(57)【要約】【課題】電源効率を向上させつつ、軽負荷時の電源装置の動作音を低減すること。【解決手段】一次巻線１０３ａ及び二次巻線１０３ｂを有するトランス１０３と、トランス１０３の一次巻線１０３ａに接続されたＦＥＴ１０２と、トランス１０３の二次巻線１０３ｂに誘起された電圧に応じた情報を二次側から一次側にフィードバックするフィードバック回路３１と、フィードバック回路３１によりフィードバックされた情報に基づきＦＥＴ１０２のスイッチング動作を制御する電源装置において、二次側に接続された負荷の状態に応じてフィードバック回路３１のゲインを切り替える電力モード切り替え回路３０を備える。【選択図】図２
2016073060.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、
前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じた情報を二次側から一次側にフィードバックするフィードバック手段と、
を備え、前記フィードバック手段によりフィードバックされた情報に基づき前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する電源装置において、
前記二次側に接続された負荷の状態に応じて前記フィードバック手段のゲインを切り替える切替手段を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記切替手段は、前記一次側で前記フィードバック手段の前記ゲインを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング動作を制御する制御手段を備え、
前記フィードバック手段は、前記情報が入力される前記制御手段の端子に接続された第一の抵抗と、前記第一の抵抗に並列に接続することが可能な第二の抵抗と、を有し、
前記切替手段は、
前記第二の抵抗に直列に接続されたリレーを有し、
前記リレーをオンすることで前記第二の抵抗を前記第一の抵抗に並列に接続し、前記リレーをオフすることで前記第二の抵抗の前記第一の抵抗への接続を切断し、前記ゲインを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記切替手段は、前記二次側で前記フィードバック手段の前記ゲインを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項５】
前記フィードバック手段は、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じた信号を出力するシャントレギュレータと、前記シャントレギュレータに接続された前記シャントレギュレータの位相補償のための抵抗と、前記位相補償のための抵抗に並列に接続することが可能な第三の抵抗と、を有し、
前記切替手段は、
前記第三の抵抗に直列に接続されたリレーを有し、
前記リレーをオンすることで前記第三の抵抗を前記位相補償のための抵抗に並列に接続し、前記リレーをオフすることで前記第三の抵抗の前記位相補償のための抵抗への接続を切断し、前記ゲインを切り替えることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記負荷の状態が通常負荷の状態である通常モードと前記負荷の状態が軽負荷の状態である省電力モードとに切り替え可能であって、前記軽負荷の状態において、前記切替手段は、前記フィードバック手段のゲインを切り替えることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項７】
記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電源装置と、
を備えることを特徴とする画像形成装置。
【請求項８】
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じた情報を二次側から一次側にフィードバックするフィードバック手段と、を有し、前記フィードバック手段によりフィードバックされた情報に基づき前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する電源装置を備え、記録紙に画像形成手段により画像形成を行う画像形成装置であって、
前記電源装置の前記二次側に接続された負荷の状態に応じて前記フィードバック手段のゲインを切り替える切替手段と、
前記切替手段を制御する制御部と、
を備えることを特徴とする画像形成装置。
【請求項９】
前記負荷の状態が通常負荷の状態である通常モードと前記負荷の状態が軽負荷の状態である省電力モードとに切り替え可能であって、
前記通常モードは、前記画像形成手段により記録材に画像形成を行うプリントモードであり、
前記省電力モードは、プリント命令を受信すると前記プリントモードに移行することが可能なスタンバイモードを少なくとも含むことを特徴とする請求項８に記載の画像形成装置。
【請求項１０】
前記切替手段は、前記一次側で前記フィードバック手段の前記ゲインを切り替えることを特徴とする請求項９に記載の画像形成装置。
【請求項１１】
前記スイッチング動作を制御する制御手段を備え、
前記フィードバック手段は、前記情報が入力される前記制御手段の端子に接続された第一の抵抗と、前記第一の抵抗に並列に接続することが可能な第二の抵抗と、を有し、
前記切替手段は、
前記第二の抵抗に直列に接続されたリレーを有し、
前記リレーをオンすることで前記第二の抵抗を前記第一の抵抗に並列に接続し、前記リレーをオフすることで前記第二の抵抗の前記第一の抵抗への接続を切断し、前記ゲインを切り替えることを特徴とする請求項１０に記載の画像形成装置。
【請求項１２】
前記切替手段は、前記二次側で前記フィードバック手段の前記ゲインを切り替えることを特徴とする請求項９に記載の画像形成装置。
【請求項１３】
前記フィードバック手段は、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じた信号を出力するシャントレギュレータと、前記シャントレギュレータに接続された前記シャントレギュレータの位相補償のための抵抗と、前記位相補償のための抵抗に並列に接続することが可能な第三の抵抗と、を有し、
前記切替手段は、
前記第三の抵抗に直列に接続されたリレーを有し、
前記リレーをオンすることで前記第三の抵抗を前記位相補償のための抵抗に並列に接続し、前記リレーをオフすることで前記第三の抵抗の前記位相補償のための抵抗への接続を切断し、前記ゲインを切り替えることを特徴とする請求項１２に記載の画像形成装置。
【請求項１４】
前記制御部は、前記スタンバイモードである場合に、前記切替手段により前記リレーをオンするように制御することを特徴とする請求項１１又は１３に記載の画像形成装置。
【請求項１５】
前記制御部は、前記プリントモードである場合に、前記切替手段により前記リレーをオフするように制御することを特徴とする請求項１１又は１３に記載の画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、特に、スリープモード時の電源効率を維持した状態で、スタンバイモード時にトランスから発生する動作音を低減する電源装置の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
昨今の機器では省エネルギー対応の製品が望まれている。特に、機器が通常運転を行っていない待機状態でも、機器はコンセントに接続されて電力を消費するため、待機状態での消費電力を低減することが求められている。フライバック方式に代表されるスイッチング電源では、待機状態又は軽負荷状態における消費電力の大部分を、スイッチング動作による損失が占めている。スイッチング動作による損失の課題を解決する方法として、例えば次のような構成が提案されている。即ち、スイッチング電源が軽負荷状態であるとき、通常負荷状態におけるスイッチング動作の連続動作期間よりもスイッチング動作の休止期間を長くし、単位時間当たりのスイッチング動作が行われる回数を減らした間欠動作を行う構成である。この構成によって、電源装置における消費電力を低減している。また、例えば特許文献１では、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の電源の間欠パルス信号の使用方法について提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４４１５０５２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、従来の電源装置では、間欠動作状態では負荷に応じてフライバックトランスを間欠動作させる。このため、電源装置のトランスから発生する動作音の周波数が人間の可聴域に入ってしまい、電源装置の動作音が聴覚により感知される場合がある。特に、軽負荷状態では、電源装置を搭載した機器が通常動作をしていない静かな状況となっており、電源装置のトランスの動作音はより顕著に感知されてしまう。このため、軽負荷状態における電源装置の電源効率を向上させつつ、動作音を低減させる構成が必要とされている。
【０００５】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、電源効率を向上させつつ、軽負荷時の電源装置の動作音を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。
【０００７】
（１）一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じた情報を二次側から一次側にフィードバックするフィードバック手段と、前記フィードバック手段によりフィードバックされた情報に基づき前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する電源装置において、前記二次側に接続された負荷の状態に応じて前記フィードバック手段のゲインを切り替える切替手段を備えることを特徴とする電源装置。
【０００８】
（２）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
【０００９】
（３）一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じた情報を二次側から一次側にフィードバックするフィードバック手段と、前記フィードバック手段によりフィードバックされた情報に基づき前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する電源装置を備え、記録紙に画像形成手段により画像形成を行う画像形成装置であって、前記電源装置の前記二次側に接続された負荷の状態に応じて前記フィードバック手段のゲインを切り替える切替手段と、前記切替手段を制御する制御部と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、電源効率を向上させつつ、軽負荷時の電源装置の動作音を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１の画像形成装置の構成を示す図、電源装置の構成を示すブロック図
【図２】実施例１の電源装置の回路図
【図３】実施例１のトランスの振動周波数と二次側負荷電流の関係を示すグラフ
【図４】実施例１のプリントモードの連続発振動作の波形を示す図
【図５】実施例１のスタンバイモード及びスリープモードの間欠発振動作の波形を示す図
【図６】実施例１の間欠発振動作時の切り替えを行った際の波形を示す図、ＦＥＴのスイッチング損失を説明する概略図
【図７】実施例１の電力モードの移行処理を示すフローチャート
【図８】実施例２の電源装置の回路図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。
【実施例１】
【００１３】
［画像形成装置］
図１（ａ）は実施例１の電源装置２５を備える画像形成装置５０の構成を示す図である。画像形成装置５０は、電源装置２５から後述する各種アクチュエータやセンサ、制御基板等へ電力を供給され、プリント動作を行う。画像形成装置５０は、記録材である記録紙Ｐを収納する給紙カセット１を備えており、記録紙Ｐの有無を検知する紙有無検知センサ２と、記録紙Ｐの大きさを検知する紙サイズ検知センサ３を有する。画像形成装置５０は、給紙カセット１に積載された記録紙Ｐを搬送路上に給紙するためのピックアップローラ４を備えている。画像形成装置５０は、ピックアップローラ４によって給紙された記録紙Ｐを搬送する給紙ローラ５と、給紙ローラ５に対向して配置され、記録紙Ｐを１枚だけ給紙できるようにリタードローラ６を備えている。画像形成装置５０は、所定のタイミングで記録紙Ｐをプロセスカートリッジ８へ搬送するレジストレーションローラ７を備えている。
【００１４】
プロセスカートリッジ８は、帯電手段である帯電器９、現像手段である現像ローラ１０、クリーニング手段であるクリーナ１１、及び電子写真感光体である感光ドラム１２によって一体的に構成されている。記録紙Ｐ上には、公知である電子写真プロセスの一連の処理によって未定着トナー像が形成される。感光ドラム１２は、帯電器９によって表面を一様に帯電された後、露光手段であるスキャナユニット１３により画像信号に基づいた露光が行われる。スキャナユニット１３内のレーザダイオード１４から出射されるレーザ光は、回転する回転多面鏡１５及び反射ミラー１６を経て主走査方向に走査される。ここで、主走査方向は、レーザ光の走査方向であり、感光ドラム１２の回転軸方向である。また、レーザダイオード１４から出射されるレーザ光は、図１（ａ）中反時計回り方向に回転する感光ドラム１２の回転により、主走査方向に直交する副走査方向に走査される。これにより、感光ドラム１２の表面上に二次元の潜像が形成される。なお、副走査方向は感光ドラム１２の回転方向であり、記録紙Ｐの搬送方向ともいえる。
【００１５】
感光ドラム１２の潜像は、現像ローラ１０によってトナー像として可視化され、トナー像は転写ローラ１１７によって、レジストレーションローラ７から搬送されてきた記録紙Ｐ上に転写される。続いて、未定着のトナー像が転写された記録紙Ｐは、定着装置１８に搬送されて加熱加圧処理され、記録紙Ｐ上の未定着トナー像が記録紙Ｐに定着される。トナー像が定着された記録紙Ｐは、中間排紙ローラ１９、排紙ローラ２０によって画像形成装置５０本体外に排出され、一連のプリント動作が終了する。なお、レジ前センサ２１、定着排紙センサ１２２、排紙センサ２３は、記録紙Ｐの搬送状態を監視している。
【００１６】
このように、画像形成装置５０は一連のプリント動作を行う。また、画像形成装置５０及び電源装置２５は、電源装置２５の二次側に接続された負荷の状態に応じて、二次側の負荷に流れる電流が異なる、言い換えれば消費電力が異なる複数の電力モードで動作することが可能である。本実施例では、例えば、次の３つの電力モードで動作するものとして説明を行う。３つの電力モードとは、まず、記録材Ｐへのプリント動作を実行中のプリントモード（通常モードともいう）、プリントモードより消費電力が小さく、且つ、プリント命令を受信するとすぐにプリント動作に移行することができるスタンバイモードである。更に、３つの電力モードのうち、もう１つの電力モードは、消費電力の削減を目的とした、スタンバイモードよりも消費電力が小さいスリープモードである。なお、スタンバイモードとスリープモードはプリントモードよりも消費電力が小さい省電力の状態である（省電力モードとも呼ばれる）。
【００１７】
［電力モードの切り替え］
図１（ｂ）は、電源装置２５と電力モードの切り替えを説明するブロック図である。電源装置２５は、一次側回路２６と二次側回路２７で構成され、トランス１０３により電気的に絶縁されつつ、一次側回路２６から二次側回路２７へ電力が伝達されている。後述するように、電源装置２５は、電力損失を低減するために、電源装置２５に接続された二次側の負荷の電流値に基づき、自動的にスイッチング動作の間欠動作を行う構成になっている。そのため、二次側の負荷の電流値によっては、トランス１０３が可聴域の周波数帯で発振してしまい、動作音を発生させてしまう場合がある。
【００１８】
そこで、本実施例では、上述した３つの電力モードに応じて、画像形成装置５０を制御する制御部であるＣＰＵ２８からの電力モード切り替え信号２９を、切替手段である電力モード切り替え回路３０に出力する。そして、電力モード切り替え回路３０により電源装置２５のフィードバック回路３１のゲインを切り替えて、トランス１０３の動作音を低減することを特徴とする。なお、本実施例では、一次側のゲインを切り替えてトランス１０３の動作音を低減する構成とする。
【００１９】
［電源装置］
図２は、本実施例の電源装置２５の回路図であり、図１（ｂ）で説明した各ブロック内の詳細な回路構成を説明する図である。本実施例では、臨界型フライバック方式のスイッチング電源を例として説明する。電源装置２５は、一次側回路２６と二次側回路２７に分かれており、トランス１０３により電気的に絶縁されている。トランス１０３は、一次巻線１０３ａ、二次巻線１０３ｂ、補助巻線１０３ｃを有している。
【００２０】
（一次側回路２６）
一次側回路２６の説明を行う。トランス１０３の一次巻線１０３ａに電流を流す、又は電流の流れを停止させる動作（以下、スイッチング動作）を行う回路は、電源ＩＣ１０１、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ）１０２、電流検出抵抗１０５、ゲート抵抗１０４から構成される。制御手段である電源ＩＣ１０１は、制御回路１、制御回路２、フリップフロップ回路、後述するツェナーダイオード１１６を有し、電源装置２５を制御する。スイッチング素子であるＦＥＴ１０２は、トランス１０３のスイッチング動作を行う。電流検出抵抗１０５は、ＦＥＴ１０２のドレイン電流を制限する。ゲート抵抗１０４は、ＦＥＴ１０２のゲート電流を制限する。ＦＥＴ１０２は、ドレイン端子にトランス１０３の一次巻線１０３ａが接続され、ソース端子に電流検出抵抗１０５の一端が接続され、ゲート端子にゲート抵抗１０４を介して電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子が接続されている。
【００２１】
ＦＥＴ１０２がオンするとトランス１０３の一次巻線１０３ａに電流が流れ、トランス１０３にエネルギーが蓄積される。ＦＥＴ１０２がオフするとトランス１０３に蓄積されたエネルギーは、二次側回路２７へ放出され、一次側回路２６から二次側回路２７へのエネルギーの伝達が行われる。ＦＥＴ１０２がオンした際に流れるドレイン電流Ｉｄは、電流検出抵抗１０５において電圧降下を発生させ、その電圧値は電源ＩＣ１０１のＩＳ端子に入力される。電源ＩＣ１０１は、ＩＳ端子に所定の電圧が入力されると強制的にＦＥＴ１０２をオフさせ、ＦＥＴ１０２に過大な電流が流れないようにドレイン電流Ｉｄを制限する。
【００２２】
トランス１０３の補助巻線１０３ｃは、電源ＩＣ１０１の電源端子であるＶＣＣ端子へ直流電圧を供給する。トランス１０３の補助巻線１０３ｃの周辺回路は、ダイオード１１４、コンデンサ１１１、抵抗１１２で構成されている。ダイオード１１４は、アノード端子が抵抗１１２を介してトランス１０３の補助巻線１０３ｃに接続され、カソード端子が電源ＩＣ１０１のＶＣＣ端子に接続されている。ダイオード１１４は、トランス１０３の補助巻線１０３ｃに誘起された電圧を整流する。コンデンサ１１１は、一端にダイオード１１４のカソード端子が接続され、他端にＶｉｎ＿Ｌ（グランド（以下、ＧＮＤ））が接続されている。コンデンサ１１１は、トランス１０３の補助巻線１０３ｃに誘起され、ダイオード１１４によって整流された電圧を平滑する。抵抗１１２は、コンデンサ１１１への突入電流を制限する。
【００２３】
ボトム検知回路は、フライバック電源の臨界動作を行うために、ＦＥＴ１０２のドレイン電圧Ｖｄｓが最小となるタイミングを検出する回路である。ボトム検知回路は、ツェナーダイオード１１６、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子で構成されている。ツェナーダイオード１１６は、電源ＩＣ１０１内に設けられている。電源ＩＣ１０１は、トランス１０３の補助巻線１０３ｃからＢＯＴＴＯＭ端子に入力された電圧が最小値となるタイミングを検出し、ＢＯＴＴＯＭ端子に入力された電圧が最小値となったタイミングでＦＥＴ１０２をターンオンさせる。ツェナーダイオード１１６は、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子に負の電圧が印加されないように過電圧を保護する。
【００２４】
フィードバック回路３１は、二次側の出力電圧が所望の電圧、例えば目標電圧になるように制御する。フィードバック回路３１の一次側は、フォトカプラ１０８、コンデンサ１０９、電流制限抵抗１１０で構成されている。フォトカプラ１０８は、二次側のフォトダイオード１０８ａと、一次側のフォトトランジスタ１０８ｂから構成され、電源装置２５の二次側の出力電圧と目標電圧との差分（以下、エラー量）を一次側に伝達する。コンデンサ１０９は、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子からの電流をチャージする。第一の抵抗である電流制限抵抗１１０は、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子から出力される電流を制限する。電源ＩＣ１０１は、上述したエラー量に従い、フォトカプラ１０８のフォトトランジスタ１０８ｂのコレクタ電流を変化させることでＦＢ端子の電圧を変化させ、トランス１０３から二次側へ出力される電力量を制御する。
【００２５】
第二の抵抗である電流制限抵抗３２８は、一端が電源ＩＣ１０１のＦＢ端子に接続され、他端がリレー３２６に直列に接続され、更にリレー３２６を介してコンデンサ１０９に接続されている。本実施例では、電流制限抵抗３２８の接続を、上述した電力モードに応じてリレー３２６により切り替えて、フィードバック回路３１のゲインを変更する。電流制限抵抗３２８の接続を切り替える電力モード切り替え回路３０は、リレー３２６、電流制限抵抗３２７、フォトカプラ３５４、トランジスタ３５１、ベース抵抗３５３、電流制限抵抗３５２で構成されている。リレー３２６は、電流制限抵抗３２８の接続を切り替える。電流制限抵抗３２７は、リレー３２６の電流を制限する。フォトカプラ３５４は、二次側のフォトダイオード３５４ａ、一次側のフォトトランジスタ３５４ｂから構成され、ＣＰＵ２８から出力された電力モード切り替え信号２９を二次側回路から一次側回路へ伝達する。
【００２６】
トランジスタ３５１は、ベース端子にベース抵抗３５３を介してＣＰＵ２８から出力された電力モード切り替え信号２９が入力される。また、トランジスタ３５１は、コレクタ端子にフォトカプラ３５４のフォトダイオード３５４ａのカソード端子が接続され、エミッタ端子がＧＮＤに接続される。トランジスタ３５１は、フォトカプラ３５４のフォトダイオード３５４ａに電流を流す。電流制限抵抗３５２は、トランジスタ３５１のコレクタ電流の制限抵抗である。
【００２７】
ＣＰＵ２８は、トランジスタ３５１のベース端子に電力モード切り替え信号２９を出力することにより、一次側のリレー３２６のオン／オフを制御して、電流制限抵抗３２８の電源ＩＣ１０１のＦＢ端子への接続／非接続（切断）の状態を切り替える。詳細には、ＣＰＵ２８が、ハイレベルの電力モード切り替え信号２９をトランジスタ３５１のベース端子に出力すると、トランジスタ３５１がオンし、フォトカプラ３５４のフォトダイオード３５４ａが発光する。フォトカプラ３５４のフォトダイオード３５４ａが発光すると、フォトカプラ３５４のフォトトランジスタ３５４ｂがオンし、リレー３２６がオンする。リレー３２６がオンすると、電流制限抵抗３２８が接続されて、電流制限抵抗３２８と電流制限抵抗１１０が並列に接続される。このため、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子に接続される電流制限抵抗の合成抵抗値が低くなる。
【００２８】
ＣＰＵ２８が、ローレベルの電力モード切り替え信号２９をトランジスタ３５１のベース端子に出力すると、トランジスタ３５１がオフし、フォトカプラ３５４のフォトダイオード３５４ａが消灯する。フォトカプラ３５４のフォトダイオード３５４ａが消灯すると、フォトカプラ３５４のフォトトランジスタ３５４ｂがオフし、リレー３２６がオフする。リレー３２６がオフすると、電流制限抵抗３２８の接続が切断されて、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子に接続される抵抗が電流制限抵抗１１０のみとなる。このため、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子に接続される電流制限抵抗の抵抗値が、電力モード切り替え信号２９がハイレベルのときと比べて高くなる。
【００２９】
このように、ＣＰＵ２８が電流制限抵抗３２８の接続／非接続の状態をリレー３２６によって切り替えることにより、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子から流れる電流値が切り替わり、フィードバック回路３１のゲインを切り替えることができる。フィードバック回路３１の一次側でフィードバック回路３１のゲインを切り替えることで、トランス１０３の動作音を低減できる理由については、後述する。なお、一次平滑電解コンデンサ１００は、図示しない整流ダイオードブリッジを介し、全波整流された直流電圧が印加され、全波整流された直流電圧を平滑するコンデンサである。
【００３０】
（二次側回路２７）
続いて、二次側回路２７の説明を行う。二次側回路２７は、二次側整流ダイオード２０７、二次側平滑コンデンサ２０８で構成される。二次側整流ダイオード２０７は、トランス１０３の二次巻線１０３ｂから出力された電流を整流し、二次側平滑コンデンサ２０８へ出力する。二次側平滑コンデンサ２０８は、二次側整流ダイオード２０７により整流された電圧を平滑する。なお、負荷２１１は、二次側整流平滑回路の出力に接続された二次側の負荷である。
【００３１】
フィードバック回路３１は、二次側の出力電圧が目標電圧となるように制御するための回路であり、二次側に誘起された電圧に応じた情報を一次側にフィードバックする。フィードバック回路３１の二次側は、二次側の出力電圧を検出するための分圧抵抗２０５、分圧抵抗２０６、位相補償用抵抗２０２、位相補償用コンデンサ２０３、シャントレギュレータ２０１、フォトカプラ１０８、電流制限抵抗２０４で構成されている。位相補償用抵抗２０２、位相補償用コンデンサ２０３は、それぞれシャントレギュレータ２０１の位相補償のための抵抗、コンデンサである。フォトカプラ１０８は、二次側の出力電圧のエラー量を一次側へ伝達する。電流制限抵抗２０４は、一端がフォトカプラ１０８のフォトダイオード１０８ａのアノード側に接続され、フォトカプラ１０８のフォトダイオード１０８ａに流れる電流量を制限する。
【００３２】
シャントレギュレータ２０１は、内部にコンパレータ、トランジスタ、基準電圧を有し、ＡＮＯＤＥ端子はＧＮＤに接続されている。シャントレギュレータ２０１のＲＥＦＥＲＥＮＣＥ端子には、分圧抵抗２０５と分圧抵抗２０６で検出した電圧（以下、比較電圧）が入力され、内部のコンパレータの＋端子に入力される。シャントレギュレータ２０１のコンパレータは、ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ端子から＋端子に入力された比較電圧と−端子に入力された基準電圧（ＲＥＦ）とを比較する。シャントレギュレータ２０１は、コンパレータの出力（比較電圧と基準電圧との差分量）を、内部に有するトランジスタを介してＣＡＴＨＯＤＥ端子に出力する。これにより、シャントレギュレータ２０１は、比較電圧と基準電圧との差分量に応じた電流量をフォトカプラ１０８のフォトダイオード１０８ａに流し、二次側で発生した出力電圧のエラー量を一次側へ伝達する。なお、位相補償用抵抗２０２及び位相補償用コンデンサ２０３は、フィードバックループが正帰還しないようにフィードバックループの位相を補償する。
【００３３】
［トランスの振動周波数と二次側の負荷電流の関係］
図３は、トランス１０３の振動周波数と二次側の負荷電流の関係を説明するグラフであり、横軸にトランス１０３の振動周波数、縦軸に二次側の負荷２１１に流れる電流（二次側負荷電流）を示す。まず、図中の特性１について説明する。上述したように、電源装置２５は、二次側の負荷２１１が軽くなると、トランス１０３を間欠発振させ、ＦＥＴ１０２の損失を低減するよう動作する。特性１の場合は、二次側負荷電流が図３中の０からＩ３の領域で間欠発振動作を行い（特性１（間欠発振））、二次側負荷電流が図３中のＩ３からＩｍａｘの領域で連続発振を行う（特性１（連続発振））。
【００３４】
図３に示すように、特性１（間欠発振）では、二次側負荷電流が小さいほどトランス１０３の振動周波数は小さくなっている。即ち、二次側負荷電流がＩ１のときのトランス１０３の振動周波数をＦ１、Ｉ２のときのトランス１０３の振動周波数をＦ２、Ｉ３のときのトランス１０３の振動周波数をＦ３とすると、Ｉ１＜Ｉ２＜Ｉ３、Ｆ１＜Ｆ２＜Ｆ３となる。また、特性１（連続発振）の場合は、二次側の負荷電流が図３中のＩ３からＩｍａｘの領域で、連続発振動作を行う。図３に示すように、特性１（連続発振）では、二次側負荷電流が小さいほどトランス１０３の振動周波数は大きくなっている。
【００３５】
そして、特性１（間欠発振）の場合、間欠発振動作領域の中でも、二次側負荷電流がＩ１からＩ２の領域で、トランス１０３から発生する動作音が可聴域に入る領域（以下、可聴音領域）（図中、ハッチング部分）が存在する。可聴音領域は、トランス１０３の振動周波数のＦ１からＦ２の領域である。本実施例では、スリープモードとスタンバイモードが、二次側負荷電流の０からＩ３の領域に含まれるものとする。そして、トランス１０３の動作音の周波数が可聴音領域に入る場合は、二次側負荷電流がＩ１からＩ２の領域に存在する場合であり、具体的な周波数は、数百Ｈｚから数千Ｈｚの領域が可聴音領域である。実際には、スタンバイモード時に二次側負荷電流がＩ１からＩ２の領域（可聴音領域）に入っている場合が多く、トランス１０３から動作音が発生する。
【００３６】
本実施例では、電源装置２５のフィードバック回路３１のゲインを切り替えることで、図３中の特性を、特性１（間欠発振）から、例えば、異なる特性２（連続発振）に切り替えて、スタンバイモード時のトランス１０３から発生する動作音を低減する。図３に示すように、特性１の他にも、特性２や特性２’のような、特性１とは傾きの異なる他の特性も存在する。本実施例では、このような他の特性を利用して、トランス１０３から発生する動作音を低減させる。
【００３７】
以下に、トランス１０３の動作音を低減させる方法を説明する。例えば、スタンバイモード時の二次側負荷電流をＩｓｔｎｂｙとすると、Ｉｓｔｎｂｙでのトランス１０３の振動周波数は、特性１（間欠発振）の状態ではＦ４となり、可聴音領域に入ってしまう。ここで、例えば特性１（間欠発振）から特性２（連続発振）へ切り替えると、二次側負荷電流Ｉｓｔｎｂｙでのトランス１０３振動周波数は、Ｆ４からＦ５へ変化する。即ち、同じ二次側負荷電流Ｉｓｔｎｂｙでも、特性１（間欠発振）から特性２（連続発振）に遷移させることにより、トランス１０３の振動周波数を可聴音領域外へ変化させることができ、トランス１０３の動作音を低減することができる。
【００３８】
また、例えば、特性１（間欠発振）から特性２’（間欠発振）に遷移させた場合も、トランス１０３の振動周波数がＦ４からＦ５’へ変化するため、トランス１０３の振動周波数を可聴音領域外へ変化させることができる。このように、トランス１０３の振動周波数と二次側負荷電流との関係を示す特性を、異なる特性へと変化させることで、トランス１０３の動作音を可聴音領域外へ変化させることができる。なお、図３の特性２、特性２’は複数存在する特性の一部を説明したもので、これに限定されるものではない。
【００３９】
ここで、図２で説明した回路において、フィードバック回路３１のゲインの設定を変えることにより、図３に示すトランス１０３の振動周波数と二次側負荷電流との関係を示す特性の傾きを変えることができる。特性の傾きを変えることは、ある特性から異なる特性に変化させることができることを意味している。例えば、特性２の傾きを特性２’へ変えることもできる。このように、二次側の負荷２１１の負荷電流Ｉｓｔｎｂｙについて、例えば上述したように特性１（間欠発振）から特性２’（間欠発振）へ切り替えても、トランス１０３の振動周波数をＦ４からＦ５’へ変えることができる。このトランス１０３の振動周波数Ｆ５’は、可聴音領域外の周波数であるため、負荷電流Ｉｓｔｎｂｙで振動周波数Ｆ５となる特性２（連続発振）に遷移する場合と同様に、トランス１０３の動作音を低減することができる。
【００４０】
また、スリープモードでは、特性１（間欠発振）の状態を選択する。スリープモードでの二次側負荷電流をＩｓｌｐとすると、特性１（間欠発振）の場合、トランス１０３の振動周波数はＦＳ１となる。振動周波数ＦＳ１は、特性２（間欠発振）の場合の二次側負荷電流Ｉｓｌｐに対応するトランス１０３の振動周波数ＦＳ２よりも低い（ＦＳ１＜ＦＳ２）。このため、特性２（間欠発振）よりも特性１（間欠発振）の方がＦＥＴ１０２の損失を低減することができる。このため、本実施例では、スリープモードにおいて特性１（間欠発振）を選択する。なお、特性１は、二次側負荷電流の最大値であるＩｍａｘまで電流を流すことができる特性であるため、プリントモードにおいては、特性１が選択される。図３では、プリントモード時の二次側負荷電流をＩｐｒｎｔとしている。
【００４１】
［プリントモード］
図４は、画像形成装置５０がプリントモード状態であるときの電源装置２５の連続発振状態の動作波形を示す図である。図４（ｉ）は電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子の電圧、図４（ｉｉ）はＦＥＴ１０２のドレイン電圧Ｖｄｓ、図４（ｉｉｉ）はＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄである。図４（ｉｖ）は電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧、図４（ｖ）は電源ＩＣ１０１のＩＳ端子の電圧、図４（ｖｉ）は電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子の電圧である。
【００４２】
電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子の電圧３７０がハイレベルになると、ＦＥＴ１０２がオンし、ＦＥＴ１０２のドレイン電圧Ｖｄｓ３７１は０Ｖとなる。このとき、図２のＶｉｎ＿ＨからＶｉｎ＿Ｌに向けて、トランス１０３の一次巻線１０３ａ、ＦＥＴ１０２、電流検出抵抗１０５の経路で、トランス１０３の一次巻線１０３ａのインダクタンスに一次比例したＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄ３７２が流れる。その結果、トランス１０３の一次巻線１０３ａに電流が流れ、磁束エネルギーが蓄積される。また、ドレイン電流Ｉｄ３７２が流れると、電源ＩＣ１０１のＩＳ端子には、電流検出抵抗１０５の電圧降下により、ドレイン電流Ｉｄ３７２に比例した電圧３７３が入力される。電源ＩＣ１０１は、ＩＳ端子電圧３７３と、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧３７４が等しくなったタイミングで、電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子の電圧３７０をローレベルに切り替えて、ＦＥＴ１０２をオフする。ＦＥＴ１０２がオフになると、トランス１０３の一次巻線１０３ａに流れていた電流が不連続に変化する。これにより、トランス１０３の巻線には、ＦＥＴ１０２がオンのときとは逆の電圧が発生し、トランス１０３のコアに蓄積されたエネルギーを二次側へ放出する。
【００４３】
続いて、二次側に生成される出力電圧を目標電圧となるように制御する電圧制御方法について説明する。電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧は、電源ＩＣ１０１から放出されるＦＢ端子電流と、二次側のフィードバック回路３１のフォトカプラ１０８の動作に応じて変化する。電源装置２５の二次側で生成される出力電圧が目標電圧よりも低い場合は、フォトカプラ１０８のフォトトランジスタ１０８ｂに流れるコレクタ電流が低下する。そのため、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子から流出する電流は、電流制限抵抗１１０を介しコンデンサ１０９を充電し、このため電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧は上昇する。逆に、電源装置２５の二次側で生成される出力電圧が目標電圧よりも高い場合は、フォトカプラ１０８のフォトトランジスタ１０８ｂに流れるコレクタ電流が増加する。そのため、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子から流出する電流ではコンデンサ１０９の充電が間に合わず、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧は減少する。このように、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３７４は、電源装置２５の二次側に生成される出力電圧に基づいて変化し、二次側に生成される出力電圧が目標電圧になるように電圧制御が行われる。
【００４４】
続いて、フライバック電源の臨界駆動の説明を行う。臨界動作とは、トランス１０３がコアに蓄積されたエネルギーを二次側回路２７へ放出したタイミングで、次のエネルギーを充電するべくトランス１０３の一次巻線１０３ａへの電力供給を開始する動作である。このためには、トランス１０３からのエネルギー放出が完了したタイミングを検出するためのボトム検出が必要になる。ボトム検出を行うために、トランス１０３の補助巻線１０３ｃは、二次巻線１０３ｂと同じ方向に巻かれている。即ち、トランス１０３の補助巻線１０３ｃは、二次巻線１０３ｂとの巻線比に比例した電圧が発生するように構成されている。図４（ｖｉ）は、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子の電圧３７５を示す波形であり、トランス１０３の補助巻線１０３ｃから出力された電圧の波形である。電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子は、トランス１０３の二次巻線１０３ｂからのエネルギー放出が終了したことを検知する。即ち、電源ＩＣ１０１は、電源ＩＣ１０１のＧＮＤ（Ｖｉｎ＿Ｌ）レベルより少し高い電圧に設定された電圧値を閾値とし、ＢＯＴＴＯＭ端子の電圧の立ち下りエッジを検出して、二次巻線１０３ｂからのエネルギー放出が終了したことを検知する。ここで、閾値となる電源ＩＣ１０１のＧＮＤレベルより少し高い電圧を、例えば０．１Ｖとする。
【００４５】
電源ＩＣ１０１は、ＢＯＴＴＯＭ端子の電圧により二次巻線１０３ｂからのエネルギー放出が終了したことを検知すると、電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子の電圧３７０を再びハイレベルとし、前述した一連の動作を連続的に繰り返す。なお、電源ＩＣ１０１内部に設けられたツェナーダイオード１１６は、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子に過電圧が印加されないよう保護する。
【００４６】
続いて、ＦＥＴ１０２のオン／オフの周波数であるスイッチング周波数について説明する。二次側の負荷２１１が重い場合（通常負荷時）は、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧が高くなるため、ＦＢ端子の電圧に比例してＦＥＴ１０２に流れるドレイン電流Ｉｄが増加する。そのため、ＦＥＴ１０２をオンする時間が長くなり、トランス１０３に蓄積されるエネルギーが大きくなるので、二次側にエネルギーを放出する時間も長くなる。即ち、二次側の負荷２１１が大きくなるほど、ＦＥＴ１０２のスイッチング周波数は低くなる。一方、二次側の負荷２１１が軽い場合（軽負荷時）は、負荷が重い場合とは逆に、負荷２１１が大きくなるほど、ＦＥＴ１０２のスイッチング周波数は高くなる。
【００４７】
［スタンバイモード、スリープモード］
図５は、画像形成装置５０がスタンバイモード、スリープモードで動作しているときの間欠発振動作時の動作波形を説明する図であり、図５（ｉ）〜図５（ｖｉ）は図４（ｉ）〜図４（ｖｉ）にそれぞれ対応しており、同じ符号を用いている。上述したように、プリントモード状態において、臨界型フライバック方式の電源では、二次側の負荷２１１が軽くなるにつれＦＥＴ１０２のスイッチング周波数は高くなり、ＦＥＴ１０２のスイッチング損失は増大する。
【００４８】
そこで、電源ＩＣ１０１は、ＦＥＴ１０２のスイッチング損失を軽減するために、二次側の負荷２１１が一定の値よりも軽くなると、ＦＥＴ１０２を間欠的に発振させる動作（間欠発振動作）を行う。前述したように、ＦＥＴ１０２がオンするためには、次の条件を満たすことが必要である。即ち、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３７４が、図５（ｉｖ）の一点鎖線で示すパルス停止電圧Ｖｔｈよりも高い状態で、かつ、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子がローレベルとなっていることを検知した以降のタイミングである必要がある。電源装置２５の連続発振動作時であれば、図４（ｉｖ）に示すように、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３７４は、パルス停止電圧Ｖｔｈよりも常に高い。このため、連続発振動作時には、二次側からのエネルギー放出が完了するとともに、言い換えれば電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子の電圧３７５がローレベルとなったタイミングで、ＦＥＴ１０２がオン状態となる。
【００４９】
一方、二次側の負荷電流が軽い状態では、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３７４が連続発振動作時よりも低い。トランス１０３に蓄積したエネルギーがフライバック電流として二次側に放出されている間に、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３７４がパルス停止電圧Ｖｔｈよりも低くなる。このため、トランス１０３に蓄積したエネルギーをフライバック電流として二次側に放出した後も、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３７４がパルス停止電圧Ｖｔｈよりも高くなるまでは、ＦＥＴ１０２をオンすることができない。即ち、二次側の負荷電流が軽い状態では、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子の電圧３７５がローレベルとなった後も、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３７４がパルス停止電圧Ｖｔｈよりも高くなるまでは、ＦＥＴ１０２をオンすることができない。従って、二次側の負荷電流が軽い状態では、図５に示すようなＦＥＴ１０２がオンして次にオンするまでのスイッチング周期が間欠動作周期３７６となる間欠発振状態となる。
【００５０】
［電力モード切り替え信号と特性との関係］
図６（ａ）は本実施例の電源装置２５の間欠発振動作時に、特性１（間欠発振）と特性２（間欠発振）の状態の切り替えを行った際の動作波形を示す図である。図６（ａ）（ｉ）はＣＰＵ２８から出力されるモード切り替え信号２９を示す図、図６（ａ）（ｉｉ）は電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３６３を示す図、図６（ａ）（ｉｉｉ）は電源ＩＣ１０１のＩＳ端子の電圧３６４を示す図である。本実施例では、ＣＰＵ２８は、特性１（間欠発振）の期間３６０ではローレベルの電力モード切り替え信号２９を出力し、特性２（間欠発振）の期間３６１ではハイレベルの電力モード切り替え信号２９を出力するように設定する。
【００５１】
画像形成装置５０がスタンバイモード状態で動作しているときの二次側の負荷電流では、電力モード切り替え信号２９をローレベルとすると、次のように動作する。即ち、ＣＰＵ２８がローレベルの電力モード切り替え信号２９を出力するとリレー３２６はオフとなり、抵抗３２８の接続が切断される。このように、特性１（間欠発振）に設定すると、言い換えれば、電力モード切り替え信号２９をローレベルにすると、図２で示したように、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子に接続される抵抗値が高く設定されて、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の時定数が長くなる。ここで、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の時定数とは、図６（ａ）（ｉｉ）の電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３６３の周期のことをいう。そのため、ＦＥＴ１０２の間欠発振動作の周期である間欠発振周期が長くなり、図３で説明したように、トランス１０３の振動周波数が可聴音領域内に入ってしまう。
【００５２】
そこで、本実施例では、電力モード切り替え信号２９をハイレベル、つまり、特性２（間欠発振）に設定することで、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子に接続される電流制限抵抗の合成抵抗値を低く設定し、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の時定数を短くする。電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の時定数を短くすることにより、ＦＥＴ１０２の間欠発振周期が短くなる。その結果、トランス１０３の振動周波数が可聴音領域外となる。
【００５３】
なお、図６（ａ）で説明した特性１（間欠発振）から特性２（間欠発振）への遷移は一例であり、例えば、上述したように、特性１（間欠発振）から特性２（連続発振）へ遷移した場合でも、トランス１０３の振動周波数を可聴音領域外とすることができる。この場合、ＦＥＴ１０２は、連続発振動作となる。更に、上述したように、特性１（間欠発振）から特性２’（間欠発振）へ遷移した場合でも、トランス１０３の振動周波数を可聴音領域外とすることができる。
【００５４】
このように、本実施例では、画像形成装置５０がスタンバイモード状態で動作しているときは、ＣＰＵ２８から出力される電力モード切り替え信号２９をハイレベルに切り替えることで、トランス１０３の振動周波数を可聴音領域外に設定する。これにより、トランス１０３の動作音を低減させる。電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３６３がパルス停止電圧Ｖｔｈより大きい場合、ＦＥＴ１０２がスイッチング動作を行い、図６（ａ）（ｉｉｉ）に示すように電源ＩＣ１０１のＩＳ端子にパルス状の電圧３６４が発生する。特性１（間欠発振）の期間３６０では、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３６３は長周期で推移しているため、ＩＳ端子の電圧３６４の間欠発振動作の周波数は低くなる。逆に、特性２（間欠発振）の期間３６１では、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３６３は短周期で推移しているため、ＩＳ端子の電圧３６４の間欠発振動作の周波数は高くなる。また、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧３６３の周期が十分短く、ＦＢ端子の電圧が常にパルス停止電圧Ｖｔｈよりも高くなった場合には、連続発振動作（図３の特性１（連続発振））となる。
【００５５】
［ＦＥＴの損失］
図６（ｂ）は、一般的なＦＥＴの損失について説明する図である。図６（ｂ）（ｉ）は、ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの波形（実線）と、ＦＥＴのドレイン電流Ｉｄの波形（破線）を示す。図６（ｂ）（ｉｉ）は、ＦＥＴのスイッチング損失を示す。ＦＥＴのスイッチング損失とは、ＦＥＴがオン／オフの切り替えを行うスイッチングのタイミングで発生する損失のことである。具体的には、ＦＥＴのスイッチング動作時のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（実線）と、ドレイン電流Ｉｄ（破線）の積算電力である。つまり、ＦＥＴのスイッチング周波数が高い程、ＦＥＴのスイッチング損失は大きい。本実施例では、スリープモード状態で、特性１（間欠発振）の状態を設定している。理由は、ＦＥＴ１０２の間欠発振動作の周波数を低く設定することで（図３  ＦＳ１）、ＦＥＴ１０２のスイッチング周波数を低くしてスイッチング損失を低減することを目的としているからである。
【００５６】
［電力モードの遷移制御］
図７は、本実施例の電力モードの遷移状態の制御を説明するフローチャートである。画像形成装置５０の電源がオンされると、ＣＰＵ２８は以下の処理を実行する。ステップ（以下、Ｓ）５０１でＣＰＵ２８は、電力モードをスタンバイモードに設定する。Ｓ５０２でＣＰＵ２８は、電力モードをスリープモードに移行するか否かを判断する。Ｓ５０２でＣＰＵ２８は、スリープモードへ移行しないと判断した場合、Ｓ５０３の処理に進む。Ｓ５０２でＣＰＵ２８は、スリープモードへ移行すると判断した場合、Ｓ５０６で電力モードをスリープモードに設定する。
【００５７】
Ｓ５０３でＣＰＵ２８は、スタンバイモードでプリント命令を受信したか否かを判断する。Ｓ５０３でＣＰＵ２８は、プリント命令を受信したと判断した場合、Ｓ５０４でプリントモードへ移行する。Ｓ５０３でＣＰＵ２８は、プリント命令を受信しなかったと判断した場合は、Ｓ５０１の処理に戻る。Ｓ５０４でＣＰＵ２８は、プリントモードに移行すると、Ｓ５０５でプリント動作を行い、プリント動作が終了すると、Ｓ５０１の処理に戻る。また、Ｓ５０６でＣＰＵ２８は、スリープモードに移行し、Ｓ５０７で、スリープモードでプリント命令を受信したか否かを判断する。Ｓ５０７でＣＰＵ２８は、プリント命令を受信したと判断するとＳ５０４の処理に進む。Ｓ５０７でＣＰＵ２８は、プリント命令を受信しなかったと判断した場合は、Ｓ５０６の処理に戻る。
【００５８】
［電力モードと電力モード切り替え信号］
表１は、本実施例のＣＰＵ２８から出力される電力モード切り替え信号２９と各電力モードの関係を説明する表である。
【表１】
2016073060.tif 000003
表の一列目にＣＰＵ２８から出力される電力モード切り替え信号２９を、二列目に電力モードを示している。
【００５９】
画像形成装置５０の電力モードがスタンバイモードのときは、ＣＰＵ２８は電力モード切り替え信号２９をハイレベルとして出力し、例えば、特性２（間欠発振）とすることで、トランス１０３の振動周波数を可聴音領域外に設定する。これにより、トランス１０３の動作音を低減させる。また、画像形成装置５０の電力モードがスリープモード又はプリントモードのときは、ＣＰＵ２８は電力モード切り替え信号２９をローレベルとして出力し、例えば、特性１とする。これにより、スリープモード時には特性１（間欠発振）とすることで、トランス１０３の振動周波数を低く設定して（図３  ＦＳ１）、電源効率を高く保持する。
【００６０】
なお、本実施例では、電力モード切り替え信号２９の論理をハイレベルでスタンバイ、ローレベルでスリープモード及びプリントモードとしたが、逆の論理でも同様の効果を奏することができる。ただし、スリープモード時は、スタンバイモード時よりも消費電力が低い方が好ましい。本実施例では、スタンバイモード時には、電力モード切り替え信号２９により、フォトカプラ３５４及びリレー３２６をオンとする。これにより、例えば特性２（連続発振）に遷移した場合には、トランス１０３の振動周波数をＦ４からＦ５へシフトさせることとなる。逆に、スリープモード時には、電力モード切り替え信号２９により、フォトカプラ３５４及びリレー３２６をオフとする。これにより、例えば特性１（間欠発振）に遷移した場合には、トランス１０３の振動周波数を低い状態（図３の振動周波数  ＦＳ１）に保持する動作をしている。即ち、スタンバイモード時よりも、スリープモード時の方がフォトカプラ３５４及びリレー３２６をオフとして電力が消費されないため、消費電力が低減される回路構成である。
【００６１】
以上、本実施例によれば、電源効率を向上させつつ、軽負荷時の電源装置の動作音を低減することできる。
【実施例２】
【００６２】
［電源装置］
図８は、実施例２の電源装置２５の詳細な回路構成について説明する図である。なお、実施例１の図２で説明した構成と同じ構成には同じ符号を付し説明を省略する。本実施例では、図３で説明した特性１（間欠発振）から特性２（連続発振）へ、又は、特性１（間欠発振）から特性２（間欠発振）への切り替えを行う電力モード切り替え回路３０が異なる。実施例１では、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子に接続された電流制限抵抗１１０と並列に接続された、ＦＢ端子電流を切り替えるための抵抗３２８の接続／非接続（切断）を切り替える構成とした。これにより、実施例１では、一次側のフィードバック回路３１のゲインを変えてトランス１０３の振動周波数を変更した。本実施例では、二次側のフィードバック回路３１のゲインを設定しているゲイン切り替え抵抗４１１の接続／非接続（切断）を切り替えて、トランス１０３の振動周波数を変更する。なお、本実施例の回路構成では、厳密には図３のようなグラフとはならないが、二次側のフィードバック回路３１のゲインを切り替える場合も、図３で説明したような傾きの異なる特性の状態間を遷移することとなる。このため、以下の説明においても、特性１、特性２等を用いる。
【００６３】
本実施例の電力モード切り替え回路３０は、ゲイン切り替え抵抗４１１と、リレー４１０と、電流制限抵抗４１２と、トランジスタ４５０と、ベース抵抗４５１で構成されている。リレー４１０は、ゲイン切り替え抵抗４１１を接続したり切断したりする。電流制限抵抗４１２は、リレー４１０の電流を制限する。トランジスタ４５０は、ベース端子にベース抵抗４５１を介してＣＰＵ２８から電力モード切り替え信号２９が入力される。トランジスタ４５０は、コレクタ端子にリレー４１０が接続され、エミッタ端子がＧＮＤに接続される。トランジスタ４５０は、ＣＰＵ２８からベース抵抗４５１を介して入力された電力モード切り替え信号２９に応じてリレー４１０をオン／オフする。
【００６４】
ＣＰＵ２８は、ハイレベルの電力モード切り替え信号２９をトランジスタ４５０のベース端子に出力することにより、トランジスタ４５０をオンさせる。トランジスタ４５０がオンするとリレー４１０がオンし、第三の抵抗であるゲイン切り替え抵抗４１１が位相補償用抵抗２０２と並列に接続される。二次側のフィードバック回路３１のゲインは、ゲイン切り替え抵抗４１１と位相補償用抵抗２０２の合成抵抗によって決定され、合成抵抗値が低いほどフィードバック回路３１のゲインが上昇する。即ち、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈを越えるまでの応答時間が早くなる。そのためＦＥＴ１０２の間欠発振動作時のスイッチング動作の周期Ｔが短くなり、トランス１０３の振動周波数は高くなって、図３に示した特性２（連続発振）の状態となる。このため、スタンバイモードのとき、リレー４１０がオンされると、特性１（間欠発振）から特性２（連続発振）に移行し、負荷電流Ｉｓｔｂｙのときのトランス１０３の振動周波数がＦ４からＦ５へ変わる。
【００６５】
一方、ＣＰＵ２８からローレベルの電力モード切り替え信号２９が出力されるとトランジスタ４５０がオフし、リレー４１０がオフして、ゲイン切り替え抵抗４１１の接続が切断され、ゲイン切り替え抵抗４１１が接続されている場合に比べて抵抗値が高くなる。これにより、二次側のフィードバック回路３１のゲインが下がるため、ＦＥＴ１０２の間欠発振動作時のスイッチング動作の周期Ｔが長くなり、トランス１０３の振動周波数は低くなって、図３に示した特性１（連続発振）の状態となる。そして、トランス１０３の振動周波数は低くなる、又は、連続発振するようになる。なお、図４、図５で説明したように、間欠発振動作と連続発振動作は、二次側の負荷の状態によって切り替わる。
【００６６】
以上の説明より本実施例の構成でも、ＦＥＴ１０２の間欠発振動作の周期を切り替えて、スタンバイモード時にトランス１０３の振動周波数が図３で説明したＦ１−Ｆ２間の可聴音領域に入らないようにし、トランス１０３の動作音を低減することができる。なお、実施例１及び実施例２で説明した回路構成は一例であり、構成等は限定されるものではない。また、本実施例ではスイッチング電源は臨界型フライバック型電源について説明したが、二次側負荷電流に従い、自動的に間欠動作を行う機能を有した、連続型や不連続型のフライバック電源、他の電源方式の電源であっても、同じ効果が得られる。
【００６７】
以上、本実施例によれば、電源効率を向上させつつ、軽負荷時の電源装置の動作音を低減することできる。
【符号の説明】
【００６８】
３０      電力モード切り替え回路
３１      フィードバック回路
１０１    電源ＩＣ
１０２    ＦＥＴ
１０３    トランス
【図１】
2016073060.tif 000004
【図２】
2016073060.tif 000005
【図３】
2016073060.tif 000006
【図４】
2016073060.tif 000007
【図５】
2016073060.tif 000008
【図６】
2016073060.tif 000009
【図７】
2016073060.tif 000010
【図８】
2016073060.tif 000011