(57)【要約】【課題】電力用半導体素子により電動機を駆動する装置で、コンピュータの処理負担を軽減し、演算に必要な回路規模を極力削減しながら、電力用半導体素子の温度変化に追従して損失電力を常に高い精度で演算すること。【解決手段】IGBT25ａに流すパルス幅変調された電流値の振幅幅に対応した、変調率及び力率に依存した損失電力、及び非依存の損失電力を夫々テーブル化して記憶したフラッシュROM22ｊと、IGBT25ａによるモータ17の駆動電流に基づいてフラッシュROM22ｊを参照し、対応する２つの損失電力を抽出し、IGBT25ａによるモータ17への駆動電力から変調率及び力率とを算出し、損失電力と変調率及び力率を用いてIGBT25ａによるモータ17駆動時の損失電力を算出し、算出した損失電力によりIGBT25ａの温度上昇度を取得するＣＰＵ22を備える。【選択図】図１
2016158476.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力用半導体素子により電動機を駆動する電力用半導体素子制御装置であって、
前記電力用半導体素子による前記電動機への駆動電力から変調率及び力率を算出する第１の演算部と、
前記電力用半導体素子に流すパルス幅変調された電流値の振幅幅に対応した、前記変調率及び力率に依存した損失電力、及び非依存の損失電力をそれぞれテーブル化して記憶した記憶部と、
前記電力用半導体素子による前記電動機の駆動電流に基づいて前記記憶部を参照し、対応する前記変調率及び力率に依存した損失電力、及び非依存の損失電力をそれぞれ抽出する抽出部と、
前記抽出部で抽出した２つの損失電力と前記第１の演算部で算出した変調率及び力率を用いて前記電力用半導体素子による前記電動機の駆動時の損失電力を算出する第２の演算部と、
前記第２の演算部で算出した損失電力により前記電力用半導体素子の温度上昇度を取得する取得手段と、
を備える電力用半導体素子制御装置。
【請求項２】
前記記憶部が記憶した、前記変調率及び力率に依存した損失電力のテーブル、及び非依存の損失電力のテーブルの少なくとも一方は、電流値の振幅幅に対応した損失電力を一次元配列したものである請求項１記載の電力用半導体素子制御装置。
【請求項３】
前記記憶部が記憶した、変調率及び力率に非依存のテーブルは、前記電力用半導体素子のスイッチング損失を含んだ損失電力を記憶する請求項１または２記載の電力用半導体素子制御装置。
【請求項４】
前記記憶部が記憶した、前記変調率及び力率に依存した損失電力のテーブル、及び非依存の損失電力のテーブルの少なくとも一方は、前記電力用半導体素子の離散した複数点の特性実測値に対し、隣り合う２点間をそれぞれ線分で補間して全体特性を近似した結果から作成したものである請求項１乃至３いずれか記載の電力用半導体素子制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、例えば電動車両などに好適な電力用半導体素子制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、複数の電力用半導体素子を並列接続して使用する場合において、特定の半導体素子に偏った発熱が生じ難く、電流アンバランスに起因する電力損失の増大を抑制することを目的として、各半導体素子への駆動信号を異ならせてオンオフするタイミングを制御するようにした技術が提案されている。（例えば、特許文献１）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−０１７７２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前記特許文献に記載された技術を含めて、電力用半導体素子での電力損失を可能な限り低減させるためには、電力用半導体素子での発熱量（温度）を正確に検出することが必要となる。しかるに電動車両に実装される電力用半導体素子は、温度センサを局所的にしか配置しておらず、例えば半導体素子の複数のモジュールの個々には配置していない。そのため、温度状況を正確に把握するためには、制御系によって熱モデルを用いた温度推定ロジックを実装する必要がある。
【０００５】
その場合、温度推定は電力用半導体素子であるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）またはダイオードでの熱による電力損失を計算し、その算出値を元に温度上昇を計算することになる。
【０００６】
前記電力損失Ｗは、次式で表される。すなわち、  
Ｗ_IGBT＝Ｉ×Vce×Duty＋ｆcarrier×(Ｅon＋Ｅoff)  （ＩＧＢＴの場合）    …(1)   
Ｗ_DIODE＝Ｉ×Vf×Duty＋ｆcarrier×Ｅdsw          （ダイオードの場合）  …(2)   
（但し、Ｉ：出力電流の平均値、  
Vce，Vf：電流Ｉによって定まる数値、  
ｆcarrier：電流の周波数、  
Ｅon，Ｅoff：ＩＧＢＴのスイッチングオンオフ時の電圧、  
Ｅdsw：ダイオードのスイッチング電圧。）  
前記式（１）及び式（２）ともに、右辺の第１項が定常損失、第２項がスイッチング損失である。
【０００７】
前記式（１）または式（２）に基づいた演算は、交流駆動の１周期内で、電流変動に耐えうる電流周期より十分早いサンプリング周期で実行する必要があるものの、例えば交流駆動の電流周波数が４００［Ｈｚ］であれば、１周期が２．５［ミリ秒］になるなど電流値のサンプリング周期をマイクロ秒オーダーとする必要があり、ソフトウェアの負荷を大きく圧迫することになるので、現実的には実装が不可能である。
【０００８】
そのため、前記式（１）または式（２）を変形して使用することが考えられている。  
ここでは、電流が理想的な正弦波であり、１周期以上その状態を継続することを前提条件として、電力用半導体素子がＩＧＢＴである場合の電流波形１周期分の平均損失を算出するものとする。なお、説明を簡略化するべく、定常損失についてのみを示す。すなわち、
Ｗ_IGBT_sat＝1/2π∫πＩ×Vce×Dutyｄθ  
＝1/2π∫πＩamp×sinθ×Vce×1/2(１＋ｍsin(θ＋φ))ｄθ    …(3)  
（但し、Ｉ＝Ｉamp×sinθ、  
Vce，Vf：電流Ｉによって定まる数値、  
ｍ：変調率、  
φ：電流と電圧の位相差、（力率：cosφ）。）  
前述した如く前記式（３）中のＶｃｅは電流値Ｉにより定まる数値であり、電流の関数として精度を上げる方法が考えられる。
【０００９】
ここでＶceを電流Ｉのｎ（ｎ＝１，２，３）次式で展開すると、  
ｎ＝１として、Ｖce＝ａＩ＋ｂ（Ｉ＝Ｉamp・sinθ）で近似した場合、  
Ｗ_IGBT_sat＝ａ(1/8＋1/3π・ｍcosφ)Ｉamp2＋ｂ(1/2π＋1/8・ｍcosφ)Ｉamp  
…(4)  
ｎ＝２として、Ｖce＝ａＩ2＋ｂＩ＋ｃ（Ｉ＝Ｉamp・sinθ）で近似した場合、  
Ｗ_IGBT_sat＝ａ(1/3π＋3/32・ｍcosφ)Ｉamp3＋ｂ(1/8＋1/3π・ｍcosφ)Ｉamp2 
＋ｃ(1/2π＋1/8・ｍcosφ)Ｉamp                            …(5)  
ｎ＝１として、Ｖｃｅ＝ａＩ＋ｂ（Ｉ＝Ｉamp・sinθ）で近似した場合、及び  
ｎ＝３として、Ｖｃｅ＝ａＩ3＋bＩ2＋cＩ＋d（Ｉ＝Ｉamp・sinθ）で近似した場合、  
Ｗ_IGBT_sat＝ａ(3/32＋4/15π・ｍcosφ)Ｉamp4＋ｂ(1/3π＋3/32・ｍcosφ)Ｉamp3 
＋ｃ(1/8＋1/3π・ｍcosφ)Ｉamp2＋ｄ(1/2π＋1/8・ｍcosφ)Ｉamp  
…(6)  
となり、精度を求めて次数を上げると、損失電力を求めるための演算式が複雑化することが分かる。
【００１０】
前記式（４）や式（５）の近似を用いて演算を行なうマイクロコンピュータへの実装する手段を考えた場合、近似式をそのままコンピュータで演算させる手法と、変数部をインデックスとした２次元以上のルックアップテーブルにより損失値を参照することで、演算ロジックを極力削減する手法とが考えられる。
【００１１】
前者の近似式を演算する手法では、演算に時間がかかるため、コンピュータの処理を行なうプロセッサへの負担が大きくなると共に、浮動小数点方式の演算を行なわない場合には演算途中で情報の欠落を生じ、精度が低下する虞がある。
【００１２】
また後者のルックアップテーブルを用いる手法では、例えば変数としてＩamp、力率と変調率の積ｍcosφをそれぞれ１バイト（２５６段階）の変数とし、得られる損失電力が１バイトで記述されるとすると、テーブルの容量が約６５［ｋバイト］分必要となるなど、変数の数や精度によってテーブルの容量が膨大なものとなる。また、あえてテーブルの要素を小さくすることも考えられるが、要素間の補間演算が必要となり、その演算が複雑化すれば、やはり演算に時間を要することとなる。
【００１３】
本願は前記のような実情に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、コンピュータの処理負担を軽減し、演算に必要な回路規模を極力削減しながら、電力用半導体素子の温度変化に追従して損失電力を常に高い精度で演算することが可能な電力用半導体素子制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
一実施形態の電力用半導体素子制御装置は、電力用半導体素子により電動機を駆動する電力用半導体素子制御装置であって、前記電力用半導体素子による前記電動機への駆動電力から変調率及び力率を算出する第１の演算部と、前記電力用半導体素子に流すパルス幅変調された電流値の振幅幅に対応した、前記変調率及び力率に依存した損失電力、及び非依存の損失電力をそれぞれテーブル化して記憶した記憶部と、前記電力用半導体素子による前記電動機の駆動電流に基づいて前記記憶部を参照し、対応する前記変調率及び力率に依存した損失電力、及び非依存の損失電力をそれぞれ抽出する抽出部と、前記抽出部で抽出した２つの損失電力と前記第１の演算部で算出した変調率及び力率を用いて前記電力用半導体素子による前記電動機の駆動時の損失電力を算出する第２の演算部と、前記第２の演算部で算出した損失電力により前記電力用半導体素子の温度上昇度を取得する取得手段と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１の実施形態に係る電動車両の車両制御装置に適用した回路構成を示すブロック図。
【図２】同実施形態に係る車両制御に関する一連の処理内容を示すフローチャート。
【図３】同実施形態に係る図２の損失電力算出の詳細な処理内容を示すサブルーチンのフローチャート。
【図４】第２の実施形態に係る、実測したＩ−Ｖceの点列データ（図４（Ａ））とその連結特性（図４（Ｂ））を示す図。
【図５】同実施形態に係る、実測したＩ−Ｖceの点列を連結した特性（図５（Ａ））と、それに対応する位相角θ／電流Ｉの特性（図５（Ｂ））、位相角θとＶceとの関係（図５（Ｃ））を例示する図。
【図６】同実施形態に係る、位相角θ−Ｖce特性において位相角θa，θb，θcで示される区間の積分を行なう場合（図６（Ａ））と、位相角θとＩ＊Ｖ＊dutyの関係（図６（Ｂ））を示す図。
【図７】同実施形態に係る、関数p_sym_fnc(θ)、I_sym_fnc(θ)、及びp_sym_fnc(θ)＋I_sym_fnc(θ)の関係を示す図。
【図８】同実施形態に係る損失電力テーブル作成全体の処理内容を示すメインルーチンのフローチャート。
【図９】同実施形態に係る図８の隣接する２点間を線分で連結した場合の一次式における係数α，βを算出するための処理内容を示すサブルーチンのフローチャート。
【図１０】同実施形態に係る図８の点列の各電流値に対応する位相角を算出する処理内容を示すサブルーチンのフローチャート。
【図１１】同実施形態に係る図８の力率及び変調率に依存しない項Ａｎに該当する積分値ΣＡを取得する処理内容を示すサブルーチンのフローチャート。
【図１２】同実施形態に係る図８の力率及び変調率に依存する項Ｂｎに該当する積分値ΣＢを取得する処理内容を示すサブルーチンのフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（第１の実施形態）  
以下、電動車両の車両制御装置に適用した場合の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。  
まず本実施形態の基本概念について説明する。  
前記式（４）〜式（６）で示した、Ｖceをｎ次式で近似した式のいずれにおいても、変調率ｍ及び力率cosφは、その積であるｍcosφのみで存在していることに着目する。損失電力Ｗ_IGBTの式は、以下のように書換えることができる。ここでは例としてＶceを電流の２次式で近似した場合を示す。
【００１７】
Ｗ_IGBT＝Ａ(Ｉ)＋Ｂ(Ｉ)×ｍcosφ  
Ａ(Ｉ)＝ａ×1/3π・Ｉamp3＋ｂ×1/8・Ｉamp2＋ｃ×1/2π・Ｉamp  
Ｂ(Ｉ)＝ａ×3/32・Ｉamp3＋ｂ×1/3π・Ｉamp2＋ｃ×1/8・Ｉamp             …(7) 
（Ａ(Ｉ)：非依存デューティ損失電力、  
Ｂ(Ｉ)：依存デューティ損失電力指標。）  
電流値Ｉを固定した場合、損失電力Ｗはｍcosφの一次式と見なすことができる。
【００１８】
この式を利用して、ソフトウェアの構成を以下のように構築する。すなわち、  
(i)Ａ(Ｉ)，Ｂ(Ｉ)を用いて、１次元配列のテーブルＡ(Ｉn)、テーブルＢ(Ｉn)を生成してメモリ（後述するフラッシュＲＯＭ２２ｊ）に記憶させておく。  
(ii)電流振幅値Ｉnを取得する。
(iii)変調率ｍ及び力率cosφを算出後にその積ｍcosφを算出する。  
(iv)損失電力Ｗ_IGBTを以下の式  
Ｗ_IGBT＝テーブルＡ(Ｉn)＋テーブルＢ(Ｉn)×ｍcosφ                     …(8)  
により算出する。  
このようにして算出した損失電力に基づき、モータを駆動するインバータでの温度上昇を推定することが可能となる。
【００１９】
次に本実施形態の具体的な構成について説明する。  
図１は、本実施形態に係る車両制御装置の構成を示すブロック図である。車両制御装置は、バッテリ１１、高圧バッテリ１２、インバータ１３、検査ＥＣＵ１４、車両ＥＣＵ１５、レゾルバ１６、及びモータ１７を備える。
【００２０】
バッテリ１１は、２次電池で構成され、この電動車両全体の制御等の電源となる。このバッテリ１１の発する直流電力がインバータ１３内の電源回路２１に供給される。電源回路２１は、バッテリ１１からの直流電力を所定の電圧に変換、安定化して、このインバータ１３の動作制御を行なうＣＰＵ２２の電源部２２ａに供給する。
【００２１】
また、電源回路２１にはセンサ２３が設けられ、このセンサ２３がバッテリ１１から電源回路２１に供給される電圧と電流量を検出して、ＣＰＵ２２のＡ／Ｄ変換部（ＡＤＣ）２２ｂに送出する。
【００２２】
ＣＰＵ２２は、内部のフラッシュＲＯＭ２２ｊに記録されている動作プログラムや後述する各損失電力を抽出するためのテーブル（１次元配列のテーブルＡ(Ｉn)、テーブルＢ(Ｉn)）等を含む各種固定データを読出して、制御動作を実行する。
【００２３】
前記検査ＥＣＵ１４は、当該車両を構成する多数のハードウェアを検査するためのコントロールユニットであり、ＣＰＵ２２のＣＡＮ部２２ｄと接続される。
【００２４】
前記車両ＥＣＵ１５は、当該車両を統括して制御するコントロールユニットであり、ＣＰＵ２２のＣＡＮ部２２ｅと接続される。前記ＣＡＮ部２２ｄ及びＣＡＮ部２２ｅは、いずれもＩＳＯ１１８９８及びＩＳＯ１１５１９に準拠したＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格に則った耐ノイズ性を考慮した入出力インタフェースである。
【００２５】
前記レゾルバ１６は、当該車両を駆動する前記モータ１７の回転角を検出するセンサであり、レゾルバ１６での検出結果はＣＰＵ２２のシリアル入出力インタフェース２２ｆに送出される。
【００２６】
モータ１７は、例えばＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）で構成され、当該車両の図示しない駆動軸と機械的に接続される。
【００２７】
前記高圧バッテリ１２は、複数の２次バッテリを接続して当該車両の駆動用電力を供給するものであり、この高圧バッテリ１２の発する直流電力が、インバータ１３内のＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）回路２５にて交流電力に変換されて、前記モータ１７に供される。また、モータ１７で回生時に生じる交流電力がこのＩＧＢＴ回路２５で直流電力に変換されて、前記高圧バッテリ１２に充電される。
【００２８】
ＩＧＢＴ回路２５は、前記ＣＰＵ２２内のスイッチング制御部２２ｇによるオン／オフスイッチング動作により、高圧バッテリ１２の電力によるモータ１７の駆動と、モータ１７での回生電力による高圧バッテリ１２の充電とを切換える。
【００２９】
ＩＧＢＴ回路２５は、インバータ１３の主変換素子である、複数のモジュールから構成されたＩＧＢＴ２５ａを備え、可変電圧可変周波数制御により前記モータ１７を駆動する。ＩＧＢＴ２５ａの動作状態はセンサ２５ｂにより検出され、前記ＣＰＵ２２の入出力インタフェース（ＩＯ）２２ｈに送出される。
【００３０】
加えて、このＩＧＢＴ回路２５での電流、電圧、及び温度の各情報２５ｃがセンサ２５ｄにより検出され、ＣＰＵ２２のＡ／Ｄ変換部（ＡＤＣ）２２ｉに送出される。
【００３１】
次に前記実施形態の動作について説明する。  
図２は、インバータ１３内のＣＰＵ２２がフラッシュＲＯＭ２２ｊから読出した動作プログラムに従って実行する、モータ１７に対する一連の制御の処理内容を示すフローチャートである。
【００３２】
その当初にＣＰＵ２２は、ＩＧＢＴ回路２５のセンサ２５ｄにより検出する、モータ１７に流れる三相交流の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを取得すると共に（ステップＳ０１）、レゾルバ１６によりモータ１７の位置情報である回転角θを取得する（ステップＳ０２）。
【００３３】
これらの取得内容に基づいて、後の制御を容易にするためにＣＰＵ２２は３相２相変換により電流Ｉd，Ｉqを算出する（ステップＳ０３）。ここで電流Ｉd，Ｉqは、  
Ｉd＝２/３×(Ｉu・cosθ＋Ｉv・cos(θ−２/３π)＋Ｉw・cos(θ−４/３π)) …(9)  
Ｉq＝２/３×(Ｉu・sinθ＋Ｉv・sin(θ−２/３π)＋Ｉw・sin(θ−４/３π))…(10)  
で表される。
【００３４】
制御が安定しており、３相の交流電流がそれぞれ位相が１２０°ずつずれた正弦波であれば、変換後の電流Ｉd，Ｉqは共に一定値で極性が異なる直流電流となる。  
縦軸をＱ軸、横軸をＤ軸と定めて、前記算出した電流Ｉd，Ｉqををプロットした場合にできる角度θ1が、これら電流の位相のずれを示すものとなる。
【００３５】
この場合、前記モータ位置角度θと、位相ずれのないＵ相電流を、例えば「Ｉamp×sinθ」とした場合の、実際の電流との位相差が、前記角度θ1で表されるずれとなる。
【００３６】
つまり、実際の３相電流値は、  
Ｉu＝Ｉamp×sin(θ−θ1)                                              …(11)  
Ｉv＝Ｉamp×sin(θ−2/3π−θ1)                                       …(12)  
Ｉw＝Ｉamp×sin(θ−4/3π−θ1)                                       …(13)  
となる。
【００３７】
前記ステップＳ０２での電流Ｉd，Ｉq算出後にＣＰＵ２２は、ＣＡＮ部２２ｅを介して前記車両ＥＣＵ１５から常に与えられている前記モータ１７の駆動指標となるトルク指令値を取得し（ステップＳ０４）、取得したトルク指令値に基づくＰＩ（比例積分）制御を実行する（ステップＳ０５）。
【００３８】
ここでＣＰＵ２２は、前記算出した電流Ｉd，Ｉqに基づいて、実際にモータ１７を駆動するための電圧Ｖd，Ｖqを算出する。
【００３９】
例えば、トルク指令値を電流指令に変換したものをＩtargetとすると、  
Ｉd_target＝Ｉtarget×cosθ1                                          …(14)  
Ｉq_target＝Ｉtarget×sinθ1                                          …(15)  
（但し、θ1はモータ１７の可動領域に設定する。）  
となる。
【００４０】
ＣＰＵ２２は、各軸のターゲット電流と現時点の電流の偏差ΔＩを利用し、電圧指令値Ｖd，Ｖqを生成する（ステップＳ０６）。すなわち、  
Ｖd＝Ｋp×ΔＩd＋ΣＫi×ΔＩd                                         …(16)  
Ｖq＝Ｋp×ΔＩq＋ΣＫi×ΔＩq                                         …(17)  
（但し、Ｋp：比例ゲイン[Ｖ/Ｉ]、  
Ｋi：積分ゲイン[Ｖ/Ｉ]。）  
前記比例ゲインＫp及び積分ゲインＫiはいずれも予め制御調整で決定しておき、前記フラッシュＲＯＭ２２ｊ内に記憶させておくものとする。
【００４１】
前記偏差ΔＩが大きければ電圧を大きく変化させ、反対に偏差ΔＩが小さければ電圧を小さく変化させることで、ターゲットの値に電流を近付ける。  
ターゲットが変化せず、制御が安定していれば、指令値Ｖd，Ｖqも一定の値に収束する。
【００４２】
前記電流Ｉd，Ｉqと同様に、ＰＩ制御により算出した電圧指令値Ｖd，Ｖqによって生成される角度θ2も、位相のずれを示す。
【００４３】
電圧指令値Ｖd，Ｖqを生成したＣＰＵ２２は、次に２相３相変換により、モータ１７を駆動するための３相の電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwを算出する（ステップＳ０７）。
【００４４】
前記電流の場合と同様に、三相ＰＷＭ出力の電圧値は、  
Ｖu＝Ｖout・sin(θ−θ2)                                              …(18)  
Ｖv＝Ｖout・sin(θ−2/3π−θ2)                                       …(19)  
Ｖw＝Ｖout・sin(θ−4/3π−θ2)                                       …(20)  
（但し、位相差がないＵ相電流値がＩ＝Ｉamp×sinθであることが前提。）  
で与えられる。前記式（１８）〜式（２０）の各右辺のＶoutは変調率を表す電圧値であり、  
Ｖout＝√(Ｖd2＋Ｖq2)                                                    …(21) 
で表すことができる。
【００４５】
ここでＣＰＵ２２は、前記モータ１７を駆動するＩＧＢＴ回路２５の制御と平行して、ＩＧＢＴ２５ａでの発熱による損失電力Ｗ_IGBTを算出する（ステップＳ０８）。
【００４６】
図３は、前記ステップＳ０８の詳細な処理内容を示すサブルーチンであり、その当初にＣＰＵ２２は、前記式（８）で用いる変調率ｍを算出する（ステップＳ１０１）。
【００４７】
ここで変調率ｍは、「ｍ＝Ｖout/Ｖmax」（但し、Ｖout：現在の電圧振幅値、Ｖmax：制御中に取り得る最大電圧振幅値。）で定義できる。
【００４８】
前記式（２１）でＶoutを算出できる。ＰＩ制御内では前記Ｖd，ＶqはＶmaxから規格化された値として制御され、Ｖmaxはデューティが１００［％］のときの値として定義される。例えば、電圧の取り得る範囲を１５ビットで「−１６３８４」〜「１６３８４」の値で定義する場合、Ｖmaxは制御内ではその最大値「１６３８４」となる。
【００４９】
よって変調率ｍは、  
ｍ＝√(Ｖd2＋Ｖq2)/Ｖmax                                                 …(22) 
となる。
【００５０】
次にＣＰＵ２２は、力率ｃｏｓφを算出する（ステップＳ１０２）。  
電圧と電流の位相差φは、前述したように「φ＝θ1−θ2」で求められるので、力率cosφは、すなわちcos(θ1−θ2)となる。
【００５１】
位相差φは、電流Ｉd，Ｉqと電圧Ｖd，Ｖqが同一象限にある場合、  
φ＝tan-1(Ｉq/Ｉd)−tan-1(Ｖq/Ｖd)                                       …(23) 
で求められる。
【００５２】
前記θ1は、前記ステップＳ０５でのＰＩ制御の過程で決定する角度である。前記θ2は、制御中に結果的に算出されるものである。「θ1−θ2」が「０（ゼロ）」に近いほど、効率の良い運転がなされていることになる。
【００５３】
ＣＰＵ２２は、その時点での電流振幅値Ｉnを取得し（ステップＳ１０３）、取得した電流振幅値Ｉnに基づいてフラッシュＲＯＭ２２ｊに記憶される１次元配列のテーブルＡ(Ｉn)、テーブルＢ(Ｉn)を参照し、対応する損失電力Ａ(Ｉn)，Ｂ(Ｉn)を読出す（ステップＳ１０４）。
【００５４】
ＣＰＵ２２は、これら取得した結果に基づいて前記式（８）による損失電力Ｗ_IGBTの演算を実行し（ステップＳ１０５）、得た結果を前記ＣＡＮ部２２ｅを介して上位の前記車両ＥＣＵ１５に送信して（ステップＳ１０６）、以上でこの図３のサブルーチンを終了し、図２のメインルーチンに戻る。  
車両ＥＣＵ１５は、インバータ１３のＣＰＵ２２から送られてきた損失電力Ｗ_IGBTに基づいて、ＩＧＢＴ２５ａにおける発熱状態を推定可能となる。
【００５５】
図２において、ＣＰＵ２２は、前記ステップＳ０７で算出した３相の電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいてＰＷＭ化した電圧をモータ１７に印加して回転駆動させ（ステップＳ０８）、以上でモータ１７に対する一連の制御を終了する。
【００５６】
以上詳述した如く本実施形態によれば、ＣＰＵ２２による演算処理の負担を軽減し、必要な回路規模を極力削減しながら、ＩＧＢＴ２５ａの温度変化に追従して損失電力を常に高い精度で演算することが可能となる。
【００５７】
また前記実施形態では、フラッシュＲＯＭ２２ｊが１次元配列のテーブルＡ(Ｉn)、テーブルＢ(Ｉn)を記憶するものとしたことで、２次元以上の配列で記憶させる場合に比して、記憶容量を少なくとも１／１００未満に抑えることが可能となると共に、電流値の次数に依存しないため、演算時間を短縮しながら高精度の演算の実行が可能となる。
【００５８】
なお、前記実施形態では損失電力にスイッチング損失を除外して説明していたが、以下の手法によりスイッチング損失も包含した損失電力を算出可能である。すなわち、電流が高周波である場合、スイッチング損失Ｗ_IGBT_SWは、次式  
Ｗ_IGBT_SW＝1/2π∫πｆcarrior×(Ｅon＋Ｅoff)ｄθ                       …(24)  
で表すことができ、前記式中の「Ｅon＋Ｅoff」は電流の関数としてｎ次式で展開することが可能である。
【００５９】
仮に、２次式で展開した場合、  
Ｅon＋Ｅoff＝ａＩ2＋ｂＩ＋ｃ                                            …(25)  
であり、  
Ｗ_IGBT_SW＝ａ×1/4・Ｉamp2＋ｂ×1/π・Ｉamp＋1/2・ｃ                    …(26) 
となる。
【００６０】
これは電流値のみの関数であり、定常損失と合わせた本来の損失電力を演算する場合でも、変調率と力率を乗じた前記ｍcosφの影響を受けていないテーブルＡ(Ｉ)に吸収させることが可能である。
【００６１】
これはすなわち、  
Ｗ_IGBT_SW＝テーブルＡ′(Ｉn)                                           …(27)  
と表せることになる。
【００６２】
したがって、フラッシュＲＯＭ２２ｊが予め記憶する前記テーブルＡ(Ｉ)を、定常損失のみならずＩＧＢＴ２５ａでのスイッチング損失も勘案した損失電力を記憶させたテーブルＡ′(Ｉ)とし、前記式（８）に代えて次式
Ｗ_IGBT＝テーブルＡ′(Ｉn)＋テーブルＢ(Ｉn)×ｍcosφ                    …(28)  
により損失電力Ｗ_IGBTを算出することで、何ら制御の工程を複雑化することなく、定常損失とスイッチング損失とを含んだ統括的な損失電力の算出が可能となる。
【００６３】
（第２の実施形態）  
以下、前記第１の実施形態のフラッシュＲＯＭ２２ｊに予め記憶させるテーブルを生成する手法を第２の実施形態として、図面を参照して説明する。  
なお、電動車両の車両制御装置自体の構成に関しては、前記第１の実施形態と同様であるものとして、同一部分には同一符号を付して、それらの図示と説明とを省略する。
【００６４】
まず本実施形態の基本概念について説明する。  
実際にＩＧＢＴ２５ａを構成する個々のモジュールは、電流電圧特性が個体毎に異なるため、量産行程において、離散した複数点で実測した点列データの電流Ｉ−Ｖce特性から、各素子モジュール毎に電流Ｉ−Ｖce特性を関数化する必要がある。
【００６５】
そこで、点列で示された電流Ｉ−Ｖceデータを直接用いて、以下の定常損失の積分演算
Ｗ_IGBT_sat＝1/2π∫Ｉ×Ｖce×dutyｄθ                                   …(31) 
を行なうものとし、Ｖceを点列の隣り合う２点を線分で連結した一次式で置換して、各線分毎に積分を行なう。前記式（３１）は、変数がθのみとなる。
【００６６】
本実施形態では、以下の４行程(pr１)〜(pr４)の処理を、電流振幅値Ｉamp毎に行なう。すなわち、  
(pr１)点列の隣り合う２点間の線分の一次式「Ｖce＝α＊Ｉ＋β」を求める。  
(pr２)点列の各電流値に対応する位相角を電流振幅値Ｉampから算出する。  
(pr３)点列毎に求めた位相角と一次式を用いて、個別に積分を実施する。  
(pr４)点列領域で積分値の合計をとり、電流振幅値Ｉampの損失値を算出する。
【００６７】
まず前記工程(pr１)により点列の隣り合う２点間の線分の一次式「Ｖce＝α＊Ｉ＋β」を求める。  
図４（Ａ）は、実測したＩ−Ｖceの点列データを示すものであり、電流Ｉ＝０［Ａ］〜５００［Ａ］に対応する「◆」位置が当該素子モジュールのＶceの点列データの位置を示す。これら「◆」位置で示される点列で隣り合う２点間を図４（Ｂ）に示すように線分で連結し、各線分区間において前述した一次式「Ｖce＝α＊Ｉ＋β」を用いることで、Ｖceを前記式（３１）に示したようにθの関数で表すことができる。そして、前記式（３１）において、
Ｖce＝α×Ｉamp×sinθ＋β、  
duty＝1/2(１＋ｍsin(θ＋φ)、  
Ｉ＝Ｉamp・sinθ  
であるから、前記式（３１）は次式  
Ｗ_IGBT_sat＝1/2πΣｎ＝０ｋ∫θｎθｎ＋１Ｉamp・sinθ×(αｋＩamp・sinθ＋βｋ)
×1/2(１＋ｍsin(θ＋φ))ｄθ                                …(32)  
のように変形でき、損失値の算出が可能となる。
【００６８】
次に前記工程(pr２)により、点列の各電流値に対応する位相角を電流振幅値Ｉampから算出する。  
図５（Ａ）は、例えばＩamp＝３５０［Ａ］の場合の、前記図４（Ｂ）と同様に隣り合う２点間を線分で連結したＩ−Ｖce特性であり、電流振幅の最大値Ｉamp時の点列データが存在しない場合でも、前記工程(pr１)で求めた一次式によりＶceの値を算出できる。
【００６９】
同図（Ａ）中では、Ｉ＝Ｉamp＝３５０［Ａ］の場合とＩ＝２００［Ａ］の場合について共に破線を用いて示すように、それぞれ前記工程(pr１)で求めた一次式からＶceの値を算出できる。
【００７０】
図５（Ｂ）は、前記図５（Ａ）と対応する位相角θと電流Ｉとの特性を例示するものであり、同図（Ｂ）中に破線で示すように電流値Ｉから位相各θを求められる。電流振幅が最大値Ｉampである場合の位相角は自動的に９０°に決まり、他の電流値Ｉでも、下記式
θ＝arcsin(Ｉ/Ｉamp)                                                    …(33)  
により位相角θを算出できる。
【００７１】
電流の振幅が最大値Ｉampではない場合の位相角θは前記図５（Ｂ）に示すように「θ＜９０°」の場合と「θ＞９０°」の場合の２値を取り得るが、本実施形態では「０≦θ≦９０°」であるものとして象限を限定することで、その算出を簡易化する。
【００７２】
電流Ｉが位相角θ＝９０°を中心として線対称となることを考慮すると、図５（Ｃ）に示すような積分区間０°〜１８０°における位相角θとＶceとの関係を得ることができる。
【００７３】
次いで前記工程(pr３)により、点列毎に求めた位相角と一次式を用いて、個別に積分を実施する。図６（Ａ）は、前記図５（Ｃ）の位相角θ−Ｖce特性において位相角θa，θb，θcで示される区間の積分を行なう場合を例示する。図６（Ｂ）は、前記式（３１）を用いた、位相角θとＩ＊Ｖ＊dutyの関係を示す。
【００７４】
前記図６（Ａ）における位相角θa，θb間のＶceを一次式「Ｖce＝α1＊Ｉ＋β１」とし、位相角θb，θc間のＶceを一次式「Ｖce＝α２＊Ｉ＋β２」として表す。図においてθa〜θcの領域を積分する場合、  
∫θａθｃＩ×Ｖce×dutyｄθ  
＝∫θａθｂＩamp・sinθ×(α１・Ｉamp・sinθ＋β１)×dutyｄθ  
＋∫θｂθｃＩamp・sinθ×(α２・Ｉamp・sinθ＋β２)×dutyｄθ         …(34)  
（但し、duty＝1/2(１＋ｍsin(θ＋φ))、  
ｍ：変調率、  
φ：電流と電圧の位相差(力率：cosφ)。）  
となる。
【００７５】
さらに前記工程(pr４)により、点列領域で積分値の合計をとり、電流振幅値Ｉampの損失値を算出する。  
処理効率を上げるために、積分対称の関数の対称性を考慮して、前記式（３１）を変形する。前記式（３１）を展開すると、以下に示すように性質の異なる２つの関数に分割することができる（その理由については後述する）。すなわち、  
Ｗ_IGBT_sat＝1/2π∫(p_sym_fnc(θ)＋I_sym_fnc(θ))ｄθ                  …(35)
（但し、p_sym_fnc(θ)：π/２を中心に点対称な関数、  
I_sym_fnc(θ)：π/２を中心に線対称な関数。）  
となる。
【００７６】
図７は、前記関数p_sym_fnc(θ)、I_sym_fnc(θ)、及びp_sym_fnc(θ)＋I_sym_fnc(θ)の関係を示す。積分区間は０〜π(１８０°)であり、その間隔はπ/２を中心として対称であるが、関数p_sym_fnc(θ)はπ/２を中心として符号が反転するため、関数p_sym_fnc(θ)における点対称領域同士、例えば３０°〜６０°の区間と１２０°〜１５０°の区間では演算結果が相殺される。
【００７７】
したがって積分の演算は、関数I_sym_fnc(θ)のみで行なっても同様の結果が得られることになる。また関数I_sym_fnc(θ)はπ/２を中心として線対称であるため、積分区間を０〜π/２として演算を行ない、その結果を２倍にすれば０〜π区間の演算結果を得ることができる。
【００７８】
すなわち、積分演算を行なう式は、  
Ｗ_IGBT_sat＝1/2π∫０π／２(２・I_sym_fnc(θ))ｄθ                    …(36)  
となる。
【００７９】
次に前記工程(pr１)〜(pr４)によるテーブル作成のためのより詳細な処理について説明する。以下の式  
Ｗ_IGBT_sat＝1/2π∫０πＩ×Ｖce×dutyｄθ                              …(37)
による積分を、Ｉ−Ｖceデータの隣り合う２点間の直線近似で求め、隣り合う２点間毎に積分し、すべての区間を足し合わせることで、全体の損失値を算出する。
【００８０】
Ｖce点列データにおいて、任意の隣り合う２点(Ｉｎ，Ｖｎ)(Ｉｎ＋１，Ｖｎ＋１)間を結ぶ線分の一次式は、  
Ｖce(θ)＝αｎ×Ｉamp×sinθ＋βｎ                                      …(38)
(Ｉ＝Ｉamp×sinθ)  
となる。
【００８１】
Ｉ−Ｖceデータの各点に対応する位相角θは、  
［Ｉｎ＜Ｉampのとき］
θｎ＝arcsin(Ｉn/Ｉamp)(０＜θ＜π/2)                                    …(39) 
θｎ＝π−arcsin(Ｉn/Ｉamp)(π/2＜θ＜π)                                …(40) 
［Ｉｎ＝Ｉampのとき］
θｎ＝π/2                                                               …(41) 
となる。
【００８２】
デューティ比は、位相角θｎを用いると、  
duty＝1/2(１＋ｍ・sin(θ＋φ))                                          …(42)  
となる。
【００８３】
前記式（３８）及び式（４２）により、任意の積分区間におけるＩＧＢＴの定常損失は、  
Ｗ_IGBT_sat＝1/2π∫Ｉ×Ｖce×dutyｄθ    
＝1/2π∫Ｗ(θ)ｄθ                                          …(43)  
となり、位相角θの関数で表すと、  
Ｗ(θ)＝Ｉamp×sinθ×(α×Ｉamp×sinθ＋β)×1/2(１＋ｍsinθ)  
＝1/2αｍＩamp２cosφsin３θ＋1/2(αＩamp２＋βｍＩamp cosφ)sin２θ  
＋1/2βＩamp sinθ  
＋1/2αＩamp２sinφsin２θcosθ＋1/2βｍＩamp sinφsinθcosθ    …(44) 
となる。
【００８４】
ここで前記式（４４）の右辺第１項乃至第３項がI_sym_fnc(θ)、第４項及び第５項がp_sym_fnc(θ)となる。前記第４項及び第５項は、前記図７でも示した如く、π/２を中心に点対称であり、符号が反転する関数である。積分区間は０〜πであり、これら第４項及び第５項は積分を実施すると、π/２を中心に対称な領域同士で積分値を相殺するため、積分演算から除外できる。
【００８５】
前記式（４４）の右辺第１項乃至第３項は、π/２を中心に線対称であり、積分を実施すると、π/２を中心に対称な領域同士で同値をとる。
【００８６】
したがって、Ｖce点列で隣り合う任意の２点間の積分式は、０〜π/２の区間のθnを用いて、次式  
1/2π∫θｋθｋ＋１(αｍＩamp２cosφsin３θ＋(αＩamp２＋βｍＩamp cosφ)sin２θ
＋βＩamp sinθ)ｄθ                                                    …(45)  
として表すことができる。
【００８７】
対象となるＶce点列で隣り合う任意の２点間の領域において、前記式（４５）の積分を実施し、合計した値がＩＧＢＴ２５ａの損失値となる。すなわち、ＩＧＢＴ２５ａの定常損失Ｗ_IGBT_satは、  
Ｗ_IGBT_sat＝1/2πΣｎ＝０ｋ(Ａｎ＋Ｂｎ×ｍcosφ)  
＝1/2π(Σｎ＝０ｋＡｎ＋ｍcosφΣｎ＝０ｋＢｎ)               …(46)  
Ａｎ＝αｎＩamp２[1/2(θ−1/2sin２θ)]θｎθｎ＋１
＋βｎＩamp[−cosθ)]θｎθｎ＋１                                 …(47)  
Ｂｎ＝αｎＩamp２[cos３θ/3−cosθ)]θｎθｎ＋１
＋βｎＩamp[1/2(θ−1/2sin２θ)]θｎθｎ＋１                      …(48)  
（但し、Ａｎ：力率及び変調率に依存しない項、  
Ｂｎ：力率及び変調率に依存する項。）  
となる。
【００８８】
前記Ｉampの値を適宜間隔に設定し、前記演算を順次実行して（Ｉamp，損失値）のデータのペアを作成することで、テーブル化が実現できる。
【００８９】
次に本実施形態による具体的なテーブル作成時の処理内容について説明する。  
図８は、本実施形態に係るＩＧＢＴ２５ａを構成する複数のモジュールの個体差に応じて、工場出荷前に前記ＣＰＵ２２のフラッシュＲＯＭ２２ｊに固定的に記憶させるテーブルの作成に関するメインルーチンの処理内容を示すフローチャートである。
【００９０】
同処理は、インバータ１３の製造ラインにおいて、ＩＧＢＴ２５ａの特性を離散的に測定してから、フラッシュＲＯＭ２２ｊに書込むためのテーブルを別途用意したデータ処理装置、例えばパーソナルコンピュータにより作成する際の処理内容であり、その当初には電流振幅値Ｉampにその最小値を設定するなどの初期設定を行なう（ステップＳ５１）。
【００９１】
その後、その時点での設定内容にしたがって、前記図４で説明した如くＩ−Ｖce特性の隣り合う２点間を線分で連結した場合の一次式「Ｖce＝α＊Ｉ＋β」における係数α，βを算出する（ステップＳ５２）。
【００９２】
図９は、このステップＳ５２の詳細な処理内容を示すサブルーチンのフローチャートである。
【００９３】
まず、実測により得た点列データの数ｎに対し、その序数ｋに初期値「１」を用いて、Ｉ−Ｖce特性の２点の座標（Ｉｋ，Ｖｋ）（Ｉｋ＋１，Ｖｋ＋１）（但し、ｋ＜ｋ＋１）から、前記一次式「Ｖce＝α＊Ｉ＋β」中の係数αに該当する傾きαｋを次式  
αｋ＝（Ｖｋ＋１−Ｖｋ）/（Ｉｋ＋１−Ｉｋ，）                        …(51)  
により求める（ステップＳ６０１）。  
次に、求めた傾きαｋも用いて、前記一次式中の係数βに該当するβｋを次式  
βｋ＝Ｖｋ−αｋＩｋ                                                 …(52)  
により求める（ステップＳ６０２）。  
その後、序数ｋを「＋１」更新設定し（ステップＳ６０３）、その更新設定した序数ｋが全点列データの数ｎを超えたか否かにより、２点間を連結して得られる全ての一次式に対するα，βの算出を終えたか否かを判断する（ステップＳ６０４）。
【００９４】
序数ｋが全点列データの数ｎを超えておらず、２点間を連結して得られる全ての一次式に対するα，βの算出を終えていないと判断すると、前記ステップＳ６０１からの処理に戻る。
【００９５】
こうして前記ステップＳ６０１〜Ｓ６０４の処理を繰返し実行し、実測で得た点列データで隣り合う２点間をそれぞれ連結して得られる一次式中の係数α，βを全て算出し終えた時点で、前記ステップＳ６０４においての序数ｋが全点列データの数ｎとなったものと判断して、この図９のサブルーチンを終了して、前記図８のメインルーチンに戻る。
【００９６】
図８のメインルーチンでは、電流振幅値Ｉampから点列の各電流値に対応する位相角を算出する（ステップＳ５３）。  
図１０は、このステップＳ５３の詳細な処理内容を示すサブルーチンのフローチャートである。
【００９７】
まず、電流値Ｉとして序数ｋに初期値「１」を用いて、電流振幅値Ｉampと電流値Ｉｋに対応する位相角θｋを、次式
θｋ＝arcsin(Ｉｋ/Ｉamp)                                                  …(53)
により求める（ステップＳ７０１）。  
その後、序数ｋを「＋１」更新設定し（ステップＳ７０２）、その更新設定した序数ｋに基づいた電流値Ｉｋが最大の電流振幅値Ｉampを超えたか否かにより、電流振幅値Ｉampに至る位相角θｋの算出を終えたか否かを判断する（ステップＳ７０３）。
【００９８】
序数ｋに基づいた電流値Ｉｋが最大の電流振幅値Ｉampを超えておらず、電流振幅値Ｉampに至る位相角θｋの算出を終えていないと判断すると、前記ステップＳ７０１からの処理に戻る。
【００９９】
こうして前記ステップＳ７０１〜Ｓ７０４の処理を繰返し実行し、電流値Ｉｋがその時点での最大の電流振幅値Ｉampを超えた時点で、前記ステップＳ７０３において電流振幅値Ｉampに至る位相角θｋの算出を終えたものと判断して、この図１０のサブルーチンを終了して、前記図８のメインルーチンに戻る。
【０１００】
図８のメインルーチンでは、点列毎に求めた位相角と一次式を用いて、前記式（４７）で示した、力率及び変調率に依存しない項Ａｎに該当する積分値ΣＡを取得する（ステップＳ５４）。
【０１０１】
図１１は、このステップＳ５４の詳細な処理内容を示すサブルーチンのフローチャートである。
【０１０２】
まず、序数ｋの初期値「１」を用いて、前記式（４７）の右辺第１項に相当する次式  
Ａ１＝αｋＩamp２[1/2(θ−1/2sin２θ)]θｋθｋ＋１                  …(54)  
を求める（ステップＳ８０１）。  
次に、同じく序数ｋの初期値「１」を用いて、前記式（４７）の右辺第２項に相当する次式  
Ａ２＝βｋＩamp[−cosθ)]θｋθｋ＋１                               …(55)  
を求める（ステップＳ８０２）。
【０１０３】
そして、前記ステップＳ８０１の演算結果Ａ１とステップＳ８０２の演算結果Ａ２を用いて演算「ΣＡ＋Ａ１＋Ａ２」（但し、ΣＡの初期値は「０」）を実行し、その加算値をあらたにΣＡとして保持する（ステップＳ８０３）。
【０１０４】
その後、序数ｋを「＋１」更新設定し（ステップＳ８０４）、その更新設定した序数ｋが全積分区間の数ｎを超えたか否かにより、ΣＡの算出を終えたか否かを判断する（ステップＳ８０５）。
【０１０５】
序数ｋが全積分区間の数ｎを超えておらず、ΣＡの算出を終えていないと判断すると、前記ステップＳ８０１からの処理に戻る。
【０１０６】
こうして前記ステップＳ８０１〜Ｓ８０５の処理を繰返し実行し、序数ｋが全積分区間の数ｎを超えたとステップＳ８０５で判断した時点で、演算「ΣＡ＝(１/２π)ΣＡ」を実行し（ステップＳ８０６）、力率及び変調率に依存しない項Ａｎに該当する積分値ΣＡを取得したものとして、この図１１のサブルーチンを終了し、その時点のＩampの値に対応する積分値ΣＡをテーブルとして記憶設定した上で、前記図８のメインルーチンに戻る。
【０１０７】
図８のメインルーチンでは、次に前記式（４７）で示した、力率及び変調率に依存する項Ｂｎに該当する積分値ΣＢを取得する（ステップＳ５５）。
【０１０８】
図１２は、このステップＳ５５の詳細な処理内容を示すサブルーチンのフローチャートである。
【０１０９】
まず、序数ｋの初期値「１」を用いて、前記式（４８）の右辺第１項に相当する次式  
Ｂ１＝αｋＩamp２[cos３θ/3−cosθ)]θｋθｋ＋１                   …(56)  
を求める（ステップＳ９０１）。  
次に、同じく序数ｋの初期値「１」を用いて、前記式（４８）の右辺第２項に相当する次式  
Ｂ２＝βkＩamp[1/2(θ−1/2sin２θ)]θkθk＋１                      …(57)  
を求める（ステップＳ９０２）。
【０１１０】
そして、前記ステップＳ９０１の演算結果Ｂ１とステップＳ９０２の演算結果Ｂ２を用いて演算「ΣＢ＋Ｂ１＋Ｂ２」（但し、ΣＢの初期値は「０」）を実行し、その加算値をあらたにΣＢとして保持する（ステップＳ９０３）。
【０１１１】
その後、序数ｋを「＋１」更新設定し（ステップＳ９０４）、その更新設定した序数ｋが全積分区間の数ｎを超えたか否かにより、ΣＢの算出を終えたか否かを判断する（ステップＳ９０５）。
【０１１２】
序数ｋが全積分区間の数ｎを超えておらず、ΣＢの算出を終えていないと判断すると、前記ステップＳ９０１からの処理に戻る。
【０１１３】
こうして前記ステップＳ９０１〜Ｓ９０５の処理を繰返し実行し、序数ｋが全積分区間の数ｎを超えたとステップＳ９０５で判断した時点で、演算「ΣＢ＝(１/２π)ΣＢ」を実行し（ステップＳ９０６）、力率及び変調率に依存する項Ｂｎに該当する積分値ΣＢを取得したものとして、この図１２のサブルーチンを終了し、その時点のＩampの値に対応する積分値ΣＢをテーブルとして記憶設定した上で、前記図８のメインルーチンに戻る。
【０１１４】
図８のメインルーチンでは、その時点の電流振幅値Ｉampの値に適宜間隔を示す増分Ｉamp_incを加算する更新設定を行ない（ステップＳ５６）、その更新設定した電流振幅値Ｉampが予め設定されている電流振幅値の最大値Ｉamp_maxを超えたか否かにより、電流振幅値Ｉamp全値に対応するテーブルの作成を終えたか否かを判断する（ステップＳ５７）。
【０１１５】
ここで更新設定した電流振幅値Ｉampが電流振幅値の最大値Ｉamp_maxを超えておらず、電流振幅値Ｉamp全値に対応するテーブル設定を終えていないと判断した場合には、更新設定した電流振幅値Ｉampに基づいて前記ステップＳ５２からの処理に戻る。
【０１１６】
こうして前記ステップＳ５２〜Ｓ５７の処理を順次更新する電流振幅値Ｉampに基づいて実行することで、テーブルの作成を実行していく。そして、前記ステップＳ５７において、更新設定した電流振幅値Ｉampが電流振幅値の最大値Ｉamp_maxを超え、電流振幅値Ｉamp全値に対応するテーブル設定を終えたと判断した時点で、上記図８のメインルーチンを終了すると共に、本実施形態による動作を完了する。
【０１１７】
なお前記実施形態は、損失電力が定常損失であるものとして、スイッチング損失を除外した場合について説明したが、以下の手法によりスイッチング損失も包含した損失電力を算出可能である。
【０１１８】
スイッチング損失Ｗ_IGBT_SWは、次式  
Ｗ_SW＝ｆcarrior×(Ｅon＋Ｅoff)                                         …(58)  
で表すことができ、高周波時の平均損失は、以下の式  
Ｗ_SW_ave＝1/2π∫πｆcarrior×(Ｅon＋Ｅoff)ｄθ                         …(59) 
となる。
【０１１９】
前記式（５９）中の「Ｅon＋Ｅoff」は電流の関数であり、離散した点列で示されている場合、隣り合う２点間を線分で連結して積分すると、
Ｗ_SW＝1/2πΣｎ＝０ｋ∫θｎθｎ＋１(αｎＩamp・sinθ＋βｎ)×ｆcarriorｄθ
＝1/2π・ｆcarrior・ＩampΣｎ＝０ｋ[−αｎcosθ＋βｎθ]θｎθｎ＋１
…(60)  
となる。
【０１２０】
この式（６０）は定常損失と合わせた本来の損失電力を演算する場合でも、変調率と力率を乗じた前記ｍcosφの影響を受けていないテーブルＡに吸収させることが可能である。
【０１２１】
したがって、フラッシュＲＯＭ２２ｊに記憶させる前記テーブルＡを、定常損失のみならずＩＧＢＴ２５ａでの個体差によるスイッチング損失も勘案した損失電力を記憶したテーブルＡ′として作成することが可能となる。
【０１２２】
以上、詳述したように本実施形態では、上記フラッシュＲＯＭ２２ｊに記憶させる、個々のＩＧＢＴ２５ａの個体差を勘案したテーブルを作成する際は、前述した如く離散した複数点による点列データを実測により得た上で隣り合う各２点間を補間して全体の特性を近似して演算量を大幅に削減することを可能とした。
【０１２３】
したがって、前記インバータ１３の製造ライン上でパーソナルコンピュータ等のデータ処理装置を用いてで作成に係る処理を自動化することが可能であり、製造のコストを低減しながら、より生産性を上げることができる。
【０１２４】
なお前記第１及び第２の実施形態は、電力用半導体素子としてＩＧＢＴを用いる場合について説明したが、本発明はこれに限らず、ダイオードを用いる場合にも同様に適用可能となる。
【０１２５】
また前記各実施形態では、ＣＰＵ２２が損失電力の演算を実行し、得た結果を上位の前記車両ＥＣＵ１５に送信して、車両ＥＣＵ１５側で損失電力Ｗ_IGBTからＩＧＢＴ２５ａにおける発熱状態を推定するものとして説明したが、これに限らず、ＣＰＵ２２側で損失電力からＩＧＢＴ２５ａにおける発熱状態を推定した上で、その推定結果を車両ＥＣＵ１５に送出するものとしても良い。
【０１２６】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１２７】
１１…バッテリ、１２…高圧バッテリ、１３…インバータ、１４…検査ＥＣＵ、１５…車両ＥＣＵ、１６…レゾルバ、１７…モータ、２１…電源回路、２２…ＣＰＵ、２２ａ…電源部、２２ｂ…Ａ／Ｄ変換部（ＡＤＣ）、２２ｃ…シリアルインタフェース（ＳＩＯ）、２２ｄ…ＣＡＮ部、２２ｅ…ＣＡＮ部、２２ｆ…シリアル入出力インタフェース（ＳＩＯ）、２２ｇ…スイッチング制御部、２２ｈ…入出力インタフェース（ＩＯ）、２２ｉ…Ａ／Ｄ変換部（ＡＤＣ）、２３…センサ、２４…ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）、２５…ＩＧＢＴ回路、２５ａ…ＩＧＢＴ、２５ｂ…センサ、２５ｃ…電圧・電流・温度情報、２５ｄ…センサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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