(57)【要約】【課題】専用設計が不要であり、安価で高効率な電力変換装置を提供する。【解決手段】インバータと、該インバータに直流電圧を供給するコンバータを含むセルコンバータを複数備え、該セルコンバータのインバータ出力端子が並列接続されて負荷である出力系統に接続された電力変換装置であって、複数のセルコンバータのうち、１つ以上の第１のセルコンバータ内のコンバータが与える直流電圧は一定に制御され、第１のセルコンバータ以外の第２のセルコンバータ内のコンバータが与える直流電圧は、一定の値よりも低い値に制御される期間と、低い値よりも大きな値に上昇される期間を含んでいることを特徴とする【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータと、該インバータに直流電圧を供給するコンバータを含むセルコンバータを複数備え、該セルコンバータの前記インバータ出力端子が並列接続されて負荷である出力系統に接続された電力変換装置であって、
前記複数のセルコンバータのうち、１つ以上の第１のセルコンバータ内の前記コンバータが与える前記直流電圧は一定に制御され、該第１のセルコンバータ以外の第２のセルコンバータ内の前記コンバータが与える前記直流電圧は、前記一定の値よりも低い値に制御される期間と、前記低い値よりも大きな値に上昇される期間を含んでいることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記インバータの出力電圧の和が、前記負荷である出力系統の電圧以上となるように、前記第２のセルコンバータ内の前記コンバータが与える前記直流電圧を定める機能を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置であって、
前記インバータが与える前記出力電圧の和が、前記負荷である出力系統の電圧以下となる時に、前記第２のセルコンバータ内の前記コンバータが与える前記直流電圧を上昇させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記第１のセルコンバータ内の前記インバータは、当該第２のセルコンバータ内の前記コンバータが与える前記直流電圧を、前記負荷である出力系統の電圧の周期に応じて、０、正、負、０の値に交互に変換して出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記第２のセルコンバータ内の前記インバータは、チョッピング動作を実行することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置であって、
前記チョッピング動作は、少なくとも前記一定の値よりも低い値に制御される期間に実施されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記第１のセルコンバータ内の前記インバータは、当該第２のセルコンバータ内の前記コンバータが与える前記直流電圧を、前記負荷である出力系統の電圧の周期に応じて、０、正、負、０の値に交互に変換して出力するとともに、
前記の０、正、負、０の値に交互に変換して出力する際に、その前後でチョッピング動作を実行することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記第２のセルコンバータ内の前記コンバータは、前記一定の値よりも低い値に制御される期間はハーフブリッジ回路で動作し、出力電圧が上昇する時はフルブリッジ回路で動作させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記複数のコンバータのうち１つ以上のコンバータの出力電圧が負荷である出力系統の電圧が高い時に上昇することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記複数のコンバータのうち１つ以上のコンバータの出力電圧は負荷電流が高い期間に上昇することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記第１のセルコンバータにおいては、コンバータが定めた一定の直流電圧をインバータが正、負、または０の値に変換して出力し、
前記第２のセルコンバータにおいては、コンバータが定めた低い値の直流電圧または上昇された直流電圧をインバータがチョッピング動作をして出力することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流を交流に変換する電力変換装置に係り、特に太陽光ＰＣＳやＵＰＳおよび産業用モータや鉄道主器などの高い交流電圧を扱う電力変換器で用いるのに好適な電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽光ＰＣＳやＵＰＳおよび産業用モータや鉄道主器などに用いられる電力変換器は、出力負荷に数ｋＶの正弦波状の電圧を出力するものが多い。正弦波の電圧を出すためには、巨大なトランスを用いて電圧の振幅を変換するか、半導体素子を用いてインバータを構成し、ＤＣ電圧をチョッピングすることで時比率を調整して変換する方法がある。
【０００３】
多くの場合には後者のインバータ方式を採用することが多いが、この場合にはＤＣ電圧が大きいほどＤＣ電圧をチョッピングする際に発生するスイッチング損失が大きくなるという課題があり、これに対しインバータを複数台設置し、その出力端子を直列に接続することで、各インバータのＤＣ電圧を小さくする手法が例えば特許文献１などにより、知られている。
【０００４】
特許文献１においては、「直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する電力変換装置において、上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、コンバータを介して第２の電源から生成され、該各直流電源の電圧比を略一定に保ちつつ各電圧を可変としたことを特徴とする電力変換装置。」のように構成している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−２３８６１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１のようにコンバータの後段にインバータを接続し、インバータの出力端子を直列接続することで、各インバータのＤＣ電圧は小さくなり、各インバータのスイッチング損失を低減できる。
【０００７】
しかしながら、各インバータの段数が多くなると、各インバータすべての設定電圧が異なる構成では、各段すべてのコンバータおよびインバータの耐圧設計が異なるため専用設計が必要となり高コストになる点と、各段のＤＣ電圧が２倍、４倍、８倍と大きくなるため、高い交流電圧を扱う場合は最も電圧の高いインバータのＤＣ電圧が高くなってしまうため効率が低下するという点が、実装上の問題となってくる。
【０００８】
以上のことから本発明においては、専用設計が不要であり、安価で高効率な電力変換装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述の課題は、特許請求の範囲に記載された発明によって解決される。具体的には、例えば「インバータと、該インバータに直流電圧を供給するコンバータを含むセルコンバータを複数備え、該セルコンバータのインバータ出力端子が並列接続されて負荷である出力系統に接続された電力変換装置であって、複数のセルコンバータのうち、１つ以上の第１のセルコンバータ内のコンバータが与える直流電圧は一定に制御され、第１のセルコンバータ以外の第２のセルコンバータ内のコンバータが与える直流電圧は、一定値よりも低い値に制御される期間と、低い値よりも大きな値に上昇される期間を含んでいることを特徴とする電力変換装置。」とされている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の電力変換装置を用いることにより、専用設計が不要であり、安価で高効率な電力変換装置とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の概略構成を示す図。
【図２】本発明の実施例１に係る電力変換装置の各セルコンバータの動作波形を示す図。
【図３】本発明の実施例２に係る電力変換装置の各セルコンバータの動作波形を示す図。
【図４】本発明の実施例３に係る電力変換装置の各セルコンバータの動作波形を示す図。
【図５】本発明の実施例４に係る電力変換装置の各セルコンバータの動作波形を示す図。
【図６】本発明の実施例５に係る電力変換装置の概略構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施例について図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の概略構成を示している。ここに示すように、電力変換装置１は、複数のセルコンバータ２と出力インダクタンスＬｏで構成されている。実施例では、セルコンバータを２ａ、２ｂ、２ｃの３段構成とし、交流出力側を直列接続しているが、セルコンバータは２段以上であれば本発明の適用が可能である。なお、各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃには、直流の入力電圧Ｖｉｎが入力されている。またセルコンバータ２ａは出力電圧Ｖｏａ、セルコンバータ２ｂは出力電圧Ｖｏｂ、セルコンバータ２ｃは出力電圧Ｖｏｃを出力するように構成されており、出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｂ、Ｖｏｃの和により正弦波状の単相交流電圧Ｖｏを形成している。
【００１４】
各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃは、基本的に同一構成とされているので、以下の例では特に必要がない限り、セルコンバータ２ａの構成例で説明を行うものとする。セルコンバータ２ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ５とインバータ６で構成されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ５の直流出力電圧は、中間コンデンサＣｄｃの両端電圧Ｖｄｃ（以降、中間電圧Ｖｄｃと呼ぶ）であり、同時に中間コンデンサＣｄｃの両端電圧Ｖｄｃはインバータ６の入力電圧でもある。なお図１では、セルコンバータ２ａの中間コンデンサＣｄｃの両端電圧ＶｄｃはＶｄｃａと表記し、セルコンバータ２ｂの中間コンデンサＣｄｃの両端電圧ＶｄｃはＶｄｃｂと表記し、セルコンバータ２ｃの中間コンデンサＣｄｃの両端電圧ＶｄｃはＶｄｃｃと表記している。
【００１５】
図１の構成においてＤＣ／ＤＣコンバータ５は、入力コンデンサＣｉｎと、一次側半導体素子７と、共振素子８と、トランス９と、二次側半導体素子１０と、中間コンデンサＣｄｃで構成されたＬＬＣ電流共振形コンバータを例示している。共振インダクタンスＬｒと共振キャパシタＣｒで構成された共振素子８と、一次巻線の励磁インダクタンスＬｍを有するトランス９とにより、いわゆるＬＬＣトランスを構成している。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ５に求められる機能としては、中間電圧Ｖｄｃを所定値に制御する機能を有すればよい。また図１の構成において、一次側半導体素子７と二次側半導体素子１０とインバータ６において、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８はスイッチング素子、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４は整流素子であって、これらによっていわゆるフルブリッジ回路を構成している。
【００１６】
図２は本発明の実施例１に係る電力変換装置の各セルコンバータの動作波形を示している。ここでは、各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃが与える出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｂ、Ｖｏｃの和により単相、正弦波状の電力系統電圧Ｖｏを形成することについて説明する。
【００１７】
図２の上部には、負荷に接続された電力系統電圧Ｖｏの正弦波状波形が記述されている。電力系統電圧Ｖｏの正弦波状波形は、時刻ｔ０から時刻ｔ２２までを電力系統電圧の１周期として表示されている。
【００１８】
また図２の電力系統電圧Ｖｏの正弦波状波形の大きさについてみると、正負の最大値Ｖｍ、−Ｖｍをそれぞれ６分割して単位電圧Ｖｎを設定している。なお図２では、図１に示すようにセルコンバータを３段積していることから正負の最大値Ｖｍ、−Ｖｍをそれぞれ６分割して単位電圧Ｖｎを設定しているが、仮に４段積とするなら、正負の最大値Ｖｍ、−Ｖｍをそれぞれ８分割して単位電圧Ｖｎを設定することになる。
【００１９】
なお図示から明らかなように、電力系統電圧Ｖｏの正負の最大値Ｖｍ、−Ｖｍを６分割、従って全体では１２分割したそれぞれの大きさに、正弦波状波形の電力系統電圧Ｖｏが到達した時刻が、前記した時刻ｔ０から時刻ｔ２２までとして記載されている。
【００２０】
本発明では、電力系統電圧Ｖｏの正弦波状波形に対して、上記の時刻と大きさの関係を予め定めている。そのうえで、各段のセルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃのＤＣ／Ｄｃコンバータ５の出力である中間電圧Ｖｄｃ（Ｖｄｃａ、Ｖｄｃｂ、Ｖｄｃｃ）を２Ｖｎに設定している。
【００２１】
また３段積のセルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃについて、そのうちの一部のセルコンバータ（図示の例では２ａ、２ｂ）を基底電圧負担用として用い、他のセルコンバータ（図示の例では２ｃ）を電圧調整用として用いている。具体的には、基底電圧負担用のセルコンバータ２ａについて、時刻ｔ１から時刻ｔ１０までの間は正の単位電圧２Ｖｎを発生させ、時刻ｔ１２から時刻ｔ２１までの間は負の単位電圧−２Ｖｎを発生させ、その他の期間は０としている。また同様に基底電圧負担用のセルコンバータ２ｂについて、時刻ｔ３から時刻ｔ８までの間は正の単位電圧２Ｖｎを発生させ、時刻ｔ１４から時刻ｔ１９までの間は負の単位電圧−２Ｖｎを発生させ、その他の期間は０としている。
【００２２】
そのうえで、電圧調整用のセルコンバータ２ｃが、正弦波状波形の電力系統電圧Ｖｏと、セルコンバータ２ａ、２ｂが与える出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｂの和（Ｖｏａ＋Ｖｏｂ）との差分を調整している。例えば時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間は、（Ｖｏａ＋Ｖｏｂ）＝０であるに対し、正弦波状波形の電力系統電圧Ｖｏは０からＶｎの間での時間的に可変の電圧であることから、電圧調整用のセルコンバータ２ｃはこの期間内は、０からＶｎの間で時間的に増加する電圧を発生させる。同様に、例えば時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間は、出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｂの和（Ｖｏａ＋Ｖｏｂ）＝２Ｖｎであるに対し、正弦波状波形の電力系統電圧ＶｏはＶｎから２Ｖｎの間での時間的に可変の電圧であることから、電圧調整用のセルコンバータ２ｃはこの期間内は、２ＶｎからＶｎの間で時間的に減少する電圧を発生させる。なお詳細説明は割愛するが、以後の各期間においても上記の電圧増加の調整と、電圧減少の調整が交互に行われる。
【００２３】
さらに時刻ｔ５から時刻ｔ６までは正のピーク期間となることから、電圧調整用のセルコンバータ２ｃは、Ｖｎから２Ｖｎの間で正弦波状に可変に変化する電圧を直接発生し、時刻ｔ１６から時刻ｔ１７までは負のピーク期間となることから、電圧調整用のセルコンバータ２ｃは、−２Ｖｎから−Ｖｎの間で正弦波状に可変に変化する電圧を直接発生させている。なお、電圧調整用のセルコンバータ２ｃの波形において、区間Ａが電圧増加の調整区間、区間Ｂが電圧減少の調整区間、区間Ｃがピーク電圧調整区間ということができる。
【００２４】
図２における以上の電圧の関係を実現するために、基底電圧負担用のセルコンバータ２ａ、２ｂ内のコンバータ５が与える中間電圧Ｖｄｃａ、Ｖｄｃｂ（中間コンデンサＣｄｃの両端電圧Ｖｄｃ）は、連続して一定の電圧を与えていればよく、インバータ６側で前記説明の期間のみ正、または負の一定電圧を発生すべく調整している。
【００２５】
これに対し、電圧調整用のセルコンバータ２ｃ内のコンバータ５が与える中間電圧Ｖｄｃｃ（中間コンデンサＣｄｃの両端電圧Ｖｄｃ）は、正負のピーク期間以外ではＶｎに一定に維持され、正負のピーク期間ではＶｎから２Ｖｎの間で正弦波状に可変に変化する電圧、または−２Ｖｎから−Ｖｎの間で正弦波状に可変に変化する電圧として発生される。
【００２６】
このように図２に波形を示した本発明の電力変換装置は、インバータと、インバータに直流電圧を供給するコンバータを含むセルコンバータを複数備え、セルコンバータのインバータ出力端子が並列接続されて負荷である出力系統に接続された電力変換装置であって、複数のセルコンバータのうち、１つ以上の第１のセルコンバータ２ａ、２ｂ内のコンバータが与える直流電圧は一定に制御され、第１のセルコンバータ以外の第２のセルコンバータ２ｃ内のコンバータが与える直流電圧は、一定値よりも低い値に制御される期間と、低い値よりも大きな値に上昇される期間を含んでいる。
【００２７】
また本発明の電力変換装置は、インバータの出力電圧の和が、負荷である出力系統の電圧以上となるように、第２のセルコンバータ２ｃ内のコンバータが与える直流電圧を定めている。
【００２８】
また本発明の電力変換装置は、インバータが与える出力電圧の和が、負荷である出力系統の電圧以下となる時に、第２のセルコンバータ２ｃ内のコンバータが与える直流電圧を上昇させている。
【００２９】
また本発明の電力変換装置は、第１のセルコンバータ２ａ、２ｂ内のインバータは、当該第２のセルコンバータ内のコンバータが与える直流電圧を、負荷である出力系統の電圧の周期に応じて、０、正、負、０の値に交互に変換して出力している。
【００３０】
また本発明の電力変換装置は、第２のセルコンバータ２ｃ内のインバータは、チョッピング動作を実行する。チョッピング動作は、少なくとも一定の値よりも低い値に制御される期間に実施されている。
【００３１】
またセルコンバータ内のコンバータとインバータの役割分担という観点から見ると、基底電圧負担用のセルコンバータ２ａ、２ｂではインバータ６側が主体的に作動して電力系統電圧Ｖｏを決定し、電圧調整用のセルコンバータ２ｃでは、コンバータ５側が主体的に作動して電力系統電圧Ｖｏ決定しているということが言える。このように実施例１では、３段のセルコンバータで構成されているため３個中１個のセルコンバータ２ｃの中間電圧Ｖｄｃｃは、電力系統電圧Ｖｏが低い間はＶｎの電圧に制御する。
【００３２】
なお、実施例１のようにセルコンバータが３段構成の場合は、Ｖｎは電力系統電圧Ｖｏのピーク電圧が５Ｖｎ〜６Ｖｎの間に存在するように設定される。また４段構成の場合は７Ｖｎ〜８Ｖｎの間、５段構成の場合は９Ｖｎ〜１０Ｖｎの間というように増加する関係にされる。
【００３３】
このように各セルコンバータの中間電圧Ｖｄｃが制御されることによって、図２に図示されるように各セルコンバータの出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｂ、Ｖｏｃが出力される。
【００３４】
以上においては、コンバータ５、インバータ６が与える電圧の観点から説明を行ったが、実際に当該の電圧を発生するためには、コンバータ５あるいはインバータ６を構成する各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８は、以下のようにＯＮ／ＯＦＦ制御されて運用されることになる。以下、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８の動作態様を含めて図２の時系列に従い動作説明する。
【００３５】
まず時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間は、正弦波状の電力系統電圧ＶｏがＶｎ以下の期間である。この時には、セルコンバータ２ｃ内インバータ６のスイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ８がＯＮ状態となる第１の状態と、スイッチング素子Ｑ５またはスイッチング素子Ｑ８がＯＦＦ状態となる第２の状態が交互に実施される。
【００３６】
第１の状態では、セルコンバータ２ｃの出力電圧Ｖｏｃとしては中間電圧であるＶｄｃｃがセルコンバータｃの出力電圧Ｖｏｃとして出力される。また第２の状態では、スイッチング素子Ｑ７またはスイッチング素子Ｑ６のボディダイオードが導通し、セルコンバータ２ｃの出力電圧Ｖｏｃとしては０を出力する。
【００３７】
この時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間において、セルコンバータ２ａとセルコンバータ２ｂのインバータ６は、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ７、またはスイッチング素子Ｑ６とスイッチング素子Ｑ８をＯＮ状態にされている。これによりセルコンバータ２ａの出力電圧Ｖｏａと、セルコンバータ２ｂの出力電圧Ｖｏｂは出力０となる。
【００３８】
この結果、電力系統電圧Ｖｏはセルコンバータ２ｃの出力電圧Ｖｏｃで定まり、電力系統電圧Ｖｏと出力インダクタンスＬｏの両端に、０とＶｎの電圧が繰り返し印加されることになる。この印加電圧の時比率を調整し、電力系統へ電流を送ることで、時間的に増加する電圧波形が得られる。
【００３９】
この時セルコンバータ２ｃの中間電圧Ｖｄｃｃが他のセルコンバータの中間電圧の半分となっているため、半導体に発生するスイッチング損失は半減し、効率のよい電力変換装置を実現することができる。さらに、出力インダクタンスＬｏに印加される電圧も半分になっているため、負荷に流れる電流のリプルが半減し、ノイズが経験される効果を得られる。または、電流リプルが等しくなる出力インダクタンスＬｏのインダクタンスを設計すればコアが小さくなり電力変換装置の小型化が実現できる。
【００４０】
次に、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間は電力系統電圧ＶｏがＶｎ以上２Ｖｎ以下の期間である。この期間では、セルコンバータ２ａのインバータ６内のスイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ８をＯＮ状態とし、セルコンバータ２ａの出力電圧Ｖｏａとして、２Ｖｎを出力させる。
【００４１】
この前提において、セルコンバータ２ｃでは、セルコンバータ２ｃ内インバータ６のスイッチング素子Ｑ６とスイッチング素子Ｑ７がＯＮ状態となる第３の状態と、スイッチング素子Ｑ６またはスイッチング素子Ｑ７がＯＦＦ状態となる第４の状態が交互に実施される。
【００４２】
第３の状態では、セルコンバータ２ｃの出力電圧Ｖｏｃとして、中間電圧であるＶｄｃｃの負の値（−Ｖｄｃｃ）がセルコンバータｃの出力電圧Ｖｏｃとして出力される。また第４の状態では、スイッチング素子Ｑ５またはスイッチング素子Ｑ８のボディダイオードが導通し、セルコンバータ２ｃの出力電圧Ｖｏｃとしては０を出力する。
【００４３】
この結果、電力系統電圧Ｖｏはセルコンバータ２ａ、２ｃの出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｃで定まり、電力系統電圧Ｖｏと出力インダクタンスＬｏの両端には、２Ｖｎを基底電圧として、これに加算される０とＶｎの間での調整電圧が繰り返し印加されることになる。この印加電圧の時比率を調整し、電力系統へ電流を送ることで、電力変換装置１からは、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間でＶｎから２Ｖｎまで時間的に増加する電圧波形が得られる。
【００４４】
以上説明した時刻ｔ０から時刻ｔ１の間、及び時刻ｔ１から時刻ｔ２の間の動作内容から、その後の時刻ｔ５までの動作内容は容易に理解可能である。このため、時刻ｔ５までの動作内容については、結論のみを述べることにする。
【００４５】
時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間は、電力系統電圧Ｖｏが２Ｖｎ以上３Ｖｎ以下の期間である。この期間ではセルコンバータ２ａの出力電圧Ｖｏａを２Ｖｎとし、他方セルコンバータ２ｃの出力電圧Ｖｏｃとして０またはＶｎを繰り返し出力して時間的に増加する出力電圧Ｖｏｃとすることで、電力系統電圧Ｖｏと出力インダクタンスＬｏの両端に２Ｖｎと３Ｖｎの電圧が繰り返し印加され、所望の電流が出力し、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間で２Ｖｎから３Ｖｎまで時間的に増加する電圧波形が得られる。
【００４６】
時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間は、電力系統電圧Ｖｏが３Ｖｎ以上４Ｖｎ以下の期間である。この期間ではセルコンバータ２ａ、２ｂの出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｂをそれぞれを２Ｖｎとし、他方セルコンバータ２ｃの出力電圧Ｖｏｃとして０またはＶｎを繰り返し出力して時間的に減少する出力電圧Ｖｏｃとすることで、電力系統電圧Ｖｏと出力インダクタンスＬｏの両端に３Ｖｎと４Ｖｎの電圧が繰り返し印加され、所望の電流が出力し、時刻ｔ３から時刻ｔ４の間で３Ｖｎから４Ｖｎまで時間的に増加する電圧波形が得られる。
【００４７】
同様に時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間は、電力系統電圧Ｖｏが４Ｖｎ以上５Ｖｎ以下の期間である。この期間では２ａ、２ｂの出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｂをそれぞれ２Ｖｎとし、他方セルコンバータ２ｃの出力電圧Ｖｏｃとして０またはＶｎを繰り返し出力して時間的に増加する出力電圧Ｖｏｃとすることで、電力系統電圧Ｖｏと出力インダクタンスＬｏの両端に２Ｖｎと３Ｖｎの電圧が繰り返し印加され、所望の電流が出力し、時刻ｔ４から時刻ｔ５の間で４Ｖｎから５Ｖｎまで時間的に増加する電圧波形が得られる。
【００４８】
次に時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間は、電力系統電圧Ｖｏが５Ｖｎ以上の期間である。この期間ではＶｄｃａとＶｄｃｂとＶｄｃｃの電圧を足しても電流を送ることができないため、セルコンバータ２ｃのＤＣ／ＤＣコンバータ５の与える中間電圧Ｖｄｃｃを上げることで対応する。
【００４９】
この時の理想の中間電圧Ｖｄｃｃは、電力系統電圧Ｖｏと出力インダクタンスＬｏと出力すべき電流Ｉｏを用いて、インダクタンスの定義式（Ｖ＝Ｌ×ｄＩ／ｄｔ）より決定される。この電圧の値をＤＣ／ＤＣコンバータ５の電圧指令値として設定することにより、スイッチングを行わず所望の電流を出力することが可能となる。
【００５０】
残りの時刻ｔ６から時刻ｔ１１までの期間では、時刻ｔ０から時刻ｔ５までと同様にして各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃを制御し、電圧を順次降下させればよい。また時刻ｔ１１からｔ２２までの負の電圧の期間の動作も基本的には上記正の電圧の期間と同様に実施することで実現が可能である。
【００５１】
以上のように、各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃのＤＣ／ＤＣコンバータ５とインバータ６を制御することによってスイッチング損失の少ない高効率な電力変換装置１を提供することができる。
【００５２】
また実施例１では３段のセルコンバータについて説明したが、２段以上であれば一つのセルコンバータの電圧を他のセルコンバータの電圧の略半分に設定することで同様の効果を得ることができる。
【００５３】
また、実施例１ではＤＣ／ＤＣコンバータをＬＬＣ電流共振形回路で記述したが、中間電圧Ｖｄｃを制御することができればどのような回路でも構わない。しかし、トランス９を用いる絶縁型のコンバータを用いる場合は出力電圧範囲が狭く、中間電圧Ｖｄｃを倍半分変化させることが困難である。そこで、実施例１のように一次側半導体素子７をフルブリッジ構成とすることで、例えばスイッチング素子Ｑ４を常時ＯＮ状態でスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２をスイッチングさせると共振素子８に印加される電圧の振幅は半分となるハーフブリッジ動作に切り替えることができる。ハーフブリッジ動作とすれば容易に出力電圧を半分に変化させることができるため、中間電圧Ｖｄｃの電圧制御範囲が広がる。よって、本発明に用いるＤＣ／ＤＣコンバータ５の一次側半導体素子７は、フルブリッジ回路で構成されることが望ましい。
【００５４】
また、図１では半導体素子をＭＯＳ−ＦＥＴの記号で示したが、ＭＯＳ−ＦＥＴに限定されるものではなく、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子であれば本発明は適用可能である。
【実施例２】
【００５５】
図３に本発明の実施例２に係る電力変換装置の各セルコンバータの動作波形を示す。実施例１では時刻ｔ５から時刻ｔ６のピーク期間での対応について、セルコンバータ２ｃ内のＤＣ／ＤＣコンバータ５がその出力電圧である中間電圧ＶｄｃｃをＶｎから２Ｖｎの間で可変に制御していた。
【００５６】
これに対し実施例２では、インバータ６側がピーク期間の制御を担当する。具体的には、セルコンバータ２ｃ内のＤＣ／ＤＣコンバータ５は、その出力電圧である中間電圧Ｖｄｃｃを当該ピーク期間では他のセルコンバータ２ａ、２ｂと同様に２Ｖｎに一定保持し、インバータ６がチョッピング操作によりピーク期間の可変の出力電圧Ｖｏｃを分担し、負荷に望ましい電流を供給する。
【００５７】
実施例２のようにセルコンバータ２ｃ内のＤＣ／ＤＣコンバータ５が与える中間電圧Ｖｄｃｃを制御することで、制御演算量が大幅に減少できるため、制御装置を構成する制御ＩＣの小型・高コスト化が実現できる。
【実施例３】
【００５８】
図４に本発明の実施例３に係る電力変換装置の各セルコンバータの動作波形を示す。実施例２では時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間のセルコンバータ２ｃ内のＤＣ／ＤＣコンバータ５が与える中間電圧Ｖｄｃｃを、他のセルコンバータ２ｃの中間電圧Ｖｄｃａ、Ｖｄｃｂと等しい値とし、インバータ６をチョッピングさせ負荷に望ましい電流を供給した。
【００５９】
これに対し実施例３では直前の時刻ｔ４から時刻ｔ５の間に中間電圧Ｖｄｃｃの電圧上昇が始まり、電力系統電圧Ｖｏのピークまでに中間電圧Ｖｄｃｃが他のコンバータの中間電圧Ｖｄｃａ、Ｖｄｃｂと等しい値となるように制御している。
【００６０】
また、電力系統電圧Ｖｏのピークを過ぎた後から徐々に中間電圧Ｖｄｃｃを減少させ、時刻ｔ６から時刻ｔ７の期間に中間電圧Ｖｄｃｃが元の設定電圧、つまり、他のセルコンバータの中間電圧Ｖｄｃａ、Ｖｄｃｂの略半分の電圧に戻るように制御する。
【００６１】
実施例３によれば、各セルコンバータの中間電圧Ｖｄｃの和が電力系統電圧Ｖｏ以上になるように中間電圧Ｖｄｃｃを制御することで本発明の効果が得られる。中間電圧Ｖｄｃｃの最小電圧は実施例１に示した図２の波形であり、その波形が最も効果が大きい。しかし、それ以上の電圧であれば実施例２や実施例３に示したようにどのタイミングからどのように電圧を変化させても構わない。
【００６２】
また、実施例３のように電圧変化のタイミングに余裕を持たせておくことで、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の電圧指令値に対する応答性の悪さを許容することができる。
【実施例４】
【００６３】
図５に本発明の実施例１に係る電力変換装置の各セルコンバータの動作波形を示す。実施例１、２、３ではチョッピングの機能を全てセルコンバータ４ｃが担当するとして記述した。つまり一部のセルコンバータを基底電圧負担用として用い、他のセルコンバータを電圧調整用としてチョッピング機能を実行させる場合を前提として説明している。
【００６４】
これに対し実施例４では、チョッピングの機能をセルコンバータ２ｃに限定しない、つまり一部期間のチョッピング機能を他のセルコンバータ２ａ、２ｂが分担してもよいとしたものであり、この場合の動作波形が図５に示されている。
【００６５】
図５によれば、例えば時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間ではセルコンバータ２ａのインバータ６がチョッピングを担当し、時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間ではセルコンバータ２ｂのインバータ６がチョッピングを担当する。時刻ｔ７から時刻ｔ１０まではセルコンバータ２ａがチョッピングを担当することも可能である。
【００６６】
なお時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間について、セルコンバータ２ａのインバータ６がチョッピングを担当するが、このときセルコンバータ２ａのインバータ６は２Ｖｎの範囲でチョッピングを行うことになるので、この間のチョッピングを担当していたセルコンバータ２ｃはこの間出力電圧Ｖｏｃ＝０とされることになる。
【００６７】
また時刻ｔ７から時刻ｔ１０の期間について、セルコンバータ２ａのインバータ６がチョッピングを担当する。このときセルコンバータ２ａのインバータ６は２Ｖｎの範囲でチョッピングを行うことになるが、この期間内に他のセルコンバータ２ｂが出力電圧を２ＶｎからＶｎに変更するので、この間のチョッピングを担当していたセルコンバータ２ｃはこの間出力電圧Ｖｏｃを、０またはＶｎに適宜変更して運用され、３台のセルコンバータ２の合計として正弦波状の交流系統電圧が達成できるように運用されることになる。これらの関係は、他のセルコンバータがチョッピングを行う時にも適用される考え方である。
【実施例５】
【００６８】
実施例５として、図１のセルコンバータ２の各部を制御する制御装置を含めた電力変換装置の全体構成を説明する。図６は、制御装置を含めた電力変換装置の全体構成を説明する図である。
【００６９】
図６に示すように、各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃには、その内部のＤＣ／ＤＣコンバータ５を制御するためのＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路１１ａ、１１ｂ、１１ｃと、インバータを制御するためのインバータ制御回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃが備えられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路１１ａ、１１ｂ、１１ｃには、またインバータ制御回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃには、例えば電流検出器ＣＴから負荷電流を取り込んでおり、電流を所定値に制御すべく電流制御が行われる。
【００７０】
本発明の電力変換装置１では、各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃが所定の電圧、あるいは電流を分担し合うことで、全体として正弦波状の交流系統電圧Ｖｏが達成できるように運用されている。このため、電力変換装置１の全体制御のために上位制御装置１３が設置され、各ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路１１ａ、１１ｂ、１１ｃとインバータ制御回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃの間を通信線Ｌ１、Ｌ２で相互接続することで、適宜の情報の受け渡しを行っている。
【００７１】
上位制御装置１３では、正弦波状の交流系統電圧Ｖｏを実現すべく、各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃに対して個別に電力指令Ｐ１、Ｐ２を与えている。例えば図２の制御を実行する場合で説明すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路１１ａ、１１ｂに対して、中間電圧ＶｄｃとしてＶｄｃａ＝Ｖｄｃｂ＝２Ｖｎの値とする電圧目標値を、電力指令Ｐ１として与える。またＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路１１ｃに対して、中間電圧ＶｄｃとしてＶｄｃｃ＝Ｖｎ、あるいはピーク期間電圧とする電圧目標値を、電力指令Ｐ１として与える。各セルコンバータ２ａ、２ｂ、２ｃは、電力指令Ｐ１として与えられた電圧目標値に制御すべく、例えば電圧検出器ＰＴから中間電圧Ｖｄｃを取り込んでおり、電圧帰還制御を実行する。
【００７２】
また上位制御装置１３は、インバータ制御回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃに対して、電力指令Ｐ２を与えている。インバータ制御回路１２ａ、１２ｂに与える電力指令Ｐ２は、出力電圧Ｖｏａ、Ｖｏｂに示す期間と大きさと極性の信号である。またインバータ制御回路１２ｃに与える電力指令Ｐ２は、出力電圧Ｖｏａｃに示す期間と大きさと極性の信号である。各インバータ制御回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃは、電力指令Ｐ２として与えられた目標値に制御すべく、例えば電流検出器ＣＴから負荷電流を取り込んでおり、電流帰還制御を実行する。
【００７３】
以上に述べたチョッピングは、基本的に中間電圧Ｖｄｃが低いセルコンバータが担当することが望ましいが、各セルコンバータの電力バランスを取るためにチョッピング機能を各セルコンバータに振り分けることもできる。
【００７４】
以上に示した各実施例のように、セルコンバータの一つの中間電圧を他のセルコンバータの略半分に設定し、負荷電圧が高くなったときに該中間電圧を上昇させる機能をＤＣ／ＤＣコンバータが有することで、小型、低コストな電力変換装置を提供することができる。
【００７５】
また、全ての実施例において電力系統を負荷と考えて説明をしたが、１周期のうちで負荷が要求する電流が高い場合に、いずれかのセルコンバータの中間電圧Ｖｄｃを上昇させることで高電圧モータなどを回す場合も同様に実現できる。
【符号の説明】
【００７６】
１：電力変換装置
２ａ、２ｂ、２ｃ：セルコンバータ
５：ＤＣ／ＤＣコンバータ
６：インバータ
７：一次側半導体素子
８：共振素子
９：トランス
１０：二次側半導体素子
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８：スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４：整流素子
Ｌｒ：共振インダクタンス
Ｃｒ：共振キャパシタンス
Ｌｍ：励磁インダクタンス
Ｃｉｎ：入力コンデンサ
Ｃｄｃ：中間コンデンサ
Ｌｏ：出力インダクタンス
Ｖｉｎ：入力電圧
Ｖｄｃ：中間電圧
Ｖｏ：電力系統電圧
Ｖｏａ：セルコンバータ２ａの出力電圧
Ｖｏｂ：セルコンバータ２ｂの出力電圧
Ｖｏｃ：セルコンバータ２ｃの出力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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