(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置を安価にシンプルな回路構成で実現する。【解決手段】スイッチング制御ＩＣ２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０をスイッチング制御するＩＣであり、第１設定電圧で起動し、第１設定電圧より低い第２設定電圧以上の電圧で動作を継続できる。電圧供給回路５０は、第２設定電圧以上で第１設定電圧未満に設定された補助電源電圧をもとに、スイッチング制御ＩＣ２０に電源電圧を供給する。電圧供給回路５０は、スイッチング制御ＩＣ２０の起動時に第１設定電圧以上の電源電圧を供給し、スイッチング制御ＩＣ２０の起動後に第１設定電圧未満で第２設定電圧以上の電源電圧を供給する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータをスイッチング制御するＩＣであり、第１設定電圧で起動し、第１設定電圧より低い第２設定電圧以上の電圧で動作を継続できるスイッチング制御ＩＣと、
前記第２設定電圧以上で前記第１設定電圧未満に設定された補助電源電圧をもとに、前記スイッチング制御ＩＣに電源電圧を供給する電圧供給回路と、を備え、
前記電圧供給回路は、前記スイッチング制御ＩＣの起動時に前記第１設定電圧以上の電源電圧を供給し、前記スイッチング制御ＩＣの起動後に前記第１設定電圧未満で前記第２設定電圧以上の電源電圧を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記電圧供給回路は、コンデンサを含み、前記スイッチング制御ＩＣの起動時に前記コンデンサに蓄えたエネルギーを利用して前記第１設定電圧以上の電源電圧を供給することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記電圧供給回路は、
前記補助電源電圧を遅延させる遅延回路と、
前記遅延回路の出力端子と、前記スイッチング制御ＩＣの電源端子との間に接続されるコンデンサと、
前記コンデンサの第１端子と前記スイッチング制御ＩＣの電源端子の接続点と、前記補助電源電圧が印加されるハイサイド基準線との間に順方向に挿入されるダイオードと、
前記コンデンサの第２端子と前記ハイサイド基準線との間に接続されるスイッチング素子と、を含み、
前記遅延回路の出力端子と、前記スイッチング素子の制御端子が接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出して前記スイッチング制御ＩＣに供給するアンプＩＣをさらに備え、
前記スイッチング制御ＩＣと前記アンプＩＣは、共通の補助電源電圧で動作することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング制御ＩＣを用いたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
フライバック方式などの簡易な絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、コンバータの出力電圧と、補助巻線の電圧がトランスの巻数にほぼ比例するため、一次側に電圧安定化用のスイッチング制御ＩＣを設けることが可能である（例えば特許文献１、２参照）。このような一次側で使用されるスイッチング制御ＩＣは広く普及しており、安価なものが多数販売されている。
【０００３】
これに対してフォワード方式などの比較的複雑な絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧を一次側で検出することが難しく、コンバータの出力電圧を二次側のアンプＩＣで検出して電圧安定化用のスイッチング制御ＩＣに入力している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１２５１３２号公報
【特許文献２】特開平０５−８３９３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一般にアンプＩＣの動作電圧は５〜１２Ｖ程度であり、安価なスイッチング制御ＩＣの起動電圧は１６．５Ｖ以上であるため、両者は別々の電源電圧で動作させている。起動電圧が低いスイッチング制御ＩＣを使用すれば、両者の電源を共通化できるが、相対的に高価なスイッチング制御ＩＣを使用する必要があり、コスト高につながる。またスイッチング制御ＩＣは動作電圧が低いほど内部損失を抑えることができる。
【０００６】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング電源装置を安価に低消費電力で実現する技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明のある態様のスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータをスイッチング制御するＩＣであり、第１設定電圧で起動し、第１設定電圧より低い第２設定電圧以上の電圧で動作を継続できるスイッチング制御ＩＣと、前記第２設定電圧以上で前記第１設定電圧未満に設定された補助電源電圧をもとに、前記スイッチング制御ＩＣに電源電圧を供給する電圧供給回路と、を備える。前記電圧供給回路は、前記スイッチング制御ＩＣの起動時に前記第１設定電圧以上の電源電圧を供給し、前記スイッチング制御ＩＣの起動後に前記第１設定電圧未満で前記第２設定電圧以上の電源電圧を供給する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、スイッチング電源装置を安価に低消費電力で実現で実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】比較例に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図３】図２の変形例を示す図である。
【図４】電圧供給回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図１は、比較例に係るスイッチング電源装置１００の構成を示す図である。スイッチング電源装置１００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、補助電源部１５、スイッチング制御ＩＣ２０、アンプＩＣ３０及びインタフェース制御ＩＣ４０を備える。スイッチング電源装置１００には直流電圧が入力される。交流電源が使用される場合には、図示しない整流回路により整流され、図示しないＰＦＣ回路により力率が改善された直流電圧がスイッチング電源装置１００に入力される。
【００１１】
補助電源部１５はトランスＴ１、第１ダイオードＤ１、第１コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、第２コンデンサＣ２を含む。トランスＴ１の一次側の第１巻線Ｌ１には、スイッチング電源装置１００の入力電圧が印加される。スイッチＳ１は補助電源部１５をオン／オフするためのスイッチである。例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴで構成できる。
【００１２】
トランスＴ１の二次側には第２巻線Ｌ２、第３巻線Ｌ３が設けられる。第２巻線Ｌ２の出力電圧は第１ダイオードＤ１で整流され、第１コンデンサＣ１で平滑化されてスイッチング制御ＩＣ２０に供給される。第３巻線Ｌ３の出力電圧は第２ダイオードＤ２で整流され、第２コンデンサＣ２で平滑化されてアンプＩＣ３０及びインタフェース制御ＩＣ４０に供給される。第２巻線Ｌ２の巻数と、第３巻線Ｌ３の巻数を変えることにより、異なる２種類の補助電源電圧を生成している。
【００１３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０には、例えばフォワード方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを使用できる。なおスイッチング素子を含み、当該スイッチング素子のＰＷＭ制御により、出力電圧の安定化フィードバック制御が可能なコンバータであれば、いずれの方式のコンバータを使用してもよい。
【００１４】
アンプＩＣ３０はエラーアンプを含み、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧を検出してスイッチング制御ＩＣ２０に供給する。インタフェース制御ＩＣ４０は図示しない外部回路からの制御信号をスイッチング制御ＩＣ２０に供給する。例えばＤＣ−ＤＣコンバータ１０のオン／オフ信号、動作クロック信号などを外部回路から取得してスイッチング制御ＩＣ２０に供給する。
【００１５】
スイッチング制御ＩＣ２０は、アンプＩＣ３０で検出されたＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０内のスイッチング素子のデューティ比を適応的に変化させる。これによりＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧を一定に保つ。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧が目標電圧より低い場合はスイッチング素子のデューティ比を上げ、反対にＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧が目標電圧より高い場合はスイッチング素子のデューティ比を下げる。
【００１６】
本明細書では、起動電圧にヒステリシス特性を持つスイッチング制御ＩＣ２０を使用する。ヒステリシス特性を持つスイッチング制御ＩＣ２０は、起動を容易にするため相対的に高い電圧で起動し、起動後は内部損失を少なくするため相対的に低い電圧で動作する。即ち、ヒステリシス特性を持つスイッチング制御ＩＣ２０は、第１設定電圧で起動し、第１設定電圧より低い第２設定電圧以上の電圧で動作を継続できる。ＩＣの消費電力は周波数が高いほど、及び動作電圧が高いほど増加する。近年、スイッチング周波数を高く設定する傾向にあり、発熱を抑制する趣旨を含め動作電圧を低下させる必要性が増している。
【００１７】
以下、起動電圧にヒステリシス特性を持つスイッチング制御ＩＣ２０として、富士電機社製の型式ＦＡ５５１０のスイッチング制御ＩＣを使用する例を説明する。このスイッチング制御ＩＣ２０は一次側で使用されるプライマリコントロール用のスイッチング制御ＩＣとして広く普及しており比較的安価なものである。当該スイッチング制御ＩＣ２０は１６．５Ｖ以上の電圧で起動し、９．０Ｖ以下の電圧でオフする。
【００１８】
一般に、アンプＩＣ３０及びインタフェース制御ＩＣ４０の動作電圧は５．０〜１２．０Ｖ程度である。従って比較例では、スイッチング制御ＩＣ２０の電源（１６．５Ｖ以上）と、アンプＩＣ３０及びインタフェース制御ＩＣ４０の電源（５．０〜１２．０Ｖ）を別々に設けている。
【００１９】
図２は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１００の構成を示す図である。図２のスイッチング電源装置１００は図１のスイッチング電源装置１００と比較して、補助電源部１５の構成がシンプルになっている。即ち第３巻線Ｌ３、第２ダイオードＤ２及び第２ダイオードＤ２が省略され、単一の補助電源となっている。その代わり図２のスイッチング電源装置１００では電圧供給回路５０が追加される。
【００２０】
電圧供給回路５０は、第２設定電圧（スイッチング制御ＩＣ２０のＯＦＦ電圧、本例では９．０Ｖ）以上で第１設定電圧（スイッチング制御ＩＣ２０の起動電圧、本例では６．５Ｖ）未満に設定された補助電源電圧（例えば１２．０Ｖ）をもとに、スイッチング制御ＩＣ２０に電源電圧を供給する。電圧供給回路５０は、スイッチング制御ＩＣ２０の起動時に第１設定電圧（起動電圧）以上の電源電圧を供給し、スイッチング制御ＩＣ２０の起動後に第１設定電圧（起動電圧）未満で第２設定電圧（ＯＦＦ電圧）以上の電源電圧を供給する。この制御を実現するため、電圧供給回路５０は第３コンデンサＣ３を含み、スイッチング制御ＩＣ２０の起動時に第３コンデンサＣ３に蓄えたエネルギーを利用して起動電圧以上の電源電圧を供給する。以下、より具体的に説明する。
【００２１】
電圧供給回路５０は、第１トランジスタＱ１、第３コンデンサＣ３、第３ダイオードＤ３、第１抵抗Ｒ１、第４ダイオードＤ４、タイマ回路３５、第４コンデンサＣ４を含む。
【００２２】
第３コンデンサＣ３は、スイッチング制御ＩＣ２０の電源端子と、タイマ回路３５の出力端子との間に設けられる。第３コンデンサＣ３とタイマ回路３５の間には、第３コンデンサＣ３側をアノード、タイマ回路３５側をカソードとする向きに第３ダイオードＤ３が挿入される。第３コンデンサＣ３の第１端子とスイッチング制御ＩＣ２０の電源端子の接続点と、補助電源部１５から補助電源電圧Ｖ１が入力されるハイサイド基準線との間に第４ダイオードＤ４が順方向に接続される。即ちハイサイド基準線側をアノード、当該接続点側をカソードとする向きに第４ダイオードＤ４が接続される。当該接続点とローサイド基準線との間に、スイッチング制御ＩＣ２０の電源電圧Ｖｃｃを安定化させるための第４コンデンサＣ４が接続される。
【００２３】
第３コンデンサＣ３の第２端子と第２ダイオードＤ２のアノード端子の接続点と、ハイサイド基準線との間に第１トランジスタＱ１が接続される。第１トランジスタＱ１の制御端子（ベース端子）は、第１抵抗Ｒ１を介してハイサイド基準線に接続されるとともに、タイマ回路３５の出力端子に接続される。第１トランジスタＱ１はＮＰＮ型トランジスタである。なお第１トランジスタＱ１はスイッチング素子の一例であり、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを使用してもよい。
【００２４】
タイマ回路３５はハイサイド基準線とローサイド基準線との間に接続され、補助電源電圧Ｖ１を設定期間、遅延させる。この遅延により、補助電源電圧Ｖ１が立ち上がってから、第１トランジスタＱ１がオンするまでの間に時間差を設けることができ、この時間に第３コンデンサＣ３を充電できる。第１トランジスタＱ１がオンすると、第３コンデンサＣ３に充電されたエネルギーがスイッチング制御ＩＣ２０の電源端子に放出され、その瞬間、スイッチング制御ＩＣ２０の電源電圧Ｖｃｃがブーストされる。
【００２５】
図３は、図２の変形例を示す図である。タイマ回路３５の代わりに、第２抵抗Ｒ２と第５コンデンサＣ５との並列回路を設け、第１トランジスタＱ１とローサイド基準線との間に、第２トランジスタＱ２及び第３抵抗Ｒ３を追加する。第３ダイオードＤ３は削除する。第２トランジスタＱ２はＰＮＰ型トランジスタであり、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２は相補的に動作する。
【００２６】
図４は、電圧供給回路５０の動作を説明するためのタイミングチャートである。補助電源部１５がオフ状態（スイッチＳ１がオフ状態）では、補助電源電圧Ｖ１はゼロである。この状態では第１トランジスタＱ１はオフの状態であり、第３コンデンサＣ３はエネルギーを充電していない状態である。
【００２７】
補助電源部１５がオン状態（スイッチＳ１がオン状態）に遷移すると補助電源電圧Ｖ１が上昇する。補助電源電圧Ｖ１が第１トランジスタＱ１の閾値を超えると、本来は第１トランジスタＱ１がターンオンするが、タイマ回路３５（図３では第５コンデンサＣ５）の作用により第１トランジスタＱ１のベース電流の上昇が遅延する。
【００２８】
この遅延により、補助電源電圧Ｖ１が立ち上がった後も所定の設定時間、第１トランジスタＱ１がオフの状態が維持される。この期間に第３コンデンサＣ３の両端に電位差が発生し、第３コンデンサＣ３にエネルギーが充電される。
【００２９】
当該設定期間の経過後、第１トランジスタＱ１がターンオンする。このタイミングで第３コンデンサＣ３に充電されていたエネルギーは、スイッチング制御ＩＣ２０の電源端子に放出される。そのタイミングでは、ハイサイド基準線から第４ダイオードＤ４を介して入力される電圧と、第３コンデンサＣ３から入力される電圧が加算され、スイッチング制御ＩＣ２０の起動電圧より高い電源電圧Ｖｃｃが生成される。これによりスイッチング制御ＩＣ２０が起動する。その後、スイッチング制御ＩＣ２０の電源電圧Ｖｃｃは補助電源電圧Ｖ１のレベル（本例では１２．０Ｖ）まで徐々に低下していく。
【００３０】
補助電源電圧Ｖ１はアンプＩＣ３０及びインタフェース制御ＩＣ４０にも電源電圧Ｖｃｃとして供給される。即ち、１２．０Ｖの補助電源電圧Ｖ１が、スイッチング制御ＩＣ２０、アンプＩＣ３０及びインタフェース制御ＩＣ４０に共通に供給される。
【００３１】
以上説明したように本実施の形態によれば、スイッチング電源装置を安価に実現できる。即ちプライマリコントロール用の汎用のスイッチング制御ＩＣ２０を使用することにより、スイッチング制御ＩＣ２０のコストを抑えることができる。またスイッチング制御ＩＣ２０の起動時に起動電圧より高い電圧を供給し、起動後に起動電圧より低い電圧を供給する電圧供給回路５０を設けることにより、スイッチング制御ＩＣ２０、アンプＩＣ３０及びインタフェース制御ＩＣ４０の電源電圧Ｖｃｃを共通化できる。従って補助電源部１５の構成をシンプルにできる。
【００３２】
これに対して図２に示した比較例に係る回路構成では２つの補助電源が必要になり、補助電源部１５が大型化する。またスイッチング制御ＩＣ２０に常時、１６．５Ｖ以上の電源電圧を供給する構成であり、起動後は１２．０Ｖを供給する本実施の形態に係る構成と比較し、損失が大きくなり発熱も大きくなる。このように本実施の形態によれば、低損失、低コストで二次側の補助電源を共通化できる。
【００３３】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【符号の説明】
【００３４】
１００  スイッチング電源装置、  １０  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  １５  補助電源部、  ２０  スイッチング制御ＩＣ、  ３０  アンプＩＣ、  ３５  タイマ回路、  ４０  インタフェース制御ＩＣ、  ５０  電圧供給回路、  Ｓ１  スイッチ、  Ｄ１  第１ダイオード、  Ｄ２  第２ダイオード、  Ｄ３  第３ダイオード、  Ｄ４  第４ダイオード、  Ｃ１  第１コンデンサ、  Ｃ２  第２コンデンサ、  Ｃ３  第３コンデンサ、  Ｃ４  第４コンデンサ、  Ｃ５  第５コンデンサ、  Ｔ１  トランス、  Ｌ１  第１巻線、  Ｌ２  第２巻線、  Ｌ３  第３巻線、  Ｑ１  第１トランジスタ、  Ｑ２  第２トランジスタ、  Ｒ１  第１抵抗、  Ｒ２  第２抵抗、  Ｒ３  第３抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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