(57)【要約】【課題】電子駆動回路を提供する。【解決手段】電子駆動回路は、エネルギー蓄積装置と、エネルギー蓄積装置に結合された第１のブリッジ回路とを含む。第１のブリッジ回路は、２つのスイッチを有する少なくとも１つの脚部を含む。電子駆動回路はまた、変圧器を含む。変圧器は、第１のブリッジ回路に結合された第１の巻線と、センタータップを介してエネルギー蓄積装置に結合された第２の巻線とを含む。電子駆動回路は、変圧器の第２の巻線に結合された第２のブリッジ回路をさらに含む。第２のブリッジ回路は、両方向に導通し、両方向に電圧を阻止するように動作可能な一対のスイッチを含む。電子駆動回路は、第２のブリッジ回路および制御器に結合されたＤＣバスをさらに含み、制御器は、エネルギー蓄積装置からのＤＣ電圧を降圧または昇圧してＤＣバスに供給すると共に、ＤＣバスからのＤＣ電圧を降圧または昇圧してエネルギー蓄積装置に供給するように構成される。【選択図】図１
2017221103.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子駆動回路であって、
エネルギー蓄積装置（１０２）と、
前記エネルギー蓄積装置（１０２）に結合され、２つのスイッチを有する少なくとも１つの脚部を含む第１のブリッジ回路（１０６）と、
変圧器（１２６）であって、
前記第１のブリッジ回路（１０６）に結合された第１の巻線（１２４）と、
センタータップ（１３９）を介して前記エネルギー蓄積装置（１０２）に結合された第２の巻線（１３６）と、を含む変圧器（１２６）と、
前記変圧器（１２６）の前記第２の巻線（１３６）に結合された第２のブリッジ回路（１３８）であって、両方向に導通し、両方向に電圧を阻止するように動作可能な一対のスイッチを含む第２のブリッジ回路（１３８）と、
前記第２のブリッジ回路（１３８）に結合されたＤＣバス（１６２）と、
制御器（１３２）であって、
前記エネルギー蓄積装置（１０２）からのＤＣ電圧を降圧または昇圧して前記ＤＣバス（１６２）に供給するステップと、
前記ＤＣバス（１６２）からのＤＣ電圧を降圧または昇圧して前記エネルギー蓄積装置（１０２）に供給するステップと、を行うように構成された制御器（１３２）と、を含む電子駆動回路。
【請求項２】
前記第１のブリッジ回路（１０６）と前記変圧器（１２６）の第１の巻線（１２４）との間に結合された共振回路（１７０）をさらに含む、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記共振回路（１７０）が、コンデンサ（１６０）に結合されたインダクタ（１５８）を含む、請求項２に記載の回路。
【請求項４】
前記制御器（１３２）が、前記第１のブリッジ回路（１０６）をパルス幅変調、可変周波数または位相シフトコンバータとして動作させ、前記第２のブリッジ回路（１３８）を整流器として動作させるように構成される、請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記制御器（１３２）が、前記第１のブリッジ回路（１０６）を全波ダイオード整流器として動作させ、前記第２のブリッジ回路（１３８）をパルス幅変調コンバータとして動作させるように構成される、請求項１に記載の回路。
【請求項６】
前記制御器（１３２）が、可変周波数およびパルス幅変調制御と組み合わせて、ブリッジ間位相シフト制御によって両方のブリッジを動作させるように構成される、請求項１に記載の回路。
【請求項７】
前記第２のブリッジ回路（１３８）とＤＣバス（１６２）との間に結合されたフィルタコンデンサおよびインダクタ（１５８）をさらに含む、請求項１に記載の回路。
【請求項８】
前記ＤＣバス（１６２）が、インバータ（１６６）および牽引モータ（１６８）を含む牽引駆動装置（１６４）に結合される、請求項１に記載の回路。
【請求項９】
前記ＤＣ電圧が回生制動を介して前記エネルギー蓄積装置（１０２）に供給される、請求項１に記載の回路。
【請求項１０】
電子駆動回路を動作させる方法であって、
２つのスイッチを有する少なくとも１つの脚部を含む第１のブリッジ回路（１０６）にエネルギー蓄積装置（１０２）を結合するステップと、
変圧器（１２６）の第１の巻線（１２４）を前記第１のブリッジ回路（１０６）に結合するステップと、
前記変圧器（１２６）の第２の巻線（１３６）をセンタータップ（１３９）を介して前記エネルギー蓄積装置（１０２）に結合するステップと、
第２のブリッジ回路（１３８）を前記変圧器（１２６）の前記第２の巻線（１３６）に結合するステップであって、前記第２のブリッジ回路（１３８）が、両方向に導通し、両方向に電圧を阻止するように動作可能な一対のスイッチを含むステップと、
ＤＣバス（１６２）を前記第２のブリッジ回路（１３８）に結合するステップと、
制御器（１３２）を、
前記エネルギー蓄積装置（１０２）からのＤＣ電圧出力を降圧または昇圧して前記ＤＣバス（１６２）に供給するプロセスと、
前記ＤＣバス（１６２）からのＤＣ電圧出力を降圧または昇圧して前記エネルギー蓄積装置（１０２）に供給するプロセスと、を行うように構成するステップと、を含む方法。
【請求項１１】
前記第１のブリッジ回路（１０６）と変圧器（１２６）との間に共振回路（１７０）を結合するステップをさらに含む、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記共振回路（１７０）が、コンデンサ（１６０）に結合されたインダクタ（１５８）を含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記第１のブリッジ回路（１０６）をパルス幅変調、可変周波数または位相シフトコンバータとして動作させ、前記第２のブリッジ回路（１３８）を整流器として動作させるように前記制御器（１３２）を構成するステップをさらに含む、請求項１０に記載の方法。
【請求項１４】
前記第１のブリッジ回路（１０６）を全波ダイオード整流器として動作させ、前記第２のブリッジ回路（１３８）をパルス幅変調コンバータとして動作させるように前記制御器（１３２）を構成するステップをさらに含む、請求項１０に記載の方法。
【請求項１５】
電気自動車であって、
エネルギー蓄積装置（１０２）と、
前記エネルギー蓄積装置（１０２）に結合され、２つのスイッチを有する少なくとも１つの脚部を含む第１のブリッジ回路（１０６）と、
前記第１のブリッジ回路（１０６）に結合された共振回路（１７０）と、
変圧器（１２６）であって、
前記共振回路（１７０）に結合された第１の巻線（１２４）と、
センタータップ（１３９）を介して前記エネルギー蓄積装置（１０２）に結合された第２の巻線（１３６）と、を含む変圧器（１２６）と、
前記変圧器（１２６）の前記第２の巻線（１３６）に結合された第２のブリッジ回路（１３８）であって、両方向に導通し、両方向に電圧を阻止するように動作可能な一対のスイッチを含む第２のブリッジ回路（１３８）と、
前記第２のブリッジ回路（１３８）に結合されたＤＣバス（１６２）と、
前記ＤＣバス（１６２）に結合された前記自動車の牽引駆動装置（１６４）と、
制御器（１３２）であって、
前記エネルギー蓄積装置（１０２）からのＤＣ電圧を降圧または昇圧して前記ＤＣバス（１６２）に供給するステップと、
前記ＤＣバス（１６２）からのＤＣ電圧を降圧または昇圧して前記エネルギー蓄積装置（１０２）に供給するステップと、を行うように構成された制御器（１３２）と、を含む電気自動車。
【請求項１６】
前記共振回路（１７０）が、コンデンサ（１６０）に結合されたインダクタ（１５８）を含む、請求項１５に記載の自動車。
【請求項１７】
前記制御器（１３２）が、前記第１のブリッジ回路（１０６）をパルス幅変調、可変周波数、または位相シフトコンバータとして動作させ、前記第２のブリッジ回路（１３８）を整流器として動作させるように構成される、請求項１５に記載の自動車。
【請求項１８】
前記制御器（１３２）が、前記第１のブリッジ回路（１０６）を全波ダイオード整流器として動作させ、前記第２のブリッジ回路（１３８）をパルス幅変調コンバータとして動作させるように構成される、請求項１５に記載の自動車。
【請求項１９】
前記第２のブリッジ回路（１３８）とＤＣバス（１６２）との間に結合されたフィルタコンデンサおよびインダクタ（１５８）をさらに含む、請求項１５に記載の自動車。
【請求項２０】
前記ＤＣ電圧が回生制動を介して前記エネルギー蓄積装置（１０２）に供給される、請求項１５に記載の自動車。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、概して、ハイブリッドおよび電気自動車を含む電気駆動システム、および過渡またはパルス負荷を受ける固定駆動装置に関し、より詳細には、蓄電装置と車両または駆動装置のＤＣバスとの間でエネルギーを移送するための双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）は、車両を推進させるために、内燃機関と、牽引バッテリなどのエネルギー蓄積装置によって動力供給される電気モータとを組み合わせてもよい。典型的には、ＨＥＶの電気モータは、内燃機関とトランスミッションとの間に結合され、トランスミッションを通じてトルク増加を利用する。そのような組み合わせは、内燃機関および電気モータがそれぞれ増大した効率のそれぞれの範囲で動作することを可能にすることによって、全体的な燃料効率を増大させることができる。例えば、電気モータは、定常始動から加速するのに効率的であり得るが、燃焼エンジンは、高速道路運転などの一定エンジン運転の持続期間中に効率的であり得る。初期加速を増強する電動機を有することにより、ＨＥＶ内の燃焼機関は、より小さく、より効率的になり得る。
【０００３】
純粋な電気自動車（ＥＶ）は、典型的には、蓄積された電気エネルギーを使用して、車両を推進する電気モータに動力を供給する。ＥＶは、１つ以上の蓄積された電気エネルギー源を使用してもよく、外部電源からのエネルギーを使用して牽引バッテリまたは他の蓄積装置を再充電するように構成される。例えば、蓄積エネルギーの第１の供給源（「エネルギー」供給源と呼ばれることもある）を使用して、より長持ちするエネルギーを提供してもよいし、蓄積エネルギーの第２の供給源（「電力」供給源と呼ばれることもある）を使用して、例えば、停止からの加速または運転中のブーストに対してより高い電力を提供してもよい。第１の供給源および第２の供給源は、例として、化学ベースのバッテリ、またはウルトラキャパシタを含んでいてもよい。典型的には、ＥＶ内の電気エネルギー源（エネルギーおよび／または電力バッテリ）は、プラグイン充電器または他の外部エネルギー源を介して充電される。典型的にプラグイン電力に完全に依存することで、ＥＶは、ＨＥＶに比べてエネルギー蓄積容量と走行距離が増加する可能性がある。
【０００４】
プラグインハイブリッド電気自動車（ＰＨＥＶ）は、内燃機関と、牽引バッテリなどのエネルギー蓄積装置によって動力供給される電気モータとの両方を含んでいてもよい。典型的には、ＰＨＥＶは、外部電源からのエネルギーを使用して牽引バッテリまたは他の蓄積装置を再充電するように構成される。したがって、プラグイン電力に完全に依存することで、ＰＨＥＶは、ＨＥＶに比べてエネルギー蓄積容量と走行距離が増加する可能性がある。
【０００５】
ＰＨＥＶには、一般に、並列と直列の２種類がある。並列ＰＨＥＶ構成では、電気モータは、内燃機関とトランスミッションとの間に結合され、ＨＥＶと同様に、内燃機関および電気モータがそれぞれ増大した効率のそれぞれの範囲で動作することを可能にする。直列ＰＨＥＶ構成では、電気モータは、エネルギー蓄積装置と車両駆動軸との間に結合され、内燃機関は、エネルギー蓄積装置に直接結合され、車両駆動軸には結合されない。直列ＰＨＥＶは、純粋な電気駆動システムに関して、内燃機関および例えば液体燃料蓄積システムを介したエネルギー蓄積システムへのエネルギー増強システムを有する延長航続距離電気自動車（ＥＲＥＶ）と呼ぶこともできる。
【０００６】
一般に、ＥＶ、ＨＥＶ、およびＰＨＥＶは、制動操作中にエネルギー蓄積装置を充電するための回生制動を含むのが通例である。また、そのような車両には、オンロードおよびオフロード車両、ゴルフカート、近隣用電気自動車、フォークリフトおよびユーティリティトラックが例として含まれてもよい。これらの車両は、車外の固定バッテリ充電器または車載バッテリ充電器のいずれかを使用して、電力系統または再生可能エネルギー源から車両の車載バッテリに電気エネルギーを移送できる。
【０００７】
このような車両はまた、ＤＣバス上の電圧を上昇（昇圧）または下降（降圧）させるためのＤＣ／ＤＣコンバータを含むことができる。従来のＤＣ／ＤＣコンバータは、１対のスイッチおよび１対のダイオードに結合されたインダクタを含む。各スイッチは、それぞれのダイオードに結合され、各スイッチ／ダイオード対は、それぞれの半位相モジュールを形成する。このトポロジでは、すべての電力がコンバータによって処理され、効率が低下している。さらに、このトポロジでは自由度が少なくなる。
【０００８】
したがって、ＤＣバスにエネルギーを供給し、１つ以上のエネルギー蓄積装置を充電するための広範囲な出力電圧を供給する、高効率の双方向昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータトポロジーが必要とされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】米国特許第９１６６４１５号明細書
【発明の概要】
【００１０】
一部の実施形態によって、電子駆動回路が開示される。電子駆動回路は、エネルギー蓄積装置と、エネルギー蓄積装置に結合された第１のブリッジ回路とを含む。第１のブリッジ回路は、２つのスイッチを有する少なくとも１つの脚部を含む。電子駆動回路はまた、変圧器を含む。変圧器は、第１のブリッジ回路に結合された第１の巻線と、センタータップを介してエネルギー蓄積装置に結合された第２の巻線とを含む。電子駆動回路は、変圧器の第２の巻線に結合された第２のブリッジ回路をさらに含む。第２のブリッジ回路は、両方向に導通し、両方向に電圧を阻止するように動作可能な一対のスイッチを含む。電子駆動回路は、第２のブリッジ回路および制御器に結合されたＤＣバスをさらに含み、制御器は、エネルギー蓄積装置からのＤＣ電圧を降圧または昇圧してＤＣバスに供給すると共に、ＤＣバスからのＤＣ電圧を降圧または昇圧してエネルギー蓄積装置に供給するように構成される。
【００１１】
一部の実施形態によって、電子駆動回路を操作する方法が開示される。この方法は、エネルギー蓄積装置を第１のブリッジ回路に結合するステップを含む。第１のブリッジ回路は、２つのスイッチを有する少なくとも１つの脚部を含む。この方法はまた、変圧器の第１の巻線を第１のブリッジ回路に結合し、変圧器の第２の巻線をセンタータップを介してエネルギー蓄積装置に結合するステップを含む。この方法は、第２のブリッジ回路を変圧器の第２の巻線に結合するステップをさらに含む。第２のブリッジ回路は、両方向に導通し、両方向に電圧を阻止するように動作可能な一対のスイッチを含む。この方法は、ＤＣバスを第２のブリッジ回路に結合するステップと、制御器を、エネルギー蓄積装置からのＤＣ電圧出力を降圧または昇圧してＤＣバスに供給すると共に、ＤＣバスからのＤＣ電圧出力を降圧または昇圧してエネルギー蓄積装置に供給するように構成するステップとを含む。
【００１２】
一部の実施形態によって、電気自動車が開示される。自動車は、エネルギー蓄積装置と、エネルギー蓄積装置に結合された第１のブリッジ回路とを含む。第１のブリッジ回路は、２つのスイッチを有する少なくとも１つの脚部を含む。自動車はまた、第１のブリッジ回路および変圧器に結合された共振回路を含み、変圧器は、共振回路に結合された第１の巻線と、センタータップを介してエネルギー蓄積装置に結合された第２の巻線とを含む。自動車は、変圧器の第２の巻線に結合された第２のブリッジ回路をさらに含む。第２のブリッジ回路は、両方向に導通し、両方向に電圧を阻止するように動作可能な一対のスイッチを含む。自動車はさらに、第２のブリッジ回路に結合されたＤＣバスと、ＤＣバスに結合された自動車の牽引駆動装置とを含む。自動車はまた、エネルギー蓄積装置からのＤＣ電圧を降圧または昇圧してＤＣバスに供給すると共に、ＤＣバスからのＤＣ電圧を降圧または昇圧してエネルギー蓄積装置に供給するように構成された制御器を含む。
【００１３】
様々な他の特徴および利点が、以下の詳細な説明および図面から明らかになるであろう。
【００１４】
本発明の利点を容易に理解するために、上で簡潔に説明した本発明のより具体的な説明が、添付の図面に示される特定の実施形態を参照して提供される。これらの図面は、本発明の例示的な実施形態を示しているにすぎず、したがって、その範囲を限定するものではないと理解され、本発明は、添付の図面を使用して追加の特異性および詳細を用いて説明および説明される。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の一実施形態による牽引システムの概略図である。
【図２】本発明の一実施形態による、エネルギー蓄積装置の電圧をステップアップすることによってエネルギー蓄積装置を放電するためのゲートシーケンスを示すパルスシーケンス図である。
【図３】本発明の一実施形態による、エネルギー蓄積装置の電圧をステップダウンすることによってエネルギー蓄積装置を放電するためのゲートシーケンスを示すパルスシーケンス図である。
【図４】本発明の一実施形態による、ＤＣバス電圧を上昇させることによってエネルギー蓄積装置を充電するためのゲートシーケンスを示すパルスシーケンス図である。
【図５】本発明の一実施形態による、ＤＣバス電圧をステップダウンすることによってエネルギー蓄積装置を充電するためのゲートシーケンスを示すパルスシーケンス図である。
【図６】本発明の別の実施形態による牽引システムの概略図である。
【図７】本発明の別の実施形態による牽引システムの概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本明細書では、部分電力処理双方向昇降圧コンバータトポロジーを開示する。双方向の電力フローは、回生制動モード中のバッテリ充電を可能にする。コンバータは、ステップアップ（昇圧）またはステップダウン（降圧）モードのどちらでも動作できるので、必要なモータ速度に応じてＤＣバス電圧を最適化することができる。
【００１７】
図１は、本発明の一実施形態による牽引システム１００の概略図を示す。牽引システム１００は、電気自動車（ＥＶ）、ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）、またはプラグインハイブリッド電気自動車（ＰＨＥＶ）などの車両に含まれてもよい。あるいは、牽引システム１００は、静止電気駆動システムに含まれてもよい。
【００１８】
牽引システム１００は、エネルギー蓄積装置１０２を含む。非限定的な例として、エネルギー蓄積装置１０２は、バッテリ、燃料バッテリ、またはウルトラキャパシタであってもよい。
【００１９】
エネルギー蓄積装置１０２は、ＤＣリンク１０４を介して第１のブリッジ回路１０６に結合される。第１のブリッジ回路１０６は、４つのスイッチ１０８〜１１４を含む。非限定的な例として、スイッチ１０８〜１１４は、ＳｉまたはＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＭＣＴ、サイリスタ、ＧＴＯ、ＩＧＣＴ、ＳｉＣ  ＪＦＥＴおよびＳｉ  ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ  ＨＥＭＴを有するカスコードスイッチ、およびＳｉスイッチ、またはＳｉ  ＩＧＢＴおよびＳｉＣショットキーダイオードのようなハイブリッドＳｉ／ＳｉＣ装置のようなクロススイッチであってもよい。第１のブリッジ回路１０６は、それぞれ対応するスイッチ１０８〜１１４と並列に結合された４つのダイオード１１６〜１２２をさらに含む。第１のブリッジ回路１０６は、接合部１２８および１３０を介して変圧器１２６の第１の巻線１２４に結合される。
【００２０】
例示的な実施形態では、第１のブリッジ回路１０６は、変圧器１２６の第１の巻線１２４に入力するために、エネルギー蓄積装置１０２からの入力電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）するために使用されてもよい。第１のブリッジ回路１０６のこのＰＷＭ機能は、制御線１３４を介してスイッチ１０８〜１１４に結合された制御器１３２によって制御される。制御器１３２は、ＰＷＭのデューティサイクル（すなわち、スイッチがオン／オフ状態を維持する時間）を制御することによって、スイッチ１０８〜１１４の動作を制御する。このようにして、エネルギー蓄積装置１０２からの入力電圧は、変圧器１２６による変圧器１２６の第２の巻線１３６の２次電圧への変換のために、第１の巻線１２４に入力されるＰＷＭ電圧に変換される。別の実施形態では、第１のブリッジ回路１０６は、可変周波数または位相シフト制御によって動作してもよい。これらの制御方法のいずれかを使用して、出力電圧を設定された基準値に調整することができる。可変周波数制御を使用して広い動作範囲にわたってより高い動作効率を達成することができ、ＰＷＭまたは位相シフトは動作範囲の限界のより近くで使用することができる。
【００２１】
第１のブリッジ回路１０６は、エネルギー蓄積装置１０２を充電するための電圧を出力する整流器としても動作することができる。この場合、スイッチ１０８〜１１４は、制御器１３２を介してオフのままである。あるいは、電力フローを調整してバッテリを充電するために、スイッチ１０８〜１１４を指定された位相シフト角度で切り替えてもよい。これらの動作は、非限定的な例として、回生制動中に発生することがある。
【００２２】
変圧器１２６の第２の巻線１３６は、第２のブリッジ回路１３８に結合される。変圧器１２６の第２の巻線１３６によって生成された２次電圧は、第２のブリッジ回路１３８に入力される。エネルギー蓄積装置１０２の入力電圧はまた、変圧器１２６の第２の巻線１３６のセンタータップ１３９に入力されて一部の入力電力が第１のブリッジ回路１０６をバイパスすることを可能にし、それによって牽引システム１００の総合効率が高まる。
【００２３】
部分的な電力処理とは、コンバータの定格を全電力定格より低くできることを意味する。バッテリ電圧範囲とＤＣバスに必要な最大電圧に応じて、コンバータは例として全定格の約６７％で設計できる。部分的な電力処理は、入力電力の一部が１００％の効率で出力に直接供給されるため、効率が高くなる。
【００２４】
第２のブリッジ回路１３８は、４つのスイッチ１４０〜１４６を含む。非限定的な例として、スイッチ１４０〜１４６は、ＳｉまたはＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＭＣＴ、サイリスタ、ＧＴＯ、ＩＧＣＴ、ＳｉＣ  ＪＦＥＴおよびＳｉ  ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ  ＨＥＭＴを有するカスコードスイッチ、およびＳｉスイッチ、またはＳｉ  ＩＧＢＴおよびＳｉＣショットキーダイオードのようなハイブリッドＳｉ／ＳｉＣ装置のようなクロススイッチであってもよい。あるいは、スイッチ１４０〜１４６は、逆阻止または逆導通ＩＧＢＴであってもよい。第２のブリッジ回路１３８は、それぞれ対応するスイッチ１４０〜１４６と並列に結合された４つのダイオード１４８〜１５４をさらに含む。スイッチ１４０〜１４６は、スイッチ１４０〜１４６の動作に応じて双方向に導通し、双方向に電圧を阻止するＡＣスイッチである。制御器１３２は、制御線１５６を介してスイッチ１４０〜１４６にさらに結合され、スイッチ１４０〜１４６の動作を制御して、第２のブリッジ回路１３８を整流器として動作させる。インダクタ１５８およびコンデンサ１６０も第２のブリッジ回路１３８に結合され、出力をフィルタリングする。このようにして、第２のブリッジ回路１３８は、負荷電圧をＤＣバス１６２に出力する。
【００２５】
例示的な実施形態では、ＤＣバス１６２は、牽引駆動装置１６４に結合される。牽引駆動装置は、牽引モータ１６８に結合されたインバータ１６６を含んでもよい。しかしながら、別の実施形態（図示せず）では、ＤＣバス１６２は、第２のエネルギー蓄積装置、インバータおよび電気モータを含む電気駆動装置、あるいはステッピングモータまたは補助負荷（例えば、エアコン、パワーウィンドウ、またはステレオシステム）のような、ＤＣ負荷のＤＣ電圧をさらに変換する別のＤＣ／ＤＣコンバータに結合できる。
【００２６】
第２のブリッジ回路１３８は、ＤＣバス１６２からの電圧を変圧器１２６の第２の巻線１３６にＰＷＭするためにも使用することができる。制御器１３２は、ＰＷＭデューティサイクルを制御することによってダイオード１４８〜１５４の動作を制御する。このようにして、ＤＣバス１６２からの電圧は、第２の巻線１３６に入力されたＰＷＭ電圧に変換され、エネルギー蓄積装置１０２を充電するために、変圧器１２６によって変圧器１２６の第１の巻線１２４の別の電圧に変換される。別の実施形態では、第２のブリッジ回路１３８は、可変周波数または位相シフト制御によって動作してもよい。これらの制御方法のいずれかを使用して、出力電圧を設定された基準値に調整することができる。可変周波数制御を使用して広い動作範囲にわたってより高い動作効率を達成することができ、ＰＷＭまたは位相シフトは動作範囲の限界のより近くで使用することができる。非限定的な例として、回生制動中にＰＷＭ、可変周波数、または位相シフト制御が行われることがある。
【００２７】
牽引システム１００は、第１のブリッジ回路１０６と変圧器１２６の第１の巻線１２４との間に共振回路１７０をさらに含むことができる。図１に示す例示的な実施形態では、共振回路１７０は、２つのインダクタ（ＬＬ）１７２および１７４、およびコンデンサ（Ｃ）１７６を含むＬＬＣ回路である。別の実施形態では、共振回路１７０は、ＬＣ並列回路またはＬＣＣ回路であってもよい。牽引システム１００に共振回路１７０を含めることにより、電力フローおよび電圧調整を制御するための自由度がより高くなる。共振回路１７０はまた、ソフトスイッチングを提供し、全体効率を改善する。スイッチ１０８〜１１４のスイッチング周波数は、共振タンクの利得を決定する。これにより、スイッチング周波数が直列共振周波数を下回っているか（ステップアップ）、または直列共振周波数を上回っているか（ステップダウン）によって、ステップアップ動作またはステップダウン動作が可能になる。共振コンバータの電圧利得は、動作周波数に依存する。非限定的な例としてのＬＬＣ共振回路の場合、電圧利得は直列共振周波数を下回って１より大きく、ステップアップ能力を提供する。電圧利得は、直列共振周波数を上回って１より小さく、ステップダウン動作を提供する。ＰＷＭ制御では、０．５のデューティ比が最も高い利得を提供し、その他のデューティ比はより低い利得を与える。ステップアップ能力とステップダウン能力の両方を組み合わせると、アクティブな装置のゼロ電圧スイッチング遷移を実現することにより、端子電圧の調整の柔軟性が高まり効率が向上する。
【００２８】
図２は、本発明の一実施形態による、放電中のステップアップモードにおけるゲートシーケンスを示すパルスシーケンス図１７８である。ステップアップモードでは、コンバータからの電力が出力に加えられて電圧が上昇する。パルスシーケンス図１７８は、単一の周期Ｔ中の様々な波形を示す。
【００２９】
エネルギー蓄積装置１０２の放電中のステップアップモードでは、第１のブリッジ回路１０６はＰＷＭコンバータとして動作してもよく、第２のブリッジ回路１３８は整流器として動作する。このように、スイッチ１０８〜１１４は、図２に示すようにパルス幅変調され、スイッチ１４０〜１４２はオンにされ、スイッチ１４４〜１４６はオフにされる。第１のブリッジ回路１０６のスイッチ１０８〜１１４が導通しているときは、変圧器１２６の第２の巻線１３６に電圧が印加される。ダイオード１５２〜１５４における瞬間出力は、エネルギー蓄積装置１０２の入力電圧に変圧器２次電圧を加えたものであり、これは入力電圧を変圧器巻数比Ｎp／Ｎsで割ったものに等しい。ＰＷＭデューティサイクルＤを０％から１００％まで変化させることによって、平均電圧出力は、入力電圧の最小値と、入力電圧の最大値に変圧器１２６の２次電圧出力によって与えられる昇圧を加えたものとの間で制御することができる。最大利得は５０％のデューティサイクルで発生し、デューティサイクルの高い値または低い値に対して対称的に低下する。インダクタ１５８およびコンデンサ１６０は、フィルタとして動作し、出力電圧を平滑化する。したがって、出力電圧はＶout＝Ｖin＋（Ｇａｉｎ）×Ｖinになる。ＰＷＭ動作の場合、電圧利得（Ｇａｉｎ）は２×Ｄ×（Ｎs／Ｎp）に等しくなる。
【００３０】
第１のブリッジ回路は、可変周波数コンバータとしても動作することができる。ＬＬＣ共振コンバータを使用する場合の可変周波数動作では、利得は
【００３１】
【数１】
2017221103.tif 000003
に等しくなり、Ｖout＝Ｖin（１±Ｇａｉｎ）となる。この計算では、ｆnは正規化されたスイッチング周波数
【００３２】
【数２】
2017221103.tif 000004
λはインダクタンス比、Ｑは品質係数である。第１のブリッジ回路が、ＰＷＭおよび周波数制御の組み合わせで動作する場合、電圧利得は合成値になる。第１のブリッジ回路が、ＰＷＭおよび周波数制御の組み合わせで動作する場合、電圧利得は合成値になる。
【００３３】
ＬＬＣ共振コンバータトポロジーでは、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成するためには、共振タンク電流が共振タンク電圧よりも弱まるように、スイッチング周波数を共振周波数より高くする必要がある。タンク電流を弱めると、装置の電源がオンになる前に負の装置電流が発生する。この負の電流は装置／スナバ容量を放電し、逆並列ダイオードを流れる。したがって、装置電圧は、装置がオンになる前にゼロに低下し、その結果ＺＶＳが達成される。
【００３４】
スイッチング周波数ｆsがｆm＜ｆs＜ｆrの範囲内であれば、装置のターンオフ電流は磁化電流に制限される。ここで、ｆmは、共振コンデンサと合成インダクタンスとの間の共振に起因する全体の共振周波数であり
【００３５】
【数３】
2017221103.tif 000005
に等しく、ｆrは、直列のインダクタとコンデンサとの間の共振に起因する直列共振周波数であり
【００３６】
【数４】
2017221103.tif 000006
に等しい。ｆrを超えると、ターンオフ電流がさらに増大し、その結果ターンオフ時にスイッチング損失が増加する。これを補償するために、スナバコンデンサを使用して、ターンオフ時にゼロ電圧に近づくように装置電圧を制限することができる。
【００３７】
共振回路の品質係数Ｑは
【００３８】
【数５】
2017221103.tif 000007
であり、ＺCはコンバータ特性インピーダンス
【００３９】
【数６】
2017221103.tif 000008
であり、Ｒacは直列共振コンバータの等価負荷抵抗
【００４０】
【数７】
2017221103.tif 000009
である。利得特性から低品質係数は、ｆrよりも低い利得選択性と、ｆrを超えるほぼ平坦な利得特性を提供する。品質係数が低いと、共振コンデンサ両端の電圧が低くなり、ターンオフ時のダイオード電圧に反映される。インダクタンス比
【００４１】
【数８】
2017221103.tif 000010
を変更することも、コンバータの利得特性に著しい影響を与える。インダクタンス比が低いと周波数感度が高くなるが、循環電流がより多くなる。インダクタンス比が高いと循環電流が少なくなり効率が良くなるが、利得特性はスイッチング周波数に比べて平坦である。このように、高い効率と低い部品応力を達成するために、変圧器は、品質係数を低くし、インダクタンス比を高くする必要がある。
【００４２】
他のタイプの共振タンクの場合、利得は適宜変化するが、分析結果は上述のＬＬＣ共振コンバータトポロジーに類似している。ＬＣ直列共振コンバータの場合、利得は
【００４３】
【数９】
2017221103.tif 000011
に等しくなる。ＬＣ並列共振コンバータの場合、利得は
【００４４】
【数１０】
2017221103.tif 000012
に等しくなる。ＬＣＣ直列並列共振コンバータの場合、利得は
【００４５】
【数１１】
2017221103.tif 000013
に等しくなる。
【００４６】
図３は、本発明の一実施形態による、放電中のステップダウンモードにおけるゲートシーケンスを示すパルスシーケンス図１８０である。ステップダウンモードでは、入力電圧は所望の出力電圧よりも大きい。パルスシーケンス図１８０は、単一の周期Ｔ中の様々な波形を示す。
【００４７】
エネルギー蓄積装置１０２の放電中のステップダウンモードでは、第１のブリッジ回路１０６は全波ダイオード整流器として動作し、第２のブリッジ回路１３８はＰＷＭコンバータとして動作する。このように、図３に示すように、スイッチ１０８〜１１４および１４４〜１４６はオフにされ、スイッチ１４０〜１４２はパルス幅変調される。ステップダウン動作では、変圧器１２６の第２の巻線１３６は第１の巻線として動作し、変圧器１２６の第１の巻線１２４は第２の巻線として動作する。
【００４８】
第２のブリッジ回路１３８の出力電圧は、第１のブリッジ回路１０６に再循環される。スイッチ１４０〜１４２のデューティサイクルを変化させることにより、第２のブリッジ回路１３８の入力電圧と出力電圧との比が制御される。エネルギー蓄積装置１０２の入力電圧が第２のブリッジ回路１３８の出力電圧を固定するので、デューティサイクルを変化させる効果は、第１のブリッジ回路１０６と出力電圧との間の電圧降下を変化させることである。スイッチ１４０〜１４２は、一方または両方のスイッチが常にオンになるように制御され、スイッチングサイクル中であっても両方が同時にオフになることはない。両方のスイッチが導通しているとき、第２のブリッジ回路１３８の入力に電圧降下がないので、出力電圧はその入力電圧に等しい。１つのスイッチが開いているとき、変圧器１２６の両端の電圧は、エネルギー蓄積装置１０２の入力電圧に等しくなるが、それは両端の電圧が第１のブリッジ回路１０６によってその値にクランプされているからである。したがって、第２のブリッジ回路１３８の両端の入力電圧は、エネルギー蓄積装置１０２の入力電圧を変圧器巻数比で割ったものに等しくなる。デューティサイクルを変化させることにより、第２のブリッジ回路１３８を横切って低下した平均電圧、したがって出力電圧が制御される。したがって、出力電圧はＶout＝Ｖin−２×Ｖin×（１−Ｄ）×（Ｎs／Ｎp）になる。
【００４９】
第２のブリッジ回路は、可変周波数コンバータとしても動作することができる。ＬＬＣ共振コンバータを使用する場合の可変周波数動作では、利得は
【００５０】
【数１２】
2017221103.tif 000014
に等しくなり、Ｖout＝Ｖin（１±Ｇａｉｎ）となる。
【００５１】
図４は、本発明の一実施形態によるＤＣバス１６２からの入力電圧をステップアップすることによってエネルギー蓄積装置１０２を充電するためのゲートシーケンスを示すパルスシーケンス図１８２である。この場合、第１のブリッジ回路１０６は全波整流器として動作し、第２のブリッジ回路１３８はＰＷＭコンバータとして動作する。このように、図４に示すように、スイッチ１０８〜１１４はオフにされ、スイッチ１４０〜１４２はオンにされ、スイッチ１４４〜１４６はパルス幅変調される。
【００５２】
第１のブリッジ回路１０６の出力電圧は、第２のブリッジ回路１３８に再循環される。スイッチ１４４〜１４６のデューティサイクルを変化させることにより、第１のブリッジ回路１０６の入力電圧と出力電圧との比が制御される。ＤＣバス１６２の入力電圧が第１のブリッジ回路１０６の出力電圧を固定するので、デューティサイクルを変化させる効果は、第２のブリッジ回路１３８と出力電圧との間の電圧降下を変化させることである。スイッチ１４４〜１４６は、一方または両方のスイッチが常にオンになるように制御され、スイッチングサイクル中であっても両方が同時にオフになることはない。両方のスイッチが導通しているとき、第２のブリッジ回路１３８の入力に電圧降下がないので、出力電圧はその入力電圧に等しい。１つのスイッチが開いているとき、変圧器１２６の両端の電圧は、ＤＣバス１６２の入力電圧に等しくなるが、それは両端の電圧が第２のブリッジ回路１３８によってその値にクランプされているからである。したがって、第１のブリッジ回路１０６の両端の入力電圧は、ＤＣバス１６２の入力電圧を変圧器巻数比で割ったものに等しくなる。ＰＷＭデューティサイクルを変化させることにより、エネルギー蓄積装置１０２を充電するための平均電圧出力は、入力電圧の最小値と、入力電圧の最大値に変圧器１２６からの電圧出力によって与えられる昇圧を加えたものとの間で制御することができる。したがって、出力電圧はＶout＝Ｖin＋２×Ｄ×（Ｎs／Ｎp）×Ｖinになる。
【００５３】
第２のブリッジ回路は、可変周波数コンバータとしても動作することができる。ＬＬＣ共振コンバータを使用する場合の可変周波数動作では、利得は
【００５４】
【数１３】
2017221103.tif 000015
に等しくなり、Ｖout＝Ｖin（１±Ｇａｉｎ）となる。第１のブリッジ回路が、ＰＷＭおよび周波数制御の組み合わせで動作する場合、電圧利得は合成値になる。
【００５５】
図５は、本発明の一実施形態による、入力電圧をステップダウンすることによってエネルギー蓄積装置を充電するためのゲートシーケンスを示すパルスシーケンス図１８４である。この場合、ブリッジ回路１０６および１３８の両方ともが可変周波数コンバータとして動作している。このように、図４に示すように、スイッチ１４０〜１４２はオフにされ、スイッチ１０８〜１１４および１４４〜１４６は位相シフトされる。可変周波数は、２つのブリッジ１０６と１３８との間の利得を調整するために使用される。２つのブリッジ１０６と１３８との間の位相シフトは、２つの側の間を流れる電流の量を調整する。この動作モードは、共振デュアルアクティブブリッジに類似している。電力フローの方向を維持してエネルギー蓄積装置１０２を充電するために、スイッチ１４０〜１４２はオフにされる。ソフトスイッチングが依然として生じ、ここで第１のブリッジ回路１０６はゼロ電流スイッチング下で動作し、第２のブリッジ回路１３８はゼロ電圧スイッチング下で動作する。利得は、
【００５６】
【数１４】
2017221103.tif 000016
に等しくなり、Ｖout＝Ｖin（１±Ｇａｉｎ）となる。
【００５７】
図６は、本発明の別の実施形態による牽引システム１８６の概略図である。牽引システム１００に共通する要素および構成要素は、本明細書では適宜同じ部品番号を付して参照される。このハーフブリッジの実施形態では、スイッチ１０８〜１１０は、第１のハーフブリッジ１９２内のコンデンサ１８８〜１９０と置き換えられる。変圧器１２６の第２の巻線１３６は、接合部１９６および１９８を介して第２のハーフブリッジ１９４に結合される。第２のハーフブリッジ１９４は、接合部１９６を介して結合された４つのスイッチ２００〜２０６を含み、各スイッチは、対応するダイオード２０８〜２１４と並列に結合される。第２のハーフブリッジ１９４は、接合部１９８を介して結合された２つのコンデンサ２１６〜２１８をさらに含む。共振回路１７０は、変圧器１２６の第１のハーフブリッジ１９２と第１の巻線１２４との間に含まれてもよい。
【００５８】
牽引システム１８６は、前述の実施形態と同様に動作する。図２に対応する放電ステップアップモードでは、スイッチ１１２および１１４は、第１のブリッジ１９２上で（ＰＷＭまたは可変周波数制御のいずれかを介して）スイッチングされる。第２のブリッジ１９４では、スイッチ２００および２０４はオフにされ、スイッチ２０２および２０６はオンにされる。図３に対応する放電ステップダウンモードでは、スイッチ１１２〜１１４、２００、２０４はオフにされ、スイッチ２０２、２０６は（ＰＷＭまたは可変周波数制御のいずれかを介して）スイッチングされる。図４に対応する充電ステップアップモードでは、スイッチ１１２〜１１４、２０２、および２０６はオフにされ、スイッチ２００および２０４は（充電電流および利得を調整するためにＰＷＭまたは可変周波数制御のいずれかを介して）スイッチングされる。図５に対応する充電ステップダウンモードでは、スイッチ２０２および２０６はオフにされ、スイッチ１１２〜１１４、２００および２０４は（ＰＷＭまたは可変周波数制御のいずれかを介して）スイッチングされる。可変周波数制御は利得を調整し、第１のブリッジ１９２および第２のブリッジ１９４間の位相シフトは充電電流を調整する。この実施形態では、第２のブリッジ１９４は倍電圧整流器として動作し、より高い電圧利得が必要とされる用途に使用することができる。
【００５９】
図７は、本発明の別の代替の実施形態による牽引システム２２２の概略図である。牽引システム１００に共通する要素および構成要素は、本明細書では適宜同じ部品番号を付して参照される。このフルブリッジの実施形態では、追加のコンデンサ２２４が第１のフルブリッジ２２６に含まれる。変圧器１２６の第２の巻線１３６は、接合部２３０および２３２を介して第２のフルブリッジ２２８に結合される。第２のフルブリッジ２２８は、接合部２３０を介して結合された４つのスイッチ２３４〜２４０を含み、各スイッチは、対応するダイオード２４２〜２４８と並列に結合される。第２のフルブリッジ２２８は、接合部２３２を介して結合された４つのスイッチ２５０〜２５６をさらに含み、各スイッチは対応するダイオード２５８〜２６４と並列に結合される。共振回路１７０は、変圧器１２６の第１のフルブリッジ２２６と第１の巻線１２４との間に含まれてもよい。
【００６０】
牽引システム２２２は、前述の実施形態と同様に動作するが、より高出力の用途に適している。図２に対応する放電ステップアップモードでは、スイッチ１０８〜１１４は（ＰＷＭまたは可変周波数制御を介して）スイッチングされる。第２のブリッジ２２８は、スイッチ２３４、２３８、２５０、および２５４がオフにされ、スイッチ２３６、２４０、２５２および２５６がオンにされるように、整流器モードで動作する。図３に対応する放電ステップダウンモードでは、スイッチ１０８〜１１４がオフにされる。スイッチ２３４、２３８、２５０および２５４もオフにされ、スイッチ２３６、２４０、２５２および２５６は（電圧利得を調整するためにＰＷＭまたは可変周波数制御を介して）スイッチングされる。図４に対応する充電ステップアップモードでは、スイッチ１０８〜１１４はオフにされる。スイッチ２３６、２４０、２５２および２５６はオフにされ、スイッチ２３４、２３８、２５０、および２５４は（電圧利得および充電電流を調整するためのＰＷＭまたは可変周波数制御を介して）スイッチングされる。図５に対応する充電ステップダウンモードでは、スイッチ１０８〜１１４は（ＰＷＭおよび／または可変周波数制御を介して）スイッチングされる。スイッチ２３６、２４０、２５２および２５６はオフにされ、スイッチ２３４、２３８、２５０、および２５４は（ＰＷＭおよび／または電圧利得を調整するための可変周波数制御を介して）スイッチングされる。充電電流は、スイッチ２３４、２３８、２５０、および２５４と第１のブリッジスイッチ１０８〜１１４との間の位相シフトによって制御される。
【００６１】
上述の実施形態は、本発明の原理の応用を例示するにすぎない。本発明は、その精神または本質的な特徴から逸脱することなく、他の特定の形態で具体化することができる。特許請求の範囲の均等物の意図および範囲内に入るすべての変更は、その範囲内に包含されるべきである。したがって、本発明は、本発明の最も実用的で好ましい実施形態であると現在見なされているものに関連する特徴および詳細を用いて上に十分に説明されているが、当業者には、特許請求の範囲に記載の本発明の原理および概念から逸脱することなく多くの修正を行えることが明白である。
【符号の説明】
【００６２】
１００  牽引システム
１０２  エネルギー蓄積装置
１０４  ＤＣリンク
１０６  第１のブリッジ回路
１０８  第１のブリッジスイッチ
１１２  スイッチ
１１６  ダイオード
１２４  第１の巻線
１２６  変圧器
１２８  接合部
１３２  制御器
１３４  制御線
１３６  第２の巻線
１３８  第２のブリッジ回路
１３９  センタータップ
１４０  スイッチ
１４４  スイッチ
１４８  ダイオード
１５２  ダイオード
１５６  制御線
１５８  インダクタ
１６０  コンデンサ
１６２  ＤＣバス
１６４  牽引駆動装置
１６６  インバータ
１６８  牽引モータ
１７０  共振回路
１７８  パルスシーケンス図
１８０  パルスシーケンス図
１８２  パルスシーケンス図
１８４  パルスシーケンス図
１８６  牽引システム
１８８  コンデンサ
１９２  第１のハーフブリッジ
１９４  第２のハーフブリッジ
１９６  接合部
１９８  接合部
２００  スイッチ
２０２  スイッチ
２０６  スイッチ
２０８  ダイオード
２１６  コンデンサ
２２２  牽引システム
２２４  コンデンサ
２２６  第１のフルブリッジ
２２８  第２のフルブリッジ
２３０  接合部
２３２  接合部
２３４  スイッチ
２３６  スイッチ
２３８  スイッチ
２４０  スイッチ
２４２  ダイオード
２５０  スイッチ
２５２  スイッチ
２５８  ダイオード
【図１】
2017221103.tif 000017
【図２】
2017221103.tif 000018
【図３】
2017221103.tif 000019
【図４】
2017221103.tif 000020
【図５】
2017221103.tif 000021
【図６】
2017221103.tif 000022
【図７】
2017221103.tif 000023
【外国語明細書】
2017221103000001.pdf