(57)【要約】【課題】簡易な回路構成でキャパシタをバランス良く充電することができる非接触充電回路を備えた受電装置を提供すること。【解決手段】受電装置は、受電コイルから充電回路を介して供給される直流電流により充電されるキャパシタ群に蓄えられた電荷を駆動電力とする。充電回路は複数の２次巻線を有するトランスと複数の整流回路からなり、受電コイルから供給される交流電流は前記トランスの１次巻線に入力される。複数の整流回路の入力端子は複数の２次巻線にそれぞれ接続され、複数の整流回路の出力端子はキャパシタ群を構成するそれぞれのキャパシタの両端に接続される。【選択図】図１
2016134965.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動電力が蓄えられるキャパシタを備えた受電装置であって、
磁界を介して与えられる電力を取り込む受電コイルと、
前記受電コイルから供給される交流電流を直流電流に変換して出力する充電回路と、
直列に接続された複数のキャパシタからなり、前記充電回路から供給される直流電流により充電されるキャパシタ群と、を備え、
前記充電回路は複数の２次巻線を有するトランスと複数の整流回路からなり、前記受電コイルから供給される交流電流は前記トランスの１次巻線に入力され、前記複数の整流回路の入力端子は前記複数の２次巻線にそれぞれ接続され、前記複数の整流回路の出力端子は前記キャパシタ群を構成するそれぞれのキャパシタの両端に接続されることを特徴とする受電装置。
【請求項２】
前記トランスは、前記複数の２次側巻線のそれぞれの巻数が同一であることを特徴とする請求項１に記載の受電装置。
【請求項３】
前記キャパシタ群の端子間電圧が入力される昇圧コンバータを備え、
前記昇圧コンバータは、前記キャパシタ群の端子間電圧が前記インバータの入力電圧範囲内で設定された第１の所定電圧より低いとき、当該第１の所定電圧とほぼ等しい電圧を出力し、前記キャパシタ群の端子間電圧が前記第１の所定電圧より高いとき前記キャパシタの端子間電圧とほぼ等しい電圧を出力するように構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の受電装置。
【請求項４】
前記キャパシタ群の端子間電圧が第２の所定電圧より高くなったときに前記トランスの１次巻線に入力される交流電流を遮断する手段を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の受電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、キャパシタに蓄えられた電荷を駆動電力とする装置に搭載され、当該装置の外部から供給される電力を非接触で受電する受電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電動駆動装置を備えた種々の電気自動車が商品化されており、これらの電気自動車の電動駆動装置は、リチウムイオン電池等の二次電池を電源とするものが主流になっている。その一方で、電気二重層キャパシタ等に蓄えられた電荷を電源として電動駆動する車両の商品化も検討されている。例えば、特許文献１には、電気二重層キャパシタに充電された電荷を駆動電力として利用する電気自動車が開示されており、特許文献２には、リチウムイオンキャパシタに充電された電荷を駆動電力として利用する電気自動車が開示されている。
【０００３】
一般的に、キャパシタは、二次電池よりも充電時間が短く、瞬時に大きい電流が取り出せ、さらに充放電サイクル寿命が長いという利点があるが、エネルギー密度が二次電池よりも小さいという欠点がある。そのため、駆動電力を蓄積するためのキャパシタとしては、電気二重層キャパシタのような大容量のキャパシタが用いられている。また、電気二重層キャパシタのような大容量のキャパシタは耐電圧（定格電圧）が低いため、所望の電圧を得るためには、複数個のキャパシタを直列に接続することにより所望の耐電圧を得ている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−３５１３２９号公報
【特許文献２】特開２０１２−２３８８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、複数個のキャパシタを直列に接続して充放電を行った場合、各キャパシタの静電容量にばらつきがあるため、各キャパシタの充電電圧が不均等なる。そして、この問題を解決するためには、各キャパシタを均等に充電するためのバランス回路が必要になる。
【０００６】
そこで、本発明は、簡易な回路でキャパシタをバランス良く充電することができる非接触充電回路を備えた受電装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するため、本発明に係る受電装置は、駆動電力が蓄えられるキャパシタを備えた受電装置であって、磁界を介して与えられる電力を取り込む受電コイルと、前記受電コイルから供給される交流電流を直流電流に変換して出力する充電回路と、直列に接続された複数のキャパシタからなり、前記充電回路から供給される直流電流により充電されるキャパシタ群と、を備え、前記充電回路は複数の２次巻線を有するトランスと複数の整流回路からなり、前記受電コイルから供給される交流電流は前記トランスの１次巻線に入力され、前記複数の整流回路の入力端子は前記複数の２次巻線にそれぞれ接続され、前記複数の整流回路の出力端子は前記キャパシタ群を構成するそれぞれのキャパシタの両端に接続されることを特徴とする。
【０００８】
この構成の受電装置では、キャパシタ群を構成するそれぞれのキャパシタに対して個別に充電電流が供給されるため、キャパシタ群を構成する複数のキャパシタをバランス良く充電することができる。
【０００９】
また、前記トランスは、前記複数の２次側巻線のそれぞれの巻数が同一であることがこのましい。
【００１０】
このように充電回路及びキャパシタ群を構成すれば、前記キャパシタ群を構成するそれぞれのキャパシタの端子間電圧を均等の電圧値に維持することができる。
【００１１】
また、前記キャパシタ群の端子間電圧が入力される昇圧コンバータを備え、前記昇圧コンバータは、前記キャパシタ群の端子間電圧が前記インバータの入力電圧範囲内で設定された第１の所定電圧より低いとき、当該第１の所定電圧とほぼ等しい電圧を出力し、前記キャパシタ群の端子間電圧が前記第１の所定電圧より高いとき前記キャパシタの端子間電圧とほぼ等しい電圧を出力するように構成されていてもよい。
【００１２】
このような昇圧コンバータを備えていれば、駆動回路に供給される電圧の変動範囲を狭くすることができる。
【００１３】
前記キャパシタ群の端子間電圧が第２の所定電圧より高くなったときに前記トランスの１次巻線に入力される交流電流を遮断する手段を備えることが好ましい。
【００１４】
このような保護手段を備えていれば、キャパシタ群を構成するキャパシタの充電電圧が定格電圧以上になることを防止することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係る受電装置よれば、直列に接続された複数個のキャパシタからなるキャパシタ群を充電する際に、それぞれのキャパシタをバランス良く充電することができる。また、キャパシタ群を構成するそれぞれのキャパシタの充電電圧に偏りが生じることが抑制される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に係る電気駆動車両の電気駆動部の主要構成を示す構成図である。
【図２】非接触で電力を伝送するための送電回路と受電回路の構成を示す回路図である。
【図３】非接触で電力を伝送するための送電回路と受電回路の構成を示す回路図である。
【図４】キャパシタを過電圧から保護する手段を説明するための回路図である。
【図５】ＤＣＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧の関係を示したグラフである。
【図６】ＤＣＤＣコンバータの主要部を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
発明を実施するための形態を、図面を参照して説明する。なお、以下の実施の形態で説明する内容により本発明が限定されるものではない。また、以下の説明において、同一要素または同一機能を有する要素には、同一符号を用いることとし、重複する説明は省略する。
【００１８】
図１は、本発明の実施形態に係る電気駆動車両の電気駆動部の主要構成を示す構成図である。同図において、受電コイルＬｒは、磁界を介して供給される電力を取り込むためのコイルであり、受電コイルＬｒの両端には、共振用のキャパシタＣｒ１とキャパシタＣｒ２の一方の端子がそれぞれ接続されている。キャパシタＣｒ１とキャパシタＣｒ２の他方の端子は、トランスＴ１の１次巻線Ｗ１の両端子にそれぞれ接続されている。
【００１９】
トランスＴ１は５つの２次巻線Ｗ２１，Ｗ２２，Ｗ２３，Ｗ２４，Ｗ２５を備えている。５つの２次巻線Ｗ２１，Ｗ２２，Ｗ２３，Ｗ２４，Ｗ２５の巻数は、同じ巻数に設定されている。２次巻線Ｗ２１，Ｗ２２，Ｗ２３，Ｗ２４，Ｗ２５の両端子には、整流用のブリッジダイオードＤｂｒ１，Ｄｂｒ２，Ｄｂｒ３，Ｄｂｒ４，Ｄｂｒ５の入力端子がそれぞれ接続されている。ブリッジダイオードＤｂｒ１，Ｄｂｒ２，Ｄｂｒ３，Ｄｂｒ４，Ｄｂｒ５の出力端子には、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の両端子がそれぞれ接続されている。キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５は直列に接続され、キャパシタ群Ｃｍを構成している。
【００２０】
キャパシタ群Ｃｍは、モータ１４を回転させるエネルギーを蓄えるためのキャパシタであり、キャパシタ群Ｃｍの両端子間の電圧（端子間電圧Ｖｃ）はＤＣＤＣコンバータ１２を介してインバータ１３に供給される。ここで、ＤＣＤＣコンバータ１２に与えられるキャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃは、直列に接続されたキャパシタＣ１からキャパシタＣ５までのそれぞれの充電電圧を加算した電圧に対応している。インバータ１３は、ＤＣＤＣコンバータ１２から供給される直流電圧を交流電圧に変換する回路であり、モータ１４に与える交流電圧を生成する。モータ１４は、インバータ１３から出力される交流電圧により回転する。
【００２１】
次に、キャパシタ群Ｃｍの充電動作について説明する。受電コイルＬｒにより取り込まれた電力は、トランスＴ１を介してキャパシタ群Ｃｍを構成するキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５に分配される。この際、トランスＴ１の２次巻線Ｗ２１，Ｗ２２，Ｗ２３，Ｗ２４，Ｗ２５から供給される電圧は、それぞれの端子に接続されたブリッジダイオードＤｂｒ１，Ｄｂｒ２，Ｄｂｒ３，Ｄｂｒ４，Ｄｂｒ５を介してキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５に印加される。ここで、５つの２次巻線Ｗ２１，Ｗ２２，Ｗ２３，Ｗ２４，Ｗ２５は同じ巻数に設定されているため、これらから供給される電圧は等しい電圧値になる。従って、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５には、ブリッジダイオードＤｂｒ１，Ｄｂｒ２，Ｄｂｒ３，Ｄｂｒ４，Ｄｂｒ５を介して等しい電圧が印加される。
【００２２】
通常、同一の型番のキャパシタであっても、それぞれキャパシタの容量には差異（バラツキ）があるため、その容量の差異に基づいて、それぞれのキャパシタの充電電圧に差異が生じる。しかし、本実施形態では、トランスＴ１の２次巻線Ｗ２１，Ｗ２２，Ｗ２３，Ｗ２４，Ｗ２５からキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５に等しい電圧が印加されるため、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の充電電圧は等しい電圧値に維持される。つまり、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の容量が互いに異なっていても、同じ電圧値になるように充電が行われるため、これらの充電電圧は等しい電圧値に維持される。
【００２３】
なお、トランスＴ１の１次巻線と２次巻線の巻数比に関しては、受電コイルＬｒに生じる電圧や、キャパシタ群Ｃｍを構成するキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の定格電圧等に基づいて適宜設定される。
【００２４】
次に、図２及び図３を参照して、非接触電力伝送システムを構成する送信ユニットと受電ユニットについて説明する。図２及び図３は、送信ユニットと受電ユニットの主要構成を示した構成図であり、これらに図示されている受電ユニットは、構成が相互に異なっている。送信ユニットは、磁界を生成する送電コイルＬｔと、送電コイルＬｔと直列に接続された共振用のキャパシタＣｔ１及びキャパシタＣｔ２と、送電コイルＬｔ、キャパシタＣｔ１及びキャパシタＣｔ２からなる共振回路（送信ユニット側の共振回路）に交流電圧を供給するインバータ１１により構成されている。送信ユニット側の共振回路の共振周波数は、インバータ１１から供給される交流電圧の周波数とほぼ同一の周波数（好ましくは、少し低い周波数）に設定されている。
【００２５】
図２に示されている受電ユニットは、図１に示されている受電ユニットと同じ構成になっている。この受電ユニットの受電コイルＬｒと共振用のキャパシタＣｒ１とキャパシタＣｒ２は共振回路（受電ユニット側の共振回路）を構成し、この受電ユニット側の共振回路の共振周波数は送信ユニット側の共振回路と同じ共振周波数になるように設定されている。受電ユニット側の共振回路に発生する交流電圧は、トランスＴ１を介してブリッジダイオードＤｂｒ１，Ｄｂｒ２，Ｄｂｒ３，Ｄｂｒ４，Ｄｂｒ５に印加される。ブリッジダイオードＤｂｒ１，Ｄｂｒ２，Ｄｂｒ３，Ｄｂｒ４，Ｄｂｒ５は、交流電圧を全波整流する。全波整流された電圧は、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５にそれぞれ印加される。
【００２６】
図３に示されている受電ユニットでは、共振用のキャパシタＣｒ３が受電コイルＬｒに対して並列に接続されている。受電コイルＬｒと共振用のキャパシタＣｒ３で構成される共振回路の共振周波数は、送信ユニット側の共振回路と同じ共振周波数になるように設定されている。受電コイルＬｒと共振用のキャパシタＣｒ３で構成される共振回路により生成される交流電圧は、図２に示されている受電ユニットと同様にトランスＴ１を介してブリッジダイオードＤｂｒ１，Ｄｂｒ２，Ｄｂｒ３，Ｄｂｒ４，Ｄｂｒ５に印加され、全波整流された電圧は、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５にそれぞれ印加される。
【００２７】
本発明は、図２及び図３のいずれの受電ユニットであっても適用することができる。また、共振回路及び整流回路の構成は、これらの受電ユニットと異なる構成であってもよい。例えば、整流回路を構成するダイオードのうちの一部をトランジスタ等の半導体スイッチ素子に置き換えても良い。
【００２８】
次に、図４を参照して、キャパシタ群Ｃｍを構成するキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の充電電圧がこれらの耐電圧（定格電圧）を超えることを防止するための保護回路について説明する。図４に示された回路では、スイッチ素子ＳＷ１が受電コイルＬｒに対して並列に接続されている。スイッチ素子ＳＷ１のオンオフは制御回路２２より制御される。
【００２９】
制御回路２２は、キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃの電圧値が所定値を超えたときにスイッチ素子ＳＷ１をオンさせる。スイッチ素子ＳＷ１は、半導体のスイッチ素子だけでなく、メカニカルリレーや半導体リレーを用いることができる。
【００３０】
抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２は、キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃを検出するための検出回路を構成している。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は直列に接続され、この直列体（抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２）がキャパシタ群Ｃｍに対して並列に接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続部の電圧（検出電圧）は、コンパレータ２１の非反転入力端子に入力されている。コンパレータ２１は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続部の電圧（検出電圧）と、反転入力端子に入力されている第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、検出電圧が第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えると出力端子からハイレベルの信号を出力する。第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧値は、キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃが第２の所定電圧Ｖ２を超えたときに、コンパレータ２１の出力端子からハイレベルの信号が出力されるように設定される。そして、第２の所定電圧Ｖ２はキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の耐電圧（定格電圧）に基づいて設定されている。つまり、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧値は、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の耐電圧（定格電圧）に基づいて設定されている。
【００３１】
キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５は、同じ耐電圧（定格電圧）のキャパシタが用いられている。また、トランスＴ１の２次巻線Ｗ２１，Ｗ２２，Ｗ２３，Ｗ２４，Ｗ２５が同じ巻数に設定されているため、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の充電電圧は同じ電圧値に維持されている。従って、キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧（直列に接続されたキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５全体として充電電圧）Ｖｃに基づいて、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５のそれぞれの充電電圧が耐電圧（定格電圧）に近づいていることを検知することができる。つまり、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５は、ほぼ同一の電圧値に充電されるため、キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃの１／５の電圧（Ｖｃ／５）がキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５のそれぞれの充電電圧にほぼ一致する。この電圧Ｖｃ／５とキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５のそれぞれの耐電圧（定格電圧）とに基づいて、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５のそれぞれの充電電圧が耐電圧（定格電圧）に近づいたときにコンパレータ２１の出力端子からハイレベルの信号が出力されるように第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧値が設定されている。つまり、それぞれキャパシタの耐電圧（定格電圧）Ｖｒであれば、第２の所定電圧Ｖ２が耐電圧（定格電圧）Ｖｒの５倍（Ｖｒ×５）より少し低い電圧値になるように第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧値が設定される。
【００３２】
コンパレータ２１の出力端子から出力される信号は制御回路２２に入力され、制御回路２２はこの信号に基づいてスイッチ素子ＳＷ１のオンオフを制御する。つまり、制御回路２２は、コンパレータ２１の出力端子から出力される信号に基づいて、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の充電電圧が耐電圧（定格電圧）に近づいたことを検知し、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の充電電圧が耐電圧（定格電圧）に達する前にスイッチ素子ＳＷ１をオンさせる。スイッチ素子ＳＷ１がオンすることにより受電コイルＬｒの両端が短絡されるため、トランスＴ１への電力供給が遮断され、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の充電が行われなくなる。その結果、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の充電電圧の上昇が抑制される。
【００３３】
次に、図５を参照してＤＣＤＣコンバータ１２の動作を説明する。図５のグラフの横軸は、ＤＣＤＣコンバータ１２の入力電圧、つまり、キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃに対応し、縦軸は、ＤＣＤＣコンバータ１５の出力電圧Ｖｏに対応する。モータ１４を駆動するためには、ＤＣＤＣコンバータ１２の出力電圧が、インバータ１３の入力レンジ（入力電圧範囲）内の電圧値に維持されなければならない。つまり、ＤＣＤＣコンバータ１５の出力電圧Ｖｏが、インバータ１３の入力レンジ（入力電圧範囲）の上限である最大許容入力電圧Ｖｍａｘとその下限である最小許容入力電圧Ｖｍｉｎの間の電圧値に維持されていれば、インバータ１３はモータ１４を駆動することができる。
【００３４】
ＤＣＤＣコンバータ１２は、キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃが第１の所定電圧Ｖ１より高いとき、入力電圧とほぼ等しい出力電圧Ｖｏを出力する（Ｖｏ≒Ｖｃ）。このとき、ＤＣＤＣコンバータ１２は、動作（スイッチング動作）を停止し、入力電圧をそのまま出力する。そして、キャパシタＣｍの端子間電圧Ｖｃが第１の所定電圧Ｖ１より低いとき、ＤＣＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏは、第１の所定電圧Ｖ１とほぼ等しい電圧値に維持される。なお、この例では、出力電圧Ｖｏが第１の所定電圧Ｖ１とほぼ等しい電圧値に維持されるが、このときの出力電圧Ｖｏの電圧値は、最大許容入力電圧Ｖｍａｘと最小許容入力電圧Ｖｍｉｎの間の電圧値であればよい。つまり、第１の所定電圧Ｖ１は、最大許容入力電圧Ｖｍａｘと最小許容入力電圧Ｖｍｉｎの間の電圧値に設定される（Ｖｍｉｎ＜Ｖ１＜Ｖｍａｘ）。ただし、第１の所定電圧Ｖ１は、最大許容入力電圧Ｖｍａｘよりも最小許容入力電圧Ｖｍｉｎに近い電圧値に設定されることが好ましい。つまり、第１の所定電圧Ｖ１は、（Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ）／２より小さい電圧値に設定されることが好ましい（Ｖｍｉｎ＜Ｖ１＜（Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ）／２）。このようにすることにより、ＤＣＤＣコンバータ１２から入力電圧とほぼ等しい出力電圧Ｖｏ（Ｖｏ≒Ｖｃ）が出力される入力電圧の範囲を広くすることができる。つまり、第１の所定電圧Ｖ１を最小許容入力電圧Ｖｍｉｎに近づけることにより、第１の所定電圧Ｖ１から最大許容入力電圧Ｖｍａｘまでの間の電圧幅（ＤＣＤＣコンバータ１２が動作を停止している入力電圧の範囲）を広げることができる。
【００３５】
このように、キャパシタＣｍの端子間電圧Ｖｃが第１の所定電圧Ｖ１より低くなったときにだけ、ＤＣＤＣコンバータ１２による昇圧が行われるため（ＤＣＤＣコンバータ１２が動作するため）、ＤＣＤＣコンバータ１２における損失の増加を抑制しつつインバータ１３がモータ１４を駆動することができる端子間電圧Ｖｃの範囲を広げることができる。なお、図４においてスイッチ素子ＳＷ１がオンするときのキャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃがインバータ１３の最大許容入力電圧Ｖｍａｘより少し低い電圧になるように構成されていれば、この回路によりインバータ１３に最大許容入力電圧Ｖｍａｘより高い電圧が入力されることを防止することができる。つまり、第２の所定電圧Ｖ２が、インバータ１３の最大許容入力電圧Ｖｍａｘより少し低い電圧に設定されていれば、インバータ１３に最大許容入力電圧Ｖｍａｘより高い電圧が入力されることを防止することができる。
【００３６】
次に、図６を参照してＤＣＤＣコンバータ１２の動作を説明する。キャパシタ群Ｃｍの耐電圧は、ＤＣＤＣコンバータ１２の後段に接続されているインバータ１３の入力レンジ（入力電圧範囲）の上限である最大許容入力電圧Ｖｍａｘとほぼ一致するように設定されている。従って、キャパシタ群Ｃｍの充電電圧が最大許容入力電圧Ｖｍａｘに到達する前に、図４に図示されているスイッチ素子ＳＷ１がオンし、キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧（充電電圧）の上昇が抑制される。つまり、キャパシタ群Ｃｍの過充電を防止する回路が、インバータ１３に過電圧（最大許容入力電圧Ｖｍａｘより高い電圧）が入力されることを防止する回路としての役割を果たしている。
【００３７】
ＤＣＤＣコンバータ１２は昇圧チョッパ方式のコンバータであり、その定格出力電圧Ｖｒはインバータ１３の入力電圧範囲（入力レンジ）の下限である最小許容入力電圧Ｖｍｉｎより少し高い電圧に設定されている。従って、キャパシタＣｍの端子間電圧ＶｃがＤＣＤＣコンバータ１２の定格出力電圧Ｖｒより低い時、ＤＣＤＣコンバータ１２は出力電圧Ｖｏが定格出力電圧Ｖｒと同じ電圧値になるように動作する。一方。キャパシタＣｍの端子間電圧ＶｃがＤＣＤＣコンバータ１２の定格出力電圧Ｖｒより高い時、ＤＣＤＣコンバータ１２はスイッチング動作を停止し、キャパシタＣｍの端子間電圧Ｖｃとほぼ等しい出力電圧Ｖｏを出力する。つまり、定格出力電圧Ｖｒが第１の所定電圧Ｖ１に対応している。
【００３８】
ＤＣＤＣコンバータ１２の電圧変換部は、チョークコイルＬ１、スイッチ素子ＳＷ２、ダイオードＤ１及びキャパシタＣ６により構成されている。チョークコイルＬ１はエネルギーを蓄えるための素子であり、チョークコイルＬ１にはスイッチ素子ＳＷ２がオンしたときにエネルギーが蓄えられる。ダイオードＤ１及びキャパシタＣ６は、整流平滑回路を構成しており、この整流平滑回路には、スイッチ素子ＳＷ２がオフしたときに、入力電圧（キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃ）にチョークコイルＬ１に生じた電圧（チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギー）が重畳された電圧が印加される。スイッチ素子ＳＷ２がオンオフを繰り返すことにより、入力電圧（キャパシタ群Ｃｍの端子間電圧Ｖｃ）よりも高い電圧値の出力電圧Ｖｏが生成される。
【００３９】
スイッチ素子ＳＷ２のオンオフ動作（スイッチング動作）は、スイッチング制御回路３２により制御されている。スイッチング制御回路３１では、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が用いられている。
【００４０】
スイッチング制御回路３２は、ＤＣＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏが定格出力電圧Ｖｒになるようにスイッチ素子ＳＷ３に与える駆動信号の時比率を制御する。つまり、スイッチング制御回路３２は、ＤＣＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏが定格出力電圧ＶｒになるようにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行う。抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６は、ＤＣＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏを検出するための検出回路を構成している。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続部の電圧はスイッチング制御回路３２に入力されている。スイッチング制御回路３２は、この電圧（抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続部の電圧）に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏを制御する。ここでは、定格出力電圧Ｖｒがンバータ１３の入力電圧範囲（入力レンジ）の下限である最小許容入力電圧Ｖｍｉｎより少し高い電圧に設定されているが、定格出力電圧Ｖｒはインバータ１３の入力レンジ内の任意の電圧値に設定することができる。
【００４１】
以上、本発明に係る電気駆動車両の実施形態を説明したが、キャパシタに蓄えられた電荷を駆動電力とする装置であれば、電気駆動車両以外の装置にも適用できる。さらに、本発明は、上記で説明した実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において様々な変更を加えることができる。例えば、キャパシタＣｍは、電気二重層キャパシタ以外の種々のキャパシタを用いて構成することができる。また、キャパシタＣｍを構成するは、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５は、個品のキャパシタに限定されず、複数のキャパシタからなるキャパシタモジュールであってもよい。
【符号の説明】
【００４２】
１１  インバータ
１２  ＤＣＤＣコンバータ
１３  インバータ
１４  モータ
１５  ＤＣＤＣコンバータ
２１  コンパレータ
２２  制御回路
３１  スイッチング制御回路
【図１】
2016134965.tif 000003
【図２】
2016134965.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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