(57)【要約】【課題】電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータにおいて、平滑リアクトルに流れる電流が過大となることを抑制する。【解決手段】  電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータ１１において、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２と第２端子Ｐ２との間に接続され、二次電池２０の出力電流を平滑化する平滑リアクトル１６と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の開閉状態を制御しトランス１３の１次側巻線１４に交流電圧を印加する制御部３０と、トランス１３の２次側巻線１５から出力される交流電圧を整流するダイオードＤ３，Ｄ４と、端子Ｐ３，Ｐ４の間に接続され、ダイオードＤ３，Ｄ４の出力電圧を平滑化する出力側平滑コンデンサ１８と、を備える。制御部３０は、ＤＣＤＣコンバータ１１の出力を開始する際に充電期間を設け、その充電期間において平滑リアクトル１６に流れる電流を抑制しつつ、出力側平滑コンデンサ１８に対して電荷の充電を行う。【選択図】      図１
2016039675.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子対を構成する第１端子（Ｐ１）及び第２端子（Ｐ２）に直流電源（２０）が接続され、その直流電源の直流電圧を変換し、出力端子対を構成する第３端子（Ｐ３）及び第４端子（Ｐ４）から出力するＤＣＤＣコンバータ（１１）において、
１次側巻線（１４）及び２次側巻線（１５）を有するトランス（１３）を備え、
前記１次側巻線のセンタタップ（ＣＴ１）は、前記第１端子に接続され、
前記１次側巻線の一端と前記第２端子との間に接続されている第１スイッチ（ＳＷ１）と、
前記１次側巻線の他端と前記第２端子との間に接続されている第２スイッチ（ＳＷ２）と、
前記センタタップと前記第１端子との間、又は、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチと前記第２端子との間に接続され、前記直流電源の出力電流を平滑化する平滑リアクトル（１６）と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの開閉状態を制御することで、前記入力端子対に入力される直流電圧を変換し、前記１次側巻線に交流電圧を印加する第１制御手段（３０）と、
前記トランスの２次側巻線から出力される交流電圧を直流電圧に整流し、前記出力端子対に出力する第１整流回路（ＳＷ３，ＳＷ４，Ｄ３，Ｄ４）と、
前記第３端子及び前記第４端子との間に接続され、前記整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ（１８）と、
前記ＤＣＤＣコンバータの出力を開始する際に充電期間を設け、その充電期間において、前記平滑リアクトルに流れる電流を抑制しつつ、前記平滑コンデンサに対して電荷の充電を行う充電実施手段（３０）と、
を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記ＤＣＤＣコンバータは、双方向ＤＣＤＣコンバータであり、
前記直流電源は二次電池であって、
前記２次側巻線のセンタタップ（ＣＴ２）は、前記第３端子と接続され、
前記第１整流回路は、前記２次側巻線の一端及び他端と、前記第４端子との間にそれぞれ接続されている第３スイッチ及び第４スイッチ、並びに、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチにそれぞれ並列接続されている第１ダイオード（Ｄ３）及び第２ダイオード（Ｄ４）により構成され、
前記第３スイッチ及び前記第４スイッチの開閉状態を制御することで、前記出力端子対に入力される直流電圧を変換し、前記２次側巻線に交流電圧を印加する第２制御手段（３０）と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのそれぞれに並列接続されるダイオード（Ｄ１，Ｄ２）により構成され、前記１次側巻線から出力される交流電圧を直流電圧に整流し、前記入力端子対に出力する第２整流回路と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記ＤＣＤＣコンバータの出力端子対には、双方向直流交流変換装置（１２）が接続されていることを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記充電実施手段は前記平滑コンデンサの印加電圧が所定電圧に達したことを条件として、前記充電期間を終了することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記センタタップと前記第１端子との間、又は、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチと前記第２端子との間に、保護抵抗（Ｒａ）及び保護スイッチ（ＳＷａ）の並列接続体により構成される電流制限手段（３１ａ）を設け、
前記充電実施手段（３０ａ）は、前記充電期間において、前記保護スイッチを開状態にすることで、前記平滑リアクトルに流れる電流を制限しながら、前記平滑コンデンサを充電することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、半導体スイッチであって、
前記充電実施手段（３０ｂ）は、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのゲート印加電圧を調整することで、前記平滑リアクトルに流れる電流を制限しながら、前記平滑コンデンサを充電することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記平滑リアクトルから前記第１スイッチ及び前記第２スイッチに流れる電流を還流させる電流還流手段（３１ｃ，３１ｄ，３１ｅ）を備え、
前記充電実施手段（３０ｃ，３０ｄ，３０ｅ）は、前記充電期間において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをともに開状態にした後に、一方のスイッチを閉状態にすることで、前記平滑リアクトルに流れる電流を制限しながら、前記平滑コンデンサを充電することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記出力端子対には、補助電源（４０，４１）が接続されており、
前記充電実施手段（３０ｆ）は、前記充電期間において、前記補助電源から前記平滑コンデンサへ電力出力を実施することで、前記平滑リアクトルに流れる電流を制限しながら、前記平滑コンデンサを充電することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項９】
入力端子対を構成する第１端子（Ｐ１）及び第２端子（Ｐ２）に直流電源（２０）が接続され、その直流電源の直流電圧を変換し、出力端子対を構成する第３端子（Ｐ３）及び第４端子（Ｐ４）から出力するＤＣＤＣコンバータ（１１）において、
１次側巻線（１４）及び２次側巻線（１５）を有するトランス（１３）を備え、
前記１次側巻線のセンタタップ（ＣＴ１）は、前記第１端子に接続され、
前記１次側巻線の一端と前記第２端子との間に接続されている第１スイッチ（ＳＷ１）と、
前記１次側巻線の他端と前記第２端子との間に接続されている第２スイッチ（ＳＷ２）と、
前記センタタップと前記第１端子との間、又は、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチと前記第２端子との間に接続され、前記直流電源の出力電流を平滑化する平滑リアクトル（１６）と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの開閉状態を制御することで、前記入力端子対に入力される直流電圧を変換し、前記１次側巻線に交流電圧を印加する第１制御手段（３０）と、
前記トランスの２次側巻線から出力される交流電圧を直流電圧に整流し、前記出力端子対に出力する第１整流回路（Ｄ３，Ｄ４）と、
前記第３端子及び前記第４端子との間に接続され、前記整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ（１８）と、
前記ＤＣＤＣコンバータの出力を開始する際に充電期間を設け、その充電期間において、前記平滑コンデンサに対して電荷の充電を行う充電実施手段（３０）と、
を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記出力端子対には、補助電源（４０，４１）が接続されており、
前記充電実施手段（３０ｆ）は、前記充電期間において、前記補助電源から前記平滑コンデンサへ電力出力を実施することで、前記平滑コンデンサを充電することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流の電圧又は電流を変換するＤＣＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、プラグインハイブリッド自動車や、電気自動車などの大容量の蓄電池が搭載された車両が開発されている。この車載蓄電池に対する充電は、商用電源（交流電源）を車載蓄電池に接続することで行われる。また、車載蓄電池を車両外部の電気負荷の電源として利用することが期待されている。そこで、交流電源から車載蓄電池に対する充電を可能にするとともに、車載蓄電池から車両外部の電気負荷に対する放電を可能にする充放電装置が提案されている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−３８２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の特許文献１における充放電装置では、双方向ＤＣＤＣコンバータとして、フルブリッジ方式のＤＣＤＣコンバータを用いている。フルブリッジ方式のＤＣＤＣコンバータではスイッチング損失低減を目的として位相シフト動作が用いられることが多い。位相シフト動作では、同アームのスイッチを同時に駆動するためコモン電圧が発生し、ノイズの原因となる。また、位相シフトを用いない動作時においても、別アームに属したスイッチ２つを同時に駆動する指令が行われると、その２つのスイッチの間での駆動信号の遅延の差や素子特性の差を原因として、微少幅パルスのコモン電圧が発生する。この微少幅パルスのコモン電圧がノイズの原因となる。
【０００５】
そこで、双方向ＤＣＤＣコンバータとして、プッシュプル方式のＤＣＤＣコンバータを用いることが考えられる。プッシュプル方式のＤＣＤＣコンバータでは、動作時において複数のスイッチを同時に駆動するということがないため、上述したコモン電圧が発生することがなくノイズの発生を抑制できる。プッシュプル方式のＤＣＤＣコンバータはフルブリッジ方式のＤＣＤＣコンバータと比較してスイッチ素子の２倍の耐圧が必要となる。このため、従来のプッシュプル方式のＤＣＤＣコンバータには、ＩＧＢＴが用いられており、そのスイッチング損失が大きいという問題がある。この点、ＳｉＣデバイスを適用することで、スイッチング損失が劇的に改善すると考えられる。
【０００６】
しかしながら、プッシュプル方式の双方向ＤＣＤＣコンバータを電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータとして動作させる場合、出力開始（車載蓄電池から車両外部の電気負荷に対する放電）時に出力側の平滑コンデンサが充電されていない状況では、入力側の平滑リアクトルに一方向の電圧が印加され続け、平滑リアクトルに流れる電流が増加し続けるという問題がある。更に、平滑リアクトルに流れる電流が増加し続けると、平滑リアクトルに磁気飽和が生じて平滑リアクトルのインダクタンスが急減し、平滑リアクトルに大電流が流れ、素子に損傷が生じる懸念がある。
【０００７】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータにおいて、平滑リアクトルに流れる電流が過大となることを抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、入力端子対を構成する第１端子（Ｐ１）及び第２端子（Ｐ２）に直流電源（２０）が接続され、その直流電源の直流電圧を変換し、出力端子対を構成する第３端子（Ｐ３）及び第４端子（Ｐ４）から出力するＤＣＤＣコンバータ（１１）において、１次側巻線（１４）及び２次側巻線（１５）を有するトランス（１３）を備え、前記１次側巻線のセンタタップ（ＣＴ１）は、前記第１端子に接続され、前記１次側巻線の一端と前記第２端子との間に接続されている第１スイッチ（ＳＷ１）と、前記１次側巻線の他端と前記第２端子との間に接続されている第２スイッチ（ＳＷ２）と、前記センタタップと前記第１端子との間、又は、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチと前記第２端子との間に接続され、前記直流電源の出力電流を平滑化する平滑リアクトル（１６）と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの開閉状態を制御することで、前記入力端子対に入力される直流電圧を変換し、前記１次側巻線に交流電圧を印加する第１制御手段（３０）と、前記トランスの２次側巻線から出力される交流電圧を直流電圧に整流し、前記出力端子対に出力する第１整流回路（ＳＷ３，ＳＷ４，Ｄ３，Ｄ４）と、前記第３端子及び前記第４端子との間に接続され、前記整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ（１８）と、前記ＤＣＤＣコンバータの出力を開始する際に充電期間を設け、その充電期間において、前記平滑リアクトルに流れる電流を抑制しつつ、前記平滑コンデンサに対して電荷の充電を行う充電実施手段（３０）と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータにおいて、直流電源側の両スイッチの少なくとも一方がオンとされている状態から両スイッチをともにオフとすると、平滑リアクトルに蓄えられたエネルギーに起因するサージ電圧が発生し、スイッチの損傷を招くおそれがある。このサージ電圧を抑制するため、両スイッチがともにオン、又は、両スイッチの一方がオン、他方がオフとなるように制御を行う。ここで、平滑リアクトルの印加電圧の向きについて、平滑リアクトルから１次側巻線のセンタタップ（平滑コンデンサ）へ流れる電流が増加する向きを、正の向きとして取り扱うとする。両スイッチの一方がオンとされている場合、平滑リアクトルに対して、平滑コンデンサの印加電圧にトランスの巻線比を乗じた値から直流電源の電圧を減じた値に相当する電圧が印加される。また、両スイッチがともにオンとされている場合、平滑リアクトルに対して、直流電源の電圧の逆向きの電圧が印加される。
【００１０】
ここで、出力側平滑コンデンサに電荷の蓄積が行われておらず、出力側平滑コンデンサの印加電圧にトランスの巻線比を乗じた値が直流電源の電圧より小さい状況を想定する。この状況では、直流電源の電圧の逆向きの電圧、及び、出力側平滑コンデンサの印加電圧にトランスの巻線比を乗じた値から直流電源の電圧を減じた値がともに負の値となり、両スイッチの状態に関わらず平滑リアクトルに一方向の電圧が印加され続けることになる。このため、平滑リアクトルに流れる電流が増加し続けるという問題が生じる。
【００１１】
そこで、本発明では、出力を開始する際に充電期間を設け、その充電期間において、平滑リアクトルに流れる電流を抑制しつつ、平滑コンデンサに対して電荷の充電を行う構成とした。このような構成にすることで、充電期間の後に両スイッチの一方がオン、他方がオフとされると、平滑リアクトルに印加される電圧が正の値となり、平滑リアクトルに一方向の電圧が印加され続けることを抑制し、平滑リアクトルに流れる電流が増加し続け、過大となることを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１実施形態の電気的構成を示す図。
【図２】充電制御を実施しなかった場合のタイミングチャート。
【図３】充電制御を実施した場合のタイミングチャート（全体図）。
【図４】充電制御を実施した場合のタイミングチャート（充電中）。
【図５】充電制御を実施した場合のタイミングチャート（充電後）。
【図６】第２実施形態におけるスイッチの電気的構成を示す図。
【図７】第３実施形態における電気的構成を示す図。
【図８】第４実施形態における電気的構成を示す図。
【図９】第５実施形態における電気的構成を示す図。
【図１０】第６実施形態における電気的構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
（第１実施形態）
図１に本実施形態における充放電装置１０を示す。充放電装置１０は車載充放電装置であり、二次電池２０とリレースイッチ２３及び端子Ｐ１，Ｐ２を介して接続されている。二次電池２０は、複数のリチウムイオン蓄電池からなる組電池である。また、商用電源２１又は電気負荷２２とリレースイッチ２４及び端子Ｐ５，Ｐ６を介して接続される。なお、説明の便宜のために、充放電装置１０から見て二次電池２０側を入力側、充放電装置１０から見て商用電源２１及び電気負荷２２側を出力側として取り扱っている。なお、充放電装置１０は、車載充放電装置以外であってもよく、例えば、家庭用蓄電システムに適用されるものであってもよい。また、二次電池２０は、リチウムイオン蓄電池以外であってもよく、例えば、鉛蓄電池やニッケル水素蓄電池であってもよい。
【００１４】
充放電装置１０は、商用電源２１から電力を供給されて二次電池２０の充電を行うとともに、直流電源としての二次電池２０から電力を供給されて車両外部の商用電源２１又は電気負荷２２に対して放電を行う。ここで、充放電装置１０が二次電池２０から商用電源２１又は電気負荷２２に対して放電を実施する動作のことを、逆潮動作と呼ぶ。充放電装置１０は、ＤＣＤＣコンバータ１１と、ＡＣＤＣコンバータ１２とを備えている。
【００１５】
ＤＣＤＣコンバータ１１は、双方向プッシュプル方式のＤＣＤＣコンバータである。ＤＣＤＣコンバータ１１の端子Ｐ１は、リレースイッチ２３を介して二次電池２０の正極に接続され、ＤＣＤＣコンバータ１１の端子Ｐ２は、二次電池２０の負極に接続されている。端子Ｐ１とＰ２との間には入力側平滑コンデンサ１７が接続されている。また、ＤＣＤＣコンバータ１１の端子Ｐ３及びＰ４は、ＡＣＤＣコンバータ１２と接続されている。
【００１６】
ＤＣＤＣコンバータ１１は、１次側巻線１４及び２次側巻線１５を有するトランス１３を備え、１次側巻線１４のセンタタップＣＴ１はリレースイッチＳＷａ、リレースイッチ２３を介して端子Ｐ１に接続されている。また、１次側巻線１４の両端子は、それぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２（第１スイッチ、第２スイッチ）のドレインに接続されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２のソースは、平滑リアクトル１６を介して端子Ｐ２に接続されている。平滑リアクトル１６は、二次電池２０の充電時には二次電池２０に流れる電流の平滑化を行い、また、二次電池２０の放電時には出力側平滑コンデンサ１８の電圧が二次電池２０の電圧より高い場合に昇圧を行う。スイッチＳＷ１，ＳＷ２にはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２が並列接続されており、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードがそれぞれ１次側巻線１４の両端子に、ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードが端子Ｐ２に接続されている。
【００１７】
トランス１３の２次側巻線１５のセンタタップＣＴ２は、端子Ｐ３に接続されている。また、２次側巻線１５の両端子は、それぞれスイッチＳＷ３，ＳＷ４（第３スイッチ、第４スイッチ）のドレインに接続されている。スイッチＳＷ３，ＳＷ４のソースは、端子Ｐ４に接続されている。スイッチＳＷ３，ＳＷ４にはそれぞれダイオードＤ３，Ｄ４（第１ダイオード、第２ダイオード）が並列接続されており、ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードがそれぞれ２次側巻線１５の両端子に、ダイオードＤ３，Ｄ４のアノードが端子Ｐ４に接続されている。二次電池２０から電気負荷２２への放電時において、端子Ｐ１，Ｐ２がＤＣＤＣコンバータ１１の入力端子対となり、端子Ｐ３，Ｐ４がＤＣＤＣコンバータ１１の出力端子対となる。
【００１８】
第１制御手段としての充放電装置１０の制御部３０ａは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフを制御するとともに、スイッチＳＷ３，ＳＷ４をともにオフとするか、または、スイッチＳＷ３，ＳＷ４を同期整流制御する（第１整流回路）。このような制御を実施することで、二次電池２０から供給される直流の電圧又は電流を変換しＡＣＤＣコンバータ１２に供給する電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータとしてＤＣＤＣコンバータ１１を動作させる。また、第２制御手段としての制御部３０ａは、スイッチＳＷ３，ＳＷ４のオンオフを制御するとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフとするか、または、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を同期整流制御する（第２整流回路）。このような制御を実施することで、ＡＣＤＣコンバータ１２から供給される直流の電圧又は電流を変換し二次電池２０に供給する電圧型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータとしてＤＣＤＣコンバータ１１を動作させる。
【００１９】
また、端子Ｐ３，Ｐ４の間には出力側平滑コンデンサ１８が設けられている。出力側平滑コンデンサ１８は、充放電時における脈動電圧を抑制する。具体的には、ＤＣＤＣコンバータ１１からＡＣＤＣコンバータ１２に入力される脈動電圧を平滑化するとともに、ＡＣＤＣコンバータ１２からＤＣＤＣコンバータ１１に入力される脈動電圧を抑制する。
【００２０】
ＡＣＤＣコンバータ１２は、商用電源２１から供給される交流電圧を直流電圧に変換しＤＣＤＣコンバータ１１に出力する整流回路としての機能と、ＤＣＤＣコンバータ１１から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、商用電源２１又は電気負荷２２に出力するインバータ回路としての機能とを有する。ＡＣＤＣコンバータ１２は、ブリッジレスブースト方式のＰＦＣ回路であり、商用電源２１と直列接続されるようにリアクトル１９及び４つのスイッチＳＷ５〜ＳＷ８から構成されている。また、４つのスイッチＳＷ５〜ＳＷ８には、それぞれダイオードＤ５〜Ｄ８が並列接続されている。二次電池２０から商用電源２１又は電気負荷２２に電力を供給する場合、ＡＣＤＣコンバータ１２は、スイッチＳＷ５〜ＳＷ８が制御されることで、フルブリッジ方式のインバータ回路として動作する。なお、上記スイッチＳＷ１〜ＳＷ８は、具体的には、ＭＯＳＦＥＴであるが、例えば、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチであってもよい。
【００２１】
ここで、充放電装置１０を放電装置として動かす場合、つまり、ＤＣＤＣコンバータ１１を電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータとして動作させ、ＡＣＤＣコンバータ１２をインバータ回路として動作させる場合、下記のような問題が生じる。
【００２２】
電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータにおいて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の少なくとも一方がオンとされている状態からスイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフとすると、平滑リアクトル１６に蓄えられたエネルギーに起因するサージ電圧が発生し、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の損傷を招くおそれがある。
【００２３】
このサージ電流を抑制するため、制御部３０ａは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオン、又は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方がオン、他方がオフとなるように制御を行う。ここで、リアクトル電圧ＶＬの向きについて、平滑リアクトル１６から１次側巻線１４のセンタタップＣＴ（出力側平滑コンデンサ１８）へ流れる電流が増加する向きを、正の向きとして取り扱うとする。スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方がオンとされている場合、平滑リアクトル１６に対して、出力側平滑コンデンサ１８の印加電圧にトランス１３の巻線比（２次側に対する１次側）を乗じた値から二次電池２０の出力電圧を減じた値に相当する電圧が印加される。また、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンとされている場合、平滑リアクトル１６に対して、二次電池２０の出力電圧の逆向きの電圧が印加される。
【００２４】
ここで、出力側平滑コンデンサ１８に電荷の蓄積が行われておらず、出力側平滑コンデンサ１８の印加電圧にトランス１３の巻線比を乗じた値が直流電源の電圧より小さい状況を想定する。この状況では、二次電池２０の出力電圧の逆向きの電圧、及び、出力側平滑コンデンサ１８の印加電圧にトランス１３の巻線比を乗じた値から二次電池２０の出力電圧を減じた値がともに負の値となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の状態に関わらず平滑リアクトル１６に一方向の電圧が印加され続けることになる。このため、平滑リアクトル１６に流れる電流が増加し続けるという問題が生じる。
【００２５】
そこで、本実施形態では、端子Ｐ１と１次側巻線１４のセンタタップＣＴ１との間に、抵抗器Ｒａ（保護抵抗）及びリレースイッチＳＷａ（保護スイッチ）を並列接続した電流制限手段３１ａを設ける構成とした。なお、リレースイッチＳＷａは、常閉式のリレースイッチである。
【００２６】
更に、二次電池２０から商用電源２１又は電気負荷２２への放電を開始する際に出力側平滑コンデンサ１８の充電期間を設け、その充電期間において、リレースイッチＳＷａをオフ状態にする。このように充電期間においてリレースイッチＳＷａをオフ状態に制御することで、平滑リアクトル１６に流れる電流を所定値（二次電池２０の出力電圧Ｖ１を抵抗器Ｒａの抵抗値Ｒで割った値）以下に抑制しつつ、出力側平滑コンデンサ１８に電荷の充電を行うことができる。
【００２７】
そして、出力側平滑コンデンサ１８の端子間電圧Ｖ２（コンデンサ電圧）が所定値（少なくとも出力側平滑コンデンサ１８の印加電圧にトランス１３の巻線比を乗じた値が二次電池２０の出力電圧より大きい電圧）より大きくなったことを条件として、充電期間を終了し、リレースイッチＳＷａをオン状態にする。このような構成にすることで、充電期間の後に両スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方がオン、他方がオフとされると、出力時を基準として、平滑リアクトル１６に印加される電圧が正の値となり、平滑リアクトル１６に一方向の電圧が印加され続けることを抑制し、平滑リアクトル１６に流れる電流の増加を抑制することができる。
【００２８】
図２に本実施形態における出力側平滑コンデンサ１８の充電を実施しなかった場合の二次電池２０の出力電圧Ｖ１、コンデンサ電圧Ｖ２、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の状態、リアクトル電圧ＶＬ、リアクトル電流ＩＬ、デューティの変化を表すタイミングチャートを示す。充電期間の開始時において、ＤＣＤＣコンバータ１１は、降圧回路として動作する。デューティは、所定の下限値と所定の上限値との範囲内において、電圧Ｖ２と電圧Ｖ１との日に基づいて設定される（Ｄｕｔｙ＝Ｖ２／Ｖ１）。ここで、例えば、デューティの上限値は６０％に、下限値は１５％にそれぞれ設定されている。
【００２９】
図２の時刻Ｔ１において、スイッチＳＷ１がオン状態とされる。時刻Ｔ１では、出力側平滑コンデンサ１８に電荷が充電されていないため、平滑リアクトル１６に印加されるリアクトル電圧ＶＬが、二次電池２０の出力電圧Ｖ１に相当する負の電圧（−Ｖ１）となる。そして、平滑リアクトル１６に負の電圧が印加されることで、平滑リアクトル１６に流れるリアクトル電流ＩＬが出力側平滑コンデンサ１８を充電する向きに増加していく。そして、出力側平滑コンデンサ１８が充電されることで、出力側平滑コンデンサ１８のコンデンサ電圧Ｖ２が増加していく。コンデンサ電圧Ｖ２の増加に伴い、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方がオン状態にされている場合のリアクトル電圧ＶＬ（コンデンサ電圧Ｖ２にトランス１３の巻線比を乗じた値から、出力電圧Ｖ１を減じた値）は減少していく。時刻Ｔ２からＴ３のようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオン状態とされると、リアクトル電圧ＶＬは、二次電池２０の出力電圧Ｖ１に相当する負の電圧（−Ｖ１）となる。
【００３０】
ここで、コンデンサ電圧Ｖ２の増加により、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方がオン状態にされている場合のリアクトル電圧ＶＬが正の電圧になるまで、平滑リアクトル１６には負の電圧が印加され続ける。このため、出力側平滑コンデンサ１８を充電する向きのリアクトル電流ＩＬが増加し続けることになる。スイッチＳＷ１，ＳＷ２及びダイオードＤ１，Ｄ２が損傷しないよう定格電流の大きな素子が必要となる。また、平滑リアクトル１６についても磁気飽和防止のためコアを大きくする必要がある。
【００３１】
図３に本実施形態における出力側平滑コンデンサ１８の充電を実施した場合の二次電池２０の出力電圧Ｖ１、コンデンサ電圧Ｖ２、リアクトル電圧ＶＬ、抵抗器Ｒａに生じる電圧ＶＲ、リアクトル電流ＩＬ、及び、デューティの変化を表すタイミングチャートを示す。充電期間の開始時において、ＤＣＤＣコンバータ１１は、降圧回路として動作する。図２と同様に、デューティは、所定の下限値と所定の上限値との範囲内において、電圧Ｖ２と電圧Ｖ１との比に基づいて設定される（Ｄｕｔｙ＝Ｖ２／Ｖ１）。また、デューティの上限値は６０％に、下限値は１５％にそれぞれ設定されている。
【００３２】
図３の時刻Ｔ１１において、出力側平滑コンデンサ１８に対する充電が開始される。出力側平滑コンデンサ１８の充電開始時において、リレースイッチＳＷａがオフ状態とされているため、抵抗器Ｒａを介して電流が流れる。これにより、平滑リアクトル１６に流れる電流ＩＬの上限値は、二次電池２０の出力電圧Ｖ１を抵抗器Ｒａの抵抗値Ｒで割った値となる。
【００３３】
時刻Ｔ１２において、コンデンサ電圧Ｖ２がＶ１×１５％より大きくなるため、コンデンサ電圧Ｖ２の増加にともなってデューティが６０％まで増加していく。時刻Ｔ１３において、デューティは６０％で固定される。その後もＡＣＤＣコンバータ１２の逆潮動作が停止されているため、ＤＣＤＣコンバータ１１は無負荷状態で動作することになり、出力側平滑コンデンサ１８に対する充電が継続される。
【００３４】
時刻Ｔ１４において、コンデンサ電圧Ｖ２が二次電池２０の出力電圧Ｖ１より大きくなるため、ＤＣＤＣコンバータ１１は、降圧回路としての動作から、昇圧回路としての動作に切り替えられる。動作の切り替わりに伴ってデューティの設定方法が変わり、デューティは、下限値１５％及び上限値６０％の範囲内で、１から電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との比に基づいて決定されるように設定する（Ｄｕｔｙ＝１−Ｖ１／Ｖ２）。ただし、前述のようにＡＣＤＣコンバータ１２の逆潮動作が停止されているため、ＤＣＤＣコンバータ１１は無負荷状態で動作することになり、昇圧回路としての動作に切り替えない場合でも出力側平滑コンデンサ１８の充電が行われる。
【００３５】
時刻Ｔ１４において、デューティは下限値の１５％に設定される。時刻Ｔ１５において、コンデンサ電圧Ｖ２が所定値（３５０Ｖ）に達したことを条件として、リレースイッチＳＷａがオンとされる。これにより、充電電流は主として抵抗器ＲａではなくリレースイッチＳＷａを介して流れることになる。この状態では、コンデンサ電圧Ｖ２が出力電圧Ｖ１よりも大きい。そのため、スイッチＳＷ１又はＳＷ２がオンされている状態のリアクトル電圧ＶＬと、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が共にオンされている状態のリアクトル電圧ＶＬとの極性が逆になる。その結果、出力側平滑コンデンサ１８を充電する向きの電流が増加し続けることはなくなる。
【００３６】
図４に図３の時刻ＴＡ（時刻Ｔ１３〜Ｔ１４の間）近傍におけるタイミングチャートの拡大図を示す。時刻ＴＡ近傍では、コンデンサ電圧Ｖ２が約２００Ｖとなっている。
【００３７】
時刻Ｔ２１において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が共にオンとされている状態から、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替えられる。これにより、平滑リアクトル１６に印加される電圧（Ｖ２−Ｖ１＋ＶＲ）は、抵抗に印加される電圧ＶＲにより正の電圧となるため、平滑リアクトル１６に流れる電流（出力側平滑コンデンサ１８を充電する向き）が減少していく。
【００３８】
時刻Ｔ２２において、スイッチＳＷ１がオフからオンに切り替えられる。これにより、平滑リアクトル１６に印加される電圧（−Ｖ１＋ＶＲ）は負の電圧となるため、平滑リアクトル１６に流れる電流（出力側平滑コンデンサ１８を充電する向き）が増加していく。そして、時刻Ｔ２３において、スイッチＳＷ２がオフに切り替えられ、平滑リアクトル１６に印加される電圧が、Ｖ２−Ｖ１＋ＶＲとなり、再び正の電圧となる。このように、コンデンサ電圧Ｖ２が出力電圧Ｖ１（二次電池電圧）よりも低い領域においても、抵抗に印加される電圧ＶＲにより、スイッチＳＷ１、ＳＷ２が共にオンとされている状態からスイッチＳＷ１，ＳＷ２のどちらか一方がオンとされている状態に切り替わる際に、平滑リアクトル１６に印加される電圧の極性が反転する。このため、電流が増加し続けることをことがなくなり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２及びダイオードＤ１，Ｄ２の損傷、また、平滑リアクトル１６が磁気飽和となることを好適に防ぐことができる。
【００３９】
図５に図３の時刻ＴＢ（時刻Ｔ１５の後）近傍におけるタイミングチャートの拡大図を示す。時刻ＴＢ近傍では、コンデンサ電圧Ｖ２が約４００Ｖとなっている。
【００４０】
時刻Ｔ３１において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が共にオンとされている状態から、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替えられる。これにより、平滑リアクトル１６に印加される電圧がＶ２−Ｖ１となり、正の電圧となるため、平滑リアクトル１６に流れる電流（出力側平滑コンデンサ１８を充電する向き）が減少していく。
【００４１】
時刻Ｔ３２において、スイッチＳＷ１がオフからオンに切り替えられる。これにより、平滑リアクトル１６に印加される電圧（−Ｖ１）は負の電圧となるため、平滑リアクトル１６に流れる電流（出力側平滑コンデンサ１８を充電する向き）が増加していく。そして、時刻Ｔ３３において、スイッチＳＷ２がオフに切り替えられ、平滑リアクトル１６に印加される電圧ＶＬが、Ｖ２−Ｖ１となり、再び正の電圧となる。このように、コンデンサ電圧Ｖ２が出力電圧Ｖ１よりも大きい領域においては、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が共にオンとされている状態からスイッチＳＷ１、ＳＷ２のどちらか一方がオンとされている状態に切り替わる際に、平滑リアクトル１６に印加される電圧の極性が反転する。このため、電流が増加し続けることをことがなくなり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２及びダイオードＤ１，Ｄ２の損傷すること、また、平滑リアクトル１６が磁気飽和することを好適に防ぐことができる。
【００４２】
以下、本実施形態における効果を述べる。
【００４３】
本実施形態では、二次電池２０における放電を開始する際に、出力側平滑コンデンサ１８を充電する充電期間を設けた。そして、その充電期間において、平滑リアクトル１６に流れる電流を所定値以下に抑制しつつ、出力側平滑コンデンサ１８に対して電荷の充電を行う構成とした。このような構成にすることで、充電期間の後に両スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方がオン、他方がオフとされると、平滑リアクトル１６に印加される電圧が正の値となり、平滑リアクトル１６に負の電圧が印加され続けることを抑制し、平滑リアクトル１６に流れる電流が過大となることを抑制することができる。
【００４４】
特に、本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１１は、双方向ＤＣＤＣコンバータであり、二次電池２０の充放電を行うものである。二次電池２０の充電では、脈動電圧を抑制するために大容量の平滑コンデンサを用いる必要がある。大容量の平滑コンデンサを用いた場合、放電時にリアクトル電流ＩＬの増大が顕著となるため、本実施形態における出力側平滑コンデンサ１８の充電制御を実施することで、好適にリアクトル電流ＩＬの増大を抑制することができる。
【００４５】
また、本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１１と、双方向ＡＣＤＣコンバータ１２と、充放電装置１０を構成する。商用電源２１を用いてＡＣＤＣコンバータ１２及びＤＣＤＣコンバータ１１を介して二次電池２０を充電する場合に、商用電源２１から出力側平滑コンデンサ１８に対する過電流の流れ込みが生じるため、商用電源２１側に突入電流防止機構を設ける必要が生じる。本実施形態では、充電制御を実施してから、商用電源２１から二次電池２０に対する充電を実施することで、商用電源２１側に突入電流防止機構を設けなくても、商用電源２１から出力側平滑コンデンサ１８に対する過電流の流れ込みを防止することができる。
【００４６】
本実施形態では、センタタップＣＴ１と端子Ｐ１との間に、抵抗器Ｒａ及びリレースイッチＳＷａの並列接続体である電流制限手段３１ａを設ける構成とした。このような構成にすることで、複雑な制御を行うことなく平滑コンデンサの充電を行うことを可能にした。なお、スイッチＳＷ１及びＳＷ２と端子Ｐ２との間に充電機構を設けてもよい。
【００４７】
（第２実施形態）
ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流は、線形領域において、ゲート−ソース間電圧の約２乗に比例して変化する。そこで、本実施形態では、出力側平滑コンデンサ１８の充電期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のゲート−ドレイン間電圧（ゲート印加電圧）を制限することで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に流れるドレイン電流を抑制し、平滑リアクトル１６に流れる電流を制限する構成とする。その後、コンデンサ電圧Ｖ２が所定値以上となったことを条件として、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のゲート−ソース間電圧の制限を解除することで、二次電池２０から電気負荷２２への通常の放電を実施する。
【００４８】
具体的には、図１の電流制限手段３１ａを省略し、図６に示すように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のゲートにゲート抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２及びスイッチＳＷｂで構成される電流制限手段３１ｂを設ける。出力側平滑コンデンサ１８が所定値以下の領域においては、スイッチＳＷｂをオフし、ゲート抵抗Ｒｂ２を介してゲート容量を充電する。ゲート抵抗Ｒｂ２の抵抗値は、出力側平滑コンデンサ１８の充電期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の最大オン時間においても、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のゲート−ソース間電圧が線形領域内の所定電圧以下となるように設定する。このようにゲート抵抗Ｒｂ２の抵抗値を設定することで、ゲート−ソース間に印加される所定電圧に応じたドレイン電流がスイッチＳＷ１もしくはＳＷ２に流れることになり、リアクトル電流ＩＬが制限されることになる。その後、コンデンサ電圧Ｖ２が出力電圧Ｖ１よりも大きくなった領域においてスイッチＳＷｂをオンし、ゲート抵抗Ｒｂ１及びＲｂ２を介してゲート容量を充電する。ゲート抵抗Ｒｂ１の抵抗値は、スイッチング損失およびサージ電圧を考慮して設定する。
【００４９】
充電実施手段としての制御部３０ｂは、ＤＣＤＣコンバータ１１の出力を開始する際に充電期間を設け、その充電期間において、スイッチＳＷｂをオフ状態にすることで、平滑リアクトル１６に流れる電流を抑制しつつ、出力側平滑コンデンサ１８に対して電荷の充電を行うことができる。
【００５０】
（第３実施形態）
以下の第３〜第５実施形態では、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフとされ、そのスイッチＳＷ１，ＳＷ２に並列接続されているダイオードＤ１，Ｄ２に対して逆方向電圧が印加される場合に、その逆方向印加電圧が所定値以下となるように、電流還流手段３１ｃ，３１ｄ，３１ｅを設ける構成とした。そして、充電実施手段としての制御部３０ｃ，３０ｄ，３０ｅは、ＤＣＤＣコンバータ１１の出力を開始する際に充電期間を設け、その充電期間において、それぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を［オフ、オフ］→［オン、オフ］→［オフ、オフ］→［オフ、オン］→［オフ、オフ］となるようにそれぞれ制御を行う。制御部３０ｃ，３０ｄ，３０ｅは、上記のようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２の制御を行うことで、出力側平滑コンデンサ１８に対して電荷の充電を行うことができる。更に、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを調整することで、平滑リアクトル１６に流れる電流を所定値以下に抑制することができる。また、第３〜第５実施形態すべてにおいて電流還流手段が機能している場合は、リレースイッチ２３をオフにすることにする。これにより、二次電池２０から平滑リアクトル１６に対して電圧が印加されることを抑制し、平滑リアクトル１６に流れる電流が増加することを抑制する。
【００５１】
また、電流還流手段３１ｃ，３１ｄ，３１ｅにより、両スイッチＳＷ１，ＳＷ２が［オフ、オフ］とされた場合に、スイッチＳＷ１，ＳＷ２及びダイオードＤ１，Ｄ２に対して生じるサージ電圧を抑制することができる。
【００５２】
第３実施形態では、図７に示すように、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のドレイン−ゲート間にダイオードＤｃ１，Ｄｃ２、及び、ツェナーダイオードＤＺｃ１，ＤＺｃ２を設ける。ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２及びツェナーダイオードＤＺｃ１，ＤＺｃ２及びスイッチＳＷ１，ＳＷ２が電流還流手段３１ｃを構成する。具体的には、ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２のアノードとスイッチＳＷ１，ＳＷ２のドレインとをそれぞれ接続し、ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２のカソードとツェナーダイオードＤＺｃ１，ＤＺｃ２のカソードとをそれぞれ接続し、ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２のアノードとスイッチＳＷ１，ＳＷ２のゲートとがそれぞれ接続されるようにする。
【００５３】
このような構成とすると、ツェナーダイオードＤＺｃ１，ＤＺｃ２の降伏電圧以上の電圧がドレイン−ゲート間に対して印加された場合に、そのスイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンとされる。つまり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフとされている場合に、スイッチＳＷ１，ＳＷ２及びダイオードＤ１，Ｄ２に対して逆方向にツェナーダイオードＤＺｃ１，ＤＺｃ２の降伏電圧以上の電圧が印加されることを抑制できる。
【００５４】
（第４実施形態）
第４実施形態では、図８に示すように、１次側巻線１４のセンタタップＣＴ１と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のドレインとを、スイッチＳＷ１１及びダイオードＤ１１によって接続する構成とする。更に、１次側巻線１４のセンタタップＣＴ１と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のドレインとの間に、ダイオードＤｄ、ツェナーダイオードＤＺｄ、及び、抵抗器Ｒｄを設ける。ダイオードＤｄ，Ｄ１１、ツェナーダイオードＤｚｄ、抵抗器Ｒｄ及びスイッチＳＷ１１が電流還流手段３１ｄを構成する。ダイオードＤｄのアノードは、センタタップＣＴ１と接続され、ダイオードＤｄのカソードは、ツェナーダイオードＤＺｄのカソードと接続されている。ツェナーダイオードＤＺｄのアノードは、抵抗器Ｒｄの一端と接続され、抵抗器Ｒｄの他端は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のドレインとそれぞれ接続されている。そして、ツェナーダイオードＤＺｄのアノードがスイッチＳＷ１１のゲートに接続されている。
【００５５】
このような構成とすると、ダイオードＤ１，Ｄ２にツェナーダイオードＤＺｄの降伏電圧以上の電圧が印加される状況下で、スイッチＳＷ１１がオンされる。これにより、平滑リアクトル１６、スイッチＳＷ１１、及び、入力側平滑コンデンサ１７によって閉回路が形成される。つまり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２及びダイオードＤ１，Ｄ２に対してツェナーダイオードＤＺｄの降伏電圧以上の電圧が逆方向に印加されることを抑制できる。
【００５６】
（第５実施形態）
第５実施形態では、図９に示すように、１次側巻線１４のセンタタップＣＴ１と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のドレインとを、スイッチＳＷｅ及びダイオードＤｅによって接続する構成とする。そして、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ状態をそれぞれ指令するＳＷ１，ＳＷ２指令信号の論理和をＮＯＲ回路Ｌｅによって算出し、ＮＯＲ回路Ｌｅの出力をスイッチＳＷｅを駆動するドライバＤＲｅに入力する構成にする。スイッチＳＷｅ、ダイオードＤｅ、ＮＯＲ回路Ｌｅ及びドライバＤＲｅが電流還流手段３１ｅを構成する。
【００５７】
このような構成にすることで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフ状態にされる場合に、スイッチＳＷｅがオン状態とされ、入力側平滑コンデンサ１７及び平滑リアクトル１６による閉回路が形成される。これにより、スイッチＳＷ１，ＳＷ２及びダイオードＤ１，Ｄ２に対して過電圧が印加されることを抑制できる。
【００５８】
（第６実施形態）
図１０に示すように、プラグインハイブリッド自動車では、モータを動作させるための高電圧バッテリとしての二次電池２０に加えて、車載負荷４２を動作させるための低電圧バッテリとしての二次電池４０（補助電源）が設けられている。更に、二次電池４０の出力電圧を車載負荷４２の駆動に適した電圧に変換するためのＤＣＤＣコンバータ４１が設けられている。二次電池４０とＤＣＤＣコンバータ４１とで補助電源を構成する。
【００５９】
そこで、本実施形態では、二次電池４０と、出力側平滑コンデンサ１８とをＤＣＤＣコンバータ４１を介して接続する。そして、充電実施手段としての制御部３０ｆは、ＤＣＤＣコンバータ１１の出力を開始する際に充電期間を設け、その充電期間において、ＤＣＤＣコンバータ４１から出力側平滑コンデンサ１８へ電力出力を実施することで、二次電池４０の電力により出力側平滑コンデンサ１８を充電する構成とした。なお、この二次電池４０を用いた出力側平滑コンデンサ１８の充電は、上記第１〜第５実施形態における出力側平滑コンデンサ１８の充電を併せて実施してもよい。
【００６０】
（他の実施形態）
・上記実施形態に記載の技術は、双方向ＤＣＤＣコンバータ以外の電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータに適用することができる。
【００６１】
・出力側の整流回路としてセンタタップ整流回路を用いたが、これを変更し、フルブリッジ型の整流回路を用いてもよい。
【００６２】
・平滑リアクトルは、センタタップＣＴ１と端子Ｐ１との間に設けられていてもよい。
【００６３】
・上記実施形態では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ８にそれぞれ並列接続されるダイオードＤ１〜Ｄ８は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ８と別体で設けられる構成とした。これに代えて、ダイオードＤ１〜Ｄ８は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ８に内蔵されていてもよい。
【００６４】
・上記実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ１１が出力側平滑コンデンサ１８を備える構成としたが、これに代えて、ＡＣＤＣコンバータ１２が出力側平滑コンデンサ１８を備える構成であってもよい。
【符号の説明】
【００６５】
１１…ＤＣＤＣコンバータ、１３…トランス、１４…１次側巻線、１５…２次側巻線、１６…平滑リアクトル、１８…出力側平滑コンデンサ、２０…直流電源（二次電池）、３０…制御部、ＣＴ１…センタタップ、Ｄ３…ダイオード、Ｄ４…ダイオード、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、Ｐ１〜Ｐ４…端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2016039675.tif 000009
【図８】
2016039675.tif 000010
【図９】
2016039675.tif 000011
【図１０】
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