(57)【要約】      （修正有）【課題】ＡＣ入力電圧から比較的高力率で動作するように構成された電源を提供する。【解決手段】ＡＣ−ＤＣ電源５００は、入力に結合されたＤＣ−ＤＣ変換装置を含む。ＡＣ−ＤＣ電源の入力は、ＡＣ入力電圧５０４とＡＣ入力電流５０２とを受信する。ＤＣ−ＤＣ変換装置は、調節対象出力５４６と蓄積器出力５３４とを含む。制御装置５６２は、ＤＣ−ＤＣ変換装置から検出信号を受信し、検出信号に応答して、ＤＣ−ＤＣ変換装置を制御して、調節対象出力を調節する。また、制御装置は、ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように、ＡＣ入力電流の波形を制御する。調節器回路５４０は、調節対象出力と蓄積器出力とに結合される。制御装置はさらに、調節器回路を通した蓄積器出力から調節対象出力へのエネルギーの伝達を制御する。【選択図】図５
2017221101.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ−ＤＣ電源であって、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力に結合されたＤＣ−ＤＣ変換装置であって、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力が、ＡＣ入力電圧とＡＣ入力電流とを受信するように結合され、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、調節対象出力と蓄積器出力とを含む、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置から検出信号を受信するように結合された制御装置であって、
前記制御装置が、前記検出信号に応答して、前記調節対象出力を調節するように前記ＤＣ−ＤＣ変換装置を制御するように結合され、
前記制御装置が、前記ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように前記ＡＣ入力電流の波形を制御するようにさらに結合された、
前記制御装置と、
前記調節対象出力と前記蓄積器出力とに結合された調節器回路であって、
前記制御装置が、前記調節器回路を通した前記蓄積器出力から前記調節対象出力へのエネルギーの伝達を制御するように前記調節器回路に結合された、
前記調節器回路と、
を備える、
ＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項２】
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力と前記ＤＣ−ＤＣ変換装置とに結合された整流器をさらに備え、
前記整流器が、前記ＤＣ−ＤＣ変換装置にＤＣ入力電圧とＤＣ入力電流とを提供するように結合された、
請求項１に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項３】
前記調節対象出力と前記蓄積器出力とが、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からガルバニック直流絶縁された、請求項１に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項４】
前記調節器回路が、線形調節器である、請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項５】
前記調節器回路が、スイッチング調節器である、請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項６】
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、フライバック変換装置である、請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項７】
前記調節器回路が、前記制御装置から調節器回路駆動信号を受信するように結合された、請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項８】
前記制御装置が、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置のエネルギー伝達素子の一次巻線に結合された入力スイッチに第１のドライブ信号を提供するように結合された入力制御装置と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置の前記エネルギー伝達素子の出力巻線に結合された出力スイッチに第２のドライブ信号を提供するように結合された出力制御装置と、
を備える、
請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項９】
前記入力制御装置が、前記出力制御装置からガルバニック直流絶縁された、請求項８に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項１０】
前記調節器回路が、バック型変換装置である、請求項５に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項１１】
前記調節器回路が、ブースト型変換装置である、請求項５に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項１２】
前記調節対象出力が、負荷に電力を提供するように結合され、
前記ＡＣ−ＤＣ電源が、前記蓄積器出力に結合された蓄積器コンデンサをさらに備え、
前記蓄積器出力は、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から受信された瞬時電力が前記負荷により受信された電力より大きいとき、前記蓄積器コンデンサを充電するように結合され、
前記蓄積器出力は、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から受信された前記瞬時電力が前記負荷により受信された電力未満であるとき、前記蓄積器コンデンサを放電するように結合された、
請求項１に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項１３】
前記バック型変換装置が、前記制御装置から調節器回路駆動信号を受信して、スイッチング調節器として動作するように結合された、請求項１０に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項１４】
前記バック型変換装置が、前記制御装置から調節器回路駆動信号を受信して、線形調節器として動作するように結合された、請求項１０に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項１５】
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置から前記制御装置により受信される前記検出信号は、出力電圧検出信号と、蓄積器電圧検出信号と、入力電圧検出信号と、入力電流検出信号とを含む、請求項１に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
【請求項１６】
ＡＣ−ＤＣ電源の調節対象出力を提供する方法であって、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力においてＡＣ入力電圧を受信することと、
ＡＣ入力電流の形状を制御して、ＡＣ入力電圧の形状に近づけることと、
前記ＡＣ入力電流の大きさを制御して、前記ＡＣ入力電圧の半周期中に調節対象出力により要求される平均電力を提供することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力において受信されたエネルギーを、前記ＡＣ入力電圧の前記半周期中、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力と前記ＡＣ−ＤＣ電源の蓄積器出力とに伝送することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からの十分なエネルギーを伝送して前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を調節することと、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力において受信されたエネルギーが前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を提供するには十分である場合、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力に前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からの余剰エネルギーを伝送することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力にエネルギーを伝送することと、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力において受信されたエネルギーが前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を提供するには十分ではない場合、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力からのエネルギーを伝達して前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を調節することと、
を含む、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を提供する方法。
【請求項１７】
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力における前記ＡＣ入力電圧を整流することをさらに含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力電圧を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力電流を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の出力電圧を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の蓄積器電圧を検出することと、
をさらに含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項１９】
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力電圧を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力電流を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の出力電流を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の蓄積器電圧を検出することと、
をさらに含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項２０】
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力と前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力とから前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力をガルバニック直流絶縁すること、
をさらに含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項２１】
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力に前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からの前記余剰エネルギーを伝送することが、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からの前記余剰エネルギーを使用して、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力に結合された蓄積器コンデンサを充電することを含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項２２】
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力からのエネルギーを伝達して前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を調節することは、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力に結合された蓄積器コンデンサを前記ＡＣ−ＤＣ電源の出力に放電して、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記出力を調節することを含む、
請求項１６に記載の方法。
【請求項２３】
ＡＣ−ＤＣ電源において使用される制御装置であって、
ＤＣ−ＤＣ変換装置から検出信号を受信するように結合された検出信号入力であって、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力に結合され、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力が、ＡＣ入力電圧とＡＣ入力電流とを受信するように結合され、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、調節対象出力と蓄積器出力とを含む、
前記検出信号入力と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置に結合された駆動信号出力であって、
前記駆動信号出力が、前記ＤＣ−ＤＣ変換装置を制御して、前記検出信号に応答して、前記調節対象出力を調節するように結合され、
前記駆動信号出力が、前記ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように前記ＡＣ入力電流の波形を制御するようにさらに結合された、
前記駆動信号出力と、
を備える、
ＡＣ−ＤＣ電源において使用される制御装置。
【請求項２４】
整流器が、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力と前記ＤＣ−ＤＣ変換装置とに結合され、
前記整流器が、前記ＤＣ−ＤＣ変換装置にＤＣ入力電圧とＤＣ入力電流とを提供するように結合された、
請求項２３に記載の制御装置。
【請求項２５】
前記調節対象出力と前記蓄積器出力とが、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からガルバニック直流絶縁された、
請求項２３に記載の制御装置。
【請求項２６】
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、フライバック変換装置である、
請求項２５に記載の制御装置。
【請求項２７】
前記制御装置が、調節器回路に結合された調節器回路駆動信号出力を含み、
前記調節器回路が、前記調節対象出力と前記蓄積器出力とに結合され、
前記調節器回路駆動信号出力が、前記調節器回路を通した前記蓄積器出力から前記調節対象出力へのエネルギーの伝達を制御するように結合された、
請求項２５に記載の制御装置。
【請求項２８】
前記調節器回路が、線形調節器である、請求項２７に記載の制御装置。
【請求項２９】
前記調節器回路が、スイッチング調節器である、請求項２７に記載の制御装置。
【請求項３０】
前記調節器回路が、前記調節器回路駆動信号出力から調節器回路駆動信号を受信するように結合された、請求項２７に記載の制御装置。
【請求項３１】
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置のエネルギー伝達素子の一次巻線に結合された入力スイッチに、前記駆動信号出力を通して第１のドライブ信号を提供するように結合された入力制御装置と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置の前記エネルギー伝達素子の出力巻線に結合された出力スイッチに、前記駆動信号出力を通して第２のドライブ信号を提供するように結合された出力制御装置と、
をさらに備える、請求項２５に記載の制御装置。
【請求項３２】
前記入力制御装置が、前記出力制御装置からガルバニック直流絶縁された、請求項３１に記載の制御装置。
【請求項３３】
前記調節器回路が、ブースト型変換装置である、請求項２９に記載の制御装置。
【請求項３４】
前記調節器回路が、バック型変換装置である、請求項２９に記載の制御装置。
【請求項３５】
前記バック型変換装置が、前記調節器回路駆動信号出力から調節器回路駆動信号を受信して、スイッチング調節器として動作するように結合された、請求項３４に記載の制御装置。
【請求項３６】
前記バック型変換装置が、前記調節器回路駆動信号出力から調節器回路駆動信号を受信して、線形調節器として動作するように結合された、請求項３４に記載の制御装置。
【請求項３７】
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置から前記検出信号入力により受信された前記検出信号が、複数の検出信号入力において受信された複数の検出信号の１つであり、
前記検出信号が、出力電圧検出信号と蓄積器電圧検出信号と入力電圧検出信号と入力電流検出信号とを含む、
請求項２３に記載の制御装置。
【請求項３８】
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置から前記検出信号入力により受信された前記検出信号が、複数の検出信号入力において受信された複数の検出信号の１つであり、
前記検出信号が、出力電流検出信号と蓄積器電圧検出信号と入力電圧検出信号と入力電流検出信号とを含む、
請求項２３に記載の制御装置。
【請求項３９】
前記調節対象出力が、負荷に電力を提供するように結合され、
前記ＡＣ−ＤＣ電源が、前記蓄積器出力に結合された蓄積器コンデンサをさらに備え、
前記蓄積器出力は、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から受信された瞬時電力が前記負荷により受信された電力より大きいとき、前記蓄積器コンデンサを充電するように結合され、
前記蓄積器出力は、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から受信された前記瞬時電力が前記負荷により受信された電力未満であるとき、前記蓄積器コンデンサを放電するように結合された、
請求項２３に記載の制御装置。
【請求項４０】
前記制御装置は、前記蓄積器コンデンサにおける電圧が最大値を上回ったとき、前記ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように前記ＡＣ入力電流の波形の制御を一時的に中断するように結合された、
請求項３９に記載の制御装置。
【請求項４１】
前記制御装置は、前記蓄積器コンデンサにおける電圧が最小値未満であるとき、前記ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように、前記ＡＣ入力電流の波形の制御を一時的に中断するように結合された、
請求項３９に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、電源に関し、より具体的には、本発明は、ＡＣ入力電圧から比較的高力率で動作するように構成された電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
典型的なスイッチング電源用途において、ＡＣ−ＤＣ電源は、商用電源から、公称１００から２７７ボルトＲＭＳ（ｒｏｏｔ  ｍｅａｎ  ｓｑｕａｒｅ）（二乗平均平方根）の間である入力を受信する。世界の様々な地域において、ＡＣ入力電圧は、公称５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数に対応した周期をもつ正弦関数として変化する。電源のスイッチは、典型的にはＡＣ入力電圧の周波数より千倍を越える大きな速度で制御回路によりスイッチオンおよびスイッチオフされて、例えば、照明のための発光ダイオード（ＬＥＤ：ｌｉｇｈｔ  ｅｍｉｔｔｉｎｇ  ｄｉｏｄｅ）負荷に電流を提供するのに適し得る調節対象出力を提供する。本開示において、主にＬＥＤ負荷が例示的な負荷として使用されるが、定電圧と定電流とのいずれか、または、定電圧と定電流との両方の組み合わせの出力特性を要求する多くの他の種類の負荷、例えば、本発明の教示による利益を享受し得るモバイル電子製品の電池などが存在することが理解される。典型的な用途において、負荷、温度、または入力電圧の変化によりもたらされる一定の出力電圧または一定の出力電流における変化は望ましくない。負荷、入力電圧、温度などの変化に対して、調節される電圧または電流が比較的一定に留まるように調節対象出力を提供することが望ましい。ＬＥＤ負荷の場合、ＬＥＤが比較的一定の強度で照明を提供することを確実にするため定電流出力が望ましい。比較的一定の出力電流を使用することで、ＬＥＤ列にかかる電圧が比較的一定となるので、ＡＣ−ＤＣ電源はＬＥＤ負荷に比較的一定の出力電力を提供する。ＡＣ入力電圧は、正弦関数のＡＣライン周期中に、自然に一定の速度でエネルギーを提供するわけではないので、電源が非一定の速度で入力からエネルギーを取り出して、一定の速度でそのエネルギーを出力に伝送することを可能にするエネルギー蓄積能力を、電源がもたなければならない。典型的には、エネルギーは、電力変換段への入力において蓄積コンデンサに、整流された入力電圧として蓄積される。しかし、この構成において、蓄積コンデンサはその電流の大部分を、ＡＣ入力からＡＣ電圧のピークにおいて引き出し、ＲＭＳ入力電流を増やし、多くの用途において望ましくないライン周波数高調波を生成する。
【発明の概要】
【０００３】
ＬＥＤに調節対象電流を提供するＡＣ−ＤＣ電源は、典型的には、後述のように力率、効率、および場合によってはガルバニック直流絶縁に関する要求を満たさなければならない。設計者は、最小コストで満足のいく解決策を提供するという困難に直面する。
【０００４】
商用電源は、電源コンセントに、大きさ、周波数、および高調波成分の規格に適合する波形をもつＡＣ電圧を提供するが、コンセントから引き出される電流は、ＡＣ電圧を受信する電源の特性により規定される。理想的な電流波形は、コンセントからの電圧の波形に一致し、この２つが、同時にゼロと交差する。言い換えると、理想的な入力電流の波形は、入力電圧の波形に比例する。コンセントから引き出される電流がＡＣ電圧波形にどれだけ近く一致するかという測定基準が力率である。ＡＣ入力電圧の全周期のいずれにおいても、理想的な電流は、コンセントからの平均電力を電圧のＲＭＳ値で割った値に等しいＲＭＳ値をもつ。１００％の力率が理想である。言い換えると、電流が理想的な特性をもつとき、ＲＭＳ電圧とＲＭＳ電流との積は、コンセントからの電力に等しい。ＬＥＤのための電源は、例えば、典型的には、規制上の要求を満たすには力率補正を備えなければならない。力率補正を備えない電源が５０％未満の力率であり得るのに対し、９０％より大きな力率は、典型的には、入力電流に関する規格を満たすことが要求される。
【０００５】
安全に関する機関は、一般に、電源が入力と出力との間でガルバニック直流絶縁を提供することを要求する。ガルバニック直流絶縁は、電源の入力と出力との間でＤＣ電流を防止する。言い換えると、ガルバニック直流絶縁付き電源の入力端子と出力端子との間に印加された高ＤＣ電圧は、電源の入力端子と出力端子との間でＤＣ電流を実質的に生成しない。ガルバニック直流絶縁に関する要求は、電源のコストに寄与する複雑なものである。
【０００６】
ガルバニック直流絶縁付き電源は、入力を出力から電気的に分離する絶縁バリアを維持しなければならない。エネルギーが絶縁バリアをまたいで伝達されて、出力に電力を提供しなければならず、多くの場合、フィードバック信号の形態の情報が絶縁バリアをまたいで伝達されて、出力を調節する。ガルバニック直流絶縁は、典型的には、電磁および電気光学装置を使用して達成される。入力と出力との間でエネルギーを伝達して出力電力を提供するため、変圧器および結合インダクタなどの電磁装置が一般的に使用されるのに対し、電気光学装置または電磁装置は、入力と出力との間におけるエネルギーの伝達を制御するため出力と入力との間で信号を伝達するために使用され得る。
【０００７】
ガルバニック直流絶縁付きＡＣ−ＤＣ電源において高力率を達成するための一般的な解決策は、２つの電力変換段を使用する。その入力において蓄積コンデンサを含まず、およびガルバニック直流絶縁を備えない１段は、高力率を維持するようにＡＣ入力電流を形作るように構成され、蓄積コンデンサにかかる中間出力電圧を提供する。中間出力電圧は、整流されたＡＣ入力電圧より大きなＤＣ電圧である。蓄積コンデンサにおける中間電圧は、何百ボルトかであり得る。中間出力は、ガルバニック直流絶縁を備える第２の電力変換段と、最終出力を調節する制御回路とへの入力である。第１段の出力は、典型的には、蓄積コンデンサに入力からの非一定のエネルギーを蓄積し、次に、出力への一定の速度での伝送のため、第２段にエネルギーを提供する。高電圧エネルギー蓄積を伴う１つを上回る電力変換段の使用は、電源のコストを上げ、複雑さを高める。
【０００８】
以下の図を参照しながら、本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態が説明され、異なる図の中の同様な参照符号は、別段の指定がない限り、同様な部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の教示に従った、出力にエネルギー蓄積器を含む例示的な力率補正付きＡＣ−ＤＣ電源の機能ブロック図である。
【図２】本発明の教示に従った、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源における、時間の関数としての入力電力を示すグラフである。
【図３】本発明の教示に従った、蓄積器コンデンサにおける電圧と、調節器回路からの電流と、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源のための入力電力とを描いたタイミング図である。
【図４】本発明の教示に従った、フライバック変換装置を含む例示的なＡＣ−ＤＣ電源の主な特徴を示す概略図である。
【図５】本発明の教示に従った、制御装置と調節器回路とスイッチとのさらなる詳細を示す、フライバック変換装置を含む例示的なＡＣ−ＤＣ電源の概略図である。
【図６】本発明の教示に従った、複数の出力を含むように図５に示す電源がどのように拡張され得るかを示す概略図である。
【図７】本発明の教示に従った、複数の出力を含む他の例示的なＡＣ−ＤＣ電源の概略図である。
【図８】本発明の教示に従った、力率補正付き単一段ＡＣ−ＤＣ電源と出力参照型エネルギー蓄積器とから調節対象出力を提供する方法を描いたフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図面中の複数の図にわたり、対応する参照符号が、対応する構成要素を示す。当業者は、図中の要素が簡潔かつ明確であるように描かれることと、必ずしも一定の縮尺で描かれないこととを理解すると考えられる。例えば、図中のいくつかの要素の寸法は、本発明の様々な実施形態をより理解しやすくするため、他の要素より誇張される場合があり得る。さらに、市販に適した実施形態において有用または必要な、一般的だがよく理解される要素は、多くの場合、本発明に係るこれらの様々な実施形態の図が見づらくなるのを防ぐため、描かれない。
【００１１】
以下の説明では、本発明を十分に理解できるように、多くの特定の詳細事項を記載する。しかし、本発明を実施する際に特定の詳細事項を必ずしも使用する必要がないことが、当業者には明らかだと考えられる。他の例では、よく知られた材料または方法については、本発明が理解しにくくなるのを防ぐため、詳細には説明しない。
【００１２】
本明細書中での、「一実施形態（ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態（ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ  ｅｘａｍｐｌｅ）」、または「例（ａｎ  ｅｘａｍｐｌｅ）」についての言及は、実施形態または例との関連で説明される特定の特徴、構造または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書中の様々な場所で使用する「一実施形態において（ｉｎ  ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態において（ｉｎ  ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ  ｅｘａｍｐｌｅ）」または「例（ａｎ  ｅｘａｍｐｌｅ）」という語句は、必ずしもすべてが同じ実施形態または例に関するわけではない。さらに、特定の特徴、構造または特性は、１つまたは複数の実施形態または例において、あらゆる適切な組み合わせ、および／または部分的組み合わせで組み合わされ得る。特定の特徴、構造または特性は、説明される機能を提供する集積回路、電子回路、結合論理回路、または他の適切な構成要素に含まれ得る。加えて、本明細書と共に提供される図が当業者への説明を目的としていることと、図面が必ずしも一定の縮尺で描かれるわけではないこととが理解される。
【００１３】
図１に示す機能ブロック図は、時間の関数としてグラフにされたとき、ＡＣライン周期である周期ＴＬをもつ実質的に正弦関数であるＡＣ入力電圧ＶＡＣ１０４を受信するＡＣ−ＤＣ電源１００の一例を示す。図１に示す例示的な電源は、時間の関数としてグラフにされたとき、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ１０４と実質的に同じ形状をとるＡＣ入力電流ＩＡＣ１０２をもつ。
【００１４】
図１に示す例示的な電源において、全波ブリッジ整流器１０６は、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７により受信されるＤＣ整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ１１２を生成する。整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ１１２は、入力戻り１０８に対して正である。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ１１２と実質的に同じ形状である整流された入力電流ＩＲＥＣＴ１０９を含む。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、出力コンデンサＣＯ１３６において、出力戻り１３２に対して実質的に一定のＤＣ電圧である、調節対象出力電圧ＶＯ１４６を生成する。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、負荷１４８において、調節対象負荷電流ＩＬ１４４をさらに生成する。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、入力戻り１０８と出力戻り１３２との間にガルバニック直流絶縁を提供する。本発明を実施するためにガルバニック直流絶縁が必要とは限らないことと、ガルバニック直流絶縁が必要とされない用途において、入力戻り１０８と出力戻り１３２とが共通ノードに結合され得ることを当業者が理解すると考えられる。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０において、出力戻り１３２に対して蓄積器出力電圧ＶＲＥＳ１３４をさらに生成する。入力電圧ＶＲＥＣＴ１１２より低い電圧で、電源の出力における蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０にエネルギーを蓄積することは、より高い電圧でエネルギーが蓄積される場合に必要なエネルギーに比べて、力率補正のために、より少ないエネルギーが蓄積されることを要求する。出力における、より低い電圧は、エネルギー密度のより高いコンデンサ技術の使用を可能にし得る。さらに、構成要素は、より低い電圧で、相互により近く位置し得る。その結果、従来の解決策と比べて、電源が占有する体積がより小さくなり、パッケージの密度が高まると同時に、調節対象出力における変化が、より小さくなる。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、当業者に知られた様々なスイッチング電力変換装置のいずれか１つであり得、ガルバニック直流絶縁された、または絶縁されていない出力と、力率補正とを提供する。
【００１５】
図１に示す例示的な電源において、負荷１４８は、調節対象出力電圧ＶＯ１４６に対応した、調節対象負荷電流ＩＬ１４４を流す。負荷１４８は、例えば、照明のための発光ダイオード（ＬＥＤ）、または他の形態の電気負荷を含み得る。負荷電流ＩＬ１４４は、調節対象出力電圧ＶＯ１４６からの出力電流ＩＯ１４２と、蓄積器出力電圧ＶＲＥＳ１３４からの調節器回路入力電流ＩＲＩ１３７を流す調節器回路１４０からの調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８との和である。
【００１６】
図１に示す例示的な電源における制御装置１６２は、電源の入力からの信号と出力からの信号とを受信して、入力電流ＩＡＣ１０２と、出力電圧ＶＯ１４６と、負荷電流ＩＬ１４４とを動作の所望の制限内に維持し得る。図１に示す例は、制御装置１６２は、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７から信号バスＵＳＥＮＳＥ１６０に含まれる複数のＮ個の検出信号を受信し得ることを示す。制御装置１６２は、必ずしもバス内に含まれるわけではない複数の検出信号を受信する複数のＮ個の検出信号入力を含むように構成され得ることが理解される。制御装置１６２は、出力電圧検出信号ＵＯ＿ＳＥＮＳＥ１５０と、負荷電流検出信号ＵＩＬＳＥＮＳＥ１６６と、任意選択的な蓄積器電圧検出信号ＵＲＥＳ＿ＳＥＮＳＥ１５２とをさらに受信し得る。
【００１７】
図１に示す例は、制御装置１６２が、信号バスＵＣ＿ＤＲＩＶＥ１５８に含まれる複数のＭ個の駆動信号をＤＣ−ＤＣ変換装置１１７に提供し得ることをさらに示す。制御装置１６２は、必ずしもバス内に含まれるわけではない複数の信号出力からの複数のＭ個の検出信号を提供するように構成され得ることが理解される。制御装置１６２は、蓄積器出力電圧ＶＲＥＳ１３４を受信する調節器回路１４０に調節器回路駆動信号ＵＲ＿ＤＲＩＶＥ１６４をさらに提供し得る。駆動信号と検出信号とは、電圧または電流であり得る。
【００１８】
調節対象出力と力率補正とを提供する、ＤＣ−ＤＣ変換装置の制御のための技術は、よく知られ、本分野で広く使用される。制御装置１６２は、典型的には、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７内のスイッチのオン期間とオフ期間とを変更して、出力電圧ＶＯ１４６、出力電流ＩＯ１４２、負荷電流ＩＬ１４４、または出力量の組み合わせを調節する。制御装置１６２は、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７内のスイッチのオン期間とオフ期間とを変更して、ＡＣ−ＤＣ電源への入力が比較的高力率で動作し得るように、整流された電流ＩＲＥＣＴ１０９を形作り得る。負荷１４８により要求される電力に、電力変換回路において失われる電力を加えたものを提供することに対して各半ライン周期内の平均入力電力が十分であるように、制御装置１６２が、整流された入力電流ＩＲＥＣＴ１０９の大きさを変更しなければならない。制御装置１６２は、蓄積器出力電圧ＶＲＥＳ１３４から調節器回路入力電流ＩＲＩ１３７を受信して、負荷１４８に調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８を伝送する調節器回路１４０に、調節器回路駆動信号ＵＲ＿ＤＲＩＶＥ１６４をさらに提供し得る。本開示において後でさらに詳細に説明されるように、調節器回路駆動信号ＵＲ＿ＤＲＩＶＥ１６４は、任意選択的であり、十分に遠く離れた上限と下限との間で出力電圧ＶＯ１４６を制御することが許容可能である用途においては、必要とされない場合があり得る。
【００１９】
図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源は、出力参照型エネルギー蓄積器を使用して、調節対象出力への一定の速度での伝送のため、入力からのエネルギーを蓄積する。図２のグラフ２００は、１ライン周期ＴＬの半分を含む期間にわたる、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源１００の入力において受信される電力とエネルギーとを示す。曲線２４０は、時間の経過に伴って変化する入力電力を示す。横軸は、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ１０４のゼロ線交差後の時間を示し、時間は、ゼロ線交差後のライン周期ＴＬの分数でマーキングされる。曲線２４０と横軸との間の面積は、例示的なＡＣ−ＤＣ電源１００により受信されるエネルギーを表す。グラフ２００の縦軸２０５にプロットされた瞬時電力は、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ１０４とＡＣ入力電流ＩＡＣ１０２との積である。全波ブリッジ整流器１０６を通した電圧降下が無視できる程度であると仮定すると、グラフは、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７により受信される、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ１１２と整流された入力電流ＩＲＥＣＴ１０９との積をさらに表す。
【００２０】
図２のグラフ２００は、平均入力電力Ｐ  ２１５が、ピーク電力２Ｐ  ２１０の半分であることを示す。（調節器回路１４０を含む）電源に損失がない場合、平均入力電力Ｐ  ２１５は、負荷１４８に伝送される出力電力でもある。電源に損失がある場合、平均入力電力Ｐ  ２１５は、負荷に伝送された出力電力に、電源における損失を加えたものである。
【００２１】
図２のグラフ２００は、ライン周期のいくつかの部分中、負荷に電源が伝送する電力より実質的に多くの電力を電源が受信し、ライン周期の他の部分中、負荷に電源が伝送する電力より実質的に少ない電力を、電源が受信することをさらに示す。例えば、ＡＣ入力電圧がゼロである時点（図２に示す時点ゼロと時点ＴＬ／２と）において、電源は電力を受信しないが、ライン周期の４分の１後、負荷に電源が伝送する電力の２倍の電力を、電源が受信する。エネルギーに関して、図２に示すハッチング領域Ａ１は、ゼロ線交差後、時点２２０（ＴＬ／８）と時点２３０（３ＴＬ／８）との間に、ライン周期の４分の１内で、負荷に電源が伝送するエネルギーを上回って電源が受信するエネルギーを表す。領域Ａ１における余剰エネルギーは、その期間中に負荷に伝送されたエネルギーの約６４％（２／π）である。同様に、図２に示す陰影が付けられた領域Ａ２とＡ３とは、電源が入力から受信しないが、所望の出力電圧を維持するため負荷に伝送されなければならないエネルギーを表す。陰影が付けられた領域Ａ２とＡ３とにより示される不足エネルギーの和は、正確に、陰影が付けられた領域Ａ１により示される余剰エネルギーである。
【００２２】
図１に示すＡＣ−ＤＣ電源は、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０を使用して、入力から余剰エネルギーを蓄積し、入力からのエネルギーが負荷の需要を満たすには不十分である期間中、負荷に余剰エネルギーを伝送する。ＡＣ入力電圧１０４のゼロ線交差後、時点２２０（ＴＬ／８）から時点２３０（３ＴＬ／８）まで、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０は、入力から余剰エネルギーを受信しながら充電する。ＡＣ入力電圧１０４のゼロ線交差の前と後とにおける、ライン周期の８分の１中、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０が調節器回路１４０を通して放電し、負荷１１４に余剰エネルギーを伝送する。
【００２３】
調節器回路１４０は、蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４からの調節器回路入力電流ＩＲＩ１３７を流し、出力コンデンサＣＯ１３６と負荷１４８とに調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８を伝送する線形電力変換装置またはスイッチング電力変換装置を含み得る。線形電力変換装置の場合、調節器回路１４０により受信される調節器回路入力電流ＩＲＩ１３７は、調節器回路１４０からの調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８と同じ値である。スイッチング電力変換装置の場合、調節器回路１４０により受信される調節器回路入力電流ＩＲＩ１３７は、蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４と調節対象出力電圧ＶＯ１４６との間の差分に応じて、調節器回路からの調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８より大きいか小さいものであり得る。調節器回路１４０が線形電力変換装置である場合、線形調節器は、そのＤＣ入力電圧より大きなＤＣ出力電圧を生成することができないので、蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４は、調節対象出力電圧ＶＯ１４６以上でなければならない。調節器回路１４０がスイッチング電力変換装置である場合、蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４は、調節器回路１４０のために使用されるスイッチング変換装置の種類に応じて、調節対象出力電圧ＶＯ１４６より大きいか小さいものであり得る。例えば、調節器回路１４０がバック型変換装置である場合、蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４は、調節対象出力電圧ＶＯ１４６より大きなものでなければならず、調節器回路１４０がブースト型変換装置である場合、蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４は、調節対象出力電圧ＶＯ１４６未満でなければならない。電力変換装置の動作中、調節対象出力電圧ＶＯ１４６より蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４が大きいか小さいことを可能にする、バックモードまたはブーストモードで動作し得る、当業者に知られた他のスイッチング変換装置回路が存在する。調節器回路１４０が、入力電圧と負荷電流との範囲を上回る損失を減らす必要性に応じて、線形電力変換装置またはスイッチング電力変換装置として動作し得ることが本開示において後で示される。
【００２４】
図３は、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源からの３つの量の主な特徴を示すタイミング図３００であり、図１中、調節器回路１４０は、任意選択的なＵＲ＿ＤＲＩＶＥ信号１６４により制御装置１６２の制御下にある線形調節器である。調節器回路１４０がスイッチング調節器回路である例におけるグラフは同様であり、典型的には、図３に太線で示す平均値の周囲において振幅の比較的小さな高周波のずれを示す。高周波リップルにおけるスイッチング周期は、図３に示すグラフにおける時間スケールでは視認可能ではない。
【００２５】
蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４のグラフ３３０と、調節器回路１４０からの調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８のグラフ３２０とが、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源１００の入力において受信される瞬時電力ＰＩＮのグラフ３０５と共に示される。グラフ３０５は、前述の図２に示されるように、半ライン周期毎に、ゼロである最小値と平均入力電力の２倍である最大値との間で瞬時電力ＰＩＮが変化することを示す。蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４のグラフ３３０は、ライン周期の４分の１毎に、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０における電圧が、最小値ＶＲＥＳＭＩＮ３３５と最大値ＶＲＥＳＭＡＸ３４０との間で変化することを示す。瞬時入力電力ＰＩＮが平均入力電力Ｐ  ３１５より大きいとき、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０における蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４が増加する。瞬時入力電力が平均入力電力Ｐ  ３１５未満であるとき、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０における蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４は減少する。調節器回路１４０からの調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８のグラフ３２０は、瞬時入力電力ＰＩＮが平均入力電力Ｐ  ３１５未満であるとき、調節器回路出力電流が正であり、その他の場合にはゼロであることを示す。瞬時入力電力ＰＩＮがゼロであるとき、調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８は、最大値ＩＲＯＭＡＸ３２５である。
【００２６】
制御装置１６２からの調節器回路駆動信号ＵＲ＿ＤＲＩＶＥ１６４が存在しない例において、調節器回路１４０は、代替的に、出力電圧ＶＯ１４６が最小値ＶＯＭＩＮ未満に下がったとき、電流を流し、出力電圧ＶＯ１４６が最大値ＶＯＭＡＸを上回るように上昇したとき、電流を流すことを停止するように構成され得る。線形調節器回路またはスイッチング調節器回路のための、この任意選択的な配置（図３に示されない）を使用すると、調節器回路１４０からの調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８は、ゼロと最大値との間でパルス振動して、グラフ３２０に沿った平均値をもたらし、出力コンデンサＣＯ１３６に依存してパルス振動電流をフィルタ処理し、おおまかに調節された対象出力電圧が許容可能であるいくつかの用途で使用され得る制限値ＶＯＭＩＮと制限値ＶＯＭＡＸとの間で、出力電圧ＶＯ１４６の比較的滑らかな変化を達成する。制御装置１６２が調節器回路駆動信号ＵＲ＿ＤＲＩＶＥ１６４を使用して、出力電圧ＶＯ１４６の比較的厳密な調節を提供するとき、図１に示す構成に後述の式が適用され、瞬時入力電力ＰＩＮが平均入力電力Ｐ  ３１５未満であるとき、調節器回路１４０からの調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８が非ゼロである。
【００２７】
電力ＰＯと線形調節器である調節器回路１４０とを必要とする負荷１４８の場合、蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４が、ＰＩＮ≦Ｐ、ＶＲＥＳＭＩＮ≧ＶＯの条件下において次式で表されることが示され得る。
【数１】
2017221101.tif 000003
【００２８】
式中、時間ｔは、図２と図３とに示すようにＡＣ入力電圧のゼロ線交差から測定される。線形調節器回路の場合の最大蓄積器電圧ＶＲＥＳＭＡＸＬは、次式のように表される。
【数２】
2017221101.tif 000004
【００２９】
線形調節器である調節器回路の場合、調節器回路の入力において受信される調節器回路入力電流ＩＲＩ１３７は、調節器回路により伝送された調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８と同じである。調節器回路は、ＡＣ入力電圧がゼロであるとき、負荷にすべての電流を提供しなければならないので、線形調節器回路からの最大電流ＩＲＯＭＡＸ３２５は、線形調節器により受信される最大電流ＩＲＩＭＡＸＬでもある。
【数３】
2017221101.tif 000005
【００３０】
線形調節器回路において失われる電力ＰＬ＿ＬＯＳＳは、次式で表される。
【数４】
2017221101.tif 000006
【００３１】
この式から、線形調節器の効率ηＬに関する式を導出し得る。
【数５】
2017221101.tif 000007
【００３２】
この式は、より大きな値のＶＲＥＳＭＩＮの場合に線形調節器の効率が低下することを示すので、ＶＲＥＳＭＩＮをＶＯにできる限り近く設定することが望ましい。効率ηＳ（０≦ηＳ≦１）をもつスイッチング調節器である調節器回路１４０の場合、蓄積器電圧ＶＲＥＳ１３４が、ＰＩＮ≦Ｐの条件において次式で表されることが示され得る。
【数６】
2017221101.tif 000008
【００３３】
式中、時間ｔは、ＡＣ入力電圧のゼロ線交差から測定される。従って、最大蓄積器電圧ＶＲＥＳＭＡＸＳは、次式により表される。
【数７】
2017221101.tif 000009
【００３４】
線形調節器の損失は、典型的には、スイッチング調節器より大きいので、線形調節器回路の場合の最大蓄積器電圧は、典型的には、スイッチング調節器の場合の最大蓄積器電圧より大きい。入力電圧がゼロにあるとき、いずれも同じ電力を提供しなければならないので、スイッチング調節器回路からの最大調節器回路出力電流ＩＲＯ１３８であるＩＲＯＭＡＸ３２５は、線形調節器回路からのものと同じである。スイッチング調節器回路により受信される最大電流ＩＲＩ１３４であるＩＲＩＭＡＸＳは、蓄積器電圧ＶＲＥＳ（ｔ）に応じて決まるので、ＩＲＩＭＡＸＳに関する閉じた形態の式は存在しない。スイッチング調節器回路により受信される最大電流ＩＲＩＭＡＸＳは、典型的には、線形調節器回路により受信される最大電流ＩＲＩＭＡＸＬと同じではない。スイッチング調節器が、出力電力に整合するように、入力電圧に応じて、スイッチング調節器の入力電流を調節するのに対し、線形調節器の入力電流は、その出力電流未満にはならないものであり得る。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７に、調節器回路１４０に関係した損失を除いて損失がない場合、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７の入力において測定されたシステム全体の効率ηＴＬは、線形調節器の場合のものである。
【数８】
2017221101.tif 000010
【００３５】
スイッチング調節器を含むが、他の損失を伴わないシステム全体の効率ηＴＳは、次式のようになる。
【数９】
2017221101.tif 000011
【００３６】
全体的に、ＤＣ−ＤＣ変換装置と調節器回路を含む蓄積器出力とを含むシステムの場合、それぞれの効率がηＤＣおよびηＲＥＧであり、システム全体の効率が次式で表される。
【数１０】
2017221101.tif 000012
【００３７】
この式は、スイッチング調節器回路の効率が線形調節器回路の効率より大きい場合、線形調節器の代わりにスイッチング調節器を使用することが有益であり得ることを示す。設計者は、上記の式を使用して、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ１３０に対する値を選択し、最小蓄積器電圧ＶＲＥＳＭＩＮを設定し、さらに、調節器回路１４０に対する選択を行い得る。
【００３８】
図４は、フライバック変換装置とエネルギー蓄積器を含む出力とを含む、力率補正およびガルバニック直流絶縁付きの例示的なＡＣ−ＤＣ電源４００の主な特徴を示す概略図である。図４に示す例示的な電源は、図１において説明されるＡＣ−ＤＣ電源のさらなる詳細を提供する。
【００３９】
図４に示す例示的な電源は、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ４０４と実質的に同じ形状であるＡＣ入力電流ＩＡＣ４０２を受信する。全波ブリッジ整流器４０６は、フライバック変換装置として当業者に知られたＤＣ−ＤＣ変換装置により受信される、ＤＣ整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ４１２を生成する。ＤＣ整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ４１２は、入力戻り４０８に対して正である。図４に示すフライバック変換装置は、変圧器または結合インダクタと呼ばれることもあるエネルギー伝達素子Ｔ１  ４１８を含む。図４に示すフライバック変換装置におけるエネルギー伝達素子Ｔ１  ４１８は、入力と出力との間にガルバニック直流絶縁を提供しながら、入力から出力までエネルギーを伝達する。
【００４０】
図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源におけるフライバック変換装置のエネルギー伝達素子Ｔ１  ４１８は、入力巻線４２０と、第１の出力巻線４２４と、第２の出力巻線４２２とを含む。入力巻線４２０は、一次巻線と呼ばれることもある。入力巻線４２０の一端部は、ＤＣ整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ４１２を受信するように結合される。入力スイッチＳ１  ４１６は、入力巻線４２０の他端部と入力戻り４０８との間に結合される。入力スイッチＳ１  ４１６は、一次スイッチと呼ばれることもある。入力スイッチＳ１  ４１６が閉じたとき、入力巻線４２０は、電流を流し得る。入力スイッチＳ１  ４１６が開いたとき、入力巻線４２０は、電流を流すことができない。制御装置４６２からの駆動信号ＵＳ１＿ＤＲＩＶＥ４５８は、入力スイッチＳ１  ４１６を開閉して、スイッチング周期である周期ＴＳでパルス振動ＤＣ入力電流ＩＳ１  ４１４を入力巻線４２０が流すことを可能にする。スイッチング周期ＴＳは、ＡＣライン周期ＴＬよりはるかに小さい。スイッチング周期ＴＳは、スイッチング周波数の逆数であり、ＡＣライン周期ＴＬは、ＡＣライン周波数の逆数である。一例において、スイッチング周期ＴＳは、約１５マイクロ秒であるのに対し、ＡＣライン周期ＴＬは、約２０ミリ秒である。言い換えると、ＡＣライン周期ＴＬは、典型的には、スイッチング周期ＴＳより１０００倍を越えるような大きさであり、それにより、１つのＡＣライン周期内に、典型的に、１０００を上回るスイッチング周期が存在する。一例において、スイッチング周期ＴＳは、負荷４４８により要求される平均電力の関数として、経時的に変化し得ることが理解される。
【００４１】
図４に示す例示的な電源において、全波ブリッジ整流器４０６からの整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ４１２間に結合されたコンデンサＣＩＮ４１０は、ＤＣ入力電流ＩＳ１  ４１４のパルスのための低インピーダンス供給源を提供する。コンデンサＣＩＮ４１０は、あらゆる瞬間におけるＡＣ入力電流ＩＡＣ４０２の大きさが、ＤＣ入力電流ＩＳ１  ４１４の実質的に平均となるように、パルス振動ＤＣ入力電流ＩＳ１  ４１４の高周波成分をフィルタ処理し、平均は、スイッチング周期ＴＳにわたって取得される。コンデンサＣＩＮ４１０は、ＡＣライン周期ＴＬ毎に２回、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ４１２が実質的にゼロになることを可能にする程度に十分小さい。図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源における制御装置４６２は、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ４１２と、入力スイッチＳ１  ４１６におけるＤＣ入力電流ＩＳ１  ４１４を、それぞれ、入力電圧検出信号ＵＶＩＮ＿ＳＥＮＳＥ４５６および入力電流検出信号ＵＩ＿ＳＥＮＳＥ４６０として検出する。様々な例において、入力電圧検出信号ＵＶＩＮ＿ＳＥＮＳＥ４５６と入力電流検出信号ＵＩ＿ＳＥＮＳＥ４６０とは、電圧または電流であり得る。図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源における制御装置４６２は、駆動信号ＵＳ１＿ＤＲＩＶＥ４５８を提供して、入力スイッチＳ１  ４１６を開閉する。駆動信号ＵＳ１＿ＤＲＩＶＥ４５８は、電圧または電流であり得る。
【００４２】
図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力巻線４２４に結合された出力スイッチＳ２  ４２８は、制御装置４６２からの出力スイッチドライブ信号ＵＳ２＿ＤＲＩＶＥ４５４に応答して、開閉し、調節対象出力電圧ＶＯ４４６を負荷４４８に提供する。図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力電圧ＶＯ４４６は、エネルギー伝達素子Ｔ１  ４１８により入力戻り４０８からガルバニック直流絶縁された出力戻り４３２に対して正である。出力スイッチドライブ信号ＵＳ２＿ＤＲＩＶＥ４５４は、電圧または電流であり得、入力スイッチＳ１  ４１６が閉じたときに出力スイッチＳ２  ４２８が開くように、入力スイッチドライブ信号ＵＳ１＿ＤＲＩＶＥ４５８に関係する。入力スイッチＳ１  ４１６が開いている間、出力スイッチＳ２  ４２８は、開いているか、または閉じている状態であり得る。
【００４３】
図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、制御装置４６２は、ＡＣ入力電流ＩＡＣ４０２が、半ライン周期にわたって実質的に固定された係数で、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ４０４に比例するように、スイッチＳ１をスイッチングする。一例において、制御装置４６２は、出力電圧ＶＯ４４６と所望の値との間の差分に応じて、各半ライン周期において比例係数を調節し得る。他の一例において、制御装置４６２は、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ４３０における電圧ＶＲＥＳ４３４に応じて、比例係数を調節し得る。比例係数は、平均入力電力を、負荷４４８の需要に、電力変換回路において失われる電力を加えたものを提供するのに十分なものとするように調節される。ライン周期のうち、瞬時入力電力が負荷の需要に損失を加えたものを上回る期間中、制御装置４６２は、スイッチング周期ＴＳに対して必要とされるように、出力スイッチＳ２  ４２８をスイッチングして、出力電圧ＶＯがその所望の値を上回ることを防ぐ。出力巻線４２４における出力スイッチＳ２  ４２８が開いているとき、出力からの余剰エネルギーが、蓄積器出力巻線４２２と整流器Ｄ１  ４２６とにおける電流を生成して、蓄積器電圧ＶＲＥＳ４３４まで充電する蓄積器コンデンサＣＲＥＳ４３０に余剰エネルギーを蓄積する。他の例において、整流器Ｄ１  ４２６は、制御装置４６２により駆動されるスイッチであり得る。図４に示す、出力巻線４２４と４２２とは、電気ノード４３２に電気的に結合された分離した巻線として示される。他の例において、巻線４２２は、当業者に理解されるように、巻線４２４に積み重ねられたＡＣまたはＤＣであり得ることが理解される。図４に示す例において、蓄積器電圧ＶＲＥＳ４３４は、出力戻り４３２に対して正である。ライン周期のうち、瞬時入力電力が、負荷の需要に電力変換回路における損失を加えたもの未満である期間中、調節器回路４４０は、蓄積器電圧４３４から調節器回路入力電流ＩＲＩ４３７を受信して、調節器回路出力電流ＩＲＯ４３８を伝送し、調節器回路出力電流ＩＲＯ４３８は出力電流ＩＯ４４２と加算されて、負荷４４８により要求される負荷電流ＩＬ４４４を形成する。図４に示す例において、制御装置４６２は、負荷電流ＩＬ４４４を調節するために使用され得る負荷電流検出信号ＵＩＬ＿ＳＥＮＳＥ４６６を受信する。
【００４４】
制御装置４６２は、出力電圧検出信号ＵＯ＿ＳＥＮＳＥ４５０と任意選択的な蓄積器電圧検出信号ＵＲＥＳ＿ＳＥＮＳＥ４５２とを受信する。制御装置４６２は、任意選択的な調節器回路駆動信号ＵＲ＿ＤＲＩＶＥ４６４を提供する。図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、制御装置４６２は、調節器回路４４０と入力スイッチＳ１  ４１６とを動作させて、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ４３０における最小蓄積器電圧ＶＲＥＳＭＩＮを維持し得る。さらに、制御装置４６２は、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ４３０における電圧が最大値より大きいか、または最小値未満であるとき、調節対象出力電圧ＶＯ４４６または調節対象負荷電流ＩＬ４４４を提供し続けながら、力率補正を中断するモードで入力スイッチＳ１  ４１６を一時的に動作させ得る。例えば、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ４０４における高電圧サージなど、または、例えば、出力電流における突然の変化などの過渡状態は、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ４３０における過剰電圧または電圧不足を防ぐため、力率補正機能の一時的なオーバーライドを必要とし得る。
【００４５】
図５は、制御装置と調節器回路とスイッチと検出回路とのさらなる詳細を示す、フライバック変換装置を含む例示的なＡＣ−ＤＣ電源の概略図５００である。図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源は、図４に示す例と同じ特徴と構成要素との多くを含む。
【００４６】
図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、全波ブリッジ整流器５０６は、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ５０４を受信して、入力戻り５０８に対して、入力コンデンサＣＩＮ５１０におけるＤＣ整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ５１２を生成する。図４に示す例と同様に、コンデンサＣＩＮ５１０は、ＡＣライン周期毎に２回、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ５１２が実質的にゼロになることを可能にする程度に十分小さい。エネルギー伝達素子Ｔ１  ５１８は、入力巻線５２０と第１の出力巻線５２４と第２の出力巻線５２２とを含むフライバック変換装置であるＤＣ−ＤＣ変換装置のためのガルバニック直流絶縁を提供し得る。
【００４７】
第２の出力巻線５２２からの電流は、ダイオードＤ１  ５２６により整流されて、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ５３０における蓄積器電圧ＶＲＥＳ５３４を生成する。他の例において、ダイオードＤ１  ５２６は、制御装置５６２により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ１を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。蓄積器電圧ＶＲＥＳ５３４は、出力戻り５３２に対して正である。トランジスタスイッチＳ２  ５２８は、第１の出力巻線５２４からの電流を流して、出力コンデンサＣＯ５３６における調節対象出力電圧ＶＯ５４６を生成する。さらに、調節対象出力電圧ＶＯ５４６は、出力戻り５３２に対して正である。出力巻線５２２と出力巻線５２４との各々が、蓄積器電圧ＶＲＥＳ５３４が調節対象出力電圧ＶＯ５４６以上であることを保証する配置で共通ノードに結合された一端部を含む。
【００４８】
調節器回路５４０は、蓄積器電圧ＶＲＥＳ５３４を受信して、調節器回路出力電流ＩＲＯ５３８を生成する。負荷５４８は、調節器回路出力電流ＩＲＯ５３８と調節対象出力電圧ＶＯ５４６からの出力電流ＩＯ５４２との和である負荷電流ＩＬ５４４を受信する。
【００４９】
制御装置５６２は、入力制御装置５６３と出力制御装置５６６とを含む。入力制御装置５６３は、１方向通信または２方向通信を提供し得るガルバニック直流絶縁器５６７により、出力制御装置５６６からガルバニック直流絶縁される。ガルバニック直流絶縁器５６７は、光結合、磁気結合、または容量結合を利用して、入力制御装置５６３と出力制御装置５６６との間で、ガルバニック直流絶縁された通信を達成し得る。一例において、制御装置５６２は、磁性材料を使用せずに集積回路内で絶縁バリアをまたいで通信する、Ｐｏｗｅｒ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ（カリフォルニア州サンノゼ）製のＦｌｕｘＬｉｎｋ（商標）通信技術を含み得る。
【００５０】
図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、入力制御装置５６３は、入力電圧検出端子Ｖ５８０において抵抗器５７８を通る電流として、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ５１２を検出する。一例において、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ５１２のこの検出は、ＡＣ入力電流ＩＡＣ５０２の波形がＡＣ入力電圧ＶＡＣ５０４の波形と実質的に同じ形状であるように、制御装置５６３によるスイッチＳ１  ５１６のスイッチングに影響を与えるために使用され得る。他の一例において、例えば、商用電源レールに雷が落ちている間、入力電圧５０４が過度に高い値に達したとき、制御装置５６３を停止するなどの保護モードを提供するために、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ５１２の検出が使用され得る。入力制御装置５６３は、トランジスタスイッチＳ１  ５１６をオンとオフとにスイッチングして、制御装置５６２のドレイン端子Ｄ５７６におけるパルス振動ＤＣ入力電流ＩＳ１  ５１４を流す。入力コンデンサＣＩＮ５１０は、あらゆる瞬間におけるＡＣ入力電流ＩＡＣ５０４の大きさが、パルス振動ＤＣ入力電流ＩＳ１  ５１４の実質的に平均であるように、パルス振動ＤＣ入力電流ＩＳ１  ５１４の高周波成分をフィルタ処理し、平均が、スイッチング周期にわたって取得される。入力制御装置５６３は、ＡＣ入力電流ＩＡＣ５０２の波形が、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ５０４の波形と実質的に同じ形状であるように、および、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ５０４からの平均電力が、負荷５４８の需要に、電力変換回路において失われる電力を加えたものを提供するのに十分であるように、半導体スイッチＳ１  ５１６をスイッチングする。言い換えると、ＡＣ入力電流ＩＡＣ５０２は、電源が比較的高力率で動作するように、ＡＣ入力電圧ＶＡＣ５０４に比例する。
【００５１】
図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力制御装置５６６は、制御装置５６２における第１のフィードバック端子ＦＢ１  ５８８において、抵抗器５７２における電流として、調節対象出力電圧ＶＯ５４６を検出する。出力制御装置５６６は、制御装置５６２における第２のフィードバック端子ＦＢ２  ５９０において、抵抗器５７４における電流として、蓄積器出力電圧ＶＲＥＳ５３４を検出する。出力制御装置５６６は、制御装置５６２における負荷戻り端子ＲＴＮ５６９とグランドＧＮＤ端子５９４との間の抵抗器５６８における電圧として、負荷電流ＩＬ５４４を検出する。出力制御装置５６６は、制御装置５６２におけるフォワード端子ＦＷＤ５８４において、抵抗器５８２における電流として、ダイオードＤ３  ５２７のカソードにおける電圧を検出する。スイッチＳ１  ５１６が入力電流ＩＳ１  ５１４を流しているとき、ダイオードＤ３  ５２７のカソードにおける電圧は、グランド端子ＧＮＤ５９４に対して正である。他の例において、ダイオードＤ３  ５２７は、制御装置５６２により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ３  ５２７を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。トランジスタスイッチＳ１  ５１６が入力電流ＩＳ１  ５１４を流しているとき、出力巻線５２４がフォワード端子ＦＷ５８４に電流を流すことを、トランジスタスイッチＳ２  ５２８をまたぐダイオードＤ２  ５７０が可能にする。いくつかの例において、ダイオードＤ２  ５７０は、トランジスタ５２８の内部寄生ダイオードであり得る。他の例において、ダイオードＤ２  ５７０は、独立したダイオードであり得る。
【００５２】
図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力制御装置５６６は、制御装置５６２における第１の駆動端子ＤＲ１  ５８６からの駆動信号を使用して、トランジスタスイッチＳ２  ５２８をオンとオフとにスイッチングすることにより、出力電圧ＶＯ５４６または負荷電流ＩＬ５４４を調節する。出力制御装置５６６は、制御装置５６２における第２の駆動端子ＤＲ２  ５９２から駆動信号を提供して、調節器回路５４０を動作させる。図５に示す例における調節器回路５４０は、バック型変換装置として当業者に知られたスイッチング変換装置として構成される。動作時、バック型変換装置への入力における電圧（ＶＲＥＳ５３４）は、バック型変換装置の出力における電圧（ＶＯ５４６）より大きい。蓄積器電圧ＶＲＥＳ５３４が出力電圧ＶＯ５４６未満である他の例において、調節器回路５４０は、ブースト型変換装置と呼ばれる他の種類のスイッチング変換装置として構成され得る。さらなる他の例において、調節器回路５４０は、入力電圧より大きいか小さいそれらの出力電圧をもち得る、当業者に知られた他の種類のスイッチング変換装置として構成され得る。
【００５３】
図５に示す調節器回路５４０におけるバック型変換装置は、スイッチングモードまたは線形モードで動作され得る。駆動端子ＤＲ２  ５９２からの駆動信号は、スイッチングモードでの動作のため、調節器トランジスタ５４１をオンとオフとに切り替えるスイッチング信号であり得る。代替的に、駆動端子ＤＲ２  ５９２からの駆動信号は、調節器トランジスタ５４１を線形モードで動作させる非スイッチングアナログ信号であり得る。言い換えると、図５に示す例における調節器回路５４０は、駆動端子ＤＲ２  ５９２からの駆動信号に応じて、スイッチング調節器または線形調節器として動作し得る。制御装置５６２は、入力電圧および出力負荷状態に応答して、線形モードにおける動作とスイッチングモードにおける動作との間で選択して、最高システム効率における動作を提供し得る。
【００５４】
図６は、図５に示す電源が複数の出力を含むようにどのようにして拡張され得るかの一例を示す、フライバック電源の概略図６００である。エネルギー伝達素子Ｔ１  ６１８の入力巻線６２０は、入力戻り６０８に対して正である、整流されたＡＣ入力電圧ＶＲＥＣＴ６１２を受信する。エネルギー伝達素子Ｔ１  ６１８の入力巻線６２０は、スイッチＳ１を通る電流ＩＳ１  ６１４を受信する。エネルギー伝達素子Ｔ１  ６１８は、第１の出力巻線６２４と第２の出力巻線６２２と第３の出力巻線６２５とを含む。本発明の教示に従った原理は、複数の蓄積器出力と複数の調節器回路とにより補われ得る複数の調節対象出力を提供するようにさらに拡張され得ることが理解される。
【００５５】
図５に示す例と同様に、出力制御装置６６６は、１方向通信または２方向通信を提供し得るガルバニック直流絶縁器６６７により、入力制御装置６６３からガルバニック直流絶縁される。図６に示す例において、入力制御装置は、一次戻り端子ＰＲＴＮ６７９において電源の入力側を参照する。トランジスタスイッチＳ１  ６１６と、入力制御装置６６３と、出力制御装置６６６とは、単一のパッケージまたは複数のパッケージにおける、集積回路と独立した装置との組み合わせのいずれかであり得る。
【００５６】
トランジスタスイッチ６１６のドレイン端子６７６は、図５に示す例と同様に、パルス振動ＤＣスイッチ電流ＩＳ１  ６１４を受信する。入力制御装置６６３は、入力電流検出端子６６５においてトランジスタスイッチ電流信号６６５を受信し得る。
【００５７】
第２の出力巻線６２２からの電流は、ダイオードＤ１  ６２６により整流されて、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ６３０における蓄積器電圧ＶＲＥＳ６３４を生成する。他の例において、ダイオードＤ１  ６２６は、出力制御装置６６６により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ１を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。蓄積器電圧ＶＲＥＳ６３４は、出力戻り６３２に対して正である。トランジスタスイッチＳ２  ６２８は、第１の出力巻線６２４からの電流を流して、出力コンデンサＣＯ６３６における調節対象出力電圧ＶＯ６４６を生成する。さらに、調節対象出力電圧ＶＯ６４６は、出力戻り６３２に対して正である。出力巻線６２２と出力巻線６２４との各々は、蓄積器電圧ＶＲＥＳ６３４が調節対象出力電圧ＶＯ６４６以上であることを保証する配置で、共通ノードに結合された一端部を含む。
【００５８】
調節器回路６４０は、蓄積器電圧ＶＲＥＳ６３４を受信して、調節器回路出力電流ＩＲＯ６３８を生成する。負荷６４８は、調節器回路出力電流ＩＲＯ６３８と調節対象出力電圧ＶＯ６４６からの出力電流ＩＯ６４２との和である負荷電流ＩＬ６４４を受信する。
【００５９】
トランジスタスイッチＳ３  ６２９は、第３の出力巻線６２５からの電流を流して、補助出力コンデンサＣＡ６３７における補助調節対象出力電圧ＶＡ６４７を生成する。補助調節対象出力電圧ＶＡ６４７は、出力戻り６３２に対して正である。出力巻線６２４と出力巻線６２５との各々は、出力電圧ＶＯ６４６が補助調節対象出力電圧ＶＡ６４７以上であることを保証する配置で、共通ノードに結合された一端部を含む
【００６０】
図６に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、入力制御装置６６３は、入力電圧検出端子Ｖ６８０において、抵抗器６７８を通る電流として、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ６１２を検出する。一例において、整流された入力電圧６１２のこの検出は、制御装置６６３によるスイッチＳ１  ６１６のスイッチングに影響を与えて、比較的高力率を達成するために使用され得る。他の一例において、例えば、商用電源レールに雷が落ちている間、入力されて整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ６１２が過度に高い値に達したとき、制御装置６６３を停止するなどの保護モードを提供するために、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ６１２の検出が使用され得る。
【００６１】
図６に示す例示的な電源において、出力制御装置６６６は、第１のフィードバック端子ＦＢ１  ６８８において、抵抗器６７２における電流として、調節対象出力電圧ＶＯ６４６を検出する。出力制御装置６６６は、第２のフィードバック端子ＦＢ２  ６９０において、抵抗器６７４における電流として、蓄積器出力電圧ＶＲＥＳ６３４を検出する。出力制御装置５６６は、負荷戻り端子ＲＴＮ６６９とグランドＧＮＤ端子６９４との間の抵抗器６６８における電圧として、負荷電流ＩＬ６４４を検出する。出力制御装置６６６は、フォワード端子ＦＷＤ６８４において、抵抗器６８２における電流として、ダイオードＤ３  ６２７のカソードにおける電圧を検出する。ダイオードＤ３  ６２７のカソードにおける電圧は、スイッチＳ１  ６１６が入力電流ＩＳ１  ６１４を流しているとき、グランド端子ＧＮＤ６９４に対して正である。他の例において、ダイオードＤ３  ６２７は、出力制御装置６６６により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ３  ６２７を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。トランジスタスイッチＳ２  ６２８をまたぐダイオードＤ２  ６７０は、トランジスタ６２８の内部寄生ダイオードを表す。ダイオードＤ５  ６７３は、寄生ダイオードＤ２  ６７０を通した出力コンデンサＣＯ６３６の放電を防ぐ。
【００６２】
図６に示す例示的な電源において、出力制御装置６６６は、第３のフィードバック端子ＶＡＯ６９３において、調節対象補助出力電圧ＶＡ６４７を検出する。図６に示す例において、補助出力電圧ＶＡ６４７は、出力制御装置６６６による直接検出を可能にする程度に十分低い（例えば、約５ボルト以下）のに対し、調節対象出力電圧ＶＯ６４６と蓄積器出力電圧ＶＲＥＳ６３４とは、典型的には、５０ボルトより大きなものであり得る。出力制御装置６６６は、低電圧集積回路内に含まれ得る。
【００６３】
図６に示す例示的な電源において、出力制御装置６６６は、出力制御装置６６６における第１の駆動端子ＤＲ１  ６８６からの駆動信号を使用して、トランジスタスイッチＳ２  ６２８をオンとオフとにスイッチングすることにより、出力電圧ＶＯ６４６または負荷電流ＩＬ６４４を調節する。出力制御装置６６６は、第２の駆動端子ＤＲ２  ６９２から駆動信号を提供して、調節器回路６４０を動作させる。図６に示す例における調節器回路６４０は、バック型変換装置として当業者に知られたスイッチング変換装置として構成される。動作時、バック型変換装置への入力における電圧（ＶＲＥＳ６３４）は、バック型変換装置の出力における電圧（ＶＯ６４６）より大きい。蓄積器電圧ＶＲＥＳ６３４が出力電圧ＶＯ６４６未満である他の例において、調節器回路６４０は、ブースト型変換装置と呼ばれる他の種類のスイッチング変換装置として構成され得る。さらなる他の例において、調節器回路６４０は、入力電圧より大きいか小さいそれらの出力電圧をもち得る、当業者に知られた他の種類のスイッチング変換装置として構成され得る。出力制御装置６６６は、第３の駆動端子ＤＲ３  ６８７からの駆動信号を使用して、トランジスタスイッチＳ３  ６２８をオンとオフとにスイッチングすることにより、調節対象補助出力電圧ＶＡ６４７を調節する。
【００６４】
トランジスタスイッチＳ３  ６２９をまたぐダイオードＤ４  ６７１は、トランジスタスイッチＳ１  ６１６が入力電流ＩＳ１  ６１４を流しているとき、出力巻線６２５がフォワード端子ＦＷ６８４に電流を流すことを可能にする。いくつかの例において、ダイオードＤ４  ６７１は、トランジスタ６２９の内部寄生ダイオードであり得る。他の例において、ダイオードＤ４  ６７１は、独立したダイオードであり得る。
【００６５】
図７は、制御装置と調節器回路とスイッチと検出回路とＬＥＤ負荷との詳細を示す、フライバック変換装置を含む他の例示的なＡＣ−ＤＣ電源の概略図７００である。図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源は、図５と図６とに示す例と同じ特徴と構成要素との多くを含む。
【００６６】
図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、エネルギー伝達素子Ｔ１  ７１８の入力巻線７２０は、入力戻り７０８に対して正である、ＤＣ整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ７１２を受信する。エネルギー伝達素子Ｔ１  ７１８は、第１の出力巻線７２３と第２の出力巻線７２５とをさらに含む。図７に示す例において、エネルギー伝達素子Ｔ１  ７１８は、入力戻り７０８と出力戻り７３２との間にガルバニック直流絶縁を提供する。
【００６７】
ダイオードＤ２  ７７４とトランジスタスイッチＳ２  ７２８とは、第１の出力巻線７２３からの整流された出力電流ＩＯ７４２を流して、ＬＥＤ負荷７４８が調節対象負荷電流ＩＬ７４４を流すために十分な、実質的にＤＣ出力電圧ＶＯ７４６まで出力コンデンサＣＯ７３６を充電する。出力電圧ＶＯ７４６は、出力戻り７３２に対して正である。
【００６８】
ダイオードＤ１  ７２６は、第２の出力巻線７２５からの電流を整流して、蓄積器コンデンサＣＲＥＳ７３０における蓄積器電圧ＶＲＥＳ７３４を生成する。蓄積器電圧ＶＲＥＳ７３４は、出力戻り７３２に対して正である。図７に示す例において、出力巻線７２３および７２５は、蓄積器電圧ＶＲＥＳ７３４より大きな出力電圧ＶＯ７４６を生成するように構成される。調節器回路７４０は、蓄積器電圧ＶＲＥＳ７３４を受信して、調節器回路出力電流ＩＲＯ７３８を生成する。図７に示す例において、調節器回路７４０は、調節器回路７４０の出力電流ＩＲＯ７３８を、調節器回路７４０の入力電圧ＶＲＥＳ７３４より大きな出力電圧ＶＯ７４６に伝送するブースト型変換装置として構成される。
【００６９】
トランジスタスイッチ７２９は、第２の出力巻線７２５からの電流を流して、補助出力コンデンサＣＡ７３７における調節対象補助出力電圧ＶＡ７４７を生成する。調節対象補助電圧ＶＡ７４７は、出力戻り７３２に対して正である。一例において、調節対象補助電圧ＶＡ７４７は、約５ボルトであり得、出力電圧ＶＯ７４６は、約５０ボルトであり得、および、蓄積器電圧ＶＲＥＳ７３４は、約１０ボルトと約４０ボルトとの間で変化し得る。
【００７０】
制御装置７６２は、入力制御装置７６３と出力制御装置７６６とを含む。入力制御装置７６３は、１方向通信または２方向通信を提供し得るガルバニック直流絶縁器７６７により、出力制御装置７６６からガルバニック直流絶縁される。ガルバニック直流絶縁器７６７は、光結合、磁気結合、または容量結合を利用して、入力制御装置７６３と出力制御装置７６６との間でガルバニック直流絶縁された通信を達成し得る。一例において、制御装置７６２は、磁性材料を使用せずに集積回路内で絶縁バリアをまたいで通信する、Ｐｏｗｅｒ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ（カリフォルニア州サンノゼ）製のＦｌｕｘＬｉｎｋ（商標）通信技術を含み得る。
【００７１】
図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、入力制御装置７６３は、入力電圧検出端子Ｖ７８０において、抵抗器７７８を通る電流として、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ７１２を検出する。一例において、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ７１２のこの検出は、制御装置７６３によるスイッチＳ１  ７１６のスイッチングに影響を与えて、図７に示されない、電源へのＡＣ入力において比較的高力率を達成するために使用され得る。他の一例において、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ７１２の検出は、例えば、商用電源レールに雷が落ちている間、整流された入力電圧ＶＲＥＣＴ７１２が過度に高い値に達したとき、制御装置７６３を停止するなどの保護モードを提供するために使用され得る。入力制御装置７６３は、トランジスタスイッチＳ１  ７１６をオンとオフとにスイッチングして、制御装置７６２のドレイン端子Ｄ７７６におけるパルス振動ＤＣ入力電流ＩＳ１  ７１４を流す。クランプ回路７１３は、トランジスタスイッチＳ１  ７１６がオフに切り替わるとき、エネルギー伝達素子Ｔ１  ７１８の入力巻線７２０に現れ得る損傷のおそれのある電圧からトランジスタスイッチＳ１  ７１６を保護する。入力制御装置７６３は、電源が比較的高力率で動作するように、トランジスタスイッチＳ１  ７１６をスイッチングする。
【００７２】
図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力制御装置７６６は、分圧器抵抗器７７０および７７１を使用して、制御装置７６２における第１のフィードバック端子ＦＢ１  ７８８において、補助出力電圧ＶＡ７４７を検出する。出力制御装置７６６は、分圧器抵抗器７７２および７７３を使用して、制御装置７６２における第２のフィードバック端子ＦＢ２  ７９０において、調節対象出力電圧ＶＯ７４６を検出する。出力制御装置７６６は、制御装置７６２における負荷戻り端子ＲＴＮ７６９とグランドＧＮＤ端子７９４との間の抵抗器７６８における電圧として、負荷電流ＩＬ７４４を検出する。出力制御装置７６６は、制御装置７６２におけるフォワード端子ＦＷＤ７８４において、抵抗器７８２における電流として、ダイオードＤ３  ７２７のカソードにおける電圧を検出する。トランジスタスイッチＳ１  ７１６が入力電流ＩＳ１  ７１４を流しているとき、ダイオードＤ３  ７２７のカソードにおける電圧は、グランド端子ＧＮＤ７９４に対して正である。他の例において、ダイオードＤ３  ７２７は、制御装置７６２により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ３  ７２７を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。
【００７３】
図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力制御装置７６６は、制御装置７６２における第１の駆動端子ＤＲ１  ７８６からの駆動信号を使用して、トランジスタスイッチＳ２  ７２８をオンとオフとにスイッチングすることにより、出力電圧ＶＯ７４６または負荷電流ＩＬ７４４を調節する。出力制御装置７６６は、制御装置７６２における第２の駆動端子ＤＲ２  ７９２からの駆動信号を提供して、調節器回路７４０におけるトランジスタスイッチ７４１を動作させる。図７に示す例における調節器回路７４０は、ブースト型変換装置として当業者に知られたスイッチング変換装置として構成される。動作時、ブースト型変換装置への入力における電圧（ＶＲＥＳ７３４）は、ブースト型変換装置の出力における電圧（ＶＯ７４６）未満である。図７において、スイッチＳ２  ７２８は、ｐチャネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ  ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）として示されるが、他の例において、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴが使用され得ることと、要求される駆動電圧を提供するチャージポンプまたは補助変圧器巻線の使用を含む様々な方法で制御装置７６６により駆動されることとが当業者により理解されると考えられる。
【００７４】
図８は、力率補正付き単一段ＡＣ−ＤＣ電源と出力参照型エネルギー蓄積器とから調節対象出力を提供する方法を説明するフロー図８００である。
【００７５】
ステップ８０５で開始した後、電源は、ＡＣ入力電圧を受信する。次に、ステップ８１５において、電源は、ＡＣ入力電流の形状を制御して、高力率で電源が動作し得るようにＡＣ入力電圧の形状に近づける。力率補正付き電源において、入力電流の大きさは、要求された出力電力を提供するように調節されなければならない。
【００７６】
次に、ステップ８２０において、電源は、ＡＣ入力電圧の半周期中、調節対象出力により要求される平均電力を提供するため、ＡＣ入力電流とＡＣ入力電圧との間の比を設定する。比は、典型的には、ＡＣ入力電流がＡＣ入力電圧の形状に近づくように、少なくともＡＣ入力電圧の１半周期の期間にわたって、実質的に固定されたまま留まる。入力電力は、ＡＣ入力電圧の１半周期にわたって一定ではないので、平均負荷電力より大きな電力は、調節対象出力から分離されなければならず、平均負荷電力未満の電力は、補われなければならない。電源は、負荷により要求される平均電力とは異なる入力電力に関係したエネルギーを蓄積および放出する蓄積器出力を含む。
【００７７】
ステップ８２５において、電源は、ＡＣ入力電圧の各半周期中、入力において受信されたエネルギーを、調節対象出力と蓄積器出力とに伝送する。ステップ８３０において、電源は、入力エネルギーがどのように配分されるかを決定する。入力エネルギーが調節対象出力を提供するには十分大きい場合、フローは、調節対象出力により要求されるエネルギーが調節対象出力に伝送されるステップ８５０に進み、次に、余剰エネルギーが蓄積器出力に伝送されるステップ８４５に進む。入力エネルギー調節対象出力を提供するには十分大きいとはいえない場合、フローは、入力からの全エネルギーが、調節対象出力に伝送されるステップ８３５に進み、ステップ８４０において、エネルギーが蓄積器出力から伝達されて、調節対象出力を調節する。ブロック８４０および８４５から、処理が、ステップ８１０に戻り、継続する。
【００７８】
本発明に関して示される例についての上記の説明は、要約で説明している事項を含め、網羅的であることも、開示される形態そのものへの限定であることも意図されない。本発明の特定の実施形態および例が、本明細書において例示を目的として説明されるが、本発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなく様々な同等な変更が可能である。実際、説明のために具体的で例示的な電圧、電流、周波数、出力範囲値、時間などが提示されることと、本発明の教示に従った他の実施形態および例において他の値も使用し得ることとが理解される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【外国語明細書】
POWER SUPPLY WITH POWER FACTOR CORRECTION AND OUTPUT-REFERENCED ENERGY RESERVOIR
BACKGROUND INFORMATION
Field of the Disclosure
[0001]           The present invention relates generally to power supplies, and more specifically, the invention relates to power supplies configured to operate with a relatively high power factor from an ac input voltage.
Background
[0002]           In a typical switched-mode power supply application, an ac-dc power supply receives an input that is nominally between 100 and 277 volts rms (root mean square) from a utility power source.  The ac input voltage varies as a sinusoid with a period corresponding to a frequency that is nominally either 50 Hz or 60 Hz in different regions of the world.  Switches in the power supply are switched on and off by a control circuit at a rate that is typically more than one thousand times greater than the frequency of the ac input voltage to provide a regulated output that may be suitable for providing current to, for example, a light emitting diode (LED) load for illumination.  Although LED loads will predominantly be used as example loads in this disclosure, it is appreciated that there are many other types of loads that require either a constant voltage or a constant current or a combination of both constant voltage and constant current output characteristic - such as, for example, batteries in mobile electronics products that could benefit from the teachings of the present invention.  In typical applications, variations in the constant output voltage or constant output current caused by changes in load, temperature, or input voltage are undesirable.  It is desired to have a regulated output so that the voltage or current that is being regulated remains relatively constant relative to changes in load, input voltage, temperature, etc.  In the case of an LED load, constant current output is desired to ensure that the LEDs provide illumination at a relatively constant intensity.  With a relatively constant output current, the ac-dc power supply provides relatively constant output power to the LED load as the voltage across the LED string would be relatively constant.  Since the ac input voltage will not naturally provide energy at a constant rate during a sinusoidal ac line period, the power supply must have an energy storage capability that allows it to take energy from the input at a non-constant rate and deliver it to the output at a constant rate.  Typically, the energy is stored as the rectified input voltage on a storage capacitor at the input to the power conversion stage.  However, in this configuration the storage capacitor draws most of its current from the ac input at the peak of the ac voltage, increasing the rms input current and generating line frequency harmonics that are undesirable in many applications. 
[0003]           An ac-dc power supply that provides regulated current to LEDs typically must meet requirements for power factor, efficiency, and possibly galvanic isolation as explained below.  Designers are challenged to provide satisfactory solutions at the lowest cost.
[0004]           The utility power source provides an ac voltage that has a waveform conforming to standards of magnitude, frequency, and harmonic content to an electrical outlet.  The current drawn from the outlet, however, is determined by the characteristics of the power supply that receives the ac voltage.  An ideal current waveform will match the waveform of the voltage from the outlet, and the two will cross zero at the same time.  In other words, the waveform of the ideal input current will be proportional to the waveform of the input voltage.  A measure of how closely the current drawn from the outlet matches the ac voltage waveform is power factor.  In any complete period of the ac input voltage, the ideal current will have an rms value that is equal to the value of the average power from the outlet divided by the rms value of the voltage.  A power factor of 100% is ideal.  In other words, the product of the rms voltage and the rms current will be equal to the power from the outlet when the current has ideal characteristics.  Power supplies for LEDs, for example, typically must include power factor correction to meet regulatory requirements.  A power supply that does not include power factor correction might have a power factor less than 50%, whereas a power factor greater than 90% is typically required to meet the standards for input current.
[0005]           Safety agencies generally require the power supply to provide galvanic isolation between input and output.  Galvanic isolation prevents dc current between input and output of the power supply.  In other words, a high dc voltage applied between an input terminal and an output terminal of a power supply with galvanic isolation will produce substantially no dc current between the input terminal and the output terminal of the power supply.  The requirement for galvanic isolation is a complication that contributes to the cost of the power supply.  
[0006]           A power supply with galvanic isolation must maintain an isolation barrier that electrically separates the input from the output.  Energy must be transferred across the isolation barrier to provide power to the output, and information in the form of feedback signals in many cases is transferred across the isolation barrier to regulate the output.  Galvanic isolation is typically achieved with electromagnetic and electro-optical devices.  Electromagnetic devices such as transformers and coupled inductors are generally used to transfer energy between input and output to provide output power, whereas either electro-optical devices or electromagnetic devices may be used to transfer signals between output and input to control the transfer of energy between input and output.  
[0007]           A common solution to achieve high power factor for an ac-dc power supply with galvanic isolation uses two stages of power conversion:  One stage without a storage capacitor at its input and without galvanic isolation is configured to shape the ac input current to maintain a high power factor, providing an intermediate output voltage across a storage capacitor.  The intermediate output voltage is a dc voltage greater than the rectified ac input voltage.  The intermediate voltage on the storage capacitor may be hundreds of volts.  The intermediate output is the input to a second stage of power conversion that has galvanic isolation and control circuitry to regulate a final output.  The output of the first stage typically stores the non-constant energy from the input in the storage capacitor, and then provides the energy to the second stage for delivery at a constant rate to the output.  The use of more than one stage of power conversion with high voltage energy storage increases the cost and complexity of the power supply.
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
[0008]           Non-limiting and non-exhaustive embodiments of the present invention are described with reference to the following figures, wherein like reference numerals refer to like parts throughout the various views unless otherwise specified.
[0009]           FIG. 1 is a functional block diagram of an example ac-dc power supply with power factor correction including an energy reservoir on an output, in accordance with the teachings of the present invention.
[0010]           FIG. 2 is a graph that shows the input power as a function of time for the example ac-dc power supply of FIG. 1, in accordance with the teachings of the present invention. 
[0011]           FIG. 3 is a timing diagram illustrating voltage on a reservoir capacitor, current from a regulator circuit, and input power for the example ac-dc power supply of FIG. 1, in accordance with the teachings of the present invention.
[0012]           FIG. 4 is a schematic diagram showing the salient features of an example ac-dc power supply that includes a flyback converter, in accordance with the teachings of the present invention.  
[0013]           FIG. 5 is a schematic diagram of an example ac-dc power supply that includes a flyback converter showing further details of a controller, a regulator circuit, and switches, in accordance with the teachings of the present invention.
[0014]           FIG. 6 is a schematic diagram that illustrates how the power supply of FIG. 5 may be extended to include multiple outputs in accordance with the teachings of the present invention. 
[0015]           FIG. 7 is a schematic diagram of another example ac-dc power supply with multiple outputs in accordance with the teachings of the present invention.
[0016]           FIG. 8 is a flow diagram illustrating a method to provide a regulated output from a single-stage ac-dc power supply with power factor correction and an output-referenced energy reservoir, in accordance with the teachings of the present invention.
[0017]           Corresponding reference characters indicate corresponding components throughout the several views of the drawings.  Skilled artisans will appreciate that elements in the figures are illustrated for simplicity and clarity and have not necessarily been drawn to scale.  For example, the dimensions of some of the elements in the figures may be exaggerated relative to other elements to help to improve understanding of various embodiments of the present invention.  Also, common but well-understood elements that are useful or necessary in a commercially feasible embodiment are often not depicted in order to facilitate a less obstructed view of these various embodiments of the present invention.
DETAILED DESCRIPTION
[0018]           In the following description, numerous specific details are set forth in order to provide a thorough understanding of the present invention.  It will be apparent, however, to one having ordinary skill in the art that the specific detail need not be employed to practice the present invention.  In other instances, well-known materials or methods have not been described in detail in order to avoid obscuring the present invention.
[0019]           Reference throughout this specification to "one embodiment", "an embodiment", "one example" or "an example" means that a particular feature, structure or characteristic described in connection with the embodiment or example is included in at least one embodiment of the present invention.  Thus, appearances of the phrases "in one embodiment", "in an embodiment", "one example" or "an example" in various places throughout this specification are not necessarily all referring to the same embodiment or example.  Furthermore, the particular features, structures or characteristics may be combined in any suitable combinations and/or subcombinations in one or more embodiments or examples.  Particular features, structures or characteristics may be included in an integrated circuit, an electronic circuit, a combinational logic circuit, or other suitable components that provide the described functionality.  In addition, it is appreciated that the figures provided herewith are for explanation purposes to persons ordinarily skilled in the art and that the drawings are not necessarily drawn to scale.
[0020]           The functional block diagram of FIG. 1 shows one example of an ac-dc power supply 100 receiving an ac input voltage VAC 104 that when graphed as a function of time is substantially sinusoidal with a period TL that is the ac line period.  The example power supply of FIG. 1 has an ac input current IAC 102 that when graphed as a function of time has substantially the same shape as the ac input voltage VAC 104.
[0021]           In the example power supply of FIG. 1, a full-wave bridge rectifier 106 produces a dc rectified input voltage VRECT 112 that is received by a dc-dc converter 117.  Rectified input voltage VRECT 112 is positive with respect to an input return 108.  Dc-dc converter 117 has a rectified input current IRECT 109 that is substantially the same shape as the rectified input voltage VRECT 112.  Dc-dc converter 117 produces a regulated output voltage VO 146 that is substantially a constant dc voltage on an output capacitor CO 136 with respect to an output return 132.  Dc-dc converter 117 also produces a regulated load current IL 144 in a load 148.  Dc-dc converter 117 provides galvanic isolation between input return 108 and output return 132.  Those skilled in the art will appreciate that galvanic isolation is not necessary to practice the invention, and that input return 108 and output return 132 may be coupled to a common node in applications where galvanic isolation is not required.  Dc-dc converter 117 also produces a reservoir output voltage VRES 134 on a reservoir capacitor CRES 130 with respect to the output return 132.  Storing energy on a reservoir capacitor CRES 130 on the output of a power supply at a voltage lower than the input voltage VRECT 112 requires less energy to be stored for power factor correction than would be required if the energy were stored at the higher voltage.  The lower voltage at the output may allow the use of capacitor technologies with higher energy densities.  Also, components may be placed closer together at lower voltages.  As a result, the power supply occupies less volume, increasing the density of packaging while providing smaller variations in the regulated output compared to conventional solutions.  Dc-dc converter 117 may be any one of various switched-mode power converters that are known by those skilled in the art to provide galvanically isolated or non-isolated outputs and power factor correction.
[0022]           In the example power supply of FIG. 1, load 148 conducts a regulated load current IL 144 that corresponds to a regulated output voltage VO 146.  The load 148 may include for example light emitting diodes (LEDs) for illumination or another form of electrical load.  Load current IL 144 is the sum of an output current IO 142 from the regulated output voltage VO 146 and a regulator circuit output current IRO 138 from a regulator circuit 140 that conducts a regulator circuit input current IRI 137 from the reservoir output voltage VRES 134.
[0023]           A controller 162 in the example power supply of FIG. 1 may receive signals from the input and from the output of the power supply to maintain the input current IAC 102, the output voltage VO 146, and the load current IL 144 within desired limits of operation.  The example of FIG. 1 illustrates that controller 162 may receive a plurality of N sense signals included in signal bus USENSE 160 from dc-dc converter 117.  It is appreciated that controller 162 may be configured to have a plurality of N sense signal inputs that receive a plurality of sense signals not necessarily included in a bus.  Controller 162 may also receive an output voltage sense signal UO_SENSE 150, a load current sense signal UILSENSE 166, and an optional reservoir voltage sense signal URES_SENSE 152.  
[0024]           The example of FIG. 1 also illustrates that controller 162 may provide a plurality of M drive signals included in signal bus UC_DRIVE 158 to dc-dc converter 117.  It is appreciated that controller 162 may be configured to provide a plurality of M sense signals from a plurality of signal outputs not necessarily included in a bus.  Controller 162 may also provide a regulator circuit drive signal UR_DRIVE 164 to regulator circuit 140 that receives reservoir output voltage VRES 134.  Drive signals and sense signals may be either voltages or currents.
[0025]           Techniques for control of dc-dc converters to provide regulated outputs and power factor correction are well known and widely used in the art.  Controller 162 typically changes the on-times and off-times of switches within dc-dc converter 117 to regulate an output voltage VO 146, an output current IO 142, a load current IL 144, or a combination of output quantities.  Controller 162 may change on-times and off-times of switches within dc-dc converter 117 to shape the rectified current IRECT 109 so that the input to the ac-dc power supply may operate with a relatively high power factor.  Controller 162 must change the magnitude of the rectified input current IRECT 109 so that the average input power within each half line period is sufficient to provide the power required by the load 148 plus power lost in the power conversion circuits.  Controller 162 may also provide a regulator circuit drive signal UR_DRIVE 164 to regulator circuit 140 that receives regulator circuit input current IRI 137 from reservoir output voltage VRES 134 and delivers regulator circuit output current IRO 138 to the load 148.  Regulator circuit drive signal UR_DRIVE 164 is optional, and may not be required in applications where it is acceptable to control output voltage VO 146 between upper and lower limits that are sufficiently far apart, as will be explained in further detail later in this disclosure.
[0026]           The example ac-dc power supply of FIG. 1 uses an output-referenced energy reservoir to store energy from the input for delivery at a constant rate to a regulated output.  The graph 200 of FIG. 2 illustrates the power and energy received at the input of the example ac-dc power supply 100 in FIG. 1 for a duration that includes one half of one line period TL.  The curve 240 shows the input power as it changes with time.  The horizontal axis shows the time after a zero-crossing of the ac input voltage VAC 104, the time marked in fractions of the line period TL after the zero-crossing.  The area between the curve 240 and the horizontal axis represents the energy received by the example ac-dc power supply 100.  The instantaneous power plotted on the vertical axis 205 of graph 200 is the product of the ac input voltage VAC 104 and ac input current IAC 102.  Assuming negligible voltage drop across the full-wave bridge rectifier 106, the graph also represents the product of the rectified input voltage VRECT 112 and the rectified input current IRECT 109 received by the dc-dc converter 117.
[0027]           The graph 200 of FIG. 2 shows that the average input power P 215 is half the peak power 2P 210.  If the power supply (including regulator circuit 140) has no losses, the average input power P 215 is also the output power delivered to the load 148.  If the power supply has losses, the average input power P 215 is the output power delivered to the load plus the losses in the power supply.  
[0028]           The graph 200 of FIG. 2 also shows that during some parts of the line period the power supply receives substantially more power than it delivers to the load, and during other parts of the line period the power supply receives substantially less power than it delivers to the load.  For example, at the times when the ac input voltage is zero (time zero and time TL/2 in FIG. 2) the power supply receives no power, but one quarter line period later it receives twice the power that it delivers to the load.  In terms of energy, the hatched area A1 in FIG. 2 represents the energy the power supply receives in excess of the energy it delivers to the load within the quarter line period between time 220 (TL/8) and time 230 (3TL/8) after a zero crossing.  The surplus energy in area A1 is approximately 64% (2/π) of the energy delivered to the load during that interval.  Similarly, the shaded areas A2 and A3 in FIG. 2 represent the energy that the power supply does not receive from the input, but yet must be delivered to the load to maintain a desired output voltage.  The sum of the deficit energies represented by shaded areas A2 and A3 is exactly the surplus energy represented by shaded area A1.
[0029]           The ac-dc power supply of FIG. 1 uses the reservoir capacitor CRES 130 to store the surplus energy from the input and to deliver the surplus energy to the load during the times when there is insufficient energy from the input to meet the demand of the load.  From time 220 (TL/8) to time 230 (3TL/8) after a zero crossing of the ac input voltage 104, reservoir capacitor CRES 130 charges as it receives surplus energy from the input.  Reservoir capacitor CRES 130 discharges through regulator circuit 140 to deliver the surplus energy to the load 114 during the one eighth line periods before and after a zero crossing of the ac input voltage 104.
[0030]           Regulator circuit 140 may include either a linear power converter or a switched mode power converter to conduct regulator circuit input current IRI 137 from reservoir voltage VRES 134 and deliver regulator circuit output current IRO 138 to the output capacitor CO 136 and the load 148.  For a linear power converter the regulator circuit input current IRI 137 received by the regulator circuit 140 is the same value as the regulator circuit output current IRO 138 from the regulator circuit 140.  For a switched mode power converter the regulator circuit input current IRI 137 received by the regulator circuit 140 may be greater than or less than the regulator circuit output current IRO 138 from the regulator circuit, depending on the difference between the reservoir voltage VRES 134 and the regulated output voltage VO 146.  If the regulator circuit 140 is a linear power converter, the reservoir voltage VRES 134 must be greater than or equal to the regulated output voltage VO 146 because a linear regular cannot produce a dc output voltage greater than its dc input voltage.  If the regulator circuit 140 is a switched mode power converter, the reservoir voltage VRES 134 may be greater than or less than the regulated output voltage VO 146, depending on the type of switching converter is used for the regulator circuit 140.  For example, the reservoir voltage VRES 134 must be greater than the regulated output voltage VO 146 if the regulator circuit 140 is a buck converter, and the reservoir voltage VRES 134 must be less than the regulated output voltage VO 146 if the regulator circuit 140 is a boost converter.  There are other switched mode converter circuits known by those skilled in the art that may operate in either a buck mode or a boost mode allowing reservoir voltage VRES 134 to be either greater than or less that the regulated output voltage VO 146 during the operation of the power converter.  It will be shown later in this disclosure that a regulator circuit 140 may operate as either a linear power converter or a switched mode power converter as appropriate to reduce losses over a range of input voltages and load currents. 
[0031]           FIG. 3 is a timing diagram 300 that shows the salient features of three quantities from the example ac-dc power supply of FIG. 1 in which the regulator circuit 140 is a linear regulator under the control of controller 162 by the optional UR_DRIVE signal 164.  Graphs from an example in which the regulator circuit 140 is a switching regulator circuit would be similar, typically showing relatively small high frequency deviations in amplitude around the average values that would appear as thicker lines in FIG. 3.  The switching periods in the high frequency ripple would not be visible on the time scale in the graphs of FIG. 3.
[0032]           A graph 330 of reservoir voltage VRES 134 and a graph 320 of regulator circuit output current IRO 138 from regulator circuit 140 are shown with a graph 305 of the instantaneous power PIN received at the input of the example ac-dc power supply 100 in FIG. 1.  Graph 305 shows that the instantaneous power PIN varies between a minimum value of zero and a maximum value of twice the average input power every half line period as illustrated previously in FIG. 2.  The graph 330 of reservoir voltage VRES 134 shows that the voltage on reservoir capacitor CRES 130 varies between a minimum value VRESMIN 335 and a maximum value VRESMAX 340 every quarter line period.  The reservoir voltage VRES 134 on the reservoir capacitor CRES 130 is increasing when the instantaneous input power PIN is greater than the average input power P 315.  The reservoir voltage VRES 134 on the reservoir capacitor CRES 130 is decreasing when the instantaneous input power is less than the average input power P 315.  Graph 320 of regulator circuit output current IRO 138 from regulator circuit 140 shows that the regulator circuit output current is positive when the instantaneous input power PIN is less than the average input power P 315, and is zero otherwise.  Regulator circuit output current IRO 138 is a maximum value IROMAX 325 when the instantaneous input power PIN is zero.
[0033]           In an example where the regulator circuit drive signal UR_DRIIVE 164 from controller 162 is absent, regulator circuit 140 may be alternatively configured to conduct current when the output voltage VO 146 falls below a minimum value VOMIN and to stop conducting current when the output voltage VO 146 rises above a maximum value VOMAX.  With this optional arrangement (not shown in FIG. 3) for either a linear regulator circuit or a switching regulator circuit, the regulator circuit output current IRO 138 from regulator circuit 140 would be pulsating between zero and a maximum value to give an average value that follows the graph 320, relying on output capacitor CO 136 to filter the pulsating current to obtain a relatively smooth variation in output voltage VO 146 between the limits VOMIN and VOMAX that may be used in some applications where a loosely regulated output voltage is acceptable.  The following expressions apply to the configuration of FIG. 1 where controller 162 uses regulator circuit drive signal UR_DRIVE 164 to provide relatively tight regulation of output voltage VO 146, and the regulator circuit output current IRO 138 from regulator circuit 140 is nonzero when the instantaneous input power PIN is less than the average input power P 315.  
[0034]           For a load 148 that requires a power PO and a regulator circuit 140 that is a linear regulator, it can be shown that the reservoir voltage VRES 134 is given by the expression
2017221101.tif 000021
for the conditions of PIN < P, VRESMIN > VO, and the time t is measured from the zero-crossing of the ac input voltage as in FIG. 2 and FIG. 3.  The maximum reservoir voltage VRESMAXL for the linear regulator circuit is seen to be
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For a regulator circuit that is a linear regulator, the regulator circuit input current IRI 137 received at the input of the regulator circuit is the same as the regulator circuit output current IRO 138 delivered by the regulator circuit.  Since the regulator circuit must provide all the current to the load when the ac input voltage is zero, the maximum current IROMAX 325 from the linear regulator circuit is also the maximum current IRIMAXL received by the linear regulator. 
2017221101.tif 000023
The power PL_LOSS that is lost in the linear regulator circuit is 
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from which one can derive the expression for the efficiency of the linear regulator ηL 
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The expression shows that the efficiency of the linear regulator reduces for higher values of VRESMIN, so it is desirable to set VRESMIN as close as possible to VO.  For a regulator circuit 140 that is a switching regulator with an efficiency ηS where 0 < ηS <1, it can be shown that the reservoir voltage VRES 134 is given by the expression
2017221101.tif 000026
for the condition PIN < P, and the time t is measured from the zero-crossing of the ac input voltage.  The maximum reservoir voltage VRESMAXS is then given by the expression
2017221101.tif 000027
The maximum reservoir voltage for a linear regulator circuit would typically be greater than the maximum reservoir voltage for a switching regulator because a linear regulator typically has greater power loss than a switching regulator.  The maximum regulator circuit output current IRO 138, IROMAX 325, from the switching regulator circuit is the same as from the linear regulator circuit because both must provide the same power when the input voltage is at zero.  Since the maximum current IRI 134 received by the switching regulator circuit IRIMAXS depends on the reservoir voltage VRES(t) there is no closed form expression for IRIMAXS.  The maximum current IRIMAXS received by the switching regulator circuit is typically not the same as the maximum current IRIMAXL received by the linear regulator circuit.  A switching regulator adjusts its input current in response to the input voltage to match the output power, whereas the input current of a linear regulator cannot be less than its output current.  If the dc-dc converter 117 had no losses besides those associated with the regulator circuit 140, the efficiency ηTL of the of the total system measured at the input of the dc-dc converter 117 would be for a linear regulator
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The efficiency ηTS of the total system with a switching regulator and no other losses would be
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In general, for a system that has a dc-dc converter and a reservoir output with a regulator circuit having respective efficiencies ηDC and ηREG, the efficiency of the total system is given by the expression
2017221101.tif 000030
The expression suggests that it may be advantageous to use a switching regulator instead of a linear regulator when the efficiency of the switching regulator circuit is greater than the efficiency of the linear regulator circuit.  Designers may use the above expressions to choose values for the reservoir capacitor CRES 130, to set the minimum reservoir voltage VRESMIN, and to make choices for the regulator circuit 140.  
[0035]           FIG. 4 is a schematic diagram showing the salient features of an example ac-dc power supply 400 with power factor correction and galvanic isolation that includes a flyback converter and an output with an energy reservoir.  The example power supply of FIG. 4 provides further detail of the ac-dc power supply described in FIG. 1.  
[0036]           The example power supply of FIG. 4 receives an ac input current IAC 402 that is substantially the same shape as an ac input voltage VAC 404.  A full-wave bridge rectifier 406 produces a dc rectified input voltage VRECT 412 that is received by a dc-dc converter known in the art as a flyback converter.  Dc rectified input voltage VRECT 412 is positive with respect to an input return 408.  The flyback converter in FIG. 4 includes an energy transfer element T1 418 that is sometimes referred to as a transformer or as a coupled inductor.  Energy transfer element T1 418 in the flyback converter of FIG. 4 transfers energy from the input to the outputs while providing galvanic isolation between the input and the outputs.
[0037]           The energy transfer element T1 418 of the flyback converter in the example ac-dc power supply of FIG. 4 has an input winding 420, a first output winding 424 and a second output winding 422.  Input winding 420 is sometimes referred to as the primary winding.  One end of input winding 420 is coupled to receive dc rectified input voltage VRECT 412.  An input switch S1 416 is coupled between the other end of input winding 420 and the input return 408.  Input switch S1 416 is sometimes referred to as the primary switch.  When input switch S1 416 is closed, input winding 420 may conduct current.  When input switch S1 416 is open, input winding 420 cannot conduct current.  A drive signal US1_DRIVE 458 from controller 462 opens and closes input switch S1 416 to allow input winding 420 to conduct a pulsating dc input current IS1 414 with period TS that is the switching period.  The switching period TS is much less than the ac line period TL.  The switching period TS is the reciprocal of the switching frequency, and the ac line period TL is the reciprocal of the ac line frequency.  In one example, the switching period TS is about 15 microseconds whereas the ac line period TL is about 20 milliseconds.  In other words, the ac line period TL is typically more than 1000 times greater than the switching period TS, so that there are typically more than 1000 switching periods within one ac line period.  It is appreciated that in one example, the switching period TS could be varied over time as a function of the average power required by load 448.
[0038]           In the example power supply of FIG. 4, a capacitor CIN 410 coupled across the rectified input voltage VRECT 412 from full-wave bridge rectifier 406 provides a low impedance source for the pulses of dc input current IS1 414.  Capacitor CIN 410 filters the high frequency components of pulsating dc input current IS1 414 such that the magnitude of the ac input current IAC 402 at any instant is substantially the average of the dc input current IS1 414, the average taken over a switching period TS.  Capacitor CIN 410 is small enough to allow the rectified input voltage VRECT 412 to become substantially zero twice in every ac line period TL.  Controller 462 in the example ac-dc power supply of FIG. 4 senses the rectified input voltage VRECT 412 and the dc input current IS1 414 in input switch S1 416 as input voltage sense signal UVIN_SENSE 456 and input current sense signal UI_SENSE 460 respectively.  In various examples, input voltage sense signal UVIN_SENSE 456 and input current sense signal UI_SENSE 460 may be either a voltage or a current.  Controller 462 in the example ac-dc power supply of FIG. 4 provides a drive signal US1_DRIVE 458 to open and close input switch S1 416.  Drive signal US1_DRIVE 458 may be either a voltage or a current.  
[0039]           In the example ac-dc power supply of FIG. 4, an output switch S2 428 coupled to output winding 424 opens and closes in response to an output switch drive signal US2_DRIVE 454 from controller 462 to provide a regulated output voltage VO 446 to a load 448.  In the example ac-dc power supply of FIG. 4, the output voltage VO 446 is positive with respect to an output return 432 that is galvanically isolated from the input return 408 by energy transfer element T1 418.  Output switch drive signal US2_DRIVE 454 may be either a voltage or a current, and is related to input switch drive signal US1_DRIVE 458 so that output switch S2 428 is open when input switch S1 416 is closed.  Output switch S2 428 may be either open or closed while input switch S1 416 is open.  
[0040]           In the example ac-dc power supply of FIG. 4, controller 462 switches switch S1 such that the ac input current IAC 402 is proportional to the ac input voltage VAC 404 by a factor that is substantially fixed throughout a half line period.  In one example, controller 462 may adjust the proportionality factor each half line period in response to the difference between the output voltage VO 446 and a desired value.  In another example, controller 462 may adjust the proportionality factor in response to the voltage VRES 434 on the reservoir capacitor CRES 430.  The proportionality factor is adjusted to make the average input power sufficient to provide the demand of the load 448 plus the power lost in the power conversion circuits.  During portions of the line period when the instantaneous input power exceeds the demand of the load plus the loss, controller 462 switches output switch S2 428 as required for a switching period TS to prevent output voltage VO from exceeding its desired value.  When output switch S2 428 on output winding 424 is open, surplus energy from the output produces a current in reservoir output winding 422 and rectifier D1 426 to store the surplus energy in reservoir capacitor CRES 430 that charges to a reservoir voltage VRES 434.  In other examples, rectifier D1 426 may be a switch driven by controller 462.  In FIG. 4, the output windings 424 and 422 are shown as separate windings electrically coupled at electrical node 432.  It is appreciated in other examples, the winding 422 could be ac or dc stacked on winding 424 as will be known to one skilled in the art.  In the example of FIG. 4, the reservoir voltage VRES 434 is positive with respect to the output return 432.  During portions of the line period when the instantaneous input power is less than the demand of the load plus the loss in the power conversion circuits, regulator circuit 440 receives regulator circuit input current IRI 437 from reservoir voltage 434 to deliver regulator circuit output current IRO 438 that adds to output current IO 442 to form the load current IL 444 required by the load 448.  In the example of FIG. 4, controller 462 receives a load current sense signal UIL_SENSE 466 that may be used to regulate the load current IL 444.
[0041]           Controller 462 receives an output voltage sense signal UO_SENSE 450 and optional reservoir voltage sense signal URES_SENSE 452.  Controller 462 provides an optional regulator circuit drive signal UR_DRIVE 464.  In the example ac-dc power supply of FIG. 4, controller 462 may operate regulator circuit 440 and input switch S1 416 to maintain a minimum reservoir voltage VRESMIN on reservoir capacitor CRES 430.  Controller 462 may also temporarily operate input switch S1 416 in a mode that suspends power factor correction while continuing to provide either regulated output voltage VO 446 or regulated load current IL 444 when voltage on reservoir capacitor CRES 430 is greater than a maximum value or less than a minimum value.  Transient conditions such as for example a high voltage surge on the ac input voltage VAC 404 or for example a sudden change in output current may require a temporary override of the power factor correction feature to prevent either excess voltage or insufficient voltage on reservoir capacitor CRES 430.
[0042]           FIG. 5 is a schematic diagram 500 of an example ac-dc power supply that includes a flyback converter showing further details of a controller, a regulator circuit, switches, and sensing circuits.  The example ac-dc power supply of FIG. 5 has many of the same features and elements as the example of FIG. 4.
[0043]           In the example ac-dc power supply of FIG. 5, a full-wave bridge rectifier 506 receives an ac input voltage VAC 504 to produce a dc rectified input voltage VRECT 512 on an input capacitor CIN 510 with respect to an input return 508.  As in the example of FIG. 4, capacitor CIN 510 is small enough to allow the rectified input voltage VRECT 512 to become substantially zero twice in every ac line period.  Energy transfer element T1 518 may provide galvanic isolation for a dc-dc converter that is a flyback converter having an input winding 520, a first output winding 524 and a second output winding 522.
[0044]           Current from second output winding 522 is rectified by diode D1 526 to produce a reservoir voltage VRES 534 on a reservoir capacitor CRES 530.  In other examples, diode D1 526 may be replaced by a switch driven by controller 562.  A transistor switch that replaces diode D1 may be configured as a synchronous rectifier.  Reservoir voltage VRES 534 is positive with respect to an output return 532.  Transistor switch S2 528 conducts current from first output winding 524 to produce a regulated output voltage VO 546 on an output capacitor CO 536.  Regulated output voltage VO 546 is also positive with respect to the output return 532.  Output winding 522 and output winding 524 each have one end coupled at a common node in an arrangement that guarantees reservoir voltage VRES 534 is not less than regulated output voltage VO 546.  
[0045]           A regulator circuit 540 receives reservoir voltage VRES 534 to produce a regulator circuit output current IRO 538.  A load 548 receives a load current IL 544 that is the sum of the regulator circuit output current IRO 538 and an output current IO 542 from the regulated output voltage VO 546.
[0046]           Controller 562 includes an input controller 563 and an output controller 566.  Input controller 563 is galvanically isolated from output controller 566 by a galvanic isolator 567 that may provide either unidirectional or bidirectional communication.  Galvanic isolator 567 may rely on optical coupling, magnetic coupling, or capacitive coupling to achieve galvanically isolated communication between input controller 563 and output controller 566.  In one example, controller 562 may include the FluxLinkTM  communication technology from Power Integrations, San Jose, CA to communicate across an isolation barrier within an integrated circuit without the use of magnetic materials.  
[0047]           In the example ac-dc power supply of FIG. 5, input controller 563 senses the rectified input voltage VRECT 512 as a current through resistor 578 at an input voltage sense terminal V 580.  In one example, this sensing of the rectified input voltage VRECT 512 may be used to influence the switching of switch S1 516 by controller 563 such that the waveform of ac input current IAC 502 is substantially the same shape as the waveform of ac input voltage VAC 504.  In another example, sensing of the rectified input voltage VRECT 512 may be used to provide protection modes such as shutting down controller 563 when input voltage 504 reaches excessively high values during, for example, lightning strikes on the utility supply rail.  Input controller 563 switches a transistor switch S1 516 on and off to conduct a pulsating dc input current IS1 514 at a drain terminal D 576 of controller 562.  Input capacitor CIN 510 filters the high frequency components of pulsating dc input current IS1 514 such that the magnitude of the ac input current IAC 504 at any instant is substantially the average of the pulsating dc input current IS1 514, the average taken over a switching period.  Input controller 563 switches semiconductor switch S1 516 such that the waveform of ac input current IAC 502 is substantially the same shape as the waveform of ac input voltage VAC 504, and the average power from the ac input voltage VAC 504 is sufficient to provide the demand of the load 548 plus the power lost in the power conversion circuits.  In other words, the ac input current IAC 502 is proportional to the ac input voltage VAC 504 so that the power supply operates with a relatively high power factor.
[0048]           In the example ac-dc power supply of FIG. 5, output controller 566 senses regulated output voltage VO 546 at a first feedback terminal FB1 588 on controller 562 as a current in a resistor 572.  Output controller 566 senses reservoir output voltage VRES 534 at a second feedback terminal FB2 590 on controller 562 as a current in a resistor 574.  Output controller 566 senses the load current IL 544 as a voltage on a resistor 568 between a load return terminal RTN 569 and a ground GND terminal 594 on controller 562.  Output controller 566 senses a voltage on the cathode of a diode D3 527 at a forward terminal FWD 584 on controller 562 as a current in a resistor 582.  The voltage on the cathode of diode D3 527 is positive with respect to ground terminal GND 594 when switch S1 516 is conducting input current IS1 514.  In other examples, diode D3 527 may be replaced by a switch driven by controller 562.  A transistor switch that replaces diode D3 527 may be configured as a synchronous rectifier.  Diode D2 570 across transistor switch S2 528 allows output winding 524 to conduct current to forward terminal FW 584 when transistor switch S1 516 is conducting input current IS1 514.  In some examples, diode D2 570 may be an internal parasitic diode of transistor 528.  In other examples, diode D2 570 may be a discrete diode.
[0049]           In the example ac-dc power supply of FIG. 5, output controller 566 regulates either the output voltage VO 546 or the load current IL 544 by switching transistor switch S2 528 on and off with a drive signal from a first drive terminal DR1 586 on controller 562.  Output controller 566 provides a drive signal from a second drive terminal DR2 592 on controller 562 to operate regulator circuit 540.  Regulator circuit 540 in the example of FIG. 5 is configured as a switching converter known in the art as a buck converter.  In operation, the voltage at the input (VRES 534) to a buck converter is greater than the voltage at the output (VO 546) of the buck converter.  In other examples, where the reservoir voltage VRES 534 is less than the output voltage VO 546, regulator circuit 540 may be configured as another type of switching converter known as a boost converter.  In yet other examples, regulator circuit 540 may be configured as other types of switching converters known in the art that can have their output voltage greater than or less than the input voltage.
[0050]           The buck converter in the regulator circuit 540 of FIG. 5 may be operated in either a switching mode or a linear mode.  The drive signal from drive terminal DR2 592 may be a switching signal to turn regulator transistor 541 on and off for operation in a switching mode.  Alternatively, the drive signal from drive terminal DR2 592 may be a non-switching analog signal that operates regulator transistor 541 in a linear mode.  In other words, regulator circuit 540 in the example of FIG. 5 may operate as either a switching regulator or a linear regulator, depending on the drive signal from drive terminal DR2 592.  Controller 562 may select between operation in linear mode and operation in switching mode in response to input voltage and output load conditions to provide operation at highest system efficiency.  
[0051]           FIG. 6 is a schematic diagram 600 of a flyback power supply that illustrates one example of how the power supply of FIG. 5 may be extended to include multiple outputs.  Input winding 620 of energy transfer element T1 618 receives a rectified ac input voltage VRECT 612 that is positive with respect to an input return 608.  Input winding 620 of energy transfer element T1 618 receives a current IS1 614 through switch S1.  Energy transfer element T1 618 has a first output winding 624, a second output winding 622, and a third output winding 625.  It is appreciated that the principle in accordance with the teachings of the present invention may be extended further to provide a plurality of regulated outputs that may be supplemented by a plurality of reservoir outputs and a plurality of regulator circuits.
[0052]           Similar to the example of FIG. 5, an output controller 666 is galvanically isolated from an input controller 663 by a galvanic isolator 667 that may provide either unidirectional or bidirectional communication.  In the example of FIG. 6, input controller is referenced to the input side of the power supply at a primary return terminal PRTN 679.  Transistor switch S1 616, input controller 663, and output controller 666 may be any combination of integrated circuits and discrete devices, in a single package or in multiple packages.
[0053]           Drain terminal 676 of transistor switch 616 receives a pulsating dc switch current IS1 614 as in the example of FIG. 5.  Input controller 663 may receive a transistor switch current signal 665 at an input current sense terminal 665.  
[0054]            Current from second output winding 622 is rectified by diode D1 626 to produce a reservoir voltage VRES 634 on a reservoir capacitor CRES 630.  In other examples, diode D1 626 may be replaced by a switch driven by output controller 666.  A transistor switch that replaces diode D1 may be configured as a synchronous rectifier.  Reservoir voltage VRES 634 is positive with respect to an output return 632.  Transistor switch S2 628 conducts current from first output winding 624 to produce a regulated output voltage VO 646 on an output capacitor CO 636.  Regulated output voltage VO 646 is also positive with respect to the output return 632.  Output winding 622 and output winding 624 each have one end coupled at a common node in an arrangement that guarantees reservoir voltage VRES 634 is not less than regulated output voltage VO 646.
[0055]           A regulator circuit 640 receives reservoir voltage VRES 634 to produce a regulator circuit output current IRO 638.  A load 648 receives a load current IL 644 that is the sum of the regulator circuit output current IRO 638 and an output current IO 642 from the regulated output voltage VO 646.
[0056]           Transistor switch S3 629 conducts current from third output winding 625 to produce an auxiliary regulated output voltage VA 546 on an auxiliary output capacitor CA 637.  Auxiliary regulated output voltage VA 647 is positive with respect to the output return 632.  Output winding 624 and output winding 625 each have one end coupled at a common node in an arrangement that guarantees output voltage VO 646 is not less than auxiliary regulated output voltage VA 647.
[0057]           In the example ac-dc power supply of FIG. 6, input controller 663 senses the rectified input voltage VRECT 612 as a current through resistor 678 at an input voltage sense terminal V 680.  In one example, this sensing of the rectified input voltage 612 may be used to influence the switching of switch S1 616 by controller 663 to achieve a relatively high power factor.  In another example, sensing of the rectified input voltage VRECT 612 may be used to provide protection modes such as shutting down controller 663 when input rectified input voltage VRECT 612 reaches excessively high values during, for example, lightning strikes on the utility supply rail.
[0058]           In the example power supply of FIG. 6, output controller 666 senses regulated output voltage VO 646 at a first feedback terminal FB1 688 as a current in a resistor 672.  Output controller 666 senses reservoir output voltage VRES 634 at a second feedback terminal FB2 690 as a current in a resistor 674.  Output controller 566 senses the load current IL 644 as a voltage on a resistor 668 between a load return terminal RTN 669 and a ground GND terminal 694.  Output controller 666 senses a voltage on the cathode of a diode D3 627 at a forward terminal FWD 684 as a current in a resistor 682.  The voltage on the cathode of diode D3 627 is positive with respect to ground terminal GND 694 when switch S1 616 is conducting input current IS1 614.  In other examples, diode D3 627 may be replaced by a switch driven by output controller 666.  A transistor switch that replaces diode D3 627 may be configured as a synchronous rectifier.  Diode D2 670 across transistor switch S2 628 represents an internal parasitic diode of transistor 628.  Diode D5 673 prevents the discharge of output capacitor CO 636 through parasitic diode D2 670.  
[0059]            In the example power supply of FIG. 6, output controller 666 senses regulated auxiliary output voltage VA 647 at a third feedback terminal VAO 693.  In the example of FIG. 6, auxiliary output voltage VA 647 is low enough (e.g., not exceeding about 5 volts) to allow direct sensing by output controller 666, whereas regulated output voltage VO 646 and reservoir output voltage VRES 634 may typically be greater than 50 volts.  Output controller 666 may be included within a low voltage integrated circuit.
[0060]           In the example power supply of FIG. 6, output controller 666 regulates either the output voltage VO 646 or the load current IL 644 by switching transistor switch S2 628 on and off with a drive signal from a first drive terminal DR1 686 on output controller 666.  Output controller 666 provides a drive signal from a second drive terminal DR2 692 to operate regulator circuit 640.  Regulator circuit 640 in the example of FIG. 6 is configured as a switching converter known in the art as a buck converter.  In operation, the voltage at the input (VRES 634) to a buck converter is greater than the voltage at the output (VO 646) of the buck converter.  In other examples, where the reservoir voltage VRES 634 is less than the output voltage VO 646, regulator circuit 640 may be configured as another type of switching converter known as a boost converter.  In yet other examples, regulator circuit 640 may be configured as other types of switching converters known in the art that can have their output voltage greater than or less than the input voltage.  Output controller 666 regulates the regulated auxiliary output voltage VA 647 by switching transistor switch S3 628 on and off with a drive signal from a third drive terminal DR3 687.  
[0061]           Diode D4 671 across transistor switch S3 629 allows output winding 625 to conduct current to forward terminal FW 684 when transistor switch S1 616 is conducting input current IS1 614.  In some examples, diode D4 671 may be an internal parasitic diode of transistor 629.  In other examples, diode D4 671 may be a discrete diode. 
[0062]           FIG. 7 is a schematic diagram 700 of another example ac-dc power supply that includes a flyback converter showing details of a controller, a regulator circuit, switches, sensing circuits and an LED load.  The example ac-dc power supply of FIG. 7 has many of the same features and elements as the examples of FIG. 5 and FIG. 6.
[0063]           In the example ac-dc power supply of FIG. 7, an input winding 720 of an energy transfer element T1 718 receives a dc rectified input voltage VRECT 712 that is positive with respect to an input return 708.  Energy transfer element T1 718 also has a first output winding 723 and a second output winding 725.  In the example of FIG. 7, energy transfer element T1 718 provides galvanic isolation between the input return 708 and an output return 732.
[0064]           Diode D2 774 and transistor switch S2 728 conduct a rectified output current IO 742 from first output winding 723 to charge an output capacitor CO 736 to a substantially dc output voltage VO 746 that is sufficient for an LED load 748 to conduct a regulated load current IL 744. Output voltage VO 746 is positive with respect to the output return 732.  
[0065]           Diode D1 726 rectifies current from second output winding 725 to produce a reservoir voltage VRES 734 on a reservoir capacitor CRES 730.  Reservoir voltage VRES 734 is positive with respect to the output return 732.  In the example of FIG. 7, output windings 723 and 725 are configured to produce an output voltage VO 746 that is greater than the reservoir voltage VRES 734.  A regulator circuit 740 receives reservoir voltage VRES 734 to produce a regulator circuit output current IRO 738.  In the example of FIG. 7, regulator circuit 740 is configured as a boost converter that delivers its output current IRO 738 to an output voltage VO 746 that is greater than its input voltage VRES 734.
[0066]           Transistor switch 729 conducts current from second output winding 725 to produce a regulated auxiliary output voltage VA 747 on an auxiliary output capacitor CA 737.  Regulated auxiliary voltage VA 747 is positive with respect to the output return 732.  In one example, regulated auxiliary voltage VA 747 may be approximately 5 volts, output voltage VO 746 may be approximately 50 volts, and the reservoir voltage VRES 734 may vary between approximately 10 volts and approximately 40 volts.
[0067]             Controller 762 includes an input controller 763 and an output controller 766.  Input controller 763 is galvanically isolated from output controller 766 by a galvanic isolator 767 that may provide unidirectional or bidirectional communication.  Galvanic isolator 767 may rely on optical coupling, magnetic coupling, or capacitive coupling to achieve galvanically isolated communication between input controller 763 and output controller 766.  In one example, controller 762 may include the FluxLinkTM communication technology from Power Integrations, San Jose, CA to communicate across an isolation barrier within an integrated circuit without the use of magnetic materials.  
[0068]           In the example ac-dc power supply of FIG. 7, input controller 763 senses the rectified input voltage VRECT 712 as a current through resistor 778 at an input voltage sense terminal V 780.  In one example, this sensing of the rectified input voltage VRECT 712 may be used to influence the switching of switch S1 716 by controller 763 to achieve a relatively high power factor at the ac input to the power supply, not shown in FIG. 7.  In another example, sensing of the rectified input voltage VRECT 712 may be used to provide protection modes such as shutting down controller 763 when the rectified input voltage VRECT 712 reaches excessively high values during, for example, lightning strikes on the utility supply rail.  Input controller 763 switches a transistor switch S1 716 on and off to conduct a pulsating dc input current IS1 714 at a drain terminal D 776 of controller 762.  A clamp circuit 713 protects transistor switch S1 716 from potentially damaging voltage that may appear at the input winding 720 of energy transfer element T1 718 when transistor switch S1 716 turns off.  Input controller 763 switches transistor switch S1 716 such that the power supply operates with a relatively high power factor.
[0069]           In the example ac-dc power supply of FIG. 7, output controller 766 senses auxiliary output voltage VA 747 at a first feedback terminal FB1 788 on controller 762 with voltage divider resistors 770 and 771.  Output controller 766 senses regulated output voltage VO 746 at a second feedback terminal FB2 790 on controller 762 with voltage divider resistors 772 and 773.  Output controller 766 senses the load current IL 744 as a voltage on a resistor 768 between a load return terminal RTN 769 and a ground GND terminal 794 on controller 762.  Output controller 766 senses a voltage on the cathode of a diode D3 727 at a forward terminal FWD 784 on controller 762 as a current in a resistor 782.  The voltage on the cathode of diode D3 727 is positive with respect to ground terminal GND 794 when transistor switch S1 716 is conducting input current IS1 714.  In other examples, diode D3 727 may be replaced by a switch driven by controller 762.  A transistor switch that replaces diode D3 727 may be configured as a synchronous rectifier.  
[0070]           In the example ac-dc power supply of FIG. 7, output controller 766 regulates either the output voltage VO 746 or the load current IL 744 by switching transistor switch S2 728 on and off with a drive signal from a first drive terminal DR1 786 on controller 762.  Output controller 766 provides a drive signal from a second drive terminal DR2 792 on controller 762 to operate transistor switch 741 in regulator circuit in 740.  Regulator circuit 740 in the example of FIG. 7 is configured as a switching converter known in the art as a boost converter.  In operation, the voltage at the input (VRES 734) to a boost converter is less than the voltage at the output (VO 746) of the boost converter.  In FIG. 7, switch S2 728 is shown as a p-channel metal-oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) but it will be appreciated by one skilled in the art that in other examples an n-channel MOSFET could be used and driven by controller 766 in a variety of ways including the use of charge pumps or auxiliary transformer windings to provide the drive voltage required.
[0071]           FIG. 8 is a flow diagram 800 that describes a method to provide a regulated output from a single-stage ac-dc power supply with power factor correction and an output-referenced energy reservoir.
[0072]           After starting in step 805 the power supply receives an ac input voltage.  The power supply then controls the shape of the ac input current in step 815 to approximate the shape of the ac input voltage so that the power supply may operate with a high power factor.  In a power supply with power factor correction, the magnitude of the input current must be adjusted to provide the required output power.  
[0073]           Next, in step 820, the power supply sets the ratio between the ac input current and the ac input voltage to provide the average power required by a regulated output during a half period of the ac input voltage.  The ratio typically remains substantially fixed for at least the duration of one half period of the ac input voltage so that the ac input current approximates the shape of the ac input voltage.  Since the input power is not constant throughout one half period of the ac input voltage, power greater than the average load power must be diverted from the regulated output, and power less than the average load power must be supplemented.  The power supply includes a reservoir output to store and release the energy associated with the input power that differs from the average power required by the load.  
[0074]           In step 825 the power supply delivers the energy received at the input to the regulated output and to a reservoir output during each half period of the ac input voltage.  The power supply determines how the input energy is apportioned in step 830.  If the input energy is high enough to provide the regulated output, the flow goes to step 850 where the energy required by the regulated output is delivered to the regulated output, and then to step 845 where surplus energy is delivered to the reservoir output.  If the input energy is not high enough to provide the regulated output, the flow goes to step 835 where all the energy from the input is delivered to the regulated output and energy is transferred from the reservoir output to regulate the regulated output in step 840.  From blocks 840 and 845, the process returns to step 810 and continues.
[0075]           The above description of illustrated examples of the present invention, including what is described in the Abstract, are not intended to be exhaustive or to be limitation to the precise forms disclosed.  While specific embodiments of, and examples for, the invention are described herein for illustrative purposes, various equivalent modifications are possible without departing from the broader spirit and scope of the present invention.  Indeed, it is appreciated that the specific example voltages, currents, frequencies, power range values, times, etc., are provided for explanation purposes and that other values may also be employed in other embodiments and examples in accordance with the teachings of the present invention.

CLAIMS
What is claimed is:
1.  An ac-dc power supply, comprising:
a dc-dc converter coupled to an input of the ac-dc power supply, wherein the input of the ac-dc power supply is coupled to receive an ac input voltage and an ac input current, wherein the dc-dc converter includes a regulated output and a reservoir output;
a controller coupled to receive sense signals from the dc-dc converter, wherein the controller is coupled to control the dc-dc converter to regulate the regulated output in response to the sense signals, wherein the controller is further coupled to control a waveform of the ac input current to have a substantially same shape as a waveform of the ac input voltage; and
a regulator circuit coupled to the regulated output and the reservoir output, wherein the controller is coupled to the regulator circuit to control a transfer of energy from the reservoir output to the regulated output through the regulator circuit.
2.  The ac-dc power supply of claim 1, further comprising a rectifier coupled to the input of the ac-dc power supply and the dc-dc converter, wherein the rectifier is coupled to provide a dc input voltage and a dc input current to the dc-dc converter.
3.  The ac-dc power supply of claim 1, wherein the regulated output and the reservoir output are galvanically isolated from the input of the ac-dc power supply.
4.  The ac-dc power supply of claim 3, wherein the regulator circuit is a linear regulator.
5.  The ac-dc power supply of claim 3, wherein the regulator circuit is a switching regulator.
6.  The ac-dc power supply of claim 3, wherein the dc-dc converter is a flyback converter.
7.  The ac-dc power supply of claim 3, wherein the regulator circuit is coupled to receive a regulator circuit drive signal from the controller.
8.  The ac-dc power supply of claim 3, wherein the controller comprises:
an input controller coupled to provide a first drive signal to an input switch coupled to a primary winding of an energy transfer element of the dc-dc converter; and
an output controller coupled to provide a second drive signal to an output switch coupled to an output winding of the energy transfer element of the dc-dc converter.
9.  The ac-dc power supply of claim 8, wherein input controller is galvanically isolated from the output controller.
10.  The ac-dc power supply of claim 5, wherein the regulator circuit is a buck converter.
11.  The ac-dc power supply of claim 5, wherein the regulator circuit is a boost converter.
12.  The ac-dc power supply of claim 1, wherein the regulated output is coupled to provide power to a load, wherein the ac-dc power supply further comprises a reservoir capacitor coupled to the reservoir output, wherein the reservoir output is coupled to charge the reservoir capacitor when an instantaneous power received from the input of the ac-dc power supply is greater than a power received by the load, and wherein the reservoir output is coupled to discharge the reservoir capacitor when the instantaneous power received from the input of the ac-dc power supply is less than the power received by the load.
13.  The ac-dc power supply of claim 10, wherein the buck converter is coupled to receive a regulator circuit drive signal from the controller to operate as a switching regulator.
14.  The ac-dc power supply of claim 10, wherein the buck converter is coupled to receive a regulator circuit drive signal from the controller to operate as a linear regulator.
15.  The ac-dc power supply of claim 1, wherein the sense signals received by the controller from the dc-dc converter include an output voltage sense signal, a reservoir voltage sense signal, an input voltage sense signal, and an input current sense signal.
16.  A method of providing a regulated output of an ac-dc power supply, comprising:
receiving an ac input voltage at an input of the ac-dc power supply;
controlling a shape of an ac input current to approximate a shape of an ac input voltage ;
controlling a magnitude of the ac input current to provide an average power required by a regulated output during a half period of the ac input voltage;
delivering energy received at the input of the ac-dc power supply to the regulated output of the ac-dc power supply and to a reservoir output of the ac-dc power supply during the half period of the ac input voltage;
delivering enough energy from the input of the ac-dc power supply to regulate the regulated output of the ac-dc power supply and delivering surplus energy from the input of the ac-dc power supply to the reservoir output of the ac-dc power supply if the energy received at the input of the ac-dc power supply is enough to provide the regulated output of the ac-dc power supply; and
delivering energy from the input of the ac-dc power supply to the regulated output of the ac-dc power supply and transferring energy from the reservoir output of the ac-dc power supply to regulate the regulated output of the ac-dc power supply if the energy received at the input of the ac-dc power supply is not enough to provide the regulated output of the ac-dc power supply.
17.  The method of claim 16, further comprising rectifying the ac input voltage at the input of the ac-dc power supply.
18.  The method of claim 16, further comprising:
sensing an input voltage of the ac-dc power supply;
sensing an input current of the ac-dc power supply;
sensing an output voltage of the ac-dc power supply; and
sensing a reservoir voltage of the ac-dc power supply.
19.  The method of claim 16, further comprising:
sensing an input voltage of the ac-dc power supply;
sensing an input current of the ac-dc power supply;
sensing an output current of the ac-dc power supply; and
sensing a reservoir voltage of the ac-dc power supply.
20.  The method of claim 16, further comprising galvanically isolating the input of the ac-dc power supply from the regulated output of the ac-dc power supply and from the reservoir output of the ac-dc power supply.
21.  The method of claim 16, wherein said delivering surplus energy from the input of the ac-dc power supply to the reservoir output of the ac-dc power supply comprises charging a reservoir capacitor coupled to the reservoir output of the ac-dc power supply with the surplus energy from the input of the ac-dc power supply.
22.  The method of claim 16, wherein said transferring energy from the reservoir output of the ac-dc power supply to regulate the regulated output of the ac-dc power supply comprises discharging a reservoir capacitor coupled to the reservoir output of the ac-dc power supply to the output of the ac-dc power supply to regulate the output of the ac-dc power supply.
23.  A controller for use in an ac-dc power supply, comprising:
a sense signal input coupled to receive a sense signal from a dc-dc converter, wherein the dc-dc converter is coupled to an input of the ac-dc power supply, wherein the input of the ac-dc power supply is coupled to receive an ac input voltage and an ac input current, wherein the dc-dc converter includes a regulated output and a reservoir output;
a drive signal output coupled to the dc-dc converter, wherein the drive signal output is coupled to control the dc-dc converter to regulate the regulated output in response to the sense signal, wherein the drive signal output is further coupled to control a waveform of the ac input current to have a substantially same shape as a waveform of the ac input voltage.
24.  The controller of claim 23, wherein a rectifier is coupled to the input of the ac-dc power supply and the dc-dc converter, wherein the rectifier is coupled to provide a dc input voltage and a dc input current to the dc-dc converter.
25.  The controller of claim 23, wherein the regulated output and the reservoir output are galvanically isolated from the input of the ac-dc power supply.
26.  The controller of claim 25, wherein the dc-dc converter is a flyback converter.
27.  The controller of claim 25, wherein the controller includes a regulator circuit drive signal output coupled to a regulator circuit, wherein the regulator circuit is coupled to the regulated output and the reservoir output, wherein the regulator circuit drive signal output is coupled to control a transfer of energy from the reservoir output to the regulated output through the regulator circuit.
28.  The controller of claim 27, wherein the regulator circuit is a linear regulator.
29.  The controller of claim 27, wherein the regulator circuit is a switching regulator.
30.  The controller of claim 27, wherein the regulator circuit is coupled to receive a regulator circuit drive signal from the regulator circuit drive signal output.
31.  The controller of claim 25, further comprising:
an input controller coupled to provide a first drive signal through the drive signal output to an input switch coupled to a primary winding of an energy transfer element of the dc-dc converter; and
an output controller coupled to provide a second drive signal through the drive signal output to an output switch coupled to an output winding of the energy transfer element of the dc-dc converter.
32.  The controller of claim 31, wherein input controller is galvanically isolated from the output controller.
33.  The controller of claim 29, wherein the regulator circuit is a boost converter.
34.  The controller of claim 29, wherein the regulator circuit is a buck converter.
35.  The controller of claim 34, wherein the buck converter is coupled to receive a regulator circuit drive signal from the regulator circuit drive signal output to operate as a switching regulator.
36.  The controller of claim 34, wherein the buck converter is coupled to receive a regulator circuit drive signal from the regulator circuit drive signal output to operate as a linear regulator.
37.  The controller of claim 23, wherein the sense signal received by the sense signal input from the dc-dc converter is one of a plurality of sense signals received at a plurality of sense signal inputs, and wherein the sense signals include an output voltage sense signal, a reservoir voltage sense signal, an input voltage sense signal, and an input current sense signal.
38.  The controller of claim 23, wherein the sense signal received by the sense signal input from the dc-dc converter is one of a plurality of sense signals received at a plurality of sense signal inputs, and wherein the sense signals include an output current sense signal, a reservoir voltage sense signal, an input voltage sense signal, and an input current sense signal.
39.  The controller of claim 23, wherein the regulated output is coupled to provide power to a load, wherein the ac-dc power supply further comprises a reservoir capacitor coupled to the reservoir output, wherein the reservoir output is coupled to charge the reservoir capacitor when an instantaneous power received from the input of the ac-dc power supply is greater than a power received by the load, and wherein the reservoir output is coupled to discharge the reservoir capacitor when the instantaneous power received from the input of the ac-dc power supply is less than the power received by the load.
40.  The controller of claim 39, wherein the controller is coupled to temporarily suspend control of the waveform of the ac input current to have a substantially same shape as a waveform of the ac input voltage when the voltage on the reservoir capacitor exceeds a maximum value.
41.  The controller of claim 39, wherein the controller is coupled to temporarily suspend control of the waveform of the ac input current to have a substantially same shape as a waveform of the ac input voltage when the voltage on the reservoir capacitor is less than a minimum value.
ABSTRACT OF THE DISCLOSURE
An ac-dc power supply includes a dc-dc converter coupled to an input of the ac-dc power supply.  The input of the ac-dc power supply is coupled to receive an ac input voltage and an ac input current.  The dc-dc converter includes a regulated output and a reservoir output.  A controller is coupled to receive sense signals from the dc-dc converter.  The controller is coupled to control the dc-dc converter to regulate the regulated output in response to the sense signals.  The controller is further coupled to control a waveform of the ac input current to have a substantially same shape as a waveform of the ac input voltage.  A regulator circuit is coupled to the regulated output and the reservoir output.  The controller is coupled to the regulator circuit to control a transfer of energy from the reservoir output to the regulated output through the regulator circuit.
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