(57)【要約】【課題】  電力変換装置において、フリーホイール電流が通電している期間の損失を低減する。【解決手段】  フリーホイール電流が通電している期間はＳ２０HはＯＮ状態とする。時刻０からｔａの期間にはＩＦＷ（１Ｈ）≦Ｉｔｈ１であるためＳ３０ＨはＯＮ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＮ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＮとし、時刻ｔａからｔｂの期間にはＩＦＷ(１Ｈ)＞Ｉｔｈ１であるためＳ３０ＨはＯＦＦ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＦＦ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＦＦとし、時刻ｔｂからｔｃの期間にはＩＦＷ（１Ｈ）≦Ｉｔｈ１であるためＳ３０ＨはＯＮ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＮ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＮとする。この動作によりＭＯＳＦＥＴ１Ｈは時刻０からｔｃの期間においてゲートを常にＯＮしているよりＶｏｎＦＷを小さくでき、損失を低減可能である。【選択図】  図４
2017011861.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチ素子を備えて構成される電力変換装置であって、
前記半導体スイッチ素子に流れるフリーホイール電流を検出し、
前記フリーホイール電流が所定の電流値以下の場合には前記半導体スイッチ素子のゲートをONし、
前記フリーホイール電流が前記所定の電流値以下の場合には前記半導体スイッチ素子のゲートをOFFする
制御回路を更に備えた電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記半導体スイッチ素子の逆方向導通特性は、
前記所定の電流値より小さい電流値において前記ゲートがON状態における逆方向オン電圧は前記ゲートがOFF状態における逆方向オン電圧よりも小さく、
前記所定の電流値以上の電流値において前記ゲートがON状態における逆方向オン電圧は前記ゲートがOFF状態における逆方向オン電圧よりも大きい
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記所定の電流値を、前記半導体スイッチ素子の温度が高温になるほど、低い値に設定する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記所定の電流値は、
前記フリーホイール電流の増加時における第一の所定の電流値と、
前記フリーホイール電流の低下時における第二の所定の電流値と
を含んで成り、
前記第二の所定の電流値は前記第一の所定の電流値より大きい
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１に記載の電力変換装置において、
交流電力を入力或いは出力するためのAC配線と、
前記AC配線の通電電流を検出するAC電流検出器と
を備え、
前記制御回路は、前記AC電流検出器の電流値から前記半導体スイッチ素子のフリーホイール電流を推定する演算機能を備えて構成される
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記電力変換装置は、AC/DCコンバータと、交流架線に接続される変圧器と、前記変圧器と前記AC/DCコンバータとの間に直列接続されたブレーカと、前記AC/DCコンバータの出力側に接続されたDC/ACインバータと、前記AC/DCコンバータの出力側に接続された短絡検出機構とを更に備えて構成される
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記電力変換器は、DC/ACインバータと、該DC/ACインバータの出力側に接続されたモータとを更に備えて構成される
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記半導体スイッチ素子は、ケイ素（Si）、炭化ケイ素（SiC）、窒化ガリウム（GaN）、およびダイヤモンドの少なくともいずれか１つを含むワイドバンドギャップ半導体を含んで構成される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（MOSFET）である
ことを特徴とする電直変換装置。
【請求項９】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記半導体スイッチ素子は、半導体チップと前記半導体チップを実装した絶縁基板と、前記絶縁基板に接続された放熱板と、前記半導体チップに電気的に接続された金属配線と、前記半導体チップと前記絶縁基板と前記金属配線と前記放熱板との間を封止する封止樹脂とを含んで構成された半導体モジュールである
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記電力変換装置は、前記電力変換装置を制御するための制御信号を出力するマイコンを更に備え、
前記制御回路は、
前記フリーホイール電流の検出器と、
前記フリーホイール電流と前記所定の電流値と比較して前記フリーホイール電流が前記所定の電流値より大きい場合にOFF信号を出力し前記フリーホイール電流が前記所定の電流値以下の場合にON信号を出力する電流判定回路と、
前記制御信号と前記電流判定回路が出力する信号とのANDを出力する回路と、
前記ANDを出力回路の出力信号を受けて前記半導体スイッチ素子を駆動するための駆動信号を出力する駆動回路と
を備えて構成される
ことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチ素子を用いた半導体モジュールを搭載した電力変換装置に関し、特に、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor; MOSFET）などの半導体スイッチ素子を搭載した電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換用インバータ装置は、電力変換装置の一つであり、電気自動車やハイブリッド自動車、電車などのモータを駆動するために用いられる。このような電力変換装置には、IGBTやMOSFETなどの半導体スイッチ素子が用いられている。電力変換装置の大電力化に伴い、半導体チップ或いはモジュールの多並列化により大電流化がなされる。その一方で電力変換装置の小型・低コスト化のためには半導体チップ・モジュールの並列数の削減が必要であり、それにはパワー密度向上、即ち半導体チップの温度上昇抑制や損失低減の手段が検討されている。
【０００３】
損失低減の一つの手段として、MOSFETの場合、半導体スイッチ素子のフリーホイール電流通電時にゲートをONする同期整流の技術が一般的に知られている。また、短絡などの異常検出時には不定動作を防止するためゲートをOFFすることが一般的であるが、この際にも同期整流する技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第５５１１９７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
通常、MOSFETはソース−ドレイン間に内蔵ダイオードを有することから、MOSFETとは異なる半導体チップによる逆並列ダイオードが無くとも、フリーホイール動作が可能である。また、ゲートをONすることによりチャネル側に導通するため、ゲートをOFFして内蔵ダイオードのみに通電している場合に比べてオン電圧が低減する。これを利用したのが前記同期整流である。
【０００６】
しかしながら、温度や電流値によってはMOSFETのゲートをONしている状態の方が、オン電圧が増加する場合もある。例として図２Ａに、１２５℃の条件におけるMOSFETの逆方向（フリーホイール時の）I―V特性を示す。ＩＡ[A]の電流値でゲートON時とゲートOFF時のI―V特性が交差（Cross Point: CPと呼ぶこととする）し、ＩＡ以上でゲートをONしている方のオン電圧が高くなっていることがわかる。CPが発生するメカニズムは、MOSFETのゲートをONすることにより形成されたチャネルを介してMOSFETのソース下P型半導体とドレイン側N型半導体で形成される内蔵PNダイオードの少なくとも一部に空乏層が形成され、内蔵PNダイオードの通電を阻害するためと考えられる。
【０００７】
このようなI−V特性を有する素子の場合、同期整流によりフリーホイール時にゲートをONする従来技術では、大電流時の損失が大きくなるという問題があった。
【０００８】
図２Ａに例示したI−V特性を有する半導体スイッチ素子の場合、ＩＢ[A]（＜ＩＡ[A]）程度の電流で通常動作する場合には、フリーホイール時にゲートをONした方が低損失である。ＩＢ[A]を半導体スイッチ素子の定格電流とすると、通常動作の範囲においてはフリーホイール時にゲートをONする同期整流方式が適している。この場合、CPであるＩＡ[A]より大きいフリーホイール電流が通電されるのは、短絡等の異常発生時である。大電流のフリーホイール電流が通電される可能性のある電力変換装置の一例として、鉄道用AC/DCコンバータがある。AC架線に変圧器を介して接続されているAC/DCコンバータの出力側が短絡した場合、短絡異常を検出してラインブレーカが遮断されるまでの期間、変圧器の変圧比に従い半導体モジュールには定格より大きい（IA[A]以上の）フリーホイール電流が通電される可能性がある。フリーホイール時の電流耐量はチップの発熱と過渡熱抵抗の積で導出される温度上昇で決まることから、電流耐量を向上させるためにはフリーホイール時の発熱低減が必要となる。従来、このような異常時にも破損しないように半導体スイッチ素子を並列化することにより対応してきたが、これが半導体スイッチ素子のコスト、サイズの増加の一つの要因となっていた。
【０００９】
ただしこれは前述のように図２ＡのI―V特性を有するデバイスの場合であり、異なる特性を持つデバイスの場合この限りではない。例えば定格電流以下にCPを持つデバイスの場合には、当然ながら定格内動作においてもCP以上のフリーホイール電流でゲートをOFFする制御がフリーホイール電流による損失を低減できることから望ましい。
【００１０】
以上のように、半導体スイッチ素子および電力変換装置の小型・低コスト化のため、フリーホイール電流による損失を低減することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の課題を解決するため、本発明の電力変換装置は、例えば、半導体スイッチ素子を備えて構成される電力変換装置であって、前記半導体スイッチ素子に流れるフリーホイール電流を検出し、前記フリーホイール電流が所定の電流値以下の場合には前記半導体スイッチ素子のゲートをONし、前記フリーホイール電流が前記所定の電流値以下の場合には前記半導体スイッチ素子のゲートをOFFする制御回路を更に備えて構成されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、フリーホイール電流による損失を低減することで半導体チップのサイズ低減、或いは半導体チップや半導体モジュールの数を削減でき、コスト低減・小型化が可能な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第一の実施形態の電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２Ａ】本発明の第一の実施形態の特性を示す図であって、125℃におけるＭＯＳＦＥＴ１Ｈおよび１Ｌの逆方向Ｉ−Ｖ特性を示す図である。
【図２Ｂ】本発明の第一の実施形態の特性を示す図であって、25℃におけるＭＯＳＦＥＴ１Ｈおよび１Ｌの逆方向Ｉ−Ｖ特性を示す図である。
【図３】本発明の第一の実施形態の電力変換装置における半導体スイッチ温度に対する所定の電流判定値Ｉｔｈ１の設定曲線を示す図である。
【図４】本発明の第一の実施形態の電力変換装置の上アームにフリーホイール電流が通電した時の波形を示す図である。
【図５】本発明の第二の実施形態の電力変換装置における半導体スイッチ温度に対する所定の電流判定値Ｉｔｈ２およびＩｔｈ３の設定曲線を示す図である。
【図６】本発明の第二の実施形態の電力変換装置にＩｔｈ２とＩｔｈ３とを用いた際の波形を示す図である。
【図７】本発明の第三の実施形態の電力変換装置であって、鉄道用AC/DCコンバータに関する回路構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第四の実施形態の電力変換装置であって、インバータに関する回路構成を示すブロック図である。
【図９】MOSFETの等価回路および符号の定義を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の電力変換装置は、例えば、半導体スイッチ素子を備えて構成される電力変換装置であって、前記半導体スイッチ素子に流れるフリーホイール電流を検出し前記フリーホイール電流が所定の電流値以下の場合には前記半導体スイッチ素子のゲートをONし前記フリーホイール電流が前記所定の電流値以下の場合には前記半導体スイッチ素子のゲートをOFFする制御回路を更に備えたことを特徴とする。
【００１５】
この構成において、前記半導体スイッチ素子の逆方向導通特性は、前記所定の電流値より小さい電流値において前記ゲートがON状態における逆方向オン電圧は前記ゲートがOFF状態における逆方向オン電圧よりも小さく、前記所定の電流値以上の電流値において前記ゲートがON状態における逆方向オン電圧は前記ゲートがOFF状態における逆方向オン電圧よりも大きいことを特徴とする特性としてもよい。
【００１６】
ここで、上記の半導体スイッチ素子においては、それを構成する半導体材料として、珪素の他、炭化珪素や窒化ガリウムあるいはダイヤモンドのようなワイドバンドギャップ半導体を用いたMOSFETを使用してもよい。
【００１７】
以下、本発明の実施形態について、各実施例として図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１８】
以下に、本発明の電力変換装置の第一の実施の形態である実施例１について図１、図２Ａ、図２Ｂ、図３を用いで詳細に説明する。
【００１９】
図１は第一の実施形態の電力変換装置の回路構成図であり１相分にかかる部分１０００を示す。ＭＯＳＦＥＴ１Ｈを上アーム、１Ｌを下アームとし、制御信号を生成する制御回路２と、上アーム側のゲート駆動回路４Ｈ、下アーム側のゲート駆動回路４Ｌを備える。
【００２０】
制御回路２は、ＭＣＵ（マイコン）２０と、電流判定信号出力回路３０Ｈと、ＡＮＤ回路３１Ｈを備える。ＭＣＵ２０は、フリーホイール電流通電時にＯＮ信号を出力する機能を備える。電流判定信号出力回路３０Ｈは、上アームのフリーホイール電流ＩＦＷ(１Ｈ)をモニタする電流検出器５Ｈの出力信号を入力し所定の電流判定値Ｉｔｈ１と比較してＩＦＷ(１Ｈ)≦Ｉｔｈ１の場合にＯＮ信号を、ＩＦＷ(１Ｈ)＞Ｉｔｈ１の場合にＯＦＦ信号を出力する。この出力信号はＳ３０Ｈである。また、上アームのＭＯＳＦＥＴ１Ｈの温度を測定するサーミスタ６ＨとＭＯＳＦＥＴ１Ｌの温度を測定するサーミスタ６Ｌから得られた温度情報から、後述する図３に従いＩｔｈ１を変化させる。
【００２１】
ＡＮＤ回路３１Ｈは、Ｓ２０ＨとＳ３０ＨをＡＮＤした信号Ｓ３１Ｈを出力する。
上アーム側のゲート駆動回路４Ｈは絶縁駆動信号検出部４０Ｈとゲート駆動部４１Ｈとを備える。絶縁駆動信号部４０ＨはＳ３１Ｈを入力し、フォトカプラ等で絶縁してゲート駆動部４１Ｈに出力する。ゲート駆動部４１ＨはＭＯＳＦＥＴ１Ｈのゲート駆動信号Ｓ４１Hを出力し、１Ｈを駆動する。
【００２２】
図１について上アームを中心に説明したが、図１中の符号に“Ｌ”が記載されている下アームについても同様である。
【００２３】
図２Ａ、図２Ｂはそれぞれ125℃および２５℃における、ＭＯＳＦＥＴ１Ｈおよび１Ｌの逆方向Ｉ−Ｖ特性である。（ドレインからソースへ向かって流れる電流の方向を順方向と呼ぶのに対して逆方向であるため、逆方向I-V特性とする）横軸はドレインを基準としたソース電圧Von(FW)、縦軸はソースからドレインに向かって流れるフリーホイール電流IFWである。図２Ａの１０１は１２５℃におけるゲートON時の逆方向I―V特性、１０２は１２５℃におけるゲートOFF時の逆方向I―V特性、ＣＰ１は１０１と１０２のクロスポイントを示す。図２Ｂの１０３は２５℃におけるゲートON時の逆方向I―V特性、１０４は２５℃におけるゲートOFF時の逆方向I―V特性、ＣＰ２は１０１と１０２のクロスポイントを示す。
【００２４】
図２Ａ、図２Ｂから（ＣＰ１の電流値）＜（ＣＰ２の電流値）であることがわかる。これは、高温になるほどＭＯＳＦＥＴのチャネル経由の電流パスのオン抵抗が増加することに加え、内蔵ダイオードのＶＦが減少するためである。つまり、フリーホイール電流による発熱を効果的に低減するためには、半導体スイッチの温度によって所定の電流値Ｉｔｈ１を変化させることが必要となる。
【００２５】
図３に、半導体スイッチ温度に対する所定の電流判定値Ｉｔｈ１の設定曲線を示す。高温ほどＩｔｈ１を減少させる設定とした。
【００２６】
図４は第一の実施形態の電力変換装置の上アームにフリーホイール電流が流れた場合の波形と動作を示す。上アームのＭＯＳＦＥＴ１Hに５０Ｈｚの交流電流がフリーホイール電流として通電した場合の動作を示す。
【００２７】
フリーホイール電流が通電している期間、Ｓ２０HはＯＮ信号を出力する。
時刻０からｔａの期間にはＩＦＷ（１Ｈ）≦Ｉｔｈ１であるためＳ３０ＨはＯＮ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＮ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＮとなる。
時刻ｔａからｔｂの期間にはＩＦＷ(１Ｈ)＞Ｉｔｈ１であるためＳ３０ＨはＯＦＦ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＦＦ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＦＦとなる。
時刻ｔｂからｔｃの期間にはＩＦＷ（１Ｈ）≦Ｉｔｈ１であるためＳ３０ＨはＯＮ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＮ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＮとなる。
【００２８】
この動作によりＭＯＳＦＥＴ１Ｈは時刻０からｔｃの期間においてゲートを常にＯＮしているよりＶｏｎＦＷを小さくでき、損失を低減可能である。
【００２９】
なお５０Ｈｚの半波整流を例としたが、その限りではなく、ＰＷＭ制御によるインバータ動作、コンバータ動作、或いはモータ等の負荷を駆動する場合の相間短絡や地絡故障時に流れるフリーホイール電流合でも良い。
【００３０】
なお、第一の実施形態ではＣＰが温度上昇に対して単純減少する場合を扱ったが、半導体スイッチ素子の逆方向Ｉ−Ｖ特性の温度特性によってはこの限りではなく、温度上昇に対して一定あるいは増加しても良い。また、ＭＯＳＦＥＴ毎にサーミスタを用いたが、ＭＯＳＦＥＴの温度を予測できるのであればサーミスタの数、位置はこの限りではない。また、温度測定手段としてサーミスタ使用したが熱電対など他の温度測定手法でも良い。また、制御回路２は、ＭＣＵ２０と電流判定信号出力回路３０Ｈ、３０ＬとＡＮＤ回路３１Ｈ、３１Ｌに分割して記載しているが、この構成の限りではなく、マイコンやＦＰＧA等の機能回路に内蔵されていてもよい。また、ゲートをＯＮ，ＯＦＦ２値で制御する場合を示したが、それ以外のゲート電圧値を使用してもよい。また、フリーホイール電流の通電を電流検出器で検知しているがその限りではなく、ドレインーソース間電圧やドレインーソース間電圧変動の影響で変動するゲート電圧やゲート電流により検出しても良い。また、ＭＯＳＦＥＴは、Ｓｉの他、ＳｉＣやＧａＮ、ダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体を使用したデバイスであってもよい。また、ＭＯＳＦＥＴ１Ｈ、１Ｌは半導体モジュールの形態であっても良く、半導体モジュールは片アーム分の１ｉｎ１、上下２アーム分の２ｉｎ１或いはその他の形状であっても良い。
【実施例２】
【００３１】
以下に、本発明の半導体モジュールの第二の実施形態である実施例２について、図５と図６を用いて詳細に説明する。
【００３２】
図５は本実施例に係る電力変換装置の、半導体スイッチ温度に対する所定の電流判定値Ｉｔｈ２とＩｔｈ３の設定曲線であり、第一の実施形態における図３に相当する図である。図６は本実施例に係る電力変換装置の上アームにフリーホイール電流が流れた場合の波形として、１相分にかかる部分であり、第一の実施形態における図４に相当する図である。つまり、本実施例は実施例１の変形例であり、第一の実施形態と同一の部分は同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分について説明する。
【００３３】
フリーホイール電流通電期間における発熱によりＭＯＳＦＥＴ１Ｈは温度上昇するため、時刻ｔａと時刻ｔｂにおけるＭＯＳＦＥＴ１Ｈの温度Ｔ（ｔａ）とＴ（ｔｂ）の関係は、Ｔ（ｔａ）＜Ｔ（ｔｂ）となる。ＭＯＳＦＥＴからサーモスタットまでの熱伝導の時定数がフリーホイール電流の通電時間より大きい場合には、サーミスタの測定温度（それぞれＴｓ（ｔａ）、Ｔｓ（ｔｂ）とする）はＴｓ（ｔａ）≒Ｔｓ（ｔｂ）となるため、サーミスタの測定温度を変数としている所定の電流判定値の温度に対する設定曲線が有効とならない。この場合、フリーホイール電流通電による半導体スイッチの温度上昇を予め考慮して、ｔａ、ｔｂそれぞれのタイミングにおける所定の電流判定値を設定するのがよい。
【００３４】
図５は、所定の電流判定値としてＩｔｈ２とＩｔｈ３を備える。Ｉｔｈ２は電流上昇時の判定値、Ｉｔｈ３は電流減少時の判定値である。同じ温度で比較するとＩｔｈ２＞Ｉｔｈ３であることがわかる。
【００３５】
図６はＩｔｈ２とＩｔｈ３を用いた際の波形である。図４との変更点はＩｔｈ２とＩｔｈ３の記載と、それに対応する時刻ｔａ’とｔｂ’の追加である。
【００３６】
フリーホイール電流が通電している期間、Ｓ２０HはＯＮ状態である。
時刻０からｔａ’の期間にはＩＦＷ（１Ｈ）≦Ｉｔｈ２であるためＳ３０ＨはＯＮ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＮ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＮとなる。
時刻ｔａ’からｔｂ’の期間にはＩＦＷ(１Ｈ)＞Ｉｔｈ３であるためＳ３０ＨはＯＦＦ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＦＦ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＦＦとなる。
時刻ｔｂ’からｔｃの期間にはＩＦＷ（１Ｈ）≦Ｉｔｈ３であるためＳ３０ＨはＯＮ信号を出力、Ｓ４１ＨはＯＮ信号を出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１ＨはゲートＯＮとなる。
【００３７】
この動作によりＭＯＳＦＥＴ１Ｈは時刻０からｔｃの期間においてゲートを常にＯＮしているよりＶｏｎＦＷを小さくでき、損失を低減可能である。
【００３８】
なお、第二の実施形態では所定の電流判定値としてＩｔｈ２、Ｉｔｈ３の２本を用いる例を示したが、フリーホイール電流通電時のＭＯＳＦＥＴチップの温度上昇の影響を補正できる方法であればこの限りではなく、電流判定値にヒステリシスを設けるなどしてもよい。
【００３９】
サーミスタの測定温度がＭＯＳＦＥＴチップの温度に追随できない場合においても、フリーホイール電流通電時の損失を低減することができる。
【実施例３】
【００４０】
以下に、本発明の半導体モジュールの第三の実施形態である実施例３について、図７を用いて詳細に説明する。
【００４１】
図７は本実施例に係る電力変換装置の、鉄道用AC/DCコンバータに関する回路構成であり、第一の実施形態における図１に相当する図である。１０００Aと１０００Bは実施例１の１０００と同じ回路構成であり、本実施例のコンバータとして説明する際に区別するため末尾にAとBの符号を付した。
【００４２】
各々電力変換装置の１相分にあたる１０００Aと１０００Bを配置し、AC配線A、Bを交流電力の入力側として、P配線とN配線を直流電力の出力側とするAC/DCコンバータである。なお、交流電力は交流架線から変圧器を介してAC/DCコンバータに入力される。
【００４３】
AC/DCコンバータの出力側が短絡した場合、短絡異常を検出してラインブレーカA、Bが遮断されるまでの期間、変圧器の変圧比によって決まるフリーホイール電流が通電される。
【００４４】
変圧器の二次側に電流検出器２０００を備え、その出力信号を１０００Aの制御回路２Aと１０００Bの制御回路２Bに電流情報として入力する。２０００の電流情報により１０００A、１０００Bに流れるフリーホイール電流の通電するMOSFETと電流値は一意に決まるため、２Aと２Bは演算により推定した各アームのフリーホイール電流に基づき、ゲートのON、OFFを出力する。各相の動作は実施例１と同様である。短絡異常の場合を記載したが、通常のPWM動作においても使用可能であることは、言うまでもない。
【００４５】
この実施例によれば、鉄道用MOSFETごとに設けた電流検出器５H、５Lが不要になるため、削除することも可能でありコストを低減可能である。
【実施例４】
【００４６】
以下に、本発明の半導体モジュールの第四の実施形態である実施例４について、図８を用いて詳細に説明する。
【００４７】
図８は本実施例に係る電力変換装置の、インバータに関する回路構成であり、第一の実施形態における図１に相当する図である。１０００Cと１０００Dと１０００Eは実施例１の１０００と同じ回路構成であり、本実施例のコンバータとして説明する際に区別するため末尾にC、D、Eの符号を付した。
【００４８】
電力変換装置の１相分にあたる１０００Cと１０００Dと１０００Eを配置し、DC電源とコンデンサからP配線とN配線を介してDC電力を入力し、AC配線C、D、Eからモータ駆動用のAC電力を出力する。AC配線C、D、E或いはモータで発生した短絡電流に起因したフリーホイール電流や、通常のPWM動作におけるフリーホイール電流の通電時に発生する損失を低減可能である。
【００４９】
以上、本発明の上記各実施例による効果は次のいずれかを含む。
フリーホイール電流による損失を低減することで、
（１）半導体スイッチ素子のフリーホイール時の電流耐量を向上することが可能である。
（２）効率向上が可能である。
（３）チップサイズを低減或いはチップ数を削減でき、小型、低コスト化が可能である。
（４）MOSFETに逆並列に別チップのダイオードが接続されている場合にはこれを削減可能である。
【符号の説明】
【００５０】
１０００  電力変換装置の１相分にかかる回路図
１H、１L  ＭＯＳＦＥＴ
２  制御回路
４H、４L  ゲート駆動回路
２０  マイコン
３０H、３０L  電流判定信号出力回路
３１H、３１L  ＡＮＤ回路
５H、５L  電流検出器
６H、６L  サーミスタ
４０H、４０L  絶縁駆動信号検出部
４１H、４１L  ゲート駆動部
【図１】
2017011861.tif 000003
【図２Ａ】
2017011861.tif 000004
【図２Ｂ】
2017011861.tif 000005
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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