(57)【要約】【課題】出力電圧変動を正確に検知して迅速なフィードバック制御を可能にし、出力電圧の波高値が一定になるようにする。【解決手段】共振トランス３を構成するトランスＴ１の帰還巻線Ｎｈから、出力電圧Ｖoutの瞬時値に対応して波高値がそれより小さい波形の模擬出力電圧ＶＮｈを発生させ、それを整流及び平滑して波高値検出電圧ＶAAを生成し、監視回路７へ入力させる。監視回路７は、その波高値検出電圧ＶAAを分圧した電圧をシャントレギュレータ９で基準電圧と比較し、その比較結果に応じたフィードバック信号をフォトカプラ８を介して制御回路５へ送る。制御回路５が、そのフィードバック信号に応じてスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御するためのスイッチング信号Ｓｐのデューティ比を制御して、共振トランス３を構成するトランスＴ１、Ｔ２に励磁電流を流す期間を制御し、波高値検出電圧ＶAAが所定値を保つようにする。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御回路によってオン・オフ制御されるスイッチング素子によって入力電圧をスイッチングして、該スイッチング素子がオンの期間に共振トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該スイッチング素子がオフの期間に前記共振トランスの出力巻線から交流の出力電圧を出力するインバータ装置において、
前記出力電圧の瞬時値に対応し、波高値が該出力電圧の波高値より小さい波形の模擬出力電圧を発生する模擬出力電圧発生手段と、
前記模擬出力電圧を整流及び平滑して波高値検出電圧を生成する回路と、
前記波高値検出電圧又はそれを分圧した電圧を基準電圧と比較して、その比較結果に応じたフィードバック信号を前記制御回路へ送る監視回路とを設け、
前記制御回路が、前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子をオン・オフ制御するためのスイッチング信号のデューティ比を変化させて、前記波高値検出電圧が所定値を保つように制御することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記模擬出力電圧の波高値は前記出力電圧の波高値の１／１００以下であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記模擬出力電圧発生手段が、前記共振トランスに設けた帰還巻線によって前記模擬出力電圧を発生することを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記共振トランスが別個のコアを持つ同じ特性の複数個のトランスによって構成され、該複数個のトランスの内の１個のトランスに前記帰還巻線を設けたことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記帰還巻線を設けたトランスは、トランス結合係数とトランス効率との積が０．９５以上であることを特徴とする請求項３又は４に記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記監視回路は、シャントレギュレータによって前記波高値検出電圧又はそれを分圧した電圧を前記基準電圧と比較して、その比較結果に応じたフィードバック信号を生成することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記監視回路は、前記シャントレギュレータによって生成した前記フィードバック信号を、フォトカプラを介して前記制御回路へ送ることを特徴とする請求項６に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流高電圧を発生するインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など、種々の装置に高電圧を供給するためにスイッチングレギュレータやインバータ装置が用いられている。
たとえば、大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等の接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。
具体例として、電子写真方式による画像形成装置により樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。
【０００３】
しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと、濡れ性が向上するためニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要となり、インバータ装置によって効率よく高電圧をかけ、発生するラジカル種を安定して負荷に供給する必要がある。
一般的に、出力電力値が数Ｗ程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が十数ｋＶで電力値が数十Ｗ以上の交流出力を持つ高電圧インバータ装置が使用される。
【０００４】
ごく一般のスイッチングレギュレータ（ＡＣまたはＤＣ−ＤＣコンバータ）は、電圧変換用トランスの一次側の励磁巻線に、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加する。そして、二次側の出力巻線に発生する交流電流を整流及び平滑して直流電圧を出力する。その出力電圧を一定電圧に維持するために、出力電圧を検出してフィードバック電圧を生成し、それによってスイッチング素子のデューティ比（１周期におけるオン時間の比率）を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なっている。
【０００５】
そのＰＷＭ制御は、出力電圧が下がったときには、スイッチングパルスのＯＮ幅を広げて出力電力不足を補い、逆に出力電圧が上がった時には、ＯＮ幅を狭くして過剰な出力電力を制限することによって、出力電圧を一定に制御するものである。
しかし、インバータ装置の出力は交流であるために、全波であろうが半波であろうが、その波高値（ピーク電圧値）を一定に制御するのは困難であった。
その理由は、波高値の時間が１点であることと、制御の遅延があり、出力電圧波形が繰り返される周波数が高くなればなるほどその遅延の影響が顕著になって、波高値電圧が降下し過ぎたり上昇し過ぎたりするからである。
【０００６】
また、出力が交流であって、スイッチング周波数が数十ｋＨｚと高く、出力の波高値電圧も十数ｋＶのように高い場合は、上述した制御の応答性の問題に加えて、出力電圧検出手段や部品の耐圧の問題等も生じる。そのため、このような高電圧インバータ装置では、一般に入力供給電圧を一定に制御するだけで、出力電圧値は無制御であった。
しかし、インバータ装置の出力電圧の波高値が変動しないことが、その出力電圧を使用する機器において当然のことながら望ましい。
このような要求に応えるため、出力が交流でその波高値電圧が十数ｋＶのような高電圧インバータ装置において、その波高値電圧が一定になるように制御することが、例えば特許文献１に提案されている。
【０００７】
その特許文献１によるインバータ装置は、トランスの励磁電流をスイッチングするスイッチング素子の端子間又は励磁巻線の両端間に発生する電圧をモニタ電圧とする。そして、スイッチング素子のオフ期間におけるモニタ電圧の半波の完了時点から、過渡現象による共振電圧の第２高調波が現れる直前までの間で、上記モニタ電圧の波高値に応じて上記スイッチング素子をオンにする時期を制御するための制御信号を生成する。一定周波数の矩形波パルス信号によるスイッチングパルスを、上記制御信号に対応してスイッチング素子をオンにする期間の割合を変化させるようにパルス幅変調して出力し、スイッチング素子のオン・オフを制御する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
このようにすれば、インバータ装置による交流でその波高値電圧が十数ｋＶのような高電圧の出力に対して、その波高値電圧をある程度制御することができる。
しかしながら、そのモニタ電圧は、トランスの一次側の励磁電流をスイッチングするスイッチング素子の端子間又は励磁巻線の両端間に発生する電圧であり、負荷変動等による出力電圧変動を正確に検知してフィードバック制御することはできなかった。
【０００９】
この発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、出力が交流でその波高値電圧が十数ｋＶのような高電圧であるインバータ装置において、負荷変動等による出力電圧変動を正確に検知して迅速なフィードバック制御を可能にし、出力電圧の波高値が一定になるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明は上記の目的を達成するため、制御回路によってオン・オフ制御されるスイッチング素子によって入力電圧をスイッチングして、そのスイッチング素子がオンの期間に共振トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、そのスイッチング素子がオフの期間に上記共振トランスの出力巻線から交流の出力電圧を出力するインバータ装置において、
上記出力電圧の瞬時値に対応し、波高値が該出力電圧の波高値より小さい波形の模擬出力電圧を発生する模擬出力電圧発生手段と、その模擬出力電圧を整流及び平滑して波高値検出電圧を生成する回路と、その波高値検出電圧又はそれを分圧した電圧を基準電圧と比較して、その比較結果に応じたフィードバック信号を上記制御回路へ送る監視回路とを設け、上記制御回路が、上記フィードバック信号に応じて上記スイッチング素子をオン・オフ制御するためのスイッチング信号のデューティ比を変化させて、上記波高値検出電圧が所定値を保つように制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によるインバータ装置は、負荷変動等による出力電圧変動を正確に検知して迅速なフィードバック制御を行うことができ、出力電圧の波高値を常に一定にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明によるインバータ装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】図１における監視回路７に用いたシャントレギュレータ９の構成を示す回路図である。
【図３】図１における制御回路５のフィードバック端子の電圧（ＦＢ電圧）とスイッチング信号のデューティ比との関係を示す線図である。
【図４】図１に示したインバータ装置におけるスイッチング素子のＯＮ期間とドレイン電流との関係を説明するための図である。
【図５】図１に示したインバータ装置における出力電圧Ｖout、模擬出力電圧ＶＮｈ、波高値検出電圧ＶAA、及びスイッチング信号Ｓｐの関係を示すタイミング波形図である。
【図６】この発明の基礎となるインバータ装置を用いたプラズマ発生装置の一例を簡略化して示す回路図である。
【図７】図６のインバータ装置における各部の電圧及び電流波形を示す波形図である。
【図８】図６におけるインバータ装置の負荷である放電部の構成例を模式的に示す側面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
〔インバータ装置を使用したプラズマ発生装置の一例〕
この発明を実施するための形態を説明するのに先立って、この発明の基礎となるインバータ装置を使用したプラズマ発生装置の一例について説明する。
図６は、そのプラズマ発生装置の一例を簡略化して示す回路図であり、図７はそのインバータ装置における各部の電圧及び電流波形を示す波形図である。
図６に示すプラズマ発生装置１００は、インバータ装置１０とその負荷である放電部２０とによって構成されている。
【００１４】
インバータ装置１０は、商用電源１１からの交流電圧を整流及び平滑する整流・平滑回路１２と、その整流・平滑回路１２が出力する直流電圧（脈流成分を含んでもよい）を入力電圧Ｖinとする共振トランス１３を備えている。さらに、ＦＥＴ等によるスイッチング素子Ｑ及びそれを制御する制御回路１５も備えている。
共振トランス１３は励磁巻線Ｎｐと出力巻線Ｎｓを有し、その励磁巻線Ｎｐをスイッチング素子Ｑと直列に接続し、整流・平滑回路１２からの給電回路に接続している。そのスイッチング素子Ｑは、制御回路１５がゲート端子に出力するスイッチング信号Ｓｐによって、オン（ＯN）・オフ（ＯＦＦ）制御される。
【００１５】
制御回路１５からスイッチング素子Ｑのゲートに印加されるスイッチング信号Ｓｐは、図７の（ａ）に示すような周期Ｔの矩形波であり、これはスイッチング素子Ｑのソース・ドレイン間電圧Ｖｇｓ(Ｑ)の波形となる。このスイッチング信号Ｓｐがローレベルの期間がＯＦＦ期間であり、ハイレベルの期間がＯＮ期間である。
このインバータ装置１０は、フライバック型電圧共振インバータである。したがって、入力電圧Ｖinをスイッチング素子Ｑによってスイッチングして、共振トランス１３の励磁巻線Ｎｐに流す励磁電流をオン・オフする。そして、オンの期間に励磁巻線Ｎｐに励磁電流を流して励磁エネルギーをため、オフの期間に共振トランス１３の出力巻線Ｎｓから図７の（ｃ）に示すような波形の出力電圧Ｖoutを出力して、負荷である放電部２０の電極間に印加する。
【００１６】
図７の（ｂ）はスイッチング素子Ｑのドレイン電流、すなわちスイッチング素子Ｑに流れる電流Ｉｄ(Ｑ)であり、これは共振トランス１３の励磁巻線Ｎｐに流れる励磁電流の波形を示す。図７の（ｄ）は放電部２０へ流れる出力電流Ｉｏの波形を示す。
出力電圧Ｖoutは、出力巻線ＮｓのインダクタンスＬｓと、その出力巻線Ｎｓの分布容量Ｃｓ及び負荷である放電部２０の等価静電容量（「負荷容量」ともいう）Ｃｏの合成容量とによる並列共振回路によって発生する。
【００１７】
それは、励磁巻線Ｎｐと出力巻線Ｎｓの巻数比に応じた高電圧になる。そのため、出力電圧Ｖoutの波形は、図７の（ｃ）に示すように略正弦波形の半波状であり、この例では正の半波に相当する正（＋）電圧であるが、負の半波に相当する負（−）電圧にすることもできる。
制御回路１５がスイッチング信号Ｓｐをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御して、１周期ＴにおけるＯＮ期間の比率（デューティ比）を変えることにより、出力電圧Ｖoutを制御することが可能である。そのスイッチング信号Ｓｐの周波数及び周期を変更することもできる。
【００１８】
放電部２０は、例えば図８に示すように、放電電極２１と、それに対向するカウンタ電極２２と、その放電電極２１とカウンタ電極２２との間に介在する誘電体２３とによって構成されている。
放電電極２１は、この例では銅やアルミニウム等の導電性のよい金属線２１aの周囲に、絶縁体（誘電体）２１ｂを被覆した丸棒状の複数（図示の例では１５本）の放電電極２１によって放電電極列を構成している。すなわち、複数の放電電極２１が、平板状のカウンタ電極２２の対向面２２ａに平行な面内で、図８で左右方向に互いに隣接する電極同士の外周が接するように並んで、紙面に垂直な方向に延びて配列されている。各放電電極２１の直径（φ）は、例えば８ｍｍ程度である。
【００１９】
カウンタ電極２２は、銅やアルミニウム等の導電性のよい金属による平板状の電極であり、放熱板も兼ねている。そのカウンタ電極２２の放電電極２１との対向面２２ａに、シリコン系シート等の誘電体２３を被着している。図８においては、分り易くするためにカウンタ電極２２と誘電体２３との間に隙間を設けているが、実際には接着等によって密着している。
放電電極２１と誘電体２３との間も、間隔を拡げて示しているが、実際には、表面改質を施す印刷用紙等のシート状記録材が一点鎖線の矢印Ｆで示すように通過できる程度の隙間があればよい。
【００２０】
このように構成した放電部２０の各放電電極２１とカウンタ電極２２との間に、前述したインバータ装置１０による６ｋＶ以上の高電圧の出力電圧Ｖoutを印加する。それによって、大気圧中で、大気圧プラズマ放電の一種である沿面放電（ストリーマ放電）もしくは無声放電、または沿面放電と無声放電の複合放電による誘電体バリア放電を発生させることができる。あるいは、大気中でコロナ放電を発生させるようにしてもよい。
カウンタ電極２２は接地する。なお、放電電極２１に印加する電圧は、正負逆転しても作用効果に差異はない。
【００２１】
この放電部２０内を、シート状の記録材を一点鎖線の矢印Ｆで示すように搬送して通過させることによって、その表面が上述した誘電体バリア放電によって生成されるラジカルやイオンなどの活性種に触れて改質が進行する。それは、プラズマにより、空気中の成分や記録材自体に含まれている成分によって形成される種々の親水性官能基等の基が、記録材の表面に形成されて表面エネルギーが高くなることによって進行する。例えば、記録材の表面に撥水性を有する部分を含んでいる場合に、その部分が親水化されることによって改質が行われる。
放電部の構成はこれに限るものではなく、用途に応じて種々な構成に変更できる。
【００２２】
このような大気圧プラズマ放電は、一般に常圧において６ｋＶ以上で発生するといわれている。その２電極間の負荷は、放電部２０のパッシブ素子の負荷容量Ｃoであり、図６における共振トランス１３の二次側における共振回路の容量は、その負荷容量Ｃoと出力巻線Ｎｓの分布容量Ｃｓとの合成容量となる。したがって、上記共振回路の共振定数は前述したＬｓ、Ｃｓ、Ｃoである。
【００２３】
電気経路上に強磁場がかかり、それらの共振定数が温度や線間長のずれなどから変動するため、インバータ装置１０の出力電圧波形が完全に基本波のみとならず歪のある出力波形となる。そのため、フーリエ展開すると、高次数で交番されて減衰されていく電圧波形に分解される。
出力電圧Ｖoutは、交番された電圧であり、その値は数ｋＶないし数十ｋＶで、平均出力電力は数Ｗないし数十ｋＷの範囲にある。
その出力電圧は、Ｖout（ｔ）＝√２Ｖout・sin（ωt）でなる基本波の場合は、正弦波となる関数上にある。ここでＶoutは、出力電圧値の実効値とする。
交番された出力電圧は、実際には上述したように高次に連続された波形となるが、図７の（ｃ）では、出力電圧Ｖoutの波形を簡略化して、あえて基本波のみとしている。
【００２４】
共振トランス１３に印加する励磁エネルギーが十分でないと、使用目的の出力電力を取り出せなくなる。その印加する磁気エネルギーは、共振トランス１３の励磁巻線Ｎｐへの印加電圧と励磁する時間の二乗に比例する。
そのため、出力電圧を大きくするには１周期における励磁する時間の比率を大きくする必要がある。しかし、励磁する時間を必要以上に大きくすると、出力電圧として使用目的以上に電圧が出てしまうという問題があった。
【００２５】
そのため、このようなインバータ装置における交番された出力電圧の波高値を、使用目的に応じた一定の値になるように、時間のずれなく制御することが望まれる。
そこで、この発明によるインバータ装置は、負荷変動等による出力電圧の変動をリアルタイムで正確に検知して迅速なフィードバック制御を行い、出力電圧の波高値を常に一定になるように制御する。
【００２６】
〔発明の実施形態〕
以下に、この発明によるインバータ装置の実施形態を図１から図５によって説明する。
図１は、そのインバータ装置の一実施形態を示す回路図である。この図１に示すインバータ装置１の負荷として、例えば図８に示したような放電部２０を接続すれば、プラズマ発生装置を構成することができる。
【００２７】
図１に示すインバータ装置１は、その基本的な構成として、図６に示したインバータ装置１０と同様に、共振トランス３と、その励磁電流をオン・オフするスイッチング素子Ｑ１と、そのスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する制御回路５とを備えている。
スイッチング素子Ｑ１としては、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を使用している。
制御回路５は半導体集積回路（ＩＣ）であり、周波数が１５〜２０ｋＨｚの矩形波パルスのスイッチング信号Ｓｐをスイッチング素子Ｑ１のゲート端子Ｇに出力して、そのオン・オフをＰＷＭ制御する。また、この発明によるフィードバック制御も行うが、それについては後述する。
【００２８】
また、入力端子Ｉ１，Ｉ２から入力する商用電源の交流を全波整流して脈流の入力電圧Ｖinを生成する全波整流回路２も備えている。この全波整流電圧を、抵抗又はチョークコイルと平滑コンデンサからなる平滑回路で平滑して、直流化した入力電圧Ｖinを生成するのが望ましいが、図示を省略している。入力電圧Ｖinは一般に、直流若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧である。
【００２９】
この実施形態では、共振トランス（昇圧トランス）３を、別個のコア（磁路）を持つ同じ特性の複数個、この例では２個のトランスＴ１，Ｔ２によって構成している。その各トランスＴ１，Ｔ２は、そのコアにそれぞれ一次巻線として励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２を巻回し、二次巻線として出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻回している。
【００３０】
その各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２を並列に接続し、全波整流回路２によって全波整流された入力電圧Ｖin（ＤＣ）を、制御回路５によってオン・オフ制御されるスイッチング素子Ｑがスイッチングして、そのＯＮ期間に同時に励磁電流を流す。それによって、トランスＴ１，Ｔ２にエネルギーを蓄積する。
そして、スイッチング素子ＱがＯＦＦ期間に、その各トランスＴ１，Ｔ２に蓄積したエネルギーによって出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２にそれぞれ誘起される電圧の波形の時間軸が同期するようにしている。その各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を互いに直列に接続して、その各出力電圧を重畳した交流半端波形で高電圧の出力電圧Ｖoutを出力端子Ｏ１，Ｏ２間から負荷に出力する。トランスＴ１，Ｔ２における共振の鋭さを示すＱ値が大きい程出力電圧Ｖoutを高めることができる。
【００３１】
全波整流回路２によって全波整流された共振トランス３への入力電圧Ｖinは、グランドＧＮＤとトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２の一方の接続点ａとの間に印加される。励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２の他方の接続点ｂは、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子Ｄに接続され、そのソース端子Ｓと制御回路５のグランド端子もグランドＧＮＤに接続されている。接続点ａは抵抗Ｒ２を介して制御回路５の電源端子に接続されている。
したがって、入力電圧Ｖinは、共振トランス３に励磁電流を流すための入力電圧と制御回路５を動作させるための電源電圧となっている。
【００３２】
共振トランス３を構成する１個のトランスＴ１には、励磁巻線Ｎｐ１及び出力巻線Ｎｓ１の他に、同じコアに帰還巻線Ｎｈ（三次巻線又は補助巻線ともいう）が巻回されて設けられている。
その帰還巻線Ｎｈには、スイッチング素子Ｑ１がオフの期間（ＯＦＦ期間）に、出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２の直列回路に発生する交流半端波形の出力電圧Ｖoutと同期して、模擬出力電圧ＶＮｈを発生する。その模擬出力電圧ＶＮｈは、出力電圧Ｖoutの瞬時値に対応し、波高値がその出力電圧Ｖoutの波高値より小さい波形のフライバック電圧である。したがって、このトランスＴ１の帰還巻線Ｎｈが模擬出力電圧発生手段４である。
【００３３】
この帰還巻線Ｎｈの巻数は、出力巻線Ｎｓ１の巻数に比べて桁違いに少ない。すなわち、帰還巻線Ｎｈの巻数は、出力巻線Ｎｓ１の巻数の少なくとも１／１００以下であり、１／１０００程度より小さいとなおよい。
したがって、この帰還巻線Ｎｈに発生する模擬出力電圧ＶＮｈは、出力電圧Ｖoutに対応した波形になるが、出力電圧Ｖoutが高圧あるいは特別高圧に相当するような場合でも、その波高値の１／１００以下、好ましくは１／１０００以下の波高値になる。その場合の模擬出力電圧ＶＮｈの波高値電圧は、数Ｖから数十Ｖ程度（好ましくは１０Ｖ程度）である。この「模擬出力電圧」を、便宜上「出力電圧との相似電圧」あるいは「帰還電圧」と称する場合もある。
上記「高圧」とは、波高値電圧が６００Ｖ〜７ｋＶの電圧、「特別高圧」とは、波高値電圧が７ｋＶを超える電圧を云う。
【００３４】
その模擬出力電圧ＶＮｈを、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路６によって整流平滑して、その波高値に応じ波高値検出電圧ＶAAを生成し、監視回路７へ入力させる。したがって、この整流平滑回路６が、模擬出力電圧を整流及び平滑して波高値検出電圧を生成する回路である。
また、模擬出力電圧ＶＮｈは、抵抗Ｒ1を介して制御回路５にも入力し、その入力端子とグランドＧＮＤとの間にコンデンサＣ３を接続している。整流平滑回路６から出力される波高値検出電圧ＶAAは、制御回路５のＶcc端子にも入力される。
模擬出力電圧ＶＮｈを制御回路５に入力しているのは、制御回路５で出力電圧Ｖoutのゼロクロスを検知するためであり、例えば、模擬出力電圧ＶＮｈを制御回路５内のリファレンス電圧と比較し、それがリファレンス電圧より低くなったらゼロクロスと判断する。
コンデンサＣ３はノイズ除去用のコンデンサである。
【００３５】
監視回路７は、フォトダイオード等の発光素子８ａとフォトトランジスタ等の受光素子８ｂとが１個のパッケージ内に対向して配置されたフォトカプラ８と、３端子のシャントレギュレータ９、抵抗Ｒ３〜Ｒ６及びコンデンサＣ４によって構成されている。
そして、帰還電圧ＶAAの供給線とグランド線との間に、保護抵抗Ｒ３とフォトカプラ８の発光素子８ａと、シャントレギュレータ９のカソード端子・アノード端子（Ｃ−Ａ）間との直列回路と、分圧用の抵抗Ｒ４とＲ５の直列回路とが並列に接続されている。
【００３６】
この監視回路７では、波高値検出電圧ＶAAを抵抗Ｒ４とＲ５で分圧した分圧電圧Ｖｓをシャントレギュレータ９のレファレンス端子Ｒに印加する。また、抵抗Ｒ４とＲ５による分圧点Ｂとシャントレギュレータ９のカソード端子Ｃとの間に、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ４の直列回路による位相補償回路を接続している。
そして、制御回路５のフィードバック端子ＦＢをフォトカプラ８の受光素子８ｂを通してグランドＧＮＤに接続している。
【００３７】
シャントレギュレータ（Shunt  Regulator）９は公知のデバイスであり、図２に示すように、オペアンプによるエラーアンプ９１とトランジスタ（シャントトランジスタ）９２と基準電源９３とを備えている。そのエラーアンプ９１の正入力端子がレファレンス端子Ｒであり、負入力端子には基準電源９３による基準電圧Ｖref（例えば１．２５Ｖ又は２．５Ｖ）が印加されている。そのエラーアンプ９１の出力端子はトランジスタ９２のベースに接続され、トランジスタ９２のエミッタがアノード端子Ａ、コレクタがカソード端子Ｃとなっている。
【００３８】
基準電源９３は、波高値検出電圧ＶAAの分圧電圧Ｖｓの目標値に相当する一定の基準電圧Ｖrefを常に出力する内部電源であり、例えば電池が用いられる。
そのシャントレギュレータ９は、アノード端子ＡをグランドＧＮＤに、カソード端子Ｃを負荷を介して電源に接続して使用する。そして、レファレンス端子Ｒに入力する電圧をエラーアンプ９１が基準電圧Ｖrefと比較して、その比較結果に応じてトランジスタ９２のベース電位を変化させて、そのコレクタ電流すなわち負荷電流を制御する。
【００３９】
図１に示した監視回路７においては、このシャントレギュレータ９のカソード端子Ｃとアノード端子Ａが、波高値検出電圧ＶAAの供給線とグランド線との間に、抵抗Ｒ３とフォトカプラ８の発光素子８ａと直列に接続されている。そして、波高値検出電圧ＶAAを抵抗Ｒ４とＲ５で分圧した分圧電圧Ｖｓをレファレンス端子Ｒに印加している。
波高値検出電圧ＶAAを、シャントレギュレータ９のレファレンス端子Ｒに直接印加してもよいが、波高値検出電圧ＶAAが所定の値のときに、基準電圧Ｖrefと一致する電圧になるように分圧して印加するのが望ましい。その波高値検出電圧ＶAAが所定の値のときが出力電圧Ｖoutの波高値が設定値のときに対応する。
【００４０】
この監視回路７において、分圧電圧Ｖｓが基準電圧Ｖrefを下回っている（Ｖｓ＜Ｖref）場合は、シャントレギュレータ９のエラーアンプ９１の出力電圧が低下し、トランジスタ９２のコレクタ電流が減少する。それによって、フォトカプラ８の発光素子８ａに流れる電流が減少するため発光輝度が低下し、受光素子８ｂの抵抗値が大きくなるため、制御回路５のフィードバック端子ＦＢの電圧（ＦＢ電圧）が上昇する。
制御回路５のＦＢ電圧と出力するスイッチング信号Ｓｐのデューティ比（１周期中におけるＯＮ期間の割合であり「ＯＮデューティ」とも称す）とは、図３に示すように比例関係にある。そのため、制御回路５はＦＢ電圧が上昇すると、スイッチング信号Ｓｐのデューティ比を大きくするため、共振トランス３に励磁電流が流れる期間の割合が増加し、出力電圧Ｖoutの波高値が上昇する。
【００４１】
分圧電圧Ｖｓが基準電圧Ｖrefを上回っている（Ｖｓ＞Ｖref）場合は、シャントレギュレータ９のエラーアンプ９１の出力電圧が上昇し、トランジスタ９２のコレクタ電流が増加する。それによって、フォトカプラ８の発光素子８ａに流れる電流が増加するため発光輝度が増加し、受光素子８ｂの抵抗値が小さくなるため、制御回路５のフィードバック端子ＦＢの電圧（ＦＢ電圧）が低下する。それによって、制御回路５はスイッチング信号Ｓｐのデューティ比を小さくする（図３参照）ため、共振トランス３に励磁電流が流れる期間の割合が減少し、出力電圧Ｖoutの波高値が低下する。
【００４２】
分圧電圧Ｖｓが基準電圧Ｖrefと一致している（Ｖｓ＝Ｖref）場合は、シャントレギュレータ９のエラーアンプ９１の出力電圧も、トランジスタ９２のコレクタ電流も変化しないので、フォトカプラ８の発光素子８ａの発光輝度も変わらない。したがって、受光素子８ｂの抵抗値も変わらず、制御回路５のフィードバック端子ＦＢの電圧もそのときの電圧を維持する。そのため、制御回路５はスイッチング信号Ｓｐのデューティ比を変えることなく、共振トランス３に励磁電流が流れる期間も変わらず、出力電圧Ｖoutの波高値は現状を維持する。
【００４３】
上述したフィードバック制御によって出力電圧Ｖoutの波高値が低下したときには、トランスＴ１の帰還巻線Ｎｈに発生する模擬出力電圧ＶＮｈの波高値も低下し、波高値検出電圧ＶAAも低下する。したがって、その分圧電圧Ｖｓが低下して基準電圧Ｖrefに近づく。
逆に、出力電圧Ｖoutの波高値が上昇したときには、トランスＴ１の帰還巻線Ｎｈに発生する模擬出力電圧ＶＮｈの波高値も上昇し、波高値検出電圧ＶAAも上昇する。この場合も、その分圧電圧Ｖｓが上昇して基準電圧Ｖrefに近づく。
出力電圧Ｖoutの波高値が変化しないときは、波高値検出電圧ＶAAもその分圧電圧Ｖｓも変化せず、基準電圧Ｖrefと一致している。
【００４４】
したがって、この実施形態では、監視回路７がシャントレギュレータ９によって、波高値検出電圧ＶAAを分圧した分圧電圧Ｖｓと基準電圧Ｖrefとをエラーアンプ９１が比較する。そして、その比較結果に応じたフィードバック信号を、トランジスタ９２のコレクタ電流の変化として生成する。そのシャントレギュレータ９によって生成したフィードバック信号を、フォトカプラ８を介して制御回路５へ送る。
そして、制御回路５がその監視回路７から送られたフィードバック信号によるフィードバック端子ＦＢの電圧（ＦＢ電圧）に応じて、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御するためのスイッチング信号Ｓｐのデューティ比を変化させる。それによって、分圧電圧Ｖｓが基準電圧Ｖrefと一致するように、すなわち波高値検出電圧ＶAAが所定値を保つようにスイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間をＰＷＭ制御し、出力電圧Ｖoutの波高を所要の一定値に制御する。
【００４５】
したがって、この発明によるインバータ装置は、負荷変動等による出力電圧の変動を正確に検知して迅速なフィードバック制御を行うことができ、出力電圧の波高値を常に一定に維持することができる。
そのため、この発明によるインバータ装置を電源に用いてプラズマ発生装置を構成すれば、連続的に且つ均一な誘電体バリア放電等のストリーマ放電を発生させて、ラジカルやイオン等の活性種を発生させることができる。それによって、紙等の媒体の表面改質を行なえば、その改質効果を向上させることができる。
【００４６】
図４は、図１に示したインバータ装置におけるスイッチング素子のＯＮ期間とドレイン電流（共振トランス３の励磁電流に相当する）との関係を説明するための図である。
図５は、図１に示したインバータ装置における出力電圧Ｖout、模擬出力電圧ＶＮｈ、波高値検出電圧ＶAA、及びスイッチング信号Ｓｐの関係を示すタイミング波形図である。
図４において、Ｖgsはスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｉｄ（Ｉｄ１，Ｉｄ２）は共振トランス３の励磁電流に相当するスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、Ｔon（Ｔon1，Ｔon2）はスイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間である。
トランスＴ１の励磁巻線Ｎｐ１とトランスＴ２の励磁巻線Ｎｐ２にはＩｄ／２ずつの励磁電流が同時に流れる。
【００４７】
一般的には、共振トランス３の励磁インダクタンスをＬｐとすると、ファラディの法則により、Ｖin（ｔ）＝Ｌｐ・ｉ（ｔ）／ｄｔ  から、ごく短い時間においてＩｄの傾きは、微分係数となる。
Ｉｄ＝(Ｖin／Ｌｐ)・Ｔon  ・・・・・・（１）
励磁インダクタンスＬｐはコンスタントであるから、Ｉｄ∝Ｖin・Ｔon となる。
【００４８】
ここで、共振トランス３は２個のトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２を並列に接続しているので、共振トランス３に印加する励磁エネルギーεは、
ε＝（Ｌｐ／２）・Ｉｄ２  であるから、（１）式によるＩｄを代入して
ε＝（Ｖin・Ｔon）２／（２・Ｌｐ）となる。
よって、ＶinとＴonが一定であれば、共振トランス３に蓄えられる励磁エネルギーは一定であり、負荷変動がなければ、出力電圧Ｖoutは一定に制御される。
【００４９】
共振トランス３の励磁インダクタンスＬｐが一定であれば、その励磁電流に相当するスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄは、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間Ｔonに比例する。このＯＮ期間Ｔonは、スイッチング信号Ｓｐがハイレベルの期間である。
ここで、図４に示すようにＯＮ期間がＴon1、Ｔon2の場合の各周期における共振トランス３の励磁電流の最大値をドレイン電流Ｉｄ１、Ｉｄ２とすると、次式で求められる。
Ｉｄ１＝（Ｖin／Ｌｐ）・Ｔon1
Ｉｄ２＝（Ｖin／Ｌｐ）・Ｔon2
Ｔon1＞Ｔon2とすると、Ｉｄ１＞Ｉｄ２の関係となる。
【００５０】
共振トランス３の一次側に蓄えられる励磁エネルギーεは、Ｉｄに比例するので、共振トランス３の励磁電流の最大値がＩｄ１、Ｉｄ２の時に共振トランス３の一次側に蓄えられるエネルギーをε１、ε２とすると、ε１＞ε２となる。
共振トランス３の変換効率＝１とし、共振トランス３の一次側に蓄えられる励磁エネルギーεと二次側に放出されるエネルギーとが等しいとすると、
ε＝（１／２）・Ｃ・Ｖout２となる。
（Ｖout：出力電圧、Ｃ：負荷容量）
【００５１】
よって、負荷容量Ｃが一定であれば、出力電圧Ｖoutはεに比例して出力される。
これより、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間Ｔonを調整することによって、出力電圧Ｖoutの調整を行なえる。このスイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間Ｔonは、スイッチング信号ＳｐのＯＮデューティすなわちデューティ比に比例する。
このデューティ比は、図５に示す矩形波パルス波形のスイッチング信号Ｓｐの周期をＴ、スイッチング素子Ｑ１をＯＮにするハイレベルの期間をＴonとすると、（Ｔon／Ｔ）×１００〔％〕である。
【００５２】
前述した共振トランス３を構成する２個のトランスＴ１，Ｔ２のうちの１個のトランスＴ１の帰還巻線Ｎｈには、図５の上段に示す出力電圧Ｖoutに対応して波高が遥かに小さい電圧波形の模擬出力電圧ＶＮｈが発生する。その模擬出力電圧ＶＮｈを図５の中段に破線で示が、図示の都合上その波高値を大幅に拡大して示している。
トランスＴ１のトランス結合係数をＫ、トランス効率ηを１とし、帰還巻線Ｎｈと出力巻線Ｎｓ１の巻数をそれぞれｎＮｈ、ｎＮｓ１とすると、損失がない状態では式（２）が成り立つ。
ｎＮｈ：ｎＮｓ１＝（ＶＮｈ・Ｋ・η）：（Ｖout／２）・Ｋ・η）  ・・・（２）
【００５３】
より具体的には、トランスＴ１の励磁電流（１次電流）をＩｐ１とすると、
Ｉｐ１＝（２＊Ｐｓ）／（（１＋Ｋ）＊η＊Ｖin＊Ｄｕｔｙ）
Ｄｕｔｙ：スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間比率（デューティ比）
Ｋ：トランスＴ１のトランス結合係数
（帰還巻線でＴonが決定するため、Ｎｈ（帰還巻線）とＮｓ（出力巻線）、Ｎｐ（励磁巻線）の磁気結合となる）
η：トランス効率（損失分低下する）
Ｐｓ：トランスＴ１によって出力巻線Ｎｓ１と帰還巻線Ｎｈに出力される総電力
【００５４】
そして、次式が成立する。
Ｎｐｈ＝（Ｖａ＊Ｔoff）／（Ｖin＊Ｔon）
Ｎｐｈ：励磁巻線Ｎｐ１と帰還巻線Ｎｈの巻数比
Ｖａ：帰還巻線Ｎｈに発生する模擬出力電圧（フライバック電圧）の波高値：ＶAA
Ｔoff：スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間（時間）
Ｔon：スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間（時間）
【００５５】
この時、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間ＴonとトランスＴ１の結合係数Ｋは、次式で表される。
Ｔon＝（Ｖａ＊Ｔ）／（Ｎｐｈ＊Ｖin＋Ｖａ）
Ｋ＝１−（Ｖin＊Ｔon）／（Ｉｐ＊Ｌｐ）
Ｔ：１周期の時間
Ｌｐ：トランスＴ１の励磁インダクタンス
【００５６】
図１に示したインバータ装置１は、共振トランス３を構成するトランスＴ１の帰還巻線Ｎｈに発生する模擬出力電圧（フライバック電圧）ＶＮｈの波高値、すなわち図５に示す波高値検出電圧ＶAAを定電圧に制御する。それによって、帰還巻線Ｎｈと磁気結合された出力巻線Ｎｓ１に出力されるフライバック電圧（Ｖout／２）、及びそれと同等なトランスＴ２の出力巻線Ｎｓ２に出力されるフライバック電圧（Ｖout／２）の波高値を制御する。すなわち、出力電圧Ｖoutの波高値を設定値に制御する。
よって、出力変動幅は、トランスＴ１の帰還巻線Ｎｈと出力巻線Ｎｓ１の磁気結合度にかかっている。その出力変動幅は、トランスＴ１の出力巻線Ｎｓ１からの出力電力変化幅と帰還巻線Ｎｈからの出力電力変化幅に左右される。
【００５７】
過去のトランスの試作実績から、励磁巻線Ｎｐ１（１次側巻き線）と出力巻線Ｎｓ１は、３％程度のばらつきを持つことが分かっている。これにより、励磁巻線Ｎｐ１と帰還巻線Ｎｈも同様に考えることができるため、３％のばらつきを持つとすると、トランスＴ１での出力巻線Ｎｓ１と帰還巻線Ｎｈの間にある変動幅は６％程度となる。
また、負荷は容量性負荷であり、動作時にその容量の変化幅は、負荷の使用温度変化内（−５℃〜１００℃）において、約３％程度と仮定すると、出力巻線Ｎｓ１からの出力電力変化も３％程度であると期待できる。
【００５８】
以上より、Ｎｐ１−Ｎｈ間変動３％、Ｎｐ−Ｎｓ１間変動３％、負荷変動３％で、各要因が最大でばらついても最大９％の変動となり、帰還巻線Ｎｈの出力電圧（模擬出力電圧）ＶＮｈで、出力電圧Ｖoutを十分制御可能である。ただし、出力電圧Ｖoutの波高値電圧の設定値が１２ｋＶの時、１０．８〜１３．２ｋＶの範囲で変動する可能性がある。
出力変動をこの範囲に維持するには、前述したようにトランス結合係数Ｋを０．９９９以上、トランス効率ηを０．９６以上にして、その積であるＫ・ηを０．９５以上確保するのが望ましい。
【００５９】
図１に示したインバータ装置１において、図５に示す出力電圧Ｖoutの変化は、トランスＴ１の帰還巻線Ｎｈからの模擬出力電圧ＶＮｈの変化として、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期単位（周波数２０〜３０ｋＨｚ）で検出される。しかし、波高値検出電圧ＶAAを生成するための整流平滑回路６、及びその後段の監視回路７における抵抗Ｒ６とコンデンサＣ４による位相補償回路の影響により、短くても１msec程度の時間が必要となる。したがって、この場合の応答性は１ｋＨｚ程度となる。
【００６０】
上述の実施形態では、共振トランス３を構成する複数個のトランスＴ１，Ｔ２の内の一個のトランスＴ１に帰還巻線Ｎｈを設けて模擬出力電圧発生手段とし、模擬出力電圧として帰還電圧を発生させるようにした。共振トランス３を構成するトランスの数は３個以上でもよい。
これに代えて、例えば、共振トランスを構成する複数個のトランスの内の一個のトランスの出力巻線の一端から数ターンの部分からタップを出し、出力巻線のその間の部分から前述の例と同様な模擬出力電圧を発生させるようにしてもよい。この場合は、トランスの出力巻線の一部を模擬出力電圧発生手段に兼用することになる。
【００６１】
また、共振トランスを１個のトランスで構成する場合は、その共振トランスに帰還巻線Ｎｈを設けて模擬出力電圧発生手段とする。あるいは、その共振トランスの出力巻線の一端から数ターンの部分からタップを出し、その間の部分を模擬出力電圧発生手段に兼用してもよい。
これらの場合の模擬出力電圧も、共振トランスの出力巻線からの出力電圧の瞬時値に対応し、波高値が出力電圧の波高値より小さい（例えば１／１００以下、好ましくは１／１０００以下）波形の電圧である。
【００６２】
上述の実施形態では、共振トランスを構成する複数個のトランスの各励磁巻線を並列に接続し、各出力巻線を直列に接続した場合について説明した。しかし、これに限るものではなく、共振トランスを構成する複数個のトランスの各励磁巻線を直列に接続してもよいし、各出力巻線を並列に接続してもよい。
【００６３】
以上、この発明の各実施形態について説明してきたが、その各実施形態の各部の具体的な構成や処理の内容等は、そこに記載したものに限るものではない。
また、この発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に記載された技術的特徴を有する以外は、何ら限定されるものではないことは言うまでもない。
さらに、以上説明してきた各実施形態の構成例、動作例及び変形例等は、適宜変更又は追加したり一部を削除してもよく、相互に矛盾しない限り任意に組み合わせて実施することも可能であることは勿論である。
【符号の説明】
【００６４】
１，１０：インバータ装置    ２：全波整流回路    ３，１３：共振トランス
４：模擬出力電圧検出手段    ５，１５：制御回路    ６：整流平滑回路
７：監視回路    ８：フォトカプラ    ８ａ：発光素子    ８ｂ：受光素子
９：シャントレギュレータ    １２：整流・平滑回路    ２０：放電部（負荷装置）
２１：放電電極    ２１ａ：金属線    ２１ｂ：絶縁体    ２２：カウンタ電極    
２２ａ：対向面    ２３：誘電体    ９１：エラーアンプ    ９２：トランジスタ
９３：基準電源    １００：プラズマ発生装置    
Ｑ，Ｑ１：スイッチング素子    Ｔ１，Ｔ２：トランス
Ｎｐ，Ｎｐ１，Ｎｐ２：励磁巻線    Ｎｓ，Ｎｓ１，Ｎｓ２：出力巻線
Ｎｈ：帰還巻線    Ｖin：入力電圧    Ｖout：出力電圧    ＶＮｈ：模擬出力電圧
ＶAA：波高値検出電圧    Ｖｓ：分圧電圧    Ｓｐ：スイッチング信号
【先行技術文献】
【特許文献】
【００６５】
【特許文献１】特開２０１３−３１３３８公報
【図１】
2016025722.tif 000003
【図２】
2016025722.tif 000004
【図３】
2016025722.tif 000005
【図４】
2016025722.tif 000006
【図５】
2016025722.tif 000007
【図６】
2016025722.tif 000008
【図７】
2016025722.tif 000009
【図８】
2016025722.tif 000010