(57)【要約】      （修正有）【課題】検出精度の高い位置検出装置を提供すること。【解決手段】周期的に形成されたパターンを有するスケール２０と、スケールと対向するように配置され、パターンに応じた２つの信号を出力するセンサユニット１０と、を有し、２つの信号は、それぞれ基本波成分の整数倍の周波数を持つ第１の高調波成分および第２の高調波成分を含んでおり、第１の高調波成分の第１の位相と第２の高調波成分の第２の位相は、基本波成分の第３の位相と異なり、第１の高調波成分の第１の振幅と第２の高調波成分の第２の振幅との差は、第２の高調波成分の最大振幅の−０．１倍以上０．１倍以下の範囲にあり、第１の高調波成分の第１の位相と第２の高調波成分の第２の位相との差は、−１０度以上１０度以下の範囲にある。【選択図】図１
2017142167.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的に形成されたパターンを有するスケールと、
前記スケールと対向するように配置され、前記パターンに応じた２つの信号を出力するセンサユニットと、を有し、
前記２つの信号は、それぞれ基本波成分の整数倍の周波数を持つ第１の高調波成分および第２の高調波成分を含んでおり、
前記第１の高調波成分の第１の位相と前記第２の高調波成分の第２の位相は、前記基本波成分の第３の位相と異なり、
前記第１の高調波成分の第１の振幅と前記第２の高調波成分の第２の振幅との差は、前記第２の高調波成分の最大振幅の−０．１倍以上０．１倍以下の範囲にあり、
前記第１の高調波成分の第１の位相と前記第２の高調波成分の第２の位相との差は、−１０度以上１０度以下の範囲にあることを特徴とする位置検出装置。
【請求項２】
周期的に形成されたパターンを有するスケールと、
前記スケールと対向するように配置され、前記パターンに応じた２つの信号を出力するセンサユニットと、
前記２つの信号を処理して位置情報に変換する信号処理手段と、を有し、
前記２つの信号は、それぞれ基本波成分の整数倍の周波数を持つ第１の高調波成分および第２の高調波成分を含んでおり、
前記信号処理手段は、前記第１の高調波成分の第１の振幅と前記第２の高調波成分の第２の振幅の差と、前記第１の高調波成分の第１の位相と前記第２の高調波成分の第２の位相の差が、小さくなるように前記２つの信号を補正する補正手段を有することを特徴とする位置検出装置。
【請求項３】
前記基本波成分の第３の位相は、前記第１の位相および前記第２の位相と異なっていることを特徴とする請求項２に記載の位置検出装置。
【請求項４】
前記スケールと前記センサユニットとは、互いに相対移動可能に構成され、
前記補正手段は、前記スケールと前記センサユニットとが相対移動した際に前記スケールと前記センサユニットとの間隔が変化する場合に、前記間隔の変化に基づいて前記２つの信号を補正することを特徴とする請求項２または３に記載の位置検出装置。
【請求項５】
周波数解析を行うことにより前記基本波成分の整数倍の周波数を持つ高調波成分の振幅および位相を算出する算出手段を有し、
前記補正手段は、前記算出手段が算出する振幅および位相に基づいて、前記２つの信号を補正することを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１項に記載の位置検出装置。
【請求項６】
前記第１の高調波成分は３次高調波成分であり、前記第２の高調波成分は５次高調波成分であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の位置検出装置。
【請求項７】
前記第１の高調波成分および前記第２の高調波成分は、奇数次高調波成分であり、７次以上の高調波成分であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の位置検出装置。
【請求項８】
前記第１の高調波成分は７次高調波成分または１１次高調波成分であり、前記第２の高調波成分は９次高調波成分または１３次高調波成分であることを特徴とする請求項７に記載の位置検出装置。
【請求項９】
前記２つの信号は、異なる位相差を有し、前記位相差は、３６０／ｍ度（ｍは３以上の自然数）であることを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載の位置検出装置。
【請求項１０】
前記位相差は、７２度または１２０度であることを特徴とする請求項９に記載の位置検出装置。
【請求項１１】
物体の変位に応じて出力される周期的な２つの信号を補正する補正ステップと、
前記補正ステップにより補正された信号に基づいて前記物体の位置を検出する位置検出ステップと、を有し、
前記２つの信号は、それぞれ基本波成分の整数倍の周波数を持つ第１の高調波成分および第２の高調波成分を含んでおり、
前記補正ステップは、前記第１の高調波成分の第１の振幅と前記第２の高調波成分の第２の振幅の差と、前記第１の高調波成分の第１の位相と前記第２の高調波成分の第２の位相の差が、小さくなるように前記２つの信号を補正することを特徴とする位置検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位置検出装置に関し、特に２つのアナログ信号を用いて内挿処理を行うエンコーダに関する。
【背景技術】
【０００２】
光学式エンコーダなどにおいては、エンコーダの分解能を高めるべく電気分割、いわゆる内挿処理が行われる。内挿処理のひとつの方法として、直交する２つの正弦波信号と余弦波信号を逆正接演算により角度を求め位置分解能を高める方法がある。この内挿処理を高精度に行うためには、正弦波信号と余弦波信号が基本波成分のみで構成され、高調波成分を極力もたない構成にする必要がある。高調波成分が含まれる信号を用いると逆正接演算を行う際に内挿誤差が生じ、位置誤差となってしまうからである。以前から高調波成分を極力抑え、基本波成分のみになるような光学構成などの種々のアイデアが提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１に示すように、逆正接演算を行った後に、ＬＵＴ（Ｌｏｏｋ  Ｕｐ  Ｔａｂｌｅ）により、高調波成分による内挿誤差を補正する方法がある。他の方法では、特許文献２に示すように、第３高調波成分と第５高調波成分の振幅を等しくする格子間隔に設定するという方法がある。さらには、特許文献３に示すように、第３高調波成分と第５高調波成分の振幅を減算した値に逆正接値の４倍を変数とする正弦波の補正値を算出して補正するという方法がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−３０３３５８号公報
【特許文献２】特許第２５７５９３５号
【特許文献３】特許第４２２４６７７号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１では、ＬＵＴを作成する手間がかかるという問題がある。また、ＬＵＴ作成時と実際の運用時の挙動が同一でなくてはならず、両者の再現性が悪いと誤差を補正したつもりがかえって悪化してしまう恐れがある。特許文献２では、第３高調波成分と第５高調波成分の振幅を等しくする方法であるが、位相については基本波成分との位相が０度の特殊の場合についてのみであり、位相が０度に限定的なものであり位相が０度以外の場合には適用できない。特許文献３では、第３高調波成分と第５高調波成分の振幅が等しい場合、キャンセル可能であるが、位相が０度に限定的なものであり位相が０度以外の場合には適用できない。
【０００６】
以上をまとめると、高次高調波成分を含むアナログ信号の高次高調波成分の振幅と位相によっては逆正接演算の誤差を小さくできないという課題がある。
【０００７】
さらには、エンコーダのスケールと検出器の平行度が保たれて設置されていない場合を想定すると、移動した後の検出器の検出位置によっては、例えば第３高調波成分と第５高調波成分の振幅と位相の状態が変動し誤差が発生する課題がある。
【０００８】
また、２つのアナログ信号の位相差が９０度以外に適用できないという課題がある。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、上記課題に鑑み、検出精度の高い位置検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一側面としての位置検出装置は、周期的に形成されたパターンを有するスケールと、前記スケールと対向するように配置され、前記パターンに応じた２つの信号を出力するセンサユニットと、を有し、前記２つの信号は、それぞれ基本波成分の整数倍の周波数を持つ第１の高調波成分および第２の高調波成分を含んでおり、前記第１の高調波成分の第１の位相と前記第２の高調波成分の第２の位相は、前記基本波成分の第３の位相と異なり、前記第１の高調波成分の第１の振幅と前記第２の高調波成分の第２の振幅との差は、前記第２の高調波成分の最大振幅の−０．１倍以上０．１倍以下の範囲にあり、前記第１の高調波成分の第１の位相と前記第２の高調波成分の第２の位相との差は、−１０度以上１０度以下の範囲にあることを特徴とする。
【００１１】
本発明の他の目的及び特徴は、以下の実施例において説明される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、検出精度の高い位置検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施例１の構成図である。
【図２】本発明の実施例１の方法による高調波を含むアナログ信号のリサージュ図である。
【図３】本発明の実施例１の方法による高調波を含むアナログ信号の一例の表である。
【図４】本発明の実施例１の方法による高調波を含むアナログ信号の一例のグラフである。
【図５】本発明の実施例１の方法による高調波を含むアナログ信号のリサージュ図である。
【図６】本発明の実施例２の構成図である。
【図７】本発明の実施例２のフローチャートである。
【図８】本発明の実施例２の２つの正弦波の合成により振幅及び位相の変換を説明する図である。
【図９】本発明の実施例２の方法を実施する前と実施後の高調波の含有量を示すグラフである。
【図１０】本発明の実施例２の効果を説明するためのグラフである。
【図１１】本発明の実施例３の構成図である。
【図１２】本発明の実施例３の構成の課題を説明する図である。
【図１３】本発明の実施例３の方法を実施する前の高調波の含有量を示すグラフである。
【図１４】本発明の実施例３のフローチャートである。
【図１５】本発明の実施例３の方法の実施後の高調波の含有量を示すグラフである。
【図１６】本発明の実施例４の構成図である。
【図１７】本発明の実施例４のフローチャートである。
【図１８】本発明の実施例４のＦＦＴ（またはＤＦＴ）処理を説明する図である。
【図１９】従来例の課題を説明するためのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
まず、本発明を実施するための形態を説明する前に、従来の位置検出装置にあった問題点について詳細に説明する。
【００１５】
一つ目の問題点は、従来の位置検出装置では、高次高調波成分を含むアナログ信号の高次高調波成分の振幅と位相によっては逆正接演算の誤差を小さくできない場合があるという点である。
【００１６】
例えば、図１９に第３高調波成分と第５高調波成分の振幅と位相を変動させた時のキャンセルのされ具合の様子を示す。図１９（ａ）は、第３高調波成分と第５高調波成分の位相が共に０度に固定した場合で、第５高調波成分と第３高調波成分の振幅比を横軸に、内挿誤差を縦軸にしてグラフにしたものである。これによると、１．０の時、つまり、第５高調波成分と第３高調波成分の振幅が等しい時に、内挿誤差がゼロになることがわかる。次に、図１９（ｂ）は、第３高調波成分と第５高調波成分の振幅が等しく、第３高調波成分の位相が基本波に対して３０度に固定した場合で、第５高調波成分の位相を横軸に、内挿誤差を縦軸にしてグラフにしたものである。これによると、位相により必ずしも、内挿誤差がゼロになるとは限らないということがわかる。むしろ一般的には、第３高調波成分と第５高調波成分の振幅が等しいだけでは、キャンセル可能ではないことがわかる。
【００１７】
さらに、特許文献２と特許文献３において以下の共通の問題がある。まず、第３高調波成分、第５高調波成分以外の第７高調波成分、第９高調波成分・・・については考慮されていない。よって、第７高調波成分以上を有するものには適用できない。
【００１８】
次に、二つ目の問題点は、例えば、エンコーダのスケールと検出器の平行度が保たれて設置されていないと、移動した後の検出器の検出位置によって格子間隔が設定値からずれてしまうという点である。格子間隔が設定値からずれてしまった場合などは第３高調波成分と第５高調波成分の振幅と位相の状態が変動してしまい、このような場合は誤差が悪化し適用できない。
【００１９】
さらに、三つ目の問題点は、２つのアナログ信号は９０度位相のずれたものについてのみ適用できるが、例えば、３相モータの電流位相など１２０度位相のずれたもの、あるいは５相モータの電流位相など７２度位相のずれたものについては適用できないという点である。
【００２０】
つぎに、添付図面を参照して本発明を実施するための形態について詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、本発明の実現手段としての一例であり、本発明が適用される装置の構成や各種条件によって適宜修正又は変更されるべきものであり、本発明は以下の実施の形態に限定されるものではない。
【実施例１】
【００２１】
図１には、本発明の実施例１である光学式エンコーダ（位置検出装置）の構成を示す。光学式エンコーダは、物体の変位に応じて出力される周期的な２つの信号に基づいて該物体の位置を検出することができる。本実施例１のエンコーダは、不図示の可動部材に取り付けられるセンサユニット（検出器）１０と、不図示の固定部材に取り付けられるスケール２０と、信号処理回路（信号処理手段）４０を有する。スケール２０は、周期的に形成されたパターンを有し、センサユニット１０は、スケール２０と対向するように配置され、該パターンに応じた、後述する異なる位相差を有する２つの信号（信号ｘおよび信号ｙ）を出力する。スケール２０とセンサユニット１０とは、互いに相対移動可能に構成される。固定部材および可動部材は、該エンコーダを備える装置の一部である。なお、可動部材にスケール２０を取り付け、固定部材にセンサユニット１０を取り付けてもよい。すなわち、センサユニット１０とスケール２０とが相対移動可能な構成であればよい。
【００２２】
センサユニット１０は、ＬＥＤ等により構成される光源１２と、フォトダイオード等により構成される複数の受光素子（検出素子）を含む受光素子アレイ１６を有する受光ＩＣ１４とが同一パッケージに実装された受発光一体型センサユニットである。受光素子アレイ１６において、複数の受光素子は、センサユニット１０（つまりは可動部材）の移動方向（つまりは位置検出方向）であるＸ方向に並べられている。
【００２３】
スケール２０の透明基板（ガラス板やフィルム）上には、クロム反射膜により形成された周期パターンを有するトラック２１が形成されている。周期パターンは、センサユニット１０の光源１２から照射された光を受光素子アレイ１６に向けて反射する反射部と反射しない非反射部とをＸ方向に交互に有する。言い換えれば、周期パターンは、光源１２からの光が持つエネルギー分布をＸ方向において空間的に変調する。そのときの変調周期が、周期パターンのピッチに相当する。
【００２４】
なお、本実施例では、スケール２０として、反射型スケールを用いる場合について説明するが、周期パターンが透過部と非透過部とを交互に含む透過型スケールを用いてもよい。
【００２５】
また、本実施例では、光学方式で検出する光学式エンコーダについて説明する。しかし、後述する位置検出処理を、磁気方式または静電容量方式で検出する磁気式エンコーダまたは静電容量式エンコーダに適用してもよい。磁気式エンコーダでは、スケール上に磁性体を本実施例における反射膜と同様に並べて磁気パターンを形成する。そして、スケールに近接してアレイ状に並べられた磁界検出素子により磁気パターンによる磁気の極性分布を検出する。また、静電容量式エンコーダでは、スケール上に導電性の電極パターンを形成し、別のアレイ状の電極パターンを近接対向させて静電容量の分布を検出するようにすればよい。
【００２６】
信号処理回路４０は、受光素子アレイ１６からの出力信号（エンコーダ信号）、すなわち後述する２つの信号を処理して位置情報に変換する。
【００２７】
信号処理回路４０の詳細を説明する。ｘ信号取得部４１とｙ信号取得部４２は、互いに位相が９０度異なるエンコーダ信号のアナログ信号をセンサユニット１０から取得し、所定のサンプリング周期でＡ／Ｄ変換を行いディジタル値を取得するところである。内挿演算部４３は、ｘ信号取得部４１からの信号データｘ（ｘ信号）とｙ信号取得部４２からの信号データｙ（ｙ信号）を用いて、逆正接演算を行なう。位置演算部４５は、内挿演算部４３で得られる位置詳細データ（下位位置データ）とｙ信号取得部４２より得られるｙ信号の周期数をカウンタ４４によりカウントして得られる周期カウントデータ（上位位置データ）を加算して、位置データ（位置情報）を生成する。このように内挿処理を行なうことにより、ｘ信号取得部４１とｙ信号取得部４２からの２つのアナログ信号を２値化してカウントする簡易位置エンコード情報より分解能の高い位置エンコード情報を得ることができる。
【００２８】
次に、本発明の実施例１の骨子である、誤差を発生させない逆正接演算の条件について説明する。
【００２９】
まず、位相差が３６０／４＝９０度について説明する。
１．位相差が９０度（ｍ＝４）の場合
一般に、高調波成分を含む２つのアナログ信号ｘ、及びｙは、以下のように表せる。
【００３０】
【数１】
2017142167.tif 000003
【００３１】
【数２】
2017142167.tif 000004
【００３２】
次に、偶数次高調波成分は極めて小さいので無視し、４ｎ次を中心にした４ｎ−１次高調波成分と４ｎ＋１次高調波成分を用いて纏めると次式を得る。
【００３３】
【数３】
2017142167.tif 000005
【００３４】
【数４】
2017142167.tif 000006
【００３５】
ここで、説明の簡略化のため、ｎ＝１を取り出して正接（ｔａｎ）であるところのｚ＝ｙ／ｘを演算すると次式を得る。
【００３６】
【数５】
2017142167.tif 000007
【００３７】
なお、ここで得られる正接の演算による値は誤差を含んでいる。したがって、この演算による値をｚ’と表記している。
【００３８】
次に、３次高調波成分と５次高調波成分の振幅、及び位相を等しい（Ａ３＝Ａ５＝Ａ４、φ３=φ５＝φ４）と置き、正接を演算すると、
【００３９】
【数６】
2017142167.tif 000008
【００４０】
となる。
【００４１】
次に、基本波成分のみの正接（ｔａｎｇｅｎｔ）
【００４２】
【数７】
2017142167.tif 000009
【００４３】
で（式６）を置きかえると
【００４４】
【数８】
2017142167.tif 000010
【００４５】
となる。
【００４６】
ｚの係数
【００４７】
【数９】
2017142167.tif 000011
【００４８】
は、θごとに定まる定数となる。
【００４９】
これは、ｚ’がどの角度θにおいても、θごとに定まるｚの定数倍であり、以下の式が成り立つ。
【００５０】
【数１０】
2017142167.tif 000012
【００５１】
これは、高調波成分を含んだ信号であっても、３次高調波成分と５次高調波成分の振幅、及び位相を等しい（Ａ３＝Ａ５、φ３＝φ５）条件を満たせば、基本波成分だけの逆正接値と一致することを意味する。
【００５２】
７次高調波成分と９次高調波成分の振幅、及び位相が等しい場合、１１次高調波成分と１３次高調波成分の振幅、及び位相が等しい場合においても同様なので、一般に、
【００５３】
【数１１】
2017142167.tif 000013
【００５４】
であり、４ｎ−１次高調波成分と４ｎ＋１次高調波成分の振幅、及び位相を等しい（Ａ４ｎ−１＝Ａ４ｎ＋１、φ４ｎ−１＝φ４ｎ＋１）条件を満たせば、基本波成分だけの逆正接値と一致することを意味する。
【００５５】
図２に、この条件を満たす場合のアナログ信号ｘ、ｙによるリサージュ図を示す。
【００５６】
図２（ａ）は、第１象限から第４象限までを示した図で、図２（ｂ）は、第１象限のみを拡大した図である。点線が、高調波成分を含まない誤差の無い時のグラフで真円である。実線が、上記条件を満たす高調波成分を含むときのグラフである。それぞれのアナログ信号ｘ、ｙを用いて逆正接演算により得られる角度θを１０度ごとにマークをつけて挙動を詳細に見てみると、実線上のマークは、点線上のマークと原点（０，０）の延長線上に存在することがわかる。点線上のマークと原点（０，０）の延長線上にあるということは、両者の逆正接演算は等しいということがグラフ上で示されている。つまり、本実施例の条件を満たす信号であれば、必ずしも真円でなくても、逆正接演算による内挿処理の誤差をゼロに抑えることが可能である。
【００５７】
次に、図３の表は、４ｎ−１次高調波成分と４ｎ＋１次高調波成分の振幅、及び位相を等しい（Ａ４ｎ−１＝Ａ４ｎ＋１、φ４ｎ−１＝φ４ｎ＋１）条件を満たす例であり、ここでは４例示す。図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、図３の表のアナログｘ信号とｙ信号である。図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、図３の表のアナログｘ信号とｙ信号のリサージュ図である。これらの高調波成分を含むアナログ信号を生成するエンコーダのアナログ波形であれば、内挿誤差はゼロであり、ＬＵＴや演算による補正が必要なくなり、コストアップせずに内挿誤差を小さく抑えることが可能となる。
【００５８】
続いて、一般的なｍ（ｍは３以上の自然数）について説明する。
２．位相差が３６０／ｍ度の場合（ｍは３以上の自然数）
光学式エンコーダの場合は、一般的にｍ＝４であるが、３相モータ、５相モータの電流位相検出の場合は、ｍ＝３、ｍ＝５などを用いる場合がある。
【００５９】
続いて、１．を一般化したｍについて説明する。
【００６０】
一般に、高調波成分を含む２つのアナログ信号ｘ、及びｙは、式１および式２のように表せる。
ただし、信号ｘ、信号ｙは、２つのアナログ信号を用いた直交変換後の信号とする。具体的には、例えば、３相（ｕ／ｖ／ｗ）の場合は、
ｘ＝ｕ；
ｙ＝（ｕ＋２＊ｖ）／ＳＱＲＴ（３）
などにより算出される。
また、例えば、５相（ｑ／ｒ／ｓ／ｔ／ｕ）の場合は、
ｘ＝ｑ；
ｙ＝（−ｑ＋ｒ／ｃｏｓ７２°）／ＳＱＲＴ（（１／ｃｏｓ７２°）＾２−１）
などにより算出される。
【００６１】
次に、偶数次高調波成分は極めて小さいので無視し、ｍ・ｎ次を中心にしたｍ・ｎ−１次高調波成分とｍ・ｎ＋１次高調波成分を纏めると次式を得る。
【００６２】
【数１２】
2017142167.tif 000014
【００６３】
【数１３】
2017142167.tif 000015
【００６４】
ここで、説明の簡略化のため、ｎ＝１を取り出して正接（ｔａｎ）であるところのｚ＝ｙ／ｘを演算すると次式を得る。
【００６５】
【数１４】
2017142167.tif 000016
【００６６】
なお、ここで得られる正接の演算による値は誤差を含んでいる。したがって、この演算による値をｚ’と表記している。
【００６７】
次に、ｍ−１次高調波成分とｍ＋１次高調波成分の振幅、及び位相を等しい（Ａｍ−１＝Ａｍ＋１＝Ａｍ、φｍ−１＝φｍ＋１＝φｍ）と置き、逆正接を演算すると、
【００６８】
【数１５】
2017142167.tif 000017
【００６９】
次に、（式７）で（式１５）を置きかえると、
【００７０】
【数１６】
2017142167.tif 000018
【００７１】
となる。
【００７２】
ｚの係数
【００７３】
【数１７】
2017142167.tif 000019
【００７４】
は、θごとに定まる定数となる。
【００７５】
これは、ｚ’がどの角度θにおいても、θごとに定まるｚの定数倍であり、以下の式が成り立つ。
【００７６】
【数１８】
2017142167.tif 000020
【００７７】
これは、高調波成分を含んだ信号であっても、ｍ−１次高調波成分とｍ＋１次高調波成分の振幅、及び位相が等しい（Ａｍ−１＝Ａｍ＋１、φｍ−１＝φｍ＋１）条件を満たせば、基本波成分だけの逆正接値と一致することを意味する。
【００７８】
２ｍ−１次高調波成分と２ｍ＋１次高調波成分の振幅、及び位相を等しい、３ｍ−１次高調波成分と３ｍ＋１次高調波成分の振幅、及び位相を等しい場合でも同様なので、一般に
【００７９】
【数１９】
2017142167.tif 000021
【００８０】
であり、ｍ・ｎ−１次高調波成分とｍ・ｎ＋１次高調波成分の振幅、及び位相が等しい（Ａｍ・ｎ−１＝Ａｍ・ｎ＋１、φｍ・ｎ−１＝φｍ・ｎ＋１）条件を満たせば、基本波成分だけの逆正接値と一致することを意味する。
【００８１】
このように、本実施例１では、センサユニット１０が出力する２つの信号（ｘ信号、ｙ信号）は、それぞれ基本波成分の整数倍の周波数を持つ高調波成分（第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）および第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波））を含んでいる。ここでいうところの高調波成分は、例えば奇数次高調波成分であり、主に３次高調波成分や５次高調波成分であるが、７次以上の高調波成分であってもよい。
【００８２】
そこで、本実施例１では、第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）の振幅（第１の振幅）と第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の振幅（第２の振幅）の差は、該第１の振幅と第２の振幅とが等しいとみなせる第１の所定の範囲に設定し、かつ、第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）の位相（第１の位相）と第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の位相（第２の位相）の差は、該第１の位相と第２の位相とが等しいとみなせる第２の所定の範囲に設定している。すなわち、ｍ・ｎ−１次高調波とｍ・ｎ＋１次高調波の振幅および位相を略等しく（望ましくは、上記条件を満たすよう等しく）している。ここで、例えば、第１の所定の範囲は、第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の最大振幅の−０．１倍以上０．１倍以下の範囲であり、第２の所定の範囲は、−１０度以上１０度以下の範囲の位相差である。より好ましくは、第１の所定の範囲は、第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の最大振幅の−０．０５倍以上０．０５倍以下の範囲であり、第２の所定の範囲は、−５度以上５度以下の範囲の位相差である。この範囲に設定することにより、逆正接演算による内挿処理に内挿誤差を生じさせない高精度なエンコーダユニットとすることができる。逆を言えば、上記差がこの範囲を超えた場合、内挿誤差が生じやすくなるという問題が発生する。この条件（範囲）は、センサユニット１０とスケール２０の間隔を調整することにより達成されてもよい。
【００８３】
これにより、基本波成分の位相（第３の位相）が第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）の位相（第１の位相）および第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の位相（第２の位相）と異なっている場合であっても、誤差を低減することができ、検出精度の高い位置検出装置とすることができる。
【００８４】
また、以上から、２つのアナログ信号は、９０度位相のずれたもの（ｍ＝４）だけではなく、３相モータの電流位相など１２０度位相のずれたもの（ｍ＝３）、５相モータの電流位相など７２度位相のずれたもの（ｍ＝５）などについても適用できることがわかる。すなわち、ｍ・ｎ−１次高調波成分とｍ・ｎ＋１次高調波成分の高調波対の振幅、及び位相が等しくすればよい。これにより、逆正接演算による内挿処理に内挿誤差を生じさせない高精度なエンコーダユニットを提供することができる。なお、本実施例および以下の実施例において、同一、等しい、一致等の記載は、略同一、略等しい、略一致を含む概念である。ここで、「略（実質的に）」とは、許容範囲内での誤差を含む概念である。
【００８５】
これらの高調波成分を含むアナログ信号を生成するエンコーダであれば、誤差がゼロであり、ＬＵＴや演算による補正が必要なくなり、コストアップせずに内挿誤差を小さく抑えることが可能となる。
【実施例２】
【００８６】
実施例１では、９０度位相差のある２つのアナログ信号の場合には、４ｎ−１次高調波成分と４ｎ＋１次高調波成分の振幅と位相を等しくすることにより、逆正接による演算による内挿処理時に発生する内挿誤差をゼロに抑えることができた。実施例２では、４ｎ−１次高調波成分と４ｎ＋１次高調波成分の振幅と位相を等しくできない場合の対応法について提示する。例えば、図９（ａ）は、あるセンサユニット１０とスケール２０を所定の格子間隔に設置した時の、奇数次（１次、３次、５次、７次、９次）の振幅と位相を周波数解析したものである。振幅は、１次（基本波）を１．０にした時の各高調波成分の振幅比を横軸に示している。位相のグラフは、薄線が通常ＦＦＴで計算される位相であり、濃線は、１次の位相をゼロと置いた時の各高調波成分の位相を値を示している。
【００８７】
具体例を以下に示す。簡単のため、以下の説明では、１次、３次、５次のみで構成されているものとして説明する。通常、ある一周期分の信号をＦＦＴしたＦＦＴ＿Ａは以下の（式２０）のように表せる。
【００８８】
【数２０】
2017142167.tif 000022
【００８９】
この基本波（一次）成分の位相をゼロと置いた式ＦＦＴ＿Ａ’は以下の（式２１）のように表せる。
【００９０】
【数２１】
2017142167.tif 000023
【００９１】
薄線の位相は（式２０）での位相、濃線の位相は（式２１）での位相である。
【００９２】
ここで、（式２１）において、３次高調波成分と５次高調波成分の振幅（Ａ３とＡ５）、及び位相（３（φ３−φ１）と５（φ５−φ１））の両方が一致していない場合、一方の３次高調波成分の振幅、及び位相の両方が等しくなるように、データを加算するという方法をとる。
【００９３】
その後、加算された２つの信号を用いて、逆正接演算を行なうことにより、誤差をゼロに抑えることができるというものである。
【００９４】
図６には、本発明の実施例２である光学式エンコーダの構成を示す。実施例１と同様な構成のものは、同一番号を付し説明は省略する。
【００９５】
信号処理回路４０内には、実施例２の特徴である補正処理部５０を設置する。補正処理部５０内を説明する。内挿演算部４３から得られる基本波成分に対する角度（位相）情報を角度推定部５７により角度を推定する。ここでは、内挿演算部４３から得られる１サンプル前の詳細な角度情報から現在サンプリング時点での粗い角度情報である推定角度θ＾（θハット）を、ｘ信号補正波形算出部５１及び、ｙ信号補正波形算出部５４に基本波成分に対する位相情報を渡す。最終的には、内挿演算部４３により現在サンプリング時点の詳細な角度情報を演算することになるのであるが、ｘ信号補正値、及びｙ信号補正値を生成する際には、粗い角度情報である推定角度θ＾（θハット）を使用して問題になることは無い。この推定角度θ＾（θハット）を用いて、ｘ信号補正算出部５２、及びｙ信号補正算出部５５より補正値を生成し、ｘ信号加算器５３、ｙ信号加算器５６で補正値を加算することにより、新たなｘ’信号、ｙ’信号を生成する。新たなｘ’信号、ｙ’信号は、実施例１で説明した２つの高調波対の振幅と位相が等しい関係を常に保つように動作するように設計されているので、内挿演算部４３での逆正接演算による内挿分割処理の誤差は小さく抑えられる。このように、補正処理部５０は、２つの信号（ｘ信号およびｙ信号）を補正する補正手段として機能し、センサユニット１０から取得した信号（ｘ信号およびｙ信号）をｘ’信号およびｙ’信号に補正する。
【００９６】
図７のフローチャートを用いて、ｘ信号の補正値の算出アルゴリズムについて詳細に説明する。ｙ信号の補正値算出も同時に処理されるが、同等であるのでここでは説明を省略する。また、このフローチャートでは、３次高調波成分と５次高調波成分の高調波対の補正について説明するが、７次高調波成分と９次高調波成分の高調波対、１１次高調波成分と１３次高調波成分の高調波対・・・の補正についても同様であるので説明は省略する。
【００９７】
Ｓ１０１は、処理の開始であり、Ｓ１０２で、ｘ信号の基本波成分である１次と高調波成分である３次、及び５次の高調波の振幅と位相情報を取得する。センサユニット１０とスケール２０の設置距離であるところの格子間隔の設定により、基本波成分である１次と高調波成分である３次、及び５次の高調波の振幅と位相関係は設計によりある程度定められているので、その値を用いても良い。Ｓ１０３は、高調波対の３次、及び５次の高調波の振幅、及び位相が同時に等しいかを判断する分岐であり、ｙｅｓの場合には補正を加算する必要が無いので、Ｓ１０８の前まで分岐する。ｎｏの場合には、Ｓ１０４以降に進み、補正値を生成する。Ｓ１０４で、３次の加算する正弦波の振幅、及び位相を算出する。なお、加算する正弦波の算出方法については後述する。
【００９８】
Ｓ１０５で、前回の角度とサンプリングタイミングから現在の角度θ＾（θハット）を推定する。この角度は、前回のθｎ−１と前々回のθｎ−２とサンプリング時間（ｔｓ）から、以下のように線形補間により簡単に推定できる。
θ＾＝ｔｓ（θｎ−１―θｎ−２）＋θｎ−１
Ｓ１０６では、推定角度θ＾（θハット）を用いて補正値を算出し、Ｓ１０７により補正値を加算する。これは、図６の加算器で加えるところに相当する。
【００９９】
Ｓ１０８は、内挿処理の終了の分岐であり、不図示のコントローラ等から処理の終了の指示があればＳ１０９の終了に進み、そうでなければ、Ｓ１０５に戻り、この処理を続ける。
【０１００】
以下に、Ｓ１０４における３次の加算する正弦波の算出方法について説明する。
【０１０１】
図８は、周期の等しい２つの正弦波の加算により、周期の等しい任意の振幅、任意の位相を有する正弦波を生成可能であることを説明する図として用意した。
【０１０２】
例えば、細線Ａの正弦波から、太線Ｂの正弦波を作りたい場合には、点線Ｃを細線Ａに加算すれば良い。つまり、
【０１０３】
【数２２】
2017142167.tif 000024
【０１０４】
を考える。
【０１０５】
このとき、加算すべき正弦波は、(式２２)を変形して、
【０１０６】
【数２３】
2017142167.tif 000025
【０１０７】
となる。
【０１０８】
ただし、Ｄ、Ｅは
【０１０９】
【数２４】
2017142167.tif 000026
【０１１０】
である。
【０１１１】
この変換式を用いることで、容易に３次高調波成分に加算すべき正弦波を算出することができる。
【０１１２】
このようにして、図９（ｂ）に示すように、３次高調波成分の振幅と位相を５次高調波成分の振幅と位相に等しくなるようにした時の内挿誤差を図１０（ｂ）に示す。従来のままの内挿誤差である図１０（ａ）と較べて、４次成分の誤差が大幅に抑えられていることがわかる。同様に、図９（ｃ）に示すように、３次高調波成分の振幅と位相を５次高調波成分の振幅と位相に等しくするのに加えて、７次高調波成分の振幅と位相を９次高調波成分の振幅と位相に等しくした時の内挿誤差を図１０（ｃ）に示す。図１０（ｂ）に較べて、８次成分の誤差が大幅に抑えられていることがわかる。
【０１１３】
このように、本実施例２では、センサユニット１０が出力する２つの信号（ｘ信号、ｙ信号）は、それぞれ基本波成分の整数倍の周波数を持つ高調波成分（第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）および第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波））を含んでいる。
【０１１４】
そこで、本実施例２では、補正処理部５０は、第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）の振幅（第１の振幅）と第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の振幅（第２の振幅）の差と、第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）の位相（第１の位相）と第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の位相（第２の位相）の差が、小さくなるように２つの信号（ｘ信号およびｙ信号）を補正する。すなわち、第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）と第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の振幅と位相を等しくできない場合に、一方の成分の振幅と位相を他方の成分の振幅と位相に合わせるように補正することで、内挿誤差を小さく抑えることができる。ここで、補正処理部５０は、基本波成分の位相（第３の位相）が第１の高調波成分（ｍ・ｎ−１次高調波）の位相（第１の位相）と第２の高調波成分（ｍ・ｎ＋１次高調波）の位相（第２の位相）と異なっている場合でも、内挿誤差を低減することができ、検出精度の高い位置検出装置とすることができる。
【０１１５】
本実施例で詳しく説明したように、高調波対の振幅と位相が等しくない場合においても、実施例１と同様な効果を得ることができる。このような構成により、内挿誤差は理想的にはゼロになり、ＬＵＴや演算による補正が必要なくなり、コストアップせずに内挿誤差を小さく抑えることが可能となる。
【実施例３】
【０１１６】
実施例２では、４ｎ−１次高調波成分と４ｎ＋１次高調波成分の振幅と位相を等しくできない場合に、一方の成分の振幅と位相を他方の成分の振幅と位相に合わせることで、内挿誤差を小さく抑えた。実施例３では、例えば、図１２（ａ）のように、エンコーダのスケールと検出器の平行度が保たれて設置されていない場合を想定する。図１２（ａ）によると、ｘ方向にセンサユニット１０が移動可能とし、左端では格子間隔が近く、中盤、右端に移動するに従って、格子間隔が遠くなるように設置された場合である。ここで、図１２（ｂ）は、横軸に格子間隔を、縦軸に、３次、５次、７次、９次の高調波成分の振幅比をとったものである。このグラフによると、格子間隔のギャップ長によって、高調波成分の振幅の比率（振幅比）が変動することがわかる。図１３は、ｘ方向にセンサユニット１０が移動したときのｘ信号の周波数解析を行なったものである。図１３（ａ）は左端、（ｂ）は中盤、（ｃ）は右端の位置での１次から１３次までの振幅比と位相を示している。これによると、奇数次の高調波成分が大きく、特に、５次、３次の高調波成分が大きいことがわかる。更に、左端、中盤、右端で、３次高調波成分と５次高調波成分の振幅比が変動しているのがわかる（ここでの位相は、図９と同様に、ＦＦＴで得られた位相を１次基本波をゼロとした時の各高調波の位相である黒線のみを示している）。
【０１１７】
実施例３では、このように、センサユニット１０の位置が、左端、中盤、右端と移動するに従い、例えば、３次と５次の高調波対のそれぞれの振幅、位相が変動することを想定する。実施例３では、例えば、位置による領域を３つの領域（領域Ａ，領域Ｂ，領域Ｃ）に分け、それぞれの領域ごとに、実施例２で行なった補正を行なうというものである。
【０１１８】
図１１には、本発明の実施例３である光学式エンコーダの構成を示す。実施例１、実施例２と同様な構成のものは、同一番号を付し説明は省略する。
【０１１９】
信号処理回路４０内には、実施例３の特徴である補正処理部５０を設置する。補正処理部５０内を説明する。補正領域算定部５８は、カウンタ４４のカウント値により領域Ａ，領域Ｂ，領域Ｃを算定するところである。補正領域算定部５８により、領域を算定されると、例えば、領域Ａ，領域Ｂ，領域Ｃに応じたｘ信号補正波形算出部５１、ｙ信号補正波形算出部５４により補正信号波形を選択し、適切な補正信号が得られる。各領域に応じたｘ信号が加算器５３で加算され、新たなｘ’信号を生成する。同様に、各領域に応じたｙ信号が加算器５６で加算され、新たなｙ’信号を生成する。新たなｘ’信号、ｙ’信号は、実施例１で説明した２つの高調波対の振幅と位相が等しい関係を常に保つように動作するように設計されているので、内挿演算部４３での逆正接演算による内挿分割処理の誤差は小さく抑えられる。
【０１２０】
図１４のフローチャートを用いて、ｘ信号の補正値の算出アルゴリズムについて詳細に説明する。ｙ信号の補正値算出も同時に処理されるが、同等であるのでここでは説明を省略する。また、このフローチャートでは、３次高調波成分と５次高調波成分の高調波対の補正について説明するが、７次高調波成分と９次高調波成分の高調波対、１１次高調波成分と１３次高調波成分の高調波対・・・の補正についても同様であるので説明は省略する。
【０１２１】
Ｓ１２１は処理の開始。Ｓ１２２はセンサの位置をカウンタ４４から取得する処理である。Ｓ１２３は、領域を選定する処理であり、センサユニット１０の位置を領域Ａ，領域Ｂ，領域Ｃに選定する。Ｓ１２４は、領域Ａであるかを判断する分岐で領域Ａであれば、Ｓ１２５に進み、Ｎｏであれば、Ｓ１２６に進む。Ｓ１２６は、領域Ｂであるかを判断する分岐で領域Ｂであれば、Ｓ１２７に進み、Ｎｏであれば、領域Ｃであるので、Ｓ１２８に進む。Ｓ１２５は，領域Ａの補正波形を算出し、Ｓ１２６は，領域Ｂの補正波形を算出し、Ｓ１２７は，領域Ｃの補正波形を算出する。Ｓ１２９からＳ１３２は、実施例２における図７のフローチャートＳ１０４からＳ１０９に対応して同様なので説明は省略する。
【０１２２】
このようにして、あらかじめ取得しておいた領域ごとの高調波対の振幅、位相から補正波形を算出し、現在角度に応じた補正値を算出することが可能となる。
【０１２３】
本実施例３を適用することにより、領域ごとに高調波対の補正値を適正に算出し補正した時の左端、中盤、右端の周波数解析を図１５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）示す。図１５において、ここでの位相も、図９、図１３と同様に、ＦＦＴで得られた位相を１次基本波をゼロとした時の各高調波の位相を次数で正規化した黒線のみを示している。
【０１２４】
このように、本実施例３では、補正処理部５０は、物体（可動部）の変位に応じて（すなわち、スケール２０とセンサユニット１０とが相対移動した際に）スケール２０とセンサユニット１０との間隔が変化する場合に、該間隔の変化に基づいて２つの信号を補正する。ここで、補正処理部５０は、物体がどの位置（領域）にいるのかを判定する補正領域算定部５８（判定手段）を有し、該判定手段により判定された物体の位置（領域）に応じて（すなわち、格子間隔に応じて）２つの信号を補正する。
【０１２５】
本実施例３で詳しく説明したように、高調波対の振幅と位相がセンサユニット１０の位置により変動する場合においても、補正波形を適切に選択により、高調波対の振幅と位相を等しくすることが可能である。これにより、実施例１、実施例２と同様な効果を得ることができる。このような構成により、内挿誤差は理想的にはゼロになり、ＬＵＴや演算による補正が必要なくなり、コストアップせずに内挿誤差を小さく抑えることが可能となる。
【実施例４】
【０１２６】
実施例３では、センサユニット１０の位置が、左端、中盤、右端と移動するに従い、例えば、３次と５次の高調波対のそれぞれの振幅、位相が変動することを想定した。対応方法として、あらかじめ取得しておいた領域ごとの高調波対の振幅、位相情報を元に領域を判断しながら、補正値を変えるというものであった。
【０１２７】
本実施例では、領域ごとの高調波対の振幅、位相情報をあらかじめ準備しておく必要がなく、格子間隔が直線的な変動ではない場合にも対応可能な方法を提示する。
【０１２８】
実施例４では、リアルタイムにＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）又は、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の演算を行い、高調波対のそれぞれの振幅、及び位相を算出し、補正値を算出するというものである。
【０１２９】
図１６には、本発明の実施例４である光学式エンコーダの構成を示す。実施例１、実施例２、実施例３と同様な構成のものは、同一番号を付し説明は省略する。
【０１３０】
信号処理回路４０内には、実施例４の特徴である補正処理部５０を設置する。補正処理部５０内を説明する。ｘ信号ＦＦＴ解析部６１は、ｘ信号の基本波１周期分の信号を用いて、周波数解析を行なうところである。同様に、ｙ信号ＦＦＴ解析部６２は、ｙ信号の基本波１周期分の信号を用いて、周波数解析を行なうところである。リアルタイムで周波数解析を行なうことにより、実施例３で示した補正領域算定部の置き換えが可能となる。ｘ信号ＦＦＴ解析部６１、ｙ信号ＦＦＴ解析部６２より得られた高調波対の振幅、位相を用いて、実施例２、実施例３と同様に、補正値を算出して新たなｘ’信号、ｙ’信号を生成することが可能となる。新たなｘ’信号、ｙ’信号は、実施例１で説明した２つの高調波対の振幅と位相が等しい関係を常に保つように動作するように設計されているので、内挿演算部４３での逆正接演算による内挿分割処理の誤差は小さく抑えられる。
【０１３１】
図１７は、実施例４のフローチャートである。図１７では、ｘ信号から補正値の算出アルゴリズムを説明する。ｙ信号も同様であるので、説明を省略する。
【０１３２】
図１７においてＳ１４１は処理の開始であり、Ｓ１４２でｘ信号を取得する。Ｓ１４３は基本波１周期分であるかを判断する分岐であり、Ｎｏであったら、Ｓ１４２に進みｘ信号を取得し続ける。Ｙｅｓであったら、ｘ信号が１周期分取得し終えたので、Ｓ１４４に進んで、ＤＦＴ又はＦＦＴにより１次、３次、５次の周波数解析を行なう（周波数解析については、後述する）。Ｓ１４５からＳ１５０は、実施例２における図７のフローチャートＳ１０４からＳ１０９に対応して同様なので説明は省略する。
【０１３３】
図１８において、リアルタイムにＤＦＴまたはＦＦＴを行なう方法について説明する。通常、ＦＦＴでは、データの個数を２＾Ｎ個に制限することにより、Ｃｏｏｌｋｅｙ−Ｔｕｒｋｙ型ＦＦＴアルゴリズムなどを用いて高速に演算を行なう。しかしながら、本実施例では、全ての周波数を解析する必要は無い。少なくとも、内挿誤差に関わる奇数次（１次、３次、５次、７次、９次、・・・）であり、１３次程度まで行なえば充分である。よって、ＦＦＴを用いても良いが、データ数を２＾Ｎに補間しなおす手間を考慮すると、１次から１３次を直接法であるＤＦＴを用いても良い。
【０１３４】
図１８では、１次、３次、５次の周波数をＤＦＴにより直接算出する方法を示している。データ数を２のべき乗（２５６個）としているが、それにこだわらず偶数個であれば問題ない。図１８（ａ）は、計算方法を説明する図である。例えば、基本波の１周期が２５６個であった場合、ｘ＿Ｄａｔａに２５６個のデータを埋める。Ｒｅａｌ  Ｐａｒｔは実数部を計算するところであり、Ｉｍａｇｉｎａｒｙ  Ｐａｒｔは虚数部を計算するところである。Ｒｅａｌ  ＰａｒｔとＩｍａｇｉｎａｒｙ  Ｐａｒｔの１次、３次、５次の各係数は、図１８（ｂ）に示した各Ｎに対応したデータをあらかじめ計算しておく。例えば、Ｎ＝１の計算は、図１８（ａ）に示すように、Ｘ＿Ｄａｔａとｋ＿ｘ３（２）を乗じた値をＲ３（１）として値を埋める。同様に、Ｘ＿Ｄａｔａとｋ＿ｙ３（２）を乗じた値をＩ３（１）として値を埋める。Ｘ＿Ｄａｔａの２５６個全部について、乗算結果が埋まったところで、１次、３次、５次ごとにＲｅａｌ  Ｐａｒｔ、及びＩｍａｇｉｎａｒｙ  Ｐａｒｔの総和をとると、太枠部分の、Ｓ＿Ｒ１，Ｓ＿Ｒ３，Ｓ＿Ｒ５，及び、Ｓ＿Ｉ１，Ｓ＿Ｉ３，Ｓ＿Ｉ５が計算できる（いわゆる畳み込み積分の演算）。これが、１次、３次、５次の実数部、虚数部の値である。この値を用いて、図１８（ｃ）の計算により、１次、３次、５次の振幅、位相が計算できる。図１７のフローチャートではしめさなかったが、ｘ＿Ｄａｔａが入力されるたびに、乗算値を計算して前の乗算値との和をとっておいても良い。そのように計算しておけば、２５６個データがたまった時点で、直ちに、総和を計算でき、振幅と位相が直ちに計算でき、リアルタイムに算出が可能である。
【０１３５】
このようにして得られた、１次、３次、５次の高調波成分の振幅と位相から、３次と５次の高調波対の場合には、３次の高調波成分の振幅と位相を５次の高調波成分の振幅と位相に等しくなる正弦波を得るための補正値を算出する。
【０１３６】
このように、本実施例４では、補正処理部５０は、周波数解析を行うことにより基本波成分の整数倍の周波数を持つ高調波成分の振幅および位相を算出するｘ信号ＦＦＴ解析部６１およびｙ信号ＦＦＴ解析部６２（算出手段）を有し、該算出手段が算出する振幅および位相に基づいて、２つの信号を補正する。
【０１３７】
本実施例で詳しく説明したように、高調波対の振幅と位相が刻々と変動する場合においても、ＦＦＴ（またはＤＦＴ）により、補正値により、高調波対の振幅と位相を等しくすることが可能である。これにより、実施例１と同様な効果を得ることができる。このような構成により、内挿誤差は理想的にはゼロになり、ＬＵＴや演算による補正が必要なくなり、コストアップせずに内挿誤差を小さく抑えることが可能となる。
【０１３８】
本発明によれば、３６０／ｍ度位相のずれた２つのアナログ信号に基本波成分の他に高調波成分を含む場合において、ｍ・ｎ−１次成分の高調波とｍ・ｎ＋１次成分の高調波の高調波対のそれぞれの振幅、及び位相が等しい時に、逆正接による角度θの演算に誤差が無くなることを示した。よって、この条件でアナログ信号を生成すれば、ＬＵＴによる補正、複雑な計算による補正をする必要が無くすことが可能となる。
【０１３９】
また、ｍ・ｎ−１次成分の高調波とｍ・ｎ＋１次成分の高調波の高調波対のそれぞれの振幅、及び位相が等しくできない場合においても、一方の高調波成分の振幅、及び位相を他方の高調波成分の振幅、及び位相に等しくなるように信号を加算し、その後、逆正接による角度θの演算を行うことで、誤差が無くなることを示した。これにより、高調波対の一方だけの高調波成分を加算するだけで済み、高精度に検出可能な装置を実現することができる。
【０１４０】
さらに、スケールと検出器の平行性が担保できない設置状況においても、リアルタイムに補正が可能になり、高精度に検出可能な装置を実現することができる。
【０１４１】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１４２】
本発明の位置検出装置は、例えば、高精度に検出する必要性のある、カメラのレンズの位置の検出や、モータの回転角度（位置）を検出する際に好適に利用できる。
【符号の説明】
【０１４３】
１０  センサユニット
２０  スケール
４１  ｘ信号取得部
４２  ｙ信号取得部
４３  内挿演算部
４４  カウンタ
４５  位置演算部
５１  ｘ信号補正波形算出部
５２  ｘ信号補正量算出部
５３  ｘ信号加算部
５４  ｙ信号補正波形算出部
５５  ｙ信号補正量算出部
５６  ｙ信号加算部
５７  角度推定部
５８  補正領域算定部
６１  ｘ信号ＦＦＴ解析部
６２  ｙ信号ＦＦＴ解析部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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