(57)【要約】【課題】受信信号の周波数偏差除去と復調を簡単に演算処理できること。【解決手段】受信信号から検出した周波数偏差対応する有効シンボルの初期位相と、周波数偏差を打ち消す位相回転量とに基づき、フーリエ変換演算の処理対象となる有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する計算部９０５を備える。計算部９０５は、予め設定された位相回転子のテーブル９０４を参照し、有効シンボルの初期位相と、周波数偏差分とをそれぞれテーブルのアドレス計算により求める。【選択図】図９Ａ
2017168934.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号から検出した周波数偏差に対応する有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差を打ち消す位相回転量とに基づき、フーリエ変換演算の処理対象となる前記有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する計算部を備えたことを特徴とする受信回路。
【請求項２】
前記計算部は、予め設定された位相回転子のテーブルを参照し、前記有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差分とをそれぞれ前記テーブルのアドレス計算により求めることを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
【請求項３】
前記テーブルは、位相回転テーブルと、前記位相回転テーブルの位相回転を詳細化した詳細位相回転テーブルとを含み、
前記計算部は、前記位相回転テーブルのアドレスに前記詳細位相回転テーブルのアドレスを加算して前記位相回転子を決定することを特徴とする請求項２に記載の受信回路。
【請求項４】
前記テーブルは、前記フーリエ変換演算に用いる指数関数を三角関数に置換し、正弦関数のみの設定値に変換されていることを特徴とする請求項２または３に記載の受信回路。
【請求項５】
前記計算部は、前記位相回転子のテーブルを参照し、前記有効シンボルの初期位相と、前記位相回転量とに基づき、固定のオフセットとシフト演算処理により、前記位相回転子を決定することを特徴とする請求項２または４に記載の受信回路。
【請求項６】
前記計算部が決定した前記位相回転子と、前記初期位相とを、フーリエ変換での複数ステージのバタフライ演算に組み込み、前記フーリエ変換と前記周波数偏差の打ち消しを同時に演算処理する演算部を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の受信回路。
【請求項７】
複数の端末装置からの受信信号を帯域別にフーリエ変換し、ユーザ分離を行う帯域ＦＦＴと、
前記帯域ＦＦＴによるＦＦＴ後の受信信号から検出した周波数偏差を推定する周波数偏差推定部と、
逆ＤＦＴ変換演算の処理対象となる前記有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する際に、前記周波数偏差に対応する前記有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差を打ち消す位相回転量とに基づき前記位相回転子を決定し、当該位相回転子を用いて逆ＤＦＴ演算を行う逆ＤＦＴ演算部と、
を備えたことを特徴とする基地局装置。
【請求項８】
基地局からの受信信号のトレーニングシンボルを検出し、位相偏差を推定するトレーニングシンボル検出部と、
前記推定した位相偏差に基づき、ＦＦＴ変換演算の処理対象となる有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する際に、前記有効シンボルの初期位相と、前記位相偏差を打ち消す位相回転量と、を用いて前記位相回転子を決定し、当該位相回転子を用いてＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、
を備えたことを特徴とする端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）により通信を行う受信回路、基地局装置および端末装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＯＦＤＭ復調では、例えば、基地局装置の送信周波数と端末装置の受信周波数を合わせるために受信器の発振器を制御するＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）機能が設けられている。周波数ずれが発生している場合、受信エネルギーを最大限利用することができず受信特性を損なう。そのため、周波数のずれを補正し受信エネルギーの利用効率を高めることが必要となる。また、ＯＦＤＭ信号の周波数ずれは、隣接するサブキャリアへの干渉を引き起こすため、周波数ずれの補償が重要となる。
【０００３】
ＡＦＣを受信器の発振器を制御する場合、ＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ  Ｃｈｒｙｓｔａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の収束特性から周波数が安定するまでに数秒程度の時間を要する。ＡＦＣの引き込み時間を短縮するために、フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）前のデジタル信号にてサンプル単位の位相偏差補償を行う技術が開示されている（例えば、下記特許文献１参照。）。また、ＡＦＣの位相偏差補償と、フーリエ変換を三角関数を利用したテーブルを用いて処理する技術が開示されている（例えば、下記特許文献２〜１０参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−２６０７０５号公報
【特許文献２】特開２００２−９８５９号公報
【特許文献３】特開２００５−１３６６２４号公報
【特許文献４】特開２０１２−１９１２９７号公報
【特許文献５】特開平１０−１２６３５３号公報
【特許文献６】特開平０８−１３９７７７号公報
【特許文献７】国際公開第２００６／１３７３６４号
【特許文献８】特開２００７−１２４４１６号公報
【特許文献９】特開平０２−２３０８４５号公報
【特許文献１０】特開平０５−１０３０２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、従来の技術では、受信信号に対する周波数偏差除去処理を行う場合、時間軸上の受信信号の全体を処理対象としている。このため、有効シンボル長分だけでなく、ガードインターバル（サイクリック・プレフィクス：ＣＰ）を含んだ信号全体に対する周波数偏差除去処理を行っていた。また、フーリエ変換等の演算とは別に周波数偏差除去演算を行っていた。例えば、ＦＦＴ前の受信信号は、ＯＦＤＭシンボル間のガードインターバル分サンプル数が大きいため、偏差補償のための演算処理にかかる回路規模が増大し、演算処理の計算量および回路の消費電力が増大した。
【０００６】
一つの側面では、本発明は、受信信号の周波数偏差除去と復調を簡単に演算処理できることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
一つの案では、受信回路は、受信信号から検出した周波数偏差に対応する有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差を打ち消す位相回転量と、を用いてフーリエ変換演算の処理対象となる前記有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する計算部を備えたことを要件とする。
【発明の効果】
【０００８】
一つの実施形態によれば、受信信号の周波数偏差除去と復調を簡単に演算処理できる効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、実施の形態１にかかる受信回路に設ける位相偏差補償および離散フーリエ変換回路の機能を示す等価回路である。
【図２】図２は、実施の形態１にかかるテーブル設定例を示す図表である。
【図３】図３は、実施の形態１にかかる初期位相偏差の例を説明するタイミングチャートである。
【図４】図４は、実施の形態１にかかるテーブル生成の処理例を示すフローチャートである。
【図５】図５は、実施の形態１にかかる受信回路を基地局装置に適用したハードウェア構成例を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態１にかかる基地局装置のＯＦＤＭ復調にかかる機能を示すブロック図である。
【図７】図７は、実施の形態１にかかる受信回路を端末装置に適用した機能を示すブロック図である。
【図８】図８は、実施の形態１にかかる位相偏差の演算例を説明する図である。
【図９Ａ】図９Ａは、実施の形態２にかかる受信回路に設ける位相偏差補償および離散フーリエ変換回路の機能ブロック図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、実施の形態２にかかる位相偏差テーブルの設定例を説明する図である。
【図１０】図１０は、実施の形態２にかかる位相回転子決定の処理内容を示すフローチャートである。
【図１１】図１１は、実施の形態２にかかる位相回転子決定の他の処理内容を示すフローチャートである。
【図１２】図１２は、実施の形態３にかかる位相回転子決定の処理内容を示すフローチャートである。
【図１３】図１３は、実施の形態３にかかる位相回転子テーブルの位相回転子の参照状態を説明する図表である。
【図１４】図１４は、実施の形態３にかかる受信回路に設ける位相偏差補償および離散フーリエ変換回路の機能を示す等価回路である。
【図１５】図１５は、実施の形態４にかかる位相偏差補償および離散フーリエ変換をＦＦＴに適用した場合の動作説明図である。
【図１６】図１６は、実施の形態４にかかる位相偏差補償および離散フーリエ変換をＦＦＴに適用した場合の位相回転子決定の処理内容を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
開示の基地局装置および端末装置の実施の形態を詳細に説明する。本発明では、これら基地局装置および端末装置の受信回路が、ＯＦＤＭの受信信号を復調する際、ＡＦＣの周波数偏差（以下、位相偏差とも言う）の補償と、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を同時に行う。受信回路は、受信信号から検出した周波数偏差に基づき、有効シンボルの初期位相と、周波数偏差を打ち消す位相回転量を用いてフーリエ変換演算の処理対象となる有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する。決定した位相回転子を用いることで、周波数偏差の除去を含むフーリエ演算処理が行え、周波数偏差補償のための回路規模を削減し、かつ演算の計算量と消費電力の削減を達成する。
【００１１】
はじめに、ＯＦＤＭ信号の受信回路における周波数偏差を含めた離散フーリエ変換について説明しておく。一般的に、ＯＦＤＭ信号受信回路におけるベースバンド部の帯域離散フーリエ変換は下記式（１）で表される。
【００１２】
【数１】
2017168934.tif 000003
【００１３】
式（１）のｔ０はシンボル時間、Ｎは離散フーリエ変換の区間数、ｋはサンプル数、ｔ０／Ｎは１サンプルの時間、ωは受信時のベースバンド部のシンボル角周波数、ｎはｎ番目の高調波である。
【００１４】
ここで、受信時のベースバンド部のシンボル角周波数は一般的に送信機と受信器におけるそれぞれの発信器の周波数ずれの影響で、若干ずれていることが考えられる。そこで、送信時のシンボル角周波数をω０、送信時と受信時のシンボル角周波数のずれをΔω’とすると、ω＝ω０＋Δω’となる。よって、受信回路のベースバンド部の離散フーリエ変換の式は下記式（２）のように改められる。
【００１５】
【数２】
2017168934.tif 000004
【００１６】
従来、式（１）で周波数ずれを表す項であるΔω’がＤＦＴ処理から完全に独立した乗算で表せることによりＤＦＴ処理から独立したＡＦＣ回路で位相偏差補償を行っている。これに対し、本発明では、ＡＦＣの位相偏差補償と、離散フーリエ変換の処理を同時に行う。
【００１７】
そして、上記の式（１）の離散フーリエ変換の式に基づき、周波数偏差除去処理と離散フーリエ変換を同時に実施する場合、下記式（３）、（４）で表すことができる。
【００１８】
Ｆｎ（ω）＝Σｋｆ（ｎｋｔ０／Ｎ）ｅｘｐ［−ｉ｛２π（ｆ０ｎｋ／Ｎ＋Δｆ’ｎｋ／Ｎ）ｔ０＋φ｝］  …（３）
＝Σｋｆ（ｎｋｔ０／Ｎ）ｅｘｐ（−ｉ２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｅｘｐ（−ｉ２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｅｘｐ（−ｉφ）  …（４）
【００１９】
ここで、ω＝２πｆ等からΔω＝ｎｋ／Ｎ×Δω’とした。上記式（３）、（４）の変数を改めて確認すると、ｆは受信時のベースバンド部のシンボル周波数、ｔ０はシンボル時間、Ｎは離散フーリエ変換の区間数（サンプル数に相当）、ｋはサンプルのインデクス値（何番目のサンプルかを示す値）、ｔ０／Ｎは１サンプルの時間である。ｆ０は送信時のシンボル周波数つまり位相偏差が０ｐｐｍのときのシンボル周波数、Δｆはｎ×ｆ０からずれた分の周波数、ｎはｎ番目の高調波、φはシンボル先頭の初期位相、ｆ（ｋｔ０／Ｎ）はｋサンプル目の受信信号である。ｅｘｐ（−ｉ２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）は０ｐｐｍのときの離散フーリエ変換の基底、ｅｘｐ（−ｉ２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎ）はｋｎ／Ｎ×ｆ０からずれた分の位相偏差をキャンセルする係数、ｅｘｐ（−ｉφ）はシンボル先頭の初期位相を考慮した係数である。なお、Σは変数ｋを０からＮ−１まで（ｋ＝０〜Ｎ−１）変化させた場合の総和を示している。
【００２０】
例えば、通信方式がＬＴＥ（Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）の場合、サンプルレートはＮ＝２０４８、３０７２０サンプル／１ｍｓなので、ｔ０／Ｎ＝３２．６ｎｓ（ｔ０＝６６．７μｓ）、ｆ０＝１／ｔ０＝１５ｋＨｚ、である。
【００２１】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１では、上記式（４）を三角関数で表現する。式（４）の係数部分は、ｅｘｐ（−ｉ２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｅｘｐ（−ｉ２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎ）ｅｘｐ（−ｉφ）である。
【００２２】
ここでθ１＝２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ、θ２＝２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎ、θ３＝φと置き、指数関数を三角関数に置き換えて展開する。
【００２３】
この場合、式（４）の係数部分＝ｅｘｐ（−ｉθ１）ｅｘｐ（−ｉθ２）ｅｘｐ（−ｉθ３）
＝（ｃｏｓθ１−ｉｓｉｎθ１）（ｃｏｓθ２−ｉｓｉｎθ２）（ｃｏｓθ３−ｉｓｉｎθ３）
＝ｃｏｓθ１ｃｏｓθ２ｃｏｓθ３−ｓｉｎθ１ｓｉｎθ２ｃｏｓθ３−ｃｏｓθ１ｓｉｎθ２ｓｉｎθ３−ｓｉｎθ１ｃｏｓθ２ｓｉｎθ３
＋ｉ（ｓｉｎθ１ｓｉｎθ２ｓｉｎθ３−ｃｏｓθ１ｃｏｓθ２ｓｉｎθ３−ｓｉｎθ１ｃｏｓθ２ｃｏｓθ３−ｃｏｓθ１ｓｉｎθ２ｃｏｓθ３）
となる。
【００２４】
そして、θ１、θ２、θ３の置き換えを元に戻す。これにより、式（４）の係数部分は、
＝ｃｏｓ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｃｏｓ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｃｏｓφ
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｃｏｓφ
−ｃｏｓ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｓｉｎφ
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｃｏｓ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｓｉｎφ
＋ｉ｛ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｓｉｎφ
−ｃｏｓ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｃｏｓ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｓｉｎφ
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｃｏｓ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｃｏｓφ
−ｃｏｓ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）ｃｏｓφ｝
となる。
【００２５】
各項は位相部分が、２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎと２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎとφの三つの三角関数の積になっている実部の和と同様の三角関数の積になっている虚部の和で表される。上記の三角関数は、正弦関数と余弦関数である。三角関数は、具体的には、後述するように、テーブル引きで参照するので、参照するテーブル（データ量）を半分にするために、正弦関数と余弦関数の数式を正弦関数（ｓｉｎ）だけの数式に変換しておく。
【００２６】
例えば、式（４）の係数部分は、
＝ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎ（φ＋π／２）
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）×ｓｉｎ（φ＋π／２）
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）×ｓｉｎφ
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎφ
＋ｉ｛ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）×ｓｉｎφ
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎφ
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎ（φ＋π／２）
−ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｎｋｔ０／Ｎ）×ｓｉｎ（φ＋π／２）｝  …（５）
となる。
【００２７】
図１は、実施の形態１にかかる受信回路に設ける位相偏差補償および離散フーリエ変換回路の機能を示す等価回路である。上記式（５）に示した位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００の等価回路の一例を示す。この位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００は、予め値が保持されたテーブル１０１と、複数の乗算器（図中Ｘ印）１０２と、加算器（図中＋印）１０３と、積算器（図中Σｋ印）１０４と、を含む。
【００２８】
テーブル１０１は、複数のテーブル１１１〜１１３を含む。テーブル１１１は、上記式（５）の第１項のｓｉｎ（２πｎｋ＊ｆ０＊ｔ０／Ｎ）（ただし、ｆ０＊ｔ０＝１）に対応し、ｋ（サンプルのインデックス値）が入力される。テーブル１１２は、第２項のｓｉｎ（２πΔｆ’ｋｎ＊ｔ０／Ｎ）に対応し、Δｆ’（位相偏差を含む周波数）が入力される。テーブル１１３は、第３項のφ＝２π／２０４８（ステップ）に対応し、φ（シンボル先頭の初期位相）が入力される。
【００２９】
テーブル１１１は、ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）の変数ｋの値を保持するテーブル１１１ａと、ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）の変数ｋの値を保持するテーブル１１１ｂと、を含む。テーブル１１１は、例えば、上記例に対応して、Ｎ＝２０４８、ｋ＝０〜２０４７（ｎは整数）の値からなる。
【００３０】
テーブル１１２は、ｓｉｎ（２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎ＋π／２）の変数Δｆ’の値を保持するテーブル１１２ａと、ｓｉｎ（２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎ）の変数Δｆ’０の値を保持するテーブル１１２ｂと、を含む。テーブル１１２は、上記例に対応して、ｆ０＝１５ｋＨｚの場合、Δｆ’＝７．３２４２１８７５ステップ（１５ｋＨｚ／２０４８ステップ）の値からなる。
【００３１】
テーブル１１３は、ｓｉｎ（φ＋π／２）の変数φの値を保持するテーブル１１３ａと、ｓｉｎφの変数φの値を保持するテーブル１１３ｂと、を含む。テーブル１１３は、φ＝２π／２０４８ステップの値からなる。
【００３２】
このように、テーブル１０１は合計６つのテーブルを含むが、いずれも正弦関数で表した関数の計算結果の値が設定されている。テーブル１０１は、乗算器１０２と、加算器１０３と、積算器１０４は、上記式（５）の加減算に相当する接続構成で配置されている。積算器１０４は、シンボル区間における出力を積算する。加算器１０３は、各テーブル１１１〜１１３の三つの変数ｋ、Δｆ’、φをそれぞれ乗算する。例えば、乗算器１０２ａについて説明すると、テーブル１１１ａの出力と、テーブル１１２ａの出力と、テーブル１１３ａの出力とを乗算する。この際の乗算結果は、上記式（５）の最初の演算内容（ｓｉｎ（２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎ（２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎ＋π／２）×ｓｉｎ（φ＋π／２））である。
【００３３】
位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００には、サンプル数ｋと、位相偏差Δｆ’と、シンボル先頭の初期位相φと、ｆ（ｎｋｔ０／Ｎ）とが入力される。ｋとΔｆ’は、位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００前段のトレーニングシンボル検出部による周波数位相偏差推定結果として入力される（詳細は後述する）。そして、位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００は、ｋ、Δｆ’、φに対応するテーブル１０１の出力と、ｆ（ｎｋｔ０／Ｎ）の入力に基づき、直交するＩ／Ｑ成分の信号をそれぞれ出力する。
【００３４】
図１では、便宜上、位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００を機能別のブロック構成として示し、乗算器１０２と、加算器１０３と、積算器１０４として複数の演算回路を設ける例を示した。この位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００は、ＣＰＵ（プロセッサ）等のプログラム実行により、乗算器１０２と、加算器１０３と、積算器１０４の機能を実現できる。この場合、ＣＰＵは、メモリからテーブル１０１の内容を読み出し、レジスタ上で乗算器１０２と、加算器１０３と、積算器１０４の機能（加減算処理）を、順次実行すればよい。この際、ＣＰＵは、図１に配置された各機能を左側から右側にかけて順次実行する。なお、後述する適用例（図５、図７等参照）に示すＦＰＧＡ、ＤＳＰ等が上記ＣＰＵ（プロセッサ）の機能を実現することもできる。
【００３５】
図２は、実施の形態１にかかるテーブル設定例を示す図表である。上述したテーブル１０１内の各パラメータ別の６つのテーブル１１１ａ〜１１３ｂは、それぞれの変数ｋ、Δｆ’、φに対応するｓｉｎテーブルの値を有する。後述するが、これら６つのテーブル１１１ａ〜１１３ｂに基づき、ステップ単位で値が共通するｓｉｎテーブルの値を有する一つのテーブル１０１を作成する。
【００３６】
図３は、実施の形態１にかかる初期位相偏差の例を説明するタイミングチャートである。横軸は時間、縦軸は周波数（位相）である。時間経過とともに各ＯＦＤＭシンボルは位相回転し、各ＯＦＤＭシンボル初期位置の位相φはそれぞれ異なる。
【００３７】
図４は、実施の形態１にかかるテーブル生成の処理例を示すフローチャートである。テーブル１０１の設定手順を説明する。このテーブル１０１は、受信回路の外部のコンピュータ装置、例えば、パーソナルコンピュータやサーバ等のＣＰＵがＲＯＭ等に格納された所定のテーブル作成プログラムを実行することで生成される。そして、生成されたテーブル１０１の値を格納した記録媒体、例えばフラッシュメモリ等のメモリを受信回路に設けることで、受信回路のＣＰＵはメモリ内のテーブル１０１を参照する。
【００３８】
以下、テーブル作成プログラムがＣＰＵ実行により行うテーブル作成手順を例に説明する。はじめに、ＣＰＵは、ｋ（サンプル数）＝０に設定し（ステップＳ４０１）、ｋがＮ（２０４８）に達したか判断する（ステップＳ４０２）。そして、ＣＰＵは、ｋが２０４８に達していない間は（ステップＳ４０２：Ｎｏ）、６つのテーブル１１１ａ〜１１３ｂの作成を行う。
【００３９】
まず、ＣＰＵは、ｓｉｎ（２πｎｋ／Ｎ）のテーブル１１１ｂを作成する（ステップＳ４０５）。ここでは、ｓｉｎ（２πｎｋ／Ｎ）のテーブル＝ｙ（ｋ）の演算によりテーブル作成する。次に、ＣＰＵは、ｓｉｎ（２πｎｋ／Ｎ＋π／２）のテーブル１１１ａを作成する（ステップＳ４０６）。ここでは、ｓｉｎ（２πｎｋ／Ｎ＋π／２）のテーブル＝ｙ｛（ｋ＋１５３６）ｍｏｄ２０４８｝の演算によりテーブル作成する。
【００４０】
次に、ＣＰＵは、ｓｉｎ｛２πΔｆ’ｋｎ／（ｆ０Ｎ）｝のテーブル１１２ｂを作成する（ステップＳ４０７）。ここでは、ｓｉｎ｛２πΔｆ’ｋｎ／（ｆ０Ｎ）｝のテーブル＝ｙ（ｋΔｆ’／ｆ０）の演算によりテーブル作成する。次に、ＣＰＵは、ｓｉｎ｛２πΔｆ’ｋｎ／（ｆ０Ｎ）＋π／２｝のテーブル１１２ａを作成する（ステップＳ４０８）。ここでは、ｓｉｎ｛２πΔｆ’ｋｎ／（ｆ０Ｎ）＋π／２｝のテーブル＝ｙ｛（ｋΔｆ’／ｆ０＋１１２５０．００００００００）ｍｏｄ１５０００｝の演算によりテーブル作成する。
【００４１】
次に、ＣＰＵは、ｓｉｎφのテーブル１１３ｂを作成する（ステップＳ４０９）。ここでは、ｓｉｎφのテーブル＝ｙ（φ）の演算によりテーブル作成する。次に、ＣＰＵは、ｓｉｎ（φ＋π／２）のテーブル１１３ａを作成する（ステップＳ４１０）。ここでは、ｓｉｎ（φ＋π／２）のテーブル＝ｙ（φ＋１．５７０７９６３２）の演算によりテーブル作成する。
【００４２】
この後、ＣＰＵは、ステップＳ４０２の処理にてｋ＝２０４８に達すると（ステップＳ４０２：Ｙｅｓ）、ｙ（ｋ）＝ｓｉｎ（２πｋ／２０４８）の演算に基づき一つのテーブル（テーブル１０１）を作成する（ステップＳ４０３）。この際、ＣＰＵは、ｋをインクリメントさせて（ステップＳ４０４）、ステップＳ４０３の処理を実行する。以上により、６つのテーブル１１１ａ〜１１３ｂに基づき一つのテーブル１０１を作成することができる。
【００４３】
（基地局装置への適用例）
図５は、実施の形態１にかかる受信回路を基地局装置に適用したハードウェア構成例を示す図である。受信回路、すなわち無線電波（主信号の受信）に着目して説明する。図５の例では、基地局装置５００は、ＢＢＵ（Ｂａｓｅ  Ｂａｎｄ  Ｕｎｉｔ）５０１と、ＲＲＥ（Ｒｅｍｏｔｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）５０２と、を含む。ＢＢＵ５０１は、主にベースバンド信号処理を行う。ＲＲＥ５０２は、アンテナ５０３を介して端末装置等とデータを無線通信する。
【００４４】
ＢＢＵ５０１は、ベースバンド部５１１と、制御部５１２と、回線終端部５１３と、を含む。ベースバンド部５１１は、Ｌ１（レイヤ１の処理）部５１１ａ、Ｌ２（レイヤ２の処理）部５１１ｂ、スケジューリング部５１１ｃを含む。Ｌ１部５１１ａと、Ｌ２部５１１ｂと、スケジューリング部５１１ｃは、例えば、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）およびＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を用いて機能を実現できる。
【００４５】
制御部５１２は、ＢＢＵ５０１の機能を統括制御し、例えば、ＣＰＵと、ＲＯＭ、ＲＡＭ等のメモリを用いて機能を実現できる。この場合、ＣＰＵは、ＲＯＭに記憶された制御プログラムを読み出し、ＲＡＭを作業領域としてＢＢＵ５０１の制御機能を実現できる。回線終端部５１３は、例えば、ＦＰＧＡを用いて機能実現できる。
【００４６】
端末装置等から受信した無線電波（主信号）は、アンテナ５０３で受信し、ＲＲＥ５０２で無線処理を行い、ＢＢＵ５０１に出力される。ＢＢＵ５０１は、主信号をＬ１部５１１ａ、Ｌ２部５１１ｂにより各レイヤ１，２のデータ処理を行い、回線終端部５１３に出力する。回線終端部５１３は、例えば、携帯電話網等のＮＷを介して上位装置（ゲートウェイや管理装置）に主信号を送信する。
【００４７】
実施の形態１における上述した位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００の機能、すなわち、ＡＦＣの位相偏差補償および離散フーリエ変換の機能は、Ｌ１部５１１ａの一機能として設けられる。
【００４８】
図６は、実施の形態１にかかる基地局装置のＯＦＤＭ復調にかかる機能を示すブロック図である。ＬＴＥの通信方式の基地局装置５００のＬ１部５１１ａに設けられる位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００（位相偏差補償および離散フーリエ変換の機能）を主に記載してある。
【００４９】
ＲＲＥ５０２は、受信した無線電波を発信器６０１を用いてＢＢＵ５０１の周波数帯域に変換した主信号をＡＤＣ６０２によりＡＤ変換してＢＢＵ５０１に出力する。
【００５０】
ＢＢＵ５０１（Ｌ１部５１１ａ）は、帯域ＦＦＴ６０３と、復調部６０４と、周波数偏差推定部６０５と、逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  ＤＦＴ）６０６と、復号部６０７と、を含む。帯域ＦＦＴ６０３は、主信号に対する周波数帯域別のＦＦＴを行い、ユーザ分離を行う。復調部６０４は、帯域ＦＦＴ後の主信号のＳＣ−ＦＤＭＡ復調を行う。周波数偏差推定部６０５は、帯域別の周波数偏差を推定し、周波数偏差推定結果（上記Δｆ’とφ）をＩＤＦＴ６０６に出力する。復号部６０７は、復調後の主信号の復号を行う。
【００５１】
ここで、図１に示した位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００は、ＩＤＦＴ６０６の一機能として設けられる。そして、ＩＤＦＴ６０６は、主信号の復調時に、周波数偏差推定結果（Δｆ’、φ）に基づき、周波数偏差除去の処理を同時に行う。
【００５２】
ところで、基地局装置５００は、同時に複数の端末装置から主信号を受信するが、周波数偏差の影響は端末装置毎に異なる。このため、ユーザ分離を行う前に周波数偏差除去処理を実施することができない。つまり、基地局装置５００では、同時に複数の端末装置から受信するため、全帯域にＡＦＣ処理を行うことができず、端末装置のように帯域ＦＦＴにて周波数偏差除去処理を実施できない。
【００５３】
そのため、基地局装置５００では、ユーザ分離された後のＩＤＦＴ６０６のＩＤＦＴ処理で位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００を適用している。本発明によれば、このようなＩＤＦＴ６０６に対しても上記原理および作用効果を損なうことなく適用でき、位相偏差補償および離散フーリエ変換の機能を同時実行する。
【００５４】
（端末装置への適用例）
図７は、実施の形態１にかかる受信回路を端末装置に適用した機能を示すブロック図である。端末装置（ＵＥ）７００は、基地局装置５００との間の無線通信を行う無線部（ＲＦ）７０２と、無線通信の主信号をデータ処理するベースバンド部（ＢＢ）７０３と、アンテナ７０４と、を含む。
【００５５】
ＢＢ部７０３は、受信回路側の構成として、主信号を検出するサーチャー部（ＳＲＣ）７１１と、主信号を復調する復調部（ＤＥＭ）７１２と、主信号を復号する復号部（ＤＥＣ）７１３とを含む。また、Ｌ２（レイヤ２）の処理を行うＭＡＣ（Ｍｅｄｉｕｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）部７１４と、ＲＬＣ（Ｒａｄｉｏ  Ｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）部７１５を含む。また、ＰＤＣＰ（Ｐａｃｋｅｔ  Ｄａｔａ  Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ  Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）部７１６を含む。また、送信回路側の構成として、主信号を符号化する符号化部（ＣＯＤ）７１７と、変調部（ＭＯＤ）７１８を含む。
【００５６】
ＳＲＣ部７１１は、不図示のバンドサーチ部（ＢＳＲＣ）、セルサーチ部（ＣＳＲＣ）、パスサーチ部（ＰＳＲＣ）を含む他に、ＡＦＣ部７２１を含む。ＡＦＣ部はＲＳ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｓｉｇｎａｌ）を用いて位相偏差を計算する。このＡＦＣ部７２１は、トレーニングシンボル検出部７２１ａと、ＦＦＴ７２１ｂとを含む。トレーニングシンボル検出部７２１ａは、主信号のトレーニングシンボルを検出し、推定した位相偏差をＦＦＴ７２１ｂに出力する。ＦＦＴ７２１ａには、上記の位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００が設けられる。
【００５７】
図８は、実施の形態１にかかる位相偏差の演算例を説明する図である。図には横軸Ｉ、縦軸ＱとしたＩＱ平面座標を示す。端末装置７００での位相偏差の簡単な計算例を説明すると、位相偏差はＲＳに基づき求める。ある時期の（例えば、シンボル先頭）でのＲＳのＩＱ平面上での座標を（Ｉ１，Ｑ１）とし、次の時期（次のシンボル先頭）でのＲＳのＩＱ平面上での座標を（Ｉ２，Ｑ２）とすると、位相偏差Δｆは、下記式（６）で求められる。
【００５８】
位相偏差Δｆ＝Δω／２π＝（θ２−θ１）／２π＝ａｒｃｔａｎ（Ｑ２／Ｉ２）−ａｒｃｔａｎ（Ｑ１／Ｉ１）  …（６）
【００５９】
トレーニングシンボル検出部７２１ａは、この位相偏差ΔｆをＦＦＴ７２１ｂに出力する。
【００６０】
上記の位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００は、ＯＦＤＭ復調において、位相偏差誤差である位相回転除去成分をＤＦＴ回転子ｅｘｐ（−ｉ２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎ）に乗じる演算を行い、周波数偏差除去を離散フーリエ変換と同時に処理する。
【００６１】
これにより、周波数偏差除去処理の演算負荷を低減することができるようになる。従来のように、周波数偏差除去後にＤＦＴを行う場合、周波数偏差除去の処理と、ＦＦＴの処理とを別に行う必要があり、ＦＦＴ長とＣＰ長を含んだ信号全体に対する複素乗算処理のため、演算時間および演算負荷が増大した。
【００６２】
これに対し、実施の形態１によれば、ガードインターバル部分と有効シンボル部分とを含む受信信号から位相回転量をサンプルごとの周波数オフセット量（位相偏差）を検出する。そして、フーリエ変換（または逆フーリエ変換）演算の処理対象となる有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する際に、ＯＦＤＭシンボルの初期位相と、位相回転量（周波数オフセット量）を用いて前記位相回転子を決定する。
【００６３】
これにより、周波数偏差除去処理の演算負荷を低減できる。この際、ガードインターバル部分（ＣＰ長）に対する演算を省略できることにより演算量と演算負荷を低減できる。また、周波数偏差除去処理用の演算を、フーリエ変換（および逆フーリエ変換）の演算に取り込む（同時実行する）ことにより演算量と演算負荷を低減できる。
【００６４】
（実施の形態２）
図９Ａは、実施の形態２にかかる受信回路に設ける位相偏差補償および離散フーリエ変換回路の機能ブロック図である。上述した位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００の他の構成例について説明する。
【００６５】
実施の形態２における位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００は、シーケンサ９０１と、入力データロード部９０２と、初期位相計算部９０３と、テーブル９０４と、位相回転子計算部９０５と、乗算器９０６と、積算器９０７と、を含む。
【００６６】
シーケンサ９０１は、離散フーリエ変換の区間数Ｎ（例えば、上記Ｎ＝２０４８）に基づく、サンプル数ｋを昇順に順次出力する。入力データロード部９０２は、サンプル数ｋ毎の入力データｘ［０］、ｘ［１］、…、ｘ［Ｎ−１］を取得する。初期位相計算部９０３には、サンプル当たりの位相回転量θ（Δｆに相当）と、図示しないタイマ等からＤＦＴ対象先頭サンプリング時刻ｔが入力され、先頭サンプリング時刻ｔにおける初期位相Φ＝θｔを計算する。
【００６７】
テーブル９０４には、ｋとｎにしたがった回転子（ｅｘｐ［２π×０／Ｎ］、…、ｅｘｐ［２π×（Ｎ−１）／Ｎ］が格納されている。このテーブル９０４は、従来からの一般的な周波数偏差除去を行う回路が有している位相回転子テーブルを利用することができる。
【００６８】
位相回転子計算部９０５には、シーケンサ９０１からサンプル数ｋが入力され、位相回転量θが外部（図６の周波数偏差推定部６０５や図７のトレーニングシンボル検出部７２１ａ）から入力される。また、周波数領域サンプル番号ｎ（ｎ番目の高調波に相当）が入力される。また、初期位相計算部９０３から初期位相Φが入力される。
【００６９】
そして、位相回転子計算部９０５は、位相回転子（ｅｘｐ［−２π（ｎ／Ｎ＋θ）ｋ＋Φ］）を計算する。この際、位相回転子計算部９０５は、テーブル９０４を参照して、ｋ、ｎにしたがって周波数偏差を考慮した回転子をテーブル９０４から取り出す。取り出した回転子は、乗算器９０６により入力データｘ［ｋ］に乗算して積算器９０７に出力される。
【００７０】
図９Ｂは、実施の形態２にかかる位相偏差テーブルの設定例を説明する図である。ここで、実施の形態２のテーブル９０４は、２つのテーブル（ＰｈａｓｅＴａｂｌｅと、ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２）を含む。ＰｈａｓｅＴａｂｌｅは、図８で説明した位相偏差における大きな位相変化分が設定された位相回転テーブルである（従来から設けられている従来からの一般的な周波数偏差除去を行う回路が有しているサイズＮの位相回転子テーブルに相当）。ＰｈａｓｅＴａｂｌｅの位相偏差の変化分は、例えば２π／Ｎである。
【００７１】
ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２は、ＰｈａｓｅＴａｂｌｅよりも小さな位相変化分（例えば、ＰｈａｓｅＴａｂｌｅの一つの位相変化分をさらに細分化した位相変化分）が設定された詳細位相回転テーブルである。ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２の位相偏差の変化分は、例えば（２π／Ｎ）×（１／Ｍ）である。実施の形態２では、テーブル９０４に、このＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２の設定を追加する。
【００７２】
そして、位相回転子計算部９０５は、下記式（７）に基づき、２つのテーブルを用いて回転子を演算出力する。
ｅｘｐ（−２π（（ｎ／Ｎ＋θ）ｋ＋Φ））＝ｅｘｐ（−２πｎｋ／Ｎ）ｅｘｐ（−２π（θｋ＋Φ））
＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［−（ｎｋ＋ｎ）ｍｏｄ  Ｎ］ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２［−Ｍ（θｋ＋Φ）ｍｏｄ  Ｎ］  …（７）
Ｍ：固定小数点数位置
【００７３】
図９Ａに示した初期位相計算部９０３、位相回転子計算部９０５を含む、シーケンサ９０１〜積算器９０７の各機能、すなわち、位相偏差補償および離散フーリエ変換回路１００の機能についても、ＣＰＵ実行で実現することができる。この際、ＲＯＭ等に格納されたプログラムを実行し、ＲＡＭ等を作業エリアとすることで機能実現できる。
【００７４】
図１０は、実施の形態２にかかる位相回転子決定の処理内容を示すフローチャートである。図９Ａの位相回転子計算部９０５における処理内容を説明する。ＣＰＵ処理の例で説明すると、はじめに、ＣＰＵは、アドレス初期化を行う（ステップＳ１００１）。ステップＳ１００１では、位相回転テーブルアドレスＤ＝０、詳細位相回転テーブルアドレスＧ＝０にそれぞれ初期化する。
【００７５】
次に、ＣＰＵは、周波数偏差を考慮したアドレスオフセット量（ｏｆｆｓｅｔ＝−１×２M×θ）を算出する（ステップＳ１００２）。θ：サンプル当たり位相回転量である。
【００７６】
次に、ＣＰＵは、ｋ＝０〜Ｎ−１の間のループ処理を開始し（ステップＳ１００３）、ステップＳ１００４〜ステップＳ１００８の処理でテーブル９０４の参照を行う。まず、位相回転テーブル（ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ）を参照し、Ｐｈａｓｅ１＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［Ｄ  ｍｏｄ  Ｎ］を出力する（ステップＳ１００４）。
【００７７】
次に、ＣＰＵは、詳細位相回転テーブル（ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２）を参照し、Ｐｈａｓｅ２＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２［Ｇ］を出力する（ステップＳ１００５）。
【００７８】
そして、ＣＰＵは、出力位相回転子（ｏｕｔｐｕｔ［ｋ］＝Ｐｈａｓｅ１×Ｐｈａｓｅ２×Φ）を算出する（ステップＳ１００６）。この出力は、図９Ａの位相回転子計算部９０５の出力に相当する。
【００７９】
この後、ＣＰＵは、テーブルアドレスを加算する（ステップＳ１００７）。この際、Ｄ＝Ｄ−ｎ、Ｇ＝Ｇ＋ｏｆｆｓｅｔ、をそれぞれアドレス加算する。この後、ＣＰＵは、ｋをインクリメントし（ステップＳ１００８）、ステップＳ１００３でみてＫ＝Ｎ−１に達すれば、ＣＰＵは、以上の処理を終了する。
【００８０】
図１１は、実施の形態２にかかる位相回転子決定の他の処理内容を示すフローチャートである。図９Ａの位相回転子計算部９０５における処理内容について、図１０に対する変形した処理例を説明する。はじめに、ＣＰＵは、アドレス初期化を行う（ステップＳ１１０１）。ステップＳ１１０１では、ＤＦＴ位相回転テーブル（位相回転テーブル）アドレスＤ＝０、詳細位相回転テーブルアドレスＧ＝−１×２Ｍ×Φにそれぞれ初期化する（Φ：初期位相）。
【００８１】
次に、ＣＰＵは、周波数偏差を考慮したアドレスオフセット量（ｏｆｆｓｅｔ＝−１×２M×θ）を算出する（ステップＳ１１０２）。θ：サンプル当たり位相回転量である。
【００８２】
次に、ＣＰＵは、ｋ＝０〜Ｎ−１の間のループ処理を開始し（ステップＳ１１０３）、ステップＳ１１０４〜ステップＳ１１０８の処理でテーブル９０４の参照を行う。まず、位相回転テーブル（ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ）を参照し、Ｐｈａｓｅ１＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［Ｄ  ｍｏｄ  Ｎ］を出力する（ステップＳ１１０４）。
【００８３】
次に、ＣＰＵは、詳細位相回転テーブル（ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２）を参照し、Ｐｈａｓｅ２＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ２［Ｇ］を出力する（ステップＳ１１０５）。
【００８４】
そして、ＣＰＵは、出力位相回転子（ｏｕｔｐｕｔ［ｋ］＝Ｐｈａｓｅ１×Ｐｈａｓｅ２）を算出する（ステップＳ１１０６）。この出力は、図９Ａの位相回転子計算部９０５の出力に相当する。
【００８５】
この後、ＣＰＵは、テーブルアドレスを加算する（ステップＳ１１０７）。この際、Ｄ＝Ｄ−ｎ、Ｇ＝Ｇ＋ｏｆｆｓｅｔ、をそれぞれアドレス加算する。この後、ＣＰＵは、ｋをインクリメントし（ステップＳ１１０８）、ステップＳ１１０３でみてＫ＝Ｎ−１に達すれば、ＣＰＵは、以上の処理を終了する。
【００８６】
実施の形態２においても、実施の形態１同様に、ガードインターバル部分（ＣＰ長）に対する演算を省略できることにより演算量と演算負荷を低減できる。
【００８７】
（実施の形態３）
実施の形態３では、テーブル９０４として、従来から設けられている従来からの一般的な周波数偏差除去を行う回路が有しているサイズＮの位相回転子テーブルを用いる。この位相回転子テーブルは、ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［ｋ  ｍｏｄ  Ｎ］＝ｅｘｐ（２πｋ／Ｎ）の値が設定され、固定のアドレスオフセットだけで位相回転子を取得可能なテーブルである。
【００８８】
そして、位相回転子は、下記式（８）に示すように、
ｅｘｐ（−２πｋ／Ｎ）＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［−ｎｋ  ｍｏｄ  Ｎ］
ｅｘｐ（−２πｎ（ｋ＋１）／Ｎ＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［（−ｎｋ−ｎ）ｍｏｄ  Ｎ］  …（８）
により取得できる。
【００８９】
これにより、実施の形態３では、既存の位相回転子テーブルを利用し、下記式（９）に基づき位相回転子を取得する。
【００９０】
【数３】
2017168934.tif 000005
【００９１】
上記式（９）のＰｈａｓｅＴａｂｌｅは、既存のテーブルと同じである。上記式（９）を用いることで、アドレス計算時に位相回転量θ、初期位相Φを考慮して周波数偏差を補償する。一般的にＮθ、ＮΦは１以下の小数となるため、上記式（９）の−（ｎ＋Ｎθ）ｋ−ＮΦは小数の演算となる。ここで、実施の形態３では、固定のオフセット−（ｎ＋Ｎθ）と、シフト処理（式（９）の小数点以下切り捨て）により位相回転子を近似的に取得する。
【００９２】
図１２は、実施の形態３にかかる位相回転子決定の処理内容を示すフローチャートである。図９Ａの位相回転子計算部９０５における処理内容について説明する。はじめに、ＣＰＵは、小数部付アドレス初期化を行う（ステップＳ１２０１）。ステップＳ１２０１では、ｄ＝−１×２M×Ｎ×Φに初期化する（Ｍ：固定小数点数位置、Ｎ：ＤＦＴサイズ、Φ：初期位相）。
【００９３】
次に、ＣＰＵは、周波数偏差を考慮したアドレスオフセット量（ｏｆｆｓｅｔ＝−１×２M×（ｎ＋Ｎ×θ）を算出する（ステップＳ１２０２）。ｎ：ＤＦＴ出力対象周波数サンプル番号、θ：サンプル当たり位相回転量である。
【００９４】
次に、ＣＰＵは、ｋ＝０〜Ｎ−１の間のループ処理を開始し（ステップＳ１２０３）、ステップＳ１２０４〜ステップＳ１２０７の処理でテーブル９０４の参照を行う。まず、ＣＰＵは、整数アドレス変換（Ｄ＝ｄ＞＞Ｍ）を行う（ステップＳ１２０４）。そして、位相回転テーブル（ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ）を参照し、出力位相回転子ｏｕｔｐｕｔ［ｋ］＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［Ｄ  ｍｏｄ  Ｎ］を出力する（ステップＳ１２０５）。ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ：サイズＮのテーブル９０４である。
【００９５】
次に、ＣＰＵは、小数部付アドレス（ｄ＝ｄ＋ｏｆｆｓｅｔ）を加算する（ステップＳ１２０６）。この出力は、図９Ａの位相回転子計算部９０５の出力に相当する。
【００９６】
この後、ＣＰＵはｋをインクリメントし（ステップＳ１２０７）、ステップＳ１２０３でみてＫ＝Ｎ−１に達すれば、ＣＰＵは、以上の処理を終了する。
【００９７】
図１３は、実施の形態３にかかる位相回転子テーブルの位相回転子の参照状態を説明する図表である。図１３（ａ）が実施の形態３の表の引き方であり、（ｂ）は対比用に従来の表の引き方を示し、テーブル９０４の設定内容は、いずれも同じ三角関数のテーブルである。
【００９８】
図１３に示す例では、上記式（９）と同じであるが、上記式（３）を用いて表現している。
Ｆｎ（ω）＝Σｆ（ｎｋｔ０／Ｎ）ｅｘｐ［−ｉ｛２π（ｆ０ｎｋ／Ｎ＋Δｆ’ｋｎ／Ｎ）ｔ０＋φ｝］  …（３）
【００９９】
式（３）に基づき、ｎ＝１のｃｏｓ（２πｎｋ／Ｎ）、ｓｉｎ（２πｎｋ／Ｎ）のテーブルを用意する。そして、位相回転子計算部９０５は、サブキャリア周波数をｆ０、サブキャリア周波数ｆ０からのずれをΔｆとし、ｋ’＝（ｆ０＋Δｆ）ｋ／ｆ０を計算する（端数は四捨五入する）。ｃｏｓ（２πｎｋ’／Ｎ＋φ）、ｓｉｎ（２πｎｋ’／Ｎ＋φ）の値を位相回転テーブル９０４から引く。
【０１００】
実施の形態３では、図１３（ａ）に示すように、初期位相φと、ｎ’ｋとの加算（位相部分の一回の足し算）だけで位相回転子を出力することができる。これにより、実施の形態３では、位相回転子計算部９０５での演算量を削減でき、演算を高速化できる。一方、図１３（ｂ）に示す既存のテーブル引きでは、ｎ＝１，２，３，…単位のみでの表引きとなり、送信周波数からのずれや初期位相は、ＤＦＴやＦＦＴでの演算とは個別に計算する必要があり、演算量が増大し、演算を高速化できない。
【０１０１】
図１４は、実施の形態３にかかる受信回路に設ける位相偏差補償および離散フーリエ変換回路の機能を示す等価回路である。図９Ａに示した位相回転子計算部９０５の内部構成に相当する。
【０１０２】
図１４に示すように、位相偏差補償および離散フーリエ変換回路（等価回路）１４００は、複数の乗算器（図中ｘ印）１０２と、加算器（図中＋印）１０３と、積算器（図中Σｋ印）１０４と、を含む。図中左から右への処理を順次行い、入力パラメータに基づく処理を順次行う。この際、位相回転テーブル９０４の表引き（検索）を行えばよい。
【０１０３】
実施の形態３の上記構成例によれば、全ての周波数偏差除去演算を不要にできる。また、実施の形態３で説明した近似的な演算処理を線形補完することで、演算精度を向上することも可能である。
【０１０４】
（実施の形態４）
実施の形態４では、位相偏差補償および離散フーリエ変換回路のＦＦＴ回路への適用例を説明する。上記式（４）を記載しておく。
Ｆｎ（ω）＝Σｆ（ｎｋｔ０／Ｎ）ｅｘｐ（−ｉ２πｆ０ｎｋｔ０／Ｎ）ｅｘｐ（−ｉ２πΔｆ’ｋｎｔ０／Ｎ）ｅｘｐ（−ｉφ）  …（４）
【０１０５】
ここで、式（４）を元にＦＦＴの計算式を求める。
Ｗk＝ｅｘｐ（−ｉ２πｋ／Ｎ）
ｗkΔf＝  ｅｘｐ（−ｉ２πΔｆｋＮｔ０／Ｎ）
ｗφ＝  ｅｘｐ（−ｉφ）
と置くと、周波数偏差除去の高速フーリエ変換は下記式（１０）で表される。
【０１０６】
【数４】
2017168934.tif 000006
【０１０７】
上記式（１０）に記載したｗnΔfｗmは、乗算によらずアドレス計算のみで算出することが可能であるため、ＦＦＴについてもＤＦＴと同様に乗算のコストなしに周波数偏差除去を実施することが可能となる。
【０１０８】
ここで、実施の形態４におけるＦＦＴを用いた際の演算量削減について説明する。ＦＦＴは、ＤＦＴを高速に演算する手順として知られており、ＤＦＴに現れる位相回転子の項ｅ(-j2π n/N k)の周期性を利用して演算回数を大幅に削減する。ＤＦＴ長が４の場合におけるＦＦＴの演算削減原理を下記式（１１）に示す。
【０１０９】
【数５】
2017168934.tif 000007
【０１１０】
上記式（１１）の第一段階の演算は、下記式（１２）で表されるため、ｘ０，ｘ２とｘ１，ｘ３についてそれぞれ同じ演算がなされることが分かる。
【０１１１】
【数６】
2017168934.tif 000008
【０１１２】
また、上記式（１１）の第二段階の演算は、下記式（１３）で表され、ｚ０，ｚ２とｚ１，ｚ３で同じ演算がなされることが分かる。
【０１１３】
【数７】
2017168934.tif 000009
【０１１４】
以上の説明により、ここまでの過程でサイズ４のＤＦＴ処理を１ステージ辺り最大４回の積と加減算の２ステージで処理できることになる。元々のＤＦＴが行う上記式（１１）では１６回の積と加減算が必要になることから、実施の形態４では、計算量を半分に削減できることが分かる。一般に、ＤＦＴ長２nのＦＦＴは、ｎ回のステージで処理することができることが知られており、各ステージにおける演算は下記式（１４）で表される。下記式（１４）に示す演算単位はバタフライ演算と呼ばれる。
【０１１５】
【数８】
2017168934.tif 000010
【０１１６】
次に、上記式（１４）に示す演算原理をＦＦＴへ適用する例を説明すると、位相回転および初期位相を含めたＤＦＴは下記式（１５）で表される。
【０１１７】
【数９】
2017168934.tif 000011
【０１１８】
【数１０】
2017168934.tif 000012
【０１１９】
上記式（１６）は上記ＦＦＴでの説明と同様に下記式（１７）に変形できる。
【０１２０】
【数１１】
2017168934.tif 000013
【０１２１】
ＦＦＴと同様の原理によって上記式（１７）で表される実施の形態４におけるＦＦＴ処理も２ステージで処理することが可能であり、計算量を削減することができる。また、ＦＦＴのときと同様にバタフライ演算を考えることが可能であり、下記式（１８）で表される。
【０１２２】
【数１２】
2017168934.tif 000014
【０１２３】
ただし上式ではＷφで表される初期位相の項が含まれていないため、例えば第１ステージのみ下記式（１９）で表されるバタフライ演算によって初期位相を考慮する必要がある。
【数１３】
2017168934.tif 000015
【０１２４】
図１５は、実施の形態４にかかる位相偏差補償および離散フーリエ変換をＦＦＴで適用した場合の動作説明図である。初期位相Φは、例えば、上記の第１ステージｍ１で１回考慮するだけでよい。
【０１２５】
図１６は、実施の形態４にかかる位相偏差補償および離散フーリエ変換をＦＦＴに適用した場合の位相回転子決定の処理内容を示すフローチャートである。Ｎ＝４のＦＦＴ回路の例を示した。ＦＦＴの演算手順は、式の分解手順に対応して様々となるが、図１６では、ＦＦＴのステージｍにおけるバタフライ演算を上記式（１９）に基づいた例を示す。ＦＦＴの機能をＣＰＵが実行する処理例で説明する。
【０１２６】
はじめに、ＣＰＵは、小数部付アドレス初期化を行う（ステップＳ１６０１）。ステップＳ１６０１では、ｄ＝−１×Ｎ×θ／２mに初期化する（ｍ：ＦＦＴステージ番号、Ｎ：ＤＦＴサイズ、θ：サンプル当たり位相回転量）。
【０１２７】
次に、ＣＰＵは、周波数偏差を考慮したアドレスオフセット量（ｏｆｆｓｅｔ＝−１×２M×ｃｅｉｌ（ｋ２m-1／Ｎ）×Ｎ／２mを算出する（ステップＳ１６０２）。Ｍ：固定小数点数位置である。
【０１２８】
次に、ＣＰＵは、ｋ＝０〜Ｎ−１の間のループ処理を開始し（ステップＳ１６０３）、ステップＳ１６０４〜ステップＳ１６０７の処理を行う。まず、整数アドレス変換（Ｄ＝ｄ＞＞Ｍ）を行う（ステップＳ１６０４）。そして、ＣＰＵは、バタフライペアの位相回転テーブル（ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ）を参照し、出力位相回転子ｏｕｔｐｕｔ［ｋ］［０］＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［Ｄ  ｍｏｄ  Ｎ］を出力する。また、出力位相回転子ｏｕｔｐｕｔ［ｋ］［１］＝ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ［Ｄ＋Ｎ／２  ｍｏｄ  Ｎ］を出力する（ステップＳ１６０５）。ＰｈａｓｅＴａｂｌｅ：サイズＮの位相回転テーブル９０４である。
【０１２９】
次に、ＣＰＵは、小数部付アドレス（ｄ＝ｄ＋ｏｆｆｓｅｔ）を加算する（ステップＳ１６０６）。この出力は、図９Ａの位相回転子計算部９０５の出力に相当する。
【０１３０】
この後、ＣＰＵはｋをインクリメントし（ステップＳ１６０７）、ステップＳ１６０３でみてＫ＝Ｎ−１に達すれば、ＣＰＵは、以上の処理を終了する。
【０１３１】
以上実施の形態４で説明したように、本発明はＦＦＴに適用することができ、ＦＦＴに適用時においても演算量を削減し、演算負荷を低減して高速演算が行えるようになる。
【０１３２】
以上説明した各実施の形態によれば、ＯＦＤＭ復調回路において、位相偏差誤差を、位相偏差補正回路で補正してフーリエ変換を行うことができる。フーリエ変換は、ＦＦＴとＤＦＴ両方に適用できる。
【０１３３】
ＤＦＴでは、例えば、位相回転除去成分をＤＦＴ回転子に乗じることで周波数偏差除去を同時に実施することができる（実施の形態２に対応）。この場合、四捨五入の演算を行う必要が無く、計算精度を向上できる。
【０１３４】
また、位相回転除去成分を考慮してＤＦＴ回転子算出時のアドレス計算を実施することで乗算回数を削減して周波数偏差除去を同時に実施することもできる（実施の形態３に対応）。この場合、演算数が少ないため、例えば、実施の形態２より計算速度を高速化できる。
【０１３５】
さらには、 位相回転除去成分を考慮して周波数偏差除去を同時に実施することを、ＦＦＴに適用することもできる（実施の形態４に対応）。
【０１３６】
以上のように、各実施の形態によれば、フーリエ変換の基底を、基本波と高調波の中心周波数だけでなく、中心周波数からのずれと初期位相も含めてフーリエ変換の演算処理に組み込む。この際、受信信号全体を処理対象とするのではなく、ガードインターバル分（ＣＰ長）を除き有効シンボル長に対する周波数偏差除去が行える。これにより、従来要していた最大回（ＦＦＴ長＋ＣＰ長回）の複素乗算の演算処理と、位相回転子取得にかかる処理を削減できるようになる。そして、位相偏差補償にかかる演算をフーリエ変換に組み込み実行するため、回路規模、演算処理量、演算負荷および消費電力をいずれも削減できるようになる。なお、本発明は、ＦＦＴ、ＤＦＴに限らず、ＩＦＦＴ、ＩＤＦＴにも同様に適用することができる。
【０１３７】
上述した実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
【０１３８】
（付記１）受信信号から検出した周波数偏差に対応する有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差を打ち消す位相回転量とに基づき、フーリエ変換演算の処理対象となる前記有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する計算部を備えたことを特徴とする受信回路。
【０１３９】
（付記２）前記計算部は、予め設定された位相回転子のテーブルを参照し、前記有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差分とをそれぞれ前記テーブルのアドレス計算により求めることを特徴とする付記１に記載の受信回路。
【０１４０】
（付記３）前記テーブルは、位相回転テーブルと、前記位相回転テーブルの位相回転を詳細化した詳細位相回転テーブルとを含み、
前記計算部は、前記位相回転テーブルのアドレスに前記詳細位相回転テーブルのアドレスを加算して前記位相回転子を決定することを特徴とする付記２に記載の受信回路。
【０１４１】
（付記４）前記テーブルは、前記フーリエ変換演算に用いる指数関数を三角関数に置換し、正弦関数のみの設定値に変換されていることを特徴とする付記２または３に記載の受信回路。
【０１４２】
（付記５）前記計算部は、前記位相回転子のテーブルを参照し、前記有効シンボルの初期位相と、前記位相回転量とに基づき、固定のオフセットとシフト演算処理により、前記位相回転子を決定することを特徴とする付記２または４に記載の受信回路。
【０１４３】
（付記６）前記計算部が決定した前記位相回転子と、前記初期位相とを、フーリエ変換での複数ステージのバタフライ演算に組み込み、前記フーリエ変換と前記周波数偏差の打ち消しを同時に演算処理する演算部を備えることを特徴とする付記１〜５のいずれか一つに記載の受信回路。
【０１４４】
（付記７）複数の端末装置からの受信信号を帯域別にフーリエ変換し、ユーザ分離を行う帯域ＦＦＴと、
前記帯域ＦＦＴによるＦＦＴ後の受信信号から検出した周波数偏差を推定する周波数偏差推定部と、
逆ＤＦＴ変換演算の処理対象となる前記有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する際に、前記周波数偏差に対応する前記有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差を打ち消す位相回転量とに基づき前記位相回転子を決定し、当該位相回転子を用いて逆ＤＦＴ演算を行う逆ＤＦＴ演算部と、
を備えたことを特徴とする基地局装置。
【０１４５】
（付記８）基地局からの受信信号のトレーニングシンボルを検出し、位相偏差を推定するトレーニングシンボル検出部と、
前記推定した位相偏差に基づき、ＦＦＴ変換演算の処理対象となる有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する際に、前記有効シンボルの初期位相と、前記位相偏差を打ち消す位相回転量と、を用いて前記位相回転子を決定し、当該位相回転子を用いてＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、
を備えたことを特徴とする端末装置。
【０１４６】
（付記９）前記位相回転子は、予め設定された位相回転子のテーブルを参照し、前記有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差分とをそれぞれ前記テーブルのアドレス計算により求めることを特徴とする付記８に記載の端末装置。
【０１４７】
（付記１０）コンピュータに、
受信信号から検出した周波数偏差に対応する有効シンボルの初期位相と、前記周波数偏差を打ち消す位相回転量とに基づき、フーリエ変換演算の処理対象となる前記有効シンボル部分の各サンプルに乗算する位相回転子を決定する、
処理を実行させることを特徴とする受信プログラム。
【符号の説明】
【０１４８】
１００  位相偏差補償および離散フーリエ変換回路（等価回路）
１０１（１１１ａ，１１１ｂ，１１２ａ，１１２ｂ，１１３ａ，１１３ｂ）  テーブル
１０２  乗算器
１０３  加算器
１０４  積算器
５００  基地局装置
６０３  帯域ＦＦＴ
６０４  復調部
６０５  周波数偏差推定部
６０６  ＩＤＦＴ
７００  端末装置
７２１  ＡＦＣ部
７２１ａ  トレーニングシンボル検出部
７２１ｂ  ＦＦＴ
９０３  初期位相計算部
９０４  テーブル
９０５  位相回転子計算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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