(57)【要約】【課題】２次側における電圧検出回路とディジタル制御回路、および信号絶縁伝達手段を必要としない絶縁型スイッチング電源装置を提供する。【解決手段】整流回路２１と、インダクタＬａと、スイッチング回路２３と、整流素子Ｄ５、コンデンサＣ１とを備えるＰＦＣコンバータ２０、１次巻線Ｌ１及び２次巻線Ｌ２を有する電源トランス３１と、スイッチング回路３２と、整流平滑回路３４とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ３０、整流回路２１の出力電圧Ｖｉと、インダクタＬａに流れる電流と、整流素子Ｄ５の出力電圧Ｖ１とに基づいて電圧Ｖｉの波形とインダクタＬａに流れる電流の波形が相似形になるようスイッチング回路２３のオン／オフ動作を制御するとともに、出力電圧Ｖ１と、スイッチング回路３２がオフのときに１次巻線Ｌ１に発生する電圧Ｖｄｃとに基づいてスイッチング回路３２のオン／オフ動作を制御すディジタル制御回路５０を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線及び２次巻線を有する電源トランスと、前記１次巻線に印加される入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、前記２次巻線と負荷との間に接続される整流平滑回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ、および、
前記入力電圧と前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧とに基づいて前記整流平滑回路の出力電圧を算出し、該算出結果に応じて前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御するディジタル制御回路、
を備えることを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置において、
前記ディジタル制御回路は、前記入力電圧と、前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧と、前記１次巻線と前記２次巻線の巻線比とを演算要素として使用し、前記整流平滑回路の出力電圧を算出することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置において、
前記ディジタル制御回路は、前記算出した出力電圧と、前記スイッチング回路がオンのときに前記１次巻線に流れる電流のピーク電流と、前記１次巻線のインダクタンスと、前記スイッチング回路のオン／オフの周期を演算要素として使用して、前記整流平滑回路の出力電流を算出し、該出力電流の算出結果と前記出力電圧の算出結果に応じて前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置において、
前記ディジタル制御回路は、前記入力電圧をＶ１、前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧をＶｄｃ、前記１次巻線の巻数をＮ１、前記２次巻線の巻数をＮ２とするとき、前記整流平滑回路の出力電圧Ｖ２を次式の演算で算出することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
2016158406.tif 000020
【請求項５】
請求項４に記載の絶縁型スイッチング電源装置において、
前記ディジタル制御回路は、前記算出した出力電圧をＶ２、前記スイッチング回路がオンのときに前記１次巻線に流れる電流のピーク電流をＩｐｋ、前記１次巻線のインダクタンスをＬ１、前記スイッチング回路のオン／オフの周期をＴとするとき、前記整流平滑回路の出力電流Ｉ２を次式の演算で算出することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
2016158406.tif 000021
【請求項６】
１次巻線及び２次巻線を有する電源トランスと、前記１次巻線に印加される入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、前記２次巻線と負荷との間に接続される整流平滑回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータを備えた絶縁型スイッチング電源装置を制御する制御方法において、
前記入力電圧と前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧とに基づいて前記整流平滑回路の出力電圧を算出し、該算出結果に応じて前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置の制御方法。
【請求項７】
請求項６に記載の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、
前記入力電圧と、前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧と、前記１次巻線と前記２次巻線の巻線比とを演算要素として使用し、前記整流平滑回路の出力電圧を算出することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置の制御方法。
【請求項８】
請求項７に記載の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、
前記算出した出力電圧と、前記スイッチング回路がオンのときに前記１次巻線に流れる電流のピーク電流と、前記１次巻線のインダクタンスと、前記スイッチング回路のオン／オフの周期を演算要素として使用して、前記整流平滑回路の出力電流を算出し、該出力電流の算出結果と前記出力電圧の算出結果に応じて前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置の制御方法。
【請求項９】
請求項７に記載の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、
前記入力電圧をＶ１、前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧をＶｄｃ、前記１次巻線の巻数をＮ１、前記２次巻線の巻数をＮ２とするとき、前記整流平滑回路の出力電圧Ｖ２を次式の演算で算出することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置の制御方法。
2016158406.tif 000022
【請求項１０】
請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、
前記算出した出力電圧をＶ２、前記スイッチング回路がオンのときに前記１次巻線に流れる電流のピーク電流をＩｐｋ、前記１次巻線のインダクタンスをＬ１、前記スイッチング回路のオン／オフの周期をＴとするとき、前記整流平滑回路の出力電流Ｉ２を次式の演算で算出することを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置の制御方法。
2016158406.tif 000023
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力側と出力側の間が電気絶縁された絶縁型スイッチング電源装置およびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＬＥＤ照明用として効率の良いスイッチング電源装置が用いられている。このスイッチング電源装置において、入力電源として商用電源を用いる場合、力率の改善を図るための対策および入力側と出力側との間の絶縁を図って安全性を高める対策が必要とされており、そのために、ＰＦＣ（Power Factor CorrectＩon）コンバータや絶縁型の電源トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。
【０００３】
絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧や出力電流を所定値に制御する場合、電源トランスの２次側の出力電圧や出力電流を検出して電源トランスの１次側へフィードバックし、１次側におけるスイッチング回路をオン／オフ制御することが行われるが、前述の絶縁の必要性からフィードバックするための回路にも絶縁が求められる（特許文献１参照）。
【０００４】
また、スイッチング電源装置では、マイクロプロセッサやＤＳＰといったディジタル制御回路を用いることが注目されている。ディジタル制御回路を用いることで部品数の削減や無線による通信制御といった利点が挙げられる。
【０００５】
図５に従来の絶縁型スイッチング電源装置のブロック図を示す。本スイッチング電源装置は、ＰＦＣコンバータ２０Ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０Ｂ、それらコンバータ２０Ｂ，３０Ｂを制御する１次側ディジタル制御回路６０と２次側ディジタル制御回路７０、１次側ディジタル制御回路６０と２次側ディジタル制御回路７０の間の通信を絶縁状態で行う絶縁トランスやホトカプラ等からなる信号絶縁伝達手段８０を備えている。
【０００６】
ＰＦＣコンバータ２０Ｂは、入力端子Ｐ１，Ｐ２から取り込んだ商用電源１０の電圧を全波整流するダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路２１、力率改善用のインダクタＬａ、スイッチング素子としてのトランジスタＱ１、整流素子としてのダイオードＤ５、平滑用のコンデンサＣ１、および電圧検出回路２２を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２、電流検出回路２４を構成する抵抗Ｒ３を備える。
【０００７】
１次側ディジタル制御回路６０は、電圧検出回路２２によって検出された全波整流後の電圧Ｖｉと電流検出回路２４で検出されたトランジスタＱ１のソース電流をそれぞれ取り込み、インダクタＬａに流れる電流が電圧Ｖｉと相似形の波形になるようにトランジスタＱ１のオン／オフを制御し、力率を改善している。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３０Ｂは、１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２を有する電源トランス３１、１次巻線Ｌ１に接続されたスイッチング素子としてのトランジスタＱ２、２次巻線Ｌ２に接続されたダイオードＤ６とコンデンサＣ２からなる整流平滑回路３４、抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる電圧検出回路３６を備える。出力端子Ｐ３，Ｐ４に負荷４０が接続されている。
【０００９】
２次側ディジタル制御回路７０は、電圧検出回路３６で検出された出力電圧Ｖ２を取り込み、その出力電圧Ｖ２が既定値を保つように、信号絶縁伝達手段８０を介して１次側ディジタル制御回路６０に制御信号を送信する。
【００１０】
このように、図５に示した絶縁型スイッチング電源装置は、２次側の出力電圧Ｖ２を直接取得することで、その出力電圧Ｖ２をフィードバック制御することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１１−１８８６３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、図５に示した絶縁型スイッチング電源装置は、電源トランス３１の２次側の出力電圧Ｖ２を取得するためにその２次側にディジタル制御回路７０を配置すること、および１次側と２次側を絶縁するために信号絶縁伝達手段８０を配置することが必要であり、コストの増加だけでなく、実装面積確保による機器サイズの肥大化等の問題がある。
【００１３】
本発明の目的は、２次側における電圧検出回路とディジタル制御回路、および信号絶縁伝達手段を必要としない絶縁型スイッチング電源装置およびその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明の絶縁型スイッチング電源装置は、１次巻線及び２次巻線を有する電源トランスと、前記１次巻線に印加される入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、前記２次巻線と負荷との間に接続される整流平滑回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ、および、前記入力電圧と前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧とに基づいて前記整流平滑回路の出力電圧を算出し、該算出結果に応じて前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御するディジタル制御回路、を備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置において、前記ディジタル制御回路は、前記入力電圧と、前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧と、前記１次巻線と前記２次巻線の巻線比とを演算要素として使用し、前記整流平滑回路の出力電圧を算出することを特徴とする。
【００１６】
請求項３にかかる発明は、請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置において、前記ディジタル制御回路は、前記算出した出力電圧と、前記スイッチング回路がオンのときに前記１次巻線に流れる電流のピーク電流と、前記１次巻線のインダクタンスと、前記スイッチング回路のオン／オフの周期を演算要素として使用して、前記整流平滑回路の出力電流を算出し、該出力電流の算出結果と前記出力電圧の算出結果に応じて前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御することを特徴とする。
【００１７】
請求項４にかかる発明は、請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置において、前記ディジタル制御回路は、前記入力電圧をＶ１、前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧をＶｄｃ、前記１次巻線の巻数をＮ１、前記２次巻線の巻数をＮ２とするとき、前記整流平滑回路の出力電圧Ｖ２を次式の演算で算出することを特徴とする。
2016158406.tif 000003
【００１８】
請求項５にかかる発明は、請求項４に記載の絶縁型スイッチング電源装置において、前記ディジタル制御回路は、前記算出した出力電圧をＶ２、前記スイッチング回路がオンのときに前記１次巻線に流れる電流のピーク電流をＩｐｋ、前記１次巻線のインダクタンスをＬ１、前記スイッチング回路のオン／オフの周期をＴとするとき、前記整流平滑回路の出力電流Ｉ２を次式の演算で算出することを特徴とする。
2016158406.tif 000004
【００１９】
請求項６にかかる発明は、１次巻線及び２次巻線を有する電源トランスと、前記１次巻線に印加される入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、前記２次巻線と負荷との間に接続される整流平滑回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータを備えた絶縁型スイッチング電源装置を制御する制御方法において、前記入力電圧と前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧とに基づいて前記整流平滑回路の出力電圧を算出し、該算出結果に応じて前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御することを特徴とする。
【００２０】
請求項７にかかる発明は、請求項６に記載の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、前記入力電圧と、前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧と、前記１次巻線と前記２次巻線の巻線比とを演算要素として使用し、前記整流平滑回路の出力電圧を算出することを特徴とする。
【００２１】
請求項８にかかる発明は、請求項７に記載の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、前記算出した出力電圧と、前記スイッチング回路がオンのときに前記１次巻線に流れる電流のピーク電流と、前記１次巻線のインダクタンスと、前記スイッチング回路のオン／オフの周期を演算要素として使用して、前記整流平滑回路の出力電流を算出し、該出力電流の算出結果と前記出力電圧の算出結果に応じて前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御することを特徴とする。
【００２２】
請求項９にかかる発明は、請求項７に記載の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、前記入力電圧をＶ１、前記スイッチング回路がオフのときに前記１次巻線に発生する電圧をＶｄｃ、前記１次巻線の巻数をＮ１、前記２次巻線の巻数をＮ２とするとき、前記整流平滑回路の出力電圧Ｖ２を次式の演算で算出することを特徴とする。
2016158406.tif 000005
【００２３】
請求項１０にかかる発明は、請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、前記算出した出力電圧をＶ２、前記スイッチング回路がオンのときに前記１次巻線に流れる電流のピーク電流をＩｐｋ、前記１次巻線のインダクタンスをＬ１、前記スイッチング回路のオン／オフの周期をＴとするとき、前記整流平滑回路の出力電流Ｉ２を次式の演算で算出することを特徴とする。
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【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、１次側に発生する電圧情報から２次側の出力電圧を求め、得られた２次側電圧を用いて１次側のスイッチング回路を制御するので、２次側の出力電圧を検出する電圧検出回路、２次側ディジタル制御回路、および１次側と２次側を絶縁する信号絶縁伝達手段が不要となり、シンプルな回路構成で実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の第１の実施例の絶縁型スイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の絶縁型スイッチング電源装置の動作波形図である。
【図３】本発明の第２の実施例の絶縁型スイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。
【図４】図２の絶縁型スイッチング電源装置の動作波形図である。
【図５】従来の絶縁型スイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
＜第１の実施例＞
図１は本発明の第１の実施例の絶縁型スイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。この絶縁型スイッチング電源装置は、力率改善用のＰＦＣコンバータ２０、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ３０、およびディジタル制御回路５０を備えている。ＰＦＣコンバータ２０の入力端子Ｐ１，Ｐ２には商用電源１０が接続される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の出力端子Ｐ３、Ｐ４は負荷４０に接続される。
【００２７】
ＰＦＣコンバータ２０において、２１はダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路であり、商用電源１０から入力する電圧を全波整流する。２２は抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる電圧検出回路であり、整流回路２１から出力する全波整流電圧Ｖｉを検出する。Ｌａは力率補正用のインダクタ、Ｄ５は整流素子としてのダイオード、Ｃ１は平滑用のコンデンサである。２３はスイッチング回路であり、ＮＭＯＳトランジスタＱ１とそのトランジスタＱ１を駆動する駆動回路ＤＲ１により構成されている。２４は抵抗Ｒ３からなる電流検出回路であり、トランジスタＱ１がオンしたときにそのトランジスタＱ１を経由してインダクタＬａに流れる電流を検出する。２５は抵抗Ｒ４，Ｒ５からなる電圧検出回路であり、ＰＦＣコンバータ２０の出力電圧Ｖ１を検出する。
【００２８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３０において、３１は電源トランスであり、巻数がＮ１の１次巻線Ｌ１と巻数がＮ２の２次巻線Ｌ２からなる。３２は１次巻線Ｌ１に接続されたスイッチング回路であり、ＮＭＯＳトランジスタＱ２とそのトランジスタＱ２を駆動する駆動回路ＤＲ２により構成されている。３３は抵抗Ｒ６，Ｒ７からなる電圧検出回路であり、トランジスタＱ２がオフしたときの１次巻線Ｌ１の電圧Ｖｄｃを検出する。３４はトランス３１の２次巻線Ｌ２に接続された整流平滑回路であり、ダイオードＤ６とコンデンサＣ２で構成されている。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は電源トランス３１の採用により１次側と２次側の間が絶縁型となっている。
【００２９】
ディジタル制御回路５０は、電圧検出回路２２で検出され電圧Ｖｉと、電流検出回路２４で検出されたインダクタＬａの電流と、電圧検出回路２５で検出された電圧Ｖ１とを入力して、インダクタＬａに流れる電流の平均値が電圧Ｖｉと同相の正弦波になるように、スイッチング回路２３の駆動回路ＤＲ１を介してトランジスタＱ１をオン／オフ制御し、力率を改善している。
【００３０】
また、ディジタル制御回路５０には、電圧検出回路３３で検出されたトランジスタＱ２がオフのときに発生する１次側電圧Ｖｄｃが入力される。図２にトランジスタＱ２のオン／オフのタイミングと、１次巻線Ｌ１の電流Ｉｄｃと、１次側電圧Ｖｄｃの波形を示す。
【００３１】
トランジスタＱ２がオンすると、ＰＦＣコンバータ２０の出力電圧Ｖ１が１次巻線Ｌ１に印加され、電流Ｉｄｃがゼロからピーク値Ｉｐｋまでリニアに変化して、これによりエネルギーがその１次巻線Ｌ１に蓄えられる。この後、トランジスタＱ２がオフすると、１次巻線Ｌ１に蓄えられていたエネルギーがダイオードＤ６をオンし、２次側の出力電圧Ｖ２が２次巻線Ｌ２の両端に加わる。このとき、１次側電圧Ｖｄｃには２次側の出力電圧Ｖ２が伝達されて、式（１）が成立する。
2016158406.tif 000007
【００３２】
ディジタル制御回路５０は、式（１）を変形した次の式（２）を内部で演算することで、２次側の出力電圧Ｖ２を取得できる。この出力電圧Ｖ２と目標値との差分に基づいて出力電圧Ｖ２が目標値になるように、スイッチング回路３２のトランジスタＱ２のオン／オフを制御する。このとき、ＰＦＣコンバータ２０の出力電圧Ｖ１には、トランジスタＱ１をオン／オフ制御する際に使用した電圧検出回路２５で得られる電圧を用いる。
2016158406.tif 000008
【００３３】
以上から、第１の実施例のディジタル制御によるスイッチング電源装置によれは、電源トランス３１の２次側からのフィードバック信号を取得する必要がなくなる。つまり、電源トランス３１の１次側に発生する電圧情報Ｖ１，Ｖｄｃから２次側の出力電圧Ｖ２を演算で求め、得られた２次側の出力電圧Ｖ２を用いて１次側のスイッチング回路３２を制御するので、２次側の出力電圧を検出するための図５の電圧検出回路３６、２次側ディジタル制御回路７０、および１次側と２次側を絶縁する信号絶縁伝達手段８０等が不要となり、シンプルな回路構成で実現できる。
【００３４】
＜第２の実施例＞
図３は本発明の第２の実施例の絶縁型スイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。ＰＦＣコンバータ２０は図１で説明したものと同じである。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０Ａは、図１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ３０の構成に加えて、スイッチング回路３２がオンしたときに電源トランス３１の１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉｄｃを検出する抵抗Ｒ７からなる電流検出回路３５をさらに備える。ディジタル制御回路５０Ａは、図１で説明したディジタル制御回路５０で取り込む信号に加えて、さらに電流検出回路３５で検出した電流信号を取り込み、これにより整流平滑回路３４から出力する電流Ｉ２を演算して、スイッチング回路３２のオン／オフを制御し、その電流Ｉ２を所定値に制御する。
【００３５】
本実施例では、ディジタル制御回路５０Ａには、スイッチング回路３２がオンしたときに、電流検出回路３５で検出された電源トランス３１の１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉｄｃのピーク電流Ｉｐｋが入力される。図４に、トランジスタＱ２のスイッチング周期Ｔの内のオン（期間Ｔ１）／オフ（期間Ｔ２）と、電源トランス３１の１次巻線Ｌ１の電流Ｉｄｃと、２次巻線Ｌ２の側の整流平滑回路３４のダイオードＤ６に流れる電流Ｉｄと、整流平滑回路３４の出力電流Ｉ２の波形を示す。
【００３６】
トランジスタＱ２がオンすると、ＰＦＣコンバータ２０の出力電圧Ｖ１が電源トランス３１の１次巻線Ｌ１に印加され、その１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉｄｃはゼロからピーク値Ｉｐｋまでリニアに変化し、これによりエネルギーが１次巻線Ｌ１に蓄えられる。トランジスタＱ２がオフすると、１次巻線Ｌ１に蓄えられていたエネルギーがダイオードＤ６をオンし、２次側電流Ｉｄはピーク値Ｉｄｐｋからゼロまでリニアに変化する。また、後記するように、２次側の出力電流Ｉ２は、ダイオードＤ６の電流Ｉｄの期間Ｔ２の積分量（面積Ｓ２）をトランジスタＱ２のスイッチングの周期Ｔで除算した値となる。
【００３７】
トランジスタＱ２のオン期間Ｔ１に流れる１次側電流Ｉｄｃのピーク電流Ｉｐｋは、１次巻線Ｌ１のインダクタンスをＬ１とすると、式（３）で表される。
2016158406.tif 000009
【００３８】
また、電源トランス３１の１次側のエネルギーをＷ１とし、２次側のエネルギーをＷ２とすれば、
2016158406.tif 000010
2016158406.tif 000011
であり、エネルギー保存の法則から両エネルギーＷ１，Ｗ２は等しいので、
2016158406.tif 000012
となる。
【００３９】
よって、式（６）から２次側の電流Ｉ２は、
2016158406.tif 000013
となる。ここで、電流Ｉ１，Ｉ２の流れる時点をＴ１経過時点とすると、Ｉ１はＩｐｋ、Ｉ２はＩｄｐｋとなり、式（７）は次のように変形できる。
2016158406.tif 000014
この式（８）のＩｐｋに式（３）を代入すると、Ｉｄｐｋは、
2016158406.tif 000015
となる。
【００４０】
また、２次巻線Ｌ２に流れる電流Ｉｄは、Ｖ２／Ｌ２の減少率で徐々に減少していく以外は印加電圧に対して変化することは変わらないので、その電流Ｉｄのピーク値は、
2016158406.tif 000016
となる。
【００４１】
この式（１０）からオフ期間Ｔ２は、
2016158406.tif 000017
となる。
【００４２】
２次側の出力電流Ｉ２は、２次側に流れた電流の総和を、１次側と２次側に電流が流れた時間Ｔ１，Ｔ２で割った平均値となる。２次側に流れた電流Ｉｄは時間ごとに変化している。そこで、まず、２次側に流れる電流Ｉｄの積分面積Ｓ２を算出する。オフ時間Ｔ２とピーク値Ｉｄｐｋの関係から、オフ時間Ｔ２に流れる電流の図形はほぼ直角三角形となるので、面積Ｓ２は、
2016158406.tif 000018
となる。
【００４３】
そして、２次側の電流Ｉ２は、このＳ２を期間Ｔ１とＴ２の総和である期間Ｔで除算することで、期間Ｔ中の平均値として得ることができる。この電流Ｉ２は、式（３）、（９）、（１１）から次の式（１３）のように求めることができる。このとき、２次側の出力電圧Ｖ２は式（２）で算出した値を用いれば良い。
2016158406.tif 000019
【００４４】
以上から、第２の実施例のディジタル制御によるスイッチング電源装置によれば、式（１３）を用いることによって２次側の電流Ｉ２を求めることができ、電源トランス３１の２次側からの出力電圧および出力電流のフィードバック信号を取得する必要がなくなる。つまり、電源トランス３１の１次側に発生する電圧情報と電流情報から２次側の出力電圧および出力電流を求め、得られた情報を用いて１次側のスイッチング回路３２をオン／オフして出力電圧および出力電流を所定値に制御できるので、２次側の出力電圧を検出する図５の電圧検出回路３６、２次側ディジタル制御回路７０、および１次側と２次側を絶縁する信号絶縁伝達手段８０が不要となり、さらに２次側の出力電流を検出する手段も不要となり、シンプルな回路構成で実現できる。
【符号の説明】
【００４５】
１０：商用電源
２０，２０Ｂ：ＲＦＣコンパレータ、２１：整流回路、２２：電圧検出回路、２３：スイッチング回路、２４：電流検出回路、２５：電圧検出回路
３０，３０Ａ，３０Ｂ：ＤＣ−ＤＣコンバータ、３１：電源トランス、３２：スイッチング回路、３３：電圧検出回路、３４：整流平滑回路、３５：電流検出回路、３６：電圧検出回路
４０：負荷
５０，５０Ａ：ディジタル制御回路
６０：１次側ディジタル制御回路
７０：２次側ディジタル制御回路
８０：信号絶縁伝達回路
【図１】
2016158406.tif 000024
【図２】
2016158406.tif 000025
【図３】
2016158406.tif 000026
【図４】
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【図５】
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