(57)【要約】【課題】出力の不連続の発生を抑えることができる電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナを提供する。【解決手段】制御部６は、複数のスイッチを制御することにより、第１出力点１０３および第２出力点１０４に対する直流電源１００および上記キャパシタの接続状態が異なる複数のモードを切り替える。ここにおいて、上記複数のモードは、キャパシタに電流が流れない維持モードと、電流をキャパシタに流す充電モードと、充電モードとは反対向きの電流をキャパシタに流す放電モードとに分類される。制御部６は、直流電源１００の電圧の１／２の大きさに規定値を加えた目標電圧に、キャパシタの電圧を維持するように、維持モードと、充電モードまたは放電モードとを切り替える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチおよびキャパシタを含み、直流電源の高電位側となる第１入力点と前記直流電源の低電位側となる第２入力点との間に電気的に接続された変換回路と、
前記複数のスイッチを制御することにより、第１出力点および第２出力点に対する前記直流電源および前記キャパシタの接続状態が異なる複数のモードを切り替えて、前記第１出力点と前記第２出力点との間に生じる出力電圧の大きさを複数段階に変化させる制御部とを備え、
前記複数のモードは、前記キャパシタに電流が流れず前記出力電圧の絶対値がゼロまたは前記直流電源の電圧と同じになる維持モードと、電流を前記キャパシタに流すことにより前記出力電圧の絶対値が前記直流電源の電圧から前記キャパシタの電圧を減算した大きさになる充電モードと、前記充電モードとは反対向きの電流を前記キャパシタに流すことにより前記出力電圧の絶対値が前記キャパシタの電圧と同じになる放電モードとに分類され、
前記制御部は、前記キャパシタの電圧に比べて絶対値の小さな規定値を、前記直流電源の電圧の１／２の大きさに加えた目標電圧に、前記キャパシタの電圧を維持するように、前記維持モードと、前記充電モードまたは前記放電モードとを切り替える
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記変換回路は、前記第１入力点と前記第２入力点との間に電気的に並列に接続された第１変換回路および第２変換回路と、前記第１変換回路と前記第２変換回路との間に電気的に接続された第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチとを備え、
前記第１変換回路は、前記第１入力点と前記第２入力点との間において、前記第１入力点側から第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、第４のスイッチング素子の順で、電気的に直列に接続された第１〜４のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続された第１キャパシタとを有しており、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点を前記第１出力点とし、
前記第２変換回路は、前記第１入力点と前記第２入力点との間において、前記第１入力点側から第５のスイッチング素子、第６のスイッチング素子、第７のスイッチング素子、第８のスイッチング素子の順で、電気的に直列に接続された第５〜８のスイッチング素子と、前記第６のスイッチング素子および前記第７のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続された第２キャパシタとを有しており、前記第６のスイッチング素子と前記第７のスイッチング素子との接続点を前記第２出力点とし、
前記第１の双方向スイッチは、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の接続点である第１接続点と前記第７のスイッチング素子および前記第８のスイッチング素子の接続点である第２接続点との間に接続され、
前記第２の双方向スイッチは、前記第３のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子の接続点である第３接続点と前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子の接続点である第４接続点との間に接続され、
前記複数のスイッチは、前記第１〜８のスイッチング素子と前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチとで構成されており、
前記キャパシタは、前記第１キャパシタと前記第２キャパシタとで構成されており、
前記制御部は、前記第１キャパシタの電圧と前記第２キャパシタの電圧との和を、前記目標電圧に維持する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記出力電圧の平均値の絶対値を、ゼロから前記直流電源の電圧の１／２の大きさの範囲内で変化させる第１状態には、前記出力電圧がゼロとなる前記維持モードと、前記充電モードまたは前記放電モードとをＰＷＭ信号にて切り替え、
前記出力電圧の平均値の絶対値を、前記直流電源の電圧の１／２の大きさから前記直流電源の電圧の範囲内で変化させる第２状態には、前記出力電圧の絶対値が前記直流電源の電圧と同じになる前記維持モードと、前記充電モードまたは前記放電モードとをＰＷＭ信号にて切り替える
ように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
前記第１出力点および前記第２出力点と系統電源との間に電気的に接続される解列器とを備える
ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナに関し、より詳細には直流電源からの電力を変換する電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、住宅用の太陽光発電装置や燃料電池、蓄電装置などの普及に伴い、これらの直流電源の出力を交流に変換する電力変換装置として、多様な回路が提案され、提供されている。たとえば特許文献１，２には、直流電圧源から複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する電力変換装置（特許文献１では「マルチレベル電力変換装置」、特許文献２では「コンバータ回路」）が開示されている。
【０００３】
特許文献１の記載によれば、電力変換装置は、５レベルの電圧を出力する５レベルインバータであって、２個の直流キャパシタと、２個のフライングキャパシタと、１０個のスイッチング素子とを備えている。この電力変換装置は、２個の直流キャパシタの直列回路に直流電圧Ｅが印加された状態で、各直流キャパシタの電圧がＥ／２となり、各フライングキャパシタの電圧がＥ／４となるように各スイッチング素子を制御することで、５レベルの電圧を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１４−６４４３１号公報（段落〔０００２〕〜〔０００６〕、図１６，１７）
【特許文献２】特許第４３６９４２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上述したような構成の電力変換装置は、出力電圧が異なる複数のモードをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号にて切り替えることにより、正弦波状の交流出力を実現することが可能である。しかしながら、一般的に、ＰＷＭ制御においてはデューティ比の上限値および下限値があるため、電力変換装置であっても、特定のモードのデューティ比を限りなく１００％あるいは０％に近づけることは困難である。したがって、電力変換装置は、たとえば出力電圧がゼロ（０）のモードとＥ／４のモードとをＰＷＭ制御により切り替える状態から、出力電圧がＥ／４のモードとＥ／２のモードとを切り替える状態へと移行する際、出力の不連続を生じることがある。
【０００６】
本発明は上記事由に鑑みて為されており、出力の不連続の発生を抑えることができる電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の電力変換装置は、複数のスイッチおよびキャパシタを含み、直流電源の高電位側となる第１入力点と前記直流電源の低電位側となる第２入力点との間に電気的に接続された変換回路と、前記複数のスイッチを制御することにより、第１出力点および第２出力点に対する前記直流電源および前記キャパシタの接続状態が異なる複数のモードを切り替えて、前記第１出力点と前記第２出力点との間に生じる出力電圧の大きさを複数段階に変化させる制御部とを備え、前記複数のモードは、前記キャパシタに電流が流れず前記出力電圧の絶対値がゼロまたは前記直流電源の電圧と同じになる維持モードと、電流を前記キャパシタに流すことにより前記出力電圧の絶対値が前記直流電源の電圧から前記キャパシタの電圧を減算した大きさになる充電モードと、前記充電モードとは反対向きの電流を前記キャパシタに流すことにより前記出力電圧の絶対値が前記キャパシタの電圧と同じになる放電モードとに分類され、前記制御部は、前記キャパシタの電圧に比べて絶対値の小さな規定値を、前記直流電源の電圧の１／２の大きさに加えた目標電圧に、前記キャパシタの電圧を維持するように、前記維持モードと、前記充電モードまたは前記放電モードとを切り替えることを特徴とする。
【０００８】
本発明のパワーコンディショナは、上記の電力変換装置と、前記第１出力点および前記第２出力点と系統電源との間に電気的に接続される解列器とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明は、出力の不連続の発生を抑えることができる、という利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】図２Ａは実施形態１に係る電力変換装置の第１のモードの説明図、図２Ｂは実施形態１に係る電力変換装置の第２のモードの説明図である。
【図３】図３Ａは実施形態１に係る電力変換装置の第３のモードの説明図、図３Ｂは実施形態１に係る電力変換装置の第４のモードの説明図である。
【図４】図４Ａは実施形態１に係る電力変換装置の第５のモードの説明図、図４Ｂは実施形態１に係る電力変換装置の第６のモードの説明図である。
【図５】図５Ａは実施形態１に係る電力変換装置の第７のモードの説明図、図５Ｂは実施形態１に係る電力変換装置の第８のモードの説明図である。
【図６】実施形態１に係る電力変換装置の出力電圧の波形図である。
【図７】実施形態１に係るパワーコンディショナの構成を示す概略図である。
【図８】実施形態１に係る電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
【図９】実施形態１の参考例おける信号波と基準波との関係を示す波形図である。
【図１０】実施形態１における信号波と基準波との関係を示す波形図である。
【図１１】実施形態１に係る電力変換装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】実施形態１の比較例に係る電力変換装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１３】実施形態２における信号波と基準波との関係を示す波形図である。
【図１４】実施形態２に係る電力変換装置の動作を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（実施形態１）
本実施形態に係る電力変換装置１は、図１に示すように、変換回路１０と、制御部６とを備えている。
【００１２】
変換回路１０は、複数のスイッチおよびキャパシタを含んでいる。変換回路１０は、直流電源１００の高電位側となる第１入力点１０１と直流電源１００の低電位側となる第２入力点１０２との間に電気的に接続されている。図１の例では、上記複数のスイッチは、第１〜８のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８と第１の双方向スイッチ１３と第２の双方向スイッチ１４とで構成されている。また、図１の例では、上記キャパシタは、第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２とで構成されている。
【００１３】
制御部６は、上記複数のスイッチを制御することにより、第１出力点１０３および第２出力点１０４に対する直流電源１００および上記キャパシタの接続状態が異なる複数のモードを切り替える。これにより、制御部６は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２０の大きさを複数段階に変化させる。
【００１４】
ここにおいて、上記複数のモードは、上記キャパシタに電流が流れない維持モードと、電流を上記キャパシタに流す充電モードと、上記充電モードとは反対向きの電流を上記キャパシタに流す放電モードとに分類される。上記維持モードでは、出力電圧Ｖ２０の絶対値がゼロまたは直流電源１００の電圧と同じになる。上記充電モードでは、出力電圧Ｖ２０の絶対値が直流電源１００の電圧からキャパシタの電圧を減算した大きさになる。上記放電モードでは、出力電圧Ｖ２０の絶対値がキャパシタの電圧と同じになる。
【００１５】
ここでいうキャパシタの電圧は、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１と第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２との和である。なお、上記充電モードは、電流を上記キャパシタに流すことにより上記キャパシタを充電するモードであり、上記放電モードは、上記充電モードとは反対向きの電流を上記キャパシタに流すことにより上記キャパシタを放電するモードである。
【００１６】
制御部６は、上記キャパシタの電圧に比べて絶対値の小さな規定値を、直流電源１００の電圧の１／２の大きさに加えた目標電圧に、上記キャパシタの電圧を維持するように、上記維持モードと、上記充電モードまたは上記放電モードとを切り替える。
【００１７】
この構成によれば、電力変換装置１は、キャパシタの電圧に比べて絶対値の小さな規定値を、直流電源１００の電圧の１／２の大きさに加えた目標電圧に、キャパシタの電圧を維持する。すなわち、この電力変換装置１では、キャパシタの電圧は、直流電源１００の電圧の１／２の大きさに維持されるのではなく、直流電源１００の電圧の１／２の大きさよりも若干（規定値分だけ）高い（あるいは低い）目標電圧に維持される。したがって、電力変換装置１は、複数のモードをＰＷＭ信号にて切り替えることにより正弦波状の交流出力を実現する場合において、デューティ比の上限値および下限値があっても、出力の不連続の発生を抑えることができる、という利点がある。出力の不連続の発生が抑えられる詳しい理由については、後述する。
【００１８】
具体的には、本実施形態においては、図１に示すように、変換回路１０は、第１変換回路１１および第２変換回路１２と、第１の双方向スイッチ１３および第２の双方向スイッチ１４とを備えている。第１変換回路１１と第２変換回路１２とは、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に、電気的に並列に接続されている。第１の双方向スイッチ１３と第２の双方向スイッチ１４とは、第１変換回路１１と第２変換回路１２との間に電気的に接続されている。
【００１９】
第１変換回路１１は、第１〜４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、第１キャパシタＣ１とを有している。ここで、第１変換回路１１は、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３との接続点を第１出力点１０３とする。
【００２０】
第１〜４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間において、電気的に直列に接続されている。第１〜４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、第１入力点１０１側から第１のスイッチング素子Ｑ１、第２のスイッチング素子Ｑ２、第３のスイッチング素子Ｑ３、第４のスイッチング素子Ｑ４の順で、直列に接続されている。第１キャパシタＣ１は、第２のスイッチング素子Ｑ２および第３のスイッチング素子Ｑ３の直列回路と、電気的に並列に接続されている。
【００２１】
第２変換回路１２は、第５〜８のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、第２キャパシタＣ２とを有している。ここで、第２変換回路１２は、第６のスイッチング素子Ｑ６と第７のスイッチング素子Ｑ７との接続点を第２出力点１０４とする。
【００２２】
第５〜８のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間において、電気的に直列に接続されている。第５〜８のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は、第１入力点１０１側から第５のスイッチング素子Ｑ５、第６のスイッチング素子Ｑ６、第７のスイッチング素子Ｑ７、第８のスイッチング素子Ｑ８の順で、直列に接続されている。第２キャパシタＣ２は、第６のスイッチング素子Ｑ６および第７のスイッチング素子Ｑ７の直列回路と、電気的に並列に接続されている。
【００２３】
第１の双方向スイッチ１３は、第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２の接続点である第１接続点２０１と第７のスイッチング素子Ｑ７および第８のスイッチング素子Ｑ８の接続点である第２接続点２０２との間に電気的に接続されている。
【００２４】
第２の双方向スイッチ１４は、第３のスイッチング素子Ｑ３および第４のスイッチング素子Ｑ４の接続点である第３接続点２０３と第５のスイッチング素子Ｑ５および第６のスイッチング素子Ｑ６の接続点である第４接続点２０４との間に電気的に接続されている。
【００２５】
そして、上述したように、第１〜８のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８と第１の双方向スイッチ１３と第２の双方向スイッチ１４とは上記複数のスイッチを構成し、第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２とは上記キャパシタを構成している。さらに、制御部６は、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１と第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２との和（キャパシタの電圧）を、上記目標電圧に維持する。
【００２６】
以下、本実施形態に係る電力変換装置１、およびそれを用いたパワーコンディショナ２０（図７参照）について詳しく説明する。ただし、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は、下記実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
【００２７】
本実施形態では、パワーコンディショナ２０が、直流電源１００としての太陽光発電装置に電気的に接続して使用される住宅用のパワーコンディショナである場合を例示するが、パワーコンディショナ２０の用途を限定する趣旨ではない。パワーコンディショナ２０は、たとえば家庭用燃料電池、蓄電装置など、太陽光発電装置以外の直流電源１００に電気的に接続して使用されてもよく、また、たとえば店舗、工場、事務所など非住宅に用いられてもよい。さらに、電力変換装置１についても、その用途をパワーコンディショナ２０に限定する趣旨ではなく、電力変換装置１は、パワーコンディショナ２０以外に用いられてもよい。
【００２８】
＜電力変換装置の構成＞
本実施形態の電力変換装置１は、図１に示すように、直流電源１００に電気的に接続される。ここでは直流電源１００は太陽光発電装置からなるので、電力変換装置１は接続箱を介して直流電源１００に接続されることになる。
【００２９】
本実施形態の電力変換装置１は、変換回路（第１変換回路１１、第２変換回路１２、第１の双方向スイッチ１３、および第２の双方向スイッチ１４）１０と制御部６とに加えて、生成部３とフィルタ回路５と第１検出部２１と第２検出部２２とをさらに備えている。
【００３０】
第１入力点１０１および第２入力点１０２は電力変換装置１における一対の入力端子となり、一対の入力端子（第１入力点１０１および第２入力点１０２）間には直流電源１００が電気的に接続される。
【００３１】
また、第１変換回路１１の第１出力点１０３および第２変換回路１２の第２出力点１０４は、それぞれフィルタ回路５を介して第３出力点１０５および第４出力点１０６に電気的に接続されている。本実施形態では、これら第３出力点１０５および第４出力点１０６が電力変換装置１における一対の出力端子となる。以下、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に発生する第１出力電圧Ｖ１０を、単に「出力電圧Ｖ１０」ともいう。
【００３２】
本実施形態において、電力変換装置１の出力電圧Ｖ１０は交流電圧であり、第３出力点１０５および第４出力点１０６は、系統電源（商用電力系統）７に電気的に接続される。さらに、第３出力点１０５および第４出力点１０６には、交流電力の供給を受けて動作する負荷８が電気的に接続される。
【００３３】
具体的には、電力変換装置１の一対の出力端子は、分電盤に設けられた連系ブレーカに電気的に接続されることにより、負荷８および系統電源７に接続される。すなわち、電力変換装置１は、直流電源１００から入力される直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を一対の出力端子（第３出力点１０５および第４出力点１０６）から負荷８および系統電源７へ出力する。なお、図１において、系統電源７はＵ相、Ｗ相を持つ単相３線式であるが、この例に限らず系統電源７は単相２線式であってもよい。
【００３４】
次に、電力変換装置１の各部の構成について詳しく説明する。
【００３５】
電力変換装置１は、直流電源１００に接続された一対の入力端子のうち、直流電源１００の高電位（正極）側の入力端子を第１入力点１０１とし、直流電源１００の低電位（負極）側の入力端子を第２入力点１０２とする。そのため、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間には、直流電源１００から出力される直流電圧が、入力電圧として印加されることになる。
【００３６】
ここで、直流電源１００の低電位側の入力端子（第２入力点１０２）は、電力変換装置１の回路グランドであって、その電位は０〔Ｖ〕であると仮定する。そうすると、直流電源１００の出力する直流電圧Ｅ〔Ｖ〕を用いて、第１入力点１０１の電位はＥ〔Ｖ〕で表されることになる。
【００３７】
第１変換回路１１は、上述したように第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に直列に接続された第１〜４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、第１キャパシタＣ１とを有している。第１〜４の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、ここでは一例としてデプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられている。
【００３８】
第１のスイッチング素子Ｑ１のドレインは第１入力点１０１に電気的に接続されている。第２のスイッチング素子Ｑ２のドレインは第１のスイッチング素子Ｑ１のソースに電気的に接続されている。第３のスイッチング素子Ｑ３のドレインは第２のスイッチング素子Ｑ２のソースに電気的に接続されている。第４のスイッチング素子Ｑ４のドレインは第３のスイッチング素子Ｑ３のソースに電気的に接続されている。さらに第４のスイッチング素子Ｑ４のソースは、第２入力点１０２に電気的に接続されている。
【００３９】
ここで、第２のスイッチング素子Ｑ２のソース（第３のスイッチング素子Ｑ３のドレイン）は第１出力点１０３となる。さらに、第１のスイッチング素子Ｑ１のソース（第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン）は第１接続点２０１となり、第３のスイッチング素子Ｑ３のソース（第４のスイッチング素子Ｑ４のドレイン）は第３接続点２０３となる。
【００４０】
第１キャパシタＣ１は、一端が第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン（第１接続点２０１）に電気的に接続され、他端が第３のスイッチング素子Ｑ３のソース（第３接続点２０３）に電気的に接続されている。言い換えれば、第１キャパシタＣ１は、一端が第１のスイッチング素子Ｑ１を介して第１入力点１０１に電気的に接続され、他端が第４のスイッチング素子Ｑ４を介して第２入力点１０２に電気的に接続されている。
【００４１】
第２変換回路１２は、上述したように第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に直列に接続された第５〜８のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、第２キャパシタＣ２とを有している。ここで、第２変換回路１２は、基本的には第１変換回路１１と同様の構成であって、第５〜８のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が第１〜４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に相当し、第２キャパシタＣ２が第１キャパシタＣ１に相当する。ここで、第５〜８の各スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は、第１〜４の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と同様にデプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。
【００４２】
すなわち、第５のスイッチング素子Ｑ５のドレインは第１入力点１０１に電気的に接続されている。第６のスイッチング素子Ｑ６のドレインは第５のスイッチング素子Ｑ５のソースに電気的に接続されている。第７のスイッチング素子Ｑ７のドレインは第６のスイッチング素子Ｑ６のソースに電気的に接続されている。第８のスイッチング素子Ｑ８のドレインは第７のスイッチング素子Ｑ７のソースに電気的に接続されている。さらに第８のスイッチング素子Ｑ８のソースは、第２入力点１０２に電気的に接続されている。
【００４３】
ここで、第６のスイッチング素子Ｑ６のソース（第７のスイッチング素子Ｑ７のドレイン）は第２出力点１０４となる。さらに、第５のスイッチング素子Ｑ５のソース（第６のスイッチング素子Ｑ６のドレイン）は第４接続点２０４となり、第７のスイッチング素子Ｑ７のソース（第８のスイッチング素子Ｑ８のドレイン）は第２接続点２０２となる。
【００４４】
第２キャパシタＣ２は、一端が第６のスイッチング素子Ｑ６のドレイン（第４接続点２０４）に電気的に接続され、他端が第７のスイッチング素子Ｑ７のソース（第２接続点２０２）に電気的に接続されている。言い換えれば、第２キャパシタＣ２は、一端が第５のスイッチング素子Ｑ５を介して第１入力点１０１に電気的に接続され、他端が第８のスイッチング素子Ｑ８を介して第２入力点１０２に電気的に接続されている。
【００４５】
第２キャパシタＣ２の回路定数（キャパシタンス）と第１キャパシタＣ１の回路定数（キャパシタンス）とは同値である。
【００４６】
また、図１において、第１〜８のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の各々には第１〜８のダイオードＤ１〜Ｄ８がそれぞれ逆並列に接続されている。これら第１〜８のダイオードＤ１〜Ｄ８は、それぞれ第１〜８の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の寄生ダイオードである。つまり、第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードは第１のダイオードＤ１を構成し、同様に、第２，３…の各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３…の寄生ダイオードはそれぞれ第２，３…のダイオードＤ２，Ｄ３…を構成する。たとえば第１のダイオードＤ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン側をカソード、ソース側をアノードとする向きに接続されている。
【００４７】
このように構成される第１変換回路１１と第２変換回路１２とは、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間において、電気的に並列に接続されている。つまり、第１変換回路１１と第２変換回路１２とは、直流電源１００の両端間に並列に接続されている。
【００４８】
第１の双方向スイッチ１３は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間に電気的に接続されている。つまり、第１変換回路１１の第１接続点２０１は、第１の双方向スイッチ１３を介して第２変換回路１２の第２接続点２０２に電気的に接続されている。ここでは、第１の双方向スイッチ１３は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間において、電気的に直列に接続された第９のスイッチング素子Ｑ９と第１０のスイッチング素子Ｑ１０とを有している。第１の双方向スイッチ１３は、第１接続点２０１側から第９のスイッチング素子Ｑ９、第１０のスイッチング素子Ｑ１０の順に接続されている。
【００４９】
具体的に説明すると、第９，１０の各スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０は、第１〜８の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８と同様にデプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。第９のスイッチング素子Ｑ９のソースは第１接続点２０１に接続され、第９のスイッチング素子Ｑ９のドレインは第１０のスイッチング素子Ｑ１０のドレインに接続されている。第１０のスイッチング素子Ｑ１０のソースは第２接続点２０２に接続されている。要するに、第９のスイッチング素子Ｑ９と第１０のスイッチング素子Ｑ１０とは、ドレイン同士が互いに接続されるように、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間において逆直列に接続されている。
【００５０】
第２の双方向スイッチ１４は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間に電気的に接続されている。つまり、第１変換回路１１の第３接続点２０３は、第２の双方向スイッチ１４を介して第２変換回路１２の第４接続点２０４に電気的に接続されている。ここでは、第２の双方向スイッチ１４は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間において、電気的に直列に接続された第１２のスイッチング素子Ｑ１２と第１１のスイッチング素子Ｑ１１とを有している。第２の双方向スイッチ１４は、第３接続点２０３側から第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第１１のスイッチング素子Ｑ１１の順に接続されている。
【００５１】
具体的に説明すると、第１１，１２の各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、第１〜８の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８と同様にデプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。第１１のスイッチング素子Ｑ１１のソースは第４接続点２０４に接続され、第１１のスイッチング素子Ｑ１１のドレインは第１２のスイッチング素子Ｑ１２のドレインに接続されている。第１２のスイッチング素子Ｑ１２のソースは第３接続点２０３に接続されている。要するに、第１１のスイッチング素子Ｑ１１と第１２のスイッチング素子Ｑ１２とは、ドレイン同士が互いに接続されるように、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間において逆直列に接続されている。
【００５２】
また、第９〜１２のスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２の各々には第９〜１２のダイオードＤ９〜Ｄ１２がそれぞれ逆並列に接続されている。これら第９〜１２のダイオードＤ９〜Ｄ１２は、それぞれ第９〜１２の各スイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２の寄生ダイオードである。つまり、第９のスイッチング素子Ｑ９の寄生ダイオードは第９のダイオードＤ９を構成し、同様に、第１０，１１，１２の各スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２の寄生ダイオードはそれぞれ第１０，１１，１２のダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２を構成する。たとえば第９のダイオードＤ９は、第９のスイッチング素子Ｑ９のドレイン側をカソード、ソース側をアノードとする向きに接続されている。
【００５３】
本実施形態においては、第１の双方向スイッチ１３は、全オフ状態と全オン状態とを含む動作状態を切替可能に構成されている。第１の双方向スイッチ１３の全オフ状態は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間で双方向の電流を遮断する状態である。第１の双方向スイッチ１３の全オン状態は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間で双方向の電流を通過させる状態である。第２の双方向スイッチ１４も同様に、全オフ状態と全オン状態とを含む動作状態を切替可能に構成されている。第２の双方向スイッチ１４の全オフ状態は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間で双方向の電流を遮断する状態である。第２の双方向スイッチ１４の全オン状態は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間で双方向の電流を通過させる状態である。
【００５４】
さらに、本実施形態では、第１の双方向スイッチ１３の動作状態は、第２接続点２０２から第１接続点２０１へ流れる電流を遮断し、且つ第１接続点２０１から第２接続点２０２へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいる。また、第２の双方向スイッチ１４の動作状態は、第３接続点２０３から第４接続点２０４へ流れる電流を遮断し、且つ第４接続点２０４から第３接続点２０３へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいる。
【００５５】
そのため、本実施形態の電力変換装置１は、第１の双方向スイッチ１３を全オン状態とすることにより、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間を双方向の電流が通過可能な状態を作り出すことができる。また、本実施形態の電力変換装置１は、第２の双方向スイッチ１４を全オン状態とすることにより、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間を双方向の電流が通過可能な状態を作り出すことができる。
【００５６】
すなわち、第１の双方向スイッチ１３は、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０がいずれもオフの状態で全オフ状態となり、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０がいずれもオンの状態で全オン状態となる。さらに、第１の双方向スイッチ１３は、第１０のスイッチング素子Ｑ１０がオンで且つ第９のスイッチング素子Ｑ９がオフの状態には、第９のダイオードＤ９によって電流の向きが一方向に制限される半オン状態となる。
【００５７】
また、第２の双方向スイッチ１４は、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がいずれもオフの状態で全オフ状態となり、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がいずれもオンの状態で全オン状態となる。さらに、第２の双方向スイッチ１４は、第１２のスイッチング素子Ｑ１２がオンで且つ第１１のスイッチング素子Ｑ１１がオフの状態には、第１１のダイオードＤ１１によって電流の向きが一方向に制限される半オン状態となる。
【００５８】
このように、本実施形態における双方向スイッチ（第１の双方向スイッチ１３および第２の双方向スイッチ１４のそれぞれ）は、全オフ状態、全オン状態、および半オン状態からなる３つの動作状態を切替可能である。
【００５９】
上記構成を言い換えれば、第１の双方向スイッチ１３は、第１キャパシタＣ１の正極側の端子と第２キャパシタＣ２の負極側の端子との間に電気的に接続されている。第２の双方向スイッチ１４は、第１キャパシタＣ１の負極側の端子と第２キャパシタＣ２の正極側の端子との間に電気的に接続されている。つまり、第１変換回路１１の第１キャパシタＣ１と第２変換回路１２の第２キャパシタＣ２とは、第１の双方向スイッチ１３および第２の双方向スイッチ１４を介して、たすき掛け状に接続されている。
【００６０】
さらに、第１〜８のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８、並びに第９〜１２のスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２のゲートは、それぞれ制御部６に電気的に接続されている。制御部６は、第１〜４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを個別に切り替え可能であって、これにより第１変換回路１１を制御する。また、制御部６は、第５〜８のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のオン／オフを個別に切り替え可能であって、これにより第２変換回路１２を制御する。また、制御部６は、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０のオン／オフを個別に切り替え可能であって、これにより第１の双方向スイッチ１３を制御する。また、制御部６は、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン／オフを個別に切り替え可能であって、これにより第２の双方向スイッチ１４を制御する。
【００６１】
なお、制御部６は、第１変換回路１１、第２変換回路１２、第１の双方向スイッチ１３、第２の双方向スイッチ１４のそれぞれについて個別に設けられていてもよい。
【００６２】
本実施形態では、制御部６は、第１〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２に駆動信号を与えるドライブ回路６１と、ドライブ回路６１に信号を与えるマイコン（マイクロコンピュータ）６２とを有している。
【００６３】
ドライブ回路６１は、第１〜１２の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２の制御端子（ゲート）に対して駆動信号を与えることにより、各素子を個別に駆動（制御）するように構成されている。マイコン６２は、ドライブ回路６１にＰＷＭ信号を与えることにより、ドライブ回路６１を制御するように構成されている。すなわち、制御部６は、マイコン６２からの指示に応じてドライブ回路６１が生成する駆動信号によって、第１〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２を個別に制御する。
【００６４】
ここにおいて、ドライブ回路６１は、２つ以上のスイッチング素子が同時にオンして、短絡電流が流れることを防止する短絡防止回路としての機能を兼ね備えていることが好ましい。すなわち、特定の組み合わせのスイッチング素子が同時にオンすると、たとえば第１入力点１０１と第２入力点１０２との間が短絡し、直流電源１００からの電流が短絡電流となってスイッチング素子に流れる可能性がある。そこで、ドライブ回路６１は、このような特定の組み合わせのスイッチング素子が同時にオンしないように構成されることが好ましい。たとえば、ドライブ回路６１は、特定の組み合わせのスイッチング素子のゲートに入力される駆動信号が同時にＨレベルになると、駆動信号を強制的にＬレベルに落とすことにより、特定の組み合わせのスイッチング素子を同時にオンさせないように構成される。
【００６５】
生成部３は、少なくとも１つのキャリア波からなる基準波を生成する。本実施形態では、のこぎり波をキャリア波の例とする。そのため、生成部３はのこぎり波発振器で構成される。生成部３で生成された基準波（１ないし複数のキャリア波）は、制御部６のマイコン６２へ出力され、マイコン６２においてＰＷＭ信号を生成するのに使用される。つまり、マイコン６２は、のこぎり波である基準波と、出力電圧Ｖ１０の目標値に基づく信号波とを比較するのこぎり波比較方式により、ＰＷＭ信号を生成する。本実施形態の電力変換装置１は、上述したようにパワーコンディショナ２０（図７参照）に用いられるので、出力電圧Ｖ１０の目標値に基づく信号波は系統電源７と同じ正弦波に基づく波形となる。基準波の具体例や、ＰＷＭ信号の生成方法の詳細については後述する。
【００６６】
なお、ＰＷＭ信号の生成は、基準波を生成する機能と、基準波および信号波を比較する機能とがあれば実現可能である。したがって、本実施形態では基準波を生成する生成部３が、ＰＷＭ信号を生成するマイコン６２と別に設けられているが、生成部３は制御部（マイコン６２）６に組み込まれていてもよい。また、制御部６は、マイコン６２の代わりに比較器（コンパレータ）を用いて、信号波と基準波との比較を行い、ＰＷＭ信号を生成するように構成されていてもよい。また、のこぎり波はキャリア波の一例に過ぎず、キャリア波はたとえば三角波であってもよい。この場合、生成部３は三角波発振器で構成される。
【００６７】
フィルタ回路５は、図１に示すように、一対のインダクタＬ１，Ｌ２と、第３キャパシタＣ３とを有している。一方のインダクタＬ１は、第１出力点１０３と第３出力点１０５との間に電気的に接続されている。他方のインダクタＬ２は、第２出力点１０４と第４出力点１０６との間に電気的に接続されている。ただし、インダクタＬ１，Ｌ２は、第１出力点１０３および第２出力点１０４の少なくとも一方と出力端子（第３出力点１０５、第４出力点１０６）との間に電気的に接続されていればよく、インダクタＬ１，Ｌ２のいずれかは省略されていてもよい。
【００６８】
第３キャパシタＣ３は、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に電気的に接続されている。言い換えれば、フィルタ回路５は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に電気的に接続された、インダクタＬ１、第３キャパシタＣ３、インダクタＬ２の直列回路である。
【００６９】
第１検出部２１は、第１キャパシタＣ１の電圧を検出するように構成されている。ここでは、第１検出部２１は、第１キャパシタＣ１の両端に発生する電圧Ｖ１の大きさを、第１接続点２０１側を正極として検出する。第１検出部２１は、たとえば第１接続点２０１と第３接続点２０３との間に直列に接続された一対の分圧抵抗で構成される。ただし、第１検出部２１の構成はこれに限らず、第１キャパシタＣ１の両端に発生する電圧（両端電圧）Ｖ１の値（大きさ）を検出可能な構成であればよい。第１検出部２１は、検出結果である電圧Ｖ１の値を、制御部６のマイコン６２へ出力する。
【００７０】
第２検出部２２は、第２キャパシタＣ２の電圧を検出するように構成されている。ここでは、第２検出部２２は、第２キャパシタＣ２の両端に発生する電圧Ｖ２の大きさを、第４接続点２０４側を正極として検出する。第２検出部２２は、たとえば第４接続点２０４と第２接続点２０２との間に直列に接続された一対の分圧抵抗で構成される。ただし、第２検出部２２の構成はこれに限らず、第２キャパシタＣ２の両端に発生する電圧（両端電圧）Ｖ２の値（大きさ）を検出可能な構成であればよい。第２検出部２２は、検出結果である電圧Ｖ２の値を、制御部６のマイコン６２へ出力する。
【００７１】
本実施形態では、キャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）の電圧を検出する検出回路は、第１検出部２１および第２検出部２２にて構成されている。さらに、詳しくは後述するが、検出回路で検出されるキャパシタの電圧は、第１検出部２１の検出結果（第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１）と第２検出部２２の検出結果（第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２）との和である。第１検出部２１および第２検出部２２の検出結果を用いた制御部６の動作については後述する。
【００７２】
＜電力変換装置の基本動作＞
上述した構成の電力変換装置１の基本動作について、図２Ａ，２Ｂ，３Ａ，３Ｂ，４Ａ，４Ｂ，５Ａ，５Ｂを参照して簡単に説明する。なお、図中、太線矢印は電流経路を表し、点線の丸印が付されたスイッチング素子はオン状態の素子を表している。
【００７３】
ここでいう電力変換装置１の基本動作とは、直流電源１００より電力の供給が開始してから第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２が基準電圧に充電されるまでの期間（以下、「始動期間」という）の経過後の電力変換装置１の動作である。つまり、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２が基準電圧に充電された状態からの電力変換装置１の動作を、電力変換装置１の基本動作とする。
【００７４】
本実施形態では、制御部６は、キャパシタの電圧に比べて絶対値の小さな規定値を、直流電源１００の電圧の１／２の大きさに加えた目標電圧に、キャパシタの電圧を維持するように構成されている。ここでいうキャパシタの電圧は第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１と第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２との和であり、第１キャパシタＣ１の回路定数（キャパシタンス）と第２キャパシタＣ２の回路定数（キャパシタンス）とは同値である。したがって、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の各々の目標となる基準電圧は、キャパシタの電圧の目標電圧の１／２である。
【００７５】
つまり、規定値の１／２を所定値とすれば、第１キャパシタＣ１についての基準電圧は、直流電源１００から第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に印加される印加電圧の１／４の大きさに、所定値を加算した電圧である。第２キャパシタＣ２についての基準電圧も、同様に直流電源１００から第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に印加される印加電圧の１／４の大きさに、所定値を加算した電圧である。
【００７６】
以下では、直流電源１００の出力電圧がＥ〔Ｖ〕であって、第１入力点１０１の電位はＥ〔Ｖ〕、第２入力点１０２の電位は０〔Ｖ〕であると仮定する。ここで、所定値をΔＥ〔Ｖ〕として、基準電圧に充電された第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２との各々の両端電圧はＥ／４＋ΔＥ〔Ｖ〕となる。ただし、所定値ΔＥ〔Ｖ〕は基準電圧に比べて十分に小さな値である。そこで、「電力変換装置の基本動作」の欄および「パワーコンディショナの構成」の欄においては、説明の便宜上、所定値ΔＥを無視することとし、基準電圧をＥ／４〔Ｖ〕として説明する。つまり、基準電圧に充電された第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２との各々の両端電圧はＥ／４〔Ｖ〕となる。
【００７７】
また、以下では、第１出力点１０３と第２出力点１０４との電位差、つまり第１出力点１０３−第２出力点１０４間に生じる電圧を、第２出力電圧Ｖ２０として説明する。第２出力電圧Ｖ２０を、単に「出力電圧Ｖ２０」ともいう。
【００７８】
なお、第３出力点１０５および第４出力点１０６は系統電源７に電気的に接続されているため、第３出力点１０５と第４出力点１０６との電位差、つまり第３出力点１０５−第４出力点１０６間に生じる第１出力電圧Ｖ１０は、系統電源７の出力電圧に等しくなる。第１出力点１０３と第３出力点１０５との電位差、並びに第２出力点１０４と第４出力点１０６との間の電位差は、フィルタ回路５にて吸収されることになる。
【００７９】
電力変換装置１は、第１変換回路１１、第２変換回路１２、第１の双方向スイッチ１３、第２の双方向スイッチ１４を第１〜８の計８つのモードに切り替える。これにより、電力変換装置１は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に印加される直流電圧（Ｅ〔Ｖ〕）を交流電圧に変換して、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に出力電圧Ｖ２０を発生する。なお、以下の説明では、第１〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２に関し、それぞれオン／オフの状態について言及していない場合には「オフ」の状態にあることとする。また、第１〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２での電圧降下、および第１〜１２のダイオードＤ１〜Ｄ１２での電圧降下は無視できる程度と仮定する。
【００８０】
ここにおいて、制御部６は、以下の２つの条件に従って、第１〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２を制御する。
【００８１】
１つ目の条件としては、第１変換回路１１の第１〜４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、第２変換回路１２の第５〜８のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８とで一対一のペアを設定し、ペアごとにオン／オフが切り替わるようにする。ここでは、第１，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８がペアとなり、第２，７のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ７がペアとなり、第３，６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がペアとなり、第４，５のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がペアとなる。
【００８２】
２つ目の条件としては、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３とが、同時にオンまたはオフにならないようにする。さらに、第１〜４のモードにおいては第１のスイッチング素子Ｑ１と第１１のスイッチング素子Ｑ１１とが、また、第５〜８のモードにおいては第４のスイッチング素子Ｑ４と第９のスイッチング素子Ｑ９とが、それぞれ同時にオンまたはオフにならないようにする。
【００８３】
まず、図２Ａに示す第１のモードでは、第１変換回路１１の第１，２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、第２変換回路１２の第７，８のスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８と、第２の双方向スイッチ１４の第１２のスイッチング素子Ｑ１２とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第２の双方向スイッチ１４は半オン状態にある。この状態では、図２Ａに示すように、第１入力点１０１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第２のスイッチング素子Ｑ２を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。また、第２入力点１０２は、第８のスイッチング素子Ｑ８、第７のスイッチング素子Ｑ７を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第１，２，７，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ７，Ｑ８の計４つであって、第１２のスイッチング素子Ｑ１２には電流は流れない。
【００８４】
したがって、第１出力点１０３は第１入力点１０１と同電位（Ｅ〔Ｖ〕）になり、第２出力点１０４は第２入力点１０２と同電位（０〔Ｖ〕）になる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２０は、Ｅ（＝Ｅ−０）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位からインダクタＬ１の両端電圧を差し引いた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位にインダクタＬ２の両端電圧を加えた電位となる。
【００８５】
次に、図２Ｂに示す第２のモードでは、第１変換回路１１の第１，３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３と、第２変換回路１２の第６，８のスイッチング素子Ｑ６，Ｑ８と、第２の双方向スイッチ１４の第１２のスイッチング素子Ｑ１２とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第２の双方向スイッチ１４は半オン状態にある。この状態では、図２Ｂに示すように、第１入力点１０１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１キャパシタＣ１、第３のスイッチング素子Ｑ３を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。また、第２入力点１０２は、第８のスイッチング素子Ｑ８、第２キャパシタＣ２、第６のスイッチング素子Ｑ６を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第１，３，６，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ８の計４つであって、第１２のスイッチング素子Ｑ１２には電流は流れない。
【００８６】
したがって、第１出力点１０３の電位は、第１入力点１０１の電位（Ｅ〔Ｖ〕）より第１キャパシタＣ１の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）分だけ低い電位、つまり３Ｅ／４（＝Ｅ−Ｅ／４）〔Ｖ〕となる。また、第２出力点１０４の電位は、第２入力点１０２の電位（０〔Ｖ〕）より第２キャパシタＣ２の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）分だけ高い電位、つまりＥ／４（＝０＋Ｅ／４）〔Ｖ〕となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２０は、Ｅ／２（＝３Ｅ／４−Ｅ／４）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位からインダクタＬ１の両端電圧を差し引いた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位にインダクタＬ２の両端電圧を加えた電位となる。
【００８７】
次に、図３Ａに示す第３のモードでは、第１変換回路１１の第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２変換回路１２の第７のスイッチング素子Ｑ７と、第２の双方向スイッチ１４の第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第２の双方向スイッチ１４は全オン状態にある。この状態では、第２出力点１０４は、第７のスイッチング素子Ｑ７、第２キャパシタＣ２、第１１のスイッチング素子Ｑ１１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第１キャパシタＣ１、第２のスイッチング素子Ｑ２を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第２，７，１１，１２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ７，Ｑ１１，Ｑ１２の計４つである。
【００８８】
したがって、第１出力点１０３の電位は、第２出力点１０４の電位より、第１キャパシタＣ１の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）と第２キャパシタＣ２の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）との和の分だけ高い電位となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２０は、Ｅ／２（＝Ｅ／４＋Ｅ／４）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位からインダクタＬ１の両端電圧を差し引いた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位にインダクタＬ２の両端電圧を加えた電位となる。また、この状態においては、第２の双方向スイッチ１４が全オン状態にあるため、変換回路１０は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。
【００８９】
次に、図３Ｂに示す第４のモードでは、第１変換回路１１の第３のスイッチング素子Ｑ３と、第２変換回路１２の第６のスイッチング素子Ｑ６と、第２の双方向スイッチ１４の第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第２の双方向スイッチ１４は全オン状態にある。この状態では、第２出力点１０４は、第６のスイッチング素子Ｑ６、第１１のスイッチング素子Ｑ１１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第３のスイッチング素子Ｑ３を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第３，６，１１，１２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６，Ｑ１１，Ｑ１２の計４つである。
【００９０】
したがって、第１出力点１０３の電位は第２出力点１０４と同電位になる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２０は、０〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位からインダクタＬ１の両端電圧を差し引いた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位にインダクタＬ２の両端電圧を加えた電位となる。また、この状態においては、第２の双方向スイッチ１４が全オン状態にあるため、変換回路１０は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。
【００９１】
一方、第５〜８のモードにおいては、電力変換装置１は、上記第１〜４のモードを基準にして、第１変換回路１１と第２変換回路１２とで動作を入れ替え、且つ第１の双方向スイッチ１３と第２の双方向スイッチ１４とで動作を入れ替えたような動作を行う。つまり、第５〜８のモードと第１〜４のモードとでは、変換回路１０の動作は、第１変換回路１１および第１の双方向スイッチ１３と、第２変換回路１２および第２の双方向スイッチ１４とが入れ替わった対称な動作となる。
【００９２】
すなわち、図４Ａに示す第５のモードでは、変換回路１０の動作は、上記第４のモードと対称な動作となる。そのため、第５のモードでは、第１変換回路１１の第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２変換回路１２の第７のスイッチング素子Ｑ７と、第１の双方向スイッチ１３の第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第１の双方向スイッチ１３は全オン状態にある。この状態では、図４Ａに示すように、第１出力点１０３は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第９のスイッチング素子Ｑ９、第１０のスイッチング素子Ｑ１０、第７のスイッチング素子Ｑ７を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第２，７，９，１０のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ７，Ｑ９，Ｑ１０の計４つである。
【００９３】
したがって、第１出力点１０３の電位は第２出力点１０４と同電位になる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２０は、０〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位にインダクタＬ１の両端電圧を加えた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位からインダクタＬ２の両端電圧を差し引いた電位となる。また、この状態においては、第１の双方向スイッチ１３が全オン状態にあるため、変換回路１０は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。
【００９４】
次に、図４Ｂに示す第６のモードでは、変換回路１０の動作は、上記第３のモードと対称な動作となる。そのため、第６のモードでは、第１変換回路１１の第３のスイッチング素子Ｑ３と、第２変換回路１２の第６のスイッチング素子Ｑ６と、第１の双方向スイッチ１３の第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第１の双方向スイッチ１３は全オン状態にある。この状態では、第１出力点１０３は、第３のスイッチング素子Ｑ３、第１キャパシタＣ１、第９のスイッチング素子Ｑ９、第１０のスイッチング素子Ｑ１０、第２キャパシタＣ２、第６のスイッチング素子Ｑ６を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第３，６，９，１０のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６，Ｑ９，Ｑ１０の計４つである。
【００９５】
したがって、第１出力点１０３の電位は、第２出力点１０４の電位より、第１キャパシタＣ１の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）と第２キャパシタＣ２の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）との和の分だけ低い電位となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２０は、−Ｅ／２（＝−Ｅ／４−Ｅ／４）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位にインダクタＬ１の両端電圧を加えた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位からインダクタＬ２の両端電圧を差し引いた電位となる。また、この状態においては、第１の双方向スイッチ１３が全オン状態にあるため、変換回路１０は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。
【００９６】
次に、図５Ａに示す第７のモードでは、変換回路１０の動作は、上記第２のモードと対称な動作となる。そのため、第７のモードでは、第１変換回路１１の第２，４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４と、第２変換回路１２の第５，７のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ７と、第１の双方向スイッチ１３の第１０のスイッチング素子Ｑ１０とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第１の双方向スイッチ１３は半オン状態にある。この状態では、図５Ａに示すように、第１入力点１０１は、第５のスイッチング素子Ｑ５、第２キャパシタＣ２、第７のスイッチング素子Ｑ７を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。また、第２入力点１０２は、第４のスイッチング素子Ｑ４、第１キャパシタＣ１、第２のスイッチング素子Ｑ２を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第２，４，５，７のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ７の計４つであって、第１０のスイッチング素子Ｑ１０には電流は流れない。
【００９７】
したがって、第１出力点１０３の電位は、第２入力点１０２の電位（０〔Ｖ〕）より第１キャパシタＣ１の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）分だけ高い電位、つまりＥ／４（＝０＋Ｅ／４）〔Ｖ〕となる。また、第２出力点１０４の電位は、第１入力点１０１の電位（Ｅ〔Ｖ〕）より第２キャパシタＣ２の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）分だけ低い電位、つまり３Ｅ／４（＝Ｅ−Ｅ／４）〔Ｖ〕となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２０は、−Ｅ／２（＝Ｅ／４−３Ｅ／４）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位にインダクタＬ１の両端電圧を加えた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位からインダクタＬ２の両端電圧を差し引いた電位となる。
【００９８】
次に、図５Ｂに示す第８のモードでは、変換回路１０の動作は、上記第１のモードと対称な動作となる。そのため、第８のモードでは、第１変換回路１１の第３，４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、第２変換回路１２の第５，６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、第１の双方向スイッチ１３の第１０のスイッチング素子Ｑ１０とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第１の双方向スイッチ１３は半オン状態にある。この状態では、図５Ｂに示すように、第１入力点１０１は、第５のスイッチング素子Ｑ５、第６のスイッチング素子Ｑ６を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。また、第２入力点１０２は、第４のスイッチング素子Ｑ４、第３のスイッチング素子Ｑ３を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第３，４，５，６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の計４つであって、第１０のスイッチング素子Ｑ１０には電流は流れない。
【００９９】
したがって、第１出力点１０３は第２入力点１０２と同電位（０〔Ｖ〕）になり、第２出力点１０４は第１入力点１０１と同電位（Ｅ〔Ｖ〕）になる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２０は、−Ｅ（＝０−Ｅ）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位にインダクタＬ１の両端電圧を加えた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位からインダクタＬ２の両端電圧を差し引いた電位となる。
【０１００】
要するに、電力変換装置１は、上記第１〜８のモードを切り替えることにより、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２０の大きさを、複数段階に変化させる。
【０１０１】
さらに詳しく説明すると、第１変換回路１１は、第１キャパシタＣ１をフライングキャパシタとして用い、第１〜４，９〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ９〜Ｑ１２のオン／オフを切り替えることにより、第１出力点１０３の電位を切り替える。なお、第１キャパシタＣ１は、原則、第２，７のモードで充電され、第３，６のモードで放電されるが、比較的高い周波数で第１〜８のモードを切り替えれば、基本動作時における第１キャパシタＣ１の両端電圧は略一定（Ｅ／４〔Ｖ〕）とみなすことができる。
【０１０２】
また、第２変換回路１２は、第２キャパシタＣ２をフライングキャパシタとして用い、第５〜１２のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２のオン／オフを切り替えることにより、第２出力点１０４の電位を切り替える。なお、第２キャパシタＣ２は、原則、第２，７のモードで充電され、第３，６のモードで放電されるが、比較的高い周波数で第１〜８のモードを切り替えれば、基本動作時における第２キャパシタＣ２の両端電圧は略一定（Ｅ／４〔Ｖ〕）とみなすことができる。
【０１０３】
要するに、制御部６は、出力電圧Ｖ２０の大きさが同じであって且つキャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）を流れる電流の向きが逆になる一対のモードを切り替えることにより、キャパシタの充電と放電とを切り替えている。
【０１０４】
具体的には、制御部６は、出力電圧Ｖ２０をＥ／２〔Ｖ〕とする場合には、第２のモードと第３のモードとを一対のモードとして切り替えることにより、キャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）の充電と放電とを切り替える。また、制御部６は、出力電圧Ｖ２０を−Ｅ／２〔Ｖ〕とする場合には、第７のモードと第６のモードとを一対のモードとして切り替えることにより、キャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）の充電と放電とを切り替える。
【０１０５】
ここで、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２が充電されるのは、原則、第２，７のモードであるから、以下では第２のモードおよび第７のモードを「充電モード」とも呼ぶ。第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２が放電されるのは、原則、第３，６のモードであるから、以下では第３のモードおよび第６のモードを「放電モード」とも呼ぶ。さらに、第１〜８のモードのうち充電モードおよび放電モード以外のモード（第１，４，５，８のモード）は、キャパシタの充電にも放電にも寄与せずキャパシタの電圧を維持するモードであるから、以下では第１，４，５，８のモードを「維持モード」とも呼ぶ。また、以下では、制御部６は、充電モードと放電モードとのいずれか一方を選択する場合において、充電モードを選択するときには「充電指令」を出力することとし、放電モードを選択するときには「放電指令」を出力することとする。
【０１０６】
すなわち、制御部６は、出力電圧Ｖ２０をＥ／２〔Ｖ〕とする場合において、キャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）を充電するときには、充電指令を出力し、充電モードである第２のモードを選択する。制御部６は、出力電圧Ｖ２０をＥ／２〔Ｖ〕とする場合において、キャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）を放電するときには、放電指令を出力し、放電モードである第３のモードを選択する。
【０１０７】
同様に、制御部６は、出力電圧Ｖ２０を−Ｅ／２〔Ｖ〕とする場合において、キャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）を充電するときには、充電指令を出力し、充電モードである第７のモードを選択する。制御部６は、出力電圧Ｖ２０を−Ｅ／２〔Ｖ〕とする場合において、キャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）を放電するときには、放電指令を出力し、放電モードである第６のモードを選択する。
【０１０８】
このように、制御部６は、出力電圧Ｖ２０の大きさが同じであって且つキャパシタを流れる電流の向きが逆になる充電モードと放電モードとを、一対のモードとして切り替えることにより、キャパシタの充電と放電とを切り替える。ただし、充電モードでキャパシタが充電され、放電モードでキャパシタが放電されるのは、変換回路１０に後述する順方向電流が流れている状態に限られる。変換回路１０に後述する逆方向電流が流れている状態では、充電モードでキャパシタが放電され、放電モードでキャパシタが充電される。この点については後述する。以下、とくに断りがない限り、変換回路１０を流れる電流は順方向電流であると仮定して説明する。
【０１０９】
以上説明したように、上記第１〜８のモードにおいては、電力変換装置１は、第１出力点１０３を高電位側、第２出力点１０４を低電位側とする電圧を出力電圧Ｖ２０として出力することになる。そして、電力変換装置１は、第１〜４のモードにおいて、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２０を、Ｅ〔Ｖ〕（第１のモード）、Ｅ／２〔Ｖ〕（第２，３のモード）、０〔Ｖ〕（第４のモード）の３段階で切り替えることになる。第５〜８のモードにおいては、電力変換装置１は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２０を、０〔Ｖ〕（第５のモード）、−Ｅ／２〔Ｖ〕（第６，７のモード）、−Ｅ〔Ｖ〕（第８のモード）の３段階で切り替えることになる。
【０１１０】
したがって、電力変換装置１は、上記第１〜８の計８つのモードを切り替えることにより、出力電圧Ｖ２０をＥ〔Ｖ〕、Ｅ／２〔Ｖ〕、０〔Ｖ〕、−Ｅ／２〔Ｖ〕、−Ｅ〔Ｖ〕の５段階で切り替えることができる。電力変換装置１は、これら５段階の出力電圧Ｖ２０を適宜切り替えることにより、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に交流電圧である第１出力電圧Ｖ１０を発生する。
【０１１１】
ここで、出力電圧Ｖ１０は、系統電源７の出力電圧に等しく、図６に示すように正弦波状の波形となる。図６では、横軸が時間軸、縦軸が電圧値を表している。ここで、出力電圧Ｖ１０が０〔Ｖ〕〜Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する状態（つまり正弦波における正極性側の半波に相当する期間）Ｔ１〜Ｔ３においては、電力変換装置１は、第１〜４のモードを切り替えることで動作する。出力電圧Ｖ１０が０〔Ｖ〕〜−Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する状態（つまり正弦波における負極性側の半波に相当する期間）Ｔ４〜Ｔ６においては、電力変換装置１は、第５〜８のモードを切り替えることで動作する。
【０１１２】
以上説明した第１〜８のモードをまとめると、表１のようになる。
【０１１３】
【表１】
2016092848.tif 000003
【０１１４】
ここにおいて、制御部６は、ＰＷＭ信号により、第１〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２のオン／オフを切り替え、上記第１〜８のモードを実現する。
【０１１５】
さらに詳しく説明すると、図６において出力電圧Ｖ１０が０〔Ｖ〕〜Ｅ／２〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ１，Ｔ３では、制御部６は、表１に示すように第２〜４のモードを切り替える動作を繰り返す。ここで、制御部６は、第２のモードと第３のモードとで時間長さを調整することで、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の放電、充電のバランスをとる。
【０１１６】
さらに、図６において出力電圧Ｖ１０がＥ／２〔Ｖ〕〜Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ２では、制御部６は、表１に示すように第１〜３のモードを切り替える動作を繰り返す。ここで、制御部６は、第２のモードと第３のモードとで時間長さを調整することで、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の放電、充電のバランスをとる。
【０１１７】
また、図６において出力電圧Ｖ１０が０〔Ｖ〕〜−Ｅ／２〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ４，Ｔ６では、制御部６は、表１に示すように第５〜７のモードを切り替える動作を繰り返す。ここで、制御部６は、第６のモードと第７のモードとで時間長さを調整することで、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の放電、充電のバランスをとる。
【０１１８】
さらに、図６において出力電圧Ｖ１０が−Ｅ／２〔Ｖ〕〜−Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ５では、制御部６は、表１に示すように第６〜８のモードを切り替える動作を繰り返す。ここで、制御部６は、第６のモードと第７のモードとで時間長さを調整することで、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の放電、充電のバランスをとる。
【０１１９】
なお、出力電圧Ｖ２０の平均値の絶対値を、ゼロから直流電源１００の電圧の１／２の大きさの範囲内で変化させる状態Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ６を、以下では「第１状態」ともいう。また、出力電圧Ｖ２０の平均値の絶対値を、直流電源１００の電圧の１／２の大きさから直流電源１００の電圧の範囲内で変化させる状態Ｔ２，Ｔ５を、以下では「第２状態」ともいう。
【０１２０】
本実施形態において、制御部６は、ＰＷＭ信号のデューティ比を変化させながら上述した第１〜８のモードの切り替えを行うことで、出力電圧Ｖ１０の波形が正弦波に近似するように、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２０を制御する。要するに、電力変換装置１は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２０の大きさを制御部６にて５段階で変化させることにより、正弦波状の交流電圧（出力電圧Ｖ１０）を第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に発生する。
【０１２１】
なお、第４のモードと第５のモードとは、いずれも出力電圧Ｖ２０が０〔Ｖ〕であって、且つ第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の放電および充電には寄与しないモードである。そのため、第４のモードと第５のモードとのいずれか一方を省略することも考えられるが、出力電圧Ｖ１０の正・負のバランスを考慮すれば、電力変換装置１は、第４のモードと第５のモードとを分けた方が、スイッチングロスを小さくできて効率がよくなる。
【０１２２】
本実施形態の電力変換装置１によれば、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子の数（以下、「通過素子数」という）は、上述したように第１〜８のいずれのモードにおいても「４」以下である。
【０１２３】
とくに、第２の双方向スイッチ１４が全オン状態となる第３，４のモードにおいては、第１１のスイッチング素子Ｑ１１と第１２のスイッチング素子Ｑ１２とを別素子として数えても通過素子数は「４」である。同様に、第１の双方向スイッチ１３が全オン状態となる第５，６のモードにおいては、第９のスイッチング素子Ｑ９と第１０のスイッチング素子Ｑ１０とを別素子として数えても通過素子数は「４」である。したがって、第１，２の双方向スイッチ１３，１４がそれぞれ１素子で構成されている場合には、第３〜６のモードにおける通過素子数は「３」になる。
【０１２４】
ところで、制御部６は、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２がそれぞれ基準電圧を中心に充電と放電とを繰り返すように、維持モードと、充電モードまたは放電モードとを切り替えることが好ましい。ここでいう基準電圧は、上述のように直流電源１００から第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に印加される電圧の１／４の大きさの電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）である。これにより、基本動作時における第１キャパシタＣ１の両端電圧および第２キャパシタＣ２の両端電圧は、それぞれ基準電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）に維持される。
【０１２５】
さらにこの場合、制御部６は、第１検出部２１の検出結果と第２検出部２２の検出結果との平均値が基準電圧となるように、維持モードと、充電モードまたは放電モードとを切り替えることが好ましい。
【０１２６】
ところで、本実施形態の電力変換装置１は、上述のように第３，４のモードにおいて第２の双方向スイッチ１４が全オン状態であり、第５，６のモードにおいて第１の双方向スイッチ１３が全オン状態である。つまり、第１〜８のいずれのモードにおいても、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第１〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２のいずれかであって、ダイオード（第１〜１２のダイオードＤ１〜Ｄ１２）に電流は流れない。そのため、電力変換装置１は、第１〜８のいずれのモードにおいても、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。
【０１２７】
以下では、図２Ａ，２Ｂ，３Ａ，３Ｂ，４Ａ，４Ｂ，５Ａ，５Ｂに太線矢印で示す向きに変換回路１０を流れる電流を「順方向電流」と呼び、順方向電流とは逆向きに変換回路１０を流れる電流を「逆方向電流」と呼ぶ。すなわち、出力電圧Ｖ１０が０〔Ｖ〕〜Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する第１〜４のモードにおいては、第１出力点１０３から第３出力点１０５へ向かう電流が順方向電流となる。出力電圧Ｖ１０が０〔Ｖ〕〜−Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する第５〜８のモードにおいては、第２出力点１０４から第４出力点１０６へ向かう電流が順方向電流となる。
【０１２８】
電力変換装置１は、このように変換回路１０が双方向の電流に対応していることにより、第３出力点１０５および第４出力点１０６間に流す出力電流と、第３出力点１０５および第４出力点１０６間に生じる出力電圧Ｖ１０との間に位相差を設定できる。要するに、出力電流と出力電圧Ｖ１０との間に位相差があると、出力電流が出力電圧Ｖ１０と異符号（たとえば出力電圧Ｖ１０が正で出力電流が負など）になる期間が生じる。
【０１２９】
ここで、出力電流と出力電圧Ｖ１０とが同符号の期間には、変換回路１０を流れる電流は順方向電流であるが、出力電流と出力電圧Ｖ１０とが異符号の期間には、変換回路１０を流れる電流は逆方向電流となる。そのため、電力変換装置１は、出力電流と出力電圧Ｖ１０との間に位相差を設定する場合、変換回路１０が双方向の電流に対応している必要がある。本実施形態の電力変換装置１は、変換回路１０が双方向の電流に対応しているため、出力電流と出力電圧Ｖ１０との間に位相差を設定することが可能である。
【０１３０】
とくに、太陽光発電装置用のパワーコンディショナ２０（図７参照）に電力変換装置１が用いられる場合には、単独運転の検出や、系統電源７の電圧上昇を抑制する目的で、電力変換装置１は、出力電流と出力電圧Ｖ１０との間に位相差を設定する場合がある。また、蓄電装置用のパワーコンディショナに電力変換装置１が用いられる場合には、出力電流と出力電圧Ｖ１０との間に位相差を設定することで、電力変換装置１は、電力が供給される向きを制御し、蓄電装置の充電と放電とを切り替える。本実施形態の電力変換装置１は、変換回路１０を双方向の電流が通過可能な状態を作り出すことで、このような用途に対応できる。
【０１３１】
＜パワーコンディショナの構成＞
本実施形態に係るパワーコンディショナ２０は、図７に示すように、上記の電力変換装置１と、解列器９とを備えている。解列器９は、第１出力点１０３（図１参照）および第２出力点１０４（図１参照）と、系統電源７との間に電気的に接続されている。図７の例では、解列器９は、第３出力点１０５および第４出力点１０６と、系統電源７との間に電気的に接続されている。言い換えれば、解列器９は、フィルタ回路５（図１参照）を介して第１出力点１０３および第２出力点１０４に接続されている。つまり、解列器９は、第１出力点１０３および第２出力点１０４と、系統電源７との間にあればよく、第１出力点１０３および第２出力点１０４に直接接続されていることは必須でなく、本実施形態のようにフィルタ回路５の後段に接続されていてもよい。
【０１３２】
ここで、解列器９は、第３出力点１０５と系統電源７との間に電気的に接続された第１接点部９１と、第４出力点１０６と系統電源７との間に電気的に接続された第２接点部９２とを有している。ただし、解列器９は、第３出力点１０５および第４出力点１０６の少なくとも一方と系統電源７との間に電気的に接続されていればよく、第１接点部９１および第２接点部９２のいずれかは省略されていてもよい。
【０１３３】
このパワーコンディショナ２０は、定常時、系統連系運転を行い、直流電源１００から入力される直流電力を電力変換装置１で交流電力に変換し、系統電源７および負荷８へ出力する。詳しい説明は省略するが、パワーコンディショナ２０は、系統電源７の停電等の異常時には、解列器９を開放し、系統電源７から解列された状態で交流電力を出力する自立運転を行うように構成されている。
【０１３４】
このパワーコンディショナ２０によれば、解列器９を開放（解列）することにより、第１変換回路１１および第２変換回路１２と系統電源７との間を電気的に切り離すことができる。そのため、パワーコンディショナ２０は、電源投入後、電力変換装置１が上述した基本動作を開始する前の始動期間に、解列器９を開放することで、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に、フィルタ回路５を含む電流経路を構成することができる。
【０１３５】
ここでいう電流経路は、フィルタ回路５を構成するインダクタＬ１、第３キャパシタＣ３、およびインダクタＬ２を含む電流経路である。電力変換装置１は、この電流経路を充電用の経路として用いることにより、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間が電気的に絶縁されていても第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２を充電できる。
【０１３６】
したがって、電力変換装置１は、第３出力点１０５および第４出力点１０６が系統電源７に接続されていなくても、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２を充電することが可能である。言い換えれば、電力変換装置１は、一対の出力端子（第３出力点１０５、第４出力点１０６）間に何の負荷も接続されていない状態（無負荷状態）であっても、定常動作に必要なキャパシタ（第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２）を充電できる。なお、ここでいう定常動作とは、始動期間の経過後、つまり第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２が基準電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）に充電された後の電力変換装置１の動作であって、上述した基本動作と同義である。
【０１３７】
すなわち、制御部６は、直流電源１００より変換回路１０への電力の供給が開始してからキャパシタが所定電圧（基準電圧）に充電されるまでの始動期間には、充電モードを常に選択することが好ましい。なお、ここでいう充電モードは、基本動作における充電モード（第２，７のモード）とは異なり、解列器９を開放することで、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に、フィルタ回路５を含む電流経路が構成されたモードである。そして、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２が基準電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）に充電されると、電力変換装置１は、上述した基本動作に移行して、充電モード（第２，７のモード）と放電モード（第３，６のモード）とを切り替えるように動作する。
【０１３８】
この構成によれば、電力変換装置１は、始動期間には充電モードと放電モードとの切り替えを行わず、常に充電モードを選択してキャパシタを充電するので、始動期間を短縮して早期に基本動作に移行することができる。
【０１３９】
＜特徴＞
以下の説明では、制御部６は、キャパシタの電圧に比べて絶対値の小さな規定値（２ΔＥ〔Ｖ〕）を、直流電源１００の電圧の１／２の大きさに加えた目標電圧（Ｅ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕）に、キャパシタの電圧を維持していることとする。規定値（２ΔＥ〔Ｖ〕）は、絶対値がキャパシタの電圧に比べて小さな値であればよく、正の値（２ΔＥ＞０）および負の値（２ΔＥ＜０）のいずれであってもよいが、ここではまず、規定値は正（プラス）であると仮定して説明する。この場合、基準電圧に充電された第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２との各々の両端電圧はＥ／４〔Ｖ〕よりも若干高くなり、Ｅ／４＋ΔＥ〔Ｖ〕となる。なお、所定値ΔＥ〔Ｖ〕は、基準電圧に比べて十分に小さな値であればよいが、一例として、直流電源１００の電圧Ｅを３３０〔Ｖ〕とした場合、所定値ΔＥ〔Ｖ〕は２〜３〔Ｖ〕程度である。
【０１４０】
以下では、本実施形態の電力変換装置１が、基本動作において第１〜８のモードを、どのように切り替えているかについて詳しく説明する。
【０１４１】
制御部６は、上述したように生成部３で生成される基準波（少なくとも１つのキャリア波）と、出力電圧Ｖ１０の目標値に基づく信号波との比較結果に応じて、維持モードと、充電モードまたは放電モードとが切り替えるためのＰＷＭ信号を生成する。たとえば、出力電圧Ｖ１０が０〔Ｖ〕〜Ｅ／２〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ１，Ｔ３（図６参照）では、制御部６は、ＰＷＭ信号により、維持モードである第４のモードと、充電モードである第２のモードまたは放電モードである第３のモードとを切り替える。
【０１４２】
本実施形態においては、制御部６が、基準波の１周期内に充電モードと放電モードとの一方のみが含まれるように、基準波の１周期ごとに充電モードと放電モードとのいずれかを選択するように構成されている。本実施形態の電力変換装置１は、位相差の無い１ないし複数のキャリア波を基準波として用い、この基準波と信号波との大きさの比較結果に応じて、維持モードと、充電モードまたは放電モードとを切り替える。ここでいう信号波は、出力電圧Ｖ１０の目標値、つまり系統電源７と同じ正弦波に基づく信号波である。
【０１４３】
ここで、充電モードと放電モードとのいずれを選択するかについては、制御部６は、基本的には検出回路の検出結果に応じて決定する。検出回路は第１検出部２１および第２検出部２２からなり、検出回路の検出結果は、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１と第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２との平均値である。具体的に説明すると、第１検出部２１の検出結果（第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１）および第２検出部２２の検出結果（第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２）はマイコン６２に出力されている。マイコン６２は、このようにして個別に取得した第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１と第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２との平均値Ｖｃを求める。なお、平均値Ｖｃは、Ｖｃ＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２で表される。
【０１４４】
ここにおいて、制御部６は、たとえば図８に示すフローチャートに従って動作する。
【０１４５】
すなわち、制御部６はまず、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１と第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２との平均値Ｖｃと基準電圧（Ｅ／４＋ΔＥ〔Ｖ〕）とを比較する（Ｓ１）。このとき、平均値Ｖｃが基準電圧以上であれば（Ｓ１：Ｙｅｓ）、制御部６は、放電指令を出力する（Ｓ２）。一方、平均値Ｖｃが基準電圧未満であれば（Ｓ１：Ｎｏ）、制御部６は、充電指令を出力する（Ｓ３）。
【０１４６】
制御部６は、これらＳ１〜Ｓ３の処理を、基準波と同一周期で繰り返し行うことにより、基準波の１周期ごとに、充電指令と放電指令とのいずれか一方を出力することで、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１および第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２を基準電圧に維持する。このように、充電指令および放電指令は、基本的には検出回路の検出結果と基準電圧との比較結果に応じて随時切り替えられる。
【０１４７】
ただし、本実施形態では、所定期間においては、制御部６は、検出回路の検出結果と基準電圧との比較結果にかかわらず、充電指令および放電指令を予め決められたパターンで出力する。ここでいう所定期間は、第１〜８のモードのうちＰＷＭ信号にて切り替えられるモードの組み合わせが変化する期間であり、たとえば状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の期間や、状態Ｔ２から状態Ｔ３へ移行する時点の前後の期間である。この他、状態Ｔ４から状態Ｔ５へ移行する時点の前後の期間や、状態Ｔ５から状態Ｔ６へ移行する時点の前後の期間も、所定期間に含まれる。なお、状態Ｔ３から状態Ｔ４へ移行する時点の前後、および状態Ｔ６から状態Ｔ１へ移行する時点の前後の期間のように、出力電圧Ｖ１０のゼロクロス点を含む期間は本実施形態では所定期間に含まれない。
【０１４８】
たとえば状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の所定期間においては、制御部６は、状態Ｔ１には放電指令、状態Ｔ２には充電指令をそれぞれ出力する。状態Ｔ２から状態Ｔ３へ移行する時点の前後の所定期間においては、制御部６は、状態Ｔ２には充電指令、状態Ｔ３には放電指令をそれぞれ出力する。状態Ｔ４から状態Ｔ５へ移行する時点の前後の所定期間においては、制御部６は、状態Ｔ４には放電指令、状態Ｔ５には充電指令をそれぞれ出力する。状態Ｔ５から状態Ｔ６へ移行する時点の前後の所定期間においては、制御部６は、状態Ｔ５には充電指令、状態Ｔ６には放電指令をそれぞれ出力する。
【０１４９】
以下ではまず、参考例として、位相差の無い４つのキャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４を用いる場合について、図９を参照して簡単に説明する。図９は、横軸を時間軸、縦軸を電圧として、信号波ＯＳ１（太線で示す）と、キャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４との関係を示している。なお、図９では、信号波ＯＳ１とキャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４との関係を模式的に表しているため、信号波ＯＳ１の１周期中にキャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４の各々が４０周期しか含まれていないが、この構成に限る趣旨ではない。実際には、信号波ＯＳ１の１周期中にキャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４の各々が数十〜数百周期程度、含まれていてもよい。
【０１５０】
この参考例では、第１のキャリア波ＣＷ１は０〔Ｖ〕を最小値、Ｅ／２〔Ｖ〕を最大値として、０〔Ｖ〕〜Ｅ／２〔Ｖ〕の間で周期的に振動するのこぎり波である。第２のキャリア波ＣＷ２はＥ／２〔Ｖ〕を最小値、Ｅ〔Ｖ〕を最大値として、Ｅ／２〔Ｖ〕〜Ｅ〔Ｖ〕の間で周期的に振動するのこぎり波である。第３のキャリア波ＣＷ３は０〔Ｖ〕を最大値、−Ｅ／２〔Ｖ〕を最小値として、０〔Ｖ〕〜−Ｅ／２〔Ｖ〕の間で周期的に振動するのこぎり波である。第４のキャリア波ＣＷ４は−Ｅ／２〔Ｖ〕を最大値、−Ｅ〔Ｖ〕を最小値として、−Ｅ／２〔Ｖ〕〜−Ｅ〔Ｖ〕の間で周期的に振動するのこぎり波である。
【０１５１】
参考例において、信号波は、図６に示した出力電圧Ｖ１０の波形に等しく、−Ｅ〔Ｖ〕〜Ｅ〔Ｖ〕の範囲内で変動する正弦波状の波形である。
【０１５２】
参考例のように第１〜４のキャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４を用いれば、制御部６は、状態Ｔ１〜Ｔ６のそれぞれにおいて、基準波と信号波ＯＳ１との比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成し、維持モードと、充電モードまたは放電モードとを切り替えることができる。つまり、たとえば信号波ＯＳ１が０〔Ｖ〕〜Ｅ／２〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ１，Ｔ３においては、制御部６は、信号波ＯＳ１と、基準波（第１〜４のキャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４）のうち第１のキャリア波ＣＷ１との比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。また、たとえば信号波ＯＳ１がＥ／２〔Ｖ〕〜Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ２においては、制御部６は、信号波ＯＳ１と、基準波（第１〜４のキャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４）のうち第２のキャリア波ＣＷ２との比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。ただし、参考例のように４つのキャリア波ＣＷ１〜ＣＷ４を用いると、生成部３の構成および制御部６の処理が複雑になる。
【０１５３】
そこで、本実施形態の電力変換装置１は、図１０に示すように１つの連続したキャリア波ＣＷ１のみを基準波として用い、生成部３の構成および制御部６の処理を簡略化している。図１０は、横軸を時間軸、縦軸を電圧として、信号波ＯＳ１（太線で示す）と、キャリア波ＣＷ１との関係を示している。なお、図１０では、図９と同様に、信号波ＯＳ１の１周期中にキャリア波ＣＷ１が４０周期しか含まれていないが、この構成に限る趣旨ではない。実際には、信号波ＯＳ１の１周期中にキャリア波ＣＷ１が数十〜数百周期程度、含まれていてもよい。キャリア波ＣＷ１の周波数は、たとえば１６ｋＨｚ程度である。
【０１５４】
図１０の例では、キャリア波ＣＷ１は０〔Ｖ〕を最小値、Ｅ／２〔Ｖ〕を最大値として、０〔Ｖ〕〜Ｅ／２〔Ｖ〕の間で周期的に振動するのこぎり波である。
【０１５５】
本実施形態では、信号波ＯＳ１は、図１０に示すように系統電源７と同じ正弦波（図中に破線で示す）に基づきながらも、当該正弦波そのものではなく、状態Ｔ１〜Ｔ６に応じて当該正弦波を適宜シフトさせた形状の波形である。つまり、図１０の信号波ＯＳ１は、キャリア波ＣＷ１の最小値である０〔Ｖ〕と最大値であるＥ／２〔Ｖ〕との間に収まるように、元の正弦波がＥ／２〔Ｖ〕を超える状態Ｔ２では、元の正弦波をＥ／２〔Ｖ〕だけ負（マイナス）の向きにシフトした波形となる。また、この信号波ＯＳ１は、元の正弦波が０〔Ｖ〕〜−Ｅ／２〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ４，Ｔ６では、元の正弦波をＥ／２〔Ｖ〕だけ正（プラス）の向きにシフトした波形となる。さらに、この信号波ＯＳ１は、元の正弦波が−Ｅ２〔Ｖ〕〜−Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ５では、元の正弦波をＥ〔Ｖ〕だけ正（プラス）の向きにシフトした波形となる。
【０１５６】
本実施形態の電力変換装置１は、図１０に示すような１つのキャリア波ＣＷ１と信号波ＯＳ１との比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成し、維持モードと、充電モードまたは放電モードとを切り替える。さらに、本実施形態の電力変換装置１は、充電指令および放電指令に応じて充電モードと放電モードとのいずれかを選択するように構成されている。
【０１５７】
以下では、キャリア波ＣＷ１と信号波ＯＳ１との比較結果を比較信号Ｓｊ１として説明する。比較信号Ｓｊ１は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１以下（ＯＳ１≦ＣＷ１）の期間に「Ｈ」になる信号である。さらに、制御部６は、充電指令を出力する期間に「Ｈ」となり、放電指令を出力する期間に「Ｌ」となる指令信号Ｓｃｄ１を出力すると仮定する。
【０１５８】
図１０に示す信号波ＯＳ１を用いることで、本実施形態の制御部６は、表２に示す判定条件に従って、比較信号Ｓｊ１および指令信号Ｓｃｄ１に応じて、維持モードと充電モードと放電モードとのいずれかのモードを選択する。
【０１５９】
【表２】
2016092848.tif 000004
【０１６０】
表２に示す判定条件に従った制御部６の動作について、図１１を参照してさらに詳しく説明する。以下では、制御部６は、変換回路１０が充電モードで動作する期間に「Ｈ」となる充電信号Ｓｃ１、および変換回路１０が放電モードで動作する期間に「Ｈ」となる放電信号Ｓｄ１を出力すると仮定する。
【０１６１】
図１１は、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の所定期間における制御部６の動作を表している。ここで、所定期間は、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点を中心として、キャリア波ＣＷ１の６周期（第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６）分の期間とする。
【０１６２】
状態Ｔ１においては、制御部６は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１を超える（ＯＳ１＞ＣＷ１）期間（比較信号Ｓｊ１が「Ｌ」の期間）に、充電モードまたは放電モードを選択する。信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１以下の期間（比較信号Ｓｊ１が「Ｈ」の期間）には、制御部６は、維持モードを選択する。そして、制御部６は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１を超える期間のうち、充電指令が出力されている期間（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｈ」の期間）には、充電モードを選択し充電信号Ｓｃ１を「Ｈ」にする。制御部６は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１を超える期間のうち、放電指令が出力されている期間（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｌ」の期間）には、放電モードを選択し放電信号Ｓｄ１を「Ｈ」にする。
【０１６３】
ここで、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の所定期間（第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６）においては、制御部６は、状態Ｔ１には放電指令、状態Ｔ２には充電指令をそれぞれ出力する。そのため、状態Ｔ１に当たるキャリア波ＣＷ１の第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３に亘っては、放電指令が出力されている（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｌ」）。これにより、電力変換装置１は、状態Ｔ１においては、図１１に示すようにキャリア波ＣＷ１の１周期（第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々）において、維持モードと放電モードとが、ＰＷＭ信号により切り替えられることになる。ここで、状態Ｔ１における充電モードは第２のモード、放電モードは第３のモード、維持モードは第４のモードである。したがって、第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々において、制御部６は、第２〜４のモードを、第４のモード、第３のモードの順に切り替えることになる。
【０１６４】
その結果、状態Ｔ１の第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々において、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に発生する出力電圧Ｖ２０は、図１１に示すように０〔Ｖ〕（第４のモード）、Ｅ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕（第３のモード）の順に切り替わる。ここで、第３のモードにおける出力電圧Ｖ２０がＥ／２〔Ｖ〕でなくＥ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕となるのは、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１および第２キャパシタＣ２のＶ２をそれぞれＥ／４＋ΔＥ〔Ｖ〕としたことによる。つまり、第３のモードにおける第１出力点１０３の電位は、第２出力点１０４の電位より、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１と第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２との和の分だけ高い電位であるから、出力電圧Ｖ２０はＥ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕になる。
【０１６５】
一方、状態Ｔ２においては、制御部６は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１以下の期間（比較信号Ｓｊ１が「Ｈ」の期間）に、充電モードまたは放電モードを選択する。信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１を超える期間（比較信号Ｓｊ１が「Ｌ」の期間）には、制御部６は、維持モードを選択する。そして、制御部６は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１以下の期間のうち、充電指令が出力されている期間（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｈ」の期間）には、充電モードを選択し充電信号Ｓｃ１を「Ｈ」にする。制御部６は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１以下の期間のうち、放電指令が出力されている期間（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｌ」の期間）には、放電モードを選択し放電信号Ｓｄ１を「Ｈ」にする。
【０１６６】
ここで、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の所定期間（第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６）においては、制御部６は、状態Ｔ１には放電指令、状態Ｔ２には充電指令をそれぞれ出力する。そのため、状態Ｔ２に当たるキャリア波ＣＷ１の第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６に亘っては、充電指令が出力されている（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｈ」）。これにより、電力変換装置１は、状態Ｔ２においては、図１１に示すようにキャリア波ＣＷ１の１周期（第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々）において、充電モードと維持モードとが、ＰＷＭ信号により切り替えられることになる。ここで、状態Ｔ２における充電モードは第２のモード、放電モードは第３のモード、維持モードは第１のモードである。したがって、第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々において、制御部６は、第１〜３のモードを、第２のモード、第１のモードの順に切り替えることになる。
【０１６７】
その結果、状態Ｔ２の第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々において、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に発生する出力電圧Ｖ２０は、図１１に示すようにＥ／２−２ΔＥ〔Ｖ〕（第２のモード）、Ｅ〔Ｖ〕（第１のモード）の順に切り替わる。ここで、第２のモードにおける出力電圧Ｖ２０がＥ／２〔Ｖ〕でなくＥ／２−２ΔＥ〔Ｖ〕となるのは、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１および第２キャパシタＣ２のＶ２をそれぞれＥ／４＋ΔＥ〔Ｖ〕としたことによる。つまり、第２のモードにおける第１出力点１０３の電位は、第１入力点１０１の電位（Ｅ〔Ｖ〕）より、第１キャパシタＣ１の電圧Ｖ１の分だけ低い電位、つまり３Ｅ／４−ΔＥ（＝Ｅ−Ｅ／４−ΔＥ）〔Ｖ〕である。また、第２のモードにおける第２出力点１０４の電位は、第２入力点１０２の電位（０〔Ｖ〕）より第２キャパシタＣ２の電圧Ｖ２の分だけ高い電位、つまりＥ／４−ΔＥ（＝０＋Ｅ／４−ΔＥ）〔Ｖ〕となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２０は、Ｅ／２−２ΔＥ〔Ｖ〕になる。
【０１６８】
ところで、状態Ｔ１において、第４のモードと第３のモードとは、ＰＷＭ信号により切り替えられるので、信号波ＯＳ１が上昇するにつれて、第４のモードのデューティ比は０％に近くなり、第３のモードのデューティ比は１００％に近くなる。言い換えれば、出力電圧Ｖ２０における０〔Ｖ〕のデューティ比は０％に近くなり、Ｅ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕のデューティ比は１００％に近くなる。ただし、一般的に、ＰＷＭ制御においてはデューティ比の上限値および下限値があるため、信号波ＯＳ１が最大となる第３の周期Ｐ３においても、出力電圧Ｖ２０における０〔Ｖ〕のデューティ比は完全に０％にはならない。ここでは、第３の周期Ｐ３において出力電圧Ｖ２０の平均値はＥ／２〔Ｖ〕となる。
【０１６９】
また、状態Ｔ２において、第２のモードと第１のモードとは、ＰＷＭ信号により切り替えられるので、信号波ＯＳ１が低下するにつれて、第２のモードのデューティ比は１００％に近くなり、第１のモードのデューティ比は０％に近くなる。言い換えれば、Ｅ／２−２ΔＥ〔Ｖ〕のデューティ比は１００％に近くなり、出力電圧Ｖ２０におけるＥ〔Ｖ〕のデューティ比は０％に近くなる。ただし、一般的に、ＰＷＭ制御においてはデューティ比の上限値および下限値があるため、信号波ＯＳ１が最小となる第４の周期Ｐ４においても、出力電圧Ｖ２０におけるＥ〔Ｖ〕のデューティ比は完全に０％にはならない。ここでは、第４の周期Ｐ４において出力電圧Ｖ２０の平均値はＥ／２〔Ｖ〕となる。
【０１７０】
したがって、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際（第３の周期Ｐ３および第４の周期Ｐ４）において、出力電圧Ｖ２０の平均値はいずれもＥ／２〔Ｖ〕である。ここで、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に生じる出力電圧Ｖ１０は、出力電圧Ｖ２０の平均値に相当する。そのため、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際（第３の周期Ｐ３および第４の周期Ｐ４）において、図１１に示すように出力電圧Ｖ１０は連続的に変化することになる。
【０１７１】
残りの状態Ｔ３〜Ｔ６についても同様に、本実施形態の電力変換装置１は、表２の判定条件に従い、キャリア波ＣＷ１と信号波ＯＳ１との比較結果、および充電指令または放電指令に応じて、維持モードと充電モードと放電モードとを切り替える。これにより、たとえば状態Ｔ２から状態Ｔ３へ移行する際においても、出力電圧Ｖ１０は連続的に変化することになる。同様に、状態Ｔ４から状態Ｔ５へ移行する際、および状態Ｔ５から状態Ｔ６へ移行する際においても、出力電圧Ｖ１０は連続的に変化することになる。
【０１７２】
なお、上述のように、所定期間（キャリア波ＣＷ１の数周期分）に亘って放電モードまたは充電モードが続けて選択されることにより、厳密には、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の電圧変動が生じることも考えられる。ただし、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の容量、およびキャリア波ＣＷ１の周期の設定により、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の電圧変動は、無視できる程度に抑制可能である。
【０１７３】
また、制御部６が充電指令および放電指令を予め決められたパターンで出力する所定期間は、図１１の例のようにキャリア波ＣＷ１の６周期（第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６）分の期間に限らない。所定期間は、少なくとも状態が移行する時点を跨ぐように設定された、キャリア波ＣＷ１の２周期分の期間（第３，４の周期Ｐ３，Ｐ４）であればよい。
【０１７４】
ところで、規定値（２ΔＥ〔Ｖ〕）は、絶対値がキャパシタの電圧に比べて小さければよく、上述したように正の値（２ΔＥ＞０）に限らず、負の値（２ΔＥ＜０）であってもよい。規定値が負（マイナス）である場合においては、規定値が正（プラス）である場合とは異なり、基準電圧に充電された第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２との各々の両端電圧はＥ／４〔Ｖ〕よりも若干低くなる（Ｅ／４＋ΔＥ〔Ｖ〕）。
【０１７５】
つまり、規定値が負の場合においては、出力電圧Ｖ２０は、放電モードにおいて直流電源１００の電圧の１／２よりも若干低く、充電モードにおいて直流電源１００の電圧の１／２よりも若干高くなる。したがって、規定値が負の場合には、制御部６は、放電モードと充電モードとの関係を規定値が正の場合とは逆にすることにより、規定値が正の場合と同様の出力電圧Ｖ２０（図１１参照）が得られることになる。すなわち、規定値が負の場合、たとえば状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の所定期間においては、制御部６は、状態Ｔ１には充電指令、状態Ｔ２には放電指令をそれぞれ出力する。
【０１７６】
そのため、状態Ｔ１においては、キャリア波ＣＷ１の１周期（第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々）において、充電モード（第２のモード）と維持モード（第４のモード）とが、ＰＷＭ信号により切り替えられることになる。これにより、状態Ｔ１の第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々において、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に発生する出力電圧Ｖ２０は、０〔Ｖ〕（第４のモード）、Ｅ／２−２ΔＥ〔Ｖ〕（第２のモード）の順に切り替わる。一方、状態Ｔ２においては、キャリア波ＣＷ１の１周期（第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々）において、放電モード（第３のモード）と維持モード（第１のモード）とが、ＰＷＭ信号により切り替えられることになる。これにより、状態Ｔ２の第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々において、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に発生する出力電圧Ｖ２０は、Ｅ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕（第３のモード）、Ｅ〔Ｖ〕（第１のモード）の順に切り替わる。
【０１７７】
結果的に、規定値が負の場合でも、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際において、出力電圧Ｖ２０の平均値はいずれもＥ／２〔Ｖ〕となる。ここで、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に生じる出力電圧Ｖ１０は、出力電圧Ｖ２０の平均値に相当する。そのため、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際において、出力電圧Ｖ１０は連続的に変化することになる。
【０１７８】
＜比較例＞
以下に、本実施形態の効果を説明するために、直流電源１００の電圧の１／２の大きさの目標電圧（Ｅ／２〔Ｖ〕）に、キャパシタの電圧を維持するように構成された比較例の電力変換装置について、図１２を参照して説明する。比較例の電力変換装置は、キャパシタの電圧以外の構成および動作については本実施形態の電力変換装置１と共通であるため、以下では、本実施形態と同様の構成については共通の符号を付して適宜説明を省略する。
【０１７９】
比較例においては、基準電圧に充電された第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２との各々の両端電圧はＥ／４〔Ｖ〕である。
【０１８０】
図１２は、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の所定期間における制御部６の動作を表している。ここで、所定期間は、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点を中心として、キャリア波ＣＷ１の６周期（第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６）分の期間とする。
【０１８１】
まず、状態Ｔ１の第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々においては、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に発生する出力電圧Ｖ２０は、図１２に示すように０〔Ｖ〕（第４のモード）、Ｅ／２〔Ｖ〕（第３のモード）の順に切り替わる。
【０１８２】
一方、状態Ｔ２の第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々において、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に発生する出力電圧Ｖ２０は、図１２に示すようにＥ／２〔Ｖ〕（第２のモード）、Ｅ〔Ｖ〕（第１のモード）の順に切り替わる。
【０１８３】
ところで、状態Ｔ１において、第４のモードと第３のモードとは、ＰＷＭ信号により切り替えられるので、信号波ＯＳ１が上昇するにつれて、第４のモードのデューティ比は０％に近くなり、第３のモードのデューティ比は１００％に近くなる。言い換えれば、出力電圧Ｖ２０における０〔Ｖ〕のデューティ比は０％に近くなり、Ｅ／２〔Ｖ〕のデューティ比は１００％に近くなる。ただし、一般的に、ＰＷＭ制御においてはデューティ比の上限値および下限値があるため、信号波ＯＳ１が最大となる第３の周期Ｐ３においても、出力電圧Ｖ２０における０〔Ｖ〕のデューティ比は完全に０％にはならない。そのため、第３の周期Ｐ３において出力電圧Ｖ２０の平均値はＥ／２〔Ｖ〕にはならず、Ｅ／２〔Ｖ〕を下回る値（以下、「Ｅ／２−α〔Ｖ〕」とする）になる。
【０１８４】
また、状態Ｔ２において、第２のモードと第１のモードとは、ＰＷＭ信号により切り替えられるので、信号波ＯＳ１が低下するにつれて、第２のモードのデューティ比は１００％に近くなり、第１のモードのデューティ比は０％に近くなる。言い換えれば、Ｅ／２〔Ｖ〕のデューティ比は１００％に近くなり、出力電圧Ｖ２０におけるＥ〔Ｖ〕のデューティ比は０％に近くなる。ただし、一般的に、ＰＷＭ制御においてはデューティ比の上限値および下限値があるため、信号波ＯＳ１が最小となる第４の周期Ｐ４においても、出力電圧Ｖ２０におけるＥ〔Ｖ〕のデューティ比は完全に０％にはならない。そのため、第４の周期Ｐ４において出力電圧Ｖ２０の平均値はＥ／２〔Ｖ〕にはならず、Ｅ／２〔Ｖ〕を上回る値（以下「Ｅ／２＋α〔Ｖ〕」とする）となる。
【０１８５】
したがって、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際（第３の周期Ｐ３および第４の周期Ｐ４）において、出力電圧Ｖ２０の平均値はＥ／２−α〔Ｖ〕とＥ／２＋α〔Ｖ〕とで一致しない。ここで、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に生じる出力電圧Ｖ１０は、出力電圧Ｖ２０の平均値に相当する。そのため、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際（第３の周期Ｐ３および第４の周期Ｐ４）において、図１２に示すように出力電圧Ｖ１０は不連続に変化し、段差を生じることになる。
【０１８６】
＜効果＞
以上説明した本実施形態の電力変換装置１によれば、キャパシタの電圧に比べて絶対値の小さな規定値を、直流電源１００の電圧の１／２の大きさに加えた目標電圧に、キャパシタの電圧を維持する。すなわち、この電力変換装置１では、キャパシタの電圧は、直流電源１００の電圧の１／２の大きさに維持されるのではなく、直流電源１００の電圧の１／２の大きさよりも若干（規定値分だけ）高い（あるいは低い）目標電圧に維持される。これにより、規定値が正であれば、上述したように第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２０は、放電モードにおいて直流電源１００の電圧の１／２よりも若干高く、充電モードにおいて直流電源１００の電圧の１／２よりも若干低くなる。また、規定値が負であれば、出力電圧Ｖ２０は、放電モードにおいて直流電源１００の電圧の１／２よりも若干低く、充電モードにおいて直流電源１００の電圧の１／２よりも若干高くなる。したがって、電力変換装置１は、複数のモードをＰＷＭ信号にて切り替えることにより正弦波状の交流出力を実現する場合において、デューティ比の上限値および下限値があっても、出力の不連続の発生を抑えることができる、という利点がある。
【０１８７】
すなわち、「比較例」の欄で説明したように、電力変換装置１は、直流電源１００の電圧の１／２の大きさの目標電圧にキャパシタの電圧を維持する場合、たとえば状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際において、出力電圧Ｖ１０は不連続に変化し段差を生じる。これに対して、本実施形態の電力変換装置１は、キャパシタの電圧を、直流電源１００の電圧の１／２の大きさよりも若干高い（あるいは低い）目標電圧に維持するので、たとえば状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際の出力電圧Ｖ２０の平均値を同値とできる。したがって、本実施形態の電力変換装置１は、たとえば状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際において、出力電圧Ｖ１０は連続的に変化することになり、出力電圧Ｖ１０に段差が生じ難くなる。
【０１８８】
言い換えれば、本実施形態の電力変換装置１は、出力電圧Ｖ２０を、放電モードでは直流電源１００の電圧の１／２よりも若干高く、充電モードでは直流電源１００の電圧の１／２よりも若干低くしたことで、維持モードのデューティ比の下限値を大きくできる。つまり、電力変換装置１は、維持モードのデューティ比を０％に限りなく近づけることなく、出力電圧Ｖ２０の平均値を直流電源１００の電圧の１／２に調節できるので、維持モードのデューティ比の下限値を大きくして、ＰＷＭ制御の精度を向上できる。
【０１８９】
なお、状態Ｔ３から状態Ｔ４へ移行する時点、および状態Ｔ６から状態Ｔ１へ移行する時点のように、出力電圧Ｖ１０のゼロクロス点においては、そもそも出力電流がゼロであるので、出力電圧Ｖ１０に生じる不連続は問題とならない。そのため、本実施形態の電力変換装置１は、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点のように、出力電圧Ｖ１０のゼロクロス点以外であって、状態が移行する時点において出力電圧Ｖ１０の不連続を抑制する。
【０１９０】
また、電力変換装置１は、本実施形態のように、変換回路１０が、第１変換回路１１および第２変換回路１２と、第１の双方向スイッチ１３および第２の双方向スイッチ１４とを備えていることが好ましい。この電力変換装置１は、直流電源１００の両端間に並列接続された第１変換回路１１および第２変換回路１２を有し、第１変換回路１１と第２変換回路１２との間を第１の双方向スイッチ１３および第２の双方向スイッチ１４で接続している。ここで、第１変換回路１１は、４つのスイッチング素子（第１〜４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４）および１つのキャパシタ（第１キャパシタＣ１）を有している。同様に、第２変換回路１２は、４つのスイッチング素子（第５〜８のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８）および１つのキャパシタ（第２キャパシタＣ２）を有している。
【０１９１】
この構成において、直流電源１００から電力変換装置１に入力される電流は、１０個のスイッチング素子（第１〜８のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８および第１，２の双方向スイッチ１３，１４）のうち多くても４個の素子を通過するだけである。したがって、この電力変換装置１では、スイッチング素子の導通損失（ロス）の和が比較的小さく、電力変換効率のさらなる向上を図ることができる、という利点がある。
【０１９２】
さらに、電力変換装置１は、一般的に、導通損失が大きくなるほど発熱量が増えるため大型の放熱装置（ヒートシンクやファン等の空冷装置）が必要になる。本実施形態の電力変換装置１は、導通損失を小さく抑えることで放熱装置の小型化も期待できる。
【０１９３】
また、特許文献１に記載の構成と比較すると、本実施形態の電力変換装置１は、分圧用のキャパシタが必要ない分だけ、装置全体の小型化を図ることができるという利点もある。すなわち、特許文献１に記載の電力変換装置は、２個の直流キャパシタの直列回路に直流電圧Ｅを印加することで、直流電圧ＥをＥ／２ずつに分圧しているので、２個の直流キャパシタは必須の構成である。これに対して、本実施形態の電力変換装置１は、分圧用のキャパシタが必要ないので、その分、装置全体の小型化を図ることが可能である。
【０１９４】
また、制御部６は、本実施形態のように、第１状態（状態Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ６）には、出力電圧Ｖ２０がゼロとなる維持モードと、充電モードまたは放電モードとをＰＷＭ信号にて切り替えることが好ましい。この場合、制御部６は、第２状態（状態Ｔ２，Ｔ５）には、出力電圧Ｖ２０の絶対値が直流電源１００の電圧と同じになる維持モードと、充電モードまたは放電モードとをＰＷＭ信号にて切り替えることが好ましい。ここで、第１状態（状態Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ６）は、出力電圧Ｖ２０の平均値の絶対値を、ゼロから直流電源１００の電圧の１／２の大きさの範囲内で変化させる状態である。第２状態（状態Ｔ２，Ｔ５）は、出力電圧Ｖ２０の平均値の絶対値を、直流電源１００の電圧の１／２の大きさから直流電源１００の電圧の範囲内で変化させる状態である。
【０１９５】
この構成によれば、制御部６は、ＰＷＭ信号を用いたＰＷＭ制御を行うに当たり、上述したように維持モードのデューティ比の下限値を大きくして、ＰＷＭ制御の精度を向上できる、という利点がある。
【０１９６】
また、本実施形態に係るパワーコンディショナ２０によれば、解列器９を開放（解列）することにより、第１変換回路１１および第２変換回路１２と系統電源７との間を電気的に切り離すことができる。したがって、パワーコンディショナ２０は、定常時、系統連系運転を行い、系統電源７の停電等の異常時には、解列器９を開放し、系統電源７から解列された状態で交流電力を出力する自立運転を行うことができる。
【０１９７】
また、本実施形態のように、第１の双方向スイッチ１３の動作状態は、第２接続点２０２から第１接続点２０１へ流れる電流を遮断し、且つ第１接続点２０１から第２接続点２０２へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいることが好ましい。この場合、第２の双方向スイッチ１４の動作状態は、第３接続点２０３から第４接続点２０４へ流れる電流を遮断し、且つ第４接続点２０４から第３接続点２０３へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいることが好ましい。
【０１９８】
この構成によれば、第７，８のモードのように、第１接続点２０１から第２接続点２０２へ流れる電流を遮断する必要がないモードにおいては、第１の双方向スイッチ１３は半オン状態でよい。したがって、制御部６は、第５〜７のモード、あるいは第６〜８のモードを切り替える動作を繰り返す期間（状態Ｔ４〜Ｔ６）においては、第１０のスイッチング素子Ｑ１０をオンし続けることができる。つまり、第５，６のモードでは第１の双方向スイッチ１３は全オン状態であるので、第７，８のモードに切り替わる度に第１０のスイッチング素子Ｑ１０がオフすると、第１０のスイッチング素子Ｑ１０でスイッチングロスが生じる可能性がある。本実施形態の電力変換装置１は、第５〜７のモード、あるいは第６〜８のモードが切り替わる際に、第１０のスイッチング素子Ｑ１０がオンし続けることで、第１の双方向スイッチ１３で生じるスイッチングロスを低減できる。
【０１９９】
同様に、第１，２のモードのように、第４接続点２０４から第３接続点２０３へ流れる電流を遮断する必要がないモードにおいては、第２の双方向スイッチ１４は半オン状態でよい。したがって、本実施形態の電力変換装置１は、第１〜３のモード、あるいは第２〜４のモードが切り替わる際に、第１２のスイッチング素子Ｑ１２がオンし続けることで、第２の双方向スイッチ１４で生じるスイッチングロスを低減できる。
【０２００】
さらに、制御部６は、第１の双方向スイッチ１３に電流が流れている状態で第１の双方向スイッチ１３を半オン状態から全オン状態に移行するようにすれば、第１の双方向スイッチ１３で生じるスイッチングロスを一層低減できる。すなわち、たとえば第７のモードから第６のモードへの切り替え時、制御部６は、第９のダイオードＤ９がオンしている状態で第９のスイッチング素子Ｑ９をオンすることで、第９のスイッチング素子Ｑ９のゼロボルトスイッチングを実現できる。同様に、制御部６は、第２の双方向スイッチ１４に電流が流れている状態で第２の双方向スイッチ１４を半オン状態から全オン状態に移行するようにすれば、第２の双方向スイッチ１４で生じるスイッチングロスを一層低減できる。
【０２０１】
なお、電力変換装置１は、上述したように変換回路１０が第１変換回路１１および第２変換回路１２と、第１の双方向スイッチ１３および第２の双方向スイッチ１４とを備えた構成に限らず、適宜変更可能である。スイッチング素子の数についても、第１〜１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２の１２個に限らず、適宜変更可能である。
【０２０２】
また、第１〜８のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８、および第９〜１２のスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２としては、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、その他の半導体スイッチが用いられていてもよい。たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や、ＧａＮ（窒化ガリウム）などのワイドバンドギャップの半導体材料を用いたパワー半導体デバイスが用いられる。
【０２０３】
また、双方向スイッチ（第１の双方向スイッチ１３および第２の双方向スイッチ１４のそれぞれ）の具体的な構成についても、上述した構成に限らない。双方向スイッチは、たとえばＧａＮ（窒化ガリウム）などのワイドバンドギャップの半導体材料を用いたダブルゲート（デュアルゲート）構造の双方向スイッチであってもよい。
【０２０４】
（実施形態２）
本実施形態の電力変換装置１は、図１３に示すような信号波ＯＳ１を用いてＰＷＭ信号を生成し、維持モードと、充電モードまたは放電モードとを切り替える点で、実施形態１の電力変換装置１と相違する。本実施形態の電力変換装置１の回路構成は、実施形態１の電力変換装置１と共通であるので、以下、実施形態１と同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。
【０２０５】
すなわち、実施形態１では、制御部６は、図１０に示すような信号波ＯＳ１を用いることで、表２に示すように、状態Ｔ１〜Ｔ６によって、維持モードと充電モードと放電モードとの中から適用するモードを選択するための判定条件が異なることがある。たとえば充電モードが選択される条件は、状態Ｔ１では比較信号Ｓｊ１が「Ｌ」で指令信号Ｓｃｄ１が「Ｈ」であるのに対し、状態Ｔ２では比較信号Ｓｊ１が「Ｈ」で指令信号Ｓｃｄ１が「Ｈ」であり、状態Ｔ１と状態Ｔ２とでは判定条件は異なることになる。
【０２０６】
そこで、本実施形態では、図１３に示すように、信号波ＯＳ１の形状を工夫することにより、状態Ｔ１〜Ｔ６によらずに維持モードと充電モードと放電モードとを選択するための判定条件を一律としている。図１３は、横軸を時間軸、縦軸を電圧として、信号波ＯＳ１（太線で示す）と、キャリア波ＣＷ１との関係を示している。なお、図１３では、信号波ＯＳ１の１周期中にキャリア波ＣＷ１が２０周期しか含まれていないが、この構成に限る趣旨ではない。実際には、信号波ＯＳ１の１周期中にキャリア波ＣＷ１が数十〜数百周期程度、含まれていてもよい。キャリア波ＣＷ１の周波数は、たとえば１６ｋＨｚ程度である。
【０２０７】
図１３の例では、キャリア波ＣＷ１は０〔Ｖ〕を最小値、Ｅ／２〔Ｖ〕を最大値として、０〔Ｖ〕〜Ｅ／２〔Ｖ〕の間で周期的に振動する三角波である。このキャリア波ＣＷ１は、単位時間当たりの電圧変化率が上昇時と下降時とで等しい三角波である。ただし、図１３に示すキャリア波ＣＷ１は一例に過ぎず、キャリア波ＣＷ１は、単位時間当たりの電圧変化率が上昇時と下降時とで異なっていてもよく、たとえばのこぎり波であってもよい。
【０２０８】
本実施形態では、信号波ＯＳ１は、図１３に示すように、系統電源７と同じ正弦波（図中に破線で示す）に基づきながらも、状態Ｔ１〜Ｔ６に応じて当該正弦波を適宜シフト並びに反転させた形状の波形である。つまり、図１３の信号波ＯＳ１は、キャリア波ＣＷ１の最小値である０〔Ｖ〕と最大値であるＥ／２〔Ｖ〕との間に収まるように、元の正弦波がＥ／２〔Ｖ〕を超える状態Ｔ２では、元の正弦波をＥ／２〔Ｖ〕を中心に反転した波形となる。言い換えれば、状態Ｔ２における信号波ＯＳ１は、０〔Ｖ〕を中心にして元の正弦波の正・負を反転し、且つＥ〔Ｖ〕だけ正（プラス）の向きにシフトした波形となる。また、この信号波ＯＳ１は、元の正弦波が０〔Ｖ〕〜−Ｅ／２〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ４，Ｔ６では、０〔Ｖ〕を中心にして元の正弦波の正・負を反転した波形となる。さらに、この信号波ＯＳ１は、元の正弦波が−Ｅ２〔Ｖ〕〜−Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する状態Ｔ５では、０〔Ｖ〕を中心にして元の正弦波の正・負を反転し、且つＥ／２〔Ｖ〕を中心に反転した波形となる。言い換えれば、状態Ｔ５における信号波ＯＳ１は、元の正弦波をＥ〔Ｖ〕だけ正（プラス）の向きにシフトした波形となる。
【０２０９】
以下では、キャリア波ＣＷ１と信号波ＯＳ１との比較結果を比較信号Ｓｊ１として説明する。比較信号Ｓｊ１は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１以下（ＯＳ１≦ＣＷ１）の期間に「Ｈ」になる信号である。さらに、制御部６は、充電指令を出力する期間に「Ｈ」となり、放電指令を出力する期間に「Ｌ」となる指令信号Ｓｃｄ１を出力すると仮定する。
【０２１０】
図１３に示す信号波ＯＳ１を用いることで、本実施形態の制御部６は、表３に示す判定条件に従って、状態Ｔ１〜Ｔ６に関係なく、比較信号Ｓｊ１および指令信号Ｓｃｄ１に応じて、維持モードと充電モードと放電モードとのいずれかのモードを選択する。
【０２１１】
【表３】
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【０２１２】
表３に示す判定条件に従った制御部６の動作について、図１４を参照してさらに詳しく説明する。以下では、制御部６は、変換回路１０が充電モードで動作する期間に「Ｈ」となる充電信号Ｓｃ１、および変換回路１０が放電モードで動作する期間に「Ｈ」となる放電信号Ｓｄ１を出力すると仮定する。なお、図１４の例では、キャリア波ＣＷ１が最小値（０〔Ｖ〕）から最大値（Ｅ／２〔Ｖ〕）へ変化し再び最小値（０〔Ｖ〕）へ変化するまでの期間を、キャリア波ＣＷ１の１周期（第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６の各々）としている。制御部６は、キャリア波ＣＷ１の第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６の各々において、充電指令と放電指令とのいずれか一方を出力する。
【０２１３】
図１４は、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の所定期間における制御部６の動作を表している。ここで、所定期間は、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点を中心として、キャリア波ＣＷ１の６周期（第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６）分の期間とする。
【０２１４】
制御部６は、図１４に示すように、状態Ｔ１，Ｔ２に関係なく、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１を超える（ＯＳ１＞ＣＷ１）期間（比較信号Ｓｊ１が「Ｌ」の期間）に、充電モードまたは放電モードを選択する。信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１以下の期間（比較信号Ｓｊ１が「Ｈ」の期間）には、制御部６は、維持モードを選択する。そして、制御部６は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１を超える期間のうち、充電指令が出力されている期間（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｈ」の期間）には、充電モードを選択し充電信号Ｓｃ１を「Ｈ」にする。制御部６は、信号波ＯＳ１がキャリア波ＣＷ１を超える期間のうち、放電指令が出力されている期間（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｌ」の期間）には、放電モードを選択し放電信号Ｓｄ１を「Ｈ」にする。
【０２１５】
ここで、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する時点の前後の所定期間（第１〜６の周期Ｐ１〜Ｐ６）においては、制御部６は、状態Ｔ１には放電指令、状態Ｔ２には充電指令をそれぞれ出力する。
【０２１６】
そのため、状態Ｔ１に当たるキャリア波ＣＷ１の第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３に亘っては、放電指令が出力されている（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｌ」）。これにより、電力変換装置１は、状態Ｔ１においては、図１４に示すようにキャリア波ＣＷ１の１周期（第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々）において、放電モードと維持モードとが、ＰＷＭ信号により切り替えられることになる。ここで、状態Ｔ１における充電モードは第２のモード、放電モードは第３のモード、維持モードは第４のモードである。したがって、第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々において、制御部６は、第２〜４のモードを、第３のモード、第４のモード、第３のモードの順に切り替えることになる。
【０２１７】
一方、状態Ｔ２に当たるキャリア波ＣＷ１の第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６に亘っては、充電指令が出力されている（指令信号Ｓｃｄ１が「Ｈ」）。これにより、電力変換装置１は、状態Ｔ２においては、図１４に示すようにキャリア波ＣＷ１の１周期（第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々）において、充電モードと維持モードとが、ＰＷＭ信号により切り替えられることになる。ここで、状態Ｔ２における充電モードは第２のモード、放電モードは第３のモード、維持モードは第１のモードである。したがって、第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々において、制御部６は、第１〜３のモードを、第２のモード、第１のモード、第２のモードの順に切り替えることになる。
【０２１８】
その結果、状態Ｔ１の第１〜３の周期Ｐ１〜Ｐ３の各々において、出力電圧Ｖ２０は、図１４に示すようにＥ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕（第３のモード）、０〔Ｖ〕（第４のモード）、Ｅ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕（第３のモード）の順に切り替わる。一方、状態Ｔ２の第４〜６の周期Ｐ４〜Ｐ６の各々においては、出力電圧Ｖ２０は、図１４に示すようにＥ／２−２ΔＥ〔Ｖ〕（第２のモード）、Ｅ〔Ｖ〕（第１のモード）、Ｅ／２−２ΔＥ〔Ｖ〕（第２のモード）の順に切り替わる。
【０２１９】
ところで、状態Ｔ１において、第４のモードと第３のモードとは、ＰＷＭ信号により切り替えられるので、信号波ＯＳ１が上昇するにつれて、第４のモードのデューティ比は０％に近くなり、第３のモードのデューティ比は１００％に近くなる。言い換えれば、出力電圧Ｖ２０における０〔Ｖ〕のデューティ比は０％に近くなり、Ｅ／２＋２ΔＥ〔Ｖ〕のデューティ比は１００％に近くなる。ただし、一般的に、ＰＷＭ制御においてはデューティ比の上限値および下限値があるため、信号波ＯＳ１が最大となる第３の周期Ｐ３においても、出力電圧Ｖ２０における０〔Ｖ〕のデューティ比は完全に０％にはならない。ここでは、第３の周期Ｐ３において出力電圧Ｖ２０の平均値はＥ／２〔Ｖ〕となる。
【０２２０】
また、状態Ｔ２において、第２のモードと第１のモードとは、ＰＷＭ信号により切り替えられるので、信号波ＯＳ１が上昇するにつれて、第２のモードのデューティ比は１００％に近くなり、第１のモードのデューティ比は０％に近くなる。言い換えれば、Ｅ／２−２ΔＥ〔Ｖ〕のデューティ比は１００％に近くなり、出力電圧Ｖ２０におけるＥ〔Ｖ〕のデューティ比は０％に近くなる。ただし、一般的に、ＰＷＭ制御においてはデューティ比の上限値および下限値があるため、信号波ＯＳ１が最大となる第４の周期Ｐ４においても、出力電圧Ｖ２０におけるＥ〔Ｖ〕のデューティ比は完全に０％にはならない。ここでは、第４の周期Ｐ４において出力電圧Ｖ２０の平均値はＥ／２〔Ｖ〕となる。
【０２２１】
したがって、本実施形態の電力変換装置１であっても、実施形態１と同様に、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際（第３の周期Ｐ３および第４の周期Ｐ４）において、出力電圧Ｖ２０の平均値はいずれもＥ／２〔Ｖ〕である。ここで、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に生じる出力電圧Ｖ１０は、出力電圧Ｖ２０の平均値に相当する。そのため、状態Ｔ１から状態Ｔ２へ移行する際（第３の周期Ｐ３および第４の周期Ｐ４）において、図１４に示すように出力電圧Ｖ１０は連続的に変化することになる。
【０２２２】
残りの状態Ｔ３〜Ｔ６についても同様に、本実施形態の電力変換装置１は、表３の判定条件に従い、キャリア波ＣＷ１と信号波ＯＳ１との比較結果、および充電指令または放電指令に応じて、維持モードと充電モードと放電モードとを切り替える。これにより、たとえば状態Ｔ２から状態Ｔ３へ移行する際においても、出力電圧Ｖ１０は連続的に変化することになる。同様に、状態Ｔ４から状態Ｔ５へ移行する際、および状態Ｔ５から状態Ｔ６へ移行する際においても、出力電圧Ｖ１０は連続的に変化することになる。
【０２２３】
以上説明した本実施形態の構成によれば、信号波ＯＳ１の形状を工夫することにより、状態Ｔ１〜Ｔ６に関係なく、維持モードと充電モードと放電モードとを選択するための判定条件を一律に揃えることができる。すなわち、図１３に示すように系統電源７と同じ正弦波に基づきながらも、当該正弦波そのものではなく、状態Ｔ１〜Ｔ６に応じて当該正弦波を適宜シフト並びに反転させた形状の信号波ＯＳ１を用いることで、電力変換装置１は判定条件を簡略化できる。その結果、電力変換装置１は、維持モードと充電モードと放電モードとを選択するための判定に係る処理を簡略化できるという利点がある。
【０２２４】
なお、電力変換装置１は、図１３に示すような信号波ＯＳ１を用いることで、状態Ｔ１〜Ｔ６によらず、充電指令と放電指令とを切り替えるタイミングを一律でキャリア波ＣＷ１の極小点（Ｅ／２〔Ｖ〕）に揃えることができる。
【０２２５】
その他の構成および機能は実施形態１と同様である。
【符号の説明】
【０２２６】
１  電力変換装置
１１  第１変換回路
１２  第２変換回路
１３  第１の双方向スイッチ
１４  第２の双方向スイッチ
２１  第１検出部
２２  第２検出部
６  制御部
７  系統電源
９  解列器
２０  パワーコンディショナ
１００  直流電源
１０１  第１入力点
１０２  第２入力点
１０３  第１出力点
１０４  第２出力点
２０１  第１接続点
２０２  第２接続点
２０３  第３接続点
２０４  第４接続点
Ｃ１  第１キャパシタ
Ｃ２  第２キャパシタ
Ｑ１〜Ｑ８  第１〜８のスイッチング素子
Ｖ１  第１キャパシタの電圧
Ｖ２  第２キャパシタの電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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