(57)【要約】【課題】突入電流を抑制する機能も含めて小型化が可能な電源装置およびその初充電制御方法を提供する。【解決手段】入力側から順次、平滑用の第１のコンデンサと、第１のインバータ部と、ＬＬＣトランスと、第２の整流器部と、平滑用の第２のコンデンサとを備えて出力側に至り、ＬＣトランスの１次側または２次側に初充電トランスと、初充電出力スイッチを並列接続して構成された主回路を備えることを特徴とする。  また最初に初充電電源回路から、Ｙ結線三相回路の中性点に接続された主回路における第１と第２のコンデンサを充電し、その充電後に当該主回路に隣接する高圧側の主回路における第１と第２のコンデンサを充電し、以後順次当該主回路に隣接する高圧側の主回路における第１と第２のコンデンサを充電していくことを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側から順次、平滑用の第１のコンデンサと、第１のインバータ部と、ＬＬＣトランスと、第２の整流器部と、平滑用の第２のコンデンサとを備えて出力側に至り、前記ＬＬＣトランスの１次側または２次側に初充電トランスと、初充電出力スイッチを並列接続して構成された主回路を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置であって、
前記平滑用の第１のコンデンサの入力側の第１の整流器部、前記平滑用の第２のコンデンサの出力側の第２のインバータ部の、いずれか一方または双方を備えて構成された主回路を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の電源装置であって、
前記初充電トランスと初充電出力スイッチは、前記ＬＬＣトランスの１次側または２次側に切替え可能に並列接続されることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項２記載の電源装置であって、
前記第１の整流器部の入力側と、前記第２のインバータ部の出力側の、いずれか一方または双方は、Ｙ結線三相回路の各相に接続されていることを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項４記載の電源装置であって、
前記Ｙ結線三相回路の各相は、複数の前記主回路の前記入力側の端子、または複数の前記主回路の出力側の端子が直列接続されて形成されていることを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項５記載の電源装置であって、
前記Ｙ結線三相回路の中性点側の主回路における前記初充電出力スイッチは、当該主回路に隣接する高圧側の主回路の前記初充電トランスを介して高圧側の主回路の前記ＬＬＣトランスに接続されていることを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項６記載の電源装置であって、
前記Ｙ結線三相回路の中性点に接続された主回路における前記初充電トランスは、初充電電源回路に接続されていることを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項７記載の電源装置であって、
前記初充電電源回路は、低圧ＤＣ電源と初充電用インバータ部とを備え、高周波の交流電圧を出力することを特徴とする電源装置。
【請求項９】
請求項１から請求項８のいずれか1項に記載の電源装置であって、
前記第１のインバータ部は、高周波交流出力を与えることを特徴とする電源装置。
【請求項１０】
請求項７から請求項９のいずれか1項に記載の電源装置の初充電制御方法であって、
最初に前記初充電電源回路から、前記Ｙ結線三相回路の中性点に接続された主回路における前記第１と第２のコンデンサを充電し、その充電後に当該主回路に隣接する高圧側の主回路における前記第１と第２のコンデンサを充電し、以後順次当該主回路に隣接する高圧側の主回路における前記第１と第２のコンデンサを充電していくことを特徴とする電源装置の初充電制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力と交流電力を対象とした電力変換を行う電源装置およびその初充電制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力系統には多くの絶縁トランスが採用されているが、電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚ（日本の場合、５０／６０Ｈｚ）の低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。
【０００３】
これに対し、近年、高圧・大電力用途への適用が検討されているＳＳＴ（ソリッドステートトランス：以下単にＳＳＴと称する。）の技術を採用することで、小型・軽量化に貢献できることが期待されている。ＳＳＴは、高周波トランスと、電力変換回路で構成されており、その出力もしくは入力は従来と同じ周波数の交流電力である。ＳＳＴ内では、電力変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータやインバータ）により高周波を生成して高周波トランスを駆動することで、入力または出力を従来と同じ周波数の交流電力系統に接続しており、これにより従来の絶縁トランスを代替するものである。この構成によれば、高周波トランスを数十〜数百ｋＨｚの高周波駆動することによって、従来型絶縁トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。
【０００４】
例えば電力系統向けの電力変換器の新たな用途として、太陽光発電や風力発電といった自然エネルギー導入の世界的な拡大に伴い、自然エネルギーの電力を制御して電力系統へ出力する高性能な電力変換器であるＰＣＳ（パワーコンディショニングシステム：以下単にＰＣＳと称する。）が求められている。ＰＣＳは、電力系統に接続されて使用されるために、その出力側には高圧絶縁トランスを使用しており、電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚの低周波で駆動せざるを得ないために設備が大型化するという課題を有している。
【０００５】
また電力系統連系向け以外にも、例えば高圧のモータやポンプ向け、鉄道向け等の高圧電力を使用する電力変換器の場合にも、入力側に高圧絶縁トランスを使用しているものがある。出力側同様に入力側の場合であっても、高圧絶縁トランスは電力系統からの受電により電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚの低周波で駆動されているため設備が大型化するという同様の課題を抱えている。
【０００６】
ＳＳＴ思想の採用により、これらの電力用途への適用拡大において、小型化装置での実現を可能としている。係るＳＳＴ思想の採用による電源装置においても、通常の電源装置と同様に交流入力に接続される場合に電源装置に流れる突入電流を軽減する必要があり、通常は特許文献１に例示されるような充電電流抑制用の回路を入力側に設置する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平５−４８４７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
高圧系統から降圧する電力変換器の小型・軽量化の実現に向けてＳＳＴを適用するには、系統側と低圧側の間で絶縁が必要であるため高周波トランスにて絶縁を確保するが、最初に系統と接続する際に系統側ＳＳＴのコンデンサへの充電電流を抑制する初充電抑制回路が必要となる。例えば６．６ｋＶ系統に接続する場合は、メインのトランスに加えて、初充電抵抗と初充電リレーも必要となる。初充電に必要な機器も６．６ｋＶに対応する必要があるため、電力変換器を用いった電源送致が大型化するという問題がある。
【０００９】
以上のことから本発明においては、突入電流を抑制する機能も含めて小型化が可能な電源装置およびその初充電制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
以上のような課題に対して本発明では、入力側から順次、平滑用の第１のコンデンサと、第１のインバータ部と、ＬＬＣトランスと、第２の整流器部と、平滑用の第２のコンデンサとを備えて出力側に至り、ＬＣトランスの１次側または２次側に初充電トランスと、初充電出力スイッチを並列接続して構成された主回路を備えることを特徴とする電源装置である。
【００１１】
また本発明は、最初に初充電電源回路から、Ｙ結線三相回路の中性点に接続された主回路における第１と第２のコンデンサを充電し、その充電後に当該主回路に隣接する高圧側の主回路における第１と第２のコンデンサを充電し、以後順次当該主回路に隣接する高圧側の主回路における第１と第２のコンデンサを充電していくことを特徴とする電源装置の初充電制御方法である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、系統との絶縁性を確保し、小型の初充電制御回路とすることができる。さらに本発明の実施例によれば、初充電トランスに入力される周波数の高周波化により初充電トランス体積を低減する。また、初充電トランスを駆動する素子には低圧の素子を使用可能となる。結果、初充電電源回路全体の小型・軽量化が可能となるため、高圧向けの電力変換器の小型・軽量化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施例１に係る電源装置の構成例を示す図。
【図２】ＳＳＴで構成された主回路１０の詳細構成例を示す図。
【図３】ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す図。
【図４】ＬＬＣ共振周波数＞駆動周波数のときの電圧、電流波形を示す図。
【図５】ＬＬＣ共振周波数＜駆動周波数のときの電圧、電流波形を示す図。
【図６】図１の電源装置の構成における充電制御時のパワーフローを示す図。
【図７】初充電制御における周波数の違いを示す図。
【図８】複数の主回路の間で実施する高圧側主回路への充電制御の考え方を示す図。
【図９】本発明の実施例２に係る電源装置の構成例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明に係る電源装置およびその初充電制御方法の実施例について、図を用いて説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１に本発明の実施例１に係る電源装置の構成例を示している。本発明の電源装置は、ＳＳＴで構成された複数の主回路１０の入力側または出力側を直列接続してＹ結線三相回路の各相を形成する。図１は、入力側をΔ結線、出力側をＹ結線とした例を示している。なお、入力側をＹ結線とした例は、実施例２として後述する。
【００１６】
図１の電源装置は、ＳＳＴで構成された複数の主回路１０の入力側を直列接続してΔ結線三相回路の各相を形成し、ＳＳＴで構成された複数の主回路１０の出力側を直列接続してＹ結線三相回路の各相を形成している。実施例１の構成は、入力が系統に接続され、出力に高圧モータ等の高圧負荷と接続し、入力側をΔ結線、出力側をＹ結線とした構成である。６．６ｋＶに対してＳＳＴで構成された主回路１０を８段もしくは６段接続することを想定しているが、勿論この段数に限るものではないし、段数と絶縁耐圧を変更することで３．３ｋＶや１１ｋＶ等へ上下させることも可能である。また、図示していないが、入力フィルタと出力フィルタは適宜追加するのがよい。
【００１７】
図２は、ＳＳＴで構成された主回路１０の詳細構成例を示している。主回路１０は、フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータを用いて構成されており、入力端子Ｔｉ側から順次、第１の整流器部Ｒ１と、平滑用のコンデンサＣ１と、第１のインバータ部Ｉｎ１と、ＬＬＣトランス３と、第２の整流器部Ｒ２と、平滑用のコンデンサＣ２と、第２のインバータ部Ｉｎ２で構成されている。ここでＬＬＣトランス３とは、トランス１次巻線側を第１のリアクトル３１、一次巻線としての第２のリアクトル３２、コンデンサ３３を直列配置することから、ＬＬＣのように呼称された絶縁変圧器である。なお図２は、複数の主回路のうち、Ｙ結線三相回路における中性点Ｎ側の主回路１０ａを例示しているが、他の主回路１０も基本的に同じ構成とされている。
【００１８】
係る主回路１０の構成において、第１の整流器部Ｒ１は、単相のフルブリッジ構成とされ、その半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をＭＯＳ−ＦＥＴで構成し、第１のインバータ部Ｉｎ１は、単相のフルブリッジ構成とされ、その半導体素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４をＭＯＳ−ＦＥＴで構成した例を示している。また第２の整流器部Ｒ２は、ダイオードによる単相のフルブリッジ構成とされ、第２のインバータ部Ｉｎ２は、単相のフルブリッジ構成とされ、その半導体素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４をＭＯＳ−ＦＥＴで構成した例を示している。
【００１９】
この主回路１０の構成によれば、第１の整流器部Ｒ１で交流系統の電力を直流に変換し、第１のインバータ部Ｉｎ１において、直流を高周波数の交流に変換し、ＬＬＣトランス３において任意の電圧に調整し、その後第２の整流器部Ｒ２において直流に変換した後、第２のインバータ部Ｉｎ２において、適宜周波数の交流に変換し出力端子Ｔｏに出力する。
【００２０】
さらに図２の主回路１０は、ＬＬＣトランス３と第２の整流器部Ｒ２との接続点から分岐して初充電処理のために、初充電トランス１と初充電出力スイッチ２を設けている。図１に示されているように、これらの初充電処理部は多段積構成された複数の主回路１０のうち、Ｙ結線三相回路における中性点Ｎ側の主回路１０ａについて、その初充電トランス１を初充電電源回路２０に接続し、その初充電出力スイッチ２をＹ結線三相回路における中性点Ｎ側で隣接する高圧側の主回路１０ｂの初充電トランス１に接続している。なお、以降の隣接する主回路１０間は、低圧側の初充電トランス１と高圧側の初充電出力スイッチ２により順次接続されている。
【００２１】
このように本発明の電源装置では、中性点側主回路１０ａのＬＬＣトランス３の二次巻線側に初充電トランス１を介して初充電電源回路２０を接続したものである。初充電電源回路２０は、低圧直流電源２１と初充電用インバータ部２２により構成されており、低圧直流電源２１の直流電圧を初充電用インバータ部２２で交流電圧に変換し、初充電トランス１を介して平滑用のコンデンサＣ１、Ｃ２を充電している。コンデンサＣ１、Ｃ２の充電は、入力端子Ｔｉへの電圧印加前の時点から実施されており、電源装置稼働後にも接続状態を保持していてもよい。この結果、入力端子Ｔｉへの電圧印加により電源装置に流れる突入電流は、平滑用のコンデンサＣ１、Ｃ２が充電されていることから、差電圧に相当する分のみが流れるために突入電流が抑制されている。
【００２２】
また中性点側主回路１０ａにおけるコンデンサＣ１、Ｃ２の充電完了後には、隣接する高圧側の主回路１０ｂのコンデンサＣ１、Ｃ２の初充電を行うことになるが、これは低圧側の初充電トランス１と高圧側の初充電出力スイッチ２により形成される回路を用いて、順次行われる。本発明は、高圧側に対する初充電処理について工夫されたものであり、この詳細な処理手順について後述する。
【００２３】
以下、図１、図２に示した本発明の実施例１に係る電源装置の動作内容について説明するが、まず通常運転状態における処理内容を説明し、その後に初充電処理の説明を行うことにする。
【００２４】
図１、図２の構成において、フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータが与える直流電圧Ｖｄ２は１０００Ｖ以下の直流電圧であるため、高周波駆動に適したＭＯＳ  ＦＥＴを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十ｋＨｚから数百ｋＨｚを想定している。使用するＭＯＳ  ＦＥＴには高耐圧・高周波スイッチングに適したＳｉＣ  ＭＯＳ  ＦＥＴを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであればよい。ＬＬＣ共振コンバータの２次側はダイオードによる平滑を想定している。Ｓｉのダイオードの他に、導通損失を低減させるためにＳｉ型のショットキーバリアダイオードやＳｉＣ  ショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、ＳｉＣ  ＭＯＳ  ＦＥＴを同期させて使用することで損失低減させてもよいし、その他同様の機能を有するものであればよい。
【００２５】
またＬＬＣトランス３は、系統電圧との絶縁機能を有し、ＬＬＣ共振とするために高周波トランスの励磁インダクタンスＬｍ（第２のリアクトル３２）に共振対応させたリーケージインダクタンスＬｒ（第１のリアクトル３１）と共振コンデンサＣｒ（コンデンサ３３）と接続される構成である。リーケージインダクタンスＬｒは高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化した構成を想定しているがそれに限るものではない。共振コンデンサＣｒはフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであればよい。
【００２６】
図２には図１の主回路１０における通常の出力パワーフローをＰ１として示している。通常は単相コンバータにより整流された直流電圧Ｖｄ１をフルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータでＶｄ２に出力するパワーフローとなる。
【００２７】
この場合に、ＬＬＣ共振コンバータの制御はＰＷＭではなく、デッドタイムを付与したＤｕｔｙ５０％の周波数制御である。前述した励磁インダクタンスＬｍ、リーケージインダクタンスＬｒ、共振コンデンサＣｒの値にて共振周波数は決まり、数十〜数百ｋＨｚに設定することを想定している。
【００２８】
なおＬＬＣ共振コンバータの制御は、フルブリッジ型の第１のインバータ部Ｉｎ１を構成する４組の半導体素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４のオン、オフを制御する制御回路により実行される。制御回路自体は通常よく行われる回路構成のものであり、具体的な回路構成を省略するが、要するに以下のように半導体素子を制御する。
【００２９】
例えばフルブリッジ型の４組の半導体素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４のうち、図２の右上と左下の半導体素子Ｈ３、Ｈ２を第１の組、右下と左上の半導体素子Ｈ１、Ｈ４を第２の組としたときに、第１の組をＯＮ、第２の組をＯＦＦとする第１の導通状態と、第２の組をＯＮ、第１の組をＯＦＦとする第２の導通状態を交互に形成するように制御し、第１の導通状態から第２の導通状態を経て再度第１の導通状態に達するまでの期間を一周期とする駆動周波数によりＯＮ、ＯＦＦ制御を行うものである。
【００３０】
図３、図４、図５により、ＬＬＣ共振周波数、駆動周波数の大小関係と、第１のインバータ部Ｉｎ１の電圧、電流波形の関係を説明する。これらの図において横軸は時間、縦軸は１周期間における電圧、電流の大きさを示している。
【００３１】
図３に、ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す。この場合には、前記したフルブリッジ型の第１のインバータ部Ｉｎ１を構成する４組の半導体素子のオン、オフを制御する制御回路により駆動周波数が制御されており、かつ駆動周波数は高周波トランスであるＬＬＣトランス３の励磁インダクタンスＬｍ、リーケージインダクタンスＬｒ、共振コンデンサ容量Ｃｒの値にて定まる共振周波数と一致している。
【００３２】
ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、半導体素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ時には、ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となり、ＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＭＯＳ−ＦＥＴのＯＦＦ時には、ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はピークアウトして十分に低く抑えられ、ＯＦＦ時のスイッチング損失も小さくなるため、ＬＬＣ共振制御によって高効率なスイッチングが実現でき、パワーデバイスの冷却器の小型化が実現できる。
【００３３】
ＬＬＣ制御によりＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しく制御された時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス４には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータと同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。
【００３４】
図４に、駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも低下させて、昇圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。
【００３５】
駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも低下させた状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、ＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ時にはＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時にはＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はピークアウト後に十分に低く横ばいの値に抑えられるため、ＯＦＦ時のスイッチング損失は共振周波数駆動と同様に小さくなる。
【００３６】
ＬＬＣ制御によりＬＬＣ共振周波数が駆動周波数よりも高く制御された時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのような矩形波電圧となる。この矩形波電圧は、制御回路用電源トランス４に対しては、立ち上がり、立下りで少し遅れがでる波形であるが、基本的には矩形波が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータと同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。
【００３７】
図５に、駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させて、降圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。
【００３８】
駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させた状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、ＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ時にはＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時にはＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流は低下しない状態での遮断となるため、ＯＦＦ時のスイッチング損失は大きくなる。ただし、ＰＣＳでの制御動作の場合は、降圧制御となる電圧範囲を制限することで効率の低下を最小限とすることができる。
【００３９】
ＬＬＣ制御により駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させた時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス４には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータ１と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。
【００４０】
上記したＬＬＣ制御における３種の運転態様（ＬＬＣ共振周波数＝駆動周波数、ＬＬＣ共振周波数＞駆動周波数、ＬＬＣ共振周波数＜駆動周波数）は、電力変換装置の実運用場面で適宜選択実行される。
【００４１】
次に本発明における初充電処理について説明する。最初に中性点側主回路１０ａに対する初充電について説明する。
【００４２】
図６に、中性点側主回路１０ａに対する初充電制御時のパワーフローを示す。このパワーフローでは、低圧ＤＣ電源２１から初充電用インバータ部２２（低圧のフルブリッジＭＯＳ  ＦＥＴ）、初充電用トランス１、第２の整流器部Ｒ２を経由して第２のコンデンサＣ２を充電し、また低圧ＤＣ電源２１から初充電用インバータ部２２（低圧のフルブリッジＭＯＳ  ＦＥＴ）、初充電用トランス１、第１のインバータ部Ｒ１を経由して第１のコンデンサＣ１を充電する。この場合のフローは、図示するＦ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４の通りであるが、第１のインバータ部Ｒ１におけるフローＦ３、Ｆ４は半導体素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４を制御して行うのではなく、半導体素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４の並列ダイオードにより形成されている。このことは、主回路が交流電源に未接続であり外部から電力を得られていない状態においても、初充電電源回路２０のみでコンデンサＣ１、Ｃ２の初充電が可能であることを意味している。
【００４３】
このパワーフロー形成に当たり、初充電用インバータ部２２（低圧のフルブリッジＭＯＳ  ＦＥＴ）において、Ｄｕｔｙ５０％の矩形波をＬＬＣトランス３の２次側から入力することで初充電制御を実施する。前述の通り、ＬＬＣ制御におけるトランス電圧は矩形波であるため、初充電制御が可能となる。また、矩形波の周波数はＬＬＣ制御における周波数と同程度の数十ｋＨｚ程度の高周波を想定しているため、ＬＬＣトランス同様に初充電トランスにおいても高周波化による小型化が可能となる。
【００４４】
初充電制御における周波数の違いを図７に示す。系統側の直流電圧Ｖｄ１は、ＬＬＣの共振周波数の前後で変化させることで、通常出力と逆方向においても直流電圧Ｖｄ１を変化させることが可能となる。したがって、実施例１では初充電開始時は高周波として充電電流を抑制し、共振周波数まで低下後に更に周波数を低下させることで直流電圧Ｖｄ１を高電圧まで初充電を完了させることを想定している。もちろん電流値に問題が無い場合は一定周波数での制御でも構わない。
【００４５】
以上の説明から、初充電トランス１をＬＬＣトランス２の２次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。
【００４６】
以上により中性点側主回路１０ａに対する初充電処理が行われた。次に隣接する高圧側初回路の初充電を行う。これを可能とするために本発明においては、低圧側主回路から高圧側主回路への初充電を行うために、主回路内に初充電用トランス１と上段への初充電出力スイッチ２を設けた構成としている。ＳＳＴで構成された主回路１０を共通構成とするために、初充電トランス１と上段への初充電出力スイッチ２を主回路１０内に含めた構成としている。初充電トランス１と上段への初充電出力スイッチ２は、主回路１０が１段分の耐圧が必要であるため、主回路１０に使用している半導体素子と同様の耐圧となり、入出力電圧に対して低圧化が可能となる。半導体素子はＭＯＳ  ＦＥＴで表記しているが、周波数特性は必要ないためＩＧＢＴでも良いし、同様の機能が実現できるものであればよい。
【００４７】
図８は、複数の主回路の間で実施する高圧側主回路への充電制御の考え方を示している。上述の通り、初充電電源回路２０によって１段目の主回路１０ａの初充電完了後、上段への初充電出力スイッチ２をＯＮし、２段目の初充電を開始する。２段目の初充電が完了後に同様に２段目主回路１０ｂ内の上段への初充電出力スイッチ２をＯＮすることの繰り返しにより最上段まで初充電を完了する。また、図示していないが、Ｙ結線のＵ、Ｖ、Ｗの各相に同様の初充電処理を実施するが、同時に行っても良いし、順に行っても良い。初充電制御回路２０もＵ、Ｖ、Ｗ相で一括構成としても良いし、各相に１つ備えた分割構成としても良い。
【００４８】
以上説明したように、初充電トランス１をＬＬＣトランス３の２次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。
【実施例２】
【００４９】
実施例１では、ＳＳＴを用いた主回路の入力側をΔ結線、出力側をＹ結線とした構成の場合における主回路構成を説明した。これに対し、図９に示す実施例２は、実施例１とは逆に入力側をＹ結線、出力側をΔ結線とした構成例を示している。
【００５０】
実施例２の場合にも、６．６ｋＶに対して主回路１０を８段もしくは６段接続することを想定しているが、もちろんこれに限るものではないし、段数と絶縁耐圧を変更することで３．３ｋＶや１１ｋＶ等へ上下させることも可能である。また、図示していないが、入力フィルタと出力フィルタは適宜追加することが可能である。また、Ｙ結線側の中性点近傍最下限から初充電電源回路２０を駆動することで上段方向に初充電を行うために、初充電用トランス１と上段への初充電出力スイッチ２を設けた構成としている。主回路１０を共通構成とするために、初充電トランス１と上段への出力スイッチ３を主回路１０内に含めた構成としている。初充電トランス１と上段への出力スイッチ３は、ＳＳＴ１段分の耐圧が必要であるため、主回路１０に使用している半導体素子と同様の耐圧となり、入出力電圧に対して低圧化が可能となる。半導体素子はＭＯＳ  ＦＥＴで表記しているが、周波数特性は必要ないためＩＧＢＴでも良いし、同様の機能が実現できるものであれば構わない。
【００５１】
但し、実施例２では入力側がＹ結線であるため、共振コンデンサのあるＬＬＣトランス３の１次側に初充電トランス１と上段への初充電出力スイッチ３が接続されている。また、実施例２では初充電電源回路２０内に主回路１０とは別に初充電トランス１Ａを備えている。本構成とすることで、初充電電源回路２０内の半導体素子耐圧を実施例１よりも更に低圧化可能となる。
【００５２】
なお、充電制御については１次側に接続した場合でも、実施例１と同様の制御で実現可能である。実施例２も実施例１と同様に、初充電トランス１をＬＬＣトランス２の１次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。
【００５３】
以上、２つの実施例を挙げたが、もちろん用途に応じて前記実施例に記述した内容を組み合わせて使用してもよい。
【実施例３】
【００５４】
実施例３では、主回路１０の構成について説明する。実施例１、実施例２では、フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータを用い、入力端子Ｔｉ側から順次、第１の整流器部Ｒ１と、平滑用のコンデンサＣ１と、第１のインバータ部Ｉｎ１と、ＬＬＣトランス３と、第２の整流器部Ｒ２と、平滑用のコンデンサＣ２と、第２のインバータ部Ｉｎ２で構成されているものとして説明を行った。
【００５５】
然るに本発明の電源回路の適用に当たり、入力と出力の関係は多様である。例えば交流入力、交流出力のケース以外に、直流入力、交流出力のケース、交流入力、直流出力のケースもあり得る。これらの適用対象の事情を考慮すると、電源回路の主回路１０の最小限の標準化構成としては、平滑用のコンデンサＣ１と、第１のインバータ部Ｉｎ１と、ＬＬＣトランス３と、第２の整流器部Ｒ２と、平滑用のコンデンサＣ２と、初充電トランス１と、初充電出力スイッチ３を備えるものとし、適用対象に応じて第１の整流器部Ｒ１や第２のインバータ部Ｉｎ２が追加設置され、あるいは初充電トランス１と、初充電出力スイッチ２の接続場所がＬＬＣトランス３の１次側、２次側で選択可能となるように設計されるのがよい。
【符号の説明】
【００５６】
１０：主回路
Ｒ１、Ｒ２：整流器部
Ｉｎ１、Ｉｎ２：インバータ部
１：初充電トランス
２：初充電出力スイッチ
３：ＬＬＣトランス
２０：初充電電源回路
２１：低圧ＤＣ電源
２２：初充電用インバータ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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