(57)【要約】      （修正有）【課題】単相インバータ部から発生する高周波零相電流を阻止するコモンモードチョークコイルを小型化してインバータ回路全体を小型化することが可能な高周波零相電流遮断用インバータ回路を提供する。【解決手段】直流電源２の直流電力をＰＷＭ制御によるユニポーラ変調方式により交流電力に変換する単相インバータ部３と、第１直列コンデンサ５と第２直列コンデンサ７の中性点同士を接続する非接地バイパス部８、非接地バイパス部８および第２直列コンデンサ７よりも出力側に配置され、かつ高周波零相電流において第２直列コンデンサ７のインピーダンスよりも高いインピーダンスをもち、非接地バイパス部８でバイパスされて低減された後の高周波零相電流を阻止するコモンモードチョークコイル１０を有する高周波零相電流遮断部１１とを備えている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、直流電源の直流電力をＰＷＭ制御によるユニポーラ変調方式によって交流電力に変換する単相インバータ部と、前記単相インバータ部で発生したスイッチング周波数による高周波零相電流を遮断する高周波零相電流遮断部とを備えた高周波零相電流遮断用インバータ回路であって、
前記高周波零相電流遮断部は、
前記直流電源に並列接続されて前記単相インバータ部の入力側に配置され、電源ラインの相間を２分割した第１直列コンデンサと、
前記単相インバータ部の出力側に接続されて、変換された交流電力の電圧を正弦波状に変換するリアクトルと、
前記リアクトルの出力側に配置され、電源ラインの相間を２分割した第２直列コンデンサと、
前記第１直列コンデンサの中性点と前記第２直列コンデンサの中性点同士を接続して形成されて前記高周波零相電流をバイパスする非接地バイパス部と、
前記非接地バイパス部および前記第２直列コンデンサよりも出力側に配置され、かつ前記高周波零相電流において当該第２直列コンデンサのインピーダンスよりも高いインピーダンスを有して、前記非接地バイパス部でバイパスされて低減された後の当該高周波零相電流を阻止するコモンモードチョークコイルと、
を備えている高周波零相電流遮断用インバータ回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記単相インバータ部が２レベルインバータである、高周波零相電流遮断用インバータ回路。
【請求項３】
請求項１において、
前記単相インバータが３レベルインバータである、高周波零相電流遮断用インバータ回路。
【請求項４】
請求項１において、
前記高周波零相電流における前記コモンモードチョークコイルのインピーダンスが前記非接地バイパス部が接続された前記第２直列コンデンサのインピーダンスに対して数倍以上の差に設定されている、高周波零相電流遮断用インバータ回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の高周波零相電流遮断用インバータ回路を含み、前記直流電源が太陽電池もしくは蓄電池であるか、または太陽電池と蓄電池の両方である、電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池などの直流電力をインバータから発生する高周波零相電流を遮断しながら交流電力に変換する高周波零相電流遮断用インバータ回路およびこれを含む電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、太陽電池のような直流電源の直流電力を例えばＰＷＭ制御により商用の電力系統に合った交流電力に変換して、電力系統に連系するインバータ回路が知られているが、このインバータ回路では、太陽電池と大地間で形成された浮遊容量を介して漏洩電流が大地から流出する場合があり、これを抑制して他の電子機器への影響を少なくしたり、感電などを防止したりする必要がある。蓄電池のような直流電源でもこの浮遊容量が発生し得る。
【０００３】
この漏洩電流を抑制するものとして、インバータと電力系統間を絶縁トランスで絶縁する高周波絶縁トランス方式が知られているが、漏洩電流の外部流出は防止できるものの、変換効率が低下し、装置重量が大きくなる場合がある。高効率で軽量化のために、絶縁トランスを使用しない場合には、インバータのスイッチングにより発生する高周波零相（コモンモード）電流が大きくならないように、インバータの駆動方法を適宜選択する必要がある。
【０００４】
このインバータ駆動方法として、例えばバイポーラ変調方式およびユニポーラ駆動方式が挙げられるが、ユニポーラ変調方式は、ＰＷＭパルス半周期分を正または負に反転する方式で、半周期間に１極性の波形となる。また、バイポーラ変調方式は、ＰＷＭパルス１周期にわたって正および負を交互に反転する方式で、２極性の波形となる。
【０００５】
図８（Ａ）のように、バイポーラ変調方式では、常に逆極性の相電圧が発生して、２つの相の和であるコモンモード電圧は０となり、コモンモード電流の発生が少ないが、リアクトルが大きくなる。図８（Ｂ）のように、ユニポーラ変調方式では、周波数が２倍となるため、電圧の振幅が半分となってリアクトルを小さくできるが、出力電圧が０の短絡時に、リアクトルにかかる電圧が異なる電位となるためコモンモード電圧が発生しやすく、インバータから発生したコモンモード電流が系統へ流出してしまうという問題があった。
【０００６】
図９は、従来のインバータ回路の構成の一例を示す。このインバータ回路は、直流電源５２に並列接続された平滑コンデンサ５３、直流電源５２の直流電力をＰＷＭ制御によるユニポーラ変調方式で交流電力に変換する単相インバータ部５５、変換された交流電力の電圧を正弦波状に変換するリアクトル５６とコンデンサ５７により構成された出力フィルタ、コモンモードチョークコイル６０を備えており、交流側の漏電遮断器６２を介して系統トランス６３に接続されている。太陽電池のような直流電源５２と大地間の浮遊容量は接地コンデンサ６５で示される。ユニポーラ変調方式であるので、単相インバータ部５５でスイッチング周波数による高周波コモンモード電流が発生する。
【０００７】
図１０は、この従来回路の電流波形を示す特性図である。（ａ）は系統トランス６３からアース（大地）へ漏洩するアース・コモンモード（零相）電流，（ｂ）はコモンモードチョークコイル６０におけるコモンモード（零相）電流の波形を示す。図４（Ａ）は各種の場合におけるアース・コモンモード（零相）電流を比較した棒グラフを表すもので、この例の電流は従来１の棒グラフで示される。インバータ５５で発生した高周波コモンモード電流が、図１０（ｂ）のようにコモンモードチョークコイル６０を介して（ａ）のようにアースへ漏洩して、これがインバータの交流側の漏電遮断器６２を不要に動作させることにより、発電した電力を逆潮流させる機会を損失するおそれがある。
【０００８】
この外部へ流出するコモンモード電流を抑制するための従来技術の一例として、図１１は、従来における電力系統に連系するインバータ回路の一例を示す（例えば、特許文献１）。
【０００９】
このインバータ回路は、直流電源７２の出力をパルス幅変調するインバータ７３の入力側と出力側にそれぞれ配置されて、中性点を形成するように直列に接続されたコンデンサから成る第１、第２コンデンサ対７５、７７が設けられ、各コンデンサ対の中性点同士を接続することにより漏れ電流のバイパス路７８が形成され、各コンデンサ対の間に設けられてインバータ７３で発生されたコモンモード電流を抑制するコモンモードチョークコイル８０が形成され、インバータ７３から出力されるパルス幅変調された電圧を正弦波状に変換する、リアクトル７６とコンデンサ７９からなる出力フィルタが設けられている。バイパス路７８は、インバータ７３のスイッチング周波数において、第２コンデンサ対７７を介して接続された系統トランス８３から大地（アース）を介して直流電源７２の浮遊容量に漏れ電流が流れる漏れ電流路８７よりも小さいインピーダンスを有し、コモンモードチョークコイル８０は、漏れ電流路８７およびバイパス路７８よりも大きなインピーダンスを有する。
【００１０】
図１２は、この回路の電流波形を示す特性図である。（ａ）は系統トランス８３からアースへ漏洩するアース・コモンモード（零相）電流、（ｂ）はインバータ７３で発生し、コモンモードチョークコイル８０を介して流れるコモンモード（零相）電流の波形を示す。図４（Ａ）では、この例の電流は従来２の棒グラフで示され、このアース・コモンモード（零相）電流は、バイパス路７８を設けることにより従来１の棒グラフと比べて十分に小さくなっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１０−１１９１８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、図１１の従来回路において、コモンモードチョークコイル８０はバイパス路７８の内側に、つまりコモンモードチョークコイル８０の出力側にリアクトル７６および第２コンデンサ対７７が配置されている。したがって、図１２（ａ）のように、インバータ７３で発生した高周波コモンモード電流の大部分は、まずコモンモードチョークコイル８０を通った後に、バイパス路７８および系統側に分流して流れる。
【００１３】
しかし、コモンモードチョークコイル８０を高周波コモンモード電流に対してインダクタンスとして作用させるには、そのコアが飽和しないようにしなければならないが、これを実現するには、図１１の従来回路では、コモンモードチョークコイル８０を通る電流が大きいことからコア飽和防止のためコモンモードチョークコイル８０が大型化する問題があった。
【００１４】
本発明は、ＰＷＭユニポーラ変調方式で単相インバータ部から発生する高周波零相電流を阻止するコモンモードチョークコイルを小型化してインバータ回路全体を小型化可能な高周波零相電流遮断用インバータ回路およびこれを含む電力変換システムを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために、本発明に係る高周波零相電流遮断用インバータ回路は、直流電源と、直流電源の直流電力をＰＷＭ制御によるユニポーラ変調方式によって交流電力に変換する単相インバータ部と、前記単相インバータ部で発生したスイッチング周波数による高周波零相電流を遮断する高周波零相電流遮断部とを備えている。
前記高周波零相電流遮断部は、前記直流電源に並列接続されて前記単相インバータ部の入力側に配置され、電源ラインの相間を２分割した第１直列コンデンサと、前記単相インバータ部の出力側に接続されて、変換された交流電力の電圧を正弦波状に変換するリアクトルと、前記リアクトルの出力側に配置され、電源ラインの相間を２分割した第２直列コンデンサと、前記第１直列コンデンサの中性点と前記第２直列コンデンサの中性点同士を接続して形成されて前記高周波零相電流をバイパスする非接地バイパス部と、前記非接地バイパス部および前記第２直列コンデンサよりも出力側に配置され、かつ前記高周波零相電流において当該第２直列コンデンサのインピーダンスよりも高いインピーダンスをもち、前記非接地バイパス部でバイパスされて低減された後の当該高周波零相電流を阻止するコモンモードチョークコイルとを有している。
【００１６】
この構成によれば、第２直列コンデンサよりも出力側に配置され、かつ、第２直列コンデンサのインピーダンスよりも高いインピーダンスをもつコモンモードチョークコイルにより、単相インバータ部で発生した高周波零相（コモンモード）電流が、第２直列コンデンサから非接地バイパス部へその大部分が流れて、十分に小さくなった状態でコモンモードチョークコイルを流れるので、コアの飽和が起こりにくく、コモンモードチョークコイルを小型化することができる。
【００１７】
好ましくは、前記単相インバータが２レベルインバータまたは３レベルインバータである。したがって、３レベルインバータだけでなく、第１、第２直列コンデンサにより中性点を持たせることで、２レベルインバータのように通常中性点を持たないインバータでも高周波零相電流をこの中性点間をバイパスさせることが可能となる。２レベルインバータよりも３レベルインバータの方がより正弦波に近い交流波形を得られる。
【００１８】
好ましくは、高周波零相電流においてコモンモードチョークコイルのインピーダンスが非接地バイパス部の第２直列コンデンサとのインピーダンスに対して数倍以上に設定されているので、単相インバータ部から発生する高周波零相電流を、より確実かつ容易に非接地バイパス部へ導くことができる。
【００１９】
本発明に係る電力変換システムは、前記高周波零相電流遮断用インバータ回路を含み、前記直流電源が太陽電池もしくは蓄電池であるか、または、太陽電池と蓄電池の両方である。太陽電池だけでなく、蓄電池でも浮遊容量が発生し得るので、太陽電池および／または蓄電池の直流電力が高周波零相電流遮断用インバータ回路により交流電力に変換されるので、高周波零相電流の外部流出を阻止しながら、高い電力変換効率を有する蓄電池付き電力変換システムが得られる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明では、ユニポーラ変調方式で単相インバータ部から発生する高周波零相電流を阻止するコモンモードチョークコイルを小型化して回路全体を小型化することが可能となる。また、ユニポーラ変調方式であるので、リアクトルを小さくしながら高効率で電力変換できる長所を保持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１実施形態に係る高周波零相電流遮断用インバータ回路を含む電力変換システムを示す構成図である。
【図２】図１の単相インバータ部における２レベルインバータの一例を示す構成図である。
【図３】図１の高周波零相電流遮断用インバータ回路の動作を示す特性図である。
【図４】（Ａ）、（Ｂ）は、図１の高周波零相電流遮断用インバータ回路と従来回路の動作を比較して示す特性図である。
【図５】図１の単相インバータ部における３レベルインバータの一例を示す構成図である。
【図６】図１の単相インバータ部における３レベルインバータの一例を示す構成図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係る高周波零相電流遮断用インバータ回路を含む電力変換システムを示す構成図である。
【図８】インバータ回路の動作を示す特性図である。
【図９】従来のインバータ回路（その１）を示す構成図である。
【図１０】従来のインバータ回路（その１）の動作を示す特性図である。
【図１１】従来のインバータ回路（その２）を示す構成図である。
【図１２】従来のインバータ回路（その２）の動作を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
図１は本発明の第１実施形態に係る高周波零相電流遮断用インバータ回路を含む電力変換システムを示す構成図である。この電力変換システムは、トランスなしで、高周波零相電流遮断用インバータ回路により太陽電池のような直流電源２の直流電力を交流電力に変換して商用の電力系統へ連系するものである。
【００２３】
この高周波零相電流遮断用インバータ回路１は、直流電源２の直流電力をＰＷＭ制御によるユニポーラ変調方式によって交流電力に変換する単相インバータ部３と、単相インバータ部３で発生したスイッチング周波数による高周波零相（コモンモード）電流を遮断する高周波零相電流遮断部１１とを備えている。
【００２４】
高周波零相電流遮断部１１は、直流電源２に並列接続されて単相インバータ部３の入力側に配置され、直流電源ラインの相間を２分割した第１直列コンデンサ５（Ｃｄ１、Ｃｄ２）と、単相インバータ部３の出力側に接続されて、変換された交流電力の電圧を正弦波状に変換するリアクトル（Ｌｉｄ１、Ｌｉｄ１）６と、コンデンサＣｉｄと、リアクトル６の出力側に配置され、交流電源ラインの相間を２分割した第２直列コンデンサ７（Ｃｉｃ１、Ｃｉｃ２）と、第１直列コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２の中性点１５と第２直列コンデンサＣｉｃ１、Ｃｉｃ２の中性点１６とを接続して形成されるコモンモード電流をバイパスする非接地バイパス部８と、非接地バイパス部８および第２直列コンデンサ７よりも出力側に配置されて、単相インバータ部３で発生したスイッチング周波数による高周波コモンモード電流を低減するコモンモードチョークコイル１０と、を備えている。
【００２５】
第１直列コンデンサ５は直流電力を平滑化、安定化するために配置される平滑コンデンサであり、リアクトル６とコンデンサＣｉｄは、単相インバータ部３で変換された交流電力を正弦波交流に変換する出力フィルタを構成する。太陽電池２と大地（アース）間の浮遊容量は接地コンデンサ（Ｃｐ１、Ｃｐ２）１７で示される。なお、図１においては、リアクトル６からのディファレンシャルモードの電流を流すコンデンサＣｉｄと、リアクトル６からのコモンモード電流を流す第２直列コンデンサ７を分けて図示しているが、第２直列コンデンサ７のみでコンデンサＣｉｄの役割を兼用させることもできる。
【００２６】
この高周波零相電流遮断部１１におけるコモンモードチョークコイル１０は、非接地バイパス部８および第２直列コンデンサ７よりも出力側に配置され、かつ高周波零相電流において第２直列コンデンサのインピーダンスよりも高いインピーダンスを有している。例えばコモンモードチョークコイル１０のインピーダンスは第２直列コンデンサ７のインピーダンスに対して数倍以上の差に設定されている。
【００２７】
例えば、コモンモードチョークコイル１０と非接地バイパス部８の第２直列コンデンサ７ａ（７ｂ）のインピーダンスの差は、好ましくは５倍以上、より好ましくは１０倍以上である。これにより、単相インバータ部から発生する高周波零相電流が、より確実かつ容易にコモンモードチョークコイル１０に流れるのを阻止して、その大部分を非接地バイパス部へ導いて、コモンモードチョークコイル１０に流れる電流を十分に小さくできる。
【００２８】
また、この電力変換システムは、単相インバータ部３に対して例えばパルス幅を可変させるＰＷＭ制御によるユニポーラ変調方式の制御を行うとともに、回路全体を制御する制御部２０を有し、交流側の漏電遮断器１２を介して系統トランス１３に接続される。
【００２９】
また、図１の交流側の系統トランス１３の接地形式としては、この例では単相３線２００ＶでＯ相（Ｕ−Ｖ中点）接地１８としている。
【００３０】
単相インバータ部３は、２レベルインバータまたは３レベルインバータを使用される。２レベルインバータとはインバータ出力部の電圧波形が零点を中心として±ＥｄのＰＷＭパルスとなるものをいい、３レベルインバータとはインバータ出力部の電圧波形が零点を中心として±Ｅｄ／２と±ＥｄのＰＷＭパルスとなるものをいう。２レベルインバータよりも３レベルインバータの方がより正弦波に近い交流波形を得られる。
【００３１】
図２に示すように、この例では単相インバータ部３は２レベルインバータである。前述のとおり、第１、第２直列コンデンサ５、７によって中性点１５、１６を持たせることで、２レベルインバータのように通常中性点を持たないインバータでも高周波零相電流をこの中性点１５、１６間をバイパスさせることが可能となる。
【００３２】
この２レベルインバータは、トランジスタＱ１およびこれに逆並列に接続された還流用ダイオ−ドＤ１と、トランジスタＱ２およびこれに逆並列に接続された還流用ダイオ−ドＤ２とが直列に接続されたＵ相１相分のスイッチングアームを構成する。同様にトランジスタＱ３、Ｑ４と還流用ダイオ−ドＤ３、Ｄ４とでＶ相１相分のスイッチングアームを構成する。トランジスタは例えばＩＧＢＴやＦＥＴ等が使用される。ＰＷＭパルスが各々Ｕ相、Ｖ相のトランジスタＱ１〜Ｑ４に印加され、オンオフ駆動が行われて、直流電力が交流電力に変換される。
【００３３】
つまり、この単相インバータ部３は、ＰＷＭパルス半周期分を正または負に反転する方式で、半周期間に１極性の波形となるユニポーラ変調方式であり、２レベルインバータである。
【００３４】
図３は、本電力変換システムの電流波形を示す特性図である。図３（ａ）は系統トランス１３からアース（大地）へ漏洩するアース・コモンモード（零相）電流、（ｂ）はコモンモードチョークコイル１０を介して流れる高周波コモンモード（零相）電流の波形を示す。ここで、図３（ａ）と（ｂ）の電流の大きさはほぼ同一である。
【００３５】
この図のように、（ｂ）では、単相インバータ部３で発生した高周波コモンモード電流の大部分が非接地バイパス部８を通って、コモンモードチョークコイル１０を通るコモンモード（零相）電流を十分小さくしている。これとともに、系統トランス１３から大地（アース）へ漏洩するアース・コモンモード（零相）電流も十分に小さくしている。
【００３６】
図４（Ｂ）は、各種の場合におけるコモンモードチョークコイルを通るコモンモード（零相）電流を比較した棒グラフを表す。本発明では、コモンモードチョークコイル１０を通るコモンモード（零相）電流を、その手前で非接地バイパス部８へ大部分流すので、従来２と比較して十分小さくしている。図４（Ａ）は、各種の場合における系統トランスからアース（大地）へ漏洩するアース・コモンモード（零相）電流を比較した棒グラフを表すもので、本発明では、このアース・コモンモード（零相）電流を、従来２とはほぼ同等で、従来１と比較して十分小さくしている。
【００３７】
これにより、非接地バイパス部８および第２直列コンデンサ７よりも出力側に配置され、かつ、第２直列コンデンサ７のインピーダンスよりも高いインピーダンスをもつコモンモードチョークコイル１０により、単相インバータ部３で発生した高周波零相（コモンモード）電流が、第２直列コンデンサ７から非接地バイパス部８へその大部分が流れて、十分に小さくなった状態でコモンモードチョークコイル１０を流れるので、そのコアの飽和が起こりにくく、コモンモードチョークコイル１０を小型化することができる。これにより、高周波零相電流遮断用インバータ回路１全体を小型化することが可能となる。また、ユニポーラ変調方式であるので、リアクトル６を小さくしながら高効率で電力変換できる長所を保持することができる。
【００３８】
図５は３レベルインバータのＮＰＣタイプ（ＮＰＣ１）の回路図を示す。第１直列コンデンサ５、５は直流電源２をＥ／２に分圧し、正電圧Ｐ、中性点電圧（零電圧）ＮＰ、負電圧Ｎという３レベルの電圧レベルを作成する。ダイオードＤ１９、Ｄ２０は第１直列コンデンサ５、５の中性点１５電圧を導出する整流素子で、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４はそれぞれ還流用ダイオ−ドＤ１１〜Ｄ１４を備えたＵ相１相分のスイッチングアームを構成する４個直列のＩＧＢＴ等のトランジスタである。同様の構成はＶ相のスイッチングアームも有しており、ＰＷＭパルスが各々Ｕ相、Ｖ相のトランジスタＱ１１〜Ｑ１８に印加され、オンオフ駆動が行われて、直流電力が交流電力に変換される。
【００３９】
図６は、３レベルインバータのＴタイプ（ＮＰＣ２）の回路図を示す。第１直列コンデンサ５、５は直流電源２をＥ／２に分圧し、正電圧Ｐ、中性点電圧（零電圧）ＮＰ、負電圧Ｎという３レベルの電圧レベルを作成する。正電圧Ｐと負電圧Ｎ間に、トランジスタＱ３１、Ｑ３２がそれぞれ還流用ダイオ−ドＤ３１、Ｄ３２を備えたＵ相１相分のスイッチングアームを構成する２個直列のＩＧＢＴ等のトランジスタである。中性点電圧（零電圧）ＮＰと前記スイッチングアームの中性点との間に、トランジスタＱ３３、Ｑ３４がそれぞれ還流用ダイオ−ドＤ３３、Ｄ３４を有して直列接続されたものが配置されている。図６には1相分しか示していないが、同様の構成はＶ相のスイッチングアームも有しており、ＰＷＭパルスが各々Ｕ相、Ｖ相のトランジスタに印加され、オンオフ駆動が行われて、直流電力が交流電力に変換される。
【００４０】
図７は、本発明の第２実施形態に係る高周波零相電流遮断用インバータ回路１を含む電力変換システムを示す回路構成図である。このシステムは、例えば、消費電力のピークが上限値を超えそうなときに蓄電池に蓄電した電力で補填してピークカットする場合等のように、太陽電池２の発電電力の有効利用を図る蓄電池（直流電源）２１を備えている。この例では、太陽電池２だけでなく、蓄電池２１でも浮遊容量が発生し得るので、太陽電池２および／または蓄電池２１の直流電力が高周波零相電流遮断用インバータ回路１により交流電力に変換されるので、高周波零相電流の外部流出を阻止しながら、高い電力変換効率を有する蓄電池付き電力変換システムが得られる。なお、太陽電池を有さず蓄電池のみを有する回路でも、その効果は上記と同様である。
【００４１】
本発明は、以上の実施形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で、種々の追加、変更または削除が可能である。したがって、そのようなものも本発明の範囲内に含まれる。
【符号の説明】
【００４２】
１：高周波零相電流遮断用インバータ回路
２：太陽電池（直流電源）
３：単相インバータ部
５：第１直列コンデンサ
６：リアクトル
７：第２直列コンデンサ
８：非接地バイパス部
１０：コモンモードチョークコイル
１１：高周波零相電流遮断部
１２：漏電遮断器
１３：系統トランス
２０：制御部
２１：蓄電池（直流電源）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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