(57)【要約】【課題】帯域可変増幅器に期待される高周波遮断効果が得られる帯域可変増幅器を提供する。【解決手段】ベース電極に入力端子３０が接続され、コレクタ電極に第１電源ＶＣＣが接続され、エミッタ電極に出力端子４０が接続される第１トランジスタＱ１と、第１トランジスタＱ１のエミッタ電極と第２電源ＶＥＥとの間に直列に接続される電流源２０と、電流源２０に接続される帯域制御端子５０とを具備する帯域可変増幅器１であって、帯域制御端子５０に入力する帯域制御電圧Ｖｂｗによって帯域幅を制御する。【選択図】図１
2017168912.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源にコレクタ電極が接続され、入力にベース電極が接続され、出力にエミッタ電極が接続される第１トランジスタと、
前記第１トランジスタのエミッタ電極と第２電源との間に直列に接続される電流源と、
前記電流源に接続される帯域制御端子と
を具備する帯域可変増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載した帯域可変増幅器において、
前記電流源は、前記第１トランジスタのエミッタ電極にコレクタ電極が接続され、ベース電極が前記帯域制御端子に接続される第２トランジスタと、前記第２トランジスタのエミッタ電極と前記第２電源との間に接続される第１抵抗と
を具備する
ことを特徴とする帯域可変増幅器。
【請求項３】
請求項２に記載した帯域可変増幅器において、
前記電流源は、前記第２トランジスタのコレクタ電極にコレクタ電極が接続され、ベース電極が第２帯域制御端子に接続される第３トランジスタと、前記第３トランジスタのエミッタ電極と前記第２電源との間に接続される第２抵抗と
を具備し、
前記第２抵抗の抵抗値は、前記第１抵抗よりも大きい
ことを特徴とする帯域可変増幅器。
【請求項４】
請求項２に記載した帯域可変増幅器において、
前記電流源と前記帯域制御端子との間に接続される信号発生器を具備し、
前記信号発生器は、増幅器と、第１エミッタフォロワ回路とを備え、前記増幅器の入力は前記帯域制御端子に接続され、前記増幅器の出力は第１エミッタフォロワ回路に接続され、当該第１エミッタフォロワ回路の出力が前記第２トランジスタのベース電極に接続される
ことを特徴とする帯域可変増幅器。
【請求項５】
請求項３に記載した帯域可変増幅器において、
前記帯域制御端子と前記電流源との間に接続される第２信号発生器を具備し、
前記第２信号発生器は、前記帯域制御端子に入力される電圧に応じた相補的な２つの出力電圧を発生し、当該出力電圧の一方は前記第２トランジスタのベース電極に、当該出力電圧の他方は前記第３トランジスタのベース電極にそれぞれ接続される
ことを特徴とする帯域可変増幅器。
【請求項６】
請求項５に記載した帯域可変増幅器において、
前記第２信号発生器は、差動増幅器と、第２エミッタフォロワ回路と、第３エミッタフォロワ回路とを備え、
前記差動増幅器の非反転入力端子は前記帯域制御端子に、反転入力端子は基準電圧端子にそれぞれ接続され、前記差動増幅器の非反転出力端子は前記第２エミッタフォロワ回路に接続され、当該第２エミッタフォロワ回路の出力は前記第２トランジスタのベース電極に接続され、前記差動増幅器の反転出力端子は前記第３エミッタフォロワ回路に接続され、当該第３エミッタフォロワ回路の出力は前記第３トランジスタのベース電極に接続される
ことを特徴とする帯域可変増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、帯域可変増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の帯域可変増幅器は、例えば可変容量素子の容量値を変化させて帯域幅を可変していた。可変容量素子には、例えばバラクタダイオード、ショットキー障壁ダイオード、ｐｎ接合ダイオード等の半導体素子が用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表平２−５００２３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
可変容量素子を用いた従来の帯域可変増幅器は、可変容量素子の容量値を増加させて帯域を狭めようとすると低周波域の利得も減少する問題がある。図１４に、可変容量素子の容量値と従来の帯域可変増幅器の帯域幅との関係を示す。図１４の横軸は容量値（F）、縦軸は帯域幅（Hz）である。容量値を増加させると、帯域幅が急激に減少する特性を示す。
【０００５】
図１５に、可変容量素子によって帯域可変増幅器の帯域幅を可変した場合の周波数遮断特性を示す。図１５の横軸は周波数（Hz）、縦軸は電圧利得（dB）である。
【０００６】
本来、帯域可変増幅器において望ましい周波数特性の変化は、図１５中に破線で示す高周波遮断特性の遮断周波数が低周波数側に平行移動して行くことである。しかし、40GHz以下の周波数領域において、電圧利得も同時に大きく減少している。このような低周波域での電圧利得の減少が3dBを超えると、高周波遮断特性の遮断周波数が十分低周波数側に移動していなくても、低周波域での電圧利得の減少によって見かけ上帯域幅が狭まったように見える。このような現象があると、一定の割合で高周波成分の透過が許され、本来、帯域可変増幅器に期待される高周波遮断効果が得られなくなってしまう課題がある。
【０００７】
また、可変容量素子として例えばバラクタダイオードを使用した場合の帯域可変増幅器の帯域幅は、バラクタダイオードを付加する前の帯域幅よりも狭くなる。これは、バラクタダイオードの容量値が、制御電圧を大きくしても０に成らないためである。制御電圧を下げると低周波領域での利得の減少が理想的な可変容量を用いた場合よりも大きくなる。これは、バラクタダイオードのバイアス状態が順方向に近づき、抵抗値が低下する影響であると考えられる。このように、バラクタダイオードを用いた可変帯域増幅器の低周波領域での利得の減少は、更に大きくなる。
【０００８】
本発明は、この課題に鑑みてなされたものであり、低周波域での電圧利得の減少が生じ難い帯域可変増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の帯域可変増幅器は、第１電源にコレクタ電極が接続され、入力にベース電極が接続され、出力にエミッタ電極が接続される第１トランジスタと、前記第１トランジスタのエミッタ電極と第２電源との間に直列に接続される電流源と、前記電流源に接続される帯域制御端子とを具備することを要旨とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の帯域可変増幅器によれば、第１トランジスタと電源との間に接続される電流源の電流を制御することで、第１トランジスタの相互コンダクタンスが変化し、帯域可変増幅器の帯域が制御される。従来の帯域可変増幅器とは動作原理が異なるので、低周波領域での利得の減少が生じ難い帯域可変増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１実施形態の帯域可変増幅器１の構成例を示す図である。
【図２】第２実施形態の帯域可変増幅器２の構成例を示す図である。
【図３】帯域可変増幅器２の帯域幅の変化を示す図である。
【図４】帯域可変増幅器２の周波数特性の変化を示す図である。
【図５】第３実施形態の帯域可変増幅器３の構成例を示す図である。
【図６】帯域可変増幅器３の帯域幅の変化を示す図である。
【図７】帯域可変増幅器３の周波数特性の変化を示す図である。
【図８】第４実施形態の帯域可変増幅器４の構成例を示す図である。
【図９】信号発生器８０の入出力特性の例を示す図である。
【図１０】信号発生器８０を変形した信号発生器９０の構成例を示す図である。
【図１１】第５実施形態の帯域可変増幅器５の構成例を示す図である。
【図１２】第２信号発生器９５の構成例を示す図である。
【図１３】第２信号発生器９５を変形した第２信号発生器１００の構成例を示す図である。
【図１４】可変容量素子の容量値と従来の帯域可変増幅器の帯域幅との関係を示す図である。
【図１５】可変容量素子によって帯域可変増幅器の帯域幅を可変した場合の周波数遮断特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。複数の図面中同一のものに
は同じ参照符号を付し、説明は繰り返さない。
【００１３】
〔第１実施形態〕
図１に、第１実施形態の帯域可変増幅器１の構成例を示す。帯域可変増幅器１は、第１トランジスタ１０（以降、第１トランジスタの参照符号はＱ１とする）と、入力端子３０と、出力端子４０と、電流源２０と、帯域制御端子５０とを具備する。
【００１４】
第１トランジスタＱ１のベース電極は、入力端子３０に接続され、出力端子４０にエミッタ電極が接続される。第１トランジスタＱ１は極性の異なるＰＮＰトランジスタで構成しても良い。以降においてデバイスの極性は、図面のみで表記する。
【００１５】
電流源２０は、第１トランジスタＱ１と第２電源との間に直列に接続される。この例では、第１トランジスタＱ１の電源ＶＥＥ側に直列に接続される。
【００１６】
帯域制御端子５０は、電流源２０に接続される。電流源２０は、帯域制御端子５０に入力される帯域制御電圧Ｖｂｗに応じて、第１トランジスタＱ１と第２電源（ＶＥＥ）との間に流れる電流値を変化させる。
【００１７】
次に、帯域可変増幅器１の動作を説明する。帯域可変増幅器１の入力端子３０に入力電圧Ｖｉｎが与えられると、出力端子４０に出力される出力電圧Ｖｏｕｔは次式で表せる。
【００１８】
【数１】
2017168912.tif 000003
【００１９】
ここで、ｇｍは第１トランジスタＱ１の相互コンダクタンスであり、Ｃｉｎは次段増幅器の入力容量である。第１トランジスタＱ１の内部の接合容量は、次段増幅器の入力容量Ｃｉｎよりも十分小さいとして無視した。
【００２０】
式（１）によれば、帯域可変増幅器１の電圧利得の遮断周波数ｆｃは、次式で表せる。
【００２１】
【数２】
2017168912.tif 000004
【００２２】
式（２）から明らかなように相互コンダクタンスｇｍの値を変更することにより、帯域可変増幅器１の帯域を制御することができる。相互コンダクタンスｇｍは、第１トランジスタＱ１を流れる電流値ＩＣＳに対して式（３）に示す関係があるので、電流源２０に流す電流を変化することで、帯域可変増幅器１の帯域幅を制御することができる。ここで、ｑは電荷素量、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。
【００２３】
【数３】
2017168912.tif 000005
【００２４】
このように本実施形態の帯域可変増幅器１は、帯域幅を変化させる目的で可変容量素子を用いない。したがって、本実施形態の帯域可変増幅器１は、低周波領域での利得の減少が生じ難い。
【００２５】
〔第２実施形態〕
図２に、第２実施形態の帯域可変増幅器２の構成例を示す。
【００２６】
帯域可変増幅器２は、電流源２０（図１）の具体例を示したものである。電流源２０は、第２トランジスタＱ２と、第１抵抗Ｒ１とを具備する。
【００２７】
第２トランジスタＱ２のコレクタ電極は、第１トランジスタＱ１のエミッタ電極に接続され、第２トランジスタＱ２のベース電極は、帯域制御端子５０に接続される。第１抵抗Ｒ１は、第２トランジスタＱ２のエミッタ電極と電源の他方の第２電源との間に接続される。この例の第２電源は電源ＶＥＥである。
【００２８】
図３に、本実施形態の帯域可変増幅器２の帯域幅の帯域制御電圧Ｖｂｗと帯域幅の関係を示す。図３の横軸は、帯域制御電圧Ｖｂｗ（V）、縦軸は帯域可変増幅器２の帯域幅（Hz）である。
【００２９】
帯域制御電圧Ｖｂｗが低下すると、第２トランジスタＱ２のベース電流が減少し、電流源２０に流れる電流が減少する。電流源２０に流れる電流が減少するのに伴って、帯域可変増幅器２の帯域幅が狭くなる。このように第１トランジスタＱ１に流す電流を制御することで、帯域幅を制御することが可能である。帯域制御電圧Ｖｂｗを1.0V〜0.6Vに変化させることで、帯域幅を約40GHz〜数GHzの範囲で可変できる。
【００３０】
図４に、この場合の帯域可変増幅器２の周波数特性を示す。図４の横軸は周波数（Hz）、縦軸は電圧利得（dB）である。図４の特性のパラメータは、帯域制御電圧Ｖｂｗである。ここで注目すべきは、図４において、図１４に示したような遮断周波数での利得が大きく低下する特性が見られない部分である。
【００３１】
帯域可変増幅器２の周波数特性は、従来の帯域可変増幅器で見られた電圧利得が低周波領域で減少する特性と異なり、図４中に破線で示す高周波遮断特性が、低周波方向にほぼ平行移動する特性を示す。
【００３２】
なお、図４に示す帯域制御電圧Ｖｂｗ=0.8V〜0.6Vの範囲の帯域幅は、わずか0.2Vの電圧変化に対して大きく変化（約30GHz）する。このように帯域幅が大きく変化するのは、第２トランジスタＱ２の発生する電流IＣＳが次式で表せる為だと考えられる。ここで、ＩＳはトランジスタの順方向能動領域の特性を表す定数である。
【００３３】
【数４】
2017168912.tif 000006
【００３４】
帯域制御電圧Ｖｂｗに対する帯域幅の変化量が大きいと、帯域制御電圧Ｖｂｗの設定精度の観点から好ましく無い場合がある。次に、帯域制御電圧Ｖｂｗに対する帯域幅の変化量を小さくした第３実施形態の帯域可変増幅器３について説明する。
【００３５】
〔第３実施形態〕
図５に、第３実施形態の帯域可変増幅器３の構成例を示す。帯域可変増幅器３は、電流源２０に代えて電流源６０を具備する点で、帯域可変増幅器２（図２）と異なる。
【００３６】
電流源６０は、帯域可変増幅器２の電流源２０に対して、更に、第３トランジスタＱ３と第２抵抗Ｒ２とを具備する。第３トランジスタＱ３のコレクタ電極は、第２トランジスタＱ２のコレクタ電極に接続され、第３トランジスタＱ３のベース電極は第２帯域制御端子７０に接続される。そして、第３トランジスタＱ３のエミッタ電極と電源ＶＥＥとの間に第２抵抗Ｒ２が接続される。
【００３７】
第２帯域制御端子７０に入力される第２帯域制御電圧Ｖｂｗ２は、帯域制御端子５０に入力される帯域制御電圧Ｖｂｗを減少させる場合に、増加させる。このため、帯域制御電圧Ｖｂｗが最大になった時に第２トランジスタＱ２のみがオン、第３トランジスタＱ３はオフとなり、第１トランジスタＱ１には、第２トランジスタＱ２のベース電極に入力される帯域制御電圧Ｖｂｗと第１抵抗Ｒ１とによって決まる電流が流れる。
【００３８】
また、帯域制御電圧Ｖｂｗが最小となった時に第２トランジスタＱ２はオフ、第３トランジスタＱ３のみがオンとなり、第１トランジスタＱ１には、第３トランジスタＱ３のベース電極に入力される第２帯域制御電圧Ｖｂｗ２と第２抵抗Ｒ２とによって決まる電流が流れる。
【００３９】
第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２の抵抗値は、第１抵抗Ｒ１＜第２抵抗Ｒ２とする。そうすることで、帯域制御電圧Ｖｂｗを減少させ、第２帯域制御電圧Ｖｂｗ２を増加させて行くと、第１トランジスタＱ１に流れる電流は単調に減少するが、第３トランジスタＱ３に流れる電流が増加する。したがって、第１トランジスタＱ１に流れる電流は、第２抵抗Ｒ２で決まる電流値よりも小さく成らない。よって、帯域可変増幅器３の帯域幅は、必要以上に小さくならない。
【００４０】
図６に、帯域可変増幅器３の第２抵抗Ｒ２の値を第１抵抗Ｒ１の20倍とし、帯域制御電圧Ｖｂｗを1.0Vから0.6Vに変化するのと同時に、第２帯域制御電圧Ｖｂｗ２を0.6Vから1.0Vに変化させた場合の帯域可変増幅器３の帯域幅の変化を示す。横軸はＶｂｗ，Ｖｂｗ２（V）、縦軸は帯域幅（Hz）である。
【００４１】
第２トランジスタＱ２のベース電極に入力される帯域制御電圧Ｖｂｗが減少するにしたがい、帯域幅は最大値の40GHzから減少して行くが、帯域制御電圧Ｖｂｗが0.6Vに近づくと減少の割合は小さくなり、Ｖｂｗ=0.6Vで帯域幅が約20GHzとなる。
【００４２】
このような帯域幅の制御特性は、異なる帯域幅を切り替えて使用する場合に便利である。つまり、20GHz付近及び40GHz付近における帯域制御電圧Ｖｂｗに対する帯域幅の変化量を小さくできるので、帯域幅の設定精度を高めることができる。
【００４３】
なお、20GHz付近及び40GHz付近の帯域幅の変化量を小さくしたのは一例である。帯域可変増幅器３の帯域幅は、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２の抵抗値、帯域制御電圧Ｖｂｗ及び第２帯域制御電圧Ｖｂｗ２の可変範囲、第２トランジスタＱ２及び第３トランジスタＱ３のデバイスパラメタの調整によって、任意の周波数に設定することが可能である。
【００４４】
図７に、図６に示した帯域幅可変特性を得た場合の帯域可変増幅器３の周波数特性を示す。図４に示した周波数特性と同様に、低周波領域で利得の顕著な減少が起こらず、高周波遮断特性が低周波側に平行移動して行く、より理想に近い帯域可変特性が得られている。
【００４５】
第３トランジスタＱ３を追加することによる帯域減少はわずかである。図４と図７のＶｂｗ=1.0Vでの帯域幅の差は0.68GHzであり、図４に示す帯域幅に対して1.6％程度の差しか生じていない。このように、第３トランジスタＱ３を追加したことによって帯域幅が顕著に減少することはない。
【００４６】
本実施形態の図４と図７の関係に対して、例えば、バラクタダイオードを用いた従来の可変帯域増幅器の帯域は、5.2GHz程度減少する。この帯域幅の減少の割合は、約12％と本実施形態よりも大きい。
【００４７】
なお、本実施形態は、第２トランジスタＱ２と第３トランジスタＱ３のベース電極に、帯域制御電圧Ｖｂｗと第２帯域制御電圧Ｖｂｗ２をそれぞれ直接入力する例である。この構成では、Ｖｂｗ及びＶｂｗ２の設定誤差や雑音等の影響により、第１トランジスタＱ１の出力電流に大きな誤差が生じる場合がある。また、第２実施形態（図２）においても、同様の理由により、第１トランンジスタＱ１の出力電流に大きな誤差が生じうる。
【００４８】
そこで次に、帯域制御電圧Ｖｂｗの設定誤差や雑音等の影響を受け難くした第４実施形態を説明する。
【００４９】
〔第４実施形態〕
図８に、第４実施形態の帯域可変増幅器４の構成例を示す。帯域可変増幅器４は、帯域可変増幅器２（図２）に、信号発生器８０を付加したものである。信号発生器８０は、電流源２０と帯域制御端子５０との間に接続される。
【００５０】
信号発生器８０は、増幅器８１と、第１エミッタフォロワ回路８２とで構成される。第１エミッタフォロワ回路８２は、第４トランジスタＱ４と、第３抵抗Ｒ３とを備える。増幅器８１の入力は帯域制御端子５０に接続され、増幅器８１の出力は第４トランジスタＱ４のベース電極に接続され、第４トランジスタＱ４のコレクタ電極は電源ＶＣＣに接続される。第４トランジスタＱ４のエミッタ電極と電源ＶＥＥとの間に第３抵抗Ｒ３が接続され、第４トランジスタＱ４のエミッタ電極は電流源２０に接続される。第４トランジスタＱ４のエミッタ電極は、信号発生器８０の出力であり、電流源２０の電流値を制御する電流制御電圧ＶＣＳを出力する。
【００５１】
図９に、信号発生器８０の入出力特性の一例を示す。図９の横軸は帯域制御電圧Ｖｂｗ、縦軸は電流制御電圧ＶＣＳである。Ｖｂｗ=0〜3.3Vの範囲でＶＣＳ=0.6〜1.0Vである。また、Ｖｂｗ=0〜1.0Vの範囲でＶＣＳ=0.6V一定、Ｖｂｗ=2.0〜3.3Vの範囲でＶＣＳ=1.0V一定である。
【００５２】
電流制御電圧ＶＣＳ=0.6V一定の範囲及びＶＣＳ=1.0V一定の範囲は、増幅器８１の入出力特性によって生じる。つまり、帯域制御電圧Ｖｂｗが変化しても増幅器８１の出力が変化しないことによって生じる。
【００５３】
帯域制御電圧Ｖｂｗ=1.0V〜2.0Vの範囲において電流制御電圧ＶＣＳの変化が抑えられ、その変化量は、0.4VとＶｂｗの変化量の半分以下である。Ｖｂｗの変化に対するＶＣＳの変化量（傾き）が小さくなることで、電流源２０の電流値の設定精度を高めることができる。
【００５４】
また、帯域制御端子５０と電流源２０との間に信号発生器８０を設けることで、帯域制御端子５０に対する雑音の影響が、直接、電流源２０に及ばないので雑音の影響も少なくすることができる。
【００５５】
なお、信号発生器８０の入出力特性は、増幅器８１の特性及び第１エミッタフォロワ回路８２の特性によって自由に設定することができる。
【００５６】
〔信号発生器の変形例〕
信号発生器８０の増幅器８１を、差動増幅器で構成した信号発生器も考えられる。図１０に、増幅器８１を差動増幅器で構成した場合の信号発生器９０の構成例を示す。
【００５７】
信号発生器９０は、差動増幅器９１、第７トランジスタＱ７、第８トランジスタＱ８、第６抵抗Ｒ６、第７抵抗Ｒ７、第９トランンジスタＱ９、第１０トランジスタＱ１０、第８抵抗Ｒ８、第９抵抗Ｒ９、を備える。
【００５８】
差動増幅器９１の反転入力端子（−）には基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、非反転入力端子（＋）には帯域制御電圧Ｖｂｗが入力される。差動増幅器９１の非反転出力端子（＋）には第７トランジスタＱ７のベース電極が接続され、反転出力端子（−）には第８トランジスタＱ８のベース電極が接続される。
【００５９】
第７トランジスタＱ７のコレクタ電極は、電源ＶＣＣに接続され、第７トランジスタＱ７のエミッタ電極は、第６抵抗Ｒ６を介して第９トランジスタＱ９のコレクタ電極に接続される。第８トランジスタＱ８のコレクタ電極は、電源ＶＣＣに接続され、第８トランジスタＱ８のエミッタ電極は、第７抵抗Ｒ７を介して第１０トランジスタＱ１０のコレクタ電極に接続される。第１０トランジスタＱ１０のコレクタ電極は、信号発生器９０の出力であり、電流制御電圧ＶＣＳを出力する。
【００６０】
第９トランジスタＱ９のコレクタ電極には、第９トランジスタＱ９のベース電極と第１０トランジスタＱ１０のベース電極とが接続され、第９トランジスタＱ９と第１０トランジスタＱ１０とはカレントミラー回路を構成する。第９トランジスタＱ９のエミッタ電極は第８抵抗Ｒ８を介して電源ＶＥＥに接続される。第１０トランジスタＱ１０のエミッタ電極は第９抵抗Ｒ９を介して電源ＶＥＥに接続される。
【００６１】
第８抵抗Ｒ８と第９抵抗Ｒ９の抵抗値を同一にすると、第９トランジスタＱ９と第１０トランジスタＱ１０の働きにより、第８抵抗Ｒ８と第９抵抗Ｒ９には同一の電流Ｉが流れる。電源ＶＥＥの電圧を0Vとし、第７トランジスタＱ７のベース電極の電圧をＶ１とすると、Ｖ１は次式で表せる
【００６２】
【数５】
2017168912.tif 000007
【００６３】
同様に、第８トランジスタＱ８のベース電極の電圧をＶ２とすると、Ｖ２は次式で表せる。
【００６４】
【数６】
2017168912.tif 000008
【００６５】
式（５）と（６）から電流Ｉを消去すると、電流制御電圧ＶＣＳは次式で表せる。
【００６６】
【数７】
2017168912.tif 000009
【００６７】
ここで第７トランジスタＱ７、第８トランジスタＱ８、第９トランジスタＱ９、にほぼ同一の電流が流れていることに注意すると、それぞれのベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅは等しいと見なしてよい。
【００６８】
【数８】
2017168912.tif 000010
【００６９】
更に式（９）に示すように第７抵抗Ｒ７、第６抵抗Ｒ６、第８抵抗Ｒ８の抵抗値を選ぶと、電流制御電圧ＶＣＳは式（１０）で表せる。
【００７０】
【数９】
2017168912.tif 000011
【００７１】
式（１０）から、図８の第１抵抗Ｒ１にかかる電圧は、電流制御電圧ＶＣＳの電圧よりもＶｂｅ０だけ低い電圧となる。したがって、第１トランジスタＱ１に流れる電流ＩＣＳを次式で表せる値に設定したことになる。
【００７２】
【数１０】
2017168912.tif 000012
【００７３】
このように信号発生器９０は、差動増幅器９１の差動出力電圧を、電源ＶＥＥを基準とした単一出力端子の電圧値に変換して出力する。また、式（１１）から明らかなように、信号発生器９０よれば、第１抵抗Ｒ１にかかる電圧が、電源電圧やトランジスタの特性に依存しないので、温度変動や電圧変動に対して安定な電流ＩＣＳを生成することができる。
【００７４】
〔第５実施形態〕
図１１に、第５実施形態の帯域可変増幅器５の構成例を示す。帯域可変増幅器５は、帯域可変増幅器３（図５）に、第２信号発生器９５を付加したものである。第２信号発生器９５は、電流源６０と帯域制御端子５０との間に接続される。
【００７５】
図１２に、第２信号発生器９５の構成例を示す。第２信号発生器９５は、差動増幅器９６と、第５トランジスタＱ５と、第６トランジスタＱ６と、第４抵抗Ｒ４と、第５抵抗Ｒ５と、を備える。第２信号発生器９５は、信号発生器８０（図８）を差動動作するように拡張したものである。
【００７６】
第５トランジスタＱ５と第４抵抗Ｒ４とで第２エミッタフォロワ回路９７を構成する。また、第６トランジスタＱ６と第５抵抗Ｒ５とで第３エミッタフォロワ回路９８を構成する。
【００７７】
差動増幅器９６の非反転入力端子（＋）は帯域制御端子５０に接続され、差動増幅器９６の非反転出力端子（＋）は第５トランジスタＱ５のベース電極に接続され、第５トランジスタＱ５のコレクタ電極は電源ＶＣＣに接続される。第５トランジスタＱ５のエミッタ電極と電源ＶＥＥとの間に第４抵抗Ｒ４が接続される。そして、第５トランジスタＱ５のエミッタ電極は、第２信号発生器９５の一方の出力であり、電流源６０の電流値を制御する第１電流制御電圧ＶＣＳ１を出力する。
【００７８】
また、差動増幅器９６の反転入力端子（−）は基準電圧端子７１に接続され、差動増幅器９６の反転出力端子（−）は第６トランジスタＱ６のベース電極に接続され、第６トランジスタＱ６のコレクタ電極は電源ＶＣＣに接続される。第６トランジスタＱ６のエミッタ電極は第４トランジスタＱ４のベース電極に接続され、第６トランジスタのエミッタ電極と電源ＶＥＥとの間に第５抵抗Ｒ５が接続される。そして、第６トランジスタＱ６のエミッタ電極は、第２信号発生器９５の他方の出力であり、電流源６０の電流値を制御する第２電流制御電圧ＶＣＳ２を出力する。
【００７９】
第２信号発生器９５の動作を説明する。基準電圧端子７１に入力される基準電圧Ｖｒｅｆを基準に、帯域制御端子５０に入力される帯域制御電圧Ｖｂｗを高くすると、差動増幅器９６の非反転出力の出力電圧は高くなる。一方、差動増幅器９６の反転出力の出力電圧は低くなる。つまり、帯域制御電圧Ｖｂｗと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分が増幅されて非反転出力と反転出力に出力される。
【００８０】
この結果、第１電流制御電圧ＶＣＳ１は高くなり、第２電流制御電圧ＶＣＳ２は低くなる。このように、一つの帯域制御電圧Ｖｂｗに依拠して、第１電流制御電圧ＶＣＳ１を高くするときに第２電流制御電圧ＶＣＳ２を低くする制御電圧を生成することができる。
【００８１】
逆方向の動作も可能である。基準電圧Ｖｒｅｆを基準に、帯域制御端子５０に入力される帯域制御電圧Ｖｂｗを低くすると、差動増幅器９６の非反転出力の出力電圧は低くなり、反転出力の出力電圧は高くなる。
【００８２】
このように、帯域可変増幅器３（図５）において帯域制御電圧Ｖｂｗと第２帯域制御電圧Ｖｂｗ２とで説明した電流源６０の制御を、本実施形態の帯域可変増幅器５は、１個の第２信号発生器９５で行うことができる。
【００８３】
また、帯域可変増幅器５は、帯域可変増幅器４（図８）と同様に、帯域制御端子５０と基準電圧端子７１に対する雑音の影響が、直接、電流源６０に及ばないので雑音の影響を少なくすることができる。また、帯域可変増幅器５は、電流源６０の電流値の設定精度を高めることも可能である。
【００８４】
以上説明したように本実施形態の帯域可変増幅器によれば、第１トランジスタＱ１と電源との間に直列に接続される電流源の電流値によって、増幅器の帯域幅を制御する。したがって、従来の可変容量素子の容量値を可変する方法と比較して、低周波領域での利得の減少が生じ難い帯域可変増幅器を実現することができる。
【００８５】
なお、第２信号発生器９５（図１２）で差動動作する信号発生器について説明したが、第２信号発生器９５は、信号発生器８０（図８）と信号発生器９０（図１０）との関係と同様に、差動増幅器とカレントミラー回路を含む構成に変形することが可能である。図１３に、第２信号発生器９５を変形した第２信号発生器１００の構成例を示す。
【００８６】
第２信号発生器１００は、第２信号発生器９５（図１２）の第１電流制御電圧ＶＣＳ１と第２電流制御電圧ＶＣＳ２のそれぞれを、カレントミラー回路を含む構成で生成するようにしたものである。その動作は、信号発生器８０（図８）と信号発生器９０（図１０）の関係で説明したのと同じである。よって、その説明は省略する。
【００８７】
また、本実施形態の帯域可変増幅器は、ＮＰＮトランジスタを例に説明したが他の一般的な回路と同様に、極性の異なるＰＮＰトランジスタで構成することも可能である。このように本発明は、上記した実施形態に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で数々の変形が可能である。
【符号の説明】
【００８８】
１，２，３，４，５：帯域可変増幅器
１０：第１トランジスタ
２０，６０：電流源
３０：入力端子
４０：出力端子
５０：帯域制御端子
７０：第２帯域制御端子
７１：基準電圧端子
８０：信号発生器
８１：増幅器
８２：第１エミッタフォロワ回路
９５：第２信号発生器
９６：差動増幅器
９７：第２エミッタフォロワ回路
９８：第３エミッタフォロワ回路
Ｑ１：第１トランジスタ
Ｑ２：第２トランジスタ
Ｑ３：第３トランジスタ
Ｒ１：第１抵抗
Ｒ２：第２抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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