(57)【要約】【課題】印加電圧に対して直線的又は直線的に近い形で信号の位相を変化させる。【解決手段】位相変換装置１０において、入出力器２０は、入力端子２１に入力された信号を反射端子２２から出力し、反射端子２２から出力した信号が反射された信号を出力端子２３から出力する。反射回路３０は、接続端子３１と可変容量素子３２とインピーダンス変成器３３と誘導性素子３４とを有する。接続端子３１は、反射端子２２に接続されている。可変容量素子３２は、一端が接地されている。インピーダンス変成器３３は、一端が可変容量素子３２の他端に接続されている。インピーダンス変成器３３は、他端が接続端子３１に接続されている。インピーダンス変成器３３は、可変容量素子３２のインピーダンスを短絡状態に近づける。誘導性素子３４は、一端が接地されている。誘導性素子３４は、他端が接続端子３１に接続されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と反射端子と出力端子とを有し、前記入力端子に入力された信号を前記反射端子から出力し、前記反射端子から出力した信号が反射された信号を前記出力端子から出力する入出力器と、
前記反射端子に接続された接続端子と、一端が接地された可変容量素子と、一端が前記可変容量素子の他端に接続され、他端が前記接続端子に接続され、前記可変容量素子のインピーダンスを短絡状態に近づけるインピーダンス変成器と、一端が接地され、他端が前記接続端子に接続された誘導性素子とを有する反射回路と
を備える位相変換装置。
【請求項２】
前記接続端子に接続された先端開放スタブ
をさらに備える、請求項１に記載の位相変換装置。
【請求項３】
前記入出力器は、通過端子と結合端子とを前記反射端子として有し、前記入力端子に入力された信号を、位相が互いに９０°異なる二つの信号に分離して一方の信号を前記通過端子、他方の信号を前記結合端子から出力し、前記通過端子から出力した信号が反射された信号と前記結合端子から出力した信号が反射された信号とを合成して前記出力端子から出力する９０°ハイブリッドカプラであり、
前記反射回路は、２つ備えられ、
一方の前記反射回路の前記接続端子は、前記通過端子に接続され、
他方の前記反射回路の前記接続端子は、前記結合端子に接続された、請求項１又は２に記載の位相変換装置。
【請求項４】
両方の前記反射回路の前記誘導性素子は、一端が共通の容量性素子を介して接地された、請求項３に記載の位相変換装置。
【請求項５】
入力端子と反射端子と出力端子とを有し、前記入力端子に入力された信号を前記反射端子から出力し、前記反射端子から出力した信号が反射された信号を前記出力端子から出力する入出力器と、
前記反射端子に接続された接続端子と、一端が接地された可変容量素子と、一端が前記可変容量素子の他端に接続され、前記可変容量素子のインピーダンスを開放状態に近づけるインピーダンス変成器と、一端が前記インピーダンス変成器の他端に接続され、他端が前記接続端子に接続された容量性素子とを有する反射回路と
を備える位相変換装置。
【請求項６】
入力端子と反射端子と出力端子とを有し、前記入力端子に入力された信号を前記反射端子から出力し、前記反射端子から出力した信号が反射された信号を前記出力端子から出力する入出力器と、
前記反射端子に接続された接続端子と、一端が接地された可変容量素子と、一端が接地され、他端が前記可変容量素子の他端に接続され、前記可変容量素子のインピーダンスを開放状態に近づけるインピーダンス変成器と、一端が前記可変容量素子と前記インピーダンス変成器との接続点に接続され、他端が前記接続端子に接続された容量性素子とを有する反射回路と
を備える位相変換装置。
【請求項７】
前記反射回路の前記容量性素子は、他端が誘導性素子を介して前記接続端子に接続された、請求項５又は６に記載の位相変換装置。
【請求項８】
前記入出力器は、通過端子と結合端子とを前記反射端子として有し、前記入力端子に入力された信号を、位相が互いに９０°異なる二つの信号に分離して一方の信号を前記通過端子、他方の信号を前記結合端子から出力し、前記通過端子から出力した信号が反射された信号と前記結合端子から出力した信号が反射された信号とを合成して前記出力端子から出力する９０°ハイブリッドカプラであり、
前記反射回路は、２つ備えられ、
一方の前記反射回路の前記接続端子は、前記通過端子に接続され、
他方の前記反射回路の前記接続端子は、前記結合端子に接続された、請求項５から７のいずれか１項に記載の位相変換装置。
【請求項９】
前記入出力器は、サーキュレータである、請求項１又は２又は５から７のいずれか１項に記載の位相変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相変換装置に関するものである。本発明は、例えば、マイクロ波帯のビーコン送信機、テレメトリ送信機等に使用される位相変調器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
衛星搭載用ビーコン送信機やテレメトリ送信機では地上局と衛星との間の距離を把握するためのレンジング信号や衛星内部状態を把握するためのテレメトリ信号を衛星から地上局へ送信する機能を有することが要求される。そのため、レンジング信号やテレメトリ信号でマイクロ波帯の搬送波を位相変調して送信する場合が多い。したがって、レンジング信号やテレメトリ信号の振幅で位相が変化するような位相変調器が必要となる。
【０００３】
位相変調器にはランゲカプラ等の９０°ハイブリッドカプラの通過端子及び結合端子にバラクタダイオード等の電圧により内部容量が変化するような可変容量素子をそれぞれ接続し、レンジング信号やテレメトリ信号等の変調波信号を可変容量素子に印加し、位相変調を行う構成のものがある（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−２６０９５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の位相変調器では９０°ハイブリッドカプラの入力端子から入力された搬送波は９０°ハイブリッドカプラで通過端子及び結合端子に等分配される。分配された搬送波は通過端子及び結合端子にそれぞれ接続された可変容量素子で位相変調される。その後、位相変調された搬送波は可変容量素子でそれぞれ反射され、９０°ハイブリッドカプラの出力端子から出力される。
【０００６】
一般に可変容量素子の内部容量は変調波の振幅、即ち、印加電圧に依存する。可変容量素子の内部容量は、印加電圧が低い領域では電圧変化に対して大きく変化するが、電圧が高くなるに従い変化が小さくなるような非直線的な特性をもつ。可変容量素子での反射位相は内部容量に依存する。そのため、印加電圧に対して反射位相も非直線となる。したがって、従来の位相変調器は印加電圧に対して非直線的な位相特性をもつ。
【０００７】
位相変調器では印加電圧に対して直線的に位相が変化するような特性が要求される場合がある。従来の位相変調器では、そのような要求に対処できない。
【０００８】
本発明は、印加電圧に対して直線的又は直線的に近い形で信号の位相を変化させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一の態様に係る位相変換装置は、
入力端子と反射端子と出力端子とを有し、前記入力端子に入力された信号を前記反射端子から出力し、前記反射端子から出力した信号が反射された信号を前記出力端子から出力する入出力器と、
前記反射端子に接続された接続端子と、一端が接地された可変容量素子と、一端が前記可変容量素子の他端に接続され、他端が前記接続端子に接続され、前記可変容量素子のインピーダンスを短絡状態に近づけるインピーダンス変成器と、一端が接地され、他端が前記接続端子に接続された誘導性素子とを有する反射回路とを備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明では、可変容量素子の反射位相が大きく変化する印加電圧が比較的低い領域では反射位相の位相変化が小さく抑えられ、反射位相が小さく変化する印加電圧が比較的高い領域では反射位相の位相変化が大きくなる。そのため、印加電圧に対して直線的又は直線的に近い形で信号の位相を変化させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施の形態１に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図２】実施の形態１に係る位相変換装置の可変容量素子の特性例を示すグラフ。
【図３】実施の形態１に係る位相変換装置の可変容量素子の特性例を示すグラフ。
【図４】実施の形態１に係る位相変換装置の可変容量素子の特性例を示すグラフ。
【図５】実施の形態１に係る位相変換装置の反射回路を簡略化した回路図。
【図６】実施の形態１に係る位相変換装置の反射回路におけるインピーダンス変化を示すスミスチャート。
【図７】実施の形態１に係る位相変換装置の反射回路の等価回路を示す図。
【図８】実施の形態１に係る位相変換装置の印加電圧に対する位相の直線からのズレを示すグラフ。
【図９】実施の形態１の変形例に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図１０】実施の形態２に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図１１】実施の形態３に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図１２】実施の形態３の変形例に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図１３】実施の形態４に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図１４】実施の形態４に係る位相変換装置の反射回路を簡略化した回路図。
【図１５】実施の形態４に係る位相変換装置の反射回路におけるインピーダンス変化を示すスミスチャート。
【図１６】実施の形態４に係る位相変換装置の反射回路の等価回路を示す図。
【図１７】実施の形態４に係る位相変換装置の印加電圧に対する位相の直線からのズレを示すグラフ。
【図１８】実施の形態５に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図１９】実施の形態６に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図２０】実施の形態６に係る位相変換装置の反射回路を簡略化した回路図。
【図２１】実施の形態６に係る位相変換装置の反射回路におけるインピーダンス変化を示すスミスチャート。
【図２２】実施の形態７に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【図２３】実施の形態８に係る位相変換装置の構成を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について、図を用いて説明する。なお、各図中、同一又は相当する部分には、同一符号を付している。実施の形態の説明において、同一又は相当する部分については、その説明を適宜省略又は簡略化する。
【００１３】
実施の形態１．
本実施の形態に係る装置の構成、本実施の形態に係る装置の動作、本実施の形態の効果を順番に説明する。
【００１４】
＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１を参照して、本実施の形態に係る装置である位相変換装置１０の構成を説明する。
【００１５】
位相変換装置１０は、入出力器２０と反射回路３０とを備える。
【００１６】
入出力器２０は、入力端子２１と反射端子２２と出力端子２３とを有する。入出力器２０は、入力端子２１に入力された信号を反射端子２２から出力する。入出力器２０は、反射端子２２から出力した信号が反射された信号を出力端子２３から出力する。
【００１７】
反射回路３０は、接続端子３１と可変容量素子３２とインピーダンス変成器３３と誘導性素子３４とを有する。接続端子３１は、反射端子２２に接続されている。可変容量素子３２は、一端が接地されている。インピーダンス変成器３３は、一端が可変容量素子３２の他端に接続されている。インピーダンス変成器３３は、他端が接続端子３１に接続されている。インピーダンス変成器３３は、可変容量素子３２のインピーダンスを短絡状態に近づける。誘導性素子３４は、一端が接地されている。誘導性素子３４は、他端が接続端子３１に接続されている。
【００１８】
入出力器２０は、具体的には、９０°ハイブリッドカプラ４０である。９０°ハイブリッドカプラ４０は、通過端子４１と結合端子４２とを反射端子２２として有する。９０°ハイブリッドカプラ４０は、入力端子２１に入力された信号を、位相が互いに９０°異なる二つの信号に分離して一方の信号を通過端子４１、他方の信号を結合端子４２から出力する。９０°ハイブリッドカプラ４０は、通過端子４１から出力した信号が反射された信号と結合端子４２から出力した信号が反射された信号とを合成して出力端子２３から出力する。
【００１９】
反射回路３０は、反射端子２２の数に合わせて、２つ備えられている。一方の反射回路３０の接続端子３１は、通過端子４１に接続されている。他方の反射回路３０の接続端子３１は、結合端子４２に接続されている。
【００２０】
本実施の形態において、位相変換装置１０は、位相変調器である。この位相変調器では、アノードである一端が接地された可変容量素子３２と、可変容量素子３２のインピーダンスをほぼ短絡点までインピーダンス変換するための伝送線路であるインピーダンス変成器３３との縦続接続回路に、キャパシタである容量性素子３５により高周波的に接地されたインダクタである誘導性素子３４を並列接続した構成の反射回路３０が、９０°ハイブリッドカプラ４０の通過端子４１と結合端子４２にそれぞれ接続されている。９０°ハイブリッドカプラ４０の入力端子２１と出力端子２３にはそれぞれＲＦチョーク回路１１の一端が接続されている。ＲＦチョーク回路１１の他端には変調波入力端子１２が設けられている。ＲＦチョーク回路１１と９０°ハイブリッドカプラ４０の入力端子２１との間及びＲＦチョーク回路１１と９０°ハイブリッドカプラ４０の出力端子２３との間にはそれぞれ直流阻止キャパシタ１３が設けられている。
【００２１】
可変容量素子３２としてはバラクタダイオード等の印加電圧により内部容量が変化するようなものが用いられている。ＲＦチョーク回路１１としては搬送波の周波数帯、即ち、マイクロ波帯で十分高いインピーダンスを有し、変調波の周波数帯である低周波帯では比較的低インピーダンスとなるようなインダクタとキャパシタとからなるローパスフィルタ構成のものが用いられている。
【００２２】
本実施の形態の位相変調器はこのような構成になっているため、変調波入力端子１２から変調波を入力することにより、ＲＦチョーク回路１１及び９０°ハイブリッドカプラ４０を介して、反射回路３０を構成する可変容量素子３２に変調波が入力され、変調波の振幅に応じて可変容量素子３２の内部容量を変えることができる。一方、９０°ハイブリッドカプラ４０の入力端子２１から入力されたマイクロ波帯の搬送波は９０°ハイブリッドカプラ４０で通過端子４１及び結合端子４２にそれぞれ等分配される。等分配された搬送波はそれぞれ反射回路３０に入力され、反射回路３０でそれぞれ反射される。さらに反射回路３０で反射されたそれぞれの搬送波は９０°ハイブリッドカプラ４０で合成され、９０°ハイブリッドカプラ４０の出力端子２３から出力される。
【００２３】
反射回路３０における反射位相は可変容量素子３２の内部容量に依存する。反射回路３０の内部容量は変調波入力端子１２からの変調波の振幅に応じて変化する。このため変調波入力端子１２からの変調波の振幅に応じて搬送波の位相が変化する位相変調を行うことができる。
【００２４】
なお、９０°ハイブリッドカプラ４０の入力端子２１と出力端子２３との間の位相変化は反射回路３０の反射位相変化と等価となる。
【００２５】
＊＊＊動作の説明＊＊＊
図２から図８を参照して、位相変換装置１０の動作を説明する。
【００２６】
以下、反射回路３０の反射位相と内部容量との関係について述べる。
【００２７】
図２は可変容量素子３２の印加電圧Ｖｒに対する内部容量Ｃｄの特性例を示している。ここでは可変容量素子３２がバラクタダイオードの場合を示してある。Ｖｒが０Ｖ（ボルト）近傍でＣｄが０．７ｐＦ（ピコファラド）と最大となる。Ｖｒが高くなるに従い最初は急峻にＣｄが小さくなり、その後は緩やかに小さくなる。Ｖｒが７ＶでＣｄが０．２ｐＦと最小になる。このようにＶｒに対してＣｄは非直線的な特性となる。
【００２８】
図３は図２に示した特性を用いて搬送波の周波数ｆを４ＧＨｚ（ギガヘルツ）として計算した可変容量素子３２の反射位相∠Γである。Ｖｒが０Ｖ近傍で∠Γが−８３ｄｅｇ（度）と最小となる。Ｖｒが高くなるに従い最初は急峻に∠Γが進み、その後は緩やかに進む。このようにＶｒに対して∠Γも非直線的な特性となる。即ち、Ｖｒに対する∠Γの変化は図２に示したＣｄの変化と同様の傾向を示す。
【００２９】
ここで可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲をＶｒ＝１Ｖ〜６Ｖとし、Ｖｒ＝１Ｖのときの∠ΓとＶｒ＝６Ｖのときの∠Γとを結ぶ直線からの∠Γの位相ズレΔΓを図４に示す。Ｖｒに対するΔΓは凹形の特性となり、所望の電圧範囲をＶｒ＝１Ｖ〜６ＶとすればＶｒが４Ｖ近傍で直線からの位相ズレΔΓは７ｄｅｇと最大になる。
【００３０】
なお、９０°ハイブリッドカプラ４０の通過端子４１と結合端子４２にそれぞれ可変容量素子３２を接続し誘導性素子３４を並列接続しない位相変調器ではこのような位相ズレが生じる。
【００３１】
図５及び図６を参照して、本実施の形態に係る位相変調器の反射回路３０の動作を説明する。
【００３２】
図５は簡略化した反射回路３０の構成を示している。図１の位相変調器の構成では誘導性素子３４の一端を高周波的に接地するための容量性素子３５が接続されているが、高周波帯で十分低いインピーダンスとなるような値に選ばれており、図５に示すように誘導性素子３４の一端を直接接地したものとみなすことができる。図６は反射回路３０の各点におけるインピーダンス軌跡をスミスチャート上で示したものである。
【００３３】
図５においてＺｄは可変容量素子３２のインピーダンス、Ｚａは縦続接続されたインピーダンス変成器３３を介して可変容量素子３２側を見たインピーダンス、Ｚｂは可変容量素子３２とインピーダンス変成器３３との縦続接続回路に並列接続された誘導性素子３４を介して可変容量素子３２側を見たインピーダンスである。
【００３４】
各点におけるインピーダンスＺｄ，Ｚａ，Ｚｂはスミスチャート上では図６のように表すことができる。ここでＣ１は可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲内の最大電圧時に対応した可変容量素子３２の容量である。Ｃ２は電圧範囲内の最小電圧時に対応した可変容量素子３２の容量である。Ｃｏは電圧範囲内の任意の電圧に対応した容量である。即ち、Ｃ１＜Ｃｏ＜Ｃ２の関係になる。
【００３５】
図中、点線で示すように可変容量素子３２のインピーダンスＺｄはインピーダンス変成器３３により時計方向に回転する。伝送線路であるインピーダンス変成器３３の長さを可変容量素子３２の容量Ｃｏでインピーダンスがほぼ０Ωとなるように選ぶことにより、一点鎖線で示すように低インピーダンスのＺａへインピーダンスが変換される。Ｃ１〜Ｃｏでは容量性、Ｃｏ〜Ｃ２では誘導性が示される。さらに、誘導性素子３４により、ＣｏにおけるインピーダンスはＺａから変わることなく、Ｃ１〜Ｃｏ及びＣｏ〜Ｃ２におけるインピーダンスは反時計方向に回転し、実線で示すＺｂへインピーダンスが変換される。
【００３６】
図７は本実施の形態に係る位相変調器を構成する反射回路３０の等価回路を示している。可変容量素子３２とインピーダンス変成器３３との縦続接続回路のインピーダンスＺａはＣ１〜Ｃｏでは等価的なキャパシタＣｅとして、また、Ｃｏ〜Ｃ２では等価的なインダクタＬｅとして表され、Ｃｏでは短絡として表される。
【００３７】
上記縦続接続回路に、誘導性素子３４を並列接続した回路のインピーダンスＺｂはＣ１〜Ｃｏでは誘導性素子３４のインダクタＬとＣｅとの並列回路、Ｃｏ〜Ｃ２ではＬとＬｅとの並列回路、また、ＣｏではＺａと同様に短絡として表される。ＬとＣｅとの合成キャパシタンスはＣｅよりも小さく、また、ＬとＬｅとの合成インダクタンスはＬｅよりも小さい。
【００３８】
即ち、誘導性素子３４はＣｏでは影響を与えることなく、Ｃ１〜ＣｏではキャパシタンスをＣｅよりも小さく、また、Ｃｏ〜Ｃ２ではインダクタンスをＬｅよりも小さくするように作用する。
【００３９】
反射回路３０の反射位相はＣｅが小さいほど進み、また、Ｌｅが大きいほど遅れる傾向にある。そのため、誘導性素子３４を接続することにより、Ｃ１〜Ｃｏではより位相進みを大きく、また、Ｃｏ〜Ｃ２では位相遅れを小さくすることができる。即ち、可変容量素子３２の位相変化が大きい印加電圧Ｖｒの低い領域では位相変化を小さく、位相変化が小さい印加電圧Ｖｒの高い領域では位相変化を大きくでき、印加電圧Ｖｒに対する反射位相をより直線的にできる。
【００４０】
図８は本実施の形態に係る位相変調器の印加電圧Ｖｒに対する直線からの位相ズレΔΓの計算例を示している。ｆは４ＧＨｚとする。位相変調器の位相特性は反射回路３０の反射位相と等価であるため、ここでは反射回路３０の反射位相を示してある。
【００４１】
可変容量素子３２の特性は図２のものを用いる。インピーダンス変成器３３の自由空間での長さＬ１は１．２９ｃｍ（センチメートル）、特性インピーダンスＺ１は７０Ωとする。ここでは誘導性素子３４のインダクタンスＬが∞、２ｎＨ（ナノヘンリー）、１．５ｎＨの３つの場合を示している。なお、インピーダンス変成器３３の長さは可変容量素子３２の所望の電圧範囲内のＶｒ＝３Ｖに対応した容量Ｃｄ＝０．３ｐＦ時に可変容量素子３２のインピーダンスＺｄが０Ω近傍に変換されるように選ばれている。０Ωは短絡点である。
【００４２】
図８において位相ズレΔΓは図４で示したものと同様に、可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲をＶｒ＝１Ｖ〜６Ｖとし、Ｖｒ＝１Ｖのときの∠ΓとＶｒ＝６Ｖのときの∠Γとを結ぶ直線からの位相ズレを示している。図中、点線はＬ＝∞、即ち、誘導性素子３４を接続しない可変容量素子３２とインピーダンス変成器３３との縦続接続回路の特性である。位相ズレΔΓは図４に示した可変容量素子３２と同様に凹形の特性を示している。Ｖｒ＝３Ｖ近傍で最大１０ｄｅｇ程度の位相ズレが生じる。これに対し、一点鎖線及び実線で示すように誘導性素子３４を接続することにより位相ズレが改善される。Ｌ＝２ｎＨではＶｒ＝１Ｖ〜６Ｖにわたって５ｄｅｇまで位相ズレが改善され、さらにＬ＝１．５ｎＨでは１ｄｅｇまで改善される。この値は図４に示した可変容量素子３２自体の位相ズレ７ｄｅｇに比べても大きく改善されている。
【００４３】
なお、ここでは可変容量素子３２としてバラクタダイオードを使用した場合について説明したが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いた場合でも効果は変わらない。また、位相変換装置１０は、変調波入力端子１２に直流電圧を印加することにより、位相変調器ではなく、移相器としても使用可能である。
【００４４】
ここで、図９を参照して、本実施の形態の変形例に係る位相変換装置１０の構成を説明する。
【００４５】
図１に示した位相変調器では反射回路３０を構成する誘導性素子３４としてインダクタが用いられている。一端短絡の１／４波長より短い伝送線路は等価的にインダクタとみなすことができる。そのため、図９のように誘導性素子３４として伝送線路を用いた場合であっても印加電圧に対し直線的な位相特性が得られる効果は同じである。
【００４６】
＊＊＊効果の説明＊＊＊
本実施の形態では、可変容量素子３２の反射位相が大きく変化する印加電圧が比較的低い領域では反射位相の位相変化が小さく抑えられ、反射位相が小さく変化する印加電圧が比較的高い領域では反射位相の位相変化が大きくなる。そのため、印加電圧に対して直線的又は直線的に近い形で信号の位相を変化させることが可能となる。
【００４７】
本実施の形態では、一端が接地され、印加電圧により内部容量が変化する可変容量素子３２と、この可変容量素子３２に縦続接続され、可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲内の任意の電圧に対応した容量時に、可変容量素子３２のインピーダンスを短絡点近傍にインピーダンス変換するためのインピーダンス変成器３３と、可変容量素子３２とインピーダンス変成器３３との縦続接続回路に並列接続され、一端が高周波的に接地された誘導性素子３４とからなる反射回路３０を９０°ハイブリッドカプラ４０の通過端子４１及び結合端子４２にそれぞれ接続することにより、印加電圧に対して直線的に位相が変化する位相変調器を得ることができる効果がある。
【００４８】
実施の形態２．
本実施の形態について、主に実施の形態１との差異を説明する。
【００４９】
図１０を参照して、本実施の形態に係る位相変換装置１０の構成を説明する。
【００５０】
本実施の形態において、両方の反射回路３０の誘導性素子３４は、一端が共通の容量性素子３５を介して接地されている。
【００５１】
図１に示した実施の形態１に係る位相変調器では２つの反射回路３０それぞれの誘導性素子３４の一端を高周波的に接地するために２つの容量性素子３５を用いているが、図１０に示すように、本実施の形態では、これら２つの容量性素子３５が１つの容量性素子３５に置き換えられている。
【００５２】
また、実施の形態１に係る位相変調器では、９０°ハイブリッドカプラ４０の入力端子２１及び出力端子２３に２つのＲＦチョーク回路１１をそれぞれ接続しているが、本実施の形態では、誘導性素子３４と容量性素子３５との間に１つのＲＦチョーク回路１１が接続されている。直線的な位相特性が得られる効果は実施の形態１と同じである。さらに、本実施の形態では容量性素子３５とＲＦチョーク回路１１がそれぞれ１つで済むため、安価で小形な位相変調器が得られる効果もある。
【００５３】
ＲＦチョーク回路１１として実施の形態１ではインダクタとキャパシタとで構成したものを用いているが、図１０に示しているように抵抗とキャパシタとで構成したＲＦチョーク回路１１を用いても可変容量素子３２に所望の変調波を入力する機能には変わりがない。
【００５４】
実施の形態３．
本実施の形態について、主に実施の形態１との差異を説明する。
【００５５】
図１１を参照して、本実施の形態に係る位相変換装置１０の構成を説明する。
【００５６】
位相変換装置１０は、実施の形態１と同じように、入出力器２０と反射回路３０とを備えるほか、先端開放スタブ１４を備える。
【００５７】
先端開放スタブ１４は、接続端子３１に接続されている。即ち、本実施の形態では、誘導性素子３４に並列に先端開放スタブ１４が接続されている。
【００５８】
先端開放スタブ１４の長さは１／４波長よりも短く選ばれており、等価的にキャパシタとみなすことができる。よって、インダクタである誘導性素子３４にキャパシタが並列接続されているとみなすことができる。先端開放スタブ１４のキャパシタンスは先端開放スタブ１４の長さに依存し、長さが短いほどキャパシタンスは小さくなる。即ち、先端開放スタブ１４の長さを変えることは、誘導性素子３４のインダクタンスを変えることと等価である。
【００５９】
図８を用いて説明したように印加電圧に対する位相の直線性は誘導性素子３４のインダクタンスに依存する。したがって、誘導性素子３４のインダクタンスの微調整を行うことにより、より直線性の高い位相特性を有する位相変調器が得られる。即ち、本実施の形態によれば、反射位相の位相変化に影響する誘導性素子３４のインダクタンスを先端開放スタブ１４で等価的に微調整することができ、より直線的な位相特性を有する位相変調器を得ることができる。
【００６０】
ここで、図１２を参照して、本実施の形態の変形例に係る位相変換装置１０の構成を説明する。
【００６１】
図１２に示す変形例では、図９に示した実施の形態１の変形例と同様に、誘導性素子３４として伝送線路を用いている。この場合でも印加電圧に対し直線的な位相特性が得られる効果は同じである。
【００６２】
実施の形態４．
本実施の形態に係る装置の構成、本実施の形態に係る装置の動作、本実施の形態の効果を順番に説明する。主に実施の形態１との差異を説明する。
【００６３】
＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１３を参照して、本実施の形態に係る装置である位相変換装置１０の構成を説明する。
【００６４】
位相変換装置１０は、入出力器２０と反射回路３０とを備える。
【００６５】
入出力器２０については、図１に示した実施の形態１のものと同じである。
【００６６】
反射回路３０は、接続端子３１と可変容量素子３２とインピーダンス変成器３６と容量性素子３７とを有する。接続端子３１は、反射端子２２に接続されている。可変容量素子３２は、一端が接地されている。インピーダンス変成器３６は、一端が可変容量素子３２の他端に接続されている。インピーダンス変成器３６は、実施の形態１のインピーダンス変成器３３と異なり、可変容量素子３２のインピーダンスを開放状態に近づける。容量性素子３７は、一端がインピーダンス変成器３６の他端に接続されている。容量性素子３７は、他端が接続端子３１に接続されている。
【００６７】
入出力器２０は、具体的には、９０°ハイブリッドカプラ４０である。９０°ハイブリッドカプラ４０については、図１に示した実施の形態１のものと同じである。
【００６８】
反射回路３０は、反射端子２２の数に合わせて、２つ備えられている。一方の反射回路３０の接続端子３１は、通過端子４１に接続されている。他方の反射回路３０の接続端子３１は、結合端子４２に接続されている。
【００６９】
本実施の形態においても、位相変換装置１０は、位相変調器である。この位相変調器では、アノードである一端が接地された可変容量素子３２と、可変容量素子３２のインピーダンスをほぼ開放点までインピーダンス変換するための伝送線路であるインピーダンス変成器３６と、位相の直線性を改善するための容量性素子３７との縦続接続回路からなる反射回路３０が、９０°ハイブリッドカプラ４０の通過端子４１と結合端子４２にそれぞれ接続されている。変調波を入力するためのＲＦチョーク回路１１は可変容量素子３２とインピーダンス変成器３６との間に接続されている。
【００７０】
実施の形態１と同じように、可変容量素子３２としてはバラクタダイオード等の印加電圧により内部容量が変化するようなものが用いられている。
【００７１】
本実施の形態の位相変調器はこのような構成になっているため、変調波入力端子１２から入力された変調波はＲＦチョーク回路１１を介して可変容量素子３２に供給され、変調波の振幅に対応して可変容量素子３２の内部容量を変えることができる。
【００７２】
このため可変容量素子３２とインピーダンス変成器３６と容量性素子３７との縦続接続回路からなる反射回路３０のインピーダンスが変化することから９０°ハイブリッドカプラ４０の入力端子２１から入力された搬送波の反射回路３０での反射位相も変化し、位相変調器が実現できる。
【００７３】
＊＊＊動作の説明＊＊＊
図１４から図１７を参照して、位相変換装置１０の動作を説明する。
【００７４】
図１４及び図１５を参照して、本実施の形態に係る位相変調器の反射回路３０の動作を説明する。
【００７５】
図１４は簡略化した反射回路３０の構成を示している。図１５は反射回路３０の各点におけるインピーダンス軌跡をスミスチャート上で示したものである。
【００７６】
図１４においてＺｄは可変容量素子３２のインピーダンス、Ｚｃは縦続接続されたインピーダンス変成器３６を介して可変容量素子３２側を見たインピーダンス、Ｚｅは可変容量素子３２とインピーダンス変成器３６との縦続接続回路に直列接続された容量性素子３７を介して可変容量素子３２側を見たインピーダンスである。
【００７７】
各点におけるインピーダンスＺｄ，Ｚｃ，Ｚｅはスミスチャート上では図１５のように表すことができる。図６に示した例と同じように、Ｃ１は可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲内の最大電圧時に対応した可変容量素子３２の容量である。Ｃ２は電圧範囲内の最小電圧時に対応した可変容量素子３２の容量である。Ｃｏは電圧範囲内の任意の電圧に対応した容量である。即ち、Ｃ１＜Ｃｏ＜Ｃ２の関係になる。
【００７８】
図中、点線で示すように可変容量素子３２のインピーダンスＺｄはインピーダンス変成器３６により反時計方向に回転する。伝送線路であるインピーダンス変成器３６の長さを可変容量素子３２の容量Ｃｏでインピーダンスがほぼ∞となるように選ぶことにより、一点鎖線で示すように高インピーダンスのＺｃへインピーダンスが変換される。Ｃ１〜Ｃｏでは誘導性、Ｃｏ〜Ｃ２では容量性が示される。さらに、容量性素子３７により、ＣｏにおけるインピーダンスはＺｃから変わることなく、Ｃ１〜Ｃｏ及びＣｏ〜Ｃ２におけるインピーダンスは反時計方向に回転し、実線で示すＺｅへインピーダンスが変換される。
【００７９】
図１６は本実施の形態に係る位相変調器を構成する反射回路３０の等価回路を示している。可変容量素子３２とインピーダンス変成器３６との縦続接続回路のインピーダンスＺｃはＣ１〜Ｃｏでは等価的なインダクタＬｅとして、また、Ｃｏ〜Ｃ２では等価的なキャパシタＣｅとして表され、Ｃｏでは開放として表される。
【００８０】
上記縦続接続回路に、誘導性素子３４を直列接続した回路のインピーダンスＺｅはＣ１〜Ｃｏでは容量性素子３７のキャパシタＣとＬｅとの直列回路、Ｃｏ〜Ｃ２ではＣとＣｅとの直列回路、また、ＣｏではＺｃと同様に開放として表される。ＣとＬｅとの合成インダクタンスはＬｅよりも小さく、また、ＣとＣｅとの合成キャパシタンスはＣｅよりも小さい。
【００８１】
即ち、容量性素子３７はＣｏでは影響を与えることなく、Ｃ１〜ＣｏではインダクタンスをＬｅよりも小さく、また、Ｃｏ〜Ｃ２ではキャパシタンスをＣｅよりも小さくするように作用する。
【００８２】
前述したように、反射回路３０の反射位相はＣｅが小さいほど進み、また、Ｌｅが大きいほど遅れる傾向にある。そのため、容量性素子３７を接続することにより、Ｃ１〜Ｃｏではより位相進みを大きく、また、Ｃｏ〜Ｃ２では位相遅れを小さくすることができる。即ち、容量性素子３７の位相変化が大きい印加電圧Ｖｒの低い領域では位相変化を小さく、位相変化が小さい印加電圧Ｖｒの高い領域では位相変化を大きくでき、印加電圧Ｖｒに対する反射位相をより直線的にできる。
【００８３】
図１７は本実施の形態に係る位相変調器の印加電圧Ｖｒに対する直線からの位相ズレΔΓの計算例を示している。ｆは４ＧＨｚとする。位相変調器の位相特性は反射回路３０の反射位相と等価であるため、図８に示した例と同様に、ここでは反射回路３０の反射位相を示してある。
【００８４】
可変容量素子３２の特性は図２のものを用いる。インピーダンス変成器３６の自由空間での長さＬ１は３．１７ｃｍ、特性インピーダンスＺ２は５０Ωとする。ここでは容量性素子３７のキャパシタンスＣが∞、１ｐＦ、０．５ｐＦの３つの場合を示している。なお、インピーダンス変成器３６の長さは可変容量素子３２の所望の電圧範囲内のＶｒ＝３Ｖに対応した容量Ｃｄ＝０．３ｐＦ時に可変容量素子３２のインピーダンスＺｄが∞近傍に変換されるように選ばれている。∞は開放点である。
【００８５】
図１７において位相ズレΔΓは図４で示したものと同様に、可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲をＶｒ＝１Ｖ〜６Ｖとし、Ｖｒ＝１Ｖのときの∠ΓとＶｒ＝６Ｖのときの∠Γとを結ぶ直線からの位相ズレを示している。図中、点線はＣ＝∞、即ち、容量性素子３７を接続しない可変容量素子３２とインピーダンス変成器３６との縦続接続回路の特性である。位相ズレΔΓは凸形の特性を示している。Ｖｒ＝３Ｖ近傍で最大１０ｄｅｇ程度の位相ズレが生じる。これに対し、一点鎖線及び実線で示すように容量性素子３７を接続することにより位相ズレが改善される。Ｃ＝１ｐＦではＶｒ＝１Ｖ〜６Ｖにわたって５ｄｅｇまで位相ズレが改善され、さらにＣ＝０．５ｐＦでは１ｄｅｇまで改善される。この値は図４に示した可変容量素子３２自体の位相ズレ７ｄｅｇに比べても大きく改善されている。
【００８６】
なお、ここでも可変容量素子３２としてバラクタダイオードを使用した場合について説明したが、ＦＥＴを用いた場合でも効果は変わらない。また、位相変換装置１０は、変調波入力端子１２に直流電圧を印加することにより、位相変調器ではなく、移相器としても使用可能である。
【００８７】
＊＊＊効果の説明＊＊＊
本実施の形態では、実施の形態１と同じように、可変容量素子３２の反射位相が大きく変化する印加電圧が比較的低い領域では反射位相の位相変化が小さく抑えられ、反射位相が小さく変化する印加電圧が比較的高い領域では反射位相の位相変化が大きくなる。そのため、印加電圧に対して直線的又は直線的に近い形で信号の位相を変化させることが可能となる。
【００８８】
本実施の形態では、一端が接地され、印加電圧により内部容量が変化する可変容量素子３２と、この可変容量素子３２に縦続接続され、可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲内の任意の電圧に対応した容量時に、可変容量素子３２のインピーダンスを開放点近傍にインピーダンス変換するためのインピーダンス変成器３６と、可変容量素子３２とインピーダンス変成器３６との縦続接続回路に直列接続された容量性素子３７とからなる反射回路３０を９０°ハイブリッドカプラ４０の通過端子４１及び結合端子４２にそれぞれ接続することにより、印加電圧に対して直線的に位相が変化する位相変調器を得ることができる効果がある。
【００８９】
本実施の形態では、図１に示した実施の形態１の位相変調器のように一端が高周波的に接地された誘導性素子３４を使用する必要がなく、直流阻止キャパシタ１３の機能を容量性素子３７で兼用することができ、比較的簡単な構成の位相変調器を得ることができる効果もある。さらに、可変容量素子３２のインピーダンスが容量性を示す場合に限らず、可変容量素子３２に寄生するインダクタンスの影響を受け誘導性を示す高周波数でも位相変調器を実現できる効果もある。
【００９０】
実施の形態５．
本実施の形態について、主に実施の形態４との差異を説明する。
【００９１】
図１８を参照して、本実施の形態に係る位相変換装置１０の構成を説明する。
【００９２】
本実施の形態において、反射回路３０の容量性素子３７は、他端が誘導性素子３８を介して接続端子３１に接続されている。即ち、反射回路３０の容量性素子３７に誘導性素子３８が直列接続されている。
【００９３】
このように誘導性素子３８を接続することにより、キャパシタである容量性素子３７とインダクタである誘導性素子３８との直列回路が形成される。よって、誘導性素子３８により、容量性素子３７のキャパシタンスを等価的に変化させることができる。
【００９４】
図１７を用いて説明したように印加電圧に対する位相の直線性は容量性素子３７のキャパシタンスに依存する。したがって、容量性素子３７のキャパシタンスの微調整を行うことにより、より直線性の高い位相特性を有する位相変調器が得られる。即ち、本実施の形態によれば、反射位相の位相変化に影響する容量性素子３７のキャパシタンスを誘導性素子３８で等価的に微調整することができ、より直線的な位相特性を有する位相変調器を得ることができる。
【００９５】
実施の形態６．
本実施の形態に係る装置の構成、本実施の形態に係る装置の動作、本実施の形態の効果を順番に説明する。主に実施の形態４との差異を説明する。
【００９６】
＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１９を参照して、本実施の形態に係る装置である位相変換装置１０の構成を説明する。
【００９７】
位相変換装置１０は、入出力器２０と反射回路３０とを備える。
【００９８】
入出力器２０については、図１３に示した実施の形態４のものと同じである。
【００９９】
反射回路３０は、接続端子３１と可変容量素子３２とインピーダンス変成器３９と容量性素子３７とを有する。接続端子３１は、反射端子２２に接続されている。可変容量素子３２は、一端が接地されている。インピーダンス変成器３９は、実施の形態４のインピーダンス変成器３６と異なり、一端が接地されており、他端が可変容量素子３２の他端に接続されている。インピーダンス変成器３９は、可変容量素子３２のインピーダンスを開放状態に近づける。容量性素子３７は、一端が可変容量素子３２とインピーダンス変成器３９との接続点に接続されている。容量性素子３７は、他端が接続端子３１に接続されている。
【０１００】
入出力器２０は、具体的には、９０°ハイブリッドカプラ４０である。９０°ハイブリッドカプラ４０については、図１３に示した実施の形態４のものと同じである。
【０１０１】
反射回路３０は、反射端子２２の数に合わせて、２つ備えられている。一方の反射回路３０の接続端子３１は、通過端子４１に接続されている。他方の反射回路３０の接続端子３１は、結合端子４２に接続されている。
【０１０２】
本実施の形態においても、位相変換装置１０は、位相変調器である。この位相変調器では、アノードである一端が接地された可変容量素子３２と、可変容量素子３２に並列接続され、可変容量素子３２のインピーダンスをほぼ開放点までインピーダンス変換するための誘導性素子であるインピーダンス変成器３９と、可変容量素子３２とインピーダンス変成器３９との並列回路に直列接続され、位相の直線性を改善するための容量性素子３７とからなる反射回路３０が、９０°ハイブリッドカプラ４０の通過端子４１と結合端子４２にそれぞれ接続されている。変調波を入力するためのＲＦチョーク回路１１はインピーダンス変成器３９の一端を高周波的に接地するための容量性素子３５とインピーダンス変成器３９との間に接続されている。
【０１０３】
実施の形態４と同じように、可変容量素子３２としてはバラクタダイオード等の印加電圧により内部容量が変化するようなものが用いられている。
【０１０４】
本実施の形態の位相変調器はこのような構成になっているため、変調波入力端子１２から入力された変調波はＲＦチョーク回路１１及びインピーダンス変成器３９を介して可変容量素子３２に供給され、変調波の振幅に対応して可変容量素子３２の内部容量を変えることができる。
【０１０５】
このため可変容量素子３２とインピーダンス変成器３９との並列回路と、容量性素子３７との直列回路からなる反射回路３０のインピーダンスが変化することから９０°ハイブリッドカプラ４０の入力端子２１から入力された搬送波の反射回路３０での反射位相も変化し、位相変調器が実現できる。
【０１０６】
＊＊＊動作の説明＊＊＊
図２０及び図２１を参照して、位相変換装置１０の動作を説明する。
【０１０７】
具体的には、本実施の形態に係る位相変調器の反射回路３０の動作を説明する。
【０１０８】
図２０は簡略化した反射回路３０の構成を示している。図２１は反射回路３０の各点におけるインピーダンス軌跡をスミスチャート上で示したものである。
【０１０９】
図２０においてＺｄは可変容量素子３２のインピーダンス、Ｚｆは並列接続されたインピーダンス変成器３９を介して可変容量素子３２側を見たインピーダンス、Ｚｇは可変容量素子３２とインピーダンス変成器３９との並列回路に直列接続された容量性素子３７を介して可変容量素子３２側を見たインピーダンスである。
【０１１０】
各点におけるインピーダンスＺｄ，Ｚｆ，Ｚｇはスミスチャート上では図２１のように表すことができる。図６に示した例と同じように、Ｃ１は可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲内の最大電圧時に対応した可変容量素子３２の容量である。Ｃ２は電圧範囲内の最小電圧時に対応した可変容量素子３２の容量である。Ｃｏは電圧範囲内の任意の電圧に対応した容量である。即ち、Ｃ１＜Ｃｏ＜Ｃ２の関係になる。
【０１１１】
図中、点線で示すように可変容量素子３２のインピーダンスＺｄはインピーダンス変成器３９により反時計方向に回転する。インピーダンス変成器３９のインダクタを可変容量素子３２の容量Ｃｏ時にほぼ∞になるように選ぶことにより、一点鎖線で示すように高インピーダンスのＺｆへインピーダンスが変換される。Ｃ１〜Ｃｏでは誘導性、Ｃｏ〜Ｃ２では容量性が示される。さらに、容量性素子３７により、ＣｏにおけるインピーダンスはＺｆから変わることなく、Ｃ１〜Ｃｏ及びＣｏ〜Ｃ２におけるインピーダンスは反時計方向に回転し、実線で示すＺｇへインピーダンスが変換される。
【０１１２】
本実施の形態に用いる反射回路３０は図１５で示した実施の形態４の反射回路３０とインピーダンス軌跡及び動作はほぼ同じであり、この構成の場合でも直線性の優れた位相変調器を得ることができる。実施の形態４では可変容量素子３２のインピーダンスを開放点近傍にインピーダンス変換するために、インピーダンス変成器３６として伝送線路を用いているのに対し、本実施の形態ではインピーダンス変成器３９としてインダクタを用いている。このため、線路長の長い伝送線路が不要となり、小形な位相変調器を実現できる効果がある。
【０１１３】
なお、インピーダンス変成器３９として、実施の形態４のインピーダンス変成器３６と同様に、伝送線路を用いることもできる。また、実施の形態１のインピーダンス変成器３３、或いは、実施の形態４のインピーダンス変成器３６として、本実施の形態のインピーダンス変成器３９と同様に、インダクタを用いることもできる。
【０１１４】
＊＊＊効果の説明＊＊＊
本実施の形態では、実施の形態４と同じように、可変容量素子３２の反射位相が大きく変化する印加電圧が比較的低い領域では反射位相の位相変化が小さく抑えられ、反射位相が小さく変化する印加電圧が比較的高い領域では反射位相の位相変化が大きくなる。そのため、印加電圧に対して直線的又は直線的に近い形で信号の位相を変化させることが可能となる。
【０１１５】
本実施の形態では、一端が接地され、印加電圧により内部容量が変化する可変容量素子３２と、この可変容量素子３２に並列接続され、可変容量素子３２に印加する所望の電圧範囲内の任意の電圧に対応した容量時に、可変容量素子３２のインピーダンスを開放点近傍にインピーダンス変換するためのインピーダンス変成器３９と、可変容量素子３２とインピーダンス変成器３９との並列回路に直列接続された容量性素子３７とからなる反射回路３０を９０°ハイブリッドカプラ４０の通過端子４１及び結合端子４２にそれぞれ接続することにより、印加電圧に対して直線的に位相が変化する位相変調器を得ることができる効果がある。
【０１１６】
本実施の形態では、インピーダンス変成器３９として、伝送線路の代わりにインダクタを用いているため、小形な位相変調器を得ることができる効果もある。
【０１１７】
実施の形態７．
本実施の形態について、主に実施の形態６との差異を説明する。
【０１１８】
図２２を参照して、本実施の形態に係る位相変換装置１０の構成を説明する。
【０１１９】
本実施の形態において、反射回路３０の容量性素子３７は、他端が誘導性素子３８を介して接続端子３１に接続されている。即ち、図１８に示した実施の形態５の反射回路３０と同様に、反射回路３０の容量性素子３７に誘導性素子３８が直列接続されている。
【０１２０】
このように誘導性素子３８を接続することにより、キャパシタである容量性素子３７とインダクタである誘導性素子３８との直列回路が形成される。よって、誘導性素子３８により、容量性素子３７のキャパシタンスを等価的に変化させることができる。
【０１２１】
本実施の形態によれば、実施の形態５と同様に、反射位相の位相変化に影響する容量性素子３７のキャパシタンスを誘導性素子３８で等価的に微調整することができ、より直線的な位相特性を有する位相変調器を得ることができる。
【０１２２】
実施の形態８．
本実施の形態に係る装置の構成、本実施の形態に係る装置の動作、本実施の形態の効果を順番に説明する。主に実施の形態１との差異を説明する。
【０１２３】
＊＊＊構成の説明＊＊＊
図２３を参照して、本実施の形態に係る装置である位相変換装置１０の構成を説明する。
【０１２４】
位相変換装置１０は、入出力器２０と反射回路３０とを備える。
【０１２５】
入出力器２０は、入力端子２１と反射端子２２と出力端子２３とを有する。入出力器２０は、入力端子２１に入力された信号を反射端子２２から出力する。入出力器２０は、反射端子２２から出力した信号が反射された信号を出力端子２３から出力する。
【０１２６】
入出力器２０は、具体的には、サーキュレータ５０である。
【０１２７】
反射回路３０については、図１に示した実施の形態１のものと同じであるが、本実施の形態では、１つのみ備えられている。反射回路３０の接続端子３１は、サーキュレータ５０の１端子である反射端子２２に接続されている。
【０１２８】
本実施の形態においても、位相変換装置１０は、位相変調器であるが、実施の形態１の９０°ハイブリッドカプラ４０の代わりにサーキュレータ５０が用いられている。
【０１２９】
本実施の形態の位相変調器はこのような構成になっているため、入力端子２１から入力された搬送波はサーキュレータ５０を介して反射回路３０に供給され、反射回路３０で位相変調される。位相変調された搬送波は反射回路３０で反射され、再びサーキュレータ５０を通り、出力端子２３から出力される。
【０１３０】
＊＊＊動作の説明＊＊＊
位相変換装置１０の動作については、実施の形態１に係る位相変換装置１０の動作と同様であり、印加電圧Ｖｒに対して直線性の優れた特性を得ることができる。
【０１３１】
なお、本実施の形態では反射回路３０として実施の形態１の反射回路３０と同じ構成のものを使用しているが、実施の形態２から実施の形態７のいずれかの反射回路３０と同じ構成のものを用いてもよい。
【０１３２】
＊＊＊効果の説明＊＊＊
本実施の形態では、実施の形態１と同じように、可変容量素子３２の反射位相が大きく変化する印加電圧が比較的低い領域では反射位相の位相変化が小さく抑えられ、反射位相が小さく変化する印加電圧が比較的高い領域では反射位相の位相変化が大きくなる。そのため、印加電圧に対して直線的又は直線的に近い形で信号の位相を変化させることが可能となる。
【０１３３】
本実施の形態では、反射回路３０が１つあれば足りるため、小形で安価な位相変調器が得られる効果もある。
【０１３４】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、これらの実施の形態のうち、いくつかを組み合わせて実施しても構わない。或いは、これらの実施の形態のうち、いずれか１つ又はいくつかを部分的に実施しても構わない。例えば、これらの実施の形態の説明において「部」として説明するもののうち、いずれか１つのみを採用してもよいし、いくつかの任意の組み合わせを採用してもよい。なお、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではなく、必要に応じて種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【０１３５】
１０  位相変換装置、１１  ＲＦチョーク回路、１２  変調波入力端子、１３  直流阻止キャパシタ、１４  先端開放スタブ、２０  入出力器、２１  入力端子、２２  反射端子、２３  出力端子、３０  反射回路、３１  接続端子、３２  可変容量素子、３３  インピーダンス変成器、３４  誘導性素子、３５  容量性素子、３６  インピーダンス変成器、３７  容量性素子、３８  誘導性素子、３９  インピーダンス変成器、４０  ９０°ハイブリッドカプラ、４１  通過端子、４２  結合端子、５０  サーキュレータ。
【図１】
2016127452.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2016127452.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2016127452.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2016127452.tif 000018
【図１７】
2016127452.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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