(57)【要約】【課題】交流電圧生成装置に圧電トランスを使用しつつ、検出対象交流電圧を正確に検出する。【解決手段】圧電トランス駆動回路３１は、圧電トランス３７用の駆動パルスＳｄおよびこれと同一周波数で一定デューティ比の同期パルスＳｓｙｎを生成し、駆動パルスＳｄをＮ分周してＡ／Ｄ変換回路用のサンプリングパルスＳｓｍｐを生成するパルス生成部４１と、圧電トランス３７から整流回路３２に出力される電流信号Ｉｐから検出パルスＳｉを生成する電流検出部４２と、同期パルスＳｓｙｎとの間の位相差を調整して基準パルスＳｒｅｆを出力する位相調整部４３と、検出パルスＳｉと基準パルスＳｒｅｆを論理演算して論理パルスＳｌｇｃを出力する論理パルス生成部４４と、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が予め設定された基準デューティ比に一致するようにパルス生成部４１に対して駆動パルスＳｄの周波数を変更させる周波数制御部４５とを有している。【選択図】図２
2016003997.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出対象交流電圧が生じている検出対象に対向して配設される検出電極と、
第１の入力端子が基準電圧に規定されると共に、第２の入力端子が前記検出電極に接続されて、当該検出電極、および当該第２の入力端子に接続された帰還回路を含む経路において前記検出対象交流電圧と当該基準電圧との間の交流の電位差に応じた電流値で流れる検出電流を検出電圧信号に変換して出力する演算増幅器を有する電流電圧変換回路と、
前記検出電圧信号を積分して前記電位差に応じて振幅が変化する積分信号を出力する積分回路と、
前記積分信号を入力してサンプリングすることにより、当該積分信号の波形データを出力するＡ／Ｄ変換回路と、
圧電トランス、当該圧電トランスを駆動して交流電圧信号を出力させる圧電トランス駆動回路、前記交流電圧信号を整流することによって直流電圧を生成する整流回路、および前記圧電トランス駆動回路を制御して前記交流電圧信号の振幅を変化させることにより、直流成分に交流成分が重畳された前記直流電圧を前記整流回路に生成させる制御回路を有して、前記直流成分をコンデンサで除去して前記交流成分を前記基準電圧として生成する交流電圧生成装置とを備え、
前記圧電トランス駆動回路は、
前記圧電トランスを駆動する駆動パルスおよび当該駆動パルスと同一周波数であって一定のデューティ比の同期パルスを生成すると共に、当該駆動パルスおよび当該同期パルスのうちの一方をＮ分周（Ｎは１以上の整数）して前記Ａ／Ｄ変換回路のためのサンプリングパルスを生成するパルス生成部と、
前記駆動パルスによって駆動されている前記圧電トランスから前記整流回路に出力される電流信号を検出して二値化することによって検出パルスを生成する電流検出部と、
前記同期パルスを入力すると共に当該同期パルスとの間の位相差を調整して基準パルスとして出力する位相調整部と、
前記検出パルスおよび前記基準パルスの論理演算のパルスを生成して論理パルスとして出力する論理パルス生成部と、
前記論理パルスのデューティ比が予め設定された基準デューティ比に一致するように前記パルス生成部に対して前記駆動パルスの周波数を変更させる周波数制御部とを有して構成され、
前記制御回路は、前記波形データに基づいて前記パルス生成部に対して前記駆動パルスのデューティ比を変化させることにより、前記電位差が減少するように前記交流電圧信号の前記振幅を変化させる非接触型電圧検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、検出対象の電圧を非接触で検出する非接触型電圧検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の非接触型電圧検出装置（以下、単に電圧検出装置ともいう）として、本願出願人は下記の特許文献１に開示された電圧検出装置を既に提案している。この電圧検出装置１ｚは、図７に示すように、フローティング回路部２および本体回路部６３を備え、検出対象４に生じている高圧の交流電圧Ｖ１（検出対象交流電圧）を非接触で検出可能に構成されている。
【０００３】
フローティング回路部２は、ガード電極１１、検出電極１２、電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５および絶縁回路１６を備えている。絶縁回路１６は、１次側回路に入力されたデジタル信号を、１次側回路と電気的に絶縁された２次側回路から出力する。電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５および絶縁回路１６は、ガード電極１１の電位（本体回路部６３に設けられた交流電圧生成装置７３の出力端子Ｐｏに接続されて、交流電圧生成装置７３から出力される交流電圧Ｖ３と同じ電位）を基準とする正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−（絶対値が同じで極性が互いに異なる直流電圧）の供給を本体回路部３の交流電圧生成装置２３から受けて作動する。
【０００４】
電流電圧変換回路１３は、検出対象４の交流電圧Ｖ１とガード電極１１の電圧（基準電圧）との電位差（交流電圧Ｖ１の交流成分から基準電圧の交流成分を減算した電圧）Ｖｄｉに起因して、この電位差Ｖｄｉの大きさに応じた電流値で、かつ電位差Ｖｄｉの極性に応じた向きで検出対象４と検出電極１２との間に流れる検出電流Ｉを積分して、積分信号Ｖ２として出力する。この積分信号Ｖ２はＡ／Ｄ変換回路１５において電圧波形を示すデジタルデータ（波形データ）Ｄ１に変換され、このデジタルデータＤ１が絶縁回路１６を介してデジタルデータＤ１ａとして本体回路部６３に出力される。この場合、Ａ／Ｄ変換回路１５に供給されるサンプリングクロックを生成するクロック発生器は、フローティング回路部２内に配設することもできるし、本体回路部６３内に配設すると共に絶縁回路を介してフローティング回路部２に供給する構成を採用することもできる。
【０００５】
本体回路部６３は、主電源回路２１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２、交流電圧生成装置７３および電圧計２４を備えている。主電源回路２１は、本体回路部６３の各構成要素２２，２３，２４を作動させるための電源電圧Ｖｃｃ（グランドＧの電位を基準として生成される正の直流電圧）を出力する。
【０００６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２２は、互いに電気的に絶縁された１次巻線および２次巻線を有するトランスと、この１次巻線を駆動する駆動回路と、２次巻線に誘起される交流電圧を整流平滑する直流変換部（いずれも図示せず）とを備え、そのトランスの２次巻線側の内部基準電位（内部グランド）Ｇ１を基準とした正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−をフローティング状態（１次巻線側のグランドＧおよび電源電圧Ｖｃｃなどの各電位と電気的に分離された状態）で生成する。この正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−は、上記の２次巻線側の内部グランドＧ１がガード電極１１に電気的に接続された状態で、フローティング回路部２に供給される。
【０００７】
交流電圧生成装置７３は、図８に示すように、パルス電圧生成回路８１、多段倍電圧整流回路８２、第１放電抵抗３３、コンデンサ３４、第２放電抵抗３５および制御回路８６を備え、任意の波形の交流電圧（電圧信号）Ｖ３を生成して、フローティング回路部２のガード電極１１に印加する。
【０００８】
パルス電圧生成回路８１は、トランス９１と、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子９２ａ〜９２ｄで構成されてトランス９１を駆動する駆動回路９２とを備えている。駆動回路９２は、制御回路８６から出力される駆動信号Ｓａ，Ｓｂにより、スイッチング素子９２ａ〜９２ｄがオン・オフ制御されることでトランス９１の１次巻線９１ａを駆動して、トランス９１の２次巻線９１ｂから交流電圧信号としての交流パルス電圧Ｖｐを出力させる。多段倍電圧整流回路８２は、交流パルス電圧Ｖｐを整流することにより、高圧直流電圧Ｖｈを生成して出力端子８２ａから出力する。
【０００９】
第１放電抵抗３３は、高圧直流電圧Ｖｈを分圧して検出電圧Ｖｄｅとして出力する。また、第１放電抵抗３３は、多段倍電圧整流回路８２の負荷としても機能して、多段倍電圧整流回路８２を構成する各コンデンサに蓄積された電荷を徐々に放電する。コンデンサ３４は、一端が多段倍電圧整流回路８２の出力端子８２ａに接続されている。第２放電抵抗３５は、コンデンサ３４の他端とグランドＧとの間に接続されて、高圧直流電圧Ｖｈに含まれる後述の高圧交流成分Ｖｈａｃの電位（平均電位）をグランドＧの電位に規定する。また、コンデンサ３４と第２放電抵抗３５との接続点（コンデンサ３４の他端）は、交流電圧生成装置７３の出力端子Ｐｏに接続されている。
【００１０】
制御回路８６は、ＤＳＰ（デジタル信号処理部）で構成されて、入力した検出電圧Ｖｄｅをデジタルデータに変換し、この変換したデジタルデータとフローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａとに基づいて、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御しつつ生成してパルス電圧生成回路８１に出力する。この構成により、制御回路８６は、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御することにより、パルス電圧生成回路８１によって生成される交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比を変化させることが可能になっている。
【００１１】
以上の構成により、交流電圧生成装置７３は、単体として、制御回路８６が交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比の制御を実行して、交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比を周期的に変化させることにより、高圧直流成分Ｖｈｄｃに高圧交流成分Ｖｈａｃが重畳された高圧直流電圧Ｖｈを多段倍電圧整流回路８２に生成させることが可能であり、また、この高圧直流成分Ｖｈｄｃをコンデンサ３４でカットして高圧交流成分Ｖｈａｃのみを出力端子Ｐｏから出力することにより、任意の波形の交流電圧Ｖ３を出力端子Ｐｏから出力することが可能になっている。
【００１２】
また、この交流電圧生成装置７３がフィードバックループ内に組み込まれた電圧検出装置１ｚでは、制御回路８６が、第１放電抵抗３３から出力される検出電圧Ｖｄｅ（具体的には検出電圧Ｖｄｅを示すデジタルデータ）に基づいて、高圧直流電圧Ｖｈを算出すると共に、この高圧直流電圧Ｖｈの平均値（高圧直流成分Ｖｈｄｃ）を所定の周期で算出し、この平均値が予め規定された基準直流電圧値で一定になるように（基準直流電圧値に維持されるように）駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御する直流成分制御処理を実行する。また、制御回路８６は、この直流成分制御処理と共に、フローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａがゼロに近づくように（つまり、フローティング回路部２の基準電圧であるガード電極１１の電圧（交流電圧Ｖ３）が検出対象４の交流電圧Ｖ１に近づくように、すなわち電位差Ｖｄｉが減少するように）、直流成分制御処理の実行の周期よりも十分に短い周期で駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御する交流成分制御処理を実行する。
【００１３】
この電圧検出装置１ｚでは、このようにして、電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５、絶縁回路１６および本体回路部６３の交流電圧生成装置７３がフィードバックループを構成して、交流電圧Ｖ３の電圧値を上昇または低下させるフィードバック制御動作を実行することにより、ガード電極１１の電圧（交流電圧Ｖ３（高圧交流成分Ｖｈａｃ））を交流電圧Ｖ１に追従させる。電圧計２４は、交流電圧Ｖ３の実効値をリアルタイムで計測（検出）して表示する。したがって、この電圧計２４に表示される数値を観測することにより、検出対象４の交流電圧Ｖ１が検出（測定）される。
【００１４】
ところで、この電圧検出装置１ｚの交流電圧生成装置７３では、１次巻線９１ａおよび２次巻線９１ｂを有するトランス（絶縁トランス）９１を用いて交流パルス電圧Ｖｐを生成して整流回路（上記の例では多段倍電圧整流回路８２）に供給する構成を採用しているが、電圧検出装置をより小型化・軽量化するため、本願発明者らは、この絶縁トランスに代えて、圧電トランスを使用することを考え、これに際して、既に出願済みの圧電トランス駆動回路（特願２０１２−２７９２６２号に記載されている圧電トランス駆動回路）を使用することを考えた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２０１４−６２８００号公報（第４−９頁、第１−２図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
ところが、本願発明者らは、上記の電圧検出装置１ｚに絶縁トランス９１に代えて圧電トランスを使用すると共に、この圧電トランスを上記の圧電トランス駆動回路で駆動する構成の電圧検出装置について検討した結果、この電圧検出装置には、以下のような改善すべき課題が存在していることを見い出した。すなわち、この圧電トランス駆動回路は、温度などの環境特性値が変化し、これに伴って圧電トランスの共振周波数が変化したときには、この変化に追従させて圧電トランスを駆動するための駆動パルスの周波数を変化させることで、駆動パルスの周波数を共振周波数に一致させるように動作する。
【００１７】
この種の電圧検出装置では、駆動パルスに同期したスイッチングノイズが各種の電源ラインに重畳し、この電源ラインを介してフローティング回路部２の各構成要素および本体回路部３の各構成要素にこのスイッチングノイズが伝搬されるため、各構成要素はスイッチングノイズの影響を受けることになる。この場合、特に、アナログ信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路では、周波数が一定のサンプリングクロックに対して、スイッチングノイズはその周波数が駆動パルスの周波数の変化に応じて変化する信号、すなわち、サンプリングクロックに対して非同期の信号となる。このため、例えば、サンプリングクロックに対してスイッチングノイズの発生タイミングが同じときと、サンプリングクロックに対してスイッチングノイズの発生タイミングがずれたときとでは、Ａ／Ｄ変換回路の入力信号が同じである場合であっても、Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタルデータの値が大きく異なるため、上記のフィードバック制御動作が一時的に不安定になって、ガード電極の電圧を検出対象の交流電圧に追従させることができない状況が生じる結果、検出対象の交流電圧が正確に検出できないことがあるという改善すべき課題が存在している。
【００１８】
本発明は、かかる課題を改善するためになされたものであり、交流電圧生成装置に圧電トランスを使用しつつ、検出対象の交流電圧を正確に検出し得る非接触型電圧検出装置を提供することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記目的を達成すべく請求項１記載の非接触型電圧検出装置は、検出対象交流電圧が生じている検出対象に対向して配設される検出電極と、第１の入力端子が基準電圧に規定されると共に、第２の入力端子が前記検出電極に接続されて、当該検出電極、および当該第２の入力端子に接続された帰還回路を含む経路において前記検出対象交流電圧と当該基準電圧との間の交流の電位差に応じた電流値で流れる検出電流を検出電圧信号に変換して出力する演算増幅器を有する電流電圧変換回路と、前記検出電圧信号を積分して前記電位差に応じて振幅が変化する積分信号を出力する積分回路と、前記積分信号を入力してサンプリングすることにより、当該積分信号の波形データを出力するＡ／Ｄ変換回路と、圧電トランス、当該圧電トランスを駆動して交流電圧信号を出力させる圧電トランス駆動回路、前記交流電圧信号を整流することによって直流電圧を生成する整流回路、および前記圧電トランス駆動回路を制御して前記交流電圧信号の振幅を変化させることにより、直流成分に交流成分が重畳された前記直流電圧を前記整流回路に生成させる制御回路を有して、前記直流成分をコンデンサで除去して前記交流成分を前記基準電圧として生成する交流電圧生成装置とを備え、前記圧電トランス駆動回路は、前記圧電トランスを駆動する駆動パルスおよび当該駆動パルスと同一周波数であって一定のデューティ比の同期パルスを生成すると共に、当該駆動パルスおよび当該同期パルスのうちの一方をＮ分周（Ｎは１以上の整数）して前記Ａ／Ｄ変換回路のためのサンプリングパルスを生成するパルス生成部と、前記駆動パルスによって駆動されている前記圧電トランスから前記整流回路に出力される電流信号を検出して二値化することによって検出パルスを生成する電流検出部と、前記同期パルスを入力すると共に当該同期パルスとの間の位相差を調整して基準パルスとして出力する位相調整部と、前記検出パルスおよび前記基準パルスの論理演算のパルスを生成して論理パルスとして出力する論理パルス生成部と、前記論理パルスのデューティ比が予め設定された基準デューティ比に一致するように前記パルス生成部に対して前記駆動パルスの周波数を変更させる周波数制御部とを有して構成され、前記制御回路は、前記波形データに基づいて前記パルス生成部に対して前記駆動パルスのデューティ比を変化させることにより、前記電位差が減少するように前記交流電圧信号の前記振幅を変化させる。
【発明の効果】
【００２０】
請求項１記載の非接触型電圧検出装置では、検出対象の検出対象交流電圧と基準電圧との電位差を示す積分信号を、Ａ／Ｄ変換回路が駆動パルスに同期しているサンプリングパルスでサンプリングして波形データを出力する。
【００２１】
したがって、この非接触型電圧検出装置によれば、圧電トランス駆動回路が圧電トランスの共振周波数の変化に追従させて圧電トランスを駆動するための駆動パルスの周波数を変化させる構成を採用する装置であったとしても、積分信号に重畳しているノイズ成分も駆動パルスに同期しているため、同じく駆動パルスに同期しているサンプリングパルスでこのノイズ成分の１周期内の同じ位置をサンプリングすることができる。これにより、この非接触型電圧検出装置では、Ａ／Ｄ変換回路において積分信号をより正確に波形データに変換することができ、この正確な波形データに基づいて、基準電圧を検出対象交流電圧に正確に追従させることができる。したがって、この電圧検出装置によれば、駆動パルスの周波数を圧電トランスの共振周波数に一致させて高効率で圧電トランスを駆動しつつ、駆動パルスに同期したノイズ成分の影響を軽減して、検出対象の検出対象交流電圧をより正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】非接触型電圧検出装置１の構成図である。
【図２】図１の交流電圧生成装置２３の回路図である。
【図３】圧電トランス駆動回路３１の動作を説明するための波形図である。
【図４】圧電トランス３７の昇圧比および位相についての各周波数特性を示す特性図である。
【図５】交流電圧生成装置２３の交流電圧Ｖ３の出力動作を説明するための波形図である。
【図６】交流電圧生成装置２３のスイッチングノイズの除去動作を説明するための波形図である。
【図７】従来の非接触型電圧検出装置１ｚの構成図である。
【図８】図７の交流電圧生成装置７３の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、非接触型電圧検出装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
【００２４】
最初に、非接触型電圧検出装置の構成について、図面を参照して説明する。
【００２５】
図１に示す非接触型電圧検出装置としての非接触型電圧検出装置（電圧検出装置）１は、フローティング回路部２および本体回路部３を備え、検出対象４に生じている交流電圧Ｖ１（検出対象交流電圧）を非接触で検出可能に構成されている。本例では一例として、電圧検出装置１は、高圧（例えば、６００Ｖ以上の電圧）の交流電圧（正弦波形状の交流電圧）が供給されている電線を検出対象４として、この交流電圧（一例として、ＡＣ６００Ｖ）を交流電圧Ｖ１として測定する。
【００２６】
フローティング回路部２は、図１に示すように、一例として、ガード電極１１、検出電極１２、電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５および２つの絶縁回路１６，１７を備えている。絶縁回路１６，１７は、本例では一例としてデジタルアイソレータで構成されて、１次側回路に入力されたデジタル信号を、１次側回路と電気的に絶縁された２次側回路から出力する。なお、図７に示す電圧検出装置１ｚと同じ構成要素については同じ符号を付している。
【００２７】
ガード電極１１は、導電性材料（例えば金属材料）を用いて、フローティング回路部２における基準電圧部として構成されている。また、ガード電極１１は、一例として、図１に示すように、その内部に、検出電極１２の後段の回路から絶縁回路１６，１７までの回路、つまり、電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５および絶縁回路１６，１７が収容されている。これにより、電流電圧変換回路１３から絶縁回路１６，１７までがガード電極１１に覆われた構成になっている。なお、ガード電極１１で覆うべき部位は、検出電極１２の後段の回路（検出電極１２に接続される回路。本例では電流電圧変換回路１３）から、絶縁回路１６の１次側回路までと、絶縁回路１７の２次側回路までとでよい。このため、絶縁回路１６の２次側回路、絶縁回路１７の１次側回路については、ガード電極１１で覆われない構成とすることもできる。また、ガード電極１１には開口部（孔）１１ａが形成されている。検出電極１２は、例えば、平板状に形成されて、ガード電極１１内における開口部１１ａを臨む位置に配設されている。
【００２８】
電流電圧変換回路１３は、図１に示すように、一例として、演算増幅器１３ａ、抵抗１３ｂ，１３ｃおよびコンデンサ１３ｄを備えて、電流電圧変換機能を有する積分回路として構成されている。演算増幅器１３ａは、非反転入力端子（第１の入力端子）が抵抗１３ｂを介してガード電極１１に接続されると共に、反転入力端子（第２の入力端子）が検出電極１２に直接接続され、かつ抵抗１３ｃとコンデンサ１３ｄとの並列回路が帰還回路として反転入力端子と出力端子との間に接続されている。
【００２９】
この電流電圧変換回路１３は、演算増幅器１３ａが後述する正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−の供給を受けて作動することにより、検出対象４の交流電圧Ｖ１とガード電極１１の電圧（基準電圧）との電位差（交流の電位差。つまり、交流電圧Ｖ１の交流成分から基準電圧の交流成分を減算した電圧）Ｖｄｉに起因して、この電位差Ｖｄｉの大きさに応じた電流値で、かつ電位差Ｖｄｉの極性に応じた向きで検出対象４と検出電極１２との間（具体的には、検出電極１２と、抵抗１３ｃおよびコンデンサ１３ｄの並列回路とを含む経路）に流れる検出電流Ｉを積分して、電圧信号である積分信号Ｖ２として出力する。具体的には、電流電圧変換回路１３は、検出対象４の交流電圧Ｖ１とガード電極１１の電圧（基準電圧）との電位差Ｖｄｉの絶対値に比例した電圧値で、かつ電位差Ｖｄｉが正のとき（交流電圧Ｖ１がガード電極１１の電圧以上のとき）に極性が負になり、電位差Ｖｄｉが負のとき（交流電圧Ｖ１がガード電極１１の電圧未満のとき）に極性が正になる積分信号Ｖ２を生成して出力する。
【００３０】
なお、上記の電流電圧変換回路１３では、電位差Ｖｄｉに応じた電流値で検出対象４と検出電極１２との間に流れる検出電流Ｉの電圧信号（検出電圧信号）への変換を実行すると共に、この電圧信号の積分（電位差Ｖｄｉに応じて振幅が変化する積分信号の出力）をも併せて実行する構成を採用しているが、図示はしないが、電流電圧変換回路では、検出対象４と検出電極１２との間に流れる検出電流Ｉの電圧信号（検出電圧信号）への変換のみを実行し、この変換された電圧信号の積分はその後段に別途設けた積分回路で実行する構成を採用することもできる。
【００３１】
バッファアンプ１４は、高入力インピーダンス、かつ低出力インピーダンスのアンプで構成されて、電流電圧変換回路１３から出力される積分信号Ｖ２を入力して低インピーダンスで出力する。Ａ／Ｄ変換回路１５は、Ａ／Ｄコンバータで構成されて、バッファアンプ１４から出力される積分信号Ｖ２を、本体回路部３から供給されるサンプリングパルスＳｓｍｐ（交流電圧Ｖ１の周波数に対して十分に高い周波数であって、後述する駆動パルスと同期し、かつ駆動パルスの周波数の１／Ｎ（Ｎは１以上の整数）の周波数のパルス信号）でサンプリングして、積分信号Ｖ２の電圧波形を示すデジタルデータ（波形データ）Ｄ１に変換して出力する。
【００３２】
絶縁回路１６，１７は、本例では、上記したようにデジタルアイソレータを使用して構成されている。この場合、デジタルアイソレータは、デジタル信号を入出力間で電気的に絶縁して伝達するデバイスであって、例えば、フォトトランジスタやフォトカプラといった光絶縁式アイソレータを用いて構成されたものや、磁気結合式アイソレータを用いて構成されたものが存在する。この絶縁回路１６は、Ａ／Ｄ変換回路１５から出力されるデジタルデータＤ１を電気的に絶縁されたデジタルデータＤ１ａに変換して、配線Ｗ１を介して本体回路部３に出力する。絶縁回路１７は、本体回路部３から配線Ｗ２を介して供給されるサンプリングパルスＳｓｍｐを入力して、電気的に絶縁されたサンプリングパルスＳｓｍｐに変換すると共にフローティング回路部２内のＡ／Ｄ変換回路１５に出力する
【００３３】
本体回路部３は、図１に示すように、一例として、主電源回路２１、ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、単に「コンバータ」ともいう）２２、交流電圧生成装置２３および電圧計２４を備えている。主電源回路２１は、例えば、バッテリーを備えて構成されて、本体回路部３の各構成要素２２，２３，２４を作動させるための電源電圧Ｖｃｃ（基準電位としてのグランドＧの電位を基準として生成される正の直流電圧）をそのバッテリーの直流電圧から生成して出力する。一例として、主電源回路２１は、バッテリーから出力される直流電圧（例えば１２Ｖ）から、１０Ｖの電源電圧Ｖｃｃを生成して出力する。
【００３４】
コンバータ２２は、一例として互いに電気的に絶縁された１次巻線および２次巻線を有する絶縁型のトランスと、このトランスの１次巻線を駆動する駆動回路と、トランスの２次巻線に誘起される交流電圧を整流平滑する直流変換部（いずれも図示せず）とを備えて、１次側に対して２次側が電気的に絶縁された絶縁型電源として構成されている。このコンバータ２２では、駆動回路が、入力した電源電圧Ｖｃｃに基づいて作動して、トランスの１次巻線を駆動することにより、トランスの２次巻線に交流電圧を誘起させる。また、直流変換部が、この交流電圧を整流して平滑する。これにより、コンバータ２２は、そのトランスの２次巻線側の内部基準電位（内部グランド）Ｇ１を基準として、上記電圧（正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−）をフローティング状態（グランドＧおよび電源電圧Ｖｃｃと電気的に分離された状態）で生成する。このようにして生成された正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−は、上記の内部グランドＧ１がガード電極１１に電気的に接続された状態で、フローティング回路部２に供給される。なお、正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−は、絶対値がほぼ同一で、極性が互いに異なる直流電圧として生成される。
【００３５】
交流電圧生成装置２３は、一例として、図２に示すように、圧電トランス駆動回路３１、整流回路３２、第１放電抵抗３３、コンデンサ３４、第２放電抵抗３５、制御回路３６および圧電トランス３７を備え、任意の波形の交流電圧（電圧信号）Ｖ３を生成して、フローティング回路部２のガード電極１１に基準電圧として印加する。
【００３６】
圧電トランス３７は、一対の入力端子３７ａ，３７ｂ間に入力される駆動パルスＳｄで駆動されたときに、正弦波状の交流電圧信号Ｖｐを、駆動パルスＳｄのデューティ比に応じた振幅で出力端子３７ｃから出力する。具体的には、圧電トランス３７は、駆動パルスＳｄのデューティ比が大きくなるに従い、振幅が大きくなるように、交流電圧信号Ｖｐを生成して出力する。また、本例では、圧電トランス３７の負荷としての整流回路３２は、圧電トランス３７の出力端子３７ｃと基準電位（グランドＧ）との間（具体的には、出力端子３７ｃと、基準電位Ｇに接続された電流検出用の低抵抗値の後述する電流検出抵抗４２ａとの間）に接続されている。このため、電流信号Ｉｐも正弦波状の電流として整流回路３２を流れることになる。
【００３７】
圧電トランス駆動回路３１は、一例として、パルス生成部４１、電流検出部４２、位相調整部４３、論理パルス生成部４４および周波数制御部４５を備えている。
【００３８】
パルス生成部４１は、駆動パルスＳｄを生成すると共に、図３に示すように、駆動パルスＳｄと同じ周波数（同じ周期Ｔ０）であって、一定のデューティ比の同期パルスＳｓｙｎを生成して位相調整部４３に出力する。本例では一例として、パルス生成部４１は、駆動パルスＳｄの立ち上がりタイミングと同じタイミングで立ち上がり、デューティ比が０．５の同期パルスＳｓｙｎを生成して出力する。また、パルス生成部４１は、駆動パルスＳｄの生成動作が周波数制御部４５によって制御されることにより、生成する駆動パルスＳｄの周波数（圧電トランス３７の駆動周波数）を変更可能に構成されている。また、パルス生成部４１は、駆動パルスＳｄおよび同期パルスＳｓｙｎのうちの一方をＮ分周（Ｎは１以上の整数）することにより、駆動パルスＳｄと同期し、かつ駆動パルスＳｄの周波数の１／Ｎの周波数のサンプリングパルスＳｓｍｐを生成して出力する。本例では一例として、パルス生成部４１は、駆動パルスＳｄおよび同期パルスＳｓｙｎのうちの一方（例えば、駆動パルスＳｄ）を２分周（Ｎ＝２）することにより、駆動パルスＳｄの周波数の１／２の周波数のサンプリングパルスＳｓｍｐを生成する（図６参照）。
【００３９】
電流検出部４２は、電流信号Ｉｐを検出して二値化することにより、駆動パルスＳｄと同じ周波数（同じ周期Ｔ０）の検出パルスＳｉを生成して出力する。本例では一例として、電流検出部４２は、電流検出抵抗４２ａおよびコンパレータ４２ｂを備えている。この場合、電流検出抵抗４２ａは、低抵抗値（例えば１Ω未満の抵抗値）の固定抵抗で構成されている。また、電流検出抵抗４２ａは、整流回路３２と直列接続された状態で、圧電トランス３７の出力端子３７ｃと基準電位（グランドＧ）との間に接続されている。この構成により、電流検出抵抗４２ａは、正弦波状の電流信号Ｉｐを正弦波状の検出電圧Ｖｄに変換して出力する。コンパレータ４２ｂは、反転入力端子が基準電位に接続されると共に、非反転入力端子に検出電圧Ｖｄが入力される。この構成により、コンパレータ４２ｂは、正弦波状の検出電圧Ｖｄを二値化して図３に示すような検出パルスＳｉ（デューティ比：０．５）を生成すると共に、生成した検出パルスＳｉを論理パルス生成部４４に出力する。
【００４０】
位相調整部４３は、同期パルスＳｓｙｎを入力すると共に、この同期パルスＳｓｙｎに基づいて、同期パルスＳｓｙｎと同じ周波数（同じ周期Ｔ０）の基準パルスＳｒｅｆ（デューティ比：０．５）を生成して論理パルス生成部４４に出力する。具体的には、位相調整部４３は、同期パルスＳｓｙｎに対する基準パルスＳｒｅｆの位相差φ１（図３参照）を、設定された位相差に調整して、基準パルスＳｒｅｆを生成する。位相調整部４３は、例えば、ＣＲ微分回路やＲＣ積分回路などを組み合わせて構成されて、いずれかの回路を構成するコンデンサの容量値や抵抗の抵抗値が変更可能に構成されることで、位相差φ１を任意に調整可能に構成されている。
【００４１】
論理パルス生成部４４は、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算のパルス（同期パルスＳｓｙｎおよび検出パルスＳｉと同じ周波数（同じ周期Ｔ０））を生成して、論理パルスＳｌｇｃとして出力する。本例では一例として、論理パルス生成部４４は、１つのＡＮＤゲートで構成されて、入力した検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の一例としての論理積を演算することによって論理パルスＳｌｇｃを生成し、この論理パルスＳｌｇｃを周波数制御部４５に出力する。
【００４２】
周波数制御部４５は、一例としてパルス生成部４１と共にマイクロコンピュータで構成されて、デューティ比算出処理と周波数制御処理とを実行する。このデューティ比算出処理では、周波数制御部４５は、入力した論理パルスＳｌｇｃのデューティ比を算出（計測）する。また、周波数制御処理では、周波数制御部４５は、算出した論理パルスＳｌｇｃのデューティ比と予め設定された基準デューティ比（本例では論理演算の一例として論理積を演算するため、０を超え、０．５未満の範囲内の値。例えば、０．２５）とを比較すると共に、この比較結果に基づいてパルス生成部４１を制御して駆動パルスＳｄの周波数を変更することにより、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比を基準デューティ比に一致させる。なお、パルス信号の平均値は、パルス信号のデューティ比に比例して変化する特性値である。このため、パルス信号についてのデューティ比の算出と平均値の算出とは等価である。したがって、上記のデューティ比算出処理において、論理パルスＳｌｇｃの平均値を算出し、上記の周波数制御処理では、この算出した平均値と予め規定された基準平均値（基準デューティ比と等価な特性値）とを比較する構成を採用することもできる。
【００４３】
このように構成された圧電トランス駆動回路３１では、まず、圧電トランス３７の共振周波数を変動させる要因になる温度や湿度などの環境要素が一定の状態において、圧電トランス３７の共振周波数に一致する周波数の駆動パルスＳｄをパルス生成部４１から出力させて、圧電トランス３７を駆動する。例えば、圧電トランス３７の製造メーカから提供される圧電トランス３７についての仕様書（またはカタログ）に記載されている共振周波数についての特性を測定した環境要素の条件と同じ条件に上記の環境要素を揃え、この状態において、仕様書に記載されている共振周波数と同じ周波数でパルス生成部４１から駆動パルスＳｄを出力させて圧電トランス３７を駆動する。
【００４４】
また、この駆動状態において、電流検出部４２から出力される検出パルスＳｉと、位相調整部４３から出力される基準パルスＳｒｅｆとをオシロスコープなどでモニタしつつ、位相調整部４３に対する調整（同期パルスＳｓｙｎに対する基準パルスＳｒｅｆの位相差φ１の調整）を行うことにより、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の演算結果（本例では論理積）を示す論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が基準デューティ比（０．２５）に一致するように、検出パルスＳｉに対する基準パルスＳｒｅｆの位相差φ２（検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆ間の位相差）を調整（設定）する。
【００４５】
これにより、環境要素が上記の位相調整部４３に対する調整実行時の環境要素から変化していない図３に示す期間Ｔａでは、圧電トランス３７の共振周波数も、この調整実行時の周波数から変化していない。このため、圧電トランス３７における駆動パルスＳｄに対する交流電圧信号Ｖｐの位相差も変化せず、これにより、駆動パルスＳｄに対する電流信号Ｉｐの位相差も変化しない。したがって、駆動パルスＳｄに対する検出パルスＳｉの位相差も変化していないことから、駆動パルスＳｄに基づいて生成される基準パルスＳｒｅｆと検出パルスＳｉとの位相差も変化せず、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比は基準デューティ比に維持されている。これにより、周波数制御部４５は、パルス生成部４１に対する制御を実行して、パルス生成部４１から生成されている駆動パルスＳｄの周波数を、調整実行時の周波数に維持している。以上のことから、駆動パルスＳｄの周波数は、圧電トランス３７の共振周波数に一致した状態に維持されている。
【００４６】
また、位相調整部４３に対する調整実行時の環境要素のうちの例えば温度が変化し、これに起因して圧電トランス３７の共振周波数が、位相調整部４３に対する調整実行時の共振周波数（当初の共振周波数）ｆｏから、より低い周波数にシフト（変化）したときには、パルス生成部４１から出力されている駆動パルスＳｄの周波数は元の共振周波数ｆｏと同じままであるため、この周波数（ｆｏ）の駆動パルスＳｄに対する交流電圧信号Ｖｐの位相差（電流信号Ｉｐの位相差でもある）は増加する。これにより、駆動パルスＳｄに対する検出パルスＳｉの位相差φ３も増加するため、図３の期間Ｔｂに示すように、駆動パルスＳｄに同期する同期パルスＳｓｙｎから生成される基準パルスＳｒｅｆと検出パルスＳｉとの位相差φ２も増加する。
【００４７】
したがって、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の演算結果を示す論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が減少する（当初の０．２５よりも小さくなる）ことから、周波数制御部４５は、上記のデューティ比算出処理および周波数制御処理を実行して、駆動パルスＳｄの周波数をより低い周波数に変更する。
【００４８】
これにより、周波数変更後の駆動パルスＳｄに対する交流電圧信号Ｖｐの位相差（電流信号Ｉｐの位相差でもある）が減少することから、駆動パルスＳｄに対する検出パルスＳｉの位相差φ３も増加した状態から減少し、基準パルスＳｒｅｆと検出パルスＳｉとの位相差φ２も増加した状態から減少する。したがって、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が減少した状態から増加する。
【００４９】
周波数制御部４５がこのデューティ比算出処理および周波数制御処理を繰り返し実行して、駆動パルスＳｄの周波数を徐々に低くすることで、減少していた論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が徐々に増加させられて、基準デューティ比に一致する。また、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が基準デューティ比に一致した時点で、駆動パルスＳｄの周波数が圧電トランス３７のシフト後の共振周波数に一致する。
【００５０】
また、位相調整部４３に対する調整実行時の環境特性値のうちの例えば温度が変化し、これに起因して圧電トランス３７の共振周波数が、位相調整部４３に対する調整実行時の共振周波数（当初の共振周波数）ｆｏから、より高い周波数にシフト（変化）したときには、パルス生成部４１から出力されている駆動パルスＳｄの周波数は元の共振周波数ｆｏと同じままであるため、この周波数（ｆｏ）の駆動パルスＳｄに対する交流電圧信号Ｖｐの位相差（電流信号Ｉｐの位相差でもある）は減少する。これにより、駆動パルスＳｄに対する検出パルスＳｉの位相差φ３も減少するため、図３の期間Ｔｃに示すように、駆動パルスＳｄに同期する同期パルスＳｓｙｎから生成される基準パルスＳｒｅｆと検出パルスＳｉとの位相差φ２も減少する。
【００５１】
したがって、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の演算結果を示す論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が増加する（当初の０．２５よりも大きくなる）ことから、周波数制御部４５は、上記のデューティ比算出処理および周波数制御処理を実行して、駆動パルスＳｄの周波数をより高い周波数に変更する。
【００５２】
これにより、周波数変更後の駆動パルスＳｄに対する交流電圧信号Ｖｐの位相差（電流信号Ｉｐの位相差でもある）が増加することから、駆動パルスＳｄに対する検出パルスＳｉの位相差φ３も減少した状態から増加し、基準パルスＳｒｅｆと検出パルスＳｉとの位相差φ２も減少した状態から増加する。したがって、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が増加した状態から減少する。
【００５３】
周波数制御部４５がこのデューティ比算出処理および周波数制御処理を繰り返し実行して、駆動パルスＳｄの周波数を徐々に高くすることで、増加していた論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が徐々に減少させられて、基準デューティ比に一致する。また、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が基準デューティ比に一致した時点で、駆動パルスＳｄの周波数が圧電トランス３７のシフト後の共振周波数に一致する。
【００５４】
このように、この圧電トランス駆動回路３１では、駆動パルスＳｄの周波数が圧電トランス３７の共振周波数ｆｏに一致するときの論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が基準デューティ比に一致するように、位相調整部４３での同期パルスＳｓｙｎに対する基準パルスＳｒｅｆの位相差φ１を予め調整（設定）した状態から、温度などの環境要素の変化に起因して圧電トランス３７の共振周波数ｆｏが変化したときには、周波数制御部４５は、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比と基準ディーティ比とを比較しつつ、論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が基準デューティ比に一致するようにパルス生成部４１を制御して駆動パルスＳｄの周波数を変更する。
【００５５】
したがって、この圧電トランス駆動回路３１では、図４に示すように、共振周波数ｆｏを中心とする所定幅の周波数帯域Ｗ内において周波数の変化に応じて単調に変化する（この例では一例として単調増加する）という位相についての周波数特性を利用して、変化する共振周波数に駆動パルスＳｄの周波数を追従させて変化させることができるため、変化後の共振周波数が未知であったとしても、共振周波数が周波数帯域Ｗ内において変化している限りにおいて、この共振周波数に駆動パルスＳｄの周波数を一致させることが可能になっている。この結果、圧電トランス３７は、この圧電トランス駆動回路３１により、昇圧比が最大となる状態で駆動される。
【００５６】
整流回路３２は、一例として、複数のダイオードと複数のコンデンサとを組み合わせて形成されたコッククロフト・ウォルトン回路（多段倍電圧整流回路）で構成されている。なお、整流回路３２は、圧電トランス３７で生成された交流電圧信号Ｖｐを整流することにより、高圧直流電圧Ｖｈを生成して出力端子３２ａから出力する。本例では一例として、整流回路３２は、交流電圧信号Ｖｐの振幅が２０Ｖのときには、この交流電圧信号Ｖｐを整流して、最大で１２００Ｖ程度の高圧直流電圧Ｖｈを生成可能に構成されている。なお、圧電トランス３７から出力される交流電圧信号Ｖｐの電圧値で十分なときには、多段倍電圧整流回路ではなく、昇圧動作を行わない一般的な半波整流回路や全波整流回路で整流回路３２を構成することもできる。
【００５７】
第１放電抵抗３３は、整流回路３２の出力端子３２ａとグランドＧとの間に接続されている。また、第１放電抵抗３３は、一例として直列接続された２つの抵抗３３ａ，３３ｂを有して構成されて、高圧直流電圧Ｖｈを分圧して検出電圧Ｖｄｅとして出力する。また、第１放電抵抗３３は、整流回路３２の負荷としても機能して、整流回路３２を構成する各コンデンサに蓄積された電荷を徐々に放電する。本例では、一例として、駆動パルスＳｄのデューティ比（０〜０．５）が約０．２５の状態で圧電トランス３７が駆動されているときに、整流回路３２が圧電トランス３７から供給されるエネルギーと、第１放電抵抗３３によって放電されるエネルギーとがほぼ一致するように、第１放電抵抗３３の抵抗値（本例では、抵抗３３ａ，３３ｂの合成抵抗値）が予め規定されている。
【００５８】
コンデンサ３４は、一端が整流回路３２の出力端子３２ａに接続されている。第２放電抵抗３５は、コンデンサ３４の他端とグランドＧとの間に接続されて、高圧直流電圧Ｖｈに含まれる後述の高圧交流成分Ｖｈａｃの電位（平均電位）をグランドＧの電位に規定する。また、コンデンサ３４と第２放電抵抗３５との接続点（コンデンサ３４の他端）は、交流電圧生成装置２３の出力端子Ｐｏに接続されている。
【００５９】
制御回路３６は、一例としてＤＳＰ（デジタル信号処理部）で構成されるか、またはパルス生成部４１などと共にマイクロコンピュータで構成されて、入力した検出電圧Ｖｄｅをその電圧波形を示すデジタルデータ（不図示）に変換する。また、制御回路３６は、この変換したデジタルデータとフローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａとに基づいて、パルス生成部４１に対する制御を実行することにより、パルス生成部４１で生成される駆動パルスＳｄのデューティ比を制御する。このようにして、制御回路３６は、駆動パルスＳｄのデューティ比を制御することにより、圧電トランス３７で生成される交流電圧信号Ｖｐの振幅を変化させることが可能になっている。
【００６０】
以上の構成により、交流電圧生成装置２３は、単体として、例えば、制御回路３６が、図５に示すように、駆動パルスＳｄのデューティ比を周期的に変化させ、これによって交流電圧信号Ｖｐの振幅を周期的に変化させることにより、高圧直流成分Ｖｈｄｃに高圧交流成分Ｖｈａｃが重畳された高圧直流電圧Ｖｈを整流回路３２に生成させることが可能であり、また、この高圧直流成分Ｖｈｄｃをコンデンサ３４でカットして高圧交流成分Ｖｈａｃのみを出力端子Ｐｏから出力することにより、任意の波形の高圧交流電圧Ｖ３（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃ。図５参照）を出力端子Ｐｏから出力することが可能になっている。また、この際に、周波数制御部４５が上記したようにデューティ比算出処理および周波数制御処理を繰り返し実行することにより、駆動パルスＳｄの周波数は、圧電トランス３７の共振周波数に常に一致するように制御されている。
【００６１】
本例では一例として、交流電圧生成装置２３が電圧検出装置１のフィードバックループ内に組み込まれているため、制御回路３６は、検出電圧Ｖｄｅに関する上記のデジタルデータに基づいて、高圧直流電圧Ｖｈを算出すると共に、この高圧直流電圧Ｖｈの平均値（高圧直流成分Ｖｈｄｃ）を所定の周期で算出し、この平均値が予め規定された基準直流電圧値で一定になるように（基準直流電圧値に維持されるように）駆動パルスＳｄのデューティ比を制御する直流成分制御処理をパルス生成部４１に対して実行する。制御回路３６は、この直流成分制御処理を実行して、高圧直流電圧Ｖｈの平均値を基準直流電圧値に維持しているときには、駆動パルスＳｄのデューティ比を平均して約０．２５に維持する。
【００６２】
また、制御回路３６は、この直流成分制御処理と共に、フローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａがゼロに近づくように（つまり、フローティング回路部２の基準電圧であるガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３）が検出対象４の交流電圧Ｖ１に近づくように、すなわち電位差Ｖｄｉが減少するように）、直流成分制御処理の実行の周期よりも十分に短い周期で駆動パルスＳｄのデューティ比を制御する交流成分制御処理をパルス生成部４１に対して実行する。具体的には、この交流成分制御処理では、制御回路３６は、デジタルデータＤ１ａで示される積分信号Ｖ２の電圧値の極性が負のとき（交流電圧Ｖ１がガード電極１１の電圧以上のとき）には、駆動パルスＳｄのデューティ比を増加させて高圧交流電圧Ｖ３を上昇させ、デジタルデータＤ１ａで示される積分信号Ｖ２の電圧値の極性が正のとき（交流電圧Ｖ１がガード電極１１の電圧未満のとき）には、駆動パルスＳｄのデューティ比を減少させて高圧交流電圧Ｖ３を低下させる交流成分制御処理を実行する。
【００６３】
次いで、電圧検出装置１による検出対象４の交流電圧Ｖ１についての検出動作（測定動作）について説明する。なお、交流電圧Ｖ１は、一例としてＡＣ６００Ｖであるため、振幅は約１７００Ｖであることから、上記の高圧直流電圧Ｖｈの平均値に対する基準直流電圧値は、ＤＣ９００Ｖ程度の一定の電圧に予め規定されているものとする。
【００６４】
まず、検出電極１２が検出対象４に非接触の状態で対向するように、フローティング回路部２（または電圧検出装置１全体）を検出対象４の近傍に位置させる。これにより、図１に示すように、検出電極１２と検出対象４との間に静電容量Ｃ０が形成された状態になる。
【００６５】
次いで、電圧検出装置１の起動状態において、本体回路部３の交流電圧生成装置２３では、周波数制御部４５が、上記したデューティ比算出処理および周波数制御処理を繰り返し実行することにより、駆動パルスＳｄの周波数を圧電トランス３７の共振周波数に一致させている。また、制御回路３６が、上記した直流成分制御処理および交流成分制御処理を繰り返し実行している。この場合、制御回路３６が、この直流成分制御処理を繰り返すことにより、検出電圧Ｖｄｅに関するデジタルデータに基づいて算出される高圧直流電圧Ｖｈの平均値（高圧直流成分Ｖｈｄｃの電圧値）を基準直流電圧値（ＤＣ９００Ｖ）に維持している。
【００６６】
この状態において、検出対象４の交流電圧Ｖ１と、ガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３）との電位差Ｖｄｉの極性が正のとき（つまり、交流電圧Ｖ１が高圧交流電圧Ｖ３以上のとき）には、検出対象４から検出電極１２を介して電流電圧変換回路１３に検出電流Ｉが流れ込んでいる状態である。この場合、電流電圧変換回路１３は、上記のガード電極１１（基準電圧）に対して極性が負になる積分信号Ｖ２を出力する。Ａ／Ｄ変換回路１５は、本体回路部３における交流電圧生成装置２３を構成するパルス生成部４１から出力され、絶縁回路１７を介して供給されるサンプリングパルスＳｓｍｐでこの積分信号Ｖ２をサンプリングすることによってデジタルデータＤ１に変換し、絶縁回路１６は、このデジタルデータＤ１を電気的に絶縁されたデジタルデータＤ１ａに変換して本体回路部３に出力する。
【００６７】
この場合、電圧検出装置１では、駆動パルスＳｄに同期したスイッチングノイズが正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−の電源ラインを含む各種の電源ラインに重畳し、この電源ラインを介してフローティング回路部２の各構成要素および本体回路部３の各構成要素にこのスイッチングノイズが伝搬される。このため、図６に示すように、積分信号Ｖ２も、駆動パルスＳｄに同期したノイズ成分Ｓｎが本来の信号成分Ｓｖ１に重畳した信号となる。しかしながら、Ａ／Ｄ変換回路１５は、駆動パルスＳｄに同期しているサンプリングパルスＳｓｍｐでこの積分信号Ｖ２をサンプリングするため、本来の信号成分Ｓｖ１から若干オフセットしているものの、駆動パルスＳｄに非同期のサンプリングパルスでサンプリングする構成と比較して、本来の信号成分Ｓｖ１に極めて近い信号Ｓｖ２を示すデジタルデータＤ１を出力する。これにより、本体回路部３に出力されるデジタルデータＤ１ａもまた、積分信号Ｖ２の本来の信号成分Ｓｖ１に極めて近い信号Ｓｖ２を示すデジタルデータとなっている。
【００６８】
本体回路部３の交流電圧生成装置２３では、制御回路３６は、上記した交流成分制御処理を実行することにより、フローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａで示される積分信号Ｖ２の電圧の極性が負であることを検出して、パルス生成部４１に対して駆動パルスＳｄのデューティ比を増加させる。これにより、圧電トランス３７から出力される交流電圧信号Ｖｐの振幅も増加するため、圧電トランス３７から整流回路３２に供給されるエネルギーが、第１放電抵抗３３によって放電されるエネルギーよりも多くなる。このため、整流回路３２から出力される高圧直流電圧Ｖｈの電圧値、ひいては交流電圧生成装置２３から出力される高圧交流電圧Ｖ３（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃ）が上昇して、交流電圧Ｖ１に近づく（電位差Ｖｄｉが減少する）。
【００６９】
一方、検出対象４の交流電圧Ｖ１と、ガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３）との電位差Ｖｄｉの極性が負のとき（つまり、交流電圧Ｖ１が高圧交流電圧Ｖ３未満のとき）には、電流電圧変換回路１３から検出対象４に検出電極１２を介して検出電流Ｉが流出している状態である。この場合、電流電圧変換回路１３は、上記のガード電極１１（基準電圧）に対して極性が正になる積分信号Ｖ２を出力する。Ａ／Ｄ変換回路１５は、この積分信号Ｖ２をデジタルデータＤ１に変換し、絶縁回路１６は、このデジタルデータＤ１を電気的に絶縁されたデジタルデータＤ１ａに変換して本体回路部３に出力する。
【００７０】
制御回路３６は、上記した交流成分制御処理を実行することにより、フローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａで示される積分信号Ｖ２の電圧の極性が正であることを検出して、パルス生成部４１に対して駆動パルスＳｄのデューティ比を減少させる。これにより、圧電トランス３７から出力される交流電圧信号Ｖｐの振幅も減少するため、圧電トランス３７から整流回路３２に供給されるエネルギーが、第１放電抵抗３３によって放電されるエネルギーよりも少なくなる。このため、整流回路３２から出力される高圧直流電圧Ｖｈの電圧値、ひいては交流電圧生成装置２３から出力される高圧交流電圧Ｖ３（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃ）が低下して、交流電圧Ｖ１に近づく（電位差Ｖｄｉが減少する）。
【００７１】
この電圧検出装置１では、このようにして、電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５、絶縁回路１６および本体回路部３の交流電圧生成装置２３がフィードバックループを構成して、高圧交流電圧Ｖ３の電圧値を上昇または低下させるフィードバック制御動作を実行することにより、ガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３（高圧交流成分Ｖｈａｃ））を交流電圧Ｖ１に追従させる。電圧計２４は、高圧交流電圧Ｖ３の実効値（基準電圧。ガード電極１１の電圧）をリアルタイムで計測（検出）して表示する。したがって、この電圧計２４に表示される数値を観測することにより、検出対象４の交流電圧Ｖ１が検出（測定）される。
【００７２】
このように、この電圧検出装置１では、検出対象４の交流電圧Ｖ１とガード電極１１の電圧（基準電圧）との電位差Ｖｄｉを示す積分信号Ｖ２を、Ａ／Ｄ変換回路１５が駆動パルスＳｄに同期しているサンプリングパルスＳｓｍｐでサンプリングしてデジタルデータＤ１を出力する。
【００７３】
したがって、この電圧検出装置１のように、圧電トランス駆動回路３１が圧電トランス３７の共振周波数の変化に追従させて圧電トランス３７を駆動するための駆動パルスＳｄの周波数を変化させる構成を採用する装置であったとしても、図６に示すように、積分信号Ｖ２に重畳しているノイズ成分Ｓｎも駆動パルスＳｄに同期しているため、同じく駆動パルスＳｄに同期しているサンプリングパルスＳｓｍｐでこのノイズ成分Ｓｎの１周期内での同じ位置をサンプリングすることができる。これにより、この電圧検出装置１では、Ａ／Ｄ変換回路１５において積分信号Ｖ２をより正確にデジタルデータＤ１に変換することができ、この正確なデジタルデータＤ１に基づいて、ガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３（高圧交流成分Ｖｈａｃ））を交流電圧Ｖ１に正確に追従させることができる。したがって、この電圧検出装置１によれば、駆動パルスＳｄの周波数を圧電トランス３７の共振周波数に一致させて高効率で圧電トランス３７を駆動しつつ、駆動パルスＳｄに同期したノイズ成分Ｓｎの影響を軽減して、検出対象４の交流電圧Ｖ１をより正確に検出することができる。
【００７４】
なお、上記の電圧検出装置１では、フローティング回路部２内にＡ／Ｄ変換回路１５を配設しているため、パルス生成部４１で生成したサンプリングパルスＳｓｍｐを絶縁回路１７を介してフローティング回路部２に供給する構成を採用しているが、積分信号Ｖ２をフォトカプラなどの絶縁回路を介して本体回路部３に出力すると共に、本体回路部３内にＡ／Ｄ変換回路１５を配設してこの積分信号Ｖ２を本体回路部３内でサンプリングする構成を採用することもできる。このため、この構成を採用したときには、パルス生成部４１で生成したサンプリングパルスＳｓｍｐを本体回路部３内のＡ／Ｄ変換回路１５に直接供給することもできる。
【００７５】
また、本体回路部３のパルス生成部４１において、駆動パルスＳｄおよび同期パルスＳｓｙｎのうちの一方（本例では、駆動パルスＳｄ）をＮ分周（Ｎは１以上の整数）してサンプリングパルスＳｓｍｐを生成し、生成したサンプリングパルスＳｓｍｐをフローティング回路部２内のＡ／Ｄ変換回路１５に供給する構成を採用しているが、本体回路部３のパルス生成部４１から駆動パルスＳｄおよび同期パルスＳｓｙｎのうちの一方をフローティング回路部２に供給して、フローティング回路部２内に配設した他のパルス生成部においてこの一方のパルスを分周することでサンプリングパルスＳｓｍｐを生成する構成を採用することもできる。また、駆動パルスＳｄおよび同期パルスＳｓｙｎのうちの一方として同期パルスＳｓｙｎをＮ分周（Ｎは１以上の整数）してサンプリングパルスＳｓｍｐを生成してもよいのは勿論である。
【００７６】
また、駆動パルスＳｄおよび同期パルスＳｓｙｎのうちの一方を２分周してサンプリングパルスＳｓｍｐを生成する例について上記したが、Ｎは１であってもよく（つまり、駆動パルスＳｄおよび同期パルスＳｓｙｎのうちの一方をそのままサンプリングパルスＳｓｍｐとしてもよく）、またＮは３以上であってもよい。
【００７７】
また、上記の圧電トランス駆動回路３１では、パルス生成部４１から出力される駆動パルスＳｄで圧電トランス３７を直接駆動する構成を採用しているが、パルス生成部４１で圧電トランス３７を直接駆動できない場合には、パルス生成部４１と圧電トランス３７との間にドライバ回路を介在させて、駆動パルスＳｄをこのドライバ回路で増幅して圧電トランス３７に出力する構成を採用することもできる。また、電流検出部４２において電流検出抵抗４２ａで電流信号Ｉｐを検出する構成を採用しているが、電流検出抵抗４２ａに代えて電流検出コイルを使用することもできる。
【００７８】
また、上記の圧電トランス駆動回路３１では、位相調整部４３が同期パルスＳｓｙｎに基づいて、検出パルスＳｉよりも位相の進んだ基準パルスＳｒｅｆを生成する構成を採用しているが、検出パルスＳｉよりも位相の遅れた基準パルスＳｒｅｆを生成する構成を採用することもできる。
【００７９】
この構成では、環境要素の変化に起因して圧電トランス３７の共振周波数が、位相調整部４３に対する調整実行時の共振周波数（当初の共振周波数）ｆｏから、より低い周波数にシフト（変化）し、これによって駆動パルスＳｄに対する交流電圧信号Ｖｐの位相差（電流信号Ｉｐの位相差でもある）が増加したときには、上記した例とは逆に、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の演算結果を示す論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が増加することになるが、この場合には、周波数制御部４５は、上記のデューティ比算出処理および周波数制御処理を実行して、駆動パルスＳｄの周波数をより低い周波数に変更する。
【００８０】
また、環境要素の変化に起因して圧電トランス３７の共振周波数が、位相調整部４３に対する調整実行時の共振周波数（当初の共振周波数）ｆｏから、より高い周波数にシフト（変化）し、これによって駆動パルスＳｄに対する交流電圧信号Ｖｐの位相差（電流信号Ｉｐの位相差でもある）が減少したときには、上記した例とは逆に、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の演算結果を示す論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が減少することになるが、この場合には、周波数制御部４５は、上記のデューティ比算出処理および周波数制御処理を実行して、駆動パルスＳｄの周波数をより高い周波数に変更する。
【００８１】
したがって、この構成においても、周波数制御部４５が周波数制御処理においてこのように駆動パルスＳｄの周波数を制御することで、駆動パルスＳｄの周波数を圧電トランス３７のシフト後の共振周波数に一致させることができる。
【００８２】
なお、論理パルス生成部４４が検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の一例として論理積を演算する例について上記したが、論理パルス生成部４４が、両パルスＳｉ，Ｓｒｅｆの論理和を論理演算として演算して論理パルスＳｌｇｃを出力する構成を採用することもできる。この構成においても、論理積を演算する上記の構成と同様にして、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の演算結果（論理和）を示す論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が基準デューティ比（０．５を超え、１未満の範囲内の値。例えば、０．７５）に一致するように、検出パルスＳｉに対する基準パルスＳｒｅｆの位相差φ２（検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆ間の位相差）を予め調整（設定）しておくことで、圧電トランス３７の共振周波数が位相差φ２の調整実行時の共振周波数（当初の共振周波数）ｆｏから温度変化などに起因してシフト（変化）したときには、このシフトの状態（共振周波数ｆｏからのずれ）に応じて論理パルスＳｌｇｃのデューティ比も変化する。
【００８３】
したがって、この構成（論理演算として論理和を実行する構成）においても、周波数制御部４５が周波数制御処理においてこのように駆動パルスＳｄの周波数を制御することで、駆動パルスＳｄの周波数を圧電トランス３７のシフト後の共振周波数に一致させることができる。
【００８４】
また、論理パルス生成部４４が検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の一例として排他的論理和を演算して論理パルスＳｌｇｃを出力する構成を採用することもできる。この構成においても、論理積や論理和を演算する上記の構成と同様にして、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆの論理演算の演算結果（排他的論理和）を示す論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が基準デューティ比（０を超え、１未満の範囲内の値。例えば、０．５）に一致するように、検出パルスＳｉに対する基準パルスＳｒｅｆの位相差φ２（検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆ間の位相差）を予め調整（設定）しておくことで、圧電トランス３７の共振周波数が位相差φ２の調整実行時の共振周波数（当初の共振周波数）ｆｏから温度変化などに起因してシフト（変化）したときには、このシフトの状態（共振周波数ｆｏからのずれ）に応じて論理パルスＳｌｇｃのデューティ比も変化する。
【００８５】
したがって、この構成（論理演算として排他的論理和を実行する構成）においても、周波数制御部４５が周波数制御処理においてこのように駆動パルスＳｄの周波数を制御することで、駆動パルスＳｄの周波数を圧電トランス３７のシフト後の共振周波数に一致させることができる。
【００８６】
また、論理パルス生成部４４については、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆを論理演算して出力する論理パルスＳｌｇｃのデューティ比が圧電トランス３７の共振周波数ｆｏの変化に応じて単調に変化する（単調増加または単調減少）する回路である限り、上記した構成以外の各種回路（論理回路）で構成してもよいのは勿論である。例えば、検出パルスＳｉおよび基準パルスＳｒｅｆのうちの少なくとも一方についての反転パルスを使用して、上記のような論理パルスＳｌｇｃを出力する論理演算を行う回路で論理パルス生成部４４を構成することもできる。
【符号の説明】
【００８７】
１  電圧検出装置
４  検出対象
１２  検出電極
１３  電流電圧変換回路
１５  Ａ／Ｄ変換回路
２３  交流電圧生成装置
３１  圧電トランス駆動回路
３２  整流回路
３２ａ  出力端子
３３  第１放電抵抗
３４  コンデンサ
３５  第２放電抵抗
３６  制御回路
３７  圧電トランス
４１  パルス生成部
４２  電流検出部
４３  位相調整部
４４  論理パルス生成部
４５  周波数制御部
Ｄ１  波形データ
Ｉ  検出電流
Ｓｄ  駆動パルス
Ｖ１  検出対象交流電圧
Ｖ２  積分信号
Ｖ３  基準電圧（交流電圧）
Ｖｄｉ  電位差
Ｖｐ  交流電圧信号
Ｓｌｇｃ  論理パルス
Ｓｄ  駆動パルス
Ｓｉ  検出パルス
Ｓｒｅｆ  基準パルス
Ｓｓｙｎ  同期パルス
【図１】
2016003997.tif 000003
【図２】
2016003997.tif 000004
【図３】
2016003997.tif 000005
【図４】
2016003997.tif 000006
【図５】
2016003997.tif 000007
【図６】
2016003997.tif 000008
【図７】
2016003997.tif 000009
【図８】
2016003997.tif 000010