(57)【要約】【課題】簡易な構成で、消費電力の削減を行うこと。【解決手段】トランスＴ４０１と、交流電圧を整流平滑するブリッジダイオードＤＡ４０１、コンデンサＣ４０１と、トランスＴ４０１の一次巻線Ｎｐに接続され、一次巻線Ｎｐへの電流の供給及び遮断を制御する主スイッチング素子Ｑ４０１と、主スイッチング素子Ｑ４０１のスイッチング動作を制御するスイッチング素子Ｑ４０２と、起動抵抗Ｒ４０１と、起動抵抗Ｒ４０１と主スイッチング素子Ｑ４０１との接続及び切断を行うスイッチング素子Ｑ６０２と、帰還巻線に発生する電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ６０２を制御するツェナーダイオードＺＤ１０１を備える。【選択図】図１
2016082713.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線及び帰還巻線を有するトランスと、
交流電圧を整流平滑して直流電圧を生成し、前記トランスの前記一次巻線に供給する第一の整流平滑手段と、
前記トランスの前記一次巻線に接続され、前記一次巻線への電流の供給及び遮断を制御するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御手段と、
前記スイッチング素子の発振を開始するための起動抵抗と、
前記起動抵抗と前記スイッチング素子との接続及び切断を行うスイッチ手段と、
前記帰還巻線に発生する電圧に基づいて前記スイッチ手段を制御する第一のフィードバック手段と、
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記スイッチ手段は、前記起動抵抗と接続された第一のトランジスタと、第二のトランジスタと、を有し、
前記第二のトランジスタがオフの場合には、前記第一のトランジスタがオンし、前記起動抵抗は前記スイッチング素子と接続され、
前記第二のトランジスタがオンの場合には、前記第一のトランジスタはオフし、前記起動抵抗は前記スイッチング素子と接続されないことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
一端が前記第一の整流平滑手段の正端子に接続され、他端が前記第二のトランジスタの電流流入端子に接続された抵抗を有し、
前記起動抵抗は、一端が前記第一の整流平滑手段の正端子に接続され、
前記第一のトランジスタは、電流流入端子が前記起動抵抗の他端に接続され、電流流出端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続され、制御端子が前記抵抗の前記他端に接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第二のトランジスタは、電流流入端子が前記抵抗の前記他端に接続され、電流流出端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されていることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記抵抗の抵抗値は、前記起動抵抗よりも大きいことを特徴とする請求項３又は４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記第一のフィードバック手段は、ダイオードと、コンデンサと、定電圧ダイオードと、を有し、
前記ダイオードと前記コンデンサは直列に接続され、
前記ダイオードのカソード端子は、前記帰還巻線の前記一次巻線と同極側に接続され、
前記ダイオードのアノード端子は、前記コンデンサの一端に接続され、
前記コンデンサの他端は、前記帰還巻線の前記一次巻線と異極側に接続され、
前記定電圧ダイオードは、前記第二のトランジスタの制御端子に接続されていることを特徴とする請求項２乃至５のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項７】
前記トランスの前記二次巻線に発生した電圧を整流平滑して直流電圧を生成する第二の整流平滑手段を備え、
前記定電圧ダイオードは、前記コンデンサに充電された電圧が、前記第二の整流平滑手段により生成された直流電圧が所定の電圧のときに前記帰還巻線に発生する電圧になると導通状態となり、前記第二のトランジスタをオンすることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記トランスの前記二次巻線に発生した電圧を整流平滑して直流電圧を生成する第二の整流平滑手段を備え、
前記第二の整流平滑手段により生成された直流電圧を検知し、検知した前記直流電圧に応じた検知信号を前記制御手段に出力する第二のフィードバック手段と、
前記第一のフィードバック手段による前記スイッチ手段の制御の有効または無効を設定する設定手段と、
を備えることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項９】
前記制御手段は、前記第二のフィードバック手段からの検知信号に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止することを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記設定手段は、第三のトランジスタと、フォトカプラと、を有し、
前記第三のトランジスタは、前記フォトカプラの発光ダイオードと接続され、
前記フォトカプラのフォトトランジスタは、電流流入端子が前記第一のフィードバック手段の前記コンデンサの一端と接続され、電流流出端子が前記コンデンサの他端と接続されていることを特徴とする請求項８又は９に記載の電源装置。
【請求項１１】
前記第三のトランジスタがオフのときには、前記第一のフィードバック手段による前記スイッチ手段の制御が行われ、
前記第三のトランジスタがオンのときには、前記第一のフィードバック手段による前記スイッチ手段の制御は行われないことを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
【請求項１２】
前記定電圧ダイオードは、前記コンデンサに充電された電圧が、前記第二の整流平滑手段により生成された直流電圧が所定の電圧よりも高い電圧のときに前記帰還巻線に発生する電圧になると導通状態となり、前記第二のトランジスタをオンすることを特徴とする請求項１０又は１１に記載の電源装置。
【請求項１３】
前記定電圧ダイオードは、前記コンデンサに充電された電圧が、前記第二の整流平滑手段により生成された直流電圧が所定の電圧よりも低い電圧のときに前記帰還巻線に発生する電圧になると導通状態となり、前記第二のトランジスタをオンすることを特徴とする請求項１０又は１１に記載の電源装置。
【請求項１４】
記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
請求項１乃至１３のいずれか１項に記載の電源装置と、
を備えることを特徴とする画像形成装置。
【請求項１５】
記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
前記画像形成手段を制御するコントローラと、
請求項１２に記載の電源装置と、
を備え、
前記コントローラは、前記電源装置が前記第二の整流平滑手段により生成された直流電圧の過電圧の検知を行う場合には前記第三のトランジスタをオンし、過電圧の検知を行わない場合には前記第三のトランジスタをオフすることを特徴とする画像形成装置。
【請求項１６】
記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
前記画像形成手段を制御するコントローラと、
請求項１３に記載の電源装置と、
を備え、
前記コントローラは、画像形成装置の状態に応じて、前記第三のトランジスタの制御を行うことを特徴とする画像形成装置。
【請求項１７】
前記コントローラは、前記画像形成手段による画像形成時には前記第三のトランジスタをオンし、画像形成を行わない待機状態時には前記第三のトランジスタをオフすることを特徴とする請求項１６に記載の画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、省電力化のために複数の動作状態が存在する機器に対して電力供給を行う電源装置及びその電源装置を備えた画像形成装置に関し、特にフライバック方式の電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に不連続モードで動作するフライバック方式のコンバータ等のスイッチング電源装置は、トランスの二次巻線に発生する交番電圧を整流平滑することにより、直流出力電圧を生成する。また、二次側の整流平滑回路の後段には、トランスの直流出力電圧（例えばＤＣ２４Ｖ）から直流電圧（例えばＤＣ３．３ＶあるいはＤＣ５Ｖ等）を生成する降圧コンバータ回路が配置されている場合がある。スイッチング電源装置は、例えばモータ等のように、トランスの直流出力電圧（例えばＤＣ２４Ｖ等）を直接利用するユニットだけでなく、機器内に配置された他のユニットにも最適な直流電圧（例えばＤＣ３．３ＶあるいはＤＣ５Ｖ等）を供給する。また、ＤＣ３．３ＶやＤＣ５Ｖの直流出力電圧については、機器が待機状態を保持するためにある程度の電力が消費される。一方、ＤＣ２４Ｖの直流出力電圧については、機器が待機動作中の場合には、モータ等の駆動源は動作していないため電力消費は総じて少ない。
【０００３】
また、降圧コンバータ回路の変換効率を考えると、降圧コンバータ回路に入力されるトランスの直流出力電圧が小さい方が、変換効率は上昇する。そのため、機器待機動作中にはモータ等の駆動源の動作が不要であるため、トランスの直流出力電圧を低下させ、降圧コンバータ回路の変換効率を向上させるといった手法が採用される。しかしながら、直流出力電圧を低下させる手法では、制御回路を複数個配置しなければならず、機器のコストアップにつながる。更に、例えば特許文献１では、特に機器待機動作時にスイッチング電源装置の電力変換効率を向上させる手法として、連続発振開始後に起動抵抗を切り離すことで、起動抵抗による損失を低減する回路構成が提案されている。
【０００４】
図５は、従来方式のスイッチング電源装置の例として、不連続モードで動作する従来のフライバック方式のコンバータである、リンギングチョークコンバータの回路構成を示す回路図である。図６は、図５の回路の各部動作波形を示す図である。なお、図５、図６の詳細については、後述する。図５のリンギングチョークコンバータでは、帰還巻線Ｎｂからの電圧により主スイッチング素子Ｑ４０１が連続発振を開始した後は、起動抵抗Ｒ４０１から抵抗Ｒ４０２に流れる電流はすべて無効電流となり、スイッチング電源装置の効率を低下させる要因となる。そこで、これを回避する方法として、主スイッチング素子Ｑ４０１が連続発振を開始した後に、起動抵抗Ｒ４０１を入力電圧Ｖｉｎから切り離す手法が提案されている。図７は、この手法により構成された回路を図５のスイッチング電源装置に追加した回路図であり、図７のスイッチング電源装置では、主スイッチング素子Ｑ４０１が連続発振開始後に、起動抵抗Ｒ４０１による無効電流を削減することが可能となる。なお、図７の回路の詳細については、後述する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３７９８２８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、起動抵抗を切り離す構成のスイッチング電源装置では、次のような課題がある。即ち、図７に示すスイッチング電源装置の回路では、フォトカプラＩＣ６０１等の高価な素子や周辺回路を追加して、起動抵抗Ｒ４０１を流れる電流を制御するスイッチング素子Ｑ６０１の導通、非導通制御を行っている。そのため、回路構成にコストがかかるという課題がある。
【０００７】
本発明はこのような状況のもとでなされたもので、簡易な構成で、消費電力の削減を行うことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前述の課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。
【０００９】
（１）一次巻線、二次巻線及び帰還巻線を有するトランスと、交流電圧を整流平滑して直流電圧を生成し、前記トランスの前記一次巻線に供給する第一の整流平滑手段と、前記トランスの前記一次巻線に接続され、前記一次巻線への電流の供給及び遮断を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御手段と、前記スイッチング素子の発振を開始するための起動抵抗と、前記起動抵抗と前記スイッチング素子との接続及び切断を行うスイッチ手段と、前記帰還巻線に発生する電圧に基づいて前記スイッチ手段を制御する第一のフィードバック手段と、を備えることを特徴とする電源装置。
【００１０】
（２）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、簡易な構成で、消費電力の削減を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図
【図２】実施例１のスイッチング電源装置の各部動作波形を示す図
【図３】実施例２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図
【図４】実施例４の画像形成装置の模式図
【図５】従来例のスイッチング電源装置の構成を示す回路図
【図６】従来例のスイッチング電源装置の各部動作波形を示す図
【図７】従来例のスイッチング電源装置の構成を示す回路図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
まず、後述する実施例のスイッチング電源装置との比較のために、不連続モードで動作する従来のフライバック方式のコンバータの構成及び動作について説明する。
【００１４】
［スイッチング電源装置の基本動作及び課題となる動作］
（リンギングチョークコンバータの構成）
不連続モードで動作するフライバック方式のスイッチング電源装置として、図５に示すリンギングチョークコンバータ（以下、単にＲＣＣという）を例に説明する。絶縁トランスＴ４０１（以下、トランスＴ４０１ともいう）は、入力側の一次巻線Ｎｐと出力側の二次巻線Ｎｓ、及び一次側の帰還巻線Ｎｂから構成されている。帰還巻線Ｎｂは、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子の導通、非導通制御を行うスイッチング素子Ｑ４０２の駆動用巻線である。入力電圧Ｖｉｎは、交流電圧源ＡＣからの交流入力電圧がブリッジダイオードＤＡ４０１で整流され、アルミ電解コンデンサＣ４０１（以下、コンデンサＣ４０１という）により平滑された直流電圧であり、コンデンサＣ４０１の端子間電圧でもある。入力電圧Ｖｉｎの（＋）側（以下、コンデンサＣ４０１の正端子である（＋）側を指す）は一次巻線Ｎｐの一端に、入力電圧の（−）側（以下、コンデンサＣ４０１の負端子である（−）側を指す）は主スイッチング素子Ｑ４０１の電流流出端子に接続されている。入力電圧Ｖｉｎは、一次巻線Ｎｐの一端と主スイッチング素子Ｑ４０１の電流流出端子の間に印加される。
【００１５】
また、帰還巻線Ｎｂは、一次巻線Ｎｐとは同極に、二次巻線Ｎｓとは異極に接続されている。入力電圧Ｖｉｎの（＋）側と主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子の間には、起動抵抗Ｒ４０１が接続されている。また、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子と入力電圧Ｖｉｎの（−）側との間には、抵抗Ｒ４０２が接続されている。そして、入力電圧Ｖｉｎを起動抵抗Ｒ４０１と抵抗Ｒ４０２とにより分圧することにより、主スイッチング素子Ｑ４０１が導通するのに充分な電圧が発生する。主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子と帰還巻線Ｎｂの一次巻線Ｎｐと同極側の端子との間には、コンデンサＣ４０２と抵抗Ｒ４０３、Ｒ４０４が接続されている。抵抗Ｒ４０４の両端には、帰還巻線Ｎｂ側をカソード端子側にしたダイオードＤ４０１が接続されており、主スイッチング素子Ｑ４０１のターンオン、ターンオフのスピードを調整している。
【００１６】
制御手段であるスイッチング素子Ｑ４０２は、一次巻線Ｎｐへの電流の供給および遮断を制御する主スイッチング素子Ｑ４０１の導通、非導通を制御するために設けられている。スイッチング素子Ｑ４０２の電流流入端子は、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に、電流流出端子は、入力電圧Ｖｉｎの（−）側に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ４０２の制御端子と電流流出端子との間には、コンデンサＣ４０３が接続されている。帰還巻線Ｎｂの一次巻線Ｎｐと同極側の端子とスイッチング素子Ｑ４０２の制御端子との間には、抵抗Ｒ４０５が接続され、抵抗Ｒ４０５とコンデンサＣ４０３とにより時定数回路を構成している。
【００１７】
フォトカプラＩＣ４０１のフォトトランジスタの電流流入端子と、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子との間には、抵抗Ｒ４０６が接続され、フォトカプラＩＣ４０１に流れる電流を制限している。フォトカプラＩＣ４０１のフォトトランジスタの電流流出端子は、スイッチング素子Ｑ４０２の制御端子に接続されている。絶縁トランスＴ４０１の二次巻線Ｎｓの一次巻線Ｎｐとの異極側には、整流用のダイオードＤ４０２のアノード端子が接続されている。ダイオードＤ４０２のカソード端子側と二次巻線Ｎｓの一次巻線Ｎｐと同極側との間には、電解コンデンサＣ４０４が接続され、ダイオードＤ４０２にて整流された交番電圧を平滑している。
【００１８】
直流出力電圧Ｖｏｕｔ（以下、出力電圧Ｖｏｕｔともいう）は、抵抗Ｒ４０７、Ｒ４０８によって分圧され、分圧された電圧は、オペアンプＩＣ４０２の検出端子（＋端子）に入力される。オペアンプＩＣ４０２は、検出端子に入力された分圧電圧を反転入力端子（−端子）に入力された基準電圧と比較する。そして、オペアンプＩＣ４０２は、比較した結果に基づいて、検知信号である出力端子の電圧を変化させ、抵抗Ｒ４０９を介してフォトカプラＩＣ４０１の発光ダイオードに流れる電流を制御している。抵抗Ｒ４１０とコンデンサＣ４０５は、オペアンプＩＣ４０２の非反転入力端子（検出端子でもある）と出力端子との間に接続され、位相補償を行うことで、制御時の発振を防止するため付加されている。
【００１９】
（リンギングチョークコンバータの動作）
主スイッチング素子Ｑ４０１は、起動抵抗Ｒ４０１と抵抗Ｒ４０２により分圧された電圧が制御端子に印加されると、導通状態となる。主スイッチング素子Ｑ４０１が導通状態になると、一次巻線Ｎｐに入力電圧Ｖｉｎが印加され、帰還巻線Ｎｂには一次巻線Ｎｐと同極側を正とする電圧が誘起される。このとき、二次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、誘起される電圧はダイオードＤ４０２のアノード端子側を負とする電圧であるため、二次側には電圧は伝達されない。
【００２０】
このとき、励磁電流Ｉ１ｐは時間に比例し、主スイッチング素子Ｑ４０１の導通時間ｔｏｎが経過した後には、以下の式（１）に従った励磁電流Ｉ１ｐとなる。ここで、Ｌｐは絶縁トランスＴ４０１の一次インダクタンスである。
2016082713.tif 000003
【００２１】
一次巻線Ｎｐを流れる電流は、絶縁トランスＴ４０１の励磁電流Ｉ１ｐだけであり、絶縁トランスＴ４０１には励磁電流Ｉ１ｐの２乗に比例したエネルギーが蓄積される。絶縁トランスＴ４０１には、以下に示す式（２）に従って、エネルギーＰｉｎが蓄積される。ここで、ｆは、ＲＣＣの発振周波数（Ｈｚ）であり、具体的には、主スイッチング素子Ｑ４０１をオン、オフするスイッチング動作の周波数である。
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【００２２】
その後、抵抗Ｒ４０５及びコンデンサＣ４０３により構成される時定数回路のコンデンサＣ４０３には、帰還巻線Ｎｂから電荷が充電される。そして、コンデンサＣ４０３の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ４０２をオンする閾値より高くなると、スイッチング素子Ｑ４０２が導通状態となる。そして、スイッチング素子Ｑ４０２が導通状態となったことにより、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子の電圧が低下して、主スイッチング素子Ｑ４０１は非導通状態となる。
【００２３】
このとき、絶縁トランスＴ４０１の各巻線には起動時とは逆極性の電圧が発生し、二次巻線ＮｓにはダイオードＤ４０２のアノード端子側を正とする電圧が発生するため、絶縁トランスＴ４０１に蓄積されたエネルギーが整流平滑され、二次側に伝達される。そして、上述した式（２）に従って、絶縁トランスＴ４０１に蓄えられているエネルギーが二次側にすべて伝達されると、主スイッチング素子Ｑ４０１は再び導通状態となる。これは、二次側にエネルギーの伝達が終わると、バックスイングによりＣカップリング（容量性結合）しているコンデンサＣ４０２から、再び主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子が正方向に電圧を印加されるためである。
【００２４】
フォトカプラＩＣ４０１のフォトトランジスタを流れる電流は、出力電圧Ｖｏｕｔが高いときに多く流れるので、出力電圧Ｖｏｕｔが高いときにはコンデンサＣ４０３に電流が多く供給され、コンデンサＣ４０３の充電時間が短くなる。コンデンサＣ４０３の充電時間が短くなることにより、スイッチング素子Ｑ４０２の非導通状態から導通状態までの時間が短くなる、即ち、このことは、主スイッチング素子Ｑ４０１の導通状態の時間である導通時間ｔｏｎが短くなることを示している。そして、主スイッチング素子Ｑ４０１の導通時間ｔｏｎが短くなることによって、絶縁トランスＴ４０１に蓄積されるエネルギーが減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが下がる。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが低い場合には、逆の動作となる。このような動作を行うことで、ＲＣＣは、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧となるように定電圧動作を行っている。以上がリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）における基本的な動作になる。
【００２５】
（過電圧保護回路）
また、図５のオペアンプＩＣ４０３は、ツェナーダイオードＺＤ４０１から抵抗Ｒ４１１を介して検出した非反転入力端子（＋端子）の入力電圧を、反転入力端子（−端子）に入力される基準電圧と比較する。そして、オペアンプＩＣ４０３は、基準電圧との比較結果に応じて、抵抗Ｒ４１２を介してフォトカプラＩＣ４０１の発光ダイオード（ＬＥＤ）に流れる電流を制御している。従って、オペアンプＩＣ４０３は、非反転入力端子の入力電圧である出力電圧Ｖｏｕｔの過電圧を検知すると、出力端子の電圧を上げる。これにより、フォトカプラＩＣ４０１の発光ダイオードに流れる電流が上昇し、同様にフォトトランジスタに流れる電流も上昇する。その結果、コンデンサＣ４０３が急速に充電されることにより、スイッチング素子Ｑ４０２が非導通状態から導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ４０１は非導通状態となる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが異常な電圧になることが防止され、オペアンプＩＣ４０３は過電圧保護動作を行う目的で配置されている。なお、ツェナーダイオードＺＤ４０１のツェナー電圧が、過電圧として検知される電圧となる。
【００２６】
（リンギングチョークコンバータの動作波形）
図６は、図５のＲＣＣの各部における波形を示したものである。図６（ａ）は、主スイッチング素子Ｑ４０１の電流流入端子、電流流出端子間の電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖｄｓの波形、図６（ｂ）は、主スイッチング素子Ｑ４０１に流れる電流Ｉｐの波形を示している。更に、図６（ｃ）には、整流用のダイオードＤ４０２に流れる電流Ｉｓの波形を示している。また、図６（ａ）には、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの最大値（Ｖｄｓ（ｍａｘ））（破線）、主スイッチング素子Ｑ４０１の非導通時間であるオフ時間ｔｏｆｆ、導通時間であるオン時間ｔｏｎ及び発振周期Ｔ（＝１／ｆ）も示している。なお、発振周波数ｆは、１／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）により算出される。また、図６（ｂ）には、電流Ｉｐのピークの電流Ｉｐ（ｍａｘ）（破線）も示している。なお、図６の各図の横軸は、時間（ｔ）を示す。
【００２７】
［起動抵抗切り替え回路］
図５で述べたリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）では、帰還巻線Ｎｂに誘起された電圧が主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に印加される。これにより、主スイッチング素子Ｑ４０１が連続発振を開始した後は、起動抵抗Ｒ４０１から抵抗Ｒ４０２に流れる電流はすべて無効電流となり、スイッチング電源装置の効率を低下させる要因となる。これを回避する方法として、主スイッチング素子Ｑ４０１が連続発振を開始した後に、起動抵抗Ｒ４０１を入力電圧Ｖｉｎから切り離す手法が提案されている。図７は、このための回路である起動抵抗切り替え回路を備えたスイッチング電源装置の回路図である。以下では、図７を参照して、起動抵抗Ｒ４０１を切り離す回路構成及び動作について説明する。なお、図７では、図５の回路と同様の回路については図５と同じ符号を付し、説明は省略する。
【００２８】
（起動抵抗切り替え回路の構成）
まず、スイッチ手段である起動抵抗切り替え回路の回路構成について説明する。図７において、ｎｐｎ型のトランジスタで構成されるスイッチング素子Ｑ６０１（第一のトランジスタ）の電流流入端子は起動抵抗Ｒ４０１の一端に接続され、電流流出端子は抵抗Ｒ４０２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子は、抵抗Ｒ６０１を介して入力電圧Ｖｉｎの（＋）側（コンデンサＣ４０１の（＋）側）に接続されている。なお、抵抗Ｒ６０１の抵抗値は、起動抵抗Ｒ４０１の抵抗値よりも大きいものとする。スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子には、スイッチング素子Ｑ６０２の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ６０２の電流流出端子は抵抗Ｒ４０２の一端に接続されている。また、ｐｎｐ型のトランジスタで構成されるスイッチング素子Ｑ６０２（第二のトランジスタ）の電流流入端子と制御端子との間には、抵抗Ｒ６０２が接続されている。スイッチング素子Ｑ６０２の制御端子は、フォトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流流入端子に接続され、フォトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流流出端子は入力電圧Ｖｉｎの（−）側（コンデンサＣ４０１の（−）側）に接続されている。フォトカプラＩＣ６０１の発光ダイオードのアノード端子は、抵抗Ｒ６０３を介して出力電圧Ｖｏｕｔの高電位側に接続され、発光ダイオードのカソード端子は、スイッチング素子Ｑ６０３の電流流入端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ６０３の電流流出端子は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側（グランド側）に接続され、スイッチング素子Ｑ６０３の制御端子と出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側との間には電位確定用の抵抗Ｒ６０４が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ６０３の制御端子は、抵抗Ｒ６０５を介して、例えば本電源装置を備えた機器の不図示の制御部（以下、機器制御部という）に接続され、機器制御部からの出力信号に応じて、スイッチング素子Ｑ６０３は制御される。
【００２９】
（起動抵抗切り替え回路の動作）
次に、起動抵抗切り替え回路の動作について説明する。機器制御部は、出力信号のレベルを変更することによって、スイッチング素子Ｑ６０３を導通状態又は非導通状態に設定することが可能となる。例えば、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）が起動され、帰還巻線Ｎｂに誘起された電圧により連続発振に達した場合には、機器制御部は、出力信号をハイレベルにする。その結果、スイッチング素子Ｑ６０３は導通状態となり、フォトカプラＩＣ６０１の発光ダイオードに順方向電流が流れて、スイッチング素子Ｑ６０２は導通状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となって起動抵抗Ｒ４０１には電流が流れなくなり、起動抵抗Ｒ４０１が主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子とは接続されていない（切断）状態となる。その結果、起動抵抗Ｒ４０１による無効電流を削減することが可能となる。
【００３０】
また、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子には、抵抗Ｒ６０１を介して電流が流れる。例えば、抵抗Ｒ６０１の抵抗値が起動抵抗Ｒ４０１の２倍だとすると、抵抗Ｒ６０１での消費電力は、起動抵抗Ｒ４０１での消費電力の半分となり、消費電力を削減することができる。しかしながら、この回路では、フォトカプラＩＣ６０１等の高価な素子を用いてスイッチング素子Ｑ６０１の導通、非導通制御を行っており、回路を構成する部品にコストがかかるという課題がある。
【実施例１】
【００３１】
［電源装置の回路構成と動作］
図１は、実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。本実施例と上述した従来例との違いは、本実施例の図１では、帰還巻線Ｎｂに、ダイオードＤ１０１、コンデンサＣ１０１、抵抗Ｒ１０１で構成される負電圧検出回路が設けられている点である。また、図１において、第一のフィードバック手段である負電圧検出回路は、定電圧ダイオードであるツェナーダイオードＺＤ１０１を介して、前述した起動抵抗切り替え回路を構成するスイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に接続されている。更に、図１では、従来例の図５、図７において、トランスＴ４０１の二次側に設けられていた、出力電圧Ｖｏｕｔを直接検出してトランスＴ４０１の一次側にフィードバックを行うフィードバック回路（第二のフィードバック手段）が削除されている。以下、図１の回路構成と動作について説明する。なお、図１では、前述した図５、図７の回路と同様の回路には同じ符号を付し、説明を省略する。
【００３２】
（回路構成）
図１において、帰還巻線Ｎｂの一次巻線Ｎｐと同極の端子には、ダイオードＤ１０１のカソード端子が接続されている。ダイオードＤ１０１のアノード端子は、直列に接続されたコンデンサＣ１０１を介して、帰還巻線Ｎｂの一次巻線Ｎｐと異極の端子に接続されている。コンデンサＣ１０１の両端には抵抗Ｒ１０１が接続され、コンデンサＣ１０１に蓄積された電荷を放電し、帰還巻線Ｎｂからの充電電荷とのバランスをとることで、コンデンサＣ１０１の両端に発生する電位の安定化を図っている。ダイオードＤ１０１のアノード端子は、ツェナーダイオードＺＤ１０１のアノード端子と接続され、ツェナーダイオードＺＤ１０１のカソード端子は、スイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に接続されている。ダイオードＤ１０１のアノード端子側に生じる帰還巻線Ｎｂの電圧Ｖｂは、ダイオードＤ１０１の整流作用により、入力電圧Ｖｉｎの（−）側の電位を基準にすると、以下に示す式（３）に従って、相対的に電位が下がることになる。ここで、式（３）中のＶｏｕｔはトランスＴ４０１の二次側の出力電圧、Ｎｂは帰還巻線Ｎｂの巻線数、Ｎｓは二次巻線Ｎｓの巻線数を示す。
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【００３３】
式（３）より、帰還巻線ＮｂのダイオードＤ１０１のアノード端子に発生する電圧Ｖｂは、出力電圧Ｖｏｕｔと、帰還巻線Ｎｂの巻線数であるＮｂと、二次巻線Ｎｓの巻線数であるＮｓと、により決定される。本実施例の図１のスイッチング電源装置は、この帰還巻線Ｎｂに発生する電圧Ｖｂを用いて、出力電圧Ｖｏｕｔの制御を行うところに特徴がある。
【００３４】
（回路動作）
起動抵抗Ｒ４０１に接続されたスイッチング素子Ｑ６０１は、入力電圧Ｖｉｎが印加されると、抵抗Ｒ６０１を介してスイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に電流が供給され、スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となる。スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になると、入力電圧Ｖｉｎを起動抵抗Ｒ４０１と抵抗Ｒ４０２とにより分圧した電圧が主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に印加される。その結果、主スイッチング素子Ｑ４０１が導通状態になると、トランスＴ４０１の一次巻線Ｎｐに入力電圧Ｖｉｎが印加される。主スイッチング素子Ｑ４０１の導通時間は、スイッチング素子Ｑ４０２が導通状態になるまでの時間によって制御される。スイッチング素子Ｑ４０２が導通状態になるまでの時間は、抵抗Ｒ４０５、コンデンサＣ４０３で構成される時定数回路により決定される。そして、時定数回路により決定された時間に達すると、スイッチング素子Ｑ４０２は導通状態となり、逆に、主スイッチング素子Ｑ４０１は非導通状態に遷移する。主スイッチング素子Ｑ４０１が非導通状態になると、トランスＴ４０１に蓄積されたエネルギーによって二次巻線Ｎｓに発生する電圧により、ダイオードＤ４０２が導通状態となり、電解コンデンサＣ４０４が充電されることにより、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。
【００３５】
出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、上述した式（３）で決まる電圧Ｖｂも、負電圧方向に上昇していくことになる。なお、以下では、負電圧の絶対値が大きくなることを「負電圧方向に上昇」、又は「負電圧方向に増加」という。電圧Ｖｂが、負電圧方向に更に上昇し、コンデンサＣ１０１に充電された電位がツェナーダイオードＺＤ１０１のツェナー電圧よりも高くなると、ツェナーダイオードＺＤ１０１が導通状態となり、電流が流れる。なお、ツェナーダイオードＺＤ１０１には、例えば上述した式（３）中の出力電圧ＶｏｕｔにＤＣ２４Ｖを設定したときの電圧Ｖｂと略同じ電圧をツェナー電圧とする部品が選択されている。ツェナーダイオードＺＤ１０１に電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ６０２の制御端子から電流が流れ、スイッチング素子Ｑ６０２が導通状態となる。一方、スイッチング素子Ｑ６０２が導通状態になると、スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態に移行する。その結果、起動抵抗Ｒ４０１は、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子から切り離されることになる。そのため、スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態時には、入力電圧Ｖｉｎの（＋）側から、起動抵抗Ｒ４０１を介して抵抗Ｒ４０２に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態時には、抵抗Ｒ６０１を介して流れる。そして、抵抗Ｒ６０１の抵抗値は、起動抵抗Ｒ４０１よりも大きいため、抵抗Ｒ４０２との分圧により主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に印加される電圧が下がり、主スイッチング素子Ｑ４０１は非導通状態となる。スイッチング素子Ｑ６０２が導通状態である期間は、スイッチング素子Ｑ６０１の非導通状態が維持されるため、主スイッチング素子Ｑ４０１も非導通状態を維持し、主スイッチング素子Ｑ４０１は発振動作をしない。
【００３６】
二次側の負荷への負荷電流が流れることにより出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂが負電圧方向に低下すると、コンデンサＣ１０１に充電される電位が低下する。なお、以下では、負電圧の絶対値が小さくなることを「負電圧方向に低下」という。その結果、コンデンサＣ１０１に充電された電位がツェナーダイオードＺＤ１０１のツェナー電圧よりも低くなると、ツェナーダイオードＺＤ１０１が非導通状態となる。そして、ツェナーダイオードＺＤ１０１を経由してスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に電流が流れなくなるため、スイッチング素子Ｑ６０２は非導通状態に遷移する。スイッチング素子Ｑ６０２が非導通状態に遷移すると、入力電圧Ｖｉｎの（＋）側から、抵抗Ｒ６０１を介してスイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に電流が供給され、スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となる。スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態に遷移すると、起動抵抗Ｒ４０１は、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に接続され、起動抵抗Ｒ４０１を介して、電流が抵抗Ｒ４０２へと流れる。そして、入力電圧Ｖｉｎを起動抵抗Ｒ４０１と抵抗Ｒ４０２で分圧された電圧が、再び、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に印加されて、主スイッチング素子Ｑ４０１は導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ４０１の発振動作が再開される。
【００３７】
［電源装置の動作波形］
図２は、図１に示す本実施例のスイッチング電源装置の回路における各部波形を示したものである。図２（ａ）のＶｄｓ（Ｑ４０１）は、主スイッチング素子Ｑ４０１の電流流入、電流流出端子間の電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖｄｓの波形を、図２（ｂ）のＩｐ（Ｑ４０１）は、主スイッチング素子Ｑ４０１に流れる電流Ｉｐの波形を示している。また、図２（ｃ）のＩｓ（Ｄ４０２）は、整流用のダイオードＤ４０２に流れる電流Ｉｓの波形を、図２（ｄ）のＶｇｓ（Ｑ４０１）は、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に印加される電圧Ｖｇｓの波形を示している。更に、図２（ｅ）のＶｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔの波形を、図２（ｆ）のＶｂは、負電圧検出回路に発生する電圧Ｖｂの波形を示している。
【００３８】
図２（ａ）の縦軸の「Ｖｄｓ（ｍａｘ）」（破線）は、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの最大値を示す。また、図２（ａ）の横軸において、「ｔｏｎ」は、主スイッチング素子Ｑ４０１の導通時間であるオン時間を、「ｔｏｆｆ」は、非導通時間であるオフ時間を示し、「Ｔ＝１／ｆ」は、主スイッチング素子Ｑ４０１の発振周期Ｔ（＝１／ｆ）を示している。図２（ｂ）の縦軸の「Ｉｐ（ｍａｘ）」（破線）は、電流Ｉｐのピーク電流値を示している。図２（ｄ）の縦軸の「Ｖｇｓ（ｃｕｔｏｆｆ）」（破線）は、主スイッチング素子Ｑ４０１が導通状態となる閾値電圧を示している。図２（ｅ）の縦軸の「Ｖｏｕｔ（ｍｅａｎ）」（破線）は、出力電圧Ｖｏｕｔの平均電圧を示している。図２（ｆ）の「Ｖｂ（ｍｉｎ）」（破線）は、負電圧検出回路に発生する電圧Ｖｂの負電圧方向の最低電圧（電圧の絶対値が最小）を示している。なお、図２の各図の横軸は、時間（ｔ）を示す。
【００３９】
出力電圧Ｖｏｕｔは、主スイッチング素子Ｑ４０１の発振に伴って上昇し、主スイッチング素子Ｑ４０１の非導通期間に低下する。出力電圧Ｖｏｕｔの低下に伴い、電圧Ｖｂが負電圧方向に低下することで、再び主スイッチング素子Ｑ４０１により発振が始まっているのがわかる。また、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子には、ダイオードＤ４０１の導通後にトランスＴ４０１のリーケージインダクタンスにより共振振動波形が観測される。主スイッチング素子Ｑ４０１の発振周期は負荷電流によって変化し、負荷電流が増加すると単位時間当たりの発振回数が増加し、負荷電流が低下すると単位時間当たりの発振回数が低下する。負荷電流の増減に伴って発振回数が制御されることで、出力電圧Ｖｏｕｔを所定の電圧範囲内に維持することが可能となる。
【００４０】
以上に述べたように、帰還巻線Ｎｂに発生する電圧Ｖｂを用いてスイッチング素子Ｑ６０１の導通、非導通状態を制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔの制御を行うことが可能となる。また、スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態のときには、起動抵抗Ｒ４０１を回路から切り離すことができる。図１に示す回路構成により、従来例のようにフォトカプラ等の伝達素子、オペアンプ等の高価な素子を用いることなく、機器や降圧コンバータに必要な出力電圧ＶｏｕｔをトランスＴ４０１の入力側（一次側）の回路のみの制御で生成することが可能となる。更に、部品の数を削減することができることにより、部品の実装面積を低減させることができ、その結果、電源装置の小型化や、電源装置のコストダウンを実現することができる。なお、本実施例ではリンギングチョークコンバータを用いた回路形式について述べたが、その他の回路、例えば専用ＩＣを用いたフライバック方式等の回路形式においても、帰還巻線の極性に関わらず、適用することができる。
【００４１】
以上説明したように、本実施例によれば、簡易な構成で、消費電力の削減を行うことができる。
【実施例２】
【００４２】
［電源装置の回路構成と動作］
図３は、実施例２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。本実施例と実施例１との違いは、本実施例の図３では、出力電圧に応じて主スイッチング素子Ｑ４０１の導通時間を制御する制御回路部と、前述した負電圧検出回路を制御する制御部切り替え回路を追加した点である。制御回路部は、フォトカプラＩＣ３０２、オペアンプＩＣ３０３、抵抗Ｒ３０５〜Ｒ３０９、コンデンサＣ３０１から構成されている。一方、制御部切り替え回路は、フォトカプラＩＣ３０１、スイッチング素子Ｑ３０１、抵抗Ｒ３０１〜Ｒ３０４から構成されている。
【００４３】
（制御部切り替え回路の回路構成）
設定手段である制御部切り替え回路の回路構成について説明する。フォトカプラＩＣ３０１の受光側素子であるフォトトランジスタの電流流入端子は、抵抗Ｒ３０１を介してコンデンサＣ１０１の一端に、電流流出端子は同じくコンデンサＣ１０１の他端に接続されている。フォトカプラＩＣ３０１の発光ダイオード（ＬＥＤ）のアノード端子は、抵抗Ｒ３０２を介して、出力電圧Ｖｏｕｔと同電位の電解コンデンサＣ４０４の（＋）端子に接続され、カソード端子は、スイッチング素子Ｑ３０１の電流流入端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３０１（第三のトランジスタ）の電流流出端子は、出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側（グランド側）に接続されている。スイッチング素子Ｑ３０１の制御端子と電流流出端子との間には電位を確定するために抵抗Ｒ３０３が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３０１の制御端子は抵抗Ｒ３０４を介して、不図示の機器制御部に接続され、スイッチング素子Ｑ３０１のオン、オフ状態は、機器制御部からの出力信号により制御される。
【００４４】
（制御部切り替え回路の動作）
次に、制御部切り替え回路の動作について説明する。機器制御部からの出力信号がハイレベルの場合には、スイッチング素子Ｑ３０１は導通状態になり、フォトカプラＩＣ３０１のＬＥＤが導通状態となることにより、フォトトランジスタも導通状態となる。これにより、コンデンサＣ１０１の両端は、抵抗Ｒ３０１を介して接続された状態となるため、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇しても、負電圧検出回路に発生する電圧Ｖｂ、即ちコンデンサＣ１０１に充電される電位は、ほぼゼロになる。その結果、ツェナーダイオードＺＤ１０１は非導通状態となるため、スイッチング素子Ｑ６０２の制御端子には電流が流れなくなるので、スイッチング素子Ｑ６０２は非導通状態となり、スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となる。そのため、起動抵抗Ｒ４０１は主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に接続された状態となり、スイッチング素子Ｑ６０１を介して、起動抵抗Ｒ４０１から抵抗Ｒ４０２に常に電流が流れている状態となる。
【００４５】
一方、機器制御部の出力信号を出力する端子がハイインピーダンス状態になると、スイッチング素子Ｑ３０１の制御端子と電流流出端子間に接続された抵抗Ｒ３０３により、スイッチング素子Ｑ３０１は非導通状態となる。スイッチング素子Ｑ３０１が非導通状態になることにより、フォトカプラＩＣ３０１のＬＥＤには電流が流れなくなるため、ＬＥＤは非導通状態となり、同様にフォトトランジスタも非導通状態となる。これにより、コンデンサＣ１０１の両端は、機器制御部からの出力信号がハイレベルの場合のような、抵抗Ｒ３０１を介して接続された状態にはならない。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、ダイオードＤ１０１のアノード端子側に発生する電圧Ｖｂも負電圧方向に増加すると共に、コンデンサＣ１０１の端子間に充電される電位も増加する。そして、コンデンサＣ１０１の充電電位がツェナーダイオードＺＤ１０１のツェナー電圧よりも高くなると、ツェナーダイオードＺＤ１０１は導通状態となる。その結果、スイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に電流が流れるので、スイッチング素子Ｑ６０２は導通状態となり、一方、スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。そして、スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態となることで、起動抵抗Ｒ４０１は、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子から切り離された状態となる。そのため、スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態時には、入力電圧Ｖｉｎの（＋）側から、起動抵抗Ｒ４０１を介して抵抗Ｒ４０２に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態時には、抵抗Ｒ６０１を介して流れる。そして、抵抗Ｒ６０１の抵抗値は、起動抵抗Ｒ４０１よりも大きいため、抵抗Ｒ４０２との分圧により主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に印加される電圧が下がり、主スイッチング素子Ｑ４０１は非導通状態となる。
【００４６】
その後、二次側の負荷への負荷電流が流れることにより出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂが負電圧方向に低下すると、ツェナーダイオードＺＤ１０１が非導通状態となる。そして、ツェナーダイオードＺＤ１０１を経由してスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に電流が流れなくなるため、スイッチング素子Ｑ６０２は非導通状態に遷移する。スイッチング素子Ｑ６０２が非導通状態に遷移すると、入力電圧Ｖｉｎの（＋）側から、抵抗Ｒ６０１を介してスイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に電流が供給され、スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となる。スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態に遷移すると、起動抵抗Ｒ４０１は、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に接続され、起動抵抗Ｒ４０１を介して、スイッチング素子Ｑ６０１のコレクタ電流が抵抗Ｒ４０２へと流れる。そして、入力電圧Ｖｉｎを起動抵抗Ｒ４０１と抵抗Ｒ４０２で分圧された電圧が、再び、主スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に印加され、主スイッチング素子Ｑ４０１が導通状態となり、発振動作が再開される。このように、制御部切り替え回路は、負電圧検出回路による出力電圧制御の有効、無効を切り替える回路であるともいえる。
【００４７】
（制御回路部）
本実施例で追加された、出力電圧に応じて主スイッチング素子Ｑ４０１の導通時間を制御する制御回路部は、上述した従来例の図５、図７のフィードバック制御回路と同様の機能を備えている。即ち、図３のフォトカプラＩＣ３０２、オペアンプＩＣ３０３は、図５、図７のフォトカプラＩＣ４０１、オペアンプＩＣ４０２に対応する。また、図３の抵抗Ｒ３０５、Ｒ３０９、出力電圧分圧用の抵抗Ｒ３０６、Ｒ３０７は、それぞれ図５、図７の抵抗Ｒ４０９、Ｒ４０６、Ｒ４０７、Ｒ４０８に対応する。更に、図３の位相補償用の抵抗Ｒ３０８、コンデンサＣ３０１も、図５、図７に示した抵抗Ｒ４１０、コンデンサＣ４０５に対応する。図５、図７のフィードバック制御回路については前述しているので、図３の制御回路部についての説明は省略する。
【００４８】
以上説明したように、上述した回路構成にすることにより、例えば機器制御部の出力をハイレベル以外の状態に設定すれば、実施例１で述べた帰還巻線Ｎｂに発生する電圧Ｖｂを用いて、スイッチング素子Ｑ６０１の導通、非導通状態を制御することができる。これにより、スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態の場合には、起動抵抗Ｒ４０１を回路から切り離すことができると共に、主スイッチング素子Ｑ４０１も非導通状態となるため、出力電圧Ｖｏｕｔの制御を行うことができる。そこで、例えばツェナーダイオードＺＤ１０１が導通状態となるときの出力電圧Ｖｏｕｔの電圧を、図５、図７の過電圧保護回路のツェナーダイオードＺＤ４０１のツェナー電圧（第一の電圧）と同じ電圧に設定する。これにより、機器制御部の出力を例えばハイインピーダンス状態に設定すると、負電圧検出回路が過電圧保護回路と同様の動作を行うことが可能になり、図５、図７の回路では必要であった過電圧保護回路を削除することが可能となる。その結果、フォトカプラ等の高価な素子を使用することなく、部品数を削減することができるので、実装面積の低減による電源装置の小型化と同時に、電源装置のコストダウンを実現することができる。
【００４９】
以上説明したように、本実施例によれば、簡易な構成で、消費電力の削減を行うことができる。
【実施例３】
【００５０】
実施例３では、図３のスイッチング電源装置において、負電圧検出回路による出力電圧Ｖｏｕｔの制御目標電圧と、オペアンプＩＣ３０３による制御目標電圧とを異なる電圧に設定する。そして、スイッチング電源装置を備える機器の動作状態に応じて、制御目標電圧を切り替える例について説明する。具体的には、実施例１、２では制御目標電圧をＤＣ２４Ｖに設定しているが、本実施例では、例えば負電圧検出回路による制御目標電圧をＤＣ１０Ｖ、オペアンプＩＣ３０３を用いた制御目標電圧をＤＣ２４Ｖに設定する。
【００５１】
更に、本実施例のスイッチング電源装置のトランスＴ４０１の二次側である後段には、機器制御部に必要な電圧（例えば３．３Ｖ等）を生成する、不図示の降圧コンバータ回路が配置されている。一般に、降圧コンバータ回路は、入力される電圧が低い方が効率はよい。また、本実施例のスイッチング電源装置を備えた機器、例えば画像形成装置のような事務機器においては、画像形成動作を行う画像形成時と、機器が待機状態時にあるときの消費電力を比べると、大きな差がある。本実施例は、このように機器の状態により消費電力が大きく変化し、かつ機器が待機状態時にはモータ等の駆動源が停止しているために、例えばＤＣ２４Ｖのような比較的高い直流出力電圧を必要としない機器が備えるスイッチング電源に、特に有用である。
【００５２】
本実施例では、図３において機器が待機状態にあるときには、機器制御部の出力信号を出力する端子をハイインピーダンス状態にすることにより、負電圧検出回路による制御を有効にし、出力電圧ＶｏｕｔはＤＣ１０Ｖ（第二の電圧）となるように制御される。これにより、機器の待機時に、後段に配置された降圧コンバータの効率向上を図ることで、機器の消費電力の低減を実現することが可能となる。一方、機器が画像形成動作時のように、通常の動作状態の場合には、機器制御部からハイレベルの出力信号を出力することにより、オペアンプＩＣ３０３による制御を有効にし、出力電圧ＶｏｕｔがＤＣ２４Ｖとなるように制御する。これにより、機器が通常動作状態のときには、負荷電流の変動による出力電圧Ｖｏｕｔの変動を小さくし、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを維持することが可能なスイッチング電源装置を提供することができる。
【００５３】
以上説明したように、本実施例によれば、簡易な構成で、消費電力の削減を行うことができる。
【実施例４】
【００５４】
実施例１〜３で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜３の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。
【００５５】
［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図４に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ５００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム５１１、感光ドラム５１１を一様に帯電する帯電部５１７（帯電手段）、感光ドラム５１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部５１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム５１１に現像されたトナー像をカセット５１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部５１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器５１４で定着してトレイ５１５に排出する。この感光ドラム５１１、帯電部５１７、現像部５１２、転写部５１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ５００は、実施例１〜３で説明した電源装置５５０を備えている。なお、実施例１〜３の電源装置５５０を適用可能な画像形成装置は、図４に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム５１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
【００５６】
レーザビームプリンタ５００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御するコントローラ５２０を備えており、実施例１〜３の機器制御部はコントローラ５２０に該当する。実施例１〜３に記載の電源装置５５０は、感光ドラム５１１を回転するため、又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に出力電圧Ｖｏｕｔ（ＤＣ２４Ｖ）の電力を供給する。また、実施例３に記載の電源装置５５０は、降圧コンバータ回路を介して、例えばコントローラ５２０にＤＣ３．３Ｖ等の電力を供給する。また、コントローラ５２０は、実施例２、３の制御部切り替え回路に対して、装置の動作状態に応じて、例えば画像形成動作時には通常動作状態を示すハイレベルの制御信号を出力し、待機状態時には制御信号を出力する端子をハイインピーダンス状態に設定する。
【００５７】
以上説明したように、本実施例によれば、簡易な構成で、消費電力の削減を行うことができる。
【符号の説明】
【００５８】
Ｑ４０１      主スイッチング素子
Ｑ４０２      スイッチング素子
Ｑ６０２      スイッチング素子
Ｒ４０１      起動抵抗
Ｔ４０１      絶縁トランス
ＺＤ１０１    ツェナーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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