(57)【要約】【課題】汎用性が高く、間欠発振動作時の効率を向上させることができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】負荷の状態を示すＦＢ信号として一次側へ送出するエラーアンプと、スイッチング動作のスイッチング周波数を制御し、連続してスイッチング動作を行う通常発振動作時には、重負荷時から軽負荷時にかけてＦＢ信号に基づいてスイッチング周波数を通常時最高周波数から通常時最低周波数まで低減させるＯＳＣ１２と、負荷が軽い場合にはＦＢ信号に基づいてスイッチング動作を停止させることで、間欠発振動作を制御するコンパレータＣＯＭＰ３とを備え、ＯＳＣ１２は、間欠発振動作時においてスイッチング動作を行う間欠発振期間では、スイッチング周波数を通常時最低周波数よりも低い第１間欠時周波数から増加させていく。【選択図】図２
2016116285.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧を前記負荷の状態を示すフィードバック信号として一次側へ送出するエラーアンプと、
前記スイッチング動作のスイッチング周波数を制御し、連続して前記スイッチング動作を行う通常発振動作時には、重負荷時から軽負荷時にかけて前記フィードバック信号に基づいて前記スイッチング周波数を通常時最高周波数から通常時最低周波数まで低減させる内部発振回路と、
前記負荷が予め設定された基準よりも軽い場合には前記フィードバック信号に基づいて前記スイッチング動作を停止させることで、前記スイッチング動作を間欠的に行う間欠発振動作を制御する間欠発振制御回路とを具備し、
前記内部発振回路は、前記間欠発振動作時において前記スイッチング動作を行う間欠発振期間では、前記スイッチング周波数を前記通常時最低周波数よりも低い間欠時周波数から増加させていくことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記間欠時周波数として異なる複数の周波数が設定されており、
前記内部発振回路は、前記間欠発振期間では、前記間欠時周波数を低い周波数から高い周波数に切り換えることで、前記スイッチング周波数を増加させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記内部発振回路は、前記間欠発振期間では、前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数から前記通常時最低周波数に向けて増加させ、前記通常時最低周波数に達した時点で前記スイッチング周波数を維持させることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記内部発振回路は、前記間欠発振期間毎に、前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数に戻して前記スイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記間欠発振期間の開始からの時間を計測するタイマ回路を具備し、
前記内部発振回路は、前記間欠発振期間毎に、前記タイマ回路による時間の計測に基づいて前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数から増加させることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記間欠発振期間の開始からの発振回数をカウントするカウンタ回路を具備し、
前記内部発振回路は、前記間欠発振期間毎に、前記カウンタ回路による発振回数のカウントに基づいて前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数から増加させることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記トランスの補助巻線に発生するパルス電圧を整流平滑した電源電圧を検出する電圧検出回路を具備し、
前記内部発振回路は、前記間欠発振期間毎に、前記電圧検出回路による電源電圧の検出結果に基づいて前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数から増加させることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング動作によって出力電圧制御を行うスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置では、軽負荷時にスイッチング動作を間欠的に行う間欠発振動作が行われている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１では、フィードバック電圧に応じて周波数の上限を設け、予め設定されたＮ回ターンオン後に休止する間欠発振動作となるように構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２１５３１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来技術では、最低発振回数が規定されているため、様々な電源仕様に対応するためには汎用性が低く、また、必要以上のエネルギーを供給してしまうことがあり、出力リップルが大きくなり、間欠発振動作時の効率が低下してしまうという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は、従来技術の上記問題を解決し、汎用性が高く、間欠発振動作時の効率を向上させることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のスイッチング電源装置は、交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、前記出力電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧を前記負荷の状態を示すフィードバック信号として一次側へ送出するエラーアンプと、前記スイッチング動作のスイッチング周波数を制御し、連続して前記スイッチング動作を行う通常発振動作時には、重負荷時から軽負荷時にかけて前記フィードバック信号に基づいて前記スイッチング周波数を通常時最高周波数から通常時最低周波数まで低減させる内部発振回路と、前記負荷が予め設定された基準よりも軽い場合には前記フィードバック信号に基づいて前記スイッチング動作を停止させることで、前記スイッチング動作を間欠的に行う間欠発振動作を制御する間欠発振制御回路とを具備し、前記内部発振回路は、前記間欠発振動作時において前記スイッチング動作を行う間欠発振期間では、前記スイッチング周波数を前記通常時最低周波数よりも低い間欠時周波数から増加させていくことを特徴とする。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記間欠時周波数として異なる複数の周波数が設定されており、前記内部発振回路は、前記間欠発振期間では、前記間欠時周波数を低い周波数から高い周波数に切り換えることで、前記スイッチング周波数を増加させても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記内部発振回路は、前記間欠発振期間では、前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数から前記通常時最低周波数に向けて増加させ、前記通常時最低周波数に達した時点で前記スイッチング周波数を維持させても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記内部発振回路は、前記間欠発振期間毎に、前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数に戻して前記スイッチング動作を開始させても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記間欠発振期間の開始からの時間を計測するタイマ回路を具備し、前記内部発振回路は、前記間欠発振期間毎に、前記タイマ回路による時間の計測に基づいて前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数から増加させても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記間欠発振期間の開始からの発振回数をカウントするカウンタ回路を具備し、前記内部発振回路は、前記間欠発振期間毎に、前記カウンタ回路による発振回数のカウントに基づいて前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数から増加させても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記トランスの補助巻線に発生するパルス電圧を整流平滑した電源電圧を検出する電圧検出回路を具備し、前記内部発振回路は、前記間欠発振期間毎に、前記電圧検出回路による電源電圧の検出結果に基づいて前記スイッチング周波数を前記間欠時周波数から増加させても良い。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、ＦＢ信号に基づいて、間欠発振期間、スイッチング周波数、発振回数が自動的に制御されるため、汎用性が高く、間欠発振動作時の効率を向上させることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態の構成を示す回路構成図である。
【図２】図１に示すコントローラＩＣの第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図３】図２に示すＯＳＣの発振周波数変更動作を説明するグラフである。
【図４】図２に示すＯＳＣの間欠発振動作（比較的大きい軽負荷時）における発振周波数変更動作を説明するグラフである。
【図５】図２に示すＯＳＣの間欠発振動作（マイコンスタンバイ時）における発振周波数変更動作を説明するグラフである。
【図６】図２に示すＯＳＣの間欠発振動作（数Ｗ制御時）における発振周波数変更動作を説明するグラフである。
【図７】図１に示すコントローラＩＣの第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図８】図１に示すコントローラＩＣの第３の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本実施の形態のスイッチング電源装置は、図１を参照すると、整流回路ＤＢと、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３と、トランスＴと、コントローラＩＣ１と、整流ダイオードＤ１、Ｄ２と、エラーアンプ（Ｅ／Ａ）２と、フォトカプラを構成する発光ダイオードＰＣ１及び受光トランジスタＰＣ２と、電流検出抵抗Ｒｏｃｐと、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３と、コンデンサＣ４とを備えている。
【００１０】
ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣからの入力電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、整流回路ＤＢの整流出力負極端子は接地端子に接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣからの入力電圧は、整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑され、直流電圧が得られる。
【００１１】
コントローラＩＣ１は、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチング素子と当該スイッチング素子のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、Ｄ／ＳＴ（ＭＯＳＦＥＴドレイン／起動電流入力）端子と、Ｓ／ＯＣＰ（ＭＯＳＦＥＴソース／過電流保護）端子と、Ｖｃｃ（制御回路電源電圧入力）端子と、ＦＢ／ＯＬＰ（フィードバック信号入力／過負荷保護信号入力）端子と、ＧＮＤ端子とを備えている。
【００１２】
一次側（入力側）から二次側（負荷側）へ電力を供給するトランスＴは、一次巻線Ｐおよび補助巻線Ｄと、二次巻線Ｓとで構成されており、整流回路ＤＢの整流出力正極端子がトランスＴの一次巻線Ｐの一端部に接続され、トランスＴの一次巻線Ｐの他端部がコントローラＩＣ１のＤ／ＳＴ端子に接続されていると共に、コントローラＩＣ１のＳ／ＯＣＰ端子が抵抗Ｒｏｃｐを介して接地端子に接続されている。これにより、コントローラＩＣ１が内蔵するスイッチング素子をオン／オフ制御することで、トランスＴの一次巻線Ｐに与えられた電力が、トランスＴの二次巻線Ｓに伝達され、トランスＴの二次巻線Ｓに脈流が発生する。また、電流検出抵抗Ｒｏｃｐは、コントローラＩＣ１が内蔵するスイッチング素子を流れる電流を電圧信号Ｖｏｃｐとして検出する抵抗として接続されている。コントローラＩＣ１は、スイッチング素子を流れる電流に対応した電圧信号Ｖｏｃｐが予め設定された過電流閾値以上になると、二次側に供給する電力を制限する過電流保護（ＯＣＰ）機能を有している。
【００１３】
トランスＴの二次巻線Ｓの両端子間には、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２が接続されている。整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２とは、二次側整流平滑回路として機能する。トランスＴの二次巻線Ｓに誘起される電圧は、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２により整流平滑され、平滑コンデンサＣ２の端子間電圧が出力電圧Ｖｏとして出力端子から出力される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されているラインが電源ラインとなり、平滑コンデンサＣ２の負極端子が接続されたラインは接地端子に接続されたＧＮＤラインとなる。
【００１４】
電源ラインとＧＮＤラインとの間には、エラーアンプ２が直列に接続されている。エラーアンプ２は、電源ラインとＧＮＤラインとの間に接続され、出力電圧Ｖｏと基準電圧とを比較し、出力電圧Ｖｏと基準電圧との誤差電圧に応じてフォトカプラの発光ダイオードＰＣ１に流れる電流を制御する。また、コントローラＩＣ１のＦＢ／ＯＬＰ端子は並列に接続された発光ダイオードＰＣ１及びコンデンサＣ４を介して接地端子に接続されている。これにより、出力電圧Ｖｏと基準電圧との誤差電圧に応じたフィードバック（ＦＢ）信号が二次の発光ダイオードＰＣ１から一次側の受光トランジスタＰＣ２に送信され、コントローラＩＣ１のＦＢ／ＯＬＰ端子にＦＢ電圧ＶＦＢとして入力される。コントローラＩＣ１は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に入力されるＦＢ電圧ＶＦＢに基づいてスイッチング素子のデューティ比を制御し、二次側に供給する電力量を制御する。
【００１５】
また、トランスＴの補助巻線Ｄの両端子間には、抵抗Ｒ３及び整流ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ３が接続され、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３との接続点がコントローラＩＣ１のＶｃｃ端子に接続されている。これにより、補助巻線Ｄに発生した電圧は、整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３により整流平滑され、ＩＣ用電源電圧ＶｃｃとしてコントローラＩＣ１のＶｃｃ端子に供給される。
【００１６】
（第１の実施の形態）
次に、図１示すコントローラＩＣ１の第１の実施の形態の回路構成について、図２を参照して説明する。
コントローラＩＣ１は、図２を参照すると、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１と、ドライブ回路１１と、ＯＳＣ（内部発振器）１２と、レギュレータ１３と、タイマ回路１４と、可変電圧ＶＲと、過電流閾電圧Ｖｔｈ１と、バースト閾電圧Ｖｔｈ２と、オア回路ＯＲ１、ＯＲ２と、フリップフロップＦＦ１と、コンパレータＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、ＣＯＭＰ３、ＣＯＭＰ４と、抵抗Ｒ４とを備えている。
【００１７】
Ｄ／ＳＴ端子には、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続されていると共に、Ｓ／ＯＣＰ端子には、スイッチング素子Ｑ１のソース端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子には、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号ＤＲＶを出力してオン／オフを制御するドライブ回路１１が接続されている。ドライブ回路１１には、オア回路ＯＲ１の反転出力が入力されている。
【００１８】
オア回路ＯＲ１の入力端子には、ＯＳＣ１２の出力とフリップフロップＦＦ１の反転出力端子Ｑ−の出力とが入力され、フリップフロップＦＦ１のＳ端子には、ＯＳＣ１２の出力が、フリップフロップＦＦ１のＲ端子には、オア回路ＯＲ２の出力が接続されている。フリップフロップＦＦ１は、ＰＷＭラッチ回路として機能する。これにより、ＯＳＣ１２から出力されるクロック信号がＬレベルで、且つフリップフロップＦＦ１がセットされて反転出力端子Ｑ−の出力信号がＬレベルである場合に、オア回路ＯＲ１からＨレベルの出力信号がドライブ回路１１に入力され、スイッチング素子Ｑ１がターンオンされる。このように、ＯＳＣ１２から出力されるクロック信号によってスイッチング素子Ｑ１におけるスイッチング動作のターンオンのタイミングが制御され、ＯＳＣ１２から出力されるクロック信号の発振周波数がスイッチング動作のスイッチング周波数となる。
【００１９】
Ｓ／ＯＣＰ端子は、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転端子と、コンパレータＣＯＭＰ２の非反転端子とにそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ１は、過電流を検出するＯＣＰコンパレータである。コンパレータＣＯＭＰ１の反転端子には、過電流閾電圧Ｖｔｈ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１を流れるドレイン電流ＩＤに対応するＳ／ＯＣＰ端子の電圧信号Ｖｏｃｐが過電流閾電圧Ｖｔｈ１以上になると、コンパレータＣＯＭＰ１からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされて、オア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、ドライブ回路１１によってスイッチング素子Ｑ１がオフされる。
【００２０】
コンパレータＣＯＭＰ２は、ＦＢ／ＯＬＰ端子にＦＢ電圧ＶＦＢとして入力されるＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を制御するフィードバック制御を行うための電流センスコンバータである。コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子は、抵抗Ｒ４を介して基準電圧Ｒｅｇに接続されているＦＢ／ＯＬＰ端子に接続されている。コンパレータＣＯＭＰ２において、電圧信号ＶｏｃｐとＦＢ電圧ＶＦＢとが比較され、電圧信号ＶｏｃｐがＦＢ電圧ＶＦＢ以上である場合に、コンパレータＣＯＭＰ２からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ２の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされてオア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、ドライブ回路１１によってスイッチング素子Ｑ１がオフされる。これにより、ＰＷＭ信号であるオア回路ＯＲ１の出力信号のデューティ比がＦＢ信号に基づいて制御される。
【００２１】
コンパレータＣＯＭＰ３は、ＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１の間欠発振を制御するバーストコンパレータである。すなわち、コンパレータＣＯＭＰ３は、ＦＢ信号に基づいて負荷が予め設定された基準よりも軽い場合にはスイッチング動作を停止させることで、スイッチング動作を間欠的に行う間欠発振を制御する間欠発振制御回路として機能する。コンパレータＣＯＭＰ３の非反転入力端子は、バースト閾電圧Ｖｔｈ２が接続されている。ＦＢ電圧ＶＦＢがバースト閾電圧Ｖｔｈ２を下回ると、コンパレータＣＯＭＰ３からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされてオア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、ドライブ回路１１によってスイッチング素子Ｑ１がオフされる。このスイッチング素子Ｑ１のオフ状態は、ＦＢ電圧ＶＦＢがバースト閾電圧Ｖｔｈ２以上になるまで継続される。そして、ＦＢ電圧ＶＦＢがバースト閾電圧Ｖｔｈ２以上になると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が開始される。これにより、ＦＢ電圧ＶＦＢの変動にて（ＯＮ／ＯＦＦ）間欠発振動作ポイントを決定され、軽負荷時から無負荷時にかけてスイッチング素子Ｑ１の間欠発振動作が行われる。また、ＦＢ電圧ＶＦＢの変動にて（ＯＮ／ＯＦＦ）間欠発振動作ポイントを決定されるため、間欠発振動作時には、負荷に応じてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作時間が変化する。
【００２２】
コンパレータＣＯＭＰ４は、Ｖｃｃ端子のＩＣ用電源電圧Ｖｃｃと、可変電圧ＶＲとを比較する比較回路である。コンパレータＣＯＭＰ４は、非反転入力端子がＶｃｃ端子に、反転入力端子が可変電圧ＶＲにそれぞれ接続されている。可変電圧ＶＲは、コンパレータＣＯＭＰ４からの出力信号がＬｏｗレベルの場合に、第１の基準電圧Ｖｏｎ（例えば、１５Ｖ）に、ＵＶＬＯ回路となるコンパレータＣＯＭＰ４からの出力信号がＨレベルの場合に、第１の基準電圧Ｖｏｎよりも低い第２の基準電圧Ｖｏｆｆ（例えば、１０Ｖ）にそれぞれ設定される。これにより、コンパレータＣＯＭＰ４の出力信号は、ヒステリス特性を有し、図示しない起動回路によって図１に示す平滑コンデンサＣ３が充電され、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第１の基準電圧Ｖｏｎを超えると、Ｈレベルに、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第２の基準電圧Ｖｏｆｆ以下になると、Ｌレベルになる。
【００２３】
また、コンパレータＣＯＭＰ４の出力端子は、レギュレータ１３に接続されている。レギュレータ１３は、Ｖｃｃ端子から電力の供給を受け、コンパレータＣＯＭＰ４の出力信号がＨレベルの場合に動作し、コントローラＩＣ１の各部が動作するための電源電圧をそれぞれ供給する。すなわち、コンパレータＣＯＭＰ４の出力信号は、コントローラＩＣ１のオンオフを制御する信号であり、コントローラＩＣ１の定常動作時（スイッチング動作のオン時）には、ＵＶＬＯ回路となるコンパレータＣＯＭＰ４の出力信号は、Ｈレベルとなる。従って、可変電圧ＶＲの第１の基準電圧Ｖｏｎは、コントローラＩＣ１の動作開始電圧であり、可変電圧ＶＲの第２の基準電圧Ｖｏｆｆは、コントローラＩＣ１の動作停止電圧である。
【００２４】
タイマ回路１４は、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨレベルからＬレベルにターンオフされると、発振開始検出信号をＯＳＣ１２に出力すると共に、間欠発振動作時の発振期間（以下、間欠発振期間と称す）の計測を開始する。そして、発振開始検出信号の出力から予め設定された時間Ｔ１が経過すると第１周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力すると共に、第１周波数切り換え信号の出力から予め設定された時間Ｔ２が経過すると第２周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力する。時間Ｔ１と時間Ｔ２とは、それぞれ適宜設定することができ、時間Ｔ１＝時間Ｔ２に設定しても良い。
【００２５】
ＯＳＣ１２は、出力するクロック信号の発振周波数を変更する周波数変更機能を有している。ＯＳＣ１２は、連続してスイッチング動作を行う通常発振動作時には、ＦＢ信号に基づいて重負荷時から軽負荷時にかけて発振周波数を低減させ、スイッチング動作のスイッチング周波数を低減させる。ＯＳＣ１２は、図３に示すように、ＦＢ電圧ＶＦＢが周波数低減開始電圧Ｖａ以上では、発振周波数を通常時最高周波数とする。また、ＯＳＣ１２は、ＦＢ電圧ＶＦＢが周波数低減開始電圧Ｖａから周波数低減開始電圧Ｖａより低い周波数低減終了電圧Ｖｂの範囲では、ＦＢ電圧ＶＦＢに応じて通常時最高周波数から通常時最低周波数に発振周波数を低減させる。さらに、ＯＳＣ１２は、周波数低減終了電圧Ｖｂ以下では、発振周波数を通常時最低周波数とする。なお、図３には、ＦＢ電圧ＶＦＢに比例させて発振周波数を低減させる例を示したが、発振周波数は、段階的に低減させるようにしても良い。
【００２６】
図４は、比較的大きい軽負荷時の間欠発振動作におけるＦＢ電圧ＶＦＢ、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ、ＯＳＣ１２の発振周波数を示すグラフである。なお、図４において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の順に時間軸が拡大されている。
図４に示すように、時刻ｔ０においてＦＢ電圧ＶＦＢがバースト閾電圧Ｖｔｈ２以上になると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＬレベルになり、タイマ回路１４からＯＳＣ１２に発振開始検出信号が入力され、ＯＳＣ１２は、発振周波数を通常時最低周波数よりも低い第１間欠時周波数とする。これにより、スイッチング素子Ｑ１において、第１間欠時周波数でのスイッチング動作が開始される。
【００２７】
タイマ回路１４は、発振開始検出信号を出力した後、時間Ｔ１が経過した時刻ｔ１に第１周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力する。ＯＳＣ１２は、第１周波数切り換え信号が入力されると、発振周波数を第１間欠時周波数よりも高く通常時最低周波数よりも低い第２間欠時周波数に切り換える。これにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が第２間欠時周波数に切り換わる。
【００２８】
タイマ回路１４は、第１周波数切り換え信号を出力した後、時間Ｔ２が経過した時刻ｔ２に第２周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力する。ＯＳＣ１２は、第２周波数切り換え信号が入力されると、発振周波数を通常時最低周波数に切り換える。これにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が通常時最低周波数に切り換わり、ＯＳＣ１２は、間欠発振期間が終了するまでスイッチング周波数を通常時最低周波数に維持する。
【００２９】
そして、時刻ｔ３でＦＢ電圧ＶＦＢがバースト閾電圧Ｖｔｈ２を下回ると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨレベルになり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が停止されて間欠発振期間が終了する。このように比較的大きい軽負荷時には、間欠発振期間に第１間欠時周波数から第２間欠時周波数、通常時最低周波数の順に切り換わり、第１間欠時周波数、第２間欠時周波数及び通常時最低周波数での間欠発振動作が行われる。比較的大きい軽負荷時には、間欠発振期間に通常時最低周波数までスイッチング周波数が増加されて維持されているため、図３に点線で示すように、間欠発振動作から通常発振動作への移行がスムーズに行われる。
【００３０】
図５は、マイコンスタンバイ等の数ｍＡと小さい負荷時の間欠発振動作におけるＦＢ電圧ＶＦＢ、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ、ＯＳＣ１２の発振周波数を示すグラフである。なお、図５において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の順に時間軸が拡大されている。負荷が数ｍＡと小さい場合には、図５に示すように、時刻ｔ１に到達する前、すなわち発振開始検出信号を出力した後に時間Ｔ１が経過する前に、ＦＢ電圧ＶＦＢがバースト閾電圧Ｖｔｈ２を下回る。これにより、間欠発振期間に発振周波数が第２間欠時周波数及び通常時最低周波数に切り換わることなく、第１間欠時周波数での間欠発振動作が行われる。
【００３１】
図６は、セット等で軽負荷運転時条件での数Ｗ制御時の間欠発振動作におけるＦＢ電圧ＶＦＢ、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ、ＯＳＣ１２の発振周波数を示すグラフである。なお、図６において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の順に時間軸が拡大されている。軽負荷運転時条件での数Ｗ制御では、図６に示すように、時刻ｔ２に到達する前、すなわち第１周波数切り換え信号を出力した後に時間Ｔ２が経過する前に、ＦＢ電圧ＶＦＢがバースト閾電圧Ｖｔｈ２を下回る。これにより、間欠発振期間に発振周波数が通常時最低周波数に切り換わることなく、第１間欠時周波数及び第２間欠時周波数での間欠発振動作が行われる。
【００３２】
以上のように、第１の実施の形態では、間欠発振期間が負荷に応じて変化することから、変化する時間を利用して、ＯＳＣ１２における発振周波数の切り換えを制御する。これにより、発振周波数を抑えた状態でも間欠発振動作の負荷領域を広くすることが可能となる。発振周波数の切り換えを、発振時間に応じて段階的に切り替えることで、低周波数動作を含みながら現状の間欠発振動作の負荷領域を確保することが可能となる。なお、第１の実施の形態では、発振周波数の切り換え回数を２回としたが、発振周波数の切り換え回数には制限がなく、１回でも、３回以上でも良い。
【００３３】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態のコントローラＩＣ１ａは、図７を参照すると、第１の実施の形態のタイマ回路１４に換えてカウンタ回路１５が設けられている。
カウンタ回路１５には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号と、オア回路ＯＲ１の出力信号とが入力される。間欠発振動作の負荷領域になると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨレベルからＬレベルにターンオフされ、カウンタ回路１５は発振開始検出信号をＯＳＣ１２に出力すると共に、オア回路ＯＲ１の出力信号に基づく発振回数のカウントを開始する。そして、カウンタ回路１５は、発振回数のカウントが予め設定された第１カウント数に到達するまでは、通常時最低周波数より低い第１周波数に設定する第１周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力すると共に、発振回数のカウントが第１カウント数に到達すると第１周波数よりも高い第２周波数に設定する第２周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力する。さらに、第１カウント数よりも大きい第２カウント数に到達すると通常時最低周波数となる通常時最低周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力しても良い。このように、第２の実施の形態では、発振回数のカウントを利用して、ＯＳＣ１２における発振周波数の切り換えを制御する。なお、第１カウント数と第２カウント数とは、それぞれ適宜設定することができる。
【００３４】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態のコントローラＩＣ１ｂは、図８を参照すると、第１の実施の形態のタイマ回路１４に換えて電圧検出回路１６が設けられている。電圧検出回路１６には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号と、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃとが入力される。間欠発振動作の負荷領域になると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨレベルからＬレベルにターンオフされ、電圧検出回路１６は発振開始検出信号をＯＳＣ１２に出力すると共に、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの検出を開始する。そして、電圧検出回路１６は、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが予め設定された第１閾電圧に到達までは、通常時最低周波数より低い第１周波数に設定する第１周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力すると共に、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第１閾電圧よりも高い予め設定された第２閾電圧に到達すると第１周波数よりも高い第２周波数に設定する第２周波数切り換え信号をＯＳＣ１２に出力する。間欠発振期間に応じて、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの上昇が変化する。従って、第３の実施の形態では、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの検出結果を利用して、ＯＳＣ１２における発振周波数の切り換えを制御する。また、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃは、平滑コンデンサＣ３や抵抗Ｒ３によって、特性（上昇率等）をある程度、任意に調整できる。従って、間欠発振期間のスイッチング周波数を第１間欠時周波数で継続させたり、切り換えタイミングを適宜設定したりすることができる。さらに、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが予め決められた範囲内である場合には、ＯＳＣ１２は、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃと同期させて発振周波数を変更するようにしても良い。
【００３５】
なお、発振周波数を増加させる周波数増加パターン（階段状もしくはリニアに）を予め設定しておき、間欠発振期間に周波数増加パターンに従って発振周波数を増加させるようにしても良い。また、通常発振モードにおいても、通常時最低周波数でスイッチング動作を行う期間（図３に示すバースト閾電圧Ｖｔｈ２＜ＦＢ電圧ＶＦＢ＜周波数低減終了電圧Ｖｂの期間）では、複数の発振周波数で構成され、平均で通常時最低周波数となる周波数変更パターンで発振周波数の変更を繰り返すようにしても良い。この場合には、発振周波数が変化することから、ＥＭＩ（電磁妨害）にも効果的であると考えられる。
【００３６】
以上説明したように、本実施の形態によれば、商用交流電源ＡＣの入力電圧を整流した直流電圧をトランスＴの一次巻線Ｐに印加し、トランスＴの一次巻線Ｐに接続されたスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることで、トランスＴの二次巻線Ｓにパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２とを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧Ｖｏを負荷に出力するスイッチング電源装置であって、出力電圧Ｖｏと基準電圧とを比較して、その誤差電圧を負荷の状態を示すＦＢ信号として一次側へ送出するエラーアンプ２と、スイッチング動作のスイッチング周波数を制御し、連続してスイッチング動作を行う通常発振動作時には、重負荷時から軽負荷時にかけてＦＢ信号に基づいてスイッチング周波数を通常時最高周波数から通常時最低周波数まで低減させる内部発振回路であるＯＳＣ１２と、負荷が予め設定された基準よりも軽い場合にはＦＢ信号に基づいてスイッチング動作を停止させることで、スイッチング動作を間欠的に行う間欠発振動作を制御する間欠発振制御回路として機能するコンパレータＣＯＭＰ３とを備え、ＯＳＣ１２は、間欠発振動作時においてスイッチング動作を行う間欠発振期間では、スイッチング周波数を通常時最低周波数よりも低い間欠時周波数（第１間欠時周波数）から増加させていく。
この構成により、ＦＢ信号に基づいて、間欠発振期間、スイッチング周波数、発振回数が自動的に制御されるため、汎用性が高く、間欠発振動作時の効率を向上させることができる。例えば、負荷が小さい場合には、通常時最低周波数よりも低い間欠時周波数で間欠発振動作が行われるため、効率改善に繋がり、発振周波数を抑えて、損失が支配的となるスイッチ損失を抑えることが可能となる。なお、間欠発振期間のスイッチング周波数を抑えた場合、間欠発振動作から定常発振動作への移行ポイントに想定よりも早く到達してしまうことを防止するため、間欠発振動作に移行するバースト閾電圧Ｖｔｈ２を高く設定する必要がある。バースト閾電圧Ｖｔｈ２を高く設定すると、間欠発振期間のドレイン電流ＩＤが大きくなってしまいトランスの音鳴り、出力リップル等に影響がでる。本実施の形態では、間欠発振期間に、スイッチング周波数が間欠時周波数（第１間欠時周波数）から増加させていくため、バースト閾電圧Ｖｔｈ２を高く設定する必要がなく、間欠発振期間のドレイン電流ＩＤを抑えることができる。すなわち、バースト閾電圧Ｖｔｈ２が一定であれば、スイッチング周波数が低い程、出力への供給電力が少なく、スイッチング周波数を高くする程、出力への供給電力も増加する。これにより、間欠発振期間において、第1間欠時周波数から増加させることで、緩やかに出力への供給電力が増加するのでトランスの音鳴り、出力リップル等の影響を抑えることができる。
【００３７】
さらに、本実施の形態によれば、間欠時周波数として異なる複数の周波数（第１間欠時周波数、第２間欠時周波数）が設定されており、ＯＳＣ１２は、間欠発振期間では、周波数が最も低い第１間欠時周波数から周波数が第１間欠時周波数よりも高い第２間欠時周波数に切り換えることで、前記スイッチング周波数を増加させる。
【００３８】
さらに、本実施の形態によれば、ＯＳＣ１２は、間欠発振期間では、スイッチング周波数を間欠時周波数から通常時最低周波数に向けて増加させ、通常時最低周波数に達した時点でスイッチング周波数を維持させる。
この構成により、比較的大きい軽負荷時には、間欠発振期間に通常時最低周波数までスイッチング周波数が増加されて維持されているため、間欠発振動作から通常発振動作への移行がスムーズに行われる。
【００３９】
さらに、本実施の形態によれば、ＯＳＣ１２は、間欠発振期間毎に、スイッチング周波数を間欠時周波数に戻してスイッチング動作を開始させても良い。
【００４０】
さらに、本実施の形態によれば、間欠発振期間の開始からの時間を計測するタイマ回路１４を備え、ＯＳＣ１２は、間欠発振期間毎に、タイマ回路１４による時間の計測に基づいてスイッチング周波数を間欠時周波数から増加させる。
【００４１】
さらに、本実施の形態によれば、間欠発振期間の開始からの発振回数をカウントするカウンタ回路１５を具備し、ＯＳＣ１２は、間欠発振期間毎に、カウンタ回路１５による発振回数のカウントに基づいてスイッチング周波数を間欠時周波数から増加させても良い。
【００４２】
さらに、本実施の形態によれば、トランスＴの補助巻線Ｄに発生するパルス電圧を整流平滑したＩＣ用電源電圧Ｖｃｃを検出する電圧検出回路１６を具備し、ＯＳＣ１２は、間欠発振期間毎に、電圧検出回路１６によるＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの検出結果に基づいてスイッチング周波数を間欠時周波数から増加させても良い。
【００４３】
以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
【符号の説明】
【００４４】
１、１ａ、１ｂ  コントローラＩＣ
２  エラーアンプ（Ｅ／Ａ）
１１  ドライブ回路
１２  ＯＳＣ（内部発振器）
１３  レギュレータ
１４  タイマ回路
１５  カウンタ回路
１６  電圧検出回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３  平滑コンデンサ
Ｃ４  コンデンサ
ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、ＣＯＭＰ３、ＣＯＭＰ４  コンパレータ
Ｄ１、Ｄ２  整流ダイオード
ＤＢ  整流回路
ＦＦ１  フリップフロップ
ＯＲ１、ＯＲ２  オア回路
ＰＣ１  発光ダイオード
ＰＣ２  受光トランジスタ
Ｒｏｃｐ  電流検出抵抗
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４  抵抗
Ｔ  トランス
Ｑ１  スイッチング素子
ＶＲ  可変電圧
Ｖｔｈ１  過電流閾電圧
Ｖｔｈ２  バースト閾電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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