(57)【要約】【課題】クロストークノイズの低減と回路の小型化を実現する。【解決手段】並列増幅器は、異なる信号を増幅する複数の増幅回路１−１，１−２を備える。増幅回路１−１は、複数の可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１２−１を含む多段増幅器によって構成され、増幅回路１−２は、複数の可変利得増幅器Ａ１０−２，Ａ１２−２を含む多段増幅器によって構成される。増幅回路１−１に入力される信号の振幅Ｓ１が増幅回路１−２に入力される信号の振幅Ｓ２よりも大きい場合に、増幅回路１−１の初段の可変利得増幅器Ａ１０−１の利得Ａ１と増幅回路１−２の初段の可変利得増幅器Ａ１０−２の利得Ａ２との比Ａ１／Ａ２がＳ２／Ｓ１よりも小さくなるようにする。【選択図】  図１
2017034582.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる信号を増幅する複数の増幅回路を備え、
前記複数の増幅回路は、それぞれ複数の可変利得増幅器を含む多段増幅器によって構成され、
前記複数の増幅回路に含まれる第１の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ１が第２の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ２よりも大きい場合に、前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ１と前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ２との比Ａ１／Ａ２がＳ２／Ｓ１よりも小さくなることを特徴とする並列増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載の並列増幅器において、
前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器と前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器とは、帰還抵抗を備えた反転増幅器によって構成され、前記帰還抵抗の値を変化させることで利得の制御が可能であることを特徴とする並列増幅器。
【請求項３】
請求項１または２に記載の並列増幅器において、
前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器と前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器とは、出力負荷抵抗を備えた増幅器によって構成され、前記出力負荷抵抗の値を変化させることで利得の制御が可能であることを特徴とする並列増幅器。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の並列増幅器において、
さらに、前記第１の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ１を検出する第１の入力振幅モニタ回路と、
前記第２の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ２を検出する第２の入力振幅モニタ回路と、
前記信号振幅Ｓ１と信号振幅Ｓ２とを比較した結果に応じて、前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ１と前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ２とを制御する入力振幅比較器とを備えることを特徴とする並列増幅器。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１項に記載の並列増幅器において、
さらに、前記第１の増幅回路の出力信号の振幅を検出する第１の出力振幅モニタ回路と、
前記第２の増幅回路の出力信号の振幅を検出する第２の出力振幅モニタ回路と、
前記第１の増幅回路の出力信号の振幅が所望の設定振幅と一致するように、前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段以外の可変利得増幅器の利得を制御する第１の出力振幅比較器と、
前記第２の増幅回路の出力信号の振幅が所望の設定振幅と一致するように、前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段以外の可変利得増幅器の利得を制御する第２の出力振幅比較器とを備えることを特徴とする並列増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の通信回線を用いることにより、データを一度に複数ビット伝送するパラレル通信方式の通信回路などに用いられる並列増幅器に係り、特に並設された増幅器間に生じるクロストークノイズの低減や回路の小型化を実現することができる並列増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、データ通信の高速大容量化のためにパラレル通信方式が用いられている。パラレル通信のためにはチャネル数と同数のトランシーバ回路が必要であり、複数のトランシーバ回路を１つのＩＣ（Integrated Circuit）上に搭載すると、装置の小型化が出来て望ましい。実際に光通信の分野では２５Ｇｂ／ｓ×４ｃｈのＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ：Transimpedance amplifier）が１チップに集積された例などが報告されている（非特許文献１）。また、光受信器に搭載されるＴＩＡでは、受光強度のダイナミックレンジを広くするために可変利得増幅器を含む多段増幅器構成が広く用いられており、非特許文献１で紹介されるＴＩＡについても可変利得増幅器を含む多段増幅器構成が用いられている。
【０００３】
図８にＴＩＡを２チャネル分並べて集積化した並列増幅器の構成を示す。図８の例では、チャネルＣｈ１のＴＩＡ１００−１とチャネルＣｈ２のＴＩＡ１００−２とが並設されている。ＴＩＡ１００−１は、チャネルＣｈ１の受光素子ＰＤ１から出力された電流信号を電圧信号に変換して増幅し、ＴＩＡ１００−２は、チャネルＣｈ２の受光素子ＰＤ２から出力された電流信号を電圧信号に変換して増幅する。ＴＩＡ１００−１は、可変利得増幅器Ａ１００−１と固定利得増幅器Ａ１０１−１，Ａ１０２−１とを含む多段増幅器構成となっており、ＴＩＡ１００−２は、可変利得増幅器Ａ１００−２と固定利得増幅器Ａ１０１−２，Ａ１０２−２とを含む多段増幅器構成となっている。
【０００４】
可変利得増幅器Ａ１００−１は、帰還抵抗Ｒ１００−１の抵抗値を可変にすることで利得可変機能を実現し、同様に、可変利得増幅器Ａ１００−２は、帰還抵抗Ｒ１００−２の抵抗値を可変にすることで利得可変機能を実現している。一般的に可変利得増幅器Ａ１００−１，Ａ１００−２は、入力信号振幅が大きいときに利得を小さくし、回路の動作可能範囲から外れないようにすることで入力信号振幅のダイナミックレンジを広げる目的や、入力信号の強度が変動しても一定振幅の信号を出力するオートゲイン制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）のために用いられる。
【０００５】
図８に示すようにＴＩＡ１００−１，１００−２を並べた場合、チャネルＣｈ１のＴＩＡ１００−１を構成する増幅器Ａ１００−１〜Ａ１０２−１の配線とチャネルＣｈ２のＴＩＡ１００−２を構成する増幅器Ａ１００−２〜Ａ１０２−２の配線間には、寄生容量Ｃ１００，Ｃ１０１，Ｃ１０２が存在する。チャネルＣｈ１のＴＩＡ１００−１に高周波成分を含む信号が入力された場合、高周波成分が寄生容量Ｃ１００〜Ｃ１０２を介してチャネルＣｈ２の配線に伝わるため、クロストークノイズが発生する。同様に、チャネルＣｈ２のＴＩＡ１００−２に高周波成分を含む信号が入力された場合、高周波成分が寄生容量Ｃ１００〜Ｃ１０２を介してチャネルＣｈ１の配線に伝わるため、クロストークノイズが発生する。
【０００６】
従来、このような信号配線間のクロストークノイズを防ぐ手法として、信号配線間の距離を遠ざける方法、あるいは信号配線間に、低インピーダンスの固定電位に接続されたシールド配線を設ける方法（非特許文献２）などが用いられてきた。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】T.Takemoto et al.，“A Compact 4×25-Gb/s 3.0 mW/Gb/s CMOS-Based Optical Receiver for Board-to-Board Interconnects”，Journal of Lightwave Technology，Vol.28，No.23，Dec.1，2010
【非特許文献２】谷口研二著，「ＣＭＯＳアナログ回路入門」，ＣＱ出版株式会社，第5章1節1項，83-88頁，2005
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、信号配線間に低インピーダンスの固定電位配線を形成するためには、固定電位配線の寄生抵抗成分を小さく抑え、また固定電位配線に大きな容量性を持たせなければならないため、サイズの大きな配線パタンが必要であり、通信回路の小型化が難しいという課題があった。
【０００９】
また、信号配線間の距離を遠ざけるという方法についても同様に、通信回路の小型化が難しいという課題があった。特に寄生容量を通じて伝わるクロストークノイズの影響は高周波になるほど影響が大きくなるため、信号が高周波になるほど信号配線間距離もますます遠ざける必要があり、通信回路の小型化が難しくなり、データ伝送密度向上が難しくなるという課題があった。
【００１０】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、クロストークノイズの低減と回路の小型化を実現することができる並列増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の並列増幅器は、異なる信号を増幅する複数の増幅回路を備え、前記複数の増幅回路は、それぞれ複数の可変利得増幅器を含む多段増幅器によって構成され、前記複数の増幅回路に含まれる第１の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ１が第２の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ２よりも大きい場合に、前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ１と前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ２との比Ａ１／Ａ２がＳ２／Ｓ１よりも小さくなることを特徴とするものである。
【００１２】
また、本発明の並列増幅器の１構成例において、前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器と前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器とは、帰還抵抗を備えた反転増幅器によって構成され、前記帰還抵抗の値を変化させることで利得の制御が可能であることを特徴とするものである。
また、本発明の並列増幅器の１構成例において、前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器と前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器とは、出力負荷抵抗を備えた増幅器によって構成され、前記出力負荷抵抗の値を変化させることで利得の制御が可能であることを特徴とするものである。
【００１３】
また、本発明の並列増幅器の１構成例は、さらに、前記第１の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ１を検出する第１の入力振幅モニタ回路と、前記第２の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ２を検出する第２の入力振幅モニタ回路と、前記信号振幅Ｓ１と信号振幅Ｓ２とを比較した結果に応じて、前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ１と前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ２とを制御する入力振幅比較器とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の並列増幅器の１構成例は、さらに、前記第１の増幅回路の出力信号の振幅を検出する第１の出力振幅モニタ回路と、前記第２の増幅回路の出力信号の振幅を検出する第２の出力振幅モニタ回路と、前記第１の増幅回路の出力信号の振幅が所望の設定振幅と一致するように、前記第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段以外の可変利得増幅器の利得を制御する第１の出力振幅比較器と、前記第２の増幅回路の出力信号の振幅が所望の設定振幅と一致するように、前記第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段以外の可変利得増幅器の利得を制御する第２の出力振幅比較器とを備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、第１の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ１が第２の増幅回路に入力される信号の振幅Ｓ２よりも大きい場合に、第１の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ１と第２の増幅回路を構成する可変利得増幅器の内の初段の可変利得増幅器の利得Ａ２との比Ａ１／Ａ２がＳ２／Ｓ１よりも小さくなるようにすることにより、並列増幅器の配線間の容量結合によって生じるクロストークノイズを低減することができる。また、本発明では、第１、第２の増幅回路を近接配置する高密度集積化が可能となるため、回路の小型化およびデータ伝送密度向上が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る通信回路の並列増幅器の構成例を示すブロック図である。
【図２】従来および本発明の第１の実施の形態の並列増幅器における各チャネルの出力端子のノイズ／信号振幅比を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る並列増幅器におけるチャネルＣｈ１の初段の可変利得増幅器の利得とチャネルＣｈ２の出力アイ波形のジッタ量との関係を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る並列増幅器におけるチャネルＣｈ２の初段の可変利得増幅器の利得とチャネルＣｈ２の出力アイ波形のジッタ量との関係を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る可変利得増幅器の別の構成例を示す回路図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係る並列増幅器の別の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態に係る通信回路の並列増幅器の構成例を示すブロック図である。
【図８】従来の並列増幅器の構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る通信回路の並列増幅器の構成例を示すブロック図である。ここでは、２チャネルのパラレル通信用の通信回路に設けられる増幅器を２チャネル分並べて集積化した並列増幅器の例を示す。
【００１７】
並列増幅器は、チャネルＣｈ１の増幅回路１−１と、チャネルＣｈ２の増幅回路１−２とから構成される。この並列増幅器の構成は、同一のＩＣチップ内に集積される。
例えばＴＩＡを構成する増幅回路１−１は、可変利得増幅器Ａ１０−１と固定利得増幅器Ａ１１−１と可変利得増幅器Ａ１２−１と固定利得増幅器Ａ１３−１とを縦続接続した多段増幅器構成となっている。同様に、増幅回路１−２は、可変利得増幅器Ａ１０−２と固定利得増幅器Ａ１１−２と可変利得増幅器Ａ１２−２と固定利得増幅器Ａ１３−２とを縦続接続した多段増幅器構成となっている。
【００１８】
可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２，Ａ１２−１，Ａ１２−２は、それぞれ反転増幅器と、この反転増幅器の入力端子と出力端子間に接続された帰還抵抗Ｒ１０−１，Ｒ１０−２，Ｒ１１−１，Ｒ１１−２とによって構成され、帰還抵抗Ｒ１０−１，Ｒ１０−２，Ｒ１１−１，Ｒ１１−２の抵抗値を可変にすることで利得可変機能を実現している。
【００１９】
図１におけるＣ１はチャネルＣｈ１の信号入力端子ＩＮ１とチャネルＣｈ２の信号入力端子ＩＮ２間に存在する寄生容量、Ｃ２は可変利得増幅器Ａ１０−１の出力端子Ｖ１と可変利得増幅器Ａ１０−２の出力端子Ｖ２間に存在する寄生容量、Ｃ３は固定利得増幅器Ａ１１−１の出力端子と固定利得増幅器Ａ１１−２の出力端子間に存在する寄生容量、Ｃ４は可変利得増幅器Ａ１２−１の出力端子と可変利得増幅器Ａ１２−２の出力端子間に存在する寄生容量である。
【００２０】
次に、本実施の形態の並列増幅器において、チャネルＣｈ１の信号入力端子ＩＮ１に入力される信号の強度が変動してもチャネルＣｈ１の信号出力端子ＯＵＴ１から一定振幅の信号が出力されるように可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１２−１によって制御を行い、チャネルＣｈ２の信号入力端子ＩＮ２に入力される信号の強度が変動してもチャネルＣｈ２の信号出力端子ＯＵＴ２から一定振幅の信号が出力されるように可変利得増幅器Ａ１０−２，Ａ１２−２によって制御を行う場合について動作説明を行う。なお、信号出力端子ＯＵＴ１から出力する信号の設定振幅と信号出力端子ＯＵＴ２から出力する信号の設定振幅とは、同じでもよいし、異なっていてもよい。
【００２１】
本実施の形態では、初段の可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２に、入力信号振幅差よりも大きい利得差を設ける。つまり、チャネルＣｈ１の初段の可変利得増幅器Ａ１０−１の利得をＡ１、チャネルＣｈ２の初段の可変利得増幅器Ａ１０−２の利得をＡ２とすると、チャネルＣｈ１の信号入力端子ＩＮ１に入力される信号の振幅Ｓ１がチャネルＣｈ２の信号入力端子ＩＮ２に入力される信号の振幅Ｓ２よりも大きい場合（Ｓ１＞Ｓ２）、利得の比Ａ１／Ａ２が信号振幅の比Ｓ２／Ｓ１よりも小さくなるようにする（Ａ１／Ａ２＜Ｓ２／Ｓ１）。
【００２２】
これにより、信号入力端子ＩＮ１に入力される信号の振幅Ｓ１が信号入力端子ＩＮ２に入力される信号の振幅Ｓ２よりも大きい場合、可変利得増幅器Ａ１０−１の出力端子Ｖ１から出力される信号の振幅よりも可変利得増幅器Ａ１０−２の出力端子Ｖ２から出力される信号の振幅の方が大きくなる。
後段の可変利得増幅器Ａ１２−１，Ａ１２−２は、それぞれ信号出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から出力される信号の振幅が所定の設定振幅となるのに必要な利得制御を行えばよい。
【００２３】
ここで、可変利得増幅器Ａ１０−１の出力端子Ｖ１から寄生容量Ｃ２を通って可変利得増幅器Ａ１０−２の出力端子Ｖ２に伝わるノイズを考える。図８に示した従来の回路では、出力端子Ｖ１の信号振幅と出力端子Ｖ２の信号振幅とが同等レベルになっているのに対し、本実施の形態では、出力端子Ｖ１の信号振幅が出力端子Ｖ２の信号振幅より小さくなる。これによって、本実施の形態では、出力端子Ｖ１から寄生容量Ｃ２を通って出力端子Ｖ２に伝わるノイズを小さく抑えることが可能となる。一方で、本実施の形態の場合、出力端子Ｖ２から寄生容量Ｃ２を通って出力端子Ｖ１に伝わるノイズは増加するが、一般的にノイズによる通信品質低下の影響は、入力信号振幅が大きい場合においては小さくなる。
【００２４】
また、出力端子Ｖ２の信号の電位がＡｓｉｎωｔ（ωは信号の角周波数）であるとき、出力端子Ｖ２から寄生容量Ｃ２を介して出力端子Ｖ１に伝わるノイズｎは次式で表される。
【００２５】
【数１】
2017034582.tif 000003
【００２６】
式（１）におけるＺ１は出力端子Ｖ１から見た回路のインピーダンスである。したがって、インピーダンスＺ１が小さいほど出力端子Ｖ１に伝わるノイズは小さくなる。図８に示した従来の回路では、出力端子Ｖ１の信号振幅と出力端子Ｖ２の信号振幅とが同等レベルとなるように可変利得増幅器Ａ１００−１，Ａ１００−２の利得が制御されるが、本実施の形態では、出力端子Ｖ１の信号振幅が出力端子Ｖ２の信号振幅より小さくなるように従来よりも大きな利得差を可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２に設ける。
【００２７】
従来および本実施の形態の可変利得増幅器Ａ１００−１，Ａ１００−２，Ａ１０−１，Ａ１０−２，Ａ１２−１，Ａ１２−２として、帰還抵抗Ｒ１００−１，Ｒ１００−２，Ｒ１０−１，Ｒ１０−２，Ｒ１１−１，Ｒ１１−２の値を変化させることで利得制御を行う増幅器を用いる場合、利得が低下するほど増幅器の出力インピーダンスが低下する。したがって、上記のように可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２に利得差を設けて、可変利得増幅器Ａ１０−１の利得を小さくすると、インピーダンスＺ１が小さくなる。こうして、本実施の形態では、図８に示した従来の回路と比較して、出力端子Ｖ２から寄生容量Ｃ２を介して出力端子Ｖ１に伝わるノイズの振幅を小さく抑えることができる。
【００２８】
図２（Ａ）に従来の利得制御型の並列増幅器における各チャネルの出力端子のノイズ／信号振幅比のシミュレーション結果を示し、図２（Ｂ）に本実施の形態の利得制御型の並列増幅器における各チャネルの出力端子のノイズ／信号振幅比のシミュレーション結果を示す。ただし、ここでは、チャネルＣｈ１の増幅器を可変利得増幅器Ａ１０−１と可変利得増幅器Ａ１２−１とを縦続接続した構成とし、チャネルＣｈ２の増幅器を可変利得増幅器Ａ１０−２と可変利得増幅器Ａ１２−２とを縦続接続した構成としている。
【００２９】
チャネルＣｈ１の信号入力端子に入力する電流信号の振幅を１００μＡｐｐ、チャネルＣｈ２の信号入力端子に入力する電流信号の振幅を５０μＡｐｐ、チャネルＣｈ１，Ｃｈ２共に信号出力端子から出力する電圧信号の設定振幅を４００ｍＶｐｐとした。図２（Ａ）に示した従来の利得制御型の並列増幅器では、出力端子Ｖ１の信号振幅が出力端子Ｖ２の信号振幅以上となり、チャネルＣｈ１，Ｃｈ２の信号出力端子の信号振幅が４００ｍＶｐｐとなるようにするため、帰還抵抗Ｒ１０−１，Ｒ１１−１の値を３６０Ω、帰還抵抗Ｒ１０−２，Ｒ１１−２の値を４７０Ωとしている。
【００３０】
一方、図２（Ｂ）に示した本実施の形態の利得制御型の並列増幅器では、出力端子Ｖ１の信号振幅が出力端子Ｖ２の信号振幅より小さくなり、チャネルＣｈ１，Ｃｈ２の信号出力端子の信号振幅が４００ｍＶｐｐとなるようにするため、帰還抵抗Ｒ１０−１の値を２５０Ω、帰還抵抗Ｒ１０−２の値を７５０Ω、帰還抵抗Ｒ１１−１の値を５５０Ω、帰還抵抗Ｒ１１−２の値を３００Ωとしている。
【００３１】
ここで、ノイズ／信号振幅比とは、出力チャネルと別チャネルの信号入力端子のみに信号を印加した場合に当該出力チャネルの信号出力端子で観測されるノイズの振幅と、出力チャネルと同チャネルの信号入力端子のみに信号を印加した場合に当該出力チャネルの信号出力端子で観測される信号の振幅との比を表している。例えばチャネルＣｈ１のノイズ／信号振幅比は、チャネルＣｈ２の信号入力端子のみに５０μＡｐｐの信号を印加した場合にチャネルＣｈ１の信号出力端子で観測されるノイズの振幅と、チャネルＣｈ１の信号入力端子のみに１００μＡｐｐの信号を印加した場合にチャネルＣｈ１の信号出力端子で観測される信号の振幅との比である。
【００３２】
従来および本実施の形態共に２段の可変利得増幅器を用いて、出力振幅４００ｍＶｐｐまで信号を増幅しているが、図２（Ａ）に示した従来の利得制御型の並列増幅器では、チャネルＣｈ２の信号出力端子においてノイズ振幅が信号振幅の２４．７％に達し、非常に大きなノイズの影響を受けているのに対し、図２（Ｂ）に示した本実施の形態の利得制御型の並列増幅器では、チャネルＣｈ２の信号出力端子におけるノイズ／信号振幅比が１２．５％であり、２４．７％−１２．５％＝１２．２％のノイズ低減ができていることが分かる。
【００３３】
一方で、図２（Ａ）に示した従来の並列増幅器のチャネルＣｈ１の信号出力端子におけるノイズ／信号振幅比は１０．４％、図２（Ｂ）に示した本実施の形態の並列増幅器のチャネルＣｈ１の信号出力端子におけるノイズ／信号振幅比は１６．８％であり、本実施の形態の方が１６．８％−１０．４％＝６．４％のノイズ増加があることが分かる。
【００３４】
ただし、チャネルＣｈ１，Ｃｈ２を合わせたトータルのノイズ量としては低減できており、ノイズ量の大きなチャネル同士、すなわち従来の並列増幅器のチャネルＣｈ２の信号出力端子におけるノイズ／信号振幅比と本実施の形態の並列増幅器のチャネルＣｈ１の信号出力端子におけるノイズ／信号振幅比とを比較した場合においては２４．７％−１６．８％  ＝７．９％のノイズ低減ができていることが分かる。
【００３５】
以上のように、本実施の形態では、並列増幅器の配線間の容量結合によって生じるクロストークノイズを低減することができる。また、本実施の形態では、隣接するチャネルの増幅回路を近接配置する高密度集積化が可能となるため、回路の小型化およびデータ伝送密度向上が可能となる。
【００３６】
上記の説明では、出力端子Ｖ１の電位が角周波数ωの正弦波信号の場合について動作の説明を行ったが、本実施の形態は例えば立ち上がりエッジや立ち下がりエッジを有するデジタル信号の微分成分が寄生容量を介して他のチャネルに伝わり、クロストークノイズが発生するような場合においても利用可能である。
【００３７】
図１の並列増幅器のチャネルＣｈ１の信号入力端子ＩＮ１に信号振幅の大きな１０Ｇｂ／ｓのランダムパタンＮＲＺ（Non Return to Zero）信号を入力し、Ｃｈ２の信号入力端子ＩＮ２に信号振幅の小さな１０Ｇｂ／ｓのランダムパタンＮＲＺ信号を入力した場合において、チャネルＣｈ２の２つの可変利得増幅器Ａ１０−２，Ａ１２−２の利得を固定値とし、チャネルＣｈ１の最終段の固定利得増幅器Ａ１３−１の出力が一定になるようにしながら（可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１２−１の利得の和が一定）、２つの可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１２−１の利得配分を変化させた場合のチャネルＣｈ２の出力アイ波形のジッタ量のシミュレーション結果を図３に示す。
【００３８】
また、図１の並列増幅器において、チャネルＣｈ１の２つの可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１２−１の利得を固定値とし、チャネルＣｈ２の最終段の固定利得増幅器Ａ１３−２の出力が一定になるようにしながら（可変利得増幅器Ａ１０−２，Ａ１２−２の利得の和が一定）、２つの可変利得増幅器Ａ１０−２，Ａ１２−２の利得配分を変化させた場合のチャネルＣｈ２の出力アイ波形のジッタ量のシミュレーション結果を図４に示す。
【００３９】
図３、図４よりチャネルＣｈ１の初段の可変利得増幅器Ａ１０−１の利得が小さいほど、あるいはチャネルＣｈ２の初段の可変利得増幅器Ａ１０−２の利得が大きいほど、チャネルＣｈ２の出力アイ波形のジッタ量を低減できることが分かる。よって、本実施の形態で提案するように信号振幅の大きな信号が入力されるチャネルにおいて初段の可変利得増幅器の出力振幅が小さくなるような利得制御を行うことで、複数のチャネルの増幅器を並べた並列増幅器において従来よりもクロストークノイズの小さな回路を実現することができる。
【００４０】
なお、チャネルＣｈ２の信号入力端子ＩＮ２に入力される信号の振幅Ｓ２がチャネルＣｈ１の信号入力端子ＩＮ１に入力される信号の振幅Ｓ１よりも大きい場合には（Ｓ１＜Ｓ２）、利得の比Ａ２／Ａ１が信号振幅の比Ｓ１／Ｓ２よりも小さくなるようにすればよい（Ａ２／Ａ１＜Ｓ１／Ｓ２）。これにより、可変利得増幅器Ａ１０−２の出力端子Ｖ２から出力される信号の振幅よりも可変利得増幅器Ａ１０−１の出力端子Ｖ１から出力される信号の振幅の方が大きくなる。
【００４１】
また、チャネルＣｈ１，Ｃｈ２に入力される信号の振幅Ｓ１とＳ２が等しい場合には、利得Ａ１とＡ２が等しくなるように、すなわち可変利得増幅器Ａ１０−１の出力端子Ｖ１から出力される信号の振幅と可変利得増幅器Ａ１０−２の出力端子Ｖ２から出力される信号の振幅とが等しくなるようにすればよい。
【００４２】
また、本実施の形態では、可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２，Ａ１２−１，Ａ１２−２として、帰還抵抗Ｒ１０−１，Ｒ１０−２，Ｒ１１−１，Ｒ１１−２の値を変化させることで利得制御を行う増幅器を用いたが、利得の低下と共に出力インピーダンスが下がる可変利得増幅器であればこれに限定されるものではなく、例えば図５に示すように出力負荷抵抗値を変化させることで利得を変化させることが可能な可変利得増幅器を用いてもよい。図５の例では、トランジスタＱ１の出力負荷抵抗であるコレクタ抵抗Ｒ１の値を小さくすれば利得が低下すると共に出力インピーダンスも低下し、コレクタ抵抗Ｒ１の値を大きくすれば利得が増大する共に出力インピーダンスも増大する。
【００４３】
また、図１では、各チャネルの増幅器がそれぞれ２つの可変利得増幅器と２つの固定利得増幅器によって構成される例を記載したが、本発明は１つのチャネルに複数の可変利得増幅器を備えている構成であれば、図１の構成に限定されるものではない。
【００４４】
また、以上の説明では、増幅器を２チャネル分並べて集積化した並列増幅器について説明しているが、３チャネル以上の並列増幅器に本発明を適用することも可能である。図６の例では、チャネルＣｈN-1の増幅回路１N-1は、可変利得増幅器Ａ１０N-1と固定利得増幅器Ａ１１N-1と可変利得増幅器Ａ１２N-1と固定利得増幅器Ａ１３N-1とを縦続接続した多段増幅器構成となっており、チャネルＣｈNの増幅回路１Nは、可変利得増幅器Ａ１０Nと固定利得増幅器Ａ１１Nと可変利得増幅器Ａ１２Nと固定利得増幅器Ａ１３Nとを縦続接続した多段増幅器構成となっており、チャネルＣｈN+1の増幅回路１N+1は、可変利得増幅器Ａ１０N+1と固定利得増幅器Ａ１１N+1と可変利得増幅器Ａ１２N+1と固定利得増幅器Ａ１３N+1とを縦続接続した多段増幅器構成となっている。
【００４５】
このような並列増幅器において、チャネルチャネルＣｈN-1の信号入力端子ＩＮN-1に入力される信号の振幅をＳN-1、チャネルＣｈNの信号入力端子ＩＮNに入力される信号の振幅をＳN、チャネルＣｈN+1の信号入力端子ＩＮN+1に入力される信号の振幅をＳN+1としたとき、信号振幅ＳN-1，ＳN+1が信号振幅ＳN以上の場合には（ＳN≦ＳN-1，ＳN+1）、可変利得増幅器Ａ１０Nの出力端子ＶNの信号振幅が可変利得増幅器Ａ１０N-1，Ａ１０N+1の出力端子ＶN-1，ＶN+1の信号振幅以上となるように、可変利得増幅器Ａ１０N-1，Ａ１０N，Ａ１０N+1の利得を設定すればよい。
【００４６】
また、信号振幅ＳNが信号振幅ＳN-1以上で、信号振幅ＳN+1が信号振幅ＳN以上の場合には（ＳN-1≦ＳN≦ＳN+1）、可変利得増幅器Ａ１０N-1の出力端子ＶN-1の信号振幅が可変利得増幅器Ａ１０Nの出力端子ＶNの信号振幅以上で、出力端子ＶNの信号振幅が可変利得増幅器Ａ１０N+1の出力端子ＶN+1の信号振幅以上となるように、可変利得増幅器Ａ１０N-1，Ａ１０N，Ａ１０N+1の利得を設定すればよい。
【００４７】
また、信号振幅ＳNが信号振幅ＳN-1，ＳN+1以上の場合には（ＳN-1，ＳN+1≦ＳN）、可変利得増幅器Ａ１０N-1，Ａ１０N+1の出力端子ＶN-1，ＶN+1の信号振幅が可変利得増幅器Ａ１０Nの出力端子ＶNの信号振幅以上となるように、可変利得増幅器Ａ１０N-1，Ａ１０N，Ａ１０N+1の利得を設定すればよい。
【００４８】
このように隣接する位置関係にある初段の可変利得増幅器について利得を設定すれば、上記のクロストークノイズの低減効果を得ることができる。図６の例では、増幅器を３チャネル分図示しているが、３チャネル以上の並列増幅器に本発明を容易に適用できることは言うまでもない。
【００４９】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図７は本発明の第２の実施の形態に係る通信回路の並列増幅器の構成例を示すブロック図であり、図１と同様の構成には同一の符号を付してある。ここでは、２チャネルのパラレル通信用の通信回路に設けられる増幅器を２チャネル分並べて集積化した並列増幅器の例を示す。この並列増幅器の構成は、同一のＩＣチップ内に集積される。
【００５０】
本実施の形態と第１、第２の実施の形態との違いは、２つのチャネルＣｈ１，Ｃｈ２の各信号入力端子ＩＮ１，ＩＮ２の信号振幅をモニタし、その強度を比較した結果によって初段の可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２の利得を制御するループ制御回路と、各チャネルＣｈ１，Ｃｈ２毎に信号出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の信号振幅をモニタし、その強度に応じて後段の可変利得増幅器Ａ１２−１，Ａ１２−２の利得を制御するループ制御回路とを備える点である。
【００５１】
初段の可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２の利得を制御するループ制御回路は、チャネルＣｈ１の信号入力端子ＩＮ１の信号振幅Ｓ１を検出する振幅モニタ回路２−１と、チャネルＣｈ２の信号入力端子ＩＮ２の信号振幅Ｓ２を検出する振幅モニタ回路２−２と、信号振幅Ｓ１と信号振幅Ｓ２とを比較した結果に応じて初段の可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２の利得を制御する入力振幅比較器３とから構成される。入力振幅比較器３は、振幅モニタ回路２−１の出力信号と振幅モニタ回路２−２の出力信号との差を差動増幅し、差動出力信号をそれぞれ可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２の利得制御信号として用いる。
【００５２】
チャネルＣｈ１の初段の可変利得増幅器Ａ１０−１の利得をＡ１、チャネルＣｈ２の初段の可変利得増幅器Ａ１０−２の利得をＡ２としたとき、第１の実施の形態と同様に、入力振幅比較器３は、Ｓ１＞Ｓ２の場合、Ａ１／Ａ２＜Ｓ２／Ｓ１となるように利得を制御し、Ｓ１＜Ｓ２の場合、Ａ２／Ａ１＜Ｓ１／Ｓ２となるように利得を制御し、Ｓ１＝Ｓ２の場合、Ａ１＝Ａ２となるように利得を制御すればよい。
【００５３】
後段の可変利得増幅器Ａ１２−１，Ａ１２−２の利得を制御するループ制御回路は、チャネルＣｈ１の信号出力端子ＯＵＴ１の信号振幅を検出する振幅モニタ回路４−１と、チャネルＣｈ２の信号出力端子ＯＵＴ２の信号振幅を検出する振幅モニタ回路４−２と、チャネルＣｈ１の信号出力端子ＯＵＴ１の信号振幅と出力振幅制御信号が示す設定振幅とを比較した結果に応じて可変利得増幅器Ａ１２−１の利得を制御する第１の出力振幅比較器５−１と、チャネルＣｈ２の信号出力端子ＯＵＴ２の信号振幅と出力振幅制御信号が示す設定振幅とを比較した結果に応じて可変利得増幅器Ａ１２−２の利得を制御する第２の出力振幅比較器５−２とから構成される。第１の出力振幅比較器５−１は、振幅モニタ回路４−１の出力信号と出力振幅制御信号との差を増幅し、増幅した出力信号を可変利得増幅器Ａ１２−１の利得制御信号として用いる。第２の出力振幅比較器５−２は、振幅モニタ回路４−２の出力信号と出力振幅制御信号との差を増幅し、増幅した出力信号を可変利得増幅器Ａ１２−２の利得制御信号として用いる。
【００５４】
第１の出力振幅比較器５−１は、チャネルＣｈ１の信号出力端子ＯＵＴ１の信号振幅が、第１の出力振幅比較器５−１に入力される出力振幅制御信号が示すチャネルＣｈ１の設定振幅と一致するように可変利得増幅器Ａ１２−１の利得を制御すればよい。同様に、第２の出力振幅比較器５−２は、チャネルＣｈ２の信号出力端子ＯＵＴ２の信号振幅が、第２の出力振幅比較器５−２に入力される出力振幅制御信号が示すチャネルＣｈ２の設定振幅と一致するように可変利得増幅器Ａ１２−２の利得を制御すればよい。第１の実施の形態で説明したとおり、チャネルＣｈ１の設定振幅とチャネルＣｈ２の設定振幅とは、同じでもよいし、異なっていてもよい。
【００５５】
比較器３，５−１，５−２による利得の制御方法は、図１で説明したように可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２，Ａ１２−１，Ａ１２−２の帰還抵抗の値を変化させる方法でもよいし、図５で説明したように可変利得増幅器Ａ１０−１，Ａ１０−２，Ａ１２−１，Ａ１２−２の出力負荷抵抗の値を変化させる方法でもよい。
【００５６】
こうして、本実施の形態では、オートゲインコントロール機能を備えた並列増幅器を実現することができる。
図７では、各チャネルの増幅回路１−１，１−２が２つの可変利得増幅器のみで構成される構成例を記載したが、本実施の形態は１つのチャネルに複数の可変利得増幅器を備えている構成であれば、図７の構成に限定されるものではなく、可変利得増幅器間や可変利得増幅器後段に固定利得増幅器が挿入された構成なども有り得る。
【００５７】
さらに、各チャネルの増幅回路１にそれぞれ振幅モニタ回路２，４と比較器５とを設け、隣接する位置関係にあるチャネル間に比較器３を設けるようにすれば、３チャネル以上の並列増幅器に本実施の形態を適用できることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明は、複数チャネルの増幅器を並設した並列増幅器に適用することができる。
【符号の説明】
【００５９】
１−１，１−２…増幅回路、２−１，２−２，４−１，４−２…振幅モニタ回路、３，５−１，５−２…比較器、Ａ１０−１，Ａ１０−２，Ａ１２−１，Ａ１２−２…可変利得増幅器、Ａ１１−１，Ａ１１−２，Ａ１３−１，Ａ１３−２…固定利得増幅器、Ｒ１０−１，Ｒ１０−２，Ｒ１１−１，Ｒ１１−２…帰還抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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