(57)【要約】【課題】フィードバックトランスやフォト・カプラーを使用せず、かつ、電流検出回路においてダイオードを必要としない絶縁型の点灯用直流電源を提供すること。【解決手段】点灯用直流電源は、全波整流回路ＤＢ１と、力率改善回路１２０と、ハーフ・ブリッジ回路１３０と、回路１３０の高電圧側出力端に接続された絶縁コンデンサＣ４と、回路１３０のグラウンドレベル側出力端に接続された絶縁コンデンサＣ５と、２つの絶縁コンデンサを介して接続された全波整流回路ＤＢ２とを有し、直流化された負荷電流をＬＥＤランプに出力する。回路１３０は、直列接続された２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を有し、このうちの低電圧側のスイッチング素子Ｑ３には、電流検出抵抗Ｒ１が直列に接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の検出電流値に基づいて、高周波スイッチング周波数を調整することにより、負荷電流を制御するように構成されている。【選択図】      図１
2016115515.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部からの交流電力を直流変換する交流−直流変換回路と、
前記交流−直流変換回路からの直流電力を受ける少なくとも２つのスイッチング素子を有し、前記少なくとも２つのスイッチング素子のうちの１つは高電圧側のスイッチング素子であり、他の１つは低電圧側のスイッチング素子であり、交互にオンオフすることで高周波電圧を出力するように設けられた高周波電圧生成回路と、
前記高周波電圧生成回路の高電圧側の出力端に直列に接続された第一の絶縁コンデンサと、
前記高周波電圧生成回路のグラウンドレベル側の出力端に直列に接続された第二の絶縁コンデンサと、
前記第一及び第二の絶縁コンデンサを介して前記高周波電圧生成回路の出力端に接続されており、前記第一及び第二の絶縁コンデンサに生じる高周波電流を直流化して、光源点灯用の負荷電流として出力する高周波電流変換回路と、
前記高周波電圧生成回路における前記低電圧側のスイッチング素子と前記グラウンドレベル側の出力端とを結んで、前記低電圧側のスイッチング素子に流れる高周波電流を検出する電流検出抵抗と、
前記電流検出回路の検出電流値に基づき前記高周波電圧生成回路の高周波スイッチング周波数を調整することにより、前記負荷電流を制御する制御回路と、を備えることを特徴とする点灯用直流電源。
【請求項２】
請求項１記載の点灯用直流電源において、
前記第一及び第二の絶縁コンデンサは、外部の交流電源に対して少なくとも０．１ＭΩ以上の絶縁抵抗を有する小容量コンデンサであることを特徴とする点灯用直流電源。
【請求項３】
請求項１または２記載の点灯用直流電源において、
前記第一及び第二の絶縁コンデンサのうちの少なくとも一方の絶縁コンデンサに直列に接続されたインダクタを有し、前記一方の絶縁コンデンサ及び前記インダクタからなる直列接続回路のインピーダンスが容量性になるように前記一方の絶縁コンデンサの静電容量および前記インダクタのインダクタンスが設定されていることを特徴とする点灯用直流電源。
【請求項４】
請求項３記載の点灯用直流電源において、
前記インダクタのインピーダンス絶対値は、接続する前記一方の絶縁コンデンサのインピーダンス絶対値の０．１倍以下であることを特徴とする点灯用直流電源。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の点灯用直流電源において、
前記第一及び第二の絶縁コンデンサは、セラミック・コンデンサであることを特徴とする点灯用直流電源。
【請求項６】
直流電流により点灯する光源と、請求項１から５のいずれかに記載の点灯用直流電源と、を備えた照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電流により点灯する光源用の直流電源、および、それを備えた照明器具に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年ＬＥＤ素子の性能が高くなってきておりＬＥＤを用いた照明器具は寿命が長いなどの理由により従来の光源から置き換えられる状態にある。今後ＬＥＤの性能がますます向上してゆけば、さらに汎用の照明器具分野で採用されると考えられる。
ＬＥＤ素子を多数使用した照明器具では、従来のＨＩＤランプを使用した照明器具に比べてランプの形状による構造の制約がなくなり、自由な形状の照明器具を実現できる。
本来、一個当たりの光出力が小さいというのがＬＥＤ素子の特徴であるが、多数の素子を直並列により組み合わせて光出力を増大させたことで、従来のＨＩＤランプからＬＥＤランプへの置き換えが行われつつある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５３００５０１号公報（図７）
【特許文献２】特許第５４９５６７５号公報（図４）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
照明用のＬＥＤ（Light Emitting Diode）素子には、発熱により、発光効率の低下と同時に寿命が短くなる欠点がある。これを解決するために大型の放熱器を用いるが、放熱能力を上げるため、素子と放熱器との間の絶縁物を薄くしたり、または、絶縁物を使用しなかったりする。
このため、従来、回路効率の良い非絶縁型の直流電源（ＡＣ／ＤＣコンバーター）が使用できず、フライバック・トランスを使用した絶縁型の直流電源を使用してきた。
本書で絶縁型の直流電源とは、入出力間が直流的に絶縁されている直流電源を指す。
【０００５】
フライバック・トランスを使用した絶縁型電源は、一般に、二次側（ＬＥＤ負荷側）の電圧、電流を一次側にフィードバックするために、フォト・カプラーを使用しており、このフォト・カプラーの中には、経年変化するＧａＡｓタイプの赤外線ＬＥＤが使用されている。このため、経年変化により、徐々にＬＥＤ負荷の電流が増加するという欠点があった。また、フライバック・トランスは、重く、高価で、銅資源を多く消費するという欠点もあった。さらに、扱う電力を増大させると、スイッチング周波数が可聴周波数帯に近づくという問題点もあった。
【０００６】
これに対し、フライバック・トランスやフォト・カプラーを使用しない直流電源もある。
特許文献１の図７が示す直流電源は、アクティブフィルタ１２０、ハーフ・ブリッジ回路１３０、この回路１３０の出力端のうちの高電位側に直列接続されたコンデンサＣ４３、同回路１３０の出力端のうちのグラウンドレベル側に直列接続された結合コンデンサＣ４２、および、直流電流変換回路１５０により構成されたものであって、フライバック・トランスおよびフォト・カプラーを使用していない。
【０００７】
上記の特許文献１の直流電源では、一見、２つのコンデンサＣ４２，Ｃ４３がＬＥＤ負荷を交流電源ＡＣ側から絶縁しているように見えるが、実際には、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２を有する電圧検出回路１８０があり、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２の接続点がグラウンドに接続されているので、厳密には絶縁型になっていない。また、コンデンサＣ４２が交流電圧の直流成分を除去するために「十分大きな静電容量」を有することの記載（同文献１の段落００１１）、及び、絶縁トランスＴ５３を組合せた実施例の記載（同文献１の図５）などから明らかなように、２つのコンデンサＣ４２，Ｃ４３は外部の交流電源に対してＬＥＤ負荷側を絶縁するためのものではない。
【０００８】
また、特許文献１の直流電源は、同文献の図３の動作チャートが示す通り、デットオフ時間ｔ２（ｔ４）において、ハーフ・ブリッジ回路１３０のスイッチング素子Ｑ３１（Ｑ３２）に＋Ｉ0（−Ｉ0）の電流が発生している状態でターン・オフする。つまり、スイッチング素子の電流がゼロでない状態でスイッチ動作しており、ゼロ電流スイッチングになっていない。
さらに、特許文献１の直流電源は、コンデンサＣ４２，Ｃ４３の充放電に伴う高周波成分の多いパルス電流によるノイズを発生してしまう。このようなノイズを低減させるのは非常に困難である。
【０００９】
また、特許文献１の直流電源では、ＬＥＤ負荷電流が目標電流にほぼ等しくなるように、ハーフ・ブリッジ回路１３０のスイッチング周波数を調整している。周波数調整部１６２は、負荷電流が目標電流より大きいと判断するとスイッチング周波数を低くし、小さいと判断するとスイッチング周波数を高くする（段落００４３）。正確に負荷電流を検出する必要があり、電流検出抵抗Ｒ７３を有する電流検出回路１７０がハーフ・ブリッジ回路１３０のグラウンドレベル側の出力端とコンデンサＣ４２との間に設けられ、電流検出回路１７０およびコンデンサＣ４２の直列回路を形成する。そして、電流検出回路は、ＬＥＤ負荷からグラウンドレベル側に流れる電流のみを検出するため、電流検出抵抗Ｒ７３と２つのダイオードＤ７１，Ｄ７２とを組合せた構成になっている。しかし、回路構成の簡略化を図る上で、電流検出回路にダイオードを要する同文献１の直流電源には改良の余地がある。
【００１０】
以上のように特許文献１の直流電源に対する課題として、「絶縁型の直流電源ではない」、「負荷電流の検出精度を高めるために電流検出回路にダイオードを要する」および「ゼロ電流スイッチングではない」が挙がる。
【００１１】
一方、特許文献２の図４にも、フライバック・トランスやフォト・カプラーを使用しない直流電源１３０が示されている。直流電源１３０は、アクティブフィルタ２、ハーフ・ブリッジ回路３、この回路３の出力側に接続された共振回路４により構成され、共振回路４はインダクタ１０および共振コンデンサ１２からなるＬＣ回路である。ＬＣ回路には整流回路６が接続されている。
しかし、同文献２の直流電源は非絶縁型である。
また、同文献２の直流電源には、ＬＥＤ負荷が接続されているかどうかを判断するために負荷電流を検出するための電流検出抵抗２８が、スイッチング素子９に直列に接続されている。この抵抗２８に発生する電圧の検出値と基準電圧とを比較して、ＬＥＤ負荷の有無を判断している。ここで、電流検出抵抗２８が正確な負荷電流を検出するためのものかどうかを説明する。同文献２の段落番号００２５には、ＬＥＤの点灯周波数が数十ｋＨｚと説明があり、これはハーフ・ブリッジ回路３のスイッチング周波数と同じである。つまり、スイッチング周波数が比較的低い。そのため、同文献２の図５が示すように、スイッチング素子９のオン直後に抵抗２８には逆方向の電圧、つまりマイナス電圧が発生し、オン期間でのプラス電圧に対するマイナス電圧の発生期間の割合も比較的大きい。従って、電流検出抵抗２８では、ＬＥＤ負荷の有無を判断する程度であれば機能するが、正確な負荷電流を検出することができない。
【００１２】
さらに、特許文献２の直流電源には、ハーフ・ブリッジ回路３の出力側に共振回路４（インダクタ１０及びコンデンサ１２）があり、スイッチング素子８のオン期間にインダクタ１０にほぼ一定の直流電圧が印加され、インダクタ１０にはほぼ一定の傾きで増加するリアクトル電流が流れる。そのため、このリアクトル電流が流れている状態でスイッチング素子がターン・オフする。このように、特許文献２の直流電源はゼロ電流スイッチングになっていない。
【００１３】
以上のように特許文献２の直流電源に対する課題として、「絶縁型の直流電源ではない」、「正確な負荷電流を検出できない」及び「ゼロ電流スイッチングではない」が挙がる。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたもので、フィードバックトランス、および、フォト・カプラーを使用しないで構成することができる絶縁型の点灯用直流電源であって、負荷電流の検出に基づく負荷電流制御が可能で、かつ、ゼロ電流スイッチングが可能なもの、及び、それを備えた照明器具を提供することを第一の目的とする。さらに、これに加え、高周波成分の多いパルス電流によるノイズの発生を大幅に抑制できる点灯用直流電源及び照明器具を提供することを第二の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
絶縁性の確保
図１に例示する点灯用直流電源は、商用交流電源からの電流を整流し、力率改善回路１２０により昇圧し直流に変換する。この昇圧電力をハーフ・ブリッジ回路１３０により高周波電流に変換し、商用周波数の交流に対して実質的に絶縁性を示すインピーダンス素子と呼べる小容量の絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５を通す。高周波電流は小容量のコンデンサＣ４，Ｃ５を通された後、整流され直流に変換されてＬＥＤ負荷に供給される。
絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５について説明する。例えば、６０Ｈｚ（ω＝２π×６０）の交流電源に対しては、１組の絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５の個々の容量を７０００ｐＦ（ピコ・ファラド）以下に定める。この容量は、ＬＥＤ素子と放熱器間の絶縁が破壊され、人が放熱器に接触した場合に、人を通じて大地に流れる交流電流の最大値が、人体に影響のない電流値である１ｍＡ以下となるようなコンデンサ素子の静電容量である。交流電流６０Ｈｚ、２００Ｖの場合、コンデンサ素子の容量性リアクタンス１／（ωＣ）は約０．２ＭΩとなる。このことから、個々の絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５をｐＦオーダの小容量に設定するとよい。
【００１６】
正確な負荷電流検出の実現
また、負荷電流を取得するため、ハーフ・ブリッジ回路１３０の低電圧側のスイッチング素子Ｑ３に電流検出抵抗Ｒ１を直列に接続して、スイッチング素子Ｑ３のオン期間にＱ３に流れる電流だけを検出するようにした。検出値に基づいてスイッチング周波数を調整し、ＬＥＤ負荷電流を制御する。
ここで、上記のように１組の絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５の容量が小さいので、高電圧側のスイッチング素子Ｑ２のオン期間に絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５は飽和するので、その後はオン期間であっても電流が流れない。続いて、低電圧側のスイッチング素子Ｑ３のオン期間には逆方向の電流が流れるが、同様に絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５は逆方向の極性で飽和して、その後はオン期間であっても電流が流れない。従って、図３の電流波形が示すように、１回のオン期間における電流波形は１つの山になり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が交互にオンすることで正および負の電流波形が交互に発生する。そのため、電流検出抵抗Ｒ１が検出する電流値は、ちょうど負の電流波形の山の分に相当して、ＬＥＤ負荷電流のちょうど半分の値になる。このようにして、負荷電流値を正確に取得でき、負荷電流制御の信頼性が向上する。
また、スイッチング周波数を変化させても、隣り同士の正および負の電流波形が重なることはなく、周波数を高く（低く）すると電流波形の山の数が増加（減少）するだけである。負荷電流はこの山の数に比例するので、スイッチング周波数の調整による負荷電流制御の信頼性も上がる。
【００１７】
ゼロ電流スイッチングの実現
上記の図３の電流波形が示す通り、１回のオン期間における電流波形は１つの山になるから、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に電流が流れていない状態でのオン・オフ切換が可能になる。よって、容易にゼロ電流スイッチングを実現できる。
以上のような構成により第一の目的を達成できる。
【００１８】
次に第二の目的の達成について説明する。
高周波ノイズの発生防止
低減させるのが困難な高周波ノイズの発生を防止するために、小容量の絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５の少なくとも一方に直列にインピーダンス絶対値の小さいインダクタＬ２を挿入して、インダクタＬ２とコンデンサのＬＣ直列接続を形成する。
このＬＣ直列接続は、周波数特性を示し、スイッチング周波数に応じてインピーダンスが変化する。本発明では、ＬＣ直列接続に最大の負荷電流を流すとき、すなわち、最大のスイッチング周波数のときに、ＬＣ直列接続のインピーダンスが容量性になる（リアクトル分がマイナスになる）ように、インダクタンスＬおよび静電容量Ｃを設定する。ＬＣ直列接続のインピーダンスをωＬ−（１／(ωＣ)）で表すと、次の式（１）を満たすＬ，Ｃを設定することになる。
ωＬ−（１／(ωＣ)）＜０              ・・・（１）
ここで、ω＝２πｆMAX  ：ｆMAXはスイッチング周波数の最大値
この結果、ＬＣ直列接続はスイッチング周波数の調整範囲において常に容量性インピーダンスを示し、上記のオン期間における電流波形はスイッチング周波数に関わらず１つの山を形成する。従って、絶縁コンデンサにインダクタを接続した場合にも、正確な負荷電流の検出が可能で、ゼロ電流スイッチングを維持することができる。特に、インダクタＬ２のインピーダンス絶対値は、これと接続する絶縁コンデンサのインピーダンス絶対値の０．１倍以下にするのがよい。
【００１９】
また、上記の小容量のコンデンサＣ５，Ｃ４には、セラミック・コンデンサを使用するのが好ましい。なぜなら、電解コンデンサの場合、極性があるので適さず、ｐＦオーダの容量の製品が存在しない、または、フィルム・コンデンサの場合、フィルムが徐々に消耗してしまう、という可能性がある。
【００２０】
すなわち、本発明に係る点灯用直流電源は、
外部からの交流電力を直流変換する交流−直流変換回路と、
前記交流−直流変換回路からの直流電力を受ける少なくとも２つのスイッチング素子を有し、前記少なくとも２つのスイッチング素子のうちの１つは高電圧側のスイッチング素子であり、他の１つは低電圧側のスイッチング素子であり、交互にオンオフすることで高周波電圧を出力するように設けられた高周波電圧生成回路と、
前記高周波電圧生成回路の高電圧側の出力端に直列に接続された第一の絶縁コンデンサと、
前記高周波電圧生成回路のグラウンドレベル側の出力端に直列に接続された第二の絶縁コンデンサと、
前記第一及び第二の絶縁コンデンサを介して前記高周波電圧生成回路の出力端に接続されており、前記第一及び第二の絶縁コンデンサに生じる高周波電流を直流化して、光源点灯用の負荷電流として出力する高周波電流変換回路と、
前記高周波電圧生成回路における前記低電圧側のスイッチング素子と前記グラウンドレベル側の出力端とを結んで、前記低電圧側のスイッチング素子に流れる高周波電流を検出する電流検出抵抗と、
前記電流検出回路の検出電流値に基づき前記高周波電圧生成回路の高周波スイッチング周波数を調整することにより、前記負荷電流を制御する制御回路と、を備えることを特徴とする。
【００２１】
また、前記第一及び第二の絶縁コンデンサは、外部の交流電源に対して少なくとも０．１ＭΩ以上の絶縁抵抗を有する小容量コンデンサであることが好ましい。
また、前記第一及び第二の絶縁コンデンサのうちの少なくとも一方の絶縁コンデンサに直列に接続されたインダクタを有し、前記一方の絶縁コンデンサ及び前記インダクタからなる直列接続回路のインピーダンスが容量性になるように前記一方の絶縁コンデンサの静電容量および前記インダクタのインダクタンスが設定されていることが好ましい。
さらには、前記インダクタのインピーダンス絶対値は、接続する前記一方の絶縁コンデンサのインピーダンス絶対値の０．１倍以下であることが好ましい。
また、前記第一及び第二の絶縁コンデンサは、セラミック・コンデンサであることが好ましい。
【発明の効果】
【００２２】
上記構成によれば、一組の絶縁コンデンサ素子を取り付けたことで、重く、高価で、銅資源を多く消費するフライバック・トランスを使用せず、さらに、経年変化が起こるフォト・カプラーを使用しないで、絶縁型の点灯用直流電源およびそれを備えた照明器具を提供することができる。加えて、高周波電圧生成回路の低圧側のスイッチング素子に電流検出抵抗を直列に接続したので、正確な負荷電流の検出に基づく負荷電流制御が可能となり、電流制御の信頼性が向上するとともに、ゼロ電流スイッチングを容易に実現できてスイッチングロスを大幅に低減することができる。
さらに、これらの効果に加え、一組の絶縁コンデンサのいずれか一方に、インピーダンス絶対値の小さいインダクタを直列に接続することによって、高周波成分の多いパルス電流によるノイズの発生を大幅に抑制することを同時に実現できる。
さらに、上記構成によれば、二つのコンデンサ素子として、温度上昇に弱い有機物を含む寿命要素のあるコンデンサを使用しないで、そのような寿命要素のないセラミック・コンデンサとすることで、点灯用直流電源の長寿命化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明のＬＥＤ照明器具用の絶縁型直流電源の回路図である。
【図２】前記絶縁型直流電源の動作を説明するための図である。
【図３】図１のｂ点の電圧波形、およびｂ，ｃ点の電流波形（ｉｓ）を示す図である。
【図４】図１のｂ点の電圧波形、ｄ点における電流波形（ｉｓ）、および、ｅ点の電圧波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態に係るＬＥＤランプ用直流電源の回路構成および回路動作について説明する。
【００２５】
図１の直流電源１００は、商用周波数の交流を高周波電圧に変換する変換回路１１０、高周波電流を直流に変換する変換回路１５０、および、制御回路１６０を備え、高周波電流変換回路１５０からの直流電流をＬＥＤランプの光源（ＬＡ）に供給するように構成される。
変換回路１１０は、商用交流電源ＡＣから供給される交流電圧を直流の脈流電圧に変換する整流回路（ダイオード・ブリッジＤＢ１）と、力率改善回路（アクティブフィルタ回路１２０）と、高周波電圧生成回路（ハーフ・ブリッジ回路１３０）と、負荷電流検出回路１４０とから構成される。ここで、ダイオード・ブリッジＤＢ１およびアクティブフィルタ回路１２０の組合せは、本発明の交流−直流変換回路に相当する。
【００２６】
ダイオード・ブリッジＤＢ１は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を全波整流して脈流電圧を生成する。
アクティブフィルタ回路１２０は、ダイオード・ブリッジＤＢ１が生成した脈流電圧を昇圧して直流電圧を生成する。アクティブフィルタ回路１２０は、平滑コンデンサＣ１、ＰＦＣ、コイルＬ１、スイッチング素子Ｑ１、整流素子Ｄ１および平滑コンデンサＣ２を有する。
平滑コンデンサＣ１は、ダイオード・ブリッジＤＢ１が生成した電流の高周波成分（リプル）を平滑する。
【００２７】
ＰＦＣは、スイッチング素子Ｑ１を制御して、スイッチング素子Ｑ１にオンオフを繰り返させる。スイッチング素子Ｑ１がオンの間、ダイオード・ブリッジＤＢ１が生成した脈流電圧がコイルＬ１に印加され、コイルＬ１に電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１がオフになると、コイルＬ１を流れる電流が、整流素子Ｄ１を介して、平滑コンデンサＣ２（電解コンデンサ）を充電する。これにより、平滑コンデンサＣ２には、昇圧された電圧が充電される。
ＰＦＣが、スイッチング素子Ｑ１をオンオフするタイミングを調整することにより、点灯装置１００の力率が改善される。なお、平滑コンデンサＣ２の陰極端子は、点灯装置１００内の基準電位を有するグラウンド配線に電気接続している。
【００２８】
ハーフ・ブリッジ回路１３０は、二つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を直列に電気接続した回路であり、平滑コンデンサＣ２の両端に電気接続されている。スイッチング素子Ｑ２が高電圧側であり、スイッチング素子Ｑ３が低電圧側である。二つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、制御回路１６０からのドライブ信号にしたがって、各々オンあるいはオフになる。二つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がスイッチング周波数ｆ（高周波）で交互にオンオフを繰り返すことにより、二つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点ｂから周波数ｆの矩形波電圧が発生する。変換回路１１０は、接続点ｂに発生した矩形波電圧を高周波電圧として出力する。また、二つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がともにオフの状態を継続することにより、接続点ｂには矩形波電圧が発生せず、変換回路１１０は、高周波電圧の生成を停止する。
【００２９】
電流検出回路１４０は、光源ＬＡに流れる直流電流と比例関係にある電圧を検出するために設けられる。すなわち、電流検出回路１４０は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ３を有する。抵抗Ｒ１は、電圧検出用の抵抗であり、スイッチング素子Ｑ３とグラウンドレベル側の出力端である接続点ｆとを結んでいる。スイッチング素子Ｑ３と抵抗Ｒ１との接続点ｄには、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ３を直列接続した積分回路が接続され、コンデンサＣ３の負極側がグラウンド配線に繋がっている。
【００３０】
ここで、接続点ｂがハーフ・ブリッジ回路１３０の高圧側の出力端を形成し、抵抗Ｒ１のグラウンド配線側の接続点ｆが回路１３０の低圧側の出力端を形成する。接続点ｂには、小インピーダンスのインダクタＬ２および小容量の第一の絶縁コンデンサＣ４のＬＣ直列回路が接続され、コンデンサＣ４の他端が変換回路１５０の高圧側の入力端に繋がっている。接続点ｆには、小容量の第二の絶縁コンデンサＣ５が接続され、絶縁コンデンサＣ５の他端が変換回路１５０の低圧側の入力端に繋がっている。
【００３１】
第一及び第二の絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５は、外部の交流電源に対して少なくとも０．１ＭΩ以上、好ましくは０．２ＭΩ以上、０．４ＭΩ以上の絶縁抵抗を有する小容量コンデンサであることが好ましい。具体的には、絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５の静電容量は、ＬＥＤ素子と放熱器間の絶縁が破壊され、人が放熱器に接触した場合に、人を通じて大地に流れる交流電流の最大値が、人体に影響のない電流値である１ｍＡ以下となるようなｐＦオーダである。例えば、絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５の個々の容量を７０００ｐＦ以下に定めた場合、交流電流６０Ｈｚ、２００Ｖにおいて、コンデンサ素子の容量性リアクタンス１／（ωＣ）を約０．２ＭΩ以上にすることができる。
よって、これら小容量の絶縁コンデンサＣ４，Ｃ５にはｐＦオーダの容量の同じセラミック・コンデンサを使用するとよい。
【００３２】
また、インダクタＬ２および第一の絶縁コンデンサＣ４からなるＬＣ直列接続回路のインピーダンスが容量性になるように絶縁コンデンサＣ４の静電容量およびインダクタＬ２のインダクタンスが設定されている。具体的には、インダクタＬ２のインピーダンス絶対値は、コンデンサＣ４のインピーダンス絶対値の０．５倍以下、好ましくは０．１倍以下、より好ましくは０．０５倍以下に設定するとよい。
本実施形態では、インダクタＬ２とコンデンサＣ４の接続点ｃを流れる電流をｉｓで表し、インダクタＬ２からコンデンサＣ４への電流ｉｓの向きを正とする。
【００３３】
直流への変換回路１５０は、高周波電流を整流する整流回路（ダイオード・ブリッジＤＢ２）、および、平滑回路（平滑コンデンサＣ６）から構成される。ダイオード・ブリッジＤＢ２は、４つの整流素子Ｄ２〜Ｄ５からなり、接続点ｃを流れる電流ｉｓを全波整流して、平滑コンデンサＣ６を充電し、光源ＬＡを点灯させる直流電流を生成する。
平滑コンデンサＣ６は、ダイオード・ブリッジＤＢ２が生成した電流の高周波成分（リプル）を平滑して、ＬＥＤ負荷電流がほぼ一定となるようにする。
なお、ダイオード・ブリッジＤＢ２は、高周波の周波数ｆに対して逆回復時間が十分短い高速型ダイオードなどを用いて構成する。
【００３４】
以上のような構成において、ハーフ・ブリッジ回路１３０で、Ｑ２がオン、Ｑ３がオフの状態になると、接続点ｂに矩形波電圧が印加され、インダクタＬ２に向けてパルス電流ｉｓが流れる。図２（Ａ）、図３に示すように、正方向のパルス電流ｉｓは、インダクタＬ２により制限を受けつつ、平滑コンデンサＣ２に蓄えられた電荷をＣ２→Ｑ２→Ｌ２→Ｃ４→Ｄ２→Ｃ６→Ｄ５→Ｃ５→Ｃ２の順に流して、平滑コンデンサＣ６を充電し、光源ＬＡを点灯する直流電流になる。この期間にコンデンサＣ４、Ｃ５は充電される。
【００３５】
次に、Ｑ２がオフ、Ｑ３がオンの状態になると、接続点ｂの電圧は、グラウンドレベルに抵抗Ｒ１の電圧が加算された低電圧になる。すると、コンデンサＣ４、Ｃ５に蓄えられた電荷が、インダクタＬ２により制限を受けつつ、負方向のパルス電流ｉｓになって、接続点ｂに流れ込む。図２（Ｂ）、図３に示すように、負方向のパルス電流ｉｓは、Ｃ４→Ｌ２→Ｑ３→Ｒ１→Ｃ５→Ｄ３→Ｃ６→Ｄ４→Ｃ４と流れて、この期間も平滑コンデンサＣ６を充電し、光源ＬＡを点灯する直流電流になる。
【００３６】
図４に示すように、電流検出用の抵抗Ｒ１に流れるパルス電流ｉｓは、平滑コンデンサＣ６を充電する電流の１／２になり、光源ＬＡに流れる直流電流と比例関係にある。抵抗Ｒ１に発生するパルス電圧を抵抗Ｒ２、コンデンサＣ３で構成される積分回路により平滑し、定電流制御のための信号として検出する。
【００３７】
制御回路１６０は、電圧比較部１６１、周波数調整部１６２、信号生成部１６３、ドライブ回路１６４を有する。
電圧比較部１６１は、電流検出回路１４０の積分回路からの電流検出電圧Ｖｉｄを、所定の基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、どちらが大きいかを判定する。
【００３８】
周波数調整部１６２は、電圧比較部１６１の判定結果に基づいて、高周波電圧生成回路１１０が生成する高周波電圧の周波数ｆを決定する。周波数調整部１６２は、電流検出電圧Ｖｉｄが基準電圧Ｖｒｅｆより大きいと電圧比較部１６１が判定した期間の長さと、電流検出電圧Ｖｉｄが基準電圧Ｖｒｅｆより小さいと電圧比較部１６１が判定した期間の長さとの比を算出して、算出した比が所定の値（１．０）に等しければ、光源電流ＩＬＡが目標電流Ｉ０と等しいと判定して、生成周波数ｆをそのまま維持する。算出した比が所定の値より大きい場合、周波数調整部１６２は、光源電流ＩＬＡが目標電流Ｉ０より大きいと判定し、生成周波数ｆを低くする。算出した比が目標比より小さい場合、周波数調整部１６２は、光源電流ＩＬＡが目標電流Ｉ０より小さいと判定し、生成周波数ｆを高くする。
【００３９】
信号生成部１６３は、周波数調整部１６２が決定した生成周波数ｆの制御信号を生成する。ドライブ回路１６４は、信号生成部１６３が生成した制御信号に基づいて、生成周波数ｆで二つのスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２を交互にオンオフするドライブ信号を生成する。これにより、光源電流ＩＬＡが、目標電流Ｉ０にほぼ等しくなる。
【００４０】
本実施形態によれば、コンデンサＣ４，Ｃ５を接続したことで、絶縁型の点灯用直流電源を実現でき、加えて、電流検出回路１４０においてダイオードを使用しないで済む。また、インダクタＬ２を接続したことで、低減させるのが困難なノイズ自体を発生させずに済むことができる。さらに、二つのコンデンサ素子Ｃ４，Ｃ５として、温度上昇に弱い有機物を含む寿命要素のあるコンデンサを使用しないで、そのような寿命要素のないセラミック・コンデンサとしたことで、点灯用直流電源の長寿命化を図ることができる。
【００４１】
なお、本実施形態において、高周波電圧発生回路としてハーフ・ブリッジ回路１３０の場合を示したが、フル・ブリッジ回路の場合にも本発明を適用できる。また、電流検出回路１４０の積分回路としては抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３の直列回路に限られるものではない。本実施形態では、インダクタＬ２をコンデンサＣ４と直列に接続した例を示したが、この構成に加えて同様のインダクタをコンデンサＣ５にも直列に接続してもよいし、あるいは、インダクタＬ２の代わりに同様のインダクタをコンデンサＣ５にのみ直列に接続したものでも構わない。
【符号の説明】
【００４２】
ＡＣ    商用交流電源
ＤＢ１  ダイオード・ブリッジ
ＤＢ２  ダイオード・ブリッジ
１００  ＬＥＤランプ用直流電源
１１０  高周波電圧への変換回路
１２０  力率改善回路
１３０  高周波電圧発生回路
１４０  電流検出回路
１５０  直流への変換回路
１６０  制御回路
【図１】
2016115515.tif 000003
【図２】
2016115515.tif 000004
【図３】
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【図４】
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