(57)【要約】【課題】ノイズを減らしながら広帯域入力信号をデジタル化する。【解決手段】スプリッタ１０は、特定帯域幅を有する入力信号１２を複数のスプリット信号１４及び１６に分割し、各スプリット信号は、入力信号１２のほぼ全帯域を含んでいる。高調波ミキサ１８及び２４の夫々は、関連するスプリット信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成する。デジタイザの夫々は、関連する高調波ミキサの混合信号をデジタル化する。線形時間周期フィルタ７２は、デジタル化混合信号をデジタイザ３０及び３２の夫々から受けて、時間インタリーブ信号を出力する。高調波ミキサに関する高調波信号の少なくとも１つの１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートと異なっている。【選択図】図２
2017067766.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
特定の帯域幅を有する入力信号を、該入力信号の全帯域幅を実質的に夫々含む複数の分割信号に分割するよう構成されるスプリッタと、
複数の上記分割信号の中の関連する分割信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成するよう構成される複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する高調波ミキサの混合信号をデジタル化するよう夫々構成される複数のデジタイザと、
上記デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を受けて、時間インタリーブ信号を出力するよう構成される線形時間周期性フィルタと
を具え、
上記高調波ミキサと関連する少なくとも１つの高調波信号の１次高調波は、上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートとは異なる試験測定装置。
【請求項２】
上記線形時間周期性フィルタは、デジタル化した混合信号の夫々を１つの結合信号に結合するよう構成される請求項１の試験測定装置。
【請求項３】
特定の帯域幅を有する入力信号を、該入力信号の全帯域幅を実質的に夫々含む複数の分割信号に分割する処理と、
上記分割信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成する処理と、
上記混合信号の夫々をデジタル化する処理と、
デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を線形時間周期性フィルタで受ける処理と、
上記線形時間周期性フィルタから時間インタリーブ信号を出力する処理と
を具え、
高調波ミキサと関連する少なくとも１つの高調波信号の１次高調波は、上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートとは異なる、試験測定装置の入力信号をデジタル化する方法。
【請求項４】
上記線形時間周期性フィルタが、デジタル化した混合信号の夫々を等化し、等化及びデジタル化した混合信号の夫々を補間し、上記デジタイザ夫々からのデジタル化した混合信号を関連する高調波信号と混合し、デジタル化した混合信号の夫々を結合信号に結合し、上記結合信号をローパス・フィルタ処理し、上記結合信号のインタリーブ補正を実行する請求項３記載の入力信号をデジタル化する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、試験測定装置に関し、特に、ノイズを低減する１つ以上の非同期時間インタリーブ・デジタイザを含む試験測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル・オシロスコープのような試験測定装置で利用可能な帯域幅は、入力信号をデジタル化するアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）によって制限される傾向にある。ＡＤＣの利用可能な帯域幅は、アナログ帯域幅未満か、又は、最大サンプル・レートの半分未満に制限される。既存のＡＤＣを用いて、より高い帯域幅の信号をデジタル化する種々の技術が開発されてきている。
【０００３】
効率良く、より高いサンプル・レートを実現するためには、例えば、同期時間インタリーブを用いることができる。時間的なずれ（オフセット）をもって１つのサンプル期間中に１つの入力信号を複数のＡＤＣでサンプルするものである。デジタル化された複数の出力は、１つに合成されて、サンプル・レートは事実上掛け算されたものとなる。しかし、これらＡＤＣのアナログ帯域幅が制限要因となれば、より高い帯域幅を実現するために、複数経路のインタリーブ・トラック・ホールド増幅回路のような高帯域幅フロント・エンドが必要となる。
【０００４】
従来のトラック・ホールド増幅回路ベースのインタリーブ・システムでは、トラック・ホールド増幅回路をＡＤＣチャンネル帯域幅と同様か又はもっと遅いサンプル・レートでクロックすることとなるので、ＡＤＣには、ホールドされた値に安定する十分な時間がある。ＡＤＣは、各ホールド値をデジタル的に捕捉するために、トラック・ホールド増幅回路と同期してクロックされる。トラック・ホールド増幅回路におけるこうした制限は、回りまわって、ＡＤＣサンプル・レートを制限する。更には、ナイキスト・サンプリング定理を満たすため、ＡＤＣサンプル・レートは、ＡＤＣチャンネルの帯域幅の２倍よりも小さくされる。結果として、所望の性能を実現するには、多数の時間インタリーブＡＤＣチャンネルが必要となる。
【０００５】
ＡＤＣチャンネルの個数が増加すると、全体的なコストと、システムの複雑さも増加する。例えば、フロント・エンド・チップは、望ましい値に達する正味の総合サンプル・レートを得るためには、今では、付加的なＡＤＣ回路、クロック回路などを含んだより多数のＡＤＣチャンネルを駆動しなければならない。チップのサイズ及び複雑さは、通信パスがより長くなるという結果を生じ、それ故、寄生容量、電磁気的ノイズ、設計の困難さなどが増加する結果を生じる。
【０００６】
他の技術では、入力信号の複数のサブ帯域（sub-bands）を、より低いサンプル・レートのＡＤＣを通過できる周波数範囲へとダウンコンバートさせるというものもある。言い換えると、広い入力帯域幅を、複数の低い帯域幅のＡＤＣチャンネルに分割させるというものである。デジタル化した後、これらサブ帯域は、それぞれの元の周波数範囲にデジタル的にアップコンバートされ、そして、入力信号を表すデータに結合される。
【０００７】
米国特許第８７４２７４９号明細書は、信号を分割（スプリット）し、処理した後に、信号を再構成する再構成アルゴリズムを用いる非同期時間インタリーブ・システムを開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許第８７４２７４９号明細書
【特許文献２】特開２０１２−２４７４２３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
この技術の重大な欠点は、任意の入力信号の周波数の内容を１つだけのＡＤＣチャンネルに送って、その入力信号をデジタル化するときに、先天的にノイズというペナルティがあることである。再結合された出力は、１つのＡＤＣだけからの信号エネルギーを含むが、複数全てのＡＤＣからのノイズ・エネルギーを含み、それ故、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を悪化させる。
【００１０】
従って、非同期時間インタリーブ・アキテクチャの全ＡＤＣチャンネルによって、任意の周波数の入力信号をデジタル化し、それによってノイズのペナルティを回避するための改善されたデバイス及び方法へのニーズが残っている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の実施形態の１つは、試験測定装置であって、
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分割信号に分割するスプリッタと、
複数の上記分割信号の中の関連する１つの分割信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成する複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する１つの高調波ミキサの混合信号を夫々デジタル化するよう構成される複数のデジタイザと
複数の上記デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を受けて、時間インタリーブ信号を出力するよう構成される線形時間周期性フィルタとを具えている。このとき、複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの高調波信号の１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと異なっていることを特徴としている。
【００１２】
本発明は、入力信号をデジタル化する方法であって、
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分割信号に分割する処理と、
上記分割信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成する処理と、
上記混合信号の夫々をデジタル化する処理と、
複数のデジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を時間周期性フィルタで受ける処理と、
時間インタリーブ信号を上記時間周期性フィルタから出力する処理と
を具えている。このとき、複数の高調波ミキサに関連する少なくとも１つの上記高調波信号の１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートと異なっている。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態による高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１は、高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。この実施形態では、装置には、スプリッタ１０があり、これは、特定の周波数を有する入力信号１２を複数の分割（スプリット）信号１４及び１６に分割するよう構成され、分割信号の夫々は、入力信号１２のほぼ全スペクトラムを含んでいる。スプリッタ１０としては、入力信号１２を複数の信号に分割できるのであれば、種々の回路があり得る。例えば、スプリッタ１０は、抵抗分割回路としても良い。このように、入力信号１２のほぼ全周波数成分が、分割信号１４及び１６の夫々に存在することができる。しかし、パスの個数、使用される高調波信号などによって、スプリッタ１０の種々の分割信号の周波数応答は、異なることがある。
【００１５】
分割信号１４及び１６は、高調波ミキサ１８及び２４に夫々入力される。高調波ミキサ１８は、分割信号１４を高調波信号２０と混合（ミックス）し、混合信号２２を生成するよう構成される。同様に、高調波ミキサ２４は、分割信号１６を高調波信号２６と混合し、混合信号２８を生成するよう構成される。
【００１６】
本願では、高調波ミキサは、信号を複数の高調波と混合するように構成されるデバイスである。乗算又は混合処理は、高調波混合処理と関連して説明されるが、信号を複数の高調波と乗算する効果を持つデバイスは、高調波ミキサとして利用可能である。
【００１７】
デジタイザ３０は、混合信号２２をデジタル化するよう構成される。同様に、デジタイザ３２は、混合信号２８をデジタル化するよう構成される。デジタイザ３０及び３２としては、種々のデジタイザがあり得る。図示せずも、デジタイザ３０及び３２の夫々は、必要に応じて、増幅回路、フィルタ、減衰回路などのアナログ回路を設けても良い。そのため、デジタイザ３０に入力された混合信号２２は、デジタル化される前に、増幅や減衰されたり、また、フィルタ処理されることがある。
【００１８】
デジタイザ３０及び３２は、有効サンプル・レートで動作するよう構成される。この有効サンプル・レートは、デジタイザ３０及び３２が信号２２及び２８をほぼ十分にデジタル化可能なレートであり、例えば、信号２２及び２８内の関心のある周波数帯域内の信号対ノイズ比を最適化するように選択しても良い。いくつかの実施形態では、デジタイザ３０は、１つのアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を含むとしても良い。しかし、別の実施形態では、デジタイザ３０は、より低いサンプル・レートで動作するインタリーブされた複数のＡＤＣを含むとし、より高い有効サンプル・レートを実現するようにしても良い。
【００１９】
高調波信号２０及び２６の少なくとも一方の１次高調波は、デジタイザ３０及び３２の少なくとも一方の有効サンプル・レートとは異なっている。いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数である必要はない。言い換えると、いくつかの実施形態では、高調波ミキサに関連する高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではない。
【００２０】
当然のことながら、入力信号１２の全ての帯域が全てのパスを通過する。言い換えると、１つの入力信号１２を処理するのに、２つ以上のチャンネルが組み合わせられた場合、各チャンネル又はパスは、入力信号１２の全帯域幅を受ける。入力信号１２は、全てのデジタイザを通って伝送されるので、信号対ノイズ比は、大幅に改善される。
【００２１】
フィルタ３６は、デジタイザ３０からのデジタル化混合信号３４をフィルタ処理するように構成しても良い。同様に、フィルタ４２は、デジタイザ３２からのデジタル化混合信号４０をフィルタ処理するように構成しても良い。フィルタ３６及び４２は、例えば、等化（equalization）及び補間フィルタでも良い。高調波ミキサ４６及び５２は、フィルタ処理混合信号３８及び４４を高調波信号４８及び５４と夫々混合（ミックス）するように構成される。いくつかの実施形態では、高調波信号４８及び５４は、対応する高調波信号２０及び２６と、周波数及び位相に関して、実質的に同様としても良い。高調波信号２０及び２６がアナログ信号である一方、高調波信号４８及び５４はデジタル信号であるが、これら高調波信号についての拡大縮小率（scaling factor）は、互いに同じか又は同様としても良い。出力信号５０及び５６は、再混合信号５０及び５６と呼ばれる。結合器（combiner）５８は、再混合信号５０及び５６を結合し、再構成入力信号６０にする。いくつかの実施形態では、結合器５８は、単なる信号の加算以上のことを実施しても良い。例えば、平均化処理、フィルタ処理、拡大縮小処理などを、結合器５８で実施しても良い。即ち、結合器５８が、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）６２を含んでいるか、又は、図１に示すように、ＬＰＦ６２を結合器の外に設けても良い。
【００２２】
フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、高調波信号４８及び５４、結合器５８、その他の関連する要素は、デジタル的に実現しても良い。例えば、好ましい適切な周辺デバイスと共に、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、汎用プロセッサその他の処理システムを、デジタル化信号の処理機能を実現するために利用しても良い。こうした機能を実現するのに、完全に集積されたものから、完全なディスクリート部品までの間の種々なものが利用できる。
【００２３】
例えば、フィルタ処理は、デジタル化する前に行っても良い。混合信号２２及び２８は、デジタイザ３０及び３２の有効サンプル・レートの半分に近いカットオフ周波数を有するローパス・フィルタで、フィルタ処理されるとしても良い。フィルタ３６及び４２のフィルタ処理を、こうした固有又は誘発されるフィルタ処理に加えても良い。
【００２４】
いくつかの実施形態では、混合信号２２及び２８の正味のフィルタ処理は、高調波信号２０及び２６の１次高調波の周波数の約半分に関して、ほぼ相補的な周波数応答という結果が得られるようにしても良い。つまり、周波数Ｆ１／２よりあるオフセットだけ高い位置での周波数応答と、周波数Ｆ１／２よりあるオフセットだけ低い位置での周波数応答が加えられる。１つを例として用いたが、信号の拡大縮小処理などの要求に応じて、他の値を用いても良い。更には、上述の例は、理想的な場合として記述されている。つまり、実現されるフィルタ処理は、理想的でない成分、校正などを考慮して、異なる応答を持つようにしても良い。
【００２５】
アナログ不整合（ミスマッチ）が原因のインタリーブ・エラーの場合には、混合処理クロックの振幅及び位相についてハードウェアを調整しても良い。次に、その調整では、インタリーブ不整合（ミスマッチ）による疑似信号を最小化するよう校正しても良い。これに代えて、又は、上記やり方に加えて、ハードウェア不整合の特性を調べ、線形時間可変補正フィルタ６４を用いて、インタリーブ疑似信号をキャンセルするようにしても良い。
【００２６】
更には、デジタル的なフィルタ処理、混合処理及び結合処理は、別々の動作として説明してきたが、こうした動作を組み合わせて、他の機能などに組み入れても良い。加えて、上述の説明は、理想的な成分を仮定していたので、こうした処理に追加の補償を適切に導入し、理想的でない成分を補正するようにしても良い。更には、デジタル化信号を処理するとき、周波数範囲の変更、混合処理などは、そうした変化を表すのに、より高いサンプル・レートという結果になる。デジタル化信号は、必要に応じて、アップサンプル、補間などができる。
【００２７】
メモリ６６は、上側ＡＤＣチャンネル中のデジタイザ３０及びフィルタ３６の間に与えられても良く、メモリ６８は、下側ＡＤＣチャンネル中のデジタイザ３２及びフィルタ４２の間である。アクイジション（データ取り込み）を実行でき、そして、デジタル化混合信号３４又はデジタル化混合信号４０は、フィルタ３６及び４２に夫々送られる前に、メモリ６６及び６８に夫々記憶できる。
【００２８】
上述のように、再構成では、等化／補間フィルタ３６及び４２をＡＤＣデータ・ストリームに適用し、これらを高調波ミキサ４６及び５２によって高調波混合関数のデジタル・バージョンと混合し、それら結果を結合器５８によって平均化し、平均化結果をローパス・フィルタ６２で処理して上側の混合成分を除去し、そして、線形時間可変（linear, Time-Varying）フィルタ６４を適用する。これらステップの全ては、線形演算子、つまり、任意のスカラー量ａ及びｂ並びに入力信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）に関し、
【００２９】
Ｆ｛ａ・ｘ（ｔ）＋ｂ・ｙ（ｔ）｝＝ａ・Ｆ｛ｘ（ｔ）｝＋ｂ・Ｆ｛ｙ（ｔ）｝    （１）
【００３０】
デジタル・シグナル・プロセッサが使用されているので、時間は、整数値「ｔ」で表される
離散（ディスクリート）時間インターバルで表され、ここで、ｔの各１つの増加が、１つのサンプル・ポイント時点を表す。時間的に隣接するポイント間のサンプル・インターバルは、例えば、５ｐｓとしても良い。しかし、任意の他のサンプル・インターバルを用いても良い。
【００３１】
等化／補間フィルタ３６及び４２並びにローパス・フィルタ６２は、線形であるのに加えて時不変（time-invariant）、即ち、
【００３２】
Ｆ｛ｘ（ｔ−ｔ０）｝＝Ｆ｛ｘ（ｔ）｝｜ｔ−ｔ０      （２）
【００３３】
変数ｔ０は、任意の整数の時間遅延である。これらフィルタは、本願では、線形時不変（linear time-invariant：ＬＴＩ）フィルタと呼ぶ。ＬＴＩフィルタは、そのインパルス応答によって完全にかつ一意に表現でき、そして、複数のＬＴＩフィルタ・コンポーネントのカスケード接続も、１つのＬＴＩフィルタであり、インパルス応答は、複数コンポーネントのインパルス応答のコンボリューション（畳み込み積分）に等しい。
【００３４】
混合関数４８及び５４並びに線形時間可変補正フィルタ６４は、時間と共に変化する。しかし、もし混合する周波数が高調波的に基本的なＡＤＣインタリーブ・レートと関連していると、両ステップは、周期的となる、即ち、
【００３５】
Ｆ｛ｘ（ｔ−ｋＴ）｝＝Ｆ｛ｘ（ｔ）｝｜ｔ−ｋＴ      （３）
【００３６】
変数ｋは、任意の整数であり、Ｔは、混合関数とインタリーブ・レートの最小の共通する周期である。これらは、線形時間周期性（linear, time-periodic）フィルタ（ＬＴＰ）と呼ばれる。例えば、混合関数が７５ＧＨｚとしても良く、インタリーブ・レートが１２.５ＧＳ／ｓであり、そしてＴ＝１６で、これは、１サンプル・ポイント当たり５ｐｓで、８０ｐｓを表す。混合関数は、時間と共に周期的に変化する（この例では、６サイクルが１６サンプルで完了する）単一の係数、１ポイント持続時間インパルス応答、を有するフィルタとして見られる。
【００３７】
ＬＴＩフィルタは、ｔ０＝ｋＴとおくことによって、ＬＴＰフィルタのサブクラスとすることもできる。よって、再構成は、複数のＬＴＰフィルタのカスケード接続として表すこともできる。
【００３８】
ＬＴＰフィルタは、Ｔ個のインパルス応答の配列によって完全かつ一意に表すことができ、ここでＴは、ＬＴＰフィルタの整数周期（Integer period）である。配列のエントリ０は、時点ｔ＝０におけるインパルスに対するフィルタの応答に等しく、配列のエントリ１は、１サンプルだけ進んだ時点ｔ＝１におけるインパルスに対するフィルタの応答に等しく、配列のエントリ２は、２サンプルだけ進んだ時点ｔ＝２におけるインパルスに対するフィルタの応答に等しい、などである。もし配列のエントリがＴにおいて定義されるなら、それは、Ｔサンプルだけ進んだ時点ｔ＝Ｔにおけるインパルスに対するフィルタの応答であろうが、周期性特性によって、これは、ｔ＝０におけるインパルスに対するフィルタの応答と同一であり、配列のエントリ０に既に記憶されている。よって、Ｔ個のインパルス応答の配列は、任意の時点におけるインパルスに対する応答を定義し、線形性によって、任意の信号（異なる時点において、複数インパルスの線形な組み合わせとして表される）に対する応答を求めることができる。ＬＴＩフィルタは、期間ＴのＬＴＰフィルタのサブクラスとして、Ｔ個のエントリ全てを同一にすることによって、表されることになる。
【００３９】
Ｎ個のサンプル期間のＬＴＰフィルタ応答は、入力インパルス位置（ｍｏｄｕｌｏ  Ｔ）とその出力サンプルをインデックスとすることによって、ＴにＮをかけた２次元配列として蓄積できる。表記を簡単にするため、大文字がｍｏｄｕｌｏ  Ｔを表すとする、つまり、
【００４０】
Ｉ＝ｉ（ｍｏｄｕｌｏ  Ｔ）        （４）
【００４１】
更に、ＬＴＰフィルタ「ｆ」の出力信号ｙ（ｔ）は、その入力信号ｘ（ｔ）に関して、コンボリューションに類似して表現できる。
【００４２】
ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＊ｆ＝Σｉｘ（ｉ）・ｆ（Ｉ，ｔ−ｉ）      （５）
【００４３】
同様に、２つのＬＴＰフィルタ「ｆ」及び「ｇ」のカスケード接続の出力信号ｙ（ｔ）は、その入力信号ｘ（ｔ）の観点から表現できる。
【００４４】
ｙ（ｔ）＝［ｘ（ｔ）＊ｆ］＊ｇ＝Σｊ［Σｉｘ（ｉ）・ｆ（Ｉ，ｊ−ｉ）］・ｇ（Ｊ，ｔ−ｊ）＝Σｉｘ（ｉ）・［Σｊｆ（Ｉ，ｊ−ｉ）・ｇ（Ｊ，ｔ−ｊ）］＝Σｉｘ（ｉ）・｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｔ−ｉ）      （６）
【００４５】
ここで｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｍ）は、次のように定義される。
【００４６】
｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｍ）＝Σｋｆ（Ｉ，ｋ）・ｇ（Ｉ＋Ｋ，ｍ−ｋ）      （７）
【００４７】
よって、ＬＴＰフィルタ「ｆ」及び「ｇ」の「周期的コンボリューション（periodic convolution）」は、予め計算でき、その結果は、ＬＴＰフィルタｆ＊ｇとして蓄積でき、そして、入力信号ｘをこの新しいフィルタとコンボリューションして出力信号ｙを計算できる。同様なやり方で、（再構成アルゴリズムの全てのステップのような）任意の個数のＬＴＰフィルタの「周期的コンボリューション」は、予め計算でき、ランタイム（runtime）に、１つだけのＬＴＰフィルタをデータに適用しても良い。
【００４８】
ＬＴＰフィルタの「周期的コンボリューション」は、数式８に示すように、ＬＴＩフィルタのコンボリューションで行うような、結合ルールに従う。
【００４９】
（ｆ＊ｇ）＊ｈ＝ｆ＊（ｇ＊ｈ）      （８）
【００５０】
しかし、伝達的な（communicative）ルールは、ＬＴＩで行うようには、ＬＰＴフィルタには適用されない。即ち、数式９は、ＬＴＩフィルタには適用されるが、ＬＴＰフィルタには必ずしも適用されない。
【００５１】
ｆ＊ｇ＝ｇ＊ｆ      （９）
【００５２】
再構成の第１ステップでは、等化及び補間フィルタ３６又は４２を各ＡＤＣチャンネルのデータ・ストリームに適用する。等化及び補間フィルタ３６及び４２の出力レートは、おおよそ、入力レートのＮ倍（ここでＮは、インタリーブされるデジタイザの個数）であり、これは、多くは、２ステップ処理として考えられる：  Ｎ−１個のゼロ・サンプルをＡＤＣサンプル間に挿入して、データ・レートのＮ倍を実現し、続いて、ローパスＬＴＩフィルタをより高いレートで適用し、サンプルとゼロを交互にしたことによって生成されるエイリアス・エネルギーを除去する。しかしながら、このローパス・フィルタをＬＴＰフィルタとして表す場合には、ゼロ・サンプルを挿入してレートを増加させるのではなく、Ｔ個のインパルス応答の配列中のＮ個のエントリの中のＮ−１個をゼロに設定でき、任意のサンプルを挿入しても良く、これは、これらが続いてゼロ・インパルス応答で乗算されるからである。例えば、残りのＮ−１個のＡＤＣチャンネルからのＡＤＣサンプルを挿入しても良い。
【００５３】
この手法は、全ての等化及び補間フィルタ３６及び４２について利用でき、関連するデジタイザのサンプルと一致するように各配列中の非ゼロ行（rows）を選択する。これによって、全てのＡＤＣチャンネルからのインタリーブされたサンプルを含む、同じインタリーブ・データ・ストリームを全ての等化及び補間フィルタ３６及び４２に供給でき、そして、線形性のために、結果として生じるＮ個のパスを表すＮ個のＬＴＰフィルタは、単一のＬＴＰフィルタを得るように加算され、再構成データ・ストリームを出力する。よって、再構成処理の全体は、インタリーブ・ストリームと考えられるＡＤＣデータに、単一のＬＴＰフィルタを適用するものとできる。
【００５４】
複数のＬＴＩフィルタをコンボリューションするときのように、いくつかのコンボリューションされたＬＴＰフィルタの応答の持続時間（duration）は、通常、その複数のコンポーネント（構成要素の）フィルタの持続時間の合計から、コンボリューションされたフィルタの個数を引いて、１を加えたものとなろう。しかし、両端に近いフィルタ係数は、非常に小さくなりがちである。なぜなら、両端とも合算処理で一緒に加算される非ゼロの項がほとんどなく、また、加算されるこれら項は、小さい傾向にあるコンポーネント・フィルタ応答の端部近くの係数の積で、これら積は、「小さいものの２乗」、つまり、非常に小さくなるからである。よって、最終的なコンボリューションされたＬＴＰフィルタの持続時間は、実際的には、上述した論理的な組み合わせよりも、いくらか小さいものに限定されることがあり、更にいっそう実行時間を節約することになる。いくつかの実施形態では、応答の急激な切り捨てを避けるのに、なめらかな窓関数を適用するのが有益であろう。
【００５５】
これは、再構成アルゴリズムの全体を、単一のＬＴＰフィルタをインタリーブＡＤＣデータ・ストリームに適用することに単純化可能とし、よって、処理時間を削減し、そして、長いレコード長において、より速い更新レートを可能にする。即ち、ＬＴＰシステムは、複数のＬＴＰフィルタのカスケード接続として定義でき、そして、周期的なコンボリューションを利用することによって、単一のＬＴＰフィルタとして特性を表すことができる。これに代えて、線形で時間周期性なことが既知の、即ち、ＬＴＰシステムである任意のアルゴリズムは、そのアルゴリズムをＴ個の入力レコードに適用することによって、単一のＬＴＰフィルタとして特性を表すことができる。このとき、各入力レコードは、位置ｔにおけるインパルスであり、ここで、０≦ｔ＜Ｔである。この手法は、複数のインパルス応答を直接測定し、これらインパルス応答は、ｔサンプルだけ進んだ後、単一のＬＴＰフィルタのインパルス応答配列中に記憶される。このシステムのインパルス応答配列の直接的な測定は、「ブラック・ボックス」内で実行され、そのアルゴリズムの動作が直接観測できないとしても、任意のＬＴＰシステムに応用できる。例えば、インパルス応答を直接測定するこの手法は、システムが内部的に複数のＬＴＰコンポーネントのカスケード接続として動作するのであろうとなかろうと、又は、何か別の処理手法（例えば、周波数領域分析）を利用するのであろうとなかろうと、「ブラック・ボックス」中のシステムで利用できる。
【００５６】
ＬＴＰシステムのインパルス応答配列の事前の計算は、そのコンポーネントの周期的なコンボリューションを利用して行うのであろうとなかろうと、又は、ブラック・ボックス測定手法を適用するのであろうとなかろうと、時間がかかるであろう。そこで、実行時間の節約は、１つのＬＴＰフィルタで再構成されるレコードの持続時間は、ＬＴＰシステム応答に比較して長いと仮定することによって、もたらされる。この仮定は、レコード長が、数百万サンプルになることがある一方で、システム応答の持続時間は、数百サンプルの単位であるので、多くの場合、有効である。
【００５７】
しかし、もしユーザが、ハードウェアのドリフトを考慮してＬＴＰフィルタを再計算する必要があることは、どうにもさておき、もっと短いレコードを要求し、これらをトリガするなら、各ＬＴＰコンポーネントをデータ・レコードにカスケードで（段階的に並べて）適用するのは、もっと高速になろう。一方で、処理のスループットは、このレコードが短く、トリガがゆっくりの場合では、問題とならない。
【００５８】
再構成の後、周波数領域の手法を利用して、充分に長い持続時間のＬＴＩフィルタを用いて、帯域幅拡大（band width enhancement：BWE）フィルタ７０を適用しても良い。もしこのフィルタが、複数のＬＴＰフィルタのどれよりも、持続時間に関して、充分に長ければ、独立したままにできる。数学的に正確にではあるが、ＢＷＥフィルタ７０をＬＴＰケスケード接続の一部分として扱うには、Ｔ（先の例では１６）個の長い持続時間応答を計算することが必要となり、これは、複雑であるし、使用において、潜在的に周波数領域フィルタ処理手法を遅くする。周期的コンボリューション手法は、時間可変フィルタの固有の（inherently：生得的、本質気）最長持続時間よりも短いか又は、これに相当するＬＴＩフィルタの持続時間を組み入れる場合に、最も良く適合する。
【００５９】
図２は、フィルタ３６及び４２と、高調波ミキサ４６及び５２と、結合器５８と、ローパス・フィルタ６２とを示し、そして、線形時間可変フィルタ６４を単一のコンボリューションされたＬＴＰフィルタ７２として示す。即ち、デジタイザ３０及びデジタイザ３２からの出力信号は、図１に示すコンポーネント（構成要素）を夫々通過するのではなく、ＬＴＰフィルタ７２に直接入力されるとしても良い。ＬＴＰフィルタ７２は、再構成されたインタリーブ信号を出力する。
【００６０】
図２は、フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、結合器５８、ローパス・フィルタ６２、そして、単一のＬＴＰフィルタ７２にコンボリューションされたものとしての時間可変フィルタ６４を示しているが、複数のＬＴＰフィルタを、単一のＬＴＰフィルタの代わりに用いても良い。これに代えて、ＬＴＰフィルタ７２が、フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、結合器５８、ローパス・フィルタ６２、並びに時間可変フィルタ６４の中の２つ以上のものを含む一方で、コンボリューションされないフィルタは、そのままとしても良い。
【００６１】
他の実施形態では、コンピュータ読み出し可能な媒体上に記録されたコンピュータ読み出し可能なコードを含み、これは、実行されると、コンピュータに上述した動作のいずれかを実行させる。ここでは、コンピュータとは、コードを実行できる任意のデバイスである。マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、マルチプロセッサ・システム、デジタル・シグナル・プロセッサ、パーソナル・コンピュータなどは、全てこうしたコンピュータの例である。コンピュータ読み出し可能な媒体は、有形のコンピュータ読み出し可能な媒体であり、これは、コンピュータ読み出し可能なコードを非一時的なやり方で蓄積するよう構成される。
【００６２】
具体的な実施形態を説明してきたが、本発明の原理は、これら実施形態に限定されるものではないと理解されたい。本発明の原理から離れることなく、変形及び変更を行うことができる。例えば、デジタル・フィルタ処理、混合処理や結合処理の順番の変更は、入力信号のデジタル表現の再構成を依然として提供しつつ、デジタル処理のもっと効率的な実行を可能にすることがあると予期される。本発明の他の例は、次のようなものとしても良い。
【００６３】
本発明の概念１は、試験測定装置であって、
特定の帯域幅を有する入力信号を、該入力信号の全帯域幅を実質的に夫々含む複数の分割信号に分割するよう構成されるスプリッタと、
複数の上記分割信号の中の関連する分割信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成するよう構成される複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する高調波ミキサの混合信号をデジタル化するよう夫々構成される複数のデジタイザと、
上記デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を受けて、時間インタリーブ信号を出力するよう構成される線形時間周期性（linear time-periodic）フィルタと
を具え、
上記高調波ミキサと関連する少なくとも１つの高調波信号の１次高調波は、上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートとは異なっている。
【００６４】
本発明の概念２は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、少なくとも２つの線形時間周期性フィルタのコンボリューションである。
【００６５】
本発明の概念３は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタが、デジタル化した混合信号の夫々を等化するよう構成される。
【００６６】
本発明の概念４は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、デジタル化した混合信号の夫々を補間するよう構成される。
【００６７】
本発明の概念５は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、上記デジタイザの夫々からのデジタル化した混合信号を関連する高調波信号と混合するよう構成される。
【００６８】
本発明の概念６は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、デジタル化した混合信号の夫々を１つの結合信号に結合（combine）するよう構成される。
【００６９】
本発明の概念７は、上記概念６の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタが、上記結合信号をローパス・フィルタ処理するよう更に構成される。
【００７０】
本発明の概念８は、上記概念６の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、上記結合信号のインタリーブ補正を実行するよう更に構成されている。
【００７１】
本発明の概念９は、上記概念１の試験測定装置であって、上記時間インタリーブ信号をフィルタ処理するよう構成される帯域幅拡大フィルタを更に具えている。
【００７２】
本発明の概念１０は、試験測定装置のための方法であって、
特定の帯域幅を有する入力信号を、夫々該入力信号の全帯域幅を実質的に含む複数の分割信号に分割する処理と、
上記分割信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成する処理と、
上記混合信号の夫々をデジタル化する処理と、
デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を線形時間周期性（linear time-periodic）フィルタで受ける処理と、
上記線形時間周期性フィルタから時間インタリーブ信号を出力する処理と
を具え、
高調波ミキサと関連する少なくとも１つの高調波信号の１次高調波は、上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートとは異なっている。
【００７３】
本発明の概念１１は、上記概念１０の方法であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、複数の線形時間周期性フィルタのコンボリューションである。
【００７４】
本発明の概念１２は、上記概念１０の方法であって、帯域幅拡大フィルタで上記時間インタリーブ信号を受ける処理と、上記時間インタリーブ信号をフィルタ処理する処理とを更に具えている。
【００７５】
本発明の概念１３は、上記概念１０の方法であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、デジタル化した混合信号の夫々を等化し、等化及びデジタル化した混合信号の夫々を補間し、上記デジタイザ夫々からのデジタル化した混合信号を関連する高調波信号と混合し、デジタル化した混合信号の夫々を結合信号に結合し、上記結合信号をローパス・フィルタ処理し、上記結合信号のインタリーブ補正を実行する。
【００７６】
本発明の概念１４は、上記概念１０の方法であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタには、複数の時間周波数フィルタのカスケード接続が含まれる。
【符号の説明】
【００７７】
１０  スプリッタ
１２  入力信号
１４  分割信号
１６  分割信号
１８  高調波ミキサ
２０  高調波信号
２２  混合信号
２４  高調波ミキサ
２６  高調波信号
２８  混合信号
３０  デジタイザ
３２  デジタイザ
３４  デジタル化混合信号
３６  フィルタ
３８  フィルタ処理デジタル化混合信号
４０  デジタル化混合信号
４２  フィルタ
４４  フィルタ処理デジタル化混合信号
４６  高調波ミキサ
４８  高調波信号
５０  再混合信号
５２  高調波ミキサ
５４  高調波信号
５６  再混合信号
５８  結合器
６０  再構成入力信号
６２  ローパス・フィルタ
６４  線形時間可変補正フィルタ
６６  メモリ
６８  メモリ
７０  帯域幅改善フィルタ
７２  ＬＴＰフィルタ
【図１】
2017067766.tif 000003
【図２】
2017067766.tif 000004
【外国語明細書】
【発明の名称】Test and measurement instrument and Method for digitizing an input signal
【技術分野】
【０００１】
This invention relates to test and measurement instruments and, more particularly, to test and measurement instruments and a method for digitizing an input signal using one or more asynchronous time-interleaved digitizers, which use harmonic mixing for reducing noise. 
【背景技術】
【０００２】
Useable bandwidths of test and measurement instruments, such as digital oscilloscopes, can be limited by an analog to digital converter (ADC) used to digitize input signals.  The useable bandwidth of an ADC can be limited to the lesser of the analog bandwidth or one half of a maximum sample rate of the ADC.  Various techniques have been developed to digitize higher bandwidth signals with existing ADCs.  
【０００３】
For example, synchronous time-interleaving can be used to achieve an effective higher sample rate.  Multiple ADCs can sample an input signal with offsets in time within a single sample period.  The multiple digitized outputs can be combined together for an effectively multiplied sample rate.  However, if the analog bandwidth of these ADCs becomes the limiting factor, a high bandwidth front end, such as a multi-way interleaved track and hold amplifier is needed to achieve a higher bandwidth.
【０００４】
Conventional track and hold amplifier-based time-interleaved systems cause the track and hold amplifier to be clocked at a sample rate similar to or slower than the ADC channel bandwidth so that the ADC will have sufficient time to settle to the held value.  The ADC is synchronously clocked to the track and hold amplifier to digitally capture each held value.  Such a limitation on the track and hold amplifier in turn limits the ADC sample rate.  Moreover, to satisfy the Nyquist sampling theorem, the ADC sample rate is lowered to less than twice the bandwidth of the ADC channel.  As a result, many time-interleaved ADC channels are needed to achieve the desired performance.
【０００５】
As the number of ADC channels increases, the overall cost and complexity of the system also increases.  For instance, the front end chip must now drive more ADC channels, including additional ADC circuitry, clocking circuitry, or the like, to get the overall net sample rate up to a suitable value.  The size and complexity of the chip also results in longer communication paths, and therefore, an increase in parasitic capacitance, electromagnetic noise, design difficulties, and so forth.   
【０００６】
In another technique, multiple sub-bands of an input signal can be downconverted to a frequency range that can be passed through a lower sample rate ADC.  In other words, the wide input bandwidth can be split into multiple lower-bandwidth ADC channels.  After digitization, the sub-bands can be digitally upconverted to the respective original frequency ranges and combined into data representing the input signal.
【０００７】
U.S. Patent No. 8,742,749 discusses an asynchronous time-interleaved system with a reconstruction algorithm to reconstruct the signal after the signal has been split and processed.
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許第８７４２７４９号明細書
【特許文献２】特開２０１２−２４７４２３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
One significant disadvantage of this technique is the inherent noise penalty when digitizing an arbitrary input signal whose frequency content may be routed to only one ADC channel.  The recombined output will contain signal energy from only one ADC, but noise energy from all ADCs, thereby degrading the Signal-to-Noise Ratio (SNR). 
【００１０】
Accordingly, a need remains for improved devices and methods for digitizing any frequency input signal by all ADC channels in an asynchronous time-interleaved architecture, thereby avoiding the noise penalty.  
【課題を解決するための手段】
【００１１】
Embodiments of the disclosed technology are directed to a test and measurement instrument, including a splitter configured to split an input signal having a particular bandwidth into a plurality of split signals, each split signal including substantially the entire bandwidth of the input signal; a plurality of harmonic mixers, each harmonic mixer configured to mix an associated split signal of the plurality of split signals with an associated harmonic signal to generate an associated mixed signal; a plurality of digitizers, each digitizer configured to digitize a mixed signal of an associated harmonic mixer of the plurality of harmonic mixers; and a linear time-periodic filter configured to receive the digitized mixed signal from each of the digitizers and output a time-interleaved signal. A first-order harmonic of at least one harmonic signal associated with the harmonic mixers is different from an effective sample rate of at least one of the digitizers. 
【００１２】
Embodiments of the disclosed technology are also directed to a method including splitting an input signal having a particular bandwidth into a plurality of split signals, each split signal including substantially the entire bandwidth of the input signal; mixing each split signal with an associated harmonic signal to generate an associated mixed signal; digitizing each mixed signal; receiving the digitized mixed signal from each of the digitizers at a linear time-periodic filter; and outputting a time-interleaved signal from the linear time-periodic filter.  A first-order harmonic of at least one harmonic signal associated with the harmonic mixers is different from a sample rate of at least one of the digitizers
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】FIGURE 1 is a block diagram of an ADC system for a test and measurement instrument using harmonic mixing.
【図２】FIGURE 2 is a block diagram of an ADC system for a test and measurement instrument using harmonic mixing according to some embodiments of the disclosed technology.
【発明を実施するための形態】
【００１４】
FIGURE 1 is a block diagram of an ADC system for a test and measurement instrument using harmonic mixing.  In this embodiment, the instrument includes a splitter 10 configured to split an input signal 12 having a particular frequency spectrum into multiple split signals 14 and 16, each split signal including substantially the entire spectrum of the input signal 12.  A splitter 10 can be any variety of circuitry that can split the input signal 12 into multiple signals.  For example, the splitter 10 can be a resistive divider.  Thus, substantially all frequency components of the input signal 12 can be present in each split signal 14 and 16.  However, depending on the number of paths, harmonic signals used, or the like, the frequency responses for various split signals of a splitter 10 can be different.
【００１５】
The split signals 14 and 16 are inputs to harmonic mixers 18 and 24, respectively.  Harmonic mixer 18 is configured to mix the split signal 14 with a harmonic signal 20 to generate a mixed signal 22.  Similarly, harmonic mixer 24 is configured to mix the split signal 16 with a harmonic signal 26 to generate a mixed signal 28.
【００１６】
As used herein, a harmonic mixer is a device configured to mix a signal with multiple harmonics.  Although multiplication and/or mixing has been described in connection with harmonic mixing, a device that has the effect of multiplying a signal with multiple harmonics can be used as a harmonic mixer.  
【００１７】
A digitizer 30 is configured to digitize mixed signal 22.  Similarly, a digitizer 32 is configured to digitize mixed signal 28.  The digitizers 30 and 32 can be any variety of digitizer.  Although not illustrated, each digitizer 30 and 32 can have a preamplifier, filter, attenuator, and other analog circuitry as needed.  Thus, the mixed signal 22 input to the digitizer 30, for example, can be amplified, attenuated, or otherwise filtered before digitization.  
【００１８】
The digitizers 30 and 32 are configured to operate at an effective sample rate.  The effective sample rate is a rate that allows the digitizers 30 and 32 to adequately digitize the signals 22 and 28, and may be chosen, for example, to optimize the signal-to-noise ratio within the frequency band of interest within signals 22 and 28. In some embodiments, the digitizer 30 can include a single analog to digital converter (ADC).  However, in other embodiments, the digitizer 30 can include multiple interleaved ADCs operating at lower sample rates to achieve a higher effective sample rate. 
【００１９】
A first-order harmonic of at least one of the harmonic signals 20 and 26 is different from an effective sample rate of at least one of the digitizers 30 and 32. In some embodiments, the first-order harmonic of a harmonic signal need not be an integer multiple or sub-multiple of the effective sample rate of the at least one of the digitizers. In other words, in some embodiments, the first-order harmonic of a harmonic signal associated with the harmonic mixers is not an integer multiple or sub-multiple of the effective sample rate of the at least one of the digitizers.
【００２０】
It should be understood that all bands of the input signal 12 go through all paths.  In other words, when more than one channel is combined for processing a single input signal 12, each channel or path receives substantially the entire bandwidth of the input signal 12.  As the input signal 12 is transmitted through all of the digitizers, the signal to noise ratio is significantly improved.
【００２１】
A filter 36 can be configured to filter the digitized mixed signal 34 from digitizer 30.  Similarly, a filter 42 can be configured to filter the mixed signal 40 from digitizer 32.  Filters 36 and 42 may be, for example, equalization and interpolation filters.  Harmonic mixers 46 and 52 are configured to mix the filtered mixed signals 38 and 44 with harmonic signals 48 and 54, respectively.  In some embodiments, the harmonic signals 48 and 54 can be substantially similar in frequency and phase to the corresponding harmonic signals 20 and 26.  While the harmonic signals 20 and 26 are analog signals, and the harmonic signals 48 and 54 are digital signals, the scaling factors for these harmonic signals can be the same or similar to each other.  The output signals 50 and 56 are referred to as remixed signals 50 and 56.  A combiner 58 is configured to combine the remixed signals 50 and 56 into a reconstructed input signal 60.  In some embodiments, the combiner 58 can implement more than mere addition of signals.  For example, averaging, filtering, scaling, or the like can be implemented in the combiner 58.  That is, the combiner 58 may include a low-pass filter (LPF) 62 or the LPF 62 may be placed outside the combiner, as shown in Figure 1.  
【００２２】
The filters 36 and 42, the harmonic mixers 46 and 52, harmonic signals 48 and 54, the combiner 58, and other associated elements can be implemented digitally.  For example, a digital signal processor (DSP), microprocessor, programmable logic device, general purpose processor, or other processing system with appropriate peripheral devices as desired can be used to implement the functionality of the processing of the digitized signals.  Any variation between complete integration to fully discrete components can be used to implement the functionality.    
【００２３】
For example, some filtering can occur prior to digitization.  The mixed signals 22 and 28 could be filtered with a low pass filter having a cutoff frequency near one half of the effective sample rate of the digitizers 30 and 32.  The filtering of filters 36 and 42 can add to such inherent and/or induced filtering.
【００２４】
In some embodiments, the net filtering of the mixed signals 22 and 28 can result in a frequency response that is substantially complementary about one half of a frequency of the first-order harmonic of the harmonic signals 20 and 26.  That is, the frequency response at a given offset higher than frequency F1/2 and the frequency response at a given offset lower than frequency F1/2 can add to one.  Although one has been used as an example, other values can be used as desired, such as for scaling of signals.  Furthermore, the above example is described as an ideal case.  That is, the implemented filtering can have different response to account for non-ideal components, calibration, or the like.
【００２５】
In the event of interleaving errors due to analog mismatch, hardware adjustments can be made for mixing clock amplitude and phase.  The adjustments can then be calibrated to minimize interleave mismatch spurs.  Alternatively, or in addition to the above approach, hardware mismatches can be characterized, and a linear, time-varying correction filter 64 may be used to cancel the interleave spurs.   
【００２６】
Moreover, although the digital filtering, mixing, and combining have been described as discrete operations, such operations can be combined, incorporated into other functions, or the like.  In addition, as the above discussion assumed ideal components, additional compensation, can be introduced into such processing as appropriate to correct for non-ideal components.  Furthermore, when processing the digitized signals, changing frequency ranges, mixing, and the like can result in a higher sample rate to represent such changes.  The digitized signals can be upsampled, interpolated, or the like as appropriate. 
【００２７】
A memory 66 may be provided between digitizer 30 and filter 36 in the upper ADC channel and a memory 68 between digitizer 32 and filter 42 in the lower ADC channel. An acquisition can be performed and the digitized mixed signal 34 or the digitized mixed signal 40 can be stored in memories 66 and 68, respectively, before being sent to filters 36 and 42, respectively.  
【００２８】
As discussed above, the reconstruction applies equalization/interpolation filters 36 and 42 to the ADC data streams, mixes them with a digital version of the harmonic mixing function via harmonic mixers 46 and 52, averages the results via combiner 58, low-pass filters 62 the averaged results to remove upper mixing products, and then applies a linear, time-varying correction filter 64.  All of these steps are linear operators, i.e. for any scalars a and b and input signals x(t) and y(t),
【００２９】
Ｆ｛ａ・ｘ（ｔ）＋ｂ・ｙ（ｔ）｝＝ａ・Ｆ｛ｘ（ｔ）｝＋ｂ・Ｆ｛ｙ（ｔ）｝  （１）
【００３０】
Since digital signal processors are used, time is represented in discrete time intervals, represented by an integer value “t,” where each increment of t represents one sample point of time.  The sample interval between adjacent points in time, for example, may be 5 ps.  However, any other sample interval may be used. 
【００３１】
The equalization/interpolation filters 36 and 42 and low-pass filter 62 are time-invariant as well as linear, i.e.,
【００３２】
Ｆ｛ｘ（ｔ−ｔ０）｝＝Ｆ｛ｘ（ｔ）｝｜ｔ−ｔ０      （２）
【００３３】
The variable t0 is any arbitrary integer time delay. These filters will be referred to herein as linear time-invariant (LTI) filters.  An LTI filter can be fully and uniquely represented by its impulse response, and a cascade of LTI filter components is also an LTI filter, with an impulse response equal to the convolution of the components’ impulse responses.  
【００３４】
The mixing functions 48 and 54 and linear, time-varying correction filter 64 vary over time.  However, if the mixing frequency is harmonically related to the underlying ADC interleaving rate, both steps will be time-periodic, i.e., 
【００３５】
Ｆ｛ｘ（ｔ−ｋＴ）｝＝Ｆ｛ｘ（ｔ）｝｜ｔ−ｋＴ      （３）
【００３６】
The variable k is any integer and T is the least common period of the mixing function and the interleave rate.  These are referred to as linear, time-periodic filters (“LTP”).  For example, the mixing function may be 75 GHz, the interleave rate is 12.5 GS/s, and T = 16, which at 5 ps per sample point represents 80 ps.  The mixing function is being viewed as a filter with a single coefficient, one point duration impulse response, which varies periodically over time (completing six cycles in 16 samples in this example).  
【００３７】
LTI filters may be a subclass of LTP filter by letting t0 = kT.  Thus, the reconstruction may be represented as a cascade of LTP filters.  
【００３８】
An LTP filter can be fully and uniquely represented by an array of T impulse responses, where T is the integer period of the LTP filter.  Array entry 0 equals the response of the filter to an impulse at time t=0, array entry 1 equals the response of the filter to an impulse at time t=1 advanced by one sample, array entry 2 equals the response of the filter to an impulse at time t=2 advanced by two samples, etc.  Note that if an array entry is defined at T, it would be the response of the filter to an impulse at the time t=T advanced by T samples, but by the periodicity property that is identical to the response of an impulse at t=0, which is already stored in array entry 0.  Hence, the array of T impulse responses defines the response to an impulse at any time, and by linearity, the response to any signal (represented as a linear combination of impulses at different times) can be determined.  An LTI filter, as a subclass of LTP filters of period T, would be represented by having all T entries identical.  
【００３９】
An LTP filter response of duration N samples can be stored as a two-dimensional T by N array, indexed by the input impulse location (modulo T) and the output sample.  For simplicity of notation, let upper case font represent modulo T, i.e., 
【００４０】
Ｉ＝ｉ（modulo Ｔ）        （４）
【００４１】
This is similar to J and K in addition to I.  Then, the output y(t) of an LTP filter “f” can be expressed in terms of its input x(t) akin to a convolution:
【００４２】
ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＊ｆ＝Σｉｘ（ｉ）・ｆ（Ｉ，ｔ−ｉ）      （５）
【００４３】
Likewise, the output y(t) of a cascade of two LTP filters “f” and “g” can be expressed in terms of its input x(t):
【００４４】
ｙ（ｔ）＝［ｘ（ｔ）＊ｆ］＊ｇ＝Σｊ［Σｉｘ（ｉ）・ｆ（Ｉ，ｊ−ｉ）］・ｇ（Ｊ，ｔ−ｊ）＝Σｉｘ（ｉ）・［Σｊｆ（Ｉ，ｊ−ｉ）・ｇ（Ｊ，ｔ−ｊ）］＝Σｉｘ（ｉ）・｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｔ−ｉ）      （６）
【００４５】
Where｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｍ）is defined as below:
【００４６】
｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｍ）＝Σｋｆ（Ｉ，ｋ）・ｇ（Ｉ＋K，ｍ−ｋ）      （７）
【００４７】
Thus, the “periodic convolution” of LTP filters f and g can be pre-calculated, the result can be stored as LTP filter f*g, and the input x can be convolved with this new filter to calculate the output y.  In a similar fashion, the “periodic convolution” of any number of LTP filters (such as all the steps of the reconstruction algorithm) may be pre-calculated and just one LTP filter may be applied to the data at runtime.  
【００４８】
The “periodic convolution” of LTP filters follows the associative rule, as does the convolution of LTI filters, as shown in equation (8):
【００４９】
（ｆ＊ｇ）＊ｈ＝ｆ＊（ｇ＊ｈ）      （８）
【００５０】
However, the communicative rule does not apply to LPT filters as it does to LTI filters.  That is, equation (9) applies to LTI filters, but not necessarily to LTP filters:
【００５１】
ｆ＊ｇ＝ｇ＊ｆ      （９）
【００５２】
The first step of reconstruction applies an equalization and interpolation filter 36 or 42 to each ADC channel’s data stream.  The output rate of the equalization and interpolation filters 36 and 42 is generally N times the input rate (where N is the number of interleaved digitizers), and this is often viewed as a two-step process:  inserting N-1 zero samples between the ADC samples to achieve N times the data rate, then applying a low-pass LTI filter at the higher rate to remove the aliased energy created by the alternating samples and zeroes.  When representing this loss-pass filter as an LTP filter, though, N-1 of N entries in the array of T impulse responses can be set to zero, so rather than inserting zero samples to increase the rate, any arbitrary samples may be inserted since they will subsequently get multiplied by a zero impulse response.  For example, the ADC samples from the other N-1 ADC channel(s) may be inserted.  
【００５３】
This approach can be used for all equalization and interpolation filters 36 and 42, choosing the non-zero rows in each array to correspond with the associated digitizer’s samples.  This allows the same interleaved data stream, containing interleaved samples from all ADC channels, to be fed into all equalization and interpolation filters 36 and 42, and by linearity, the N resultant LTP filters representing the N paths may be added to obtain a single LTP filter to output a reconstructed data stream.  The whole reconstruction process then may become applying a single LTP filter to the ADC data, taken as an interleaved stream.  
【００５４】
As when convolving LTI filters, the duration of the response of several convolved LTP filters will generally be the sum of the durations of the component filters, minus the number of filters convolved, plus one.  However, the filter coefficients near either end are likely to be very small, both because there are fewer non-zero terms to add together in the summation and because those terms that do get added are the product of coefficients from near the end of the component filter responses, which tend to be small, making their product “small squared” or very small.  Thus, the duration of the final convolved LTP filter may be practically limited to something less than the theoretical combinations discussed above, saving even more execution time.  In some embodiments, applying a smooth windowing function may be useful to avoid an abrupt truncation of the response.  
【００５５】
2017067766.tif 000005
【００５６】
Pre-calculation of the LTP system impulse response array will take time, whether done using periodic convolutions of the components or applying the black-box measurement approach.  The execution time savings, then, comes from assuming that the duration of the record(s) to be reconstructed by one LTP filter are long compared to the duration of the LTP system response.  This assumption is often valid, as the record lengths may go into the millions of samples, whereas the system response duration is in the hundreds of samples.  
【００５７】
However, if a user requests shorter records and triggers them far enough apart to require recalculating the LTP filter to account for hardware drift, it may be faster to apply each LTP component to the data record in cascade.  On the other hand, processing throughput may not be an issue in this case with short records and slow triggers.  
【００５８】
After reconstruction, a band width enhancement (BWE) filter 70 may be applied using a much longer duration LTI filter using frequency domain techniques.  If this filter is much longer in duration than any of the LTP filters, it may be kept separate.  Treating the BWE filter 70 as part of the LTP cascade, though mathematically accurate, would require calculating T (16 in the examples above) long-duration responses which would complicate and potentially slow the frequency-domain filtering technique in use.  The periodic convolution technique applies best when incorporating LTI filter durations less than or comparable to the longest inherently time varying filter duration.  
【００５９】
Figure 2 illustrates the filters 36 and 42, harmonic mixers 46 and 52, combiner 58, low-pass filter 62, and linear-time varying filter 64 as a single convolved LTP filter 72.  That is, the output from the digitizer 30 and digitizer 32 may be inputted directly into the LTP filter 72, rather than through each of the components shown in Figure 1.  The LTP filter 72 outputs reconstructed interleaved signal.  
【００６０】
Although Figure 2 illustrates the filters 36 and 42, harmonic mixers 46 and 52, combiner 58, low-pass filter 62, and linear-time varying filter 64 as being convolved into a single LTP filter 72, multiple LTP filters may be used instead of a single LTP filter.  Alternatively, LTP filter 72 may include two or more of filters 36 and 42, harmonic mixers 46 and 52, combiner 58, low-pass filter 62, and linear-time varying filter 64, while the filters not convolved remain.  
【００６１】
Another embodiment includes computer readable code embodied on a computer readable medium that when executed, causes the computer to perform any of the above-described operations.  As used here, a computer is any device that can execute code.  Microprocessors, programmable logic devices, multiprocessor systems, digital signal processors, personal computers, or the like are all examples of such a computer.  In some embodiments, the computer readable medium can be a tangible computer readable medium that is configured to store the computer readable code in a non-transitory manner.
【００６２】
Although particular embodiments have been described, it will be appreciated that the principles of the invention are not limited to those embodiments. Variations and modifications may be made without departing from the principles of the invention.  For example, it is anticipated that a re-ordering of the digital filtering, mixing, and/or combining may allow for more efficient execution of the digital processing while still providing for reconstruction of a digital representation of the input signal. Other examples of the invention may be as below.
【００６３】
A concept 1 of the present invention is a test and measurement instrument, comprising:
a splitter configured to split an input signal having a particular bandwidth into a plurality of split signals, each split signal including substantially the entire bandwidth of the input signal;
a plurality of harmonic mixers, each harmonic mixer configured to mix an associated split signal of the plurality of split signals with an associated harmonic signal to generate an associated mixed signal; 
a plurality of digitizers, each digitizer configured to digitize a mixed signal of an associated harmonic mixer of the plurality of harmonic mixers; and
a linear time-periodic filter configured to receive the digitized mixed signal from each of the digitizers and output a time-interleaved signal, 
wherein a first-order harmonic of at least one harmonic signal associated with the harmonic mixers is different from a sample rate of at least one of the digitizers.  
【００６４】
A concept 2 of the present invention is the test and measurement instrument of the concept 1, wherein the linear time-periodic filter is a convolution of at least two linear time-periodic filters. 
【００６５】
A concept 3 of the present invention is the test and measurement instrument of the concept 1, wherein the linear time-periodic filter is configured to equalize each of the digitized mixed signals.  
【００６６】
A concept 4 of the present invention is the test and measurement instrument of the concept 1, wherein the linear time-periodic filter is configured to interpolate each of the digitized mixed signals.
【００６７】
A concept 5 of the present invention is the test and measurement instrument of the concept 1, wherein the linear time-periodic filter is configured to mix the digitized mixed signal from each of the digitizers with an associated harmonic signal. 
【００６８】
A concept 6 of the present invention is the test and measurement instrument of the concept 1, wherein the linear time-periodic filter is configured to combine each of the digitized mixed signal into a combined signal.  
【００６９】
A concept 7 of the present invention is the test and measurement instrument of the concept 6, wherein the linear time-periodic filter is further configured to low-pass filter the combined signal.  
【００７０】
A concept 8 of the present invention is the test and measurement instrument of the concept 6, wherein the linear time-periodic filter is further configured to perform interleave correction of the combined signal.  
【００７１】
A concept 9 of the present invention is the test and measurement instrument of the concept 1, further comprising a band width enhancement filter configured to filter the time-interleaved signal.  
【００７２】
A concept 10 of the present invention is a method for a test and measurement instrument, comprising:
splitting an input signal having a particular bandwidth into a plurality of split signals, each split signal including substantially the entire bandwidth of the input signal;
mixing each split signal with an associated harmonic signal to generate an associated mixed signal; 
digitizing each mixed signal; 
receiving the digitized mixed signal from each of the digitizers at a linear time-periodic filter; and 
outputting a time-interleaved signal from the linear time-periodic filter, 
wherein a first-order harmonic of at least one harmonic signal associated with the harmonic mixers is different from a sample rate of at least one of the digitizers.  
【００７３】
A concept 11 of the present invention is the method of the concept 10, wherein the linear time-periodic filter is a convolution of a plurality of linear time-periodic filters.  
【００７４】
A concept 12 of the present invention is the method of the concept 10, further comprising receiving the time-interleaved signal at a bandwidth enhancement filter and filtering the time-interleaved signal.  
【００７５】
A concept 13 of the present invention is the method of the concept 10, wherein the linear time-periodic filter equalizes each of the digitized mixed signals, interpolates each of the equalized, digitized mixed signals, mixes the digitized mixed signal from each of the digitizers with an associated harmonic signal, combines each of the digitized mixed signal into a combined signal, low-pass filters the combined signal and performs interleave correction of the combined signal.  
【００７６】
A concept 14 of the present invention is the method of the concept 10, wherein the linear time-periodic filter includes a cascade of a plurality of time-periodic filters.  
【符号の説明】
【００７７】
10   Splitter
12   Input signal
14   Split signal
16   Split signal
18   Harmonic mixer
20   Harmonic signal
22   Mixed signal
24   Harmonic mixer
26   Harmonic signal
28   Mixed signal
30   Digitizer
32   Digitizer
34   Digitized mixed signal
36   Filter
38   Filtered digitized mixed signal
40   Digitized mixed signal
42   Filter
44   Filtered digitized mixed signal
46   Harmonic mixer
48   Harmonic signal
50   Remixed signal
52   Harmonic mixer
54   Harmonic signal
56   Remixed signal
58   Combiner
60   Reconstructed input signal
62   low-pass filter
64   linear, time-varying correction filter
66   Memory
68   Memory
70   band width enhancement (BWE) filter
72   LTP filter
【請求項１】
A test and measurement instrument, comprising:
a splitter configured to split an input signal having a particular bandwidth into a plurality of split signals, each split signal including substantially the entire bandwidth of the input signal;
a plurality of harmonic mixers, each harmonic mixer configured to mix an associated split signal of the plurality of split signals with an associated harmonic signal to generate an associated mixed signal; 
a plurality of digitizers, each digitizer configured to digitize a mixed signal of an associated harmonic mixer of the plurality of harmonic mixers; and
a linear time-periodic filter configured to receive the digitized mixed signal from each of the digitizers and output a time-interleaved signal, 
wherein a first-order harmonic of at least one harmonic signal associated with the harmonic mixers is different from a sample rate of at least one of the digitizers.  
【請求項２】
The test and measurement instrument of claim 1, wherein the linear time-periodic filter is configured to combine each of the digitized mixed signal into a combined signal.
【請求項３】
A method for digitizing an input signal of a test and measurement instrument, comprising:
splitting the input signal having a particular bandwidth into a plurality of split signals, each split signal including substantially the entire bandwidth of the input signal;
mixing each split signal with an associated harmonic signal to generate an associated mixed signal;
digitizing each mixed signal; 
receiving the digitized mixed signal from each of the digitizers at a linear time-periodic filter; and 
outputting a time-interleaved signal from the linear time-periodic filter, 
wherein a first-order harmonic of at least one harmonic signal associated with the harmonic mixers is different from a sample rate of at least one of the digitizers.
【請求項４】
The method for digitizing an input signal as recited in claim 3, wherein the linear time-periodic filter equalizes each of the digitized mixed signals, interpolates each of the equalized, digitized mixed signals, mixes the digitized mixed signal from each of the digitizers with an associated harmonic signal, combines each of the digitized mixed signal into a combined signal, low-pass filters the combined signal and performs interleave correction of the combined signal.
【要約】
【課題】  Digitizing a wideband input signal with reducing noise.
【解決手段】 A splitter 10 splits an input signal 12 having a particular bandwidth into a plurality of split signals 14 and 16, each split signal including substantially the entire bandwidth of the input signal 12.  Each of harmonic mixers 18 and 24 mixes an associated split signal with an associated harmonic signal to generate an associated mixed signal.  Each of digitizers digitizes a mixed signal of an associated harmonic mixer.  A linear time-periodic filter 72receives the digitized mixed signal from each of the digitizers 30 and 32 and output a time-interleaved signal.  A first-order harmonic of at least one harmonic signal associated with the harmonic mixers is different from a sample rate of at least one of the digitizers.
【選択図】図２
【図１】
2017067766.tif 000006
【図２】
2017067766.tif 000007