(57)【要約】【課題】出力電流のゆがみを低減できる電力変換装置を提供する。【解決手段】コンデンサＣ１は、一対の直流線ＬＨ，ＬＬの間に接続され、直流電圧Ｖｃが印加される。インバータ３は直流電圧Ｖｃを第２交流電圧に変換する。制御部６は、インバータ３のスイッチング素子を制御するスイッチング信号を第２交流電圧の振幅についての電圧指令値に基づいて生成する。制御部６は、当該電圧指令値に対して、(i)コンデンサ電圧が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さい期間の少なくとも一部において、コンデンサ電圧から整流電圧Ｖｒｅｃを減算した値が大きいほど大きくする補正が実行され、(ii)コンデンサ電圧が整流電圧よりも大きい期間の少なくとも一部において、補正が実行されない。コンデンサ電圧は、直流電圧Ｖｃのうち、スイッチング素子のスイッチング周波数の成分を除去した成分を少なくとも含む。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の直流線（ＬＨ，ＬＬ）と、
第１交流電圧を整流電圧に整流し、前記整流電圧を前記一対の直流線の間に印加するダイオード整流器（２）と、
前記一対の直流線の間に接続され、直流電圧が印加されるコンデンサ（Ｃ１）と、
前記コンデンサの両端の間において互いに直列に接続される一対のスイッチング素子を有し、前記直流電圧を第２交流電圧に変換するインバータ（３）と、
前記スイッチング素子を制御するスイッチング信号を前記第２交流電圧の振幅についての電圧指令値に基づいて生成し、前記電圧指令値に対して、(i)コンデンサ電圧が前記整流電圧よりも小さい期間の少なくとも一部において、前記コンデンサ電圧から前記整流電圧を減算した値が大きいほど大きくする補正が実行され、(ii)前記コンデンサ電圧が前記整流電圧よりも大きい期間の少なくとも一部において、前記補正が実行されない、制御部（６）と
を備え、
前記コンデンサ電圧は、前記直流電圧のうち、前記スイッチング素子のスイッチング周波数の成分を除去した成分を少なくとも含む、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部（６）は、前記コンデンサ電圧が前記整流電圧と正の第１基準値との和よりも大きいとき、または、前記コンデンサ電圧が、前記整流電圧から正の第２基準値を引いた値よりも小さいときに、前記補正を行い、前記コンデンサ電圧が前記整流電圧と第１基準値との和よりも小さく、前記整流電圧から第２基準値を引いた値よりも大きいときに、前記補正を行わない、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
制御部（６）は、前記コンデンサ電圧が前記整流電圧よりも大きいときに、前記補正を行わず、前記コンデンサ電圧が前記整流電圧よりも小さいときに、前記補正を行う、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１交流電圧を検出する交流電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記第１交流電圧に基づいて前記整流電圧の理想値を算出し、前記整流電圧として、前記理想値を採用する、請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記コンデンサ（Ｃ１）と前記ダイオード整流器（２）との間において、前記一対の直流線（ＬＨ，ＬＬ）の一方に設けられるリアクトル（Ｌ１）と、
前記リアクトルの両端電圧を、前記コンデンサ電圧と前記整流電圧との差として検出する電圧検出部（５３）と
を備える、請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記コンデンサと前記ダイオード整流器（２）との間において、前記一対の直流線の一方に設けられるリアクトル（Ｌ１）と、
前記リアクトルを流れる電流を検出する電流検出部（５４）と、
前記電流を微分して前記コンデンサ電圧と前記整流電圧との差を算出する電圧算出部（５５）と
を備える、請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に直流リンクにＬＣフィルタを有する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、電力変換装置が記載されている。この電力変換装置は、例えば整流部と、インバータ部と、コンデンサと、リアクトルとを有している。整流部は、入力された交流電圧を直流電圧に整流し、これを直流リンクへと出力する。直流リンクには、リアクトルとコンデンサとが設けられている。このリアクトルとコンデンサとはＬＣフィルタを形成する。インバータ部には、コンデンサに印加される直流電圧が入力される。インバータ部は、この直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧をモータへと出力する。
【０００３】
このような電力変換装置において、ＬＣフィルタの共振周波数に近い周波数成分が、コンデンサの直流電圧に生じると、その周波数成分は共振により増大し得る。そこで、特許文献１では、このような共振を抑制すべく、インバータ部の出力電圧を制御する共振抑制制御を実行する。共振抑制制御については後に詳述する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−８５４４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、共振抑制制御は直流電圧の共振を抑制するものの、インバータ部の出力電流をひずませることがある。図８は、インバータ部が出力する交流電流の周波数成分を示している。図８は常に共振抑制制御を実行したときの周波数成分が示されている。図８において最も大きい周波数成分の周波数ｆ１は当該交流電流の基本波の周波数である。図８の例示では、この基本波よりも低周波側において、他の周波数成分に比べて大きい周波数成分が発生している（図８の周波数ｆ２参照）。
【０００６】
他方、共振抑制制御を全く実行しない場合には、この低周波成分は小さいことが確認されており、この低周波成分は、共振抑制制御によって生じていると考えられる。このような低周波の周波数成分は、図９に示すように、出力電流のゆがみを発生させる。図９では、出力電流のピーク近傍が示されており、各ピーク値は離散的に低周波成分の波形（図９の二点鎖線）に略沿う。このような出力電流のゆがみは望ましくない。このゆがみは、例えば交流電流のピークの最大値を増大させ、ひいては銅損を増大させるからである。
【０００７】
そこで、本願は出力電流のゆがみを低減できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、一対の直流線（ＬＨ，ＬＬ）と、第１交流電圧を整流電圧に整流し、前記整流電圧を前記一対の直流線の間に印加するダイオード整流器（２）と、前記一対の直流線の間に接続され、直流電圧が印加されるコンデンサ（Ｃ１）と、コンデンサの両端の間において互いに直列に接続される一対のスイッチング素子を有し、前記直流電圧を第２交流電圧に変換するインバータ（３）と、前記スイッチング素子を制御するスイッチング信号を前記第２交流電圧の振幅についての電圧指令値に基づいて生成し、前記電圧指令値に対して、(i)コンデンサ電圧が前記整流電圧よりも小さい期間の少なくとも一部において、前記コンデンサ電圧から前記整流電圧を減算した値が大きいほど大きくする補正が実行され、(ii)前記コンデンサ電圧が前記整流電圧よりも大きい期間の少なくとも一部において、前記補正が実行されない、制御部（６）とを備え、前記コンデンサ電圧は、前記直流電圧のうち、前記スイッチング素子のスイッチング周波数の成分を除去した成分を少なくとも含む。
【０００９】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記制御部（６）は、前記コンデンサ電圧が前記整流電圧と正の第１基準値との和よりも大きいとき、または、前記コンデンサ電圧が、前記整流電圧から正の第２基準値を引いた値よりも小さいときに、前記補正を行い、前記コンデンサ電圧が前記整流電圧と第１基準値との和よりも小さく、前記整流電圧から第２基準値を引いた値よりも大きいときに、前記補正を行わない。
【００１０】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記制御部（６）は、前記コンデンサ電圧が前記整流電圧よりも大きいときに、前記補正を行わず、前記コンデンサ電圧が前記整流電圧よりも小さいときに、前記補正を行う。
【００１１】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記第１交流電圧を検出する交流電圧検出部を備え、前記制御部は、前記第１交流電圧に基づいて前記整流電圧の理想値を算出し、前記整流電圧として、前記理想値を採用する。
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記コンデンサ（Ｃ１）と前記ダイオード整流器（２）との間において、前記一対の直流線（ＬＨ，ＬＬ）の一方に設けられるリアクトル（Ｌ１）と、前記リアクトルの両端電圧を、前記コンデンサ電圧と前記整流電圧との差として検出する電圧検出部（５３）とを備える。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記コンデンサと前記ダイオード整流器（２）との間において、前記一対の直流線の一方に設けられるリアクトル（Ｌ１）と、前記リアクトルを流れる電流を検出する電流検出部（５４）と、前記電流を微分して前記コンデンサ電圧と前記整流電圧との差を算出する電圧算出部（５５）とを備える。
【発明の効果】
【００１４】
本発明にかかる電力変換装置の第１、第４および第６の態様によれば、出力電流の正弦波からのゆがみを低減できる。
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、共振を効果的に抑制しつつ、出力電流のゆがみを抑制できる。
【００１６】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、共振を効果的に抑制しつつ、出力電流のゆがみを抑制できる。
【００１７】
本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、コンデンサ電圧と整流電圧との差を算出する演算を不要にできる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】電力変換装置の構成の一例を概略的に示す図である。
【図２】インバータの構成の一例を概略的に示す図である。
【図３】コンデンサ電圧と整流電圧との一例を概略的に示す図である。
【図４】インバータが出力する交流電流の周波数成分の一例を示す図である。
【図５】コンデンサ電圧と整流電圧との一例を概略的に示す図である。
【図６】電力変換装置の構成の一例を概略的に示す図である。
【図７】電力変換装置の構成の一例を概略的に示す図である。
【図８】インバータが出力する交流電流の周波数成分の一例を示す図である。
【図９】インバータが出力する交流電流の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
第１の実施の形態．
図１は、本実施の形態にかかる電力変換装置の構成の一例を概略的に示す図である。図１の例示では、電力変換装置は、コンバータ２と、リアクトルＬ１と、コンデンサＣ１と、インバータ３と、制御部６とを備えている。
【００２０】
コンバータ２は、その入力側において、三相の入力線ＡＬ１〜ＡＬ３に接続されている。これらの入力線ＡＬ１〜ＡＬ３は多相交流電源Ｅ１に接続されており、この多相交流電源Ｅ１は入力線ＡＬ１〜ＡＬ３を介して、コンバータ２へと多相交流電圧（ここでは一例として三相交流電圧）を出力する。なお図１の例示では、入力線ＡＬ１〜ＡＬ３の各々の配線インダクタンスも示されている。また入力線の相数は４以上であってもよい。
【００２１】
コンバータ２は、その出力側において、一対の直流線ＬＨ，ＬＬに接続される。コンバータ２は、入力線ＡＬ１〜ＡＬ３を介して入力される交流電圧を整流電圧Ｖｒｅｃに変換し、この整流電圧Ｖｒｅｃを直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加する。ここでは直流線ＬＨに印加される電位は直流線ＬＬに印加される電位よりも低い。以下では、コンバータ２に入力される交流電圧を入力交流電圧とも呼ぶ。
【００２２】
コンバータ２は例えば三相フルブリッジのダイオード整流器である。
【００２３】
リアクトルＬ１は直流線ＬＨに設けられている。コンデンサＣ１は、リアクトルＬ１に対してコンバータ２とは反対側において、直流線ＬＨ，ＬＬの間に接続されている。
【００２４】
例えばコンデンサＣ１の静電容量を小さく設定することで、製造コストおよび回路規模を低減することができる。一方で、静電容量の小さなコンデンサＣ１はいわゆる平滑機能に乏しいので、コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｃは、入力交流電圧に応じて脈動する。より一般的に、入力交流電圧の相数をＮ（Ｎは３以上の整数）として説明すると、コンバータ２が全波整流を行う場合には、直流電圧Ｖｃは入力交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数で脈動する。
【００２５】
またリアクトルＬ１およびコンデンサＣ１は、いわゆるＬＣフィルタを構成すると把握することができる。リアクトルＬ１のインダクタンスも例えば小さく設定されている。これにより製造コストおよび回路規模を低減することができる。このＬＣフィルタは例えば電圧のノイズを抑制する。このノイズは、直流電圧Ｖｃの脈動（入力交流電圧の周波数の２Ｎ倍の脈動）よりも高い高次の高調波成分である。言い換えれば、リアクトルＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１の静電容量とは、直流電圧Ｖｃの上記脈動を許容しつつも、より高次の高調波成分を低減するように設定されるのである。この観点では、ＬＣフィルタの共振周波数は入力交流電圧の周波数の２Ｎ倍よりも大きくなる。なおリアクトルＬ１は直流線ＬＬに設けられていてもよい。
【００２６】
直流電圧Ｖｃは、インバータ３に入力される。インバータ３は、入力された直流電圧Ｖｃを交流電圧に変換して、その交流電圧を負荷４へと出力する。以下では、インバータ３が出力する交流電圧を出力交流電圧とも呼ぶ。図１の例示では、インバータ３は三相の出力線を介して負荷４に接続されている。つまりインバータ３は直流電圧Ｖｃを三相交流電圧に変換して負荷４に出力する。ただし、負荷４の相数は３に限らず、単相の負荷４が採用されてもよく、あるいは４相以上の負荷４が接続されてもよい。
【００２７】
図２はインバータ３の内部構成の一例を概略的に示す図である。例えばインバータ３はスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，ＳｗｎとダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎとを備えている。スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（ｘはｕ，ｖ，ｒを代表する、以下、同様）は直流線ＬＨ，ＬＬの間（より具体的にはコンデンサＣ１の両端の間）において互いに直列に接続されており、これらを接続する接続点Ｐｘが出力線を介して負荷４に接続される。ダイオードＤｘｐ，Ｄｘｎはそれぞれスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎに並列に接続されており、これらの順方向はいずれも直流線ＬＬから直流線ＬＨに向かう方向である。
【００２８】
スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎが制御部６によって適切に制御されることにより、インバータ３は直流電圧Ｖｃを交流電圧に変換して出力することができる。
【００２９】
負荷４は例えば誘導性負荷であって、より具体的な一例としてモータである。このモータは入力された交流電圧に応じて回転する。
【００３０】
また図１の例示では、直流電圧検出部５０、交流電圧検出部５１および電流検出部５２が設けられている。直流電圧検出部５０は、コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｃを検出し、これを制御部６へと出力する。交流電圧検出部５１は、入力線ＡＬ１〜ＡＬ３に印加される入力交流電圧を検出し、これを制御部６へと出力する。電流検出部５２はインバータ３が出力する交流電流ｉを検出し、これを制御部６へと出力する。これらの検出値は後に詳述するようにインバータ３の制御に用いられる。
【００３１】
図１の例示では、制御部６は、整流波形生成部６１と、電圧差算出部６２と、制御リミッタ６３と、共振抑制制御部６４と、モータ電流制御部６５と、スイッチング信号生成部６６とを備えている。
【００３２】
またここでは、制御部６はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部６はこれに限らず、制御部６によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３３】
図１の例示では、モータ電流制御部６５には、電流検出部５２によって検出された交流電流ｉと、交流電流ｉについての電流指令値ｉ*と、直流電圧検出部５０によって検出された直流電圧Ｖｃとが入力されている。モータ電流制御部６５は、これらに基づいて、公知の手法により、インバータ３の出力交流電圧の振幅についての電圧指令値Ｖ**を生成する。
【００３４】
さて、本実施の形態では、上述のように、リアクトルＬ１およびコンデンサＣ１によって形成されるＬＣフィルタが直流線ＬＨ，ＬＬに設けられている。よって、ＬＣフィルタの共振周波数に近い周波数成分が直流電圧Ｖｃに含まれると、その周波数成分が共振によって増大する。なおこの共振周波数は、例えばインバータ３のスイッチング周波数よりも小さく設定される。
【００３５】
そこで制御部６は、このような直流電圧Ｖｃにおける共振を抑制する共振抑制制御を実行する。この共振抑制制御では、出力交流電圧の振幅を調整することで、コンデンサＣ１の放電量を調整して、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｃを調整する。例えば出力交流電圧の振幅を増大すれば、コンデンサＣ１の放電量が増大するので、直流電圧Ｖｃは低減する。逆に、出力交流電圧の振幅を低減すれば、コンデンサＣ１の放電量が低減するので、直流電圧Ｖｃは増大する。
【００３６】
そこで、スイッチング信号生成部６６は共振抑制制御において電圧指令値Ｖ**に対して補正を行って、補正電圧指令値Ｖ*を生成する。より具体的には、直流電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きいほど、補正電圧指令値Ｖ*を大きくする補正を行う。整流電圧Ｖｒｅｃとは、入力交流電圧を全波整流して得られる整流電圧である。直流電圧Ｖｃと整流電圧Ｖｒｅｃとの差は、直流電圧Ｖｃに生じる高調波成分を示すと考えることができる。つまり直流電圧Ｖｃの高調波成分を低減すべく、当該高調波成分が整流電圧Ｖｒｅｃに対して大きいほど補正電圧指令値Ｖ*を大きくするのである。補正電圧指令値Ｖ*を大きくすることにより出力交流電圧の振幅が増大すると、コンデンサＣ１の放電量が増大し、これにより直流電圧Ｖｃが低減する。よって直流電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃに近づき、高調波成分が低減することとなる。
【００３７】
この補正を言い換えると、直流電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さいほど、補正電圧指令値Ｖ*を小さくする補正を行う、とも説明できる。つまり、直流電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さいときには、出力交流電圧の振幅を低減させ、これにより、コンデンサＣ１の放電量を低減させて、直流電圧Ｖｃを増大させるのである。この場合にも、直流電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃに近づき、高調波成分が低減することとなる。
【００３８】
上記補正において用いる直流電圧Ｖｃとしては、その検出値自身を採用する他、その検出値からインバータ３のスイッチング周波数の成分を除去した電圧値を採用してもよい。なぜなら、少なくとも共振周波数を有していれば、その電圧値に基づいて共振を抑制できるからである。つまり上記補正においては直流電圧Ｖｃとして、その検出値から当該スイッチング周波数の成分を除去した成分を少なくとも含む電圧値を採用できる。以下、かかる電圧値をコンデンサ電圧Ｖｃ１と称す。
【００３９】
本実施の形態では、コンデンサ電圧Ｖｃ１と整流電圧Ｖｒｅｃとの差に依存する補正量Ｈ（後述）を算出し、この補正量Ｈに基づいて電圧指令値Ｖ**を補正して補正電圧指令値Ｖ*を求める。この補正量Ｈは、整流波形生成部６１、電圧差算出部６２、制御リミッタ６３および共振抑制制御部６４によって算出される。以下に詳述する。
【００４０】
整流波形生成部６１には、交流電圧検出部５１によって検出された入力交流電圧が入力される。整流波形生成部６１はこの入力交流電圧に基づいて、整流電圧Ｖｒｅｃの理想値を生成する。入力交流電圧と整流電圧Ｖｒｅｃとの関係は周知であり、当該関係を用いて整流電圧Ｖｒｅｃの理想値を生成するのである。つまり、ここでは整流電圧Ｖｒｅｃとして理想値（演算値）が採用される。
【００４１】
電圧差算出部６２には、直流電圧検出部５０によって検出された直流電圧Ｖｃと、整流波形生成部６１によって生成された整流電圧Ｖｒｅｃとが入力される。コンデンサ電圧Ｖｃ１として、インバータ３のスイッチング周波数の成分を除去した電圧を採用する場合には、電圧差算出部６２は高調波成分除去部を有する。この高調波成分除去部は例えばローパスフィルタによって形成される。
【００４２】
電圧差算出部６２はコンデンサ電圧Ｖｃ１と整流電圧Ｖｒｅｃとの差ΔＶ（＝Ｖｒｅｃ−Ｖｃ１）を算出し、差ΔＶを制御リミッタ６３へと出力する。
【００４３】
制御リミッタ６３は共振抑制制御の要否を差ΔＶに基づいて判断し、その判断結果を共振抑制制御部６４へと送信する。つまり本実施の形態では、常に共振抑制制御を実行するのではなく、差ΔＶに基づいて共振抑制制御を実行したり、停止したりする。常に共振抑制制御を実行すると、図８，９を参照して説明したとおり、インバータ３の出力交流電流にゆがみ（低周波成分）が生じるからである。
【００４４】
制御リミッタ６３は、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きい期間のうち少なくとも一部の期間において、共振抑制制御を停止する信号を出力し、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さい期間のうち少なくとも一部の期間において、共振抑制制御の実行を指示する信号を出力する。
【００４５】
図３は、コンデンサ電圧Ｖｃ１と整流電圧Ｖｒｅｃとの一例を概略的に示している。図３の例示では、簡単のために、コンデンサ電圧Ｖｃ１は、整流電圧Ｖｒｅｃに一つの高調波成分が重畳した電圧として表されている。
【００４６】
例えば制御リミッタ６３は、コンデンサ電圧Ｖｃ１と整流電圧Ｖｒｅｃとの差ΔＶの絶対値｜ΔＶ｜が電圧差基準値Ｖｒｅｆ（＞０）よりも大きいときに、共振抑制制御の実行を指示する信号を出力する。図３の例示では、期間ｔ１は絶対値｜ΔＶ｜が電圧差基準値Ｖｒｅｆよりも大きい期間を示しており、この期間ｔ１において共振抑制制御を実行する。
【００４７】
また制御リミッタ６３は、例えば絶対値｜ΔＶ｜が電圧差基準値Ｖｒｅｆよりも小さいときに、共振抑制制御の停止を指示する信号を出力する。図３の例示では、期間ｔ２は絶対値｜ΔＶ｜が電圧差基準値Ｖｒｅｆよりも小さい期間を示しており、この期間ｔ２において共振抑制制御を停止する。
【００４８】
つまり図３の例示では、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃに近いときには共振抑制制御を実行せずに、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃから遠いときに共振抑制制御を実行するのである。なお期間ｔ１，ｔ２は整流電圧Ｖｒｅｃの脈動周期（入力交流電圧の終期の２Ｎ分の１の終期）内において交互に繰り返し現れるので、共振抑制の実行／停止も当該脈動周期内において交互に行われる。
【００４９】
共振抑制制御部６４には、電圧差算出部６２によって算出された差ΔＶと、制御リミッタ６３からの信号とが入力される。共振抑制制御部６４は、これらに基づいて、共振抑制制御のための補正量Ｈを算出する。この補正量Ｈはスイッチング信号生成部６６へと出力される。
【００５０】
共振抑制制御部６４は、共振抑制制御の停止を指示する信号を受け取ったときには、補正量Ｈとして零を出力する。これにより、スイッチング信号生成部６６において共振抑制のための実質的な補正が行われない。つまり共振抑制制御が停止される。
【００５１】
一方で、共振抑制制御の実行を指示する信号を受け取ったときには、差ΔＶに基づいて補正量Ｈを算出する。例えば正の所定値（以下、ゲインとも呼ぶ）Ｋと差ΔＶとを乗算して補正量Ｈ（＝Ｋ・ΔＶ）を算出する。
【００５２】
スイッチング信号生成部６６は、補正量Ｈに基づいて電圧指令値Ｖ**を補正する。例えば差ΔＶが整流電圧Ｖｒｅｃからコンデンサ電圧Ｖｃ１を引いた値（Ｖｒｅｃ−Ｖｃ１）であれば、電圧指令値Ｖ**から補正量Ｈを減算して補正電圧指令値Ｖ*を生成する。よって共振抑制制御を行う場合には、補正電圧指令値Ｖ*は｛Ｖ**−Ｋ・（Ｖｒｅｃ−Ｖｃ１）｝で表される。これによれば、共振抑制制御を行うときには、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きいほど大きい補正電圧指令値Ｖ*を生成することができる。逆に、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さいほど小さい補正電圧指令値Ｖ*を生成することができる。
【００５３】
なお差ΔＶがコンデンサ電圧Ｖｃ１から整流電圧Ｖｒｅｃを引いた値（Ｖｃ１−Ｖｒｅｃ）であれば、電圧指令値Ｖ**に補正量Ｈを減算して補正電圧指令値Ｖ*を生成すればよい。これによれば、共振抑制制御を行うときには、補正電圧指令値Ｖ*は｛Ｖ**＋Ｋ・（Ｖｃ１−Ｖｒｅｃ）｝で表されることとなる。
【００５４】
かかる共振抑制制御によれば、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きい場合には、出力交流電圧の振幅が増大することとなる。したがって、このときコンデンサＣ１の放電量が大きくなり、直流電圧Ｖｃは低減する。よって直流電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃに近づく。またコンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さいときには、出力交流電圧の振幅が低減することとなる。よって、このときコンデンサＣ１の放電量が小さくなり、直流電圧Ｖｃは増大する。したがって直流電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃに近づく。
【００５５】
スイッチング信号生成部６６は、生成した補正電圧指令値Ｖ*に基づいて、スイッチング信号Ｓを生成し、これをインバータ３へと出力する。補正電圧指令値Ｖ*に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であって、例えば三角波と補正電圧指令値Ｖ*との比較に基づいてスイッチング信号Ｓを生成することができる。インバータ３はスイッチング信号Ｓに基づいて動作して、直流電圧Ｖｃを出力交流電圧に変換する。かかる制御により、補正電圧指令値Ｖ*に近い出力交流電圧が出力される。
【００５６】
図４は、上記制御によってインバータ３が出力する交流電流ｉの周波数成分を示している。図４および図８同士の比較から分かるように、本実施の形態によれば、交流電流ｉの低周波成分を約４０％低減できることが分かる。交流電流ｉの低周波成分を低減できるので、交流電流ｉの基本波（正弦波）からのゆがみを低減することができる。交流電流ｉのゆがみは、交流電流ｉのピーク値を増大させるので、銅損を増大させるところ、本実施の形態では交流電流ｉのゆがみを低減できるので、銅損も低減することができる。
【００５７】
以上のように、本実施の形態では、共振抑制制御を常に実行するのではなく、コンデンサ電圧Ｖｃ１と整流電圧Ｖｒｅｃとに基づいて、共振抑制制御の実行／停止が繰り返される。
【００５８】
さて、本実施の形態とは異なって共振抑制制御を常に実行すると、図８に示すようにインバータ３が出力する交流電流ｉには、ゆがみ（低周波成分）が生じる。他方、共振抑制制御を全く実行しない場合には、この低周波成分は小さいことが確認されており、この低周波成分は、共振抑制制御によって生じていると考えられる。共振抑制制御をある期間において停止すると、その分、負荷４のエネルギーの変動を少なくすることができるので、交流電流ｉの低周波の変動も少なくなると考えられる。よって、低周波成分の低減という観点では、本実施の形態は、上述した期間ｔ１において共振抑制を実行し、期間ｔ２において共振抑制を低減することに限定されない。
【００５９】
その一方で、上述の具体的な制御の一例では、絶対値｜ΔＶ｜が電圧差基準値Ｖｒｅｆよりも大きいときに共振抑制を実行し、絶対値｜ΔＶ｜が電圧差基準値Ｖｒｅｆよりも小さいときに共振抑制制御を停止した。つまり、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃから遠いときのみ、共振抑制制御を実行している。この制御によれば、逆の制御、即ち、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃに近いときのみに、共振抑制制御を実行する場合に比して、より効果的にコンデンサ電圧Ｖｃ１を整流電圧Ｖｒｅｃに近づけることができる。言い換えれば、より効果的に共振を抑制することができる。
【００６０】
なお上述の例では、差ΔＶの絶対値が電圧差基準値Ｖｒｅｆよりも大きいときに、共振抑制制御を実行した。つまり、図３を参照して、コンデンサ電圧Ｖｃ１が第１値（Ｖｒｅｃ＋Ｖｒｅｆ）よりも大きいとき、または、コンデンサ電圧Ｖｃ１が第２値（Ｖｒｅｃ−Ｖｒｅｆ）よりも小さいときに、共振抑制制御を実行した。またコンデンサ電圧Ｖｃ１が第１値よりも小さく、第２値よりも大きいときに、共振抑制制御を停止した。かかる例では、第１値と整流電圧Ｖｒｅｃとの差（Ｖｒｅｆ）は、第２値と整流電圧Ｖｒｅｃとの差（Ｖｒｅｆ）と等しい。
【００６１】
しかしながら、本実施の形態はこれに限らず、これらが異なっていても構わない。要するに、コンデンサ電圧Ｖｃ１が、整流電圧Ｖｒｅｃと正の基準値Ｖｒｅｆ１とを足した値Ｖ１よりも大きいとき、または、コンデンサ電圧Ｖｃ１が、整流電圧Ｖｒｅｃから正の基準値Ｖｒｅｆ２を引いた値Ｖ２よりも小さいときに、共振抑制制御を実行し（つまり電圧指令値Ｖ**に対する補正を行い）、コンデンサ電圧Ｖｃ１が値Ｖ１よりも小さく、値Ｖ２よりも大きいときに、共振抑制制御を停止してもよい（つまり電圧指令値Ｖ**に対する補正を行わなくてもよい）。図３の例では基準値Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２が等しい正値（電圧差基準値Ｖｒｅｆ）を採る場合に相当する。
【００６２】
第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかる電力変換装置は図１と同様である。但し、第２の実施の形態では、制御部６は、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きいときに共振抑制制御を停止し、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さいときに共振抑制制御を実施する。
【００６３】
第１の実施の形態の末尾で説明した場合に即して言えば、基準値Ｖｒｅｆ１が＋∞（実際にはコンデンサ電圧Ｖｃ１が取り得る最大値から整流電圧Ｖｒｅｃの最大値を引いた値以上の値）を採り、基準値Ｖｒｅｆ２が値０を採る場合に相当する。
【００６４】
図５はコンデンサ電圧Ｖｃ１と整流電圧Ｖｒｅｃとの一例を概略的に示している。図５の例示でも、簡単のために、コンデンサ電圧Ｖｃ１は、整流電圧Ｖｒｅｃに一つの高調波成分が重畳した電圧として表されている。期間ｔ３はコンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さい期間を示し、期間ｔ４はコンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きい期間を示す。第２の実施の形態では、期間ｔ３において共振抑制制御を実行し、期間ｔ４において共振抑制制御を停止するのである。
【００６５】
具体的には、例えば制御リミッタ６３は、差ΔＶ（＝Ｖｒｅｆ−Ｖｃ１）が正であるときに、共振抑制制御を実行する信号を出力し、差ΔＶが負であるときに、共振抑制制御を実行する信号を出力する。
【００６６】
共振抑制制御部６４は、共振抑制制御を停止する信号を受け取ると、補正量Ｈとして零を出力し、共振抑制制御を実行する信号を受け取ると、差ΔＶに基づいて補正量Ｈ（＝Ｋ・ΔＶ）を出力する。スイッチング信号生成部６６は、補正量Ｈに基づいて、第１の実施の形態と同様に電圧指令値Ｖ**を補正して補正電圧指令値Ｖ*を生成し、この補正電圧指令値Ｖ*に基づいてスイッチング信号Ｓを出力する。
【００６７】
以上のように、第２の実施の形態では、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さいときのみ共振抑制制御を実行する。よって、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さい期間ｔ３においては、電圧指令値Ｖ**を低減する補正を行って補正電圧指令値Ｖ*｛＝Ｖ*−Ｋ・（Ｖｒｅｃ−Ｖｃ１））を算出する。これにより、直流電圧Ｖｃを増大して整流電圧Ｖｒｅｃに近づける。
【００６８】
一方で、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きい期間ｔ４においては、共振抑制制御は行われない。よって、第２の実施の形態では、電圧指令値Ｖ**を増大させる補正は行われない。これにより、電圧指令値Ｖ**の増大に起因する交流電流ｉの増大を回避あるいは抑制でき、交流電流ｉのピーク値の増大を回避あるいは抑制することができる。ひいては、銅損の増大を回避あるいは抑制できる。
【００６９】
また第２の実施の形態は、負荷４が誘導性負荷（例えばモータ）である場合に特に有益である。以下に詳述する。
【００７０】
第２の実施の形態とは異なって、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きい期間ｔ４において共振抑制制御を実行すると、電圧指令値Ｖ**を増大する補正を行って補正電圧指令値Ｖ*が生成される。しかしながら、インバータ３は直流電圧Ｖｃよりも大きい電圧を出力できないので、電圧指令値Ｖ**の増大量には制限がある。
【００７１】
他方、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さい期間ｔ３において共振抑制制御を実行すると、電圧指令値Ｖ**を低減する補正を行って補正電圧指令値Ｖ*を生成する。負荷４が誘導性負荷である場合、その誘導成分に生じる起電力によってインバータ３の出力交流電圧の振幅は等価的に負の値を採ることができる（例えば回生動作）。このとき、負荷４からの回生電流がコンデンサＣ１へと流れるので、コンデンサＣ１が充電されて直流電圧Ｖｃが増大するのである。よって、直流電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃよりも大幅に小さくても、共振抑制制御によって直流電圧Ｖｃを整流電圧Ｖｒｅｃに近づけることができる。
【００７２】
具体的な一例として、補正により補正電圧指令値Ｖ*が負になると、スイッチング信号生成部６６は全てのスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎを所定期間においてオフしてもよい。これにより、回生電流がコンデンサＣ１に流れ、直流電圧Ｖｃが増大する。よって直流電圧Ｖｃを整流電圧Ｖｒｅｃに近づけることができる。
【００７３】
つまり低減可能な直流電圧Ｖｃと整流電圧Ｖｒｅｃとの差は、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きい期間ｔ４よりも、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも小さい期間ｔ３の方が、大きいのである。
【００７４】
したがって、第２の実施の形態によれば、より効果的に共振を抑制することができる。なお第２の実施の形態において、コンデンサ電圧Ｖｃ１が整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きいときに共振抑制制御を停止しているので、従来に比して、交流電流の低周波成分は抑制される。
【００７５】
第３の実施の形態．
第１および第２の実施の形態では、整流波形生成部６１が入力交流電圧を検出して整流電圧Ｖｒｅｃの理想値を算出するとともに、電圧差算出部６２がコンデンサ電圧Ｖｃ１と整流電圧Ｖｒｅｃとの差ΔＶを算出した。第３の実施の形態では、リアクトルＬ１に印加される電圧ＶＬ（これはリアクトルＬ１の両端電圧であると把握することもできる）を用いて差ΔＶを検出する。
【００７６】
図６は電力変換装置の一例を概略的に示す図である。図６の例示では、図１と比較して、交流電圧検出部５１、整流波形生成部６１、および、電圧差算出部６２の替わりに、電圧検出部５３が設けられている。
【００７７】
電圧検出部５３はリアクトルＬ１に印加される電圧ＶＬを検出する。この電圧ＶＬは、コンバータ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ１との接続関係に鑑みれば、コンバータ２が出力する整流電圧ＶｒｅｃとコンデンサＣ１の直流電圧Ｖｃとの差に相当する。よって電圧検出部５３は電圧ＶＬを差ΔＶとして制御リミッタ６３および共振抑制制御部６４へと出力する。
【００７８】
その他の点は第１および第２の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は避ける。電圧ＶＬを差ΔＶとして用いれば、差ΔＶを算出する演算処理（整流波形生成部６１および電圧差算出部６２の演算）を不要にできる。
【００７９】
図７は電力変換装置の一例を概略的に示す図である。図７の例示では、図１と比較して、交流電圧検出部５１、整流波形生成部６１、および、電圧差算出部６２の替わりに、電流検出部５４および電圧算出部６７が設けられている。
【００８０】
電流検出部５４はリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬを検出し、これを電圧算出部６７へと出力する。電圧算出部６７は電流ＩＬを微分して、リアクトルＬ１に印加される電圧ＶＬを算出し、この電圧ＶＬを差ΔＶとして制御リミッタ６３および共振抑制制御部６４へと出力する。
【００８１】
その他の点は第１および第２の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は避ける。
【００８２】
また、本発明は、その発明の範囲内において、相互に矛盾しない限り、上記の種々の実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００８３】
２  コンバータ
３  インバータ
６  制御部
５３  電圧検出部
５４  電流検出部
Ｃ１  コンデンサ
Ｌ１  リアクトル
ＬＨ，ＬＬ  直流線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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