(57)【要約】【課題】モータジェネレータに流れる高調波電流を好適に低減することができる回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】モータジェネレータに流れる相電流の基本波成分の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系を１次回転座標系とする。ここで、各操作信号生成部３６Ｕ〜３６Ｗのメモリに記憶されたパルスパターンを選択する処理において、パルスパターンの出力タイミングの設定に用いられる電気角θｅに変動信号Ｓｉｇｆを重畳する。変動信号Ｓｉｇｆは、高調波電流の変動角速度と同じ角速度で変動する信号であって、モータジェネレータに流れる相電流に含まれる高調波電流を低減するための信号である。【選択図】      図２
2016032310.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＷｎ）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転電機（１０）に適用され、
固定座標系において前記回転電機に流れる基本波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系を１次回転座標系とし、
前記回転電機の制御量をその目標値にフィードバック制御するための操作量として、前記１次回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する電圧位相設定手段（３０ｄ）と、
前記出力電圧ベクトルの振幅を含む振幅パラメータごとに、前記回転電機の電気角と関係づけられた前記スイッチング素子のオンオフ操作指令を記憶する記憶手段（３６Ｕ〜３６Ｗ）と、
前記振幅パラメータに基づき選択された前記オンオフ操作指令を、前記電気角の検出値を基準として、前記電圧位相設定手段によって設定された位相だけずらして前記スイッチング素子に対して出力することで、前記スイッチング素子をオンオフ操作する操作手段（３６Ｕ〜３６Ｗ）と、
前記回転電機に流れる相電流検出値に基づき、前記回転電機に流れる高調波電流を抽出する抽出手段（３４ａ，３４ｂ）と、
前記抽出手段によって抽出された高調波電流に基づき、前記高調波電流の変動角速度と同じ角速度で変動する信号であって、前記基本波電流に含まれる前記高調波電流を低減するための変動信号を生成する変動信号生成手段（３４ｅ〜３４ｊ；３４ｅ〜３４ｊ，３４ｍ〜３４ｒ）と、
前記操作手段において前記オンオフ操作指令の出力タイミングの設定に用いられる前記電気角の検出値に前記変動信号を重畳する重畳手段（３２Ｕ〜３２Ｗ）とを備えることを特徴とする回転電機の制御装置。
【請求項２】
前記回転電機に流れる高調波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系を高次回転座標系とし、
前記抽出手段によって抽出された高調波電流を前記高次回転座標系における電流に変換した高次電流を算出する高次電流算出手段（３４ｃ；３４ｃ，３４ｋ）をさらに備え、
前記変動信号生成手段は、前記高次電流に基づき、前記変動信号を生成する請求項１記載の回転電機の制御装置。
【請求項３】
前記変動信号によって低減対象とされる前記高調波電流は、前記回転電機の電気角速度の「１±６ｎ」倍（ｎは０以外の整数）の角速度で変動する電流である請求項２記載の回転電機の制御装置。
【請求項４】
前記高次電流算出手段は、前記高次電流として、前記高次回転座標系の直交２軸成分であるｄ軸高次電流及びｑ軸高次電流を算出し、
前記ｄ軸高次電流及び前記ｑ軸高次電流に基づき、前記高次回転座標系における前記高次電流のベクトルの振幅及び位相を算出する振幅位相算出手段（３４ｄ；３４ｄ，３４ｌ）をさらに備え、
前記変動信号生成手段は、前記高次電流のベクトルの振幅を目標振幅にフィードバック制御するための操作量として規定振幅を算出する規定振幅算出手段（３４ｆ，３４ｈ）と、前記高次電流のベクトルの位相を目標位相にフィードバック制御するための操作量として規定位相を算出する規定位相算出手段（３４ｇ，３４ｉ）とを含み、前記変動信号として、前記規定振幅を振幅とし、前記電気角の都度の検出値と「１±６ｎ」との乗算値に前記規定位相を加算した値を独立変数とする正弦関数の信号を生成する請求項３記載の回転電機の制御装置。
【請求項５】
前記回転電機の電気角速度及び前記制御量の目標値のうち少なくとも一方に基づき、前記目標振幅及び前記目標位相を可変設定する可変設定手段をさらに備える請求項４記載の回転電機の制御装置。
【請求項６】
前記相電流検出値を前記１次回転座標系の直交２軸成分であるｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する２相変換手段（３０ａ）と、
直流成分である前記ｄ軸電流の指令値と、直流成分である前記ｑ軸電流の指令値とに基づき、前記出力電圧ベクトルの指令振幅を設定する指令振幅設定手段（３０ｈ，３０ｊ）と、
前記出力電圧ベクトルの振幅を前記指令振幅にフィードバック制御するための操作量を算出する振幅操作量算出手段（３２）とをさらに備え、
前記振幅パラメータは、前記振幅操作量算出手段によって算出された操作量を含み、
前記抽出手段は、前記ｄ軸電流と前記ｄ軸電流の指令値との差をｄ軸高調波成分として抽出し、また、前記ｑ軸電流と前記ｑ軸電流の指令値との差をｑ軸高調波成分として抽出し、
前記高次電流算出手段は、前記ｄ軸高調波成分及び前記ｑ軸高調波成分に基づき、前記ｄ軸高次電流及び前記ｑ軸高次電流を算出する請求項４又は５記載の回転電機の制御装置。
【請求項７】
前記変動信号によって低減対象とされる前記高調波電流は、前記回転電機の電気角速度の「１±６ｎ」倍（ｎは０以外の整数）の角速度で変動する高調波電流のうち複数の高調波電流である請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を有する電力変換回路に電気的に接続された回転電機に適用される制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、電動機のトルク変動等を低減すべく、電動機に流れる高調波電流を低減するものが知られている。詳しくは、インバータを構成するスイッチング素子のオンオフ操作により、固定座標系において電動機に流れる基本波電流に、トルク変動等の要因となる高調波電流を低減するための高調波電流を重畳させる。ここで、高調波電流を重畳させるためのスイッチング素子のオンオフ操作は、電流フィードバック制御によって算出された指令電圧とキャリアとの大小比較に基づくＰＷＭ制御によって行われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３８５２２８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、スイッチング素子のオンオフ操作手法としては、上述したＰＷＭ制御を用いた手法のほかに、パルスパターンを用いた手法もある。詳しくは、制御装置は、例えばインバータの出力電圧ベクトルの振幅ごとに、電動機の電気角と関係づけられたスイッチング素子のオンオフ操作指令を記憶する記憶手段を備えている。こうした構成において、まず、電動機の制御量をその目標値にフィードバック制御するための操作量として、１次回転座標系におけるインバータの出力電圧ベクトルの位相を設定する。ここで、１次回転座標系とは、固定座標系において電動機に流れる基本波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系のことである。そして、出力電圧ベクトルの振幅に基づき選択されたオンオフ操作指令を、電気角の検出値に対して上記位相だけずらしてスイッチング素子に対して出力することで、スイッチング素子をオンオフ操作する。
【０００５】
ここで、パルスパターンを用いた手法においても、電動機のトルク変動等の要因となる高調波電流を低減すべく、高調波電流を重畳する手法の適用が望まれる。
【０００６】
本発明は、回転電機に流れる高調波電流を好適に低減することができる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００８】
本発明は、スイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＷｎ）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転電機（１０）に適用され、固定座標系において前記回転電機に流れる基本波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系を１次回転座標系とし、前記回転電機の制御量をその目標値にフィードバック制御するための操作量として、前記１次回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する電圧位相設定手段（３０ｄ）と、前記出力電圧ベクトルの振幅を含む振幅パラメータごとに、前記回転電機の電気角と関係づけられた前記スイッチング素子のオンオフ操作指令を記憶する記憶手段（３６Ｕ〜３６Ｗ）と、前記振幅パラメータに基づき選択された前記オンオフ操作指令を、前記電気角の検出値を基準として、前記電圧位相設定手段によって設定された位相だけずらして前記スイッチング素子に対して出力することで、前記スイッチング素子をオンオフ操作する操作手段（３６Ｕ〜３６Ｗ）と、前記回転電機に流れる相電流検出値に基づき、前記回転電機に流れる高調波電流を抽出する抽出手段（３４ａ，３４ｂ）と、前記抽出手段によって抽出された高調波電流に基づき、前記高調波電流の変動角速度と同じ角速度で変動する信号であって、前記基本波電流に含まれる前記高調波電流を低減するための変動信号を生成する変動信号生成手段（３４ｅ〜３４ｊ；３４ｅ〜３４ｊ，３４ｍ〜３４ｒ）と、前記操作手段において前記オンオフ操作指令の出力タイミングの設定に用いられる前記電気角の検出値に前記変動信号を重畳する重畳手段（３２Ｕ〜３２Ｗ）とを備えることを特徴とする。
【０００９】
出力タイミングの設定に用いられる電気角の検出値に高調波信号を重畳すると、高調波信号の変動角速度と同じ角速度の高調波電流が回転電機に流れる。このため、低減対象とする高調波電流を相殺するような高調波信号を電気角の検出値に重畳することにより、回転電機に流れる高調波電流を低減することができる。
【００１０】
そこで、上記発明では、回転電機に流れる相電流検出値に基づき、回転電機に流れる高調波電流を抽出する。抽出された高調波電流は、低減対象とする高調波電流を把握するための情報となる。そして、抽出された高調波電流に基づき、上記変動信号を生成する。こうして生成された変動信号を電気角の検出値に重畳することにより、操作手段においてオンオフ操作指令の出力タイミングの設定に用いられる電気角の検出値を変動させる。これにより、回転電機に流れる高調波電流を好適に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。
【図２】モータ制御のブロック図。
【図３】λ軸を説明するための図。
【図４】ｄ軸とλ軸とのなす角度の算出手法を示す図。
【図５】λ軸を説明するための図。
【図６】λ軸電流の算出手法を示す図。
【図７】高調波信号生成部のブロック図。
【図８】第２実施形態にかかる高調波信号生成部のブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（第１実施形態）
以下、本発明にかかる回転電機の制御装置を、車載主機として多相回転機（３相回転電機）を備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１３】
図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、「電力変換回路」としてのインバータ２０、及びモータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に連結されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、突極機であるＩＰＭＳＭを用いている。
【００１４】
モータジェネレータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としてのバッテリ２２に接続されている。バッテリ２２の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、バッテリ２２及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２４が設けられている。
【００１５】
インバータ２０は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＵ相が接続され、Ｖ相上，下アームスイッチＳＶｐ，ＳＶｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＶ相が接続され、Ｗ相上，下アームスイッチＳＷｐ，ＳＷｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＷ相が接続されている。ちなみに、本実施形態では、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎには、各フリーホイールダイオードＤＵｐ〜ＤＷｎが逆並列に接続されている。
【００１６】
モータ制御システムは、さらに、相電流検出手段、電圧検出手段、及び回転角検出手段を備えている。詳しくは、相電流検出手段は、モータジェネレータ１０のＶ相に流れる電流を検出するＶ相電流センサ４２Ｖと、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流センサ４２Ｗとを含む。電圧検出手段は、インバータ２０の入力電圧（バッテリ２２から出力される直流電圧）を検出する電圧センサ４４を含む。回転角検出手段は、モータジェネレータ１０の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ４６（例えばレゾルバ）を含む。
【００１７】
制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０の制御量（本実施形態ではトルク）をその目標値（以下、目標トルクＴｒｑ＊）にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成するスイッチＳＵｐ〜ＳＷｎをオンオフ操作すべく、上記各種センサの検出値に基づき、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎに対応する操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成し、生成された各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎに対して出力する。ここで、上アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐと、対応する下アーム操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとは、互いに相補的な信号（論理が反転した信号）となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオン状態とされる。なお、目標トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。
【００１８】
続いて、図２を用いて、制御装置３０によって実行されるモータジェネレータ１０のトルク制御について説明する。この制御は、位相制御と、振幅制御とを含むものである。
【００１９】
まず、位相制御について説明する。２相変換部３０ａ（「２相変換手段」に相当）は、Ｖ相電流センサ４２Ｖによって検出されたＶ相電流ＩＶ、Ｗ相電流センサ４２Ｗによって検出されたＷ相電流ＩＷ、及び回転角センサ４６によって検出された電気角θｅに基づき、３相固定座標系におけるＵ相電流ＩＵ，Ｖ相電流ＩＶ，Ｗ相電流ＩＷを１次回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。ここで、１次回転座標系とは、固定座標系における相電流の基本波成分の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系のことである。なお、Ｕ相電流ＩＵは、キルヒホッフの法則に基づき、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷから算出すればよい。
【００２０】
トルク推定器３０ｂは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づき、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、モデル式を用いて算出してもよい。
【００２１】
トルク偏差算出部３０ｃは、目標トルクＴｒｑ＊から、トルク推定器３０ｂによって算出された推定トルクＴｅを減算することでトルク偏差ΔＴを算出する。なお、トルク推定器３０ｂによって算出された推定トルクＴｅから高周波成分を除去するフィルタ（ローパスフィルタ）を制御装置３０に備え、高周波成分が除去された推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊から減算することでトルク偏差ΔＴを算出してもよい。
【００２２】
位相設定部３０ｄ（「電圧位相設定手段」に相当）は、トルク偏差算出部３０ｃによって算出されたトルク偏差ΔＴに基づき、推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、電圧位相φを算出する。詳しくは、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって電圧位相φを算出する。本実施形態において、電圧位相φは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｄ軸の正方向からｑ軸の正方向へと回転する方向）が正方向として定義されている。このため、目標トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが不足する場合には、電圧位相φを増大（進角）させ、目標トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが過剰となる場合には、電圧位相φを減少（遅角）させるようにする。
【００２３】
電気角加算部３０ｅは、位相設定部３０ｄによって算出された電圧位相φに電気角θｅを加算する。第１シフト部３０ｆは、電気角加算部３０ｅの出力値「θｅ＋φ」から「２π／３」減算した値を出力する。第２シフト部３０ｇは、電気角加算部３０ｅの出力値「θｅ＋φ」に「２π／３」加算した値を出力する。これにより、電気角加算部３０ｅの出力値「θｅ＋φ」、第１シフト部３０ｆの出力値「θｅ＋φ−２π／３」、及び第２シフト部３０ｇの出力値「θｅ＋φ＋２π／３」は、互いに電気角で「２π／３」（１２０°）ずつずれた信号となる。
【００２４】
Ｕ相重畳部３２Ｕは、高調波信号生成部３４から出力された変動信号Ｓｉｇｆを電気角加算部３０ｅの出力値に加算して出力する。Ｖ相重畳部３２Ｖは、第１シフト部３０ｆの出力値に変動信号Ｓｉｇｆを加算して出力する。Ｗ相重畳部３２Ｗは、第２シフト部３０ｇの出力値に変動信号Ｓｉｇｆを加算して出力する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相重畳部３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗの出力値をＵ，Ｖ，Ｗ相参照角θＵ、θＶ，θＷと称すこととする。なお、本実施形態において、各重畳部３２Ｕ〜３２Ｗが「重畳手段」に相当する。また、高調波信号生成部３４については、後に詳述する。
【００２５】
続いて、振幅制御について説明する。指令電圧設定部３０ｈは、目標トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」を算出する。ここで、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」とは、１次回転座標系におけるインバータ２０の出力電圧ベクトルの指令振幅（以下、電圧振幅Ｖｎ）を電気角速度ωで除算した値のことである。なお、電圧振幅Ｖｎは、上記出力電圧ベクトルのｄ軸成分Ｖｄの２乗値及びｑ軸成分Ｖｑの２乗値の和の平方根として定義される。本実施形態において、規格化電圧振幅は、目標トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出される。なお、本実施形態において、指令電圧設定部３０ｈ及び速度乗算部３０ｊが「指令振幅設定手段」に相当する。
【００２６】
速度算出部３０ｉは、回転角センサ４６によって検出された電気角θｅに基づき、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを算出する。速度乗算部３０ｊは、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、電圧振幅Ｖｎを算出する。電圧振幅Ｖｎは、モータジェネレータ１０のトルクを目標トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。
【００２７】
補正部３０ｋは、速度乗算部３０ｊから出力された電圧振幅Ｖｎに、補正量算出部３２（「振幅操作量算出手段」に相当）によって算出された振幅補正量ΔＶを加算することで、電圧振幅Ｖｎを補正する。なお、補正量算出部３２については、後に詳述する。
【００２８】
Ｕ，Ｗ，Ｗ相操作信号生成部３６Ｕ，３６Ｖ，３６Ｗ（「操作手段」に相当）は、補正部３０ｋから出力された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」、Ｕ，Ｗ，Ｗ相重畳部３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗから出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相参照角θＵ，θＶ，θＷ、及び電圧センサ４４によって検出された入力電圧ＶＩＮＶに基づき、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成して各スイッチＳＵｐ〜Ｓｗｎに対して出力する。本実施形態では、各操作信号を以下のように生成する。
【００２９】
各操作信号生成部３６Ｕ〜３６Ｗは、メモリ（記憶手段）を備えている。メモリには、変調率Ｍごとに、電気角の１回転周期「２π」分の操作信号波形（パルスパターン）がマップデータとして記憶されている。本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれにおいて、記憶されている操作信号波形はいずれも、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのオン操作期間と下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのオン操作期間とが半々となる波形とされている。これは、インバータ２０の出力電圧を電気角の１回転周期で均衡の取れたものとするための設定である。さらに本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれにおいて、操作信号波形はいずれも、電気角の１回転周期の中央（１８０°）に対して対称性を有するものとされている。詳しくは、中央に対して等距離にある一対のタイミングの論理値が逆とされている。本実施形態では、論理「Ｈ」が上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのオン操作指令に対応し、論理「Ｌ」が下アームのスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのオン操作指令に対応する。メモリに記憶されている操作信号波形は、変調率Ｍごとに、各操作信号生成部３６Ｕ〜３６Ｗのそれぞれで互いに共通のものである。
【００３０】
各操作信号生成部３６Ｕ〜３６Ｗは、まず、入力電圧ＶＩＮＶと電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」とに基づき、変調率Ｍを算出する。本実施形態において、変調率Ｍとは、入力電圧ＶＩＮＶで電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」を規格化した値のことである。より具体的には、変調率Ｍとは、入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」で電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」を除算した値を、「√（１．５）」で除算した値のことである。各操作信号生成部３６Ｕ〜３６Ｗは、算出された変調率Ｍに基づき、該当する操作信号波形を選択する。こうして操作信号波形が選択されると、各操作信号生成部３６Ｕ〜３６Ｗは、この波形の出力タイミングを位相設定部３０ｄの設定する電圧位相φに基づき設定することで、操作信号を生成する。すなわち、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれについて、同一の操作信号波形が、電気角で互いに１２０°ずつずらされて出力される。これにより、電気角で位相が互いに１２０°ずれた正弦波状の相電流を流すことができる。
【００３１】
続いて、上記補正量算出部３２と、上記高調波信号生成部３４とについて説明する。
【００３２】
まず、図３〜図５を用いて、補正量算出部３２の設計手法について説明する。
【００３３】
永久磁石同期機の電圧方程式は、下式（ｅｑ１）で表される。
【００３４】
【数１】
2016032310.tif 000003
上式（ｅｑ１）において、「ｐ」は微分演算子を示し、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「ψ」は永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値を示す。上式（ｅｑ１）において、モータジェネレータ１０の回転速度が一定となる定常状態を想定し、過渡現象を無視するとの条件を課すと、「ｐ＝０」となる。また、上式（ｅｑ１）に、モータジェネレータ１０の回転速度が十分高く、「Ｒ＜＜ω・Ｌｄ」，「Ｒ＜＜ω・Ｌｑ」の関係が成立するとの条件を課す。以上から、上式（ｅｑ１）は下式（ｅｑ２）のように表される。
【００３５】
【数２】
2016032310.tif 000004
ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑと、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎとの関係は、下式（ｅｑ３）で表される。
【００３６】
【数３】
2016032310.tif 000005
ここで、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いると、下式（ｅｑ４）で表される。
【００３７】
【数４】
2016032310.tif 000006
上式（ｅｑ４）から上式（ｅｑ２）を減算すると、下式（ｅｑ５）が導かれる。
【００３８】
【数５】
2016032310.tif 000007
上式（ｅｑ５）において、右辺の「Ｉｄφ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄφであり、「Ｉｑφ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑφである。上式（ｅｑ５）を各電流変化量ΔＩｄφ，ΔＩｑφについて解くと、下式（ｅｑ６）が導かれる。
【００３９】
【数６】
2016032310.tif 000008
図３に、１次回転座標系における電圧ベクトルＶｎｖｔ及び電流ベクトルＩｎｖｔを示す。ここで、電流ベクトルは、ｄ軸電流の２乗値及びｑ軸電流の２乗値の和の平方根として定義される。図３には、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩφ」にて示した。また、電圧振幅が微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩｖｎ」にて示した。この電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を拡大した図を図４として示す。上式（ｅｑ６）より、電圧位相φが微小変化した場合において、ｄ軸に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向αは、下式（ｅｑ７）で表される。
【００４０】
【数７】
2016032310.tif 000009
上式（ｅｑ７）のアークタンジェント演算により、例えば、変化方向αを「−π〜＋π」の間で算出することができる。特に本実施形態では、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が正の値となる場合、変化方向αを「π／２」として算出する。一方、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が負の値となる場合、変化方向αを「−π／２」として算出する。ここで、図５には、電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向に延びる座標軸をλ軸として示している。電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルの変化分ΔＩｖｎのうち、λ軸成分（すなわち、上記変化分ΔＩｖｎをλ軸に写像した成分）は、電圧位相φの変化の影響を受けない電流である。本実施形態では、この電流をλ軸電流Ｉλとして振幅補正量ΔＶの算出に用いる。λ軸電流Ｉλを用いることにより、振幅制御と位相制御との干渉を抑制することができる。ここで、λ軸を設定するために必要なパラメータであるｄ軸とλ軸とのなす角度λは、下式（ｅｑ８）で表される。
【００４１】
【数８】
2016032310.tif 000010
以上を踏まえ、先の図２に戻り、補正量算出部３２について説明する。
【００４２】
λ軸設定部３２ａは、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、位相設定部３０ｄから出力された電圧位相φとに基づき、上式（ｅｑ８）を元に、ｄ軸とλ軸とのなす角度λを算出する。λ軸設定部３２ａは、１次回転座標系において、電圧位相φの変化に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化が非干渉化された非干渉化座標軸（λ軸）を設定する非干渉化軸設定手段に相当する。λ軸設定部３２ａにおいて設定されるλ軸は、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。
【００４３】
指令電流設定部３２ｂは、目標トルクＴｒｑ＊に基づき、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として設定する。なお、最小電流最大トルク制御については、例えば「埋込磁石同期モータの設計と制御：武田洋次ら、外３名、オーム社、平成１８年４月２０日、第１版」の２３ページに記載されている。
【００４４】
λ軸指令電流算出部３２ｃは、指令電流設定部３２ｂから出力された各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づき、下式（ｅｑ９）を元に、λ軸指令電流Ｉλ＊を算出する（図６参照）。
【００４５】
【数９】
2016032310.tif 000011
ここで、図６には、現在の指令電流ベクトルを「Ｉｎ＊」にて示し、現在の電流ベクトルを「Ｉｎｖｔ」にて示した。
【００４６】
λ軸実電流算出部３２ｄは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づき、下式（ｅｑ１０）を元に、λ軸電流Ｉλｒを算出する（図６参照）。
【００４７】
【数１０】
2016032310.tif 000012
λ軸がモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って変化するため、λ軸電流Ｉλｒ及びλ軸指令電流Ｉλ＊もモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化することとなる。
【００４８】
電流偏差算出部３２ｅは、λ軸実電流算出部３２ｄから出力されたλ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊から減算することで電流偏差ΔＩλを算出する。なお、λ軸実電流算出部３２ｄから出力されたλ軸電流Ｉλｒから高周波成分を除去するフィルタ（ローパスフィルタ）を制御装置３０に備え、高周波成分が除去されたλ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊から減算することで電流偏差ΔＩλを算出してもよい。
【００４９】
振幅補正量算出部３２ｆは、電流偏差算出部３２ｅから出力された電流偏差ΔＩλに基づき、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量（換言すれば、推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量）として、振幅操作量としての振幅補正量ΔＶを算出する。詳しくは、電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって振幅補正量ΔＶを算出する。
【００５０】
こうした構成によれば、λ軸電流Ｉλｒに基づき振幅補正量ΔＶを算出していることから、振幅制御と位相制御との干渉が抑制されている。このため、各電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒを各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に高精度に制御することができる。これにより、振幅制御におけるフィードバック制御の応答性を位相制御におけるフィードバック制御の応答性と同等レベルまで向上させることができる。したがって、外乱が発生したり、過渡状態となったりする場合であっても、高いトルク制御性と高い電流制御性との双方を維持することができる。
【００５１】
続いて、高調波信号生成部３４について説明する。
【００５２】
まず、高調波信号生成部３４を制御装置３０に備えた理由について説明する。
【００５３】
モータジェネレータ１０の磁気特性（例えば、ｄ，ｑ軸インダクタンスや誘起電圧定数）が理想的な特性とされる場合、電気角で互いに１２０°ずつずれた正弦波の相電流を各相に流すことでき、高調波成分を含まない一定のトルクを得ることができる。しかしながら、実際のモータジェネレータ１０では、理想的な磁気特性を得ることは困難となる。このため、下式（ｅｑ１１）に示すように、磁気特性が理想的なものからずれることに起因して、各相電流ＩＵ〜ＩＷに高調波電流が含まれることとなる。
【００５４】
【数１１】
2016032310.tif 000013
上式（ｅｑ１１）において、右辺第１項は、振幅Ｉｒ１及び位相φ１とする基本波電流を示し、右辺第２項は、振幅Ｉｒｋ及び位相φｋとする高調波電流を示している。ここで、右辺第２項の「ｋ」は、「１±６ｎ」（ｎは０以外の整数）である。なお、以降、電気角速度ωのｋ倍の角速度で変動する高調波電流をｋ次の高調波電流と称すこととする。
【００５５】
ここで、高調波電流が含まれる相電流を１次回転座標系のｄ，ｑ軸電流に変換したものは、下式（ｅｑ１２）で表される。
【００５６】
【数１２】
2016032310.tif 000014
上式（ｅｑ１２）は、固定座標系において相電流にｋ次の高調波電流が含まれると、１次回転座標系において（ｋ−１）次の高調波電流が表れることを示している。こうした高調波電流がモータジェネレータ１０に流れると、トルク変動や損失（例えば鉄損）が増大する懸念がある。
【００５７】
ここで、各操作信号生成部３６Ｕ〜３６Ｗに入力されるＵ〜Ｗ相参照角θＵ〜θＷに高調波信号を重畳すると、高調波信号の変動角速度と同じ角速度の高調波電圧がモータジェネレータ１０の各相巻線に誘起される。その結果、高調波信号の変動角速度と同じ角速度の高調波電流がモータジェネレータ１０に流れる。このため、低減対象とする高調波電流を相殺するような高調波信号を各参照角θＵ〜θＷに重畳することにより、トルク変動等の要因となる高調波電流を低減することができる。
【００５８】
特に本実施形態では、１次回転座標系における６次の高調波電流が顕著なため、６次の高調波電流を低減対象とする。ここで、「ｋ＝１±６ｎ」の関係より、６次の高調波電流を打ち消すためには、固定座標系において、ｋ＝−５とした−５次の高調波電流、又はｋ＝７とした７次の高調波電流を相電流に重畳すればよい。なお、「ｋ＞０」の場合、各相の高調波電流は、電気角θｅの進行に伴って、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の順で波形が変化する。一方、「ｋ＜０」の場合、各相の高調波電流は、電気角θｅの進行に伴って、「ｋ＞０」のときとは逆順で波形が変化する。
【００５９】
図７に、高調波信号生成部３４のブロック図を示す。
【００６０】
ｄ軸偏差算出部３４ａは、指令電流設定部３２ｂから出力されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差であるｄ軸電流偏差ΔＩｄ（「ｄ軸高調波成分」に相当）を算出する。具体的には、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することでｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部３４ｂは、指令電流設定部３２ｂから出力されたｑ軸指令電流Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑｒとの偏差であるｑ軸電流偏差ΔＩｑ（「ｑ軸高調波成分」に相当）を算出する。具体的には、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することでｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。なお、本実施形態において、各偏差算出部３４ａ，３４ｂが「抽出手段」に相当する。
【００６１】
高次電流変換部３４ｃ（「高次電流算出手段」に相当）は、下式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）を用いて、１次回転座標系における各電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを、高次回転座標系（ｄｋ−ｑｋ）におけるｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋ，Ｉｑｋに変換する。ここで、高次回転座標系とは、固定座標系における高調波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系のことである。
【００６２】
【数１３】
2016032310.tif 000015
【００６３】
【数１４】
2016032310.tif 000016
上式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）において、右辺の「（ｋ−１）θｅ」は、１次回転座標系のｄ軸と高次回転座標系のｄｋ軸との位相差を示す。
【００６４】
振幅位相変換部３４ｄ（「振幅位相算出手段」に相当）は、下式（ｅｑ１５）を用いて、ｄ軸高次電流Ｉｄｋと、ｑ軸高次電流Ｉｑｋとに基づき、高次回転座標系における高次電流ベクトルの振幅Ｉｒｋｒと、高次電流ベクトルの位相φｋｒとを算出する。なお、下式（ｅｑ１５）のアークタンジェント演算により、例えば、位相φｋｒを「−π〜＋π」の間で算出することができる。特に本実施形態では、下式（ｅｑ１５）のφｋｒの算出式の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が正の値となる場合、位相φｋｒを「π／２」として算出する。一方、括弧内の分母が０となってかつ分子が負の値となる場合、位相φｋｒを「−π／２」として算出する。
【００６５】
【数１５】
2016032310.tif 000017
目標値設定部３４ｅ（「可変設定手段」に相当）は、目標トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに基づき、目標振幅Ｉｒｋ＊と、目標位相φｋ＊とを可変設定する。特に本実施形態では、目標トルクＴｒｑ＊が大きいほど、目標振幅Ｉｒｋ＊を大きく設定する。目標振幅Ｉｒｋ＊及び目標位相φｋ＊は、トルク変動や鉄損を抑制する観点から設定されている。なお、目標振幅Ｉｒｋ＊及び目標位相φｋ＊は、例えば、目標トルクＴｒｑ＊、電気角速度ω、及び目標振幅Ｉｒｋ，目標位相φｋ＊が関係付けられたマップや数式を用いて設定すればよい。
【００６６】
振幅偏差算出部３４ｆは、目標振幅Ｉｒｋ＊と振幅Ｉｒｋｒとの偏差である振幅偏差ΔＩｒを算出する。具体的には、目標振幅Ｉｒｋ＊から振幅Ｉｒｋｒを減算することで振幅偏差ΔＩｒを算出する。位相偏差算出部３４ｇは、目標位相φｋ＊と位相φｋｒとの偏差である位相偏差Δφｒを算出する。具体的には、目標位相φｋ＊から位相φｋｒを減算することで位相偏差Δφｒを算出する。
【００６７】
振幅フィードバック制御部３４ｈは、振幅偏差算出部３４ｆから出力された振幅偏差ΔＩｒに基づき、振幅Ｉｒｋｒを目標振幅Ｉｒｋ＊にフィードバック制御するための操作量として、規定振幅Ａｍｐを算出する。詳しくは、振幅偏差ΔＩｒを入力とする比例積分制御によって規定振幅Ａｍｐを算出する。位相フィードバック制御部３４ｉは、位相偏差算出部３４ｇから出力された位相偏差Δφｒに基づき、位相φｋｒを目標位相φｋ＊にフィードバック制御するための操作量として、規定位相δを算出する。詳しくは、位相偏差Δφｒを入力とする比例積分制御によって規定位相δを算出する。
【００６８】
なお、本実施形態において、振幅偏差算出部３４ｆ、及び振幅フィードバック制御部３４ｈが「規定振幅算出手段」に相当し、位相偏差算出部３４ｇ、及び位相フィードバック制御部３４ｉが「規定位相算出手段」に相当する。
【００６９】
信号生成部３４ｊは、規定振幅Ａｍｐ、規定位相δ、及び電気角θｅに基づき、変動信号Ｓｉｇｆを生成する。変動信号Ｓｉｇｆは、規定振幅Ａｍｐを振幅とする余弦関数である。また、変動信号Ｓｉｇｆは、都度の電気角θｅ（例えば、制御装置３０の制御周期毎に取得される電気角θｅ）と「ｋ」との乗算値に規定位相δを加算した値を独立変数とする余弦関数である。なお、余弦関数の位相が「π／２」ずれたものが正弦関数である。このため、変動信号Ｓｉｇｆを余弦関数であらわすことは、変動信号Ｓｉｇｆを正弦関数であらわすことと等価である。なお、本実施形態において、目標値設定部３４ｅ、振幅偏差算出部３４ｆ、位相偏差算出部３４ｇ、振幅フィードバック制御部３４ｈ、位相フィードバック制御部３４ｉ、及び信号生成部３４ｊが「変動信号生成手段」に相当する。
【００７０】
こうして生成された変動信号Ｓｉｇｆは、各重畳部３２Ｕ〜３２Ｗに対して出力される。これにより、各参照角θＵ〜θＷは、変動信号Ｓｉｇｆの変動角速度で変動することとなる。その結果、モータジェネレータ１０に流れる高調波電流を低減することができ、トルク変動や損失を低減することができる。
【００７１】
さらに、本実施形態では、変動信号Ｓｉｇｆの生成に際し、目標トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに基づき、目標振幅Ｉｒｋ＊及び目標位相φｋ＊を可変設定した。こうした設定は、高調波電流の低減効果の向上に寄与している。
【００７２】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、低減対象とする高調波電流を複数（２つ）とする。具体的には、１次回転座標系における６次の高調波電流を低減するために、−５次の高調波電流と７次の高調波電流とを各相電流に重畳する。
【００７３】
図８に、本実施形態にかかる高調波信号生成部３４のブロック図を示す。なお、図８において、先の図７に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
【００７４】
本実施形態において、先の図７に示した各処理部３４ｃ〜３４ｊを、第１高次電流変換部３４ｃ、第１振幅位相変換部３４ｄ、第１目標値設定部３４ｅ、第１振幅偏差算出部３４ｆ、第１位相偏差算出部３４ｇ、第１振幅フィードバック制御部３４ｈ、第１位相フィードバック制御部３４ｉ、及び第１信号生成部３４ｊと称すこととする。そして、第１高次電流変換部３４ｃの出力値を第１ｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋ１，Ｉｑｋ１とし、第１振幅位相変換部３４ｄの出力値を第１振幅Ｉｒｋｒ１及び第１位相φｋｒ１とし、第１目標値設定部３４ｅの出力値を第１目標振幅Ｉｒｋ１＊及び第１目標位相φｋ１＊とする。また、第１振幅偏差算出部３４ｆの出力値を第１振幅偏差ΔＩｒ１とし、第１位相偏差算出部３４ｇの出力値を第１位相偏差Δφｒ１とする。また、第１振幅フィードバック制御部３４ｈの出力値を第１規定振幅Ａｍｐ１とし、第１位相フィードバック制御部３４ｉの出力値を第１規定位相δ１とする。また、第１信号生成部３４ｊの出力値を第１変動信号Ｓｉｇ１とする。第１変動信号Ｓｉｇ１は、各相電流に−５次の高調波電流を重畳するための信号である。このため、第１高次電流変換部３４ｃにおける高次回転座標系（第１高次回転座標系）は、固定座標系における−５次の高調波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系となる。
【００７５】
こうした構成に加えて、各相電流に７次の高調波電流を重畳するための第２変動信号Ｓｉｇ２を生成するための構成３４ｋ〜３４ｒを付加する。本実施形態において、これら構成３４ｋ〜３４ｒは、第１変動信号Ｓｉｇ１を生成するための構成３４ｃ〜３４ｊと同じ構成である。詳しくは、第２高次電流変換部３４ｋは、各電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを、第２高次回転座標系における第２ｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋ２，Ｉｑｋ２に変換する。ここで、第２高次回転座標系とは、固定座標系における７次の高調波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系のことである。
【００７６】
第２振幅位相変換部３４ｌは、上式（ｅｑ１５）を用いて、第２ｄ軸高次電流Ｉｄｋ２と、第２ｑ軸高次電流Ｉｑｋ２とに基づき、第２高次回転座標系における高次電流ベクトルの第２振幅Ｉｒｋｒ２と、高次電流ベクトルの第２位相φｋｒ２とを算出する。第２目標値設定部３４ｍは、目標トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに基づき、第２目標振幅Ｉｒｋ２＊と、第２目標位相φｋ２＊とを可変設定する。
【００７７】
第２振幅偏差算出部３４ｎは、第２目標振幅Ｉｒｋ２＊と第２振幅Ｉｒｋｒ２との偏差である第２振幅偏差ΔＩｒ２を算出する。第２位相偏差算出部３４ｏは、第２目標位相φｋ２＊と第２位相φｋｒ２との偏差である第２位相偏差Δφｒ２を算出する。第２振幅フィードバック制御部３４ｐは、第２振幅偏差ΔＩｒ２に基づき、第２振幅Ｉｒｋｒ２を第２目標振幅Ｉｒｋ２＊にフィードバック制御するための操作量として、第２規定振幅Ａｍｐ２を算出する。第２位相フィードバック制御部３４ｑは、第２位相偏差Δφｒ２に基づき、第２位相φｋｒ２を第２目標位相φｋ２＊にフィードバック制御するための操作量として、第２規定位相δ２を算出する。
【００７８】
第２信号生成部３４ｒは、第２規定振幅Ａｍｐ２、第２規定位相δ２、及び電気角θｅに基づき、第２変動信号Ｓｉｇ２を生成する。第２変動信号Ｓｉｇ２は、第２規定振幅Ａｍｐ２を振幅とする余弦関数である。また、第２変動信号Ｓｉｇ２は、都度の電気角θｅと「７」との乗算値に第２規定位相δ２を加算した値を独立変数とする余弦関数である。
【００７９】
信号加算部３４ｓは、第１変動信号Ｓｉｇ１と第２変動信号Ｓｉｇ２とを加算することで、最終的な変動信号Ｓｉｇｆを生成する。生成された変動信号Ｓｉｇｆは、各重畳部３２〜３２Ｗに入力される。
【００８０】
以上説明した本実施形態によれば、相電流に含まれる高調波電流をより低減することができる。
【００８１】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００８２】
・規定振幅Ａｍｐ及び規定位相δの算出手法としては、上記第１実施形態に例示したものに限らず、以下に説明するものであってもよい。高次電流変換部３４ｃから出力されたｄ軸高次電流Ｉｄｋを第１目標電流にフィードバック制御するためのｄ軸操作量を算出し、ｑ軸高次電流Ｉｑｋを第２目標電流にフィードバック制御するためのｑ軸操作量を算出する。そして、ｄ軸操作量の２乗値とｑ軸操作量の２乗値との加算値の平方根として、規定振幅Ａｍｐを算出する。また、ｑ軸操作量をｄ軸操作量で除算した値に対するアークタンジェント演算によって規定位相δを算出する。
【００８３】
・ｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋ，Ｉｑｋの算出手法としては、上記第１実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。固定座標系において、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づき算出された基本波電流を相電流から減算することで、高調波電流を抽出する。そして、抽出された高調波電流を、１次回転座標系を介すことなく、高次回転座標系における電流に直接変換することで、ｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋ，Ｉｑｋを算出する。
【００８４】
・目標トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωのうちいずれか１つに基づき、目標振幅Ｉｒｋ＊及び目標位相φｋ＊を可変設定してもよい。また、目標振幅Ｉｒｋ＊及び目標位相φｋ＊のそれぞれを可変設定することなく、固定値に設定してもよい。
【００８５】
・上記第１実施形態では、ｄ軸偏差算出部３４ａにおいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差としてｄ軸高調波成分を抽出したがこれに限らない。例えば、ｄ軸電流Ｉｄｒにフィルタ（バンドパスフィルタやハイパスフィルタ）処理を施すことで、ｄ軸高調波成分を抽出してもよい。なお、ｑ軸高調波成分についても同様である。
【００８６】
・上記第２実施形態において、低減対象とする高調波電流の角速度を３つ以上にしてもよい。
【００８７】
・上記各実施形態において、特開２０１２−２３９４３号公報に見られるように、電圧振幅のフィードバック制御として、ｄ軸電流をその指令電流にフィードバック制御するための操作量として、振幅補正量ΔＶを算出してもよい。また、上記各実施形態において、補正量算出部３２を除去してもよい。すなわち、振幅制御において、電圧振幅のフィードバック制御は必須ではない。
【００８８】
・上記第１実施形態において、変調率Ｍに代えて、電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」ごとに電気角と関係づけてパルスパターンをメモリに記憶してもよい。
【００８９】
・回転電機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、例えば、ＳＰＭＳＭや巻線界磁型同期機であってもよい。また、回転電機の制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。
【符号の説明】
【００９０】
１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、３０…制御装置、ＳＵｐ〜ＳＷｎ…スイッチ。
【図１】
2016032310.tif 000018
【図２】
2016032310.tif 000019
【図３】
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【図４】
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【図５】
2016032310.tif 000022
【図６】
2016032310.tif 000023
【図７】
2016032310.tif 000024
【図８】
2016032310.tif 000025