(57)【要約】【課題】光出力信号のジッタの増加を抑制することが可能な駆動回路及びそれを含む光通信装置を提供すること。【解決手段】この駆動回路３は、一対の正相信号Ｖｉｎｐと逆相信号Ｖｉｎｎとを有する差動信号の入力に応じて発光素子ＬＤの駆動電流を増減する駆動回路であって、正相信号Ｖｉｎｐに応じて駆動電流を増加させる電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１と、逆相信号Ｖｉｎｎに応じて駆動電流を減少させる電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ２と、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１，ＶＣＣ２の出力に接続され、駆動電流を出力する出力端子ＯＵＴと、を備え、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１は、正相信号Ｖｉｎｐに対する利得が所定の周波数領域において該周波数領域以外の周波数領域よりも大きく設定されたバンドパスフィルタ７を有する。【選択図】図１
2016021458.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の正相成分と逆相成分とを有する差動信号の入力に応じて発光素子の駆動電流を増減する駆動回路であって、
前記正相成分に応じて前記駆動電流を増加させる第１の回路部と、
前記逆相成分に応じて前記駆動電流を減少させる第２の回路部と、
前記第１の回路部の出力と前記第２の回路部の出力とに接続され、前記駆動電流を出力する出力端子と、
を備え、
前記第１の回路部は、前記正相成分に対する利得が所定の周波数領域において該周波数領域以外の周波数領域よりも大きく設定された周波数特性補正回路を有する、
駆動回路。
【請求項２】
前記第１の回路部は、前記正相成分の増加に応じて前記駆動電流を増加させ、
前記第２の回路部は、前記逆相成分の増加に応じて前記駆動電流を減少させる、
請求項１記載の駆動回路。
【請求項３】
前記第１の回路部は、前記正相成分が前記周波数特性補正回路を介して入力される第１のｎ型トランジスタを有し、
前記第２の回路部は、前記逆相成分が入力される第２のｎ型トランジスタを有する、
請求項１又は２記載の駆動回路。
【請求項４】
前記周波数特性補正回路は、
第１の周波数よりも低い周波数において前記利得を増加させる第１のフィルタ回路と、
第２の周波数よりも高い周波数において前記利得を増加させる第２のフィルタ回路と、
を含み、
前記第１の周波数は前記第２の周波数より高く、
前記正相成分が前記第１のフィルタ回路を通過した後に前記第２のフィルタ回路を通過するように構成されている、
請求項１〜３のいずれか１項に記載の駆動回路。
【請求項５】
前記第１の回路部は、前記正相成分を受ける第１のエミッタフォロア回路と、前記第１のエミッタフォロア回路の出力が前記周波数特性補正回路を介して入力される第１のｎ型トランジスタとを有し、
前記第２の回路部は、前記逆相成分を受ける第２のエミッタフォロア回路と、前記第２のエミッタフォロア回路の出力が入力される第２のｎ型トランジスタとを有し、
前記周波数特性補正回路は、
前記第１のエミッタフォロア回路の出力と電源の間に接続された第１の容量素子を含む第１のフィルタ回路と、
前記第１のエミッタフォロア回路の出力と前記第１のｎ型トランジスタの入力との間に接続された第２の容量素子と、前記第１のｎ型トランジスタの入力と電源の間に接続された抵抗素子と、を含む第２のフィルタ回路と、
を有する、
請求項１又は２に記載の駆動回路。
【請求項６】
前記第１の回路部は、前記正相成分を受ける第１のエミッタフォロア回路と、前記第１のエミッタフォロア回路の出力が前記周波数特性補正回路を介して入力される第１のｎ型トランジスタとを有し、
前記第２の回路部は、前記逆相成分を受ける第２のエミッタフォロア回路と、前記第２のエミッタフォロア回路の出力が入力される第２のｎ型トランジスタとを有し、
前記周波数特性補正回路は、
前記第１のエミッタフォロア回路の出力に一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端と電源との間に接続された第１の容量素子と、を含む第１のフィルタ回路と、
前記インダクタの他端と前記第１のｎ型トランジスタの入力との間に接続された第２の容量素子と、前記第１のｎ型トランジスタの入力と電源の間に接続された抵抗素子と、を含む第２のフィルタ回路と、
を有する、
請求項１又は２に記載の駆動回路。
【請求項７】
駆動電流の入力に応じて光信号を出力する発光素子と、
請求項１〜６のいずれか１項に記載の駆動回路と、
を備え、
前記駆動回路の出力端子は、前記発光素子が備える駆動電流の入力端子に接続されている、
光通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、駆動回路及びそれを含む光通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
コアネットワークを構成する光伝送システムやデータセンタにおけるサーバ間通信では、電気信号と光信号との間の相互変換、及び光信号の送受信を行う光トランシーバ（光送受信器）が用いられている。この光トランシーバは、一般に、送信部（光送信器）及び受信部（光受信器）を有する。光送信器は、電気信号を光信号に変換し、その光信号を光ファイバを含む光伝送路に送出する。具体的には、直接変調方式の光送信器には、光信号を生成する発光素子（半導体レーザ）と、半導体レーザを駆動電流によって駆動する駆動回路が内蔵される。
【０００３】
光トランシーバに関しては、ＸＦＰ（10 Gigabit Small Form-factor Pluggable）、ＱＳＦＰ＋（Quad Small Form-factorPluggable Plus）、ＣＦＰ（C Form-factor. Pluggable）等の共通仕様が規定され、これらの共通仕様により、電気的光学的特性、ホスト装置との監視制御用通信、端子配置、及び外形形状等の規格が定められている。また、近年の通信トラフィックの増大に伴って、光トランシーバの伝送レートには、１０Ｇｂｐｓから２５Ｇｂｐｓ、さらには４０Ｇｂｐｓと高速化が要求されてきている。このような要求に応えるために、駆動回路の駆動方式としては、高速動作に適した方式として、シャント駆動方式やプッシュプル駆動方式が採用されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−２６６４９３号公報
【特許文献２】特開２０１２−１０９９４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の直接変調方式の駆動回路では、２０Ｇｂｐｓを超えるような高速動作による光信号の変調を行った場合には、半導体レーザにおける電気入力信号に対する光出力信号の周波数応答特性が低周波数側で窪みをもつ場合がある。その結果、半導体レーザから出力される光出力信号の群遅延を悪化させ、光出力信号のジッタを増加させる傾向にあった。
【０００６】
そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、光出力信号のジッタの増加を抑制することが可能な駆動回路及びそれを含む光通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明の一側面に係る駆動回路は、一対の正相成分と逆相成分とを有する差動信号の入力に応じて発光素子の駆動電流を増減する駆動回路であって、正相成分に応じて駆動電流を増加させる第１の回路部と、逆相成分に応じて駆動電流を減少させる第２の回路部と、第１の回路部の出力と第２の回路部の出力とに接続され、駆動電流を出力する出力端子と、を備え、第１の回路部は、正相成分に対する利得が所定の周波数領域において該周波数領域以外の周波数領域よりも大きく設定された周波数特性補正回路を有する。
【０００８】
或いは、本発明の別の側面に係る光通信装置は、駆動電流の入力に応じて光信号を出力する発光素子と、上記の駆動回路と、を備え、駆動回路の出力端子は、発光素子が備える駆動電流の入力端子に接続されている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、光出力信号のジッタの増加を抑制することが可能な駆動回路及びそれを含む光通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の好適な一実施形態に係る光送信装置の概略構成を示す図である。
【図２】図１の光送信装置１の詳細構成を示す回路図である。
【図３】本実施形態に係る光送信装置１と比較例に係る光送信装置９０１における正相側及び逆相側の電気−光応答特性を示すグラフである。
【図４】本実施形態に係る光送信装置１と比較例に係る光送信装置９０１における正相側と逆相側とを合わせた電気−光応答特性を示すグラフである。
【図５】一般的な発光素子における電気−光応答特性と光出力波形との関係のシミュレーション結果を示す図である。
【図６】本発明の変形例にかかる光送信装置１Ａの構成を示す回路図である。
【図７】本発明の変形例にかかる光送信装置１Ｂの構成を示す回路図である。
【図８】図１の電圧源５の構成の一例を示す回路図である。
【図９】比較例に係る光送信装置９０１の詳細構成を示す回路図である。
【図１０】（ａ）は、一般的な発光素子における電気−光応答特性を示すグラフ、（ｂ）は、従来の駆動回路を含めた発光素子における電気−光応答特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の一側面に係る駆動回路は、一対の正相成分と逆相成分とを有する差動信号の入力に応じて発光素子の駆動電流を増減する駆動回路であって、正相成分に応じて駆動電流を増加させる第１の回路部と、逆相成分に応じて駆動電流を減少させる第２の回路部と、第１の回路部の出力と第２の回路部の出力とに接続され、駆動電流を出力する出力端子と、を備え、第１の回路部は、正相成分に対する利得が所定の周波数領域において該周波数領域以外の周波数領域よりも大きく設定された周波数特性補正回路を有する。
【００１２】
かかる駆動回路によれば、差動信号の正相成分に応じて発光素子の駆動電流が増加し、差動信号の逆相成分に応じて発光素子の駆動電流が減少する。このとき、正相成分に応じて駆動電流を制御する第１の回路部には周波数特性補正回路が備えられ、この周波数特性補正回路によって、第１の回路部における正相成分に対する利得が所定の周波数領域においてその周波数領域以外の周波数領域よりも大きくされる。その結果、発光素子の電気−光応答の周波数特性を平坦化することができる。これにより、光出力信号の群遅延を改善し、光出力波形でのジッタを低減することができる。
【００１３】
ここで、第１の回路部は、正相成分の増加に応じて駆動電流を増加させ、第２の回路部は、逆相成分の増加に応じて駆動電流を減少させる、ことが好適である。このような構成によれば、差動信号に応じた駆動電流を安定して増減させることができる。
【００１４】
また、第１の回路部は、正相成分が周波数補正回路を介して入力される第１のｎ型トランジスタを有し、第２の回路部は、逆相成分が入力される第２のｎ型トランジスタを有する、ことが好適である。この場合、差動信号に応じて駆動電流を安定して出力することができる。
【００１５】
また、周波数特性補正回路は、第１の周波数よりも低い周波数において利得を増加させる第１のフィルタ回路と、第２の周波数よりも高い周波数において利得を増加させる第２のフィルタ回路と、を含み、第１の周波数は第２の周波数より高く、正相信号が第１のフィルタ回路を通過した後に第２のフィルタ回路を通過するように構成されている、ことも好適である。かかる構成を採れば、簡易な回路構成により、第１の回路部における正相成分に対する利得を所定の周波数領域において大きくすることができる。
【００１６】
また、第１の回路部は、正相成分を受ける第１のエミッタフォロア回路と、第１のエミッタフォロア回路の出力が周波数補正回路を介して入力される第１のｎ型トランジスタとを有し、第２の回路部は、逆相成分を受ける第２のエミッタフォロア回路と、第２のエミッタフォロア回路の出力が入力される第２のｎ型トランジスタとを有し、周波数特性補正回路は、第１のエミッタフォロア回路の出力と電源の間に接続された第１の容量素子を含む第１のフィルタ回路と、第１のエミッタフォロア回路の出力と第１のｎ型トランジスタの入力との間に接続された第２の容量素子と、第１のｎ型トランジスタの入力と電源の間に接続された抵抗素子と、を含む第２のフィルタ回路と、を有する、ことも好適である。この場合、簡易な回路構成により、第１の回路部における正相成分に対する利得を所定の周波数領域において大きくすることができる。
【００１７】
さらに、第１の回路部は、正相成分を受ける第１のエミッタフォロア回路と、第１のエミッタフォロア回路の出力が周波数補正回路を介して入力される第１のｎ型トランジスタとを有し、第２の回路部は、逆相成分を受ける第２のエミッタフォロア回路と、第２のエミッタフォロア回路の出力が入力される第２のｎ型トランジスタとを有し、周波数特性補正回路は、第１のエミッタフォロア回路の出力に一端が接続されたインダクタと、インダクタの他端と電源との間に接続された第１の容量素子と、を含む第１のフィルタ回路と、インダクタの他端と第１のｎ型トランジスタの入力との間に接続された第２の容量素子と、第１のｎ型トランジスタの入力と電源の間に接続された抵抗素子と、を含む第２のフィルタ回路と、を有する、ことも好適である。かかる構成を採れば、簡易な回路構成により、第１の回路部における正相成分に対する利得を所定の周波数領域において大きくすることができる。
【００１８】
或いは、本発明の別の側面に係る光通信装置は、駆動電流の入力に応じて光信号を出力する発光素子と、上記の駆動回路と、を備え、駆動回路の出力端子は、発光素子が備える駆動電流の入力端子に接続されている。
【００１９】
このような光通信装置によれば、半導体レーザから出力される光出力信号の周波数応答特性を平坦化することができる。これにより、光出力信号の群遅延を改善し、光出力信号のジッタを低減することができる。
【００２０】
以下、添付図面を参照しながら本発明の好適な一実施形態による光通信装置の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２１】
本実施形態に係る光送信装置１は、外部装置から入力される電気信号を受けると、この電気信号に応じて光信号を出力するＴＯＳＡ（Transmitter Optical Sub-Assembly）である。光送信装置１は、プッシュプル駆動方式を用いて発光素子を駆動する駆動回路３を備える。図１には、光送信装置１の概略構成を示している。
【００２２】
同図に示すように、光送信装置１は、発光素子ＬＤ及び駆動回路３を主に備える。発光素子ＬＤは、例えば、半導体レーザであり、具体的には、分布帰還型レーザダイオード（distributed-feedback laser diode）である。駆動回路３は、プッシュプル駆動方式に基づいて発光素子ＬＤに変調電流を供給する回路である。発光素子ＬＤのカソード（陰極）はグラウンド電位に接続されており、発光素子ＬＤのアノード（陽極）は、バイアス電流源ＩＢを介して電圧ＶＣＣ１に接続されている。これにより、発光素子ＬＤには、図示しないＡＰＣ（Automatic Power Control）回路によって電流量が制御される直流のバイアス電流Ｉｂｉａｓが供給される。さらに、発光素子ＬＤのアノードには、ボンディングワイヤＢ１を介して駆動回路３の出力端子ＯＵＴが接続されている。このような構成により、バイアス電流源ＩＢ及び駆動回路３により規定される駆動電流が、駆動電流の入力端子であるアノードから発光素子ＬＤに供給され、駆動電流の供給に応じて発光素子ＬＤが光信号を出力する。
【００２３】
駆動回路３は、電圧制御電流源回路（第１の回路部）ＶＣＣＳ１と電圧制御電流源回路（第２の回路部）ＶＣＣＳ２とを含んで構成されており、外部からの一対の正相信号（正相成分）と逆相信号（逆相成分）とを有する差動信号の入力に応じて発光素子ＬＤの駆動電流を増減する回路である。電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１は、入力端子ＩＮＰと出力端子ＯＵＴとの間に接続され、入力端子ＩＮＰから正相信号Ｖｉｎｐ（差動信号の正相成分）が入力されると、正相信号Ｖｉｎｐの入力に応じて電流Ｉｐを生成する。電流Ｉｐは、ボンディングワイヤＢ１を介して、発光素子ＬＤに向けて入力される。電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ２は、入力端子ＩＮＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続され、入力端子ＩＮＮから逆相信号Ｖｉｎｎ（差動信号の逆相成分）が入力されると、逆相信号Ｖｉｎｎの入力に応じて電流Ｉｎを生成する。電流Ｉｎは、ボンディングワイヤＢ１を介して、発光素子ＬＤから引き抜かれる。
【００２４】
上記構成の駆動回路３により、発光素子ＬＤに供給される駆動電流ＩＬＤは、バイアス電流Ｉｂｉａｓ、電流Ｉｐ、及び電流Ｉｎが合成されたものとなる。よって、発光素子ＬＤに入力される駆動電流ＩＬＤは、バイアス電流Ｉｂｉａｓに対して、電流Ｉｐが加えられ、かつ、電流Ｉｎが差し引かれたものとなる。言い換えれば、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１により正相信号Ｖｉｎｐの増加に応じて駆動電流ＩＬＤが増加され、かつ、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ２により逆相信号Ｖｉｎｎの増加に応じて駆動電流ＩＬＤが減少される。これらの電流Ｉｐ，Ｉｎによって、バイアス電流Ｉｂｉａｓが印加されている発光素子ＬＤが直接変調される。なお、このように、駆動回路３が電流Ｉｐを負荷回路（発光素子ＬＤ）に流し込むことをプッシュ動作、駆動回路３が電流Ｉｎを負荷回路（発光素子ＬＤ）から引き抜くことをプル動作といい、それらの動作によって駆動回路３に入力される信号に応じて負荷回路（発光素子ＬＤ）を駆動する方式をプッシュプル駆動方式という。
【００２５】
駆動回路３の構成についてより詳細に説明する。
【００２６】
入力端子ＩＮＰ，ＩＮＮには、例えば抵抗値が５０Ωの終端抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端側がそれぞれ接続され、終端抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端側の接続点は、コモンモードインピーダンスを下げるためにコンデンサＣ１を介して接地され、かつ、電圧源５によってバイアス電位Ｖｒｅｆ０にバイアスされている。
【００２７】
電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１は、ＮＰＮ型バーポーラトランジスタＱ０、電流源回路Ｉ０、バンドパスフィルタ（周波数特性補正回路）７、ｎ型電界効果トランジスタであるｎＭＯＳ（n-type Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）トランジスタＭ０、及び抵抗素子Ｒｂによって構成される。ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０のベースは入力端子ＩＮＰに接続され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０のエミッタは電流源回路Ｉ０を介して接地され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０のコレクタは電圧ＶＣＣ０に接続されている。さらに、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０のエミッタは、バンドパスフィルタ７を介してｎＭＯＳトランジスタＭ０のゲートに接続されている。また、ｎＭＯＳトランジスタＭ０のドレインは電圧ＶＣＣ０に接続され、ｎＭＯＳトランジスタＭ０のソースは抵抗素子Ｒｂを介して出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００２８】
このような構成の電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１においては、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０によって構成されるエミッタフォロア回路によって正相信号Ｖｉｎｐが受けられ、そのエミッタフォロア回路の出力がバンドパスフィルタ７を介してｎＭＯＳトランジスタＭ０のゲートに入力される。さらに、ｎＭＯＳトランジスタＭ０のゲートは、バンドパスフィルタ７内の抵抗素子Ｒａ（後述）を介して電圧ＶＣＣ０に接続されている。そして、ｎＭＯＳトランジスタＭ０及び抵抗素子Ｒｂは、この正相信号Ｖｉｎｐの入力に応じて出力端子ＯＵＴに向けて電流Ｉｐを出力する。すなわち、正相信号Ｖｉｎｐが増加すると電流Ｉｐが増加する。ここで、バンドパスフィルタ７は、正相信号Ｖｉｎｐに対する利得が所定の周波数領域においてその周波数領域以外の周波数領域よりも大きくなるように設定されている。その結果、差動信号に対する電流Ｉｐの周波数応答特性が、所定の周波数領域において増加するように設定される。
【００２９】
電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ２は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１、電流源回路Ｉ１、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２、及び抵抗素子Ｒｅによって構成される。ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１のベースは入力端子ＩＮＮに接続され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１のエミッタは電流源回路Ｉ１を介して接地され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１のコレクタは電圧ＶＣＣ０に接続されている。さらに、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１のエミッタは、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２のベースに接続されている。また、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２のコレクタは出力端子ＯＵＴに接続され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２のエミッタは抵抗素子Ｒｅを介して接地されている。
【００３０】
このような構成の電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ２においては、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２のベースは、終端抵抗Ｒ２、及びＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１によって構成されるエミッタフォロア回路を介して電圧源５によって決定されるバイアス電位にバイアスされる。例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１のベース電流をＩｂ１、ベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ１とすると、そのバイアス電位はＶｒｅｆ０−Ｒ２＊Ｉｂ１−Ｖｂｅ１となる。また、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２のコレクタは、発光素子ＬＤのオン電圧にバイアスされる。さらに、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１によって構成されるエミッタフォロア回路によって逆相信号Ｖｉｎｎが受けられ、そのエミッタフォロア回路の出力がＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２のベースに入力される。そして、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２及び抵抗素子Ｒｅは、この逆相信号Ｖｉｎｎの入力に応じて出力端子ＯＵＴから電流Ｉｎを引き込む。すなわち、逆相信号Ｖｉｎｎが増加すると電流Ｉｎが増加する。
【００３１】
なお、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ２における逆相信号Ｖｉｎｎに対する利得は、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１における正相信号Ｖｉｎｐに対する利得に比較して高くなるように設定されている。それは、次のような理由からである。すなわち、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１側の利得を上げるためには抵抗素子Ｒｂの抵抗値を小さくする必要があるが、その抵抗値を下げすぎてしまうと、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ２側から見た電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１側の出力抵抗が発光素子ＬＤと並列に現れてくるので、変調電流が発光素子ＬＤ側に流れにくくなってしまう。同時に、ｎＭＯＳトランジスタＭ０の複数の寄生容量Ｃｇｄ，Ｃｄｓ，Ｃｄｂ（ドレイン−ボディ間容量）の影響も受けやすくなり、高周波まで帯域を確保するという面でも不利になる。電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ２の利得を高く設定することで、そのような不利な状況を回避できる。
【００３２】
図２には、図１のバンドパスフィルタ７の詳細な回路構成を示している。同図に示すバンドパスフィルタ７は、所定の周波数（第１の周波数、例えば約１０ＧＨｚ）よりも低い周波数において利得を増加させるコンデンサＣａによって構成されるローパスフィルタ部（第１のフィルタ回路）９と、所定の周波数（第２の周波数、例えば約２ＧＨｚ）よりも高い周波数において利得を増加させるコンデンサＣ０及び抵抗素子Ｒａによって構成されるハイパスフィルタ部（第２のフィルタ回路）１１とを含んでいる。なお、バンドパスフィルタ７は、第１の周波数が第２の周波数よりも高くなるように設定されている。詳細には、コンデンサＣａは、一端がＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０からなるエミッタフォロア回路の出力に接続され、他端が電源ＶＣＣ０に接続され、コンデンサＣ０は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０からなるエミッタフォロア回路の出力とｎＭＯＳトランジスタＭ０のゲートとの間に接続され、抵抗素子Ｒａは、一端がｎＭＯＳトランジスタＭ０のゲートに接続され、他端が電源ＶＣＣ０に接続されている。コンデンサＣａ、コンデンサＣ０としては、例えば容量値２ｐＦ、８００ｆＦのものがそれぞれ選択され、抵抗素子Ｒａとしては、例えば抵抗値１００Ωのものが選択される。なお、ここでは、利得という用語を使用して説明を行ったが、それはフィルタの周波数特性を説明するためのものであって、フィルタによって信号が増幅されるということを必ずしも意味するものではない。例えば、ローパスフィルタについて、ある周波数を境にして、それよりも低い周波数の方がそれよりも高い周波数の利得よりも増加させるということは、フィルタを通過することに伴って実際には信号が減衰しても、その減衰量がある低い周波数にて高い周波数よりも小さくなっていれば良い。すなわち、利得を増加させるとは、減衰量（負の利得）を小さくするということも広義に含んでいるとここでは考える。従って、バンドバスフィルタとは、所定の周波数範囲における信号の減衰量がその周波数範囲外の信号の減衰量が小さくなっているフィルタであっても良い。また、ローパスフィルタやバンドバスフィルタは、トランジスタなどの能動素子を使用した実際に利得を有するようなアクティブフィルタであっても良く、その場合には、所定の周波数範囲における利得がその周波数範囲外の利得よりも大きくなるように設定すれば良い。
【００３３】
このようなバンドパスフィルタ７は、エミッタフォロア回路の出力インピーダンスとコンデンサＣａによってローパスフィルタを形成し、コンデンサＣ０と抵抗素子Ｒａとによってハイパスフィルタを形成し、両者を併せてバンドパスフィルタを構成する。すなわち、入力端子ＩＮＰから入力された正相信号Ｖｉｎｐが、ローパスフィルタ部９を通過した後にハイパスフィルタ部１１を通過するように構成されている。これにより、ハイパスフィルタ部１１によって設定される周波数（第２の周波数）とローパスフィルタ部９で設定される周波数（第１の周波数）の間の周波数領域における利得を、他の周波数領域に比較して高くすることができる。
【００３４】
以上説明した駆動回路３によれば、正相信号Ｖｉｎｐの増加に応じて発光素子ＬＤの駆動電流が増加し、逆相信号Ｖｉｎｎの増加に応じて発光素子ＬＤの駆動電流が減少する。このとき、正相信号Ｖｉｎｐに応じて駆動電流を制御する電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１にはバンドパスフィルタ７が備えられ、このバンドパスフィルタ７によって、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１における正相信号Ｖｉｎｐに対する利得が所定の周波数領域においてその周波数領域以外の周波数領域よりも大きくされる。その結果、発光素子ＬＤの電気−光応答の周波数特性を平坦化することができる。これにより、発光素子ＬＤにより生成される光出力信号の群遅延を改善し、光出力信号のジッタを低減することができる。
【００３５】
また、バンドパスフィルタ７は、ローパスフィルタ部９と、ハイパスフィルタ部１１とを含み、正相成分Ｖｉｎｐがローパスフィルタ部９を通過した後にハイパスフィルタ部１１を通過するように構成されている。このような構成により、簡易な回路構成により、電圧制御電流源回路ＶＣＣＳ１における正相信号Ｖｉｎｐに対する利得を所定の周波数領域において大きくすることができる。
【００３６】
以下、本実施形態における電気−光応答特性を比較例と比較しつつ説明する。
【００３７】
図９には、比較例に係る光送信装置９０１の詳細構成を示している。この光送信装置９０１の本実施形態に係る光送信装置１との相違点は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０によって構成されるエミッタフォロア回路の出力とＮＭＯＳトランジスタＭ０のゲートとの間に、ハイパスフィルタ部１１のみを備え、ローパスフィルタ部９が取り除かれている点である。
【００３８】
また、図１０には、（ａ）に一般的な分布帰還型レーザダイオードである発光素子における電気−光応答特性を示し、（ｂ）に従来の駆動回路を含めた発光素子における電気−光応答特性を示している。実際には分布帰還型レーザダイオードはバイアス電流依存性を有するが、通常使用時に想定される一般的なバイアス電流を与えた時の応答を例として示している。図１０（ａ）に示すように、発光素子の電気−光応答特性は、５ＧＨｚ付近を底とした１０ＧＨｚ付近までの応答特性の低下領域（窪み）を有し、１５ＧＨｚ付近で応答特性の上昇領域（山）を有する。この窪みを緩和することが、発光素子の生成する光出力信号のジッタ量低減に重要となる。図１０（ｂ）に示すように、一般的なプッシュプル駆動方式の駆動回路で発光素子を駆動した場合は、１０ＧＨｚまでの窪みは解消されず残ることとなる。この特性では、１５ＧＨｚ以降で傾きが図１０（ａ）の特性に比較して急峻になっているが、これは、駆動回路出力と発光素子との間のワイヤと、駆動回路出力での寄生容量とが極を作るためである。
【００３９】
図３には、本実施形態に係る光送信装置１と比較例に係る光送信装置９０１における正相側及び逆相側の電気−光応答特性を示し、図４には、本実施形態に係る光送信装置１と比較例に係る光送信装置９０１における正相側と逆相側とを合わせた電気−光応答特性を示す。図３において、光送信装置９０１の正相側の応答特性を特性曲線ＣＣ０、光送信装置１の正相側の応答特性をＣＣ１、光送信装置１，９０１の逆相側の応答特性を特性曲線ＣＣ３で示している。逆相側は光送信装置１，９０１で同じ応答特性を有する。また、図４において、光送信装置９０１の正相側と逆相側とを合わせた応答特性を特性曲線ＣＣ４で示し、光送信装置１の正相側と逆相側とを合わせた応答特性を特性曲線ＣＣ５で示している。
【００４０】
これらの特性により、光送信装置９０１では、正相側の応答特性が１ＧＨｚから１５ＧＨｚにかけてほぼ平坦な特性を有する。ここで、１５ＧＨｚ以上で生じている傾きは、素子や寄生成分などの回路起因のものである。その一方で、光送信装置１では、正相側の応答特性が２ＧＨｚ付近から１０ＧＨｚ付近にかけて山が形成された特性を有する。さらに、正相側と逆相側とを合わせたトータルの特性では、光送信装置９０１では０ＧＨｚから１０ＧＨｚにかけて窪みが形成されているが、光送信装置１ではその窪みが解消されて平坦性が向上している。
【００４１】
また、図５には、一般的な発光素子における電気−光応答特性と光出力信号波形との関係のシミュレーション結果を示している。同図（ａ）、（ｂ）のそれぞれにおいて、上部に電気−光応答特性の例を示し、下部にその特性に対する光出力信号波形のアイパターンを示している。これらの関係に示すように、電気−光応答特性において１０ＧＨｚ付近までの窪みが大きい場合には（同図（ａ）の場合）、光出力信号波形においてジッタ（横軸方向に矢印にて示される幅）が大きくなり、アイパターンにおけるアイが開いている部分が狭くなっている。これに対して、電気−光応答特性において１０ＧＨｚ付近までの窪みが小さい場合には（同図（ｂ）の場合）、光出力信号波形においてジッタが小さくなり、アイパターンにおけるアイが開いている部分が広くなっている。このような関係からも、本実施形態の光送信装置１によれば、光出力波形でのジッタを低減し、アイパターンが改善された波形品質の良好な光信号を出力できることがわかる。
【００４２】
以上、本発明に係る好適な実施形態について図示し説明してきたが、本発明は上述した特定の実施形態に限定されるものではない。すなわち、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形及び変更が可能であることは、当業者によって容易に認識される。
【００４３】
図６には、本発明の変形例にかかる光送信装置１Ａの構成を示している。この光送信装置１Ａにおいては、バンドパスフィルタ７Ａに含まれるローパスフィルタ部９Ａの構成が光送信装置１と異なっている。すなわち、ローパスフィルタ部９Ａには、コンデンサＣａに加えて、抵抗素子Ｒ０及びインダクタＬ０が備えられている。インダクタＬ０の一端は、抵抗素子Ｒ０を介してＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０により構成されるエミッタフォロア回路の出力に接続され、インダクタＬ０の他端は、コンデンサＣａを介して電源ＶＣＣ０に接続されている。ハイパスフィルタ部１１に含まれるコンデンサＣ０は、インダクタＬ０とｎＭＯＳトランジスタＭ０のゲートとの間に接続される。ローパスフィルタ部９Ａに含まれる抵抗素子Ｒ０は、インダクタＬ０及びコンデンサＣａによって生じるＬＣ共振のＱ値を下げるために設けられている。抵抗素子Ｒ０の抵抗値は例えば３Ω、インダクタＬ０のインダクタンスは例えば４００ｐＨ、コンデンサＣａの容量値は例えば１ｐＦにそれぞれ設定される。
【００４４】
図３において、光送信装置１Ａの正相側の応答特性を特性曲線ＣＣ６で示し、図４において、光送信装置１Ａの正相側と逆相側とを合わせた応答特性を特性曲線ＣＣ７で示している。これらの特性に示すように、光送信装置１Ａにおいても、正相側の応答特性が２ＧＨｚ付近から１０ＧＨｚ付近にかけて山が形成された特性を有し、５ＧＨｚから９ＧＨｚにかけてはさらに応答特性が高められている。さらに、正相側と逆相側とを合わせたトータルの特性については、光送信装置１Ａでは窪みが解消されて平坦性がさらに向上している。
【００４５】
図７には、本発明の変形例にかかる光送信装置１Ｂの構成を示している。この光送信装置１Ａにおいては、抵抗素子Ｒｂの代わりに、ｐＭＯＳトランジスタＭ１と電圧源１３とを備える点が光送信装置１と異なっている。ｐＭＯＳトランジスタＭ１のゲートには、電圧源１３によりバイアス電位Ｖｒｅｆ１が印加され、ｐＭＯＳトランジスタＭ１のドレインは出力端子ＯＵＴに接続され、ｐＭＯＳトランジスタＭ１のソースはｎＭＯＳトランジスタＭ０のソースに接続されている。このような構成によれば、バイアス電位Ｖｒｅｆ１を調整することによって、正相側のｎＭＯＳトランジスタＭ０を含む回路の出力抵抗を最適な値にすることができる。
【００４６】
また、図１の電圧源５としては、様々な構成の回路を使用することができる。例えば、図８に示すように、電流源Ｉ３、抵抗素子Ｒ３，及びＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ３，Ｑ４によって構成されていてもよい。詳細には、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ３のコレクタ及びベースが電流源Ｉ３及び抵抗素子Ｒ３を介して電源ＶＣＣ０に接続され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４のコレクタ及びベースがＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ３のエミッタに接続され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４のエミッタが接地されている。そして、電流源Ｉ３と抵抗素子Ｒ３との間からバイアス電位Ｖｒｅｆ０が出力される。このような構成の電圧源５は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ０，Ｑ１をバイアスする役割に加えて、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２をバイアスする役割も兼ねているため、バイアス電圧ＶＣＣ０側から負荷に電流を流し、ＩＣ内の接地電位基準で電位Ｖｒｅｆ０を生成している。負荷としてダイオード接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタを２個使用しているのは、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度依存性に追随させ、温度変化に対してＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２のベースバイアス電位を適切な値に維持するためである。
【符号の説明】
【００４７】
１，１Ａ，１Ｂ…光送信装置（光通信装置）、３，３Ａ，３Ｂ…駆動回路、７，７Ａ…バンドパスフィルタ（周波数特性補正回路）、９，９Ａ…ローパスフィルタ部（第１のフィルタ回路）、１１…ハイパスフィルタ部（第２のフィルタ回路）、Ｃ０…コンデンサ（第２の容量素子）、Ｃａ…コンデンサ（第１の容量素子）、Ｌ０…インダクタ、ＬＤ…発光素子、Ｍ０…ｎＭＯＳトランジスタ（第１のｎ型トランジスタ）、ＯＵＴ…出力端子、Ｑ０…ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（第１のエミッタフォロア回路）、Ｑ１…ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（第２のエミッタフォロア回路）、Ｑ２…ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（第２のｎ型トランジスタ）、Ｒａ…抵抗素子、ＶＣＣＳ１…電圧制御電流源回路（第１の回路部）、ＶＣＣＳ２…電圧制御電流源回路（第２の回路部）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図５】
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