(57)【要約】【課題】ドライブ回路を単純な構成とすることができる非接触電力伝送システムを提供する。【解決手段】送電装置Ａから受電装置Ｂ１に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムＣにおいて、送電装置Ａが、一定の高周波電流を出力する高周波電源装置１と、送電ユニット２とを備え、受電装置Ｂ１が、受電ユニット３を備えた。そして、高周波電源装置１が、直流電圧を出力する直流電源装置１１と、高周波制御信号Ｓ２に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子Ｑｓと、直流電源装置１１とスイッチング素子Ｑｓとの間に直列接続されたインダクタＬ１と、スイッチング素子ＱｓとインダクタＬ１との接続点と送電ユニット２との間に直列接続され、高周波制御信号Ｓ２の周波数を共振周波数とする第１の共振回路ＬＣ３と、スイッチング素子Ｑｓに並列接続され、高周波制御信号Ｓ２の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路ＬＣ２とを備えた。【選択図】図２
2017093180.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、
前記送電装置は、
一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、
送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、
を備え、
前記受電装置は、
前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットを備え、
前記高周波電源装置は、
直流電圧を出力する直流電源装置と、
入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、
前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路と、
前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路と、
を備え、
前記送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式である、
ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
【請求項２】
前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが並列接続されている、
請求項１に記載の非接触電力伝送システム。
【請求項３】
前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、
前記受電装置は、前記受電ユニットの後段に、前記受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路をさらに備えている、
請求項１に記載の非接触電力伝送システム。
【請求項４】
前記電圧‐電流変換回路は、
前記高周波電源装置が出力する高周波電流の周波数において各インピーダンスの大きさが等しくなるように設計されているインダクタとコンデンサとを、Ｔ型またはπ型に配置した回路である、
請求項３に記載の非接触電力伝送システム。
【請求項５】
前記電圧‐電流変換回路は、前記受電ユニットに直列接続された伝送線路であり、
前記伝送線路の長さは、前記高周波電源装置が出力する周波数の、当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さである、
請求項３に記載の非接触電力伝送システム。
【請求項６】
前記伝送線路は、同軸ケーブルである、
請求項５に記載の非接触電力伝送システム。
【請求項７】
前記受電装置は、前記受電ユニットからの出力電流を整流する整流回路をさらに備えている、
請求項１ないし６のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
【請求項８】
前記整流回路の出力側に、平滑回路が接続されている、
請求項７に記載の非接触電力伝送システム。
【請求項９】
前記高周波電源装置は、
２つの前記スイッチング素子と、２つの前記インダクタと、２つの前記第１の共振回路と、２つの前記第２の共振回路とを備えており、
プッシュプル回路として構成されている、
請求項１ないし８のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
【請求項１０】
前記受電装置は、車両に配置され、
前記送電装置は、床面に配置されている、
請求項１ないし９のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
【請求項１１】
受電装置に非接触で電力を伝送する送電装置であって、
一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、
送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、
を備え、
前記高周波電源装置は、
直流電圧を出力する直流電源装置と、
入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、
前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路と、
前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路と、
を備え、
前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式である、
ことを特徴とする送電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接触で電力の伝送を行う非接触電力伝送システム、および、送電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
負荷と電源とを直接接続することなく、電源が出力する電力を非接触で負荷に伝送する技術が開発されている。当該技術は、一般的に、非接触電力伝送やワイヤレス給電と呼ばれている。当該技術は、携帯電話や家電製品、電気自動車、無人搬送車（ＡＧＶ：Automated Guided Vehicle）などへの電力伝送に応用されている。
【０００３】
非接触電力伝送では、高周波電源装置に接続された送電装置から、負荷に接続された受電装置に、非接触で送電を行う。送電装置には送電コイルが備えられており、受電装置には受電コイルが備えられている。送電コイルと受電コイルとが磁気的に結合されることで、非接触での送電が行われる。
【０００４】
非接触電力伝送で用いられる高周波電源装置は、数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波電力を出力する。このような高周波電源装置は、一般的に、スイッチング素子を２個使用したハーフブリッジ型のインバータ回路や、スイッチング素子を４個使用したフルブリッジ型のインバータ回路を備えている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許５４４７５０９号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、ハーフブリッジ型やフルブリッジ型のインバータ回路を用いる場合、インバータ回路を駆動するドライブ回路は、デッドタイムを設ける必要があるので、回路構成が複雑になる。
【０００７】
本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、ドライブ回路を単純な構成とすることができる非接触電力伝送システムおよび送電装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【０００９】
本発明の第１の側面によって提供される非接触電力伝送システムは、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、前記送電装置は、一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットとを備え、前記受電装置は、前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットを備え、前記高周波電源装置は、直流電圧を出力する直流電源装置と、入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路と、前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路とを備え、前記送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式であることを特徴とする。
【００１０】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが並列接続されている。
【００１１】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、前記受電装置は、前記受電ユニットの後段に、前記受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路をさらに備えている。
【００１２】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記電圧‐電流変換回路は、前記高周波電源装置が出力する高周波電流の周波数において各インピーダンスの大きさが等しくなるように設計されているインダクタとコンデンサとを、Ｔ型またはπ型に配置した回路である。
【００１３】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記電圧‐電流変換回路は、前記受電ユニットに直列接続された伝送線路であり、前記伝送線路の長さは、前記高周波電源装置が出力する周波数の、当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さである。
【００１４】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝送線路は、同軸ケーブルである。
【００１５】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、前記受電ユニットからの出力電流を整流する整流回路をさらに備えている。
【００１６】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、前記整流回路の出力側に、平滑回路が接続されている。
【００１７】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、２つの前記スイッチング素子と、２つの前記インダクタと、２つの前記第１の共振回路と、２つの前記第２の共振回路とを備えており、プッシュプル回路として構成されている。
【００１８】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、車両に配置され、前記送電装置は、床面に配置されている。
【００１９】
本発明の第２の側面によって提供される送電装置は、受電装置に非接触で電力を伝送する送電装置であって、一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットとを備え、前記高周波電源装置は、直流電圧を出力する直流電源装置と、入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路と、前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路とを備え、前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によると、前記高周波電源装置は、スイッチング素子に高周波制御信号を入力することで、出力線から一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。
【００２１】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成の概要を示す図である。
【図２】（ａ）は、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す回路図であり、（ｂ）は、高周波電源装置の内部構成の詳細を示す回路図である。
【図３】第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの主要部分の回路を、等価回路で説明するための図である。
【図４】第１実施形態に係る非接触電力伝送システムに基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。
【図５】第２実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す回路図である。
【図６】第２実施形態に係る非接触電力伝送システムの主要部分の回路を、等価回路で説明するための図である。
【図７】第２実施形態に係る非接触電力伝送システムに基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。
【図８】第２実施形態に係る非接触電力伝送システムに基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。
【図９】第３実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す回路図である。
【図１０】第３実施形態に係る非接触電力伝送システムの主要部分の回路を示す図である。
【図１１】第３実施形態に係る非接触電力伝送システムに基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。
【図１２】高周波電源装置の変形例を示す図である。
【図１３】第１〜第３実施形態に係る非接触給電システムの他の実施例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る非接触電力伝送システムを電気自動車の充電システムに適用した場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。
【００２４】
図１および図２は、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣを説明するための図である。図１は、非接触電力伝送システムＣの全体構成の概要を示している。図２（ａ）は、非接触電力伝送システムＣの全体構成を示す回路図であり、図２（ｂ）は、高周波電源装置１の内部構成の詳細を示す回路図である。
【００２５】
図１に示すように、非接触電力伝送システムＣは、電気自動車などの車体に備えられた受電装置Ｂ１と、駐車場などの床面に埋設された送電装置Ａとを備えている。送電装置Ａは床面に配置された送電コイルを備えており、受電装置Ｂ１は車体底面に配置された受電コイルを備えている。送電コイルと受電コイルとが磁気結合することで、受電装置Ｂ１は、送電装置Ａから送電される高周波電力を受電する。すなわち、送電コイルに高周波電流が流れることで磁束が変化し、この磁束に鎖交する受電コイルに高周波電流が流れる。これにより、送電装置Ａから受電装置Ｂ１に、非接触で電力を伝送することができる。受電装置Ｂ１は、高周波電流を整流平滑回路で整流して、バッテリＤに供給する。
【００２６】
送電コイルおよび受電コイルは、渦巻状に巻回された平面コイルであり、それぞれコイル面が床面に対して略平行になるように配置されている。給電を行う場合は、図１に示すように、受電装置Ｂ１が送電装置Ａの真上にきて、受電コイルが送電コイルに上方から見て重なり合うように、車体を配置する。図２（ａ）は、受電コイルが送電コイルに磁気結合した状態を示している。
【００２７】
図２（ａ）に示すように、送電装置Ａは、高周波電源装置１、および、送電ユニット２を備えている。
【００２８】
高周波電源装置１は、高周波電力を送電ユニット２に供給するものである。高周波電源装置１は、いわゆる定電流源であり、一定の大きさの高周波電流を出力する。図２（ｂ）に示すように、高周波電源装置１は、直流電源装置１１、制御装置１２、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えている。高周波電源装置１は、直流電源装置１１が生成した直流電力を、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作によって高周波電力に変換する。
【００２９】
直流電源装置１１は、直流電力を生成して出力するものである。直流電源装置１１は、商用電源から入力される交流電圧（例えば、商用電圧２００［Ｖ］など）を図示しない整流回路によって整流し、図示しない平滑回路によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、図示しないＤＣ−ＤＣコンバータによって、所定のレベル（目標電圧）の直流電圧に変換する。直流電源装置１１は、制御装置１２から入力される電圧制御信号Ｓ１によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換動作を制御することにより、整流、平滑後の直流電圧を所定のレベルの直流電圧に変換する。なお、直流電源装置１１の構成は限定されず、所定の高周波電圧を出力するものであればよい。
【００３０】
スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０は、いわゆるＥ級アンプを構成する。Ｅ級アンプは、直流電源装置１１より直流電力を入力され、高周波電力を生成して出力する。
【００３１】
コンデンサＣ１０は、直流電源装置１１に並列接続されており、直流電源装置１１より入力される直流電圧を平滑化するものである。
【００３２】
インダクタＬ１は、直流電源装置１１の高電位側の出力端子とスイッチング素子Ｑｓとの間に直列接続されている。直流電源装置１１が一定の直流電圧を出力することにより、インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑｓに一定の直流電流を供給する。
【００３３】
スイッチング素子Ｑｓは、制御装置１２から入力される高周波制御信号Ｓ２に応じて、オン状態とオフ状態とを切り替えるものである。本実施形態では、スイッチング素子ＱｓとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子ＱｓはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子は、インダクタＬ１の一方の端子（直流電源装置１１の出力端子に接続されたのとは異なる方の端子）に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのソース端子は、直流電源装置１１の低電位側の出力端子に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのゲート端子には、制御装置１２から高周波制御信号Ｓ２が入力される。高周波制御信号Ｓ２は、所定の周波数ｆ0（例えば、８５［ｋＨｚ］や１３．５６［ＭＨｚ］など）でハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号である。周波数ｆ0は、スイッチング素子Ｑｓをスイッチングさせる周波数なので、以下では「スイッチング周波数ｆ0」と記載する場合がある。スイッチング素子Ｑｓは、高周波制御信号Ｓ２がローレベルのときオフ状態になり、高周波制御信号Ｓ２がハイレベルのときオン状態になる。
【００３４】
ダイオードＤ１は、いわゆるフライホイールダイオードであって、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とソース端子との間に、逆並列に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端子はスイッチング素子Ｑｓのソース端子に接続され、ダイオードＤ１のカソード端子はスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続されている。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑｓの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子Ｑｓに印加されないようにするためのものである。なお、スイッチング素子Ｑｓが内部にダイオードの動作をする機能を有する場合は、ダイオードＤ１を設けないようにしてもよい。
【００３５】
コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑｓに並列接続されており、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態のときに電流が流れて、電気エネルギーを蓄積する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がピークになった後は放電を行い、電気エネルギーを放出する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がゼロになったタイミングで、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態からオン状態に切り替わる。
【００３６】
インダクタＬ３とコンデンサＣ３とは、直列接続されて共振回路ＬＣ３を構成している。インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ0と一致するように設計される。共振回路ＬＣ３は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とインダクタＬ１の一方の端子との接続点と送電ユニット２との間に、直列接続されている。共振回路ＬＣ３の共振特性により、出力電流が、共振周波数（スイッチング周波数ｆ0）の正弦波状になる。なお、当該共振回路ＬＣ３が、本発明の「第１の共振回路」に相当する。
【００３７】
コンデンサＣ４は、共振回路ＬＣ３の出力側に、直流電源装置１１に対して並列となるように、接続されている。コンデンサＣ４、インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、インピーダンス整合回路として機能する。また、コンデンサＣ３は、高周波電源装置１から出力される高周波電流から直流成分をカットする。
【００３８】
以上の構成から、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えたＥ級アンプは、制御装置１２より入力される高周波制御信号Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｑｓがスイッチングすることで、スイッチング周波数ｆ0の高周波電流を生成して出力する。
【００３９】
また、本実施形態においては、高周波電源装置１は、インダクタＬ２とコンデンサＣ２とが直列接続された共振回路ＬＣ２を、スイッチング素子Ｑｓに並列接続させている。インダクタＬ２およびコンデンサＣ２は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ0の２倍の周波数と一致するように設計される。共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ0の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ0の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。なお、当該共振回路ＬＣ２が、本発明の「第２の共振回路」に相当する。
【００４０】
また、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１からなるフィルタＬＣ１も、共振回路ＬＣ２と合わせたインピーダンスが、スイッチング周波数ｆ0の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ0の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなるように設計される。なお、コンデンサＣ１のキャパシタンスは、スイッチング素子Ｑｓの内部の容量成分も考慮して設計される。
【００４１】
以上の構成から、発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。
【００４２】
制御装置１２は、高周波電源装置１を制御するものであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）で構成される。
【００４３】
制御装置１２は、フィードバック制御によって、直流電源装置１１から出力される直流電圧のレベルを制御する。具体的には、制御装置１２は、直流電源装置１１の出力電圧と設定された目標電圧との偏差をゼロにするための制御パルス信号を生成する。そして、当該制御パルス信号を図示しないドライブ回路でＤＣ−ＤＣコンバータを駆動できるレベルに増幅して、電圧制御信号Ｓ１として直流電源装置１に出力する。これにより、制御装置１２は、直流電源装置１１から出力される直流電圧を目標電圧に制御して、直流電源装置１１から一定の直流電圧を出力させることができる。また、制御装置１２は、目標電圧を変更することで、直流電源装置１１の出力電圧のレベルを変更する。
【００４４】
また、制御装置１２は、基準クロックに基づいて、スイッチング周波数ｆ0のパルス信号（なお、正弦波信号などでもよい）を生成し、当該パルス信号を図示しないドライブ回路でスイッチング素子Ｑｓを駆動できるレベルに増幅して、高周波制御信号Ｓ２としてスイッチング素子Ｑｓのゲート端子に出力する。
【００４５】
送電ユニット２は、送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔを備えている。送電コイルＬｔは、高周波電源装置１より供給される高周波電力を、受電装置Ｂに送電するものである。共振コンデンサＣｔは、送電コイルＬｔに直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。
【００４６】
送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔは、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ0（スイッチング周波数ｆ0）と一致するように設計される。すなわち、送電コイルＬｔの自己インダクタンスＬRと、共振コンデンサＣｔのキャパシタンスＣRとが、下記（１）式の関係になるように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ0が高い場合は、送電コイルＬｔの巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｔとして用いるようにしてもよい。
【数１】
2017093180.tif 000003
【００４７】
また、図２（ａ）に示すように、受電装置Ｂ１は、受電ユニット３および整流平滑回路４を備えている。
【００４８】
受電ユニット３は、受電コイルＬｒ、および、共振コンデンサＣｒを備えている。受電コイルＬｒは、送電コイルＬｔと磁気結合して、非接触で受電するものである。共振コンデンサＣｒは、受電コイルＬｒに並列接続されて、並列共振回路を構成するためのものである。
【００４９】
受電コイルＬｒおよび共振コンデンサＣｒは、送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔと同様に、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ0（スイッチング周波数ｆ0）と一致するように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ0が高い場合は、受電コイルＬｒの巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒとして用いるようにしてもよい。
【００５０】
送電ユニット２および受電ユニット３は、いずれも共振回路であり、共鳴して結合される。すなわち、送電ユニット２から受電ユニット３へは、磁界共鳴方式により、非接触で電力伝送が行われる。受電ユニット３が受電した電力は、整流平滑回路４に出力される。
【００５１】
整流平滑回路４は、受電ユニット３より出力される高周波電流を整流して、直流電流に変換するものである。整流平滑回路４は、４つのダイオードをブリッジ接続した全波整流回路を備えている。また、整流平滑回路４は、整流後の出力を平滑するための平滑回路も備えている。なお、整流平滑回路４の構成は限定されず、高周波電流を直流電流に変換するものであればよい。整流平滑回路４から出力される直流電流は、バッテリＤに供給される。
【００５２】
バッテリＤは、例えばリチウムイオン電池などの二次電池である。バッテリＤは、整流平滑回路４より出力される直流電力によって充電され、図示しないモータなどに電力を供給する。バッテリＤには、バッテリＤの充電状態に関係なく、一定大きさの電流が入力される。なお、二次電池の種類は限定されず、鉛蓄電池などであってもよい。また、バッテリＤに代えて、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタを用いるようにしてもよい。
【００５３】
次に、図３を参照して、バッテリＤに供給される電流が、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になることを説明する。
【００５４】
図３（ａ）は、図２（ａ）に示す非接触電力伝送システムＣの主要部分を抜き出したものである。
【００５５】
高周波電源装置１の出力電圧をＶ1、出力電流をＩ1とする。また、整流平滑回路４に印加される電圧をＶ2、整流平滑回路４に入力される電流をＩ2とする。なお、各電圧Ｖ1，Ｖ2および各電流Ｉ1，Ｉ2は、いずれもベクトルである。
【００５６】
一般的に、非接触電力伝送システムの等価回路は、磁気結合した送電コイルと受電コイルとを、３つのコイルで構成されたＴ型回路に置き換えて表すことができる。図３（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図３（ｂ）に示す回路になる。図３（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ４として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ４は、いずれもベクトルである。Ｔ型回路のコイルのうちの送電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ１に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。Ｔ型回路のコイルのうちの受電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ３に含まれるコイル）のインダクタンスは、受電コイルＬｒの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。また、Ｔ型回路のコイルのうちの並列接続されたコイル（インピーダンスＺ２に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスとなる。したがって、各インピーダンスＺ１〜Ｚ４は、下記（２）〜（５）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔおよび受電コイルＬｒのインダクタンスを、それぞれ、ＬtおよびＬrとし、共振コンデンサＣｔおよび共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを、それぞれ、ＣtおよびＣrとしている。また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋとしている。
【数２】
2017093180.tif 000004
【００５７】
図３（ｃ）は、図３（ｂ）に示す回路を、Ｆパラメータを用いて表した等価回路を示す図である。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルであり、Ｆパラメータは、下記（６）式のようになる。
【数３】
2017093180.tif 000005
【００５８】
磁界共鳴の条件式であるＺ１＋Ｚ２＝Ｚ２＋Ｚ３＋Ｚ４＝０を、上記（６）式に代入すると、下記（７）式になる。これより、下記（８）式および上記（３），（４）式から、下記（９）式が求められる。
【数４】
2017093180.tif 000006
【００５９】
送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（９）式より、受電ユニット３から出力される電流Ｉ2の大きさは、送電ユニット２に入力される電流Ｉ1の大きさに比例する。また、送電ユニット２に入力される電流Ｉ1は、高周波電源装置１の出力電流Ｉ1である。直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流Ｉ1の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３の出力電流Ｉ2の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３の出力は、一定の大きさの電流Ｉ2を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３の出力電流Ｉ2の大きさが一定なので、整流平滑回路４によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤに供給される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。
【００６０】
図４は、図２に示す回路において、整流平滑回路４およびバッテリＤを負荷抵抗に置き換えて、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。直流電源装置１１が出力する直流電圧Ｖdcを２００［Ｖ］、高周波制御信号Ｓ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］、デューティー比４０％の矩形波信号とし、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．５とし、負荷抵抗の抵抗値を５［Ω］、１０［Ω］、１５［Ω］、２０［Ω］、２５［Ω］、３０［Ω］と変化させて、シミュレーションを行った。図４（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsの波形を示しており、図４（ｂ）は、受電ユニット３の出力電圧（すなわち、負荷抵抗に印加される電圧）Ｖ2の波形を示している。また、図４（ｃ）は、受電ユニット３の出力電流（すなわち、負荷抵抗に流れる電流）Ｉ2の波形を示している。
【００６１】
図４（ａ）に示されているように、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsは、５００［Ｖ］未満となっており、直流電圧Ｖdc（２００［Ｖ］）に対して２．５倍程度に収まっている。一方、図２（ｂ）に示す、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２を削除してシミュレーションを行った場合は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsは、７００［Ｖ］以上となり（図示しない）、直流電圧Ｖdcに対して３．５倍以上になった。つまり、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２によって、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧を抑制できることが確認できた。
【００６２】
また、図４（ｂ）に示されているように、受電ユニット３の出力電圧Ｖ2の波形が、負荷抵抗の抵抗値によって変化するのに対して、図４（ｃ）に示されているように、受電ユニット３の出力電流Ｉ2の波形は、負荷抵抗の抵抗値によって変化しないことが確認できた。
【００６３】
次に、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣの作用効果について説明する。
【００６４】
本実施形態によると、高周波電源装置１は、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。
【００６５】
また、本実施形態によると、高周波電源装置１のスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。当該共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ0の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ0の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。したがって、高周波電源装置１で発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。よって、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにする必要がない。
【００６６】
本実施形態によると、送電ユニット２は直列共振回路であり、受電ユニット３は並列共振回路である。また、高周波電源装置１は送電ユニット２に一定の大きさの高周波電流を出力し、送電ユニット２から受電ユニット３へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、受電ユニット３の出力が定電流源の出力と等価になる。よって、バッテリＤの充電状態に関係なく、バッテリＤに出力される電流は一定になる。つまり、バッテリＤを、定電流で充電することができる。
【００６７】
上記第１実施形態においては、受電ユニット３が並列共振回路である場合について説明したが、これに限られない。受電ユニット３が直列共振回路である場合について、以下に説明する。
【００６８】
図５は、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’の全体構成を示す回路図である。図５において、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ（図２参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。非接触電力伝送システムＣ’は、受電ユニット３’が直列共振回路である点と、受電ユニット３’と整流平滑回路４との間に、電圧‐電流変換回路５が設けられている点で、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣと異なる。
【００６９】
受電ユニット３’は、共振コンデンサＣｒが受電コイルＬｒに直列接続されており、直列共振回路を構成している。受電コイルＬｒおよび共振コンデンサＣｒは、送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔと同様に、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ0（スイッチング周波数ｆ0）と一致するように設計される。なお、高周波電源装置１が出力する高周波電流の周波数が高い場合は、受電コイルＬｒの巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒとして用いるようにしてもよい。
【００７０】
電圧‐電流変換回路５は、電圧出力を電流出力に変換するものである。電圧‐電流変換回路５は、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１とを、Ｔ型に配置した回路である。インダクタＬ１１とインダクタＬ１２とは直列接続されており、受電ユニット３’と整流平滑回路４との間に、直列接続されている。そして、インダクタＬ１１とインダクタＬ１２との接続点に、コンデンサＣ１１が並列接続されている。スイッチング周波数ｆ0におけるインダクタＬ１１，Ｌ１２およびコンデンサＣ１１の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、各インダクタンスおよびキャパシタンスを決定している。
【００７１】
図６（ａ）は、図５に示す非接触電力伝送システムＣ’の主要部分を抜き出したものである。
【００７２】
高周波電源装置１の出力電圧をＶ1、出力電流をＩ1とする。また、受電ユニット３’の出力電圧をＶ2、出力電流をＩ2とする。また、電圧‐電流変換回路５の出力電圧をＶ3、出力電流をＩ3とする。つまり、整流平滑回路４に印加される電圧がＶ3、整流平滑回路４に入力される電流がＩ3となる。なお、各電圧Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3および各電流Ｉ1，Ｉ2，Ｉ3は、いずれもベクトルである。
【００７３】
図６（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図６（ｂ）に示す回路になる。図６（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ３として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ３は、いずれもベクトルであり、下記（１０）〜（１２）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔおよび受電コイルＬｒのインダクタンスを、それぞれ、ＬtおよびＬrとし、共振コンデンサＣｔおよび共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを、それぞれ、ＣtおよびＣrとしている。また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋとしている。
【数５】
2017093180.tif 000007
【００７４】
図６（ｂ）に示す回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（１３）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。
【数６】
2017093180.tif 000008
【００７５】
磁界共鳴の条件式であるＺ１＋Ｚ２＝Ｚ２＋Ｚ３＝０を、上記（１３）式に代入すると、下記（１４）式になる。これより、下記（１５）式および上記（１１）式から、下記（１６）式が求められる。
【数７】
2017093180.tif 000009
【００７６】
送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（１６）式より、受電ユニット３’から出力される電圧Ｖ2の大きさは、送電ユニット２に入力される電流Ｉ1の大きさに比例する。また、送電ユニット２に入力される電流Ｉ1は、高周波電源装置１の出力電流Ｉ1である。直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流Ｉ1の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３’の出力電圧Ｖ2の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３’の出力は、一定の大きさの電圧Ｖ2を出力する定電圧源と考えることができる。
【００７７】
図６（ｃ）は、電圧‐電流変換回路５の回路を示している。図６（ｃ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ４〜Ｚ６として表している。なお、各インピーダンスＺ４〜Ｚ６は、いずれもベクトルであり、下記（１７）〜（１９）式で表すことができる。なお、インダクタＬ１１およびインダクタＬ１２のインダクタンスを、それぞれ、Ｌ11およびＬ12とし、コンデンサＣ１１のキャパシタンスをＣ11としている。
【数８】
2017093180.tif 000010
【００７８】
図６（ｃ）に示す回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（２０）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。
【数９】
2017093180.tif 000011
【００７９】
高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ0（スイッチング周波数ｆ0）におけるインダクタＬ１１，Ｌ１２およびコンデンサＣ１１の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、各インダクタンスやキャパシタンスを決定しているため、Ｚ４＋Ｚ５＝Ｚ５＋Ｚ６＝０となる。これを、上記（２０）式に代入すると、下記（２１）式になる。これより、下記（２２）式および上記（１８）式から、下記（２３）式が求められる。
【数１０】
2017093180.tif 000012
【００８０】
キャパシタンスＣ11は固定値なので、上記（２３）式より、電圧‐電流変換回路５の出力電流Ｉ3の大きさは、受電ユニット３’から出力されて電圧‐電流変換回路５に入力される電圧Ｖ2の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３’の出力電圧Ｖ2の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、電圧‐電流変換回路５の出力電流Ｉ3の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、電圧‐電流変換回路５の出力は、一定の大きさの電流Ｉ3を出力する定電流源と考えることができる。電圧‐電流変換回路５の出力電流Ｉ3の大きさが一定なので、整流平滑回路４によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤに供給される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。
【００８１】
図７および図８は、図５に示す回路において、整流平滑回路４およびバッテリＤを負荷抵抗に置き換えて、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。直流電源装置１１が出力する直流電圧Ｖdcを２００［Ｖ］、高周波制御信号Ｓ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］、デューティー比４０％の矩形波信号とし、負荷抵抗の抵抗値を５［Ω］、１０［Ω］、１５［Ω］、２０［Ω］、２５［Ω］、３０［Ω］と変化させて、シミュレーションを行った。
【００８２】
図７は、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．５としたものである。図７（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsの波形を示しており、図７（ｂ）は、電圧‐電流変換回路５の出力電圧（すなわち、負荷抵抗に印加される電圧）Ｖ3の波形を示している。また、図７（ｃ）は、電圧‐電流変換回路５の出力電流（すなわち、負荷抵抗に流れる電流）Ｉ3の波形、および、送電ユニット２に入力される電流（高周波電源装置１の出力電流）Ｉ1の波形を示している。
【００８３】
図７（ａ）に示されているように、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsは、図４（ａ）と同様、５００［Ｖ］未満となっており、直流電圧Ｖdc（２００［Ｖ］）に対して２．５倍程度に収まっている。また、図７（ｂ）に示されているように、電圧‐電流変換回路５の出力電圧Ｖ3の波形が、負荷抵抗の抵抗値によって変化するのに対して、図７（ｃ）に示されているように、電圧‐電流変換回路５の出力電流Ｉ3の波形は、負荷抵抗の抵抗値によって変化しないことが確認できた。
【００８４】
図８は、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．３としたものである。図８（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsの波形を示しており、図８（ｂ）は、電圧‐電流変換回路５の出力電圧（すなわち、負荷抵抗に印加される電圧）Ｖ3の波形を示している。また、図８（ｃ）は、電圧‐電流変換回路５の出力電流（すなわち、負荷抵抗に流れる電流）Ｉ3の波形、および、送電ユニット２に入力される電流（高周波電源装置１の出力電流）Ｉ1の波形を示している。
【００８５】
図８（ａ）に示されているように、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsは、図８（ａ）と同様、５００［Ｖ］未満となっており、直流電圧Ｖdc（２００［Ｖ］）に対して２．５倍程度に収まっている。また、図８（ｂ）に示されているように、電圧‐電流変換回路５の出力電圧Ｖ3の波形が、負荷抵抗の抵抗値によって変化するのに対して、図８（ｃ）に示されているように、電圧‐電流変換回路５の出力電流Ｉ3の波形は、負荷抵抗の抵抗値によって変化しないことが確認できた。
【００８６】
さらに、図７（ｃ）および図８（ｃ）に示されているように、結合係数ｋが変化することで、電圧‐電流変換回路５の出力電流Ｉ3の大きさが変化していることが確認できた。結合係数ｋが小さくなると（図８（ｃ）参照）、出力電流Ｉ3の大きさは小さくなっている。また、図７（ｂ）および図８（ｂ）に示されているように、結合係数ｋが小さくなると、出力電圧Ｖ3も小さくなっている。
【００８７】
第２実施形態においても、高周波電源装置１は、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。
【００８８】
また、第２実施形態においても、高周波電源装置１のスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。したがって、高周波電源装置１で発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。
【００８９】
また、第２実施形態によると、送電ユニット２は直列共振回路であり、受電ユニット３’は直列共振回路である。また、高周波電源装置１は送電ユニット２に一定の大きさの高周波電流を出力し、送電ユニット２から受電ユニット３’へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、受電ユニット３’の出力が定電圧源の出力と等価になる。また、受電ユニット３’の後段には、電圧‐電流変換回路５が接続されている。したがって、電圧‐電流変換回路５の出力が定電流源の出力と等価になる。よって、バッテリＤの充電状態に関係なく、バッテリＤに出力される電流は一定になる。つまり、バッテリＤを、定電流で充電することができる。
【００９０】
なお、第２実施形態においては、電圧‐電流変換回路５を、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１とをＴ型に配置した回路とした場合について説明したが、電圧‐電流変換回路５の回路構成は、上述したものに限定されない。例えば、１つのインダクタと２つのコンデンサとをＴ型に配置した回路としてもよいし、２つのインダクタと１つのコンデンサとをπ型に配置した回路としてもよいし、１つのインダクタと２つのコンデンサとをπ型に配置した回路としてもよい。
【００９１】
また、電圧‐電流変換回路５は、インダクタとコンデンサを組み合わせた回路に限定されない。電圧‐電流変換回路５は、受電ユニット３’からの電圧出力を電流出力に変換するものであればよい。
【００９２】
図９は、第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ”の全体構成を示す回路図である。図９において、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’（図５参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。非接触電力伝送システムＣ”は、電圧‐電流変換回路５’の構成が、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’の電圧‐電流変換回路５と異なっている。
【００９３】
電圧‐電流変換回路５’は、電圧出力を電流出力に変換するものである。電圧‐電流変換回路５は、伝送線路ＴＬを備えている。伝送線路ＴＬは、受電ユニット３’と整流平滑回路４との間に直列接続されている。本実施形態においては、伝送線路ＴＬを同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路ＴＬは、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。
【００９４】
伝送線路ＴＬの長さは、受電ユニット３’より入力される高周波（すなわち、高周波電源装置１が出力する高周波）の基本波の、伝送線路ＴＬにおける伝送波長の略４分の１としている。高周波電源装置１が出力する高周波の波長λは、周波数をｆとして、伝送線路ＴＬ内の電波の速度をνとすると、λ［ｍ］＝ν［ｍ／ｓ］／ｆ［Ｈｚ］で表わされる。同軸ケーブル（ポリエチレン製）上の電波の速度νは、真空中の電波の速度（３．０×１０8［ｍ／ｓ］）の約６６％程度なので、例えば、スイッチング周波数ｆ0＝１３．５６［ＭＨｚ］とすると、高周波電源装置１が出力する高周波の波長λは、λ＝（３．０×１０8）×（６６／１００）／（１３．５６×１０6）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路ＴＬの長さは、この波長λの略１／４であるので、１４．６０×（１／４）≒３．６５［ｍ］となる。なお、上記同軸ケーブル上の電波の速度νを、真空中の電波の速度の約６６％としたが、同軸ケーブル上の電波の速度は、用いる同軸ケーブルの波長短縮率（詳細には同軸ケーブルの絶縁材料）により異なる。したがって、伝送線路ＴＬの長さは、用いる同軸ケーブルの種類に応じて、適宜変更すればよい。また、上記算出式から分かるように、高周波電源装置１が出力する高周波の周波数が低ければ低いほど、波長λは長くなる。したがって、周波数が低い場合、長い伝送線路ＴＬを用いる必要があり、当該伝送線路ＴＬを受電装置Ｂ３の筺体に収容するために、受電装置Ｂ３の大きさを大きくしなければならない。よって、高周波電源装置１が出力する高周波の周波数は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。
【００９５】
図１０は、図９に示す非接触電力伝送システムＣ”の主要部分を抜き出したものである。
【００９６】
高周波電源装置１の出力電圧をＶ1、出力電流をＩ1とする。また、受電ユニット３’の出力電圧をＶ2、出力電流をＩ2とする。また、電圧‐電流変換回路５’の出力電圧をＶ3、出力電流をＩ3とする。つまり、整流平滑回路４に印加される電圧がＶ3、整流平滑回路４に入力される電流がＩ3となる。なお、各電圧および電流は交流なので、Ｖ1，Ｉ1，Ｖ2，Ｉ2，Ｖ3，Ｉ3は、いずれもベクトルである。
【００９７】
送電ユニット２および受電ユニット３’は第２実施形態と共通しているので、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３’の出力電圧Ｖ2の大きさが、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく一定であることも同様である。
【００９８】
電圧‐電流変換回路５’の回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（２４）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。Ｚ0は伝送線路ＴＬの特性インピーダンスであり、βは位相定数（２π／λ）であり（λは伝送線路ＴＬにおける伝送波長）、ｌは線路長である。伝送線路ＴＬの線路長ｌは、伝送波長λの４分の１なので、β・ｌ＝π／２となる。したがって、Ｆパラメータは、下記（２５）式のようになる。
【数１１】
2017093180.tif 000013
【００９９】
これより、下記（２６）式から、下記（２７）式が求められる。
【数１２】
2017093180.tif 000014
【０１００】
特性インピーダンスＺ0は固定値なので、上記（２７）式より、電圧‐電流変換回路５’の出力電流Ｉ3の大きさは、受電ユニット３’から出力されて電圧‐電流変換回路５’に入力される電圧Ｖ2の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３’の出力電圧Ｖ2の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、電圧‐電流変換回路５’の出力電流Ｉ3の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、電圧‐電流変換回路５’の出力は、一定の大きさの電流Ｉ3を出力する定電流源と考えることができる。電圧‐電流変換回路５’の出力電流Ｉ3の大きさが一定なので、整流平滑回路４によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤに供給される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。
【０１０１】
図１１は、図１０に示す回路において、整流平滑回路４およびバッテリＤを負荷抵抗に置き換えて、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。直流電源装置１１が出力する直流電圧Ｖdcを２００［Ｖ］、高周波制御信号Ｓ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］、デューティー比４０％の矩形波信号とし、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．５とし、負荷抵抗の抵抗値を５［Ω］、１０［Ω］、１５［Ω］、２０［Ω］、２５［Ω］、３０［Ω］と変化させて、シミュレーションを行った。図１１（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsの波形を示しており、図１１（ｂ）は、電圧‐電流変換回路５’の出力電圧（すなわち、負荷抵抗に印加される電圧）Ｖ3の波形を示している。また、図１１（ｃ）は、電圧‐電流変換回路５’の出力電流（すなわち、負荷抵抗に流れる電流）Ｉ3の波形、および、送電ユニット２に入力される電流（高周波電源装置１の出力電流）Ｉ1の波形を示している。
【０１０２】
図１１（ａ）に示されているように、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖdsは、５００［Ｖ］未満となっており、直流電圧Ｖdc（２００［Ｖ］）に対して２．５倍程度に収まっている。また、図１１（ｂ）に示されているように、電圧‐電流変換回路５’の出力電圧Ｖ3の波形が、負荷抵抗の抵抗値によって変化するのに対して、図１１（ｃ）に示されているように、電圧‐電流変換回路５’の出力電流Ｉ3の波形は、負荷抵抗の抵抗値によって変化しないことが確認できた。
【０１０３】
第３実施形態においても、高周波電源装置１は、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。
【０１０４】
また、第３実施形態においても、高周波電源装置１のスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。したがって、高周波電源装置１で発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。
【０１０５】
第３実施形態によると、送電ユニット２は直列共振回路であり、受電ユニット３’は直列共振回路である。また、高周波電源装置１は送電ユニット２に一定の大きさの高周波電流を出力し、送電ユニット２から受電ユニット３’へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、受電ユニット３’の出力が定電圧源の出力と等価になる。また、受電ユニット３’の後段には、電圧‐電流変換回路５’が接続されている。したがって、電圧‐電流変換回路５’の出力が定電流源の出力と等価になる。よって、バッテリＤの充電状態に関係なく、バッテリＤに出力される電流は一定になる。つまり、バッテリＤを、定電流で充電することができる。
【０１０６】
上記第１ないし第３実施形態においては、高周波電源装置１がいわゆる一石のＥ級アンプを利用した場合について説明したが、これに限られない。例えば、図１２に示すように、プッシュプル回路で構成するようにしてもよい。高周波電源装置１’は、Ｅ級アンプを正負対称に接続して、それぞれが一方の極性の信号のみを増幅するようにした、いわゆるプッシュプル方式のアンプを利用したものである。共振回路ＬＣ２も、それぞれの極性用に、２つ設けられている。この場合でも、高周波電源装置１は、各スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、各スイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２がそれぞれ並列接続されている。したがって、２次高調波成分が共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。
【０１０７】
上記第１ないし第３実施形態においては、送電装置Ａが床面に埋設されている場合（図１参照）について説明したが、これに限られない。例えば、送電コイルのみが床面に埋設されるようにしてもよいし、送電コイルを床面に埋設せずに床面上に配置するようにしてもよい。また、送電コイルおよび受電コイルが、床面に対して略平行となるように設けられる場合に限定されない。例えば、図１３（ａ）に示すように、受電装置Ｂが車体の後部に配置され、送電装置Ａが車庫の壁面に配置され、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略垂直になるようにしてもよい。また、図１３（ｂ）に示すように、受電装置Ｂが車体の側面に配置され、送電装置Ａが車庫の壁面に配置され、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略垂直になるようにしてもよい。要するに、送電コイルと受電コイルとが略平行で向かい合う位置に配置できるように、それぞれ、車体と車庫（駐車場）に配置されていればよい。
【０１０８】
上記第１ないし第３実施形態においては、本発明に係る非接触電力伝送システムを、電気自動車に内蔵されたバッテリの充電に利用する場合を例として説明したが、これに限られない。例えば、工場内の搬送に用いられるＡＧＶ（automatic guided vehicle：無人搬送車）のバッテリや電気二重層キャパシタなどへの充電にも、利用することができる。また、電動工具やノートパソコンなどの電気製品のバッテリに充電を行う場合にも、本発明を適用することができる。また、バッテリに充電するのではなく、受電装置に接続された電気製品などの負荷に直接、電力を供給する場合にも、本発明を適用することができる。この場合、負荷に高周波電力をそのまま供給するのであれば、整流平滑回路４を設けないようにしてもよい。また、整流後の直流電力を、インバータ回路で適切な交流電力に変換して用いるようにしてもよい。
【０１０９】
本発明に係る非接触電力伝送システムおよび送電装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る非接触電力伝送システムおよび送電装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
【符号の説明】
【０１１０】
Ａ  送電装置
１，１’  高周波電源装置
１１  直流電源装置
１２  制御装置
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０  コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３  インダクタ
ＬＣ１  フィルタ
ＬＣ２  共振回路（第２の共振回路）
ＬＣ３  共振回路（第１の共振回路）
Ｑｓ  スイッチング素子
Ｄ１  ダイオード
２  送電ユニット
Ｌｔ  送電コイル
Ｃｔ  共振コンデンサ
Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３  受電装置
３，３’  受電ユニット
Ｌｒ  受電コイル
Ｃｒ  共振コンデンサ
４  整流平滑回路
５，５’  電圧-電流変換回路
Ｌ１１，Ｌ１２  インダクタ
Ｃ１１  コンデンサ
ＴＬ  伝送線路
Ｃ，Ｃ’，Ｃ“  非接触電力伝送システム
Ｄ１  バッテリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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