(57)【要約】【課題】昇圧チョッパとブリッジコンバータとの２段階で昇圧動作を行うパワーコンディショナの電力変換効率を改善する。【解決手段】発電部２から入力電路１２を介して入力する入力電圧を前段となる昇圧チョッパ４１と後段となる双方向フルブリッジコンバータ４２とにより２段階で昇圧する昇圧回路４と、昇圧チョッパ４１の昇圧動作制御を行う制御部１０とを備えるパワーコンディショナ１において、双方向フルブリッジコンバータ４２の昇圧比を、前記昇圧動作制御による昇圧チョッパ４１の昇圧比の最大値よりも大きく設定することで、昇圧チョッパ４１及び双方向フルブリッジコンバータ４２の一次側のスイッチング素子として低耐圧・低オン抵抗の素子を用いることを可能とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
発電部から入力電路を介して入力する入力電圧を前段となる非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと後段となる絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとにより２段階で昇圧する昇圧回路と、少なくとも前記非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作制御を行う制御部とを備える電力変換器において、
前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比が、前記昇圧動作制御による前記非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比の最大値よりも大きく設定されていることを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換器において、
前記入力電路を開閉する開閉器と、該開閉器と前記昇圧回路との間に設けられた入力電圧平滑用コンデンサと、前記昇圧回路によって昇圧された発電電力を交流電力に変換して電力系統に出力するブリッジインバータとをさらに備え、前記昇圧回路及び前記ブリッジインバータは、系統電力を前記入力電圧平滑用コンデンサに逆流させることで系統電圧に応じた電圧まで前記入力電圧平滑用コンデンサを充電可能に構成され、当該充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるよう前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比が設定されていることを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換器において、
前記入力電路を開閉する第１の開閉器と、該第１の開閉器と前記昇圧回路との間に設けられた入力電圧平滑用コンデンサと、前記昇圧回路の後段に設けられた電圧形ブリッジインバータとをさらに備え、該ブリッジインバータは前記昇圧回路によって昇圧された発電電力を交流電力に変換して電力系統に出力するものであり、
前記非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力側から入力側への逆流を防止する逆流防止ダイオードと、該逆流防止ダイオードをバイパスするバイパス路に設けられた第２の開閉器とを備え、
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの一次側と二次側との巻線比により昇圧比が設定された双方向コンバータにより構成され、
前記制御部は、発電運転を開始する際、前記第１の開閉器を閉成する前に、前記第２の開閉器を閉成して前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを逆変換動作させることにより、系統電力を前記ブリッジインバータ、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２の開閉器を介して前記入力電圧平滑用コンデンサに逆流させることで系統電圧に応じた電圧まで前記入力電圧平滑用コンデンサを充電するように構成され、
当該充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるよう前記トランスの巻線比が設定されていることを特徴とする電力変換器。
【請求項４】
請求項１，２又は３に記載の電力変換器において、前記入力電路からの入力電流のリップル成分に基づいて該入力電流のリップルを抑制するリップル抑制手段を設けたことを特徴とする電力変換器。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換器において、前記非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは昇圧チョッパにより構成され、前記制御部は、前記昇圧チョッパを構成するスイッチング素子を駆動するＰＷＭパルスのデューティ比を制御することにより前記昇圧動作制御を行うものであり、前記リップル抑制手段は、前記入力電路からの入力電流のリップル成分を抽出するリップル抽出回路と、前記リップル成分の値が基準値より大きい期間は前記リップル成分の値が大きいほど前記ＰＷＭパルスのデューティ比を大きく補正するとともに前記リップル成分の値が基準値より小さい期間は前記リップル成分の値が小さいほど前記ＰＷＭパルスのデューティ比を小さく補正するデューティ補正回路とを備えることを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、燃料電池発電システムなどの発電システムに用いられる電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電力系統に接続される種々の発電システムにおいて、燃料電池などの発電設備（発電部）が発電する直流電力を、系統電力に連系する交流電力に変換するためのパワーコンディショナが用いられている。一般的に、パワーコンディショナは、発電設備が出力する直流の発電電力を昇圧回路によって昇圧した後、ＤＣ／ＡＣインバータによって系統電力に連系する交流電力に変換するように構成されている。
【０００３】
かかるパワーコンディショナの昇圧回路としては昇圧チョッパ（非絶縁型コンバータ）が用いられることが多いが、電力変換時の損失低減や低ノイズ化、並びに、双方向電力変換機能を具備させることによる各種機能の付加のために、昇圧チョッパと双方向ブリッジコンバータ（絶縁型コンバータ）とにより２段階で昇圧する構成のものがあり、例えば下記の特許文献１に開示されている。
【０００４】
この特許文献１に記載の昇圧回路では、昇圧チョッパの出力電圧（第１の変換回路に入力する電圧）を、双方向ブリッジコンバータの出力電圧（第２の変換回路から出力される電圧）よりも高い電圧とすることにより、双方向ブリッジコンバータのトランスに印加される電圧を高くしてトランスの巻線に流れる電流を相対的に小さくし、これによりトランスによる損失を低減して、電力変換器の全体としての変換効率を改善しようとしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１４−１８３６３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、例えば昇圧回路の入力電圧が１００Ｖである場合、系統連系させるために双方向フルブリッジコンバータの出力電圧を２８０Ｖまで昇圧する必要があるところ、上記特許文献１の構成の場合には昇圧チョッパで２．８倍まで昇圧する必要がある。このとき、昇圧チョッパと双方向フルブリッジコンバータのスイッチング素子に印加される電圧は２８０Ｖ以上となるため、高耐圧の素子が必要となり、市販の安価なＭＯＳ−ＦＥＴの場合はオン抵抗が高くなりスイッチング損失が非常に大きくなるし、また、高耐圧・低オン抵抗のパワーＭＯＳ−ＦＥＴはコスト高となるという問題がある。
【０００７】
そこで、本発明は、スイッチング電源回路である非絶縁型コンバータの昇圧比を可能な限り小さくすることにより、低耐圧・低オン抵抗のスイッチング素子を用いることを可能とし、これによりオン抵抗による損失を低減して高効率な昇圧を行い得る電力変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明は、次の技術的手段を講じた。
【０００９】
すなわち、本発明は、発電部から入力電路を介して入力する入力電圧を前段となる非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと後段となる絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとにより２段階で昇圧する昇圧回路と、少なくとも前記非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作制御を行う制御部とを備える電力変換器において、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比が、前記昇圧動作制御による前記非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比の最大値よりも大きく設定されていることを特徴とするものである（請求項１）。
【００１０】
かかる本発明の電力変換器によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比を大きくして、主として絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータによって所定電圧までの昇圧を行うようにすることで、非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子として低耐圧・低オン抵抗の製品を採用することができるとともに、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側（非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ側）を構成するスイッチング素子としても低耐圧・低オン抵抗の製品を採用することができ、これにより昇圧回路全体の昇圧比が大きい場合における電力損失を低減して昇圧回路の効率を大きく改善できるとともに、部品調達コストを低減することができる。さらに、上記構成によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比が小さいため、該絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のデューティ比の制御許容範囲が相対的に大きくなり、入力電流制御など種々の目的のためのデューティ比の補正制御を許容できるようになる。
【００１１】
上記本発明の電力変換器において、前記入力電路を開閉する開閉器と、該開閉器と前記昇圧回路との間に設けられた入力電圧平滑用コンデンサと、前記昇圧回路によって昇圧された発電電力を交流電力に変換して電力系統に出力するブリッジインバータとをさらに備え、前記昇圧回路及び前記ブリッジインバータは、系統電力を前記入力電圧平滑用コンデンサに逆流させることで系統電圧に応じた電圧まで前記入力電圧平滑用コンデンサを充電可能に構成され、当該充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるよう前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比が設定されているものとすることができる（請求項２）。これによれば、発電部を電力系統に連系させる際に、予め入力電圧平滑用コンデンサを系統電圧によって充電することができ、これにより開閉器によって入力電路を閉じた瞬間に大きな突入電流が発電部から入力電圧平滑用コンデンサに流入することを抑制できる。さらに、充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるように絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比を設定しているため、系統電圧によって発電部の開放電圧の最大値以上に充電されてしまうことがなく、入力電圧平滑用コンデンサと発電部との間に逆流防止ダイオードを設けずとも発電部へ向けて電流が逆流してしまうことを防止できる。これらにより、特に発電部が燃料電池である場合に、瞬間的に大電流が燃料電池から引き出されることや燃料電池に電流が逆流することによる燃料電池スタックの早期劣化を防止できる。
【００１２】
また、上記本発明の電力変換器において、前記入力電路を開閉する第１の開閉器と、該第１の開閉器と前記昇圧回路との間に設けられた入力電圧平滑用コンデンサと、前記昇圧回路の後段に設けられた電圧形ブリッジインバータとをさらに備え、該ブリッジインバータは前記昇圧回路によって昇圧された発電電力を交流電力に変換して電力系統に出力するものであり、前記非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力側から入力側への逆流を防止する逆流防止ダイオードと、該逆流防止ダイオードをバイパスするバイパス路に設けられた第２の開閉器とを備え、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの一次側と二次側との巻線比により昇圧比が設定された双方向コンバータにより構成され、前記制御部は、発電運転を開始する際、前記第１の開閉器を閉成する前に、前記第２の開閉器を閉成して前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを逆変換動作させることにより、系統電力を前記ブリッジインバータ、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記第２の開閉器を介して前記入力電圧平滑用コンデンサに逆流させることで系統電圧に応じた電圧まで前記入力電圧平滑用コンデンサを充電するように構成され、当該充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるよう前記トランスの巻線比が設定されていることを特徴とするものである（請求項３）。かかる構成によれば、発電部を電力系統に連系させる際に、予め入力電圧平滑用コンデンサを系統電圧によって充電することができ、これにより開閉器によって入力電路を閉じた瞬間に大きな突入電流が発電部から入力電圧平滑用コンデンサに流入することを抑制できる。さらに、充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるように絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの巻線比を設定しているため、系統電圧によって発電部の開放電圧の最大値以上に充電されてしまうことがなく、入力電圧平滑用コンデンサと発電部との間に逆流防止ダイオードを設けずとも発電部へ向けて電流が逆流してしまうことを防止できる。これらにより、特に発電部が燃料電池である場合に、瞬間的に大電流が燃料電池から引き出されることや燃料電池に電流が逆流することによる燃料電池スタックの早期劣化を防止できる。
【００１３】
発電電力を電力系統に系統連系させるパワーコンディショナーなどの電力変換器においては、出力電力が周期的に増減する場合、例えば電力系統が６０Ｈｚの交流電力の場合は、電力変換器の出力電力も６０Ｈｚの交流電力となるため、非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ並びに絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部の電圧波形に、系統周波数の２倍の周波数のリップルが発生する。一方、例えば発電部が燃料電池の場合、燃料の使用量により出力許容電流量に上限があり、かかる上限値を超える電流を引き出すと燃料電池スタックが劣化してしまうため、電力変換器の入力電流を瞬時上限値で規制する必要があるが、入力電流に大きなリップルがあると入力電流の平均値を低く抑えざるを得ず、燃料電池から効率よく電力を取り出すことができなくなる。かかる問題を解決するために、上記本発明の電力変換器において、前記入力電路からの入力電流のリップル成分に基づいて該入力電流のリップルを抑制するリップル抑制手段を設けることができる（請求項４）。これによれば、入力電流のリップルの最大値が所定の上限値近傍となるように規制した場合に、抑制前の入力電流の平均値よりも抑制後の入力電流の平均値を大きくすることができ、発電部からの入力電力を可及的に大きく維持して、発電部を保護しつつ高効率で電力を取り出すことが可能になる。
【００１４】
さらに、前記非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは昇圧チョッパにより構成され、前記制御部は、前記昇圧チョッパを構成するスイッチング素子を駆動するＰＷＭパルスのデューティ比を制御することにより前記昇圧動作制御を行うものであり、前記リップル抑制手段は、前記入力電路からの入力電流のリップル成分を抽出するリップル抽出回路と、前記リップル成分の値が基準値より大きい期間は前記リップル成分の値が大きいほど前記ＰＷＭパルスのデューティ比を大きく補正するとともに前記リップル成分の値が基準値より小さい期間は前記リップル成分の値が小さいほど前記ＰＷＭパルスのデューティ比を小さく補正するデューティ補正回路とを備えることができる（請求項５）。この場合、昇圧チョッパの出力部の電圧に所定周波数のリップルが生じる場合、昇圧チョッパの原理により、出力部の電圧が上昇するにつれて昇圧チョッパの入力電流は小さくなるとともに、出力部の電圧が低下するにつれて昇圧チョッパの入力電流は大きくなり、これにより昇圧チョッパの入力電流にもリップルが生じるが、入力電流のリップル成分の値が大きいほど昇圧チョッパのスイッチング素子を駆動するＰＷＭパルスのデューティ比を大きく、リップル成分の値が小さいほどデューティ比を小さく補正することにより、入力電流のリップルの振幅を小さく抑えることができる。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明したように、本発明の請求項１に係る電力変換器によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比を大きくして、主として絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータによって所定電圧までの昇圧を行うようにすることで、非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子として低耐圧・低オン抵抗の製品を採用することができるとともに、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側（非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ側）を構成するスイッチング素子としても低耐圧・低オン抵抗の製品を採用することができ、これにより昇圧回路全体の昇圧比が大きい場合における電力損失を低減して昇圧回路の効率を大きく改善できるとともに、部品調達コストを低減することができる。さらに、上記構成によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比が小さいため、該絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のデューティ比の制御許容範囲が相対的に大きくなり、入力電流制御など種々の目的のためのデューティ比の補正制御を許容できるようになる。
【００１６】
また、本発明の請求項２に係る電力変換器によれば、発電部を電力系統に連系させる際に、予め入力電圧平滑用コンデンサを系統電圧によって充電することができ、これにより開閉器によって入力電路を閉じた瞬間に大きな突入電流が発電部から入力電圧平滑用コンデンサに流入することを抑制できる。さらに、充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるように絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比を設定しているため、系統電圧によって発電部の開放電圧の最大値以上に充電されてしまうことがなく、入力電圧平滑用コンデンサと発電部との間に逆流防止ダイオードを設けずとも発電部へ向けて電流が逆流してしまうことを防止できる。これらにより、特に発電部が燃料電池である場合に、瞬間的に大電流が燃料電池から引き出されることや燃料電池に電流が逆流することによる燃料電池スタックの早期劣化を防止できる。
【００１７】
また、本発明の請求項３に係る電力変換器によれば、発電部を電力系統に連系させる際に、予め入力電圧平滑用コンデンサを系統電圧によって充電することができ、これにより開閉器によって入力電路を閉じた瞬間に大きな突入電流が発電部から入力電圧平滑用コンデンサに流入することを抑制できる。さらに、充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるように絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの巻線比を設定しているため、系統電圧によって発電部の開放電圧の最大値以上に充電されてしまうことがなく、入力電圧平滑用コンデンサと発電部との間に逆流防止ダイオードを設けずとも発電部へ向けて電流が逆流してしまうことを防止できる。これらにより、特に発電部が燃料電池である場合に、瞬間的に大電流が燃料電池から引き出されることや燃料電池に電流が逆流することによる燃料電池スタックの早期劣化を防止できる。
【００１８】
また、本発明の請求項４に係る電力変換器によれば、入力電流のリップルの最大値が所定の上限値近傍となるように規制した場合に、抑制前の入力電流の平均値よりも抑制後の入力電流の平均値を大きくすることができ、発電部からの入力電力を可及的に大きく維持して、発電部を保護しつつ高効率で電力を取り出すことが可能になる。
【００１９】
また、本発明の請求項５に係る電力変換器によれば、昇圧チョッパの出力部の電圧に所定周波数のリップルが生じる場合、昇圧チョッパの原理により、出力部の電圧が上昇するにつれて昇圧チョッパの入力電流は小さくなるとともに、出力部の電圧が低下するにつれて昇圧チョッパの入力電流は大きくなり、これにより昇圧チョッパの入力電流にもリップルが生じるが、入力電流のリップル成分の値が大きいほど昇圧チョッパのスイッチング素子を駆動するＰＷＭパルスのデューティ比を大きく、リップル成分の値が小さいほどデューティ比を小さく補正することにより、入力電流のリップルの振幅を小さく抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換器の昇圧回路、並びに、昇圧チョッパ制御回路の概略回路図である。
【図２】同電力変換器の全体概略ブロック図である。
【図３】入力電流のリップル成分の波形図である。
【図４】昇圧チョッパを駆動するＰＷＭパルスの補正例を示す波形図である。
【図５】入力電流のリップル抑制制御を行った場合の入力電流、入力電圧、昇圧チョッパ出力部電圧、ＤＣリンク部電圧の波形図である。
【図６】入力電流のリップル抑制制御を行わない場合の入力電流、入力電圧、昇圧チョッパ出力部電圧、ＤＣリンク部電圧の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
【００２２】
図２は本発明の一実施形態に係るパワーコンディショナ１（電力変換器）の概略構成を示している。本実施形態に係るパワーコンディショナ１は、発電部２が出力する直流発電電力を商用電力系統３に連系する交流電力に変換して商用電力系統３に向けて出力するものであって、発電部２から入力する発電電力を系統電圧の最大値（２００Ｖ電力系統の場合で２８０Ｖ）に応じた所定電圧（例えば３２０Ｖ）まで昇圧させる昇圧回路４と、昇圧後の直流発電電力を系統電力に連系する交流電力に変換するＤＣ／ＡＣインバータ５と、昇圧回路４とインバータ５との間に設けられたＤＣリンクコンデンサからなるＤＣリンク部６と、インバータ５の出力部と商用電力系統３との間に設けられた連系リレー７と、昇圧回路４・インバータ５及び連系リレー７の動作を制御する制御部１０と、発電部２から昇圧回路４及びＤＣリンク部６を介して供給される発電電力若しくは電力系統３からダイオードブリッジ９を介して供給される系統電力に基づいて制御電源電圧を生成して制御部１０に出力する補助電源部８とを備えている。なお、電力系統３に向けて発電電力を出力するとは、例えば家庭内や構内の引き込み配線内で系統電力に対して発電電力を連系させるものであればよく、発電電力を電力会社の配電線に逆潮流させる必要は無い。
【００２３】
発電部２は、例えば固体酸化物形燃料電池ユニット（ＳＯＦＣ）であり、内蔵された制御部２ａによって発電動作が制御される。燃料電池の発電動作制御は、可能な限り発電を継続するよう制御するが、併設される貯湯タンクの貯湯量や蓄電池の蓄電量等により発電動作を継続できない場合や、発電動作しても全体のエネルギー効率の向上が見込めない場合等には発電動作が停止される。発電部２の制御部２ａは、パワーコンディショナ１の制御部１０に通信接続されており、発電部２から出力電流制限値などの各種情報がパワーコンディショナ１の制御部１０に送信され、これにより発電部２の運転状態に応じてパワーコンディショナ１の動作制御を的確に行うことが可能となっている。
【００２４】
インバータ５は、フルブリッジ形の電圧形ブリッジインバータであり、複数のＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子５ａをＨブリッジ形に接続するとともに各スイッチング素子５ａに帰還ダイオード５ｂを並列接続することにより構成されており、その出力側には連系リアクトル５ｃが設けられている。このインバータ５は、制御部１０によるいわゆる電流モード制御（電圧形インバータの電流制御）を行うことによって出力電流を制御するものであり、系統３への電力出力時はＤＣリンク部６からの直流電力がＰＷＭ制御若しくはＰＡＭ制御によって交流電力に変換されて系統３へ出力される。一方、発電運転開始時などに、必要に応じてブリッジコンバータのスイッチング動作制御を停止しつつ連系リレー７を閉成することにより、ブリッジ接続された複数の帰還ダイオード５ｂをダイオードブリッジとして機能させ、交流の系統電力を整流してＤＣリンク部６に供給可能となっている。なお、図２においてはインバータ５として２レベルインバータを例示したが、３レベルインバータを用いることもできる。
【００２５】
ＤＣリンク部６は、逆流防止ダイオード１１を介して補助電源部８の電力入力部に接続されており、発電部２が発電電力を出力している間、昇圧回路４及びＤＣリンク部６を介して発電電力が補助電源部８に供給される。なお、昇圧回路４が停止していても、昇圧回路４の入力電圧がＤＣリンク部６に印加されてＤＣリンク電圧が昇圧回路４の入力電圧と略等しくなり、かかる電圧に基づいて制御部１０用の制御電源電圧を生成できるように補助電源部８が構成されている。
【００２６】
制御部１０は、昇圧回路４及びインバータ５における各電力変換動作並びに連系リレー７の開閉動作を制御するとともに、パワーコンディショナ１の筐体に取り付けられた液晶表示器などからなる表示部（図示せず）の表示制御や、パワーコンディショナ１における各種異常検出制御や、発電電力量や家庭内の消費電力量の積算などの種々の制御を行わせることができる。制御部１０は、典型的には、マイコンを中央処理装置として備えるとともに、マイコンからの制御信号に基づいて上記各制御対象への駆動信号を生成出力する駆動回路を各制御対象毎に備えている。
【００２７】
昇圧回路４は、図１に示すように、発電部２から入力電路１２を介して入力する入力電圧を、前段となる昇圧チョッパ４１（非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）と、後段となる双方向フルブリッジコンバータ４２（絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）とにより２段階で昇圧するよう構成されている。これら昇圧チョッパ４１及びフルブリッジコンバータ４２は、それぞれ制御部１０によって昇圧動作制御が行われる。
【００２８】
昇圧チョッパ４１への入力電路１２には制御部１０によって開閉動作が制御される入力リレー４３（第１の開閉器）が設けられており、待機運転時は入力リレー４３を開成することによって昇圧回路４を発電部２から遮断できるようになっている。また、昇圧チョッパ４１の入力側には入力電流検出センサ４４と入力電圧検出センサ４５とが設けられており、検出された入力電流値及び入力電圧値は制御部１０に入力されて、各種制御に用いられる。また、ＤＣリンク部６のＤＣリンク電圧も、分圧器４７及び絶縁回路４８を介して制御部１０に入力されている。なお、入力電流検出センサ４４は、入力電流に応じた電圧を検出信号として出力するものを用いている。
【００２９】
入力リレー４３と昇圧チョッパ４１との間には入力電圧平滑用コンデンサ４６が設けられている。
【００３０】
昇圧チョッパ４１は、昇圧リアクトル４１ａと、該昇圧リアクトル４１ａの出力側に直列に接続された逆流防止ダイオード４１ｂと、昇圧リアクトル４１ａの蓄積エネルギーを制御するＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子４１ｃと、逆流防止ダイオード４１ｂの出力部に設けられた平滑コンデンサ４１ｄと、逆流防止ダイオード４１ｂをバイパスするバイパス路を開閉する突入電流防止用リレー４１ｅ（第２の開閉器）とを備え、スイッチング素子４１ｃ及びリレー４１ｅは制御部１０によって駆動制御される。本実施形態では、昇圧チョッパ４１が定常的に連続モードで動作するよう、昇圧リアクトル４１ａのインダクタンスやスイッチング素子４１ｃを駆動するＰＷＭパルスの周波数等が設計されている。
【００３１】
なお、昇圧チョッパ４１が不連続モードの場合には出力電圧式が非線形関数となることで昇圧比率によって最適な補正ゲインが複雑に変化し、これにより動作条件によっては後述するリップル抑制制御により入力電流が発振してしまう可能性がある。また、応答速度が遅い事によりＤＣリンク部６にリンギングが発生するおそれもあり、制御部１０によるＰＷＭ補正量とリップル抑制制御による補正量とが整合せずに入力電流がハンチングを引き起こす可能性がある。これらいずれの場合においても、燃料電池に過大電流が流れモジュールを劣化させてしまう要因となるが、本実施形態では応答速度が速く安定度が高い連続モードで昇圧チョッパ４１を動作させることにより、これらの問題発生を回避している。
【００３２】
双方向フルブリッジコンバータ４２は、トランス４２ａを介して接続された第１及び第２のブリッジ回路を備え、各ブリッジ回路は、Ｈブリッジ接続された複数のＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子４２ｂ，４２ｃと、各スイッチング素子４２ｂ，４２ｃに並列接続された帰還ダイオード４２ｄ，４２ｅとにより構成されている。発電運転時は、制御部１０が第１のブリッジ回路の複数のスイッチング素子４２ｂを所定周波数で交互にスイッチングさせることにより昇圧チョッパ４１の出力を交流変換してトランス４２ａの一次側巻線（２０Ｔ）に印加すると、二次側巻線（５２Ｔ）から巻線比に応じて昇圧された交流電力が出力され、これを第２のブリッジ回路の帰還ダイオード４２ｅにより直流変換してＤＣリンク部６に出力する。また、ＤＣリンク部６側から昇圧チョッパ４１側に電力を逆流させる場合には、制御部１０が第２のブリッジ回路の複数のスイッチング素子４２ｃを所定周波数で交互にスイッチングさせることによりＤＣリンク電圧を交流変換してトランス４２ａの二次側巻線（５２Ｔ）に印加すると、一次側巻線（２０Ｔ）から巻線比に応じて降圧された交流電力が出力され、これを第１のブリッジ回路の帰還ダイオード４２ｄにより直流変換して平滑コンデンサ４１ｄに出力する。
【００３３】
本実施形態では、一次側巻線数に対する二次側巻線数の比は５２Ｔ／２０Ｔ＝２．６とされており、したがって、発電運転時の昇圧比は約２．６倍、逆流時の降圧比は約０．４倍となっている。なお、フォワードコンバータやフライバックコンバータなどを用いることによりさらに昇圧比を大きくすることも可能である。
【００３４】
一方、昇圧チョッパ４１の昇圧比は、昇圧チョッパ４１の入力電圧と、ＤＣリンク電圧の目標電圧と、上記双方向フルブリッジコンバータ４２の昇圧比とによって、昇圧チョッパ４１の昇圧動作制御の結果として定まる。
【００３５】
昇圧チョッパ４１及びインバータ５は種々の動作制御を行わせることができるが、例えば、発電部２の定格出力７００Ｗ（出力電圧１００Ｖ、最大出力電流７Ａ）、パワーコンディショナ１の出力側に接続された負荷の消費電力が７００Ｗ以上である場合、若しくは余剰電力の蓄電手段等が存在する場合は、パワーコンディショナ１を最大出力で運転させることが可能であり、昇圧チョッパ４１には、発電部２の制御部２ａからの出力電流制限指令値に応じた入力電流となるよう昇圧チョッパ４１のスイッチング素子４１ｃを駆動するＰＷＭパルスのデューティをフィードバック制御する入力電流制御を行わせるとともに、ＤＣリンク電圧が所定電圧となるようインバータ５の出力制御を行わせることができる。また、ＤＣリンク電圧に基づいてＤＣリンク電圧が目標電圧となるよう昇圧チョッパ４１のスイッチング素子４１ｃを駆動するＰＷＭパルスのデューティをフィードバック制御することも可能である。
【００３６】
本実施形態では、ＤＣリンク電圧を系統３に連系させるために必要な所定電圧、例えば３２０Ｖに昇圧するようフィードバック制御されるが、発電部２の定格出力電圧を１００Ｖ（開放時の最大電圧は１２０Ｖ）とすると、定常状態で昇圧チョッパ４１の出力電圧は（３２０Ｖ／２．６倍）＝１２３Ｖとなり、昇圧チョッパ４１の昇圧比は約１．２３倍となる。系統連系時はＤＣリンク電圧に系統電力３の周波数の２倍の周波数のリップルが生じるし、また、発電部２の出力電圧にも種々の要因により変動が生じるため、昇圧チョッパ４１の昇圧比は常に一定ではないが、正常運転中の昇圧チョッパ４１の昇圧比の最大値が双方向フルブリッジコンバータ４２の昇圧比よりも小さくなるように各種制御目標値や回路定数等が設定されている。
【００３７】
また、本実施形態では、昇圧チョッパ４１の入力電流のリップルを抑制するリップル抑制手段が設けられている。該リップル抑制手段は、図１に示すように、入力電流センサ４４の出力信号に基づいて入力電流のリップル成分を抽出して増幅するリップル抽出回路１３と、昇圧チョッパ４１のスイッチング素子４１ｃを駆動するために制御部１０が出力するＰＷＭパルスのデューティを補正するデューティ補正回路１４とから主構成されている。
【００３８】
リップル抽出回路１３は、入力電流のリップル成分の直流成分を遮断するカップリングコンデンサ１３ａと、該リップル成分を増幅するとともに基準電位をＰＷＭパルスの振幅に応じて２．５Ｖにシフトさせるアンプ１３ｂとを備えている。
【００３９】
デューティ補正回路１４は、ＰＷＭパルス波形を積分する積分回路１４ａと、積分後のＰＷＭパルス波形とリップル抽出回路１３の出力波形とを比較するコンパレータ１４ｂとを備えている。
【００４０】
図３は入力電流のリップル成分の波形を示しており、該リップル成分は系統周波数の２倍の１２０Ｈｚ又は１００Ｈｚの周波数で脈動する。一方、図４に示すように、ＰＷＭパルスの周波数は６０ｋＨｚとされており、積分によってパルスの立ち上がり直後は急峻に立ち上がり時間経過とともになだらかな曲線を描き、同様にパルスの立ち下がり直後は急峻に立ち下がり時間経過とともになだらかな曲線を描く波形となっている。
【００４１】
したがって、入力電流のリップル成分が基準電位よりも大きい場合（リップルの山）は、補正後（山期間）に示されるようにリップル成分が大きいほどデューティが小さく補正されたＰＷＭパルス波形がコンパレータ１４ｂから出力される。一方、入力電流のリップル成分が基準電位よりも小さい場合（リップルの谷）は、補正後（谷期間）に示されるようにリップル成分が小さいほどデューティが大きく補正されたＰＷＭパルス波形がコンパレータ１４ｂから出力される。
【００４２】
コンパレータ１４ｂが出力する補正後のＰＷＭパルスは、スイッチング素子４１ｃの駆動回路１５に入力され、補正後のＰＷＭパルスに基づいてスイッチング素子４１ｃがオンオフ制御される。ここで、図５に示すように、入力電流のリップルの山期間はＤＣリンク電圧のリップルの谷期間と対応し、入力電流のリップルの谷期間はＤＣリンク電圧のリップルの山期間と対応しているので、昇圧チョッパの原理によりＤＣリンク電圧が低下した場合にはリアクタンス電流、すなわち入力電流が上昇しようとするが、入力電流の山期間ではＰＷＭパルスのデューティを小さく補正することにより入力電流が大きく上昇することを抑え、また、ＤＣリンク電圧が上昇した場合には入力電流が下降しようとするが入力電流の谷期間ではＰＷＭパルスのデューティを大きく補正することにより入力電流が大きく下降することを抑え、これによって入力電流のリップル成分を小さく抑制している。
【００４３】
参考のため、図６に、リップル抑制手段によるＰＷＭパルスのデューティの補正を行わない場合の入力電流のリップルの状態を示しており、図から明かなように、非常に大きなリップル成分が入力電流に現れている。このときのリップル成分の振幅は５Ａ程度もあり、振幅の最大値は１２Ａ程度にもなっている。燃料電池ユニットの瞬間最大出力電流は７Ａであるため、リップル抑制を行わない場合には入力電流のリップルの最大値が７Ａとなるように入力電流の平均値を制御する必要があり、効率よく発電電力を取り出すことができなくなるが、本実施形態によれば、入力電流の平均値で７Ａ近くまで発電電力を取り出すことができる。
【００４４】
なお、上記したように、昇圧チョッパ４１の昇圧比は小さい方が高効率となるが、昇圧比が小さすぎるとリップル抑制制御による補正がなされた場合にオンデューティが０％となり、リップル抑制制御を行うことができなくなることが想定されるため、補正によるＰＷＭデューティ変動値以上のオンデューティとなるよう、制御部１０によるＤＣリンク電圧制御を行うことが好ましい。
【００４５】
また、本実施形態では、制御部１０は、発電運転を開始する際、入力リレー４３を閉成する前に、突入電流防止用リレー４１ｅを閉成して双方向ブリッジコンバータ４２を逆変換動作させることにより、２００Ｖ電力系統の場合は、ＤＣリンク電圧が２８０Ｖに充電され、双方向ブリッジコンバータにより平滑コンデンサ４１ｄ及び入力電圧平滑用コンデンサ４６に、２８０Ｖ／２．６倍＝約１０７Ｖが充電される。このように、双方向ブリッジコンバータ４２の昇圧比、即ちトランス４２ａの一次側と二次側の巻線比を、上記充電電圧１０７Ｖが発電部２の開放電圧である１２０Ｖよりも低くなるようにしておくことで、入力リレー４３閉成時の突入電流を抑制するとともに燃料電池モジュールへの逆流を防止し、これにより燃料電池モジュールの劣化を防止できる。
【００４６】
本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、適宜設計変更することができる。例えば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、制御部１０によって制御されるものでなくともよく、例えば自励式のものであっても、トランスの一次側のスイッチング素子や昇圧チョッパのスイッチング素子として低耐圧・低オン抵抗のものを採用できるメリットがある。また、上記リップル抑制制御は、燃料電池発電システム用パワーコンディショナにおいて特に有用であるが、直流電力を負荷に出力する電力変換器の場合でも、負荷の消費電力が所定周波数で変動する場合などにも電力変換器の入力電流にリップルが生じることがあり、かかるリップルを抑制するために上記リップル抑制制御を行うことも可能である。また、入力電圧平滑コンデンサ４６に系統電力を逆流させて充電させる方法乃至経路としては、上記突入電流防止用リレー４１ｅに限定されるものではなく、例えば特許文献１に記載されたような双方向コンバータにより昇圧回路を構成することもできる。
【符号の説明】
【００４７】
１  パワーコンディショナ
２  発電部
３  電力系統
４  昇圧回路
４１  昇圧チョッパ（非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）
４１ｂ  逆流防止ダイオード
４１ｃ  スイッチング素子
４１ｅ  第２の開閉器
４２  双方向フルブリッジコンバータ（絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）
４２ａ  トランス
４３  第１の開閉器
４６  入力電圧平滑用コンデンサ
５  ブリッジインバータ
６  ＤＣリンク部
１０  制御部
１２  入力電路
１３  入力電流のリップル成分抽出回路
１４  ＰＷＭパルスのデューティ補正回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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