(57)【要約】【課題】  正確な出力電力の制御が可能なスイッチング出力回路を提供する。【解決手段】  本発明のスイッチング出力回路１は、４つの切替部材２〜５、１つの蓄電部材６および制御回路７を備え、制御回路７は、切替部材２〜５を制御して導通状態と非導通状態とを切替ることにより、直流電源８から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷９へ供給する。【選択図】      図１
2016101037.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
４つの切替部材、１つの蓄電部材および制御回路を備え、直流電源から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷へ供給するスイッチング出力回路であって、
第１の切替部材の一端は直流電源の正極に、第２の切替部材の他端は直流電源の負極に、それぞれ接続され、
第１の切替部材の他端および第３の切替部材の一端は誘導性負荷の一端に、第４の切替部材の他端および第２の切替部材の一端は誘導性負荷の他端に、それぞれ接続され、
第３の切替部材の他端および第４の切替部材の一端は第１の蓄電部材の他端に接続され、
第１の蓄電部材の一端は直流電源の正極に接続され、
前記制御回路は、第１から第４の切替部材を制御して、導通状態と非導通状態とを切替る、
ことを特徴とするスイッチング出力回路。
【請求項２】
４つの切替部材、１つの蓄電部材および制御回路を備え、直流電源から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷へ供給するスイッチング出力回路であって、
第１の切替部材の一端は直流電源の正極に、第２の切替部材の他端は直流電源の負極に、それぞれ接続され、
第１の切替部材の他端および第３の切替部材の一端は誘導性負荷の一端に、第４の切替部材の他端および第２の切替部材の一端は誘導性負荷の他端に、それぞれ接続され、
第３の切替部材の他端および第４の切替部材の一端は第１の蓄電部材の他端に接続され、
第１の蓄電部材の一端は直流電源の負極に接続され、
前記制御回路は、第１から第４の切替部材を制御して、導通状態と非導通状態とを切替る、
ことを特徴とするスイッチング出力回路。
【請求項３】
前記制御回路は、
第１、第２の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第１制御と、
第１、第４の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第２制御と、
全ての切替部材を非導通状態にする第３制御と、
第２、第３の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第４制御と、
を順次実行する、
請求項１に記載のスイッチング出力回路。
【請求項４】
前記制御回路は、
第１、第２の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第１制御と、
第２、第３の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第２制御と、
全ての切替部材を非導通状態にする第３制御と、
第１、第４の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第４制御と、
を順次実行する、
請求項２に記載のスイッチング出力回路。
【請求項５】
前記第１の蓄電部材の両端子間電圧値を計測する電圧計測手段をさらに備え、
前記制御回路は、前記電圧計測手段の計測値が最大になった時、前記第２制御から第３制御へ移行する、
請求項３または４に記載のスイッチング出力回路。
【請求項６】
第５、第６の切替部材および第２の蓄電部材をさらに備え、
前記第５の切替部材は、一端が誘導性負荷の一端に、他端が前記第２の蓄電部材の他端に接続され、
前記第６の切替部材は、他端が誘導性負荷の他端に、一端が前記第２の蓄電部材の他端に接続され、
前記第２の蓄電部材の一端は直流電源の正極に接続され、
前記制御回路は、
前記第２制御の時に、第１および第４、または、第１および第６、または、第１、第４および第６、の切替部材を導通状態に制御し、
前記第４制御の時に、第２および第３、または、第２および第５、または、第２、第３および第５、の切替部材を導通状態に制御する、
請求項３に記載のスイッチング出力回路。
【請求項７】
第５、第６の切替部材および第２の蓄電部材をさらに備え、
前記第５の切替部材は、一端が誘導性負荷の一端に、他端が前記第２の蓄電部材の他端に接続され、
前記第６の切替部材は、他端が誘導性負荷の他端に、一端が前記第２の蓄電部材の他端に接続され、
前記第２の蓄電部材の一端は直流電源の負極に接続され、
前記制御回路は、
前記第２制御の時に、第２および第３、または、第２および第５、または、第２、第３および第５、の切替部材を導通状態に制御し、
前記第４制御の時に、第１および第４、または、第１および第６、または、第１、第４および第６、の切替部材を導通状態に制御する、
請求項４に記載のスイッチング出力回路。
【請求項８】
前記第１、第２の蓄電部材の両端子間電圧値をそれぞれ計測する第１、第２の電圧計測手段をさらに備え、
前記第１の蓄電部材の容量はＣ１、前記第２の蓄電部材の容量はＣ２（＜Ｃ１）の場合、
前記制御手段は、第２の制御として、期間Ｔｒ後における蓄電部材の両端子間電圧をＶｃ、期間Ｔｒの１サンプル時間前の蓄電部材の両端子間電圧をＶｃ’としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となる組み合わせを選択する、
請求項６または７に記載のスイッチング出力回路。
【請求項９】
前記第１、第２の蓄電部材の両端子間電圧値をそれぞれ計測する第１、第２の電圧計測手段をさらに備え、
設定したい蓄電部材の両端子間電圧値の所定の範囲の最小値がＶａ、最大値がＶｂ、蓄電部材の両端子間電圧の最大値がＶｃｍａｘの場合、
前記制御手段は、第２の制御として、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる組み合わせを選択する、
請求項６または７に記載のスイッチング出力回路。
【請求項１０】
前記誘導性負荷の後段に配置され、前記誘導性負荷から流出される電流値を計測する電流計測手段をさらに備え、
設定したい蓄電部材の両端子間電圧値の所定の範囲の最小値がＶａ、最大値がＶｂ、前記計測した電流値がゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いて計算した蓄電部材の両端子間電圧の最大値がＶｃｍａｘの場合、
前記制御手段は、第２の制御として、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる組み合わせを選択する、
請求項６または７に記載のスイッチング出力回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング出力回路に関し、特に、寄生インダクタンスが存在する抵抗性負荷に電力を供給するスイッチング出力回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
抵抗性負荷に電力を供給する際に、任意に供給電力を制御するために、半導体スイッチにより出力電圧をスイッチングするＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が用いられている。このようなスイッチング回路においては、半導体スイッチを導通状態から非導通状態に切り替えた時に、配線等による寄生インダクタンスに蓄積された電磁エネルギーが放出されることに起因するサージ電圧が発生し、半導体スイッチが破壊される原因となる。サージ電圧による半導体スイッチの破壊を防止するために、一般に、負荷側のインダクタンスに蓄積された電磁エネルギーを吸収するスナバ回路が用いられる。また、スナバ回路で吸収したエネルギーを、電源や負荷に回生する回路も提案されている。
【０００３】
このようなスイッチング出力回路の一例が、特許文献１に記載されている。図２７に示したスイッチング出力回路において、半導体スイッチＱ１が導通状態になる直前では、コンデンサＣｓおよびコンデンサＣｏはそれぞれ、直流電源電圧Ｅｄに充電されている。この時、コンデンサＣｓのダイオードＤｓ１のカソードに接続した端子が＋の極性、コンデンサＣｏのダイオードＤｓ２のカソードに接続した端子が＋の極性である。半導体スイッチＱ１が導通状態になると、直流電源Ｅｄ→平滑用コイルＬＭ→半導体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路で電流が上昇すると同時に、直流電源Ｅｄ→平滑用コイルＬＭ→半導体スイッチＱ１→コンデンサＣｓ→ダイオードＤｓ２→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの経路にも電流が流れ、コンデンサＣｓの電圧がＥｄから０Ｖに放電されると同時にコンデンサＣｏの電圧が直流電源電圧より上昇する。
【０００４】
次にコンデンサＣｏの電圧の直流電源電圧Ｅｄからの上昇分が、コンデンサＣｏ→トランスＴＲの１次巻線ｎ１→コイルＬ１→平滑用コイルＬＭ→直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路でトランスＴＲの１次巻線ｎ１、コイルＬ１および平滑用コイルＬＭに移される。このときトランスＴＲの１次巻線ｎ１に移されたエネルギーをトランスＴＲの２次巻線ｎ２を通して、トランスＴＲの２次巻線ｎ２→直流電源Ｅｄ→ダイオードＤｒ→トランスＴＲの２次巻線ｎ２の経路で直流電源Ｅｄに回生する。トランスＴＲの２次巻線ｎ２に流れる電流は１次巻線ｎ１の電流の巻数比分の１となる。残りのエネルギーはコンデンサＣｏの電圧上昇分が零になってから、トランスＴＲの１次巻線ｎ１→コイルＬ１→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ２→トランスＴＲの１次巻線ｎ１の経路でトランスＴＲの１次巻線ｎ１とコイルＬ１に蓄積されたまま、この経路で電流が還流し、ダイオードＤｓ１、Ｄｓ２の導通損として消費される。この還流電流が零になる前に半導体スイッチＱ１が導通状態になるときには、ダイオードＤｓ１がオフしている期間に、トランスＴＲの１次巻線ｎ１→コイルＬ１→半導体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→コンデンサＣｏ→トランスＴＲの１次巻線ｎ１の経路で一部のエネルギーが負荷に回生される。
【０００５】
次に半導体スイッチＱ１の非導通状態動作について説明する。半導体スイッチＱ１が非導通状態になる直前ではコンデンサＣｓの電圧は零Ｖ、コンデンサＣｏの電圧は直流電源電圧Ｅｄに充電されている。また、負荷Ｌｏには、直流電源Ｅｄ→平滑用コイルＬＭ→半導体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路でエネルギーが供給されている。半導体スイッチＱ１が非導通状態になると、直流電源Ｅｄ→平滑用コイルＬＭ→ダイオードＤｓ１→コンデンサＣｓ→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路で負荷Ｌｏに蓄積された電磁エネルギーをコンデンサＣｓで吸収するとともにコンデンサＣｓが零Ｖから直流電源電圧Ｅｄまで充電される。次に、直流電源Ｅｄ→平滑用コイルＬＭ→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ２→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの経路で平滑用コイルＬＭに蓄えられた電磁エネルギーがコンデンサＣｏに移され、コンデンサＣｏの電圧が直流電源電圧Ｅｄより上昇する。ここでコンデンサＣｏの電圧の直流電源電圧Ｅｄからの上昇分が、半導体スイッチＱ１の導通状態動作のときと同様に直流電源Ｅｄと負荷に回生される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平１１−２０６１３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、図２７のスイッチング出力回路において、半導体スイッチＱ１が導通状態に制御され、直流電源電圧Ｅｄが負荷Ｌｏに放電される場合において、負荷Ｌｏのインダクタンスのために、立ち上がり時に十分な出力電流を供給できないことが考えられる。この場合、出力電流の立ち上がりが悪くなり、ＰＷＭ制御時に正確な制御が困難になる。
【０００８】
本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、出力電流の立ち上がりが良好であり、出力電力を高精度に制御可能なスイッチング出力回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング出力回路は、４つの切替部材、１つの蓄電部材および制御回路を備え、直流電源から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷へ供給する。ここで、第１の切替部材の一端は直流電源の正極に、第２の切替部材の他端は直流電源の負極に、それぞれ接続され、第１の切替部材の他端および第３の切替部材の一端は誘導性負荷の一端に、第４の切替部材の他端および第２の切替部材の一端は誘導性負荷の他端に、それぞれ接続され、第３の切替部材の他端および第４の切替部材の一端は第１の蓄電部材の他端に接続され、第１の蓄電部材の一端は直流電源の正極に接続される。制御回路は、第１から第４の切替部材を制御して、導通状態と非導通状態とを切替る。
【発明の効果】
【００１０】
上述した本発明の態様によれば、高精度に制御可能な出力電力の制御が可能なスイッチング出力回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態に係るスイッチング出力回路１の動作手順を示す図である。
【図２】第２の実施形態に係るスイッチング出力回路１１の回路構成図である。
【図３】第２の実施形態に係るスイッチング出力回路１１の動作手順を示す図である。
【図４】第２の実施形態に係るスイッチング出力回路１１の回路構成図である。
【図５】第２の実施形態に係る別のスイッチング出力回路１１の回路構成図である。
【図６】第３の実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｂの回路構成図である。
【図７】第３の実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｂの動作手順を示す図である。
【図８】第３の実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｂの動作手順を示す図である。
【図９】第３の実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｂの動作手順を示す図である。
【図１０】第３の実施形態の変形例に係るスイッチング出力回路１１Ｂの回路構成図である。
【図１１】第５の実施形態に係るスイッチング出力回路３１の回路構成図である。
【図１２】第５の実施形態に係るスイッチング出力回路３１の動作手順を示す図である。
【図１３】第６の実施形態に係るスイッチング出力回路５１の回路構成図である。
【図１４】第６の実施形態に係るスイッチング出力回路５１の動作手順を示す図である。
【図１５】第７の実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂの回路構成図である。
【図１６】第７の実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂの動作手順を示す図である。
【図１７】第７の実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂの動作手順を示す図である。
【図１８】第７の実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂの動作手順を示す図である。
【図１９】第７の実施形態の変形例に係るスイッチング出力回路５１Ｂの回路構成図である。
【図２０】第８の実施形態に係るスイッチング出力回路７１の回路構成図である。
【図２１】第８の実施形態に係るスイッチング出力回路７１の動作手順を示す図である。
【図２２】第９の実施形態に係るスイッチング出力回路１０１の回路構成図である。
【図２３】比較例に係るスイッチング出力回路２０１の回路構成図である。
【図２４】比較例に係るスイッチング出力回路２０１の動作手順を示す図である。
【図２５】負荷抵抗１１７、２１４の両端子間にかかる電圧および負荷抵抗１１７、２１４に流れる電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図２６】負荷抵抗１１７、２１４における消費電力のシミュレーション結果を示す図である。
【図２７】特許文献１に係るスイッチング回路９００の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
＜第１の実施形態＞
本発明に係る第１の実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路について図１を用いて説明する。
【００１３】
先ず、本実施形態に係るスイッチング出力回路１の構成について説明する。図１に示すように、スイッチング出力回路１は、４つの切替部材２〜５、１つの蓄電部材６および制御回路７を備える。そして、スイッチング出力回路１は、直流電源８から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷９へ供給する。
【００１４】
第１の切替部材２の一端および蓄電部材６の一端は直流電源８の正極に接続され、第２の切替部材３の他端は直流電源８の負極にそれぞれ接続されている。そして、第１の切替部材２の他端および第３の切替部材４の一端は誘導性負荷９の一端に、第２の切替部材３の他端および第４の切替部材５の他端は誘導性負荷９の他端にそれぞれ接続されている。さらに、第３の切替部材４の他端および第４の切替部材５の一端は蓄電部材６の他端に接続されている。
【００１５】
蓄電部材６は、誘導性負荷９に蓄積された電磁エネルギーが放出されることに起因するサージ電圧を吸収する。
【００１６】
制御回路７は、第１の切替部材２および第２の切替部材３を切り替えることによって、直流電源８の電圧を誘導性負荷９に断続的に出力する（以下、スイッチング出力動作と記載する。）。さらに、制御回路７は、第３の切替部材４および第４の切替部材５を切り替えることによって、誘導性負荷９に蓄積された電磁エネルギーを蓄電部材６によって回収し、回収した電磁エネルギーを誘導性負荷９に加える。
【００１７】
具体的には、制御回路７は、先ず、第１制御として、図１（ａ）に示すように第１の切替部材２および第２の切替部材３を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする。これにより、図１（ａ）の点線矢印のように電流が流れ、誘導性負荷９に電磁エネルギーが蓄積される。
【００１８】
次に、制御回路７は、第２制御として、図１（ｂ）に示すように第１の切替部材２および第４の切替部材５を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする。これにより、図１（ｂ）の点線矢印のように電流が流れ、誘導性負荷９から放出された電磁エネルギーが蓄電部材６によって回収される。
【００１９】
さらに、制御回路７は誘導性負荷９から放出された電磁エネルギーが蓄電部材６によって全て回収された後、第３制御として、図１（ｃ）に示すように全ての切替部材２〜５を非導通状態にする。これにより、蓄電部材６内に電磁エネルギーが保持される。
【００２０】
そして、制御回路７は、第４制御として、図１（ｄ）に示すように第２の切替部材３および第３の切替部材４を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする。これにより、蓄電部材６、誘導性負荷９および直流電源８が直列に接続され、直流電源８からの電圧に蓄電部材６の電圧を加えた電圧が誘導性負荷９に供給される。
【００２１】
すなわち、スイッチング出力動作時に誘導性負荷９に蓄積された電磁エネルギーをいったん蓄電部材６に全て回収し、次のスイッチング出力動作時に、回収した電磁エネルギーを誘導性負荷９に供給する。この場合、誘導性負荷９に蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生して、スイッチング出力動作時の出力電圧の立ち上がり／立下りを改善することができる。従って、本実施形態に係るスイッチング出力回路１は、ＰＷＭ制御時において正確な出力電力の制御が可能である。
【００２２】
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態について説明する。本実施形態では、ヒーターなどの抵抗性負荷にＰＷＭ出力で電力を供給する電源などに用いられるスイッチング出力回路について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路１１の回路構成図を図２に示す。本実施形態に係るスイッチング出力回路１１は、直流電源２２から供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス２３、２５および負荷抵抗２４へ供給する。なお、本実施形態では２つの寄生インダクタンス２３、２５を配置したが、寄生インダクタンスの数は２つに限定されず、１つでも良いし３つ以上でも良い。同様に、直流電源２２および負荷抵抗２４は２以上でも良い。
【００２３】
スイッチング出力回路１１は、４つの半導体スイッチ１２〜１５およびコンデンサ１６によって構成され、さらに、制御部１７、入力端子１８、１９および出力端子２０、２１を備える。
【００２４】
コンデンサ１６はサージ電圧を吸収する。該サージ電圧は、電流が流れることによって寄生インダクタンス２３、２５に蓄積された電磁エネルギーが、寄生インダクタンス２３、２５から放出されることに伴って生成される電圧である。
【００２５】
半導体スイッチ１２、１３は、スイッチング回路を構成し、導通状態／非導通状態を切替えることによって、直流電源２２の電圧を負荷抵抗２４に断続的に出力する。一方、半導体スイッチ１４、１５は、導通状態／非導通状態を切替えることによって、サージ電圧をコンデンサ１６へ吸収させ、サージ電圧を吸収したコンデンサ１６を直流電源２２へ直列に接続する。
【００２６】
図２において、半導体スイッチ１２の一端およびコンデンサ１６の一端は入力端子１８に、半導体スイッチ１３の他端は入力端子１９に、それぞれ接続されている。また、半導体スイッチ１２の他端および半導体スイッチ１４の一端は出力端子２０に、半導体スイッチ１３の一端および半導体スイッチ１５の他端は出力端子２１に、それぞれ接続されている。半導体スイッチ１４の他端および半導体スイッチ１５の一端はコンデンサ１６の他端に、それぞれ接続されている。
【００２７】
制御部１７は、４つの半導体スイッチ１２〜１５に、導通状態／非導通状態の切替信号を出力することで、半導体スイッチ１２〜１５の導通状態／非導通状態を制御する。
【００２８】
次に、本実施形態に係るスイッチング出力回路１１の詳細動作を、図３に沿って詳細に説明する。
【００２９】
先ず、制御部１７は、図３（ａ）に示すように、半導体スイッチ１２、１３を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源２２→半導体スイッチ１２→寄生インダクタンス２３→負荷抵抗２４→寄生インダクタンス２５→半導体スイッチ１３→直流電源２２の経路で流れる。この時、寄生インダクタンス２３、２５に電磁エネルギーが蓄積される。
【００３０】
次に、制御部１７は、図３（ｂ）に示すように、半導体スイッチ１２、１５を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、寄生インダクタンス２３、２５に蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス２３、２５から放出される。そして、電流が、半導体スイッチ１２→寄生インダクタンス２３→負荷抵抗２４→寄生インダクタンス２５→半導体スイッチ１５→コンデンサ１６の経路で流れ、コンデンサ１６に上流側が＋極となる電圧が充電される。
【００３１】
コンデンサ１６が寄生インダクタンス２３、２５からのサージ電圧を吸収した後、制御部１７は、図３（ｃ）に示すように、すべての半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、コンデンサ１６に充電された電圧は、そのまま保持される。
【００３２】
そして、制御部１７は、図３（ｄ）に示すように、半導体スイッチ１３、１４を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、サージ電圧を吸収したコンデンサ１６、直流電源２２、寄生インダクタンス２３、２５および負荷抵抗２４が直列に接続され、直流電源２２の電圧にコンデンサ１６の電圧を加えた電圧が負荷抵抗２４に印加される。そして、電流が、直流電源２２→コンデンサ１６→半導体スイッチ１４→寄生インダクタンス２３→負荷抵抗２４→寄生インダクタンス２５→半導体スイッチ１３→直流電源２２の経路で流れることにより、コンデンサ１６の電圧がゼロになる。
【００３３】
上記のように構成されたスイッチング出力回路において、半導体スイッチ１４、１５を配置して、適宜、導通状態／非導通状態を切替えることにより、寄生インダクタンス２３、２５に蓄積された電磁エネルギーであるサージ電圧を、効率よくコンデンサ１６へ吸収させることができる。さらに、サージ電圧を吸収したコンデンサ１６、直流電源２２および負荷抵抗２４を直列に接続することにより、負荷抵抗２４に直流電源２２の電圧値にサージ電圧分も加えて電力供給することができる。これにより、スイッチング出力回路の出力電圧の立ち上がりが改善される。
【００３４】
ここで、本実施形態に係るスイッチング出力回路１１においては、コンデンサ１６の両端子間電圧をモニタし、コンデンサ１６の両端子間電圧値が最大になった時、すべての半導体スイッチ１２〜１５を非導通状態に切り替える。この場合のスイッチング出力回路の回路構成図を図４に示す。
【００３５】
図４において、電圧モニタ９１は、コンデンサ１６の両端子に接続され、コンデンサ１６の両端子間電圧を計測して制御部１７へ送信する。
【００３６】
そして、制御部１７は、図３（ｂ）において、電圧モニタ９１からの計測電圧値が最大値になった時、寄生インダクタンス２３、２５に蓄積された電磁エネルギーに起因するサージ電圧がコンデンサ１６に全て吸収されたと判定する。そして、制御部１７は、図３（ｃ）に示すように、すべての半導体スイッチ１２〜１５を非導通状態に切り替える。
【００３７】
コンデンサ１６の両端子間電圧が最大になった時に半導体スイッチ１２〜１５を非導通状態にすることにより、寄生インダクタンス２３、２５に蓄積された電磁エネルギーが最大限充電されている状態で、コンデンサ１６を保持することができる。
【００３８】
そして、コンデンサ１６にサージ電圧が最大限保持されている状態で、図３（ｄ）に示すように、直流電源２２、コンデンサ１６、寄生インダクタンス２３、２５、負荷抵抗２４を直列に接続する。これにより、寄生インダクタンス２３、２５および負荷抵抗２４に、直流電源２２からの電圧に加えてコンデンサ１６に吸収されたサージ電圧が加えられる。
【００３９】
従って、本実施形態に係るスイッチング出力回路１１は、寄生インダクタンス２３、２５に蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生して、出力電圧の立ち上がりを改善することができる。
【００４０】
なお、電圧モニタ９１によってコンデンサ１６の両端子間電圧値をモニタし、コンデンサ１６の両端子間電圧値が最大になった時にすべての半導体スイッチを非導通状態に切り替える代わりに、下記のように構成することもできる。すなわち、スイッチング出力回路１１の出力端子を流れる電流を計測し、出力端子を流れる電流が実質上ゼロと見なせるようになった時に、すべての半導体スイッチ１２〜１５を非導通状態に切り替えることも出来る。この場合のスイッチング出力回路１１の回路構成図を図５に示す。
【００４１】
図５において、スイッチング出力回路１１の出力端子２１の近傍に電流モニタ９２を配置し、電流モニタ９２によって出力端子２１を流れる電流を計測する。そして、制御部１７は、図３（ｂ）において、蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス２３、２５から全て放出されることによって出力端子２１を流れる電流がゼロになったとき、すべての半導体スイッチ１２〜１５を非導通状態に切り替える（図３（ｃ））。
【００４２】
出力端子２１を流れる電流がゼロになった時に半導体スイッチ１２〜１５を非導通状態にすることにより、寄生インダクタンス２３、２５に蓄積された電磁エネルギーが最大限充電されている状態で、コンデンサ１６を保持することができる。従って、図３（ｄ）において、直流電源２２、コンデンサ１６、寄生インダクタンス２３、２５および負荷抵抗２４を直列に接続した時、負荷抵抗２４に、直流電源２２からの電圧に加えてコンデンサ１６に吸収されたサージ電圧が加えられる。従って、図５のスイッチング出力回路１１も、寄生インダクタンス２３、２５に蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生して、出力電圧の立ち上がりを改善することができる。
【００４３】
＜第３の実施形態＞
第３の実施形態について説明する本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図６に示す。スイッチング出力回路１１Ｂは、直流電源２２Ｂから供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂおよび負荷抵抗２４Ｂへ供給する。直流電源２２Ｂ、寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂおよび負荷抵抗２４Ｂは、第２の実施形態で説明した直流電源２２、寄生インダクタンス２３、２５および負荷抵抗２４と同様に機能する。ここで、寄生インダクタンス２３Ｂと寄生インダクタンス２５Ｂの合成インダクタンスをＬとする。
【００４４】
スイッチング出力回路１１Ｂは、６個の半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂおよび９３Ｂ〜９４Ｂ、２つのコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂおよび２つの電圧モニタ９１Ｂ、９６Ｂによって構成され、さらに、制御部１７Ｂ、入力端子１８Ｂ、１９Ｂおよび出力端子２０Ｂ、２１Ｂを備える。ここで、コンデンサ１６Ｂの容量をＣ１、コンデンサ９５Ｂの容量をＣ２とする。コンデンサ９５Ｂの容量Ｃ２はコンデンサ１６Ｂの容量Ｃ１より小さい。
【００４５】
半導体スイッチ１２Ｂの一端およびコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂの一端は入力端子１８Ｂに、半導体スイッチ１３Ｂの他端は入力端子１９Ｂに、それぞれ接続されている。また、半導体スイッチ１２Ｂの他端および半導体スイッチ１４Ｂ、９３Ｂの一端は出力端子２０Ｂに、半導体スイッチ１３Ｂの一端および半導体スイッチ１５Ｂ、９４Ｂの他端は出力端子２１Ｂに、それぞれ接続されている。
【００４６】
半導体スイッチ１４Ｂの他端および半導体スイッチ１５Ｂの一端はコンデンサ１６Ｂの他端に接続されている。半導体スイッチ９３Ｂの他端および半導体スイッチ９４Ｂの一端はコンデンサ９５Ｂの他端に接続されている。
【００４７】
電圧モニタ９１Ｂ、９６Ｂは、コンデンサ１６Ｂ、９５Ｂの両端子にそれぞれ接続され、コンデンサ１６Ｂ、９５Ｂの両端子間電圧をそれぞれ計測して制御部１７Ｂへ送信する。
【００４８】
次に、本実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｂの詳細動作を、図７〜９を用いて説明する。先ず、制御部１７Ｂは、図７（ａ）、図８（ａ）、図９（ａ）に示すように、半導体スイッチ１２Ｂ、１３Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源２２Ｂ→半導体スイッチ１２Ｂ→寄生インダクタンス２３Ｂ→負荷抵抗２４Ｂ→寄生インダクタンス２５Ｂ→半導体スイッチ１３Ｂ→直流電源２２Ｂの経路で流れる。
【００４９】
次に、図７（ｂ）に示すように、制御部１７Ｂが、半導体スイッチ１２Ｂ、１５Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ１２Ｂ→寄生インダクタンス２３Ｂ→負荷抵抗２４Ｂ→寄生インダクタンス２５Ｂ→半導体スイッチ１５Ｂ→コンデンサ１６Ｂの経路に流れる。そして、コンデンサ１６Ｂには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ１６Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ１はπ／２・（Ｌ・Ｃ１）＾（１／２）である。
【００５０】
一方、図８（ｂ）に示すように、制御部１７Ｂが、半導体スイッチ１２Ｂ、９４Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ１２Ｂ→寄生インダクタンス２３Ｂ→負荷抵抗２４Ｂ→寄生インダクタンス２５Ｂ→半導体スイッチ９４Ｂ→コンデンサ９５Ｂの経路で流れる。そして、コンデンサ９５Ｂには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ９５Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ２はπ／２・（Ｌ・Ｃ２）＾（１／２）である。
【００５１】
コンデンサ９５Ｂの容量Ｃ２はコンデンサ１６Ｂの容量Ｃ１より小さいため、コンデンサ９５Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ２はコンデンサ１６Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ１よりも短い。
【００５２】
また、図９（ｂ）に示すように、制御部１７Ｂが、半導体スイッチ１２Ｂ、１５Ｂ、９４Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ１２Ｂ→寄生インダクタンス２３Ｂ→負荷抵抗２４Ｂ→寄生インダクタンス２５Ｂ→半導体スイッチ１５Ｂ→コンデンサ１６Ｂの経路と、半導体スイッチ１２Ｂ→寄生インダクタンス２３Ｂ→負荷抵抗２４Ｂ→寄生インダクタンス２５Ｂ→半導体スイッチ９４Ｂ→コンデンサ９５Ｂの経路で流れる。そして、コンデンサ１６Ｂ、９５Ｂには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ１６Ｂとコンデンサ９５Ｂとの合成容量の、両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ３はπ／２・｛Ｌ・（Ｃ１＋Ｃ２）｝＾（１／２）である。
【００５３】
合成容量（Ｃ１＋Ｃ２）は、コンデンサ１６Ｂの容量Ｃ１より大きいため、コンデンサ１６Ｂとコンデンサ９５Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ３は、コンデンサ１６Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ１よりも長い。従って、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間はＴ２＜Ｔ１＜Ｔ３の関係となる。
【００５４】
そして、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の状態を維持する時間を所定の時間に設定したい場合、寄生インダクタンス２３Ｂと寄生インダクタンス２５Ｂの合成インダクタンスＬに基づいて、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の中から寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂから放出された電磁エネルギーをコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂで効率よく回生できる最適な設定を選択する。例えば、
コンデンサ１６Ｂの容量Ｃ１が０．４μＦ、コンデンサ９５Ｂの容量Ｃ２が０．２μＦであり、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の状態を維持する時間を１μｓｅｃに設定したい場合、寄生インダクタンス２３Ｂと寄生インダクタンス２５Ｂの合成インダクタンスＬが１．４μＨ以上の時は、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間が最も短いＴ２である図８（ｂ）の設定を選択する。一方、合成インダクタンスＬが０．８μＨ以下の時は、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間が最も長いＴ３である図９（ｂ）の設定を選択する。合成インダクタンスＬが０．８μＨより大きく、１．４μＨより小さい時は、図７（ｂ）の設定を選択する。これにより、寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂから放出された電磁エネルギーをコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂに効率よく充電させることができる。
【００５５】
ただし、図６の構成では、寄生インダクタンス２３Ｂと寄生インダクタンス２５Ｂの合成インダクタンスＬを測定することはできない。このため、電圧モニタ９１Ｂ、９６Ｂによってコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂの両端子間電圧値を計測し、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の構成において、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の状態である期間Ｔｒ後におけるコンデンサの両端子間電圧をＶｃ、Ｔｒの１サンプル時間前のコンデンサの両端子間電圧をＶｃ’としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となる設定を選択する。
【００５６】
そして、図７（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｂは、図７（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。図８（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｂは、図８（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。また、図９（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｂは、図９（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。
【００５７】
本実施形態に係るスイッチング出力回路においても、制御部１７Ｂが半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂの導通状態／非導通状態を順次切り替えることにより、コンデンサ１６Ｂ、９５Ｂのいずれかに充電させたサージ電圧を直流電源２２Ｂに上乗せして負荷抵抗２４Ｂに印加することができる。従って、寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂに蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生することによって出力電圧の立ち上がりを改善し、出力電力を正確に制御することができる。
【００５８】
さらに、本実施形態に係るスイッチング出力回路において、期間Ｔｒ後におけるコンデンサの両端子間電圧をＶｃ、Ｔｒの１サンプル時間前のコンデンサの両端子間電圧をＶｃ‘としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となるように、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）のいずれかの設定を採用することにより、寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂに蓄積された電磁エネルギーを所定の設定した時間内でコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂに効率よく回生させることができる。
【００５９】
また、第１、第２の実施例では、寄生インダクタンスに蓄積された電磁エネルギーをコンデンサで効率よく回生する時間が寄生インダクタンスの合成インダクタンスＬに従って変化するため、図２（ａ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２〜１５を導通状態／非導通状態に切り替える周期が定まらないが、本実施形態に係るスイッチング出力回路において、期間Ｔｒ後におけるコンデンサの両端子間電圧をＶｃ、Ｔｒの１サンプル時間前のコンデンサの両端子間電圧をＶｃ‘としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となるように、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）のいずれかの設定を採用することにより、寄生インダクタンスの合成インダクタンスＬが変化しても、半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂを導通状態／非導通状態に切り替える周期を一定に保ちつつ、寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂに蓄積された電磁エネルギーを所定の設定した時間内でコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂに効率よく回生させることができる。
【００６０】
＜第３の実施形態の変形例＞
第３の実施形態の変形例について説明する。本実施形態においては、コンデンサの両端子間電圧の計測値が最大値になった時にすべての半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂを非導通状態に切り替える代わりに、出力端子を流れる電流を計測し、出力端子を流れる電流がゼロになった時にすべての半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂを非導通状態に切り替える。本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図１０に示す。
【００６１】
図１０に示すように、出力端子２１Ｂの近傍に電流モニタ９２Ｂが配置される。また、寄生インダクタンス２３Ｂと寄生インダクタンス２５Ｂの合成インダクタンスをＬ、コンデンサ１６Ｂの容量をＣ１、コンデンサ９５Ｂの容量をＣ２とする。なお、コンデンサ９５Ｂの容量Ｃ２はコンデンサ１６Ｂの容量Ｃ１より小さい。
【００６２】
上記のように構成されたスイッチング出力回路１１Ｂにおいて、先ず、制御部１７Ｂは、図７（ａ）、図８（ａ）、図９（ａ）に示すように、半導体スイッチ１２Ｂ、１３Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。
【００６３】
次に、制御部１７Ｂが、図７（ｂ）、図８（ｂ）または図９（ｂ）のように、半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂの導通状態／非導通状態を制御することにより、図７（ｂ）においてはコンデンサ１６Ｂに、図８（ｂ）においてはコンデンサ９５Ｂに、図９（ｂ）においてはコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂに、上流側が＋極となる電圧が充電される。
【００６４】
そして、第３の実施形態で説明したように、図７（ｂ）において、コンデンサ１６Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ１はπ／２・（Ｌ・Ｃ１）＾（１／２）で表される。また、図８（ｂ）において、コンデンサ９５Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ２はπ／２・（Ｌ・Ｃ２）＾（１／２）で表される。さらに、図９（ｃ）において、コンデンサ１６Ｂとコンデンサ９５Ｂとの合成容量の、両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ３はπ／２・｛Ｌ・（Ｃ１＋Ｃ２）｝＾（１／２）で表される。Ｃ２＜Ｃ１＜（Ｃ１＋Ｃ２）であることから、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間はＴ２＜Ｔ１＜Ｔ３の関係となる。
【００６５】
そして、第３の実施形態で述べたように、コンデンサ１６Ｂの容量Ｃ１が０．４μＦ、コンデンサ９５Ｂの容量Ｃ２が０．２μＦであり、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の状態を維持する時間を１μｓｅｃに設定したい場合、寄生インダクタンス２３Ｂと寄生インダクタンス２５Ｂの合成インダクタンスＬが１．４μＨ以上の時は、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間が最も短いＴ２である図８（ｂ）の設定を選択する。一方、合成インダクタンスＬが０．８μＨ以下の時は、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間が最も長いＴ３である図９（ｂ）の設定を選択する。合成インダクタンスＬが０．８μＨより大きく、１．４μＨより小さい時は、図７（ｂ）の設定を選択する。
【００６６】
ただし、寄生インダクタンス２３Ｂと寄生インダクタンス２５Ｂの合成インダクタンスＬを測定することはできないため、図１０において、電流モニタ９２Ｂによって出力端子２１Ｂを流れる電流を計測する。そして、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の状態である期間Ｔｒ後における出力端子２１Ｂを流れる電流値をＩｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の出力端子２１Ｂを流れる電流値をＩｃ’としたとき、「Ｉｃ−Ｉｃ’」が負で、かつ、｜Ｉｃ｜が最少となる設定を採用する。
【００６７】
図７（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｂは、図７（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。図８（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１１０Ｂは、図８（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。また、図９（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１１０Ｂは、図９（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｂ〜１５Ｂ、９３Ｂ〜９４Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。
【００６８】
本実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｂにおいて、期間Ｔｒ後における出力端子２１Ｂを流れる電流値をＩｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の出力端子２１Ｂを流れる電流値をＩｃ’としたとき、「Ｉｃ−Ｉｃ’」が負で、かつ、｜Ｉｃ｜が最少となるように、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）のいずれかの設定を選択することにより、寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂに蓄積された電磁エネルギーを所望期間でコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂに効率よく回生させることができる。
【００６９】
＜第４の実施形態＞
第４の実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路は、第３の実施形態で説明した図６のスイッチング出力回路と同様に構成される。以下、図６のスイッチング出力回路の各要素の「Ｂ」を「Ｃ」に置き換えて説明する。
【００７０】
第３の実施形態では、所定の設定した時間内で寄生インダクタンス２３Ｂ、２５Ｂに蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ１６Ｂ、９５Ｂによって効率よく回生する動作について説明した。本実施形態では、回生に要する時間は可変として、半導体スイッチの端子間に過大な電圧が印加されることを抑制しつつ、寄生インダクタンス２３Ｃ、２５Ｃに蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ１６Ｃ、９５Ｃによって最短時間で効率よく回生する動作について説明する。
【００７１】
寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスをＬ、コンデンサ１６Ｃの容量をＣ１、コンデンサ９５Ｃの容量をＣ２、直流電源２２Ｃの電圧をＶ０、負荷抵抗２４Ｃの抵抗値をＲとする。なお、コンデンサ９５Ｃの容量Ｃ２はコンデンサ１６Ｃの容量Ｃ１より小さい。
【００７２】
本実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｃの詳細動作を、第３の実施形態で説明した図７〜９を用いて説明する。第３の実施形態と同様に、先ず、制御部１７Ｃは、図７（ａ）、図８（ａ）、図９（ａ）に示すように、半導体スイッチ１２Ｃ、１３Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源２２Ｃ→半導体スイッチ１２Ｃ→寄生インダクタンス２３Ｃ→負荷抵抗２４Ｃ→寄生インダクタンス２５Ｃ→半導体スイッチ１３Ｃ→直流電源２２Ｃの経路で流れる。これにより、寄生インダクタンス２３Ｃ、２５Ｃに電磁エネルギーが蓄積される。
【００７３】
次に、図７（ｂ）に示すように、制御部１７Ｃが、半導体スイッチ１２Ｃ、１５Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ１２Ｃ→寄生インダクタンス２３Ｃ→負荷抵抗２４Ｃ→寄生インダクタンス２５Ｃ→半導体スイッチ１５Ｃ→コンデンサ１６Ｃの経路に流れる。そして、コンデンサ１６Ｃには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ１６Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ１は（Ｖ０・Ｌ＾（１／２））／（Ｒ・Ｃ１＾（１／２））である。
【００７４】
一方、図８（ｂ）に示すように、制御部１７Ｃが、半導体スイッチ１２Ｃ、９４Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ１２Ｃ→寄生インダクタンス２３Ｃ→負荷抵抗２４Ｃ→寄生インダクタンス２５Ｃ→半導体スイッチ９４Ｃ→コンデンサ９５Ｃの経路で流れる。そして、コンデンサ９５Ｃには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ９５Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ２は（Ｖ０・Ｌ＾（１／２））／（Ｒ・Ｃ２＾（１／２））である。
【００７５】
コンデンサ９５Ｃの容量Ｃ２はコンデンサ１６Ｃの容量Ｃ１より小さいため、コンデンサ９５Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ２はコンデンサ１６Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ１よりも大きい。
【００７６】
また、図９（ｂ）に示すように、制御部１７Ｃが、半導体スイッチ１２Ｃ、１５Ｃ、９４Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ１２Ｃ→寄生インダクタンス２３Ｃ→負荷抵抗２４Ｃ→寄生インダクタンス２５Ｃ→半導体スイッチ１５Ｃ→コンデンサ１６Ｃの経路と、半導体スイッチ１２Ｃ→寄生インダクタンス２３Ｃ→負荷抵抗２４Ｃ→寄生インダクタンス２５Ｃ→半導体スイッチ９４Ｃ→コンデンサ９５Ｃの経路で流れる。そして、コンデンサ１６Ｃ、９５Ｃには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ１６Ｃおよびコンデンサ９５Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ３は（Ｖ０・Ｌ＾（１／２））／｛Ｒ・（Ｃ１＋Ｃ２）＾（１／２）｝である。
【００７７】
コンデンサ１６Ｃ、９５Ｃの合成容量（Ｃ１＋Ｃ２）はコンデンサ１６Ｃの容量Ｃ１より大きいため、コンデンサ１６Ｃ、９５Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ３はコンデンサ１６Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ１よりも小さい。従って、コンデンサの両端子間電圧値の最大値はＶｃ３＜Ｖｃ１＜Ｖｃ２の関係となる。
【００７８】
従って、コンデンサの両端子間電圧値の最大値を所定の範囲内に設定したい場合、寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスＬに基づいて図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）のいずれかの設定を選択すれば良い。例えば、寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスＬが大きい時は、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が最も小さい図９（ｂ）の設定を選択する。一方、寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスＬが小さい時は、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が最も大きい図８（ｂ）の設定を選択する。
【００７９】
ただし、図７の構成では、寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスＬを測定することはできない。このため、電圧モニタ９１Ｃ、９６Ｃによってコンデンサ１６Ｃ、９５Ｃの両端子間電圧値を計測する。そして、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の最小値をＶａ、最大値をＶｂとし、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の設定において、コンデンサの両端子間電圧の最大値をＶｃｍａｘとしたとき、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる設定を選択する。
【００８０】
なお、すべての構成においてＶａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足する場合、Ｖｃｍａｘに達するまでの時間が最も短い設定を採用する。一方、すべての設定においてＶｃｍａｘ＜Ｖａとなる場合、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が最も大きくなる図８（ｂ）の設定を選択する。また、すべての設定においてＶｂ＜Ｖｃｍａｘとなる場合、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が最も小さくなる図９（ｂ）の設定を選択する。
【００８１】
そして、図７（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｃは、図７（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｃ〜９４Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。図８（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｃは、図８（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｃ〜１５Ｃ、９３Ｃ〜９４Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。また、図９（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｃは、図９（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｃ〜９４Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。
【００８２】
本実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｃにおいても、制御部１７Ｃが半導体スイッチ１２Ｃ〜１５Ｃ、９３Ｃ〜９４Ｃの導通状態／非導通状態を順次切り替えることにより、直流電源２２Ｃの電圧に、コンデンサ１６Ｃ、または、コンデンサ９５Ｃ、または、コンデンサ１６Ｃ、９５Ｃのいずれかに充電させたサージ電圧を上乗せして負荷抵抗２４Ｃに印加することができる。従って、出力電圧の立ち上がりが改善され、出力電力を正確に制御できる。
【００８３】
さらに、本実施形態に係るスイッチング出力回路１１Ｃにおいて、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の所定の範囲の最小値をＶａ、最大値をＶｂ、コンデンサの両端子間電圧の最大値をＶｃｍａｘとしたとき、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足するように、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）のいずれかの設定を選択することにより、半導体スイッチの端子間に過大な電圧が印加されることを防ぎつつ、コンデンサ１６Ｃ、９５Ｃにおいて寄生インダクタンス２３Ｃ、２５Ｃに蓄積された電磁エネルギーを最短時間で効率よく回生することができる。
【００８４】
＜第４の実施形態の変形例＞
第４の実施形態の変形例について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路は、第３の実施形態の変形例で説明した図１０のスイッチング出力回路と同様に構成される。以下、図１０のスイッチング出力回路の各要素の「Ｂ」を「Ｃ」に置き換えて説明する。
【００８５】
図１０において、出力端子２１Ｃの近傍に電流モニタ９２Ｃが配置される。また、寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスをＬ、コンデンサ１６Ｃの容量をＣ１、コンデンサ９５Ｃの容量をＣ２とする。なお、コンデンサ９５Ｃの容量Ｃ２はコンデンサ１６Ｃの容量Ｃ１より小さい。
【００８６】
上記のように構成されたスイッチング出力回路１１Ｃにおいて、先ず、制御部１７Ｃは、図７（ａ）、図８（ａ）、図９（ａ）に示すように、半導体スイッチ１２Ｃ、１３Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。
【００８７】
次に、制御部１７Ｃが、図７（ｂ）、図８（ｂ）または図９（ｂ）のように、半導体スイッチ１２Ｃ〜１５Ｃ、９３Ｃ〜９４Ｃの導通状態／非導通状態を制御することにより、図７（ｂ）においてはコンデンサ１６Ｃに、図８（ｂ）においてはコンデンサ９５Ｃに、図９（ｂ）においてはコンデンサ１６Ｃ、９５Ｃに、上流側が＋極となる電圧が充電される。
【００８８】
この時、図７（ｂ）において、コンデンサ１６Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ１は、出力端子２１Ｃを流れる電流Ｉｃがゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いて、∫Ｉｃｄｔ／Ｃ１で表される。また、図８（ｂ）において、コンデンサ９５Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ２は∫Ｉｃｄｔ／Ｃ２で表される。さらに、図９（ｂ）において、コンデンサ１６Ｃおよびコンデンサ９５Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ３は∫Ｉｃｄｔ／（Ｃ１＋Ｃ２）で表される。Ｃ２＜Ｃ１＜（Ｃ１＋Ｃ２）であることから、コンデンサの両端子間電圧値の最大値はＶｃ３＜Ｖｃ１＜Ｖｃ２の関係となる。
【００８９】
従って、第４の実施形態で述べたように、コンデンサの両端子間電圧値の最大値を所定の範囲内に設定する場合において、寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスＬに基づいて図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）のいずれかの設定を採用することにより、コンデンサ１６Ｃ、９５Ｃにおいて寄生インダクタンス２３Ｃ、２５Ｃに蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生することができる。具体的には、寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスＬが大きい時は、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が小さくなる図９（ｂ）の設定を採用し、合成インダクタンスＬが小さい時は、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が大きくなる図８（ｂ）の設定を選択する。
【００９０】
ただし、寄生インダクタンス２３Ｃと寄生インダクタンス２５Ｃの合成インダクタンスＬを測定することはできないため、電流モニタ９２Ｃによって出力端子２１Ｃを流れる電流を計測する。そして、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の最小値をＶａ、最大値をＶｂとし、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）の設定において、出力端子２１Ｃを流れる電流Ｉｃがゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いて計算したコンデンサの両端子間電圧の最大値をＶｃｍａｘとしたとき、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる設定を選択する。
【００９１】
なお、すべての構成においてＶａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足する場合、Ｖｃｍａｘに達するまでの時間が最も短い設定を選択する。一方、すべての設定においてＶｃｍａｘ＜Ｖａとなる場合、図８（ｂ）の設定を選択する。また、すべての設定においてＶｂ＜Ｖｃｍａｘとなる場合、図９（ｂ）の設定を選択する。
【００９２】
そして、図７（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｃは、図７（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｃ〜９４Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。図８（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｃは、図８（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｃ〜９４Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。また、図９（ｂ）の設定が選択された場合、制御部１７Ｃは、図９（ｃ）〜（ｄ）の順に半導体スイッチ１２Ｃ〜９４Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。
【００９３】
本実施形態に係るスイッチング出力回路においては、電流モニタ９２Ｃによって出力端子２１Ｃを流れる電流を計測し、出力端子２１Ｃを流れる電流Ｉｃがゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いてコンデンサの両端子間電圧の最大値Ｖｃｍａｘを演算する。そして、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の最小値をＶａ、最大値をＶｂとしたときに、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足するように、図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）のいずれかの設定を選択する。これにより、半導体スイッチの端子間に過大な電圧が印加されることを防ぎつつ、コンデンサ１６Ｃ、９５Ｃにおいて、寄生インダクタンス２３Ｃ、２５Ｃに蓄積された電磁エネルギーを最短時間で効率よく回生することができる。
＜第５の実施形態＞
第５の実施形態について説明する本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図１１に示す。本実施形態に係るスイッチング出力回路３１は、直流電源４２から供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス４３、４５および負荷抵抗４４へ供給する。
【００９４】
スイッチング出力回路３１は、２つの半導体スイッチ３３、３４、２つのダイオード３２、３５、およびコンデンサ３６によって構成され、さらに、制御部３７、入力端子３８、３９および出力端子４０、４１を備える。図２に示した第２の実施の形態で説明した半導体スイッチ１２、１５の代わりにダイオード３２、３５を配置した構成となっている。コンデンサ３６、直流電源４２、寄生インダクタンス４３、４５および負荷抵抗４４は、第２の実施形態で説明したコンデンサ３６、直流電源２２、寄生インダクタンス２３、２５および負荷抵抗２４と同様に機能する。
【００９５】
半導体スイッチ３３は、スイッチング回路を構成し、導通状態／非導通状態を切替えることによって、直流電源４２の電圧を負荷抵抗４４に断続的に出力する。一方、半導体スイッチ３４は、導通状態／非導通状態を切替えることによって、サージ電圧をコンデンサ３６へ吸収させ、サージ電圧を吸収したコンデンサ３６を直流電源４２へ直列に接続する。
【００９６】
図１１において、ダイオード３２のアノード端子およびコンデンサ３６の一端は入力端子３８に、半導体スイッチ３３の他端は入力端子３９に、それぞれ接続されている。また、ダイオード３２のカソード端子および半導体スイッチ３４の一端は出力端子４０に、半導体スイッチ３３の一端およびダイオード３５のアノード端子は出力端子４１に、それぞれ接続されている。半導体スイッチ３４の他端およびダイオード３５のカソード端子はコンデンサ１６の他端に、それぞれ接続されている。
【００９７】
制御部３７は、２つの半導体スイッチ３３、３４に、導通状態／非導通状態の切替信号を出力することで、半導体スイッチ３３、３４の導通状態／非導通状態を制御する。
【００９８】
次に、本実施形態に係るスイッチング出力回路３１の詳細動作を、図１２に沿って詳細に説明する。
【００９９】
先ず、制御部３７は、図１２（ａ）に示すように、半導体スイッチ３３を導通状態に、半導体スイッチ３４を非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源４２→ダイオード３２→寄生インダクタンス４３→負荷抵抗４４→寄生インダクタンス４５→半導体スイッチ３３→直流電源４２の経路で流れる。この時、寄生インダクタンス４３、４５に電磁エネルギーが蓄積される。
【０１００】
次に、制御部３７は、図１２（ｂ）に示すように、半導体スイッチ３３、３４を非導通状態に切り替える。これにより、寄生インダクタンス４３、４５に蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス４３、４５から放出される。そして、電流が、ダイオード３２→寄生インダクタンス４３→負荷抵抗４４→寄生インダクタンス４５→ダイオード３５→コンデンサ３６の経路で流れ、コンデンサ３６に上流側が＋極となる電圧が充電される。
【０１０１】
コンデンサ３６が寄生インダクタンス４３、４５からのサージ電圧を吸収した後、図１２（ｃ）に示すように、ダイオード３２→寄生インダクタンス４３→負荷抵抗４４→寄生インダクタンス４５→ダイオード３５→コンデンサ３６の経路の電流が停止する。これにより、コンデンサ３６に充電された電圧は、そのまま保持される。
【０１０２】
そして、制御部３７は、図１２（ｄ）に示すように、半導体スイッチ３３、３４を導通状態に切り替える。これにより、サージ電圧を吸収したコンデンサ３６、直流電源４２、寄生インダクタンス４３、４５および負荷抵抗４４が直列に接続され、直流電源４２の電圧にコンデンサ３６の電圧を加えた電圧が負荷抵抗４４に印加される。そして、電流が、直流電源４２→コンデンサ３６→半導体スイッチ３４→寄生インダクタンス４３→負荷抵抗４４→寄生インダクタンス４５→半導体スイッチ３３→直流電源４２の経路で流れることにより、コンデンサ３６の電圧がゼロになる。
【０１０３】
上記のように構成されたスイッチング出力回路において、半導体スイッチ３４およびダイオード３５を配置して、適宜、導通状態／非導通状態を切替えることにより、寄生インダクタンス４３、４５に蓄積された電磁エネルギーであるサージ電圧を、効率よくコンデンサ３６へ吸収させることができる。さらに、サージ電圧を吸収したコンデンサ３６、直流電源４２および負荷抵抗４４を直列に接続することにより、負荷抵抗４４に直流電源４２の電圧値にサージ電圧分も加えて電力供給することができる。これにより、スイッチング出力回路の出力電圧の立ち上がりが改善される。
【０１０４】
また、半導体スイッチに代えてダイオード３２、３５を用いることで、導通状態／非導通状態を切替える素子が減り、制御が容易になる。
【０１０５】
＜第６の実施形態＞
第６の実施形態について説明する本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図１３に示す。本実施形態に係るスイッチング出力回路５１は、直流電源６２から供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス６３、６５および負荷抵抗６４へ供給する。本実施形態に係るスイッチング出力回路５１は、第２の実施形態で説明した図２のスイッチング出力回路１１において、コンデンサ１６の一端を入力端子１８ではなく、入力端子１９に接続することによって構成される。
【０１０６】
スイッチング出力回路５１は、４つの半導体スイッチ５２〜５５、およびコンデンサ５６によって構成され、さらに、制御部５７、入力端子５８、５９および出力端子６０、６１を備える。
【０１０７】
半導体スイッチ５２、５３は、スイッチング回路を構成し、導通状態／非導通状態を切替えることによって、直流電源６２の電圧を負荷抵抗６４に断続的に出力する。一方、半導体スイッチ５４、５５は、導通状態／非導通状態を切替えることによって、サージ電圧をコンデンサ５６へ吸収させ、サージ電圧を吸収したコンデンサ５６を直流電源６２へ直列に接続する。
【０１０８】
図１３において、半導体スイッチ５２の一端は入力端子５８に、半導体スイッチ５３の他端およびコンデンサ５６の一端は入力端子５９に、それぞれ接続されている。また、半導体スイッチ５２の他端および半導体スイッチ５４の一端は出力端子６０に、半導体スイッチ５３の一端および半導体スイッチ５５の他端は出力端子６１に、それぞれ接続されている。半導体スイッチ５４の他端および半導体スイッチ５５の一端はコンデンサ５６の他端に、それぞれ接続されている。
【０１０９】
制御部５７は、４つの半導体スイッチ５２〜５５に、導通状態／非導通状態の切替信号を出力することで、半導体スイッチ５２〜５５の導通状態／非導通状態を制御する。
【０１１０】
次に、本実施形態に係るスイッチング出力回路５１の詳細動作を、図１４に沿って詳細に説明する。
【０１１１】
先ず、制御部５７は、図１４（ａ）に示すように、半導体スイッチ５２、５３を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源６２→半導体スイッチ５２→寄生インダクタンス６３→負荷抵抗６４→寄生インダクタンス６５→半導体スイッチ５３→直流電源６２の経路で流れる。この時、寄生インダクタンス６３、６５に電磁エネルギーが蓄積される。
【０１１２】
次に、制御部５７は、図１４（ｂ）に示すように、半導体スイッチ５３、５４を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、寄生インダクタンス６３、６５に蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス６３、６５から放出される。そして、電流が、半導体スイッチ５４→寄生インダクタンス５３→負荷抵抗５４→寄生インダクタンス５５→半導体スイッチ５３→コンデンサ５６の経路で流れ、コンデンサ５６に上流側が＋極となる電圧が充電される。
【０１１３】
コンデンサ５６が寄生インダクタンス５３、５５からのサージ電圧を吸収した後、制御部１７は、図１４（ｃ）に示すように、すべての半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、コンデンサ５６に充電された電圧は、そのまま保持される。
【０１１４】
そして、制御部５７は、図１４（ｄ）に示すように、半導体スイッチ５２、５５を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、サージ電圧を吸収したコンデンサ５６、直流電源６２、寄生インダクタンス６３、６５および負荷抵抗６４が直列に接続され、直流電源６２の電圧にコンデンサ５６の電圧を加えた電圧が負荷抵抗６４に印加される。そして、電流が、直流電源６２→半導体スイッチ５２→寄生インダクタンス６３→負荷抵抗６４→寄生インダクタンス６５→半導体スイッチ５５→コンデンサ５６→直流電源６２の経路で流れることにより、コンデンサ５６の電圧がゼロになる。
【０１１５】
上記のように構成されたスイッチング出力回路において、半導体スイッチ５４、５５を配置して、適宜、導通状態／非導通状態を切替えることにより、寄生インダクタンス６３、６５に蓄積された電磁エネルギーであるサージ電圧を、効率よくコンデンサ５６へ吸収させることができる。さらに、サージ電圧を吸収したコンデンサ５６、直流電源６２および負荷抵抗６４を直列に接続することにより、負荷抵抗６４に直流電源６２の電圧値にサージ電圧分も加えて電力供給することができる。これにより、スイッチング出力回路の出力電圧の立ち上がりが改善される。
【０１１６】
ここで、図４に示した第２の実施の形態と同様に、本実施形態に係るスイッチング出力回路５１において、コンデンサ５６の両端子間電圧をモニタし、コンデンサ５６の両端子間電圧値が最大になった時、すべての半導体スイッチ５２〜５５を非導通状態に切り替えることにより、寄生インダクタンス５３、５５に蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生して、出力電圧の立ち上がりを改善することができる。また、図５に示した第２の実施の形態と同様に、スイッチング出力回路５１の出力端子を流れる電流を計測し、出力端子を流れる電流がゼロになった時に、すべての半導体スイッチ５２〜５５を非導通状態に切り替えることにより、寄生インダクタンス５３、５５に蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生して、出力電圧の立ち上がりを改善することができる。
【０１１７】
＜第７の実施形態＞
第７の実施形態について説明する本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図１５に示す。また本実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂの詳細動作を、図１６〜１８に示す。本実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂは、第３の実施形態で説明した図６のスイッチング出力回路１１Ｂにおいて、コンデンサ１６Ｂ、９５Ｂの一端を入力端子１８Ｂではなく、入力端子１９Ｂに接続することによって構成される。
【０１１８】
コンデンサ５６Ｂ、１２５Ｂの両端子間電圧をモニタし、期間Ｔｒ後におけるコンデンサの両端子間電圧をＶｃ、Ｔｒの１サンプル時間前のコンデンサの両端子間電圧をＶｃ’としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となるように、図１６（ｂ）、図１７（ｂ）、図１８（ｂ）のいずれかの設定を採用することにより、寄生インダクタンス６３Ｂ、６５Ｂに蓄積された電磁エネルギーを所望の期間でコンデンサ５６Ｂ、１２５Ｂに効率よく回生させることができる。
【０１１９】
さらに、本実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂにおいて、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の所定の範囲の最小値をＶａ、最大値をＶｂ、コンデンサの両端子間電圧の最大値をＶｃｍａｘとしたとき、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足するように、図１６（ｂ）、図１７（ｂ）、図１８（ｂ）のいずれかの設定を選択することにより、半導体スイッチの端子間に過大な電圧が印加されることを防ぎつつ、コンデンサ５６Ｂ、１２５Ｂにおいて寄生インダクタンス６３Ｂ、６５Ｂに蓄積された電磁エネルギーを最短時間で効率よく回生することができる。
【０１２０】
＜第７の実施形態の変形例＞
第７の実施形態の変形例について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図１９に示す。本実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂは、第３の実施形態の変形例で説明した図１０のスイッチング出力回路１１Ｂにおいて、コンデンサ１６Ｂ、９５Ｂの一端を入力端子１８Ｂではなく、入力端子１９Ｂに接続することによって構成される。そして、コンデンサの両端子間電圧の計測値が最大値になった時にすべての半導体スイッチ５２Ｂ〜５５Ｂ、１２３Ｂ〜１２４Ｂを非導通状態に切り替える代わりに、出力端子を流れる電流を計測し、出力端子を流れる電流がゼロになった時にすべての半導体スイッチ５２Ｂ〜５５Ｂ、１２３Ｂ〜１２４Ｂを非導通状態に切り替える。
【０１２１】
図１９に示すように、出力端子６１Ｂの近傍に電流モニタ１２２Ｂが配置される。期間Ｔｒ後における出力端子６１Ｂを流れる電流値をＩｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の出力端子６１Ｂを流れる電流値をＩｃ’としたとき、「Ｉｃ−Ｉｃ’」が負で、かつ、｜Ｉｃ｜が最少となるように、図１６（ｂ）、図１７（ｂ）、図１８（ｂ）のいずれかの設定を選択することにより、寄生インダクタンス６３Ｂ、６５Ｂに蓄積された電磁エネルギーを所望期間でコンデンサ５６Ｂ、１２５Ｂに効率よく回生させることができる。
【０１２２】
さらに、本実施形態に係るスイッチング出力回路５１Ｂにおいては、電流モニタ１２２Ｂによって出力端子６１Ｂを流れる電流を計測し、出力端子６１Ｂを流れる電流Ｉｃがゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いてコンデンサの両端子間電圧の最大値Ｖｃｍａｘを演算する。そして、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の最小値をＶａ、最大値をＶｂとしたときに、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足するように、図１６（ｂ）、図１７（ｂ）、図１８（ｂ）のいずれかの設定を選択する。これにより、半導体スイッチの端子間に過大な電圧が印加されることを防ぎつつ、コンデンサ５６Ｂ、１２５Ｂにおいて、寄生インダクタンス６３Ｂ、６５Ｂに蓄積された電磁エネルギーを最短時間で効率よく回生することができる。
【０１２３】
＜第８の実施形態＞
第８の実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図２０に示す。本実施形態に係るスイッチング出力回路７１は、直流電源８２から供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス８３、８５および負荷抵抗８４へ供給する。
【０１２４】
スイッチング出力回路７１は、２つの半導体スイッチ７２、７５、２つのダイオード７３、７４、およびコンデンサ７６によって構成され、さらに、制御部７７、入力端子７８、７９および出力端子８０、８１を備える。第６の実施の形態で説明した図１３のスイッチング出力回路５１において、半導体スイッチ５３、５４の代わりにダイオード７３、７４を配置した構成となっている。コンデンサ７６、直流電源８２、寄生インダクタンス８３、８５および負荷抵抗８４は、第６の実施形態で説明したコンデンサ５６、直流電源６２、寄生インダクタンス６３、６５および負荷抵抗６４と同様に機能する。
【０１２５】
半導体スイッチ７２は、スイッチング回路を構成し、導通状態／非導通状態を切替えることによって、直流電源８２の電圧を負荷抵抗８４に断続的に出力する。一方、半導体スイッチ７５は、導通状態／非導通状態を切替えることによって、サージ電圧をコンデンサ７６へ吸収させ、サージ電圧を吸収したコンデンサ７６を直流電源８２へ直列に接続する。
【０１２６】
図２０において、半導体スイッチ７２の一端は入力端子７８に、ダイオード７３のカソード端子およびコンデンサ７６の一端は入力端子７９に、それぞれ接続されている。また、半導体スイッチ７２の他端およびダイオード７４のカソード端子は出力端子８０に、ダイオード７３のアノード端子および半導体スイッチ７５の他端は出力端子８１に、それぞれ接続されている。ダイオード７４のアノード端子および半導体スイッチ７５の一端はコンデンサ７６の他端に、それぞれ接続されている。
【０１２７】
制御部７７は、２つの半導体スイッチ７２、７５に、導通状態／非導通状態の切替信号を出力することで、半導体スイッチ７２、７５の導通状態／非導通状態を制御する。
【０１２８】
次に、本実施形態に係るスイッチング出力回路７１の詳細動作を、図２１に沿って詳細に説明する。
【０１２９】
先ず、制御部７７は、図２１（ａ）に示すように、半導体スイッチ７２を導通状態に、半導体スイッチ７５を非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源８２→半導体スイッチ７２→寄生インダクタンス８３→負荷抵抗８４→寄生インダクタンス８５→ダイオード７３→直流電源８２の経路で流れる。この時、寄生インダクタンス８３、８５に電磁エネルギーが蓄積される。
【０１３０】
次に、制御部７７は、図２１（ｂ）に示すように、半導体スイッチ７２、７５を非導通状態に切り替える。これにより、寄生インダクタンス８３、８５に蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス８３、８５から放出される。そして、電流が、ダイオード７４→寄生インダクタンス８３→負荷抵抗８４→寄生インダクタンス８５→ダイオード７３→コンデンサ７６の経路で流れ、コンデンサ７６に上流側が＋極となる電圧が充電される。
【０１３１】
コンデンサ７６が寄生インダクタンス８３、８５からのサージ電圧を吸収した後、図２１（ｃ）に示すように、ダイオード７４→寄生インダクタンス８３→負荷抵抗８４→寄生インダクタンス８５→ダイオード７３→コンデンサ７６の経路の電流が停止する。これにより、コンデンサ７６に充電された電圧は、そのまま保持される。
【０１３２】
そして、制御部７７は、図２１（ｄ）に示すように、半導体スイッチ７２、７５を導通状態に切り替える。これにより、サージ電圧を吸収したコンデンサ７６、直流電源８２、寄生インダクタンス８３、８５および負荷抵抗８４が直列に接続され、直流電源８２の電圧にコンデンサ７６の電圧を加えた電圧が負荷抵抗８４に印加される。そして、電流が、直流電源８２→半導体スイッチ７２→寄生インダクタンス８３→負荷抵抗８４→寄生インダクタンス８５→半導体スイッチ７５→コンデンサ７６→直流電源８２の経路で流れることにより、コンデンサ７６の電圧がゼロになる。
【０１３３】
上記のように構成されたスイッチング出力回路において、ダイオード７４、半導体スイッチ７５を配置して、適宜、導通状態／非導通状態を切替えることにより、寄生インダクタンス８３、８５に蓄積された電磁エネルギーであるサージ電圧を、効率よくコンデンサ７６へ吸収させることができる。さらに、サージ電圧を吸収したコンデンサ７６、直流電源８２および負荷抵抗８４を直列に接続することにより、負荷抵抗８４に直流電源８２の電圧値にサージ電圧分も加えて電力供給することができる。これにより、スイッチング出力回路の出力電圧の立ち上がりが改善される。
【０１３４】
＜第９の実施形態＞
第９の実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図２２に示す。スイッチング出力回路１０１は、直流電源１１５から供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス１１６、１１８および負荷抵抗１１７へ供給する。ここで、直流電源１１５、寄生インダクタンス１１６、１１８および負荷抵抗１１７は、第２の実施形態で説明した図２の直流電源２２、寄生インダクタンス２３、２５および負荷抵抗２４と同様に機能する。
【０１３５】
図２２において、スイッチング出力回路１０１は、４個の半導体スイッチ１０２〜１０５、コンデンサ１０９および３つのダイオード１０６〜１０８によって構成される。さらに、スイッチング出力回路１０１は、制御部１１０、入力端子１１１、１１２および出力端子１１３、１１４を備える。
【０１３６】
半導体スイッチ１０２〜１０５は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field effect transistor）とダイオードから構成される。例えば、半導体スイッチ１０２は、ＦＥＴ１２１とダイオード１２２から構成され、ＦＥＴ１２１のドレインとダイオード１２２のカソードが接続し、ＦＥＴ１２１のソースとダイオード１２２のアノードが接続している。
【０１３７】
半導体スイッチ１０２、１０３およびダイオード１０６はスイッチング回路を構成している。そして、ダイオード１０６のアノード端子およびコンデンサ１０９の一端は入力端子１１１に、半導体スイッチ１０３のソース端子は入力端子１１２に、それぞれ接続している。半導体スイッチ１０２のソース端子および半導体スイッチ１０４のソース端子は出力端子１１３に、ダイオード１０８のアノード端子および半導体スイッチ１０３のドレイン端子は出力端子１１４に、それぞれ接続している。ダイオード１０６、１０７、１０８のカソード端子は、半導体スイッチ１０２、１０４、１０５のドレイン端子にそれぞれ接続している。そして、ダイオード１０７のアノード端子と半導体スイッチ１０５のソース端子はコンデンサ１０９の他端に接続している。
【０１３８】
そして、上記のように構成されたスイッチング出力回路１０１において、制御部１１０は、第２の実施形態で説明した図３（ａ）〜（ｄ）と同様の手順で、４個の半導体スイッチの導通状態／非導通状態を切替える。
【０１３９】
上記のように構成されたスイッチング出力回路１０１の動作シミュレーション結果について説明する。なお、比較例として、図３（ｄ）の工程を有しないスイッチング出力回路の動作シミュレーション結果をあわせて説明する。比較例に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図２３に、動作手順を図２４に示す。
【０１４０】
比較例に係るスイッチング出力回路２０１（図２３）の制御部２０７は、半導体スイッチ２０２を導通状態に切り替えて寄生インダクタンス２１３、２１５に電磁エネルギーが蓄積した後、半導体スイッチ２０２を非導通状態にする（図２４（ａ））。これにより、寄生インダクタンス２１３、２１５に蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス２１３、２１５から放出され、電流が、寄生インダクタンス２１３→負荷抵抗２１４→寄生インダクタンス２１５→コンデンサ２０５の経路で流れ、コンデンサ２０５に上流側が＋極となる回生電圧が充電される（図２４（ｂ））。コンデンサ２０５は充電された後、回生電圧を放出し、電流が、コンデンサ２０５→寄生インダクタンス２１５→負荷抵抗２１４→寄生インダクタンス２１３の経路で流れる（図２４（ｃ））。
【０１４１】
本実施形態に係るスイッチング出力回路１０１（図２２）の動作シミュレーション結果を図２５（ａ）に、比較例に係るスイッチング出力回路２０１（図２３）の動作シミュレーション結果を図２５（ｂ）に示す。図２５（ａ）、（ｂ）において、実線は負荷抵抗１１７、２１４の両端子間にかかる電圧、点線は負荷抵抗１１７、２１４に流れる電流である。また、その時の負荷抵抗１１７、２１４の消費電力を図２６（ａ）、（ｂ）に示す。ここで、シミュレーションの条件として、直流電源１１５、２１２の電圧を３０Ｖ、コンデンサ１０９、２０５の静電容量を６．２μＦ、負荷抵抗１１７、２１４の抵抗値を０．３Ω、寄生インダクタンス１１６、１１８、２１３、２１５のインダクタンスを１μＨとし、制御部１１０、２０７は半導体スイッチの導通状態／非導通状態の切り替えを３０ｋＨｚで行う。
【０１４２】
図２５（ｂ）に示すように、比較例に係スイッチング出力回路２０１は、寄生インダクタンス２１３、２１５の影響により、負荷抵抗２１４に流れる電流波形の立ち上がりが悪くなる。これに対して、図２５（ａ）に示すように、本実施形態に係るスイッチング出力回路１０１は、寄生インダクタンス１１６、１１８によるサージ電圧をコンデンサ１０９を介して回生させることにより、負荷抵抗１１７に流れる電流波形の立ち上がりが改善される。
【０１４３】
また、図２６（ｂ）に示すように、比較例に係るスイッチング出力回路２０１は、半導体スイッチ２０２が非導通状態の期間にも負荷抵抗２１４に電力が供給されている。これに対して、図２６（ａ）に示すように、本実施例に係るスイッチング出力回路１０１は、全ての半導体スイッチが非導通状態の期間では負荷抵抗１１７での電力オフ期間が確保でき、比較例に係るスイッチング出力回路２０１と比較して負荷抵抗に供給する電力を高精度に制御できる。
【０１４４】
なお、本実施形態では、第２の実施形態で説明した図３（ａ）〜（ｄ）と同様の手順で半導体スイッチを切替えるスイッチング出力回路において、半導体スイッチ１０２〜１０５を電界効果トランジスタとダイオードによって構成し、３つのダイオード１０６〜１０８を配置した例について説明したが、これに限定されない。その他の実施形態で説明したスイッチング出力回路について、半導体スイッチを電界効果トランジスタとダイオードによって構成すると共にダイオードを配置した構成を適用することもできる。
【０１４５】
本発明によれば、負荷に電力を供給するＰＷＭ制御型スイッチング出力回路およびＰＷＭ制御型スイッチング出力装置といった用途に適用できる。本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
【０１４６】
（付記１）
４つの切替部材、１つの蓄電部材および制御回路を備え、直流電源から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷へ供給するスイッチング出力回路であって、
第１の切替部材の一端は直流電源の正極に、第２の切替部材の他端は直流電源の負極に、それぞれ接続され、
第１の切替部材の他端および第３の切替部材の一端は誘導性負荷の一端に、第４の切替部材の他端および第２の切替部材の一端は誘導性負荷の他端に、それぞれ接続され、
第３の切替部材の他端および第４の切替部材の一端は蓄電部材の他端に接続され、
蓄電部材の一端は直流電源の正極に接続され、
前記制御回路は、第１から第４の切替部材を制御して、導通状態と非導通状態とを切替る、
ことを特徴とするスイッチング出力回路。
【０１４７】
（付記２）
４つの切替部材、１つの蓄電部材および制御回路を備え、直流電源から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷へ供給するスイッチング出力回路であって、
第１の切替部材の一端は直流電源の正極に、第２の切替部材の他端は直流電源の負極に、それぞれ接続され、
第１の切替部材の他端および第３の切替部材の一端は誘導性負荷の一端に、第４の切替部材の他端および第２の切替部材の一端は誘導性負荷の他端に、それぞれ接続され、
第３の切替部材の他端および第４の切替部材の一端は蓄電部材の他端に接続され、
蓄電部材の一端は直流電源の負極に接続され、
前記制御回路は、第１から第４の切替部材を制御して、導通状態と非導通状態とを切替る、
ことを特徴とするスイッチング出力回路。
【０１４８】
（付記３）
前記制御回路は、
第１、第２の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第１制御と、
第１、第４の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第２制御と、
全ての切替部材を非導通状態にする第３制御と、
第２、第３の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第４制御と、
を順次実行する、
付記１に記載のスイッチング出力回路。
【０１４９】
（付記４）
前記制御回路は、
第１、第２の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第１制御と、
第２、第３の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第２制御と、
全ての切替部材を非導通状態にする第３制御と、
第１、第４の切替部材を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする第４制御と、
を順次実行する、
付記２に記載のスイッチング出力回路。
【０１５０】
（付記５）
前記第１の切替部材の代わりに、アノード端子が直流電源の正極に、カソード端子が誘導性負荷の一端に接続された第１のダイオードが配置され、
前記第４の切替部材の代わりに、アノード端子が誘導性負荷の他端に、カソード端子が蓄電部材の他端に接続された第２のダイオードが配置され、
前記制御回路は、
前記第１の制御において、第２の切替部材を導通状態にすると共に第３の切替部材を非導通状態にし、
前記第２および第３の制御において、第２、第３の切替部材を非導通状態にし、
前記第４の制御において、第２、第３の切替部材を導通状態にする、
付記３に記載のスイッチング出力回路。
【０１５１】
（付記６）
前記第２の切替部材の代わりに、カソード端子が直流電源の負極に、アノード端子が誘導性負荷の他端に接続された第１のダイオードが配置され、
前記第３の切替部材の代わりに、カソード端子が誘導性負荷の一端に、アノード端子が蓄電部材の他端に接続された第２のダイオードが配置され、
前記制御回路は、
前記第１の制御において、第１の切替部材を導通状態にすると共に第４の切替部材を非導通状態にし、
前記第２および第３の制御において、第１、第４の切替部材を非導通状態にし、
前記第４の制御において、第１、第４の切替部材を導通状態にする、
付記４に記載のスイッチング出力回路。
【０１５２】
（付記７）
前記蓄電部材の両端子間電圧値を計測する電圧計測手段をさらに備え、
前記制御回路は、前記電圧計測手段の計測値が最大になった時、前記第２制御から第３制御へ移行する、
付記３乃至６のいずれか１項に記載のスイッチング出力回路。
【０１５３】
（付記８）
前記誘導性負荷の前段、または、後段に配置され、前記誘導性負荷から流出される電流値を計測する電流計測手段をさらに備え、
前記制御回路は、前記誘導性負荷から流出される電流がゼロになったとき、前記第２制御から第３制御へ移行する、
付記３乃至６のいずれか１項に記載のスイッチング出力回路。
【０１５４】
（付記９）
第５、第６の切替部材および第２の蓄電部材をさらに備え、
前記第５の切替部材は、一端が誘導性負荷の一端に、他端が前記第２の蓄電部材の他端に接続され、
前記第６の切替部材は、他端が誘導性負荷の他端に、一端が前記第２の蓄電部材の他端に接続され、
前記第２の蓄電部材の一端は直流電源の正極に接続され、
前記制御回路は、
前記第２制御の時に、第１および第４、または、第１および第６、または、第１、第４および第６、の切替部材を導通状態に制御し、
前記第４制御の時に、第２および第３、または、第２および第５、または、第２、第３および第５、の切替部材を導通状態に制御する、
付記３に記載のスイッチング出力回路。
【０１５５】
（付記１０）
第５、第６の切替部材および第２の蓄電部材をさらに備え、
前記第５の切替部材は、一端が誘導性負荷の一端に、他端が前記第２の蓄電部材の他端に接続され、
前記第６の切替部材は、他端が誘導性負荷の他端に、一端が前記第２の蓄電部材の他端に接続され、
前記第２の蓄電部材の一端は直流電源の負極に接続され、
前記制御回路は、
前記第２制御の時に、第２および第３、または、第２および第５、または、第２、第３および第５、の切替部材を導通状態に制御し、
前記第４制御の時に、第１および第４、または、第１および第６、または、第１、第４および第６、の切替部材を導通状態に制御する、
付記４に記載のスイッチング出力回路。
【０１５６】
（付記１１）
第１、第２の蓄電部材の両端子間電圧値をそれぞれ計測する第１、第２の電圧計測手段をさらに備え、
前記第１の蓄電部材の容量はＣ１、前記第２の蓄電部材の容量はＣ２（＜Ｃ１）の場合、
前記制御手段は、第２の制御として、期間Ｔｒ後における蓄電部材の両端子間電圧をＶｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の蓄電部材の両端子間電圧をＶｃ‘としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となる組み合わせを選択する、
付記９または１０に記載のスイッチング出力回路。
【０１５７】
（付記１２）
前記誘導性負荷の後段に配置され、前記誘導性負荷から流出される電流値を計測する電流計測手段をさらに備え、
第１の蓄電部材の容量がＣ１、前記第２の蓄電部材の容量がＣ２（＜Ｃ１）の場合、
前記制御手段は、第２の制御として、期間Ｔｒ後における出力端子を流れる電流値をＩｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の出力端子を流れる電流値をＩｃ’としたとき、「Ｉｃ−Ｉｃ’」が負で、かつ、｜Ｉｃ｜が最少となる組み合わせを選択する、
付記９または１０に記載のスイッチング出力回路。
【０１５８】
（付記１３）
第１、第２の蓄電部材の両端子間電圧値をそれぞれ計測する第１、第２の電圧計測手段をさらに備え、
設定したい蓄電部材の両端子間電圧値の所定の範囲の最小値がＶａ、最大値がＶｂ、蓄電部材の両端子間電圧の最大値がＶｃｍａｘの場合、
前記制御手段は、第２の制御として、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる組み合わせを選択する、
付記９または１０に記載のスイッチング出力回路。
【０１５９】
（付記１４）
前記誘導性負荷の後段に配置され、前記誘導性負荷から流出される電流値を計測する電流計測手段をさらに備え、
設定したい蓄電部材の両端子間電圧値の所定の範囲の最小値がＶａ、最大値がＶｂ、前記計測した電流値がゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いて計算した蓄電部材の両端子間電圧の最大値がＶｃｍａｘの場合、
前記制御手段は、第２の制御として、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる組み合わせを選択する、
付記９または１０に記載のスイッチング出力回路。
【０１６０】
（付記１５）
前記切替部材は電界効果トランジスタおよびダイオードによって構成される、
付記１乃至１４のいずれか１項に記載のスイッチング出力回路。
【符号の説明】
【０１６１】
１    スイッチング出力回路
２〜５    切替部材
６    蓄電部材
７    制御回路
８    直流電源
９    誘導性負荷
１１、３１、５１、７１、１０１、２０１    スイッチング出力回路
１２〜１５、３３、３４、５２〜５５、７２、７５、９３、９４、１０２〜１０５、２０２    半導体スイッチ
１６、３６、５６、７６、９５、１０９、２０５    コンデンサ
１７、３７、５７、７７、１１０、２０７    制御部
１８、１９、３８、３９、５８、５９、７８、７９、１１１、１１２、２０８、２０９    入力端子
２０、２１、４０、４１、６０、６１、８０、８１、１１３、１１４、２１０、２１１    出力端子
２２、４２、６２、８２、１１５、２１２    直流電源
２３、２５、４３、４５、６３、６５、８３、８５、１１６、１１８、２１３、２１５    寄生インダクタンス
２４、４４、６４、８４、１１７、２１４    負荷抵抗
３２、３５、７３、７４、１０６〜１０８    ダイオード
９１、９６    電圧モニタ
９２    電流モニタ
３０１    直流電源
３０２、３０７    トランス
３０４、３０８、３０９、３１３、３１５    ダイオード
３０５    平滑用コイル
３０６    コイル
３１０、３１１    コンデンサ
３１２、３１４    半導体スイッチ
３１６    誘導性負荷
【図１】
2016101037.tif 000003
【図２】
2016101037.tif 000004
【図３】
2016101037.tif 000005
【図４】
2016101037.tif 000006
【図５】
2016101037.tif 000007
【図６】
2016101037.tif 000008
【図７】
2016101037.tif 000009
【図８】
2016101037.tif 000010
【図９】
2016101037.tif 000011
【図１０】
2016101037.tif 000012
【図１１】
2016101037.tif 000013
【図１２】
2016101037.tif 000014
【図１３】
2016101037.tif 000015
【図１４】
2016101037.tif 000016
【図１５】
2016101037.tif 000017
【図１６】
2016101037.tif 000018
【図１７】
2016101037.tif 000019
【図１８】
2016101037.tif 000020
【図１９】
2016101037.tif 000021
【図２０】
2016101037.tif 000022
【図２１】
2016101037.tif 000023
【図２２】
2016101037.tif 000024
【図２３】
2016101037.tif 000025
【図２４】
2016101037.tif 000026
【図２５】
2016101037.tif 000027
【図２６】
2016101037.tif 000028
【図２７】
2016101037.tif 000029