(57)【要約】【課題】ＲＦ帯域に雑音が重畳された場合に、その雑音を除去すること。【解決手段】両側帯波信号を受信して、ＲＦ帯域に重畳する雑音を除去する信号処理装置において、両側帯波信号を直交復調して、正周波数帯域と負周波数帯域とを有したベースバンド信号に復調する直交復調部２０と、直交復調部の出力する直交成分の周波数特性を、伝達関数により修正する等化部４０と、等化部の出力と、直交復調部の出力する同相成分とを合成する合成部６０とを有する。合成部出力する合成信号における雑音を抑制するように等化部の伝達関数を制御する。【選択図】図１
2016092722.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
両側帯波信号を受信して、ＲＦ帯域に重畳する雑音を除去する信号処理装置において、
前記両側帯波信号を直交復調して、正周波数帯域と負周波数帯域とを有したベースバンド信号に復調する復調手段と、
前記復調手段の出力する直交成分の周波数特性を、伝達関数により修正する等化手段と、
前記等化手段の出力と、前記復調手段の出力する同相成分とを合成する合成手段と、
を有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記等化手段は、前記伝達関数のインパルス応答と前記直交成分との畳み込みを出力する手段であり、
前記合成手段は、前記等化手段の出力と前記同相成分とを時間軸上で合成する手段であることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記等化手段は、前記伝達関数を、各タップ間の順次遅延と各タップで遅延分岐した信号に乗算する重み係数とで実現したトランスバーサルフィルタの処理を行う手段であり、  前記合成手段は、前記等化手段の出力と前記同相成分とを時間軸上で合成する手段であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記等化手段は、ヒルベルトフィルタであることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記等化手段は、前記直交成分の周波数特性を求め、その周波数特性に、正周波数帯域においては、虚数単位（ｊ又は−ｊ）を掛け、負周波数帯域においては、正周波数帯域とは反対符号の虚数単位（−ｊ又はｊ）を掛けて、フーリエ逆変換する手段であり、
前記合成手段は、前記等化手段の出力と前記同相成分とを時間軸上で合成する手段であることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項６】
前記等化手段は、前記直交成分の周波数特性を求め、その周波数特性に、正周波数帯域においては、虚数単位（ｊ又は−ｊ）を掛け、負周波数帯域においては、正周波数帯域とは反対符号の虚数単位（−ｊ又はｊ）を掛けて、前記直交成分の修正された周波数特性を出力する手段であり、
前記合成手段は、前記同相成分の周波数特性を求め、その同相成分周波数特性と、前記等化手段の出力する直交成分修正周波数特性とを合成して、フーリエ逆変換する手段であることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項７】
前記合成手段の出力する合成信号における雑音を抑制するように前記等化手段の伝達関数を制御し、又は、前記合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御する制御手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項８】
前記制御手段は、パワーインバージョンアルゴリズムにより前記合成信号の電力を最小とするように、前記伝達関数を制御し、又は、前記加算合成又は減算合成の切り換えを制御することを特徴とする請求項７に記載の信号処理装置。
【請求項９】
前記制御手段は、前記合成信号と既知の参照信号との誤差を最小とするように、前記伝達関数を制御し、又は、前記加算合成又は減算合成の切り換えを制御することを特徴とする請求項７に記載の信号処理装置。
【請求項１０】
前記等化手段の出力と、前記復調手段の出力する前記同相成分との相互相関値を演算して、その相互相関値の符号により、前記等化手段の前記伝達関数を制御し、又は、前記合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御する制御手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１１】
前記等化手段の出力する前記直交成分修正周波数特性と、前記同相成分周波数特性との相互相関値を演算して、その相互相関値の符号により、前記等化手段の伝達関数の正周波数帯域及び負周波数帯域におけるの前記虚数単位の符号を選択し、又は、前記合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御する制御手段を有することを特徴とする請求項６に記載の信号処理装置。
【請求項１２】
前記合成手段による前記同相成分周波数特性と前記直交成分修正周波数特性との合成後の合成周波数特性の電力が小さくなる側に、前記等化手段の伝達関数の正周波数帯域及び負周波数帯域におけるの前記虚数単位の符号を選択し、又は、前記合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御する制御手段を
有することを特徴とする請求項６に記載の信号処理装置。
【請求項１３】
前記復調手段は、直交復調後の直交成分に含まれる、変調搬送波に対する復調搬送波の誤差周波数のビート信号が零となるように、復調搬送波の周波数と位相を制御するフェーズロックドループ部を有することを特徴とする請求項１乃至請求項１２の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１４】
前記復調手段は、前記ベースバンド信号の移動平均から、変調搬送波に対する復調搬送波の誤差周波数のビート信号を求め、そのビート信号に基づいて前記ベースバンド信号のビート信号による変動を補正した信号を新たにベースバンド信号とする同期手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項１２の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１５】
両側帯波信号を受信して、ＲＦ帯域に重畳する雑音を除去する信号処理方法において、
前記両側帯波信号を直交復調して、正周波数帯域と負周波数帯域とを有したベースバンド信号に復調し、
復調された直交成分の周波数特性を、伝達関数により修正した後、その修正直交成分と復調された同相成分と合成して、同相成分に含まれる雑音成分を除去する
ことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１６】
合成後の信号の電力が最小となるように前記伝達関数を制御することを特徴とする請求項１５に記載の信号処理方法。
【請求項１７】
前記直交成分をヒルベルト変換した後、前記同相成分と合成することを特徴とする請求項１５又は請求項１６に記載の信号処理方法。
【請求項１８】
前記直交成分のヒルベルト変換後の信号と、前記同相成分との相互相関値の符号により、前記合成を加算合成又は減算合成とすることを特徴とする請求項１７に記載の信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、両側帯波を用いた放送、通信において、雑音が重畳される環境において、復調時にこの雑音を除去するようにした信号処理装置及び信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
雑音が重畳された所望の放送波から雑音を除去して所望の放送波を復調する方法として、下記特許文献に記載の技術が知られている。下記特許文献１は、他方のアンテナに比べて放送波を強く受信して第１信号を得る第１アンテナと、他方のアンテナに比べて雑音を強く受信して第２信号を得る第２アンテナとを用いて、合成後の信号レベルが小さくなるように、第２信号の振幅と位相とを調整して、第１信号に合成する技術である。この技術では、第２信号の振幅と位相の調整は、所望の放送波の受信レベルがある閾値より小さい場合に行っている。すなわち、雑音電力が放送波の電力よりも大きい場合に、合成信号のレベルが小さくなるように、第２信号の振幅と位相とを調整するものである。両アンテナが同一の雑音源から雑音を受信しているので、両アンテナで受信される雑音の振幅と位相は、雑音源との各アンテナとの距離の差に応じて異なる。これを補償するために、第２信号の振幅を第１信号の振幅と一致させ、第２信号の位相を第１信号の位相に対してπだけ位相を変化させて、第１信号に対して逆相で第２信号を合成している。このように第２信号の増幅率と位相とを調整すれば、所望の放送波を受信できる状態になった場合にも、受信された放送波から雑音がキャンセルされた信号を得ることができる。
【０００３】
また、下記特許文献２の技術は、車両に搭載されたラジオ受信機によるＡＭラジオ放送波の受信において、ＡＭラジオ放送波に車両の電子機器から発せられるパルス性の雑音が混入するが、このパルス性の雑音を除去する技術である。この技術では、まず、ＡＭラジオ放送波帯域以外の帯域におけるパルス雑音を検出して、そのパルス雑音の周期の大きさやレベルの変動幅を求めることで、雑音源を特定している。そして、その雑音源に応じて、パルス雑音が重畳された放送波において、放送波周波数付近のパルス雑音の高調波の帯域、雑音周期の帯域を、パルス雑音の時間幅に対応した時間だけ、減衰させることで、ＡＭラジオ放送を聞く人に、パルス性雑音による不快感を与えないようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２５７１５５
【特許文献２】特許第５０１２２４６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の技術は、２本のアンテナを用いて、雑音のみが受信できるようにして、２つのアンテナの受信信号の合成信号のレベルが小さくなるように、予め調整ておくという技術である。このため、特許文献１の技術は、雑音をキャンセルするために２本のアンテナを必要とし、雑音を除去するための設定は、所望の放送波の受信レベルが雑音除去の調整に影響を与えないように、受信レベルが小さい環境で行う必要がある。また、雑音の周波数特性に関係なく、一律に、第２信号の振幅と位相とを調整しているので、雑音は完全には除去されない。また、ＰＷＭ方式によるＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、基本周期は変わらなくとも、パルス幅の変化により雑音の周波数特性は変化する。このため、特許文献１の方法では、雑音を完全には除去できない。
【０００６】
また、特許文献２の技術は、放送波帯域以外の帯域でパルス雑音を検出して、その検出タイミングで、パルス幅に応じた時間だけ、雑音の種類に応じた適性な周波数帯域を減衰させるという技術である。したがって、本質的には、放送波もパルス雑音の期間だけ減衰されることになる。これが、ＡＭラジオ放送を聞く人に違和感を与える原因となる。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、所望信号に影響を与えることなく、周波数空間において周期性を有する雑音を精度良く除去することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するための本第１の発明は、両側帯波信号を受信して、ＲＦ帯域に重畳する雑音を除去する信号処理装置において、両側帯波信号を直交復調して、正周波数帯域と負周波数帯域とを有したベースバンド信号に復調する復調手段と、復調手段の出力する直交成分の周波数特性を、伝達関数により修正する等化手段と、等化手段の出力と、復調手段の出力する同相成分とを合成する合成手段と、を有することを特徴とする信号処理装置である。
本発明の要旨は、直交成分には信号成分が含まれず雑音成分のみが現れることに注目して、直交成分から同相成分に重畳された雑音成分を除去することである。雑音成分の除去は時間軸上又は周波数軸上により行うことができる。
【０００９】
１．本発明の原理
本発明は、次の原理を用いて、復調後の信号から雑音を除去するものである。直交多重化していない両側帯波（例えば、ＡＭ放送波）を直交復調した場合に、ベースバンドの同相成分には信号成分と雑音成分が現れ、直交成分には信号成分が現れず、雑音成分のみが現れる。直交成分は、同相成分の雑音成分に対して、時間軸上において、π／２だけ位相が遅れている。すなわち、正周波数帯域の雑音成分に関して、直交成分は同相成分に対して−π／２だけ位相が回転しており、負周波数帯域の雑音成分に関して、直交成分は同相成分に対して、π／２だけ位相が回転している。なお、位相の符号は、正周波数帯域、負周波数帯域に係わらず、複素座標系における位相の符号、すなわち、左回転方向を正として定義する。また、時間軸上に関する位相の進み、遅れの定義は、正周波数については、複素座標系において左回転、負周波数については右回転に対する進み、遅れとして定義する。
【００１０】
雑音成分に関して、直交復調後の同相成分も直交成分も実関数であるので、ベースバンドにおける雑音成分のスペクトルは、正周波数帯域と負周波数帯域とで、互いに複素共役の関係にある。すなわち、同相成分の雑音成分について、スペクトルの周波数ωでの振幅Ａ（ω）と位相φr （ω）は、周波数（−ω）での振幅Ａ（−ω）と位相｛−φr （−ω）｝に等しい。また、直交成分の雑音成分のスペクトルに関して、振幅は同相成分の雑音成分の振幅に等しく、周波数ωでの振幅Ａ（ω）と位相φi （ω）は、周波数（−ω）での振幅Ａ（−ω）と位相｛−φi （−ω）｝に等しい。
【００１１】
そして、ＲＦ帯域において上側帯波帯域に重畳された雑音については、直交成分の雑音成分は、同相成分の雑音成分に対して、正周波数帯域も負周波数帯域も、時間軸上において、位相がπ／２だけ遅れている。すなわち、次式が成立する。
【００１２】
φiU（ωU ）＝φrU（ωU ）−π／２、
−φiU（−ωU ）＝−φrU（−ωU ）−π／２、
ただし、位相φは、複素座標系における左回転方向を正としている。正周波数領域では波動ベクトルは正方向に回転し、負周波数帯域では、波動ベクトルは負方向に回転していると定義する。添え字Ｕは、上側帯波帯域に重畳した雑音を意味し、ｒは、同相成分、ｉは直交成分を意味する。φiU（ωU ）は、上側帯波帯域に重畳した雑音のベースバンドにおける周波数ωU での直交成分の位相、φrU（ωU ）は、上側帯波帯域に重畳した雑音のベースバンドにおける周波数ωU での同相成分の位相を表す。ωU は、正であり正周波数帯域の周波数を、−ωU は負であり負周波数帯域の周波数を表す。
【００１３】
また、ＲＦ帯域において下側帯波帯域に重畳された雑音については、直交成分の雑音成分は、同相成分の雑音成分に対して、正周波数帯域も負周波数帯域も、時間軸上において、位相がπ／２だけ進んでいる。すなわち、次式が成立する。
【００１４】
φiL（ωL ）＝φrL（ωL ）＋π／２、
−φiL（−ωL ）＝−φrL（−ωL ）＋π／２、
なお、添え字Ｌは、下側帯波帯域に重畳した雑音を意味し、ｒは、同相成分、ｉは直交成分を意味する。φiL（ωL ）は、下側帯波帯域に重畳した雑音のベースバンドにおける周波数ωL での直交成分の位相、φrL（ωL ）は、下側帯波帯域に重畳した雑音のベースバンドにおける周波数ωL での同相成分の位相を表す。ωL は、正であり正周波数帯域の周波数を、−ωL は負であり負周波数帯域の周波数を表す。
【００１５】
したがって、直交成分のスペクトル｛ＡU （ωU ）exp(j φiU（ωU ）) , ＡU （−ωU ）exp(j(φiU（−ωU ）），ＡL （ωL ）exp(j(φiL（ωL ）），ＡL （−ωL ）exp (jφiL（−ωL ）) ｝を上側帯波帯域の雑音成分については正周波数帯域でπ／２、負周波数帯域で−π／２、下側帯波帯域の雑音成分については正周波数帯域で−π／２、負周波数帯域でπ／２だけ位相を回転させれば、｛ＡU （ωU ）exp[j(φiU（ωU ）＋π／２)]，ＡU （−ωU ）exp[j(φiU（−ωU ）−π／２)]，ＡL （ωL ）exp[j(φiL（ωL ）−π／２)]，ＡL （−ωL ）exp[j(φiL（−ωL ）＋π／２) ] ｝のスペクトルが得られる。このスペクトルは、｛ＡU （ωU ）exp(j φrU（ωU ）) , ＡU （−ωU ）exp(j(φrU（−ωU ）），ＡL （ωL ）exp(j(φrL（ωL ）），ＡL （−ωL ）exp (jφrL（−ωL ）) ｝となり、雑音成分の同相成分となる。
なお、ＡU （ωU ）、ＡU （−ωU ）は、上側帯波に重畳した雑音の周波数ωU 、−ωU でのスペクトルの振幅を表し、両者は等しい。ＡL （ωL ）、ＡL （−ωL ）は、下側帯波に重畳した雑音の周波数ωL 、−ωL でのスペクトルの振幅を表し、両者は等しい。
【００１６】
以上の関係は、全正周波数帯域及び全負周波数帯域での周波数に対して成立する。ωU と、ωL が等しくなければ、すなわち、上側帯波帯域に重畳した雑音と、下側帯波帯域に重畳した雑音とが、ベースバンドにおいて、スペクトル分布が分離されていれば、直交成分の位相を、上側帯波帯域の雑音成分に対しては正周波数帯域ではπ／２、負周波数帯域では−π／２、下側帯波帯域の雑音成分に対しては正周波数帯域では−π／２、負周波数帯域ではπ／２だけ回転させれば、それぞれの同相成分の雑音が得られる。したがって、位相回転された直交成分を、同相成分から減算合成すれば、同相成分の雑音を除去することができる。なお、それぞれの回転位相の符号を上記と反転（それぞれ−π／２、π／２又は、π／２、−π／２））して、直交成分の位相を回転させると、同相成分の符号を反転した成分が得られる。この場合には、位相回転させた直交成分と同相成分とを加算合成すれば、同相成分の雑音成分を除去することができる。雑音が上側帯波帯域と下側帯波帯域の何れか一方の片帯域にのみ重畳している場合には、同相成分の雑音が同様にして除去できることは明らかである。
【００１７】
直交成分から同相成分を得る等化手段を伝達関数Ｚ（ω）で表すと、上側帯波帯域に重畳した雑音のベースバンドでの帯域内の任意の周波数ωU に対してＺ（ωU ）＝ｊ、Ｚ（−ωU ）＝−ｊ、下側帯波帯域に重畳した雑音のベースバンドでの帯域内の任意の周波数ωL に対してＺ（ωL ）＝−ｊ、Ｚ（−ωL ）＝ｊである。また、直交成分から符号の反転した同相成分を得る等化手段を伝達関数で表すと、Ｚ（ωU ）＝−ｊ、Ｚ（−ωU ）＝ｊ、Ｚ（ωL ）＝ｊ、Ｚ（−ωL ）＝−ｊである。なお、雑音の同相成分の振幅と直交成分の振幅とは等しいので、この等化手段の伝達関数の振幅は１であり、伝達関数は位相のみを回転する関数となる。したがって、本願発明において、伝達関数は、振幅の周波数特性は一定であり、位相の周波数特性だけである場合を含む。
【００１８】
等化手段の伝達関数Ｚ（ω）は、正周波数帯域及び負周波数帯域のそれぞれの帯域において、ｊ、−ｊとなる２つの帯域が存在することになる。この伝達関数の周波数特性を適応制御により、各帯域内の周波数ωU 、ωL 毎に決定することができる。また、雑音が上側帯波帯域又は下側帯波帯域の何れか一方の帯域にのみ重畳する場合には、伝達関数Ｚ（ω）は全正周波数帯域でｊ又は−ｊで一定、全負周波数帯域で−ｊ又はｊで一定となるので、等化手段の伝達関数を固定的に設定することができる。
【００１９】
また、上側帯波帯域に重畳した雑音と、下側帯波帯域に重畳した雑音とが、ベースバンドにおいて、スペクトル分布が一部又は全部が重なっている場合には、伝達関数はｊ、又は、−ｊに固定されない。次のように等化手段の伝達関数Ｚ（ω）は決定される。
Ｚ（ω）＝｛ＡU （ωU ）exp(j φrU（ωU ）) ＋ＡL （ωL ）exp(j φrL（ωL ）) ｝／｛ＡU （ωU ）exp(j φiU（ωU ）) ＋ＡL （ωL ）exp(j φiL（ωL ））｝
＝｛ＡU （ωU ）exp(j φrU（ωU ）) ＋ＡL （ωL ）exp(j φrL（ωL ）) ｝／｛−ｊＡU （ωU ）exp(j φrU（ωU ）) ＋ｊＡL （ωL ）exp(j φrL（ωL ））｝
Ｚ（−ω）＝｛ＡU （−ωU ）exp(j φrU（−ωU ）) ＋ＡL （−ωL ）exp(j φrL（−ωL ）) ｝／｛ＡU （−ωU ）exp(j φiU（−ωU ）) ＋ＡL （−ωL ）exp(j φiL（−ωL ））｝
＝｛ＡU （−ωU ）exp(j φrU（−ωU ）) ＋ＡL （−ωL ）exp(j φrL（−ωL ）) ｝／｛ｊＡU （−ωU ）exp(j φrU（−ωU ）) −ｊＡL （−ωL ）exp(j φrL（−ωL ））｝
適応制御では、同相成分と、等化手段により周波数特性が補正された直交成分との合成において雑音成分の同相成分が小さくなるように、等化手段の伝達関数Ｚ（ω）が上記のように決定されることになる。
【００２０】
２．周波数特性の修正と合成の態様
本発明は、上記の原理を用いた発明である。直交成分の周波数特性の修正と合成には、以下の各種の方法が考えられる。
（１）直交成分の周波数特性を時間軸上で修正して、同相成分と時間軸上で合成する方法
本発明において、等化手段は、伝達関数のインパルス応答と直交成分との畳み込みを出力する手段であり、合成手段は、等化手段の出力と同相成分とを時間軸上で合成する手段とすることができる。
また、等化手段は、伝達関数を、各タップ間の順次遅延と各タップで遅延分岐した信号に乗算する重み係数とで実現したトランスバーサルフィルタの処理を行う手段であり、合成手段は、等化手段の出力と同相成分とを時間軸上で合成する手段とすることができる。これらは、等化手段を時間軸上で実現した例である。
【００２１】
本発明において、等化手段は、ヒルベルトフィルタとすることができる。この場合には、ヒルベルトフィルタは、時間軸上のフィルタと周波数軸上のフィルタとの両者を含む概念である。
【００２２】
（２）直交成分の周波数特性を周波軸上で修正して得られる修正周波数特性を時間軸上の修正直交成分に変換した後に、変換された修正直交成分と同相成分とを時間軸上で合成する方法
本発明において、等化手段は、直交成分の周波数特性を求め、その周波数特性に、正周波数帯域においては、虚数単位（ｊ又は−ｊ）を掛け、負周波数帯域においては、正周波数帯域とは反対符号の虚数単位（−ｊ又はｊ）を掛けて、フーリエ逆変換する手段であり、合成手段は、等化手段の出力と同相成分とを時間軸上で合成する手段とすることができる。この態様では、周波数軸上で直交成分の周波数特性（位相の周波数特性）を補正して、時間軸上の信号にして、時間軸上の同相成分と合成することを特徴とする。
正周波数帯域においては虚数単位（ｊ又は−ｊ）、負周波数帯域においては正周波数帯域とは反対符号の虚数単位（−ｊ又はｊ）である伝達関数は、理想的なヒルベルトフィルタの伝達関数である。直交成分をこの伝達関数で修正することで、同相成分の雑音成分と同一又は符号反転（逆位相）した周波数特性を得ることができる。したがって、この修正された直交成分の周波数特性を時間軸上にフーリエ逆変換して、同相成分と時間軸上で合成することで、同相成分に含まれる雑音成分を除去することができる。
【００２３】
（３）直交成分の周波数特性を周波軸上で修正し、同相成分の周波数特性を求めて、両者を周波数軸上で合成した後、フーリエ逆変換により時間軸上の信号を得る方法
本発明において、等化手段は、直交成分の周波数特性を求め、その周波数特性に、正周波数帯域においては、虚数単位（ｊ又は−ｊ）を掛け、負周波数帯域においては、正周波数帯域とは反対符号の虚数単位（−ｊ又はｊ）を掛けて、直交成分の修正された周波数特性を出力する手段であり、合成手段は、同相成分の周波数特性を求め、その同相成分周波数特性と、等化手段の出力する直交成分修正周波数特性とを合成して、フーリエ逆変換する手段とすることができる。この態様では、周波数特性（位相の周波数特性）が補正された直交成分と、同相成分の周波数特性とを周波数軸上で合成することが特徴である。
この方法は、（２）の方法に対して、直交成分と同相成分とを周波数軸上で合成して、時間軸上の信号に変換する点が異なる。直交成分の周波数特性を修正する伝達関数は（２）と同一である。
なお、等化手段の伝達関数が正周波数帯域の全域で一定の（ｊ又は−ｊ）、負周波数帯域の全域で一定の（−ｊ又はｊ）とする場合には、雑音が上側帯波帯域又は下側帯波帯域の何れか一方の帯域にのみ重畳している場合に、同相成分の雑音を除去することができる。
【００２４】
３．伝達関数の決定、合成時の加算合成又は減算合成の決定の態様
直交成分の雑音成分と同相成分の雑音成分の位相差は、本発明の原理で説明したように、π／２、−π／２であり、直交成分は、正周波数帯域と負周波数帯域とで、位相の符号が反対となる。したがって、直交成分の雑音成分から同相成分の雑音成分を得るには、直交成分の周波数特性を修正すべき伝達関数は、正周波数帯域でｊ又は−ｊ、負周波数帯域では−ｊ又はｊとなる。この伝達関数で修正された直交成分修正周波数特性は、同相成分の雑音成分の周波数特性に対して、正負の全周波数帯域において、同相又は逆相になる。したがって、両者を同相関係で減算合成するか、逆相関係で加算合成するかを決定する必要がある。伝達関数の決定は、周波数に応じて変化する一般的な周波数特性を決定する他、上記の固定された伝達関数における純虚数ｊの符号を決定することも含む概念である。２つの伝達関数において一方を選択することや、加算合成か減算合成かを選択する場合には、操作者による切り換えスイッチの入力により、聞者が雑音が少なくなる方を選択するようにしても良い。以下は、自動的に決定する態様である。
【００２５】
（１）適応制御による決定
本発明において、本信号処理装置は、合成手段の出力する合成信号における雑音を抑制するように等化手段の伝達関数を制御し、又は、合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御する制御手段を有するようにしても良い。
また、本発明において、制御手段は、パワーインバージョンアルゴリズムにより合成信号の電力を最小とするように、伝達関数を制御し、又は、加算合成又は減算合成の切り換えを制御する手段とすることができる。
また、制御手段は、合成信号と既知の参照信号との誤差を最小とするように、伝達関数を制御し、又は、加算合成又は減算合成の切り換えを制御する手段とすることができる。      
【００２６】
これらの態様において、合成信号における雑音が抑制されるように等化手段の伝達関数を制御することは、各周波数毎の振幅と位相とを決定する他、伝達関数を、−ｊ（ω＜０の時）、ｊ（ω＞０の時）とするか、伝達関数を、ｊ（ω＜０の時）、−ｊ（ω＞０の時）の２伝達関数の一方を選択することも含む。さらに、合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御するとは、伝達関数を、−ｊ（ω＜０の時）、ｊ（ω＞０の時）の伝達関数か、ｊ（ω＜０の時）、−ｊ（ω＞０の時）の伝達関数かの一方に固定しておいて、合成手段において、直交成分と同相成分が逆相の関係で合成されるように、加算合成又は減算合成かを決定することを意味する。上記のように伝達関数の決定、又は、加算合成又は減算合成の選択により、両側帯波の同相成分から雑音を除去することができる。
伝達関数の周波数特性を適応制御する場合には、周波数帯域毎に伝達関数を決定することができるので、上側帯波帯域及び下側帯波帯域に雑音が重畳していても、同相成分の雑音を除去できる。また、加算合成又は減算合成とを切り換え制御する場合には、上側帯波帯域又は下側帯波帯域の何れか一方の片帯域にのみ雑音が重畳されている場合にのみ、同相成分に含まれる雑音を除去できる。
【００２７】
（２）周波数軸上の合成による電力が小さくなる側に制御する
上記発明において、信号処理装置は、合成手段による同相成分周波数特性と直交成分修正周波数特性との合成後の合成周波数特性の電力が小さくなる側に、等化手段の伝達関数の正周波数帯域及び負周波数帯域におけるの虚数単位の符号を選択し、又は、合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御する制御手段を有するように構成することができる。
合成周波数特性の電力が小さくなる側の合成は、同相成分の雑音成分と直交成分の雑音成分とが逆相関係で合成されていることを意味する。したがって、上記の合成により、両側帯波の同相成分から雑音を除去することができる。
【００２８】
（３）同相成分と直交成分との相互相関値による決定
本発明において、等化手段の出力と、復調手段の出力する同相成分との相互相関値を演算して、その相互相関値の符号により、等化手段の伝達関数を制御し、又は、合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御する制御手段を有するようにしても良い。この態様では、上側帯波帯域又は下側帯波帯域の何れか一方の片帯域にのみ雑音が重畳されている場合を想定している。等化手段の出力は、雑音成分の同相成分又は符号を反転した同相成分となる。したがって、合成手段の合成において、等化手段の出力が、雑音成分の同相成分か、反転した同相成分かを判別する必要がある。等化手段の出力と同相成分との相互相関値は、等化手段の出力が同相成分と同一であれば、正の値、反転した同相成分であれば、負の値となる。相互相関値が正であれば、合成手段において、同相成分を、等化手段の出力により減算合成し、相互相関値が負であれば、両者は加算合成される。
なお、相互相関値は、等化手段の時間軸上の出力と、時間軸上の同相成分との各時刻における積の所定の時間区間における移動平均（直流成分）により求めることもできる。
【００２９】
また、本発明において、等化手段の出力する直交成分修正周波数特性と、同相成分周波数特性との相互相関値を演算して、その相互相関値の符号により、等化手段の伝達関数の正周波数帯域及び負周波数帯域におけるの虚数単位の符号を選択し、又は、合成手段の合成を加算合成又は減算合成に切り換え制御する制御手段を有するようにしても良い。前述の態様が時間軸上で相互相関値を演算するのに対して、本態様では周波数軸上で相互相関を求めることが特徴である。同相成分と直交成分の周波数が一致するところで相互相関の絶対値は大きくなる。この値の符号が正であれは、直交成分修正周波数特性が、雑音成分の同相成分の周波数特性と同一を意味し、負であれば、直交成分修正周波数特性は、雑音成分の同相成分の位相をπ回転した（同相成分の反転）周波数特性であることを意味している。したがって、その相互相関値の符号に応じて、直交成分修正周波数特性と同相成分周波数特性とを減算合成又は加算合成すれば、同相成分から雑音が除去される。
【００３０】
４．同期復調
本発明において、復調手段は、直交復調後の直交成分に含まれる、変調搬送波に対する復調搬送波の誤差周波数のビート信号が零となるように、復調搬送波の周波数と位相を制御するフェーズロックドループ部を有することが望ましい。同期検波を実行でき、雑音を確実に除去することができる。
また、復調手段は、ベースバンド信号の移動平均から、変調搬送波に対する復調搬送波の誤差周波数のビート信号を求め、そのビート信号に基づいてベースバンド信号のビート信号による変動を補正した信号を新たにベースバンド信号とする同期手段を有することが望ましい。ベースバンドにおけるスペクトルは、同相成分も直交成分も、ビート周波数だけ周波数がシフトするので、これ周波数シフトを補正することで、信号成分の復調と、雑音の除去を確実に実行することができる。
【００３１】
５．方法発明
本方法発明は、両側帯波信号を受信して、ＲＦ帯域に重畳する雑音を除去する信号処理方法において、両側帯波信号を直交復調して、正周波数帯域と負周波数帯域とを有したベースバンド信号に復調し、復調された直交成分の周波数特性を、伝達関数により修正した後、その修正直交成分と復調された同相成分と合成して、同相成分に含まれる雑音成分を除去することを特徴とする信号処理方法である。
【００３２】
また、本方法発明において、合成後の信号の電力が最小となるように伝達関数を制御することが望ましい。また、本方法発明において、直交成分をヒルベルト変換した後、同相成分と合成することが望ましい。また、直交成分のヒルベルト変換後の信号と、同相成分との相互相関値の符号により、合成を加算合成又は減算合成とするが望ましい。伝達関数の制御、加算合成と減算合成の選択は、上記の装置発明で説明した事項を適用することができる。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によると、ＲＦ帯域に雑音が重畳される環境において、復調時にこの雑音を精度よく除去することができるので、所望信号の検出精度、復調精度を向上させることができる。  
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の具体的な実施例１に係る信号処理装置の構成図。
【図２】実施例１の信号処理装置の入力信号及び復調後の信号の周波数特性。
【図３】実施例１の信号処理装置の復調後のベースバンドにおける同相成分と直交成分の周波数特性。
【図４】実施例１の信号処理装置において、相関行列、重みベクトルを演算するタイミング、重み付け加算のタイミング、信号列のタイミングを示したタイミングチャート。
【図５】本発明の具体的な実施例２に係る信号処理装置の構成図。
【図６】本発明の実施例２の変形例１に係る信号処理装置の構成図。
【図７】本発明の実施例２の変形例２に係る信号処理装置の構成図。
【図８】本発明の具体的な実施例３に係る信号処理装置の構成図。
【図９】本発明の具体的な実施例４に係る信号処理装置の構成図。
【図１０】本発明の具体的な実施例５に係る信号処理装置の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。本発明は、下記の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００３６】
本発明の具体的な一実施例に係る信号処理装置１の構成を図１に示す。本実施例は、ＨＶ（ハイブリッド車）におけるＡＭラジオ受信機に混入する雑音を抑制する信号処理装置である。ＨＶには、１００ｋＨｚのキャリア周波数で制御されるＤＣ−ＤＣコンバータが搭載されていると仮定する。ＡＭラジオ放送波は、５３１ｋＨｚから１６０２ｋＨｚの周波数帯域が割り当てられている。ＤＣ−ＤＣコンバータから発生するスイッチング雑音は、基本的には、周波数空間では、基本周波数１００ｋＨｚの整数倍の線スペクトル列となる。この雑音が、ＡＭラジオ放送帯域に入り込み、ＡＭラジオ放送波に雑音を与える。このような雑音の場合に、雑音のスペクトルは、１００ｋＨｚの間隔が存在するので、ＡＭラジオ放送の上側帯波帯域と下側帯波帯域とに、共に、雑音が存在することはない。本実施例は、ＡＭラジオ放送帯域に入り込むこの種の雑音をキャンセルする信号処理装置である。しかしながら、本発明は、このような雑音に限定されることなく、直交多重化されていない両側帯波伝送において、ＲＦ帯域に雑音が混入する全ての環境において用いることができる。
【００３７】
本実施例の信号処理装置は、アンテナ１１により受信されたＡＭラジオ放送信号が増幅器１２により増幅され、Ａ／Ｄコンバータ１３により、一定の周期Δｔでサンプリングされて、ディジタル値に変換された後、ＣＰＵにより処理される装置である。もちろん、アナログ回路で全て、又は一部を構成することは可能であるが、ディジタルで処理することが簡単であるので、本実施例はディジタル処理によるものである。図１の構成は、ディジタル処理の各機能部毎にブロックで表現されている。Ａ／Ｄコンバータ１３の出力する信号は実数であるが、直交復調部２０及びその後段のデータ処理は全て複素数で行われる。復調手段である直交復調部２０は、ミキサー２１と復調搬送波発生部２２と同相成分抽出部２３と直交成分抽出部２４とを有している。直交復調部２０によりベースバンド信号が得られる。複素信号で取り扱う関係上、このベースバンドは、上側帯波帯域に対応する正周波数帯域と下側帯波帯域に対応する負周波数帯域とを有する。
【００３８】
直交復調部２０に、位相同期処理部７０が設けられている。位相同期処理部７０はベースバンド信号を入力してその移動平均を演算する移動平均演算部７１と、その出力の複素共役を演算する複素共役演算部７２と、その出力の振幅を規格化する振幅規格化部７３と、その出力とベースバンド信号とを乗算する乗算部７４とを有している。
【００３９】
同相成分抽出部２３の出力する同相成分は、合成部６０に入力し、直交成分抽出部２４の出力する直交成分は、等化部４０に入力している。また、同相成分と直交成分とは、制御部５０に入力し、制御部５０により等化部４０の伝達関数が決定される。
【００４０】
次に本信号処理装置の作用について説明する。
１．受信信号のスペクトル
説明を簡単にするために、雑音は、放送局から受信装置に至る間に上側帯波帯域に重畳されるものとする。アンテナ１１の出力する受信信号ｒ（ｔ）は、（１）式で表される。
【数１】
2016092722.tif 000003
この受信信号ｒ（ｔ）のフーリエ変換であるスペクトルは図２（ａ）に示すようになり、上側帯波帯域と下側帯波帯域とを有している。Ｓ- は、下側帯波のスペクトル、Ｓ+ は、上側帯波のスペクトルであり、Ａは搬送波の振幅、ρは、放送局から受信装置までにおいて、ＲＦ帯域で重畳された雑音のスペクトルである。Ａは実数、Ｓ- 、Ｓ+ 、ρは角周波数ω（以下、単に、「周波数」と記す）に関する複素関数である。ωに関して、Ｓ- 、Ｓ+ の絶対値は等しく、位相は反転関係にある。したがって、Ｓ- 、Ｓ+ は相互に複素共役関数である。Ｓ- （ｔ）、Ｓ+ （ｔ）は、それぞれ、Ｓ- 、Ｓ+ のフーリエ逆変換であり、時間に関する複素関数である。また、Ｓ- （ｔ）、Ｓ+ （ｔ）は、相互に複素共役の関係にあり、したがって、Ｓ- （ｔ）＋Ｓ+ （ｔ）は実関数である。ωc は、変調時の搬送波の周波数、ωc ＋ωn は上側帯波に重畳した雑音の周波数である。
【００４１】
空間を伝搬する波は、ｒ（ｔ）の実部で表される。したがって、Ａ／Ｄコンバータ１３から出力されるサンプリングされた受信信号（データ）は、実数列である。次に、この受信信号を直交復調する。
１．同期復調
復調搬送波発生部２２の出力する復調搬送波の周波数は、変調搬送波の周波数ωc に対してΔωだけ大きいとする。すなわち、復調搬送波波Ｌ（ｔ）は（２）式で表される。
【数２】
2016092722.tif 000004
信号成分の直交成分は存在しないので、複素空間では、直交復調は、（１）式で表される複素関数の実部の受信信号にｅｘｐ［−ｊ（ωc ＋Δω）ｔ］を掛ける演算を行うことに等しい。したがって、ミキサー２１の出力する復調した後のベースバンドの信号は、（３）式で表される。なお、復調結果には１／２の係数が係るので、表現を簡単にするために、ｘ（ｔ）は、直交復調の結果の２倍で定義する。ベースバンド信号に、ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）の因子が現れる。
【数３】
2016092722.tif 000005
このベースバンド信号ｘ（ｔ）が移動平均演算部７１によりその移動平均が演算される。移動平均の結果は、（４）式で与えられる。
【数４】
2016092722.tif 000006
すなわち、移動平均により、（３）式の最終項の周波数は大きいので、移動平均により、この項は０となる。
【００４２】
次に、複素共役演算部７２により、（４）式の複素共役が求められ、振幅規格化部７３により、（５）式の規格化信号が得られる。（４）式におけるＡ＋Ｓ+ （ｔ）＋Ｓ- （ｔ）は実数であるので、（４）式から、−ｊΔωｔ＝ｔａｎ-1（実部／虚部）により−ｊΔωｔが得られるので、ｅｘｐ（ｊΔωｔ）を得ることができる。
【数５】
2016092722.tif 000007
【００４３】
次に、乗算部７４により、ベースバンド信号に（５）式の規格化信号を乗算して、（６）式の同期ベースバンド信号ｘsync（ｔ）を得ることができる。
【数６】
2016092722.tif 000008
この処理により、復調搬送波の周波数が変調搬送波の周波数に対して偏差Δωを有していても、その偏差による影響を排除することができる。
なお、上記の説明では、受信信号に含まれる復調搬送波と、変調搬送波との位相差Δφは、明示していないが、（２）〜（５）式におけるｊΔωｔをｊΔω＋ｊΔφとおいて、位相誤差Δφを考慮して、（６）式を演算すると、Δφは消去されるので、Δφが存在しても、（６）式が得られる。すなわち、周波数誤差だけでなく位相誤差も、補償されることになる。
【００４４】
したがって、位相同期処理部７０により、復調した後のベースバンドの信号は、（７）式で表される。すなわち、ミキサー７４の出力信号ｘsync（ｔ）は、（７）式で表現でき、そのスペクトルは図２（ｂ）に示すようになり、ベースバンドの正周波数帯域と負周波数帯域とを有している。雑音は正周波数帯域にのみ存在する。
【数７】
2016092722.tif 000009
【００４５】
（７）式の実部が直交復調における同相成分、虚部が直交復調における直交成分である。
同相成分は、（８）式で、直交成分は、（９）式で表される。
【数８】
2016092722.tif 000010
【数９】
2016092722.tif 000011
すなわち、同相成分抽出部２３の出力する同相成分ｘr （ｔ）が（８）式で、直交成分抽出部２４の出力する直交成分ｘi （ｔ）が（９）式で、表現される。同相成分には信号成分と雑音成分が存在するが、直交成分には、信号成分が存在せず、雑音成分のみが存在する。同相成分（８）式のスペクトルは、図３（ａ）に示すようになる。正周波数帯域には、信号成分のスペクトルＳ+ と雑音成分のスペクトル（ρ／２）が現れ、負周波数帯域には、信号成分のスペクトルＳ- と雑音成分のスペクトル（ρ* ／２）が現れている。ρ* はρの複素共役で、ρの位相を反転したスペクトルである。同相成分ｘr （ｔ）も、直交成分ｘi （ｔ）も実関数である。
【００４６】
直交成分（９）式のスペクトルは図３（ｂ）に示すようになる。正周波数帯域には、直交成分の雑音成分のスペクトル（−ｊρ／２）が現れている。すなわち、この雑音成分は、同相成分の雑音成分と振幅は等しいが、同相成分に対して、位相が−π／２だけ回転している（時間軸上ではπ／２だけ遅れている）。負周波数帯域には、直交成分の雑音成分のスペクトル（ｊρ* ／２）が現れている。すなわち、この雑音成分は、同相成分の雑音成分と振幅は等しいが、同相成分に対して位相がπ／２だけ回転している（時間軸上ではπ／２だけ遅れている）。また、同相成分も、直交成分も、正周波数帯域と負周波数帯域のスペクトルは、相互に、複素共役の関係、すなわち、位相が反転した関係にある。
【００４７】
２．直交成分の周波数特性の修正及び同相成分との合成
直交成分ｘi （ｔ）は、等化部４０に入力している。等化部４０はトランスバーサルフィルタで構成されている。等化部４０は、入力信号を単位遅延時間τだけ順次遅延させ、各タップからは、直交成分ｘi （ｔ）がｋτ遅延時間（ｋ＝０〜Ｑ−１）だけ遅延された信号が出力される。単位遅延時間τは、サンプリング周期Δｔに等しくしている。そして、各ｋτ遅延時間だけ遅延されたそれぞれの信号に、重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * が乗算されて、それぞれの乗算された結果が加算される。等化部４０は、直交成分ｘi （ｔ）の周波数特性を、重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * とexp(j ωΔt)〜exp(j ω(Q-1) Δt)により修正する。
【００４８】
等化部４０の伝達関数Ｚ（ω）は、次式で表される。
【数１０】
2016092722.tif 000012
等化部４０は、伝達関数Ｚ（ω）のフィルタ特性により、直交成分ｘi （ｔ）の周波数特性を修正した信号を、合成部６０に出力する。合成部６０は、修正された直交成分x id（ｔ）と、同相成分抽出部２３の出力する同相成分ｘr （ｔ）とを合成する。
【００４９】
また、直交成分ｘi （ｔ）、同相成分ｘr （ｔ）とは、ＰＩ（パワーインバージョン）アルゴリズムにより重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * を決定する制御部５０に入力している。制御部５０では、合成部６０の出力信号Ｓ（ｔ）の電力が最小となるように、等化部４０の重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * が決定される。
【００５０】
制御部５０は、同相成分ｘr （ｔ）と、直交成分ｘi （ｔ）とから、（１１）式で定義される受信ベクトルｘ（ｐΔＴ）を生成する。Δｔは、サンプリング周期であり、等化部４０における単位遅延時間αに等しくしている。ただし、Δｔとα（＞Δｔ）とを必ずしも等しくする必要はない。Ｑは、Δｔづつ遅延させた信号の数であり、等化部４０の重み係数の数−１に等しい。本実施例では、ＱΔｔ＝ΔＴ間隔で、重み係数が演算される。同相成分ｘr （ｐΔＴ）は、ΔＴ周期毎のｐ番目の信号を意味する。直交成分ｘi （ｋΔｔ＋ｐΔＴ）は、ｐΔＴ期間におけるΔｔ周期毎のｋ番目の信号を意味する。ただし、ｋ＝０，１，…，Ｑ−１である。受信信号ベクトルｘ（ｐΔＴ）は、Ｑ＋１次元の列ベクトルであり、ΔＴ毎に生成される。また、ΔＴは、直交成分ｘi （ｔ）と重み係数との積和演算を行う時間間隔でもある。
【数１１】
2016092722.tif 000013
【００５１】
次に、受信信号ベクトルの相関行列の時間平均Ｒ（以下、「平均相関行列」という）が、（１２）式、（１３）式で演算される。
【数１２】
2016092722.tif 000014
【数１３】
2016092722.tif 000015
平均は、ＰΔＴ（＝ＰＱΔｔ）期間の平均であり、Ｐは平均する期間のΔＴ期間の数である。ただし、ｘH （ｐΔＴ）は、受信信号ベクトルｘ（ｐΔＴ）の複素共役の転置行列を表し、Ｑ＋１次元の行ベクトルである。したがって、平均相関行列Ｒは、Ｑ＋１次元の正方行列である。
【００５２】
図４に示すように、平均相関行列Ｒを演算する時刻を現在時刻とすると、過去ＰΔＴの期間において、ΔＴ期間毎に生成された受信ベクトルｘ（ｐΔＴ）を用いて、平均相関行列Ｒが演算される。すなわち、平均相関行列Ｒは、合成信号Ｓ（ｋΔＴ）を求めるΔＴ期間毎に更新される。
【００５３】
パワーインバージョンアルゴリズムでは、重みベクトルＷ（Ｑ＋１次元の列ベクトル）を、相関行列Ｒの逆行列と拘束ベクトルｃとから（１４）式により求めることができる。
【数１４】
2016092722.tif 000016
拘束ベクトルｃは、（１５）式で定義されるＱ＋１次元の列ベクトルである。これは、同相成分ｘr （ｔ）の重み係数を固定したことに等しい。同相成分ｘr （ｔ）は、そのまま合成部６０に入力しているので、同相成分ｘr （ｔ）に対する重み係数は１である。
【数１５】
2016092722.tif 000017
【００５４】
（１４）式で決定された重みベクトルＷの複素転置ベクトルＷH を用いて、（１６）式により合成信号Ｓ（ｋΔＴ）を生成することができる。ただし、ＷH は、（１７）式に示すように、等化部４０で用いられる重み係数１，ｗ0 * 〜ｗQ-1 * を成分とするＱ＋１次元の行ベクトルである。重み係数１は、同相成分ｘr （ｔ）に対する重み係数である。ｋは、周期ΔＴ毎に、合成信号Ｓ（ｋΔＴ）を求める時の期間番号であり、ｋΔＴが現在時刻ｔを表す。
【数１６】
2016092722.tif 000018
【数１７】
2016092722.tif 000019
【００５５】
このようにして、重み係数を決定して、同相成分ｘr （ｔ）と、直交成分ｘi （ｔ）の遅延合成により周波数特性の修正された直交成分ｘid（ｔ）とを合成すると、合成信号Ｓ（ｔ）の電力を最小とすることができる。すなわち、雑音電力が所望信号の電力よりも大きい場合に、雑音をキャンセルして、所望信号を抽出することができる。上記の説明では上側帯波にのみ雑音が重畳した場合を説明した。しかし、下側帯波にのみ雑音が重畳した場合にも、直交成分のスペクトルが上側帯波にのみ雑音が重畳した場合に対して、符号が反転するだけであるので、同様に適用できる。さらに、上側帯波と下側帯波に異なる雑音が重畳している場合にも、合成した電力が最小となるように等化部４０の伝達関数（重み係数）が決定されるので、同相成分に重畳した雑音を除去することができる。（
【００５６】
［実施例１の変形例１］
本実施例において、平均相関行列Ｒは、過去ＰΔＴ間の単純平均としたが、次のようにしても良い。過去（Ｐ−１）ΔＴ間の平均の相関行列をＲold として、最新のΔＴの１期間における相関行列をＲnew とする。重みベクトルＷを演算する相関行列Ｒを、（１８）式で求めても良い。
【数１８】
2016092722.tif 000020
忘却係数αを大きくすれば、最新に求めた相関行列を平均相関行列Ｒに大きく反映させることができる。
【００５７】
［実施例１の変形例２］
実施例１において、次の変形例を用いることができる。実施例１では、重みベクトルＷを演算するのに、ＰＩアルゴリズムを用いたが、最小２乗誤差法を用いることができる。この例は、実施例１の拘束ベクトルｃを、（１９）式で決定する方法である。
【数１９】
2016092722.tif 000021
【００５８】
ここで、ｓ* （ｐΔＴ）は、既知の参照信号の列であり、拘束ベクトルｃは、Ｑ＋１次元の列ベクトルであり、参照信号と受信信号ベクトルとの相関ベクトルの平均である。このように拘束ベクトルｃを決定すれば、（１４）式を用いた重みベクトルＷを求めることができる。このようにして重みベクトルＷから得られる（１７）式の重み係数１，ｗ0 * 〜ｗQ-1 * を用いて直交成分ｘi （ｔ）の周波数特性を修正した後、と同相成分ｘr （ｔ）とを合成すると、合成信号Ｓ（ｔ）は、参照信号との誤差が最小となる。すなわち、参照信号ではない雑音は、除去されることになる。
【００５９】
［実施例１の変形例３］
また、次の実施例１の変形例が考えられる。実施例１は、等化部４０をトランスバーサルフィルタで構成している。実施例１及びその変形例１、２のように重み係数ｗk * が求まると、（１０）式により等化部４０の伝達関数Ｚ（ω）が求まる。したがって、直交成分ｘi （ｋΔｔ）をフーリエ変換してその周波数特性Ｆｘi （ω）に伝達関数Ｚ（ω）を掛け算して、その結果をフーリエ逆変換して、修正された直交成分ｘid（ｔ）を求めて、その信号を合成部６０に出力するようにしても良い。これにより、同相成分ｘr （ｔ）と周波数特性の修正された直交成分ｘid（ｋΔｔ）とを時間軸上で合成すれば、上記の同相成分に重畳した雑音をキャンセルすることができる。
【実施例２】
【００６０】
実施例２の信号処理装置の構成を図５に示す。本実施例は等化部にヒルベルトフィルタ４１を用いる例である。ヒルベルトフィルタはトランスバーサルフィルタである。ヒルベルトフィルタ４１の伝達関数Ｚ（ω）は、（２０）式の第１伝達関数Ｚ1 （ω）と、（２１）式の第２伝達関数Ｚ2 （ω）と２種類が準備される。
【数２０】
2016092722.tif 000022
【数２１】
2016092722.tif 000023
ヒルベルトフィルタ４１は、入力する直交成分ｘi （ｔ）と、上記の各伝達関数のインパルスレンポンスとの畳み込み積分を実行する図１の等化部４０と同様なトランスパーサルフィルタで構成されている。
【００６１】
本発明の原理で説明したように、同相成分の雑音成分のスペクトルは正周波数帯域ではρ（ω）／２、負周波数帯域ではρ（ω）* ／２である。上側帯波に雑音が重畳した場合には、直交成分の雑音成分のスペクトルは、正周波数帯域（ω＞０）では（−ｊρ（ω）／２）、負周波数帯域（ω＜０）では（ｊρ* （ω）／２）となる。また、下側帯波にのみ雑音が重畳した場合には、ｘr （ｔ）とｘi （ｔ）は、（８）式と（９）式において、ωn ＝−ωn と置いた式で表される。しかし、上側帯波帯域に雑音が重畳した場合と（８）、（９）式の表現を同一にするために、ωn ＝−ωn とおき、さらに、ρをρ* 、ρ* をρに置換する。すなわち、下側帯波帯域に雑音が重畳した場合の（１）式のρをρ* とする。このように雑音のスペクトルを定義することで、同相成分の雑音成分は、図３（ａ）と同一になり、負周波数帯域では、ρ* ／２となり、正周波数帯域では、ρ／２となり、相互に複素共役の関係にある。
【００６２】
直交成分の雑音成分は、正周波数帯域では、スペクトル（ｊρ／２）、負周波数帯域では、スペクトル（−ｊρ* ／２）となる。すなわち、正周波数帯域及び負周波数帯域において、直交成分の雑音成分は、同相成分の雑音成分に対して、時間軸上において位相がπ／２だけ進んでいる。したがって、正周波数帯域において、同相成分の雑音成分（ρ／２）を除去するためには、正周波数帯域の直交成分の雑音成分（ｊρ／２）に（ｊ）を掛けて、同相成分に加算する必要がある。
【００６３】
したがって、上側帯波にのみ雑音が重畳している場合には、ヒルベルトフィルタ４１の伝達関数を、（２０）式の第１伝達関数Ｚ1 （ω）とし、下側帯波にのみ雑音が重畳している場合には、（２１）式の第２伝達関数Ｚ2 （ω）とすることで、ヒルベルトフィルタ４１の出力のスペクトルを、同相成分の雑音成分のスペクトルの逆相のスペクトル（−ρ（ω）／２，ω＞０，−ρ* （ω）／２，ω＜０）とすることができる。したがって、直交成分ｘi （ｔ）をヒルベルトフィルタ４１に入力し、その出力と同相成分ｘr （ｔ）と合成部６０で加算合成すれば、同相成分に含まれている雑音を除去することができる。
【００６４】
ヒルベルトフィルタ４１の伝達関数の選択は、次のように実行される。合成部６０の出力信号Ｓ（ｔ）が制御部５０に入力される。制御部５０は、ヒルベルトフィルタ４１の伝達関数を第１伝達関数Ｚ1 （ω）と第２伝達関数Ｚ2 （ω）とで切り換えて、出力信号Ｓ（ｔ）の上記時間間隔ΔＴでの平均電力を求め、その平均電力が小さい方の伝達関数を選択するようにすれば良い。雑音のスペクトルの周波数が時間的にシフトしない場合には、ＡＭ放送が選局される毎に、上記の伝達関数の選択を行えば良い。雑音のスペクトルの周波数の時間的シフトが存在する場合には、一定の時間間隔（例えば、上記の実施例１におけるΔＴ）で、上記の伝達関数の選択操作を実行するようにすれば良い。この操作が短時間であれば、雑音の同相成分と直交成分とが同相で合成されたとしても、聞者に雑音として認識されることはない。また、伝達関数を切り換え制御するためのヒルベルトフィルタと、その出力と同相成分とを合成する系統を、信号の復調系統とは別に設けて、この系統により、常時、切り換え制御して、合成信号の電力が最小となる側の伝達関数を選択するようにすれば、聞者に雑音を与えることはない。
【００６５】
［実施例２の変形例１］
実施例２では、ヒルベルトフィルタ４１の伝達関数を、第１伝達関数Ｚ1 （ω）と第２伝達関数Ｚ2 （ω）とで切り換え制御する装置である。本変形例１は、図６に示すように、ヒルベルトフィルタ４２の伝達関数を、第１伝達関数Ｚ1 （ω）と第２伝達関数Ｚ2 （ω）の一方に固定している。そして、ヒルベルトフィルタ４２の出力信号を、制御部５０の出力により制御される符号反転部６１で反転させる（−１を掛ける）か、そのまま通過させるかを切り換えるようにしている。これにより、常時、ヒルベルトフィルタ４２により周波数特性の修正された直交成分が、同相成分に対して逆相で合成されることになり、両側帯波の同相成分から雑音を除去することができる。
また、本変形例においても、合成時の直交成分の符号の切り換え制御のために、符号反転部６１を含む合成部６０を別系統として設けて、常時、符号の切り換え制御をして、最適な状態を選択するようにすれば、聞者に雑音を与えることはない。
【００６６】
［実施例２の変形例２］
また、図７に示すように、切換スイッチ６２を設けて、操作者の指令により、符号反転部６１により入力信号の符号を反転させるか、そのま通過させるかを選択するようにしても良い。
【実施例３】
【００６７】
本実施例３は、ヒルベルトフィルタ４２により周波数特性の修正された直交成分と同相成分とに関して、時間軸上の加算合成と減算合成とを、常時、発生させるようにした信号処理装置である。その構成を図８に示す。図６と異なる構成は、合成部６０と制御装置５２である。合成部６０は、符号反転部６３ａ、６３ｂとを有している。符号反転部６３ａと、６３ｂとは、制御装置５２により、一方が符号反転する時は、他方は符号反転をしないように制御される。そして、符号反転部６３ａの出力する修正された直交成分と同相成分とが加算部６４ａで加算合成される。また、符号反転部６３ｂの出力する修正された直交成分と同相成分とが加算部６４ｂで加算合成される。
【００６８】
加算部６４ａ、６４ｂの出力する合成信号は制御装置５２に入力しており、制御装置５０において、それぞれの合成信号の所定時間（ΔＴ）における平均電力が演算される。加算部６４ａの出力する合成信号の電力が、加算部６４ｂの出力する合成信号の電力よりも小さくなるように、符号反転部６３ａと符号反転部６３ｂにおける符号反転と符号非反転とが設定される。この構成を採用すると、雑音が上側帯波に重畳する場合と、下側帯波に重畳する場合とが、時間的に変動しても、加算部６４ａにおいて、同相成分と直交成分とが逆相で、常時、合成されるように制御できる。これにより、常時、雑音が除去された両側帯波ベースバンド信号を得ることができる。
【実施例４】
【００６９】
本実施例４は、直交成分の周波数特性の修正を周波数軸上で行い、その直交成分修正周波数特性と同相成分周波数特性とを周波数軸上で合成して、フーリエ逆変換して時間軸上の合成信号Ｓ（ｔ）に変換する装置である。
図９に示すように、等化部４５は、直交成分抽出部２４の出力する直交成分ｘi （ｔ）を入力して、フーリエ変換するＦＦＴ部４６と、ＦＦＴ部４６の出力を修正する伝達関数部４７とを有している。合成部８０は、同相成分抽出部２３の出力する同相成分ｘr （ｔ）をフーリエ変換するＦＦＴ部８１と、ＦＦＴ部８１の出力するスペクトルと、等化部４５の出力するスペクトルを合成する加算部８２と、加算部８２の出力をフーリエ逆変換するＩＦＦＴ部８３とを有している。
【００７０】
また、加算部８２の出力するスペクトルは、制御部５３に入力している。等化部４５において、直交成分の周波数特性に第１伝達関数Ｚ1 （ω）又は第２伝達関数Ｚ2 （ω）が乗算されて、直交成分の周波数特性が修正される。加算部８２の出力するスペクトルは、制御部５３において、そのスペクトルのベースバンドにおける電力が演算される。制御部５３は、等化部４５に指令して、合成信号の電力が小さくなる側の伝達関数を選択する。これにより、ＩＦＦＴ部８３から出力される信号Ｓ（ｔ）は、同相成分から雑音が除去されたものとなる。
【００７１】
本実施例においても、ＦＦＴ部８１の出力を分岐し、また、ＦＦＴ部４６の出力を分岐して別の等化部に入力させ、この等化部の出力とＦＦＴ部８１の分岐出力とを合成する別の加算部を設けた別系統を設けても良い。この別系統による合成信号の電力を求めて、電力が小さくなる側の伝達関数を決定する。この決定された伝達関数が伝達関数部４７で設定される伝達関数とする。このように、適正な伝達関数の決定は、別系統で、短い時間周期で繰り返して行うことにより、正規の復調系統における伝達関数の切換を頻繁に行うことなく、常時、伝達関数部４７の伝達関数を最適に設定することができる。
【００７２】
さらに、伝達関数部４７における伝達関数を第１伝達関数Ｚ1 （ω）又は第２伝達関数Ｚ2 （ω）の一方の伝達関数に設定して、スペクトルに関して、図８に示すような、符号反転合成と、符号非反転合成とを行うようにしても良い。これによると、実施例３と同様に、常時、直交成分と同相成分が逆相で合成されるようにすることができる。
【００７３】
本実施例４においても、図６と同様に、伝達関数部４７の伝達関数を、第１伝達関数Ｚ1 （ω）又は第２伝達関数Ｚ2 （ω）の一方に固定して、伝達関数部４７の出力を符号反転部で、合成スペクトルの電力が小さくなる側に、修正された直交成分のスペクトルの符号を制御して、加算部８２に出力するようにしても良い。
【００７４】
また、制御部５３を設けずに、図７のように、切換スイッチを設けて、操作者の指令により、伝達関数部４７の出力の符号を制御するようにしても良い。伝達関数部４７の出力の符号の切換制御のために別系統を設けても良い点は、上記の実施例と同一である。
【実施例５】
【００７５】
本実施例は、同相成分とヒルベルトフィルタを通過した直交成分との相互相関値に符号に応じて、加算合成か減算合成かの符号を決定するようにしたことが特徴である。その構成を図１０に示す。実施例２の図６又は図７において、符号反転部６１に符号の指令を与える制御部５４を設けた点が特徴である。図１０において、制御部５４は、ヒルベルトフィルタ４２の出力する修正直交成分Ｈｘi （ｔ）と同相成分抽出部２３の出力する同相成分ｘr （ｔ）との積を演算する乗算部５４１と、その積の所定時間ΔＴでの移動平均を演算する移動平均演算部５４２と、その平均値Ｄから同相成分ｘr （ｔ）と修正直交成分Ｈｘi （ｔ）との位相差を検出する位相検出部５４３とを有する。
【００７６】
今、上側帯波帯域に雑音が重畳されているとし、ヒルベルトフィルタ４２の伝達関数は（２０）式の第１伝達関数Ｚ1 （ｔ）に設定されているとする。このとき、ヒルベルトフィルタ４２の出力する修正直交成分Ｈｘi （ｔ）は、（２２）式で表される。
【数２２】
2016092722.tif 000024
したがって、乗算部５４１の出力は、（２３）式で表現される。
【数２３】
2016092722.tif 000025
【００７７】
そして、（２３）式の移動平均が移動平均演算部５４２で演算される。exp(j ωn ｔ）、exp(−j ωn ｔ）の因子が係る項は、移動平均により０となる。したがって、移動平均演算部５４２の出力Ｄは、（２４）式で表される。
【数２４】
2016092722.tif 000026
出力Ｄの符号が負であることは、同相成分ｘr （ｔ）の雑音成分とヒルベルトフィルタ４２の出力する修正直交成分Ｈｘi （ｔ）とは、位相差がπ、すなわち、逆相関係にあることを意味する。したがって、位相検出部５４３は、Ｄの符号が負であれば、符号反転部６１での符号を反転させないように制御する。これにより、合成部６０では、修正直交成分とＨｘi （ｔ）と同相成分ｘr （ｔ）とが加算合成される。この結果、同相成分ｘr （ｔ）から雑音が除去されて、両側帯波信号Ｓ（ｔ）が得られる。
【００７８】
また、下側帯波帯域に雑音が重畳された場合には、同相成分ｘr （ｔ）は、（８）式で表され、このとき、直交成分ｘi （ｔ）は、（２５）式で表され、ヒルベルトフィルタ４２の出力する修正直交成分Ｈｘi （ｔ）は、（２６）式で表される。したがって、移動平均演算部５４２の出力Ｄは、（２７）式で表される。
【数２５】
2016092722.tif 000027
【数２６】
2016092722.tif 000028
【数２７】
2016092722.tif 000029
【００７９】
よって、下側帯波帯域に雑音が重畳している場合には、位相検出部５４３の検出する符号は正となる。符号が正であることは、同相成分ｘr （ｔ）の雑音成分とヒルベルトフィルタ４２の出力する修正直交成分Ｈｘi （ｔ）とは、位相差が０、すなわち、同相関係にあることを意味する。位相検出部５４３は、Ｄの符号が正であれば、符号反転部６１での符号を反転させるように制御する。これにより、合成部６０では、修正直交成分とＨｘi （ｔ）と同相成分ｘr （ｔ）とが減算合成される。この結果、同相成分ｘr （ｔ）から雑音が除去されて、両側帯波信号Ｓ（ｔ）が得られる。
【００８０】
なお、乗算部５４１と移動平均演算部５４２に代えて、同相成分ｘr （ｔ）とヒルベルトフィルタ４２の出力する修正直交成分Ｈｘi （ｔ）との相互相関値を演算するようにしても良い。すなわち、ｘr （ｔ）とＨｘi （ｔ）との畳み込み積分を演算しても良い。同相成分ｘr （ｔ）の雑音成分と修正直交成分Ｈｘi （ｔ）との相関値Ｄは、（２４）、（２７）で表されるので、上記したことと同一の処理により、雑音成分が除去された両側帯波信号Ｓ（ｔ）を得ることができる。
【００８１】
［実施例５の変形例］
実施例４の図９に示す伝達関数部４７の伝達関数を第１伝達関数Ｚ1 （ω）に固定する。そして、周波数軸上での同相成分ｘr （ω）と、伝達関数部４７の出力する修正直交成分Ｈｘi （ω）との合成において、周波数軸上での両者の相互相関や、周波数毎の積の移動平均を求めても良い。結果は、（２４）、（２７）式と同一となる。そのＤの値の符号により、周波数軸上の同相成分ｘr （ω）と伝達関数部４７の出力する修正直交成分Ｈｘi （ω）とを合成部８２で加算合成又は減算合成するようにしても良い。、
【００８２】
上記の全実施例において、直交復調部２０に入力する信号はＲＦ信号としているが、ＲＦ信号から周波数が低下されたＩＦ信号であっても良い。要は、ベースバンドに変換するところで、直交復調をすれば良い。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
本発明は、入力信号から周期性雑音を除去する装置に用いることができる。
【符号の説明】
【００８４】
２３…同相成分抽出部
２４…直交成分抽出部
４０，４５…等化部
４１，４２…ヒルベルトフィルタ
６３ａ，６３ｂ…符号反転部
６４ａ，６４ｂ…加算部
５０、５３…制御部
６０，８０，８２…合成部
８１…ＦＦＴ部
８３…ＩＦＦＴ部
【図１】
2016092722.tif 000030
【図２】
2016092722.tif 000031
【図３】
2016092722.tif 000032
【図４】
2016092722.tif 000033
【図５】
2016092722.tif 000034
【図６】
2016092722.tif 000035
【図７】
2016092722.tif 000036
【図８】
2016092722.tif 000037
【図９】
2016092722.tif 000038
【図１０】
2016092722.tif 000039