(57)【要約】      （修正有）【課題】中性点電位の変動を抑制することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源１の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサ１１および負極側コンデンサ１２を有し、直流電源からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給する３レベルインバータ１０と、モータに流れる電流を出力電流として検出する電流検出部１６と、モータの回転数をモータ回転数として検出する回転数検出部１７と、出力電流およびモータ回転数を用いて、３レベルインバータに対する出力電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、正極側コンデンサおよび負極側コンデンサの電圧を正極側電圧および負極側電圧として検出する電圧検出部１４と、正極側電圧と負極側電圧との電位差、出力電流の極性および出力電圧指令値の極性に基づいて、電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する中性点電位制御部と、を備える。【選択図】図１
2017184309.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサおよび負極側コンデンサを有し、前記直流電源からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給する３レベルインバータと、
前記モータに流れる電流を出力電流として検出する電流検出部と、
前記モータの回転数をモータ回転数として検出する回転数検出部と、
前記出力電流および前記モータ回転数を用いて、前記３レベルインバータに対する出力電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、
前記正極側コンデンサおよび前記負極側コンデンサの電圧を正極側電圧および負極側電圧として検出する電圧検出部と、
前記正極側電圧と前記負極側電圧との電位差、前記出力電流の極性および前記出力電圧指令値の極性に基づいて、前記電位差が小さくなるように、前記出力電圧指令値を補償する中性点電位制御部と、
補償後の前記出力電圧指令値に基づいて、前記３レベルインバータのゲート信号を生成するＰＷＭ生成部と、
を備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記中性点電位制御部は、前記３レベルインバータの各相について、前記出力電圧指令値を補償する
請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、３レベルインバータを用いた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ゼロとプラス側との間で変化する三角波およびゼロとマイナス側との間で変化する三角波である２つの搬送波と、出力電圧指令値である変調波とを比較し、比較結果の大小関係に基づいて、スイッチング素子をオンまたはオフするためのゲート信号を生成し、ゲート信号に応じて３レベルインバータを制御する電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１−４７２７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
すなわち、３相３レベルインバータで中性点電位を出力する場合には、スイッチング素子のスイッチング状態により、正極側コンデンサが充電される期間と負極側コンデンサが充電される期間とがあり、中性点電位が出力周波数の３倍周波数で変化することが知られている。
【０００５】
なお、中性点電位が変動すると、各スイッチング素子およびコンデンサの電圧負担が不平衡となり、コンデンサの過電圧破壊を引き起こす恐れがある。また、モータ負荷の場合、中性点電位が変動することにより、出力電圧の振幅に誤差が生じるため、出力電流が歪み、トルクの脈動が増大する恐れがある。
【０００６】
ここで、過電圧破壊を防止するためには、コンデンサの耐圧を大きくする必要がある。また、中性点電位の変動を抑制するためには、コンデンサの静電容量を大きくする必要がある。これらは、コンデンサの体積が増えて装置が大型化し、装置のコストが高くなるという問題がある。
【０００７】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、中性点電位の変動を抑制することができる電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る電力変換装置は、直流電源の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサおよび負極側コンデンサを有し、直流電源からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給する３レベルインバータと、モータに流れる電流を出力電流として検出する電流検出部と、モータの回転数をモータ回転数として検出する回転数検出部と、出力電流およびモータ回転数を用いて、３レベルインバータに対する出力電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、正極側コンデンサおよび負極側コンデンサの電圧を正極側電圧および負極側電圧として検出する電圧検出部と、正極側電圧と負極側電圧との電位差、出力電流の極性および出力電圧指令値の極性に基づいて、電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する中性点電位制御部と、補償後の出力電圧指令値に基づいて、３レベルインバータのゲート信号を生成するＰＷＭ生成部と、を備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る電力変換装置によれば、中性点電位制御部は、接続点を中性点として互いに直列に接続された正極側コンデンサおよび負極側コンデンサにおける正極側電圧と負極側電圧との電位差、３レベルインバータの出力電流の極性、および３レベルインバータに対する出力電圧指令値の極性に基づいて、正極側電圧と負極側電圧との電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する。
そのため、中性点電位の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の３レベルインバータを、直流電源およびモータとともに示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御部を示すブロック構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のＰＷＭ生成部の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の中性点電位制御部の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の中性点電位制御部の動作を説明するための別のタイミングチャートである。
【図６】中性点電位の変動を抑制しない場合のシミュレーション結果を示す説明図である。
【図７】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果を示す説明図である。
【図８】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果を示す拡大図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、この発明に係る電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
【００１２】
まず、実施の形態の説明に先立って、この発明に係る電力変換装置の概要について説明する。この発明の電力変換装置は、３レベルインバータに出力される出力電圧指令値の極性および３レベルインバータの出力電流（中性点電流）の極性から、中性点電位の変動を抑制するように、各相の出力電圧指令値を補償するものである。
【００１３】
言い換えると、中性点電位の変動を抑制するように、中性点電流を制御するものである。中性点電流の制御は、３レベルインバータの正極側コンデンサおよび負極側コンデンサの電圧を検出し、電位差の状態に応じて、中性点電流を増減させる方針に基づき、中性点電位の変動を抑制するように実行される。
【００１４】
具体的には、中性点電流を増減させる方針に基づいて、中性点素子並びに正極側および負極側素子のオン時間を調整する。このとき、中性点素子並びに正極側および負極側素子のオン時間を調整するために、出力電圧指令値を補償する。これを３相のそれぞれについて、個別に実行する。
【００１５】
これにより、中性点電位の変動が抑制され、電圧負担の不平衡が改善されるので、コンデンサの耐圧や静電容量を不要に大きくする必要がなく、コストを低減するとともに、装置を小型化することができる。また、３レベルインバータの出力電圧歪みも改善され、モータのトルクリプル等を抑制することができるので、インバータの制御性能向上に繋がる。なお、出力電圧指令値を補償することから、Ｖ／Ｆ制御、ベクトル制御等、制御種類によらず適用することができる。
【００１６】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の３レベルインバータを、直流電源およびモータとともに示す回路図である。図１において、３レベルインバータ１０は、中性点が接地された直流電源１とモータ２とに接続されている。
【００１７】
３レベルインバータ１０は、直流電源１の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサ１１および負極側コンデンサ１２と、１相あたり４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成された３相分のアーム１３とを備え、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換してモータ２に供給する。
【００１８】
ここで、１相分のアーム１３を構成する４個のスイッチング素子は、中性点に双方向スイッチとして接続された２個の中性点素子Ｑ３、Ｑ４と、直流電源１の正極側と負極側との間に互いに直列に接続された正極側素子Ｑ１および負極側素子Ｑ２とを有し、これにより３レベルを実現している。
【００１９】
また、３レベルインバータ１０には、正極側コンデンサ１１および負極側コンデンサ１２の電圧を正極側電圧Ｖｃ１および負極側電圧Ｖｃ２としてそれぞれ検出する電圧センサ１４、１５が設けられている。また、３レベルインバータ１０には、モータ２に流れる電流を出力電流として検出する電流センサ１６と、モータ２の回転数をモータ回転数として検出する回転数センサ１７とが設けられている。
【００２０】
図２は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御部を示すブロック構成図である。図２において、この制御部は、ベクトル制御部２０、中性点電位制御部３０およびＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）生成部４０から構成されている。
【００２１】
ベクトル制御部２０は、電流センサ１６で検出された出力電流、回転数センサ１７で検出されたモータ回転数、並びに上位制御系から入力されるモータ回転数指令値およびｄ軸電流指令値を用いて、３レベルインバータ１０に対する出力電圧指令値を演算する。また、ベクトル制御部２０は、速度制御器２１、電源周波数演算部２２、３相／ｄｑ軸座標変換部２３、電流制御器２４、２５およびｄｑ軸／３相座標変換部２６を有している。
【００２２】
速度制御器２１は、上位制御系から入力されるモータ回転数指令値Ｗｒ＊と回転数センサ１７で検出されたモータ回転数Ｗｒとの偏差が零になるように、ＰＩ制御等でｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。
【００２３】
電源周波数演算部２２は、上位制御系から入力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、モータ回転数Ｗｒおよび二次時定数τｒ（モータ定数）に基づいて、ｄｑ軸／３相座標変換で必要になる位相角θを演算する。
【００２４】
３相／ｄｑ軸座標変換部２３は、電源周波数演算部２２で演算された位相角θを用いて、電流センサ１６で検出された出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを座標変換し、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを出力する。
【００２５】
電流制御器２４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの偏差が零となるよう、ＰＩ制御等でｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。また、電流制御器２５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとの偏差が零となるよう、ＰＩ制御等でｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。
【００２６】
ｄｑ軸／３相座標変換部２６は、電源周波数演算部２２で演算された位相角θを用いて、電流制御器２４からのｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊および電流制御器２５からのｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を座標変換し、３相の出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。
【００２７】
中性点電位制御部３０は、極性判別部３１、極性判別部３２および電圧指令補償演算部３３を有している。極性判別部３１は、出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの各相について、値が正であるか負であるかを判別する。極性判別部３２は、出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の各相について、値が正であるか負であるかを判別する。
【００２８】
電圧指令補償演算部３３は、正極側電圧Ｖｃ１と負極側電圧Ｖｃ２との電位差ΔＶ、直流電源１の電圧Ｅｄ／２、出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの極性、および出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の極性に基づいて、電位差ΔＶが小さくなるように、出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を補償し、補償後の出力電圧指令値Ｖｕｕ＊、Ｖｖｖ＊、Ｖｗｗ＊を出力する。なお、電圧指令補償演算部３３の詳細な制御については、後述する。
【００２９】
ＰＷＭ生成部４０は、補償後の出力電圧指令値Ｖｕｕ＊、Ｖｖｖ＊、Ｖｗｗ＊に基づいて、３レベルインバータ１０のゲート信号を生成する。ここで、ＰＷＭ生成部４０は、ゼロとプラス側との間で変化する三角波およびゼロとマイナス側との間で変化する三角波である２つのキャリアと、出力電圧指令値を定格直流電圧Ｅｄ／２で規格化した変調率ａとを比較し、比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンまたはオフするためのゲート信号を生成する。
【００３０】
図３は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のＰＷＭ生成部の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３では、キャリアと変調率ａとの関係、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作およびこのときの３レベルインバータ１０からの出力電圧（相電圧）を、ｕ相について示している。
【００３１】
図３において、変調率ａが正である場合には、変調率ａがキャリアよりも大きいときに、スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ３がオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ４は、常時オン状態である。
【００３２】
これに対して、変調率ａが負である場合には、変調率ａがキャリアよりも小さいときに、スイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ４がオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ３は、常時オン状態である。
【００３３】
続いて、図４、５を参照しながら、電圧指令補償演算部３３の詳細な制御について説明する。図４（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の中性点電位制御部の動作を説明するためのタイミングチャートである。また、図５（ａ）〜（ｄ）は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の中性点電位制御部の動作を説明するための別のタイミングチャートである。
【００３４】
最初に、電圧指令補償式の導出について説明する。以下、３レベルインバータ１０のｕ相、ｖ相、ｗ相をまとめてｕ，ｖ，ｗと記載する。
【００３５】
まず、正極側電圧Ｖｃ１と負極側電圧Ｖｃ２との電位差ΔＶ≠０である場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の状態に応じて、３レベルインバータ１０からの出力電圧は、以下の３つに分けられる。
【００３６】
状態１：Ｅｕ，ｖ，ｗ＝Ｅｄ／２                                      （１）
状態２：Ｅｕ，ｖ，ｗ＝−Ｅｄ／２                                    （２）
状態３：Ｅｕ，ｖ，ｗ＝ΔＶ                                          （３）
【００３７】
ここで、Ｕ相における状態１、状態２、状態３について説明する。状態１は、正極側のスイッチング素子Ｑ１のみがオンしている状態を示し、状態２は、負極側のスイッチング素子Ｑ２のみがオンしている状態を示し、状態３は、中性点のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のみがオンしている状態を示している。Ｖ相、Ｗ相に関しても、各相のＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に対応するスイッチング素子がオンしている状態を、状態１、状態２、状態３で示している。
【００３８】
また、図１より、Ｅｄ／２−Ｖｃ１−ΔＶ＝０、ΔＶ−Ｖｃ２＋Ｅｄ／２＝０が成立することから、正極側電圧Ｖｃ１と負極側電圧Ｖｃ２との電位差ΔＶは、次式（４）で表される。
【００３９】
【数１】
2017184309.tif 000003
【００４０】
式（４）より、ΔＶ≠０の場合において、出力電圧指令値Ｖｕ，ｖ，ｗ＊通りの出力電圧Ｅｕ，ｖ，ｗを出力するために、変調率ａをどのように制御すればよいか考える。言い換えると、スイッチング素子のデューティー比、オン時間をどのように制御するかを考える。
【００４１】
まず、図４（ａ）に示された、変調率ａ＞０（Ｖｕ，ｖ，ｗ＊＞０）の場合について考える。なお、上述したように、変調率ａは、出力電圧指令値Ｖｕ，ｖ，ｗ＊を規格化したものであることから、出力電圧指令値Ｖｕ，ｖ，ｗ＊と同義と考えることができる。また、図４（ａ）では、変調率ａの周期に対し、キャリア周期Ｔは非常に短いことから、変調率ａは直線として扱うことができる。
【００４２】
図４（ａ）より、１キャリア周期Ｔの出力電圧Ｅｕ，ｖ，ｗの平均値Ｅａｖｅｕ，ｖ，ｗは、状態１のＥｕ，ｖ，ｗ＝Ｅｄ／２と状態３のＥｕ，ｖ，ｗ＝ΔＶとを組み合わせた値として、次式で表される。なお、この式において、Ｔ１／Ｔは、変調率ａを直線として扱っていることから、ａに置き換えることができる。
【００４３】
【数２】
2017184309.tif 000004
【００４４】
続いて、この式において、Ｅａｖｅｕ，ｖ，ｗ＝Ｖｕ，ｖ，ｗ＊とするために、平均値Ｅａｖｅｕ，ｖ，ｗを出力電圧指令値Ｖｕ，ｖ，ｗ＊に置き換え、変調率ａについて解くと、次式が得られる。
【００４５】
【数３】
2017184309.tif 000005
さらに、この式を展開すると、次式（５）が得られる。
【００４６】
【数４】
2017184309.tif 000006
【００４７】
式（５）において、ΔＶ＞０である場合には、第２項が常に正の値になることから、変調率ａは、小さくなる方向に補正される。これに対して、変調率ａを大きくしたいときには、式（５）の第２項の制御量だけ出力電圧指令値を補償することとし、次式（５）’が得られる。
【００４８】
【数５】
2017184309.tif 000007
【００４９】
次に、図４（ｂ）に示された、変調率ａ＜０（Ｖｕ，ｖ，ｗ＊＜０）の場合について考える。なお、上述したように、変調率ａは、出力電圧指令値Ｖｕ，ｖ，ｗ＊を規格化したものであることから、出力電圧指令値Ｖｕ，ｖ，ｗ＊と同義と考えることができる。また、図４（ｂ）では、変調率ａの周期に対し、キャリア周期Ｔは非常に短いことから、変調率ａは直線として扱うことができる。
【００５０】
図４（ｂ）より、１キャリア周期Ｔの出力電圧Ｅｕ，ｖ，ｗの平均値Ｅａｖｅｕ，ｖ，ｗは、状態２のＥｕ，ｖ，ｗ＝−Ｅｄ／２と状態３のＥｕ，ｖ，ｗ＝ΔＶとを組み合わせた値として、次式で表される。なお、この式において、−Ｔ２／Ｔは、変調率ａを直線として扱っていることから、ａに置き換えることができる。
【００５１】
【数６】
2017184309.tif 000008
【００５２】
続いて、この式において、Ｅａｖｅｕ，ｖ，ｗ＝Ｖｕ，ｖ，ｗ＊とするために、平均値Ｅａｖｅｕ，ｖ，ｗを出力電圧指令値Ｖｕ，ｖ，ｗ＊に置き換え、変調率ａについて解くと、次式が得られる。
【００５３】
【数７】
2017184309.tif 000009
【００５４】
さらに、この式を展開すると、次式（６）が得られる。
【００５５】
【数８】
2017184309.tif 000010
【００５６】
式（６）において、ΔＶ＞０である場合には、第２項が常に正の値になることから、変調率ａは、小さくなる方向に補正される。これに対して、変調率ａを大きくしたいときには、式（６）の第２項の制御量だけ出力電圧指令値を補償することとし、次式（６）’が得られる。
【００５７】
【数９】
2017184309.tif 000011
【００５８】
すなわち、式（５）、式（５）’、式（６）または式（６）’のように変調率ａを補正すれば、出力電圧指令値Ｖｕ，ｖ，ｗ＊通りの出力電圧Ｅｕ，ｖ，ｗが得られる。
【００５９】
次に、中性点電位制御の制御方針について説明する。
まず、図１より、正極側コンデンサ１１を流れる電流ｉ、および負極側コンデンサ１２を流れる電流ｉ−ｉｎについて、次式（７）および次式（８）が成立する。
【００６０】
【数１０】
2017184309.tif 000012
【００６１】
また、式（４）、式（７）および式（８）から、次式（９）が得られる。
【００６２】
【数１１】
2017184309.tif 000013
【００６３】
この式（９）より、中性点を流れる中性点電流ｉｎ＞０のとき、ΔＶは減少し、ｉｎ＜０のとき、ΔＶは増加することが分かる。
【００６４】
また、３レベルインバータ１０からの出力電流については、図１より次式（１０）〜（１３）が成り立つ。
【００６５】
ｉｓｕ＝ｉｓｕ’＋ｉｎｕ＋ｉｓｕ”                                    （１０）
ｉｓｖ＝ｉｓｖ’＋ｉｎｖ＋ｉｓｖ”                                    （１１）
ｉｓｗ＝ｉｓｗ’＋ｉｎｗ＋ｉｓｗ”                                    （１２）
ｉｎ＝ｉｎｕ＋ｉｎｖ＋ｉｎｗ                                          （１３）
【００６６】
ここで、図５（ａ）〜（ｄ）に、変調率ａ＞０およびａ＜０のそれぞれの場合において、出力電流ｉｓｕ＞０またはｉｓｕ＜０であるときの出力電流波形を、ｕ相について示す。図５（ａ）〜（ｄ）において、キャリア周期Ｔは非常に短いことから、モータ２のインダクタンスの作用により、この期間においては、どのスイッチング素子に電流が流れたとしても、ほぼ一定の電流が流れるものと考えられる。
【００６７】
続いて、図５（ａ）〜（ｄ）において、中性点電流ｉｎｕが流れている期間に着目して、式（１３）を、キャリア周期Ｔの間で積分すると、中性点電流ｉｎについて、次式（１４）が得られる。
【００６８】
【数１２】
2017184309.tif 000014
【００６９】
式（１４）において、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間は、次式（１５）および次式（１６）で表される。
【００７０】
ａ＞０のとき、Ｔｕ＝Ｔ−Ｔ１ｕ、Ｔｖ＝Ｔ−Ｔ１ｖ、Ｔｗ＝Ｔ−Ｔ１ｗ    （１５）
ａ＜０のとき、Ｔｕ＝Ｔ−Ｔ２ｕ、Ｔｖ＝Ｔ−Ｔ２ｖ、Ｔｗ＝Ｔ−Ｔ２ｗ    （１６）
【００７１】
ただし、式（１５）、（１６）では、図５（ａ）〜（ｄ）における各相のＴ１およびＴ２を、それぞれＴ１ｕ、Ｔ１ｖ、Ｔ１ｗとＴ２ｕ、Ｔ２ｖ、Ｔ２ｗで表している。
【００７２】
ここで、式（１４）より、各相の中性点電流ｉｎｕは、中性点素子Ｑ３、Ｑ４がオンしている期間の出力電流と等しいことが分かる。そこで、以上の関係式に基づいて、コンデンサの中性点電位制御の制御方針を以下のように定める。
【００７３】
方針１：電位差ΔＶ＝（Ｖｃ２−Ｖｃ１）／２＞０の場合、正極側電圧Ｖｃ１を増加させ、負極側電圧Ｖｃ２を減少させる。
このとき、式（９）より、基本的に中性点電流ｉｎ＞０ならよいが、中性点電流ｉｎ＞０のとき、中性点電流ｉｎをさらに増加させる。また、中性点電流ｉｎ＜０のとき、中性点電流ｉｎを増加させ、徐々に正になるようにする。
【００７４】
方針２：電位差ΔＶ＝（Ｖｃ２−Ｖｃ１）／２＜０のとき、負極側電圧Ｖｃ２を増加させ、正極側電圧Ｖｃ１を減少させる。
このとき、式（９）より、基本的に中性点電流ｉｎ＜０ならよいが、中性点電流ｉｎ＜０のとき、中性点電流ｉｎをさらに減少させる。また、中性点電流ｉｎ＞０のとき、中性点電流ｉｎを減少させ、徐々に負になるようにする。
【００７５】
方針３：方針１、２に基づいて、変調率ａを補正する場合には、指令した電圧を生じるように求めた式（５）、式（５）’、式（６）または式（６）’の解を適用する。すなわち、式（５）、式（５）’、式（６）または式（６）’の補償を、中性点の電位が０になるように行う。
【００７６】
次に、電圧指令補償演算部３３の具体的な制御手法を以下に示す。ここで、図１において、中性点電流ｉｎは、負極側コンデンサ１２からの放電方向を正とする。したがって、負極側コンデンサ１２の負極側電圧Ｖｃ２が高ければ、（ΔＶ＞０ならば）中性点電流ｉｎを大きくする（方針１）。また、正極側コンデンサ１１の正極側電圧Ｖｃ１が高ければ、（ΔＶ＜０ならば）中性点電流ｉｎを小さくする（方針ＩＩ）。
【００７７】
ここで、正極側電圧Ｖｃ１と負極側電圧Ｖｃ２との電位差ΔＶ、直流電源１の電圧Ｅｄ／２、出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの極性、および出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の極性により、電圧指令補償演算部３３の動作パターンを、以下の８つに場合分けすることができる。電圧指令補償演算部３３は、各動作パターンについて、下記のように適切な電圧補償式を適用することで、中性点電位の変動を抑制する。
【００７８】
動作パターン１：電圧指令値＞０、ΔＶ＞０（Ｖｃ２＞Ｖｃ１）、出力電流＞０の場合
中性点電流ｉｎを大きくするために、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間を長くする。これにより、変調率ａを下げる。このとき、式（５）を電圧指令補償式として適用する。
【００７９】
動作パターン２：電圧指令値＞０、ΔＶ＞０（Ｖｃ２＞Ｖｃ１）、出力電流＜０の場合
中性点電流ｉｎを大きくするために、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間を短くする。これにより、変調率ａを上げる。このとき、式（５）’を電圧指令補償式として適用する。
【００８０】
動作パターン３：電圧指令値＞０、ΔＶ＜０（Ｖｃ２＜Ｖｃ１）、出力電流＞０の場合
中性点電流ｉｎを小さくするために、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間を短くする。これにより、変調率ａを上げる。このとき、式（５）を電圧指令補償式として適用する。
【００８１】
動作パターン４：電圧指令値＞０、ΔＶ＜０（Ｖｃ２＜Ｖｃ１）、出力電流＜０の場合
中性点電流ｉｎを小さくするために、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間を長くする。これにより、変調率ａを下げる。このとき、式（５）’を電圧指令補償式として適用する。
【００８２】
動作パターン５：電圧指令値＜０、ΔＶ＞０（Ｖｃ２＞Ｖｃ１）、出力電流＜０の場合
中性点電流ｉｎを大きくするために、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間を短くする。これにより、変調率ａを下げる。このとき、式（６）を電圧指令補償式として適用する。
【００８３】
動作パターン６：電圧指令値＜０、ΔＶ＞０（Ｖｃ２＞Ｖｃ１）、出力電流＞０の場合
中性点電流ｉｎを大きくするために、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間を長くする。これにより、変調率ａを上げる。このとき、式（６）’を電圧指令補償式として適用する。
【００８４】
動作パターン７：電圧指令値＜０、ΔＶ＜０（Ｖｃ２＜Ｖｃ１）、出力電流＜０の場合
中性点電流ｉｎを小さくするために、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間を長くする。これにより、変調率ａを上げる。このとき、式（６）を電圧指令補償式として適用する。
【００８５】
動作パターン８：電圧指令値＜０、ΔＶ＜０（Ｖｃ２＜Ｖｃ１）、出力電流＞０の場合
中性点電流ｉｎを小さくするために、中性点素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間を短くする。これにより、変調率ａを下げる。このとき、式（６）’を電圧指令補償式として適用する。
【００８６】
次に、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果について、中性点電位の変動を抑制しない場合のシミュレーション結果と比較して説明する。図６は、中性点電位の変動を抑制しない場合のシミュレーション結果を示す説明図である。図７は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果を示す説明図である。
【００８７】
図６、７において、中性点電位の変動を抑制しない場合には、モータ回転数指令値Ｗｒ＊が変動したときに、正極側電圧Ｖｃ１と負極側電圧Ｖｃ２との電位差ΔＶが次第に大きくなっていくのに対して、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を用いることにより、電位差ΔＶが零に収束していることが分かる。
【００８８】
図８は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果を示す拡大図である。図８では、図７に示したシミュレーション結果の時間軸を拡大して、出力電流Ｉｕの１周期分を示している。
【００８９】
図８において、期間ａは、Ｖｕ＊＞０、Ｉｕ＜０、ΔＶ＞０であり、Ｖｕ＊に対し、Ｖｕｕ＊を大きく補正するものであり、上述した動作パターン２に対応する。期間ｂ、ｅは、Ｖｕ＊＞０、Ｉｕ＜０、ΔＶ＜０であり、Ｖｕ＊に対し、Ｖｕｕ＊を小さく補正するものであり、上述した動作パターン４に対応する。
【００９０】
また、期間ｃは、Ｖｕ＊＞０、Ｉｕ＞０、ΔＶ＜０であり、Ｖｕ＊に対し、Ｖｕｕ＊を大きく補正するものであり、上述した動作パターン３に対応する。期間ｄは、Ｖｕ＊＞０、Ｉｕ＞０、ΔＶ＞０であり、Ｖｕ＊に対し、Ｖｕｕ＊を小さく補正するものであり、上述した動作パターン１に対応する。
【００９１】
また、期間ｆは、Ｖｕ＊＜０、Ｉｕ＞０、ΔＶ＜０であり、Ｖｕ＊に対し、Ｖｕｕ＊を小さく補正するものであり、上述した動作パターン８に対応する。期間ｇは、Ｖｕ＊＜０、Ｉｕ＞０、ΔＶ＞０であり、Ｖｕ＊に対し、Ｖｕｕ＊を大きく補正するものである、上述した動作パターン６に対応する。
【００９２】
また、期間ｈ、ｊは、Ｖｕ＊＜０、Ｉｕ＜０、ΔＶ＞０であり、Ｖｕ＊に対し、Ｖｕｕ＊を小さく補正するものであり、上述した動作パターン５に対応する。期間ｉは、Ｖｕ＊＜０、Ｉｕ＜０、ΔＶ＜０であり、Ｖｕ＊に対し、Ｖｕｕ＊を大きく補正するものであり、上述した動作パターン７に対応する。
【００９３】
以上のように、実施の形態１によれば、中性点電位制御部は、接続点を中性点として互いに直列に接続された正極側コンデンサおよび負極側コンデンサにおける正極側電圧と負極側電圧との電位差、３レベルインバータの出力電流の極性、および３レベルインバータに対する出力電圧指令値の極性に基づいて、正極側電圧と負極側電圧との電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する。また、上記電圧指令値の補償をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相で個別に実施する。
そのため、中性点電位の変動を抑制することができる。
また、２レベルインバータと比較して、３レベルインバータは出力電圧のｄｖ／ｄｔが半分となる。そのため、３レベルインバータを用いることにより、モータ端子に発生するマイクロサージ電圧を抑制することができる。
【符号の説明】
【００９４】
１  直流電源、２  モータ、１０  ３レベルインバータ、１１  正極側コンデンサ、１２  負極側コンデンサ、１３  アーム、１４  電圧センサ（電圧検出部）、１６  電流センサ（電流検出部）、１７  回転数センサ（回転数検出部）、２０  ベクトル制御部（電圧指令演算部）、２１  速度制御器、２２  電源周波数演算部、２３  ３相／ｄｑ軸座標変換部、２４  電流制御器、２５  電流制御器、２６  ｄｑ軸／３相座標変換部、３０  中性点電位制御部、３１  極性判別部、３２  極性判別部、３３  電圧指令補償演算部、４０  生成部。
【図１】
2017184309.tif 000015
【図２】
2017184309.tif 000016
【図３】
2017184309.tif 000017
【図４】
2017184309.tif 000018
【図５】
2017184309.tif 000019
【図６】
2017184309.tif 000020
【図７】
2017184309.tif 000021
【図８】
2017184309.tif 000022
【手続補正書】
【提出日】平成29年3月27日(2017.3.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
この発明に係る電力変換装置は、直流電源の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサおよび負極側コンデンサを有し、直流電源からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給する３レベルインバータと、モータに流れる電流を出力電流として検出する電流検出部と、モータの回転数をモータ回転数として検出する回転数検出部と、出力電流およびモータ回転数を用いて、３レベルインバータに対する出力電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、正極側コンデンサおよび負極側コンデンサの電圧を正極側電圧および負極側電圧として検出する電圧検出部と、正極側電圧と負極側電圧との電位差、出力電流の極性および出力電圧指令値の極性に基づいて、電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する中性点電位制御部と、補償後の出力電圧指令値に基づいて、３レベルインバータのゲート信号を生成するＰＷＭ生成部と、を備え、中性点電位制御部は、３レベルインバータの各相について、出力電圧指令値を補償するものである。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサおよび負極側コンデンサを有し、前記直流電源からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給する３レベルインバータと、
前記モータに流れる電流を出力電流として検出する電流検出部と、
前記モータの回転数をモータ回転数として検出する回転数検出部と、
前記出力電流および前記モータ回転数を用いて、前記３レベルインバータに対する出力電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、
前記正極側コンデンサおよび前記負極側コンデンサの電圧を正極側電圧および負極側電圧として検出する電圧検出部と、
前記正極側電圧と前記負極側電圧との電位差、前記出力電流の極性および前記出力電圧指令値の極性に基づいて、前記電位差が小さくなるように、前記出力電圧指令値を補償する中性点電位制御部と、
補償後の前記出力電圧指令値に基づいて、前記３レベルインバータのゲート信号を生成するＰＷＭ生成部と、
を備え、
前記中性点電位制御部は、前記３レベルインバータの各相について、前記出力電圧指令値を補償する
電力変換装置。