(57)【要約】【課題】電力変換装置２０が直流電力を交流電力に変換して系統連系する際、系統３０から重畳されるリプル成分を低コストで高精度に抑制する。【解決手段】制御回路２７は、インバータ回路２２の出力側で検出される瞬時的な電流、瞬時的な電圧、及び系統３０の位相をもとに有効電力と無効電力を演算し、有効電力と無効電力から、直流電源１０とインバータ回路２２の間に設置される平滑用の第１コンデンサＣ１の電圧のリプル成分を推定する。第１コンデンサＣ１の検出電圧を、推定したリプル成分で補正し、補正した電圧と第１コンデンサＣ１の目標電圧との偏差、インバータ回路２２の出力側で検出される電流、電圧をもとにインバータ回路２２の駆動信号を生成する。【選択図】図１
2017046501.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力する直流電力を平滑化するコンデンサと、
前記コンデンサにより平滑化された直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を系統に出力するインバータ回路と、
前記コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、
前記インバータ回路の出力する電流を検出する交流電流検出部と、
前記インバータ回路の出力する電圧を検出する交流電圧検出部と、
前記コンデンサの電圧を目標電圧に維持するよう、前記インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記交流電流検出部で検出された瞬時的な電流、前記交流電圧検出部で検出された瞬時的な電圧、及び前記系統の位相をもとに有効電力と無効電力を演算し、前記有効電力と前記無効電力から前記コンデンサの電圧のリプル成分を推定し、前記直流電圧検出部で検出された電圧を前記リプル成分で補正し、補正した電圧と前記コンデンサの目標電圧との偏差、前記交流電流検出部で検出された電流、及び前記交流電圧検出部で検出された電圧をもとに前記インバータ回路の駆動信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、
前記交流電流検出部で検出された電流値と、当該電流値をπ／２遅延させた電流値を、前記系統の位相を回転角として回転座標変換して有効電流値および無効電流値を算出する第１回転座標変換部と、
前記交流電圧検出部で検出された電圧値と、当該電圧値をπ／２遅延させた電圧値を、前記系統の位相を回転角として回転座標変換して電圧振幅値を算出する第２回転座標変換部と、
前記第２回転座標変換部で算出された電圧振幅値と前記第１回転座標変換部で算出された有効電流値をもとに有効電力値を算出し、前記第２回転座標変換部で算出された電圧振幅値と前記第１回転座標変換部で算出された無効電流値をもとに無効電力値を算出する有効・無効電力算出部と、
前記有効・無効電力算出部で算出された前記有効電力値と前記無効電力値を用いて前記コンデンサの電圧のリプル成分を推定するリプル成分推定部と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記リプル成分で補正された電圧と前記コンデンサの目標電圧値との偏差をもとに電流指令値を生成する第１補償部と、
前記第１補償部で生成された電流指令値から導出された有効電流指令値と前記第１回転座標変換部で算出した有効電流値との偏差をもとにｄ軸成分の電圧指令値を生成するｄ軸補償部と、
前記第１補償部で生成された電流指令値から導出された無効電流指令値と前記第１回転座標変換部で算出した無効電流値との偏差をもとにｑ軸成分の電圧指令値を生成するｑ軸補償部と、
前記ｄ軸成分の電圧指令値と前記ｑ軸成分の電圧指令値を逆回転座標変換して、静止座標系の電圧指令値を算出する逆回転座標変換部と、
前記静止座標系の電圧指令値をもとに前記インバータ回路の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
をさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記リプル成分で補正された電圧と前記コンデンサの目標電圧値との偏差をもとに電流指令値を生成する第１補償部と、
前記第１補償部で生成された電流指令値から導出された有効電流指令値に前記系統の位相の正弦波を重畳して正弦波の有効電流指令値を算出し、前記第１補償部で生成された電流指令値から導出された無効電流指令値に前記系統の位相をπ／２進めた位相の正弦波を重畳して正弦波の無効電流指令値を算出し、算出した前記正弦波の有効電流指令値と前記正弦波の無効電流指令値を加算して、正弦波の電流指令値を算出する正弦波電流指令値算出部と、
前記正弦波電流指令値算出部で算出された正弦波の電流指令値と、前記交流電流検出部で検出された電流値との偏差をもとに電圧指令値を生成する第２補償部と、
前記第２補償部で生成された電圧指令値をもとに前記インバータ回路の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
をさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御回路は、
前記系統の周波数の変化をもとに単独運転を検出する単独運転検出部と、
前記単独運転検出部で検出された周波数の変化に応じて無効電流指令値の値を変化させる無効電流算出部と、
をさらに含むことを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽光発電システム等で発電された直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、太陽光発電システムが普及してきており、太陽光発電システムで発電された電力を商用電力系統（以下、単に系統という）に逆潮流させて電力会社に売電する使用形態が増えている。太陽光発電システムの出力は直流であるため、系統と連系するには直流電力を交流電力に変換するパワーコンディショナが必要となる。太陽光発電システムとパワーコンディショナの間には、太陽光発電システムと系統との電力平衡を保つためのコンデンサが接続される（例えば、特許文献１、２参照）。
【０００３】
パワーコンディショナはインバータ回路と制御回路を含み、当該制御回路は上記コンデンサの電圧を一定に保つよう、当該コンデンサの検出電圧値と所定の電圧指令値との差分をもとにインバータ回路を駆動している。単相交流では、当該インバータ回路に流れる電流に系統周波数の２倍の周波数のリプル成分が重畳され、上記コンデンサの電圧にもリプル成分が重畳される。このリプル成分は、上記コンデンサの電圧をもとにインバータ回路を駆動する安定化制御の精度を低下させる要因となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−１５８９９号公報
【特許文献２】特開２０１０−２６８５８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記コンデンサの電圧のリプル成分を低減するには、コンデンサの容量を大きくすることが考えられるがコストが増大する。また上記コンデンサの検出電圧にローパスフィルタをかけてリプル成分を低減することが考えられるが、ローパスフィルタによる遅れが発生し、応答性が低下する。
【０００６】
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、直流電力を交流電力に変換して系統連系する際、系統から重畳されるリプル成分を低コストで高精度に抑制できる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、直流電源の出力する直流電力を平滑化するコンデンサと、前記コンデンサにより平滑化された直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を系統に出力するインバータ回路と、前記コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、前記インバータ回路の出力する電流を検出する交流電流検出部と、前記インバータ回路の出力する電圧を検出する交流電圧検出部と、前記コンデンサの電圧を目標電圧に維持するよう、前記インバータ回路を制御する制御回路と、を備える。前記制御回路は、前記交流電流検出部で検出された瞬時的な電流、前記交流電圧検出部で検出された瞬時的な電圧、及び前記系統の位相をもとに有効電力と無効電力を演算し、前記有効電力と前記無効電力から前記コンデンサの電圧のリプル成分を推定し、前記直流電圧検出部で検出された電圧を前記リプル成分で補正し、補正した電圧と前記コンデンサの目標電圧との偏差、前記交流電流検出部で検出された電流、及び前記交流電圧検出部で検出された電圧をもとに前記インバータ回路の駆動信号を生成する。
【０００８】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、直流電力を交流電力に変換して系統連系する際、系統から重畳されるリプル成分を低コストで高精度に抑制できる電力変換装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。
【図２】制御回路の構成例１を示す回路図である。
【図３】制御回路の構成例２を示す回路図である。
【図４】制御回路の構成例３を示す回路図である。
【図５】制御回路の構成例４を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。電力変換装置２０は直流電源１０と系統３０との間に設置され、直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換して系統３０に逆潮流させる。本実施の形態では直流電源１０として太陽電池を想定し、電力変換装置２０が太陽電池により発電された直流電力を交流電力に変換するパワーコンディショナとして機能する例を説明する。
【００１２】
昇圧回路２１は太陽電池の出力電圧を昇圧し、インバータ回路２２に出力する。昇圧回路２１は例えば、昇圧チョッパ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ等で構成される。昇圧回路２１とインバータ回路２２の間には、第１コンデンサＣ１が設けられる。第１コンデンサＣ１は平滑用のコンデンサである。太陽電池の出力電力は昇圧回路２１により昇圧され、第１コンデンサＣ１により平滑化されてインバータ回路２２に供給される。なお昇圧回路２１及び第１コンデンサＣ１は、パワーコンディショナの内部に設置されてもよいし、外部に設置されてもよい。
【００１３】
インバータ回路２２は、第１コンデンサＣ１により平滑化された直流電力を交流電力に変換する。図１ではインバータ回路２２をフルブリッジ回路で構成する例を示している。フルブリッジ回路は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が直列接続された第１アームと、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４が直列接続された第２アームを含み、第１アームと第２アームが並列接続される。第１アームの中点と第２アームの中点から交流電力が出力される。
【００１４】
第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４には例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用できる。第１還流ダイオードＤ１〜第４還流ダイオードＤ４は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にそれぞれ並列に、逆向きに接続される。なお第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用してもよい。この場合、第１還流ダイオードＤ１〜第４還流ダイオードＤ４は、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。
【００１５】
フィルタ回路２３は、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２及び第２コンデンサＣ２を含み、インバータ回路２２から出力される交流電力の高調波成分を減衰させて、インバータ回路２２の出力電圧および出力電流を正弦波に近づける。フィルタ回路２３から出力される交流電力は、系統連系スイッチＲＬを介して系統３０と連系される。系統連系スイッチＲＬには例えば、リレーを使用することができる。
【００１６】
直流電圧検出回路２４は、第１コンデンサＣ１の電圧を検出して制御回路２７に出力する。交流電流検出回路２５は、インバータ回路２２から出力され、フィルタ回路２３に流れる交流電流を電流センサＣＴを用いて検出する。交流電流検出回路２５は、電流センサＣＴで検出された電流の瞬時値を電圧信号に変換して制御回路２７に出力する。交流電圧検出回路２６は、インバータ回路２２から出力された、フィルタ回路２３を通過後の交流電圧の瞬時値を検出して制御回路２７に出力する。
【００１７】
位相検出回路３１は系統電圧の位相を検出して制御回路２７に出力する。位相検出回路３１は例えば、ＰＬＬ回路や、ゼロクロス検出回路とカウンタの組み合わせ回路で構成できる。
【００１８】
制御回路２７は、インバータ回路２２に駆動信号を供給してインバータ回路２２を制御する。本実施の形態では駆動信号としてＰＷＭ信号を生成して、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のゲート端子に供給する。ＰＷＭ信号のデューティ比を上げることによりインバータ回路２２の出力電力を上げることができ、ＰＷＭ信号のデューティ比を下げることによりインバータ回路２２の出力電力を下げることができる。
【００１９】
本実施の形態では制御回路２７は、第１コンデンサＣ１の電圧が目標電圧を維持するようＰＷＭ信号のデューティ比を調整する。上述のように第１コンデンサＣ１の電圧には、系統３０からのリプル成分が重畳される。本実施の形態では、このリプル成分を補償する仕組みを導入する。制御回路２７は、交流電流検出回路２５で検出された瞬時的な電流、交流電圧検出回路２６で検出された瞬時的な電圧、及び位相検出回路３１で検出された系統電圧の位相をもとに有効電力と無効電力を演算する。後述するように電流値（瞬時値）及び電圧値（瞬時値）を系統電圧の位相で回転座標変換することにより、一周期を待たずに有効電力と無効電力を算出することができる。
【００２０】
制御回路２７は、算出した有効電力と無効電力から第１コンデンサＣ１の電圧のリプル成分を推定し、当該リプル成分で直流電圧検出回路２４で検出された電圧を補正する。具体的には直流電圧検出回路２４で検出された電圧から、推定したリプル電圧を減算することによりリプル成分を除去する。
【００２１】
制御回路２７は、補正した第１コンデンサＣ１の検出電圧と、第１コンデンサＣ１の目標電圧との偏差、交流電流検出回路２５で検出されたインバータ回路２２の出力電流、及び交流電圧検出回路２６で検出されたインバータ回路２２の出力電圧をもとにインバータ回路２２の駆動信号を生成する。以下、制御回路２７の具体的な構成例を説明する。
【００２２】
図２は、制御回路２７の構成例１を示す回路図である。構成例１に係る制御回路２７は、第１遅延部２７ａ、第１回転座標変換部２７ｂ、第２遅延部２７ｃ、第２回転座標変換部２７ｄ、有効・無効電力算出部２７ｅ、リプル成分推定部２７ｆ、第１減算部２７ｇ、第２減算部２７ｈ、第１補償部２７ｉ、第１乗算部２７ｊ、第３減算部２７ｋ、第２補償部２７ｌ、第１加算部ｍ、及び駆動信号生成部２７ｎを含む。
【００２３】
制御回路２７の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。
【００２４】
第１遅延部２７ａは、交流電流検出回路２５で検出された電流値Ｉoutをπ／２遅延させる。第１遅延部２７ａには例えば、ローパスフィルタを使用することができる。第１回転座標変換部２７ｂは、交流電流検出回路２５で検出された電流値Ｉoutと、第１遅延部２７ａによりπ／２遅延された電流値を、系統電圧の位相θを回転角として回転座標変換して有効電流および無効電流を算出する。
【００２５】
第２遅延部２７ｃは、交流電圧検出回路２６で検出された電圧値Ｖoutをπ／２遅延させる。第２遅延部２７ｃにもローパスフィルタを使用することができる。第２回転座標変換部２７ｄは、交流電圧検出回路２６で検出された電圧値Ｖoutと、第２遅延部２７ｃによりπ／２遅延された電圧値を、系統電圧の位相θを回転角として回転座標変換して電圧振幅値（ピーク値）を算出する。
【００２６】
有効・無効電力算出部２７ｅは、第２回転座標変換部２７ｄで算出された電圧振幅値と第１回転座標変換部２７ｂで算出された有効電流値をもとに有効電力値を算出し、第２回転座標変換部２７ｄで算出された電圧振幅値と第１回転座標変換部２７ｂで算出された無効電流値をもとに無効電力値を算出する。リプル成分推定部２７ｆは、有効・無効電力算出部２７ｅで算出された有効電力値と無効電力値を用いて第１コンデンサＣ１の電圧のリプル成分を推定する。
【００２７】
交流電圧検出回路２６で検出された電圧値Ｖoutは下記（式１）で規定され、第２遅延部２７ｃで遅延された電圧値Ｖout’は下記（式２）で規定される。
Ｖout＝Ｖpｓｉｎθ  …（式１）
Ｖout’＝Ｖｐｓｉｎ（θ−π／２）＝Ｖｐｃｏｓθ  …（式２）
【００２８】
下記（式３）の回転座標変換によりｑ軸成分の電圧値が０になるため、ｄ軸上の電圧振幅値が算出される。
【数１】
2017046501.tif 000003
【００２９】
交流電流検出回路２５で検出された電流値Ｉoutは下記（式４）で規定され、第１遅延部２７ａで遅延された電流値Ｉout’は下記（式５）で規定される。電流は電圧に対して位相差φを有している。
Ｉout＝Ｉｐｓｉｎ（θ＋φ）  …（式４）
Ｉout’＝Ｉｐｓｉｎ（（θ−π／２）＋φ）＝Ｉｐｃｏｓ（θ＋φ）  …（式５）
【００３０】
下記（式６）の回転座標変換によりｄ軸成分の電流値Ｉout ｄが有効電流値Ｉｐｃｏｓφとして算出され、ｑ軸成分の電流値Ｉout ｑが無効電流値Ｉｐｓｉｎφとして算出される。
【数２】
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【００３１】
以上から有効電力値Ｐｅ、無効電力値Ｐｒは下記（式７）、（式８）により算出される。
Ｐｅ＝ＶｐＩｐｃｏｓφ＝Ｖrms／√２・Ｉrms／√２・ｃｏｓφ  …（式７）
Ｐｒ＝ＶｐＩｐｓｉｎφ＝Ｖrms／√２・Ｉrms／√２・ｓｉｎφ  …（式８）
【００３２】
交流電圧検出回路２６で検出されるインバータ回路２２の出力電圧値Ｖoutと、交流電流検出回路２５で検出されるインバータ回路２２の出力電流値Ｉoutは、下記（式９）、（式１０）とも記述できる。
Ｖout＝√２Ｖrms・ｓｉｎωｔ  …（式９）
Ｉout＝√２Ｉrms・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）  …（式１０）
【００３３】
瞬時電力値Ｓは下記（式１１）により算出される。
Ｓ＝Ｖout・Ｉout＝２ＶrmsＩrms・ｓｉｎωｔｓｉｎ（ωｔ＋φ）
＝２ＶrmsＩrms｛ｓｉｎωｔ（ｓｉｎωｔｃｏｓφ＋ｃｏｓωｔｓｉｎφ）｝
＝ＶrmsＩrmsｃｏｓφ−ＶrmsＩrmsｃｏｓφｃｏｓ２ωｔ＋ＶrmsＩrmsｓｉｎφｓｉｎ２ωｔ  …（式１１）
【００３４】
ここで、ＶrmsＩrmsｃｏｓφをＰ、ＶrmsＩrmsｓｉｎφをＱとすると、瞬時電力値Ｓは下記（式１２）で記述できる。
Ｓ＝Ｐ＋（−Ｐｃｏｓ２ωｔ＋Ｑｓｉｎ２ωｔ）  …（式１２）
【００３５】
インバータ回路２２に入力直流電流値Ｉdcは、瞬時電力値Ｓとインバータ回路２２の入力直流電圧値Ｖdcから下記（式１３）で規定できる。
Ｉdc＝Ｓ／Ｖdc＝Ｐ／Ｖdc＋（−Ｐｃｏｓ２ωｔ＋Ｑｓｉｎ２ωｔ）／Ｖdc  …（式１３）
【００３６】
インバータ回路２２の入力直流電流値Ｉdcの内、リプル成分Ｉripは（−Ｐｃｏｓ２ωｔ＋Ｑｓｉｎ２ωｔ）／Ｖdcの項で規定される。従ってインバータ回路２２の入力直流電圧値Ｖdc（第１コンデンサＣ１の電圧値）のリプル成分Ｖripは下記（式１４）で規定できる。
Ｖrip＝１／Ｃ∫Ｉripｄｔ＝１／２ωＣ・Ｖdc（Ｐｓｉｎ２ωｔ＋Ｑｃｏｓ２ωｔ）  …（式１４）
【００３７】
上記（式１４）のＰ、Ｑは、上記（式７）、（式８）で算出した有効電力値Ｐｅ、無効電力値Ｐｒから容易に算出できるため、リプル成分推定部２７ｆは第１コンデンサＣ１に重畳されるリプル電圧値Ｖｒｉｐを演算により推定できる。
【００３８】
第１減算部２７ｇは、直流電圧検出回路２４で検出された第１コンデンサＣ１の電圧値Ｖdcから、リプル成分推定部２７ｆで推定されたリプル電圧値Ｖripを減算して、第１コンデンサＣ１の電圧値Ｖdcのリプル成分を除去する。第２減算部２７ｈは、第１コンデンサＣ１の目標電圧値Ｖ*dcから、第１減算部２７ｇでリプル成分が除去された第１コンデンサＣ１の電圧値Ｖdcを減算して偏差を算出する。
【００３９】
第１補償部２７ｉは、第１コンデンサＣ１の目標電圧値Ｖ*dcと、リプル成分が補正された第１コンデンサＣ１の電圧値Ｖdcとの偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償により電流指令値Ｉrefを生成する。第１乗算部２７ｊは、振幅値で規定される電流指令値Ｉrefにｓｉｎθを乗算して正弦波の電流指令値Ｉrefを生成する。第３減算部２７ｋは、正弦波の電流指令値Ｉrefから、交流電流検出回路２５で検出された電流値Ｉoutを減算して偏差を算出する。
【００４０】
第２補償部２７ｌは、電流指令値Ｉrefとインバータ回路２２が出力する電流値Ｉoutとの偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償により電圧指令値Ｖrefを生成する。第１加算部２７ｍは当該電圧指令値Ｖrefに、交流電圧検出回路２６で検出された交流電圧値Ｖoutを直流電圧値Ｖdcで割った電圧を加算して、系統電圧による外乱成分を補償する。
【００４１】
駆動信号生成部２７ｎは、電圧指令値Ｖrefをもとにインバータ回路２２の駆動信号Ｖｇを生成する。駆動信号生成部２７ｎは例えば、当該電圧指令値Ｖrefと三角波のキャリア信号が入力されるコンパレータを含む。当該コンパレータは、当該電圧指令値Ｖrefとキャリア信号の比較結果に応じたＰＷＭ信号を出力する。当該ＰＷＭ信号はインバータ回路２２の第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４のゲート端子に入力され、当該ＰＷＭ信号の位相と逆位相の信号が第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３のゲート端子に入力される。
【００４２】
以上説明したように本実施の形態の構成例１によれば、インバータ回路２２の出力電流値と出力電圧値を回転座標変換することにより、瞬時的に有効電力値と無効電力値を算出する。これにより、第１コンデンサＣ１に重畳されるリプル成分を瞬時的に推定することができ、当該リプル成分を低コストで高精度に抑制できる。
【００４３】
通常、有効電力値と無効電力値は、一周期分の有効電力値と無効電力値の平均により算出される。この方法で算出された有効電力値と無効電力値をもとに推定されたリプル成分で第１コンデンサＣ１の検出電圧値を補正する場合、タイムラグが発生するため、実際のリプル成分と推定されたリプル成分の間に位相差が発生する。これに対して本実施の形態のように回転座標変換を利用すれば瞬時的に有効電力値と無効電力値を算出できるため、実際のリプル成分と推定されたリプル成分の間の位相差を極力小さくすることができる。従って第１コンデンサＣ１の検出電圧値から高精度にリプル成分を除去できる。
【００４４】
第１コンデンサＣ１の検出電圧値から高精度にリプル成分を除去できれば電流指令値にリプル成分が加わることを抑制でき、インバータ回路２２の電流制御を安定化させることができる。電流制御が安定化すると電流制御用の第２補償部２７ｌのゲインを大きくすることができ、電流制御の応答性・追従性を向上させることができる。また第１コンデンサＣ１の容量を増加させずにリプル成分を除去できるため、第１コンデンサＣ１の大型化によるコストの増大および回路規模の増大を抑制できる。
【００４５】
図３は、制御回路２７の構成例２を示す回路図である。構成例２に係る制御回路２７は、第１遅延部２７ａ、第１回転座標変換部２７ｂ、第２遅延部２７ｃ、第２回転座標変換部２７ｄ、有効・無効電力算出部２７ｅ、リプル成分推定部２７ｆ、第１減算部２７ｇ、第２減算部２７ｈ、第２乗算部２７ｏ、ｄ軸減算部２７ｐ、ｑ軸減算部２７ｑ、ｄ軸補償部２７ｒ、ｑ軸補償部２７ｓ、逆回転座標変換部２７ｔ、第１加算部２７ｍ、及び駆動信号生成部２７ｎを含む。
【００４６】
第１遅延部２７ａから第２減算部２７ｈまでの処理は構成例１と同じであるため説明を省略する。第２減算部２７ｈから出力される、振幅値で規定される電流指令値Ｉrefはそのままｄ軸成分の電流指令値Ｉref  ｄ（有効電流指令値）となる。第２乗算部２７ｏは、振幅値で規定される電流指令値Ｉrefにｔａｎθを乗算してｑ軸成分の電流指令値Ｉref  ｑ（無効電流指令値）を生成する。この角度θの値を調整することにより、力率を制御することができる。
【００４７】
ｄ軸減算部２７ｐは、ｄ軸成分の電流指令値Ｉref ｄ（有効電流指令値）から第１回転座標変換部２７ｂで算出したｄ軸成分の電流値Ｉout ｄ（有効電流値）を減算する。ｄ軸補償部２７ｒは、有効電流指令値と有効電流値との偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償によりｄ軸成分の電圧指令値Ｖref ｄを生成する。ｑ軸減算部２７ｑは、ｑ軸成分の電流指令値Ｉref ｑ（無効電流指令値）から第１回転座標変換部２７ｂで算出したｑ軸成分の電流値Ｉout ｑ（無効電流値）を減算する。ｑ軸補償部２７ｓは、無効電流指令値と無効電流値との偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償によりｑ軸成分の電圧指令値Ｖref ｑを生成する。
【００４８】
逆回転座標変換部２７ｔは、ｄ軸成分の電圧指令値Ｖref ｄとｑ軸成分の電圧指令値Ｖref ｑを逆回転座標変換して、静止座標系の電圧指令値Ｖrefを算出する。ｄ軸成分の電圧指令値Ｖref ｄとｑ軸成分の電圧指令値Ｖref ｑに上記（式３）に示した回転座標行列の逆行列を掛けることにより、静止座標系の電圧指令値Ｖrefを算出できる。第１加算部２７ｍ、及び駆動信号生成部２７ｎの処理は構成例１と同じであるため説明を省略する。
【００４９】
以上説明したように本実施の形態の構成例２によっても構成例１と同様の効果を奏する。構成例１と同様に第１コンデンサＣ１の検出電圧のリプル成分により発生する電流指令値のリプル成分を抑制できる。構成例２では電流指令値をｄ軸成分の電流指令値とｑ軸成分の電流指令値に分解する。ｄ軸成分の電流指令値とｑ軸成分の電流指令値はリプル成分が抑制された固定値となり、有効電流成分と無効電流成分を独立に制御できる。従って高精度な力率制御が可能となる。
【００５０】
図４は、制御回路２７の構成例３を示す回路図である。構成例３に係る制御回路２７は、第１遅延部２７ａ、第１回転座標変換部２７ｂ、第２遅延部２７ｃ、第２回転座標変換部２７ｄ、有効・無効電力算出部２７ｅ、リプル成分推定部２７ｆ、第１減算部２７ｇ、第２減算部２７ｈ、第２乗算部２７ｏ、第３乗算部２７ｕ、第４乗算部２７ｖ、第２加算部２７ｗ、第３減算部２７ｋ、第２補償部２７ｌ、第１加算部２７ｍ、及び駆動信号生成部２７ｎを含む。
【００５１】
第１遅延部２７ａから第２乗算部２７ｏまでの処理は構成例２と同じであるため説明を省略する。第３乗算部２７ｕは、振幅値で規定される電流指令値Ｉrefにｓｉｎθを乗算して正弦波の有効電流指令値を生成する。第４乗算部２７ｖは、無効電流指令値にｓｉｎ（θ+π／２）を乗算して正弦波の無効電流指令値を生成する。第２加算部２７ｗは、正弦波の有効電流指令値と正弦波の無効電流指令値を加算して正弦波の電流指令値を算出する。第３乗算部２７ｕ、第４乗算部２７ｖ及び第２加算部２７ｗは、振幅値で規定される有効電流指令値と無効電流指令値から正弦波の電流指令値を算出する正弦波電流指令値算出部を形成する。第３減算部２７ｋ、第２補償部２７ｌ、第１加算部２７ｍ、及び駆動信号生成部２７ｎの処理は構成例１と同じであるため説明を省略する。
【００５２】
以上説明したように本実施の形態の構成例３によっても構成例１と同様の効果を奏する。構成例１と同様に第１コンデンサＣ１の検出電圧のリプル成分により発生する電流指令値のリプル成分を抑制できる。構成例３では、力率制御が可能な既存の制御回路の基本構成を変更せずに、リプル補償に係る構成を追加できる。構成例３ではリプル成分が抑制された、高精度な正弦波の電流指令値を生成することができる。
【００５３】
図５は、制御回路２７の構成例４を示す回路図である。構成例４に係る制御回路２７は、第１遅延部２７ａ、第１回転座標変換部２７ｂ、第２遅延部２７ｃ、第２回転座標変換部２７ｄ、有効・無効電力算出部２７ｅ、リプル成分推定部２７ｆ、第１減算部２７ｇ、第２減算部２７ｈ、第２乗算部２７ｏ、第３乗算部２７ｕ、第４乗算部２７ｖ、第２加算部２７ｗ、第３減算部２７ｋ、第２補償部２７ｌ、第１加算部２７ｍ、駆動信号生成部２７ｎ、及び単独運転検出部２７ｘを含む。
【００５４】
第２乗算部２７ｏは、ｔａｎ（θ＋Δφ）の角度（θ＋Δφ）を調整することにより、単独運転を検出するための無効電力を注入する。この形態では第２乗算部２７ｏは、無効電力注入部として機能する。単独運転検出部２７ｘは、系統３０の周波数ｆ（周期と考えてもよい）の変化をもとに単独運転を検出する。系統３０の周波数ｆは、例えば位相検出回路３１が系統３０の位相を検出する際に同時に検出され、単独運転検出部２７ｘに出力される。単独運転検出部２７ｘは、系統３０の周波数ｆと基準周波数との偏差に応じて、注入する無効電力量を決定し、当該無効電力量に応じた角度（θ＋Δφ）を第２乗算部２７ｏに設定する。単独運転検出部２７ｘは基本的に、当該偏差を拡大する方向にステップ状の無効電力量を決定する。このように周波数フィードバック機能と無効電力注入機能を組み合わせて単独運転を検出する。その具体的な検出アルゴリズムは種々開示されており、いずれのアルゴリズムを採用してもよい。単独運転が検出されると系統連系スイッチＲＬがターンオフされ、電力変換装置２０と系統３０とが切り離される。
【００５５】
なお図５では図４の制御回路に単独運転検出部２７ｘを追加する構成を示したが、図３の制御回路に単独運転検出部２７ｘを追加してもよい。
【００５６】
以上説明したように本実施の形態の構成例４によっても構成例１と同様の効果を奏する。構成例１と同様に第１コンデンサＣ１の検出電圧のリプル成分により発生する電流指令値のリプル成分を抑制できる。構成例４では、単独運転を検出するために無効電力が注入され、注入される無効電力に応じて第１コンデンサＣ１に重畳されるリプル成分の位相が変化する。構成例４によれば、注入された無効電力が加味されたインバータ回路２２から出力される無効電力を正確に算出できるため、無効電力注入方式による単独運転検出機能を搭載した電力変換装置２０においても、構成例１で説明した効果を同様に享受できる。
【００５７】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５８】
上述の実施の形態では直流電源１０として太陽電池を想定したが、燃料電池や蓄電池であってもよい。蓄電池の場合、系統３０からの交流電力を電力変換装置２０で直流電力に変換して蓄電池に充電することもできる。この場合、インバータ回路２２には双方向インバータ回路が用いられ、昇圧回路２１の代わりに双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。交流電力から直流電力に変換する際も、上述の実施の形態で説明したリプル成分の補償制御を使用することができる。
【００５９】
なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。
【００６０】
［項目１］
直流電源（１０）の出力する直流電力を平滑化するコンデンサ（Ｃ１）と、
前記コンデンサ（Ｃ１）により平滑化された直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を系統（３０）に出力するインバータ回路（２２）と、
前記コンデンサ（Ｃ１）の電圧を検出する直流電圧検出部（２４）と、
前記インバータ回路（２２）の出力する電流を検出する交流電流検出部（２５）と、
前記インバータ回路（２２）の出力する電圧を検出する交流電圧検出部（２６）と、
前記コンデンサ（Ｃ１）の電圧を目標電圧に維持するよう、前記インバータ回路（２２）を制御する制御回路（２７）と、を備え、
前記制御回路（２７）は、前記交流電流検出部（２５）で検出された瞬時的な電流、前記交流電圧検出部（２６）で検出された瞬時的な電圧、及び前記系統（３０）の位相をもとに有効電力と無効電力を演算し、前記有効電力と前記無効電力から前記コンデンサ（Ｃ１）の電圧のリプル成分を推定し、前記直流電圧検出部（２４）で検出された電圧を前記リプル成分で補正し、補正した電圧と前記コンデンサ（Ｃ１）の目標電圧との偏差、前記交流電流検出部（２５）で検出された電流、及び前記交流電圧検出部（２６）で検出された電圧をもとに前記インバータ回路（２２）の駆動信号を生成することを特徴とする電力変換装置（２０）。
これによれば、リアルタイムに高精度にコンデンサ（Ｃ１）の電圧のリプル成分を推定でき、当該リプル成分をリアルタイムに高精度に補償できる。
［項目２］
前記制御回路（２７）は、
前記交流電流検出部（２５）で検出された電流値と、当該電流値をπ／２遅延させた電流値を、前記系統（３０）の位相を回転角として回転座標変換して有効電流値および無効電流値を算出する第１回転座標変換部（２７ｂ）と、
前記交流電圧検出部（２６）で検出された電圧値と、当該電圧値をπ／２遅延させた電圧値を、前記系統の位相を回転角として回転座標変換して電圧振幅値を算出する第２回転座標変換部（２７ｄ）と、
前記第２回転座標変換部（２７ｄ）で算出された電圧振幅値と前記第１回転座標変換部（２７ｂ）で算出された有効電流値をもとに有効電力値を算出し、前記第２回転座標変換部（２７ｄ）で算出された電圧振幅値と前記第１回転座標変換部（２７ｂ）で算出された無効電流値をもとに無効電力値を算出する有効・無効電力算出部（２７ｅ）と、
前記有効・無効電力算出部（２７ｅ）で算出された前記有効電力値と前記無効電力値を用いて前記コンデンサ（Ｃ１）の電圧のリプル成分を推定するリプル成分推定部（２７ｆ）と、
を含むことを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（２０）。
インバータ回路（２２）の出力電圧値と出力電流値を回転座標変換することにより、リアルタイムに有効電力値と無効電力値を算出することができる。
［項目３］
前記制御回路（２７）は、
前記リプル成分で補正された電圧と前記コンデンサ（Ｃ１）の目標電圧値との偏差をもとに電流指令値を生成する第１補償部（２７ｉ）と、
前記第１補償部（２７ｉ）で生成された電流指令値から導出された有効電流指令値と前記第１回転座標変換部（２７ｂ）で算出した有効電流値との偏差をもとにｄ軸成分の電圧指令値を生成するｄ軸補償部（２７ｒ）と、
前記第１補償部（２７ｉ）で生成された電流指令値から導出された無効電流指令値と前記第１回転座標変換部（２７ｂ）で算出した無効電流値との偏差をもとにｑ軸成分の電圧指令値を生成するｑ軸補償部（２７ｓ）と、
前記ｄ軸成分の電圧指令値と前記ｑ軸成分の電圧指令値を逆回転座標変換して、静止座標系の電圧指令値を算出する逆回転座標変換部（２７ｔ）と、
前記静止座標系の電圧指令値をもとに前記インバータ回路（２２）の駆動信号を生成する駆動信号生成部（２７ｎ）と、
をさらに含むことを特徴とする項目２に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、有効電流成分と無効電流成分を独立に制御することができる。
［項目４］
前記制御回路（２７）は、
前記リプル成分で補正された電圧と前記コンデンサ（Ｃ１）の目標電圧値との偏差をもとに電流指令値を生成する第１補償部（２７ｉ）と、
前記第１補償部（２７ｉ）で生成された電流指令値から導出された有効電流指令値に前記系統（３０）の位相の正弦波を重畳して正弦波の有効電流指令値を算出し、前記第１補償部（２７ｉ）で生成された電流指令値から導出された無効電流指令値に前記系統の位相をπ／２進めた位相の正弦波を重畳して正弦波の無効電流指令値を算出し、算出した前記正弦波の有効電流指令値と前記正弦波の無効電流指令値を加算して、正弦波の電流指令値を算出する正弦波電流指令値算出部（２７ｕ、２７ｖ、２７ｗ）と、
前記正弦波電流指令値算出部（２７ｕ、２７ｖ、２７ｗ）で算出された正弦波の電流指令値と、前記交流電流検出部（２５）で検出された電流値との偏差をもとに電圧指令値を生成する第２補償部（２７ｌ）と、
前記第２補償部（２７ｌ）で生成された電圧指令値をもとに前記インバータ回路（２２）の駆動信号を生成する駆動信号生成部（２７ｎ）と、
をさらに含むことを特徴とする項目２に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、力率制御が可能な既存の制御回路の基本構成を変更せずに、リプル補償に係る構成を追加できる。
［項目５］
前記制御回路（２７）は、
前記系統（３０）の周波数の変化をもとに単独運転を検出する単独運転検出部（２７ｘ）と、
前記単独運転検出部（２７ｘ）で検出された周波数の変化に応じて無効電流指令値の値を変化させる無効電力注入部（２７ｏ）と、
をさらに含むことを特徴とする項目３または４に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、無効電力注入方式による単独運転検出機能を搭載した電力変換装置（２０）においても、リアルタイムに高精度にコンデンサ（Ｃ１）の電圧のリプル成分を推定でき、当該リプル成分をリアルタイムに高精度に補償できる。
【符号の説明】
【００６１】
１０  直流電源、  ２０  電力変換装置、  ２１  昇圧回路、  ２２  インバータ回路、  Ｓ１  第１スイッチング素子、  Ｓ２  第２スイッチング素子、  Ｓ３  第３スイッチング素子、  Ｓ４  第４スイッチング素子、  Ｄ１  第１還流ダイオード、  Ｄ２  第２還流ダイオード、  Ｄ３  第３還流ダイオード、  Ｄ４  第４還流ダイオード、  Ｃ１  第１コンデンサ、  Ｃ２  第２コンデンサ、  Ｌ１  第１リアクトル、  Ｌ２  第２リアクトル、  ２３  フィルタ回路、  ２４  直流電圧検出回路、  ２５  交流電流検出回路、  ２６  交流電圧検出回路、  ２７  制御回路、  ２７ａ  第１遅延部、  ２７ｂ  第１回転座標変換部、  ２７ｃ  第２遅延部、  ２７ｄ  第２回転座標変換部、  ２７ｅ  有効・無効電力算出部、  ２７ｆ  リプル成分推定部、  ２７ｇ  第１減算部、  ２７ｈ  第２減算部、  ２７ｉ  第１補償部、  ２７ｊ  第１乗算部、  ２７ｋ  第３減算部、  ２７ｌ  第２補償部、  ２７ｍ  第１加算部、  ２７ｎ  駆動信号生成部、  ２７ｏ  第２乗算部、  ２７ｐ  ｄ軸減算部、  ２７ｑ  ｑ軸減算部、  ２７ｒ  ｄ軸補償部、  ２７ｓ  ｑ軸補償部、  ２７ｔ  逆回転座標変換部、  ２７ｕ  第３乗算部、  ２７ｖ  第４乗算部、  ２７ｗ  第２加算部、  ２７ｘ  単独運転検出部、  ＣＴ  電流センサ、  ＲＬ  系統連系スイッチ、  ３０  系統、  ３１  位相検出回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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