(57)【要約】      （修正有）【課題】局部発振器の位相角度との間の位相角度オフセットを求める位相角測定方法を提供する。【解決手段】第１レーザ信号源２１０と光位相調整器２３０は、ファイバ光ケーブルの長さを制御可能に伸張するよう構成されるループ・ストレッチャで実現でき、位相調整駆動回路２３２で駆動される。第２レーザ信号源２４０は、ＤＵＴ２２０用のＬＯ入力信号を生成する。ＰＭレーザ・カプラ２１２は、第１入力端子は、第１レーザ信号源２１０の出力端子に結合され、第２入力端子は、第２レーザ信号源２４０の出力端子に結合され、第１出力端子は、基準検出器２１６に結合され、第２出力端子は、ＤＵＴ２２０に結合される。電流モニタ２３６は、ＤＵＴ２２０の複数の出力から選択された１つをモニタし、ＤＣループ利得ブロック２３４に結合され、ＤＵＴ２２０への信号入力からＬＯの位相がずれているエラー量を測定する。【選択図】図２
2016118539.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、
上記ＤＵＴ用の信号入力と、基準検出器用の信号入力を生成するよう構成される第１レーザ信号源と、
上記ＤＵＴ用の上記局部発振器入力を生成するよう構成される第２レーザ信号源と、
２つの入力端子と２つの出力端子を有する偏波保持レーザ・カプラであって、上記カプラの第１入力端子は上記第１レーザ信号源の出力端子に結合され、上記カプラの第２入力端子は上記第２レーザ信号源の出力端子に結合され、上記カプラの第１出力端子は上記基準検出器に結合され、上記カプラの第２出力端子は上記ＤＵＴに結合される上記偏波保持レーザ・カプラと、
Ｘ及びＹチャンネルのそれぞれに関する同相及び直交出力を含む上記ＤＵＴの複数の出力の選択された１つをモニタするよう構成される電流モニタと、
上記電流モニタで選択された上記ＤＵＴの出力に結合され、上記ＤＵＴへの信号入力からＬＯの位相がずれているエラー量を測定するよう構成される位相測定部と
を具える位相角度を求めるシステム。
【請求項２】
被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、
上記ＤＵＴ用の信号入力と、基準検出器用の信号入力を生成するよう構成される第１レーザ信号源と、
上記ＤＵＴ用の上記局部発振器入力を生成するよう構成される第２レーザ信号源と、
２つの入力端子と２つの出力端子を有する偏波保持レーザ・カプラであって、上記カプラの第１入力端子は上記第１レーザ信号源の出力端子に結合され、上記カプラの第２入力端子は上記第２レーザ信号源の出力端子に結合され、上記カプラの第１出力端子は上記基準検出器に結合され、上記カプラの第２出力端子は上記ＤＵＴに結合される上記偏波保持レーザ・カプラと、
上記第２レーザ信号源と上記ＤＵＴへの上記ＬＯ入力に結合される音響光学変調器（ＡＯＭ）と
を具え、
基準検出器用の上記信号入力と、上記ＤＵＴへの上記信号入力間のビート周波数が、上記ＡＯＭの動作周波数に近いことを特徴とする位相角度を求めるシステム。
【請求項３】
被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求める方法であって、
上記ＤＵＴに接続される第１レーザ信号を第１レーザで生成する処理と、
上記ＤＵＴへの局部発振器入力に接続される第２レーザ信号を第２レーザで生成する処理と、
偏波保持カプラにおいて、上記第１レーザ信号の位相を上記第２レーザ信号の位相に結合する処理と、
上記第１レーザ信号及び上記第２レーザ信号間の位相エラーを測定する処理と、
測定された上記位相エラーを補償する処理と
を具える位相角度を求める方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大まかに言えば、被試験デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信システムは、光ファイバ及び／又は自由空間（例えば、ビルからビル、地上から衛星、衛星から衛星など）で、電磁気的な光信号を用いてデータを送信する。その電磁気的な搬送波は、データを運ぶために変調される。光ファイバでの光通信は、光信号を発生すること、その信号を光ファイバに中継すること（その光信号の減衰、歪みとの干渉を低減／緩和する手段を含む）、受信した光信号を処理すること、そして、その信号を実用的な電気信号に変換すること、を典型的には含んでいる。送信器は、送信用のコヒーレント光を生成するレーザ・ダイオードのような半導体デバイスとしても良い。送信された光波の光信号を処理し、光を電気に変換する１つ以上の光検出器の入力に処理された光信号を供給するために、多数の受信器が開発されてきている。
【０００３】
一体型コヒーレント光受信器（ＩＣＲ）のようなコヒーレント受信器は、変調された光信号を、垂直及び水平の２つの偏光状態の「同相」（Ｉ）及び「直交」（Ｑ）光信号コンポーネントに対応する４つの電気信号に変換する。これらコンポーネントは、変調形式に関係なく、光学的に送信されたデータを回復するために処理できる。ＩＣＲからの４つの出力電気信号は、光信号で伝達される情報の全て又はほぼ全てを運ぶ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５−１５８４９５号公報
【特許文献２】特開２０１５−１２７７０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＩＣＲを試験することには、その出力段が差動出力のある差動増幅器が続く平衡型（balanced）検出器の対であるいう点で、特別な困難がある。４つの差動出力（Ｘ及びＹ変更のそれぞれに関するＩ及びＱ）があるという事実は、その困難さに輪をかける。シンプルなコヒーレント受信器は、局部発振器レーザ、光カプラ、そして、光電流をキャンセルし、ＤＣ項及び関連する過剰な強度ノイズを除去する「平衡な」構成にできる１つ以上の光検出器から構成される。
【０００６】
ＩＣＲの平衡型の検出及び差動増幅によれば、光ダイオードのいずれかが平衡型検出を止めるのを阻止できない限り、ＩＣＲの信号ポートだけ又は局部発振器（ＬＯ）ポートだけに入る任意の信号を確実に拒絶する。ＩＣＲの初期の型では、光信号を中断し、それによって、平衡型検出を止めるための物理的なアクセスを許容していたが、これは、最近の集積型コンポーネントでは、むしろ元々シールドされており、可能ではない。従って、ＩＣＲから何らかの意味のある信号を得るには、信号及びＬＯ入力の両方を必要とする。この要件は、被試験デバイス（ＤＵＴ）に対して実行されるいくつかの所望の測定を複雑にすることがあり、このとき、光ＬＯ入力は、試験信号入力と位相コヒーレントでなければならない。
【０００７】
ＩＣＲから何らかの意味のある信号を得るには、信号及び局部発振器入力の両方を必要とするので、２つの信号間の周波数と位相の両方の関係が重要である。ＬＯと信号のレーザを分割し、続いて、それを基準コヒーレント受信器の前面端子と被試験デバイス（ＤＵＴ）に接続するのが最も単純である一方で、この構成で要求される別々のファイバ・パスは、入力信号間に未知の位相差を導入することがある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の実施形態は、ＤＵＴへの局部発振器信号と試験信号入力間の位相差を求め、補正し、制御する。この能力は、ＤＵＴのある所望の性能試験で必要とされる位相コヒーレントを復元するのに利用できる。本発明のは、以下のような種々の概念から表現できる。
【０００９】
本発明の概念１は、被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、
上記ＤＵＴ用の信号入力と、基準検出器用の信号入力を生成するよう構成される第１レーザ信号源と、
上記ＤＵＴ用の上記局部発振器入力を生成するよう構成される第２レーザ信号源と、
２つの入力端子と２つの出力端子を有する偏波保持レーザ・カプラであって、上記カプラの第１入力端子は上記第１レーザ信号源の出力端子に結合され、上記カプラの第２入力端子は上記第２レーザ信号源の出力端子に結合され、上記カプラの第１出力端子は上記基準検出器に結合され、上記カプラの第２出力端子は上記ＤＵＴに結合される上記偏波保持レーザ・カプラと、
Ｘ及びＹチャンネルのそれぞれに関する同相及び直交出力を含む上記ＤＵＴの複数の出力の選択された１つをモニタするよう構成される電流モニタと、
上記電流モニタで選択された上記ＤＵＴの出力に結合され、上記ＤＵＴへの信号入力からＬＯの位相がずれているエラー量を測定するよう構成される位相測定部と
を具えている。
【００１０】
本発明の概念２は、上記概念１の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、このとき、上記位相測定部は、ＤＣ利得ループであって、更に、上記位相測定部に結合され、上記位相測定部の出力に関連する量によって、上記ＬＯの位相を変更するように構成される位相調整部を有している。
【００１１】
本発明の概念３は、上記概念２の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、このとき、上記位相調整部が、ファイバ・ループ・ストレッチャである。
【００１２】
本発明の概念４は、上記概念２の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、このとき、上記位相調整部は、上記ＤＵＴへの上記信号入力と上記ＤＵＴへの上記ＬＯ入力の位相角度差を制御可能に駆動して約ゼロにする。
【００１３】
本発明の概念５は、上記概念１の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、このとき、上記位相測定部は、上記電流モニタに結合された第１オシロスコープである。
【００１４】
本発明の概念６は、上記概念５の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、このとき、上記第１オシロスコープは、測定信号を第２オシロスコープに伝える。
【００１５】
本発明の概念７は、被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、
上記ＤＵＴ用の信号入力と、基準検出器用の信号入力を生成するよう構成される第１レーザ信号源と、
上記ＤＵＴ用の上記局部発振器入力を生成するよう構成される第２レーザ信号源と、
２つの入力端子と２つの出力端子を有する偏波保持レーザ・カプラであって、上記カプラの第１入力端子は上記第１レーザ信号源の出力端子に結合され、上記カプラの第２入力端子は上記第２レーザ信号源の出力端子に結合され、上記カプラの第１出力端子は上記基準検出器に結合され、上記カプラの第２出力端子は上記ＤＵＴに結合される上記偏波保持レーザ・カプラと、
上記第２レーザ信号源と上記ＤＵＴへの上記ＬＯ入力に結合される音響光学変調器（ＡＯＭ）と
を具え、このとき、基準検出器用の上記信号入力と、上記ＤＵＴへの上記信号入力間のビート周波数が、上記ＡＯＭの動作周波数に近いことを特徴としている。
【００１６】
本発明の概念８は、上記概念７の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、上記ＤＵＴと上記基準検出器とに結合されたオシロスコープに上記ビート周波数を伝えるよう構成されるＲＦカプラを更に具えている。
【００１７】
本発明の概念９は、上記概念７の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、このとき、上記ＡＯＭの動作周波数は、１００ＭＨｚより小さい。
【００１８】
本発明の概念１０は、上記概念７の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、上記ＤＵＴによって出力された電圧をサンプルして記憶する手段を更に具え、記憶された電圧データは、続いて、所望の位相角度を求めるに利用される。
【００１９】
本発明の概念１１は、上記概念１０の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、このとき、電圧データをサンプルして記憶する手段は、デジタル・ストレージ・オシロスコープによって提供される。
【００２０】
本発明の概念１２は、上記概念１０の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求めるシステムであって、このとき、所望の相対位相角度は、１つの一般的正弦曲線又は複数の一般的正弦曲線の和に対する最小二乗法によって、記憶された電圧データから得られる。
【００２１】
本発明の概念１３は、被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求める方法であって、
上記ＤＵＴに接続される第１レーザ信号を第１レーザで生成する処理と、
上記ＤＵＴへの局部発振器入力に接続される第２レーザ信号を第２レーザで生成する処理と、
偏波保持カプラにおいて、上記第１レーザ信号の位相を上記第２レーザ信号の位相に結合する処理と、
上記第１レーザ信号及び上記第２レーザ信号間の位相エラーを測定する処理と、
測定された上記位相エラーを補償する処理と
を具えている。
【００２２】
本発明の概念１４は、上記概念１３の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求める方法であって、このとき、測定された上記位相エラーを補償する処理は、上記第１レーザ信号を伝えるファイバ又は上記第２レーザ信号を伝えるファイバのファイバ長を物理的に調整する処理を含んでいる。
【００２３】
本発明の概念１５は、上記概念１３の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求める方法であって、このとき、ファイバ長を物理的に調整する処理は、ファイバのループを伸張する処理を含んでいる。
【００２４】
本発明の概念１６は、上記概念１３の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求める方法であって、このとき、測定された上記位相エラーを補償する処理は、上記ＤＵＴの出力に結合されたオシロスコープに測定された上記位相エラーを送る処理と、測定された上記位相エラーを上記オシロスコープで補償する処理とを含んでいる。
【００２５】
本発明の概念１７は、上記概念１６の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求める方法であって、このとき、上記ＤＵＴの出力に結合されたオシロスコープに測定された上記位相エラーを送る処理は、第２のオシロスコープから上記位相エラーを送る処理を含んでいる。
【００２６】
本発明の概念１８は、上記概念１６の被測定デバイス（ＤＵＴ）の信号入力の位相角度に対する局部発振器の位相角度を求める方法であって、このとき、音響光学変調器（ＡＯＭ）を上記第２レーザと上記ＤＵＴの間に結合し、このとき、上記ＤＵＴの出力に結合されたオシロスコープに測定された上記位相エラーを送る処理は、上記ＡＯＭの動作周波数を送る処理を含んでいる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】図１は、本発明の実施形態を用いた被試験集積型コヒーレント光受信器のコンポーネントを示したブロック図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態を実現するのに使用できる精密位相調整システムのコンポーネントを示したブロック図である。
【図３】図３は、本発明の実施形態を実現するのに利用できる精密位相調整システムのコンポーネントを示したブロック図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態を実現するのに利用できる精密位相調整システムのコンポーネントを示したブロック図である。
【図５Ａ】図５Ａは、本発明の実施形態で使用されるフィルタの特性を示している。
【図５Ｂ】図５Ｂは、図５Ａのフィルタの出力信号スペクトラムを示している。
【図６】図６は、本発明の実施形態によって、デスキューする前と後の周波数対位相を示したグラフである。
【図７】図７は、本発明の実施形態による位相調整ドライバを示したブロック及び概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明の実施形態に言及するが、これらの例は、添付の図に示される。これら図は、実例を意図したものであって、限定することは意図していない。本発明は、これら実施形態の文脈のなかで説明されるが、これら説明は、本発明の範囲を、これら特定の実施形態に限定することを意図したものではない。
【００２９】
以下の詳細な説明は、１つ以上の実施形態に言及するが、本発明は、こうした実施形態に限定されない。むしろ、詳細な説明及び提示される任意の実施形態は、説明の都合に過ぎない。当業者であれば、図に関して本願で与えられる詳細な説明は、説明の目的で提供され、本発明は、これら限定的な実施形態を超えて拡張されることが直ちに理解できよう。
【００３０】
いくつかの用語が、特定のシステム・コンポーネントに言及するために、説明及び請求項を通して使用される。以下の解説と請求項において、用語「を含む」及び「を具える」が、オープン・エンドの形式で用いられ、よって、「に限定されずに、、、を含む」を意味すると解釈すべきである。「に結合される」及び「に接続される」などのような言い回しが、２つのデバイス、要素及び／又はコンポーネント間の接続を説明するために本願で使用され、（別途特に限定しない限り）物理的、光学的及び／又は電気的に、一緒に直接結合されるか、又は、例えば、必要に応じて、１つ以上の介在要素若しくはコンポーネントを介するか、若しくは、ワイヤレス若しくは他の接続を介して、一緒に間接的に結合されるかのどちらかを意味する。用語「システム」は、２つ以上のコンポーネントの集合に言及しており、そして、全体的なシステム（例えば、通信システム、受信システム、試験システム、コンピュータ・システム又はこうしたデバイス／システムのネットワーク）、もっと大きなシステムの一部分として提供されるサブシステム及び／又はこうしたシステム又はサブシステムの動作に関係するプロセス又は方法に言及するのに使用されることもある。
【００３１】
被測定デバイス（ＤＵＴ）の測定すべき最も重要な特性は、たいていの場合、種々の周波数におけるその振幅及び位相応答の形状である。これら特性の測定に伴う難しさは、上述のように、試験に使用されるＩＣＲが、２つの入力、信号入力及び局部発振器（ＬＯ）入力がない限り、意味のある出力を生成しないことである。振幅及び位相応答の正確な測定のために、ＩＣＲへのこれら２つの入力は、位相コヒーレントでなければならない。本発明のいくつかの実施形態では、光位相ロック・ループを有する位相コントローラを含めることによって、この要件に取り組んでいる。他の実施形態では、位相関係を求めて補正する種々の方法を利用している。本発明の実施形態は、可変位相調整機能を有するＬＯを用いるか、又は、ＬＯと信号の位相がずれている量の測定値を供給することによって、位相コヒーレントの状態に戻す。後者の量は、続いて、ＤＵＴの位相及び振幅応答を補正する処理に利用できる。
【００３２】
図１に示すように、例えば、光信号受信器又は光試験デバイスとして利用可能な汎用の光信号プロセッサ１００は、ＳＩＧ入力端子で未処理のデータ信号ビーム１１０を受け、加えて、ＬＯ入力端子で局部発振器ビーム１２０を受ける。光信号プロセッサ１００は、被試験デバイス（ＤＵＴ）と呼ぶこともある。いくつかの実施形態では、ビーム１１０、１２０は、レーザ・ビームであるが、本発明の実施形態は、典型的なＲＦ周波数でも機能する。局部発振器１２０用に利用されるレーザは、任意の適切なレーザ信号源及び形式（例えば、連続波、パルスなど）とすることができる。偏光ビーム・スプリッタ（ＰＢＳ）１３０は、ビーム１１０、１２０を２つのチャンネルに分割する。後述のように、そして、当業者であれば理解されるように、局部発振器 １２０は、必要な複数の偏光に沿った流れにおいて、充分な基準局部発振器パワーが利用可能であるように、適切に適応させるようにすべきである。本願で説明するいくつかの実施形態では、こうした偏光は、「Ｘ」及び「Ｙ」偏光として（もちろん、「垂直」及び「水平」のような他の方向の表現でも）言及されることがある。もっとも、こうした用語は、基準に対して４５度づつのオフセット及び／又はこうした水平及び／又は垂直偏光方向に対する軸のような相対的な偏光方向を記述するのに役立つだけではあるが。当業者であれば、相対的な偏光スキームなどがわかれば、多くの等価な構造、装置などを利用可能なことが理解できよう。
【００３３】
Ｘチャンネル光ミキサ１４０は、ＰＢＳ１３０のＸチャンネル出力の信号１１０及びＬＯ入力信号１２０を混合して、出力端子１４１、１４３に差動同相（Ｉ）出力信号と、出力端子１４５、１４７に差動直交（Ｑ）出力信号を生成する。これら出力信号は、感光性のダイオード対１４２、１４４と１４６、１４８のような複数の光検出器に誘導される。信号プロセッサ１００の光ダイオード１４２、１４４、１４６、１４８は、トランスインピーダンス増幅器１５１、１５５や当業者に周知で信号ビーム１１０からデータを抽出するのに利用される他のコンポーネントのような増幅器に結合されても良い。本発明の実施形態は、光ダイオード１４２、１４４、１４６、１４８に結合される他のコンポーネントがなくても動作する。電流モニタ１８２、１８４を、感光性ダイオード対１４２、１４４の出力端子のそれぞれに結合しても良い。こうしたモニタによって、各チャンネルからの正及び負に関する各光ダイオード（Ｐ及びＮと呼ぶ）をモニタ（監視）できる。例えば、電流モニタ１８２は、ＸＩチャンネルのＰ光ダイオード１４２をモニタ（監視）する一方で、電流モニタ１８４は、ＸＩチャンネルのＮ光ダイオード１４４をモニタする。図示しないが、チャンネルＸＱ、ＹＩ及びＹＱのそれぞれが、Ｐ及びＮ光ダイオードに関する電流モニタを有していて、各チャンネルのこれら光ダイオードの出力のそれぞれを個別にモニタできるようにしても良い。
【００３４】
同様に、Ｙチャンネル光ミキサ１６０は、Ｙチャンネルの信号１１０及びＬＯ入力信号１２０を混合して、出力端子１６１、１６３に差動同相（Ｉ）出力信号と、出力端子１６５、１６７に差動直交（Ｑ）出力信号を生成する。これら出力信号は、感光性のダイオード対１６２、１６４と１６６、１６８のような複数の光検出器に誘導される。図１の信号プロセッサ１００の光ダイオード１６２、１６４、１６６、１６８は、トランスインピーダンス増幅器１７１、１７５にそれぞれ結合されるが、こうした増幅器は、本発明の実施形態の実施に必須ではない。
【００３５】
上述のように、これらダイオード対の一方へ、光を遮断するために物理的にアクセスすることなく、Ｘ及びＹチャンネルの光ダイオードの周波数応答を試験するのは困難である。また、局部発振器ビーム１２０（特に、１９２ＴＨｚのような非常に高い光キャリア周波数において発振する局部発振器）の周波数を正確に制御する能力なしに、光ダイオードの周波数応答を試験するのは非常に困難である。別の問題としては、信号１１０を伝送するファイバが、局部発振器１２０を伝送するファイバとは異なる長さを有していることがあるということがあり、これは、信号と局部発振器の位相をマッチ（整合）させるのを困難にする。そこで、本発明の実施形態は、局部発振器の位相を、制御可能にするのはもちろんのこと、極めて安定に維持し、信号の位相と良くマッチさせることで、光ダイオードの周波数応答の測定を容易にする装置及び方法を提供する。
【００３６】
図２に示す構成を用いて、遅延（又は位相）ロック・ループを、その基準とＤＵＴパス間の位相の揺らぎ（ワンダー）を強烈に減少させるのに利用できる。加えて、本願で説明する方法は、基準コヒーレント受信器のフロント・エンドよりも、基準光ダイオードの使用にとても有効であり、試験設定のコストを強烈に低下させる。このテクニックは、等価時間オシロスコープを用いた利用に拡張できる。
【００３７】
１つの実施形態では、偏波保持（ＰＭ：Phase Maintaining）カプラ中で２つのレーザを混合することによって、基準信号を生成する。図２を参照すると、レーザ２４０が、ＬＯ信号を生成し、これはＰＭスプリッタ２４１で分割される。ＰＭスプリッタ２４１の一方の出力は、ＤＵＴ２２０へのＬＯ入力となる。ＤＵＴ２２０の信号入力は、レーザ２１０によって生成される。ＤＵＴ２２０の性能を測定するときの難しさは、レーザ２１０で生成される信号に対して、ＬＯにＤＵＴ２２０において同じ位相を生じさせることであるが、これは、基準検出器２１６で調べられる。本発明の実施形態は、ＬＯ及び信号の互いに対する位相を正確に制御することによって、この困難を解決しようとするものである。最初に、レーザ２４０の出力は、ＰＭファイバ・スプリッタ２４１で分割される。ファイバ・スプリッタ２４１の一方の出力は、上述のように、ＤＵＴへのＬＯ入力となる。ファイバ・スプリッタ２４１の他方の出力は、位相調整ループ２３０を通過して、２ｘ２のＰＭファイバ・カプラ２１２へと伝わる。ファイバ・カプラ２１２は、最初に、レーザ２１０から出力された信号を２つの出力端子に複製し、一方は基準検出器２１６へ進み、他方はＤＵＴの信号入力へと進む。ファイバ・カプラ２１２のこれら出力の位相は、レーザ２４０の出力の位相によって制御される。このレーザ２４０の出力は、ファイバ・スプリッタ２４１で分割されたものだが、この出力は、位相又は遅延ロック・ループ２３０を通過した後に限られる。ループ２３０を制御するエラー信号は、第１レーザ２１０から出力されてＰＭファイバ・カプラ２１２を通って基準検出器２１６まで伝わった光と、第１レーザ２１０から出力されてＤＵＴ２２０に直接伝わった光との間のビート信号である。後者の位相を前者とマッチ（整合）するように調整することによって、基準検出器２１６とＤＵＴ２２０の信号入力の両方において、同一の光試験信号が生成され、オシロスコープ２５０が、所望の信号をモニタ（監視）することが可能になる。
【００３８】
位相調整駆動回路２３２は、特定の位相を選択するように位相調整ループ２３０を制御し、そして、信号に対して、局部発振器の安定した位相基準を提供する。位相調整駆動回路２３２が駆動されるレベルは、後述の理由により、その入力（エラー入力と呼ばれる）に関係している。このエラー入力は、何がＤＣループ利得ブロック２３４として呼ばれるかで生成される。ループ利得ブロック２３４から位相調整駆動回路２３２へのエラー入力は、ＤＵＴ２２０からの複数の電流モニタから選択された１つ又は２つ（対）である。モニタ・セレクタ２３６は、ＤＵＴ２２０のモニタされたチャンネル出力のどれが、ＤＵＴの信号入力に対してＬＯ入力の位相をシフトする調整ループ２３０であるかを制御する。例えば、位相駆動回路へのエラー入力は、図１に示されるように、ＸＩチャンネルの電流モニタ１８２、１８４とすることもできるし、又は、図１の光信号プロセッサ１００の別のモニタされたチャンネルのいずれかとすることもできる。位相調整駆動回路２３２へのエラー入力は、位相調整機能に加えて、ＤＣバイアス機能の両方を実行できる。このように、これは、従来の解決手段であるユーザのバイアス回路について完全に引き継ぎ、試験システムとユーザのバイアス回路間におけるそうした相互作用の必要性をなくす。加えて、位相調整駆動回路２３２は、例えば、ＤＵＴ２３０出力の光電流を測定し、ＤＣ同相除去比（ＣＭＲＲ）を求めるのにも利用できる。
【００３９】
図２に示された位相調整ループのような位相調整器は、ピエゾ位相ストレッチャによって実現しても良い。ピエゾ位相ストレッチャは、圧電素子の周りにループを形成するファイバ光ケーブルのループを有する。圧電素子を動作させると、その素子が膨張し、これは、その周りにループを形成するファイバ光学材料のパス（経路）を長くする。パスが長くなると、そのパスを通って光が進む距離が変化する。パスの一方（信号又はＬＯ）だけ長くすることによって、一方の信号の位相を他方に対して調整可能になる。１つの実施形態では、位相調整ループは、ループを通して伝播する光を、数十又は数百ピコ秒のようなオーダーで、極めて正確に調整できることがある。言い換えると、位相ストレッチャを使うことによって、レーザ光が通って進むファイバ長が長くなると、光がそれを通って進むのに、伸張していない長さのファイバよりも、例えば、０．１ｐｓ長くかかる。これは、ＤＵＴのＬＯ及び信号入力間の光信号の相対的な位相を変化させる。従って、位相調整器を駆動することによって、位相に対して、システムへの正確な位相制御をもたらす。信号及びＬＯの両方に関するレーザからの両方のレーザ・パスの長さは、例えば、１メートル以内で、互いに同様な長さに設定しても良い。いくつかの実施形態における位相調整ループは、例えば、OptiPhase PZ１-PM４-APC-E-１５５Bとし、１２.３６ｍのファイバ長を有していても良い。もちろん、本発明の主旨から外れることなく、ピエゾ位相ストレッチャを用いる以外の他の位相調整方法も可能である。
【００４０】
位相が安定し、ＬＯに対して制御可能に既知の関係でロックして信号をＤＵＴに供給することによって、以下に示す動作理論で証明されるように、あたかも従来の解決手法のように平衡型検出を物理的にブロック可能であるかの如く、ＤＵＴから同じ結果を得ることが可能になる。
【００４１】
【数１】
2016118539.tif 000003
【００４２】
【数２】
2016118539.tif 000004
【００４３】
平衡型駆動によるＥ１０のシンプルな振幅変調について、特定の偏光に関するＤＵＴの出力は、次に比例する。
【００４４】
【数３】
2016118539.tif 000005
【００４５】
【数４】
2016118539.tif 000006
【００４６】
エラー入力として供給されるＱのＤＣレベルを伴う位相ロック・ループは、続いて、θ１−θ２をゼロに駆動するのに利用でき、Ｅ１０に比例するＩチャンネルについての出力を供給し、これは、図１のダイオード１４２、１４４の差動対のダイオード１４２のような、差動対の正のダイオードの応答を与える。θ１−θ２をπに駆動すると−Ｅ１０が与えられ、これは、ダイオード１４４のような、負のダイオードの応答である。この応答信号は、その利得の符号を変更することで、位相調整駆動回路内で選択するようにしても良い。ＤＵＴからの光ダイオード対の４つの出力のいずれかを、位相調整駆動回路用のエラー入力に選択できる。従って、上記例では、位相調整駆動回路のエラー入力をＤＵＴからのＩのＤＣ出力によって駆動されるレベルに選択すれば、Ｑチャンネルに望ましい出力が与えられる。図２のモニタ・セレクタ２３６のようなモニタ・セレクタは、ＤＵＴのどのモニタされたチャンネル出力を、位相調整駆動回路のエラー入力として供給するかを制御することで、ＤＵＴの信号入力に対するＬＯ入力の位相を、位相調整ループにシフトさせる。
【００４７】
もしＤＣモニタ信号がＤＵＴから得られるとしても、位相ロック処理が充分に強固でないなら、図３に示すように、信号の位相のＬＯへのマッチング処理は、ソフトウェアで行っても良い。図３の試験設定は、図２のものと同様であるが、デジタイジング・オシロスコープ３６０がＤＵＴ３２０に結合される点が異なる。この実施形態では、位相調整ループは駆動されず、代わりに、ＤＵＴ３２０からの複数のＤＣモニタが、デジタイジング・オシロスコープ３６０に供給される。デジタイジング・オシロスコープ３６０は、所望のＤＣモニタ信号を分析し、ＬＯ及び信号入力端子で受ける複数の信号を正確に整合させるための位相調整量を高性能オシロスコープ３５０に知らせる。
【００４８】
時には、ＤＵＴからのＤＣモニタ出力さえも利用できないので、図４に示すように、ＤＵＴと基準パス間の適切な位相補正を求め、ＬＯに対して信号を調整する別の方法を利用しても良い。
【００４９】
図４では、基準検出器４１６におけるレーザ４１０の出力信号と、ＤＵＴ４２０が読み取るレーザ４１０の出力信号との間のビート周波数を、音響光学変調器（ＡＯＭ：Acoustic Optic Modulator）４７０の動作周波数（約８０ＭＨｚなど）で利用できる。これは、オシロスコープ４５０中のデジタル・フィルタ４５１を用いることで、ＤＵＴ４２０の応答から分離できる。後続の分析中、２つのパス間の位相の揺らぎ（ワンダー）を補正するために、８０ＭＨＺ信号の位相が測定されたＤＵＴ４２０のＲＦ信号から引き算される。
【００５０】
これらの場合、ＤＵＴにおけるフィールドは、次の通りである（簡単のため、損失は無視している）。
【００５１】
【数５】
2016118539.tif 000007
【００５２】
【数６】
2016118539.tif 000008
ＤＵＴ中に生じるＥ＊Ｅの積は、次に以下のようになる。
【００５３】
【数７】
2016118539.tif 000009
【００５４】
そして、実数部分（ＨＤＵＴ（δω）＝１と考える）は、次の通りである。
【００５５】
【数８】
2016118539.tif 000010
【００５６】
パス間位相は、ＡＯＭ４７０用の駆動信号（これは、信号発生器４７２で生成され、ＲＦカプラ４７４でＡＯＭに結合される）と比較することによって、第２項から求められる一方で、これは、ＤＵＴ位相を抽出するためには、厳密には必要ない。パス間位相に特に感心がない限り、ＡＯＭ駆動信号を測定する必要はない。
【００５７】
オシロスコープ４５０のサンプリング時点が、信号パス及び基準検出器パス間で位相遅延差がないように生じるという完璧にデスキューされたシステムを仮定すれば、基準検出器４１６におけるフィールドは、信号フィールドと直接的に比例する。この場合、基準検出器における電圧は、次の通りである。
【００５８】
【数９】
2016118539.tif 000011
【００５９】
再度、両方の等式中の「ｔ」が同じ時間軸として考えられるようなデスキューされたシステムを仮定すれば、ω１−ω２＋δωにおけるＤＵＴ出力は、直ちに、基準検出器の振幅及び位相と比較でき、θＲＥＦに対するＨＲＥＦ（ω１−ω２）θＤＵＴに対するＨＤＵＴ（ω１−ω２＋δω）を求めることができる。これは、別々の信号パスが原因で予期されるφ中のふらつきが存在しても実行できる。レーザ４１０から３つの光入力端子までの種々のパスの長さをほぼ等しく維持することによって、補正は、より簡単になる。
【００６０】
ＤＵＴ４２０及び基準検出器４１６は、わずかに異なる周波数を見るので、試験周波数における応答に比較して、試験周波数ω１−ω２からδωオフセットされたところでの基準検出器４１６の応答を求めることも重要である。もし基準検出器の特性が完全に評価されているなら、相対的な値が必要なだけなので、この要件は大きな困難はもたらさないであろう。この要件の影響は、変調周波数δωを低くすることによって、低減できる。８０ＭＨｚは、音響光学変調器についての典型的な値であるが、セロダイン（serrodyne）又は単側波帯変調技術を利用することで、もっと低い周波数も可能である。
【００６１】
位相比較の方法の例を、図５Ａ、５Ｂ及び図６を参照して説明する。δωにおける信号は、図５Ａに示されたフィルタ５１０のようなローパス・フィルタによって、ＤＵＴ４２０の信号から分離される。これは、次に、ＤＵＴ信号と混合され、フィルタ処理されて、基準検出器周波数ω１−ω２に届く。その和の項は、パス間の揺らぎ（ワンダー）を引き算するための適切な符号を得ることに加えて、等しい周波数の複数信号を比較することの両方に望ましい。フィルタ処理の後、位相は、先に示したように、ドット積のアーク・コサインを用いて、基準検出器信号に対して比較することによって得られる。言い換えると、図５Ｂに示されるように、入力信号スペクトル５３０及び出力信号スペクトル５４０に加えて、和の周波数混合項５２０を抽出するために、パンドパス・フィルタ５１０がＤＵＴ４２０の信号に適用される。システムは、続いて、図６に示されるように、試験周波数に対する位相をプロットすることによって、オメガに対するシータを得ることで、デスキューされても良い。この傾斜は、スキューであり、これは、ＤＵＴ４２０の位相応答を得るように補償されても良い。図６では、デスキュー前の周波数に対する位相のデータが傾斜した線６１０として、デスキュー後は平らな線６２０として示されている。ランダムにふらつく周波数が、再現可能な直線に沿った位相を提供するという事実は、位相のふらつきが上手く除去されることを証明している。
【００６２】
更に図６を参照すると、位相／周波数グラフの傾斜から計算されるスキューは、９５２ｐｓである。−９５２ｐｓのデスキュー値をオシロスコープのそのチャンネルに関するデスキューＵＩに導入することによって、この遅延を基準検出器パス（これが短い方だった）に加えると、周波数に依存しない繰り返し可能な位相値が与えられる。
【００６３】
これに代えて、例えば、デジタル・オシロスコープにより、信号Ｖｒｅｆ及びＶＤＵＴをサンプルし、記憶することができる。生じる周波数及び位相は、任意の種々の数学的な手法を用いて、これら記憶データから抽出できる。ある実例の手法では、異なる周波数において、１つの一般的な正弦曲線（Ｖｒｅｆについて）又は２つの一般的な正弦曲線の和（ＶＤＵＴについて）に合うように記憶データに最小二乗法を適用することによって、パラメータを抽出する。このやり方は、特に、ファイバ・パスの差から生じる位相差φに関する値を提供する。次に、この位相差を除去することで、ＤＵＴの本当の位相応答が得られる。一般に、データを正弦曲線に合わせることは、非線形性の最小化の問題であり、反復手法を用いる必要がある。電圧データの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）は、正弦曲線周波数に関する良い初期値を与える。
【００６４】
図７は、本発明の実施形態による位相調整駆動回路の例を示したブロック及び概略図である。この例では、図１の電流モニタ１８２、１８４のような、ＤＵＴからの電流モニタ出力が利用可能である。モニタ・セレクタ７３６は、ＤＵＴからの特定の所望出力（これは、図１に示したような、差動光電流出力の対としても良い）を選択する。モニタ・セレクタ７３６は、選択した出力を位相調整駆動回路７００（これは、図２の位相調整駆動回路２３２としても良い）へと渡す。位相調整駆動回路７００には、極性スイッチング部、Ｐ−Ｎ引き算部、ループ・フィルタ処理実行及び利得部のような、いくつかの部分があっても良い。
【００６５】
動作においては、モニタ・セレクタ７３６が、選択された光電流モニタ出力を、位相調整駆動回路７００の構成要素である極性スイッチ７１０へと渡す。極性スイッチ７１０によって、ユーザはエラー信号の極性を変更でき、それによって、ＤＵＴの選択されたチャンネルの差動出力ダイオードの対のどれを試験するかの選択を、ユーザが制御する。
【００６６】
極性スイッチ７１０によって所望の極性を選択した後、差動入力は、差動増幅器７２０に与えられ、これは、位相調整駆動回路７００のＰ−Ｎ引き算部の入力の差を示す電圧信号を生成する。差動増幅器７２０の出力は、位相調整駆動回路７００のループ・フィルタ処理及び利得部にある別の増幅器７３０に渡される。増幅器７３０の出力は、位相調整駆動回路７００の出力であって、図２の位相調整ループ２３２を駆動する。ただし、いくつかの実施形態では、増幅器７３０の出力は、もう１つ別の増幅器又は直列な複数増幅器を更に通過して、位相調整ループ２３２を駆動するのに充分な利得を生成することもある。
【００６７】
動作においては、位相調整駆動回路７００は、入力信号（これ自身は、ＤＵＴのモニタされている光電流の１つ）から、位相調整ループ２３２を駆動するための出力信号を生成する。位相調整駆動回路７００の出力信号は、ＤＵＴの信号入力に対する所望位置に、ＬＯ入力信号の位相を極めて正確に維持する。更に、位相調整駆動回路７００によって、ＤＵＴのどのモニタされた光電流を位相調整駆動回路７００への選択入力として選択するかをシンプルに変更することにより、異なる相対位相を選択可能になる。加えて、極性スイッチ７１０によって、ユーザは、光ダイオードの差動対のどの特定の光ダイオード（Ｐ又はＮ）を選択するかを選択可能となる。
【００６８】
当業者であれば、本発明は、任意の特定規格に限定されるものではなく、本発明の要旨を悪化させることなく、同様なアーキテクチャを有するシステムに適用可能なことが良く理解できよう。
【００６９】
上述の説明は、明快さと理解を目的として記述してきた。本願で記載した実施形態に対する広い種々の変更の視点から、この記載は、説明だけを意図し、本発明の範囲を限定するものと考えるべきではない。具体的な本発明の実施形態を図示し、説明の目的で記述してきたが、本発明の主旨及び範囲から離れることなく、種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【００７０】
１００  光信号プロセッサ
１１０  未処理のデータ信号ビーム
１２０  局部発振器 ビーム
１３０  偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）
１４０  Ｘチャンネル光ミキサ
１４１、１４３  出力端子における差動同相（Ｉ）出力信号
１４２、１４４、１４６、１４８  光ダイオードs 
１４５、１４７  出力端子における差動直交（Ｑ）出力信号
１５１、１５５  トランスインピーダンス増幅器
１６０  Ｙチャンネル光ミキサ
１６１、１６３  出力端子における差動同相（Ｉ）出力信号
１６２、１６４、１６６、１６８  光ダイオード
１６５、１６７  出力端子における差動直交（Ｑ）出力信号
１７１、１７５  トランスインピーダンス増幅器
１８２  電流モニタs
１８４  電流モニタs
２００  位相調整システム
２１０  レーザ
２１２  ＰＭファイバ・カプラ
２１６  基準検出器
２２０  ＤＵＴ
２３０  位相調整ループ
２３２  位相調整駆動回路
２３４  ＤＣループ利得ブロック
２３６  モニタ・セレクタ
２４０  レーザ
２４１  ＰＭスプリッタ
２５０  オシロスコープ
３００  位相調整システム
３１０  レーザ
３１２  ＰＭファイバ・カプラ
３１６  基準検出器
３２０  ＤＵＴ
３４０  レーザ
３４１  ＰＭスプリッタ
３５０  オシロスコープ
３６０  デジタイジング・オシロスコープ
４００  位相調整システム
４１０  レーザ
４１２  ＰＭファイバ・カプラ 
４１６  基準検出器
４２０  ＤＵＴ
４４０  レーザ
４４１  ＰＭスプリッタ 
４５０  オシロスコープ
４５１  デジタル・フィルタ
４７０  音響光学変調器（ＡＯＭ）
４７２  信号発生器 
４７４  ＲＦカプラ 
７００  位相調整駆動回路 
７１０  極性スイッチ
７２０  差動増幅器 
７３６  ＤＵＴ電流モニタ・セレクタ 
７５０  差動増幅器 
【図１】
2016118539.tif 000012
【図２】
2016118539.tif 000013
【図３】
2016118539.tif 000014
【図４】
2016118539.tif 000015
【図５Ａ】
2016118539.tif 000016
【図５Ｂ】
2016118539.tif 000017
【図６】
2016118539.tif 000018
【図７】
2016118539.tif 000019
【外国語明細書】
【発明の名称】System and method for determining a phase angle
【技術分野】
【０００１】
This invention generally relates to system and method for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT).
【背景技術】
【０００２】
Optical communication systems transmit data using electromagnetic light signals in optical fiber and/or free space (for example, building to building, ground to satellite, satellite to satellite, etc.). The electromagnetic carrier wave is modulated to carry the data. Optical communication in optical fiber typically involves: generating the optical signal, relaying the signal on an optical fiber (including measures to reduce/mitigate attenuation of, interference with and/or distortion of the light signal), processing a received optical signal, and converting the signal into a useful electrical signal. Transmitters can be semiconductor devices such as laser diodes, producing coherent light for transmission. A number of receivers have been developed for processing a transmitted lightwave optical signal to provide processed optical signal input(s) to one or more photodetectors, which convert light into electricity.
【０００３】
A coherent receiver, such as an Integrated Coherent Optical Receiver (ICR), converts a modulated optical signal into four electrical signals corresponding to an “in-phase” (I) and “quadrature” (Q) optical signal  components of the two optical polarization states, vertical and horizontal. These components can be processed to recover the optically transmitted data regardless of modulation type. Thus,  the four output electrical signals from the ICR carry all or nearly all of the information conveyed by the optical signal. 
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５−１５８４９５号公報
【特許文献２】特開２０１５−１２７７０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
Testing an ICR presents a special challenge in that the output stage is a balanced detector pair often followed by a differential amplifier with differential outputs. The fact that there are four differential outputs (I and Q each for X and Y polarizations), compounds the difficulty. A simple coherent receiver is composed of a local-oscillator laser, an optical coupler, and one or more photodetectors that can be in a “balanced” configuration that cancels photocurrents and eliminates DC terms and the related excess intensity noise.
【０００６】
The balanced detection and differential amplification of the ICR ensure that any signal put into only the signal port or only the Local Oscillator (LO) port of the ICR will be rejected unless it is possible to block one of the photodiodes to break the balanced detection. Although early versions of ICRs allowed physical access to interrupt a light signal and thereby break the balanced detection, this is not possible on modern integrated components, which are instead typically intrinsically sealed. Getting any meaningful signal out of the ICR therefore requires both a signal and a  LO input. This requirement can complicate some desired measurements to be performed on a Device Under Test (DUT), where the optical LO input must be phase coherent with the test signal input. 
【０００７】
Because the ICR requires both a signal and a local oscillator input to provide meaningful output, the frequency and phase relationship between the two input signals are important. While it is simplest to split the LO and Signal lasers and then connect them to a reference coherent receiver front end and a Device Under Test (DUT), the separate fiber paths required by this configuration can introduce an unknown phase difference between the input signals. 
【０００８】
【課題を解決するための手段】
Embodiments of the present invention determine, correct for, or control a phase difference between the local oscillator signal and the test signal input to a DUT. This ability can be used to restore the phase coherence needed for certain desired performance tests of the DUT.  The present invention can be expressed from various concepts as below.
【０００９】
A concept 1 of the present invention is a system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT), comprising:
a first laser source structured to generate the signal input for the DUT, and a signal input for a reference detector;
a second laser source structured to generate a Local Oscillator input for the DUT;
a phase maintaining laser coupler having two inputs and two outputs, the first input to the coupler coupled to the output of the first laser source, the second input to the coupler coupled to the output of the second laser source, the first output to the coupler coupled to the reference detector, and the second output to the coupler coupled to the DUT; 
a current monitor structured to monitor a selected one of a plurality of outputs of the DUT, the plurality of outputs of the DUT including in-phase and quadrature outputs for each of an X and a Y channel; and
a phase measurer coupled to the output of the DUT selected by the current monitor, and structured to measure an error amount by which the LO is out of phase from the signal input to the DUT. 
【００１０】
A concept 2 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 1, in which the phase measurer is a DC gain loop, and further comprising a phase adjuster coupled to the phase measurer and structured to modify a phase of the LO by an amount related to the output of the phase measurer.
【００１１】
A concept 3 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 2, in which the phase adjuster is a fiber loop stretcher.
【００１２】
A concept 4 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 2, in which the phase adjuster causes a phase angle difference of the signal input to the DUT and the LO input to the DUT to be controllably driven to approximately zero.
【００１３】
A concept 5 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 1, in which the phase measurer is a first oscilloscope coupled to the current monitor.
【００１４】
A concept 6 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 5 in which the first oscilloscope passes a measurement signal to a second oscilloscope.
【００１５】
A concept 7 of the present invention is a system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT), comprising:
a first laser source structured to generate the signal input for the DUT, and a signal input for a reference detector;
a second laser source structured to generate a Local Oscillator input for the DUT;
a phase maintaining laser coupler having two inputs and two outputs, the first input to the coupler coupled to the output of the first laser source, the second input to the coupler coupled to the output of the second laser source, the first output to the coupler coupled to the reference detector, and the second output to the coupler coupled to the DUT; 
an Acoustic Optic Modulator (AOM) coupled between the second laser source and the LO input to the DUT; in which
a beat frequency between the signal input for the reference detector and the signal input to the DUT approximates an operational frequency of the AOM.
【００１６】
A concept 8 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 7, further comprising an RF coupler structured to pass the beat frequency to an oscilloscope coupled to the DUT and to the reference detector.
【００１７】
A concept 9 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 7, in which the operational frequency of the AOM is less than 100MHz.
【００１８】
A concept 10 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 7, further comprising a means for sampling and storing the voltages output by the DUT, in which the stored voltage data is then used to determine the desired relative phase angle.
【００１９】
A concept 11 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 10, in which the means for sampling and storing the voltage data is provided by a digital storage oscilloscope.
【００２０】
A concept 12 of the present invention is the system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 10, where the desired relative phase angle is obtained from the stored voltage data by least-square fitting to one general sinusoid, or the sum of general sinusoids at different frequencies.
【００２１】
A concept 13 of the present invention is a method for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT), the method comprising:
generating a first laser signal at a first laser, the first laser signal to connect to the DUT;
generating a second laser signal at a second laser, the second laser signal connected to a local oscillator input to the DUT;
coupling a phase of the first laser signal to a phase of the second laser signal in a phase maintaining coupler; 
measuring a phase error between the first laser signal and the second laser signal; and
compensating for the measured phase error.
【００２２】
A concept 14 of the present invention is the method for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 13, in which compensating for the measured phase error comprises physically adjusting a fiber length of a fiber carrying the first laser signal or a fiber carrying the second laser signal.
【００２３】
A concept 15 of the present invention is the method for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 13, in which physically adjusting a fiber length comprises stretching a loop of fiber.
【００２４】
A concept 16 of the present invention is the method for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 13, in which compensating for the measured phase error comprises sending the measured phase error to an oscilloscope coupled to the output of the DUT, and compensating for the measured phase error in the oscilloscope.
【００２５】
A concept 17 of the present invention is the method for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 16 in which sending the measured phase error to an oscilloscope coupled to the output of the DUT comprises sending the measured phase error from a second oscilloscope.
【００２６】
A concept 18 of the present invention is the method for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT) according to the concept 16 in which an Acoustic Optic Modulator (AOM) is coupled between the second laser and the DUT, and in which sending the measured phase error to an oscilloscope coupled to the output of the DUT comprises sending the operating frequency of the AOM.
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】FIG. 1 is a block diagram illustrating components of an Integrated Coherent Optical Receiver to be tested using embodiments of the invention.
【図２】FIG. 2 is a block diagram illustrating components of a precise phase adjusting system that may be used in implementing embodiments of the invention.
【図３】FIG. 3 is a block diagram illustrating components of a precise phase adjusting system that may be used in implementing embodiments of the invention. 
【図４】FIG. 4 is a block diagram illustrating components of a precise phase adjusting system that may be used in implementing embodiments of the invention.
【図５Ａ】FIG. 5A illustrates characteristics of a filter used in embodiments of the invention.
【図５Ｂ】FIG. 5B illustrates output signal spectra of the filter of Fig. 5A.
【図６】FIG. 6 is a graph illustrating phase vs. frequency data before and after deskewing according to embodiments of the invention. 
【図７】FIG. 7 is a block and schematic diagram illustrating a phase adjust driver according to embodiments of the invention.
【発明を実施するための形態】
【００２８】
Reference is made to embodiments of the invention, examples of which may be illustrated in the accompanying figures. These figures are intended to be illustrative, not limiting. Although the invention is described in the context of these embodiments, it should be understood that this description is not intended to limit the scope of the invention to these particular embodiments.
【００２９】
The following detailed description will refer to one or more embodiments, but the present invention is not limited to such embodiments. Rather, the detailed description and any embodiment(s) presented are intended only to be illustrative. Those skilled in the art will readily appreciate that the detailed description given herein with respect to the Figures is provided for explanatory purposes as the invention extends beyond these limited embodiments.
【００３０】
Certain terms are used throughout the description and claims to refer to particular system components. In the following discussion and in the claims, the terms “including” and “comprising” are used in an open-ended fashion, and thus should be interpreted to mean “including, but not limited to . . . . ” Phrases such as “coupled to” and “connected to” and the like are used herein to describe a connection between two devices, elements and/or components and are intended (unless otherwise restricted specifically) to mean physically, optically and/or electrically either coupled directly together, or coupled indirectly together, for example via one or more intervening elements or components or via a wireless or other connection, where appropriate. The term “system” refers broadly to a collection of two or more components and may be used to refer to an overall system (e.g., a communication system, a receiving system, a testing system, a computer system or a network of such devices/systems), a subsystem provided as part of a larger system, and/or a process or method pertaining to operation of such a system or subsystem.
【００３１】
Probably the most important characteristics to be measured of a Device Under Test (DUT) are the shapes of its amplitude and phase response at various frequencies. A difficulty with measuring these characteristics, as mentioned above, is that the ICR used for testing produces no meaningful output unless two inputs are present, a signal input and a  local oscillator (LO) input. For the accurate measurement of the amplitude and phase response, the two inputs to the ICR must be phase coherent. This requirement is addressed in some embodiments of the present invention by the inclusion of a phase controller including an optical phase-locked-loop. Other embodiments use various methods of evaluating and correcting the phase relationship.  Embodiments of the invention restore phase coherence by using an LO having a tunable phase adjust, or by providing a measurement of the amount by which the LO and Signal are out of phase. This latter quantity can be used in subsequent processing to correct the phase and amplitude response of the DUT.
【００３２】
As seen in FIG. 1, a generalized optical signal processor 100, which can be used as an optical signal receiver or an optical testing device, for example, accepts an unprocessed data signal beam 110 at a SIG input as well as a local oscillator beam 120 at an LO input. The optical signal processor 100 may also be referred to as a Device Under Test (DUT). In some embodiments the beams 110, 120 may be laser beams, but embodiments of the invention also work in typical RF frequencies. The laser used for the local oscillator 120 can be any suitable laser source and type (for example, continuous wave, pulsed, etc.). A Polarized Beam Splitter (PBS) 130 splits the beams 110, 120 into two channels. As noted below, and as will be appreciated by those skilled in the art, the local oscillator 120 should preferably be oriented so that sufficient reference local oscillator power is available downstream along any needed polarizations. In some embodiments discussed herein, such polarizations may be referred to as “X” and “Y” polarizations (as well as other orientation representations such as “vertical” and “horizontal), etc.), though such nomenclature only serves to describe the relative polarization orientations, as do references to 45° offsets and/or axes relative to such horizontal and/or vertical polarization orientations. Those skilled in the art will appreciate that many equivalent structures, apparatus, etc. are available once the relative polarization schemes, etc. are known.
【００３３】
An X-channel optical mixer 140 combines the signal 110 and LO inputs 120 of the X-channel output of the PBS 130 to produce a differential in-phase (I) output on outputs 141, 143, and a differential quadrature (Q) output on outputs 145, 147. These outputs are directed to photodetectors, such as photosensitive diode pairs 142, 144, and 146, 148. The photodiodes 142, 144, 146, 148 of the signal processor 100 may be coupled to an amplifier, such as transimpedance amplifiers 151, 155, and/or other components well known to those skilled in the art and used to extract data from the signal beam 110. Embodiments of the invention operate even in absence of other components coupled to the photodiodes 142, 144, 146, 148. Current monitors 182, 184 may be coupled to the outputs of the photosensitive diode pairs 142, 144, respectively. Such a monitor allows each photodiode, referred to as P and N, for positive and negative, from each channel, to be monitored. For example, the current monitor 182 monitors the P photodiode 142 of the XI channel, while the current monitor 184 monitors the N photodiode 144 of the XI channel. Although not illustrated, each of the channels XQ, YI, and YQ may include current monitors for the P and N photodiodes, so that each of the outputs of the photodiodes in each channel may be individually monitored.
【００３４】
Similarly, a Y-channel optical mixer 160 combines the signal 110 and LO inputs 120 of the Y-channel to produce a differential in-phase (I) output on outputs 161, 163, and a differential quadrature (Q) output on outputs 165, 167. These outputs are directed to photodetectors, such as photosensitive diode pairs 162, 164, and 166, 168. The photodiodes 162, 164, 166, 168 of the signal processor 100 of FIG. 1 are coupled to transimpedance amplifiers 171, 175, respectively, but such amplifiers are not needed to practice embodiments of the invention.
【００３５】
As mentioned above, it is difficult to test the frequency responses of the photodiodes of the X and Y channels without having physical access to block light to one of the pairs of diodes. It is also very difficult to test the frequency responses of the photodiodes without an ability to precisely control the frequency of the local oscillator beam 120, especially a local oscillator that oscillates at the very high optical carrier frequencies, such as 192THz. Another problem exists in that the fiber carrying the signal 110 may have a different length than the fiber carrying the local oscillator 120, which makes it difficult to match phases of the signal and local oscillator. Therefore, embodiments of the invention provide an apparatus and method to hold the phase of the local oscillator extremely stable, and well matched to the phase of the signal, as well as being controllable, to facilitate measurement of the frequency responses of the photodiodes. 
【００３６】
Using the arrangement shown in Fig 2, a delay (or phase) locked loop can be used to drastically reduce the phase wander between the reference and DUT paths. In addition, the methods described herein lend themselves well to the use of a reference photodiode rather than a reference coherent receiver front end, drastically reducing the cost of the testing setup. The technique can be extended for use with equivalent time oscilloscopes. 
【００３７】
One embodiment creates a reference signal by combining two lasers in a Phase Maintaining (PM) coupler. With reference to Figure 2, a laser 240 generates an LO signal that is split in a PM splitter 241. One output of the PM splitter 241 becomes the LO input for a DUT 220. The Signal input for the DUT 220 is generated by a laser 210. A difficulty in measuring the performance of the DUT 220 is providing the LO at the DUT 220 at the same phase with respect to the Signal, generated by the laser 210, that is seen at the reference detector 216. Embodiments of the invention address this difficulty by precisely controlling the phases of the LO and the Signal relative to each other. First, the output of the laser 240 is split in a PM fiber splitter 241. One output of the fiber splitter 241 becomes the LO input to the DUT, as described above. The other output of the fiber splitter 241 passes through a phase adjust loop 230 to a 2x2 PM fiber coupler 212. The fiber coupler 212 first duplicates the Signal output from laser 210 on both outputs, one going to the reference detector 216, and the other going to the Signal input for the DUT. The phase of the outputs of the fiber coupler 212 is controlled by the phase of the output of the laser 240, that was split in the fiber splitter 241, but only after the output passes through a phase or delay locked loop 230. The error signal to control the loop 230 is the beat signal between the light output from the first laser 210 that travels through the PM fiber coupler 212 to the reference detector 216, and the light output from the first laser 210 that travels directly to the DUT 220. By adjusting the phase of the latter to match the former, an identical optical test signal is created at both the reference detector 216 and the Signal input of the DUT 220, allowing an oscilloscope 250 to monitor the desired signals. 
【００３８】
The phase adjust driver 232 controls the phase adjust loop 230 to select particular phases and provide a stable phase reference of the local oscillator relative to the signal. The level to which the phase adjust driver 232 is driven is related to its input, called an error input, for reasons described below. This error input is generated in what is referred to as DC loop gain block 234. The error input from the loop gain block 234 to the phase adjust driver 232 is a selected one or pair of current monitors from the DUT 220. A monitor selector 236 controls which of the monitored channel outputs of the DUT 220 is provided as the error input of the phase adjust driver 232 to cause the phase adjust loop 230 to shift the phase of the LO input relative to the Signal input of the DUT. For example, the error input to the phase driver could be the current monitors 182, 184 of the XI channel as illustrated in FIG. 1, or any of the other monitored channels of the optical signal processor 100 of FIG. 1. The error input to the phase adjust driver 232 can perform both a dc-bias function as well as the phase adjust function. In this way it can completely take over for the user bias circuitry of prior solutions, eliminating the need for any such interaction between the test system and the bias circuitry of the user. In addition, the phase adjust driver 232 can also be used to measure photocurrents of the DUT 230 outputs to determine DC Common Mode Rejection Ratio (CMRR) for example. 
【００３９】
The phase adjuster, such as the phase adjust loops illustrated in Fig. 2 may be embodied by a piezo phase stretcher. A piezo phase stretcher has loops of fiber optic cable looped around a piezoelectric element. Energizing the piezoelectric element causes the element to expand, which lengthens the path of the fiber optic material looped around it. Lengthening the path changes the distance the light travels through the path. Lengthening only one of the paths, Signal or LO, allows the phase of one signal to be adjusted relative to the other. In one embodiment the phase adjust loop may allow light traveling through the loop to be adjusted extremely accurately, such as on the order of tenths or hundredths of a picosecond. In other words, by using the phase stretcher, the fiber length that the laser light travels through may be lengthened to cause the light traveling through it to take, for example, .1ps longer than the fiber in its non-stretched length. This changes the relative phase of the light signals between the LO and the Signal inputs of the DUT. Therefore, driving the phase adjuster gives phase precise phase control to the system. The length of both laser paths from the laser for both the Signal and LO may be set up to be similar length to one another, for example within one meter. The phase adjust loop in some embodiments may be an OptiPhase PZ1-PM4-APC-E-155B, and may have a fiber length of 12.36m, for instance.  Of course, other methods of adjusting the phase other than using a piezo phase stretcher are possible without deviating from the spirit of the invention.
【００４０】
Providing a signal to a DUT that is phase stable and controllably locked relative to the LO in a known relationship allows the same results to be obtained from the DUT as if the balanced detection were able to be physically blocked, as in previous solutions, as proven by the theory of operation shown below.
【００４１】
【数１】
2016118539.tif 000020
【００４２】
【数２】
2016118539.tif 000021
【００４３】
For simple amplitude modulation of E10 with a balanced drive, the output of the DUT for a particular polarization will be proportional to: 
【００４４】
【数３】
2016118539.tif 000022
【００４５】
【数４】
2016118539.tif 000023
【００４６】
A phase-locked loop with the Q dc level output provided as the error input can then be used to drive the θ1−θ2 to zero, providing an output on the I-channel that is proportional to Ｅ10, which gives the response of the positive diode of the differential pair, such as the diode 142 of the differential pair of diodes 142, 144 of FIG. 1. Driving θ1−θ2 to π gives −Ｅ10, which is the response of the negative diode, such as diode 144. This response signal may be selected in the phase adjust driver by changing the sign of the gain. Any of the four photodiode pair outputs from the DUT may be selected to be the error input for the phase adjust driver. Therefore, in the above example, selecting the error input signal of the phase adjust driver to the level driven by the I dc output from the DUT gives the desired output on the Q channel. A monitor selector, such as the monitor selector 236 of FIG. 2 controls which of the monitored channel outputs of the DUT is provided as the error input of the phase adjust driver to cause the phase adjust loop to shift the phase of the LO input relative to the Signal input of the DUT.
【００４７】
If the DC monitor signals are available from the DUT, but phase locking is not sufficiently robust, matching the phase of the Signal to the LO can be done in software, as illustrated in FIG. 3. The testing setup of FIG. 3 is similar to that of FIG. 2, except a digitizing oscilloscope 360 is coupled to a DUT 320. No phase adjust loop is driven in this embodiment, and instead the DC monitor signals from the DUT 320 are fed to the digitizing oscilloscope 360. The digitizing oscilloscope 360 interprets the desired DC monitor signal and informs a performance oscilloscope 350 a phase adjust amount for precisely aligning the signals received at the LO and Signal inputs.
【００４８】
Since sometimes even the DC monitor outputs from the DUT are not available, an alternative method to adjust the Signal relative to the LO can be used to determine the appropriate phase correction between the DUT and reference paths, as illustrated in FIG. 4.
【００４９】
In Fig. 4, the beat frequency between the laser 410 output at the reference detector 416 and the laser 410 output read at the DUT 420 will be available at an operational frequency of an Acoustic Optic Modulator (AOM) 470, such as approximately 80 MHz. This can be separated out from the DUT 420 response using a digital filter 451 in the oscilloscope 450. During subsequent analysis, the phase of the 80 MHz signal is subtracted from the measured DUT 420 RF signal to correct for phase wander between the two paths.
【００５０】
In these cases, the fields at the DUT are as follows (neglecting losses for simplicity):
【００５１】
【数５】
2016118539.tif 000024
【００５２】
【数６】
2016118539.tif 000025
The E*E product that occurs in the DUT is then as below.
【００５３】
【数７】
2016118539.tif 000026
【００５４】
And the real part (taking HDUT(δω) = 1) is as below.
【００５５】
【数８】
2016118539.tif 000027
【００５６】
While the inter-path phase can be determined from the second term by comparing with the drive signal for the AOM 470, which is generated by a signal generator 472 and coupled to the AOM by an RF coupler 474, this is not strictly necessary to extract the DUT phase. It is not necessary to measure the AOM drive signal unless the inter-path phase is of specific interest.   
【００５７】
The field at the reference detector 416 is directly proportional to the Signal field, assuming a perfectly deskewed system where sampling instants of the oscilloscope 450 occur such that there is no phase delay difference between the Signal and reference detector paths.  In this case, the voltage at the reference detector output is:
【００５８】
【数９】
2016118539.tif 000028
【００５９】
Again, assuming a deskewed system so that “t” in both equations can be taken as the same time axis, the DUT output at ω1−ω2＋δω can now be compared to the reference detector amplitude and phase to determine HDUT(ω1−ω2＋δω) relative to HREF(ω1−ω2) θDUT relative to θREF.  This can be done even in the presence of fluctuations in φ which are expected due to the separate signal path. The correction is made easier by keeping the various path lengths approximately equal from laser 410 to the three optical inputs.  
【００６０】
Since the DUT 420 and reference detector 416 see slightly different frequencies, it is also important to determine the response of the reference detector 416 at δω offset from the test frequency, ω1−ω2, relative to its response at the test frequency. If the reference detector has been fully characterized, this requirement should not pose a significant difficulty since only the relative values are needed. The impact of this requirement can be reduced by lowering the modulation frequency δω. While 80MHz is a typical value for an acousto-optic modulator, much lower frequencies are possible using serrodyne or single-side-band modulation techniques.
【００６１】
An example method of phase comparison is demonstrated with reference to Figs 5A, 5B, and Fig. 6. The signal at δω is separated from the DUT 420 signal with a low-pass filter, such as the filter 510 illustrated in Fig. 5A. This is then mixed with the DUT signal and filtered to reach the reference detector frequency, ω1−ω2. The sum term is desired both to compare signals of equal frequency as well as to get the proper sign to subtract the inter-path phase wander. After filtering, the phase is obtained by comparing to the reference detector signal using the arc-cosine of the dot-product, as shown above. In other words, the bandpass filter 510 is applied to the DUT 420 signal to extract the sum-frequency mixer term 520, as well as the input spectra 530 and the output signal spectra 540, as illustrated in FIG. 5B. The system may then be deskewed by plotting phase vs. test frequency to find theta vs. omega as illustrated in Fig. 6. This slope is the skew, which may be compensated to get the phase response of the DUT 420. In Fig. 6, the phase vs. frequency data before deskew is illustrated as the sloping line 610, and as the flat line 620 after deskew. The fact that the randomly fluctuating frequencies provide phase along a straight line that is reproducible proves that the phase fluctuations are removed successfully.
【００６２】
With reference still to Fig. 6, the skew computed from the slope of the phase/frequency graph is 952ps. Adding this delay to the RefDet path (which was the shorter one) by introducing a Deskew value of -952ps in the oscilloscope Deskew UI for that channel, gave repeatable phase values independent of frequency.
【００６３】
2016118539.tif 000029
【００６４】
FIG. 7 is a block and schematic diagram illustrating an example phase adjust driver according to embodiments of the invention. In this example, current monitor outputs are available from the DUT, such as the current monitors 182, 184 of FIG. 1. A monitor selector 736 selects the particular desired outputs from the DUT, which may be a pair of differential photocurrent outputs as illustrated in FIG.1. The monitor selector 736 passes the selected outputs to a phase adjust driver 700, which may be an embodiment of the phase adjust driver 232 of FIG. 2. The phase adjust driver 700 may include several sections, such as a polarity switching section, a P-N subtraction section, and a section to perform loop filtering and gain. 
【００６５】
In operation, the monitor selector 736 passes the selected photocurrent monitor outputs to a polarity switch 710 component of the phase adjust driver 700. The polarity switch 710 allows a user to change the polarity of the error signal, and therefore gives the user control to select which one of the pair of differential output diodes of the selected channel of the DUT will be tested.
【００６６】
The differential inputs, after the desired polarity is chosen by the polarity switch 710, are presented to a differential amplifier 720, which generates a voltage signal indicative of the difference of its input in the P-N subtractor section of the phase adjust driver 700. The output of the differential amplifier 720 is passed to another amplifier 730, which is in the loop filtering and gain section of the phase adjust driver 700. The output of the amplifier 730 is the output of the phase adjust driver 700 that drives the phase adjust loop 232 of FIG. 2, although, in some embodiments, the signal from the amplifier 730 may go through yet another amplifier or series of amplifiers to generate enough gain to drive the phase adjust loop 232. 
【００６７】
In operation, the phase adjust driver 700 creates an output signal from an input, which itself is one of the monitored photocurrents of the DUT, for driving the phase adjust loop 232. The output signal of the phase adjust driver 700 keeps the phase of the LO input extremely precisely aligned with its desired position relative to the Signal input of the DUT. Further, the phase adjust driver 700 allows selection of different relative phases simply by changing which of the monitored photocurrents, of the DUT are chosen to be the selected inputs to the phase adjust driver 700. Plus, the polarity switch 710 allows the user to select which particular photodiode, P or N, of the differential pair of photodiodes is selected.
【００６８】
It shall be well understood to a person skilled in the art that the invention is not limited to any particular standard, but is applicable to systems having similar architecture without depraving from the inventive scope.
【００６９】
The foregoing description has been described for purposes of clarity and understanding. In view of the wide variety of permutations to the embodiments described herein, the description is intended to be illustrative only, and should not be taken as limiting the scope of the invention. Although specific embodiments of the invention have been illustrated and described for purposes of illustration, various modifications may be made without departing from the spirit and scope of the invention.
【符号の説明】
【００７０】
100  optical signal processor 
110  unprocessed data signal beam
120  local oscillator beam
130  polarized beam splitter (PBS)
140  X-channel optical mixer 
141, 143  differential in-phase (I) output on outputs 
142, 144, 146, 148  photodiodes 
145, 147  differential quadrature (Q) output on outputs 
151, 155  transimpedance amplifiers 
160  Y-channel optical mixer 
161, 163  differential in-phase (I) output on outputs 
162, 164, 166, 168  photodiodes 
165, 167  differential quadrature (Q) output on outputs 
171, 175  transimpedance amplifiers 
182  Current monitors
184  Current monitors
200  phase adjusting system
210  laser 
212  PM fiber coupler 
216  reference detector 
220  DUT 
230  phase adjust loop
232  phase adjust driver 
234  DC loop gain block 
236  monitor selector 
240  laser 
241  PM splitter 
250  oscilloscope 
300  phase adjusting system
310  laser 
312  PM fiber coupler 
316  reference detector 
320  DUT 
340  laser 
341  PM splitter 
350  oscilloscope 
360  Digitizing oscilloscope 
400  phase adjusting system
410  laser 
412  PM fiber coupler 
416  reference detector 
420  DUT 
440  laser 
441  PM splitter 
450  oscilloscope 
451  Digital filter
470  Acoustic Optic Modulator (AOM)
472  signal generator 
474  RF coupler 
700  phase adjust driver 
710  Polarity Switch
720  differential amplifier 
736  DUT Current Monitor Selector
750  differential amplifier 
【請求項１】
A system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT), comprising:
a first laser source structured to generate the signal input for the DUT, and a signal input for a reference detector;
a second laser source structured to generate a Local Oscillator input for the DUT;
a phase maintaining laser coupler having two inputs and two outputs, the first input to the coupler coupled to the output of the first laser source, the second input to the coupler coupled to the output of the second laser source, the first output to the coupler coupled to the reference detector, and the second output to the coupler coupled to the DUT; 
a current monitor structured to monitor a selected one of a plurality of outputs of the DUT, the plurality of outputs of the DUT including in-phase and quadrature outputs for each of an X and a Y channel; and
a phase measurer coupled to the output of the DUT selected by the current monitor, and structured to measure an error amount by which the LO is out of phase from the signal input to the DUT. 
【請求項２】
A system for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT), comprising:
a first laser source structured to generate the signal input for the DUT, and a signal input for a reference detector;
a second laser source structured to generate a Local Oscillator input for the DUT;
a phase maintaining laser coupler having two inputs and two outputs, the first input to the coupler coupled to the output of the first laser source, the second input to the coupler coupled to the output of the second laser source, the first output to the coupler coupled to the reference detector, and the second output to the coupler coupled to the DUT; 
an Acoustic Optic Modulator (AOM) coupled between the second laser source and the LO input to the DUT; in which
a beat frequency between the signal input for the reference detector and the signal input to the DUT approximates an operational frequency of the AOM.
【請求項３】
A method for determining a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of a Device Under Test (DUT), the method comprising:
generating a first laser signal at a first laser, the first laser signal to connect to the DUT;
generating a second laser signal at a second laser, the second laser signal connected to a local oscillator input to the DUT;
coupling a phase of the first laser signal to a phase of the second laser signal in a phase maintaining coupler; 
measuring a phase error between the first laser signal and the second laser signal; and
compensating for the measured phase error.
【要約】
【課題】 Determine a phase angle offset between a phase angle of a local oscillator relative to a phase angle of a signal input of an DUT. 
【解決手段】 A first laser source 210 and an optical phase adjustor 230 may be embodied by a loop stretcher structured to controllably stretch a length of fiber optic cable and driven by a phase adjust driver 232.  A second laser source 240 generates an LO input for a DUT 220.  A PM laser coupler 212 having two inputs and two outputs, the first input coupled to the output of the first laser source 210, the second input coupled to the output of the second laser source 240, the first output coupled to a reference detector 216, and the second output coupled to the DUT 220.  A current monitor 236 monitors a selected one of outputs of the DUT 220 that include I and Q outputs for each of an X and a Y channel.  A DC loop gain block 234 is coupled to the output of the DUT 220 selected by the current monitor 236, and measures an error amount by which the LO is out of phase from the signal input to the DUT 220.
【選択図】図２
【図１】
2016118539.tif 000030
【図２】
2016118539.tif 000031
【図３】 
2016118539.tif 000032
【図４】
2016118539.tif 000033
【図５Ａ】
2016118539.tif 000034
【図５Ｂ】
2016118539.tif 000035
【図６】
2016118539.tif 000036
【図７】
2016118539.tif 000037