(57)【要約】【課題】消費電力の低減に貢献することを目的としている。【解決手段】互いに独立した複数の電機子コイルに略直交する交流の駆動電流を印加し、着磁された回転子を回転させるモータ駆動制御装置であって、前記駆動電流に重畳される高周波信号を生成する高周波発生部と、前記高周波信号の応答信号に応じた前記回転子の位置情報を取得する位置推定部と、前記位置情報に応じて前記駆動電流の振幅を制御する振幅制御部と、を有する。【選択図】図１
2016046859.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに独立した複数の電機子コイルに略直交する交流の駆動電流を印加し、着磁された回転子を回転させるモータ駆動制御装置であって、
前記駆動電流に重畳される高周波信号を生成する高周波発生部と、
前記高周波信号の応答信号に応じた前記回転子の位置情報を取得する位置推定部と、
前記位置情報に応じて前記駆動電流の振幅を制御する振幅制御部と、を有するモータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記高周波発生部は、
前記回転子の回転周波数と磁極ペア数の積よりも高い周波数の交流の高周波信号を生成し、
前記位置推定部は、
前記位置情報として、前記高周波信号に対する前記電機子コイルからの応答信号に基づき、前記回転子の角度を取得する、請求項１記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記振幅制御部は、
前記回転子の目標位置を示す目標位置指令値を生成する目標指令値生成部と、
前記目標位置指令値と、前記位置情報との比較結果に応じて、前記駆動電流の目標振幅値を生成する位置フィードバック制御部と、を有する請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
前記目標指令値生成部は、
外部装置からのパルス列の入力を受け付け、前記パルス列をカウントした値に応じて前記目標位置指令値を生成する請求項３記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記位置情報に応じて、前記駆動電流の位相を前記回転子の位相に対して所定の関係に制御する位相制御部と、
前記駆動電流と前記応答信号とを含む検出電流を、前記位置情報に基づき回転演算して複数の直流の検出量に変換する第１の変換部と、
前記複数の直流の検出量と、前記目標振幅値の比較結果に応じて、複数の直流の駆動電圧量を算出する電流制御部と、
前記複数の直流の駆動電圧量を前記位置情報に基づいて回転演算し、複数の交流の駆動電圧量に変換する第２の変換手段と、有する請求項３又は４記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
互いに独立した複数の電機子コイルに略直交する交流の駆動電流を印加し、着磁された回転子を回転させるモータ駆動制御装置によるモータ駆動制御方法であって、
前記駆動電流に重畳される高周波信号を生成し、
前記高周波信号の応答信号に応じた前記回転子の位置情報を取得し、
前記位置情報に応じて前記駆動電流の振幅を制御するモータ駆動制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動制御装置及びモータ駆動制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のステッピングモータは、２組（２相）の電機子コイルに９０度位相の異なる励磁電流を流し、この電流位相を次々に進めていくことにより、着磁された回転子に電磁トルクが生じて回転するものである。通常、ステッピングモータはこのように励磁電流の位相に追従して回転するため、エンコーダ等のセンサを用いずに、開ループ制御で回転数が制御される。
【０００３】
また、近年では、ステッピングモータの電機子コイルに流れる電流から電気角、すなわち回転子の位相を推定し、これを用いて回転子の位置を検出するセンサを用いずに閉ループ制御を行う技術が開示されている（特許文献１）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のステッピングモータにおける閉ループ制御では、誘起電圧の推定に基づき回転子の位置を推定するため、ステッピングモータの回転が低速である場合や、回転が停止していた場合には、電機子コイルに流れる電流が減少し、回転子の位置の推定が困難となる。このため、従来では、上述の場合において、ステッピングモータの制御を閉ループ制御から開ループ制御へ切り替る。
【０００５】
したがって、従来では、ステッピングモータの回転が低速である場合や、回転が停止していた場合おいて、電機子コイルへ常時電流が供給されることになり、電力が消費される。
【０００６】
開示の技術は、上記事情に鑑みて成されたものであり、消費電力の低減に貢献することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
開示の技術は、互いに独立した複数の電機子コイルに略直交する交流の駆動電流を印加し、着磁された回転子を回転させるモータ駆動制御装置であって、前記駆動電流に重畳される高周波信号を生成する高周波発生部と、前記高周波信号の応答信号に応じた前記回転子の位置情報を取得する位置推定部と、前記位置情報に応じて前記駆動電流の振幅を制御する振幅制御部と、を有する。
【発明の効果】
【０００８】
消費電力の低減に貢献できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【図２】ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【図３】ステッピングモータの断面の一例を示す図である。
【図４】モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。
【図５】位置フィードバック制御部を説明する図である。
【図６】ｄ軸電流制御部を説明する図である。
【図７】ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【図８】ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。
【図９】ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。
【図１０】他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。
【図１１】位置推定部を説明する図である。
【図１２】ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【図１３】位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【図１４】第二の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【図１５】第三の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（第一の実施形態）
図面を参照して以下に第一の実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【００１１】
図１に示すモータ駆動制御装置１００は、ステッピングモータ１０の駆動を制御する。本実施形態のステッピングモータ（ＳＴＭ）１０は、例えば２相の励磁コイルＡ相とＢ相に略９０度位相の異なる交流電流を流すことで、永久磁石からなる回転子が回転する。また、本実施形態のステッピングモータ１０（以下、単にモータ１０と呼ぶ）は、突極性を有するものとした。突極性とは、回転子の位置に応じてモータコイルのインダクタンスが変化する特性である。本実施形態のモータ１０の詳細は後述する。
【００１２】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置フィードバック制御部１０１、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３、位置推定部１０４、加算器１０５、ベクトル回転部１０６及び１０７、高周波発生部１０８、増幅部１０９及び１１０、電流センサ１１１及び１１２を有する。尚、電流センサ１１１及び１１２は、モータ駆動制御装置１００の外部に設けられていても良い。
【００１３】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、モータ１０に対し、モータ１０を駆動させる駆動電流に、高周波発生部１０８において発生させた高周波成分を重畳した電流を供給する。そして、モータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。
【００１４】
したがって、本実施形態では、例えばモータ１０に供給される駆動電流が微少なものであった場合にも、高周波成分の応答信号を検出し、この応答信号に基づき回転子の位置を推定することができる。
【００１５】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても、エンコーダ等の回転子の位置を検出するためのセンサを使用せずに、閉ループ制御で回転子の位置を推定できる。
【００１６】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと現在の回転子の推定位置を示す位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとを比較し、比較結果に応じて駆動電流の振幅目標値ｉｄｔ及びｉｑｔを出力する。本実施形態では、この制御により、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとが一致するように駆動電流の振幅が制御され、回転子の位置が制御される。
【００１７】
本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが単位時間に一定量増加あるいは減少する場合、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも単位時間に一定量増加あるいは減少するように制御される。したがって、本実施形態のモータ１０の回転子は、一定速度の回転を維持する。また、本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが固定値で静止している場合は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも静止、すなわち現在位置を維持するように制御される。
【００１８】
本実施形態のｄ軸電流制御部１０２は、ベクトル回転部１０７が検出したｄ軸電流ベクトルｉｄが、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔに一致するように、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄを出力する。本実施形態のｑ軸電流制御部１０３は、べクトル回転部１０７が検出したｑ軸電流ベクトルｉｑが、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔに一致するように、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑを出力する。本実施形態のｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３は、例えば比例積分制御を行う比例積分制御器であることが好ましい。
【００１９】
本実施形態の位置推定部１０４は、ｑ軸電流に重畳された高周波成分からモータ１０の回転子の位置（電気角）と速度を推定し、回転子の推定位置を示す位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔと、回転子の推定回転速度を示す速度情報ｗ＿ｅｓｔと、を出力する。位置推定部１０４の詳細は後述する。
【００２０】
本実施形態の加算器１０５は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄと、高周波信号Ｖｈとを加算する。本実施形態の高周波信号Ｖｈの周波数は、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとする。高周波信号Ｖｈの周波数の詳細は後述する。
【００２１】
本実施形態のベクトル回転部１０６は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ及びｑ軸の駆動電圧Ｖｑを位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａと、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂとを出力する。以下の式１は、ベクトル回転部１０６による演算式である。
【００２２】
【数１】
2016046859.tif 000003
駆動電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３の出力駆動電圧で、直流に近い信号である。本実施形態では、これを回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、駆動電圧ベクトルＶａ，Ｖｂは交流信号になる。
【００２３】
本実施形態のベクトル回転部１０７は、Ａ相で検出された検出電流ベクトルｉａと、Ｂ相で検出された検出電流ベクトルｉｂとを角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、ｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑを出力する。以下の式２は、ベクトル回転部１０７による演算式である。
【００２４】
【数２】
2016046859.tif 000004
ベクトル回転部１０６及び１０７は、ベクトル回転の方向が逆である。検出電流ベクトルｉａ，ｉｂは、コイル電流相当で、回転子の回転数×磁極ペア数の周波数を持つ交流信号である。本実施形態では、この検出電流ベクトルｉａ，ｉｂを、回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは直流に近い信号になる。
【００２５】
本実施形態の高周波発生部１０８は、駆動電圧に重畳する高周波信号Ｖｈを生成し、出力する。高周波信号Ｖｈは、固定周波数であり、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとした。
【００２６】
本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、位置推定部１０４における駆動信号（駆動電流）と高周波成分の応答信号との分離がしやすくなり、回転子の位置の推定精度を向上させることができる。また、本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、モータ１０の機械的な応答を抑制できるため、回転子の位置や速度の制御への影響を抑えられる。
【００２７】
さらに、本実施形態では、高周波信号Ｖｈの周波数を、人間の可聴域より高い周波数とすれば、不快な聴感ノイズを抑えることができる。本実施形態の高周波信号Ｖｈの波形は、正弦波又は矩形波であっても良いし、その他の周期的な信号であれば良い。
【００２８】
本実施形態の増幅部１０９は、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ａ＋、電圧Ａ−）に変換する。また、増幅部１１０は、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−）に変換する。電圧Ａ＋、電圧Ａ−及び電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−は、逆相の信号である。本実施形態の増幅部１０９、１１０は、具体的には、例えばリニアな電力増幅器や、公知のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ回路等により実現されても良い。
【００２９】
本実施形態の電流センサ１１１は、Ａ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉａを出力する。また、本実施形態の電流センサ１１２は、Ｂ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉｂを出力する。本実施形態の電流センサ１１１、１１２は、例えばコイル駆動線や増幅部１０９、１１０の各母線に直列に低抵抗を挿入して両端を差動増幅する構成や、ホール素子等の磁気的なセンサ等により実現されても良い。
【００３０】
次に、図２乃至図４を参照し、本実施形態のモータ１０について説明する。図２は、ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【００３１】
本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル（電機子コイル）１１と、Ｂ相コイル（電機子コイル）１２と、回転子２０と、を有する。本実施形態のモータ１０において、Ａ相コイル１１はＡ相コイル端子１３として、Ａ＋端子とＡ−端子とを有する。Ｂ相コイル１２は、Ｂ相コイル端子１４として、Ｂ＋端子とＢ−端子とを有する。本実施形態において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２とは、互いに接続されておらず、独立して設けられている。本実施形態の回転子２０は、円周上に永久磁石が配置あるいは着磁されている。
【００３２】
モータ１０において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２は、回転子２０の永久磁石により発生する磁束方向に対し、９０度の関係になるように配置されている。モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に、９０度位相のずれた交流電流を供給ことで、回転子２０が回転する。また、モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に供給される交流電流の位相を所定の位相に固定すると、回転子２０が磁気的につりあう位置に維持される。
【００３３】
図３は、ステッピングモータの断面の一例を示す図である。図３に示す例では、回転子２０は、多極着磁されている。
【００３４】
本実施形態の回転子２０は、円筒状の形をしており、円筒表面に周期的に永久磁石が着磁されている。Ａ相コイル１１は、回転子２０の円周の外側に円環状に巻かれている。Ａ相コイル端子１３が引き出されている。
【００３５】
Ａ相コイル１１は、導体２１により囲まれている。導体２１は、Ａ相コイル１１を囲むように配置され、内径（回転子の面側）に片方向（図では上方向）から爪上に導体部材が伸びており、これを誘電子（クローポール）２３と呼ぶ。クローポール２３のピッチは回転子の着磁極ペアと等しいピッチにしてあり、コイル電流方向により全てのクローポール２３がＮ極あるいはＳ極コアを形成する。
【００３６】
Ａ相コイル１１の反対方向（図では下方向）からも同様のクローポール２３が伸びており、上側のクローポール２４とは反対極性のコアを形成する。尚、図３では、クローポール２３、２４は、Ｂ相コイル１２側に形成されたものとして示したが、Ａ相コイル１１側においても同様に形成されている。
【００３７】
Ｂ相コイル１２と、Ｂ相コイル端子１４は、Ａ相と同様である。Ｂ相コイル１２は、導体２２により囲まれている。導体２２は、導体２１と同様に、上側のクローポール２３と、下側のクローポール２４が形成されている。
【００３８】
本実施形態では、Ａ相におけるクローポール２３、２４と、Ｂ相におけるクローポール２３、２４は、回転子２０の磁極ペアの１周期を３６０度（いわゆる電気角）としたとき、９０度ずらして配置される。この配置により、図３に示すモータ１０は、図２に示すＡ相コイル１１及びＢ相コイル１２と等価な２相コイルと多極着磁ロータからなる構造となる。
【００３９】
図４は、モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。図４において、横軸は回転子２０の位相であり、電気角で表示している。ここでは、単位は、［ｄｅｇｒｅｅ］である。電気角と回転子２０の機械角の関係は、以下の式３で示される。
【００４０】
電気角＝回転子の機械角×着磁極ペア数      式３
図４において、縦軸はコイルインダクタンスであり、単位は［ｍＨ（ミリ・ヘンリー）］である。波線Ｌａは、Ａ相コイル１１のコイルインダクタンスを示し、一点鎖線Ｌｂは、Ｂ相コイル１２のコイルインダクタンスを示す。
【００４１】
図３に示すクローポール型のＰＭ（Permanent Magnet）ステッピングモータは、回転子の着磁位相とクローポール位相の関係により、磁気的な特性が変化するため、回転子の位相（電気角）に対して周期的にコイルインダクタンスが変化することがわかっている。このようなステッピングモータの特性を、突極性と呼ぶ。
【００４２】
ここでは、コイルインダクタンスは、電気角３６０度（回転子の磁極ペアの１ピッチ）につき２周期の正弦波上に変化するものとする。尚、コイルインダクタンスの変化の周期や変化量及び変化形状は、これに限ったものではない。
【００４３】
また、図４に示すインダクタンス変化をもたらすモータ構造は、クローポール型に限ったものではない。例えば、回転子の磁石を円筒表面でなく、円筒状導体の内部に埋め込んだ構造によっても、回転子の位相に応じたインダクタンス変化が生じることがわかっている。クローポール型のＰＭステッピングモータは、コイルの巻き方やその他部材を簡素かでき、工業的に安価に生産できる。
【００４４】
次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１００の有する各部の詳細を説明する。図５は、位置フィードバック制御部を説明する図である。
【００４５】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、減算器５０１、５０３、ゲイン要素５０２、５０４、５０５、積分器５０６、加算器５０７、固定値発生部５０８を有する。
【００４６】
本実施形態の減算器５０１は、位置フィードバック制御部１０１に入力される目標位置指令値ｔｈ＿ｔから、位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔを減算する。すなわち、減算器５０１は、回転子２０の目標位置と現在の推定位置とを比較し、位置誤差を算出する。
【００４７】
ゲイン要素５０２は、減算器５０１の出力（位置誤差）を所定値Ｇ７倍に増幅し、後段の減算器５０３へ供給する。本実施形態では、ゲイン要素５０２の出力は、回転子の目標速度となる。
【００４８】
減算器５０３は、ゲイン要素５０２の出力から、速度情報ｗ＿ｅｓｔを減算する。速度情報ｗ＿ｅｓｔは、回転子２０の回転速度の速度情報である。すなわち、減算器５０３は、回転子の回転の目標速度と現在速度を比較し、速度誤差を算出する。
【００４９】
ゲイン要素５０４は、減算器５０３の出力（速度誤差）を所定値Ｇ８倍に増幅する。ゲイン要素５０４で増幅された速度毎は、ゲイン要素５０５と加算器５０７へ供給される。
【００５０】
ゲイン要素５０５は、ゲイン要素５０４の出力を所定値Ｇ９倍に増幅し、積分器５０６へ供給する。積分器５０６（ｓがラプラス演算子）の出力は、加算器５０７へ供給される。
【００５１】
加算器５０７は、ゲイン要素５０４の出力と、積分器５０６の出力とを加算し、速度誤差に対して以下の演算（伝達関数を表現している）を行って、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを出力する。
【００５２】
以下に、演算について説明する。
【００５３】
回転子２０の現在の推定位置と目標位置との位置誤差＝ｔｈ＿ｔ−ｔｈ＿ｅｓｔ
回転子２０の現在の回転速度と目標速度＝位置誤差×Ｇ７
回転子２０の目標速度と現在速度との速度誤差＝目標速度−速度情報ｗ＿ｅｓｔ
駆動電流の振幅目標値ｉｑｔ＝速度誤差×Ｇ８×（１＋Ｇ９×（１／ｓ）)
本実施形態では、以上のように構成することで、位置フィードバック制御部１０１の内側ループにおいて、回転子２０の回転速度をフィードバック制御することができる。したがって、本実施形態では、回転子２０の位置の制御を容易に安定化させることができる。
【００５４】
また、本実施形態における回転速度のフィードバック制御は、比例・積分制御であるため、定常速度誤差が生じず精密な速度制御ができる。さらに、本実施形態では、回転子２０の位置が目標位置に到達し、モータ１０が静止している際には、目標速度が０となり、定常速度誤差が生じないため、目標位置に対する偏差も生じない。
【００５５】
尚、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔは、位置誤差の増幅のみを用いて算出してもよい。この場合、速度誤差ｗ＿ｅｓｔを用いた演算は必須でない。位置誤差の増幅のみを用いて振幅目標値ｉｑｔを算出する場合、たとえば位置誤差に対して、公知のＰＩＤ（比例・積分・微分）演算により求めた駆動電流の振幅目標値ｉｑｔとしてもよい。
【００５６】
本実施形態において、目標振幅値ｉｄｔ及びｉｑｔは、ベクトル制御において、ｄ軸の駆動電流及びｑ軸の駆動電流に相当する。そして、ｑ軸の駆動電流がトルクを示すため、簡単な制御法では、ｑ軸の駆動電流のみを制御し、ｄ軸の駆動電流を０に固定する方法が知られている。本実施形態では、上記の手法を用い、固定値発生部５０８によりｄ軸の駆動電流の目標振幅値ｉｄｔを０に固定している。
【００５７】
次に、図６及び図７を参照し、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３について説明する。図６は、ｄ軸電流制御部を説明する図である。図７は、ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【００５８】
図６に示すｄ軸電流制御部１０２は、減算器２０１、ゲイン要素２０２、２０３、積分器２０４、加算器２０５を有する。
【００５９】
図７に示すｑ軸電流制御部１０３は、減算器３０１、ゲイン要素３０２、３０３、積分器３０４、加算器３０５を有する。
【００６０】
図６、図７に示す各部の動作は、図５において対応する各部の動作と同様であるため、説明を省略する。
【００６１】
尚、図６及び図７における伝達関数表現による演算は、下記のようになり、比例・積分制御が実現される。
【００６２】
ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ＝（目標振幅値ｉｄｔ−ｄ軸電流ベクトルｉｄ）×Ｇ１
×（１＋Ｇ２×（１／ｓ））
ｑ軸の駆動電圧Ｖｑ＝（目標振幅値ｉｑｔ−ｑ軸電流ベクトルｉｑ）×Ｇ３
×（１＋Ｇ４×（１／ｓ））
次に、図８乃至図１０を参照し、本実施形態のベクトル回転部１０６について説明する。
【００６３】
図８は、ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。図８は、ベクトル回転部１０６の動作概念を示しており、図８において、縦軸は電圧の振幅を示し、横軸は回転子２０の位相（電気角）ｔｈとした。尚、本実施形態において、実際に用いられる位相は、回転子２０の位相そのものではなく、位置推定部１０４により推定した位置情報ｔｈ＿ｅｓｔであるが、位置推定部１０４は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈとなるように推定するので、実質同じと考えてよい。
【００６４】
図８において、波線はｄ軸の駆動電圧Ｖｄを示す。図８に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００６５】
図８において、駆動電圧Ｖｄ＝０、駆動電圧Ｖｑ＝１の直流とすると、図８に示すように、
Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａ＝−ｓｉｎ（ｔｈ）
Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂ＝−ｃｏｓ（ｔｈ）
となる。
【００６６】
これはＡ相がＢ相に対して９０度進み、回転子の基準位相（電気角）０度に対して０度が対応する位相関係である。また駆動電圧Ｖｄ＝０の場合、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑのレベルで決定される。
【００６７】
図９は、ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。図９の例では、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした例である。尚、図９に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００６８】
図９の例では、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は１のままであり、Ａ相が回転子の基準位相に対して、位相が２０度進んでいることがわかる。
【００６９】
本実施形態では、駆動電圧Ｖｄと駆動電圧Ｖｑの関係は、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３におけるｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑの関係に基づき制御される。したがって、例えばモータ１０の回転数が上がり、検出電流ｉａ、ｉｂの位相遅れが大きくなると、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａとＢ相の駆動電圧ベクトルＶｂの位相が進むように駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑが制御される。このため、本実施形態では、モータ１０の回転数による効率の低下を抑制できる。尚、本実施形態の効率とは、モータ１０に供給された入力電力に対する機械出力の比を示す。
【００７０】
図１０は、他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。図１０は、ベクトル回転部１０７の動作概念を示しており、条件は図９と同様に、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした。
【００７１】
図１０では、Ａ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相が、回転子の基準位相に対して３０度（電気角）遅れている場合を示している。このとき、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは、ｉｄ＝０．５、ｉｑ＝０．８６６の直流となる。
【００７２】
また、相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂが、回転子２０の基準位相に対して０度の遅れであれば、ｉｄ＝０、ｉｑ＝１となる。
【００７３】
すなわち、本実施形態では、ｉｄ＝０（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔ＝０）となるように電流を制御すれば、回転子２０の基準位相に対するＡ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相の遅れを０度に制御できる。
【００７４】
さらに、本実施形態では、ｄ軸電流ベクトルｉｄの値（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔの値）を０以外の値とすることで、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことができる。したがって、本実施形態では、出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことで、リラクタンストルクを利用することができ、電力効率を向上させることが可能となる。尚、リラクタンストルクとは、コイル電磁石と回転子の導体が引き合うときのトルクである。
【００７５】
以上のように、本実施形態では、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３及びベクトル回転部１０６、ベクトル回転部１０７により、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対して所定の関係となるように制御できる。
【００７６】
また、本実施形態では、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを、直流（低周波）のｄｑ軸電流に変換して制御することで、電流制御帯域を低域に抑えることができる。例えば、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを目標信号に追従させるように制御する場合等には、交流電流ｉａ、ｉｂの周波数よりも十分高い帯域で電流を制御しなければならない。この場合、コストが高くなる。これに対し、本実施形態では、上述したように、電流を制御する帯域を低くすることができ、コストを削減できる。
【００７７】
次に、図１１、図１２を参照して本実施形態の位置推定部１０４について説明する。図１１は、位置推定部を説明する図である。
【００７８】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００、乗算器４０１、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４、４０６、加算器４０５を有する。
【００７９】
本実施形態において、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄに重畳された高周波信号Ｖｈは、ｑ軸電流ベクトルｉｑを観察すると以下の式４のようになる。
【００８０】
ｉｑ＝Ｋ×Ｖｈ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））＋駆動信号成分      式４
ここで、Ｋはモータ特性や回路定数等から決まる定数であり、Ｖｈは駆動電圧Ｖｄに重畳される高周波信号であり、ｔｈは回転子２０の現在位置を示す電気角であり、ｔｈ＿ｅｓｔは回転子２０の推定位置を示す位置情報（電気角）である。
【００８１】
式４において、第１項は、高周波成分が推定誤差でＡＭ（Amplitude Modulation）変調された成分である。推定誤差は、回転子２０の現在位置から回転子２０の推定位置を減算したものであり、ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））で示される。
【００８２】
また、第２項は、モータ１０の駆動を制御するモータ駆動信号成分である。したがって、第１項から、推定誤差を抽出（復調）すれば、回転子２０の推定位置を示す位置情報を取得できる。
【００８３】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００により、ベクトル回転部１０７から供給されるｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分のみを通過させる。本実施形態では、これにより、式４の第２項におけるモータ駆動信号成分が除去され、第１項だけが残る。
【００８４】
位置推定部１０４は、乗算器４０１により、ｑ軸駆動電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波発生部１０８から供給される高周波信号Ｖｈを乗算し、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを出力する。
【００８５】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が含まれているが、その低域成分には推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。したがって、本実施形態では、位置推定部１０４において、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの低域成分を抽出すれば良い。
【００８６】
位置推定部１０４は、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４及び加算器４０５により、比例積分制御を実行する。そして、位置推定部１０４は、加算器４０４の出力を推定速度ｗ＿ｅｓｔとして出力する。
【００８７】
また、加算器４０４の出力は、積分器４０６に供給される。積分器４０６は、推定速度ｗ＿ｅｓｔを積分し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとして出力する。この位置情報ｔｈ＿ｅｓｔは、現在の回転子２０の推定位置を示す電気角である。
【００８８】
上述した角演算を伝達関数で示すと、以下のようになる。
【００８９】
ｗ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｒｒ×Ｇ５×（１＋Ｇ６×（１／ｓ））      式４
ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ×（１／ｓ）      式５
位置推定部１０４では、ｔｈ＿ｅｓｔがベクトル回転部１０６に供給されるため、式４の第１項にフィードバックされる。したがって、位置推定部１０４において、ゲイン要素４０２から積分器４０６までは、位置推定の演算に関するフィードバック制御を行う制御部の機能を果たす。本実施形態では、この制御部自体が、低域通過フィルタの機能を果たすため、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒに含まれる高周波成分は除去される。
【００９０】
図１２は、ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【００９１】
図１２において、横軸は誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）（電気角）である。図１２では、ｑ軸電流ベクトルｉｑの駆動信号成分（式４の第２項）は、既に除去されているものとする。
【００９２】
図１２において、波線はｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分（応答信号）を示し、高周波信号Ｖｈが推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））でＡＭ変調されている。
【００９３】
図１２において、点線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを示し、ｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波信号Ｖｈを乗算した結果である。
【００９４】
図１２から、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が残っているが、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が正の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも正の値となり、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が負の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも負の値となることがわかる。尚。誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）は、現在の回転子の位置から位置推定部１０４により推定された回転子の位置を減算したものであり、位置推定部１０４により推定された推定位置と、実際の回転子２０の位置との誤差を示す。
【００９５】
したがって、図１２では、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）と推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒと一致した時点で、回転子２０の推定位置が、現在の回転子２０の位置と一致したことを示す。
【００９６】
以上のように、本実施形態では、位置推定部１０４において推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを後段のフィードバック制御に用いることで、位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置との誤差すなわち推定位置誤差が０になる。したがって、本実施形態の位置推定部１０４は、両者（位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置）が一致する位置に回転子２０の位置情報ｔｈ＿ｅｓｔを収束させることができる。
【００９７】
図１２の実線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを仮に低域通過フィルタにかけた場合を示す。実線では、高周波成分は残っているが、ほぼ推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））の形に近いものとなっていることがわかる。本実施形態では、位置推定部１０４のゲイン要素４０２から積分器４０６により構成されるフィードバック制御が、低域通過フィルタの機能を果たすため、実線に示すように高周波成分が除去される。
【００９８】
尚、本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有する構成としたが、これに限定されない。位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有していなくても良い。
【００９９】
位置推定部１０４が高域通過フィルタ４００を有していない場合、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒは、以下の式５で示される。
【０１００】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×Ｖｈ２×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
＋Ｖｈ×駆動信号成分
となる。
【０１０１】
式５において、第１項は、高域通過フィルタ４００を有していた場合と同様であり、第１項における低域成分に推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。式５における第２項は、高周波信号Ｖｈが乗じられて高周波成分になるため、上述した位置推定部１０４の有する低域通過フィルタの機能により除去される。
【０１０２】
以上のように、本実施形態では、高域通過フィルタ４００は必須ではないが、以下の観点で高域通過フィルタ４００を有している方が好ましい。
【０１０３】
本実施形態において、高域通過フィルタ４００を有していない場合、位置推定部１０４の有する高域通過フィルタ４００以外の部品で、高域から低域までの広帯域の信号の制御を行う必要がある。この場合、例えば位置推定部１０４におけるフィードバック制御において、ゲイン要素等の設計において、各種の制限が生じる可能性がある。
【０１０４】
これに対し、高域通過フィルタ４００を有していれば、予め駆動信号成分を低減できるため、フィードバック制御における設計の自由度が広がり、全体として回転子２０の位置の推定の精度を向上できる。
【０１０５】
また、本実施形態の高周波信号Ｖｈが矩形波の場合、ｑ軸電流ベクトルｉｑを高周波信号Ｖｈの両エッジでサンプリングすることで、ｑ軸電流ベクトルｉｑを矩形波状とすることができる。したがって、この場合にはフィルタを用いずに推定誤差が抽出できる。ここで、振幅１の矩形波の高周波信号Ｖｈは、以下のように示される。
【０１０６】
Ｖｈ＝（−１）ｎ
ここで、ｎはサンプル番号（０，１，２，３，・・・）とすることができる。したがって、サンプリングしたｑ軸電流ベクトルｉｑの第１項は、以下のように示される。
【０１０７】
ｉｑ＝Ｋ×（−１）ｎ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
これに、高周波信号Ｖｈ（矩形波）を乗算すると、
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
となり、低域通過フィルタ等を通さなくても推定位置誤差を抽出できる。また、このような矩形波は発生も簡単であり、乗算も符号のロジックだけで簡単になり、低コストで高速な処理が可能になる。
【０１０８】
次に、図１３を参照して、本実施形態の位置フィードバック制御部１０１の変形例について説明する。図１３は、位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【０１０９】
位置フィードバック制御部１０１Ａは、位置フィードバック制御部１０１の有する、固定値発生部５０８を除く各部に加え、ｑ軸目標電流算出部５０９、ｄ軸目標電流算出部５１０を有する。
【０１１０】
ｑ軸目標電流算出部５０９は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを算出する。ｑ軸目標電流算出部５０９における演算は、下記のように示される。
【０１１１】
振幅目標値ｉｑｔ＝ｉｔ×ｔａｎ（ｐｈ）／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
ｄ軸目標電流算出部５１０は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔを算出する。ｄ軸目標電流算出部５１０における演算は、下記のように示される。
【０１１２】
振幅目標値ｉｄｔ＝ｉｔ／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
尚、図１３における目標位相ｐｈとは、Ａ相の検出電流ベクトルｉａ、Ｂ相の検出電流ベクトルｉｂの基準位相と、回転子２０の基準位相の位相差（進角）である。
【０１１３】
上述の演算において、右辺のｉｔより右側は、目標位相ｐｈを決めれば、予め演算しておけるので、用意に実装できる。本実施形態では、以上のように、目標位相ｐｈをずらすことで、リラクタンストルクが利用可能なモータ等ではさらに高効率で運転することができる。
【０１１４】
以上のように、本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。この応答信号は、モータ１０を駆動するために供給される駆動信号に重畳された高周波信号Ｖｈをキャリアとする応答信号である。
【０１１５】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０に供給される電流センサ１１１及び１１２で検出することが困難な微弱な信号であっても、高周波成分である応答信号を検出し、回転子２０を推定することができる。
【０１１６】
以上のことから、本実施形態によれば、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても閉ループ制御を維持でき、開ループ制御を行うことにより消費される電力を削減することができる。
【０１１７】
また、本実施形態では、モータ１０がステッピングモータであっても、駆動電流を全速度域で負荷に応じた電流に制御できるため、脱調の発生を抑制し、且つ効率良くモータを駆動させることができる。
【０１１８】
尚、本実施形態において、ステッピングモータ１０を２相として説明したが、これに限定されない。ステッピングモータ１０は、２相でなく、例えば３相であっても良い。
【０１１９】
（第二の実施形態）
以下に、図面を参照して第二の実施形態について説明する。以下の第二の実施形態は、モータの回転速度が所定値より遅くなった場合のみ、第一の実施形態を適用する点が、第一の実施形態と相違する。したがって、以下の第二の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０１２０】
図１４は、第二の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ａは、第一の実施形態の有する各部に加え、位置推定部１１３、セレクタ１１４を有する。
【０１２１】
尚、図１４の説明では、位置推定部１０４から出力される位置情報をｔｈ＿ｅｓｔ１とし、速度情報をｗ＿ｅｓｔ１として示す。
【０１２２】
本実施形態の位置推定部１１３は、高周波信号Ｖｈを用いずに、ｄ軸とｑ軸の駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑと、ｄ軸電流ベクトルｉｄと、ｑ軸電流ベクトルｉｑと、から回転子２０の位置と速度を推定し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と速度情報ｗ＿ｅｓｔ２を出力する。
【０１２３】
具体的には、本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ａは、駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑからモータ１０の数式モデルと、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と、速度情報ｗ＿ｅｓｔ２とに基づき、誘起電圧及びｄ軸電流ベクトルｉｄ、ｑ軸電流ベクトルｉｑを推定する。そして、モータ駆動制御装置１００Ａは、推定した電流ベクトルと、実際の電流ベクトルとが等しくなるように、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と速度情報ｗ＿ｅｓｔ２を随時修正する。
【０１２４】
この手法は、特開２００９−２１３２４４号公報や、「電流推定誤差に基づくセンサレスブラシレスDCモータ制御」（竹下他  電学論D,115巻4号,平成7年）等において、公知である。
【０１２５】
本実施形態のセレクタ１１４は、位置推定部１０４の出力か、位置推定部１１３の出力か、何れか一方を選択する。以下にセレクタ１１４における選択について説明する。
【０１２６】
本実施形態のセレクタ１１４は、速度情報ｗ＿ｅｓｔが所定値以下のとき、位置推定部１０４の出力を選択し、ｗ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ１、ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｓｔ１とする。また、速度情報ｗ＿ｅｓｔが所定値より大きいとき、セレクタ１１４は、位置推定部１１３の出力を選択し、ｗ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ２、ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｓｔ２とする。所定値とは、例えば５Ｈｚ程度である。
【０１２７】
すなわち、本実施形態のセレクタ１１４は、モータ１０の回転速度が所定の速度よりも遅い場合に、位置推定部１０４の出力を選択する。
【０１２８】
本実施形態において、位置推定部１０４は、モータ１０の回転の静止時や起動時等の低速時も、回転子２０の位置推定ができるため、モータ１０の静止維持や、安定した素早い起動等が可能になる。
【０１２９】
また、本実施形態のセレクタ１１４は、モータ１０の回転の速度が所定の速度より速い場合に、位置推定部１１３の出力を選択する。本実施形態の位置推定部１１３は、高周波信号を使用しない誘起電圧推定に基づく技術により、回転子２０の位置を推定する。
【０１３０】
したがって、位置推定部１１３は、駆動信号成分と高周波信号成分とを分離する必要がなく、例えばモータ１０の回転数が高くなった場合にも、容易に回転子２０の位置を推定できる。
【０１３１】
以上のように、本実施形態では、モータ１０の回転速度に応じて、位置推定の方法を切り替えることで、例えばモータ１０の回転数が高い状態における不都合と、モータ１０の回転数が低い又は静止している状態における不都合の両者を解決できる。
【０１３２】
モータ１０の回転数が高い状態における不都合とは、位置推定部１０４において生じるものであり、駆動信号の周波数と高周波の周波数とが近くなることにより、これらの分離が困難となることである。モータ１０の回転数が低い又は静止している状態における不都合とは、位置推定部１１３で生じるものであり、駆動電流が微弱になるため、モータ１０に供給される電流の検出が困難となることである。
【０１３３】
本実施形態では、モータ１０の回転速度に応じて両者を切り替えることで、それぞれの利点を生かすことができ、全速度域で安定かつ精度のよい制御が可能になる。
【０１３４】
尚、本実施形態では、セレクタ１１４が位置推定部１１３の出力を選択したとき、高周波発生部１０８の動作を停止させても良い。
【０１３５】
（第三の実施形態）
以下に、図面を参照して第三の実施形態について説明する。以下の第三の実施形態は、位置フィードバック制御部１０１の前段にカウンタを設けた点が、第一の実施形態と相違する。したがって、以下の第三の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０１３６】
図１５は、第三の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂは、第一の実施形態の有する各部に加え、カウンタ１１５を有する。
【０１３７】
本実施形態のカウンタ１１５は、外部装置から入力されるパルス列（ＣＬＫ）を計数し、目標位置指令値ｔｈ＿ｔを出力する。すなわち、本実施形態のカウンタ１１５は、目標位置指令値を生成する指令値生成部の機能を果たす。
【０１３８】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂにおけるその他の動作は、第一の実施形態と同様である。尚、外部装置とは、例えばモータ駆動制御装置１００Ｂの上位装置である。
【０１３９】
従来、開ループ方式によるステッピングモータ制御では、パルス列をカウントしてＡ相及びＢ相の励磁電流波形を直接生成している。また、この制御では、脱調がない場合には、パルス列の周波数に比例してモータの回転数が決定され、パルス数でモータの回転子の位置が制御される。
【０１４０】
本実施形態では、カウンタ１１５を設けることで、従来の開ループ方式によるステッピングモータ制御と同じ形式のパルス列でモータの回転数と回転子の位置が制御される。
【０１４１】
このため、本実施形態は、上位装置やシステムを変更することなく、既存のものに適用することができる。したがって本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂは、汎用性が高く、導入コストや期間が短縮でき、短期間で広く製品展開が可能になる。
【０１４２】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【０１４３】
１０  ステッピングモータ
２０  回転子
１００、１００Ａ、１００Ｂ  モータ駆動制御装置
１０１  位置フィードバック制御部
１０２  ｄ軸電流制御部
１０３  ｑ軸電流制御部
１０４、１１３  位置推定部
１０５  加算器
１０６、１０７  ベクトル回転部
１０８  高周波発生部
１０９、１１０  増幅部
１１１、１１２  電流センサ
１１４  セレクタ
１１５  カウンタ
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１４４】
【特許文献１】特開２００９−２１３２４４号公報
【図１】
2016046859.tif 000005
【図２】
2016046859.tif 000006
【図３】
2016046859.tif 000007
【図４】
2016046859.tif 000008
【図５】
2016046859.tif 000009
【図６】
2016046859.tif 000010
【図７】
2016046859.tif 000011
【図８】
2016046859.tif 000012
【図９】
2016046859.tif 000013
【図１０】
2016046859.tif 000014
【図１１】
2016046859.tif 000015
【図１２】
2016046859.tif 000016
【図１３】
2016046859.tif 000017
【図１４】
2016046859.tif 000018
【図１５】
2016046859.tif 000019