(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置においてワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子やダイオードを導入すれば損失低減が可能になるものの、ワイドバンドギャップ半導体素子は現状ではシリコン半導体素子に対しコストが非常に高く、むやみに導入することはスイッチング電源装置の大幅なコストアップにつながるという問題点があった。【解決手段】交流電源2から供給される交流電力を直流電力に変換するスイッチング電源装置であって、直流負荷3が接続され、直流電力を平滑する平滑手段8とリアクタL1〜L4と逆流阻止用ダイオードd1〜d4と、スイッチング手段Q1〜Q4とを有する昇圧部4〜7と、前記スイッチング手段をオン・オフ駆動制御する制御部11とを備え、少なくとも１つの前記昇圧部のスイッチング手段はワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とするものである。【選択図】図１
2016123148.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するスイッチング電源装置であって、
直流負荷が接続され、前記直流電力を平滑する平滑手段と、
前記交流電源に一端が接続されたリアクタと、アノードが前記リアクタの他端に接続され、カソードが前記平滑コンデンサの正極側端子に接続された逆流阻止用ダイオードと、前記逆流阻止用ダイオードのアノードと前記平滑コンデンサの負極側端子の間に接続されたスイッチング手段とを有する複数個の昇圧部と、
前記スイッチング手段をオン・オフ駆動制御する制御部とを備え、
少なくとも１つの前記昇圧部のスイッチング手段はワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記昇圧部の少なくとも１つは前記交流電源の一方の電源線に接続され、その他の前記昇圧部は前記交流電源の他方の電源線に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記平滑手段に接続される直流負荷の負荷状態が予め決めた閾値以下の場合は低負荷状態と判定し、前記閾値よりも大きい時は高負荷状態と判定し、
前記直流負荷の負荷状態が低負荷状態時にはスイッチング手段もしくはダイオードがワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されている前記昇圧部のスイッチング手段のみオン・オフ駆動するとともに、その他の前記昇圧部のスイッチング手段はオフ駆動し、
前記直流負荷の負荷状態が高負荷状態時には全ての前記昇圧部のスイッチング手段をオン・オフ駆動することを特徴とする請求項１〜２のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記平滑手段の端子間電圧である出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記平滑手段に接続した直流負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出部とを備え、
前記直流負荷の負荷状態の判定は、これらの検出した出力電圧と負荷電流に基づいて算出した電力を用いて行うことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記昇圧部のスイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴであるか、又はＩＧＢＴと該ＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードの組み合わせであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記昇圧部のスイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴを並列接続したものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記直流負荷の負荷状態が低負荷状態時には、前記ＭＯＳＦＥＴを同期整流制御することを特徴とする請求項５〜６のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記昇圧部のスイッチング手段をインターリーブ制御することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
少なくとも１つの前記逆流阻止用ダイオードがワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１〜９のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電力を直流電力へ変換するコンバータ動作を行うスイッチング電源装置（コンバータ装置）に関するものであり、特にワイドバンドギャップ半導体を用いた電源装置に適用可能な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電力を直流電力へ変換する従来のスイッチング電源装置では、入力電力の力率改善機能および出力電圧の昇圧機能を実現する為に、リアクタとダイオードとスイッチング素子からなる昇圧回路を用いる構成が一般的であった。代表例として、いわゆる昇圧チョッパ回路を用いたスイッチング電源装置が挙げられる。
【０００３】
従来の標準的な昇圧チョッパ回路は、交流電力を全波整流する整流用ダイオードブリッジと、整流用ダイオードブリッジの正側出力に一端を接続したリアクタと、リアクタの他端にアノードを接続した逆流阻止用ダイオードと、逆流阻止用ダイオードのアノードと整流用ダイオードブリッジの負側出力の間に接続されたスイッチング素子と、逆流阻止用ダイオードのカソードと整流用ダイオードブリッジの負側出力の間に接続された電解コンデンサとを備え、スイッチング素子を適切にオン・オフ制御することで電源の力率を高めつつ、電解コンデンサの端子間から直流電圧を取り出すように構成されていた。
【０００４】
また、昇圧チョッパ回路の応用形として、いわゆるブリッジレス力率改善回路が提案されている。このブリッジレス力率改善回路は、リアクタとスイッチング素子とダイオードからなる昇圧部を交流電源の２つの電力線のそれぞれに接続し、２つの昇圧部の出力電圧を電解コンデンサで平滑化し、スイッチング素子を適切にオン・オフ制御することで電源の力率を高めつつ、電解コンデンサの端子間から直流電圧を取り出すように構成されていた。このブリッジレス力率改善回路は前述の標準的な昇圧チョッパ回路に比べ、交流電源から直流電圧出力に至る電流経路においてダイオードが１つ削減されている為、ダイオード１つ分の導通損失を抑制することができる。この為、スイッチング電源装置で生じる損失を低減でき、電力変換効率を改善することができるという特徴がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
また、ブリッジレスブースト型のコンバータにおいて、昇圧部のスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）などの双方向に導通可能な素子とし、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン駆動させることで、昇圧部でさらに寄生ダイオード１つ分の損失を抑える、いわゆる同期整流を実現することも知られていた（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
また、スイッチング電源装置などの電子機器の損失を更に抑制させる手段として、ワイドバンドギャップ半導体素子を導入することも行われている。スイッチング電源装置に使用されるダイオードおよびスイッチング素子は、現在ではシリコン（以下Ｓｉと略す）で形成された半導体素子を使用するのが一般的であるが、半導体素子の素材をシリコンからワイドバンドギャップ半導体（代表例として、シリコンカーバイド（以下ＳｉＣと略す）、ガリウムナイトライド（以下ＧａＮと略す）が挙げられる）に置き換えることで、素子の導通損失およびスイッチング損失を低減できることが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１２−１７５８３３号公報（第２図）
【特許文献２】特開２０１０−１５４５８２号公報（段落００４８）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
スイッチング電源装置においてワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子やダイオードを導入すれば損失低減が可能になるものの、ワイドバンドギャップ半導体素子は現状ではシリコン半導体素子に対しコストが非常に高く、むやみに導入することはスイッチング電源装置の大幅なコストアップにつながるという問題点があった。
【０００９】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、本発明の第１の目的は、ワイドバンドギャップ半導体素子を活用しつつ、装置の製造コストを抑制できるスイッチング電源装置を得ることである。また、本発明の第２の目的は、スイッチング電源装置の損失を抑制できる制御動作を実現するスイッチング電源装置を得ることである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のスイッチング電源装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するスイッチング電源装置であって、  直流負荷が接続され、前記直流電力を平滑する平滑手段と、  前記交流電源に一端が接続されたリアクタと、アノードが前記リアクタの他端に接続され、カソードが前記平滑コンデンサの正極側端子に接続された逆流阻止用ダイオードと、前記逆流阻止用ダイオードのアノードと前記平滑コンデンサの負極側端子の間に接続されたスイッチング手段とを有する複数個の昇圧部と、  前記スイッチング手段をオン・オフ駆動制御する制御部とを備え、  少なくとも１つの前記昇圧部のスイッチング手段はワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のスイッチング電源装置は、複数個の昇圧部を設けて各スイッチング素子に流れる電流を低減するようにしたので、スイッチング手段として電流容量の小さいワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子を使用することができ、すべてのスイッチング手段をシリコン半導体で形成された素子にした場合よりもスイッチング電源装置全体のコストを削減しつつ、かつワイドバンドギャップ半導体素子の低損失のメリットを生かすことができ、電力変換効率が高いスイッチング電源装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施の形態１におけるスイッチング電源装置を含むシステム構成を示す図。
【図２】昇圧部におけるワイドバンドギャップ半導体素子とシリコン半導体素子の適用パターン。
【図３】実施の形態１におけるスイッチング電源装置を含むシステム構成の具体的な構成例を示す図。
【図４】実施の形態１におけるスイッチングパターン（非同期整流動作）説明図
【図５】実施の形態１におけるスイッチングパターン（非同期整流動作＋インターリーブ動作）説明図
【図６】実施の形態１における負荷に応じた切替動作の動作フロー図
【図７】実施の形態１におけるスイッチングパターン（同期整流動作）説明図
【図８】実施の形態２におけるスイッチング電源装置を含むシステム構成を示す図。
【図９】実施の形態２におけるスイッチングパターン（非同期整流動作）説明図
【図１０】実施の形態２における負荷に応じた切替動作の動作フロー図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１.
実施の形態１におけるスイッチング電源装置について、図に基づいて構成及び動作を説明する。図１に本実施の形態のスイッチング電源装置を含むシステム構成を示す。本システムは、交流電源（ＡＣ）２と、交流電源２から供給される交流電力を直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置１と、スイッチング電源装置１の出力に接続され、この変換後の直流電力を消費する直流負荷３とから構成される。交流電源２は２つの電源線（Ｌ側，Ｎ側）を経由してスイッチング電源装置１に交流電力を供給する。直流負荷３の一例としてはインバータ及びこのインバータによって駆動されるモータの組み合わせが想定される。
【００１４】
次にスイッチング電源装置１の構成を説明する。スイッチング電源装置１は、交流電源２のＬ側電源線に並列接続された昇圧部４及び昇圧部５と、交流電源２のＮ側電源線に並列接続された昇圧部６及び昇圧部７と、これら４つの昇圧部４〜７の出力に設けられ直流電力を平滑化する平滑手段である平滑コンデンサ８と、平滑コンデンサ８の端子間電圧である直流出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出部９と、直流負荷３に流れる負荷電流を検出する電流検出部１０と、出力電圧検出部９及び電流検出部１０が検出した電圧及び電流に基づいて昇圧部４〜７を制御する制御部１１とから構成される。電流検出部１０は例えばシャント抵抗及びこのシャント抵抗の端子間電圧を検出する手段で構成することができる。平滑コンデンサ８には電解コンデンサを用いることができる。また、平滑コンデンサ８の負極側端子はＧＮＤ接続（接地）することで、直流出力電圧Ｖｏｕｔの基準電位をＧＮＤにしている。
【００１５】
昇圧部４は、Ｌ側電源線に一端が接続されたリアクタＬ１，アノードがリアクタＬ１の他端に接続され、カソードが平滑コンデンサ８の正極側端子に接続された逆流阻止用ダイオードｄ１，逆流阻止用ダイオードｄ１のアノードと平滑コンデンサ８の負極側端子の間に接続されたスイッチング素子Ｑ１，及びスイッチング素子Ｑ１に逆並列接続したダイオードＤ１から構成される。
【００１６】
昇圧部５〜７は、それぞれ昇圧部４と同一構成であり、昇圧部５はリアクタＬ２，ダイオードｄ２，スイッチング素子Ｑ２，ダイオードＤ２から構成され、昇圧部６はリアクタＬ３，ダイオードｄ３，スイッチング素子Ｑ３，ダイオードＤ３から構成され、昇圧部７はリアクタＬ４，ダイオードｄ４，スイッチング素子Ｑ４，ダイオードＤ４から構成される。
【００１７】
昇圧部４〜７において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及びダイオードｄ１〜ｄ４は、ワイドバンドギャップ半導体若しくはシリコン半導体素子で形成された素子である。ワイドバンドギャップ半導体としては例えばＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）又はダイヤモンドがある。昇圧部４〜７におけるワイドバンドギャップ半導体素子とシリコン半導体素子の適用パターンには、図２に示す３つの構成（構成Ａ，Ｂ，Ｃ）がある。
【００１８】
構成Ａではスイッチング素子ＱｎにＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードｄｎにＳｉＣ−ダイオードを使用し、構成Ｂではスイッチング素子ＱｎにＳｉ−ＩＧＢＴ、ダイオードｄｎにＳｉＣ−ダイオードを使用し、構成Ｃではスイッチング素子ＱｎにＳｉ−ＩＧＢＴ、ダイオードｄｎにＳｉ−ダイオードを使用する。ここで、ｎ＝１〜４であり、昇圧部４〜７にそれぞれ対応する。
【００１９】
ダイオードＤ１〜Ｄ４はそれぞれスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆並列に接続したダイオードである。スイッチング素子ＱｎがＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの場合にはダイオードＤｎとしてスイッチング素子Ｑｎ（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオードを使用してもよいし、スイッチング素子Ｑｎに逆並列に外付けのＳｉＣ−ダイオードを接続する構成でもよい。ダイオードＤｎとして外付けＳｉＣ−ダイオードを追加しない場合は部品点数が削減できコスト的にメリットがある。またダイオードＤｎとして外付けＳｉＣ−ダイオードを追加する場合は寄生ダイオードよりも特性が優れたＳｉＣ−ダイオードを使用することができる。後述の動作説明ではダイオードＤｎは寄生ダイオードである構成で説明する。スイッチング素子ＱｎがＳｉ−ＩＧＢＴの場合にはダイオードＤｎはスイッチング素子Ｑｎに逆並列に接続した外付けＳｉ−ダイオード若しく外付けＳｉＣ−ダイオードである。
【００２０】
４つの昇圧部４〜７には全体で構成Ａ〜Ｃのうち２種類以上の構成を適用するようにする。これによりスイッチング素子もしくは逆流阻止用ダイオードの少なくとも１つはＳｉＣデバイスが適用される。
【００２１】
制御部１１は出力電圧検出部９及び電流検出部１０が検出した電圧及び電流に基づいて昇圧部４〜７のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフタイミングの調整を行い、このタイミングに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を個別にオン・オフ制御する。以下、昇圧部４〜７の具体的な構成例を説明する。
【００２２】
図３のスイッチング電源装置２０は、図１のスイッチング電源装置１において昇圧部４及び昇圧部６に図２の構成Ａ（スイッチング素子Ｑ１,Ｑ３をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードｄ１，ｄ３をＳｉＣ−ダイオード）をそれぞれ適用し、昇圧部５及び昇圧部７に図２の構成Ｃ（スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＳｉ−ＩＧＢＴ、ダイオードｄ２，ｄ４をＳｉ−ダイオード）をそれぞれ適用したものである。なお、図３では、図１と同一若しくは対応する部分には同一の符号を付している。また、ダイオードｄ１，ｄ３がＳｉＣ半導体であることを見やすくするために、通常のダイオード素子の記号を楕円形で囲んで表示している。
【００２３】
制御部１１がスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ制御することにより、以下に説明する（Ａ）非同期整流動作、（Ｂ）非同期整流動作＋インターリーブ動作、（Ｃ）負荷に応じた切替動作＋非同期整流動作、（Ｄ）負荷に応じた切替動作＋同期整流動作の各動作を行うことができるので、順に説明する。
【００２４】
＜（Ａ）非同期整流動作＞
非同期整流の動作を図４の（ａ）交流電源２の電圧波形,（ｂ）スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターン例も参照して説明する。なおここで非同期整流というのはスイッチング電源装置２０のスイッチング素子Ｑ１及びＱ３（いずれもＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）で同期整流を行わないという意味である。
【００２５】
交流電源２からスイッチング電源装置１へは交流電力が供給されるため、Ｌ側電源線がＮ側電源線よりも高電位の状態（Ｌ側電源線が高電位時と略記する。）と、Ｎ側電源線がＬ側電源線よりも高電位の状態（Ｎ側電源線が高電位時と略記する。）が周期的に繰り返される。この為、動作説明はＬ側電源線が高電位時とＮ側電源線が高電位時とで分けて説明する。
【００２６】
まず、Ｌ側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図４(a)で交流電源２の電圧が正値である状態での動作に対応する。Ｌ側電源線が高電位時には電流が交流電源２のＬ側からＬ側電源線経由でスイッチング電源装置２０へ流れ込み、この電流は昇圧部４と昇圧部５に分流する。この時、制御部１１は図４（ｂ）に示すスイッチングパターンのようにスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がオン状態とオフ状態を同時に繰り返すようにし、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４はオフ状態を維持するようにする。
【００２７】
制御部１１の制御によりスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がオフ状態である時は昇圧部４ではリアクタＬ１→ダイオードｄ１→平滑コンデンサ８及び直流負荷３の経路で電流が流れ、昇圧部５ではリアクタＬ２→ダイオードｄ２→平滑コンデンサ８及び直流負荷３の経路で電流が流れる。平滑コンデンサ８及び直流負荷３を流れた電流はダイオードＤ３→リアクタＬ３→交流電源２のＮ側の経路、あるいはダイオードＤ４→リアクタＬ４→交流電源２のＮ側の経路で交流電源２へ至る。このようにして交流電源２のＬ側から平滑コンデンサ８及び直流負荷３を経由して交流電源２のＮ側へと至る経路を電流が流れ、平滑コンデンサ８の充電と直流負荷３への電力供給が行われる。なお、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Ｑ３のスイッチ部分には電流が流れず寄生ダイオードであるダイオードＤ３に電流が流れる。
【００２８】
一方、制御部１１の制御によりスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がオン状態である時は昇圧部４ではリアクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１の経路で電流が流れ、昇圧部５ではリアクタＬ２→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１若しくはスイッチング素子Ｑ２を流れ出た電流は、昇圧部６のダイオードＤ３→リアクタＬ３→交流電源２のＮ側の経路、あるいは昇圧部７のダイオードＤ４→リアクタＬ４→交流電源２のＮ側の経路で交流電源２へ至る。これにより、リアクタＬ１及びリアクタＬ２にエネルギーが蓄積される。このエネルギーが蓄積された状態で制御部１１の制御によりスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２を同時にオフ状態に切り換えるとリアクタＬ１及びリアクタＬ２に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ８に流れ、平滑コンデンサ８の端子間電圧である直流出力電圧Ｖｏｕｔが昇圧される。なお、Ｌ側電源線が高電位の間はスイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４はオフ状態に維持しなければならない。
【００２９】
次に、Ｎ側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図４(a)で交流電源２の電圧が負値である状態での動作に対応する。Ｎ側電源線が高電位時には電流が交流電源２のＮ側からＮ側電源線経由でスイッチング電源装置２０へ流れ込み、この電流は昇圧部６と昇圧部７に分流する。この時、制御部１１は図４（ｂ）に示すスイッチングパターンのようにスイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４がオン状態とオフ状態を同時に繰り返すようにし、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２はオフ状態を維持するようにする。
【００３０】
制御部１１の制御によりスイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４がオフ状態である時は昇圧部６ではリアクタＬ３→ダイオードｄ３→平滑コンデンサ８及び直流負荷３の経路で電流が流れ、昇圧部７ではリアクタＬ４→ダイオードｄ４→平滑コンデンサ８及び直流負荷３の経路で電流が流れる。平滑コンデンサ８及び直流負荷３を流れた電流はダイオードＤ１→リアクタＬ１→交流電源２のＬ側の経路、あるいはダイオードＤ２→リアクタＬ２→交流電源２のＬ側の経路で交流電源２へ至る。このようにして交流電源２のＮ側から平滑コンデンサ８及び直流負荷３を経由して交流電源２のＬ側へと至る経路を電流が流れ、平滑コンデンサ８の充電と直流負荷３への電力供給が行われる。なお、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチ部分には電流が流れず寄生ダイオードであるダイオードＤ１に電流が流れる。
【００３１】
一方、制御部１１の制御によりスイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４がオン状態である時は昇圧部６ではリアクタＬ３→スイッチング素子Ｑ３の経路で電流が流れ、昇圧部７ではリアクタＬ４→スイッチング素子Ｑ４の経路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ３若しくはスイッチング素子Ｑ４を流れ出た電流は、昇圧部４のダイオードＤ１→リアクタＬ１→交流電源２のＬ側の経路、あるいは昇圧部５のダイオードＤ２→リアクタＬ２→交流電源２のＬ側の経路で交流電源２へ至る。これにより、リアクタＬ３及びリアクタＬ４にエネルギーが蓄積される。このエネルギーが蓄積された状態で制御部１１の制御によりスイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４を同時にオフ状態に切り換えるとリアクタＬ３及びリアクタＬ４に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ８に流れ、平滑コンデンサ８の端子間電圧である直流出力電圧Ｖｏｕｔが昇圧される。なお、Ｎ側電源線が高電位の間はスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２はオフ状態に維持しなければならない。
【００３２】
以上のように、交流電源２のＬ側電源線が高電位時はスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２を同時にオン・オフ制御し、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４をオフ状態にし、Ｎ側電源線が高電位時はスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４を同時にオン・オフ制御し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２をオフ状態にすることで非同期整流動作による昇圧コンバータ機能を実現する。
【００３３】
ＳｉＣデバイスはＳｉデバイスに比べ価格が高価であり、特に電流容量の大きなものはＳｉデバイスとの価格差が拡大する。図３に示したスイッチング電源装置２０では昇圧部を並列化したので、各スイッチング素子Ｑｎに流れる電流を低減できる。この為、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３、及びダイオードｄ１とダイオードｄ３として電流容量の小さいＳｉＣデバイスを使用するようにすれば、すべてのデバイスをＳｉ半導体にした場合よりもスイッチング電源装置全体のコストを削減しつつ、ＳｉＣデバイスの低損失のメリットを生かすことができ、電力変換効率が高いスイッチング電源装置を得ることができる。
【００３４】
＜（Ｂ）非同期整流動作＋インターリーブ動作＞
非同期整流動作とインターリーブ動作を組み合わせた動作について、図５の（ａ）交流電源２の電圧波形,（ｂ）スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターン例も参照して説明する。
【００３５】
制御部１１は図５（ｂ）に示すスイッチングパターンのように、Ｌ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のオン状態が交互に繰り返すようにスイッチング素子を制御し、Ｎ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４のオン状態が交互に繰り返すようにスイッチング素子を制御する。このようなスイッチング動作をインターリーブ動作という。
【００３６】
また、インターリーブ動作を行っていないスイッチング素子はオフ状態を維持するようにする。具体的にはＬ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４をオフ状態にし、Ｎ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２をオフ状態にする。この為、Ｌ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ３はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Ｑ３のスイッチ部分には電流が流れず寄生ダイオードＤ３に電流が流れる。また、Ｎ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ１はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチ部分には電流が流れず寄生ダイオードＤ１に電流が流れる。
【００３７】
以上のような非同期整流動作とインターリーブ動作を組み合わせた動作を行うことで、（ａ）非同期整流の動作時の効果の他に、交流電源２側から見たスイッチング周波数が等価的に上昇するため、リアクタＬ１〜Ｌ４を小型化できるという効果が得られる。
【００３８】
＜（Ｃ）負荷に応じた切替動作＋非同期整流動作＞
図３のスイッチング電源装置２０は、昇圧部４及び昇圧部６に構成Ａ（スイッチング素子Ｑ１,Ｑ３をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードｄ１，ｄ３をＳｉＣ−ダイオード）をそれぞれ適用し、昇圧部５及び昇圧部７に図２の構成Ｃ（スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＳｉ−ＩＧＢＴ、ダイオードｄ２，ｄ４をＳｉ−ダイオード）をそれぞれ適用したものであった。すなわち昇圧部４及び昇圧部６はＳｉＣデバイスを含む構成とし、昇圧部５及び昇圧部７はＳｉデバイスのみで構成している。そこで、以下に説明するように直流負荷３の負荷状態に応じてスイッチング素子Ｑｎのスイッチングパターンを可変にするようにしてもよい。
【００３９】
具体的な制御内容を図６の動作フローに基づいて説明する。まず制御部１１に負荷状態の判定閾値（Ｐｔｈ）を設定する（ステップＳ１）。制御部１１内に記憶部（図示していない）を設け、この記憶部に判定閾値（Ｐｔｈ）を予め保持するようにしてもよいし、他の装置や機器（図示していない）からの指示や、スイッチング電源装置２０内に設けた装置全体管理用のマイコン（図示していない）からの指示に基づいて、制御部１１内に判定閾値（Ｐｔｈ）を設定するようにしてもよい。なお、以下の説明では判定閾値（Ｐｔｈ）を電力値で規定したケースで説明する。
【００４０】
次に、制御部１１は出力電圧検出部９及び電流検出部１０が検出した出力電圧及び負荷電流に基づいて直流負荷３での消費電力（Ｐｍ）を算出する。この消費電力（Ｐｍ）は制御部１１が検出した直流負荷３の負荷状態に対応する（ステップＳ２）。
【００４１】
次に、制御部１１は検出した直流負荷３の負荷状態（Ｐｍ）と負荷状態の判定閾値（Ｐｔｈ）を比較し、直流負荷３の負荷状態（Ｐｍ）が判定閾値（Ｐｔｈ）以下である場合（Ｐｍ≦Ｐｔｈ）は「低負荷状態」であると判定しステップＳ４に進み、負荷状態（Ｐｍ）が判定閾値（Ｐｔｈ）よりも大きい場合（Ｐｍ＞Ｐｔｈ）は「高負荷状態」と判定し、ステップＳ５に進む。
【００４２】
ステップＳ４では、低負荷状態であるのでスイッチング素子がＳｉＣデバイスである昇圧部４及び昇圧部６のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のみスイッチングし（Ｌ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動し、Ｎ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ３をオン・オフ駆動する。）、昇圧部５及び昇圧部７のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は常にオフしてスイッチング動作を行わないようにする。一方、ステップＳ５では、高負荷状態であるので昇圧部４〜７のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４全てをオン・オフ駆動（Ｌ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ駆動し、Ｎ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン・オフ駆動する。）させる。
【００４３】
高負荷状態時のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンは図４（ｂ）の非同期整流時動作のスイッチングパターンでもよいし、図５（ｂ）のインターリーブ動作のスイッチングパターンでもよい。
【００４４】
そして、この後ステップＳ２〜Ｓ４のフローを繰り返し実行することにより、直流負荷３の負荷状態が時々刻々変化した場合でも昇圧部４〜７のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作を負荷状態に対応して切り替えることができる。
【００４５】
例えば、スイッチング電源装置２０を搭載した空気調和機を暖房中間条件で運転した時には直流負荷３が低負荷状態になるので、ＳｉＣデバイスを含む昇圧部４，６のみを動作させ、定格条件での運転に移行した場合には直流負荷３の負荷状態が所定の閾値を超えて高負荷状態になってからＳｉデバイスのみで構成した昇圧部５，７も合わせて動作させることが可能である。
【００４６】
以上説明したように、直流負荷３が低負荷状態時にはＳｉＣデバイスを含む昇圧部４，６のみを動作させるようにしたので、損失が小さい特性を有するＳｉＣデバイスに重点的に電流を流しながら、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のスイッチング回数を減らすことで、スイッチング電源装置２０の電力変換損失を抑制することができる。ＳｉＣデバイスはＳｉデバイスに比べ高価ではあるが電流容量が小さい方がＳｉＣデバイスのコストを低減できる。ここに説明したスイッチング電源装置２０はＳｉＣデバイスの使用箇所を抑え、かつ昇圧部を並列化することでスイッチング素子の電流定格を下げるようにしたので、低電流容量のＳｉＣデバイスを使用することを可能した。これによりスイッチング電源装置全体のコストを抑えつつ、損失低減が可能になる。
【００４７】
なお、このような負荷に応じた切替動作制御は、運転時間に対して低負荷運転の時間が占める割合が大きい機器、例えば空調調和機などに搭載されたスイッチング電源装置に適用すると、機器の損失低減により効果的である。
【００４８】
＜（Ｄ）負荷に応じた切替動作＋同期整流の動作＞
前述の「（Ｃ）負荷に応じた切替動作＋非同期整流動作」ではスイッチング素子Ｑｎは非同期整流のスイッチングパターンを用いたが、直流負荷３が低負荷時にはスイッチングパターンを同期整流のパターンにしてもよい。直流負荷３が低負荷時の同期整流のスイッチング動作を図７の（ａ）交流電源２の電圧波形,（ｂ）スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターン例も参照して説明する。
【００４９】
まず、Ｌ側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図７(a)で交流電源２の電圧が正値である状態での動作に対応する。Ｓｉ−ＩＧＢＴであるスイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ４は、交流電源２の電源周期の全期間に亘って常にオフ状態とする。また、Ｌ側電源線が高電位時はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ３はオン状態を維持する。Ｌ側電源線が高電位時には交流電源２のＬ側からスイッチング電源装置２０へ流れ込んだ電流は昇圧部４に流れる。なお、スイッチング素子Ｑ２が常にオフ状態で昇圧部５は昇圧動作をしていないので、ダイオードｄ２には逆電圧が掛かり昇圧部５には電流は流れない。
【００５０】
制御部１１により、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１がオン状態の時は、昇圧部４ではリアクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１を流れ出た電流は、昇圧部６のスイッチング素子Ｑ３のスイッチ部分→リアクタＬ３→交流電源２のＮ側の経路、あるいは昇圧部７のダイオードＤ４→リアクタＬ４→交流電源２のＮ側の経路で交流電源２へ至る。これにより、リアクタＬ１にエネルギーが蓄積される。
【００５１】
この後、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態にすると昇圧部４ではリアクタＬ１→ダイオードｄ１→平滑コンデンサ８及び直流負荷３の経路で電流が流れ、リアクタＬ１に蓄積されたエネルギーにより出力電圧が昇圧される。直流負荷３を流れた電流は、スイッチング素子Ｑ３がオン状態で同期整流動作することにより、スイッチング素子Ｑ３→リアクタＬ３→交流電源２のＮ側の経路、あるいは昇圧部７のダイオードＤ４→リアクタＬ４→交流電源２のＮ側の経路で交流電源２へ至る。
【００５２】
このようにＬ側電源線が高電位時は、交流電源２のＬ側からＮ側へと至る電流経路において、電流は寄生ダイオードであるダイオードＤ３を通らずにスイッチング素子Ｑ３のスイッチ部分を流れる。ＭＯＳＦＥＴの損失はダイオードよりも小さい為、同期整流動作によりほぼダイオード１つ分の導通損失を減らすことができる。
【００５３】
Ｎ側電源線が高電位時の時は、昇圧部４と昇圧部６の役割がＬ側電源線が高電位の場合と逆になる。即ち図７（ｂ）のスイッチングパターンのようにスイッチング素子Ｑ１がオン状態を維持し、スイッチング素子Ｑ３がオン状態の時にリアクトルＬ３にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ３がオフ状態の時にリアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーが直流負荷３側に流れ、昇圧が可能となる。この場合も、スイッチング素子Ｑ１の同期整流動作によりほぼダイオード１つ分の導通損失を減らすことができる。
【００５４】
なお、直流負荷３が高負荷状態にある時は直流負荷３に流れる電流が増えていくので、直流負荷３から交流電源２へと戻る電流を１つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子に集中させると素子破壊が懸念されるので好ましくない。この為、直流負荷が低負荷状態時のみ同期整流動作を実施することで、低負荷時動作時のスイッチング電源装置２０の電力変換損失を更に抑制することができる。
【００５５】
また、直流負荷３が高負荷状態にスイッチングパターンとしてインターリーブ動作にしてもよいことは、「（Ｃ）負荷に応じた切替動作＋非同期整流動作」の場合と同様である。
【００５６】
以上の説明では、図１のスイッチング電源装置１において昇圧部４及び昇圧部６に図２の構成Ａをそれぞれ適用し、昇圧部５及び昇圧部７に構成Ｃをそれぞれ適用した構成例で説明したが、昇圧部４〜７のそれぞれに図２の構成Ａ，Ｂ，Ｃを適用する組み合わせはこれに限るものではない。
【００５７】
また、図１のスイッチング電源装置１では、交流電源２のＬ側電源線及びＮ側電源線にそれぞれ２つの昇圧部を設けたが、各電源線に３つ以上の昇圧部を設けた構成にしてもよい。
【００５８】
実施の形態２.
実施の形態２におけるスイッチング電源装置について、図に基づいて構成及び動作を説明する。図８に本実施の形態のスイッチング電源装置を含むシステム構成を示す。図８では、図１と同一若しくは対応する部分には同一の符号を付している。本システムは、交流電源（ＡＣ）２と、交流電源２から入力した交流電力を直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置３０と、スイッチング電源装置３０の出力に接続され、この変換後の直流電力を消費する直流負荷３とから構成される。スイッチング電源装置３０は実施の形態１で説明したスイッチング電源装置１とは昇圧部の構成が相違するのでこの相違点を中心に以下説明する。
【００５９】
＜（Ａ）非同期整流動作＞
スイッチング電源装置３０の昇圧部は交流電源２のＬ側電源線に接続された昇圧部３１と、Ｎ側電源線に接続された昇圧部３２とで構成される。昇圧部３１は、Ｌ側電源線に一端が接続されたリアクタＬ５，アノードがリアクタＬ５の他端に接続され、カソードが平滑コンデンサ８の正極側端子に接続された逆流阻止用ダイオードｄ５，逆流阻止用ダイオードｄ５のアノードと平滑コンデンサ８の負極側端子の間に接続されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ５，及びスイッチング素子Ｑ５に並列接続されたＳｉ−ＩＧＢＴであるスイッチング素子Ｑ６から構成される。なお、スイッチング素子Ｑ５にはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードＤ５が存在する。また、逆流阻止用ダイオードｄ５，ｄ６はそれぞれＳｉＣ−ダイオード若しくはＳｉ−ダイオードである。
【００６０】
ここで、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の並列接続とは、スイッチング素子Ｑ５（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン端子とスイッチング素子Ｑ６（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）のコレクタ端子が接続され、スイッチング素子Ｑ５（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）のソース端子とスイッチング素子Ｑ６（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）のエミッタ端子が接続された接続形態である。
【００６１】
昇圧部３２は昇圧部３１と同様な構成であり、リアクタＬ６，逆流阻止用ダイオードｄ６，ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ７、Ｓｉ−ＩＧＢＴであるスイッチング素子Ｑ８、及びスイッチング素子Ｑ７（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオードＤ７で構成され、スイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８は並列接続されている。
【００６２】
制御部１１は電流検出部１０及び出力電圧検出部９がそれぞれ検出した負荷電流と出力電圧に基づいて、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８をそれぞれオン・オフ制御する。これにより、昇圧部３１及び昇圧部３２の出力端に接続された平滑コンデンサ８に昇圧された電圧が発生する。
【００６３】
次に制御部１１の動作について図９の（ａ）交流電源２の電圧波形,（ｂ）スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチングパターン例も参照して説明する。まず、Ｌ側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図９(a)で交流電源２の電圧が正値である状態での動作に対応する。Ｌ側電源線が高電位時には交流電源２のＬ側からスイッチング電源装置３０の昇圧部３１へ電流が流れ込む。この時、制御部１１は図９（ｂ）に示すスイッチングパターンのようにスイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６がオン状態とオフ状態を同時に繰り返すように制御する。一方、スイッチング素子Ｑ７及びスイッチング素子Ｑ８はオフ状態を維持するように制御する。
【００６４】
スイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６が同時にオフ状態の時は、交流電源２のＬ側からの電流はリアクトルＬ５→ダイオードｄ５→平滑コンデンサ８及び直流負荷３の経路で流れ、平滑コンデンサ８及び直流負荷３を流れ出た電流はダイオードＤ７→リアクタＬ６→交流電源２のＮ側の経路で交流電源２へ至る。このようにして交流電源２のＬ側から平滑コンデンサ８及び直流負荷３を経由して交流電源２のＮ側へと至る経路を電流が流れることで、平滑コンデンサ８の充電と直流負荷３への電力供給が行われる。なお、スイッチング素子Ｑ７はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Ｑ７の寄生ダイオードであるダイオードＤ７に電流が流れる。
【００６５】
一方、制御部１１の制御によりスイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６が同時にオン状態である時はリアクタＬ５→スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６→ダイオードＤ７→リアクタＬ６→交流電源２のＮ側の経路で電流が流れる。これにより、リアクタＬ５にエネルギーが蓄積される。このエネルギーが蓄積された状態で制御部１１の制御によりスイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６を同時にオフ状態に切り換えるとリアクタＬ５に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ８に流れ、平滑コンデンサ８の端子間電圧である直流出力電圧Ｖｏｕｔが昇圧される。
【００６６】
次に、Ｎ側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図９(a)で交流電源２の電圧が負値である状態での動作に対応する。Ｎ側電源線が高電位時には電流が交流電源２のＮ側からスイッチング電源装置３０の昇圧部３２へ流れ込む。この時、制御部１１は図９（ｂ）に示すスイッチングパターンのようにスイッチング素子Ｑ７及びスイッチング素子Ｑ８がオン状態とオフ状態を同時に繰り返すように制御する。一方、スイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６はオフ状態を維持するように制御する。これにより、Ｎ側電源線が高電位時の動作と同様に平滑コンデンサ８の端子間電圧である直流出力電圧Ｖｏｕｔが昇圧される。
【００６７】
以上のように、交流電源２のＬ側電源線が高電位時はスイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６を同時にオン・オフ制御し、スイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８をオフ状態にし、Ｎ側電源線が高電位時はスイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８を同時にオン・オフ制御し、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６をオフ状態にすることで非同期整流動作による昇圧コンバータ機能を実現する。
【００６８】
図８に示したスイッチング電源装置３０では昇圧部３１，３２内のスイッチング素子を並列化したので、各スイッチング素子Ｑｎに流れる電流を低減できる。この為、スイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ７に電流容量の小さいＳｉＣデバイスを使用することができ、ＳｉＣデバイスのコストを低減できる。
【００６９】
また、ＳｉＣデバイスはスイッチング素子及びダイオードの一部に適用したので、すべてのデバイスをワイドバンドギャップ半導体にした場合よりもＳｉＣデバイスの使用素子数を低減できる。このように、スイッチング電源装置全体のコストを削減しつつ、ＳｉＣデバイスの低損失のメリットを生かすことができ、電力変換効率が高いスイッチング電源装置を得ることができる。
【００７０】
＜（Ｂ）負荷に応じた切替動作＞
制御部１１で直流負荷３の負荷状態に応じてスイッチング素子Ｑｎのスイッチングパターンを可変にするようにしてもよい。具体的な制御内容を図１０の動作フローに基づいて説明する。
【００７１】
ステップＳ１１〜Ｓ１３は、実施の形態１で説明した動作フロー（図６）のステップＳ１〜Ｓ３と基本的に同じである。ステップＳ１３で制御部１１は検出した直流負荷３の負荷状態（Ｐｍ）と負荷状態の判定閾値（Ｐｔｈ）を比較し、直流負荷３の負荷状態（Ｐｍ）が判定閾値（Ｐｔｈ）以下である場合（Ｐｍ≦Ｐｔｈ）は「低負荷状態」であると判定しステップＳ１４に進み、負荷状態（Ｐｍ）が判定閾値（Ｐｔｈ）よりも大きい場合（Ｐｍ＞Ｐｔｈ）は「高負荷状態」と判定し、ステップＳ１５に進む。
【００７２】
ステップＳ１４では、低負荷状態であるのでＳｉＣデバイスであるスイッチング素子Ｑ５，Ｑ７のみスイッチングし（Ｌ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ５をオン・オフ駆動し、Ｎ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ７をオン・オフ駆動する。）、Ｓｉデバイスであるスイッチング素子Ｑ６，Ｑ８は常にオフしてスイッチング動作を行わないようにする。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ７の具体的なスイッチングパターンは非同期整流のスイッチングパターンでよい（図９（ｂ）のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ７のスイッチングパターン）。
【００７３】
一方、ステップＳ１５では、高負荷状態であるのでスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８全てをオン・オフ駆動（Ｌ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をオン・オフ駆動し、Ｎ側電源線が高電位時にはスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８をオン・オフ駆動する。）させる（図９（ｂ）のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチングパターン）。
【００７４】
なお、ステップＳ１４の低負荷状態の動作において、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ７を同期整流動作させるようにしてもよい。これにより、Ｌ側電源線が高電位時は、交流電源２のＬ側からＮ側へと至る電流経路において、電流は寄生ダイオードであるダイオードＤ７を通らずにスイッチング素子Ｑ７のスイッチ部分を流れる。Ｎ側電源線が高電位時は、交流電源２のＮ側からＬ側へと至る電流経路において、電流は寄生ダイオードであるダイオードＤ５を通らずにスイッチング素子Ｑ５のスイッチ部分を流れる。ＭＯＳＦＥＴの損失はダイオードよりも小さい為、同期整流動作によりほぼダイオード１つ分の導通損失を減らすことができる。Ｎ側電源線が高電位時の時も同様に同期整流動作によりほぼダイオード１つ分の導通損失を減らすことができる。
【００７５】
以上説明したように、直流負荷３が低負荷状態時にはＳｉＣデバイスのスイッチング素子のみスイッチング動作させるようにしたので、損失が小さい特性を有するＳｉＣデバイスに重点的に電流を流しながら、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のスイッチング回数を減らすことで、スイッチング電源装置２０の電力変換損失を抑制することができる。ＳｉＣデバイスはＳｉデバイスに比べ高価ではあるが電流容量が小さい方がＳｉＣデバイスのコストを低減できる。ここに説明したスイッチング電源装置３０はＳｉＣデバイスの使用箇所を抑え、かつスイッチング素子を並列化することで各スイッチング素子の電流定格を下げることができ、低電流容量のＳｉＣデバイスを使用することを可能した。これによりスイッチング電源装置全体のコストを抑えつつ、損失低減が可能になる。
【００７６】
なお、このような負荷に応じた切替動作制御は、運転時間に対して低負荷運転の時間が占める割合が大きい機器、例えば空調調和機などに搭載されたスイッチング電源装置に適用すると、機器の損失低減により効果的である。
【符号の説明】
【００７７】
１  スイッチング電源装置
２  交流電源
３  直流負荷
４〜７  昇圧部
８  平滑コンデンサ
９  出力電圧検出部
１０  電流検出部
１１  制御部
２０  スイッチング電源装置
３０  スイッチング電源装置
３１〜３２  昇圧部
Ｌ１〜Ｌ６  リアクタ
Ｑ１〜Ｑ８  スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ５，Ｄ７  ダイオード（寄生ダイオード）
ｄ１〜ｄ６  逆流阻止用ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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