(57)【要約】【課題】ＬＯ信号伝送線路の漏洩損失を減少させた分布型回路を提供する。【解決手段】局部発振信号を変調するデータ信号を伝送するデータ信号伝送線路１と、データ信号で局部発振信号を変調したＲＦ信号を出力するＬＯ信号伝送線路２と、ＬＯ信号伝送線路２の所定の間隔を空けた複数の線路部分と接地電位との間にそれぞれ接続されるＮ個（Ｎ≧１）のソース接地ＦＥＴ３ｎと、データ信号伝送線路１の所定の間隔を空けたＮ個の線路上の信号の位相を、それぞれ遅延させてソース接地ＦＥＴ３ｎの制御端子に入力するＮ個の移相器４ｎとを備え、移相器４ｎは、ＬＯ信号伝送線路２からデータ信号伝送線路１に漏洩して信号伝送方向で隣接するソース接地ＦＥＴ３ｎ＋１とＬＯ信号伝送線路との接続点に伝搬するＬＯ信号の位相を、ＬＯ信号伝送線路２を伝搬するＬＯ信号の信号強度を強める位相に移相する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振信号を変調するデータ信号を伝送するデータ信号伝送線路と、
前記データ信号で前記局部発振信号を変調したＲＦ信号を出力するＬＯ信号伝送線路と、
前記ＬＯ信号伝送線路の所定の間隔を空けた複数の線路部分と接地電位との間にそれぞれ接続されるＮ個（Ｎ≧１）のソース接地ＦＥＴと、
前記データ信号伝送線路の所定の間隔を空けたＮ個の線路上の信号の位相を、それぞれ遅延させて前記ソース接地ＦＥＴの制御端子に入力するＮ個の移相器とを備え、
前記移相器は、前記ＬＯ信号伝送線路から前記データ信号伝送線路に漏洩して信号伝送方向で隣接するソース接地ＦＥＴと前記ＬＯ信号伝送線路との接続点に伝搬するＬＯ信号の位相を、前記ＬＯ信号伝送線路を伝搬するＬＯ信号の信号強度を強める位相に移相することを特徴とする分布型回路。
【請求項２】
請求項１に記載した分布型回路において、
前記移相器の移相量は、隣接する前記ソース接地ＦＥＴの間の前記ＬＯ信号伝送線路を伝搬するＬＯ信号の位相遅延量をθ１、前記ＬＯ信号伝送線路から前記データ信号伝送線路に漏洩して信号伝送方向で隣接するソース接地ＦＥＴと前記ＬＯ信号伝送線路との接続点に伝搬するＬＯ信号の位相遅延量をθ２とした場合に、ｎを整数とした次式の関係を満たす
【数２】
2017073632.tif 000004
ことを特徴とする分布型回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載した分布型回路において、
前記移相器は、伝送線路で構成されることを特徴とする分布型回路。
【請求項４】
請求項３に記載した分布型回路において、
前記移相器は、前記伝送線路と接地電位との間に接続されるコンデンサを含むことを特徴とする分布型回路。
【請求項５】
請求項４に記載した分布型回路において、
前記コンデンサは、可変容量素子であることを特徴とする分布型回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電気信号を扱う分布型回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
分布型回路とは、高周波信号が伝送される伝送線路の信号伝搬方向に、例えば変調器、増幅器等が分布的に配置されて構成された回路である。例えば広帯域な振幅変調器としては、非特許文献１に開示された分布変調器が知られている。
【０００３】
分布変調器は、トランジスタで構成される変調器と伝送線路とからなる複数の単位変調器を多段に接続（cascading connection）した構成である。分布変調器は、下記に述べる分布変調器の各端子（ＬＯ信号入力端子、ＲＦ信号出力端子、データ信号入力端子）から分布変調器側を見込んだインピーダンスが一定の値（通常は50Ω）となる特性を有する。これは、各ポートから分布変調器をみると、トランジスタの持つ容量とトランジスタ間を接続する伝送線路の持つインダクタンスから成る、疑似的な伝送線路が構成されることに起因する。疑似的な伝送線路を、単に疑似線路と称することもある。
【０００４】
トランジスタに例えばソース接地ＦＥＴを用いた分布変調器は、ＬＯ信号伝送線路と、データ信号伝送線路と、複数のソース接地ＦＥＴとを具備する。複数のソース接地ＦＥＴのそれぞれは変調機能を担う。ソース接地ＦＥＴは、信号伝送方向に分布的に配置される。
【０００５】
ＬＯ信号伝送線路は、一端を搬送波である局部発振信号（以降、ＬＯ（Local Oscillator）信号）が入力されるＬＯ信号入力端子とし、他端をＬＯ信号がデータ信号で変調されたＲＦ信号が出力されるＲＦ信号出力端子とする疑似線路である。データ信号伝送線路は、ＬＯ信号を変調するデータ信号を伝送する疑似線路である。データ信号伝送線路の一端は、データ信号が入力されるデータ信号入力端子である。データ信号伝送線路の他端は、終端抵抗によって電源に終端される。
【０００６】
ＬＯ信号伝送線路とデータ信号伝送線路とは、周波数によらない一定のインピーダンスを有するため他の変調器では実現できない高周波特性を実現することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Hiroshi Mizutani and Yoichiro Takayama,”A DC-60 GHz GaAs MMIC Switch Using Novel Distributed FET,” IEEE MTT-S International June 1997
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来の分布変調器において、ミリ波帯、テラヘルツ波帯といった極めて高い周波数のＬＯ信号を用いる場合、変調器の挿入損失が大きくなるという課題がある。分布変調器においては、搬送波であるＬＯ信号を、データ信号により強度変調することで振幅変調を行う。つまり、ＲＦ信号出力端子に現れるＬＯ信号電力が大きくなるＯＮ状態、ＲＦ信号出力端子に現れるＬＯ信号電力が小さくなるＯＦＦ状態を、データ信号により切り替えることで振幅変調を行う。この時、ＯＮ状態でのＬＯ信号の損失が大きくなると、ＲＦ信号出力が減衰してしまう。そこで、分布変調器では、ＬＯ信号のＯＮ状態における損失を小さく抑えることが重要である。
【０００９】
しかし、ミリ波帯、テラヘルツ波帯といった高周波帯で分布変調器を使用する場合、上記の損失を抑えることが難しくなる。その理由は、ＬＯ信号の周波数が高くなると、変調器を構成するトランジスタの結合容量を介してＬＯ信号がデータ信号伝送線路に結合し、ＬＯ信号伝送線路の漏洩損失が増加するためである。
【００１０】
本発明は、この課題に鑑みてなされたものであり、ＬＯ信号伝送線路を伝搬するＬＯ信号の漏洩損失を減少させる分布型回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の分布型回路は、局部発振信号を変調するデータ信号を伝送するデータ信号伝送線路と、前記データ信号で前記局部発振信号を変調したＲＦ信号を出力するＬＯ信号伝送線路と、前記ＬＯ信号伝送線路の所定の間隔を空けた複数の線路部分と接地電位との間にそれぞれ接続されるＮ個（Ｎ≧１）のソース接地ＦＥＴと、前記データ信号伝送線路の所定の間隔を空けたＮ個の線路上の信号の位相を、それぞれ遅延させて前記ソース接地ＦＥＴの制御端子に入力するＮ個の移相器とを備え、前記移相器は、前記ＬＯ信号伝送線路から前記データ信号伝送線路に漏洩して信号伝送方向で隣接するソース接地ＦＥＴと前記ＬＯ信号伝送線路との接続点に伝搬するＬＯ信号の位相を、前記ＬＯ信号伝送線路を伝搬するＬＯ信号の信号強度を強める位相に移相することを要旨とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ＬＯ信号伝送線路を伝搬するＬＯ信号の漏洩損失を減少させる分布型回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施形態に係る分布型回路１０の構成例を示す図である。
【図２】比較例の分布型回路２０の構成例を示す図である。
【図３】分布型回路２０の等価回路を示す図である。
【図４】分布型回路２０の通過特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】ＦＥＴのデバイスモデルを用いてシミュレーションした分布型回路２０の通過特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図６】ソース接地ＦＥＴを等価回路で表した分布型回路２０の一部の構成例を示す図である。
【図７】分布型回路１０の３段目と４段目の等価回路を示す図である。
【図８】分布型回路１０の経路αと経路βの位相差の周波数特性の例を示す図である。
【図９】分布型回路１０の挿入損失の周波数特性を示す図である。
【図１０】分布型回路１０の群遅延特性を示す図である。
【図１１】移相器４ｎの変形例を示す図である。
【図１２】移相器４ｎの変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。図１に、本実施形態に係る分布型回路１０の構成例を示す。分布型回路１０は、例えば分布変調器として説明する。
【００１５】
〔分布型回路１０の構成〕
分布変調器である分布型回路１０は、データ信号伝送線路１と、ＬＯ信号伝送線路２と、Ｎ個（Ｎ≧１）のソース接地ＦＥＴ３ｎ（ｎは任意の整数、他の参照符号の添え字ｎも同様である）と、Ｎ個の移相器４ｎとを備える。なお、分布型回路１０は、同じ構成で分布スイッチとして作用することも可能である。分布スイッチについては後述する。
【００１６】
データ信号伝送線路１は、局部発振信号を変調するデータ信号を伝送する。データ信号伝送線路１の一端は、データ信号が入力されるデータ入力端子５である。データ信号伝送線路１の他端は、終端抵抗６で接地電位（▽）に接地される。データ信号伝送線路１は、データ入力端子５から終端抵抗６を見たインピーダンスが一定の特性インピーダンスを示す伝送線路である。
【００１７】
ＬＯ信号伝送線路２は、局部発振信号（以降、ＬＯ信号）を伝送し、当該ＬＯ信号をデータ信号で変調したＲＦ信号として出力する。ＬＯ信号伝送線路２の一端は、ＬＯ信号が入力されるＬＯ信号入力端子７である。ＬＯ信号伝送線路２の他端は、ＲＦ信号を出力するＲＦ信号出力端子８である。ＬＯ信号伝送線路２は、ＬＯ信号入力端子７からＲＦ信号出力端子８を見たインピーダンスが一定の特性インピーダンスを示す伝送線路である。
【００１８】
ソース接地ＦＥＴ３ｎは、ＬＯ信号伝送線路２の所定の間隔を空けた複数の線路部分と接地電位（▽）との間にそれぞれ接続されるＮ個の電界効果型トランジスタである。所定の間隔のＬＯ信号伝送線路２は、参照符号２に添え字を付した長方形のＬＯ信号伝送線路２１〜２Ｎ＋１で表記している。なお、電界効果型トランジスタの極性は、Ｎ型又はＰ型のどちらでも構わない。
【００１９】
移相器４ｎは、データ信号伝送線路１の所定の間隔を空けたＮ個の線路上の信号の位相を、それぞれ遅延させてソース接地ＦＥＴ３ｎの制御端子（ゲート電極）に入力するＮ個の移相器である。所定の間隔のデータ信号伝送線路１を、ＬＯ信号伝送線路２と同様に参照符号１に添え字を付した長方形のデータ信号伝送線路１１〜１Ｎ＋１で表記している。
【００２０】
ＬＯ信号伝送線路２ｎを伝搬するＬＯ信号は、ソース接地ＦＥＴ３ｎと移相器４ｎとを介してデータ信号伝送線路１に漏洩する。漏洩したＬＯ信号は、信号伝送方向で隣接する移相器４ｎ＋１とソース接地ＦＥＴ３ｎ＋１とを経由して再びＬＯ信号伝送線路２ｎ＋１に伝搬する。
【００２１】
移相器４ｎと移相器４ｎ＋１との移相量は、ＬＯ信号伝送線路２を伝搬するＬＯ信号と、漏洩したＬＯ信号とが、ＬＯ信号伝送線路２ｎ＋１で強め合う量に設定される。本実施形態では、ＬＯ信号の漏洩信号を積極的に活用することで、分布型回路１０の低損失化を実現する。本実施形態の動作を説明する前に、比較例の分布型回路２０の特性について説明する。
【００２２】
〔比較例〕
図２に、比較例の分布型回路２０の構成例を示す。分布型回路２０の構成は、移相器４ｎを具備しない点で、分布型回路１０と異なる。参照符号を、図１と同じにすることで、分布型回路２０の構成についての説明は省略する。
【００２３】
図３に、ソース接地ＦＥＴ３ｎを用いた分布型回路２０の等価回路を示す。ソース接地ＦＥＴ３ｎは、ドレイン−ソース間の容量Ｃｄｓ３ｎとドレイン−ゲート間の容量Ｃｄｇ３ｎとで表せる。
【００２４】
分布型回路２０のデータ信号伝送線路１とＬＯ信号伝送線路２とは、ドレイン−ゲート間の容量である容量Ｃｄｇ３ｎ（上記の結合容量）で容量結合する。図４に、容量Ｃｄｇ３ｎをパラメータとした分布型回路２０の通過特性のシミュレーション結果を示す。横軸は周波数［GHz］、縦軸はＳパラメータのＳ２１［dB］である。Ｓ２１は、分布型回路２０の挿入損失を表す。
【００２５】
容量Ｃｄｇ３ｎ＝0fFを実線、容量Ｃｄｇ３ｎ＝1.2fFを破線、容量Ｃｄｇ３ｎ＝2.4fFを一点鎖線、容量Ｃｄｇ３ｎ＝3.6fFを二点鎖線で表記する。容量Ｃｄｇ３ｎを大きくすると、高周波数側の挿入損失が増加する特性を示す。容量Ｃｄｇ３ｎを3.6fF増加したことによる周波数＝250GHzにおける挿入損失は4dB以上悪化する。
【００２６】
挿入損失が増加する理由は、容量Ｃｄｇ３ｎが大きくなるとＬＯ信号伝送線路２とデータ信号伝送線路１との間のインピーダンスが低下するためだと考えられる。その結果、ＬＯ信号伝送線路２からデータ信号伝送線路１に漏洩するＬＯ信号が増加し、ＬＯ信号伝送線路２を伝搬するＬＯ信号の信号強度が低下する。
【００２７】
図５に、ソース接地ＦＥＴ３ｎのデバイスモデルを用いて通過特性をシミュレーションしたシミュレーション結果を示す。容量Ｃｄｇ３ｎ＝0fFとした場合を実線、容量Ｃｄｇ３ｎを考慮した場合を破線で示す。横軸と縦軸の関係は図４と同じである。
【００２８】
容量Ｃｄｇ３ｎを考慮すると、分布型回路２０の高周波数側での挿入損失が増加する。容量Ｃｄｇ３ｎを考慮した場合の挿入損失は、周波数＝300GHzにおいて約5dB増加する。
【００２９】
このように、容量Ｃｄｇ３ｎを介して漏洩するＬＯ信号が増加することで分布型回路２０の挿入損失が増加することが分かる。次に、この挿入損失を低損失化する原理について説明する。
【００３０】
〔低損失化の原理〕
図６に、ソース接地ＦＥＴ３ｎを等価回路で表現した分布型回路２０の一部を示す。ｎ段目のＬＯ信号伝送線路２ｎとｎ段目のソース接地ＦＥＴ３ｎとの接続点を端子ｎ、ｎ＋１段目のＬＯ信号伝送線路２ｎ＋１とｎ＋１段目のソース接地ＦＥＴ３ｎ＋１との接続点を端子ｎ＋１と表記する。ソース接地ＦＥＴ３ｎのドレイン−ゲート電極間の容量Ｃｄｇを、容量Ｃｄｇ３ｎと表記する。他のソース接地ＦＥＴ３ｎについても同様である。
【００３１】
また、図６では、三極管領域で動作するソース接地ＦＥＴ３ｎを、可変抵抗（Ｒｄｓ３ｎ）の回路シンボルで表記している。三極管領域で動作するＦＥＴは、そのドレイン電流がドレイン電圧にほぼ比例して増加するため、可変抵抗として等価的に記述できる。
【００３２】
分布型回路２０の挿入損失は、分布型回路２０を構成する各段の各ソース接地ＦＥＴ３ｎにおける損失の総和と考えることができる。ここで、端子ｎから端子ｎ＋１に伝搬するＬＯ信号の損失を考える。
【００３３】
端子ｎから端子ｎ＋１に向かう経路は、ＬＯ信号伝送線路２ｎ＋１を通る経路αが存在する。図６において、経路αを太い実線で表記する。
【００３４】
また、ＬＯ信号伝送線路２とデータ信号伝送線路１とは、容量Ｃｄｇ３ｎによって結合しているため、容量Ｃｄｇ３ｎとデータ信号伝送線路１ｎ＋１と容量Ｃｄｇ３ｎ＋１とを通る経路βも存在する。経路βは、漏洩信号が通る経路であり、図６において破線で表記する。
【００３５】
ここで、経路αと経路βとを通るＬＯ信号の位相を、端子ｎ＋１で同位相にすることができれば、端子ｎ＋１に現れるＬＯ信号の信号強度を大きくでき、端子ｎから端子ｎ＋１に伝搬するＬＯ信号の損失を小さくすることが可能である。上記のように分布型回路２０の挿入損失は、各ソース接地ＦＥＴ３ｎでの損失の総和であるから、端子ｎから端子ｎ＋１に伝搬する信号の損失を小さくすることにより、分布型回路２０全体の挿入損失を小さくすることができる。
【００３６】
分布型回路２０を低損失化するためには、経路αと経路βとを通るＬＯ信号の位相が、端子ｎ＋１において同位相になるようにすればよい。理想的には、次式を満足するように経路αと経路βとを伝搬するＬＯ信号の移相量を調整する。
【００３７】
【数１】
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ここでθ１（ラジアン）は、経路αをＬＯ信号が伝搬する際の位相遅延量である。また、θ２（ラジアン）は、経路βをＬＯ信号が伝搬する際の位相遅延量である。なお、ｎは整数である。
【００３８】
式（１）に示す移相量の条件は、理想状態であり、必ずしもその条件が満たされる必要はない。隣り合うソース接地ＦＥＴ３ｎ間で漏洩信号が互いに強め合うような位相を作り出せれば分布型回路２０の挿入損失を改善することができる。
【００３９】
〔分布型回路１０の動作〕
図７を参照して本実施形態の動作を説明する。図７は、分布型回路１０（図１）の３段目と４段目を、ソース接地ＦＥＴ３ｎがＯＮ状態の場合の等価回路で表記した図である。３段目のＬＯ信号伝送線路２３と３段目のソース接地ＦＥＴ３３のドレイン電極との接続点が、上記の端子ｎに相当する端子２３である。また、信号伝送方向で隣接するソース接地ＦＥＴ３４のドレイン電極とＬＯ信号伝送線路２４との接続点が、上記の端子ｎ＋１に相当する端子２４である。
【００４０】
ＯＮ状態のソース接地ＦＥＴ３３，３４は、ドレイン−ソース間の容量Ｃｄｓとドレイン−ゲート間の容量Ｃｄｇの二つの容量で表現できる。よって、端子２３と端子２４とは、ドレイン−ソース間の容量Ｃｄｓ３３，３４によって接地電位（▽）に接地される。
【００４１】
また、端子２３は、ドレイン−ゲート間の容量Ｃｄｇ３３と移相器４３を通してデータ信号伝送線路１の端子１３に接続される。端子１３からデータ入力端子５の方向を見たインピーダンス１５は例えば50Ωである。
【００４２】
また、端子２４は、ドレイン−ゲート間の容量Ｃｄｇ３４と移相器４４を通してデータ信号伝送線路１の端子１４に接続される。端子１４から終端抵抗６の方向を見たインピーダンス１６は例えば50Ωである。
【００４３】
図７における経路αと経路βは、図６と同じである。よって、経路αを伝搬するＬＯ信号の位相と、経路βを伝搬するＬＯ信号（漏洩信号）との位相差が２πの整数倍になるように移相器４３，４４の移相量を設定すれば、分布型回路１０の挿入損失を小さくできる。
【００４４】
図８に、移相器４３，４４の移相量を変化させた場合の経路αと経路βとの位相差の周波数特性を示す。ここでは、移相量を伝送線路の線路長で変化させた。横軸は周波数［GHz］、縦軸は経路αとβの位相差［度］である。
【００４５】
パラメータのＬgateは、移相器４３，４４の伝送線路の線路長［μm］である。Ｌgate＝0は移相器４３，４４が無い場合である（実線）。Ｌgate＝40は線路長が40μm（破線）、Ｌgate＝80は線路長が80μm（一点鎖線）である。
【００４６】
移相器４３，４４が無い場合とは、ＬＯ信号がドレイン−ゲート間の容量Ｃｄｇ３３を介してデータ信号伝送線路１に漏洩し、漏洩したＬＯ信号がドレイン−ゲート間の容量Ｃｄｇ３４を介してＬＯ信号伝送線路２に伝搬する場合のことである。Ｌgate＝40では、周波数が約370GHzで経路αとβの位相差は0になる。また、Ｌgate＝80では、周波数が約270GHzで経路αとβとの位相差は0になる。
【００４７】
図９に、図８と同じ条件における分布型回路１０の挿入損失の周波数特性を示す。横軸は周波数［GHz］、縦軸は分布型回路１０の挿入損失［dB］である。移相器４３，４４で位相を遅らせない場合（Ｌgate＝0）の挿入損失は、周波数が高くなるほど増加する特性を示す。
【００４８】
移相器４３，４４で漏洩したＬＯ信号の位相を遅らせた場合の挿入損失も周波数が高くなるほど増加するが、位相を遅らせない場合（Ｌgate＝0）に比べて挿入損失が小さくなっている。図９を見ると、経路αと経路βの位相差が０となる周波数近傍で、挿入損失特性が平坦化される、すなわち、挿入損失の周波数に対する増加率が小さくなることが判る。例えば、Ｌgate＝80の場合には、図８より270GHz付近で経路α、経路βの位相差が0となるが、図９より、270GHz付近で挿入損失が平坦になっている。周波数＝300GHzにおいては、Ｌgate＝40とＬgate＝80との両方で、挿入損失が4dB程度改善されている。また、周波数が高くなるほど、挿入損失の改善量は大きくなる特性を示す。
【００４９】
このように移相器４ｎによって、漏洩したＬＯ信号の位相を移相することで分布型回路１０の挿入損失を小さくすることができる。なお、図８と図９との関係から、経路αとβの位相差を0度にしなくても挿入損失を改善できることが分かる。
【００５０】
図８と図９において、例えば周波数＝300GHzの経路αとβの位相差は0度では無いが、挿入損失は小さくなっている。このように挿入損失は、位相差を0にしなくても小さくできる。
【００５１】
このことから経路αとβの位相差は、必ず２πの整数倍の値にしなくてもよいことが分かる。つまり、ＬＯ信号伝送線路２上の各々の端子２ｎの部分で漏洩したＬＯ信号の位相が、隣接する端子２ｎ＋１の部分でＬＯ信号を強める方向に作用するように移相器４ｎの移相量を設定すればよい。
【００５２】
なお、図９から明らかなように本実施形態の分布型回路１０は、カットオフ周波数を上昇させるように作用する。よって、分布型回路１０は、カットオフ周波数付近で劣化する群遅延特性を改善する効果も奏する。
【００５３】
図１０に、図８と図９と同条件における分布型回路１０の群遅延特性を示す。横軸は周波数［GHz］、縦軸は群遅延時間［秒］である。群遅延時間とは、入力波形と出力波形の位相差を、角周波数ωで微分した時間である。経路αとβの位相差＝0度になる周波数付近で群遅延特性にピーキングが掛かり、移相器４ｎが無い場合の特性と比較して高い周波数における群遅延時間の変化量が改善され、群遅延特性が平坦化される。
【００５４】
以上説明したように本実施形態の分布型回路１０は、ＬＯ信号伝送線路２の漏洩損失を減少させることができる。また、群遅延特性を平坦化することができる。
【００５５】
なお、分布型回路１０は、同じ構成で分布スイッチとして作用させる事もできる。分布型回路１０を分布スイッチとして作用させる場合は、データ入力端子５にスイッチ制御信号を入力する。
【００５６】
スイッチ制御信号の電圧を、ソース接地ＦＥＴ３ｎのドレイン−ソース間のチャネル抵抗を小さくする方向に変化させると、ＲＦ信号出力端子８から出力されるＲＦ信号の振幅を減衰させることができる。更に、スイッチ制御信号の電圧を同方向に大きくすると、ＲＦ信号を遮断できる。このように分布型回路１０は、スイッチ制御信号の電圧によって、ＲＦ信号を遮断又は通過させるスイッチとして作用させることが可能である。
【００５７】
分布型回路１０を分布スイッチとして作用させた場合においても、隣接する移相器４ｎ，４ｎ＋１との移相量を、ＬＯ信号伝送線路２を伝搬するＬＯ信号と漏洩したＬＯ信号とが、ＬＯ信号伝送線路２上（２ｎ＋１）で強め合う量に設定する。そうすることで、ＬＯ信号の損失を少なくできる。また、分布型回路１０は、ほぼ同じ構成で分布増幅器及び分布逓倍器等として作用させることも可能であり、本実施形態と同様の作用効果を奏することができる。
【００５８】
なお、移相器４ｎは、伝送線路で構成する例を示した説明したが、伝送線路とコンデンサとを組み合わせて構成してもよい。図１１に、伝送線路とコンデンサとを組み合わせて構成した移相器２４ｎの構成例を示す。
【００５９】
移相器２４ｎは、伝送線路２４０ｎとコンデンサ２４１ｎとを含む。図１１に示す例は、データ信号伝送線路１側に伝送線路２４０ｎが配置され、伝送線路２４０ｎのソース接地ＦＥＴ３ｎのゲート電極側の端部と接地電位（▽）との間にコンデンサ２４１ｎが接続される。
【００６０】
コンデンサ２４１ｎの作用によって、移相器２４ｎは位相回転量（移相量）を大きくすることができる。よって、移相器２４ｎは、移相器４ｎよりも短い線路長で移相器４ｎと同じ移相量を作ることができる。つまり移相器２４ｎは、移相器を小型化する効果を奏する。
【００６１】
なお、コンデンサ２４１ｎの位置は、図１１とは逆にデータ信号伝送線路１側に配置されてもよい。また、伝送線路２４０ｎとコンデンサ２４１ｎとの組みを多段に接続するようにしてもよい。
【００６２】
また、コンデンサ２４１ｎは可変容量素子で構成してもよい。図１２に、可変容量素子で構成した移相器３４ｎの構成例を示す。移相器３４ｎは、伝送線路３４０ｎ，３４２ｎと、可変容量素子３４１ｎ，３４３ｎとで構成される。移相器３４ｎは、伝送線路３４０ｎと可変容量素子３４１ｎとの組みと、伝送線路３４２ｎと可変容量素子３４３ｎとの組みを２段に接続したものである。
【００６３】
可変容量素子３４１ｎ，３４３ｎは、ダイオードや電界効果トランジスタ等で実現できる。移相器３４ｎは、移相量を調整することが出来るため、複数の周波数において上記の作用効果を奏する分布型回路を実現できる。
【００６４】
以上説明したように、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、種々の変形及び改良が可能であることは、当業者には自明である。本発明は、その要旨の範囲内で数々の変形が可能である。
【符号の説明】
【００６５】
１：データ信号伝送線路
２：ＬＯ信号伝送線路
３：ソース接地ＦＥＴ
４，２４，３４：移相器
５：データ入力端子
６：終端抵抗
７：ＬＯ信号入力端子
８：ＲＦ信号出力端子
１０，２０：分布型回路
２４０，３４０，３４２：伝送線路
２４１：コンデンサ
３４１，３４３：可変容量素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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