(57)【要約】【課題】インピーダンス整合器により、高周波電源装置の出力端を基準に負荷側のインピーダンスが電源側インピーダンスに整合されるまでの間であっても、反射波電力による高周波インバータの損壊を抑制することができる高周波電源装置、および、当該高周波電源装置を備えた非接触電力伝送システムを提供する。【解決手段】インピーダンス整合器を介して高周波を負荷に出力する高周波電源装置であって、レベルの異なる複数の直流電圧のうちのいずれか１の直流電圧を出力するレベル切替部１１３ａ、および、レベル切替部１１３ａから出力される直流電圧を高周波に変換するＲＦ変換部１１３ｂを有する高周波インバータ１１３と、高周波インバータ１１３の出力側のインピーダンスを検出するインピーダンス検出器１１４と、当該インピーダンスに基づき、レベル切替部１１３ａから出力される直流電圧のレベルを切り替える制御部１４とを備える。【選択図】図２
2017093175.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インピーダンス整合器を介して高周波を負荷に出力する高周波電源装置であって、
スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電力を高周波電力に変換することで、高周波を発生させる高周波発生手段と、
前記高周波発生手段の出力側の特性値を検出する検出手段と、
前記高周波発生手段の入力側に配置されるスイッチ部を有し、前記検出手段が検出した前記特性値に基づき、前記スイッチ部を切り替えることで、前記高周波発生手段に入力する直流電圧を、レベルの異なる複数の直流電圧のうちのいずれか１の直流電圧に切り替える切替手段と、
を備える高周波電源装置。
【請求項２】
前記特性値は、前記高周波発生手段の出力端から負荷側を見たインピーダンスである負荷側インピーダンスであり、
前記検出手段は、前記負荷側インピーダンスを検出し、
前記切替手段は、前記負荷側インピーダンスと前記出力端から前記負荷側の反対側を見たインピーダンスである電源側インピーダンスとの差であるインピーダンス差を算出し、当該インピーダンス差が第１の閾値以上である場合に、前記複数の直流電圧のうち、最も低いレベルの直流電圧を出力し、前記インピーダンス差が前記第１の閾値未満である場合に、前記複数の直流電圧のうち、最も高いレベルの直流電圧を出力するように、前記スイッチ部を切り替える、
請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項３】
前記特性値は、前記高周波発生手段の出力端から負荷側を見たインピーダンスである負荷側インピーダンスであり、
前記検出手段は、前記負荷側インピーダンスを検出し、
前記切替手段は、前記負荷側インピーダンスと前記出力端から前記負荷側の反対側を見たインピーダンスである電源側インピーダンスとの差であるインピーダンス差を算出し、当該インピーダンス差が第１の閾値以上である場合に、前記複数の直流電圧のうち、最も低いレベルの直流電圧を出力し、前記インピーダンス差が前記第１の閾値より小さい第２の閾値以下である場合に、前記複数の直流電圧のうち、最も高いレベルの直流電圧を出力するように、前記スイッチ部を切り替える、
請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項４】
前記特性値は、前記負荷側から反射される反射波電力であり、
前記検出手段は、前記反射波電力の値を検出し、
前記切替手段は、前記反射波電力の値が第１の閾値以上である場合、前記複数の直流電圧のうち、最も低いレベルの直流電圧を出力し、前記反射波電力の値が前記第１の閾値より小さい第２の閾値以下である場合、前記複数の直流電圧のうち、最も高いレベルの直流電圧を出力するように、前記スイッチ部を切り替える、
請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項５】
前記高周波変換手段からの前記高周波の出力開始を判断する判断手段を、さらに備え、
前記切替手段は、前記高周波の出力開始時には、前記複数の直流電圧のうち、最も低いレベルの直流電圧を出力し、前記インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合が完了した後、前記複数の直流電圧のうち、最も高いレベルの直流電圧を出力するように、前記スイッチ部を切り替える、
請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載の高周波電源装置。
【請求項６】
前記切替手段は、直流電圧源から直流電圧が入力され、
前記最も高いレベルは、前記直流電圧源から前記切替手段に入力される直流電圧と同じレベルである、
請求項２ないし請求項５のいずれか一項に記載の高周波電源装置。
【請求項７】
前記切替手段は、入力される直流電圧を分圧するために、前記スイッチ部の前段に配置された複数のコンデンサを有し、
前記スイッチ部は、前記複数のコンデンサと同数のスイッチにより構成され、
前記各スイッチの一方の端子は、前記コンデンサのいずれかで、それぞれ異なる前記コンデンサの高電位側の端子に接続されており、
前記各スイッチの他方の端子は、互いに接続され、前記高周波変換手段の入力側の高電位側の端子に接続されている、
請求項１ないし請求項６のいずれか一項に記載の高周波電源装置。
【請求項８】
前記高周波発生手段は、入力される高周波制御信号に基づいて、スイッチング動作を行う前記スイッチング素子と、前記切替手段と前記スイッチング素子との間に直列に接続されるインダクタと、を有して構成される、
請求項１ないし請求項７のいずれか一項に記載の高周波電源装置。
【請求項９】
前記高周波発生手段は、入力される高周波制御信号に基づいて、スイッチング動作を行う前記スイッチング素子と、前記切替手段と前記スイッチング素子との間に直列に接続されるインダクタと、前記スイッチング素子に並列に接続され、かつ、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数でインピーダンスがゼロとなる共振回路と、を有して構成される、
請求項１ないし請求項７のいずれか一項に記載の高周波電源装置。
【請求項１０】
前記高周波発生手段は、前記切替手段と前記インピーダンス整合器との間に、ハーフブリッジ接続あるいはフルブリッジ接続した複数の前記スイッチング素子を、有して構成される、
請求項１ないし請求項７のいずれか一項に記載の高周波電源装置。
【請求項１１】
前記高周波発生手段は、入力される高周波制御信号に基づいて、スイッチング動作を行う前記スイッチング素子と、前記切替手段と前記スイッチング素子との間に直列に接続される伝送線路と、を有して構成され、
前記伝送線路の長さは、前記高周波制御信号の周波数の、当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さである、
請求項１ないし請求項７のいずれか一項に記載の高周波電源装置。
【請求項１２】
前記高周波発生手段は、入力される高周波制御信号に基づいて、スイッチング動作を行う前記スイッチング素子と、前記切替手段と前記スイッチング素子との間に直列に接続されるインダクタと、一方の端子が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続され、他方の端子が開放された第１の伝送線路と、一方の端子が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続され、他方の端子が短絡された第２の伝送線路と、を有して構成され、
前記第１の伝送線路の長さおよび前記第２の伝送線路の長さはそれぞれ、前記高周波制御信号の周波数の、各伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さである、
請求項１ないし請求項７のいずれか一項に記載の高周波電源装置。
【請求項１３】
送電装置から受電装置に非接触で電力を供給する非接触電力伝送システムであって、
前記送電装置は、
請求項１ないし請求項１２のいずれか一項に記載の高周波電源装置を備えている、
非接触電力伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を高周波交流電力に変換し、負荷に供給する高周波電源装置、および、当該高周波電源装置を備えた非接触電力伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、磁気結合された２つのコイル（送電コイルと受電コイル）を用いて送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送し、受電装置に伝送された電力を負荷に供給する非接触電力伝送システムが存在する。この非接触電力伝送システムにおいて、送電装置から受電装置に電力を伝送するとき、高周波交流電力を利用している。そのため、送電装置には、高周波交流電力の発生源として高周波電源装置が備えられている。例えば、高周波電源装置は、高周波インバータのスイッチング素子を高速にオン状態とオフ状態とを切り替え、高周波交流電力を発生させている。このような非接触電力伝送システムにおいて、高周波電源装置の出力端から負荷側を見たインピーダンス（以下、「負荷側インピーダンス」という。）が高周波電源装置の出力端から負荷側の反対側（すなわち電源側）を見たインピーダンス（以下、「電源側インピーダンス」という。）と異なる場合、高周波電源装置から出力される高周波交流電力が負荷側で反射し、反射波電力として、高周波電源装置に戻ってくる（入力される）。この反射波電力により、送電装置から受電装置への電力の伝送効率が悪くなるため、従来の非接触電力伝送システムは、負荷側インピーダンスを変化させ、電源側インピーダンスに整合させるインピーダンス整合器を備え、反射波電力を抑制している（特許文献１）。例えば、負荷側インピーダンスが電源側インピーダンスに整合されている状況で、送電コイルと受電コイルとの位置関係が変化すると、負荷側インピーダンスが変化し、電源側インピーダンスからずれるため、インピーダンス整合器によりインピーダンスマッチングが行われる。
【０００３】
また、半導体ウエハの薄膜形成やエッチング処理などを行うプラズマ処理システムにおいても、同様に、高周波交流電力の発生源として高周波電源装置を備えている。また、プラズマ処理システムにおいても、プラズマの状態に応じて、負荷側インピーダンスが変化する。特に、高周波出力開始時は、負荷側インピーダンスが急激に変化する。これにより、反射波電力が発生し、プラズマの状態を不安定にさせる要因となる。そのため、従来のプラズマ処理システムも、負荷側インピーダンスを電源側インピーダンスに整合させるインピーダンス整合器を備え、反射波電力を抑制している（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１４２５５９号公報
【特許文献２】特開２００６−１６６４１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記のように、インピーダンス整合器を備えた非接触電力伝送システムやプラズマ処理システムでは、負荷の変動により、負荷側インピーダンスが変化した場合であっても、インピーダンスマッチングにより、負荷側インピーダンスを電源側インピーダンスに整合させている。しかし、インピーダンスマッチングにより、負荷側インピーダンスを電源側インピーダンスに整合させるには、時間がかかる。そのため、インピーダンスマッチングが完了するまでの間は、負荷側インピーダンスが刻々と変化し、反射波電力が発生している。もし、インピーダンスマッチング中に大きな反射波電力が高周波インバータに入力されると、高周波インバータ（特に、スイッチング素子）を損壊させてしまう可能性がある。
【０００６】
そこで、本発明は、上記課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、インピーダンス整合器により、高周波電源装置の出力端を基準に負荷側インピーダンスが電源側インピーダンスに整合されるまでの間であっても、反射波電力による高周波インバータの損壊を抑制することができる高周波電源装置、および、当該高周波電源装置を備えた非接触電力伝送システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の側面によって提供される高周波電源装置は、インピーダンス整合器を介して高周波を負荷に出力する高周波電源装置であって、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電力を高周波電力に変換することで、高周波を発生させる高周波発生手段と、前記高周波発生手段の出力側の特性値を検出する検出手段と、前記高周波発生手段の入力側に配置されるスイッチ部を有し、前記検出手段が検出した前記特性値に基づき、前記スイッチ部を切り替えることで、前記高周波発生手段に入力する直流電圧を、レベルの異なる複数の直流電圧のうちのいずれか１の直流電圧に切り替える切替手段とを備える。
【０００８】
前記高周波電源装置の好ましい実施の形態において、前記特性値は、前記高周波発生手段の出力端から負荷側を見たインピーダンスである負荷側インピーダンスであり、前記検出手段は、前記負荷側インピーダンスを検出し、前記切替手段は、前記負荷側インピーダンスと前記出力端から前記負荷側の反対側を見たインピーダンスである電源側インピーダンスとの差であるインピーダンス差を算出し、当該インピーダンス差が第１の閾値以上である場合に、前記複数の直流電圧のうち、最も低いレベルの直流電圧を出力し、前記インピーダンス差が前記第１の閾値未満である場合に、前記複数の直流電圧のうち、最も高いレベルの直流電圧を出力するように、前記スイッチ部を切り替える。
【０００９】
前記高周波電源装置の好ましい他の実施の形態において、前記特性値は、前記高周波発生手段の出力端から負荷側を見たインピーダンスである負荷側インピーダンスであり、前記検出手段は、前記負荷側インピーダンスを検出し、前記切替手段は、前記負荷側インピーダンスと前記出力端から前記負荷側の反対側を見たインピーダンスである電源側インピーダンスとの差であるインピーダンス差を算出し、当該インピーダンス差が第１の閾値以上である場合に、前記複数の直流電圧のうち、最も低いレベルの直流電圧を出力し、前記インピーダンス差が前記第１の閾値より小さい第２の閾値以下である場合に、前記複数の直流電圧のうち、最も高いレベルの直流電圧を出力するように、前記スイッチ部を切り替える。
【００１０】
前記高周波電源装置の好ましい他の実施の形態において、前記特性値は、前記負荷側から反射される反射波電力であり、前記検出手段は、前記反射波電力の値を検出し、前記切替手段は、前記反射波電力の値が第１の閾値以上である場合、前記複数の直流電圧のうち、最も低いレベルの直流電圧を出力し、前記反射波電力の値が前記第１の閾値より小さい第２の閾値以下である場合、前記複数の直流電圧のうち、最も高いレベルの直流電圧を出力するように、前記スイッチ部を切り替える。
【００１１】
前記高周波電源装置の好ましい実施の形態において、前記高周波変換手段からの前記高周波の出力開始を判断する判断手段を、さらに備え、前記切替手段は、前記高周波の出力開始時には、前記複数の直流電圧のうち、最も低いレベルの直流電圧を出力し、前記インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合が完了した後、前記複数の直流電圧のうち、最も高いレベルの直流電圧を出力するように、前記スイッチ部を切り替える。
【００１２】
前記高周波電源装置の好ましい実施の形態において、前記切替手段は、直流電圧源から直流電圧が入力され、前記最も高いレベルは、前記直流電圧源から前記切替手段に入力される直流電圧と同じレベルである。
【００１３】
前記高周波電源装置の好ましい実施の形態において、前記切替手段は、入力される直流電圧を分圧するために、前記スイッチ部の前段に配置された複数のコンデンサを有し、前記スイッチ部は、前記複数のコンデンサと同数のスイッチにより構成され、前記各スイッチの一方の端子は、前記コンデンサのいずれかで、それぞれ異なる前記コンデンサの高電位側の端子に接続されており、前記各スイッチの他方の端子は、互いに接続され、前記高周波変換手段の入力側の高電位側の端子に接続されている。
【００１４】
前記高周波電源装置の好ましい実施の形態において、前記高周波発生手段は、入力される高周波制御信号に基づいて、スイッチング動作を行う前記スイッチング素子と、前記切替手段と前記スイッチング素子との間に直列に接続されるインダクタと、を有して構成される。
【００１５】
前記高周波電源装置の好ましい他の実施の形態において、前記高周波発生手段は、入力される高周波制御信号に基づいて、スイッチング動作を行う前記スイッチング素子と、前記切替手段と前記スイッチング素子との間に直列に接続されるインダクタと、前記スイッチング素子に並列に接続され、かつ、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数でインピーダンスがゼロとなる共振回路と、を有して構成される。
【００１６】
前記高周波電源装置の好ましい他の実施の形態において、前記高周波発生手段は、前記切替手段と前記インピーダンス整合器との間に、ハーフブリッジ接続あるいはフルブリッジ接続した複数の前記スイッチング素子を、有して構成される。
【００１７】
前記高周波電源装置の好ましい他の実施の形態において、前記高周波発生手段は、入力される高周波制御信号に基づいて、スイッチング動作を行う前記スイッチング素子と、前記切替手段と前記スイッチング素子との間に直列に接続される伝送線路と、を有して構成され、前記伝送線路の長さは、前記高周波制御信号の周波数の、当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さである。
【００１８】
前記高周波電源装置の好ましい他の実施の形態において、前記高周波発生手段は、入力される高周波制御信号に基づいて、スイッチング動作を行う前記スイッチング素子と、前記切替手段と前記スイッチング素子との間に直列に接続されるインダクタと、一方の端子が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続され、他方の端子が開放された第１の伝送線路と、一方の端子が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続され、他方の端子が短絡された第２の伝送線路と、を有して構成され、前記第１の伝送線路の長さおよび前記第２の伝送線路の長さはそれぞれ、前記高周波制御信号の周波数の、各伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さである。
【００１９】
本発明の第２の側面によって提供される非接触電力伝送システムは、送電装置から受電装置に非接触で電力を供給する非接触電力伝送システムであって、前記送電装置は、本発明の第１の側面によって提供される高周波電源装置を備えている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、高周波発生手段の出力側の特性値に基づき、切替手段がスイッチ部を切り替えることで、高周波発生手段に入力する直流電圧をレベルの異なる複数の直流電圧のうちのいずれか１の直流電圧に切り替えるようにした。これにより、インピーダンス整合器により負荷側インピーダンスが、高周波発生手段の出力端から負荷側の反対側を見たインピーダンスに整合されるまでの間であっても、上記特性値に基づき、高周波電源装置に入力される反射波電力のレベルを切り替えることができるので、高周波電源装置に大きな反射波電力が入力されることを防止することができる。したがって、高周波電源装置の損壊を抑制することが可能となる。
【００２１】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。
【図２】第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの一部について、詳細構成を示す図である。
【図３】第１実施形態に係るレベル切替制御（閾値を１つ設けた場合）のタイムチャートを示す図である。
【図４】第１実施形態の変形例に係るレベル切替制御（閾値を２つ設けた場合）のタイムチャートを示す図である。
【図５】第１実施形態に係るレベル切替部の変形例を示す図である。
【図６】第２実施形態に係るレベル切替部を示す図である。
【図７】第２実施形態に係るレベル切替制御のタイムチャートを示す図である。
【図８】第３実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。
【図９】第３実施形態に係るレベル切替制御のタイムチャートを示す図である。
【図１０】ＲＦ変換部の第１変形例を示す図である。
【図１１】ＲＦ変換部の第２変形例を示す図である。
【図１２】ＲＦ変換部の第３変形例を示す図である。
【図１３】ＲＦ変換部の第４変形例を示す図である。
【図１４】第４実施形態に係るプラズマ処理システムの全体構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明に係る高周波電源装置、および、当該高周波電源装置を備えた非接触電力伝送システムについて、図面を参照して説明する。
【００２４】
図１は、本発明の第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡの全体構成を示す図であり、図２は、非接触電力伝送システムＡの一部（高周波インバータ１１３、インピーダンス検出器１１４、および、制御部１４）における詳細な構成を示す図である。本実施形態に係る非接触電力伝送システムＡは、商用電源Ｐから供給される電力を送電装置１から受電装置２に非接触で送電し、バッテリ３に充電するものである。商用電源Ｐから送電装置１に入力される商用電力が、送電装置１により高周波交流電力に変換され、変換された高周波交流電力が非接触で受電装置２に伝送される。そして、受電装置２に伝送された高周波交流電力がバッテリ３に適した電力に変換され、バッテリ３に供給される。例えば、非接触電力伝送システムＡは、送電装置１が、駐車スペースなどの地面に埋設され、受電装置２が電気自動車等に搭載された、電気自動車のバッテリを充電する充電システムとして適用される。
【００２５】
非接触電力伝送システムＡは、数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波交流電力を、磁気結合された２つのコイル（後述する送電コイルＬ１３と受電コイルＬ２１）により、送電装置１から受電装置２に非接触で伝送する。非接触電力伝送システムＡは、磁界共鳴方式を用いる。なお、本実施形態において、高周波交流電力として、１３．５６ＭＨｚの交流電力を用いる場合を例に説明する。
【００２６】
続いて、このように構成された第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡの各構成要素について、説明する。
【００２７】
送電装置１は、商用電源Ｐから入力される商用交流電力を高周波交流電力に変換し、非接触で受電装置２に送電するものである。送電装置１は、高周波電源回路１１、インピーダンス整合器１２、送電ユニット１３、および、制御部１４を含んで構成される。
【００２８】
高周波電源回路１１は、商用電源Ｐから入力される商用交流電力を全波整流し、直流電力に変換する。そして、変換した直流電力を高周波交流電力に変換し、出力するものである。このとき、高周波電源回路１１は、当該高周波電源回路１１の出力端から負荷側を見たインピーダンスＺA（以下、「負荷側インピーダンスＺA」という。）を検出し、負荷側インピーダンスＺAに基づき、大きさの異なる２種類の高周波交流電力を出力する。なお、高周波電源回路１１は、高周波電源回路１１の出力端から負荷側の反対側、すなわち商用電源Ｐ側を見たインピーダンスＺB（以下、「電源側インピーダンスＺB」という。）と同一のインピーダンスの負荷が接続された場合に、最適な伝送効率で高周波交流電力を出力する。高周波電源回路１１は、整流回路１１１、平滑回路１１２、高周波インバータ１１３、および、インピーダンス検出器１１４を有している。なお、当該高周波電源回路１１および制御部１４が、特許請求の範囲に記載の「高周波電源装置」に相当する。
【００２９】
整流回路１１１は、例えば、６個の整流ダイオードをブリッジ接続した整流回路で、商用電源Ｐから入力される商用交流電圧（三相交流電圧）を全波整流し、直流電圧を生成する。なお、本実施形態において、商用電源Ｐから三相交流電圧が入力されるため、整流ダイオードを６個ブリッジ接続して構成するが、商用電源Ｐから単相交流電圧が入力される場合は、整流ダイオードを４個ブリッジ接続して構成すればよい。なお、整流回路１１１の構成はこれに限定されず、商用交流電圧を直流電圧に変換するものであればよい。
【００３０】
平滑回路１１２は、整流回路１１１から入力される直流電圧を平滑化するものである。平滑回路１１２は、例えば、インダクタとコンデンサをＬ型に接続して構成される。
【００３１】
高周波インバータ１１３は、平滑回路１１２から入力される直流入力を高周波出力に変換するものである。高周波インバータ１１３は、制御部１４から入力される各種制御信号により、制御される。高周波インバータ１１３は、図２に示すように、レベル切替部１１３ａおよびＲＦ変換部１１３ｂを含んで構成される。
【００３２】
レベル切替部１１３ａは、図２に示すように、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２と２個のスイッチＱ１，Ｑ２とを含んで構成されている。
【００３３】
コンデンサＣ１の一端は、平滑回路１１２の高電位側の出力端子に接続され、他端は、コンデンサＣ２の一端と接続されている。そして、コンデンサＣ２の他端は、平滑回路１１２の低電位側の出力端子に接続されている。すなわち、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２は、直列に接続されている。
【００３４】
スイッチＱ１，Ｑ２は、例えば、２個のＭＯＳＦＥＴを逆直列に接続して構成される。なお、２個のＭＯＳＦＥＴにはそれぞれ、ダイオードが逆並列に接続されている。スイッチＱ１を構成する２個のＭＯＳＦＥＴは、ソース端子同士が接続され、一方のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が、コンデンサＣ１の一端と高電位側の出力端子との接続点に接続され、他方のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が、ＲＦ変換部１１３ｂの一方の入力端子（図２において上側の入力端子）に接続されている。そして、両者のゲート端子には、制御部１４から切替制御信号Ｓ１が入力される。スイッチＱ２を構成する２個のＭＯＳＦＥＴは、ソース端子同士が接続され、一方のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の接続点に接続され、他方のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が、上記ＲＦ変換部１１３ｂの入力端子に接続されている。そして、両者のゲート端子には、制御部１４から切替制御信号Ｓ２が入力される。スイッチＱ１，Ｑ２は、当該切替制御信号Ｓ１，Ｓ２に従い、オン状態とオフ状態とを切り替えるスイッチング動作を行う。スイッチＱ１，Ｑ２の一方がオン状態のとき、他方がオフ状態となるように、制御部１４から切替制御信号Ｓ１，Ｓ２が入力される。
【００３５】
このように構成されたレベル切替部１１３ａは、平滑回路１１２から入力される直流電圧を、制御部１４からの制御信号（切替制御信号Ｓ１，Ｓ２）に基づき、レベルの異なる２種類の直流電圧に切り替えて出力する。なお、レベルの異なる２種類の直流電圧のうち、レベルが高い直流電圧のレベルを高レベル、レベルが低い直流電圧のレベルを低レベルと表現する。レベル切替部１１３ａは、スイッチＱ１がオン状態で、スイッチＱ２がオフ状態であるとき、高レベルの直流電圧を出力し、一方、スイッチＱ１がオフ状態で、スイッチＱ２がオン状態であるとき、低レベルの直流電圧を出力する。具体的には、平滑回路１１２から入力される直流電圧をＶｉｎ［Ｖ］、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスをｃ１［Ｆ］，ｃ２［Ｆ］とすると、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｖ１［Ｖ］，Ｖ２［Ｖ］はそれぞれ、下記（１）式、（２）式で表わされる。
Ｖ１＝（ｃ２／（ｃ１＋ｃ２））・Ｖｉｎ  ・・・（１）
Ｖ２＝（ｃ１／（ｃ１＋ｃ２））・Ｖｉｎ  ・・・（２）
【００３６】
スイッチＱ１がオン状態で、スイッチＱ２がオフ状態のとき、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖ１＋Ｖ２［Ｖ］、すなわち、Ｖｉｎ［Ｖ］となる。これは、平滑回路１１２から入力される直流電圧をそのまま出力していることになる。一方、スイッチＱ１がオフ状態で、スイッチＱ２がオン状態のとき、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖ２［Ｖ］、すなわち、（ｃ１／（ｃ１＋ｃ２））・Ｖｉｎ［Ｖ］となる。これは、平滑回路１１２から入力される直流電圧をコンデンサＣ１，Ｃ２で分圧（電圧降下）することで、平滑回路１１２から入力される直流電圧のレベルを低減させて出力している。
【００３７】
以上のことから、レベル切替部１１３ａは、スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング動作により、２種類のレベル（高レベルと低レベル）の異なる直流電圧を切り替えて、ＲＦ変換部１１３ｂに出力することができる。なお、本実施形態において、ＭＯＳＦＥＴのスイッチＱ１，Ｑ２を用いて、ＲＦ変換部１１３ｂに出力する直流電圧のレベルを切り替える態様を例に説明するが、それ以外の各種スイッチ（例えば、機械式スイッチ）を用いて、レベルの異なる２種類の直流電圧を切り替えられるものであれば、これに限定されない。
【００３８】
ＲＦ変換部１１３ｂは、レベル切替部１１３ａから入力される直流電圧に基づき、高周波を発生させるものである。ＲＦ変換部１１３ｂは、レベル切替部１１３ａとインピーダンス検出器１１４との間に配置される。
【００３９】
ＲＦ変換部１１３ｂは、インダクタＬ３と、スイッチング素子Ｑｓと、コンデンサＣ４と、インダクタＬ５とコンデンサＣ５とを直列に接続したＬＣ直列共振回路ＬＣ１と、を含んで構成される。なお、本実施形態において、図２に示すように、スイッチング素子Ｑｓを、ＭＯＳＦＥＴで構成し、当該ＭＯＳＦＥＴには、ダイオードを逆並列に接続している。インダクタＬ３は、一方の端子がレベル切替部１１３ａの高電位側の出力端子に接続され、他方の端子が、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続されている。したがって、インダクタＬ３とスイッチング素子Ｑｓとは直列に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのソース端子は、レベル切替部１１３ａの低電位側の出力端子に接続されており、スイッチング素子Ｑｓのゲート端子は、制御部１４に接続されている。ＲＦ変換部１１３ｂは、いわゆるＥ級のインバータ（Ｅ級アンプ）で構成されている。また、ＲＦ変換部１１３ｂは、スイッチング素子Ｑｓがオン状態からオフ状態になったときの急激な電圧の上昇を抑制するために、連続的に電流が流れるように、コンデンサＣ４がスイッチング素子Ｑｓに並列に接続されている。また、所定の周波数の高周波電流を通すフィルタとして機能するＬＣ直列共振回路ＬＣ１が、インダクタＬ３とスイッチング素子Ｑｓとの接続点に接続されている。
【００４０】
ＲＦ変換部１１３ｂは、スイッチング素子Ｑｓのゲート端子に制御部１４から高周波制御信号ＳＷが入力され、スイッチング素子Ｑｓのオン状態とオフ状態とを切り替えることで、インダクタＬ３を流れる直流電流を高周波交流電流に変換する。この高周波制御信号ＳＷは、例えば、１３．５６ＭＨｚでハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号であり、スイッチング素子Ｑｓのゲート端子に入力される高周波制御信号ＳＷがハイレベルのときに、スイッチング素子Ｑｓはオン状態となり、電流が流れ、一方、ローレベルのときに、スイッチング素子Ｑｓはオフ状態となり、電流が流れない。これにより、ＲＦ変換部１１３ｂは、インダクタＬ３を流れる直流電流を１３．５６ＭＨｚの高周波出力（高周波交流電流）に変換する。なお、ＲＦ変換部１１３ｂにおいて、レベル切替部１１３ａから入力される直流電圧により、インダクタＬ３に直流電流が流れる。そして、この直流電流をスイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作により、高周波交流電流に変換している。そのため、ＲＦ変換部１１３ｂは、レベル切替部１１３ａから入力される直流電圧を、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作により高周波交流電流に変換していると見做すことができる。
【００４１】
インピーダンス検出器１１４は、負荷側インピーダンスＺAを検出するものである。インピーダンス検出器１１４は、電流・電圧センサ１１４ａ、および、演算部１１４ｂを含んで構成される。
【００４２】
電流・電圧センサ１１４ａは、高周波インバータ１１３とインピーダンス整合器１２との間に設けられ、電源ラインに流れる高周波電流に応じた電流および電源ラインに生じる高周波電圧に応じた電圧を検出するものである。電流・電圧センサ１１４ａは、検出した電流信号ｉおよび電圧信号ｖを演算部１１４ｂに出力する。
【００４３】
演算部１１４ｂは、電流・電圧センサ１１４ａから入力される電流信号ｉおよび電圧信号ｖに基づいて、負荷側インピーダンスＺAを演算するものである。演算部１１４ｂは、入力される電流信号ｉおよび電圧信号ｖから、電流実効値Ｉ，電圧実効値Ｖ，電流信号ｉと電圧信号ｖの位相差θを演算する。そして、これらのパラメータを用いて、インピーダンスを演算する。演算部１１４ｂは、演算したインピーダンスを負荷側インピーダンスＺAとして、制御部１４に出力する。なお、インピーダンス検出器１１４が行う負荷側インピーダンスＺAの検出方法は、上記したものに限定されない。
【００４４】
インピーダンス整合器１２は、高周波電源回路１１から出力された進行波がインピーダンス整合器１２の入力側で反射される量（反射波電力Ｐｒ）を抑えるために、負荷側インピーダンスＺAを調整するものである。インピーダンス整合器１２は、例えば、２個のキャパシタとインダクタとをπ側に接続したπ型回路で構成される（図示は省略する）。インピーダンス整合器１２は、２個のコンデンサの各キャパシタンスやインダクタのインダクタタンスが制御部１４により調整されることで、負荷側インピーダンスＺAを調整し、電源側インピーダンスＺBに整合させる（一致させる）。なお、インピーダンス整合器１２は、π型回路の他、Ｌ型回路、逆Ｌ型回路、Ｔ型回路などで構成されていてもよい。また、インピーダンス整合器１２は、フェライトコアと一次巻線と二次巻線からなるトランスを用い、その巻数比を変化させて、負荷側インピーダンスＺAを変化させるものであってもよい。
【００４５】
送電ユニット１３は、インピーダンス整合器１２から入力される高周波交流電力を受電装置２の受電ユニット２１に非接触で伝送するものである。送電ユニット１３は、複数ターンの円形コイルからなる送電コイルＬ１３と、その送電コイルＬ１３に直列に接続されたコンデンサＣ１３との直列共振回路で構成される。なお、送電コイルＬ１３は、円形コイルに限定されるものではなく、四角や長細い形状で巻いたコイルなどであってもよい。送電ユニット１３では、直列共振回路の直列共振周波数ｆO（＝１／［２π・√（Ｌ・Ｃ）］）（Ｌ：送電コイルＬ１３の自己インダクタンス、Ｃ：コンデンサＣ１３のキャパシタンス）が高周波電源回路１１から出力される高周波交流電力の周波数（以下、「電源周波数」という。）ｆg［ＭＨｚ］（本実施形態では１３．５６ＭＨｚ）に調整されている。
【００４６】
制御部１４は、送電装置１の全体を制御するものであり、例えば、ＲＯＭ、ＲＡＭ、および、ＣＰＵなどを備えるマイクロコンピュータで構成される。なお、図２においては、制御部１４の一部の機能構成（本発明に係る機能構成）のみを記載している。制御部１４は、インピーダンス検出器１１４から入力される負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBとなるように、インピーダンス整合器１２を制御する。例えば、制御部１４は、インピーダンス整合器１２に含まれる２個のキャパシタの各キャパシタンスやインダクタのインダクタンスを変化させ、負荷側インピーダンスＺAを電源側インピーダンスＺBに整合させる。
【００４７】
また、制御部１４は、ＲＦ変換部１１３ｂのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号ＳＷを入力し、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作を制御する。そのため、制御部１４は、図２に示すように、制御信号生成部１４１を有している。なお、当該制御信号生成部１４１とＲＦ変換部１１３ｂが、特許請求の範囲に記載の「高周波発生手段」に相当する。
【００４８】
制御信号生成部１４１は、ＲＦ変換部１１３ｂのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号ＳＷを入力するものである。制御信号生成部１４１は、１３．５６ＭＨｚでハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号である高周波制御信号ＳＷを生成し、スイッチング素子Ｑｓのゲート端子に入力する。
【００４９】
さらに、制御部１４は、インピーダンス検出器１１４から入力される負荷側インピーダンスＺAに基づき、レベル切替部１１３ａから出力される直流電圧のレベルを切り替えるレベル切替制御を行う。そのため、制御部１４は、図２に示すように、判断部１４２および切替指令部１４３を有している。なお、当該判断部１４２、切替指令部１４３、およびレベル切替部１１３ａが、特許請求の範囲に記載の「切替手段」に相当する。
【００５０】
判断部１４２は、インピーダンス検出器１１４から入力される負荷側インピーダンスＺAと電源側インピーダンスＺBとの差の絶対値ΔＺ（以下、「インピーダンス差ΔＺ」と表現する。）を算出し、当該インピーダンス差ΔＺと予め設定された閾値とを比較するものである。この閾値は、判断部１４２に予め設定されており、レベル切替部１１３ａが出力する直流電圧を低レベルに切り替えるための閾値Ｚ１である。判断部１４２は、入力される負荷側インピーダンスＺAの大きさ｜ＺA｜から電源側インピーダンスＺBの大きさ｜ＺB｜を減算し、その絶対値をインピーダンス差ΔＺとして算出する。そして、判断部１４２は当該インピーダンス差ΔＺが閾値Ｚ１以上であるか否かを判断し、その判断結果を切替指令部１４３に出力する。
【００５１】
切替指令部１４３は、判断部１４２の判断結果に基づき、レベル切替部１１３ａのスイッチＱ１，Ｑ２に入力する切替制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、スイッチＱ１，Ｑ２に切替制御信号Ｓ１，Ｓ２を入力するものである。具体的には、切替指令部１４３は、判断部１４２によりインピーダンス差ΔＺが閾値Ｚ１以上であると判断された場合、レベル切替部１１３ａから低レベルの直流電圧が出力されるように、スイッチＱ１をオフ状態、スイッチＱ２をオン状態にするための切替制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、それぞれスイッチＱ１，Ｑ２に入力する。また、判断部１４２によりインピーダンス差ΔＺが閾値Ｚ１以上でない（すなわち閾値Ｚ１未満である）と判断された場合、レベル切替部１１３ａから高レベルの直流電圧が出力されるように、スイッチＱ１をオン状態、スイッチＱ２をオフ状態にするための切替制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成して、それぞれスイッチＱ１，Ｑ２に入力する。以上のように、切替指令部１４３は、切替制御信号Ｓ１，Ｓ２をレベル切替部１１３ａのスイッチＱ１，Ｑ２に入力することで、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを、高レベルと低レベルとのいずれかに切り替えることができる。
【００５２】
なお、この閾値Ｚ１は、高周波インバータ１１３のスイッチング素子Ｑｓの耐久性能に基づき、適宜設定すればよい。具体的には、インピーダンス差ΔＺが大きくなればなるほど、すなわち、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBから離れれば離れるほど、反射波電力Ｐｒは大きくなる。したがって、スイッチング素子Ｑｓに入力される反射波電力Ｐｒが大きくなる。これを考慮して、スイッチング素子Ｑｓの耐久性能が低いほど、閾値Ｚ１を小さく設定しておく必要がある。
【００５３】
受電装置２は、送電装置１から送電される高周波交流電力を非接触で受電し、バッテリ３を充電するものである。受電装置２は、受電ユニット２１、整流平滑回路２２、および、充電回路２３を含んで構成される。
【００５４】
受電ユニット２１は、送電ユニット１３から非接触で高周波交流電力を受電するものである。受電ユニット２１は、送電ユニット１３と同一の構成を有し、複数ターンの円形コイルからなり、送電コイルＬ１３と磁気結合された受電コイルＬ２１と、その受電コイルＬ２１に直列に接続されたコンデンサＣ２１との直列共振回路で構成される。なお、受電コイルＬ２１も、円形コイルに限定されるものではなく、四角や長細い形状で巻いたコイルなどであってもよい。受電ユニット２１も、直列共振回路の共振周波数ｆO’（＝１／［２π・√（Ｌ’・Ｃ’）］）（Ｌ’：受電コイルＬ２１の自己インダクタンス、Ｃ’：コンデンサＣ２１のキャパシタンス）が電源周波数ｆg［ＭＨｚ］に調整される。
【００５５】
整流平滑回路２２は、受電ユニット２１から入力される高周波交流電力を整流し、平滑化するものである。整流平滑回路２２は、例えば、４個のショットキバリアダイオードをブリッジ接続して構成され、高周波交流電力を整流する整流回路部と、コンデンサを用いて構成され、整流回路部によって整流された直流電力を平滑する平滑回路部を有している。
【００５６】
充電回路２３は、整流平滑回路２２から入力される直流電力をバッテリ３に供給し、充電するものである。充電回路２３は、バッテリ３の充電特性に合わせ、各種充電制御を実行する。例えば、バッテリ３に一定の充電電流を流す定電流充電の過程と、定電流充電後に、バッテリ３の電池電圧が一定になるように充電電流を制御する定電圧充電とを含む定電流定電圧制御を実行する。この場合、充電回路２３は、充電電流を検出する電流計および電池電圧を検出する電圧計を含んで構成される。なお、充電回路２３は、充電電流および電池電圧を図示しない制御部に出力し、制御部が充電回路２３を制御することで、定電流定電圧制御を実行する構成であってもよい。
【００５７】
バッテリ３は、電力を蓄積する二次電池であり、例えば、リチウム・イオン電池やニッケル水素電池などで構成される。バッテリ３がリチウム・イオン電池である場合、充電回路２３による定電流定電圧制御で充電される。また、バッテリ３は、キャパシタなどの畜電器であってもよい。
【００５８】
次に、このように構成された非接触電力伝送システムＡの作用について、図３を用いて説明する。図３は、非接触電力伝送システムＡが行うレベル切替制御のタイムチャートを示しており、図３（ａ）は負荷側インピーダンスＺAの変化、図３（ｂ）はインピーダンス差ΔＺの変化、図３（ｃ）は反射波電力Ｐｒの変化、そして、図３（ｄ）はレベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。なお、図３において、簡略的に描いているため、実際には多少の揺れが存在することがある。
【００５９】
時刻Ｔ０から時刻Ｔ１の期間は、インピーダンス整合器１２のインピーダンスマッチングにより、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBに整合している状態である。したがって、インピーダンス差ΔＺはゼロである。このとき、反射波電力Ｐｒは発生していないためゼロであり、また、レベル切替部１１３ａから高レベルの直流電圧Ｖｏｕｔが出力されている。
【００６０】
時刻Ｔ１は、負荷変動が発生したときを示している。例えば、非接触電力伝送システムＡにおいて、送電装置１の送電コイルＬ１３と受電装置２の受電コイルＬ２１との位置関係がずれることで、負荷変動が発生する。この負荷変動により、負荷側インピーダンスＺAが変化する。以下の説明において、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAが上昇した場合を例に説明する。
【００６１】
時刻Ｔ１から時刻Ｔ２の期間は、時刻Ｔ１で発生した負荷変動により、負荷側インピーダンスＺAが変動（上昇）する過程を示している。このとき、負荷側インピーダンスＺAが上昇することで、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBからずれる。これにより、反射波電力Ｐｒが発生する。反射波電力Ｐｒは、負荷側インピーダンスＺAの上昇に伴い、上昇する。
【００６２】
時刻Ｔ２は、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAが上昇し、インピーダンス差ΔＺが閾値Ｚ１以上となったときを示している。このとき、制御部１４は、インピーダンス差ΔＺが閾値Ｚ１以上であると判断し、図３（ｄ）に示すように、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを高レベルから低レベルに切り替える。これにより、高周波インバータ１１３から出力される高周波交流電力が小さくなるので、図３（ｃ）に示すように、反射波電力Ｐｒは小さくなる。したがって、高周波インバータ１１３に入力される反射波電力Ｐｒも小さくなり、高周波インバータ１１３の損壊を抑制することができる。
【００６３】
時刻Ｔ２から時刻Ｔ３の期間は、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAがまだ上昇している過程を示している。反射波電力Ｐｒは、時刻Ｔ２で、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを切り替えたことで一旦小さくなるが、負荷側インピーダンスＺAの上昇に伴い、上昇する。
【００６４】
時刻Ｔ３は、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAが完全に上昇してしまったときを示している。このとき、負荷側インピーダンスＺAは最大となり、これ以後、インピーダンスマッチングにより、低下する。また、インピーダンス差ΔＺは、最大となり、以後、低下し、反射波電力Ｐｒは、負荷側インピーダンスＺAが最大となるタイミングで、上昇しなくなり、以後、低下する。
【００６５】
時刻Ｔ３から時刻Ｔ４の期間は、インピーダンスマッチングにより負荷側インピーダンスＺAが低下し、電源側インピーダンスＺBに整合していく過程を示している。このとき、インピーダンス差ΔＺは、インピーダンスマッチングにより低下し、反射波電力Ｐｒも低下する。
【００６６】
時刻Ｔ４は、インピーダンスマッチングにより負荷側インピーダンスＺAが低下し、インピーダンス差ΔＺが閾値Ｚ１未満となったときを示している。このとき、制御部１４は、インピーダンス差ΔＺが閾値Ｚ１未満であると判断し、図３（ｄ）に示すように、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替える。これにより、高周波インバータ１１３から出力される高周波交流電力が大きくなり、図３（ｃ）に示すように、反射波電力Ｐｒは一旦大きくなる。しかし、インピーダンスマッチングにより、インピーダンス差ΔＺが小さくなってきているので、高周波インバータ１１３が損壊しない程度まで反射波電力Ｐｒは小さくなっている。
【００６７】
時刻Ｔ４から時刻Ｔ５の期間は、まだ負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBと整合していないため、引き続き、インピーダンスマッチングが行われている状態を示している。反射波電力Ｐｒは、時刻Ｔ４で、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを切り替えたことで一旦大きくなるが、インピーダンスマッチングが行われているため、それに伴い、低下する。
【００６８】
時刻Ｔ５は、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBに整合し、インピーダンスマッチングが完了したときを示している。このとき、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBと整合したため、インピーダンス差ΔＺはゼロとなり、反射波電力Ｐｒもゼロとなる。以後、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBと整合した状態が維持される。
【００６９】
なお、上記図３に示すタイムチャートにおいて、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAが上昇した場合を例に説明したが、反対に、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAが低下した場合であっても、インピーダンス差ΔＺが変動するため、インピーダンス差ΔＺに応じて、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを切り替えることができる。
【００７０】
以上のことから、本発明の第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡは、負荷変動の影響により、高周波電源回路１１の出力端から負荷側を見た負荷側インピーダンスＺAが変化し、電源側インピーダンスＺBとの差（インピーダンス差ΔＺ）が予め設定された閾値Ｚ１以上になると、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを高レベルから低レベルに切り替える。その後、インピーダンス整合器１２のインピーダンスマッチングにより、インピーダンス差ΔＺが閾値Ｚ１未満となると、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えるようにした。これにより、インピーダンス整合器１２により負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBに整合されるまでの間であっても、負荷側インピーダンスＺAの変動に応じて、高周波インバータ１１３から出力される高周波交流電圧のレベルを切り替えることができるので、高周波インバータ１１３に大きな反射波電力が入力されることを防止できる。しがたって、高周波インバータ１１３の損壊を抑制することが可能となる。
【００７１】
上記第１実施形態において、制御部１４は、インピーダンス差ΔＺが１つの閾値Ｚ１以上であるか否かを判断し、その判断結果に応じて、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを高レベルか低レベルかのいずれかに切り替える場合を説明したが、これに限定されない。例えば、上記閾値Ｚ１（これを「第１の閾値Ｚ１」と表現する。）の他に、第２の閾値Ｚ２（Ｚ２＜Ｚ１）を設けておく。そして、インピーダンス差ΔＺが第１の閾値Ｚ１未満となったときではなく、第２の閾値Ｚ２以下になったときに、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えるようにしてもよい。この場合を以下に説明する。
【００７２】
図４は、閾値を２つ設けた場合のレベル切替制御のタイムチャートを示している。図４（ａ）は負荷側インピーダンスＺAの変化、図４（ｂ）はインピーダンス差ΔＺの変化、図４（ｃ）は反射波電力Ｐｒの変化、そして、図４（ｄ）はレベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。図４（ａ）に示すように、負荷側インピーダンスＺAは、図３（ａ）と同じように変動したものとする。この図４に示すタイムチャートは、図３に示すタイムチャートと比較し、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えるタイミング（時刻Ｔ４）が異なっている。
【００７３】
図４で示すように、インピーダンス差ΔＺが第１の閾値Ｚ１未満となったときではなく、第２の閾値Ｚ２以下となったとき（時刻Ｔ４）に、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えている。したがって、図３で示すタイムチャートに比べ、切り替えるタイミングが遅くなっている。そのため、インピーダンス差ΔＺがより小さく、すなわち、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBにより近づいたタイミングで切り替えることができる。したがって、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えたときの反射波電力Ｐｒは、上記図３の場合よりも低い値となっている。これにより、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えたときに、高周波インバータ１１３に大きな反射波電力Ｐｒが入力される可能性が低くなる。
【００７４】
また、インピーダンス検出器１１４により検出される負荷側インピーダンスＺAは、検出誤差などの影響により、微小変動することがある。そのため、インピーダンス差ΔＺが、第１の閾値Ｚ１付近で、第１の閾値Ｚ１以上となったり第１の閾値Ｚ１未満となったりしてしまう可能性がある。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが頻繁に切り替わってしまう。したがって、閾値を２つ設けることで、この微小変動により、出力電圧Ｖｏｕｔの切り替えが頻繁に発生してしまうことを防止することができる。
【００７５】
上記第１実施形態において、レベル切替部１１３ａのスイッチＱ１，Ｑ２を、図２に示すように、２個のＭＯＳＦＥＴを逆直列接続した構成を例に説明したが、スイッチＱ１，Ｑ２をそれぞれ、図５に示すように、１個のＭＯＳＦＥＴにより構成してもよい。この場合でも、上記第１実施形態と同様に、スイッチＱ１，Ｑ２に入力される切替制御信号Ｓ１，Ｓ２により、レベルの異なる２種類の直流電圧を切り替えることが可能である。
【００７６】
また、上記第１実施形態において、レベル切替部１１３ａを、２種類のレベルの異なる直流電圧を切り替えられるように構成した態様を例に説明したが、３種類以上の複数のレベルの異なる直流電圧を切り替えられるように構成していてもよい。例えば、レベル切替部１１３ａを、図６に示すように構成することで、レベルの異なる３種類の直流電圧を切り替えることが可能となる。なお、レベルの異なる３種類の直流電圧のうち、最も高いレベルを高レベル、最も低いレベルを低レベル、高レベルと低レベルの間のレベルを中レベルと表現する。この場合、スイッチＱ１だけがオン状態のとき、高レベルの直流電圧が出力され、スイッチＱ２だけがオン状態のとき、中レベルの直流電圧が出力され、スイッチＱ３だけがオン状態のとき、低レベルの直流電圧が出力される。同様に、コンデンサおよびスイッチング素子を追加し、接続することで、複数のレベルの直流電圧を切り替えるようにすることができる。
【００７７】
例えば、図６に示すレベル切替部１１３ａ’を用いて、レベルの異なる３種類の直流電圧を切り替える場合を、第２実施形態として、以下に説明する。第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＢは、上記第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡと比較し、レベル切替部１１３ａがレベル切替部１１３ａ’に置き換わっている点で異なる。それ以外の構成は、同一または類似であるため、同じ符号を付して、その説明を省略する。
【００７８】
レベル切替部１１３ａ’の前段に配置される平滑回路１１２から出力される電圧をＶｉｎ［Ｖ］、３つのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３のキャパシタンスをｃ１［Ｆ］，ｃ２［Ｆ］，ｃ３［Ｆ］とすると、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の端子間電圧Ｖ１［Ｖ］，Ｖ２［Ｖ］，Ｖ３［Ｖ］はそれぞれ、下記（３）式、（４）式、（５）式で表わされる。
Ｖ１＝（ｃ２・ｃ３／（ｃ１・ｃ２＋ｃ２・ｃ３＋ｃ３・ｃ１））・Ｖｉｎ  ・・・（３）
Ｖ２＝（ｃ３・ｃ１／（ｃ１・ｃ２＋ｃ２・ｃ３＋ｃ３・ｃ１））・Ｖｉｎ  ・・・（４）
Ｖ３＝（ｃ１・ｃ２／（ｃ１・ｃ２＋ｃ２・ｃ３＋ｃ３・ｃ１））・Ｖｉｎ  ・・・（５）
【００７９】
スイッチＱ１だけがオン状態のときは、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３［Ｖ］、すなわち、Ｖｉｎ［Ｖ］となる。これは平滑回路１１２から入力される直流電圧をそのまま出力していることになる。また、スイッチＱ２だけがオン状態のときは、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖ２＋Ｖ３［Ｖ］、すなわち、（（ｃ３・ｃ１＋ｃ１・ｃ２）／（ｃ１・ｃ２＋ｃ２・ｃ３＋ｃ３・ｃ１））・Ｖｉｎ［Ｖ］となる。そして、スイッチＱ３だけがオン状態のときは、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖ３［Ｖ］、すなわち、（（ｃ１・ｃ２）／（ｃ１・ｃ２＋ｃ２・ｃ３＋ｃ３・ｃ１））・Ｖｉｎ［Ｖ］となる。したがって、上記するように、スイッチＱ１だけがオン状態のとき、高レベルの直流電圧が出力され、スイッチＱ２だけがオン状態のとき、中レベルの直流電圧が出力され、スイッチＱ３だけがオン状態のとき、低レベルの直流電圧が出力されている。
【００８０】
以上のことから、レベル切替部１１３ａ’は、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３のスイッチング動作により、３つの大きさの直流電圧を切り替えて、ＲＦ変換部１１３ｂに出力することができる。
【００８１】
このように、高レベル、中レベル、低レベルの３種類のレベルの直流電圧を切り替えられるように構成されたレベル切替部１１３ａ’を用いた場合、判断部１４２は、インピーダンス差ΔＺを、２つの閾値と比較する。なお、これらの２つの閾値を、第１の閾値Ｚ１，第２の閾値Ｚ２’とし、Ｚ１＞Ｚ２’とする。そして、切替指令部１４３は、判断部１４２からの判断結果、具体的には、ΔＺ≦Ｚ２’，Ｚ２’＜ΔＺ＜Ｚ１，Ｚ１≦ΔＺのいずれを満たすかの判断結果に基づき、レベル切替部１１３ａ’のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３に入力する切替制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を生成する。判断部１４２の判断結果により、インピーダンス差ΔＺが、Ｚ１≦ΔＺを満たすとき、切替指令部１４３は、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルにするために、スイッチＱ３のみをオン状態にする切替制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を生成する。インピーダンス差ΔＺがＺ２’＜ΔＺ＜Ｚ１を満たすとき、切替指令部１４３は、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを中レベルにするために、スイッチＱ２のみをオン状態にする切替制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を生成する。そして、インピーダンス差ΔＺがΔＺ≦Ｚ２’を満たすとき、切替指令部１４３は、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを高レベルにするために、スイッチＱ１のみをオン状態にする切替制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を生成する。したがって、制御部１４は、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを、高レベル，中レベル，低レベルのいずれかの直流電圧に切り替えるレベル切替制御を行う。
【００８２】
図７は、第２実施形態に係る上記レベル切替部１１３ａ’を用いた非接触電力伝送システムＢが行うレベル切替制御のタイムチャートを示している。図７（ａ）は負荷側インピーダンスＺAの変化、図７（ｂ）はインピーダンス差ΔＺの変化、図７（ｃ）は反射波電力Ｐｒの変化、そして、図７（ｄ）はレベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。なお、図７（ａ）に示すように、負荷側インピーダンスＺAは、図３（ａ）と同じように変動するものとする。また、図７においても、実際は多少の揺れが存在することがある。
【００８３】
時刻Ｔ２で、インピーダンス差ΔＺが第２の閾値Ｚ２’より大きくなったため、制御部１４はレベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを高レベルから中レベルに切り替える。これにより、反射波電力Ｐｒは小さくなる。その後も、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAはさらに上昇を続け、時刻Ｔ３で、インピーダンス差ΔＺが第１の閾値Ｚ１以上になると、今度は、制御部１４は、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを中レベルから低レベルに切り替える。これにより、反射波電力Ｐｒは小さくなる。そして、負荷変動による負荷側インピーダンスＺAの上昇が続き、負荷側インピーダンスＺAは、時刻Ｔ４において、上昇が終息し、以後、インピーダンスマッチングにより低下し始める。これに伴い、インピーダンス差ΔＺおよび反射波電力Ｐｒにおいて、それらの上昇が終息し、以後、インピーダンス差ΔＺおよび反射波電力Ｐｒは低下し始める。
【００８４】
その後、時刻Ｔ５で、インピーダンスマッチングにより負荷側インピーダンスＺAが低下し、インピーダンス差ΔＺが第１の閾値Ｚ１未満となると、制御部１４は、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから中レベルに切り替える。レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを切り替えることで、上記第１実施形態と同様に、反射波電力Ｐｒが上昇するが、このときの上昇量は、上記第１実施形態と比べて少ない。そして、時刻Ｔ６で、インピーダンス差ΔＺが第２の閾値Ｚ２’以下になると、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを中レベルから高レベルに切り替える。そして、時刻Ｔ７で、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBに整合し、インピーダンスマッチングが完了する。これにより、反射波電力Ｐｒはゼロとなる。
【００８５】
なお、上記図７に示すタイムチャートにおいて、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAが上昇した場合を例に説明したが、反対に、負荷変動により負荷側インピーダンスＺAが低下した場合であっても、インピーダンス差ΔＺが変動するため、インピーダンス差ΔＺに応じて、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを切り替えることができる。
【００８６】
以上のことから、第２実施形態において、上記レベル切替部１１３ａ’を備えた非接触電力伝送システムＢにおいても、上記第１実施形態と同様に、インピーダンス整合器１２より負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBに整合されるまでの間であっても、負荷側インピーダンスＺAの変動に応じて、高周波インバータ１１３から出力される高周波交流電圧のレベルを切り替えることができる。これにより、高周波インバータ１１３に大きな反射波電力が入力されることを防止できる。したがって、高周波インバータ１１３の損壊を抑制することが可能となる。
【００８７】
また、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを３種類のレベルで切り替えることができるため、高周波インバータ１１３から出力される高周波交流電圧（高周波交流電力）のレベルを段階的に上げていくことができる。よって、第１実施形態（図３参照）と比較し、レベル切替部１１３ａ’の出力電圧Ｖｏｕｔを、レベルの１つ高い直流電圧に切り替えたとき（低レベルから中レベル、中レベルから高レベル）の反射波電力Ｐｒの上昇量を少なくすることができる。すなわち、反射波電力Ｐｒの急激な上昇を緩和させることが可能となる。
【００８８】
上記第１実施形態および上記第２実施形態において、制御部１４が、インピーダンス差ΔＺと所定の閾値とを比較し、その結果に応じて、レベル切替部１１３ａ（１１３ａ’）のレベル切替制御を行う態様を説明したが、インピーダンス検出器１１４が検出した負荷側インピーダンスＺAの大きさが電源側インピーダンスＺBを含む所定の範囲内にあるか否かを判断し、その結果に応じて、レベル切替部１１３ａ（１１３ａ’）のレベル切替制御を行うようにしてもよい。例えば、第１実施形態において、制御部１４は、入力される負荷側インピーダンスＺAが、電源側インピーダンスＺBを含む所定の範囲（ＺB−Ｚm≦ＺA≦ＺB−Ｚn，ｍ≦ｎ；Ｚm，Ｚnは所定の値）内にあるか否かを判断し、所定の範囲内にない場合、出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルに切り替え、所定の範囲内にある場合、出力電圧Ｖｏｕｔを高レベルに切り替える。このように、インピーダンス差ΔＺではなく、負荷側インピーダンスＺAの大きさで、レベル切替部１１３ａ（１１３ａ’）のレベル切替制御を行うようにしてもよい。
【００８９】
また、上記第１実施形態および上記第２実施形態において、インピーダンス差ΔＺに基づき、レベル切替部１１３ａ（１１３ａ’）のレベル切替制御を行う態様を説明したが、負荷側の反射波電力Ｐｒの値に基づき、レベル切替部１１３ａ（１１３ａ’）のレベル切替制御を行うようにしてもよい。この場合を第３実施形態として、以下に説明する。
【００９０】
図８は、第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＣの全体構成を説明するための図である。第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＣは、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡと比較し、インピーダンス検出器１１４の代わりに電力検出器１１５を備えている点で異なる。なお、上記第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡと同一または類似の構成については、同じ符号を付してその説明を省略する。
【００９１】
電力検出器１１５は、高周波インバータ１１３から出力される高周波交流電力の進行波電力Ｐｆおよび反射波電力Ｐｒを検出するものである。電力検出器１１５は、例えば、双方向性結合器と、その双方向性結合器から出力される進行波検出信号と反射波検出信号をそれぞれ進行波電力Ｐｆと反射波電力Ｐｒに変換する変換器とで構成される。電力検出器１１５で検出された進行波電力Ｐｆと反射波電力Ｐｒは制御部１４に入力される。
【００９２】
制御部１４’は、第１実施形態の制御部１４と比較し、電力検出器１１５から入力される反射波電力Ｐｒに基づき、レベル切替部１１３ａから出力される直流電圧のレベルを切り替えるレベル切替制御を行う点で異なる。そのため、制御部１４’は、図８に示すように、判断部１４２および切替指令部１４３の代わりに、判断部１４２’および切替指令部１４３’を有している。
【００９３】
判断部１４２’は、電力検出器１１５から入力される反射波電力Ｐｒの値と予め設定された閾値とを比較するものである。判断部１４２’は、電力検出器１１５から入力される反射波電力Ｐｒの値が、第１の閾値Ｐｒ１以上（Ｐｒ１≦Ｐｒ）であるか、第２の閾値Ｐｒ２以下（Ｐｒ≦Ｐｒ２）であるか、あるいは、それらの間（Ｐｒ２＜Ｐｒ＜Ｐｒ１）であるかを判断する。そして、判断部１４２’は、判断結果を切替指令部１４３’に出力する。
【００９４】
切替指令部１４３’は、判断部１４２’の判断結果として、反射波電力Ｐｒが第１の閾値Ｐｒ１以上であった場合、レベル切替部１１３ａから低レベルの直流電圧が出力されるように、スイッチＱ１をオフ状態、スイッチＱ２をオン状態にするための切替制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、それぞれスイッチＱ１，Ｑ２に入力する。また、判断部１４２’の判断結果として、反射波電力Ｐｒが第２閾値Ｐｒ２以下であった場合、レベル切替部１１３ａから高レベルの直流電圧が出力されるように、スイッチＱ１をオン状態、スイッチＱ２をオフ状態にするための切替制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成して、それぞれスイッチＱ１，Ｑ２に入力する。なお、切替指令部１４３’は、判断部１４２’の判断結果として、反射波電力Ｐｒが第１の閾値Ｐｒ１未満であり、かつ、第２の閾値Ｐｒ２より大きかった場合、スイッチＱ１，Ｑ２のオン状態およびオフ状態を現状のまま維持する。以上のように、切替指令部１４３’は、切替制御信号Ｓ１，Ｓ２をレベル切替部１１３ａのスイッチＱ１，Ｑ２に入力することで、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを、高レベルと低レベルとのいずれかに切り替えることができる。
【００９５】
なお、この第１の閾値Ｐｒ１は、高周波インバータ１１３のスイッチング素子Ｑｓの耐久性能に基づき、スイッチング素子Ｑｓの耐久性能以下に第１の閾値Ｐｒ１を設定すればよい。具体的には、スイッチング素子Ｑｓの耐久性能が高いほど、大きい反射波電力Ｐｒにも耐えることができる。よって、耐久性能が低いほど、第１の閾値Ｐｒ１を小さくする必要がある。また、第２の閾値Ｐｒ２は、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔの低レベルと高レベルとの出力差に基づき、適宜設定すればよい。具体的には、第１の閾値Ｐｒ１と第２の閾値Ｐｒ２との差が少ないと、出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えたときに、反射波電力Ｐｒが第１の閾値Ｐｒ１以上になる可能性がある。この場合、またすぐに、出力電圧Ｖｏｕｔが高レベルから低レベルに切り替わり、高レベルと低レベルとの切り替えが繰り返されることになる。これを回避するために、出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えたときに上昇する反射波電力Ｐｒが第１の閾値Ｐｒ１以上とならないように、高レベルと低レベルとの出力差に基づき、第２の閾値Ｐｒ２を設定する。
【００９６】
次に、このように構成された非接触電力伝送システムＣの作用について、図９を用いて説明する。図９は、非接触電力伝送システムＣが行うレベル切替制御のタイムチャートを示しており、図９（ａ）は反射波電力Ｐｒの変化、図９（ｂ）はレベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。なお、図示は省略するが、負荷側インピーダンスＺAは、図３（ａ）と同様に変動しているものとする。また、図９（ａ）においても実際は多少の揺れが存在する。
【００９７】
図示するように、時刻Ｔ０から時刻Ｔ１の期間は、インピーダンス整合器１２のインピーダンスマッチングにより、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBと整合しているため、反射波電力Ｐｒはゼロである。このような状況で、時刻Ｔ１で負荷変動が発生し、負荷側インピーダンスＺAが上昇（あるいは低下）すると、反射波電力Ｐｒが発生し始める。そして、上昇する反射波電力Ｐｒが、時刻Ｔ２で、第１の閾値Ｐｒ１以上になると、制御部１４は、電力検出器１１５から入力される反射波電力Ｐｒが第１の閾値以上であると判断し、図９（ｂ）に示すように、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを高レベルから低レベルに切り替える。これにより、高周波インバータ１１３から出力される高周波交流電力が小さくなり、図９（ａ）に示すように、反射波電力Ｐｒも小さくなる。したがって、高周波インバータ１１３に入力される反射波電力Ｐｒが小さくなるので、高周波インバータ１１３の損壊を抑制することができる。
【００９８】
その後、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルに切り替えたままの状態で、インピーダンスマッチングにより、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBに整合されていくことで、反射波電力Ｐｒは低下していく。そして、低下する反射波電力Ｐｒが、時刻Ｔ３で、第２の閾値以下になると、制御部１４は、電力検出器１１５から入力される反射波電力Ｐｒが第２の閾値以下であると判断し、図９（ｂ）に示すように、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替える。
【００９９】
以後、時刻Ｔ４で、負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBと整合し、インピーダンスマッチングが完了すると、反射波電力Ｐｒはゼロとなる。
【０１００】
以上のことから、本発明の第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＣは、反射波電力Ｐｒが第１の閾値Ｐｒ１以上になると、レベル切替部１１３の出力電圧Ｖｏｕｔを高レベルから低レベルに切り替える。その後、インピーダンス整合器１２のインピーダンスマッチングにより、反射波電力Ｐｒが第２の閾値Ｐｒ２以下になると、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔを低レベルから高レベルに切り替えるようにした。これにより、インピーダンス整合器１２により負荷側インピーダンスＺAが電源側インピーダンスＺBに整合されるまでの間であっても、反射波電力Ｐｒの変動に応じて、高周波インバータ１１３から出力される高周波交流電圧のレベルを切り替える事ができるので、高周波インバータ１１３に大きな反射波電力が入力されることを防止できる。したがって、高周波インバータ１１３の損壊を抑制することが可能となる。
【０１０１】
上記第１実施形態ないし第３実施形態において、高周波インバータ１１３のＲＦ変換部１１３ｂをＥ級のインバータで構成した場合を例に説明したが、これに限定されない。ＲＦ変換部１１３ｂの他の構成例について図を用いて、以下に説明する。
【０１０２】
図１０は、ＲＦ変換部１１３ｂの第１変形例であるＲＦ変換部１１３ｃを示す図である。図示するようにＲＦ変換部１１３ｃは、インダクタＬ３と、スイッチング素子Ｑｓと、コンデンサＣ４と、ＬＣ直列共振回路ＬＣ１と、インダクタＬ６とコンデンサＣ６とを直列に接続した共振回路ＬＣ２とを含んで構成される。よって、ＲＦ変換部１１３ｃは、上記第１実施形態におけるＲＦ変換部１１３ｂに、共振回路ＬＣ２を追加して構成されている。共振回路ＬＣ２は、スイッチング素子Ｑｓに並列に接続されている。この共振回路ＬＣ２は、その共振周波数が、高周波制御信号ＳＷの周波数の２倍に設定されている。本実施形態においては、高周波制御信号ＳＷの周波数は１３．５６ＭＨｚであるので、共振回路ＬＣ２の共振周波数は２７．１２ＭＨｚに設定されている。このように構成されたＲＦ変換部１１３ｃにおいて、レベル切替部１１３ａから入力される直流電圧によりインダクタＬ３に電流が流れる。そして、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作により、インダクタＬ３に流れる電流が高周波交流電流に変換され、ＲＦ変換部１１３ｃから出力される。
【０１０３】
図１１は、ＲＦ変換部１１３ｂの第２変形例であるＲＦ変換部１１３ｄを示す図である。図示するようにＲＦ変換部１１３ｄは、２個のスイッチング素子Ｑｓと、ＬＣ直列共振回路ＬＣ１とを含んで構成される。２個のスイッチング素子Ｑｓは、ブリッジ接続され、一方（図１１において上側）のスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子がレベル切替部１１３ａの高電位側の出力端子に接続され、他方（図１１において下側）のスイッチング素子Ｑｓのソース端子がレベル切替部１１３ａの低電位側の出力端子に接続されている。２個のスイッチング素子Ｑｓのゲート端子は、制御部１４に接続され、制御部１４から入力される高周波制御信号ＳＷに従い、スイッチング動作を行う。２個のスイッチング素子Ｑｓは、一方がオン状態のとき、他方がオフ状態となるように、高周波制御信号ＳＷが入力される。ブリッジ接続された２個のスイッチング素子Ｑｓの接続点には、フィルタとして機能するＬＣ直列共振回路ＬＣ１が接続されている。ＲＦ変換部１１３ｄは、いわゆるＤ級のインバータ（Ｄ級アンプ）で構成される。なお、図１１においては、２個のスイッチング素子Ｑｓをブリッジ接続した、ハーフブリッジ構造であるが、フルブリッジ接続であってもよい。ＲＦ変換部１１３ｄは、レベル切替部１１３ａから入力される直流電圧を２個のスイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作により、高周波交流電圧に変換し、出力する。
【０１０４】
図１２は、ＲＦ変換部１１３ｂの第３変形例であるＲＦ変換部１１３ｅを示す図である。図示するようにＲＦ変換部１１３ｅは、伝送線路Ｋ１と、スイッチング素子Ｑｓと、コンデンサＣ４と、ＬＣ直列共振回路ＬＣ１とを含んで構成される。よって、ＲＦ変換部１１３ｅは、上記第１実施形態におけるＲＦ変換部１１３ｂのインダクタＬ３の代わりに、伝送線路Ｋ１を用いて構成されている。伝送線路Ｋ１は、電力を伝送するための線路であり、例えば、同軸ケーブル、同軸管などが用いられる。また、伝送線路Ｋ１は、その長さが、ＲＦ変換部１１３ｅが出力する高周波出力の周波数（高周波制御信号ＳＷの周波数）の、当該伝送線路Ｋ１における伝送波長のおよそ１／４のものを利用する。伝送線路Ｋ１内の電波の速度をν、周波数をｆとすると、伝送線路Ｋ１における伝送波長λは、λ［ｍ］＝ν［ｍ／ｓ］／ｆ［Ｈｚ］で表わされる。例えば、伝送線路Ｋ１として同軸ケーブル（ポリエチレン製）を用いた場合、伝送線路Ｋ１内の電波の速度νは、真空中の電波の速度ｃ（＝３．０×１０8［ｍ／ｓ］）の約６６％であり、周波数ｆは、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング周波数（高周波制御信号ＳＷの周波数）ｆSWとなるので、伝送線路Ｋ１における伝送波長λは、λ＝（ｃ・（６６／１００））／ｆSW＝（３．０×１０8）×（６６／１００）／（１３．５６×１０6）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路Ｋ１の長さは、この伝送波長λのおよそ１／４であるので、１４．６０×（１／４）≒３．７［ｍ］となる。なお、上記同軸ケーブル上の電波の速度νを、真空中の電波の速度の約６６％としたが、同軸ケーブル上の電波の速度は、用いる同軸ケーブルの波長短縮率（より詳細には同軸ケーブルの絶縁材料）により異なる。したがって、伝送線路Ｋ１の長さは、用いる同軸ケーブルの種類に応じて、適宜変更すればよい。このように構成されたＲＦ変換部１１３ｅにおいて、レベル切替部１１３ａから入力される直流電圧により伝送線路Ｋ１に電流が流れる。そして、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作により、伝送線路Ｋ１に流れる電流が高周波交流電流に変換され、ＲＦ変換部１１３ｅから出力される。
【０１０５】
図１３は、ＲＦ変換部１１３ｂの第４変形例であるＲＦ変換部１１３ｆを示す図である。図示するようにＲＦ変換部１１３ｆは、インダクタＬ３と、スイッチング素子Ｑｓと、コンデンサＣ４と、ＬＣ直列共振回路ＬＣ１と、２本の伝送線路Ｋ２，Ｋ３とを含んで構成される。よって、ＲＦ変換部１１３ｆは、上記第１実施形態におけるＲＦ変換部１１３ｂに、２本の伝送線路Ｋ２，Ｋ３を追加して構成されている。伝送線路Ｋ２および伝送線路Ｋ３の一端は、ともにインダクタＬ３とスイッチング素子Ｑｓの接続点に接続されており、伝送線路Ｋ２の他端は開放され、伝送線路Ｋ３の他端は短絡されている。また、伝送線路Ｋ２（Ｋ３）は、その長さが、ＲＦ変換部１１３ｆが出力する高周波出力の周波数の、伝送線路Ｋ２（Ｋ３）における伝送波長λのおよそ１／８のものを利用する。具体的には、上記伝送線路Ｋ１と同様に同軸ケーブル（ポリエチレン製）を用いた場合、伝送線路Ｋ２（Ｋ３）における伝送波長λは、λ＝（３．０×１０8）×（６６／１００）／（１３．５６×１０6）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路Ｋ２（Ｋ３）の長さは、この伝送波長λのおよそ１／８であるので、１４．６０×（１／８）≒１．８［ｍ］となる。このように構成されたＲＦ変換部１１３ｆにおいて、レベル切替部１１３ａから入力される直流電圧によりインダクタＬ３に電流が流れる。そして、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作により、インダクタＬ３に流れる電流が高周波交流電流に変換され、ＲＦ変換部１１３ｆから出力される。
【０１０６】
これらのように構成されたＲＦ変換部１１３ｃ〜１１３ｆを、上記第１実施形態ないし上記第３実施形態に係る高周波インバータ１１３のＲＦ変換部１１３ｂと置き換えた場合でも、大きな反射波電力が入力されると、高周波インバータ１１３（スイッチング素子Ｑｓ）が損壊する可能性があるため、上記第１実施形態ないし上記第３実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１０７】
上記第１実施形態ないし第３実施形態では、本発明に係る高周波電源装置を非接触電力伝送システムに適用した場合を例に説明したが、これに限定されない。その他の用途の高周波電源装置に適用してもよい。例えば、図１４に示すような、半導体ウエハの薄膜形成やエッチング処理を行うプラズマ処理システムＤに適用してもよい。この場合を第４実施形態として、以下に説明する。なお、上記第１実施形態ないし第３実施形態と同一または類似の構成については、同じ符号を付して、その説明を省略する。
【０１０８】
図１４は、プラズマ処理システムＤの全体を示す図である。プラズマ処理システムＤは、商用電源Ｐから入力される商用交流電力を、高周波電源回路１１で高周波交流電力に変換し、プラズマ処理装置１５に供給する。
【０１０９】
プラズマ処理装置１５は、ワーク加工部を備え、そのワーク加工部の内部に搬入した半導体ウエハや液晶基板などのワークを加工（エッチング、ＣＶＤ等）するための装置である。このプラズマ処理装置１５は、ワークを加工するために、ワーク加工部にプラズマ放電用ガスを導入し、そのプラズマ放電用ガスに高周波電源回路１１から供給された高周波交流電力（電圧）を印加することによって、プラズマ放電用ガスを放電させて、非プラズマ状態からプラズマ状態にしている。そして、プラズマ状態になったガスを利用して、ワークを加工している。
【０１１０】
このような、プラズマ処理システムＤでは、プラズマ処理装置１５の内部インピーダンスがプラズマ放電の状態によって変動する。そのため、インピーダンス整合器１２の入力端（高周波インバータ１１３の出力端）から負荷側を見た負荷側インピーダンスＺAは、変動する。したがって、上記第１実施形態と同様に、制御部１４が、インピーダンス差ΔＺに基づき、レベル切替部１１３ａの出力電圧Ｖｏｕｔのレベル切替制御をすることで、高周波インバータ１１３に大きな反射波電力が入力されることを防止できる。したがって、高周波インバータ１１３の損壊を抑制することが可能となる。なお、プラズマ処理システムＤにおいても、インピーダンス差ΔＺの代わりに、反射波電力Ｐｒに基づき、レベル切替部１１３ａから出力される直流電圧のレベルを切り替えるようにしてもよい。さらに、図１０〜図１３に示すＲＦ変換部１１３ｃ〜１１３ｆを用いて構成してもよい。
【０１１１】
また、上記する非接触電力伝送システムＡ，Ｂ，Ｃやプラズマ処理システムＤにおいて、高周波インバータ１１３から高周波交流電力の出力を開始するとき、インピーダンスが整合されていない可能性が高い。そのため、高周波交流電力の出力開始を判断して、開始直後は、レベル切替部１１３ａから低レベルの直流電圧が出力されるようにし、インピーダンス整合器１２によりインピーダンスマッチングが完了した後に、レベル切替部１１３ａから高レベルの直流電圧が出力されるようにしてもよい。なお、出力開始の判断は、各システムに備えられる図示しない電源スイッチ（出力開始スイッチ）の操作や、電力検出器による出力電力の検出などにより判断することができる。その後は、上記第１実施形態ないし第４実施形態のように、負荷側インピーダンスＺAまたは反射波電力Ｐｒの値に基づき、レベル切替部１１３ａ（レベル切替部１１３ａ’）を切り替えるようにする。
【０１１２】
以上のように、本発明に係る高周波電源装置および非接触電力伝送システムについて説明したが、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の特許請求の範囲を逸脱しなければ、各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
【符号の説明】
【０１１３】
Ａ，Ｂ，Ｃ  非接触電力伝送システム
Ｐ  商用電源
１  送電装置
１１  高周波電源回路
１１１  整流回路
１１２  平滑回路
１１３  高周波インバータ
１１３ａ，１１３ａ’  レベル切替部
１１３ｂ〜１１３ｆ  ＲＦ変換部
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３  スイッチ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６  コンデンサ
Ｑｓ  スイッチング素子
Ｌ３，Ｌ５，Ｌ６  インダクタ
ＬＣ１  ＬＣ直列共振回路
ＬＣ２  共振回路
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３  伝送線路
１１４  インピーダンス検出器
１１４ａ  電流・電圧センサ
１１４ｂ  演算部
１１５  電力検出器
１２  インピーダンス整合器
１３  送電ユニット
Ｃ１３  コンデンサ
Ｌ１３  送電コイル
１４，１４’  制御部
１４１  制御信号生成部
１４２，１４２’  判断部
１４３，１４３’  切替指令部
２  受電装置
２１  受電ユニット
Ｃ２１  コンデンサ
Ｌ２１  受電コイル
２２  整流平滑回路
２３  充電回路
３  バッテリ
Ｄ  プラズマ処理システム
１５  プラズマ処理装置
【図１】
2017093175.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
2017093175.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
2017093175.tif 000009
【図８】
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【図９】
2017093175.tif 000011
【図１０】
2017093175.tif 000012
【図１１】
2017093175.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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