(57)【要約】【課題】コストを削減することを目的としている。【解決手段】モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、前記異なるタイミングは、前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングである。【選択図】図１
2016021799.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置を推定する位置推定装置であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングである位置推定装置。
【請求項２】
複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置を推定する位置推定装置であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心である第１のタイミングと、前記キャリア周期の先頭である第２のタイミングである位置推定装置。
【請求項３】
前記電流検出部は、
第一の相において、連続する２つの前記キャリア周期のそれぞれにおいて前記第１のタイミングで検出したコイル電流の平均値を出力し、
第二の相において、連続する２つの前記キャリア周期のそれぞれにおいて前記第２のタイミングで検出したコイル電流を出力する請求項２に記載の位置推定装置。
【請求項４】
前記電流検出部は、
前記第１のタイミングにおいてコイル電流を検出する相と、前記第２のタイミングにおいてコイル電流を検出する相と、をキャリア周期毎に入れ換える請求項１記載の位置推定装置。
【請求項５】
複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置に応じて前記モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングであるモータ駆動制御装置。
【請求項６】
複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置に応じて前記モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心である第１のタイミングと、前記キャリア周期の先頭である第２のタイミングであるモータ駆動制御装置。
【請求項７】
複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置を推定する位置推定方法であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出手順と、
前記電流検出手順において検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定手順と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングである位置推定方法。
【請求項８】
複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置を推定する位置推定方法であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出手順と、
前記電流検出手順において検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定手順と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心である第１のタイミングと、前記キャリア周期の先頭である第２のタイミングである位置推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータに設けられた回転子の位置を検出する位置推定装置、モータ駆動制御装置及び位置推定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、モータに設けられた回転子の位置を求める手法として、モータを回転駆動するための駆動電圧又は駆動電流の周波数に対して十分に周波数が高い高調波を重畳する手法が知られている。
【０００３】
一般にこの手法は、回転子の位置に応じてモータコイルのインダクタンスが変化する、突極性と呼ばれる特性を利用する。突極性を示すモータにおいては、高調波の入力に対して、モータコイルに生じる高調波の応答の振幅が回転子の位置に応じて変化する。
【０００４】
そこでこの手法では、高調波の応答を含むコイル電流を検出し、高調波の入力、応答及びモータモデル式に基づいて、回転子の位置を推定する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記手法において、駆動電圧又は駆動電流の振幅と比較して高調波の応答の振幅が小さい場合がある。このため、回転子の位置の推定の精度を高めるには、コイル電流を高い精度で検出することが要求される。
【０００６】
ところで、モータを駆動する際には、インバータにより所定の周期にパルス幅変調された電圧をコイル端子へ印加することで、モータコイルにコイル電流を供給するが、このコイル電流には高い周波数のリプルが含まれる。
【０００７】
そこで上記手法においては、リプルの影響がないよう、所定の周期の中心のタイミングで、複数相のコイル電流を同時に検出する必要があるが、その場合、複数相に対応した数の電流検出部が必要となり、コストがかかる。
【０００８】
開示の技術では、上記事情に鑑みてこれを解決するものであり、コストを削減することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
開示の技術は、上記目的を達成すべく、以下の如き構成を採用する。
【００１０】
開示の技術は、モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、前記異なるタイミングは、前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングである。
【発明の効果】
【００１１】
コストを削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【図２】座標系の定義を示す図である。
【図３】転流駆動部を説明する図である。
【図４】第一の実施形態のＰＷＭ部の動作を説明する図である。
【図５】駆動回路の上側アームの一例を示す図である。
【図６】電流検出部の一例を説明する図である。
【図７】位置推定部を説明する図である。
【図８】オブザーバの一例を示す図である。
【図９】オブザーバのループ特性を示す図である。
【図１０】位置推定のための高調波の応答を含むコイル電流を示す図である。
【図１１】第一の実施形態のコイル電流を連続する２つのキャリア周期まで拡大した図である。
【図１２】第二の実施形態のＰＷＭ部の動作を説明する図である。
【図１３】第二の実施形態のコイル電流を連続する２つのキャリア周期まで拡大した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
（第一の実施形態）
以下に図面を参照して第一の実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【００１４】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、ブラシレスモータ１０、電流検出部２０、速度制御部３０、電流制御部４０、座標変換部５０、座標逆変換部６０、位置推定部７０、高調波重畳部８０、転流駆動部９０を有する。
【００１５】
ブラシレスモータ１０は、回転子１１と、コイル端子１２、コイル１３を有する。コイル１３は、互いに１２０度の位相差をもち、Ｙ字結線されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相で構成される。回転子１１は、コイル１３と対向する位置に配置され、Ｓ極、Ｎ極が交互に並んだ永久磁石（図示せず）により構成される。ブラシレスモータ１０は、コイル端子１２からコイル１３へ、回転子１１の角度に応じて適切に転流された電流を供給されて回転する。尚、本実施形態の回転子１１の永久磁石は２×ｐ極（極ペア数はｐ）とした。
【００１６】
電流検出部２０は、３相のコイル１３に流れるコイル電流のうち、Ｕ相及びＶ相のコイル電流を検出して検出電流データｄ＿Ｉｕ、ｄ＿Ｉｖとして出力する。また、本実施形態の電流検出部２０には、周波数が低く振幅が大きい信号に、周波数が高く振幅が小さい信号が重畳された信号が入力される。前者の信号が、モータを回転駆動するための駆動電流（基本波）である。後者の信号が、高調波信号の応答である高調波電流である。
【００１７】
速度制御部３０は、外部から入力される、又は予め設定された目標速度と対応した速度指令値ｗｔｇｔと、位置推定部７０により推定される推定速度ｗｍに基づいて、発生すべきトルクの目標を示すトルク指令値Ｔｅを出力する。
【００１８】
電流制御部４０は、トルク目標指令値Ｔｅに基づき、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれに流すべき電流目標値を生成する電流目標生成部（図示せず）と、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれの比例積分制御器（図示せず）を有する。比例積分制御器は、ｄ軸及びｑ軸の電流目標値と第１検出電流ｄ＿Ｉｕ、ｄ＿Ｉｖから、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれに印加すべき電圧の指令値である電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを生成する。すなわち、本実施形態の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは、ブラシレスモータ１０を回転駆動させるためにコイル１３に供給される駆動電流を制御する制御信号である。
【００１９】
座標変換部５０は、電流検出部２０により検出したＵＶＷ相の電流を、図２に示す互いに１２０度の位相差をもつＵＶＷ軸座標系から、ｄｑ軸座標系へ座標変換して、ｄｑ軸の検出電流として出力する。ｄｑ軸座標系とは、位置推定部７０から得られる推定位置ｔｈｅで回転する回転直交座標系である。図２は、座標系の定義を示す図である。
【００２０】
具体的には、座標変換部５０は、以下の式１に示す座標変換演算を用いて、Ｕ相の第１検出電流ｄ＿Ｉｕ及びＶ相の第１検出電流ｄ＿Ｉｖを座標変換して、ｄ軸の第１検出電流ｄ＿Ｉｄ及びｑ軸の第１検出電流ｄ＿Ｉｑを出力する。また、座標変換部５０は、Ｕ相の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｕ及びＶ相の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｖを同様に座標変換して、ｄ軸の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｄ及びｑ軸の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｑを出力する。
【００２１】
【数１】
2016021799.tif 000003
座標逆変換部６０は、高調波が重畳された出力指令値をｄｑ軸座標系からＵＶＷ軸座標系へ座標逆変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのコイル端子１２に印加すべき電圧の値を示す相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。具体的には座標逆変換部６０は、下記の式２に示す座標変換演算を用いて、ｄ軸の出力指令値Ｖｍｄ及びｑ軸の出力指令値Ｖｍｑを座標変換して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。
【００２２】
【数２】
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位置推定部７０は、後述する高調波指令値Ｖｃｄ、Ｖｃｑと、ｄｑ軸の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｄ、ｄ＿Ｉｃｑと、トルク指令値Ｔｅと、から回転子１１の推定位置ｔｈｅ（電気角相当）および推定速度ｗｍ（機械角相当）を出力する。位置推定部７０の詳細は後述する。
【００２３】
高調波重畳部８０は、高調波生成部８１及び加算部８２を備え、高調波信号を生成して電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに重畳し、出力指令値Ｖｍｄ、Ｖｍｑとして出力する。
【００２４】
高調波生成部８１は、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれに注入される、振幅及び位相の異なる周波数ｆｃの正弦波形である高調波指令値Ｖｃｄ、Ｖｃｑを生成する。本実施形態の高調波信号とは、高調波指令値Ｖｃｄ、Ｖｃｑを意味する。
【００２５】
加算部８２は、高調波指令値Ｖｃｄ、Ｖｃｑをそれぞれ電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに加算して、出力指令値Ｖｍｄ、Ｖｍｑとして出力する。すなわち、本実施形態の出力指令値Ｖｍｄ、Ｖｍｑは、制御信号と高調波信号とが重畳された信号である。
【００２６】
転流駆動部９０は、相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの値に基づいて、パルス幅変調された電圧をコイル端子１２へ印加し、コイル１３へコイル電流を供給する。
【００２７】
以下に、図３を参照して転流駆動部９０について説明する。図３は、転流駆動部を説明する図である。
【００２８】
本実施形態の転流駆動部９０は、ＰＷＭ部９１と、駆動回路９５と、を有する。
【００２９】
本実施形態のＰＷＭ部９１は、コイル端子１２へ印加すべき電圧値を示す３相の相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス幅変調して、所定の論理に基づいて、３相のゲート信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを生成する。ゲート信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、駆動回路９５へ供給される。ＰＷＭ部９１の動作の詳細は後述する。
【００３０】
駆動回路９５は、上側アーム９６と下側アーム９７とが、３相接続されて構成されている。駆動回路９５において、上側アーム９６及び下側アーム９７が有するスイッチング素子は、ゲート信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）によりＯＮ／ＯＦＦが制御される。駆動回路９５は、コイル端子１２にパルス幅変調された電圧を印加して、コイル１３へ電流を供給し、回転子１１を回転駆動させる。駆動回路９５の詳細は後述する。
【００３１】
以下に、図４を参照してＰＷＭ部９１の動作を説明する。図４は、第一の実施形態のＰＷＭ部の動作を説明する図である。尚、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は同様の構成および動作のため、図４ではＵ相のみについてのみ説明する。
【００３２】
図４の１段目に示すキャリア信号Ｖｃは、所定のキャリア周期の三角波であり、接地ＧＮＤから電源電圧Ｖｃｃまでの振幅を持つ。
【００３３】
本実施形態のＰＷＭ部９１は、キャリア信号Ｖｃにおいて電源電圧Ｖｃｃと接地ＧＮＤの中央値（Ｖｃｃ／２）を仮想のゼロとして、相電圧指令値Ｖｕとキャリア信号Ｖｃを大小比較し、図５の２段目に示すＰＷＭ信号Ｕｏｎを生成する。尚、相電圧指令値Ｖｕキャリア周期ｔｐｗｎの先頭で値が更新される。
【００３４】
次に、ＰＷＭ部９１は、図５の３段目、４段目に示すように、ゲート信号ＵＨとゲート信号ＵＬを生成する。ゲート信号ＵＨは、ＰＷＭ信号Ｕｏｎに対して期間ｔｄだけ遅れた信号であり、上側アーム９６のスイッチング素子に供給される。ゲート信号ＵＬは、ＰＷＭ信号Ｕｏｎを反転し、立ち上がり（Ｕｏｎでは立ち下がり部分）を期間ｔｄの２倍だけ遅らせた信号であり、下側アーム９７のスイッチング素子のゲート信号ＵＬを生成する。尚、期間ｔｄは、上側アーム９６と下側アーム９７のスイッチング素子の短絡防止を目的に設けられた短絡防止期間（デッドタイム）である。
【００３５】
また、本実施形態のＰＷＭ部９１は、図５の下２段に示すように、パルス信号であるトリガｔｒｇ＿ｕ、ｔｒｇ＿ｖを出力する。以下にトリガｔｒｇ＿ｕ、ｔｒｇ＿ｖについて説明する。
【００３６】
図４の例では、キャリア信号Ｖｃの中心（仮想のゼロに対して負極側の頂点）から期間ｔｄだけ遅れたタイミング（Ｂ）をキャリア周期ｔｐｗｍの中心とする。これはゲート信号ＵＨ、ＵＬを生成する過程において、実際にコイル端子１２に印加される電圧が、キャリア信号Ｖｃに対して期間ｔｄだけ遅れるためである。同様に、図４では、キャリア信号Ｖｃのピーク（仮想のゼロに対して正極側の頂点）から期間ｔｄだけ遅れたタイミング（Ａ）から、次のタイミング（Ａ）までをキャリア信号Ｖｃの１キャリア周期とする。
【００３７】
本実施形態でのＰＷＭ部９１は、連続する２つのキャリア周期の１つ目においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ前のタイミング（第１のタイミング）で、Ｕ相のトリガｔｒｇ＿ｕを出力する。また、本実施形態のＰＷＭ部９１は、２つ目のキャリア周期においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ後のタイミングで、Ｕ相のトリガｔｒｇ＿ｕを出力する。
【００３８】
また、ＰＷＭ部９１は、上記と同じ２つのキャリア周期の１つ目においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ後のタイミング（第２のタイミング）で、Ｖ相のトリガｔｒｇ＿ｖを出力する。そしてＰＷＭ部９１は、２つ目のキャリア周期においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ前のタイミングで、Ｖｔｒｇ＿ｖを出力する。
【００３９】
本実施形態のＰＷＭ部９１は、以降、連続する２つのキャリア周期ごとに上述したように、繰り返しＵ相のトリガｔｒｇ＿ｕとＶ相のトリガｔｒｇ＿ｖとを出力する。
【００４０】
尚、本実施形態の期間ｔｓは、回路設計の段階で予め設定されているものであり、例えばＡＤ変換部２４が信号の変換に要する期間よりも長い期間に設定される。
【００４１】
次に、本実施形態の駆動回路９５について説明する。図５は、駆動回路の上側アームの一例を示す図である。駆動回路９５において、上側アーム９６は、電源電圧Ｖｃｃに接続されたスイッチング素子９８とダイオード９９が並列に接続されている。また、本実施形態の下側アーム９７は、上側アーム９６と同様の構成であり、接地ＧＮＤに接続されている。
【００４２】
本実施形態の駆動回路９５は、電源電圧Ｖｃｃに接続された上側アーム９６と、接地ＧＮＤに接続された下側アーム９７が、３相接続されて構成されている。駆動回路９５では、それぞれのスイッチング素子がゲート信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）によりＯＮ／ＯＦＦに駆動される。そして駆動回路９５は、ブラシレスモータ１０のコイル端子１２にパルス幅変調された電圧を印加して、コイル１３へコイル電流を供給し、回転子１１を回転駆動する。
【００４３】
次に、図６を参照して本実施形態の電流検出部２０について説明する。図６は、電流検出部の一例を説明する図である。
【００４４】
電流検出部２０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の内、少なくとも２相に同様の構成を設けるため、図６ではＵ相についてのみ説明する。
【００４５】
本実施形態の電流検出部２０は、シャント抵抗２１Ｕ、２１Ｖ、差動アンプ２２Ｕ、２２Ｖ、セレクタ２３及びＡＤ変換部２４を備える。
【００４６】
シャント抵抗２１Ｕ、２１Ｖは、コイル端子１２と転流駆動部９０との間のコイル電流経路上に挿入された抵抗である。
【００４７】
差動アンプ２２Ｕは、反転入力端子と非反転入力端子とがシャント抵抗２１Ｕの両端に接続されており、流れる電流の大きさに比例してシャント抵抗２１Ｕにより生じる電圧降下を検出し、所定の倍率で増幅して出力する。本実施形態では、差動アンプ２２Ｕの出力を検出電流ａ＿Ｉｕとした。
【００４８】
差動アンプ２２Ｖは、反転入力端子と非反転入力端子とがシャント抵抗２１Ｖの両端に接続されており、流れる電流の大きさに比例してシャント抵抗２１Ｖにより生じる電圧降下を検出し、所定の倍率で増幅して出力する。本実施形態では、差動アンプ２２Ｖの出力を検出電流ａ＿Ｉｖとした。
【００４９】
セレクタ２３は、２相の検出電流ａ＿Ｉｕ、ａ＿Ｉｖが入力され、Ｕｔｒｇ＿ｕ到来時にはＵ相の検出電流ａ＿Ｉｕを選択して出力し、Ｖｔｒｇ＿ｖ到来時にはＶ相の検出電流ａ＿Ｉｖを選択して出力する。
【００５０】
ＡＤ変換部２４は、トリガｔｒｇ＿ｕの到来ごとに、セレクタ２３の出力する選択された検出電流をサンプリングした値を、所定の量子化分解能を最小単位とする、デジタル値に変換してＵ相の検出電流データｄ＿Ｉｕとして出力する。同様に、ＡＤ変換部２４は、トリガｔｒｇ＿ｖの到来ごとに、セレクタ２３の出力する選択された検出電流をサンプリングおよび変換して、Ｖ相の検出電流データｄ＿Ｉｖとして出力する。
【００５１】
次に、図７を参照して位置推定部７０について説明する。図７は、位置推定部を説明する図である。
【００５２】
本実施形態の位置推定部７０は、復調部７１と、オブザーバ７２と、を有する。本実施形態の復調部７１は、高調波指令値Ｖｄ、Ｖｑとｄｑ軸の検出電流データｄ＿Ｉｃｄ、ｄ＿Ｉｃｑの乗算及びフィルタによる特定成分の抽出により、回転子１１の位置（電気角相当）と推定位置ｔｈｅの誤差である推定誤差Ｄｉｆを抽出する。
【００５３】
オブザーバ７２は、推定誤差Ｄｉｆにもとづいて、回転子１１の推定位置ｔｈｅ（電気角相当）および推定速度ｗｍ（機械角相当）を出力する。
【００５４】
以下に、図８を参照してオブザーバ７２について説明する。図８は、オブザーバの一例を示す図である。本実施形態のオブザーバ７２は、誤差収束部７６と、モータモデル部７７とを有する。
【００５５】
誤差収束部７６は、推定誤差Ｄｉｆについて、それぞれ所定のゲインを乗じた比例、積分、微分項を含むＰＩＤ制御器である。ただし、本実施形態では、計算の簡略化のため、微分項は微分せず等価になるよう定数を乗じた上で、後述するモータモデル部７７内の積分項の後段に加算する。
【００５６】
モータモデル部７７は、ブラシレスモータ１０の機構部を数式モデル化したモデルであり、誤差収束部の出力にもとづいて、回転子１１の速度を推定し、推定速度ｗｍ（機械角相当）を出力する。さらに、モータモデル部７７は、極ペア数ｐを用いて以下の式３の計算により、推定位置（電気角）ｔｈｅを算出して出力する。
【００５７】
【数３】
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本実施形態では、上記のように位置推定部７０を構成することにより、位置推定の閉ループ特性は、ループ帯域ｆｏｂｓの図９に示すように低域フィルタ（ＬＰＦ，Low-pass filter）となる。図９は、オブザーバのループ特性を示す図である。
【００５８】
次に、図１０及び図１１を参照し、本実施形態の効果について説明する。図１０は、位置推定のための高調波の応答を含むコイル電流を示す図である。図１０では、１相分のコイル電流を示した。図１１は、第一の実施形態のコイル電流を連続する２つのキャリア周期まで拡大した図である。
【００５９】
本実施形態では、ＰＷＭ部９１がトリガｔｒｇ＿ｕ、ｔｒｇ＿ｖを出力するタイミングを、１キャリア周期毎に入れ替えて出力することで、ＡＤ変換部２４が各相のコイル電流をサンプリングするタイミングを変えている。
【００６０】
本実施形態の電流検出部２０は、例えばｎキャリア周期目においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ前のタイミング（第１のタイミング）でコイル電流を検出する。したがってここで検出されたコイル電流でｎキャリア周期目のコイル電流の平均に対して、電流検出誤差Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ）が生じる。
【００６１】
同様に、電流検出部２０では、（ｎ＋１）キャリア周期目においては、タイミングＴ（Ｂ）から期間ｔｓだけ後のタイミング（第２のタイミング）で電流を検出する。したがってここで検出されたコイル電流では、（ｎ＋１）キャリア周期目の電流平均に対して、電流検出誤差Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ＋１）が生じる。
【００６２】
ここで、本実施形態では、キャリア周期の中心となるタイミング（Ｂ）付近はコイル電流が直線的に変化することに着目した。
【００６３】
本実施形態では、コイル電流の直線的な変化の傾きは、２つのキャリア周期間で大きくは変動しないことから、Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ）＋Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ＋１）≒０であり、２つのキャリア周期における、電流検出の誤差の総和はほぼゼロとなる。したがって、２つの連続したキャリア周期において、電流検出部２０により検出された電流の誤差は相殺される。
【００６４】
尚、このとき、検出電流には、キャリア周期毎に正、負の検出誤差が交互に含まれることになるが、キャリア信号Ｖｃの周波数はコイル電流の周波数に比べて十分に高い周波数であり、前述の位置推定の閉ループ特性（ＬＰＦ）により減衰されるため、回転子の位置の推定の精度に対する影響を低減できる。
【００６５】
尚、本実施形態において、もう１つの相におけるコイル電流の検出は上記と逆のタイミングで、同様に実行される。
【００６６】
以上のように、本実施形態では、コイル電流を検出する相を切り替えて順番に複数相のコイル電流を検出する構成とした。そして、本実施形態では、相におけるコイル電流の検出では、連続するキャリア周期の１つ目においては、キャリア周期の中央から所定期間だけ前のタイミングで検出し、次のキャリア周期においてはキャリア周期の中央から所定期間だけ後のタイミングで検出する。
【００６７】
したがって、本実施形態では、１つの電流検出部により複数相のコイル電流を検出することができ、さらにコイル電流の検出におけるリプルの影響による誤差を低減できる。よって本実施形態では、低コストで高精度のコイル電流の検出を実現できる。
【００６８】
さら本実施形態では、モータを回転駆動させる制御信号に高調波を重畳した方式において、低コストで高精度に回転子の位置の推定することができる。
【００６９】
（第二の実施形態）
以下に図面を参照して第二の実施形態について説明する。第二の実施形態では、コイル電流の検出を行うタイミングが第一の実施形態と相違する。したがって、以下の第二の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【００７０】
図１２は、第二の実施形態のＰＷＭ部の動作を説明する図である。尚、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は同様の構成および動作のため、図１２ではＵ相のみについてのみ説明する。
【００７１】
本実施形態でも、第一の実施形態と同様に、キャリア信号Ｖｃのピーク（仮想のゼロに対して正極側の頂点）から期間ｔｄだけ遅れたタイミング（Ａ）から、次のタイミング（Ａ）までをキャリア信号Ｖｃの１キャリア周期とする。したがって、図１２では、キャリア信号Ｖｃの中心（仮想のゼロに対して負極側の頂点）から期間ｔｄだけ遅れたタイミング（Ｂ）をキャリア周期ｔｐｗｍの中心となる。
【００７２】
本実施形態では、ＰＷＭ部９１は、タイミング（Ａ）においてのＵｔｒｇ＿ｕを出力し、タイミング（Ｂ）においてＶｔｒｇ＿ｖを出力する。
【００７３】
本実施形態の電流検出部２０において、ＡＤ変換部２４は、Ｕｔｒｇ＿ｕの到来ごとに、セレクタ２３の出力する選択された検出電流をサンプリングした値を、所定の量子化分解能を最小単位とするデジタル値に変換する。さらに電流検出部２０は、次のＵｔｒｇ＿ｕの到来時にも同様の変換を実施して、検出した２回の値の平均値をＵ相の検出電流データｄ＿Ｉｕとして出力する。
【００７４】
また、本実施形態の電流検出部２０は、Ｖｔｒｇ＿ｖの到来ごとに、セレクタ２３の出力する選択された検出電流をサンプリングした値を、所定の量子化分解能を最小単位とする、デジタル値に変換してＶ相の検出電流データｄ＿Ｉｖとして出力する。
【００７５】
以上のように、本実施形態の電流検出部２０では、一方の相では、連続した２つのキャリア周期において、各周期の先頭において検出されたコイル電流の平均値を検出電流とする。また、本実施形態の電流検出部２０は、他方の相では、連続した２つのキャリア周期において、各周期の中心において検出されたコイル電流を検出電流とする。
【００７６】
次に、図１３を参照して本実施形態の効果について説明する。図１３は、第二の実施形態のコイル電流を連続する２つのキャリア周期まで拡大した図である。
【００７７】
本実施形態では、ＰＷＭ部９１がトリガｔｒｇ＿ｕ、ｔｒｇ＿ｖを出力するタイミングを、それぞれキャリア周期の先頭と中心としている。
【００７８】
始めに、キャリア周期の先頭でコイル電流を検出する相について説明する。図１１に示すように、ｎ周期目の先頭でコイル電流を検出した場合、電流検出誤差Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ）が生じ、ｎ＋１周期目の先頭（ｎ周期目の後端）でコイル電流を検出した場合、電流検出誤差Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ＋１）が生じる。
【００７９】
ここで、本実施形態は、キャリア周期の中心を基準に前後対称の長さとなるパルス電圧を生成するパルス幅変調方式を用いているため、Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ）＋Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ＋１）＝０が成り立つ。
【００８０】
すなわち、連続した２つのキャリア周期の先頭で検出されたコイル電流の平均値は、キャリア周期の中心であるタイミング（Ｂ）において検出したコイル電流と等しくなる。すなわち、前述のコイル電流の平均値は、誤差なく検出されたコイル電流と等しくなる。
【００８１】
したがって、本実施形態では、１つの電流検出部により複数相のコイル電流を検出することができ、さらにコイル電流の検出におけるリプルの影響による誤差を低減できる。よって本実施形態では、低コストで高精度のコイル電流の検出を実現できる。
【００８２】
さら本実施形態では、モータを回転駆動させる制御信号に高調波を重畳した方式において、低コストで高精度に回転子の位置の推定することができる。
【００８３】
以上の各実施形態に記載したモータ駆動制御装置は、突極性を有するモータを駆動させる装置であれば、どのような装置に適用することができる。具体的には、例えば様々なモータを有する画像形成装置等に搭載されても良い。
【００８４】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【００８５】
１００  モータ駆動制御装置
１０  ブラシレスモータ
２０  電流検出部
２３  セレクタ
２４  ＡＤ変換部
３０  速度制御部
４０  電流制御部
５０  座標変換部
６０  座標逆変換部
７０  位置推定部
８０  高調波重畳部
９０  転流駆動部
９１  ＰＷＭ部
【先行技術文献】
【特許文献】
【００８６】
【特許文献１】特許第３４１１８７８号公報
【特許文献２】特許第３４８４０５８号公報
【非特許文献】
【００８７】
【非特許文献１】R. Leidhold and P. Mutschler, "Improved method for higher dynamics in sensorless position detection", Proceeding. IEEE IECON2008, pp.1240--1245 (2008)
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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