(57)【要約】【課題】  回路規模の大型化を伴わずに電源高調波電流を抑制できる整流回路を提供する。【解決手段】  整流回路が、三相交流電源１に接続される三相全波整流器２と、三相全波整流器２の直流出力側に接続される昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する制御回路１２と、三相全波整流器２の出力電圧を平滑する平滑回路を備え、昇圧チョッパ回路は、平滑回路の直流出力に接続される。昇圧チョッパ回路に流れる高周波電流が平滑回路から供給されるので、昇圧チョッパ回路に同期して三相交流電源側に流れる高周波電流が抑制され、三相交流電源側にフィルタ回路を設けなくても良いので、回路規模を小型化できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源に接続される三相全波整流器と、
前記三相全波整流器の直流出力側に接続される昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する制御回路と、
を備える整流回路において、
前記三相全波整流器の出力電圧を平滑する平滑回路を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、前記平滑回路の直流出力に接続されることを特徴とする整流回路。
【請求項２】
請求項１に記載される整流回路において、
前記平滑回路は、前記三相全波整流器の直流出力に接続される第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルを介して前記三相全波整流器の出力に接続される第１のコンデンサを有することを特徴とする整流回路。
【請求項３】
請求項２に記載される整流回路において、
前記第１のリアクトルのインダクタンスの値は、前記昇圧チョッパ回路が備える昇圧用の第２のリアクトルのインダクタンスの値以上であることを特徴とする整流回路。
【請求項４】
請求項２に記載される整流回路において、
前記昇圧チョッパ回路が備える昇圧用の第２のコンデンサの静電容量の値は、前記第１のコンデンサの静電容量の値よりも小さいことを特徴とする整流回路。
【請求項５】
請求項１に記載の整流回路において、
前記三相交流電源の電圧が印加される時、前記制御回路は、前記昇圧チョッパ回路の前記昇圧動作を停止させることを特徴とする整流回路。
【請求項６】
請求項５に記載の整流回路において、
前記制御回路は、前記三相交流電源の電圧が印加される時における前記平滑回路の出力電圧に基づいて、前記昇圧チョッパ回路の前記昇圧動作を停止させることを特徴とする整流回路。
【請求項７】
請求項５に記載の整流回路において、
前記制御回路は、前記三相交流電源の電圧が印加される時に前記平滑回路に流れる電流に基づいて、前記昇圧チョッパ回路の前記昇圧動作を停止させることを特徴とする整流回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流電源に接続し、直流電圧を出力する整流回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
三相交流電源から直流電圧を得る手段として、三相全波整流した電圧をコンデンサで平滑する方式がある。本方式については、出力される直流電圧は全波整流電圧相当の電圧が得られるものの、力率が低く、電源に高調波電流が多く含まれるので電源系統に悪影響を及ぼすことが指摘されている。
【０００３】
これに対し、電源高調波電流を抑制すると共に、全波整流電圧より高い直流電圧を得る手段として、特許文献１に記載の回路が知られている。この回路は、三相交流電源を入力とする低域通過フィルタと、これに接続した交流リアクトルと、三相全波整流器と、スイッチング素子と、ダイオードと、コンデンサとから構成される。この回路において、交流リアクトルとスイッチング素子とダイオードで昇圧チョッパ回路を形成して直流電圧を昇圧し、スイッチング素子のオン・オフ制御を行うことで、電源電流の高調波電流が抑制されると共に、力率が改善される。また、低域通過フィルタは、交流リアクトルに流れる高周波電流が電源側に流出することを抑制する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３５０９４９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記の従来技術によれば、三相電源側と交流リアクトルの間に接続される低域通過フィルタは、三相の各相に接続されるリアクタと各相間に接続されるコンデンサ、すなわち、３つのリアクタと３つのコンデンサで構成されるので、コストアップや回路大型化を伴う。また、昇圧動作に利用する交流リアクトルは三相全波整流器の三相電源側に接続されるで、低域通過フィルタ用のリアクタとは別に３つのリアクタが必要であり、回路規模がさらに大型化するという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明は、回路規模の大型化を伴わずに電源高調波電流を抑制できる整流回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を達成するため、本発明による整流回路は、三相交流電源に接続される三相全波整流器と、三相全波整流器の直流出力側に接続される昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する制御回路と、を備えるものであって、三相全波整流器の出力電圧を平滑する平滑回路を備え、昇圧チョッパ回路は、平滑回路の直流出力に接続される。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、昇圧チョッパ回路に流れる高周波電流が平滑回路から供給されるので、昇圧チョッパ回路に同期して三相交流電源側に流れる高周波電流が抑制される。従って、三相交流電源側にフィルタ回路を設けなくても良いので、回路規模を小型化できる。
【０００９】
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施例１である整流回路の回路図である。
【図２】本発明の実施例２である整流回路の回路図である。
【図３】本発明の実施例３である整流回路の回路図である。
【図４】Ｌ１＜Ｌ２の場合における、電圧および電流波形例である。
【図５】Ｌ１≧Ｌ２の場合における、電圧および電流波形例である。
【図６】インダクタンス比と電圧比との関係を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１は、本発明の実施例１である整流回路の回路図である。
【００１３】
図１に示すように、本実施例１は、三相交流電源１に接続される三相全波整流器である三相整流ダイオード２（三相ダイオードブリッジ回路）と、三相整流ダイオード２の一対の直流側出力端子の一方（高電位側）に接続される第１のリアクトル３と、第１のリアクトル３を介して三相整流ダイオード２の直流側出力に並列に接続される第１のコンデンサ４を備える。第１のリアクトル３と第１のコンデンサ４は平滑回路を構成する。なお、第１のリアクトル３により、電源力率が向上する。
【００１４】
さらに、本実施例１は、第１のコンデンサ４の高電位側すなわち平滑回路の高電位側出力に接続される第２のリアクトル５と、第２のリアクトル５を介して第１のコンデンサ４すなわち平滑回路の出力に並列に接続される半導体スイッチング素子６と、半導体スイッチング素子の高電位側主端子にアノードが接続される逆流阻止用ダイオード７と、逆流阻止用ダイオードのカソードと、平滑回路の低電位側出力あるいは三相整流ダイオード２の低電位側直流出力端子との間に接続される第２のコンデンサ８を備える。第２のリアクトル５と、半導体スイッチング素子６と、逆流阻止用ダイオード７と、第２のコンデンサ８とは昇圧チョッパ回路を構成する。本チョッパ回路は、半導体スイッチング素子６のオン・オフ動作により昇圧動作を行う。第２のコンデンサの両端に、すなわちチョッパ回路の出力には負荷９が接続される。なお、図１においては、半導体スイッチング素子６として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられる。
【００１５】
半導体スイッチング素子６は、昇圧制御回路１２が作成する駆動信号によってオン・オフ制御される。昇圧制御回路１２は、第２のコンデンサ８の直流電圧を検出する電圧検出器１１の信号と昇圧チョッパ回路の電流を検出する電流検出器１０の信号をフィードバック信号とする制御回路によりスイッチング素子６の駆動信号を作成する。なお、本実施例１において、電流検出器１０は、第１のコンデンサ４の低電位側と半導体スイッチング素子６の低電位側主端子との間に流れる電流を検出する。
【００１６】
昇圧チョッパ回路を構成する第２のリアクタ５に流れる高周波電流は、第１のコンデンサ４すなわち平滑回路から供給されるので、三相交流電源１側には昇圧チョッパ回路に同期した高周波電流はほとんど流れない。さらに、図１の整流回路では、従来技術で用いられる三相分のリアクトルと三相分のコンデンサからなる低域通過フィルタが、実質的に、第１のリアクトル３および第１のコンデンサ４からなる平滑回路に置き換えられるので、本回路部分の回路規模は従来の１／３程度に低減される。また、昇圧用のリアクトルすなわち第２のリアクトル５が三相全波整流回路の直流出力側に設けられるので、従来技術で用いられる三相分の交流リアクトルが、実質的に一つの直流リアクトルに置き換えられるので、リアクトルの数を１／３に減らすことが可能である。
【００１７】
さらに、本実施例１においては、第１のリアクトル３のインダクタンスＬ１［ｍＨ]が第２のリアクトルのインダクタンスＬ２［ｍＨ]以上の値に設定される（Ｌ１≧Ｌ２）。これにより、後述するように、第２のコンデンサ８のオーバーシュート電圧が抑制できる。
【００１８】
次に本実施例１の動作について説明する。
【００１９】
図１において、三相整流ダイオード２の直流側出力端子に接続される第１のリアクトル３と第１のコンデンサ４で構成される平滑回路は、三相全波整流ダイオード２から出力される全波整流電圧を電圧Ｖｏ１［Ｖ］の直流電圧に変換する。更に、この直流電圧は、第２のリアクトル５とスイッチング素子６と逆流阻止用ダイオード７と第２のコンデンサ８で構成される昇圧チョッパ回路の昇圧動作により電圧Ｖｏ２［Ｖ］（Ｖｏ２＞Ｖｏ１）の直流電圧に変換される。昇圧制御回路１２は、電圧検出器１１によって検出される第２のコンデンサ８の直流電圧と、電流検出器１０によって検出される昇圧チョッパ回路の電流を基に、半導体スイッチング素子６の駆動信号を作成して、この駆動信号により昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する。例えば、昇圧制御回路１２は、電圧検出器１１によって検出される第２のコンデンサ８の電圧が昇圧チョッパ回路の出力電圧指令値に近づくように、ＰＷＭ制御回路によって駆動信号を作成する。この時、まず、電圧制御回路によって、第２のコンデンサ８の電圧が出力電圧指令値に近づくように、電流指令が作成され、さらに、電流制御回路によって、流検出器１０によって検出される昇圧チョッパ回路の電流が電流指令に近づくように、ＰＷＭ制御回路のための変調波（電圧指令）が作成される。そして、ＰＷＭ制御回路において、変調波（電圧指令）と搬送波を比較して駆動信号が作成される。
【００２０】
ここで、第１のリアクトル３と第１のコンデンサ４で構成される平滑回路は、実質的に低域通過フィルタを構成する。また、第２のリアクトル５と第２のコンデンサ８も実質的に低域通過フィルタを構成する。すなわち、本実施例１の整流回路は、いわば、カスケードに接続される２段の低域通過フィルタを備えている。このような２段の低域通過フィルタを有する整流回路では、三相交流電源を投入したとき、あるいは三相交流電源で発生する瞬時電源停止から電圧復帰したとき、などに、リアクトルとコンデンサによるＬＣ回路の出力電圧が入力電圧より大きくなり、整流回路の出力電圧にオーバーシュートが発生する場合がある。
【００２１】
本実施例１では、第１のリアクトル３と第１のコンデンサ４で構成される１段目のフィルタ回路の特性と、第２のリアクトル５と第２のコンデンサ８で構成される２段目のフィルタ回路の特性とにより、第２のコンデンサ８の電圧すなわち昇圧チョッパ回路の出力電圧のオーバーシュート量が変化する。フィルタ回路の特性はＬおよびＣの値によって変化するので、図１における第１のリアクトル３のインダクタンスＬ１および第２のリアクトル５のインダクタンスＬ２によりオーバーシュート量が変化する。
【００２２】
このようなオーバーシュート量の変化についてについて、図４〜６を用いて説明する。
【００２３】
図４は、本実施例１とは異なりＬ１＜Ｌ２の場合における、電圧および電流波形例である。なお、本波形例は、本発明者によるシミュレーションの結果である。
【００２４】
図４の波形例ついては、Ｌ１＝５[ｍＨ]，Ｌ２＝５０[ｍＨ]である。さらに、第１のコンデンサ４の静電容量Ｃ１は１０００[μＦ]であり、第２のコンデンサの静電容量Ｃ２は５００[μＦ]である。また、負荷９は抵抗値１００[Ω]の抵抗としている。このような回路定数のもとで、三相交流電源電圧２００[Ｖ]を時刻ｔ＝０[ｍｓ」で印加したときの、第１のコンデンサ４（Ｃ１）の電圧Ｖｏ１および第２のコンデンサ８（Ｃ２）の電圧Ｖｏ２の時間変化を、図４の波形例は示している。なお、半導体スイッチング素子６はオフ状態であり、昇圧チョッパ回路は昇圧動作を停止している（図５，６も同様）。これは、三相交流電源１の電圧が印加されるとき、昇圧動作を行うと整流回路の出力電圧が、目標とする電圧すなわち昇圧制御回路１２への出力電圧指令値より大きくなるためである。この場合、昇圧制御回路１２は、例えば電圧検出器１１からの信号に基づいて、三相交流電源１の電圧が印加されたと判断したら、半導体スイッチング素子６の駆動信号を作成しないか、あるいはオフ制御するための駆動信号を作成して、半導体スイッチング素子６がオフ状態となるように制御する。
【００２５】
三相交流電源の全波整流電圧ピーク値は２８２[Ｖ]程度であるため、１段目のフィルタの出力電圧すなわち第１のコンデンサ４の電圧Ｖｏ１の最大値Ｖｏ１（ｐｅａｋ）は約４００[Ｖ]程度である。これに対し、２段目のフィルタの出力電圧すなわち第２のコンデンサ８の電圧Ｖｏ２の最大値Ｖｏ２（ｐｅａｋ）は約５００[Ｖ]まで電圧が上昇している。これは１段目のフィルタの出力電圧（Ｖｏ１）のオーバーシュート電圧が２段目のフィルタに入力された結果、２段目のフィルタの出力電圧（Ｖｏ２）は１段目のフィルタの出力電圧（Ｖｏ１）よりも大きくなると考えられる。
【００２６】
図５は、本実施例１すなわちＬ１≧Ｌ２の場合における、電圧および電流波形例である。なお、本波形例も、本発明者によるシミュレーションの結果である。
【００２７】
図５の波形例ついては、Ｌ１＝５[ｍＨ]，Ｌ２＝０．５[ｍＨ]である。なお、図４の場合と同様に、Ｃ１＝１０００[μＦ]，Ｃ２＝５００[μＦ]であり、負荷９は抵抗値１００[Ω]の抵抗である。このような回路定数のもとで、図４の場合と同様に、三相交流電源電圧２００[Ｖ]を時刻ｔ＝０[ｍｓ」で印加したときの、第１のコンデンサ４（Ｃ１）の電圧Ｖｏ１および第２のコンデンサ８（Ｃ２）の電圧Ｖｏ２の時間変化を、図５の波形例は示している。
【００２８】
Ｌ１≧Ｌ２の場合、２段目のフィルタの時間応答は１段目のフィルタの時間応答より速いので、２段目のフィルタの出力電圧（Ｖｏ２）の最大値Ｖｏ２（ｐｅａｋ）は、１段目のフィルタの出力電圧（Ｖｏ１）の最大値Ｖｏ１（ｐｅａｋ）とほぼ等しくなり、約４００［Ｖ］程度になる。
【００２９】
図６は、Ｌ１が０．５，０．７，１，２，５[ｍＨ]の各値を取る場合について、Ｌ２の値をＬ１の０．１倍から１０倍まで変化させたときの、インダクタンス比Ｌ２／Ｌ1と電圧比Ｖｏ２／Ｖｏ１との関係を示す。但し、電圧比は、最大値Ｖｏ１（ｐｅａｋ）と最大値Ｖｏ２（ｐｅａｋ）から求めている。なお、本関係は、本発明者によるシミュレーションの結果である。
【００３０】
図６が示すように、Ｌ２／Ｌ1≦１であれば、Ｖｏ２／Ｖｏ１≦１．１５である。すなわち本実施例１のようにＬ１≧Ｌ２であれば、コンデンサ８すなわち昇圧チョッハ゜回路の出力電圧のオーバーシュートが実効的に抑制できる。また、好ましくは、０．１≦Ｌ２／Ｌ1≦０．７であれば、より確実にオーバーシュートを抑制できる。
【００３１】
上述したように、本実施例１によれば、昇圧チョッパ回路を構成する第２のリアクトル５に流れる高周波電流が第１のコンデンサ４から供給されるので、昇圧チョッパ回路に同期して三相交流電源側に流れる高周波電流が抑制される。従って、本実施例１においては、三相分の低周波通過フィルタを設けなくても良い。また、第２のリアクトル５すなわち昇圧用のリアクトルが三相全波整流器の直流出力側に設けられるので、昇圧用に三相分の交流リアクトルを設けなくても良い。従って、本実施例１によれば、整流回路の回路規模が縮小できる。
【００３２】
なお、本実施例１においては、昇圧チョッパ回路により第２のコンデンサ８の電圧を第１のコンデンサの電圧より高くしているので、第２のコンデンサに流れる負荷電流のリップル電流値を低減できる。このため、第２のコンデンサの静電容量Ｃ２[μＦ]を第１のコンデンサ４の静電容量Ｃ１[μＦ]より小さくすることができるので、整流回路を小型化できる。
【実施例２】
【００３３】
図２は、本発明の実施例２である整流回路の回路図である。本図２において、図１と同じ構成要件あるいは同じ機能については、図１と同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。従って、図１の実施例１と異なる点について説明する。
【００３４】
本実施例２においては、実施例１に対し、第１のコンデンサ４の電圧を検出する電圧検出器１３が付加される。上述したように、三相交流電源１の電圧が印加されるとき、昇圧動作を停止して、整流回路の出力電圧が目標とする電圧より大きくなることが防止されるが、これに対し、本実施例２では、昇圧制御回路１２は、電圧検出器１３からの信号に基づいて三相交流電源１の電圧が印加されたと判断したら、半導体スイッチング素子６がオフ状態となるように制御する。
【００３５】
図４に示すように、三相交流電源１の電圧が印加されるとき、第１のコンデンサ４の電圧は、第２のコンデンサ８の電圧よりも時間的に速く上昇する。従って、本実施例２によれば、電圧検出器１３で検出される第１のコンデンサの電圧に基づいて昇圧動作を停止するので、整流回路の出力電圧の上昇を抑制できる。
【実施例３】
【００３６】
図３は、本発明の実施例３である整流回路の回路図である。本図３において、図１，２と同じ構成要件あるいは同じ機能については、図１，２と同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。従って、図１，２の実施例１，２と異なる点について説明する。
【００３７】
本実施例３においては、実施例１に対し、第１のコンデンサ４の電流を検出する電流検出器１４が付加される。電流検出器１４は、第１のコンデンサ４の低電位側と三相整流ダイオード２の低電位側の直流出力端子との間に流れる電流、すなわち平滑回路の電流を検出する。
【００３８】
上述したように、三相交流電源１の電圧が印加されるとき、昇圧動作を停止して、整流回路の出力電圧が目標とする電圧より大きくなることが防止されるが、これに対し、本実施例３では、昇圧制御回路１２は、電流検出器１４からの信号に基づいて三相交流電源１の電圧が印加されたと判断したら、半導体スイッチング素子６がオフ状態となるように制御する。
【００３９】
図４、図５に示すように、三相交流電源１の電圧が印加されるときは、第１のリアクトル３に流れる電流Ｉｒｅｃ１すなわち平滑回路の電流が、通常より大きな電流値かつ第２のリアクトル５に流れる電流Ｉｒｅｃ２より大きな電流値で検出される。このため、本実施例３によれば、電流検出器１４で検出される平滑回路の電流に基づいて昇圧動作を停止するので、整流回路の出力電圧の上昇を高速かつ信頼性高く抑制できる。
【００４０】
なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
【００４１】
例えば、平滑回路の第１のリアクトルを三分割して三相交流電源１側の各相に設けることができる。また、図１の整流回路において、三相交流電源１側にコモンモードチョークコイルを設けても良い。
【符号の説明】
【００４２】
１…三相交流電源、２…三相整流ダイオード、３…第１のリアクトル、４…第１のコンデンサ、５…第２のリアクトル、６…半導体スイッチング素子、７…逆流阻止用ダイオード、８…第２のコンデンサ、９…負荷、１０…電流検出器、１１…電圧検出器、１２…昇圧制御回路、１３…電圧検出器、１４…電流検出器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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