(57)【要約】【課題】通過帯域より高い周波数における特性を改善すること。【解決手段】入力端子を有するフィルタ１０と、増幅回路１２と前記入力端子との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１経路１８ａと、終端回路１９と前記入力端子との間に接続され、前記通過帯域より高い所定の周波数において前記終端回路の終端インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２経路１８ｂと、前記第１経路と前記第２経路とを結合し前記入力端子に接続する結合回路１６と、を具備するフィルタ回路。【選択図】図１２
2017163232.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子を有するフィルタと、
増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１経路と、
終端回路と前記入力端子との間に接続され、前記通過帯域より高い所定の周波数において前記終端回路の終端インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２経路と、
前記第１経路と前記第２経路とを結合し前記入力端子に接続する結合回路と、
を具備するフィルタ回路。
【請求項２】
前記結合回路は、前記第１経路と前記入力端子との間に接続されたローパスフィルタと、前記第２経路と前記入力端子とに間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有する請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項３】
前記第１経路は、前記増幅回路と前記結合回路との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１整合回路を有する請求項１または２記載のフィルタ回路。
【請求項４】
前記第２経路は、前記終端回路と前記結合回路との間に接続され、前記所定の周波数において前記終端回路の終端インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２整合回路を有する請求項１から３のいずれか一項記載のフィルタ回路。
【請求項５】
入力端子を有するフィルタと、
増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１経路と、
前記増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記通過帯域より高い所定の周波数において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２経路と、
前記増幅回路の出力を分岐し前記第１経路と前記第２経路とに接続する分岐回路と、
前記第１経路と前記第２経路とを結合し前記入力端子に接続する結合回路と、
を具備するフィルタ回路。
【請求項６】
前記分岐回路は、前記増幅回路と前記第１経路との間に接続されたローパスフィルタと、前記増幅回路と前記第２経路との間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有し、
前記結合回路は、前記第１経路と前記入力端子との間に接続されたローパスフィルタと、前記第２経路と前記入力端子との間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有する請求項５記載のフィルタ回路。
【請求項７】
前記第１経路は、前記分岐回路と前記結合回路との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１整合回路を有する請求項５または６記載のフィルタ回路。
【請求項８】
前記第２経路は、前記分岐回路と前記結合回路との間に接続され、前記所定の周波数において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２整合回路を有する請求項５から７のいずれか一項記載のフィルタ回路。
【請求項９】
前記所定の周波数は前記通過帯域の高調波の周波数である請求項１から８のいずれか一項記載のフィルタ回路。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか一項記載のフィルタ回路であって、共通端子と送信端子との間に接続され、前記フィルタの出力端子が前記共通端子に接続されたフィルタ回路と、
前記共通端子と受信端子との間に接続された受信フィルタと、
を具備するデュプレクサ回路。
【請求項１１】
請求項９記載のフィルタ回路であって、第１共通端子と第１送信端子との間に接続され前記フィルタの出力端子が前記第１共通端子に接続されたフィルタ回路と、前記第１共通端子と第２受信端子との間に接続された第１受信フィルタと、を有し、前記第１共通端子がアンテナに接続された第１デュプレクサと、
前記アンテナに接続された第２共通端子と第２送信端子との間に接続された送信フィルタと、前記第２共通端子と第２受信端子との間に接続され前記高調波の周波数と重なる通過帯域を有する第２受信フィルタと、を有する第２デュプレクサと、
を具備するフロントエンド回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタ回路、デュプレクサ回路およびフロントエンド回路であり、例えば、増幅回路の出力が入力されるフィルタを有するフィルタ回路、デュプレクサ回路およびフロントエンド回路である。
【背景技術】
【０００２】
移動体通信の端末等の送信回路には、送信信号を増幅する増幅回路と、増幅された送信信号をフィルタリングするフィルタと、が用いられる。増幅回路の出力インピーダンスとフィルタの入力インピーダンスとが異なる場合、増幅回路とフィルタとの間にインピーダンス整合回路を設ける（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２０１５−５１０３５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、フィルタの通過帯域において増幅回路の出力インピーダンスとフィルタの入力インピーダンスとを整合させても、通過帯域より周波数の高い所定の周波数ではインピーダンスが整合しない場合がある。このため、所定の周波数においてフィルタ特性が劣化することがある。
【０００５】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、通過帯域より高い周波数における特性を改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、入力端子を有するフィルタと、増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１経路と、終端回路と前記入力端子との間に接続され、前記通過帯域より高い所定の周波数において前記終端回路の終端インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２経路と、前記第１経路と前記第２経路とを結合し前記入力端子に接続する結合回路と、を具備するフィルタ回路である。
【０００７】
上記構成において、前記結合回路は、前記第１経路と前記入力端子との間に接続されたローパスフィルタと、前記第２経路と前記入力端子とに間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有する構成とすることができる。
【０００８】
上記構成において、前記第１経路は、前記増幅回路と前記結合回路との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１整合回路を有する構成とすることができる。
【０００９】
上記構成において、前記第２経路は、前記終端回路と前記結合回路との間に接続され、前記所定の周波数において前記終端回路の終端インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２整合回路を有する構成とすることができる。
【００１０】
本発明は、入力端子を有するフィルタと、増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１経路と、前記増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記通過帯域より高い所定の周波数において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２経路と、前記増幅回路の出力を分岐し前記第１経路と前記第２経路とに接続する分岐回路と、前記第１経路と前記第２経路とを結合し前記入力端子に接続する結合回路と、を具備するフィルタ回路である。
【００１１】
上記構成において、前記分岐回路は、前記増幅回路と前記第１経路との間に接続されたローパスフィルタと、前記増幅回路と前記第２経路との間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有し、前記結合回路は、前記第１経路と前記入力端子との間に接続されたローパスフィルタと、前記第２経路と前記入力端子との間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有する構成とすることができる。
【００１２】
上記構成において、前記第１経路は、前記分岐回路と前記結合回路との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１整合回路を有する構成とすることができる。
【００１３】
上記構成において、前記第２経路は、前記分岐回路と前記結合回路との間に接続され、前記所定の周波数において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２整合回路を有する構成とすることができる。
【００１４】
上記構成において、前記所定の周波数は前記通過帯域の高調波の周波数である構成とすることができる。
【００１５】
本発明は、上記フィルタ回路であって、共通端子と送信端子との間に接続され、前記フィルタの出力端子が前記共通端子に接続されたフィルタ回路と、前記共通端子と受信端子との間に接続された受信フィルタと、を具備するデュプレクサ回路である。
【００１６】
本発明は、上記フィルタ回路であって、第１共通端子と第１送信端子との間に接続され前記フィルタの出力端子が前記第１共通端子に接続されたフィルタ回路と、前記第１共通端子と第２受信端子との間に接続された第１受信フィルタと、を有し、前記第１共通端子がアンテナに接続された第１デュプレクサと、前記アンテナに接続された第２共通端子と第２送信端子との間に接続された送信フィルタと、前記第２共通端子と第２受信端子との間に接続され前記高調波の周波数と重なる通過帯域を有する第２受信フィルタと、を有する第２デュプレクサと、を具備するフロントエンド回路である。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、通過帯域より高い周波数における特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】図１（ａ）は、比較例１に係るフィルタ回路の回路図、図１（ｂ）は、増幅回路の利得の周波数特性の例を示す図、図１（ｃ）は、増幅回路の出力インピーダンスの例を示すスミスチャートである。
【図２】図２（ａ）は、比較例１を用いたデュプレクサ回路の回路図、図２（ｂ）は、シミュレーションに用いた入力インピーダンスを示すスミスチャートである。
【図３】図３（ａ）は、送信フィルタにおける周波数に対する減衰量のシミュレーション結果を示す図、図３（ｂ）は、周波数が１６４５ＭＨｚにおける位相に対する減衰量を示す図である。
【図４】図４は、実施例１に係るフィルタ回路を示す回路図である。
【図５】図５（ａ）は、比較例１におけるシミュレーションを行なったフィルタ回路の回路図、図５（ｂ）は、比較例１の減衰特性を示す図である。
【図６】図６は、実施例１におけるシミュレーションを行なったフィルタ回路の回路図である。
【図７】図７（ａ）は、実施例１の減衰特性を示す図、図７（ｂ）は、周波数が３．９ＧＨｚにおける位相に対する減衰量を示す図である。
【図８】図８（ａ）および図８（ｂ）は、それぞれ比較例１および実施例１のインピーダンスを説明する図である。
【図９】図９（ａ）から図９（ｃ）は、実施例１の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その１）である。
【図１０】図１０（ａ）から図１０（ｃ）は、実施例１の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その２）である。
【図１１】図１１（ａ）から図１１（ｃ）は、実施例１の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その３）である。
【図１２】図１２（ａ）は、実施例２に係るフィルタ回路を示す回路図、図１２（ｂ）は、実施例２のインピーダンスを説明する図である。
【図１３】図１３（ａ）から図１３（ｃ）は、実施例２の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その１）である。
【図１４】図１４（ａ）から図１４（ｃ）は、実施例２の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その２）である。
【図１５】図１５（ａ）から図１５（ｆ）は、ローパスフィルタとして機能する整合回路の例である。
【図１６】図１６（ａ）から図１６（ｆ）は、ハイパスフィルタとして機能する整合回路の例である。
【図１７】図１７（ａ）および図１７（ｂ）は、実施例３に係るフィルタ回路の回路図である。
【図１８】図１８は、比較例２に係るフロントエンド回路を示す回路図である。
【図１９】図１９は、実施例４に係るフロントエンド回路の回路図である。
【図２０】図２０は、実施例５に係る通信機器の例である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
まず、増幅回路の特性について説明する。増幅回路においては、主信号を増幅するときに、主信号の高調波（２倍波および３倍波等）が生成されやすい。また、増幅回路の出力インピーダンスは周波数依存性が大きい。
【００２０】
図１（ａ）は、比較例１に係るフィルタ回路の回路図、図１（ｂ）は、増幅回路の利得の周波数特性の例を示す図、図１（ｃ）は、増幅回路の出力インピーダンスの例を示すスミスチャートである。図１（ａ）に示すように、フィルタ回路１１０は、整合回路１４およびバンドパスフィルタ１０を備えている。増幅回路１２の出力がフィルタ回路１１０に入力する。増幅回路１２の出力は整合回路１４を介しフィルタ１０の入力端子に接続されている。増幅回路１２は、周波数ｆ１の主信号を増幅する。整合回路１４は増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスとを整合させる。フィルタ１０は、主信号の周波数ｆ１を通過帯域とし、増幅回路１２が増幅した信号をフィルタリングする。増幅回路１２としてＬＴＥバンドＢ１８の送信信号用の増幅回路とし、主信号の周波数ｆ１を約８２０ＭＨｚ、主信号の２倍波の周波数ｆ２を約１６４０ＭＨｚとする。なおＬＴＥバンドは、ＬＴＥ規格（Ｅ−ＵＴＲＡ Operating Band）に対応する周波数帯である。
【００２１】
図１（ｂ）に示すように、周波数ｆ１およびｆ２での利得はそれぞれ約１３．２ｄＢおよび−５０ｄＢである。図１（ｃ）に示すように、周波数ｆ１における出力インピーダンスは４６．０＋ｊ７．９である。このときのＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）は約１．２であり、出力インピーダンスはほぼ５０Ωとなっている。一方、周波数ｆ２における出力インピーダンスは１．７＋ｊ３．１であり、ＶＳＷＲは約２９．５である。このように周波数ｆ２では出力インピーダンスが５０Ωから大きくずれている。
【００２２】
以上のように、増幅回路１２の出力インピーダンスは、主信号を増幅する周波数帯域では、ほぼ基準インピーダンスとなるように設定されている。しかし、周波数の異なる例えば２倍波の周波数における増幅回路の出力インピーダンスは、基準インピーダンスとは異なる。一方、フィルタ１０の入力インピーダンスは基準インピーダンス等の一定のインピーダンスであり、かつその周波数依存はほとんどないことを前提に設計されている。
【００２３】
そこで、通過帯域より高周波側において、フィルタ回路の入力端子に基準インピーダンスである５０Ωと異なるインピーダンスが接続された場合のフィルタ１０の減衰特性をシミュレーションした。
【００２４】
図２（ａ）は、比較例１を用いたデュプレクサ回路の回路図、図２（ｂ）は、シミュレーションに用いた送信インピーダンスを示すスミスチャートである。デュプレクサ回路１１２はＬＴＥバンドＢ１８用である。図２（ａ）に示すように、デュプレクサ２０は、送信フィルタ２０ａおよび受信フィルタ２０ｂを有している。送信フィルタ２０ａは共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に接続されている。受信フィルタ２０ｂは共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に接続されている。共通端子Ａｎｔと送信フィルタ２０ａおよび受信フィルタ２０ｂとの間に整合回路２６が接続されている。送信端子Ｔｘと送信フィルタ２０ａとの間に整合回路２４ａが接続されている。受信端子Ｒｘと受信フィルタ２０ｂとの間に整合回路２４ｂが接続されている。整合回路２４ａ、２４ｂおよび２６は、インピーダンスを整合させる回路である。共通端子Ａｎｔおよび受信端子Ｒｘは、５０Ωの終端抵抗Ｒで終端されている。送信端子Ｔｘにはインピーダンス素子２８が接続されている。
【００２５】
図２（ｂ）を参照し、インピーダンス素子２８の送信インピーダンスＺｔｘを５０Ω（図２（ｂ）の黒点に相当する）として送信フィルタ２０の減衰特性をシミュレーションした。また、１．３２ＧＨｚ以上において、送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０とし位相を変化させ（図２（ｂ）のＸに相当する）送信フィルタ２０の減衰特性をシミュレーションした。
【００２６】
図３（ａ）は、送信フィルタにおける周波数に対する減衰量のシミュレーション結果を示す図、図３（ｂ）は、周波数が１６４５ＭＨｚにおける位相に対する減衰量を示す図である。図３（ａ）を参照し、太線は送信インピーダンスＺｔｘを５０Ωのとしたとき（図２（ｂ）の黒点に対応する）の減衰特性である。点線は送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０とし位相を変えたとき（図２（ｂ）のＸに対応する）の減衰特性である。送信インピーダンスＺｔｘの位相が回転すると送信フィルタ２０ａの減衰特性が変化する。図３（ｂ）に示すように、送信インピーダンスＺｔｘが５０Ωのとき、位相が変化しても減衰量は一定である。ＶＳＷＲが３０のとき、位相によって減衰量が変化する。この例では位相が９０°から１３０°において、減衰量が劣化する。
【００２７】
このように、通過帯域の２倍波において、送信端子Ｔｘに送信信号を出力する増幅回路の出力インピーダンスが基準インピーダンスからずれていると、送信フィルタ２０ａに所望の減衰量が得られない可能性がある。例えば、インピーダンス整合されていれば増幅回路１２および／またはフィルタ１０の製造ばらつきにより位相が変化してもフィルタ１０の減衰量はほとんど変わらない。ところが、図３（ｂ）のように、インピーダンス整合されていないと、増幅回路１２および／またはフィルタ１０の製造ばらつきにより位相が変化するとフィルタ１０の減衰量が大きく変動してしまう。このため、増幅回路１２で生成された主信号の高調波（例えば２倍波および／または３倍波）がフィルタ１０で十分に抑圧されない可能性がある。
【実施例１】
【００２８】
図４は、実施例１に係るフィルタ回路を示す回路図である。図４に示すように、フィルタ回路１００は、分岐回路１７、整合回路１４ａおよび１４ｂ、結合回路１６およびフィルタ１０を有する。増幅回路１２とフィルタ１０との間に分岐回路１７、整合回路１４ａおよび１４ｂ、並びに結合回路１６が接続されている。分岐回路１７はダイプレクサであり、増幅回路１２の出力を２つの経路１８ａと１８ｂに分岐する。経路１８ａは低周波経路であり、経路１８ｂは高周波経路である。経路１８ａに整合回路１４ａが設けられている。経路１８ｂに整合回路１４ｂが設けられている。結合回路１６はダイプレクサであり、経路１８ａと１８ｂとを結合し、フィルタ１０の入力端子Ｉｎに接続する。
【００２９】
増幅回路１２の出力インピーダンスはフィルタ１０の通過帯域において基準インピーダンス（例えば５０Ω）であり、通過帯域より高周波側（例えば通過帯域の２倍波）において基準インピーダンスからずれている。分岐回路１７は、通過帯域の主信号５０ａを経路１８ａに通過させ、経路１８ｂには通過させない、また、分岐回路１７は通過帯域の２倍波（すなわち主信号の２倍波）の信号５０ｂを経路１８ｂに通過させ、経路１８ａには通過させない。整合回路１４ａは，通過帯域において増幅回路１２の出力インピーダンス（例えば５０Ω）をフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。整合回路１４ｂは通過帯域の２倍波の周波数において、増幅回路１２の出力インピーダンス（例えば５０Ω）をフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。結合回路１６は、経路１８ａの通過帯域の信号と経路１８ｂの２倍波の信号２０ｂとを合成しフィルタ１０の入力端子Ｉｎに出力する。結合回路１６は、経路１８ａの通過帯域の主信号５０ａをフィルタ１０に通過させ、経路１８ａの通過帯域の２倍波の信号をフィルタ１０に通過させない。また、結合回路１６は、経路１８ｂの通過帯域の２倍波の信号５０ｂをフィルタ１０に通過させ、経路１８ｂの通過帯域の主信号をフィルタ１０に通過させない。フィルタ１０は、通過帯域の信号を出力端子Ｏｕｔに出力する。
【００３０】
比較例１および実施例１についてシミュレーションを行なった。シミュレーションはＬＴＥバンドＢ１用デュプレクサについて行なった。図５（ａ）は、比較例１におけるシミュレーションを行なったフィルタ回路の回路図、図５（ｂ）は、比較例１の減衰特性を示す図である。
【００３１】
図５（ａ）に示すように、整合回路２４ａは、送信端子Ｔｘとグランドとの間に接続されたインダクタＬ１である。整合回路２４ｂは、受信端子Ｒｘとグランドとの間に接続されたインダクタＬ２である。整合回路２６は、共通端子Ａｎｔとグランドとの間に接続されたインダクタＬ３である。その他の構成は、図２（ａ）と同じであり、説明を省略する。送信インピーダンスＺｔｘは、３ＧＨｚ以上において、図２（ｂ）と同様にＶＳＷＲを３０として位相を変化させた。シミュレーションした終端抵抗Ｒを５０Ωとし、各インダクタＬ１からＬ３のインダクタンスを以下とした。
Ｌ１＝４．３ｎＨ、Ｌ２＝７．５ｎＨ、Ｌ３＝３．３ｎＨ
【００３２】
図５（ｂ）に示すように、太実線は送信インピーダンスＺｔｘが５０Ωで一定としたときの減衰特性である。点線は送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０として位相を変化させたときの減衰特性である。図３（ｂ）と同様に、送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０として位相を変化させると減衰特性がばらつく。通過帯域の２倍波に相当する周波数帯域６０において減衰量がばらついている。
【００３３】
図６は、実施例１におけるシミュレーションを行なったフィルタ回路の回路図である。図６に示すように、結合回路１６は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６ａおよびハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１６ｂを備えている。分岐回路１７はＬＰＦ１７ａおよびＨＰＦ１７ｂを備えている。ＬＰＦ１６ａは、経路１８ａに直列にインダクタＬ４が接続され、シャントにキャパシタＣ４が接続されている。ＨＰＦ１６ｂはキャパシタＣ５とインダクタＬ５とを有するＴ型回路である。ＬＰＦ１７ａはインダクタＬ８とキャパシタＣ８とを有するＴ型回路である。ＨＰＦ１７ｂはキャパシタＣ９とインダクタＬ９とを有するＴ型回路である。整合回路１４ａは経路１８ａとグランドとの間に接続されたインダクタＬ６を有する。整合回路１４ｂは経路１８ｂに直列に接続されたインダクタＬ７と経路１８ｂとグランドとの間に接続されたキャパシタＣ７を有する。その他の構成は図４および図５（ａ）と同じであり説明を省略する。
【００３４】
シミュレーションした終端抵抗Ｒを５０Ωとし、各インダクタのインダクタンスおよび各キャパシタのキャパシタンスを以下とした。
インダクタンス
Ｌ２＝Ｌ７．５ｎＨ、Ｌ３＝３．３ｎＨ、Ｌ４＝４．２ｎＨ、Ｌ５＝２ｎＨ
Ｌ６＝４．８ｎＨ、Ｌ７＝５．６ｎＨ、Ｌ８＝４．２ｎＨ、Ｌ９＝２ｎＨ
キャパシタンス
Ｃ４＝４．７ｐＦ、Ｃ５＝０．８ｐＦ
Ｃ７＝１．０ｐＦ、Ｃ８＝１．９ｐＦ、Ｃ９＝０．８ｐＦ
【００３５】
図７（ａ）は、実施例１の減衰特性を示す図、図７（ｂ）は、実施例１および比較例１の周波数が３．９ＧＨｚにおける位相に対する減衰量を示す図である。図７（ａ）に示すように、通過帯域の２倍波に相当する周波数帯域６０では、送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０として位相を変化させて（点線）も、５０Ω（太実線）のときより減衰量が大きくなっている。図７（ｂ）に示すように、実施例１は、比較例１に比べ位相が変化しても減衰量が安定している。
【００３６】
実施例１において、２倍波の周波数ｆ２において減衰量が安定する理由を説明する。図８（ａ）および図８（ｂ）は、それぞれ比較例１および実施例１のインピーダンスを説明する図である。図８（ａ）および図８（ｂ）の回路は、図１（ａ）および図４と同じフィルタ回路１１０および１００であり、説明を省略する。
【００３７】
図８（ａ）に示すように、矢印６１ａのように、主信号の周波数ｆ１における増幅回路１２の出力インピーダンスは５０Ωである。矢印６２ａのように、整合回路１４は増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。矢印６１ｂのように２倍波の周波数ｆ２における増幅回路１２の出力インピーダンスはＺｔｘである。矢印６２ｂのように、整合回路１４が変換した後のインピーダンスはフィルタ１０の入力インピーダンスと異なる値となる。このように、比較例１においては、主信号においては、インピーダンス整合する（すなわち、増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスが共役となる）が、２倍波においてはインピーダンス整合しない。
【００３８】
図８（ｂ）に示すように、実施例１では、分岐回路１７および結合回路１６が増幅回路１２の出力信号を経路１８ａと１８ｂとに分岐する。周波数ｆ１の主信号は主に経路１８ａを伝搬し、周波数ｆ２の２倍波信号は主に経路１８ｂを伝搬する。経路１８ａに整合回路１４ａ、経路１８ｂに整合回路１３ａおよび１３ｂが設けられている。整合回路１３ａおよび１３ｂは整合回路１４ｂの機能を説明するために仮想的に図示している。
【００３９】
周波数ｆ１における経路１８ａでは、矢印６３ａのように、分岐回路１７を介した増幅回路１２の出力インピーダンスは５０Ωである。整合回路１４ａは、増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。よって、周波数ｆ１においては増幅回路１２とフィルタ１０とはインピーダンス整合する。
【００４０】
周波数ｆ２における経路１８ｂでは、矢印６３ｂのように分岐回路１７を介した増幅回路１２の出力インピーダンスはＺｔｘである。矢印６４ｂのように整合回路１３ａはＺｔｘを５０Ωに変換する。さらに、矢印６５ｂのように整合回路１３ｂは５０Ωをフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。これにより、周波数ｆ２において増幅回路１２とフィルタ１０とがインピーダンス整合する。以上のように、実施例１では、主信号に加え２倍波においても増幅回路１２とフィルタ１０とがインピーダンス整合する。これにより、２倍波のフィルタ特性を改善できる。なお、以上の説明では、結合回路１６によるインピーダンス変換を考慮していない。結合回路１６によりインピーダンスが変換される場合、整合回路１４ａおよび１４ｂは、増幅回路１２の出力インピーダンスを結合回路１６を介してフィルタ１０を見た入力インピーダンスに整合させればよい。分岐回路１７についても同様である。
【００４１】
実施例１では、周波数ｆ２としてフィルタ１０の通過帯域の２倍波を例に説明したが、周波数ｆ２は例えば通過帯域の３倍波でもよい。また周波数ｆ２は通過帯域の任意の高調波の周波数でもよい。周波数ｆ２は、通過帯域より周波数の高い任意の周波数でもよい。
【００４２】
図９（ａ）から図１１（ｃ）は、実施例１の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。図９（ａ）に示すように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａはＬ−Ｃ−ＬのＴ型フィルタであり、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは、Ｃ−Ｌ−ＣのＴ型フィルタでもよい。図９（ｂ）に示すように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａはＬ−ＣのＬ型フィルタであり、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは、Ｃ−ＬのＬ型フィルタでもよい。図９（ｃ）に示すように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａはインダクタであり、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは、キャパシタでもよい。
【００４３】
図１０（ａ）に示すように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａ並びにＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂはインダクタおよびキャパシタが各々複数個接続されたフィルタでもよい。図９（ａ）から図１０（ａ）のように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａ並びにＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂはインダクタおよびキャパシタを用い集中定数回路として任意に設計できる。ＬＰＦ１６ａおよび１７ａ並びにＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは伝送線路を用いた分布定数回路として設計してもよい。
【００４４】
図１０（ｂ）に示すように、分岐回路１７および結合回路１６は各々ダイプレクサ部品でもよい。図１０（ｃ）に示すように増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスとが整合している場合、整合回路１４ａは設けなくてもよい。
【００４５】
図１１（ａ）に示すように、整合回路１４ｂが主信号の周波数ｆ１より高く、２倍波の周波数ｆ２より低い遮断周波数を有するハイパスフィルタとして機能する場合、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは設けなくてもよい。図１１（ｂ）に示すように、整合回路１４ａが主信号の周波数ｆ１より高く２倍波の周波数ｆ２より低い遮断周波数を有するローパスフィルタとして機能する場合、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａは設けなくてもよい。図１１（ｃ）に示すように、整合回路１４ｂおよび１４ａがそれぞれ図１１（ａ）および図１１（ｂ）と同様に機能する場合、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａ並びにＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは設けなくてもよい。
【００４６】
実施例１およびその変形例によれば、図４のように、経路１８ａ（第１経路）は、増幅回路１２と入力端子Ｉｎとの間に接続され、フィルタ１０の通過帯域において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる。経路１８ｂ（第２経路）は、増幅回路１２と入力端子Ｉｎとの間に接続され、通過帯域より高い所定の周波数において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる。分岐回路１７は、増幅回路１２の出力を分岐し経路１８ａと１８ｂとに接続する。結合回路１６は、経路１８ａと経路１８ｂを結合し入力端子Ｉｎに接続する。これにより、経路１８ｂにより、通過帯域より高い所定の周波数において増幅回路１２とフィルタ１０とのインピーダンスが整合される。このため、増幅回路１２において生成された高調波等のフィルタ１０の通過帯域より高い所定の周波数のフィルタ特性を向上させることができる。
【００４７】
また、図９（ａ）から図１１（ｃ）のように、分岐回路１７は、増幅回路１２と経路１８ａとの間に接続されたＬＰＦ１７ａと、増幅回路１２と経路１８ｂとの間に接続されたＨＰＦ１７ｂと、の少なくとも一方を有している。結合回路１６は、経路１８ａと入力端子Ｉｎとの間に接続されたＬＰＦ１６ａと、経路１８ｂと入力端子Ｉｎとの間に接続されたＨＰＦ１６ｂと、の少なくとも一方を有している。これにより、経路１８ａと１８ｂとの周波数を分離することができる。
【００４８】
図１１（ａ）および図１１（ｂ）のように、整合回路１４ｂがハイパスフィルタの機能を有することにより、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂを省略できる。整合回路１４ａがローパスフィルタの機能を有することによりＬＰＦ１６ａおよび１７ａを省略できる。これにより、フィルタ回路の小型化が可能となる。
【００４９】
経路１８ａは、分岐回路１７と結合回路１６との間に接続され、フィルタ１０の通過帯域において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる整合回路１４ａ（第１整合回路）を有する。これにより、通過帯域における増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスを整合させることができる。
【００５０】
経路１８ｂは、分岐回路１７と結合回路１６との間に接続され、所定の周波数において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる整合回路１４ｂ（第２整合回路）を有する。これにより、所定の周波数における増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスを整合させることができる。
【００５１】
増幅回路１２は主信号の高調波を生成する。よって、所定の周波数はフィルタ１０の通過帯域の高調波の周波数であることが好ましい。これにより、増幅回路１２が生成した高調波を抑制できる。
【実施例２】
【００５２】
図１２（ａ）は、実施例２に係るフィルタ回路を示す回路図、図１２（ｂ）は、実施例２のインピーダンスを説明する図である。図１２（ａ）に示すように、フィルタ回路１０２には、実施例１と比較し分岐回路１７および経路１８ｂが設けられていない。終端回路１９と結合回路１６との間に経路１８ｃが設けられている。経路１８ｃに整合回路１４ｂが設けられている。
【００５３】
図１２（ｂ）に示すように、経路１８ａに設けられた整合回路１４ａは、主信号の周波数ｆ１において増幅回路１２の出力インピーダンス（５０Ω）をフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。矢印６６のように、終端回路１９は２倍波の周波数ｆ２において経路１８ｃを基準インピーダンス（例えば５０Ω）に終端する。周波数ｆ２において、整合回路１４ｂは終端回路１９のインピーダンス（５０Ω）をフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。これにより、周波数ｆ２において、フィルタ１０には終端回路１９のインピーダンスが見えることになる。よって、比較例１のような２倍波における減衰量の変動を抑制できる。
【００５４】
図１３（ａ）から図１４（ｃ）は、実施例２の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。図１３（ａ）に示すように、ＬＰＦ１６ａはＬ−Ｃ−ＬのＴ型フィルタであり、ＨＰＦ１６ｂは、Ｃ−Ｌ−ＣのＴ型フィルタでもよい。ＬＰＦ１６ａおよびＨＰＦ１６ｂはインダクタおよびキャパシタ等の集中定数回路または伝送線路等の分布定数回路を用い設定することができる。
【００５５】
図１３（ｂ）に示すように、結合回路１６はダイプレクサ部品でもよい。図１３（ｃ）に示すように、周波数ｆ１において増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスとが整合している場合、整合回路１４ａを設けなくてもよい。周波数ｆ２において終端回路１９とフィルタ１０とがインピーダンス整合している場合、整合回路１４ｂを設けなくてもよい。整合回路１４ａおよび１４ｂのいずれか一方を設け、他方を設けなくてもよい。
【００５６】
図１４（ａ）に示すように、整合回路１４ｂが主信号の周波数ｆ１より高く、２倍波の周波数ｆ２より低い遮断周波数を有するハイパスフィルタとして機能する場合、ＨＰＦ１６ｂは設けなくてもよい。図１４（ｂ）に示すように、整合回路１４ａが主信号の周波数ｆ１より高く２倍波の周波数ｆ２より低い遮断周波数を有するローパスフィルタとして機能する場合、ＬＰＦ１６ａは設けなくてもよい。図１４（ｃ）に示すように、整合回路１４ｂおよび１４ａがそれぞれ図１４（ａ）および図１４（ｂ）と同様に機能する場合、ＬＰＦ１６ａおよびＨＰＦ１６ｂは設けなくてもよい。
【００５７】
実施例２によれば、経路１８ａは、増幅回路１２とフィルタ１０の入力端子Ｉｎとの間に接続され、フィルタ１０の通過帯域において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させ。経路１８ｃ（第２経路）は、終端回路１９と入力端子Ｉｎとの間に接続され、通過帯域より高い所定の周波数において終端回路１９の終端インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる。結合回路１６は、経路１８ａと経路１８ｃを結合し入力端子Ｉｎに接続する。これにより、経路１８ｃにより、通過帯域より高い所定の周波数において終端回路１９とフィルタ１０とのインピーダンスが整合される。このため、増幅回路１２において生成された高調波等のフィルタ１０の通過帯域より高い所定の周波数のフィルタ特性を向上させることができる。
【００５８】
図１５（ａ）から図１５（ｆ）は、ローパスフィルタとして機能する整合回路の例である。整合回路１４ａとして、図１５（ａ）のようにＬ−Ｃ−ＬのＴ型フィルタ、図１５（ｂ）に示すようにＣ−Ｌ−Ｃのπ型フィルタ、図１５（ｃ）のように、Ｃ−ＬのＬ型フィルタ、図１５（ｄ）のように、Ｌ−ＣのＬ型フィルタ、図１５（ｅ）のように直列Ｌ、図１５（ｆ）のようにシャントＣを用いることができる。
【００５９】
図１６（ａ）から図１６（ｆ）は、ハイパスフィルタとして機能する整合回路の例である。整合回路１４ｂとして、図１６（ａ）のようにＣ−Ｌ−ＣのＴ型フィルタ、図１６（ｂ）に示すようにＬ−Ｃ−Ｌのπ型フィルタ、図１６（ｃ）のように、Ｌ−ＣのＬ型フィルタ、図１６（ｄ）のように、Ｃ−ＬのＬ型フィルタ、図１６（ｅ）のように直列Ｃ、図１６（ｆ）のようにシャントＬを用いることができる。
【００６０】
以上のように、整合回路１４ａおよび１４ｂは、集中定数回路を用い任意に設計できる。また、整合回路１４ａおよび１４ｂは、分布定数回路を用い任意に設計してもよい。
【実施例３】
【００６１】
図１７（ａ）および図１７（ｂ）は、実施例３に係るフィルタ回路の回路図である。図１７（ａ）に示すように、フィルタ回路１０４において、分岐回路１７は増幅回路１２の出力を３つの経路１８ａ、１８ｂおよび１８ｄに分岐する。結合回路１６は、経路１８ａ、１８ｂおよび１８ｄを結合する。分岐回路１７および結合回路１６は、経路１８ｄに接続されたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７ｄおよび１６ｄを有する。経路１８ａ、１８ｄおよび１８ｂは、例えば主信号、主信号の２倍波および主信号の３倍波が伝搬する経路である。ＬＰＦ１６ａおよび１７ａは主信号を通過させ、２倍波および３倍波を通過させない。ＢＰＦ１６ｄおよび１７ｄは、２倍波を通過させ、主信号および３倍波を通過させない。ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは、３倍波を通過させ、主信号および２倍波を通過させない。
【００６２】
整合回路１４ａは、主信号における増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。整合回路１４ｃは、２倍波における増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。整合回路１４ｂは、３倍波における増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。これにより、２倍波および３倍波における減衰量の変動を抑制できる。
【００６３】
図１７（ｂ）に示すように、分岐回路１７および結合回路１６としてトリプレクサ部品を用いることができる。
【実施例４】
【００６４】
図１８は、比較例２に係るフロントエンド回路を示す回路図である。図１８に示すように、フロントエンド回路１１４は、ローバンド回路４０とハイバンド回路４２を有する。アンテナ３８はダイプレクサ３１を介しローバンド回路４０およびハイバンド回路４２のスイッチ３０に接続される。ダイプレクサ３１は、ローバンド回路４０で用いる周波数のローバンド信号をローバンド回路４０とアンテナ３８との間で通過させ、ハイバンド回路４２で用いる周波数のハイバンド信号をローバンド回路４０とアンテナ３８との間で通過させない。スイッチ３０は複数のポートの１つを選択しアンテナ用ポートに接続する。スイッチ３０の複数のポートは各々デュプレクサまたはフィルタ（不図示）が接続されている。
【００６５】
デュプレクサ２０は、送信フィルタ２０ａおよび受信フィルタ２０ｂを有している。送信フィルタ２０ａは共通端子と送信端子Ｔｘとの間に接続されている。受信フィルタ２０ｂは共通端子と受信端子Ｒｘとの間に接続されている。送信端子Ｔｘはパワーアンプ３２の出力端子に接続されている。受信端子ＲｘはＩＣ（Integrated Circuit）３６に接続されている。共通端子はスイッチ３０、ダイプレクサ３１を介しアンテナ３８に接続されている。
【００６６】
ＩＣのバンドＢ１７またはＢ４の送信端子から出力された送信信号はパワーアンプ３２で増幅される。パワーアンプ３２から出力された信号は整合回路２４ａでインピーダンス変換されデュプレクサ２０の送信フィルタ２０ａでフィルタリングされスイッチ３０の１つのポートに出力する。スイッチ３０がこのポートをアンテナ用ポートに接続すると、送信信号はダイプレクサ３１を通過しアンテナ３８から出力される。
【００６７】
アンテナ３８に入力した受信信号はダイプレクサ３１を通過しスイッチ３０のアンテナ用ポートに至る。スイッチ３０がデュプレクサ２０の接続されたポートを選択すると、受信信号は受信フィルタ２０ｂを通過し整合回路２４ｂでインピーダンス変換されＩＣ３６のバンドＢ１７またはＢ４の受信端子に至る。受信信号はＩＣ３６内のローノイズアンプで増幅される。
【００６８】
ＬＴＥバンドＢ１７の送信帯域は７０４−７１６ＭＨｚ、受信帯域は７３４−７４６ＭＨｚである。ＬＴＥバンドＢ４の送信帯域は１７１０−１７５５ＭＨｚ、受信帯域は２１１０−２１５５ＭＨｚである。バンドＢ１７の送信帯域の３倍波はバンドＢ４の受信帯域に重なっている。バンドＢ１７用のパワーアンプ３２に生成された３倍波が送信フィルタ２０ａで十分抑圧されないと、矢印７０のように、バンドＢ４の受信フィルタ２０ｂを通過してしまう。このように、バンドＢ１７とＢ４のキャリアアグリゲーション動作において、バンドＢ１７の送信をバンドＢ４の受信とを同時に行なおうとすると、バンドＢ１７の送信信号の３倍波がバンドＢ４の妨害波となってしまう。
【００６９】
図１９は、実施例４に係るフロントエンド回路の回路図である。図１９に示すように、フロントエンド回路１０６では、バンドＢ１７の整合回路２４ａの代わりに、実施例２の整合回路１４ａ、１４ｂ、結合回路１６および終端回路１９を用いる。整合回路１４ｂは、バンドＢ１７の送信信号の３倍波の周波数において、終端回路１９のインピーダンスを送信フィルタ２０ａの入力インピーダンスに整合させる。これにより、バンドＢ１７のパワーアンプ３２が生成した送信信号の３倍波は結合回路１６を通過しない。一方、送信信号の３倍波の周波数において送信フィルタ２０ａの入力は終端回路１９のインピーダンスに終端されている。これにより、比較例２のように、バンドＢ１７の送信信号の３倍波がバンドＢ４の受信信号の妨害波となることを抑制できる。
【００７０】
実施例４のように、デュプレクサ回路の送信フィルタ２０ａとして実施例１から３およびその変形例に係るフィルタ回路を用いることができる。これにより、パワーアンプ３２から出力される高調波等の所定の周波数のフィルタ特性を改善することができる。
【００７１】
ハイバンド回路４２の受信フィルタ２０ｂの通過帯域はローバンド回路４０の送信フィルタ２０ａの通過帯域の高調波と重なる。このような構成のフロントエンド回路では、図１８のように、ローバンド回路４０の送信信号の高調波がハイバンド回路４２の受信信号の妨害波となる。よって、ローバンド回路４０の送信フィルタ２０ａとして実施例１から３およびその変形例のフィルタ回路を用いることが好ましい。これにより、ローバンド回路４０の送信信号の高調波がハイバンド回路４２の受信信号の妨害波となることを抑制できる。
【実施例５】
【００７２】
実施例５は、通信機器の例である。図２０は、実施例５に係る通信機器の例である。図２０に示すように、スマートフォン８０と基地局８２とは無線通信する。スマートフォン８０等の移動端末および／または基地局等の固定端末に実施例１から４のフィルタ回路および／またはフロントエンド回路を用いることができる。
【００７３】
以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【００７４】
１０      フィルタ
１２      増幅回路
１４ａ、１４ｂ  整合回路
１６      結合回路
１７      分岐回路
１８ａ−１８ｄ  経路
【図１】
2017163232.tif 000003
【図２】
2017163232.tif 000004
【図３】
2017163232.tif 000005
【図４】
2017163232.tif 000006
【図５】
2017163232.tif 000007
【図６】
2017163232.tif 000008
【図７】
2017163232.tif 000009
【図８】
2017163232.tif 000010
【図９】
2017163232.tif 000011
【図１０】
2017163232.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2017163232.tif 000018
【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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