(57)【要約】【課題】ＣＵＫ型又はＺＥＴＡ型コンバータに基づく電源装置において、一次側と二次側との整流接続構成の損失を低減し、無効電力を減少させて力率を改善し、かつ交流入力電源用の簡素な回路構成を提供する。【解決手段】電源装置（１、２）は、交流電源に並列接続され、交流電源の各極性において導通するように構成された双方向スイッチ（１２、２２）と第１のインダクタ（１１、２１）との直列回路を有する一次回路（Ｐ）と、双方向スイッチの両端又は第１のインダクタの両端に各々接続された第１のコンデンサ（１３、２３）及び第２のコンデンサ（１４、２４）からなる結合回路（Ｃ）と、結合回路の出力を全波整流する全波整流回路（Ｒ、１５、２５）と、全波整流回路の出力端間において負荷（Ｌ）と直列接続される第２のインダクタ（１６、２６）を有する二次回路（Ｓ）を備える。【選択図】  図１
2016127705.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源装置であって、
交流電源に並列接続され、該交流電源の各極性において導通するように構成された双方向スイッチと第１のインダクタとの直列回路を有する一次回路と、
前記双方向スイッチの両端又は前記第１のインダクタの両端に各々接続された第１及び第２のコンデンサからなる結合回路と、
前記結合回路の出力を全波整流する全波整流回路と、
前記全波整流回路の出力端間において負荷と直列接続される第２のインダクタを有する二次回路と
を備えた電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電源装置において、
前記双方向スイッチが、一方向に電流を流すための第１のスイッチング素子及び第１のダイオードの直列回路と前記一方向とは逆の方向に電流を流すための第２のスイッチング素子及び第２のダイオードの直列回路との並列回路を備え、
前記第１のスイッチング素子が前記交流電源の一方の極性期間に前記交流電源の周波数より高い周波数で駆動され、前記第２のスイッチング素子が前記交流電源の他方の極性期間に前記交流電源の周波数より高い周波数で駆動されるように構成された電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電源装置において、前記全波整流回路がダイオードブリッジからなり、前記双方向スイッチの一方の端子と前記ダイオードブリッジの一方の入力端子との間に前記第１のコンデンサが接続され、前記双方向スイッチの他方の端子と前記ダイオードブリッジの他方の入力端子との間に前記第２のコンデンサが接続された電源装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の電源装置において、前記全波整流回路がダイオードブリッジからなり、前記第１のインダクタの一方の端子と前記ダイオードブリッジの一方の入力端子との間に前記第１のコンデンサが接続され、前記第１のインダクタの他方の端子と前記ダイオードブリッジの他方の入力端子との間に前記第２のコンデンサが接続された電源装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載の電源装置において、前記二次回路が、前記負荷に並列接続される第３のコンデンサを更に備える、電源装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一項に記載の電源装置と、前記負荷としてのＬＥＤとを備えたＬＥＤ照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、昇降圧コンバータに地絡対策を施した電源装置及びＬＥＤ駆動装置を開示する。開示による電源装置（同文献図３）においては、いわゆるＣＵＫ型昇降圧コンバータを基本構成として、当初の結合コンデンサとは別に追加の結合コンデンサが設けられる。また、他の電源装置（同文献図７）においては、いわゆるＺＥＴＡ型昇降圧コンバータを基本構成として、当初の結合コンデンサとは別に追加の結合コンデンサが設けられる。具体的には、ＣＵＫ型に基づく回路においては、直流電源の一方の極から他方の極に至る経路に、第１のインダクタ、当初の結合コンデンサ、第２のインダクタ、負荷回路、及び追加の結合コンデンサが順に接続され、スイッチング素子が第１のインダクタを介して直流電源に並列接続される。そして、当初の結合コンデンサと第２のインダクタの接続点と、負荷回路と追加の結合コンデンサの接続点との間にダイオードが接続され、そのアノードが当初の結合コンデンサ側に、カソードが追加の結合コンデンサ側に接続される。なお、ＺＥＴＡ型に基づく回路では、上記の第１のインダクタとスイッチング素子の配置が入れ替わり、ダイオードの極性が逆向きになる。この当初及び追加のコンデンサによって地絡時の負荷回路への電力供給が低減される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−９９０７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１の構成には次のような問題がある。
第１に、ＣＵＫ型及びＺＥＴＡ型に基づく回路において、一次側と二次側の整流接続構成を形成するダイオードにおける電流負荷及びそれに起因する損失が大きいという問題がある。詳細を後述するように、このダイオードには当初及び追加の結合コンデンサの充電電流とＬＥＤ電流が同時に加算的に流れるため、その合計が定格ＬＥＤ電流を超え、ダイオードが過負荷となる可能性がある。
【０００５】
第２に、ＣＵＫ型及びＺＥＴＡ型に基づく回路において、無効電力が大きく、力率が低くなる可能性があるという問題がある。これも詳細を後述するように、同回路においては、当初及び追加の結合コンデンサを充電する電流はＬＥＤ電流に直接寄与しない。したがって、この充電電流が無効電力となるため、力率が改善されにくい。
【０００６】
そこで、上記第１及び第２の問題を解決するために、本願発明者らは、図１１及び図１４に示す第１及び第２の参照例に示す回路を提案した。詳細を後述するように、これらの参照例の回路においては一次側と二次側との整流接続構成が全波整流回路で構成され、これにより、整流接続構成を形成するダイオードの過負荷の防止、及び力率の改善が実現される。ところで、これらの参照回路は直流入力電源を前提として提案されているが、同参照回路を交流入力電源に対応させる場合には、一次側回路の前段に全波整流回路が接続されることになる（図１３及び図１６参照）。しかし、この場合、一次側回路の前段の全波整流回路と、上述の整流接続構成を構成する全波整流回路とは同じ全波整流機能を有するため、重複的又は冗長的な構成がもたらされてしまう。したがって、更に部品点数を削減した簡素な回路構成が望まれる。
【０００７】
そこで、本発明は、ＣＵＫ型又はＺＥＴＡ型コンバータに基づく電源装置において、一次側と二次側との整流接続構成の損失を低減し、無効電力を減少させて力率を改善し、その上で交流入力電源用の簡素な回路構成を提供することを課題とする。本発明はまた、このような電源装置を用いた低損失、高力率かつ簡素な構成のＬＥＤ照明装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の電源装置は、交流電源に並列接続され、交流電源の各極性において導通するように構成された双方向スイッチと第１のインダクタとの直列回路を有する一次回路と、双方向スイッチの両端又は第１のインダクタの両端に各々接続された第１及び第２のコンデンサからなる結合回路と、結合回路の出力を全波整流する全波整流回路と、全波整流回路の出力端間において負荷と直列接続される第２のインダクタを有する二次回路とを備える。
【０００９】
上記構成によると、一次回路及び結合回路と二次回路とが全波整流回路によって接続されるので、一次側と二次側の間の整流接続構成における電流負荷及びそれに起因する損失が小さく、回路効率が向上する。また、第１及び第２のコンデンサの充電電流が負荷を通過するので、無効電力が減少し、力率が向上する。また更に、一次回路のスイッチング素子に双方向スイッチを用いることにより、一次回路前段のダイオードブリッジが不要となり、交流電源対応の構成において部品点数の削減による回路の簡素化が可能となる。また更に、スイッチング素子に双方向スイッチを用いることにより、第１及び第２のコンデンサの充放電動作において無極性となる結合回路に対して親和性の高い構成が得られる。
【００１０】
上記構成において、双方向スイッチが、一方向に電流を流すための第１のスイッチング素子及び第１のダイオードの直列回路と、上記一方向とは逆の方向に電流を流すための第２のスイッチング素子及び第２のダイオードの直列回路との並列回路を備え、第１のスイッチング素子が交流電源の一方の極性期間に交流電源の周波数より高い周波数で駆動され、第２のスイッチング素子が交流電源の他方の極性期間に交流電源の周波数より高い周波数で駆動されるように構成される。このように、交流電源電圧の脈流をスイッチングする構成により、高い力率が得られる。
【００１１】
第１の形態において、全波整流回路がダイオードブリッジからなり、双方向スイッチの一方の端子とダイオードブリッジの一方の入力端子との間に第１のコンデンサが接続され、双方向スイッチの他方の端子とダイオードブリッジの他方の入力端子との間に第２のコンデンサが接続される。これにより、ＣＵＫ型コンバータをベースとして最小限の部品点数で電源装置が構成される。
【００１２】
第２の形態において、全波整流回路がダイオードブリッジからなり、第１のインダクタの一方の端子とダイオードブリッジの一方の入力端子との間に第１のコンデンサが接続され、第１のインダクタの他方の端子とダイオードブリッジの他方の入力端子との間に第２のコンデンサが接続される。これにより、ＺＥＴＡ型コンバータをベースとして最小限の部品点数で電源装置が構成される。
【００１３】
上記各電源装置において、二次回路は、負荷に並列接続される第３のコンデンサを更に備える。これにより、上記各電源装置からの出力電流及び出力電圧のリップルが低減される。
【００１４】
本発明のＬＥＤ照明装置は、上記いずれかの電源装置と、負荷としてのＬＥＤを備える。これにより、上記電源装置を用いた低損失、高力率かつ簡素な構成のＬＥＤ照明装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施形態による電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す回路構成図である。
【図２Ａ】図１の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図２Ｂ】図１の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図２Ｃ】図１の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図２Ｄ】図１の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図３Ａ】図１の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図３Ｂ】図１の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図３Ｃ】図１の電源装置の動作の他の例を説明する図である。
【図３Ｄ】図１の電源装置の動作の他の例を説明する図である。
【図４】本発明の第２の実施形態による電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す回路構成図である。
【図５Ａ】図４の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図５Ｂ】図４の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図５Ｃ】図４の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図５Ｄ】図４の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図６Ａ】図４の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図６Ｂ】図４の電源装置の動作の一例を説明する図である。
【図６Ｃ】図４の電源装置の動作の他の例を説明する図である。
【図６Ｄ】図４の電源装置の動作の他の例を説明する図である。
【図７】本発明の変形例による電源装置を説明する図である。
【図８】本発明の変形例による電源装置を説明する図である。
【図９Ａ】従来のＣＵＫ型コンバータに基づく電源装置を説明する図である。
【図９Ｂ】従来のＣＵＫ型コンバータに基づく電源装置を説明する図である。
【図１０Ａ】従来のＺＥＴＡ型コンバータに基づく電源装置を説明する図である。
【図１０Ｂ】従来のＺＥＴＡ型コンバータに基づく電源装置を説明する図である。
【図１１】第１の参照例の電源装置を示す回路構成図である。
【図１２Ａ】図１１の電源装置の動作を説明する図である。
【図１２Ｂ】図１１の電源装置の動作を説明する図である。
【図１２Ｃ】図１１の電源装置の動作を説明する図である。
【図１２Ｄ】図１１の電源装置の動作を説明する図である。
【図１３】第１の参照例の電源装置を交流電源に対応させる場合の回路構成図である。
【図１４】第２の参照例の電源装置を示す回路構成図である。
【図１５Ａ】図１４の電源装置の動作を説明する図である。
【図１５Ｂ】図１４の電源装置の動作を説明する図である。
【図１５Ｃ】図１４の電源装置の動作を説明する図である。
【図１５Ｄ】図１４の電源装置の動作を説明する図である。
【図１６】第２の参照例の電源装置を交流電源に対応させる場合の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
＜比較対象となる回路（ＣＵＫ型）＞
本発明の第１の実施形態による電源装置を説明する前に、比較のために、ＣＵＫ型コンバータに基づく従来の電源装置、及び第１の参照例の電源装置を説明する。
【００１７】
図９Ａ及び図９Ｂに従来のＣＵＫ型コンバータに基づく電源装置５を示す。図９Ａ及び図９Ｂに示すように、電源装置５は、インダクタ５１、スイッチング素子５２、コンデンサ５３及び５４、ダイオード５５、インダクタ５６、出力コンデンサ５７並びに制御回路５８を有する。図９Ａはスイッチング素子５２がオンされたスイッチングオン期間の電流を示し、図９Ｂはスイッチング素子５２がオフされたスイッチングオフ期間の電流を示す。
【００１８】
図９Ａに示すように、スイッチングオン期間においては、直流電源Ｅからの電流ｉ１０１が、直流電源Ｅ→インダクタ５１→スイッチング素子５２→直流電源Ｅに流れ、インダクタ５１にエネルギーが蓄えられる。また、コンデンサ５３及び５４の電荷（前回のスイッチングオフ期間に充電されていた電荷）を電源として、コンデンサ５３→スイッチング素子５２コンデンサ５４→ＬＥＤ３→インダクタ５６→コンデンサ５３に電流ｉ１０２が流れる。電流ｉ１０２によってコンデンサ５３及び５４が放電される。
【００１９】
図９Ｂに示すように、スイッチングオフ期間においては、直流電源Ｅの電力及びインダクタ５１に蓄えられたエネルギーを電源として、電流ｉ１０３がインダクタ５１→コンデンサ５３→ダイオード５５→コンデンサ５４→直流電源Ｅに流れる。電流ｉ１０３によってコンデンサ５３及び５４が充電される。また、スイッチングオン期間においてインダクタ５６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ５６→ダイオード５５→ＬＥＤ３→インダクタ５６に電流ｉ１０４が流れる。
【００２０】
ここで、電源装置５の構成には、前述したいくつかの問題点がある。まず、スイッチングオフ期間において、ダイオード５５には、コンデンサ５３及び５４の充電電流ｉ１０３及びＬＥＤ３の電流ｉ１０４が同時に加算的に流れる。したがって、ダイオード５５に定格ＬＥＤ電流を超える電流が流れることにより電流負荷が大きくなり、損失も大きくなる。また、スイッチングオフ期間において、コンデンサ５３及び５４の充電電流ｉ１０３は、直流電源Ｅとコンデンサ５３及び５４との間の電力の伝送のみに関与し、ＬＥＤ３の点灯には寄与しない。したがって、充電電流ｉ１０３は無効電力を発生させ、電源装置５の力率を低下させてしまう。
【００２１】
図１１に、上記の問題を解決する第１の参照例の電源装置７を示す。電源装置７は、インダクタ７１、スイッチング素子７２、コンデンサ７３及び７４、ダイオードブリッジ７５、インダクタ７６、出力コンデンサ７７並びに制御回路７８を含み、ＣＵＫ型コンバータに基づく非絶縁型の昇降圧コンバータを構成する。ここで、インダクタ７１及びスイッチング素子７２が一次回路Ｐを構成し、結合用のコンデンサ７３及び７４が結合回路Ｃを構成し、ダイオードブリッジ７５が全波整流回路Ｒを構成し、インダクタ７６及び出力コンデンサ７７が二次回路Ｓを構成する。
【００２２】
一次回路Ｐにおいて、インダクタ７１は直流電源Ｅの正極に接続される。ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子７２はインダクタ７１を介して直流電源Ｅに並列接続される。具体的には、スイッチング素子７２の入力端子（ドレイン端子）がインダクタ７１を介して直流電源Ｅの正極に接続され、出力端子（ソース端子）が直流電源Ｅの負極に接続される。スイッチング素子７２は制御回路７８によってＰＷＭ駆動される。なお、以降の説明において、各スイッチング素子の高電位側端子（ＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン端子、バイポーラトランジスタの場合はコレクタ端子）を入力端子といい、低電位側端子（ＭＯＳＦＥＴの場合はソース端子、バイポーラトランジスタの場合はエミッタ端子）を出力端子というものとする。
【００２３】
結合回路Ｃに関して、コンデンサ７３はスイッチング素子７２の入力端子に接続され、コンデンサ７４はスイッチング素子７２の出力端子に接続される。コンデンサ７３及び７４は、その直流カット機能によって出力側、すなわちＬＥＤ３等の地絡対策回路が構成される。例えば、電源装置７からＬＥＤ３への配線が偶発的に地絡（すなわち、直流電源Ｅの負極側の接地点と同電位）となってしまった場合でも、地絡箇所と直流電源Ｅまでコンデンサ７３及び７４が介在することにより、電源装置７内での急峻な電圧又は電流の変動が抑制される。このように、コンデンサ７３及び７４が直流電源ＥからＬＥＤ３までの経路に挿入されることにより、地絡対策が施され、電源装置７の信頼性が向上する。
【００２４】
全波整流回路Ｒであるダイオードブリッジ７５（ダイオード７５ａ、７５ｂ、７５ｃ及び７５ｄ）の入力端子にコンデンサ７３及び７４がそれぞれ接続され、出力端子間にインダクタ７６とＬＥＤ３の直列回路が接続される。すなわち、全波整流回路Ｒは、結合回路Ｃの出力を全波整流する。
【００２５】
二次回路Ｓにおいて、インダクタ７６がダイオードブリッジ７５の出力端とＬＥＤ３の間に接続される。出力コンデンサ７７はＬＥＤ３に並列接続され、ＬＥＤ３への出力電圧及び出力電流におけるリップルを低減する。
【００２６】
図１２Ａ〜図１２Ｄを用いて、電源装置７の動作を説明する。図１２Ａ及び図１２Ｂはスイッチング素子７２がオンされたスイッチングオン期間の電流を示し、図１２Ｃ及び図１２Ｄはスイッチング素子７２がオフされたスイッチングオフ期間の電流を示す。
【００２７】
図１２Ａに示すように、スイッチングオン期間において、一次側では、直流電源Ｅからの電流ｉ１１１が、直流電源Ｅ→インダクタ７１→スイッチング素子７２→直流電源Ｅに流れ、インダクタ７１にエネルギーが蓄えられる。また、二次側では、コンデンサ７３及び７４の電荷（前回のスイッチングオフ期間に充電されていた電荷）を電源として、コンデンサ７３→スイッチング素子７２→コンデンサ７４→ダイオード７５ｂ→インダクタ７６→ＬＥＤ３→ダイオード７５ｃ→コンデンサ７３に電流ｉ１１２が流れる。電流ｉ１１２によってコンデンサ７３及び７４が放電される。
【００２８】
図１２Ｂに示すように、スイッチングオン期間においてコンデンサ７３及び７４の電荷が尽きると、二次側では、インダクタ７６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ７６→ＬＥＤ３→ダイオード７５ｃ及び７５ｄ→ダイオード７５ａ及び７５ｂ→インダクタ７６に電流ｉ１１３が流れる。一次側の電流ｉ１１１は維持される。なお、コンデンサ７３及び７４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオン期間が比較的短い場合には、図１２Ｂに示す状態は存在しない。この場合には、図１２Ａに示す状態の直後に図１２Ｃに示す状態が続くことになる。
【００２９】
図１２Ｃに示すように、スイッチングオフ期間において、直流電源Ｅの電力及びインダクタ７１に蓄えられたエネルギーを電源として、電流ｉ１１４が、直流電源Ｅ→インダクタ７１→コンデンサ７３→ダイオード７５ａ→インダクタ７６→ＬＥＤ３→ダイオード７５ｄ→コンデンサ７４→直流電源Ｅに流れる。電流ｉ１１４によってコンデンサ７３及び７４が充電される。
【００３０】
図１２Ｄに示すように、スイッチングオフ期間においてコンデンサ７３及び７４の充電が終了すると、二次側において、インダクタ７６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ７６→ＬＥＤ３→ダイオード７５ｃ及び７５ｄ→ダイオード７５ａ及び７５ｂ→インダクタ７６に電流ｉ１１３が流れる。この際、電流ｉ１１３に起因してダイオード７５ａ、７５ｂ、７５ｃ及び７５ｄが等しく導通（オン）した場合、ダイオード７５ｃのカソードとダイオード７５ｄのカソードが同電位となる。そのため、一次側にコンデンサ７３及び７４に充電経路が形成され、インダクタ７１に蓄えられていたエネルギーによって、インダクタ７１→コンデンサ７３→ダイオード７５ｃ→ダイオード７５ｄ→コンデンサ７４→直流電源Ｅ→インダクタ７１、あるいは、インダクタ７１→コンデンサ７３→ダイオード７５ａ→ダイオード７５ｂ→コンデンサ７４→直流電源Ｅ→インダクタ７１のように流れ得る。
【００３１】
その後、動作は図１２Ａに示す状態に続く。なお、コンデンサ７３及び７４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオフ期間が比較的短い場合には、図１２Ｄに示す状態は存在しない。この場合には、図１２Ｃに示す状態の直後に図１２Ａに示す状態が続くことになる。なお、インダクタ７１及び７６並びにコンデンサ７３及び７４の定数によっては、図１２Ｂの次に図１２Ｄの状態を経て図１２Ｃの状態が起こり、その後図１２Ａの状態に戻る場合もある。
【００３２】
以上のように、本参照例の電源装置７は、一次側（一次回路Ｐ及び結合回路Ｃ）と二次側（二次回路Ｓ）の整流接続構成としてダイオードブリッジ７５（全波整流回路Ｒ）を備える。これにより、図９Ａ及び図９Ｂに示す電源装置５と比較して、以下の有利な効果を得ることができる。
【００３３】
（１）低損失化
上記構成においては、ＬＥＤ電流とコンデンサ７３及び７４の充電電流が１つのダイオードに同時に加算的に流れることがない。言い換えると、ダイオードブリッジ７５の各ダイオードには定格ＬＥＤ電流を超える電流は流れない。したがって、電源装置７においては、従来の電源装置５と比べて、一次側と二次側の間の整流接続構成における電流負荷及びそれに起因する損失が小さく、回路効率を向上することができる。
【００３４】
（２）力率向上
また、電源装置７では、コンデンサ７３及び７４の充電電流ｉ１０４がＬＥＤ３を通過してその点灯に寄与する（図１２Ｃ参照）。言い換えると、電源装置７においては、ＬＥＤ３の点灯に寄与しない電流はスイッチングオン期間におけるインダクタ７１及びスイッチング素子７２に流れる電流ｉ１１１のみとなるので、従来の電源装置５に比べて無効電力が減少し、力率が向上する。
【００３５】
ここで、図１３に示す構成により、電源装置７を交流入力電源に対応させることができる。すなわち、一次回路Ｐの前段に、ダイオードブリッジＤＢ及び入力コンデンサ７０が接続される。これにより、交流電源ＡＣが全波整流され、一次回路Ｐに入力される。しかし、上述したように、一次回路Ｐの前段に接続されるダイオードブリッジＤＢと、全波整流回路Ｒを構成するダイオードブリッジ７５は同じ全波整流機能を有するため、重複的又は冗長的な構成がもたらされてしまう。そこで、更に部品点数を削減した簡素な回路構成が、以下の第１の実施形態として提供される。
【００３６】
＜第１の実施形態＞
図１に本発明の第１の実施形態による電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置４の回路構成図を示す。ＬＥＤ照明装置４は電源装置１及びＬＥＤ３（負荷Ｌ）を含む。商用電源等の交流電源ＡＣからの交流電圧がラインＬ１及びＬ２を介して電源装置１に入力され、電源装置１からの直流出力がＬＥＤ３に供給される。以降の説明において、ラインＬ１の電位がラインＬ２の電位よりも高い期間を正極性期間、ラインＬ１の電位がラインＬ２の電位よりも低い期間を負極性期間というものとする。
【００３７】
電源装置１は、入力コンデンサ１０、インダクタ１１、双方向スイッチング１２、コンデンサ１３及び１４、ダイオードブリッジ１５、インダクタ１６、出力コンデンサ１７並びに制御回路１８を含み、ＣＵＫ型コンバータに基づく非絶縁型の降圧コンバータを構成する。ここで、入力コンデンサ１０、インダクタ１１及び双方向スイッチ１２が一次回路Ｐを構成し、結合用のコンデンサ１３及び１４が結合回路Ｃを構成し、ダイオードブリッジ１５が全波整流回路Ｒを構成し、インダクタ１６及び出力コンデンサ１７が二次回路Ｓを構成する。なお、以降の説明において、ＬＥＤ３に流れる電流は定格ＬＥＤ電流を超えることがないように適宜設定及び制御されるものとする。また、交流電源ＡＣと一次回路Ｐの間には、必要に応じてノイズフィルタＮＦが接続される。
【００３８】
一次回路Ｐにおいて、インダクタ１１が交流電源ＡＣの一方のライン（本実施形態ではラインＬ１）に接続される。双方向スイッチ１２は、一方向に通電可能なスイッチング素子１２ａ及びダイオード１２ｂの直列回路と、上記一方向と逆方向に通電可能なスイッチング素子１２ｃ及びダイオード１２ｄの直列回路との並列回路を備える。すなわち、スイッチング素子１２ａ及びダイオード１２ｂの直列回路とスイッチング素子１２ｃ及びダイオード１２ｄの直列回路とが逆並列接続される。スイッチング素子１２ａ及び１２ｃは、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタからなるものであればよい。ダイオード１２ｂ及び１２ｄは、それぞれスイッチング素子１２ａ及び１２ｃに逆バイアスが印加されるのを防止する。
【００３９】
スイッチング素子１２ａの入力端子がインダクタ１１及びノイズフィルタＮＦを介してラインＬ１に接続され、出力端子がダイオード１２ｂのアノードに接続され、ダイオード１２ｂのカソードがノイズフィルタＮＦを介してラインＬ２に接続される。一方、スイッチング素子１２ｃの入力端子はノイズフィルタＮＦを介してラインＬ２に接続され、出力端子はダイオード１２ｄのアノードに接続され、ダイオード１２ｄのカソードはインダクタ１１及びノイズフィルタＮＦを介してラインＬ１に接続される。もちろん、スイッチング素子１２ａとダイオード１２ｂの接続順序及びスイッチング素子１２ｃとダイオード１２ｄの接続順序はそれぞれ逆であってもよい。
【００４０】
双方向スイッチ１２のスイッチング素子１２ａ及び１２ｃは制御回路１８によってそれぞれ駆動される。正極性期間においては、スイッチング素子１２ａが周波数ｆで駆動され、負極性期間においては、スイッチング素子１２ｃが周波数ｆで駆動される。周波数ｆは、交流電源の周波数よりも高い周波数、好ましくは、数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ（例えば、１００ｋＨｚ）であればよい。正極性期間においては、スイッチング素子１２ｃはオフ状態に維持されるが、スイッチング状態又はオン状態とされる場合でもダイオード１２ｄが非導通であることにより、スイッチング素子１２ｃは導通しない。同様に、負極性期間においては、スイッチング素子１２ａはオフ状態に維持されるが、スイッチング状態又はオン状態とされる場合でもダイオード１２ｂが非導通であることにより、スイッチング素子１２ａは導通しない。制御回路１８は、交流電源ＡＣの電圧（例えば、ゼロクロスのタイミング及び極性反転方向）を検出又は予測してスイッチング素子１２ａ及び１２ｃの動作切換を行うことができる。
【００４１】
スイッチング素子１２ａ及び１２ｃの駆動におけるオンデューティの制御によって電源装置１としての出力、すなわちＬＥＤ３に供給される電圧及び電流が決定される。このオンデューティは、交流電源ＡＣの半サイクルにわたって固定されていてもよいし、可変であってもよい。オンデューティ（又はオン幅）が可変である場合、パルス幅変調、パルス密度変調、周波数変調等の各制御方式が、電源装置１の用途、特性等に応じて適宜用いられるようにすればよい。
【００４２】
結合回路Ｃに関して、コンデンサ１３は双方向スイッチ１２の一端に接続され、コンデンサ１４は双方向スイッチ１２の他端に接続される。コンデンサ１３及び１４は、その直流カット機能によって出力側、すなわちＬＥＤ３等の地絡対策回路を構成する。例えば、電源装置１からＬＥＤ３への配線が偶発的に地絡（すなわち、交流電源ＡＣのラインＬ１又はＬ２と同電位）となってしまった場合でも、地絡箇所と交流電源ＡＣまでコンデンサ１３及び１４が介在することにより、電源装置１内での急峻な電圧又は電流の変動が抑制される。このように、コンデンサ１３及び１４が交流電源ＡＣからＬＥＤ３までの経路に挿入されることにより、地絡対策が施され、電源装置１及びＬＥＤ照明装置４の信頼性が向上する。
【００４３】
全波整流回路Ｒの構成は、図１１に示した参照例のものと同じである。すなわち、全波整流回路Ｒであるダイオードブリッジ１５の入力端子にコンデンサ１３及び１４がそれぞれ接続され、出力端子間にインダクタ１６とＬＥＤ３の直列回路が接続される。より具体的には、ダイオードブリッジ１５はダイオード１５ａ、１５ｂ、１５ｃ及び１５ｄからなり、ダイオード１５ａのアノード及びダイオード１５ｃのカソードがコンデンサ１３に接続され、ダイオード１５ｂのアノード及びダイオード１５ｄのカソードがコンデンサ１４に接続される。そして、ダイオード１５ａ及び１５ｂのカソードがインダクタ１６に接続され、ダイオード１５ｃ及び１５ｄのアノードがＬＥＤ３のカソード端に接続される。すなわち、全波整流回路Ｒは、結合回路Ｃの出力を全波整流する。
【００４４】
二次回路Ｓの構成は、図１１に示した参照例のものと同じである（ただし、回路定数は異なり得る）。すなわち、二次回路Ｓにおいて、インダクタ１６がダイオードブリッジ１５の出力端とＬＥＤ３の間に接続される。出力コンデンサ１７はＬＥＤ３に並列接続され、ＬＥＤ３への出力電圧及び出力電流におけるリップルを低減する。
【００４５】
図２Ａ〜図２Ｄ及び図３Ａ〜図３Ｄを用いて、電源装置１の動作の一例を説明する。上述したように、正極性期間ではスイッチング素子１２ａが高周波スイッチングされるとともにスイッチング素子１２ｃがオフされ、負極性期間ではスイッチング素子１２ｃが高周波スイッチングされるとともにスイッチング素子１２ａがオフされるものとする。図２Ａ〜図２Ｄは、正極性期間、すなわち、スイッチング素子１２ａが駆動される期間の電流を示す。図３Ａ〜図３Ｄは、負極性期間、すなわち、スイッチング素子１２ｃが駆動される期間の電流を示す。以降の説明において、ノイズフィルタＮＦを通過する電流の記述を省略する。また、図２Ａ〜図２Ｄ及び図３Ａ〜図３Ｄにおいては、オフ状態のスイッチング素子及びそれに直列接続されたダイオードの図示を省略する。
【００４６】
図２Ａに示すように、正極性期間のスイッチングオン期間において、一次側では、交流電源ＡＣ又は入力コンデンサ１０からの電流ｉ１ｐが、ラインＬ１→インダクタ１１→スイッチング素子１２ａ→ダイオード１２ｂ→ラインＬ２に流れ、インダクタ１１にエネルギーが蓄えられる。また、二次側では、コンデンサ１３及び１４の電荷（後述の図２Ｃのスイッチングオフ期間に充電されていた電荷）を電源として、コンデンサ１３→スイッチング素子１２ａ→ダイオード１２ｂ→コンデンサ１４→ダイオード１５ｂ→インダクタ１６→ＬＥＤ３→ダイオード１５ｃ→コンデンサ１３に電流ｉ２ｐが流れる。電流ｉ２ｐによってコンデンサ１３及び１４が放電される。
【００４７】
図２Ｂに示すように、スイッチングオン期間においてコンデンサ１３及び１４の電荷が尽きると、二次側では、インダクタ１６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ１６→ＬＥＤ３→ダイオード１５ｃ及び１５ｄ→ダイオード１５ａ及び１５ｂ→インダクタ１６に電流ｉ３が流れる。一次側の電流ｉ１ｐは維持される。なお、コンデンサ１３及び１４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオン期間が比較的短い場合には、図２Ｂに示す状態は存在しない。この場合には、図２Ａに示す状態の直後に図２Ｃに示す状態が続くことになる。
【００４８】
図２Ｃに示すように、スイッチングオフ期間において、交流電源ＡＣの電力又はインダクタ１１に蓄えられたエネルギーを電源として、電流ｉ４ｐが、ラインＬ１→インダクタ１１→コンデンサ１３→ダイオード１５ａ→インダクタ１６→ＬＥＤ３→ダイオード１５ｄ→コンデンサ１４→ラインＬ２に流れる。電流ｉ４ｐによってコンデンサ１３及び１４が充電される。
【００４９】
図２Ｄに示すように、スイッチングオフ期間においてコンデンサ１３及び１４の充電が終了すると、二次側において、インダクタ１６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ１６→ＬＥＤ３→ダイオード１５ｃ及び１５ｄ→ダイオード１５ａ及び１５ｂ→インダクタ１６に電流ｉ３が流れる。この際、電流ｉ３に起因してダイオード１５ａ、１５ｂ、１５ｃ及び１５ｄが等しく導通（オン）した場合、ダイオード１５ｃのカソードとダイオード１５ｄのカソードが同電位となる。そのため、一次側にコンデンサ１３及び１４に充電経路が形成され、インダクタ１１に蓄えられていたエネルギーによって、インダクタ１１→コンデンサ１３→ダイオード１５ｃ→ダイオード１５ｄ→コンデンサ１４、あるいは、インダクタ１１→コンデンサ１３→ダイオード１５ａ→ダイオード１５ｂ→コンデンサ１４のように流れ得る。スイッチングオフ期間において、入力コンデンサ１０が交流電源ＡＣによって充電される。
【００５０】
その後、動作は図２Ａに示す状態に戻る。なお、コンデンサ１３及び１４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオフ期間が比較的短い場合には、図２Ｄに示す状態は存在しない。この場合には、図２Ｃに示す状態の直後に図２Ａに示す状態が続くことになる。なお、インダクタ１１及び１６並びにコンデンサ１３及び１４の定数によっては、図２Ｂの次に図２Ｄの状態を経て図２Ｃの状態が起こり、その後図２Ａの状態に戻る場合もある。正極性期間の終了まで、上記図２Ａ〜図２Ｄ（又はその一部）の動作が繰り返される。ここで、コンデンサ１３及び１４を充放電する電流ｉ２ｐ及びｉ４ｐはいずれもＬＥＤ３を通過してその点灯に寄与するため、この充放電の電流は無効電流とならない。
【００５１】
図３Ａに示すように、負極性期間のスイッチングオン期間において、一次側では、交流電源ＡＣ又は入力コンデンサ１０からの電流ｉ１ｎが、ラインＬ２→スイッチング素子１２ｃ→ダイオード１２ｄ→インダクタ１１→ラインＬ１に流れ、インダクタ１１にエネルギーが蓄えられる。また、二次側では、コンデンサ１３及び１４の電荷（後述の図３Ｃのスイッチングオフ期間に充電されていた電荷）を電源として、コンデンサ１４→スイッチング素子１２ｃ→ダイオード１２ｄ→コンデンサ１３→ダイオード１５ａ→インダクタ１６→ＬＥＤ３→ダイオード１５ｄ→コンデンサ１４に電流ｉ２ｎが流れる。電流ｉ２ｎによってコンデンサ１３及び１４が放電される。なお、電流ｉ１ｐと電流ｉ１ｎの電流値は同じであり、電流ｉ２ｐと電流ｉ２ｎの電流値は同じである。
【００５２】
図３Ｂに示すように、スイッチングオン期間においてコンデンサ１３及び１４の電荷が尽きると、二次側では、インダクタ１６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ１６→ＬＥＤ３→ダイオード１５ｃ及び１５ｄ→ダイオード１５ａ及び１５ｂ→インダクタ１６に電流ｉ３が流れる。一次側の電流ｉ１ｎは維持される。なお、コンデンサ１３及び１４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオン期間が比較的短い場合には、図３Ｂに示す状態は存在しない。この場合には、図３Ａに示す状態の直後に図３Ｃに示す状態が続くことになる。
【００５３】
図３Ｃに示すように、スイッチングオフ期間において、交流電源ＡＣの電力及びインダクタ１１に蓄えられたエネルギーを電源として、電流ｉ４ｎが、ラインＬ２→コンデンサ１４→ダイオード１５ｂ→インダクタ１６→ＬＥＤ３→ダイオード１５ｃ→コンデンサ１３→インダクタ１１→ラインＬ１に流れる。電流ｉ４ｎによってコンデンサ１３及び１４が充電される。なお、電流ｉ４ｐと電流ｉ４ｎの電流値は同じである。
【００５４】
図３Ｄに示すように、スイッチングオフ期間においてコンデンサ１３及び１４の充電が終了すると、二次側において、インダクタ１６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ１６→ＬＥＤ３→ダイオード１５ｃ及び１５ｄ→ダイオード１５ａ及び１５ｂ→インダクタ１６に電流ｉ３が流れる。この際、電流ｉ３に起因してダイオード１５ａ、１５ｂ、１５ｃ及び１５ｄが等しく導通（オン）した場合、ダイオード１５ａのアノードとダイオード１５ｂのアノードが同電位となる。そのため、一次側にコンデンサ１３及び１４に充電経路が形成され、インダクタ１１に蓄えられていたエネルギーによって、コンデンサ１４→ダイオード１５ｂ→ダイオード１５ａ→コンデンサ１３→インダクタ１１、あるいは、コンデンサ１４→ダイオード１５ｄ→ダイオード１５ｃ→コンデンサ１３→インダクタ１１のように流れ得る。スイッチングオフ期間において、入力コンデンサ１０が交流電源ＡＣによって充電される。
【００５５】
その後、動作は図３Ａに示す状態に戻る。なお、コンデンサ１３及び１４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオフ期間が比較的短い場合には、図３Ｄに示す状態は存在しない。この場合には、図３Ｃに示す状態の直後に図３Ａに示す状態が続くことになる。なお、インダクタ１１及び１６並びにコンデンサ１３及び１４の定数によっては、図３Ｂの次に図３Ｄの状態を経て図３Ｃの状態が起こり、その後図３Ａの状態に戻る場合もある。負極性期間の終了まで、上記図３Ａ〜図３Ｄ（又はその一部）の動作が繰り返される。ここで、コンデンサ１３及び１４を充放電する電流ｉ２ｎ及びｉ４ｎはいずれもＬＥＤ３を通過してその点灯に寄与するため、この充放電の電流は無効電流とならない。
【００５６】
以上のように、ＣＵＫ型コンバータをベースとした本実施形態の電源装置１の一次回路Ｐにおいて、スイッチング素子として双方向スイッチ１２が用いられる。そして、正極性期間及び負極性期間の各々において双方向スイッチ１２がスイッチングされるように構成される。これにより、第１の参照例における（１）低損失化及び（２）力率向上の効果に加えて以下の有利な効果を得ることができる。
【００５７】
（３）部品点数削減による回路の簡素化
第１の参照例の電源装置７は、８個のダイオード（ダイオードブリッジＤＢ及び７５）及び１個のスイッチング素子７２の合計９個の半導体素子で構成される。一方、本実施形態の電源装置１は、６個のダイオード（ダイオード１２ｂ、１２ｄ及びダイオードブリッジ１５）並びに２個のスイッチング素子１２ａ及び１２ｃの合計８個の半導体素子で構成される。したがって、本実施形態の電源装置１においては、部品点数の削減による回路の簡素化が実現される。
【００５８】
（４）結合回路Ｃへの適用性確保
また、結合回路Ｃは、そのコンデンサ１３及び１４の充放電において極性を問わない構成である。したがって、双方向スイッチ１２を用いる構成によって、無極性の結合回路Ｃへの適用性を確保することができる。すなわち、双方向スイッチ１２を用いる構成は、無極性の結合回路Ｃに対して親和性が高い。
【００５９】
このように、本実施形態によると、ＣＵＫ型コンバータに基づく電源装置１において、結合用コンデンサによって地絡対策を施しつつも、一次側と二次側の整流接続構成の損失を低減し、無効電力を減少させて力率を改善することが可能となる。その上で、交流入力電源用の簡素な回路構成を提供することが可能となる。また、このような電源装置１を用いた低損失、高力率、簡素な構成のＬＥＤ照明装置４が実現される。
【００６０】
＜比較対象となる回路（ＺＥＴＡ型）＞
本発明の第２の実施形態による電源装置を説明する前に、比較のために、ＺＥＴＡ型コンバータに基づく従来の電源装置、及び第２の参照例の電源装置を説明する。
【００６１】
図１０Ａ及び図１０Ｂに従来のＺＡＴＡ型コンバータに基づく電源装置６を示す。図１０Ａ及び図１０Ｂに示すように、電源装置６は、インダクタ６１、スイッチング素子６２、コンデンサ６３及び６４、ダイオード６５、インダクタ６６、出力コンデンサ６７並びに制御回路６８を有する。図１０Ａはスイッチング素子６２がオンされたスイッチングオン期間の電流を示し、図１０Ｂはスイッチング素子６２がオフされたスイッチングオフ期間の電流を示す。
【００６２】
図１０Ａに示すように、スイッチングオン期間では、直流電源Ｅからの電流ｉ１０５が、直流電源Ｅ→スイッチング素子６２→インダクタ６１→直流電源Ｅに流れ、インダクタ６１にエネルギーが蓄えられる。また、電流ｉ１０６が、直流電源Ｅ→スイッチング素子６２→コンデンサ６３→インダクタ６６→ＬＥＤ３→コンデンサ６４→直流電源Ｅに流れる。電流ｉ１０６によってコンデンサ６３及び６４が放電される。
【００６３】
図１０Ｂに示すように、スイッチングオフ期間においては、インダクタ６１に蓄えられたエネルギーを電源として、電流ｉ１０７がインダクタ６１→コンデンサ６４→ダイオード６５→コンデンサ６３→インダクタ６１に流れる。電流ｉ１０７によってコンデンサ６３及び６４が充電される。また、スイッチングオン期間にインダクタ６６に蓄えられたエネルギーを電源として、電流ｉ１０８がインダクタ６６→ＬＥＤ３→ダイオード６５→インダクタ６６に流れる。
【００６４】
ここで、電源装置６の構成には、前述したいくつかの問題点がある。スイッチングオフ期間において、ダイオード６５に、コンデンサ６３及び６４の充電電流ｉ１０７及びＬＥＤ３の電流ｉ１０８が同時に加算的に流れる。したがって、ダイオード６５に定格ＬＥＤ電流を超える電流が流れることにより電流負荷が大きくなり、損失も大きくなる。また、コンデンサ６３及び６４を充電するための電流（電流ｉ１０５及びｉ１０７）は、ＬＥＤ３を経由することはないため、無効電力を発生させ、電源装置６の力率を低下させてしまう。
【００６５】
図１４に、上記の問題を解決する第２の参照例の電源装置８を示す。電源装置８は、インダクタ８１、スイッチング素子８２、コンデンサ８３及び８４、ダイオードブリッジ８５、インダクタ８６、出力コンデンサ８７並びに制御回路８８を含み、ＺＥＴＡ型コンバータに基づく非絶縁型の昇降圧コンバータを構成する。なお、インダクタ８１及びスイッチング素子８２が一次回路Ｐを構成し、結合用のコンデンサ８３及び８４が結合回路Ｃを構成し、ダイオードブリッジ８５が全波整流回路Ｒを構成し、インダクタ８６及び出力コンデンサ８７が二次回路Ｓを構成する。
【００６６】
一次回路Ｐにおいて、インダクタ８１は、直流電源Ｅにスイッチング素子８２を介して並列接続される。スイッチング素子２２はＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタからなり、その入力端子（ドレイン端子）が直流電源Ｅの正極に接続され、出力端子（ソース端子）がインダクタ８１を介して直流電源Ｅの負極に接続され、制御回路８８によって駆動される。
【００６７】
結合回路Ｃに関して、コンデンサ８３はインダクタ８１の一方の端子に接続され、コンデンサ８４はインダクタ８１の他方の端子に接続される。第１の参照例と同様に、コンデンサ８３及び８４は、その直流カット機能によって出力側、すなわちＬＥＤ３等の地絡対策回路を構成する。
【００６８】
ダイオードブリッジ８５よりも後段の二次側の構成は第１の参照例及び第１の実施形態の構成と同様である。すなわち、ダイオードブリッジ８５の入力端子がコンデンサ８３及び８４にそれぞれ接続されるとともに出力端子間にインダクタ８６とＬＥＤ３の直列回路が接続され、出力コンデンサ８７がＬＥＤ３に並列接続される。
【００６９】
図１５Ａ〜図１５Ｄを用いて、電源装置８の動作を説明する。図１５Ａ及び図１５Ｂはスイッチング素子８２がオンされたスイッチングオン期間の電流を示し、図１５Ｃ及び図１５Ｄはスイッチング素子８２がオフされたスイッチングオフ期間の電流を示す。
【００７０】
図１５Ａに示すように、スイッチングオン期間において、一次側では、直流電源Ｅからの電流ｉ１１５が、直流電源Ｅ→スイッチング素子８２→インダクタ８１→直流電源Ｅに流れ、インダクタ８１にエネルギーが蓄えられる。また、二次側に関して、直流電源Ｅ並びにコンデンサ８３及び８４の電荷（前回のスイッチングオフ期間に充電されていた電荷）を電源として、直流電源Ｅ→スイッチング素子８２→コンデンサ８３→ダイオード８５ａ→インダクタ８６→ＬＥＤ３→ダイオード８５ｄ→コンデンサ８４→直流電源Ｅに電流ｉ１１６が流れる。電流ｉ１１６によってコンデンサ８３及び８４が放電される。
【００７１】
図１５Ｂに示すように、スイッチングオン期間においてコンデンサ８３及び８４の電荷が尽きると、二次側では、インダクタ８６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ８６→ＬＥＤ３→ダイオード８５ｃ及び８５ｄ→ダイオード８５ａ及び８５ｂ→インダクタ８６に電流ｉ１１７が流れる。一次側の電流ｉ１１５は維持される。なお、コンデンサ８３及び８４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオン期間が比較的短い場合には、図１５Ｂに示す状態は存在しない。この場合には、図１５Ａに示す状態の直後に図１５Ｃに示す状態が続くことになる。
【００７２】
図１５Ｃに示すように、スイッチングオフ期間において、インダクタ８１（及び８６）に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ８１→コンデンサ８４→ダイオード８５ｂ→インダクタ８６→ＬＥＤ３→ダイオード８５ｃ→コンデンサ８３→インダクタ８１に電流ｉ１１８が流れる。電流ｉ１１８によってコンデンサ８３及び８４が充電される。
【００７３】
図１５Ｄに示すように、スイッチングオフ期間においてコンデンサ８３及び８４の充電が終了すると、一次側に電流は流れず、二次側において、インダクタ８６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ８６→ＬＥＤ３→ダイオード８５ｃ及び８５ｄ→ダイオード８５ａ及び８５ｂ→インダクタ８６に電流ｉ１１７が流れる。この際、電流ｉ１１７に起因してダイオード８５ａ、８５ｂ、８５ｃ及び８５ｄが等しく導通（オン）した場合、ダイオード８５ｃのカソードとダイオード８５ｄのカソードが同電位となる。そのため、一次側にコンデンサ８３及び８４に充電経路が形成され、インダクタ８１に蓄えられていたエネルギーによって、インダクタ８１→コンデンサ８３→ダイオード８５ｃ→ダイオード８５ｄ→コンデンサ８４→インダクタ８１、あるいは、インダクタ８１→コンデンサ８３→ダイオード８５ａ→ダイオード８５ｂ→コンデンサ８４→インダクタ８１のように流れ得る。
【００７４】
その後、動作は図１５Ａに示す状態に続く。なお、コンデンサ８３及び８４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオフ期間が比較的短い場合には、図１５Ｄに示す状態は存在しない。この場合には、図１５Ｃに示す状態の直後に図１５Ａに示す状態が続くことになる。
【００７５】
以上のように、本実施形態の電源装置８は、一次側（一次回路Ｐ及び結合回路Ｃ）と二次側（二次回路Ｓ）の整流接続構成としてダイオードブリッジ８５（全波整流回路Ｒ）を備える。これにより、第１の参照例及び第１の実施形態に関して説明した（１）低損失化の有利な効果が得られる。すなわち、１つのダイオードにＬＥＤ電流及びコンデンサ８３及び８４の充電電流が同時に加算的に流れることがなく、ダイオードブリッジ８５の各ダイオードには定格ＬＥＤ電流を超える電流は流れない。したがって、電源装置８においては、従来の電源装置６と比べて、一次側と二次側を接続する整流構成における電流負荷及びそれに起因する損失が小さく、回路効率を向上することができる。
【００７６】
また、第１の参照例及び第１の実施形態に関して説明した（２）力率向上の有利な効果も得られる。すなわち、コンデンサ８３及び８４の充電電流ｉ１１８がＬＥＤ３を通過してその点灯に寄与する（図１５Ｃ参照）。言い換えると、電源装置８においては、ＬＥＤ３の点灯に寄与しない電流はスイッチングオン期間におけるスイッチング素子８２及びインダクタ８１に流れる電流ｉ１１５のみとなるので、従来の電源装置６に比べて無効電力が減少し、力率が向上する。
【００７７】
ここで、図１６に示す構成により、電源装置８を交流入力電源に対応させることができる。すなわち、一次回路Ｐの前段に、ダイオードブリッジＤＢ及び入力コンデンサ８０が接続される。これにより、交流電源ＡＣが全波整流され、一次回路Ｐに入力される。しかし、上述したように、一次回路Ｐの前段に接続されるダイオードブリッジＤＢと、全波整流回路Ｒを構成するダイオードブリッジ８５は同じ全波整流機能を有するため、重複的又は冗長的な構成がもたらされてしまう。そこで、更に部品点数を削減した簡素な回路構成が、以下の第２の実施形態として提供される。
【００７８】
＜第２の実施形態＞
図４に本発明の第２の実施形態による電源装置２及びそれを用いたＬＥＤ照明装置４の回路構成図を示す。ＬＥＤ照明装置４は電源装置２及びＬＥＤ３（負荷Ｌ）を含む。商用電源等の交流電源ＡＣからの交流電圧がラインＬ１及びＬ２を介して電源装置２に入力され、電源装置２からの直流出力がＬＥＤ３に供給される。なお、正極性期間及び負極性期間の定義は第１の実施形態におけるものと同様である。
【００７９】
電源装置２は、入力コンデンサ２０、インダクタ２１、双方向スイッチ２２、コンデンサ２３及び２４、ダイオードブリッジ２５、インダクタ２６、出力コンデンサ２７並びに制御回路２８を含み、ＺＥＴＡ型コンバータに基づく非絶縁型の降圧コンバータを構成する。ここで、入力コンデンサ２０、インダクタ２１及び双方向スイッチ２２が一次回路Ｐを構成し、結合用のコンデンサ２３及び２４が結合回路Ｃを構成し、ダイオードブリッジ２５が全波整流回路Ｒを構成し、インダクタ２６及び出力コンデンサ２７が二次回路Ｓを構成する。なお、以降の説明において、ＬＥＤ３に流れる電流は定格ＬＥＤ電流を超えることがないように適宜設定及び制御されるものとする。また、交流電源ＡＣと一次回路Ｐの間には、必要に応じてノイズフィルタＮＦが接続される。
【００８０】
一次回路Ｐにおいて、インダクタ２１の一端が双方向スイッチ２２及びノイズフィルタＮＦを介してラインＬ１に接続され、インダクタ２１の他端がノイズフィルタＮＦを介してラインＬ２に接続される。双方向スイッチ２２は、一方向に通電可能なスイッチング素子２２ａ及びダイオード２２ｂの直列回路と、上記一方向とは逆方向に通電可能なスイッチング素子２２ｃ及びダイオード２２ｄの直列回路との並列回路を備える。すなわち、スイッチング素子２２ａ及びダイオード２２ｂの直列回路とスイッチング素子２２ｃ及びダイオード２２ｄの直列回路とが逆並列接続される。スイッチング素子２２ａ及び２２ｃは、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタからなるものであればよい。ダイオード２２ｂ及び２２ｄは、それぞれスイッチング素子２２ａ及び２２ｃに逆バイアスが印加されるのを防止する。
【００８１】
スイッチング素子２２ａの入力端子がダイオード２２ｂのカソードに接続され、ダイオード２２ｂのアノードがノイズフィルタＮＦを介してラインＬ１に接続され、スイッチング素子２２ａの出力端子がインダクタ２１及びノイズフィルタＮＦを介してラインＬ２に接続される。一方、スイッチング素子２２ｃの入力端子がインダクタ２１及びノイズフィルタＮＦを介してラインＬ２に接続され、スイッチング素子２２ｃの出力端子がダイオード２２ｄのアノードに接続され、ダイオード２２ｄのカソードがノイズフィルタＮＦを介してラインＬ１に接続される。もちろん、スイッチング素子２２ａとダイオード２２ｂの接続順序及びスイッチング素子２２ｃとダイオード２２ｄの接続順序はそれぞれ逆であってもよい。
【００８２】
双方向スイッチ２２のスイッチング素子２２ａ及び２２ｃは制御回路２８によってそれぞれ駆動される。正極性期間においては、スイッチング素子２２ａが周波数ｆで駆動され、スイッチング素子２２ｃはオフ状態に維持される。負極性期間においては、スイッチング素子２２ｃが周波数ｆで駆動され、スイッチング素子２２ａはオフ状態に維持される。周波数ｆは、交流電源の周波数よりも高い周波数、好ましくは、数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ（例えば、１００ｋＨｚ）であればよい。制御回路２８は、交流電源ＡＣの電圧（例えば、ゼロクロスのタイミング及び極性反転方向）を検出又は予測してスイッチング素子２２ａ及び２２ｃの動作切換を行うことができる。
【００８３】
スイッチング素子２２ａ及び２２ｃの駆動におけるオンデューティの制御によって電源装置２としての出力、すなわちＬＥＤ３に供給される電圧及び電流が決定される。このオンデューティは、交流電源ＡＣの半サイクルにわたって固定されていてもよいし、可変であってもよい。オンデューティ（又はオン幅）が可変である場合、パルス幅変調、パルス密度変調、周波数変調等の各制御方式が、電源装置２の用途、特性等に応じて適宜用いられるようにすればよい。
【００８４】
結合回路Ｃに関して、コンデンサ２３はインダクタ２１の一端に接続され、コンデンサ２４はインダクタ２１の他端に接続される。第１の実施形態のコンデンサ１３及び１４と同様に、コンデンサ２３及び２４は、その直流カット機能によって出力側、すなわちＬＥＤ３等の地絡対策回路を構成する。
【００８５】
ダイオードブリッジ２５よりも後段の二次側の構成は、第１の実施形態の構成と同様である。すなわち、ダイオードブリッジ２５の入力端子がコンデンサ２３及び２４にそれぞれ接続されるとともに出力端子間にインダクタ２６とＬＥＤ３の直列回路が接続され、出力コンデンサ２７がＬＥＤ３に並列接続される。このように、本実施形態においても、全波整流回路Ｒは、結合回路Ｃの出力を全波整流する。
【００８６】
図５Ａ〜図５Ｄ及び図６Ａ〜図６Ｄを用いて、電源装置２の動作の一例を説明する。上述したように、正極性期間ではスイッチング素子２２ａが高周波スイッチングされるとともにスイッチング素子２２ｃがオフされ、負極性期間ではスイッチング素子２２ｃが高周波スイッチングされるとともにスイッチング素子２２ａがオフされるものとする。図５Ａ〜図５Ｄは、正極性期間、すなわち、スイッチング素子２２ａが駆動される期間の電流を示す。図６Ａ〜図６Ｄは、負極性期間、すなわち、スイッチング素子２２ｃが駆動される期間の電流を示す。以降の説明において、ノイズフィルタＮＦを通過する電流の記述を省略する。また、図５Ａ〜図５Ｄ及び図６Ａ〜図６Ｄにおいては、オフ状態のスイッチング素子及びそれに直列接続されたダイオードの図示を省略する。
【００８７】
図５Ａに示すように、正極性期間のスイッチングオン期間において、一次側では、交流電源ＡＣ又は入力コンデンサ１０からの電流ｉ５ｐが、ラインＬ１→ダイオード２２ｂ→スイッチング素子２２ａ→インダクタ２１→ラインＬ２に流れ、インダクタ２１にエネルギーが蓄えられる。また、二次側に関して、交流電源ＡＣ並びにコンデンサ２３及び２４の電荷（後述の図５Ｃのスイッチングオフ期間に充電されていた電荷）を電源として、ラインＬ１→ダイオード２２ｂ→スイッチング素子２２ａ→コンデンサ２３→ダイオード２５ａ→インダクタ２６→ＬＥＤ３→ダイオード２５ｄ→コンデンサ２４→ラインＬ２に電流ｉ６ｐが流れる。電流ｉ６ｐによってコンデンサ２３及び２４が放電される。
【００８８】
図５Ｂに示すように、スイッチングオン期間においてコンデンサ２３及び２４の電荷が尽きると、二次側では、インダクタ２６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ２６→ＬＥＤ３→ダイオード２５ｃ及び２５ｄ→ダイオード２５ａ及び２５ｂ→インダクタ２６に電流ｉ７が流れる。一次側の電流ｉ５ｐは維持される。なお、コンデンサ２３及び２４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオン期間が比較的短い場合には、図５Ｂに示す状態は存在しない。この場合には、図５Ａに示す状態の直後に図５Ｃに示す状態が続くことになる。
【００８９】
図５Ｃに示すように、スイッチングオフ期間において、インダクタ２１（及び２６）に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ２１→コンデンサ２４→ダイオード２５ｂ→インダクタ２６→ＬＥＤ３→ダイオード２５ｃ→コンデンサ２３→インダクタ２１に電流ｉ８ｐが流れる。電流ｉ８ｐによってコンデンサ２３及び２４が充電される。
【００９０】
図５Ｄに示すように、スイッチングオフ期間においてコンデンサ２３及び２４の充電が終了すると、一次側に電流は流れず、二次側において、インダクタ２６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ２６→ＬＥＤ３→ダイオード２５ｃ及び２５ｄ→ダイオード２５ａ及び２５ｂ→インダクタ２６に電流ｉ７が流れる。スイッチングオフ期間において、入力コンデンサ２０が交流電源ＡＣによって充電される。この際、電流ｉ７に起因してダイオード２５ａ、２５ｂ、２５ｃ及び２５ｄが等しく導通（オン）した場合、ダイオード２５ｃのカソードとダイオード２５ｄのカソードが同電位となる。そのため、一次側にコンデンサ２３及び２４に充電経路が形成され、インダクタ２１に蓄えられていたエネルギーによって、インダクタ２１→コンデンサ２３→ダイオード２５ｃ→ダイオード２５ｄ→コンデンサ２４→インダクタ２１、あるいは、インダクタ２１→コンデンサ２３→ダイオード２５ａ→ダイオード２５ｂ→コンデンサ２４→インダクタ２１のように流れ得る。
【００９１】
その後、動作は図５Ａに示す状態に戻る。なお、コンデンサ２３及び２４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオフ期間が比較的短い場合には、図５Ｄに示す状態は存在しない。この場合には、図５Ｃに示す状態の直後に図５Ａに示す状態が続くことになる。負極性期間の終了まで、上記図５Ａ〜図５Ｄ（又はその一部）の動作が繰り返される。ここで、コンデンサ２３及び２４を充放電する電流ｉ７ｐ及びｉ９ｐはいずれもＬＥＤ３を通過してその点灯に寄与するため、この充放電の電流は無効電流とならない。
【００９２】
図６Ａに示すように、負極性期間のスイッチングオン期間において、一次側では、交流電源ＡＣ又は入力コンデンサ２０からの電流ｉ５ｎが、ラインＬ２→インダクタ２１→スイッチング素子２２ｃ→ダイオード２２ｄ→ラインＬ１に流れ、インダクタ２１にエネルギーが蓄えられる。また、二次側に関して、交流電源ＡＣ並びにコンデンサ２３及び２４の電荷（後述の図６Ｃのスイッチングオフ期間に充電されていた電荷）を電源として、ラインＬ２→コンデンサ２４→ダイオード２５ｂ→インダクタ２６→ＬＥＤ３→ダイオード２５ｃ→コンデンサ２３→スイッチング素子２２ｃ→ダイオード２２ｄ→ラインＬ１に電流ｉ６ｎが流れる。電流ｉ６ｎによってコンデンサ２３及び２４が放電される。なお、電流ｉ５ｐと電流ｉ５ｎの電流値は同じであり、電流ｉ６ｐと電流ｉ６ｎの電流値は同じである。
【００９３】
図６Ｂに示すように、スイッチングオン期間においてコンデンサ２３及び２４の電荷が尽きると、二次側では、インダクタ２６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ２６→ＬＥＤ３→ダイオード２５ｃ及び２５ｄ→ダイオード２５ａ及び２５ｂ→インダクタ２６に電流ｉ７が流れる。一次側の電流ｉ５ｎは維持される。なお、コンデンサ２３及び２４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオン期間が比較的短い場合には、図６Ｂに示す状態は存在しない。この場合には、図６Ａに示す状態の直後に図６Ｃに示す状態が続くことになる。
【００９４】
図６Ｃに示すように、スイッチングオフ期間において、インダクタ２１（及び２６）に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ２１→コンデンサ２３→ダイオード２５ａ→インダクタ２６→ＬＥＤ３→ダイオード２５ｄ→コンデンサ２４→インダクタ２１に電流ｉ８ｎが流れる。電流ｉ８ｎによってコンデンサ２３及び２４が充電される。なお、電流ｉ８ｐと電流ｉ８ｎの電流値は同じである。
【００９５】
図６Ｄに示すように、スイッチングオフ期間においてコンデンサ２３及び２４の充電が終了すると、一次側に電流は流れず、二次側において、インダクタ２６に蓄えられたエネルギーを電源として、インダクタ２６→ＬＥＤ３→ダイオード２５ｃ及び２５ｄ→ダイオード２５ａ及び２５ｂ→インダクタ２６に電流ｉ７が流れる。スイッチングオフ期間において、入力コンデンサ２０が交流電源ＡＣによって充電される。この際、電流ｉ７に起因してダイオード２５ａ、２５ｂ、２５ｃ及び２５ｄが等しく導通（オン）した場合、ダイオード２５ａのアノードとダイオード２５ｂのアノードが同電位となる。そのため、一次側にコンデンサ２３及び２４に充電経路が形成され、インダクタ２１に蓄えられていたエネルギーによって、インダクタ２１→コンデンサ２３→ダイオード２５ａ→ダイオード２５ｂ→コンデンサ２４→インダクタ２１、あるいは、インダクタ２１→コンデンサ２３→ダイオード２５ｃ→ダイオード２５ｄ→コンデンサ２４→インダクタ２１のように流れ得る。
【００９６】
その後、動作は図６Ａに示す状態に戻る。なお、コンデンサ２３及び２４の容量が比較的大きい場合、又はスイッチングオフ期間が比較的短い場合には、図６Ｄに示す状態は存在しない。この場合には、図６Ｃに示す状態の直後に図６Ａに示す状態が続くことになる。負極性期間の終了まで、上記図６Ａ〜図６Ｄ（又はその一部）の動作が繰り返される。ここで、コンデンサ２３及び２４を充放電する電流ｉ７ｎ及びｉ９ｎはいずれもＬＥＤ３を通過してその点灯に寄与するため、この充放電の電流は無効電流とならない。
【００９７】
以上のように、ＺＥＴＡ型コンバータをベースとした本実施形態の電源装置２の一次回路Ｐにおいて、スイッチング素子として双方向スイッチ２２が用いられる。そして、正極性期間及び負極性期間の各々において双方向スイッチ２２がスイッチングされるように構成される。これにより、第２の参照例における（１）低損失化及び（２）力率向上の効果に加えて以下の有利な効果を得ることができる。
【００９８】
（３）部品点数削減による簡素化
第２の参照例の電源装置８は、８個のダイオード（ダイオードブリッジＤＢ及び８５）及び１個のスイッチング素子８２の合計９個の半導体素子で構成される。一方、本実施形態の電源装置２は、６個のダイオード（ダイオード２２ｂ、２２ｄ及びダイオードブリッジ２５）並びに２個のスイッチング素子２２ａ及び２２ｃの合計８個の半導体素子で構成される。したがって、本実施形態の電源装置２においては、部品点数の削減による回路の簡素化が実現される。
【００９９】
（４）結合回路Ｃへの適用性確保
また、結合回路Ｃは、そのコンデンサ２３及び２４の充放電において極性を問わない構成である。したがって、双方向スイッチ２２を用いる構成によって、無極性の結合回路Ｃへの適用性を確保することができる。すなわち、双方向スイッチ２２を用いる構成は、無極性の結合回路Ｃに対して有用である。
【０１００】
このように、本実施形態によると、ＺＥＴＡ型コンバータに基づく電源装置２において、結合用コンデンサによって地絡対策を施しつつも、一次側と二次側の整流接続構成の損失を低減し、無効電力を減少させて力率を改善することが可能となる。その上で、交流入力電源用の簡素な回路構成を提供することが可能となる。また、このような電源装置２を用いた低損失、高力率、簡素な構成のＬＥＤ照明装置４が実現される。
【０１０１】
＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態及びその変形例を示したが、本発明は、以下のように種々の態様に変形可能である。
【０１０２】
（１）ＬＣ段の増設
上記第１の実施形態においては、一段の入力コンデンサ１０及びインダクタ１１が設けられる構成を示したが、図７（ａ）に示すように、入力コンデンサ１０−１〜１０−ｎ及びインダクタ１１−１〜１１−ｎが多段に接続される構成としてもよい（２≦ｎ）。同様に、上記各実施形態においては、一段のインダクタ１６（２６）及び出力コンデンサ１７（２７）が設けられる構成を示したが、図７（ｂ）に示すように、インダクタ１６−１〜１６−ｍ（２６−１〜２６−ｍ）及び出力コンデンサ１７−１〜１７−ｍ（２７−１〜２７−ｍ）が多段に接続される構成としてもよい（２≦ｍ）。
【０１０３】
（２）双方向スイッチの変形
上記各実施形態においては、双方向スイッチ１２（２２）を２つのＮ型トランジスタで構成したが、双方向スイッチ１２（２２）がＮ型トランジスタとＰ型トランジスタの相補接続を含むように構成してもよい。例えば、スイッチング素子１２ａ（２２ａ）がＮ型トランジスタからなり、スイッチング素子１２ｃ（２２ｃ）がＰ型トランジスタからなり、双方向スイッチ１２（２２）の一端において、スイッチング素子１２ａ（２２ａ）及び１２ｃ（２２ｃ）の出力端子同士が接続される構成としてもよい。より具体的には、図８に示すように、スイッチング素子１２ａ（２２ａ）がＮ型ＭＯＳＦＥＴからなり、スイッチング素子１２ｃ（２２ｃ）がＰ型ＭＯＳＦＥＴからなる場合、スイッチング素子１２ａ（２２ａ）及び１２ｃ（２２ｃ）のソース端子同士が接続されるようにすればよい。この場合、例えば、スイッチング素子１２ａ（２２ａ）及び１２ｃ（２２ｃ）のゲート端子に制御回路１８（２８）から共通のゲート信号が入力される構成とすることができる。
【０１０４】
（３）負荷Ｌの変形
上記各実施形態においては、電源装置１及び２の負荷ＬとしてＬＥＤ３を示したが、負荷ＬはＬＥＤ以外のインピーダンス素子又は回路であってもよい。例えば、負荷Ｌは抵抗負荷であってもよいし、電源装置１又は２からの直流出力を利用して負荷を駆動する別途の回路であってもよい。
【０１０５】
（４）昇圧コンバータへの展開
上記各実施形態では、交流電源ＡＣが商用電源（１００ＶＡＣ、２００ＶＡＣ、２４０ＶＡＣ等）であり、負荷ＬがＬＥＤ３（例えば、順方向電圧Ｖｆが数１０Ｖ）であり、電源装置１及び２が降圧コンバータである構成が想定されている。一方、負荷Ｌの電圧が交流電源ＡＣのピーク値よりも高い場合（例えば、非常に多数のＬＥＤが直列接続される場合、動作電圧の高い他の負荷が接続される場合等）には、昇圧比に応じて各回路定数を設定することにより、電源装置１及び２を昇圧コンバータとして構成することができる。
【０１０６】
（５）全波整流回路Ｒの変形
上記各実施形態においては、全波整流回路Ｒがダイオードブリッジ１５又は２５からなる構成を示したが、上述のように電源装置１及び２を昇圧コンバータとして構成する場合等には、全波整流回路Ｒは各種のｎ倍電圧回路で構成されていてもよい。
【符号の説明】
【０１０７】
１、２  電源装置
３  ＬＥＤ
４  ＬＥＤ照明装置
１０、２０  入力コンデンサ
１１、２１  インダクタ（第１のインダクタ）
１２、２２  双方向スイッチ
１２ａ、２２ａ  スイッチング素子（第１のスイッチング素子）
１２ｂ、２２ｂ  ダイオード（第１のダイオード）
１２ｃ、２２ｃ  スイッチング素子（第２のスイッチング素子）
１２ｄ、２２ｄ  ダイオード（第２のダイオード）
１３、２３  コンデンサ（第１のコンデンサ）
１４、２４  コンデンサ（第２のコンデンサ）
１５、２５  ダイオードブリッジ
１６、２６  インダクタ（第２のインダクタ）
１７、２７  出力コンデンサ（第３のコンデンサ）
Ｐ  一次回路
Ｃ  結合回路
Ｒ  全波整流回路
Ｓ  二次回路
Ｌ  負荷
【図１】
2016127705.tif 000003
【図２Ａ】
2016127705.tif 000004
【図２Ｂ】
2016127705.tif 000005
【図２Ｃ】
2016127705.tif 000006
【図２Ｄ】
2016127705.tif 000007
【図３Ａ】
2016127705.tif 000008
【図３Ｂ】
2016127705.tif 000009
【図３Ｃ】
2016127705.tif 000010
【図３Ｄ】
2016127705.tif 000011
【図４】
2016127705.tif 000012
【図５Ａ】
2016127705.tif 000013
【図５Ｂ】
2016127705.tif 000014
【図５Ｃ】
2016127705.tif 000015
【図５Ｄ】
2016127705.tif 000016
【図６Ａ】
2016127705.tif 000017
【図６Ｂ】
2016127705.tif 000018
【図６Ｃ】
2016127705.tif 000019
【図６Ｄ】
2016127705.tif 000020
【図７】
2016127705.tif 000021
【図８】
2016127705.tif 000022
【図９Ａ】
2016127705.tif 000023
【図９Ｂ】
2016127705.tif 000024
【図１０Ａ】
2016127705.tif 000025
【図１０Ｂ】
2016127705.tif 000026
【図１１】
2016127705.tif 000027
【図１２Ａ】
2016127705.tif 000028
【図１２Ｂ】
2016127705.tif 000029
【図１２Ｃ】
2016127705.tif 000030
【図１２Ｄ】
2016127705.tif 000031
【図１３】
2016127705.tif 000032
【図１４】
2016127705.tif 000033
【図１５Ａ】
2016127705.tif 000034
【図１５Ｂ】
2016127705.tif 000035
【図１５Ｃ】
2016127705.tif 000036
【図１５Ｄ】
2016127705.tif 000037
【図１６】
2016127705.tif 000038