(57)【要約】【課題】待機時の消費電力を低減する。【解決手段】フィードバックアンプＩＣ４００は、フォトカプラ２０４の入力側と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴが低下するほど増加する誤差電流ＩＥＲＲを発生する。１次側コントローラ２０２は、フィードバック（ＦＢ）端子を有し、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが高いほど、小さなデューティ比でスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。反転型フィードバック回路２０９は、フォトカプラ２０４の出力側に流れるフィードバック電流ＩＦＢが増加するほど、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢを低下させる。【選択図】図４
2016116415.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの２次巻線と接続される整流素子と、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの入力側と接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が低下するほど増加する誤差電流を発生するフィードバックアンプと、
フィードバック端子を有し、前記フィードバック端子のフィードバック電圧が低いほど、大きなデューティ比で前記スイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、
前記フォトカプラの出力側および前記フィードバック端子と接続され、前記フォトカプラの出力側に流れるフィードバック電流が増加するほど、前記フィードバック端子の電圧を低下させるフィードバック回路と、
を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記１次側コントローラは、
前記フィードバック電圧が高いほど、ローレベルの時間比率が大きくなるパルス信号を生成するデューティコントローラと、
前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記デューティコントローラは、
前記フィードバック端子の電圧を反転増幅する反転アンプと、
前記反転アンプの出力電圧にもとづき前記パルス信号を生成するパルス変調器であって、前記パルス信号のハイレベルの時間比率は前記反転アンプの出力電圧が高いほど大きい、パルス変調器と、
を含むことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記デューティコントローラは、前記フィードバック電圧にもとづき前記パルス信号を生成するパルス変調器であって、前記パルス信号のハイレベルの時間比率は、前記フィードバック端子の電圧が高いほど小さい、パルス変調器を含むことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記１次側コントローラは、
前記フィードバック電圧が高いほど、ハイレベルの時間比率が大きくなるパルス信号を生成するデューティコントローラと、
前記パルス信号の反転信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記フィードバックアンプは、
基準電圧を生成する基準電圧源と、
非反転入力端子に前記出力電圧に応じた検出信号が入力され、反転入力端子に前記基準電圧が入力された差動アンプと、
その制御端子が前記差動アンプの出力と接続され、その第１端子が前記フォトカプラの入力側と接続され、その第２端子が接地端子と接続された出力トランジスタと、
を備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記整流素子は、同期整流トランジスタを含み、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記同期整流トランジスタを制御する同期整流コントローラをさらに備えることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
フライバック型であることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
フォワード型であることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から９のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項１１】
負荷と、
商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から９のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備えることを特徴とする電子機器。
【請求項１２】
商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から９のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備えることを特徴とする電源アダプタ。
【請求項１３】
絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの１次側に配置される１次側コントローラであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの２次巻線と接続される整流素子と、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの入力側と接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が低下するほど増加する誤差電流を発生するフィードバックアンプと、
フィードバック端子を有し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、
前記フィードバック端子と接続され、前記フォトカプラの出力側に流れるフィードバック電流が増加するほど、前記フィードバック端子のフィードバック電圧を低下させる反転型フィードバック回路と、
を備え、
前記１次側コントローラは、
前記フィードバック端子と、
前記フィードバック端子の前記フィードバック電圧が高いほど、デューティ比が小さくなるパルス信号を生成するデューティコントローラと、
前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
を備えることを特徴とする１次側コントローラ。
【請求項１４】
前記デューティコントローラは、
前記フィードバック端子の電圧を反転増幅する反転アンプと、
前記反転アンプの出力電圧にもとづき前記パルス信号を生成するパルス変調器であって、前記パルス信号のハイレベルの時間比率は前記反転アンプの出力電圧が高いほど大きい、パルス変調器と、
を含むことを特徴とする請求項１３に記載の１次側コントローラ。
【請求項１５】
前記デューティコントローラは、前記フィードバック電圧にもとづき前記パルス信号を生成するパルス変調器であって、前記パルス信号のハイレベルの時間比率は、前記フィードバック端子の電圧が高いほど小さい、パルス変調器を含むことを特徴とする請求項１３に記載の１次側コントローラ。
【請求項１６】
絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの１次側に配置される１次側コントローラであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの２次巻線と接続される整流素子と、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの入力側と接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が低下するほど増加する誤差電流を発生するフィードバックアンプと、
フィードバック端子を有し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、
前記フィードバック端子と接続され、前記フォトカプラの出力側に流れるフィードバック電流が増加するほど、前記フィードバック端子のフィードバック電圧を低下させる反転型フィードバック回路と、
を備え、
前記１次側コントローラは、
前記フィードバック端子と、
前記フィードバック端子の前記フィードバック電圧が高いほど、デューティ比が大きくなるパルス信号を生成するデューティコントローラと、
前記パルス信号の反転信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
を備えることを特徴とする１次側コントローラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
テレビや冷蔵庫をはじめとするさまざまな家電製品は、外部からの商用交流電力を受けて動作する。ラップトップ型コンピュータ、携帯電話端末やタブレット端末をはじめとする電子機器も、商用交流電力によって動作可能であり、あるいは商用交流電力によって、機器に内蔵の電池を充電可能となっている。こうした家電製品や電子機器（以下、電子機器と総称する）には、商用交流電圧をＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換する電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）が内蔵される。あるいは電子機器の外部の電源アダプタ（ＡＣアダプタ）にＡＣ／ＤＣコンバータが内蔵される場合もある。
【０００３】
図１は、本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒの基本構成を示すブロック図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒは主としてフィルタ１０２、整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒを備える。
【０００４】
商用交流電圧ＶＡＣは、ヒューズおよび入力キャパシタ（不図示）を介してフィルタ１０２に入力される。フィルタ１０２は、商用交流電圧ＶＡＣのノイズを除去する。整流回路１０４は、商用交流電圧ＶＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路１０４の出力電圧は、平滑キャパシタ１０６によって平滑化され、直流電圧ＶＩＮに変換される。
【０００５】
絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒは、入力端子Ｐ１に直流電圧ＶＩＮを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧ＶＯＵＴを出力端子Ｐ２に接続される負荷（不図示）に供給する。
【０００６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒは、１次側コントローラ２０２、フォトカプラ２０４、シャントレギュレータ２０６、出力回路２１０およびその他の回路部品を備える。出力回路２１０は、トランスＴ１、ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１、スイッチングトランジスタＭ１、を含む。出力回路２１０のトポロジーは、一般的なフライバックコンバータのそれであるため、説明を省略する。
【０００７】
トランスＴ１の１次巻線Ｗ１と接続されるスイッチングトランジスタＭ１がスイッチングすることにより、入力電圧ＶＩＮが降圧され、出力電圧ＶＯＵＴが生成される。そして１次側コントローラ２０２は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングのデューティ比を調節することにより、出力電圧ＶＯＵＴを目標値に安定化させる。
【０００８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの出力電圧ＶＯＵＴは、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧される。シャントレギュレータ２０６は、分圧された電圧（電圧検出信号）ＶＳと所定の基準電圧ＶＲＥＦ（不図示）の誤差を増幅し、誤差に応じた誤差電流ＩＥＲＲを、フォトカプラ２０４の入力側の発光素子（発光ダイオード）から引き込む（シンク）。
【０００９】
フォトカプラ２０４の出力側の受光素子（フォトトランジスタ）には、２次側の誤差電流ＩＥＲＲに応じたフィードバック電流ＩＦＢが流れる。このフィードバック電流ＩＦＢが、抵抗およびキャパシタにより平滑化され、１次側コントローラ２０２のフィードバック（ＦＢ）端子に入力される。１次側コントローラ２０２は、ＦＢ端子の電圧（フィードバック電圧）ＶＦＢにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１のデューティ比を調節する。
【００１０】
近年の省エネ化の要請から、軽負荷あるいは無負荷状態（待機状態、スタンバイ状態ともいう）の消費電力を極力低減したＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒが望まれている。この要請に応えるべくＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒは、待機時においていわゆるバーストモード（ＰＦＭモードともいう）で動作する。バーストモードにおいて１次側コントローラ２０２は、１回、あるいは複数回、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングし、出力電圧ＶＯＵＴを目標レベルよりも上昇させ、その後、出力電圧ＶＯＵＴが目標レベルに応じて定められた下限レベルに低下するまでの間、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止する。これにより、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングさせるための電力（たとえばスイッチングトランジスタＭ１のゲート容量の充放電に要する電力）を低減し、効率が高められる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１０−０７４９５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明者らは、図１のＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
【００１３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒがバーストモードで動作する間、出力電圧ＶＯＵＴは目標レベルより高くなる期間が大部分を占め、したがって、フォトカプラ２０４の入力側に流れる誤差電流ＩＥＲＲは大きくなり、またフォトカプラ２０４の出力側に流れる電流ＩＦＢも大きくなる。これらの電流ＩＥＲＲ，ＩＦＢは損失であり、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒの効率を悪化させる。
【００１４】
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、待機時の消費電力を低減可能なＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のある態様は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの２次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が低下するほど増加する誤差電流を発生するフィードバックアンプと、フィードバック端子を有し、フィードバック端子のフィードバック電圧が低いほど、大きなデューティ比でスイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、フォトカプラの出力側およびフィードバック端子と接続され、フォトカプラの出力側に流れるフィードバック電流が増加するほど、フィードバック端子の電圧を低下させるフィードバック回路と、を備える。
【００１６】
この態様によると、バーストモードで動作する待機状態（軽負荷あるいは無負荷状態）において、フォトカプラの入力側、出力側それぞれに流れる電流を低減することができ、効率を高めることができる。
【００１７】
１次側コントローラは、フィードバック電圧が高いほど、ローレベルの時間比率が大きくなるパルス信号を生成するデューティコントローラと、パルス信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備えてもよい。
【００１８】
デューティコントローラは、フィードバック端子の電圧を反転増幅する反転アンプと、反転アンプの出力電圧にもとづきパルス信号を生成するパルス変調器であって、パルス信号のハイレベルの時間比率は反転アンプの出力電圧が高いほど大きい、パルス変調器と、を含んでもよい。
【００１９】
デューティコントローラは、フィードバック電圧にもとづきパルス信号を生成するパルス変調器であって、パルス信号のハイレベルの時間比率は、フィードバック端子の電圧が高いほど小さい、パルス変調器を含んでもよい。
【００２０】
１次側コントローラは、フィードバック電圧が高いほど、ハイレベルの時間比率が大きくなるパルス信号を生成するデューティコントローラと、パルス信号の反転信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備えてもよい。
【００２１】
フィードバックアンプは、基準電圧を生成する基準電圧源と、非反転入力端子に出力電圧に応じた検出信号が入力され、反転入力端子に基準電圧が入力された差動アンプと、その制御端子が差動アンプの出力と接続され、その第１端子がフォトカプラの入力側と接続され、その第２端子が接地端子と接続された出力トランジスタと、を備えてもよい。
【００２２】
整流素子は、同期整流トランジスタを含んでもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータは、同期整流トランジスタを制御する同期整流コントローラをさらに備えてもよい。
【００２３】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、フライバック型であってもよいし、フォワード型であってもよい。
【００２４】
本発明の別の態様は、電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）に関する。電源装置は、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備える。
【００２５】
本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、負荷と、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備える。
【００２６】
本発明の別の態様は、ＡＣアダプタに関する。ＡＣアダプタは、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、直流出力電圧を生成する上述のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備える。
【００２７】
本発明の別の態様は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの１次側に配置される１次側コントローラに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの２次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が低下するほど増加する誤差電流を発生するフィードバックアンプと、フィードバック端子を有し、スイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、フィードバック端子と接続され、フォトカプラの出力側に流れるフィードバック電流が増加するほど、フィードバック端子のフィードバック電圧を低下させる反転型フィードバック回路と、を備える。１次側コントローラは、フィードバック端子と、フィードバック端子のフィードバック電圧が高いほど、デューティ比が小さくなるパルス信号を生成するデューティコントローラと、パルス信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。
【００２８】
デューティコントローラは、フィードバック端子の電圧を反転増幅する反転アンプと、反転アンプの出力電圧にもとづきパルス信号を生成するパルス変調器であって、パルス信号のハイレベルの時間比率は反転アンプの出力電圧が高いほど大きい、パルス変調器と、を含んでもよい。
【００２９】
デューティコントローラは、フィードバック電圧にもとづきパルス信号を生成するパルス変調器であって、パルス信号のハイレベルの時間比率は、フィードバック端子の電圧が高いほど小さい、パルス変調器を含んでもよい。
【００３０】
本発明のさらに別の態様もまた、１次側コントローラである。この１次側コントローラは、フィードバック端子と、フィードバック端子のフィードバック電圧が高いほど、デューティ比が大きくなるパルス信号を生成するデューティコントローラと、パルス信号の反転信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。
【００３１】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００３２】
本発明のある態様によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの待機時の消費電力を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施の形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】図３（ａ）、（ｂ）は、非反転型フィードバック回路の構成例を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】図５（ａ）〜（ｃ）は、１次側コントローラの構成例を示す回路図である。
【図６】ＡＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣアダプタを示す図である。
【図７】図７（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００３５】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３６】
（第１の実施の形態）
図２は、第１の実施の形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ１００の回路図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、フィルタ１０２、整流回路１０４、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備える。
【００３７】
絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、１次側コントローラ２０２、フォトカプラ２０４、出力回路２１０、非反転型フィードバック回路２０８、同期整流コントローラ３００、フィードバックアンプＩＣ（集積回路）４００を備える。出力回路２１０は、フライバック同期整流型のトポロジーを有し、トランスＴ１、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２、出力キャパシタＣ１を備える。本実施の形態において同期整流トランジスタＭ２は、トランスＴ１の２次巻線Ｗ２よりも高電位側（出力端子Ｐ２側）に挿入されている。
【００３８】
トランスＴ１の補助巻線Ｗ４、ダイオードＤ４、キャパシタＣ４は、同期整流トランジスタＭ２のソースを基準として、外部電源電圧ＶＣＣ１を生成する。同期整流コントローラ３００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の２次側に配置され、同期整流トランジスタＭ２をスイッチングする。外部電源電圧ＶＣＣ１は、同期整流コントローラ３００の電源（ＶＣＣ）端子に供給される。同期整流コントローラ３００の接地（ＧＮＤ）端子は、同期整流トランジスタＭ２のソースと接続される。同期整流コントローラ３００のＶＤ端子には、同期整流トランジスタＭ２のドレイン電圧ＶＤが入力される。ＯＵＴ端子には同期整流トランジスタＭ２のゲートが接続される。なお同期整流トランジスタＭ２は、同期整流コントローラ３００に内蔵されてもよい。
【００３９】
同期整流コントローラ３００による同期整流トランジスタＭ２の制御方式は特に限定されないが、たとえば同期整流コントローラ３００は、少なくとも同期整流トランジスタＭ２の両端間電圧、つまりドレインソース間電圧ＶＤＳにもとづいてパルス信号を生成し、パルス信号にもとづいて同期整流トランジスタＭ２をスイッチングしてもよい。
【００４０】
具体的には同期整流コントローラ３００は、ドレインソース間電圧ＶＤＳと、２つの負のしきい値電圧ＶＴＨ１、ＶＴＨ２にもとづいてパルス信号を生成することができる。２つのしきい値は、ＶＴＨ１＜ＶＴＨ２＜０となるよう定められる。たとえばＶＴＨ１＝−５０ｍＶ、ＶＴＨ２＝−１０ｍＶである。同期整流コントローラ３００は、ドレインソース電圧ＶＤＳが負の第１しきい値ＶＴＨ１より低くなると、パルス信号を、同期整流トランジスタＭ２のオンを指示するレベル（オンレベル、たとえばハイレベル）とし、その後、ドレインソース間電圧ＶＤＳがＶＴＨ２より高くなると、同期整流トランジスタＭ２のオフを指示するレベル（オフレベル、たとえばローレベル）とする。駆動回路は、こうして生成されるパルス信号にもとづいて同期整流トランジスタＭ２を駆動する。
【００４１】
フィードバックアンプＩＣ（集積回路）４００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の２次側に配置され、出力電圧ＶＯＵＴに応じた誤差電流ＩＥＲＲを生成し、フォトカプラ２０４を介して１次側コントローラ２０２に供給する。フィードバックアンプＩＣ４００は、エラーアンプ４１０およびダイオードＤ２、基準電圧源４１６を備え、ひとつのモジュールにパッケージ化される。
【００４２】
フィードバックアンプＩＣ４００のＶＯ端子には、出力電圧ＶＯＵＴに応じた電圧検出信号ＶＳが入力される。ＧＮＤ端子は、トランスＴ１の２次側の接地ラインと接続される。フォトカプラ接続端子（ＰＣ）端子には、フォトカプラ２０４の入力側の発光素子（発光ダイオード）のカソードが接続される。
【００４３】
基準電圧源４１６は、基準電圧ＶＲＥＦを生成する。エラーアンプ４１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴに応じた電圧検出信号ＶＳとその目標電圧ＶＲＥＦの誤差を増幅し、誤差に応じた電流ＩＥＲＲを、ＰＣ端子を介してフォトカプラ２０４から引き込む（シンク）。
【００４４】
本実施の形態において、フィードバックアンプＩＣ４００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴが低下するほど、つまり電圧検出信号ＶＳが低下するほど、誤差電流ＩＥＲＲを増加させる。つまり図１のＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒのシャントレギュレータ２０６とは反対の動作を行なう。
【００４５】
エラーアンプ４１０は、オープンコレクタあるいはオープンドレイン形式の出力段を有しており、出力トランジスタ４１２および差動アンプ４１４を含む。差動アンプ４１４は、その反転入力端子（−）に電圧検出信号ＶＳを、その非反転入力端子（＋）に基準電圧ＶＲＥＦを受ける。出力段のトランジスタ４１２のコレクタ（あるいはドレイン）はＰＣ端子と接続され、そのエミッタ（あるいはソース）はＧＮＤ端子と接続される。出力トランジスタ４１２の制御端子（ベースあるいはゲート）は、差動アンプ４１４の出力と接続される。トランジスタ４１２のベース電流あるいはゲート電圧は、電圧検出信号ＶＳと基準電圧ＶＲＥＦの誤差に応じた差動アンプ４１４の出力によって調節される。この構成により、出力トランジスタ４１２に流れる誤差電流ＩＥＲＲは、電圧検出信号ＶＳが高くなるほど減少する。
【００４６】
本実施の形態では、トランジスタ４１２のコレクタとＰＣ端子には、回路保護あるいは電圧のレベルシフトを目的としてダイオードＤ２が挿入されるが、別の実施の形態において省略してもよい。
【００４７】
図１のシャントレギュレータ２０６は、非反転極性のトランスコンダクタンスアンプ（Ｖ／Ｉ変換器）とみなすことができるのに対して、図２のフィードバックアンプＩＣ４００は、全体としてみたときに、反転極性のトランスコンダクタンスアンプとみなすことができる。
【００４８】
１次側コントローラ２０２は、フィードバック（ＦＢ）端子を有し、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが高いほど、大きなデューティ比でスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。１次側コントローラ２０２は公知技術を用いればよく、その構成は特に限定されない。
【００４９】
非反転型フィードバック回路２０８は、フォトカプラ２０４の出力側および１次側コントローラ２０２のＦＢ端子と接続される。非反転型フィードバック回路２０８は、フォトカプラ２０４の出力側に流れるフィードバック電流ＩＦＢが増加するほど、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢを上昇させる。
【００５０】
図３（ａ）、（ｂ）は、非反転型フィードバック回路２０８の構成例を示す回路図である。図３（ａ）の非反転型フィードバック回路２０８は、フィードバック抵抗Ｒ１１、キャパシタＣ１１、および信号ライン２０７を含む。フィードバック抵抗Ｒ１１およびキャパシタＣ１１は、１次側コントローラ２０２のＦＢ端子と接地の間に直列に設けられる。信号ライン２０７は、ＦＢ端子と、フォトカプラ２０４の出力側のフォトトランジスタのエミッタと接続される。
【００５１】
フォトカプラ２０４の出力側に流れるフィードバック電流ＩＦＢが増加すると、キャパシタＣ１１が充電され、またフィードバック抵抗Ｒ１１の電圧降下が増大し、フィードバック電圧ＶＦＢが高くなる。
【００５２】
１次側コントローラ２０２は、デューティコントローラ２２０およびドライバ２２２を含む。デューティコントローラ２２０は、フィードバック電圧ＶＦＢに応じたデューティ比を有するパルス信号ＳＰＷＭを生成する。デューティコントローラ２２０は、電圧モード、あるいは電流モードの変調器で構成することができ、特に限定されない。デューティコントローラ２２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の負荷電流が｀ゼロあるいは非常に小さい無負荷状態あるいは軽負荷状態において、バーストモードで動作するよう構成される。ドライバ２２２は、パルス信号ＳＰＷＭにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。１次側コントローラ２０２は、キャパシタＣ１１の電荷を放電する抵抗Ｒ１２を含んでもよい。あるいは抵抗Ｒ１２は１次側コントローラ２０２に外付けされ、非反転型フィードバック回路２０８の一部であってもよい。
【００５３】
図３（ｂ）の非反転型フィードバック回路２０８は、図３（ａ）の非反転型フィードバック回路２０８に加えて、カレントミラー回路ＣＭ１を含む。カレントミラー回路ＣＭ１の入力は、フォトカプラ２０４のフォトトランジスタのコレクタと接続され、その出力は、信号ライン２０７を介してフィードバック抵抗ＲＦＢと接続される。カレントミラー回路ＣＭ１によって、フォトカプラ２０４の出力側に流れるフィードバック電流ＩＦＢがコピーされ、その出力電流ＩＦＢ’がフィードバック抵抗ＲＦＢに電圧降下ＶＦＢを発生させる。
【００５４】
当業者によればここに例示される回路以外にも、同様の機能を奏する非反転型フィードバック回路２０８を構成しうることが理解される。
【００５５】
以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。
【００５６】
電圧検出信号ＶＳが基準電圧ＶＲＥＦより高くなると出力トランジスタ４１２が引き込む電流ＩＥＲＲは減少し、フォトカプラ２０４の出力側の受光素子（フォトトランジスタ）の電流ＩＦＢも減少する。このときフィードバック電圧ＶＦＢは非反転型フィードバック回路２０８によって低下し、したがってスイッチングトランジスタＭ１のデューティ比（オン時間）は低下し、電圧検出信号ＶＳが基準電圧ＶＲＥＦに近づく方向（低下）にフィードバックがかかる。
【００５７】
反対に電圧検出信号ＶＳが基準電圧ＶＲＥＦより低くなると出力トランジスタ４１２が引き込む電流ＩＥＲＲは増加し、受光素子の電流ＩＦＢも増加する。このときフィードバック電圧ＶＦＢは増大し、したがってスイッチングトランジスタＭ１のデューティ比が増大し、電圧検出信号ＶＳが基準電圧ＶＲＥＦに近づく方向（上昇）にフィードバックがかかる。このようにしてＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴはその目標レベルに安定化される。
【００５８】
上述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の軽負荷状態あるいは無負荷状態となると、１次側コントローラ２０２はバーストモードで動作する。バーストモードでは、スイッチングトランジスタＭ１を１回、あるいは複数回、ターンオンさせ、出力電圧ＶＯＵＴを上昇させ、その後、わずかな負荷電流あるいはリーク電流により出力キャパシタＣ１が放電され、出力電圧ＶＯＵＴがある電圧レベルまで低下するまでの間、スイッチングが停止する。
【００５９】
つまりＤＣ／ＤＣコンバータ２００がバーストモードで動作する待機状態においては、出力電圧ＶＯＵＴが通常のスイッチング動作時に比べて相対的に高い状態を維持することとなる。図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００では、待機状態において出力電圧ＶＯＵＴが増大すると、フォトカプラ２０４の入力側に流れる誤差電流ＩＥＲＲが低減するとともに、フォトカプラ２０４の出力側のフィードバック電流ＩＦＢも減少する。
【００６０】
具体的には図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒにおいて、市販されるシャントレギュレータ２０６を用いた場合、待機時における誤差電流ＩＥＲＲは、数百マイクロＡとなり、これが待機期間中、フォトカプラ２０４の入力側、出力側の双方で無駄に消費される。これに対して図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、待機期間における誤差電流ＩＥＲＲを実質的にゼロ、あるいは数十マイクロＡ程度まで減らすことが可能である。
【００６１】
したがって待機状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２００の消費電力を、図１のそれに比べて大幅に減少することができ、効率を高めることができる。特に電源アダプタや多くの電子機器においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００が無負荷状態で待機する期間が長いため、待機状態における効率を高めることは、有意義である。
【００６２】
（第２の実施の形態）
図４は、第２の実施の形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの回路図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ａは、フィルタ１０２、整流回路１０４、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ａを備える。
【００６３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ａについて、図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００との相違点を中心に説明する。
【００６４】
絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ａは、反転型の１次側コントローラ２０２Ａ、フォトカプラ２０４、出力回路２１０、同期整流コントローラ３００、フィードバックアンプＩＣ４００を備える。
【００６５】
フィードバックアンプＩＣ４００は、図２のそれと同様に、出力電圧ＶＯＵＴに応じた誤差電流ＩＥＲＲを生成し、フォトカプラ２０４を介して１次側コントローラ２０２Ａに供給する。本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、フィードバックアンプＩＣ４００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴが低下するほど、つまり電圧検出信号ＶＳが低下するほど、誤差電流ＩＥＲＲを増加させる。つまり図１のＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒのシャントレギュレータ２０６とは反対の動作を行なう。フィードバックアンプＩＣ４００は、第１の実施の形態と同様に構成することができる。
【００６６】
フォトカプラ２０４のフォトトランジスタに流れるフィードバック電流ＩＦＢは、反転型フィードバック回路２０９によりフィードバック電圧ＶＦＢに変換される。反転型フィードバック回路２０９の構成は、たとえば図１のそれと同様に構成することができ、抵抗Ｒ２１および位相補償用のキャパシタＣ２１を含む。
【００６７】
１次側コントローラ２０２ＡのＦＢ＃端子の極性は、図１や図２の１次側コントローラ２０２のＦＢ端子と逆である。明細書において信号や端子に付された＃、および図面におけるバーは、反転を示す。１次側コントローラ２０２Ａは、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低いほど、大きなデューティ比でスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。
【００６８】
図５（ａ）〜（ｃ）は、１次側コントローラ２０２Ａの構成例を示す回路図である。
図５（ａ）、（ｂ）の１次側コントローラ２０２Ａは、反転型デューティコントローラ２２１と、ドライバ２２２を備える。
【００６９】
反転型デューティコントローラ２２１は、フィードバック電圧ＶＦＢが高いほど、ローレベルの時間比率が大きくなるパルス信号ＳＰＷＭ＃を生成する。ドライバ２２２は、パルス信号ＳＰＷＭ＃にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
【００７０】
図５（ａ）の反転型デューティコントローラ２２１は、反転アンプ２２４およびパルス変調器２２６を備える。反転アンプ２２４は、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢを反転増幅する。パルス変調器２２６は、反転アンプ２２４の出力電圧ＶＦＢ＃にもとづきパルス信号ＳＰＷＭ＃を生成する。パルス信号ＳＰＷＭ＃のハイレベルの時間比率は、反転アンプ２２４の出力電圧ＶＦＢ＃が高いほど大きくなるよう調節される。
【００７１】
図５（ｂ）の反転型デューティコントローラ２２１は、反転型パルス変調器２２７を含む。反転型パルス変調器２２７は、フィードバック電圧ＶＦＢにもとづきパルス信号ＳＰＷＭ＃を生成する。パルス信号ＳＰＷＭ＃のハイレベルの時間比率は、フィードバック電圧ＶＦＢが高いほど小さくなるよう調節される。
【００７２】
図５（ｃ）の１次側コントローラ２０２Ａは、デューティコントローラ２２０および反転型ドライバ２２３を含む。デューティコントローラ２２０は、フィードバック電圧ＶＦＢが高いほど、ハイレベルの時間比率が大きくなるパルス信号ＳＰＷＭを生成する。反転型ドライバ２２３は、パルス信号ＳＰＷＭの反転信号ＳＯＵＴ＃にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
【００７３】
当業者によればここに例示される回路以外にも、同様の機能を奏する反転型の１次側コントローラ２０２Ａを構成しうることが理解される。
【００７４】
以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ａの構成である。このＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ａによっても、第１の実施の形態と同様に、待機状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ａの消費電力を、図１のそれに比べて大幅に減少することができ、効率を高めることができる。
【００７５】
（用途）
続いて、第１あるいは第２の実施の形態で説明したＤＣ／ＤＣコンバータ２００の用途を説明する。
図６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備えるＡＣアダプタ８００を示す図である。ＡＣアダプタ８００は、プラグ８０２、筐体８０４、コネクタ８０６を備える。プラグ８０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、コネクタ８０６から電子機器８１０に供給される。電子機器８１０は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。
【００７６】
図７（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備える電子機器９００を示す図である。図７（ａ）、（ｂ）の電子機器９００はディスプレイ装置であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する機器であればよい。
プラグ９０２、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、同じ筐体９０４内に搭載される、マイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。
【００７７】
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
【００７８】
（第１変形例）
同期整流トランジスタＭ２は、２次巻線Ｗ２よりも接地側に設けられてもよい。この場合、同期整流コントローラ３００の電源電圧は、出力電圧ＶＯＵＴからとればよく、その接地電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の接地電圧とすればよい。またこの場合においても、同期整流トランジスタＭ２は同期整流コントローラ３００に内蔵されてもよい。
【００７９】
（第２変形例）
実施の形態では、同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００について説明したが本発明はそれに限定されず、ダイオード整流型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００にも適用できる。
【００８０】
（第３変形例）
同期整流コントローラ３００とフィードバックアンプＩＣ４００は、単一のパッケージにモジュール化されてもよい。
【００８１】
（第４変形例）
実施の形態では、フライバックコンバータを説明したが、本発明はフォワードコンバータにも適用可能である。この場合にはトランスＴ１の２次側に、複数の同期整流用のトランジスタが配置されることとなる。同期整流コントローラは、複数の同期整流トランジスタをスイッチングするよう構成された駆動回路３０２と、エラーアンプ４１０が、単一のパッケージにモジュール化される。あるいは、図２、図４、図５の同期整流コントローラを複数個、利用することで、フォワードコンバータに対応することもできる。またコンバータは疑似共振型であってもよい。
【００８２】
（第５変形例）
スイッチングトランジスタや同期整流トランジスタの少なくとも一方は、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴであってもよい。
【００８３】
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００８４】
１００…ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２…フィルタ、１０４…整流回路、１０６…平滑キャパシタ、２００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２０２…１次側コントローラ、２０４…フォトカプラ、２０６…シャントレギュレータ、２０８…非反転型フィードバック回路、２０９…反転型フィードバック回路、２１０…出力回路、２２０…デューティコントローラ、２２１…反転型デューティコントローラ、２２２…ドライバ、２２３…反転型ドライバ、２２４…反転アンプ、２２６…パルス変調器、２２７…反転型パルス変調器、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…同期整流トランジスタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｔ１…トランス、Ｗ１…１次巻線、Ｗ２…２次巻線、３００…同期整流コントローラ、４００…フィードバックアンプＩＣ、４１０…エラーアンプ、４１２…出力トランジスタ、４１４…差動アンプ、４１６…基準電圧源、８００…ＡＣアダプタ、８０２…プラグ、８０４…筐体、８０６…コネクタ、８１０，９００…電子機器、９０２…プラグ、９０４…筐体。
【図１】
2016116415.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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