(57)【要約】【課題】２つの直流電源を備えた電源システムにおいて、電力損失の低減による高効率化および製造コストの低減を実現する。【解決手段】電力変換器５０は、直流電源Ｂ１およびＢ２と、負荷３０に接続された電力線ＰＬおよびＮＬの間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する。電力変換器５０は、一方向性のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とリアクトルＬ１，Ｌ２とを有する。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は、ノードＮ１およびＮ２の間に逆並列に接続される。スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３は、ノードＮ２および電力線ＮＬの間に逆並列に接続される。スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は、ノードＮ１および電力線ＰＬの間に逆並列に接続され。直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１は、ノードＮ２および電力線ＮＬの間に直列に接続される。直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２は、ノードＮ１およびＮ２の間に直列に接続される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線の間に接続された負荷へ供給される直流電圧を制御するための電源システムであって、
第１の直流電源と、
第２の直流電源と、
前記第１および第２の直流電源と前記第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行するための電力変換器と、
前記電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備え、
前記電力変換器は、
第１のノードから第２のノードへ向かう電流経路を形成するために、前記第１および第２のノードの間に電気的に接続された第１の半導体素子と、
前記第２の電力線から前記第２のノードへ向かう電流経路を形成するために、前記第２のノードおよび前記第２の電力線の間に接続された第２の半導体素子と、
前記第２のノードから前記第２の電力線へ向かう電流経路を形成するために前記第２のノードおよび前記第２の電力線の間に前記第２の半導体素子と逆並列に接続された第３の半導体素子と、
前記第２のノードから前記第１のノードへ向かう電流経路を形成するために、前記第１のノードおよび前記第２のノード間に前記第１の半導体素子と逆並列に接続された第４の半導体素子と、
前記第１のノードから前記第１の電力線へ向かう電流経路を形成するために、前記第１の電力線および前記第１のノードの間に接続された第５の半導体素子（Ｓ５，Ｄ５）と、
前記第１の電力線から前記第１のノードへ向かう電流経路を形成するために、前記第１の電力線および前記第１のノードの間に前記第５の半導体素子と逆並列に接続された、第６の半導体素子と、
前記第２のノードおよび前記第２の電力線の間に前記第１の直流電源と直列に接続された第１のリアクトルと、
前記第１のノードおよび前記第２のノードの間に第２の直流電源と直列に接続された第２のリアクトルとを含み、
前記第１から第６の半導体素子の各々は、電流経路のオンオフを制御可能なスイッチング素子またはダイオードによって構成され、
前記第１から第６の半導体素子のうち、少なくとも前記第１、第３および第６の半導体素子は前記スイッチング素子によって構成され、
前記制御装置は、各前記スイッチング素子のオンオフを制御し、
前記電力変換器は、前記制御装置による前記スイッチング素子のオンオフ制御の態様を切換えることによって、前記直流電圧変換の態様が異なる複数の動作モードを切換えて動作する、電源システム。
【請求項２】
前記複数の動作モードは、
前記電力変換器が、前記第１および第２の直流電源が直列に接続された状態で、前記直流電圧を電圧指令値に制御するように前記第１および第２の直流電源と前記第１および第２の電力線との間で前記直流電圧変換を実行する直列接続モードと、
前記電力変換器が、前記直流電圧を電圧指令値に制御するように、前記第１の直流電源と前記第１および第２の電力線との間の前記直流電圧変換、ならびに、前記第２の直流電源と前記第１および第２の電力線との間の前記直流電圧変換を並列に実行する並列接続モードとを含む、請求項１記載の電源システム。
【請求項３】
前記制御装置は、前記直列接続モードにおいて、前記負荷の回生動作時には前記第６の半導体素子による電流経路を常時形成する一方で、前記負荷の力行動作時には前記第６の半導体素子による電流経路を常時遮断する、請求項２記載の電源システム。
【請求項４】
前記制御装置は、前記並列接続モードにおいて、前記負荷の回生動作時には、前記第３および第４の半導体素子による電流経路を遮断状態に固定して前記第１の直流電源を充電する一方で前記第２の直流電源を放電する第１の充電動作と、前記第１および第２の半導体素子による電流経路を遮断状態に固定して前記第１の直流電源を放電する一方で前記第２の直流電源を充電する第２の充電動作との一方を選択的に実行するように前記電力変換器の動作を制御する、請求項２記載の電源システム。
【請求項５】
前記複数の動作モードは、
前記第１および第２の直流電源が前記第１および第２の直流電源の間に直列に接続された状態が維持されるように前記スイッチング素子のオンオフの組み合わせが固定される第１の直接給電モードをさらに含む、請求項２記載の電源システム。
【請求項６】
前記制御装置は、前記第１の直接給電モードにおいて、前記負荷の回生動作時には前記第６の半導体素子による電流経路を形成状態に維持する一方で、前記負荷の力行動作時には前記第６の半導体素子による電流経路を遮断状態に維持する、請求項５記載の電源システム。
【請求項７】
前記第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源は、交流電圧を出力する発電機構および前記発電機構から出力された交流電圧を直流電圧に変換するためのＡＣ／ＤＣ変換器を含む可変電圧直流電源として構成され、
前記複数の動作モードは、
前記第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源のみ、または、前記他方の直流電源および前記可変電圧直流電源が直列に前記第１および第２の電力線の間に電気的に接続された状態が維持されるように前記スイッチング素子のオンオフの組み合わせが固定される第２の直接給電モードをさらに含む、請求項２記載の電源システム。
【請求項８】
前記可変電圧直流電源は、前記発電機構の出力電圧を可変制御することによって前記一方の直流電源の前記直流電圧を上限電圧以下の電圧範囲で可変制御するように構成され、
前記制御装置は、前記負荷の動作状態に応じて設定される直流電圧の要求電圧よりも、前記他方の直流電源の出力電圧と前記一方の直流電源の前記上限電圧との和が高い場合に、前記第２の直接給電モードを選択可能であり、
前記制御装置は、前記第２の直接給電モードの選択時において、前記要求電圧が前記他方の電源電圧の出力電圧よりも低い場合には前記発電機構の動作を停止した状態で前記他方の直流電源のみを前記第１および第２の電力線の間に電気的に接続する一方で、前記要求電圧が前記他方の直流電源の出力電圧よりも高い場合には、前記他方の直流電源および前記可変電圧直流電源が直列に前記第１および第２の電力線の間に電気的に接続された状態で前記要求電圧と前記他方の直流電源の出力電圧との電圧差に応じて前記発電機構の出力電圧を制御する、請求項７記載の電源システム。
【請求項９】
前記制御装置は、前記他方の直流電源の出力電圧および前記上限電圧の和よりも前記要求電圧が高い場合には、前記直列接続モードを選択する、請求項８記載の電源システム。
【請求項１０】
前記制御装置は、前記負荷の動作状態に応じて設定される直流電圧の要求電圧に応じて、前記複数の動作モードのうちのいずれか１つの動作モードを選択し、
前記電圧指令値は、前記要求電圧以上の電圧に設定される、請求項２〜４のいずれか１項に記載の電源システム。
【請求項１１】
前記制御装置は、前記第１および第２の直流電源の出力電圧の和よりも前記要求電圧が高い場合には、前記直列接続モードを選択する、請求項１０記載の電源システム。
【請求項１２】
前記制御装置は、
前記第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比および前記第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算するための手段と、
第１のキャリア波および前記第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および前記第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、前記第１から第６の半導体素子のうちの前記スイッチング素子のオンオフ制御信号を生成するための手段とを含み、
前記第１のキャリア波と前記第２のキャリア波との位相差は、前記第１のリアクトルの電流の変曲点と、前記第２のリアクトルの電流の変曲点とが時間軸上で重なるように、前記第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される、請求項２記載の電源システム。
【請求項１３】
前記第１および第２のキャリア波の前記位相差は、前記負荷の力行動作時において、前記第１のリアクトルの電流の極大点と前記第２のリアクトルの電流の極小点とが時間軸上で重なるように、または、前記第１のリアクトルの電流の極小点と前記第２のリアクトルの電流の極大点とが時間軸上で重なるように制御される、請求項１２記載の電源システム。
【請求項１４】
前記第１および第２のキャリア波の前記位相差は、前記負荷の回生動作時において、前記第１のリアクトルの電流の極大点と前記第２のリアクトルの電流の極大点とが時間軸上で重なるように、または、前記第１のリアクトルの電流の極小点と前記第２のリアクトルの電流の極小点とが時間軸上で重なるように制御される、請求項１２記載の電源システム。
【請求項１５】
前記第１から第６のスイッチング素子の各々は、前記スイッチング素子によって構成される、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の電源システム。
【請求項１６】
前記制御装置は、前記第１から第６のスイッチング素子のうちの１つのスイッチング素子をターンオフする際に、当該１つのスイッチング素子と交互にオンオフされる他のスイッチング素子のターンオン指令の発生から所定期間経過後に、前記１つのスイッチング素子ターンオフ指令を生成する、請求項１５記載の電源システム。
【請求項１７】
前記第１、第３および第６の半導体素子は、前記スイッチング素子によって構成され、
前記第２、第４および第５の半導体素子は、前記ダイオードによって構成される、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源システムに関し、より特定的には、２つの直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含んで構成された電源システムの制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の電源と負荷の間に接続された電力変換器を用いて、複数の電源を組み合わせて負荷へ電源を供給する電源システムが用いられている。
【０００３】
たとえば、特開２００９−１１０２１号公報（特許文献１）には、エンジン発電機およびダイオードコンバータからなる直流電源と、蓄電器によって構成される直流電源との各々に対して設けられたコンバータ（昇圧コンバータおよび昇降圧コンバータ）を並列に接続した、クレーン等の設備に利用されるハイブリッド電源装置が記載されている。
【０００４】
また、特開２０１３−１３２３４号公報（特許文献２）には、複数のスイッチング素子のスイッチングパターンを切換えることよって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（直列接続モード）と、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（並列接続モード）とを切替えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１１０２１号公報
【特許文献２】特開２０１３−１３２３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１のハイブリッド電源装置では、２個のコンバータが並列接続される構成であるため、負荷電圧が高い領域では、各コンバータでの昇圧比を高くせざるを得ない。このため、コンバータ中のリアクトルでの損失が増大するため、高効率化が困難である。また、エンジン発電機によって発電された交流電力は、ダイオードコンバータによってＡＣ／ＤＣ変換された後、さらに、昇圧コンバータによってＤＣ／ＤＣ変換されるため、電力変換の際の電力損失によっても、高効率化が阻害される。
【０００７】
これに対して、特許文献２に記載された電源システムでは、負荷電圧が高い領域では、直列接続モードの適用により昇圧比を抑制することができる。しかしながら、特許文献２の回路構成では、第１の直流電源の電力変換のための電流と、第２の直流電源の電力変換のための電流とが、共通のスイッチング素子を重なって流れる現象が生じる。これにより、通過電流量に依存するスイッチング素子の導通損失が、特許文献１と比較して増加することが懸念される。
【０００８】
また、特許文献２の構成では、電力変換器を８個の半導体素子（スイッチング素子およびダイオード）によって構成するが、電力変換器を構成する素子数を削減できれば、電力損失の低減および製造コストの低減を図ることが可能となる。
【０００９】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、２つの直流電源を備えた電源システムにおいて、使用する半導体素子数を抑制することによって、電力損失の低減による高効率化および製造コストの低減を実現することが可能な電力変換器の回路構成を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明のある局面では、電源システムは、高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線の間に接続された負荷へ供給される直流電圧を制御する。電源システムは、第１の直流電源と、第２の直流電源と、電力変換器と、電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備える。電力変換器は、第１および第２の直流電源と第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行するように構成される。電力変換器は、第１から第６の半導体素子と、第１および第２のリアクトルとを含む。第１の半導体素子は、第１のノードから第２のノードへ向かう電流経路を形成するために、第１および第２のノードの間に接続される。第２の半導体素子は、第２の電力線から第２のノードへ向かう電流経路を形成するために、第２のノードおよび第２の電力線の間に接続される。第３の半導体素子は、第２のノードから第２の電力線へ向かう電流経路を形成するために、第２のノードおよび第２の電力線の間に第２の半導体素子と逆並列に接続される。第４の半導体素子は、第２のノードから第１のノードへ向かう電流経路を形成するために、第１のノードおよび第２のノード間に第１の半導体素子と逆並列に接続される。第５の半導体素子は、第１のノードから第１の電力線へ向かう電流経路を形成するために、第１の電力線および第１のノードの間に接続される。第６の半導体素子は、第１の電力線から第１のノードへ向かう電流経路を形成するために、第１の電力線および第１のノードの間に第５の半導体素子と逆並列に接続される。第１のリアクトルは、第２のノードおよび第２の電力線の間に第１の直流電源と直列に接続される。第２のリアクトルは、第１のノードおよび第２のノードの間に第２の直流電源と直列に接続される。第１から第６の半導体素子の各々は、電流経路のオンオフを制御可能なスイッチング素子またはダイオードによって構成される。第１から第６の半導体素子のうち、少なくとも第１、第３および第６の半導体素子はスイッチング素子によって構成される。制御装置は、各スイッチング素子のオンオフを制御する。電力変換器は、制御装置によるスイッチング素子のオンオフ制御の態様を切換えることによって、直流電圧変換の態様が異なる複数の動作モードを切換えて動作する。
【００１１】
好ましくは、複数の動作モードは、直列接続モードと、並列接続モードとを含む。直列接続モードにおいて、電力変換器は、第１および第２の直流電源が直列に接続された状態で、直流電圧を電圧指令値に制御するように第１および第２の直流電源と第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する。並列接続モードにおいて、電力変換器は、直流電圧を電圧指令値に制御するように、第１の直流電源と第１および第２の電力線との間の直流電圧変換、ならびに、第２の直流電源と第１および第２の電力線との間の直流電圧変換を並列に実行する。
【００１２】
さらに好ましくは、制御装置は、直列接続モードにおいて、負荷の回生動作時には第６の半導体素子による電流経路を常時形成する一方で、負荷の力行動作時には第６の半導体素子による電流経路を常時遮断する。
【００１３】
あるいはさらに好ましくは、制御装置は、並列接続モードにおいて、負荷の回生動作時には、第３および第４の半導体素子による電流経路を遮断状態に固定して第１の直流電源を充電する一方で第２の直流電源を放電する第１の充電動作と、第１および第２の半導体素子による電流経路を遮断状態に固定して第１の直流電源を放電する一方で第２の直流電源を充電する第２の充電動作との一方を選択的に実行するように電力変換器の動作を制御する。
【００１４】
また好ましくは、複数の動作モードは、第１の直接給電モードをさらに含む。第１の直接給電モードにおいて、電力変換器は、第１および第２の直流電源が第１および第２の直流電源の間に直列に接続された状態が維持されるようにスイッチング素子のオンオフの組み合わせが固定される。
【００１５】
さらに好ましくは、制御装置は、第１の直接給電モードにおいて、負荷の回生動作時には第６の半導体素子による電流経路を形成状態に維持する一方で、負荷の力行動作時には第６の半導体素子による電流経路を遮断状態に維持する。
【００１６】
あるいは好ましくは、電源システムにおいて、第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源は、交流電圧を出力する発電機構および発電機構から出力された交流電圧を直流電圧に変換するためのＡＣ／ＤＣ変換器を含む可変電圧直流電源として構成される。複数の動作モードは、第２の直接給電モードをさらに含む。第２の直接給電モードにおいて、電力変換器は、第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源のみ、または、他方の直流電源および可変電圧直流電源が直列に第１および第２の電力線の間に電気的に接続された状態が維持されるようにスイッチング素子のオンオフの組み合わせが固定される。
【００１７】
さらに好ましくは、可変電圧直流電源は、発電機構の出力電圧を可変制御することによって一方の直流電源の直流電圧を上限電圧以下の電圧範囲で可変制御するように構成される。制御装置は、負荷の動作状態に応じて設定される直流電圧の要求電圧よりも、他方の直流電源の出力電圧と一方の直流電源の上限電圧との和が高い場合に、第２の直接給電モードを選択する。制御装置は、第２の直接給電モードの選択時において、要求電圧が他方の電源電圧の出力電圧よりも低い場合には発電機構の動作を停止した状態で他方の直流電源のみを第１および第２の電力線の間に電気的に接続する。一方で、制御装置は、要求電圧が他方の直流電源の出力電圧よりも高い場合には、他方の直流電源および可変電圧直流電源が直列に第１および第２の電力線の間に電気的に接続された状態で要求電圧と他方の直流電源の出力電圧との電圧差に応じて発電機構の出力電圧を制御する。
【００１８】
さらに好ましくは、制御装置は、他方の直流電源の出力電圧および上限電圧の和よりも要求電圧が高い場合には、直列接続モードを選択する。
【００１９】
好ましくは、制御装置は、負荷の動作状態に応じて設定される直流電圧の要求電圧に応じて、複数の動作モードのうちのいずれか１つの動作モードを選択する。電圧指令値は、要求電圧以上の電圧に設定される。
【００２０】
さらに好ましくは、制御装置は、第１および第２の直流電源の出力電圧の和よりも要求電圧が高い場合には、直列接続モードを選択する。
【００２１】
好ましくは、制御装置は、第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比および第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算するための手段と、第１のキャリア波および第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、第１から第６の半導体素子のうちのスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成するための手段とを含む。第１のキャリア波と第２のキャリア波との位相差は、第１のリアクトルの電流の変曲点と、第２のリアクトルの電流の変曲点とが時間軸上で重なるように、第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される。
【００２２】
さらに好ましくは、第１および第２のキャリア波の位相差は、負荷の力行動作時において、第１のリアクトルの電流の極大点と第２のリアクトルの電流の極小点とが時間軸上で重なるように、または、第１のリアクトルの電流の極小点と第２のリアクトルの電流の極大点とが時間軸上で重なるように制御される。
【００２３】
また、さらに好ましくは、第１および第２のキャリア波の位相差は、負荷の回生動作時において、第１のリアクトルの電流の極大点と第２のリアクトルの電流の極大点とが時間軸上で重なるように、または、第１のリアクトルの電流の極小点と第２のリアクトルの電流の極小点とが時間軸上で重なるように制御される。
【００２４】
好ましくは、第１から第６のスイッチング素子の各々は、スイッチング素子によって構成される。
【００２５】
さらに好ましくは、制御装置は、第１から第６のスイッチング素子のうちの１つのスイッチング素子をターンオフする際に、当該１つのスイッチング素子と交互にオンオフされる他のスイッチング素子のターンオン指令の発生から所定期間経過後に、１つのスイッチング素子ターンオフ指令を生成する。
【００２６】
また好ましくは、第１、第３および第６の半導体素子は、スイッチング素子によって構成され、第２、第４および第５の半導体素子は、ダイオードによって構成される。
【発明の効果】
【００２７】
この発明によれば、２つの直流電源を備えた電源システムにおいて、使用する半導体素子数を抑制することによって、電力損失の低減による高効率化および製造コストの低減を実現することが可能な電力変換器の回路構成を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施の形態に従う電源システムの構成を示す回路図である。
【図２】図１に示された負荷の構成例を示す概略図である。
【図３】電力変換器の動作モード選択を説明するためのブロック図である。
【図４】図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表である。
【図５】ＰＢモードにおける第１の直流電源からの出力制御を説明するための第１の図である。
【図６】ＰＢモードにおける第１の直流電源からの出力制御を説明するための第２の図である。
【図７】ＰＢモードにおける第２の直流電源からの出力制御を説明するための第１の図である。
【図８】ＰＢモードにおける第２の直流電源からの出力制御を説明するための第２の図である。
【図９】ＰＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。
【図１０】ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式を説明する図表である。
【図１１】ＰＢモードにおける電力変換器制御での電圧制御を説明する概念図である。
【図１２】ＰＢモードにおける電力変換器制御のための制御演算を説明するブロック図である。
【図１３】ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明するための第１の図である。
【図１４】ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明するための第２の図である。
【図１５】ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明するための第３の図である。
【図１６】ＳＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図である。
【図１７】ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式を説明する図表である。
【図１８】ＳＢモードにおける電力変換器制御のための制御演算を説明するブロック図である。
【図１９】ＳＤモードにおける電力変換器の動作を説明するための回路図である。
【図２０】ＳＤモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式を説明する図表である。
【図２１】ＳＤモードにおける電力変換器の等価回路図である。
【図２２】キャリア位相制御の適用時におけるＰＢモードでの電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。
【図２３】図２２の各期間における電流経路を説明するための第１の回路図である。
【図２４】図２２の各期間における電流経路を説明するための第２の回路図である。
【図２５】図２２の各期間における電流経路を説明するための第３の回路図である。
【図２６】実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御を適用したＰＷＭ制御に関連する構成を説明するための機能ブロック図である。
【図２７】実施の形態２に従うＳＤモードの回生動作時における電流経路を説明するための回路図である。
【図２８】ＳＤモードの回生動作時における各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式を説明する図表である。
【図２９】実施の形態３に従うＳＢモードの回生動作時における電流経路を説明するための第１の回路図である。
【図３０】実施の形態３に従うＳＢモードの回生動作時における電流経路を説明するための第２の回路図である。
【図３１】ＳＢモードの回生動作時における各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式を説明する図表である。
【図３２】実施の形態３に従うＰＢモードの回生動作時（直流電源Ｂ１を充電対象）における各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式を説明する図表である。
【図３３】ＰＢモードの回生動作時（直流電源Ｂ１を充電対象）における電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。
【図３４】図３３の各期間における電流経路を説明するための第１の回路図である。
【図３５】図３３の各期間における電流経路を説明するための第２の回路図である。
【図３６】図３３の各期間における電流経路を説明するための第３の回路図である。
【図３７】ＰＢモードの回生動作時（直流電源Ｂ２を充電対象）における各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式を説明する図表である。
【図３８】ＰＢモードの回生動作時（直流電源Ｂ１を充電対象）における電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。
【図３９】図３３の各期間における電流経路を説明するための第１の回路図である。
【図４０】図３３の各期間における電流経路を説明するための第２の回路図である。
【図４１】図３３の各期間における電流経路を説明するための第３の回路図である。
【図４２】各動作モードでの負荷の力行／回生動作時における直流電源Ｂ１およびＢ２の制御を説明する図表である。
【図４３】実施の形態３に従う電源システムの構成を示す回路図である。
【図４４】図４３に示された可変直流電圧源の第１の構成例を示す概略的な回路図である。
【図４５】図４３に示された可変直流電圧源の第２の構成例を示す概略的な回路図である。
【図４６】実施の形態３に従う電源システムでの電力変換器の動作モード選択を説明するための概念図である。
【図４７】実施の形態３に従う電源システムの構成の変形例を示す回路図である。
【図４８】本実施の形態に従う電力変換器において、交互にオンオフするスイッチング素子のオンオフ切換時にデッドタイムを設けた場合のスイッチング素子の波形図の例である。
【図４９】図４８でのデッドタイムに代えて実施の形態４に従うスイッチング制御によってオーバーラップタイムを設けた場合のスイッチング素子の波形図の例である。
【図５０】本実施の形態４に従うスイッチング制御を適用した場合の電源システムの動作波形図である。
【図５１】本実施の形態４に従うスイッチング制御のための制御構成を説明するブロック図である。
【図５２】本実施の形態５に従う電力変換器の回路構成を説明する回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００３０】
［実施の形態１］
（回路構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う電源システムの構成を示す回路図である。
【００３１】
図１を参照して、電源システム５は、直流電源Ｂ１と、直流電源Ｂ２と、電力変換器１０と、制御装置１００とを備える。
【００３２】
本実施の形態において、直流電源Ｂ１およびＢ２は、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置によって構成される。たとえば、直流電源Ｂ１は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。また、直流電源Ｂ２は、たとえば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２は、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。
【００３３】
電力変換器１０は、高電圧側の電力線ＰＬおよび低電圧側の電力線ＮＬの間の直流電圧ＶＨ（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を制御するように構成される。電力線ＮＬは、代表的には、接地配線で構成される。
【００３４】
負荷３０は、電力変換器１０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源Ｂ１および／またはＢ２の充電電力を発生可能に構成されてもよい。
【００３５】
電力変換器１０は、電力用半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。
【００３６】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、制御装置１００からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５にそれぞれ応答して、オンオフを制御される。以下では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６が論理ハイレベル（以下、「Ｈレベル」とも表記する）のときにそれぞれオン状態となって、電流経路を形成可能な状態となる。一方で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６が論理ローレベル（以下、「Ｌレベル」とも表記する）のときにオフ状態となって、当該電流経路を遮断する状態となる。
【００３７】
スイッチング素子Ｓ１は、ノードＮ１およびノードＮ２の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ１は、オン時にノードＮ１からノードＮ２へ向かう電流経路を形成する一方で、オフ時に当該電流経路を遮断する。スイッチング素子Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ１に対して逆並列に、ノードＮ１およびノードＮ２の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ１は、オン時にノードＮ２からノードＮ１へ向かう電流経路を形成する一方で、オフ時に当該電流経路を遮断する。
【００３８】
直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２は、ノードＮ１およびＮ２の間に、互いに直列に電気的に接続される。同様に、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１は、ノードＮ２および電力線ＮＬの間に、互いに直列に電気的に接続される。
【００３９】
スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２および電力線ＮＬの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ３は、オン時にノードＮ２から電力線ＮＬへ向かう電流経路を形成する一方で、オフ時に当該電流経路を遮断する。スイッチング素子Ｓ２は、スイッチング素子Ｓ３に対して逆並列に、ノードＮ２および電力線ＮＬの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ２は、オン時に電力線ＮＬからノードＮ２へ向かう電流経路を形成する一方で、オフ時に当該電流経路を遮断する。
【００４０】
スイッチング素子Ｓ５は、ノードＮ１および電力線ＰＬの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ５は、オン時にノードＮ１から電力線ＰＬへ向かう電流経路を形成する一方で、オフ時に当該電流経路を遮断する。スイッチング素子Ｓ５は、負荷３０へ供給される力行電流をオンオフするスイッチとして機能する。
【００４１】
スイッチング素子Ｓ６は、スイッチング素子Ｓ５に対して逆並列に、ノードＮ１および電力線ＰＬの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ６は、オン時に電力線ＰＬからノードＮ１へ向かう電流経路を形成する一方で、オフ時に当該電流経路を遮断する。スイッチング素子Ｓ５は、負荷３０から供給される回生電流をオンオフするスイッチとして機能する。
【００４２】
図１の構成例において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は「第１の半導体素子」〜「第６の半導体素子」にそれぞれ対応する。図１の構成例では、「第１の半導体素子」〜「第６の半導体素子」の各々が、電流経路の形成および遮断を制御可能なスイッチング素子によって構成される。リアクトルＬ１およびＬ２は「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。
【００４３】
また、図１の構成例では、逆並列に接続された、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４のペア、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３のペア、ならびに、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６のペアの各々は、逆阻止ＩＧＢＴモジュール等の双方向スイッチ１１〜１３によって、１モジュールで構成することも可能である。
【００４４】
制御装置１００は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central  Processing  Unit）およびメモリを有する電子制御ユニット（ＥＣＵ）によって構成される。制御装置１００は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置１００の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００４５】
制御装置１００は、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源Ｂ１の電圧（Ｖ１と表記する）および電流（Ｉ１と表記する）、直流電源Ｂ２の電圧（Ｖ２と表記する）および電流（Ｉ２と表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ）が設けられている。これらの検出器の出力は、制御装置１００へ与えられる。
【００４６】
図２は、図１に示された負荷３０の構成例を示す概略図である。
図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。
【００４７】
モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源Ｂ１，Ｂ２の充電電力として用いることができる。
【００４８】
モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源Ｂ１，Ｂ２を充電することも可能である。
【００４９】
このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機を搭載したハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。
【００５０】
（電力変換器の動作）
電力変換器１０は、特許文献２に記載された電力変換器と同様に、直流電源Ｂ１，Ｂ２と電力線ＰＬ，ＮＬとの間での直流電力変換（ＤＣ／ＤＣ変換）の態様が異なる複数の動作モードを有する。これらの動作モードは、スイッチング素子のオンオフ制御の態様を切換えることによって選択的に適用される。
【００５１】
実施の形態１では、電力変換器１０が有する複数の動作モードの各々について、力行動作（負荷３０に対する電流供給時）の回路動作を説明する。
【００５２】
図３には、本実施の形態に従う電源システムにおける電力変換器の動作モード選択のためのブロック図が示される。さらに、図４には、図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表が示される。
【００５３】
図３を参照して、制御装置１００は、要求電圧設定部１０２と、モード選択部１０４とを有する。なお、図３を始めとする各ブロック図中の各機能ブロックは、制御装置１００（ＥＣＵ）による、所定プログラムの実行によるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理によって、その機能が実現されるものとする。
【００５４】
要求電圧設定部１０２は、負荷３０の動作状態に応じて、負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定する。
【００５５】
ここで、負荷３０へ供給される出力電圧ＶＨは、負荷３０の動作状態に応じて、一定電圧以上に設定することが必要となる。図２に例示するように、負荷３０が、モータジェネレータ３５を含んで構成される場合には、インバータ３２の直流リンク側電圧に相当する出力電圧ＶＨが、モータジェネレータ３５のコイル巻線（図示せず）に生じる誘起電圧以上であることが必要である。
【００５６】
さらに、モータジェネレータ３５のトルク制御において、同一トルクを出力する際の電流位相は、インバータ３２の直流リンク電圧（出力電圧ＶＨ）によって変化する。また、モータジェネレータ３５での電流振幅に対する出力トルクの比、すなわち、モータ効率は、電流位相に応じて変化する。したがって、モータジェネレータ３５のトルク指令値が設定されると、当該トルク指令値に対応させて、モータジェネレータ３５での効率が最大、すなわち、モータジェネレータ３５での電力損失が最小となる最適な電流位相、および、この最適な電流位相を実現するための出力電圧ＶＨを定めることができる。
【００５７】
これらの要素を考慮して、負荷３０の動作状態として、モータジェネレータ３５の回転数およびトルクに基づいて、出力電圧ＶＨに関する負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定することができる。上述のように、モータジェネレータ３５の誘起電圧を考慮すると、負荷３０の制御のためには、少なくともＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲とすることが必要である。さらに、ＶＨ＝ＶＨｒｑとすれば、負荷３０での損失を抑制することができる。なお、負荷３０の動作状態としては、モータジェネレータ３５が搭載された電動車両の動作状態（車速、アクセル開度等）を用いて負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定することも可能である。
【００５８】
モード選択部１０４は、負荷の３０の動作状態に応じて求められた負荷要求電圧ＶＨｒｑおよび負荷電力指令値ＰＬ＊と、直流電源Ｂ１，Ｂ２の動作状態（電源状態）とに基づいて動作モードを選択する。モード選択部１０４は、動作モードの選択結果を示すモード選択信号ＭＤを生成する。
【００５９】
なお、負荷電力指令値ＰＬ＊は、負荷３０が動作指令に従って動作した場合の負荷電力ＰＬに相当する。たとえば、負荷電力指令値ＰＬ＊は、モータジェネレータ３５の回転数およびトルク指令値から求めることができる。実施の形態１では、力行動作のみを説明するので、ＰＬ＊＞０である。
【００６０】
図４を参照して、モード選択信号ＭＤによって選択される複数の動作モードは、並列接続モード（以下、ＰＢモードとも称する）と、直列接続モード（以下、ＳＢモードとも称する）と、直接給電モード（以下、ＤＳモードとも称する）とを含む。電力変換器１０におけるＤＳモードは、「第１の直接給電モード」に対応する。
【００６１】
ＰＢモードでは、直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＮＬとの間で並列なＤＣ／ＤＣ変換が実行される。ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖ１，Ｖ２）から出力電圧ＶＨの制御上限値である上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖ１，Ｖ２）≦ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。なお、ｍａｘ（Ｖ１，Ｖ２）について、Ｖ１＞Ｖ２のときはｍａｘ（Ｖ１，Ｖ２）＝Ｖ１であり、Ｖ２＞Ｖ１のときはｍａｘ（Ｖ１，Ｖ２）＝Ｖ２である。また、上限電圧ＶＨｍａｘは、部品の耐圧等を考慮して定められる上限値である。
【００６２】
ＳＢモードでは、直列接続された直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＮＬとの間でＤＣ／ＤＣ変換が実行される。ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨは（Ｖ１＋Ｖ２）よりも低く設定することができないので、出力電圧ＶＨは、（Ｖ１＋Ｖ２）から上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（Ｖ１＋Ｖ２＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。
【００６３】
なお、ＰＢモードおよびＳＢモードでは、電力線ＰＬ，ＮＬ間の出力電圧ＶＨは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフ制御を伴って、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフ制御については後述する。
【００６４】
一方、ＤＳモードでは、直流電源Ｂ１およびＢ２を電力線ＰＬおよびＮＬの間に直列に接続した状態が維持されるように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフは固定される。ＤＳモードでは、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電圧Ｖ１，Ｖ２に依存して決まるため、直接制御することができなくなる（ＶＨ＝Ｖ１＋Ｖ２に固定）。
【００６５】
このため、ＤＳモードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。一方で、ＤＳモードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオンオフされないため、電力変換器１０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、ＤＳモードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器１０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。
【００６６】
たとえば、モード選択部１０４は、各動作モードでの出力可能なＶＨ範囲の制限を考慮して、ＶＨ≧ＶＨｒｅｑとできる動作モードのうちから、電源システム５全体の損失が最小となるように、動作モードを選択することができる。
【００６７】
次に、各動作モードにおける電力変換器１０の回路動作を説明する。まず、ＰＢモードでの回路動作および制御について、図５〜図１２を用いて説明する。
【００６８】
（ＰＢモードにおける回路動作および制御）
図５および図６には、直流電源Ｂ１の出力制御（第１の直流電源）のための動作が示される。
【００６９】
図５を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオンすることにより、直流電源Ｂ１に対して、昇圧チョッパの下アームをオンしたときの電流経路６１を形成することができる。電流経路６１は、直流電源Ｂ１、リアクトルＬ１、ノードＮ２、スイッチング素子Ｓ３（オン）および電力線ＮＬを経由してリアクトルＬ１の電流ＩＬ１（以下、リアクトル電流ＩＬ１とも称する）が流れるように形成される。これにより、直流電源Ｂ１から出力された電力が、電磁エネルギとしてリアクトルＬ１に蓄積される。
【００７０】
図６を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオフする一方でスイッチング素子Ｓ４およびＳ５をオンすることにより、直流電源Ｂ２に対して、昇圧チョッパの上アームをオンしたときの電流経路６３を形成することができる。これにより、直流電源Ｂ１から出力された電力と、上アームオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギによる電力との和が、電力線ＰＬへ出力される。
【００７１】
図７および図８には、直流電源Ｂ２（第２の直流電源）の出力制御のための動作が示される。
【００７２】
図７を参照して、スイッチング素子Ｓ１をオンすることにより、直流電源Ｂ２に対して、昇圧チョッパの下アームをオンしたときの電流経路６２を形成することができる。電流経路６２は、直流電源Ｂ２、リアクトルＬ２、ノードＮ１、スイッチング素子Ｓ１（オン）およびノードＮ２を経由してリアクトルＬ２の電流ＩＬ２（以下、リアクトル電流ＩＬ２とも称する）が流れるように形成される。これにより、直流電源Ｂ２から出力された電力が、電磁エネルギとしてリアクトルＬ２に蓄積される。
【００７３】
図８を参照して、スイッチング素子Ｓ１をオフする一方でスイッチング素子Ｓ２およびＳ５をオンすることにより、直流電源Ｂ２に対して、昇圧チョッパの上アームをオンしたときの電流経路６４を形成することができる。これにより、直流電源Ｂ２ら出力された電力と、上アームオン期間にリアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギによる電力との和が、電力線ＰＬへ出力される。
【００７４】
図５〜図８から理解されるように、直流電源Ｂ１に対しては、スイッチング素子Ｓ３が下アーム素子を形成する一方で、スイッチング素子Ｓ４が上アーム素子を形成する。同様に、直流電源Ｂ２に対しては、スイッチング素子Ｓ１が下アーム素子を形成する一方で、スイッチング素子Ｓ２が上アーム素子を形成する。スイッチング素子Ｓ５は、直流電源Ｂ１，Ｂ２から負荷３０への力行電流をオンオフするためのスイッチ（力行スイッチ）を構成する。
【００７５】
図９には、ＰＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図９には、直流電源Ｂ１およびＢ２のＰＷＭ制御には共通（同一周波数および同一位相）のキャリア波ＣＷが設けられる。
【００７６】
図９を参照して、直流電源Ｂ１の出力を制御するためのデューティ比ＤＴ１と、キャリア波ＣＷとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤ１が生成される。同様に、直流電源Ｂ２の出力を制御するためのデューティ比ＤＴ２と、キャリア波ＣＷとの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤ２が生成される。制御パルス信号／ＳＤ１，／ＳＤ２は、それぞれ制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２の反転信号である。なお、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２の演算例については、後程説明する。
【００７７】
図１０には、ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式が示される。
【００７８】
制御パルス信号ＳＤ１は、デューティ比ＤＴ１がキャリア波ＣＷよりも高電圧であるときにＨレベルに設定される。このため、直流電源Ｂ１に対して下アーム素子を形成するスイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤ１に従って設定される。これに対して、直流電源Ｂ１に対して上アーム素子を形成するスイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号／ＳＤ１に従って設定される。
【００７９】
同様に、制御パルス信号ＳＤ２は、デューティ比ＤＴ２がキャリア波ＣＷよりも高電圧であるときにＨレベルに設定される。このため、直流電源Ｂ２に対して下アーム素子を形成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号ＳＤ２に従って設定される。これに対して、直流電源Ｂ２に対して上アーム素子を形成するスイッチング素子Ｓ２の制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤ２に従って設定される。
【００８０】
実施の形態１では、負荷３０の力行モードでの動作を説明するので、スイッチング素子Ｓ５はオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ６はオフに固定される。したがって、スイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５は、Ｈレベルに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ６の制御信号ＳＧ６は、Ｌレベルに固定される。
【００８１】
このように、ＰＢモードでは、直流電源Ｂ１，Ｂ２と負荷３０（電力線ＰＬ，ＮＬ）との間で並列に直流電力を入出力するＤＣ／ＤＣ変換を実行した上で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。また、直流電源Ｂ１のＤＣ／ＤＣ変換と直流電源Ｂ２のＤＣ／ＤＣ変換とは独立に制御できるので、ＰＢモードでは、総電力ＰＨに対する、直流電源Ｂ１，Ｂ２の間での電力配分比ｋを設定することができる。ここでは、ｋ＝Ｐ１／ＰＨと定義する。電力配分比ｋは、０≦ｋ≦１．０の任意の値に設定することができる。
【００８２】
次に、図１１および図１２を用いて、ＰＢモードにおける電力変換器の制御を説明する。図１１は、ＰＢモードにおける電力変換器１０による電圧制御を説明する概念図であり、図１２は、電力変換器制御のための制御演算を説明するブロック図が示される。
【００８３】
図１１を参照して、直流電源Ｂ１の電力Ｐ１および直流電源Ｂ２の電力Ｐ２の各々は、放電時に正値（Ｐ１＞０，Ｐ２＞０）で示され、充電時には負値（Ｐ１＜０，Ｐ２＜０）で示されるものとする。負荷３０が消費する負荷電力ＰＬについても、負荷３０の力行動作時には正値（ＰＬ＞０）で示される一方で、負荷３０の回生動作時には負値（ＰＬ＜０）で示される。直流電源Ｂ１およびＢ２の総電力ＰＨは、電力Ｐ１およびＰ２の和で示される（ＰＨ＝Ｐ１＋Ｐ２）。
【００８４】
出力電圧ＶＨは、電力線ＰＬ，ＮＬ間に接続された平滑コンデンサＣＨにおける電力授受に着目すると、総電力ＰＨが負荷電力ＰＬよりも大きい状態（ＰＨ＞ＰＬ）では上昇する一方で、ＰＨ＜ＰＬの状態では低下する。したがって、ＰＢモードにおける電力変換器制御では、出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨに応じて総電力ＰＨの指令値が設定される。さらに、電力配分比ｋに従って総電力ＰＨを電力Ｐ１およびＰ２の間で分配することにより、各直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を電力制御（電流制御）することができる。
【００８５】
図１２を参照して、ＰＢモードにおいて電力変換器１０を制御するための制御部１５０ａは、電圧制御器１５２と、電力分配率設定部１５５と、乗算部１５８と、減算部１５９，１６６，１６８と、除算部１６０，１６５と、電流制御器１７０，１７５と、ＰＷＭ制御部２００ａとを含む。
【００８６】
電圧制御器１５２は、出力電圧ＶＨの電圧偏差（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）に基づいて、電圧制御のために要求される、総電力ＰＨの電力指令値ＰＨ＊を算出する。たとえば、電圧制御器１５２は、ＰＩ演算によって、下記（１）式に従ってＰＨ＊を設定する。
【００８７】
ＰＨ＊＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）          …（１）
式（１）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインには、平滑コンデンサＣＨの容量値も反映される。式（１）に従って電力指令値ＰＨ＊を設定することにより、電圧偏差ΔＶＨを低減するためのフィードバック制御を実現できる。
【００８８】
あるいは、負荷３０の動作状態から負荷電力ＰＬを予測できる場合には、この予測値ＰＬ＊をさらに反映して、式（２）に従って電力指令値ＰＨ＊を設定することも可能である。このようにすると、負荷３０での電力消費をフィードフォワードする形で出力電圧ＶＨを制御することができる。
【００８９】
ＰＨ＊＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）＋ＰＬ＊          …（２）
電力分配率設定部１５５は、ＰＢモードにおける電力配分比ｋを設定する。電力配分比ｋは、予め定められたマップ等に従って、直流電源Ｂ１，Ｂ２の状態（たとえば、ＳＯＣ（State of Charge）あるいは充放電上限電力のバランス）または、出力電力レベル（ＰＨ）等に基づいて決めることができる。
【００９０】
乗算部１５８は、電圧制御器１５２によって設定された電力指令値ＰＨ＊と、電力分配率設定部１５５によって設定された電力配分比ｋとの乗算に従って、直流電源Ｂ１の電力指令値Ｐ１＊を算出する。減算部１５９は、電力指令値ＰＨ＊から電力指令値Ｐ１＊を減算することによって、直流電源Ｂ２の電力指令値Ｐ２＊を算出する。このように、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電力指令値Ｐ１＊，Ｐ２＊が設定される。
【００９１】
なお、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電力Ｐ１，Ｐ２については、ＳＯＣおよび温度等から、充電電力および放電電力の上限値がそれぞれ設定されることが一般的である。したがって、図示は省略しているが、電力指令値Ｐ１＊，Ｐ２＊については、直流電源Ｂ１，Ｂ２の充放電電力の上限値を超えない範囲内に制限して設定される。また、電力指令値ＰＨ＊については、直流電源Ｂ１，Ｂ２の充放電電力の上限値のそれぞれの和で規定される上限範囲を超えないように制限して設定される
除算部１６０は、電力指令値Ｐ１＊を直流電源Ｂ１の電圧Ｖ１で除算することによって、直流電源Ｂ１の電流指令値Ｉ１＊を算出する。同様に、除算部１６５は、電力指令値Ｐ２＊を直流電源Ｂ２の電圧Ｖ２で除算することによって、直流電源Ｂ２の電流指令値Ｉ２＊を算出する。
【００９２】
減算部１６６は、直流電源Ｂ１の電流Ｉ１および電流指令値Ｉ１＊の電流偏差ΔＩ１（ΔＩ１＝Ｉ１＊−Ｉ１）を算出する。減算部１６８は、直流電源Ｂ２の電流Ｉ２および電流指令値Ｉ２＊の電流偏差ΔＩ２（ΔＩ２＝Ｉ２＊−Ｉ２）を算出する。
【００９３】
電流制御器１７０，１７５は、電流偏差ΔＩ１，ΔＩ２に基づく電流フィードバック制御により、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力をそれぞれ制御するためのデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２を算出する。たとえば、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２は、ＰＩ演算を伴う下記（３）式、（４）式に従って算出される。
【００９４】
ＤＴ１＝Ｋｐ・ΔＩ１＋Σ（Ｋｉ・ΔＩ１）＋Ｄｆｆ１  …（３）
ＤＴ２＝Ｋｐ・ΔＩ２＋Σ（Ｋｉ・ΔＩ２）＋Ｄｆｆ２  …（４）
式（３），（４）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（１），（２）とは別個に設定できる。また、Ｄｆｆ１およびＤｆｆ２は、昇圧チョッパでの理論昇圧比に従うフィードフォワード項であり、たとえば、Ｄｆｆ１＝１．０−（Ｖ１／ＶＨ＊），Ｄｆｆ２＝１．０−（Ｖ２／ＶＨ＊）である。
【００９５】
ＰＷＭ制御部２００ａは、電流制御器１７０，１７２によって設定されたデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２およびキャリア波ＣＷに基づいて、図９で説明したパルス幅変調制御によって、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２を生成する。さらに、図１０に示したゲート論理式に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６が、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）およびＳＤ２（／ＳＤ２）に従って生成される。
【００９６】
このようにして、電力変換器１０は、ＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して、各直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を電流制御することによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。また、直流電源Ｂ１，Ｂ２間での電力配分比ｋを簡易に制御することができる。
【００９７】
あるいは、ＰＢモードでは、特許文献２に記載されるように、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように制御（電圧制御）するとともに、直流電源Ｂ１およびＢ２の他方の出力を、電流Ｉ１またはＩ２の電流偏差を補償するように制御（電流制御）することも可能である。この際にも、電流制御の指令値（Ｉ１＊またはＩ２＊）は、当該電源の出力電力を制御するように設定することができるので、直流電源Ｂ１，Ｂ２間での電力配分比ｋを制御することが可能である。
【００９８】
さらに、直流電源Ｂ１の下アームオン期間（図５）と直流電源Ｂ２の上アームオン期間（図８）とが重なっても、電流経路６１，６４が重なるノードＮ２および電力線ＮＬ間において、それぞれの電流方向は反対であるので、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３での導通損失が低下する。同様に、直流電源Ｂ２の下アームオン期間（図７）と直流電源Ｂ１の上アームオン期間（図６）とが重なっても、電流経路６２，６３が重なるノードＮ１およびノードＮ２間において、それぞれの電流方向は反対であるので、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４での導通損失が低下する。
【００９９】
また、直流電源Ｂ１およびＢ２の間で上アームオン期間（図６，図８）が重なっても、電流経路６３および６４は、力行スイッチであるスイッチング素子Ｓ６以外では重ならない。同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２の間で下アームオン期間（図５，図７）が重なっても、電流経路６１および６２は、互いに重ならない。
【０１００】
このように、本実施の形態に従う電力変換器１０では、ＰＢモードにおいて、直流電源Ｂ１に係るＤＣ／ＤＣ変換による電流と、直流電源Ｂ２に係るＤＣ／ＤＣ変換による電流が、共通のスイッチング素子を重なって流れることによって、スイッチング素子の導通損失が増加する現象は発生しない。したがって、高効率にＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
【０１０１】
（ＳＢモードにおける回路動作および制御）
次に、図１３〜図１８により、ＳＢモードでの回路動作および制御について説明する。
【０１０２】
図１３〜図１５は、ＳＢモードでの電力変換器の動作を説明するための回路図である。  図１３を参照して、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオンすることによって、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２のそれぞれについて、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路６１および６２が形成される。電流経路６１および６２は、図５および図７に示したのと同様である。この結果、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される
図１４を参照して、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオフして、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５をオンすることによって、電流経路６５が形成される。これにより、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２からのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線ＰＬへ出力される。この結果、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２に対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【０１０３】
電流経路６５は、ＩＬ１＝ＩＬ２のときの電流経路である。このときには、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４には電流が流れない。
【０１０４】
しかしながら、電圧Ｖ１およびＶ２が異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値が異なる場合には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をターンオフして、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５をターンオンした時点において、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２は異なる値であることが考えられる。
【０１０５】
たとえば、図１５に示されるように、ＩＬ１＞ＩＬ２の場合には、スイッチング素子Ｓ４のオンによる電流経路６７によって、リアクトル電流ＩＬ１の経路が確保される。
【０１０６】
このように、ＳＢモードでは、直流電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図１３〜図１５に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。したがって、ＳＢモードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電圧Ｖ１，Ｖ２および出力電圧ＶＨの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（５）式では、下アーム素子（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３）のオン期間のデューティ比をＤｓとする。
【０１０７】
ＶＨ＝１／（１−Ｄｓ）・（Ｖ１＋Ｖ２）        …（５）
図１６には、ＳＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。
【０１０８】
図１６を参照して、ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するためのデューティ比ＤＴｓとキャリア波ＣＷとの比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｓが生成される。制御パルス信号／ＳＤｓは、制御パルス信号ＳＤｓの反転信号である。
【０１０９】
図１７には、ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式が示される。
【０１１０】
図１７を参照して、制御パルス信号ＳＤｓは、デューティ比ＤＴｓがキャリア波ＣＷよりも高電圧であるときにＨレベルに設定される。このため、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２に対して下アーム素子を形成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の制御信号ＳＧ１，ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤｓに従って設定される。これに対して、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２に対して上アーム素子を形成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の制御信号ＳＧ２，ＳＧ４は、制御パルス信号／ＳＤｓに従って設定される。
【０１１１】
実施の形態１で説明される負荷３０の力行モードでは、ＰＢモードと同様に、力行スイッチを構成するスイッチング素子Ｓ５がオンに固定される一方で、回生スイッチを構成するスイッチング素子Ｓ６はオフに固定される。したがって、ＳＢモードにおいても、スイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５は、Ｈレベルに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ６の制御信号ＳＧ６は、Ｌレベルに固定される。
【０１１２】
図１６には、下アーム素子（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３）のオン期間において、実線で示したリアクトル電流ＩＬ１の上昇レートの方が、点線で示したリアクトル電流ＩＬ２の上昇レートよりも高いときの動作例が示される。
【０１１３】
このときには、下アーム素子（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３）のターンオフおよび上アーム素子（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４）のターンオンに応じて、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が低下に転じると、ＩＬ１＞ＩＬ２のため、図１５に示された電流経路６７および６５を、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が流れる。そして、リアクトル電流ＩＬ１はＩＬ２に徐々に近づいていき、ＩＬ１＝ＩＬ２となると、図１４に示された電流経路６５のみが形成されるようになる。なお、図示は省略するが。反対に、ＩＬ１＜ＩＬ２の場合には、スイッチング素子Ｓ２のオンによって形成される電流経路によって、リアクトル電流ＩＬ２の経路が確保されることになる。
【０１１４】
図１８は、ＳＢモードにおける電力変換器制御のための制御演算を説明するブロック図である。
【０１１５】
図１８を参照して、ＳＢモードにおいて電力変換器１０を制御するための制御部１５０ｂは、減算部１９２と、電圧制御器１９５と、ＰＷＭ制御部２００ｂとを含む。
【０１１６】
減算部１９２は、出力電圧ＶＨおよび電圧指令値ＶＨ＊の電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を算出する。
【０１１７】
電圧制御器１９５は、電圧Ｖ１，Ｖ２および電圧指令値ＶＨ＊によって式（５）に従ったフィードフォワード制御によるデューティ比Ｄｓと、電圧偏差ΔＶＨを補償するためのフィードバック制御によるデューティ比との組み合わせによって、ＳＢモードにおけるデューティ比ＤＴｓを算出することができる。
【０１１８】
ＰＷＭ制御部２００ｂは、電圧制御器１９５によって設定されたデューティ比ＤＴｓおよびキャリア波ＣＷに基づいて、図１６で説明したパルス幅変調制御によって、制御パルス信号ＳＤｓを生成する。さらに、図１７に示したゲート論理式に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６が、制御パルス信号ＳＤｓ，／ＳＤｓに従って生成される。
【０１１９】
このようにして、電力変換器１０は、ＳＢモードでは、電圧（Ｖ１＋Ｖ２）からの昇圧比の制御により、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御できる。ＳＢモードにおける昇圧比（ＶＨ／Ｖ１＋Ｖ２）は、ＰＢモードにおける昇圧比ＶＨ／Ｖ１，ＶＨ／Ｖ２よりも抑制されるので、電流リップルの低減によってリアクトルＬ１，Ｌ２での損失を抑制することができる。この結果、電力変換器１０でのＤＣ／ＤＣ変換の効率を高めることができる。
【０１２０】
なお、ＳＢモードでは、直流電源Ｂ１およびＢ２が直列接続された状態で、電力線ＰＬ（負荷３０）との間でＤＣ／ＤＣ変換が実行されるので、直流電源Ｂ１の電力Ｐ１および直流電源Ｂ２の電力Ｐ２を直接制御することができない。すなわち、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電力Ｐ１，Ｐ２の比は、電圧Ｖ１，Ｖ２の比によって、下記（６）式に従って自動的に決まる。
【０１２１】
Ｐ１：Ｐ２＝Ｖ１：Ｖ２        …（６）
（ＤＳモードにおける回路動作および制御）
図１９は、ＤＳモードにおける電力変換器の動作を説明するための回路図であり、図２０は、ＤＳモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するためのゲート論理式を説明する図表である。さらに、図２１には、ＤＳモードにおける電力変換器１０の等価回路図が示される。
【０１２２】
図１９を参照して、ＤＳモードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４およびＳ６をオフに固定するとともに、スイッチング素子Ｓ５のみがオンに固定される。これにより、図２１の等価回路図に示されるように、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２が電力線ＰＬ，ＮＬ間に電気的に接続された状態が維持されて、電流経路６５が継続的に形成される。
【０１２３】
したがって、図２０に示されるように、ＤＳモードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ６の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４，ＳＧ６は、Ｌレベルに固定される。一方で、スイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５は、Ｈレベルに固定される。
【０１２４】
ＤＳモードでは、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電圧Ｖ１，Ｖ２に依存して決まるため（ＶＨ＝Ｖ１＋Ｖ２）、直接制御することができない。しかしながら、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフが固定されるため、電力変換器１０では、スイッチング素子のオンオフによる損失（スイッチング損失）が発生しない。また、スイッチング素子の導通損失についても、１個のスイッチング素子（Ｓ６）にしか発生しない。このため、ＤＳモードでは、電力変換器１０における損失が大幅に抑制されることにより、高効率化を図ることができる。
【０１２５】
以上、実施の形態１で説明したように、本実施の形態に従う電力変換器１０の構成によれば、特許文献２と比較して少ない個数の半導体素子によって、複数の動作モード（ＰＢモード、ＳＢモードおよびＤＳモード）を切換えたＤＣ／ＤＣ変換を、少なくとも負荷３０の力行動作に対応して、高効率に実行することができる。特に、各モードにおいて、特許文献２の電力変換器と比較して、電力変換器での損失（特に、導通損失）を抑制することで、効率を高めることが可能である。
【０１２６】
［実施の形態１の変形例］
実施の形態１の変形例では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方を出力制御を実行するＰＢモードでのパルス幅変調制御におけるキャリア波の位相制御（以下、キャリア位相制御）について説明する。
【０１２７】
図２２には、キャリア位相制御の適用時におけるＰＢモードでの電力変換器のスイッチング素子の制御動作例が示される。
【０１２８】
図２２を参照して、キャリア位相制御が適用される実施の形態１の変形例では、直流電源Ｂ１のＰＷＭ制御のためのキャリア波ＣＷ１と、直流電源Ｂ２のＰＷＭ制御のためのキャリア波ＣＷ２とは、同一周波数の別個の信号として発生される。さらに、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の間の位相差φが調整される。これに対して、図９に示された波形図は、φ＝０度のときに相当する。
【０１２９】
キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の位相を変化させても、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２との比較によって得られる制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２のＨレベル期間の比率は変化しない。したがって、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の各々の平均値は変わらない。すなわち、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力は、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２によって制御されるものであり、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の位相差φを変化させても影響が生じない。
【０１３０】
一方で、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の間の位相差φを変化させることにより、リアクトル電流ＩＬ１およびリアクトル電流ＩＬ２の位相関係（電流位相）が変化することが理解される。このため、実施の形態１の変形例では、ＰＢモードにおいて、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の間の位相差φを適切に調整するキャリア位相制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６における電力損失の低減を図る。
【０１３１】
デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に従う制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１），ＳＤ２（／ＳＤ２）のエッジに応答して、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２に変曲点が生じる。制御パルス信号ＳＤ１がＬレベルからＨレベルに転じるエッジにおいて、リアクトル電流ＩＬ１の極小点（電流が低下から上昇に転じる変曲点）が生じ、ＨレベルからＬレベルへ遷移するエッジにおいてリアクトル電流ＩＬ１の極大点（電流が上昇から低下に転じる変曲点）が発生する。
【０１３２】
同様に、制御パルス信号ＳＤ２がＬレベルからＨレベルに遷移するエッジに対応して、リアクトル電流ＩＬ２の極小点が発生し、ＨレベルからＬレベルへ遷移するエッジに対応して、リアクトル電流ＩＬ２の極大点が発生する。
【０１３３】
図２３〜図２５には、図２２の各期間における電流経路を説明するための回路図が示される。
【０１３４】
図２３は、図２２における時刻ｔａ〜ｔｂ間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１が低下する一方でリアクトル電流ＩＬ２が上昇する期間における電流経路を説明する図である。
【０１３５】
図２３を参照して、リアクトル電流ＩＬ１に対しては、スイッチング素子Ｓ４のオンにより、昇圧チョッパの上アーム素子をオンしたときの電流経路６３が形成される。一方で、リアクトル電流ＩＬ２に対しては、スイッチング素子Ｓ１のオンにより、昇圧チョッパの下アーム素子をオンしたときの電流経路６２が形成される。さらに、力行スイッチに相当するスイッチング素子Ｓ５もオンされる。
【０１３６】
図２３の状態では、並列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４において、互いに反対方向の電流が通過するので、導通損失およびスイッチング損失を低減できることが理解される。スイッチング素子Ｓ５には、総電力ＰＨに応じた電流が流れる。一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６には電流が流れていないので、導通損失は発生しない。
【０１３７】
図２４には、図２２における時刻ｔｂ〜ｔｃ間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下する期間の電流経路が示される。
【０１３８】
図２４を参照して、リアクトル電流ＩＬ１に対しては、スイッチング素子Ｓ３のオンにより、昇圧チョッパの下アーム素子をオンしたときの電流経路６１が形成される。一方で、リアクトル電流ＩＬ２に対しては、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、上アーム素子をオンした時の電流経路６４が形成される。
【０１３９】
図２４の状態では、並列接続されたスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３において、互いに異なる方向の電流が流れる。したがって、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３における導通損失およびスイッチング損失が低減する。一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ６には、導通損失が発生しない。
【０１４０】
図２５には、図２２での時刻ｔｃ〜ｔｄ間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇している期間における電流波形が示される。
【０１４１】
図２５を参照して、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオンすることにより、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬの各々に対して、昇圧チョッパの下アーム素子をオンしたときの電流経路６１および６２がそれぞれ形成されている。このとき、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２には、リアクトル電流ＩＬ２およびＩＬ１に相当する導通損失が発生する。一方で、その他のスイッチング素子に対しては、電流が流れていないため導通損失は発生しない。
【０１４２】
図２３〜図２５の比較により、図２３および図２４のような、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の傾きの極性が反対である期間においては、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が打ち消し合う方向に重なる経路が形成されることにより、導通損失およびスイッチング損失の低下を図ることができる。したがって、力行動作時のＰＢモードでは、図２３または図２４に示された期間が長くなるように、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の位相を、それぞれの極大点と極小点とが時間軸上で一致するように位相差φを制御することで、スイッチング素子での電力損失を抑制することができる。
【０１４３】
たとえば、図２２に示されたように、リアクトル電流ＩＬ１の極小点とリアクトル電流ＩＬ２の極大点とが一致するような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを制御することができる。このようにすると、キャリア波ＣＷ１、ＣＷ２の１周期において、時刻ｔａ〜ｔｃの期間にわたって、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の傾きの特性が反対となる期間を最大限確保できる。
【０１４４】
また、図２３〜図２５を通じて、電力変換器１０のＰＢモードにおいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のいずれにおいても、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が強め合うように重なることによって導通損失が増加する現象は発生しないことが理解される。
【０１４５】
なお、図２２の波形図では、上記のような位相差φの制御を行なった結果、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の両方が低下する期間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の各々に対して、昇圧チョッパの上アーム素子をオンする期間が存在していない。このような期間では、図６に示した電流経路６３と、図８に示した電流経路６４とが形成されることになる。
【０１４６】
この場合においても、リアクトル電流ＩＬ１がスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を流れる一方で、リアクトル電流ＩＬ２は、Ｓ２，Ｓ５を流れる。したがって、図２５に示された、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する期間と同様に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の打ち消し合いによる導通損失の抑制効果は生じないものの、力行スイッチとなるスイッチング素子Ｓ５を除けば、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が重なることにより導通損失の増大は発生しないことが理解される。
【０１４７】
図２６は、実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御を適用したＰＷＭ制御に関連する構成を説明するための機能ブロック図である。
【０１４８】
図２６を参照して、実施の形態１の変形例では、図１２の構成に加えて、キャリア位相制御部１９０がさらに設けられる。キャリア位相制御部１９０は、図２２に示されたキャリア波ＣＷ１およびＣＷ２を、位相差φを調整した上で生成する。
【０１４９】
図２２からも理解されるように、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２は、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２によって変化する。したがって、図２２のような電流位相が実現できる位相差φについても、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に応じて決定できることが理解できる。このため、リアクトル電流ＩＬ１の極大点およびリアクトル電流ＩＬ２の極小点、または、リアクトル電流ＩＬ１の極小点およびリアクトル電流ＩＬ２の極大点が時間軸上で一致するような電流位相を実現するための位相差φと、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２との関係を予め求めるとともに、当該対応関係を予めマップあるいは関数式として格納することが可能である。
【０１５０】
キャリア位相制御部１９０は、ＰＷＭモードにおける電力変換器制御（図１２）に従って算出されたデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に基づいて、当該マップまたは関係式に従って、適切な位相差φを設定し、当該位相差φに従ってキャリア波ＣＷ１およびＣＷ２を生成することができる。
【０１５１】
ＰＷＭ制御部２００ａは、図２２に示されたＰＷＭ制御によって、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１），ＳＤ２（／ＳＤ２）を生成する。すなわち、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）は、デューティ比ＤＴ１とキャリア波ＣＷ１の電圧比較に基づいて生成され、制御パルス信号ＳＤ２（／ＳＤ２）は、デューティ比ＤＴ２およびキャリア波ＣＷ２の電圧比較に従って生成される。
【０１５２】
これにより、実施の形態１の変形例に従う電源システムでは、図２２に示したような電流位相が実現するためのキャリア位相制御の適用によって、力行動作時のＰＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換でのスイッチング素子の損失（導通損失および／またはスイッチング損失）を低下することにより、電力変換をさらに高効率化することが可能である。
【０１５３】
［実施の形態２］
実施の形態１では、電力変換器１０の各動作モードでの力行動作について説明した。電力変換器１０は、以下に説明するような回路動作によって、負荷３０の回生動作に対応して、直流電源Ｂ１および／またはＢ２の充電を伴うＤＣ／ＤＣ変換も実行することができる。実施の形態２では、実施の形態１で説明した、ＤＳモード、ＳＢモードおよびＰＢモードのそれぞれにおける回生時の回路動作および制御について説明する。
【０１５４】
（ＤＳモードにおける回生動作）
図２７は、ＤＳモードの回生動作時における電流経路を説明するための回路図である。
【０１５５】
図２７を参照して、ＤＳモードの回生動作時には、直列接続された直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が、負荷３０からの回生電流によって充電される。すなわち、図１９に示された電流経路６５と電流方向が逆方向となる、リアクトル電流ＩＬ１＝ＩＬ２となる電流経路６５ｒが形成される。
【０１５６】
図２８には、ＤＳモードの回生動作時におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６のゲート論理式が示される。
【０１５７】
図２８を参照して、図２７に示した電流経路６５ｒが形成されるように、スイッチング素子Ｓ６をオン状態に固定するように制御信号ＳＧ６がＨレベルに固定される。一方で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５はすべてオフされるので、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５はＬレベルに固定される。
【０１５８】
このように、図２８の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフを固定することにより、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２を、負荷３０からの回生電流によって充電できる。このときに、電力線ＰＬの出力電圧ＶＨは、ＶＨ＝Ｖ１＋Ｖ２となり、電圧指令値ＶＨ＊に従って自由に制御することができなくなる。この点は、ＤＳモードの力行動作時と同様である。
【０１５９】
（ＳＢモードにおける回生動作）
図２９および図３０には、ＳＢモードの回生動作時における電流経路を示すための回路図が示される。また、図３１には、ＳＢモードの回生動作時における制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６のゲート論理比が示す図表が示される。
【０１６０】
図２９および図３０を参照して、ＳＢモードの回生動作時には、図２９に示した電流経路６５ｒが形成される期間と、図３０に示した電流経路６１ｒおよび６２ｒが形成される期間とが交互に実現するようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフが制御される。
【０１６１】
ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために、回生スイッチであるスイッチング素子Ｓ６のデューティ比が制御される。一方で、スイッチング素子Ｓ５（力行スイッチ）はオフ状態に維持される。
【０１６２】
図２９には、スイッチング素子Ｓ６のオン時における電流経路が示される。スイッチング素子Ｓ６のオン時には、スイッチング素子Ｓ６を通過した負荷３０からの回生電流が、ノードＮ１および電力線ＮＬの間に直列接続された直流電源Ｂ１およびＢ２を充電するように、電流経路６５ｒが形成される。電流経路６５ｒでは、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２は共通である。電流経路６５ｒを形成するためには、スイッチング素子Ｓ６のみがオンされて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５はオフされていればよい。
【０１６３】
図３０には、スイッチング素子Ｓ６のオフ時における電流経路が示される。スイッチング素子Ｓ６のオフ時には、負荷３０からの回生電流の供給が停止された状態で、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の経路が必要となる。したがって、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４をオンすることによって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流経路６１ｒ，６２ｒが確保される。
【０１６４】
電流経路６１ｒは、直流電源Ｂ１に対して昇圧チョッパの下アーム素子をオンしたときの電流経路６１（図１３）と電流方向が反対となる電流経路である。同様に、電流経路６２ｒは、直流電源Ｂ２に対して昇圧チョッパの下アーム素子をオンしたときの電流経路６２（図１３）と電流方向が反対となる電流経路である。電流経路６１ｒ，６２ｒを形成するためにスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３はオフされている。
【０１６５】
したがって、図３１に示されるように、ＳＢモードの回生動作時には、スイッチング素子Ｓ６の制御信号ＳＧ６は、図１８に示された制御部１５０ｂからの制御パルス信号／ＳＤｓに応じて設定される。一方で、オフ状態に固定されるスイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５は、Ｌレベルに固定される。ＳＢモードにおけるデューティ比ＤＴｓは、図１８と同様に、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するように設定され、制御パルス信号ＳＤｓは、デューティ比ＤＴｓに従って生成される。
【０１６６】
さらに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の制御信号ＳＧ２，ＳＧ４は、電流経路６１ｒ，６２ｒを形成するために、図１８に示された制御部１５０ｂからの制御パルス信号ＳＤｓに従って設定される。また、オフ状態に固定されるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の制御信号ＳＧ１，ＳＧ３は、Ｌレベルに固定される。
【０１６７】
このように、ＳＢモードの回生動作時には、スイッチング素子Ｓ６をデューティ比ＤＴｓに従ってオンオフ制御することにより、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御しながら、直流電源Ｂ１およびＢ２を直列に、回生電流によって充電することが可能である。
【０１６８】
（ＰＢモードにおける回生動作１）
次に、ＰＢモードにおける回生動作について説明する。本実施の形態に従う電力変換器１０では、ＰＢモードの回生動作においては、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方のみが充電対象となり、他方の直流電源は放電することになる。まず、図３２〜図３７を用いて、直流電源Ｂ１を充電対象とする回生動作について説明する。
【０１６９】
図３２は、直流電源Ｂ１を充電対象とするＰＢモードの回生動作時におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６のゲート論理式を説明する図表である。
【０１７０】
図３２を参照して、制御パルス信号ＳＤ１，／ＳＤ１，ＳＤ２，／ＳＤ２は、ＰＢモードの力行動作時と同様に、図２２に示された制御部１５０ａによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するように生成される。
【０１７１】
直流電源Ｂ１を充電対象とするＰＢモードの回生動作時には、回生スイッチであるスイッチング素子Ｓ６は、直流電源Ｂ１の上アーム素子として動作する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｓ６の制御信号ＳＧ６は、図２２に示された制御部１５０ａからの制御パルス信号／ＳＤ１に従って設定される。
【０１７２】
力行スイッチに相当するスイッチング素子Ｓ５は、放電対象となる直流電源Ｂ２の上アーム素子として機能する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５は、制御部１５０ａ（図２２）からの制御パルス信号／ＳＤ２に従って設定される。
【０１７３】
スイッチング素子Ｓ２は、スイッチング素子Ｓ６をオフした時のリアクトル電流ＩＬ１の経路を確保するために、スイッチング素子Ｓ６と交互にオンオフされる必要がある。さらに、スイッチング素子Ｓ２は、放電対象である直流電源Ｂ２の上アーム素子としても機能する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｓ２の制御信号ＳＧ２は、図２２に示された制御部１５０ａからの制御パルス信号ＳＤ１および／ＳＤ２の論理和（ＯＲ）に従って設定される。
【０１７４】
スイッチング素子Ｓ１は、放電対象である直流電源Ｂ２の下アーム素子として機能するとともに、充電対象である直流電源Ｂ１の上アーム素子として動作する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、図２２に示された制御部１５０ａからの制御パルス信号／ＳＤ１およびＳＤ２の論理和（ＯＲ）に従って設定される。
【０１７５】
これに対して、充電対象となる直流電源Ｂ１に対しては、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路６１（図５）を形成する必要がない。したがって、電流経路６１を形成するためのスイッチング素子Ｓ３はオフ状態に維持される。この結果、制御信号ＳＧ３はＬレベルに固定される。
【０１７６】
同様に、放電対象となる直流電源Ｂ２に対しては、電流経路６２（図７）と逆方向の電流経路を形成する必要がない。したがって、スイッチング素子Ｓ４はオフ状態に維持されるので、制御信号ＳＧ４はＬレベルに固定される。
【０１７７】
図３３には、直流電源Ｂ１を充電対象とするＰＢモードの回生動作時における動作波形図が示される。図３３では、比較のために、キャリア位相制御によって図２２と同様に電流位相（位相差φ）が制御されたときの波形図が示される。
【０１７８】
図３３において、充電対象である直流電源Ｂ１のリアクトル電流ＩＬ１は、回生電流、すなわち負電流（ＩＬ１＜０）である。したがって、時刻ｔａ〜ｔｂにおいて、リアクトル電流ＩＬ１が低下しているが、この期間では充電電流（絶対値）は増大している。反対に、時刻ｔｂ〜ｔｄでは、リアクトル電流ＩＬ１は上昇しているが、この期間では充電電流（絶対値）は減少していることになる。一方で、直流電源Ｂ２のリアクトル電流ＩＬ２は、力行電流、すなわち正電流（ＩＬ２＞０）である。
【０１７９】
以降では、リアクトル電流ＩＬ１の回生時においても、図３３の波形図において、時刻ｔｂにおけるリアクトル電流ＩＬ２は極小点（電流が低下から上昇に転じる変曲点）であり、時刻ｔｂにおけるリアクトル電流ＩＬ１は極大点（電流が上昇から低下に転じる変曲点）と表記する。
【０１８０】
図３４〜図３６には、図３３の各期間における電流経路を説明するための回路図が示される。
【０１８１】
図３４には、図３３における時刻ｔａ〜ｔｂ間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１が減少する（充電電流は増加）一方で、リアクトル電流ＩＬ２が上昇する（放電電流は増加）期間の電流経路が示される。
【０１８２】
図３４を参照して、負荷３０からの回生電流によって充電対象である直流電源Ｂ１を充電するためのリアクトル電流ＩＬ１の電流経路６３ｒが、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ６のオンによって形成される。電流経路６３ｒは、力行動作時の直流電源Ｂ１の上アーム素子のオン期間に形成される電流経路６３（図６）とは電流方向が逆である。これにより、直流電源Ｂ１の充電電流が増加する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１は、図３３に示したように低下する。
【０１８３】
これに対して、放電対象である直流電源Ｂ２については、下アーム素子に相当するスイッチング素子Ｓ１がオンされることにより、図７と同様の電流経路６２が形成される。すなわち、時刻ｔａ〜ｔｂの期間では、直流電源Ｂ１（充電）に対して上アーム素子がオンされ、直流電源Ｂ２（放電）に対して下アーム素子がオンされるので、スイッチング素子Ｓ１およびＳ６はオンされる一方で、他のスイッチング素子Ｓ２〜Ｓ５はオフされている。
【０１８４】
図３５には、図３３における時刻ｔｂ〜ｔｃ間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する（充電電流は減少）一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下する（放電電流は減少）期間の電流経路が示される。
【０１８５】
図３５を参照して、時刻ｔｂ〜ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ６がオフされることにより、直流電源Ｂ１の充電が中止される。リアクトル電流ＩＬ１は、スイッチング素子Ｓ２のオンによって形成される電流経路６１ｒを流れる。電流経路６１ｒは、力行動作時の直流電源Ｂ１の下アーム素子のオン期間に形成される電流経路６１（図５）とは電流方向が逆である。これにより、直流電源Ｂ１の充電電流が減少する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１は、図３３に示したように上昇する。
【０１８６】
一方で、放電対象である直流電源Ｂ２に対しては、上アーム素子に相当するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５がオンされることにより、図８と同様の電流経路６４が形成される。図３３の時刻ｔｂ〜ｔｃ間では、直流電源Ｂ１に対しては下アーム素子がオンされる一方で直流電源Ｂ２に対しては上アーム素子がオンされる期間であるので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ５がオンされる一方で、その他のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６はオフされている。
【０１８７】
図３６には、図３３における時刻ｔｃ〜ｔｄ間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１が上昇（充電電流は減少）するとともに、リアクトル電流ＩＬ２が上昇（放電電流は増加）する期間の電流経路が示される。
【０１８８】
図３６を参照して、時刻ｔｃ〜ｔｄでは、スイッチング素子Ｓ６がオフされる一方で、スイッチング素子Ｓ２がオンされることにより、図３５（時刻ｔｂ〜ｔｃ）と同様に、リアクトル電流ＩＬ１は、電流経路６１ｒを流れる。これにより、リアクトル電流ＩＬ１は上昇を続ける。
【０１８９】
一方で、放電対象の直流電源Ｂ２に対しては、図３４（時刻ｔａ〜ｔｂ）と同様に、リアクトル電流ＩＬ２は、電流経路６２を流れる。これにより、リアクトル電流ＩＬ２は上昇する。すなわち、図３３の時刻ｔｃ〜ｔｄ間では、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方に対して下アーム素子がオンされるので、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２がオンされる一方で、その他のスイッチング素子Ｓ３〜Ｓ６はオフされている。
【０１９０】
なお、図３３では、図２２と同様に、リアクトル電流ＩＬ１が低下（充電電流が増加）するとともに、リアクトル電流ＩＬ２が低下（放電電流が減少）する期間が存在していない。しかしながら、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に対して昇圧チョッパの上アーム素子をオンするように制御することにより、図３４に示した電流経路６３ｒと、図３５に示した電流経路６４とを形成することができる。具体的には、制御パルス信号／ＳＤ１，／ＳＤ２に応じて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６がオンされることになる。
【０１９１】
このような図３２に従ったスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフ制御によって、ＰＢモードにおいて、負荷３０の回生動作に応じた直流電源Ｂ１の充電と直流電源Ｂ２の放電とを並列に実行しながら、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。
【０１９２】
なお、図３４の電流経路６２，６３ｒでは、ＰＢモードの力行動作時とはリアクトル電流ＩＬ１の電流方向が反対となることにより、スイッチング素子Ｓ１に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が同一方向に流れてしまう。これにより、スイッチング素子Ｓ１での導通損失が増加することが理解される。同様に、図３５の電流経路６１ｒ，６４では、スイッチング素子Ｓ２に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が同一方向に流れてしまう。これにより、スイッチング素子Ｓ１での導通損失が増加することが理解される。
【０１９３】
これに対して、図３６の電流経路６１ｒ，６２では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の各々に、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の重なり合いは生じない。また、図示を省略した電流経路６３ｒ，６４が形成される期間でも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４ではリアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の重なり合いは生じず、かつ、並列接続されたスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６において、互いに異なる方向の電流が流れることが理解される。
【０１９４】
したがって、ＰＢモードの回生動作時には、力行動作時とは異なり、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の傾きの極性が同一であるリアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が低下する期間、あるいは、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する期間において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６での損失（導通損失および／またはスイッチング損失）を低下できる。
【０１９５】
（ＰＢモードにおける回生動作２）
次に、直流電源Ｂ２を対象としたときのＰＢモードの回生動作について説明する。
【０１９６】
図３７は、直流電源Ｂ２を充電対象とするＰＢモードの回生動作時におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６のゲート論理式を説明する図表である。
【０１９７】
図３７を参照して、制御パルス信号ＳＤ１，／ＳＤ１，ＳＤ２，／ＳＤ２は、図２２に示された制御部１５０ａによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するように生成される。
【０１９８】
直流電源Ｂ２を充電対象とするＰＢモードの回生動作時には、回生スイッチであるスイッチング素子Ｓ６は、直流電源Ｂ２の上アーム素子として動作する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｓ６の制御信号ＳＧ６は、図２２に示された制御部１５０ａからの制御パルス信号／ＳＤ２に従って設定される。
【０１９９】
力行スイッチに相当するスイッチング素子Ｓ５は、放電対象となる直流電源Ｂ１の上アーム素子として機能する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５は、制御部１５０ａ（図２２）からの制御パルス信号／ＳＤ１に従って設定される。
【０２００】
スイッチング素子Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ６をオフした時のリアクトル電流ＩＬ２の経路を確保するために、スイッチング素子Ｓ６と交互にオンオフされる必要がある。さらに、スイッチング素子Ｓ４は、放電対象である直流電源Ｂ１の上アーム素子としても機能する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｓ２の制御信号ＳＧ２は、図２２に示された制御部１５０ａからの制御パルス信号／ＳＤ１およびＳＤ２の論理和（ＯＲ）に従って設定される。
【０２０１】
スイッチング素子Ｓ３は、放電対象である直流電源Ｂ１の下アーム素子として機能するとともに、充電対象である直流電源Ｂ２の直流電源Ｂ２の上アーム素子として動作する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、図２２に示された制御部１５０ａからの制御パルス信号ＳＤ１および／ＳＤ２の論理和（ＯＲ）に従って設定される。
【０２０２】
これに対して、充電対象となる直流電源Ｂ２に対しては、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路６２（図７）を形成する必要がない。したがって、電流経路６２を形成するためのスイッチング素子Ｓ１はオフ状態に維持される。この結果、制御信号ＳＧ１はＬレベルに固定される。
【０２０３】
同様に、放電対象となる直流電源Ｂ１に対しては、電流経路６１ｒ（図３５）を形成する必要がない。したがって、スイッチング素子Ｓ２はオフ状態に維持されるので、制御信号ＳＧ２はＬレベルに固定される。
【０２０４】
図３８には、直流電源Ｂ２を充電対象とするＰＢモードの回生動作時における動作波形図が示される。図３８においても、比較のために、キャリア位相制御によって図２２および図３３と同様に電流位相（位相差φ）が制御されたときの波形図が示される。
【０２０５】
図３８において、充電対象である直流電源Ｂ２のリアクトル電流ＩＬ２は、回生電流、すなわち負電流（ＩＬ２＜０）である。したがって、時刻ｔａ〜ｔｂにおいて、リアクトル電流ＩＬ２が上昇しているが、この期間では、充電電流（絶対値）は減少している。反対に、時刻ｔｂ〜ｔｃでは、リアクトル電流ＩＬ２は低下しているが、この期間では充電電流（絶対値）は増大していることになる。一方で、直流電源Ｂ１のリアクトル電流ＩＬ１は、力行電流、すなわち正電流（ＩＬ１＞０）である。
【０２０６】
図３９〜図４１には、図３８の各期間における電流経路を説明するための回路図が示される。
【０２０７】
図３９には、図３８における時刻ｔａ〜ｔｂ間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ２が上昇（充電電流は減少）する一方で、リアクトル電流ＩＬ１が低下（放電電流は減少）する期間の電流経路が示される。
【０２０８】
図３９を参照して、時刻ｔａ〜ｔｂでは、直流電源Ｂ２に対して下アーム素子がオンされる一方で、直流電源Ｂ１に対して上アーム素子がオンされた状態となる。これにより、スイッチング素子Ｓ６がオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がオンされる。ことにより、直流電源Ｂ２の充電が中止されるとともに、リアクトル電流ＩＬ２は、スイッチング素子Ｓ４のオンによって形成される電流経路６２ｒを流れる。これにより、直流電源Ｂ２の充電電流が減少する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２は、図３３に示したように上昇する。
【０２０９】
一方で、放電対象である直流電源Ｂ１に対しては、上アーム素子に相当するスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５がオンされることにより、図３５と同様の電流経路６３が形成される。この結果、スイッチング素子Ｓ４およびＳ５がオンされる一方で、その他のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３，Ｓ６はオフされている。
【０２１０】
図４０には、図３８おける時刻ｔｂ〜ｔｃ、すなわち、リアクトル電流ＩＬ２が低下する（充電電流は増加）一方で、リアクトル電流ＩＬ１が上昇（放電電流は増加）する期間の電流経路が示される。
【０２１１】
図４０を参照して、負荷３０からの回生電流によって充電対象である直流電源Ｂ２を充電するためのリアクトル電流ＩＬ２の電流経路６４が、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６のオンによって形成される。これにより、直流電源Ｂ２の充電電流が増加する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２は、図３８に示したように低下する。
【０２１２】
これに対して、放電対象である直流電源Ｂ１については、下アーム素子に相当するスイッチング素子Ｓ３がオンされることにより、図５と同様の電流経路６１が形成される。すなわち、時刻ｔｂ〜ｔｃの期間では、直流電源Ｂ２（充電）に対して上アーム素子がオンされ、直流電源Ｂ１（放電）に対して下アーム素子がオンされるので、スイッチング素子Ｓ３およびＳ６はオンされる一方で、他のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５はオフされている。
【０２１３】
図４１には、図３８における時刻ｔｃ〜ｔｄ間、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１が上昇（放電電流は増加）するとともに、リアクトル電流ＩＬ２が上昇（充電電流は減少）する期間の電流経路が示される。
【０２１４】
図４１を参照して、時刻ｔｃ〜ｔｄでは、スイッチング素子Ｓ６がオフされる一方で、スイッチング素子Ｓ４がオンされることにより、図３９（時刻ｔａ〜ｔｂ）と同様に、リアクトル電流ＩＬ２は、電流経路６２ｒを流れる。これにより、リアクトル電流ＩＬ２は上昇する。
【０２１５】
一方で、放電対象の直流電源Ｂ１に対しては、図４０（時刻ｔｂ〜ｔｃ）と同様に、リアクトル電流ＩＬ１は、電流経路６１を流れる。これにより、リアクトル電流ＩＬ１は上昇を続ける。すなわち、図３８の時刻ｔｃ〜ｔｄ間では、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方に対して下アーム素子がオンされるので、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４がオンされる一方で、その他のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６はオフされる。
【０２１６】
なお、図３８では、図２２および図３３と同様に、リアクトル電流ＩＬ２が低下（充電電流が増加）するとともに、リアクトル電流ＩＬ１が低下（放電電流が減少）する期間が存在していない。しかしながら、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に対して昇圧チョッパの上アーム素子をオンするように制御することにより、図４０に示した電流経路６４ｒと、図３９に示した電流経路６３とを形成することができる。具体的には、制御パルス信号／ＳＤ１，／ＳＤ２に応じて、スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ６がオンされることになる。
【０２１７】
このような図３８に従ったスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフ制御によって、ＰＢモードにおいて、負荷３０の回生動作に応じた直流電源Ｂ２の充電と直流電源Ｂ１の放電とを並列に実行しながら、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。
【０２１８】
また、直流電源Ｂ２を充電対象とするＰＢモードにおいても、図３９の電流経路６２ｒ，６３ではスイッチング素子Ｓ４において、図４０の電流経路６１ｒ，６４ではスイッチング素子Ｓ３において、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が同一方向に流れてしまう。これにより、スイッチング素子での導通損失が増加することが理解される。
【０２１９】
これに対して、図４１の電流経路６１，６２ｒでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の各々に、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の重なり合いは生じない。また、図示を省略した電流経路６３，６４ｒが形成される期間でも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４ではリアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の重なり合いは生じず、かつ、並列接続されたスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６において、互いに異なる方向の電流が流れることが理解される。
【０２２０】
したがって、直流電源Ｂ２が充電対象であるときにも、ＰＢモードの回生動作時には、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の傾きの極性が同一である期間、具体的には、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が低下する期間、あるいは、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する期間において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６での損失（導通損失および／またはスイッチング損失）を低下できる。
【０２２１】
このように、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相制御をＰＢモードの回生動作時に適用するときには、充電対象が直流電源Ｂ１，Ｂ２のいずれであっても、リアクトル電流ＩＬ１の極小点とリアクトル電流ＩＬ２の極小点とが時間軸上で一致するような、あるいは、リアクトル電流ＩＬ１の極大点とリアクトル電流ＩＬ２の極大点とが時間軸上で一致するような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを制御することが好ましい。このようにすると、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の１周期において、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の傾きの極性が同一となる期間を最大限確保できる。
【０２２２】
このように、本実施の形態に従う電力変換器１０は、複数の動作モード（ＰＢモード、ＳＢモードおよびＤＳモード）を切換えたＤＣ／ＤＣ変換を、負荷３０の回生動作時にも、高効率に実行することができる。すなわち、電力変換器１０は、ＰＢモード、ＳＢモードおよび、ＤＳモードの各々において、負荷３０の力行動作および回生動作の両方に対応して、ＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。さらに、ＰＢモードの回生動作時にも、キャリア位相制御の適用により、スイッチング素子での損失をさらに低減することが可能である。
【０２２３】
図４２には、各動作モードの負荷３０の力行／回生動作時における直流電源Ｂ１およびＢ２の制御が示される。
【０２２４】
図４２を参照して、ＰＢモードでは、負荷３０の力行動作時には、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が放電するように、直流電源Ｂ１およびＢ２と、負荷３０との間で並列にＤＣ／ＤＣ変換が実行される。これに対して、ＰＢモードで負荷３０が回生動作するときには、直流電源Ｂ１およびＢ２のいずれか一方を充電対象として、電力変換器１０が動作する。
【０２２５】
すなわち、負荷３０の回生動作時には、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御しながら、直流電源Ｂ１を充電する一方で直流電源Ｂ２を放電するようなＤＣ／ＤＣ変換を、直流電源Ｂ１およびＢ２と負荷３０との間で並列に実行することができる。あるいは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御しながら、直流電源Ｂ２を充電する一方で直流電源Ｂ１を放電するようなＤＣ／ＤＣ変換を、直流電源Ｂ１およびＢ２と負荷３０との間で並列に実行することができる。この両者は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを図３２および図３７の間で切換えることにより、使い分けられる。
【０２２６】
なお、ＰＢモードでは、力行動作および回生動作（直流電源Ｂ１またはＢ２を充電）を通じて、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１），ＳＤ２（／ＳＤ２）を生成するためのデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２は、出力電圧ＶＨを制御するための、共通の制御ロジック（たとえば図１２）に従って算出することができる。
【０２２７】
なお、回生動作時における充電対象の選択は、直流電源Ｂ１およびＢ２の状態、たとえば、充電量（ＳＯＣ）や温度に基づいて実行することができる。また、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が満充電状態等により充電禁止となった場合には、負荷３０の回生動作が禁止される。
【０２２８】
ＳＢモードでは、負荷３０の力行動作時には、直列接続されたＢ１，Ｂ２の両方を放電する態様で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するようにＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。一方で、負荷３０が回生動作するときには、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方を充電する態様で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するようにＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
【０２２９】
さらに、ＤＳモードでは、負荷３０の力行動作時には、直流電源Ｂ１，Ｂ２を直列接続した状態で放電することによって、負荷３０に電力を供給できる。一方で、負荷３０の回生動作時には、直流電源Ｂ１，Ｂ２を直列接続した状態で充電することによって、負荷３０からの回生電力を回収することができる。
【０２３０】
ＳＢモードおよびＤＳモードでは、直流電源Ｂ１およびＢ２の少なくとも一方が満充電状態等により充電禁止となった場合には、負荷３０の回生動作が禁止される。
【０２３１】
なお、上述のように、ＰＢモードおよびＳＢモードでは、負荷３０の力行動作時および回生動作時の間で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンが異なっている。このスイッチングパターン（ゲート論理式）の切り換えについては、たとえば、負荷３０の動作指令値に基づいて判断することができる。
【０２３２】
たとえば、負荷３０がモータジェネレータ３５（図２）を含む場合には、モータジェネレータ３５のトルク指令値と回転数（正転または逆転）との積（ＰＬ＊）に従って、モータジェネレータ３５が力行動作（ＰＬ＊＞０）および回生動作（ＰＬ＊＜０）のいずれであるかに応じて、スイッチングパターンを切換えるように制御することができる。
【０２３３】
なお、ＰＢモードでは、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相制御を組合せることによって、負荷３０の力行動作時および回生動作時を通じて、スイッチング素子での損失をさらに抑制することができる。ただし、上述のように、力行動作時および回生動作時の間では、好ましいリアクトル電流の電流位相が異なってくる。したがって、上述したキャリア位相制御のための位相差φを設定するためのマップや関係式についても、回生動作時および負荷動作時でそれぞれ独立に設定することが好ましい。
【０２３４】
［実施の形態３］
実施の形態３では、直流電源Ｂ１，Ｂ２のうちの一方が発電機を含む可変直流電圧源として構成された場合の電源システムの構成および動作について説明する。
【０２３５】
図４３は、実施の形態３に従う電源システム５♯の構成を示す回路図である。
図４３を参照して、実施の形態３に従う電源システム５♯では、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方が可変直流電圧源によって構成される。図２３の構成例では、図１の直流電源Ｂ１が可変直流電圧源で構成された場合が示される。以下では、可変直流電圧源によって構成された直流電源Ｂ１について、直流電源Ｂ１♯と表記する。
【０２３６】
直流電源Ｂ１♯は、ＡＣ電圧を発生する発電機構１１０と、ＡＣ／ＤＣ変換器１２０と、平滑キャパシタ１３０とを有する。発電機構１１０が発生するＡＣ電圧は、電圧指令値Ｖａｃ＊に従って可変制御される。
【０２３７】
図４４および図４５は、直流電源Ｂ１♯の構成例を示す回路図である。
図４４を参照して、発電機構１１０は、エンジン１１２および発電機１１５を含む。
【０２３８】
エンジン１１２の動作は、交流電圧指令Ｖａｃ＊に応じて設定される出力指令（エンジントルクおよびエンジン回転数）に従って制御される。発電機１１５は、エンジン１１２の出力によって発電することにより、ＡＣ電圧を出力する。発電機１１５の出力電圧は、エンジン１１２のトルクおよび回転数に従って変化する。このため、電圧指令Ｖａｃ＊に従ってエンジンの出力指令（トルク、回転数）を適切に設定することにより、発電機１１５からのＡＣ電圧Ｖａｃを、制御指令Ｖａｃ＊に従って制御することができる。
【０２３９】
ＡＣ／ＤＣ変換器１２０は、ダイオードブリッジ１２１によって構成される。ダイオードブリッジ１２１は、発電機１１５からのＡＣ電圧を整流して、直流電圧Ｖ１♯を出力する。
【０２４０】
ＡＣ電圧についての各相の振幅電圧Ｖｐおよび角周波数ωを用いて、出力電圧Ｖ１♯は、下記（７）式で示すことができる。
【０２４１】
Ｖ１♯＝（３√３／π）・Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）        …（７）
すなわち、直流電源Ｂ１♯の電圧Ｖ１♯は、電圧指令値Ｖａｃ*に従って発電機１１５が出力するＡＣ電圧によって制御することができる。したがって、電圧Ｖ１♯の指令値に従って電圧指令Ｖａｃ＊を適切に設定することにより、電圧Ｖ１♯を可変に制御することができる。
【０２４２】
図４５を参照して、ＡＣ／ＤＣ変換器１２０は、ＰＷＭ整流器１２２によって構成することも可能である。
【０２４３】
ＰＷＭ整流器１２２は、三相のＡＣ／ＤＣ変換器であり、スイッチング素子および逆並列ダイオードによって構成されたスイッチングモジュールが各相の上アームおよび下アームに配置されている。
【０２４４】
ＰＷＭ整流器１２２によれば、スイッチング素子のオンオフ制御により、出力電圧Ｖ１♯を可変制御することができる。すなわち、図４５に示した直流電源Ｂ１♯では、発電機１１５からのＡＣ電圧を制御するためのエンジン出力指令と、ＰＷＭ整流器１２２への制御指令によって、出力電圧Ｖ１♯が制御される。これにより、発電機１１５からのＡＣ電圧に電圧指令値Ｖａｃ＊からの誤差が生じても、出力電圧Ｖ１♯を指令値に従って制御することが可能となる。
【０２４５】
図４４および図４５の構成における、エンジン１１２および発電機１１５によって構成される発電機構１１０は、たとえば、ハイブリッド車に搭載される。
【０２４６】
再び図４３を参照して、実施の形態３に従う電源システムでは、発電機構１１０を含む直流電源Ｂ１♯は力行（放電）動作のみを実行する。したがって、実施の形態に従う電源システム５♯では、ＤＳモードおよびＳＢモードは、力行動作のみが適用されることになる。なお、電力変換器１０♯におけるＤＳモードは、「第２の直接給電モード」に対応する。
【０２４７】
一方で、ＰＢモードでは、負荷３０の力行動作時には、直流電源Ｂ１♯および直流電源Ｂ２の両方が放電対象となる一方で、負荷３０の回生動作時には、直流電源Ｂ２が固定的に充電対象とされる。すなわち、直流電源Ｂ２が満充電状態等により充電禁止となった場合には、負荷３０の回生動作は禁止される。
【０２４８】
図４６は、実施の形態３に従う電源システム５♯における動作モード選択を説明するための概念図である。電源システム５♯においても、動作モードは、負荷要求電圧ＶＨｒｑに応じて、ＶＨ≧ＶＨｒｑとなるように選択する必要がある。
【０２４９】
図４６では、時間経過に伴って、負荷要求電圧ＶＨｒｑが、点線で示すようにＶＨｒｑ＝０から徐々に上昇するときの動作モード選択が示される。
【０２５０】
図４６を参照して、時刻ｔ０〜ｔ１では、ＶＨｒｑ≦Ｖ２である。この領域では、発電機構１１０を停止して、直流電源Ｂ１♯の出力電圧Ｖ１♯＝０の状態で、直流電源Ｂ２のみを用いたＤＳモードが適用される。
【０２５１】
このＤＳモードでは、負荷３０の力行動作時には、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５をオンに固定（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６はオフに固定）することにより、直流電源Ｂ２のみを電力線ＰＬおよびＮＬの間に電気的に接続することが好ましい。同様に、
負荷３０の回生動作時には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６をオンに固定（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５はオフに固定）することにより、直流電源Ｂ２のみを電力線ＰＬおよびＮＬの間に電気的に接続することが好ましい。これにより、負荷要求電圧ＶＨｒｑよりも高い出力電圧（ＶＨ＝Ｖ２）に固定して、負荷３０を動作させることができる。
【０２５２】
時刻ｔ１でＶＨｒｑ＞Ｖ２となると、発電機構１１０を作動させることにより、直流電源Ｂ１の電圧Ｖ１♯＞０とすることができる。発電機構１１０の作動時には、電圧指令値Ｖａｃ＊の設定によって、電圧Ｖ１♯を０＜Ｖ１♯＜Ｖ１ｍａｘの範囲内で制御することができる。なお、直流電源Ｂ１からの上限電圧Ｖ１ｍａｘは、発電機構１１０からの最大出力電圧に対応して決まる。
【０２５３】
したがって、Ｖ２＜ＶＨｒｑ＜Ｖ３（Ｖ３＝Ｖ２＋Ｖ１ｍａｘ）の範囲となる時刻ｔ１〜ｔ２では、直流電源Ｂ１♯の電圧Ｖ１♯を、（ＶＨｒｑ−Ｖ２）に可変制御することにより、負荷要求電圧ＶＨｒｑに制御された出力電圧ＶＨによって、負荷３０を作動することができる。このＤＳモードでは、実施の形態１または２で説明したのと同様に、電力変換器１０では、負荷３０の力行動作時には、スイッチング素子Ｓ５がオンされる（スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ６はオフ）一方で、負荷３０の回生動作時には、スイッチング素子Ｓ６がオン（スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５はオフ）される。
【０２５４】
負荷要求電圧ＶＨｒｑがさらに上昇してＶＨｒｑ＞Ｖ３になると（時刻ｔ２）、ＤＳモードでは、出力電圧ＶＨをＶＨ≧ＶＨｒｑに制御することができない。したがって、Ｖ３＜ＶＨｒｑ＜ＶＨｍａｘの範囲となる時刻ｔ２〜ｔ３では、ＳＤモードからＳＢモードに動作モードが切換えられる。
【０２５５】
ＳＢモードでは、直流電源Ｂ１♯がＶ１♯＝Ｖ１ｍａｘに制御された状態で、電圧指令値ＶＨ＊＝ＶＨｒｑに設定される。この結果、図１８に示された制御部１５０ｂによるデューティ比ＤＴｓに従って、出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊に制御されるように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフが制御される。具体的には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフは、デューティ比ＤＴｓに基づく制御パルス信号ＳＤｓ（／ＳＤｓ）に応じて、図１７（負荷３０の力行動作時）または図３１（負荷３０の回生動作時）のスイッチングパターン（ゲート論理式）に従って制御される。
【０２５６】
これにより、ＳＢモードでは、電圧（Ｖ２＋Ｖ１ｍａｘ）を昇圧することによって、出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊に制御されるので、昇圧比が抑制される。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２での鉄損や銅損の交流抵抗損失を低減できるので、電力変換器１０の効率を高めることができる。
【０２５７】
また、実施の形態３に従う電源システム５♯では、直流電源Ｂ１♯の電圧Ｖ１♯を可変制御することにより、電力変換器１０の損失が小さいＤＳモードが適用できる電圧範囲を拡大することができる。これにより、電源システム５♯の効率を高めることができる。さらに、ＤＳモードにおける出力電圧ＶＨおよび負荷要求電圧ＶＨｒｑの電圧差の発生を抑制することができる。
【０２５８】
また、ＤＳモードにおける発電機構１１０（直流電源Ｂ１♯）の作動を、ＶＨｒｑ＞Ｖ２の電圧領域に限定することにより、発電機構１１０からの出力電圧を低くしても、広い電圧範囲に対応することができる。このため、発電機構１１０を構成するエンジン１１２の小型化によって、低コスト化を図ることができる。
【０２５９】
なお、図４３の構成例では、直流電源Ｂ１を可変直流電圧源Ｂ１♯によって構成したが、図４７に示されるように、直流電源Ｂ２を可変直流電圧源Ｂ２♯（直流電源Ｂ２♯）で構成することも可能である。この場合には、直流電源Ｂ２♯の出力電圧Ｖ２♯が発電機構１１０への電圧指令値Ｖａｃ＊に応じて制御される。図４７に示された電源システム５♯においても、負荷要求電圧ＶＨｒｑと、直流電源Ｂ１の電圧Ｖ１および直流電源Ｂ２♯の上限電圧Ｖ２ｍａｘとの関係に応じて、図４６と同様に、発電機構１１０が停止されたＤＳモード（Ｖ２♯＝０）、発電機構１１０が作動するＤＳモード（０＜Ｖ２♯≦Ｖ２ｍａｘ）および、ＳＢモード（Ｖ２♯＝Ｖ２ｍａｘ）を選択的に適用することができる。
【０２６０】
［実施の形態４］
実施の形態４では、電力変換器１０における誤動作の発生を防止するためのスイッチング素子のオンオフ切換時の制御について説明する。
【０２６１】
一般に、通常の昇圧チョッパの制御では、電力線ＰＬ，ＮＬ間の短絡経路が生じないように、上下アーム素子間でオンオフを切換える際には、両者がオフ状態とされる、いわゆるデッドタイムと呼ばれる期間を意図的に設けることが公知である。
【０２６２】
本実施の形態に従う電力変換器１０では、たとえば、ＰＢモード（図１０，図１７）において、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が交互にオンオフする。上述のように、負荷３０の力行動作時において、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、直流電源Ｂ１に対して、下アーム素子および上アーム素子としてそれぞれ機能する。一方で、負荷３０の回生動作時には、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、直流電源Ｂ２に対して、上アーム素子および下アーム素子としてそれぞれ機能する。また、ＳＢモードの力行動作時においても（図１７）においても、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、交互にオンオフされる。
【０２６３】
図４８には、電力変換器１０のＰＢモードにおいてデッドタイムを設けてスイッチング素子Ｓ３およびＳ４をオンオフしたときのスイッチング素子の波形図が示される。
【０２６４】
図４８を参照して、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３と、スイッチング素子Ｓ4の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤ１および／ＳＤ１に従って、基本的には相補のレベルに設定される。
【０２６５】
デッドタイムＴｄは、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４が同時にオンしないように、制御信号ＳＧ３およびＳＧ４の両方がＬレベルに設定されるように設けられる。したがって、デッドタイム期間では、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の両方がオフされる。
【０２６６】
スイッチング素子Ｓ３がターンオフされると、スイッチング素子Ｓ３の電流Ｉ（Ｓ３）が急激に減少する。しかしながら、この時点において、スイッチング素子Ｓ４はオフ状態であるので、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）＝０である。すなわち、スイッチング素子Ｓ３のターンオフ時に、リアクトル電流ＩＬ１がスイッチング素子Ｓ４を流れることができない。このとき、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギよりも低いと、リアクトル電流ＩＬ１の経路が確保できないので、リアクトル電流ＩＬ１が急激に低下する。
【０２６７】
一方で、デッドタイムＴｄの経過によりスイッチング素子Ｓ４がオンすると、リアクトル電流ＩＬ１の経路が確保されることにより、電流Ｉ（Ｓ４）は急激に上昇する。この結果、リアクトル電流ＩＬ１は、デッドタイムＴｄの期間中に非連続となり、電流振動が発生してしまう。
【０２６８】
同様の現象は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の間にも発生する。すなわち、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２のオンオフ切換え時にデッドタイムを設けると、リアクトル電流ＩＬ２が非連続となって電流振動が発生する。
【０２６９】
図４９には、図４８でのデッドタイムに代えて実施の形態４に従うスイッチング制御によってオーバーラップタイムを設けた場合のスイッチング素子の波形図が示される。
【０２７０】
図４９を参照して、実施の形態４に従うスイッチング制御では、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４のオンオフを切換える際に、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の両方がオンするオーバーラップタイムＴａが設けられる。
【０２７１】
したがって、スイッチング素子Ｓ３のターンオフ時には、制御信号ＳＧ３がＨレベルの状態で制御信号ＳＧ４をＬレベルからＨレベルに変化させ、かつ、このタイミングからオーバーラップタイムＴａが経過すると、制御信号ＳＧ３をＨレベルからＬレベルに変化させる。
【０２７２】
これにより、スイッチング素子Ｓ３がターンオフされて電流Ｉ（Ｓ３）が急激に減少する期間においても、スイッチング素子Ｓ４が既にオンされているため、電流Ｉ（Ｓ４）によってリアクトル電流ＩＬ１の経路が確保できる。この結果、リアクトル電流ＩＬ１は非連続とはなることなく、電流振動も発生しない。
【０２７３】
同様に、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ時には、制御信号ＳＧ４がＨレベルの状態で制御信号ＳＧ３をＬレベルからＨレベルに変化させ、かつ、このタイミングからオーバーラップタイムＴａが経過すると、制御信号ＳＧ４をＨレベルからＬレベルに変化させる。これにより、スイッチング素子Ｓ４がターンオフされて電流Ｉ（Ｓ４）が急激に減少する期間においても、スイッチング素子Ｓ３が既にオンされているため、電流Ｉ（Ｓ３）によってリアクトル電流ＩＬ１の経路が確保できる。この結果、リアクトル電流ＩＬ１に電流振動は発生しない。
【０２７４】
図５０は、本実施の形態４に従うスイッチング制御を適用した場合の電源システムの動作波形図である。図５０には、ＰＢモードの力行動作時において、図３７と同様のＰＷＭ制御が適用されたときの動作波形が一例として示される。
【０２７５】
図５０を参照して、直流電源Ｂ１に対して上アーム素子および下アーム素子としてそれぞれ機能するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４のオンオフを切換える際には、制御信号ＳＧ３およびＳＧ４の間に、オーバーラップタイムＴａが設けられる。これにより、リアクトル電流ＩＬ１の変曲点（極大点または極小点）において、図４８で説明した不連続性は発生せず、リアクトル電流ＩＬ１は安定的に推移する。
【０２７６】
同様に、直流電源Ｂ２に対して上アーム素子および下アーム素子としてそれぞれ機能するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２のオンオフを切換える際には、制御信号ＳＧ１およびＳＧ２の間に、オーバーラップタイムＴａが設けられる。これにより、リアクトル電流ＩＬ２の変曲点（極大点または極小点）において不連続性は発生せず、リアクトル電流ＩＬ２は安定的に推移する。
【０２７７】
図５１は、実施の形態４に従うスイッチング制御のための制御構成を説明するブロック図である。
【０２７８】
図５１を参照して、制御信号生成部２０５は、図１２、図１８および図２６の構成に加えて設けることができる。制御信号生成部２０５は、ＰＢモードでの制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）およびＳＤ２（／ＳＤ２）、ならびに、ＳＢモードでの制御パルス信号ＳＤｓ（／ＳＤｓ）に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６を生成する。
【０２７９】
ＰＢモードでは、制御信号生成部２０５は、図１０（力行動作）、図３２（回生動作）、または図３７（回生動作）のゲート論理式を用いて、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）およびＳＤ２（／ＳＤ２）に従って、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６を生成する。このとき、ＬレベルからＨレベルに変化する際には、オーバーラップ期間Ｔａ分だけＬレベル期間が延長されるように、一方で、ＨレベルからＬレベルに変化する際に、オーバーラップ期間Ｔａ分だけＨレベル期間がそれぞれ延長されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６は生成すされる。
【０２８０】
同様に、ＳＢモードでは、制御信号生成部２０５は、図１７（力行動作）または図３１（回生動作）のゲート論理式を用いて、制御パルス信号ＳＤｓ（／ＳＤｓ）に従って、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６を生成する。このとき、ＨレベルからＬレベルへの変化の際に、オーバーラップ期間Ｔａ分だけＨレベル期間が延長されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６は生成される。
【０２８１】
これにより、実施の形態４に従うスイッチング制御によれば、本実施の形態に従う電力変換器１０の回路構成に適合させて、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２に不連続が生じることを回避した上で、ＰＢモードおよびＳＢモードでの動作によるＤＣ／ＤＣ変換を安定化することができる。
【０２８２】
［実施の形態５］
実施の形態５では、本実施の形態に従う電力変換器の回路構成の変形例について説明する。
【０２８３】
図５２は、実施の形態５に従う電源システムでは、図１に示された電力変換器１０に代えて電力変換器１０♯が配置される。電力変換器１０♯は、図１に示された電力変換器１０と比較して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５に代えて、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ５が配置される点で異なる。その他の部分の構成については電力変換器１０であるので詳細な説明は繰返さない。
【０２８４】
ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ５は、電力変換器１０でのスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５と、同一方向の電流経路を形成するために配置される。ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ５は、制御装置１００からの制御信号に応じて電流経路を遮断する機能は有さないが、順バイアスの印可時にスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５と同様の電流経路を形成することができる。
【０２８５】
したがって、ＰＢモードでは、図１０（力行動作）、図３２（回生動作）、または図３７（回生動作）のゲート論理式を用いて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６をオンオフ制御することによって、制御信号ＳＧ２，ＳＧ４，ＳＧ５がＨレベルに設定されるべき期間では、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ５によって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流経路を確保することができる。
【０２８６】
同様に、ＳＢモードにおいても、図３１（力行動作）または図３２（回生動作）のゲート論理式を用いて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６をオンオフ制御することによって、制御信号ＳＧ２，ＳＧ４，ＳＧ５がＨレベルに設定されるべき期間では、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ５によって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流経路を確保することができる。
【０２８７】
また、ＤＳモードについても、ダイオードＤ５によって負荷３０の力行動作時の電流経路が確保できるとともに、スイッチング素子Ｓ６のオンにより、負荷３０の回生動作時の電流経路を確保することができる。
【０２８８】
このように、電力変換器１０♯によっても、負荷３０の力行動作および回生動作の各々に対応した、ＰＢモード、ＳＢモードおよびＤＳモードを選択的に適用したＤＣ／ＤＣ変換を電力変換器１０と同様に実行することができる。
【０２８９】
なお、電力変換器１０♯では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６が、「第１の半導体素子」、「第３の半導体素子」および「第６の半導体素子」にそれぞれ対応する一方で、ダイオードＤ２，Ｄ４、Ｄ５が、「第２の半導体素子」、「第４の半導体素子」および「第５の半導体素子」にそれぞれ対応する。なお、電力変換器１０♯では、実施の形態４で説明したオーバーラップタイムを設けなくても、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２は不連続になることはない。
【０２９０】
なお、本実施の形態では、電力変換器１０，１０♯の構成について、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６およびリアクトルＬ１，Ｌ２の接続関係を図示して説明したが、電力変換器１０，１０♯の構成要素が、これらの素子に限定されることを意味するものではない。すなわち、本実施の形態において、構成要素同士が「電気的に接続される」との記載は、両要素間に他の回路要素やコネクタ端子が存在し、当該他の回路要素を経由して上記成要素間に電気的な接続が確保されることを含むものとする。
【０２９１】
また、負荷３０および発電機構１１０について、本実施の形態では、電動車両の走行用電動機、あるいは、エンジンを含む構成を例示したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。すなわち、負荷３０は、直流電圧ＶＨによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる。また、発電機構１１０についても、ＡＣ／ＤＣ変換器との組み合わせによって、あるいは、ＤＣ／ＤＣ変換器との組み合わせによって可変直流電圧源を構成可能であれば、任意の発電要素によって構成することができる。
【０２９２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０２９３】
５  電源システム、１０  電力変換器、１１〜１３  双方向スイッチ、３０  負荷、３２  インバータ、３５  モータジェネレータ、３６  動力伝達ギヤ、３７  駆動輪、６１，６１ｒ，６２，６２ｒ，６３，６３ｒ，６４，６４ｒ，６５，６５ｒ，６７  電流経路、１００  制御装置、１０２  要求電圧設定部、１０４  モード選択部、１１０  発電機構、１１２  エンジン、１１５  発電機、１２０  変換器、１２１  ダイオードブリッジ、１２２  整流器、１３０  平滑キャパシタ、１５０ａ，１５０ｂ  制御部、１５２，１９５  電圧制御器、１５５  電力分配率設定部、１５８  乗算部、１５９，１６６，１６８，１９２  減算部、１６０，１６５  除算部、１７０，１７２，１７５  電流制御器、１９０  キャリア位相制御部、２００ａ，２００ｂ  ＰＷＭ制御部、２０５  制御信号生成部、Ｂ１，Ｂ２  直流電源、Ｂ１♯，Ｂ２♯  可変直流電圧源、ＣＨ  平滑コンデンサ、ＣＷ，ＣＷ１，ＣＷ２  キャリア波、Ｄ２，Ｄ４，Ｄ５  ダイオード、ＤＴ１，ＤＴ２，ＤＴｓ  デューティ比、Ｉ１  電流（直流電源Ｂ１）、Ｉ２  電流（直流電源Ｂ２）、Ｉ１＊，Ｉ２＊  電流指令値、ＩＬ１，ＩＬ２  リアクトル電流、Ｌ１，Ｌ２  リアクトル、ＭＤ  モード選択信号、Ｎ１，Ｎ２  ノード、ＮＬ，ＰＬ  電力線、Ｐ１＊、Ｐ２＊  電力指令値、ＰＨ＊  電力指令値（総電力）、Ｓ１〜Ｓ６  電力用半導体スイッチング素子、ＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤｓ，／ＳＤ１，／ＳＤ２，／ＳＤｓ  制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ６  制御信号、Ｔａ  オーバーラップタイム、Ｔｄ  デッドタイム、Ｖ１ｍａｘ，Ｖ２ｍａｘ  上限電圧（出力電圧Ｖ１♯，Ｖ２♯）、ＶＨｍａｘ  上限電圧（出力電圧ＶＨ）、Ｖ１  電圧（直流電源Ｂ１）、Ｖ１♯  出力電圧（直流電源Ｂ１♯）、Ｖ２  電圧（直流電源Ｂ２）、Ｖ２♯  出力電圧（直流電源Ｂ２♯）、ＶＨ  出力電圧、ＶＨ＊  電圧指令値（出力電圧ＶＨ）、ＶＨｒｑ  負荷要求電圧、ｋ  電力配分比。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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