(57)【要約】【課題】従来の直流交流変換回路は、高効率化が難しい問題があった。【解決手段】本発明にかかる直流交流変換回路は、高電位側電源配線と低電位側電源配線との間に直列に接続される第２のインバータと、第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、第１のコンデンサの両端に発生する第１の電圧を検出する第１の電圧検出部と、第２のコンデンサの両端に発生する第２の電圧を検出する第２の電圧検出部と、第１の電圧と第２の電圧との電圧差の大きさに応じた補正値を生成する補正値生成部と、デューティー指示値に補正値を加算して第１のインバータに出力するＰＷＭ信号を生成する第１のＰＷＭ信号制御部と、デューティー指示値から補正値を減算して第２のインバータに出力するＰＷＭ信号を生成する第２のＰＷＭ信号制御部と、を有する。【選択図】図１
2017070002.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位側直流電圧が入力される高電位側電源配線と、
低電位側直流電圧が入力される低電位側電源配線と、
前記高電位側電源配線と直列ノードとの間に接続される第１のインバータと、
前記直列ノードと前記低電位側電源配線との間に接続される第２のインバータと、
前記第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、
前記第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、
前記第１のコンデンサの両端に発生する第１の電圧を検出する第１の電圧検出部と、
前記第２のコンデンサの両端に発生する第２の電圧を検出する第２の電圧検出部と、
前記第１の電圧と前記第２の電圧との電圧差の大きさに応じた補正値を生成する補正値生成部と、
前記第１のインバータ及び前記第２のインバータを制御するＰＷＭ信号のデューティー比を設定するデューティー指示値に前記補正値を加算したデューティー値に応じたデューティー比のＰＷＭ信号を前記第１のインバータに出力する第１のＰＷＭ信号制御部と、
前記デューティー指示値から前記補正値を減算したデューティー値に応じたデューティー比のＰＷＭ信号を前記第２のインバータに出力する第２のＰＷＭ信号制御部と、
を有する直流交流変換回路。
【請求項２】
前記補正値生成部は、前記第２の電圧から前記第１の電圧を引いた差分値に応じて前記補正値を生成する請求項１に記載の直流交流変換回路。
【請求項３】
前記第１のインバータ及び前記第２のインバータは、それぞれ、対応して設けられるトランスの一次側コイルを駆動するＨブリッジ型駆動回路を前記複数のスイッチングトランジスタにより構成する請求項１又は２に記載の直流交流変換回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直流交流変換回路と、
外部から与えられる交流信号を直流信号に変換して前記直流交流変換回路に与える交流直流変換回路と、
前記直流交流変換回路が前記第１のインバータ及び前記第２のインバータにより出力する交流電圧をそれぞれ直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を構成して負荷を駆動するコンバータ回路と、
を有する電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流交流変換回路及び電源装置に関し、特にインバータ回路により直流電圧から交流電圧を生成する直流交流変換回路及び電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源装置の一例が特許文献１、２に開示されている。特許文献１に記載の電源装置は、太陽電池で生成された直流電圧をコンバータ回路により降圧した後に、インバータ回路を用いて当該降圧電圧に基づく交流電圧の生成を行う。
【０００３】
また、特許文献２に記載の電源装置は、複数のコンバータにより複数の太陽電池で生成された直流電圧をそれぞれ他の電圧に降圧する。そして降圧した複数の直流電圧を合成した後に、インバータ回路を用いて交流電圧を生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−１４７４７２号公報
【特許文献２】特開２００４−２１５４３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
電源装置では、高効率化が求められている。高効率化の一手段としては、インバータ回路に入力する直流電圧を高くすることが考えられる。しかしながら、インバータ回路に入力する直流電圧を高くした場合、インバータ回路に用いられるスイッチング素子及びコンデンサに高耐圧素子を利用しなければならない。しかし、高耐圧なスイッチング素子は電力損出が大きく、効率を低下させる要因になるという問題がある。更に、高耐圧な回路素子は、体積が大きく装置の体積が増大する問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明にかかる直流交流変換回路の一態様は、高電位側直流電圧が入力される高電位側電源配線と、低電位側直流電圧が入力される低電位側電源配線と、前記高電位側電源配線と直列ノードとの間に接続される第１のインバータと、前記直列ノードと前記低電位側電源配線との間に接続される第２のインバータと、前記第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、前記第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサの両端に発生する第１の電圧を検出する第１の電圧検出部と、前記第２のコンデンサの両端に発生する第２の電圧を検出する第２の電圧検出部と、前記第１の電圧と前記第２の電圧との電圧差の大きさに応じた補正値を生成する補正値生成部と、前記第１のインバータ及び前記第２のインバータを制御するＰＷＭ信号のデューティー比を設定するデューティー指示値に前記補正値を加算したデューティー値に応じたデューティー比のＰＷＭ信号を前記第１のインバータに出力する第１のＰＷＭ信号制御部と、前記デューティー指示値から前記補正値を減算したデューティー値に応じたデューティー比のＰＷＭ信号を前記第２のインバータに出力する第２のＰＷＭ信号制御部と、を有する。
【０００７】
本発明にかかる電源装置の一態様は、少なくとも上記直流交流変換回路を含み、外部から与えられる交流信号を直流信号に変換して前記直流交流変換回路に与える交流直流変換回路と、前記直流交流変換回路が前記第１のインバータ及び前記第２のインバータにより出力する交流電圧をそれぞれ直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を構成して負荷を駆動するコンバータ回路と、を有する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、低い耐圧の回路素子を利用しながらインバータ回路の効率を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態１にかかる直流交流変換回路の回路図である。
【図２】実施の形態１にかかる電源装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１
以下では、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。なお、説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。
【００１１】
図１に実施の形態１にかかる交流直流変換回路１の回路図を示す。図１に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１のインバータ１０、第２のインバータ２０、第１の電圧検出部３０、第１のＰＷＭ信号制御部３１、第２の電圧検出部４０、第２のＰＷＭ信号制御部４１、補正値生成部５０、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２を有する。また、交流直流変換回路１は、入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を有し、当該入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を介して入力電圧Ｖｉｎが与えられる。入力端子ＴＭ１には高電位側電源配線ＮＤＨが接続され、入力端子ＴＭ２には低電位側電源配線ＮＤＬが接続されている。以下の説明では、高電位側電源配線ＮＤＨに与えられる電圧を高電位側直流電圧と称し、低電位側電源配線ＮＤＬに与えられる電圧を低電位側直流電圧と称す。また、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧との電圧差が入力電圧Ｖｉｎとなる。
【００１２】
第１のインバータ１０は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される。第２のインバータ２０は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される。つまり、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。
【００１３】
第１のコンデンサＣ１は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される。第２のコンデンサＣ２は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される。つまり、第１のコンデンサＣ１１は第１のインバータ１０と並列に接続され、第２のコンデンサＣ２は第２のインバータと並列に接続される。また、別の観点では、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。
【００１４】
第１の電圧検出部３０は、第１のコンデンサＣ１の両端に発生する第１の電圧Ｖｃ１を検出する。第２の電圧検出部４０は、第２のコンデンサＣ２の両端に発生する第２の電圧Ｖｃ２を検出する。補正値生成部５０は、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２との電圧差に応じた補正値ＯＦＳを生成する。例えば、補正値生成部５０は、第２の電圧Ｖｃ２から第１の電圧Ｖｃ１を引いた差分に基づき補正値ＯＦＳを生成する。
【００１５】
第１のＰＷＭ信号制御部３１は、第１のインバータ１０を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力する。この第１のＰＷＭ信号制御部３１は、第１のインバータ１０に与えるＰＷＭ信号のデューティー比を設定するディーティー指示値と補正値生成部５０が出力する補正値ＯＦＳを受信する。そして、第１のＰＷＭ信号制御部３１は、デューティー指示値を補正値ＯＦＳにより補正したものを第１のインバータ１０に与える。具体的には、第１のＰＷＭ信号制御部３１は、デューティー指示値に補正値ＯＦＳを加算したデューティー値に応じたデューティー比を有するＰＷＭ信号を第１のインバータ１０に出力する。
【００１６】
第２のＰＷＭ信号制御部４１は、第２のインバータ２０を制御するＰＷＭ信号を出力する。この第２のＰＷＭ信号制御部４１は、第２のインバータ２０に与えるＰＷＭ信号のデューティー比を設定するディーティー指示値と補正値生成部５０が出力する補正値ＯＦＳを受信する。そして、第２のＰＷＭ信号制御部４１は、デューティー指示値を補正値ＯＦＳにより補正したものを第２のインバータ２０に与える。具体的には、第２のＰＷＭ信号制御部４１は、デューティー指示値に補正値ＯＦＳを加算したデューティー値に応じたデューティー比を有するＰＷＭ信号を第２のインバータ２０に出力する。
【００１７】
なお、第１のＰＷＭ信号制御部３１が受信するデューティー指示値と第２のＰＷＭ信号制御部４１が受信するディーティー指示値とは同じデューティー比を指定するものとする。また、デューティー指示値は、図示しない出力電圧制御部により生成されるものとする。
【００１８】
続いて、第１のインバータ１０、第２のインバータ２０、補正値生成部５０、第１のＰＷＭ信号制御部３１、第２のＰＷＭ信号制御部４１の回路構成についてそれぞれ説明する。
【００１９】
第１のインバータ１０は、スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４、トランスＴ１１を有する。スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４は同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１２は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に直列に接続される。スイッチングトランジスタＴＲ１３及びスイッチングトランジスタＴＲ１４は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に直列に接続される。そして、スイッチングトランジスタＴＲ１１とスイッチングトランジスタＴＲ１２とを接続するノードが、トランスＴ１１の一次側コイルの一端に接続される。また、スイッチングトランジスタＴＲ１３とスイッチングトランジスタＴＲ１４とを接続するノードが、トランスＴ１１の一次側コイルの他端に接続される。第１のインバータ１０では、スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ１２及びスイッチングトランジスタＴＲ１３をスイッチングトランジスタＴＲ１１、ＴＲ１４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４を駆動するＰＷＭ信号は第１のＰＷＭ信号制御部３１により生成される。つまり、第１のインバータ１０では、スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４及びトランスＴ１１の一次側コイルによりＨブリッジ型駆動回路を構成する。また、第１のインバータ１０は、トランスＴ１１の二次側コイルの両端には第１の交流電圧Ｖｏ１を生成する。
【００２０】
第２のインバータ２０は、スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４、トランスＴ２１を有する。スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４は同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２２は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。スイッチングトランジスタＴＲ２３及びスイッチングトランジスタＴＲ２４は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチングトランジスタＴＲ２１とスイッチングトランジスタＴＲ２２とを接続するノードが、トランスＴ２１の一次側コイルの一端に接続される。また、スイッチングトランジスタＴＲ２３とスイッチングトランジスタＴＲ２４とを接続するノードが、トランスＴ２１の一次側コイルの他端に接続される。第２のインバータ２０では、スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ２２及びスイッチングトランジスタＴＲ２３をスイッチングトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４を駆動するＰＷＭ信号は第２のＰＷＭ信号制御部４１により生成される。つまり、第２のインバータ２０では、スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４及びトランスＴ２１の一次側コイルによりＨブリッジ型駆動回路を構成する。また、第２のインバータ２０は、トランスＴ２１の二次側コイルの両端には第２の交流電圧Ｖｏ２を生成する。
【００２１】
なお、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の振幅が安定する定常運転状態では第１のＰＷＭ信号制御部３１及び第２のＰＷＭ信号制御部４１が出力するＰＷＭ信号のデューティーが５０％となるようにディーティー指示値が与えられる。
【００２２】
補正値生成部５０は、電圧差検出部５１、エラーアンプ５２、レベルシフタ５３を有する。電圧差検出部５１は、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２との電圧差を検出してエラーアンプエラーアンプ５２に出力する。実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、電圧差検出部５１は、第２の電圧Ｖｃ２から第１の電圧Ｖｃ１を引いた電圧値をエラーアンプ５２に出力する。エラーアンプ５２は、電圧差検出部５１が出力した電圧を増幅して補正値を生成する。レベルシフタ５３は、エラーアンプ５２が出力した補正値の電圧範囲を第１のＰＷＭ信号制御部３１に適した電圧範囲の電圧に変換すると共に、エラーアンプ５２が出力した補正値の電圧範囲を第２のＰＷＭ信号制御部４１に適した電圧範囲の電圧に変換する。図１では、第１のＰＷＭ信号制御部３１と第２のＰＷＭ信号制御部４１に同じ補正値ＯＦＳが与えられる図としたが、これは、第１のＰＷＭ信号制御部３１と第２のＰＷＭ信号制御部４１に与えられる補正値が第１のＰＷＭ信号制御部３１と第２のＰＷＭ信号制御部４１とにとって同じ意味の値（例えば、同じ補正量）であることを示すためであって、実装上では異なる電圧となる。
【００２３】
第１のＰＷＭ信号制御部３１は、加算器３２、第１のＰＷＭ信号生成部３３を有する。加算器３２は、デューティー指示値に補正値ＯＦＳを加算した値を補正後のデューティー指示値として第１のＰＷＭ信号生成部３３に出力する。第１のＰＷＭ信号生成部３３は、加算器３２が出力したデューティー指示値に応じたデューティー比を有するＰＷＭ信号を生成して第１のインバータ１０に与える。
【００２４】
第２のＰＷＭ信号制御部４１は、減算器４２、第２のＰＷＭ信号生成部４３を有する。減算器４２は、デューティー指示値から補正値ＯＦＳを減算した値を補正後のデューティー指示値として第２のＰＷＭ信号生成部４３に出力する。第２のＰＷＭ信号生成部４３は、第２のＰＷＭ信号生成部４３が出力したデューティー指示値に応じたデューティー比を有するＰＷＭ信号を生成して第２のインバータ２０に与える。
【００２５】
続いて、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１の動作について説明する。実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、入力電圧Ｖｉｎに基づき交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成する。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、補正値生成部５０により、第１のコンデンサＣ１の両端に発生する第１の電圧Ｖｃ１と、第２のコンデンサＣ２の両端に発生する第２の電圧Ｖｃ１と、のずれを解消する。ここで、入力電圧Ｖｉｎから交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成する動作は、第１のＰＷＭ信号制御部３１及び第２のＰＷＭ信号制御部４１が出力するＰＷＭ信号に基づきスイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４、ＴＲ２１〜ＴＲ２４を駆動することで行うことで一般的なインバータ回路の動作と実質的に同じであるため、ここでは説明を省略する。一方、第１のコンデンサＣ１の両端に発生する第１の電圧Ｖｃ１と、第２のコンデンサＣ２の両端に発生する第２の電圧Ｖｃ２と、のずれを解消する動作は交流直流変換回路１の動作の特徴の１つであるため、以下で詳細に説明する。
【００２６】
なお、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２のずれは、例えば、第１のインバータ１０と第２のインバータ２０との間の素子バラツキ、交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２が印加される回路のバラツキ等に起因して発生する。
【００２７】
実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１の電圧検出部３０及び第２の電圧検出部４０により第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２とを取得し、補正値生成部５０が第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２との電圧差の大きさに応じた補正量を示す補正値ＯＦＳを算出する。そして、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０を駆動するＰＷＭ信号のデューティー比を補正値ＯＦＳにより補正する。ここで、第１のＰＷＭ信号制御部３１は、補正していないＰＷＭ信号のデューディー比に対して補正値ＯＦＳを足した値のデューティー比のＰＷＭ信号を第１のインバータ１０に出力する。また、第２のＰＷＭ信号制御部４１は、補正していないＰＷＭ信号のデューディー比に対して補正値ＯＦＳを引いた値のデューティー比のＰＷＭ信号を第２のインバータ２０に出力する。
【００２８】
これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１の電圧Ｖｃ１が第２の電圧Ｖｃ２よりも大きいときは、第１のインバータ１０の駆動能力を第２のインバータ２０よりも小さくして、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２との電圧差を小さくする。一方、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第２の電圧Ｖｃ２が第１の電圧Ｖｃ１よりも大きいときは、第２のインバータ２０の駆動能力を第１のインバータ１０よりも小さくして、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２との電圧差を小さくする。
【００２９】
上記説明より、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、入力電圧Ｖｉｎが印加される高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間にインバータ回路を直列に接続した。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、入力電圧Ｖｉｎが印加される高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に２つのコンデンサを直列に接続した。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、入力電圧Ｖｉｎが各インバータ及び各コンデンサに入力電圧Ｖｉｎを分散させることができるため、インバータ及びコンデンサの両端に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎに比べて小さくすことができる。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、インバータ回路を構成する回路素子及びコンデンサとして、入力電圧Ｖｉｎよりも低い耐圧の素子を利用することができる。
【００３０】
また、耐圧の低い素子によりインバータ回路を構成することで、交流直流変換回路１の効率を高めることができる。さらに、耐圧の低い素子によりインバータ回路を構成することで、交流直流変換回路１の実装時の体積を抑制することができる。
【００３１】
また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、定常運転状態において、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０を動作させるＰＷＭ信号のデューティーを５０％に固定しても第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えることができる。つまり、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えるために、ＰＷＭ信号のデューティー比を制御する等の複雑な制御が不要である。
【００３２】
また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、補正値生成部５０、第１のＰＷＭ信号制御部３１、第２のＰＷＭ信号制御部４１を備えることで、第１のコンデンサＣ１の両端に生じる第１の電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサＶｃ２の両端に生じる第２の電圧Ｖｃ２との電圧ずれを解消することができる。このように、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２とのずれを解消することで、第１のインバータ１０を構成する素子、第２のインバータ２０を構成する素子、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２として耐圧のマージンを小さくし、低い耐圧の素子の利用を容易にする。
【００３３】
また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２とのズレを解消するために、パルス信号を用いることがないため、スイッチングノイズを増加させることがない。
【００３４】
ここで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、電源装置内のインバータ回路として利用することに適している。そこで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いた電源装置のブロック図を図３に示す。図３に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いた電源装置では、交流直流変換回路１に与える直流信号（例えば入力電圧Ｖｉｎ）を外部の交流信号Ｖｓを直流電圧に変換する交流直流変換回路３により生成する。また、実施の形態１にかかる電源装置では、コンバータ回路４を用いて、交流直流変換回路１が出力する２つの交流信号Ｖｏ１、Ｖｏ２を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を合成することで負荷５に与える出力電圧ＶＬを生成する。
【００３５】
このように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いることで、電源装置の小型化、高効率化を実現することができる。
【００３６】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
【符号の説明】
【００３７】
１  交流直流変換回路
２  交流電源
３  交流直流変換回路
４  コンバータ回路
５  負荷
１０  第１のインバータ
２０  第２のインバータ
３０  第１の電圧検出部
３１  第１のＰＷＭ信号制御部
３２  加算器
３３  第１のＰＷＭ信号生成部
４０  第２の電圧検出部
４１  第２のＰＷＭ信号制御部
４２  減算器
４３  第２のＰＷＭ信号生成部
５０  補正値生成部
５１  電圧差検出部
５２  エラーアンプ
５３  レベルシフタ
ＮＤＨ  高電位側電源配線
ＮＤＬ  低電位側電源配線
ＮＤＭ  直列ノード
【図１】
2017070002.tif 000003
【図２】
2017070002.tif 000004