(57)【要約】【課題】大きな負荷電流が原因のトランスの整流歪を低減する。【解決手段】２つ以上の位相を有する伝統的な電源は、各位相中にトランスを整流する。負荷電流が大きい場合、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーが、整流中に好ましくない影響の原因となり得る。本発明の電源４００は、整流の前にトランス４２０の１次側の電圧を低下させることによって、これらの影響を低減する。コンデンサ４７０及び４７５が、トランス４２０の１次側に加えられる。スイッチ４６０及び４６５は、整流の前に、電流がこれらコンデンサを通過するよう制御し、コンデンサ４７０及び４７５がトランスの漏れインダクタンスのエネルギーを吸収し、１次側電圧を低減できるようにする。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つの位相を有する電源であって、
第１及び第２電力端子と、
上記第１電力端子に結合された少なくとも１つの１次巻線を有するトランスと、
第１スイッチであって、上記第１スイッチの第１状態の間、上記１次巻線の第１端を上記第２電力端子に結合するよう構成される上記第１スイッチと、
第２スイッチであって、上記第２スイッチの第１状態の間、上記１次巻線の第２端を上記第２電力端子に結合するよう構成される上記第２スイッチと、
少なくとも第１状態及び第２状態を有し、上記第２状態の間、上記１次巻線にかかる電圧の大きさを低減するよう構成される第３スイッチと
を具える電源。
【請求項２】
上記第３スイッチは、
上記第３スイッチが上記第１状態にあるときに、第１巻数の１次巻線を通る電流パスを提供するよう構成され、
上記第３スイッチが上記第２状態にあるときに、第２巻数の１次巻線を通る電流パスを提供するよう構成される請求項１の電源。
【請求項３】
第１時点で上記第３スイッチをその第２状態に変更し、上記電源中の負荷電流が実質的にゼロに達すると、上記第１スイッチ又は上記第２スイッチを第１状態から第２状態へ変更するよう構成される請求項１の電源。
【請求項４】
第１及び第２電力端子と、
上記第１電力端子と結合される少なくとも１つの１次巻線を有するトランスと、
第１スイッチング回路であって、上記第１スイッチング回路が第１状態である場合において、上記１次巻線の第１端を上記第２電力端子へ結合するよう構成される上記第１スイッチング回路と、
第２スイッチング回路であって、上記第２スイッチング回路が第１状態である場合において、上記１次巻線の第２端を上記第２電力端子へ結合するよう構成される上記第２スイッチング回路と
を具え、
上記第１及び第２スイッチング回路の夫々が、
コンデンサと直列に接続される第１スイッチを有する直列配列と、
上記直列配列と並列に接続される第２スイッチと
を有する電源。
【請求項５】
第１及び第２電力端子と、
上記第１電力端子と結合される少なくとも１つの１次巻線を有するトランスと、
上記１次巻線と並列に結合され、第２スイッチと直列に接続される第１スイッチを有する第１スイッチング回路と、
コンデンサと並列に接続される上記３スイッチを有する第２スイッチング回路と
を具え、
上記第２スイッチング回路の一端は、上記第２電力端子に結合され、上記第２スイッチング回路の他端は、上記第１及び第２スイッチの間のポイントで上記第１スイッチング回路に接続される電源。
【請求項６】
少なくとも１つの１次巻線を有するトランスのある電源を動作させる方法であって、
第１期間の間に第１の大きさ及び極性を有する電圧を上記１次巻線に加える処理と、
上記トランスを整流する前に、第２期間の間に上記電圧の大きさをゼロより実質的に大きい第２の値に低減する処理と、
上記トランスが整流している間、第３期間において、加えられる上記電圧を停止する処理と
を具える電源動作方法。
【請求項７】
上記電圧の大きさを第２の値に低減するステップは、上記１次巻線の上記電圧の大きさを低減するために、上記１次巻線の電流パスが１つ以上のコンポーネントを通るように制御する処理を有する請求項６の電源動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源と、電源におけるトランスの整流ノイズを低減する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
トランス・ベースの電源は、第１電圧を第２電圧に変換するときに、多くの場合、２以上の位相間を循環する。位相間で、トランスは、整流を行う（即ち、トランス電圧を反転させる）。トランスの整流を可能にするため、電源は、最初、トランスの１次側の電流パスを切断しなければならない。しかし、電源が大きな負荷電流を有する場合、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーが、リンギング、大きな電圧スパイク、高速な整流のような問題を起こすことがある。これらの全ては、トランス電圧を歪ませるノイズを生成する。
【０００３】
例えば、整流があまりに急速に生じると、トランスにおける急激な充電（チャージ）が、トランスの１次及び２次巻線間に流れる好ましくない変位電流（コモン・モード（ＣＭ）電流と呼ばれる）を生じさせることがある。整流の速度は、トランスの磁化電流の大きさと、トランスを整流するために充電しなければならない整流静電容量（ＣＣ）の大きさに依存する。整流の速度を低下させる（そして、ＣＭ電流を低減する）ための１つの方法は、１つ以上の付加コンデンサを加えることである。これは、ノーマル・モードの静電容量と全ての付加コンデンサとの合計である整流静電容量（ＣＣ）を効果的に増加させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−３２５４２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、この方法は、大きな負荷電流については、うまく機能しない。整流中、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーは、ＣＣの電圧を強制的に変化させる。この漏れインダクタンスのエネルギー（Ｅｌｅａｋａｇｅ）は、Ｅｌｅａｋａｇｅ＝（１／２）・Ｌｌｅａｋａｇｅ・Ｉ負荷２の式によって負荷電流と関係しており、負荷電流に関して増加する。この漏れエネルギーが、整流エネルギー（ＥＣ）（ＥＣ＝（１／２）・ＣＣ・ＶＣ２として定義され、ここでＶＣは整流電圧）に対して、かなり大きい場合には、ＣＣの電圧を変化させることによって、Ｅｌｅａｋａｇｅは、整流速度（整流レート）を増加させる（よって、好ましくないＣＭ電流を増加させる）ことがある。Ｅｌｅａｋａｇｅ≧ＥＣ／２の場合、有意な関係が典型的には存在している。上述のように、より大きなＥｌｅａｋａｇｅは、リンギングや大きな電圧スパイクのような、他の好ましくない影響も生じさせることがある。
【０００６】
高い負荷電流によって生じる大きなＥｌｅａｋａｇｅをうまく処理する１つの解決方法は、電源中のスイッチが１次側電流を切断するレート（rate：速度）を遅くするというものである。オンからオフへの遷移中に、スイッチの抵抗が、漏れインダクタンスのエネルギーをいくらか熱として消失させる。スイッチ遷移が遅いほど、スイッチがより多くの漏れエネルギーを消失させることができ、よって、より少ないエネルギーが１次側静電容量へと伝達される。しかし、非常に大きな負荷電流については、この手法を利用するには、多くの場合、スイッチがあまりに熱くなってしまう。
【０００７】
よって、トランスの整流における大きな負荷電流の影響を最小化させる改善された手法へのニーズがある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の実施形態は、リンギング、電圧スパイク及びコモン・モード（ＣＭ）電流のような、ノイズが原因の負荷に依存する歪を低減する改良された手法と装置を提供する。電源には、トランスがあり、２つ以上の位相で動作する。電圧（Ｖｐ）が、各位相の動作中に、トランスの１次側に加えられる。負荷依存歪を低減するため、１次側電圧は、各位相の動作の終わりに、短い時間の間、わずかに低減される。この電圧低減は、トランスの漏れインダクタンス中の電流の流れに対する反対方向の圧力（back pressure）を生じさせる。それに応じて、電源の負荷電流は、ゼロへと漸減し、このゼロ時点で、残りの１次側電圧（Ｖｐ）は除去される。続いて、トランスの磁化電流は、トランスを整流し、トランスは、次の位相の動作へと遷移する。
【０００９】
例えば、１つの実施形態では、整流の前に１次側電圧を低減するのに、遷移コンデンサ（Ｃｔ）が利用される。Ｃｔは、１つ以上のスイッチを通して、トランスの１次側に接続されても良い。各位相の最後において整流の前に、トランスの１次側の電流は、Ｃｔを通るように制御されてＣｔの電圧が増加し、トランスにかかる電圧は低減される。これによって、期間τ（ここでτ∝√（Ｌｌｅａｋａｇｅ・Ｃｔ）。即ち、τは、（Ｌｌｅａｋａｇｅ・Ｃｔ）の平方根に比例する）に渡ってトランスの漏れインダクタンス（Ｌｌｅａｋａｇｅ）に蓄積されたエネルギーをＣｔが吸収可能となり、それによって、負荷電流が大きい場合でも、リンギング、電圧スパイク及びＣＭ電流のような好ましくない影響を低減する。
【００１０】
別の実施形態では、１次側電圧を低減する任意の既知の方法を利用しても良い。例えば、いくつかの実施形態では、漏れインダクタンスのエネルギーを消失させるのに、抵抗器を、Ｃｔの代わりに又はＣｔと合わせて使用しても良い。任意の他の既知の方法も、１次側電圧を低減するのに利用して良い。例えば、トランスの１次側にかかる電圧を低減するのに、抵抗器、ダイオード、トランジスタ、電圧源のようなコンポーネントの使用によったり、又は、１次側の巻線の数を一時的に増加させる。
【００１１】
改良型電源は、整流前にトランスの１次側電圧を低減することによって、さもなければ負荷電流が大きくなるほど生じるであろう、リンギング、電圧スパイク及びＣＭ電流のような好ましくない影響を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、２つの位相を有する従来の電源を描いている。
【図２】図２は、負荷電流が低（Low）における従来の電源の１つの位相中の整流の例を描いている。
【図３】図３は、負荷電流が高（High）における従来の電源の１つの位相中の整流の例を描いている。
【図４】図４は、改良型電源の典型的な実施形態を描いている。
【図５】図５は、改良型電源の第１位相中の整流の第１例を描いている。
【図６】図６は、改良型電源の第２位相中の整流の第２例を描いている。
【図７】図７は、改良型電源の第２実施形態例を描いている。
【図８】図８は、改良型電源の第３実施形態例を描いている。
【図９】図９は、改良型電源の１つの位相中の整流の第３例を描いている。
【図１０】図１０は、改良型電源の第４実施形態例を描いている。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は、典型的な従来のゼロ電圧スイッチング（Zero Voltage Switching：ＺＶＳ）電源１００を示す。コントローラ（図示せず）は、電力端子１５０及び１５５によって供給されるＤＣに基いて、トランス１２０に交流電圧を供給するように、電力スイッチＡ１０５及びＢ１１０を操作する。トランス１２０にかかる電圧は、トランスの磁化インダクタンス（Ｌｍａｇ）１４０を通して磁化電流（Ｉｍａｇ）１３５を生成し、トランスの漏れインダクタンス（Ｌｌｅａｋａｇｅ）１２５を通して、負荷電流（Ｉｌｏａｄ）１３０を生成する。負荷電流を整流することで、負荷装置１４５に出力電圧及び電流を生成する。例えば、１つの実施形態では、トランスの出力信号を整流するのに、ダイオード・ブリッジ１６０及び負荷コンデンサ１６５を利用しても良い。負荷装置の夫々は、所与の電圧について異なる量の電流を引き込み、単一の負荷装置でさえ異なる時点では異なる量の電流を引き込む。図１中の静電容量ＣＣ１１５は、トランスの１次巻線の総合的な静電容量を表し、これは、トランスのノーマル・モードの静電容量と共に全ての付加的なコンデンサ（additional capacitors）とから構成される。
【００１４】
図２は、負荷電流が低（Low）の場合における従来のＺＶＳ電源１００の１つの位相に関する複数イベントの典型的なシーケンスを描いている。最初、この例では、プロット２１５及び２２０が夫々示すように、スイッチＡ１０５がオンで、スイッチＢ１１０がオフである。トランスを整流するため、スイッチＡ１０５をオフにして、プロット２１０で示すように、負荷電流１３０を時点ｔ０２２５においてゼロにする。この段階で、プロット２０５が示すように、トランスの整流が始まる。なお、プロット２０５は、トランス１２０の１次巻線の端子夫々における２つの電圧を描いている。整流が完了した後、スイッチＢ１１０が時点ｔ１２３０においてオンになる。これによって、負荷電流１３０は、その以前の大きさに戻るが、その電流は、プロット２１０で示されるように、今や逆方向に流れている。
【００１５】
整流の間、いくらかのエネルギーがトランスの漏れインダクタンス１２５（Ｌｌｅａｋａｇｅ）から静電容量１１５（Ｃｃ）へと伝達される。充分に大きな負荷電流は、整流電圧（Ｖｃ）２０５にノイズを導入する漏れエネルギーを生じさせることがある。これは、例えば、整流エネルギー（Ｅｃ）に比較して漏れエネルギーがかなり大きい（即ち、Ｅｌｅａｋａｇｅ≧Ｅｃ／２）場合に生じ得る。漏れエネルギー（Ｅｌｅａｋａｇｅ）と負荷電流（Ｉｌｏａｄ）の間の関係は、次のように定義できる。
【００１６】
Ｅｌｅａｋａｇｅ＝（１／２）・Ｌｌｅａｋａｇｅ・Ｉｌｏａｄ２  （数式１）
【００１７】
同様に、整流エネルギー（ＥＣ）は、次のように定義できる。
【００１８】
ＥＣ＝（１／２）・ＣＣ・ＶＣ２    （数式２）
【００１９】
この現象は、図３に示されている。図３では、プロット３１５及び３２０が示すように、スイッチＡ１０５が時点ｔ０３２５でオフになり、スイッチＢ１１０が時点ｔ１３３０でオンになる。しかし、プロット３１０で示されるように、負荷電流１３０がもっと大きいため、整流中にもっと多くのエネルギーが静電容量（Ｃｃ）１１５に伝達される。結果として、図３のプロット３０５で示されるように、整流電圧（Ｖｃ）が歪む。
【００２０】
Ｃｃの電圧（ここでは、Ｖｃと呼ぶ）に導入される歪は、次のように示すことができる。
【００２１】
ＶＣ＝Ｉｌｏａｄ・√（Ｌｌｅａｋａｇｅ／ＣＣ）  （数式３）
【００２２】
数式３に示されるように、負荷電流が、整流電圧の歪について、単独で最大の影響を持っている。ここで「√（Ｌｌｅａｋａｇｅ／ＣＣ）」は、「（Ｌｌｅａｋａｇｅ／ＣＣ）」の平方根を意味する。よって、負荷電流は、整流電圧歪及び整流エネルギーの両方の大きな影響を有する。
【００２３】
理論上は、この影響は、より大きな静電容量（Ｃc）を用いるか、又は、漏れインダクタンス（Ｌleakage）を減らすことによって、低減できるはずではある。しかし、実際上は、どちらのオプションも実行可能ではない。静電容量Ｃcは、所望の整流立ち上がり／立ち下がり時間を実現するように、特定値でなければならず、通常、変更はできない。場合によっては、Ｌleakageを減らすことが可能な場合があるが、通常、整流歪を除去するのに充分なほどに減らすことはできない。
【００２４】
よって、より良いオプションは、整流電圧に対する負荷電流の影響を減らすことである。本発明の実施形態は、漏れエネルギー（Ｅｌｅａｋａｇｅ）の多くを、別のもっと大きなコンデンサに移すことによって、これを実現する。これは、Ｃｃに送られるＥｌｅａｋａｇｅの量を減らし、これは、次に、整流歪を低減する。
【００２５】
図４は、改良型ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）電源４００の１実施形態を描いており、これには、２つの入力電力端子４５０及び４５５がある。図４に示すように、２つの「ＡＣ」電力スイッチ（ＡＡＣ４６０及びＢＡＣ４６５）は、直列のコンデンサ（夫々Ｃｔａ４７０及びＣｔｂ４７５）に夫々接続される。直列の組み合わせの夫々は、「ＤＣ」電力スイッチ（夫々ＡＤＣ４０５及びＢＤＣ４１０）と並列に接続される。各「ＤＣ」スイッチ（ＡＤＣ４０５又はＢＤＣ４１０）は、グラウンドへの交流電流パスを提供するため、異なる位相の動作中にオンである。整流の前に、アクティブな「ＤＣ」電力スイッチ（ＡＤＣ４０５又はＢＤＣ４１０）がオフになる。この段階では、１次側電流は、夫々の「ＡＣ」スイッチ（ＡＡＣ４６０及びＢＡＣ４６５）並びにコンデンサ（夫々Ｃｔａ４７０及びＣｔｂ４７５）を通して送られる。Ｃｔａ４７０及びＣｔｂ４７５の静電容量が、Ｃｃ４１５の静電容量より大きい限り、Ｌｌｅａｋａｇｅ４２５に蓄積されたエネルギーのほとんどは、Ｃｃ４１５の代わりに、Ｃｔａ４７０及びＣｔｂ４７５に移されることになる。エネルギーが移され次第、「ＡＣ」スイッチ（ＡＡＣ４６０又はＢＡＣ４６５）がオフになって、Ｃｔａ４７０又はＣｔｂ４７５を夫々回路から切断する。続いて、磁化電流Ｉｍａｇ４３５は、Ｃｃ４１５の電圧を反転することによって、トランス４２０を整流する。
【００２６】
図５は、図４の改良型電源４００の一方の位相に関する複数イベントの典型的なシーケンスを示す。時点ｔ０５３５の前は、プロット５１５、５２０、５２５及び５３０で夫々示されるように、スイッチＡＡＣ４６０及びＡＤＣ４０５はオンである一方で、スイッチＢＡＣ４６５及びＢＤＣ４１０はオフである。時点ｔ０５３５において、スイッチＡＤＣ４０５がオフになる。これは、漏れインダクタンスのエネルギーのＣｔａ４７０への転送を開始させる。このエネルギーの転送は、Ｖｃ５０５を減少させ、次に、プロット５１０で示されるように、負荷電流４３０を減少させる。負荷電流４３０がゼロに達すれば、全てのエネルギーが転送されている。負荷電流４３０がゼロに達して直ぐ後に、プロット５１０及び５１５で示されるように、Ｃｔａ４７０を切断するためにスイッチＡＡＣ４６０がオフになる。これにより、時点ｔ１５４０において整流が開始される。整流が完了した後、プロット５３０で示されるように、スイッチＢＤＣ４１０がｔ２５４５でオンになり、負荷電流が反対方向に増加する。プロット５２５で示されるように、次の整流を準備するために、スイッチＢＡＣ４６５もオンになっても良い。漏れインダクタンスのエネルギーのほとんどが、Ｃｃ４１５の代わりに、Ｃｔａ４７０へ転送されるので、負荷電流４３０は、整流電圧５０５に対してずっと小さな影響があるだけである。
【００２７】
図６は、電源の第２位相を示し、プロット６３０、６２５、６２０及び６１５によって夫々示されるように、スイッチＢＤＣ４１０及びＢＡＣ４６５がオンで、ＡＤＣ４０５及びＡＡＣ４６０がオフの状態から始まる。時点ｔ０６３５において、プロット６３０で示されるように、スイッチＢＤＣ４１０がオフになり、漏れインダクタンスのエネルギーのＣｔｂ４７５へ転送が開始する。エネルギーの転送Ｖｃ６０５は、次に、プロット６１０で示されるように、負荷電流４３０の大きさを減少させる。プロット６１０及び６２５で示されるように、エネルギーが転送されて負荷電流４３０がゼロに達した後、スイッチＢＡＣ４６５がオフになり、整流が時点ｔ１６４０で開始する。プロット６１０及び６２０で示されるように、整流が完了した後、スイッチＡＤＣ４０５が時点ｔ２６４５でオンになり、負荷電流が反対方向に増加する。次の整流を準備するために、スイッチＡＡＣ４６０もオンになっても良い。この段階では、電源は、再度、第１位相状態にあり、このサイクルが動作している限り続く。
【００２８】
別の実施形態では、図７に示すように、単一の遷移コンデンサＣｔ付きスイッチを利用しても良い。図７に示す電源７００において、ＤＣ電圧端子７５０及び７５５は、トランス７２０の１次側に電圧を供給する。スイッチＤ７６０は、遷移コンデンサＣｔｄ７６５と並列に接続される。スイッチＤ７６０がオンの場合、これは、１次側電流のためのＤＣパスを提供する。しかし、整流の前に、スイッチＤ７６０はオフになり、Ｃｔｄ７６５によって生成されるＡＣパスを通るように電流を制御する。これは、Ｃｔｄ７６５が漏れインダクタンスのエネルギー（Ｅｌｅａｋａｇｅ）を吸収可能とし、これによって、上述のように、整流ノイズを低減する。
【００２９】
電源の１つの位相の間、例えば、スイッチＡ７０５及びＤ７６０がオンである一方、スイッチＢ７１０はオフであるとしても良い。整流の前に、スイッチＤ７６０はオフになり、電流がＣｔｄ７６５を通るように制御する。負荷電流７３０がゼロに達すると、スイッチＡ７０５もオフになり、トランス７２０が整流可能となる。整流の間、スイッチＤ７６０は、次の位相の動作のためのＤＣ電流パスを確立するために、再度オンになっても良い。整流が完了した後、スイッチＢ７１０はオンになり、電源は次の位相となる。
【００３０】
図７は、「プッシュ・プル」型の電源を描いているが、本発明は、別の形式の電源で実施しても良い。例えば、図８は、フル・ブリッジ電源の典型的な実施形態を示す。図８に示す電源８００は、図７の電源７００と同じ機能を果たすが、スイッチＡ７０５及びＢ７１０は、Ａスイッチ８０５及びＢスイッチ８１０の対によって置き換えられる。２つのＡスイッチ８０５は同じ状態を共有し、２つのＢスイッチ８１０は同じ状態を共有する。図７のように、スイッチＤ７６０は、スイッチがオンの場合に、１次側電流のためのＤＣパスを提供すると共に、スイッチがオフの場合に、Ｃｔｄ８６５がエネルギーを吸収できるようにする。
【００３１】
図９は、図７及び８に示される電源７００及び８００のような、単一の遷移コンデンサＣｔを有する電源の１つの位相に関する複数イベントの典型的なシーケンスを描いている。時点ｔ０９３０の前は、プロット９１５、９２０及び９２５が夫々示すように、Ａスイッチ（７０５又は８０５）及びＤスイッチ７６０がオンである一方で、Ｂスイッチ（７１０又は８１０）はオフである。時点ｔ０９３０において、プロット９２０で示されるように、スイッチＤ７６０がオフになり、Ｃｔｄ７６５を通る電流パスを提供する。この段階で、漏れインダクタンスのエネルギーは、Ｃｔｄ７６５への移動を開始し、プロット９１０で示されるように、負荷電流が減少し始める。時点ｔ１９３５において、負荷電流がゼロに達すると、Ａスイッチ（７０５又は８０５）はオフになり、トランスが整流可能となる。スイッチＤ７６０は、次の位相での動作のためのＤＣ電流パスを提供するために、時点ｔ２９４０において再度オンとなっても良い。整流が完了した後、Ｂスイッチ（７１０又は８１０）は時点ｔ３９４５でオンになり、電源は、その次の位相の動作を開始する。その次の位相では、電源は、Ａスイッチ（７０５又は８０５）及びＢスイッチ（７１０又は８１０）の動作を逆にして、イベントの同様のシーケンスを実行することになる。２位相の電源では、これは、電源がその第１位相に戻ることになる。このサイクルは、電源が動作している限り繰り返すことになる。
【００３２】
図４〜９で説明した実施形態は、Ｅｌｅａｋａｇｅを吸収するのに１つ以上のコンデンサを使用しているが、他の実施形態では、１つ以上の抵抗器、ダイオード、トランジスタ、電圧源（例えば、電池）又は他のコンポーネントをＣｔと入れ替えるか、又は、Ｃｔと組み合わせても良い。例えば、１つの実施形態では、１次側の電流は、１次側の電圧を低減するために、付加１次巻線を通して送られても良い。図１０に示すように、電源１０００は、スイッチ１０６０を利用して、整流前の１次側電圧を低減する。各位相での動作中、スイッチ１０６０は、より少ない数の巻線を通る電流パスを提供する内部接触子に接続される。各位相での動作の終わり近くで、スイッチ１０６０は、付加（additional）１次側巻線に接続され、１次側電圧を効果的に低減する。整流が完了した後、スイッチ１０６０は、より少ない数の巻線に再接続される。図１０に示す実施形態では、２つのスイッチを使用しているが、別の実施形態では、もっと少ない、又は、もっと多いスイッチを使用しても良い。
【００３３】
説明の都合上、発明の特定の実施形態を説明してきたが、当業者であれば、発明の要旨と範囲から離れることなく、種々の変更が可能なことは明らかであろう。例えば、ゼロ電圧スイッチングを利用しない電源や２つより多い位相を有する別の形式の電源において、本発明を実施しても良いことは直ちに明らかであろう。例えば、本発明は、次のような種々の概念から記述しても良い。
【００３４】
本発明の概念１は、少なくとも２つの位相を有する電源であって、
第１及び第２電力端子と、
上記第１電力端子に結合された少なくとも１つの１次巻線を有するトランスと、
第１スイッチであって、上記第１スイッチの第１状態の間、上記１次巻線の第１端（side）を上記第２電力端子に結合するよう構成される上記第１スイッチと、
第２スイッチであって、上記第２スイッチの第１状態の間、上記１次巻線の第２端を上記第２電力端子に結合するよう構成される上記第２スイッチと、
少なくとも第１状態及び第２状態を有し、上記第２状態の間、上記１次巻線にかかる電圧の大きさを低減するよう構成される第３スイッチと
を具えている。
【００３５】
本発明の概念２は、上記概念１の上記電源であって、このとき、
上記第３スイッチは、上記第２電力端子に結合され、
上記第３スイッチは、コンデンサに結合され、
上記第３スイッチが上記第２状態にあるときに、上記コンデンサを通る電流パスを提供するように上記第３スイッチが構成されている。
【００３６】
本発明の概念３は、上記概念２の上記電源であって、このとき、上記コンデンサの上記静電容量は、上記１次巻線の静電容量よりも大きい。
【００３７】
本発明の概念４は、上記概念１の上記電源であって、このとき、
上記第３スイッチは、抵抗器と結合され、
上記第３スイッチは、上記第２電力端子と結合され、
上記第３スイッチが上記第２状態にあるときに、更に、上記抵抗器を通る電流パスを提供するように上記第３スイッチが構成されている。
【００３８】
本発明の概念５は、上記概念１の上記電源であって、このとき、上記第３スイッチは、
上記第３スイッチが上記第１状態にあるときに、第１巻数の１次巻線を通る電流パスを提供するよう構成され、
上記第３スイッチが上記第２状態にあるときに、第２巻数の１次巻線を通る電流パスを提供するよう構成される。
【００３９】
本発明の概念６は、上記概念１の上記電源であって、第１時点で上記第３スイッチをその第２状態に変更し、上記電源中の負荷電流が実質的にゼロに達すると、上記第１スイッチ又は上記第２スイッチを第１状態から第２状態へ変更するよう構成されている。
【００４０】
本発明の概念７は、電源であって、
第１及び第２電力端子と、
上記第１電力端子と結合される少なくとも１つの１次巻線を有するトランスと、
第１スイッチング回路であって、上記第１スイッチング回路が第１状態である場合において、上記１次巻線の第１端を上記第２電力端子へ結合するよう構成される上記第１スイッチング回路と、
第２スイッチング回路であって、上記第２スイッチング回路が第１状態である場合において、上記１次巻線の第２端を上記第２電力端子へ結合するよう構成される上記第２スイッチング回路と
を具え、
このとき、上記第１及び第２スイッチング回路の夫々が、
コンデンサと直列に接続される第１スイッチを有する直列配列と、
上記直列配列と並列に接続される第２スイッチと
を有している。
【００４１】
本発明の概念８は、上記概念７の上記電源であって、このとき、上記第１及び第２スイッチング回路中の上記コンデンサは、実質的に同じ静電容量を有している。
【００４２】
本発明の概念９は、上記概念７の上記電源であって、このとき、少なくとも１つのコンデンサの上記静電容量は、上記１次巻線の静電容量よりも大きい。
【００４３】
本発明の概念１０は、上記概念７の上記電源であって、第１時点において上記第１又は第２スイッチング回路中の第２スイッチをオフにすると共に、上記電源中の負荷電流が実質的にゼロに達すると同じ上記第１又は第２スイッチング回路中の第１スイッチをオフにするよう構成される。
【００４４】
本発明の概念１１は、電源であって、
第１及び第２電力端子と、
上記第１電力端子と結合される少なくとも１つの１次巻線を有するトランスと、
上記１次巻線と並列に結合され、第２スイッチと直列に接続される第１スイッチを有する第１スイッチング回路と、
コンデンサと並列に接続される上記３スイッチを有する第２スイッチング回路と
を具え、
このとき、上記第２スイッチング回路の一端は、上記第２電力端子に結合され、上記第２スイッチング回路の他端は、上記第１及び第２スイッチの間のポイントで上記第１スイッチング回路に接続される。
【００４５】
本発明の概念１２は、上記概念１１の上記電源であって、第１時点で上記第３スイッチをオフにすると共に、上記電源の負荷電流が実質的にゼロに達すると、第２時点で上記第１又は第２スイッチのいずれかをオフにするよう構成される。
【００４６】
本発明の概念１３は、上記概念１１の上記電源であって、このとき、上記コンデンサの上記静電容量は、上記１次巻線の静電容量よりも大きい。
【００４７】
本発明の概念１４は、少なくとも１つの１次巻線を有するトランスのある電源を動作させる方法であって、この方法は、
第１期間の間に、第１の大きさ及び極性を有する電圧を上記１次巻線に加える処理と、
上記トランスを整流する前に、第２期間の間に、上記電圧の大きさをゼロより実質的に大きい第２の値に低減する処理と、
上記トランスが整流している間、第３期間において、加えられる上記電圧を停止する処理と
を具えている。
【００４８】
本発明の概念１５は、上記概念１４の上記方法であって、このとき、上記方法は、上記整流が完了した後に、実質的に同じ上記電圧の大きさであるが、反対の電圧極性で繰り返される。
【００４９】
本発明の概念１６は、上記概念１４の上記方法であって、このとき、第２の電圧の大きさは、第１の電圧の大きさの少なくとも８０パーセントである。
【００５０】
本発明の概念１７は、上記概念１４の上記方法であって、このとき、上記電圧の大きさを第２の値に低減するステップは、上記１次巻線の上記電圧の大きさを低減するために、上記１次巻線の電流パスが１つ以上のコンポーネントを通るように制御する処理を有している。
【００５１】
本発明の概念１８は、上記概念１７の上記方法であって、このとき、少なくとも１つの上記コンポーネントは、コンデンサである。
【００５２】
本発明の概念１９は、上記概念１７の上記方法であって、このとき、少なくとも１つの上記コンポーネントは、抵抗器である。
【００５３】
本発明の概念２０は、上記概念１４の上記方法であって、このとき、上記電圧の大きさを第２の値に低減するステップは、第１巻数の１次巻線を通る電流パスを、第２のもっと多い巻数の１次巻線を通るように制御する処理を有している。
【符号の説明】
【００５４】
４００  電源
４０５  ＤＣ電力スイッチ
４１０  ＤＣ電力スイッチ
４１５  コンデンサ
４２０  トランス
４２５  インダクタンス
４３０  負荷電流
４３５  磁化電流
４４０  磁化インダクタンス
４４５  負荷装置
４５０  入力電力端子
４５５  入力電力端子
４６０  ＡＣ電力スイッチ
４６５  ＡＣ電力スイッチ
４７０  コンデンサ
４７５  コンデンサ
４８０  ダイオード・ブリッジ
４８５  負荷コンデンサ
７００  電源
７０５  スイッチ
７１０  スイッチ
７１５  コンデンサ
７２０  トランス
７２５  インダクタンス
７３０  負荷電流
７３５  磁化電流
７４０  磁化インダクタンス
７４５  負荷装置
７５０  電圧端子
７５５  電圧端子
７６０  スイッチ
７６５  コンデンサ
８００  電源
８０５  スイッチ
８１０  スイッチ
１０００  電源
１００５  スイッチ
１０１０  スイッチ
１０１５  コンデンサ
１０２０  トランス
１０２５  インダクタンス
１０３０  負荷電流
１０３５  磁化電流
１０４０  磁化インダクタンス
１０４５  負荷装置
１０５０  電圧端子
１０５５  電圧端子
１０６０  スイッチ
【図１】
2017077164.tif 000003
【図２】
2017077164.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2017077164.tif 000012
【外国語明細書】
【発明の名称】 Power supply and method of operating power supply
【技術分野】
【０００１】
The present invention relates to power supply and method for reducing transformer commutation noise in electrical power supplies.
【背景技術】
【０００２】
Transformer-based power supplies often cycle between two or more phases when converting a first voltage to a second voltage. Between phases, the transformer will commutate (i.e., reverse the transformer voltage). To allow the transformer to commutate, the power supply must first disconnect the current path on the primary side of transformer. When the power supply has a large load current, however, energy stored in the transformer’s leakage inductance may cause problems such as ringing, large voltage spikes, or fast commutations - all of which generate noise that can distort the transformer voltage. 
【０００３】
For example, if commutation occurs too quickly, the sudden change of voltage across the transformer can cause an undesirable displacement current（called common mode (CM) current）to flow between the transformer’s primary and secondary windings. The speed of the commutation depends on the magnitude of the transformer’s magnetization current and the size of the commutation capacitance (Cc) that it must charge in order to commutate the transformer. One method to slow down the commutation (and reduce the CM current) is to add one or more additional capacitors to the transformer. This effectively increases the commutation capacitance (Cc), which is the sum of the normal mode capacitance and any additional capacitors. 
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−３２５４２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
But this method does not work well for large load currents. During commutation, the energy stored in the transformer’s leakage inductance forces a change of the voltage on Cc. This leakage inductance energy (Eleakage) is related to the load current by the equation Eleakage＝（１／２）・Ｌleakage・Ｉload２, and increases with respect to the load current. By changing the voltage on Cc, Eleakage may increase the commutation rate (thereby increasing undesirable CM current) when the leakage energy is significant with respect to the commutation energy (Ec) (defined as ＥＣ＝（１／２）・ＣＣ・ＶＣ２, where Vc is the commutation voltage). A significant relationship typically exists when Ｅleakage ≧ ＥＣ／２.  As mentioned above, a larger Eleakage may also cause other undesirable effects, such as ringing or large voltage spikes.
【０００６】
One solution for managing larger Eleakage caused by high load currents has been to slow the rate at which switches in the power supply disconnect the primary side current. During the transition from on to off, the switch resistance will dissipate some of the leakage inductance energy as heat. A slower switch transition allows the switch to dissipate more leakage energy, and therefore less energy is transferred to the primary capacitance. For very high load currents, however, the switches often get too hot to use this approach.
【０００７】
Thus, there is a need for improved techniques to minimize the effect of large load currents on the transformer commutation.
【課題を解決するための手段】
【０００８】
Embodiments of the present invention provide improved techniques and devices for reducing load-dependent distortion caused by noise such as ringing, voltage spikes, and common mode (CM) current. A power supply has a transformer and operates in two or more phases. A voltage (Vp) is applied to the transformer primary during each phase of operation. To reduce load-dependent distortion, the primary-side voltage is slightly reduced for a short time at the end of each phase of operation. The voltage reduction causes a back pressure on current flow in the transformer’s leakage inductance. In response, the power supply’s load current tapers to zero, at which time the remaining primary-side voltage (Vp) is removed. The transformer’s magnetizing current then commutates the transformer, which transitions it to the next phase of operation.
【０００９】
For example, in one embodiment a transition capacitor (Ct) is used to reduce the primary-side voltage prior to commutation. Ct may be connected to the primary side of a transformer through one or more switches. Prior to the commutation at the end of each phase, current on the primary side of the transformer is directed through Ct, increasing the voltage on Ct and reducing voltage across the transformer. This allows Ct to absorb energy that was stored in the transformer’s leakage inductance (Lleakage) over a time period τ （ここでτ∝√（Ｌleakage・Ｃｔ）。即ち、τは、（Ｌleakage・Ｃｔ）の平方根に比例する） thereby reducing undesirable effects such as ringing, voltage spikes, and CM current−even when the load current is large.
【００１０】
Other embodiments may use any other known method for reducing the primary side voltage. For example, in some embodiments a resistor may be used in place of, or in conjunction with, Ct in order to dissipate the leakage inductance energy. Any other known method may also be used to reduce the primary side voltage. For example, through the use of components such as resistors, diodes, transistors, voltage sources, or by temporarily increasing the number of primary-side windings to reduce the voltage across the primary side of the transformer.
【００１１】
By reducing the transformer’s primary-side voltage prior to commutation, the improved power supply is able to reduce undesirable effects that would otherwise be caused by larger load currents such as ringing, voltage spikes, and CM current.
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】FIG. 1 depicts a prior art power supply with two phases.
【図２】FIG. 2 depicts an exemplary commutation during one phase of a prior art power supply under low load current.
【図３】FIG. 3 depicts an exemplary commutation during one phase of a prior art power supply under high load current.
【図４】FIG. 4 depicts an exemplary embodiment of an improved power supply.
【図５】FIG. 5 depicts a first exemplary commutation during a first phase of an improved power supply.
【図６】FIG. 6 depicts a second exemplary commutation during a second phase of an improved power supply.
【図７】FIG. 7 depicts a second exemplary embodiment of an improved power supply.
【図８】FIG. 8 depicts a third exemplary embodiment of an improved power supply.
【図９】FIG. 9 depicts a third exemplary commutation during one phase of an improved power supply. 
【図１０】FIG. 10 depicts a fourth exemplary embodiment of an improved power supply.
【発明を実施するための形態】
【００１３】
Figure 1 shows an exemplary prior art zero voltage switching (“ZVS”) power supply 100. A controller (not shown) operates power switches A 105 and B 110 to provide an alternating voltage across the transformer 120 based on a DC voltage supplied by power terminals 150 and 155. The voltage across the transformer 120 produces a magnetization current (Imag) 135 through the transformer’s magnetization inductance (Lmag) 140 and a load current (Iload) 130 through the transformer’s leakage inductance (Lleakage) 125. Rectifying the load current creates an output voltage and current at the load device 145. For example, in one embodiment diode bridge 160 and load capacitor 165 may be used to rectify the transformer output. Each load device may draw a different amount of current for a given voltage, and even a single load device may draw different amounts of current at different times. Capacitance Cc 115 in Figure 1 represents the total capacitance across the transformer’s primary winding, which consists of the transformer’s normal mode capacitance along with any additional capacitors.
【００１４】
Figure 2 depicts a typical sequence of events for one phase of the prior art ZVS power supply 100 when the load current is low. Initially in this example, switch A 105 is on and switch B 110 is off, as shown by plots 215 and 220, respectively. To commutate the transformer, switch A 105 turns off, causing the load current 130 to become zero at time t0 225, as shown by plot 210. At this point, the transformer commutation begins, as shown by plot 205. Note that plot 205 depicts the two voltages at each end of the transformer’s 120 primary winding. After the commutation is complete, switch B 110 turns on at time t1 230. This allows the load current 130 to return to its previous magnitude, although the current is now flowing in the opposite direction, as shown by plot 210.
【００１５】
During commutation, some energy is transferred from the transformer’s leakage inductance 125 (Lleakage) to capacitance 115 (Cc). Sufficiently large load currents may cause the leakage energy to introduce noise into the commutation voltage (Vc) 205. This can occur, for example, when the leakage energy is significant relative to the commutation energy (Ec) (i.e., when Eleakage ≧ Ec/2). The relationship between leakage energy (Eleakage) and load current (Iload) can be defined as below: 
【００１６】
Eleakage＝（１／２）・Ｌleakage・Ｉload２    （数式１）
【００１７】
Likewise, the commutation energy (Ec) can be defined as below:
【００１８】
ＥＣ＝（１／２）・ＣＣ・ＶＣ２      （数式２）
【００１９】
This phenomenon is illustrated in Figure 3. In Figure 3, switch A 105 turns off at time t0 325, and switch B 110 turns on at time t1 330, as shown by plots 315 and 320. But because the load current 130 is larger, as shown by plot 310, more energy is transferred to the capacitance (Cc) 115 during commutation. As a result, the commutation voltage (Vc) becomes distorted, as shown by plot 305 in Figure 3.
【００２０】
The distortion that is introduced into the voltage on Cc (referred to here as Vc) can be shown to be as below:
【００２１】
ＶＣ＝Ｉload・√（Ｌleakage／ＣＣ）    （数式３）
【００２２】
As shown in the equation 3, the load current has the biggest single impact on the commutation voltage distortion.  Wherein "√（Ｌleakage／ＣＣ）" means a square root of "（Ｌleakage／ＣＣ）".  And (as shown by the equation 2) the commutation voltage, in turn, has the largest impact on commutation energy. Thus, the load current has a large impact on both the commutation voltage distortion and the commutation energy.
【００２３】
In theory, this impact could be reduced by using a larger capacitance (Cc) or by decreasing the leakage inductance (Lleakage). But in practice, neither option is feasible. The capacitance Cc must be a specific value in order to achieve the desired commutation rise/fall time, and usually cannot be changed. In some cases, it may be possible to reduce Lleakage, but usually it cannot be reduced enough to eliminate the commutation distortion.
【００２４】
Thus, a better option is to reduce the load current’s effect on the commutation voltage. Embodiments of the present invention achieve this by transferring the majority of the leakage energy (Eleakage) to a different, larger, capacitor. This reduces the amount of Eleakage that is transferred to Cc which, in turn, reduces the commutation distortion.
【００２５】
Figure 4 depicts one embodiment of an improved zero-voltage switching (ZVS) power supply 400 that has two input power terminals 450 and 455. As shown in Figure 4, two “AC” power switches (AAC 460 and BAC 465) are each connected to a series capacitor (Cta 470 and Ctb 475, respectively). Each series combination is connected in parallel with a “DC” power switch (ADC 405 and BDC 410, respectively). Each “DC” switch (ADC 405 or BDC 410) is on during a different phase of operation, in order to provide alternate current paths to ground. Prior to commutation, the active “DC” power switch (ADC 405 or BDC 410) turns off. At that point, the primary side current is sent through the respective “AC” switch (AAC 460 and BAC 465) and capacitor (Cta 470 and Ctb 475, respectively). As long as the capacitances of Cta 470 and Ctb 475 are larger than the capacitance of Cc 415, most of the energy stored in Lleakage 425 will be transferred to Cta 470 or Ctb 475 instead of Cc 415. Once the energy has been transferred, the “AC” switch (AAC 460 or BAC 465) turns off to disconnect Cta 470 or Ctb 475 from the circuit, respectively. The magnetization current Imag 435 then commutates the transformer 420 by reversing the voltage on Cc 415.
【００２６】
Figure 5 illustrates an exemplary sequence of events for one phase of the improved power supply 400 of Figure 4. Prior to time t0 535, switches AAC 460 and ADC 405 are on while switches BAC 465 and BDC 410 are off, as shown by plots 515, 520, 525, and 530, respectively. At time t0 535 switch ADC 405 turns off. This causes leakage inductance energy to begin transferring to Cta 470. The energy transfer decreases Vc 505 in turn causing the load current 430 to decrease, as shown by plot 510. Once the load current 430 reaches zero, all of the energy has been transferred. Shortly after the load current 430 reaches zero, switch AAC 460 turns off in order to disconnect Cta 470, as shown by plots 510 and 515. This allows the commutation to begin at time t1 540. After the commutation has finished, switch BDC 410 turns on at t2 545, and allows the load current to increase in the opposite direction, as shown by plot 530. Switch BAC 465 may also turn on, in order to prepare for the next commutation, as shown by plot 525. Because most of the leakage inductance energy is transferred to Cta 470 instead of Cc 415, the load current 430 has a much smaller effect on the commutation voltage 505.
【００２７】
Figure 6 illustrates the power supply’s second phase, starting from the state where switches BDC 410 and BAC 465 are on and ADC 405 and AAC 460 are off, as shown by plots 630, 625, 620, and 615, respectively. At time t0 635, switch BDC 410 turns off and the leakage inductance energy begins transferring to Ctb 475, as shown by plot 630. The energy transfer Vc 605, in turn decreasing the magnitude of load current 430, as shown by plot 610. After the energy has transferred and the load current 430 reaches zero, switch BAC 465 turns off and the commutation begins at time t1 640, as shown by plots 610 and 625. After the commutation has finished, switch ADC 405 turns on at time t2 645, allowing the load current to increase in the opposite direction, as shown by plots 610 and 620. Switch AAC 460 can also be turned on, in order to prepare for the next commutation. At this point, the power supply will be in its first phase again, and continues this cycle as long as it is operating.
【００２８】
Other embodiments may use a single switch and transition capacitor Ct, as shown in Figure 7. In the power supply 700 shown in Figure 7, DC voltage terminals 750 and 755 supply a voltage to the primary side of transformer 720. Switch D 760 is connected in parallel with a transition capacitor Ctd 765. When switch D 760 is on, it provides a DC path for the primary side current. Prior to commutation, however, switch D 760 turns off and directs the current through the AC path created by Ctd 765. This allows Ctd 765 to absorb the leakage inductance energy (Eleakage), thereby reducing the commutation noise as discussed above.
【００２９】
During one phase of the power supply, for example, switches A 705 and D 760 may be on while switch B 710 is off. Prior to commutation, switch D 760 turns off and directs the current through Ctd 765. Once the load current 730 reaches zero, switch A 705 also turns off and allows the transformer 720 to commutate. During commutation, switch D 760 may turn back on, in order to establish a DC current path for the next phase of operation. After the commutation has completed, switch B 710 turns on and the power supply will be in its next phase.
【００３０】
Although Figure 7 depicts a “push-pull” type of power supply, this invention may also be embodied in other types of power supplies. For example, Figure 8 shows an exemplary embodiment of a full bridge power supply. The power supply 800 shown in Figure 8 functions the same as the power supply 700 in Figure 7, but switches A 705 and B 710 switches are replaced by a pair of A switches 805 and B switches 810. Both A switches 805 share the same state, and both B switches 810 share the same state. As in Figure 7, switch D 760 provides a DC path for the primary side current when the switch is on, and allows Ctd 865 to absorb energy when the switch is off. 
【００３１】
Figure 9 depicts an exemplary sequence of events for one phase of a power supply that has a single transition capacitor Ct, such as the power supplies 700 and 800 shown in Figs. 7 and 8. Prior to time t0 930, the A switches (705 or 805) and D switches 760 are on, while the B switches (710 or 810) are off, as shown by plots 915, 920, and 925, respectively. At time t0 930, switch D 760 turns off, providing a current path through Ctd 765, as shown by plot 920. At this point, leakage inductance energy begins transferring to Ctd 765 and the load current begins decreasing, as shown by plot 910. Once the load current reaches zero, the A switches (705 or 805) turn off, allowing the transformer to commutate at time t1 935. Switch D 760 may turn on again at time t2 940, in order to provide a DC current path for the next phase of operation. After commutation has completed, the B switches (710 or 810) turn on at time t3 945, and the power source begins its next phase of operation. In its next phase, the power supply will perform a similar sequence of events, with the operations of the A switches (705 or 805) and B switches (710 or 810) reversed. In a two-phase power supply, this will return the power supply to its first phase. This cycle will repeat as long as the power supply is operating.
【００３２】
Although the embodiments discussed in Figures 4-9 use one or more capacitors to absorb Eleakage, in other embodiments, one or more resistors, diodes, transistors, voltage sources (e.g., batteries), or other components may replace or be combined with Ct. For example, in one embodiment, the primary-side current may be sent through additional primary windings to reduce the primary-side voltage. As shown in Figure 10, power supply 1000 uses switches 1060 to reduce the primary-side voltage prior to commutation. During each phase of operation, switches 1060 connect to the inside contacts, providing a current path through a smaller number of windings. Near the end of each phase of operation, switches 1060 connect to additional primary-side windings, effectively reducing the primary-side voltage. After commutation is complete, switches 1060 re-connect to the smaller number of windings. Although the embodiment shown in Figure 10 uses two switches, fewer or more switches may be used in other embodiments.
【００３３】
Although specific embodiments of the invention have been described for purposes of illustration, it will be apparent to those skilled in the art that various modifications may be made without departing from the spirit and scope of the invention. For example, it will be readily apparent that the invention may be embodied in other types of power supplies, including power supplies that do not use zero-voltage switching, or that have more than two phases.  For example, the present invention may be described from various concepts as below.
【００３４】
A concept 1 of the present invention is a power supply that has at least two phases, comprising:
first and second power terminals;
a transformer that has at least one primary winding coupled to the first power terminal;
a first switch, configured to couple a first side of the primary winding to the second power terminal during a first state of the first switch;
a second switch, configured to couple a second side of the primary winding to the second power terminal during a first state of the second switch; and
a third switch that has at least a first state and a second state, configured to reduce the magnitude of a voltage across the primary winding during the second state of the third switch.
【００３５】
A concept 2 of the present invention is the power supply of the concept 1, wherein 
the third switch is coupled to the second power terminal;
the third switch is coupled to a capacitor; and
the third switch is configured to provide a current path through the capacitor when the third switch is in the second state.
【００３６】
A concept 3 of the present invention is the power supply of the concept 2, wherein the capacitance of the capacitor is larger than a capacitance across the primary winding.
【００３７】
A concept 4 of the present invention is the power supply of the concept 1, wherein 
the third switch is coupled to a resistor;
the third switch is coupled to the second power terminal; and
the third switch is further configured to provide a current path through the resistor when the third switch is in the second state.
【００３８】
A concept 5 of the present invention is the power supply of the concept 1, wherein the third switch; 
is configured to provide a current path through a first number of primary windings when the third switch is in the first state; and
is configured to provide a current path through a second number of primary windings when the third switch is in the second state.
【００３９】
A concept 6 of the present invention is the power supply of the concept 1, configured to change the third switch to its second state at a first time, and to change the first switch or second switch from a first state to a second state once a load current in the power supply has substantially reached zero.
【００４０】
A concept 7 of the present invention is a power supply, comprising:
first and second power terminals;
a transformer that has at least one primary winding coupled to the first power terminal;
a first switching circuit, configured to couple a first end of the primary winding to the second power terminal when the first switching circuit is in a first state; 
a second switching circuit, configured to couple a second end of the primary winding to the second power terminal when the second switching circuit is in a first state; and
wherein the first and second switching circuits each comprise:
a series arrangement comprising a first switch connected in series to a capacitor; and
a second switch, connected in parallel to the series arrangement.
【００４１】
A concept 8 of the present invention is the power supply of the concept 7, wherein the capacitors in the first and second switching circuits have substantially the same capacitance.
【００４２】
A concept 9 of the present invention is the power supply of the concept 7, wherein the capacitance of at least one capacitor is larger than a capacitance across the primary winding.
【００４３】
A concept 10 of the present invention is the power supply of the concept 7, configured to turn off a second switch in the first or second switching circuit at a first time, and to turn off the first switch in the same first or second switching circuit once a load current in the power supply has substantially reached zero.
【００４４】
A concept 11 of the present invention is a power supply, comprising:
first and second power terminals;
a transformer that has at least one primary winding coupled to the first power terminal;
a first switching circuit coupled in parallel to the primary winding, wherein the first switching circuit comprises a first switch connected in series to a second switch; and
a second switching circuit, comprising a third switch connected in parallel to a capacitor; 
wherein one end of the second switching circuit is coupled to the second power terminal and the other end of the second switching circuit is connected to the first switching circuit at a point between the first and second switches.
【００４５】
A concept 12 of the present invention is the power supply of the concept 11, configured to turn off the third switch at a first time, and to turn off one of the first or second switches at a second time, once a load current of the power supply has reached substantially zero.
【００４６】
A concept 13 of the present invention is the power supply of the concept 11, wherein the capacitance of the capacitor is larger than a capacitance across the primary winding.
【００４７】
A concept 14 of the present invention is a method of operating a power supply that has a transformer with at least one primary winding, the method comprising:
applying a voltage having a first magnitude and polarity to the primary winding for a first period of time;
prior to commutating the transformer, reducing the voltage magnitude to a second value that is substantially greater than zero, for a second period of time; and
disconnecting the applied voltage for at a third period of time while the transformer commutates.
【００４８】
A concept 15 of the present invention is the method of the concept 14, wherein the method is repeated after the commutation is complete, with substantially the same the voltage magnitudes but an opposite voltage polarity.
【００４９】
A concept 16 of the present invention is the method of the concept 14, wherein the second voltage magnitude is at least eighty percent of the first voltage magnitude.
【００５０】
A concept 17 of the present invention is the method of the concept 14, wherein the step of reducing the voltage magnitude to a second value comprises directing a current path of the primary winding to flow through one or more components in order to reduce the magnitude of the voltage across the primary winding.
【００５１】
A concept 18 of the present invention is the method of the concept 17, wherein at least one of the components is a capacitor.
【００５２】
A concept 19 of the present invention is the method of the concept 17, wherein at least one of the components is a resistor.
【００５３】
A concept 20 of the present invention is the method of the concept 14, wherein the step of reducing the voltage magnitude to a second value comprises directing a current path that flows through a first number of primary windings to flow through a second, larger, number of primary windings.
【符号の説明】
【００５４】
400  power supply
405  DC Power Switch
410  DC Power Switch
415  Capacitor
420  transformer
425  Inductance
430  load current
435  magnetizing current
440  magnetizing inductance
445  load device
450  input power terminal
455  input power terminal
460  AC Power Switch
465  AC Power Switch
470  Capacitor
475  Capacitor
480  diode bridge
485  load capacitor
700  power supply
705  Switch
710  Switch
715  Capacitor
720  transformer
725  Inductance
730  load current
735  magnetizing current
740  magnetizing inductance
745  Load device
750  voltage terminal
755  voltage terminal
760  Switch
765  capacitor
800  power supply
805  Switch
810  Switch
1000  power supply
1005  Switch
1010  Switch
1015  Capacitor
1020  transformer
1025  Inductance
1030  load current
1035  magnetizing current
1040  magnetizing inductance
1045  load device
1050  voltage terminal
1055  voltage terminal
1060  Switches
【請求項１】
A power supply that has at least two phases, comprising:
first and second power terminals;
a transformer that has at least one primary winding coupled to the first power terminal;
a first switch, configured to couple a first side of the primary winding to the second power terminal during a first state of the first switch;
a second switch, configured to couple a second side of the primary winding to the second power terminal during a first state of the second switch; and
a third switch that has at least a first state and a second state, configured to reduce the magnitude of a voltage across the primary winding during the second state of the third switch.
【請求項２】
The power supply of claim 1, wherein the third switch; 
is configured to provide a current path through a first number of primary windings when the third switch is in the first state; and
is configured to provide a current path through a second number of primary windings when the third switch is in the second state.
【請求項３】
The power supply of claim 1, configured to change the third switch to its second state at a first time, and to change the first switch or second switch from a first state to a second state once a load current in the power supply has substantially reached zero.
【請求項４】
A power supply, comprising:
first and second power terminals;
a transformer that has at least one primary winding coupled to the first power terminal;
a first switching circuit, configured to couple a first end of the primary winding to the second power terminal when the first switching circuit is in a first state; 
a second switching circuit, configured to couple a second end of the primary winding to the second power terminal when the second switching circuit is in a first state; and
wherein the first and second switching circuits each comprise:
a series arrangement comprising a first switch connected in series to a capacitor; and
a second switch, connected in parallel to the series arrangement.
【請求項５】
A power supply, comprising:
first and second power terminals;
a transformer that has at least one primary winding coupled to the first power terminal;
a first switching circuit coupled in parallel to the primary winding, wherein the first switching circuit comprises a first switch connected in series to a second switch; and
a second switching circuit, comprising a third switch connected in parallel to a capacitor; 
wherein one end of the second switching circuit is coupled to the second power terminal and the other end of the second switching circuit is connected to the first switching circuit at a point between the first and second switches.
【請求項６】
A method of operating a power supply that has a transformer with at least one primary winding, the method comprising:
applying a voltage having a first magnitude and polarity to the primary winding for a first period of time;
prior to commutating the transformer, reducing the voltage magnitude to a second value that is substantially greater than zero, for a second period of time; and
disconnecting the applied voltage for at a third period of time while the transformer commutates.
【請求項７】
The method of operating a power supply as recited in claim 6, wherein the step of reducing the voltage magnitude to a second value comprises directing a current path of the primary winding to flow through one or more components in order to reduce the magnitude of the voltage across the primary winding.
【要約】
【課題】 Reduce transformer commutation distortion caused by large load currents.
【解決手段】 Traditional power supplies which have two or more phases typically commutate a transformer during the end of each phase. When the load current is large, energy stored in the transformer’s leakage inductance can cause undesirable effects during commutation. A power supply 400 of the invention reduces these effects by lowering the voltage across the primary side of the transformer 420 prior to commutation. Capacitors 470 and 475 are added to the primary side of the transformer 420. Switches 460 and 465 direct current through the capacitors prior to commutation, allowing the capacitors 470 and 475 to absorb the transformer’s leakage inductance energy and lower the primary side voltage.
【選択図】図４
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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