(57)【要約】【課題】疑似共振方式のスイッチング電源装置において、あらゆる入出力条件において最適な変換効率が得られるようにする。【解決手段】スイッチング電源装置（１１）は、共振電圧のボトムを検出するボトム検出回路（１）と、スイッチング素子（Ｑ）がターンオンするタイミングを規定するボトムをスキップさせるボトムスキップ数を、入力電流値が最小となるように決定するボトムスキップ数決定回路（２）とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタと、
前記インダクタに接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子と並列に接続されたキャパシタと、
前記インダクタと前記キャパシタとの共振に基づいて生じる共振電圧のボトムを検出するボトム検出回路と、
前記スイッチング素子がターンオンするタイミングを規定する前記ボトムをスキップさせるボトムスキップ数を決定するボトムスキップ数決定回路とを備え、
前記ボトムスキップ数決定回路は、スイッチング電源装置の入力電流値が小さくなるように前記ボトムスキップ数を変更することにより、前記入力電流値が最小となる前記ボトムスキップ数を決定することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記入力電流値を検出する入力電流値検出回路をさらに備え、
前記ボトムスキップ数決定回路は、
検出された前記入力電流値である第１検出値と、当該第１検出値の次に検出された前記入力電流値である第２検出値とを比較する入力電流値比較部と、
前記第２検出値が前記第１検出値以下であるとき、前記ボトムスキップ数を前回に変更した方向と同じ方向で前記ボトムスキップ数を変更する一方、前記第２検出値が前記第１検出値より大きいとき、前記ボトムスキップ数を前回に変更した方向と逆の方向で前記ボトムスキップ数を変更するボトムスキップ数変更部とを有していることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記入力電流値検出回路は、交流入力電圧の極性が反転してから次の反転までの前記入力電流値の平均値または実効値を算出することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記ボトムスキップ数決定回路は、スイッチング電源装置の直流入力電圧が所定の閾値電圧以下において前記ボトムスキップ数を０に決定することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記インダクタは、前記スイッチング素子と直列に接続されているコイルであることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、擬似共振方式のスイッチング電源装置であって、特にボトムスキップ制御を実行するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のスイッチング電源装置は、高効率かつ低ノイズという特徴を有する擬似共振ＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式が主流となってきている。擬似共振方式のスイッチング電源装置では、負荷が軽くなるにつれてスイッチング周波数が増加する。このため、軽負荷時にスイッチング素子のスイッチング損失が増加するので、変換効率が悪化する。
【０００３】
このような変換効率の悪化に対して変換効率を改善する手法として、いわゆるボトムスキップという技術が知られている。ボトムスキップは、スイッチング素子のドレイン電圧の共振波形を利用して、スイッチング素子のターンオフ後に生じる共振のボトムで次のサイクルのターンオンを行うことにより、スイッチング周波数の増加を抑えることができる。
【０００４】
例えば、特許文献１は、このようなボトムスキップ制御を適用したスイッチング電源装置を開示している。このスイッチング電源装置は、１次側で高精度に負荷状態を検出して、ボトムスキップ制御を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】国際公開第ＷＯ２０１１／１２２３１４号（２０１１年１０月６日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、特許文献１に記載のスイッチング電源装置は、負荷状態をいくつかのレベルに分けて、各レベルに対応して予め設定されたボトムスキップ数を用いてスイッチング動作する。変換効率は、素子選定、トランスの仕様の１つである、スイッチング周波数を決めるインダクタンス値等に左右されるため、当該スイッチング電源装置は、最適な変換効率が得られるボトムスキップ数を設定できているとは限らないという問題点を有する。
【０００７】
一般に、変換効率に影響を及ぼすのは、スイッチング素子、トランス（コイル）、ダイオード等の損失である。ボトムスキップ数を大きくすると、スイッチング周波数は低下するが、スイッチング電流のピーク値および電流実効値が大きくなるという、トレードオフの関係がある。つまり、損失には、スイッチング周波数に依存する損失と、電流実効値に依存する損失とがあるので、これらの損失がバランスした状態では変換効率を最適化できるボトムスキップ数が存在する。また、スイッチング周波数に依存する損失と、電流実効値に依存する損失とは、素子選定、トランス（コイル）の仕様の１つである、スイッチング周波数を決めるインダクタンス値等に影響される。したがって、これらの仕様が決まらないと、最適なボトムスキップ数が定まらない。
【０００８】
ただ、負荷が軽くなる程、ボトムスキップ数を増やしてスイッチング周波数を下げることで変換効率が向上するという定性的傾向があることから、特許文献１に記載のスイッチング電源装置でも変換効率を向上させることができる。しかし、特許文献１に記載のスイッチング電源装置では、ボトムスキップ数を決定するために電流実効値に依存する損失について考慮されていないので、変換効率の改善が十分であるとは言えない。
【０００９】
本発明は、このような状況を鑑み、あらゆる入出力条件において最適な変換効率が得られるボトムスキップ数で動作する擬似共振方式のスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、インダクタと、前記インダクタに接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子と並列に接続されたキャパシタと、前記インダクタと前記キャパシタとの共振に基づいて生じる共振電圧のボトムを検出するボトム検出回路と、前記スイッチング素子がターンオンするタイミングを規定する前記ボトムをスキップさせるボトムスキップ数を決定するボトムスキップ数決定回路とを備え、前記ボトムスキップ数決定回路が、スイッチング電源装置の入力電流値が小さくなるように前記ボトムスキップ数を変更することにより、前記入力電流値が最小となる前記ボトムスキップ数を決定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の一態様によれば、あらゆる入出力条件において最適な変換効率が得られるボトムスキップ数で動作する擬似共振方式のスイッチング電源装置を提供することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の基本動作を示すタイミングチャートである。
【図３】図１のスイッチング電源装置におけるボトムスキップ数決定回路を示すブロック図である。
【図４】図２のボトムスキップ数決定回路によるボトムスキップ数の変更手順を示すフローチャートである。
【図５】図１のスイッチング電源装置のボトムスキップ動作を示す波形図である。
【図６】図２のボトムスキップ数決定回路によるボトムスキップ数の調整過程と入力電流値の遷移との関係を示す図である。
【図７】本発明の実施形態２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図８】図７のスイッチング電源装置における入力電流の瞬時値を示すグラフである。
【図９】図７のスイッチング電源装置における入力電流値検出回路の構成を示ブロック図である。
【図１０】本発明の実施形態３に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図１１】図１０のスイッチング電源装置におけるボトムスキップ数決定回路によるボトムスキップ数の変更手順を示すフローチャートである。
【図１２】本発明の実施形態４に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
〔実施形態１〕
以下、本発明の実施形態１について、図１〜図７に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【００１４】
〈スイッチング電源装置１１の構成〉
図１は、本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置１１の構成を示す回路図である。
【００１５】
図１に示すように、スイッチング電源装置１１は、擬似共振方式の絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ（疑似共振フライバックコンバータ）である。このスイッチング電源装置１１は、平滑コンデンサＣｉと、トランスＴと、ダイオードＤと、スイッチング素子Ｑと、共振用キャパシタＣｒと、分圧抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２と、平滑コンデンサＣｏとを備えている。また、スイッチング電源装置１１は、ボトム検出回路１と、ボトムスキップ数決定回路２と、入力電流値検出回路３と、帰還回路４と、コンパレータ５と、フリップフロップ６と、ドライブ回路７とを備えている。
【００１６】
直流の入力電圧Ｖｉが入力される電源ライン（入力ラインの正極側）とＧＮＤ（接地）ライン（入力ラインの負極側）との間には、平滑コンデンサＣｉが接続されている。これにより、入力電圧Ｖｉが平滑コンデンサＣｉの両端電圧として得られるようになっている。
【００１７】
トランスＴ（インダクタ）は、１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１および補助巻線Ｐ２を有している。平滑コンデンサＣｉには、トランスＴの１次巻線Ｐ１、スイッチング素子Ｑおよび電流検出用の抵抗Ｒｓからなる直列回路が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などからなる。スイッチング素子Ｑのドレインおよびソースの間には共振用キャパシタＣｒが接続されている。尚、スイッチング素子Ｑの端子間寄生容量も共振用キャパシタとして機能する。
【００１８】
トランスＴの２次巻線Ｓ１には、ダイオードＤおよび平滑コンデンサＣｏからなる直列回路が接続されており、この直列回路により整流平滑回路が構成されている。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧が直流の出力電圧Ｖｏとして得られる。また、平滑コンデンサＣｏには、分圧抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２からなる直列回路（分圧回路）が並列に接続されている。分圧抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２の接続点における出力電圧Ｖｏの分圧電圧は帰還回路４に入力される。
【００１９】
帰還回路４は、分圧電圧と図示しない基準電圧との差を演算して、その差に対応するフィードバック信号を出力する。
【００２０】
コンパレータ５の反転入力端子には、上記のフィードバック信号が入力される。また、コンパレータ５の非反転入力端子には、抵抗Ｒｓの両端電圧が印加される。コンパレータ５は、フィードバック信号と抵抗Ｒｓの両端電圧との比較結果である比較信号をフリップフロップ６のリセット端子に出力する。
【００２１】
トランスの補助巻線Ｐ２の一端はボトム検出回路１に接続され、トランスの補助巻線Ｐ２の他端はＧＮＤに接続されている。
【００２２】
ボトム検出回路１は、補助巻線Ｐ２の出力電圧（共振電圧）のボトム（極小値）を検出する回路である。このボトム検出回路１は、ボトムの検出結果をパルス状のボトム検出信号としてボトムスキップ数決定回路２に出力する。
【００２３】
入力電流値検出回路３は、ＧＮＤラインにおける平滑コンデンサＣｉの前段に設けられており、入力電流値を検出する回路である。この入力電流値検出回路３は、検出した入力電流値をボトムスキップ数決定回路２に出力する。
【００２４】
尚、入力電流値検出回路３が設置される位置は、上記の位置に限定されるものではなく、電源ラインであっても構わないし、トランスＴの１次巻線Ｐ１、スイッチング素子Ｑおよび抵抗Ｒｓからなる直列回路における任意の位置であっても構わない。
【００２５】
ボトムスキップ数決定回路２は、ボトム検出回路１からのボトム検出信号と、入力電流値検出回路３の検出入力電流値とに基づいて、ボトムスキップ数を決定する。このボトムスキップ数決定回路２は、決定した所定のボトムスキップ数でスキップされたボトムの次のボトムのタイミングで、フリップフロップ６のセット端子にボトムスキップ制御信号を入力する。
【００２６】
フリップフロップ６は、セット端子に入力されるセット信号（ボトムスキップ制御信号）でセットされ、コンパレータ５からの比較信号でリセットされることにより、ドライブ回路７に出力するドライブ制御信号を生成する。
【００２７】
ドライブ回路７は、フリップフロップ６からのドライブ制御信号に基づいて、イッチング素子Ｑのゲートに与えるドライブ出力信号を生成する。スイッチング素子Ｑは、ドライブ出力信号がゲートに与えられることによりスイッチング動作をする。
【００２８】
〈スイッチング電源装置１１の基本動作〉
上記のように構成されるスイッチング電源装置１１の基本動作について、図２を参照して説明する。
【００２９】
図２は、スイッチング電源装置１１の基本動作を示すタイミングチャートである。
【００３０】
図２に示すように、抵抗Ｒｓに流れる電流が増大することにより、抵抗Ｒｓの両端電圧が帰還回路４の出力信号（フィードバック信号）に達すると、コンパレータ５は、フリップフロップ６のリセット端子にリセット信号となる比較信号を出力する。その結果、フリップフロップ６の出力信号（ドライブ制御信号）が立ち下がり、ドライブ回路７のドライブ出力信号も立ち下がるので、スイッチング素子Ｑはターンオフする。すると、トランスＴの２次巻線Ｓ１と共振用キャパシタＣｒとの間で共振が生じることにより、スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが振動を開始する。
【００３１】
この状態で、ボトム検出回路１は、トランスＴにおける補助巻線Ｐ２の出力電圧のボトムを検出すると、検出信号をボトムスキップ数決定回路２に出力する。ここでは、ボトムスキップ数が０であることを想定しているので、ボトムスキップ数決定回路２は、フリップフロップ６のセット端子にセット信号（ボトムスキップ制御信号）を出力する。その結果、フリップフロップ６の出力信号が立ち上がり、ドライブ回路７のドライブ出力信号も立ち上がるので、スイッチング素子Ｑはターンオンする。このような動作を繰り返すことにより、スイッチング素子Ｑが駆動される。
【００３２】
〈ボトムスキップ数決定回路２の構成〉
ボトムスキップ数決定回路２の構成について、図３を参照して説明する。
【００３３】
図３は、ボトムスキップ数決定回路２を示すブロック図である。
【００３４】
図３に示すように、ボトムスキップ数決定回路２は、入力電流値比較回路２０と、入力電流値記憶回路２１と、ボトムスキップ数調整回路２２と、ボトムスキップ数設定回路２３と、ボトム計数回路２４と、ボトム数比較回路２５とを有している。
【００３５】
入力電流値比較回路２０（入力電流値比較部）は、入力電流値検出回路３によって検出された入力電流値Ｉ（検出値）と、入力電流値記憶回路２１に記憶された入力電流値Ｉ０（記憶値）とを比較する。また、入力電流値比較回路２０は、比較の結果に基づいてボトムスキップ数の指令値ΔＮ（変化値）の符号を判定し、その判定結果をボトムスキップ数調整回路２２に出力する。
【００３６】
入力電流値比較回路２０は、ボトムスキップ数の制御の初期状態において、入力電流値検出回路３によって検出された入力電流値Ｉ０として入力電流値記憶回路２１に記憶させる。また、入力電流値比較回路２０は、後に検出された入力電流値Ｉを入力電流値Ｉ０として入力電流値記憶回路２１に新たに記憶させる。
【００３７】
ボトムスキップ数調整回路２２は、入力電流値比較回路２０からの出力信号に基づき、指令値ΔＮを、入力電流値比較回路２０によって判定された符号とともに出力する回路である。
【００３８】
ボトムスキップ数設定回路２３は、ボトムスキップ数調整回路２２からの指令値ΔＮおよび符号に基づいて、Ｎ０＋ΔＮを新たなボトムスキップ数Ｎ０として変更して設定する回路である。
【００３９】
ボトムスキップ数決定回路２において、ボトムスキップ数調整回路２２およびボトムスキップ数設定回路２３は、ボトムスキップ数を変更するボトムスキップ数変更部を構成している。
【００４０】
ボトム計数回路２４は、ボトム検出回路１のボトム検出信号（パルスの数）を計数する回路である。
【００４１】
ボトム数比較回路２５は、ボトム計数回路２４によって計数されたボトム数とボトムスキップ数設定回路２３によって設定されたボトムスキップ数Ｎ０とを比較する回路である。ボトム数比較回路２５は、その比較結果に基づいて、ボトム数がボトムスキップ数Ｎ０に達すると、次にボトム検出回路１からボトム検出信号が出力されるタイミングで、フリップフロップ６のセット端子にセット信号を出力する。このセット信号の立ち上がりが、スイッチング素子Ｑをターンオンさせるタイミングを規定する。
【００４２】
〈ボトムスキップ数決定回路２によるボトムスキップ数の変更〉
ボトムスキップ数決定回路２によるボトムスキップ数の変更について、図４を参照して説明する。
【００４３】
図４は、ボトムスキップ数決定回路２によるボトムスキップ数の変更手順を示すフローチャートである。
【００４４】
（ステップＳ１）
まず、スイッチング電源装置１１の起動後、ボトムスキップ数設定回路２３は、ボトムスキップ数Ｎ０の初期値をＮ０＝０に設定する。
【００４５】
（ステップＳ２）
入力電流値検出回路３が入力電流値Ｉ０を検出すると、入力電流値記憶回路２１は、検出された入力電流値Ｉ０（第１検出値）を記憶しておく。
【００４６】
（ステップＳ３）
入力電流値比較回路２０は、初期状態では、指令値ΔＮの符号として正の符号を出力する。ボトムスキップ数調整回路２２は、この符号を受けて、正の指令値ΔＮをボトムスキップ数設定回路２３に出力する。ボトムスキップ数設定回路２３は、ボトムスキップ数をＮ０から指令値ΔＮに変化した新たなボトムスキップ数Ｎ０を設定して記憶する。尚、指令値ΔＮは１という値に限定されるものではない。
【００４７】
（ステップＳ４）
入力電流値検出回路３が入力電流値Ｉを検出する。
【００４８】
（ステップＳ５）
入力電流値比較回路２０は、記憶された前回の検出値である入力電流値Ｉ０と今回の検出値である入力電流値Ｉ（第２検出値）とを比較する。
【００４９】
（ステップＳ６）
入力電流値比較回路２０は、ステップＳ５における比較の結果、入力電流値Ｉが入力電流値Ｉ０以下であると判定した場合、指令値ΔＮの符号を反転させない。即ち、入力電流値比較回路２０は、現状の指令値ΔＮの極性でボトムスキップ数Ｎ０を変更することで、さらに入力電流値Ｉが減少する可能性があると判断する。
【００５０】
（ステップＳ７）
入力電流値比較回路２０は、ステップＳ５における比較の結果、入力電流値Ｉが入力電流値Ｉ０より大きいと判定した場合は、指令値ΔＮの符号を反転させる。即ち、入力電流値比較回路２０は、現状の指令値ΔＮの極性でボトムスキップ数Ｎ０を変更することが、入力電流値Ｉを減少させることに対して逆の方向であると判断する。
【００５１】
（ステップＳ８）
入力電流値比較回路２０は、今回検出された入力電流値Ｉを新たな入力電流値Ｉ０として入力電流値記憶回路２１に記憶させる。
【００５２】
以降、処理がステップＳ２に戻る。このような手順に基づいてボトムスキップ数Ｎ０を変更する。これにより、スイッチング素子Ｑは、入力電流値Ｉが最小となるボトムスキップ数Ｎ０を含んだ非固定の複数のボトムスキップ数Ｎ０でスイッチング動作をすることが可能となる。具体的には、上記の手順から解るように、初期状態でのボトムスキップ数Ｎ０の変更から始まり、入力電流値Ｉと入力電流値Ｉ０との大小判定と、この大小判定に基づくボトムスキップ数Ｎ０の変更とを繰り返すことで、入力電流値Ｉが常に最小となるボトムスキップ数Ｎ０を追尾しているので、ボトムスキップ数Ｎ０は固定されない。
【００５３】
〈スイッチング電源装置１１のボトムスキップ動作〉
スイッチング電源装置１１のボトムスキップ動作について、図５を参照して説明する。
【００５４】
図５は、スイッチング電源装置１１のボトムスキップ動作を示す波形図である。図５においては、｜ΔＮ｜＝１としている。
【００５５】
図５に示すように、スイッチング電源装置１１は、期間Ｔ０において、ボトムスキップ数Ｎ０＝０で動作を開始する。続く期間Ｔ１において、入力電流値検出回路３が、入力電流値Ｉ０を検出し、入力電流値比較回路２０が、入力電流値Ｉ０を入力電流値記憶回路２１に記憶させると、ボトムスキップ数設定回路２３はボトムスキップ数Ｎ０を１に変更する。この期間Ｔ１では、ドライブ回路７が、ボトム検出回路１からの出力信号の２つ目の立ち上りで立ち上がるドライブ出力信号を出力することで、スイッチング素子Ｑをターンオンさせる。
【００５６】
続く期間Ｔ２において、入力電流値比較回路２０は、検出した入力電流値Ｉと記憶された入力電流値Ｉ０とを比較した結果、入力電流値Ｉが入力電流値Ｉ０より小さいと判定する。この場合、指令値ΔＮの符号が反転しないので、ボトムスキップ数設定回路２３は、ボトムスキップ数Ｎ０に指令値ΔＮ（＝１）を加算してボトムスキップ数Ｎ０を２に変更する。この期間Ｔ２では、ドライブ回路７が、ボトム検出回路１からの出力信号の３つ目の立ち上りでスイッチング素子Ｑをターンオンさせる。
【００５７】
続く期間Ｔ３において、入力電流値比較回路２０は、入力電流値Ｉと入力電流値Ｉ０とを比較した結果、入力電流値Ｉが入力電流値Ｉ０より小さいと判定する。この場合も、指令値ΔＮの符号が反転しないので、ボトムスキップ数設定回路２３は、期間Ｔ２と同様、ボトムスキップ数Ｎ０に指令値ΔＮ（＝１）を加算してボトムスキップ数Ｎ０を３に変更する。この期間Ｔ３では、ドライブ回路７が、ボトム検出回路１からの出力信号の４つ目の立ち上りでスイッチング素子Ｑをターンオンさせる。
【００５８】
続く期間Ｔ４において、入力電流値比較回路２０は、入力電流値Ｉと入力電流値Ｉ０とを比較した結果、入力電流値Ｉが入力電流値Ｉ０より大きいと判定する。この場合、指令値ΔＮの符号が反転するので、ボトムスキップ数設定回路２３は、ボトムスキップ数Ｎ０から指令値ΔＮ（＝１）を減算してボトムスキップ数Ｎ０を２に変更する。この期間Ｔ４では、ドライブ回路７が、ボトム検出回路１からの出力信号の３つ目の立ち上りでスイッチング素子Ｑをターンオンさせる。
【００５９】
続く期間Ｔ５において、入力電流値比較回路２０は、入力電流値Ｉと入力電流値Ｉ０とを比較した結果、入力電流値Ｉが入力電流値Ｉ０より小さいと判定する。この場合、指令値ΔＮの符号が反転しないので、ボトムスキップ数設定回路２３は、期間Ｔ４と同様、ボトムスキップ数Ｎ０から指令値ΔＮ（＝１）を減算してボトムスキップ数Ｎ０を１に変更する。この期間Ｔ５では、ドライブ回路７が、ボトム検出回路１の出力信号の２つ目の立ち上りでスイッチング素子Ｑをターンオンさせる。
【００６０】
〈スイッチング電源装置１１による効果〉
ボトムスキップ数の調整過程と入力電流値の遷移について、図６を参照して説明する。図６は、ボトムスキップ数Ｎ０を０から３まで増加させて、１まで戻した過程と、それに伴う入力電流値Ｉの遷移を示している。
【００６１】
図６に示すように、ボトムスキップ数Ｎ０が１であるとき、入力電流値Ｉ（検出値）と入力電流値Ｉ０（記憶値）とを比較した結果、入力電流値Ｉが入力電流値Ｉ０よりも小さくなるので、ボトムスキップ数Ｎ０は１が加算されることで２に変更される。このように、ボトムスキップ数Ｎ０は、入力電流値Ｉが最小となる２を含めて、１→２→３→２→１→２…、という順で常に変動する。
【００６２】
このようなボトムスキップ数Ｎ０の変更動作により、入出力条件の変更に伴って、入力電流値Ｉが最小となるボトムスキップ数Ｎ０が変動しても、その変動に追従して当該ボトムスキップ数Ｎ０を探し出すことが可能となる。したがって、最適な変換効率が得られるボトムスキップ数Ｎ０で動作する擬似共振方式のスイッチング電源装置を提供することができる。
【００６３】
つまり、スイッチング電源装置１１では、入力電流値Ｉが最小となるボトムスキップ数Ｎ０を随時決定することにより、スイッチング周波数に依存する損失だけでなく、電流実効値に依存する損失も加味した状態でボトムスキップ数Ｎ０を決定することができる。これにより、スイッチング電源装置１１は、特許文献１に記載のスイッチング電源装置と比べて、より変換効率を改善することができる。
【００６４】
〔実施形態２〕
本発明の実施形態２について、図７〜図９に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００６５】
尚、説明の便宜上、本実施形態において、実施形態１における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同じ符号を付記して、その説明を省略する。
【００６６】
〈スイッチング電源装置１２の構成〉
図７は、本発明の実施形態２に係るスイッチング電源装置１２の構成を示す回路図である。図８は、スイッチング電源装置１２における入力電流の瞬時値を示すグラフである。
【００６７】
図７に示すように、スイッチング電源装置１２は、擬似共振方式の絶縁ＡＣ−ＤＣコンバータである。このスイッチング電源装置１２は、実施形態１におけるスイッチング電源装置１１と同様、平滑コンデンサＣｉと、トランスＴと、ダイオードＤと、スイッチング素子Ｑと、共振用キャパシタＣｒと、分圧抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２と、平滑コンデンサＣｏと、ボトム検出回路１と、ボトムスキップ数決定回路２と、入力電流値検出回路３と、帰還回路４と、コンパレータ５と、フリップフロップ６と、ドライブ回路７とを備えている。また、スイッチング電源装置１２は、スイッチング電源装置１１と異なり、ブリッジダイオード８と、極性検出回路９とを備えている。
【００６８】
ブリッジダイオード８の一方の出力端は、平滑コンデンサＣｉの一端（正極側）に接続され、ブリッジダイオード８の他方の出力端は、入力電流値検出回路３の一方の入力端に接続されている。
【００６９】
極性検出回路９は、交流入力電圧の極性を検出する回路である。この極性検出回路９は、ＡＣラインを構成するＬラインおよびＮラインに接続されており、Ｌラインの電位とＮラインの電位とのどちらかが高いかを判定することにより、交流入力電圧の極性を検出する。極性検出回路９は、例えば、Ｌラインの電位の方が高い場合にＨｉｇｈ信号を出力し、Ｎラインの電位の方が高い場合にＬｏｗ信号を出力する。これらの信号は、入力電流値検出回路３に与えられる。
【００７０】
スイッチング電源装置１２において、ブリッジダイオード８と平滑コンデンサＣｉとからなるコンデンサインプット型整流回路が構成されている。コンデンサインプット型整流回路を含むスイッチング電源装置１２では、図８に示すように、入力電流瞬時値は瞬時変動が大きいことが解る。
【００７１】
〈入力電流値検出回路３の構成〉
図９は、入力電流値検出回路３の構成を示ブロック図である。
【００７２】
入力電流値検出回路３は、入力電流瞬時値検出回路３１と、入力電流平均値算出回路３２とを有している。
【００７３】
入力電流瞬時値検出回路３１は、ブリッジダイオード８と平滑コンデンサＣｉとの間に接続されており、上記のコンデンサインプット型整流回路からの入力電流の瞬時値を検出する回路である。
【００７４】
入力電流平均値算出回路３２は、入力電流瞬時値検出回路３１によって検出された入力電流の瞬時値と極性検出回路９の出力信号とに基づき、極性検出回路９の出力信号が反転したタイミングから次の反転タイミングまでの入力電流の平均値を算出する回路である。尚、入力電流平均値算出回路３２は、入力電流の平均値の代わりに入力電流の実効値を算出してもよい。
【００７５】
入力電流値検出回路３は、このように構成されることで、交流電源周期の１／２周期での入力電流の平均値を算出することが可能となる。これにより、６０ｋＨｚ，５０ｋＨｚのどちらの交流電源周波数においても入力電流を検出することが可能となる。
【００７６】
〈スイッチング電源装置１２による効果〉
スイッチング電源装置１２において、入力電流値検出回路３は、上記のように交流電源の１／２周期毎の入力電流の平均値（または実効値）を算出する。これにより、入力電流の時間変動の大きい場合、例えばコンデンサインプット型整流回路が構成されている場合においても、入力電力の変動と相関関係にある入力電流値をより正確に算出することが可能となる。この場合、ボトムスキップ数Ｎ０の更新周期は交流電源の１／２周期となる。
【００７７】
尚、ボトムスキップ数決定回路２の動作については、実施形態１と同じであるので、ここではその説明を省略する。
【００７８】
〔実施形態３〕
本発明の実施形態３について、図１０および図１１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００７９】
尚、説明の便宜上、本実施形態において、実施形態１における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同じ符号を付記して、その説明を省略する。
【００８０】
〈スイッチング電源装置１３の構成〉
図１０は、本発明の実施形態３に係るスイッチング電源装置１３の構成を示す回路図である。
【００８１】
図１０に示すように、スイッチング電源装置１３は、擬似共振方式の絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータである。このスイッチング電源装置１３は、実施形態１におけるスイッチング電源装置１１と同様、平滑コンデンサＣｉと、トランスＴと、ダイオードＤと、スイッチング素子Ｑと、共振用キャパシタＣｒと、分圧抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２と、平滑コンデンサＣｏと、ボトム検出回路１と、入力電流値検出回路３と、帰還回路４と、コンパレータ５と、フリップフロップ６と、ドライブ回路７とを備えている。また、スイッチング電源装置１３は、スイッチング電源装置１１と異なり、入力電圧検出回路１０を備え、ボトムスキップ数決定回路２に代えて、ボトムスキップ数決定回路２Ａを備えている。
【００８２】
入力電圧検出回路１０は、電源ラインとＧＮＤラインとの間に接続されており、入力電圧Ｖｉ（直流入力電圧）を検出する回路である。
【００８３】
ボトムスキップ数決定回路２Ａは、スイッチング電源装置１１におけるボトムスキップ数決定回路２と同等の機能を有しているが、さらに入力電圧Ｖｉと制御開始電圧Ｖｉ＿ｓｔａｒｔとの比較機能を有している。具体的には、ボトムスキップ数決定回路２Ａは、入力電圧Ｖｉが予め設定された制御開始電圧Ｖｉ＿ｓｔａｒｔ以下である場合、実施形態１にて説明したボトムスキップ数変更の動作を行わず、入力電圧Ｖｉが予め設定された制御開始電圧Ｖｉ＿ｓｔａｒｔ（閾値電圧）より高い場合、ボトムスキップ数変更の動作を行うように構成されている。
【００８４】
〈ボトムスキップ数決定回路２によるボトムスキップ数の変更〉
ボトムスキップ数決定回路２によるボトムスキップ数の変更について、図１１を参照して説明する。
【００８５】
図１１は、ボトムスキップ数決定回路２によるボトムスキップ数の変更手順を示すフローチャートである。図１１のフローチャートにおけるステップＳ１４〜Ｓ２０では、図２のフローチャートにおいてそれぞれ対応したステップＳ２〜Ｓ８の処理と同等の処理が行われる。
【００８６】
（ステップＳ１１）
まず、スイッチング電源装置１３の起動後、ボトムスキップ数設定回路２３は、ボトムスキップ数Ｎ０の初期値をＮ０＝０に設定する。
【００８７】
（ステップＳ１２）
入力電圧検出回路１０は入力電圧Ｖｉを検出する。検出された入力電圧Ｖｉは、ボトムスキップ数決定回路２Ａに与えられる。
【００８８】
（ステップＳ１３）
ボトムスキップ数決定回路２Ａが、入力電圧Ｖｉと制御開始電圧Ｖｉ＿ｓｔａｒｔとを比較した結果、入力電圧Ｖｉが制御開始電圧Ｖｉ＿ｓｔａｒｔ以下であると判定した場合、処理がステップＳ２に戻る。この状態では、ボトムスキップ数Ｎ０が前述のように０に設定されているので、スイッチング電源装置１３は、実施形態１で図２を参照して説明したように、ボトムスキップ数Ｎ０が０である場合の動作をする。
【００８９】
平滑コンデンサＣｉの両端電圧の上昇に伴って、ボトムスキップ数決定回路２Ａが、入力電圧Ｖｉが制御開始電圧Ｖｉ＿ｓｔａｒｔより高いと判定すると、ステップＳ１４に移行する。これにより、実施形態１において図４のフローチャートで示すステップＳ２以降の処理と同等の処理が行われる。
【００９０】
〈スイッチング電源装置１３による効果〉
スイッチング電源装置１３の電源投入時は、入力電流は確実に増加傾向になるので、ボトムスキップ数Ｎ０を入力電流値Ｉと入力電流値Ｉ０との比較により決定するまでもなく、ボトムスキップ数Ｎ０は０に決定される。本実施形態のスイッチング電源装置１３においては、入力電圧Ｖｉが、予め設定されている制御開始電圧Ｖｉ＿ｓｔａｒｔ以下である状態では、ボトムスキップ数決定回路２Ａが、ボトムスキップ数変更動作を行わない。これにより、電源投入直後のボトムスキップ数Ｎ０を決定するための動作に起因する消費電力を低減することが可能となる。
【００９１】
尚、本実施形態の構成は、前述の実施形態２のスイッチング電源装置１２にも適用することが可能である。
【００９２】
〈付記事項〉
以上のように、実施形態１〜３について説明したが、本発明は上述した実施形態１〜３に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。本発明に係るスイッチング電源装置は、インダクタと共振用キャパシタとの共振現象を利用して、共振電圧がボトムに達したタイミングでスイッチング素子をターンオンさせる疑似共振スイッチング電源装置である。このため、実施形態１に示した疑似共振フライバックコンバータに限定されるものではなく、臨界モード昇圧コンバータ、臨界モード昇圧型力率善回路等に適用できる。本実施形態では、本発明を臨界モード昇圧コンバータに適用した例について、次の実施形態４において説明する。
【００９３】
〔実施形態４〕
本発明の実施形態４について、図１２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００９４】
尚、説明の便宜上、本実施形態において、実施形態１における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同じ符号を付記して、その説明を省略する。
【００９５】
〈スイッチング電源装置１４の構成〉
図１２は、本発明の実施形態３に係るスイッチング電源装置１３の構成を示す回路図である。
【００９６】
図１２に示すように、スイッチング電源装置１４は、擬似共振方式の臨界モード昇圧コンバータである。このスイッチング電源装置１４は、実施形態１におけるスイッチング電源装置１１と同様、平滑コンデンサＣｉと、ダイオードＤと、スイッチング素子Ｑと、共振用キャパシタＣｒと、分圧抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２と、平滑コンデンサＣｏと、ボトムスキップ数決定回路２と、入力電流値検出回路３と、帰還回路４と、コンパレータ５と、フリップフロップ６と、ドライブ回路７とを備えている。また、スイッチング電源装置１３は、スイッチング電源装置１１と異なり、チョークコイルＬ（インダクタ）を備え、ボトム検出回路１に代えてボトム検出回路１Ａを備えている。
【００９７】
スイッチング電源装置１３は、スイッチング電源装置１１と異なってトランスＴを備えていないため、スイッチング素子ＱのドレインがダイオードＤのアノードに接続されている。
【００９８】
チョークコイルＬ（コイル）は、主巻線ＭＡＩＮと副巻線ＳＵＢとを有している。主巻線ＭＡＩＮの一端は平滑コンデンサＣｉの一端（正極側）に接続され、主巻線ＭＡＩＮの他端はダイオードＤのアノードに接続されている。副巻線ＳＵＢの一端はＧＮＤラインに接続され、副巻線ＳＵＢの他端はボトム検出回路１に接続されている。つまり、平滑コンデンサＣｉに並列接続されている直列回路が、チョークコイルＬの主巻線ＭＡＩＮ、スイッチング素子Ｑおよび抵抗Ｒｓからなる直列回路であり、ボトム検出回路１Ａへの入力信号（ボトム検出信号）が補助捲線ＳＵＢに現れる。
【００９９】
ボトム検出回路１Ａは、ボトム検出信号がチョークコイルＬから与えられること以外は、スイッチング電源装置１１におけるボトム検出回路１と同様に構成されている。
【０１００】
〈スイッチング電源装置１４の動作〉
スイッチング電源装置１４は、実施形態１のスイッチング電源装置１１と異なり、トランスＴを備える代わりに、チョークコイルＬを備えている。このため、スイッチング素子Ｑがターンオフすると、チョークコイルＬの補助捲線ＳＵＢと共振用キャパシタＣｒとの間で共振が生じることにより、スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが振動を開始する。したがって、ボトム検出回路１Ａは、スイッチング電源装置１１におけるボトム検出回路１とは異なり、副巻線ＳＵＢの出力電圧（共振電圧）のボトム状態を検出すると、検出結果をボトム検出信号としてボトムスキップ数決定回路２に出力する。
【０１０１】
〈スイッチング電源装置１４による効果〉
擬似共振方式の臨界モード昇圧コンバータであるスイッチング電源装置１４においても、ボトムスキップ数決定回路２によって、入力電流値Ｉが最小となるボトムスキップ数Ｎ０の変動に追従して当該ボトムスキップ数Ｎ０を探し出すことが可能となる。したがって、最適な変換効率が得られるボトムスキップ数Ｎ０で動作する擬似共振方式の臨界モード昇圧コンバータを提供することができる。
【０１０２】
尚、スイッチング電源装置１４は、実施形態２のスイッチング電源装置１２にも適用することが可能である。
【０１０３】
〔まとめ〕
本発明の態様１に係るスイッチング電源装置は、インダクタ（トランスＴ，チョークコイルＬ）と、前記インダクタに接続されたスイッチング素子Ｑと、前記スイッチング素子Ｑと並列に接続されたキャパシタ（共振用キャパシタＣｒ）と、前記インダクタと前記キャパシタとの共振に基づいて生じる共振電圧のボトムを検出するボトム検出回路１と、前記スイッチング素子Ｑがターンオンするタイミングを規定する前記ボトムをスキップさせるボトムスキップ数を決定するボトムスキップ数決定回路２とを備え、前記ボトムスキップ数決定回路２が、スイッチング電源装置の入力電流値が小さくなるように前記ボトムスキップ数を変更することにより、前記入力電流値が最小となる前記ボトムスキップ数を決定する。
【０１０４】
上記の構成によれば、スイッチング電源装置の入力電力値と定性的には同一の傾向にある入力電流値が最小になるようにボトムスキップを変更する。これにより、スイッチング電源装置は、あらゆる入出力条件において最適な変換効率が得られるボトムスキップ数で動作することができる。
【０１０５】
本発明の態様２に係るスイッチング電源装置は、上記態様１において、前記入力電流値を検出する入力電流値検出回路３をさらに備え、前記ボトムスキップ数決定回路２が、検出された前記入力電流値である第１検出値（入力電流値Ｉ０）と、当該第１検出値の次に検出された前記入力電流値である第２検出値（入力電流値Ｉ）とを比較する入力電流値比較部（入力電流値比較回路２０）と、前記第２検出値が前記第１検出値以下であるとき、前記ボトムスキップ数を前回に変更した方向と同じ方向で前記ボトムスキップ数を変更する一方、前記第２検出値が前記第１検出値より大きいとき、前記ボトムスキップ数を前回に変更した方向と逆の方向で前記ボトムスキップ数を変更するボトムスキップ数変更部（ボトムスキップ数調整回路２２およびボトムスキップ数設定回路２３）とを有していてもよい。
【０１０６】
上記の構成によれば、第１検出値に対する第２検出値の大小に応じてボトムスキップ数を変更する方向を適宜変えながら、入力電流値が最小となるようにボトムスキップ数を変更していく。これにより、スイッチング素子は、あらゆる入出力条件において、入力電流値が最小となるボトムスキップ数を含んだ非固定のボトムスキップ数でスイッチング動作することができる。したがって、スイッチング電源装置を最適な変換効率が得られるボトムスキップ数で動作させることができる。
【０１０７】
本発明の態様３に係るスイッチング電源装置は、上記態様２において、前記入力電流値検出回路３は、交流入力電圧の極性が反転してから次の反転までの前記入力電流値の平均値または実効値を算出してもよい。
【０１０８】
上記の構成によれば、入力電流の時間変動の大きい場合、例えばスイッチング電源装置がコンデンサインプット型整流回路を含む場合においても、入力電力の変動と相関関係にある入力電流値をより正確に算出することが可能となる。
【０１０９】
本発明の態様４に係るスイッチング電源装置は、上記態様１から３において、前記ボトムスキップ数決定回路２は、スイッチング電源装置の直流入力電圧が所定の閾値電圧以下において前記ボトムスキップ数を０に決定してもよい。
【０１１０】
上記の構成によれば、スイッチング電源装置の電源投入直後における入力電流が増加傾向にある状態では、ボトムスキップ数の決定が行われないので、ボトムスキップ数を決定するための動作に起因する消費電力を低減することが可能となる。
【０１１１】
本発明の態様５に係るスイッチング電源装置は、上記態様１から４において、前記インダクタは、前記スイッチング素子Ｑと直列に接続されているコイル（チョークコイルＬ）であってもよい。
【０１１２】
上記の構成によれば、スイッチング電源装置が昇圧コンバータを構成するので、このような昇圧コンバータにおいても、入力電流値が最小となるようにボトムスキップ数を決定することにより、最適な変換効率を得ることができる。
【０１１３】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１１４】
本発明は、ボトムスキップ制御技術を利用した擬似共振方式のスイッチング電源装置に利用することができる。
【符号の説明】
【０１１５】
１  ボトム検出回路
１Ａ  ボトム検出回路
２  ボトムスキップ数決定回路
２Ａ  ボトムスキップ数決定回路
３  入力電流値検出回路
４  帰還回路
５  コンパレータ
６  フリップフロップ
７  ドライブ回路
８  ブリッジダイオード
９  極性検出回路
１０  入力電圧検出回路
１１〜１４  スイッチング電源装置
２０  入力電流値比較回路（入力電流値比較部）
２１  入力電流値記憶回路
２２  ボトムスキップ数調整回路（ボトムスキップ数変更部）
２３  ボトムスキップ数設定回路（ボトムスキップ数変更部）
２４  ボトム計数回路
２５  ボトム数比較回路
３１  入力電流瞬時値検出回路
３２  入力電流平均値算出回路
Ｃｒ  共振用キャパシタ（キャパシタ）
Ｉ０  入力電流値
Ｉ  入力電流値
Ｌ  チョークコイル（インダクタ）
Ｑ  スイッチング素子
Ｔ  トランス（インダクタ）
Ｖｉ  入力電圧（直流入力電圧）
Ｖｉ＿ｓｔａｒｔ  制御開始電圧（閾値電圧）
【図１】
2016059182.tif 000003
【図２】
2016059182.tif 000004
【図３】
2016059182.tif 000005
【図４】
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【図５】
2016059182.tif 000007
【図６】
2016059182.tif 000008
【図７】
2016059182.tif 000009
【図８】
2016059182.tif 000010
【図９】
2016059182.tif 000011
【図１０】
2016059182.tif 000012
【図１１】
2016059182.tif 000013
【図１２】
2016059182.tif 000014