(57)【要約】【課題】ΔΣ変調器の出力に生じる歪を適切に補償することができる補償信号を生成する。【解決手段】補償信号生成装置４６は、ΔΣ変調器２４が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する。前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成する生成部４７を備えている。【選択図】図６
2017199973.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成装置であって、
前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、
前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成する生成部を備えている
補償信号生成装置。
【請求項２】
前記生成部は、フィルタ係数が可変であるフィルタによって構成されている請求項１に記載の補償信号生成装置。
【請求項３】
前記ΔΣ変調器に与えられる入力信号の電力に応じて前記フィルタ係数を設定する係数設定部をさらに備えている請求項２に記載の補償信号生成装置。
【請求項４】
前記フィルタは、フラクショナルディレイフィルタである請求項２又は請求項３に記載の補償信号生成装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の補償信号生成装置が生成する補償信号を用いて、前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を補償する歪補償器。
【請求項６】
ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成装置に用いられる半導体集積回路であって、
前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、
前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成する生成部を備えている
半導体集積回路。
【請求項７】
ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成方法であって、
前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、
前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成するステップを含む
補償信号生成方法。
【請求項８】
ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する処理をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラムであって、
前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、
コンピュータに、
前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成するステップを含む処理を実行させる
コンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、補償信号生成装置、歪補償器、半導体集積回路、補償信号生成方法、及びコンピュータプログラムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、ΔΣ変調器を開示している。ΔΣ変調器は、基本構成として、ループフィルタ、量子化器、及び、ループフィルタと量子化器とを接続する内部経路、を有している。ΔΣ変調器は、入力信号をΔΣ変調し、量子化データを生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−１４０５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ΔΣ変調器が生成する量子化データは、所定の周波数（ターゲット周波数）において、ＲＦ信号などのアナログ信号成分を含む。しかし、アナログ信号成分は、ΔΣ変調に起因して、歪を持つ場合がある。
【０００５】
例えば、特許文献１は、ΔΣ変調器から出力されるパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性がΔΣ変調器から出力されるパルス列によって表現されるアナログ信号の信号特性に影響を与えることを開示している。
特許文献１では、ΔΣ変調器の出力に起因する反射波がΔ変調器から出力されるパルス列のパルス波形の非対称性に影響を与え、パルス列によって表現されるアナログ信号の信号特性を劣化させることから、ΔΣ変調器の出力に起因する反射波に関する処理を行い、アナログ信号の信号特性を補償している。
【０００６】
特許文献１では、パルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの間の非対称性が発生したか否かに関わらず、ΔΣ変調器の出力に起因する反射波に関する処理を行うように構成されているが、パルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの間の非対称性の発生に応じて当該非対称性を補償しうる補償信号を与えることができれば、より適切に補償を行うことができる。
【０００７】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、ΔΣ変調器の出力に生じる歪を適切に補償することができる補償信号を生成することができる技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
一実施形態である補償信号生成装置は、ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成装置であって、前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成する生成部を備えている。
【０００９】
また、一実施形態である歪補償器は、上記補償信号生成装置が生成する補償信号を用いて前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を補償する歪補償器である。
【００１０】
また、一実施形態である半導体集積回路は、ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成装置に用いられる半導体集積回路であって、前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成する生成部を備えている。
【００１１】
一実施形態である補償信号生成方法は、ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成方法であって、前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成するステップを含む。
【００１２】
また、一実施形態であるコンピュータプログラムは、ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する処理をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラムであって、前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、コンピュータに、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成するステップを含む処理を実行させるコンピュータプログラムである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、ΔΣ変調器の出力に生じる歪を適切に補償することができる補償信号を生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】送信機（通信システム）のブロック図である。
【図２】ΔΣ変調器のブロック図である。
【図３】ΔΣ変調器の他の例を示すブロック図である。
【図４】Ｌ（ｚ）／（１＋Ｌ（ｚ））の周波数特性図である。
【図５】非対称波形の波形図である。
【図６】補償器のブロック図である。
【図７】非対称波形と検出信号とを示す波形図である。
【図８】係数決定処理のフローチャートである。
【図９】係数決定処理中のＡＣＬＲを示す図である。
【図１０】補償信号生成装置の他の例を示すブロック図である。
【図１１】ＲＦ信号のアイパターンである。
【図１２】ＲＦ信号の周波数スペクトラムである。
【図１３】図１０よりも広帯域の周波数スペクトラムである。
【図１４】変形例に係る補償信号生成装置を示すブロック図である。
【図１５】係数演算部の構成例を示すブロック図である。
【図１６】他の実施形態に係る送信機を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００１６】
［実施形態の概要］
（１）一実施形態である補償信号生成装置は、ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成装置であって、前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成する生成部を備えている。
【００１７】
上記構成の補償信号生成装置によれば、量子化データの変化に基づいて補償信号を生成するので、パルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性の発生に応じて補償信号を生成することができる。パルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの間の非対称性の発生に応じて生成された補償信号を用いれば、ΔΣ変調器の出力に生じる歪を適切に補償することができる。
このように、上記構成の補償信号生成装置によれば、ΔΣ変調器の出力に生じる歪を適切に補償することができる補償信号を生成することができる。
【００１８】
（２）上記補償信号生成装置において、前記生成部は、フィルタ係数が可変であるフィルタによって構成されていることが好ましい。
この場合、非対称性に起因してターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成するのが容易となる。また、フィルタ係数を変更することで適切な補償信号を得ることができる。
【００１９】
（３）また、上記補償信号生成装置において、前記ΔΣ変調器に与えられる入力信号の電力に応じて前記フィルタ係数を設定する係数設定部をさらに備えていることが好ましい。
この場合、入力電圧に応じてパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性が変動する場合にも、精度のよい補償信号を生成することができる。
【００２０】
（４）また、前記フィルタは、フラクショナルディレイフィルタであることが好ましく、この場合、補償信号生成装置は、ターゲット周波数の周波数成分に歪を生じさせる要因となる非対称性の逆特性を精度よく生成することができる。これにより、適切な補償信号を得ることができる。
【００２１】
（５）また、一実施形態である歪補償器は、上記（１）から上記（４）に記載の補償信号生成装置が生成する補償信号を用いて、前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を補償する。
【００２２】
（６）また、一実施形態である半導体集積回路は、ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成装置に用いられる半導体集積回路であって、前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成する生成部を備えている。
【００２３】
（７）一実施形態である補償信号生成方法は、ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する補償信号生成方法であって、前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成するステップを含む。
【００２４】
（８）また、一実施形態であるコンピュータプログラムは、ΔΣ変調器が出力する量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を生成する処理をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラムであって、前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、コンピュータに、前記量子化データの変化に基づいて前記補償信号を生成するステップを含む処理を実行させるコンピュータプログラムである。
【００２５】
［実施形態の詳細］
以下、好ましい実施形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、以下に記載する各実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
［送信機の構成］
図１は、送信機１０を示している。この送信機１０は、デジタル信号処理部１２と、アナログフィルタ１６と、を有している。デジタル信号処理部１２は、アナログ信号であるＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を表現するデジタル信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射される信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、又は放送サービスのためのＲＦ信号である。
【００２６】
デジタル信号処理部１２から出力されたパルス列は、アナログフィルタ（バンドパスフィルタ又はローパスフィルタ）１６に与えられる。デジタル信号処理部１２から出力されたパルス列が表現するアナログ信号は、ＲＦ信号の周波数（ターゲット周波数）以外の周波数の成分を雑音成分として含んでいる。その雑音成分は、アナログフィルタによって除去される。
【００２７】
デジタル信号処理部１２とアナログフィルタ１６との間の信号伝送路１４は、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの通信ケーブルであってもよい。
【００２８】
デジタル信号処理部１２は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部１８と、ベースバンド信号を変調する変調器（直交変調器）２０と、処理部２２と、ΔΣ変調器２４と、コントローラ２６と、を備えている。
【００２９】
デジタル信号処理部１２は、例えば、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）等の半導体集積回路によって構成することができる。
デジタル信号処理部１２を半導体集積回路で構成した場合、デジタル信号処理部１２が有する、ベースバンド部１８、変調器２０、処理部２２、ΔΣ変調器２４、及びコントローラ２６といった各機能部は、半導体集積回路に含まれている各種半導体素子を用いて実現される。さらに、ΔΣ変調器２４が有する補償信号生成装置４６（後に説明する）も、半導体集積回路に含まれている各種半導体素子を用いて実現される。
また、ベースバンド部１８、変調器２０、処理部２２、ΔΣ変調器２４、及びコントローラ２６は、一つの半導体集積回路にまとめて設けてもよいし、複数の半導体集積回路に分散して設けてもよい。
【００３０】
さらに、デジタル信号処理部１２は、ＣＰＵや、記憶部等を含んだコンピュータによって構成することもできる。この場合、コンピュータは、前記記憶部に記憶されたプログラム等を読み出して実行することによってデジタル信号処理部１２が有する各機能部を実現することができる。
【００３１】
ベースバンド部１８は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をデジタルデータとして出力する。直交変調器２０は、ＩＱベースバンド信号を、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されている。処理部２２は、直交変調２０から出力された直交変調信号に対して、デジタル信号処理を施し、デジタルＩＦ信号を出力する。処理部２２が行うデジタル信号処理は、例えば、デジタル前置歪補償（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ；ＤＰＤ）、クレストファクタリダクション（Ｃｒｅｓｔ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ；ＣＦＲ）、デジタルアップコンバージョン（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｕｐ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ；ＤＵＣ）を含む。
【００３２】
処理部２２から出力されるデジタルＲＦ信号は、中心周波数がｆ０であり、所定の帯域を持つ。処理部２２から出力されるデジタルＲＦ信号は、ΔΣ変調器２４に与えられる。ΔΣ変調器２４は、デジタルＲＦ信号に対してΔΣ変調を行って、デジタルＲＦ信号を量子化し、量子化データ（パルス列）を出力する。ΔΣ変調器２４から出力されたパルス列は、アナログＲＦ信号を表現したものとなっている。送信機１０は、このパルス列を送信信号として送信する。
【００３３】
［ΔΣ変調］
ΔΣ変調器２４がバンドパス型である場合、ΔΣ変調器２４は、所望の周波数（ターゲット周波数ｆ０）の信号成分を通過させ、ターゲット周波数ｆ０近傍の帯域の雑音を帯域外に移行させるノイズシェイピングを行う。図２に示すように、ΔΣ変調器２４は、ループフィルタ３０と、量子化データを出力する量子化器３６と、ループフィルタ３０又は量子化器３６に接続された内部経路４２と、補償器３８と、加算器４０と、を備えている。内部経路４２は、量子化器３６から出力された量子化データをループフィルタ３０へフィードバックするための第１経路（フィードバック経路）４２ａと、ループフィルタ３０の出力を量子化器３６に与えるための第２経路４２ｂと、を含む。ΔΣ変調器２４の外部のみへ信号が流れ出る経路は、ΔΣ変調器２４の外部経路と実質的に同じであるため、内部経路４２には含まれない。内部経路４２は、ΔΣ変調器２４の出力を生成する量子化器３６に至ることができる経路である。
【００３４】
ループフィルタ３０は、２入力１出力であり、ΔΣ変調器２４への入力信号（デジタルＲＦ信号）と、量子化器３６側からのフィードバック信号と、が入力される。ループフィルタ３０は、第１加算器３２と、Ｌ（ｚ）の伝達関数ブロック３３と、第２加算器３４と、フィードフォワード経路３５と、を備えている。
【００３５】
第１加算器３２は、ΔΣ変調器２４への入力信号と、量子化器３６側からのフィードバック信号と、を加算する。フィードバック信号は、第１経路４２ａ介して、第１加算器３２へ与えられる。伝達関数ブロック３３の伝達関数Ｌ（ｚ）は、ΔΣ変調器２４としての特性を決定するものであり、所望の信号伝達関数及び雑音伝達関数に基づいて、決定される。第２加算器３４は、伝達関数ブロック３３の出力とΔΣ変調器２４への入力信号と、を加算する。入力信号は、フィードフォワード経路３５を介して、第２加算器３４に与えられる。なお、フィードフォワード経路３５及び第２加算器３４は省略してもよい。
【００３６】
第２加算器３４の出力、つまりループフィルタ３０の出力、は、第２経路４２ｂを介して、量子化器３６に与えられる。量子化器３６は、１ｂｉｔ量子化器であり、ループフィルタ３０の出力を１ｂｉｔに量子化した１ｂｉｔ量子化データを出力する。量子化器３６から出力された量子化データ（パルス列）は、ΔΣ変調器２４の出力として、ΔΣ変調器２４から出力されるとともに、第１経路４２ａを介して、ループフィルタ３０へフィードバックされる。
なお、量子化器３６が行う量子化（二値化）とは、多値で表されたループフィルタ３０の出力としてのデジタルデータを二値で表したデジタルデータにすることをいう。
【００３７】
補償器３８は、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列が表現する周波数ｆ０のアナログＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ０の周波数成分）に生じる歪の補償信号Ｃを出力する。補償信号Ｃは、ＲＦ信号に生じる歪を打消し又は抑制するためのものである。補償器３８から出力された補償信号Ｃは、第１経路４２ａに設けられた加算器４０によって、第１経路４２ａに与えられる。歪を打消し又は抑制するための補償信号ＣがΔΣ変調器２４の内部経路４２に与えられることで、Δ変調器２４の内部で、歪の補償が行われる。この結果、ΔΣ変調器２４から出力された量子化データは、歪が補償されたＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ０の周波数成分）を表現するものとなる。
【００３８】
ΔΣ変調器２４は、フィードバック経路である第１経路４２ａを有しているため、内部経路４２のいずれの位置に補償信号を与えても、その補償信号は、伝達関数ブロック３３をいずれ通過することになるため、補償信号による歪補償がなされた状態で、所望の特性のΔΣ変調を行うことができる。ただし、図２に示すように補償信号を第１経路４２ａに与えると、その補償信号は、量子化器３６よりも前に伝達関数ブロック３３を通過することになるため、動作が安定し易い。
【００３９】
図２では、補償信号は、第１経路４２ａに与えられるが、他の内部経路４２（例えば、第２経路４２ｂ）に与えられても良い。すなわち、図３に示すように、補償器３８が出力する補償信号Ｃは、第１経路４２ａに与えられるだけでなく、第２経路４２ｂに設けられた第２加算器（加減算器）３４によって、第２経路４２ｂに与えられても良い。第２経路４２ｂに与えられる補償信号Ｃは、第２経路４２ｂを流れる信号から補償信号Ｃを減算するように、第２経路４２ｂに与えられる。
【００４０】
補償信号Ｃを第１経路４２ａ及び第２経路４２ｂに与えた場合、歪補償を広帯域に行うことができる。すなわち、図２に示すΔΣ変調器２４の場合、ΔΣ変調器２４の出力Ｖは、次の式（１）によって表される。
【数１】
2017199973.tif 000003
式（１）の右辺の第１項は入力信号Ｕであり、第２項はΔΣ変調器２４の雑音伝達関数ＮＴＦによるフィルタ特性が掛けられた量子化雑音Ｅを示す。式（１）の右辺の第１項及び第２項だけであれば、通常のΔΣ変調器の出力Ｖとなる。図２に示すΔΣ変調器２４では、補償信号Ｃを第１経路４２ａに与えているため、式（１）の右辺の第３項が発生する。式（１）では、補償信号ＣにＬ（ｚ）／（１＋Ｌ（ｚ））のフィルタ特性が掛けられたものが、出力Ｖに反映されることになる。Ｌ（ｚ）／（１＋Ｌ（ｚ））の周波数特性は、図４に示すように、バンドパスとなる。つまり、図４に示すように、Ｌ（ｚ）／（１＋Ｌ（ｚ））９５０ＭＨｚから１０５０ＭＨｚを通過帯域として持つバンドパスフィルタとなる。このため、補償信号Ｃは、バンドパスフィルタの通過帯域における成分しか、出力Ｖに反映されず、比較的狭帯域での歪補償となる。
【００４１】
これに対し、図３に示すように、補償信号ｃを第２経路４２ｂにも与えると、ΔΣ変調器２４の出力は、式（１）におけるＣの係数は１となり、次の式（２）によって表される。
【数２】
2017199973.tif 000004
式（２）の右辺の第３項は、補償信号Ｃの全周波数成分が出力Ｖから減算されるため、広帯域での歪補償が可能である。
【００４２】
［パルス列の波形歪によって生じるＲＦ信号の歪とその補償］
本実施形態では、補償器３８から出力される補償信号によって補償される歪の一例として、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列の波形歪によってＲＦ信号に生じる歪を想定する。ΔΣ変調器２４は、量子化データをパルス列として出力するため、そのパルス列の波形が歪んでいると、そのパルス列が表現するＲＦ信号に歪が生じる。具体的には、特許文献１に示すように、量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって、ＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ０の周波数成分）に歪が生じる。
【００４３】
ΔΣ変調器２４は、量子化データに対応するパルス列を出力するために、図示しないドライバを有している。ドライバは、スイッチング素子などを有しており、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作によってパルスの立ち上がりと立ち下がりが形成される。ドライバによって形成されるパルスの立ち上がり時間と立ち下がり時間とは一致しないことが一般的であり、パルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性が生じる。この非対称成分がＲＦ信号を劣化させる。以下、パルスの立ち上がりと立ち下がりの非対称成分について定義する。
【００４４】
まず、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）は、下記式（Ａ）のように定義される。
【数３】
2017199973.tif 000005
【００４５】
式（Ａ）の第１項であるＳＩｄｅａｌは、量子化データｄｋ（＝±１）を理想的な矩形波で表現したものであり、式（Ｂ）のように定義される。ここでは、量子化データｄｋは、パルスのＨｉｇｈレベルに対応した値として＋１をとり、パルスのＬｏｗレベルに対応した値として−１をとる。Ｕ（ｔ）は、単位ステップ関数である。
【数４】
2017199973.tif 000006
【００４６】
式（Ａ）の第２項は、実際の波形に相当するＳｏｕｔ（ｔ）と、理想的な波形ＳＩｄｅａｌとの差を示している。第２項におけるｆ（ｔ−ｋｔ）は、下記式（Ｃ）のように定義される。Ｓｉｇｎは、符号関数である。
【数５】
2017199973.tif 000007
【数６】
2017199973.tif 000008
【００４７】
式（Ｃ）において、（Ｃ−１）は、ある量子化データの値ｄｋと時間的に一つ前の量子化データの値ｄｋ−１との差分を示す値の符号がプラスである場合、すなわち、量子化データｄｋに対応したパルスが、立ち上がる場合を示す。
（Ｃ−２）は、ある量子化データの値ｄｋと時間的に一つ前の量子化データの値ｄｋ−１との差分を示す値の符号がマイナスである場合、すなわち、量子化信号ｄｋに対応したパルスが立ち下がる場合を示す。
（Ｃ−３）は、ある量子化データの値ｄｋと時間的に一つ前の量子化データの値ｄｋ−１との差分を示す値がゼロである場合、すなわち、パルスの値に変化がない場合である。
【００４８】
ｆｒｉｓｅ（ｔ）とｆｆａｌｌ（ｔ）は、それぞれ、パルスの立ち上がり波形と立ち下がり波形である。ｆｒｉｓｅ（ｔ）とｆｆａｌｌ（ｔ）は、式（Ｄ）に示すように、対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）と非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）に分解することができる。
非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）は、式（Ｄ）より、下記式（Ｅ）によって求めることができる。
【数７】
2017199973.tif 000009
【００４９】
式（Ｅ）は、立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）とが、下記式（Ｆ）の関係を有している場合に、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）が無くなることを示している。
【数８】
2017199973.tif 000010
【００５０】
図５は、式（Ｆ）を満たさないパルス波形（非対称成分を有する非対称波形）を示している。図５（ａ）は、非対称波形Ｓｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して非対称となっている。具体的には、図５に示す非対称波形は、パルスの立ち上がり時間よりも、パルスの立ち下がり時間の方が長い波形となっている。
【００５１】
図５（ｂ）は、非対称波形Ｓｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図５（ｃ）は、非対称波形についての理想的な波形ＳＩｄｅａｌ（ｔ）を示し、図５（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）を示し、図５（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を示している。
【００５２】
図５に示すように、非対称波形は、理想的な波形ＳＩｄｅａｌ（ｔ）に対して歪んでおり、歪成分を有する。具体的には、パルスの立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）に歪成分（第１の歪成分）を有するとともに、パルスの立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）に歪成分（第２の歪成分）を有する。
【００５３】
式（Ｆ）を満たさない場合、歪成分は、対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）とともに、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を有する（図５（ｄ）、図５（ｅ）参照）。歪成分のうち、対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）の存在は、ＲＦ信号の特性（例えば、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＬＲ））に及ぼす影響は少ないが、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）はＲＦ信号の特性に影響を及ぼす（特許文献１参照）。つまり、ΔΣ変調器２４が出力するパルスの形状が、ΔΣ変調器２４によって処理される対象であるＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ０の周波数成分）に影響を及ぼす。
【００５４】
本実施形態では、パルス列の波形歪（非対称成分）によって生じることになるＲＦ信号の歪が、パルス列が出力される前に、ΔΣ変調器２４内部で、補償信号によって予め補償される。したがって、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス波形が非対称成分を有していても、ＲＦ信号のＡＣＬＲの劣化が抑制される。
【００５５】
図６は、パルス列の立ち上がりと立ち下がりの非対称成分による歪を補償するのに適した補償器３８の例を示している。補償器３８は、検出器４４と、補償信号生成装置４６と、を有している。
【００５６】
検出器４４は、量子化データの変化（パルス列の立ち上がり又は立ち下がり）を検出する。非対称成分は、パルス列の立ち上がり又は立ち下がりにおいて生じるため、パルス列の立ち上がり又は立ち下がりを検出することで、非対称成分の発生を検出することができる。検出器４４には、量子化器３６から出力された量子化データ（パルス列）が入力として与えられる。検出器４４は、量子化データが変化したタイミングで検出信号（パルス状検出信号）を出力する。
【００５７】
例えば、ΔΣ変調器２４における１サンプリングクロック毎の量子化データが図７（ａ）に示すように変化する場合、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列は、図７（ｂ）に示すようになる。非対称成分は、図７（ｃ）に示すように、図７（ｂ）のパルス列の立ち上がりと立ち下がりで生じる。図７（ｄ）に示すように、検出器４４は、非対称成分の発生タイミングに合わせて検出信号（量子化データ変化検出信号）を出力する。
【００５８】
図６に戻り、検出器４４は、図７（ｄ）に示す検出信号を生成するため、遅延素子４８と、加算器５０と、符号関数部５２と、Ａｂｓ（絶対値）関数部５４と、を有している。検出器４４の加算器（差分器）５０は、あるサンプリングクロックにおける量子化データと、そのサンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データと、の差分を求める。遅延素子４８は、サンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データを、加算器５０に与える。加算器５０は、あるサンプリングクロックにおける量子化データと、そのサンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データと、が一致する場合、０を出力し、一致しない場合（量子化データが変化した場合）、０以外の値を出力する。符号関数部５２は、加算器５０の出力の符号に応じて、＋１，−１，又は０を出力する。Ａｂｓ関数部５４は、符号関数部５２の出力の絶対値を出力する。つまり、Ａｂｓ関数部５４は、各サンプリングクロックにおいて、量子化データが一つ前のサンプリングクロックの量子化データから変化した場合には、１を出力し、量子化データが変化しない場合には、０を出力する。したがって、検出器４４は、図７（ｄ）に示すような検出信号を出力することができる。
【００５９】
補償信号生成装置４６は、量子化データの変化を示す検出信号に基づいて、非対称成分（図７（ｃ）参照）を抑制する補償信号を生成する生成部４７を備えている。生成部４７は、フラクショナルディレイフィルタによって構成されている。このフラクショナルディレイフィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと同様の構成を有している。つまり、生成部４７は、複数の遅延素子５６ａ，５６ｂ，５６ｃ，５６ｄと、複数のゲイン制御素子５８ａ，５８ｂ，５８ｃ，５８ｄ，５８ｅと、加算器６０と、を有して複数タップのＦＩＲフィルタ構造を持つ。図６の生成部４７は、４タップのデジタルフィルタ構成となっている。
【００６０】
生成部４７は、パルス状の検出信号に対して、フィルタとして作用し、ターゲット周波数ｆ０の周波数成分であるＲＦ信号に歪を生じさせる非対称成分を抑制するための補償信号を生成する。パルス状の検出信号は広い周波数成分を有しているため、フィルタ作用によって補償信号を生成するのが容易である。なお、検出信号は、補償信号に必要な周波数成分を有していればよく、パルス状に限定されるものではない。
【００６１】
なお、本実施形態の生成部４７は、フラクショナルディレイフィルタによって構成されているので、ＲＦ信号に歪を生じさせる要因となる非対称成分の逆特性を精度よく生成することができる。これにより、ＲＦ信号に歪を生じさせる非対称成分を効果的に抑制することができる適切な補償信号を得ることができる。
【００６２】
検出信号から適切な補償信号を生成するには、各ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数（ゲイン）Ｃｉ（ｉ＝１〜Ｎ；Ｎはゲイン制御素子の数；図６ではＮ＝５）を適切に設定すればよい。言い換えると、各ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃｉ（フィルタ係数）を変更することで適切な補償信号を容易に得ることができる。非対称成分は、ΔΣ変調器２４（パルス列を出力するドライバ）によってばらつきがあるため、予め、適切な補償信号を生成できる係数Ｃｉを決定して、各ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅに設定しておく。
【００６３】
図８は、各ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数（ゲイン）Ｃｉを決定する方法を示している。まず、ΔΣ変調器２４にデジタルＲＦ信号（係数決定用のテスト信号）を入力し、ΔΣ変調器２４から量子化データ（パルス列）が出力されている状態にする。この状態で、図８の処理が行われる。ステップＳ１において、全てのゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数がゼロに設定される。全ての係数がゼロに設定されると補償信号もゼロ（補償信号なし）となる。そして、係数Ｃ１からＣ５まで順番に、係数を決定していく（ステップＳ２〜Ｓ５）。具体的には、まず、係数Ｃ１（ｉ＝１）を決定する。係数Ｃ１の決定のために、所定の探索範囲（例えば、−０．２〜０．２）の間で、係数Ｃ１の値を変化させつつ、Δ変調器２４の出力(ＲＦ信号)のＡＣＬＲを測定する。ＡＣＬＲが最良となる値を、係数Ｃ１の値として決定する（ステップＳ３）。
【００６４】
図９（ａ）は、係数Ｃ１（横軸）を、−０．２から０．２の間で変化させた場合のＡＣＬＲ（縦軸）を示している。図９（ａ）は、Ｃ１＝−０．０７において、ＡＣＬＲ＝４０．４９［ｄＢ］となり、最良となっていることを示す。したがって、Ｃ１＝−０．０７に決定される。
【００６５】
次に、Ｃ１＝−０．０７の状態で、係数Ｃ２を決定する。係数Ｃ２（ｉ＝２）の決定のために、Ｃ１＝−０．０７の状態で、係数Ｃ２を−０．２〜０．２の間で変化させ、ＡＬＣＲを測定する。図９（ｂ）は、Ｃ１＝−０．０７の状態で、係数Ｃ２（横軸）を、−０．２〜０．２の間で変化させた場合のＡＣＬＲ（縦軸）を示している。図９（ｂ）は、Ｃ２＝０．０７において、ＡＣＬＲ＝５１．８６［ｄＢ］となり、最良となっていることを示す。したがって、Ｃ２＝０．０７に決定される。
同様に、Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５も決定することで、全ての係数Ｃ１〜Ｃ５を決定できる。
【００６６】
図８の処理は、ΔΣ変調器２４又はΔΣ変調器２４の量子化データに対応するパルス列を出力する機器（送信機１０など）の出荷前に行っても良いし、ΔΣ変調器２４の稼働時における必要な時点で行って、係数Ｃ１〜Ｃ５を動的に変更してもよい。図１０は、係数Ｃ１〜Ｃ５を動的に変更するための構成を示している。コントローラ２６は、ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５を変更することができる。さらに、コントローラ２６は、ΔΣ変調器２４から出力された量子化データに対応するパルス列（が表現するＲＦ信号）を取得するよう構成されている。以上のように構成されたコントローラ２６が、図８の処理を実行することで、係数Ｃ１〜Ｃ５を変更できる。この場合、パルス列の非対称成分が経時的に変化する場合には、係数Ｃ１〜Ｃ５を更新することで適切な補償信号を得ることができ、適切に歪を補償できる。
なお、この場合、コントローラ２６は、生成部４７とともに補償信号生成装置４６を構成する。
【００６７】
図１１〜図１３は、補償信号によって非対称成分に起因するＲＦ信号の歪が補償され、ＲＦ信号のＡＣＬＲが向上したことを示している。ΔΣ変調器２４の出力は、図１１のアイパターンに示すように、パルスの立ち上がり時間と立ち下がり時間とが異なり、非対称成分を含んでいる。図１２及び図１３は、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列（図１１）によるＲＦ信号のＡＣＬＲを示している。なお、ＲＦ信号は、中心周波数（ターゲット周波数）が１０００ＭＨｚである。図１２（ａ）及び図１３（ａ）は、補償器３８による補償を行わなかった場合のＡＣＬＲを示している。一方、図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）は、補償器３８による補償を行った場合のＡＣＬＲを示している。図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）では、図１２（ａ）及び図１３（ａ）に比べて、隣接チャネル漏洩電力が低下している。したがって、補償器３８による補償の効果が認められる。
【００６８】
このように、本実施形態では、量子化データの変化（を示す検出信号）に基づいて補償信号を生成することで、パルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性の発生に応じて補償信号を生成することができる生成部４７を備えており、この生成部４７が生成した補償信号を用いることで、ΔΣ変調器２４の出力に生じる歪を適切に補償することができる。すなわち、上記構成の補償信号生成装置４６によれば、ΔΣ変調器２４の出力に生じる歪を適切に補償することができる補償信号を生成することができる。
【００６９】
補償器３８は、図６に示すものに限られず、パルス列によって表現されるＲＦ信号の歪を補償するための補償信号を出力するものであれば足りる。
また、補償器３８は、ΔΣ変調器２４が直接出力するパルス列（量子化データに対応するパルス列）に生じる非対称成分によって、ターゲット周波数ｆ０に生じる歪を補償するものに限られず、他の機器が出力するパルス列（量子化データに対応するパルス列）に生じる非対称成分によって、ターゲット周波数ｆ０に生じる歪を補償するものであってもよい。例えば、ΔΣ変調器２４を有する送信機から出力されたパルス列（例えば、光信号のパルス列）を受信した受信機が、光信号に対応した電気信号のパルス列を出力する場合、受信機の出力するパルス列の非対称成分による歪の補償を、送信機側のΔΣ変調器２４によって行っても良い。
【００７０】
［変形例について］
図１４は、変形例に係る補償信号生成装置４６を示すブロック図である。この変形例では、補償信号生成装置４６は、生成部４７と、コントローラ２６とによって構成され、コントローラ２６が、ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５を設定する係数設定部６２を備えている。
本変形例の係数設定部６２は、ベースバンド部１８（図１）が出力するＩＱベースバンド信号の電力に応じて係数Ｃ１〜Ｃ５を設定する機能を有している。
【００７１】
ベースバンド部１８と、係数設定部６２との間には、演算部６３が接続されている。演算部６３は、ベースバンド部１８から与えられるＩＱベースバンド信号の電力の値を演算し、係数設定部６２に与える。
【００７２】
係数設定部６２は、ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅに対応して複数の係数演算部６４ａ，６４ｂ，６４ｃ，６４ｄ，６４ｅを備えている。係数演算部６４ａ〜６４ｅには、ＩＱベースバンド信号の電力の値が与えられる。係数演算部６４ａ〜６４ｅは、与えられるＩＱベースバンド信号の電力の値に応じて、対応するゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５を演算する機能を有している。係数演算部６４ａ〜６４ｅは、演算した係数Ｃ１〜Ｃ５を対応するゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅに与える。
【００７３】
図１５は、係数演算部６４ａの構成例を示すブロック図である。なお、係数演算部６４ａと、他の係数演算部６４ｂ〜６４ｅとは同様の構成である。
図１５に示すように、係数演算部６４ａは、複数の遅延素子６６ａ，６６ｂ，６６ｃと、複数の乗算器６８ａ，６８ｂ，６８ｃ，６８ｄと、加算器７０とを備えており、複数タップ（図例では３タップ）のＦＩＲフィルタを構成している。
【００７４】
係数演算部６４ａは、演算部６３から与えられるＩＱベースバンド信号の電力の値に対してフィルタとして作用し、係数Ｃ１の値を生成する。係数演算部６４ａは、生成した係数Ｃ１をゲイン制御素子５８ａに与える。これによって、係数演算部６４ａは、ベースバンド部１８が出力するＩＱベースバンド信号の電力に応じてゲイン制御素子５８ａの係数Ｃ１を設定することができる。
なお、乗算器６８ａ〜６８ｄによって乗算されるフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３，ａ４は以下のようにして決定することができる。すなわち、ＩＱベースバンド信号の電力の値と、係数Ｃ１との関係を把握し、この把握した関係に基づいてＩＱベースバンド信号の電力の値に対して適切な係数Ｃ１を得ることができるフィルタ係数を求めることで決定することができる。
【００７５】
また、他の係数演算部６４ｂ〜６４ｅも、係数演算部６４ａと同様の処理を行い、ゲイン制御素子５８ｂ〜５８ｅの係数Ｃ２〜Ｃ５を設定する。
以上により、係数設定部６２は、ベースバンド部１８が出力するＩＱベースバンド信号の電力に応じてゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅ係数Ｃ１〜Ｃ５を設定することができる。
【００７６】
ここで、係数Ｃ１〜Ｃ５は、補償信号生成装置４６が生成する補償信号の特性を調整するための値である。よって、係数Ｃ１〜Ｃ５は、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス波形に生じる非対称成分の大きさに応じて設定する必要がある。
また、非対称成分の大きさは、ΔΣ変調器２４に与えられる入力信号であるＩＱベースバンド信号の電力の値との間で相関を有している。つまり、ＩＱベースバンド信号の電力の値は、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス波形に生じる非対称成分の大きさに影響を及ぼす。
【００７７】
この点、本変形例では、ＩＱベースバンド信号の電力の値に応じて係数Ｃ１〜Ｃ５を設定することができるので、ＩＱベースバンド信号の電力の値がパルス波形に生じる非対称成分の大きさに与える影響が考慮された補償信号を生成することができる。
よって、ＩＱベースバンド信号の電力の値に応じてパルス波形に生じる非対称性が変動する場合にも、ＩＱベースバンド信号の電力の値に応じて適切な係数Ｃ１〜Ｃ５を演算することができ、精度のよい補償信号を生成することができる。
【００７８】
なお、係数設定部６２は、図１４に示すものに限られず、ＩＱベースバンド信号の電力の値に応じて係数Ｃ１〜Ｃ５を演算しうるものであれば足りる。
また、係数演算部６４ａ〜６４ｅのフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３，ａ４は、上述のように、予め、ＩＱベースバンド信号の電力の値に応じて適切な係数Ｃ１〜Ｃ５が得られるフィルタ係数を求めておき、その値を採用する場合を例示したが、送信機１０やΔΣ変調器２４の状態や、設置環境、稼働時間等に応じて動的に変更するように構成することもできる。
【００７９】
［他の実施形態について］
図１６は、他の実施形態に係る送信機１０を示すブロック図である。
図１６中、本実施形態の送信機１０は、ΔΣ変調器２４の後段に加算器７４が接続されており、この加算器７４に補償器３８の補償信号が与えられることでΔΣ変調器２４の出力の補償を行うように構成されている。すなわち、本実施形態の送信機１０は、フィードフォーワード型の歪補償を行うように構成されている。
【００８０】
本実施形態の送信機１０は、ΔΣ変調器２４と、加算器７４と、ΔΣ変調器２４と加算器７４との間に接続された分岐路７２に設けられた補償器３８と、係数設定部６２と、演算部６３とを備えている。
なお、図１６中、ΔΣ変調器２４の前段に接続されているベースバンド部１８、直交変調器２０、及び処理部２２については図示を省略している（図１参照）。
【００８１】
本実施形態のΔΣ変調器２４は、上述した実施形態のΔΣ変調器２４とは異なり、補償器３８を備えていない。よって、本実施形態のΔΣ変調器２４は、補償が行われていない量子化データを出力する。
補償器３８は、ΔΣ変調器２４の外部に設けられており、ΔΣ変調器２４の後段に接続されている分岐路７２を介してΔΣ変調器２４の出力が与えられる。補償器３８は、検出器４４と、生成部４７と、ΔΣ変調器７６とを備えている。
【００８２】
検出器４４は、図６に示した構成と同様であり、ΔΣ変調器２４から出力された量子化データ（パルス列）が入力として与えられ、量子化データの変化（パルス列の立ち上がり又は立ち下がり）を検出する。検出器４４は、量子化データが変化したタイミングで検出信号（パルス状検出信号）を出力し、検出信号を生成部４７に与える。
【００８３】
生成部４７は、図１４に示した生成部４７と同様の構成であり、量子化データの変化を示す検出信号に基づいて、ＲＦ信号に歪を生じさせる非対称成分を抑制する補償信号を生成する。
また、生成部４７は、ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５（図１４）を調整することで、適切な補償信号を得ることができる。
また、ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５は、係数設定部６２から与えられる。
【００８４】
係数設定部６２は、図１４に示した係数設定部６２と同様の構成である。係数設定部６２は、演算部６３から与えられるＩＱベースバンド信号の電力の値に応じて、対応するゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５を演算し、演算した係数Ｃ１〜Ｃ５を対応するゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅに与える。
【００８５】
よって、本実施形態においても、ＩＱベースバンド信号の電力の値に応じてパルス波形に生じる非対称性が変動する場合にも、ＩＱベースバンド信号の電力の値に応じて適切な係数Ｃ１〜Ｃ５を演算することができ、精度のよい補償信号を生成することができる。
【００８６】
生成部４７が生成した補償信号は、ΔΣ変調器７６に与えられる。
ΔΣ変調器７６は、補償器３８と加算器７４との間に接続されている。ΔΣ変調器７６の構成は、ΔΣ変調器２４と同様の構成であり、ターゲット周波数ｆ０の信号成分を通過させ、ターゲット周波数ｆ０近傍の帯域の雑音を帯域外に移行させるノイズシェイピングを行う。
【００８７】
補償器３８が生成した補償信号は、ΔΣ変調器７６によってΔΣ変調され、量子化データ（パルス列）とされる。
量子化データとされた補償信号は、ΔΣ変調器７６から出力された後、加算器７４に与えられ、量子化データであるΔΣ変調器２４の出力に加算される。
なお、量子化データであるΔΣ変調器２４の出力と、量子化データとされた補償信号とは、互いのタイミングを同期させた上で加算器７４に与えられる。
【００８８】
量子化データであるΔΣ変調器２４の出力は、量子化データとされた補償信号が加算されることで、ＲＦ信号に歪を生じさせる非対称成分が抑制される。つまり、ΔΣ変調器２４の出力である量子化データに含まれるＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ０の周波数成分）は、補償信号によって補償される。
【００８９】
よって、補償後の量子化データをアナログフィルタ１６に与えることによって得られるＲＦ信号は、パルス列における非対称成分に起因する信号特性の劣化が抑制される。
【００９０】
このように、本実施形態では、フィードフォーワードによって補償信号をΔΣ変調器２４の出力に与えるように構成したが、この場合においても、ΔΣ変調器２４の出力に生じる歪を適切に補償することができる補償信号を生成することができ、ΔΣ変調器２４の出力に生じる歪を適切に補償することができる。
【００９１】
なお、本実施形態では、ＩＱベースバンド信号の電力の値に応じてゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５を演算する場合を例示したが、ＩＱベースバンド信号の電力の値に関係なくゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５を決定してもよい。この場合、上述の図８に示した方法に従った処理を行うことで、ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５を決定することができる。
さらに、本実施形態では、ΔΣ変調器２４の出力から生成された補償信号をΔΣ変調器２４の出力に加算するので、予めΔΣ変調器２４の出力を解析すれば、係数Ｃ１〜Ｃ５を算出することもできる。この場合、係数Ｃ１〜Ｃ５の設定が容易となる。
【００９２】
［付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００９３】
１０  送信機                １２  デジタル信号処理部      １４  信号伝送路
１６  アナログフィルタ（アナログＢＰＦ）                  １８  ベースバンド部
２０  デジタル直交変調器    ２２  処理部                  ２４  ΔΣ変調器
２６  コントローラ          ３０  ループフィルタ          ３２  第１加算器
３３  伝達関数ブロック      ３４  第２加算器
３５  フィードフォワード経路                              ３６  量子化器
３８  補償器                ４０  加算器                  ４２  内部経路
４２ａ  第１経路            ４２ｂ  第２経路              ４４  検出器
４６  補償信号生成装置      ４７  生成部                  ４８  遅延素子
５０  加算器                ５２  符号関数部              ５４  Ａｂｓ関数部
５６ａ，５６ｂ，５６ｃ，５６ｄ  遅延素子
５８ａ，５８ｂ，５８ｃ，５８ｄ，５８ｅ  ゲイン制御素子
６０  加算器                ６２  係数設定部              ６３  演算部
６４ａ，６４ｂ，６４ｃ，６４ｄ，６４ｅ  係数演算部
６６ａ，６６ｂ，６６ｃ  遅延素子
６８ａ，６８ｂ，６８ｃ，６８ｄ  乗算器                    ７０  加算器
７２  分岐路                ７４  加算器                  ７６  ΔΣ変調器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2017199973.tif 000023
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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