(57)【要約】【課題】ＳＲモータのコイルに生じる鎖交磁束を好適に調整可能な制御装置を提供する。【解決手段】スイッチトリラクタンスモータにおいて、電力変換回路２０からコイル２２に出力される出力電圧を調整することでモータを制御する制御装置３０である。制御装置３０は、回転角の１周期においてコイル２２のインダクタンスＬに電圧が印加されることでコイル２２に生じる鎖交磁束が予め定めた所定波形となるように、モータの出力トルクを指令するトルク指令値、及び、回転角に基づいて、電力変換回路２０の指令電圧を設定する。さらに、コイル２２の抵抗成分Ｒに電流が流れることにより生じるインダクタンスＬに印加される電圧の変化を抑制するために、モータの回転速度、トルク指令値、及び、コイル電流の検出値に基づいて、指令電圧を補正する。そして、補正された指令電圧に基づいて、電力変換回路２０の出力電圧を制御する。【選択図】      図１
2016010200.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コイル（２２）を有する固定子と、その固定子によって回転可能に支持され、前記コイルに電圧が印加されることで回転する回転子と、を有するスイッチトリラクタンスモータにおいて、電圧出力回路（２０）から前記コイルに出力される出力電圧を調整することで前記モータを制御する制御装置（３０）であって、
前記コイルは、インダクタンス（Ｌ）と抵抗成分（Ｒ）とを有し、
前記モータの回転角を検出する回転角検出手段（３６）と、
前記回転角の１周期において前記インダクタンスに電圧が印加されることで前記コイルに生じる鎖交磁束が予め定めた所定波形となるように、前記モータの出力トルクを指令するトルク指令値、及び、前記回転角に基づいて、前記電圧出力回路の出力電圧の指令値である指令電圧を設定する指令電圧設定手段（３７）と、
前記コイルに流れるコイル電流を検出する電流検出手段（３２）と、
前記抵抗成分に電流が流れることにより生じる前記インダクタンスに印加される電圧の変化を抑制するために、前記回転角から算出されるモータの回転速度、前記トルク指令値、及び、前記コイル電流の検出値に基づいて、前記指令電圧を補正する電圧補正手段（３８〜４１）と、
前記電圧補正手段によって補正された前記指令電圧に基づいて、前記電圧出力回路の前記出力電圧を制御する電圧制御手段（３０ｃ）と、
を備えることを特徴とする制御装置。
【請求項２】
前記電圧補正手段は、前記トルク指令値及び前記回転速度に応じて定まる前記コイル電流の推定値と、前記コイル電流の検出値との比較に基づいて、前記指令電圧の補正値を算出し、その補正値を前記指令電圧に加算することで、前記指令電圧を補正することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記電圧補正手段は、
前記トルク指令値及び前記回転速度に基づいて、前記回転角の１周期におけるコイル電流の推定値を表す第１特徴量を算出する第１特徴量算出手段（３９）と、
前記コイル電流の検出値に基づいて、前記回転角の１周期におけるコイル電流の検出値を表す第２特徴量を算出する第２特徴量算出手段（４０）と、
を備え、
前記第１特徴量と前記第２特徴量との偏差に基づいて、前記指令電圧の補正値を算出することを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記第１特徴量算出手段は、前記第１特徴量として、前記回転角の１周期において前記コイル電流の推定値の実効値を算出し、
前記第２特徴量算出手段は、前記第２特徴量として、前記回転角の１周期において前記コイル電流の検出値の実効値を算出することを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
【請求項５】
前記指令電圧設定手段は、前記指令電圧の立ち上がり期間及び立ち下がり期間の少なくとも一方において、その指令電圧を徐変させて設定することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチトリラクタンスモータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチトリラクタンスモータの制御装置として、下記特許文献１に見られるように、ヒステリシスコンパレータを用いてスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）の備えるコイルに流れる電流を指令電流に制御するものが知られている。詳しくは、この装置では、ＳＲモータのコイルの印加電圧として、正の直流電圧「ＶＤＣ」及び負の直流電圧「−ＶＤＣ」に加えて、ゼロ電圧を用いている。これにより、スイッチング回数を低減させ、インバータ装置のスイッチングに伴い生じるスイッチング損失の低減を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３２５５１６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、上記特許文献１に記載された技術では、コイルに流れる電流が指令電流となるように制御すべく、コイルの印加電圧がゼロ電圧から正の直流電圧に切り替えられたり、ゼロ電圧から負の直流電圧に切り替えられたりする。このため、コイルの鎖交磁束波形は歪み、高調波成分を多く含むこととなる。これにより、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音の低減効果が十分に得られない懸念がある。
【０００５】
そこで、コイルに流れる電流を制御するのではなく、コイルの印加電圧を調整することで、鎖交磁束波形を制御する方法が考えられる。この場合、コイルはインダクタンスの他に抵抗成分を含むため、抵抗成分によって電圧降下が生じ、所望の電圧がコイルのインダクタンスに印加されないことが懸念される。特に、コイルの温度が上昇すると、抵抗成分が大きくなり影響が大きくなる。このため、コイルの印加電圧の調整によるＳＲモータの高調波鉄損及び騒音の低減効果が低下することが懸念される。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、ＳＲモータのコイルに生じる鎖交磁束を好適に調整可能な制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、コイル（２２）を有する固定子と、その固定子によって回転可能に支持され、前記コイルに電圧が印加されることで回転する回転子と、を有するスイッチトリラクタンスモータにおいて、電圧出力回路（２０）から前記コイルに出力される出力電圧を調整することで前記モータを制御する制御装置（３０）であって、前記コイルは、インダクタンス（Ｌ）と抵抗成分（Ｒ）とを有し、前記モータの回転角を検出する回転角検出手段（３６）と、前記回転角の１周期において前記インダクタンスに電圧が印加されることで前記コイルに生じる鎖交磁束が予め定めた所定波形となるように、前記モータの出力トルクを指令するトルク指令値、及び、前記回転角に基づいて、前記電圧出力回路の出力電圧の指令値である指令電圧を設定する指令電圧設定手段（３７）と、前記コイルに流れるコイル電流を検出する電流検出手段（３２）と、前記抵抗成分に電流が流れることにより生じる前記インダクタンスに印加される電圧の変化を抑制するために、前記回転角から算出されるモータの回転速度、前記トルク指令値、及び、前記コイル電流の検出値に基づいて、前記指令電圧を補正する電圧補正手段（３８〜４１）と、前記電圧補正手段によって補正された前記指令電圧に基づいて、前記電圧出力回路の前記出力電圧を制御する電圧制御手段（３０ｃ）と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
コイルはインダクタンスに加えて抵抗成分を有するため、コイルに電流が流れると抵抗成分において電圧降下が生じ、出力電圧から抵抗成分による電圧降下を減じた電圧がインダクタンスに印加されることになる。このため、コイルの鎖交磁束を所定値とするためには、この抵抗成分による電圧降下を考慮して指令電圧を補正する必要がある。コイルの抵抗成分はコイルの温度により変化するため、指令電圧の補正を行う場合、コイルの抵抗成分の変化を考慮する必要がある。
【０００９】
コイルに流れる電流は、抵抗成分の大きさに反比例する。つまり、コイルに流れる電流の大きさに基づいて、抵抗成分による電圧降下の影響を補正することができる。また、コイルに出力される出力電圧を調整する構成では、コイルのインダクタンスが回転子の回転角によって変化するため、コイルに流れる電流波形は回転子の回転状態（回転速度、トルク）に応じて成り行きで変化する。そこで、回転子の回転状態及びコイルに流れる電流の検出値に基づいて指令電圧を補正することで、コイルの抵抗成分の変化による影響を抑制し、コイルの鎖交磁束を好適に調整することを可能にした。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態にかかるＳＲモータの制御システムの構成図。
【図２】同実施形態にかかる指令電圧の設定手法を示す図。
【図３】同実施形態にかかるコイルに流れる電流の経時変化を例示する図。
【図４】従来技術にかかる指令電流の制御手法を示す図。
【図５】第１の実施形態にかかる変調波生成処理の手順を示す流れ図。
【図６】同実施形態にかかる電圧制御処理の手順を示す流れ図。
【図７】同実施形態にかかる正電圧印加時に形成される閉回路を示す図。
【図８】同実施形態にかかる負電圧印加時に形成される閉回路を示す図。
【図９】同実施形態にかかるパルス幅変調の一例を示すタイミングチャート。
【図１０】コイルに生じる抵抗成分を示す図。
【図１１】第１の実施形態にかかる変調波生成部の機能ブロック図。
【図１２】同実施形態にかかる補正値算出部の機能ブロック図。
【図１３】第２の実施形態にかかる補正値算出部の機能ブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてのスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
図１に示すように、高電圧バッテリ１０は、端子電圧が例えば１００Ｖ以上（２８８Ｖ）となる２次電池である。なお、高電圧バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。
【００１３】
高電圧バッテリ１０には、平滑コンデンサ１２を介して電力変換回路２０が接続されている。電力変換回路２０には、車載主機としてのモータジェネレータが接続されている。モータジェネレータは、ＳＲモータである。ＳＲモータはコイル２２を有するステータと、そのステータ（固定子）によって回転可能に指示され、コイル２２に電圧が印加されることで回転するロータ（回転子）とを有する。詳しくは、本実施形態では、ＳＲモータとして、Ｕ相コイル２２ｕ、Ｖ相コイル２２ｖ及びＷ相コイル２２ｗを備える３相ＳＲモータを用いている。
【００１４】
電力変換回路２０は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎの直列接続体、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの直列接続体、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｓｖｐ及びＶ相下アームダイオードＤｖｎの直列接続体、Ｖ相上アームダイオードＤｖｐ及びＶ相下アームスイッチング素子Ｓｖｎの直列接続体、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｗｐ及びＷ相下アームダイオードＤｗｎの直列接続体、並びにＷ相上アームダイオードＤｗｐ及びＷ相下アームスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体を備えている。ここで、本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及びＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとして、ＩＧＢＴを用いている。なお、本実施形態において、Ｕ〜Ｗ相上アームダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐが「上アーム整流素子」に相当し、Ｕ〜Ｗ相下アームダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎが「下アーム整流素子」に相当する。
【００１５】
詳しくは、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎの接続点と、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの接続点とは、Ｕ相コイル２２ｕによって接続されている。Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐのエミッタ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎのカソード同士は接続され、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐのコレクタは、高電圧バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ｕ相下アームダイオードＤｕｎのアノードは、高電圧バッテリ１０の負極端子に接続されている。一方、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐのアノード及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎのコレクタ同士は接続され、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐのカソードは、高電圧バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎのエミッタは、高電圧バッテリ１０の負極端子に接続されている。
【００１６】
なお、Ｖ相及びＷ相を構成するスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ及びダイオードＤｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎの接続態様は、Ｕ相と同様である。このため、本実施形態では、Ｖ相及びＷ相についての接続態様の詳細な説明を省略する。
【００１７】
制御装置３０は、図示しない中央演算装置（ＣＰＵ）及びメモリを備え、メモリに記憶された各種プログラムを中央演算装置によって実行することでＳＲモータの制御量（出力トルク）をその指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）に制御する。制御装置３０には、Ｕ相コイル２２ｕに流れる電流を検出するＵ相電流センサ３２ｕや、Ｖ相コイル２２ｖに流れる電流を検出するＶ相電流センサ３２ｖ、及びＷ相コイル２２ｗに流れる電流を検出するＷ相電流センサ３２ｗの検出値が入力される。また、制御装置３０には、平滑コンデンサ１２の端子間電圧（高電圧バッテリ１０の出力電圧，電力変換回路２０の入力電圧）を検出する電圧センサ３４や、ＳＲモータのロータの回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ３６（例えばレゾルバ）の検出値が入力される。制御装置３０は、これら各種センサの検出値に基づき、ＳＲモータの出力トルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、電力変換回路２０を構成する上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎに対して操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎを出力することで、これらスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎを操作する。
【００１８】
詳しくは、制御装置３０は、電気角速度算出部３０ａ、変調波生成部３０ｂ及び操作信号生成部３０ｃを備えている。電気角速度算出部３０ａは、回転角センサ３６によって検出された電気角θｅの時間微分値として電気角速度ωを算出する。また、変調波生成部３０ｂは、指令トルクＴｒｑ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωに基づき各相の変調波α￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を生成する。操作信号生成部３０ｃは、変調波生成部３０ｂから出力された変調波α￥に基づき、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎを操作するための操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎを生成する。ここで、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれに対する変調波は、電気角θｅで互いに１２０°ずれた波形として生成される。
【００１９】
なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０よりも上位の制御装置（例えば、車両の走行制御を統括する制御装置）から制御装置３０に入力される。また、ＳＲモータの各相は独立しており、さらに、制御装置３０における各相に関する処理のそれぞれは、基本的には同一の処理となる。
【００２０】
続いて、図２を用いて、本実施形態にかかる指令電圧の設定手法について説明する。ここで、図２（ａ）は、コイル２２￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の印加電圧の指令値（以下、指令電圧Ｖ￥＊）の推移を示し、図２（ｂ）は、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥の推移を示す。なお、図２は、電気角速度ωが一定となる場合における推移を示している。
【００２１】
図示されるように、本実施形態では、指令電圧Ｖ￥＊の立ち上がり期間（時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４）及び立ち下がり期間（時刻ｔ２〜ｔ３）の双方における指令電圧Ｖ￥＊を徐変させて設定し、また、電気角θｅの１周期（時刻ｔ１〜ｔ５）において指令電圧Ｖ￥＊の描く波形が連続するように指令電圧Ｖ￥＊を設定する。ここで、立ち上がり期間とは、指令電圧Ｖ￥＊が上昇する期間（換言すれば、指令電圧Ｖ￥＊の変化速度が０よりも高い期間）のことであり、立ち下がり期間とは、指令電圧Ｖ￥＊が下降する期間（換言すれば、指令電圧Ｖ￥＊の変化速度が０よりも低い期間）のことである。
【００２２】
特に、本実施形態では、電気角θｅの１周期に含まれる期間であってかつコイル２２￥に対する通電を指示する通電指示期間（時刻ｔ１〜ｔ４）において、指令電圧Ｖ￥＊の描く第１の正弦波形（時刻ｔ１〜ｔＡまでに指令電圧Ｖ￥＊の描く波形であり、「第１の波形」に相当）の後に、指令電圧Ｖ￥＊の「０」を規定する第１の軸線Ｌ１及び第１の軸線Ｌ１と直交してかつ通電指示期間の中央を通る第２の軸線Ｌ２の交点γに対して第１の波形と点対称である第２の正弦波形（時刻ｔＡ〜ｔ４までに指令電圧Ｖ￥＊の描く波形であり、「第２の波形」に相当）を隣接させるように指令電圧Ｖ￥＊を設定する。ここで、第１の正弦波形及び第１の軸線Ｌ１によって囲まれる面積と、第２の正弦波形及び第１の軸線Ｌ１によって囲まれる面積とは等しくなる。
【００２３】
指令電圧Ｖ￥＊の上記設定は、ＳＲモータの高調波鉄損、振動及び騒音を低減させることを目的としてなされる。つまり、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥の変化を緩やかにすることで、ＳＲモータの高調波鉄損、振動及び騒音を低減させることができる。ここで、インダクタンスＬの時間変化による影響を受けないコイル２２￥の印加電圧の時間積分値が、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥となる関係から、コイル２２￥の印加電圧の立ち上がり期間や立ち下がり期間においてコイル２２￥の印加電圧を徐変させることで、鎖交磁束ψ￥の変化を緩やかにできる。
【００２４】
具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２では、指令電圧Ｖ￥＊を０から上限値である第１の電圧Ｖ１まで徐々に上昇させることで、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒも０から上限値まで徐々に上昇する。その結果、印加電圧Ｖ￥ｒの積分値である鎖交磁束ψ￥も、指令電圧Ｖ￥＊が０のタイミングの値である０から、正の値である第１の磁束量ψ１まで徐々に上昇する。
【００２５】
続く時刻ｔ２〜ｔＡでは、指令電圧Ｖ￥＊を第１の電圧Ｖ１から０まで徐々に下降させることで、印加電圧Ｖ￥ｒも第１の電圧Ｖ１から０まで徐々に下降する。その結果、鎖交磁束ψ￥は、その上昇速度（上昇率）を低くしながら上限値である第２の磁束量ψ２まで徐々に上昇する。
【００２６】
続く時刻ｔＡ〜ｔ３では、指令電圧Ｖ￥＊を０から第２の電圧Ｖ２まで徐々に下降させることで、印加電圧Ｖ￥ｒも０から第２の電圧Ｖ２まで徐々に下降する。ここで、第２の電圧Ｖ２は、指令電圧Ｖ￥＊の下限値であってかつ負の値である。特に、本実施形態において、第２の電圧Ｖ２の絶対値と、第１の電圧Ｖ１の絶対値とは同一の値に設定されている。上記指令電圧Ｖ￥＊の設定の結果、鎖交磁束ψ￥は、第２の磁束量ψ２から第１の磁束量ψ１まで徐々に下降する。
【００２７】
続く時刻ｔ３〜ｔ４では、指令電圧Ｖ￥＊を第２の電圧Ｖ２から０まで徐々に上昇させることで、印加電圧Ｖ￥ｒも第２の電圧Ｖ２から０まで徐々に上昇する。その結果、鎖交磁束ψ￥は、その下降速度（下降率）を低くしながら０まで徐々に下降する。
【００２８】
特に、指令電圧Ｖ￥＊の描く波形が正弦波形（理想的な正弦波）となるように指令電圧Ｖ￥＊を設定することで、図２（ｂ）に示すように、電気角θｅの１周期において鎖交磁束ψ￥の描く波形を正弦波形状とすることができ、高調波鉄損等の低減効果を大きくすることができる。
【００２９】
なお、コイル２２￥に流れる電流は、電気角θｅ１周期における指令電圧Ｖ￥＊の変化の中で、０から上限値の間を滑らかにひと山を描く変化をする。ただし、上記電流は、指令電圧Ｖ￥＊に対して成り行きで流れる。この様子を図３に示した。ここで、図３（ａ）は、コイル２２￥のインダクタンスＬの推移を示し、図３（ｂ）は、指令電圧Ｖ￥＊の推移を示し、図３（ｃ）は、コイル２２￥に流れるコイル電流ｉ￥の推移を示す。
【００３０】
図示されるように、指令電圧Ｖ￥＊の１周期における経時変化と、コイル電流ｉ￥の上記１周期における経時変化とは相違し得る。これは、電気角θｅに応じて、例えば、インダクタンスＬが相違したり、電気角速度ωが相違したりすることによる。図３には、同一の指令電圧Ｖ￥＊に応じた同一の印加電圧Ｖ￥ｒがコイル２２￥に印加された場合に、電気角θ１〜θ２におけるコイル電流ｉ￥が、電気角θ３〜θ４におけるコイル電流ｉ￥よりも大きくなる現象を例示した。この現象は、電気角θ１〜θ２におけるインダクタンスＬが、電気角θ３〜θ４におけるインダクタンスＬよりも小さいことで生じたものである。
【００３１】
鎖交磁束ψ￥の変化を緩やかにすべくコイル２２￥の印加電圧を徐変させるこうした技術的思想は、上記特許文献１に記載された技術（以下、従来技術）とは異なるものである。ここで、図４には、従来技術にかかる鎖交磁束ψ￥等の推移を示した。詳しくは、図４（ａ）は、コイル２２￥に流れる電流の指令値（以下、指令電流ｉ￥＊）及び￥相電流センサ３２￥によって検出された電流（以下、検出電流ｉ￥ｒ）の推移を示し、図４（ｂ）は、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒの推移を示し、図４（ｃ）は、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥の推移を示す。
【００３２】
図示されるように、従来技術では、ＳＲモータのトルクリプルを低減させることを目的として、指令電流ｉ￥＊として矩形波状の電流を設定し、検出電流ｉ￥ｒを指令電流ｉ￥＊に制御している。こうした制御手法では、図４（ｂ）に示すように、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒが成り行きとなる。このため、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの双方がオン操作される時刻ｔ１〜ｔ２や、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの双方がオフ操作される時刻ｔ３〜ｔ４において、印加電圧Ｖ￥ｒが不連続となって急峻に変化することとなる。これにより、図４（ｃ）に示すように、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥も急峻に変化することとなる。
【００３３】
具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２では、指令電流ｉ￥＊の設定により、検出電流ｉ￥ｒを指令電流ｉ￥＊とすべく、印加電圧Ｖ￥ｒは急峻に立ち上がった後、０まで急峻に立ち下がる。それに伴い、検出電流ｉ￥ｒは所定の電流値まで短期間に上昇する。鎖交磁束ψ￥は印加電圧Ｖ￥ｒの積分値であるため、所定の磁束まで短期間に上昇する。
【００３４】
続く時刻ｔ２〜ｔ３では、検出電流ｉ￥ｒが指令電流ｉ￥＊にほぼ等しくなることから、印加電圧Ｖ￥ｒは、検出電流ｉ￥ｒを一定とするような値で推移する。この場合、印加電圧Ｖ￥ｒは、０から正の所定電圧まで徐々に上昇することとなる。印加電圧Ｖ￥ｒの上昇に対応して、鎖交磁束ψ￥も徐々に上昇する。
【００３５】
続く時刻ｔ３〜ｔ４では、指令電流ｉ￥＊が０に設定される。これにより、検出電流ｉ￥ｒを指令電流ｉ￥＊とすべく、印加電圧Ｖ￥ｒは、負の所定電圧まで急峻に立ち下がった後、０まで急峻に立ち上がることとなる。これにより、検出電流ｉ￥ｒは０まで短期間に下降する。鎖交磁束ψ￥は、印加電圧Ｖ￥ｒが０になったタイミングで上限値を取った後、０まで短期間に下降する。
【００３６】
以上説明した鎖交磁束ψ￥の変化により、ＳＲモータの高調波鉄損、振動及び騒音が十分に低減されない懸念がある。
【００３７】
こうした問題を解決すべく、本実施形態では、上述したように、指令電流ｉ￥＊を設定することなく、指令電圧Ｖ￥＊を徐変させて設定する。ここで、本実施形態では、パルス幅変調によって上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオンオフ操作することとしている。このため、高電圧バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖｄｃで指令電圧Ｖ￥＊を除算することによって規格化した変調波α￥を指令電圧Ｖ￥＊として設定することとなる。
【００３８】
図５に、本実施形態にかかる変調波生成処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える変調波生成部３０ｂによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態において、図５に示す一連の処理が「指令電圧設定手段」を構成する。
【００３９】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において指令トルクＴｒｑ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωを取得する。
【００４０】
続くステップＳ１２では、取得された指令トルクＴｒｑ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωに基づき、指令変調率α０、Ｕ相コイル２２ｕへの通電開始を指示する電気角θｅであるＯＮ位相θｏｎ（先の図２の時刻ｔ１）、及びＯＮ位相θｏｎからの通電継続期間を指示する電気角θｅの幅である通電指示幅θｗ（先の図２の時刻ｔ１〜ｔ４）を設定する。ここで、指令変調率α０とは、正弦波形として設定される指令電圧Ｖ￥＊の振幅を高電圧バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖｄｃで除算した値のことである。また、電気角θｅがＯＮ位相θｏｎとなってから、通電指示幅θｗが経過するまでの期間が上記通電指示期間である。なお、指令変調率α０、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗは、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωと関係付けられて指令変調率α０、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗが規定されたマップや数式を用いて設定すればよい。
【００４１】
続くステップＳ１４では、現在の電気角θｅが通電指示期間であるか否かを判断する。具体的には、現在の電気角θｅからＯＮ位相θｏｎを減算した値を分子とし、通電指示幅θｗを分母とする値を判定パラメータと定義すると、判定パラメータが「０」以上であってかつ「１」以下であるか否かを判断する。
【００４２】
ステップＳ１４において否定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間ではないと判断し、ステップＳ１６に進む。ステップＳ１６では、変調波α￥を「０」とする。一方、上記ステップＳ１４において肯定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間であると判断し、ステップＳ１８に進む。ステップＳ１８では、判定パラメータ及び「３６０°」の乗算値を独立変数とする正弦関数に指令変調率α０を乗算することで、変調波α￥を生成する。なお、ステップＳ１６、Ｓ１８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４３】
ちなみに、先の図５に示した処理によって生成される変調波α￥に高電圧バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖｄｃを乗算した値が先の図２（ａ）に示した指令電圧Ｖ￥＊となる。
【００４４】
続いて、図６に、本実施形態にかかる電圧制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える操作信号生成部３０ｃによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態において、図６に示す一連の処理が「電圧制御手段」を構成する。
【００４５】
この一連の処理では、まずステップＳ２０において、変調波生成部３０ｂから出力された変調波α￥がキャリア信号Ｃｓ以上であるか否かを判断する。本実施形態では、キャリア信号Ｃｓとして三角波信号を用いている。また、本実施形態において、キャリア信号Ｃｓは、その最小値が「−１」に設定され、最大値が「１」に設定されている。
【００４６】
ステップＳ２０において肯定判断された場合には、ステップＳ２２に進み、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの双方をオン操作する。これにより、Ｕ相について図７に例示するように、高電圧バッテリ１０、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｕ相コイル２２ｕ、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎを含む閉回路に電流が流れ、Ｕ相コイル２２ｕに正電圧「Ｖｄｃ」が印加される。
【００４７】
一方、上記ステップＳ２０において否定判断された場合には、ステップＳ２４に進み、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの双方をオフ操作する。これにより、Ｕ相について図８に例示するように、高電圧バッテリ１０、Ｕ相下アームダイオードＤｕｎ、Ｕ相コイル２２ｕ、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐを含む閉回路に電流が流れ、Ｕ相コイル２２ｕに負電圧「−Ｖｄｃ」が印加される。なお、ステップＳ２２、Ｓ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４８】
上述した上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの操作処理によれば、図９に示すように、変調波α￥及びキャリア信号Ｃｓの大小比較に基づくパルス幅変調によってこれらスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎをオンオフ操作することができる。これにより、キャリア信号Ｃｓの各周期におけるコイル２２￥の平均印加電圧を指令電圧Ｖ￥＊に制御することができる。なお、図９（ａ）は、変調波α￥及びキャリア信号Ｃｓの推移を示し、図９（ｂ）は、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒ及び指令電圧Ｖ￥＊の推移を示す。
【００４９】
ここで、鎖交磁束ψ￥の変化を所望のものにするためには、指令電圧Ｖ￥＊とコイル２２に生じる鎖交磁束に寄与する印加電圧Ｖ￥ｒ（つまり、インダクタンスＬに印加される電圧）とが一致している必要がある。しかしながら、図１０に示すように、コイル２２には、インダクタンスＬ加えて抵抗成分Ｒが存在するため、コイル２２に電流が流れると、その抵抗成分Ｒによって電圧降下ＶＲが生じる（ＶＲ＝ｉ￥・Ｒ）。この電圧降下ＶＲによって、指令電圧Ｖ￥＊より印加電圧Ｖ￥ｒが小さくなる。
【００５０】
仮に、抵抗成分Ｒが温度などによらず一定であれば、その一定値とコイル２２に流れているコイル電流の検出値ｉ￥ｒとの積により、電圧降下ＶＲを算出することができ、その算出値に基づいて指令電圧Ｖ￥＊を補正することができる。しかしながら、コイル２２に電流が流れると、コイル２２が発熱し、その発熱に伴って抵抗成分Ｒが大きくなる。つまり、３相ＳＲモータの動作によって、抵抗成分Ｒの値は変動し、抵抗成分Ｒによる電圧降下ＶＲの影響も変化することになる。
【００５１】
そこで、本実施形態では、抵抗成分Ｒの温度変化に伴う影響を抑制するべく、指令電圧Ｖ￥＊の値を補正する。なお、実際に補正対象とするのは指令電圧Ｖ￥＊を直流電圧Ｖｄｃで除算することによって規格化した変調波α￥の値である。
【００５２】
具体的には、所定の温度（例えば、３０度）における抵抗成分Ｒの値を基準値Ｒ＊として、抵抗成分Ｒの値が基準値Ｒ＊の場合にコイル２２に流れると推定されるコイル電流の推定値である推定電流ｉ￥＾と、コイル２２に実際に流れているコイル電流の検出値である検出電流ｉ￥ｒとを比較する。そして、検出電流ｉ￥ｒと推定電流ｉ￥＾との比較に基づいて、抵抗成分Ｒの変化を算出し、その算出値に基づいて電圧降下の変化量ΔＶＲを算出する。そして、電圧降下の変化量ΔＶＲに基づいて変調波α￥を補正することで、電圧降下ＶＲの変化の影響を抑制するように指令電圧Ｖ￥＊を補正することができる。
【００５３】
コイル電流ｉ￥は、電気角θｅの１周期に含まれる通電指示期間（θｏｎ〜θｏｆｆ）にコイル２２に電圧が印加されることで流れる。通電指示期間は指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに応じて設定されるため、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωの少なくともいずれかが変化することで、通電指示期間は変化する。そこで、検出電流ｉ￥ｒ及び推定電流ｉ￥＾について、電気角θｅの１周期におけるそれぞれの特徴量（例えば、実効値）の偏差を算出することで、検出電流ｉ￥ｒと推定電流ｉ￥＾との比較を行う構成とする。
【００５４】
図１１に変調波生成部３０ｂの機能ブロック図を示す。変調波生成部３０ｂは、基本変調波生成部３７と、補正値算出部３８と、第１特徴量算出部３９と、第２特徴量算出部４０と、加算部４１とを備える。基本変調波生成部３７は図５に示す制御を行い、コイル２２￥の鎖交磁束が所定の波形となるような変調波α￥を算出して出力する。補正値算出部３８と、第１特徴量算出部３９と、第２特徴量算出部４０と、加算部４１とで電圧補正手段を構成する。
【００５５】
第１特徴量算出部３９は、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに基づいて、第１特徴量として推定電流ｉ￥＾の実効値であるＩｅ＊を算出する。コイル電流ｉ￥は、図３（ｃ）に示したように、印加電圧Ｖ￥ｒ、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗに応じて、その波形が変化する。印加電圧Ｖ￥ｒ、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗは、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに関連付けたマップを用いて算出することができ、推定電流ｉ￥＾及びその実効値Ｉｅ＊も同様に指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに関連付けたマップを用いて算出することができる。
【００５６】
第２特徴量算出部４０は、電気角θｅの１周期における検出電流ｉ￥ｒに基づいて、第２特徴量として検出電流ｉ￥ｒの実効値であるＩｅを算出する。
【００５７】
補正値算出部３８は、第１特徴量Ｉｅ＊、第２特徴量Ｉｅ、及び、検出電流ｉ￥ｒに基づいて、変調波α￥の補正値αａｄを算出する。加算部４１は、変調波α￥に補正値αａｄを加算することで補正する。そして、その補正された変調波α￥を、操作信号生成部３０ｃに出力する。
【００５８】
図１２に補正値算出部３８の詳細を表す機能ブロック図を示す。偏差算出部４２は、第１特徴量Ｉｅ＊（推定電流ｉ￥＾の実効値）及び第２特徴量Ｉｅ（検出電流ｉ￥ｒの実効値）の偏差ΔＩｅを算出する。ＰＩ演算部４３は、偏差算出部４２により算出された偏差ΔＩｅについて比例積分演算することで抵抗成分の変化量ΔＲを算出する。乗算部４４は、検出電流ｉ￥ｒと抵抗成分の変化量ΔＲとの積として、抵抗成分Ｒの変化に伴う電圧降下の変化量ΔＶＲを算出する。
【００５９】
乗算部４５は、検出電流ｉ￥ｒと抵抗成分Ｒの基準値Ｒ＊との積として、抵抗成分Ｒによる電圧降下の基準値ＶＲ＊を算出する。加算部４６は、乗算部４４により算出された電圧降下の変化量ΔＶＲと乗算部４５により算出された電圧降下の基準値ＶＲ＊との和として補正値Ｖａｄを算出する。除算部４７は、電圧の補正値Ｖａｄを直流電圧Ｖｄｃで除算することによって変調波の補正値αａｄに規格化し、加算部４１に出力する。
【００６０】
以下、本実施形態における効果を述べる。
【００６１】
コイル２２はインダクタンスＬに加えて抵抗成分Ｒを有するため、抵抗成分Ｒに電流が流れることで電圧降下ＶＲが生じ、出力電圧から抵抗成分Ｒによる電圧降下ＶＲを減じた電圧がコイル２２のインダクタンスＬに印加されることになる。このため、コイル２２の鎖交磁束を所定値とするためには、この抵抗成分Ｒによる電圧降下ＶＲを考慮して指令電圧Ｖ￥＊を補正する必要がある。この指令電圧Ｖ￥＊の補正を行う場合、コイル２２の抵抗成分Ｒはコイル２２の温度により変化するため、コイル２２の抵抗成分Ｒの変化を考慮する必要がある。
【００６２】
コイル２２に流れる電流は、抵抗成分Ｒの大きさに反比例する。つまり、コイル２２に流れる電流の大きさに基づいて、抵抗成分Ｒによる電圧降下ＶＲの影響を補正することができる。また、コイル２２に出力される出力電圧を調整する構成では、コイル２２のインダクタンスＬがロータの電気角θｅによって変化するため、コイル２２に流れる電流波形はモータの回転状態（回転速度、トルク）に応じて成り行きで変化する。そこで、ロータの回転状態及びコイル２２に流れる電流の検出値に基づいて指令電圧Ｖ￥＊を補正することで、コイル２２の抵抗成分Ｒの変化による影響を抑制し、コイル２２に生じる鎖交磁束を好適に調整することを可能にした。
【００６３】
コイル２２に流れる電流波形は、モータの回転状態（指令トルクＴｒｑ＊及びロータの電気角速度ω）に基づいて推定することができる。抵抗成分Ｒが変動すると、実際にコイル２２に流れる電流波形の振幅と、モータの回転状態に基づいて推定される電流波形の振幅とが異なることになる。つまり、モータの回転状態に基づいて推定される推定値である推定電流ｉ￥＾と、実際にコイル２２に流れる電流の検出値である検出電流ｉ￥ｒとの比較に基づいて、抵抗成分Ｒの変化を考慮した指令電圧Ｖ￥＊の補正値Ｖａｄの算出が可能になる。
【００６４】
本実施形態では、推定電流ｉ￥＾及び検出電流ｉ￥ｒの電流波形の比較において、電気角θｅの１周期における特徴量をそれぞれ算出し、その特徴量を比較する構成とした。この構成にすることで推定電流ｉ￥＾と検出電流ｉ￥ｒとの位相差により生じる誤差を抑制することができる。
【００６５】
第１特徴量Ｉｅ＊として、電気角θｅの１周期における推定電流ｉ￥＾の実効値を算出し、また、第２特徴量Ｉｅとして、電気角θｅの１周期における検出電流ｉ￥ｒの実効値を算出する構成とした。そして、その実効値同士の偏差ΔＩｅに基づいて指令電圧Ｖ￥＊を補正する構成とした。この構成によると、検出電流ｉ￥ｒに瞬間的なノイズが発生したとしても、１周期にわたる実効値を用いることでノイズによる影響を抑制することができる。
【００６６】
指令電圧Ｖ￥＊の立ち上がり期間及び立ち下がり期間の少なくとも一方において、その指令電圧Ｖ￥＊を徐変させて設定することで、コイル２２に生じる鎖交磁束の変化が徐変することになる。鎖交磁束の変化が徐変することで、鎖交磁束の高周波成分を抑制することができ、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音の低減効果を抑制することができる。本実施形態では、指令電圧を正弦波状とすることで、鎖交磁束を正弦波状とした。
【００６７】
（第２実施形態）
上記実施形態では、コイル２２の抵抗成分Ｒの基準値Ｒ＊を設定し、その基準値Ｒ＊に対する変化量であるΔＲを算出する構成とした。第２実施形態では、これを変更し、現在の抵抗成分Ｒを直接算出する構成とした。
【００６８】
図１３に本実施形態における補正値算出部３８ａの機能ブロック図を示す。偏差算出部５０は、第１特徴量Ｉｅ＊と第２特徴量Ｉｅとの偏差ΔＩｅを算出する。ＰＩ制御部５１は、偏差ΔＩｅに対して比例積分制御を行うことで抵抗成分Ｒを算出する。積算部５２は、ＰＩ制御部５１により算出された抵抗成分Ｒと検出電流ｉ￥ｒとを積算することで、指令電圧の補正値Ｖａｄを算出する。除算部５３は、電圧の補正値Ｖａｄを直流電圧Ｖｄｃで除算することによって変調波の補正値αａｄに規格化し、加算部４１に出力する。
【００６９】
（他の実施形態）
・第１特徴量及び第２特徴量として、電気角θｅの１周期におけるコイル電流ｉ￥のピーク値や平均値を用いてもよい。
【００７０】
・第１特徴量及び第２特徴量の算出を行うことなく、コイル電流の推定値とコイル電流の検出値を比較する構成としてもよい。つまり、所定のタイミングにおいて、コイル電流の推定値とコイル電流の検出値とを比較し、その偏差に基づいて指令電圧Ｖ￥＊を補正する構成としてもよい。
【００７１】
・上記実施形態では、直流電圧Ｖｄｃにより規格化された変調波α￥を補正する構成としたが、これを変更し、指令電圧Ｖ￥＊を直接補正する構成としてもよい。
【００７２】
・上記実施形態では、正弦波状の指令電圧Ｖ￥＊を出力する構成としたが、これを変更してもよい。この場合、指令電圧Ｖ￥＊の立ち上がり期間及び立ち下がり期間の少なくとも一方において、その指令電圧Ｖ￥＊を徐変させて設定すればよい。例えば、正弦波状の指令電圧Ｖ￥＊に代えて、三角波状や台形波状の指令電圧を出力する構成とするとよい。
【符号の説明】
【００７３】
２０…電力変換回路、２２…コイル、Ｌ…インダクタンス、Ｒ…抵抗成分、３０…制御装置、３０ｃ…操作信号生成部（電圧制御手段）、３２…￥相電流センサ（電流検出手段）、３６…回転角センサ（回転角検出手段）、３７…基本変調波生成部（指令電圧設定手段）、３８…補正値算出部（電圧補正手段）、３９…第１特徴量算出部（電圧補正手段）、４０…第２特徴量算出部（電圧補正手段）、４１…加算部（電圧補正手段）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2016010200.tif 000009
【図８】
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【図９】
2016010200.tif 000011
【図１０】
2016010200.tif 000012
【図１１】
2016010200.tif 000013
【図１２】
2016010200.tif 000014
【図１３】
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