(57)【要約】【課題】非磁性金属負荷を加熱する場合の共振回路に発生する過電圧の低減および振動の低減【解決手段】インバータ手段の前段に配置する力率改善手段を有する可変電圧直流電源手段と、負荷材質により、主に磁性金属負荷である高インピーダンス負荷と主に非磁性金属負荷である低インピーダンス負荷とに判別する負荷判別手段と、高インピーダンス負荷と低インピーダンス負荷では加熱コイルと共振コンデンサで決まる共振周波数を変更する機構と、を有し、力率改善手段は、力率を優先する力率優先モードと力率優先モードよりも電圧安定度の高い電圧安定度優先モードの動作モードを有し、負荷判別手段の判別結果により、高インピーダンス負荷では力率優先モード、低インピーダンス負荷では電圧安定度優先モード、で可変電圧直流電源手段を制御するとともに、高インピーダンス負荷あるいは低インピーダンス負荷に共振周波数を変更しインバータ動作を行う。【選択図】  図１
2016076455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷材質に応じてインバータ動作モードを変更するインバータ手段と、
前記インバータ手段の前段に配置する力率改善手段を有する可変電圧直流電源手段と、
負荷材質により、主に磁性金属負荷である高インピーダンス負荷と主に非磁性金属負荷である低インピーダンス負荷とに判別する負荷判別手段と、
前記高インピーダンス負荷と低インピーダンス負荷では加熱コイルと共振コンデンサで決まる共振周波数を変更する機構と、を有し、
前記力率改善手段は、力率を優先する力率優先モードと力率優先モードよりも電圧安定度の高い電圧安定度優先モードの動作モードを有し、
負荷判別手段の判別結果により、
高インピーダンス負荷では、力率優先モード、
低インピーダンス負荷では、電圧安定度優先モード、
で可変電圧直流電源手段を制御するとともに、
高インピーダンス負荷あるいは低インピーダンス負荷に共振周波数を変更しインバータ動作を行うことを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項２】
電圧安定度優先モードにおけるインバータ手段の最大電力は力率優先モードにおける最大電力はよりも低いこと、を特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱調理器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
誘導加熱調理器は加熱コイルに流れる電流を制御することによって、金属負荷（鍋）に発生させる電力を制御することができる。また、加熱効率が高いことから金属負荷の温度を速やかに上昇させることができ、湯沸しや炒め物の際には短時間で調理を行うことができるとともに、裸火が無く、温度センサによる過熱の保護など、安全性も高い。
【０００３】
近年は、従来から使用可能である鉄や磁性ステンレスを材料とする磁性金属鍋だけでなく、アルミニウムや銅などの非磁性金属を材料とする鍋も加熱可能な技術が実用化されている。
【０００４】
このような非磁性金属を加熱できる誘導加熱調理機においては、インバータ手段の前に直流安定化電源を配置し、インバータ手段に印加される直流電圧を安定化している。これは、商用電源周波数の振動成分によって発生する加熱コイルと負荷の間に生じる反発力による振動を低減するためである。
【０００５】
直流電圧の安定化方法としては、商用電源電圧の整流後に十分大きな容量の平滑コンデンサを挿入したり（特許文献１）、力率改善機能を有する昇圧回路を含む直流電源回路を用いたりしている（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第３８８４６６４号
【特許文献２】特許第４９００２４８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一般に、電気用品は配電線の電流をできるだけ抑え、かつ、有効に電力を取り出すことが求められるが、これは力率を高くすることと同義の部分が大きい。力率が低い負荷では、有効電力以外の無効電力が大きくなり、電源ケーブルに流れる電流は大きくなり、高調波による障害の原因にもなる。そのような負荷を並列に接続すれば、さらに影響が大きくなることは言うまでもない。特に商用電源から見て大きな容量を持つコンデンサが接続されていると力率は大きく低下することになる。
【０００８】
近年、電気用品の電源回路等に大きな静電容量を有する機器では、負荷回路の前段に力率改善回路を配し、１００％に近い力率を得るようにしているものが多くなっている。
【０００９】
従来の磁性金属負荷（鍋）を加熱するための誘導加熱調理器においては、加熱コイルに接続するインバータ手段の前段に配置する電源回路は、商用電源を整流する整流回路にチョークコイルとコンデンサからなるフィルタ回路で構成されている。しかし負荷の電力に対してはコイルとコンデンサの時定数が小さく、力率は１００％に近い。
【００１０】
しかし、前述のとおり、非磁性金属負荷を加熱する場合には商用電源周波数の振動成分に起因する反発力が生じるため、できる限り平滑された直流電圧をインバータ手段に印加することが望ましい。しかし、磁性金属負荷では、加熱コイルから発生する磁束による吸引力が負荷とコイル間に生じるため、これらが相殺される。したがって、非磁性金属負荷を加熱する場合は、磁性金属負荷を加熱する場合に比べて直流電圧の平滑度が要求され、実用化されている非磁性金属（アルミニウムや銅）負荷を加熱できる、いわゆるオールメタル対応誘導加熱調理器においては、少なくとも非磁性金属負荷を加熱する場合には、力率改善回路を配置し、インバータ手段に印加する電圧を安定化して供給するようにしている。
【００１１】
ただし、力率改善回路を配置しても、その出力電圧は完全に平滑されたものではなく、幾分かのリップルを含む。さらに、非磁性金属負荷を加熱する場合は、磁性金属負荷を加熱する場合に比べて高い周波数で駆動する必要があり、同時に、大きな等価インダクタンスかつ低い等価抵抗であるため、加熱コイルと共振コンデンサに発生する共振電圧は、磁性金属負荷を加熱する場合に対して１０倍以上になることがある。したがって、リップル成分が大きいほど共振電圧のピーク電圧は高くなり、特に非磁性金属負荷を加熱する場合は顕著であり、周囲の部品や筺体に対して絶縁距離を十分に取るなどの配慮が必要になり、状態によっては異常な放電が発生して回路の故障を引き起こし、使用不可能になることがある。従来は加熱コイルの巻き数や負荷（鍋）の距離を調整したり、インバータ動作周波数を低めに設定するなどの方法で共振電圧自体を低く抑える対応をしていた。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は上記の課題を解決するためのものであり、少なくともアルミニウムや銅などの非磁性金属負荷を加熱でき、力率改善手段を有する誘導加熱調理器において、非磁性金属負荷を加熱する場合は力率改善手段における出力電圧の平滑度を、磁性金属負荷を加熱する場合の平滑度に対して高く設定するものである。これは、非磁性金属負荷を加熱する場合は力率を多少下げることにより出力電圧の平滑度を上げることであり、ピーク電流値の上昇および商用電源に対する電流値も上昇することになるため、合わせて、非磁性金属負荷の加熱電力の最大値は、力率低下に相当する分以上を磁性金属負荷の加熱電力最大値に対して低下させる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、非磁性金属負荷を加熱する場合に、インバータ手段に印加する電圧のリップル成分を少なくすることができ、共振回路に発生する共振電圧のピーク値を抑えることができるとともに、共振電流の包絡線の振動に起因して生じる振動音が低減され、使用者に対して不快な調理環境となってしまうことを抑えることができる。また、非磁性金属負荷を加熱する場合に生じる力率低下に起因する商用電源の電流値が、コンセントや電源ケーブルの電流容量を超えることが無いため、それらの異常加熱などによる火災の要因を排除することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】誘導加熱調理器の要部ブロック図、
【図２】変電圧直流電源手段の構成例
【図３】図２の可変電圧直流電源手段の動作波形例
【図４】電源制御手段の構成例
【図５】モード切り替え方法の構成例
【図６】他の可変電圧直流電源手段の構成例
【図７】他の電源制御手段の構成例
【図８】可変電圧直流電源手段の動作波形例
【図９】負荷の材質によるインピーダンスの例
【図１０】インバータ手段の構成例
【図１１】インバータ電流および共振電圧の例
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の一実施例を図１から図１１に従って説明する。
【００１６】
図１において、商用電源１から供給される電力を整流回路２で直流化し、力率改善手段を有する直流可変電圧電源手段３で電圧を安定化させる。その出力電圧をインバータ手段５に接続し、加熱コイル６に高周波電流を流すことで金属負荷（鍋）に渦電流を生じさせて自己発熱させる。
【００１７】
主制御手段１０は、電源電圧ＶＡＣ、電源電流ＩＡＣおよびインバータ電流ＩＩＮＶを入力し、ＶＡＣとＩＡＣから入力電力を算出し、ＩＡＣとＩＩＮＶから負荷の状態を検出する。それらの状態によって、インバータ手段５の内部にあるスイッチング素子の駆動信号ＩＮＶ−ＧＡＴＥ、および、直流可変電圧電源手段３の動作を制御する電源制御手段２０の動作モードを指定するＭＯＤＥ、出力電圧の指定を行うＶＳＥＴの各信号を出力する。
【００１８】
電源制御手段２０は、整流後の電源電圧ＶＩＮと電源電流ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴを入力し、ＭＯＤＥ信号、ＶＳＥＴ信号により、力率改善動作をしながら出力電圧を所定の電圧になるようＰＷＭ信号を直流可変電圧電源手段３に出力する。
【００１９】
図２は、一般的に用いられる昇圧型力率改善手段の例であり、図３は入力電圧、電流および出力電圧の波形と加熱コイルに流れるインバータ電流の波形例である。
【００２０】
図２において、整流手段２の正出力はチョークコイル３０１、スイッチ手段３０２で負出力への閉回路をなし、チョークコイル３０１とスイッチ手段３０２の接続部にダイオード３０３を経由して出力コンデンサ３０４に接続する。スイッチ手段３０２に適当なパルスパターンを与えてスイッチ動作をさせることで、チョークコイル３０１の逆起電力を利用した昇圧型の力率改善動作を得ることができる。
【００２１】
図３は力率改善動作を行っている場合の各波形であり、入力電圧ＶＩＮと入力電流ＩＩＮはほぼ相似形となる。まったく相似であれば力率は１００％となり、相似からずれるほど力率は下がる。
【００２２】
出力電圧ＶＯＵＴは、平均電圧ＶＡＶＲに対して、上側のＶＲＩＰＰと下側のＶＲＩＰＭのリップル電圧変動を含む。この変動により、インバータ電流は平均電圧、リップル電圧の波形に相似の包絡線となるピーク電流が流れることになる。通常、力率１００％の場合はある程度のリップル電圧が残留するが、これを小さくするためには入力電圧波形ＶＩＮと入力電流波形ＩＩＮを相似の状態から変化させる必要がある。
【００２３】
図４は電源制御手段２０の構成例である。この電源制御手段２０は、一般的な電流連続モードと呼ばれる力率改善に用いられる制御手段に対して、図５に示すような制御値を変更することにより、力率優先の動作とするか、出力電圧の安定度を優先させる動作とするかを切り替えられるものである。ただし、力率改善方法には他にも、電流不連続モード、電流臨界モードという方法があるが、いずれも図５に示す方法により同様の切り替えが可能である。なお、近年はこれらの制御をソフトウェアで構成することも可能となっているが、制御としての構成は同じである。
【００２４】
図４において、ＶＯＵＴを抵抗２１１、２１２で適した電圧に分圧しコンデンサ２１３で平滑する。必要に応じて主制御手段１０からＶＳＥＴ信号を合成してＶＯＵＴ′とし、基準電位２０１（Ｖｒｅｆ）とゲインＧ１のオペアンプ２０２に入力する。その出力と入力ＩＩＮと乗算器２０３に入力し、その出力とＶＩＮをゲインＧ２のオペアンプ２０４に入力する。その出力とスイッチ素子３０２の動作タイミングの基準となる基準発振器２０５を比較器２０６に入力し、その出力をＰＷＭ信号としてスイッチ素子３０２に入力する。
【００２５】
この電源制御手段によれば、ＶＩＮ波形とＩＩＮ波形が相似になり、出力電圧はＶＯＵＴを分圧した電圧とＶｒｅｆがほぼ同一電圧になるように制御される。ただし、前述の通り、図２の回路構成においては入力電圧よりも高い出力電圧となり、降圧することはできないが、主制御手段１０のＶＳＥＴ信号に応じて入力電圧よりも高い任意の電圧出力が可能となる。
【００２６】
図５は図４の電源制御手段２０の構成において、力率優先モードと電圧安定度優先モードを切り替える構成の一例である。ＶＯＵＴ′とＶＲＥＦを入力するオペアンプ２０２のゲインを、ＭＯＤＥ信号（Ｌ／Ｈ）によりそれぞれＧ１Ｌ、Ｇ１Ｈに切り替え設定する。このとき、Ｇ１Ｌ＜Ｇ１Ｈとする。ゲインがＧ１Ｌのときに力率が最高になるように設定しておけば、ＭＯＤＥ信号をＨにするとＶＯＵＴ′とＶＲＥＦの差分に対する出力が大きくなり、力率は低下するが出力電圧ＶＯＵＴに対する安定度が増す。したがって、力率優先モードと電圧安定度優先モードを切り替えることができ、主制御手段１０からの制御信号でモードを切り替えられる構成が実現できる。
【００２７】
図６は他の力率改善手段の構成例であり、図２の構成とは異なり入力電圧に対して昇降圧可能な構成である。整流手段２の正出力にスイッチ素子３１１、チョークコイル３１３、環流ダイオード３１２で構成する降圧手段を接続し、スイッチ素子３１４、逆流防止ダイオード３１５、平滑コンデンサ３１６で構成する昇圧手段を配置する。このとき、降圧手段と昇圧手段はチョークコイル３１３を共用する形となる。なお、整流手段２の出力を直接入り切りする構成のため、商用電源に対してそのノイズ成分が乗りやすいことから、整流前あるいは整流直後にＬＣフィルタ等を挿入等の対策が必要となる（図示せず）。
【００２８】
スイッチ素子３１１および３１４を適した駆動パルス列で制御すれば、力率を向上させつつ出力電圧を任意に設定できる。例えば、入力電圧よりも高い電圧が必要な場合は、スイッチ素子３１１をオンのままスイッチ素子３１４を適したパルス列で駆動すれば図２の構成と同等となる。また、入力電圧よりも低い電圧が必要であれば、入力電圧が目標電圧よりも高い期間ではスイッチ素子３１１を適したパルス列で駆動し、入力電圧が目標電圧よりも低い期間ではスイッチ素子３１１をオンにしたままスイッチ素子３１４を適したパルス列で駆動すればよい。
【００２９】
図７は図６の構成において力率改善動作をおこなう電源制御手段２０の構成例である。基本的には図４の構成と同等であるが、降圧用スイッチ素子３１１および昇圧用スイッチ素子３１４の駆動用パルス列（ＰＷＭ１、ＰＷＭ２）を出力するために最終段の比較器２０６をそれぞれ２０６Ａ、２０６Ｂに分け、基準発振手段２０５の出力をそのまま比較するものと、その出力にＶＯＦＳを加えたものと比較する構成とする。これにより、オペアンプ２０４の出力が力率改善動作するための源信号となるとともに、降圧、昇圧動作用パルス列生成のための源信号ともなる。また、図５の力率優先モードと電圧安定度優先モードの切り替え構成もそのまま適用可能である。
【００３０】
図８は本実施例の可変電圧電源手段３の動作例である。ＶＩＮが正弦波の全波整流波形、力率優先モードの場合は入力電流波形ＩＩＮ１、出力電圧波形ＶＯＵＴ１となり、電圧安定度優先モードの場合は入力電流波形ＩＩＮ２、出力電圧波形ＶＯＵＴ２となる。
【００３１】
インバータ手段５に印加する電圧は可変電圧電源手段３の出力であるから、前述の通り加熱コイルに流れるインバータ電流はその電圧の包絡線に比例したピーク電流を有する。
【００３２】
ここで、実用化されているオールメタル対応の誘導加熱調理器のインバータ負荷（加熱コイル６と金属負荷を結合させた場合の等価インダクタンス、等価抵抗）と動作周波数の例を示す。
【００３３】
図９は、磁性金属負荷として鉄ホーロー鍋、非磁性金属負荷としてアルミニウム鍋を用いた場合の、等価インダクタンス、等価抵抗、インバータ動作周波数の組み合わせである。図９に示すように、共振回路の一部となる等価インダクタンス、等価抵抗の値は大きく異なる。磁性金属負荷は高インピーダンスとなり、非磁性金属負荷は低インピーダンスとなる。特に等価抵抗は非磁性金属負荷では低い傾向になるため高いインバータ動作周波数が必要となる。
【００３４】
図１０はこのような多種の負荷に対応可能なインバータ手段の一例である。図１０において、正電源端と負電源端の間には２つのスイッチ素子を直列に接続したアームＡ（５０１と５０２）およびアームＢ（５０３と５０４）があり、それぞれのスイッチ素子には逆並列に環流ダイオードが接続される。アームＢの中点には加熱コイル６を接続し、他端に非磁性金属負荷用の共振コンデンサ５０７を接続する。加熱コイル６と共振コンデンサ５０７の接続点にはスイッチ５０５を接続し、磁性金属用共振コンデンサ５０６を介してアームＡの中点に接続する。
【００３５】
磁性金属負荷を加熱する場合は、スイッチ５０５を短絡状態にし、アームＡとアームＢ間に共振コンデンサ５０６と加熱コイル６の直列共振体を接続する構成とし、アームＡとアームＢ内のスイッチ素子をそれぞれたすき掛け駆動することで直列共振体に高周波電流を流す。
【００３６】
非磁性金属負荷を加熱する場合は、スイッチ５０５を解放状態にし、アームＡは休止状態とし、アームＢのみでいわゆるＳＥＰＰ回路として動作させ、共振コンデンサ５０７と加熱コイル６の直列共振体に高周波電流を流す。
【００３７】
なお、図９で示したように、磁性金属負荷では低いインバータ動作周波数でも等価抵抗が十分に大きいため、直列共振体の共振周波数は低く設定し、逆に非磁性金属負荷では高く設定する必要があるが、これはスイッチ５０５の切り替え操作で実現している。
【００３８】
このインバータ手段５は加熱開始の際、磁性金属負荷あるいは非磁性金属負荷のどちらかの構成を選択しておき、スイッチ素子の駆動後に発生する電源電流ＩＡＣ、インバータ電流ＩＩＮＶなどから状態を判別し、上記の構成が適していれば加熱動作を継続し、適していなければ構成を変更して再度加熱開始動作になるようにすることで、最終的に磁性金属負荷を加熱しているか、非磁性金属負荷を加熱しているかが確定する。
【００３９】
入力電力（商用電源から供給する電力）をＷとし、変換効率を１００％と仮定すると、インバータ電流（共振電流）をＩ、等価インダクタンスをＬ、等価抵抗をＲとすれば、以下の式が成立する。
【００４０】
Ｗ＝ＲＩ2  （数１）
Ｉ＝√（Ｗ／Ｒ）  （数２）
このとき、等価インダクタンスＬに発生する電圧（共振電圧）Ｖは、インバータ動作周波数をｆとすれば、
Ｖ＝２πｆＬＩ  （数３）
したがって、図９の条件において、入力電力を３ｋＷとするとインバータ電流と共振電圧は図１１に示す値となる。
【００４１】
ここで、可変電圧電源手段３の出力電圧にリップル成分が２０％あるとすれば、インバータ電流、共振電圧ともその成分のピーク振動が発生する。これは、磁性金属負荷の場合であれば発生する電圧の絶対値が比較的低いために問題とならないが、非磁性金属負荷の場合は電圧の絶対値が大きいために振動成分のピーク時に影響が大きい。本例では、平均４２３７Ｖがピークで約５０８４Ｖになることを示している。
【００４２】
したがって、本実施例で示したように、特に非磁性金属負荷を加熱する場合には可変電圧電源手段の出力電圧安定度が要求される。
【００４３】
しかしながら、既に述べたように、出力電圧の安定度を高めた場合には力率が低下する。当然、磁性金属負荷と非磁性金属負荷で同じ最大電力を得ようとした場合、非磁性金属負荷では商用電源から供給する電流には無効電力分が加わるために、電源ケーブルには大きな電流が流れることになる。
【００４４】
一つのコンセントから多口の誘導加熱調理部を有する、いわゆるビルトイン型や据え置き型などの製品においても、同時に調理に使用すればその口数分の電流が流れるために、電源ケーブルの電流容量やコンセントの電流容量を超えるおそれがある。
【００４５】
よって、本実施例の誘導加熱調理器においては、力率優先モードに対して出力電圧安定度優先モードを用いて加熱する場合は、その力率低下分を加味した電源電流を抑える制御を行う。この場合、使用者が設定可能な最大電力において、力率優先モードに対して出力電圧安定度優先モードでは後者の電力は力率低下分を低減させることと同義である。
【００４６】
例えば、力率優先モードに対して出力電圧安定度優先モードが、力率１００％に対してで９５％に低下する場合は、入力電流を最大で９５％以下に抑えるようにする。
【００４７】
本制御を実施することにより、過電流による電源ケーブルやコンセントの電流容量オーバーを発生させないことができるとともに、非磁性金属負荷を加熱する場合に生じる過電圧を抑制することができ、安全性の高い誘導加熱調理器を提供することができる。
【符号の説明】
【００４８】
１  商用電源、２  整流回路、３  直流可変電圧電源手段、５  インバータ手段、６  加熱コイル、１０  主制御手段、２０  電源制御手段、２０２  オペアンプ、２０３  乗算器、２０４  オペアンプ、２０５  基準発振器、２０５  基準発振手段、２０６  比較器、２１１、２１２  抵抗、２１３  コンデンサ、３０１  チョークコイル、３０２  スイッチ手段、３０３  ダイオード、３０４  出力コンデンサ、３１１  スイッチ素子、３１２  環流ダイオード、３１３  チョークコイル、３１４  スイッチ素子、３１５  逆流防止ダイオード、３１６  平滑コンデンサ、５０１、５０２  アームＡ、５０３、５０４  アームＢ、５０５  スイッチ、５０６  磁性金属用共振コンデンサ、５０７  共振コンデンサ
【図１】
2016076455.tif 000003
【図２】
2016076455.tif 000004
【図３】
2016076455.tif 000005
【図４】
2016076455.tif 000006
【図５】
2016076455.tif 000007
【図６】
2016076455.tif 000008
【図７】
2016076455.tif 000009
【図８】
2016076455.tif 000010
【図９】
2016076455.tif 000011
【図１０】
2016076455.tif 000012
【図１１】
2016076455.tif 000013