(57)【要約】【課題】再点灯時のフラッシュを抑制することができる電源装置を提供する。【解決手段】時点ｔ５での商用電源ＡＣのオフに応じてＭＯＳＦＥＴＱ１がオフとなる。商用電源ＡＣのオフより後の時点ｔ６で、ＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬが目標値Ｖ１を下回る。時点ｔ６より後の時点ｔ６１で、充放電回路３の放電に応じて、目標値Ｖ１がＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬと同じくゼロとなる。時点ｔ６１より後の時点ｔ７１で、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下となる。商用電源ＡＣのオフの後に商用電源ＡＣがオンとなった場合に、時点ｔ７１よりもＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング開始を遅くしている。調光制御ＩＣ６０は、商用電源ＡＣのオフの時点ｔ５から予め定めたウエイト時間Ｔｗが経過するまでの間は、商用電源ＡＣのオンがあっても、充放電回路３の充電つまりトランジスタＱ２のスイッチングを開始しない。【選択図】図５
2016039073.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子にスイッチング信号を供給する制御回路とを含み、入力電源からの電力を前記第１スイッチング素子のスイッチングにより変換して光源に供給する電力変換回路と、
前記光源に流れる電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出手段と、
調光信号に基づいて充電量が調整される充放電回路を含み、前記充電量に応じた目標電流信号を生成する調光信号変換回路と、
前記目標電流信号が前記電流検出信号よりも大きな値であるとき出力電圧を増大し、前記目標電流信号が前記電流検出信号よりも小さな値であるとき前記出力電圧を低減し、前記出力電圧を前記制御回路の検出端子にフィードバックするフィードバック回路と、
を備え、
入力電源オフの時点における前記検出端子の電圧を遮断電圧とした場合に、
前記入力電源オフに応じて前記第１スイッチング素子がオフとなり、前記入力電源オフより後の第１時点で前記電流検出信号が前記目標電流信号を下回り、前記第１時点より後の第２時点で前記目標電流信号が前記充放電回路の放電に応じて前記電流検出信号と同じ又は前記電流検出信号より低くなり、前記第２時点より後の第３時点で前記検出端子の電圧が前記遮断電圧以下となり、
前記入力電源オフの後に入力電源がオンとなった場合に前記オンに応答する前記第１スイッチング素子のスイッチング開始を、前記第３時点以降とした電源装置。
【請求項２】
前記入力電源オフの時点以後に予め定めた所定時点または前記入力電源オフの後の再度の入力電源オンの時点を起算点として、前記起算点から予め定めたウエイト時間が経過するまでの間は入力電源オンがあっても前記充放電回路の充電を開始しない請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記フィードバック回路の前記出力電圧を検知するフィードバック信号検知手段と、
前記フィードバック信号検知手段で検知した電圧に基づいて、前記検出端子の電圧が前記遮断電圧以下となる時点以降に、前記充放電回路の充電を開始する請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
入力電源オンと前記制御回路が前記第１スイッチング素子のスイッチング信号を出力可能となる時点との間に遅延時間を有し、
前記充放電回路は、放電時定数を決めるコンデンサおよび抵抗を含み、
前記コンデンサの容量値および前記抵抗の抵抗値は、前記第１時点と前記第３時点との間の期間の長さを前記遅延時間以下とする値である請求項１に記載の電源装置。
【請求項５】
前記フィードバック回路の前記出力電圧を検知するフィードバック信号検知手段と、
前記フィードバック信号検知手段で検知した電圧に基づいて、前記検出端子の電圧が前記遮断電圧以下となる時点以降に、前記第１スイッチング素子のスイッチングを開始する請求項１に記載の電源装置。
【請求項６】
予め定めた量だけ前記電流検出信号の電圧が増加するように前記電流検出信号にオフセット信号を重畳する重畳手段を備える請求項１に記載の電源装置。
【請求項７】
第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子にスイッチング信号を供給する制御回路とを含み、入力電源からの電力を前記第１スイッチング素子のスイッチングにより変換して光源に供給する電力変換回路と、
前記光源に流れる電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出手段と、
調光信号に基づいて充電量が調整される充放電回路を含み、前記充電量に応じた目標電流信号を生成する調光信号変換回路と、
前記目標電流信号が前記電流検出信号よりも大きな値であるとき出力電圧を増大し、前記目標電流信号が前記電流検出信号よりも小さな値であるとき前記出力電圧を低減し、前記出力電圧を前記制御回路の検出端子にフィードバックするフィードバック回路と、
を備え、
入力電源オフの時点における前記検出端子の電圧を遮断電圧とした場合に、
前記入力電源オフに応じて前記第１スイッチング素子がオフとなり、前記入力電源オフより後の第１時点で前記電流検出信号が前記目標電流信号を下回り、前記第１時点より後の第２時点で前記目標電流信号が前記充放電回路の放電に応じて前記電流検出信号と同じ又は前記電流検出信号より低くなり、前記第２時点より後の第３時点で前記検出端子の電圧が前記遮断電圧以下となり、
前記入力電源オフの後に入力電源がオンとなった場合に、前記第３時点までは前記光源に流れる電流を前記遮断電圧から決まる電流よりも小さい電流値に制御し、前記第３時点より後に前記光源に流れる電流を前記検出端子の電圧から決まる値に制御する電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば、特開２００９−１３４９４５号公報に開示されているように、フライバック方式のスイッチング電源装置を用いてＬＥＤを点灯制御する技術が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１３４９４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
フライバックコンバータのようないわゆるワンコンバータ回路では、商用電源周期あたり略同一オン時間でスイッチングを行うことにより、高力率を得ることができる。ここでいうワンコンバータ回路方式とは交流直流変換の回数あるいは昇圧降圧の回数が１回であるものを指す。ＬＥＤの点灯を定電流制御で行うときには、ＬＥＤ電流を検出してスイッチング動作にフィードバックするフィードバック制御が行われる。一般的にこのフィードバック制御は商用電源周波数よりも低い周波数応答性を備えている。このような応答性を持たせることにより高力率を実現できる。しかしながら、その一方で、何かしらの影響で発生する過渡的なＬＥＤ電流の変化に対しても、商用電源周期より遅い時間で応答することになる。商用電源周期より応答速度が遅いことに起因して、商用電源の入り切りなどの操作時にＬＥＤ電流が過渡的に大きく流れることで一時的なフラッシュを生ずる問題があった。
【０００５】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、再点灯時のフラッシュを抑制することができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の発明にかかる電源装置は、第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子にスイッチング信号を供給する制御回路とを含み、入力電源からの電力を前記第１スイッチング素子のスイッチングにより変換して光源に供給する電力変換回路と、前記光源に流れる電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出手段と、調光信号に基づいて充電量が調整される充放電回路を含み、前記充電量に応じた目標電流信号を生成する調光信号変換回路と、前記目標電流信号が前記電流検出信号よりも大きな値であるとき出力電圧を増大し、前記目標電流信号が前記電流検出信号よりも小さな値であるとき前記出力電圧を低減し、前記出力電圧を前記制御回路の検出端子にフィードバックするフィードバック回路と、を備える。第１の発明にかかる電源装置は、入力電源オフの時点における前記検出端子の電圧を遮断電圧とした場合に、前記入力電源オフに応じて前記第１スイッチング素子がオフとなり、前記入力電源オフより後の第１時点で前記電流検出信号が前記目標電流信号を下回り、前記第１時点より後の第２時点で前記目標電流信号が前記充放電回路の放電に応じて前記電流検出信号と同じ又は前記電流検出信号より低くなり、前記第２時点より後の第３時点で前記検出端子の電圧が前記遮断電圧以下となり、前記入力電源オフの後に入力電源がオンとなった場合に前記オンに応答する前記第１スイッチング素子のスイッチング開始を、前記第３時点以降としたものである。
【０００７】
第２の発明にかかる電源装置は、第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子にスイッチング信号を供給する制御回路とを含み、入力電源からの電力を前記第１スイッチング素子のスイッチングにより変換して光源に供給する電力変換回路と、前記光源に流れる電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出手段と、調光信号に基づいて充電量が調整される充放電回路を含み、前記充電量に応じた目標電流信号を生成する調光信号変換回路と、前記目標電流信号が前記電流検出信号よりも大きな値であるとき出力電圧を増大し、前記目標電流信号が前記電流検出信号よりも小さな値であるとき前記出力電圧を低減し、前記出力電圧を前記制御回路の検出端子にフィードバックするフィードバック回路と、を備える。第２の発明にかかる電源装置は、入力電源オフの時点における前記検出端子の電圧を遮断電圧とした場合に、前記入力電源オフに応じて前記第１スイッチング素子がオフとなり、前記入力電源オフより後の第１時点で前記電流検出信号が前記目標電流信号を下回り、前記第１時点より後の第２時点で前記目標電流信号が前記充放電回路の放電に応じて前記電流検出信号と同じ又は前記電流検出信号より低くなり、前記第２時点より後の第３時点で前記検出端子の電圧が前記遮断電圧以下となり、前記入力電源オフの後に入力電源がオンとなった場合に、前記第３時点までは前記光源に流れる電流を前記遮断電圧から決まる電流よりも小さい電流値に制御し、前記第３時点より後に前記光源に流れる電流を前記検出端子の電圧から決まる値に制御する。
【発明の効果】
【０００８】
第１の発明によれば、適切なタイミングで第１スイッチング素子の駆動を開始するようにしたので、再点灯時のフラッシュを抑制することができる。
【０００９】
第２の発明によれば、適切なタイミングで第１スイッチング素子を通常動作に復帰させるようにしたので、再点灯時のフラッシュを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる電源装置を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１にかかる電源装置を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態１にかかる電源装置において、ＬＥＤがフラッシュしない正常動作の一例を説明するためのタイムチャートである。
【図４】ＬＥＤがフラッシュするときの動作を説明するためのタイムチャートである。
【図５】本発明の実施の形態１にかかる電源装置の動作を示すタイムチャートである。
【図６】本発明の実施の形態２にかかる電源装置が有する調光信号変換回路を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態２にかかる電源装置の動作を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
［実施の形態１の装置の構成］
図１および図２は、本発明の実施の形態１にかかる電源装置１００を示す回路図である。電源装置１００は、整流回路ＤＢ１と、直流電源回路１と、検出抵抗Ｒ１０と、調光信号変換回路４と、フィードバック回路２とを備える。整流回路ＤＢ１は、商用電源ＡＣからの交流電圧を、整流電圧に変換する。整流電圧とは、脈流の直流電圧である。商用電源ＡＣと整流回路ＤＢ１との間には図示しない点灯スイッチが介在している。この点灯スイッチの操作により電源オンと電源オフを切り替えることができる。直流電源回路１は、この整流回路ＤＢ１に接続され、接続されるＬＥＤモジュール１０２に定電流を供給する。直流電源回路１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ１にスイッチング信号を供給する点灯制御ＩＣ５０とを含む。直流電源回路１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングにより、入力電源としての商用電源ＡＣから電力を変換して、光源であるＬＥＤモジュール１０２に供給する。なお、ＬＥＤモジュール１０２に代えて、有機ＥＬモジュールを光源として用いても良い。
【００１２】
直流電源回路１は、いわゆるフライバック方式の定電流回路である。直流電源回路１は、コンデンサＣ１０（以下、平滑コンデンサＣ１０ともいう。）と、トランスＴＲと、ＭＯＳＦＥＴＱ１と、このＭＯＳＦＥＴＱ１をオン／オフ制御する点灯制御ＩＣ５０と、ＬＥＤ電流を電圧に変換して検出する検出抵抗Ｒ１０と、起動抵抗Ｒ１とを備える。点灯制御ＩＣ５０は、オン時間検出端子５２と、ＭＯＳＦＥＴＱ１の制御端子と接続するスイッチング信号端子５３と、制御電源端子５４と、ゼロクロス検出端子５５とを備える。
【００１３】
トランスＴＲは、一次巻線Ｔ１と、この一次巻線との巻線比に応じた電圧が発生する主たる二次巻線である二次巻線Ｔ２と、二次巻線Ｔ２に比例した電圧が発生する二次巻線である補助巻線Ｔ３と、を備える。二次巻線Ｔ２はダイオードＤ１０に接続し、二次巻線Ｔ２に発生する高周波電圧がコンデンサＣ１０で平滑されてＬＥＤモジュール１０２に供給される。
【００１４】
起動抵抗Ｒ１は、その一端が整流回路ＤＢ１の正極側出力端に接続され、その他端が点灯制御ＩＣ５０の制御電源端子５４に接続されている。商用電源ＡＣが入力されると、起動抵抗Ｒ１を介して点灯制御ＩＣ５０に制御電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【００１５】
直流電源回路１は、抵抗Ｒ２およびダイオードＤ２を備えている。ダイオードＤ２のアノードは、抵抗Ｒ２を介してトランスＴＲの補助巻線Ｔ３に接続している。抵抗Ｒ２は、補助巻線Ｔ３からの電流を抑制する。ダイオードＤ２のカソードは、ゼロクロス検出端子５５に接続する。補助巻線Ｔ３に発生する電圧を検出することで、ＭＯＳＦＥＴＱ１がターンオンするべきタイミングを検出することができる。
【００１６】
検出抵抗Ｒ１０は、その一端がＬＥＤモジュール１０２のカソード端に接続し、その他端が接地されている。検出抵抗Ｒ１０には、ＬＥＤ電流と検出抵抗Ｒ１０の抵抗値に比例した電圧が発生する。この電圧を、ＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬとも称す。ＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬは、ＬＥＤモジュール１０２に流れる電流に比例する「電流検出信号」である。
【００１７】
フィードバック回路２は、比較器ＯＰ１と、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１と、コンデンサＣ２１とを備えている。ＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬは、比較器ＯＰ１のマイナス入力端子へと入力される。比較器ＯＰ１のプラス入力端子には、目標値Ｖ１が入力される。目標値Ｖ１は、ＬＥＤモジュール１０２に流れるＬＥＤ電流を設定するための「目標電流信号」である。比較器ＯＰ１は、プラス入力端子の印加電圧がマイナス入力端子の印加電圧より大きな値であるとき、出力電圧を予め定めた増加率で増大する。比較器ＯＰ１は、プラス入力端子の印加電圧がマイナス入力端子の印加電圧より小さな値であるとき、出力電圧を予め定めた減少率で低減する。比較器ＯＰ１の出力電圧は、制御抵抗Ｒ２３を介して点灯制御ＩＣ５０に与えられる。点灯制御ＩＣ５０は、比較器ＯＰ１の出力電圧に基づいて、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン時間を決定し、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートにスイッチング信号を供給する。このとき、目標値Ｖ１とＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬが一致するように、比較器ＯＰ１が点灯制御ＩＣ５０に電圧を出力する。以上の構成を備えるフィードバック回路２は、目標値Ｖ１がＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬより大きな値であるとき出力電圧を増大し、目標値Ｖ１がＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬより小さな値であるとき出力電圧を低減する。この出力電圧が、点灯制御ＩＣ５０にフィードバックされる。抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１の直列回路が、比較器ＯＰ１のマイナス入力端子と出力端子との間に挿入されている。抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１の直列回路は、比較器ＯＰ１の応答性の遅れを作るフィードバックループ遅れ回路を構成している。
【００１８】
比較器ＯＰ１の出力電圧は、制御抵抗Ｒ２３を介して点灯制御ＩＣ５０のオン時間検出端子５２に印加される。オン時間検出端子５２に印加される電圧を、「オン時間検出電圧Ｖｏｔｄ」とも称す。ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン時間は、直接的にはオン時間検出電圧Ｖｏｔｄの大きさによって決定される。比較器ＯＰ１に入力する目標値Ｖ１を変化させることで、ＬＥＤ電流の大きさを調整することができる。一方、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ時間は、補助巻線Ｔ３に発生する電圧を検出して行う。
【００１９】
本実施の形態ではコンデンサＣ１の容量が小さく設計されており、コンデンサＣ１の両端間には全波整流された脈流電圧が印加される。この脈流電圧をトランスＴＲの一次巻線Ｔ１及びＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング動作により変換することで力率を高めることができる。
【００２０】
直流電源回路１は、フライバックコンバータ回路である。フライバックコンバータ回路では、スイッチング制御において商用電源周期あたり略同一のオン時間で発振することにより高力率を実現することができる。直流電源回路１もこのようなスイッチング制御を実施している。また、直流電源回路１では、定電流制御のために、ＬＥＤ電流を検出してスイッチング動作にフィードバックするフィードバック制御も行っている。フィードバック回路２のフィードバック制御における周波数応答性は、商用電源ＡＣの周波数よりも低い。より具体的には、ＬＥＤ検出抵抗Ｒ１０から点灯制御ＩＣ５０（オン時間検出）までの「Ｒ１０→Ｒ２０→Ｒ２１→Ｃ２１→Ｒ２３→点灯制御ＩＣ５０」を、「定電流フィードバック検出ループ」と称す。トランスＴＲの二次巻線Ｔ２から出力される電圧の位相を考慮すると、この定電流フィードバック検出ループのフィードバック応答速度は前述した脈流電圧周期と比べて遅く設計されている必要がある。仮に脈流電圧周期よりもフィードバック応答速度のほうが速い場合には、入力電圧が高い位相でありかつＬＥＤ電流検出値が低い位相であるときに、比較器ＯＰ１がＬＥＤ電流を増加するための信号を出力する恐れがある。この場合、ＬＥＤのちらつきが発生してしまう。そこで、本実施の形態では、フィードバック応答速度を脈流電圧周期よりも遅くしてＬＥＤの定常点灯を行う。
【００２１】
図２は、調光信号変換回路４の詳細を図示したものである。調光信号変換回路４は、調光信号から目標値Ｖ１を生成する。調光信号は、外部の調光器（図示せず）からＰＷＭ信号の形態で入力される。
【００２２】
調光信号変換回路４は、整流回路ＤＢ２と、フォトカプラＰＣと、調光制御ＩＣ６０と、抵抗Ｒ３０、Ｒ３１と、充放電回路３とを備えている。抵抗Ｒ３０、Ｒ３１の直列回路を介して、制御電源電圧Ｖｃｃが調光制御ＩＣ６０に入力されている。整流回路ＤＢ２には、調光信号が入力される。整流回路ＤＢ２の出力端子にはフォトカプラＰＣの発光ダイオードが接続する。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタは、その第１端子（コレクタ）が抵抗Ｒ３０と抵抗Ｒ３１の接続点に接続し、その第２端子（エミッタ）が接地されている。
【００２３】
調光信号変換回路４は、充放電回路３の充電量に応じた目標値Ｖ１を生成する。充放電回路３の充電量は、調光制御ＩＣ６０に入力される調光信号に基づいて調整される。充放電回路３は、バイポーラトランジスタＱ２（以下、単に「トランジスタＱ２」と称す）と、抵抗Ｒ３２〜Ｒ３４と、コンデンサＣ３１とを備えている。トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ３２を介して制御電源電圧Ｖｃｃと接続している。トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間には、抵抗Ｒ３３が接続される。トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ３４を介して、コンデンサＣ３１の一方の端子および比較器ＯＰ１のプラス入力端子に接続している。コンデンサＣ３１の他方の端子は接地されている。調光信号の極性を不問とするために、調光信号は先ず整流回路ＤＢ２で整流される。整流回路ＤＢ２の出力端子に現れるハイ電圧が、フォトカプラＰＣの発光ダイオードで検出される。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタは、調光信号がハイのときにオンし、調光信号がローのときにオフする。調光信号のオンデューティに従ってこの動作が繰り返されるので、このフォトトランジスタのコレクタには調光信号のオンデューティが反転した反転信号が現れる。この反転信号が調光制御ＩＣ６０に入力される。
【００２４】
調光制御ＩＣ６０は、上記の反転信号に基づいて生成された制御信号を、トランジスタＱ２のベースに出力する。トランジスタＱ２のオフに応じて、制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ３２、Ｒ３３、およびＲ３４で電圧降下した電圧が、コンデンサＣ３１に印加される。以上のように、調光信号のオンデューティ比に応じてトランジスタＱ２のスイッチング動作が制御されることで、コンデンサＣ３１の充電量が調節される。コンデンサＣ３１に充電された電圧が、目標値Ｖ１として、比較器ＯＰ１のプラス入力端子に入力される。
【００２５】
［実施の形態１の装置の動作］
（正常動作）
図３は、本発明の実施の形態１にかかる電源装置１００においてＬＥＤがフラッシュしない正常動作の一例を説明するためのタイムチャートである。なお、以下の説明では、説明の簡略化のために、各フローチャートの最小の電圧値、電流値がゼロであるものとして説明するが、これは本発明を限定するものではなく、ゼロ以外の最小値であってもよい。なお、比較器ＯＰ１のプラス入力端子およびマイナス入力端子については最小値が同じ値であるものとする。これは図４以降のタイムチャートでも同様である。
【００２６】
時点ｔ１で、商用電源ＡＣが電源オンとなる。商用電源ＡＣが供給されることで、制御電源電圧Ｖｃｃが立ち上がる。時点ｔ２で、調光制御ＩＣ６０が作動開始し、トランジスタＱ２にＰＷＭ信号が出力され、トランジスタＱ２がスイッチングを開始する。トランジスタＱ２がスイッチングすることで、コンデンサＣ３１に電荷が充電される。時点ｔ２において、コンデンサＣ３１に充電された電圧は、目標値Ｖ１として、比較器ＯＰ１のプラス入力端子に印加される。コンデンサＣ３１の充電速度は、抵抗Ｒ３２、Ｒ３３、Ｒ３４、制御電源電圧Ｖｃｃ、コンデンサＣ３１、およびＰＷＭ信号のオンデューティによって決まる。時点ｔ２において比較器ＯＰ１のマイナス入力端子に印加される電圧は、ＬＥＤ電流が流れていないため略ゼロである。従って、比較器ＯＰ１の出力電圧が上昇する。
【００２７】
比較器ＯＰ１の出力電圧が更に上昇すると、時点ｔ３でオン時間検出電圧Ｖｏｔｄが閾値ＶＯＮＱ１まで達する。これに応じて、点灯制御ＩＣ５０はＭＯＳＦＥＴＱ１の発振（つまりスイッチング）を開始する。閾値ＶＯＮＱ１は、予め定めた値であり、ＭＯＳＦＥＴＱ１の発振を開始する閾値となる電圧である。本実施の形態では、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが低くなるほど、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン時間が短くなるものとする。時点ｔ３からＭＯＳＦＥＴＱ１の発振が開始するのに応じて、コンデンサＣ１０に電荷が充電されていく。
【００２８】
時点ｔ４で、コンデンサＣ１０の電圧がＬＥＤモジュール１０２の立ち上がり電圧を超えて、ＬＥＤ電流が流れ始める。ＬＥＤ電流が流れることにより、検出抵抗Ｒ１０で検出された電圧が比較器ＯＰ１のマイナス入力端子に印加される。これ以降、比較器ＯＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子の比較結果に基づいて、ＬＥＤ電流が定電流制御される。
【００２９】
時点ｔ５で商用電源ＡＣがオフされる。商用電源ＡＣがオフとされる時点ｔ５でのＬＥＤモジュール１０２の明るさは、その時点ｔ５で調光信号等に基づいて設定されていた明るさである。この時点ｔ５での明るさは、時点ｔ５でのオン時間検出電圧Ｖｏｔｄの値により決まる。比較器ＯＰ１の出力電圧がこのオン時間検出電圧Ｖｏｔｄを決定している。商用電源ＡＣをオフした時点ｔ５での、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄの値を、「遮断電圧Ｖｘ」と称す。
【００３０】
時点ｔ６までは、コンデンサＣ１などの残留電荷によりＬＥＤモジュール１０２に電力を供給できるので、ＬＥＤ電流が流れる。残留電荷がなくなるとＬＥＤ電流が減少し、略ゼロとなる。制御電源電圧Ｖｃｃは、一般的に、比較的大きな容量を有するコンデンサ（図示しない）から安定的に供給される。本実施形態においてもこれと同様であり、商用電源ＡＣがオフされても制御電源電圧Ｖｃｃは維持される。比較器ＯＰ１は制御電源電圧Ｖｃｃから電源を得ている。商用電源ＡＣがオフされても、比較器ＯＰ１は、ある程度の時間、動作を継続することができる。ＬＥＤ電流が流れなくなると、比較器ＯＰ１のマイナス入力端子には電圧が印加されなくなる。商用電源ＡＣのオフは、調光制御ＩＣ６０の端子６２を介して検出される。調光制御ＩＣ６０は、商用電源ＡＣのオフを検出したときには、ＬＥＤモジュール１０２を消灯させるためにトランジスタＱ２をオンしてコンデンサＣ３１を放電させる。この放電に伴い、比較器ＯＰ１のプラス入力端子の印加電圧が低下し始める。
【００３１】
コンデンサＣ３１の放電速度は、コンデンサＣ３１と抵抗Ｒ３４の放電時定数により決まる。コンデンサＣ３１の放電が十分に進む時点よりもＬＥＤ電流が略ゼロとなる時点の方が早い場合には、プラス入力端子の印加電圧がマイナス入力端子の印加電圧よりも大きくなっている期間が発生する。この期間が、図３における時点ｔ６〜ｔ６１である。期間ｔ６〜ｔ６１には、比較器ＯＰ１の出力電圧は上昇し、これに伴いオン時間検出電圧Ｖｏｔｄも上昇する。放電が進むことで、時点ｔ６１でコンデンサＣ３１の電荷が無くなり、比較器ＯＰ１の出力電圧が低下し始める。その後、制御電源電圧Ｖｃｃの供給元となっているコンデンサ（図示せず）の放電も進み、時点ｔ７０で制御電源電圧Ｖｃｃの電圧が閾値ＶＯＮＯＰ１より低くなると、比較器ＯＰ１が停止する。閾値ＶＯＮＯＰ１は、比較器ＯＰ１が動作する閾値となる電圧である。
【００３２】
時点ｔ７０以降、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが低い状態から再び商用電源ＡＣがオンされると、上述した時点ｔ１からの動作と同様にＬＥＤの点灯制御が行われる。
【００３３】
（フラッシュ発生についての比較例）
図４は、ＬＥＤがフラッシュするときの動作を説明するためのタイムチャートである。図４は、本実施の形態に対する比較例である。時点ｔ６１までは、図３と同じである。時点ｔ７で再び商用電源ＡＣがオンしたとき、比較器ＯＰ１の出力電圧が遮断電圧Ｖｘよりも高い。時点ｔ８０でトランジスタＱ２のスイッチングが開始する。その後、時点ｔ８で点灯制御ＩＣ５０が発振を開始し、ＭＯＳＦＥＴＱ１がスイッチングを開始する。時点ｔ８の発振開始時期について説明すると、時点ｔ８では時点ｔ２と異なり、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄは閾値ＶＯＮＱ１より高くなっている。従って、時点ｔ７以後に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングが直ちに開始するように考えられる。しかし、実際には、制御が開始するまでの制御開始遅れ、あるいは種々の検出遅れがある。これらの遅れに起因して、実際には、時点ｔ７で商用電源ＡＣがオンされた後、時点ｔ８でＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングが開始する。便宜上、時点ｔ７〜時点ｔ８の期間の長さを、「遅延時間ＴＤＲ」とも称す。時点ｔ８以後の期間を見ると、ＬＥＤ電流が急峻に増大してピークに達した後に減少している。この過渡的なＬＥＤ電流がフラッシュの原因である。
【００３４】
時点ｔ９で、比較器ＯＰ１のプラス入力端子の印加電圧と比べてマイナス入力端子の電圧が高くなるので、ＬＥＤ電流を目標電流値まで抑制するように比較器ＯＰ１の出力電圧が低下し、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが低減されるはずである。しかし、前述したとおり、定電流フィードバックの検出ループは脈流電圧周期よりも遅いので、ＬＥＤモジュール１０２に過渡電流が流れてしまう。以上の仕組みから、商用電源ＡＣが再度オンした後における点灯制御ＩＣ５０の発振開始の際に、ＬＥＤ点灯時に過渡的に一瞬明るさが増大する現象つまりフラッシュが発生する問題がある。
【００３５】
図５は、本発明の実施の形態１にかかる電源装置１００の動作を示すタイムチャートである。時点ｔ６１までの流れは、上記の図３および図４と同じである。要点を説明すると、まず、時点ｔ５での商用電源ＡＣのオフに応じて時点ｔ６でＭＯＳＦＥＴＱ１がオフとなる。また、時点ｔ６ではオン時間検出電圧Ｖｏｔｄが、遮断電圧Ｖｘとなっている。商用電源ＡＣのオフより後の時点ｔ６で、ＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬが目標値Ｖ１を下回る。時点ｔ６より後の時点ｔ６１で、充放電回路３の放電に応じて、目標値Ｖ１がＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬと同じくゼロとなる。時点ｔ６１より後の時点ｔ７１で、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下となる。本実施の形態では、商用電源ＡＣのオフの後に商用電源ＡＣがオンとなった場合に、時点ｔ７１以降にＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングを開始している。この機能を実現するために、本実施の形態では「ウエイト時間Ｔｗ」が導入される。
【００３６】
フラッシュの原因となる過渡的なＬＥＤ電流を発生させないためには、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下となるまで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング開始を遅らせることが好ましい。遮断電圧Ｖｘは、すなわち「商用電源ＡＣのオフ前に点灯していたときの電圧」である。ウエイト時間Ｔｗは、このようなスイッチング開始の遅れを実現するために設定される。ウエイト時間Ｔｗは、予め設定された値であり、本実施の形態では調光制御ＩＣ６０に記憶されている。
【００３７】
（実施の形態１のウエイト時間にかかる動作）
図５のタイムチャートで詳細を説明すると、まず、時点ｔ７で商用電源ＡＣがオンされる。本実施の形態では、上述したウエイト時間Ｔｗを設定することで、商用電源ＡＣが再度オンされた時点ｔ７から時点ｔ８０までの間、トランジスタＱ２の作動開始を待機させる。具体的には、調光制御ＩＣ６０は、商用電源ＡＣのオフの時点ｔ５から予め定めたウエイト時間Ｔｗが経過するまでの間は、商用電源ＡＣのオンがあっても、充放電回路３の充電つまりトランジスタＱ２のスイッチングを開始しない。ウエイト時間Ｔｗの間、比較器ＯＰ１のプラス入力端子に印加される目標値Ｖ１がゼロに維持され、ＭＯＳＦＥＴＱ１の作動が停止する。なお、図５では、時点ｔ７から時点ｔ８０までの時間が、ウエイト時間Ｔｗによる動作停止時間である。
【００３８】
ウエイト時間Ｔｗは、下記のように定めてもよい。ウエイト時間Ｔｗは、商用電源ＡＣがオンしてからＬＥＤモジュール１０２が点灯するまでの時間に影響する。従って、ウエイト時間Ｔｗが長すぎても使用者に不快感を与える。そこで、ウエイト時間Ｔｗを決定するための基準の一例として、プルレス機能を有する照明器具を参考としてもよい。プルレス機能とは、いわゆる「プルレス操作」によって点灯状態を切り替える機能である。「プルレス操作」は、交流電源ＡＣが供給されるオン期間と交流電源ＡＣが遮断されるオフ期間の組み合わせからなる操作である。例えば、壁スイッチなどを短時間で電源オン→オフ→オンと操作するプルレス操作がある。プルレス機能を有する照明器具には、スイッチオンオフ操作の判定時間が設けられている。この判定時間を用いて、瞬時停電とスイッチオンオフ操作のいずれが発生したかを判定している。判定時間は例えば０．２秒程度とされるので、ウエイト時間Ｔｗを０．２秒以上に設定することが好ましい。その一方で、ウエイト時間Ｔｗは、使用者が不快感を抱かない時間、たとえば１秒以下であることが好ましい。コンデンサＣ３１と抵抗Ｒ３４、Ｒ３３の放電時定数は、１秒以内にオン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下まで放電する値とすることが好ましく、さらに、ウエイト時間Ｔｗを０．２秒以上にできるように調整することが好ましい。
【００３９】
なお、図５のタイムチャートに示した本実施の形態の動作では、時点ｔ６が前記第１、２の発明にかかる「第１時点」に、時点ｔ６１が前記第１、２の発明にかかる「第２時点」に、時点ｔ７１が前記第１、２の発明にかかる「第３時点」に、それぞれ相当している。
【００４０】
［実施の形態１の変形例］
（ウエイト時間Ｔｗの変形例）
本実施形態では、ウエイト時間Ｔｗが、実質的にＭＯＳＦＥＴＱ１がオフされる時点ｔ６〜後述するｔ７１の期間の長さと同じ長さに設定されている。これにより、仮に時点ｔ６の後直ちに商用電源ＡＣが再度オンされた場合であっても、時点ｔ７１までＭＯＳＦＥＴＱ１を停止に維持することができる。しかしながら、本発明はこれに限られるものではない。図５に示すように、時点ｔ７以後には、時点ｔ７１、時点ｔ７２、時点ｔ７３がそれぞれ存在している。時点ｔ７１は、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘと一致する時点である。時点ｔ７２は、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが閾値ＶＯＮＱ１と一致する時点である。時点ｔ７３は、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが最小値となる時点である。たとえば、時点ｔ６〜ｔ７２の期間の長さと同じ値にウエイト時間Ｔｗを定めてもよい、または時点ｔ６〜ｔ７３の期間の長さと同じ値にウエイト時間Ｔｗを定めてもよい。
【００４１】
また、上述した実施の形態では、ウエイト時間Ｔｗの起算点を、時点ｔ７つまり商用電源ＡＣが再度オンされた時点に設定している。しかしながら、本発明はこれに限られるものではない。図５で示したように、時点ｔ６以後に、比較器ＯＰ１の出力電圧増大に伴ってオン時間検出電圧Ｖｏｔｄが増大し、その後、時点ｔ６１でオン時間検出電圧Ｖｏｔｄがピークに達し、時点ｔ６１からオン時間検出電圧Ｖｏｔｄが減少して時点ｔ７１で遮断電圧Ｖｘ以下となる。少なくともこの時点ｔ７１までは、ＭＯＳＦＥＴＱ１を停止したい。そこで、ウエイト時間Ｔｗは、少なくとも時点ｔ７１以後にＭＯＳＦＥＴＱ１が作動開始するように設定すればよい。例えば、ウエイト時間Ｔｗの起算点を例えば商用電源ＡＣがオフした時点ｔ５に設定し、ウエイト時間Ｔｗの長さを時点ｔ５〜時点ｔ７１までの期間の長さと同じあるいはこれ以上の長さに定めてもよい。同様に、ウエイト時間Ｔｗの起算点を時点ｔ６あるいは時点ｔ６１に設定してもよい。
【００４２】
なお、上記の実施の形態では、トランジスタＱ２に対してウエイト時間Ｔｗを設定している。しかしながら本発明はこれに限られない。ＭＯＳＦＥＴＱ１に対してウエイト時間Ｔｗを設定してもよく、その場合には点灯制御ＩＣ５０に対してウエイト時間Ｔｗを記憶しておけばよい。この変形例においても、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下となった時点ｔ７１以後に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングを開始するようにすればよい。
【００４３】
（電圧検知の変形例）
なお、ウエイト時間Ｔｗを用いるのではなく、次のような電圧検知を利用した制御を行っても良い。図示しないフィードバック信号検知回路を、直流電源回路１とフィードバック回路２との間に接続してもよい。フィードバック信号検知回路によりフィードバック回路２の出力電圧つまり比較器ＯＰ１の出力電圧を検知し、検知された電圧は点灯制御ＩＣ５０に入力してもよい。点灯制御ＩＣ５０は、フィードバック信号検知回路で検知した電圧に基づいて、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下となったか否かを判定してもよい。これによりオン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下となった時点ｔ７１を直接に検知し、時点ｔ７１よりもＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング開始を遅らせたり或いはトランジスタＱ２のスイッチング開始を遅らせたりすればよい。
【００４４】
（調光率を絞る変形例）
商用電源ＡＣがオンとなった後、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下となるまで、ＬＥＤモジュール１０２への出力電流を絞った調光率でＭＯＳＦＥＴＱ１の発振を行っても良い。その後、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘとなったときに、通常点灯動作を開始するようにしてもよい。例えば、商用電源ＡＣがオンとなった直後には、ＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング周波数を、出力電流を絞るように予め定めた周波数ｆ２とする。その後、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘ以下となったら、通常点灯動作に復帰するように、現時点のオン時間検出電圧Ｖｏｔｄから決まる周波数ｆ１に切り替えてもよい。
【００４５】
（放電時定数の変形例）
上述したように、コンデンサＣ３１と抵抗Ｒ３４、Ｒ３３の放電時定数は、ウエイト時間Ｔｗおよびプルレス操作との関係で適切に定めることが好ましい。ただし、本発明は次のような変形例を含んでも良い。ウエイト時間Ｔｗを用いた制御を行うことなく、コンデンサＣ３１と抵抗Ｒ３４、Ｒ３３の放電時定数を最適値にすることで、フラッシュの抑制を行ってもよい。具体的には、図４を用いて説明したように、商用電源ＡＣのオン時点ｔ７と点灯制御ＩＣ５０がＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング信号を出力可能となる時点ｔ８との間には、「遅延時間ＴＤＲ」が存在する。この遅延時間ＴＤＲには実際に制御が開始するまでの制御開始遅れ時間、あるいは種々の検出遅れ時間が含まれており、この遅延時間ＴＤＲはある程度の長さを有しうる。コンデンサＣ３１の容量値および抵抗Ｒ３４、Ｒ３３の抵抗値が、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフされる時点ｔ６からオン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘと一致する時点ｔ７１までの期間の長さを決める。従って、時点ｔ６〜時点ｔ７１の期間の長さを上記の遅延時間ＴＤＲ以下とする値に、コンデンサＣ３１の容量値および抵抗Ｒ３４、Ｒ３３の抵抗値を定めてもよい。
【００４６】
なお、本実施の形態にかかる直流電源回路１はフライバック方式で構成されているが、本発明はこれに限られない。直流電源回路１は「ワンコンバータ回路方式」で構成されればよい。ここでいうワンコンバータ回路方式とは交流直流変換の回数あるいは昇圧降圧の回数が１回であるものを指す。直流電源回路１を構成するＰＦＣ制御フライバックコンバータは、「商用電圧→直流電圧（降圧）」であるため、ワンコンバータ回路方式に含まれている。バックコンバータおよびバックブーストコンバータなどの回路方式で構成された他の直流電源回路においても、「交流直流変換の回数あるいは昇圧降圧の回数が１回」であれば上記のワンコンバータ回路方式に当てはまるので、本発明を適用することができる。また、Ｈブリッジコンバータ回路も「商用電圧→直流電圧（昇圧または降圧）」という１回の電圧変換を行うものであり、ここでいうワンコンバータ回路方式に含まれる。
【００４７】
実施の形態２
図６は、本発明の実施の形態２にかかる電源装置を示す回路図である。実施の形態２にかかる電源装置は、抵抗Ｒ３５を設けた点を除き、実施の形態１の電源装置１００と同じ回路構成を備えている。図６に示すように、抵抗Ｒ３５の一端には制御電源電圧Ｖｃｃが印加される。抵抗Ｒ３５の他端は、比較器ＯＰ１のマイナス入力端子に接続されている。抵抗Ｒ３５によれば、予め定めた量だけＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬの電圧が増加するように、ＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬに、オフセット電圧Ｖｏｆｓを重畳することができる。
【００４８】
抵抗Ｒ３５が接続されることにより、比較器ＯＰ１のマイナス入力端子には、ＬＥＤ電流が流れていない状態でもオフセット電圧Ｖｏｆｓが印加される。オフセット電圧Ｖｏｆｓは、制御電源電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ３５、Ｒ２０、およびＲ１０（図１参照）で抵抗分圧された電圧である。
【００４９】
図７は、本発明の実施の形態２にかかる電源装置の動作を示すタイムチャートである。時点ｔ１にて商用電源ＡＣがオンされると、ＬＥＤ電流は未だ流れていないものの、制御電源電圧Ｖｃｃの上昇に伴って、比較器ＯＰ１のマイナス入力端子に前述したオフセット電圧Ｖｏｆｓが印加される。なお、図７のタイムチャートにおいて、説明の便宜上、目標値Ｖ１の欄（つまり比較器ＯＰ１のプラス入力端子を示す欄にも、オフセット電圧Ｖｏｆｓの大きさを破線で図示している。しかし、これは比較対象のために図示したものであり、オフセット電圧Ｖｏｆｓが重畳されるのは比較器ＯＰ１のマイナス入力端子のみである。時点ｔ１２においてオフセット電圧Ｖｏｆｓが安定するとともに、トランジスタＱ２のスイッチングが開始され、目標値Ｖ１が立ち上がる。その後、時点ｔ１３で比較器ＯＰ１の出力電圧が立ち上がり、時点ｔ１４でオン時間検出電圧Ｖｏｔｄが閾値ＶＯＮＱ１以上となり、時点ｔ１５でＬＥＤモジュール１０２に電流が流れる。
【００５０】
その後、時点ｔ５において商用電源ＡＣがオフされる。その後、時点ｔ６でＬＥＤ電流が低下する。実施の形態１ではＬＥＤ電流が略ゼロとなった場合にはＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬも同じくゼロとなり、比較器ＯＰ１のマイナス入力端子の電圧もゼロとなる。これに対し、実施の形態２では、ＬＥＤ電流検出電圧ＶＩＬがゼロとなった後も、依然としてオフセット電圧Ｖｏｆｓが比較器ＯＰ１のマイナス入力端子に重畳される。
【００５１】
時点ｔ６以後も、比較器ＯＰ１のマイナス入力端子にオフセット電圧Ｖｏｆｓが重畳されている。従って、充放電回路３の放電に伴う目標値Ｖ１の低下が遅くても、オフセット電圧Ｖｏｆｓがないときに比べて、早期に、オフセット電圧Ｖｏｆｓが目標値Ｖ１を上回る状態が作り出される。オフセット電圧Ｖｏｆｓが目標値Ｖ１を上回った時点ｔ６１以後は、比較器ＯＰ１はその出力電圧を低下させる。従って、比較器ＯＰ１の出力電圧の上昇を抑制し、かつ、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄを速やかに低下させることができる。
【００５２】
その後、商用電源ＡＣが再度オンされる時点ｔ７で、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄが遮断電圧Ｖｘよりも十分に低い値（図７ではゼロ）となる。なお、図５に示す実施の形態１と異なり、図７に示す実施の形態２では、オン時間検出電圧Ｖｏｔｄがゼロあるいは最小値となる時点ｔ７３が、時点ｔ７よりも先に位置している。オン時間検出電圧Ｖｏｔｄの速やかな低減が行われたからである。
【００５３】
以上説明したように、実施の形態２によれば、抵抗Ｒ３５でオフセット電圧Ｖｏｆｓを重畳させることにより、フラッシュを抑制することができる。また、実施の形態１と実施の形態２を組み合わせることにより、実施の形態１で説明したウエイト時間Ｔｗを短時間に設定することもできる。その結果、商用電源ＡＣのオンからＬＥＤ点灯までを早く行うことが可能である。なお、実施の形態１と実施の形態２は必ずしも組み合わせて用いられなくともよい。実施の形態１で説明したウエイト時間Ｔｗを用いた制御を行わずに、実施の形態２にかかる抵抗Ｒ３５によるオフセット電圧Ｖｏｆｓの重畳のみを実施しても良い。
【符号の説明】
【００５４】
１  直流電源回路、２  フィードバック回路、３  充放電回路、４  調光信号変換回路、５２  オン時間検出端子、５３  スイッチング信号端子、５４  制御電源端子、５５  ゼロクロス検出端子、６２  端子、１００  電源装置、１０２  ＬＥＤモジュール、ＡＣ  商用電源、Ｃ１、Ｃ２１、Ｃ３１  コンデンサ、Ｃ１０  平滑コンデンサ、Ｄ２、Ｄ１０  ダイオード、ＤＢ１、ＤＢ２  整流回路、５０  点灯制御ＩＣ、６０  調光制御ＩＣ、ＯＰ１  比較器、ＰＣ  フォトカプラ、Ｑ１  ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ２  トランジスタ、Ｒ１  起動抵抗、Ｒ１０  検出抵抗、Ｒ２３  制御抵抗、Ｒ２、Ｒ２０、Ｒ２１、Ｒ３０〜Ｒ３５  抵抗、Ｔ１  一次巻線、Ｔ２  二次巻線、Ｔ３  補助巻線、ＴＲ  トランス、Ｔｗ  ウエイト時間、Ｖ１  目標値、Ｖｃｃ  制御電源電圧、ＶＩＬ  ＬＥＤ電流検出電圧、Ｖｏｆｓ  オフセット電圧、ＶＯＮＯＰ１  動作電圧閾値、ＶＯＮＱ１  閾値、Ｖｏｔｄ  オン時間検出電圧、Ｖｘ  遮断電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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