(57)【要約】      （修正有）【課題】駆動電圧を引き上げることなく雑音を減少するタッチ検知装置及びタッチ検知方法を提供する。【解決手段】タッチ検知装置１００は、励振源２０と、試験用キャパシタ３０と、サンプリング回路（ＰＤＭユニット）４０と、フィルタ（ＢＰＦ）６０とを含む。励振源は、第１の周波数を有する励磁信号を生成するために使用される。試験用キャパシタは、励磁信号を受け取り、検知信号を生成するために使用される。サンプリング回路は、デジタル出力を生成するために検知信号をサンプリングするのに使用される。サンプリング回路は、デジタル出力を生成するために、第１の周波数より高い第２の周波数で動作するパルス密度変調ユニットを含む。フィルタは、パルス密度変調ユニットに結合されて、デジタル出力をフィルタ処理するように配置される。【選択図】図１
2016015132.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
タッチ検知装置であって、
第１の周波数を有する励磁信号を生成するように配置される励振源と、
前記励磁信号を受け取り、検知信号を生成するように配置される試験用キャパシタと、
デジタル出力を生成するために前記検知信号をサンプリングするように配置されるとともに、前記試験用キャパシタに結合された入力端を有するパルス密度変調（ＰＤＭ）ユニットを備えたサンプリング回路であって、前記デジタル出力を生成するために前記パルス密度変調ユニットが前記入力端において受信された信号を第２の周波数でサンプリングし、前記第２の周波数が前記第１の周波数より高い、前記サンプリング回路と、
前記パルス密度変調ユニットに結合されて、フィルタ処理された信号を生成するために前記デジタル出力をフィルタ処理するように配置されるフィルタとを備える、タッチ検知装置。
【請求項２】
前記フィルタに結合されて、累積された信号を生成するために前記フィルタ処理された信号を累積するように配置されるアキュムレータを更に備える、請求項１に記載のタッチ検知装置。
【請求項３】
前記パルス密度変調ユニットがシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）であり、前記シグマデルタ型ＡＤＣにおけるサンプルホールドユニットが前記第２の周波数をサンプリング周波数として使用する、請求項１に記載のタッチ検知装置。
【請求項４】
前記デジタル出力を生成するために、前記シグマデルタ型ＡＤＣが１ビットＡＤＣを備える、請求項３に記載のタッチ検知装置。
【請求項５】
前記フィルタが帯域通過フィルタである、請求項１に記載のタッチ検知装置。
【請求項６】
前記フィルタがミキサ及び低域通過フィルタを備え、前記ミキサが前記低域通過フィルタに結合され、前記ミキサが前記デジタル出力を受け取り、前記低域通過フィルタが前記ミキサの出力をフィルタ処理する、請求項１に記載のタッチ検知装置。
【請求項７】
前記ミキサが乗算器である、請求項６に記載のタッチ検知装置。
【請求項８】
前記サンプリング回路が、前記デジタル出力を生成するために配置される１ビットＡＤＣを備え、前記ミキサが、
検索出力を提供するように配置されるルックアップテーブルと、
第１の入力端、第２の入力端、制御端、及び出力端を有し、前記第１の入力端が所定の値を受け取り、前記第２の入力端が前記検索出力を受け取り、前記制御端が前記デジタル出力を受け取るマルチプレクサであって、前記デジタル出力に従って前記出力端に前記所定の値又は前記検索出力を出力する、前記マルチプレクサとを更に備える、請求項６に記載のタッチ検知装置。
【請求項９】
前記サンプリング回路が、
前記パルス密度変調ユニットに結合されて、前記検知信号に対して全波整流動作を実行するように配置される全波整流回路であって、前記デジタル出力を生成するために前記全波整流回路の出力を前記パルス密度変調ユニットがサンプリングする、前記全波整流回路を更に備える、請求項１に記載のタッチ検知装置。
【請求項１０】
前記サンプリング回路が、
前記パルス密度変調ユニットに結合されて、前記検知信号をサンプルホールドするように配置されるプレサンプルホールド回路であって、前記パルス密度変調ユニットが前記デジタル出力を生成するために前記プレサンプルホールド回路の出力をサンプリングするように配置され、前記プレサンプルホールド回路のサンプリング周波数が前記第１の周波数に等しい、前記プレサンプルホールド回路を更に備える、請求項１に記載のタッチ検知装置。
【請求項１１】
前記フィルタが少なくともフィルタユニットを含み、前記フィルタユニットが、
第１の出力を生成するために前記デジタル出力に第１のパラメータを乗算するように配置される第１の乗算器と、
前記第１の乗算器に結合されて、フィルタ処理された出力を生成するために、遅延された出力と前記第１の出力とを加算するように配置される加算器と、
前記加算器に結合されて、第２の出力を生成するために前記フィルタ処理された出力に第２のパラメータを乗算するように配置される第２の乗算器と、
前記第２の乗算器と前記加算器との間に結合されて、前記遅延された出力を生成するために前記第２の出力を遅延するように配置される遅延器とを備える、請求項１に記載のタッチ検知装置。
【請求項１２】
前記フィルタが少なくとも１つのフィルタユニットを含み、前記フィルタユニットが、
第１の出力を生成するために前記デジタル出力を左シフトするように配置される第１のシフタと、
前記第１のシフタに結合されて、フィルタ処理された出力を生成するために、遅延された出力と前記第１の出力とを加算するように配置される第１の加算器と、
前記第１の加算器に結合されて、第２の出力を生成するために前記フィルタ処理された出力を左シフトするように配置される第２のシフタと、
前記第１の加算器と前記第２のシフタとの間に結合されて、第３の出力を生成するために前記第２の出力と前記フィルタ処理された出力の負値とを加算するように配置される第２の加算器と、
第４の出力を生成するために前記第３の出力を右シフトするように配置される第３のシフタと、
前記第３のシフタと前記第１の加算器との間に結合されて、前記遅延された出力を生成するために前記第４の出力を遅延するように配置される遅延器とを備える、請求項１に記載のタッチ検知装置。
【請求項１３】
タッチ検知方法であって、
検知信号を生成するように試験用キャパシタに対して第１の周波数を有する励磁信号を提供するステップと、
前記検知信号に対してサンプリングステップを実行するステップであって、前記サンプリングステップがデジタル出力を生成するために第２の周波数でパルス密度変調（ＰＤＭ）を行うステップを含み、前記第２の周波数が前記第１の周波数より高い、ステップと、
フィルタ処理された信号を生成するために前記デジタル出力をフィルタ処理するステップとを含む、タッチ検知方法。
【請求項１４】
累積された信号を生成するために前記フィルタ処理された信号を累積するステップを更に含む、請求項１３に記載のタッチ検知方法。
【請求項１５】
前記サンプリングステップが、
前記デジタル出力を生成するためにシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）により前記パルス密度変調を行うステップを含む、請求項１３に記載のタッチ検知方法。
【請求項１６】
フィルタ処理された信号を生成するために前記デジタル出力をフィルタ処理する前記ステップが、
前記フィルタ処理された信号を生成するために前記デジタル出力をフィルタ処理するのに帯域通過フィルタを使用するステップを含む、請求項１３に記載のタッチ検知方法。
【請求項１７】
フィルタ処理された信号を生成するために前記デジタル出力をフィルタ処理する前記ステップが、
混合信号を生成するために前記デジタル出力に対してミキシング処理を実行し、前記混合信号をフィルタ処理するために低域通過フィルタを使用するステップを含む、請求項１３に記載のタッチ検知方法。
【請求項１８】
前記サンプリングステップが、
前記検知信号に対して全波整流動作を実行し、次に前記全波整流された検知信号に対して前記パルス密度変調を実行するステップを更に含む、請求項１３に記載のタッチ検知方法。
【請求項１９】
前記サンプリングステップが、
前記検知信号をサンプルホールドし、次に前記サンプルホールドされた検知信号に対して前記パルス密度変調を実行するステップを更に含む、請求項１３に記載のタッチ検知方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、タッチ検知装置に関し、さらに特に、キャパシタンスを検出するために配置されたタッチ検知装置及び関連する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
容量検知（Capacitive  sensing：容量式センシング）は、電子製品において適用された一般的な技術である。容量検知は、被試験体の距離、位置、及び変位を検出するための様々なセンサに適用されることができる。静電容量式タッチパッド（capacitive  touch  pad）、又はタッチパネルは、パーソナルコンピュータのマウスカーソルを制御すること、絵を拡大縮小すること、及びウィンドウをスクロールすることのような広い範囲のアプリケーションを容易にするためにマルチポイントタッチ検知及びユーザのジェスチャと組み合わせられることができる容量検知技術を使用する。現在、大部分のスマートフォン(smart  phones)及びタブレットは、静電容量式タッチパネル（capacitive  touch  panel）を入力ツールとして使用する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
２つの種類の容量検知技術、すなわち自己容量検知（self-capacitive  sensing）、及び相互容量検知（mutual  capacitive  sensing）が存在する。これらの２つの容量検知技術は、雑音を減少させるために狭周波数帯域低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を使用することによって、タッチ検知の正確さを引き上げ得る。現在の設計において、採用されたサンプリング周波数は、励磁信号の周波数と同じである。サンプル数は、スキャンの報告速度によって制限される。信号対雑音比（ＳＮＲ）を増大させるために準備される従来の方法は、駆動電圧を引き上げることである。しかしながら、これは、より多くの電力消費をもたらす。
【０００４】
したがって、駆動電圧を引き上げることなくタッチ検知装置の雑音問題を解決し得る新奇な方法及び装置の必要性がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の実施例は、励振源、試験用キャパシタ、サンプリング回路、及びフィルタを含むタッチ検知装置を提供する。励振源は、第１の周波数を有する励磁信号を提供するように配置される。試験用キャパシタは、励振源に結合されて、励磁信号を受け取り、検知信号を生成するように配置される。サンプリング回路は、デジタル出力を生成するために検知信号をサンプリングするのに使用されるとともに、サンプリング回路は、試験用キャパシタに結合された入力端を有するパルス密度変調（pulse  density  modulation）ユニットを含む。パルス密度変調ユニットは、デジタル出力を生成するために、入力端において受信された信号を第２の周波数でサンプリングし、ここで、第２の周波数は、第１の周波数より高い。フィルタは、パルス密度変調ユニットに結合されて、フィルタ処理された信号を生成するためにデジタル出力をフィルタ処理するように配置される。
【０００６】
本発明の別の実施例は、タッチ検知方法であって、検知信号を生成するように試験用キャパシタに対して第１の周波数を有する励磁信号を提供するステップと、前記検知信号に対してサンプリングステップを実行するステップであって、前記サンプリングステップがデジタル出力を生成するために第２の周波数でパルス密度変調を行うステップを含み、前記第２の周波数が前記第１の周波数より高い、ステップと、フィルタ処理された信号を生成するために前記デジタル出力をフィルタ処理するステップとを含む、タッチ検知方法を提供する。
【発明の効果】
【０００７】
タッチ検知装置の信号対雑音比（ＳＮＲ）は、本発明の実施例を利用することによって、引き上げられ得る。
【０００８】
本発明のこれらの目的及び他の目的は、様々な図表及び図面において例示される好ましい実施例の下記の詳細な説明を読んだ後で当業者には確かに明白になるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施例によるタッチ検知装置を例示する図である。
【図２】本発明の別の実施例によるタッチ検知装置を例示する図である。
【図３】本発明の別の実施例によるタッチ検知装置を例示する図である。
【図４】本発明の実施例による図１／図２において示されるタッチ検知装置のパルス密度変調ユニットを例示する図である。
【図５】図３において示されるタッチ検知装置のスペクトル図である。
【図６】図１／図２において示されるタッチ検知装置のパルス密度変調ユニットの等価回路を例示する図である。
【図７】本発明の別の実施例によるタッチ検知装置を例示する図である。
【図８】本発明の別の実施例によるタッチ検知装置を例示する図である。
【図９】図８において示されるタッチ検知装置のスペクトル図である。
【図１０】本発明の別の実施例によるタッチ検知装置を例示する図である。
【図１１】図１０において示されるタッチ検知装置のスペクトル図である。
【図１２】図１０において示される全波整流回路によって受け取られた位相制御信号の波形図である。
【図１３】図３において示される低域通過フィルタの実施例を例示する図である。
【図１４】図３において示される低域通過フィルタの実施例を例示する図である。
【図１５】図３において示される低域通過フィルタの実施例を例示する図である。
【図１６】本発明のサンプリング方法を例示するフローチャートである。
【図１７】本発明のタッチ検知装置を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
特定の構成要素を参照するために、いくつかの用語が説明及び添付された特許請求の範囲を通して使用される。当業者が認識することになるように、製造業者は異なる名前によって構成要素を参照し得る。この文献は、名前は異なるがしかし機能は異ならない構成要素を区別するつもりはない。下記の説明において、そして特許請求の範囲において、“〜を含む（include）”及び“〜を備える（comprise）”という用語は、制約のない様式（open-ended  fashion）で使用され、したがって、“〜からなる（consist  of）”のような制約的な（close-ended）用語として解釈されるべきでない。同様に、“結合する”という用語は、間接的な電気接続か、又は直接的な電気接続のいずれかを意味することを意図している。したがって、もし１つのデバイスが別のデバイスと結合されるならば、その接続は、直接的な電気接続を経由しているか、又は他のデバイス及び接続を介した間接的な電気接続を経由している。
【００１１】
本発明のタッチ検知装置１００の２つのそれぞれの実施例を示す図１及び図２を参照する。図１において示されるように、タッチ検知装置１００は、励振源２０、試験用キャパシタ３０、パルス密度変調（ＰＤＭ）ユニット４０、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６０、及びアキュムレータ７０（Σとして表示される）を含む。励振源２０は、第１の周波数ｆｅを有する励磁信号Ｅ１を試験用キャパシタ３０に提供するために使用される。試験用キャパシタ３０は、励磁信号Ｅ１を受け取り、第１の周波数ｆｅの検知信号Ｓ１を生成するために励振源２０に結合される。図２において示されるタッチ検知装置１００’のスキームは、図１において示されるタッチ検知装置１００のスキームと似ている。タッチ検知装置１００とタッチ検知装置１００’との間の主な差異は、図１において示される試験用キャパシタ３０が２つのセンサ（例えば、２つの検知導線（sensing  trace））の間の相互キャパシタンスであり、一方、図２において示される試験用キャパシタ３０’がセンサ（１つの検知導線）とグランド（接地）との間の自己キャパシタンスである、ということである。本発明のタッチ検知装置１００／１００’によれば、静電容量式タッチパネルのセンサの自己キャパシタンス／相互キャパシタンスは、測定されることができる。前述の２個の試験用キャパシタは、導体（例えば、ユーザの指）の接近又はタッチに応答してキャパシタンス変化を生成し得るとともに、キャパシタンス変化は、導体の接近又はタッチの検出のために使用されることができる。図１において、符号Ｔｘは試験用キャパシタ３０の励磁端を表し、符号Ｒｘは試験用キャパシタ３０の受信端を表す。図２において、試験用キャパシタ３０’は、導体とグランドとの間のキャパシタを表し、その励磁端Ｔｘは、まさしくその受信端Ｒｘになる。
【００１２】
パルス密度変調ユニット４０は、試験用キャパシタ３０に結合されて、試験用キャパシタ３０から検知信号Ｓ１を受け取るように配置される。パルス密度変調ユニット４０は、デジタル出力Ｄ１を生成するために、検知信号Ｓ１に対して第２の周波数ｆｓでパルス密度変調を行い、ここで、第２の周波数ｆｓは第１の周波数ｆｅより高く、第２の周波数ｆｓは第１の周波数ｆｅのＮ倍であり、そしてＮは、１より大きい正の数（例えば、２）である。帯域通過フィルタ６０は、パルス密度変調ユニット４０に結合されて、フィルタ処理された信号Ｆ１を生成するために、デジタル出力Ｄ１をフィルタ処理するように配置される。アキュムレータ７０は、帯域通過フィルタ６０に結合されて、累積された信号Ａ１を生成するために、フィルタ処理された信号Ｆ１を累積するように配置される。この累積された信号Ａ１は、このあとに続く処理回路（図示せず）に出力される低雑音信号である。
【００１３】
第１の周波数ｆｅより高い第２の周波数ｆｓ（例えば、Ｎ×ｆｅ）でサンプリングするパルス密度変調ユニット４０は、より多くのサンプルを獲得し得る。一実施例において、パルス密度変調ユニット４０は、サンプリング結果を表すために、ビットをほとんど使用しないかもしれない。例えば、パルス密度変調ユニット４０は、デジタル出力Ｄ１を生成するために、第１の周波数の６４倍（６４×ｆｅ）である周波数で検知信号Ｓ１をサンプリングし、１ビットの方法でサンプリング結果を表す。この状況において獲得されたサンプリング数は、サンプリング周波数ｆｅを使用することによって獲得されたサンプリング数の６４倍になるであろう。サンプリング数の増加のために、サンプリングされた信号は、複数のビットで表される必要がなく、正しい検知結果を獲得するために、このあとに続く処理回路によってまだ処理されることができる。確かに、パルス密度変調ユニット４０は、サンプリング結果を表すためにより多くのビットを同様に使用し得るが、しかしその結果、回路の複雑さ及びコストは増大するであろう。サンプリング結果を表すためにビットをほとんど使用しないことは、このあとに続くフィルタの設計を単純化するために役に立つ。本発明の前述のスキーム及び方法は、実装されるために簡単で、かつ雑音を抑制する効果が注目に値する。さらに特に、信号対雑音比（ＳＮＲ）が励磁信号の電圧を引き上げることなく増加する。
【００１４】
次に、本発明の別の実施例によるタッチ検知装置２００を例示する図である図３を参照する。タッチ検知装置２００とタッチ検知装置１００との間の差異は、タッチ検知装置２００がミキサ５０と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２６０とを備えるということである。ミキサ５０は、パルス密度変調ユニット４０と低域通過フィルタ２６０との間に結合されて、デジタル出力Ｄ１のスペクトルをシフトするように配置される。図３の実施例において、ミキサ５０は、デジタル出力Ｍ１を生成するために、デジタル出力Ｄ１のスペクトルを低周波にシフトするのに使用され、次にデジタル出力Ｍ１を低域通過フィルタ２６０に出力する。この実施例において、ミキサ５０は乗算器によって実施されるが、しかし、本発明はそれに限定されない。ミキサ５０は、低周波のデジタル出力Ｍ１を獲得するために、“ｅ−ｊωｎ／Ｎ”をデジタル出力Ｄ１に対して乗算し、ここで、ｎは、各サンプリング時刻で異なる変数であり、すなわち“ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１”である。ｎの値は、サンプリング順序（sampling  order）に従って変更される。例えば、１番目のサンプリングの時は“ｎ＝０”であり、そして２番目のサンプリングの時は“ｎ＝１”である。Ｎ番目のサンプリング時刻が完了すると“ｎ＝Ｎ−１”である。次に、別のＮ個のサンプリング時刻が実行されることになり、ここで、ω＝２×π×ｆｓであり、ｆｓはパルス密度変調ユニット４０によって使用されるサンプリング周波数である。
【００１５】
次に、本発明の実施例による図１／図２において示されるパルス密度変調ユニット４０を例示する図である図４を参照する。この実施例において、パルス密度変調ユニット４０は、シグマデルタ（ΔΣ）型アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）によって実施される。シグマデルタ型ＡＤＣは、量子化雑音に対してノイズシェーピング（noise-shaping）を実行するために使用される。概して、量子化雑音は、様々な周波数において一様に分散される。シグマデルタ型ＡＤＣの処理の後で、量子化雑音（quantized  noise）をあまり含まない処理された信号が獲得され得る。シグマデルタ型ＡＤＣの変調次数の数が増やされる場合（例えば、積分器のより多くの次数を設定すること）、ノイズシェーピングの効果は更に明白になるであろう。この実施例において、パルス密度変調ユニット４０は、加算積分器４１、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）ユニット４２、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）４３、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）４４、及び利得制御ユニット４５を備える。Ｓ／Ｈユニット４２は、サンプリング周波数として第２の周波数ｆｓを使用し、ここで、第２の周波数ｆｓは、励磁信号周波数ｆｅのＮ倍である。シグマデルタ型ＡＤＣは一般的な回路であるので、その詳細な説明は簡潔化のためにここでは省略される。
【００１６】
次に、図３において示されるタッチ検知装置２００に対応するスペクトル図である図５を参照する。参照符号３１０は、第１の周波数ｆｅの励磁信号Ｅ１のスペクトルを示す。参照符号３２０は、第２の周波数ｆｓによるオーバサンプリングを実行するためにパルス密度変調ユニット４０を使用することによって獲得されたデジタル出力Ｄ１のスペクトルを示す。参照符号３３０は、ミキサ５０から出力されたデジタル出力Ｍ１のスペクトルを示す。スペクトル３２０は、第１の周波数ｆｅの信号と、第２の周波数（すなわち、サンプリング周波数）ｆｓの両側に位置する周波数Ｋ×（ｆｓ−ｆｅ）及びＫ×（ｆｓ＋ｆｅ）の信号を含み、ここで、Ｋは整数である。量子化雑音Ｎ１は、第１の周波数ｆｅの右側に現れる。スペクトル３２０をスペクトル３３０のようにシフトするために、図３において示されるミキサ５０を利用することによって、第１の周波数ｆｅの信号及び量子化雑音Ｎ１は、両方とも左にシフトされ、ここで、スペクトル３２０における第１の周波数ｆｅの信号は、スペクトル３３０のゼロ点にシフトされ、量子化雑音Ｎ１は、より低い周波数位置に同様にシフトされる。タッチ検知装置２００は、スペクトルのゼロ点における信号を獲得するために、量子化雑音Ｎ１をフィルタ処理（filter：濾過）するのに狭周波数帯域低域通過フィルタ２６０を使用し得る。スペクトルの前述のゼロ点がスペクトル上の零周波数における位置のことを指し、ゼロ点に位置する信号が直流（ＤＣ）信号である点に注意が必要である。
【００１７】
図１／図２において示されるタッチ検知装置１００／１００’はミキサを含まない。その代りに、図１／図２において示されるスキームは、スペクトル３２０における量子化雑音Ｎ１を直接的にフィルタ処理するために、帯域通過フィルタ６０を採用する。この設計はミキサを除外するが、帯域通過フィルタのコストは低域通過フィルタのコストより高い。ユーザは、実際の設計上の要求条件に基づいて、図１から図３において例示されたスキームを選択し得る。
【００１８】
図６は、図４において、利得制御ユニット４５の利得を“１”になるように設定し、１ビットＤＡＣ４４を構成することによって獲得された等価回路を示す。図６は、図４において示されるパルス密度変調ユニット４０の実施例の等価回路図であると考えられ得る。図６において、パルス密度変調ユニット４０は、加算積分ユニット４４１及び１ビットＡＤＣ４４３を備える１ビットシグマデルタ型ＡＤＣである。加算積分ユニット４４１は、比較器ＣＯＭ１、キャパシタＣ１、及び利得制御抵抗器４４５を含み、比較器ＣＯＭ１の負の入力端（“−”として表示される）は、入力電圧Ｖｉｎ（例えば、試験用キャパシタ３０からの検知信号）に結合され、比較器ＣＯＭ１の正の入力端（“＋”として表示される）は、基準電圧Ｖｒｅｆに結合される。１ビットＡＤＣ４４３は、クロック信号ＣＬＫによって制御されるとともに、比較器ＣＯＭ２を含み、比較器ＣＯＭ２の負の入力端（−）は、基準電圧Ｖｒｅｆ、及び比較器ＣＯＭ１の正の入力端に結合され、比較器ＣＯＭ２の正の入力端（＋）は、比較器ＣＯＭ１の出力端に結合される。比較器ＣＯＭ２はデジタル出力Ｄ１を出力し、デジタル出力Ｄ１は、入力電圧Ｖｉｎに加えられるように、利得制御抵抗器４４５を通して比較器ＣＯＭ１の負の入力端に送信される。この実施例において、加算積分ユニット４４１は、図４において示される加算積分器４１に相当し、比較器ＣＯＭ２は、図４において示されるＳ／Ｈユニット４２及びＡＤＣ４３に相当し、そして利得制御抵抗器４４５は、図４において示される加算積分器４１の加算器に相当する。
【００１９】
次に、本発明の別の実施例によるタッチ検知装置５００を例示する図である図７を参照する。図７において、パルス密度変調ユニット４０は１ビットシグマデルタ型ＡＤＣを採用し、ミキサ５０は１ビット乗算器を採用する。１ビット乗算器は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）５１０、及びマルチプレクサ５２０を備える。ルックアップテーブル５１０は、検索出力を提供するように配置される。例えば、検索出力は、前述の“ｅ−ｊωｎ／Ｎ”であり得るとともに、“ｅ−ｊωｎ／Ｎ”の値は、インデックスｎに従って、ルックアップテーブル５１０において決定され得る。マルチプレクサ５２０は、第１の入力端５２１、第２の入力端５２２、制御端５２７、及び出力端５２８を有し、第１の入力端５２１は所定の値（例えば、“０”）を受け取るように配置され、第２の入力端５２２はルックアップテーブル５１０の出力を受け取るように配置され、制御端５２７はデジタル出力Ｄ１を受け取るように配置され、マルチプレクサ５２０は、デジタル出力Ｄ１のビット値に従って、出力端５２８において、所定の値、又はルックアップテーブル５１０の検索出力を出力するように配置される。例えば、もしデジタル出力Ｄ１のビット値が“０”であるならば、マルチプレクサ５２０は、出力端５２８において、所定の値（例えば、“０”）を出力し、そしてデジタル出力Ｄ１のビット値が“１”である場合に、マルチプレクサ５２０は、出力端５２８において、ルックアップテーブル５１０の検索出力を出力する。
【００２０】
次に、図８及び図９を参照する。図８は、本発明の別の実施例によるタッチ検知装置６００を例示する図であり、図９は、図８において示されるタッチ検知装置６００に対応するスペクトル図である。図３において示されるタッチ検知装置２００と比較すると、タッチ検知装置６００は、ミキサを含まないが、しかし、プレサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路６３５を更に含む。プレサンプルホールド回路６３５は、パルス密度変調ユニット４０の入力端に結合されて、検知信号Ｓ１をサンプルホールドするように配置され、ここで、プレサンプルホールド回路６３５は、第１の周波数ｆｅをサンプリング周波数として使用する。プレサンプルホールド回路６３５によって処理された信号は、次に、パルス密度変調ユニット４０によって変調される。図９において、参照符号６１０は、第１の周波数ｆｅの検知信号Ｓ１のスペクトルを示し、参照符号６２０は、プレサンプルホールド回路６３５によって処理された信号のスペクトルを示し、そして参照符号６３０は、パルス密度変調ユニット４０によってオーバサンプリングされた信号のスペクトルを示す。スペクトル６２０では、ゼロ点に信号が存在する。スペクトル６３０において、量子化雑音Ｎ１は、ゼロ点の右側に生成される。タッチ検知装置６００は、スペクトル６３０のゼロ点における信号を獲得するために、量子化雑音Ｎ１をフィルタ処理するのに狭周波数帯域低域通過フィルタ２６０を使用し得る。
【００２１】
次に、図１０から図１２を参照する。図１０は、本発明の別の実施例によるタッチ検知装置７００を例示する図である。図１１は、図１０において示されるタッチ検知装置７００に対応するスペクトル図である。図１２は、図１０において示される全波整流回路７３５によって受け取られた位相制御信号の波形図である。図３において示されるタッチ検知装置２００と比較すると、タッチ検知装置７００は、ミキサを含まないが、しかし、全波整流回路７３５を更に含み、全波整流回路７３５は、パルス密度変調ユニット４０の入力端に結合されて、２ｆｅ（ｆｅの２倍）の周波数を有する出力信号を生成するために、検知信号Ｓ１に対して全波整流を実行するように配置される。次に、パルス密度変調ユニット４０により、全波整流された信号に対してパルス密度変調が行われる。この実施例において、全波整流回路７３５は、加算器７３６と、２個のスイッチ７３７及び７３８を備え、スイッチ７３７は、第１の位相制御信号ｐｈ１によって制御され、もう一つのスイッチ７３８は、第２の位相制御信号ｐｈ２によって制御される。スイッチ７３７がターンオンされる場合に、スイッチ７３８は同時にターンオフされるということが、図１２から理解され得る。同様に、スイッチ７３８がターンオンされる場合に、スイッチ７３７は同時にターンオフされる。加算器７３６は、全波整流された信号を生成するために、スイッチ７３７の出力からスイッチ７３８の出力を減算するように配置され、ここで、全波整流された信号の周波数は、検知信号Ｓ１の周波数ｆｅの２倍である。図１１において、参照符号７１０は、検知信号Ｓ１のスペクトルを示し、参照符号７２０は、全波整流回路７３５によって処理された信号のスペクトルを示し、参照符号７３０は、パルス密度変調ユニット４０によってオーバサンプリングされた信号のスペクトルを示す。スペクトル７２０では、ゼロ点に位置する信号が存在する。スペクトル７３０において、Ｎ倍の周波数によるパルス密度変調ユニット４０のオーバサンプリングのあとで、量子化雑音Ｎ１は、ゼロ点の右側に生成される。したがって、タッチ検知装置７００は、スペクトル７３０のゼロ点における信号を獲得するために、量子化雑音Ｎ１をフィルタ処理するのに狭周波数帯域低域通過フィルタ２６０を使用し得る。
【００２２】
次に、図３において示される低域通過フィルタ２６０の実施例を例示する図である図１３から図１５を参照する。図１３において示されるように、低域通過フィルタ２６０は、フィルタユニットのＭ個のステージ２６０＿１〜２６０＿Ｍを含み得るとともに、ここで、Ｍは設計上の要求条件に従って決定されることができる。フィルタユニットのより多くのステージを使用することは、より良いフィルタ効果を達成し得るが、しかし、その結果ハードウェアコストは引き上げられるであろう。フィルタユニットの各ステージは、乗算器、加算器、及び遅延器を備える。図１４において示されるように、フィルタユニット２６００は、フィルタユニット２６０＿１〜２６０＿Ｍのうちのいずれか１つを実施するために使用され得るとともに、第１の乗算器２６１２、加算器２６１４、第２の乗算器２６１６、及び遅延器２６１８を備える。第１の乗算器２６１２は、第１の出力Ｙ１を生成するために、第１のパラメータαにデジタルデータＸ（ｎ）を乗算するように配置される。デジタルデータＸ（ｎ）は、（もしフィルタユニット２６００が第１のフィルタユニット２６０＿１ではないならば）フィルタユニットの前のステージの出力データであり得るか、又は（もしフィルタユニット２６００が第１のフィルタユニット２６０＿１であるならば）パルス密度変調ユニット４０のデジタル出力Ｄ１であり得る。加算器２６１４は、第１の乗算器２６１２に結合されて、（もしフィルタユニット２６００が最後のステージのフィルタユニット２６０＿Ｍではないならば）次のステージのフィルタユニットに対するフィルタ処理された出力Ｙ（ｎ）を生成するために、遅延された出力ＹＤと第１の出力Ｙ１とを加算するように配置される。もしフィルタユニット２６００が最後のステージのフィルタユニット２６０＿Ｍであるならば、フィルタ処理された出力Ｙ（ｎ）は、低域通過フィルタ２６０の出力として使用される。第２の乗算器２６１６は、加算器２６１４に結合されて、第２の出力Ｙ２を生成するために、第２のパラメータ（（α−１）／α）にフィルタ処理された出力Ｙ（ｎ）を乗算するように配置される。遅延器２６１８は、第２の乗算器２６１６と加算器２６１４との間に結合されて、遅延された出力ＹＤを生成するために、第２の出力Ｙ２を遅延するように配置される。データが遅延器２６１８によって遅延されるので、加算器２６１４のフィルタ処理された出力Ｙ（ｎ）は、下記の式（１）として表され、ここで、Ｙ（ｎ−１）は前の時点における加算器２６１４のフィルタ処理された出力である。
【００２３】
【数１】
2016015132.tif 000003
【００２４】
より良いフィルタ効果は、より大きいαを適用することによって達成され得るが、しかし、その結果ハードウェアコストは引き上げられるであろう。低域通過フィルタ２６０におけるパラメータαの値、及びフィルタユニット２６００のステージの数（すなわち、Ｍの値）は、実際の設計上の要求条件に従って決定され得る。
【００２５】
図１４において、パラメータαの値を２の累乗（すなわち、２Ｎ）になるように取り決めることによって、２Ｎにデジタル数を乗算することはデジタル数をＮビットだけ左シフトすることに相当し、デジタル数を２Ｎにより除算することはデジタル数をＮビットだけ右シフトすることに相当するので、乗算器（又は、除算器）は除外されることができる。図１４におけるフィルタユニットのスキームは、図１５において示されるスキームとして単純化され得る。フィルタユニット２６００’は、フィルタユニット２６０＿１〜２６０＿Ｍのうちのいずれか１つを実施するために使用され得る。フィルタユニット２６００’は、第１のシフタ２９１、第１の加算器２６２３、第２のシフタ２９２、第２の加算器２６２５、第３のシフタ２９３、及び遅延器２６２７を備える。第１のシフタ２９１は、第１の出力Ｙ１’を生成するために、デジタルデータＸ（ｎ）を左シフトするのに使用される。第１の加算器２６２３は、第１のシフタ２９１に結合されて、フィルタ処理された出力Ｙ（ｎ）を生成するように、遅延された出力ＹＤ’と第１の出力Ｙ１’とを加算するために配置される。第２のシフタ２９２は、第１の加算器２６２３に結合されて、第２の出力Ｙ２’を生成するように、フィルタ処理された出力Ｙ（ｎ）を左シフトするために配置される。記号“＜＜Ｎ”はＮビット左シフトすることを表し、記号“＞＞Ｎ”はＮビット右シフトすることを表す。第２の加算器２６２５は、第１の加算器２６２３及び第２のシフタ２９２に結合されて、第３の出力Ｙ３’を生成するように、第２の出力Ｙ２’からフィルタ処理された出力Ｙ（ｎ）を減算するために配置される。第３のシフタ２９３は、第４の出力Ｙ４’を生成するために、第３の出力Ｙ３’を右シフトするのに使用される。遅延器２６２７は、第３のシフタ２９３と第１の加算器２６２３との間に結合されて、遅延された出力ＹＤ’を生成するように、第４の出力Ｙ４’を遅延するために配置される。
【００２６】
図１５の実施例において、図１４において示される乗算器２６１２、２６１６は、第１のシフタ２９１、第２のシフタ２９２、第３のシフタ２９３、及び加算器２６２５によって置き換えられ、第１のシフタ２９１及び第３のシフタ２９３は、入力データをＮビットだけ左シフトするために使用され、第２のシフタ２９２は、入力データをＮビットだけ右シフトするために使用される。図１５において示されるフィルタユニット２６０＿１は、積分器又は除算器を必要とせず、回路の複雑さ及びコストを非常に減少させることが可能である。
【００２７】
次に、本発明のサンプリング方法を例示するフローチャートである図１６を参照する。サンプリング方法は、導体の接近又はタッチを検出することが可能である。もしその結果が実質的に同じであるならば、それらのステップが図１６において示される正確な順番で実行されることを要求されない点に注意が必要である。図１６において示される方法は、図１において示されるタッチ検知装置１００によって使用され得るとともに、下記のとおりに簡潔に要約されることができる。
【００２８】
ステップ１６０２：開始。
【００２９】
ステップ１６０４：検知信号を生成するように試験用キャパシタに対して第１の周波数を有する励磁信号を提供する。
【００３０】
ステップ１６０６：試験用キャパシタの検知信号に対してサンプリングステップを実行し、ここでサンプリングステップは、デジタル出力を生成するために第２の周波数でパルス密度変調を行うステップを含み、第２の周波数は、第１の周波数より高い。
【００３１】
ステップ１６０８：フィルタ処理された信号を生成するためにデジタル出力をフィルタ処理する。
【００３２】
ステップ１６１０：累積された信号を生成するためにフィルタ処理された信号を累積する。
【００３３】
ステップ１６１２：終了。
【００３４】
当業者は、タッチ検知装置１００を対象とする上記の段落を読んだ後で、図１６における各ステップの詳細を理解することができるので、更なる説明は簡潔化のためにここでは省略される。
【００３５】
本発明の概念は、本発明のタッチ検知装置１７００を例示する図である図１７を参照することによって明確に理解されることができる。タッチ検知装置１７００は、励振源１、試験用キャパシタ２、サンプリング回路３、フィルタ４、及びアキュムレータ５を備える。励振源１は、第１の周波数を有する励磁信号を提供するように配置される。試験用キャパシタ２は、励振源１に結合されて、励磁信号を受け取り、検知信号を生成するように配置される。サンプリング回路３は、デジタル出力を生成するために検知信号をサンプリングするように配置されるとともに、サンプリング回路３は、パルス密度変調ユニット（図１７では図示せず）を備える。パルス密度変調ユニットは、試験用キャパシタに結合された入力端を有するとともに、デジタル出力を生成するために、入力端に入力された信号を第２の周波数でサンプリングし、ここで、第２の周波数は、第１の周波数より高い。フィルタ４は、サンプリング回路３のパルス密度変調ユニットに結合されて、フィルタ処理された信号を生成するためにデジタル出力をフィルタ処理するように配置される。
【００３６】
図１及び図２において示されるように、サンプリング回路３は、パルス密度変調ユニット４０のみを含み得る。サンプリング回路３は、図８において示されるように、パルス密度変調ユニット４０に結合されるプレサンプルホールド回路６３５を更に含み得るか、又は図１０において示されるように、パルス密度変調ユニット４０に結合される全波整流回路７３５を更に含み得る。パルス密度変調ユニット４０は、試験用キャパシタ２に直接的に結合され得るか、又は試験用キャパシタ２に少なくとも１つの要素を通して結合され得るとともに、デジタル出力を生成するために、その入力端に入力された信号をサンプリングするのに使用される。
【００３７】
上記で言及されるサンプリング回路３の実例に基づくと、フィルタ４を実施するための多くの方法が存在する。例えば、フィルタ４は、図１及び図２において示されるように、帯域通過フィルタ６０により実施され得るか、又は図３おいて示されるように、ミキサ５０に結合される低域通過フィルタ２６０により実施され得る。フィルタ４は、図８及び図１０において示されるように、低域通過フィルタ２６０のみによって同様に実施され得る。
【００３８】
概括すれば、本発明によって提供される実施例を通して、タッチ検知装置は、サンプリング回路を使用することによって、より多くのサンプリング信号を獲得することができ、したがって、雑音を減少させ、信号検出の正確度を向上させることができる。さらにまた、回路の複雑さ及びコストを更に減少させるために、本発明は、同様に、低域通過フィルタの入った単純化されたスキームを提供する。
【００３９】
当業者は、本発明の教示を維持しながらデバイス及び方法の多数の修正及び変更が行われ得るということに、容易に気付くことになる。その結果、上記の開示は、添付された特許請求の範囲の境界と範囲によってのみ限定されると解釈されるべきである。
【符号の説明】
【００４０】
１    励振源
２    試験用キャパシタ
３    サンプリング回路
４    フィルタ
５    アキュムレータ
２０    励振源
３０    試験用キャパシタ
３０’    試験用キャパシタ
４０    パルス密度変調（ＰＤＭ）ユニット
４１    加算積分器
４２    サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）ユニット
４３    アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
４４    デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
４５    利得制御ユニット
５０    ミキサ
６０    帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
７０    アキュムレータ
１００    タッチ検知装置
１００’    タッチ検知装置
２００    タッチ検知装置
２６０    低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
２６０＿１〜２６０＿Ｍ    フィルタユニット
２９１    第１のシフタ
２９２    第２のシフタ
２９３    第３のシフタ
３１０、３２０、３３０    スペクトル
４４１    加算積分ユニット
４４５    利得制御抵抗器
５００    タッチ検知装置
５１０    ルックアップテーブル
５２０    マルチプレクサ
５２１    第１の入力端
５２２    第２の入力端
５２７    制御端
５２８    出力端
６００    タッチ検知装置
６１０、６２０、６３０    スペクトル
６３５    プレサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路
７００    タッチ検知装置
７１０、７２０、７３０    スペクトル
７３５    全波整流回路
７３６    加算器
７３７    スイッチ
７３８    スイッチ
１７００    タッチ検知装置
２６００    フィルタユニット
２６００’    フィルタユニット
２６１２    第１の乗算器
２６１４    加算器
２６１６    第２の乗算器
２６１８    遅延器
２６２３    第１の加算器
２６２５    第２の加算器
２６２７    遅延器
【図１】
2016015132.tif 000004
【図２】
2016015132.tif 000005
【図３】
2016015132.tif 000006
【図４】
2016015132.tif 000007
【図５】
2016015132.tif 000008
【図６】
2016015132.tif 000009
【図７】
2016015132.tif 000010
【図８】
2016015132.tif 000011
【図９】
2016015132.tif 000012
【図１０】
2016015132.tif 000013
【図１１】
2016015132.tif 000014
【図１２】
2016015132.tif 000015
【図１３】
2016015132.tif 000016
【図１４】
2016015132.tif 000017
【図１５】
2016015132.tif 000018
【図１６】
2016015132.tif 000019
【図１７】
2016015132.tif 000020