(57)【要約】【課題】低コストで安全マージンと変換効率とを両立させた十分な特性向上を図り得るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を提供する。【解決手段】この装置の制御回路１３では、効率向上制御部１４の比較器１７ａ、１７ｂが絶縁トランスＴの異なる箇所の電流ＩＴ、ＩＣｃをＤＣ‐ＤＣコンバータ１１からの出力電流ＩＯＵＴと比較した結果に応じて変換効率が安全動作領域内で上昇維持される目標値とすべく、トランスＴの漏洩インダクタンスによる回路パラメータの変動に対応した制御タイミングのスイッチング設定時間Δｔを可変的に生成し、パルス変換部１６で生成される主制御タイミングの設定時間で論理回路１８ａ、１８ｂがセットＳされると比較器出力をリセットＲにして保持した時間Δｔでの効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を出力し、パルス変換部１６でのスイッチング・整流回路１２ａ、１２ｂ向けのスイッチング動作制御信号の生成に供する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁トランスの入力側と出力側とに複数のスイッチング素子のスイッチング動作に応じて整流処理を行うための第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路とが設けられたＤＣ‐ＤＣコンバータと、前記ＤＣ‐ＤＣコンバータの変換効率を向上させるために当該ＤＣ‐ＤＣコンバータにおける入力電流又は入力電圧、或いは出力電流又は出力電圧に応じて前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とにおける前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのパルス幅変調されたスイッチング動作制御信号を生成する制御回路と、を備えたＤＣ‐ＤＣコンバータ装置において、
前記制御回路は、前記絶縁トランスにおける異なる箇所での電流又は電流を前記ＤＣ‐ＤＣコンバータにおける前記入力電流又は前記入力電圧、或いは前記出力電流又は前記出力電圧と比較した結果に応じて当該ＤＣ‐ＤＣコンバータの変換効率が安全動作領域内で上昇して維持される予め定められた目標値となるように、当該絶縁トランスの漏洩インダクタンスによる回路パラメータの変動に対応した制御タイミングのスイッチング設定時間を自動で可変的に生成する比較器と、回路内で生成される主制御タイミングの設定時間でセットされ、前記比較器からの可変可能なスイッチング設定時間でリセットされると共に、セットされると当該比較器の出力をリセットにして保持した当該可変可能なスイッチング設定時間での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を出力して前記スイッチング動作制御信号の生成に供する論理回路と、を備えたことを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置において、
前記比較器は、前記ＤＣ‐ＤＣコンバータにおける前記出力電流又は前記出力電圧と前記絶縁トランスの特定箇所での電流又は電圧とを比較した結果に応じて可変可能な第１のスイッチング設定時間を生成する第１の比較器と、前記ＤＣ‐ＤＣコンバータにおける前記出力電流又は前記出力電圧と前記絶縁トランスにおける特定箇所以外の箇所での電流又は電圧とを比較した結果に応じて可変可能な第２のスイッチング設定時間を生成する第２の比較器と、を備え、
前記論理回路は、セットを前記主制御タイミングの設定時間で設定し、リセットを前記第１の比較器からの前記可変可能な第１のスイッチング設定時間で設定すると共に、セットされると当該第１の比較器の出力をリセットにして保持した当該可変可能な第１のスイッチング設定時間での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を前記第１のスイッチング回路におけるトリガ機能を担うスイッチング素子を制御対象として出力する第１の論理回路と、セットを前記主制御タイミングの設定時間で設定し、リセットを前記第２の比較器からの前記可変可能な第２のスイッチング設定時間で設定すると共に、セットされると当該第２の比較器の出力をリセットにして保持した当該可変可能な第２のスイッチング設定時間での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を第２のスイッチング回路におけるトリガ機能を担うスイッチング素子を制御対象として出力する第２の論理回路と、を備えたことを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
請求項２記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置において、
前記絶縁トランスの前記特定箇所での電流又は電圧は、前記第１のスイッチング回路に含まれる前記複数のスイッチング素子及び当該絶縁トランスの入力側を流れるトランス電流、又は当該絶縁トランスの入力側で当該複数のスイッチング素子及び当該絶縁トランスに印加される入力側トランス電圧であり、
前記絶縁トランスの前記特定箇所以外の箇所での電流又は電圧は、前記第２のスイッチング回路に含まれる前記複数のスイッチング素子及び当該絶縁トランスの出力側を流れてコンデンサで蓄電されるか、或いは当該コンデンサから放電されて当該複数のスイッチング素子を流れるコンデンサ電流、又は当該絶縁トランスの出力側で当該複数のスイッチング素子及び当該コンデンサに変圧されて印加される出力側トランス電圧であることを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
請求項３記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置において、
前記目標値は、前記制御回路において初期動作開始時間で前記第１の論理回路が前記可変可能な第１のスイッチング設定時間での効率向上制御タイミング指令値を示す前記制御動作指令信号により前記第１のスイッチング回路の制御対象に対応する前記トリガ機能を担うスイッチング素子のオン状態を継続させた条件下で指示設定される動作モードの時間で前記絶縁トランスの変換動作を開始した後に前記第２の論理回路が前記可変可能な第２のスイッチング設定時間での効率向上制御タイミング指令値を示す前記制御動作指令信号により前記第２のスイッチング回路の制御対象に対応する前記トリガ機能を担うスイッチング素子のオン状態を継続させることで自動生成される次の動作モードで前記トランス電流がプラス波形では増加から減少へ推移したとき、マイナス波形では減少から増加へ推移したときに当該トリガ機能を担うスイッチング素子をオフ状態にして設定される継続する動作モードで当該トランス電流が前記第１のスイッチング回路の所定のスイッチング素子を循環するときの循環電流の最適値を示すことを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
商用電源と電力供給対象の負荷との間に交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、直流を交流に変換するＤＣ／ＡＣコンバータをこの順で直列に接続し、当該第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び当該第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの間の電線にバッテリを接続して構成される常時インバータ方式の蓄電システムにおいて、
前記第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び前記第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの少なくとも一方に請求項１〜４の何れか１項記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いて構成されたことを特徴とする蓄電システム。
【請求項６】
商用電源と電力供給対象の負荷との間を接続した電線に対し、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、直流を交流に変換するＤＣ／ＡＣコンバータをこの順で並列に接続し、当該第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び当該第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの間の電線にバッテリを接続すると共に、当該ＤＣ／ＡＣコンバータの出力側と当該負荷の入力側との間に当該商用電源からの電源電力供給系統と当該バッテリからの放電電力供給系統とを切り替えるための切り替えスイッチを設けて構成される常時商用単方向型方式の蓄電システムにおいて、
前記第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び前記第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの少なくとも一方に請求項１〜４の何れか１項記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いて構成されたことを特徴とする蓄電システム。
【請求項７】
商用電源と電力供給対象の負荷との間を接続した電線に対し、双方向インバータ、双方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、バッテリをこの順で接続すると共に、当該商用電源側の当該電線に逆潮流を防止するためのリレーを介在させて構成される常時商用双方向型方式の蓄電システムにおいて、
前記双方向インバータに請求項１〜４の何れか１項記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いて構成されたことを特徴とする蓄電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変換効率の優れたスイッチング方式を採用して直流電圧を別の直流電圧に変換して出力する絶縁機能を持ったＤＣ‐ＤＣコンバータ装置及びそれを用いた蓄電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境の保全を配慮した電力需要に応えるため、商用交流電源の負荷装置に対する通常時の電力供給時に内蔵する蓄電池部での充電を行い、電力供給停止時に蓄電池部から負荷装置に対して放電して電力供給を長時間バックアップする機能を持つ常時商用タイプの無停電電源装置（Ｕｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ）等の蓄電システムが注目されている。
【０００３】
このような蓄電システムの汎用的な構成では、蓄電池部をバッテリとした上で直流電圧を別の直流電圧に変換して出力するＤＣ‐ＤＣコンバータを使用し、その絶縁トランスの入力側（一次側）と出力側（二次側）とに対して複数のスイッチング素子のスイッチング動作によって整流処理を行うためのスイッチング回路を設けるようにし、制御回路でこれらのスイッチング回路を同期させて制御することで電力変換の効率向上を図っている。因みに、ここでのＤＣ‐ＤＣコンバータとそのスイッチング回路を制御する制御回路とを含む構成は、ＤＣ‐ＤＣコンバータ装置と呼ばれても良いものである。
【０００４】
ところが、一般にＤＣ‐ＤＣコンバータでは、絶縁トランスの漏洩インダクタンスによる回路パラメータの変動範囲が非常に大きいため、安定動作を実現するための設計を行うと、最高変換効率が達成できなくなり、電力変換特性を一様に歩留まり良く設定できないという難点がある。そこで、回路パラメータの変動範囲を小さくするためには、特殊なトランスや漏洩インダクタンスよりも大きなインダクタンスの部品を追加する必要があるが、こうした対処によれば高コスト化が回避されない上、スイッチング損失が増加する要因となってしまうので実用上好ましくない。
【０００５】
因みに、このような絶縁トランスの漏洩インダクタンスによる回路パラメータを考慮して電力変換の効率向上を図るための周知技術として、スイッチング特性が速くてボディダイオードの逆回復特性が比較的遅いスイッチング素子を用いてスイッチング損失を低減しつつ、ボディダイオードの逆回復特性が比較的遅いことによる影響を軽減した小型で高効率な絶縁性機能を有する「双方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ」（特許文献１参照）や、低コストで小型化が可能なフルブリッジインバータを備えた「電源装置および電源装置の制御方法」（特許文献２参照）が挙げられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第５５８７３８２号公報
【特許文献２】特許第５５７５７３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述した特許文献１や特許文献２に係る技術は、何れも絶縁トランスの漏洩インダクタンスによる回路パラメータを固定値として設定し、プログラム制御によってＤＣ‐ＤＣコンバータにおける入力電圧又は出力電圧と出力電流（或いは入力電流としても良い）とを検出した結果に基づいて制御回路で算出した制御タイミングのスイッチング設定時間によってスイッチング回路に対する制御を実施するものである。
【０００８】
ここでのスイッチング設定時間ｔについて、具体的に解析すれば、例えばＤＣ‐ＤＣコンバータにおける入力電圧又は出力電圧をＶ、出力電流をＩＯＵＴ、最小設定時間をｔｍｉｎ、漏洩インダクタンスをＬｒ、トランス巻数比をＮｐｓ、安全係数をＸとし、絶縁トランスの漏洩インダクタンスＬｒとトランス巻数比Ｎｐｓとの乗算に安全係数Ｘを乗算した値をα＝[Ｌｒ・ＮＰＳ]×Ｘとした場合、ｔ＝[α・ＩＯＵＴ／Ｖ]＋ｔｍｉｎなる関係式で算出される。
【０００９】
即ち、スイッチング設定時間ｔの最適値は、出力電流ＩＯＵＴ（或いは入力電流ＩＩＮ）や漏洩インダクタンスＬｒに比例し、入力電圧又は出力電圧Ｖに反比例するため、予め設計評価で各種パラメータ及びそのバラツキに基づいてαの設定値を決定した結果を固定値の回路パラメータとして保有し、その固定値の回路パラメータを用いて回路動作の状況に応じたスイッチング設定時間ｔを演算することになる。これにより、安全マージンを確保した上で或る程度の変換効率を維持できるようになっている。
【００１０】
ところが、こうしたスイッチング設定時間ｔを用いた制御によれば、回路パラメータの変動に対して安全動作領域内で安全マージンを確保することが必要であり、安全動作領域と危険動作領域との境界付近にある最高変換効率点に対応する最適値未満の安全動作領域内における広範囲で性能のバラツキを示すものとなるため、実際には安全マージンと変換効率とを両立させた十分な特性向上を図り得ていないという問題がある。このように安全マージンが確保されていても、変換効率の優れないＤＣ‐ＤＣコンバータ装置であれば、蓄電システムへの適用が性能上で困難となり、ＮＧとなる場合も少なくない。要するに、固定値の回路パラメータを用いて演算したスイッチング設定時間ｔを用いた制御を行うタイプのＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の場合、製造上で蓄電システムへの適用が性能的に好適となるような歩留まりを達成できていないのが実情であり、性能のバラツキを抑制して変換効率を向上させるための改善が求められている。
【００１１】
本発明は、このような問題点を解決すべくなされたもので、その技術的課題は、低コストで安全マージンと変換効率とを両立させた十分な特性向上を図り得るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置及びそれを用いた蓄電システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記技術的課題を解決するため、本発明の第１の手段は、絶縁トランスの入力側と出力側とに複数のスイッチング素子のスイッチング動作に応じて整流処理を行うための第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路とが設けられたＤＣ‐ＤＣコンバータと、ＤＣ‐ＤＣコンバータの変換効率を向上させるために当該ＤＣ‐ＤＣコンバータにおける入力電流又は入力電圧、或いは出力電流又は出力電圧に応じて第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路とにおける複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのパルス幅変調されたスイッチング動作制御信号を生成する制御回路と、を備えたＤＣ‐ＤＣコンバータ装置において、制御回路は、絶縁トランスにおける異なる箇所での電流又は電流をＤＣ‐ＤＣコンバータにおける入力電流又は入力電圧、或いは出力電流又は出力電圧と比較した結果に応じて当該ＤＣ‐ＤＣコンバータの変換効率が安全動作領域内で上昇して維持される予め定められた目標値となるように、当該絶縁トランスの漏洩インダクタンスによる回路パラメータの変動に対応した制御タイミングのスイッチング設定時間を自動で可変的に生成する比較器と、回路内で生成される主制御タイミングの設定時間でセットされ、比較器からの可変可能なスイッチング設定時間でリセットされると共に、セットされると当該比較器の出力をリセットにして保持した当該可変可能なスイッチング設定時間での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を出力してスイッチング動作制御信号の生成に供する論理回路と、を備えたことを特徴とする。
【００１３】
本発明の第２の手段は、商用電源と電力供給対象の負荷との間に交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、直流を交流に変換するＤＣ／ＡＣコンバータをこの順で直列に接続し、当該第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び当該第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの間の電線にバッテリを接続して構成される常時インバータ方式の蓄電システムにおいて、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの少なくとも一方に上記ＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いて構成されたことを特徴とする。
【００１４】
本発明の第３の手段は、商用電源と電力供給対象の負荷との間を接続した電線に対し、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、直流を交流に変換するＤＣ／ＡＣコンバータをこの順で並列に接続し、当該第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び当該第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの間の電線にバッテリを接続すると共に、当該ＤＣ／ＡＣコンバータの出力側と当該負荷の入力側との間に当該商用電源からの電源電力供給系統と当該バッテリからの放電電力供給系統とを切り替えるための切り替えスイッチを設けて構成される常時商用単方向型方式の蓄電システムにおいて、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの少なくとも一方に上記ＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いて構成されたことを特徴とする。
【００１５】
本発明の第４の手段は、商用電源と電力供給対象の負荷との間を接続した電線に対し、双方向インバータ、双方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、バッテリをこの順で接続すると共に、当該商用電源側の当該電線に逆潮流を防止するためのリレーを介在させて構成される常時商用双方向型方式の蓄電システムにおいて、双方向インバータに上記ＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いて構成されたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、上記構成により、低コストで安全マージンと変換効率とを両立させた十分な特性向上を図り得るようになる。上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施の形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】周知技術に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の基本構成を示した概略機能ブロック図である。
【図２】本発明の実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の基本構成を示した概略機能ブロック図である。
【図３】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置と図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置とにおける制御内容及び変換効率を対比させて説明するために示したスイッチング設定時間、並びに変換効率に対する電流値との関係で例示される回路パラメータの変動特性図である。
【図４】図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置におけるＤＣ‐ＤＣコンバータの等価回路を示した図である。
【図５】図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の制御回路によるＤＣ‐ＤＣコンバータに備えられるスイッチング・整流回路のスイッチング素子に対するスイッチング動作を制御しての整流処理を含む変換動作時の各種処理信号の波形を示すタイミングチャートである。
【図６】図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の制御回路に含まれるパルス変換部の一部構成を効率向上制御部の一部を含めて図５に示す各種処理信号の抜粋した波形と対比して示した図である。
【図７】図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の制御回路に含まれるパルス変換部の細部構成を効率向上制御部の一部を含めて図５に示す各種処理信号の抜粋した波形と対比して示した図である。
【図８】図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の制御回路に係る図５中の動作モード１に対応するスイッチング・整流回路へのスイッチング動作の様子を示した模式図である。
【図９】図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の制御回路に係る図５中の動作モード２に対応するスイッチング・整流回路へのスイッチング動作の様子を示した模式図である。
【図１０】図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を適用した蓄電システムの概略構成を示した図であり、（ａ）は常時インバータ方式の蓄電システムに関する図、（ｂ）は常時商用単方向型方式の蓄電システムに関する図、（ｃ）は常時商用双方向型方式の蓄電システムに関する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置及びそれを用いた蓄電システムについて、実施例を挙げ、図面を参照して詳細に説明する。
【００１９】
最初に、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置及びそれを用いた蓄電システムの理解を容易にするため、周知技術のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置について説明する。図１は、周知技術に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の基本構成（特許文献１及び特許文献２に対して適用可能な構成）を示した機能ブロック図である。
【００２０】
図１を参照すれば、周知技術のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置は、絶縁トランスＴの入力側と出力側とに複数のスイッチング素子のスイッチング動作に応じて整流処理を行うための第１のスイッチング・整流回路２ａと第２のスイッチング・整流回路２ｂとが設けられたＤＣ‐ＤＣコンバータ１と、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１の変換効率を向上させるためにＤＣ‐ＤＣコンバータ１における入力電圧又は出力電圧Ｖ、並びに出力電流ＩＯＵＴ（或いは入力電流ＩＩＮでも良い）に応じて第１のスイッチング・整流回路２ａと第２のスイッチング・整流回路２ｂとにおける複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのパルス幅変調ＰＷＭされたスイッチング動作制御信号を生成する制御回路３と、を備えて構成される。因みに、図１中の入出力電圧／電流なる表記は、上述したＤＣ‐ＤＣコンバータ１における入力電流又は入力電圧、或いは出力電流又は出力電圧を総括的に示したものである。
【００２１】
このうち、制御回路３は、プログラム制御によってＤＣ‐ＤＣコンバータ１における入力電圧又は出力電圧Ｖ、並びに出力電流ＩＯＵＴ（或いは入力電流ＩＩＮでも良い）に基づいて変換効率を安定して向上させるための制御指令値及び制御タイミングを算出してスイッチング設定時間ｔによる効率向上指令値を示す制御動作指令信号を出力する効率向上制御部４と、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１における入力電圧又は出力電圧Ｖ、並びに出力電流ＩＯＵＴ（或いは入力電流ＩＩＮでも良い）に応じてＤＣ‐ＤＣコンバータ１における出力電流又は出力電圧が安定となるように制御指令値及び制御タイミングを算出して安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号を出力する安定化制御部５と、スイッチング設定時間ｔによる効率向上制御指令値を示す制御動作指令信号と安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号とに基づいてパルス幅変調ＰＷＭされた第１のスイッチング・整流回路２ａ及び第２のスイッチング・整流回路２ｂに対するスイッチング動作制御信号を生成するパルス変換部６と、を備えて構成される。ここでの効率向上制御部４は、上述したスイッチング設定時間ｔをｔ＝[α・ＩＯＵＴ／Ｖ]＋ｔｍｉｎなる関係式（但し、α＝[Ｌｒ・ＮＰＳ]×Ｘ）に基づいて算出する。
【００２２】
ところで、効率向上制御部４で算出されるスイッチング設定時間ｔの最適値は、出力電流ＩＯＵＴ（或いは入力電流ＩＩＮ）や漏洩インダクタンスＬｒに比例し、入力電圧又は出力電圧Ｖに反比例するため、予め設計評価で各種パラメータ及びそのバラツキに基づいてαの設定値（漏洩インダクタンスＬｒとトランス巻数比Ｎｐｓとの乗算に安全係数Ｘを乗算した値）を決定した結果を固定値の回路パラメータとして保有し、その固定値の回路パラメータを用いて回路動作の状況に応じたスイッチング設定時間ｔを演算することになる。このため、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１では、回路パラメータの変動に対して安全動作領域内で安全マージンを確保する必要があることにより、安全動作領域と危険動作領域との境界付近にある最高変換効率点に対応する最適値未満の安全動作領域内における広範囲で性能のバラツキを示すものとなるため、実際には安全マージンと変換効率とを両立させた十分な特性向上を図り得ないという難点がある。そこで、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置では、以下に説明する通り、効率向上制御部４の処理機能を変更して固定値の回路パラメータを用いた演算を行わず、低コストで安全マージンと変換効率とを両立させた十分な特性向上を図ることを目的とする。
【実施例】
【００２３】
図２は、本発明の実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の基本構成を示した機能ブロック図である。
【００２４】
図２を参照すれば、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置は、基本構成上、図１に示した構成と同様に、絶縁トランスＴの入力側と出力側とに複数のスイッチング素子のスイッチング動作に応じて整流処理を行うための第１のスイッチング・整流回路１２ａと第２のスイッチング・整流回路１２ｂとが設けられたＤＣ‐ＤＣコンバータ１１と、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１１の変換効率を向上させるためにＤＣ‐ＤＣコンバータ１１における出力電流ＩＯＵＴ（入力電流ＩＩＮ、或いは入力電圧又は出力電圧Ｖでも良い）に応じて第１のスイッチング・整流回路１２ａと第２のスイッチング・整流回路１２ｂとにおける複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのパルス幅変調ＰＷＭされたスイッチング動作制御信号を生成する制御回路１３と、を備えて構成される。
【００２５】
但し、ここでの制御回路１３は、絶縁トランスＴにおける異なる箇所での電流（又は電流でも良い）をＤＣ‐ＤＣコンバータ１１における出力電流ＩＯＵＴ（入力電流ＩＩＮ、或いは入力電圧又は出力電圧Ｖでも良い）と比較した結果に応じてＤＣ‐ＤＣコンバータ１１の変換効率が安全動作領域内で上昇して維持される予め定められた目標値となるように、絶縁トランスＴの漏洩インダクタンスＬｒによる回路パラメータの変動に対応した制御タイミングのスイッチング設定時間Δｔ（上記スイッチング設定時間ｔに対する可変増数を示す）を自動で可変可能に生成する比較器、並びに回路内で生成される主制御タイミングの設定時間でセットＳされ、比較器からの可変可能なスイッチング設定時間ΔｔでリセットＲされると共に、セットＳされると比較器の出力をリセットＲにして保持した可変可能なスイッチング設定時間Δｔでの効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を出力する論理回路を備えた効率向上制御部１４と、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１における出力電流ＩＯＵＴ（入力電流ＩＩＮ、或いは入力電圧又は出力電圧Ｖでも良い）が安定となるように制御指令値及び制御タイミングを生成して安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号を出力する安定化制御部１５と、主制御タイミングの設定時間を生成して論理回路へ出力すると共に、可変可能なスイッチング設定時間Δｔによる効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号と安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号とに基づいて第１のスイッチング・整流回路２ａ及び第２のスイッチング・整流回路２ｂに備えられるスイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御するためのパルス幅変調ＰＷＭされたスイッチング動作制御信号を生成するパルス変換部１６と、を備えて構成される。
【００２６】
このうち、効率向上制御部１４は、本実施例の場合、比較器として、絶縁トランスＴの特定箇所での電流（又は電圧でも良い）とＤＣ‐ＤＣコンバータ１１における出力電流ＩＯＵＴ（入力電流ＩＩＮ、或いは入力電圧又は出力電圧Ｖでも良い）とを比較した結果に応じて可変可能な第１のスイッチング設定時間Δｔ１を生成する第１の比較器１７ａと、絶縁トランスＴにおける上記特定箇所以外の箇所での電流（又は電圧でも良い）とＤＣ‐ＤＣコンバータ１１における出力電流ＩＯＵＴ（入力電流ＩＩＮ、或いは入力電圧又は出力電圧Ｖでも良い）とを比較した結果に応じて可変可能な第２のスイッチング設定時間Δｔ２を生成する第２の比較器１７ｂと、が備えられている。また、論理回路として、セットＳをパルス変換部１６で生成される主制御タイミングの設定時間で設定し、リセットＲを第１の比較器１７ａからの可変可能な第１のスイッチング設定時間Δｔ１で設定すると共に、セットＳされると第１の比較器１７ａの出力をリセットＲにして保持した可変可能な第１のスイッチング設定時間Δｔ１での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるトリガ機能を担うスイッチング素子（後述するスイッチング素子Ｈ０が該当する）を制御対象として出力するＲＳ‐ＦＦ（フリップフロップ）による第１の論理回路１８ａと、セットＳを同様にパルス変換部１６で生成される主制御タイミングの設定時間で設定し、リセットＲを第２の比較器１７ｂからの可変可能な第２のスイッチング設定時間Δｔ２で設定すると共に、セットＳされると第２の比較器１７ｂの出力をリセットＲにして保持した可変可能な第２のスイッチング設定時間Δｔ２での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるトリガ機能を担うスイッチング素子（後述するスイッチング素子Ｓ０が該当する）を制御対象として出力するＲＳ‐ＦＦ（フリップフロップ）による第２の論理回路１８ｂと、が備えられている。
【００２７】
因みに、上述した絶縁トランスＴの特定箇所での電流は、第１のスイッチング・整流回路１２ａに含まれる各スイッチング素子及び絶縁トランスＴの入力側を流れるトランス電流ＩＴとする場合を例示できる。これに対し、絶縁トランスＴの特定箇所での電圧は、絶縁トランスＴの入力側で第１のスイッチング・整流回路１２ａに含まれる各スイッチング素子及び絶縁トランスＴに印加される入力側トランス電圧とする場合を例示できる。また、絶縁トランスＴの特定箇所以外の箇所での電流は、第２のスイッチング・整流回路１２ｂに含まれる各スイッチング素子及び絶縁トランスＴの出力側を流れて後述するコンデンサＣｃで蓄電されるか、或いはコンデンサＣｃから放電されて各スイッチング素子を流れるコンデンサ電流ＩＣｃである場合を例示できる。これに対し、絶縁トランスＴの特定箇所以外の箇所での電圧は、絶縁トランスＴの出力側で第２のスイッチング・整流回路１２ｂに含まれる各スイッチング素子及びコンデンサＣｃに変圧されて印加される出力側トランス電圧である場合を例示できる。実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置では、図２中に示されるように絶縁トランスＴの特定箇所での電流を入力側のトランス電流ＩＴとし、絶縁トランスＴの特定箇所以外の箇所での電流を出力側のコンデンサ電流ＩＣｃとしている。
【００２８】
図３は、図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置と図２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ装置とにおける制御内容及び変換効率を対比させて説明するために示したスイッチング設定時間、並びに変換効率に対する電流値との関係で例示される回路パラメータの変動特性図である。
【００２９】
図３を参照すれば、周知技術のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置では、制御回路３の効率向上制御部４が固定値の回路パラメータを用いて演算したスイッチング設定時間ｔを用いた制御を行うため、絶縁トランスＴに係る回路パラメータの変動（バラツキ）ｔｙｐに対して電流値が低めの安全動作領域内で安全マージンを確保する必要があることにより、安全動作領域と電流値が高めの危険動作領域との境界付近にあるときの最高変換効率点に対応する最適値未満の安全動作領域内における広範囲で特性（性能）にバラツキを生じる様子を示している。また、従来の制御方式では、スイッチング設定時間ｔも短く、固定値で設定される様子を示している。
【００３０】
これに対し、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置では、固定値の回路パラメータを用いず、制御回路１３の効率向上制御部１４における比較器１７ａ、１７ｂが絶縁トランスＴの入力側のトランス電流ＩＴと出力側のコンデンサ電流ＩＣｃとをＤＣ‐ＤＣコンバータ１１における出力電流ＩＯＵＴに対して比較した結果に応じて絶縁トランスＴの漏洩インダクタンスＬｒによる回路パラメータの変動に対応した制御タイミングの可変可能なスイッチング設定時間Δｔ（第１のスイッチング設定時間Δｔ１、第２のスイッチング設定時間Δｔ２）を自動生成し、後文で説明するように第１のスイッチング・整流回路２ａ及び第２のスイッチング・整流回路２ｂにおける各スイッチング素子のスイッチング動作のオン時間及びオフ時間を制御するスイッチング動作制御信号の生成に供して整流処理を実施するため、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１１における変換効率が安全動作領域内で上昇する予め定められた目標値に維持される様子を示している。ここでの目標値は、最高変換効率点に対応する最適値とすることが望ましいと云えるものの、実用上では安全マージンの確保を見積れば最適値未満の電流値であっても変換効率が向上するため、幾分低目の値であっても構わない。また、本発明の制御方式では、可変可能なスイッチング設定時間Δｔ（第１のスイッチング設定時間Δｔ１、第２のスイッチング設定時間Δｔ２）が従来の制御方式の場合の固定値のスイッチング設定時間ｔよりも長い可変値で設定される様子を示している。この結果、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置は低コストで安全マージンと変換効率とを両立させた十分な特性向上を図り得るもの（詳細については後述する）となる。尚、図３では、絶縁トランスＴに係る回路パラメータの変動特性図をスイッチング設定時間ｔ、Δｔ（Δｔ１、Δｔ２）、並びに変換効率に対する電流値との関係で示したが、電流値に代えて電圧値との関係にした回路パラメータの変動特性についても概ね同様な傾向を示すため、これを参照しても良い。
【００３１】
図４は、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置におけるＤＣ‐ＤＣコンバータ１１の等価回路を示した図である。
【００３２】
図４を参照すれば、第１のスイッチング・整流回路１２ａは、総計５個のＮチャネル型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）によるスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４を用い、これらを電源と絶縁トランスＴの入力側の巻線コイルとに接続し、巻線コイルの引き出し部に漏洩インダクタンスＬｒの漏洩インダクタ及び電荷の寄生容量によるコンデンサＣが持たされる構成となっている。細部構成上では、直流電源の正極側にスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４のドレイン端子が向けられると共に、直流電源の負極側にスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４のソース端子が向けられる接続パターンであり、スイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ２が直流電源に対して直列に接続され、スイッチング素子Ｈ０のソース端子及びスイッチング素子Ｈ１のドレイン端子の間にスイッチング素子Ｈ３のドレイン端子が接続され、スイッチング素子Ｈ３のソース端子及びスイッチング素子Ｈ４のドレイン端子の間とスイッチング素子Ｈ１のソース端子及びスイッチング素子Ｈ２のドレイン端子の間とを結ぶように絶縁トランスＴの入力側の巻線コイル及びその引き出し部の漏洩インダクタンスＬｒの漏洩インダクタ及びコンデンサＣが接続されている。
【００３３】
また、第２のスイッチング・整流回路１２ｂは、総計５個のＮチャネル型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）によるスイッチング素子Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を用い、これらを負荷と絶縁トランスＴの出力側の巻線コイルとコンデンサＣｃ、ＣＯＵＴとに接続し、スイッチング素子Ｓ３のドレイン端子とコンデンサＣＯＵＴとの間に絶縁トランスＴの平滑インダクタンスＬの平滑インダクタが持たされる構成となっている。細部構成上では、接地されたコンデンサＣｃにスイッチング素子Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のドレイン端子が向けられる接続パターンであり、スイッチング素子Ｓ３のソース端子及びスイッチング素子Ｓ４のドレイン端子の間とスイッチング素子Ｓ１のソース端子及びスイッチング素子Ｓ２のドレイン端子の間とを結ぶように絶縁トランスＴの出力側の巻線コイルが接続され、スイッチング素子Ｓ２のソース端子及びスイッチング素子Ｓ４のソース端子が接地接続され、スイッチング素子Ｓ３のドレイン端子とスイッチング素子Ｓ４のソース端子との間にコンデンサＣＯＵＴ及び負荷と平滑インダクタンスＬの平滑インダクタとが接続されている。
【００３４】
図５は、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の制御回路１３によるＤＣ‐ＤＣコンバータ１１に備えられる第１のスイッチング・整流回路１２ａのスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂのスイッチング素子Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とに対するスイッチング動作を制御しての整流処理を含む変換動作時の各種処理信号の波形を示すタイミングチャートである。
【００３５】
図５を参照すれば、ここでは第１のスイッチング・整流回路１２ａのスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂのスイッチング素子Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とにおけるゲート端子へ送出するスイッチング動作制御信号（その電圧値を印加する）の波形と共に、トランス電流ＩＴ、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１１における出力電流ＩＯＵＴ、並びにコンデンサ電流ＩＣｃのプラス波形及びマイナス波形を示す他、１周期に含まれる動作モード０〜動作モード７がそれ以降の周期においても繰り返されることを示している。
【００３６】
まず１周期に含まれる動作モード０〜動作モード７について説明すれば、図２に示した制御回路１３における安定化制御部１５は出力電流ＩＯＵＴ(或いは入力電流ＩＩＮや入力電圧又は出力電圧Ｖであっても良い)が安定となるように周期毎に初期状態の動作モード０に該当する初期動作開始時間分経過して推移する動作モード１の時間を計算した結果の指令値を示す制御用タイミング信号をパルス変換部１６へ出力する。パルス変換部１６では、制御用タイミング信号の指令値に基づいて第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とに対するオン時間及びオフ時間を制御するスイッチング動作制御信号を生成する。このとき、効率向上制御部１４では、動作モード１の開始時間に同期して論理回路１８ｂが可変可能な第２のスイッチング設定時間Δｔ２での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号をパルス変換部１６へ出力し、パルス変換部１６がその制御動作指令信号をパルス幅変調ＰＷＭして生成したスイッチング動作制御信号によりスイッチング素子Ｓ０をオンさせ、動作モード１が終了した後もスイッチング素子Ｓ０のオンを継続させる。その結果、回路動作によりトランス電流ＩＴがプラス波形で増加から減少に転ずる動作モード２の状態となる。この動作モード２では、コンデンサ電流ＩＣｃがトランス電流ＩＴの減少分に比例して増加するが、このときのコンデンサ電流ＩＣｃの変化量は絶縁トランスＴの巻数比、漏洩インダクタンスＬｒ、或いは入力電圧又は出力電圧Ｖといったパラメータに強く依存する。動作モード２が終了した時点でのコンデンサ電流ＩＣｃの波形のピーク値は、出力電流（平均値）ＩＯＵＴから生成されるその値未満の基準電流ＩＲＥＦとなる。更に、スイッチング素子Ｓ０がオフされると、トランス電流ＩＴがスイッチング素子Ｈ１、Ｈ３を介して循環する動作モード３の状態となる。また、パルス変換部１６が生成したスイッチング動作制御信号により動作モード０〜動作モード２の時間でスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオフさせ、動作モード３に至るとスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオンにする他、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４に対しては動作モード０〜動作モード３の時間を通してオンさせる状態を維持する。尚、効率向上制御部１４における論理回路１８ａは、これらの動作モード０〜動作モード４の時間を通して可変可能な第１のスイッチング設定時間Δｔ１での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号をパルス変換部１６へ出力し、パルス変換部１６がその制御動作指令信号をパルス幅変調ＰＷＭして生成したスイッチング動作制御信号によりスイッチング素子Ｈ０を動作モード０〜動作モード３の全体に及んでオンさせる状態を維持する。また、パルス変換部１６が生成したスイッチング動作制御信号により動作モード０、動作モード１の時間でスイッチング素子Ｈ４をオンさせ、動作モード２以降はスイッチング素子Ｈ４をオフにする他、スイッチング素子Ｈ３に対しては動作モード０、動作モード１の時間でオフにした後、動作モード２以降の時間でオンさせ、スイッチング素子Ｈ１に対しては動作モード０〜動作モード３の時間を通してオンさせる状態を維持し、スイッチング素子Ｈ２に対しては動作モード０〜動作モード３の時間を通してオフさせる状態を維持する。
【００３７】
この後、安定化制御部１５は、同様に出力電流ＩＯＵＴ(或いは入力電流ＩＩＮや入力電圧又は出力電圧Ｖであっても良い)が安定となるように周期毎に次動作モード４に該当する初期動作開始時間分経過して推移する動作モード５の時間を計算した結果の指令値を示す制御用タイミング信号をパルス変換部１６へ出力する。パルス変換部１６では、制御用タイミング信号の指令値に基づいて第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とに対するオン時間及びオフ時間を制御するスイッチング動作制御信号を生成する。このとき、効率向上制御部１４では、動作モード５の開始時間に同期して論理回路１８ｂが可変可能な第２のスイッチング設定時間Δｔ２での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号をパルス変換部１６へ出力し、パルス変換部１６がその制御動作指令信号をパルス幅変調ＰＷＭして生成したスイッチング動作制御信号によりスイッチング素子Ｓ０をオンさせ、動作モード５が終了した後もスイッチング素子Ｓ０のオンを継続させる。その結果、回路動作によりプラス波形のトランス電流ＩＴが反転した形状のマイナス波形でトランス電流ＩＴが減少から増加に転ずる動作モード６の状態となる。この動作モード６では、コンデンサ電流ＩＣｃがトランス電流ＩＴの増加分に比例して増加するが、ここでのコンデンサ電流ＩＣｃの変化量についても絶縁トランスＴの巻数比、漏洩インダクタンスＬｒ、或いは入力電圧又は出力電圧Ｖといったパラメータに強く依存する。更に、スイッチング素子Ｓ０がオフされると、トランス電流ＩＴがスイッチング素子Ｈ２、Ｈ４を介して循環する動作モード７の状態となる。上述した動作モード３と動作モード７とにおける循環電流には回路動作に好適な最適値が存在するため、その最適値に保つことが望ましい。また、パルス変換部１６が生成したスイッチング動作制御信号により動作モード４〜動作モード６の時間でスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオフさせ、動作モード７に至るとスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオンにする他、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対しては動作モード４〜動作モード７の時間を通して継続的にオンさせる状態を維持する。尚、効率向上制御部１４における論理回路１８ａは、これらの動作モード４〜動作モード７の時間についても可変可能な第１のスイッチング設定時間Δｔ１での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号をパルス変換部１６へ出力し、パルス変換部１６がその制御動作指令信号をパルス幅変調ＰＷＭして生成したスイッチング動作制御信号によりスイッチング素子Ｈ０を動作モード４から動作モード７においても継続的にオンさせる状態を維持する。また、パルス変換部１６が生成したスイッチング動作制御信号により動作モード４、動作モード５の時間でスイッチング素子Ｈ４をオフさせ、動作モード６以降はスイッチング素子Ｈ４をオンにする他、スイッチング素子Ｈ３に対しては動作モード４、動作モード５の時間でオンにした後、動作モード５以降の時間でオフさせ、スイッチング素子Ｈ１に対しては動作モード４〜動作モード７の時間を通してオフさせる状態を維持し、スイッチング素子Ｈ２に対しては動作モード４〜動作モード７の時間を通してオンさせる状態を維持する。
【００３８】
ところで、図３を参照して説明した変換効率が安全動作領域内で上昇して維持される予め定められた目標値は、上述した制御回路１３において初期動作開始時間で第１の論理回路１８ａが出力した可変可能な第１のスイッチング設定時間Δｔ１での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号をパルス変換部１６でパルス幅変調ＰＷＭして得られたスイッチング動作制御信号により第１のスイッチング・整流回路１２ａの制御対象に対応するトリガ機能を担うスイッチング素子Ｈ０のオン状態を継続させた条件下で安定化制御部１５により指示設定されるトランス電流ＩＴのプラス波形に係る動作モード１、マイナス波形に係る動作モード５の時間で絶縁トランスＴの変換動作を開始した後に第２の論理回路１８ｂが可変可能な第２のスイッチング設定時間Δｔ２での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号をパルス変換部１６へ送信し、パルス変換部１６でパルス幅変調ＰＷＭして生成されたスイッチング動作制御信号により第２のスイッチング・整流回路１２ｂのトリガ機能を担う制御対象のスイッチング素子Ｓ０のオン状態を継続させることで自動生成される次の動作モード２、動作モード６でトランス電流ＩＴがプラス波形では増加から減少へ推移したとき、マイナス波形では減少から増加へ推移したときにスイッチング素子Ｓ０をオフ状態にして設定される継続する動作モード３、動作モード７でトランス電流ＩＴが第１のスイッチング・整流回路１２ａの所定のスイッチング素子を循環する（動作モード３ではスイッチング素子Ｈ１、Ｈ３であり、動作モード７ではスイッチング素子Ｈ２、Ｈ４が該当する）ときの循環電流の最適値を示すものとなる。
【００３９】
図６は、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の制御回路１３に含まれるパルス変換部１６の一部構成を効率向上制御部１４の一部を含めて図５に示す各種処理信号の抜粋した波形と対比して示した図である。但し、図６中では図５中に示した効率向上制御部１４における比較器１７ａに入力されるトランス電流ＩＴ及び出力電流ＩＯＵＴの波形については省略している他、コンデンサ電流ＩＣｃのマイナス波形における動作モード１、動作モード５の開始時期がスイッチング素子Ｓ０に対するセットタイミング、動作モード１が終了した動作モード２、動作モード４が終了した動作モード６の開始時期がスイッチング素子Ｈ４に対するリセットタイミングを示している。
【００４０】
図６を参照すれば、パルス変換部１６は、矩形波のクロック信号を発振出力するクロック発振器２１と、クロック信号の矩形波に応じて主制御タイミングの設定時間を示すセットＳ用のタイミング信号を生成するタイミング生成部２２と、タイミング生成部２２に同期してカウントを繰り返すカウンタ２３と、カウンタ２３からのカウントした計数値と安定化制御部１５からの安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号とを比較した結果に基づいてリセットＲ用のタイミング信号を生成する比較器２７ａ、２７ｄを含む比較器群と、タイミング生成部２２からのセットＳ用のタイミング信号と比較器２７ａからのリセットＲ用のタイミング信号とに基づいてスイッチング素子Ｈ１に対する制御動作指令信号を出力するＲＳ‐ＦＦ（フリップフロップ）による論理回路２８ａ、並びにタイミング生成部２２からのセットＳ用のタイミング信号と比較器２７ｄからのリセットＲ用のタイミング信号とに基づいてスイッチング素子Ｈ４に対する制御動作指令信号を出力するＲＳ‐ＦＦ（フリップフロップ）による論理回路２８ｄを含む論理回路群と、を備えて構成される。
【００４１】
また、効率向上制御部１４における比較器１７ｂには、コンデンサ電流ＩＣｃと出力電流（平均値）ＩＯＵＴから生成したその値未満の出力電流（平均値）ＩＯＵＴに比例する基準電流ＩＲＥＦとが入力され、タイミング生成部２２からのセットＳ用のタイミング信号と比較器１７ｂからのリセットＲ用のタイミング信号とに基づいて論理回路１８ｂがスイッチング素子Ｓ０を制御対象とする可変可能な第２のスイッチング設定時間Δｔ２での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を出力する。ここでの論理回路１８ｂは、動作上でタイミング生成部２２からのセットＳ用のタイミング信号を受けると、比較器１７ｂの出力をリセットＲにし、スイッチング素子Ｓ０向けの制御動作指令信号を出力する。因みに、略図した効率向上制御部１４における比較器１７ａについては、トランス電流ＩＴと出力電流（平均値）ＩＯＵＴから生成したその値未満の出力電流（平均値）ＩＯＵＴに比例する基準電流ＩＲＥＦとが入力され、タイミング生成部２２からのセットＳ用のタイミング信号と比較器１７ａからのリセットＲ用のタイミング信号とに基づいて論理回路１８ａがスイッチング素子Ｈ０を制御対象とする可変可能な第１のスイッチング設定時間Δｔ１での効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号を出力する。この論理回路１８ａについても、動作上でタイミング生成部２２からのセットＳ用のタイミング信号を受けると、比較器１７ａの出力をリセットＲにし、スイッチング素子Ｈ０向けの制御動作指令信号を出力する。
【００４２】
図７は、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置の制御回路１３に含まれるパルス変換部１６の細部構成を効率向上制御部１４の一部を含めて図５に示す各種処理信号の抜粋した波形と対比して示した図である。但し、図７中では図５中に示した出力電流ＩＯＵＴの波形については省略している。
【００４３】
図７を参照すれば、図６を参照して説明した比較器群及び論理回路群は、効率向上制御部１４における比較器１７ａ及び論理回路１８ａが制御対象とする第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ０、並びに比較器１７ｂ及び論理回路１８ｂが制御対象とするスイッチング素子Ｓ０を除く第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４、並びに第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対応する個数分がパルス変換部１６に設けられる。即ち、パルス変換部１６では、第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とに対するスイッチング動作制御信号を生成するため、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１１の出力電流ＩＯＵＴに応じて安定化制御部１５が出力する安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号とカウンタ２３からの計数値とをそれぞれ比較してリセットＲ用のタイミング信号を出力する比較器２７ａ、２７ｂ、２７ｃ、２７ｄ、２７ｅ、２７ｆ、２７ｇ、２７ｈと、タイミング生成部２２からのセットＳ用のタイミング信号と比較器２７ａ〜２７ｈからのリセットＲ用のタイミング信号とに基づいてそれぞれ第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とを制御対象とする制御動作指令信号を出力するＲＳ‐ＦＦ（フリップフロップ）による論理回路２８ａ、２８ｂ、２８ｃ、２８ｄ、２８ｅ、２８ｆ、２８ｇ、２８ｈと、が備えられる。
【００４４】
また、図７に示す波形では、効率向上制御部１４における論理回路１８ｂがタイミング生成部２２からのセットＳ用のタイミング信号を受けると、スイッチング素子Ｓ０をオンにし、スイッチング素子Ｓ０がオンされている期間は動作モード１、動作モード５として絶縁トランスＴにおける変換動作を行い、トランス電流ＩＴが出力電流ＩＯＵＴに対してコイル巻数に応じた値となることを示している。ここでの動作モード１、動作モード５の時間は、出力電流ＩＯＵＴ（或いは入力電流ＩＩＮや入力電圧又は出力電圧Ｖとしても良い）が安定するように安定化制御部１５が算出し、その指令値がパルス変換部１６へ安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号として入力される。そこで、パルス変換部１６が第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とを制御対象とする制御動作指令信号をパルス幅変調ＰＷＭしてオン時間及びオフ時間を制御するためのスイッチング動作制御信号を生成する。動作モード１、動作モード５の期間が終了すると、スイッチング素子Ｈ３、Ｈ４のオン・オフが切り替わり、スイッチング素子Ｓ０がオン状態を維持する。この状態では出力電流ＩＯＵＴがトランス電流ＩＴとコンデンサ電流ＩＣｃとの合計値となる。また、トランス電流ＩＴが減少に転じるため、コンデンサ電流ＩＣｃが増加するが、その時間当たりの変化量は絶縁トランスＴの巻数比、漏洩インダクタンスＬｒ、或いは入力電圧又は出力電圧Ｖといったパラメータに強く依存する。更に、動作モード３、動作モード７では、効率向上制御部１４の比較器１７ｂで回路動作に好適な任意の循環電流がトランス電流ＩＴのプラス波形及びマイナス波形で得られるように、出力電流ＩＯＵＴから生成した基準電流ＩＲＥＦとコンデンサ電流ＩＣｃとを比較し、一致したタイミングの論理回路（プラス波形ではスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３を制御対象とする論理回路２８ｆ、２８ｇが該当し、マイナス波形ではスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４を制御対象とする論理回路２８ｅ、２８ｈが該当する）をリセットＲにし、スイッチング素子Ｓ０をオフ状態にする。こうしたスイッチング動作を行うことにより、コンデンサ電流ＩＣｃの波形の実線の状態（１）から点線の状態（２）の推移に示されるような回路パラメータ（スイッチング素子Ｓ０のリセットタイミングに対応する）に依存することなく、常に任意の好適な循環電流が得られるように、動作モード２、６の時間を自動で生成することが可能となる。
【００４５】
図８は、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置における制御回路１３による図５に示す各種処理信号の波形での動作モード１に対応するスイッチング・整流回路１２ａ、１２ｂへのスイッチング動作の様子を示した模式図である。
【００４６】
図８を参照すれば、制御回路１３では、上述した動作モード１において、効率向上制御部１４により生成された効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号と安定化制御部１５により生成された安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号とをパルス変換部１６でパルス幅変調ＰＷＭして第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とに対するオン・オフを制御するスイッチング動作制御信号を出力する。具体的に云えば、第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ４をオン状態とすると共に、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３をオフ状態とし、同時に第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ０、Ｓ１、Ｓ４をオン状態とすると共に、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオフ状態として整流処理を行う。これにより、第１のスイッチング・整流回路１２ａでは、スイッチング素子Ｈ０、Ｈ１と絶縁トランスＴの入力側のコイル巻線の引き出し部のコンデンサＣ及び漏洩インダクタンスＬｒの漏洩インダクタとを通ってスイッチング素子Ｈ４へ向かう方向にトランス電流ＩＴが流れる。また、第２のスイッチング・整流回路１２ｂでは、スイッチング素子Ｓ４と絶縁トランスＴの入力側のコイル巻線とを通り、スイッチング素子Ｓ１から絶縁トランスＴの平滑インダクタンスＬの平滑インダクタに至ってコンデンサＣＯＵＴ及び負荷側へ向かう出力電流ＩＯＵＴが流れると共に、スイッチング素子Ｓ１からスイッチング素子Ｓ０を通ってコンデンサＣｃに至るコンデンサ電流ＩＣｃが流れる。このとき、コンデンサＣＯＵＴには出力電流ＩＯＵＴの電荷が蓄えられ、コンデンサＣｃにはコンデンサ電流ＩＣｃの電荷が蓄えられる。
【００４７】
図９は、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置における制御回路１３による図５に示す各種処理信号の波形での動作モード２に対応するスイッチング・整流回路１２ａ、１２ｂへのスイッチング動作の様子を示した模式図である。
【００４８】
図９を参照すれば、制御回路１３では、上述した動作モード２において、同様に効率向上制御部１４により生成された効率向上制御タイミング指令値を示す制御動作指令信号と安定化制御部１５により生成された安定化制御指令値を示す制御用タイミング信号とをパルス変換部１６でパルス幅変調ＰＷＭして第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とに対するオン・オフを制御するスイッチング動作制御信号を出力する。具体的に云えば、第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるスイッチング素子Ｈ０、Ｈ１、Ｈ３をオン状態とすると共に、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ４をオフ状態とし、同時に第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるスイッチング素子Ｓ０、Ｓ１、Ｓ４をオン状態とすると共に、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオフ状態として整流処理を行う。これにより、第１のスイッチング・整流回路１２ａでは、スイッチング素子Ｈ１と絶縁トランスＴの入力側のコイル巻線の引き出し部のコンデンサＣ及び漏洩インダクタンスＬｒの漏洩インダクタとを通ってスイッチング素子Ｈ３へ向かう方向にトランス電流ＩＴが流れる。また、第２のスイッチング・整流回路１２ｂでは、スイッチング素子Ｓ４と絶縁トランスＴの入力側のコイル巻線とを通り、スイッチング素子Ｓ１から絶縁トランスＴの平滑インダクタンスＬの平滑インダクタに至ってコンデンサＣＯＵＴ及び負荷側へ向かう出力電流ＩＯＵＴが流れると共に、コンデンサＣｃからスイッチング素子Ｓ０を通ってスイッチング素子Ｓ１に向かうコンデンサ電流ＩＣｃが流れる。このとき、コンデンサＣＯＵＴには出力電流ＩＯＵＴの電荷が蓄えられ、コンデンサＣｃからはコンデンサ電流ＩＣｃの電荷が放電される。
【００４９】
実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置では、制御回路１３によって上述した動作モード０〜７に係るスイッチング動作を１周期で行い、これに継続する２周期以降についても同様に繰り返し動作を行うものであるが、動作モード１、２を予備処理動作としてトランス電流ＩＴがプラス波形でスイッチング素子Ｈ１、Ｈ３を介して循環する動作モード３とマイナス波形で動作モード５、６を予備処理動作としてスイッチング素子Ｈ２、Ｈ４を介して循環する動作モード７とにおいて、波形上で平滑性の優れた循環電流の時間が１周期全体で長く保持され、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１１の第１のスイッチング・整流回路１２ａ及び第２のスイッチング・整流回路１２ｂでの整流処理が安定して行われるため、電力変換の効率向上を図ることができる。特に、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置では、制御回路１３内で効率向上制御部１４における比較器１７ａ、１７ｂが絶縁トランスＴの入力側のトランス電流ＩＴと出力側のコンデンサ電流ＩＣｃとをＤＣ‐ＤＣコンバータ１１における出力電流ＩＯＵＴに対して比較した結果に応じてＤＣ‐ＤＣコンバータ１１の変換効率が安全動作領域内で上昇して維持される予め定められた目標値となるように、絶縁トランスＴの漏洩インダクタンスＬｒによる回路パラメータの変動に対応した制御タイミングの第１のスイッチング設定時間Δｔ１、第２のスイッチング設定時間Δｔ２を自動で可変可能に生成し、パルス変換部１６で比較器１７ａに接続される論理回路１８ａからの第１のスイッチング設定時間Δｔ１に基づく制御動作指令信号をパルス幅変調ＰＷＭして生成したスイッチング動作制御信号により第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるトリガ機能を担うスイッチング素子Ｈ０をオン状態に維持しつつ、比較器１７ｂに接続される論理回路１８ｂからの第２のスイッチング設定時間Δｔ２に基づく制御動作指令信号をパルス幅変調ＰＷＭして生成したスイッチング動作制御信号により第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるトリガ機能を担うスイッチング素子Ｓ０のオン・オフを制御すると共に、第１のスイッチング・整流回路１２ａにおけるその他のスイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と第２のスイッチング・整流回路１２ｂにおけるその他のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とのオン・オフをそれぞれスイッチング動作制御信号により制御して変換動作時に適確に整流処理を実施できるため、低コストで安全マージンと変換効率とを両立させた十分な特性向上が図られる。即ち、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置は、自動適応スイッチング動作を行うための制御機能を持つものであると言える。
【００５０】
ところで、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置が適用される代表的な機器類の一例として、商用電源を利用した蓄電システムが挙げられる。この蓄電システムは、電力供給対象の負荷へ放電電力を供給するバッテリに対して付設される回路構成によって種別化され、常時インバータ方式、常時商用単方向型方式、常時商用双方向型方式と呼ばれるタイプが知られている。
【００５１】
図１０は、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を適用した蓄電システムの概略構成を示した図であり、同図（ａ）は常時インバータ方式の蓄電システムに関する図、同図（ｂ）は常時商用単方向型方式の蓄電システムに関する図、同図（ｃ）は常時商用双方向型方式の蓄電システムに関する図である。
【００５２】
図１０（ａ）を参照すれば、常時インバータ方式の蓄電システムは、商用電源と負荷との間に交流（ＡＣ）を直流（ＤＣ）に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、直流（ＤＣ）を交流（ＡＣ）に変換するＤＣ／ＡＣコンバータをこの順で直列に接続し、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの間の電線にバッテリを接続して構成される。そこで、この常時インバータ方式の蓄電システムにおける第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの少なくとも一方について、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いれば、安全に最高変換効率を維持するために、常時商用タイプの無停電電源装置（ＵＰＳ）としてのバッテリにおける充放電機能を向上することができる。
【００５３】
また、図１０（ｂ）を参照すれば、常時商用単方向型方式の蓄電システムは、商用電源と負荷との間を接続した電線に対し、ＡＣ／ＤＣコンバータ、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、ＤＣ／ＡＣコンバータをこの順で並列に接続し、第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの間の電線にバッテリを接続すると共に、ＤＣ／ＡＣコンバータの出力側と負荷の入力側との間に商用電源からの電源電力供給系統とバッテリからの放電電力供給系統とを切り替えるための切り替えスイッチを設けて構成される。そこで、この常時商用単方向型方式の蓄電システムにおける第１の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ及び第２の単方向ＤＣ‐ＤＣコンバータの少なくとも一方についても、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いれば、同様に安全に最高変換効率を維持するために、常時商用タイプの無停電電源装置（ＵＰＳ）としてのバッテリにおける充放電機能を向上することができる。
【００５４】
更に、図１０（ｃ）を参照すれば、常時商用双方向型方式の蓄電システムは、商用電源と負荷との間を接続した電線に対し、双方向インバータ、双方向ＤＣ‐ＤＣコンバータ、バッテリをこの順で接続すると共に、商用電源側の電線に逆潮流を防止するためのリレーを介在させて構成される。因みに、ここでのリレーは、通常時にはオン、停電時等のインバータ動作時にはオフとなるが、システム故障時には負荷への電源供給を継続するためにオンを保持する必要がある。そこで、この常時商用双方向型方式の蓄電システムにおける双方向ＤＣ‐ＤＣコンバータについても、実施例に係るＤＣ‐ＤＣコンバータ装置を用いれば、同様に安全に最高変換効率を維持するために、常時商用タイプの無停電電源装置（ＵＰＳ）としてのバッテリにおける充放電機能を向上することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ装置は、上述した常時商用タイプの無停電電源装置（ＵＰＳ）等の蓄電システムへ適用させる以外にも、電気・通信・情報処理装置へ適用させることができる。
【符号の説明】
【００５６】
１、１０  ＤＣ‐ＤＣコンバータ
２ａ、２ｂ、１２ａ、１２ｂ  スイッチング・整流回路
３、１３  制御回路
４、１４  効率向上制御部
５、１５  安定化制御部
６、１６  パルス変換部
１７ａ、１７ｂ、２７ａ〜２７ｈ  比較器
１８ａ、１８ｂ、２８ａ〜２８ｈ  論理回路（ＲＳ‐ＦＦ）
２１  クロック発振器
２２  タイミング生成部
２３  カウンタ
Ｔ  絶縁トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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