(57)【要約】【課題】パルスパターンを用いてインバータのスイッチング状態を操作する回転機の制御装置において、バッテリ直流電流脈動又は平滑コンデンサリプル電流を低減する回転機の制御装置を提供する。【解決手段】パルスパターン設定部は、パルスパターンを評価し最適解候補を保管する処理において、候補パルスパターンからモータ相電流を推定し（Ｓ２２、Ｓ２３）、インバータ入力電流を推定し（Ｓ２４）、さらに、「バッテリ直流電流の高調波解析」又は「平滑コンデンサリプル電流の推定」の少なくとも一方を行う（Ｓ２５）。そして、ＬＣ共振周波数ｆｃに最も近い６次倍数成分の振幅を評価関数Ｈｙｏとして導出し（Ｓ２６）、評価関数Ｈｙｏが最小となるパルスパターンを最適解候補として保管する。これにより、バッテリ直流電流の脈動又は平滑コンデンサリプル電流を低減することができる。したがって、平滑コンデンサやバッテリの発熱を防止することができる。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相以上の多相の回転機（５０）の電気角に同期した出力電圧のパルスパターンを設定するパルスパターン設定部（７０）を備え、前記パルスパターン設定部が設定したパルスパターンに基づいてインバータ（４０）の複数のスイッチング素子（４１〜４６）のオンオフを操作し、バッテリ（１１）の直流電力を交流電力に変換して前記回転機に出力することにより前記回転機の駆動を制御する回転機の制御装置（６０）であって、
前記パルスパターン設定部は、
前記回転機の駆動に要求される変調率、及び、所定の電気角区間におけるパルス数に基づいて、複数の候補パルスパターンを生成する候補パルスパターン生成部（７１）と、
前記候補パルスパターンの高調波成分を解析するパルスパターン高調波解析部（７２）と、
前記候補パルスパターンの印加時に前記回転機の各相に流れる相電流（Ｉｕｖｗ）を推定する相電流推定部（７３）と、
前記相電流に基づき、前記候補パルスパターンの印加時に前記インバータの入力部に流れる電流であるインバータ入力電流（Ｉｉｎｖ＿ｉｎ）を推定するインバータ入力電流推定部（７４）と、
前記バッテリと、前記インバータの入力部に設けられる平滑コンデンサ（３１）との間に流れる電流であるバッテリ直流電流（Ｉｂａｔｔ）について、前記インバータ入力電流と前記バッテリ直流電流との伝達関数を用いて前記バッテリ直流電流を推定し高調波成分を解析するバッテリ直流電流推定部（７５）、又は、
前記平滑コンデンサに流れるリプル電流である平滑コンデンサリプル電流（Ｉｃ）について、前記インバータ入力電流と前記平滑コンデンサリプル電流との伝達関数を用いて前記平滑コンデンサリプル電流を推定し高調波成分を解析する平滑コンデンサリプル電流推定部（７６）の少なくともいずれか一方と、
前記バッテリ直流電流の高調波、又は、前記平滑コンデンサリプル電流の高調波の少なくとも一方を含む情報に基づき、評価関数を用いて最適なパルスパターンを決定するパルスパターン決定部（７７）と、
を有していることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記多相の回転機は三相回転機であることを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記バッテリ直流電流又は前記平滑コンデンサリプル電流の高調波解析における前記回転機の電気周波数の６次倍数成分のうち、前記バッテリと前記平滑コンデンサとの間に生じるＬＣ共振の共振周波数近傍に現れる前記６次倍数成分の振幅を前記評価関数とし、
前記パルスパターン決定部は、当該評価関数を最小とするパルスパターンを最適なパルスパターンとして決定することを特徴とする請求項２に記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記バッテリ直流電流の高調波解析における前記回転機の電気周波数の６次倍数成分の振幅の総和を前記評価関数とし、
前記パルスパターン決定部は、当該評価関数を最小とするパルスパターンを最適なパルスパターンとして決定することを特徴とする請求項２に記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記平滑コンデンサリプル電流の高調波解析における前記回転機の電気周波数の６次倍数成分の振幅の総和を前記評価関数とし、
前記パルスパターン決定部は、当該評価関数を最小とするパルスパターンを最適なパルスパターンとして決定することを特徴とする請求項２に記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記バッテリ直流電流又は前記平滑コンデンサリプル電流の高調波解析における前記回転機の電気周波数の６次倍数成分の振幅の総和が所定の閾値未満である場合、
前記相電流、前記インバータ入力電流、又は前記パルスパターンのいずれか１つ以上の高調波解析における前記６次倍数成分又は６次倍数に対応する成分の振幅の総和を前記評価関数とし、
前記パルスパターン決定部は、当該評価関数を最小とするパルスパターンを最適なパルスパターンとして決定することを特徴とする請求項２に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記バッテリ直流電流、前記平滑コンデンサリプル電流、及び、前記インバータ入力電流のそれぞれの高調波解析における前記回転機の電気周波数の６次倍数成分の振幅の総和のうち２つ以上を組み合わせた値を前記評価関数とし、
前記パルスパターン決定部は、当該評価関数に基づいてパルスパターンを決定することを特徴とする請求項２に記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記パルスパターン、前記相電流、前記インバータ入力電流、前記バッテリ直流電流、又は前記平滑コンデンサリプル電流について、フーリエ級数展開により高調波解析を行うことを特徴とする請求項２〜７のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
前記相電流推定部は、電圧方程式を用いて前記相電流を推定することを特徴とする請求項２〜８のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記電圧方程式において、磁束（λｄ、λｑ）を電流（ｉｄ、ｉｑ）で偏微分した微分インダクタンス（Ｌｄ’、Ｌｑ’）を用いることを特徴とする請求項９に記載の回転機の制御装置。
【請求項１１】
前記電圧方程式に用いる誘起電圧（ｅ）は、回転位置に対する歪成分の総和として算出されることを特徴とする請求項９に記載の回転機の制御装置。
【請求項１２】
前記相電流推定部は、電磁界解析を用いて前記相電流を推定することを特徴とする請求項２〜８のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１３】
前記パルスパターン演算部は、
三相のうち一相のパルスパターンについて、
電気角０〜９０ｄｅｇの区間を一単位として設定し、電気角９０ｄｅｇを中心として電気角０〜９０ｄｅｇのパルスパターンを線対称に反転することで電気角９０〜１８０ｄｅｇのパルスパターンを設定し、電気角１８０ｄｅｇを中心として電気角０〜１８０ｄｅｇのパルスパターンを点対称に反転することで電気角１８０〜３６０ｄｅｇのパルスパターンを設定し、
他の二相のパルスパターンについて、
前記一相のパルスパターンを電気角±１２０ｄｅｇずらすことで設定することを特徴とする請求項２〜１２のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス波形の出力電圧を用いて回転機の駆動を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータ等の回転機の制御において、制御器が出力した基本波電圧をＰＷＭ変調してインバータのスイッチング状態を操作するＰＷＭ制御が広く用いられてきた。しかし、ＰＷＭ制御ではスイッチング損失が大きいことや、スイッチング回数の制約により高回転時において電気１周期に対するスイッチング回数が少なくなり電流歪が増大すること等の問題があった。
【０００３】
そこで、例えば、モータの要求トルクから求めた電圧の変調率と、電気（１／４）周期でのスイッチング回数とに応じて、モータの電気角に同期した最適なパルス波形の出力電圧パターン（以下、「パルスパターン」という。）を作成し、当該パルスパターンを用いてインバータのスイッチング状態を操作することで損失の低減を図る技術が知られている。
この技術では、作成したパルスパターンをどのような指標に基づいて評価し、最適なパルスパターンを選択するかということが問題となる。特許文献１に開示された技術では、モータの電力損失、電力歪、又はトルクリプルが最小となるパルスパターンを選択する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−１６２６６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の従来技術によって、インバータ及び電動機での電力損失を低減することは可能である。しかし、特許文献１ではインバータ（電力変換装置）の具体的な構成を示しておらず、通常インバータの入力部に設けられる平滑コンデンサや、バッテリとインバータとを接続する配線の抵抗成分及びリアクタンス成分について何ら言及されていない。
【０００６】
そこで、バッテリとインバータとの間に平滑コンデンサを設けた回路モデルを想定する（図３参照）。このモデルでは、さらに、バッテリの内部抵抗、バッテリとインバータとを接続する配線の抵抗成分及びリアクタンス成分、平滑コンデンサが接続される配線の抵抗成分を考慮する。すると、モータの通電に伴い、バッテリからインバータへの配線に流れるバッテリ直流電流には、バッテリと平滑コンデンサとの間のＬＣ共振による脈動が発生すること、また、平滑コンデンサの充放電に伴うリプル電流が発生することがわかる。バッテリ直流電流脈動や平滑コンデンサリプル電流は、平滑コンデンサやバッテリの発熱を招くおそれがある。
【０００７】
そのため、パルスパターンを用いるモータ制御における最適なパルスパターンの決定にあたっては、特許文献１の従来技術のようにモータの電力損失、電力歪、トルクリプルに着目するだけでなく、バッテリとインバータとの間のバッテリ直流電流脈動やインバータ入力部の平滑コンデンサリプル電流の低減にも留意することが求められる。
本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、パルスパターンを用いてインバータのスイッチング状態を操作する回転機の制御装置において、バッテリ直流電流脈動又は平滑コンデンサリプル電流を低減する回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、三相以上の多相の回転機の電気角に同期した出力電圧のパルスパターンを設定するパルスパターン設定部を備え、パルスパターン設定部が設定したパルスパターンに基づいてインバータの複数のスイッチング素子のオンオフを操作し、バッテリの直流電力を交流電力に変換して回転機に出力することにより回転機の駆動を制御する回転機の制御装置である。
パルスパターン設定部は、候補パルスパターン生成部と、パルスパターン高調波解析部と、相電流推定部と、インバータ入力電流推定部と、バッテリ直流電流推定部又は平滑コンデンサリプル電流推定部の少なくともいずれか一方と、パルスパターン決定部とを備える。
【０００９】
候補パルスパターン生成部は、回転機の駆動に要求される変調率、及び、所定の電気角区間におけるパルス数に基づいて、複数の候補パルスパターンを生成する。
パルスパターン高調波解析部は、候補パルスパターンの高調波成分を解析する。
相電流推定部は、候補パルスパターンの印加時に回転機の各相に流れる相電流を推定する。
インバータ入力電流推定部は、候補パルスパターンの印加時にインバータの入力部に流れる電流であるインバータ入力電流（Ｉｉｎｖ＿ｉｎ）を推定する。
【００１０】
バッテリ直流電流推定部は、バッテリと、インバータの入力部に設けられる平滑コンデンサとの間に流れる電流であるバッテリ直流電流（Ｉｂａｔｔ）について、インバータ入力電流とバッテリ直流電流との伝達関数を用いてバッテリ直流電流を推定し高調波成分を解析する。
平滑コンデンサリプル電流推定部は、平滑コンデンサに流れるリプル電流である平滑コンデンサリプル電流（Ｉｃ）について、インバータ入力電流と平滑コンデンサリプル電流との伝達関数を用いて平滑コンデンサリプル電流を推定し高調波成分を解析する。
パルスパターン決定部は、バッテリ直流電流の高調波、又は、平滑コンデンサリプル電流の高調波の少なくとも一方を含む情報に基づき、評価関数を用いて最適なパルスパターンを決定する。
【００１１】
本発明の回転機の制御装置は、パルスパターン設定部が候補パルスパターンからモータ相電流を推定し、モータ相電流及びパルスパターンからインバータ入力電流を推定した後、さらに、インバータ入力電流を入力とする伝達関数を用いて、バッテリ直流電流、又は平滑コンデンサリプル電流の少なくともいずれか一方を推定し、その高調波成分を解析する。そして、バッテリ直流電流、又は平滑コンデンサリプル電流の高調波の少なくとも一方を含む情報に基づき、評価関数を用いて最適なパルスパターンを決定する。
【００１２】
これにより、本発明の回転機の制御装置は、パルスパターンを用いてインバータのスイッチング状態を操作する回転機の制御装置において、バッテリ直流電流脈動又は平滑コンデンサリプル電流を低減することができる。したがって、平滑コンデンサやバッテリの発熱を防止することができる。また、副次的に回転機の電力損失、電流歪、トルクリプルの低減効果が得られる可能性もある。
【００１３】
多相回転機が三相回転機であるとすると、パルスパターン決定部は、具体的に以下のような評価関数を用いてパルスパターンを決定する。
＜１＞バッテリ直流電流又は平滑コンデンサリプル電流の高調波解析における「モータの電気周波数の６次倍数成分」（以下、単に「６次倍数成分」と記す。）のうち、バッテリと平滑コンデンサとの間に生じるＬＣ共振の「共振周波数近傍に現れる６次倍数成分の振幅」を最小とするパルスパターンを最適なパルスパターンとして決定する。
＜２＞バッテリ直流電流又は平滑コンデンサリプル電流の高調波解析における「６次倍数成分の振幅の総和」を最小とするパルスパターンを最適なパルスパターンとして決定する。
【００１４】
或いは、＜３＞バッテリ直流電流又は平滑コンデンサリプル電流の高調波解析における６次倍数成分の振幅の総和が所定の閾値未満である場合、相電流、インバータ入力電流、又はパルスパターンのいずれか１つ以上の高調波解析における６次倍数成分又は６次倍数に対応する成分の振幅の総和を最小とするパルスパターンを最適なパルスパターンとして決定するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の一実施形態によるモータ制御装置の電流フィードバック制御方式での概略構成図。
【図２】本発明の一実施形態によるモータ制御装置のトルクフィードバック制御方式での概略構成図。
【図３】図１、図２のパルスパターン設定部の詳細図、及び、回路モデル図。
【図４】（ａ）線間電圧パルスパターンのパルス数を説明する図。（ｂ）各相パルスパターンのパルスパラメータを説明する図。
【図５】本発明の一実施形態によるパルスパターン設定のメインフローチャート。
【図６】図５のＳ２０の第１実施例のサブフローチャート。
【図７】線間誘起電圧のモデルを説明する（ａ）波形図、（ｂ）ＦＦＴ解析図。
【図８】（ａ）インバータ入力電流−バッテリ直流電流、（ｂ）インバータ入力電流−平滑コンデンサリプル電流の伝達関数の周波数特性図。
【図９】図５のＳ２０の第２実施例のサブフローチャート。
【図１０】図５のＳ２０の第３実施例のサブフローチャート。
【図１１】従来技術による線間電圧パルスパターン、及び、そのパルスパターンを用いたときのインバータ入力電流のＦＦＴ結果等を示す図。
【図１２】同上のパルスパターンのＦＦＴ結果等を示す図。
【図１３】本発明の一実施形態による線間電圧パルスパターン、及び、そのパルスパターンを用いたときのインバータ入力電流のＦＦＴ結果等を示す図。
【図１４】同上のパルスパターンのＦＦＴ結果等を示す図。
【図１５】バッテリ直流電流の脈動低減効果を説明する図。
【図１６】平滑コンデンサリプル電流の低減効果を説明する図。
【図１７】平滑コンデンサの温度低減効果を説明する図。
【図１８】ＬＣ共振抑制可能なパルスパターンの別の例を示す図。
【図１９】ＬＣ共振抑制不可のパルスパターンの例を示す図。
【図２０】ＬＣ共振抑制不可のパルスパターンの例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の回転機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
（一実施形態）
本発明の一実施形態の同期モータの制御装置の概略構成について、図１〜図３を参照して説明する。図１、図２に示すように、「回転機の制御装置」としてのモータ制御装置６０は、インバータ４０のスイッチング状態を操作することでバッテリ１１の直流電力を三相交流電力に変換し、「回転機」としてのモータジェネレータ５０に出力する。
【００１７】
モータジェネレータ５０は、ＩＰＭＳＭ（埋込永久磁石式同期モータ）等の同期型三相交流電動機であり、例えばハイブリッド自動車や電気自動車の動力源として用いられる。モータジェネレータ５０は、力行動作により電力を消費してトルクを発生する電動機としての機能、及び、トルクを受けて回生電力を発生する発電機としての機能を兼ね備える。
以下の説明では、モータジェネレータ５０が電動機として機能する場合を主に想定し、単に「モータ５０」という。モータ５０のロータ近傍には、ロータ位置（電気角）θを検出する、例えばレゾルバ等の位置センサ５５が設けられる。
【００１８】
バッテリ１１は、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等の充放電可能な直流電源である。なお、電気二重層キャパシタ等も本発明の「バッテリ」に含むものとする。
インバータ４０は、ブリッジ接続された三相の上下アームのスイッチング素子４１〜４６により構成される。上アームのスイッチング素子４１、４２、４３、及び、下アームのスイッチング素子４４、４５、４６は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ等が用いられる。
【００１９】
インバータ４０の入力側には、入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ３１が設けられている。また、平滑コンデンサ３１と並列に、インバータ入力電圧ＶＨを検出する電圧センサ３５が設けられている。
なお、バッテリ１１とインバータ４０との間に周知の昇圧コンバータを設け、昇圧コンバータで昇圧された直流電圧をインバータ入力電圧ＶＨとみなしてもよい。
【００２０】
バッテリ１１からインバータ４０までの回路に対応するモデル図を図３の下側に示す。図３では、バッテリ１１を含む部分をバッテリ部１０、バッテリ１１とインバータ４０入力部との間の配線を直流配線部２０、平滑コンデンサ３１を含む部分を平滑コンデンサ部３０と表す。バッテリ部１０は、バッテリ１１と内部抵抗１２とを含む。直流配線部２０は、抵抗成分２２及びリアクタンス成分２３を含む。平滑コンデンサ部３０は、平滑コンデンサ３１、抵抗成分３２及びリアクタンス成分３３を含む。後述の説明で、このモデルを用いてＬＣ共振特性を解析する。
【００２１】
図１、図２に戻り、モータ制御装置６０の構成について説明する。
モータ制御装置６０は、例えば変調率に応じて、図１に示す電流フィードバック制御方式、及び、図２に示すトルクフィードバック制御方式を切り替えて実行する。
まず図１を参照し、電流フィードバック制御方式の構成について説明する。モータ制御装置６０は、電流フィードバック制御の構成として、電流指令演算部６１、電流減算器６２、制御器６３、変調率／電圧位相演算部６４を有している。また、共通の構成として、ｄｑ変換部６５、微分器６６、パルス数設定部６７、及びパルスパターン設定部７０を有している。
【００２２】
電流指令演算部６１は、上位の制御装置から取得したトルク指令値ｔｒｑ*に基づき、マップや数式等を用いてｄｑ軸電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*を演算する。
電流減算器６２は、ｄｑ変換部６５からフィードバックされるｄｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑをｄｑ軸電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*から減算してｄｑ軸電流偏差を算出する。
制御器６３は、ｄｑ軸電流偏差をゼロに収束させるようにＰＩ制御演算等によってｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。
【００２３】
変調率／電圧位相演算部６４は、インバータ入力電圧ＶＨ、及び、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*に基づき、数式１を用いて変調率ｍを演算する。
【数１】
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また、（Ｖｑ*／Ｖｄ*）のアークタンジェントにより、電圧位相φを演算する。
【００２４】
ｄｑ変換部６５は、インバータ４０からＭＧ５０へ接続される電力線に設けられた電流センサ５１、５２から相電流検出値が入力される。本実施形態では、Ｖ相、Ｗ相に設けられた電流センサ５１、５２からＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの検出値が入力され、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ｄｑ変換部６５は、位置センサ５５から取得した電気角θを用いて、三相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換し、電流減算器６２にフィードバックする。
微分器６６、パルス数設定部６７、及びパルスパターン設定部７０については、トルクフィードバック制御方式の説明後にまとめて説明する。
【００２５】
次に図２を参照し、トルクフィードバック制御方式の構成について説明する。モータ制御装置６０は、トルクフィードバック制御の構成として、指令電圧設定部８１、乗算器８２、変調率演算部８３、トルク推定部８４、フィルタ８５、トルク減算器８６、制御器８７を有している。また、共通の構成として、ｄｑ変換部６５、微分器６６、パルス数設定部６７、及びパルスパターン設定部７０を有している。
【００２６】
指令電圧設定部８１は、インバータ入力電圧ＶＨ、及び、トルク指令値ｔｒｑ*又はトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔ（破線図示）に基づき、最小電流で最大トルクを得るための最も効率の良い制御を実現できるように、電圧振幅Ｖａと速度ωｂとの比（Ｖａ／ωｂ）をマップにより決定する。ここでωｂは、マップを計測したときの速度である。
乗算器８２は、指令電圧設定部８１が決定した比（Ｖａ／ωｂ）に、微分器６６が算出した電気角速度ωを乗算する。
変調率演算部８３は、インバータ入力電圧ＶＨ、及び、電圧振幅（Ｖａ×ω／ωｂ）＝Ｖａ’に基づき、変調率ｍを演算する。
【００２７】
トルク推定部８４は、ｄｑ変換部６５で変換されたｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて、マップや周知のトルク式等を用いてトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを推定する。
フィルタ８５は、過変調領域で生じる電気周期に同期したリプル成分を減衰させるためのフィルタであり、例えば、電気周波数ω1に応じた「１／｛（１／ｋω1）ｓ＋１｝」のような１次ローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
【００２８】
トルク減算器８６は、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値ｔｒｑ*から減算してトルク偏差を算出する。
制御器８７は、トルク偏差をゼロに収束させるようにＰＩ制御演算等によって電圧位相φを算出する。
【００２９】
続いて、電流フィードバック制御方式（図１）及びトルクフィードバック制御方式（図２）に共通の構成について説明する。
パルス数設定部６７は、微分器６６が電気角θを時間微分して算出した電気角速度ωに応じて線間電圧パルスパターンのパルス数ｎ（後述）を設定する。
パルスパターン設定部７０は、変調率ｍ、電圧位相φ及びパルス数ｎに基づき、インバータ４０を駆動するためのパルスパターンを設定する。パルスパターン設定部７０の詳細な構成については後述する。
【００３０】
ここで、パルスパターンの例を図４（ａ）に示す。本実施形態で用いる「パルスパターン」の用語は、「各相パルスパターン」及び「線間電圧パルスパターン」の両方を含む。図４（ａ）には、Ｕ相上アームのスイッチング素子４１及びＶ相上アームのスイッチング素子４２の各相パルスパターン、及びＵ−Ｖ相の線間電圧パルスパターンを示している。各相パルスパターンと線間電圧パルスパターンとは相互に対応する。
【００３１】
Ｖ相上アームのスイッチング素子４２のパルスパターンは、Ｕ相上アームのスイッチング素子４１のパルスパターンに対して電気角１２０ｄｅｇずれている。また、各相下アームのスイッチング素子のパルスパターンは、デッドタイムを無視すれば、同相の上アームのスイッチング素子のパルスパターンを相補する形、すなわち上下反転した形となる。
【００３２】
線間電圧パルスパターンは、図４（ａ）の横軸の電気角６０ｄｅｇを０ｄｅｇとするように、負方向に６０ｄｅｇシフトさせると、電気角０〜１８０ｄｅｇ区間の電圧が正の領域と、電気角１８０〜３６０ｄｅｇ区間の電圧が負の領域とは符号を反転した関係、すなわち、「半波対称」の関係となる。また、電気角０〜９０ｄｅｇの区間と電気角９０〜１８０ｄｅｇの区間とは電気角９０ｄｅｇを中心として、電気角１８０〜２７０ｄｅｇの区間と電気角２７０〜３６０ｄｅｇの区間とは電気角２７０ｄｅｇを中心として、それぞれ線対称の関係となる。このように、パルスパターンの対称性について考えるときは、適宜、電気角の基準（０ｄｅｇ）をシフトさせる。
【００３３】
また、線間電圧パルスパターンの「パルス数ｎ」とは、電気（１／２）周期、すなわち電気角１８０ｄｅｇ間のパルスの数をいい、図４（ａ）の例では「ｎ＝７」となる。
以下のパルスパターンの説明では、区別が必要な場合は、「各相パルスパターン」又は「線間電圧パルスパターン」と明示し、いずれを指しているかが自明な場合や、いずれで解釈しても文意が成立する場合は、単に「パルスパターン」と記す。
【００３４】
パルスパターンは、インバータ４０の各スイッチング素子４１〜４６に対するスイッチング信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬとして出力される。インバータ４０の各スイッチング素子４１〜４６がスイッチング信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従って動作することにより、トルク指令値ｔｒｑ*に応じたトルクが出力されるようにＭＧ５０の駆動が制御される。
モータ制御において広く用いられているＰＷＭ信号に代えて、パルスパターンを用いてインバータ４０を操作することでスイッチング回数を低減することができるため、特に、高回転の過変調領域等ではスイッチング損失の低減に効果がある。
【００３５】
次に図３を参照して、パルスパターン設定部７０の詳細な構成を説明する。このパルスパターン設定部７０の詳細構成、及び、その後に説明するパルスパターン設定の具体的な手順が本発明の要旨、すなわち特徴部分に相当する。
本実施形態のパルスパターン設定部７０は、候補パルスパターン生成部７１、パルスパターン高調波解析部７２、相電流推定部７３、インバータ入力電流推定部７４、バッテリ直流電流推定部７５、平滑コンデンサリプル電流推定部７６、及び、パルスパターン決定部７７を有している。ここで、バッテリ直流電流推定部７５及び平滑コンデンサリプル電流推定部７６は、いずれか一方のみを有していてもよい。
【００３６】
各部の役割についてはパルスパターン設定手順と共に説明するとして、ここでは、インバータ入力電流推定部７４、バッテリ直流電流推定部７５、及び、平滑コンデンサリプル電流推定部７６がそれぞれ推定する電流と、回路モデル図との関係について説明する。
回路モデル図において、平滑コンデンサ部３０とインバータ４０との間を流れる直流電流を「インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎ」と定義し、インバータ入力電流推定部７４はこれを推定する。バッテリ１１と平滑コンデンサ３１との間を流れる直流電流を「バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔ」と定義し、バッテリ直流電流推定部７５はこれを推定する。平滑コンデンサ３１に流れるリプル電流を「平滑コンデンサリプル電流Ｉｃ」と定義し、平滑コンデンサリプル電流推定部７６はこれを推定する。
【００３７】
ここで本明細書、図面、及び明細書中の数式における記号の表記について断っておく。例えば上記電流について、図面や後出の数式では、「ｉｎｖ＿ｉｎ」、「ｂａｔｔ」、「ｃ」部分を下付き文字で記載している。しかし、明細書本文において、これらを全て下付き文字で記載するとかえって見にくくなる場合があるため、主記号（この場合「Ｉ」）とのつながり具合等によって、適宜、通常文字で記載する場合がある。
また、電流「Ｉ」、電圧「Ｖ」について、数式の都合により、小文字の「ｉ」、「ｖ」を併用する場合がある。
【００３８】
例えば特許文献１に記載の従来技術では、モータ５０における電力損失、電流歪、又はトルクリプルを最小とするようにパルスパターンを設定している。しかし、インバータ４０の入力部に設けられる平滑コンデンサ３１のリプル電流や、バッテリ１１とインバータ４０とを接続する直流配線部２０におけるＬＣ共振によって生じる直流電流の脈動に関しては、それらが平滑コンデンサ３１やバッテリ１１の発熱を招くおそれがあるにも拘わらず何ら言及されていない。
そこで、本発明では、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔや平滑コンデンサリプル電流Ｉｃに着目し、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの脈動や平滑コンデンサリプル電流Ｉｃを低減することができるようにパルスパターンを設定することを特徴とする。
【００３９】
次に、パルスパターン設定部７０による各相パルスパターン設定手順について、図４〜図１０を参照して説明する。
図４（ｂ）に示すように、本実施形態による各相パルスパターンは、電気角０〜９０ｄｅｇの区間を一単位とするモデルで設定される。図４（ｂ）の例では、電気角０〜９０ｄｅｇの区間で３回のオフ期間と３回のオン期間が設定される。電気角０ｄｅｇから１回目のオン期間までの角度幅を第１の角度幅δ１とする。また、２回目及び３回目のオフ期間において中心位置をθ１、θ２とし、オフ期間の幅の（１／２）を角度幅δ２、δ３とする。これらの中心位置θ１、θ２及び角度幅δ１、δ２、δ３を「パルスパラメータ」という。各パルスパラメータが決まれば、電気角０〜９０ｄｅｇの区間でのパルスパターンが決定する。
【００４０】
そして、電気角９０ｄｅｇを中心として電気角０〜９０ｄｅｇのパルスパターンを線対称に反転することで電気角９０〜１８０ｄｅｇのパルスパターンを設定する。また、電気角１８０ｄｅｇを中心として電気角０〜１８０ｄｅｇのパルスパターンを点対称に反転することで電気角１８０〜３６０ｄｅｇのパルスパターンを設定する。「点対称」とは、線対称に反転し、さらに、パルスのオン側とオフ側とを反転させることをいう。
以上により、一相（例えばＵ相）についての電気１周期の各相パルスパターンが確定する。他の二相（Ｖ相、Ｗ相）については、一相のパルスパターンを電気角±１２０ｄｅｇずらすことによって設定する。
【００４１】
ところで、パルス数をさらに多く設定した場合は、中心位置θ３以降、角度幅δ４以降のパラメータが追加される。ただし、以下の図４〜図１０に関する説明では、図４（ｂ）に示す「５つのパルスパラメータを有するパルスパターン」を前提として説明することとする。
つまり、本実施形態において「最適なパルスパターンを設定する」とは、具体的には、各パルスパラメータδ１、δ２、δ３、θ１、θ２の最適値を求めることを意味する。
【００４２】
続いて、図５を参照して、各相パルスパターン設定のメインフローについて説明する。なお、以下のフローチャートの説明で記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ１１〜Ｓ１４は、候補パルスパターン生成部７１によって実行される。Ｓ１１では、変調率／電圧位相演算部６４又は変調率演算部８３によって演算された「設計したいパルスパターンの所望の変調率ｍ」をセットする。Ｓ１２では、候補パルスパターンにおける中心位置θ１、θ２の初期値をセットし、Ｓ１３では、候補パルスパターンにおける角度幅δ２、δ３の初期値をセットする。なお、線間電圧パルスパターンのパルス数が５より大きく、中心位置θ３以降、角度幅δ４以降が存在する場合は、それらを含めてセットする。
【００４３】
Ｓ１４では、所望変調率ｍ、中心位置θ１、θ２、角度幅δ２、δ３に基づき、数式２を用いて第１の角度幅δ１を計算する。
【数２】
2016005368.tif 000004
【００４４】
Ｓ２０では、パルスパターン評価により最適解となる候補パルスパターンを保管する。このステップの詳細は後述する。
Ｓ２０の終了後、角度幅δ３、δ２、中心位置θ２、θ１の各パラメータについて探索範囲を終了したか順に判断する（Ｓ３１、Ｓ３３、Ｓ３５、Ｓ３７）。いずれかのパラメータの探索範囲が終了していなければ、そのパラメータを微小値ｄδ、ｄθだけ変化させて（Ｓ３２、Ｓ３４、Ｓ３６、Ｓ３８）Ｓ１４に戻り、第１の角度幅δ１を再計算する。
角度幅δ３、δ２及び中心位置θ２、θ１の全ての探索範囲が終了したら（Ｓ３７：ＹＥＳ）、パルスパターン決定部７７は、保管した最適解の候補パルスパターンを最適解として出力する。
パルスパターン設定部７０は、モータ５０の駆動中、最適解を都度オンラインで演算してもよく、或いは、予め演算した最適解を変調率ｍ及びパルス数ｎを引数とするマップに記憶してもよい。
【００４５】
次に、Ｓ２０の「パルスパターン最適解候補保管」処理の詳細について、図６、図９、図１０のサブフローチャートを参照し、３つの実施例を説明する。
最初に図６を参照して、３つの実施例に共通するＳ２１〜Ｓ２５について説明する。
Ｓ２１では、パルスパターン高調波解析部７２にてパルスパターンを高調波解析する。以下の高調波解析は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いて行う。各相パルスパターンの（６ｋ±１）次、すなわち５次、７次、１１次、１３次・・・の高調波振幅は、数式３で表される。数式３において、変調率ｍの情報は第１の角度幅δ１に反映され、パルス数ｎの情報は、Σ計算の項数「ｌ」に反映される。
【００４６】
【数３】
2016005368.tif 000005
【００４７】
相電流推定部７３は、Ｓ２２及びＳ２３で、候補パルスパターンの印加時にモータ５０の各相に流れるモータ相電流Ｉｕｖｗを推定し高調波解析する。
Ｓ２２では、上記パルスパターンをインバータ入力電圧ＶＨで印加したときモータ５０に印加されるｄｑ軸電圧を数式４により計算する。数式４は、上記パルスパターンをある一相について、電気角θに対して電圧位相の基本波位相φv1で印加し、他の二相については、そこから±１２０ｄｅｇずらした位相で印加することを想定した式である。
【数４】
2016005368.tif 000006
【００４８】
Ｓ２３では、モータ相電流Ｉｕｖｗの６次倍数成分（式中「６ｋ」と示す）の高調波について高調波解析を行う。まず、ｄｑ軸電圧の電圧方程式は、鎖交磁束をｉｄ、ｉｑの２変数関数として記述すると、数式５で表される。
【数５】
2016005368.tif 000007
【００４９】
ただし、
Ｒ：電機子抵抗
ｉｄ、ｉｑ：ｄ軸電流、ｑ軸電流
ｓ：微分演算子（数式６参照）
Ｌｄ、Ｌｑ：インダクタンス（数式６参照）
Ｌｄ’、Ｌｑ’、Ｌｄｑ’、Ｌｑｄ’：微分インダクタンス（数式６参照）
ω1：電気角速度（回転数）
λｄ、λｑ：磁束のｄ軸成分、ｑ軸成分
ｅｄ、ｅｑ：誘起電圧のｄ軸高調波成分、ｑ軸高調波成分
Ｋｅ：誘起電圧係数
【００５０】
【数６】
2016005368.tif 000008
ここで、高回転領域の動作に注目すると、「Ｒ＜＜ωＬ」であるため「Ｒ≒０」とみなす。また、ｄｑ軸相互間での鎖交磁束の影響を無視し「Ｌｄｑ’＝Ｌｑｄ’≒０」とみなすと、６次倍数成分高調波についての電圧方程式は、簡略化した数式７で表される。
【００５１】
【数７】
2016005368.tif 000009
数式７中のｄｑ軸電圧（ｖ）、電流（ｉ）、誘起電圧（ｅ）の末尾の「ｈ（６ｋ）」は、６ｋ（ｋは自然数）次の値であることを示す。
【００５２】
数式７において「ｓ＝ｊω1」を代入して逆行列を計算すると、６次倍数成分のｄｑ軸電流を示す数式８が得られる。
【数８】
2016005368.tif 000010
【００５３】
ここで、図７を参照し、数式８の右辺最終項の誘起電圧をモデル化することを考える。
図７（ａ）に示すように、実機にて、例えばＵ−Ｖ相間の線間電圧を実測すると、誘起電圧の歪成分が重畳した波形が得られる。この線間電圧をＦＦＴ解析すると、図７（ｂ）に示すように、歪の主成分として、（６ｋ±１）次（５次、７次、１１次、１３次、１７次、１９次・・・）成分が抽出される。抽出した成分をｄｑ軸座標変換し、電気角θに対する線間誘起電圧位相φe1での（６ｋ±１）次の線間誘起電圧ベクトルのｄ軸成分、ｑ軸成分を数式９で表す。
【数９】
2016005368.tif 000011
【００５４】
次に数式８のｄｑ軸電流を相電流に変換すると、Ｕ相電流ｉｕの（６ｋ±１）次成分は数式１０で表される。数式１０の第２式は、第１式をフーリエ級数展開したものである。Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗの（６ｋ±１）次成分は、数式１０の位相を電気角±１２０ｄｅｇずらして求められる。
【数１０】
2016005368.tif 000012
【００５５】
また、Ｕ相電流の（６ｋ±１）次成分の振幅ｉｕamp（６ｋ±１）は、数式１１で表される。
【数１１】
2016005368.tif 000013
【００５６】
数式１０、１１におけるフーリエ係数Ａd_k、Ａq_k、Ｂd_k、Ｂq_kは数式１２で表され、行列式に基づく係数Δkは数式１３で表される。
【数１２】
2016005368.tif 000014
【数１３】
2016005368.tif 000015
【００５７】
また、数式１２にて、ｃｏｓ項及びｓｉｎ項に対応する電圧係数Ｖdc、Ｖds、Ｖqc、Ｖqs、並びに、ｃｏｓ項及びｓｉｎ項に対応する線間誘起電圧係数Ｅdc、Ｅds、Ｅqc、Ｅqsは、数式１４、１５で表される。
【数１４】
2016005368.tif 000016
【数１５】
2016005368.tif 000017
【００５８】
さらに、数式１４、１５における（６ｋ±１）次成分の電圧振幅ｖ6k±1、及び電圧位相φv_6k±1は数式１６で表され、（６ｋ±１）次成分の線間誘起電圧振幅ｅ6k±1、及び線間誘起電圧位相φe_6k±1は数式１７で表される。数式１６、１７の位相は、ｒａｄ単位である。
【数１６】
2016005368.tif 000018
【数１７】
2016005368.tif 000019
【００５９】
数式１６、１７における記号は以下の意味である。
Ｍ6k±1：パルスパターンの（６ｋ±１）次数高調波の振幅（数式３参照）
φv1：電圧位相の基本波位相（数式４参照）
Ｋe_6k±1：線間誘起電圧係数の（６ｋ±１）次数高調波振幅
φe_6k±1：線間誘起電圧係数の（６ｋ±１）次数高調波位相
【００６０】
次にＳ２４で、インバータ入力電流推定部７４は、電気１周期分のインバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎを推定する。
表１に示すように、三相交流インバータ４０では、スイッチングパターンに対応して、２パターンのゼロ電圧ベクトルＶ０、Ｖ７、及び、６パターンの有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ７が生成される。表１中の「スイッチング状態」の欄において、「１」は上アームのスイッチング素子がＯＮであることを示し、「０」は上アームのスイッチング素子がＯＦＦであることを示す。また、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に対応して、表の右欄のようなインバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎが流れる。
表１に基づいて推定したインバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎについてＦＦＴ解析を実行し、インバータ入力電流高調波の振幅及び位相を計算する。
【００６１】
【表１】
2016005368.tif 000020
【００６２】
Ｓ２５では、バッテリ直流電流推定部７５による「バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの推定及び高調波解析」又は、平滑コンデンサリプル電流推定部７６による「平滑コンデンサリプル電流Ｉｃの推定及び高調波解析」の少なくとも一方を行う。この推定演算には、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎとバッテリ直流電流Ｉｂａｔｔとの伝達関数、及び、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎと平滑コンデンサリプル電流Ｉｃとの伝達関数を用いる。
図３に示した、バッテリ部１０、直流配線部２０、及び平滑コンデンサ部３０の抵抗成分、リアクタンス成分を考慮した回路モデルにおいて、直流配線部２０の配線インピーダンスＺｄｃ、及び平滑コンデンサ３１のインピーダンスＺｃは、数式１８で表される。
【数１８】
2016005368.tif 000021
【００６３】
バッテリ１１の内部抵抗Ｒｂａｔｔ、直流配線部２０の配線インピーダンスＺｄｃ、及び、平滑コンデンサ３１のインピーダンスＺｃより、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎとバッテリ直流電流Ｉｂａｔｔとの伝達関数、及び、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎと平滑コンデンサリプル電流Ｉｃとの伝達関数は、それぞれ数式１９、２０で表される。
【数１９】
2016005368.tif 000022
【数２０】
2016005368.tif 000023
【００６４】
数式１９、２０の伝達特性を周波数特性図で表すと、図８（ａ）、（ｂ）のようになり、いずれもＬＣ共振特性を示す。簡単のため、バッテリ１１から平滑コンデンサ３１までの回路部分の全体のリアクタンス成分をＬで表すと、ＬＣ共振周波数ｆｃは、数式２１で表される。
【数２１】
2016005368.tif 000024
共振周波数ｆｃ付近では、伝達関数の入力が共振により増幅されるため、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの脈動や平滑コンデンサリプル電流Ｉｃが増大する。
【００６５】
以下、Ｓ２５より後のステップについて、「パルスパターン最適解候補保管」処理の実施例毎に説明する。Ｓ２５までの処理で、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの６次倍数成分の振幅「Ｉbatt_6f、Ｉbatt_12f、・・・Ｉbatt_(6k)f」、又は、平滑コンデンサリプル電流Ｉｃの６次倍数成分の振幅「Ｉc_6f、Ｉc_12f、・・・Ｉc_(6k)f」が計算される。
【００６６】
図６に示す第１実施例では、Ｓ２５の次のＳ２６にて、「ＬＣ共振周波数ｆｃに最も近い６次倍数成分の振幅」を評価関数Ｈｙｏとして導出する。例えば、６次、１２次、１８次・・・のうち１２次成分の周波数がＬＣ共振周波数ｆｃに最も近いとすると、１２次成分の振幅のみに注目し、他の６次成分や１８次成分等については考慮しない。
Ｓ２８では、今回導出した候補パルスパターンの評価関数Ｈｙｏが、それまでに導出した候補パルスパターンの評価関数の最小値Ｈｙｏ＿ｍｉｎよりも小さいか否か判断する。
【００６７】
Ｓ２８でＹＥＳの場合、Ｓ２９にて、今回導出した候補パルスパターンの評価関数Ｈｙｏを「評価関数の最小値Ｈｙｏ＿ｍｉｎ」とし、最適解候補のパルスパターンとして保管する。すなわち、今回の各パラメータδ１、δ２、δ３、θ１、θ２を、それぞれ最適値δ１＿ｏｐｔ、δ２＿ｏｐｔ・・・として、Ｓ２０のサブフローを終了する。一方、Ｓ２８でＮＯの場合、そのままＳ２０のサブフローを終了し、図５のメインフローに戻る。
【００６８】
図９に示す第２実施例では、Ｓ２５の次のＳ２７にて、「６次倍数成分の振幅の総和」を評価関数Ｈｙｏとして導出する。そして、第１実施例と同様に、今回導出した候補パルスパターンの評価関数Ｈｙｏが、それまでに導出した候補パルスパターンの評価関数の最小値Ｈｙｏ＿ｍｉｎよりも小さければ、今回導出した候補パルスパターンを最適解候補のパルスパターンとして保管する。
【００６９】
図１０に示す第３実施例は、「６次倍数成分の振幅の総和」に基づいて候補パルスパターンを評価する点で第２実施例と共通する。ただし、二種類の評価関数Ｈｙｏ１、Ｈｙｏ２を用い、処理に場合分けを含む点が異なる。
Ｓ２７１では、第２実施例のＳ２７と同様に、「６次倍数成分の振幅の総和」を第１評価関数Ｈｙｏ１として導出する。また、Ｓ２７２では、相電流（例えばＵ相電流Ｉｕ）の（６ｋ±１）次成分の振幅の総和、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎの６次倍数成分の振幅の総和、パルスパターンＭの（６ｋ±１）次成分の振幅の総和の３つのうち少なくとも１つを第２評価関数Ｈｙｏ２として導出する。
【００７０】
これら３つのうち２つ又は３つを用いる場合、第２評価関数Ｈｙｏ２は、数式２２に示すように、重み係数Ａ、Ｂ、Ｃを乗じて重ね合わせてもよい。
【数２２】
2016005368.tif 000025
【００７１】
Ｓ２８１では、今回導出した候補パルスパターンの第１評価関数Ｈｙｏ１が、所定の閾値Ｈｙｏ＿ｔｈ未満であるか否か判断する。Ｓ２８１にてＹＥＳの場合、Ｓ２８２では、今回導出した候補パルスパターンの第２評価関数Ｈｙｏ２が、それまでに導出した候補パルスパターンの評価関数の最小値Ｈｙｏ＿ｍｉｎよりも小さいか否か判断する。
【００７２】
Ｓ２８２でＹＥＳの場合、Ｓ２９２にて、今回導出した候補パルスパターンの第２評価関数Ｈｙｏを「評価関数の最小値Ｈｙｏ＿ｍｉｎ」とし、最適解候補のパルスパターンとして保管する。
すなわち第３実施例では、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔ又は平滑コンデンサリプル電流Ｉｃの高調波解析における６次倍数成分の振幅の総和が所定の閾値未満である場合、相電流Ｉｕｖｗ、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎ、又はパルスパターンの情報に基づいて最適なパルスパターンを決定する。
【００７３】
次に、従来技術によるパルスパターンの例と本実施形態によるパルスパターンの例との比較について、図１１〜図１４を参照して説明する。図１１、図１２には、従来技術による（ａ)線間電圧パルスパターン、（ｂ）相電流波形、（ｃ）インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎとバッテリ直流電流Ｉｂａｔｔとの伝達特性、及び、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎのＦＦＴ結果、（ｄ）パルスパターンのＦＦＴ結果を示す。図１３、図１４には、本実施形態による同様の図を示す。
【００７４】
図１１（ｃ）、図１３（ｃ）において、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎとバッテリ直流電流Ｉｂａｔｔとの伝達関数は、ＬＣ共振周波数ｆｃにおいてゲインが最大となっている。周波数ｆｃよりも低周波数側ではゲインはほぼ一定であり、周波数ｆｃよりも高周波数側では周波数が高くなるにつれてゲインが低下している。
【００７５】
インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎのＦＦＴスペクトルについて、本実施形態では従来技術に比べ、スペクトルが高周波側に移動している。また、ＬＣ共振周波数ｆｃの付近の６次倍数成分に注目すると、本実施形態では従来技術に比べ、電流振幅が低下している。
このことは、本実施形態のパルスパターンを用いてモータ５０を駆動することにより、ＬＣ共振を低減可能であることを意味している。また、周波数ｆｃよりも高周波数側ではゲインが低下しているため、高周波側に移動したスペクトルの影響は小さくなる。
この傾向について、図１２（ｄ）、図１４（ｄ）のパルスパターンのＦＦＴ結果を比較しても同様のことが言える。或いは、相電流のＦＦＴ結果を比較しても同様の傾向を得ることができる。
【００７６】
本実施形態の効果について、図１５〜図１７を参照して説明する。図１５は、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの脈動低減効果を示し、図１６及び図１７は、平滑コンデンサリプル電流Ｉｃの低減、及び、平滑コンデンサ３１の温度低減効果を示すものである。
図１５には、（ａ）従来技術によるパルスパターン、及び（ｂ）本実施形態によるパルスパターンを用い、インバータ入力電圧（ＶＨ）１２０Ｖ、変調率＝１１１％、パルス数１５回の条件でモータ５０を駆動したときのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びバッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの波形を示す。従来パターンでは、相電流の歪みが大きく、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの脈動が大きいのに対し、本実施形態によるパターンでは、相電流の歪みが小さくなり、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの脈動が低減している。
【００７７】
図１６（ａ）、（ｂ）には、従来技術によるパルスパターン及び本実施形態によるパルスパターンを用いてモータ５０を駆動したときの平滑コンデンサリプル電流Ｉｃを示す。また、図１６（ｃ）には、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎと平滑コンデンサリプル電流Ｉｃとの伝達特性、及び、平滑コンデンサリプル電流ＩｃのＦＦＴ結果を示す。
【００７８】
図１６（ｃ）において、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎと平滑コンデンサリプル電流Ｉｃとの伝達関数は、ＬＣ共振周波数ｆｃにおいてゲインが最大となっている。周波数ｆｃよりも低周波数側では周波数が高くなるにつれてゲインが低下し、周波数ｆｃよりも高周波数側ではゲインはほぼ一定である。つまり、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎとバッテリ直流電流Ｉｂａｔｔとの伝達関数とは、周波数に対し逆の傾向となっている。
図１６（ａ）、（ｂ）に示すように、本実施形態によるパターンでは、従来パターンに比べ平滑コンデンサリプル電流Ｉｃが低減している。また、図１６（ｃ）に示すＦＦＴ結果より、ＬＣ共振周波数ｆｃ付近の６次倍数成分が顕著に低減していることがわかる。
【００７９】
図１７には、電圧歪を最小とするように設定した従来技術によるパルスパターン、及び本実施形態によるパルスパターンを用いてモータ５０を駆動したときの、時間経過に伴う平滑コンデンサ３１の温度上昇を示す。駆動開始から４０分経過後において、本実施形態では、従来技術よりも５．６℃、温度を低減することができる。
【００８０】
次に、本実施形態により生成したＬＣ共振抑制可能なパルスパターンの別の例、及び、その比較例として、ＬＣ共振を抑制することができないパルスパターンの例（２つ）を図１８〜図２０に示す。この３つの例ではパルス数を７回として線間電圧パルスパターンを設定する。
図１８〜図２０には、図１１、図１３と同様に（ａ）線間電圧パルスパターン、（ｂ）相電流波形、（ｃ）インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎとバッテリ直流電流Ｉｂａｔｔとの伝達特性、及び、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎのＦＦＴ結果を示す。（ｃ）においてＬＣ共振周波数ｆｃ付近の６次倍数成分に注目すると、図１８のパターンは電流振幅が比較的小さく、ＬＣ共振を抑制することができる。一方、図１９、図２０のパターンは電流振幅が比較的大きく、ＬＣ共振を抑制することができない。
【００８１】
以上の複数の例を通じて説明したように、本実施形態のモータ制御装置６０は、パルスパターン設定部７０が候補パルスパターンからモータ相電流Ｉｕｖｗを推定し、モータ相電流Ｉｕｖｗ及びパルスパターンからインバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎを推定した後、さらに、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎを入力とする伝達関数を用いて、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔ、又は平滑コンデンサリプル電流Ｉｃの少なくともいずれか一方を推定し、その高調波成分を解析する。そして、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔ、又は平滑コンデンサリプル電流Ｉｃの高調波の少なくとも一方を含む情報に基づき、評価関数を用いて最適なパルスパターンを決定する。
【００８２】
これにより、本実施形態のモータ制御装置６０は、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔの脈動又は平滑コンデンサリプル電流Ｉｃを低減することができる。したがって、平滑コンデンサ３１やバッテリ１１の発熱を防止することができる。また、副次的にモータ５０の電力損失、電流歪、トルクリプルの低減効果が得られる可能性もある。
【００８３】
（その他の実施形態）
（ア）上記実施形態におけるモータ相電流の高調波解析（図６のＳ２３等）では、数式５において、「Ｒ≒０」、「Ｌｄｑ’＝Ｌｑｄ’≒０」とみなして数式７を導いた。これに対し、数式５を厳密に用いると、６次倍数成分のｄｑ軸電流を示す式は、数式２３で表される。
【数２３】
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【００８４】
また、数式２３において「ｓ＝ｊω1」を代入して逆行列を計算すると、数式８に対応する厳密な数式２４が得られる。この数式２４を用いれば、低回転領域でＲ項が無視できない場合や、ｄｑ軸相互間での鎖交磁束の影響を考慮した場合に、より正確な解析をすることができる。
【数２４】
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【００８５】
（イ）高調波解析の方法は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）に限らず、どのような方法で演算してもよい。
また、高調波解析に代えて、電磁界解析により各電流を解析してもよい。具体的には、市販の電磁界解析ソフト（ＪＭＡＧ（登録商標）等）を利用することができる。
【００８６】
（ウ）上記実施形態では、多相回転機の相の数が三相であることを前提として６次倍数成分の高調波に着目しているが、相の数が三相以外の場合には、着目する高調波の次数を適宜設定してよい。
【００８７】
（エ）パルスパターンの「パルス数ｎ」の定義は、図４（ａ）で例示したものに限らず、例えば線間電圧パルスパターンの電気１周期のパルス数等としてもよい。
（オ）パルスパターンの最適解を求めるための評価関数は、上記実施形態で例示したものに限らない。例えば、図９のＳ２７、図１０のＳ２７１、Ｓ２７２等にて二乗和の総和を算出するのではなく、他の関数を用いてもよい。また、バッテリ直流電流Ｉｂａｔｔ、平滑コンデンサリプル電流Ｉｃ、及び、インバータ入力電流Ｉｉｎｖ＿ｉｎの各６次倍数成分の総和のうち２つ以上を組み合わせた値を評価関数としてもよい。
【００８８】
（カ）上記実施形態における図１の説明において、バッテリ１１とインバータ４０との間に周知の昇圧コンバータを設け、昇圧コンバータで昇圧された直流電圧をインバータ入力電圧ＶＨとみなしてもよいことを述べた。その場合、昇圧コンバータの電気的な伝達特性を考慮して、平滑コンデンサリプル電流やインバータ直流電流脈動を推定する等、推定演算の数式を適宜変更してもよい。
【００８９】
（キ）本発明の制御対象となる回転機は、ＩＰＭＳＭ、ＳＰＭＳＭ等の同期電動機に限らず、誘導電動機等を含めた三相以上の多相回転機全般に広く適用可能である。さらに、モータジェネレータ等の回転機は車両の動力源として用いられるものに限らず、車両の補機用や、車両以外の電車、昇降機、一般機械等の用途に用いられてもよい。
【００９０】
（ク）本発明は、パルスパターンを用いてインバータのスイッチング状態を操作する回転機の制御装置において、バッテリと平滑コンデンサとの間のＬＣ共振に着目し、バッテリ直流電流脈動や平滑コンデンサリプル電流を低減するようにパルスパターンを設定することを目的としたものである。しかし本発明のこの考え方は、パルスパターン制御に限らず、ＰＷＭ制御を行う上でも応用することができる。
例えば、ＰＷＭ制御のキャリア周波数の設定について、従来、周波数を上げるほど制御性が向上する反面、スイッチング損失の増大により効率が低下することが知られており、要求特性に応じて最適値が選定される。それに加え、バッテリ直流電流や平滑コンデンサリプル電流の高調波成分はキャリア周波数に応じて変化するため、本発明の技術的思想を応用して、ＬＣ共振を回避するための最適なキャリア周波数を選定することができる。
【００９１】
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
【符号の説明】
【００９２】
１１・・・バッテリ、
３１・・・平滑コンデンサ、
４０・・・インバータ、
４１〜４６・・・スイッチング素子、
５０・・・モータ（モータジェネレータ、回転機）
６０・・・モータ制御装置（回転機の制御装置）、
７０・・・パルスパターン設定部、
７１・・・候補パルスパターン生成部、
７２・・・パルスパターン高調波解析部、
７３・・・相電流推定部、
７４・・・インバータ入力電流推定部、
７５・・・バッテリ直流電流推定部、
７６・・・平滑コンデンサリプル電流推定部、
７７・・・パルスパターン決定部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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