(57)【要約】      （修正有）【課題】離散データによるディジタル演算を実施せず、位相誤差を抽出することで、フィードバックに要する無駄時間を削減する。【解決手段】ＩＱミキサー４１と、４逓倍器４２と、アナログミキサー４３とを備えて構成される。ＩＱミキサー４１は、互いに直交するＩ軸信号及びＱ軸信号を、サンプルホールドすることにより得られた第１の強度保持信号及び第２の強度保持信号に対して、搬送波信号に重畳するようにＩＱ変調を施すことにより、ＩＱ変調信号を生成する。４逓倍器４２は、ＩＱ変調信号を４逓倍することにより、４逓倍信号を生成する。アナログミキサー４３は、４逓倍信号と、正弦波とをミキシングすることにより位相誤差信号を生成する。ここで、搬送波信号の周波数は、正弦波の周波数の１／４であり、搬送波と正弦波とは同期している。【選択図】図１
2016058819.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交するＩ軸信号及びＱ軸信号の強度を、一定時間保持することにより得られた第１の強度保持信号及び第２の強度保持信号に対して、搬送波信号に重畳するようにＩＱ変調を施すことにより、ＩＱ変調信号を生成するＩＱミキサーと、
前記ＩＱ変調信号を４逓倍することにより、４逓倍信号を生成する４逓倍器と、
前記４逓倍信号と、正弦波とをミキシングすることにより位相誤差信号を生成するアナログミキサーと
を備え、
前記搬送波信号の周波数は、前記正弦波の周波数の１／４であり、前記搬送波と前記正弦波とは同期している
ことを特徴とするキャリア再生回路。
【請求項２】
前記正弦波と前記４逓倍信号の位相を調整する移相器を備える
ことを特徴とする請求項１に記載のキャリア再生回路。
【請求項３】
前記正弦波を生成する高周波発振器と、
前記正弦波を２分岐した一方を１／４分周して前記搬送波信号を生成する１／４分周器と
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のキャリア再生回路。
【請求項４】
前記正弦波を生成する高周波発振器と、
前記搬送波信号を生成する搬送波発振器と
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のキャリア再生回路。
【請求項５】
前記搬送波信号を生成する搬送波発振器と
前記搬送波信号を２分岐した一方を４逓倍して前記正弦波を生成する正弦波用４逓倍器と
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のキャリア再生回路。
【請求項６】
入力された位相変調信号と局部発振光を干渉させて、両信号の位相差を反映した第１及び第２の干渉信号を生成する干渉信号生成手段と、
前記第１の干渉信号から、第１の変調電気信号を生成する第１の変調電気信号生成手段と、
前記第２の干渉信号から、第２の変調電気信号を生成する第２の変調電気信号生成手段と、
前記第１の変調電気信号の強度を所定の期間保持して、第１の強度保持信号を生成する第１の強度保持手段と、
前記第２の変調電気信号の強度を所定の期間保持して、第２の強度保持信号を生成する第２の強度保持手段と、
前記第１の強度保持信号及び前記第２の強度保持信号に対して、搬送波信号に重畳するようにＩＱ変調を施すことにより、ＩＱ変調信号を生成するＩＱミキサーと、
前記ＩＱ変調信号を４逓倍することにより、４逓倍信号を生成する４逓倍器と、
前記４逓倍信号と、正弦波とをミキシングすることにより前記位相誤差信号を生成するアナログミキサーと、
前記局部発振光を生成する手段であって、前記位相誤差信号に基づいて、前記局部発振光の位相又は周波数を設定する局部発振光生成手段と
を備え、
前記搬送波信号の周波数は、前記正弦波の周波数の１／４であり、前記搬送波と前記正弦波とは同期している
ことを特徴とする光位相同期ループ装置。
【請求項７】
前記正弦波と前記４逓倍信号の位相を調整する移相器を備える
ことを特徴とする請求項６に記載の光位相同期ループ装置。
【請求項８】
前記正弦波を生成する高周波発振器と、
前記正弦波を２分岐した一方を１／４分周して前記搬送波信号を生成する１／４分周器と
を備えることを特徴とする請求項６又は７に記載の光位相同期ループ装置。
【請求項９】
前記正弦波を生成する高周波発振器と、
前記搬送波信号を生成する搬送波発振器と
を備えることを特徴とする請求項６又は７に記載の光位相同期ループ装置。
【請求項１０】
前記搬送波信号を生成する搬送波発振器と
前記搬送波信号を２分岐した一方を４逓倍して前記正弦波を生成する正弦波用４逓倍器と
を備えることを特徴とする請求項６又は７に記載の光位相同期ループ装置。
【請求項１１】
互いに直交するＩ軸信号及びＱ軸信号の強度を、一定時間保持することにより得られた第１の強度保持信号及び第２の強度保持信号に対して、搬送波信号に重畳するようにＩＱ変調を施すことにより、ＩＱ変調信号を生成する過程と、
前記ＩＱ変調信号を４逓倍することにより、４逓倍信号を生成する過程と、
前記４逓倍信号と、正弦波とをミキシングすることにより位相誤差信号を生成する過程と
を備え、
前記搬送波信号の周波数は、前記正弦波の周波数の１／４であり、前記搬送波と前記正弦波とは同期している
ことを特徴とするキャリア再生方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、特に、ホモダイン検波による位相変調信号の受信に用いて好適なキャリア再生回路、このキャリア再生回路を備える光位相同期ループ装置、及び、キャリア再生方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
昨今の光通信の大容量化に伴い、従来の強度変調と比べて、多値化による帯域利用効率の向上が容易な、位相変調などを用いたコヒーレント通信が注目されている。位相変調を用いた通信では、位相に情報を重畳して送信する。
【０００３】
コヒーレント通信での受信方法には、ホモダイン検波による受信方法や、ヘテロダイン検波による受信方法がある。ホモダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と、周波数及び位相が一致した局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と、局部発振光とを干渉させて復調を行う。ヘテロダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と、周波数がわずかに異なる局部発振光とを干渉させて、ダウンコンバートして復調を行う。ホモダイン検波及びヘテロダイン検波は、いずれも、受信信号と局部発振光の位相同期回路を用いて実現可能である。
【０００４】
ホモダイン検波による通信では、受信する２値位相変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号の変調度を１００％未満に設定することにより、ＢＰＳＫ信号にキャリアを残留させ、この残留したキャリアに対する位相同期を行うことでホモダイン検波を実施している。この場合、キャリアが残留しているため、すなわち、変調度が１００％でないため、理論的に復調信号の信号／ノイズ比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）が劣化する。これは、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させた際にＢＰＳＫ信号のベースバンドが混入することに起因する。
【０００５】
一方、変調度１００％の位相変調（ＰＳＫ）信号を復調するには、ＰＳＫ信号に搬送波のスペクトル成分が含まれないため、ＰＳＫ信号から受信信号の搬送波と局部発振光の位相差を抽出する手段が必要である。この位相差を抽出する手段として、逓倍法やコスタスループが知られている。
【０００６】
例えば、ＢＰＳＫ信号では、搬送波に対して位相がπだけずれた２値で位相変調が施されている。搬送波を単純に逓倍する逓倍法を用いると、例えば２逓倍の場合、搬送波の位相０又はπが２逓倍されて、０又は２πとなって現れる。三角関数の周期性により、それぞれのタイムスロットでの波形は同形になるので、結果的に搬送波の２逓倍の周波数を持つ信号の抽出が可能になる。しかしながら、搬送波周波数が数１００ＴＨｚに及ぶ光通信では、電気デバイスの特性などから、逓倍法を用いることは困難である。
【０００７】
非特許文献１に開示されているコスタスループの場合、搬送波と局部発振光の位相差の２倍を抽出することが可能となる。このコスタスループでは、Ｉ軸信号はｓｉｎ（θ＋ｄ）、Ｑ軸信号は−ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。ここで、θは受信信号の搬送波と局部発振光との位相差を表す。また、ｄは、データ列を表し、タイムスロットごとに、π／２又は−π／２をとる。これらを乗算すると、データ列のｄの変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θが出力される。このため、この乗算信号を位相同期ループの制御信号とすることができる。
【０００８】
上述の従来例のコスタスループでは、Ｉ軸信号とＱ軸信号を乗算するアナログ乗算器が、回路構成上のボトルネックとなる。乗算器での乗算結果が位相差となるため、π／２だけ位相のずれたＩ軸信号及びＱ軸信号は、厳密に乗算される必要がある。
【０００９】
例えば、４０ＧｂｐｓのＢＰＳＫ信号を復調するには、この乗算器が、直流（ＤＣ）成分に近い周波数から、受信信号のクロック周波数とほぼ同一の数十ＧＨｚまで、広帯域の信号を精度よく乗算できる必要がある。しかしながら、既存の高周波デバイスでは、高周波領域の非線形性などが顕在化するために、広帯域の乗算器の入手は困難である。
【００１０】
このアナログ乗算器の制約を払拭する手法として、信号光と局部発振光の干渉信号が離散化された直交信号に対して、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）のようなディジタル演算装置を用いて、演算処理を行うことで、位相誤差成分を抽出し、ループフィルタにより高周波成分を除去することにより位相同期ループを施して復調する手法が提案されている（例えば、非特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】Ｙ．Ｃｈｉｏｕ  ａｎｄ  Ｌ．Ｗａｎｇ，“Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  Ｎｏｉｓｅ  ｏｎ  Ｌａｓｅｒ  Ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ  Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ  ｉｎ  Ｌｏｎｇ  Ｈａｕｌ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｃｏｓｔａｓ  ＰＬＬ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．１０，ｐｐ．２１２６−２１３４（１９９６）
【非特許文献２】Ｔ．Ｓａｋａｍｏｔｏ  ｅｔ．ａｌ，  ”Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ  Ｈｏｍｏｄｙｎｅ  Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ  ｏｆ  ４０−Ｇｂ／ｓ  ＢＰＳＫ  Ｓｉｇｎａｌ  ｂｙ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ“，  ＥＣＯＣ２０１０，１９−２３  Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ，２０１０，  ｔｏｒｉｎｏ，  Ｉｔａｒｙ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
位相同期ループを施す場合、入力信号光と局部発振光の位相誤差を抽出し、この位相誤差をフィードバックすることにより両者の位相誤差を０にする制御が施される。よって、位相同期ループに要する時間が大きい場合、検出された位相誤差と実際に制御される時点での位相誤差との間にずれが生じるため、性能が著しく劣化する。この位相同期ループに要する時間は、無駄時間とも呼ばれる。
【００１３】
一般に無駄時間に対する性能劣化の度合いは、信号の多値度に比例する。高多値度の信号ほど、搬送波再生に要する処理は複雑になるため、無駄時間の長さに対する性能劣化の影響はさらに深刻になる。例えば、ＢＰＳＫ信号に比べて、４値位相変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号の方が無駄時間の影響が大きい。
【００１４】
原理的に、光源自体の位相雑音が小さい、つまり、線幅が十分小さい場合、それぞれの光源の間の位相同期は、相関が悪い光源同士を位相同期させる場合に比べて、無駄時間に関する制約は緩和される。よって、十分細い線幅（例えば、数Ｈｚ程度）の光源を用いることで上記の課題は緩和される。
【００１５】
しかし、このような狭線幅光源の入手は必ずしも簡単ではない。あるいは、入手可能であったとしても非常に高価であるため、このような光源を一般的に用いることは現実的ではない。
【００１６】
また、非特許文献２の手法では、サンプリングを実施した後にアナログ−ディジタル（ＡＤ）変換を行い、離散化された直交信号に対してＦＰＧＡでディジタル演算処理をおこない、ディジタルアナログ（ＤＡ）変換を実施するため、無駄時間の増大が推測される。これは、ＡＤ変換やＤＡ変換、あるいはＦＰＧＡでの演算処理の処理時間が、アナログ処理による処理時間より大幅に長くなることによる。従って、現状の技術では、性能劣化を防ぐことは困難である。
【００１７】
この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、この発明の目的は、離散データによるディジタル演算を実施せず、位相誤差を抽出することで、フィードバックに要する無駄時間を削減することができる、キャリア再生回路、このキャリア再生回路を備える光位相同期ループ装置、及び、キャリア再生方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述した目的を達成するために、この発明のキャリア再生回路は、ＩＱミキサーと、４逓倍器と、アナログミキサーとを備えて構成される。ＩＱミキサーは、互いに直交するＩ軸信号及びＱ軸信号の強度を、一定時間保持することにより得られた第１の強度保持信号及び第２の強度保持信号に対して、搬送波信号に重畳するようにＩＱ変調を施すことにより、ＩＱ変調信号を生成する。４逓倍器は、ＩＱ変調信号を４逓倍することにより、４逓倍信号を生成する。アナログミキサーは、４逓倍信号と、正弦波とをミキシングすることにより位相誤差信号を生成する。ここで、搬送波信号の周波数は、正弦波の周波数の１／４であり、搬送波と正弦波とは同期している。
【００１９】
また、この発明の光位相同期ループ装置は、干渉信号生成手段と、第１及び第２の変調電気信号生成手段と、第１及び第２の強度保持手段と、上述のキャリア再生回路と、局部発振光生成手段とを備えて構成される。
【００２０】
干渉信号生成手段は、入力された位相変調信号と局部発振光を干渉させて、両信号の位相差を反映した第１及び第２の干渉信号を生成する。第１及び第２の変調電気信号生成手段は、それぞれ、第１及び第２の干渉信号から、第１及び第２の変調電気信号を生成する。第１及び第２の強度保持手段は、それぞれ、第１及び第２の変調電気信号の強度を所定の期間保持して、第１及び第２の強度保持信号を生成する。キャリア再生回路は、第１及び第２の強度保持信号から、位相誤差信号を生成する。局部発振光生成手段は、局部発振光を生成する手段であって、位相誤差信号に基づいて、局部発振光の位相又は周波数を設定する。
【００２１】
また、この発明のキャリア再生方法は、以下の過程を備えている。先ず、互いに直交するＩ軸信号及びＱ軸信号の強度を、一定時間保持することにより得られた第１の強度保持信号及び第２の強度保持信号に対して、搬送波信号に重畳するようにＩＱ変調を施すことにより、ＩＱ変調信号を生成する。次に、ＩＱ変調信号を４逓倍することにより、４逓倍信号を生成する。次に、４逓倍信号と、正弦波とをミキシングすることにより位相誤差信号を生成する。
【発明の効果】
【００２２】
この発明のキャリア再生回路、光位相同期ループ装置及びキャリア再生方法によれば、離散データによるディジタル演算を実施せずに位相誤差を抽出するので、フィードバックに要するいわゆる無駄時間を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】光位相同期ループ装置の概略構成図である。
【図２】サンプルホールド回路の一構成例を示す概略図である。
【図３】信号処理を説明するための概略図（１）である。
【図４】信号処理を説明するための概略図（２）である。
【図５】信号処理を説明するための概略図（３）である。
【図６】タイミング抽出回路の一構成例を示す概略図である。
【図７】キャリア再生回路の他の構成例を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各構成要素の配置関係については、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、各構成要素の数値的条件などは、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。なお、各図において光信号を太線で示し、電気信号を細線で示してある。
【００２５】
図１を参照して、キャリア再生回路と、このキャリア再生回路を備える光位相同期ループ装置の実施形態として、ＱＰＳＫ信号を復調可能なホモダイン受信器について説明する。図１は、ＱＰＳＫ信号を受信するホモダイン受信器の概略構成図である。なお、ここでのＱＰＳＫ信号は、ＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）−ＱＰＳＫ信号とＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）−ＢＰＳＫ信号のいずれでも良い。
【００２６】
ホモダイン受信器１０は、光３ｄＢカプラ１５、９０°ハイブリッドカプラ２０、第１及び第２のバランス検波器２２−１及び２２−２、第１及び第２のサンプルホールド回路３０−１及び３０−２、キャリア再生回路４０、ループフィルタ２４、光電圧制御発振器（光ＶＣＯ）５０、並びに、タイミング抽出回路６０を備えて構成される。
【００２７】
干渉信号生成手段である９０°ハイブリッドカプラ２０は、非特許文献１と同様に構成でき、内部に、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°移相器とを備えている。なお、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°移相器の図示を省略している。
【００２８】
受信信号として入力されたＱＰＳＫ信号ｏ１０は、光３ｄＢカプラ１５で２分岐されて、一方が９０°ハイブリッドカプラ２０に送られ（図中、矢印ｏ１２で示す）、他方がタイミング抽出回路６０に送られる（図中、矢印ｏ１４で示す）。ＱＰＳＫ信号ｏ１２と、光ＶＣＯ５０で生成された局部発振光ｏ１６は、偏波面が一致した状態で、９０°ハイブリッドカプラ２０に入力される。９０°ハイブリッドカプラ２０は、ＱＰＳＫ信号ｏ１２と局部発振光ｏ１６とを干渉させて、両信号の位相差を反映した第１の干渉信号ｏ１８及び第２の干渉信号ｏ２０を生成する。なお、９０°ハイブリッドカプラ２０に入力されるＱＰＳＫ信号ｏ１２と局部発振光ｏ１６の偏波面を一致させるために、従来周知の偏波面コントローラを用いることができるが、ここでは、説明及び図示を省略する。
【００２９】
第１のビームコンバイナは、ＱＰＳＫ信号ｏ１２と局部発振光ｏ１６とを合波することにより、第１の干渉信号ｏ１８として、これらの和成分と差成分を得る。また、第２のビームコンバイナは、ＱＰＳＫ信号ｏ１２と、局部発振光ｏ１６をπ／２（９０°）だけ移相した光信号とを合波することにより、第２の干渉信号ｏ２０として、これらの和成分と差成分を得る。
【００３０】
９０°ハイブリッドカプラ２０で生成された第１の干渉信号ｏ１８及び第２の干渉信号ｏ２０は、それぞれ、第１及び第２のバランス検波器２２−１及び２２−２に送られる。
【００３１】
第１の変調電気信号生成手段としての第１のバランス検波器２２−１は、第１の干渉信号ｏ１８から第１の変調電気信号ｅ３０を生成する。第１のバランス検波器２２−１は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第１のバランス検波器２２−１は、第１の干渉信号ｏ１８に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第１の変調電気信号ｅ３０として生成する。
【００３２】
第２の変調電気信号生成手段としての第２のバランス検波器２２−２は、第２の干渉信号ｏ２０から第２の変調電気信号ｅ３６を生成する。第２のバランス検波器２２−２は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第２のバランス検波器２２−２は、第２の干渉信号ｏ２０に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第２の変調電気信号ｅ３６として生成する。
【００３３】
以下の説明では、第１の変調電気信号ｅ３０をＩ軸信号と称し、第２の変調電気信号ｅ３６をＱ軸信号と称することもある。Ｉ軸信号ｅ３０及びＱ軸信号ｅ３６はそれぞれ２分岐され、それぞれの一方の信号ｅ３２及びｅ３７が復調信号として、ホモダイン受信器１０から出力される。Ｉ軸信号ｅ３０が２分岐された他方は、第１のサンプルホールド回路３０−１に送られる（図中、矢印ｅ３４で示す）。また、Ｑ軸信号ｅ３６が２分岐された他方は、第２のサンプルホールド回路３０−２に送られる（図中、矢印ｅ３５で示す）。
【００３４】
第１の強度保持手段としての、第１のサンプルホールド回路３０−１は、Ｉ軸信号ｅ３０の強度を所定の期間保持する。第１のサンプルホールド回路３０−１が保持する期間は、タイミング抽出回路６０で生成されたクロック信号ｅ５０の周期に対応して定められる。
【００３５】
ここで、第１のサンプルホールド回路３０−１について、図２〜４を参照して説明する。図２は、サンプルホールド回路３０−１の一構成例を示す概略図である。図３及び４は、信号処理を説明するための図である。図３及び４では、横軸に時間を取って示し、縦軸に信号強度を任意単位で取って示している。
【００３６】
この構成例のサンプルホールド回路３０−１は、第１のバッファ３２、第２のバッファ３６、キャパシタ３８及びスイッチ３４を備えて構成される。スイッチ３４が、クロック信号の周期Ｔに対応して開閉し、それによりキャパシタ３８に信号強度に対応する電圧が、周期Ｔで定まる期間保持される。なお、サンプルホールド回路３０−１は、所定の期間強度を保持する機能を有していて、信号のベースバンド帯域程度の受信可能帯域を持ち、受信信号に大きなひずみを生じさせない構成であればよく、この構成例には限定されない。また、第２の強度保持手段としての第２のサンプルホールド回路３０−２は、第１のサンプルホールド回路３０−１と同様に構成することができるので説明を省略する。
【００３７】
第１及び第２のサンプルホールド回路３０−１及び３０−２は、それぞれ、Ｉ軸信号及びＱ軸信号の強度を所定の期間保持した、すなわち、サンプルホールドした第１の強度保持信号ｅ３８及び第２の強度保持信号ｅ４０を生成する。第１及び第２の強度保持信号ｅ３８及びｅ４０は、キャリア再生回路４０に送られる。
【００３８】
図３（Ａ）は、Ｉ軸信号を示し、図３（Ｂ）は、Ｑ軸信号を示している。Ｉ軸信号をｙ１（ｔ）、Ｑ軸信号をｙ２（ｔ）とすると、ｙ１（ｔ）及びｙ２（ｔ）は、以下の式（１）及び（２）で与えられる。
【００３９】
ｙ１（ｔ）＝Ｋ｛ｄ１（ｔ）ｓｉｎθ（ｔ）＋ｄ２（ｔ）ｃｏｓθ（ｔ）｝  （１）
ｙ２（ｔ）＝Ｋ｛ｄ１（ｔ）ｃｏｓθ（ｔ）−ｄ２（ｔ）ｓｉｎθ（ｔ）｝  （２）
ここで、θ（ｔ）は位相誤差を表し、ｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）はデータ列を表し、Ｋは信号振幅値を表す。ＱＰＳＫ信号の場合、データ列ｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）は、１又は−１となる。
【００４０】
図４（Ａ）は、第１の強度保持信号を示し、図４（Ｂ）は、第２の強度保持信号を示している。Ｉ軸信号及びＱ軸信号は、サンプルホールド回路３０に入力され、シンボルクロックに同期した分周クロックによりサンプリングされ、０次ホールド波形の、第１の強度保持信号及び第２の強度保持信号として出力される。これらは、それぞれ、以下の式（３）及び（４）で与えられる。
【００４１】
ｙ１（Ｔｋ）＝Ｋ｛ｄ１（Ｔｋ）ｓｉｎθ（Ｔｋ）＋ｄ２（Ｔｋ）ｃｏｓθ（Ｔｋ）｝  （３）
ｙ２（Ｔｋ）＝Ｋ｛ｄ１（Ｔｋ）ｃｏｓθ（Ｔｋ）−ｄ２（Ｔｋ）ｓｉｎθ（Ｔｋ）｝  （４）
ここで、Ｔはサンプリング周期を示し、ｋは任意の整数である。
【００４２】
サンプルホールド回路３０からは、帯域制限が施された、矩形状の信号が出力される。このサンプルホールド回路３０から出力される信号は、キャリア再生回路４０に送られる。
【００４３】
キャリア再生回路４０は、ＩＱミキサー４１、４逓倍器４２、アナログミキサー４３、移相器４４、高周波発振器４５及び１／４分周器４６を備えて構成される。ＩＱミキサー４１は、サンプルホールドした第１の強度保持信号ｅ３８及び第２の強度保持信号ｅ４０に対して、１／４分周器４６で生成された搬送波信号に重畳するようにＩＱアップコンバージョン（ＩＱ変調）を施して、ＩＱ変調信号を生成する。
【００４４】
図５を併せて参照して、ＩＱミキサーについて説明する。図５（Ａ）は、ＩＱミキサー４１への入力信号を示す模式図であり、図５（Ｂ）は、ＩＱミキサー４１からの出力信号を示す模式図である。図５（Ａ）及び（Ｂ）は、横軸に周波数を取って示し、縦軸に信号強度を任意単位で取って示している。
【００４５】
ＩＱミキサー４１において、ＩＱ変調が施されたＩＱ変調信号は、以下の式（５）で表される。
【００４６】
ｙ（ｔ）＝ｙ１（Ｔｋ）ｓｉｎ（ωｔ）＋ｙ２（Ｔｋ）ｃｏｓ（ωｔ）  （５）
ＩＱミキサー４１で生成されたＩＱ変調信号は、４逓倍器４２に送られる。
【００４７】
４逓倍器４２は、ＩＱ変調信号を４逓倍して４逓倍信号を生成する。４逓倍信号は、以下の式（６）で表される。
【００４８】
ｙ（ｔ）４∝ｃｏｓ｛４ωｔ＋４θ（Ｔｋ）｝     （６）
この４逓倍器４２からの出力である４逓倍信号をアナログミキサー４３のＲＦ部へ入力し、アナログミキサー４３のＬＯ入力部には高周波発振器４６から出力される正弦波を入力する。このアナログミキサー４３に入力される正弦波と、ＩＱミキサー４１に入力される搬送波信号とは同期し、前者は、後者の４倍の周波数を有している。アナログミキサー４３のＬＯ部に入力される正弦波は、振幅を１とすると、ｓｉｎ（４ωｔ）で与えられる。
【００４９】
ここで、搬送波信号は、高周波発振器４５で生成された正弦波を１／４分周器４６で１／４分周することにより生成される。すなわち、搬送波信号は、高周波発振器４５で生成された正弦波の１／４の周波数を有している。
【００５０】
アナログミキサー４３と高周波発振器４５の間には移相器４４が設けられていて、４逓倍信号に対する正弦波の入力タイミングが調整される。
【００５１】
４逓倍信号に対する正弦波の入力タイミングを好適に調整することにより、アナログミキサー４３からの出力である位相誤差信号ｅ４２は、位相誤差θの４倍の成分、すなわち、ｓｉｎ４θを包絡線とする０次ホールド波形が得られる。位相誤差信号ｅ４２はループフィルタ２４に送られる。
【００５２】
ループフィルタ２４は、位相誤差信号ｅ４２を平滑化する。ループフィルタ２４の低域通過特性が、位相同期ループの追従速度を規定する。ループフィルタ２４で平滑化された位相誤差信号ｅ４４は、光ＶＣＯ５０に送られる。
【００５３】
局部発振光生成手段としてのＶＣＯ５０は、例えば、電気的ＶＣＯ、ＣＷ光源及び変調器を備える。電気的ＶＣＯは、位相誤差信号ｅ４４に応じて、自己の発信周波数ｆＶＣＯを変更する。ＣＷ光源は、ＱＰＳＫ信号の搬送波周波数ｆ０の連続光を生成する。変調器は、電気的ＶＣＯが生成した発振信号に応じて、連続光を変調して、局部発振光ｏ１６を得る。光ＶＣＯ５０が生成した局部発振光ｏ１６は、９０°ハイブリッドカプラ２０に送られる。
【００５４】
図６を参照して、タイミング抽出回路６０について説明する。タイミング抽出回路６０は、１ビット遅延干渉器６２と、光電変換器６４と、クロック抽出器６６と、移相器６７と、分周器６８とを備える。
【００５５】
１ビット遅延干渉器６２は、ＱＰＳＫ信号ｏ１４を２分岐して、一方を１ビット遅延させた後干渉させて、１ビット遅延干渉信号ｏ２４を生成する。干渉の際、両者の位相差が０の場合は強め合い、πの場合は弱め合う。この結果、１ビット遅延干渉信号ｏ２４は、光強度変調信号と同様の信号として生成される。
【００５６】
光電変換器６４は、１ビット遅延干渉信号ｏ２４を光電変換して遅延干渉電気信号ｅ４０を生成する。  
【００５７】
クロック抽出器６６は、遅延干渉電気信号ｅ４６から、クロックｅ４８を抽出する。
【００５８】
移相器６７は、抽出されたクロックのタイミングと、サンプリングのタイミングとを調整するために用いられる。
【００５９】
分周器６８は、クロック抽出器６６で抽出された、クロックｅ４８を分周して周期Ｔのクロック信号ｅ５０を生成する。このクロック信号ｅ５０の周期Ｔが、サンプルホールド回路３０での保持期間を規定する。従って、分周することにより、キャリア再生回路４０で正確な演算が可能な程度に低い周波数とする。なお、位相誤差の変動成分は数ＭＨｚ程度になることがあるので、クロック信号ｅ５０の周波数は、これより十分高い周波数とするのが良い。
【００６０】
クロック信号ｅ５０は２分岐されて（ｅ５２、ｅ５４）、第１及び第２のサンプルホールド回路３０−１及び３０−２に送られる。
【００６１】
なお、タイミング抽出回路６０の構成は、任意好適な従来周知の構成とすることができる。
【００６２】
例えば、ここでは、移相器をクロック抽出器と分周器の間に設ける例を説明したが、移相器を分周器６８とサンプルホールド回路３０−１及び３０−２の間に設けても良い。
【００６３】
この発明のキャリア再生回路及び光位相同期ループ装置は、ＩＱミキサーを搬送波で重畳してＩＱ変調信号を生成し、ＩＱ変調信号を４逓倍した４逓倍信号と、正弦波をミキサーでミキシングして位相誤差信号を生成している。従って、搬送波信号の周波数が、正弦波の周波数が１／４であり、搬送波信号と正弦波が同期していればよく、図１に示した構成に限定されない。図７（Ａ）及び（Ｂ）に他の構成例を示す。図７（Ａ）及び（Ｂ）は、キャリア再生回路の他の構成例を示す模式図である。
【００６４】
図７（Ａ）では、正弦波を生成する高周波発振器とは別に、周波数が正弦波の１／４である搬送波信号を生成する搬送波発振器４７を設けている。また、図７（Ｂ）に示すように、正弦波用４逓倍器４８を設けて、搬送波発振器４７で生成された搬送波信号を、正弦波用４逓倍器４８において４逓倍して、正弦波を生成する構成にしても良い。
【符号の説明】
【００６５】
１０    ホモダイン受信器
１５    光３ｄＢカプラ
２０    ９０°ハイブリッドカプラ
２２    バランス検波器
２４    ループフィルタ
２６    遅延器
３０    サンプルホールド回路
３２、３６    バッファ
３４    スイッチ
３８    キャパシタ
４０    キャリア再生回路
４１    ＩＱミキサー
４２    ４逓倍器
４３    アナログミキサー
４４    移相器
４５    高周波発振器
４６    １／４分周器
４７    搬送波発振器
４８    正弦波用４逓倍器
５０    光ＶＣＯ
６０    タイミング抽出回路    
６２    １ビット遅延干渉器
６４    光電変換器
６６    クロック抽出器
６７    移相器
６８    分周器 
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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