(57)【要約】【課題】ＰＷＭ制御ＩＣの制御端子に入力されるデューティ比制御電圧を、簡易な構成により調整することができるデューティ比コントローラを提供する。【解決手段】制御対象回路2に対してＰＷＭ制御信号vpを出力する出力端子outとデューティ比を制御するためのデューティ比制御電圧vcsが入力される制御端子csとを具備するＰＷＭ制御ＩＣ4用のデューティ比コントローラ7が、交流入力電圧viを検出し直流検出電圧vi1を生成する電圧検出部71と、直流検出電圧vi1の増減に従って増減する電流が流れることが可能な電流路と、電流路に直列に挿入された可変抵抗素子である第１抵抗素子Ｒv1及び一定の抵抗値をもつ第２抵抗素子Rcsと、を有し、第１抵抗素子の調整により第２抵抗素子を流れる電流が調整可能でありその両端間電圧をデューティ比制御電圧vcsとしてＰＷＭ制御ＩＣに対し出力する。【選択図】図１
2017221075.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御対象回路（2）に対してＰＷＭ制御信号（vp）を出力する出力端子（out）と該ＰＷＭ制御信号（vp）のデューティ比（D）を制御するためのデューティ比制御電圧（vcs）が入力される制御端子（cs）とを具備するＰＷＭ制御ＩＣ（4）用のデューティ比コントローラ（7）であって、
前記制御対象回路（2）に入力される交流入力電圧（vi）を検出し該交流入力電圧（vi）に比例する直流検出電圧（vi1）を生成する電圧検出部（71）と、
生成された前記直流検出電圧（vi1）の増減に従って増減する電流が流れることが可能な電流路と、
前記電流路に直列に挿入された可変抵抗素子である第１抵抗素子（Ｒv1）及び一定の抵抗値をもつ第２抵抗素子（Rcs）と、を有し、
前記第１抵抗素子（Ｒv1）の抵抗値の調整により前記第２抵抗素子（Rcs）を流れる電流を調整可能であり、該第２抵抗素子（Rcs）の両端間電圧を前記デューティ比制御電圧（vcs）として前記ＰＷＭ制御ＩＣ（4）に対し出力することを特徴とする
ＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ。
【請求項２】
前記電流路に挿入されたスイッチ手段を有し、前記直流検出電圧（vi1）が所定の電圧未満では前記スイッチ手段が該電流路を遮断し、該直流検出電圧（vi1）が該所定の電圧以上では該スイッチ手段が該電流路を導通させるように構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ。
【請求項３】
前記交流入力電圧（vi）が風力発電の発電機出力電圧であることを特徴とする請求項１又は２に記載のＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ。
【請求項４】
前記交流入力電圧（vi）が風力発電の発電機出力電圧でありかつ前記所定の電圧がカットイン電圧（Vcin）であることを特徴とする請求項２に記載のＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、風力発電等の発電機出力の力率改善回路に送られるＰＷＭ制御ＩＣの出力信号のデューティ比を制御するためのデューティ比コントローラに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、発電機出力である交流を直流に変換する電力変換システムにおいて、発電機出力の力率改善回路（ＰＦＣ）を設けることは周知である（特許文献１〜５）。力率改善回路は、発電機出力の電流を電圧と同じ位相の正弦波形とすることで力率改善を行うもので、スイッチングコンバータが用いられる。特許文献４、５には、風力発電の交流発電機の三相交流出力に対して昇圧と力率改善を行う装置が記載されている。力率改善回路におけるスイッチング素子のスイッチ制御には、一般的にＰＷＭ制御ＩＣが用いられる。
【０００３】
図６は、発電機の電力変換システムの従来の構成例を概略的に示している。発電機１は交流発電機である。発電機出力電圧ｖiを入力される力率改善回路２は、直流電圧ｖoを出力し、後段には負荷又は別のＤＣ／ＤＣコンバータ等が接続される。力率改善回路２は、スイッチングコンバータを構成しており、スイッチング素子の制御端を駆動するＰＷＭ制御信号ｖpは、ＰＷＭ制御ＩＣ４の出力端子outから送られる。
【０００４】
スイッチングコンバータである力率改善回路２では、入力電圧（発電機出力電圧）ｖiと出力電圧ｖoとが比例しており、以下の式で示される。比例係数である傾きは、ＰＷＭ制御信号ｖpのデューティ比Ｄを変数とする関数であるのでＭ（Ｄ）で表す。
ｖo＝Ｍ（Ｄ）・ｖi                    式［１］
【０００５】
ＰＷＭ制御ＩＣ４は周知であり、種々のものが市販されている。一般的なＰＷＭ制御ＩＣに共通する構成として、デューティ比制御電圧ｖcsが入力される制御端子cs、所定のデューティ比をもつＰＷＭ制御信号を出力する出力端子out、及び制御対象回路である力率改善装置２の出力電圧ｖoを安定化するためのフィードバック端子fbを備えている。ＰＷＭ制御ＩＣ４は、以下の式で示されるようにデューティ比制御電圧ｖcsとＰＷＭ制御信号ｖpのデューティ比Ｄとが比例するように構成されている。
Ｄ＝Ａ・ｖcs    （Ａは所定の比例係数）式［２］
【０００６】
従来、ＰＷＭ制御ＩＣ４に入力するデューティ比制御電圧ｖcsを生成するための制御部５が設けられている。制御部５のデューティ比決定部５１では、発電機出力電圧ｖiを検出し、その振幅に基づいて最適なデューティ比を決定し、決定したデューティ比に対応するデューティ比制御電圧ｖcsをＰＷＭ制御ＩＣ４に送る。従って、制御部５では、以下の式のように、発電機出力電圧ｖiを変数とする所定の関数ｆにより、デューティ比制御電圧ｖcsを生成していることになる。
ｖcs＝ｆ（ｖi）                      式［３］
ここでの関数ｆは、ｖiとｖcsが１対１に対応する所定の関係を有することを示すために用いている。
【０００７】
また、風力発電における発電機の場合、通常、始動してから発電機出力電圧がカットイン電圧Ｖcin未満の間は電力を取り出さず、カットイン電圧Ｖcinとなったときに電力の取得を開始する、すなわち力率改善回路の稼動を開始する。従って、制御部５は、カットイン電圧Ｖcinを判別する機能５２も備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−２１８２２４号公報
【特許文献２】特開２００７−３７２９７号公報
【特許文献３】特開２００８−１３８６３６号公報
【特許文献４】特開２０１３−１２８３７９号公報
【特許文献５】特開２０１４−２３２８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特に自然エネルギーを利用した風力発電等の交流発電機の場合、その出力変動が大きいことから、力率改善回路２のスイッチ制御のために複雑な制御が行われている。上述した図６の制御部５におけるｖcs＝ｆ（ｖi）の関数ｆの具体的構成としては、力率改善回路２の入出力電力を検知し山登り法による最大電力点追従（ＭＰＰＴ）制御を行ってデューティ比を決定する構成、又は、発電機出力電圧ｖiと力率改善回路２の出力電圧ｖoの対応テーブルを予め記憶しておきそれに基づいてデューティ比を決定する構成のいずれかの手法が一般的である。
【００１０】
しかしながら、上記のような構成を実現する制御部は回路規模が大きくなる。回路規模の大きい制御部を力率改善回路と共に設けると、発電機の電力変換システム全体が大型化し、コスト高となっていた。また、テーブル方式の場合は予め行うデータ設定が極めて煩雑である。自然エネルギー利用分野における交流発電機の力率改善回路においては、簡易な構成と制御が望ましいといえる。
【００１１】
さらに、力率改善回路におけるｖo＝Ｍ（Ｄ）・ｖiの関係式で決まる発電機出力電圧ｖiと力率改善回路の出力電圧ｖoの比例係数すなわち傾きＭ（Ｄ）を、必要に応じて調整したい場合がある。この場合、上式［１］〜［３］によれば、図６の制御部５におけるｖcs＝ｆ（ｖi）の関数ｆを変更する必要がある。テーブル方式であれば複数のテーブルが必要となる。このような機能を制御部５に追加することは、制御部５の構成をさらに複雑化することとなる。
【００１２】
以上の問題点に鑑み本発明は、力率改善回路等のスイッチングコンバータと組み合わせて用いられるＰＷＭ制御ＩＣの制御端子に入力されるデューティ比制御電圧を、簡易な構成により調整することができるデューティ比コントローラを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。
【００１４】
・  本発明のＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラの態様は、制御対象回路（2）に対してＰＷＭ制御信号（vp）を出力する出力端子（out）と該ＰＷＭ制御信号（vp）のデューティ比（D）を制御するためのデューティ比制御電圧（vcs）が入力される制御端子（cs）とを具備するＰＷＭ制御ＩＣ（4）用のデューティ比コントローラ（7）であって、
前記制御対象回路（2）に入力される交流入力電圧（vi）を検出し該交流入力電圧（vi）に比例する直流検出電圧（vi1）を生成する電圧検出部（71）と、
生成された前記直流検出電圧（vi1）の増減に従って増減する電流が流れることが可能な電流路と、
前記電流路に直列に挿入された可変抵抗素子である第１抵抗素子（Ｒv1）及び一定の抵抗値をもつ第２抵抗素子（Rcs）と、を有し、
前記第１抵抗素子（Ｒv1）の抵抗値の調整により前記第２抵抗素子（Rcs）を流れる電流を調整可能であり、該第２抵抗素子（Rcs）の両端間電圧を前記デューティ比制御電圧（vcs）として前記ＰＷＭ制御ＩＣ（4）に対し出力することを特徴とする。
・  上記態様において、前記電流路に挿入されたスイッチ手段を有し、前記直流検出電圧（vi1）が所定の電圧未満では前記スイッチ手段が該電流路を遮断し、該直流検出電圧（vi1）が該所定の電圧以上では該スイッチ手段が該電流路を導通させるように構成されていることを特徴とする。
・  上記態様において、前記交流入力電圧（vi）が風力発電の発電機出力電圧であることを特徴とする。
・  上記態様において、前記交流入力電圧（vi）が風力発電の発電機出力電圧でありかつ前記所定の電圧がカットイン電圧（Vcin）であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明により、ＰＷＭ制御ＩＣの制御端子に入力されるデューティ比制御電圧を、簡易な構成により調整することができるので、制御対象回路を含む電力変換システムをコンパクトかつ低コストで実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、本発明のＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラの基本形態を含む、発電機の電力変換システムの構成を概略的かつ模式的に示した図である。
【図２】図２は、デューティ比コントローラにおける入力である発電機出力電圧ｖiと出力であるデューティ比制御電圧ｖcsの関係を模式的に示したグラフである。
【図３】図３は、図２に示したように、デューティ比コントローラの第１抵抗素子を調整した場合における、力率改善回路の入力電圧である発電機出力電圧ｖiと出力電圧ｖoの関係を模式的に示したグラフである。
【図４】図４は、本発明の第１の実施形態であるＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ７Ａの回路構成を含む電力変換システムを概略的に示した図である。
【図５】図５は、本発明の第２の実施形態であるＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ７Ｂの回路構成を含む電力変換システムを概略的に示した図である。
【図６】図６は、発電機の電力変換システムの従来の構成例を概略的に示している。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照しつつ、本発明によるＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ（以下「デューティ比コントローラ」と略称する場合がある）の実施形態について説明する。各図において、同一又は類似の構成要素については同一又は類似の符号で示している。
【００１８】
（１）基本形態
図１は、本発明のＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラの基本形態を含む、発電機の電力変換システムの構成を概略的かつ模式的に示した図である。
【００１９】
発電機１は、例えば風力発電の交流発電機である。一例として発電機１は、永久磁石であるロータとＹ結線された三相のステータコイルを備えている。交流発電機の軸は風車の軸と適宜のギアを介して連結されている。風車の回転数は風速に比例し、交流発電機の回転数は風車の回転数に比例する。風車が回転し交流発電機の軸が回転すると、三相のステータコイルから三相交流が出力される。交流発電機の出力電圧は、発電機回転数に比例する。ここでは、三相交流の発電機出力電圧を符号ｖiで示している。発電機出力電圧ｖiは、三相交流の相電圧若しくは線間電圧の実効値又はこれらに比例する値である。
なお、本発明は、風力発電の発電機以外の交流発電機にも適用でき、単相交流にも適用できる。
【００２０】
ＰＷＭ制御ＩＣ４は、制御端子csに入力されたデューティ比制御電圧ｖcsに比例するデューティ比ＤをもつＰＷＭ制御信号ｖpを出力端子outから出力するように構成されている。一般的な三角波比較方式では、高周波搬送三角波電圧とデューティ比制御電圧ｖcsを比較器に入力し、比較器の出力パルス信号をＰＷＭ制御信号ｖpとして得る。デューティ比Ｄとデューティ比制御電圧ｖcsの関係は、上述した以下の式［２］の通りである。
Ｄ＝Ａ・ｖcs    （Ａは所定の比例係数）式［２］
【００２１】
ＰＷＭ制御信号ｖpは、数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚの高周波のパルス信号であり、一周期をＴとし、オン期間をＴonとすると、デューティ比Ｄは以下の式で表される。
Ｄ＝Ｔon／Ｔ                          式［４］
【００２２】
力率改善回路（ＰＦＣ）２は、発電機出力電流の波形を発電機出力電圧と同じ正弦波の波形としかつ位相を一致させて力率を１とするものである。力率改善回路は、スイッチングコンバータとして構成され、昇圧コンバータが一般的であるが降圧コンバータでもよい。負荷等３は、各種機器、インバータ（系統連系インバータを含む）、別のＤＣ／ＤＣコンバータ等である。
【００２３】
スイッチングコンバータから構成される力率改善回路２の入力電圧である発電機出力電圧ｖiと出力電圧ｖoの関係は、傾きＭ（Ｄ）をもつ一次関数で表され、上述した以下の式［１］の通りである。傾きＭ（Ｄ）は、ＰＷＭ制御信号ｖpのデューティ比Ｄを変数とする関数である。
ｖo＝Ｍ（Ｄ）・ｖi                        式［１］
【００２４】
昇圧コンバータの場合、Ｍ（Ｄ）は以下の通りである。
Ｍ（Ｄ）＝１／（１−Ｄ）                  式［５］
降圧コンバータの場合、Ｍ（Ｄ）は以下の通りである。
Ｍ（Ｄ）＝Ｄ                              式［６］
上式［５］［６］から、デューティ比Ｄが変化すると、傾きＭ（Ｄ）が変化することが示される。
【００２５】
本発明のデューティ比コントローラ７は、発電機出力電圧ｖiを検出して入力とし、デューティ比制御電圧ｖcsを出力する。デューティ比制御電圧ｖcsは、ＰＷＭ制御ＩＣの制御端子csに入力される。
【００２６】
デューティ比コントローラ７は、検出した発電機出力電圧ｖiを基に直流検出電圧ｖi1を生成する電圧検出部７１を有する。直流検出電圧ｖi1は、基本的に発電機出力電圧ｖiに比例するように生成される。
【００２７】
さらにデューティ比コントローラ７は、直流検出電圧ｖi1を印加されて接地電位との間で電流ｉが流れることができる電流路を有する。この電流路には、実質的に直列の接続関係にある２つの抵抗素子が少なくとも挿入されている。直流検出電圧ｖi1の増減に従って電流路を流れる電流も増減する。２つの抵抗素子のうち、１つは可変抵抗素子である第１抵抗素子Ｒvであり、もう１つは一定の抵抗値をもつ第２抵抗素子Ｒcsである。電流ｉにより第２抵抗素子Ｒcsの両端間に発生する電圧がデューティ比制御電圧ｖcsとして、ＰＷＭ制御ＩＣ４の制御端子csに与えられる。これらの関係は、以下のように表すことができる。
ｖi1＝Ｂ・ｖi                 （Ｂは所定の比例係数）式［７］
ｉ    ＝ｖi1／（Ｒv＋Ｒcs）                        式［８］
ｖcs＝ｉ・Ｒcs                                      式［９］
【００２８】
上式［７］［８］［９］から、第１及び第２抵抗素子Ｒv、Ｒcsの値が一定のとき、発電機出力電圧ｖiが増減すると、デューティ比制御電圧ｖcsも増減することが示される。
【００２９】
また上式［７］［８］［９］から、発電機出力電圧ｖiが一定のとき、第１抵抗素子Ｒvの値を変更すると、電流ｉが変化し、デューティ比制御電圧ｖcsが変化することが示される。
【００３０】
これを利用すると、発電機出力電圧ｖiが同じ値であっても、第１抵抗素子Ｒvを調整することによりデューティ比制御電圧ｖcsの大きさ、すなわちこれに対応するデューティ比Ｄを調整することができる。このことは、力率改善回路２の入力電圧（発電機出力電圧）ｖiに対する出力電圧ｖoの傾きＭ（Ｄ）を、第１抵抗素子Ｒvを調整することにより変更できることを意味する。
【００３１】
図２は、式［７］［８］［９］を基に、デューティ比コントローラ７における入力である発電機出力電圧ｖiと出力であるデューティ比制御電圧ｖcsの関係を模式的に示したグラフである。第１抵抗素子Ｒvの抵抗値が大きいときは直線ｇ１、抵抗値が小さいときは直線ｇ２に沿って変化する一次関数となる。
【００３２】
風力発電においては、通常、発電機出力電圧ｖiが大きく変動する。例えば、発電機出力電圧ｖiがΔｖiの範囲で変化する場合、第１抵抗素子Ｒvが大きいときはデューティ比制御電圧ｖcsはΔｖcs（大）の範囲で変化し、第１抵抗素子Ｒvが小さいときはデューティ比制御電圧ｖcsはΔｖcs（小）の範囲で変化することとなる。
【００３３】
なお、図２のグラフ中、発電機出力電圧ｖiの一点であるＶcinは、風力発電において電力取り出しを開始（力率改善回路による電力変換を開始）するカットイン電圧を示している。カットイン電圧Ｖcin未満では電力取り出しを行わないので直線ｇ１、ｇ２を破線としている。
【００３４】
図１には示さないが、本発明のデューティ比コントローラ７では、カットイン電圧Ｖcin以上の範囲でのみ稼動する構成を付加することができる。この構成の具体例については、後述する図４及び図５に示す実施形態で説明する。
【００３５】
図３は、図２に示したようにデューティ比コントローラ７の第１抵抗素子Ｒｖを調整した場合における、力率改善回路２の入力電圧である発電機出力電圧ｖiと出力電圧ｖoの関係を模式的に示したグラフである。
【００３６】
この例では、力率改善回路２を昇圧コンバータとし、ｖiとｖoの傾きＭ（Ｄ）は式［５］の通りとする。本発明のデューティ比コントローラ７とＰＷＭ制御ＩＣ４を用いて力率改善回路２を制御した場合、発電機出力電圧ｖiが変動するとデューティ比Ｄもそれに従って変動する。参考のために、図３のグラフ中にデューティ比Ｄが０．２５、０．５、０．７の各一定値の場合の昇圧コンバータにおけるｖiとｖoの関係を一点鎖線で示している。
【００３７】
力率改善回路２の入力電圧ｖiと出力電圧ｖoの関係は、例えば、図１に示した第１抵抗素子Ｒvの抵抗値が大きいときは直線Ｄ１、抵抗値が小さいときは直線Ｄ２に沿って変化する一次関数となる。
【００３８】
例えば、発電機出力電圧ｖiがΔｖiの範囲で変化する場合、図１に示した第１抵抗素子Ｒvが大きいときは出力電圧ｖoはΔｖo：Ｒv（大）の範囲で変化する。図示の例ではデューティ比Ｄが０．２５〜０．５の範囲で変化することになる。また、第１抵抗素子Ｒvが小さいときは出力電圧ｖoはΔｖo：Ｒv（小）の範囲で変化する。図示の例では、デューティ比Ｄが０．５〜０．７の範囲で変化することになる。
【００３９】
このように、デューティ比コントローラ７の第１抵抗素子Ｒvの抵抗値を調整することにより、力率改善回路の入力電圧ｖiと出力電圧ｖoの関係を変更することができる。従来は、力率改善回路の入力電圧ｖiと出力電圧ｖoの関係を変更しようとすると、複雑かつ大規模の制御部が必要であったが、本発明によれば１つの可変抵抗素子の調整のみにより行うことができるので極めて簡易な構成で実現できる。自在な設定はできないが十分な実用性と操作容易性があり、かつ電力変換システムをコンパクトで低コストとすることができる。
【００４０】
（２）第１の実施形態
＜第１の実施形態の構成＞
図４は、本発明の第１の実施形態であるＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ７Ａの回路構成を含む電力変換システムを概略的に示した図である。一例として、絶縁型の力率改善回路２を想定しているので、出力電圧ｖoはフォトカプラＰＣを介してＰＷＭ制御ＩＣ４のフィードバック端子fbに帰還されている。
【００４１】
本例では、発電機１の出力は三相交流である。デューティ比コントローラ７Ａの入力段である電圧検出部７１は、発電機出力電圧ｖiを検出し、これに比例する直流検出電圧ｖi1を生成する。本例では、三相交流の各相線からダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６をそれぞれ介して交流電圧を半波整流し、それらを加算して直流検出電圧ｖi1を得ている。電圧検出部７１の構成は図示の例に限られず、発電機出力電圧ｖiを基にこれに比例する直流検出電圧ｖi1を生成する構成であればよい。
【００４２】
ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６のカソードとトランジスタＱ１（ｎ型）のコレクタの間にコレクタ抵抗Ｒ１が接続され、ベースとの間にバイアス抵抗Ｒ３が接続されている。トランジスタＱ１のエミッタとツェナーダイオードＺ１のカソードの間にエミッタ抵抗Ｒ２及びコンデンサＣが並列接続されている。ツェナーダイオードＺ１のアノードは接地電位とされている。
【００４３】
トランジスタＱ１のベースは、ダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、デューティ比コントローラ７の電源Ｖccに接続されている。
【００４４】
トランジスタＱ１のエミッタとトランジスタＱ２（ｐ型）のエミッタの間に第１可変抵抗Ｒv1が接続されている。第１可変抵抗Ｒv1は、力率改善回路２の入力電圧（発電機出力電圧）ｖiと出力電圧ｖoの傾きを調整するためのものであり、所定の値に設定される。
【００４５】
トランジスタＱ２のコレクタと接地電位の間には抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺ２が並列接続されている。トランジスタＱ２のベースは、第２可変抵抗Ｒv2の中間端子に接続されている。第２可変抵抗Ｒv2は、カットイン電圧Ｖcinを設定するためのものであり、所定の値に設定される。トランジスタＱ２のベースエミッタ間にはダイオードＤ２が接続されている。第２可変抵抗Ｒv2は、電源ＶccととツェナーダイオードＺ１のカソードの間に接続されている。
【００４６】
トランジスタＱ３（ｎ型）のベースはトランジスタＱ２のコレクタと接続され、コレクタは電源Ｖccに接続されている。トランジスタＱ３のエミッタと接地電位の間には抵抗Ｒcsが接続されている。トランジスタＱ３のエミッタはＰＷＭ制御ＩＣ４の制御端子csと接続されている。トランジスタＱ３のベースエミッタ間にはダイオードＤ３が接続されている。
【００４７】
＜第１の実施形態の動作＞
一例として、風力発電において発電機出力電圧ｖiが０Ｖから次第に増大し２００〜３００Ｖ程度になるまでを想定して、デューティ比コントローラ７Ａの動作を説明する。一例として、電源Ｖccは２４Ｖ、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２の降伏電圧は５Ｖである。
【００４８】
［発電開始時］
発電機出力電圧ｖiすなわち直流検出電圧ｖi1が０Ｖの時点では、電源Ｖcc→第２可変抵抗Ｒv2→ツェナーダイオードＺ１→接地の電流路に電流が流れる。この電流により、第２可変抵抗Ｒv2の中間端子であるｄ点の電位は、電源Ｖccの分圧電位である所定の電位となる。ｄ点電位は、発電機出力電圧Ｖiのカットイン電圧Ｖcinに対応するように設定されている。
【００４９】
また、電源Ｖcc→第２可変抵抗Ｒv2の中間端子（ｄ点）→ダイオードＤ２→第１可変抵抗Ｒv1→トランジスタＱ１エミッタ（ａ点）→抵抗Ｒ２→ツェナーダイオードＺ１→接地の電流路にも電流が流れ、トランジスタＱ１のエミッタであるａ点の電位は、電源Ｖccの所定の分圧電位となる。トランジスタＱ１のベースのｂ点電位は、直流検出電圧ｖi1である。各点の電位の高低は次のようになっている。
ｂ点＜ａ点＜ｃ点＜ｄ点＜Ｖcc
直流検出電圧ｖi1が０Ｖのときは、ｂ点電位がａ点電位よりも低いためトランジスタＱ１は非導通である。トランジスタＱ２もｃ点電位がｄ点電位より低いために非導通である。トランジスタＱ３もトランジスタＱ２が導通しない限り非導通である。ダイオードＤ１は逆バイアス、ダイオードＤ２は順バイアス、ツェナーダイオードＺ１は降伏電圧となっている。直流検出電圧ｖi1が０Ｖから増大していくとｂ点電位が上昇していく。
【００５０】
［トランジスタＱ１の導通］
ｂ点電位がａ点電位より高くなりベース電流が流れるとトランジスタＱ１が導通する。従って、直流検出電圧ｖi1により抵抗Ｒ１→トランジスタＱ１→抵抗Ｒ２→ツェナーダイオードＺ１→接地の電流路に電流ｉ１が流れる。ａ点電位は、大凡、直流検出電圧ｖi1を印加される抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及びツェナーダイオードＺ２により決まる分圧電位となる。この時点の各点の電位の高低は次のようになる。
ａ点＜ｂ点＜ｃ点＜ｄ点＜Ｖcc
直流検出電圧ｖi1がさらに増大するとａ点電位とｂ点電位はともに上昇していく。トランジスタＱ２は、少なくともａ点電位及びｃ点電位がｄ点電位より高くなるまでは非導通である。
【００５１】
［トランジスタＱ２及びＱ３の導通：カットイン］
直流検出電圧ｖi1がさらに増大するとａ点、ｂ点及びｃ点電位がｄ点電位より高くなり、ベース電流が流れるとトランジスタＱ２が導通する。従って、直流検出電圧ｖi1によりトランジスタＱ１→第１可変抵抗Ｒv1→トランジスタＱ２→抵抗Ｒ４→接地の電流路に電流ｉ２が流れる。ダイオードＤ２は非導通となる。電流ｉ２が流れることにより、ｅ点電位がｆ点電位より高くなりベース電流が流れトランジスタＱ３が導通する。これにより電源Ｖcc→トランジスタＱ３→抵抗Ｒcs→接地の電流路に電流ｉ３が流れる。この結果、抵抗Ｒcsの両端電圧が発生し、ＰＷＭ制御ＩＣ４の制御端子csにデューティ比制御電圧ｖcsが入力される。これによりＰＷＭ制御ＩＣ４が始動し、力率改善回路２による電力取り出しが開始される。この時点の各点の電位の高低は次のようになる。
ｄ点＜ｃ点＜ａ点＜ｂ点＜Ｖcc
【００５２】
トランジスタＱ２及びＱ３が導通する時点の発電機出力電圧ｖiがカットイン電圧Ｖcinに対応するように、第２可変抵抗Ｒv2の中間端子すなわちｄ点電位を設定しておく。
【００５３】
直流検出電圧ｖi1がさらに増大すると、ａ点及びｂ点の電位は電源Ｖccよりも高くなる。これによりダイオードＤ１が順バイアスとなり導通する。直流検出電圧ｖi1による電流を、抵抗Ｒ３及びダイオードＤ１を介してバイパスさせることによりトランジスタＱ１に大電流が流れることを回避している。
【００５４】
電力取り出し中、発電機出力電圧ｖiすなわち直流検出電圧ｖi1が増減すると、電流ｉ１、ｉ２、ｉ３がそれぞれ増減する。それに従ってデューティ比制御電圧ｖcsも増減する。
【００５５】
［デューティ比制御電圧ｖcsの調整］
第１可変抵抗Ｒv1の抵抗値を調整することにより、発電機出力電圧ｖiが同じであってもトランジスタＱ２を流れる電流ｉ２を変化させることができる。第１可変抵抗Ｒv1の抵抗値が大きくなれば電流ｉ２は減り、抵抗値が小さくなれば電流ｉ２は増える。これによりトランジスタＱ３のベース電流が変化し、トランジスタＱ３を流れる電流ｉ３が変化する結果、デューティ比制御電圧ｖcsが変化することとなる。従って、図２及び図３で説明したように、第１可変抵抗Ｒv1を調整することにより、力率改善回路２の入力電圧（発電機出力電圧）ｖiと出力電圧ｖoの関係を変更することができる。この変更は、電力取り出し中にも行うことができる。
【００５６】
（３）第２の実施形態
＜第２の実施形態の構成＞
図５は、本発明の第２の実施形態であるＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ７Ｂの回路構成を含む電力変換システムを概略的に示した図である。
【００５７】
発電機１の出力は第１の実施形態と同じく三相交流である。デューティ比コントローラ７Ｂの入力段である電圧検出部７１は、発電機出力電圧ｖiを検出し、これに比例する直流検出電圧ｖi1を生成する。本例では、トランスＴと整流平滑回路から構成されている。三相交流の２つの相線にトランスＴの一次コイルを接続し、二次コイルの両端から降圧された交流電圧を取得している。トランスＴの一次コイルは、三相交流の相間電圧を検出することになる。トランスＴの二次コイルは、整流部の入力端に接続される。整流部は一例としてブリッジ整流回路であるが、これに限られない。整流部の正極端ｐと負極端ｎの間に平滑コンデンサＣ１が接続されている。正極端ｐと負極端ｎの間の電圧が、直流検出電圧ｖi1である。
【００５８】
デューティ比コントローラ７Ｂの電源Ｖccは、電圧検出部７１の正極端ｐに接続されている。従って、直流検出電圧ｖi1が増加するとき、電源Ｖccを基準電位として、負極端ｎの電位は、基準電位から負方向に降下していくことになる。
【００５９】
電源Ｖccと負極端ｎの間に抵抗Ｒ１１が接続されている。トランジスタＱ１１（ｐ型）のベースは、抵抗Ｒ１２を介して負極端ｎに接続されている。トランジスタＱ１１のエミッタは、第１可変抵抗Ｒv1を介して第２可変抵抗Ｒv2の中間端子と接続されている。トランジスタＱ１１のコレクタと接地電位の間には、抵抗ＲcsとコンデンサＣ２が並列接続されている。トランジスタＱ１１のコレクタは、ＰＷＭ制御ＩＣ４の制御端子csと接続されている。第１可変抵抗Ｒv1は、力率改善回路２の入力電圧（発電機出力電圧）ｖiと出力電圧ｖoの傾きを調整するためのものであり、所定の値に設定される。
【００６０】
第２可変抵抗Ｒv2とツェナーダイオードＺは、電源Ｖccと接地電位の間に直列接続された構成となっている。第２可変抵抗Ｒv2は、カットイン電圧Ｖcinを設定するためのものであり、所定の値に設定される。
【００６１】
＜第２の実施形態の動作＞
一例として、風力発電において発電機出力電圧ｖiが０Ｖから次第に増大し２００〜３００Ｖ程度になるまでを想定して、デューティ比コントローラ７Ｂの動作を説明する。一例として、トランスＴの巻き数比は２０：１（一次側が２００Ｖのとき二次側は１０Ｖ）、電源Ｖccは２４Ｖ、ツェナーダイオードＺの降伏電圧は５Ｖである。
【００６２】
［発電開始時］
発電機出力電圧ｖiが０Ｖの時点では、トランスＴの二次コイルの両端電圧は０Ｖである。従って、整流平滑回路の出力電圧である直流検出電圧ｖi1は０Ｖであるので、正極端ｐと負極端ｎは同電位であり電源Ｖccの電位である。なお、正極端ｐの電位は常に電源Ｖccと同電位である。
【００６３】
また、電源Ｖcc→第２可変抵抗Ｒv2→ツェナーダイオードＺ→接地の電流路に電流が流れる。ツェナーダイオードＺは降伏電圧となっている。この電流により、第２可変抵抗Ｒv2の中間端子であるｋ点の電位が、電源Ｖccの分圧電位である所定の電位となる。ｋ点電位は、発電機出力電圧ｖiのカットイン電圧Ｖcinに対応するように設定されている。この時点の各点の電位の高低は次のようになっている。
ｋ点＜ｎ点＝ｐ点＝Ｖcc
トランジスタＱ１１のエミッタであるｈ点にはｋ点電位が印加され、ベースにはｎ点電位が印加され、ｈ点電位がｎ点電位より低いのでトランジスタＱ１１は非導通である。直流検出電圧ｖi1が０Ｖから増大していくと、ｎ点電位は、基準電位である電源Ｖccから降下していく。
【００６４】
［トランジスタＱ１１の導通：カットイン］
ｎ点電位がｈ点電位より低くなりベース電流が流れるとトランジスタＱ１１が導通する。これにより、電源Ｖcc→第２可変抵抗Ｒv2中間端子（ｋ点）→第１可変抵抗Ｒv1→トランジスタＱ１１→抵抗Ｒcsの電流路に電流ｉ１１が流れる。この結果、抵抗Ｒcsの両端電圧が発生し、ＰＷＭ制御ＩＣ４の制御端子csにデューティ比制御電圧ｖcsが入力される。これによりＰＷＭ制御ＩＣ４が始動し、力率改善回路２による電力取り出しが開始される。この時点の各点の電位の高低は次のようになる。
ｊ点＜ｎ点＜ｈ点＜ｋ点＜ｐ点＝Ｖcc
【００６５】
この時点の発電機出力電圧ｖiがカットイン電圧Ｖcinに対応するように、第２可変抵抗Ｒv2の中間端子すなわちｋ点電位を設定しておく。
【００６６】
電力取り出し中、発電機出力電圧ｖiすなわち直流検出電圧ｖi1が増減すると、トランジスタＱ１１のベース電流が増減するので、電流ｉ１１が増減する。それに従ってデューティ比制御電圧ｖcsも増減する。
【００６７】
［デューティ比制御電圧ｖcsの調整］
第１可変抵抗Ｒv1の抵抗値を調整することにより、同じ発電機出力電圧ｖiであってもトランジスタＱ１１を流れる電流ｉ１１を変化させることができる。第１可変抵抗Ｒv1の抵抗値が大きくなれば電流ｉ１１は減り、抵抗値が小さくなれば電流ｉ１１は増える。これにより、デューティ比制御電圧ｖcsが変化する。図２及び図３で説明したように、第１可変抵抗Ｒv1を調整することにより、力率改善回路２の入力電圧（発電機出力電圧）ｖiと出力電圧ｖoの関係を変更することができる。この変更は、電力取り出し中にも行うことができる。
【００６８】
なお、本発明の原理を実現する具体的な形態は、第１及び第２の実施形態に限られず、多様に構成することができる。
【符号の説明】
【００６９】
１  発電機
２  力率改善回路
３  負荷等
４  ＰＷＭ制御ＩＣ
７、７Ａ、７Ｂ  ＰＷＭ制御ＩＣ用デューティ比コントローラ
７１  電圧検出部
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ１１  スイッチング素子
Ｒv1  第１可変抵抗
Ｒv2  第２可変抵抗
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６  ダイオード
Ｚ１、Ｚ２、Ｚ  ツェナーダイオード
Ｃ１  平滑コンデンサ
Ｃ、Ｃ２  エミッタコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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