(57)【要約】【課題】複数の磁気抵抗素子を用いて、電源から負荷に供給される電力を良好な検出感度で検出可能な電力センサを提供する。【解決手段】本発明の電力センサは、負荷電流ｉ１の大きさに応じた磁界Ｈを発生する磁界発生部１１と、電源１０の駆動電圧ｖ１に比例する印加電流ｉ２を生成する電圧電流変換回路３０と、負荷２０の電力に連動して変化する検出信号Ｓを生成する検出回路（３１、３２）を備えている。検出回路の素子部３１は、磁界Ｈの強度に応じて抵抗値が変化する磁気抵抗素子ｍからなり、端子ｔ１が電圧電流変換回路３０の出力側に接続され、端子ｔ２が固定電位に接続されている。従って、素子部３１に直列に挿入する抵抗は不要であり、素子部３１に流れる印加電流ｉ２を大きくすることができ、磁気抵抗素子ｍのばらつきや温度変化の影響の抑制と、検出感度の向上が可能となる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源により駆動電圧を供給される負荷の電力を検出する電力センサであって、
前記負荷の電流経路に設けられ、前記負荷を流れる負荷電流の大きさに応じた磁界を発生する磁界発生部と、
前記駆動電圧に比例する印加電流を生成する電圧電流変換回路と、
前記磁界の強度に応じて抵抗値が変化する一又は複数の磁気抵抗素子からなる素子部を含み、前記印加電流を前記素子部に印加した状態で、前記負荷の電力に連動して変化する検出信号を生成する検出回路と、
を備え、
前記素子部は、前記電圧電流変換回路の出力側に接続された第１の端子と、固定電位に接続された第２の端子とを有することを特徴とする電力センサ。
【請求項２】
前記素子部は、前記検出信号に比例する非平衡電圧を発生するブリッジ回路を構成することを特徴とする請求項１に記載の電力センサ。
【請求項３】
前記駆動電圧を抵抗分圧する分圧回路を更に備え、当該分圧回路の出力電圧が前記電圧電流変換回路に入力されることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力センサ。
【請求項４】
前記固定電位は、前記検出回路の基準電位であり、
前記印加電流は、前記電圧電流変換回路から、前記第１の端子、前記素子部、前記第２の端子を経由して前記基準電位に至る経路を流れることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力センサ。
【請求項５】
前記電圧電流変換回路は、入力電圧を出力電流に変換するトランスコンダクタンスアンプであることを特徴とする請求項４に記載の電力センサ。
【請求項６】
前記固定電位は、所定の電源電圧であり、
前記印加電流は、前記所定の電源電圧から、前記第２の端子、前記素子部、前記第１の端子、前記電圧電流変換回路を経由して前記検出回路の基準電位に至る経路を流れることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力センサ。
【請求項７】
前記電圧電流変換回路は、オペアンプの入力電圧に応じた定電流を生成する定電流回路であることを特徴とする請求項６に記載の電力センサ。
【請求項８】
前記定電流回路は、前記オペアンプに加えて、
前記オペアンプの出力電圧に応じて導通制御され、一端が前記第１の端子に接続されるトランジスタと、
前記トランジスタの他端と前記基準電位との間に接続される抵抗素子と、
を含むことを特徴とする請求項７に記載の電力センサ。
【請求項９】
負荷に供給される３相交流のうち３相間の各電圧及び３相の各電流に基づいて負荷の有効電力を検出可能な電力センサであって、
第１相の電流の大きさに応じた第１の磁界を発生する第１の磁界発生部と、
前記第１相と第３相の間の電圧に比例する第１の印加電流を生成する第１の電圧電流変換回路と、
前記第１の磁界の強度に応じて抵抗値が変化する一又は複数の磁気抵抗素子からなる第１の素子部を含み、前記第１の印加電流を前記第１の素子部に印加した状態で、前記第１相と前記第３相の間の電圧と前記第１相の電流に関連する第１の電力に連動して変化する第１の検出信号を生成する第１の検出回路と、
第２相の電流の大きさに応じた第２の磁界を発生する第２の磁界発生部と、
前記第２相と前記第３相の間の電圧に比例する第２の印加電流を生成する第２の電圧電流変換回路と、
前記第２の磁界の強度に応じて抵抗値が変化する一又は複数の磁気抵抗素子からなる第２の素子部を含み、前記第２の印加電流を前記第２の素子部に印加した状態で、前記第２相と前記第３相の間の電圧と前記第２相の電流に関連する第２の電力に連動して変化する第２の検出信号を生成する第２の検出回路と、
を備え、
前記第１の素子部は、前記第１の電圧電流変換回路の出力側に接続された第１の端子と、固定電位に接続された第２の端子とを有し、
前記第２の素子部は、前記第２の電圧電流変換回路の出力側に接続された第３の端子と、前記固定電位に接続された第４の端子とを有する、
ことを特徴とする電力センサ。
【請求項１０】
前記第１の素子部は、前記第１の検出信号に比例する非平衡電圧を発生する第１のブリッジ回路を構成し、
前記第２の素子部は、前記第２の検出信号に比例する非平衡電圧を発生する第２のブリッジ回路を構成する、
ことを特徴とする請求項９に記載の電力センサ。
【請求項１１】
前記第１相と第３相の間の電圧を抵抗分圧して第１の電圧を出力するとともに、前記第２相と前記第３相の間の電圧を抵抗分圧して第２の電圧を出力する分圧回路を更に備え、
前記第１の電圧が前記第１の電圧電流変換回路に入力され、前記第２の電圧が前記第２の電圧電流変換回路に入力されることを特徴とする請求項９又は１０に記載の電力センサ。
【請求項１２】
前記固定電位は、前記第１及び第２の検出回路の基準電位であり、
前記第１の印加電流は、前記第１の電圧電流変換回路から、前記第１の端子、前記第１の素子部、前記第２の端子を経由して前記基準電位に至る経路を流れ、
前記第２の印加電流は、前記第２の電圧電流変換回路から、前記第３の端子、前記第２の素子部、前記第４の端子を経由して前記基準電位に至る経路を流れる、
ことを特徴とする請求項９から１１のいずれか１項に記載の電力センサ。
【請求項１３】
前記固定電位は、所定の電源電圧であり、
前記第１の印加電流は、前記所定の電源電圧から、前記第２の端子、前記第１の素子部、前記第１の端子、前記第１の電圧電流変換回路を経由して前記第１及び第２の検出回路の基準電位に至る経路を流れ、
前記第２の印加電流は、前記所定の電源電圧から、前記第４の端子、前記第２の素子部、前記第３の端子、前記第２の電圧電流変換回路を経由して前記基準電位に至る経路を流れる、
ことを特徴とする請求項９から１１のいずれか１項に記載の電力センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源により駆動電圧を供給される負荷の電力を検出する電力センサに関し、特に、一又は複数の磁気抵抗素子を用いて負荷の有効電力を検出する電力センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、産業用の機器や電気自動車などに用いられるモータ等の負荷で消費される電力を測定するための電力センサの開発が進められている。特に、電力センサの小型化の観点から、電流による磁界の強度に応じて抵抗値が変化する磁気抵抗素子を用いた電力センサに関する種々の技術が提案されている。例えば、特許文献１〜４には、複数の磁気抵抗素子によりブリッジ回路を構成した電力センサの基本構成が示されている。また、非特許文献１、２には、同様に構成した電力センサの検出原理が説明されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−４７７３１号公報
【特許文献２】特開２０１２−７３０３４号公報
【特許文献３】特開２０１３−１１３７５８号公報
【特許文献４】特開平２−１２０６７７号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】辻本浩章、津嵜陽亮（大阪市立大学）、「磁気抵抗効果型磁性薄膜電力センサ」、ＭＡＧ１１−０９６、２０１１／１１／２４  ２０１１ＩＥＥＪａｐａｎ、ｐ．２７−３２
【非特許文献２】依田秀昭、若月昇（富士通株式会社）、「磁気応用電力センサ」、ＥＭＣ８９−２８、ｐ．２５−３０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記従来の電力センサに関し、例えば、非特許文献１の図６には、磁気抵抗素子に基づく電力測定の検出原理が開示されている。すなわち、非特許文献１の図６において、交流電力が印加される負荷（抵抗Ｒ１）に電流ｉ１が流れると、抵抗Ｒｃｕで表される導電膜による磁界が抵抗値Ｒｍｒの磁気抵抗素子に印加される。このとき、磁気抵抗素子と抵抗Ｒ２からなる直列回路に電流ｉ２が流れ、磁気抵抗素子の電圧変化量ΔＶｍｒに基づいて負荷の有効電力を測定することができる。この場合、非特許文献１の第２９頁に示されるような数式に従って、検出信号中の直流成分から負荷の有効電力を抽出すればよい。
【０００６】
上述の電力センサの検出原理によれば、磁気抵抗素子の抵抗値Ｒｍｒが抵抗Ｒ２に比べて十分に小さいことが前提とされている（Ｒｍｒ＜＜Ｒ２）。しかし、この条件を満たすために、抵抗Ｒ２の値を大きくする場合、その分だけ電流ｉ２が小さくなってしまう。そのため、上述の検出信号の出力レベルが小さくなり、電力の検出感度（Ｓ／Ｎ）が劣化するという問題がある。また、検出感度の劣化を防ぐため、上記条件に関わらず抵抗Ｒ２の値を小さくしたとしても、検出信号は磁気抵抗素子の抵抗値Ｒｍｒのばらつきや温度変化の影響を受けやすくなり、それを補正するための演算負荷が増加するという問題がある。
【０００７】
一方、特許文献４の第３図の回路図には、磁気抵抗素子の入力側に電流制限用抵抗（３１）が挿入されている。しかし、この電流制限用抵抗の役割は、磁気抵抗素子の破損を防ぐために、磁気抵抗素子に流れる過剰な電流を抑制することにある。そのため、電流制限用抵抗を介して磁気抵抗素子に流れる電流は、磁気抵抗素子の抵抗値に依存することになる。すなわち、特許文献４の電流制限用抵抗は、前述のように、負荷に依存することなく、所望の電流を磁気抵抗素子に流す役割は果たさない。さらには、特許文献４の電流制限用抵抗が磁気抵抗素子の抵抗値に依存しないようにするには大きい抵抗値を設定する必要があるが、この場合には、前述の抵抗Ｒ２の場合と同様、検出信号の出力レベルに応じた所望の抵抗値に設定することは困難であり、検出レベルの低下によって検出感度が劣化する恐れがある。
【０００８】
本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、電源から負荷に供給される電力を検出する場合、演算負荷を増大させることなく、複数の磁気抵抗素子を用いて良好な検出感度で電力を検出可能な電力センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明の電力センサは、電源により駆動電圧を供給される負荷の電力を検出する電力センサであって、前記負荷の電流経路に設けられ、前記負荷を流れる負荷電流の大きさに応じた磁界を発生する磁界発生部と、前記駆動電圧に比例する印加電流を生成する電圧電流変換回路と、前記磁界の強度に応じて抵抗値が変化する一又は複数の磁気抵抗素子からなる素子部を含み、前記印加電流を前記素子部に印加した状態で、前記負荷の電力に連動して変化する検出信号を生成する検出回路とを備え、前記素子部は、前記電圧電流変換回路の出力側に接続された第１の端子と、固定電位に接続された第２の端子とを有することを特徴としている。
【００１０】
本発明の電力センサによれば、電源から負荷に供給される駆動電圧は電圧電流変換回路により素子部への印加電流に変換され、磁界発生部からの磁界の強度に応じて素子部の磁気抵抗素子の抵抗値が変化し、検出回路により負荷の電力に連動する検出信号が生成される。よって、素子部と直列の抵抗を設けることなく印加電流の電流値を大きくでき、検出信号の出力レベルを増大させて良好な検出感度を保つとともに、磁気抵抗素子のばらつきや温度変化の影響を抑制し得る電力センサを実現することができる。
【００１１】
本発明の素子部としては、検出信号に比例する非平衡電圧を出力するブリッジ回路を構成することができる。例えば、４つ磁気抵抗素子からなるブリッジ回路を用いることで、簡素な構成により高い精度で負荷の有効電力を検出することができる。
【００１２】
本発明において、駆動電圧を抵抗分圧する分圧回路を更に設け、この分圧回路の出力電圧を電圧電流変換回路に入力する構成を採用してもよい。これにより、大電力の用途で３相交流を供給される動力モータ等の電力を測定する場合であっても、高電圧を低電圧に変換することで、それ以外の回路構成を複雑化することなく、負荷の有効電力を確実に検出することができる。
【００１３】
本発明の電圧電流変換回路とその電流経路は、多様な構成を採用することができる。構成例の一つとして、前述の固定電位を検出回路の基準電位とし、印加電流が、第１の端子、素子部、第２の端子を経由して基準電位に至る経路を流れる構成を採用してもよい。この場合、電圧電流変換回路として、入力電圧を出力電流に変換するトランスコンダクタンスアンプを用いることができる。
【００１４】
また、他の構成例として、前述の固定電位を所定の電源電圧とし、印加電流が、所定の電源電圧から、第２の端子、素子部、第１の端子、電圧電流変換回路を経由して検出回路の基準電位に至る経路を流れる構成を採用してもよい。この場合、電圧電流変換回路として、オペアンプの入力電圧に応じた定電流を生成する定電流回路を用いることができる。この定電流回路は、オペアンプに加えて、オペアンプの出力電圧に応じて導通制御され一端が第１の端子に接続されるトランジスタと、このトランジスタの他端と基準電位との間に接続される抵抗素子とを含めて構成することができる。
【００１５】
また、上記課題を解決するために、本発明の電力センサは、負荷に供給される３相交流のうち３相間の各電圧及び３相の各電流に基づいて負荷の有効電力を検出可能な電力センサであって、第１相の電流の大きさに応じた第１の磁界を発生する第１の磁界発生部と、前記第１相と第３相の間の電圧に比例する第１の印加電流を生成する第１の電圧電流変換回路と、前記第１の磁界の強度に応じて抵抗値が変化する一又は複数の磁気抵抗素子からなる第１の素子部を含み、前記第１の印加電流を前記第１の素子部に印加した状態で、前記第１相と前記第３相の間の電圧と前記第１相の電流に関連する第１の電力に連動して変化する第１の検出信号を生成する第１の検出回路と、第２相の電流の大きさに応じた第２の磁界を発生する第２の磁界発生部と、前記第２相と前記第３相の間の電圧に比例する第２の印加電流を生成する第２の電圧電流変換回路と、前記第２の磁界の強度に応じて抵抗値が変化する一又は複数の磁気抵抗素子からなる第２の素子部を含み、前記第２の印加電流を前記第２の素子部に印加した状態で、前記第２相と前記第３相の間の電圧と前記第２相の電流に関連する第２の電力に連動して変化する第２の検出信号を生成する第２の検出回路とを備え、前記第１の素子部は、前記第１の電圧電流変換回路の出力側に接続された第１の端子と、固定電位に接続された第２の端子とを有し、前記第２の素子部は、前記第２の電圧電流変換回路の出力側に接続された第３の端子と、前記固定電位に接続された第４の端子とを有することを特徴としている。
【００１６】
このように、本発明を３相交流に適用する場合であっても、上述の作用効果を得ることができるとともに、二電力計法を適用することにより、２系統の電力センサを用いて３相交流の負荷の有効電力を簡素かつ効率的に検出することができる。なお、各素子部のブリッジ回路の構成、分圧回路の採用、電圧電流変換回路とその電流経路の構成例については、既に説明した通りである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、電源から負荷に供給される電力を検出する場合、電圧電流変換回路により生成した印加電流が、一又は複数の磁気抵抗素子からなる素子部から固定電位に至る経路を流れるように構成した。従って、素子部を流れる印加電流を大きくして検出信号のレベルを増加させることにより、検出感度を向上させることができるとともに、磁気抵抗素子の抵抗値のばらつきや温度変化の影響を抑制可能となり、その補正のための演算負荷の増加を回避し得る電力センサを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】第１実施形態の電力センサの概略の機能ブロック図である。
【図２】図１の電力センサを実現するための具体的な構成例を示す図である。
【図３】磁気抵抗素子の構造例を示す図である。
【図４】図３の磁気抵抗素子の特性例を示す図である。
【図５】第１実施形態の電力センサの作用効果について説明する図である。
【図６】第２実施形態の電力センサの概略の機能ブロック図である。
【図７】図６の電力センサを実現するための具体的な構成例を示す図である。
【図８】第３実施形態の電力センサの概略の機能ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。ただし、以下に述べる実施形態は本発明を適用した形態の例であって、本発明が本実施形態の内容により限定されることはない。
【００２０】
［第１実施形態］
本発明の第１実施形態に係る電力センサについて説明する。図１は、第１実施形態の電力センサの概略の機能ブロックを示す図である。第１実施形態の電力センサは、交流電源１０により駆動される負荷２０の電力を検出する役割を有し、磁界発生部１１と、電圧電流変換回路１２と、素子部１３と、信号抽出部１４とを備えて構成される。
【００２１】
図１において、交流電源１０は、所定の基本周波数の交流電力を供給し、例えば、直流電力を交流電力に変換するインバータが用いられる。磁界発生部１１は、交流電源１０から負荷２０に至る電流経路に設けられ、負荷２０に流れる交流の電流ｉ１の大きさに応じた磁界Ｈを発生する。この負荷２０は、抵抗成分Ｒ１を有するものとする。電圧電流変換回路１２は、交流電源１０の電圧ｖ１（本発明の駆動電圧）を入力し、その電圧ｖ１に比例する電流ｉ２（本発明の印加電流）を生成して出力する回路である。素子部１３は、磁界発生部１１の磁界Ｈの強度に応じて抵抗値が変化する一又は複数の磁気抵抗素子を含み、電圧電流変換回路１２から出力される電流ｉ２に基づいて、負荷２０の電力に連動して変化する電圧を出力する。なお、電圧電流変換回路１２と素子部１３のそれぞれの具体的な構成及び動作については後述する。また、信号抽出部１４は、素子部１３から出力される電圧から、負荷２０の有効電力に連動して変化する検出信号Ｓを抽出する。図１において、素子部１３及び信号抽出部１４は、一体的に本発明の検出回路として機能する。
【００２２】
次に、図２を参照して、図１に示す電力センサを実現するための具体的な構成例について説明する。図２では、図１と同様の範囲において、電圧電流変換回路１２、素子部１３、信号抽出部１４をそれぞれの構成を具体化して示している。このうち、電圧電流変換回路１２としてのＯＴＡ(Operational Transconductance Amplifier)３０と、素子部１３としてのブリッジ回路３１と、信号抽出部１４の入力段の差動アンプ３２とをそれぞれ設けている。まず、交流電源１０から出力される交流の電圧ｖ１は、所定の基本周波数ｆと所定の電圧振幅Ｖ１を有し、例えば、次の（１）式で表される。
ｖ１＝Ｖ１sin（ωｔ）       （１）
ω：角周波数（＝２πｆ）
【００２３】
また、磁界発生部１１としては、例えば、負荷２０への配線の一部を構成する板状の金属部材が用いられる。この磁界発生部１１を介して負荷２０に流れる交流の電流ｉ１は、例えば、次の（２）式で表される。
ｉ１＝Ｉ１sin（ωｔ−θ）          （２）
Ｉ１：電流振幅
【００２４】
すなわち、（２）式の電流ｉ１は、交流電源１０の電圧ｖ１と同じ周波数を有するが、位相θだけずれている。この位相θは、磁界発生部１１及び負荷２０のリアクタンス成分に依存するものである。
【００２５】
交流電源１０の電圧ｖ１は、ＯＴＡ３０にも入力される。このＯＴＡ３０は、図１の電圧電流変換回路１２として機能し、入力された電圧に比例する電流を出力する素子である。図２に示すように、ＯＴＡ３０は、プラス側入力端子が電圧ｖ１に接続されるとともに、マイナス側入力端子がグランドＧに接続され、その両端子の差動電圧が実効的な抵抗値を流れたときの電流ｉ２が出力端子を介して流れる。従って、ＯＴＡ３０から出力される電流ｉ２は、上記（１）式に基づき、次の（３）式のように表すことができる。
ｉ２＝Ｃｖ１＝ＣＶ１sin（ωｔ）                  （３）
Ｃ：ＯＴＡ３０の実効的な抵抗値で定まる比例係数
【００２６】
一般に、ＯＴＡ３０は、差動増幅回路、定電圧回路、カレントミラー（電流制御電流源）などの回路要素を組み合わせて構成することができ、高い出力インピーダンスを有するので出力段にバッファを接続する必要はない。また、上述の比例係数Ｃは、ＯＴＡ３０内部の回路定数に応じて自在に調節することができる。
【００２７】
一方、図２のブリッジ回路３１は、図１の素子部１３に対応する。すなわち、４つの磁気抵抗素子ｍがブリッジ回路３１を構成し、端子ｔ１（本発明の第１の端子）がＯＴＡ３０の出力側に接続されるとともに、端子ｔ２（本発明の第２の端子）が交流電源１０及び負荷２０と共通の基準電位（本発明の固定電位）の側に接続されている。なお、図２の例では、ブリッジ回路３１を構成する４つの磁気抵抗素子ｍ（０）、ｍ（１）、ｍ（２）、ｍ（３）を示しているが、対向配置される２つの磁気抵抗素子ｍと通常の抵抗素子とを用いてブリッジ回路３１を構成してもよい。ブリッジ回路３１は磁界発生部１１の近傍に配置されており、磁界発生部１１が発生する磁界Ｈがブリッジ回路３１の各磁気抵抗素子ｍと結合する。
【００２８】
ここで、図３及び図４を参照して磁気抵抗素子ｍの磁気抵抗の変化に基づく検出手法について説明する。図３の構造例に示すように、磁気抵抗素子ｍは磁性体の両端に電極Ｅを設けた素子であり、長手方向に磁化容易軸が形成され、それに直交する方向に磁化困難軸が形成される。磁気抵抗素子ｍの磁化困難軸の方向に上述の磁界Ｈが印加されると、その強度に応じた特定の角度に沿って磁化Ｍを生じる。このとき、磁気抵抗効果により磁気抵抗素子ｍの電気抵抗に変化が生じ、磁気抵抗素子ｍに電流を流した際に両端の電極Ｅ間の電圧が変化するので、その電圧変化がブリッジ回路３１の非平衡電圧として取り出される。図４に示すように、印加される磁界Ｈの強度に応じて磁気抵抗素子ｍの電圧が変化するが、検出感度を高めるには線形部分を用いることが望ましい。そのため、磁気抵抗素子ｍの周辺に設けたバイアス磁石により、各磁気抵抗素子ｍに対し適切なバイアス磁界ＨＢを与えることが望ましい。
【００２９】
図２に戻って、磁気抵抗素子ｍにおける抵抗変化ΔＲｍは磁界Ｈに比例し、かつ、磁界Ｈは電流ｉ１に比例する。よって、次の（４）式を導くことができる。
ΔＲｍ＝βＨ＝β（αｉ１）＝αβｉ１      （４）
α、β：比例係数
【００３０】
一方、ＯＴＡ３０からブリッジ回路３１への印加電流である電流ｉ２は、端子ｔ１から４つの磁気抵抗素子ｍを経由して端子ｔ２に流れる。そして、ブリッジ回路３１は、両側の端子ｔ１、ｔ２の間に位置する端子対から非平衡電圧が取り出され、それが後段の差動アンプ３２に入力される。この差動アンプ３２は、図１の信号抽出部１４に含まれ、ブリッジ回路３１から出力される非平衡電圧を所定のゲインで差動増幅することにより、上述の検出信号Ｓを生成する。なお、図２には示されないが、差動アンプ３２の後段には、所望の周波数帯域の成分を抽出するためのフィルタを設けてもよい。
【００３１】
ここで、検出信号Ｓにおける電圧変化Δｖｘは、差動アンプ３２がゲインＧｘを有するとき、（４）式を用いて次の（５）式で表すことができる。
Δｖｘ＝ＧｘΔＲｍｉ２＝Ｇｘαβｉ１ｉ２         （５）
【００３２】
上記（５）式は、（２）式、（３）式、及び、（４）式をそれぞれ考慮して順次展開することができ、次の（６）式を導くことができる。
Δｖｘ＝ＧｘαβＩ１sin（ωｔ−θ）×ＣＶ１sin（ωｔ）
＝−Ａ１cos（２ωｔ−θ）＋Ａ１cosθ      （６）
ただし、係数Ａ１は、以下のように表される。
Ａ１＝ＧｘＣαβＶ１Ｉ１／２
【００３３】
（６）式の第１項は、基本周波数ｆの２倍（２ｆ）の周波数の交流成分であり、負荷２０の皮相電力の大きさに比例する。（６）式の第２項は、基本周波数ｆの交流成分であり、負荷２０の有効電力の大きさに比例する。従って、第１実施形態においては、例えば、フィルタ等の手段を用いて、（６）式のうちの第２項の成分を抽出することにより、負荷２０の有効電力の検出を行うことができる。
【００３４】
以下、第１実施形態の電力センサの作用効果について、図５を用いて説明する。図５（Ａ）は、第１実施形態との対比のための比較例であり、図５（Ｂ）は、第１実施形態の構成例（図２）のうちのＯＴＡ３０、ブリッジ回路３１、差動アンプ３２を含む主要部を模式的に示す図である。図５（Ａ）、（Ｂ）は、いずれも同じ範囲の構成例を示しており、ブリッジ回路３１及び差動アンプ３２については共通であるが、図５（Ａ）の比較例では図５（Ｂ）のＯＴＡ３０が通常のアンプ４０に置き換えられ、かつ、ブリッジ回路３１の端子ｔ２と基準電位の間に抵抗Ｒ２を挿入した点が異なっている。
【００３５】
まず、図５（Ａ）の比較例において、上述の電流ｉ２は、アンプ４０の出力側（端子ｔ１）の電圧ｖ２を用いて、次の（７）式で表される。
ｉ２≒ｖ２／Ｒ２     （７）
【００３６】
ここで、（７）式では、抵抗Ｒ２が磁気抵抗素子ｍの抵抗値Ｒｍより十分大きいことを想定する（Ｒ２＞＞Ｒｍ）。この場合、図５（Ａ）の比較例において、アンプ４０のゲインをＧ１とし、第１実施形態の（６）式に相当する計算を行うことにより、次の（８）式が得られる。
Δｖｘ＝−Ｂ１cos（２ωｔ−θ）＋Ｂ１cosθ       （８）
ただし、係数Ｂ１は、以下のように表される。
Ｂ１＝Ｇ１ＧｘαβＶ１２／｛２Ｒ１（Ｒ２＋Ｒｍ）｝
【００３７】
（８）式は、（６）式で説明したように、基本周波数ｆの２倍（２ｆ）の周波数の交流成分である第１項は負荷２０の皮相電力の大きさに比例し、基本周波数ｆの交流成分である第２項は負荷２０の有効電力の大きさに比例する。ただし、（８）式の分母は（Ｒ２＋Ｒｍ）が含まれることがわかる。よって、（８）式は、磁気抵抗素子ｍの抵抗値Ｒｍのばらつきや温度変化などに影響されやすく、それに伴って必要となる補正の演算負荷が問題となる。一方、抵抗Ｒ２を磁気抵抗素子ｍの抵抗値Ｒｍより十分大きく設定すれば、抵抗値Ｒｍの変化による影響は抑制できるが、抵抗Ｒ２が大きくなると、電流ｉ２が小さくなるため、検出信号Ｓに基づく電力の検出感度（ＳＮ比）が劣化する問題がある。
【００３８】
これに対し、第１実施形態の構成である図５（Ｂ）の場合は、既に説明した構成の相違により、（６）式には磁気抵抗素子ｍの抵抗値Ｒｍが介在しないため、その変化によって影響されることはない。また、抵抗Ｒ２が設けられていないため、磁気抵抗素子ｍの抵抗値Ｒｍの電圧振幅が増加し、検出信号Ｓに基づく電力の検出感度（ＳＮ比）が向上する。
【００３９】
例えば、図５（Ａ）の構成においては、ｖ２＝４Ｖ、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｒｍ＝５ｋΩを想定すると、上述のＲ２＞＞Ｒｍの関係により抵抗値Ｒｍを無視した場合、電流ｉ２の振幅は４０μＡとなる。また、磁気抵抗素子ｍにおける抵抗変化ΔＲｍ＝１Ω、差動アンプ３２のゲインＧｘ＝１０００を想定すると、検出信号Ｓにおける電圧変化Δｖｘ＝４０ｍＶとなる。一方、図５（Ｂ）の構成においては、同様の条件として、Ｒｍ＝５ｋΩ、及び端子ｔ１の電圧が４Ｖを想定すると、電流ｉ２の振幅は８００μＡとなり、検出信号Ｓにおける電圧変化Δｖｘ＝８００ｍＶとなるので、電力の検出感度が大幅に上昇することがわかる。この場合、電力センサにおいて必要な検出感度を満たすような電流ｉ２を設定し、その電流ｉ２の値を反映してＯＴＡ３０の（３）式の比例係数Ｃを定めることが望ましい。
【００４０】
［第２実施形態］
以下、本発明の第２実施形態に係る電力センサについて説明する。図６は、第２実施形態の電力センサの概略の機能ブロックを示す図である。図６の構成のうち、交流電源１０、磁界発生部１１、信号抽出部１４、負荷２０については、第１実施形態の図１と共通である。一方、図６の構成のうち図１と異なるのは、電圧電流変換回路１２及び素子部１３を含む部分の構成である。すなわち、素子部１３には所定の電源電圧Ｖａ（本発明の固定電位）が接続されるとともに、電圧電流変換回路１２の定電流源１２ａにより、交流電源１０から入力される電圧ｖ１（本発明の駆動電圧）に比例する電流ｉ２（本発明の印加電流）が生成される。そして、電流ｉ２は、電源電圧Ｖａから素子部１３及び電圧電流変換回路１２を経由してグランドＧに流れる。
【００４１】
次に、図７を参照して、図６に示す電力センサを実現するための具体的な構成例について説明する。図７では、図６と同様の範囲において、電圧電流変換回路１２、素子部１３、信号抽出部１４をそれぞれの構成を具体化して示している。図７を図２と比較すると、第１実施形態の電圧電流変換回路１２はＯＴＡ３０のみにより構成されているのに対し、第２実施形態の電圧電流変換回路１２は、オペアンプ５０、トランジスタ５１、基準抵抗Ｒｒｅｆにより構成されている。なお、図７において、ブリッジ回路３１及び差動アンプ３２の構成については図２と同様である。
【００４２】
オペアンプ５０は、マイナス側入力端子が電圧ｖ１に接続されるとともに、プラス側入力端子がトランジスタ５１の一端及び基準抵抗Ｒｒｅｆの一端に接続されている。また、トランジスタ５１の他端はブリッジ回路３１の端子ｔ１に接続されるとともに、基準抵抗Ｒｒｅｆの他端はグランドＧに接続されている。さらに、オペアンプ５０の出力端子がトランジスタ５１のゲートに接続されている。なお、図７では、トランジスタ５１としては、Ｎチャネル型のＦＥＴを用いる例を示している。
【００４３】
図７の構成において、オペアンプ５０の仮想ショートにより、プラス側入力端子に接続された基準抵抗Ｒｒｅｆの一端が電圧ｖ１と同電位になる。よって、基準抵抗Ｒｒｅｆに流れる電流ｉ２は、次の（９）式で表される。
ｉ２＝ｖ１／Ｒｒｅｆ               （９）
【００４４】
（９）式の電流ｉ２は、電源電圧Ｖａから、端子ｔ２、ブリッジ回路３１、端子ｔ１を経由して、トランジスタ５１及び基準抵抗Ｒｒｅｆを流れる。このように、トランジスタ５１及び基準抵抗Ｒｒｅｆの直列回路は電流ｉ２の経路を構成し、その電流値は基準抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値に依存して定まるので、図６の定電流源１２ａ（定電流回路）として機能する。
【００４５】
図７において、ブリッジ回路３１及び差動アンプ３２により得られる検出信号Ｓは、第１実施形態の場合と同様に変化する電圧変化Δｖｘを含む。ただし、第２実施形態では、（６）式における係数Ａ１が、Ａ１＝ＧｘαβＶ１Ｉ１／２Ｒｒｅｆと置き換えられる。第２実施形態の電力センサの作用効果については、第１実施形態の場合と概ね同様であり、説明を省略する。なお、第２実施形態の電力センサにおいては、必要な検出感度に対応する電流ｉ２を設定するために、適切な基準抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値を定めることが重要である。
【００４６】
［第３実施形態］
以下、本発明の第３実施形態に係る電力センサについて説明する。第３実施形態では、３相交流の電力を負荷に供給する構成に対して本発明を適用する例について説明する。図８は、第３実施形態の電力センサの概略の機能ブロックを示す図であり、インバータ６０により生成される３相交流の電力によって動作する負荷であるモータＭＴに対応して設けられた電力センサを想定している。また、第３実施形態では、二電力計法に基づく２系統の電力センサに加えて、インバータ６０が発生する３相の各電圧を分圧する分圧回路６１と、２系統の電力センサの出力に基づいて３相交流による有効電力を演算する演算部６２が設けられている。なお、インバータ６０及びモータＭＴは電力センサの外部に設けられるが、演算部６２については電力センサの内部と外部のいずれに設ける構成であってもよい。
【００４７】
インバータ６０が発生する３相交流は、互いに電圧の位相が１２０°ずれたＵ相、Ｖ相、Ｗ相として表記される。３相交流の各電圧は、それぞれがモータＭＴ（図８では３つのインピーダンスＺを表記）の３本の配線を介して供給され、モータＭＴで電力が消費される。Ｕ相の電流経路には磁界発生部１１ａが設けられ、Ｕ相を流れる電流の大きさに応じた磁界Ｈａを発生する。また、Ｗ相の電流経路には磁界発生部１１ｂが設けられ、Ｗ相を流れる電流の大きさに応じた磁界Ｈｂを発生する。上述したように二電力計法の適用が前提であるため、３相のうちの２相の各電流に対応する１対の磁界発生部１１ａ、１１ｂを設けたものである。
【００４８】
分圧回路６１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの電圧を入力して複数の抵抗により分圧し、２系統の電力センサへの電圧Ｖａ、Ｖｂを出力する。例えば、一方の電力センサに供給される電圧Ｖａは、Ｕ相とＶ相の間の電圧を抵抗分圧して生成され、他方の電力センサに供給される電圧Ｖｂは、Ｖ相とＷ相の間の電圧を抵抗分圧して生成される。一般に、大電力用途のインバータ６０から出力される３相交流は、例えば、２００〜３００Ｖ程度の高電圧が想定されるので、そのままでは電力センサの構成部品の定格電圧等を満たすことが困難である。そのため、分圧回路６１の役割は、インバータ６０の各相間の高電圧を数１００ｍＶ程度の低電圧（電圧Ｖａ、Ｖｂ）に変換することにある。
【００４９】
一方の電力センサは、電圧電流変換回路１２ａ、素子部１３ａ、信号抽出部１４ａを含んで構成され、他方の電力センサは、電圧電流変換回路１２ｂ、素子部１３ｂ、信号抽出部１４ｂを含んで構成される。このうち、一方の素子部１３ａには磁界Ｈａが作用し、他方の素子部１３ｂには磁界Ｈｂが作用する配置になっている。２系統の電力センサのそれぞれの構成要素の動作については、第１及び第２実施形態で説明した通りである。
【００５０】
演算部６２は、一方の電力センサの信号抽出部１４ａから出力される検出信号Ｓａと、他方の電力センサの信号抽出部１４ｂから出力される検出信号Ｓｂとを加算する加算部６２ａを備えている。加算部６２ａにより加算された信号により、二電力計法に基づく有効電力Ｐを得ることができる。なお、第３実施形態において、演算部６２は、電力センサの一部であってもよいが、電力センサの外部に設けてもよい。また、図８には示されないが、実際の有効電力Ｐに一致する信号を得るには、所定の係数を乗算する乗算器等の構成要素を演算部６２内に設ける必要がある。さらに、ＰＷＭ制御によるインバータ６０の出力電力を二電力計法によって算出する場合は、ＰＷＭの変調キャリア以上の周波数成分を除去する必要があるため、演算部６２の後段にローパスフィルタ（不図示）を挿入することが望ましい。
【００５１】
以上、第１、第２、第３実施形態に基づいて本発明の電力センサについて説明し、本発明を適用した具体的な構成として、各実施形態における機能ブロック図（図１、図６、図８）及び具体的な構成例（図２、図７）を示したが、それぞれの構成部材や回路構成については、各実施形態の内容には限定されることなく、本発明の適用が可能である。特に、電圧電流変換回路１２、素子部１３、信号抽出部１４については、本発明の作用効果を奏する限り、多様な構成を適用することができる。例えば、素子部１３の構成は、図２及び図７に示すブリッジ回路３１を用いる構成には限定されず、１つの磁気抵抗素子ｍのみを配置してもよいし、複数の磁気抵抗素子ｍを直列又は並列に配置してもよい。それ以外の点についても、本発明が上述の各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で多様な変更を施すことができる。
【符号の説明】
【００５２】
１０…交流電源
１１…磁界発生部
１２…電圧電流変換回路
１２ａ…定電流源
１３…素子部
１４…信号抽出部
２０…負荷
３０…ＯＴＡ
３１…ブリッジ回路
３２…差動アンプ
４０…アンプ
５０…オペアンプ
５１…トランジスタ
６０…インバータ
６１…分圧回路
６２…演算部
６２ａ…加算部
Ｒ２…抵抗
Ｒｒｅｆ…基準抵抗
ｍ…磁気抵抗素子
ＭＴ…モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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