(57)【要約】【課題】スイッチング周期の全体にわたって出力電流をモニタすることなく、電流連続モードによるＰＦＣ制御を行うことを可能とする。【解決手段】電力変換装置１０は、交流電源ＰＳが出力した交流電圧を整流平滑して得られた直流電圧をノードＮ１およびノードＮ２間に出力する整流平滑回路１１と、ノードＮ１に一端が接続されたインダクタＬ１１と、インダクタＬ１１の他端とノードＮ２との間を電気的に接続または絶縁するスイッチング素子Ｑ１１と、インダクタＬ１１の他端にアノードが接続されたダイオードＤ１５と、第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、出力電流Ｉ３の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、第２のスイッチング周期では、当該スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にしてモニタ期間の間、出力電流Ｉ３をモニタする制御部１２とを備える。【選択図】図４
2016032307.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流平滑して得られた直流電圧を第１のノードおよび第２のノード間に出力する整流平滑回路と、
前記直流電圧が供給される前記第１のノードに一端が接続されたインダクタと、
前記インダクタの他端と前記第２のノードとの間を電気的に接続または絶縁するスイッチング素子と、
前記インダクタの前記他端にアノードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのカソードに一端が接続され、前記第２のノードに他端が接続された平滑コンデンサと、
一定のスイッチング周期で前記スイッチング素子をオンに制御し前記スイッチング周期内で前記スイッチング素子をオフに制御するとともに、前記スイッチング素子に流れる出力電流をモニタする制御部と、
を備え、
前記制御部は、連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、前記出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、前記第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、前記スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にして前記モニタ期間の間、前記出力電流をモニタすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記スイッチング周期内ピーク時間位置は、前記スイッチング周期をｎ等分（ｎ：正の整数）した第１ないし第ｎのタイムスロットのうち、前記最大値がモニタされたタイムスロットの位置であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
交流電源が出力する交流電力を直流電力に変換するとともに、直流電源が出力する直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、
第１の入出力端子、および、前記第１の入出力端子との間に前記交流電源を接続するための第２の入出力端子と、
第３の入出力端子、および、前記第３の入出力端子との間に外部負荷を接続するための第４の入出力端子と、
前記第１の入出力端子に一端が接続され、前記第２の入出力端子に他端が接続された第１の平滑コンデンサ、前記第１の平滑コンデンサの一端に一端が接続された第１のインダクタ、および前記第１の平滑コンデンサの他端に一端が接続された第２のインダクタを有するＬＣフィルタと、
前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が接続された第２の平滑コンデンサと、
前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第２のインダクタの他端に他端が接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端から第１のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第１の整流素子と、
前記第２のインダクタの他端に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が電気的に接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の他端から第２のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第２の整流素子と、
前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第１のインダクタの他端に他端が接続された第３のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング素子の他端から第３のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第３の整流素子と、
前記第１のインダクタの他端に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が電気的に接続された第４のスイッチング素子と、前記第４のスイッチング素子の他端から第４のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第４の整流素子と、
前記第１ないし第４のスイッチング素子をオン／オフ制御するとともに、前記第２のスイッチング素子を流れる第１の出力電流および前記第４のスイッチング素子を流れる第２の出力電流のうち少なくともいずれか一方をモニタする電流モニタ動作を行う制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記第１および第２の入力端子間に接続された交流電源が出力する交流電力を直流電力に変換して前記第３および第４の入出力端子から出力するコンバータ動作を行う場合、前記第２および第４のスイッチング素子を、一定のスイッチング周期でオンに制御し、その後、前記スイッチング周期内でオンからオフに制御し、連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、前記第１の出力電流または第２の出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、前記第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、前記スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にして前記モニタ期間の間、前記電流モニタ動作を行う、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記コンバータ動作において、前記交流電源から入力する交流電圧をモニタし、前記第２のスイッチング周期においてモニタされた前記第１の出力電流または前記第２の出力電流が前記交流電圧に基づいて決められた閾値電流に達すると、前記第２および第４のスイッチング素子をオフに制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記スイッチング周期内ピーク時間位置は、前記スイッチング周期をｎ等分（ｎ：正の整数）した第１ないし第ｎのタイムスロットのうち、前記最大値がモニタされたタイムスロットの位置であることを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記外部負荷は、前記第３および第４の入出力端子から出力される直流電圧を、前記外部負荷の出力に接続されるバッテリに適した電圧に降圧または昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ、またはバッテリであることを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第３および第４の入出力端子間に接続された直流電源が出力する直流電力を交流電力に変換して前記第１および第２の入出力端子から出力するインバータ動作を行う場合、前記制御部は、前記第１ないし第４のスイッチング素子がフルブリッジ動作するように、前記第１のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子のオン／オフに対して前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子のオン／オフを相補的に切り替えることを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項８】
交流電圧を整流平滑して得られた直流電圧を第１のノードおよび第２のノード間に出力する整流平滑回路と、前記直流電圧が供給される前記第１のノードに一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端と前記第２のノードとの間を電気的に接続または絶縁するスイッチング素子と、前記インダクタの前記他端にアノードが接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソードに一端が接続され、前記第２のノードに他端が接続された平滑コンデンサと、一定のスイッチング周期で前記スイッチング素子をオンに制御し前記スイッチング周期内で前記スイッチング素子をオフに制御するとともに、前記スイッチング素子に流れる出力電流をモニタする制御部とを備える電力変換装置の制御方法であって、
前記制御部は、
連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、前記出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、
前記第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、前記スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にして前記モニタ期間の間、前記出力電流をモニタする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項９】
交流電源が出力する交流電力を直流電力に変換するとともに、直流電源が出力する直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、第１の入出力端子および前記第１の入出力端子との間に前記交流電源を接続するための第２の入出力端子と、第３の入出力端子および前記第３の入出力端子との間に外部負荷を接続するための第４の入出力端子と、前記第１の入出力端子に一端が接続され、前記第２の入出力端子に他端が接続された第１の平滑コンデンサ、前記第１の平滑コンデンサの一端に一端が接続された第１のインダクタ、および前記第１の平滑コンデンサの他端に一端が接続された第２のインダクタを有するＬＣフィルタと、前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が接続された第２の平滑コンデンサと、前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第２のインダクタの他端に他端が接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端から第１のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第１の整流素子と、前記第２のインダクタの他端に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が電気的に接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の他端から第２のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第２の整流素子と、前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第１のインダクタの他端に他端が接続された第３のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング素子の他端から第３のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第３の整流素子と、前記第１のインダクタの他端に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が電気的に接続された第４のスイッチング素子と、前記第４のスイッチング素子の他端から第４のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第４の整流素子と、前記第１ないし第４のスイッチング素子をオン／オフ制御するとともに、前記第２のスイッチング素子を流れる第１の出力電流および前記第４のスイッチング素子を流れる第２の出力電流のうち少なくともいずれか一方をモニタする電流モニタ動作を行う制御部とを備える、電力変換装置の制御方法であって、
前記第１および第２の入力端子間に接続された交流電源が出力する交流電力を直流電力に変換して前記第３および第４の入出力端子から出力するコンバータ動作を行う場合、前記制御部は、
前記第２および第４のスイッチング素子を、一定のスイッチング周期でオンに制御し、その後、前記スイッチング周期内でオンからオフに制御し、
連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、前記第１の出力電流または第２の出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、
前記第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、前記スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にして前記モニタ期間の間、前記電流モニタ動作を行う、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置およびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力変換回路の一つとして、双方向インバータが知られている（特許文献１，２）。双方向インバータは、商用電源等の交流電源から入力した交流電力を直流電力に変換して外部負荷に出力し（コンバータ動作）、逆に、バッテリ等から入力した直流電力を交流電力に変換して出力する（インバータ動作）。
【０００３】
高調波電流規制をクリアするために、双方向インバータにおいても、交流電力を直流電力に変換する際はＰＦＣ（Power Factor Correction）制御を行う必要がある。近年、アナログ制御ではなく、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を用いたデジタル制御によりＰＦＣ制御を行うことが増えてきている。この場合、スイッチング素子に流れる電流（出力電流）を所定の時間間隔でモニタし、モニタした電流値に基づいて生成された制御信号を用いてスイッチング素子を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−３３８００号公報
【特許文献２】特開２０１３−９０４１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献２に開示された双方向インバータは、インダクタＬ１，Ｌ２および平滑用コンデンサＣ１を有するＬＣフィルタ１と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有するブリッジ回路２とを備えている。
【０００６】
インバータ動作の観点からは、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンス（即ち、インバータとして見たときの出力インダクタンス）は大きい方が好ましい。これは、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスが大きい方が平滑用コンデンサＣ１を小型化できるためである。
【０００７】
しかしながら、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスを大きくすると、コンバータ動作を行う際に出力電流が低下しづらくなる。その結果、電流連続モードでＰＦＣ制御を行うことになり、スイッチング周期の全体にわたって出力電流をモニタしなければならなくなる。
【０００８】
その場合、ＰＦＣ制御を行うＤＳＰが有するＡ／Ｄ変換器を他の処理（例えば、双方向インバータの出力電圧のモニタやバッテリの充電電圧のモニタ等）と兼用することができなくなるという問題が生じる。また、ＰＦＣ制御専用のＤＳＰが必要になるという問題が生じる。これらの問題は、双方向インバータの大型化やコストの増大につながる。
【０００９】
本発明は、上記の技術的認識に基づいてなされたものであり、その目的は、スイッチング周期の全体にわたって出力電流をモニタすることなく、電流連続モードによるＰＦＣ制御を行うことが可能な電力変換装置およびその制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一態様に係る電力変換装置は、
交流電圧を整流平滑して得られた直流電圧を第１のノードおよび第２のノード間に出力する整流平滑回路と、
前記直流電圧が供給される前記第１のノードに一端が接続されたインダクタと、
前記インダクタの他端と前記第２のノードとの間を電気的に接続または絶縁するスイッチング素子と、
前記インダクタの前記他端にアノードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのカソードに一端が接続され、前記第２のノードに他端が接続された平滑コンデンサと、
一定のスイッチング周期で前記スイッチング素子をオンに制御し前記スイッチング周期内で前記スイッチング素子をオフに制御するとともに、前記スイッチング素子に流れる出力電流をモニタする制御部と、
を備え、
前記制御部は、連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、前記出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、前記第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、前記スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にして前記モニタ期間の間、前記出力電流をモニタすることを特徴とする。
【００１１】
また、前記電力変換装置において、
前記スイッチング周期内ピーク時間位置は、前記スイッチング周期をｎ等分（ｎ：正の整数）した第１ないし第ｎのタイムスロットのうち、前記最大値がモニタされたタイムスロットの位置であるようにしてもよい。
【００１２】
本発明の一態様に係る電力変換装置は、
交流電源が出力する交流電力を直流電力に変換するとともに、直流電源が出力する直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、
第１の入出力端子、および、前記第１の入出力端子との間に前記交流電源を接続するための第２の入出力端子と、
第３の入出力端子、および、前記第３の入出力端子との間に外部負荷を接続するための第４の入出力端子と、
前記第１の入出力端子に一端が接続され、前記第２の入出力端子に他端が接続された第１の平滑コンデンサ、前記第１の平滑コンデンサの一端に一端が接続された第１のインダクタ、および前記第１の平滑コンデンサの他端に一端が接続された第２のインダクタを有するＬＣフィルタと、
前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が接続された第２の平滑コンデンサと、
前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第２のインダクタの他端に他端が接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端から第１のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第１の整流素子と、
前記第２のインダクタの他端に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が電気的に接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の他端から第２のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第２の整流素子と、
前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第１のインダクタの他端に他端が接続された第３のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング素子の他端から第３のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第３の整流素子と、
前記第１のインダクタの他端に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が電気的に接続された第４のスイッチング素子と、前記第４のスイッチング素子の他端から第４のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第４の整流素子と、
前記第１ないし第４のスイッチング素子をオン／オフ制御するとともに、前記第２のスイッチング素子を流れる第１の出力電流および前記第４のスイッチング素子を流れる第２の出力電流のうち少なくともいずれか一方をモニタする電流モニタ動作を行う制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記第１および第２の入力端子間に接続された交流電源が出力する交流電力を直流電力に変換して前記第３および第４の入出力端子から出力するコンバータ動作を行う場合、前記第２および第４のスイッチング素子を、一定のスイッチング周期でオンに制御し、その後、前記スイッチング周期内でオンからオフに制御し、連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、前記第１の出力電流または第２の出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、前記第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、前記スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にして前記モニタ期間の間、前記電流モニタ動作を行う、
ことを特徴とする。
【００１３】
また、前記電力変換装置において、
前記制御部は、前記コンバータ動作において、前記交流電源から入力する交流電圧をモニタし、前記第２のスイッチング周期においてモニタされた前記第１の出力電流または前記第２の出力電流が前記交流電圧に基づいて決められた閾値電流に達すると、前記第２および第４のスイッチング素子をオフに制御するようにしてもよい。
【００１４】
また、前記電力変換装置において、
前記外部負荷は、前記第３および第４の入出力端子から出力される直流電圧を、前記外部負荷の出力に接続されるバッテリに適した電圧に降圧または昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ、またはバッテリであるようにしてもよい。
【００１５】
また、前記電力変換装置において、
前記第３および第４の入出力端子間に接続された直流電源が出力する直流電力を交流電力に変換して前記第１および第２の入出力端子から出力するインバータ動作を行う場合、前記制御部は、前記第１ないし第４のスイッチング素子がフルブリッジ動作するように、前記第１のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子のオン／オフに対して前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子のオン／オフを相補的に切り替えるようにしてもよい。
【００１６】
本発明の一態様に係る電力変換装置の制御方法は、
交流電圧を整流平滑して得られた直流電圧を第１のノードおよび第２のノード間に出力する整流平滑回路と、前記直流電圧が供給される前記第１のノードに一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端と前記第２のノードとの間を電気的に接続または絶縁するスイッチング素子と、前記インダクタの前記他端にアノードが接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソードに一端が接続され、前記第２のノードに他端が接続された平滑コンデンサと、一定のスイッチング周期で前記スイッチング素子をオンに制御し前記スイッチング周期内で前記スイッチング素子をオフに制御するとともに、前記スイッチング素子に流れる出力電流をモニタする制御部とを備える電力変換装置の制御方法であって、
前記制御部は、
連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、前記出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、
前記第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、前記スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にして前記モニタ期間の間、前記出力電流をモニタする、
ことを特徴とする。
【００１７】
本発明の一態様に係る電力変換装置の制御方法は、
交流電源が出力する交流電力を直流電力に変換するとともに、直流電源が出力する直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、第１の入出力端子および前記第１の入出力端子との間に前記交流電源を接続するための第２の入出力端子と、第３の入出力端子および前記第３の入出力端子との間に外部負荷を接続するための第４の入出力端子と、前記第１の入出力端子に一端が接続され、前記第２の入出力端子に他端が接続された第１の平滑コンデンサ、前記第１の平滑コンデンサの一端に一端が接続された第１のインダクタ、および前記第１の平滑コンデンサの他端に一端が接続された第２のインダクタを有するＬＣフィルタと、前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が接続された第２の平滑コンデンサと、前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第２のインダクタの他端に他端が接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端から第１のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第１の整流素子と、前記第２のインダクタの他端に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が電気的に接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の他端から第２のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第２の整流素子と、前記第３の入出力端子に一端が接続され、前記第１のインダクタの他端に他端が接続された第３のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング素子の他端から第３のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第３の整流素子と、前記第１のインダクタの他端に一端が接続され、前記第４の入出力端子に他端が電気的に接続された第４のスイッチング素子と、前記第４のスイッチング素子の他端から第４のスイッチング素子の一端の方向にのみ電流を流す第４の整流素子と、前記第１ないし第４のスイッチング素子をオン／オフ制御するとともに、前記第２のスイッチング素子を流れる第１の出力電流および前記第４のスイッチング素子を流れる第２の出力電流のうち少なくともいずれか一方をモニタする電流モニタ動作を行う制御部とを備える、電力変換装置の制御方法であって、
前記第１および第２の入力端子間に接続された交流電源が出力する交流電力を直流電力に変換して前記第３および第４の入出力端子から出力するコンバータ動作を行う場合、前記制御部は、
前記第２および第４のスイッチング素子を、一定のスイッチング周期でオンに制御し、その後、前記スイッチング周期内でオンからオフに制御し、
連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、前記第１の出力電流または第２の出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、
前記第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、前記スイッチング周期内ピーク時間位置を中心にして前記モニタ期間の間、前記電流モニタ動作を行う、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の一態様に係る電力変換装置では、制御部は、連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間であるモニタ期間について、スイッチング素子を流れる出力電流の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、検索されたスイッチング周期内ピーク時間位置を中心にしてモニタ期間の間、出力電流をモニタする。これにより、本発明によれば、スイッチング周期の全体にわたって出力電流をモニタすることなく、電流連続モードによるＰＦＣ制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置１の概略的な構成を示す図である。
【図２】本発明に係る制御方法を説明するための時間波形図である。
【図３】図２のスイッチング周期Ｐ２およびＰ３について拡大した時間波形図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置１０の概略的な構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態について具体的に説明する。
【００２１】
（第１の実施形態）
第１の実施形態に係る電力変換装置１は、コンバータ動作およびインバータ動作を行うことが可能な双方向インバータである。
【００２２】
図１に示すように、電力変換装置１は、入出力端子Ｔ１〜Ｔ４と、制御部２と、ノイズフィルタ３と、ＬＣフィルタ４と、ブリッジ回路５と、交流電圧検出回路６と、直流電圧検出回路７と、平滑コンデンサＣ２とを備えている。
【００２３】
電力変換装置１をコンバータとして動作させる場合には、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に交流電源ＰＳが接続され、入出力端子Ｔ３，Ｔ４間に外部負荷３０が接続される。この場合、電力変換装置１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された交流電源ＰＳが出力する交流電力を直流電力に変換し、該直流電力を入出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力する。
【００２４】
一方、電力変換装置１をインバータとして動作させる場合には、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に外部負荷が接続され、入出力端子Ｔ３，Ｔ４間に直流電源が接続される。この場合、電力変換装置１は、入出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続された直流電源が出力する直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を入出力端子Ｔ１，Ｔ２から出力する。
【００２５】
コンバータ動作は、例えば、交流電源によりバッテリを充電する際に行う。また、インバータ動作は、例えば、充電済みのバッテリにより交流駆動の電気機器を動作させる際に行う。
【００２６】
次に、電力変換装置１の各構成要素について詳しく説明する。
【００２７】
入出力端子Ｔ１，Ｔ２は、図１に示すように、交流電源ＰＳを接続するための端子である。換言すれば、入出力端子Ｔ２は、入出力端子Ｔ１との間に交流電源ＰＳを接続する。
【００２８】
入出力端子Ｔ３，Ｔ４は、図１に示すように、外部負荷３０を接続するための端子である。換言すれば、入出力端子Ｔ４は、入出力端子Ｔ３との間に外部負荷３０を接続する。
【００２９】
外部負荷３０は、特に限定されるものではないが、例えば、入出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力される直流電圧を、外部負荷３０の出力に接続されるバッテリに適した電圧に降圧（または昇圧する）ＤＣ−ＤＣコンバータである。あるいは、外部負荷３０はバッテリであってもよい。
【００３０】
交流電圧検出回路６は、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間の交流電圧を検出するための回路である。具体的には、交流電圧検出回路６は、図１に示すように、トランスを用いて構成される。交流電圧検出回路６は、コンバータ動作時には入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された交流電源ＰＳの交流電圧を検出し、インバータ動作時には入出力端子Ｔ１，Ｔ２から出力される交流電圧を検出する。
【００３１】
直流電圧検出回路７は、入出力端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧を検出するための回路である。具体的には、直流電圧検出回路７は、直列接続された抵抗からなる分圧回路により構成される。直流電圧検出回路７は、コンバータ動作時には入出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力される直流電圧を検出し、インバータ動作時には入出力端子Ｔ３，Ｔ４から入力した直流電圧を検出する。
【００３２】
ノイズフィルタ３は、ノイズを抑制するためのフィルタであり、入出力端子Ｔ１，Ｔ２とＬＣフィルタ４との間に設けられている。具体的には、ノイズフィルタ３は、図１に示すように、コモンモードのインダクタＬ３，Ｌ４と、コンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５とを用いて構成される。
【００３３】
より詳しくは、インダクタＬ３は、入出力端子Ｔ１に一端が接続され、平滑コンデンサＣ１の一端に他端が接続されている。インダクタＬ４は、入出力端子Ｔ２に一端が接続され、平滑コンデンサＣ１の他端に他端が接続されている。直列接続されたコンデンサＣ３とコンデンサＣ４は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２間に設けられている。コンデンサＣ３とコンデンサＣ４の接続点は接地されている。コンデンサＣ５は、直列接続されたコンデンサＣ３とコンデンサＣ４に並列接続されている。
【００３４】
なお、ノイズフィルタ３は、上記の構成に限るものではない。また、ノイズフィルタ３は必要に応じて省略してもよい。
【００３５】
ＬＣフィルタ４は、図１に示すように、平滑コンデンサＣ１と、ノーマルモードのインダクタＬ１，Ｌ２とを有する。
【００３６】
平滑コンデンサＣ１は、一端がインダクタＬ３を介して入出力端子Ｔ１に接続され、他端がインダクタＬ４を介して入出力端子Ｔ２に接続されている。なお、ノイズフィルタ３が設けられない場合は、平滑コンデンサＣ１の一端は入出力端子Ｔ１に直接接続され、平滑コンデンサＣ１の他端は入出力端子Ｔ２に直接接続される。
【００３７】
インダクタＬ１は平滑コンデンサＣ１の一端に一端が接続されており、インダクタＬ２は平滑コンデンサＣ１の他端に一端が接続されている。
【００３８】
ブリッジ回路５は、図１に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とを有している。
【００３９】
スイッチング素子Ｑ１は、入出力端子Ｔ３に一端が接続され、ＬＣフィルタ４のインダクタＬ２の他端に他端が接続されている。スイッチング素子Ｑ２は、ＬＣフィルタ４のインダクタＬ２の他端に一端が接続され、入出力端子Ｔ４に他端が電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ３は、入出力端子Ｔ３に一端が接続され、ＬＣフィルタ４のインダクタＬ１の他端に他端が接続されている。スイッチング素子Ｑ４は、ＬＣフィルタ４のインダクタＬ１の他端に一端が接続され、入出力端子Ｔ４に他端が電気的に接続されている。
【００４０】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、図１ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であるが、これに限るものではなく、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、バイポーラトランジスタ等の半導体スイッチであってもよい。
【００４１】
また、ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の一端にカソードが接続され、スイッチング素子Ｑ１の他端にアノードが接続されている。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ２の一端にカソードが接続され、スイッチング素子Ｑ２の他端にアノードが接続されている。ダイオードＤ３は、スイッチング素子Ｑ３の一端にカソードが接続され、スイッチング素子Ｑ３の他端にアノードが接続されている。ダイオードＤ４は、スイッチング素子Ｑ４の一端にカソードが接続され、スイッチング素子Ｑ４の他端にアノードが接続されている。
【００４２】
なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴの場合、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、ＭＯＳＦＥＴ内の寄生ダイオードであってもよい。即ち、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対し別個に設けられたダイオードであるほか、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４内の寄生ダイオードであってもよい。
【００４３】
したがって、より一般的に言えば、ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１の他端からスイッチング素子Ｑ１の一端の方向にのみ電流を流す整流素子であり、ダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ２の他端からスイッチング素子Ｑ２の一端の方向にのみ電流を流す整流素子であり、ダイオードＤ３はスイッチング素子Ｑ３の他端からスイッチング素子Ｑ３の一端の方向にのみ電流を流す整流素子であり、ダイオードＤ４はスイッチング素子Ｑ４の他端からスイッチング素子Ｑ４の一端の方向にのみ電流を流す整流素子である。
【００４４】
制御部２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号（ゲート電圧）をブリッジ回路５に出力し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフ制御する。より詳しくは、制御部２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御するように構成されている。具体的には、制御部２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート端子に制御信号をそれぞれ印加することにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフをそれぞれ制御する。
【００４５】
制御部２によるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフ制御は、電力変換装置１をコンバータとして動作させる場合と、電力変換装置１をインバータとして動作させる場合とで異なる。
【００４６】
コンバータ動作を行う場合、制御部２は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を一定のスイッチング周期でオンに制御し、その後、当該スイッチング周期内でオンからオフに制御する。詳しくは、後ほど図２を参照して説明する。
【００４７】
なお、好ましくは、コンバータ動作を行う場合、制御部２は、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ４を同期してオン／オフ制御するとともに、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ３をオフに固定する。これにより、交流電源ＰＳの交流電圧ＶＡＣの正相・逆相に関係なくスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を駆動させてＡＣ／ＤＣ変換を行うことができるようになり、交流電圧ＶＡＣの正相・逆相の向きを検出する必要がなくなる。
【００４８】
また、コンバータ動作において、制御部２は、力率を改善するために、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を流れる電流が交流電源ＰＳの交流電圧ＶＡＣの波形と相似形になるように、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン／オフ制御する。
【００４９】
一方、インバータ動作を行う場合、制御部２は、フルブリッジ動作するようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフ制御する。具体的には、制御部２は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ４を同期してオン／オフに制御するとともに、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３のオン／オフがスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン／オフに対して相補的になるようにオン／オフ制御する。
【００５０】
また、制御部２は、スイッチング素子Ｑ２を流れる出力電流Ｉ１およびスイッチング素子Ｑ４を流れる出力電流Ｉ２をモニタする。具体的には、図１に示すように、スイッチング素子Ｑ２の他端と入出力端子Ｔ４との間には抵抗Ｒ１が設けられており、制御部２は、抵抗Ｒ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点の電圧を入力し、該電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ２に流れる電流値を把握する。同様に、スイッチング素子Ｑ４の他端と入出力端子Ｔ４との間には抵抗Ｒ２が設けられており、制御部２は、抵抗Ｒ２とスイッチング素子Ｑ４との接続点の電圧を入力し、該電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ４に流れる電流値を把握する。
【００５１】
なお、通常、インダクタＬ３およびインダクタＬ４のインダクタンス値が等しいため、コンバータ動作の出力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２は向きが反対で絶対値（大きさ）が等しくなる。よって、制御部２は、出力電流Ｉ１および出力電流Ｉ２のうちいずれか一方のみをモニタするようにしてもよい。
【００５２】
次に、図２を参照して、コンバータ動作における制御部２の動作について詳しく説明する。図２は、交流電源ＰＳの交流電圧ＶＡＣの時間波形（正相分）、および出力電流Ｉの時間波形を示している。ここで、出力電流Ｉは、出力電流Ｉ１および／または出力電流Ｉ２を示している。
【００５３】
図２には、連続するスイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７が示されている。スイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７の時間間隔は一定であり、例えば、例えば５０μｓｅｃ（２０ｋＨｚ）である。
【００５４】
各スイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７は、所定数のタイムスロットから構成される。図２の例では、１つのスイッチング周期は１３個のタイムスロットから構成されるが、タイムスロット数は、この値に限るものではなく、例えば、制御部２を構成するＤＳＰの仕様や性能に基づいて決められる。
【００５５】
図２に示すように、制御部２は、各スイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７の先頭時刻においてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオンに制御し、スイッチング周期ごとのオン幅Ｔｏｎ１〜Ｔｏｎ７の間、オン状態を維持する。即ち、制御部２は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を一定のスイッチング周期でオンに制御し、その後、当該スイッチング周期内でオンからオフに制御する。
【００５６】
制御部２は、交流電源ＰＳから入力する交流電圧ＶＡＣを、交流電圧検出回路６を介してモニタする。そして、制御部２は、スイッチング周期においてモニタされた出力電流Ｉが閾値電流に達すると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオフに制御する。
【００５７】
ここで、閾値電流は、スイッチング周期においてモニタされた交流電圧ＶＡＣに基づいて決められた電流である。図２において、閾値電流Ｉｔｈ１〜Ｉｔｈ７は、スイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７ごとに決められた電流を示している。閾値電流は、例えば、現在の（現タイムスロットの）交流電圧ＶＡＣの値に基づいて決められる。
【００５８】
制御部２は、各スイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７についてモニタ期間Ｍ１〜Ｍ７の間だけ出力電流Ｉをモニタする。モニタ期間Ｍ１〜Ｍ７は、所定幅（例えば５タイムスロット分）の時間間隔である。
【００５９】
モニタ期間Ｍ１〜Ｍ７は、スイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７において制御部２が出力電流Ｉをモニタする期間を示している。モニタ期間Ｍ１〜Ｍ７はいずれも、スイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７の一部の期間であり、図２の例では５タイムスロット分の期間である。
【００６０】
図２に示すように、モニタ期間Ｍ１〜Ｍ７の時間位置は、スイッチング周期Ｐ１〜Ｐ７ごとに異なる。例えば、モニタ期間Ｍ１は第１〜第５タイムスロットの期間であり、モニタ期間Ｍ２は第３〜第７タイムスロットの期間であり、モニタ期間Ｍ３は第４〜第８タイムスロットの期間である。
【００６１】
なお、モニタ期間の幅は、図２に示す幅に限るものではなく、例えば、制御部２を構成するＤＳＰの性能や出力電流Ｉ以外のモニタ処理による負荷を考慮して決められる。出力電流Ｉ以外のモニタ処理には、交流電圧ＶＡＣのモニタ、直流電圧検出回路７を介した直流電圧のモニタ、外部負荷３０としてのＤＣ−ＤＣコンバータに接続されたバッテリの充電電圧のモニタ等が挙げられる。
【００６２】
次に、モニタ期間の時間位置の決め方について詳しく説明する。図３は、図２のスイッチング周期Ｐ２およびＰ３について拡大した時間波形図である。図３を参照して、スイッチング周期Ｐ３におけるモニタ期間Ｍ３の決め方について説明する。
【００６３】
まず、制御部２は、モニタ期間Ｍ２について、出力電流Ｉの絶対値の最大値（ピーク値）がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索する。このスイッチング周期内ピーク時間位置は、スイッチング周期をｎ等分（ｎ：正の整数）した第１ないし第ｎのタイムスロットのうち、最大値がモニタされたタイムスロットの位置である。
【００６４】
図３の例では、検索の結果、スイッチング周期Ｐ２におけるスイッチング周期内ピーク時間位置は、第６のタイムスロットであると分かる。
【００６５】
そして、スイッチング周期Ｐ２に続くスイッチング周期Ｐ３では、制御部２は、スイッチング周期Ｐ２のスイッチング周期内ピーク時間位置（即ち、第６のタイムスロット）を中心にして、所定幅（この例では５タイムスロット分）のモニタ期間の間、出力電流Ｉをモニタする。具体的には、モニタ期間Ｍ３は、図３に示すように、第４〜第８のタイムスロットとなる。
【００６６】
スイッチング周期Ｐ４以降についても同様にしてモニタ期間を定める。制御部２は、このようにして定められたモニタ期間についてのみ出力電流Ｉをモニタする。なお、交流電圧ＶＡＣの正相の時間領域におけるモニタ期間の決め方について説明したが、交流電圧ＶＡＣの逆相の時間領域についても同様にしてモニタ期間を決めることが可能である。
【００６７】
上記のように、本実施形態では、制御部２は、前回のスイッチング周期のモニタ期間について、出力電流Ｉの絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索し、前回のスイッチング周期に続く今回のスイッチング周期では、検索されたスイッチング周期内ピーク時間位置を中心にした所定幅のモニタ期間の間、出力電流Ｉをモニタする。
【００６８】
このように、今回のスイッチング周期においては、前回のスイッチング周期で出力電流が最大となった時間位置を中心にして所定幅のモニタ期間の間だけ出力電流をモニタする。交流電圧ＶＡＣは変動が緩やかな正弦波形であるため、スイッチング素子のオン幅も緩やかに変化することが想定される。このため、上記のモニタ方法により、出力電流Ｉが閾値電流に達するタイミングを効率良く捉えることができる。
【００６９】
これにより、制御部２により出力電流Ｉを常にモニタする必要がなくなる。
【００７０】
よって、第１の実施形態によれば、スイッチング周期の全体にわたって出力電流をモニタすることなく、電流連続モードによるＰＦＣ制御を行うことができる。
【００７１】
これにより、例えば、１個のＤＳＰで出力電流Ｉのモニタとその他のモニタ処理を行うことができ、ＰＦＣ制御専用のＤＳＰを設ける必要がなくなる。また、ＬＣフィルタのインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスを大きくする等、双方向インバータの出力インダクタンス値に対する選択自由度を高めることができる。その結果、双方向インバータ等の電力変換装置を小型化および低コスト化することができる。
【００７２】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る電力変換装置１０について図４を参照しつつ説明する。図４は、第２の実施形態に係る電力変換装置１０の概略的な構成を示している。第２の実施形態に係る電力変換装置１０は、力率改善回路（ＰＦＣ回路）を有し、交流電源から入力した交流電圧を直流電圧に変換して出力する。換言すれば、電力変換装置１０は、インバータ動作は行わず、コンバータ動作のみを行う片方向動作の電力変換装置である。
【００７３】
図４に示すように、電力変換装置１０は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、出力端子Ｔ３，Ｔ４と、ノイズフィルタ３と、整流平滑回路１１と、制御部１２と、入力電圧検出回路１３と、出力電圧検出回路１４と、ＰＦＣ回路１５とを備えている。
【００７４】
次に、電力変換装置１０の各構成要素について詳しく説明する。
【００７５】
入力端子Ｔ１，Ｔ２は、図４に示すように、交流電源ＰＳを接続するための端子である。出力端子Ｔ３，Ｔ４は、図４に示すように、外部負荷３０を接続するための端子である。なお、外部負荷３０は、第１の実施形態と同様、ＤＣ−ＤＣコンバータまたはバッテリ等である。
【００７６】
ノイズフィルタ３は、ノイズを抑制するためのフィルタであり、入力端子Ｔ１，Ｔ２と整流平滑回路１１との間に設けられている。ノイズフィルタ３の具体的な構成は、第１の実施形態と同様であるので、詳しい説明は省略する。
【００７７】
整流平滑回路１１は、交流電源ＰＳが出力した交流電圧ＶＡＣを整流平滑する。図４に示すように、整流平滑回路１１は、整流平滑して得られた直流電圧をノードＮ１およびノードＮ２間に出力する。ここで、ノードＮ１には整流平滑回路１１から出力される直流電圧が供給され、ノードＮ２は基準電位に保たれる。
【００７８】
整流平滑回路１１は、具体的には、図４に示すように、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４からなるダイオードブリッジと、該ダイオードブリッジが出力した脈流電圧を平滑化するための平滑コンデンサＣ１１とを有する。
【００７９】
入力電圧検出回路１３は、ＰＦＣ回路１５の入力電圧、即ち、整流平滑回路１１の出力電圧（ノードＮ１およびノードＮ２間の電圧）を検出するための回路である。出力電圧検出回路１４は、ＰＦＣ回路１５の出力電圧を検出するための回路である。入力電圧検出回路１３および出力電圧検出回路１４のいずれも、例えば、直列接続された抵抗からなる分圧回路により構成される。
【００８０】
制御部１２は、入力電圧検出回路１３、出力電圧検出回路１４およびＰＦＣ回路１５からモニタ値（モニタ電圧）を入力するとともに、ＰＦＣ回路１５にスイッチング用の制御信号（ゲート電圧）を出力する。
【００８１】
ＰＦＣ回路１５は、図４に示すように、インダクタＬ１１と、スイッチング素子Ｑ１１と、ダイオードＤ１５と、平滑コンデンサＣ１２とを有する。
【００８２】
インダクタＬ１１は、整流平滑回路１１から直流電圧が供給されるノードＮ１に一端が接続されている。
【００８３】
スイッチング素子Ｑ１１は、インダクタＬ１１の他端とノードＮ２との間を電気的に接続または絶縁する。図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１１は、例えばＮ型のＭＯＳＦＥＴである。この場合、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン端子がインダクタＬ１１の他端に接続され、スイッチング素子Ｑ１１のソース端子が抵抗Ｒ３を介してノードＮ２に接続される。
【００８４】
なお、スイッチング素子Ｑ１１は、ＭＯＳＦＥＴに限るものではなく、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等の半導体スイッチであってもよい。
【００８５】
ダイオードＤ１５は、インダクタＬ１１の他端にアノードが接続されており、出力端子Ｔ３にカソードが接続されている。
【００８６】
平滑コンデンサＣ１２は、ダイオードＤ１５のカソードに一端が接続され、他端がノードＮ２および出力端子Ｔ４に接続されている。
【００８７】
次に、制御部１２の動作について詳しく説明する。
【００８８】
制御部１２は、ＰＦＣ回路１５のスイッチング素子Ｑ１１を一定のスイッチング周期でオンに制御し、その後、当該スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１１をオフに制御する。
【００８９】
また、制御部１２は、力率を改善するために、スイッチング素子Ｑ１１を流れる電流が交流電源ＰＳの交流電圧ＶＡＣの波形と相似形になるように、スイッチング素子Ｑ１１をオン／オフ制御する。
【００９０】
制御部１２は、スイッチング素子Ｑ１１に流れる出力電流Ｉ３をモニタする。具体的には、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１１（のソース端子）と出力端子Ｔ４との間には抵抗Ｒ３が設けられており、制御部１２は、抵抗Ｒ３とスイッチング素子Ｑ１１との接続点の電圧を入力し、該電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１１に流れる電流値を把握する。
【００９１】
制御部１２は、第１の実施形態と同様、連続するスイッチング周期のうち第１のスイッチング周期においてその一部の期間である所定幅のモニタ期間について、出力電流Ｉ３の絶対値の最大値がモニタされたスイッチング周期内ピーク時間位置を検索する。
【００９２】
次に、制御部１２は、第１のスイッチング周期に続く第２のスイッチング周期では、検索されたスイッチング周期内ピーク時間位置を中心にしてモニタ期間の間（例えば５タイムスロットの間）、出力電流Ｉ３をモニタする。
【００９３】
なお、デジタル制御の場合、上記のスイッチング周期内ピーク時間位置は、スイッチング周期をｎ等分（ｎ：正の整数）した第１ないし第ｎのタイムスロットのうち、出力電流Ｉ３の絶対値の最大値がモニタされたタイムスロットの位置である。
【００９４】
このように、第２のスイッチング周期（今回のスイッチング周期）においては、第１のスイッチング周期（前回のスイッチング周期）で出力電流が最大となった時間位置を中心にして出力電流をモニタすることで、出力電流Ｉ３が閾値電流に達するタイミングを効率良く捉えることが可能となる。これにより、制御部１２により出力電流Ｉ３を常にモニタする必要がなくなる。
【００９５】
よって、第２の実施形態によれば、スイッチング周期の全体にわたって出力電流をモニタすることなく、電流連続モードによるＰＦＣ制御を行うことができる。
【００９６】
これにより、例えば、１個のＤＳＰで出力電流Ｉのモニタとその他のモニタ処理（電力変換装置１０の入出力電圧のモニタ等）を行うことができ、ＰＦＣ制御専用のＤＳＰを設ける必要がなくなる。その結果、ＰＦＣ回路１５を有する電力変換装置を小型化および低コスト化することができる。
【００９７】
上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではない。異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。特許請求の範囲に規定された内容及びその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更及び部分的削除が可能である。
【符号の説明】
【００９８】
１，１０  電力変換装置
２，１２  制御部
３  ノイズフィルタ
４  ＬＣフィルタ
５  ブリッジ回路
６  交流電圧検出回路
７  直流電圧検出回路
１１  整流平滑回路
１３  入力電圧検出回路
１４  出力電圧検出回路
１５  ＰＦＣ回路
３０  外部負荷
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２  平滑コンデンサ
Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５  コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１１〜Ｄ１５  ダイオード
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３
Ｌ１〜Ｌ４，Ｌ１１  インダクタ
Ｉｔｈ１〜Ｉｔｈ７  閾値電流
Ｍ１〜Ｍ７  モニタ期間
Ｎ１，Ｎ２  ノード
Ｐ１〜Ｐ７  スイッチング周期
ＰＳ  交流電源
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１１  スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３  抵抗
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４  入出力端子
Ｔｏｎ１〜Ｔｏｎ７  オン幅
ＴＳ  タイムスロット
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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