(57)【要約】【課題】受信特性を維持しつつ、復調処理の演算量を削減する。【解決手段】受信装置の通信プロセッサ１３は、チャネル行列算出部２０と、雑音電力算出部３０と、干渉直交化イコライザ５０とを有する。チャネル行列算出部２０は、受信信号に基づいて伝搬路のチャネル行列Ｈを算出する。雑音電力算出部３０は、受信信号に含まれる雑音電力σ2を算出する。干渉直交化イコライザ５０は、チャネル行列Ｈおよび雑音電力σ2を用いて受信信号をイコライジングすることにより、干渉信号を直交化する。【選択図】図２
2016082311.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号に基づいて伝搬路のチャネル行列を算出するチャネル行列算出部と、
受信信号に含まれる雑音電力を算出する雑音電力算出部と、
前記チャネル行列および前記雑音電力を用いて受信信号をイコライジングすることにより、干渉信号を直交化する干渉直交化イコライザと
を有することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記干渉直交化イコライザの特性も含めたＭＬＤ（Maximum  Likelihood  Detection）用チャネル行列を算出するＭＬＤ用チャネル行列算出部と、
前記ＭＬＤ用チャネル行列を用いて、前記干渉直交化イコライザにより干渉信号が直交化された受信信号をＭＬＤ処理するＭＬＤ処理部と
をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記ＭＬＤ用チャネル行列算出部は、
前記チャネル行列の中から希望信号のタイミングに対応する列ベクトルで構成される第１の行列を生成する第１の行列生成部と、
前記干渉直交化イコライザによって算出された下三角行列の逆行列と、前記第１の行列とを乗算する乗算部と、
前記下三角行列の逆行列と前記第１の行列との積を、直交行列と上三角行列とにＱＲ分解するＱＲ分解部と
を有し、
前記干渉直交化イコライザは、
前記チャネル行列の中から希望信号のタイミング以外のタイミングに対応する列ベクトルで構成される第２の行列を生成する第２の行列生成部と、
前記雑音電力および前記第２の行列を用いて相関行列を生成する相関行列生成部と、
前記相関行列をコレスキー分解することにより、前記下三角行列および前記下三角行列のエルミート転置を生成するコレスキー分解部と、
前記下三角行列のエルミート転置の逆行列および前記直交行列を用いて干渉直交化重みを算出する干渉直交化重み算出部と、
前記干渉直交化重みに基づいて受信信号をイコライジングするイコライザと
を有し、
前記ＭＬＤ処理部は、
前記イコライザによりイコライジングされた受信信号を、前記上三角行列を用いてＭＬＤ処理することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記ＭＬＤ用チャネル行列算出部は、
前記チャネル行列の中から希望信号のタイミングに対応する列ベクトルで構成される第１の行列を生成する第１の行列生成部と、
前記干渉直交化イコライザによって算出された相関行列の逆行列と前記第１の行列との積と、前記第１の行列のエルミート転置とを乗算する第１の乗算部と、
前記相関行列の逆行列と前記第１の行列と前記第１の行列のエルミート転置との積をコレスキー分解するコレスキー分解部と
を有し、
前記干渉直交化イコライザは、
前記チャネル行列の中から希望信号のタイミング以外のタイミングに対応する列ベクトルで構成される第２の行列を生成する第２の行列生成部と、
前記雑音電力および前記第２の行列を用いて前記相関行列を生成する相関行列生成部と、
前記相関行列の逆行列と前記第１の行列とを乗算する第２の乗算部と、
前記相関行列の逆行列と前記第１の行列との積と、前記コレスキー分解部によって分解された下三角行列のエルミート転置の逆行列とを乗算して干渉直交化重みを算出する干渉直交化重み算出部と、
前記干渉直交化重みに基づいて受信信号をイコライジングするイコライザと
を有し、
前記ＭＬＤ処理部は、
前記イコライザによりイコライジングされた受信信号を、前記コレスキー分解部によって分解された下三角行列のエルミート転置を用いてＭＬＤ処理することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項５】
前記干渉直交化イコライザは、
前記チャネル行列および前記雑音電力に基づいて干渉直交化重みを算出する干渉直交化重み算出部と、
前記チャネル行列および前記雑音電力に基づいてＭＭＳＥ重みを算出するＭＭＳＥ重み算出部と、
前記ＭＭＳＥ重みに基づいて、受信信号をイコライジングするＭＭＳＥイコライザと、
前記干渉直交化重みおよび前記ＭＭＳＥ重みに基づいて補正行列を算出する補正行列算出部と、
前記補正行列に基づいて、前記ＭＭＳＥイコライザによりイコライジングされた受信信号を補正する補正部と
を有し、
前記ＭＬＤ処理部は、
前記補正部により補正された受信信号を、前記ＭＬＤ用チャネル行列を用いてＭＬＤ処理することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項６】
前記干渉直交化イコライザは、
前記チャネル行列の中から希望信号のタイミングに対応する列ベクトルで構成される第１の行列を生成する第１の行列生成部と、
前記チャネル行列および前記雑音電力に基づいてＭＭＳＥ重みを算出するＭＭＳＥ重み算出部と、
前記ＭＭＳＥ重みに基づいて、受信信号をイコライジングするＭＭＳＥイコライザと、
前記ＭＭＳＥ重みのエルミート転置と前記第１の行列とを乗算して特性行列を算出する特性行列算出部と、
単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列を算出する逆行列算出部と、
前記ＭＬＤ用チャネル行列算出部によって算出された下三角行列のエルミート転置の逆行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列とを乗算して補正行列を算出する補正行列算出部と、
前記補正行列に基づいて、前記ＭＭＳＥイコライザによりイコライジングされた受信信号を補正する補正部と
を有し、
前記ＭＬＤ用チャネル行列算出部は、
前記特性行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列とを乗算する乗算部と、
前記特性行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列との積をコレスキー分解するコレスキー分解部と
を有し、
前記ＭＬＤ処理部は、
前記補正部により補正された受信信号を、前記コレスキー分解部によって分解された前記下三角行列のエルミート転置を用いてＭＬＤ処理することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項７】
前記干渉直交化イコライザは、
希望信号から所定時間ずれたタイミングを生成するタイミング生成部と、
前記ＭＭＳＥイコライザの出力を前記所定時間遅延させた追加信号を生成する追加信号生成部と
をさらに有し、
前記第１の行列生成部は、前記タイミング生成部により生成されたタイミングに対応する列ベクトルを前記第１の行列にさらに含め、
前記補正部は、前記補正行列に基づいて、前記ＭＭＳＥイコライザによりイコライジングされた受信信号と、前記追加信号生成部により生成された追加信号とを補正し、
前記ＭＬＤ処理部は、
前記補正部により補正された受信信号および追加信号を、前記コレスキー分解部によって分解された下三角行列のエルミート転置を用いてＭＬＤ処理することを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
前記タイミング生成部は、伝搬路のチャネル推定結果のピークパスタイミングに基づいて追加のタイミングを生成することを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
【請求項９】
前記受信信号を周波数成分に変換する第１の変換部と、
前記第１の変換部により周波数成分に変換された受信信号のサブチャネル毎に前記干渉直交化イコライザによりイコライジングされた受信信号を、時間領域の信号に変換する第２の変換部と
を有し、
前記チャネル行列算出部は、前記サブチャネル毎に前記チャネル行列を算出し、
前記干渉直交化イコライザは、
前記サブチャネル毎に、前記チャネル行列に基づいてイコライザ重みを算出する重み算出部と、
前記サブチャネル毎に、前記イコライザ重みを用いて受信信号をイコライジングするイコライザと、
前記サブチャネル毎に、前記イコライザによりイコライジングされた受信信号を、補正行列を用いて補正する補正部と、
前記サブチャネル毎の前記チャネル行列および前記イコライザ重みに基づいて特性行列を算出する特性行列算出部と、
単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列を算出する逆行列算出部と、
前記ＭＬＤ用チャネル行列算出部によって算出された下三角行列のエルミート転置の逆行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列とを乗算して前記補正行列を算出する補正行列算出部と
を有し、
前記ＭＬＤ用チャネル行列算出部は、
前記特性行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列とを乗算する乗算部と、
前記特性行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列との積をコレスキー分解するコレスキー分解部と
を有し、
前記ＭＬＤ処理部は、
前記第２の変換部により時間領域の信号に変換された受信信号を、前記コレスキー分解部によって分解された前記下三角行列のエルミート転置を用いてＭＬＤ処理することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記チャネル行列算出部は、サブチャネル毎に前記チャネル行列を算出し、
前記受信装置は、
前記受信信号をサブチャネル毎の周波数成分に変換する第１の変換部と、
前記第１の変換部により周波数成分に変換された受信信号の前記サブチャネル毎に前記チャネル行列に基づいてイコライザ重みを算出する重み算出部と、
前記サブチャネル毎に、前記イコライザ重みを用いて受信信号をイコライジングするイコライザと、
前記サブチャネル毎に前記イコライザによりイコライジングされた受信信号を、時間領域の信号に変換する第２の変換部と
を有し、
前記干渉直交化イコライザは、
前記サブチャネル毎の前記チャネル行列および前記イコライザ重みに基づいて特性行列を算出する特性行列算出部と、
単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列を算出する逆行列算出部と、
前記ＭＬＤ用チャネル行列算出部によって算出された下三角行列のエルミート転置の逆行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列とを乗算して前記補正行列を算出する補正行列算出部と
前記第２の変換部により時間領域に変換された受信信号を、前記補正行列を用いて補正する補正部と
を有し、
前記ＭＬＤ用チャネル行列算出部は、
前記特性行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列とを乗算する乗算部と、
前記特性行列と、単位行列から前記特性行列を引いた行列の逆行列との積をコレスキー分解するコレスキー分解部と
を有し、
前記ＭＬＤ処理部は、
前記補正部により補正された受信信号を、前記コレスキー分解部によって分解された前記下三角行列のエルミート転置を用いてＭＬＤ処理することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項１１】
プロセッサが、
受信信号に基づいて伝搬路のチャネル行列を算出し、
受信信号に含まれる雑音電力を算出し、
前記チャネル行列および前記雑音電力を用いて受信信号をイコライジングすることにより、干渉信号を直交化する
処理を実行することを特徴とする等化処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置および等化処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）変調を用いてＭＩＭＯ（Multiple-Input  and  Multiple-Output）送信を行う無線方式では、ＭＬＤ（Maximum  Likelihood  Detection）復調により所望の受信特性が得られる。ＯＦＤＭの各サブキャリアにおいては隣接するシンボルからの干渉が小さいためである。しかし、ＣＤＭＡ（Code  Division  Multiple  Access）等のマルチパス干渉の影響が大きい無線方式では、マルチパスの影響が及ぶ広い範囲の窓を想定して隣接する多数のシンボルの全てのパターンについてＭＬＤを行うため、処理量が指数関数的に増大する。
【０００３】
この問題を解決するために、ＭＬＤの処理を行う前にＭＭＳＥ（Maximum  Mean  Square  Estimation）ベースのマルチパス干渉キャンセラによりマルチパス干渉を取り除く方式が提案されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Dirk  Wubben  et  al,  ”MMSE  Extension  of  V-BLAST  based  on  Sorted  QR  Decomposition”,  IEEE  2003.
【非特許文献２】Noriyuki  Maeda  et  al,”QRM-MLD  Combined  with  MMSE-Based  Multipath  Interference  Canceller  for  MIMO  Multiplexing  in  Broadband  DS-CDMA”,  IEEE  2004.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、マルチパス干渉キャンセラ自体の演算量が多いため、装置全体としての演算量は依然として高い。そのため、演算処理による電力消費が多く、消費電力が限られている携帯端末に実装することは難しい。また、高速な演算を実現するために高性能なプロセッサを複数設ける場合があり、実装面積が限られている携帯端末に搭載することは難しい。
【０００６】
本願に開示の技術は、復調処理の演算量を削減する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
１つの側面では、受信装置は、チャネル行列算出部と、雑音電力算出部と、干渉直交化イコライザとを有する。チャネル行列算出部は、受信信号に基づいて伝搬路のチャネル行列を算出する。雑音電力算出部は、受信信号に含まれる雑音電力を算出する。干渉直交化イコライザは、チャネル行列および雑音電力を用いて受信信号をイコライジングすることにより、干渉信号を直交化する。
【発明の効果】
【０００８】
１実施形態によれば、復調処理の演算量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、実施例１における受信装置の一例を示すブロック図である。
【図２】図２は、実施例１における通信プロセッサの一例を示すブロック図である。
【図３】図３は、復調処理の一例を示すフローチャートである。
【図４】図４は、実施例２における通信プロセッサの一例を示すブロック図である。
【図５】図５は、実施例３における通信プロセッサの一例を示すブロック図である。
【図６】図６は、実施例４における通信プロセッサの一例を示すブロック図である。
【図７】図７は、実施例５における通信プロセッサの一例を示すブロック図である。
【図８】図８は、実施例６における通信プロセッサの一例を示すブロック図である。
【図９】図９は、実施例７における通信プロセッサの一例を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、実施例８における通信プロセッサの一例を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、通信プロセッサのハードウェアの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本願の開示する受信装置および等化処理方法の実施例を、図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施例は開示の技術を限定するものではない。そして、各実施例は、処理内容を矛盾させない範囲で適宜組み合わせることが可能である。
【実施例１】
【００１１】
［受信装置１０］
図１は、実施例１における受信装置１０の一例を示すブロック図である。本実施例における受信装置１０は、複数のアンテナ１１−１および１１−２と、ＲＦ（Radio  Frequency）部１２と、通信プロセッサ１３と、アプリケーションプロセッサ１４とを有する。
【００１２】
ＲＦ部１２は、アンテナ１１−１および１１−２のそれぞれを介して送信側の装置（例えば基地局）から受信した無線信号を、搬送波の周波数からベースバンドの周波数のベースバンド信号へダウンコンバートする。そして、ＲＦ部１２は、ベースバンド信号に対して直交復調およびＡ／Ｄ（Analog  to  Digital）変換を行ったディジタル信号を通信プロセッサ１３へ送る。
【００１３】
また、ＲＦ部１２は、通信プロセッサ１３から受け取ったディジタル信号に対してＤ／Ａ（Digital  to  Analog）変換を行った後に、直交変調を行う。そして、ＲＦ部１２は、直交変調後の信号を、ベースバンドの周波数から搬送波の周波数の無線信号へアップコンバートし、所定の電力で、アンテナ１１−１および１１−２のそれぞれから送信する。
【００１４】
通信プロセッサ１３は、ＲＦ部１２から受信したベースバンド信号に対して復調、復号、誤り訂正等の処理を施した後に、アプリケーションプロセッサ１４へ出力する。また、通信プロセッサ１３は、アプリケーションプロセッサ１４から受信したデータを符号化し、符号化したデータに対してディジタル変調を施し、変調後のディジタル信号をＲＦ部１２へ出力する。
【００１５】
本実施例において、通信プロセッサ１３は、例えば１つのＣＰＵ（Central  Processing  Unit）により実現されるが、他の実施例として、通信プロセッサ１３は、２つ以上のＣＰＵやＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）等を組み合わせて実現されてもよい。また、ＲＦ部１２、通信プロセッサ１３、およびアプリケーションプロセッサ１４は、独立したチップとして受信装置１０内に設けられてもよく、例えばＳｏＣ（System-on-a-Chip）技術等により１つのチップとして受信装置１０内に設けられてもよい。また、本実施例では、送信側および受信側においてそれぞれアンテナを２本ずつ使用する２×２のＭＩＭＯシステムを例に説明する。ただし、送信側および受信側において使用されるアンテナは、それぞれ２本以上であってもよい。
【００１６】
［通信プロセッサ１３］
図２は、実施例１における通信プロセッサ１３の一例を示すブロック図である。本実施例における通信プロセッサ１３は、チャネル行列算出部２０、雑音電力算出部３０、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、およびＭＬＤ処理部６０を有する。
【００１７】
チャネル行列算出部２０は、アンテナ１１−１および１１−２のそれぞれを介して受信したシングルキャリアＭＩＭＯ信号に基づいて、無線伝搬路のチャネル推定値を算出する。そして、チャネル行列算出部２０は、算出したチャネル推定値を元にチャネル行列Ｈを算出する。雑音電力算出部３０は、チャネル行列算出部２０によって算出されたチャネル行列Ｈを用いて雑音電力σ2を算出する。
【００１８】
干渉直交化イコライザ５０は、チャネル行列算出部２０によって算出されたチャネル行列Ｈと、雑音電力算出部３０によって算出された雑音電力σ2とを用いて、希望信号以外の干渉信号と雑音信号とを直交化する重みＷoを生成する。そして、干渉直交化イコライザ５０は、生成した重みＷoを用いて受信信号をイコライジングする。干渉直交化イコライザ５０において行われるイコライジングでは、干渉信号と雑音信号に関しては直交化されているものの希望信号に関するアンテナ間の干渉信号については残ったままになっている点が通常のイコライジングとは異なる。
【００１９】
ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０は、チャネル行列算出部２０によって算出されたチャネル行列Ｈと、雑音電力算出部３０によって算出された雑音電力σ2とを用いて、干渉直交化イコライザ５０の特性も含めたＭＬＤ用チャネル行列ＨMLDを算出する。ＭＬＤ処理部６０は、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０によって算出されたＭＬＤ用チャネル行列ＨMLDを用いて、干渉直交化イコライザ５０により干渉信号および雑音信号が直交化された受信信号をＭＬＤ処理する。
【００２０】
ここで、イコライザとして広く用いられているＭＭＳＥイコライザでイコライジングした信号に対してそのままＭＬＤを行った場合、ＢＥＲ等の受信特性があまり良くない。その原因の一つは、ＭＭＳＥイコライザでイコライジング後に残る干渉信号や雑音信号に相関があるためと考えられる。ＭＬＤは、相関のないガウス雑音を前提とするため、相関のある干渉信号や雑音信号に対してはその前提が崩れるため受信特性が悪化する。
【００２１】
そこで、本実施例では、イコライジング後に干渉信号および雑音信号が無相関になるようなイコライザの重みを算出し、算出した重みを用いて受信信号をイコライジングする。これにより、ＭＬＤによる受信特性が向上する。また、干渉直交化イコライザ５０により受信信号からマルチパスの影響が取り除かれるため、ＭＬＤの処理量が低減される。
【００２２】
図３は、復調処理の一例を示すフローチャートである。
【００２３】
まず、チャネル行列算出部２０は、アンテナ１１−１および１１−２のそれぞれを介して受信した複数の受信信号系列に基づいて、無線伝搬路のチャネル推定値を算出する。そして、チャネル行列算出部２０は、算出したチャネル推定値を元にチャネル行列Ｈを算出する（Ｓ１００）。
【００２４】
次に、雑音電力算出部３０は、チャネル行列算出部２０によって算出されたチャネル行列Ｈを用いて雑音電力σ2を算出する（Ｓ１０１）。そして、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０は、チャネル行列算出部２０によって算出されたチャネル行列Ｈと、雑音電力算出部３０によって算出された雑音電力σ2とを用いて、ＭＬＤ用チャネル行列ＨMLDを算出する（Ｓ１０２）。
【００２５】
次に、干渉直交化イコライザ５０は、チャネル行列算出部２０によって算出されたチャネル行列Ｈと、雑音電力算出部３０によって算出された雑音電力σ2とを用いて、希望信号以外の干渉信号と雑音信号とを直交化する重みＷoを生成する。そして、干渉直交化イコライザ５０は、生成した重みＷoを用いて受信信号をイコライジングする（Ｓ１０３）。そして、ＭＬＤ処理部６０は、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０によって算出されたＭＬＤ用チャネル行列ＨMLDを用いて、干渉直交化イコライザ５０により干渉信号が直交化された受信信号をＭＬＤ処理する（Ｓ１０４）。
【００２６】
［実施例１の効果］
本実施例における通信プロセッサ１３によれば、受信特性を維持しつつ、復調処理の演算量を削減することができる。
【実施例２】
【００２７】
本実施例では、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０および干渉直交化イコライザ５０の具体的な処理の一例を示す。ここで、送信信号ｘiを時系列順に並べた送信信号ベクトルをｘ＝（ｘ1，ｘ2，・・・，ｘn）Tとする（Ｔは転置記号を示す）。また、ある受信窓幅の受信信号を時系列順に並べた受信信号ベクトルをｙ＝（ｙ1，ｙ2，・・・，ｙm）Tとする。これにより、受信信号ベクトルｙは、チャネル行列Ｈおよび受信雑音ベクトｚを用いて、下記の（１）式のように表すことができる。
【００２８】
【数１】
2016082311.tif 000003
【００２９】
次に、受信信号ベクトルｙに適当な重みベクトルｗをかけて合成した信号ｗHｙにより送信信号ｘiを復元することを考える(ｗHはｗのエルミート転置を意味する)。このとき、送信信号ｘiとの二乗平均誤差が最小になるような重みはＭＭＳＥ重みとして知られており、次式で求められる。
【００３０】
【数２】
2016082311.tif 000004
【００３１】
ここで、Ｒは相関行列であり、Ｉは単位行列である。また、ｈa1は、チャネル行列Ｈを、縦ベクトルｈiを用いてＨ＝（ｈ1，ｈ2，・・・，ｈn）と表記した場合に、復調したいタイミングａ１に対応する縦ベクトルを表す。また、チャネル行列Ｈの表記を用いると、相関行列Ｒは次のように表すこともできる。
【００３２】
【数３】
2016082311.tif 000005
【００３３】
次に、２×２のＭＩＭＯシステムを前提として、受信信号ベクトルｙの表記を復調したいタイミングａxの信号とそれ以外の信号とに分けて表記する。２×２のＭＩＭＯシステムでは２つの信号を同時に送信するので、復調したい信号も２つになる。ここでは、その番号をａ１およびａ2と定義する。また、ｓ１、ｓ2、Ｈ１、およびＨ2を、以下のように定義する。
【００３４】
【数４】
2016082311.tif 000006
【００３５】
このとき受信信号ベクトルｙは次のように表すことができる。
【００３６】
【数５】
2016082311.tif 000007
【００３７】
上記（１０）式において、Ｈ１ｓ1が希望信号を表しており、（１０）式の後半の括弧内が干渉信号と雑音信号とを表している。そして、下記の（１１）式を用いて、干渉信号と雑音信号との相関行列Ｍを算出し、さらに相関行列Ｍをコレスキー分解して下三角行列Ｌを算出する。
【００３８】
【数６】
2016082311.tif 000008
【００３９】
上記（１１）式の最後の等号においてコレスキー分解が行われている。そして、下記の（１２）式に示すように、下三角行列Ｌの逆行列Ｌ-1を受信信号ベクトルに乗算することにより、干渉信号および雑音信号を直交化することができる。
【００４０】
【数７】
2016082311.tif 000009
【００４１】
なお、２つの信号が直交しているとは、２つの信号の相関行列が単位行列となることを意味している。例えば、上記（１２）式の干渉項（右辺第２項）について相関を取ってみると、以下の（１３）式に示すように単位行列となる。
【００４２】
【数８】
2016082311.tif 000010
【００４３】
ここで、Ｌ-Hは（Ｌ-1）Hまたは（ＬH）-1を意味する。次に、上記（１２）式において、希望信号の項Ｌ-1Ｈ1ｓ1（右辺第１項）が縦長（ｎ行）になっているので、これをまとめるために係数行列Ｌ-1Ｈ1をＱＲ分解する。
【００４４】
【数９】
2016082311.tif 000011
【００４５】
ここで、Ｒ1は２×２の上三角行列を表し、Ｑ1は次式を満たすｎ×２行列を表す。
【００４６】
【数１０】
2016082311.tif 000012
【００４７】
このＱ1Hを上述の（１２）式の両辺にかけることにより、例えば下記の（１６）式に示すように信号成分を２変数にまとめることができる。
【００４８】
【数１１】
2016082311.tif 000013
【００４９】
上記（１６）式の最後の等号では、前述の（１４）式および（１５）式を用いた。また、（１５）式の性質により、Ｑ1Hのかかった干渉項も直交性が保たれている（相関行列が単位行列になる）。上記（１６）式における受信信号ベクトルｙの係数のエルミート転置から、干渉直交化イコライザの重みＷoが得られる。また、上記（１６）式におけるｓ1の係数から、後段のＭＬＤ処理で用いられる２×２のＭＬＤ用のチャネル行列ＨMLDが得られる。
【００５０】
【数１２】
2016082311.tif 000014
【００５１】
［通信プロセッサ１３］
図４は、実施例２における通信プロセッサ１３の一例を示すブロック図である。本実施例における通信プロセッサ１３は、チャネル行列算出部２０、雑音電力算出部３０、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、およびＭＬＤ処理部６０を有する。なお、以下に説明する点を除き、図４において、図２と同じ符号を付した構成は、図２における構成と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。
【００５２】
ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０は、Ｈ1生成部４１、乗算部４２、およびＱＲ分解部４３を有する。Ｈ1生成部４１は、前述の（８）に示すように、チャネル行列Ｈの中から希望信号のタイミングａ１およびａ2に対応する列ベクトルで構成されるＨ１行列を生成する。乗算部４２は、Ｈ1生成部４１によって生成されたＨ１行列と、後述のコレスキー分解部５３によって算出された下三角行列Ｌの逆行列Ｌ-1とを乗算する。
【００５３】
ＱＲ分解部４３は、乗算部４２によって乗算されたＨ１行列と逆行列Ｌ-1との積Ｌ-1Ｈ１をＱＲ分解する。そして、ＱＲ分解部４３は、ＱＲ分解によって得られた上三角行列Ｒ1をＭＬＤ処理部６０へ出力し、直交行列Ｑ1を後述する干渉直交化重み算出部５４へ出力する。
【００５４】
干渉直交化イコライザ５０は、Ｈ2生成部５１、Ｍ行列生成部５２、コレスキー分解部５３、干渉直交化重み算出部５４、およびチップイコライザ５５を有する。Ｈ2生成部５１は、前述の（９）に示すように、チャネル行列Ｈの中から希望信号のタイミング以外のタイミングに対応する列ベクトルで構成されるＨ2行列を生成する。
【００５５】
Ｍ行列生成部５２は、前述の（１１）式に基づいて、Ｈ2生成部５１によって生成されたＨ2行列と、雑音電力算出部３０によって算出された雑音電力σ2とを用いて、相関行列Ｍを算出する。コレスキー分解部５３は、前述の（１１）式に示したように、Ｍ行列生成部５２によって算出された相関行列Ｍをコレスキー分解し、下三角行列Ｌと下三角行列Ｌのエルミート転置ＬHとを算出する。
【００５６】
干渉直交化重み算出部５４は、前述の（１７）式で示したように、コレスキー分解部５３が算出した下三角行列Ｌのエルミート転置ＬHの逆行列Ｌ-Hと、ＱＲ分解部４３が分解した直交行列Ｑ1とを乗算することにより、干渉直交化重みＷoを算出する。チップイコライザ５５は、干渉直交化重み算出部５４によって算出された干渉直交化重みＷoを用いて、受信信号系列をイコライジングする。
【００５７】
ＭＬＤ処理部６０は、ＱＲ分解部４３によって分解された上三角行列Ｒ1をＭＬＤ用チャネル行列ＨMLDとして用いて、チップイコライザ５５によってイコライジングされた受信信号系列をＭＬＤ処理する。
【００５８】
［実施例２の効果］
本実施例における通信プロセッサ１３によれば、チップイコライザ５５を用いて受信信号からマルチパスの影響を取り除くことによりＭＬＤの処理量を抑えることができる。また、本実施例における通信プロセッサ１３によれば、チップイコライザ５５の出力に含まれる干渉信号および雑音信号を無相関にすることでＭＬＤを有効に機能させることができる。
【実施例３】
【００５９】
ＱＲ分解は、周波数領域イコライザなどに適用する場合、数式的に取り扱いが難しい。そのため、本実施例では、ＭＬＤ用チャネル行列ＨMLDをＱＲ分解ではなくコレスキー分解を用いて算出する点が実施例２とは異なる。これにより、周波数領域イコライザなどを用いることが可能となる。
【００６０】
ここで、前述の（１７）式に示した干渉直交化イコライザの重みＷoは、前述の（１４）式を用いると、次のように変形できる。
【００６１】
【数１３】
2016082311.tif 000015
【００６２】
上記（１９）式は、Ｍ-1Ｈ1でイコライジングした後で補正行列をかけていると解釈できる。そこで、もっと直接的に、Ｍ-1Ｈ1でイコライジングした後に干渉信号と雑音信号とを直交化することを考える。受信信号ベクトルｙについての（１０）式に対して（Ｍ-1Ｈ1）Hを乗算すると次式を得る。
【００６３】
【数１４】
2016082311.tif 000016
【００６４】
（２０）式において、末尾の項が干渉信号と雑音信号になるので、その相関を求めると、下記のように比較的簡単な式に変形できる。
【００６５】
【数１５】
2016082311.tif 000017
【００６６】
さらに直交化のためにコレスキー分解を実行すると以下のようになる。
【００６７】
【数１６】
2016082311.tif 000018
【００６８】
（２２）式から得られ下三角行列Ｌの逆行列Ｌ-1を、前述の（２０）式にかけて整理すると以下のようになる。
【００６９】
【数１７】
2016082311.tif 000019
【００７０】
上記（２４）式において、受信信号ベクトルｙの係数のエルミート転置を求めると、干渉直交化イコライザの重みＷoが得られる。また、上記（２４）式において、ｓ1の係数から、後段のＭＬＤ処理において用いられる２×２のチャネル行列ＨMLDが得られる。
【００７１】
【数１８】
2016082311.tif 000020
【００７２】
［通信プロセッサ１３］
図５は、実施例３における通信プロセッサ１３の一例を示すブロック図である。本実施例における通信プロセッサ１３は、チャネル行列算出部２０、雑音電力算出部３０、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、およびＭＬＤ処理部６０を有する。なお、以下に説明する点を除き、図５において、図４と同じ符号を付した構成は、図４における構成と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。
【００７３】
ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０は、Ｈ1生成部４１、乗算部４２、およびコレスキー分解部４４を有する。乗算部４２は、Ｈ1生成部４１によって生成されたＨ１行列のエルミート転置Ｈ１Hと、後述の乗算部５６によって算出されたＭ-1Ｈ１とを乗算してＨ１HＭ-1Ｈ１を算出する。
【００７４】
コレスキー分解部４４は、乗算部４２によって算出されたＨ１HＭ-1Ｈ１を、例えば前述の（２２）式に示したようにコレスキー分解する。そして、コレスキー分解部４４は、コレスキー分解により算出した下三角行列Ｌのエルミート転置ＬHを、ＭＬＤ処理部６０および後述する干渉直交化重み算出部５４へ出力する。
【００７５】
干渉直交化イコライザ５０は、Ｈ2生成部５１、Ｍ行列生成部５２、干渉直交化重み算出部５４、チップイコライザ５５、および乗算部５６を有する。乗算部５６は、Ｍ行列生成部５２によって算出された相関行列Ｍの逆行列Ｍ-1と、Ｈ1生成部４１によって生成されたＨ1行列とを乗算し、Ｍ-1Ｈ１を算出する。干渉直交化重み算出部５４は、前述の（２５）式に示したように、コレスキー分解部４４によって算出された下三角行列Ｌのエルミート転置ＬHの逆行列（ＬH）-1と、乗算部５６によって算出されたＭ-1Ｈ１とを乗算することにより、干渉直交化重みＷoを算出する。
【００７６】
ＭＬＤ処理部６０は、コレスキー分解部４４によって算出された下三角行列Ｌのエルミート転置ＬHをＭＬＤ用チャネル行列ＨMLDとして用いて、チップイコライザ５５によってイコライジングされた受信信号系列をＭＬＤ処理する。
【００７７】
［実施例３の効果］
本実施例における通信プロセッサ１３によれば、チップイコライザ５５を用いて受信信号からマルチパスの影響を取り除くことによりＭＬＤの処理量を抑えることができる。また、本実施例における通信プロセッサ１３によれば、チップイコライザ５５の出力に含まれる干渉信号および雑音信号を無相関にすることでＭＬＤを有効に機能させることができる。また、本実施例では、ＱＲ分解を用いていないため、チップイコライザ５５として周波数イコライザを用いることができる。
【実施例４】
【００７８】
前述の実施例２および３では、干渉直交化重みＷoを算出し、算出した干渉直交化重みＷoを用いてチップイコライザ５５が受信信号をイコライジングする。これに対し、本実施例では、公知のＭＭＳＥイコライザなどによりイコライジングした後に、イコライジング後の受信信号において干渉信号および雑音信号が直交化するように補正を行う点が前述の実施例２および３とは異なる。
【００７９】
ここで、干渉直交化重みＷoが、例えば通常良く用いられるＭＭＳＥイコライザ重みＷRとの間で次のような対応関係があると仮定する。
【００８０】
【数１９】
2016082311.tif 000021
【００８１】
ここで、例えば２×２のＭＩＭＯシステムの場合、補正行列Ｃは２×２行列となる。この補正行列Ｃは次式で求めることができる。
【００８２】
【数２０】
2016082311.tif 000022
【００８３】
この補正行列Ｃにより、例えばＭＭＳＥイコライザの出力を補正することで干渉直交化イコライザと同等の出力結果を得ることができる。これにより、従来のイコライザ資産を生かしつつ干渉直交化イコライザを実装することができる。
【００８４】
［通信プロセッサ１３］
図６は、実施例４における通信プロセッサ１３の一例を示すブロック図である。本実施例における通信プロセッサ１３は、チャネル行列算出部２０、雑音電力算出部３０、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、およびＭＬＤ処理部６０を有する。なお、以下に説明する点を除き、図６において、図４と同じ符号を付した構成は、図４における構成と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。
【００８５】
干渉直交化イコライザ５０は、Ｈ2生成部５１、Ｍ行列生成部５２、コレスキー分解部５３、干渉直交化重み算出部５４、ＭＭＳＥ重み算出部７０、ＭＭＳＥイコライザ７１、補正行列算出部７２、および補正部７３を有する。ＭＭＳＥ重み算出部７０は、チャネル行列算出部２０によって算出されたチャネル行列Ｈと、雑音電力算出部３０によって算出された雑音電力σ2とを用いて、ＭＭＳＥイコライザ重みＷRを算出する。ＭＭＳＥイコライザ７１は、ＭＭＳＥ重み算出部７０によって算出されたＭＭＳＥイコライザ重みＷRを用いて、受信信号系列をイコライジングする。
【００８６】
補正行列算出部７２は、ＭＭＳＥ重み算出部７０によって算出されたＭＭＳＥイコライザ重みＷRと、干渉直交化重み算出部５４によって算出された干渉直交化重みＷoとを用いて、前述の（２８）式に基づいて、補正行列Ｃを算出する。補正部７３は、補正行列算出部７２によって算出された補正行列Ｃに基づいて、ＭＭＳＥイコライザ７１によってイコライジングされた受信信号系列を補正する。
【００８７】
ＭＬＤ処理部６０は、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０内のＱＲ分解部４３によって分解された上三角行列Ｒ1をＭＬＤ用チャネル行列ＨMLDとして用いて、補正部７３によって補正された受信信号系列をＭＬＤ処理する。
【００８８】
［実施例４の効果］
本実施例における通信プロセッサ１３によれば、従来のイコライザ資産を生かしつつ受信装置１０に干渉直交化イコライザを実装することができる。
【実施例５】
【００８９】
本実施例は、公知のＭＭＳＥイコライザなどによるイコライジング後の受信信号を補正する処理において、処理を簡略化した点が実施例４とは異なる。
【００９０】
前述の（２８）式に、ＭＭＳＥイコライザ重みＷR＝Ｒ-1Ｈ1と、前述の（２４）式とを代入すると、下記の（２９）式が得られる。
【００９１】
【数２１】
2016082311.tif 000023
【００９２】
（２９）式に登場するＭＭＳＥイコライザ重みＷRと希望信号のチャネル行列であるＨ1行列との積ＷRHＨ1を特性行列Ａとおくと、以下のように整理することができる。
【００９３】
【数２２】
2016082311.tif 000024
【００９４】
上記（３０）〜（３２）式に従い、通常のＭＭＳＥイコライザのＭＭＳＥイコライザ重みＷRと、希望信号のＨ1行列とを乗算して特性行列Ａを求める。そして、Ａ（Ｉ−Ａ）-1をコレスキー分解して下三角行列Ｌを求め、求めた下三角行列Ｌから補正行列Ｃを求める。
【００９５】
［通信プロセッサ１３］
図７は、実施例５における通信プロセッサ１３の一例を示すブロック図である。本実施例における通信プロセッサ１３は、チャネル行列算出部２０、雑音電力算出部３０、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、およびＭＬＤ処理部６０を有する。なお、以下に説明する点を除き、図７において、図４また図６と同じ符号を付した構成は、図４または図６における構成と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。
【００９６】
干渉直交化イコライザ５０は、Ｈ1生成部４１、ＭＭＳＥ重み算出部７０、ＭＭＳＥイコライザ７１、補正行列算出部７２、補正部７３、特性行列算出部７４、および逆行列算出部７５を有する。特性行列算出部７４は、Ｈ1生成部４１によって生成されたＨ1行列と、ＭＭＳＥ重み算出部７０によって算出されたＭＭＳＥイコライザ重みＷRとを用いて、前述の（３０）式に基づいて、特性行列Ａを算出する。
【００９７】
逆行列算出部７５は、特性行列算出部７４によって算出された特性行列Ａを用いて、単位行列Ｉから特性行列Ａを引いた行列の逆行列（Ｉ−Ａ）-1を算出する。補正行列算出部７２は、前述の（３２）式に基づいて、逆行列算出部７５によって算出された逆行列（Ｉ−Ａ）-1と、後述のコレスキー分解部４４によって算出された下三角行列Ｌのエルミート転置の逆行列Ｌ-Hとを乗算して補正行列Ｃを算出する。
【００９８】
ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０は、乗算部４２およびコレスキー分解部４４を有する。乗算部４２は、特性行列算出部７４によって算出された特性行列Ａと、逆行列算出部７５によって算出された逆行列（Ｉ−Ａ）-1とを乗算する。コレスキー分解部４４は、乗算部４２によって乗算された特性行列Ａと逆行列（Ｉ−Ａ）-1との積Ａ（Ｉ−Ａ）-1をコレスキー分解し、下三角行列Ｌのエルミート転置ＬHをＭＬＤ処理部６０および補正行列算出部７２へ出力する。
【００９９】
［実施例５の効果］
本実施例における通信プロセッサ１３では、コレスキー分解部４４、補正行列算出部７２、および逆行列算出部７５のブロックによる演算は、２×２のＭＩＭＯシステムであれば２×２の行列演算となり、補正行列Ｃ等を効率よく求めることができる。これにより、従来のイコライザ資産を生かしつつ干渉直交化イコライザを受信装置１０に効率的に実装することができる。
【実施例６】
【０１００】
上記した実施例１〜５では、希望信号に対応したタイミングの信号のみについてＭＬＤを行う。例えば、２×２のＭＩＭＯシステムの場合、Ｈ1行列は２つの送信アンテナに対応した２列の行列となる。本実施例では、さらに希望信号のタイミングからずれたタイミングの信号を加えてＭＬＤを行う点が、上記した各実施例とは異なる。これにより、マルチパス干渉をさらに効果的に削減できる。
【０１０１】
［通信プロセッサ１３］
図８は、実施例６における通信プロセッサ１３の一例を示すブロック図である。本実施例における通信プロセッサ１３は、チャネル行列算出部２０、雑音電力算出部３０、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、およびＭＬＤ処理部６０を有する。なお、以下に説明する点を除き、図８において、図７と同じ符号を付した構成は、図７における構成と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。
【０１０２】
干渉直交化イコライザ５０は、Ｈ1生成部４１、ＭＭＳＥ重み算出部７０、ＭＭＳＥイコライザ７１、補正行列算出部７２、補正部７３、特性行列算出部７４、逆行列算出部７５、タイミング生成部７６、および追加信号生成部７７を有する。タイミング生成部７６は、例えば希望信号から所定時間ずれたタイミングＴDを生成し、生成したタイミングＴDの情報をＨ1生成部４１および追加信号生成部７７へ出力する。
【０１０３】
Ｈ1生成部４１は、チャネル行列Ｈから希望信号に対応した列ベクトルの他、希望信号からＴDだけずれたタイミングに対応した列ベクトルをさらに抜き出してＨ1行列に加える。追加信号生成部７７は、ＭＭＳＥイコライザ７１からのそれぞれの出力信号に対して、タイミングＴD分遅延させた信号を新たに生成し、生成した信号を補正部７３へ出力する。
【０１０４】
補正部７３は、補正行列算出部７２によって算出された補正行列Ｃを用いて、ＭＭＳＥイコライザ７１からの出力信号および追加信号生成部７７からの出力信号をそれぞれ補正する。ＭＬＤ処理部６０は、補正部７３によって補正が行われた信号に対してＭＬＤ処理を実行する。
【０１０５】
例えば２×２のＭＩＭＯシステムの場合、追加のタイミングＴDが一つであればＨ1行列は４列の行列になる。Ｈ1行列が４列の場合、補正行列Ｃも４×４行列になる。そのため、例えばＭＭＳＥイコライザ７１からの出力信号を補正して干渉信号および雑音信号の直交化を行う場合、ＭＭＳＥイコライザ７１からの出力信号をタイミングＴD分遅延させた信号を新たに生成し、生成した信号を含めた４信号に対して補正処理を行う。そして、ＭＬＤ処理部６０は、補正が行われた４信号に対してＭＬＤ処理を実行する。これにより一部の隣接信号に対してもＭＬＤ処理が行われることになるため、マルチパス干渉をさらに効果的に削減できる。
【０１０６】
なお、希望信号以外の信号を追加する場合には、大きなマルチパスに対応したタイミングを選択することが好ましい。そこで、タイミング生成部７６は、例えばチャネル推定結果からピークパスタイミングｔp,nを求め、例えばピークが最大のパスタイミングｔp,1とその次に大きなピークのパスタイミングｔp,2との差ｔp,2−ｔp,1に基づいて追加のタイミングＴDを決めてもよい。これにより、さらに効率的にマルチパス干渉を削減できる。
【０１０７】
［実施例６の効果］
本実施例における通信プロセッサ１３は、マルチパス干渉をさらに効果的に削減することができる。
【実施例７】
【０１０８】
本実施例の通信プロセッサ１３は、例えば、ＬＴＥ（Long  Term  Evolution、登録商標）における上り信号を復調する基地局等に用いられる。ＬＴＥでは上りの信号にＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ方式が用いられる。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ方式とは、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）の特定のサブキャリアにシングルキャリア信号をマッピングした信号を用いる方式である。
【０１０９】
［通信プロセッサ１３］
図９は、実施例７における通信プロセッサ１３の一例を示すブロック図である。複数のＤＦＴ（Discrete  Fourier  Transformation）処理部８０−１および８０−２、複数のチャネル行列算出部８１−１および８１−２、ならびに、複数のＩＤＦＴ（Inverse  Discrete  Fourier  Transform）処理部８２−１および８２−２を有する。また、本実施例における通信プロセッサ１３は、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、およびＭＬＤ処理部６０を有する。なお、以下に説明する点を除き、図９において、図８と同じ符号を付した構成は、図８における構成と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。
【０１１０】
複数のＤＦＴ処理部８０−１および８０−２のそれぞれは、複数の受信信号系列のそれぞれをＤＦＴにより周波数領域の信号に変換する。また、複数のＩＤＦＴ処理部８２−１および８２−２のそれぞれは、サブキャリア毎に干渉直交化イコライザ５０によって干渉信号および雑音信号が直交化された受信信号系列をＩＤＦＴにより時間領域の信号に変換する。
【０１１１】
干渉直交化イコライザ５０は、補正行列算出部７２、複数の補正部７３−１および７３−２、特性行列算出部７４、逆行列算出部７５、複数の重み算出部７８−１および７８−２、ならびに、複数のチップイコライザ７９−１および７９−２を有する。チャネル行列算出部８１−１および８１−２、重み算出部７８−１および７８−２、チップイコライザ７９−１および７９−２、ならびに、補正部７３−１および７３−２は、サブキャリア毎に１つずつ設けられる。以下では、１つのサブキャリアの処理について説明する。
【０１１２】
チャネル行列算出部８１は、サブキャリア毎にチャネル行列Ｈを算出する。重み算出部７８は、チャネル行列Ｈを用いてサブキャリア毎にチップイコライザ重みｗを算出する。チップイコライザ７９は、公知の周波数領域ＭＭＳＥイコライザであり、サブチャネル毎に、重み算出部７８によって算出されたイコライザ重みｗを用いて、ＤＦＴ処理された受信信号系列をイコライジングする。
【０１１３】
特定のサブキャリアにシングルキャリア信号をマッピングした信号を用いるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ方式では、イコライジング処理を周波数領域で行えるため演算効率が高い。本実施例は、周波数領域でのイコライジング処理に対しても若干の修正をすることで適用が可能になる。本実施例では、例えば図９に示すように、従来の周波数領域ＭＭＳＥイコライザの出力を補正することにより、干渉直交化イコライザを実現している。
【０１１４】
周波数領域ＭＭＳＥイコライザでは、サブキャリアｋ毎に独立にイコライジング演算をすればよいことが知られているが、干渉直交化イコライザでは補正演算に全サブキャリアの情報を用いる点が通常の周波数領域ＭＭＳＥイコライザと異なる。本実施例では、例えば図９に示すように、特性行列算出部７４が、全サブキャリアの周波数領域におけるチャネル行列
【数２３】
2016082311.tif 000025
と周波数領域におけるＭＭＳＥ重み行列
【数２４】
2016082311.tif 000026
とを入力として、次式により特性行列Ａの値を算出する（ここでは周波数領域の値を表す変数であることを下線により表現している）。
【０１１５】
【数２５】
2016082311.tif 000027
【０１１６】
なお、全サブキャリアの周波数領域におけるチャネル行列および周波数領域におけるＭＭＳＥ重み行列は、２×２のＭＩＭＯシステムでは、いずれも２×２行列である。
【０１１７】
補正行列算出部７２は、上記（３３）式に示した特性行列Ａを用いて、前述の実施例５で説明した（３１）式および（３２）式に従って補正行列Ｃを求める。補正部７３は、サブキャリア毎に補正行列Ｃを受信信号系列に乗算することで受信信号系列を補正する。なお、補正行列Ｃを求めるには全サブキャリアの情報を用いるが、補正処理自体は全てのサブキャリアで同一の補正行列Ｃを用いて補正すればよい。
【０１１８】
［実施例７の効果］
本実施例における通信プロセッサ１３は、周波数領域でのイコライジング処理においても、従来のイコライザ資産を生かしつつ干渉直交化イコライザを受信装置１０に実装することができる。
【実施例８】
【０１１９】
イコライジング後の受信信号系列の補正処理は、ＩＤＦＴ処理の後に行われてもよい。本実施例は、補正処理を時間領域で行う点が実施例７とは異なる。
【０１２０】
［通信プロセッサ１３］
図１０は、実施例８における通信プロセッサ１３の一例を示すブロック図である。複数のＤＦＴ処理部８０−１および８０−２、複数のチャネル行列算出部８１−１および８１−２、複数のＩＤＦＴ処理部８２−１および８２−２、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、およびＭＬＤ処理部６０を有する。なお、以下に説明する点を除き、図１０において、図９と同じ符号を付した構成は、図９における構成と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。
【０１２１】
干渉直交化イコライザ５０は、補正行列算出部７２、補正部７３、特性行列算出部７４、逆行列算出部７５、複数の重み算出部７８−１および７８−２、ならびに、複数のチップイコライザ７９−１および７９−２を有する。チャネル行列算出部８１−１および８１−２、重み算出部７８−１および７８−２、ならびに、チップイコライザ７９−１および７９−２は、サブキャリア毎に１つずつ設けられる。
【０１２２】
補正部７３は、複数のＩＤＦＴ処理部８２−１および８２−２のそれぞれによって時間領域の信号に変換された受信信号系列を、補正行列算出部７２によって算出された補正行列Ｃを用いて補正する。これにより、周波数領域ＭＭＳＥイコライザの周波数領域演算に変更が入らないため、従来の資産を利用しやすくなり、実装が容易になる。なお、本実施例では、補正行列Ｃを周波数領域のチャネル推定値などを用いて求めている点で、実施例４や実施例５とは異なる。これにより、周波数領域のチャネル推定値を一旦ＩＤＦＴするような処理が不要になり、周波数領域ＭＭＳＥイコライザをベースとして実装する場合でも効率的な実装が可能になる。
【０１２３】
［実施例８の効果］
本実施例における通信プロセッサ１３は、周波数領域でのイコライジング処理においても、従来のイコライザ資産を生かしつつ干渉直交化イコライザを受信装置１０に実装することができる。
【０１２４】
［ハードウェア］
なお、これまで説明した図に示された各部の各構成要素は、必ずしも物理的に図示の如く構成されていなくてもよい。すなわち、各部の分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、その全部または一部を、各種の負荷や使用状況等に応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合して構成することができる。
【０１２５】
さらに、各装置で行われる各種処理機能は、ＣＰＵ（またはＭＰＵ（Micro  Processing  Unit）、ＭＣＵ（Micro  Controller  Unit）等のマイクロ・コンピュータ）上で、その全部または任意の一部を実行するようにしてもよい。また、各種処理機能は、ＣＰＵ（またはＭＰＵ、ＭＣＵ等のマイクロ・コンピュータ）で解析実行するプログラム上、またはワイヤードロジックによるハードウェア上で、その全部または任意の一部を実行するようにしてもよいことは言うまでもない。
【０１２６】
ところで、本実施例で説明した各種の処理は、予め用意されたプログラムをコンピュータで実行することで実現できる。そこで、以下では、上記実施例と同様の機能を有するプログラムを実行するコンピュータの一例を説明する。図１１は、通信プロセッサ１３のハードウェアの一例を示す図である。
【０１２７】
図１１において、復調処理プログラムを実行する通信プロセッサ１３は、通信インターフェイス９０、ＣＰＵ９１、ＲＡＭ９２、およびＲＯＭ９３を有する。
【０１２８】
ＲＯＭ９３には、例えば図１１に示すように、等化処理プログラム９３０が予め記憶される。ＣＰＵ９１は、等化処理プログラム９３０をＲＯＭ９３から読み出してＲＡＭ９２に展開する。この等化処理プログラム９３０については、図２および図４〜図１０に示した各々の構成要素と同様、適宜統合または分離してもよい。また、ＲＯＭ９３に格納される各データは、常に全てのデータがＲＯＭ９３内に格納されていなくてもよく、処理に用いられるデータのみがＲＯＭ９３に格納されればよい。
【０１２９】
ＣＰＵ９１は、等化処理プログラム９３０を、等化処理プロセス９２０として機能させる。等化処理プロセス９２０は、ＲＯＭ９３から読み出した各種データを適宜ＲＡＭ９２上の自身に割り当てられた領域に展開し、この展開した各種データに基づいて各種処理を実行する。
【０１３０】
上記した実施例１〜６では、ＣＰＵ９１が、チャネル行列算出部２０、雑音電力算出部３０、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、および干渉直交化イコライザ５０と同様の機能を発揮する。また、上記した実施例７および８では、ＣＰＵ９１が、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、ＭＬＤ処理部６０、ＤＦＴ処理部８０、チャネル行列算出部８１、およびＩＤＦＴ処理部８２と同様の機能を発揮する。
【０１３１】
また、上記実施例１の等化処理プロセス９２０は、図２に示したチャネル行列算出部２０、雑音電力算出部３０、ＭＬＤ用チャネル行列算出部４０、干渉直交化イコライザ５０、及びＭＬＤ処理部６０において実行される処理、例えば図３に示した処理を実行する。なお、ＣＰＵ９１によって仮想的に実現される各処理部は、全ての処理部がＣＰＵ９１によって常に実現されていなくてもよく、処理に用いられる処理部のみが仮想的に実現されればよい。
【０１３２】
また、上記の等化処理プロセス９２０については、必ずしも最初からＲＯＭ９３内に記憶させておかなくてもよい。例えば、受信装置１０に挿入されるＩＣカードなどの可搬型記録媒体に各プログラムが記憶され、通信プロセッサ１３がこのような可搬型記録媒体から各プログラムを取得して実行するようにしてもよい。また、各プログラムを記憶させた他のコンピュータまたはサーバ装置などから、無線通信回線、公衆回線、インターネット、ＬＡＮ、ＷＡＮなどを介して、通信プロセッサ１３が各プログラムを取得して実行するようにしてもよい。
【０１３３】
以上、実施の形態を説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施例に記載された範囲には限定されない。上記実施例に多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者には明らかである。また、そのような変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得る。
【符号の説明】
【０１３４】
１０  受信装置
１３  通信プロセッサ
２０  チャネル行列算出部
３０  雑音電力算出部
４０  ＭＬＤ用チャネル行列算出部
５０  干渉直交化イコライザ
６０  ＭＬＤ処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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