(57)【要約】【課題】電力変換制御装置の性能及び機能を確保しつつ電力変換制御装置の低コスト化を図る。【解決手段】電力変換制御装置３は、直流電源を交流負荷１の第１相に電気的に接続する第１相のスイッチング部と直流電源を交流負荷１の第２相に電気的に接続する第２相のスイッチング部とを有するスイッチング回路２ｓを制御する。電力変換制御装置３は、第１電流センサ５と、第２電流センサ６とを備えている。第１電流センサ５は、第１相のスイッチング部と交流負荷１の第１相とを接続する２次側の電流経路において、２次側の電流経路を流れる電流を検出する。第２電流センサ６は、直流電源と第２相のスイッチング部とを接続する１次側の電流経路において、１次側の電流経路を流れる電流を検出する。【選択図】図４
2016136823.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から出力された直流電力が互いに異なる第１相及び第２相を有する交流負荷に印加されるべき交流電力へと変換されるように、前記直流電源を前記交流負荷の前記第１相に電気的に接続する第１相のスイッチング部と前記直流電源を前記交流負荷の前記第２相に電気的に接続する第２相のスイッチング部とを有するスイッチング回路を制御する電力変換制御装置であって、
前記第１相のスイッチング部と前記交流負荷の前記第１相とを接続する２次側の電流経路において、２次側の前記電流経路を流れる電流を検出する第１電流センサと、
前記直流電源と前記第２相のスイッチング部とを接続する１次側の電流経路において、１次側の前記電流経路を流れる電流を検出する第２電流センサと、
を備える、電力変換制御装置。
【請求項２】
前記スイッチング回路の各スイッチング部よりも前記交流負荷側に存する２次側の電流経路を流れる電流を検出する電流センサとして、前記第１電流センサのみを備える、請求項１に記載の電力変換制御装置。
【請求項３】
前記第１電流センサはカレントトランスであり、
前記第２電流センサはシャント抵抗である、請求項１又は２に記載の電力変換制御装置。
【請求項４】
前記スイッチング回路を含むインバータの外部に設けられ、前記第２電流センサの検出値を示すアナログ信号を受信することによって過電流が発生したか否かを判定する過電流検出部を備える、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項５】
前記過電流検出部は、
ハードウエアで構成され、前記第２電流センサの検出値を示す前記アナログ信号が入力され、電流閾値よりも大きい前記第２電流センサの検出値を示す前記アナログ信号が入力された時点から一定期間にわたって過電流が検出されたことを示すアナログ信号を継続して出力する過電流検出回路と、
前記過電流検出回路から出力された前記アナログ信号を用いて過電流が発生したか否かを判定する過電流判定部とを有する、請求項４に記載の電力変換制御装置。
【請求項６】
前記電力変換制御装置は、
前記交流負荷の前記第２相に印加されるべき交流電圧の基本波成分の振幅が閾値振幅以上のときにおいて、前記第２電流センサの検出値を用いず前記第１電流センサの検出値を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第１運転を行い、
前記交流負荷の前記第２相に印加されるべき交流電圧の基本波成分の振幅が前記閾値振幅未満のときにおいて、前記第１センサの検出値及び前記第２センサの検出値の両方を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第２運転を行う、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項７】
前記電力変換制御装置は、
キャリア信号と前記交流負荷に印加されるべき交流電圧の基本波成分を表す指令信号とを比較することによって、ＰＷＭ方式で前記スイッチング回路を制御し、
前記交流負荷の前記第２相について、前記キャリア信号の振幅に対する前記指令信号の振幅の比である変調率が閾値変調率以上であるときにおいて、前記第２電流センサの検出値を用いず前記第１電流センサの検出値を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第１運転を行い、
前記交流負荷の前記第２相について、前記変調率が前記閾値変調率未満であるときにおいて、前記第１センサの検出値及び前記第２センサの検出値の両方を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第２運転を行い、
前記閾値変調率は、０．５〜０．９の範囲にある、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項８】
前記電力変換制御装置は、
前記交流負荷の前記第２相に印加されるべき交流電力の基本波成分の周波数が閾値周波数以上のときにおいて、前記第２電流センサの検出値を用いず前記第１電流センサの検出値を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第１運転を行い、
前記交流負荷の前記第２相に印加されるべき交流電力の基本波成分の周波数が前記閾値周波数未満のときにおいて、前記第１センサの検出値及び前記第２センサの検出値の両方を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第２運転を行う、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項９】
前記閾値周波数は５００〜２５００Ｈｚの範囲にある、請求項８に記載の電力変換制御装置。
【請求項１０】
前記電力変換制御装置は、キャリア信号と前記交流負荷に印加されるべき交流電圧の基本波成分を表す指令信号とを比較することによって、ＰＷＭ方式で前記スイッチング回路を制御し、
前記キャリア信号の周波数は２０〜５０ｋＨｚである、請求項１〜９に記載の電力変換制御装置。
【請求項１１】
前記第２電流センサと協働せず前記第１電流センサと協働して、又は、前記第１センサ及び前記第２センサと協働して、前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する２相電流推定部と、
推定された前記電流ベクトルと前記交流負荷に印加されるべき交流電圧を表す指令電圧ベクトルとを用いて、前記交流負荷に印加されている回転磁束ベクトルを推定する磁束推定部と、を備える、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項１２】
前記磁束推定部は、
推定された前記電流ベクトルのα軸成分と前記指令電圧ベクトルのα軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のα軸成分を推定するα軸誘起電圧推定部と、
推定された前記電流ベクトルのβ軸成分と前記指令電圧ベクトルのβ軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分を推定するβ軸誘起電圧推定部と、
推定された前記誘起電圧のα軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのα軸成分を仮に推定するα軸磁束推定部と、
推定された前記誘起電圧のβ軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を仮に推定するβ軸磁束推定部と、
推定された前記誘起電圧のβ軸成分又は仮に推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を用いて仮に推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を補正するα軸成分補正部と、
推定された前記誘起電圧のα軸成分又は仮に推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を用いて仮に推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を補正するβ軸成分補正部と、を有する、請求項１１に記載の電力変換制御装置。
【請求項１３】
前記磁束推定部は、
推定された前記電流ベクトルのα軸成分と前記指令電圧ベクトルのα軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のα軸成分を仮に推定するα軸誘起電圧推定部と、
推定された前記電流ベクトルのβ軸成分と前記指令電圧ベクトルのβ軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分を仮に推定するβ軸誘起電圧推定部と、
仮に推定された前記誘起電圧のβ軸成分又は推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を用いて仮に推定された前記誘起電圧のα軸成分を補正するα軸成分補正部と、
仮に推定された前記誘起電圧のα軸成分又は推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を用いて仮に推定された前記誘起電圧のβ軸成分を補正するβ軸成分補正部と、
補正された前記誘起電圧のα軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのα軸成分を推定するα軸磁束推定部と、
補正された前記誘起電圧のβ軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を推定するβ軸磁束推定部と、を有する、請求項１１に記載の電力変換制御装置。
【請求項１４】
前記電力変換制御装置は、前記交流負荷としての３相モータを制御するモータ制御装置として動作し、
前記回転磁束ベクトルは、前記３相モータの鎖交磁束ベクトル又は回転子磁束ベクトルである、請求項１１〜１３のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項１５】
前記回転磁束ベクトルは、前記鎖交磁束ベクトルであり、
前記電力変換制御装置は、前記鎖交磁束ベクトルが指令磁束ベクトルに追従するように前記３相モータを制御する、請求項１４に記載の電力変換制御装置。
【請求項１６】
前記電力変換制御装置は、
推定された前記電流ベクトルと推定された前記鎖交磁束ベクトルとを用いて前記３相モータに印加されているモータトルクを推定するトルク推定部を備え、
前記モータトルクが指令トルクに追従するように前記指令磁束ベクトルを特定する、請求項１５に記載の電力変換制御装置。
【請求項１７】
前記回転磁束ベクトルは、前記回転子磁束ベクトルであり、
前記電力変換制御装置は、
推定された前記回転子磁束ベクトルの位相を推定する位相推定部を備え、
推定された前記位相を用いて指令電流ベクトル及び推定された前記電流ベクトルの座標系を統一させ、該統一後における推定された前記電流ベクトル及び前記指令電流ベクトルを用いて、前記電流ベクトルが前記指令電流ベクトルに追従するように前記３相モータを制御する、請求項１４に記載の電力変換制御装置。
【請求項１８】
請求項１〜１７のいずれか１項に記載の電力変換制御装置及びスイッチング回路を有する、電力変換ユニット。
【請求項１９】
前記スイッチング回路には、炭化ケイ素又は窒化ガリウムを含む半導体素子が用いられている、請求項１８に記載の電力変換ユニット。
【請求項２０】
請求項１８又は１９に記載の直流電源、電力変換ユニット及び交流負荷を有する、電力システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電力変換制御装置、電力変換ユニット及び電力システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源から出力された直流電力を、電力変換装置を用いて、交流負荷に印加されるべき交流電力へと変換することが行われている。電力変換装置は、電力変換制御装置によって制御される。一例では、交流負荷は３相モータであり、電力変換装置はインバータであり、この場合は電力変換制御装置をモータ制御装置と称することができる。他の一例では、交流負荷は電力系統であり、電力変換装置は系統連系インバータであり、この場合は電力変換制御装置を系統連系インバータ制御装置と称することができる。
【０００３】
従来、交流負荷の互いに異なる相の電流を検出できるように、少なくとも２つの電流センサを有する電力変換制御装置が用いられていた。このような電力変換制御装置によれば、交流負荷に印加されている電流ベクトル（又は３相電流）を特定することができる。電力変換制御装置は、特定された電流ベクトルを用いて電力変換装置を制御する。
【０００４】
電流センサを有する電力変換制御装置については、種々の検討がなされている（特許文献１〜特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−１５９３９１号公報
【特許文献２】特開２０１２−５０２１５号公報
【特許文献３】特開２００９−３３８７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の技術では、電力変換制御装置の性能及び機能を確保しつつ電力変換制御装置の低コスト化を図ることは困難である。本開示は、この困難性を緩和させうる新規な技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
すなわち、本開示は、
直流電源から出力された直流電力が互いに異なる第１相及び第２相を有する交流負荷に印加されるべき交流電力へと変換されるように、前記直流電源を前記交流負荷の前記第１相に電気的に接続する第１相のスイッチング部と前記直流電源を前記交流負荷の前記第２相に電気的に接続する第２相のスイッチング部とを有するスイッチング回路を制御する電力変換制御装置であって、
前記第１相のスイッチング部と前記交流負荷の前記第１相とを接続する２次側の電流経路において、２次側の前記電流経路を流れる電流を検出する第１電流センサと、
前記直流電源と前記第２相のスイッチング部とを接続する１次側の電流経路において、１次側の前記電流経路を流れる電流を検出する第２電流センサと、
を備える、電力変換制御装置を提供する。
【発明の効果】
【０００８】
本開示の第１電流センサ及び第２電流センサの組み合わせは、電力変換制御装置の性能及び機能を確保しつつ電力変換制御装置の低コスト化を図ることに適している。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】３相モータ、インバータ及びモータ制御装置のブロック図
【図２】インバータの内部構成及び第１の実施形態における電流センサの配置を説明するための図
【図３Ａ】ｄｑ座標系を説明するための図
【図３Ｂ】αβ座標系を説明するための図
【図４】第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を説明するためのブロック図
【図５Ａ】スイッチング素子電流の抽出に要する時間を確保できない事態を説明するための図
【図５Ｂ】第１運転が行われる場合と第２運転が行われる場合とを説明するための図
【図６】第１の実施形態の磁束・トルク推定部の内部構成を説明するためのブロック図
【図７】磁束指令演算部の内部構成を説明するためのブロック図
【図８Ａ】過電流検出部の内部構成を説明するためのブロック図
【図８Ｂ】過電流検出回路から出力されるアナログ信号を説明するための図
【図９Ａ】第１の実施形態の磁束推定部で得られるゲイン特性と従来の磁束推定部で得られるゲイン特性の相違を示すために行ったシミュレーションの結果を示すグラフ
【図９Ｂ】第１の実施形態の磁束推定部で得られる位相特性と従来の磁束推定部で得られる位相特性の相違を示すために行ったシミュレーションの結果を示すグラフ
【図１０Ａ】従来の磁束推定部による磁束の推定精度を示すために行ったシミュレーションの結果を示すグラフ
【図１０Ｂ】第１の実施形態の磁束推定部による磁束の推定精度を示すために行ったシミュレーションの結果を示すグラフ
【図１１】変形例１−１の磁束・トルク推定部の内部構成を説明するためのブロック図
【図１２】変形例１−２の磁束・トルク推定部の内部構成を説明するためのブロック図
【図１３】変形例１−３の磁束・トルク推定部の内部構成を説明するためのブロック図
【図１４Ａ】変形例１−３の磁束推定部で得られるゲイン特性と従来の磁束推定部で得られるゲイン特性の相違を示すために行ったシミュレーションの結果を示すグラフ
【図１４Ｂ】変形例１−３の磁束推定部で得られる位相特性と従来の磁束推定部で得られる位相特性の相違を示すために行ったシミュレーションの結果を示すグラフ
【図１５】好適な補正係数を説明するためのグラフ
【図１６】変形例１−３の磁束推定部による磁束の推定精度を示すために行ったシミュレーションの結果を示すグラフ
【図１７】インバータの内部構成及び変形例１−４における電流センサの配置を説明するための図
【図１８】インバータの内部構成及び変形例１−５における電流センサの配置を説明するための図
【図１９】第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を説明するためのブロック図
【図２０】第３の実施形態に係る系統連系インバータ制御装置の構成を説明するためのブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本開示の第１態様は、
直流電源から出力された直流電力が互いに異なる第１相及び第２相を有する交流負荷に印加されるべき交流電力へと変換されるように、前記直流電源を前記交流負荷の前記第１相に電気的に接続する第１相のスイッチング部と前記直流電源を前記交流負荷の前記第２相に電気的に接続する第２相のスイッチング部とを有するスイッチング回路を制御する電力変換制御装置であって、
前記第１相のスイッチング部と前記交流負荷の前記第１相とを接続する２次側の電流経路において、２次側の前記電流経路を流れる電流を検出する第１電流センサと、
前記直流電源と前記第２相のスイッチング部とを接続する１次側の電流経路において、１次側の前記電流経路を流れる電流を検出する第２電流センサと、
を備える、電力変換制御装置を提供する。
【００１１】
コスト削減の観点から、２次側の電流経路に設ける電流センサの数は最小限に留め、１次側の電流経路の電流センサを併せて活用することにはメリットがある。２次側の電流経路はフローティングしているため、２次側の電流経路に設ける電流センサとして絶縁式の電流センサが用いられる必要性が高く、その絶縁式の電流センサは高価になり易いためである。また、１次側の電流経路に電流センサを設ける場合には、電流センサを設ける電流経路として接地電位に接続された経路を用いることができ、従って安価な非絶縁式の電流センサが用いられうるためである。また、交流負荷の電流ベクトルの推定精度を確保し電力変換制御装置の制御性能を確保する観点から、互いに異なる相の電流が検出されるように２次側の電流経路と１次側の電流経路とにそれぞれ電流センサを設けることにはメリットがある。交流電力の周波数が高い場合は、１次側の電流経路を継続して電流が流れる期間が短くなり易く１次側の電流経路の電流センサによる検出値は制御に利用され難いが、２次側の電流経路の電流センサの検出値のみから電流ベクトルを十分な精度で推定できるためである。また、交流電力の周波数が低い場合は、２次側の電流経路の電流センサの検出値のみから電流ベクトルを精度よく推定することは難しいが、１次側の電流経路の電流センサによる検出値を併せて用いることで推定精度を確保できるためである。以上の説明から理解されるように、第１態様における第１電流センサと第２電流センサとの組み合わせは、電力変換制御装置を低コストで構成しつつ、交流電力の周波数が低くても高くても電力変換制御装置の制御性能を確保することを容易とする。なお、本明細書において、１次側は各スイッチング部よりも直流電源側であり、２次側は各スイッチング部よりも交流負荷側である。
【００１２】
本開示の第２態様は、第１態様に加え、
前記スイッチング回路の各スイッチング部よりも前記交流負荷側に存する２次側の電流経路を流れる電流を検出する電流センサとして、前記第１電流センサのみを備える、電力変換制御装置を提供する。
【００１３】
第２の態様によれば、電力変換制御装置の低コスト化を図り易い。
【００１４】
本開示の第３態様は、第１態様又は第２態様に加え、
前記第１電流センサはカレントトランスであり、
前記第２電流センサはシャント抵抗である、電力変換制御装置を提供する。
【００１５】
シャント抵抗は、１次側の電流経路用の電流センサとして安価に構成されうるため、第２電流センサとして好適である。カレントトランスは、絶縁式のセンサとして信頼性が高いため、第１電流センサとして好適である。
【００１６】
本開示の第４態様は、第１〜第３態様に加え、
前記スイッチング回路を含むインバータの外部に設けられ、前記第２電流センサの検出値を示すアナログ信号を（ハードウエアの部分で）受信することによって過電流が発生したか否かを判定する過電流検出部を備える、電力変換制御装置を提供する。
【００１７】
第４態様の過電流検出部は、交流電力の周波数が高く、１次側の電流経路を継続して電流が流れる期間が短い場合であっても、確実に第２電流センサの検出値を示すアナログ信号を受信することができる。従って、第４態様の構成は、直流電源と第２相のスイッチング部とを接続する電流経路で生じる過電流の検出に適している。
【００１８】
本開示の第５態様は、第４態様に加え、
前記過電流検出部は、
ハードウエアで構成され、前記第２電流センサの検出値を示す前記アナログ信号が入力され、電流閾値よりも大きい前記第２電流センサの検出値を示す前記アナログ信号が入力された時点から一定期間にわたって過電流が検出されたことを示すアナログ信号を継続して出力する過電流検出回路と、
前記過電流検出回路から出力された前記アナログ信号を用いて過電流が発生したか否かを判定する過電流判定部とを有する、電力変換制御装置を提供する。
【００１９】
第５態様の過電流検出回路は、一定期間にわたって過電流が検出されたことを示すアナログ信号を継続して出力する。このようなアナログ信号は瞬間的に出力されるアナログ信号に比べて処理され易いため、過電流判定部は過電流の発生の有無を容易に判定できる。
【００２０】
本開示の第６態様は、第１〜第５態様に加え、
前記電力変換制御装置は、
前記交流負荷の前記第２相に印加されるべき交流電圧の基本波成分の振幅が閾値振幅以上のときにおいて、前記第２電流センサの検出値を用いず前記第１電流センサの検出値を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第１運転を行い、
前記交流負荷の前記第２相に印加されるべき交流電圧の基本波成分の振幅が前記閾値振幅未満のときにおいて、前記第１センサの検出値及び前記第２センサの検出値の両方を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第２運転を行う、電力変換制御装置を提供する。
【００２１】
本開示の第７態様は、第１〜第５態様に加え、
前記電力変換制御装置は、
キャリア信号と前記交流負荷に印加されるべき交流電圧の基本波成分を表す指令信号とを比較することによって、ＰＷＭ方式で前記スイッチング回路を制御し、
前記交流負荷の前記第２相について、前記キャリア信号の振幅に対する前記指令信号の振幅の比である変調率が閾値変調率以上であるときにおいて、前記第２電流センサの検出値を用いず前記第１電流センサの検出値を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第１運転を行い、
前記交流負荷の前記第２相について、前記変調率が前記閾値変調率未満であるときにおいて、前記第１センサの検出値及び前記第２センサの検出値の両方を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第２運転を行い、
前記閾値変調率は、０．５〜０．９の範囲にある、電力変換制御装置を提供する。
【００２２】
本開示の第８態様は、第１〜第５態様に加え、
前記電力変換制御装置は、
前記交流負荷の前記第２相に印加されるべき交流電力の基本波成分の周波数が閾値周波数以上のときにおいて、前記第２電流センサの検出値を用いず前記第１電流センサの検出値を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第１運転を行い、
前記交流負荷の前記第２相に印加されるべき交流電力の基本波成分の周波数が前記閾値周波数未満のときにおいて、前記第１センサの検出値及び前記第２センサの検出値の両方を用いて前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する第２運転を行う、電力変換制御装置を提供する。
【００２３】
本開示の第９態様は、第８態様に加え、
前記閾値周波数は５００〜２５００Ｈｚの範囲にある、電力変換制御装置を提供する。
【００２４】
第６〜第９態様によれば、第１運転と第２運転とを適切に切り替えることができる。
【００２５】
本開示の第１０態様は、第１〜第９態様に加え、
前記電力変換制御装置は、キャリア信号と前記交流負荷に印加されるべき交流電圧の基本波成分を表す指令信号とを比較することによって、ＰＷＭ方式で前記スイッチング回路を制御し、
前記キャリア信号の周波数は２０〜５０ｋＨｚである、電力変換制御装置を提供する。
【００２６】
キャリア信号の周波数の下限を上記のように設定すれば、電流リプルの抑制を図ることができる。キャリア信号の周波数の上限を上記のように設定すれば、１次側の電流経路を継続して電流が流れる期間が短すぎて第２電流センサによる検出値を制御に利用できないという事態を回避し易い。
【００２７】
本開示の第１１態様は、第１〜第１０態様に加え、
前記第２電流センサと協働せず前記第１電流センサと協働して、又は、前記第１センサ及び前記第２センサと協働して、前記交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定する２相電流推定部と、
推定された前記電流ベクトルと前記交流負荷に印加されるべき交流電圧を表す指令電圧ベクトルとを用いて、前記交流負荷に印加されている回転磁束ベクトルを推定する磁束推定部と、を備える、電力変換制御装置を提供する。
【００２８】
第１１態様の２相電流推定部及び磁束推定部によれば、交流負荷に印加されている電流ベクトル及び回転磁束ベクトルの推定値を用いたスイッチング回路の制御が可能となる。
【００２９】
本開示の第１２態様は、第１１態様に加え、
前記磁束推定部は、
推定された前記電流ベクトルのα軸成分と前記指令電圧ベクトルのα軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のα軸成分を推定するα軸誘起電圧推定部と、
推定された前記電流ベクトルのβ軸成分と前記指令電圧ベクトルのβ軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分を推定するβ軸誘起電圧推定部と、
推定された前記誘起電圧のα軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのα軸成分を仮に推定するα軸磁束推定部と、
推定された前記誘起電圧のβ軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を仮に推定するβ軸磁束推定部と、
推定された前記誘起電圧のβ軸成分又は仮に推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を用いて仮に推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を補正するα軸成分補正部と、
推定された前記誘起電圧のα軸成分又は仮に推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を用いて仮に推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を補正するβ軸成分補正部と、を有する、電力変換制御装置を提供する。
【００３０】
本開示の第１３態様は、第１１態様に加え、
前記磁束推定部は、
推定された前記電流ベクトルのα軸成分と前記指令電圧ベクトルのα軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のα軸成分を仮に推定するα軸誘起電圧推定部と、
推定された前記電流ベクトルのβ軸成分と前記指令電圧ベクトルのβ軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分を仮に推定するβ軸誘起電圧推定部と、
仮に推定された前記誘起電圧のβ軸成分又は推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を用いて仮に推定された前記誘起電圧のα軸成分を補正するα軸成分補正部と、
仮に推定された前記誘起電圧のα軸成分又は推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を用いて仮に推定された前記誘起電圧のβ軸成分を補正するβ軸成分補正部と、
補正された前記誘起電圧のα軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのα軸成分を推定するα軸磁束推定部と、
補正された前記誘起電圧のβ軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を推定するβ軸磁束推定部と、を有する、電力変換制御装置を提供する。
【００３１】
従来の磁束推定部では、磁束の推定値の初期値の誤差、オフセット誤差等がある場合には磁束の推定精度（典型的には積分精度）を確保することが難しかった。これに対し、第１２態様又は第１３態様の補正部は、これらの誤差に基づく推定精度の低下を緩和させることができる。従って、第１２態様又は第１３態様の磁束推定部によれば、高い精度で回転磁束ベクトルを推定することができる。
【００３２】
本開示の第１４態様は、第１１〜第１３態様に加え、
前記電力変換制御装置は、前記交流負荷としての３相モータを制御するモータ制御装置として動作し、
前記回転磁束ベクトルは、前記３相モータの鎖交磁束ベクトル又は回転子磁束ベクトルである、電力変換制御装置を提供する。
【００３３】
本開示の第１５態様は、第１４態様に加え、
前記回転磁束ベクトルは、前記鎖交磁束ベクトルであり、
前記電力変換制御装置は、前記鎖交磁束ベクトルが指令磁束ベクトルに追従するように前記３相モータを制御する、電力変換制御装置を提供する。
【００３４】
本開示の第１６態様は、第１５態様に加え、
前記電力変換制御装置は、
推定された前記電流ベクトルと推定された前記鎖交磁束ベクトルとを用いて前記３相モータに印加されているモータトルクを推定するトルク推定部を備え、
前記モータトルクが指令トルクに追従するように前記指令磁束ベクトルを特定する、電力変換制御装置を提供する。
【００３５】
本開示の第１７態様は、第１４態様に加え、
前記回転磁束ベクトルは、前記回転子磁束ベクトルであり、
前記電力変換制御装置は、
推定された前記回転子磁束ベクトルの位相を推定する位相推定部を備え、
推定された前記位相を用いて指令電流ベクトル及び推定された前記電流ベクトルの座標系を統一させ、該統一後における推定された前記電流ベクトル及び前記指令電流ベクトルを用いて、前記電流ベクトルが前記指令電流ベクトルに追従するように前記３相モータを制御する、電力変換制御装置を提供する。
【００３６】
第１４〜第１７態様の電力変換制御装置は、モータ制御装置として好適に動作する。
【００３７】
本開示の第１８態様は、
第１〜第１７態様のいずれか１つに記載の電力変換制御装置及びスイッチング回路を有する、電力変換ユニットを提供する。
【００３８】
第１８態様によれば、第１態様の効果と同じ効果を得ることができる。
【００３９】
本開示の第１９態様は、第１８態様に加え、
前記スイッチング回路には、炭化ケイ素又は窒化ガリウムを含む半導体素子が用いられている、電力変換ユニットを提供する。
【００４０】
炭化ケイ素又は窒化ガリウムを含む半導体素子を用いたスイッチング回路は、高速スイッチングに適している。
【００４１】
本開示の第２０態様は、
第１８又は第１９態様に記載の直流電源、電力変換ユニット及び交流負荷を有する、電力システムを提供する。
【００４２】
第２０態様によれば、第１態様の効果と同じ効果を得ることができる。
【００４３】
本開示の第２１態様は、
直流電源から出力された直流電力が互いに異なる第１相及び第２相を有する交流負荷に印加されるべき交流電力へと変換されるように、前記直流電源を前記交流負荷の前記第１相に電気的に接続する第１相のスイッチング部と前記直流電源を前記交流負荷の前記第２相に電気的に接続する第２相のスイッチング部とを有するスイッチング回路を制御する電力変換制御装置であって、
推定された前記交流負荷に印加されている電流ベクトルと前記交流負荷に印加されるべき交流電圧を表す指令電圧ベクトルとを用いて、前記交流負荷に印加されている回転磁束ベクトルを推定する磁束推定部を備える、電力変換制御装置を提供する。
【００４４】
なお、第２１態様では、第１１態様の２相電流推定部を用いて交流負荷に印加されている電流ベクトルを特定するものであってもよく、他の方法で電流ベクトルを特定するものであってもよい。第１相のスイッチング部と交流負荷の第１相とを接続する２次側の電流経路と、第２相のスイッチング部と交流負荷の第２相とを接続する２次側の電流経路と、にそれぞれ電流センサを設けて、これらの電流センサの検出値から電流ベクトルを特定する２相電流推定部を用いてもよい。直流電源と各相のスイッチング部とを接続する１次側の電流経路のうち、直流電源からスイッチング回路の第１相のスイッチング部へと枝分かれした後の部分と、直流電源からスイッチング回路の第２相のスイッチング部へと枝分かれした後の部分と、にそれぞれ電流センサを設けて、これらの電流センサの検出値から電流ベクトルを特定する２相電流推定部を用いてもよい。後述の変形例１−５と同様、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）に従い、直流電源からスイッチング回路の各相のスイッチング部へと枝分かれする前の部分を流れる母線電流を検出する位置に電流センサを設け、母線電流と、スイッチング回路の各スイッチング部が生成するスイッチングパターンとに基づいて電流ベクトルを特定する態様も採用されうる。
【００４５】
本開示の第２２態様は、第２１態様に加え、
前記磁束推定部は、
推定された前記電流ベクトルのα軸成分と前記指令電圧ベクトルのα軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のα軸成分を推定するα軸誘起電圧推定部と、
推定された前記電流ベクトルのβ軸成分と前記指令電圧ベクトルのβ軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分を推定するβ軸誘起電圧推定部と、
推定された前記誘起電圧のα軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのα軸成分を仮に推定するα軸磁束推定部と、
推定された前記誘起電圧のβ軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を仮に推定するβ軸磁束推定部と、
推定された前記誘起電圧のβ軸成分又は仮に推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を用いて仮に推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を補正するα軸成分補正部と、
推定された前記誘起電圧のα軸成分又は仮に推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を用いて仮に推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を補正するβ軸成分補正部と、を有する、電力変換制御装置を提供する。
【００４６】
本開示の第２３態様は、第２１態様に加え、
前記磁束推定部は、
推定された前記電流ベクトルのα軸成分と前記指令電圧ベクトルのα軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のα軸成分を仮に推定するα軸誘起電圧推定部と、
推定された前記電流ベクトルのβ軸成分と前記指令電圧ベクトルのβ軸成分とを用いて前記交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分を仮に推定するβ軸誘起電圧推定部と、
仮に推定された前記誘起電圧のβ軸成分又は推定された前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を用いて仮に推定された前記誘起電圧のα軸成分を補正するα軸成分補正部と、
仮に推定された前記誘起電圧のα軸成分又は推定された前記回転磁束ベクトルのα軸成分を用いて仮に推定された前記誘起電圧のβ軸成分を補正するβ軸成分補正部と、
補正された前記誘起電圧のα軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのα軸成分を推定するα軸磁束推定部と、
補正された前記誘起電圧のβ軸成分を用いて前記回転磁束ベクトルのβ軸成分を推定するβ軸磁束推定部と、
を有する、電力変換制御装置を提供する。
【００４７】
本開示の第２４態様は、第２１〜第２３態様に加え、
前記電力変換制御装置は、前記交流負荷としての３相モータを制御するモータ制御装置として動作し、
前記回転磁束ベクトルは、前記３相モータの鎖交磁束ベクトル又は回転子磁束ベクトルである、電力変換制御装置を提供する。
【００４８】
本開示の第２５態様は、第２４態様に加え、
前記回転磁束ベクトルは、前記鎖交磁束ベクトルであり、
前記電力変換制御装置は、前記鎖交磁束ベクトルが指令磁束ベクトルに追従するように前記３相モータを制御する、電力変換制御装置を提供する。
【００４９】
本開示の第２６態様は、第２５態様に加え、
前記電力変換制御装置は、
推定された電流ベクトルと推定された前記鎖交磁束ベクトルとを用いて前記３相モータに印加されているモータトルクを推定するトルク推定部を備え、
前記モータトルクが指令トルクに追従するように前記指令磁束ベクトルを特定する、電力変換制御装置を提供する。
【００５０】
本開示の第２７態様は、第２４態様に加え、
前記回転磁束ベクトルは、前記回転子磁束ベクトルであり、
前記電力変換制御装置は、
推定された前記回転子磁束ベクトルの位相を推定する位相推定部を備え、
推定された前記位相を用いて指令電流ベクトル及び推定された前記電流ベクトルの座標系を統一させ、該統一後における推定された前記電流ベクトル及び前記指令電流ベクトルを用いて、前記電流ベクトルが前記指令電流ベクトルに追従するように前記３相モータを制御する、電力変換制御装置を提供する。
【００５１】
本開示の第２８態様は、
第２１〜第２７態様のいずれか１つに記載の電力変換制御装置及びスイッチング回路を有する、電力変換ユニットを提供する。
【００５２】
本開示の第２９態様は、第２８態様に加え、
前記スイッチング回路には、炭化ケイ素又は窒化ガリウムを含む半導体素子が用いられている、電力変換ユニットを提供する。
【００５３】
本開示の第３０態様は、
第２８又は第２９態様に記載の直流電源、電力変換ユニット及び交流負荷を有する、電力システムを提供する。
【００５４】
なお、本開示に係る電力変換制御装置は、発電機制御装置としても用いられうる。また、本開示内容を、１又は複数のステップからなる制御方法として捉えることもできる。
【００５５】
以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。
【００５６】
（第１の実施形態）
第１の実施形態では、電力変換制御装置はモータ制御装置であり、電力変換装置はインバータであり、交流負荷は３相モータである。モータ制御装置及びインバータは電力変換ユニットを構成する。直流電源、電力変換ユニット及び交流負荷は電力システムを構成する。図１に示すように、モータ制御装置３は、インバータ２及び交流負荷１に接続されうる。
【００５７】
（３相モータ１）
３相モータ１は、回転子と、固定子とを有している。回転子は、永久磁石１ｍ（図３Ａ参照）を備えている。固定子は、３相分の電機子巻線を有している。３相モータ１のＵ相に対応する電機子巻線をＵ相巻線と称することがある。３相モータ１のＶ相に対応する電機子巻線をＶ相巻線と称することがある。３相モータ１のＷ相に対応する電機子巻線をＷ相巻線と称することがある。３相モータ１は、磁気的突極性を有するモータであってもよく、磁気的突極性を有さないモータであってもよい。具体的に、３相モータ１は、永久磁石同期モータ、埋込磁石同期モータ等である。
【００５８】
（インバータ２）
インバータ２は、具体的にはＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータである。インバータ２は、スイッチング回路２ｓを用いたＰＷＭ制御によって、直流電圧を電圧ベクトル（３相交流電圧）に変換する。インバータ２は、電圧ベクトルを３相モータ１に印加する。本実施形態では、インバータ２は、パワーモジュールによって実現されている。パワーモジュールとしては、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）が例示される。直流電圧は、図示しない直流電源から供給される。
【００５９】
本実施形態のインバータ２の内部構成を、図２を参照しながら説明する。インバータ２は、スイッチング回路２ｓを備えている。スイッチング回路２ｓは、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を有している。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路及び平滑化コンデンサ４は、直流電源（図示は省略）の正出力端子及び負出力端子に接続される。具体的に、各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源の正出力端子と負出力端子との間に直列接続される。各ハーフブリッジ回路に直流電源からの直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は高電圧側のスイッチング素子８ｕ及び低電圧側のスイッチング素子９ｕを含み、Ｖ相用のハーフブリッジ回路は高電圧側のスイッチング素子８ｖ及び低電圧側のスイッチング素子９ｖを含み、Ｗ相用のハーフブリッジ回路は高電圧側のスイッチング素子８ｗ及び低電圧側のスイッチング素子９ｗを含む。高電圧側のスイッチング素子８ｕ，８ｖ，８ｗは、上アーム８ｕ，８ｖ，８ｗとも呼ばれる。低電圧側のスイッチング素子９ｕ，９ｖ，９ｗは、下アーム９ｕ，９ｖ，９ｗとも呼ばれる。スイッチング素子８ｕにはダイオード１０ｕが並列接続され、スイッチング素子８ｕにはダイオード１０ｕが並列接続され、スイッチング素子８ｖにはダイオード１０ｖが並列接続され、スイッチング素子８ｗにはダイオード１０ｗが並列接続され、スイッチング素子９ｕにはダイオード１１ｕが並列接続され、スイッチング素子９ｖにはダイオード１１ｖが並列接続され、スイッチング素子９ｗにはダイオード１１ｗが並列接続されている。ダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗの順方向は、直流電源の低電圧側から高電圧側に向かう方向である。ダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗは、それぞれフリーホイールダイオードとして機能する。
【００６０】
Ｕ相用のハーフブリッジ回路（第１相のスイッチング部）は、直流電源を３相モータ１（交流負荷）のＵ相（第１相）に電気的に接続する。Ｖ相用のハーフブリッジ回路（第２相のスイッチング部）は、直流電源を３相モータ１のＶ相（第２相）に電気的に接続する。Ｗ相用のハーフブリッジ回路（第３相のスイッチング部）は、直流電源を３相モータ１のＷ相（第３相）に電気的に接続する。スイッチング回路２ｓは、直流電源から出力された直流電力が３相モータ１に印加されるべき３相の交流電力へと変換されるように、モータ制御装置３（電力変換制御装置）によって制御される。
【００６１】
以下では、ｄｑ座標系に基づいてモータ制御装置を説明することがある。また、αβ座標系に基づいてモータ制御装置を説明することもある。ｄｑ座標系及びαβ座標系は、二次元の直交座標系である。ｄｑ座標系及びαβ座標系について、図３Ａ及び３Ｂを用いて説明する。
【００６２】
図３Ａに示すｄｑ座標系は、回転座標系である。ｄ軸及びｑ軸は、永久磁石１ｍが作る磁束の回転速度（回転数）と同じ速度で回転する。反時計回り方向が、位相の進み方向である。永久磁石１ｍは、３相モータ１の回転子に設けられた永久磁石を表す。ｄ軸は、永久磁石１ｍが作る磁束の方向に延びる軸として設定されている。ｑ軸は、ｄ軸を進み方向に９０度回転させた軸として設定されている。Ｕ軸はＵ相巻線に対応し、Ｖ軸はＶ相巻線に対応し、Ｗ軸はＷ相巻線に対応する。Ｕ軸、Ｖ軸及びＷ軸は、回転子が回転しても、回転しない。つまり、Ｕ軸、Ｖ軸及びＷ軸は、固定軸である。角度（位相）θは、Ｕ軸からみたｄ軸の進み角である。角度θは、回転子位置又は磁極位置とも称される。回転数ωは、回転子の回転数を表す。本明細書では、特に断りが無い限り、角度は電気角を意味する。ｄ軸とｑ軸との間の角度、角度θ及び回転数ωは、電気角に基づいた値である。
【００６３】
図３Ｂに示すαβ座標系は、固定座標系である。α軸及びβ軸は、固定軸である。反時計回り方向が、位相の進み方向である。α軸は、Ｕ軸と同一方向に延びる軸として設定されている。β軸は、α軸を進み方向に９０度回転させた軸として設定されている。
【００６４】
以下、情報として伝達される電流値（実際に流れる電流ではない）を、電流ｉu、電流ｉv及び電流ｉwのように、符号を付して表記する。図１に示すように、モータ制御装置３は、３相モータ１の１相（Ｕ相）に流出入する電流を検出し、その検出値（電流ｉu）を示すアナログ信号を生成する。また、モータ制御装置３は、インバータ２における上記電流が流れる相とは異なる相（Ｖ相）に流出入する電流を検出し、その検出値（電流ｉv）を示すアナログ信号を生成する。モータ制御装置３は、電流ｉuと電流ｉvと指令トルクＴ*とを用いて、インバータ２及び３相モータ１を制御する。具体的に、モータ制御装置３によれば、３相モータ１に印加される交流電流及び交流電力が制御されうる。なお、指令トルクＴ*は、図示しない上位制御装置で生成される。
【００６５】
図２及び図４に示すように、モータ制御装置３は、電流センサ５、電流センサ６、２相電流推定部２２、磁束・トルク推定部２３、減算部２４、指令振幅演算部２５、指令磁束演算部２６、指令電圧演算部２９、２相３相変換部（２相３相座標変換部）３０及び過電流検出部３１を備えている。
【００６６】
本実施形態では、２相電流推定部２２、磁束・トルク推定部２３、減算部２４、指令振幅演算部２５、指令磁束演算部２６、指令電圧演算部２９及び２相３相変換部３０は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）又はマイクロコンピュータにおいて実行される制御アプリケーションによって提供されている。ただし、これらの要素は、論理回路によって構成されるものを含んでいてもよい。ＤＳＰ又はマイクロコンピュータは、コア、メモリ、Ａ／Ｄ変換回路及び通信ポート等の周辺装置を含んでいてもよい。本実施形態では、電流センサ５、電流センサ６及び過電流検出部３１は、ハードウエアを含んでいる。
【００６７】
（モータ制御装置３による制御）
モータ制御装置３の動作を簡単に説明する。電流センサ５によって、３相モータ１のＵ相に流出入する電流が検出される（電流ｉuを示すアナログ信号が生成される）。電流センサ６によって、インバータ２のＶ相に流出入する電流が検出される（電流ｉvを示すアナログ信号が生成される）。第１運転においては、２相電流推定部２２によって、電流ｉuから、２相電流ｉαβが生成される。第２運転においては、２相電流推定部２２によって、電流ｉu及び電流ｉvから、２相電流ｉαβが生成される。磁束・トルク推定部２３によって、２相電流ｉαβと、指令２相電圧ｖαβ*とから、推定磁束ψαβと、推定磁束ψαβの位相θsと、推定トルクＴとが求められる。つまり、磁束・トルク推定部２３によって、モータトルク及び電機子鎖交磁束が推定される。減算部２４によって、推定トルクＴと指令トルクＴ*との差（トルク誤差ΔＴ＝Ｔ*−Ｔ）が求められる。指令振幅演算部２５によって、指令トルクＴ*から、指令磁束｜ψS*｜が特定される。指令磁束演算部２６によって、指令磁束｜ψS*｜と、トルク誤差ΔＴと、位相θsとから、指令磁束ベクトルψαβ*が特定される。指令電圧演算部２９によって、指令磁束ベクトルψαβ*と、推定磁束ψαβと、２相電流ｉαβとから、指令２相電圧ｖαβ*が特定される。２相３相変換部３０によって、指令２相電圧ｖαβ*が、指令３相電圧ｖuvw*に変換される。指令３相電圧ｖuvw*に基づいてインバータ２が動作する。このような制御によって、３相モータ１は、電機子鎖交磁束の振幅及びモータトルクがそれぞれ指令磁束｜ψS*｜及び指令トルクＴ*に追従するように制御される。
【００６８】
また、モータ制御装置３には、過電流検出部３１が設けられている。過電流検出部３１は、Ｖ相で過電流が発生しているか否かを判断するのに適した構成を有している。
【００６９】
本明細書では、電流ｉu、電流ｉv及び電流ｉwと同様、２相電流ｉαβは、実際に３相モータ１を流れる電流ではなく、情報として伝達される電流値を意味する。同様に、指令２相電圧ｖαβ*、推定磁束ψαβ、位相θs、推定トルクＴ、指令トルクＴ*、指令磁束｜ψS*｜、指令磁束ベクトルψαβ*及び指令３相電圧ｖuvw*等も、情報として伝達される値を意味する。
【００７０】
次に、モータ制御装置３の構成要素を説明する。
【００７１】
（電流センサ５）
電流センサ５（第１電流センサ）は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路（第１相のスイッチング部）と３相モータ１（交流負荷）のＵ相（第１相）とを接続する２次側の配線（電流経路）において、該配線を流れる電流を検出する。本実施形態では、モータ制御装置（電力変換制御装置）３は、スイッチング回路２ｓのＵ相、Ｖ相及びＷ相の各ハーフブリッジ回路（各スイッチング部）よりも３相モータ１側（交流負荷側）に存する電流経路を流れる電流を検出する電流センサとして、電流センサ５のみを有している。電流センサ５は、３相モータ１のＵ相に流出入する電流を検出し、その検出値（Ｕ相電流ｉu）を示すアナログ信号を生成し、出力する。本実施形態では、電流センサ５は、絶縁式の電流センサである。具体的に、電流センサ５は、カレントトランスである。電流センサ５として、シャント抵抗を用いることもできる。ただし、シャント抵抗を用いる場合には、絶縁アンプを含む回路を併せて用いることによって、絶縁を確保しつつ電圧を増幅する必要がある。
【００７２】
（電流センサ６）
電流センサ６（第２電流センサ）は、直流電源とＶ相用のハーフブリッジ回路（第２相のスイッチング部）とを接続する１次側の配線（電流経路）において、該配線を流れる電流を検出する。図２に示すように、本実施形態では、電流センサ６は、インバータ２の内部において、母線（具体的には負極母線）１２とＶ相用のハーフブリッジ回路との間に介在し、Ｖ相用のハーフブリッジ回路に流出入する電流を測定する。具体的には、電流センサ６は、母線１２とスイッチング素子９ｖとの間に直列に介在している。電流センサ６で検出する電流の相は、電流センサ５で検出する電流の相とは異なる。本実施形態では、電流センサ６は、非絶縁式の電流センサである。具体的に、本実施形態では、低コストでモータ制御装置３を構成する目的で、電流センサ６としてシャント抵抗が用いられている。図２に示す例では、Ｖ相のみならず、Ｕ相及びＷ相にもシャント抵抗を設けている。この構成によれば、３相間で抵抗値がアンバランスになることが防止され、３相平衡が確保され易い。なお、本実施形態では、Ｕ相及びＷ相のシャント抵抗を用いた電流検出は行われない。また、Ｕ相及びＷ相にシャント抵抗を設けることは、必須ではない。
【００７３】
以下では、母線１２と各ハーフブリッジ回路との間を流れる電流をスイッチング素子電流と呼ぶことがある。また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のスイッチング素子電流の検出値を、Ｕ相スイッチング素子電流ｉu、Ｖ相スイッチング素子電流ｉv及びｗ相スイッチング素子電流ｉwと表記することがある。この表記に従えば、本実施形態の電流センサ６は、Ｖ相のスイッチング素子電流を検出し、その検出値（Ｖ相スイッチング素子電流ｉv）を表すアナログ信号を生成する。
【００７４】
（２相電流推定部２２）
本実施形態の２相電流推定部２２は、２相電流ｉαβ（α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβ）を推定する。推定された２相電流ｉαβは、磁束・トルク推定部２３及び指令電圧演算部２９に与えられる。２相電流推定部２２は、モータ制御装置３が第１運転を行っているときと第２運転を行っているときとで異なる動作を行う。
【００７５】
第１運転では、２相電流推定部２２は、第２電流センサ６と協働せず第１電流センサ５と協働して３相モータ１（交流負荷）に印加されている電流ベクトルを特定する。つまり、２相電流推定部２２は、第２電流センサ６の検出値を用いず第１電流センサ５の検出値を用いて、２相電流ｉαβを特定する。具体的に、第１運転では、２相電流推定部２２は、３相モータ１からフィードバックされる検出値として第１電流センサ５の検出値のみを用いて、２相電流ｉαβを特定する。より具体的には、第１運転では、２相電流推定部２２は、式（１）に従って、Ｕ相電流ｉuから２相電流ｉαβを演算する。式（１）において、ｓはラプラス演算子、ωnは交流電力の基本波周波数である。Ｕ相電流ｉuのみから２相電流ｉαβを推定する技術の詳細については、特許文献２を参照されたい。
【００７６】
【数１】
2016136823.tif 000003
【００７７】
第２運転では、２相電流推定部２２は、第１センサ５及び第２センサ６と協働して３相モータ１（交流負荷）に印加されている電流ベクトルを特定する。つまり、２相電流推定部２２は、第１電流センサ５の検出値及び第２電流センサ６の検出値の両方を用いて、２相電流ｉαβを特定する。具体的に、第２運転では、２相電流推定部２２は、３相モータ１からフィードバックされる検出値として第１電流センサ５の検出値及び第２電流センサ６の検出値の２つのみを用いて、２相電流ｉαβを特定する。より具体的には、第２運転では、２相電流推定部２２は、式（２）に従って、Ｕ相電流ｉu及びＶ相スイッチング素子電流ｉvから２相電流ｉαβを演算する。
【００７８】
【数２】
2016136823.tif 000004
【００７９】
第１運転及び第２運転の２つの運転が存在する理由について説明する。モータ制御装置３では、電流センサ６によって電流が検出され、その検出値を示すアナログ信号がサンプリング周期ｔs毎にサンプリングされる。サンプリングのタイミングにおいて電流センサ６によって電流が検出されていさえすればその検出値を用いた制御をすることができるようにも思われるが、そうではない。サンプリングは量子化等の他の工程を伴い、サンプリングを含む一連の工程（アナログ信号を抽出する工程）は一瞬でなされるわけではなく、一定時間ｔex（Ａ／Ｄ変換等にかかる時間）をかけてなされるためである。すなわち、スイッチング素子９ｖのオン期間（スイッチング素子８ｖのオフ期間）には電流センサ６をＶ相電流が流れ電流センサ６はＶ相スイッチング素子電流ｉvを生成するものの、この期間が短い場合にはＶ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号を抽出するための一連の工程は完了しないためＶ相スイッチング素子電流ｉvをインバータ２及び３相モータ１の制御に用いることができない。具体的には、２相電流推定部２２は、２相電流ｉαβを推定するに当たり、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを用いることができない。本明細書では、このような事態を「抽出に要する時間を確保できない事態」と称することがある。
【００８０】
インバータ２としてＰＷＭインバータを用いた場合の「抽出に要する時間を確保できない事態」について、図５Ａ及び図５Ｂを用いて説明する。図５Ａは、キャリア信号１３と３相モータ１のＶ相に印加されるべき交流電圧の基本波成分を表す指令信号（電圧レベル）Ｖとの関係を示す。図５Ａに示す例では、キャリア信号１３は、周期的な三角波信号である。キャリア信号１３の周期をキャリア周期と称する。キャリア信号１３は、モータ制御装置３が有する図示しないデューティ生成部で生成される。電圧レベルＶは、デューティ生成部において、指令３相電圧ｖuvw*のＶ相成分を用いて生成される。デューティ生成部において、電圧レベルＶとキャリア信号１３とが比較される。キャリア信号１３のレベルの上昇過程において、電圧レベルＶがキャリア信号１３と交差するタイミングに至ると、デューティ生成部は、Ｖ相の上アームがオフとなり下アームがオンとなるようなデューティ信号をスイッチング回路２ｓに供給する。これにより、Ｖ相の電流がスイッチング素子９ｖ及び電流センサ６（シャント抵抗）を流れる。キャリア信号１３が最大レベルに達した後、キャリア信号１３のレベルは下降していく。キャリア信号１３のレベルの下降過程において、電圧レベルＶがキャリア信号１３と交差するタイミングに至ると、デューティ生成部は、Ｖ相の下アームがオフとなり上アームがオンとなるようなデューティ信号をスイッチング回路２ｓに供給する。これにより、Ｖ相の電流はスイッチング素子９ｖ及び電流センサ６（シャント抵抗）には流れなくなる。すなわち、キャリア信号１３が電圧レベルＶを上回っている期間において、電流センサ６は、Ｖ相の電流を検出し、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを表すアナログ信号を生成する。
【００８１】
キャリア信号１３が電圧レベルＶを上回っている期間が過度に短い場合は、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号を抽出することができない。この場合は、スイッチング素子９ｖのオン期間が短くスイッチング素子９ｖと母線１２との間の配線を電流が継続して流れる期間が十分には確保されないためである。このような事態は、電圧レベルＶの振幅の最大値が図５Ａの「抽出不可」の範囲にあるときに生じる。このような事態は、電圧レベルＶの振幅が大きいとき、キャリア信号１３の振幅に対する電圧レベルＶの振幅（変調率）が大きいとき等に生じうる。３相モータ１のＶ相に印加されるべき交流電圧が大きいときは３相モータ１を高い周波数で動作させるべきときであるため、上記の事態は電圧レベルＶの周波数が高いときに生じうるともいえる。キャリア周波数が高い（キャリア周期が短い）場合もこのような事態を招きやすく、この場合にＶ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号を抽出するには電圧レベルＶの最大値を低く設定しなければならない（３相モータ１への印加電圧を制限しなければならない）という制約が課される。
【００８２】
以上の説明から明らかであるように、「抽出に要する時間を確保できない事態」が生じる（又は生じ易い）場合には第１運転が行われ、そうでない場合には第２運転が行われるべきである。このような基準で運転を切り替えるには、図５Ｂに示すように、電圧レベル１６（大きい最大値を有する電圧レベルＶ）がデューティ生成部で生成される場合には、第１運転を行い、電圧レベル１５（小さい最大値を有する電圧レベルＶ）がデューティ生成部で生成される場合には第２運転を行えばよい。
【００８３】
具体的に、本実施形態では、３相モータ１のＶ相（第２相）に印加されるべき交流電圧の基本波成分の振幅が閾値振幅Ｖth以上のときにおいて、第１運転が行われる。３相モータ１のＶ相に印加されるべき交流電圧の基本波成分の振幅が閾値振幅Ｖth未満のときにおいて、第２運転が行われる。インバータ２から出力される交流電圧の基本波成分の振幅を最大で振幅Ｖfmaxまで高めることができるようにモータ制御装置３（又は電力変換ユニット、又は電力システム）が構成されている場合、閾値振幅Ｖthを例えば振幅Ｖfmaxの５０〜９０％の振幅とすることができる。振幅Ｖfmaxは、一例では、変調率が１．０となるときにインバータ２から出力される交流電圧の基本波成分の振幅である。
【００８４】
３相モータ１のＶ相（第２相）について、変調率が０．５以上であるときにおいて第１運転が行われ、変調率が０．５未満であるときにおいて第２運転が行われるようにしてもよい（図５Ｂ参照）。なお、第１運転と第２運転とを切り替えるための閾値変調率は、０．５に限らず、０．５〜０．９の範囲から選択可能である。
【００８５】
３相モータ１のＶ相（第２相）に印加されるべき交流電力の基本波成分の周波数が閾値周波数ωth以上のときにおいて第１運転が行われ、同周波数が閾値周波数ωth未満のときにおいて第２運転が行われてもよい。閾値周波数ωthは、例えば５００〜２５００Ｈｚの範囲にある。
【００８６】
第１運転及び第２運転の切り替えに関する数値例を以下に示す。電流リプルを小さくする観点からは、交流電力の基本波１周期に対応するキャリア信号の周期数は多い方がよい。例えば、交流電力の基本波の周波数が５００Ｈｚ（３相モータ１の極対数が１の場合、回転数は３００００ｒｐｍ）であり、スイッチング周波数（キャリア周波数）が１０ｋＨｚである場合、基本波の１周期はキャリア信号の２０周期に相当する。２０周期あれば、電流リプルはある程度抑制される。電流リプル抑制の観点から、好ましくは、交流電力の基本波の周波数が５００Ｈｚ以上の場合には、キャリア周波数は２０ｋＨｚ以上である。２０ｋＨｚを超える高速スイッチングには、ＳｉＣ（炭化ケイ素）又はＧａＮ（窒化ガリウム）を含む半導体のスイッチング素子を用いることが好ましい。なお、上述のように、電流センサ６（シャント抵抗）を用いた電流検出には、高いキャリア周波数を採用することは好ましくないため、従来技術では、キャリア周波数は十数ｋＨｚ以下にすべきと考えられていた。しかし、本発明者らの検討によれば、キャリア周波数が５０ｋＨｚ（キャリア周期は２０μs）の場合でも、キャリア周期に対して５０％のオフ期間を確保すれば、抽出に要する時間が数μs（１０μs以下）のマイクロコンピュータを用いて電流測定値を示す信号を抽出することができる。従って、キャリア周波数を５０ｋＨｚ以下に設定することは、「抽出に要する時間を確保できない事態」を回避する観点から妥当である。
【００８７】
（磁束・トルク推定部２３）
磁束・トルク推定部２３は、２相電流ｉαβと、指令２相電圧ｖαβ*とから、電機子鎖交磁束及びトルクを推定する（推定磁束ψαβ及び推定トルクＴを特定する）。図６に示すように、本実施形態では、磁束・トルク推定部２３は、磁束推定部２３ａと、トルク推定部２３ｂとを有している。
【００８８】
（磁束推定部２３ａ）
磁束推定部２３ａは、２相電流ｉαβ（α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβ）と、指令２相電圧ｖαβ*（指令α軸電圧ｖα*及び指令β軸電圧ｖβ*）とから、第２推定磁束ψ2αβ（第２推定磁束ψ2α，ψ2β）及び第２推定磁束ψ2αβの位相θsを特定する。具体的に、磁束推定部２３ａでは、式（３）に従い、α軸電流ｉαと指令α軸電圧ｖα*とから、第１推定磁束ψ1αが演算される。式（４）に従い、β軸電流ｉβと指令β軸電圧ｖβ*とから、第１推定磁束ψ1βが演算される。式（５）に従い、第１推定磁束ψ1αと第１推定磁束ψ1βとから、第２推定磁束ψ2αが演算される。式（６）に従い、第１推定磁束ψ1βと第１推定磁束ψ1αとから、第２推定磁束ψ2βが演算される。式（７）に従い、第２推定磁束ψ2αと第２推定磁束ψ2βとから、第２推定磁束ψ2αβの位相θsが演算される。式（３）及び（４）におけるＲaは、３相モータ１の１相当たりの巻線抵抗である。ｓはラプラス演算子である。ωcは、不完全積分（１次遅れ系）のカットオフ周波数である。ｅα及びｅβは、３相モータ１の誘起電圧ｅαβのα成分とβ成分である。式（５）及び（６）におけるω*は、３相モータ１の指令速度（指令電気角速度）である。指令速度ω*は、上位制御装置から与えられる。式（５）及び（６）に基づいて得られる効果については、図９Ａから図１０Ｂを用いた後述の説明を参照されたい。
【００８９】
【数３】
2016136823.tif 000005
【００９０】
磁束推定部２３ａの具体的な内部構成を説明する。図６に示すように、磁束推定部２３ａは、α軸誘起電圧推定部４６と、β軸誘起電圧推定部４７と、α軸磁束推定部（第１積分器）４０と、β軸磁束推定部（第２積分器）４１と、ブロック４２と、ブロック４３と、加算部（加算器）４４と、減算部（減算器）４５とを有している。α軸誘起電圧推定部４６は、α軸電流ｉαと指令α軸電圧ｖα*とから、α軸誘起電圧ｅαを演算し、出力する。β軸誘起電圧推定部４７は、β軸電流ｉβと指令β軸電圧ｖβ*とから、β軸誘起電圧ｅβを演算し、出力する。α軸誘起電圧ｅαとβ軸誘起電圧ｅβは、互いに位相の異なる交流電圧（信号）である。α軸磁束推定部４０は、α軸誘起電圧ｅαを積分して第１推定磁束ψ1αを得て、出力する。β軸磁束推定部４１は、β軸誘起電圧ｅβを積分して第１推定磁束ψ1βを得て、出力する。ブロック４２は、第１推定磁束ψ1αに、ωc／ω*を乗じ、乗算結果ψ1αωc／ω*を出力する。ブロック４３は、第１推定磁束ψ1βに、ωc／ω*を乗じ、乗算結果ψ1βωc／ω*を出力する。加算部４４は、第１推定磁束ψ1αに乗算結果ψ1βωc／ω*を足し合わせることによって第２推定磁束ψ2αを得て、出力する。減算部４５は、第１推定磁束ψ1βから乗算結果ψ1αωc／ω*を減じることによって第２推定磁束ψ2βを得て、出力する。α軸誘起電圧推定部４６及びα軸磁束推定部４０によって、式（３）の演算が実現される。β軸誘起電圧推定部４７及びβ軸磁束推定部４１によって、式（４）の演算が実現される。ブロック４３及び加算部４４によって、式（５）の演算が実現される。ブロック４２及び減算部４５によって、式（６）の演算が実現される。なお、図６では省略しているが、磁束推定部２３ａは、第２推定磁束ψ2αと第２推定磁束ψ2βとから、第２推定磁束ψ2αβの位相θsを演算して出力する位相推定部を有している。
【００９１】
要するに、磁束推定部２３ａは、推定された電流ベクトル（２相電流ｉαβ）と交流負荷（３相モータ１）に印加されるべき交流電圧を表す指令電圧ベクトル（指令２相電圧ｖαβ*）とを用いて、交流負荷に印加されている回転磁束ベクトル（第２推定磁束ψ2αβ）を推定する。具体的には、磁束推定部２３ａは、推定された電流ベクトルのα軸成分（α軸電流ｉα）と指令電圧ベクトルのα軸成分（指令α軸電圧ｖα*）とを用いて交流負荷（３相モータ１）で発生している誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を推定するα軸誘起電圧推定部４６と、推定された電流ベクトルのβ軸成分（β軸電流ｉβ）と指令電圧ベクトルのβ軸成分（指令β軸電圧ｖβ*）とを用いて交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を推定するβ軸誘起電圧推定部４７と、推定された誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を用いて回転磁束ベクトルのα軸成分（第１推定磁束ψ1α）を仮に推定するα軸磁束推定部４０と、推定された誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を用いて回転磁束ベクトルのβ軸成分（第１推定磁束ψ1β）を仮に推定するβ軸磁束推定部４１と、仮に推定された回転磁束ベクトルのβ軸成分（第１推定磁束ψ1β）を用いて仮に推定された回転磁束ベクトルのα軸成分（第１推定磁束ψ1α）を補正するα軸成分補正部（ブロック４３及び加算部４４）と、仮に推定された回転磁束ベクトルのα軸成分（第１推定磁束ψ1β）を用いて仮に推定された回転磁束ベクトルのβ軸成分（第１推定磁束ψ1β）を補正するβ軸成分補正部（ブロック４２及び減算部４５）と、を有している。
【００９２】
上述の説明に関し、本実施形態では、電力変換制御装置は、交流負荷としての３相モータ１を制御するモータ制御装置３として動作するものであり、回転磁束ベクトルは、３相モータ１の鎖交磁束ベクトルである。しかし、回転磁束ベクトルとして回転子磁束ベクトル（磁石磁束）を用いるモータ制御装置を構成することもできる（詳細は、第２の実施形態参照）。
【００９３】
磁束推定部２３ａは、第２推定磁束ψ2αβ（推定磁束ψ2α，ψ2β）を電機子鎖交磁束の推定磁束ψαβとして採用し、出力する。ただし、第１推定磁束ψ1αβ（推定磁束ψ1α，ψ1β）を電機子鎖交磁束の推定磁束ψαβとして採用し、出力してもよい。式（７）の右辺の推定磁束ψ2α及び推定磁束ψ2βを推定磁束ψ1α及び推定磁束ψ1βに変更して位相θsを特定することもできる。また、磁束推定部２３ａは、指令２相電圧ｖαβ*に代えて、３相モータ１に印加されている電圧の検出値を３相２相変換させて得た２相電圧を用いて、推定磁束ψαβを求めるものであってもよい。
【００９４】
（トルク推定部２３ｂ）
トルク推定部２３ｂは、２相電流ｉαβ（α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβ）と、推定磁束ψαβ（推定磁束ψα，ψβ）とから、モータトルクを推定する。本実施形態では、トルク推定部２３ｂは、式（８）を用いて、推定トルクＴを求める。式（８）におけるＰnは、３相モータ１の極対数である。
【００９５】
【数４】
2016136823.tif 000006
【００９６】
磁束・トルク推定部２３で得られた推定磁束ψαβは、指令電圧演算部２９に与えられる。位相θsは、指令磁束演算部２６に与えられる。推定トルクＴは、減算部２４に与えられる。なお、本実施形態では磁束推定部２３ａとトルク推定部２３ｂとが一体となって磁束・トルク推定部２３を構成しているが、磁束推定部２３ａとトルク推定部２３ｂとを互いに独立した推定部とすることもできる。
【００９７】
（減算部２４）
減算部２４は、推定トルクＴと指令トルクＴ*との差（トルク誤差ΔＴ：Ｔ*−Ｔ）を求める。減算部２４としては、公知の演算子を用いればよい。
【００９８】
（指令振幅演算部２５）
指令振幅演算部２５は、指令トルクＴ*から指令磁束｜ψS*｜を特定する。指令磁束｜ψS*｜はスカラーである。本実施形態の指令磁束｜ψS*｜は、モータ電流を最小とするためのものである。モータトルクを目標値としつつ、モータ電流の値に対するモータトルクの値の比率が最大となるように、３相モータを制御する制御は、最大トルク／電流（MTPA:Maximum Torque Per Ampere）制御として知られてる。本実施形態では、指令振幅演算部２５は、テーブルを用いて指令トルクＴ*から指令磁束｜ψS*｜を特定するように構成されている。指令振幅演算部２５は、演算によって指令磁束｜ψS*｜を特定するように構成されていてもよい。
【００９９】
最大トルク／電流制御を実行する場合の指令磁束｜ψS*｜の特定方法は、以下の説明によって当業者に理解される。３相モータ１として磁気的突極性を有さないモータを用いる場合、電機子鎖交磁束の振幅｜ψS｜及びモータトルクＴは、式（９）及び（１０）で概算される。｜ψa0｜は、３相モータ１における永久磁石１ｍが作る磁石磁束の振幅として与えられた定数である。以下の説明では、｜ψa0｜を磁束パラメータと称することがある。Ｌは、３相モータ１の電機子巻線の一相当たりのインダクタンスである。ｉqはｑ軸電流である。Ｐnは、モータの極対数である。式（９）及び（１０）から、式（１１）が導かれる。Ｔを指令トルクＴ*に、｜ψS｜を指令磁束｜ψS*｜にそれぞれ置き換えることで、指令トルクＴ*と指令磁束｜ψS*｜との関係式が導かれる。この関係式を用いれば、指令トルクＴ*から指令磁束｜ψS*｜を求めることができる。当然ながら、変換テーブルを作成することもできる。
【０１００】
【数５】
2016136823.tif 000007
【０１０１】
３相モータ１として磁気的突極性を有するモータを用いる場合、電機子鎖交磁束の振幅｜ψS｜及びモータトルクＴは、式（１２）及び（１３）で概算される。Ｌdは、ｄ軸インダクタンスである。Ｌqは、ｑ軸インダクタンスである。ｉdはｄ軸電流である。ｄ軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqは、式（１４）の関係を概ね満たす。式（１２）、（１３）及び（１４）によって、変数ｉd，ｉqを用いることなくモータトルクＴから電機子鎖交磁束の振幅｜ψS｜を特定可能な変換テーブルが得られる。Ｔを指令トルクＴ*に、｜ψS｜を指令磁束｜ψS*｜にそれぞれ置き換えれば、指令トルクＴ*から指令磁束｜ψS*｜を特定することができる。
【０１０２】
【数６】
2016136823.tif 000008
【０１０３】
（指令磁束演算部２６）
指令磁束演算部２６は、指令磁束｜ψS*｜と、位相θsと、トルク誤差ΔＴとから、電機子鎖交磁束が追従するべき指令磁束ベクトルψαβ*を特定する。本実施形態における指令磁束演算部２６は、図７に示すブロック図に従って、指令磁束ベクトルψαβ*を特定する。具体的に、指令磁束演算部２６は、ＰＩ制御部３８と、加算部３６と、ベクトル生成部３７とを有している。ＰＩ制御部３８は、ΔＴをゼロに収束させるための比例積分制御によって、位相補正量ΔθS*を特定する。加算部３６は、位相θSと位相補正量ΔθS*との合計（θS*：θS＋ΔθS*）を求める。ベクトル生成部３７は、指令磁束｜ψS*｜と合計θS*とから、指令磁束ベクトルψαβ*を特定する。具体的に、ベクトル生成部３７は、式（１５）及び（１６）を用いて指令磁束ベクトルψαβ*を求める。指令磁束ベクトルψαβ*は、指令電圧演算部２９に与えられる。
【０１０４】
【数７】
2016136823.tif 000009
【０１０５】
（指令電圧演算部２９）
指令電圧演算部２９は、指令磁束ベクトルψαβ*と推定磁束ψαβとの差と、２相電流ｉαβとから、指令２相電圧ｖαβ*（指令α軸電圧ｖα*及び指令β軸電圧ｖβ*）を特定する。本実施形態では、指令電圧演算部２９は、式（１７）を用いて、指令２相電圧ｖαβ*を求める。式（１７）におけるｔsは、制御周期（サンプリング周期）である。なお、３相モータ１が高速回転しているときは、巻線抵抗Ｒaに基づく電圧降下が非常に小さい。このため、指令電圧演算部２９は、式（１７）の右辺第２項を無視して、指令磁束ベクトルψαβ*と推定磁束ψαβとの差から、指令２相電圧ｖαβ*を特定するように構成されていてもよい。指令２相電圧ｖαβ*は、２相３相変換部３０に与えられる。
【０１０６】
【数８】
2016136823.tif 000010
【０１０７】
（２相３相変換部３０）
２相３相変換部３０は、指令２相電圧ｖαβ*を、指令３相電圧ｖuvw*に変換する。その後、指令３相電圧ｖuvw*に対応する電圧ベクトルが、インバータ２によって生成され、３相モータ１に印加される。
【０１０８】
（過電流検出部３１）
本実施形態の過電流検出部３１は、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号をハードウエアの部分で受信することによって、過電流が発生したか否かを判定する。具体的には、過電流検出部３１は、Ｕ相電流ｉuを示すアナログ信号及びＶ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号を用いて、３相モータ１のＵ相、Ｖ相及びＷ相のいずれかで過電流が発生したか否かを判定する。過電流検出部３１は、インバータ２の外部に設けられている。図８Ａに示すように、過電流検出部３１は、過電流検出回路３１ａと、過電流判定部３１ｂとを有している。
【０１０９】
（過電流検出回路３１ａ）
過電流検出回路３１ａは、ハードウエアで構成されている。過電流検出回路３１ａは、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号と、電流閾値（過電流判断値）ｉvmaxとを用いて、アナログ信号ＳOCを生成し、出力する。電流閾値ｉvmaxは定数である。アナログ信号ＳOCは、電流閾値ｉvmaxよりも大きいＶ相スイッチング素子電流ｉvが過電流検出回路３１ａに入力された時点から一定期間ｔcにわたって相対的に高いレベル（Ｈレベル）に保持される。それ以外の期間においては、アナログ信号ＳOCは、相対的に低いレベル（Ｌレベル）に保持される。本実施形態では、アナログ信号ＳOCは電圧であり、Ｈレベルはアナログ信号ＳOCが相対的に高い電圧であることを意味し、Ｌレベルはアナログ信号ＳOCが相対的に低い電圧であることを意味する。過電流検出回路３１ａは、典型的には、コンパレータ回路及びラッチ回路を含む。模式図８Ｂに、電流閾値ｉvmaxと、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvと、アナログ信号ＳOCとの関係を示す。なお、模式図８Ｂでは、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvが非ゼロである期間が短いことを強調する目的でＶ相スイッチング素子電流ｉvが４箇所でデルタ関数的に表現されている。実際には、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvは、スイッチング素子９ｖのオン期間に相当する幅を有するパルス波形（スイッチングパルス波形）を形成する。
【０１１０】
（過電流判定部３１ｂ）
過電流判定部３１ｂは、アナログ信号ＳOCを用いてＶ相の過電流検出を行う。具体的に、過電流判定部３１ｂは、サンプリング周期ｔs毎に、一定時間ｔexをかけて、アナログ信号ＳOCを抽出する工程を実施する。過電流判定部３１ｂは、アナログ信号ＳOCがＨレベルであるときは過電流が発生していると判定し、アナログ信号ＳOCがＬレベルであるときは過電流が発生していないと判定する。
【０１１１】
上述のように、モータ制御装置３は、スイッチング素子９ｖのオン期間が短い場合には、電流センサ６によるＶ相電流の検出値（Ｖ相スイッチング素子電流ｉv）を示すアナログ信号を抽出することができない。しかし、本実施形態の過電流検出部３１によれば、このような場合であってもＶ相の過電流検出が可能となる。過電流検出回路３１ａは、ハードウエアによって構成されているため、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号の受信、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvと電流閾値ｉvmaxとの比較及びアナログ信号ＳOCの出力を常時行うことができるためである。すなわち、電流閾値ｉvmaxよりも大きいＶ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号が過電流検出回路３１ａに入力された時点から一定期間ｔcにわたって過電流が検出されたことを示すＨレベルのアナログ信号ＳOCが過電流検出回路３１ａから継続出力され、継続出力されているが故にそのアナログ信号ＳOCが過電流判定部３１ｂによって抽出されうるためである。なお、本実施形態では、期間ｔcは、時間ｔex以上の長さを有する。これにより、過電流判定部３１ｂによる過電流検出が確実になされうる。
【０１１２】
なお、本実施形態では、直流電源とＵ相用のハーフブリッジ回路とを接続する配線ではなくＵ相用のハーフブリッジ回路と３相モータ１とを接続する配線においてＵ相電流を検出することによってＵ相電流ｉuを表すアナログ信号が生成されている。このアナログ信号はスイッチングパルス波形ではなく正弦波に近い波形を有するため、同アナログ信号が抽出されている途中で同アナログ信号が不連続に変化する事態は生じない（スイッチング素子９ｕのＯＮ期間においては、スイッチング素子９ｕを流れる電流の瞬時値と３相モータ１のＵ相を流れる電流の瞬時値とはほぼ同じである。これに対し、スイッチング素子９ｕのＯＦＦ期間は、前者の電流はゼロであるが後者の電流が非ゼロである期間を含む。スイッチング素子９ｕのＯＦＦ期間であっても３相モータ１のインダクタンス成分の作用で電流が３相モータ１を流れ続けようとし、しかもダイオード１０ｕを通して他相との間で電流が還流することによって電流が３相モータ１を流れ続けうるようにスイッチング回路２ｓが構成されているためである。これらが、「抽出に要する時間を確保できない事態」が発生していなければ母線１２とスイッチング素子９ｕの間の配線を流れる電流を測定しても３相モータ１に流出入する電流を測定してもほぼ同じ電流検出値を得ることができる理由であり、また、Ｕ相電流ｉuを表すアナログ信号がスイッチングパルス波形ではなく正弦波に近い波形を有する理由である）。つまり、Ｕ相電流ｉuを示すアナログ信号の抽出に要する時間を確保できない事態は生じない。従って、過電流検出部３１は、過電流判定部３１ｂにＵ相電流ｉuを直接与えることによって、Ｕ相の過電流検出を行うことができる（図８Ａ参照）。また、図示は省略するが、本実施形態では、ハードウエアの演算回路を用いてＵ相電流ｉuとＶ相スイッチング素子電流ｉvとからＷ相電流ｉw（＝−ｉu−ｉv）を演算し、Ｗ相電流ｉwと電流閾値ｉvmaxとを比較する過電流検出回路（過電流検出回路３１ａと同様の回路）を用いてアナログ信号（アナログ信号ＳOCと同様の信号）を生成している。そして、生成されたアナログ信号を過電流判定部３１ｂに与えることによって、Ｗ相の過電流検出を行っている。
【０１１３】
改めて断るまでもないが、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号の抽出に要する時間を確保できる場合（第２運転を行う場合）には、過電流検出部３１は、過電流検出回路３１ａを用いず、過電流判定部３１ｂにＶ相スイッチング素子電流ｉvを直接与えることによって、Ｖ相の過電流検出を行うこともできる。この場合、Ｗ相の過電流検出も、過電流検出回路を用いずに行うことができる。
【０１１４】
（従来技術の問題点）
本実施形態の効果の理解を促す目的で、従来技術の問題点を説明する。特許文献１には、３相モータの３相電流のうち１相（例えばＵ相）の電流を電流センサによって検出し、検出した電流から、残りの２相（例えばＶ相及びＷ相）の電流を推定する技術が記載されている。特許文献２には、多相モータにおける１相の電流を電流センサで検出し、検出した電流から、２相電流（α，β軸電流又はｄ，ｑ軸電流）を推定する技術が記載されている。これらの技術によれば、電流センサの数を１つにすることができる。従って、これらの技術によれば、低コストで電力変換制御装置を実現できる。しかし、これらの技術では、電流が検出された相以外の２相の間で発生する過電流を検出することができない。また、これらの技術では、モータの始動時等の回転数が低いときは、電流が検出された相以外の２相の電流の推定精度を確保したり、２相電流の推定精度を確保したりすることは難しい。このため、これらの技術では、モータの始動時等の回転数が低いときは、精度よくモータを制御することが難しい。モータ以外の交流負荷を制御する場合も同様である。
【０１１５】
また、シャント抵抗によって、ＰＷＭインバータの各相のスイッチング素子電流を検出し、電流検出値を用いてモータを制御する技術も知られている。この技術のみを採用する場合、図５Ａを用いて説明したように、印加されるべき交流電圧の基本波成分を表す指令信号の振幅がキャリア信号の振幅を上回り続けている期間をある程度確保しなければ、モータ制御装置はスイッチング素子電流を示すアナログ信号を抽出することができない。キャリア信号の周波数（スイッチング周波数）を低くしてこの問題を解消することも考えられるが、スイッチング周波数を過度に低くすると電流リプルが大きくなる。
【０１１６】
（本実施形態の効果：低コストでの性能の確保）
本実施形態のモータ制御装置３は、スイッチング回路２ｓのＵ相、Ｖ相及びＷ相の各ハーフブリッジ回路（各スイッチング部）よりも３相モータ１側（２次側）の電流経路を流れる電流を検出する電流センサとして、電流センサ５のみを有している。この位置で電流を検出するためには、カレントトランス等の絶縁式の電流センサが必要である。２次側の電流経路はフローティングしているため、電流センサ５として絶縁式の電流センサが用いられる必要性が高いためである。すなわち、電流センサ５として高価な電流センサを用いる必要性が高い。一方、モータ制御装置３は、スイッチング回路２ｓのＵ相、Ｖ相及びＷ相の各ハーフブリッジ回路（各スイッチング部）よりも直流電源側（１次側）の電流経路を流れる電流を検出する電流センサとして、電流センサ６を有している。この位置での電流検出には、シャント抵抗等の非絶縁式の電流センサを用いることができる。電流センサ６を設ける１次側の電流経路として、接地電位に接続された電流経路を用いることは容易であるためである。すなわち、電流センサ６として安価な電流センサを用いることができる。このように、本実施形態では、高価な電流センサを２個用いる必要がなく、高価な電流センサ１個と安価な電流センサ１個との組み合わせによって３相モータ１を制御することができる。従って、本実施形態のモータ制御装置３は、低コストで構成されうる。なお、２次側の互いに異なる２相の電流経路にそれぞれシャント抵抗を設けても、低コスト化を図ることは難しい。絶縁性を確保するためにシャント抵抗と併せて絶縁アンプ等を用いる必要があり、そのためにはコストがかかるためである。
【０１１７】
さらに、電流センサ５と電流センサ６との組み合わせによれば、３相モータ１の速度が低い場合（始動時等）も高い場合も交流負荷を流れる電流ベクトルを十分な精度で推定することができる。
【０１１８】
（本実施形態の効果：低コストでの過電流検出）
また、本実施形態のモータ制御装置３は、過電流検出部３１を有している。過電流検出部３１によれば、電流センサ６が接続された相のスイッチング素子のオン期間が短い場合であっても、その相の過電流を検出することができる。また、３相のうち検出した２相の電流の検出値から残る１相の電流を計算し、その計算値から過電流を検出することができる。つまり、全ての相の過電流を検出することができる。
【０１１９】
（本実施形態の効果：磁束推定の補正）
図６を用いて説明したとおり、本実施形態では、α軸磁束推定部４０の出力（α軸誘起電圧ｅα）を、β軸磁束推定部４１の出力（β軸誘起電圧ｅβ）を用いて、α軸成分補正部（ブロック４３及び加算部４４）によって補正している。また、同様に、β軸磁束推定部４１の出力（β軸誘起電圧ｅβ）を、α軸磁束推定部４０の出力（α軸誘起電圧ｅα）を用いてβ軸成分補正部（ブロック４２及び減算部４５）によって補正している。すなわち、第１推定磁束ψ1α及び第１推定磁束ψ1βが第２推定磁束ψ2α及び第２推定磁束ψ2βへと補正され、第２推定磁束ψ2α及び第２推定磁束ψ2βが推定磁束ψα及び推定磁束ψβとして採用される。α軸成分を実軸成分、β軸成分を虚軸成分として複素数表現すると、誘起電圧ｅαβと第２推定磁束ψ2αβとの関係は式(１８)で表すことができる。
【０１２０】
【数９】
2016136823.tif 000011
【０１２１】
従来の不完全積分を用いる場合は、推定磁束ψα及び推定磁束ψβ（推定磁束ψαβ）として、第１推定磁束ψ1α及び第１推定磁束ψ1β（推定磁束ψ1αβ）と同じ推定磁束が用いられる。誘起電圧ｅαβと推定磁束ψ1αβとの関係は式(１９)で表すことができる。
【０１２２】
【数１０】
2016136823.tif 000012
【０１２３】
式(１８)及び式（１９）のゲイン特性を図９Ａに示す。式(１８)及び式（１９）の位相特性を図９Ｂに示す。図９Ａにおいて、線５０は、式(１９)のゲイン特性、つまり不完全積分を用いた場合のゲイン特性を示す。線５１は、式（１８）のゲイン特性、つまり本実施形態の場合のゲイン特性を示す。図９Ｂにおいて、線５２は、式(１９)の位相特性、つまり不完全積分を用いた場合の位相特性を示す。線５３は、式（１８）の位相特性、つまり本実施形態の場合の位相特性を示す。線５０〜線５３は、ωc＝４０ｒａｄ／ｓの場合のものである。積分器の位相特性は周波数によらず位相が−９０度であることが理想的である。線５２の位相は、低周波数領域において−９０度から大きく乖離している。これに対し、線５３の位相は、低周波数領域においても実質的に−９０度であることを示している。線５２及び線５３から、従来技術に従って不完全積分に基づく推定磁束ψ1αβを推定磁束ψαβとして用いる場合よりも、本実施形態に基づき推定磁束ψ2αβを推定磁束ψαβとして用いる場合の方が、良好な位相特性を得ることができることが分かる。
【０１２４】
図１０Ａ及び図１０Ｂを用いて磁束の推定精度について説明する。図１０Ａ及び図１０Ｂにおいて、線５４は、真のα軸磁束を表す。線５５は、真のβ軸磁束を表す。「真の」は、実際に３相モータ１に印加されている磁束を誤差なく表していることを意味する。線５６は、第１推定磁束ψ1αを表す。線５７は、第１推定磁束ψ1βを表す。線５８は、第２推定磁束ψ2αを表す。線５９は、第２推定磁束ψ2βを表す。線５６及び線５８によって表されているように、推定磁束ψ1α，ψ2αの初期値には、意図的に誤差が与えられている。具体的に、真のα軸磁束の初期値は０．１Ｗｂであり、真のβ軸磁束及び推定磁束ψ1α，ψ1β，ψ2α，ψ2βの初期値は０Ｗｂである。図１０Ａ及び図１０Ｂの横軸（時間軸）のスケールは、推定開始直後の過渡現象が把握されるように設定されている。線５４及び線５６から、第１推定磁束ψ1αの位相は真のα軸磁束の位相から遅れていることが把握され、線５５及び線５７から、第１推定磁束ψ1βの位相は真のβ軸磁束の位相から遅れていることが把握される。このことは、式（１９）つまり不完全積分を用いた場合は、高効率な動作点からずれた動作点で３相モータ１が動作すること、大きなモータ電流が流れること、及び３相モータ１で大きな損失が発生することを意味する。また、このことは、始動時等の３相モータ１の速度が低いときの制御に悪影響を及ぼしうる。一方、線５４及び線５８から、第２推定磁束ψ2αの位相は真のα軸磁束の位相に高い精度で一致していることが把握され、線５５及び線５９から、第２推定磁束ψ2βの位相は真のβ軸磁束の位相に高い精度で一致していることが把握される。このことは、式（１８）つまり本実施形態によれば、始動時等の３相モータ１の速度が低い場合であっても、３相モータ１を高効率に運転することが可能であることを意味する。
【０１２５】
なお、本実施形態では、Ｕ相及びＶ相の２相の電流を測定するように電流センサ５及び電流センサ６が設けられ、これらの検出値を用いた制御がなされるようにモータ制御装置３が構成されている。しかし、他の２相の電流を測定するように電流センサ５及び電流センサ６を設けても、同様の制御を行うことができる。また、本実施形態において説明した事項は、電力変換制御装置の他、電力変換ユニット、電力システム及び制御方法にも適用できる。また、本実施形態において説明した事項は、電力変換制御装置を発電機制御装置として用いる場合にも適用できる。この点は、後述の変形例及び実施形態についても同様である。
【０１２６】
（変形例１−１）
第１の実施形態の磁束推定部２３ａ（図６）に代えて、図１１に示す磁束推定部７３ａを用いることもできる。以下、磁束推定部７３ａについて説明する。なお、変形例１−１では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略することがある。
【０１２７】
磁束推定部７３ａは、ブロック４２及びブロック４３に代えて、ブロック７０及びブロック７１を有している。ブロック７０は、α軸誘起電圧ｅαを用いた演算を行い、演算結果ｅαωc／ω*（ｓ＋ωc）を出力する。演算結果ｅαωc／ω*（ｓ＋ωc）は、第１の実施形態のブロック４２からの出力と同じである。ブロック７１は、β軸誘起電圧ｅβを用いた演算を行い、演算結果ｅβωc／ω*（ｓ＋ωc）を出力する。演算結果ｅβωc／ω*（ｓ＋ωc）は、第１の実施形態のブロック４３からの出力と同じである。加算部４４において、第１推定磁束ψ1αに演算結果ｅβωc／ω*（ｓ＋ωc）が足し合わされることによって、第２推定磁束ψ2αが得られる。減算部４５において、第１推定磁束ψ1βから演算結果ｅαωc／ω*（ｓ＋ωc）が減じられることによって、第２推定磁束ψ2βが得られる。
【０１２８】
要するに、磁束推定部７３ａは、推定された電流ベクトルのα軸成分（α軸電流ｉα）と指令電圧ベクトルのα軸成分（指令α軸電圧ｖα*）とを用いて交流負荷（３相モータ１）で発生している誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を推定するα軸誘起電圧推定部４６と、推定された電流ベクトルのβ軸成分（β軸電流ｉβ）と指令電圧ベクトルのβ軸成分（指令β軸電圧ｖβ*）とを用いて交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を推定するβ軸誘起電圧推定部４７と、推定された誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を用いて回転磁束ベクトルのα軸成分（第１推定磁束ψ1α）を仮に推定するα軸磁束推定部４０と、推定された誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を用いて回転磁束ベクトルのβ軸成分（第１推定磁束ψ1β）を仮に推定するβ軸磁束推定部４１と、推定された誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を用いて仮に推定された回転磁束ベクトルのα軸成分（第１推定磁束ψ1α）を補正するα軸成分補正部（ブロック７１及び加算部４４）と、推定された誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を用いて仮に推定された回転磁束ベクトルのβ軸成分（第１推定磁束ψ1β）を補正するβ軸成分補正部（ブロック７０及び減算部４５）と、を有している。
【０１２９】
第１の実施形態の磁束推定部２３ａと同様、磁束推定部７３ａは式（１８）を実現する。従って、変形例１−１によれば、第１の実施形態の効果と同じ効果を得ることができる。
【０１３０】
（変形例１−２）
第１の実施形態の磁束推定部２３ａ（図６）に代えて、図１２に示す磁束推定部８３ａを用いることもできる。以下、磁束推定部８３ａについて説明する。なお、変形例１−２では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略することがある。
【０１３１】
磁束推定部８３ａは、磁束推定部２３ａとは異なり、α軸磁束推定部４０、β軸磁束推定部４１、ブロック４２、ブロック４３、加算部４４及び減算部４５を有しない。これらに代えて、磁束推定部８３ａは、ブロック８２と、ブロック８３と、加算部８４と、減算部８５と、α軸磁束推定部８０と、β軸磁束推定部８１とを有している。
【０１３２】
ブロック８２は、α軸誘起電圧ｅαにωc／ω*を乗じ、乗算結果ｅαωc／ω*を出力する。ブロック８３は、β軸誘起電圧ｅβにωc／ω*を乗じ、乗算結果ｅβωc／ω*を出力する。加算部８４は、α軸誘起電圧ｅαに乗算結果ｅβωc／ω*を足し合わせることによって加算結果ｅcα＝ｅα＋ｅβωc／ω*を得る。減算部８５は、β軸誘起電圧ｅβから乗算結果ｅαωc／ω*を減じることによって減算結果ｅcβ＝ｅβ−ｅαωc／ω*を得る。α軸磁束推定部８０は、加算結果ｅcαを積分して推定磁束ψ2αを得て、出力する。推定磁束ψ2αは、第１の実施形態の第２推定磁束ψ2αと同じである。β軸磁束推定部８１は、減算結果ｅcβを積分して推定磁束ψ2βを得て、出力する。推定磁束ψ2βは、第１の実施形態の第２推定磁束ψ2βと同じである。
【０１３３】
要するに、磁束推定部８３ａは、推定された電流ベクトルのα軸成分（α軸電流ｉα）と指令電圧ベクトルのα軸成分（指令α軸電圧ｖα*）とを用いて交流負荷（３相モータ１）で発生している誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を仮に推定するα軸誘起電圧推定部４６と、推定された電流ベクトルのβ軸成分（β軸電流ｉβ）と指令電圧ベクトルのβ軸成分（指令β軸電圧ｖβ*）とを用いて交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を仮に推定するβ軸誘起電圧推定部４７と、仮に推定された誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を用いて仮に推定された誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を補正するα軸成分補正部（ブロック８３及び加算部８４）と、仮に推定された誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を用いて仮に推定された誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を補正するβ軸成分補正部（ブロック８２及び減算部８５）と、補正された誘起電圧のα軸成分（加算結果ｅcα）を用いて回転磁束ベクトルのα軸成分（推定磁束ψ2α）を推定するα軸磁束推定部８０と、補正された誘起電圧のβ軸成分（減算結果ｅcβ）を用いて回転磁束ベクトルのβ軸成分（推定磁束ψ2β）を推定するβ軸磁束推定部８１と、を有している。
【０１３４】
第１の実施形態の磁束推定部２３ａと同様、磁束推定部８３ａは式（１８）を実現する。従って、変形例１−２によれば、第１の実施形態の効果と同じ効果を得ることができる。
【０１３５】
（変形例１−３）
第１の実施形態の磁束推定部２３ａに代えて、図１３に示す磁束推定部９３ａを用いることもできる。以下、磁束推定部９３ａについて説明する。なお、変形例１−３では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略することがある。
【０１３６】
磁束推定部９３ａは、磁束推定部２３ａとは異なり、α軸磁束推定部４０、β軸磁束推定部４１、ブロック４２、ブロック４３、加算部４４及び減算部４５を有しない。これらに代えて、磁束推定部９３ａは、ブロック９８と、ブロック９９と、加算部９４と、減算部９５と、α軸磁束推定部９０と、β軸磁束推定部９１と、ブロック９２と、ブロック９３と、を有している。
【０１３７】
ブロック９８は、α軸誘起電圧ｅαに補正係数ｂを乗じて乗算結果ｂｅαを得る。ブロック９９は、β軸誘起電圧ｅβに補正係数ｂを乗じて乗算結果ｂｅβを得る。加算部９４は、乗算結果ｂｅαに、１制御周期前の乗算結果ａωcψ2βを加算して加算結果ｅcα＝ｂｅα＋ａωcψ2βを得る。減算部９５は、乗算結果ｂｅβから１制御周期前の乗算結果ａωcψ2αを減じて減算結果ｅcβ＝ｂｅβ−ａωcψ2αを得る。α軸磁束推定部９０は、加算結果ｅcαを積分して推定磁束ψ2αを得て、出力する。β軸磁束推定部９１は、減算結果ｅcβを積分して推定磁束ψ2βを得て、出力する。
【０１３８】
要するに、磁束推定部９３ａは、推定された電流ベクトルのα軸成分（α軸電流ｉα）と指令電圧ベクトルのα軸成分（指令α軸電圧ｖα*）とを用いて交流負荷（３相モータ１）で発生している誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を仮に推定するα軸誘起電圧推定部４６と、推定された電流ベクトルのβ軸成分（β軸電流ｉβ）と指令電圧ベクトルのβ軸成分（指令β軸電圧ｖβ*）とを用いて交流負荷で発生している誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を仮に推定するβ軸誘起電圧推定部４７と、推定された回転磁束ベクトルのβ軸成分（推定磁束ψ2β）を用いて仮に推定された誘起電圧のα軸成分（α軸誘起電圧ｅα）を補正するα軸成分補正部（ブロック９８、ブロック９３及び加算部９４）と、推定された回転磁束ベクトルのα軸成分（推定磁束ψ2α）を用いて仮に推定された誘起電圧のβ軸成分（β軸誘起電圧ｅβ）を補正するβ軸成分補正部（ブロック９９、ブロック９２及び減算部９５）と、補正された誘起電圧のα軸成分（加算結果ｅcα）を用いて回転磁束ベクトルのα軸成分（推定磁束ψ2α）を推定するα軸磁束推定部９０と、補正された誘起電圧のβ軸成分（減算結果ｅcβ）を用いて回転磁束ベクトルのβ軸成分（推定磁束ψ2β）を推定するβ軸磁束推定部９１と、を有している。なお、α軸成分補正部によって用いられる推定された回転磁束ベクトルのβ軸成分は、具体的には、１制御周期前に推定された回転磁束ベクトルのβ軸成分である。また、β軸成分補正部によって用いられる推定された回転磁束ベクトルのα軸成分は、具体的には、１制御周期前に推定された回転磁束ベクトルのα軸成分である。
【０１３９】
α軸成分を実軸成分、β軸成分を虚軸成分として複素数表現すると、誘起電圧ｅαβと推定磁束ψ2αβとの関係は式(２０)で表せる。
【０１４０】
【数１１】
2016136823.tif 000013
【０１４１】
式（２０）のゲイン特性を図１４Ａに示す。式(２０）の位相特性を図１４Ｂに示す。図１４Ａ及び図１４Ｂの線５０及び線５２は、図９Ａ及び図９Ｂの線５０及び線５２（不完全積分を用いた場合のゲイン特性及び位相特性）と同じである。図１４Ａの線６０は、式（２０）のゲイン特性、つまり変形例１−３の場合のゲイン特性を示す。図１４Ｂの線６１は、式（２０）の位相特性、つまり変形例１−３の場合の位相特性を示す。線５０、線５２、線６０及び線６１は、ωc＝４０ｒａｄ／ｓの場合のものである。線６０及び線６１は、ａ＝５かつｂ＝１の場合のものである。上述のように、積分器の位相特性は周波数によらず位相が−９０度であることが理想的である。線６１の位相は、低周波数領域においても概ね−９０度である。一方、ゲイン特性は線６０に示されるように低下する。ゲイン特性を改善するには、図１５の線６２に示すように、周波数に応じて補正係数ｂを変更すればよい。
【０１４２】
図１６を用いて磁束の推定精度について説明する。図１６の線５４及び線５５は、図１０Ａ及び１０Ｂの線５４（真のα軸磁束に対応）及び線５５（真のβ軸磁束に対応）と同じである。線６３は、推定磁束ψ2αを表す。線６４は、推定磁束ψ2βを表す。線６３によって表されているように、推定磁束ψ2αの初期値には意図的に誤差が与えられている。具体的に、推定磁束ψ2α及びψ2βの初期値は０Ｗｂである。図１６の横軸（時間軸）のスケールは、推定開始直後の過渡現象が把握されるように設定されている。線５４、線５５、線６３及び線６４から、推定磁束ψ2α，ψ2βの位相遅れは、制御開始から１周期経過後には概ね解消していることが分かる。このことは、変形例１−３によれば、３相モータ１を高効率に運転することが可能であることを意味する。
【０１４３】
（変形例１−４）
以下、変形例１−４のモータ制御装置について説明する。変形例１−４では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略することがある。
【０１４４】
変形例１−４のモータ制御装置は、図１７に示すように、電流センサ５及び電流センサ６に加え、電流センサ７（第３電流センサ）を有していている。電流センサ７は、直流電源とＷ相用のハーフブリッジ回路（第３相のスイッチング部）とを接続する配線（電流経路）において、該配線を流れる電流を検出する。具体的には、電流センサ７は、インバータ２の内部において、母線１２とＷ相用のハーフブリッジ回路との間に直列に介在し、Ｗ相用のハーフブリッジ回路に流出入する電流を測定する。電流センサ６と同様、電流センサ７は、非絶縁式の電流センサであり、例えばシャント抵抗である。
【０１４５】
また、変形例１−４のモータ制御装置は、第１の実施形態の２相電流推定部２２に代えて、２相電流推定部２２とは異なる動作が行うことがある２相電流推定部を有する。以下では、２相電流推定部２２と区別する目的で、変形例１−４の２相電流推定部を２相電流推定部Ｘと称することがある。
【０１４６】
図５Ａを用いた説明から理解されるように、３相モータ１のＶ相に印加されるべき交流電圧の基本波成分を表す指令信号（電圧レベル）Ｖが大きい場合には、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを示すアナログ信号の抽出に要する時間を確保できない事態を招き易い。同様に、３相モータ１のＷ相に印加されるべき交流電圧の基本波成分を表す指令信号（電圧レベル）Ｗが大きい場合には、Ｗ相スイッチング素子電流ｉwを示すアナログ信号の抽出に要する時間を確保できない事態を招き易い。
【０１４７】
以上を考慮し、変形例１−４では、電圧レベルＷの最大値が電圧レベルＶの最大値以上の場合には、２相電流推定部Ｘは、２相電流推定部２２と同じ動作を行う（Ｕ相電流ｉuとともに状況に応じてＶ相スイッチング素子電流ｉvを用いる運転を行う）。
【０１４８】
電圧レベルＷの最大値が電圧レベルＶの最大値未満の場合には、２相電流推定部Ｘは、２相電流推定部２２とは異なり、Ｕ相電流ｉuとともに状況に応じてＷ相スイッチング素子電流ｉwを用いる運転を行うを用いる運転を行う。具体的には、電圧レベルＷが大きい場合には、２相電流推定部Ｘは、第１の実施形態の第１運転と同様、式（１）に従ってＵ相電流ｉuから２相電流ｉαβを特定する第１運転を行う。電圧レベルＷが小さい場合には、２相電流推定部Ｘは、Ｕ相電流ｉu及びＷ相スイッチング素子電流ｉwから２相電流ｉαβを特定する。後者の運転は、式（２）とは異なり式（２１）に従う運転であるものの、第１の実施形態の第２運転と技術上の意義は共通する。従って、本明細書では、後者の運転も第２運転と称する。変形例１−４においても、第１運転を行うか第２運転を行うかを、第１の実施形態と同様に、閾値振幅Ｖth、変調率又は閾値周波数ωthを基準に判断することができる。
【０１４９】
【数１２】
2016136823.tif 000014
【０１５０】
変形例１−４では、電圧レベルＶ及び及び電圧レベルＷのうち最大値が低い方が、第１運転を行うか第２運転を行うかの判断基準とされる。そして、判断基準とされた電圧レベルの最大値が大きい場合には第１運転が行われ、小さい場合は第２運転が行われる。従って、変形例１−４によれば、第１の実施形態に比べて、積極的に第２運転を行うことができる。
【０１５１】
なお、変形例１−４では、Ｖ相スイッチング素子電流ｉv又はＷ相スイッチング素子電流ｉwを用いた第２運転を行うと判断されてから、Ｖ相スイッチング素子電流ｉv又はＷ相スイッチング素子電流ｉwを示すアナログ信号の抽出が行われ、その後Ｖ相スイッチング素子電流ｉv又はＷ相スイッチング素子電流ｉwが２相電流推定部Ｘによって用いられる。ただし、第２運転で用いられる可能性があるＶ相スイッチング素子電流ｉv又はＷ相スイッチング素子電流ｉwを示すアナログ信号の抽出がなされてから、Ｖ相スイッチング素子電流ｉv又はＷ相スイッチング素子電流ｉwを用いた第２運転を行うか否かの判断がなされ、第２運転を行うと判断された場合にＶ相スイッチング素子電流ｉv又はＷ相スイッチング素子電流ｉwが２相電流推定部Ｘによって用いられるようにしてもよい。
【０１５２】
要するに、変形例１−４の電力変換制御装置（モータ制御装置）は、第２電流センサとして選択されうる２つの電流センサ（電流センサ６及び電流センサ７）であって、スイッチング回路２ｓにおける互いに異なるスイッチング部（ハーフブリッジ回路）に流出入する電流を検出する２つの電流センサを有し、２つの電流センサの検出値のうち、第２運転を行うための条件を満たし易い方の電流センサの検出値を第２電流センサの検出値として用いる。
【０１５３】
（変形例１−５）
以下、変形例１−５のモータ制御装置について説明する。変形例１−５では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略することがある。
【０１５４】
変形例１−５では、図１８に示すように、電流センサ６に代えて、電流センサ６ｂが用いられている。典型的には、電流センサ６ｂはシャント抵抗である。電流センサ６ｂは、母線１２に設けられており、母線電流ｉdcを検出できるように構成されている。母線電流ｉdcから３相電流を推定する方式は、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）と呼ばれている。１シャント電流検出方式の詳細については、特許文献３等を参照されたい。１シャント電流検出方式によっても、Ｖ相スイッチング素子電流ｉvを生成することができる。このＶ相スイッチング素子電流ｉvを用いても、第１の実施形態と同様の制御を行うことができる。
【０１５５】
要するに、変形例１−５では、第２電流センサは、直流電源と第２相のスイッチング部（Ｖ相用のハーフブリッジ回路）とを接続する電流経路のうち、直流電源からスイッチング回路２ｓの各相のスイッチング部へと枝分かれする前の部分である母線１２を流れる電流を検出するものであり、電力変換制御装置（モータ制御装置）は、第１センサの検出値（Ｕ相電流ｉu）と、第２センサで得られた母線１２を流れる電流の検出値と、スイッチング回路２ｓの各スイッチング部が生成するスイッチングパターンとを用いて第２運転を行う。なお、スイッチングパターンは、各ハーフブリッジ回路（スイッチング部）のスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦのタイミングを示すものであり、先に説明したデューティ信号に基づいて生成される。
【０１５６】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態のモータ制御装置（電力変換制御装置）１０３について、図１９を参照しながら説明する。なお、第２の実施形態では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略することがある。
【０１５７】
モータ制御装置１０３は、電流センサ５、電流センサ６、２相電流推定部２２、磁束推定部１２３、座標変換部１１０、指令電流演算部１１１、指令電圧演算部１１２、座標変換部１１３、位相推定部１１４及び２相３相変換部３０を備えている。
【０１５８】
（モータ制御装置１０３による制御の概要）
以下、モータ制御装置１０３の動作の概要を説明する。磁束推定部１２３によって、２相電流ｉαβと、指令２相電圧ｖαβ*とから、磁石磁束が推定される（推定磁石磁束ψmαβが特定される）。以下では、推定磁石磁束ψmαβのα軸成分をα軸推定磁石磁束ψmαと記載し、β軸成分をβ軸推定磁石磁束ψmβと記載することがある。位相推定部１１４によって、推定磁石磁束ψmαβから、推定磁石磁束ψmαβの位相θdが特定される。座標変換部１１０によって、２相電流ｉαβと位相θdとから、２相電流ｉdqが特定される。以下では、２相電流ｉdqのｄ軸成分をｄ軸電流ｉdと記載し、ｑ軸成分をｑ軸電流ｉqと記載することがある。指令電流演算部１１１によって、指令トルクＴ*から、指令２相電流ｉdq*が特定される。以下では、指令２相電流ｉdq*のｄ軸成分をｄ軸指令電流ｉd*と記載し、ｑ軸成分をｑ軸指令電流ｉq*と記載することがある。指令電圧演算部１１２によって、指令２相電流ｉdq*と２相電流ｉdqとから、指令２相電圧ｖdq*が特定される。座標変換部１１３によって、指令２相電圧ｖdq*と位相θdとから、指令２相電圧ｖαβ*が特定される。
【０１５９】
第２の実施形態では、指令電圧演算部１１２は、指令トルクＴ*から求めた指令２相電流ｉdq*と、２相電流ｉαβを座標変換して得られる電流ベクトルｉdqとが一致するように、指令２相電圧ｖαβ*を求める。この点で、指令電圧演算部１１２は、第１の実施形態の指令電圧演算部２９とは異なる。
【０１６０】
次に、モータ制御装置１０３の構成要素を説明する。
【０１６１】
（磁束推定部１２３）
磁束推定部１２３は、２相電流ｉαβと、指令２相電圧ｖαβ*とから、推定磁石磁束ψmαβ（推定磁石磁束ψmα，ψmβ）を特定する。本実施形態では、磁束推定部１２３は、先に説明した式（３）及び式（４）と、以下の式（２２）及び（２３）とを用いて、推定磁石磁束ψmを求める。式（２２）及び（２３）におけるＬは、電機子反作用磁束推定用インダクタンスである。
【０１６２】
【数１３】
2016136823.tif 000015
【０１６３】
（位相推定部１１４）
位相推定部１１４は、推定磁石磁束ψmαβ（推定磁石磁束ψmα，ψmβ）から、推定磁石磁束ψmαβの位相θdを特定する。具体的には、位相推定部１１４は、式（２４）に従って、位相θdを求め、出力する。
【０１６４】
【数１４】
2016136823.tif 000016
【０１６５】
なお、式(２４)で位相θdを求めた上で、式（２５）を実現するＰＬＬ（phase locked loop）を構成することによって位相θd^を求め、位相θdに代えて位相θd^を採用することもできる。
【０１６６】
【数１５】
2016136823.tif 000017
【０１６７】
（座標変換部１１０）
座標変換部１１０は、位相θdを用いて、２相電流ｉαβを２相電流ｉdqに変換する。具体的には、座標変換部１１０は、式（２６）に従って２相電流ｉαβを２相電流ｉdqに変換する。
【０１６８】
【数１６】
2016136823.tif 000018
【０１６９】
（指令電流演算部１１１）
指令電流演算部１１１は、指令トルクＴ*から、指令２相電流ｉdq*を生成する。具体的に、指令電流演算部１１１は、式（２７）及び式（２８）を用いて、指令２相電流ｉdq*を求める。
【０１７０】
【数１７】
2016136823.tif 000019
【０１７１】
（指令電圧演算部１１２）
指令電圧演算部１１２は、指令２相電流ｉdq*と２相電流ｉdqとから、指令２相電圧ｖdq*を生成する。具体的に、指令電圧演算部１１２は、式（２９）及び式（３０）を用いて、指令２相電圧ｖdq*を求める。式（２９）及び式（３０）のＫpiは電流制御用ＰＩ制御の比例ゲインであり、Ｋiiは電流制御用ＰＩ制御の積分ゲインである。
【０１７２】
【数１８】
2016136823.tif 000020
【０１７３】
位相推定部１１４、座標変換部１１０、指令電流演算部１１１及び指令電圧演算部１１２等に関する説明から理解されるように、第２の実施形態では、回転磁束ベクトルは、回転子磁束ベクトル（磁石磁束）であり、電力変換制御装置１０３は、推定された回転子磁束ベクトル（推定磁石磁束ψmαβ）の位相θdを推定する位相推定部１１４を備え、位相θdを用いて指令電流ベクトル（指令２相電流ｉdq*）及び推定された電流ベクトル（２相電流ｉαβ）の座標系を統一させ、該統一後における推定された電流ベクトル（２相電流ｉdq）及び指令電流ベクトル（指令２相電流ｉdq*）を用いて、電流ベクトルが指令電流ベクトル（指令２相電流ｉdq*）に追従するように３相モータ１を制御する。
【０１７４】
（座標変換部１１３）
座標変換部１１３は、位相θdを用いて、指令２相電圧ｖdq*を指令２相電圧ｖαβ*に変換する。具体的に、座標変換部１１３は、式（３１）に従って指令２相電圧ｖdq*を指令２相電圧ｖαβ*に変換する。
【０１７５】
【数１９】
2016136823.tif 000021
【０１７６】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態の電力変換制御装置について、図２０を参照しながら説明する。なお、第３の実施形態では、第１の実施形態又は第２の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略することがある。
【０１７７】
第３の実施形態では、電力変換制御装置は系統連系インバータ制御装置２０３であり、電力変換装置はインバータ（系統連系インバータ）２であり、交流負荷は３相電力系統２０１である。系統連系インバータ制御装置２０３及びインバータ２は電力変換ユニットを構成する。直流電源、電力変換ユニット及び交流負荷は電力システムを構成する。図２０に示すように、系統連系インバータ制御装置２０３は、インバータ２及び３相電力系統２０１に接続されうる。
【０１７８】
系統連系インバータ制御装置２０３は、電流センサ５、電流センサ６、電圧センサ２０６、２相電流推定部２２、３相２相変換部（３相２相座標変換部）２２３、座標変換部２１０、指令電圧演算部２１２、座標変換部２１３、位相推定部２１４、加算部２２４及び２相３相変換部３０を備えている。
【０１７９】
（電力変換制御装置２０３による制御の概要）
以下、電力変換制御装置２０３の動作の概要を説明する。電圧センサ２０６によって、３相電力系統２０１のＵ相とＶ相の間の線間電圧と、Ｖ相とＷ相の間の線間電圧が検出され、それらの検出値（線間電圧ｖuv及び線間電圧ｖwv）が生成される。３相２相変換部２２３によって、線間電圧ｖuv及び線間電圧ｖwvから、２相電圧ｖαβが特定される。位相推定部２１４によって、２相電圧ｖαβから、２相電圧ｖαβの位相θdが特定される。座標変換部２１０によって、２相電流ｉαβと位相θdとから、２相電流ｉdqが特定される。指令電圧演算部２１２によって、指令２相電流ｉdq*と２相電流ｉdqとから、指令電圧偏差ｖdq*が特定される。指令２相電流ｉdq*は、上位制御装置から与えられる。座標変換部２１３によって、指令電圧偏差ｖdq*と位相θdとから、指令電圧偏差ｖαβ*が特定される。加算部２２４によって、指令電圧偏差ｖαβ*と２相電圧ｖαβとから、指令２相電圧ｖαβ**が特定される。２相３相変換部３０によって、指令２相電圧ｖαβ**から、指令３相電圧ｖuvw*が特定される。このような制御によって、インバータ２から３相電力系統２０１へ出力される電流ベクトルが、指令電流ベクトル（指令２相電流ｉdq*）に追従するように制御される。
【０１８０】
第３の実施形態では、２相電圧Ｖαβを用いて位相θdを求める。指令２相電流ｉdq*が上位制御装置から与えられる。指令電圧偏差ｖαβ*に２相電圧ｖαβを加算して指令２相電圧ｖαβ**を特定する。これらの点で、第３の実施形態は、第２の実施形態とは異なる。
【０１８１】
次に、系統連系インバータ制御装置２０３の構成要素を説明する。
【０１８２】
（電圧センサ２０６）
電圧センサ２０６は、３相電力系統２０１のＵ相とＶ相の間の線間電圧と、Ｖ相とＷ相の間の線間電圧を検出し、それらの検出値（線間電圧ｖuv及び線間電圧ｖwv）を生成する。
【０１８３】
（３相２相変換部２２３）
３相２相変換部２２３は、線間電圧ｖuv及び線間電圧ｖwvを、２相電圧ｖαβに変換する。具体的に、３相２相変換部２２３は、式（３２）を用いて線間電圧ｖuv，ｖwvを３相２相変換して２相電圧ｖαβ（ｖα，ｖβ）を求め、出力する。
【０１８４】
【数２０】
2016136823.tif 000022
【０１８５】
（位相推定部２１４）
位相推定部２１４は、２相電圧ｖαβから、２相電圧ｖαβの位相θdを特定する。具体的に、位相推定部２１４は、式（３３）に従って、位相θdを求める。
【０１８６】
【数２１】
2016136823.tif 000023
【０１８７】
なお、式(３３)で位相θdを求めた上で、式(３４)を実現するＰＬＬを構成することによって位相θd^を求め、位相θdに代えて位相θd^を採用することもできる。
【０１８８】
【数２２】
2016136823.tif 000024
【０１８９】
（座標変換部２１０）
座標変換部２１０は、位相θdを用いて、２相電流ｉαβを２相電流ｉdqに変換する。この変換には、式（２６）と同じ変換式が用いられる。
【０１９０】
（指令電圧演算部２１２）
指令電圧演算部２１２は、指令２相電流ｉdq*と２相電流ｉdqとから、指令電圧偏差ｖdq*を特定する。具体的に、指令電圧演算部２１２は、式（３５）及び式（３６）に従って、指令電圧偏差ｖdq*を特定する。
【０１９１】
【数２３】
2016136823.tif 000025
【０１９２】
（座標変換部２１３）
座標変換部２１３は、位相θdを用いて、指令電圧偏差ｖdq*を指令電圧偏差ｖαβ*に変換する。この変換には、式（３１）と同じ変換式が用いられる。
【０１９３】
（加算部２２４）
加算部２２４は、指令電圧偏差ｖαβ*と２相電圧ｖαβとから、指令２相電圧ｖαβ**を特定する。第３の実施形態では、第２の実施形態とは異なり、指令２相電圧ｖαβ**が、２相３相変換部３０に入力され、指令３相電圧ｖuvw*に変換される。
【符号の説明】
【０１９４】
１  ３相モータ
１ｍ  永久磁石
２  インバータ
２ｓ  スイッチング回路
３，１０３，２０３  電力変換制御装置
４  平滑コンデンサ
５，６，６ｂ，７  電流センサ
８ｕ，８ｖ，８ｗ，９ｕ，９ｖ，９ｗ  スイッチング素子
１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ，１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ  ダイオード
１２  母線
１３  キャリア信号
Ｖ，１５，１６  電圧レベル
２２  ２相電流推定部
２３  磁束・トルク推定部
２３ａ，４０，４１，７３ａ，８０，８１，８３ａ，９０，９１，９３ａ，１２３  磁束推定部
２３ｂ  トルク推定部
２４，４５，８５，９５  減算部（減算器）
２５  指令振幅演算部
２６  指令磁束演算部
２９，１１２，２１２  指令電圧演算部
３０  ２相３相変換部（２相３相座標変換部）
３１  過電流検出部
３１ａ  過電流検出回路
３１ｂ  過電流判定部
３６，４４，８４，９４，２２４  加算部（加算器）
３７  ベクトル生成部
３８  ＰＩ制御部
４２，４３，７０，７１，８２，８３，９２，９３，９８，９９  ブロック
４６，４７  誘起電圧推定部
５０〜６４  線
１１０，１１３，２１０，２１３  座標変換部
１１１  指令電流演算部
１１４，２１４  位相推定部
２０１  ３相電力系統
２０６  電圧センサ
２２３  ３相２相変換部（３相２相座標変換部）
【図１】
2016136823.tif 000026
【図２】
2016136823.tif 000027
【図３Ａ】
2016136823.tif 000028
【図３Ｂ】
2016136823.tif 000029
【図４】
2016136823.tif 000030
【図５Ａ】
2016136823.tif 000031
【図５Ｂ】
2016136823.tif 000032
【図６】
2016136823.tif 000033
【図７】
2016136823.tif 000034
【図８Ａ】
2016136823.tif 000035
【図８Ｂ】
2016136823.tif 000036
【図９Ａ】
2016136823.tif 000037
【図９Ｂ】
2016136823.tif 000038
【図１０Ａ】
2016136823.tif 000039
【図１０Ｂ】
2016136823.tif 000040
【図１１】
2016136823.tif 000041
【図１２】
2016136823.tif 000042
【図１３】
2016136823.tif 000043
【図１４Ａ】
2016136823.tif 000044
【図１４Ｂ】
2016136823.tif 000045
【図１５】
2016136823.tif 000046
【図１６】
2016136823.tif 000047
【図１７】
2016136823.tif 000048
【図１８】
2016136823.tif 000049
【図１９】
2016136823.tif 000050
【図２０】
2016136823.tif 000051