(57)【要約】【課題】簡易な構成の補償器により、高調波を抑制する。【解決手段】マスターコンバータ１１０は、その交流側に基本波周波数を有する交流電圧ＶＡＣを受け、その直流側にＤＣリンク電圧ＶＤＣを発生する。補償器１３０は、交流側、直流側の少なくとも一方がマスターコンバータ１１０と絶縁されており、マスターコンバータ１１０の交流側とカップリングされる。スレーブコンバータ１３２は、マスターコンバータ１１０と同一構成を有し、マスターコンバータ１１０と同期動作することにより、その交流側に、マスターコンバータ１１０の交流側の電圧ＶＭＡＩＮと相似かつ逆極性の補正電圧ＶＳＵＢを発生させる。フィルタ１３４は、スレーブコンバータ１３２の交流側と、マスターコンバータ１１０の交流側との間に設けられ、補正電圧ＶＳＵＢの基本波周波数の成分を除去する。【選択図】図１
2017034905.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
その交流側に基本波周波数の交流電圧を受け、その直流側にＤＣリンク電圧を発生し、および／または、その直流側にＤＣリンク電圧を受け、その交流側に基本波周波数の交流電圧を発生するマスターコンバータと、
交流側、直流側の少なくとも一方が前記マスターコンバータと絶縁されており、前記マスターコンバータの交流側とカップリングされる補償器と、
を備え、
前記補償器は、
前記マスターコンバータと同一構成を有し、前記マスターコンバータと同期動作することにより、その交流側に前記マスターコンバータの交流側の電圧と相似かつ逆極性の補正電圧を発生させるスレーブコンバータと、
前記スレーブコンバータの交流側と、前記マスターコンバータの交流側との間に設けられ、前記補正電圧の基本波周波数の成分を除去するフィルタと、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
交流が入力される１次巻線、２次巻線および２次側に設けられた補助巻線を有するトランスをさらに備え、
前記マスターコンバータの交流側は前記２次巻線と接続され、
前記フィルタは、前記補助巻線と前記スレーブコンバータの間に設けられることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記スレーブコンバータの直流側には、前記マスターコンバータの直流側のＤＣリンク電圧が供給されることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記マスターコンバータの直流側と前記スレーブコンバータの直流側の間に設けられ、前記マスターコンバータの直流側のＤＣリンク電圧を受け、前記スレーブコンバータの直流側に直流電圧を供給する絶縁コンバータをさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記フィルタは、シリーズキャパシタを含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記マスターコンバータと前記スレーブコンバータはそれぞれ、対応する複数のスイッチを含み、前記マスターコンバータと前記スレーブコンバータの対応する２個のスイッチは相補的にスイッチングすることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
トロリー線から交流電力を受ける請求項１から６のいずれかに記載の電力変換装置と、
モータと、
前記電力変換装置から前記ＤＣリンク電圧を受け、前記モータを駆動するインバータと、
を備えることを特徴とする交流電車。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電車などの社会インフラ、産業機器、電子部品、電気自動車やハイブリッド自動車の多岐にわたり、交流電力を直流電力に変換するコンバータや、直流電力を交流電力に変換するインバータ、あるいは交流と直流を双方向に変換可能な双方向コンバータが使用されている。本明細書では、コンバータ、インバータ、双方向コンバータを総称して電力変換装置と称する。
【０００３】
一般的に、コンバータやインバータは、上アーム（スイッチ）と下アームのペアをひとつ、あるいは複数備え、上アームと下アームをスイッチングすることにより直流と交流の一方を、他方に変換する。上アームと下アームの制御として、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式が広く採用される。ＰＷＭコンバータでは、交流入力より高い周波数を有し、デューティ比（パルス幅）が時間的に変化するパルス信号を生成し、このパルス信号に応じて上アームと下アームを高速にスイッチング制御する。ＰＷＭインバータは、交流出力より高い周波数を有し、デューティ比が時間的に変化するパルス信号を生成し、このパルス信号に応じて上アームと下アームを高速にスイッチング制御する。
【０００４】
ＰＷＭ方式の電力変換装置においては、高速なスイッチング制御に起因する高調波電圧・高調波電流が不可避的に発生する。ＰＷＭ電力変換装置の高調波の問題を解決する方法はいくつか提案されている。
【０００５】
最も簡易には電力変換装置のスイッチング周波数を適切に選定することにより、高調波の周波数を、他の機器と干渉しない周波数帯域に移動させる方法が考えられる。しかしこの方法では、高調波電流は残留するため、根本的な解決とはならない。
【０００６】
入力を共通とする複数の電力変換装置が並列に設けられる場合、複数の電力変換装置におけるスイッチングの位相を０°〜１８０°の間で適切にシフトさせる位相差運転により高調波を低減する方式も提案されている。ところが、この方式はある周波数帯の高調波に対して低減効果があっても、別の周波数帯の高調波を増加させる場合がある。また単一の電力変換装置のみ有する系統には適用できない。
【０００７】
非特許文献１は、高調波を根本的に低減するためにアクティブ高調波補償器（Active Harmonic Compensator）を提案する。補償器は、主たる電力変換装置とトランスを共有して結合されており、主たる電力変換装置が発生する高調波と逆相の高調波成分を発生させ、トランスに戻すことにより高調波をキャンセルする。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Jens-Onno Krah and Joachim Holtz, "Total Compensation of Line-Side Switching Harmonics in Converter-Fed AC Locomotives、IEEE Trans. on Industry Application, Nov/Dec. 1995, vol. 31, no. 6, pp. 1264-1273.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
非特許文献１に記載の高調波補償器は、キャパシタＣ１を介してトランスの補助巻線と接続される縦積みされた単相ＤＣ／ＡＣコンバータ（ブリッジ回路）Ｂ１と、単相ブリッジ回路Ｂ２およびキャパシタＣ２からなるスイッチドキャパシタを備える。ブリッジ回路Ｂ１は、パルス状の矩形波電圧ｕＢ１を発生し、スイッチドキャパシタは、区分的な正弦波電圧ｕＢ２を発生する。これらの電圧ｕＢ１，ｕＢ２が加算されて、補償電圧ｕＳが生成される。
ｕｓ＝ｕＢ１＋ｕＢ２
補償電圧ｕｓは、主たる電力変換装置の等価コンバータ電圧の高調波成分ｕｔｈに相当し、これがキャパシタＣ１を介して補助巻線に注入される。
【００１０】
つまりこの補償器は、高調波成分の電圧ｕｔｈのみを忠実に再現し、補助巻線に反対向きに注入することで、高調波をキャンセルする。この場合、補償器は、トランスの主磁束に含まれる基本波成分の電圧に抗する必要があるが、それをキャパシタＣ１に発生する電圧に負担させている。
【００１１】
この技術は理論的に高調波を抑制可能であるが、実用化には至っていない。これは、さまざまな使用環境下において、区分化された正弦波電圧ｕＢ２を理論通りに発生することが困難であることに起因するものと推察される。またトランスの２次巻線の漏洩インダクタンスが互いに異なると、区分化された正弦波電圧ｕＢ２は歪んだ波形となるため、このことも実用化を妨げる一因となっている。
【００１２】
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、簡易な構成の補償器により、高調波を抑制可能な電力変換装置の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のある態様は電力変換装置に関する。電力変換装置は、その交流側に基本波周波数の交流電圧を受け、その直流側にＤＣリンク電圧を発生し、および／または、その直流側にＤＣリンク電圧を受け、その交流側に基本波周波数の交流電圧を発生するマスターコンバータと、交流側、直流側の少なくとも一方がマスターコンバータと絶縁されており、マスターコンバータの交流側とカップリングされる補償器と、を備える。補償器は、マスターコンバータと同一構成を有し、マスターコンバータと同期動作することにより、その交流側にマスターコンバータの交流側の電圧と相似かつ逆極性の補正電圧を発生させるスレーブコンバータと、スレーブコンバータの交流側と、マスターコンバータの交流側との間に設けられ、補正電圧の基本波周波数の成分を除去するフィルタと、を備える。
【００１４】
この態様によると、簡易な構成により、高調波を抑制できる。
【００１５】
ある態様において、電力変換装置は、交流が入力される１次巻線、２次巻線および２次側に設けられた補助巻線を有するトランスをさらに備えてもよい。マスターコンバータの交流側は２次巻線と接続され、フィルタは、補助巻線とスレーブコンバータの間に設けられてもよい。
この場合、交流側においてマスターコンバータと補償器とを絶縁して結合することができる。
【００１６】
スレーブコンバータの直流側には、マスターコンバータの直流側のＤＣリンク電圧が供給されてもよい。
これにより、ＤＣリンク電圧の脈流に起因してスレーブコンバータの直流側電圧も脈流するため、ＤＣリンク電圧の脈流に起因して交流側に発生する高調波成分を、スレーブコンバータの交流側に発生させることができる。
【００１７】
ある態様の電力変換装置は、マスターコンバータの直流側とスレーブコンバータの直流側の間に設けられ、マスターコンバータの直流側のＤＣリンク電圧を受け、スレーブコンバータの直流側に直流電圧を供給する絶縁コンバータをさらに備えてもよい。
この場合、直流側においてマスターコンバータと補償器とが絶縁して結合することができる。
【００１８】
フィルタは、シリーズキャパシタを含んでもよい。
【００１９】
マスターコンバータとスレーブコンバータはそれぞれ、対応する複数のスイッチを含み、マスターコンバータとスレーブコンバータの対応する２個のスイッチは相補的にスイッチングしてもよい。
これにより、スレーブコンバータの交流側に、マスターコンバータの交流側の電圧と相似かつ逆極性の補正電圧を発生させることができる。
【００２０】
本発明の別の態様は交流電車に関する。交流電車は、トロリー線から交流電力を受ける上述のいずれかの電力変換装置と、モータと、電力変換装置からＤＣリンク電圧を受け、モータを駆動するインバータと、を備えてもよい。
交流電車で発生する高調波はトロリー線を介して鉄道信号設備に混入するため従来では高調波対策に長い時間を要していたところ、この態様によれば、高調波対策に要する時間を大幅に短縮できる。また交流電車からの通信設備への誘導障害を低減し、また電磁波放射を抑制できる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明のある態様に係る電力変換装置によれば、高調波を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】電力変換装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施例に係る電力変換装置の回路図である。
【図３】図３（ａ）は、マスターコンバータおよびスレーブコンバータを制御するＰＷＭコントローラの回路図であり、図３（ｂ）は、フィルタの等価回路図である。
【図４】図４（ａ）は、図２の電力変換装置のシミュレーション結果を示す動作波形図であり、図４（ｂ）は、電源電流ｉ１のスペクトルを示す図である。
【図５】第２実施例に係る電力変換装置の回路図である。
【図６】電力変換装置を備える交流電車のブロック図である。
【図７】図７は、第３変形例に係る電力変換装置１００ｃのブロック図である。
【図８】図８（ａ）は、多相電源、単相コンバータへの電力変換装置の適用を示す図であり、図８（ｂ）は、多相電源、多相コンバータへの電力変換装置の適用を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２４】
（基本構成）
図１は、電力変換装置１００の基本構成を示すブロック図である。電力変換装置１００は、マスターコンバータ１１０および補償器１３０を備える。
【００２５】
マスターコンバータ１１０の直流側には交流電圧ＶＡＣが入力され、その直流側にはＤＣリンクバス１０２およびＤＣリンクキャパシタ１０４が接続される。マスターコンバータ１１０は交流電圧ＶＡＣを整流し、ＤＣリンクバス１０２に平滑化されたＤＣリンク電圧ＶＤＣを発生させる。ＤＣリンク電圧ＶＤＣは負荷４に供給される。負荷４は特に限定されないが、たとえばインバータおよび電動機（モータ）を含んでもよいし、あるいはＤＣ／ＤＣコンバータなどを含んでもよい。
【００２６】
補償器１３０は、マスターコンバータ１１０のスイッチングに起因する高調波をキャンセルするために設けられる。補償器１３０とマスターコンバータ１１０の交流側同士は電気的に結合されるが、交流側、直流側の少なくとも一方は、互いに絶縁されている。
【００２７】
補償器１３０は、スレーブコンバータ１３２およびフィルタ１３４を含む。スレーブコンバータ１３２はマスターコンバータ１１０と同一構成を有するレプリカである。スレーブコンバータ１３２は、マスターコンバータ１１０と同期動作することにより、その交流側に、マスターコンバータ１１０の交流側の電圧ＶＭＡＩＮと相似かつ逆極性の補正電圧ＶＳＵＢ＝−Ｋ×ＶＭＡＩＮを発生させる。Ｋは任意の定数である。
【００２８】
スレーブコンバータ１３２の交流側の補正電圧ＶＳＵＢが生ずるノードと、マスターコンバータ１１０の交流側の電圧ＶＭＡＩＮが生ずるノードの間には、フィルタ１３４が挿入される。フィルタ１３４は、補正電圧ＶＳＵＢの交流電圧ＶＡＣと同一周波数ｆ０（基本波成分）を除去し、高調波成分を通過させる。フィルタ１３４はハイパスフィルタあるいはバンドパスフィルタでありうる。
【００２９】
以上が電力変換装置１００の基本構成である。本発明は、図１のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な実施例を説明する。
【００３０】
（第１実施例）
図２は、第１実施例に係る電力変換装置１００ａの回路図である。この第１実施例では、マスターコンバータ１１０と補償器１３０の交流側同士はトランスＴ１を介して絶縁して結合されている。
【００３１】
具体的にはトランスＴ１は、１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２、補助巻線Ｗ３を備える。１次巻線Ｗ１には、交流電源２から交流電圧ＶＡＣが供給される。マスターコンバータ１１０の交流側は、２次巻線Ｗ２と接続される。なお２次巻線Ｗ２とマスターコンバータ１１０の間のＬＳはトランスＴ１の漏洩インダクタンスを表す。
【００３２】
マスターコンバータ１１０の直流側は、ＤＣリンクバス１０２と接続される。ＤＣリンクバス１０２には、平滑用のＤＣリンクキャパシタ１０４が接続される。マスターコンバータ１１０はいわゆるＰＷＭコンバータであり、トランスＴ１の２次巻線Ｗ２に流れる２次電流Ｉ２を整流し、ＤＣリンクバス１０２にＤＣリンク電圧ＶＤＣを発生する。マスターコンバータ１１０は、ブリッジ回路を形成する第１トランジスタＭ１〜第４トランジスタＭ４と、第１トランジスタＭ１〜第４トランジスタＭ４と並列に設けられた整流素子を含む。整流素子は、第１トランジスタＭ１〜第４トランジスタＭ４のボディダイオードであってもよいし、それとは別に設けられた素子であってもよい。第１トランジスタＭ１〜第４トランジスタＭ４のゲート信号Ｓ１〜Ｓ４は、ＰＷＭコントローラ１５０により与えられる。
【００３３】
補償器１３０は、スレーブコンバータ１３２およびフィルタ１３４を備える。スレーブコンバータ１３２は、マスターコンバータ１１０と同一構成を有するレプリカであり、第５トランジスタＭ５〜第８トランジスタＭ８を備える。スレーブコンバータ１３２の直流側はＤＣリンクバス１０２と接続されている。
【００３４】
スレーブコンバータ１３２は、マスターコンバータ１１０と同期動作することにより、その交流側に、マスターコンバータ１１０の交流側の電圧ＶＭＡＩＮと相似かつ逆極性の補正電圧ＶＳＵＢ＝−Ｋ×ＶＭＡＩＮを発生させる。スレーブコンバータ１３２の直流側電圧がＤＣリンク電圧ＶＤＣと等しい場合、Ｋ＝１とみなすことができる。第５トランジスタＭ５〜第８トランジスタＭ８のゲート信号Ｓ５〜Ｓ８もまた、ＰＷＭコントローラ１５０により与えられる。
【００３５】
フィルタ１３４は、スレーブコンバータ１３２の交流側とマスターコンバータ１１０の交流側との間に設けられる。フィルタ１３４によって、基本波成分ｆ０を含まず、高調波成分を含む補正電流ｉ３が補助巻線Ｗ３に流れ、トランスＴ１の１次側において、マスターコンバータ１１０側の入力電流ｉ２に応じた高調波成分と打ち消しあう。
【００３６】
別の観点から見れば、補償器１３０が、マスターコンバータ１１０側の入力電流Ｉ２の高調波成分に応じて１次巻線Ｗ１側に流れる高調波成分を吸収しているものと把握することもできる。
【００３７】
続いてＰＷＭコントローラ１５０について説明する。ＰＷＭコントローラ１５０は、マスターコンバータ１１０およびスレーブコンバータ１３２を、逆極性で動作させる。具体的にはＰＷＭコントローラ１５０は、マスターコンバータ１１０とスレーブコンバータ１３２の対応するトランジスタＭ１とＭ５のペアを相補的にスイッチングする。つまりトランジスタＭ１がオンのときトランジスタＭ５はオフであり、トランジスタＭ１がオフのときトランジスタＭ５はオンである。ペアＭ２とＭ６、ペアＭ３とＭ７、ペアＭ４とＭ８についても同様である。
【００３８】
第１トランジスタＭ１〜第４トランジスタＭ４に対するゲート信号Ｓ１〜Ｓ４は、公知技術を用いて生成すればよい。第５4トランジスタＭ５〜第８トランジスタＭ８に対するゲート信号Ｓ５〜Ｓ８は、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を反転した信号となっていればよい。別の観点から見れば、Ｓ１＝Ｓ６、Ｓ２＝Ｓ５、Ｓ３＝Ｓ８、Ｓ４＝Ｓ７の関係を満たせばよい。
【００３９】
図３（ａ）は、マスターコンバータ１１０およびスレーブコンバータ１３２を制御するＰＷＭコントローラ１５０の回路図である。ＶＳ＊は、交流電圧ＶＡＣの波形（たとえば正弦波）を示す基準信号である。インバータ１５２は、基準信号ＶＳ＊を反転する。キャリア信号発生器１５３は、三角波あるいはのこぎり波のキャリア信号Ｓ９を生成する。遅延器１５１は、基準電圧ＶＳ＊にインバータ１５２と同じ遅延を与える。減算器１５４は、遅延器１５１の出力から、キャリア信号Ｓ９を減算する。減算器１５６は、インバータ１５２の出力から、キャリア信号Ｓ９を減算する。コンパレータ１５８、１６０はそれぞれ、減算器１５４、１５６の出力をゼロと比較し、比較結果（言い換えれば正負の符号）を示す信号を生成する。遅延器１６２、１６６、インバータ１６４、１６８によって、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ８が生成される。
【００４０】
なお当業者によればＰＷＭコントローラ１５０の構成が図３（ａ）のそれに限定されないことが理解される。たとえば減算器とコンパレータの組み合わせは、２入力の大小関係を比較するコンパレータで置換可能である。ＰＷＭコントローラ１５０は、マイコンやコンピュータとソフトウェアの組み合わせで構成してもよいし、専用のハードウェアロジックで構成してもよいし、等価的なアナログ回路で構成してもよい。
【００４１】
また図３（ａ）のＰＷＭコントローラ１５０はオープンループ型であるが、ＰＩ補償器やＰＩＤ補償器を用いたクローズドループ（フィードバック）型のコントローラを用いてもよい。
【００４２】
図３（ｂ）は、フィルタ１３４の等価回路図である。フィルタ１３４は、主としてシリーズキャパシタ（結合キャパシタ）Ｃ３を含む。またフィルタ１３４には、補助巻線Ｗ３の漏洩インダクタンスＬ３と、寄生抵抗Ｒ３が含まれる。インダクタＬ３および抵抗Ｒ３は、意図的に設けられたインダクタ素子あるいは抵抗素子であってもよい。
【００４３】
以上が電力変換装置１００ａの構成である。続いてその動作を説明する。ここでは理解の容易化、説明の簡素化のため、トランスＴ１の巻線比は１：１であるものとする。マスターコンバータ１１０の交流側の電圧ＶＭＡＩＮは、基本波成分Ｖｆと、マスターコンバータ１１０のスイッチングにともなう高調波成分Ｖｈａｒを含み、式（１）で表される。
ＶＭＡＩＮ＝ｖｆ＋ｖｈａｒ      …（１）
【００４４】
ひとまず、補助巻線Ｗ３および補償器１３０を無視すれば、２次巻線Ｗ２の両端間電圧ＶＷ２はＶＡＣである。したがって漏洩インダクタンスＬＳに流れる電流ｉ２は、式（２）で与えられる。
ｄｉ２／ｄｔ＝（ＶＷ２−ＶＭＡＩＮ）／ＬＳ＝（ＶＡＣ−ｖｆ−ｖｈａｒ）／ＬＳ    …（２）
ここで特定の高調波の角周波数ωに着目すると、マスターコンバータ１１０から発生する高調波電流ｉｓｈａｒは、過渡現象を除外すれば式（３）で表される。
ｉｓｈａｒ＝ｖｈａｒ／ωＬＳ      …（３）
【００４５】
上述のように、スレーブコンバータ１３２の交流側電圧ＶＳＵＢは、式（４）で表される。  ＶＳＵＢ＝−Ｋ×ＶＭＡＩＮ      …（４）
式（４）においてＫ＝１とし、式（１）を代入すると、式（５）を得る。
ＶＳＵＢ＝−ｖｆ＋ｖｈａｒ
【００４６】
フィルタ１３４のカットオフ周波数を適切に定めれば、基本波成分ｖｆが除去され、補助巻線Ｗ３の両端間には高調波成分ｖｈａｒのみが印加される。このときフィルタ１３４の両端間に基本波成分ｖｆが現れることに留意されたい。
【００４７】
高調波をキャンセルするためには、電流ｉ２とｉ３が逆相である必要があり、したがってＫ＝１の場合、フィルタ１３４のインピーダンスと、漏洩インダクタンスＬＳのインピーダンスが等しくなければならない。
ｊωＬＳ＝ｊωＬ３＋１／（ｊωＣ３）＋Ｒ３      …（６）
Ｋ≠１の場合には、フィルタ１３４のインピーダンスは、漏洩インダクタンスＬＳのインピーダンスのＫ倍に等しくすることが望ましい。
【００４８】
図３（ｂ）の直列共振回路の共振周波数ω０は式（７）で与えられる。
ω０＝１／√（Ｌ３・Ｃ３）
この共振周波数ω０において高調波をキャンセルする効果が最大となることから、ω０は、高調波が最も強い周波数帯域に設定すればよい。
【００４９】
続いて電力変換装置１００ａの動作を説明する。図４（ａ）は、図２の電力変換装置１００ａのシミュレーション結果を示す動作波形図である。交流電圧ＶＡＣは５０Ｈｚである。マスターコンバータ１１０の交流側の電流ｉ２には、５０Ｈｚの正弦波に加えて、スイッチングにともない発生する高調波成分が含まれている。一方、トランスＴ１の補助巻線Ｗ３に流れる電流ｉ３は、電流ｉ２の高調波成分を極性を反転したものとなっている。これにより、トランスＴ１の１次側の電源電流ｉ１は、高調波が除去されて理想的な正弦波に近づいている。
【００５０】
図４（ｂ）は、電源電流ｉ１のスペクトルを示す図である。なお図４（ｂ）には、高調波補償の前の電流に相当する電流ｉ２のスペクトルが破線で示される。図４（ｂ）から、補償器１３０による高調波補償によって、１次側電流ｉ１の電流スペクトルの高調波成分を抑制できていることがわかる。全高調波歪み（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）を比較すると、補償前の電流ｉ２が１１．４％であるのに対して、補償後の電源電流ｉ１では０．６９％まで抑制されている。
【００５１】
また第１実施例は、以下の効果を有する。マスターコンバータ１１０により生成されるＤＣリンク電圧ＶＤＣは、基本波ω（＝５０Ｈｚ）の２倍の２ω（＝１００Ｈｚ）にて脈動する。そのためマスターコンバータ１１０の交流側の電流ｉ２には、ω＋２ω＝３ω（＝１５０Ｈｚ）の高調波成分が含まれる。ここで、補償器１３０の直流側を理想電源とした場合、３ωの成分を精度よく補償することができない。そこで図２の電力変換装置１００ａでは、補償器１３０の直流側にＤＣリンク電圧ＶＤＣを供給することとし、補償器１３０の直流側の電圧を、マスターコンバータ１１０の直流側と連動して脈動させている。これにより補償器１３０の交流側の電流ｉ３に、電流ｉ２に含まれる３ωの高調波成分が含まれることとなり、精度よく補償することが可能となる。
【００５２】
また図２の補償器１３０の構成および制御は、非特許文献１に比べて格段に簡素化されており、したがって実用性が高いと言える。
【００５３】
（第２実施例）
図５は、第２実施例に係る電力変換装置１００ｂの回路図である。この第２実施例では、マスターコンバータ１１０と補償器１３０は、直流側がトランスＴ２を有する絶縁コンバータ１７０を介して結合されている。絶縁コンバータ１７０はＤＣリンク電圧ＶＤＣを受け、スレーブコンバータ１３２の直流側に接続された平滑キャパシタ１７２に、直流電圧ＶＤＣ２を発生させる。絶縁コンバータ１７０および平滑キャパシタ１７２は、スレーブコンバータ１３２の直流側に直流電圧ＶＤＣ２を供給する電圧源と把握できる。
【００５４】
マスターコンバータ１１０と補償器１３０の１次側の結合形式は特に限定されず、非絶縁にて、インダクタを介して接続されてもよいし、図２に示すようにトランスＴ１を介して絶縁した態様にて結合されてもよい。第２実施例によっても、第１実施例と同様に高調波を抑制できる。
【００５５】
（用途）
最後に、電力変換装置１００の好適な用途を説明する。図６は、電力変換装置１００を備える交流電車２００のブロック図である。交流電車２００は、トランスＴ１、少なくともひとつのマスターコンバータ１１０および補償器１３０を備える。図６には２系統のマスターコンバータ１１０が示されるが、マスターコンバータ１１０の個数は特に限定されない。マスターコンバータ１１０が生成するＤＣリンク電圧ＶＤＣは、ＤＣリンクバス１０２を介して対応するインバータ２０４に供給される。インバータ２０４は、ＤＣリンク電圧ＶＤＣを受け、交流に変換し、対応するモータ２０２を駆動する。なお、１個のマスターコンバータ１１０の直流側には複数のインバータ２０４が接続されうる。
【００５６】
たとえば複数のマスターコンバータ１１０は、同期動作してもよい。この場合、複数のマスターコンバータ１１０に対して、１個の共通の補償器１３０を設ければよい。ただし、トランスＴ１の１次巻線Ｗ１には、複数のマスターコンバータ１１０において生成する高調波成分が重畳されるため、補償器１３０からは、複数のマスターコンバータ１１０の高調波成分の合計をキャンセルするように、補正電流ｉ３を注入する必要がある。
【００５７】
実施の形態に係る電力変換装置１００を交流電車２００に採用することにより、以下の効果が得られる。
【００５８】
交流電車で発生する高調波はトロリー線を介して鉄道信号設備に混入する。通常は、線区ごとに種類の異なる鉄道信号設備が存在しており、交流電車が発生する高調波と鉄道信号設備との協調確認に膨大な時間を要し、ときとして高調波対策によって営業開始が遅れるという問題があった。これに対して実施の形態に係る電力変換装置１００を利用することにより、高調波対策に要する時間を大幅に短縮できる。
【００５９】
また交流電車から放射される高調波が抑制されることにより、通信設備への誘導障害を低減でき、これによりその対策費用を削減し、また工期を短縮できる。
【００６０】
また鉄道の放射する電磁界に関しては国際規格ＩＥＣ６２２３６シリーズにより規定がある。欧州ではこれが強制規格となっており、各国でこれを遵守することが望まれている。ところが規格は、１９９０年代の電気鉄道の測定結果にもとづいて定められており、一般の電力網に対する許容値よりも２０ｄＢ大きく定められている。電力変換装置１００により高調波を抑制できれば、さらに厳しい規格を策定することも可能が可能となり、より社会にとって好ましいといえる。
【００６１】
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
【００６２】
（第１変形例）
スレーブコンバータ１３２の直流側の電圧は、ＤＣリンク電圧ＶＤＣとは無関係に生成された定電圧であってもよい。
【００６３】
（第２変形例）
実施の形態ではフィルタ１３４を、ＬＣＲ直列共振回路として説明したが、本発明はそれには限定されない。幅広い帯域において高調波を除去しようとする場合、幅広い帯域において位相特性が均一であることが要求される。このためにシャント素子を含むＴ型フィルタやπ型フィルタ、あるいは高次のフィルタを用いてもよい。あるいはアクティブフィルタを用いてもよい。
【００６４】
（第３変形例）
図６のように複数のマスターコンバータ１１０を備える電力系統において、それらが非同期動作する場合、マスターコンバータ１１０ごとに補償器１３０を設けてもよい。図７は、第３変形例に係る電力変換装置１００ｃのブロック図である。スレーブコンバータ１３２ｃは、複数のマスターコンバータ１１０に対応する複数のスレーブコンバータ１３２を含む。複数のスレーブコンバータ１３２は交流側が直列に接続（縦積み）されており、各スレーブコンバータ１３２は、対応するマスターコンバータ１１０と同期動作する。補償器１３０ｃは、複数のスレーブコンバータ１３２が生成する補正電圧ＶＳＵＢの合成電圧ΣＶＳＵＢを、フィルタ１３４を介して出力する。この変形例によれば、複数のマスターコンバータ１１０が同期動作する場合のみでなく、非同期動作する場合においても、高調波を抑制できる。
【００６５】
（第４変形例）
実施の形態では単相電源、単相コンバータを例としたが、本発明はそれには限定されない。図８（ａ）は、多相電源、単相コンバータへの電力変換装置の適用を示す図である。３相交流において、複数の巻線が絶縁されている場合、各巻線は単相とみなすことができる。したがってマスターコンバータ１１０、スレーブコンバータ１３２を、図２と同様に単相コンバータとすればよい。
【００６６】
図８（ｂ）は、多相電源、多相コンバータへの電力変換装置の適用を示す図である。３相交流は、スター結線されたトランスを介して入力される。この場合、マスターコンバータ１１０、スレーブコンバータ１３２を３相コンバータとし、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれについて補正電圧を生成し、フィルタ１３４を介して電源に注入すればよい。
【００６７】
（第５変形例）
電力変換装置１００の用途は交流電車２００に限定されない。たとえば一般電力網において、ＰＷＭスイッチングを行う電力変換装置はビル、工場等で一層使用されることとなろう。現在のところスイッチング電源に起因する高調波に対する電力系統の障害や規制は大きな問題となっていないが、将来、問題が顕在化する可能性がある。したがって実施の形態に係る電力変換装置１００は、一般電力網に接続される設備にも有用といえる。
【００６８】
一時期、電力網を利用した通信が注目されているが、期待されたほどの普及を見せていない。この一因として、電力網に混入する高調波により、期待したほどの通信速度が得られないことが上げられる。一般電力網に電力変換装置１００を接続すれば、電力網に混入する高調波が著しく低減されるため、電力網を利用した通信の普及を促進に資すると考えられる。
【００６９】
そのほか電力変換装置１００は、家庭用の蓄電システム、発電施設等にも利用可能である。
【００７０】
（第６変形例）
実施の形態では、マスターコンバータが、交流−直流コンバータである場合を説明したが、マスターコンバータは、その直流側にＤＣリンク電圧を受け、その交流側に基本波周波数の交流電圧を発生する直流−交流コンバータ（すなわちインバータ）であってもよい。あるいは、マスターコンバータは、交流と直流を相互に変換可能な双方向コンバータであってもよい。
【００７１】
実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００７２】
２…交流電源、４…負荷、１００…電力変換装置、１０２…ＤＣリンクバス、１０４…ＤＣリンクキャパシタ、Ｔ１…トランス、Ｗ１…１次巻線、Ｗ２…２次巻線、Ｗ３…補助巻線、１１０…マスターコンバータ、１３０…補償器、１３２…スレーブコンバータ、１３４…フィルタ、１５０…ＰＷＭコントローラ、１７０…絶縁コンバータ、Ｍ１…第１トランジスタ、Ｍ２…第２トランジスタ、Ｍ３…第３トランジスタ、Ｍ４…第４トランジスタ、Ｍ５…第５４トランジスタ、Ｍ６…第６トランジスタ、Ｍ７…第７トランジスタ、Ｍ８…第８トランジスタ、２００…交流電車、２０２…モータ、２０４…インバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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