(57)【要約】【課題】高調波電流を減殺する補償電流を流す。【解決手段】コンバータ駆動部５は、補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗの指令値に基づいて補償電流を得るための通常動作と、当該指令値に拘わらずに、第１切り替わり期間においては第１スイッチングパターンで強制的に電圧形コンバータ３１を駆動する強制動作とを行う。第１スイッチングパターンにおいて電圧形コンバータ３１は、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのうちで第１切り替わり期間において最大相となるものが印加される一つを容量性負荷３２の高電位側３２ａに接続し、他の二つを容量性負荷３２の低電位側３２ｂに接続する。第１切り替わり期間では、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの二相分の値が正で互いに一致する時点を含んで全ての負荷電流が非零である。【選択図】図１
2016077112.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がそれぞれ印加される３つの接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）に対して三相負荷（２）と並列に接続され、前記三相負荷に流れる三相の負荷電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の前記三相電圧の基本周波数に対する高調波成分を減殺するための補償電流（ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗ）を前記接続点から流す並列形アクティブフィルタ（３）を制御する装置であって、
前記並列形アクティブフィルタは、前記補償電流を入力してスイッチングによって直流電圧を出力する電圧形コンバータ（３１）と、前記電圧形コンバータから前記直流電圧を印加される容量性負荷（３２）とを有し、
前記負荷電流は、その各相分同士が排他的に、流れない期間を有し、
前記負荷電流の二相分の値が正で互いに一致する時点を含んで全ての前記負荷電流が非零となる第１切り替わり期間（Ｔ１）と、前記負荷電流の二相分の値が負で互いに一致する時点を含んで全ての前記負荷電流が非零となる第２切り替わり期間（Ｔ２）とを推定する期間推定部（４）と、
前記電圧形コンバータを駆動するコンバータ駆動部（５）と
を備え、
前記コンバータ駆動部は、前記補償電流の指令値（ｉｃ＊）に基づいて前記補償電流を得るための通常動作（Ｖｉ）と、前記指令値に拘わらずに、前記第１切り替わり期間においては第１スイッチングパターン（Ｖｈ）で、前記第２切り替わり期間においては第２スイッチングパターン（Ｖｊ）で、それぞれ強制的に前記電圧形コンバータを駆動する強制動作とを行い、
前記第１スイッチングパターンにおいて前記電圧形コンバータは、前記三相電圧のうちで前記第１切り替わり期間において最大相となるものが印加される一つの前記接続点を前記容量性負荷の高電位側に接続し、他の二つの前記接続点を前記容量性負荷の低電位側に接続し、
前記第２スイッチングパターンにおいて前記電圧形コンバータは、前記三相電圧のうちで前記第２切り替わり期間において最小相となるものが印加される一つの前記接続点を前記容量性負荷の前記低電位側に接続し、他の二つの前記接続点を前記容量性負荷の前記高電位側に接続する、アクティブフィルタ制御装置。
【請求項２】
前記第１切り替わり期間（Ｔ１）の長さとして採用される第１長さ（Ｘ）と、前記第２切り替わり期間（Ｔ２）の長さとして採用される第２長さ（Ｙ）とを算出する、切り替わり長さ算出部（６）
を更に備え、
前記期間推定部（４）は、
(I)前記第１切り替わり期間の始点（ｔｓ０）として前記三相電圧のうち最大相であったものが前記三相電圧の中で中間相となる第１時点を採用し、前記第１切り替わり期間の終点として前記第１時点から前記第１長さ（Ｘ）が経過した時点を採用し、
(II)前記第２切り替わり期間の始点として前記三相電圧のうち最小相であったものが前記三相電圧の中で中間相となる第２時点を採用し、前記第２切り替わり期間の終点として前記第２時点から前記第２長さ（Ｙ）が経過した時点を採用する、
請求項１記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項３】
前記切り替わり長さ算出部（６）は、
所定間隔（ΔＴ）が開いた複数の電流測定タイミングで測定された前記負荷電流の値を記憶する負荷電流値記憶部（６１）と、
前記負荷電流のうち前記第１時点（ｔｓ０）の直前において前記負荷電流の中で中間相であった第１相分（ｉｕ）について、前記第１時点の後で零検出タイミングよりも前に前記電流測定タイミングで測定された値（Ｉｕ１，Ｉｕ２）を用いて、前記第１相分を近似する近似波形（Ｌ１）を求める近似波形生成部（６２）と、
前記近似波形を前記所定間隔で遅延した遅延波形（Ｌ２）が、前記零検出タイミングにおける前記第１相分の値（Ｉｕ３）を採る時点（ｔｅ＾＋ΔＴ）から、前記所定間隔で遡った時点（ｔｅ＾）と、前記第１時点との間隔を、前記第１長さ（Ｘ）として求める計算部（６３）と
を有し、
前記零検出タイミングは、前記負荷電流のうち前記第１時点の直前において前記負荷電流の中で最大相であった第２相分（ｉｗ）が、前記第１時点の後、初めて零であることが測定される前記電流測定タイミングである、請求項２記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項４】
前記切り替わり長さ算出部（６）は、
所定間隔（ΔＴ）が開いた複数の電流測定タイミング（ｔ０〜ｔ３）で測定された前記負荷電流の値を記憶する負荷電流値記憶部（６１）と、
前記負荷電流のうち前記第１時点（ｔｓ０）の直前において前記負荷電流の中で最小相であった第１相分（ｉｗ）について、前記第１時点の後で零検出タイミング（ｔ３）よりも前に前記電流測定タイミングで測定された値（Ｉｗ１，Ｉｗ２）を用いて、前記第１相分を近似する近似波形（Ｌ３）を求める近似波形生成部（６２）と、
前記近似波形を前記所定間隔で遅延した遅延波形（Ｌ４）が零を採る時点（ｔｅ＾＋ΔＴ）から前記所定間隔で遡った時点（ｔｅ＾）と、前記第１時点との間隔（Ｘ＾）を、前記第１長さ（Ｘ）として求める計算部（６３）と
を有し、
前記零検出タイミングは、前記第１相分が、前記第１時点の後、初めて零であることが測定される前記電流測定タイミングである、請求項２記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項５】
前記コンバータ駆動部（５）は、前記所定間隔よりも前記第１時点から前記零検出タイミングまでの間の時間の方が長いときにのみ、前記強制動作を行う、請求項３または請求項４に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項６】
前記コンバータ駆動部（５）は、前記第１時点から前記零検出タイミングまでの間の時間が所定の長さよりも短いときにのみ前記強制動作を行う、請求項３または請求項４に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項７】
前記コンバータ駆動部（５）は、前記零検出タイミングにおける前記第１相分（ｉｕ）の値が所定の閾値よりも大きいときにのみ前記強制動作を行う、請求項３記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項８】
前記切り替わり長さ算出部（６）は、
所定間隔（ΔＴ）が開いた複数の電流測定タイミングで測定された前記負荷電流の値を記憶する負荷電流値記憶部（６１）と、
前記負荷電流のうち前記第２時点の直前において前記負荷電流の中で中間相であった第１相分（ｉｕ）について、前記第２時点の後で零検出タイミングよりも前に前記電流測定タイミングで測定された値を用いて、前記第１相分を近似する近似波形を求める近似波形生成部（６２）と、
前記近似波形を前記所定間隔で遅延した遅延波形が、前記零検出タイミングにおける前記第１相分の値を採る時点から、前記所定間隔で遡った時点と、前記第２時点との間隔（Ｙ＾）を、前記第２長さ（Ｙ）として求める計算部（６３）と
を有し、
前記零検出タイミングは、前記負荷電流のうち前記第２時点の直前において前記負荷電流の中で最小相であった第２相分（ｉｗ）が、前記第２時点の後、初めて零であることが測定される前記電流測定タイミングである、請求項２記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項９】
前記切り替わり長さ算出部（６）は、
所定間隔（ΔＴ）が開いた複数の電流測定タイミングで測定された前記負荷電流の値を記憶する負荷電流値記憶部（６１）と、
前記負荷電流のうち前記第２時点の直前において前記負荷電流の中で最小相であった第１相分（ｉｗ）について、前記第２時点の後で零検出タイミングよりも前に前記電流測定タイミングで測定された値を用いて、前記第１相分を近似する近似波形を求める近似波形生成部（６２）と、
前記近似波形を前記所定間隔で遅延した遅延波形が零を採る時点から前記所定間隔で遡った時点と、前記第２時点との間隔を、前記第２長さ（Ｙ）として求める計算部（６３）と
を有し、
前記零検出タイミングは、前記第１相分が、前記第２時点の後、初めて零であることが測定される前記電流測定タイミングである、請求項２記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項１０】
前記コンバータ駆動部（５）は、前記所定間隔よりも前記第２時点から前記零検出タイミングまでの間の時間の方が長いときにのみ前記強制動作を行う、請求項８または請求項９に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項１１】
前記コンバータ駆動部（５）は、前記第１時点から前記零検出タイミングまでの間の時間が所定の長さよりも短いときにのみ前記強制動作を行う、請求項８または請求項９に記載のアクティブフィルタ制御装置。
【請求項１２】
前記コンバータ駆動部（５）は、前記零検出タイミングにおける前記第１相分（ｉｕ）の値が所定の閾値よりも小さいときにのみ前記強制動作を行う、請求項８記載のアクティブフィルタ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は電源周波数に対する高調波の低減を実現する技術に関し、特に並列形アクティブフィルタを用いて高調波を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を供給する交流電源に接続された負荷は、当該交流電圧の基本周波数（いわゆる電源周波数）に対する高調波成分を有する電流（以下「高調波電流」とも称す）を流す場合がある。このような高調波電流は交流電源に流れないようにすることが望まれる。つまり交流電源から負荷側を見た場合、高調波電流が抑制されることが望ましい。
【０００３】
かかる高調波電流の抑制の一手法として、並列形アクティブフィルタの採用が提案されている。
【０００４】
並列形アクティブフィルタは電源に対して負荷と並列に接続される。並列形アクティブフィルタは負荷電流の高調波成分を検出し、これを補償する補償電流を流すことにより、電源から流れる電流（電源電流）の高調波成分を低減する。
【０００５】
但し負荷電流の検出や、これに応じた補償電流を求めるための演算において処理時間が必要である。この処理時間が長いと高調波電流に対する補償電流の追従性が劣化する。当該劣化は、補償電流によって高調波電流を減殺する効果をも劣化させる。
【０００６】
しかるに、負荷が転流を伴う動作を行うとき、交流電源側のインピーダンスが小さいほど高調波電流の変化は急峻となる。このように高調波電流の変化が急峻であると、上記追従性の劣化は減殺の効果を顕著に劣化させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第３６８１９４１号公報
【特許文献２】特許第４７６６００５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１では、実際に流れる補償電流とその指令値との偏差に対してＰＩ（比例積分）制御を行って、補償電流による高調波電流の減殺効果を高める手法が提案されている。しかしながらこの手法では、発振しないようにＰＩ制御のための諸定数を選定することは困難であり、外乱に対して不安定となる。
【０００９】
特許文献２では、補償電流の指令値を進ませて、実際に流れる補償電流の遅れを改善する手法が提案されている。しかしながらこの手法では、指令値を進ませる時間は予め算出しなければならず、突発的な変化には対応できない。
【００１０】
この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、高調波電流に対する補償電流の追従性を高めるためのＰＩ制御の諸定数を選定することや、補償電流の指令値を進ませることを必要とせず、高調波電流を減殺する補償電流を流す技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置は、三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がそれぞれ印加される３つの接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）に対して三相負荷（２）と並列に接続され、前記三相負荷に流れる三相の負荷電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の前記三相電圧の基本周波数に対する高調波成分を減殺するための補償電流（ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗ）を前記接続点から流す並列形アクティブフィルタ（３）を制御する装置である。
【００１２】
前記並列形アクティブフィルタは、前記補償電流を入力してスイッチングによって直流電圧を出力する電圧形コンバータ（３１）と、前記電圧形コンバータから前記直流電圧を印加される容量性負荷（３２）とを有する。そして前記負荷電流は、その各相分同士が排他的に、流れない期間を有する。
【００１３】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第１の態様は、前記負荷電流の二相分の値が正で互いに一致する時点を含んで全ての前記負荷電流が非零となる第１切り替わり期間（Ｔ１）と、前記負荷電流の二相分の値が負で互いに一致する時点を含んで全ての前記負荷電流が非零となる第２切り替わり期間（Ｔ２）とを推定する期間推定部（４）と、前記電圧形コンバータを駆動するコンバータ駆動部（５）とを備える。
【００１４】
前記コンバータ駆動部は、前記補償電流の指令値（ｉｃ＊）に基づいて前記補償電流を得るための通常動作（Ｖｉ）と、前記指令値に拘わらずに、前記第１切り替わり期間においては第１スイッチングパターン（Ｖｈ）で、前記第２切り替わり期間においては第２スイッチングパターン（Ｖｊ）で、それぞれ強制的に前記電圧形コンバータを駆動する強制動作とを行う。
【００１５】
前記第１スイッチングパターンにおいて前記電圧形コンバータは、前記三相電圧のうちで前記第１切り替わり期間において最大相となるものが印加される一つの前記接続点を前記容量性負荷の高電位側に接続し、他の二つの前記接続点を前記容量性負荷の低電位側に接続する。
【００１６】
前記第２スイッチングパターンにおいて前記電圧形コンバータは、前記三相電圧のうちで前記第２切り替わり期間において最小相となるものが印加される一つの前記接続点を前記容量性負荷の前記低電位側に接続し、他の二つの前記接続点を前記容量性負荷の前記高電位側に接続する。
【００１７】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記第１切り替わり期間（Ｔ１）の長さとして採用される第１長さ（Ｘ）と、前記第２切り替わり期間（Ｔ２）の長さとして採用される第２長さ（Ｙ）とを算出する、切り替わり長さ算出部（６）を更に備える。
【００１８】
前記期間推定部（４）は、(I)前記第１切り替わり期間の始点（ｔｓ０）として前記三相電圧のうち最大相であったものが前記三相電圧の中で中間相となる第１時点を採用し、前記第１切り替わり期間の終点として前記第１時点から前記第１長さ（Ｘ）が経過した時点を採用し、(II)前記第２切り替わり期間の始点として前記三相電圧のうち最小相であったものが前記三相電圧の中で中間相となる第２時点を採用し、前記第２切り替わり期間の終点として前記第２時点から前記第２長さ（Ｙ）が経過した時点を採用する。
【００１９】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記切り替わり長さ算出部（６）は、所定間隔（ΔＴ）が開いた複数の電流測定タイミングで測定された前記負荷電流の値を記憶する負荷電流値記憶部（６１）と、前記負荷電流のうち前記第１時点（ｔｓ０）の直前において前記負荷電流の中で中間相であった第１相分（ｉｕ）について、前記第１時点の後で零検出タイミングよりも前に前記電流測定タイミングで測定された値（Ｉｕ１，Ｉｕ２）を用いて、前記第１相分を近似する近似波形（Ｌ１）を求める近似波形生成部（６２）と、前記近似波形を前記所定間隔で遅延した遅延波形（Ｌ２）が、前記零検出タイミングにおける前記第１相分の値（Ｉｕ３）を採る時点（ｔｅ＾＋ΔＴ）から、前記所定間隔で遡った時点（ｔｅ＾）と、前記第１時点との間隔を、前記第１長さ（Ｘ）として求める計算部（６３）とを有する。
【００２０】
前記零検出タイミングは、前記負荷電流のうち前記第１時点の直前において前記負荷電流の中で最大相であった第２相分（ｉｗ）が、前記第１時点の後、初めて零であることが測定される前記電流測定タイミングである。
【００２１】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第４の態様は、その第２の態様であって、前記切り替わり長さ算出部（６）は、所定間隔（ΔＴ）が開いた複数の電流測定タイミング（ｔ０〜ｔ３）で測定された前記負荷電流の値を記憶する負荷電流値記憶部（６１）と、前記負荷電流のうち前記第１時点（ｔｓ０）の直前において前記負荷電流の中で最小相であった第１相分（ｉｗ）について、前記第１時点の後で零検出タイミング（ｔ３）よりも前に前記電流測定タイミングで測定された値（Ｉｗ１，Ｉｗ２）を用いて、前記第１相分を近似する近似波形（Ｌ３）を求める近似波形生成部（６２）と、前記近似波形を前記所定間隔で遅延した遅延波形（Ｌ４）が零を採る時点（ｔｅ＾＋ΔＴ）から前記所定間隔で遡った時点（ｔｅ＾）と、前記第１時点との間隔（Ｘ＾）を、前記第１長さ（Ｘ）として求める計算部（６３）とを有する。
【００２２】
前記零検出タイミングは、前記第１相分が、前記第１時点の後、初めて零であることが測定される前記電流測定タイミングである。
【００２３】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第５の態様は、その第３の態様又は第4の態様であって、前記コンバータ駆動部（５）は、前記所定間隔よりも前記第１時点から前記零検出タイミングまでの間の時間の方が長いときにのみ、前記強制動作を行う。
【００２４】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第６の態様は、その第３の態様又は第4の態様であって、前記コンバータ駆動部（５）は、前記第１時点から前記零検出タイミングまでの間の時間が所定の長さよりも短いときにのみ前記強制動作を行う。
【００２５】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第７の態様は、その第３の態様であって、前記コンバータ駆動部（５）は、前記零検出タイミングにおける前記第１相分（ｉｕ）の値が所定の閾値よりも大きいときにのみ前記強制動作を行う。
【００２６】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第８の態様は、その第２の態様であって、前記切り替わり長さ算出部（６）は、所定間隔（ΔＴ）が開いた複数の電流測定タイミングで測定された前記負荷電流の値を記憶する負荷電流値記憶部（６１）と、前記負荷電流のうち前記第２時点の直前において前記負荷電流の中で中間相であった第１相分（ｉｕ）について、前記第２時点の後で零検出タイミングよりも前に前記電流測定タイミングで測定された値を用いて、前記第１相分を近似する近似波形を求める近似波形生成部（６２）と、前記近似波形を前記所定間隔で遅延した遅延波形が、前記零検出タイミングにおける前記第１相分の値を採る時点から、前記所定間隔で遡った時点と、前記第２時点との間隔（Ｙ＾）を、前記第２長さ（Ｙ）として求める計算部（６３）とを有する。
【００２７】
前記零検出タイミングは、前記負荷電流のうち前記第２時点の直前において前記負荷電流の中で最小相であった第２相分（ｉｗ）が、前記第２時点の後、初めて零であることが測定される前記電流測定タイミングである。
【００２８】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第９の態様は、その第２の態様であって、前記切り替わり長さ算出部（６）は、所定間隔（ΔＴ）が開いた複数の電流測定タイミングで測定された前記負荷電流の値を記憶する負荷電流値記憶部（６１）と、前記負荷電流のうち前記第２時点の直前において前記負荷電流の中で最小相であった第１相分（ｉｗ）について、前記第２時点の後で零検出タイミングよりも前に前記電流測定タイミングで測定された値を用いて、前記第１相分を近似する近似波形を求める近似波形生成部（６２）と、前記近似波形を前記所定間隔で遅延した遅延波形が零を採る時点から前記所定間隔で遡った時点と、前記第２時点との間隔を、前記第２長さ（Ｙ）として求める計算部（６３）とを有する。
【００２９】
前記零検出タイミングは、前記第１相分が、前記第２時点の後、初めて零であることが測定される前記電流測定タイミングである。
【００３０】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第１０の態様は、その第８の態様又は第９の態様であって、前記コンバータ駆動部（５）は、前記所定間隔よりも前記第２時点から前記零検出タイミングまでの間の時間の方が長いときにのみ前記強制動作を行う。
【００３１】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第１１の態様は、その第８の態様又は第９の態様であって、前記コンバータ駆動部（５）は、前記第１時点から前記零検出タイミングまでの間の時間が所定の長さよりも短いときにのみ前記強制動作を行う。
【００３２】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第１２の態様は、その第８の態様であって、前記コンバータ駆動部（５）は、前記零検出タイミングにおける前記第１相分（ｉｕ）の値が所定の閾値よりも小さいときにのみ前記強制動作を行う。
【発明の効果】
【００３３】
この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置によれば、高調波電流に対する補償電流の追従性を高めるためのＰＩ制御の諸定数を選定することや、補償電流の指令値を進ませることを必要とせず、高調波電流を減殺する補償電流を流すことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】この発明にかかる一実施の形態が適用される構成を示すブロック図である。
【図２】三相電圧と負荷電流との関係を例示するグラフである。
【図３】負荷電流を拡大して示したグラフである。
【図４】負荷電流を拡大して示したグラフである。
【図５】負荷電流の波形と、補償電流の波形と、電源電流の波形とを示すグラフである。
【図６】負荷電流の波形と、補償電流の波形と、電源電流の近似波形とを示すグラフである。
【図７】負荷電流の波形と、補償電流の波形と、電源電流の波形とを示すグラフである。
【図８】負荷電流の波形と、補償電流の波形と、電源電流の近似波形とを示すグラフである。
【図９】電源電流における高調波成分を示すグラフである。
【図１０】第１切り替わり期間の近傍での負荷電流の波形を示すグラフである。
【図１１】第１切り替わり期間の近傍での負荷電流の波形を示すグラフである。
【図１２】アクティブフィルタ制御装置の構成を例示するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
図１はこの発明にかかる一実施の形態が適用される構成を示すブロック図である。三相電源１は三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（それぞれ三相電圧のＵ相分、Ｖ相分、Ｗ相分を示す）を、それぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する。接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに対して、三相負荷２と並列形アクティブフィルタ３とが並列に接続される。
【００３６】
三相負荷２に流れる三相の負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（それぞれ負荷電流のＵ相分、Ｖ相分、Ｗ相分を示す）は、三相負荷２が転流を伴うとき、一般には三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの基本周波数に対する高調波成分を有する。例えば、そのような三相負荷２として、コンデンサインプット型整流回路が挙げられる。このような三相負荷２では負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、それらの各相分同士が排他的に、流れない期間を有する。負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから三相負荷２へ向かう方向を正とする。
【００３７】
図２は三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとの関係を例示するグラフである。横軸には電圧Ｖｕの位相を採用した。負荷電流ｉｕはほぼ位相０〜π／６，５π／６〜７π／６，１１π／６〜２πにおいて、負荷電流ｉｖはほぼ位相π／２〜５π／６，３π／２〜１１π／６において、負荷電流ｉｗはほぼ位相π／６〜π／２，７π／６〜３π／２において、流れない。
【００３８】
例えば位相π／６において、それ以前には流れていなかった負荷電流ｉｕが流れだし、それ以前に流れていた負荷電流ｉｗが流れなくなる。このような負荷電流のいわゆる立ち上がり、立ち下がりは、負荷電流ｉｕ，ｉｗの周波数成分の観点では、大きな高調波成分として現れる。負荷電流ｉｖについても同様である。
【００３９】
並列形アクティブフィルタ３は、この高調波成分を減殺するための補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗ（それぞれ補償電流のＵ相分、Ｖ相分、Ｗ相分を示す）を、それぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから流す。補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗは接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから並列形アクティブフィルタ３へ向かう方向を正とする。
【００４０】
三相電源１から流れる電源電流ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗは、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへ向かう方向を正とする。このように極性を設定すると、電源電流ｉｓｕは負荷電流ｉｕと補償電流ｉｃｕとの和であり、電源電流ｉｓｖは負荷電流ｉｖと補償電流ｉｃｖとの和であり、電源電流ｉｓｗは負荷電流ｉｗと補償電流ｉｃｗとの和である。そして補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗが負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの高調波成分と逆相の電流となることでこれらを減殺し、電源電流ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗにおける高調波成分は低減される。
【００４１】
並列形アクティブフィルタ３は、電圧形コンバータ３１と、容量性負荷３２とを有する。電圧形コンバータ３１は、補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗを入力してスイッチングによって直流電圧を出力する。容量性負荷３２は電圧形コンバータ３１から直流電圧を印加される。当該直流電圧は容量性負荷３２の高電位側３２ａと低電位側３２ｂとの電位差として現れる。
【００４２】
但し、電圧形コンバータ３１は、容量性負荷３２の保持する直流電圧を補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗへと変換するインバータとしても機能する。
【００４３】
電圧形コンバータ３１のスイッチングにより、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、高電位側３２ａと低電位側３２ｂとのいずれかに接続される。
【００４４】
このような並列形アクティブフィルタ３それ自体の機能及び構成、並びに三相電源１や三相負荷２への接続については周知の技術であるので、ここではその詳細は省略する。
【００４５】
アクティブフィルタ制御装置９は、並列形アクティブフィルタ３に対し、より詳細には電圧形コンバータ３１に対し、特定の条件下においては特定のスイッチングパターンで動作するように指令する電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊ（より正確には電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊに基づいて決定されるスイッチング信号Ｓｇ）を与える。この電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊについては後述する。
【００４６】
なお、アクティブフィルタ制御装置９は、電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊ以外にも、上記特定の条件下にない場合に、電圧形コンバータ３１をスイッチングパターンで動作するように指令する電圧ベクトルＶｉ（より正確には電圧ベクトルＶｉに基づいて決定されるスイッチング信号Ｓｇ）を与える。
【００４７】
このような電圧ベクトルＶｉは、補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗを通常に得るための動作、具体的には補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗについての指令値ｉｃ＊に基づいて決定される。このような指令値ｉｃ＊に基づいた電圧形コンバータ３１の通常動作については、並列形アクティブフィルタ３において通常採用されるものであるので、ここではその詳細を省略する。なお、特定の条件下において特定のスイッチングパターンで動作するように指令する電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊは、指令値ｉｃ＊に拘わらない。よって電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊに基づく動作は、上述の通常動作に対し、強制動作と仮称する。
【００４８】
但し、電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊ，Ｖｉはいずれも負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗや三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに依存して異なる値をとる。つまり記号「Ｖｈ」，「Ｖｊ」，「Ｖｉ」はいずれも、固定された電圧ベクトルを示すものではない。
【００４９】
例えば電圧ベクトルの標記として、記号「Ｖｘ」（ｘ＝０，１，２，３，４，５，６，７）が採用される。ここで添字ｘは、以下の第１値、第２値、第３値の和として表される：第１値は接続点Ｐｕが高電位側３２ａに接続されるときに値４をとり、第２値は接続点Ｐｖが高電位側３２ａに接続されるときに値２をとり、接続点Ｐｗが高電位側３２ａに接続されるときに値１をとる。接続点Ｐｕが低電位側３２ｂに接続されるときの第１値と、接続点Ｐｖが低電位側３２ｂに接続されるときの第２値と、接続点Ｐｗが低電位側３２ｂに接続されるときの第３値とは、いずれも値０をとる。
【００５０】
図３は図２に示された負荷電流ｉｕ，ｉｗを位相π／６近傍で拡大して示したグラフである。但し横軸には時間を採用し、位相π／６に相当する時点τ（π／６）を示した。
【００５１】
位相π／６の直前では電圧Ｖｗ，Ｖｕが三相電圧の中でそれぞれ最大相、中間相であり（図２参照）、これに対応して負荷電流ｉｗ，ｉｕも負荷電流の中でそれぞれ最大相、中間相である。位相π／６の後は、電圧Ｖｗ，Ｖｕが三相電圧の中でそれぞれ中間相、最大相となる。これにより、時点τ（π／６）において負荷電流ｉｕは値０から（即ち流れていない状態から）正の値をとり、時点τ（π／６）から期間Ｔ１が経過すると負荷電流ｉｗは値０をとる（即ち流れなくなる）。以下、便宜上、この期間Ｔ１を第１切り替わり期間Ｔ１と称す。
【００５２】
第１切り替わり期間Ｔ１では、負荷電流ｉｕ，ｉｗはいずれも正となり、両者が一致する時点を含む。よって第１切り替わり期間Ｔ１のうち、負荷電流ｉｕ，ｉｗが一致するまでの間では、三相電圧の最大相、中間相の関係が、負荷電流の最大相、中間相の関係と逆になる。また負荷電流ｉｖは負の値をとるので、第１切り替わり期間Ｔ１では負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが全て非零となる。
【００５３】
図４は図２に示された負荷電流ｉｕ，ｉｗを位相７π／６近傍で拡大して示したグラフである。但し横軸には時間を採用し、位相７π／６に相当する時点τ（７π／６）を示した。図２を参照して、位相７π／６の直前では電圧Ｖｗ，Ｖｕが三相電圧の中でそれぞれ最小相、中間相であったが、位相７π／６の後は、電圧Ｖｗ，Ｖｕが三相電圧の中でそれぞれ中間相、最小相となる。これにより、時点τ（７π／６）において負荷電流ｉｕは値０から（即ち流れていない状態から）負の値をとり、時点τ（７π／６）から期間Ｔ２が経過すると負荷電流ｉｗは値０をとる（即ち流れなくなる）。以下、便宜上、この期間Ｔ２を第２切り替わり期間Ｔ２と称す。
【００５４】
第２切り替わり期間Ｔ２では、負荷電流ｉｕ，ｉｗはいずれも負となり、両者が一致する時点を含む。よって第２切り替わり期間Ｔ２のうち、負荷電流ｉｕ，ｉｗが一致するまでの間では、三相電圧の最小相、中間相の関係が、負荷電流の最小相、中間相の関係と逆になる。また負荷電流ｉｖは正の値をとるので、第２切り替わり期間Ｔ２では負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが全て非零となる。
【００５５】
このような第１切り替わり期間Ｔ１、第２切り替わり期間Ｔ２が短いほど、負荷電流ｉｕ，ｉｗの変動は急峻となり、それらに含まれる高調波成分も大きくなる。
【００５６】
図５は負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形と、補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗの波形と、電源電流ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗの波形とを示すグラフである。電源電流ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗの波形は、概ね正弦波状を呈するものの、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが立ち上がり、あるいは立ち下がる近傍（これらは上記の第１切り替わり期間Ｔ１や第２切り替わり期間Ｔ２に相当する）においてはスパイク状を呈する。
【００５７】
図６は負荷電流ｉｕが立ち上がる近傍での負荷電流ｉｕの波形と、補償電流ｉｃｕの波形と、電源電流ｉｓｕの近似波形とを示すグラフである。但し電源電流ｉｓｕの近似波形は、補償電流ｉｃｕの近似波形ｉｃｕａと負荷電流ｉｕとの和である。近似波形ｉｃｕａは、補償電流ｉｃｕに低域を透過させる濾波処理を行って得られる。例えば並列形アクティブフィルタ３は、電圧形コンバータ３１よりも接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ側にローパスフィルタを設けてもよい。この場合、補償電流ｉｃｕは図５に示された波形から細かな振動を取り除いた波形を呈し（図６の近似波形ｉｃｕａに相当）、電源電流ｉｓｕも図５に示された波形から細かな振動を取り除いた波形を呈することになる。
【００５８】
補償電流ｉｃｕは大まかには、その近似波形ｉｃｕａで示されるように、負荷電流ｉｕが上昇し始める時点（図３の時点τ（π／６）に相当）から遅れて下降し始める。この遅れは、上述の「背景技術」で述べたように、負荷電流ｉｕの検出や、補償電流ｉｃｕを求めるための演算において必要な処理時間に起因する。
【００５９】
そこで、この実施の形態では、補償電流ｉｃｕを求めるための演算を省略する技術を採用する。負荷電流ｉｕが急激に上昇するときは、第１切り替わり期間Ｔ１に限定されており、しかもそのときに急激に下降するのは（負荷電流ｉｖではなく）負荷電流ｉｗに限定される。よって負荷電流ｉｕが急激に上昇するタイミングにおいて、補償電流ｉｃｕを求めることなく、補償電流ｉｃｕを減少させ、補償電流ｉｃｗを増大させる処理を行う。
【００６０】
この処理を行うべく、第１切り替わり期間Ｔ１において電圧形コンバータ３１を、電圧ベクトルＶｈに基づいた第１スイッチングパターンで強制的に動作させる。ここで第１スイッチングパターンとは以下の接続関係を示す：三相電圧のうちで第１切り替わり期間Ｔ１において最大相となるものが印加される接続点を高電位側３２ａに接続し、他の二つの接続点を低電位側３２ｂに接続する。
【００６１】
上記の負荷電流ｉｕが急激に上昇する場合に沿って説明すると、図２を参照して三相電圧のうちで第１切り替わり期間Ｔ１において最大相となるものは電圧Ｖｕであり、これは接続点Ｐｕに印加される。よって接続点Ｐｕが高電位側３２ａに接続され、接続点Ｐｗ，Ｐｖが低電位側３２ｂに接続される。
【００６２】
接続点Ｐｕが高電位側３２ａに接続されるので補償電流ｉｃｕは急激に下降し、接続点Ｐｗが低電位側３２ｂに接続されるので補償電流ｉｃｗは急激に上昇する。図５からも理解されるように補償電流ｉｃｖは負となるべきなので、接続点Ｐｖは低電位側３２ｂに接続されることが望ましい。
【００６３】
このように処理した場合について、図７のグラフでは、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形と、補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗの波形と、電源電流ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗの波形とを示した。電源電流ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗの波形は、図５のグラフと同様に概ね正弦波状を呈し、かつ、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが立ち上がり、あるいは立ち下がる近傍におけるスパイク状の部分は図５に示された波形よりも建言されている。
【００６４】
図８は図６と同じ電流について波形を示すグラフである。図６に示された波形と比較して、補償電流ｉｃｕは大まかには、その近似波形ｉｃｕａで示されるように、その下降は、負荷電流ｉｕが上昇し始める時点から遅れる時間が短くなっている。これを反映して、電源電流ｉｓｕの近似波形も変動が小さくなっている。
【００６５】
このような処理は、第２切り替わり期間Ｔ２についても同様に行われる。即ち、第２切り替わり期間Ｔ２において電圧形コンバータ３１を、電圧ベクトルＶｊに基づいた第２スイッチングパターンで強制的に動作させる。ここで第２スイッチングパターンとは以下の接続関係を示す：三相電圧のうちで第２切り替わり期間Ｔ２において最小相となるものが印加される接続点を高電位側３２ａに接続し、他の二つの接続点を低電位側３２ｂに接続する。
【００６６】
上記の負荷電流ｉｕが急激に下降する場合に沿って説明すると、図２を参照して三相電圧のうちで第２切り替わり期間Ｔ２において最小相となるものは電圧Ｖｕであり、これは接続点Ｐｕに印加される。よって接続点Ｐｕが低電位側３２ｂに接続され、接続点Ｐｗ，Ｐｖが高電位側３２ａに接続される。
【００６７】
接続点Ｐｕが低電位側３２ｂに接続されるので補償電流ｉｃｕは急激に上昇し、接続点Ｐｗが高電位側３２ａに接続されるので補償電流ｉｃｗは急激に下降する。図５からも理解されるように補償電流ｉｃｖは正となるべきなので、接続点Ｐｖは高電位側３２ａに接続されることが望ましい。
【００６８】
以上のようにして、負荷電流の高調波成分が補償電流によって減殺され、電源電流における高調波成分が低減できたことがわかる。しかも、高調波電流に対する補償電流の追従性を高めるためのＰＩ制御の諸定数を選定することや、補償電流の指令値を進ませることを必要とはしない。
【００６９】
図９は、このような電圧形コンバータ３１の強制的な動作によって得られる効果を示すグラフである。横軸には高調波成分の次数をとり、縦軸には相対的な強度を採用した。四角のマークは電圧形コンバータ３１の強制的な動作を採用しない場合の、丸のマークは当該動作を採用した場合の、それぞれ電源電流における高調波成分を示す。但し、電源電流は三相電流であるので、ここでは三相平衡が得られているとして、３の倍数成分は発生しない。
【００７０】
５次高調波において効果は逆転しているものの、その他の全ての次数において、上記の強制的な動作を採用したことにより、高調波成分が大きく低減していることが看取される。
【００７１】
上記の動作を適切に行うためには、第１切り替わり期間Ｔ１や第２切り替わり期間Ｔ２を適切に推定することが望ましい。そこで、以下、第１切り替わり期間Ｔ１を例にとって、これを推定する手法を説明する。
【００７２】
図１０は第１切り替わり期間Ｔ１の近傍での負荷電流ｉｕ，ｉｗの波形を示すグラフである。横軸には時間を採用した。下部に黒三角が付記された縦破線は、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを測定するタイミング（以下「電流測定タイミング」と称す）を示す。電流測定タイミングは所定間隔ΔＴを開けて採用される。
【００７３】
第１切り替わり期間Ｔ１の始点ｔｓ０は、電流測定タイミングとは独立して推定することができる。例えば三相電圧のうち最大相であった電圧Ｖｗが中間相となる時点τ（π／６）（図３も参照）を採用することができる。以下、三相電圧のうち最大相であった電圧が中間相となる時点を「第１時点」と称する。この用語を用いると、上述の内容は、始点ｔｓ０として第１時点を採用することができる、と表現される。
【００７４】
具体的には例えば電圧Ｖｕの位相を検出（あるいは推定）しておき、電圧Ｖｕの値が負から正になる位相を基準として位相が値（π／６）をとる時点τ（π／６）を検出（あるいは推定）すればよい。
【００７５】
電圧Ｖｕの位相が値（π／６）をとる時点を推定する方法としては、基準となる位相に相当する時点から、位相（π／６）に相当する時間が経過することを計測するタイマを採用することができる。通常、三相電圧の電源周波数は一定であるので、時間を計測すればこれに対応する位相は（２πの整数倍の相違を除き）一意に決定されるからである。
【００７６】
そして始点ｔｓ０が検出され（あるいは第１時点が採用され）てから、長さＸの時間（以下、簡単のため、これを時間Ｘとも称す）が経過した時点を第１切り替わり期間Ｔ１の終点として採用する。よって、第１切り替わり期間Ｔ１の推定には時間Ｘの推定（あるいは算出）が必要である。
【００７７】
今便宜的に、始点ｔｓ０の直後の電流測定タイミングをタイミングｔ１とし、タイミングｔ１の直前の電流測定タイミングをタイミングｔ０とする。タイミングｔ１の直後の電流測定タイミングをタイミングｔ２とする。同様にして、タイミングｔ３はタイミングｔ２の直後の電流測定タイミングである。
【００７８】
始点ｔｓ０の直前では負荷電流ｉｕは零であるので、タイミングｔ０において負荷電流ｉｕが採る値ｉｕ０は零である。他方、タイミングｔ０において負荷電流ｉｗが採る値ｉｗ０は正である。
【００７９】
始点ｔｓ０の直後では負荷電流ｉｕは正であるので、タイミングｔ１において負荷電流ｉｕが採る値Ｉｕ１は正である。他方、タイミングｔ１において負荷電流ｉｗが採る値Ｉｗ１は、一般的には正であるか零であるかは不明である。負荷電流ｉｗの減少が急峻であって長さＸが所定間隔ΔＴよりも短ければ、タイミングｔ１において負荷電流ｉｗは零となることもあり得る。なお、通常は所定間隔ΔＴが負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの周期よりも短いため、タイミングｔ１において負荷電流ｉｗが負となることを考慮する実用性はない。
【００８０】
但し、まず、説明を簡単にするために、長さＸは所定間隔ΔＴよりも長いとする。これにより下記条件が想定される：
(i)値Ｉｕ１，Ｉｗ１はいずれも正。
【００８１】
更に、下記の状況を想定して考察を進める：
(ii)タイミングｔ２において負荷電流ｉｕ，ｉｗはそれぞれ値Ｉｕ２，Ｉｗ２を採り、これらはいずれも正；
(iii)タイミングｔ３において負荷電流ｉｕが採る値Ｉｕ３は正；
(iv)タイミングｔ３において負荷電流ｉｗが採る値Ｉｗ３は零
上記(iii)(iv)から、始点ｔｓ０の後に負荷電流ｉｗが初めて零となる電流測定タイミングがタイミングｔ３である、と言える。
【００８２】
さて、タイミングｔ１〜ｔ３の間での負荷電流ｉｕ，ｉｗの振る舞いに基づいて長さＸを算出し、これを後の第１切り替わり期間Ｔ１の推定に採用する。長さＸは、電圧Ｖｗが最大相から中間相へと切り替わる時点を始点とする場合のみならず、電圧Ｖｕが最大相から中間相へと切り替わる時点（位相５π／６に相当）を始点とする場合や、電圧Ｖｖが最大相から中間相へと切り替わる場合（位相３π／２に相当）を始点とする場合の、それぞれの第１切り替わり期間Ｔ１の推定に採用できる。
【００８３】
上記(ii)，(iv)から、(iii)において示される値Ｉｕ３は、負荷電流ｉｕが既に極大値を採った後の（つまり下降中の）負荷電流ｉｕの値であることがわかる。図３や図１０に示されるように、第１切り替わり期間Ｔ１において負荷電流ｉｗが正であるときには負荷電流ｉｕは上昇し、負荷電流ｉｗが零となった時点（即ち第１切り替わり期間Ｔ１の終点）から負荷電流ｉｕは減少し始めるからである。
【００８４】
さて、上昇中の負荷電流ｉｕは、始点ｔｓ０の後の第１の電流測定タイミング（ここではタイミングｔ１）から、（第１切り替わり期間Ｔ１の始点の直前において負荷電流の中で最大相であった）負荷電流ｉｗを零であると検出した電流測定タイミング（以下「零検出タイミング」とも称す：ここではタイミングｔ３）の直前の第２の電流測定タイミング（ここではタイミングｔ２）までの間で検出される負荷電流ｉｕの値を用いて近似できる。
【００８５】
第３の電流測定タイミングにおいて負荷電流ｉｕが採る値（ここでは値Ｉｕ３）を、近似された負荷電流ｉｕが採る時点を、第１切り替わり期間Ｔ１の終点として推定する。負荷電流ｉｗが始点ｔｓ０の後で初めて零となる時点（これは負荷電流ｉｕが極大値を採る時点でもある）を、所定間隔ΔＴが短いほど、より正確に、零検出タイミングで把握できることに鑑みて、上記の推定は適切といえる。
【００８６】
値Ｉｕ３が下降中の負荷電流ｉｕの採る値であると判断できる根拠は、値Ｉｗ３が零であることにある。そこで第１切り替わり期間Ｔ１の終点ｔｅ０の推定値ｔｅ＾を以下のようにして求める：
(a)負荷電流のうちで始点ｔｓ０の直前において最大相であった第１相分たる負荷電流ｉｗが、始点ｔｓ０の後に初めて零と測定された電流測定タイミングであるタイミングｔ３を、零検出タイミングとして把握し；
(b)始点ｔｓ０と零検出タイミングとの間（これら自身を含まない）における電流測定タイミング（上述の「第１の電流測定タイミング」「第２の電流測定タイミング」を含む）において測定された負荷電流ｉｕ（これは始点ｔｓ０の直前において負荷電流の中で中間相であった第２相分と言える）の値を用いて、上昇中の負荷電流ｉｕの近似波形を求め；
(c)上記の近似波形を所定間隔ΔＴだけ時間を遅らせて遅延波形を求め；
(d)零検出タイミングにおいて負荷電流ｉｕが採る値Ｉｕ３を、遅延波形が採る時点から、所定間隔ΔＴだけ時間を遡った時点を、第１切り替わり期間Ｔ１の終点ｔｅ０の推定値ｔｅ＾として採用する。
【００８７】
もちろん、このような推定は(a)〜(d)の段階に分けること、例えば(b)(c)の近似波形、遅延波形を実際に求めることは必要ない。上記(a)〜(d)は理解を容易にするためのものであり、これらを一体化して整頓した数式によって、推定値ｔｅ＾を得ることができる。
【００８８】
また、近似波形を求めるに際しては、始点ｔｓ０の後、負荷電流ｉｗが零であると検出された（第３の）電流測定タイミングの前までに、少なくとも二回の電流測定タイミングが設けられればよい。この二回の電流測定タイミングによって後述する線形近似が可能だからである。
【００８９】
よって始点ｔｓ０の後、負荷電流ｉｗが零であると検出された電流測定タイミングの前までに、三回以上の電流測定タイミングが存在した場合、近似波形を求めるに際しては、始点ｔｓ０の直後の電流測定タイミングを採用することは必ずしも要求されない。
【００９０】
他方、第２の電流測定タイミングは、零検出タイミングの直前の電流測定タイミングであることが望ましい。図６、図８、図１０で示されるように、上昇中の負荷電流ｉｕの傾斜は徐々に増加するからである。
【００９１】
以下、図１０を用いて簡単な例を説明する。鎖線Ｌ１は、タイミングｔ１において負荷電流ｉｕが採る値Ｉｕ１と、タイミングｔ２において負荷電流ｉｕが採る値Ｉｕ２とを用いた線形近似で得られる、上昇中の負荷電流ｉｕの近似波形を示す。そして鎖線Ｌ１が値Ｉｕ３を採る時点ｔｅ＾を、第１切り替わり期間Ｔ１の終点ｔｅ０の推定値として採用する。これは所定間隔ΔＴが短いほど、負荷電流ｉｗが零となる電流測定タイミングが正確に把握できることに鑑みて、適切な推定である。
【００９２】
なお、第１切り替わり期間Ｔ１の実際の終点ｔｅ０は、電流測定タイミングにより検出されるか否かを不問として、負荷電流ｉｗが値０をとり、負荷電流ｉｕが極大値を採る時点である。
【００９３】
鎖線Ｌ１を所定間隔ΔＴだけ時間を遅らせて鎖線Ｌ２を示した。鎖線Ｌ２は上述の遅延波形に相当する。鎖線Ｌ２が値Ｉｕ３を採る時点は、鎖線Ｌ１が値Ｉｕ３を採る時点ｔｅ＾よりも所定間隔ΔＴだけ遅い時点（ｔｅ＾＋ΔＴ）となる。
【００９４】
このような簡単な例は、下記のように順序立てて説明することができる：
（Ａ）始点ｔｓ０の直前において、負荷電流のうち中間相であった第１相分たる負荷電流ｉｕの、始点ｔｓ０の後の電流測定タイミングであるタイミングｔ１における電流値たる第１値Ｉｕ１を測定し；
（Ｂ）始点ｔｓ０の直前において負荷電流のうち最大相であった第２相分たる負荷電流ｉｗの電流値が、始点ｔｓ０の後に初めて零（値Ｉｗ３）となる電流測定タイミング（つまり零検出タイミング）であるタイミングｔ３における、負荷電流ｉｕの電流値たる第３値Ｉｕ３を測定し；
（Ｃ）タイミングｔ３の直前の電流測定タイミングであるタイミングｔ２における負荷電流ｉｕの電流値たる第２値Ｉｕ２から、第１値Ｉｕ１を引いた値を、所定間隔ΔＴで除して、鎖線Ｌ１、ｌ２の傾きtanθを求め；
（Ｄ）第３値Ｉｕ３から第２値Ｉｕ２を引いた値を傾きtanθで除して、タイミングｔ２から、（鎖線Ｌ１が第３値Ｉｕ３を得る）時点ｔｅ＾までの時間間隔を求め；
（Ｅ）上記（Ｄ）で求めた時間間隔（ｔｅ＾−ｔ２）と、始点ｔｓ０からタイミングｔ２までの間の時間を加算して、長さＸの推定値Ｘ＾を得る。
【００９５】
あるいは、上記（Ｅ）の計算はタイミングｔ３よりも後であることを考慮して、時間間隔（ｔｅ＾−ｔ２）と、始点ｔｓ０からタイミングｔ３までの間の時間を加算し、更に所定間隔ΔＴを差し引いて長さＸの推定値Ｘ＾を得る。
【００９６】
図１１は推定値Ｘ＾を得る他の方法を示すグラフであり、図１０と同じ期間の負荷電流ｉｕ，ｉｗの波形を示すグラフである。始点ｔｓ０、タイミングｔ１，ｔ２，ｔ３は図１０に示された場合と同様に採用している。
【００９７】
以下では、負荷電流ｉｗの近似波形に基づいて、終点ｔｅ０の推定値たる時点ｔｅ＾を求める：
(a)負荷電流のうちで始点ｔｓ０の直前において最大相であった負荷電流ｉｗが、始点ｔｓ０の後に初めて零と測定された電流測定タイミングであるタイミングｔ３を零検出タイミングとして把握し；
(b')始点ｔｓ０と零検出タイミングとの間（これら自身を含まない）における電流測定タイミングにおいて測定された負荷電流ｉｗの値を用いて、下降中の負荷電流ｉｗの近似波形を求め；
(c)近似波形を所定間隔ΔＴだけ時間を遅らせて遅延波形を求め；
(d')零検出タイミングにおいて負荷電流ｉｗが採る値Ｉｗ３（＝０）を、遅延波形が採る時点から、所定間隔ΔＴだけ時間を遡った時点を、第１切り替わり期間Ｔ１の終点ｔｅ０の推定値ｔｅ＾として採用する。
【００９８】
負荷電流ｉｗの近似波形を採用した場合と同様に、かかる推定は各段階に分けることは必要ない。また、近似波形を求めるに際しては、始点ｔｓ０の後、零検出タイミングの前までに、少なくとも二回の電流測定タイミングが設けられればよい。
【００９９】
このようにすれば、始点ｔｓ０の直前において最大相であった負荷電流ｉｗのみを用いて推定値ｔｅ＾が得られる。この手法では、図１０を用いて説明した(a)(b)のように、二つの負荷電流ｉｕ，ｉｗを用いて推定する手法に比較して、負荷電流ｉｕを用いないで済む。
【０１００】
図１１では、タイミングｔ１，ｔ２においてそれぞれ負荷電流ｉｗが採る値Ｉｗ１，Ｉｗ２を用いた線形近似によって得られる近似波形を鎖線Ｌ３で示した。また当該近似波形を所定間隔ΔＴで遅延して得られる遅延波形を鎖線Ｌ４で示した。
【０１０１】
図１０を用いる手法にしても、図１１を用いる手法にしても、第１の切り替わり期間Ｔ１の始点ｔｓ０から零検出タイミング（ここではタイミングｔ３）までの間の時間の方が、所定間隔ΔＴよりも長いときにのみ、電圧ベクトルＶｈに基づいた電圧形コンバータ３１の動作が行われることが望ましい。これは上述のように、推定値Ｘ＾を得るには、上昇中の負荷電流ｉｕの近似波形を考慮する必要があるところ、かかる近似波形を得るためには、二回以上の電流測定タイミングが第１の切り替わり期間Ｔ１において必要となるからである。
【０１０２】
例えば電流測定タイミングを、電圧形コンバータ３１の動作が依拠するキャリアが最大値を採る時点と、最小値を採る時点とに採用すれば、所定間隔ΔＴは当該キャリアの周期の半分となる。例えば、キャリア周波数が２０ｋＨｚ程度に選択されれば、所定間隔ΔＴは２５μｓｅｃとなる。他方、第１の切り替わり期間Ｔ１は通常、１００〜２００μｓｅｃ程度であるので、二回以上の電流測定タイミングが第１の切り替わり期間Ｔ１において得られる。
【０１０３】
あるいは、例えば、始点ｔｓ０から零検出タイミングまでの間の時間の方が所定間隔ΔＴよりも短いとき、つまり始点ｔｓ０の直後の電流測定タイミング、あるいはその次の電流測定タイミングが零検出タイミングとなる場合には、電圧ベクトルＶｈを一つの電圧ベクトル、例えば電圧ベクトルＶ０や電圧ベクトルＶ７に固定して設定しても良い。
【０１０４】
また、始点ｔｓ０から零検出タイミングまでの間の時間が所定の長さよりも短いときにのみ、電圧ベクトルＶｈに基づいた電圧形コンバータ３１の動作が行われることも望ましい。第１の切り替わり期間Ｔ１が所定の長さよりも長い場合、負荷電流ｉｕ，ｉｗの変化は急峻ではなく、高調波電流に対する補償電流の追従性が低くても、その減殺の効果は顕著にはならないからである。
【０１０５】
また、図１０を用いて示された手法では、零検出タイミングにおける負荷電流ｉｕの値Ｉｕ３が所定の閾値よりも大きいときにのみ、電圧ベクトルＶｈに基づいた電圧形コンバータ３１の動作が行われることも望ましい。負荷電流ｉｕの極大値と仮想される値Ｉｕ３が小さい場合、負荷電流ｉｕ，ｉｗの変化は急峻ではなく、高調波電流に対する補償電流の追従性が低くても、その減殺の効果は顕著にはならないからである。
【０１０６】
以上、第１の切り替わり期間Ｔ１についての長さＸの推定値Ｘ＾を得る手法について種々のバリエーションを含めて説明した。これと同様にして、第２の切り替わり期間Ｔ２についても説明できる。
【０１０７】
第２切り替わり期間Ｔ２の始点も、始点Ｔｓ０と同様にして、電流測定タイミングとは独立して推定することができる。例えば三相電圧のうち最小相であった電圧Ｖｗが中間相となる時点τ（７π／６）（図３も参照）を採用することができる。三相電圧のうち最小相であった電圧が中間相となる時点を「第２時点」と称すると、第２切り替わり期間Ｔ２の始点として第２時点を採用することができる、と表現される。
【０１０８】
具体的には例えば電圧Ｖｕの位相を検出（あるいは推定）しておき、電圧Ｖｕの値が負から正になる位相を基準として位相が値（７π／６）をとる時点τ（７π／６）を検出（あるいは推定）すればよい。
【０１０９】
そして第２切り替わり期間Ｔ２の始点が検出され（あるいは第２時点が採用され）てから、長さＹの時間（以下、簡単のため、これを時間Ｙとも称す）が経過した時点を第２切り替わり期間Ｔ２の終点として採用する。よって、第２切り替わり期間Ｔ２の推定には時間Ｙの推定（あるいは算出）が必要である。
【０１１０】
長さＹの推定値Ｙ＾を得る手法は、図１０や図１１を用いた説明において、「最大相」を「最小相」と読み替え、「極大値」を「極小値」と読み替え、「上昇」と「下降」とを入れ替えて読み替えることによって理解される。図３と図４を比較して理解されるように、第１切り替わり期間Ｔ１では負荷電流ｉｕが中間相から最大相へ切り替わり、負荷電流ｉｗが最大相から中間相へ切り替わるのに対し、第２切り替わり期間Ｔ２では負荷電流ｉｕが中間相から最小相へ切り替わり、負荷電流ｉｗが最小相から中間相へ切り替わるからである。
【０１１１】
第２切り替わり期間Ｔ２についても、その始点から零検出タイミングまでの間の時間の方が所定間隔ΔＴよりも長いときにのみ、電圧ベクトルＶｊに基づいた電圧形コンバータ３１の動作が行われることが望ましい。
【０１１２】
あるいは、例えば、始点から零検出タイミングまでの間の時間の方が所定間隔ΔＴよりも短いとき、つまり始点ｔｓ０の直後の電流測定タイミング、あるいはその次の電流測定タイミングが零検出タイミングとなる場合には、電圧ベクトルＶｊを一つの電圧ベクトル、例えば電圧ベクトルＶ０や電圧ベクトルＶ７に固定して設定しても良い。
【０１１３】
また、始点から零検出タイミングまでの間の時間が所定の長さよりも短いときにのみ、電圧ベクトルＶｊに基づいた電圧形コンバータ３１の動作が行われることも望ましい。
【０１１４】
また、図１０を用いて示された手法と類似にして、零検出タイミングにおける負荷電流ｉｕの値Ｉｕ３が所定の閾値よりも小さい（負荷電流ｉｕは第１切り替わり期間Ｔ１では極大値を採るが、第２切り替わり期間Ｔ２では極小値を採る）ときにのみ、電圧ベクトルＶｊに基づいた電圧形コンバータ３１の動作が行われることも望ましい。
【０１１５】
図１２はアクティブフィルタ制御装置９の構成を例示するブロック図である。アクティブフィルタ制御装置９は、期間推定部４と、コンバータ駆動部５と、切り替わり長さ算出部６とを含んで構成される。
【０１１６】
期間推定部４は、位相検出部４１と、切り替わり期間判定部４２とを有する。位相検出部４１は電圧Ｖｕを入力し、上述の第１時点や第２時点を検出（あるいは推定）する。切り替わり期間判定部４２は第１時点や第２時点と、推定値Ｘ＾，Ｙ＾を入力し、第１切り替わり期間Ｔ１、第２切り替わり期間Ｔ２を特定する。これらの機能は上述したのでここでは詳細を繰り返さない。
【０１１７】
コンバータ駆動部５は、特定電圧ベクトル設定部５１と、通常電圧ベクトル設定部５２と、電圧ベクトル選定部５３と、スイッチング信号生成部５４とを有する。
【０１１８】
特定電圧ベクトル設定部５１は、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの値から、電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊを設定する。もちろん、電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊは第１切り替わり期間Ｔ１、第２切り替わり期間Ｔ２においてのみ必要であるので、特定電圧ベクトル設定部５１に第１切り替わり期間Ｔ１、第２切り替わり期間Ｔ２を了知させて、その動作を簡便にしてもよい。具体的な電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊの選定については、既に説明した場合をも含めて、以下のようになる：
電圧Ｖｕが最大相から中間相に切り替わることに伴う第１切り替わり期間Ｔ１では電圧ベクトルＶｈとして電圧ベクトルＶ２を採用；
電圧Ｖｖが最大相から中間相に切り替わることに伴う第１切り替わり期間Ｔ１では電圧ベクトルＶｈとして電圧ベクトルＶ１を採用；
電圧Ｖｗが最大相から中間相に切り替わることに伴う第１切り替わり期間Ｔ１では電圧ベクトルＶｈとして電圧ベクトルＶ４を採用；
電圧Ｖｕが最小相から中間相に切り替わることに伴う第２切り替わり期間Ｔ２では電圧ベクトルＶｊとして電圧ベクトルＶ５を採用；
電圧Ｖｖが最小相から中間相に切り替わることに伴う第２切り替わり期間Ｔ２では電圧ベクトルＶｊとして電圧ベクトルＶ６を採用；
電圧Ｖｗが最小相から中間相に切り替わることに伴う第２切り替わり期間Ｔ２では電圧ベクトルＶｊとして電圧ベクトルＶ３を採用。
【０１１９】
通常電圧ベクトル設定部５２は、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、補償電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗ及びその指令値ｉｃ＊の値から、電圧ベクトルＶｉを設定する。指令値ｉｃ＊は負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと電圧Ｖｕの位相から生成してもよい。これらの機能は公知であるので、ここでは詳細を省略する。
【０１２０】
電圧ベクトル選定部５３は、期間推定部４から、より具体的には切り替わり期間判定部４２から示される第１切り替わり期間Ｔ１、第２切り替わり期間Ｔ２を認識する。第１切り替わり期間Ｔ１においては電圧ベクトルＶｈを、第２切り替わり期間Ｔ２においては電圧ベクトルＶｊを、それ以外の期間においては電圧ベクトルＶｉを、それぞれ選択して出力する。つまり、電圧ベクトル選定部５３は、通常動作／強制動作を選択する機能を担っている。
【０１２１】
スイッチング信号生成部５４は、電圧形コンバータ３１の制御、具体的にはスイッチングパターンを実現するためのスイッチング信号Ｓｇを出力する。スイッチング信号Ｓｇは電圧ベクトルＶｈ，Ｖｊ，Ｖｉのうち電圧ベクトル選定部５３から出力されたものを用いて、例えばキャリアＣに基づいて生成される。かかる生成自体も公知の技術であるので、ここでは詳細を省略する。
【０１２２】
切り替わり長さ算出部６は、負荷電流値記憶部６１と、近似波形生成部６２と、計算部６３と、記憶トリガ発生部６５とを有する。
【０１２３】
負荷電流値記憶部６１は、公知の手法で測定された負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの値を、電流測定タイミングＭにおいて記憶する。電流測定タイミングＭは記憶トリガ発生部６５によって、例えばキャリアＣの周期に基づいて、生成される。上述の説明における所定間隔ΔＴは、キャリアＣの周期に基づいて選定される。例えば所定間隔ΔＴとしてキャリアＣの周期を採用することができる。
【０１２４】
近似波形生成部６２は、第１時点及び第２時点並びに電流測定タイミングＭの個数をカウントする。また負荷電流値記憶部６１に記憶されていた負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの値を入力し、いずれの電流測定タイミングＭが零検出タイミングに相当するかを認定する。これにより、近似波形を作成すべき期間、当該期間における負荷電流の測定値を決定し、負荷電流の近似波形（上述の第１切り替わり期間Ｔ１に即して言えば鎖線Ｌ１，Ｌ３）を生成する。この機能は上述したのでここでは詳細を繰り返さない。
【０１２５】
計算部６３は、負荷電流の近似波形、あるいは更に零検出タイミングにおける負荷電流の値（図１０では負荷電流ｉｕの値Ｉｕ３に相当：図１１で説明された手法では不要）を近似波形生成部６２から得て、第１長さＸの推定値Ｘ＾、第２長さＹの推定値Ｙ＾を得る。この機能は上述したのでここでは詳細を繰り返さない。
【０１２６】
なお、例えばアクティブフィルタ制御装置９は、マイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、アクティブフィルタ制御装置９はこれに限らず、アクティブフィルタ制御装置９によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【０１２７】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、相互に矛盾しない限り、上記の種々の実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【０１２８】
３  アクティブフィルタ
３１  電圧形コンバータ
３２  容量性負荷
４  期間推定部
５  コンバータ駆動部
６  切り替わり長さ算出部
６１  負荷電流値記憶部
６２  近似波形生成部
６３  計算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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