(57)【要約】      （修正有）【課題】電流共振形のブリッジ方式スイッチング電源装置において、安定した電流共振状態に至るまでのスパイク状電流によるスイッチング素子の破壊を回避しつつ高い電力変換効率を実現する。【解決手段】ハーフブリッジ接続のスイッチ部１３、１４はそれぞれ、オン抵抗の小さなスーパージャンクション構造ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１とボディダイオードの電流耐性が高いＩＧＢＴ１３２、１４２とが並列されている。制御部３は起動時に、パルス幅が徐々に広がるPWM信号をＩＧＢＴ１３２、１４２に供給することで、トランス２０の１次巻線２０１に流れるスイッチング電流を徐々に増加させる。所定時間が経過しスイッチング電流波形が正弦波状になると、制御部３は共振回路の共振周波数に合った駆動信号をＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１に供給し、共振動作モードでスイッチングを行う。【選択図】図１
2016077073.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から供給された直流電流をスイッチングしてトランスの１次巻線に交互に反転する電流を供給し、該トランスの１次巻線に流れる電流によって該トランスの２次巻線に交流電力を誘起するスイッチング電源装置において、
a)前記直流電源と前記トランスの１次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記スイッチ回路中のスイッチ部、前記直流電源、及び前記トランスの１次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ）と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記ＩＧＢＴへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるＰＷＭ制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記ＩＧＢＴをオフ状態に保つ一方、前記トランスの１次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
直流電源から供給された直流電流をスイッチングしてトランスの１次巻線に交互に反転する電流を供給し、該トランスの１次巻線に流れる電流によって該トランスの２次巻線に交流電力を誘起するスイッチング電源装置において、
a)前記直流電源と前記トランスの１次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記トランスの２次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ）と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記ＩＧＢＴへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるＰＷＭ制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記ＩＧＢＴをオフ状態に保つ一方、前記トランスの２次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置であって、
前記制御部は、前記ＰＷＭ動作の実行時に前記ＩＧＢＴに供給する駆動信号の変化に同期させてＰＷＭ動作から共振動作へと動作モードを切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣコンバータなどに用いられるスイッチング電源装置に関し、さらに詳しくは、トランスによって１次側回路と２次側回路とが電気的に絶縁された絶縁型のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置は、小型・軽量でありながら高効率であるという特徴を有しており、近年、様々な電子機器や装置の電源として広く利用されている。こうしたスイッチング電源装置としては、トランスを用いて１次側回路と２次側回路とが電気的に絶縁された構成が一般的である。
【０００３】
この種のスイッチング電源装置では、直流電力を高周波の交流電力に変換し、再び直流電力に変換するための回路の構成として、いくつかの方式が知られている。最も単純な構成は、トランスの１次巻線にスイッチング素子を直列に接続し、該スイッチング素子をオン・オフ駆動することで、１次巻線に断続的に電流を流すシングルフォワード方式である。この方式は構成が単純であるだけでなく制御も安定しているという利点がある反面、トランスの利用効率が低いために電力変換効率が低いという問題がある。これに対し、交互にオン動作される複数のスイッチング素子を用いたハーフブリッジ方式やフルブリッジ方式は、トランスの１次巻線に交互に双方向に電流を流すため、トランスの利用効率が高く、それ故に電力の変換効率も高いという利点がある。
【０００４】
いずれの方式にしても、１次側回路に設けられたスイッチング素子がオン動作しているときに該素子を通してトランスの１次巻線に電流が供給されるため、このスイッチング素子のオン抵抗が大きいと、その抵抗での電流損失が大きくなり、それだけ電力の変換効率が下がることになる。そのため、電力損失を抑えるには、１次側回路に設けられたスイッチング素子のオン抵抗ができるだけ小さいことが望ましい。
【０００５】
特にオン抵抗が小さいスイッチング素子として、スーパージャンクション構造と呼ばれる特殊な構造のＭＯＳＦＥＴ（以下、慣用的な略語である「ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ」を用いる）が知られている。ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴでは、通常のパワーＭＯＳＦＥＴにおいてはｎ型半導体領域であるドリフト層に、縦方向に薄いｐ型層と薄いｎ型層とが交互に配置された構造となっており、空乏層がｎ型層とｐ型層との界面全体に広がっている。この場合、ソース−ドレイン間に印加された電圧によって形成される電界はソースからドレインに向かう方向のみならず、各ｎ型層からそれぞれ隣接するｐ型層に向かう方向にも存在する。それによって、電界が特定の部分に集中することがなくなり、オン抵抗を下げながら絶縁耐圧を上げることができる。
【０００６】
このようなＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをスイッチング電源装置の１次側回路のスイッチング素子として用いることは、特許文献１、２等に開示されている。これら特許文献に記載のスイッチング電源装置はいずれもシングルフォワード方式である。上述したように、電力変換効率の点からはシングルフォワード方式よりもハーフブリッジ方式やフルブリッジ方式が望ましいことから、ハーフブリッジ方式やフルブリッジ方式（以下、これらを合わせて単に「ブリッジ方式」ということとする）のスイッチング電源装置において、１次側回路のスイッチング素子にＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを使用することも考えられるが、シングルフォワード方式とは異なり、ブリッジ方式のスイッチング電源装置にＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを使用しようとした場合、次のような問題がある。
【０００７】
即ち、シングルフォワード方式のスイッチング電源装置では、たとえスイッチング素子のボディダイオードに電流が流れ、その逆回復期間に該素子が一時的にショート状態になった場合であっても、該素子を含む回路中に存在するインダクタによって保護されるため、該回路が完全にショート状態に陥ることはない。それによって、スイッチング素子が破壊に至ることは避けられる。
【０００８】
これに対し、トランスの１次巻線に双方向に交互に電流が流れるブリッジ方式のスイッチング電源装置では事情が異なる。即ち、例えばハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置では、一方のスイッチング素子のオン状態にあるときに、本来はオフ状態である筈の他方のスイッチング素子がなんらかの原因によってオンしてしまうと、直流正電源ラインと負電源ラインとがスイッチング素子のごく小さなオン抵抗を介してショートされることになる。そのため、用途によってはキロアンペア級の電流がマイクロ秒の時間にスイッチング素子に流れ、該素子が破壊に至ることがある。
【０００９】
よく知られているようにブリッジ方式のスイッチング電源装置では、デッドタイム期間中で複数のスイッチング素子がいずれもオフ状態となっているときに、トランスの１次巻線（リアクトル）に蓄積したエネルギに由来する電流がスイッチング素子のボディダイオードを流れようとする。こうした回路においてスイッチング素子としてＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを使用すると、ボディダイオードに電流を流したときの逆回復期間に複数のＳＪ−ＭＯＳＦＥＴが実質的にショート状態になり、例えば過大なリカバリ電流がボディダイオードに流れることによって素子が破壊に至ることがある。こうした現象はＭＯＳＦＥＴでも起こり得るものの、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴでは特に構造上、寄生トランジスタなどにおいて電荷が移動し易いために起こり易い。
【００１０】
電流共振形のブリッジ方式のスイッチ電源装置では、回路の構成と素子定数の選択を適切に行うと、電流共振動作時にはスイッチング素子のボディダイオードに全く電流が流れなくなるモードを実現することができる。この状態では上述したようなＳＪ−ＭＯＳＦＥＴに特有の問題は起こらず、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴはオン抵抗のきわめて小さいスイッチング素子として機能する。この状態は負荷の増減や電源電圧などには関係がなく、無負荷から定格負荷の３倍程度までの範囲では安定した動作を維持することがシュミレーションや実験によって確認されている。
【００１１】
しかしながら、スイッチング電源装置を起動してから安定した電流共振動作が行われるまでの期間には、スイッチング素子のゲートにパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を印加して徐々に出力電圧を増加させてゆく必要があり、このようなＰＷＭ制御が行われている期間には、ゼロ電流スイッチング動作とならないためにスイッチング素子のボディダイオードに大きな電流が流れてしまう。
即ち、電流共振形のブリッジ方式のスイッチ電源装置では、電流共振動作が行われているときには、上述したシングルフォワード方式のスイッチング電源装置と同様に、スイッチング素子としてＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを問題なく使用することが可能であるものの、装置を起動してから電流共振動作を実施するまでの期間には、スイッチング素子のボディダイオードに過大な電流が流れて素子が破壊に至るおそれがある。そのために、こうしたスイッチング電源装置では、スイッチング素子としてＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを使用することができなかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２０００−１５６９７８号公報
【特許文献２】特開２０１１−５５６７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、ブリッジ方式のスイッチング電源装置において、共振動作モードに移行するまでの期間におけるスイッチング素子の破損などの問題を回避しつつ、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを利用した効率的な電力変換を実現することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するためになされた本発明の第１の態様は、直流電源から供給された直流電流をスイッチングしてトランスの１次巻線に交互に反転する電流を供給し、該トランスの１次巻線に流れる電流によって該トランスの２次巻線に交流電力を誘起するスイッチング電源装置において、
a)前記直流電源と前記トランスの１次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記スイッチ回路中のスイッチ部、前記直流電源、及び前記トランスの１次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ）と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記ＩＧＢＴへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるＰＷＭ制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記ＩＧＢＴをオフ状態に保つ一方、前記トランスの１次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴としている。
【００１５】
また上記課題を解決するためになされた本発明の第２の態様は、直流電源から供給された直流電流をスイッチングしてトランスの１次巻線に交互に反転する電流を供給し、該トランスの１次巻線に流れる電流によって該トランスの２次巻線に交流電力を誘起するスイッチング電源装置において、
a)前記直流電源と前記トランスの１次巻線との間に設けられ、それぞれが少なくとも一つのスイッチング素子を含む複数のスイッチ部をハーフブリッジ接続又はフルブリッジ接続したスイッチ回路と、
b)前記トランスの２次巻線を含む閉回路中に配置された共振用のコンデンサと、
c)前記スイッチ回路中の複数のスイッチ部に含まれるスイッチング素子をそれぞれオン・オフ動作させる制御部と、を備え、
前記スイッチ部はそれぞれ、並列に接続されたスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ）と絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とをスイッチング素子として含み、
前記制御部は、起動時点から所定の時間が経過するまで又は出力電圧が所定値に達するまでの立ち上げ期間には、前記ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをオフ状態に保つ一方、目標電圧を増加させるように前記ＩＧＢＴへ供給する駆動信号のパルス幅を変化させるＰＷＭ制御動作を行い、前記立ち上げ期間の終了後には、前記ＩＧＢＴをオフ状態に保つ一方、前記トランスの２次巻線と前記コンデンサとを含む共振回路の共振周波数に合わせて前記ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをスイッチングする共振動作を行うように動作モードを切り替えることを特徴としている。
【００１６】
本発明の第１の態様によるスイッチング電源装置はトランスの１次巻線側に共振回路を設けたものであり、本発明の第２の態様によるスイッチング電源装置はトランスの２次巻線側に共振回路を設けたものという相違はあるものの、その共振回路の共振周波数に合わせてスイッチング素子を駆動する点は同じであり、いずれでも、ゼロ電流スイッチングを実現できる。
【００１７】
いずれにしても本発明に係るスイッチング電源装置では、スイッチ回路に含まれる各スイッチ部は、オン抵抗が小さいもののボディダイオードの電流耐性が低いＳＪ−ＭＯＳＦＥＴと、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴに比べてオン抵抗は大きいもののボディダイオードの電流耐性が高いＩＧＢＴとが並列に接続されたものである。
【００１８】
本装置が起動されてから、出力電圧が目標とする電圧付近に落ち着くまでの立ち上げ期間には、出力電圧を徐々に増加させるためにＰＷＭ制御を行う必要がある。その際に制御部は、各スイッチ部のＳＪ−ＭＯＳＦＥＴに実効的な駆動信号を供給せず、ＩＧＢＴにのみＰＷＭ制御のための駆動信号を供給する。それにより、ＩＧＢＴのオン・オフ動作によってトランスの１次巻線に電流が供給される。したがって、このときには各スイッチ部（つまりはＩＧＢＴ）での損失は比較的大きいものの、全てのスイッチ部がオフ状態であるデッドタイム期間に大きな電流がＩＧＢＴのボディダイオードに流れても該ＩＧＢＴが破損に至ることはない。
このとき、ＩＧＢＴに並列に接続されているＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードにも電流が流れるが、ＰＷＭ制御動作期間においてＳＪ−ＭＯＳＦＥＴは完全にオフ状態にされており、電流の遮断はＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのゲートによらず、並列に接続されているＩＧＢＴによって行われる。そのため、前述したＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードの逆回復時間に起因した問題は起こらず、安全に電流を遮断することができる。
【００１９】
例えば起動時点から所定の時間が経過して出力電圧が目標とする電圧付近に落ち着くと、制御部は、各スイッチ部のＩＧＢＴへの駆動信号の供給を停止し、その代わりに、トランスの１次巻線側又は２次巻線側の共振回路の共振周波数に合わせた駆動信号をＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給する。これによって、共振回路の共振周波数に近い周波数でスイッチング動作が行われるため、スイッチ部に殆ど電流が流れていないときにオン・オフが行われることになり、ゼロ電流スイッチング動作が達成される。そのために、オン・オフ駆動されるＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに流れる電流は少なくて済み、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴの電流耐性が低くても破損に至ることを回避できる。また、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は小さいので、スイッチ部での損失は小さく、効率的な電力変換が行われる。
【００２０】
なお、ＰＷＭ動作から共振動作への動作モードの切り替えをＩＧＢＴに大きな電流が流れている状態で行うと、その切替えの直後に大きな電流がＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに流れるおそれがある。そこで、こうした事態を避けるために、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記制御部は、前記ＰＷＭ動作の実行時に前記ＩＧＢＴに供給する駆動信号の変化に同期させてＰＷＭ動作から共振動作へと動作モードを切り替える構成とすることが好ましい。
【発明の効果】
【００２１】
本発明に係るスイッチング電源装置によれば、電力変換効率の高いハーフブリッジ方式やフルブリッジ方式において、オン抵抗の小さなＳＪ−ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として用いることができる。それによって、スイッチ部での損失を抑え、高い電力変換効率を実現することができる。また、負荷に電力の供給を開始する装置の起動時にはＳＪ−ＭＯＳＦＥＴではなくＩＧＢＴを用いたスイッチングを行うので、起動時に大きな電流がボディダイオードに流れてもＳＪ−ＭＯＳＦＥＴの破損を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１実施例であるスイッチング電源装置の概略構成図。
【図２】第１実施例のスイッチング電源装置におけるＰＷＭ制御の目標電圧の変化を示す図。
【図３】第１実施例のスイッチング電源装置の制御部における要部のタイミング図。
【図４】第１実施例のスイッチング電源装置における要部の信号波形図。
【図５】第１実施例の変形例であるスイッチング電源装置の一部の構成図。
【図６】第１実施例の変形例であるスイッチング電源装置の一部の構成図。
【図７】第１実施例の変形例であるスイッチング電源装置の一部の構成図。
【図８】本発明の第２実施例であるスイッチング電源装置の概略構成図。
【図９】第２実施例の変形例であるスイッチング電源装置の一部の構成図。
【図１０】第２実施例の変形例であるスイッチング電源装置の一部の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
［第１実施例］
本発明の第１実施例であるスイッチング電源装置について、添付図面を参照して説明する。
図１は本実施例のスイッチング電源装置の概略構成図である。本実施例のスイッチング電源装置は、トランスの１次側に共振回路を設けた電流共振形ハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置であり、出力電圧が直流であるＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００２４】
第１実施例のスイッチング電源装置では、１次巻線２０１と２次巻線２０２とを有するトランス２０によって、１次側回路１と２次側回路２とが絶縁されている。１次側回路１において、直流電源１０の正極及び負極にそれぞれ接続された正極性電源ライン１１と負極性電源ライン１２との間に、第１のスイッチ部１３と第２のスイッチ部１４とが直列に接続された直列回路が設けられている。また、正極性電源ライン１１と負極性電源ライン１２との間には、いずれも共振用の第１のコンデンサ１５と第２のコンデンサ１６とが直列に接続された直列回路も設けられている。この第１及び第２のコンデンサ１５、１６のキャパシタンスは等しくなっている。トランス２０の１次巻線２０１は、二つのスイッチ部１３、１４の接続点Ａと２個のコンデンサ１５、１６の接続点Ｂとの間に接続されている。
【００２５】
第１のスイッチ部１３は、第１のＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、第１のＩＧＢＴ１３２、及び、逆方向に接続された第１のダイオード１３３が、並列に接続されたものである。また、第２のスイッチ部１４も同様に、第２のＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１４１、第２のＩＧＢＴ１４２、及び、逆方向に接続された第２のダイオード１４３、が並列に接続されたものである。ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１はＩＧＢＴ１３２、１４２に比べてオン抵抗が小さいものの、ボディダイオードの電流耐性が低いため、ボディダイオードに大きな電流を流すことができない。
【００２６】
また、２次側回路２は、４個のダイオードをブリッジ構成に接続した全波整流回路２１と平滑用のコンデンサ２２とを含み、コンデンサ２２の両端に、直流電力を供給する対象物である負荷２３が接続されている。なお、後述するように２次側回路２の構成はこれに限らない。
【００２７】
制御部３はドライブ回路４を介して、スイッチ部１３、１４に含まれるＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１とＩＧＢＴ１３２、１４２とにそれぞれ駆動信号を供給する。この制御部３は、機能ブロックとして、ソフトスタート制御部３０と、ＰＷＭ制御部３１と、カウンタ部３２と、駆動信号切替部３３と、を含む。これらはハードウエア回路により構成可能であるが、少なくともその一部の機能を、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、タイマなどを含むマイクロコンピュータ等により実現しても構わない。
【００２８】
次に、図１に加え、図２〜図４を参照して、第１実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。図２はＰＷＭ制御の目標電圧の変化を示す図、図３は制御部における要部のタイミング図、図４は要部の信号波形図である。
【００２９】
第１実施例のスイッチング電源装置が起動されると、制御部３において起動信号がソフトスタート制御部３０及びカウンタ部３２に入力される。なお、ここでいう「起動」は本装置において負荷２３に電力を供給し始めるための動作の開始を意味する。ソフトスタート制御部３０は起動信号を受けると、その時点から、図２に示すように時間的に変化する目標電圧をＰＷＭ制御部３１に出力する。
【００３０】
ＰＷＭ制御部３１は周波数調整可能な発振器を内蔵しており、その発振周波数は、１次側回路１が共振動作する際の共振周波数に一致するように調整されている。即ち、後述するように、第１のスイッチ部１３と第２のスイッチ部１４とは、適宜のデッドタイムを挟んで交互にオン動作するように駆動されるから、第１のスイッチ部１３がオン動作する際には、直流電源１０、第１のスイッチ部１３、トランス２０の１次巻線２０１、第２のコンデンサ１６を含む閉回路が共振回路である。また、第２のスイッチ部１４がオン動作する際には、直流電源１０、第１のコンデンサ１５、トランス２０の１次巻線２０１、第２のスイッチ部１４を含む閉回路が共振回路である。
【００３１】
ＰＷＭ制御部３１は上記発振器により生成された所定周波数のクロック信号ＣＬＫ（図３（ｃ）参照）に同期して、ソフトスタート制御部３０から与えられた目標電圧に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号は図３（ａ）、（ｂ）に示すようにクロック信号ＣＬＫ毎に交互にパルスが現れる２系統の信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２である。この２系統のＰＷＭ信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２は駆動信号切替部３３に入力される。一方、カウンタ部３２は起動時点から所定の時間経過を計測するタイマの役割をするものであり、起動信号によってリセットされ、そのあと、クロック信号ＣＬＫを計数する。そして、その計数値が予め定めた所定値になると、その出力Ｑが「Ｌ」（＝論理レベルＯ）から「Ｈ」（＝論理レベル１）へ変化する。即ち、カウンタ部３２の出力Ｑは、図３（ｄ）に示すように、起動開始時点から所定の時間が経過する時点までは「Ｌ」であり、所定の時間が経過した時点以降は「Ｈ」となる。
【００３２】
駆動信号切替部３３は、２系統のＰＷＭ信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２とカウンタ出力Ｑとを入力とする複数のゲート回路を含み、ＩＧＢＴ用の２系統のＰＷＭ信号ＩＧ−ＰＷＭ１、ＩＧ−ＰＷＭ２とＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ用の２系統のＰＷＭ信号ＳＪ−ＰＷＭ１、ＳＪ−ＰＷＭ２とを出力する。具体的には、図３（ｅ）、（ｆ）に示すように、ＩＧＢＴ用の２系統のＰＷＭ信号ＩＧ−ＰＷＭ１、ＩＧ−ＰＷＭ２は、カウンタ出力Ｑの反転と２系統のＰＷＭ信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２とのＡＮＤ（論理積）出力である。また、図３（ｇ）、（ｈ）に示すように、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ用の２系統のＰＷＭ信号ＳＪ−ＰＷＭ１、ＳＪ−ＰＷＭ２は、カウンタ出力Ｑと２系統のＰＷＭ信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２とのＡＮＤ（論理積）出力である。即ち、起動時点から所定の時間が経過するまでの期間には、ＩＧＢＴ１３２、１４２にのみＰＷＭ信号が入力され、所定の時間が経過した以降の期間には、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１にのみＰＷＭ信号が入力される。
【００３３】
上述したように制御部３からドライブ回路４を通してスイッチ部１３、１４にＰＷＭ信号が供給されると、起動直後には、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１はオフ状態を維持し、ＩＧＢＴ１３２、１４２が適当なデッドタイムを挟んで交互にオン動作する。第１のＩＧＢＴ１３２がオン動作する際にはトランス２０の１次巻線２０１に図１において上向きに電流が流れ、第２のＩＧＢＴ１４２がオン動作する際にはトランス２０の１次巻線２０１に図１において下向きに電流が流れる。このときに１次巻線２０１に流れるスイッチング電流の波形を図４（ａ）に示す。
【００３４】
時間が経過して目標電圧が高くなるに従いＰＷＭ信号のパルス幅は広くなってゆくため、１次巻線２０１に電流が流れる時間も徐々に長くなり、電流値も大きくなる。このときには１次巻線２０１に電流が流れている途中でＩＧＢＴ１３２、１４２がターンオフされるため、そのターンオフ直後に１次巻線２０１に蓄積されていたエネルギによるスパイク状の電流が逆方向に流れる。そして、この電流がオフ状態であるＩＧＢＴ１３２、１４２のボディダイオードに流れる。この逆方向の電流も時間が経過するに伴い大きくなるが、ＩＧＢＴ１３２、１４２のボディダイオードの電流耐性は大きいため、或る程度大きな電流が流れても破損に至ることはない。ただし、ＩＧＢＴ１３２、１４２のオン抵抗は比較的大きいため、オン状態であるＩＧＢＴ１３２、１４２をスイッチング電流が流れるときの損失が大きい。
【００３５】
目標電圧が最終的な出力電圧に達し、ＰＷＭ信号のパルス幅は十分に広くなると、１次巻線２０１に流れるスイッチング電流の波形はほぼ正弦波状となる。つまりは、電流共振によるスイッチングに近い状態となり、スイッチング電流がほぼゼロであるときにＩＧＢＴ１３２、１４２がターンオフされる状態となる。こうした状態に至ったあとに、カウンタ部３２からの出力Ｑが「Ｌ」から「Ｈ」に変化し、上述したように、ＩＧＢＴ１３２、１４２へのＰＷＭ信号の供給が停止される一方、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１へのＰＷＭ信号の供給が開始される。カウンタ部３２はＰＷＭ信号の基準となるクロック信号ＣＬＫを計数しているため、カウンタ出力Ｑの変化もクロック信号ＣＬＫに同期している。そのため、図３に示すようにＰＷＭ信号が「Ｌ」である状態で、ＩＧＢＴ１３２、１４２のみへのＰＷＭ信号の供給から、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１のみへのＰＷＭ信号の供給に切り替わる。即ち、スイッチング電流がほぼゼロであるときに、ＩＧＢＴ１３２、１４２の利用からＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１の利用へと切り替わるので、その切替えに伴い大きなスパイク状の電流が流れることも回避できる。
【００３６】
そうして、共振回路の共振周波数に合わせた駆動信号でＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１を交互にオン動作させることで、電流共振によるゼロ電流スイッチング動作を行い、正弦波状のスイッチング電流をトランス２０の１次巻線２０１に供給する。そして、それに応じてトランス２０の２次巻線２０２に現れる交流電流を整流した直流電流を負荷２３に供給する。
このようにして本実施例のスイッチング電源装置では、起動時点から所定の時間が経過するまでの期間、つまり安定した電流共振の状態に至るまでの主としてＰＷＭ制御が行われるＰＷＭ動作モードでは、ボディダイオードの電流耐性が高いＩＧＢＴ１３２、１４２がスイッチングに利用される。また、起動時点から所定の時間が経過した以降の期間、つまり安定した電流共振の状態に至ったあとの共振動作モードでは、オン抵抗が小さいＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１がスイッチングに利用される。それによって、ＩＧＢＴとＳＪ−ＭＯＳＦＥＴとのそれぞれの利点を活かし、効率よく電力変換を行うことができる。
【００３７】
なお、上記実施例では、起動時点から所定の時間が経過した時点でＰＷＭ動作モードから共振動作モードへ動作モードを切り替えていたが、これは、安定的な電流共振の状態に達するまでに要する時間が実験的に把握可能であるからである。もちろん、このように時間による制御ではなく、例えば出力電圧（負荷２３に印加される電圧）をモニタし、この出力電圧が目標値に収束した時点でＰＷＭ動作モードから共振動作モードへ動作モードを切り替えるようにしてもよい。
【００３８】
また、上記実施例は本発明をハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置に適用した例であるが、二つのスイッチ部を組にして二組のスイッチ部をフルブリッジ接続した電流共振形のフルブリッジ方式スイッチング電源装置に本発明を適用可能であることは明らかである。
【００３９】
また、二つのスイッチ部１３、１４の一方がオン状態となるときに形成される閉回路中に共振コンデンサが配置されていればよいから、第１実施例のスイッチング電源装置の回路は、接続点ＡとＢとの間で１次巻線２０１に直列に１個の共振コンデンサ１８を設ける構成に変形することができる。図５はこうした変形例によるスイッチング電源装置の一部の構成図である。
図５の変形例では、正極性電源ライン１１と負極性電源ライン１２との間に設けられた二つのコンデンサ１７１、７１２は中点電位を決めるための電解コンデンサであり、１次巻線２０１を含む共振回路の共振周波数は共振コンデンサ１８のキャパシタンスにより決まる。この構成においても、スイッチ部１３、１４の制御は上記第１実施例と全く同じであり、上述したような効果が得られる。
【００４０】
上述したように、２次側回路２の構成は図１に記載のものに限らず、例えば、負荷２３に直流電圧を出力する場合には、２次側回路２を図７に示すような構成にしてもよい。この構成では、トランス２０Ａの２次巻線２０２Ａにはセンタータップ２０３Ａが設けられており、センタータップ２０３Ａを負極性の直流電圧出力とし、２次巻線２０２Ａの両端から整流ダイオード２４を通して整流した電圧を取り出すようにしている。また、負荷２３に交流電圧を出力する場合には、２次側回路２を図６に示すような構成としてもよい。この場合には、このスイッチング電源はＤＣ−ＡＣコンバータとなる。
【００４１】
上記第１実施例のスイッチング電源装置は、トランス２０の１次側に共振回路が設けられていたが、絶縁型のスイッチング電源装置で電流共振を実現する場合、共振回路をトランスの２次側に設けることもできる。漏洩磁束型のトランスを使用して漏洩インダクタンスを共振に利用する場合、トランスの１次側に共振回路を設ける場合には漏洩インダクタンスを１次巻線それ自体のインダクタンスとなり、トランスの２次側に共振回路を設ける場合には漏洩インダクタンスは等価的に１次巻線と２次巻線とを直列に接続したときのインダクタンスとなる。このように、共振回路に利用される漏洩インダクタンスが異なるだけで、１次側、２次側のいずれに共振回路を設けても等価的には同じことである。
【００４２】
図８は、２次側に共振回路を設けた、本発明の第２実施例であるスイッチング電源装置の概略構成図である。
この例では、トランス２０の２次巻線２０２の両端に、２個のダイオード２７１、２７２と２個のコンデンサ２７３、２７４とを含む倍電圧整流回路２７が接続され、このコンデンサ２７３、２７４とトランス２０の漏洩インダクタンスとで共振回路を形成する。交流電圧の或る１／２サイクルでは、ダイオード２７１を通してコンデンサ２７３とトランス２０の漏洩インダクタンスとが直列に接続されることが分かる。また、交流電圧の他の１／２サイクルでは、ダイオード２７２を通してコンデンサ２７４とトランス２０の漏洩インダクタンスとが直列に接続されることが分かる。したがって、コンデンサ２７３、２７４のキャパシタンスの値とトランス２０の漏洩インダクタンスの値を適当に定めることで、所望の周波数で１／２サイクル毎の電流共振を実現することができる。電流がほぼゼロでであるときにスイッチング素子をターンオン、ターンオフし、且つスイッチング素子のボディダイオードに電流を流さないようにするには、共振回路の定数を適当に選ばなければならないのは１次側共振の場合と同様である。換言すれば、そうした定数を適切に定めることで、この第２実施例のスイッチング電源装置においても、ゼロ電流スイッチングを実現することができるとともに、スイッチ部１３、１４を上記第１実施例と全く同じように制御することで、上述したような効果を得ることができる。
【００４３】
図８に示した第２実施例のスイッチング電源装置においても第１実施例と同様に、２次側回路２の構成を適宜変形することができる。図１０は負荷２３に直流電圧を出力する場合であって、ダイオードブリッジの全波整流回路２１を用いた場合の例である。この場合には、全波整流回路２１とトランス２０の２次巻線２０２との間に共振コンデンサ２５を設ければよい。また、図９は負荷２３に交流電圧を出力する場合であり、この場合には、トランス２０の２次巻線２０２に直列に共振コンデンサ２５を設ければよい。いずれにおいても、共振回路の定数を適当に選ばなければならないのは上記例と同様である。
【００４４】
さらにまた、上記実施例はいずれも本発明の一例にすぎないから、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。
【００４５】
例えば、上記実施例は、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ、又は交流電圧をそのまま負荷に供給するＤＣ−ＡＣコンバータに本発明に係るスイッチング電源装置を適用したものである。この場合、直流電源１０はバッテリなどであってもよいが、商用交流電源による交流電力を整流及び平滑して直流化する電源であってもよいことは明らかである。
【符号の説明】
【００４６】
１…１次側回路
１０…直流電源
１１…正極性電源ライン
１２…負極性電源ライン
１３、１４…スイッチ部
１３１、１４１…ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ
１３２、１４２…ＩＧＢＴ
１３３、１４３…ダイオード
１５、１６…コンデンサ
２…２次側回路
２０…トランス
２０１…１次巻線
２０２…２次巻線
２１…全波整流回路
２２…コンデンサ
２３…負荷
２４…整流ダイオード
２５…共振コンデンサ
２７…倍電圧整流回路
２７１、２７２…ダイオード
２７３、２７４…コンデンサ
３…制御部
３０…ソフトスタート制御部
３１…ＰＷＭ制御部
３２…カウンタ部
３３…駆動信号切替部
４…ドライブ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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