(57)【要約】【課題】電磁ノイズの発生を抑制すること。【解決手段】実施形態のスイッチング制御装置は、負荷電圧に基づいて、パルス信号を生成するための発振信号を生成し、負荷電圧と目標電圧とに基づいて、発振信号の周波数の変化速度と変化範囲とを変更することにより、発振信号の基準周波数を変更する周波数変更部と、発振信号と目標電圧とに基づいてパルス信号を生成し、パルス信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と、を備えた。【選択図】図２
2016082722.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷電圧に基づいて、パルス信号を生成するための発振信号を生成し、前記負荷電圧と目標電圧とに基づいて、前記発振信号の周波数の変化速度と変化範囲とを変更することにより、前記発振信号の基準周波数を変更する周波数変更部と、
前記発振信号と前記目標電圧とに基づいてパルス信号を生成し、前記パルス信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と、
を備えたスイッチング制御装置。
【請求項２】
前記周波数変更部は、前記負荷電圧が増加するに従って、前記周波数の変化速度を速くした前記発振信号を生成する、
請求項１に記載のスイッチング制御装置。
【請求項３】
前記周波数変更部は、前記負荷電圧が増加するに従って、前記周波数の変化範囲を広げた前記発振信号を生成する、
請求項１または２に記載のスイッチング制御装置。
【請求項４】
前記周波数変更部は、前記負荷電圧を入力し、前記負荷電圧に基づいて、周波数の変化速度と変化範囲と振幅とを変更して三角波信号を生成し、前記三角波信号と前記目標電圧とを入力し、前記目標電圧に基づいて、前記三角波信号の周波数の変化速度を変更した前記発振信号を出力する、
請求項１〜３のいずれか一つに記載のスイッチング制御装置。
【請求項５】
前記周波数変更部は、
第１コンデンサを備え、前記負荷電圧を入力し、前記負荷電圧に基づいて、前記第１コンデンサの充放電を制御することにより、前記三角波信号を出力する第１発振回路と、
第２コンデンサを備え、前記三角波信号と前記目標電圧とを入力し、前記目標電圧に基づいて、前記第２コンデンサの充放電を制御することにより、前記三角波信号から前記発振信号を出力する第２発振回路と、
を備えた請求項４に記載のスイッチング制御装置。
【請求項６】
前記周波数変更部は、
第１コンデンサと第２コンデンサを有し、前記負荷電圧を入力し、前記負荷電圧に基づいて、前記第１コンデンサの充放電を制御することにより前記三角波信号を生成し、前記目標電圧に基づいて、前記第２コンデンサの充放電を制御することにより前記三角波信号から前記発振信号を出力する発振回路、
を備えた請求項４に記載のスイッチング制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、スイッチング制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子をオン／オフすることにより、直流電力を降圧または昇圧するスイッチング電源回路では、スイッチング素子をオン／オフするためのパルス信号を、オペアンプを用いた三角波発生回路によりＰＷＭ制御を行って生成している。
【０００３】
このようなスイッチング電源回路では、スイッチング素子のオン／オフにより電磁ノイズが発生するため、この電磁ノイズを分散させるための種々の技術が提案されている。例えば、負荷電流や負荷電圧に応じて周波数を拡散させて、電磁ノイズの発生を分散させる技術が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−１１５８７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、このような従来技術では、周波数を拡散させて周波数範囲を変更するにとどまっているため、短時間に負荷電流が増加したような場合には、周波数範囲を変化させきれずに、電磁ノイズを分散することが困難な場合がある。また、従来技術では、周波数の変化周期が一定であるため、変化周期に起因する電磁ノイズが発生する恐れもある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実施形態のスイッチング制御装置は、負荷電圧に基づいて、パルス信号を生成するための発振信号を生成し、前記負荷電圧と目標電圧とに基づいて、前記発振信号の周波数の変化速度と変化範囲とを変更することにより、前記発振信号の基準周波数を変更する周波数変更部と、前記発振信号と前記目標電圧とに基づいてパルス信号を生成し、前記パルス信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と、を備えた。
当該構成により、一例として、基準周波数の整数倍の周波数で発振信号が重なる頻度が少なくなり、電磁ノイズの発生を抑制することができる。また、当該構成により、一例として、負荷電圧が急激に増加した場合でも、応答遅延の発生を抑止することができる。
【０００７】
また、実施形態のスイッチング制御装置において、前記周波数変更部は、前記負荷電圧が増加するに従って、前記周波数の変化速度を速くした前記発振信号を生成する。
当該構成により、一例として、負荷が高くなった場合に周波数の変化速度を上げて、短時間に電磁ノイズを分散することができ、ノイズレベルを分散しきれずに電磁ノイズが過大になってしまうことを防止することができる。また、当該構成により、一例として、負荷が低くなった場合に、無駄に周波数を振りすぎて、出力電圧が不安定になることを防止することができる。
【０００８】
また、実施形態のスイッチング制御装置において、前記周波数変更部は、前記負荷電圧が増加するに従って、前記周波数の変化範囲を広げた前記発振信号を生成する。
当該構成により、一例として、一例として、負荷が高くなった場合に、短時間に広い帯域に電磁ノイズを分散することができ、ノイズレベルを分散しきれずに電磁ノイズが過大になってしまうことを防止することができる。また、当該構成により、一例として、負荷が低くなった場合に、無駄に周波数を振りすぎて、出力電圧が不安定になることを防止することができる。
【０００９】
また、実施形態のスイッチング制御装置において、前記周波数変更部は、前記負荷電圧を入力し、前記負荷電圧に基づいて、周波数の変化速度と変化範囲と振幅とを変更して三角波信号を生成し、前記三角波信号と前記目標電圧とを入力し、前記目標電圧に基づいて、前記三角波信号の周波数の変化速度を変更した前記発振信号を出力する。
当該構成により、一例として、基準周波数の整数倍の周波数で発振信号が重なる頻度が少なくなり、電磁ノイズの発生を抑制することができる。また、当該構成により、一例として、負荷電圧が急激に増加した場合でも、応答遅延の発生を抑止することができる。
【００１０】
また、実施形態のスイッチング制御装置において、前記周波数変更部は、第１コンデンサを備え、前記負荷電圧を入力し、前記負荷電圧に基づいて、前記第１コンデンサの充放電を制御することにより、前記三角波信号を出力する第１発振回路と、第２コンデンサを備え、前記三角波信号と前記目標電圧とを入力し、前記目標電圧に基づいて、前記第２コンデンサの充放電を制御することにより、前記三角波信号から前記発振信号を出力する第２発振回路と、を備える。
当該構成により、一例として、基準周波数の整数倍の周波数で発振信号が重なる頻度が少なくなり、電磁ノイズの発生を抑制することができる。また、当該構成により、一例として、負荷電圧が急激に増加した場合でも、応答遅延の発生を抑止することができる。
【００１１】
また、実施形態のスイッチング制御装置において、前記周波数変更部は、第１コンデンサと第２コンデンサを有し、前記負荷電圧を入力し、前記負荷電圧に基づいて、前記第１コンデンサの充放電を制御することにより前記三角波信号を生成し、前記目標電圧に基づいて、前記第２コンデンサの充放電を制御することにより前記三角波信号から前記発振信号を出力する発振回路、を備える。
当該構成により、一例として、基準周波数の整数倍の周波数で発振信号が重なる頻度が少なくなり、電磁ノイズの発生を抑制することができ、かつ、負荷電圧が急激に増加した場合でも、応答遅延の発生を抑止することができるとともに、装置構成を簡易にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、本実施形態のスイッチング電源回路の機能的構成の一例を示すブロック図である。
【図２】図２は、本実施形態のスイッチング電源回路の回路構成の一例を示す図である。
【図３】図３は、本実施形態の発振回路２０１の回路構成の一例を示す図である。
【図４】図４は、本実施形態の発振回路２０２の回路構成の一例を示す図である。
【図５】図５は、本実施形態における負荷と負荷電圧の状態の一例を示す図である。
【図６】図６は、図５に示した負荷電圧の状態に対応した三角波信号の波形の一例を示す図である。
【図７】図７は、本実施形態において三角波信号と発振信号との対応の一例を示す図である。
【図８】図８は、本実施形態における発振信号の波形の一部を拡大して示した例を示す図である。
【図９】図９は、変形例のスイッチング電源の回路構成の一例を示す図である。
【図１０】図１０は、変形例の発振回路の回路構成の一例を示す図である。
【図１１】図１１は、変形例のモータ制御回路の構成の一例を示す図である。
【図１２】図１２は、変形例の発振回路の構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の例示的な実施形態が開示される。以下に示される実施形態の構成、ならびに当該構成によってもたらされる作用、結果、および効果は、一例である。本発明は、以下の実施形態に開示される構成以外によっても実現可能であるとともに、基本的な構成に基づく種々の効果や、派生的な効果のうちの少なくとも一つを得ることが可能である。
【００１４】
本実施形態では、スイッチング制御装置を、スイッチング素子をオン／オフすることにより、直流電力を降圧または昇圧するスイッチング電源回路に適用した場合を例にあげて説明する。
【００１５】
図１は、本実施形態のスイッチング電源回路の機能的構成の一例を示すブロック図である。本実施形態のスイッチング電源回路（以下、「電源回路」という。）は、図１に示すように、負荷電流検出素子１０１と、周波数変更速度変換回路１０２と、周波数変更幅変換回路１０３と、周波数変更回路１０４と、周波数発生回路１０５と、出力調整回路１０６と、スイッチング素子１０７と、フィードバック回路１０８とを備えている。図２は、本実施形態のスイッチング電源回路１００の回路構成の一例を示す図である。
【００１６】
負荷電流検出素子１０１は、バッテリ１２０から供給される入力電圧Ｖｉから負荷電流を検出し、入力電圧値Ｖｉを所望の負荷電圧値Ｖｃｕｒに昇圧する。具体的には、図２に示すように、バッテリ１２０から供給される入力電圧Ｖｉから抵抗Ｒｃｕｒで負荷電流が検出され、オペアンプＯＰ２で負荷電圧Ｖｃｕｒに昇圧される。
【００１７】
周波数変更速度変換回路１０２は、負荷電圧値Ｖｃｕｒを入力し、三角波状の信号を生成し、そのスイッチング周波数を変更する速度を変換する。周波数変更幅変換回路１０３は、負荷電圧値Ｖｃｕｒを入力し、三角波状の信号のスイッチング周波数の変更幅を変換して、三角波信号Ｖｓｅｔを出力する。周波数変更速度変換回路１０２と周波数変更幅変換回路１０３とは、発振回路２０１で実現される。発振回路２０１の詳細については後述する。
【００１８】
周波数変更回路１０４は、周波数変更幅変換回路１０３から出力される三角波信号Ｖｓｅｔの周波数を変更する。周波数発生回路１０５は、目標電圧としての基準電圧Ｖｒｅｆを入力し、三角波信号Ｖｓｅｔの周波数を変更した三角波状の発振信号Ｖｏｓｃを出力する。周波数変更回路１０４と周波数発生回路１０５とは、発振回路２０２で実現される。ここで、発振信号Ｖｏｓｃは、スイッチング素子１０７のスイッチングのためのパルス信号を生成するための信号である。発振回路２０２の詳細については後述する。
【００１９】
ここで、発振回路２０１、発振回路２０２は、周波数変更部の一例である。また、発振回路２０１は第１発振回路の一例であり、発振回路２０２は第２発振回路の一例である。
【００２０】
フィードバック回路１０８は、スイッチング素子１０７から負荷１１０に対して出力される電源回路１００の出力電圧に基づく電圧を出力調整回路１０６にフィードバックする。具体的には、図２に示すように、出力電圧Ｖｏの抵抗Ｒｆｂ１、抵抗Ｒｆｂ２による分圧Ｖｆｂがフィードバックされて、基準電圧Ｖｒｅｆとの電位差がオペアンプＯＰ１で増幅されて出力調整回路１０６に出力される。
【００２１】
出力調整回路１０６は、フィードバック回路１０８のオペアンプＯＰ１から出力される電圧と、周波数発生回路１０５から出力される三角波状の発振信号Ｖｏｓｃとからパルス信号を生成して、当該パルス信号によりスイッチング素子１０７をスイッチングして、入力電圧を所定の出力電圧に変換して負荷１１０に出力する。
【００２２】
具体的には、図２に示すように、出力調整回路１０６のコンパレ−タＣＭＰ１は、発振回路２０２から三角波状の発振信号Ｖｏｓｃと、オペアンプＯＰ１からの出力信号を入力して、両者を比較してパルス信号のパルス幅を決定する。そして、コンパレ−タＣＭＰ１は、パルス信号をバッファＢＵＦ１，ＢＵＦ２を介してそれぞれスイッチング素子１０７であるトランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２に出力して、トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２を交互にオンオフさせる。トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２のオンオフにより、入力電圧Ｖｉが所定の出力電圧Ｖｏに変換され、コイルＬとコンデンサＣ０からなる平滑回路で平滑化されて、負荷１１０に出力される。
【００２３】
次に、発振回路２０１，２０２の詳細について説明する。図３は、本実施形態の発振回路２０１の回路構成の一例を示す図である。図４は、本実施形態の発振回路２０２の回路構成の一例を示す図である。
【００２４】
発振回路２０１は、図３に示すように、複数のＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ  Ｔｒ１１〜Ｔｒ１７と、抵抗Ｒｂｃ１１と、オペアンプＯＰ１３と、コンデンサＣ１と、２個のコンパレータＣＭＰ１２，ＣＭＰ１３と、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３と、ラッチ回路３０１とを有している。
【００２５】
ここで、ＦＥＴ  Ｔｒ１４、Ｔｒ１５のＭＯＳサイズは、１：２の比率となっている。また、ＦＥＴ  Ｔｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ１３、およびＦＥＴ  Ｔｒ１４，Ｔｒ１５は、それぞれカレントミラー回路を構成している。
【００２６】
発振回路２０２は、図４に示すように、複数のＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ  Ｔｒ２１〜Ｔｒ２７と、抵抗Ｒｂｃ２１と、オペアンプＯＰ２３と、コンデンサＣ２と、２個のコンパレータＣＭＰ２２，ＣＭＰ２３と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３と、ラッチ回路４０１とを有している。
【００２７】
ここで、ＦＥＴ  Ｔｒ２４，Ｔｒ２５のＭＯＳサイズは、１：２の比率となっている。また、ＦＥＴ  Ｔｒ２１，Ｔｒ２２，Ｔｒ２３、およびＦＥＴ  Ｔｒ２４，Ｔｒ２５は、それぞれカレントミラー回路を構成している。
【００２８】
図３，４からわかるように、発振回路２０１と発振回路２０２とは、同様の構成を有している。
【００２９】
まず、発振回路２０１の動作について説明する。発振回路２０１のオペアンプＯＰ１３の非反転端子に負荷電圧Ｖｃｕｒが入力されると、オペアンプＯＰ１３により増幅されて、ＦＥＴ  Ｔｒ１７がオンとなり、これにより抵抗Ｒｂｃ１１により定まる電流が流れる。ＦＥＴ  Ｔｒ１７がオンとなることにより、カレントミラー回路を構成する、ＦＥＴ  Ｔｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ１３，Ｔｒ１４，Ｔｒ１５のそれぞれに通流し、その結果、抵抗Ｒｂｃ１１により定まる電流は、コンデンサＣ１を充電する充電電流となる。
【００３０】
発振回路２０１のコンパレータＣＭＰ１２，ＣＭＰ１３側にも負荷電圧Ｖｃｕｒが入力される。コンパレータＣＭＰ１２の反転端子には、コンデンサＣ１の一方の端子が接続されており、コンデンサＣ１の他方の端子は接地されている。このため、コンパレータＣＭＰ１２の反転端子の電位は、コンデンサＣ１の端子電圧の電位となる。コンパレータＣＭＰ１２の非反転端子の電位は、負荷電圧Ｖｃｕｒの抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値の和と、抵抗Ｒ１１による分圧であり、これが上限閾値となる。従って、負荷電流Ｖｃｕｒの増減に従って、上限閾値も増減する。
【００３１】
コンデンサＣ１の端子電圧が上限閾値を超えた場合には、コンパレータＣＭＰ１２からＬがラッチ回路３０１に出力される。
【００３２】
コンパレータＣＭＰ１３の非反転端子には、コンデンサＣ１の上記一方の端子が入力されており、このため、コンパレータＣＭＰ１３の非反転端子の電位は、コンデンサＣ１の端子電圧の電位となる。コンパレータＣＭＰ１３の反転端子の電位は、負荷電圧Ｖｃｕｒの抵抗Ｒ１３の抵抗値と抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の各抵抗値の和とによる分圧であり、これが下限閾値となる。従って、負荷電流Ｖｃｕｒの増減に従って、下限閾値も増減する。
【００３３】
コンデンサＣ１の端子電圧が下限閾値を下回った場合には、コンパレータＣＭＰ１３からＬがラッチ回路３０１に出力される。
【００３４】
ラッチ回路３０１は、２個のＮＡＮＤゲートと１個のＮＯＴゲートとから構成されるＲＳフリップフロップである。コンパレータＣＭＰ１２の出力がＬで、コンパレータＣＭＰ１３の出力がＨの場合、ラッチ回路３０１の出力（ＮＯＴゲートからの出力）はＬとなる。コンパレータＣＭＰ１２の出力がＨで、コンパレータＣＭＰ１３の出力がＬの場合、ラッチ回路３０１の出力（ＮＯＴゲートからの出力）はＨとなる。コンパレータＣＭＰ１２の出力がＨで、コンパレータＣＭＰ１３の出力もＨの場合、ラッチ回路３０１の出力は前回の出力を維持する。
【００３５】
ラッチ回路３０１の出力は、ＦＥＴ  Ｔｒ１６のゲート電極に接続される。従って、ラッチ回路３０１の出力に従って、ＦＥＴ  Ｔｒ１６がオンまたはオフとなる。すなわち、ラッチ回路３０１の出力がＬの場合、ＦＥＴ  Ｔｒ１６がオフとなり、ラッチ回路３０１の出力がＨの場合、ＦＥＴ  Ｔｒ１６がオンとなる。
【００３６】
ここで、発振回路２０１のオペアンプＯＰ１３の非反転端子に負荷電圧Ｖｃｕｒが入力されると、上述のとおり、コンデンサＣ１の充電が開始する。コンデンサＣ１が充電されていくと、コンデンサＣ１の端子電圧が上昇する。
【００３７】
コンデンサＣ１の端子電圧が上昇して上限閾値を超えると、コンパレータＣＭＰ１３の出力はＨの状態でコンパレータＣＭＰ１２の出力がＬとなるため、ラッチ回路３０１からはＬが出力され、ＦＥＴ  Ｔｒ１６はオフとなる。カレントミラー回路を構成するＦＥＴ  Ｔｒ１４，Ｔｒ１５のそれぞれのドレイン−ソース電極間に電流が流れる。ここで、ＦＥＴ  Ｔｒ１４とＦＥＴ  Ｔｒ１５のＭＯＳサイズの比は１：２であるため、ＦＥＴ  Ｔｒ１５のドレイン−ソース電極間にはＦＥＴ  Ｔｒ１４に流れる電流の２倍の電流が流れる。
【００３８】
ＦＥＴ  Ｔｒ１５のドレイン−ソース電極間に電流が通流することにより、コンデンサＣ１は充電から放電に切り替わる。コンデンサＣ１が放電されると、コンデンサＣ１の端子電極は低下していく。
【００３９】
コンデンサＣ１の端子電圧が低下して下限閾値を下回ると、コンパレータＣＭＰ１２の出力はＨの状態でコンパレータＣＭＰ１３の出力がＬとなるため、ラッチ回路３０１からはＨが出力され、ＦＥＴ  Ｔｒ１６はオンとなる。これにより、ＦＥＴ  Ｔｒ１４，Ｔｒ１５のそれぞれのドレイン−ソース電極間に電流が流れなくなる。
【００４０】
ＦＥＴ  Ｔｒ１５のドレイン−ソース電極間の電流の通流が停止することにより、コンデンサＣ１は充電に切り替わる。以上のようにして、コンデンサＣ１の充電と放電が繰り返される。そして、コンデンサＣ１の端子電圧が信号Ｖｓｅｔとして発振回路２０１から出力されるため、コンデンサＣ１の充放電により、信号Ｖｓｅｔの波形は三角波状となる。
【００４１】
ここで、負荷電圧Ｖｃｕｒが増減する場合を考える。負荷電圧Ｖｃｕｒが増加すると、抵抗Ｒｂｃ１１により定まるコンデンサＣ１の充電電流も増加する。充電電流が増加すると、コンデンサＣ１の充放電の速度は速くなり、その結果、三角波信号Ｖｓｅｔの周波数が高くなり、周波数の変化速度が速くなるとともに変化幅も広くなる。また、負荷電圧Ｖｃｕｒが増加すると上限閾値が高くなり、上限閾値と下限閾値との差が大きくなるため、充放電を切り換える端子電圧の範囲が広くなり、三角波信号Ｖｓｅｔの振幅は大きくなる。
【００４２】
一方、負荷電圧Ｖｃｕｒが減少すると、抵抗Ｒｂｃ１１により定まるコンデンサＣ１の充電電流も減少する。充電電流が減少すると、コンデンサＣ１の充放電の速度は遅くなり、その結果、信号Ｖｓｅｔの周波数が低くなり、周波数の変化速度が遅くなるとともに変化幅も狭くなる。また、負荷電圧Ｖｃｕｒが減少すると上限閾値が低くなり、上限閾値と下限閾値との差が小さくなるため、充放電を切り換える端子電圧の範囲が狭くなり、三角波信号Ｖｓｅｔの振幅は小さくなる。
【００４３】
図５は、本実施形態における負荷と負荷電圧Ｖｃｕｒの状態の一例を示す図である。図５の上段のグラフは負荷の大小の状態を示し、縦軸が負荷の大小、横軸が時間である。図５の下段のグラフは、上段の負荷の状態に対応した負荷電圧Ｖｃｕｒの状態を示し、縦軸が電圧、横軸が時間である。
【００４４】
図６は、図５に示した負荷電圧Ｖｃｕｒの状態に対応した三角波信号Ｖｓｅｔの波形を示す図である。図６において、縦軸が電圧、横軸が時間を示す。図５，６の例では、負荷が大と小の２段階の例で示している。図６に示すように、負荷電圧Ｖｃｕｒが高い場合には、三角波信号Ｖｓｅｔの周波数は高くなり、振幅も大きく、負荷電圧Ｖｃｕｒが低い場合には、三角波信号Ｖｓｅｔの周波数は低くなり、振幅も小さくなっていることがわかる。
【００４５】
なお、図５の例では、負荷電圧Ｖｃｕｒが２段階（負荷が大と小の２段階）の場合を例にあげて示したため、対応する図６の三角波信号Ｖｓｅｔも２段階しか示されていないが、負荷電圧Ｖｃｕｒが複数段階に変化すれば、三角波信号Ｖｓｅｔの周波数、振幅もそれにあわせて複数の段階で変化する。
【００４６】
発振回路２０２は、発振回路２０１から三角波信号Ｖｓｅｔを入力する。発振回路２０２は、図３，４に示すように、発振回路２０１と同様の構成を有している。このため、発振回路２０２では、ＦＥＴ  Ｔｒ２１〜Ｔｒ２７、コンパレータＣＭＰ２２，ＣＭＰ２３、ラッチ回路４０１の動作、コンデンサＣ２の充放電の各動作は、発振回路２０１と同様に行われるが、三角波信号Ｖｓｅｔと基準電圧Ｖｒｅｆとを入力する点で発振回路２０１と異なっているため、出力される発振信号Ｖｏｓｃの波形が異なることとなる。
【００４７】
すなわち、発振回路２０２では、オペアンプＯＰ２３の非反転端子に三角波信号Ｖｓｅｔを入力する。このため、オペアンプＯＰ２３の出力と抵抗Ｒｂｃ２１とで定まるコンデンサＣ２の充電電流は、三角波信号Ｖｓｅｔの周期的な増減に従って増減し、この結果、コンデンサＣ２の端子電圧の充放電の周期も変化する。これにより、周波数変更回路１０４であるオペアンプＯＰ２３および抵抗Ｒｂｃ２１により、三角波信号Ｖｓｅｔの周波数が変更されることになる。
【００４８】
また、発振回路２０２は、コンパレータＣＭＰ２２，ＣＭＰ２３側に、一定値である基準電圧Ｖｒｅｆを入力する。このため、発振回路２０１と異なり、上限閾値、下限閾値は三角波信号Ｖｓｅｔの変化にかかわらず固定値となる。このため、発振回路２０２の出力信号、すなわちコンデンサＣ２の端子電圧である発振信号Ｖｏｓｃの振幅は一定となる。
【００４９】
以上により、負荷電圧Ｖｃｕｒが高いことにより、三角波信号Ｖｓｅｔで周波数が高く、振幅も大きい場合には、発振信号Ｖｏｓｃは、振幅は一定だが、周波数が高くなり、周波数の変化速度も増加し、周波数の変更の範囲も広くなる。一方、負荷電圧Ｖｃｕｒが低いことにより、三角波信号Ｖｓｅｔで周波数が低く、振幅も小さい場合には、発振信号Ｖｏｓｃは、振幅は一定だが、周波数が低くなり、周波数の変化速度も減少し、周波数の変化の範囲も狭くなる。言い換えれば、負荷電圧Ｖｃｕｒが高い程、発振信号Ｖｏｓｃの周波数が高くなり、周波数の変化速度も増加し、周波数の変化の範囲も広くなる。この結果、周波数はランダムに変化し、いわゆる基準周波数が変化することになる。
【００５０】
図７は、本実施形態において三角波信号Ｖｓｅｔと発振信号Ｖｏｓｃとの対応の一例を示す図である。図７（ａ）は、三角波信号Ｖｓｅｔの例を示しており、図６と同様に、縦軸が電圧、横軸が時間を示す。
【００５１】
図７（ｂ）は、発振信号Ｖｏｓｃをオシロスコープの出力結果を模式的に示しており、横軸が時間で、図７（ａ）に示す三角波信号Ｖｓｅｔの波形と対応している。図７（ｂ）において、濃淡が周波数の高さを示している。すなわち、濃い部分が周波数が高く、薄い部分が周波数が低いことを示している。
【００５２】
図８は、本実施形態における発振信号Ｖｏｓｃの波形の一部を拡大して示した図である。図８（ａ）は、図７（ｂ）の区間Ａの波形を拡大した図であり、図８（ａ）は、図７（ｂ）の区間Ｂの波形を拡大した図である。ここで、図７（ａ）より、三角波信号Ｖｓｅｔにおいて、区間Ａの振幅より区間Ｂの振幅が大きく、区間Ａの周波数より区間Ａの周波数が高いことから、Ａ区間の負荷電圧ＶｃｕｒよりＢ区間の負荷電圧Ｖｃｕｒが大きいことがわかる。
【００５３】
図８（ａ），（ｂ）からわかるように、区間Ａと区間Ｂのいずれにおいても発振信号Ｖｏｓｃの周波数が変化しており、最大の周波数と最小の周波数が区間Ａと区間Ｂでは異なっている。また、負荷電圧Ｖｃｕｒの大きい区間Ｂの方が発振信号Ｖｏｓｃの周波数の変化の速度が大きく、周波数の変化の範囲が広いことがわかる。
【００５４】
このように本実施形態では、負荷電圧Ｖｃｕｒと基準電圧Ｖｒｅｆとに基づいて、スイッチング素子のスイッチングのためのパルス信号を生成するための発振信号Ｖｏｓｃの周波数の変化速度と変化範囲とを変更することにより、発振信号Ｖｏｓｃの周波数をランダムに変更し、周波数の変化周期をずらしている。このため、本実施形態によれば、基準周波数の整数倍の周波数で発振信号Ｖｏｓｃが重なる頻度が少なくなり、電磁ノイズの発生を抑制することができる。
【００５５】
また、本実施形態によれば、負荷電圧Ｖｃｕｒが急激に増加した場合でも、負荷電圧Ｖｃｕｒと基準電圧Ｖｒｅｆとに基づいて、発振信号Ｖｏｓｃの周波数を変更するので、応答遅延の発生を抑止することができる。
【００５６】
また、本実施形態では、負荷電圧Ｖｃｕｒが増加するに従って、周波数の変化速度を速くし、かつ、周波数の変化範囲を広げた発振信号Ｖｏｓｃを生成しているので、負荷が高くなった場合に周波数の変化速度を上げて、短時間に広い帯域に電磁ノイズを分散することができ、ノイズレベルが分散しきれずに電磁ノイズが過大になってしまうことを防止することができる。また、本実施形態によれば、負荷が低くなった場合に、無駄に周波数を振りすぎて、出力電圧が不安定になることを防止することができる。
【００５７】
（変形例）
上記実施形態では、２つの発振回路２０１，２０２を用い、かつ同一の構成として、発振信号Ｖｏｓｃの周波数の変化速度と変化範囲とを変更していたが、これに限定されるものではない。例えば、発振回路２０２は、電圧により周波数を制御することができるものであればよく、回路方式は特に限定されない。例えば、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を発振回路２０２に用いることができる。
【００５８】
また、単一の発振回路により、発振信号Ｖｏｓｃを生成するように構成することもできる。図９は、このような変形例のスイッチング電源９００の回路構成の一例を示す図である。図９に示す変形例では、単一の発振回路９０１を用いている点で、上記実施形態のスイッチング電源回路１００と異なっており、他の構成は上記実施形態と同一である。
【００５９】
図１０は、変形例の発振回路９０１の回路構成の一例を示す図である。発振回路９０１は、図１０に示すように、上段の回路と下段の回路とから構成される。上段の回路は、上記実施形態の発振回路２０１と同様の構成であるが、コンデンサＣ１の端子電圧である三角波信号Ｖｓｅｔがオペアンプ９０２の非反転端子に入力され、増幅されて下段の回路に入力される。下段の回路は、上記実施形態の発振回路２０２の構成のうち、周波数変更回路１０４の部分をトランジスタＴｒ３８，Ｔｒ３９で構成している。すなわち、上段の回路から増幅された電圧と抵抗Ｒ３１，Ｒ３３，Ｒ３４からコンデンサＣ２の充電電流が定められ、トランジスタＴｒ３８を介して充電電流がコンデンサＣ２に流れる。また、トランジスタＴｒ３９により、コンデンサＣ２の放電を制御することで、発振信号Ｖｏｓｃの周波数が制御される。
【００６０】
このように、単一の発振回路により発振信号Ｖｏｓｃを生成するように構成することで、スイッチング電源回路の装置構成を簡易にすることができる。
【００６１】
また、発振回路２０２を、図１２に示すようなリング・オシレータを有する回路１２０１で構成してもよい。すなわち、発振回路２０１から三角波信号ＶｓｅｔをオペアンプＯＰ３の非反転端子に入力して、増幅してＦＥＴ  Ｔｒ２７をオンとし、奇数個の遅延回路（ＮＯＴゲート１２０２〜１２０５）に入力して発振周波数を制御して発振信号Ｖｏｓｃを出力するように構成してもよい。
【００６２】
上記実施形態では、スイッチング制御装置を、スイッチング電源回路１００，９００に適用した例を示したが、スイッチング素子を制御する回路であれば、ＡＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、モータ制御回路等のいずれの回路にも本発明のスイッチング制御装置を適用することができる。
【００６３】
図１１は、スイッチング制御装置を、モータ制御回路１１００に適用した例を示す構成の一例を示す図である。図１１の例では、上記実施形態と同様に、２つの発振回路２０１，２０２を備え、入力電圧Ｖｉを負荷電圧に昇圧した負荷電圧Ｖｃｕｒを発振回路２０１に入力し、発振信号Ｖｏｓｃを生成する。そして、発振信号ＶｏｓｃによりバッファＢＵＦを介してＦＥＴをオンオフしてモータとしての負荷１１０を制御している。
【００６４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００６５】
１００，９００  スイッチング電源回路
１０１  負荷電流検出素子
１０２  周波数変更速度変換回路
１０３  周波数変更幅変換回路
１０４  周波数変更回路
１０５  周波数発生回路
１０６  出力調整回路
１０７  スイッチング素子
１０８  フィードバック回路
１１００  モータ制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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