(57)【要約】【課題】直流電圧に変動があった場合でも交流出力電圧の制御精度の向上を図ると共に、交流出力電圧にオフセットが乗り、波形が不均衡となることを抑制する。【解決手段】制御電圧指令Ｖｒｅｆを囲む３つの空間ベクトルＶ１，Ｖ７，Ｖ８を選択する。各直流電圧の検出値Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２および前記３つの空間ベクトルＶ１，Ｖ７，Ｖ８に基づいて、３つのダイナミック空間ベクトルＶ１，Ｖ７，Ｖ８のα−β座標を計算する。この各ダイナミック空間ベクトルＶ１，Ｖ７，Ｖ８のα−β座標と制御電圧指令Ｖｒｅｆのα−β座標と、キャリア周期Ｔｓと、に基づいて各ダイナミック空間ベクトルの出力時間ｔ０，ｔａ，ｔｂを算出する。このダイナミック空間ベクトルＶ１，Ｖ７，Ｖ８とその出力時間ｔ０，ｔａ，ｔｂにより、スイッチング素子のゲート信号を生成する。【選択図】図８
2016032343.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する３レベル以上の、直流電圧を直列に分割したマルチレベルコンバータの制御方法であって、
マルチレベルコンバータの制御手段は、
分割した各直流電圧を検出し、
制御電圧指令を囲む３つの空間ベクトルを選択し、
前記各直流電圧の検出値および前記３つの空間ベクトルに基づいて、３つのダイナミック空間ベクトルのα−β座標を計算し、
この各ダイナミック空間ベクトルのα−β座標と制御電圧指令のα−β座標と、キャリア周期と、に基づいて各ダイナミック空間ベクトルの出力時間を算出し、
このダイナミック空間ベクトルとその出力時間により、スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とするマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項２】
前記マルチレベルコンバータは３レベルコンバータであって、
前記直流電圧の検出値は、直流電圧を直列に２分割した直流電圧検出値であることを特徴とする請求項１記載のマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項３】
前記マルチレベルコンバータは、フライングコンデンサを有する５レベル以上のマルチレベルコンバータであって、
ダイナミック空間ベクトルの計算に用いる直流電圧の検出値は、直流電圧を直列に分割した各々の直流電圧検出値およびフライングコンデンサの各々の直流電圧検出値であることを特徴とする請求項１記載のマルチレベルコンバータの制御方法。
【請求項４】
請求項１〜３の制御方法を用いたことを特徴とするマルチレベルコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチレベルコンバータを含む電力変換器を空間ベクトル制御（ＳＶＭ制御）によって電圧制御する方法に係り、特に、フライングコンデンサの電圧を含む各直流電圧の変動による電圧誤差を補償し、出力電圧精度を確保する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータは、直流電圧を交流電圧に変換する回路である。３相出力２レベルインバータの代表構成を図１２に示す。図１２に示す３相出力２レベルインバータは、スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，ＳｚのＯＮ／ＯＦＦ動作によって、直流電圧Ｖｄｃを交流出力電圧に変換する。
【０００３】
インバータは、直流電圧Ｖｄｃが変動した場合でも、交流出力電圧を所望の値にする必要がある。図１３は、直流電圧Ｖｄｃと制御電圧指令Ｖｒｅｆとの関係を示すタイムチャートである。従来の２レベルインバータでは、図１３に示すように、直流電圧Ｖｄｃを計測し、直流電圧Ｖｄｃが下がった場合、交流出力電圧が整合するように制御電圧指令Ｖｒｅｆを大きくし、直流電圧Ｖｄｃが上がった場合、同様に制御電圧指令Ｖｒｅｆを小さくすることにより、交流出力電圧指令通りの交流出力電圧を出力するように制御していた。
【０００４】
図１４は、２レベルインバータにおけるスイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｚの制御部を示すブロック図である。ここで、Ｖｄｃ補償係数演算器１は、直流電圧検出値Ｖｄｃを正規化して逆数を求める演算器であり、直流電圧検出値Ｖｄｃが定格値（正規化後１．０）であるときに１．０を出力し、直流電圧検出値Ｖｄｃが定格値の０．９倍になった場合１／０．９を出力する。
【０００５】
乗算器２は、Ｖｄｃ補償係数演算器１の出力と交流出力電圧指令Ｖ*とを乗算し、制御電圧指令Ｖｒｅｆを生成する。
【０００６】
また、ＰＷＭ比較器３は、制御電圧指令Ｖｒｅｆと、キャリア発生器４から得られる一定振幅の三角波キャリア信号Ｖｃａｒと、を比較し、制御電圧指令Ｖｒｅｆの方が大きければＯＮ信号を出力し、制御電圧指令Ｖｒｅｆの方が小さければＯＦＦ信号を出力する。また、デットタイム処理演算器５は、１入力に対し排他的な信号を出力し、そのＯＮとＯＦＦの切り替え時に２つの出力信号をデットタイム分だけＯＦＦとする演算器である。
【０００７】
図１４に示すゲート信号Ｇｕは図１２のスイッチング素子ＳｕをＯＮ/ＯＦＦさせる信号であり、ゲート信号Ｇｘは図１２のスイッチング素子ＳｘをＯＮ/ＯＦＦさせる信号である。なお、図１２に示すスイッチング素子Ｓｖ，Ｓｙ，Ｓｗ，Ｓｚのゲート信号Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚについても同様に生成される。
【０００８】
また、図１５に示す３レベルインバータの制御でも同様に、分割した直流電圧Ｖｄｃ１およびＶｄｃ２を各々計測して制御電圧指令Ｖｒｅｆの振幅を変更することにより、交流出力電圧指令Ｖ*通りの交流電圧を出力することが可能である。
【０００９】
図１６に３レベルインバータにおける直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２と制御電圧指令Ｖｒｅｆとの関係を示す。図１６の例では、正極側の直流電圧Ｖｄｃ１が変化している期間では制御電圧指令Ｖｒｅｆの正極側の振幅が変化している。この時、負極側の直流電圧Ｖｄｃ２は変化していないため、制御電圧指令Ｖｒｅｆの負極側の振幅は変化していない。
【００１０】
図１７は３レベルインバータにおけるスイッチング素子の制御部を示すブロック図である。
【００１１】
Ｖｒｅｆ１は、図１６に示す制御電圧指令Ｖｒｅｆの正極側の波形に相当し、Ｖｒｅｆ２は制御電圧指令Ｖｒｅｆの負極側の波形に相当する。Ｇｕ１〜Ｇｕ４は、図１５に示すスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のゲート信号である。
【００１２】
図１７では、除算器６においてキャリア発生器４から出力された三角波キャリア信号Ｖｃａｒを２で除算し、加算器７ａ，７ｂにおいて、０．５と−０．５をそれぞれ加算し、三角波キャリア信号Ｖｃａｒ１，Ｖｃａｒ２を生成する。ＰＷＭ比較器３ａ，３ｂでは、制御電圧指令Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２と三角波キャリア信号Ｖｃａｒ１，Ｖｃａｒ２とをそれぞれ比較する。その他は、図１４に示す制御部と同様である。
【００１３】
なお、特許文献１では、３レベルインバータの制御において中性点電位が変動した場合に、直流電圧を計測し三角波キャリア信号の振幅を可変にする方式が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平１０−１６４８５６号公報
【特許文献２】特願２０１３−１３２２６１号
【特許文献３】特開２００９−２７３１９３号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】金  東海著「パワースイッチング工学：パワーテレクトロニクスの基本理論」電気学会、オーム社、２００３．８月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
２レベルインバータの場合では、検出する直流電圧Ｖｄｃは１つだけであるため、図１４に示す制御は容易にできる。また、３レベルインバータの場合、検出する直流電圧はＶｄｃ１とＶｄｃ２の２つとなるがＶｄｃ１補償係数とＶｄｃ２補償係数をそれぞれ独立して設定させることにより対応可能である。
【００１７】
しかし、図１８に示すように直流電圧を直列に４分割し、出力相電圧（Ｕ端子〜Ｎ端子間、Ｖ端子〜Ｎ端子間、Ｗ端子〜Ｎ端子間の電圧）が５レベルとなる５レベルインバータの場合では、図１７におけるＶｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２に相当する制御電圧指令を複数の直流電圧検出値から演算しなくてはならず、制御が非常に複雑になる。この問題点は、直流電圧の直列分割数Ｎが４を超える他のマルチレベルインバータに関しても同様である。
【００１８】
図１９に、５レベルインバータにおける直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４と制御電圧指令Ｖｒｅｆとの関係を示す。４種類の直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４において、複数の直流電圧が同時に変化した場合、正弦波波形の振幅を決める制御電圧指令Ｖｒｅｆの演算が非常に困難になる。
【００１９】
また、特許文献１では、電圧振幅ではなく、三角波キャリア信号の振幅を変更することを提案されている。しかし、これは３レベルインバータに限定されており、容易に５レベル以上のマルチレベルインバータに拡張することはできない。また、特許文献１中の図１、図５の構成では中性点（上のキャリアの最下点と下のキャリアの最上点）がゼロ電圧（電圧指令値のゼロクロス点）と一致せず、交流出力電圧にオフセットが乗って、その波形が不均等となり、インバータ負荷に悪影響を与える課題を有する。
【００２０】
また、特許文献１に記載されている電圧誤差を補償し出力電圧精度を確保する方法は、三角波キャリア信号と比較するＰＷＭ制御方式に限られる。後述の空間ベクトルＰＷＭ方式（ＳＶＭ方式）における方法については記載されていない。
【００２１】
同様に、図１７の方法も、三角波キャリア信号と比較するＰＷＭ制御方式に限られた方法である。
【００２２】
以上示したように、直流電圧に変動があった場合でも交流出力電圧の制御精度の向上を図ると共に、交流出力電圧にオフセットが乗り、波形が不均衡となることを抑制することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する３レベル以上の、直流電圧を直列に分割したマルチレベルコンバータの制御方法であって、マルチレベルコンバータの制御手段は、分割した各直流電圧を検出し、制御電圧指令を囲む３つの空間ベクトルを選択し、前記各直流電圧の検出値および前記３つの空間ベクトルに基づいて、３つのダイナミック空間ベクトルのα−β座標を計算し、この各ダイナミック空間ベクトルのα−β座標と制御電圧指令のα−β座標と、キャリア周期と、に基づいて各ダイナミック空間ベクトルの出力時間を算出し、このダイナミック空間ベクトルとその出力時間により、スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。
【００２４】
また、その一態様として、前記マルチレベルコンバータは３レベルコンバータであって、前記直流電圧検出値は、直流電圧を直列に２分割した直流電圧検出値であることを特徴とする。
【００２５】
また、別の態様として、前記マルチレベルコンバータは、フライングコンデンサを有する５レベル以上のマルチレベルコンバータであって、ダイナミック空間ベクトルの計算に用いる直流電圧の検出値は、直流電圧を直列に分割した各々の直流電圧検出値およびフライングコンデンサの各々の直流電圧検出値であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、直流電圧に変動があった場合でも交流出力電圧の制御精度の向上を図ると共に、交流出力電圧にオフセットが乗り、波形が不均衡となることを抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】一般的な２レベルインバータを示す回路図。
【図２】２レベル空間ベクトルダイアグラムを示す図。
【図３】直流電圧の定格電圧と２レベル空間ベクトルを示す図。
【図４】一般的な３レベルインバータを示す回路図。
【図５】３レベルインバータの空間ベクトルダイアグラムを示す図。
【図６】セクター１部分の空間ベクトル変調方式を示す図。
【図７】３レベルインバータの直流電圧を示すタイムチャート。
【図８】ダイナミック空間ベクトルを示す図。
【図９】ダイナミック空間ベクトルをα−β座標に換算した図。
【図１０】マルチレベル空間ベクトルダイアグラムを示す図。
【図１１】マルチレベル空間ベクトルダイアグラムをα−β座標に換算した図。
【図１２】一般的な２レベルインバータを示す図。
【図１３】２レベルインバータの直流電圧と制御電圧指令とを示すタイムチャート。
【図１４】２レベルインバータの制御部を示すブロック図。
【図１５】３レベルインバータの一例を示す回路図。
【図１６】３レベルインバータの直流電圧と制御電圧指令を示すタイムチャート。
【図１７】３レベルインバータの制御部を示すブロック図。
【図１８】５レベルインバータの一例を示す回路図。
【図１９】５レベルインバータの直流電圧と制御電圧指令を示すタイムチャート。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
従来の方法（特許文献１）は直流電圧誤差を補償できるが、三角波キャリア信号と比較するＰＷＭ制御方式にしか使えない。本発明は３レベル以上のコンバータにおいて、空間ベクトルＰＷＭ方式（ＳＶＭ方式）を利用する際、フライングコンデンサを含む各直流電圧誤差を補償し、出力電圧への影響を取り除く方法である。
【００２９】
なお、空間ベクトルＰＷＭ方式（ＳＶＭ方式）については、非特許文献１に詳細説明がある。特許文献１で用いられているキャリア比較ＰＷＭ制御方式と比べて、出力電圧の高調波歪を抑制しやすいなどの利点を持つ。
【００３０】
実施形態を説明する前に、２レベルコンバータにおいて空間ベクトルＰＷＭ方式（ＳＶＭ方式）を利用する場合の直流電圧誤差を補償する方式について説明する。なお、この技術は、特許文献３に開示されている。
【００３１】
図１は、一般的な２レベルコンバータを示す回路図である。また、図２は２レベル空間ベクトルダイアグラムを示している。図２に示すように、コンバータの制御電圧指令Ｖｒｅｆの瞬時ベクトル位置により、制御電圧指令Ｖｒｅｆにおける空間ベクトルＶ１の振幅Ｖａと制御電圧指令Ｖｒｅｆにおける空間ベクトルＶ２の振幅Ｖｂを計算できる。さらに、以下の（１）式と（２）式を用いて、出力する空間ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ０の出力時間ｔａ，ｔｂ，ｔ０を計算することができる。
【００３２】
【数１】
2016032343.tif 000003
【００３３】
【数２】
2016032343.tif 000004
【００３４】
（１）式のＶｄｃ，ｎｏｍは、直流電圧Ｖｄｃの定格電圧（一定値）、Ｔｓはキャリア周期である。また、図２は正六角形であるため、｜Ｖ１｜＝｜Ｖ２｜となる。
【００３５】
ただし、直流電圧Ｖｄｃが変動した場合、上記（１）式，（２）式のように一定値である定格電圧Ｖｄｃ，ｎｏｍを用いて計算すると、直流電圧Ｖｄｃの変動による影響で出力電圧に歪みが生じる。その歪みを抑制するために、直流電圧の変動に連動して空間ベクトルダイアグラムを変動させたダイナミック空間ベクトルダイアグラムが必要となる。
【００３６】
図３に、時刻ｔｃ以降で直流電圧Ｖｄｃが定格電圧Ｖｄｃ，ｎｏｍよりも小さくなる時の２レベル空間ベクトルの変化を示す。その変化した空間ベクトルＶ０’、Ｖ１’、Ｖ２’、Ｖ３’、Ｖ４’、Ｖ５’、Ｖ６’を用いることで、直流電圧Ｖｄｃの変動分ΔＶｄｃを補償できる。
【００３７】
２レベルコンバータの場合、各空間ベクトルＶ０’〜Ｖ６’は空間ベクトルＶ０〜Ｖ６と振幅だけが変わり位相が変わらないため、変化後の空間ベクトルＶ１’，Ｖ２’，Ｖ０’の時間ｔａ’，ｔｂ’，ｔ０’は（３）式と（４）式から容易に計算できる。なお、直流電圧の変動分ΔＶｄｃは、直流電圧Ｖｄｃの検出値より求める。すなわち、本願発明の実施形態では、直流電圧Ｖｄｃの検出機能を設ける必要がある。
【００３８】
【数３】
2016032343.tif 000005
【００３９】
【数４】
2016032343.tif 000006
【００４０】
この方法によって、直流電圧Ｖｄｃの変動により変化した空間ベクトルＶ０’〜Ｖ６’およびその出力時間ｔ０’、ｔａ’〜ｔｆ’が定まり、ゲート信号が決まる。このゲート信号に基づいてスイッチング素子をＯＮＯＦＦ動作させることにより出力電圧がコンバータから出力される。
【００４１】
以下、本願発明におけるマルチレベルコンバータの制御方法の実施形態１，２を図４〜図１１に基づいて説明する。 
【００４２】
［実施形態１］
図４はＮＰＣタイプの３レベルコンバータである。直流電圧は、中性点ＮによってＶｄｃ１とＶｄｃ２に分割されている。
【００４３】
また、図５には３レベルコンバータに使う空間ベクトルダイアグラムを示す。
【００４４】
図６には、図５のセクター１の部分の空間ベクトル変調方式を示す。例えば、コンバータの制御電圧指令Ｖｒｅｆが空間ベクトルＶ１，Ｖ７，Ｖ８で囲まれた三角形の範囲にある場合、その三角形の頂点（空間ベクトルＶ１、Ｖ７、Ｖ８）をそれぞれある時間ｔ０，ｔａ，ｔｂ出力することにより、出力電圧をコンバータの制御電圧指令Ｖｒｅｆに制御することができる。以下の（５）式，（６）式，（７）式は出力時間ｔ０，ｔａ，ｔｂを計算する式を表す。
【００４５】
【数５】
2016032343.tif 000007
【００４６】
【数６】
2016032343.tif 000008
【００４７】
【数７】
2016032343.tif 000009
【００４８】
図６では、 ３種類のベクトルに囲まれた三角形の辺がすべて均一な大きさの正三角形であるため、｜Ｖ７−Ｖ１｜＝｜Ｖ８−Ｖ１｜＝｜Ｖ１｜である。
【００４９】
図１に示す２レベルコンバータと同様、図７のように直流電圧Ｖｄｃ１とＶｄｃ２が変化する時、上記の方法は出力電圧に歪みが生じる。本実施形態１は直流電圧の定格電圧Ｖｄｃ，ｎｏｍに対する変動分ΔＶｄｃを補償するために、ダイナミック空間ベクトル（前記の直流電圧の変動分ΔＶｄｃを考慮する空間ベクトル）を利用し、出力電圧精度を確保して出力電圧歪を低減する。
【００５０】
図８は、直流電圧Ｖｄｃ１が定格電圧Ｖｄｃ，ｎｏｍよりΔＶｄｃ１だけ上回り、また直流電圧Ｖｄｃ２が定格電圧Ｖｄｃ，ｎｏｍよりΔＶｄｃ２だけ下回る時のダイナミック空間ベクトルである。Ｖ１とＶ２は、それぞれ２つずつＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ出力するパターンがあるため、全部で４つのケースがある（図８の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ））。
【００５１】
図６の場合に成立していた｜Ｖ７−Ｖ１｜＝｜Ｖ８−Ｖ１｜＝｜Ｖ１｜の式は、直流電圧Ｖｄｃ１とＶｄｃ２が異なる本条件では成り立たなくなる。そのため、図８の３つのベクトルに囲まれた三角形（実線）は、正三角形ではなくなる。
【００５２】
図８中の（０，−１，−１）と（１，０，０）の位置は瞬時直流電圧Ｖｄｃ１とＶｄｃ２の値に基づいて、三相出力（０，−Ｖｄｃ２，−Ｖｄｃ２）と（Ｖｄｃ１，０，０）を二相変換して得られるα−β座標である。演算プロセスを以下の（８）式〜（１１）式に示す。
【００５３】
【数８】
2016032343.tif 000010
【００５４】
【数９】
2016032343.tif 000011
【００５５】
【数１０】
2016032343.tif 000012
【００５６】
【数１１】
2016032343.tif 000013
【００５７】
また、図８（Ａ）と図８（Ｂ）の三角形の形の違い（すなわち、ダイナミック空間ベクトルの位置の違い）について説明する。
【００５８】
図８（Ａ）はＶ２＝（０、０、−１）である。これは図４において、中性点Ｎを基準としてＵ端子の電圧＝０、Ｖ端子の電圧＝０、Ｗ端子の電圧＝−Ｖｄｃ２であることを示している。Ｗ相の電圧は−Ｖｄｃ２となるため、Ｖｄｃ２が定格電圧Ｖｄｃ，ｎｏｍよりΔＶｄｃ２だけ下回る
本条件では、｜Ｖ２−Ｖ０｜が図６よりも小さくなるため、図６と比較するとダイナミック空間ベクトルＶ２の位置がＶ０方向に移動する。
【００５９】
一方、図８（Ｂ）は、Ｖ２＝（１、１、０）である。Ｕ相とＶ相の電圧はＶｄｃ１となるため、Ｖｄｃ１が定格電圧Ｖｄｃ，ｎｏｍよりΔＶｄｃ１だけ上回る。本条件では、｜Ｖ２−Ｖ０｜が図６よりも大きくなるため、図６と比較するとダイナミック空間ベクトルＶ２の位置がＶ９方向に移動する。
【００６０】
したがって、図８（Ａ）と図８（Ｂ）では、実線の三角形の形（すなわちダイナミック空間ベクトルの位置）が異なっている。
【００６１】
出力するパターンの選択（制御電圧指令Ｖｒｅｆ）によって三角の頂点位置が異なるため、ダイナミック空間ベクトルを使う前に、Ｖ１とＶ２はそれぞれどのダイナミック空間ベクトルを選択するのか決めておく必要がある。たとえば、Ｖ１を（０，−１，−１）、Ｖ２を（０，０，−１）とする場合、図８の（Ａ）を使う必要がある。
【００６２】
３レベルコンバータのダイナミック空間ベクトルは正三角形とならないため、各ダイナミック空間ベクトルを出力する時間の計算が図１の２レベルコンバータより複雑になる。基本的な計算方法は、図９のように各ダイナミック空間ベクトルＶ１，Ｖ７，Ｖ８の位置をα−β座標に換算してｘ０，ｙ０，ｘａ，ｙａ，ｘｂ，ｙｂを求め、さらに以下の（１２）式を解くことで、各ダイナミック空間ベクトルＶ１，Ｖ７，Ｖ８の出力時間ｔ０，ｔａ，ｔｂが得られる。
【００６３】
【数１２】
2016032343.tif 000014
【００６４】
この方法によって出力する空間ベクトルＶ０〜Ｖ１８およびその出力時間が定まり、ゲート信号が決まる。このゲート信号に基づいてスイッチング素子をＯＮＯＦＦ動作させることにより、直流電圧変動の影響を低減した精度のよい出力電圧がコンバータから出力される。
【００６５】
以上示したように、本実施形態１におけるマルチレベルコンバータの制御方法によれば、出力電圧の高調波歪抑制に優れた特性を持つマルチレベルコンバータの空間ベクトル制御において、「ダイナミック空間ベクトル」を利用することで、直流電圧に変動があった場合でも、交流出力電圧の制御の精度を向上できる。また、この出力電圧は、空間ベクトルＰＷＭ方式を用いているため高調波歪が抑制される。
【００６６】
また、本実施形態１により、従来方式（特許文献３）の問題点であった交流出力電圧にオフセットが乗ることで波形が不均等となりインバータ負荷に悪影響を与えるといった課題が解決される。
【００６７】
［実施形態２］
図１０はマルチレベルコンバータ（３レベル以上）の空間ベクトルダイアグラムを示す図である。ベクトルが図１０に示すＶ０〜Ｖ３６のみであれば、５レベルコンバータである。図１８は５レベルコンバータの一例を示す回路図である。図１８では、直流電圧はＶｄｃ１とＶｄｃ２とＶｄｃ３とＶｄｃ４に４分割されている。
【００６８】
図１８以外のマルチレベルインバータとしては、特許文献２に示すフライングコンデンサを用いる構成もある。
【００６９】
原点（Ｖ０）から近くなるほど、ベクトル中のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ出力するパターン数が多くなる。そのため、各直流電圧が変化すれば、ダイナミック空間ベクトルの形がそれぞれ異なる。
【００７０】
計算順番は実施形態１の３レベルコンバータと同様であり、図１０に示すように、初めに制御電圧指令Ｖｒｅｆの位置を判断し、制御電圧指令Ｖｒｅｆに一番近い３つの空間ベクトルＶ８，Ｖ２０，Ｖ２１を選択する。次に、各直流コンデンサの電圧（図１８ではＶｄｃ１，Ｖｄｃ２，Ｖｄｃ３，Ｖｄｃ４）の充放電情報（各電圧値の時間変化を計測することにより、各コンデンサが充電状態か放電状態かは判別できる。）および制御電圧指令Ｖｒｅｆにより、その３つの空間ベクトル中から適当なダイナミック空間ベクトルのパターンを選ぶ。最後に、選んだパターンの瞬時α−β座標（図１１のＶ８’，Ｖ２０’，Ｖ２１’）を計算し、図１１と以下の（１３）式のように出力ベクトル（パターン）の出力時間を計算できる。
【００７１】
なお、特許文献２のマルチレベルコンバータの場合、パターンの選択にはフライングコンデンサの直流電圧の充放電情報も用いる。
【００７２】
【数１３】
2016032343.tif 000015
【００７３】
この方法によって出力ベクトルおよびその時間が定まり、ゲート信号が決まる。このゲート信号に基づいてスイッチング素子をＯＮＯＦＦ動作させることにより、直流電圧変動の影響を低減した精度のよい出力電圧がコンバータより出力される。
【００７４】
以上示したように、本実施形態２におけるマルチレベルコンバータの制御方法によれば、出力電圧の高調波歪抑制に優れた特性を持つマルチレベルコンバータの空間ベクトル制御において、「ダイナミック空間ベクトル」を利用することで、直流電圧に変動があった場合でも、交流出力電圧の制御の精度を向上できる。また、この出力電圧は、空間ベクトルＰＷＭ方式を用いているため高調波歪が抑制される。
【００７５】
また、本実施形態２により、従来方式（特許文献３）の問題点であった交流出力電圧にオフセットが乗ることで波形が不均等となりインバータ負荷に悪影響を与えるといった課題が解決される。
【００７６】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【００７７】
なお、本願発明におけるマルチレベルコンバータの制御方法は、空間ベクトル制御方式を採用する場合には、パワーエレクトロニクス製品全般に適用可能である。
【符号の説明】
【００７８】
Ｖｒｅｆ…制御電圧指令
Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚ…ゲート信号
Ｖｄｃ…直流電圧
Ｖａ，Ｖｂ…空間ベクトルの振幅
Ｖ１〜Ｖ６…空間ベクトル
【図１】
2016032343.tif 000016
【図２】
2016032343.tif 000017
【図３】
2016032343.tif 000018
【図４】
2016032343.tif 000019
【図５】
2016032343.tif 000020
【図６】
2016032343.tif 000021
【図７】
2016032343.tif 000022
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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