(57)【要約】【課題】スイッチング損失を低減して変換効率を向上させた電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源１８と、スイッチング素子１〜４と、ソフトスイッチング用コンデンサ１ｂ，４ｂと、クランプ用ダイオード５ａ，６ａ及びコンデンサ１７と、平滑用コンデンサ１５，１６と、双方向スイッチ２０と一次巻線１０ａとコンデンサ９との直列回路と、を備え、双方向スイッチ２０を、還流ダイオード７ａ’，８ａ’が逆並列接続されたスイッチング素子７，８を逆直列に接続して構成し、コンデンサ１５，１６同士の接続点とダイオード５ａ，６ａ同士の接続点とを接続してスイッチング素子１〜４のオン・オフによりスイッチング素子２，３同士の接続点の電位を３レベルに変化させる電力変換装置において、スイッチング素子１〜４，７，８をＷＢＧ材料により構成し、かつ、還流ダイオード７ａ’，８ａ’をシリコン系材料により構成する。【選択図】図１
2017077096.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第１〜第４の半導体スイッチング素子と、
前記第１，第４の半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記第１，第２の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第３，第４の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に、互いに直列に接続された第１，第２のクランプ用ダイオードと、
前記第１，第２の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第３，第４の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に接続されたクランプ用コンデンサと、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第１，第２の平滑用コンデンサと、
前記第２，第３の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第１，第２のクランプ用ダイオード同士の接続点との間に接続された双方向スイッチとインダクタンス要素と電流リセット用コンデンサとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された第５，第６の半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成すると共に、前記第１，第２の平滑用コンデンサ同士の接続点と前記第１，第２のクランプ用ダイオード同士の接続点とを接続してなる電力変換装置であって、前記第１〜第４の半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記第２，第３の半導体スイッチング素子同士の接続点の電位を３レベルに変化させる電力変換装置において、
前記第１〜第６の半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記第１〜第６の半導体スイッチング素子が、ＳｉＣまたはＧａＮからなるＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
直流電源と、
前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための複数の半導体スイッチング素子を有するインバータ部と、
前記半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記インバータ部の交流出力端子間に接続された双方向スイッチとトランスの一次巻線と共振用コイルとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された二つの半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載した電力変換装置において、
前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子が、ＳｉＣまたはＧａＮからなるＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング損失や通流損失を低減させたＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
半導体スイッチング素子のスイッチング動作では、スイッチング素子両端の電圧及びスイッチング素子を流れる電流が一定の遅延時間と傾きとを持って変化するため、スイッチング素子のオン・オフ時に、電圧波形と電流波形とが重なってスイッチング損失が発生する。また、電力変換装置に使用されるトランスはスイッチング周波数が高いほど小型化が可能であるが、上述したスイッチング損失はスイッチング周波数に比例して増加するので、トランスの小型化と高周波スイッチングとを両立することは困難である。
これらの問題を解決するために、特許文献１には、スイッチング素子の両端電圧及び電流がゼロの状態でスイッチングを行う、いわゆるゼロ電圧／ゼロ電流のスイッチング方式を採用した３レベルＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。
【０００３】
図４は、特許文献１に記載された３レベルＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
図４において、１８は直流電源、１５，１６は直流電源１８の正負極間に互いに直列に接続された平滑用コンデンサ、３１〜３４は半導体スイッチング素子、３１ｂ，３４ｂはソフトスイッチング用コンデンサ、５ａ，６ａはクランプ用ダイオード、１７はクランプ用コンデンサ、３５，３６は互いに逆直列に接続されて双方向スイッチ３７を構成する半導体スイッチング素子、９は電流リセット用コンデンサ、１０はトランス、１０ａ，１０ｂはトランス１０の一次巻線，二次巻線、１１はダイオードブリッジからなる整流回路、１２はフィルタ用リアクトル、１３はフィルタ用コンデンサ、１４は負荷を示す。
【０００４】
図５は、図４に示した従来技術の動作波形である。
スイッチング素子３１，３４は、ソフトスイッチング用コンデンサ３１ｂ，３４ｂの作用により両端電圧がゼロの状態でターンオンし、ターンオフ時は、遮断電流がソフトスイッチング用コンデンサ３１ｂ，３４ｂに分流するため、いわゆるゼロ電圧スイッチング動作を行う。また、スイッチング素子３２，３３，３５，３６は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス１０の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
なお、図５において、Ｓ３１〜Ｓ３６は、それぞれスイッチング素子３１〜３６の駆動信号である。
【０００５】
この従来技術において、負荷１４に電力を供給しない期間は、トランス１０の一次側電流をゼロにリセットし、双方向スイッチ３７によって逆流を防止しているため、余分な通流損失やトランス１０における損失を低減することができる。
【０００６】
次に、図６は、特許文献２に記載されたフルブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータ（２レベルコンバータ）の回路図である。
図６において、図４と同一の機能を有するものには同一の符号を付してあり、以下では図４と異なる部分を中心に説明する。
【０００７】
図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチング素子３１，３２の直列回路とスイッチング素子３３，３４の直列回路とが、直流電源１８の正負極間に互いに並列に接続されており、これらのスイッチング素子３１〜３４は、直流電源１８の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部を構成している。なお、３１ｂ，３２ｂ，３３ｂ，３４ｂは、スイッチング素子３１〜３４にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサである。
また、スイッチング素子３１，３２同士の接続点とスイッチング素子３３，３４同士の接続点との間には、双方向スイッチ３７とトランス１０の一次巻線１０ａと共振用コイル１９とが接続されている。
【０００８】
更に、図７は、特許文献３に記載されたハーフブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。このＤＣ／ＤＣコンバータは、図６のスイッチング素子３１，３２の直列回路の代わりにコンデンサ１５，１６の直列回路が接続され、更に図６の共振用コイル１９を除去した点のみが相違するため、以下では、図６に示したフルブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータについて、その動作を図８に基づいて説明する。
【０００９】
図８に示すように、スイッチング素子３１〜３４は、ソフトスイッチング用コンデンサ３１ｂ〜３４ｂの作用によって両端電圧がゼロの状態でターンオンすると共に、ターンオフ時は、遮断電流がソフトスイッチング用コンデンサ３１ｂ〜３４ｂに分流するため、ゼロ電圧スイッチング動作を行う。また、スイッチング素子３５，３６は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス１０の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
これらの従来技術においても、負荷１４に電力を供給しない期間は、トランス１０の一次側電流をゼロにリセットし、双方向スイッチ３７によって逆流を防止しているため、余分な通流損失やトランス１０における損失を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１４-１０３７２５号公報（段落［００１６］〜［００２９］、図１，図２）
【特許文献２】特開２０１３-１８８０８９号公報（段落［００２５］〜［００４０］、図１，図２）
【特許文献３】特開２０１３-１８８０９０号公報（段落［００１４］〜［００３１］、図１，図２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図４のスイッチング素子３２，３３，３５，３６や図６，図７のスイッチング素子３５，３６のターンオフ動作は、絶縁トランス１０の励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態で行われるため、スイッチング周波数に比例してスイッチング損失が増加する。特に、スイッチング周波数が数十[ｋＨｚ]以上の動作領域では損失が著しく増えてしまい、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の変換効率が低下するという問題があった。
【００１２】
そこで、本発明の解決課題は、スイッチング損失や還流ダイオード等の通流損失を低減して従来よりも変換効率を向上させた電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、
直流電源と、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第１〜第４の半導体スイッチング素子と、
前記第１，第４の半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記第１，第２の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第３，第４の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に、互いに直列に接続された第１，第２のクランプ用ダイオードと、
前記第１，第２の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第３，第４の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に接続されたクランプ用コンデンサと、
前記直流電源の正負極間に互いに直列に接続された第１，第２の平滑用コンデンサと、
前記第２，第３の半導体スイッチング素子同士の接続点と前記第１，第２のクランプ用ダイオード同士の接続点との間に接続された双方向スイッチとインダクタンス要素と電流リセット用コンデンサとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された第５，第６の半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成すると共に、前記第１，第２の平滑用コンデンサ同士の接続点と前記第１，第２のクランプ用ダイオード同士の接続点とを接続してなる電力変換装置であって、前記第１〜第４の半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記第２，第３の半導体スイッチング素子同士の接続点の電位を３レベルに変化させる電力変換装置において、
前記第１〜第６の半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したものである。
【００１４】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、前記第１〜第６の半導体スイッチング素子が、ＳｉＣまたはＧａＮからなるＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【００１５】
請求項３に係る発明は、
直流電源と、
前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための複数の半導体スイッチング素子を有するインバータ部と、
前記半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサと、
前記インバータ部の交流出力端子間に接続された双方向スイッチとトランスの一次巻線と共振用コイルとの直列回路と、を備え、
前記双方向スイッチを、還流ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された二つの半導体スイッチング素子を逆直列に接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、かつ、前記還流ダイオードをシリコン系の半導体材料により構成したものである。
【００１６】
請求項４に係る発明は、請求項３に記載した電力変換装置において、前記インバータ部及び前記双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子が、ＳｉＣまたはＧａＮからなるＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、半導体スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体材料からなる素子を用いたため、高周波動作時のスイッチング損失を低減することができ、また、双方向スイッチ内の還流ダイオード等に低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを使用することで、通流損失の低減も可能である。これにより、変換効率の高い電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１実施形態に係る３レベルＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】本発明の第２実施形態に係るフルブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】本発明の第３実施形態に係るハーフブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】特許文献１に記載された従来技術を示す回路図である。
【図５】図４の動作波形図である。
【図６】特許文献２に記載された従来技術を示す回路図である。
【図７】特許文献３に記載された従来技術を示す回路図である。
【図８】図６の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態に係る３レベルＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
このＤＣ／ＤＣコンバータは、直列に接続された複数の半導体スイッチング素子のオン・オフ動作により、直流電源の電圧を３レベルの電圧に変換してトランスの一次側に加え、その二次側出力を整流、平滑して直流電圧に変換するものである。なお、本発明は、トランスの二次側から負荷に交流電力を供給する３レベルインバータ等にも適用可能である。
【００２０】
図１において、３レベルＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１８と、直流電源１８の正負極間に互いに直列接続された半導体スイッチング素子１〜４と、スイッチング素子１，４にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサ１ｂ，４ｂと、スイッチング素子１，２同士の接続点とスイッチング素子３，４同士の接続点との間に接続されたクランプ用コンデンサ１７と、このクランプ用コンデンサ１７に並列に接続され、かつ互いに直列に接続されたシリコン系半導体材料からなるクランプ用ダイオード５ａ，６ａと、直流電源１８の正負極間に互いに直列に接続された平滑用コンデンサ１５，１６と、を備えている。
【００２１】
また、スイッチング素子２，３同士の接続点とクランプ用ダイオード５ａ，６ａ同士の接続点との間には、スイッチング素子７，８を逆方向に直列接続した双方向スイッチ２０と、スイッチング素子７，８にそれぞれ逆並列に接続された低オン抵抗特性のシリコン系半導体材料からなる還流ダイオード７ａ’，８ａ’と、トランス１０の一次巻線１０ａと、電流リセット用コンデンサ９と、が直列に接続されている。ここで、クランプ用ダイオード５ａ，６ａ同士の接続点と平滑コンデンサ１５，１６同士の接続点とは、等電位を保つために互いに接続されている。
更に、トランス１０の二次巻線１０ｂの両端には、ダイオードブリッジからなる整流回路１１とフィルタ用リアクトル１２とフィルタ用コンデンサ１３とが接続され、フィルタ用コンデンサ１３の両端に負荷１４が接続されている。
【００２２】
なお、前記スイッチング素子１〜４，７，８は、ＳｉＣ（炭化珪素）やＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドバンドギャップ半導体材料によって形成されている。１ａ，２ａ，３ａ，４ａ，７ａ，８ａは、それぞれ各スイッチング素子１〜４，７，８の内部の寄生ダイオードである。
周知のように、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子は、高速動作が可能で低損失であり、図１のようなＤＣ／ＤＣコンバータに適用すれば、小型のトランス１０を使用して低損失にて高周波スイッチングを行うことができる。
図示例では、スイッチング素子１〜４，７，８にＭＯＳＦＥＴを用いているが、従来技術のようにＩＧＢＴを用いても良い。
【００２３】
この実施形態の動作波形は、基本的に図５に示したものと同様であり、スイッチング素子１，４はソフトスイッチング用コンデンサ１ｂ，４ｂの作用によってゼロ電圧スイッチング動作を行うと共に、スイッチング素子２，３，７，８は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス１０の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。ここで、スイッチング素子１〜４，７，８はワイドバンドギャップ半導体材料により構成されているので、スイッチング周波数が数十[ｋＨｚ]以上であっても、スイッチング損失は大幅に低減される。
更に、還流ダイオード７ａ’，８ａ’に、寄生ダイオード７ａ，８ａより低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることにより、通流損失の低減も可能である。
【００２４】
次に、図２は、本発明の第２実施形態に係るフルブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
この実施形態は、図６に示したフルブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子３１〜３６に代えて、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子１〜４，７，８をそれぞれ使用したものであり、その他の構成は図６と同様である。なお、スイッチング素子１〜４は、直流電源１８の直流電圧を交流電圧に変換するフルブリッジ型のインバータ部を構成している。
図２において、１ａ〜４ａ，７ａ，８ａは寄生ダイオード、１ｂ〜４ｂはソフトスイッチング用コンデンサ、７ａ’，８ａ’はシリコン系の還流ダイオードである。
【００２５】
この実施形態の動作は、図６と基本的に同様である。すなわち、スイッチング素子１〜４はソフトスイッチング用コンデンサ１ｂ〜４ｂの作用によってゼロ電圧スイッチング動作を行い、スイッチング素子７，８は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス１０の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
また、スイッチング素子１〜４，７，８をワイドバンドギャップ半導体材料により構成したことにより、スイッチング損失が大幅に低減されると共に、還流ダイオード７ａ’，８ａ’に低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることで通流損失の低減も可能になる。
【００２６】
更に、図３は、本発明の第３実施形態に係るハーフブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
この実施形態は、図７に示したハーフブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子３３〜３６に代えて、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子３，４，７，８をそれぞれ使用したものであり、その他の構成は図７と同様である。なお、平滑用コンデンサ１５，１６及びスイッチング素子３，４は、直流電源１８の直流電圧を交流電圧に変換するハーフブリッジ型のインバータ部を構成している。
図３において、３ａ，４ａ，７ａ，８ａは寄生ダイオード、３ｂ，４ｂはソフトスイッチング用コンデンサ、７ａ’，８ａ’はシリコン系の還流ダイオードである。
【００２７】
この実施形態の動作は、図７と基本的に同様であり、スイッチング素子３，４はソフトスイッチング用コンデンサ３ｂ，４ｂの作用によってゼロ電圧スイッチング動作を行い、スイッチング素子７，８は、電流がゼロの状態でターンオンし、トランス１０の微弱な励磁電流のピーク値付近の電流が流れている状態でターンオフするため、ほぼゼロ電流スイッチング動作を行う。
この実施形態においても、スイッチング素子３，４，７，８をワイドバンドギャップ半導体材料によって構成したためスイッチング損失が大幅に低減されると共に、還流ダイオード７ａ’，８ａ’に低オン抵抗特性のシリコン系ダイオードを用いることで、通流損失の低減が可能である。
【符号の説明】
【００２８】
１，２，３，４，７，８：半導体スイッチング素子
１ａ，２ａ，３ａ，４ａ，７ａ，８ａ：寄生ダイオード
１ｂ，２ｂ，３ｂ，４ｂ：ソフトスイッチング用コンデンサ
５ａ，６ａ：クランプ用ダイオード
７ａ’，８ａ’：還流ダイオード
９：電流リセット用コンデンサ
１０：トランス
１１：整流回路
１２：フィルタ用リアクトル
１３：フィルタ用コンデンサ
１４：負荷
１５，１６：平滑用コンデンサ
１７：クランプ用コンデンサ
１８：直流電源
１９：共振用コイル
２０：双方向スイッチ
【図１】
2017077096.tif 000003
【図２】
2017077096.tif 000004
【図３】
2017077096.tif 000005
【図４】
2017077096.tif 000006
【図５】
2017077096.tif 000007
【図６】
2017077096.tif 000008
【図７】
2017077096.tif 000009
【図８】
2017077096.tif 000010