(57)【要約】      （修正有）【課題】周波数領域において線形信号処理を用い、従来よりも少ない計算量で、高信頼且つ高速な信号伝送を実現する位相雑音補償受信機を提供する。【解決手段】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信する位相雑音補償受信機において、ＯＦＤＭシンボルに含まれる既知なパイロット信号とレプリカ信号を用いて、位相雑音補償係数を推定する位相雑音補償係数推定回路１４５と、位相雑音補償係数を用いて、隣接する３つのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を合成し、受信信号に含まれている局部発振器位相雑音を補償する位相雑音補償回路１４０とを備える。【選択図】図２
2016092454.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信する位相雑音補償受信機であって、
ＯＦＤＭシンボルに含まれる既知なパイロット信号とレプリカ信号を用いて、位相雑音補償係数を推定する位相雑音補償係数推定回路と、
前記位相雑音補償係数推定回路から出力される前記位相雑音補償係数を用いて、隣接する３つのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を合成することにより、受信信号に含まれている局部発振器位相雑音を補償する位相雑音補償回路と、
を備えることを特徴とする位相雑音補償受信機。
【請求項２】
前記レプリカ信号は、前記位相雑音補償係数と、周波数領域信号であるチャネル等化後のパイロット信号と、前記チャネル等化後のパイロット信号に隣接する、周波数領域信号である２つのチャネル等化後の受信信号とに基づいて生成され、
前記レプリカ信号を生成する際に、前記周波数領域信号である２つのチャネル等化後の受信信号は既知又は未知である請求項１に記載の位相雑音補償受信機。
【請求項３】
前記位相雑音補償係数推定回路では、前記レプリカ信号と前記パイロット信号の平均二乗誤差が最小となるように、前記位相雑音補償係数を推定する請求項１又は２に記載の位相雑音補償受信機。
【請求項４】
前記位相雑音補償係数推定回路では、前記レプリカ信号と前記パイロット信号に基づいて、ＭＭＳＥ法、ＬＭＳ法又はＲＬＳ法を用いて前記位相雑音補償係数を推定する請求項１又は２に記載の位相雑音補償受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭを採用するミリ波帯無線通信システムにおける受信機内の局部発振器に起因する位相雑音を補償する位相雑音補償受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、高精細動画等をはじめとする大容量データの送受信の普及やマイクロ波帯の無線周波数の逼迫を背景として、従来のマイクロ波帯よりも高い周波数を活用した無線通信システムを実現するための様々な取組が活発に行われている。例えば、６０ＧＨｚ帯の無線周波数帯を利用した無線ＬＡＮシステムの標準規格としてＩＥＥＥ８０２.１１ａｄが策定され、当該無線ＬＡＮシステムを実現するためのアンテナや送受信機回路、ベースバンド信号処理等に関する研究が世界中で行われている。
【０００３】
ＩＥＥＥ８０２.１１ａｄにおいては、６０ＧＨｚから６８ＧＨｚまでの周波数帯域を４つのチャネルに分割し、それぞれのチャネル内に、マルチユーザＭＩＭＯ（Multiple-Input  Multiple-Output）と呼ばれる空間多重技術を用いることが検討されている。この空間多重技術により、理論上、システム全体で１６ユーザを収容し、且つ、１ユーザ当たり６Ｇｂｐｓ(ギガビット毎秒)のスループットを提供することが可能となる。
【０００４】
また、近年、ミリ波よりも更に周波数の高いテラヘルツ帯の電磁波（以下、「テラヘルツ波」と称する）を活用した無線通信に関する研究も盛んに行われている。テラヘルツ帯無線通信は、現時点では、まだ標準規格策定の段階に及んでいないが、ＩＥＥＥ内部に、ＩＥＥＥ８０２.１５ＷＰＡＮＴＭ  Terahertz  Interest  Group(ＩＧｔｈｚ)と呼ばれる技術調査のためのグループが既に組織され、そのグループによる、テラヘルツ帯無線通信に関する議論が行われている。
【０００５】
このように、近年、無線通信システムに用いられる周波数は、より高い方に移行していく傾向がある。このような無線通信システムの高周波数移行を技術的に可能にしたのは、Ｓｉ  ＣＭＯＳ集積回路技術による高周波回路製造技術の向上である。大量生産可能なＣＭＯＳ回路でテラヘルツ帯やミリ波帯の周波数を扱えるようになったことで、安価にデバイスを製造できる見込みが得られた。
【０００６】
しかし、Ｓｉ  ＣＭＯＳ集積回路技術で製造された、ミリ波・テラヘルツ波の送受信機内の局部発振器は、大きな位相雑音を有するという問題がある。この大きな位相雑音は、局部発振器が出力する搬送波（キャリア）の周波数ゆらぎに起因する。
【０００７】
ところで、近年、無線通信システムでは、高速な信号伝送を実現する手段として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：orthogonal  frequency-division  multiplexing）がよく用いられている。ＯＦＤＭとは、広帯域信号をサブキャリアと呼ばれる狭帯域信号の重ね合わせに変換して送信する方式である。ＯＦＤＭは、マルチパスの影響や符号間干渉に対して耐性を持ち、且つ、高い周波数利用効率を実現できるので、ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）やＷｉＭＡＸ（Worldwide  Interoperability  for  Microwave  Access）、無線ＬＡＮ等に用いられている。
【０００８】
しかし、ＯＦＤＭを採用する無線通信システムでは、上述したような位相雑音がサブキャリア間干渉を引き起こすため、通信品質が劣化してしまうという問題が存在する。そのため、位相雑音の影響（位相雑音に起因するサブキャリア間干渉やサブキャリア位相回転）を低減する位相雑音補償技術が必要となることから、位相雑音補償機能を有するＯＦＤＭ受信機の検討が盛んに行われている。
【０００９】
ところで、位相雑音補償を行うためのディジタル信号処理は、線形処理を活用したものと非線形処理を活用したものに大別される。前者は入力信号に対して線形変換を施すものを指すのに対し、後者は入力信号に対して線形変換以外の処理（例えば、再生変調やフィードバックループを含む処理）を行うものを指す。
【００１０】
従来の位相雑音補償技術の殆どは、非線形処理によるもの（以下、単に「非線形位相雑音補償技術」とも言う。）である。
【００１１】
ここで、従来の非線形位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機の構成例（非特許文献１参照）を図１に示す。
【００１２】
図１に示されたように、従来の非線形位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機は、アンテナ１０と、ＩＱ復調回路１１と、Ａ／Ｄ変換回路１２と、ＣＰ除去回路１３と、判定指向型位相雑音推定器１４と、位相雑音補償回路１５ａと、チャネル推定回路１５と、ＦＦＴ回路１６と、判定指向型チャネル推定器１７と、チャネル等化器１８と、ＣＰ挿入器１９と、ＣＰＥ補償器２０と、ＣＰＥ補償係数推定回路２１と、ＱＡＭ復調器２２と、ＯＦＤＭ変調信号生成器２３と、デインターリーバ２４と、インターリーバ２５と、誤り訂正復号器２６と、誤り訂正符号器２７と、スイッチ２８と、ＣＲＣ復号器２９を備えるようになっている。
【００１３】
図１の各ブロックのうち、破線で囲まれた部分(即ち、判定指向型位相雑音推定器１４、位相雑音補償回路１５ａ、判定指向型チャネル推定器１７、ＣＰ挿入器１９、ＣＰＥ補償器２０、ＣＰＥ補償係数推定回路２１、ＯＦＤＭ変調信号生成器２３、インターリーバ２５、誤り訂正符号器２７、スイッチ２８及びＣＲＣ復号器２９)が、従来の非線形位相雑音補償技術に係る部分である。以下、図１を参照しながら、従来の非線形位相雑音補償技術を説明する。図１に示された従来の非線形位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機における処理手順を、初回処理と繰返し処理の二段階に分けることができる。
【００１４】
図１に示されたように、まず、アンテナ１０から受信された信号は、ＩＱ復調回路１１とＡ／Ｄ変換回路１２を経て、ディジタル複素ベースバンド信号に変換される。ディジタル複素ベースバンド信号に変換された受信信号のうち、プリアンブルのみを用いてチャネル推定回路１５によってチャネル推定が行われる。次に、ディジタル複素ベースバンド信号に変換された受信信号のうち、プリアンブルでない信号、即ち、データ信号に対し、ＣＰ除去回路１３によって、サイクリック・プレフィックス（ＣＰ：Cyclic  Prefix）除去が行われる。サイクリック・プレフィックスが除去されたディジタル複素ベースバンド信号に対して、まず初回処理が行われる。
【００１５】
初回処理では、チャネル等化器１８によるチャネル等化、ＣＰＥ補償器２０によるＣＰＥ補償、ＱＡＭ復調器２２によるＱＡＭ復調、デインターリーバ２４によるデインターリーブ、及び誤り訂正復号器２６による誤り訂正復号が行われ、次に、誤り訂正復号器２６の出力信号がＣＲＣ復号器（巡回冗長検査復号器）２９に入力される。ここで、ＣＲＣ復号器２９に入力された誤り訂正復号器２６の出力信号に対し、ＣＲＣ復号器２９により誤りが検出されない場合に、従来の非線形位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機における受信処理は終了する。一方、ＣＲＣ復号器２９により誤りが検出された場合に、従来の非線形位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機は、繰返し処理に移行する。
【００１６】
繰返し処理では、ＣＲＣ復号器２９により誤りが検出された場合の誤り訂正復号器２６の出力信号に対し、誤り訂正符号器２７による誤り訂正符号化、インターリーバ２５によるインターリーブ、ＯＦＤＭ変調信号生成器２３によるＯＦＤＭ変調、及びＣＰ挿入器１９によるＣＰ挿入といった複数の処理が行われ、その結果、送信信号レプリカが生成される。次に、判定指向型位相雑音推定器１４では、生成された送信信号レプリカと、ディジタル複素ベースバンド信号に変換された受信信号を用いて、位相雑音が推定され、推定結果（推定された位相雑音）が出力され、更に、出力された推定結果に基づいて、位相雑音補償回路１５ａによって、位相雑音が補償される。また、判定指向型チャネル推定器１７では、位相雑音が除去された受信信号と、送信信号レプリカを用いて、チャネル推定を行う。図１に示された従来の非線形位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機では、以上の一連の処理を繰り返し行うことによって、位相雑音を取り除くことができる。
【００１７】
このように、時間領域において位相雑音が補償されるようになっている従来の非線形位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機では、位相雑音を取り除くために、繰返し処理を行うようにしているので、計算量が膨大であるという問題点があり、特に、誤り訂正復号後の信号を用いて送信信号レプリカ生成処理において、高速フーリエ変換(ＦＦＴ：Fast  Fourier  Transform）や逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse  Fast  Fourier  Transform）を行うようにしているので、計算量が更に大きくなってしまうという問題点がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】S.Suyama,H.Suzuki,K.Fukawa,and  J.Izumi,"Iterative  receiver  employing  phase  noise  compensation  and  channel  estimation  for  millimeter-wave  OFDM  systems,"IEEE  Journal  on  Selected  Areas  in  Communications,vol.27,no.8,pp.  1358-1366,Oct.2009.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上で述べたように、従来の非線形位相雑音補償技術は、良好な位相雑音補償性能を示す一方で、トレードオフとして計算量が膨大となる欠点を有する。数Ｇｂｐｓ級の高速データ信号処理を行うためには、受信機におけるベースバンド処理において、チャネル推定やフレーム処理等に加えて、位相雑音処理等の複雑な過程を低遅延で行う必要がある。
【００２０】
しかしながら、従来の非線形位相雑音補償技術を用いると、受信機のベースバンド部の計算負荷が大きくなり、消費電力増加や受信処理遅延が発生してしまい、実効的な通信速度が低下してしまう問題が存在する。
【００２１】
ミリ波帯の広帯域信号伝送を効率良く実現するためには、計算量が少なく且つ十分な位相雑音補償性能を持つ位相雑音補償技術が必要不可欠である。
【００２２】
本発明は、上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、従来の非線形位相雑音補償技術に存在している、信号処理に伴う計算量が膨大となるという問題点を解決するために、周波数領域において線形信号処理を用いることで、従来よりも少ない計算量で位相雑音補償技術を実現し、高信頼且つ高速な信号伝送を実現できるようにした位相雑音補償受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信する位相雑音補償受信機に関し、本発明の上記目的は、ＯＦＤＭシンボルに含まれる既知なパイロット信号とレプリカ信号を用いて、位相雑音補償係数を推定する位相雑音補償係数推定回路と、前記位相雑音補償係数推定回路から出力される前記位相雑音補償係数を用いて、隣接する３つのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を合成することにより、受信信号に含まれている局部発振器位相雑音を補償する位相雑音補償回路とを備えることにより達成される。
【００２４】
また、本発明の上記目的は、前記レプリカ信号は、前記位相雑音補償係数と、周波数領域信号であるチャネル等化後のパイロット信号と、前記チャネル等化後のパイロット信号に隣接する、周波数領域信号である２つのチャネル等化後の受信信号とに基づいて生成され、前記レプリカ信号を生成する際に、前記周波数領域信号である２つのチャネル等化後の受信信号は既知又は未知であることにより、或いは、前記位相雑音補償係数推定回路では、前記レプリカ信号と前記パイロット信号の平均二乗誤差が最小となるように、前記位相雑音補償係数を推定することにより、或いは、前記位相雑音補償係数推定回路では、前記レプリカ信号と前記パイロット信号に基づいて、ＭＭＳＥ法、ＬＭＳ法又はＲＬＳ法を用いて前記位相雑音補償係数を推定することにより、より効果的に達成される。
【発明の効果】
【００２５】
本発明に係る位相雑音補償受信機によれば、周波数領域において線形信号処理を用いて位相雑音を補償することで（即ち、送信機及び受信機における局部発振器位相雑音に起因するサブキャリア信号の位相回転及びサブキャリア間干渉が発生した後の受信信号に対し、位相雑音補償を行うことで）、従来よりも格段に少ない計算量で位相雑音補償技術を実現したため、受信機のベースバンド部の計算負荷を小さくすると共に、従来の非線形位相雑音補償技術を用いた場合に生じる受信処理遅延問題を解消することができる。
【００２６】
本発明では、局部発振器位相雑音を補償するために、受信機のベースバンド部における周波数領域信号処理において、繰返し処理を用いずに線形変換のみを用いることで、少ない計算量で位相雑音補償を可能にし、その結果、消費電力が少なく、且つ、受信処理遅延の無い、ＯＦＤＭ受信機を実現することができる。
【００２７】
本発明に係る位相雑音補償受信機によれば、ＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロット信号と本発明の「レプリカ信号」に基づいて推定された位相雑音補償係数を用いて、隣接する３つのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を合成することにより（即ち、隣接する３つのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を位相雑音補償係数で重み付けた上で和をとることにより）、受信信号に含まれている局部発振器位相雑音（送信機及び受信機における局部発振器位相雑音に起因する位相回転及びキャリア間干渉）を補償するようにしているので、従来の非線形位相雑音補償技術による受信機において行われている送信信号レプリカ生成を伴う繰り返し信号処理を行わないので、従来の非線形位相雑音補償技術よりも格段に少ない計算量で位相雑音補償技術を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】従来の位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の要部を構成する位相雑音補償回路１４０及び位相雑音補償係数推定回路１４５を説明する図である。
【図３】本発明の位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明において、信号フォーマットの構成例を示す図である。
【図５】従来手法と本発明の実数同士乗算回数の比較を示すグラフである。
【図６】従来手法と本発明のビット誤り率の比較を示すグラフである。
【図７】従来手法と本発明のパケット誤り率の比較を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
本発明は、従来の非線形位相雑音補償技術に存在する計算量膨大という問題点を解決するために、周波数領域において線形信号処理（受信機ベースバンド部における周波数領域信号処理）を用いて位相雑音を補償することで、従来の非線形位相雑音補償技術よりも格段に少ない計算量で位相雑音補償技術を実現した位相雑音補償受信機に関するものである。
【００３０】
本発明では、パイロットと呼ばれる既知信号列（以下、単に「パイロット信号」とも言う。）を用いて、位相雑音を補償するための本発明の位相雑音補償係数を学習し、学習した位相雑音補償係数を用いて、受信信号に含まれている、局部発振器に起因する位相雑音の補償（以下、単に「局部発振器位相雑音補償」又は「位相雑音補償」とも言う。）を行う。
【００３１】
また、本発明では、後述する本発明の位相雑音補償係数（以下、単に「位相雑音補償係数」とも言う。）の学習においては、本発明で言う「レプリカ信号」と既知のパイロット信号の二乗誤差を規範として用いる。
【００３２】
ここで、本発明で言う「レプリカ信号」とは、本発明の位相雑音補償係数と、周波数領域信号である「チャネル等化後のパイロット信号」と、当該「チャネル等化後のパイロット信号」に隣接する、周波数領域信号である２つの「チャネル等化後の受信信号」とに基づいて生成される信号を意味する。なお、本発明では、「レプリカ信号」を生成する際に、「チャネル等化後のパイロット信号」に隣接する２つの「チャネル等化後の受信信号」は既知又は未知のどちらであっても良い。以下、本発明で言う「レプリカ信号」を単に「レプリカ信号」と言う。
【００３３】
本発明では、ＯＦＤＭを採用するミリ波帯無線通信システムにおいて、隣接するサブキャリアのチャネル伝達関数がほぼ等しいというミリ波帯チャネルの特徴に着目すると共に、ミリ波帯送受信機内の局部発振器に起因する位相雑音（以下、単に「ミリ波帯送受信機の位相雑音」とも言う。）に関する統計量がチャネルの遅延時間程度の間にほぼ一定であるということにも着目した。なお、本発明で言う「ミリ波帯送受信機の位相雑音に関する統計量」とは、後述する数８で表す
2016092454.tif 000003
を意味する。
【００３４】
本発明では、このようなミリ波帯特有の性質を利用することによって、計算量の少ない、線形処理による位相雑音補償技術（以下、単に「線形位相雑音補償技術」とも言う。）を実現した。
【００３５】
上述したように、本発明の着眼点は、「ミリ波帯チャネルにおいて、隣接するサブキャリアのチャネル伝達関数はほぼ等しいこと」及び「ミリ波帯送受信機の位相雑音に関する統計量がチャネルの遅延時間程度の間にほぼ一定であること」である。
【００３６】
以下、数式を参照しながら、本発明の着眼点及び本発明の要部について説明する。本発明の着眼点及び本発明の要部を説明する前に、まず、ＯＦＤＭシステムにおける信号及びディジタル信号処理に関する数式表現について説明する。ただし、以下の数式は全て等価低域系で表現されている。
（１）位相雑音とＯＦＤＭシステムの関係
ＯＦＤＭ送信機における送信サブキャリア信号を
2016092454.tif 000004
とおく。ただし、
2016092454.tif 000005
はＯＦＤＭのサブキャリア数を表す。また、送信サブキャリア信号がＯＦＤＭ変調された時間領域での信号（以下、単に「ＯＦＤＭ変調信号」又は「ＯＦＤＭ変調信号（時間領域信号）」とも言う。）を
2016092454.tif 000006
と表す。
【００３７】
また、送信機における位相雑音（即ち、送信機内の局部発振器に起因する位相雑音）を
2016092454.tif 000007
とおく。ただし、
2016092454.tif 000008
はサイクリックス・プレフィックス長を表す。
【００３８】
同様に、受信機における位相雑音（即ち、受信機内の局部発振器に起因する位相雑音）を
2016092454.tif 000009
とおく。更に、チャネルインパルス応答を
2016092454.tif 000010
と表す。ただし、
2016092454.tif 000011
はチャネル（伝搬路）のパス数を表す。
【００３９】
送信サブキャリア信号とＯＦＤＭ変調信号の関係は、下記数１で表すことができる。
【００４０】
【数１】
2016092454.tif 000012
ただし、
2016092454.tif 000013
はｋ番目の標本化時刻におけるＯＦＤＭ変調信号（時間領域信号）を表す。
2016092454.tif 000014
はｍ番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号（周波数領域信号）を表す。なお、ｊは虚数単位を表し、つまり、ｊの二乗は−１に等しい。
【００４１】
次に、送信機ベースバンドにおいて、サブキャリア毎の送信サブキャリア信号（周波数領域信号）を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって変換して得られたＯＦＤＭ変調信号（時間領域信号）に、サイクリック・プレフィックス（ＣＰ）が付加される。
【００４２】
ＣＰ付加後のＯＦＤＭ変調信号（時間領域信号）は、下記数２で表すことができる。
【００４３】
【数２】
2016092454.tif 000015
ただし、
2016092454.tif 000016
はｋ番目の標本化時刻におけるＣＰ付加後のＯＦＤＭ変調信号（時間領域信号）を表す。
【００４４】
上記数２で表しているＣＰ付加後のＯＦＤＭ変調信号（複素ベースバンド信号）は、Ｄ／Ａ変換回路でＤ／Ａ変換された後に、ＩＱ変調回路で変調され、更に、送信機内の局部発振器によってミリ波信号に変換される。
【００４５】
その際、ミリ波信号は、送信機内の局部発振器に起因する位相雑音の影響を受け、位相回転を生じる。送信機内の局部発振器に起因する位相雑音の影響を受けたミリ波信号は、下記数３で表すことができる。
【００４６】
【数３】
2016092454.tif 000017
ただし、
2016092454.tif 000018
は送信機内の局部発振器に起因する位相雑音の影響を受けた、ｋ番目の標本化時刻におけるミリ波信号を表す。また、
2016092454.tif 000019
はｋ番目の標本化時刻における送信機内の局部発振器に起因する位相雑音を表す。
【００４７】
送信機から送信されたミリ波信号は、空間を伝搬して受信アンテナに到達する。その際、送信機と同様に、受信信号は受信機内の局部発振器に起因する位相雑音の影響を受ける。受信機内の局部発振器に起因する位相雑音の影響を受けた受信信号は、下記数４で表すことができる。
【００４８】
【数４】
2016092454.tif 000020
ただし、ｙ(ｋ)は受信機内の局部発振器に起因する位相雑音の影響を受けた、ｋ番目の標本化時刻における受信信号（時間領域信号）を表す。また、
2016092454.tif 000021
はｋ番目の標本化時刻における受信機内の局部発振器に起因する位相雑音を表す。更に、ｎ(ｋ)はｋ番目の標本化時刻における雑音を表す。
【００４９】
次に、上記数４で表している、受信機内の局部発振器に起因する位相雑音の影響を受けた受信信号（時間領域信号）は、ＩＱ復調回路で復調された後に、Ａ／Ｄ変換回路でＡ／Ｄ変換され、ディジタル複素ベースバンド信号に変換され、サイクリック・プレフィクス（ＣＰ）が削除される。ＣＰ削除後の受信信号（ＣＰ削除後のディジタル複素ベースバンド信号）は、下記数５で表す。
【００５０】
【数５】
2016092454.tif 000022
ただし、
2016092454.tif 000023
はｋ番目のサブキャリアのＣＰ削除後の受信信号（ディジタル複素ベースバンド信号）を表しており、時間領域信号である。
【００５１】
上記数５で表すＣＰ削除後の受信信号（以下、単に、「ＣＰ削除後のＯＦＤＭ信号」とも言う。）は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって受信サブキャリア信号（周波数領域信号）に変換される。ＣＰ削除後のＯＦＤＭ信号から受信サブキャリア信号への変換は、下記数６で表すことができる。
【００５２】
【数６】
2016092454.tif 000024
ただし、Ｙ(ｍ)はｍ番目のサブキャリアの受信サブキャリア信号を表しており、周波数領域信号である。
【００５３】
上記数１〜上記数５を上記数６に代入すると、下記数７で示されるような、受信サブキャリア信号と送信サブキャリア信号の関係式が得られる。
【００５４】
【数７】
2016092454.tif 000025
ただし、
2016092454.tif 000026
はｍ番目のサブキャリアのチャネル伝達関数を表す。
2016092454.tif 000027
のサブキャリアのチャネル伝達関数を表す。また、
2016092454.tif 000028
のサブキャリアの送信サブキャリア信号を表す。そして、Ｎ（ｍ）は加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ:AdditiveWhite  Gaussian  Noise）のフーリエ変換を表す。また、
2016092454.tif 000029
は後述する数８で表す
2016092454.tif 000030
において、
2016092454.tif 000031
を０に置き換えて得たものであり、ｍ番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号の送信機及び受信機の局部発振器位相雑音に起因する位相回転量を表す。送信機及び受信機の局部発振器に起因する位相雑音が存在しない場合に、位相回転は発生しないことから、
2016092454.tif 000032
が成立する。このことは
2016092454.tif 000033
を下記数８に代入することで、確認することができる。
【００５５】
上記数７で表す近似式は、送信機及び受信機の局部発振器に起因する位相雑音がＯＦＤＭシステムに与える影響を表しており、即ち、数７の右辺第１項は送信機及び受信機における局部発振器位相雑音に起因する受信信号の位相回転を表し、数７の右辺第２項は他のサブキャリア信号からの干渉を表している。ちなみに、数７の右辺第１項はＣＰＥ（Common  Phase  Error；共通位相誤差)と呼ばれ、また、数７の右辺第２項はＩＣＩ(Inter  carrier  Interference；キャリア間干渉)と呼ばれる。
【００５６】
また、下記数８が成立する。
【００５７】
【数８】
2016092454.tif 000034
ただし、
2016092454.tif 000035
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号が
2016092454.tif 000036
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号から受ける干渉の程度を表す複素数である。
2016092454.tif 000037
の絶対値が大きいほど、
2016092454.tif 000038
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号が
2016092454.tif 000039
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号に与える干渉量が大きいことを表している。
2016092454.tif 000040
が０であることは、
2016092454.tif 000041
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号が
2016092454.tif 000042
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号に干渉を与えないことを表している。
【００５８】
更に、上記数８で表す
2016092454.tif 000043
を求める際に、下記数９で表す近似式を利用する。
【００５９】
【数９】
2016092454.tif 000044
ここで、上記数９で表す近似式は、ミリ波帯送受信機の位相雑音に関する統計量
2016092454.tif 000045
がチャネルの遅延時間程度の間においてほぼ一定であることを表している。ただし、数９の右辺の項は
2016092454.tif 000046
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号が
2016092454.tif 000047
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号から受ける干渉の程度を表す複素数（以下、「干渉の程度を表す複素数」を単に「干渉量」とも言う。）である。また、ｄは無線チャネルの遅延時間を表している。つまり、ｄ＝０は第一到達波に対応しており、また、ｄ＝Ｄ−１は最終到達波に対応している。
【００６０】
上記数９から分かるように、数９の左辺の項に無線チャネルの遅延時間ｄが含まれているのに対し、数９の右辺の項に無線チャネルの遅延時間ｄが含まれていない。
【００６１】
よって、数９に基づいて、
2016092454.tif 000048
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号が
2016092454.tif 000049
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号から受ける干渉量（即ち、ミリ波帯送受信機の位相雑音に関する統計量）は、チャネルの遅延時間ｄと無関係であることは言える。更に、数９に基づいて、
2016092454.tif 000050
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号が
2016092454.tif 000051
のサブキャリアのチャネル等化前の受信サブキャリア信号から受ける干渉量は、無線チャネルのパラメータと無関係であることは言える。
（２）着眼点の説明
受信機ベースバンドにおけるチャネル等化後の受信サブキャリア信号は、下記数１０で表すことができる。
【００６２】
【数１０】
2016092454.tif 000052
ただし、
2016092454.tif 000053
はｍ番目のサブキャリアのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を表す。
【００６３】
ミリ波帯チャネルは、遅延波の程度が比較的小さい。よって、チャネルの周波数依存性は小さくなり、隣接するサブキャリアのチャネル伝達関数は、ほぼ等しいとみなすことができる。即ち、下記数１１が成立する。
【００６４】
【数１１】
2016092454.tif 000054
ただし、Ｈ(ｍ−１)は（ｍ−１）番目のサブキャリアのチャネル伝達関数を表し、Ｈ(ｍ)はｍ番目のサブキャリアのチャネル伝達関数を表し、そして、Ｈ(ｍ＋１)は（ｍ＋１）番目のサブキャリアのチャネル伝達関数を表す。
【００６５】
また、ＩＣＩは隣接するサブキャリア間によるものが支配的である。
【００６６】
これらのことから、上記数１０で表している「ｍ番目のサブキャリアのチャネル等化後の受信サブキャリア信号
2016092454.tif 000055
を下記数１２で表すことができる。
【００６７】
【数１２】
2016092454.tif 000056
ただし、
2016092454.tif 000057
はｍ番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号（周波数領域信号）を表し、
2016092454.tif 000058
は（ｍ−１）番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号（周波数領域信号）を表し、
2016092454.tif 000059
は（ｍ＋１）番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号（周波数領域信号）を表す。また、
2016092454.tif 000060
は上記数８で表す
2016092454.tif 000061
において、
2016092454.tif 000062
をそれぞれ０,１,−１に置き換えて得たものであり、ｍ番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号の送信機及び受信機における位相雑音に起因する位相回転量、（ｍ−１）番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号がｍ番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号に与える干渉の程度を表す量、（ｍ＋１）番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号がｍ番目のサブキャリアの送信サブキャリア信号に与える干渉の程度を表す量をそれぞれ表している。
【００６８】
上記数１２で表す関係式を利用すると、以下のことが明らかになる。
【００６９】
即ち、あるサブキャリア番号ｍに依存しない複素係数
2016092454.tif 000063
が存在し、下記数１３が成立する。
【００７０】
【数１３】
2016092454.tif 000064
ただし、
2016092454.tif 000065
は（ｍ−１）番目のサブキャリアのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を表し、
2016092454.tif 000066
は（ｍ＋１）番目のサブキャリアのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を表す。
【００７１】
本発明では、複素係数
2016092454.tif 000067
がサブキャリア番号ｍに依存しないことから、パイロット信号を活用することで、上記複素係数を本発明の位相雑音補償係数として学習し、学習した位相雑音補償係数と、チャネル等化後の受信サブキャリア信号に基づいて、受信信号に含まれている局部発振器位相雑音を補償できることを着眼点としている。
【００７２】
つまり、本発明の着眼点は、
（Ａ１）ミリ波帯チャネルにおいて、隣接するサブキャリア（即ち、隣接する３つのサブキャリア）のチャネル伝達関数は等しいとみなせること、
（Ａ２）受信機ベースバンドにおける、チャネル等化後の隣接する３つの受信サブキャリア信号を上記数１３に基づいて合成することで、位相雑音を補償できること（即ち、送信機及び受信機における位相雑音に起因する位相回転とサブキャリア間干渉を除去できること）、及び、
（Ａ３）隣接する３つのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を合成する際の係数(即ち、上記数１３における位相雑音補償係数
2016092454.tif 000068
は、サブキャリア番号に依存しないので、サブキャリアを用いて、位相雑音補償係数を学習することができることである。
（３）本発明の要部の説明
図２は、本発明の要部を構成する位相雑音補償回路１４０及び位相雑音補償係数推定回路１４５を説明する図である。本発明の要部は、位相雑音補償回路１４０及び位相雑音補償係数推定回路１４５で構成されており、図２では２点鎖線で示されている。
【００７３】
本発明では、位相雑音補償係数推定回路１４５が、パイロット信号とレプリカ信号を用いて、位相雑音補償係数を推定（学習）し、推定（学習）した位相雑音補償係数を位相雑音補償回路１４０に出力するようにしている。
【００７４】
また、位相雑音補償係数推定回路１４５では、レプリカ信号とパイロット信号の平均二乗誤差が最小となるように、位相雑音補償係数を推定するようにしている。
【００７５】
ちなみに、本発明では、位相雑音補償係数推定回路１４５により位相雑音補償係数を推定する際に、例えば、ＭＭＳＥ（Minimum  Mean  Squared  Error）法、ＬＭＳ（Least  Mean  Square）法やＲＬＳ（Recursive  Least-Squares）法といった既知の方法を用いることができる。
【００７６】
そして、位相雑音補償回路１４０は、位相雑音補償係数推定回路１４５から出力される位相雑音補償係数と、チャネル等化後の受信サブキャリア信号を用いて、上記数１３に基づいて、隣接する３つのチャネル等化後の受信サブキャリア信号を合成することにより、受信信号に含まれている局部発振器位相雑音を補償し、補償結果（即ち、位相雑音補償された受信信号）を出力する。
【００７７】
つまり、位相雑音補償回路１４０から出力される補償結果（位相雑音補償された受信信号）は、受信機ベースバンドにおけるチャネル等化後の隣接する３つの受信サブキャリア信号と、位相雑音補償係数推定回路１４５により推定された位相雑音補償係数を、上記数１３に基づいて合成して得られた信号である。
【００７８】
以下、本発明では、位相雑音補償係数推定回路１４５により行われる、位相雑音補償係数を推定するための位相雑音補償係数推定処理の具体例について説明する。
【００７９】
まず、位相雑音補償係数推定回路１４５において、位相雑音補償係数を推定する際に、ＭＭＳＥ法を用いる場合の位相雑音補償係数推定処理の手順について説明する。
【００８０】
位相雑音補償係数推定処理にＭＭＳＥ法を用いる場合に、下記数１４に基づいて、位相雑音補償係数
2016092454.tif 000069
を推定する。
【００８１】
【数１４】
2016092454.tif 000070
ただし、位相雑音補償係数は
2016092454.tif 000071
である。また、
2016092454.tif 000072
は複素係数
2016092454.tif 000073
の３次元行ベクトルの転置である。また、
2016092454.tif 000074
は送信パイロット信号を要素とするベクトルであり、下記数１５で表す。そして、以下では、
2016092454.tif 000075
は転置記号である。
【００８２】
【数１５】
2016092454.tif 000076
ただし、
2016092454.tif 000077
はＯＦＤＭシンボルあたりに含まれるパイロット信号である。また、
2016092454.tif 000078
はパイロットサブキャリアのサブキャリアインデックスを表す。
【００８３】
更に、
2016092454.tif 000079
はチャネル等化後のパイロット信号と、当該チャネル等化後のパイロット信号に隣接するチャネル等化後の受信信号（周波数領域信号）を要素とする行列であり、下記数１６で表す。
2016092454.tif 000080
の複素共役転置行列を表す。
【００８４】
【数１６】
2016092454.tif 000081
なお、本発明では、位相雑音補償係数推定回路１４５において、位相雑音補償係数を推定する際に、ＭＭＳＥ法を用いる場合に、後述するレプリカ信号
2016092454.tif 000082
を明示的に生成しない。しかしながら、上述したＭＭＳＥ法によって（即ち、上記数１４に基づいて）推定された位相雑音補償係数
2016092454.tif 000083
と下記数１７で表す
2016092454.tif 000084
を用いて、レプリカ信号
2016092454.tif 000085
を生成すること、及び、レプリカ信号
2016092454.tif 000086
とパイロット信号の平均二乗誤差が最小化されることは、数学的に可能である。
【００８５】
次に、位相雑音補償係数推定回路１４５において、位相雑音補償係数を推定する際に、ＬＭＳ法を用いる場合の位相雑音補償係数推定処理の手順について説明する。
【００８６】
位相雑音補償係数推定処理にＬＭＳ法を用いる場合に、下記ＬＭＳアルゴリズムに基づいて、位相雑音補償係数
2016092454.tif 000087
を推定する。
ＬＭＳアルゴリズム
2016092454.tif 000088
ただし、上記ＬＭＳアルゴリズムでは、
2016092454.tif 000089
はレプリカ信号を表す。また、
2016092454.tif 000090
はチャネル等化後のパイロット信号と、当該チャネル等化後のパイロット信号に隣接する２つのチャネル等化後の受信信号（周波数領域信号）を要素とするベクトルであり、下記数１７で表す。
【００８７】
【数１７】
2016092454.tif 000091
ただし、piはパイロット信号のサブキャリア番号を表す。
2016092454.tif 000092
の要素となる、チャネル等化後のパイロット信号である。また、
2016092454.tif 000093
の要素となる、チャネル等化後のパイロット信号に隣接する２つのチャネル等化後の受信信号である。
【００８８】
また、上記ＬＭＳアルゴリズムでは、μはステップ・サイズパラメタと呼ばれる実正定数であり、任意に設定することができる。推定された位相雑音補償係数の収束速度がμに応じて変化するので、適切なμを設定する必要がある。
（４）本発明の実施例
ここで、図面を参照しながら、本発明の具体的な実施形態を説明する。図３は本発明の位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機の構成例を示すブロック図である。以下、図３に示された本発明の位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機（単に、「本発明の位相雑音補償受信機」とも言う。）の受信動作について説明する。
【００８９】
図３に示されたように、本発明の位相雑音補償技術を用いたＯＦＤＭ受信機は、アンテナ１００と、ＩＱ復調回路１１０と、局部発振器１１１と、Ａ／Ｄ変換回路１１５と、同期回路１１７と、ＣＰ除去回路１２０と、ＦＦＴ回路１２５と、チャネル等化器１３０と、チャネル推定回路１３５と、位相雑音補償回路１４０と、位相雑音補償係数推定回路１４５と、ＱＡＭ復調器１５０と、デインターリーバ１５５と、誤り訂正復号器１６０を備えるようになっている。また、図３の２点鎖線で示されている部分、即ち、位相雑音補償回路１４０と位相雑音補償係数推定回路１４５は、本発明の要部を構成する。
【００９０】
図３に示されたように、アンテナ１００は、送信側でＯＦＤＭ変調されたバーストＯＦＤＭ変調信号を受信するようになっている。ＩＱ復調回路１１０は、局部発振器１１１から入力されるキャリア信号を参照して、アンテナ１００を介して受信された、バーストＯＦＤＭ変調信号（以下、単に「受信ＯＦＤＭ変調信号」とも言う。）をアナログ複素ベースバンド信号に変換し、出力する。
【００９１】
ここで、ＩＱ復調回路１１０から出力されるアナログ複素ベースバンド信号は、ＯＦＤＭ受信機内の局部発振器１１１に起因する位相雑音の影響を受けているので、位相雑音を含む受信信号となっている。以下、ＩＱ復調回路１１０から出力されるアナログ複素ベースバンド信号を単に「位相雑音を含む受信信号」とも言う。
【００９２】
次に、標本量子化手段としてのＡ／Ｄ変換回路１１５は、ＩＱ復調回路１１０から出力されるアナログ複素ベースバンド信号を標本量子化する。
【００９３】
同期回路１１７は、Ａ／Ｄ変換回路１１５により標本量子化されたベースバンド信号（以下、単に「ディジタル複素ベースバンド信号」とも言う。）のタイミング同期処理及び搬送波周波数同期処理を行い、同期処理後のディジタル複素ベースバンド信号を出力する。
【００９４】
つまり、同期回路１１７は、「タイミング／搬送波周波数同期用プリアンブル」を受信する時に、Ａ／Ｄ変換回路１１５から出力される標本量子化後のディジタル複素ベースバンド信号を入力し、搬送波周波数同期とシンボルタイミング同期を確立するようにしている。
【００９５】
次に、ＣＰ除去回路１２０は、同期回路１１７から出力される同期処理後のディジタル複素ベースバンド信号からＣＰを削除し、ＣＰを削除した、同期処理後のディジタル複素ベースバンド信号（以下、単に「ＣＰ削除後のディジタル複素ベースバンド信号」とも言う。）を出力する。
【００９６】
ＦＦＴ回路１２５は、ＣＰ除去回路１２０から出力される、ＣＰ削除後のディジタル複素ベースバンド信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、受信ＯＦＤＭ変調信号をサブキャリア毎の信号（以下、単に「受信サブキャリア信号」とも言う。）に分離する。
【００９７】
次に、チャネル推定回路１３５は、「伝搬路推定用プリアンブル」を受信する時に、ＦＦＴ回路１２５から出力される、サブキャリア毎に分離された受信サブキャリア信号を用いて、チャネル伝達関数を推定し、推定したチャネル伝達関数を出力する。
【００９８】
また、チャネル等化器１３０は、推定したチャネル伝達関数を用いて、ＦＦＴ回路１２５から出力された受信サブキャリア信号をチャネル等化し、チャネル等化後の受信サブキャリア信号を出力する。
【００９９】
次に、位相雑音補償係数推定回路１４５は、チャネル等化器１３０から出力される「チャネル等化後の受信サブキャリア信号」と「チャネル等化後のパイロット信号」を用いて、位相雑音補償係数を学習し、学習した位相雑音補償係数を出力する。位相雑音補償回路１４０は、位相雑音補償係数推定回路１４５から出力される「位相雑音補償係数」と、チャネル等化器１３０から出力される「チャネル等化後の受信サブキャリア信号」を用いて、受信信号に含まれている位相雑音の補償を行い、位相雑音補償結果、即ち、位相雑音補償された受信信号（以下、「位相雑音補償された受信信号」を単に「位相雑音補償後の受信信号」とも言う。）を出力する。
【０１００】
次に、ＱＡＭ復調器１５０は、位相雑音補償回路１４０から出力される位相雑音補償結果（位相雑音補償後の受信信号）をサブキャリア毎に復調し、復調後の信号（復調された位相雑音補償後の受信信号）を出力する。デインターリーバ１５５は、ＱＡＭ復調器１５０から出力される復調後の信号に対し、デインターリーブを行い、デインターリーブ後の信号（デインターリーブされた復調後の信号）を出力する。
【０１０１】
最後に、誤り訂正復号器１６０は、デインターリーバ１５５から出力されるデインターリーブ後の信号に対し、誤り訂正復号を行い、誤り訂正復号後の信号（誤り訂正復号されたデインターリーブ後の信号）を出力する。これで、図３に示された本発明の位相雑音補償受信機の受信動作が終了する。
【０１０２】
図４は本発明において、送信ＯＦＤＭ変調信号（時間領域信号）のフォーマットの構成例を示す図である。図４に示されたように、送信ＯＦＤＭ変調信号（時間領域信号）は、「タイミング／搬送波周波数同期用プリアンブル」と「伝搬路推定用プリアンブル（チャネル推定用プリアンブルとも呼ぶ）」と「データ」との３つの部分に大別される。
【０１０３】
「タイミング／搬送波周波数同期用プリアンブル」及び「伝搬路推定用プリアンブル」は、ＯＦＤＭ送信機とＯＦＤＭ受信機が共有している情報であり、既知信号系列と呼ばれる。
【０１０４】
また、「タイミング／搬送波周波数同期用プリアンブル」は、ＯＦＤＭ受信機において、受信ＯＦＤＭ変調信号（時間領域信号）の開始タイミングを検出するための機能を持つ。そして、「伝搬路推定用プリアンブル」は、ＯＦＤＭ受信機のチャネル推定回路１３５において、チャネル（「無線チャネル」又は「伝搬路」とも呼ぶ）を推定するための情報を提供する。
【０１０５】
更に、「データ」は、複数のＯＦＤＭシンボルで構成される。各ＯＦＤＭシンボルは、ＦＦＴ／ＩＦＦＴポイント数に等しい数のサブキャリア毎の信号で構成される。ＯＦＤＭシンボル内のサブキャリア毎の信号のうち、幾つかのサブキャリア信号は、送受信において既知信号であり、プリアンブルと区別してパイロット信号と呼ばれる。このパイロット信号は、上述したように、本発明において、位相雑音補償係数を推定するための情報を提供する。
（５）本発明と従来手法の比較
本発明の優れた効果を実証するために、本発明の位相雑音補償技術と非特許文献１に開示された従来の位相雑音補償技術（以下、単に「従来手法」とも言う。）を比較し、比較した結果を図５〜図７に示す。
【０１０６】
ちなみに、図５は従来手法と本発明の計算量の比較を示すグラフであり、図５では、計算量として、実数同士乗算回数を用いる。また、図６は従来手法と本発明のビット誤り率を数値計算シミュレーションにより比較した結果を示すグラフである。更に、図７は従来手法と本発明のパケット誤り率を数値計算シミュレーションにより比較した結果を示すグラフである。なお、数値計算シミュレーションの条件を下記表１に示す。
【０１０７】
【表１】
2016092454.tif 000094
本発明の位相雑音補償技術を用いることで、本発明に係る位相雑音補償受信機のベースバンド部において、位相雑音補償に費やす計算量（図５では、実数同士乗算回数）を従来手法の３０分の１程度まで大幅に削減することができる。
【０１０８】
具体的に、本発明と従来手法に対し、位相雑音補償に係る実数同士の乗算回数をそれぞれ求め、求めた実数同士乗算回数を図５に示すようにした。本発明の位相雑音補償技術に係る計算量（図５では、実数同士乗算回数）を計算するに当たり、具体例として、位相雑音補償係数推定回路１４５において、ＭＭＳＥ法又はＬＭＳ法を用いる場合を検証した。なお、実数同士乗算回数を計算する際に、１回の複素数同士の乗算は４回の実数同士の乗算として計算するようにしている。図５のグラフの縦軸の値は大きいほど計算量が多く計算時間がかかることを表しており、計算量は小さいほうが良い。図５に示されたように、従来手法では位相雑音補償に係る実数同士の乗算回数が２１１９６８回であるのに対し、本発明では、位相雑音補償係数推定回路１４５において、ＭＭＳＥ法を用いた場合に、位相雑音補償に係る実数同士の乗算回数が７４８８回である。また、図示されていないが、本発明では、位相雑音補償係数推定回路１４５において、ＬＭＳ法を用いた場合に、位相雑音補償に係る実数同士の乗算回数が６６２４回である。
【０１０９】
このように、本発明では、ＬＭＳ法又はＭＭＳＥ法のいずれかを用いた場合も、本発明の位相雑音補償技術に係る計算量（位相雑音補償係数推定回路１４５に係る計算量）が、従来手法の約３０分の１程度の計算量である。この比較結果から、本発明の位相雑音補償技術を用いることで、位相雑音補償に費やす計算量を大幅に削減できることが明らかである。
【０１１０】
図６では、従来手法と本発明におけるビット誤り率特性を比較した。図６の横軸は信号対雑音比(ＳＮＲ)であり、また、図６の縦軸はビット誤り率(ＢＥＲ：Bit  Error  Rate)である。ＢＥＲは値が小さいほど良い。図６のシミュレーション結果から、同一のビット誤り率を得るために、本発明は、非線形処理による従来手法よりも２ｄＢ（＠ＢＥＲ＝１０−４）程度大きな受信電力を要することが分かる。
【０１１１】
また、図６における「補償なし」は、受信機において位相雑音補償を行わなかった場合のビット誤り率特性を表している。本発明及び従来手法はいかなる信号対雑音比(ＳＮＲ)においても、補償なしの場合よりも小さなビット誤り率を示している。つまり、本発明及び従来手法は、位相雑音に起因する通信品質劣化を改善することに成功していることを表している。
【０１１２】
図７では、従来手法と本発明におけるパケット誤り率(ＰＥＲ：Packet  Error  Rate)特性を比較した。図７の横軸は信号対雑音比(ＳＮＲ)であり、また、図７の縦軸はパケット誤り率である。ＰＥＲは値が小さいほど良い。
【０１１３】
また、図７における「補償なし」は、受信機において位相雑音補償を行わなかった場合のパケット誤り率特性を表している。本発明及び従来手法はいかなる信号対雑音比(ＳＮＲ)においても、補償なしの場合よりも小さなパケット誤り率を示している。つまり、本発明及び従来手法は、位相雑音に起因する通信品質劣化を改善することに成功していることを表している。
【０１１４】
図７の本シミュレーション結果から、同一のパケット誤り率を得るために、本発明は、非線形処理による従来手法よりも２ｄＢ（＠ＰＥＲ＝１０−２）程度大きな受信電力を要することが分かる。
【０１１５】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の位相雑音補償受信機の具体的な構成は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨（本発明の着眼点及び本発明の要部の構成）を逸脱しない範囲で種々変形が可能である。
【符号の説明】
【０１１６】
１０,１００      アンテナ
１１,１１０      ＩＱ復調回路
１２,１１５      Ａ／Ｄ変換回路
１３,１２０      ＣＰ除去回路
１４      判定指向型位相雑音推定器
１５,１３５      チャネル推定回路
１５ａ,１４０      位相雑音補償回路
１６,１２５      ＦＦＴ回路
１７      判定指向型チャネル推定器
１８,１３０      チャネル等化器
１９      ＣＰ挿入器
２０      ＣＰＥ補償器
２１      ＣＰＥ補償係数推定回路
２２,１５０      ＱＡＭ復調器
２３      ＯＦＤＭ変調信号生成器
２４,１５５      デインターリーバ
２５      インターリーバ
２６,１６０      誤り訂正復号器
２７      誤り訂正符号器
２８      スイッチ
２９      ＣＲＣ復号器
１１１      局部発振器
１１７      同期回路
１４５      位相雑音補償係数推定回路
【図１】
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【図２】
2016092454.tif 000096
【図３】
2016092454.tif 000097
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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