(57)【要約】【課題】負荷電流を検出する負荷電流検出回路を少なくし、製造コストを低減する。【解決手段】  アクティブフィルタ３を備えた高調波抑制装置は、交流電源１に接続されたインバータ装置２のコンバータ回路７で発生する高調波を抑制する。前記コンバータ回路は、交流電源に接続される三相ダイオードブリッジ９と、この三相ダイオードブリッジに接続される直流リアクトル１０と、直流リアクトルと三相ダイオードブリッジに接続される電解コンデンサ１１を備え、前記アクティブフィルタは、前記コンバータ回路への負荷電流を検出するための負荷電流検出手段を備え、この負荷電流検出手段は、直流リアクトルに流れる母線電流を検出する母線電流検出回路１２と、交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路を備え、母線電流検出回路で検出された母線電流と、相電圧検出回路で検出された各相電圧から、各相における負荷電流を算出する。【選択図】図１
2016158323.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されたインバータ装置のコンバータ回路で発生する高調波を抑制するためのアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、
前記コンバータ回路は、前記交流電源に接続される三相ダイオードブリッジと、この三相ダイオードブリッジに接続される直流リアクトルと、前記直流リアクトルと前記三相ダイオードブリッジに接続される電解コンデンサを備え、
前記アクティブフィルタは、前記コンバータ回路への負荷電流を検出するための負荷電流検出手段を備え、
前記負荷電流検出手段は、前記直流リアクトルに流れる母線電流を検出する母線電流検出回路と、前記交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路を備え、前記母線電流検出回路で検出された母線電流と、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧から、各相における前記負荷電流を算出する
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。
【請求項２】
請求項１に記載のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、
前記交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路は、三相電源の線間電圧を検出する回路を備え、前記線間電圧から前記各相電圧を算出する
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。
【請求項３】
請求項１に記載のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、
前記負荷電流検出手段は、前記直流リアクトルに流れる母線電流を、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧の電圧最大相に流れる電流とし、前記直流リアクトルに流れる母線電流にマイナス１をかけた値を、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧の電圧最小相に流れる電流とし、更に前記相電圧検出回路で検出された各相電圧の電圧中間相に流れる電流をゼロとする
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。
【請求項４】
請求項３に記載のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、
前記電圧最大相と前記電圧中間相が入れ替わってから前記電圧最大相と前記電圧中間相の差が所定電圧以上になるまで、前記電圧最大相と前記電圧中間相に流れる負荷電流は、前記直流リアクトルに流れる母線電流に補正ゲインをかけた値とし、前記補正ゲインは前記電圧最大相と前記電圧中間相の差と前記所定電圧の比から算出する
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。
【請求項５】
請求項３に記載のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、
前記電圧最小相と前記電圧中間相が入れ替わってから前記電圧最小相と前記電圧中間相の差が所定電圧以上になるまで、前記電圧最小相と前記電圧中間相に流れる負荷電流は、前記直流リアクトルに流れる母線電流にマイナス１をかけた値に補正ゲインをかけた値とし、前記補正ゲインは前記電圧最小相と前記電圧中間相の差と前記所定電圧の比から算出する
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。
【請求項６】
請求項１に記載のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、
前記コンバータ回路を備えた基板と前記アクティブフィルタの回路を備えた基板を同じ箱内に格納して配置した
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。
【請求項７】
請求項１に記載のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、
前記コンバータ回路を備えた基板と前記アクティブフィルタ回路を備えた基板を、リードピンを用いて接続している
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。
【請求項８】
請求項１に記載のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、
前記コンバータ回路と前記アクティブフィルタ回路を同じ基板上に配置して構成している
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源に接続されたインバータ装置のコンバータ回路で発生する高調波を抑制するためのアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置に関し、特に、空気調和機や冷凍機などの冷凍サイクル装置の圧縮機を駆動するインバータ装置から発生する高調波を抑制する高調波抑制装置として好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
冷凍サイクル装置の圧縮機の駆動装置として、一般的にインバータ装置が用いられている。インバータ装置は、内蔵されているコンバータ回路において、入力となる交流電流を一旦直流電流に変換し、更にこの直流電流を任意の周波数の交流電流に変換して、前記圧縮機のモータに向けて出力する。
【０００３】
この直流電流への変換過程において、インバータ装置への入力電流には、基本波（基本波電流）の整数倍の周波数成分をもつ電流が発生する。この電流を高調波（高調波電流）という。高調波はインバータ装置と同じ電源系統に接続された機器に悪影響を及ぼすことが知られている。
【０００４】
そこで様々な高調波の抑制方法が検討されているが、その一つにアクティブフィルタがある。この種の先行技術文献としては、例えば特開２０１４−１２１１４５号公報（特許文献１）に記載のものなどがある。アクティブフィルタは、インバータ装置のコンバータ回路で発生する高調波を検出し、高調波と逆の符号（逆位相）の電流（補償電流）を、電源と前記インバータ装置との間に流すことにより、前記電源の系統に高調波が流れることを抑制するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１４−１２１１４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
前記アクティブフィルタは、高調波の発生源である前記インバータ装置への負荷電流（入力電流）と、電源からアクティブフィルタに流れる電流（補償電流）を検出する必要がある。電源が三相の場合、従来のアクティブフィルタでは、負荷電流の検出手段として、三相の負荷電流のうちの二相または三相に負荷電流検出回路を設置していた。このため、負荷電流検出回路を複数設置する必要があり、アクティブフィルタの製造コストが増加するという課題がある。
【０００７】
本発明の目的は、負荷電流を検出するための負荷電流検出回路を少なくして製造コストを低減できるアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置を得ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明は、交流電源に接続されたインバータ装置のコンバータ回路で発生する高調波を抑制するためのアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、前記コンバータ回路は、前記交流電源に接続される三相ダイオードブリッジと、この三相ダイオードブリッジに接続される直流リアクトルと、前記直流リアクトルと前記三相ダイオードブリッジに接続される電解コンデンサを備え、前記アクティブフィルタは、前記コンバータ回路への負荷電流（入力電流）を検出するための負荷電流検出手段を備え、前記負荷電流検出手段は、前記直流リアクトルに流れる母線電流を検出する母線電流検出回路（母線電流センサ）と、前記交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路を備え、前記母線電流検出回路で検出された母線電流と、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧から、各相における前記負荷電流を算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、負荷電流を検出するための負荷電流検出回路を少なくして製造コストを低減できるアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置を得ることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置の実施例１を説明する図で、インバータ装置と三相電源とアクティブフィルタを接続した接続図である。
【図２】三相電流のうちの一相における負荷電流波形、補償電流波形及び電源電流波形を示す図である。
【図３】図１に示すアクティブフィルタの構成を説明する回路図である。
【図４】図３に示すアクティブフィルタ制御部の構成を説明するブロック図である。
【図５】図４に示す高調波分離部の構成を説明するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置の具体的実施例を、図面を用いて説明する。各図において同一符号を付した部分は同一部分を示している。
【実施例１】
【００１２】
図１は本発明のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置の実施例１を説明する図で、インバータ装置と三相電源とアクティブフィルタを接続した接続図である。  
図１に示すように、三相電源１はインバータ装置２に接続されている。また、三相電源１とインバータ装置２の間の配線は分岐して、アクティブフィルタ３に接続されている。三相電源１からは電源電流４が出力され、この電源電流４は前記インバータ装置２側に流れる負荷電流５と前記アクティブフィルタ３側に流れる補償電流６に分岐する。
【００１３】
前記負荷電流５は、前記インバータ装置２を構成しているコンバータ回路７において直流電流に変換され、この直流電流は前記インバータ装置２を構成しているＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｏｄｕｌｅ）８に入力される。このＩＰＭ８により任意の周波数に変換された交流電流により、冷凍サイクル装置の圧縮機（図示せず）のモータ６０が任意の回転数で駆動されるように構成されている。
【００１４】
前記コンバータ回路７は、三相のダイオードブリッジ（三相ダイオードブリッジ）９、直流リアクトル１０及び電解コンデンサＡ１１を主要構成要素として構成されている。本実施例では、前記直流リアクトル１０に流れる母線電流を検出するための母線電流センサ１２が前記コンバータ回路７に設けられており、この母線電流センサ１２で検出された母線電流検出信号１３は前記アクティブフィルタ３に入力される。
【００１５】
本実施例では、前記インバータ装置２と前記アクディブフィルタ３は同じ箱１４内に格納されており、前記インバータ装置２と前記アクティブフィルタ３とはリードピンにより接続されている。更に詳しく説明すると、前記コンバータ回路７を備えた基板と、前記アクティブフィルタ３を備えた基板は１つの同じ箱１４内に格納して配置され、前記コンバータ回路７を備えた基板と前記アクティブフィルタ３を備えた基板との接続にはリードピンを用いているものである。
【００１６】
このように前記コンバータ回路７と前記アクティブフィルタ３との接続にリードピンを用いることにより、コネクタと配線を用いて接続するものより製造コストを下げることができる。
【００１７】
なお、本実施例では、前記インバータ装置２とアクティブフィルタ３を別々の基板上に配置し、両者をリードピンで接続する例を説明したが、前記インバータ装置２と前記アクティブフィルタ３を同一の基板上に配置して構成しても良く、このように同一基板上に配置する構成とすれば、製造コストを更に下げることが可能となる。
【００１８】
図２は三相電流のうちの一相における負荷電流波形５ａ、補償電流波形６ａ及び電源電流波形４ａを示している図である。  
負荷電流波形５ａは正弦波である基本波に高調波が加算された波形である。補償電流波形６ａは負荷電流波形５ａの高調波の符号の正負を逆にした波形である。電源電流波形４ａは負荷電流波形５ａと補償電流波形６ａを足し合わせた波形であるから、負荷電流波形５ａの基本波と同じ波形となる。  
従って、前記負荷電流５側に前記補償電流６を注入することにより、高調波を抑制した電源電流４が得られる。
【００１９】
図３は図１に示すアクティブフィルタ３の構成を説明する回路図であり、この図３により、前記アクティブフィルタ３の回路構成を説明する。  
図１に示す三相電源１から出力された電源電流４から分岐された補償電流６は、図３に示すアクティブフィルタ３のノイズフィルタ回路１５に流れ込む。
【００２０】
このノイズフィルタ回路１５は、６つのスイッチング素子で構成されたスイッチングモジュール１６と接続され、更に、このスイッチングモジュール１６のＰ側は電解コンデンサＢ１７のプラス端子に接続され、前記スイッチングモジュール１６のＮ側は前記電解コンデンサＢ１７のマイナス端子に接続されている。なお、図３に示すＡＣＬは交流リアクトルである。
【００２１】
前記ノイズフィルタ回路１５と前記スイッチングモジュール１６の間には、Ｕ相補償電流センサ１８とＷ相補償電流センサ１９が設置されており、これらの電流センサ１８，１９で検出されたＵ相電流検出信号２０とＷ相電流検出信号２１はアクティブフィルタ制御部２７に入力される。このアクティブフィルタ制御部２７はマイクロコンピューターにより構成されている。
【００２２】
また、前記アクティブフィルタ制御部２７には、図３に示す電源電圧検出回路２３で検出された電源電圧検出信号２４と、図１に示す母線電流センサ１２で検出された母線電流検出信号１３と、図３に示す直流電圧検出回路２５で検出された直流電圧検出信号２６が入力される。
【００２３】
これらの検出信号に基づいて、前記アクティブフィルタ制御部２７は、前記スイッチングモジュール１６の各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号２２を前記スイッチングモジュール１６に対して出力する。
【００２４】
なお、前記電源電圧検出回路２３で検出される前記電源電圧検出信号２４は、前記アクティブフィルタ３に入力される三相電源１の線間電圧である。前記直流電圧検出回路２５で検出される前記直流電圧検出信号２６は、前記電解コンデンサＢ１７のプラス端子とマイナス端子間に印加される直流電圧である。
【００２５】
図４は図３に示すアクティブフィルタ制御部２７の構成を説明するブロック図である。図４に示す制御構成は、アクティブフィルタ制御部２７のマイクロコンピューター上のソフトウェアで実現しているものである。
【００２６】
図４に示すように、アクティブフィルタ制御部２７は、相電圧変換部２８、負荷電流算出部３１、直流電圧制御部３５、高調波分離部３３、Ｖ相電流計算部３９、ＡＣＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）制御部４０、ＡＶＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）演算部４２、ＰＷＭ生成部４４などにより構成されている。
【００２７】
前記相電圧変換部２８には、図３に示す前記電源電圧検出回路２３で検出された前記電源電圧検出信号２４が入力される。この電源電圧検出信号２４はＵＶ間の電源電圧（線間電圧）とＷＵ間の電源電圧（線間電圧）を含んでおり、次の（数１）に従って、前記ＵＶ間の電源電圧と前記ＷＵ間の電源電圧を、三相の相電圧３０と電源位相２９に変換する。
【００２８】
【数１】
2016158323.tif 000003
【００２９】
ここで、「Ｖu：Ｕ相電源電圧、Ｖv：Ｖ相電源電圧、Ｖw：Ｗ相電源電圧、Ｖu-v：ＵＶ間電源電圧、Ｖw-u：ＷＵ間電源電圧、θ：電源位相」である。
【００３０】
前記負荷電流算出部３１には、前記三相の相電圧３０と、図１に示す前記母線電流センサ１２で検出された母線電流検出信号１３が入力され、この負荷電流算出部３１では、前記三相の相電圧３０と前記母線電流検出信号１３から三相負荷電流３２（図１に示す負荷電流５）を計算し出力する。
【００３１】
即ち、前記負荷電流算出部３１では、上記（数１）により算出された前記三相の相電圧３０における各相電源電圧の大小関係を比較し、前記三相の相電圧３０のうち電圧が最大となる電圧最大相の負荷電流を、前記母線電流検出信号１３から得られる母線電流と等価とする。また、電圧が最小となる電圧最小相の負荷電流を、前記母線電流に逆の符号を付したもの(母線電流×(−１))と等価とする。更に、電圧が中間となる電圧中間相の負荷電流についてはゼロとする。
【００３２】
例えば、電圧最大相がＵ相、電圧最小相がＶ相、電圧中間相がＷ相である場合、
『Ｕ相負荷電流＝母線電流、Ｖ相負荷電流＝−母線電流、Ｗ相負荷電流＝０』
となる。
【００３３】
但し、電圧最大相と電圧中間相が入れ替わった直後は、電圧最大相の負荷電流と母線電流は一致せず、また電圧中間相の負荷電流は０にならない。そこで、電圧最大相と電圧中間相が入れ替わった直後は、負荷電流の補正を行う必要がある。
【００３４】
具体的には、電圧最大相が入れ替わってから、電圧最大相と電圧中間相の差ΔＶが切替判定電圧（所定電圧）Ｖｊｕｄｅｇｅ以上になるまで、電圧最大相と電圧中間相に流れる負荷電流は母線電流にゲインをかけた値とする。ゲインの算出には次の（数２）（数３）を用いる。
【００３５】
【数２】
2016158323.tif 000004
【００３６】
【数３】
2016158323.tif 000005
【００３７】
なお、上記切替判定電圧Ｖｊｕｄｅｇｅは、前記ダイオードブリッジ９のダイオードモジュール９ａ（図１参照）の特性によって決まる。  
また、電圧最小相と電圧中間相が入れ替わった直後についても同様の補正を行う。即ち、上述した電圧最大相の部分を電圧最小相と置き換えれば良く、具体的には、前記電圧最小相と電圧中間相が入れ替わってから電圧最小相と電圧中間相の差が所定電圧以上になるまで、電圧最小相と電圧中間相に流れる負荷電流は、前記直流リアクトルに流れる母線電流にマイナス１をかけた値に補正ゲインをかけた値とし、前記補正ゲインは前記電圧最小相と前記電圧中間相の差と前記所定電圧の比から算出するようにすれば良い。
【００３８】
前記高調波分離部３３には、前記負荷電流算出部３１で算出された前記三相負荷電流３２と、前記相電圧変換部２８で算出された電源位相２９と、直流電圧制御部３５から出力されたｑ軸電流指令値３６が入力され、この高調波分離部３３では三相基本波電流３７を算出し出力する。なお、前記高調波分離部３３の詳細については後述する。
【００３９】
前記ｑ軸電流指令値３６を出力する前記直流電圧制御部３５には、昇圧目標電圧（Edc_Star）３４と、前記直流電圧検出回路２５で検出された前記直流電圧検出信号２６との偏差が入力され、この偏差に基づくＰＩ制御により前記直流電圧制御部３５では前記ｑ軸電流指令値３６を演算し、出力する。
【００４０】
前記昇圧目標電圧（Edc_Star）は、次の（数４）により算出される。  
【００４１】
【数４】
2016158323.tif 000006
【００４２】
このようにして演算された前記ｑ軸電流指令値３６は前記高調波分離部３３に入力される。
【００４３】
次に、前記高調波分離部３３から出力された前記三相基本波電流３７の処理について説明する。まず、前記高調波分離部３３から出力された前記三相基本波電流３７から前記三相負荷電流３２を減算し、更に、図４に示すＶ相電流計算部３９で算出された三相補償電流検出値３８を減算した値を前記ＡＣＲ制御部４０に入力する。
【００４４】
前記三相補償電流検出値３８を算出する前記Ｖ相電流計算部３９には、図３に示す前記Ｕ相補償電流センサ１８及び前記Ｗ相補償電流センサ１９で検出されたＵ相補償電流検出信号２０及びＷ相補償電流検出信号２１が入力され、次の（数５）からＶ相補償電流を計算する。
【００４５】
【数５】
2016158323.tif 000007
【００４６】
前記ＡＣＲ制御部４０では、ＰＩ制御により三相電圧補正値４１を演算し出力する。この三相電圧補正値４１に前記三相の相電圧３０を加算した値（三相電圧指令値）を前記ＡＶＲ演算部４２に入力する。
【００４７】
前記ＡＶＲ演算部４２では、前記三相電圧指令値と、前記直流電圧検出信号２６に基づく直流電圧検出値の１／２（直流電圧検出値／２）との比率である三相電圧変調率４３を計算し出力する。前記三相電圧変調率４３は±１の範囲で変動する値である。
【００４８】
前記三相電圧変調率４３は前記ＰＷＭ生成部４４に入力される。このＰＷＭ生成部４４では前記三相電圧変調率４３とキャリア信号４５を比較してＰＷＭ信号２２を生成する。前記キャリア信号４５は、振幅が±１で、周波数が、例えば１５ｋＨｚの三角波である。前記三相電圧変調率４３が前記キャリア信号４５よりも大きい場合は、図３に示すスイッチングモジュール１６のうちＰ側のスイッチング素子をＯＮするＰＷＭ信号２２を出力し、逆に前記三相電圧変調率４３が前記キャリア信号４５よりも小さい場合には、Ｎ側のスイッチング素子をＯＮするＰＷＭ信号２２を出力する。
【００４９】
図５は図４に示す高調波分離部３３の構成を説明するブロック図である。この図５は前記高調波分離部３３において、前記三相負荷電流３２を高調波と基本波に分離する方法を示している。
【００５０】
前記高調波分離部３３には前記三相負荷電流３２と前記電源位相２９が入力され、ｄｑ変換部４６において、前記三相負荷電流３２（Ｉuvw）は、前記電源位相２９に基づいて、ｄ軸負荷電流４７とｑ軸負荷電流４８（Ｉdq）に変換される。この変換には次の（数６）（数７）が用いられる。
【００５１】
【数６】
2016158323.tif 000008
【００５２】
【数７】
2016158323.tif 000009
【００５３】
ここで、「Ｉα：α軸負荷電流、Ｉβ：β軸負荷電流、ＩＵ：Ｕ相負荷電流，ＩＶ：Ｖ相負荷電流，ＩＷ：Ｗ相負荷電流、Ｉｄ：ｄ軸負荷電流、Ｉｑ：ｑ軸負荷電流、θ：電源位相」である。
【００５４】
前記ｄ軸負荷電流４７と前記ｑ軸負荷電流４８は、１次遅れフィルタＡ４９と１次遅れフィルタＢ５０により、高調波成分が除去される。前記１次遅れフィルタ４９，５０の時定数は、例えば１２．５ｍｓｅｃとする。１次遅れフィルタ処理を行ったｑ軸負荷電流にｑ軸電流指令値３６を加算し、ｕｖｗ変換部５１により三相基本波電流３７に変換する。この変換には（数８）（数９）を用いる。
【００５５】
【数８】
2016158323.tif 000010
【００５６】
【数９】
2016158323.tif 000011
【００５７】
ここで、「Ｉα：α軸負荷電流、Ｉβ：β軸負荷電流、Ｉｕ：Ｕ相基本波電流、Ｉｖ：Ｖ相基本波電流、Ｉｗ：Ｗ相基本波電流、Ｉｄ：１次遅れフィルタ処理後のｄ軸負荷電流、Ｉｑ２：ｑ軸電流指令値加算後のｑ軸負荷電流、θ：電源位相」である。
【００５８】
図４、図５に示したアクティブフィルタ制御部における制御は、前記キャリア信号４５と同じ１５ｋＨｚに対応する周期で演算が行なわれる。なお、図５において、一次遅れフィルタ４９，５０に示した数式は１次遅れ要素の伝達関数を示しており、Ｔは定数、ｓはラプラス変数である。
【００５９】
以上述べた本発明の実施例では、前記アクティブフィルタ３は、前記コンバータ回路７への負荷電流（入力電流）を検出するための負荷電流検出手段（負荷電流算出部３１）を備え、この負荷電流検出手段は、前記直流リアクトル１０に流れる母線電流を検出する母線電流検出回路（母線電流センサ１２）と、交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路（相電圧変換部２８）を備え、前記母線電流検出回路で検出された母線電流と、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧から、各相における前記負荷電流を算出するように構成しているので、負荷電流を検出するための負荷電流検出回路を少なくすることができる。従って、製造コストを低減できるアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置を得ることができる。
【００６０】
即ち、前記直流リアクトル１０に流れる母線電流の検出回路を設けることにより、三相の負荷電流のうちの二相または三相に設置していた負荷電流検出回路を削除でき、これにより負荷電流検出のための電流検出回路を１つにすることが可能となるものである。なお、本実施例を実施するためには、電源電圧の検出回路が必要になるが、アクティブフィルタ３には電源電圧の位相検出のために相電圧検出回路（相電圧変換部２８）が元々備えられているから、電源電圧検出回路については、新たに回路を追加する必要はない。
【００６１】
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、上記実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ  Ｓｔａｔｅ  Ｄｒｉｖｅ）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。  
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えても良い。
【符号の説明】
【００６２】
１：三相電源（交流電源）、２：インバータ装置、３：アクティブフィルタ、
４：電源電流、４ａ：電源電流波形、５：負荷電流、５ａ：負荷電流波形、
６：補償電流、６ａ：補償電流波形、
７：コンバータ回路、８：ＩＰＭ、
９：三相ダイオードブリッジ、９ａ：ダイオードモジュール、
１０：直流リアクトル、１１：電解コンデンサＡ、
１２：母線電流センサ（母線電流検出回路）、１３：母線電流検出信号、
１４：箱、１５：ノイズフィルタ回路、１６：スイッチングモジュール、
１７：電解コンデンサＢ、１８：Ｕ相補償電流センサ、１９：Ｗ相補償電流センサ、
２０：Ｕ相補償電流検出信号、２１：Ｗ相補償電流検出信号、２２：ＰＷＭ信号、
２３：電源電圧検出回路、２４：電源電圧検出信号、
２５：直流電圧検出回路、２６：直流電圧検出信号、
２７：アクティブフィルタ制御部、
２８：相電圧変換部（相電圧検出回路）、２９：電源位相、３０：三相の相電圧、
３１：負荷電流算出部（負荷電流検出手段）、３２：三相負荷電流、
３３：高調波分離部、３４：昇圧目標電圧、３５：直流電圧制御部、
３６：ｑ軸電流指令値、３７：三相基本波電流、３８：三相補償電流検出値、
３９：Ｖ相電流計算部、４０：ＡＣＲ制御部、４１：三相電圧補正値、
４２：ＡＶＲ演算部、４３：三相電圧変調率、
４４：ＰＷＭ生成部、４５：キャリア信号、
４６：ｄｑ変換部、４７：ｄ軸負荷電流、４８：ｑ軸負荷電流、
４９：１次遅れフィルタＡ、５０：１次遅れフィルタＢ、５１：ｕｖｗ変換部、
６０：モータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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