(57)【要約】【課題】ブートストラップ回路を用いてスイッチング素子を駆動する電力変換装置を二相変調する場合に、スイッチング素子に駆動電源電圧を供給するコンデンサを小容量にして装置の小型化、低コスト化を可能にした制御方法及び制御装置を提供する。【解決手段】電力変換装置の出力側または入力側の三相交流電圧を二相変調ＰＷＭ方式により制御するための制御方法であって、前記電力変換装置を構成する半導体スイッチング素子の駆動電源をブートストラップ回路により生成するようにした電力変換装置の制御方法において、二相変調動作によって非変調相の上アーム側のスイッチング素子１８を電気角でほぼ６０度導通させる期間内の所定期間に、上アーム側のスイッチング素子１８から下アーム側のスイッチング素子１９に強制的に転流させる動作を少なくとも１回行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置の出力側または入力側の三相交流電圧を二相変調ＰＷＭ方式により制御するための制御方法であって、前記電力変換装置を構成する半導体スイッチング素子の駆動電源をブートストラップ回路により生成するようにした電力変換装置の制御方法において、
二相変調動作によって非変調相の上アーム側の半導体スイッチング素子を電気角でほぼ６０度導通させる期間内の所定期間に、前記上アーム側の半導体スイッチング素子から下アーム側の半導体スイッチング素子に強制的に転流させる動作を少なくとも１回行うことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置の制御方法において、
前記転流のタイミングを、上アーム側の半導体スイッチング素子が導通している時間によって制御することを特徴とした電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
請求項１に記載した電力変換装置の制御方法において、
前記転流のタイミングを、上アーム側の半導体スイッチング素子が導通している位相角によって制御することを特徴とした電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
請求項１に記載した電力変換装置の制御方法において、
前記転流のタイミングを、上アーム側の半導体スイッチング素子が導通し始めてから電気角でほぼ３０度経過した時点とすることを特徴とした電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
請求項１に記載した電力変換装置の制御方法において、
前記転流のタイミングを、上アーム側の半導体スイッチング素子の駆動用電源電圧の大きさに従って制御することを特徴とした電力変換装置の制御方法。
【請求項６】
請求項１〜請求項５の何れか１項に記載した電力変換装置の制御方法を、前記電力変換装置の出力周波数が設定周波数より小さい時に実施することを特徴とした電力変換装置の制御方法。
【請求項７】
電力変換装置の出力側または入力側の三相交流電圧を二相変調ＰＷＭ方式により制御するための制御装置であって、電力変換装置を構成する半導体スイッチング素子の駆動電源をブートストラップ回路により生成するようにした電力変換装置の制御装置において、
二相変調動作によって非変調相の上アーム側の半導体スイッチング素子を電気角でほぼ６０度導通させる期間内の所定期間に、前記上アーム側の半導体スイッチング素子から下アーム側の半導体スイッチング素子に転流させるための強制転流パルスを少なくとも１回生成する第１の手段を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
【請求項８】
請求項７に記載した電力変換装置の制御装置において、
上アーム側の半導体スイッチング素子の駆動電源電圧が設定電圧より低下したことを検出する第２の手段を備え、
前記第２の手段により前記駆動電源電圧が基準電圧より低下したことを検出した時に、前記第１の手段により前記強制転流パルスを生成することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相の電力変換装置を二相変調して交流出力電圧や交流入力電圧を制御するための制御方法及び制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図５は、ＩＧＢＴ等の電力用半導体スイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換する三相インバータシステムの主回路を示している。
図５において、直流電圧源（単独の直流電源単独のほか、交流電源及び整流器と大容量コンデンサとを組み合わせた電源を含む）１の正負極間には、三相インバータ２が接続され、その出力側に三相モータ等の負荷８が接続されている。三相インバータ２は、環流ダイオード５が逆並列に接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子４をブリッジ接続して構成され、各スイッチング素子４には、直流電源７を備えた駆動回路３がそれぞれ接続されている。なお、図５では一相分の上下アームの駆動回路３のみを図示してある。
【０００３】
また、６はスイッチング素子４のゲート信号の生成等を行う制御回路であり、この制御回路６から出力される制御信号が各相の駆動回路３に送られている。
上記構成において、制御回路６、駆動回路３及びその直流電源７を含めて、制御装置というものとする。
【０００４】
さて、交流モータを三相インバータにより可変速運転する場合、インバータの出力電圧と出力周波数との比を一定に制御（Ｖ／Ｆ一定制御）すると、モータのトルクを一定に制御することができる。
また、三相インバータの交流出力電圧を制御する方式としては、一般的に正弦波−三角波比較ＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式が適用されるが、この方式の代表的なものとして、三相変調方式及び６０度導通形二相変調方式がある。
【０００５】
図９は、三相変調方式を説明するための波形図であり、正弦波の変調信号（電圧指令）のピーク値は常に搬送波（三角波）のピーク値より低い状態で制御されている。
また、図１０，図１１は６０度導通形二相変調方式を示す波形図であり、出力周波数の半周期（１８０度）内で電気角６０度の期間（図中の期間Ｔ０）は、非変調相の一つのアームをオンし続ける方式である。この６０度導通形二相変調方式は、制御が複雑となるが、期間Ｔ０では非変調相のスイッチング素子のオン・オフ状態が固定されるため、スイッチング素子や環流ダイオードのスイッチング損失が低減され、三相変調方式と比べて高い電圧（理論上、１５［％］増の電圧）を出力可能である等の利点を有している。
【０００６】
一方、駆動回路３の電源方式としては、図５に示したように６アームの電源をそれぞれ絶縁、独立させた６電源方式、三相の上アームの電源をそれぞれ絶縁、独立させて三相の下アームの電源を共通化した４電源方式があり、更に別の方式としてブートストラップ方式がある。
図６は、このブートストラップ方式による一相分の駆動電源回路（以下、ブートストラップ回路という）を示している。このブートストラップ回路は、直流電源１１、コンデンサ１２，１５、ダイオード１３、抵抗１４、及び駆動回路１６，１７を備え、これらの駆動回路１６，１７が上下アームのスイッチング素子１８，１９（図５におけるスイッチング素子４，４に相当）に対するゲート信号を出力する。
【０００７】
図６の回路では、下アームのスイッチング素子１９のオン動作を利用して下アーム用電源としてのコンデンサ１２を放電させ、上アーム用電源としてのコンデンサ１５を充電して上アームのスイッチング素子１８の電源電圧を確立する。
図７は、上記の動作により上アームの電源電圧を確立する際の電流経路を示しており、上アームのコンデンサ１５の正極と下アームのコンデンサ１２の正極とを、ダイオード１３と抵抗１４との直列回路を介して接続することにより、スイッチング素子１９のオン時にコンデンサ１５を充電する電流経路を形成する。
このブートストラップ回路では、上アームの電源電圧を確立するためのトランス等の絶縁手段が不要であり、他の電源方式と比べて小型化、低コスト化が可能である。
【０００８】
ここで、二相変調方式やブートストラップ回路については、特許文献１や特許文献２にも記載されている。
特許文献１では、モータの回転速度が速く上アーム連続オン時間が駆動切替周期に達しない場合には、二相変調方式によりモータを駆動し、モータの回転速度が遅く上アーム連続オン時間が駆動切替周期以上となった場合には、一時的に二相変調方式から三相変調方式に切り替えてモータを駆動している。これにより、モータの回転速度が遅い場合に、三相変調方式による運転期間を最小限とすることでスイッチング損失を低減している。
【０００９】
また、特許文献２には、相電圧の振幅が所定のしきい値未満である場合に二相変調方式を中断して三相交流電圧を出力し、相電圧の振幅が所定のしきい値以上である場合に各相電圧をπ／３期間ごとに順番に固定するようにしたπ／３固定方式の二相変調方式が開示されている。この従来技術によれば、三相交流電圧の振幅が大きい場合にπ／３固定方式の二相変調を行うことにより、特に、モータの大トルク力行高速回転領域における三相インバータのスイッチング損失を低減することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１３−２０８００９号公報（段落［００１４］〜［００１６］，［００２１］，［００２２］、図２，図５〜図７等）
【特許文献２】特開２００５−２２９６７６号公報（段落［００３２］〜［００４４］、図４〜図７等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
さて、図６に示したようなブートストラップ回路を用いた三相インバータが二相変調を行う場合、出力周波数の６０度期間に、非変調相の上アームのスイッチング素子１８がオン状態で固定され、下アームのスイッチング素子１９がオフ状態で固定される現象が発生する。
図８は、上アームのスイッチング素子１８がオンしている時の動作を示すものである。スイッチング素子１８がオンしている期間では、上アーム用電源として機能しているコンデンサ１５から、駆動回路１６内のＩＣやスイッチング素子１８のゲートに電源電圧を供給しなくてはならない。
【００１２】
しかし、この期間に下アームのスイッチング素子１９がオフしていると、上アーム用電源であるコンデンサ１５を充電するすべがないため、駆動回路１６の電源電圧、すなわちコンデンサ１５の電圧（スイッチング素子１８のゲート電圧）が低下し、スイッチング素子１８の導通電圧上昇により導通損失が増加することになる。
上記の問題を回避するためにはコンデンサ１５の容量を大きくすれば良いが、大容量化に伴ってコンデンサ１５や装置の大型化、コスト上昇、充電時間の長期化等の新たな問題を生じる。
【００１３】
なお、以下の数式１は、コンデンサ容量、電圧変動幅、ゲート駆動回路の平均消費電流、二相変調時の最大導通時間の関係を示したものである。数式１から明らかなように、電圧変動幅ΔＶを一定とした場合、コンデンサ容量Ｃが増加すると平均消費電流Ｉまたは最大導通時間ｔｍａｘが増加するため、コンデンサ容量Ｃは小さいことが望ましい。
［数式１］
Ｃ・ΔＶ＝Ｉ・ｔｍａｘ
Ｃ：コンデンサ容量，
ΔＶ：電圧変動幅，
Ｉ：ゲート駆動回路平均消費電流，
ｔｍａｘ：二相変調時の最大導通時間
【００１４】
そこで、本発明の解決課題は、ブートストラップ回路を用いて半導体スイッチング素子を駆動する電力変換装置を二相変調ＰＷＭ制御する場合において、スイッチング素子の電源として機能するコンデンサに小容量のものを使用可能として、装置の小型化、低コスト化を図った電力変換装置の制御方法及び制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、請求項１に係る制御方法は、電力変換装置の出力側または入力側の三相交流電圧を二相変調ＰＷＭ方式により制御するための制御方法であって、前記電力変換装置を構成する半導体スイッチング素子の駆動電源をブートストラップ回路により生成するようにした電力変換装置の制御方法において、
二相変調動作によって非変調相の上アーム側の半導体スイッチング素子を電気角でほぼ６０度導通させる期間内の所定期間に、前記上アーム側の半導体スイッチング素子から下アーム側の半導体スイッチング素子に強制的に転流させる動作を少なくとも１回行うものである。
【００１６】
請求項２に係る制御方法は、請求項１に記載した電力変換装置の制御方法において、前記転流のタイミングを、上アーム側の半導体スイッチング素子が導通している時間によって制御するものである。
【００１７】
請求項３に係る制御方法は、請求項１に記載した電力変換装置の制御方法において、前記転流のタイミングを、上アーム側の半導体スイッチング素子が導通している位相角によって制御するものである。
【００１８】
請求項４に係る制御方法は、請求項１に記載した電力変換装置の制御方法において、前記転流のタイミングを、上アーム側の半導体スイッチング素子が導通し始めてから電気角でほぼ３０度経過した時点としたものである。
【００１９】
請求項５に係る制御方法は、請求項１に記載した電力変換装置の制御方法において、前記転流のタイミングを、上アーム側の半導体スイッチング素子の駆動用電源電圧の大きさに従って制御するものである。
【００２０】
請求項６に係る制御方法は、請求項１〜請求項５の何れか１項に記載した制御方法を、電力変換装置の出力周波数が設定周波数より小さい時に実施するものである。
【００２１】
請求項７に係る制御装置は、電力変換装置の出力側または入力側の三相交流電圧を二相変調ＰＷＭ方式により制御するための制御装置であって、電力変換装置を構成する半導体スイッチング素子の駆動電源をブートストラップ回路により生成するようにした電力変換装置の制御装置において、
二相変調動作によって非変調相の上アーム側の半導体スイッチング素子を電気角でほぼ６０度導通させる期間内の所定期間に、前記上アーム側の半導体スイッチング素子から下アーム側の半導体スイッチング素子に転流させるための強制転流パルスを少なくとも１回生成する第１の手段を備えたものである。
【００２２】
請求項８に係る制御装置は、請求項７に記載した電力変換装置の制御装置において、上アーム側の半導体スイッチング素子の駆動電源電圧が基準電圧より低下したことを検出する第２の手段を備え、前記第２の手段により前記駆動電源電圧が設定電圧より低下したことを検出した時に、前記第１の手段により前記強制転流パルスを生成するものである。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、ブートストラップ回路において、半導体スイッチング素子の電源として機能するコンデンサに小容量のものを使用することができ、これによって装置の小型化、低コスト化が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施形態を示すフローチャートである。
【図２】本発明の第２実施形態を示すフローチャートである。
【図３】本発明の第３実施形態を示すフローチャートである。
【図４】本発明の第３実施形態が適用される制御装置の構成図である。
【図５】三相インバータシステムの主回路構成図である。
【図６】ブートストラップ回路の構成図である。
【図７】図６において上アーム用電源電圧を確立する際の電流経路を示す図である。
【図８】図６において、上アームのスイッチング素子がオンしている時の電流経路を示す図である。
【図９】三相変調方式を説明するための波形図である。
【図１０】６０度導通形二相変調方式を説明するための波形図である。
【図１１】６０度導通形二相変調方式を説明するための波形図である。
【図１２】本発明の第１実施形態の動作を示す波形図である。
【図１３】本発明の第２実施形態の動作を示す波形図である。
【図１４】本発明の第３実施形態の動作を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
なお、以下の実施形態は、二相変調される三相インバータの半導体スイッチング素子を、例えば図６と同様に構成されたブートストラップ回路により駆動するためのものである。
すなわち、各実施形態が適用される制御装置は、図６に示した直流電源１１、コンデンサ１２，１５、ダイオード１３、抵抗１４、及び駆動回路１６，１７を有するブートストラップ回路と、上記駆動回路１６，１７に対する制御信号を生成する制御回路（図５における制御回路６に相当）と、によって構成されており、駆動回路１６，１７によって半導体スイッチング素子１８，１９をそれぞれオン・オフ制御する。
【００２６】
まず、図１は、本発明の第１実施形態の動作を示すフローチャートであり、請求項１，２，６，７に係る発明に相当している。
三相インバータの制御回路は、運転指令が存在し（ステップＳ１ ＹＥＳ）、インバータの出力周波数ｆｏｕｔが設定周波数ｆｒｅｆを下回って二相変調を実施することとなった場合（ステップＳ２ ＹＥＳ，Ｓ３ ＹＥＳ）には、非変調相の上アームのスイッチング素子、例えば図６におけるスイッチング素子１８が連続的に導通する電気角６０度の時間を、Ｔ０＝１／（６・ｆｏｕｔ）により計算する（ステップＳ４）。
【００２７】
計算した時間Ｔ０が、ある設定時間Ｔｒｅｆ以上である場合（ステップＳ５ ＹＥＳ）には、図１２の波形図に示すように、上アーム側のスイッチング素子１８が二相変調動作を開始してから設定時間Ｔ１経過後に、所定期間τだけ強制転流パルスを下アーム側の駆動回路１７に出力してスイッチング素子１９をオンさせ、上アーム側のコンデンサ１５の充電経路を形成する（ステップＳ６）。ここで、所定期間τは、上アーム側のスイッチング素子１８のゲート電圧Ｖｇの低下分を補うようにコンデンサ１５を充電するのに十分な時間に設定される。
【００２８】
上記のように下アーム側のスイッチング素子１９をオンさせることにより、コンデンサ１５が充電されてその電圧が上昇し、上アーム側の駆動回路１６やスイッチング素子１８に対する所定の電源電圧が確立することになる。このため、コンデンサ１５には、その電圧の低下を見込んで大容量のものを使用する必要がなく、大容量化に伴う大型化やコストの上昇、充電時間の長期化等の問題を回避することができる。
【００２９】
次に、図２は本発明の第２実施形態の動作を示すフローチャートであり、請求項１，３，４，６，７に係る発明に相当する。
第２実施形態のステップＳ１〜Ｓ５は、第１実施形態と同様である。ステップＳ５において、時間Ｔ０が設定時間Ｔｒｅｆ以上である場合（ステップＳ５ ＹＥＳ）には、図１３の波形図に示すように、上アーム側のスイッチング素子１８が二相変調動作を開始してから、θ＝３０度経過後に、所定期間τにわたり強制転流パルスを下アーム側の駆動回路１７に出力してスイッチング素子１９をオンさせる（ステップＳ６Ａ）。これにより、スイッチング素子１９のスイッチングは、二相変調動作期間（６０度期間）のほぼ中間で行われることになる。
【００３０】
この第２実施形態においても、下アーム側のスイッチング素子１９のオンによって上アーム側のコンデンサ１５の充電経路が形成されるため、コンデンサ１５として小容量の部品を使用したとしても、駆動回路１６やスイッチング素子１８に対する所定の電源電圧を確立することができる。
【００３１】
次いで、図３は、本発明の第３実施形態の動作を示すフローチャートであり、請求項１，５，６，８に係る発明に相当する。この第３実施形態は、請求項８に相当する図４の制御装置に適用されるものであり、始めに制御装置の構成を図４に基づいて説明する。
【００３２】
図４において、１は直流電圧源であり、３ａ，３ｂは図６の駆動回路１６，１７に相当する駆動回路である。また、４ａ，４ｂは、環流ダイオード５ａ，５ｂがそれぞれ逆並列に接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子であり、図６のスイッチング素子１８，１９に相当する。これらのスイッチング素子４ａ，４ｂは三相ブリッジ接続され、ブリッジ回路の出力側に三相モータ等の負荷８が接続されている。
【００３３】
上アーム側の駆動回路３ａの入力側には、図６のコンデンサ１５に相当するコンデンサ２１が接続されている。コンデンサ２１の一端はコンパレータ２３の正入力端子に接続され、コンデンサ２１の他端は基準電源２２（その電圧をＶｇｒｅｆとする）を介してコンパレータ２３の負入力端子に接続されている。ここで、上記コンデンサ２１の一端には、スイッチング素子４ａのゲート電圧Ｖｇが検出されて現れるようになっている。
また、コンパレータ２３の出力端子は、トランス等の絶縁手段２４を介して制御回路６に接続されている。ここで、制御回路６は請求項７における第１の手段を構成し、コンパレータ２３は請求項８における第２の手段を構成している。
【００３４】
一方、下アーム側の駆動回路３ｂの入力側には、図６の直流電源１１に相当する直流電源７ｂが接続されている。
駆動回路３ａ，３ｂは、他の二相の上下アームのスイッチング素子にもそれぞれ設けられているが、便宜上、これらの図示を省略する。
更に、図４におけるスイッチング素子４ａ，４ｂも、図６のブートストラップ回路によって駆動されるものであるが、図４では、ブートストラップ回路を構成する図６のコンデンサ１２、ダイオード１３及び抵抗１４等の図示を便宜的に省略する。
【００３５】
この第３実施形態では、コンパレータ２３により電圧Ｖｇ，Ｖｇｒｅｆを比較し、その比較結果を、絶縁手段２４を介して制御回路６に入力する。制御回路６は、絶縁手段２４を介したコンパレータ２３の出力信号を受けて、上アームのスイッチング素子４ａの６０度導通期間内の所定期間τにわたり、下アームのスイッチング素子４ｂをオンさせて強制転流を行わせる。
【００３６】
図３に示すフローチャートにおいて、ステップＳ１〜Ｓ３は第１実施形態、第２実施形態と同様である。なお、図４の回路ではスイッチング素子４ａのゲート電圧Ｖｇを直接検出しているため、ステップＳ２，Ｓ３を省略しても差し支えない。
図３において、二相変調を行う場合（ステップＳ３ ＹＥＳ）、上アーム側のスイッチング素子４ａのゲート電圧Ｖｇを図４のコンデンサ２１にて検出する（ステップＳ４）。そして、コンパレータ２３により、電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｇｒｅｆを下回ったことを検出したら（ステップＳ５Ａ ＹＥＳ）、所定期間τにわたり強制転流パルスを下アーム側の駆動回路３ｂに出力してスイッチング素子４ｂをオンさせる（ステップＳ６Ｂ）。
【００３７】
図１４は、第３実施形態の動作を示す波形図である。
図１４において、時刻ｔａで二相変調動作を開始すると、これに伴ってスイッチング素子４ａのゲート電圧Ｖｇは低下する。その後、時刻ｔｂで基準電圧Ｖｇｒｅｆにまで達すると、所定期間τにわたり下アーム側のスイッチング素子４ｂをオンさせ、スイッチング素子４ａのゲート電圧Ｖｇを上昇させる。なお、図１４において、時刻ｔａ〜ｔｃの期間は上アーム側のスイッチング素子４ａの６０度導通期間である。
【００３８】
この第３実施形態においても、下アーム側のスイッチング素子４ｂのオンによって上アーム側のコンデンサ２１の充電経路が形成されるため、コンデンサ２１として小容量の部品を使用したとしても、駆動回路３ａやスイッチング素子４ａに対する所定の電源電圧を確立することが可能である。
【００３９】
なお、各実施形態が適用される電力変換装置の半導体スイッチング素子としては、ＩＧＢＴだけでなくＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
また、各実施形態では、６０度導通期間内に強制転流動作を１回行う場合につき説明したが、この転流動作は６０度導通期間内に複数回行っても良い。ただし、転流回数が増えると、インバータ等の電力変換装置の出力可能な電圧値が減少すると共にスイッチング損失が増加するため、これらを勘案して転流回数を決定することが必要である。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
本発明は、三相ＰＷＭインバータの交流出力電圧だけでなく、三相ＰＷＭ整流器における交流入力電圧の制御にも利用することができる。
【符号の説明】
【００４１】
１：直流電圧源
３ａ，３ｂ，１６，１７：駆動回路
４ａ，４ｂ，１８，１９：半導体スイッチング素子
５ａ，５ｂ：環流ダイオード
６：制御回路
７ｂ，１１：直流電源
８：負荷
１２，１５，２１：コンデンサ
１３：ダイオード
１４：抵抗
２２：基準電源
２３：コンパレータ
２４：絶縁手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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