(57)【要約】【課題】第１および第２のインバータと、それらインバータの交流出力端子の間に接続されたオープン巻線とを備えたオープン巻線システムにおいて、スイッチング損失の集中を解決し、さらに電流リプルを抑制する。【解決手段】位相差が９０°である第１および第２のキャリア信号を発生するキャリア信号発生部２００と、巻線電圧指令をインバータの出力電圧指令に変換する電圧指令変換部２１０とを設け、前記第１および第２のインバータの同一相どうしの前記変換された出力電圧指令を比較し、その比較結果に応じて前記第１および第２のキャリア信号のうちいずれかを選択し、その選択されたキャリア信号が前記変換された出力電圧指令よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御させる。第２のインバータも同様に制御する。【選択図】図１
2017093077.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１および第２のインバータと、前記第１のインバータと第２のインバータの交流出力端子の間に接続されたオープン巻線とを備えたオープン巻線システムにおいて、
位相差が９０°である第１および第２のキャリア信号を発生するキャリア信号発生部と、
前記オープン巻線の交流各相の巻線電圧指令を、位相差が１８０°の第１および第２のインバータの各相の出力電圧指令に各々変換する電圧指令変換部と、
交流各相毎に設けられ、前記第１および第２のインバータの同一相どうしの前記変換された出力電圧指令を比較し、第１のインバータの出力電圧指令が第２のインバータの出力電圧指令よりも大きいときに前記第１および第２のキャリア信号のうち一方を選択し、第２のインバータの出力電圧指令が第１のインバータの出力電圧指令よりも大きいときに前記第１および第２のキャリア信号のうち他方を選択するキャリア信号選択部と、
交流各相毎に設けられ、前記電圧指令変換部で変換された第１のインバータのある相の出力電圧指令と、当該相に設けられたキャリア信号選択部により選択されたキャリア信号とを比較し、前記出力電圧指令がキャリア信号よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフ制御させ、前記キャリア信号が出力電圧指令よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御させる第１のインバータのパルス電圧指令を生成する第１のパルス電圧指令生成部と、
交流各相毎に設けられ、前記電圧指令変換部で変換された第２のインバータのある相の出力電圧指令と、当該相に設けられたキャリア信号選択部により選択されたキャリア信号とを比較し、前記出力電圧指令がキャリア信号よりも大きいとき、第２のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフ制御させ、前記キャリア信号が出力電圧指令よりも大きいとき、第２のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御させる第２のインバータのパルス電圧指令を生成する第２のパルス電圧指令生成部と、
を備えたことを特徴とするオープン巻線システムの制御装置。
【請求項２】
前記第１および第２のインバータの正、負側直流入力端子は、共通の直流電源に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のオープン巻線システムの制御装置。
【請求項３】
前記第１のインバータの正、負側直流入力端子は第１の直流電源に接続され、第２のインバータの正、負側直流入力端子は、第１の直流電源とは絶縁された第２の直流電源に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のオープン巻線システムの制御装置。
【請求項４】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１および第２のインバータと、前記第１のインバータと第２のインバータの交流出力端子の間に接続されたオープン巻線とを備えたオープン巻線システムの制御方法であって、
前記オープン巻線の交流各相の巻線電圧指令を、位相差が１８０°の第１および第２のインバータの各相の出力電圧指令に各々変換する電圧指令変換ステップと、
前記第１および第２のインバータの同一相どうしの前記変換された出力電圧指令を比較し、第１のインバータの出力電圧指令が第２のインバータの出力電圧指令よりも大きいときに、位相差が９０°である第１および第２のキャリア信号のうち一方を選択し、第２のインバータの出力電圧指令が第１のインバータの出力電圧指令よりも大きいときに前記第１および第２のキャリア信号のうち他方を選択する処理を交流各相で実行するキャリア信号選択ステップと、
前記電圧指令変換ステップで変換された第１のインバータのある相の出力電圧指令と、当該相でキャリア信号選択ステップにより選択されたキャリア信号とを比較し、前記出力電圧指令がキャリア信号よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフ制御し、前記キャリア信号が出力電圧指令よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御する処理を交流各相で実行する第１のインバータ制御ステップと、
前記電圧指令変換ステップで変換された第２のインバータのある相の出力電圧指令と、当該相でキャリア信号選択ステップにより選択されたキャリア信号とを比較し、前記出力電圧指令がキャリア信号よりも大きいとき、第２のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフ制御し、前記キャリア信号が出力電圧指令よりも大きいとき、第２のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御する処理を交流各相で実行する第２のインバータ制御ステップと、
を備えたことを特徴とするオープン巻線システムの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相誘導電動機などを駆動するオープン巻線システムの制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
オープン巻線システムは、誘導電動機などの三相の各相の巻線をＨブリッジインバータで駆動する構成である。図８、図９にオープン巻線システムの回路構成例を示す。図８では、第１および第２のＨブリッジインバータ１１０，１２０（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ１，Ｉｎｖｅｒｔｅｒ２）の全てのレグ、すなわち正側直流入力端子、負側直流入力端子を共通の直流電源１３０に接続し、第１のＨブリッジインバータ１１０の交流各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の出力端子と、第２のＨブリッジインバータ１２０の交流各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の出力端子との間に巻線１４０ａ，１４０ｂ，１４０ｃを各々接続して構成されている。
【０００３】
図９では、第１のＨブリッジインバータ１１０の正側直流入力端子、負側直流入力端子を第１の直流電源１３１に接続し、第２のＨブリッジインバータ１２０の正側直流入力端子、負側直流入力端子を、第１の直流電源１３１とは絶縁された第２の直流電源１３２に接続し、第１のＨブリッジインバータ１１０の交流各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の出力端子と、第２のＨブリッジインバータ１２０の交流各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の出力端子との間に巻線１４０ａ，１４０ｂ，１４０ｃを各々接続して構成されている。
【０００４】
前記Ｈブリッジインバータ１１０、１２０（以下、単にインバータ１１０、１２０と称する）は、ＩＧＢＴなどのスイッチングデバイス（スイッチング素子）を備えており、各スイッチングデバイスのオン、オフ動作によってインバータ出力電圧（ｖｉ１＝[ｖｉ１ａ，ｖｉ１ｂ，ｖｉ１ｃ],ｖｉ２＝[ｖｉ２ａ，ｖｉ２ｂ，ｖｉ２ｃ]）を生成する。
【０００５】
各相の巻線（１４０ａ，１４０ｂ，１４０ｃ）にかかる巻線電圧ｖｓ＝[ｖｓａ，ｖｓｂ，ｖｓｃ]は前記インバータ１１０、１２０の同一相どうしの出力電圧の差である。従って、第１、第２のインバータ１１０、１２０の出力電圧をｖｉ１＝[ｖｉ１ａ，ｖｉ１ｂ，ｖｉ１ｃ],ｖｉ２＝[ｖｉ２ａ，ｖｉ２ｂ，ｖｉ２ｃ]とすると、巻線電圧ｖｓとインバータ出力電圧ｖｉ１，ｖｉ２の関係式は以下の式で表される。
【０００６】
ｖｓ＝ｖｉ１−ｖｉ２…（１）
前記インバータ１１０，１２０の各相の出力電圧はＶｄｃ、０の２レベルなので（これらの電圧は図８又は図９の０端子を基準とする）、巻線電圧ｖｓは−Ｖｄｃ、０、Ｖｄｃの３レベルになる。
【０００７】
オープン巻線システムの先行技術としては、例えば特許文献１がある。  
【０００８】
また、三相のインバータ出力電圧ｖｉ１＝[ｖｉ１ａ，ｖｉ１ｂ，ｖｉ１ｃ]は、三相／二相変換を行う下式によって、α軸成分とβ軸成分と零相（０軸成分）に変換できる。
【０００９】
ｖｉ１α＝ｖｉ１ａ−１／２×ｖｉ１ｂ−１／２×ｖｉ１ｃ
ｖｉ１β＝√３／２×ｖｉ１ｂ−√３／２×ｖｉ１ｃ
ｖｉ１０＝ｖｉ１ａ＋ｖｉ１ｂ＋ｖｉ１ｃ
ｖｉ２＝[ｖｉ２ａ，ｖｉ２ｂ，ｖｉ２ｃ]や巻線電圧ｖｓについても、同様の変換式を適用できる。
【００１０】
図１０に、インバータ出力電圧ｖｉの２レベル空間ベクトル（左側）と巻線電圧ｖｓの３レベル空間ベクトル（右側）を示す。これらの空間ベクトルは、α軸−β軸座標で示している。
【００１１】
出力可能なベクトルは図１０の格子点で表される。２レベル空間ベクトルは０から７までの８つのベクトルを持ち、３レベル空間ベクトルは０から２６までの２７つのベクトルを持つ。
【００１２】
これらの空間ベクトルは、図８（又は図９）のＨブリッジインバータの各相の上、下アームのスイッチングデバイスの共通接続点電圧ｖｉ１ａ，ｖｉ１ｂ，ｖｉ１ｃ（ｖｉ２ａ，ｖｉ２ｂ，ｖｉ２ｃ）によって定まる。
【００１３】
図８の第１のインバータ１１０の各相出力電圧と空間ベクトルとの関係を下記表１に示す。
【００１４】
【表１】
2017093077.tif 000003
【００１５】
第２のインバータ１２０の各相出力電圧ｖｉ２＝[ｖｉ２ａ，ｖｉ２ｂ，ｖｉ２ｃ]についても表１と同様な関係となる。
【００１６】
さらに、前記（１）式ｖｓ＝ｖｉ１−ｖｉ２によって、図１０に示す巻線電圧ｖｓの３レベル空間ベクトルが生成される。
【００１７】
また、ＰＷＭは、制御周期の平均電圧が電圧指令に一致するように出力電圧のパルス幅（デューティ比）を制御する手法である。空間ベクトルで見ると制御周期に出力される空間ベクトルにデューティ比をかけて和をとったものが電圧指令のベクトルに一致する。これを電圧指令のＰＷＭによる合成と呼ぶ。巻線電圧指令がｖｓ*の時にこの電圧を合成する先行技術は大きく２つの手法に分けられる。
【００１８】
１つは、２台のインバータの出力電圧のうち片方を２レベル空間ベクトルのうち外側のある空間ベクトル（図１０左側の１，２,…,６)のいずれかに固定し、もう片方をＰＷＭで合成する手法である（非特許文献２，３，４）。例えばインバータ１１０をある空間ベクトルｖｋ（ｋ＝１，２,…,６)に固定するとき、各インバータ１１０、１２０の出力電圧の指令値ｖｉ１*、ｖｉ２*は，
ｖｉ１*＝ｖｋ…（２）
ｖｉ２*＝ｖｋ−ｖｓ*…（３）
となり、インバータ１２０を固定するときは、
ｖｉ１*＝ｖｓ*＋ｖｋ…（４）
ｖｉ２*＝ｖｋ…（５）
となる。これを「手法１」とする。手法１でインバータ１２０の出力電圧を固定したときの例を図１１に示す。図１１に示した電圧指令値を合成するときに、インバータ１１０で出力される空間ベクトルを◇、インバータ１２０で出力される空間ベクトルを△、巻線電圧の空間ベクトルを○で示してある。
【００１９】
もう１つは、２台のインバータの出力電圧指令ｖｉ１*、ｖｉ２*を下式（６）、（７）のように１８０°位相差として両方をＰＷＭで合成する手法である（非特許文献１、５）。
【００２０】
ｖｉ１*＝０．５＊ｖｓ*…（６）
ｖｉ２*＝−０．５＊ｖｓ*…（７）
これを「手法２」とする。手法２で電圧指令を合成する例を図１２に示す。インバータ１１０で出力される空間ベクトルを◇、インバータ１２０で出力される空間ベクトルを△、巻線電圧の空間ベクトルを○で示してある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２１】
【非特許文献１】Ｈ．Ｓｔｅｍｍｌｅｒ  ａｎｄ  Ｐ．Ｇｕｇｇｅｎｂａｃｈ，“Ｃｏｆｉｇｕｒａｔｉｏｎｓ  ｏｆ  ｈｉｇｈ−ｐｏｗｅｒ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｏｕｒｃｅ  ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ｄｒｉｖｅｓ”，ｉｎＰｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９３．Ｆｉｆｔｈ  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ，Ｓｅｐ  １９９３，ｐｐ．７−１４ｖｏｌ．５．
【非特許文献２】Ｅ．Ｓｈｉｖａｋｕｍａｒ，Ｋ．Ｇｏｐａｋｕｍａｒ，Ｓ．Ｓｉｎｈａ，Ａ．Ｐｉｔｔｅｒ，ａｎｄ  Ｖ．Ｒａｎｇａｎａｔｈａｎ，“Ｓｐａｃｅ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｐｗｍ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｆ  ｄｕａｌ  ｉｎｖｅｒｔｅｒｆｅｄ  ｏｐｅｆ−ｅｎｄ  ｗｉｎｄｉｎｇ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｍｏｔｏｒ  ｄｒｉｖｅ，”ｉｎ  Ａｐｐｌｉｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｔｒｏｎｉｃｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｃｅ  ａｎｄ  Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ，２００１．ＡＰＥＣ  ２００１．Ｓｉｘｔｅｅｎｔｈ  Ａｎｎｕａｌ  ＩＥＥＥ，ｖｏｌ．１，２００１，ｐｐ．３９９−４０５ｖｏｌ．１．
【非特許文献３】Ｖ．Ｓｏｍａｓｅｋｈａｒ，Ｓ．Ｓｒｉｎｉｖａｓ，Ｂ．Ｐｒａｋａｓｈ  Ｒｅｄｄｙ，Ｃ．Ｎａｇａｒｊｕｎａ  Ｒｅｄｄｙ，ａｎｄ  Ｋ．Ｓｉｖａｋｕｍａｒ，“Ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｈｔ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｓｔｒａｔｅｇｙ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｄｙｎａｍｉｃ  ｂａｌａｎｃｉｎｇ  ｏｆ  ｚｅｒｏ−ｓｅｑｕｅｎｃｅ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｆｏｒ  ａ  ｄｕａｌ−ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ｆｅｄ  ｏｐｅｎ  ｅｎｄ  ｗｉｎｄｉｎｇ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｍｏｔｏｒ  ｄｒｉｖｅ，”Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｐｐｌｉｃａｔｏｎｓ，ＩＥＴ，ｖｏｌ．１，ｎｏ．４，ｐｐ．５９１−６００，ｊｕｌｙ  ２００７．
【非特許文献４】Ｓ．Ｓｒｉｎｉｖａｓ  ａｎｄ  Ｖ．Ｓｏｍａｓｅｋｈａｒ，“Ｓｐａｃｅ−ｖｅｃｔｏｒ−ｂａｓｅｄ  ｐｗｍ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ  ｆｏｒ  ａ  ｔｈｒｅｅ−ｌｅｖｅｌ  ｄｕａｌ−ｉｎｖｅｒｔｅｒ−ｆｅｄ  ｏｐｅｎ−ｅｎｄ  ｗｉｎｄｉｎｇ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｍｏｔｏｒ  ｄｒｉｖｅ  ａｎｄ  ｔｈｅｉｒ  ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ  ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ，”Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＴ，ｖｏｌ．２，ｎｏ．１，ｐｐ．１９−３１，Ｊａｎ  ２００８．
【非特許文献５】Ｖ．Ｓｏｍａｓｅｋｈａｒ，Ｓ．Ｓｒｉｎｉｖａｓ，ａｎｄ  Ｋ．Ｋｕｍａｒ，“Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  ｚｅｒｏ−ｖｅｃｔｏｒ  ｐｌａｃｅｍｅｎｔ  ｉｎ  ａ  ｄｕａｌ−ｉｎｖｅｒｔｅｒ−ｆｅｄ  ｏｐｅｎ−ｅｎｄ  ｗｉｎｄｉｎｇ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ−ｍｏｔｏｒ  ｄｒｉｖｅ  ｗｉｔｈ  ａ  ｄｅｃｏｕｐｌｅｄ  ｓｐａｃｅ−ｖｅｃｔｏｒ  ｐｗｍ  ｓｔｒａｔｅｇｙ，”Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ，Ｖｏｌ．５５，ｎｏ．６，ｐｐ．２４９７−２５０５，Ｊｕｎｅ  ２００８．
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開平７−１３５７９７号公報
【特許文献２】特開２０１２−８０７５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
前記図１１で説明した「手法１」は、１台のインバータのみをスイッチングさせて出力電圧を合成するため、スイッチングデバイスのスイッチング損失が片方のインバータに集中してしまい、片方のインバータのスイッチングデバイスが温度上昇しやすくなり温度破壊しやすくなる。
【００２４】
スイッチング損失を均等にするために、出力を固定するインバータとスイッチングして電圧合成するインバータの役割を電気角に応じて交代させる手法（非特許文献４）もあるが、電気角基準なので低周波数の電圧を出力する条件では片方にスイッチング損失が集中する時間が長くなり、スイッチングデバイスが温度上昇しやすくなる。
【００２５】
前記図１２で説明した「手法２」は、「手法１」のスイッチング損失の集中の問題は解決している。しかし、３レベルの空間ベクトルをα−β平面で見たとき、巻線電圧指令値ｖｓ*の三近傍以外にある空間ベクトル（図１２中央の「０」位置のベクトル）も使っている。このため、指令値から離れた空間ベクトルを出力する瞬間は電圧誤差が大きくなり、巻線に流れる電流の電流リプルが増加する。
【００２６】
この電流リプルの増加によって、誘導電動機などの巻線負荷を円滑に運転できなくなる、という問題がある。
【００２７】
本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、「手法１」の問題点であるスイッチング損失の集中を解決し、さらに「手法２」の問題点である電流リプルを抑制することができるオープン巻線システムの制御装置、制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
上記課題を解決するための請求項１に記載のオープン巻線システムの制御装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１および第２のインバータと、前記第１のインバータと第２のインバータの交流出力端子の間に接続されたオープン巻線とを備えたオープン巻線システムにおいて、
位相差が９０°である第１および第２のキャリア信号を発生するキャリア信号発生部と、
前記オープン巻線の交流各相の巻線電圧指令を、位相差が１８０°の第１および第２のインバータの各相の出力電圧指令に各々変換する電圧指令変換部と、
交流各相毎に設けられ、前記第１および第２のインバータの同一相どうしの前記変換された出力電圧指令を比較し、第１のインバータの出力電圧指令が第２のインバータの出力電圧指令よりも大きいときに前記第１および第２のキャリア信号のうち一方を選択し、第２のインバータの出力電圧指令が第１のインバータの出力電圧指令よりも大きいときに前記第１および第２のキャリア信号のうち他方を選択するキャリア信号選択部と、
交流各相毎に設けられ、前記電圧指令変換部で変換された第１のインバータのある相の出力電圧指令と、当該相に設けられたキャリア信号選択部により選択されたキャリア信号とを比較し、前記出力電圧指令がキャリア信号よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフ制御させ、前記キャリア信号が出力電圧指令よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御させる第１のインバータのパルス電圧指令を生成する第１のパルス電圧指令生成部と、
交流各相毎に設けられ、前記電圧指令変換部で変換された第２のインバータのある相の出力電圧指令と、当該相に設けられたキャリア信号選択部により選択されたキャリア信号とを比較し、前記出力電圧指令がキャリア信号よりも大きいとき、第２のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフ制御させ、前記キャリア信号が出力電圧指令よりも大きいとき、第２のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御させる第２のインバータのパルス電圧指令を生成する第２のパルス電圧指令生成部と、
を備えたことを特徴としている。
【００２９】
また、請求項２に記載のオープン巻線システムの制御装置は、請求項１において、前記第１および第２のインバータの正、負側直流入力端子は、共通の直流電源に接続されていることを特徴としている。
【００３０】
また、請求項３に記載のオープン巻線システムの制御装置は、請求項１において、前記第１のインバータの正、負側直流入力端子は第１の直流電源に接続され、第２のインバータの正、負側直流入力端子は、第１の直流電源とは絶縁された第２の直流電源に接続されていることを特徴としている。
【００３１】
また、請求項４に記載のオープン巻線システムの制御方法は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１および第２のインバータと、前記第１のインバータと第２のインバータの交流出力端子の間に接続されたオープン巻線とを備えたオープン巻線システムの制御方法であって、
前記オープン巻線の交流各相の巻線電圧指令を、位相差が１８０°の第１および第２のインバータの各相の出力電圧指令に各々変換する電圧指令変換ステップと、
前記第１および第２のインバータの同一相どうしの前記変換された出力電圧指令を比較し、第１のインバータの出力電圧指令が第２のインバータの出力電圧指令よりも大きいときに、位相差が９０°である第１および第２のキャリア信号のうち一方を選択し、第２のインバータの出力電圧指令が第１のインバータの出力電圧指令よりも大きいときに前記第１および第２のキャリア信号のうち他方を選択する処理を交流各相で実行するキャリア信号選択ステップと、
前記電圧指令変換ステップで変換された第１のインバータのある相の出力電圧指令と、当該相でキャリア信号選択ステップにより選択されたキャリア信号とを比較し、前記出力電圧指令がキャリア信号よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフ制御し、前記キャリア信号が出力電圧指令よりも大きいとき、第１のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御する処理を交流各相で実行する第１のインバータ制御ステップと、
前記電圧指令変換ステップで変換された第２のインバータのある相の出力電圧指令と、当該相でキャリア信号選択ステップにより選択されたキャリア信号とを比較し、前記出力電圧指令がキャリア信号よりも大きいとき、第２のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフ制御し、前記キャリア信号が出力電圧指令よりも大きいとき、第２のインバータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオン制御する処理を交流各相で実行する第２のインバータ制御ステップと、
を備えたことを特徴としている。
【００３２】
上記構成において、第１および第２のインバータを同じ振幅で極性を反転させた出力電圧指令で駆動するため、２台のインバータのスイッチング損失が均等になり、インバータのスイッチング素子の温度上昇を均等化できる。これによってスイッチング素子が温度破壊しにくくなり、システムの信頼性を向上させることができる。
【００３３】
また、第１、第２のインバータの出力電圧指令は、キャリア信号選択部（ステップ）で選択された、２レベル間を往復する１つのキャリア信号と比較しているので、２レベルキャリア比較ＰＷＭで各々合成される。
【００３４】
そして第１のインバータと第２のインバータの出力電圧の差が巻線電圧となることから、巻線電圧は、ＰＤ−ＰＷＭ手法と同じパルス電圧指令に基づく電圧となる。
【００３５】
これによって巻線電圧指令は、三相／二相変換したα−β平面における巻線電圧指令の三近傍上にある空間ベクトルを用いて合成されることになるため、α−β平面における電圧誤差が最小になり、巻線電流のリプルが小さくなる。したがって、誘導電動機などの巻線負荷を円滑に運転させることができる。
【発明の効果】
【００３６】
本発明によれば、第１および第２のインバータを同じ振幅で極性を反転させた出力電圧指令で駆動するため、２台のインバータのスイッチング損失が均等になり、インバータのスイッチング素子の温度上昇を均等化できる。これによってスイッチング素子が温度破壊しにくくなり、システムの信頼性を向上させることができる。
【００３７】
また、巻線電圧指令は、三相／二相変換したα−β平面における巻線電圧指令の三近傍上にある空間ベクトルを用いて合成されることになるため、α−β平面における電圧誤差が最小になり、巻線電流のリプルが小さくなる。したがって、誘導電動機などの巻線負荷を円滑に運転させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本実施形態例による制御装置のブロックダイアグラム。
【図２】ＰＤ−ＰＷＭ法を説明するためのキャリア信号波形図。
【図３】本実施形態例において、２レベルのキャリア比較と３レベルのキャリア比較と巻線電圧のパルス電圧指令との関係を説明するためのキャリア信号波形図。
【図４】本実施形態例と従来手法における電圧波形の実験結果を示す波形図。
【図５】本実施形態例と従来手法における空間ベクトルの実験結果を示すベクトル平面図。
【図６】本実施形態例と従来手法における電流波形の実験結果を示す波形図。
【図７】従来の３レベルインバータの代表例を示す構成図。
【図８】本発明が適用されるオープン巻線システムの一例を示す回路構成図。
【図９】本発明が適用されるオープン巻線システムの他の例を示す回路構成図。
【図１０】インバータの出力電圧の２レベル空間ベクトルおよび巻線電圧の３レベル空間ベクトルを説明するための空間ベクトル図。
【図１１】オープン巻線システムにおける、従来の各電圧指令のＰＷＭによる合成手法の一例（手法１）を説明するための空間ベクトル図。
【図１２】オープン巻線システムにおける、従来の各電圧指令のＰＷＭによる合成手法の他の例（手法２）を説明するための空間ベクトル図。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。図１は、ＰＤ−ＰＷＭ（Ｐｈａｓｅ  Ｄｉｓｐｏｓｉｔｉｏｎ−ＰＷＭ）手法を利用した本実施形態例によるオープン巻線システムの制御装置のブロックダイアグラムである。図１の制御装置は例えば図８、図９のオープン巻線システムに適用される。
【００４０】
本実施形態例では、キャリア信号発生部２００から出力される、位相の異なる２つの三角波キャリア信号（第１のキャリア信号：ｃａｒｒｉｅｒ１，第２のキャリア信号：ｃａｒｒｉｅｒ２）を用いる。第１のキャリア信号は第２のキャリア信号より９０°（１／４周期）位相が進んでいる。
【００４１】
２１０は、図８、図９の三相各相の巻線１４０ａ，１４０ｂ，１４０ｃの巻線電圧指令ｖｓ*＝[ｖｓａ*，ｖｓｂ*，ｖｓｃ*]を、前記手法２と同様に１８０°位相差のインバータ出力電圧指令ｖｉ１*＝[ｖｉ１ａ*，ｖｉ１ｂ*，ｖｉ１ｃ*]、ｖｉ２*＝[ｖｉ２ａ*，ｖｉ２ｂ*，ｖｉ２ｃ*]に変換する電圧指令変換部である。
【００４２】
ｖｉ１*＝０．５＊ｖｓ*…（８）
ｖｉ２*＝−０．５＊ｖｓ*…（９）
２２０ａ，２２０ｂ，２２０ｃは、電圧指令変換部２１０から出力される第１のインバータ１１０の三相各相の出力電圧指令ｖｉ１ａ*，ｖｉ１ｂ*，ｖｉ１ｃ*と第２のインバータ１２０の三相各相の出力電圧指令ｖｉ２ａ*，ｖｉ２ｂ*，ｖｉ２ｃ*とを各相毎に比較する比較器である。
【００４３】
２３０ａ，２３０ｂ，２３０ｃは、比較器２２０ａ，２２０ｂ，２２０ｃの比較出力に応じてキャリア信号発生部２００からの三角波キャリア信号を各相毎に選択する選択器であり、第１のインバータ１１０の出力電圧指令ｖｉ１*（＝ｖｉ１ａ*，ｖｉ１ｂ*，ｖｉ１ｃ*）が第２のインバータ１２０の出力電圧指令ｖｉ２*（＝ｖｉ２ａ*，ｖｉ２ｂ*，ｖｉ２ｃ*）より大きい相は第２のキャリア信号を選択し、出力電圧指令ｖｉ２*がｖｉ１*より大きい相は第１のキャリア信号を選択する。
【００４４】
前記比較器２２０ａ，２２０ｂ，２２０ｃおよび選択器２３０ａ，２３０ｂ，２３０ｃによってキャリア信号選択部を構成している。
【００４５】
２４１ａ，２４１ｂ，２４１ｃは、各相の選択器２３０ａ，２３０ｂ，２３０ｃで選択された三角波キャリア信号と、第１のインバータ１１０の各相の出力電圧指令ｖｉ１ａ*，ｖｉ１ｂ*，ｖｉ１ｃ*を各々比較して、第１のインバータ１１０の各相のパルス電圧指令を生成する比較器である。
【００４６】
２４２ａ，２４２ｂ，２４２ｃは、各相の選択器２３０ａ，２３０ｂ，２３０ｃで選択された三角波キャリア信号と、第２のインバータ１２０の各相の出力電圧指令ｖｉ２ａ*，ｖｉ２ｂ*，ｖｉ２ｃ*を各々比較して、第２のインバータ１２０の各相のパルス電圧指令を生成する比較器である。
【００４７】
前記比較器２４１ａ，２４１ｂ，２４１ｃによって第１のパルス電圧指令生成部を構成し、前記比較器２４２ａ，２４２ｂ，２４２ｃによって第２のパルス電圧指令生成部を構成している。
【００４８】
第１のパルス電圧指令生成部の、例えばａ相では、ａ相出力電圧指令ｖｉ１ａ*＞選択器２３０ａにより選択された三角波キャリア信号  であるときは１を出力し、インバータ１１０のａ相の上アームのスイッチングデバイスをオン、下アームのスイッチングデバイスをオフさせる。
【００４９】
また、ａ相出力電圧指令ｖｉ１ａ*＜選択器２３０ａにより選択された三角波キャリア信号  であるときは０を出力し、インバータ１１０のａ相の上アームのスイッチングデバイスをオフ、下アームのスイッチングデバイスをオンさせる。
【００５０】
他のｂ相、ｃ相のパルス電圧指令も同様の動作を行う。
【００５１】
また、第２のパルス電圧指令部の、例えばａ相では、ａ相出力電圧指令ｖｉ２ａ*＞選択器２３０ａにより選択された三角波キャリア信号  であるときは１を出力し、インバータ１２０のａ相の上アームのスイッチングデバイスをオン、下アームのスイッチングデバイスをオフさせる。
【００５２】
また、ａ相出力電圧指令ｖｉ２ａ*＜選択器２３０ａにより選択された三角波キャリア信号  であるときは０を出力し、インバータ１２０のａ相の上アームのスイッチングデバイスをオフ、下アームのスイッチングデバイスをオンさせる。
【００５３】
他のｂ相、ｃ相のパルス電圧指令も同様の動作を行う。  
【００５４】
一般的な３レベルインバータのＰＷＭ手法にＰＤ−ＰＷＭ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ｄｉｓｐｏｓｉｔｉｏｎ  ＰＷＭ）がある。図２にＰＤ−ＰＷＭの三角波キャリア波形と三相指令電圧を示す。このＰＤ−ＰＷＭ手法では、三相電圧指令（ｖａ*，ｖｂ*，ｖｃ*）の値と２種類の三角波キャリア波形、キャリアＡ、キャリアＢの値との比較を行い、下記表２に示すパルス電圧指令を生成する。
【００５５】
【表２】
2017093077.tif 000004
【００５６】
さらにこのパルス電圧指令に基づいて、３レベルインバータの各スイッチングデバイスをオンオフさせるゲート信号を生成し、そのゲート信号でスイッチングデバイスを制御することによって、３レベルインバータの出力相に３レベルの電圧を出力させる。
【００５７】
図７に、特許文献２に記載されている３レベルインバータの代表構成を示す。この構成の場合、表２のパルス電圧指令と出力電圧（ＡＢ端子間電圧）の関係は下記表３となる。
【００５８】
【表３】
2017093077.tif 000005
【００５９】
次に、図１２のような空間ベクトルを用いてゲート信号を生成する方法について説明する。
【００６０】
三相電圧指令（ｖａ*，ｖｂ*，ｖｃ*）を三相／二相変換し、α−β軸に変換する。α−β平面において巻線電圧指令（図１１、図１２のｖｓ*）の三近傍にある空間ベクトル（図１２では、１，７，８，１９）が選択される。さらに、選択された空間ベクトルにデューティ比をかけて和をとったものを電圧指令のベクトルに一致させることによって、電圧指令が合成される。また空間ベクトルには、前記表１に示すような各相の電圧条件（すなわちスイッチングデバイスのオンオフ条件）があるため、インバータ内の各スイッチングデバイスのオンオフ条件（ゲート信号）を定めることができる。この方法では、三近傍にある空間ベクトルのみを選択することになるので、α−β平面上における電圧誤差を最小にできる。
【００６１】
一方、オープン巻線システムの巻線電圧ｖｓも３レベルである。したがって、オープン巻線システムにおいて、巻線電圧ｖｓがＰＤ−ＰＷＭと同じパルス電圧指令に基づく電圧になるようにインバータ１１０とインバータ１２０の電圧を出力すれば、α−β平面上における電圧誤差を最小にできる。
【００６２】
図３は、インバータ出力電圧指令ｖｉ１ａ*、ｖｉ２ａ*と巻線電圧指令ｖｓ*の関係が前記式（８）、（９）のときに、両者の三角波比較ＰＷＭの対応関係を１つの相について示したものである。図３上段の２レベルのキャリア比較と図３下段の３レベルのキャリア比較（ＰＤ−ＰＷＭ）との間の数字（０，１,−１）は巻線電圧ｖｓのパルス電圧指令である。
【００６３】
（１）インバータ出力電圧指令（ｖｉ１*またはｖｉ２*）と１種類のキャリア信号を比較する２レベルキャリア比較（図３上段の方式）
（２）巻線電圧指令ｖｓ*と２種類のキャリア信号を比較する３レベルキャリ比較（図３下段の方式）
のいずれの方法からも、同一の巻線電圧のパルス電圧指令が得られている。
【００６４】
なお、（１）の２レベルキャリア比較方式では、インバータ出力電圧指令＞キャリア信号時に、インバータのパルス電圧指令＝１、インバータ出力電圧指令＜キャリア信号時に、インバータのパルス電圧指令＝０となる。
【００６５】
例えば、図３上段左側のチャートの左端の領域では、ｖｉ１*＞キャリア信号＞ｖｉ２*であるので、インバータ１１０のパルス電圧指令＝１、インバータ１２０のパルス電圧指令＝０である。
【００６６】
このため、巻線電圧のパルス電圧指令＝インバータ１１０のパルス電圧指令−インバータ１２０のパルス電圧指令＝１−０＝１となる。
【００６７】
したがって、オープン巻線システムにおいて、第１および第２のインバータ（１１０，１２０）の出力電圧指令をこの２レベルキャリア比較ＰＷＭで合成すれば、巻線にはＰＤ−ＰＷＭのパルス電圧指令が出力されることになる。
【００６８】
さらに、図３上段の２レベルキャリア比較の三角波キャリア信号は、ｖｉ１*とｖｉ２*の大小関係で変化させる。図３下段の３レベルキャリア比較の三角波キャリア信号を基準に見ると、図３上段右図（ｖｉ１*＜ｖｉ２*）のキャリア信号は図３上段左図（ｖｉ１*＞ｖｉ２*）のキャリア信号より位相が９０°（１／４周期）進んでいることがわかる。よって図３に示すように、ｖｉ１*とｖｉ２*の大小関係に基づいてキャリア信号の位相を変化させる必要がある。
【００６９】
そこで本実施形態例の図１のブロックダイアグラムでは、位相が９０°異なる２つのキャリア信号（ｃａｒｒｉｅｒ１とｃａｒｒｉｅｒ２）を設け、ｖｉ１*とｖｉ２*の大小関係に基づいて２つのキャリア信号を選択するようにしている。
【００７０】
さらに巻線にＰＤ−ＰＷＭのパルス電圧指令に基づく電圧を出力できる本発明の手法では、巻線電圧指令はα−β平面における指令電圧の三近傍上にある空間ベクトルのみを用いることになる。
【００７１】
また、２台のインバータ出力電圧指令は式（８）、（９）より同じ振幅で極性を反転させたものである。従って、どちらのインバータも同じ回数スイッチングすることになり、本発明の手法では２つのインバータのスイッチング損失は均等になる。
【００７２】
図４、図５、図６に、手法１（ＰＤ−ＰＷＭ  ｃｌａｍｐｅｄ）、手法２（ＡＰＯＤ−ＰＷＭ；Ａｌｔｅｍａｔｉｖｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｏｐｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｄｉｓｐｏｓｉｔｉｏｎ  ＰＷＭ）、本発明手法（ＰＤ−ＰＷＭ）を比較した実験結果を示す。
【００７３】
図４は、ａ相の巻線指令電圧（上段）、第１のインバータ１１０（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ１）の出力電圧（中段）、第２のインバータ１２０（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ２）の出力電圧（下段）を各々示している。図４中央の手法１では、正弦波状の巻線電圧指令の半周期毎に第１のインバータ１１０か第２のインバータ１２０のどちらかのみのスイッチング動作となるが、図４右側の本発明の手法では全周期においてどちらのインバータでもスイッチングしていることがわかる。
【００７４】
図５は、巻線電圧を３レベル空間ベクトルで示したものである。あるキャリア信号の周期に出力された空間ベクトルを×で示してある。図５左側の手法２（ＡＰＯＤ−ＰＷＭ）では、円の中央のベクトル（ベクトル０）が選択されているが、図５の右側の本発明手法（ＰＤ−ＰＷＭ）では選択されていない。本発明の手法は、図５中央の手法１と同様にα−β平面における三近傍上の空間ベクトルを用いていることが確認できる。
【００７５】
図６は、巻線に流れるα−β軸の電流であり、上段は手法２（ＡＰＯＤ−ＰＷＭ）、中段は手法１（ＰＤ−ＰＷＭ  ｃｌａｍｐｅｄ）、下段は本発明手法を示している。正弦波状の波形が、α軸の巻線電流ｉｓ．αとβ軸の巻線電流ｉｓ．βである。またＴＨＤｉαは、α軸の巻線電流ｉｓ．αの歪率である。
【００７６】
図６下段の本発明の手法は、図６上段の手法２に比べてＴＨＤｉαが低いため、α軸の電流リプルが小さくなる。β軸の電流リプルについても同様である。
【００７７】
以上のように本実施形態例によれば、オープン巻線システムにおいて、第１および第２のインバータの出力電圧指令を２レベルキャリア比較ＰＷＭで合成し、巻線にＰＤ−ＰＷＭのパルス電圧指令が出力されるように構成したので、第１および第２のインバータを同じ振幅で極性を反転させた出力電圧指令で駆動することができ、２台のインバータのスイッチング損失が均等になり、インバータのスイッチング素子の温度上昇を均等化できる。これによってスイッチング素子が温度破壊しにくくなり、システムの信頼性を向上させることができる。
【００７８】
また、巻線電圧指令は、三相／二相変換したα−β平面における巻線電圧指令の三近傍上にある空間ベクトルを用いて合成されることになるため、α−β平面における電圧誤差が最小になり、巻線電流のリプルが小さくなる。したがって、誘導電動機などの巻線負荷を円滑に運転させることができる。
【符号の説明】
【００７９】
１１０…第１のインバータ
１２０…第２のインバータ
１３０，１３１，１３２…直流電源
１４０ａ，１４０ｂ，１４０ｃ…巻線
２００…キャリア信号発生部
２１０…電圧指令変換部
２２０ａ，２２０ｂ，２２０ｃ，２４１ａ，２４１ｂ，２４１ｃ，２４２ａ，２４２ｂ，２４２ｃ…比較器
２３０ａ，２３０ｂ，２３０ｃ…選択器
【図１】
2017093077.tif 000006
【図２】
2017093077.tif 000007
【図３】
2017093077.tif 000008
【図４】
2017093077.tif 000009
【図５】
2017093077.tif 000010
【図６】
2017093077.tif 000011
【図７】
2017093077.tif 000012
【図８】
2017093077.tif 000013
【図９】
2017093077.tif 000014
【図１０】
2017093077.tif 000015
【図１１】
2017093077.tif 000016
【図１２】
2017093077.tif 000017