(57)【要約】【課題】移相回路は、使用される周波数によって移相量が大きく変化するため、広い周波数範囲では所望の移相量が得られない場合があった。【解決手段】発振回路における帰還ループに含まれる移相回路１は、第１インダクター回路１１と容量回路１３によりローパスフィルター特性を有し、発振回路の発振周波数帯域において、周波数変化ｄｆ１に対する移相量変化ｄＰ１の比が、−０．３ｄｅｇ／ＭＨｚ≦ｄＰ１／ｄｆ１＜０ｄｅｇ／ＭＨｚを満たすことを特徴とする。【選択図】図１
2016158005.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振回路における帰還ループに含まれる移相回路であって、
ローパスフィルター特性を有し、
前記発振回路の発振周波数帯域において、周波数変化ｄｆ１に対する移相量変化ｄＰ１の比が
−０．３ｄｅｇ／ＭＨｚ≦ｄＰ１／ｄｆ１＜０ｄｅｇ／ＭＨｚ
を満たすことを特徴とする移相回路。
【請求項２】
前記帰還ループ中の信号が入力される第１入力端子と、
一端が前記第１入力端子と電気的に接続されている第１インダクター回路と、
一端が前記第１インダクター回路の他端と電気的に接続されている容量回路と、
前記第１インダクター回路の前記他端と電気的に接続されている第１出力端子と、
を備えていることを特徴とする請求項１に記載の移相回路。
【請求項３】
前記第１インダクター回路が、直列に接続された第１インダクターと、第１抵抗と、を備えていることを特徴とする請求項２に記載の移相回路。
【請求項４】
前記容量回路が、可変容量素子を備えていることを特徴とする請求項２又は３に記載の移相回路。
【請求項５】
前記帰還ループ中の信号が入力される第２入力端子と、
一端が前記第２入力端子と電気的に接続されている第２インダクター回路と、
前記第２インダクター回路の他端と電気的に接続されている第２出力端子と、をさらに備え、
前記容量回路の他端と前記第２インダクター回路の前記他端とが電気的に接続されていることを特徴とする請求項２乃至４のいずれか一項に記載の移相回路。
【請求項６】
前記第２インダクター回路が、直列に接続された第２インダクターと、第２抵抗と、を備えていることを特徴とする請求項５に記載の移相回路。
【請求項７】
前記第１インダクター回路と並列に接続された第３抵抗と、
前記第２インダクター回路と並列に接続された第４抵抗と、をさらに備えていることを特徴とする請求項５又は６に記載の移相回路。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の移相回路を備えていることを特徴とする発振器。
【請求項９】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の移相回路を備えていることを特徴とする電子機器。
【請求項１０】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の移相回路を備えていることを特徴とする移動体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移相回路、発振器、電子機器、及び移動体に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流信号の位相を変化させる様々な移相回路が開発されている。このような移相回路の一例として、発振器に用いられる移相回路があり、例えば特許文献１には、電圧制御発振器に用いられる移相回路（特許文献１では移相器と表記）が開示されている。
特許文献１に記載の移相回路は、９０°ハイブリッド結合器、制御部、及びインダクターを備えている。制御部は、９０°ハイブリッド結合器が有する２つのポートと接続されており、移相量を制御する役割を果たす。また、インダクターが制御部に接続されていることにより、位相の可変幅を大きくすることができる。この移相回路は、９０°ハイブリッド結合器に含まれるＬＣ回路の共振周波数付近に、急峻な移相量の変化があり、この共振周波数付近で動作する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１２−５４６３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に記載の移相回路は、周波数によって移相量が大きく変化するため、所望の移相量が得られない場合がある。このため、広い周波数で用いることができないという課題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態または適用例として実現することが可能である。
【０００６】
［適用例１］本適用例にかかる移相回路は、発振回路における帰還ループに含まれる移相回路であって、ローパスフィルター特性を有し、前記発振回路の発振周波数帯域において、周波数変化ｄｆ１に対する移相量変化ｄＰ１の比が、−０．３ｄｅｇ／ＭＨｚ≦ｄＰ１／ｄｆ１＜０ｄｅｇ／ＭＨｚを満たすことを特徴とする。
【０００７】
本適用例の移相回路によれば、変化の小さい移相周波数特性が得られ、広い周波数範囲で用いることが可能な移相回路を提供することができる。
【０００８】
［適用例２］上記適用例にかかる移相回路において、前記帰還ループ中の信号が入力される第１入力端子と、一端が前記第１入力端子と電気的に接続されている第１インダクター回路と、一端が前記第１インダクター回路の他端と電気的に接続されている容量回路と、前記第１インダクター回路の前記他端と電気的に接続されている第１出力端子と、を備えていることが好ましい。
【０００９】
本適用例の移相回路によれば、第１インダクター回路及び容量回路が有するローパスフィルター特性により、広い周波数範囲で変化の小さい移相周波数特性が得られる。
【００１０】
［適用例３］上記適用例にかかる移相回路において、前記第１インダクター回路が、直列に接続された第１インダクターと第１抵抗とを備えていることが好ましい。
【００１１】
本適用例の移相回路によれば、より変化の小さい移相周波数特性が得られる。
【００１２】
［適用例４］上記適用例にかかる移相回路において、前記容量回路が、可変容量素子を備えていることが好ましい。
【００１３】
本適用例の移相回路によれば、可変容量素子の容量値を制御することで移相量を制御することができる。
【００１４】
［適用例５］上記適用例にかかる移相回路において、前記帰還ループ中の信号が入力される第２入力端子と、一端が前記第２入力端子と電気的に接続されている第２インダクター回路と、前記第２インダクター回路の他端と電気的に接続されている第２出力端子と、をさらに備え、前記容量回路の他端と前記第２インダクター回路の前記他端とが電気的に接続されていることが好ましい。
【００１５】
本適用例の移相回路によれば、入力端子及び出力端子を２つずつ備えていることにより、２ポート型の共振子と接続することができる。
【００１６】
［適用例６］上記適用例にかかる移相回路において、前記第２インダクター回路が、直列に接続された第２インダクターと第２抵抗とを備えていることが好ましい。
【００１７】
本適用例の移相回路によれば、より変化の小さい移相周波数特性が得られる。
【００１８】
［適用例７］上記適用例にかかる移相回路において、前記第１インダクター回路と並列に接続された第３抵抗と、前記第２インダクター回路と並列に接続された第４抵抗と、をさらに備えることが好ましい。
【００１９】
本適用例の移相回路によれば、配線の寄生抵抗の影響を弱めることができる。
【００２０】
［適用例８］本適用例にかかる発振器は、上記適用例に記載の移相回路を備えていることを特徴とする。
【００２１】
本適用例の発振器によれば、広い周波数範囲で移相量の変化が小さい移相回路を備えていることにより、広い周波数範囲でばらつきの小さな周波数可変性能を得ることができる。
【００２２】
［適用例９］本適用例にかかる電子機器は、上記適用例に記載の移相回路を備えていることを特徴とする。
【００２３】
本適用例の電子機器によれば、広い周波数範囲で移相量の変化が小さい移相回路を備えていることにより、例えば複数の周波数を用いる場合にも複数の移相回路を備える必要がなく、簡単な構成の電子機器を提供することができる。
【００２４】
［適用例１０］本適用例にかかる移動体は、上記適用例に記載の移相回路を備えていることを特徴とする。
【００２５】
本適用例の移動体によれば、広い周波数範囲で移相量の変化が小さい移相回路を備えていることにより、例えば複数の周波数を用いる場合にも複数の移相回路を備える必要がなく、簡単な構成の移動体を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】実施形態１に係る移相回路の回路図。
【図２】実施形態１に係る移相回路の移相周波数特性を表す図。
【図３】実施形態２に係る移相回路の回路図。
【図４】実施形態２に係る移相回路の移相周波数特性を表す図。
【図５】実施形態３に係る移相回路の回路図。
【図６】移相回路を備えた発振回路のブロック図。
【図７】２ポートＳＡＷ共振子の概略平面図。
【図８】発振周波数付近における共振子の特性図。
【図９】移相回路を備えた発振器の一例の概略平面図。
【図１０】移相回路を備えた発振器の一例の概略断面図。
【図１１】移相回路を備えた電子機器の一例の概略図。
【図１２】移相回路を備えた移動体の一例の概略図。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下の各図においては、各部を認識可能な程度の大きさにするため、各部の尺度を実際とは異ならせしめている。また、実施形態１以外の種々の実施形態において、実施形態１と共通する構成については同じ符号を付し、重複する説明は省略する。
【００２８】
（実施形態１）
図１は、実施形態１に係る移相回路１の回路図である。移相回路１は、発振回路における帰還ループに含まれる移相回路である。移相回路１は、第１入力端子Ｉ１、第２入力端子Ｉ２、第１インダクター回路１１、第２インダクター回路１２、容量回路１３、第１制御端子Ｖｃ１、第２制御端子Ｖｃ２、第１出力端子Ｏ１、第２出力端子Ｏ２などを備えている。
【００２９】
第１インダクター回路１１は第１インダクターＬ１を備えており、第２インダクター回路１２は第２インダクターＬ２を備えている。また、容量回路１３は、直列に接続された第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２を備えている。
【００３０】
第１入力端子Ｉ１及び第２入力端子Ｉ２には、発振回路の帰還ループ中を伝搬する交流信号が入力される。
第１インダクター回路１１は、一端が第１入力端子Ｉ１と電気的に接続されており、他端が第１出力端子Ｏ１と電気的に接続されている。また、第２インダクター回路１２は、一端が第２入力端子Ｉ２と電気的に接続されており、他端が第２出力端子Ｏ２と電気的に接続されている。更に、第１インダクター回路１１の他端と、容量回路１３の一端と、が電気的に接続されており、第２インダクター回路１２の他端と、容量回路１３の他端と、が電気的に接続されている。
【００３１】
より具体的には、第１インダクター回路１１の他端と、第１可変容量素子Ｃｖ１の一端と、が電気的に接続されている。また、第２インダクター回路１２の他端と、第２可変容量素子Ｃｖ２の一端と、が電気的に接続されている。
さらに、第１可変容量素子Ｃｖ１の一端は、分圧のための抵抗を介して第１制御端子Ｖｃ１と電気的に接続されている。第１可変容量素子Ｃｖ１の容量値は、第１制御端子Ｖｃ１から印加される第１制御電圧によって変更することができる。また、第２可変容量素子Ｃｖ２の一端は、分圧のための抵抗を介して第２制御端子Ｖｃ２と電気的に接続されている。第２可変容量素子Ｃｖ２の容量値は、第２制御端子Ｖｃ２から印加される第２制御電圧によって変更することができる。
第１可変容量素子Ｃｖ１の他端は、第２可変容量素子Ｃｖ２の他端と電気的に接続されている。第１可変容量素子Ｃｖ１の他端と、第２可変容量素子Ｃｖ２の他端とは、分圧のための抵抗を介して接地されている。
【００３２】
第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の好適例として、電圧制御式のバラクターなどを用いることができる。この場合、第１可変容量素子Ｃｖ１のカソードと、第１出力端子Ｏ１と、が電気的に接続されており、第２可変容量素子Ｃｖ２のカソードと、第２出力端子Ｏ２と、が電気的に接続されている。また、第１可変容量素子Ｃｖ１のアノードと、第２可変容量素子Ｃｖ２のアノードと、が電気的に接続されている。
【００３３】
第１インダクター回路１１はインダクター（Ｌ）として働き、第１可変容量素子Ｃｖ１はキャパシター（Ｃ）として働く。
インダクターにおいては、流れる電流の変化率（微分）に比例し、電流を打ち消す方向の誘導起電力が発生する。このため、正弦波である交流信号に対しては位相が９０°ずれた誘導電流が発生し、高周波成分になるほどこの誘導電流が大きくなり、本来の信号が減衰するとともに位相が変化する。
キャパシターにおいては、蓄積された電荷（流れる電流の積分）に比例し、電流を打ち消す方向の起電力が発生する。このため、正弦波である交流信号に対しては位相が９０°ずれた起電力が発生して位相が変化するとともに、低周波成分に対しては高抵抗となる。
従って、第１入力端子Ｉ１に入力されて第１出力端子Ｏ１から出力される信号に対して、インダクター（Ｌ）として働く第１インダクター回路１１と、キャパシター（Ｃ）として働く第１可変容量素子Ｃｖ１は、高周波成分を減衰させるとともに位相を変化させるＬＣローパスフィルターとなる。
【００３４】
第１入力端子Ｉ１に入力された交流信号の位相は、このＬＣローパスフィルターの位相特性に応じて変化して、第１出力端子Ｏ１から出力される。また同様に、第２インダクター回路１２及び第２可変容量素子Ｃｖ２も、ＬＣローパスフィルターとして作用する。第２入力端子Ｉ２に入力された交流信号の位相は、このＬＣローパスフィルターの位相特性に応じて変化して、第２出力端子Ｏ２から出力される。
そのため、第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の容量値を変更することにより、移相回路１による位相変化量（移相量）を制御することができる。
【００３５】
図２は、移相回路１の移相量の周波数特性（周波数に対する移相量の変化）のシミュレーション結果である。縦軸は移相回路１から出力される信号の移相量Ｐ１［ｄｅｇ］であり、横軸は移相回路１に入力される信号の周波数ｆ１［ＭＨｚ］である。図２に示したシミュレーションにおいては、第１インダクターＬ１及び第２インダクターＬ２のインダクタンスをともに６ｎＨとしている。また、曲線Ｌｏ，Ｍ，Ｈは、第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の制御電圧を三段階で変化させた場合に対応しており、曲線Ｌｏは制御電圧１Ｖで、容量回路１３の容量値は９ｐＦ、曲線Ｍは制御電圧２．５Ｖで、容量回路１３の容量値は３ｐＦ、曲線Ｈは制御電圧４Ｖで、容量回路１３の容量値は１ｐＦとしたときのシミュレーション結果である。
【００３６】
この結果から、曲線Ｌｏ，Ｍ，Ｈの接線の傾きを計算し、周波数ｆ１の変化量ｄｆ１に対する移相量Ｐ１の変化量ｄＰ１の比ｄＰ１／ｄｆ１を算出した。つまり、曲線Ｌｏ，Ｍ，Ｈの各近似方程式を微分し各周波数におけるｄＰ１／ｄｆ１を算出したところ、曲線Ｈの７５０ＭＨｚにおいて、−０．３ｄｅｇ／ＭＨｚと絶対値において最大となり、曲線Ｌｏの１５５０ＭＨｚにおいて、−０．０５ｄｅｇ／ＭＨｚと絶対値において最小となることが判明した。また、１５５０ＭＨｚ以上において０ｄｅｇ／ＭＨｚに限りなく近づいていくと予想される。
【００３７】
従って、移相回路１の周波数の変化量ｄｆ１に対する移相量の変化量ｄＰ１の比ｄＰ１／ｄｆ１を、
−０．３ｄｅｇ／ＭＨｚ≦ｄＰ１／ｄｆ１＜０ｄｅｇ／ＭＨｚ
の範囲とすることで、７５０ＭＨｚ以上の広い周波数範囲において、急峻な移相量の変化がなく、移相量の変化が小さい移相回路１を得ることができる。
なお、本実施形態では、７５０ＭＨｚ以上の周波数範囲としているが、第１インダクターＬ１及び第２インダクターＬ２のインダクタンス値や第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の容量値を変更することにより、移相回路１が使用可能な周波数範囲はこれに限定されない。
【００３８】
本実施形態に係る移相回路１によれば、以下の効果を得ることができる。
移相回路１は、広い周波数範囲において移相量の変化が小さいため、広い周波数範囲で用いることができる。従って、様々な種類の発振回路に用いることが可能な、汎用性のある移相回路を提供することができる。
また、移相回路１は、ローパスフィルター特性を有することにより、発振回路における発振周波数の高調波などといった高周波ノイズを低減することが可能である。さらに、第１インダクター回路１１及び第１可変容量素子Ｃｖ１によって構成されるＬＣローパスフィルターは、二次のローパスフィルターである。また、第２インダクター回路１２及び第２可変容量素子Ｃｖ２によって構成されるＬＣローパスフィルターも、同様に二次のローパスフィルターである。これらの二次のローパスフィルターは、一次のローパスフィルターに比べてカットオフ周波数付近での減衰特性が急峻であり、高周波成分のノイズをより低減することができる。
【００３９】
（実施形態２）
図３は、実施形態２に係る移相回路１’の回路図である。移相回路１’は、第１入力端子Ｉ１、第２入力端子Ｉ２、第１インダクター回路１１’、第２インダクター回路１２’、容量回路１３、第１制御端子Ｖｃ１、第２制御端子Ｖｃ２、第１出力端子Ｏ１、及び第２出力端子Ｏ２などを備えている。
第１インダクター回路１１’は、直列に接続された第１抵抗Ｒ１及び第１インダクターＬ１を備えている。また、第２インダクター回路１２’は、直列に接続された第２抵抗Ｒ２及び第２インダクターＬ２を備えている。
第１抵抗Ｒ１（Ｒ）及び第１インダクターＬ１（Ｌ）を有する第１インダクター回路１１’と、キャパシター（Ｃ）として働く第１可変容量素子Ｃｖ１は、第１入力端子Ｉ１に入力されて第１出力端子Ｏ１から出力される信号に対して、高周波成分を減衰させるとともに位相を変化させるＲＬＣローパスフィルターとなる。
【００４０】
従って、第１インダクター回路１１’と第１可変容量素子Ｃｖ１、または第２インダクター回路１２’と第２可変容量素子Ｃｖ２は、それぞれＲＬＣローパスフィルターとして作用する。そのため、第１入力端子Ｉ１又は第２入力端子Ｉ２に入力された交流信号の位相は、このＲＬＣローパスフィルターの位相特性に応じて変化して、第１出力端子Ｏ１又は第２出力端子Ｏ２から出力される。
そのため、第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の容量値を変更することにより、移相回路１’による位相変化量（移相量）を制御することができる。
【００４１】
図４は、移相回路１’の移相周波数特性を表す図である。縦軸は移相回路１’による移相量Ｐ１［ｄｅｇ］であり、横軸は移相回路１’に入力される信号の周波数ｆ１［ＭＨｚ］である。図４では、図２におけるシミュレーションと同様、第１インダクターＬ１及び第２インダクターＬ２のインダクタンスをともに６ｎＨとしている。また、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２の抵抗値は、ともに２０Ωとしている。曲線Ｌｏ，Ｍ，Ｈは、第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の制御電圧を三段階で変化させた場合に対応しており、曲線Ｌｏは制御電圧１Ｖで、容量回路１３の容量値は９ｐＦ、曲線Ｍは制御電圧２．５Ｖで、容量回路１３の容量値は３ｐＦ、曲線Ｈは制御電圧４Ｖで、容量回路１３の容量値は１ｐＦとしたときのシミュレーション結果である。
【００４２】
この結果から、実施形態１と同様に、曲線Ｌｏ，Ｍ，Ｈの接線の傾きを計算し、周波数ｆ１の変化量ｄｆ１に対する移相量Ｐ１の変化量ｄＰ１の比ｄＰ１／ｄｆ１を算出した。つまり、曲線Ｌｏ，Ｍ，Ｈの各近似方程式を微分し各周波数におけるｄＰ１／ｄｆ１を算出したところ、曲線Ｈの７５０ＭＨｚにおいて、−０．２ｄｅｇ／ＭＨｚと絶対値において最大となり、曲線Ｌｏの１５５０ＭＨｚにおいて、−０．０４ｄｅｇ／ＭＨｚと絶対値において最小となることが判明した。また、１５５０ＭＨｚ以上において０ｄｅｇ／ＭＨｚに限りなく近づいていくと予想される。
【００４３】
従って、移相回路１’の周波数の変化量ｄｆ１に対する移相量の変化量ｄＰ１の比ｄＰ１／ｄｆ１を、
−０．２ｄｅｇ／ＭＨｚ≦ｄＰ１／ｄｆ１＜０ｄｅｇ／ＭＨｚ
の範囲とすることで、７５０ＭＨｚ以上の広い周波数範囲において、急峻な移相量の変化がなく、移相量の変化が小さい移相回路１’を得ることができる。
なお、本実施形態では、７５０ＭＨｚ以上の周波数範囲としているが、第１インダクターＬ１及び第２インダクターＬ２のインダクタンス値や第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の容量値を変更することにより、移相回路１が使用可能な周波数範囲はこれに限定されない。
【００４４】
本実施形態に係る移相回路１’によれば、上記実施形態の移相回路１による効果に加え、以下の効果を得ることができる。
移相回路１’は、実施形態１の移相回路１に第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を備えることにより、より急峻な変化がない位相周波数特性とすることができるため、より一層移相量の変化を小さくすることができる。また、移相回路１’は、第１インダクターＬ１及び第２インダクターＬ２のインダクタンス値、第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の容量値、および第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２の抵抗値を変更することにより、使用可能な周波数範囲を広くすることができる。
【００４５】
なお、本実施形態の第１インダクター回路１１’及び第２インダクター回路１２’は、インピーダンスとしてインダクター成分と抵抗成分を含んでいればよく、必ずしもインダクタンス素子及び抵抗素子を備えるものに限定されない。
例えば、第１インダクター回路１１’及び第２インダクター回路１２’は、第１インダクターＬ１及び第２インダクターＬ２に接続されている配線の寄生抵抗を第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２として利用することにより、同様の効果を得ることができる。あるいは、第１インダクター回路１１’及び第２インダクター回路１２’としてＱ値が低いコイルを用いてもよい。この場合も、第１インダクター回路１１’は等価回路において第１インダクターＬ１及び第１抵抗Ｒ１の直列回路で表され、第２インダクター回路１２’は等価回路において第２インダクターＬ２及び第２抵抗Ｒ２の直列回路で表される構成とすることができる。
【００４６】
（実施形態３）
図５は、実施形態３に係る移相回路１”の回路図である。移相回路１”は、第１インダクター回路１１”及び第２インダクター回路１２”を備えている。第１インダクター回路１１”は並列に接続された第１インダクターＬ１及び第３抵抗Ｒ３を備え、第２インダクター回路１２”は並列に接続された第２インダクターＬ２及び第４抵抗Ｒ４を備えている。
また、移相回路１”の配線は、第１寄生抵抗Ｒｐ１及び第２寄生抵抗Ｒｐ２を備えている。第１寄生抵抗Ｒｐ１は第１インダクター回路１１”と直列に接続されており、第２寄生抵抗Ｒｐ２は第２インダクター回路１２”と直列に接続されている。
【００４７】
従って、実施形態２と同様に、第１インダクター回路１１”と第１可変容量素子Ｃｖ１、または第２インダクター回路１２”と第２可変容量素子Ｃｖ２はそれぞれＲＬＣローパスフィルターとして作用する。そのため、第１入力端子Ｉ１又は第２入力端子Ｉ２に入力された交流信号の位相は、このローパスフィルターの位相特性に応じて変化して、第１出力端子Ｏ１又は第２出力端子Ｏ２から出力される。
そのため、第１可変容量素子Ｃｖ１及び第２可変容量素子Ｃｖ２の容量値を変更することにより、移相回路１”による位相変化量（移相量）を制御することができる。
【００４８】
本実施形態に係る移相回路１”において、移相量の周波数依存性は、第１インダクター回路１１”の合成抵抗成分（抵抗値）Ｒｃ１と第１寄生抵抗Ｒｐ１の抵抗値との和、及び第２インダクター回路１２”の合成抵抗成分（抵抗値）Ｒｃ２と第２寄生抵抗Ｒｐ２の抵抗値との和に依存する。
【００４９】
ここで、第１入力端子Ｉ１に入力される交流信号の周波数をω、第１インダクターＬ１のインダクタンスをｈ１、第３抵抗Ｒ３の抵抗値をｒ３とすると、第１インダクター回路１１”におけるインダクタンスｈ１と抵抗値ｒ３との合成抵抗成分Ｒｃ１は、
Ｒｃ１＝ｒ３×ω2×ｈ１2／（ｒ３2＋ω2×ｈ１2）
と表される。
従って、ｒ３≧ω×ｈ１となる範囲において、第３抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３が増加すると、合成抵抗成分Ｒｃ１は減少する。
【００５０】
第２インダクター回路１２”についても同様に、第２入力端子Ｉ２に入力される交流信号の周波数をω、第２インダクターＬ２のインダクタンスをｈ２、第４抵抗Ｒ４の抵抗値をｒ４とすると、第２インダクター回路１２”におけるインダクタンスｈ２と抵抗値ｒ４との合成抵抗成分Ｒｃ２は、
Ｒｃ２＝ｒ４×ω2×ｈ２2／（ｒ４2＋ω2×ｈ２2）
と表される。
従って、ｒ４≧ω×ｈ２となる範囲において、第４抵抗Ｒ４の抵抗値ｒ４が増加すると、合成抵抗成分Ｒｃ２は減少する。
【００５１】
本実施形態に係る移相回路１”によれば、上記実施形態の移相回路１及び移相回路１’による効果に加え、第１インダクター回路１１”における合成抵抗成分Ｒｃ１、及び第２インダクター回路１２”における合成抵抗成分Ｒｃ２の大きさを調整できるという効果を得ることができる。これにより、第１寄生抵抗Ｒｐ１や第２寄生抵抗Ｒｐ２などの寄生抵抗の抵抗値が必要以上に大きな値となった場合も、合成抵抗成分Ｒｃ１と第１寄生抵抗Ｒｐ１の抵抗値との和、及び合成抵抗成分Ｒｃ２と第２寄生抵抗Ｒｐ２の抵抗値との和を所望の範囲に保つことができる。
【００５２】
なお、上記の実施形態のいずれにおいても、移相回路１，１’，１”は、入力端子（第１入力端子Ｉ１，第２入力端子Ｉ２）、インダクター回路（第１インダクター回路１１，１１’，１１”、第２インダクター回路１２，１２’，１２”）、可変容量素子（第１可変容量素子Ｃｖ１，第２可変容量素子Ｃｖ２）、及び出力端子（第１出力端子Ｏ１，第２出力端子Ｏ２）をそれぞれ二つずつ備える構成としたが、本発明に係る移相回路はこれに限定されず、例えばそれぞれを一つずつ備える構成であっても同様の効果を奏することができる。
また、第１可変容量素子Ｃｖ１と第２可変容量素子Ｃｖ２との接続状態は上述のものに限られず、例えばそれぞれのカソード同士が電気的に接続され、その接続ノードに制御電圧が印加されるような構成であってもよい。
また、容量回路１３としては、電圧制御式のバラクターを用いるものに限定されない。例えば、一つのコンデンサーの一端にスイッチを接続した構成を１つのユニットとし、複数のユニットを並列接続した構成を容量回路１３として用いることもできる。この構成においては、各ユニットが備えるスイッチを制御することで、容量回路１３の容量値を変化させることができる。また、例えば電極間の距離を可変にしたＭＥＭＳ加工による可変容量素子を容量回路１３として用いることもできる。
また、移相回路１，１’及び１”は二次のローパスフィルターを備える構成として説明したが、本発明に係る移相回路はこれに限定されず、周波数の変化量ｄｆ１に対する移相量の変化量ｄＰ１の比であるｄＰ１／ｄｆ１が、
−０．３ｄｅｇ／ＭＨｚ≦ｄＰ１／ｄｆ１＜０ｄｅｇ／ＭＨｚ
の範囲にあるローパスフィルターであればよい。例えば抵抗と容量回路を備えた一次のローパスフィルターであってもよく、あるいは三次以上のローパスフィルターであってもよい。
【００５３】
（実施形態４）
（発振回路）
図６は、本発明の実施形態に係る移相回路を備えた発振回路１０のブロック図である。
発振回路１０は、共振子２と、移相回路１と、増幅回路３と、が備えられ、帰還ループを構成している。
発振回路１０においては、実施形態１の移相回路１を備えた例で説明するが、移相回路１’または移相回路１”であってもよい。
共振子２の好適例は、２ポートＳＡＷ（Surface Acoustic Wave；弾性表面波）共振子２００であり、移相回路１の入力側と、増幅回路３の出力側と、の間に設けられている。
【００５４】
図７は、２ポートＳＡＷ共振子２００の概略平面図である。
図７に示すように、２ポートＳＡＷ共振子２００は、圧電基板２０の上面に形成されたＩＤＴ（Inter Digital Transducer）電極２１〜２４やグレーティング反射器２５，２６を備えている。
圧電基板２０を構成する材料としては、例えば水晶、リチウムタンタレート（ＬｉＴａＯ3）、リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ3）、圧電セラミックなどを用いることができる。
【００５５】
ＩＤＴ電極２１には入力端子Ｉｒ１が、ＩＤＴ電極２２には入力端子Ｉｒ２が接続され、ＩＤＴ電極２３には出力端子Ｏｒ１が、ＩＤＴ電極２４には出力端子Ｏｒ２が接続されている。これにより、入力端子Ｉｒ１と入力端子Ｉｒ２との間に増幅回路３の出力側から信号が入力され、出力端子Ｏｒ１及び出力端子Ｏｒ２からは互いに逆相の信号が移相回路１の入力側へと出力される。
【００５６】
増幅回路３は、入力インピーダンスが移相回路１の出力インピーダンスより高い差動増幅回路であり、入力端子と出力端子と、がそれぞれ２つずつ備えられている。図６に示すように、移相回路１の第１出力端子Ｏ１および第２出力端子Ｏ２と、増幅回路３の二つの入力端子と、がそれぞれ接続されている。また、共振子２（２ポートＳＡＷ共振子２００）の入力端子Ｉｒ１，Ｉｒ２と、増幅回路３の二つの出力端子と、がそれぞれ接続されている。
発振回路１０が安定して発振するためには、増幅回路３のゲインが共振子２で発生する損失と移相回路１で発生する損失との和より大きく、かつ、共振子２で発生する位相変化と、増幅回路３で発生する位相変化と、移相回路１で発生する位相変化と、の和が２πの整数倍である、という発振条件を満たしていることが必要である。
【００５７】
図８は、共振子２（２ポートＳＡＷ共振子２００）の共振特性である。図８には、共振子２の共振周波数に対する位相特性を示す曲線（Ｐ−ｆ）とインピーダンス特性を示す曲線（ＩＬ−ｆ）を示している。図８の縦軸は共振子２の位相Ｐ［ｄｅｇ］及びインピーダンスを表す挿入損失ＩＬ［ｄＢ］であり、図８の横軸は共振子２の共振周波数ｆ［ＭＨｚ］である。
【００５８】
発振回路１０において、移相回路１から出力される信号の移相量Ｐ１（図２参照）が変化すると、帰還ループ全体での位相変化が上述の発振条件を満たし続けるように、共振子２における位相Ｐも変化する。このとき、共振子２において、図８に示すＰ−ｆ曲線に応じて周波数ｆも変化する。これを利用して、発振回路１０の発振周波数を調整することができる。
図８を用いて具体的に説明する。例えば、移相回路１の移相量Ｐ１を変化させることにより、共振子２における位相ＰがΔＰだけ変化したとする。この場合、Ｐ−ｆ曲線に従って周波数ｆもΔｆだけ変化する。このようにして、移相回路１による移相量Ｐ１を変化させることにより、発振周波数ｆを調整することができる。
なお、このとき、周波数変化に伴って共振子２の挿入損失ＩＬも変化するので、上述の発振周波数の調整は、共振子２の挿入損失ＩＬが大きく変化しない範囲で行うことが望ましい。
【００５９】
発振回路１０は、移相回路１を備えていることにより、広い周波数範囲において上述のような周波数調整を行うことができる。
【００６０】
なお、上記の発振回路１０では、共振子２、移相回路１、及び増幅回路３は、入力端子と出力端子をそれぞれ２つずつ備えている構成としたが、この構成に限定されず、例えばそれぞれ１つずつ備えている構成であってもよい。また、増幅回路３は移相回路１の出力側に設けられている構成としたが、移相回路１の入力側に設けられている構成であってもよい。このような構成であっても、広い周波数範囲において周波数調整が可能である発振回路を得ることができる。
【００６１】
また、上記の説明では、共振子２として２ポートＳＡＷ共振子２００で説明したが、発振回路が備える共振子はこれに限定されない。共振子２の他の例としては、その他の２ポート型の共振子（水晶振動子、セラミック振動子など）や、２ポート型のフィルター（水晶フィルター、セラミックフィルター、ＳＡＷフィルターなど）全般、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）などを用いた２ポート型の共振子（ＭＥＭＳ振動子など）や、２ポート型のフィルター（ＭＥＭＳフィルターなど）全般を採用することができる。なお、２ポート型の共振子やフィルターの例としては、縦または横結合型ＳＡＷ共振子（ＳＡＷフィルター）や、トランスバーサル型ＳＡＷフィルター、モノリシック型水晶フィルター、モノリシック型圧電フィルター等が挙げられる。
【００６２】
（実施形態５）
（発振器）
図９は、本実施形態に係る発振器１００の概略平面図である。図１０は、発振器１００の概略断面図である。なお、図９では、理解をしやすくするために、蓋体部４２０と、２ポートＳＡＷ共振子２００と、を省略した平面図となっている。
次に、本発明の実施形態に係る発振器１００について、図９及び図１０を用いて説明する。本実施形態の発振器１００は、２ポートＳＡＷ共振子２００と、集積回路素子３００と、がパッケージ４００に収容されている構成である。集積回路素子３００は、移相回路１を備えている。なお、本実施形態においては、実施形態１の移相回路１の例で説明するが、移相回路１’または移相回路１”であってもよい。
【００６３】
パッケージ４００は、本体部４１０と、蓋体部４２０と、接合部４３０と、によって構成されている。
本体部４１０及び蓋体部４２０は、セラミックを材料として構成されている。また、接合部４３０は、金属のロウ材を備えたシールリングである。
本体部４１０と蓋体部４２０は、接合部４３０によって外周部が接合されることにより、本体部４１０と、蓋体部４２０とにより成されたキャビティーが気密封止され、気密封止されたキャビティー内に、２ポートＳＡＷ共振子２００と、集積回路素子３００とが備えられる。
【００６４】
本体部４１０には、蓋体部４２０と略平行な複数の底面が異なる高さに設けられ、階段状に形成されている。具体的には、蓋体部４２０から最も離れている底面である下底部４１１、蓋体部４２０に最も近い底面である上底部４１２、及び下底部４１１と上底部４１２の間に位置している底面である段部４１３が形成されている。
【００６５】
集積回路素子３００は、樹脂等の接着剤を介して下底部４１１に固定されており、集積回路素子３００に設けられた電極端子と、段部４１３に設けられた電極端子とがボンディングワイヤーによって電気的に接続されている。
２ポートＳＡＷ共振子２００は、導電性接着剤によって、上底部４１２に固定されており、２ポートＳＡＷ共振子２００の長手方向の両端部に設けられた電極端子と、上底部４１２に設けられた電極端子と、が電気的に接続されている。
なお、集積回路素子３００と、下底部４１１との接合や、２ポートＳＡＷ共振子２００と、上底部４１２との接合は、接着剤に限らず、はんだバンプ等の金属部材などを用いてもよい。
【００６６】
なお、上述の発振器１００では、２ポートＳＡＷ共振子２００の両端が上底部４１２に固定されるものとしたが、例えば２ポートＳＡＷ共振子２００の一端が本体部４１０の一部に固定され、他端は本体部４１０上に固定されずに載置される構成であってもよい。また、２ポートＳＡＷ共振子２００の一端のみが本体部４１０に固定され、他端は宙に浮いている構成であってもよい。また、２ポートＳＡＷ共振子２００の端部以外が固定されている構成であってもよい。また、接合部４３０は、キャビティーを気密封止できるものであればよく、例えばガラス封止材などでもよい。
【００６７】
また、上述の発振器１００では、２ポートＳＡＷ共振子２００を備える構成として説明したが、本発明に係る発振器はこれに限定されず、その他の種々の共振子を用いることができる。また、発振器１００は１つの共振子を備える構成としたが、例えば発振周波数の異なる複数の共振子を備え、選択された発振周波数に応じて共振子を切り替えるような構成であってもよい。この場合、本発明に係る発振器の移相回路は広い周波数範囲で用いることができるので、複数の共振子を切り替えた場合も１つの移相回路でそれぞれの周波数に対応することができる。このため、小型な発振器を提供することができる。
【００６８】
（実施形態６）
（電子機器）
図１１は、本実施形態に係る電子機器としての、光伝送装置５００の概略平面図である。光伝送装置５００は、上記実施形態１に係る移相回路１を備えた発振器１００を備えている。なお、本実施形態においては、実施形態１の移相回路１を備えた発振器１００の例で説明するが、移相回路１’または移相回路１”であってもよい。
発振器１００は、例えば、通信における基準信号となる光伝送装置内でのクロック信号を生成する。光伝送装置５００は、例えばＷＤＭ（Wavelength Division Multiplex；光波長多重通信）等の通信方式に用いられる。光伝送装置５００は移相回路１を備えているので、例えば複数種類のネットワークのプロトコルに応じて複数の周波数からクロック信号の周波数を選択する場合であっても、１つの移相回路１のみで対応することが可能である。この場合、光伝送装置５００は移相回路を複数備える必要がないため、簡単な構成の光伝送装置を提供することができる。
【００６９】
電子機器としては、この他にも種々の電子機器が考えられる。例えば、パーソナルコンピューター（例えば、モバイル型パーソナルコンピューター、ラップトップ型パーソナルコンピューター、タブレット型パーソナルコンピューター）、移動体端末（例えば、携帯電話機やスマートフォン）、ディジタルスチールカメラ、インクジェット式吐出装置（例えば、インクジェットプリンター）、ルーターやスイッチなどのストレージエリアネットワーク機器、ローカルエリアネットワーク機器、移動体端末基地局用機器、テレビ、ビデオカメラ、ビデオレコーダー、カーナビゲーション装置、ページャー、電子手帳（通信機能付も含む）、電子辞書、電卓、電子ゲーム機器、ゲーム用コントローラー、ワードプロセッサー、ワークステーション、テレビ電話、防犯用テレビモニター、電子双眼鏡、ＰＯＳ（Point of Sale）端末、医療機器（例えば電子体温計、血圧計、血糖計、心電図計測装置、超音波診断装置、電子内視鏡）、魚群探知機、各種測定機器、計器類（例えば、車両、航空機、船舶の計器類）、フライトシミュレーター、ヘッドマウントディスプレイ、腕時計型端末、モーショントレース、モーショントラッキング、モーションコントローラー、ＰＤＲ（歩行者位置方位計測）等が挙げられる。
【００７０】
（実施形態７）
（移動体）
図１２は、本実施形態に係る移動体としての、自動車６００の斜視図である。図１２に示す自動車６００には、実施形態１の移相回路１を内蔵する電子制御ユニット６１０が車体６２０に搭載されている。なお、本実施形態においては、実施形態１の移相回路１を備えた電子制御ユニット６１０の例で説明するが、移相回路１’または移相回路１”であってもよい。
【００７１】
電子制御ユニット６１０は、例えば、キーレスエントリー、イモビライザー、カーナビゲーションシステム、カーエアコン、アンチロックブレーキシステム（ＡＢＳ：Antilock Brake System）、エアバック、タイヤプレッシャーモニタリングシステム（ＴＰＭＳ：Tire Pressure Monitoring System）、エンジンコントロール、ハイブリッド自動車や電気自動車の電池モニター、車体姿勢制御システム、自動運転システム、等の制御ユニットとして適用される。
自動車６００は移相回路１を備えているので、例えば複数種類に対応する場合も移相回路を複数備える必要がない。このため、簡単な構成の自動車６００を提供することができる。
【００７２】
本実施形態では移動体の一例として自動車６００を取り上げたが、移動体の例としてはこの他にも例えばジェット機やヘリコプター等の航空機、船舶、ロケット、人工衛星等が挙げられる。
【００７３】
以上、実施形態あるいは変形例について説明したが、本発明はこれら実施形態あるいは変形例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。
【符号の説明】
【００７４】
１，１’，１”…移相回路、Ｉ１…第１入力端子、Ｉ２…第２入力端子、Ｏ１…第１出力端子、Ｏ１…第２出力端子、１１，１１’，１１”…第１インダクター回路、１２，１２’，１２”…第２インダクター回路，１３…容量回路、Ｌ１…第１インダクター、Ｌ２…第２インダクター、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、Ｒ３…第３抵抗、Ｒ４…第４抵抗、Ｖｃ１…第１制御端子、Ｖｃ２…第２制御端子、Ｃｖ１…第１可変容量素子、Ｃｖ２…第２可変容量素子、Ｒｐ１…第１寄生抵抗、Ｒｐ２…第２寄生抵抗、１０…発振回路、２…共振子、２００…２ポートＳＡＷ共振子、Ｉｒ１，Ｉｒ２…入力端子、Ｏｒ１，Ｏｒ２…出力端子、２１，２２，２３，２４…ＩＤＴ電極、２５，２６…反射器、３…増幅回路、１００…発振器、３００…集積回路素子、４００…パッケージ、４１０…本体部、４１１…下底部、４１２…上底部、４１３…段部、４２０…蓋体部、４３０…接合部、５００…光伝送装置、６００…自動車、６１０…電子制御ユニット、６２０…車体。
【図１】
2016158005.tif 000003
【図２】
2016158005.tif 000004
【図３】
2016158005.tif 000005
【図４】
2016158005.tif 000006
【図５】
2016158005.tif 000007
【図６】
2016158005.tif 000008
【図７】
2016158005.tif 000009
【図８】
2016158005.tif 000010
【図９】
2016158005.tif 000011
【図１０】
2016158005.tif 000012
【図１１】
2016158005.tif 000013
【図１２】
2016158005.tif 000014