(57)【要約】【課題】高周波領域においても同相除去比を大きくすることができ、多値振幅変調に好適な線形増幅動作を行うことができる光変調器駆動回路を提供すること。【解決手段】複数の差動増幅回路Ａｍｐ１が一方向に配列され隣接する差動増幅回路Ａｍｐ１のそれぞれの入力端子同士およびそれぞれの出力端子同士がそれぞれ独立な配線を介して接続される光変調器駆動回路１００において、差動増幅回路Ａｍｐ１は差動対Ｄｂと直列回路Ｄｆとを備え、直列回路Ｄｆは抵抗Ｒｆ１とコンデンサＣｆ１と抵抗Ｒｆ２とが直列接続され差動対Ｄｂの二つのトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のエミッタ間に設けられ、差動増幅回路Ａｍｐ１の差動入力端子の一方と差動対のトランジスタＴｒ３とが抵抗Ｒｂ１１を介して接続され、差動増幅回路Ａｍｐ１の差動入力端子の他方と差動対ＤｂのトランジスタＴｒ４とが抵抗Ｒｂ１２を介して接続される。【選択図】図８
2016054452.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ一対の入力端子と一対の出力端子とを備える、少なくとも２つの差動増幅回路を有し、外部より入力された差動信号が入力側伝送線路を介して前記入力端子に入力され、前記出力端子から出力された差動信号が出力側伝送線路を介して外部に出力される光変調器駆動回路であって、
前記差動増幅回路は、
一対のトランジスタのエミッタ同士が第１の抵抗および第２の抵抗を介して接続される差動対と、
第１のコンデンサの一端に第３の抵抗が接続され、該第１のコンデンサの他端に第４の抵抗が接続される直列回路と、
を有し、
前記入力端子の一方と前記差動対の一方のトランジスタのベースとが第５の抵抗を介して接続され、前記入力端子の他方と前記差動対の他方のトランジスタのベースとが第６の抵抗を介して接続され、
前記差動対の一方のトランジスタのエミッタと前記第１の抵抗との接続点と、前記差動対の他方のトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続点と、が前記直列回路を介して接続される、
光変調器駆動回路。
【請求項２】
前記第５の抵抗に代えて第１のローパスフィルタを備え、前記第６の抵抗に代えて第２のローパスフィルタを備え、
前記入力端子の一方と前記差動対の一方のトランジスタのベースとが前記第１のローパスフィルタを介して接続され、前記入力端子の他方と前記差動対の他方のトランジスタのベースとが前記第２のローパスフィルタを介して接続される、
請求項１に記載の光変調器駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光送信器等に使用される光変調器の駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
コアネットワークを構成する光伝送システムやデータセンタ内のサーバ間通信では、ＯＳＩ参照モデルの物理層において、電気信号−光信号間の相互変換と光信号の送受信とを行う光トランシーバ（光送受信器）が多用されている。光トランシーバは送信部（光送信器）と受信部（光受信器）とを備えている。光送信器には、電気信号を光信号に変換して、その光信号を光ファイバー等の光導波路へ送出するために、半導体レーザ等の光源と、光源から出力されるＣＷ光を駆動電圧の増減に応じて変調し変調光出力を行う光変調器と、電気信号に応じて駆動電圧を生成すると共にその基準電圧となるバイアス電圧を供給する光変調器駆動回路等とが使用される（外部変調方式の場合であり、図１参照）。
【０００３】
例えば２５Ｇｂａｕｄや４０Ｇｂａｕｄ等のシンボルレートにて光変調器を駆動するために、駆動信号波形には高速な立上り／立下りや低ジッタ等の良好な波形品質が要求される。そのために、例えば４０ＧＨｚ程度の周波数まで高周波信号の反射係数を小さく抑えることが必要であり、変調駆動回路のＳパラメータＳ２２や光変調器のＳパラメータＳ１１を低く抑えることを意図した駆動回路等が特許文献１〜３に開示されている。
【０００４】
特許文献１には、複数のトランジスタの入力端子間及び出力端子間に伝送線路を形成することによって広帯域化を図る分布型増幅器（以下、進行波型増幅器（ＴＷＡ；Traveling  Waveform  Amplifier）と呼ぶ場合がある）の手法を差動増幅回路に応用した技術が開示されている。特許文献２には、分布型差動増幅回路（半導体ＩＣチップ）をパッケージに実装する場合の周波数特性の高周波領域における改善方法が開示されている(図は省略)。特許文献３には、入力伝送線路での信号減衰によって生じる右肩下がりの周波数特性（特許文献３ではゲインスロープと呼んでいる）を低減するための技術として、Capacitive  Source  Degeneration回路が開示されている（図は省略)。
【０００５】
ネットワークの通信トラフィック需要の年々の急増傾向に対処するため、より高速で大容量の通信を可能にするディジタルコヒーレント光伝送システムが実用化されつつあり、そこでは変調方式としてＰＡＭ−４（Pulse  Amplitude  Modulation）や１６ＱＡＭ（直角位相振幅変調；Quadrature  Amplitude  Modulation）等が使用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許平９−１３０１７０号公報
【特許文献２】特許４９６５６０２号公報
【特許文献３】特許４９５２７１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来のＴＷＡを用いた光変調器駆動回路として、図２に進行波型増幅器の構成を示す。図２に示す光変調器駆動回路は、互いに並列に接続されたＣｅｌｌ−１〜Ｃｅｌｌ−４と、出力側伝送線路Ｌｏｕｔ０〜Ｌｏｕｔ３，Ｌｏｕｔｂ０〜Ｌｏｕｔｂ３と、入力側伝送線路Ｌｉｎ１〜Ｌｉｎ４，Ｌｉｎｂ１〜Ｌｉｎｂ４と、終端抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ４と、正相入力端子Ｄｉｎ、逆相入力端子Ｄｉｎｂと、正相出力端子Ｄｏｕｔ、逆相出力端子Ｄｏｕｔｂとを備える。Ｃｅｌｌ−１〜Ｃｅｌｌ−４は、差動増幅回路である。出力側伝送線路Ｌｏｕｔ０〜Ｌｏｕｔ３，Ｌｏｕｔｂ０〜Ｌｏｕｔｂ３は、それぞれの配線のインダクタンスとＣｅｌｌ−1〜Ｃｅｌｌ−４の各Ｃｅｌｌの出力容量（およそ２０ｆＦ）とによって分布定数回路で形成される特性インピーダンス５０ｏｈｍの伝送線路である。入力側伝送線路Ｌｉｎ１〜Ｌｉｎ４，Ｌｉｎｂ１〜Ｌｉｎｂ４は、それぞれの配線によるインダクタンスと各Ｃｅｌｌの入力容量（およそ２０ｆＦ）とによって分布定数回路で形成される伝送線路である。各Ｃｅｌｌによって増幅される信号の遅延時間はそれぞれ互いに等しい。そして、各伝送線路の遅延時間は、対応する入力側及び出力側とで遅延時間が等しくなるよう設計している。すなわち、Ｌｏｕｔ１とＬｏｕｔｂ１とＬｉｎ１とＬｉｎｂ１のそれぞれの遅延時間は互いに等しく、Ｌｏｕｔ２とＬｏｕｔｂ２とＬｉｎ２とＬｉｎｂ２のそれぞれの遅延時間は互いに等しく、Ｌｏｕｔ３とＬｏｕｔｂ３とＬｉｎ３とＬｉｎｂ３のそれぞれの遅延時間は互いに等しい。
【０００８】
増幅増幅回路および伝送線路の遅延時間がそれぞれこのように調整されていることによって、正相入力端子Ｄｉｎ、逆相入力端子Ｄｉｎｂに入力された信号は、各Ｃｅｌｌ（Ｃｅｌｌ−１〜Ｃｅｌｌ−４のそれぞれ）を異なる位相で通って増幅された後に、正相出力端子Ｄｏｕｔと逆相出力端子Ｄｏｕｔｂとのそれぞれにおいて同じ位相で重ね合される。図２に示すような光変調器駆動回路（進行波型増幅器）を用いたＰＡＭ−４や１６ＱＡＭ等の多値変調方式では、通信信号の振幅方向に２Ｎ（Ｎ＝２，３，４，...）個の論理レベルが設けられる。それぞれの論理レベルについて識別エラーを抑制するには隣接する論理レベル間の間隔は均等であることが好ましい。そのために、光変調器駆動回路は線形増幅動作を行う必要がある。
【０００９】
すなわち、例えば、図３（ＰＡＭ−４の場合）にて、差動入力電圧Ｖｉｎ−Ｖｉｎｂ（横軸）および差動出力電圧Ｖｏｕｔ−Ｖｏｕｔｂ（縦軸）はそれぞれ４個の論理レベル（入力Ｉｎ０〜Ｉｎ３，出力Ｏｕｔ０〜Ｏｕｔ３）を有するが、曲線の右上がりの部分（傾きΔ（Ｖｏｕｔ−Ｖｏｕｔｂ）／Δ（Ｖｉｎ−Ｖｉｎｂ）は電圧利得に相当する）が入力信号の全電圧範囲に対して線形（直線）となっていれば各論理レベルは同じ比率で出力信号に伝達され、線形（直線）から外れるに従ってその比率が論理レベルによって異って出力信号が歪んでしまう。そのような線形増幅動作を行うには、差動増幅回路の電圧利得は飽和動作（破線）の場合よりも小さく設定される。なお、図３は静特性を示しているが、実際の変調動作は高速のパルス信号によって行われるため、電圧利得の周波数特性も所定の周波数領域において平坦であることが好ましい。すなわち、図２の右上がり部分の傾き（電圧利得）は、入力信号の周波数によって変化せずに一定であることが好ましい。ここで、Ｖｉｎは正相入力端子Ｄｉｎに入力される正相入力電圧を、Ｖｉｎｂは逆相入力端子Ｄｉｎｂに入力される逆相入力電圧を、それぞれ表し、正相入力電圧Ｖｉｎと逆相入力電圧Ｖｉｎｂとは、互いに位相が逆の電圧信号となっている。また、Ｖｏｕｔは正相出力端子Ｄｏｕｔから出力される正相出力電圧を、Ｖｏｕｔｂは逆相出力端子Ｄｏｕｔｂから出力される逆相出力電圧を、それぞれ表し、正相出力電圧Ｖｏｕｔと逆相出力電圧Ｖｏｕｔｂとは、互いに位相が逆の電圧信号となっている。
【００１０】
一方、発明者は、電圧利得を下げて差動増幅回路に線形増幅動作をさせると、５ＧＨｚ以上の高周波領域で同相除去比（ＣＭＲＲ；Ｃｏｍｍｏｎ−Ｍｏｄｅ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）が低下して出力信号波形のジッタが増大し、このことが光受信器の識別エラーを増大させる要因となることを見出した。ＣＭＲＲは、値が大きいほど特性が良いことを意味する。図４は、図２に示すＴＷＡ型の光変調器駆動回路への入力信号を発生するDigital  to  Analog  Converter（ＤＡＣ）を含めた送信部分のブロック図を示す。ＤＡＣから出力された差動信号は、多値振幅変調信号であり、高周波伝送線路を通って光変調器駆動回路に入力される。このとき、高周波伝送線路の正相信号（Ｖｏｕｔ）側と逆相信号（Ｖｏｕｔｂ）側との遅延時間の差(スキュー)や、ＤＡＣ出力端子（ＤＡＣ−Ｄｏｕｔ，ＤＡＣ−Ｄｏｕｔｂ）が持つ正相信号と逆相信号との間の信号のアンバランスにより、光変調器駆動回路に入力される信号は、差動信号だけではなく同相信号も成分として含まれる。ＣＭＲＲは次式（式１）にて表される。ＣＭＲＲ＝２０×ｌｏｇ１０（Ａｄ／Ａｃ）…（式１）。Ａｄは差動電圧利得を表し、入力電圧信号の差動成分と出力電圧信号の差動成分の比である。Ａｃは同相電圧利得を表し、入力電圧信号の同相成分と出力電圧信号の同相成分の比である。
【００１１】
更に、発明者は、図２に示すＴＷＡ型の光変調器駆動回路において、ＣＭＲＲが主に光変調器駆動回路の各Ｃｅｌｌの電流源の特性に依存することを見出した。図２に示すＴＷＡ型の光変調器駆動回路の各Ｃｅｌｌの回路構成の例を図５に示す（図５に示すＣｅｌｌの回路構成については、図８に示す回路構成と同一の部分があるため、後に図８の説明と共に詳細に述べる。）。各Ｃｅｌｌは、差動入力端子Ｄａと差動対Ｄｂと差動対Ｄｂ（トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のそれぞれのエミッタが抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続されている）を駆動するエミッタフォロワ回路Ｄｃと差動対Ｄｂの各コレクタに接続された二台のカスコード接続トランジスタ（トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６のそれぞれのベースが互いに接続されている）と電流源Ｉｓと差動出力端子Ｄｄとを備える。差動入力端子Ｄａは、正相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎと逆相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎｂとを備え、差動出力端子Ｄｄは、正相出力端子Ｃｅｌｌ−ｏｕｔと逆相出力端子Ｃｅｌｌ−ｏｕｔｂとを備える。電流源Ｉｓは、差動対Ｄｂの抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続されており差動対Ｄｂに電流を供給する。電流源Ｉｓは、トランジスタＴｒ７を使って構成する場合、Ｔｒ７の電気的特性に起因して図６に示すような寄生成分（容量Ｃｂｃ、インピーダンスＺｃ２）を伴う等価回路によって扱われる。容量Ｃｂｃは、トランジスタＴｒ７のベース−コレクタ間の寄生容量である。インピーダンスＺｃ２は、トランジスタＴｒ７のＧｍ（トランジスタＴｒ７の電圧電流利得（ΔＩｃｅ／ΔＶｂｅ））による帰還信号を考慮したインピータンスであり、２０ＧＨｚ程度の高周波では容量Ｃｂｃに比べて低いインピータンスの値を取る。この電流源Ｉｓの特性にＣＭＲＲが依存することが見出された。
【００１２】
図７に、線形増幅動作方式が用いられたＴＷＡ型の光変調器駆動回路の周波数特性（Ａｃ，Ａｄ，ＣＭＲＲ）をシミュレーションした結果を示す。図７の（Ａ）部において、横軸は入力信号の周波数［ＧＨｚ］を表し、縦軸は出力信号の電圧利得［ｄＢ］を表している。図７の（Ａ）部において、曲線Ａｃ１は図５の回路構成についての同相電圧利得Ａｃの結果であり、曲線Ａｄ１は同様に差動電圧利得Ａｄの結果であり、曲線Ａｃｈは、比較のために図６に示す寄生成分（容量Ｃｂｃ及びインピーダンスＺｃ２）を伴わない理想的な電流源Ｉｓを用いた場合の同相電圧利得Ａｃｈについての結果である。図７の（Ｂ）部において、横軸は入力信号の周波数［ＧＨｚ］を表し、縦軸は図７の（Ａ）部に示す結果によって得られるＣＭＲＲ［ｄＢ］を表している。図７の（Ｂ）部において、曲線Ｃｒ１は、図７の（Ａ）部の曲線Ａｃ１，Ａｄ１の結果から式１を用いて算出されたＣＭＲＲを表し、曲線Ｃｒｈは、図７の（Ａ）部の曲線Ａｃｈ，Ａｄ１の結果から式１を用いて算出されたＣＭＲＲを表している。
【００１３】
図７の（Ａ）部及び（Ｂ）部を参照すれば、容量ＣｂｃとインピーダンスＺｃ２の影響により高周波側でＡｃが上昇し、それに応じてＣＭＲＲが低下していることがわかる。例えば３２Ｇｂａｕｄ動作を考慮した場合、上述のスキューによる同相成分は１０Ｇ〜３０ＧＨｚの周波数領域に現れるが、この領域ではＣＭＲＲは寄生成分の有無によって６〜１３ｄＢの差異を生じている。
【００１４】
そこで本発明は、上記の課題を鑑みてなされたもので、高周波領域においても同相除去比を大きくすることができ、多値振幅変調に好適な線形増幅動作を行うことができる光変調器駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の一態様に係る光変調器駆動回路は、それぞれ一対の入力端子と一対の出力端子とを備える、少なくとも２つの差動増幅回路を有し、外部より入力された差動信号が入力側伝送線路を介して前記入力端子に入力され、前記出力端子から出力された差動信号が出力側伝送線路を介して外部に出力される光変調器駆動回路であって、前記差動増幅回路は、一対のトランジスタのエミッタ同士が第１の抵抗および第２の抵抗を介して接続される差動対と、第１のコンデンサの一端に第３の抵抗が接続され、該第１のコンデンサの他端に第４の抵抗が接続される直列回路と、を有し、前記入力端子の一方と前記差動対の一方のトランジスタのベースとが第５の抵抗を介して接続され、前記入力端子の他方と前記差動対の他方のトランジスタのベースとが第６の抵抗を介して接続され、前記差動対の一方のトランジスタのエミッタと前記第１の抵抗との接続点と、前記差動対の他方のトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続点と、が前記直列回路を介して接続される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、高周波領域においても同相除去比を大きくすることができ、多値振幅変調に好適な線形増幅動作を行うことができる光変調器駆動回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、実施形態に係る光変調器駆動回路が用いられる光送信器の構成の概略を示す図である。
【図２】図２は、従来の光変調器駆動回路の概略を示す図である。
【図３】図３は、光変調器駆動回路の線形増幅動作を説明するための図である。
【図４】図４は、光変調器駆動回路の差動入力信号に同相成分が含まれることの説明に用いる図である。
【図５】図５は、従来の差動増幅回路の概略を示す図である。
【図６】図６は、図５に示す差動増幅回路の電流源の等価回路図である。
【図７】図７は、従来の光変調器駆動回路の周波数特性を示す図である。
【図８】図８は、実施形態に係る差動増幅回路の概略を示す図である。
【図９】図９は、実施形態に係る光変調器駆動回路の概略を示す図である。
【図１０】図１０は、実施形態に係る光変調器駆動回路の電圧利得を示す図である。
【図１１】図１１は、実施形態に係る光変調器駆動回路の同相除去比を示す図である。
【図１２】図１２は、実施形態に係る差動増幅回路の変形例の概略を示す図である。
【図１３】図１３は、実施形態に係る差動増幅回路の他の変形例の概略を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
［本発明の実施形態の説明］
最初に本発明の実施形態を列記して説明する。本発明の一態様に係る光変調器駆動回路は、それぞれ一対の入力端子と一対の出力端子とを備える、少なくとも２つの差動増幅回路を有し、外部より入力された差動信号が入力側伝送線路を介して前記入力端子に入力され、前記出力端子から出力された差動信号が出力側伝送線路を介して外部に出力される光変調器駆動回路であって、前記差動増幅回路は、一対のトランジスタのエミッタ同士が第１の抵抗および第２の抵抗を介して接続される差動対と、第１のコンデンサの一端に第３の抵抗が接続され、該第１のコンデンサの他端に第４の抵抗が接続される直列回路と、を有し、前記入力端子の一方と前記差動対の一方のトランジスタのベースとが第５の抵抗を介して接続され、前記入力端子の他方と前記差動対の他方のトランジスタのベースとが第６の抵抗を介して接続され、前記差動対の一方のトランジスタのエミッタと前記第１の抵抗との接続点と、前記差動対の他方のトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続点と、が前記直列回路を介して接続される。このように、入力端子と差動対との間に第５，６の抵抗が設けられ、更に、差動対の二つのトランジスタの間に、第３の抵抗、第１のコンデンサ、第４の抵抗が直列に接続された直列回路とが設けられることによって、同相電圧利得が低減され差動電圧利得が向上されることが発明者により見出された。このため、同相除去比が向上される。
【００１９】
前記第５の抵抗に代えて第１のローパスフィルタを備え、前記第６の抵抗に代えて第２のローパスフィルタを備え、前記差動入力端子の一方と前記差動対の一方のトランジスタのベースとが前記第１のローパスフィルタを介して接続され、前記差動入力端子の他方と前記差動対の他方のトランジスタのベースとが前記第２のローパスフィルタを介して接続されることが好ましい。第１及び第２のローパスフィルタを第５及び第６の抵抗に代えて用いることによって、同相除去比の向上が更に向上することが、発明者によって見出された。
【００２０】
［本発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係る光変調器駆動回路及び差動増幅回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。図面の説明において、可能な場合には、同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２１】
図８は、実施形態に係る差動増幅回路Ａｍｐ１の回路構成を示す。図９は、実施形態に係る光変調器駆動回路１００の構成を示す。光変調器駆動回路１００は、進行波型増幅回路である。差動増幅回路Ａｍｐ１は、図２，５に示す各Ｃｅｌｌ（Ｃｅｌｌ−１〜Ｃｅｌｌ−４）に対応し、実施形態に係る光変調器駆動回路１００は、図２に示す各Ｃｅｌｌのそれぞれに代えて、実施形態に係る差動増幅回路Ａｍｐ１を用いたものである。差動増幅回路Ａｍｐ１は、差動入力端子Ｄａと、差動対Ｄｂと、差動対Ｄｂを駆動するエミッタフォロワ回路Ｄｃと、差動対Ｄｂの各コレクタに接続された２個のカスコード接続トランジスタ（トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６）と、電流源Ｉｓと、差動出力端子Ｄｄと、直列回路Ｄｆと、抵抗部Ｒｐとを備える。差動増幅回路Ａｍｐ１は、図５に示すＣｅｌｌの回路例の回路構成に対して、抵抗部Ｒｐと直列回路Ｄｆとをさらに設けている。
【００２２】
差動入力端子Ｄａは、正相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎと逆相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎｂとを備え、差動出力端子Ｄｄは、正相出力端子Ｃｅｌｌ−ｏｕｔと逆相出力端子Ｃｅｌｌ−ｏｕｔｂとを備える。正相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎと逆相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎｂとには、一対の互いに位相が逆の正相入力信号と逆相入力信号とが入力される。正相出力端子Ｃｅｌｌ−ｏｕｔと逆相出力端子Ｃｅｌｌ−ｏｕｔｂとからは、増幅された差動入力信号が一対の互いに位相が逆の正相出力信号と逆相出力信号として出力される。差動入力信号と差動出力信号のそれぞれの極性は、光変調器駆動回路１００の使用される光送信器の構成に応じて同一とするか反転とするかが決められる。差動信号の極性を反転することは、差動信号を構成する一対の信号を互いに入れ替えることで容易に行うことができる。
【００２３】
抵抗部Ｒｐは、抵抗Ｒｂ１１（第５の抵抗）と抵抗Ｒｂ１２（第６の抵抗）とを備える。逆相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎｂと差動対ＤｂのトランジスタＴｒ３とが抵抗Ｒｂ１１を介して接続され、正相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎと差動対ＤｂのトランジスタＴｒ４とが抵抗Ｒｂ１２を介して接続される。より詳細に説明すると、抵抗Ｒｂ１１は、逆相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎｂとエミッタフォロワ回路ＤｃのトランジスタＴｒ１１のベースとの間に設けられている。抵抗Ｒｂ１２は、正相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎとエミッタフォロワ回路ＤｃのトランジスタＴｒ１２のベースとの間に設けられている。
【００２４】
エミッタフォロワ回路Ｄｃは、トランジスタＴｒ１１とトランジスタＴｒ１２と抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６とを備える。トランジスタＴｒ１１のベースは、抵抗Ｒｂ１１を介して逆相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎｂに接続されている。トランジスタＴｒ１１のコレクタは、電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ１１のエミッタは、抵抗Ｒ５を介して接地されている。トランジスタＴｒ１１のエミッタは、差動対ＤｂのトランジスタＴｒ３のベースに接続されている。トランジスタＴｒ１２のベースは、抵抗Ｒｂ１２を介して正相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎに接続されている。トランジスタＴｒ１２のコレクタは、電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ１２のエミッタは、抵抗Ｒ６を介して接地されている。トランジスタＴｒ１２のエミッタは、差動対ＤｂのトランジスタＴｒ４のベースに接続されている。
【００２５】
差動対Ｄｂは、トランジスタＴｒ３と抵抗Ｒ１（第１の抵抗）とを備える回路と、トランジスタＴｒ４と抵抗Ｒ２（第２の抵抗）とを備える回路とが対になって構成されている。差動対Ｄｂでは、一対のトランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４のエミッタ同士が抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を介して接続される。トランジスタＴｒ３のベースは、トランジスタＴｒ１１のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ３のエミッタは、接続点Ｐ１において抵抗Ｒ１に接続されている。トランジスタＴｒ３のエミッタは、抵抗Ｒ１を介して電流源Ｉｓに接続されている。トランジスタＴｒ３のコレクタは、トランジスタＴｒ５のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ４のベースは、トランジスタＴｒ１２のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ４のエミッタは、接続点Ｐ２において抵抗Ｒ２に接続されている。トランジスタＴｒ４のエミッタは、抵抗Ｒ２を介して電流源Ｉｓに接続されている。トランジスタＴｒ４のコレクタは、トランジスタＴｒ６のエミッタに接続されている。
【００２６】
トランジスタＴｒ５及びトランジスタＴｒ６は、差動出力端子Ｄｄを高インピータンスに保つことを目的として設けられている。トランジスタＴｒ５のベースは、トランジスタＴｒ６のベースに接続されている。トランジスタＴｒ５及びトランジスタＴｒ６のそれぞれのベースは、何れも、コンデンサＣ１を介して接地されている。トランジスタＴｒ５のコレクタは、正相出力端子Ｃｅｌｌ−ｏｕｔに接続されている。トランジスタＴｒ６のコレクタは、逆相出力端子Ｃｅｌｌ−ｏｕｔｂに接続されている。なお、トランジスタＴｒ５及びトランジスタＴｒ６を省いて、差動対Ｄｂのコレクタを直接、正相出力端子Ｄｏｕｔと逆相出力端子Ｄｏｕｔｂとに接続しても良い。
【００２７】
直列回路Ｄｆは、抵抗Ｒｆ１（第３の抵抗）とコンデンサＣｆ１（第１のコンデンサ）と抵抗Ｒｆ２（第４の抵抗）とを備える。直列回路Ｄｆでは、コンデンサＣｆ１の一端に抵抗Ｒｆ１が接続され、コンデンサＣｆ１の他端に抵抗Ｒｆ２が接続される。差動対ＤｂのトランジスタＴｒ３と抵抗Ｒ１との接続点Ｐ１と、差動対ＤｂのトランジスタＴｒ４と抵抗Ｒ２との接続点Ｐ１と、が直列回路Ｄｆを介して接続される。抵抗Ｒｆ１とコンデンサＣｆ１と抵抗Ｒｆ２とは、この順に直列に接続されている。抵抗Ｒｆ１は、接続点Ｐ１においてトランジスタＴｒ３のエミッタに接続されている。抵抗Ｒｆ１は、トランジスタＴｒ３のエミッタとコンデンサＣｆ１との間に設けられている。抵抗Ｒｆ２は、接続点Ｐ２においてトランジスタＴｒ４のエミッタに接続されている。抵抗Ｒｆ２は、トランジスタＴｒ４のエミッタとコンデンサＣｆ１との間に設けられている。
【００２８】
抵抗Ｒｆ１の抵抗値をｒｆ１とし、抵抗Ｒｆ２の抵抗値をｒｆ２とし、抵抗Ｒｂ１１の抵抗値をｒｂ１１とし、抵抗Ｒｂ１２の抵抗値をｒｂ１２とし、コンデンサＣｆ１の容量値をｃｆ１とすると、これらの値は、以下の条件を満たす：０＜ｒｆ１，ｒｆ２≦５０［Ω］；１０≦ｃｆ１≦３００［ｆＦ］；１０≦ｒｂ１１，ｒｂ１２≦２００［Ω］。抵抗Ｒ１の抵抗値をｒ１とし、抵抗Ｒ２の抵抗値をｒ２とすると、ｒ１とｒ２とは同一である。また、ｒｆ１の下限は３［Ω］の程度であり、ｒ１及びｒ２の下限は３［Ω］の程度である。
【００２９】
電流源Ｉｓは、トランジスタＴｒ７と抵抗Ｒ７とコンデンサＣ２とを備える。電流源Ｉｓは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点Ｐ３に一端が接続され。電流源Ｉｓは、差動対Ｄｂに接続されており差動対Ｄｂに電流を供給する。トランジスタＴｒ７のベースは、電圧端子Ｖｃｏｎに接続されている。トランジスタＴｒ７のベースは、コンデンサＣ２を介して接地されている。トランジスタＴｒ７のエミッタは、抵抗Ｒ７を介して接地されている。トランジスタＴｒ７のコレクタは、トランジスタＴｒ３のエミッタに抵抗Ｒ１を介して接続され、トランジスタＴｒ４のエミッタに抵抗Ｒ２を介して接続されている。コンデンサＣ２は、トランジスタＴｒ７のベース電位の高周波の揺れを抑制する。電圧端子Ｖｃｏｎに外部から与える直流電圧値を調整することでトランジスタＴｒ７のコレクタ電流の大きさを変えることができる。このコレクタ電流は電流源Ｉｓの供給する電流となる。すなわち、トランジスタＴｒ７は電圧制御電流源として動作する。
【００３０】
抵抗Ｒ４の一端は電源Ｖｃｃと接続され、抵抗Ｒ３の一端は接地されている。抵抗Ｒ４の他端と抵抗Ｒ３の他端とは、接続されている。すなわち、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３とは電源Ｖｃｃとグランドとの間に直列に接続されている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４は、２つの抵抗を区別するために付けた名称であって、互いに入れ替えても本質的に差は無い。抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３との接続点は、トランジスタＴｒ５のベースとトランジスタＴｒ６のベースとに接続されている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とは、いわゆる電圧分割回路を構成し、それぞれの抵抗値の比を変えることによってトランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６のそれぞれのベースに印加される電圧値を調整することができる。
【００３１】
以上説明した構成の差動増幅回路Ａｍｐ１を備える光変調器駆動回路１００の効果を図１０及び図１１に示す。図１０の曲線Ａｃ１（比較例１）は、図７の（Ａ）部の曲線Ａｃ１と同じシミュレーション結果であり、図１０の曲線Ａｄ１（比較例１）は、図７の（Ａ）部の曲線Ａｄ１と同じシミュレーション結果である。図１０の曲線Ａｃ２（比較例２）は、差動増幅回路Ａｍｐ１から直列回路Ｄｆを除いた回路、換言すれば、図５に示す回路に対し抵抗部Ｒｐのみを付加した回路を用いて得られたＡｃについてのシミュレーション結果である。図１０の曲線Ａｄ２（比較例２）は、同様に、差動増幅回路Ａｍｐ１から直列回路Ｄｆを除いた回路、換言すれば、図５に示す回路に対し抵抗部Ｒｐのみを付加した回路を用いて得られたＡｄについてのシミュレーション結果である。図１０の曲線Ａｃ３（実施例）は、差動増幅回路Ａｍｐ１を用いて得られたＡｃについてのシミュレーション結果である。図１０の曲線Ａｄ３（実施例）は、差動増幅回路Ａｍｐ１を用いて得られたＡｄについてのシミュレーション結果である。図１１の曲線Ｃｒ１（比較例１）は、図７の（Ｂ）部の曲線Ｃｒ１と同じシミュレーション結果である。図１１の曲線Ｃｒ２（比較例２）は、差動増幅回路Ａｍｐ１から直列回路Ｄｆを除いた回路、換言すれば、図５に示す回路に対し抵抗部Ｒｐのみを付加した回路を用いて得られたシミュレーション結果であり、図１０の曲線Ａｃ２，Ａｄ２から式１を用いて算出されたＣＭＲＲを表している。図１１の曲線Ｃｒ３（実施例）は、差動増幅回路Ａｍｐ１を用いて得られたシミュレーション結果であり、図１０の曲線Ａｃ３，Ａｄ３のそれぞれから式１を用いて算出されたＣＭＲＲを表している。
【００３２】
例えば、シンボルレート３２Ｇｂａｕｄの場合には、周波数範囲１０〜３０ＧＨｚでＣＭＲＲの改善効果を得ることが好ましい。図１１に示すように、実施例に係る曲線Ｃｒ３は比較例１に係る曲線Ｃｒ１に対して最大で２ｄＢ程度の改善が得られている。あるいは、周波数範囲でみると、比較例１に係る曲線Ｃｒ１は５ＧＨｚを超えると１２ｄＢよりも次第に小さくなってしまうが、実施例に係る曲線Ｃｒ３は２２ＧＨｚ程度まで１２ｄＢ以上となっており、大幅に周波数範囲を伸ばすことができる。
【００３３】
本実施形態に係る効果については、式１に基づいて、図１０に示すＡｄ，Ａｃの特性との関係によって理解することができる。すなわち、比較例に係る曲線Ａｃ１，Ａｄ１の場合、１０ＧＨｚ以上で差動電圧利得Ａｄに比べて電流源Ｉｓの寄生コレクタインピーダンスであるインピーダンスＺｃ２の影響によって同相電圧利得Ａｃが徐々に大きくなり、ＣＭＲＲが大きくなる。それを抑制するために、抵抗部Ｒｐを差動入力端子Ｄａと差動対Ｄｂとの間に挿入すると、ＡｃおよびＡｄが共に抑制される（比較例２に係る曲線Ａｃ２，Ａｄ２に対応）。しかし、このままではＣＭＲＲは比較例１よりも劣化するだけだが、直列回路Ｄｆを設けて正帰還を掛けることによってＡｃの抑制を維持しつつ、Ａｄのみを向上できることでＣＭＲＲが向上する（実施例に係る曲線Ａｃ３，Ａｄ３に対応）。
【００３４】
なお、線形増幅動作のためにはＡｄの平坦性（実用的な目安として変動幅±２ｄＢ以内）も必要であり、差動入力端子Ｄａと共に直列回路Ｄｆを設けることによって、このようなＡｄの平坦性も十分に満たすことができる。
【００３５】
（変形例）
図１２に差動増幅回路Ａｍｐ１の変形例１に係る差動増幅回路Ａｍｐ２の構成を示す。図１２に示す変形例１に係る差動増幅回路Ａｍｐ２は、実施形態に係る差動増幅回路Ａｍｐ１において、抵抗部Ｒｐとエミッタフォロワ回路Ｄｃとの間にコンデンサＣ３とコンデンサＣ４とを設け、抵抗部ＲｐとコンデンサＣ３とコンデンサＣ４とによってローパスフィルタＬｐ１を構成している（換言すれば、差動増幅回路Ａｍｐ１において抵抗部Ｒｐに代えてローパスフィルタＬｐ１が設けられている）点で、差動増幅回路Ａｍｐ１と異なっている。ローパスフィルタＬｐ１は、抵抗Ｒｂ１１とコンデンサＣ３とを備えるローパスフィルタ（第１のローパスフィルタ）と、抵抗Ｒｂ１２とコンデンサＣ４とを備えるローパスフィルタ（第２のローパスフィルタ）とからなる。逆相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎｂと差動対ＤｂのトランジスタＴｒ３とが抵抗Ｒｂ１１とコンデンサＣ３とを備えるローパスフィルタを介して接続され、正相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎと差動対ＤｂのトランジスタＴｒ４とが抵抗Ｒｂ１２とコンデンサＣ４とを備えるローパスフィルタを介して接続される。コンデンサＣ３の一端は、抵抗Ｒｂ１１とトランジスタＴｒ１１のベースとに接続されており、コンデンサＣ３の他端は接地されている。コンデンサＣ４の一端は、抵抗Ｒｂ１２とトランジスタＴｒ１２のベースとに接続されており、コンデンサＣ４の他端は接地されている。更に、図１３に差動増幅回路Ａｍｐ１の変形例２に係る差動増幅回路Ａｍｐ３の構成を示す。
【００３６】
図１３に示す変形例２に係る差動増幅回路Ａｍｐ３は、実施形態に係る差動増幅回路Ａｍｐ１において、抵抗部Ｒｐを設けずに、エミッタフォロワ回路Ｄｃと差動対Ｄｂとの間にローパスフィルタＬｐ２を設けた点で、差動増幅回路Ａｍｐ１と異なっている。ローパスフィルタＬｐ２は、コンデンサＣ５，Ｃ６と抵抗Ｒ８，Ｒ９とを備える。ローパスフィルタＬｐ２は、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ５とを備えるローパスフィルタ（第３のローパスフィルタ）と、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ６とを備えるローパスフィルタ（第４のローパスフィルタ）とからなる。逆相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎｂと差動対ＤｂのトランジスタＴｒ３とが抵抗Ｒ８とコンデンサＣ５とを備えるローパスフィルタを介して接続され、正相入力端子Ｃｅｌｌ−ｉｎと差動対ＤｂのトランジスタＴｒ４とが抵抗Ｒ９とコンデンサＣ６とを備えるローパスフィルタを介して接続される。抵抗Ｒ８は、トランジスタＴｒ１１のエミッタとトランジスタＴｒ３のベースとの間に設けられ、トランジスタＴｒ３のベースは、コンデンサＣ５を介して接地される。抵抗Ｒ９は、トランジスタＴｒ１２のエミッタとトランジスタＴｒ４のベースとの間に設けられ、トランジスタＴｒ４のベースは、コンデンサＣ６を介して接地される。
【００３７】
変形例１，２の何れにおいても、図９，１０に示すような実施形態に係る差動増幅回路Ａｍｐ１の場合と同様の効果（曲線Ａｃ３，Ａｄ３，Ｃｒ３に対応する効果）が奏されることが確認されている。従って、変形例１に係る差動増幅回路Ａｍｐ２のように、ローパスフィルタＬｐ１と直列回路Ｄｆとを用いることによって、また、変形例２に係る差動増幅回路Ａｍｐ３のように、ローパスフィルタＬｐ２と直列回路Ｄｆとを用いることによって、実施形態に係る差動増幅回路Ａｍｐ１と同様にＣＭＲＲを改善することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
高周波領域において多値振幅変調を行う光送信器等に使用される光変調器の駆動回路に用いると有益である。
【符号の説明】
【００３９】
１００…光変調器駆動回路、Ａｍｐ１，Ａｍｐ２，Ａｍｐ３…差動増幅回路、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃｆ１…コンデンサ、Ｃｂｃ…容量、Ｄａ…差動入力端子、Ｄｂ…差動対、Ｄｃ…エミッタフォロワ回路、Ｄｄ…差動出力端子、Ｄｆ…直列回路、Ｄｉｎ，Ｃｅｌｌ−ｉｎ…正相入力端子、Ｄｉｎｂ，Ｃｅｌｌ−ｉｎｂ…逆相入力端子、Ｄｏｕｔ，Ｃｅｌｌ−ｏｕｔ…正相出力端子、Ｄｏｕｔｂ，Ｃｅｌｌ−ｏｕｔｂ…逆相出力端子、Ｉｓ…電流源、Ｌｐ１，Ｌｐ２…ローパスフィルタ、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…接続点、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒｂ１１，Ｒｂ１２，Ｒｆ１，Ｒｆ２…抵抗、Ｒｐ…抵抗部、Ｔｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６，Ｔｒ７…トランジスタ、Ｚｃ２…インピーダンス、Ｒｅ１，Ｒｅ２，Ｒｅ３，Ｒｅ４…終端抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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