(57)【要約】【課題】自己遮断時に点火プラグが誤点火しないようにする。【解決手段】自己遮断信号源２１１が正常を検出してトランジスタＭ３がオンしているときに、ＩＮ端子にオン信号を受けるとトランジスタＭ１がオン、トランジスタＭ２がオフしてＩＧＢＴ２４がオンする。このとき、自己遮断信号源２１１が異常を検出してトランジスタＭ１がオフ、トランジスタＭ２がオンされると、ＩＧＢＴ２４のゲート端子がトランジスタＭ２，Ｍ３を介してエミッタ端子に接続されることで、ゲート容量に充電された電荷を急速に放電する。これにより、ＩＧＢＴ２４のコレクタ電圧が上昇して所定の電圧よりも高くなることをコンパレータ２１６が検出すると、トランジスタＭ３がオフされてゲート容量の電荷を抵抗２１３でゆっくり放電する緩遮断が行われる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワー半導体素子をスイッチング制御する半導体装置であって、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のコレクタ端子に接続されてコレクタ電圧を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されたスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記スイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるコレクタ電圧の上昇が設定値を超えたことを前記電圧検出回路が検出すると、前記スイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項２】
パワー半導体素子と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のコレクタ端子に接続されてコレクタ電圧を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されたスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記スイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるコレクタ電圧の上昇が設定値を超えたことを前記電圧検出回路が検出すると、前記スイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項３】
前記電圧検出回路は、抵抗を直列接続した分圧回路と、前記設定値の基準電圧を出力する基準電圧回路と、前記分圧回路の出力を前記基準電圧と比較するコンパレータと、前記異常検出回路が異常を検出していて前記コンパレータが前記基準電圧よりも高い前記分圧回路の出力を検出したときに前記スイッチ回路を遮断する論理回路とを有していることを特徴とする請求項１または２記載の半導体装置。
【請求項４】
前記電圧検出回路は、ダイオードおよび抵抗を直列接続した直列回路と、前記設定値の基準電圧を出力する基準電圧回路と、コレクタ電圧が前記ダイオードの耐圧を超えたときの前記直列回路の出力を前記基準電圧と比較するコンパレータと、前記異常検出回路が異常を検出していて前記コンパレータが前記基準電圧よりも高い前記直列回路の出力を検出したときに前記スイッチ回路を遮断する論理回路とを有していることを特徴とする請求項１または２記載の半導体装置。
【請求項５】
前記微小電流回路は、前記パワー半導体素子のゲート端子とエミッタ端子との間に接続された抵抗であることを特徴とする請求項１または２記載の半導体装置。
【請求項６】
前記微小電流回路は、前記パワー半導体素子のゲート端子とエミッタ端子との間に接続された定電流回路であることを特徴とする請求項１または２記載の半導体装置。
【請求項７】
前記ゲートプルアップ回路は、一端が電源回路に接続され、他端が前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記入力信号として前記パワー半導体素子をオンする信号が入力され、かつ、前記異常検出回路が異常を検出していないとき、前記電源回路から前記パワー半導体素子のゲート端子に通電するスイッチであることを特徴とする請求項１または２記載の半導体装置。
【請求項８】
前記ゲートプルアップ回路は、一端が前記入力信号の入力端子に接続され、他端が前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記入力信号として前記パワー半導体素子をオンする信号が入力され、かつ、前記異常検出回路が異常を検出していないとき、前記オン信号により前記パワー半導体素子のゲート端子が通電されるスイッチであり、前記スイッチの一端と他端とには、前記パワー半導体素子をオフする信号が入力されたときに前記パワー半導体素子のゲート端子をエミッタ端子に通電するダイオードが接続されていることを特徴とする請求項１または２記載の半導体装置。
【請求項９】
前記ゲートプルダウン回路は、一端が前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、他端が前記スイッチに接続され、前記入力信号として前記パワー半導体素子をオフする信号が入力され、または、前記異常検出回路が異常を検出しているとき、前記パワー半導体素子のゲート端子から前記スイッチに通電するトランジスタであることを特徴とする請求項１または２記載の半導体装置。
【請求項１０】
パワー半導体素子をスイッチング制御する半導体装置であって、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続されてゲート電圧を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されたスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記スイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるゲート電圧の低下が設定値を下回ったことを前記電圧検出回路が検出すると、前記スイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項１１】
前記電圧検出回路は、前記微小電流回路を兼ねることを特徴とする請求項１０記載の半導体装置。
【請求項１２】
パワー半導体素子と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続されてゲート電圧を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されたスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記スイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるゲート電圧の低下が設定値を下回ったことを前記電圧検出回路が検出すると、前記スイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項１３】
前記電圧検出回路は、前記微小電流回路を兼ねることを特徴とする請求項１２記載の半導体装置。
【請求項１４】
パワー半導体素子をスイッチング制御する半導体装置であって、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のセンスエミッタ端子に接続されてパワー半導体素子のコレクタ電流を電圧に変換した値を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されたスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記スイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるコレクタ電流に相当する電圧の低下が設定値を下回ったことを前記電圧検出回路が検出すると、前記スイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項１５】
パワー半導体素子と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のセンスエミッタ端子に接続されてパワー半導体素子のコレクタ電流を電圧に変換した値を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されたスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記スイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるコレクタ電流に相当する電圧の低下が設定値を下回ったことを前記電圧検出回路が検出すると、前記スイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項１６】
パワー半導体素子をスイッチング制御する半導体装置であって、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のコレクタ端子に接続されてコレクタ電圧を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されて通常動作時には導通される第１のスイッチ回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続され、前記第１のスイッチ回路に比して抵抗の大きな第２のスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記第１のスイッチ回路を遮断し、前記第２のスイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるコレクタ電圧の上昇が設定値を超えたことを前記電圧検出回路が検出すると、前記第２のスイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項１７】
パワー半導体素子をスイッチング制御する半導体装置であって、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続されてゲート電圧を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されて通常動作時には導通される第１のスイッチ回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続され、前記第１のスイッチ回路に比して抵抗の大きな第２のスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記第１のスイッチ回路を遮断し、前記第２のスイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるゲート電圧の低下が設定値を下回ったことを前記電圧検出回路が検出すると、前記第２のスイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項１８】
前記電圧検出回路は、前記微小電流回路を兼ねることを特徴とする請求項１７記載の半導体装置。
【請求項１９】
パワー半導体素子をスイッチング制御する半導体装置であって、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいて前記ゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、
前記パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、
前記パワー半導体素子のゲート端子に接続され、前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、
前記パワー半導体素子のセンスエミッタ端子に接続されてパワー半導体素子のコレクタ電流を電圧に変換した値を検出する電圧検出回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されて通常動作時には導通される第１のスイッチ回路と、
前記ゲートプルダウン回路と前記パワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続され、前記第１のスイッチ回路に比して抵抗の大きな第２のスイッチ回路と、
を備え、
前記異常検出回路が異常を検出したとき、前記ゲートプルアップ回路を遮断し、前記ゲートプルダウン回路を導通し、前記第１のスイッチ回路を遮断し、前記第２のスイッチ回路を介して前記パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、前記電荷の引き抜きによるコレクタ電流に相当する電圧の低下が設定値を下回ったことを前記電圧検出回路が検出すると、前記第２のスイッチ回路を遮断して前記微小電流回路による電荷の引き抜きを行うことを特徴とする半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車用内燃機関の点火装置に用いられる半導体装置に関し、特に、異常発生時に自己遮断を行う機能を備えた半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車用内燃機関の点火装置は、主に高電圧を発生させる点火コイルと、この点火コイルの一次側電流をスイッチング制御する点火用集積回路（以下、集積回路をＩＣ（Integrated Circuit）という。）と、点火プラグとを備えている。この点火用ＩＣは、点火コイルの一次コイルに直列に接続されたパワー半導体素子と、エンジンコントロールユニット（以下、ＥＣＵ（Engine Control Unit）という。）からの信号に基づいてパワー半導体素子を駆動するドライブ回路とを有している。点火用ＩＣは、また、点火用ＩＣまたはパワー半導体素子に何らかの異常が発生した場合に、パワー半導体素子をオフして点火コイルに流れている電流を遮断する自己遮断回路を備えている。点火用ＩＣおよびパワー半導体素子の異常としては、ドライブ回路が所定時間を超えてパワー半導体素子を連続通電してしまう異常、パワー半導体素子が過熱状態になってしまう異常などがある。
【０００３】
自己遮断回路は、そのような異常が検出されると、パワー半導体素子をオフ制御して点火コイルに流れている電流を遮断する。このため、点火コイルに流れている電流がＥＣＵの信号に関係なく急激に変化し、それにより、点火コイルの二次側電圧が急激に変化し、正規のタイミング以外のところで点火プラグが放電してしまうことがある。この場合、エンジンが異常燃焼を起こすなどして壊れてしまうことがある。
【０００４】
これに対し、異常が検出されて自己遮断を行うときには、点火コイルの一次側電流の変化を緩やかにして遮断することで、どのようなタイミングでも点火プラグが誤放電することのないようにするソフトオフ制御が知られている（たとえば、特許文献１，２参照）。
【０００５】
特許文献１の技術では、パワー半導体素子のゲート端子に抵抗および定電流回路を接続し、異常検出時にオン制御しているゲート電圧を漸減させるようにしている。また、特許文献２の技術では、ダイオードの逆方向リーク抵抗とコンデンサとで構成した積分回路の出力で自己遮断用トランジスタを制御することによりパワー半導体のゲート電圧を漸減させるようにしている。このように、パワー半導体素子のゲート電圧を漸減させる緩遮断を実行することにより、点火コイルの一次側電流の変化が緩やかになり、その結果、点火コイルの二次側電流の変化も緩やかになって、点火プラグの異常点火を防止することができる。
【０００６】
ここで、以上のような自己遮断の機能を備えた点火用ＩＣの具体的な構成例について説明する。
図１９は従来の点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を例示する図、図２０は従来の自動車用内燃機関の点火用ＩＣの動作波形例を示す図である。
【０００７】
自動車用内燃機関の点火装置は、図１９に示したように、点火装置の全体を制御するＥＣＵ１、イグナイタを構成する点火用ＩＣ２、鉄芯に一次コイル３１および二次コイル３２が巻回された点火コイル３、電源（バッテリ）４および点火プラグ５を備えている。点火用ＩＣ２では、点火コイル３の一次側電流をオン・オフ制御するパワー半導体素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）という。）２４を用いている。
【０００８】
点火用ＩＣ２は、点火コイル３と接続されるＣ端子（コレクタ端子）、グランド電位と接続されるＥ端子（エミッタ端子）、ＥＣＵ１と接続されるＩＮ端子（入力端子）および電源４と接続されるＢ端子（電源端子）を有している。
【０００９】
点火用ＩＣ２のＣ端子は、点火コイル３の一次コイル３１の一方の端子に接続され、一次コイル３１の他方の端子は、電源４の正極端子に接続されている。点火用ＩＣ２のＥ端子は、グランドに接続されている。点火コイル３の二次コイル３２は、その一方の端子が点火プラグ５の一方の電極に接続され、二次コイル３２の他方の端子は、電源４の正極端子に接続されている。点火プラグ５の他方の電極および電源４の負極端子は、それぞれグランドに接続されている。
【００１０】
点火用ＩＣ２は、また、ＩＧＢＴ２４を駆動するドライブ回路２２と、自己遮断回路２１と、電源回路２３とを有している。ドライブ回路２２は、ＮＡＮＤ回路２２１と、ゲートプルアップ回路としてのトランジスタＭ１と、ゲートプルダウン回路としてのトランジスタＭ２とを有している。ここで、トランジスタＭ１は、ｐ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、トランジスタＭ２は、ｎ型のＭＯＳＦＥＴであって、それぞれスイッチの機能を有する。ＮＡＮＤ回路２２１は、その一方の入力端子がＩＮ端子に接続され、ＮＡＮＤ回路２２１の出力端子は、コンプリメンタリ回路によってインバータを構成しているトランジスタＭ１，Ｍ２の制御端子であるゲート端子に接続されている。トランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン端子は、ＩＧＢＴ２４のゲート端子に接続されている。トランジスタＭ１のソース端子は、電源回路２３の出力端子に接続されている。
【００１１】
電源回路２３は、電源４の電圧（たとえば、１４ボルト（Ｖ））を降圧した電圧（たとえば、５Ｖ）に変換するものであり、ドライブ回路２２および自己遮断回路２１の電源となる。
【００１２】
自己遮断回路２１は、自己遮断信号源２１１と、インバータ２１２と、ｎ型のＭＯＳＦＥＴで構成してスイッチ回路として機能するトランジスタＭ３と、抵抗２１３とを有している。自己遮断信号源２１１は、ＩＧＢＴ２４の通電状態の異常を検出する異常検出回路であり、たとえば、ＩＧＢＴ２４の異常通電および過熱を検出するタイマ機能および温度検知機能を有している。自己遮断信号源２１１の出力端子は、インバータ２１２の入力端子に接続され、インバータ２１２の出力端子は、ドライブ回路２２のＮＡＮＤ回路２２１の他方の入力端子およびトランジスタＭ３のゲート端子に接続されている。トランジスタＭ３のドレイン端子は、ドライブ回路２２のトランジスタＭ２のソース端子に接続され、トランジスタＭ３のソース端子は、点火用ＩＣ２のＥ端子に接続されている。抵抗２１３は、その一方の端子がＩＧＢＴ２４のゲート端子に接続され、他方の端子が点火用ＩＣ２のＥ端子に接続され、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷を引き抜く微小電流回路を構成している。
【００１３】
ここで、自動車用内燃機関の点火装置の動作について図１９および図２０を参照しながら説明する。ＥＣＵ１は、点火用ＩＣ２のＩＮ端子に、ＩＧＢＴ２４のオン・オフを制御する信号Ｖｉｎを出力する。たとえば、ＩＧＢＴ２４をオン制御するとき、ＥＣＵ１は、Ｖｉｎ＝５Ｖ（Ｈレベル）の電圧のオン信号をＩＮ端子に出力する。また、ＩＧＢＴ２４をオフ制御するときには、ＥＣＵ１は、Ｖｉｎ＝０Ｖ（Ｌレベル）の電圧のオフ信号をＩＮ端子に出力する。なお、自己遮断回路２１の自己遮断信号源２１１が出力する自己遮断信号ｓ１は、正常動作時にＶｓ１＝Ｌレベル、異常動作時にＶｓ１＝Ｈレベルとなる。このため、正常動作のとき、自己遮断信号ｓ１は、インバータにより反転されて、Ｈレベルの信号がＮＡＮＤ回路２２１の他方の入力端子およびトランジスタＭ３のゲート端子に供給されている。このため、ＮＡＮＤ回路２２１は、ＥＣＵ１から入力された信号に対してインバータとして動作し、トランジスタＭ３は、正常時オン制御されている。
【００１４】
まず、点火用ＩＣ２は、そのＩＮ端子にオン信号が入力されると、ＮＡＮＤ回路２２１の出力がＬレベルとなり、トランジスタＭ１がオンしてトランジスタＭ２がオフする。これにより、ドライブ回路２２は、ＩＧＢＴ２４のゲート端子のゲート電圧Ｖｇを５Ｖにプルアップし、ＩＧＢＴ２４をオンする。これにより、電源４から点火コイル３の一次コイル３１を介して点火用ＩＣ２のＣ端子にコレクタ電流（以下、Ｉｃという。）が流れ始める。このコレクタ電流Ｉｃは、一次コイル３１のインダクタンスと印加電圧とでｄＩｃ／ｄｔが決定され、一次コイル３１の抵抗とＩＧＢＴ２４のオン抵抗と電源４の電圧とで決まる一定電流値（たとえば、１７アンペア（Ａ））まで増加する。なお、点火用ＩＣ２のＣ端子のコレクタ電圧（以下、Ｖｃという。なお、ここで言うコレクタ電圧Ｖｃは、コレクタ−エミッタ間電圧を簡単のためにコレクタ電圧Ｖｃと言ったものである）は、ＩＧＢＴ２４がオンされてコレクタ電流Ｉｃが流れ始めると、印加されていた電源４の電圧が瞬間的に低下し、その後は、ＩＧＢＴ２４のオン抵抗のために少しずつ上昇していく。
【００１５】
次に、点火用ＩＣ２は、そのＩＮ端子にオフ信号が入力されると、ＮＡＮＤ回路２２１の出力がＨレベルとなり、トランジスタＭ１がオフしてトランジスタＭ２がオンする。これにより、ドライブ回路２２は、ＩＧＢＴ２４のゲート端子のゲート電圧Ｖｇを０Ｖにプルダウンし、ＩＧＢＴ２４をオフする。これにより、コレクタ電流Ｉｃは、急激に減少し、コレクタ電圧Ｖｃは、急激に上昇する。このコレクタ電流Ｉｃの急激な変化により、一次コイル３１の両端電圧は、急激に増加する。同時に、二次コイル３２の両端電圧も急激に増加（たとえば、３０ｋＶまで増加）し、その電圧が点火プラグ５に印加される。点火プラグ５は、印加電圧が約１０ｋＶ以上で放電する。その後、コレクタ電圧Ｖｃは、電源４の電圧に戻る。以上が、図２０において、「正常」で示した範囲の動作である。
【００１６】
次に、ＥＣＵ１のオン信号が所定時間より長く出力されたり、点火用ＩＣ２またはＩＧＢＴ２４が過熱したりして、点火コイル３または点火用ＩＣ２に焼損などの故障が発生するおそれのある場合、自己遮断回路２１が動作して、コレクタ電流Ｉｃを遮断する。しかし、コレクタ電流Ｉｃを急激に遮断すると、点火プラグ５が設定外のタイミングで放電し、エンジンに損傷を与えるおそれがある。このため、自己遮断回路２１は、点火プラグ５が誤放電しない範囲で｜ｄＩｃ／ｄｔ｜を制御する必要がある（たとえば、１Ａ／ｍｓ（ミリ秒）程度の電流変化）。
【００１７】
次に、異常が発生する場合について説明する。この場合でも、最初は、ＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇ、コレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ電圧Ｖｃは、正常時の場合と同様な振る舞いをする。ゲート電圧Ｖｇは、Ｈレベルの信号となり、コレクタ電流Ｉｃは、所定の電流値まで上昇して一定の値（たとえば、１７Ａ）に保たれ、コレクタ電圧Ｖｃは、徐々に上昇していく。
【００１８】
ここで、自己遮断信号源２１１は、図示しないタイマ回路が所定時間以上のオン信号の長さを計時した場合、または、図示しない温度検知回路が過熱を検知した場合に、異常を表すＨレベルの自己遮断信号ｓ１を出力する。自己遮断信号源２１１がＨレベルの自己遮断信号ｓ１（図２０において、Ｖｓ１＝Ｈレベルの信号）を出力すると、インバータ２１２を介してＬレベルの信号がＮＡＮＤ回路２２１の他方の入力端子およびトランジスタＭ３のゲート端子にそれぞれ印加される。これにより、ＮＡＮＤ回路２２１の出力端子は、Ｈレベルの信号に固定され、トランジスタＭ１がオフしてトランジスタＭ２がオンする。このとき、トランジスタＭ２に直列に接続されたトランジスタＭ３は、Ｌレベルのゲート信号を受けてオフされているので、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷は、抵抗２１３を介して徐々に放電されることになる。これにより、ＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇが徐々に低下して所定の電圧以下になると、コレクタ電流Ｉｃが低下し始めるとともに、コレクタ電圧Ｖｃが上昇し始めるようになる。
【００１９】
このように、たとえば、ＥＣＵ１の信号Ｖｉｎがオン固定であるような異常が発生した場合、ＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇは、自己遮断信号源２１１がＨレベルの自己遮断信号ｓ１を出力してから一定の速度で低下していく。ＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇが所定の電圧まで低下すると、コレクタ電流Ｉｃが徐々に低下し始め、緩遮断が行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開２００８−４５５１４号公報
【特許文献２】特開２００６−３７８２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上記の点火用ＩＣ２では、上述のように自己遮断信号ｓ１が出力されてからＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷が徐々に放電されゲート電圧Ｖｇが一定の速度で低下していく。これに伴いコレクタ電流Ｉｃが低下していくがＩＧＢＴの電気的特性からその低下の仕方は一定ではない。すなわちゲート電圧Ｖｇがある程度低下するまではコレクタ電流Ｉｃはわずかしか低下せず、ゲート電圧Ｖｇがある程度まで低下した後からコレクタ電流Ｉｃが大きく低下するようになる。言い換えると、このゲート電圧Ｖｇがある程度低下するまでの時間は、コレクタ電流Ｉｃが実効的に低下し始めるまでの遅延時間のようになる。その遅延時間の間、ＩＧＢＴ２４および一次コイル３１は、これらに一定の大電流（たとえば、１７Ａ近い電流）が流れ続けるので、熱破壊などのダメージを受けるおそれがある。これを避けるには、遅延時間を考慮してタイマ時間を短くする、過熱検知の温度を下げるなどして異常検出感度を上げる必要があるが、この場合、自己遮断が起きやすくなるという問題点がある。また、遅延時間の間に大電流が流れても、それによる発熱を抑えるようにするには、点火用ＩＣ２の熱抵抗を下げる必要があるが、その場合、チップサイズを大きくする必要がある。
【００２２】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、自己遮断時において実際に一次コイルに流れる電流の低下を開始するまでの遅延時間を短くしてパワー半導体素子および点火コイルの一次コイルの発熱を抑制した半導体装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明では、上記の課題を解決するために、パワー半導体素子をスイッチング制御する半導体装置が提供される。この半導体装置は、パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいてゲート端子をプルアップするゲートプルアップ回路と、パワー半導体素子のゲート端子に接続され、入力信号に基づいてゲート端子をプルダウンするゲートプルダウン回路と、パワー半導体素子の通電状態の異常を検出する異常検出回路と、パワー半導体素子のゲート端子に接続され、パワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜く微小電流回路と、パワー半導体素子のコレクタ端子に接続されてコレクタ電圧を検出する電圧検出回路と、ゲートプルダウン回路とパワー半導体素子のエミッタ端子との間に接続されたスイッチ回路と、を備えている。異常検出回路が異常を検出したとき、ゲートプルアップ回路を遮断し、ゲートプルダウン回路を導通し、スイッチ回路を介してパワー半導体素子のゲート容量から電荷を引き抜き、電荷の引き抜きによるコレクタ電圧の上昇が設定値を超えたことを電圧検出回路が検出すると、スイッチ回路を遮断して微小電流回路による電荷の引き抜きを行う。
【００２４】
このような半導体装置によれば、異常検出回路が異常を検出したとき、まず、パワー半導体素子を急速遮断し、コレクタ電圧が上昇しようとするときから、緩遮断を行うようにした。これにより、異常検出回路が異常を検出した直後から緩遮断を開始する場合に比べて、実際に緩遮断を開始するまでの遅延時間を短縮することができる。
【発明の効果】
【００２５】
上記構成の半導体装置は、異常発生時に、急速遮断をしてから緩遮断を開始するので、緩遮断を開始するまでの遅延時間を短縮できることから、遅延時間の間に生じていた発熱を抑制することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】第１の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図２】自動車用内燃機関の点火用ＩＣの動作波形例を示す図である。
【図３】ＩＧＢＴの電流・電圧特性図である。
【図４】自己遮断時の動作点の推移を示すタイムチャートである。
【図５】自己遮断信号源の構成を例示する回路図である。
【図６】リセット回路の動作波形を示す図である。
【図７】自己遮断信号源の動作波形を示す図である。
【図８】第２の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図９】第３の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１０】第４の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１１】第４の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置の変形例を示す図である。
【図１２】第５の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１３】第６の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１４】第７の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１５】第８の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１６】第９の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１７】第１０の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１８】第１１の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。
【図１９】従来の点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を例示する図である。
【図２０】従来の自動車用内燃機関の点火用ＩＣの動作波形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について、自動車用内燃機関の点火装置に用いられて自己遮断機能を備えた点火制御用のＩＣに適用した場合を例に図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、上記の図１９に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。また、各実施の形態は、矛盾のない範囲で複数の実施の形態を組み合わせて実施することもできる。
【００２８】
図１は第１の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図、図２は自動車用内燃機関の点火用ＩＣの動作波形例を示す図、図３はＩＧＢＴの電流・電圧特性図、図４は自己遮断時の動作点の推移を示すタイムチャートである。
【００２９】
第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、図１に示したように、図１９に示したものと比較して、自己遮断回路２１の構成が変更されている。すなわち、この自己遮断回路２１は、基準電圧回路２１５、コンパレータ２１６、ＮＡＮＤ回路２１７、抵抗２１８，２１９およびツェナーダイオード２２０が追加されている。なお、図１９に示したものと同様に、電源回路２３は、ドライブ回路２２および自己遮断回路２１の電源となっている。
【００３０】
基準電圧回路２１５の出力端子は、コンパレータ２１６の反転入力端子に接続され、コンパレータ２１６の出力端子は、ＮＡＮＤ回路２１７の一方の入力端子に接続されている。ＮＡＮＤ回路２１７の他方の入力端子は、自己遮断信号源２１１の出力端子に接続され、ＮＡＮＤ回路２１７の出力端子は、トランジスタＭ３のゲート端子に接続されている。抵抗２１８は、その一方の端子が点火用ＩＣのＣ端子に接続され、他方の端子が抵抗２１９の一方の端子に接続されている。抵抗２１９の他方の端子は、点火用ＩＣのＥ端子に接続されている。抵抗２１８と抵抗２１９との接続点は、コンパレータ２１６の非反転入力端子に接続され、さらに、ツェナーダイオード２２０のカソード端子に接続されている。ツェナーダイオード２２０のアノード端子は、点火用ＩＣのＥ端子に接続されている。
【００３１】
直列に接続された抵抗２１８，２１９は、分圧回路を構成し、たとえば同じ抵抗値を有していて、Ｃ端子におけるコレクタ電圧Ｖｃの５０％の電圧値（Ｖｃ／２）を出力する。また、基準電圧回路２１５は、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを出力している。これにより、抵抗２１８，２１９、基準電圧回路２１５、コンパレータ２１６およびＮＡＮＤ回路２１７は、コレクタ電圧Ｖｃの電圧検出回路を構成している。ここで、コンパレータ２１６は、コレクタ電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆに対応する所定値を超えた場合に、信号ｓ２を出力（図２において、Ｖｓ２＝Ｈレベルの信号を出力）する。
【００３２】
なお、コンパレータ２１６で直接コレクタ電圧Ｖｃを検出するのではなく、コレクタ電圧Ｖｃを抵抗２１８，２１９で分圧して検出するようにしているのは、コレクタ電圧Ｖｃがコンパレータ２１６の耐電圧よりも高くなった場合でも検出動作が行えるようにするためである。また、ツェナーダイオード２２０はコンパレータ２１６などの回路保護のために設けられていて、コレクタ電圧Ｖｃがコンパレータ２１６の耐電圧よりも高い電圧となった場合でもコンパレータ２１６などの回路を保護する。ツェナーダイオード２２０の逆耐圧電圧は、前述のコレクタ電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆに対応する所定値よりも大きく設定してある。
【００３３】
以上の構成において、自己遮断信号源２１１が自己遮断信号ｓ１を出力していない、すなわち、図２において、Ｖｓ１＝Ｌレベルの信号を出力している正常の動作のとき、点火用ＩＣ２は、図１９および図２０を用いて説明した動作と同じ動作をする。
【００３４】
次に、たとえば、ＩＧＢＴ２４がオン状態に固定されたような異常を自己遮断信号源２１１が検出して、自己遮断信号ｓ１を継続して出力（図２において、Ｖｓ１＝Ｈレベルの信号を出力）するときの動作について説明する。この場合、ＥＣＵ１からオン信号（Ｖｉｎ＝Ｈレベルの信号）が入力された直後は、正常動作と同じ動作をする。オン信号が継続して入力されていると、やがて、コレクタ電流Ｉｃが所定の電流値まで上昇して一定の値（たとえば、１７Ａ）に保たれ、これに伴いコレクタ電圧Ｖｃは、徐々に上昇して一定になる。
【００３５】
ここで、自己遮断信号源２１１からＨレベルの自己遮断信号ｓ１が出力されると、インバータ２１２を介してＬレベルの信号がＮＡＮＤ回路２２１に入力される。このため、ＮＡＮＤ回路２２１は、Ｈレベルの信号を出力し、トランジスタＭ１をオフしてトランジスタＭ２をオンする。このとき、自己遮断回路２１では、自己遮断信号源２１１がＨレベルの信号Ｖｓ１を出力しているが、コレクタ電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆに対応する所定値に達していないので、トランジスタＭ３はオンのままである。トランジスタＭ２，Ｍ３がオンであるため、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷は、トランジスタＭ２，Ｍ３を介して放電され、ＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇが急速に低下し、これに伴って、コレクタ電圧Ｖｃが急速に上昇する。
【００３６】
コレクタ電圧Ｖｃが所定値を超えて上昇すると、コンパレータ２１６の出力端子は、Ｈレベルの信号Ｖｓ２を出力し、これにより、トランジスタＭ３は、オフになる。その後、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷が抵抗２１３を介して放電される緩遮断動作に移行する。
【００３７】
このように、この点火用ＩＣ２では、自己遮断回路２１が異常を検出して自己遮断するときには、まず、通常遮断と同じ急速遮断を行い、その後、コレクタ電圧Ｖｃが一定値を超えると、緩遮断を行うようにしている。このため、異常発生から緩遮断を開始するまでの遅延時間が極めて短いので、その間にＩＧＢＴ２４および点火コイル３にて生じる発熱を抑制することができる。
【００３８】
次に、緩遮断を開始するまでの間で急速遮断が可能な理由について説明する。まず、点火用ＩＣ２のパワー半導体素子として一般的な出力特性を持つＩＧＢＴ２４の電流・電圧特性を図３に示している。この図３では、縦軸がコレクタ電流Ｉｃを示し、横軸がコレクタ電圧Ｖｃを示していて、ゲート電圧Ｖｇを変化させたときのコレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ電圧Ｖｃの関係を示している。また、この図３には、点火コイル３の負荷線も示してある。この負荷線は、たとえば、電源４が１４Ｖ、一次コイル３１の抵抗が０．７オーム（Ω）とした場合の負荷線である。この負荷線と電流・電圧曲線との交点がＩＧＢＴ２４の動作点であり、たとえば、ゲート電圧Ｖｇが５Ｖのとき、コレクタ電流Ｉｃが１７Ａ、コレクタ電圧Ｖｃが２Ｖである。負荷遮断時での動作点は、Ｖｇ＝５Ｖからゲート閾値電圧の２Ｖまで、Ｖｇの減少に従い負荷線上を右下に移動する。
【００３９】
ＩＧＢＴ２４は、ゲート電圧Ｖｇを変化させることで動作しているので、この負荷線上をゲート電圧Ｖｇが一定速度で下がっていくイメージで表したのが図４のタイムチャートである。ゲート電圧Ｖｇが一定速度で下がっていくイメージとは、図１９の回路の場合のように、自己遮断のときにゲート容量の電荷を抵抗２１３で放電していくことに相当する。この図４において、縦軸がゲート電圧Ｖｇおよびコレクタ電流Ｉｃであり、横軸が時間であり、ゲート電圧Ｖｇの時間変化は破線で示し、コレクタ電流の時間変化は実線で示している。この図４によれば、自己遮断開始の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、すなわちゲート電圧Ｖｇが５Ｖから３．２Ｖに低下するまでの間、コレクタ電流Ｉｃの低下は、１Ａ程度である。また、ゲート電圧Ｖｇが３．２Ｖから２Ｖに低下する時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間、コレクタ電流Ｉｃは、およそ１６Ａ低下している。
【００４０】
ここで、自己遮断時において、点火プラグ５が点火に至らないコレクタ電流Ｉｃの時間変化の条件である、｜ｄＩｃ／ｄｔ｜＜１Ａ／ｍｓについて検討してみる。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間は、コレクタ電流Ｉｃが１Ａ低下するのに２４ｍｓも掛かっており、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間は、コレクタ電流Ｉｃが１６Ａ低下するのに１６ｍｓ掛かっている。つまり、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間のコレクタ電流Ｉｃの低下率は、ほぼ上記の条件を満たしているのに対し、時刻ｔ１から時刻ｔ２までは、時間が掛かり過ぎていることになり、この時間は、図２０で示される遅延時間に相当する。このことは、コレクタ電流Ｉｃが１Ａ低下するのに必要な時間は、ほぼ１ｍｓまで短縮可能であることを意味している。
【００４１】
本発明では、コレクタ電流Ｉｃが１７Ａから１６Ａまで低下する時間（ｔ１−ｔ２）を短縮し、図２０でいう遅延時間を実質的になくしている。
これを説明するために、負荷を設定したパワー半導体のＩ−Ｖ特性において、ゲート電圧Ｖｇの変化に対するコレクタ電流Ｉｃの変化が小さい範囲と同じく大きい範囲について次のように規定する。すなわち、ゲート電圧Ｖｇが低下してこの小さい範囲からこの大きい範囲に移行するゲート電圧とこのゲート電圧に対応するコレクタ電圧およびこのゲート電圧に対応するコレクタ電流をそれぞれゲート電圧しきい値Ｖｇｔｈ、コレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈ、コレクタ電流しきい値Ｉｃｔｈとする。
【００４２】
これは具体例に即して説明すると、図４で時刻ｔ２におけるコレクタ電圧およびゲート電圧がそれぞれコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈおよびゲート電圧しきい値Ｖｇｔｈに対応する。時刻ｔ１からｔ２の間がゲート電圧Ｖｇの変化に対するコレクタ電流Ｉｃの変化が小さい範囲に対応し、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間がゲート電圧Ｖｇの変化に対するコレクタ電流Ｉｃの変化が大きい範囲に対応する。なお、ここでゲート電圧Ｖｇが低下するとコレクタ電圧Ｖｃは増加することに留意する。
【００４３】
第１の実施の形態では、自己遮断信号源２１１からＨレベルの自己遮断信号ｓ１が出力された後、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈまでの間は急速遮断を行い、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈを超えて後は緩遮断を行うものである。そのために、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈを超えたか超えないかを検出するよう、コレクタ電圧Ｖｃの分圧を決める抵抗２１８および抵抗２１９の値の設定および基準電圧Ｖｒｅｆを設定するものである。すなわち、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈとなった際に抵抗２１８および抵抗２１９の接続点に表れる電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに設定する。これは基準電圧Ｖｒｅｆを設定した後、すなわち、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈとなった際に抵抗２１８および抵抗２１９の接続点に表れる電圧がその基準電圧Ｖｒｅｆとなるよう抵抗２１８および抵抗２１９の値を設定しても良い。
【００４４】
言い換えると、時刻ｔ２に相当するコレクタ電流Ｉｃは、図３の電流・電圧特性に基づきコレクタ電圧Ｖｃに換算した値で検出するようにし、自己遮断開始からその換算値が検出されるまでは急速遮断を実施し、換算値の検出後は、緩遮断を実施している。具体的には、図３の例では、コレクタ電流Ｉｃが１６Ａのときの負荷線上のコレクタ電圧Ｖｃの値は、約２．４Ｖである。このため、コレクタ電圧Ｖｃ＝２．４Ｖのときにコンパレータ２１６がＨレベルの電圧Ｖｓ２を出力するよう、抵抗２１８，２１９による分圧比および基準電圧回路２１５の基準電圧Ｖｒｅｆを設定している。上記の例では、この分圧比を１／２にしているので、基準電圧Ｖｒｅｆは、約１．２Ｖとなる。
【００４５】
なお、ノイズ電圧でコンパレータ２１６が誤動作しないよう、基準電圧Ｖｒｅｆは、ノイズレベルよりも十分大きく設定することが望ましい。基準電圧Ｖｒｅｆは、電源回路２３から供給される電圧よりも小さい。
【００４６】
なお、この第１の実施の形態の制御は、ＩＧＢＴ２４がオンし、コレクタ電流Ｉｃが飽和するピンチオフに達した後、コレクタ電圧Ｖｃが急に上がるという現象を利用し、コレクタ電圧が上がり始めた時点で緩遮断を始める制御でもある。
【００４７】
図５は自己遮断信号源の構成を例示する回路図、図６はリセット回路の動作波形を示す図、図７は自己遮断信号源の動作波形を示す図である。
自己遮断信号源２１１は、リセット回路６と、ラッチ回路７とを備えている。リセット回路６は、ＩＮ端子とＥ端子との間に抵抗６１，６２が直列接続され、抵抗６１，６２の共通の接続点は、インバータ６３，６４を介して抵抗６５の一方の端子に接続されている。抵抗６５の他方の端子は、コンデンサ６６の一方の端子に接続され、コンデンサ６６の他方の端子は、Ｅ端子に接続されている。抵抗６５の他方の端子は、また、インバータ６７の入力端子に接続され、インバータ６７の出力端子は、リセット回路６のリセット信号Ｒを出力する出力端子を構成している。このリセット回路６については、ＥＣＵ１からＩＮ端子に入力されるオン信号（Ｖｉｎ＝Ｈレベルの信号）がインバータ６３，６４，６７の電源になっている。
【００４８】
ラッチ回路７は、４つのＮＯＲ回路７１，７２，７３，７４を備え、それぞれ電源回路２３から給電されるように構成されている。ここで、ＮＯＲ回路７３，７４は、ＲＳフリップフロップ回路を構成し、ＮＯＲ回路７１，７２は、ＲＳフリップフロップ回路のセット信号を波形整形する回路を構成している。すなわち、ＮＯＲ回路７３の出力端子がＮＯＲ回路７４の一方の入力端子に接続され、ＮＯＲ回路７４の出力端子がＮＯＲ回路７３の一方の入力端子に接続され、ＮＯＲ回路７４の他方の入力端子は、リセット回路６の出力端子に接続されている。ＮＯＲ回路７４の出力端子は、自己遮断信号ｓ１を出力する出力端子に接続され、ＮＯＲ回路７３の他方の入力端子は、ＮＯＲ回路７２の出力端子に接続されている。ＮＯＲ回路７２の一方の入力端子は、ＮＯＲ回路７１の出力端子に接続され、ＮＯＲ回路７２の他方の入力端子は、ＮＯＲ回路７４がリセット信号を入力する端子に接続されている。ＮＯＲ回路７１は、入力端子７１ａ，７１ｂを有している。この入力端子７１ａ，７１ｂには、図示はしないが、タイマ回路および温度検知回路が接続されている。タイマ回路からは、ＥＣＵ１からＩＮ端子に入力されるオン信号（Ｖｉｎ＝Ｈレベルの信号）が所定時間を超えても継続して入力されている場合に、Ｈレベルの信号が入力される。また、温度検知回路からは、ＩＧＢＴ２４または点火用ＩＣ２が所定温度を超えて昇温した場合に、Ｈレベルの信号が入力される。
【００４９】
以上の構成の自己遮断信号源２１１において、リセット回路６は、ＩＮ端子にオン信号（Ｖｉｎ＝Ｈレベルの信号）が入力されてから所定時間後にリセット信号Ｒを出力するものである。ＩＮ端子にオン信号が入力されて電圧Ｖｉｎが立ち上がるときのリセット回路６の動作を図６に時間軸を拡大して示している。なお、図６において、インバータ６３，６４，６７の閾値電圧をＶｔｈｉｎｖ、抵抗６１，６２の抵抗値をＲ６１，Ｒ６２、インバータ６３，６４，６７の出力電圧をＶｏｕｔ６３，Ｖｏｕｔ６４，Ｖｏｕｔ６７で示している。
【００５０】
ここで、時刻ｔ１１でオン信号が入力されて、電圧Ｖｉｎがインバータ６３，６４，６７の閾値電圧Ｖｔｈｉｎｖに達する時刻ｔ１２までは、すべてのインバータ６３，６４，６７は、電圧Ｖｉｎに等しい電圧を出力する。
【００５１】
次に、電圧ＶｉｎがＶｔｈｉｎｖとＶｔｈｉｎｖ×（Ｒ６１＋Ｒ６２）／Ｒ６２との間（時刻ｔ１２−ｔ１３）の場合、インバータ６３の出力電圧Ｖｏｕｔ６３がインバータ６４の閾値電圧Ｖｔｈｉｎｖを超えている。このため、インバータ６４の出力だけ、Ｖｏｕｔ６４＝Ｌレベル（たとえば、０Ｖ）になる。
【００５２】
次に、電圧ＶｉｎがＶｔｈｉｎｖ×（Ｒ６１＋Ｒ６２）／Ｒ６２より大きくなった直後に、インバータ６４の出力電圧Ｖｏｕｔ６４は、電圧Ｖｉｎと等しくなる。しかし、インバータ６４の出力に配置された抵抗６５およびコンデンサ６６の時定数によりインバータ６７の入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈｉｎｖに達するまで時間が掛かり、時刻ｔ１４でインバータ６７の出力電圧Ｖｏｕｔ６７は、Ｌレベル（たとえば、０Ｖ）になる。時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの遅延時間は、たとえば、１０μｓｅｃ程度である。
【００５３】
したがって、このリセット回路６は、図７に示したように、ＩＮ端子にオン信号（Ｖｉｎ＝Ｈレベルの信号）が入力されるたびに、たとえば、オン幅が１０μｓｅｃのリセット信号Ｒ（電圧Ｖｒ）を生成し、ラッチ回路７に出力する。
【００５４】
ラッチ回路７は、リセット信号Ｒを受けると、ＮＯＲ回路７３，７４によるＲＳフリップフロップ回路がリセットされ、出力端子にＬレベルの自己遮断信号ｓ１（Ｖｓ１）を出力する。このとき、ＮＯＲ回路７１の入力端子７１ａ，７１ｂにタイマ回路または温度検知回路から正常を表すＬレベルの信号を受けているとする。
【００５５】
ここで、タイマ回路または温度検知回路が異常を検出してＮＯＲ回路７１の入力端子７１ａ，７１ｂに異常を表すＨレベルの信号を受けた場合、その信号は、ＮＯＲ回路７２を介してＮＯＲ回路７３に伝達される。これにより、ＮＯＲ回路７３，７４によるＲＳフリップフロップ回路がセットされ、ラッチ回路７は、その出力端子にＨレベルの自己遮断信号ｓ１（Ｖｓ１）を出力する。
【００５６】
図８は第２の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図８において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００５７】
この第２の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２と比較して、自己遮断回路２１におけるコレクタ電圧Ｖｃの検出回路を変更している。すなわち、自己遮断回路２１では、そのＣ端子とＥ端子との間にツェナーダイオード２２５および抵抗２１９が直列に接続されている。ツェナーダイオード２２５および抵抗２１９の接続点は、抵抗２２４を介してコンパレータ２１６の非反転入力端子に接続され、ツェナーダイオード２２０は、コンパレータ２１６の非反転入力端子とＥ端子との間に接続されている。
【００５８】
ツェナーダイオード２２５の逆方向耐圧は、基準電圧Ｖｒｅｆを介して検出したいコレクタ電圧Ｖｃよりも小さくかつその電圧の近傍に設定できる。ツェナーダイオード２２０は、高電圧からコンパレータ２１６を保護するものであって、その逆方向耐圧は基準電圧Ｖｒｅｆよりも十分大きく、コンパレータ２１６の耐電圧よりも十分小さく設定されている。抵抗２２４は、ツェナーダイオード２２０を過電流から保護するものである。
【００５９】
この点火用ＩＣ２によれば、コレクタ電圧Ｖｃが上昇してツェナーダイオード２２５の逆方向耐圧を超えると、抵抗２１９に電流が流れ、抵抗２１９に電圧が発生する。この電圧がコンパレータ２１６の非反転入力端子に印加される。ここで、抵抗２１９は、ツェナーダイオード２２５を過電流から保護する機能も持っている。
【００６０】
この点火用ＩＣ２のその他の動作は、図１に示した点火用ＩＣ２とコレクタ電圧Ｖｃの検出方法を除いて同じである。第２の実施の形態においても検出すべきコレクタ電圧Ｖｃは、第１の実施の形態で述べたものと同じくコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈである。
【００６１】
第２の実施の形態におけるコレクタ電圧Ｖｃの検出方法は次のようなものである。すなわち、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈを超えると、ツェナーダイオード２２５が導通し、抵抗２１９に電流が流れ始める。その電流により、ツェナーダイオード２２５と抵抗２１９との接続点に電圧が発生する。この発生した電圧をコンパレータ２１６が基準電圧Ｖｒｅｆと比較することで、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈを超えたことを検出するものである。
【００６２】
すなわち、そのために、たとえばツェナーダイオード２２５の逆方向耐圧を、基準電圧Ｖｒｅｆを介して検出したいコレクタ電圧Ｖｃないしその近傍、すなわちコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈないしその近傍に設定することができる。
【００６３】
ツェナーダイオード２２５の逆方向耐圧をコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈに設定した場合のコンパレータ２１６の検出動作は次のようになる。すなわち、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈを超えると、ツェナーダイオード２２５が導通し、抵抗２１９に電流が流れ始める。ここで、抵抗２１９の両端に電圧が発生し、その電圧がコンパレータ２１６の非反転入力端子に印加される。基準電圧Ｖｒｅｆは、この抵抗２１９の両端に発生する電圧ないしその電圧よりも小さく定めることができる。たとえばこのようにすることで、コレクタ電圧Ｖｃがコレクタ電圧しきい値Ｖｃｔｈを超えた時に、それをコンパレータ２１６が検出できる。抵抗２１９の値は、ツェナーダイオード２２５に小さな電流が流れた場合でも、その検出ができるよう高抵抗であることが望ましい。なお、ノイズ電圧でコンパレータ２１６が誤動作しないよう、基準電圧Ｖｒｅｆは、ノイズレベルよりも十分大きく設定することが望ましい。
【００６４】
図９は第３の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図９において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００６５】
この第３の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２と比較して自己遮断回路２１におけるコレクタ電圧Ｖｃの検出部分を変更している。すなわち、第１の実施の形態の自己遮断回路２１にある抵抗２１８をＤｅｐＭＯＳＦＥＴ（（Depression Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）以下、ＤｅｐＭＯＳという。）２２６に置き換えている。ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ２２６のドレインはＩＧＢＴ２４のコレクタに接続されている。ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ２２６のゲートはＤｅｐＭＯＳＦＥＴ２２６のソースと接続されている。ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ２２６のソースは、抵抗２１９の一端と接続されていて、抵抗２１９のもう一端は、第１の実施の形態の場合と同様に自己遮断回路２１のＥ端子と接続されている。
【００６６】
次に、この自己遮断回路２１の動作を説明する。この回路では、このＤｅｐＭＯＳＦＥＴ２２６は抵抗として動作する。そのため、コレクタ電圧Ｖｃは、ＤｅｐＭＯＳ２２６のオン抵抗と抵抗２１９とで分圧され、コンパレータ２１６の非反転入力端子に正の電圧が印加される。そのため、第１の実施の形態の抵抗２１８がこのＤｅｐＭＯＳＦＥＴ２２６に置き換わったと考えて、基本的な動作は第１の実施の形態の場合と同じである。ツェナーダイオード２２０がコンパレータ２１６の過電圧保護素子として用いられている点も第１の実施の形態の場合と同じである。ここで、第１の実施の形態の場合と異なるのは、ＤｅｐＭＯＳ２２６がツェナーダイオード２２０の過電流保護も行う点である。すなわち、コレクタ電圧が大きくなっていくと、このＤｅｐＭＯＳ２２６は、飽和し、ＤｅｐＭＯＳ２２６の飽和ドレイン電流値（たとえば、１００μＡ）を流すようになり、ツェナーダイオード２２０を過電流から保護するようになるのである。
【００６７】
図１０は第４の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図１０において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００６８】
この第４の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２が緩遮断開始のタイミングをコレクタ電圧Ｖｃに基づいて検出しているのに対し、ＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇに基づいて検出している。すなわち、この点火用ＩＣ２の自己遮断回路２１によれば、ＩＧＢＴ２４のゲート端子とＥ端子との間に直列接続された抵抗２１８，２１９を配置し、この抵抗２１８，２１９の共通の接続点をコンパレータ２１６の反転入力端子に接続している。なお、この自己遮断回路２１では、基準電圧回路２１５の出力は、コンパレータ２１６の非反転入力端子に接続されている。また、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２の自己遮断回路２１で必要であった、コンパレータ２１６の過電圧保護用のツェナーダイオード２２０は、除かれている。
【００６９】
この実施の形態においては、前述のように緩遮断開始のタイミングをＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇに基づいて検出している。すなわち、第１の実施の形態の説明において述べたゲート電圧しきい値Ｖｇｔｈを用いて説明すると次のようになる。
【００７０】
自己遮断信号源２１１からＨレベルの自己遮断信号ｓ１が出力された後、ゲート電圧Ｖｇが低下してきてゲート電圧しきい値Ｖｇｔｈに至るまでの間は急速遮断を行い、ゲート電圧Ｖｇがゲート電圧しきい値Ｖｇｔｈを下回った後は緩遮断を行うものである。そのために、ゲート電圧Ｖｇがゲート電圧しきい値Ｖｇｔｈを下回ったか下回っていないかを検出するよう、ゲート電圧Ｖｇの分圧を決める抵抗２１８および抵抗２１９の値と基準電圧Ｖｒｅｆとが設定される。
【００７１】
この自己遮断回路２１によれば、ＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇは、抵抗２１８と抵抗２１９とで分圧されてコンパレータ２１６の反転入力端子に印加される。ゲート電圧Ｖｇが小さくなり、コンパレータ２１６の反転入力端子の電圧が基準電圧回路２１５の基準電圧より小さくなると、コンパレータ２１６の出力信号ｓ２は、Ｈレベルとなり、緩遮断を開始することができるようになる。図４に示す例では、ゲート電圧Ｖｇが５Ｖから３．２Ｖまで低下した時点で、コンパレータ２１６は、その論理出力が反転し、トランジスタＭ３をオフして緩遮断が開始される。この点火用ＩＣ２のその他の動作は、図１に示した点火用ＩＣ２と同じである。すなわち図１においてコレクタ電圧による検出動作をゲート電圧Ｖｇによる検出動作に置き換えたものとして理解することができる。
【００７２】
図１１は第４の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置の変形例を示す図である。
この変形例では、図１０にあった抵抗２１３をなくし、抵抗２１３が担っていた微小電流を流すための微小電流回路を抵抗２１８と抵抗２１９が担うようにしたものである。抵抗２１８と抵抗２１９の合成抵抗が第４の実施の形態における抵抗２１３を兼ねたものである。このように構成することで抵抗を一つ減らすことができ、この抵抗を点火用ＩＣ２のチップに作り込む場合はチップ面積を低減でき、結果としてコスト低減にも寄与する。
【００７３】
図１２は第５の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図１２において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００７４】
この第５の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２が緩遮断開始のタイミングをコレクタ電圧Ｖｃに基づいて検出しているのに対し、コレクタ電流Ｉｃに基づいて検出している。
【００７５】
すなわち、この点火用ＩＣ２では、ＩＧＢＴ２４は、主電流が流れるメイン素子とこのメイン素子の電流を検出する電流センス素子とを有し、コレクタ端子同士およびゲート端子同士を接続した構成のものを使用している。ＩＧＢＴ２４のメイン素子のエミッタ端子は、Ｅ端子に接続され、電流センス素子のエミッタ端子は、抵抗２１９の一方の端子に接続され、抵抗２１９の他方の端子は、Ｅ端子に接続されている。電流センス素子のエミッタ端子と抵抗２１９との接続点は、コンパレータ２１６の反転入力端子に接続され、コンパレータ２１６の非反転入力端子は、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧回路２１５の出力に接続されている。
【００７６】
本実施の形態に係る点火用ＩＣにおける緩遮断開始のタイミング検出を、第１の実施の形態の説明において述べたコレクタ電流しきい値Ｖｃｔｈを用いて説明すると次のようになる。
【００７７】
自己遮断信号源２１１からＨレベルの自己遮断信号ｓ１が出力された後、コレクタ電流Ｉｃが低下してきてコレクタ電流しきい値Ｉｃｔｈに至るまでの間は急速遮断を行い、コレクタ電流Ｉｃがコレクタ電流しきい値Ｉｃｔｈを下回った後は緩遮断を行うものである。そのために、コレクタ電流Ｉｃがコレクタ電流しきい値Ｉｃｔｈを下回ったか下回っていないかを検出するよう、メイン素子のコレクタ電流Ｉｃに対応する電流センス素子のエミッタ電流Ｉｓｅを検出する抵抗２１９の値と基準電圧Ｖｒｅｆとが設定される。
【００７８】
すなわち、この自己遮断回路２１では、ＩＧＢＴ２４の電流センス素子のエミッタ端子から出力された電流を抵抗２１９で電圧に変換してコンパレータ２１６の反転入力端子に印加される。この抵抗２１９により変換された電圧は、コレクタ電流Ｉｃに比例した値を有している。このため、この自己遮断回路２１は、ＩＧＢＴ２４のコレクタ電流Ｉｃに基づいて緩遮断開始のタイミングを検出していることになる。
【００７９】
この自己遮断回路２１によれば、コレクタ電流Ｉｃが小さくなって、コンパレータ２１６の反転入力端子の電圧が基準電圧回路２１５の基準電圧より小さくなると、コンパレータ２１６の出力信号ｓ２は、Ｈレベルとなり、緩遮断を開始することができるようになる。図４に示す例では、コレクタ電流Ｉｃが飽和電流の１７Ａから１６Ａまで低下した時点で、コンパレータ２１６は、その論理出力が反転し、トランジスタＭ３をオフして緩遮断が開始される。この点火用ＩＣ２のその他の動作は、図１に示した点火用ＩＣ２と同じである。
【００８０】
図１３は第６の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図１３において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００８１】
この第６の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２と比較して、緩遮断時に、ゲート容量に充電された電荷を放電する素子を抵抗２１３から定電流源２２７に変更している。したがって、この点火用ＩＣ２は、緩遮断時に、ゲート容量に充電された電荷を定電流源２２７で放電することを除き、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２と同じ動作をする。
【００８２】
図１４は第７の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図１４において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００８３】
この第７の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２から電源回路２３およびＢ端子を除き、新たにダイオード２２８を追加している。このダイオード２２８は、アノード端子をＩＧＢＴ２４のゲート端子に接続し、カソード端子をＩＮ端子に接続している。ＩＮ端子は、また、ドライブ回路２２のトランジスタＭ１のソース端子に接続されている。なお、図示はしないが、自己遮断回路２１およびドライブ回路２２内で使われている自己遮断信号源２１１、基準電圧回路２１５、コンパレータ２１６、ＮＡＮＤ回路２１７，２２１、インバータ２１２、などの回路要素の正極の電源端子もＩＮ端子に接続されている。すなわち、点火用ＩＣ２はその電源をＩＮ端子に加えられる信号によっているものである。ワンチップイグナイタと呼ばれる点火用ＩＣでは、このようにＩＮ端子に加えられる信号を電源とすることがある。
【００８４】
この点火用ＩＣ２によれば、ＩＮ端子にオン信号（Ｖｉｎ＝Ｈレベルの信号）が入力されたときに、ダイオード２２８のカソードには点火用ＩＣの電源となるＩＮ端子に印加されている電圧が加えられていて、ダイオード２２８のアノードにはその電圧より低い電圧が印加されている。この場合、ダイオード２２８は特に機能することはなく、点火用ＩＣ２としては第１の実施の形態に係る回路と同じ動作をする。
【００８５】
一方、ＩＮ端子にオフ信号（Ｖｉｎ＝Ｌレベルの信号）が入力されたときには、点火用ＩＣ２内の回路の電源電圧がゼロになる。この電源電圧がゼロになった場合において、ダイオード２２８がＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷をＩＮ端子側に急速に放電する。したがって、この点火用ＩＣ２は、その電源をＩＮ端子に加えられる信号から取るものであっても第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２と同じ動作をする。
【００８６】
第７の実施の形態で述べた点火用ＩＣ２から電源回路２３およびＢ端子を除き、新たにダイオード２２８を追加している形態は、第１の実施の形態に限らず第２の実施の形態ないし第６の実施の形態にも適用できて同様の効果を奏する。
【００８７】
図１５は第８の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図１５において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００８８】
この第８の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２に新たに抵抗２１４と、トランジスタＭ４を追加している（トランジスタＭ４は、正常動作時に導通し、異常検出時に遮断する第１のスイッチ回路を構成）。抵抗２１４は、一方の端子がトランジスタＭ２のソース端子に接続され、抵抗２１４の他方の端子がトランジスタＭ３のドレイン端子に接続されている（抵抗２１４およびトランジスタＭ３は、第２のスイッチ回路を構成）。トランジスタＭ４はゲート端子がインバータ２１２の出力端子に接続され、トランジスタＭ４のドレイン端子がトランジスタＭ２のソース端子に接続され、トランジスタＭ４のソース端子が点火用ＩＣ２のエミッタ端子に接続されている。
【００８９】
この第８の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、ＩＮ端子に正常なオン信号が入力された後、ＩＮ端子にオフ信号（Ｖｉｎ＝Ｌレベルの信号）が入力されたときに、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷がトランジスタＭ２，Ｍ４を介して急速に放電される。
【００９０】
次に、自己遮断信号源２１１が自己遮断信号ｓ１を継続して出力する場合、図４の自己遮断開始の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷は、トランジスタＭ２と、抵抗２１４と、トランジスタＭ３を介して放電される。この放電時間は、抵抗２１４の抵抗値により正常動作時の急速遮断時間（たとえば、１０μｓ）よりは長く、緩遮断時間（たとえば、１６ｍｓ）よりは十分短くなるように調整される。図４の自己遮断開始の時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間は、第１の実施の形態の場合と同様に、トランジスタＭ３がオフし、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷は、抵抗２１３により徐々に放電され緩遮断する。
【００９１】
正常動作のとき、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷の放電時間は、短い方が点火プラグ５に大きい電圧を印加できる。しかし、図４の自己遮断時の時刻ｔ１から時刻ｔ２の間におけるＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇの低下速度が、コレクタ電圧Ｖｃの検出からトランジスタＭ３の遮断までの回路動作の遅延時間に対して短すぎると、ＩＧＢＴ２４は、緩遮断に移行する前に完全に遮断してしまい、点火プラグ５が誤点火する場合がある。
【００９２】
第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２では、正常遮断時における点火プラグ５の印加電圧と、自己遮断時における点火プラグ５の誤点火とは相反する関係にある。この第８の実施の形態に係る点火用ＩＣ２では、抵抗２１４により図４の自己遮断開始の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間を、正常動作時の急速遮断時間（たとえば、１０μｓ）より長い、たとえば、１００μｓにしている。これにより、正常遮断時における点火プラグ５の印加電圧を大きくしながら、自己遮断時における点火プラグ５の印加電圧は、大きくならないようにして、点火プラグ５の誤点火を防いでいる。
【００９３】
第８の実施の形態で述べた点火用ＩＣ２の正常遮断時と、図４の自己遮断開始の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間と、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間とで、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷を放電する経路を切り替える形態は、第１の実施の形態に限らず第２の実施の形態および第３の実施の形態にも適用できて同様の効果を奏する。
【００９４】
図１６は第９の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図１６において、図１０および図１５に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００９５】
この第９の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第８の実施の形態に係る点火用ＩＣ２が緩遮断開始のタイミングをコレクタ電圧Ｖｃに基づいて検出しているのに対し、ＩＧＢＴ２４のゲート電圧Ｖｇに基づいて検出している。すなわち、この点火用ＩＣ２の自己遮断回路２１によれば、図１０に示した第４の実施の形態と同様に、ＩＧＢＴ２４のゲート電圧ＶｇをＩＧＢＴ２４のゲート端子とＥ端子との間に直列接続された抵抗２１８，２１９によって検出し、これをコンパレータ２１６にてゲート電圧しきい値Ｖｇｔｈに相当する基準電圧回路２１５の基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。したがって、この実施の形態においては、緩遮断開始のタイミングは、ゲート電圧Ｖｇが低下してきて、ゲート電圧Ｖｇがゲート電圧しきい値Ｖｇｔｈを下回ったことをコンパレータ２１６が検出したときとなる。
【００９６】
この場合においても、自己遮断信号源２１１が自己遮断信号ｓ１を継続して出力する場合、図４の自己遮断開始の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷は、トランジスタＭ２と、抵抗２１４と、トランジスタＭ３を介して放電される。そして、図４の自己遮断開始の時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間は、トランジスタＭ３がオフし、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷は、抵抗２１３により徐々に放電され緩遮断する。
【００９７】
図１７は第１０の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図１７において、図１２および図１５に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００９８】
この第１０の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第８の実施の形態に係る点火用ＩＣ２が緩遮断開始のタイミングをコレクタ電圧Ｖｃに基づいて検出しているのに対し、コレクタ電流Ｉｃに基づいて検出している。すなわち、この点火用ＩＣ２の自己遮断回路２１によれば、図１２に示した第５の実施の形態と同様に、コレクタ電流を電流センス素子および抵抗２１９により電圧に変換して検出し、これをコンパレータ２１６にてコレクタ電流しきい値Ｉｃｔｈに相当する基準電圧回路２１５の基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。したがって、この実施の形態においては、緩遮断開始のタイミングは、コレクタ電流Ｉｃが低下してきて、コレクタ電流Ｉｃがコレクタ電流しきい値Ｉｃｔｈを下回ったことをコンパレータ２１６が検出したときとなる。
【００９９】
この場合においても、自己遮断信号源２１１が自己遮断信号ｓ１を継続して出力する場合、図４の自己遮断開始の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷は、トランジスタＭ２と、抵抗２１４と、トランジスタＭ３を介して放電される。そして、図４の自己遮断開始の時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間は、トランジスタＭ３がオフし、ＩＧＢＴ２４のゲート容量に充電された電荷は、抵抗２１３により徐々に放電され緩遮断する。
【０１００】
図１８は第１１の実施の形態に係る点火用ＩＣの構成例を含む自動車用内燃機関の点火装置を示す図である。この図１８において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【０１０１】
この第１１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２は、第１の実施の形態に係る点火用ＩＣ２と比較して、ドライブ回路２２を変更している。すなわち、ドライブ回路２２では、トランジスタＭ１がｐ型のＭＯＳＦＥＴからｎ型のＭＯＳＦＥＴのトランジスタＭ１ａに変更され、さらに、ＮＡＮＤ回路２２１の出力端子とトランジスタＭ１ａのゲート端子との間にインバータ２２２を追加している。トランジスタＭ１ａのドレイン端子は、電源回路２３の出力端子に接続されている。トランジスタＭ１ａのソース端子は、ＩＧＢＴ２４のゲート端子およびトランジスタＭ２のドレイン端子と接続されている。インバータ２２２は、ＮＡＮＤ回路２２１の出力の論理値を反転して出力する。
【０１０２】
点火用ＩＣ２は、ＩＮ端子にオン信号が入力されると、ＮＡＮＤ回路２２１の出力がＬレベルとなり、インバータ２２２の出力がＨレベルとなり、トランジスタＭ１ａがオンしてトランジスタＭ２がオフする。逆に、ＩＮ端子にオフ信号が入力されると、ＮＡＮＤ回路２２１の出力がＨレベルとなり、インバータ２２２の出力がＬレベルとなり、トランジスタＭ１ａがオフしてトランジスタＭ２がオンする。
【０１０３】
この点火用ＩＣ２のその他の動作は、図１に示した点火用ＩＣ２と同じである。
トランジスタＭ１をｐ型のＭＯＳＦＥＴからｎ型のＭＯＳＦＥＴのトランジスタＭ１ａに変更してインバータ２４２を追加する形態では、トランジスタＭ１ａ，Ｍ２およびその他の論理回路を構成するＭＯＳＦＥＴのすべてをｎ型のＭＯＳＦＥＴのみで構成することができる。これらのｎ型のＭＯＳＦＥＴは、具体的には、ｎ型半導体層をドリフト層とするＩＧＢＴ２４と同一基板内に、ｎ型半導体層の表面層にｐ型の半導体領域を形成する。そのｐ型の半導体領域の表面層にｎ型のＭＯＳＦＥＴを構成するｎ型のソース領域およびｐ型のソース領域を形成する。ソース領域とドレイン領域の間のｎ型半導体層上にゲート絶縁膜を介してゲート電極を形成する。
【０１０４】
本実施の形態は、第１の実施の形態に限らず第２の実施の形態ないし第１０の実施の形態にも適用できて同様の効果を奏する。
【符号の説明】
【０１０５】
１  ＥＣＵ
２  点火用ＩＣ
３  点火コイル
４  電源
５  点火プラグ
６  リセット回路
７  ラッチ回路
２１  自己遮断回路
２２  ドライブ回路
２３  電源回路
２４  ＩＧＢＴ
３１  一次コイル
３２  二次コイル
６１，６２  抵抗
６３，６４  インバータ
６５  抵抗
６６  コンデンサ
６７  インバータ
７１，７２，７３，７４  ＮＯＲ回路
７１ａ，７１ｂ  入力端子
２１１  自己遮断信号源
２１２  インバータ
２１３，２１４  抵抗
２１５  基準電圧回路
２１６  コンパレータ
２１７  ＮＡＮＤ回路
２１８，２１９  抵抗
２２０  ツェナーダイオード
２２１  ＮＡＮＤ回路
２２２  インバータ
２２４  抵抗
２２５  ツェナーダイオード
２２６  ＤｅｐＭＯＳ
２２７  定電流源
２２８  ダイオード
Ｍ１，Ｍ１ａ，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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