(57)【要約】【課題】大容量のコンデンサを用いても電源投入後、短期間で光源を点灯でき、且つ、ちらつきの原因となる光源電流の脈動を抑制する点灯装置および照明器具を提供する。【解決手段】点灯装置１００は、整流回路２、コンバータ部３、制御部４を有する。出力平滑コンデンサＣ３ａは、点灯装置１００の出力端１０２に対して並列に接続しており、光源５０とも並列接続する。コンバータ部３は、さらに、平滑コンデンサＣ３ｂに直列接続する電流制限抵抗Ｒ２と、電流制限抵抗Ｒ２と並列に設けられたスイッチング素子ＳＷ２とを備えている。電流制限抵抗Ｒ２およびスイッチング素子ＳＷ２からなる並列回路が、平滑コンデンサＣ３ｂに対して直列接続され、これら３つの回路要素で直並列回路が構成されている。この直並列回路は、出力平滑コンデンサＣ３ａと並列接続するとともに、光源５０とも並列接続している。【選択図】図１
2016201243.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流する整流回路と、
前記整流回路に接続され、スイッチング素子とインダクタでエネルギの充放電を行い、光源に直流電流を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路のスイッチング動作を制御する制御部と、
を備え、
前記直流電源回路は、
前記光源に接続すべき出力端と、
前記出力端に並列に備えられ前記直流電流を平滑する第１コンデンサと、
第２コンデンサと、前記第２コンデンサと直列接続された電流制限抵抗と、前記電流制限抵抗と並列接続されたスイッチ回路と、を含み、前記第２コンデンサ及び前記電流制限抵抗からなる直列回路が前記第１コンデンサと並列接続されたコンデンサ並列回路と、
を備え、
前記制御部は、前記直流電源回路がスイッチング動作を開始してから前記光源が点灯するまでの期間は前記スイッチ回路を遮断とし、前記光源が点灯した時点以後に、前記スイッチ回路の遮断から導通への切替を行う点灯装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記光源が点灯した時点以後における前記第１コンデンサの電圧と前記第２コンデンサの電圧との差がゼロ又は予め定めた範囲内となったときに、前記スイッチ回路の前記切替を行う請求項１に記載の点灯装置。
【請求項３】
前記制御部は、時間を計測するタイマ機能を有し、
前記直流電源回路がスイッチング動作を開始した時点以後、かつ前記第１コンデンサの電圧と前記第２コンデンサの電圧とが一致する時点より前の期間内に、前記タイマ機能が計測を開始する起算点が予め設定されており、
前記制御部は、前記起算点から予め定めた時間が経過したときに、前記スイッチ回路の前記切替を行う請求項１に記載の点灯装置。
【請求項４】
前記第２コンデンサは、２個以上の並列接続されたコンデンサで構成される請求項１〜３のいずれか１項に記載の点灯装置。
【請求項５】
前記制御部は、少なくとも前記直流電源回路がスイッチング動作を開始してから前記スイッチ回路の前記切替を行うまでの期間に、前記交流電源の１／２周期ごとに、前記整流回路の出力電圧の瞬時値が上昇すると前記スイッチング素子のオン時間を減少させ、前記整流回路の出力電圧の瞬時値が下降すると前記スイッチング素子のオン時間を増加させる請求項１〜４のいずれか１項に記載の点灯装置。
【請求項６】
前記交流電源の１／２周期内における、前記スイッチング素子の最長オン時間を前記スイッチング素子の最短オン時間で除した値を、オン時間変動比としたときに、
前記制御部は、前記スイッチ回路の前記切替を行う前の前記オン時間変動比を、前記スイッチ回路の前記切替を行った後の前記オン時間変動比よりも、大きく設定する請求項５に記載の点灯装置。
【請求項７】
前記制御部は、
調光信号を受信し、
前記調光信号により指示される調光率に応じて前記光源に供給される電流が目標値となるように前記直流電源回路の動作を制御し、
前記交流電源の１／２周期ごとに、前記整流回路の出力電圧の瞬時値が上昇すると前記スイッチング素子のオン時間を減少させ、前記整流回路の出力電圧の瞬時値が下降すると前記スイッチング素子のオン時間を増加させるオン時間増減制御を有し、
前記オン時間増減制御において、前記スイッチング素子の最長オン時間を前記スイッチング素子の最短オン時間で除した値であるオン時間変動比が、前記光源に供給する電流が小さくなるほど減少するように、前記スイッチング素子のオン時間を調整する請求項１〜４のいずれか１項に記載の点灯装置。
【請求項８】
前記オン時間変動比の最小値は１である請求項６または７に記載の点灯装置。
【請求項９】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載の点灯装置と、前記点灯装置が点灯させるＬＥＤと、を備えた照明器具。
【請求項１０】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載の点灯装置と、前記点灯装置が点灯させる有機ＥＬ素子と、を備えた照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、点灯装置及び照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）などの発光素子を点灯させるための各種点灯装置が知られている。この種の点灯装置は商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を生成するＡＣ−ＤＣ変換回路部と、直流電圧からＬＥＤに最適な電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ部を備える。多くの照明器具においては高力率を要求される。そのため、文献１に示すように昇圧チョッパ形の力率改善回路をＡＣ−ＤＣ変換回路として用い、ＤＣ−ＤＣコンバータに降圧チョッパ回路を用いた２コンバータ方式が広く採用されている。
【０００３】
この場合、昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路の２つのコンバータが必要となるので、部品点数の増加、回路基板の大型化、及び高コスト化を招く問題がある。そこで、例えば特許文献２、３に開示されているように、フライバックコンバータまたは、ＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｅｎｄｅｄ  Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｉｎｄｕｃｔｏｒ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を用いて１つのコンバータで力率改善制御と光源電流制御を両立することで部品点数を削減し、回路基板を小型化する方法が開発されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−４０４００号公報
【特許文献２】特開２０１１−６２０４３号公報
【特許文献３】特開２０１１−８２２０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
２コンバータ方式は、昇圧チョッパ回路により交流電圧を平滑された直流電圧に一旦変換して、降圧チョッパ回路の入力とする。一方、フライバックコンバータあるいはＳＥＰＩＣなどの１つのコンバータを使用するワンコンバータ方式は、力率改善のため、整流回路によって得られた全波整流電圧を平滑化せず、商用周波数の２倍の成分にて脈動する電圧をコンバータの入力電圧として使用する。このため、２コンバータ方式と比較して、ワンコンバータ方式では光源に流れる電流にも商用周波数の２倍の成分の脈動が発生しやすくなる。このような光源電流の脈動はちらつきの原因となり、このちらつきは人間の目に感じない場合でも例えばカメラ映像のフリッカ発生の原因となることもある。
【０００６】
光源電流の脈動は、出力に大容量の平滑用コンデンサを使用することで抑制できる。しかしながら、出力に大容量のコンデンサを使用した場合、電源を投入してから光源が点灯するまでに時間がかかる。すなわち出力に大容量のコンデンサを使用した場合、コンデンサの充電時間が長くなり、コンデンサの充電電圧が光源点灯開始電圧に達するまでに時間がかかるという問題があった。
【０００７】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、大容量のコンデンサを用いても電源投入後、短期間で光源を点灯でき、且つ、ちらつきの原因となる光源電流の脈動を抑制することができる点灯装置および照明器具を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明にかかる点灯装置は、交流電源を整流する整流回路と、前記整流回路に接続され、スイッチング素子とインダクタでエネルギの充放電を行い、光源に直流電流を供給する直流電源回路と、前記直流電源回路のスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、前記直流電源回路は、前記光源に接続すべき出力端と、前記出力端に並列に備えられ前記直流電流を平滑する第１コンデンサと、第２コンデンサと、前記第２コンデンサと直列接続された電流制限抵抗と、前記電流制限抵抗と並列接続されたスイッチ回路と、を含み、前記第２コンデンサ及び前記電流制限抵抗からなる直列回路が前記第１コンデンサと並列接続されたコンデンサ並列回路と、を備え、前記制御部は、前記直流電源回路がスイッチング動作を開始してから前記光源が点灯するまでの期間は前記スイッチ回路を遮断とし、前記光源が点灯した時点以後に、前記スイッチ回路の遮断から導通への切替を行う。本発明にかかる照明器具は、上記点灯装置と、前記点灯装置が点灯させるＬＥＤまたは有機ＥＬ素子と、を備える。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、光源と並列に接続された複数のコンデンサにおいて、電源を投入してから少なくとも光源が点灯するまでは、光源電流の平滑化に寄与するコンデンサの数を少なくし、光源が点灯後は光源電流の平滑化に寄与するコンデンサの数を増やすので、電源投入後、短期間で光源を点灯でき、且つ、ちらつきの原因となる光源電流の脈動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１にかかる点灯装置のスイッチ回路の例である。
【図３】実施の形態に対する比較例にかかる動作を示す波形図である。
【図４】本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。
【図５】本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の出力コンデンサの接続例である。
【図６】本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の回路構成図である。
【図７】本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。
【図８】本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の制御部の詳細を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の制御動作を示す波形図である。
【図１０】本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の制御動作例を示す波形図である。
【図１１】本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の制御動作例を示す波形図である。
【図１２】本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の制御動作例を示す波形図である。
【図１３】本発明の実施の形態３にかかる点灯装置の回路構成図である。
【図１４】本発明の実施の形態３にかかる点灯装置の制御動作を示す波形図である。
【図１５】本発明の実施の形態４における照明器具の断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の実施の形態に係る点灯装置及び照明器具について、図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる点灯装置１００の回路構成図である。点灯装置１００は、交流電源１から電力の供給を受けて光源５０を点灯させるものである。点灯装置１００は、整流回路２、コンバータ部３、制御部４を有する。整流回路２は交流電源を整流する。具体的には交流電源１から入力した交流電圧を全波整流する。この全波整流電圧は、コンバータ部３の動作中は平滑されず、交流電源１の２倍の周波数を含む脈動電圧となる。
【００１３】
本実施の形態１においては、光源５０としてＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）を用いる。
【００１４】
整流回路２にはコンバータ部３が接続されている。コンバータ部３は、フィルタコンデンサＣ１、インダクタＬ１、例えばＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子ＳＷ１、カップリングコンデンサＣ２、インダクタＬ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂを備えている。コンバータ部３は、これらの回路素子によって構成されたＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｅｎｄｅｄ  Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｉｎｄｕｃｔｏｒ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路である。コンバータ部３の出力は、点灯装置１００の出力端１０２を介して、光源５０と接続する。出力平滑コンデンサＣ３ａは、点灯装置１００の出力端１０２に対して並列に接続しており、光源５０とも並列接続する。コンバータ部３は、さらに、出力平滑コンデンサＣ３ｂに直列接続する電流制限抵抗Ｒ２と、電流制限抵抗Ｒ２と並列に設けられたスイッチング素子ＳＷ２とを備えている。電流制限抵抗Ｒ２およびスイッチング素子ＳＷ２からなる並列回路が、出力平滑コンデンサＣ３ｂに対して直列接続され、これら３つの回路要素で直並列回路が構成されている。この直並列回路は、出力平滑コンデンサＣ３ａと並列接続するとともに、光源５０とも並列接続している。
【００１５】
インダクタＬ１は、１次巻き線Ｌ１ａと、この１次巻き線Ｌ１ａに磁気的に結合した２次巻き線Ｌ１ｂとを備えている。インダクタＬ１とインダクタＬ２はそれぞれ個別のコア（磁心）に巻き線を巻きつけても良いし、一つのコアにインダクタＬ１とインダクタＬ２の両方を巻きつけて、コアを共有化しても良い。
【００１６】
また、出力平滑コンデンサＣ３ａとＧＮＤライン間には光源電流検出抵抗Ｒ１を備える。ここでは出力平滑コンデンサＣ３ａ及びＣ３ｂの合計充電電流を検出する位置に光源電流検出抵抗Ｒ１を備えたが、出力平滑コンデンサＣ３ａ及びＣ３ｂの合計放電電流を検出する位置、すなわち光源５０と直列に光源電流検出抵抗Ｒ１を設けても構わない。出力平滑コンデンサＣ３ａ及びＣ３ｂの合計充電電流と合計放電電流の平均電流値は等しいので、何れの電流からでも光源に流れる電流値を検出可能である。
【００１７】
コンバータ部３は、制御部４の制御を受けて動作する。コンバータ部３は、整流回路２が全波整流した電圧を光源５０の点灯に適した直流電流および直流電圧に変換する。制御部４は、電圧比較部５、ゼロ電流検出部６、駆動部７、出力コンデンサ制御部８を備えている。制御部４は、光源５０に流れる電流の平均値が目標の電流値になるようにスイッチング素子ＳＷ１を駆動制御する。
【００１８】
電圧比較部５は、光源電流検出抵抗Ｒ１に発生する信号を平均化し、目標光源電流に相当する目標信号Ｅ１と比較し、両信号の差に応じた信号を出力する。駆動部７は、電圧比較部５の信号を受けてスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を決定する。
【００１９】
ゼロ電流検出部６は、インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂからの信号を受けて、スイッチング素子ＳＷ１がオフした後、ダイオードＤ１を介して負荷側に流れるインダクタＬ１及びインダクタＬ２の合計電流がゼロになることを検出する。ゼロ電流検出部６が２次巻き線Ｌ１ｂからの信号により負荷側に流れる電流がゼロになったことを検出すると、駆動部７はスイッチング素子ＳＷ１をオンする。なお、２次巻線Ｌ１ｂの代わりにインダクタＬ２に２次巻線を設けてゼロ電流を検出しても良い。
【００２０】
出力コンデンサ制御部８は、スイッチング素子ＳＷ２のオンオフ制御、つまりスイッチング素子ＳＷ２の導通と遮断とを切替える制御を行う。スイッチング素子ＳＷ２がオン（つまり導通）となると、電流制限抵抗Ｒ２の両端はスイッチング素子ＳＷ２で短絡される。スイッチング素子ＳＷ２は等価的に逆並列に接続された寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチング素子ＳＷ２として、寄生ダイオードを有しないトランジスタあるいはＩＧＢＴを用いる場合は、図２に示すように、スイッチング素子ＳＷ２と逆並列にダイオードＤ２を接続するものとし、電流制限抵抗Ｒ２を介さないで出力平滑コンデンサＣ３ｂが放電可能となるようにする。
【００２１】
次に、実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を説明する。
【００２２】
点灯装置１００に交流電源１が印加されると、整流回路２は入力された交流電圧を全波整流し、整流された電圧がフィルタコンデンサＣ１の両端に印加される。フィルタコンデンサＣ１は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは交流電源１の周波数成分を平滑するためのものではない。したがってコンバータ部３動作中は、電源周波数の２倍周波数で脈動する全波整流電圧がコンバータ部３に印加される。
【００２３】
定常動作状態におけるコンバータ部３の動作を説明する。スイッチング素子ＳＷ１が駆動部７によりオンしている状態とする。スイッチング素子ＳＷ１がオンすると交流電源１はインダクタＬ１を介して短絡されるので、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷ１の経路で電流が供給され、インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、インダクタＬ１の電流は増加していく。
【００２４】
また、同時にカップリングコンデンサＣ２の電圧がインダクタＬ２に印加される。このため、カップリングコンデンサＣ２、スイッチング素子ＳＷ１、インダクタＬ２の経路で電流が流れ、カップリングコンデンサＣ２のエネルギがインダクタＬ２に蓄えられる。このとき、インダクタＬ２の電流は増加していく。
【００２５】
駆動部７により設定されたスイッチング素子ＳＷ１のオン時間が経過すると、スイッチング素子ＳＷ１はオフする。スイッチング素子ＳＷ１がオフするとインダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタＬ１、カップリングコンデンサＣ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３ａまたはＣ３ｂの経路で電流が流れる。これにより、カップリングコンデンサＣ２と出力平滑コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂを充電することができる。
【００２６】
また、同時にインダクタＬ２に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタＬ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３ａまたはＣ３ｂの経路で電流が流れる。これにより、出力平滑コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂを充電する。このように負荷側にエネルギを伝達して、最終的に出力平滑コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂから光源５０に直流電流が供給され、光源５０が発光する。スイッチング素子ＳＷ１はこの動作を高速に繰り返す。例えばスイッチング素子ＳＷ１の駆動周波数は数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚとなる。
【００２７】
光源５０に流れる電流は、光源電流検出抵抗Ｒ１で電圧信号として検出され、検出された電圧信号は電圧比較部５に入力され、平均化される。目標信号Ｅ１よりも光源電流検出抵抗Ｒ１で発生する平均電圧の方が高ければ電圧比較部５はスイッチング素子ＳＷ１のオン時間が短くなる方向へ出力信号を調整する。駆動部７はこれを受けてスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を減少させる方向に動作し、光源５０の電流を減少させる。目標信号Ｅ１よりも光源電流検出抵抗Ｒ１で発生する平均電圧の方が低ければ電圧比較部５はスイッチング素子ＳＷ１のオン時間が長くなる方向へ出力信号を調整する。駆動部７はこれを受けてスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を増加させる方向に動作し、光源５０の電流を増加させる。このように光源５０の平均電流値が目標電流値となるように定電流フィードバック制御される。
【００２８】
次に光源電流が交流電源１の２倍の周波数成分で脈動することについて述べる。
【００２９】
スイッチング素子ＳＷ１をオンすると、インダクタＬ１の電流ＩＬ１は、全波整流電圧の瞬時値Ｅに比例し、インダクタＬ１のインダクタンスＬ１に反比例する。すなわち、インダクタＬ１の電流ＩＬ１はＥ／Ｌ１の傾きでオン時間に比例してほぼ直線的に上昇していく。
【００３０】
仮にスイッチング素子ＳＷ１のオン時間ｔ（ＯＮ）を固定として、（全波整流波形なので）交流電源１の半周期分動作させた場合のインダクタＬ１電流波形及び交流電源１の電圧波形を図３に示す。インダクタンスＬ１は一定値であるため、各スイッチング周期におけるインダクタＬ１の電流のピーク値は電源電圧に比例する。そのため、図に示すように、包絡線が正弦波状の波形となる。
【００３１】
インダクタに蓄えられるエネルギは電流値の２乗に比例するため、交流電源１の電圧がゼロクロス付近では出力側へのエネルギ投入量が小さく、交流電源１のピーク電圧付近では出力側へのエネルギ投入量が大きくなる。したがって、交流電源１の電圧がゼロクロス付近では光源５０の電流が減少し、交流電源１の電圧がピーク付近では光源５０の電流が増加するため、交流電源１の２倍周波数で脈動する電流となり、ちらつきの原因となるおそれがある。
【００３２】
また、制御部４は光源５０に目標電流を供給するために、定電流フィードバック制御を実施しているが、定電流フィードバックにより光源電流の脈動を抑制しようとすると、交流電源１の半周期内にスイッチング素子ＳＷ１のオン時間が定電流フィードバック制御のために大きく変動してしまうことになり、インダクタＬ１の電流ピーク値の包絡線が図３のような正弦波状とならず、大きく歪むことから力率が低下し入力電流の高調波電流が増加する可能性がある。
【００３３】
そこで一般的には定電流フィードバック制御の応答時間については、定電流フィードバック制御のループゲインを交流電源１の１周期の１／２周期以上で１倍（０ｄＢ）以下となるように設定する。言い換えると、交流電源１の周波数の２倍以下の周波数で１倍（０ｄＢ）以下となるように応答時間を設定する。例えば、電源周波数が５０Ｈｚの場合、その半周期（半波）にあたる１００Ｈｚ以下、すなわち周期１０ｍｓ以上で定電流フィードバック制御のループゲインを１倍（０ｄＢ）以下とすることにより、定電流フィードバック制御を電源周期の１／２より短い周期で応答しないように設定する。これにより電源周期の１／２周期以内においては、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間の変動が抑制され、インダクタＬ１の電流ピーク値の包絡線が正弦波状の波形となる。すなわち図３で示したように、スイッチング素子のオン時間は、交流電源１の１周期の１／２周期期間でほぼ固定となる。したがって、光源電流の、交流電源１の周波数の２倍の脈動については、定電流フィードバック制御では平滑化できない。
【００３４】
そこで、実施の形態１においては、光源電流の脈動を抑制するために、出力側に複数の出力平滑コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂを搭載することにより、出力コンデンサの合成容量を増加させている。そして、出力平滑コンデンサＣ３ｂと直列に電流制限抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２と並列に接続されたスイッチング素子ＳＷ２を接続しており、この動作について図４を用いて説明する。
【００３５】
図４のｔ０時点において、交流電源１を投入したとする。このとき、出力平滑コンデンサＣ３ａ及びＣ３ｂに蓄積された電荷はゼロとして、電圧はゼロであるものとする。交流電源１を投入すると、コンバータ部３が動作を開始するため、出力平滑コンデンサＣ３ａ及びＣ３ｂに電流が流れ、充電が開始される。これに伴い、出力平滑コンデンサＣ３ａ及びＣ３ｂの両端電圧は上昇する。図４のｔ０からｔ１の期間はスイッチング素子ＳＷ２がオフ状態であるため、出力平滑コンデンサＣ３ｂは電流制限抵抗Ｒ２を介して充電される。従って電流制限抵抗Ｒ２により充電電流が制限されるため、出力平滑コンデンサＣ３ａと比較して電圧は時間的にゆっくり上昇していく。また、この期間においては、電圧上昇の早い出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧が光源５０の点灯開始電圧に達していないため、光源５０は消灯状態である。
【００３６】
次に図４のｔ１時点となると、出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧が光源５０の点灯開始電圧に達し、光源電流が流れ始める。このとき、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧は、電流制限抵抗Ｒ２を介して充電されるため、光源５０の点灯開始電圧には達していない。したがって出力平滑コンデンサＣ３ｂから光源５０に電流は供給されない。図４のｔ０からｔ１の期間においては、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧の方が出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧より低いため、出力平滑コンデンサＣ３ｂは光源電流の脈動低減には寄与せず、出力平滑コンデンサＣ３ａのみが光源電流の平滑化に寄与している状態である。なお、図４の光源電流波形は本来、交流電源１の２倍周波数の脈動が重畳する波形となるが、図４では脈動の描画を省略している。
【００３７】
次に図４のｔ２時点となると、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧が出力平滑コンデンサＣ３ａとほぼ同一電圧となる。すると出力コンデンサ制御部８からスイッチング素子ＳＷ２をオンする信号が出力される。これによりスイッチング素子ＳＷ２がオンし、電流制限抵抗Ｒ２がスイッチング素子ＳＷ２により短絡され、これ以降は出力平滑コンデンサＣ３ｂは電流制限抵抗Ｒ２を介さずに充電が可能となる。これにより、出力平滑コンデンサＣ３ａとＣ３ｂは等価回路的に抵抗を介さず並列接続されたことになり、光源電流は出力平滑コンデンサＣ３ａとＣ３ｂの合成容量で平滑されることとなり、ｔ１〜ｔ２期間の光源電流と比較して交流電源１の２倍周波数の脈動成分が低減される。
【００３８】
次に、スイッチング素子ＳＷ２によるスイッチ切替制御の効果について述べる。交流電源１投入時はスイッチング素子ＳＷ２はオフ状態であるため、出力平滑コンデンサＣ３ｂについては、電流制限抵抗Ｒ２を介して充電することになるため、充電電流が制限され、電圧上昇に時間が掛かる。すなわち、出力平滑コンデンサＣ３ｂへの充電電流は電流制限抵抗Ｒ２の制限により十分小さいため、コンバータ部３のインダクタＬ１及びインダクタＬ２のエネルギ放電電流の大部分は出力平滑コンデンサＣ３ａの充電に寄与する。これにより、出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧上昇時間が早くなり、交流電源１を投入してから光源５０が点灯するまでの時間を高速化することができる。
【００３９】
ただし、この状態では出力平滑コンデンサＣ３ｂは光源電流の平滑化に寄与しないため、光源電流の脈動が大きい状態となる。そこで、実施の形態１では、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧が時間経過により出力平滑コンデンサＣ３ａとほぼ同等電圧に達した場合には、スイッチング素子ＳＷ２をオンして抵抗Ｒ２を短絡する。これにより、光源電流は出力平滑コンデンサＣ３ａとＣ３ｂの合成容量で平滑化され、脈動の小さい電流で光源５０を点灯でき、ちらつきを抑制することができる。なお、実施の形態１では、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧が出力平滑コンデンサＣ３ａとほぼ同等電圧に上昇してからスイッチング素子ＳＷ２をオンしているが、本発明はこれに限られるものではない。光源５０が点灯した後、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧が出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧に到達する前にスイッチング素子ＳＷ２をオンしてもよい。このような場合も、電源１を投入してから光源５０が点灯するまでの時間を高速化することができ、光源電流の平滑化も可能である。スイッチング素子ＳＷ２を切替える制御のバリエーションについては後述する。
【００４０】
ただし、２つのコンデンサの電圧がほぼバランスされた状態でスイッチング素子ＳＷ２をオンしたほうが、スイッチング素子ＳＷ２オン時に２つの出力平滑コンデンサＣ３ａとＣ３ｂの電圧不均衡に起因するコンデンサ間の充放電電流を抑制することができる。仮に、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧が出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧より低い状態でスイッチング素子ＳＷ２をオンし、並列状態となると、出力平滑コンデンサＣ３ａから出力平滑コンデンサＣ３ｂに急峻な充電電流が流れ込み、瞬間的に出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧が低下し、光源５０の電流が不安定となり、ちらつきが発生する可能性がある。実施の形態１では、このような現象を抑制することができる好ましい形態として、光源５０が点灯後も２つのコンデンサの電圧がバランスされた状態となるまで待機し、その後スイッチング素子ＳＷ２をオンとしている。
【００４１】
以上説明したように、実施の形態１にかかる制御部４によれば、コンバータ部３がスイッチング素子ＳＷ１のスイッチング動作を開始してから、光源５０が点灯するまでの期間は、スイッチング素子ＳＷ２をオフ（遮断）とすることで、電流制限抵抗Ｒ２を介して出力平滑コンデンサＣ３ｂを充電することができる。また、光源５０が点灯した後は、スイッチング素子ＳＷ２をオン（導通）とすることで、スイッチング素子ＳＷ２を介して出力平滑コンデンサＣ３ｂを充電することができる。これにより、交流電源１の投入時は、光源の点灯開始までの時間を優先するように出力コンデンサの容量を等価的に小さな状態として素早く起動（つまり光源点灯）できる。また、光源点灯後の通常点灯状態では出力コンデンサの容量が等価的に大きい状態とするので、交流電源１の２倍周波数の脈流を抑制することができる。
【００４２】
ここで、スイッチング素子ＳＷ２を切替える制御のバリエーションについて説明する。光源が点灯した時点以後にスイッチング素子ＳＷ２をオフ（遮断）からオン（導通）に切替える条件は、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧が出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧に達したか否かを基準としてもよく、具体例として、下記に述べる（１）電圧条件と、（２）時間条件とのいずれかを設定してもよい。
【００４３】
（１）まず、回路内の電圧を検知してスイッチング素子ＳＷ２を切替える条件（つまり電圧条件）の設定方法について説明する。出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧が出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧に達したか否かの判断については、点灯装置１００内に図示しない電圧検出手段を設けて、この電圧検出手段を出力コンデンサ制御部８に接続してもよい。この電圧検出手段により出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧と出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧を直接比較しても良い。あるいは、スイッチング素子ＳＷ２をオフとした状態で出力平滑コンデンサＣ３ａの充電電圧の飽和値（図４のＶ３ａ）が回路設計上予め定まっており、電流制限抵抗Ｒ２によって出力平滑コンデンサＣ３ｂが必ず出力平滑コンデンサＣ３ａよりも遅く充電されるという条件下においては、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧のみを検知するものであってもよい。この場合には、出力平滑コンデンサＣ３ａの充電電圧飽和値Ｖ３ａと同じ値に予め定めた所定判定値と、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧とを比較することで、出力平滑コンデンサＣ３ａと出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧比較を間接的に行っても良い。比較を行う際には、電圧検出手段で検出した出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧（あるいは予め定めた所定判定値）と出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧との差がゼロとなった場合にスイッチング素子ＳＷ２をオンとしても良く、ゼロではなくともその差が予め定めた所定範囲内に収まったら、出力平滑コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂの電圧が実質的に同一、言い換えれば略同一となったものとみなして、スイッチング素子ＳＷ２をオンとしてもよい。さらに、他の変形例として、出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧には達してはいなくとも、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧がある程度高い電圧となった場合にスイッチング素子ＳＷ２をオンするものであってもよい。例えば、上記の所定範囲の下限を、充電電圧飽和値Ｖ３ａよりも低く定めた予め定めた下限閾値に設定してもよく、出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧がこの下限閾値に達したらスイッチング素子ＳＷ２をオンするという条件を設定してもよい。この下限閾値は、所望の値に設定してもよく、例えば出力平滑コンデンサＣ３ａの充電電圧飽和値Ｖ３ａに予め定めた係数をかけた所定割合（例えば出力平滑コンデンサＣ３ａの充電電圧飽和値Ｖ３ａの９５％、９０％、８５％、・・・６０％等）であってもよい。
【００４４】
（２）つぎに、特定の回路動作等を起算点として経過時間を計測し、この経過時間に基づいてスイッチング素子ＳＷ２を切替える条件（つまり時間条件）の設定方法について説明する。理論計算あるいは実験等により、予め定めた起算点から、出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧と出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧がほぼ一致する時点までの時間長を予め求めておく。上記起算点からの経過時間が予め求めた時間長に達したときに、スイッチング素子ＳＷ２をオンするように制御部４が出力コンデンサ制御部８に対して信号を発するようにしてもよい。この場合には、制御部４は時間を計測するタイマ機能を有するものであってもよい。起算点の定め方について説明すると、コンバータ部３がスイッチング素子ＳＷ１のスイッチング動作を開始した時点ｔ０以後、かつ出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧と出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧とが一致する時点より前の期間内に、任意の起算点を予め設定してもよい。起算点は、図４における時点ｔ０であってもよく、この場合にはスイッチング素子ＳＷ１のスイッチング動作開始から制御部４のタイマが時間を計測してもよい。予め理論計算等で算出した、ｔ０から出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧と出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧とが一致する予測時点までの時間長を、制御部４のメモリ（図示せず）に記憶しておいてもよい。これ以外の変形例の一つとして、起算点は光源点灯時点ｔ１であってもよい。その場合には、光源５０と直列に光源電流検出抵抗Ｒ１を設けたうえで光源電流検出抵抗Ｒ１に発生する信号を検出するなどして光源電流を検知してもよく、時点ｔ１から出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧と出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧とが一致する予測タイミングまでの時間長を制御部４のメモリに記憶しておいてもよい。また、光源点灯時点ｔ１の検出は、必ずしもコンバータ部３の電気的パラメータに限られず、光源５０の点灯を検知する光センサ等を備える場合にはその光センサの検知信号に基づいてもよい。また、他の変形例として、起算点は、出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧値が予め定められた一定値に達した時点としてもよく、この場合の起算点はｔ０とｔ１の間に設けられる。
【００４５】
以上のようにスイッチング素子ＳＷ２をオンとする条件を例示したが、本発明は必ずしも上述の電圧条件、時間条件を設けるものに限定されない。電源投入時にはスイッチング素子ＳＷ２をオフとしその後所望のタイミングでスイッチング素子ＳＷ２をオンとすることで、交流電源１の投入時に出力コンデンサの容量を等価的に小さくし光源点灯後の通常点灯状態では出力コンデンサの容量が等価的に大きくできるという効果が得られる。
【００４６】
また、本実施の形態では、出力平滑コンデンサを２個用いた例について示したが、これに限定するものではなく、光源が点灯開始するまでの時間に応じて、あるいは光源電流の脈動に応じて、出力平滑コンデンサを更に増やしても良い。例えば図５に示すように、出力平滑コンデンサＣ３ｂと並列に出力平滑コンデンサＣ３ｃを追加しても良い。出力平滑コンデンサＣ３ｃの高電位側端子は出力平滑コンデンサＣ３ｂの高電位側端子と接続しており、出力平滑コンデンサＣ３ｃの低電位側端子は出力平滑コンデンサＣ３ｂの低電位側端子と電流制限抵抗Ｒ２との接続点に接続している。この場合、出力平滑コンデンサＣ３ｂとＣ３ｃに対して、スイッチング素子ＳＷ２及び電流制限抵抗Ｒ２は共用化できるため、部品点数の増加を抑制できる。
【００４７】
また、本実施の形態ではＳＥＰＩＣ方式の点灯装置を例として説明したが、他の方式でも良く、例えばバックブーストコンバータ方式およびフライバックコンバータ方式にも適用でき、同様の効果を得ることができる。
【００４８】
また、本実施の形態においては、光源５０がＬＥＤを用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子を用いてもよい。
【００４９】
実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置１１０の回路構成図である。実施の形態１と同様の構成部分は、同一の符号を付して説明を省略する。実施の形態２に係る点灯装置１１０は、電源電圧検出抵抗Ｒ３、電源電圧検出部９、を備え、駆動部７は、商用周波数の２倍の周波数成分で振動するリップル成分を抑制し、光源電流が平滑化されるようにスイッチング素子ＳＷ１を駆動する点で、実施の形態１の点灯装置１００とは異なる。
【００５０】
制御部４は、光源５０に流れる電流の平均値が目標の電流値になるように制御しつつ、商用周波数の２倍の周波数成分で振動するリップル成分を抑制し、光源電流が平滑化されるようにスイッチング素子ＳＷ１を駆動する。
【００５１】
電源電圧検出部９は電源電圧検出抵抗Ｒ３に発生する電圧信号から交流電源１の位相を検出し、駆動部７は電圧比較部５と電源電圧検出部９の出力信号を受けてスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を決定する。
【００５２】
次に、実施の形態２にかかる点灯装置１１０の動作を説明する。
【００５３】
まず、出力コンデンサ制御部８がスイッチング素子ＳＷ２をオフしている状態で、光源５０が点灯している場合の動作について述べる。スイッチング素子ＳＷ２がオフしている状態では、光源電流の平滑に寄与する出力コンデンサはＣ３ａのみであるから、光源電流の脈動が大きい状態となる。
【００５４】
そこで、実施の形態２では、光源電流の脈動を抑制するために、交流電源１の電圧位相に応じて、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間が予め設定されたパターンに従って変化するように、スイッチング素子ＳＷ１を駆動する。図７に交流電源１の電圧位相とスイッチング素子ＳＷ１のオン時間の関係例を示す。これより、交流電源１の位相が電圧ピーク付近でスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を減少させ、交流電源１の位相がゼロクロス付近でオン時間を増加させる。すなわち、整流回路２の出力側の全波整流電圧が低くなるほどスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を増加させ、出力側へのエネルギ供給量を増加させ、光源電流の低下を抑制するとともに、全波整流電圧が高くなるほどスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を減少させ、出力側へのエネルギ供給量を絞る。このようなスイッチング素子ＳＷ１のオン時間増減制御を、以下、「リップル抑制制御」とも称す。
【００５５】
図８にリップル抑制制御を実現する制御部４の詳細ブロック図の一例を示す。電圧比較部５はオペアンプ５ａと、コンデンサ５ｂ、抵抗５ｃからなる位相補償回路からなる誤差増幅器を構成している。目標信号Ｅ１に対して、オペアンプ５ａの反転入力端子側に入力される光源電流検出抵抗Ｒ１で検出された信号の方が大きければオペアンプ５ａの出力信号は減少していき、光源電流検出抵抗Ｒ１で検出された信号の方が小さければオペアンプ５ａの出力信号は上昇していく。
【００５６】
駆動部７は乗算器７ａ、コンパレータ７ｂ、フリップフロップ回路７ｃ、オシレータ７ｄ、ドライブ回路７ｅからなる。乗算器７ａは電圧比較部５の出力信号と、電源電圧検出部９の出力信号を乗算する。電源電圧検出部９は電源電圧検出抵抗Ｒ３に発生した電圧信号から電源電圧の位相を求め、位相に応じて、乗算器７ａに入力する波形を生成する。例えば電圧信号１−｜０．５＊ｓｉｎθ｜を生成するものとする。ここでθは交流電源１の電圧位相で、図９に示すように電源電圧に同期した波形となる。ここでは交流電源１の位相角が９０度、２７０度のとき、電源電圧検出部９の信号電圧は最も低くなり、交流電源１の位相角が０度、１８０度、３６０度のとき電源電圧検出部９の信号電圧が最も高くなる。
【００５７】
乗算器７ａの出力はコンパレータ７ｂの反転入力端子に入力され、コンパレータ７ｂの非反転入力端子に接続されたオシレータ７ｄの出力信号と比較される。オシレータ７ｄは鋸歯状の三角波信号を出力するものとする。オシレータ７ｄは、コンパレータ６ａ、基準電圧６ｂからなるゼロ電流検出部６の信号により信号波形がリセット、即ち０Ｖとなり、再び上昇するものとする。また、ゼロ電流検出部６の信号はフリップフロップ回路７ｃのセット端子Ｓに入力されている。フリップフロップ回路７ｃのリセット端子Ｒにはコンパレータ７ｂの出力が接続されている。フリップフロップ回路７ｃの出力端子Ｑの出力信号はドライブ回路７ｅに接続され、ドライブ回路７ｅにてスイッチング素子ＳＷ１を駆動する信号に変換され、スイッチング素子ＳＷ１はこの信号により駆動する。なお、制御部４はマイクロコンピュータ等を用いてソフトウェア制御により実現しても良い。ソフトウェア制御により実現する際には、演算処理部と、この演算処理部で実行すべき演算プログラムおよびこの演算プログラムに使用すべきパラメータを記憶したメモリと、必要に応じて電圧値等をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路などが含まれても良い。
【００５８】
次に駆動部７の詳細動作について説明する。まず、スイッチング素子ＳＷ１がオンしている状態とし、インダクタＬ１、Ｌ２の電流は時間経過と共に上昇しているものとする。オシレータ７ｄの出力信号は時間経過とともに上昇し、乗算器７ａの出力信号の電圧レベルを超えるとコンパレータ７ｂはＨＩＧＨ信号（例えば５Ｖ）を出力する。これによりフリップフロップ回路７ｃのリセット端子ＲにＨＩＧＨ信号が入力され、フリップフロップ回路７ｃの出力端子ＱはＬＯＷ信号（例えば０Ｖ）を出力する。ドライブ回路７ｅはこれを受けてスイッチング素子ＳＷ１をオフする。
【００５９】
スイッチング素子ＳＷ１がオフすると、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギが出力側に放出される。インダクタＬ１の２次巻線Ｌ１ｂには出力電圧すなわち光源５０に印加される電圧に比例した電圧が発生し、コンパレータ６ａの反転入力端子に入力される。このとき、基準電圧６ｂより高い電圧となっており、コンパレータ６ａの出力からはＬＯＷ信号が出力されている。
【００６０】
インダクタＬ１、Ｌ２がエネルギ放出を終えると出力側への放電電流、即ちダイオードＤ１の電流がゼロとなり、インダクタＬ１の２次巻線Ｌ１ｂの電圧は急激に低下する。そして２次巻線電圧Ｌ１ｂの電圧が基準電圧６ｂを下回るとオペアンプ６ａの出力はＨＩＧＨ信号を出力する。すると、オシレータ７ｄの出力信号はリセットされ、０Ｖとなり、同時にフリップフロップ回路７ｃのセット端子ＳにＨＩＧＨ信号が入力されることによりフリップフロップ回路７ｃの出力端子ＱはＨＩＧＨ信号を出力する。ドライブ回路７ｅはこれを受けてスイッチング素子ＳＷ１をオンする。これにより再びインダクタＬ１、Ｌ２の電流が流れ始めると共に、ゼロリセットされたオシレータ７ｄの出力は上昇を開始する。
【００６１】
ここでは、インダクタＬ１、Ｌ２エネルギ放出により、ダイオードＤ１の電流がゼロとなってから次のスイッチングサイクルが開始するため、ダイオードＤ１のリカバリー特性に伴う損失を低減できる。また、ダイオードＤ１の電流がゼロに到達後、直ちに次のスイッチングサイクルが開始されるため、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷ１の寄生容量による振動電圧が発生する期間がなく、コンバータ部３からのノイズの発生が小さいというメリットがある。
【００６２】
以上のように、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間は、オシレータ７ｄと乗算器７ａの信号の比較結果に基づいて決定する。ここで、光源電流の定電流フィードバック制御について説明すると、まず上述の通り、目標信号電圧Ｅ１と、オペアンプ５ａの反転入力端子側に入力される光源電流検出抵抗Ｒ１からの検出信号の比較が行われる。目標信号Ｅ１よりも光源電流検出抵抗Ｒ１の検出信号の方が小さければオペアンプの出力電圧は時間経過と共に上昇し、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間は増加する方向に変化する。また、目標信号Ｅ１よりも光源電流検出抵抗Ｒ１の検出信号の方が大きければオペアンプ５ａの出力電圧は時間経過と共に下降し、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間は減少する方向に変化する。
【００６３】
しかしながら前述のとおり、定電流フィードバック制御の応答速度は少なくとも交流電源１の半周期の期間では応答しないように低速化しているため、交流電源１の半周期間ではオペアンプ５ａの出力電圧はほぼ一定とみなすことができる。したがって、乗算器７ａの出力信号は電源電圧検出部９の出力信号にほぼ比例した電圧信号となる。これにより、スイッチング素子ＳＷ１は、定電流フィードバック制御による影響を受けず、電源電圧検出部９の出力信号にほぼ比例したオン時間で駆動する。したがって交流電源の位相に応じて正確にスイッチング素子をコントロールすることができるため、光源電流のリプルを確実に抑制することができる。なお、定電流フィードバック制御の応答速度はコンデンサ５ｂ、抵抗５ｃからなる位相補償回路の定数により設定することができる。
【００６４】
定電流フィードバック制御により光源電流リプルを抑制する場合は、定電流フィードバック制御の応答を高速化する必要があるが、前述のとおり入力電流波形が大きく歪み力率を悪化させる可能性があるばかりか、応答を高速化することにより動作が不安定となり、最悪制御が発振し、光源のちらつきおよび点灯装置の故障を引き起こすおそれもある。本発明においては、定電流フィードバック制御の応答時間を交流電源の１周期の１／２倍以上に設定するため、安定した動作が可能となる。
【００６５】
このように、整流回路２の出力電圧が高くなるほどスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を減少させ、整流回路２の出力電圧が低くなるほどオン時間を増加させることにより、等価的に出力コンデンサの容量が小さくなるスイッチング素子ＳＷ２がオフ時でも光源電流の脈動を小さくすることができる。
【００６６】
なお、リップル抑制制御は、図３に示した制御に対して、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を入力電流高調波が増加する方向に変調する制御となる。リップル抑制制御を実施すると、リップル抑制制御を実施しない場合と比べて入力電流波形は歪む方向となる。出力平滑コンデンサＣ３ｂの電圧が出力平滑コンデンサＣ３ａの電圧に到達後は、スイッチング素子ＳＷを出力コンデンサ制御部８によりオンするので、出力コンデンサの容量が等価的に増加し、光源電流の脈動を低減できる。そこで、スイッチング素子ＳＷ２がオンした後はリップル抑制制御を停止するか、または電源電圧検出部９の出力信号の振幅を小さくしてもよい。すなわちリップル抑制制御の制御量を小さくすることで、通常点灯時の入力電流高調波の増加を抑制することができる。
【００６７】
図１０に電源電圧検出部９の出力信号振幅の一例を示す。図１０には、電源電圧検出部９の出力信号振幅として曲線ａ、ｂが例示されている。点灯装置１１０の動作について前述したように、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間と電源電圧検出信号９の出力信号の値との間には比例的な関係がある。図１０において振幅の大きい曲線ａを電源電圧検出部９に出力させると、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間の変動が大きくなる。曲線ａのようにオン時間の変動が大きいと、光源電流の脈動抑制効果は大きくなるが、入力電流波形の歪みが大きくなる。これに対し、相対的に振幅が小さい曲線ｂを電源電圧検出部９に出力させると、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間の変動も小さくなる。曲線ｂのようにオン時間の変動が小さいと、光源電流の脈動抑制効果は小さいが、入力電流波形の歪みを小さくできる。直線ｃはリップル抑制制御を実施しない場合の信号波形である。
【００６８】
スイッチング素子ＳＷ２がオフ（遮断）のときは曲線ａに従ってスイッチング素子ＳＷ１を駆動することが好ましく、スイッチング素子ＳＷ２がオン（導通）のときは曲線ｂまたは直線ｃに従ってスイッチング素子ＳＷ１を駆動することが好ましい。すなわち交流電源の１／２周期において、スイッチング素子ＳＷ２がオフのときの「スイッチング素子ＳＷ１の最長オン時間を最短オン時間で除した値」を、スイッチング素子ＳＷ２がオンのときの「スイッチング素子ＳＷ１の最長オン時間を最短オン時間で除した値」よりも、大きく設定することが好ましい。便宜上、スイッチング素子ＳＷ１の最長オン時間をスイッチング素子ＳＷ１の最短オン時間で除した値（つまり「最長オン時間／最短オン時間」）を、「オン時間変動比」とも称す。因みに直線ｃを用いて制御した場合は、交流電源の１／２周期において、オン時間は一定となるので、オン時間変動比は最小の１となる。
【００６９】
なお、本実施の形態においては、電源電圧検出部９の出力信号波形を、図１０に示した曲線ａ、ｂのようにサイン波の山を下側に凸とした波形としたが、本発明はこれに限られない。整流回路２の出力電圧の瞬時値が高い部分において、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間が短く、整流回路２の出力電圧の瞬時値が低い部分において、スイッチング素子のオン時間が長くなるように設定すれば良い。したがって図１０に示すような曲線波形に限定するものではない。例えば図１１に示すような三角波としてもよく、図１２に示すような台形波形としてもよく、これらの波形でも光源電流の脈動を低減する効果がある。なお、図１０で振幅を互いに異ならしめた曲線ａ、ｂを準備したのと同様に、図１１の三角波においても、振幅（つまり図１１縦軸における下端頂点の位置）を互いに異ならしめた複数個の三角波を切替可能となるように電源電圧検出部９を構成してもよい。これは図１２でも同様であり、図１２の台形波においても、振幅（つまり図１２縦軸における、台形波の下底位置）を互いに異ならしめた複数個の台形波を切替え可能となるように電源電圧検出部９を構成してもよい。これらの複数個の三角波あるいは台形波は、スイッチング素子ＳＷ２のオンオフに応じて曲線ａ、ｂが選択的に使用されたのと同様に、選択的に使用される。つまり、スイッチング素子ＳＷ２がオフのときは、振幅がより大きな波形に従ってスイッチング素子ＳＷ１を駆動し、スイッチング素子ＳＷ２がオンのときは、振幅がより小さな波形または直線に従ってスイッチング素子ＳＷ１を駆動するように、複数個の三角波あるいは台形波を切替可能な電源電圧検出部９を設けてもよい。
【００７０】
また、本実施の形態ではＳＥＰＩＣ方式の電源を例として説明したが、これ以外にも、１コンバータで力率改善（高調波電流低減）と定電流制御を行う方式であれば、他の方式でも良く、例えばバックブーストコンバータ方式およびフライバックコンバータ方式においても、同様の効果を得ることができる。
【００７１】
また、本実施の形態においては、光源５０がＬＥＤを用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子を用いてもよい。
【００７２】
実施の形態３．
図１３は、本発明の実施の形態３にかかる点灯装置１２０の回路構成図である。実施の形態２と同様の構成等あるいは実施の形態２と類似する構成等は、同一の符号を付して適宜に説明を省略する。実施の形態３に係る点灯装置１２０は、光源５０の明るさをコントロールするために点灯装置１２０の外部に設けられた調光コントローラ１１からの調光信号を読み取る調光信号インターフェース１０を備える点で、実施の形態２の点灯装置１１０とは異なる。
【００７３】
調光信号インターフェース１０は、調光信号を受けて、目標信号Ｅ１の信号電圧を目標電流に相当する信号となるように調整する。また、目標電流に応じて電源電圧検出部９の出力信号を制御する。
【００７４】
次に、実施の形態３にかかる点灯装置１２０の動作を説明する。
【００７５】
実施の形態２と同様、点灯装置１２０は、制御部４の制御によりコンバータ部３を駆動し、光源５０に目標信号Ｅ１で決まる目標電流が供給される。また、制御部４は、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間が、交流電源１の電圧位相に応じて、予め設定されたパターンとなるようにリップル抑制制御を実施する。
【００７６】
ここで、実施の形態３においては、調光コントローラ１１から入力される調光信号、すなわち目標光源電流に応じて、リップル抑制制御のスイッチング素子オン時間のパターンを変更する。つまり、調光コントローラ１１からの調光信号を受けた調光信号インターフェース１０は、その調光信号に応じて、電源電圧検出部９に対して出力信号の振幅を指定する信号を送る。
【００７７】
図１４に調光率に応じた電源電圧検出部９の出力信号の出力例を示す。最も光出力の大きい全光状態では、光源５０でのエネルギ消費が大きいため、光源電流の脈動も大きくなる。従って、実施の形態３では、全光状態を指定する調光信号を受けた調光信号インターフェース１０は、電源電圧検出部９に図１４の曲線ａに示す波形を出力させるように信号を送り、電源電圧検出部９の出力信号の振幅を大きくする。曲線ａによれば、電源電圧のゼロクロス付近のスイッチング素子のオン時間と、電源電圧ピーク付近のスイッチング素子のオン時間の変化の割合を大きくできる。
【００７８】
光源電流が小さい場合、光源でのエネルギ消費が小さいため、光源電流の脈動は小さくなる。そこで、実施の形態３では、光源電流が比較的小さくされる場合、より具体的には例えば光源電流を全光状態未満の予め定めた第１所定電流値以下に絞る調光信号を受けた場合には、調光信号インターフェース１０は、電源電圧検出部９に図１４の曲線ｂに示す波形を出力させるように信号を送る。このようにして、調光により光源電流が小さくなると電源電圧検出部９の出力信号の振幅を小さくする。これにより、電源電圧のゼロクロス付近のスイッチング素子のオン時間と、電源電圧ピーク付近でスイッチング素子のオン時間との間の、変化の割合を小さくできる。
【００７９】
実施の形態３では、さらに光源電流が小さくなる場合、より具体的には上記第１所定電流値未満に予め定めた微小な第２所定電流値以下に絞る調光信号を受けた場合には、調光信号インターフェース１０は、電源電圧検出部９に図１４の直線ｃに示す一定値を出力させるように信号を送り、電源電圧検出部９の出力信号を一定値の信号レベルとする。このとき、電源電圧のゼロクロス付近のスイッチング素子のオン時間と、電源電圧ピーク付近のスイッチング素子のオン時間はほぼ等しくなる。すなわちリップル抑制制御が実施されない。以上のように、実施の形態３にかかる調光信号インターフェース１０は、現在の調光信号で指定される光源電流が大、中、小の三段階に区分された光源電流範囲のいずれかに属するかに応じて、曲線ａ、ｂおよび直線ｃのいずれの出力信号を発すべきか電源電圧検出部９に対して指示信号を出す。
【００８０】
上述した曲線ａ、ｂおよび直線ｃの切替えによれば、交流電源の１／２周期において、光源電流が大きい場合のスイッチング素子ＳＷ１の「最長オン時間を最短オン時間で除した値」を、光源電流が小さい場合のスイッチング素子ＳＷ１の「最長オン時間を最短オン時間で除した値」よりも大きく設定することができる。便宜上、スイッチング素子ＳＷ１の最長オン時間を最短オン時間で除した値のことを「オン時間変動比」とも称する。交流電源の１／２周期において、光源電流が大きい場合のオン時間変動比が、光源電流が小さい場合のオン時間変動比よりも大きく設定される。また、リップル抑制制御を実施しない場合（図１４の直線ｃ）、交流電源の１／２周期において、オン時間は一定となるので、スイッチング素子ＳＷ１の最長オン時間を最短オン時間で除した値（つまりオン時間変動比）は最小の１となる。なお、図３に示したように、交流電源１の１／２周期の期間はスイッチング素子のオン時間はなるべく一定であるほうが入力電流の高調波は低減する。
【００８１】
以上のように、実施の形態３では、調光率すなわち光源電流に応じて、電源電圧検出部９の出力信号を可変とする。そして光源電流が大きい場合、電源電圧検出部９は光源電流の脈動抑制が優先となるように出力信号を設定し、光源電流が小さい場合、電源電圧検出部９は入力電流の高調波抑制が優先となるように出力信号を設定する。これにより、脈動によるちらつきが問題とならない調光領域における入力電流高調波の発生を抑制することができる。なお、実施の形態３で示す制御方法は、スイッチング素子ＳＷ２がオン状態あるいはオフ状態の何れの状態においても適用することが出来る。すなわち、スイッチング素子ＳＷ２がオフ状態のときにおける調光状態と、スイッチング素子ＳＷ２がオン状態における調光状態でそれぞれ光源電流の脈動状態が異なるため、独立したリップル抑制制御を実施できる。
【００８２】
なお、実施の形態３にかかる点灯装置１２０は、実施の形態１、２と同様に、「出力平滑コンデンサＣ３ｂ、電流制限抵抗Ｒ２、スイッチング素子ＳＷ２、および出力コンデンサ制御部８」を備えている。しかしながら、点灯装置１２０から「出力平滑コンデンサＣ３ｂ、電流制限抵抗Ｒ２、スイッチング素子ＳＷ２、および出力コンデンサ制御部８」を省略してもよい。その場合であっても、「調光コントローラ１１から入力される調光信号、すなわち目標光源電流に応じて、リップル抑制制御のスイッチング素子オン時間のパターンを変更する」という実施の形態３の技術的特徴を備えた点灯装置が提供される。
【００８３】
なお、実施の形態３においては、電源電圧検出部９の出力信号波形を図１４に示したようなサイン波の山を下側に凸とした波形としたが、本発明はこれに限られるものではない。整流回路２の出力電圧の瞬時値が高い部分においてスイッチング素子ＳＷ１のオン時間が短く、整流回路２の出力電圧の瞬時値が低い部分においてスイッチング素子ＳＷ１のオン時間が長くなるように、電源電圧検出部９の出力信号波形を設定すれば良い。したがって図１４の波形に限定するものではなく、例えば図１１に示すような三角波でもよく、図１２に示すような台形波形でもよく、これらの波形でも光源電流の脈動を低減する効果がある。振幅が互いに異なる複数個の三角波あるいは台形波は、調光信号に応じて曲線ａ、ｂが選択的に使用されたのと同様に、電源電圧検出部９において切替えられる。つまり、光源電流を大きくするように調光信号が変更された場合には、大きな振幅を有する波形に従ってスイッチング素子ＳＷ１を駆動し、光源電流を小さくするように調光信号が変更された場合には、小さな振幅を有する波形または直線に従ってスイッチング素子ＳＷ１を駆動するように、電源電圧検出部９が複数個の三角波あるいは台形波を切替えてもよい。
【００８４】
また、実施の形態３ではＳＥＰＩＣ方式の電源を例として説明したが、これ以外にも、１コンバータで力率改善（高調波電流低減）と定電流制御を行う方式であれば、他の方式でも良く、例えばバックブーストコンバータ方式およびフライバックコンバータ方式においても、同様の効果を得ることができる。
【００８５】
また、実施の形態３においては、光源５０がＬＥＤを用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子を用いてもよい。
【００８６】
実施の形態４
図１５は、本発明の実施の形態３における照明器具２００の断面図である。照明器具２００は、照明器具本体４０、コネクタ４１、光源基板４２、点灯装置４３を備える。照明器具本体４０は、点灯装置４３などを取り付けるための筺体である。コネクタ４１は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源基板４２は、ＬＥＤまたは有機ＥＬ素子などの発光素子を電気的光源として実装した基板である。
【００８７】
点灯装置４３には、コネクタ４１、配線４４を介して交流電源からの電力が入力される。点灯装置４３は配線４５を介して光源基板４２に接続している。点灯装置４３は、入力された電力を光源基板４２に供給する電力へと変換し、変換した電力を光源基板４２に供給する。光源基板４２の光源は、点灯装置４３からの供給電力により点灯する。
【００８８】
点灯装置４３の回路構成は、上述した実施の形態１にかかる点灯装置１００と同じであるものとする。これにより、実施の形態１にかかる点灯装置１００の利点を備えた点灯装置４３および照明器具２００が提供される。
【００８９】
なお、点灯装置４３の回路構成を、実施の形態２、３にかかる点灯装置１１０、１２０のいずれか一方と同じものとしてもよい。
【００９０】
実施の形態４にかかる照明器具２００によれば、実施の形態１〜３で述べた点灯装置１００〜１２０のいずれか１つを組み込むことで、照明器具の小型化、低コスト化、高効率化が実現でき、交流電源を投入してから光源が点灯するまでの時間を高速化でき、且つ光源のちらつきを抑制することができる。
【符号の説明】
【００９１】
１  交流電源、２  整流回路、３  コンバータ部、４  制御部、５  電圧比較部、５ａ  オペアンプ、５ｂ  コンデンサ、５ｃ  抵抗、６  ゼロ電流検出部、６ａ  コンパレータ、６ａ  オペアンプ、６ｂ  基準電圧、７  駆動部、７ａ  乗算器、７ｂ  コンパレータ、７ｃ  フリップフロップ回路、７ｄ  オシレータ、７ｅ  ドライブ回路、８  出力コンデンサ制御部、９  電源電圧検出部、１０  調光信号インターフェース、１１  調光コントローラ、４０  照明器具本体、４１  コネクタ、４２  光源基板、４３  点灯装置、４４、４５  配線、５０  光源、１００、１１０、１２０  点灯装置、１０２  出力端、２００  照明器具、Ｃ３ａ、Ｃ３ｂ、Ｃ３ｃ  出力平滑コンデンサ、Ｒ１  光源電流検出抵抗、Ｒ２  電流制限抵抗、Ｒ３  電源電圧検出抵抗
【図１】
2016201243.tif 000003
【図２】
2016201243.tif 000004
【図３】
2016201243.tif 000005
【図４】
2016201243.tif 000006
【図５】
2016201243.tif 000007
【図６】
2016201243.tif 000008
【図７】
2016201243.tif 000009
【図８】
2016201243.tif 000010
【図９】
2016201243.tif 000011
【図１０】
2016201243.tif 000012
【図１１】
2016201243.tif 000013
【図１２】
2016201243.tif 000014
【図１３】
2016201243.tif 000015
【図１４】
2016201243.tif 000016
【図１５】
2016201243.tif 000017