(57)【要約】【課題】変換回路をバイパスするかどうかの制御の自由度を向上させる。【解決手段】電力変換装置１は、一対の第１端子１１，１２と、一対の第２端子２１，２２と、変換回路３と、半導体スイッチ４と、制御回路５とを備えている。変換回路３は、一対の第１端子１１，１２間に入力される直流電圧を変換して一対の第２端子２１，２２間に出力する。半導体スイッチ４は、一対の第１端子１１，１２と一対の第２端子２１，２２との間において、変換回路３をバイパスするバイパス経路Ｓ１を開閉する。そして、制御回路５は、半導体スイッチ４を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の第１端子と、
一対の第２端子と、
前記一対の第１端子間に入力される直流電圧を変換して前記一対の第２端子間に出力する変換回路と、
前記一対の第１端子と前記一対の第２端子との間において、前記変換回路をバイパスするバイパス経路を開閉する半導体スイッチと、
前記半導体スイッチを制御する制御回路とを備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記一対の第１端子間に入力される電圧および前記一対の第１端子を流れる電流の少なくとも一方が目標範囲に収まっているときに前記半導体スイッチをオンにすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記一対の第１端子間に入力される直流電圧を検出する入力電圧検出部をさらに備え、
前記制御回路は、前記入力電圧検出部の検出結果に応じて前記半導体スイッチを制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記一対の第２端子間に出力される直流電圧を検出する出力電圧検出部をさらに備え、
前記制御回路は、前記入力電圧検出部の検出結果および前記出力電圧検出部の検出結果に応じて、前記半導体スイッチを制御することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記バイパス経路を流れる電流を検出する電流検出部をさらに備え、
前記制御回路は、前記電流検出部の検出結果に応じて前記半導体スイッチを制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記一対の第１端子から前記変換回路に電流が流れる経路と前記バイパス経路とに分岐する分岐点を有し、
前記一対の第１端子と前記分岐点との間を流れる電流を検出する電流検出部をさらに備え、
前記制御回路は、前記電流検出部の検出結果に応じて前記半導体スイッチを制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記半導体スイッチに並列に電気的に接続されるダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記半導体スイッチに並列に電気的に接続されるキャパシタをさらに備えることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御回路は、前記半導体スイッチをオンにする条件の成立時に前記半導体スイッチに与える駆動信号の低周波成分を通過させるフィルタ回路をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御回路が前記半導体スイッチをオンにする条件と、前記制御回路が前記半導体スイッチをオフにする条件とが互いに異なることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記変換回路は、前記制御回路により制御されるスイッチング素子を有し、
前記制御回路は、前記半導体スイッチおよび前記スイッチング素子の両方がオンとなる状態を禁止する保護回路をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記一対の第２端子間に出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記変換回路は、前記一対の第２端子間に入力される直流電圧を変換して前記一対の第１端子間に出力する機能を有し、
前記半導体スイッチは、双方向スイッチであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に電力変換装置に関し、より詳細には、直流電源からの電力を変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電源からの電力を変換する電力変換装置が知られており、たとえば特許文献１に開示されている。特許文献１に記載の電力変換装置は、太陽光による直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路とを備える。バイパス回路は、リレーからなる。
【０００３】
この電力変換装置では、直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、昇圧回路のスイッチのオン／オフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、バイパス回路により昇圧回路をバイパスする。このように、この電力変換装置は、昇圧停止の際に昇圧回路を構成する部品の導通損失を低減して、変換効率の向上を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−２３８６２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来例では、リレーが接点を有することから、頻繁にリレーを開閉すると、接点の摩耗や接点の溶着につながる可能性があるため、リレーの開閉回数に制限がある。このため、上記従来例では、たとえば天気が不安定なために直流電源の電圧が所定の電圧を跨いで変動する場合、この変動に追従して昇圧回路（変換回路）をバイパスすることができない可能性があった。つまり、上記従来例は、変換回路をバイパスするかどうかの制御の自由度が低いという問題があった。
【０００６】
本発明は、上記の点に鑑みてなされており、変換回路をバイパスするかどうかの制御の自由度を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の電力変換装置は、一対の第１端子と、一対の第２端子と、前記一対の第１端子間に入力される直流電圧を変換して前記一対の第２端子間に出力する変換回路と、前記一対の第１端子と前記一対の第２端子との間において、前記変換回路をバイパスするバイパス経路を開閉する半導体スイッチと、前記半導体スイッチを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明は、変換回路をバイパスするかどうかの制御の自由度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】基本形態に係る電力変換装置を示す概略回路図である。
【図２】比較例に係る電力変換装置を示す概略回路図である。
【図３】実施形態に係る電力変換装置を示す概略回路図である。
【図４】実施形態に係る電力変換装置における入力電圧検出部の説明図である。
【図５】実施形態に係る電力変換装置における電流検出部の一例についての説明図である。
【図６】実施形態に係る電力変換装置における電流検出部の変形例についての説明図である。
【図７】実施形態に係る電力変換装置におけるダイオードの説明図である。
【図８】実施形態に係る電力変換装置におけるキャパシタの説明図である。
【図９】実施形態に係る電力変換装置におけるフィルタ回路の説明図である。
【図１０】実施形態に係る電力変換装置におけるヒステリシス制御の説明図である。
【図１１】実施形態に係る電力変換装置における保護回路の説明図である。
【図１２】実施形態に係る電力変換装置における変換回路の一例についての説明図である。
【図１３】実施形態に係る電力変換装置における変換回路の他の一例についての説明図である。
【図１４】実施形態に係る電力変換装置における変換回路のさらに他の一例についての説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜基本形態＞
まず、本発明の基本形態に係る電力変換装置１について説明する。基本形態の電力変換装置１は、図１に示すように、一対の第１端子１１，１２と、一対の第２端子２１，２２と、変換回路３と、半導体スイッチ４と、制御回路５とを備えている。
【００１１】
変換回路３は、一対の第１端子１１，１２間に入力される直流電圧を変換して一対の第２端子２１，２２間に出力する。半導体スイッチ４は、一対の第１端子１１，１２と一対の第２端子２１，２２との間において、変換回路３をバイパスするバイパス経路Ｓ１を開閉する。そして、制御回路５は、半導体スイッチ４を制御する。
【００１２】
＜＜構成＞＞
以下、基本形態の電力変換装置１の構成について、より詳細に説明する。以下の説明では、一対の第１端子１１，１２間に入力される直流電圧を「入力電圧Ｖ１」、一対の第１端子１１，１２を流れる電流を「入力電流」という。また、以下の説明では、一対の第２端子２１，２２間から出力される電圧を「出力電圧Ｖ２」という。さらに、「端子」は、必ずしも、電線を接続するための部品として実体を有しなくてもよく、たとえば電子部品のリードや、回路基板に含まれる導体の一部であってもよい。
【００１３】
一対の第１端子１１，１２には、直流電源６が電気的に接続されている。このため、一対の第１端子１１，１２間には、直流電源６から直流電圧が入力される。ここでは、直流電源６として太陽電池６１（図３参照）を想定しているが、蓄電池や燃料電池などであってもよい。つまり、直流電源６は、直流電圧を発生する電源であればよい。
【００１４】
一対の第２端子２１，２２には、インバータ回路７が電気的に接続されている。このため、一対の第２端子２１，２２から出力される直流電圧がインバータ回路７に入力される。インバータ回路７は、たとえば４つのスイッチング素子からなるフルブリッジ・インバータであり、出力電圧Ｖ２を交流電圧に変換する。インバータ回路７の出力する交流電圧は負荷８に供給される。
【００１５】
負荷８は、交流電圧を受けて動作する機器や、電力系統８１（図３参照）である。もちろん、負荷８は、直流電圧を受けて動作する機器であってもよい。この場合、インバータ回路７は不要である。負荷８が電力系統８１である場合、インバータ回路７は、電力系統８１の系統電圧の位相と同期した電流が流れるように制御される。なお、基本形態の電力変換装置１がインバータ回路７を備えるか否かは任意である。電力変換装置１がインバータ回路７を備える場合、制御回路５がインバータ回路７の制御を行ってもよい。
【００１６】
一対の第１端子１１，１２間には、入力キャパシタＣ１が電気的に接続されている。また、一対の第２端子２１，２２間には、出力キャパシタＣ２が電気的に接続されている。入力キャパシタＣ１および出力キャパシタＣ２は、半導体スイッチ４のスイッチング制御により生じるノイズを吸収する。なお、基本形態の電力変換装置１が入力キャパシタＣ１および出力キャパシタＣ２を備えるか否かは任意である。
【００１７】
変換回路３は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、リアクトルＬ１と、ダイオードＤ１と、スイッチング素子Ｑ１とで構成されている。リアクトルＬ１の両端のうち、第１端は高電位側の第１端子１１に電気的に接続され、第２端はダイオードＤ１のアノードに電気的に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、高電位側の第２端子２１に電気的に接続されている。
【００１８】
スイッチング素子Ｑ１は、エンハンスメント型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）からなる。スイッチング素子Ｑ１のソースは、低電位側の第１端子１２および第２端子２２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレインは、リアクトルＬ１の第２端およびダイオードＤ１のアノードに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路５から与えられる制御信号によりオン／オフする。言い換えれば、スイッチング素子Ｑ１は、制御回路５により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴに限定されず、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やバイポーラトランジスタなどの他の半導体スイッチ素子であってもよい。
【００１９】
変換回路３は、出力電圧Ｖ２が安定するように、入力電圧Ｖ１を昇圧して出力する。ここで、「出力電圧Ｖ２が安定する」とは、出力電圧Ｖ２の電圧値が大幅に変動しないように出力電圧Ｖ２の電圧値の変動が抑制されている状態を意味し、出力電圧Ｖ２が定電圧に維持される状態だけでなく、出力電圧Ｖ２がある範囲に収まる状態を含む。たとえば、負荷８が電力系統８１であれば、変換回路３は、出力電圧Ｖ２が基準電圧以上となるように（つまり、出力電圧Ｖ２が系統電圧よりも高くなるように）入力電圧Ｖ１を昇圧する。基準電圧は、たとえば３００〜３３０〔Ｖ〕である。
【００２０】
半導体スイッチ４は、エンハンスメント型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる。半導体スイッチ４のソースは、高電位側の第１端子１１およびリアクトルＬ１の第１端に電気的に接続されている。半導体スイッチ４のドレインは、高電位側の第２端子２１およびダイオードＤ１のカソードに電気的に接続されている。また、半導体スイッチ４のドレイン−ソース間には、ダイオード４１が電気的に接続されている。ダイオード４１は、アノードが半導体スイッチ４のソースに、カソードが半導体スイッチ４のドレインに電気的に接続されている。ここでは、ダイオード４１は、半導体スイッチ４の寄生ダイオードである。
【００２１】
半導体スイッチ４は、変換回路３のリアクトルＬ１およびダイオードＤ１の直列回路と並列に電気的に接続されている。言い換えれば、半導体スイッチ４は、一対の第１端子１１，１２と一対の第２端子２１，２２との間において、変換回路３をバイパスするバイパス経路Ｓ１に設けられている。そして、半導体スイッチ４は、制御回路５から与えられる駆動信号によりオン／オフすることで、バイパス経路Ｓ１を開閉する。
【００２２】
なお、半導体スイッチ４はＭＯＳＦＥＴに限定されず、たとえばＩＧＢＴ、ＲＢ−ＩＧＢＴ（Reverse Blocking IGBT：逆阻止ＩＧＢＴ）、バイポーラトランジスタ、トライアックなどの他の半導体スイッチ素子であってもよい。その他、半導体スイッチ４は、ＧａＮ（窒化ガリウム）系の半導体スイッチング素子であってもよい。
【００２３】
制御回路５は、たとえばマイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）を主構成としており、メモリに記憶されているプログラムを実行することにより各種処理を実行する。プログラムは、電気通信回線を通して提供されてもよく、記憶媒体に記憶されて提供されてもよい。制御回路５は、変換回路３のスイッチング素子Ｑ１に制御信号を与え、オン／オフを切り替えることで変換回路３を制御する。この制御信号は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。なお、制御信号はＰＷＭ信号に限定されず、たとえばＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）信号やＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）信号であってもよい。
【００２４】
制御回路５は、半導体スイッチ４に駆動信号を与え、オン／オフを切り替えることで半導体スイッチ４を制御する。具体的には、制御回路５は、一対の第１端子１１，１２間に入力される電圧（入力電圧Ｖ１）が目標範囲に収まっているときに、半導体スイッチ４をオンにする制御を実行する。ここで、目標範囲の上限は、有限ではなく無限大であってもよい。たとえば、制御回路５は、「入力電圧Ｖ１が目標電圧以上である」ときに「入力電圧Ｖ１が目標範囲に収まっている」として、半導体スイッチ４をオンにする。目標電圧は、出力電圧Ｖ２に応じて設定される。たとえば、負荷８が電力系統８１であれば、出力電圧Ｖ２が３００〜３３０〔Ｖ〕以上となればよいので、目標電圧は３００Ｖに設定されてもよい。
【００２５】
または、制御回路５は、一対の第１端子１１，１２を流れる電流（入力電流）が目標範囲に収まっているときに、半導体スイッチ４をオンにする制御を実行してもよい。この構成では、監視対象が入力電圧から入力電流に変わっただけであり、制御回路５による半導体スイッチ４の制御は本質的に変わらない。つまり、制御回路５は、監視対象が入力電圧および入力電流の少なくとも一方が目標範囲に収まっているとき（変換回路３の動作が不要なとき）に、半導体スイッチ４をオンにする制御を実行すればよい。
【００２６】
＜＜動作＞＞
以下、基本形態の電力変換装置１の動作について説明する。以下の説明では、直流電源６が太陽電池６１、負荷８が電力系統８１であると仮定する。また、以下の説明では、制御回路５が入力電圧Ｖ１を監視していると仮定する。
【００２７】
入力電圧Ｖ１が目標電圧を下回っているとき、制御回路５は、変換回路３のスイッチング素子Ｑ１を制御することで、入力電圧Ｖ１を昇圧させる。つまり、日射量が少ない場合など直流電源６の電源電圧が目標電圧を下回っているときは、変換回路３が動作する。このとき、制御回路５は、半導体スイッチ４がオフとなるように制御する。したがって、入力電圧Ｖ１が目標電圧を下回っているときは、バイパス経路Ｓ１が開くため、バイパス経路Ｓ１には電流が流れない。
【００２８】
入力電圧Ｖ１が目標電圧以上になったとき、入力電圧Ｖ１を昇圧させる必要がないため、制御回路５は、変換回路３のスイッチング素子Ｑ１の制御を停止する。つまり、十分な日射量があるために直流電源６の電源電圧が目標電圧以上になったときは、変換回路３の動作が停止する。このとき、制御回路５は、半導体スイッチ４がオンとなるように制御する。したがって、入力電圧Ｖ１が目標電圧以上になったときは、バイパス経路Ｓ１が閉じ、バイパス経路Ｓ１に電流が流れる。そして、入力電流は、変換回路３のリアクトルＬ１およびダイオードＤ１の直列回路と、バイパス経路Ｓ１とに分かれて流れる。
【００２９】
ここで、変換回路３の動作が停止しているときに、変換回路３（リアクトルＬ１およびダイオードＤ１）に電流が流れると、導通損失が生じて電力変換装置１の変換効率が低下する。そこで、基本形態の電力変換装置１では、変換回路３の動作が停止しているときに、バイパス経路Ｓ１を閉じ、バイパス経路Ｓ１に電流を流して導通損失を低減することで、電力変換装置１の変換効率を向上させている。なお、半導体スイッチ４のオン抵抗は、変換回路３のリアクトルＬ１およびダイオードＤ１の直列回路の抵抗よりも小さいことが好ましい。この場合、入力電流の大部分がバイパス経路Ｓ１を流れるので、導通損失をより低減することができる。
【００３０】
＜比較例＞
以下、比較例の電力変換装置１００について説明する。ただし、以下の説明では、基本形態と共通する構成について説明を適宜省略する。比較例の電力変換装置１００は、図２に示すように、半導体スイッチ４の代わりにリレー１０１を備えている点で、基本形態の電力変換装置１と異なっている。
【００３１】
リレー１０１は、たとえば電磁リレーなどの有接点リレーである。言い換えれば、リレー１０１は、メカニカルリレーである。リレー１０１は、半導体スイッチ４と同様に、制御回路５から与えられる駆動信号によりオン／オフすることで、バイパス経路Ｓ１を開閉する。
【００３２】
ここで、リレー１０１は接点を有することから、頻繁にリレー１０１を開閉すると、接点の摩耗や接点の溶着につながる可能性がある。このため、比較例の電力変換装置１００を長期間使用することを考慮すると、リレー１０１の開閉回数に制限を設ける必要がある。「開閉回数」は、リレー１０１（または半導体スイッチ４）をオン（またはオフ）にする回数である。たとえば、リレー１０１の所定期間（たとえば、１日）における開閉回数は、１回〜数回に設定される。
【００３３】
以下、リレー１０１の１日当たりの開閉回数が１回に制限されていると仮定して、比較例の電力変換装置１００の動作について説明する。まず、任意の時刻において天気が晴れであり、十分な日射量があるために直流電源６の電源電圧（入力電圧Ｖ１）が目標電圧以上になったとする。このとき、制御回路５はリレー１０１をオンに制御し、バイパス経路Ｓ１を閉じる。その後、天気が一時的に悪化し、日射量が少なくなることで直流電源６の電源電圧（入力電圧Ｖ１）が目標電圧を下回ると、制御回路５は、リレー１０１をオフに制御し、バイパス経路Ｓ１を開く。そして、その後天気が回復し、日射量が多くなることで直流電源６の電源電圧（入力電圧Ｖ１）が目標電圧以上になったとする。この場合、リレー１０１は、既に１度オンになっていることから、１日当たりの開閉回数の制限に達している。したがって、制御回路５は、リレー１０１をオンに制御できず、バイパス経路Ｓ１を閉じることができない。
【００３４】
つまり、比較例の電力変換装置１００では、リレー１０１の開閉回数が制限に達すると、その後リレー１０１をオン／オフすることができない。このため、比較例の電力変換装置１００では、変換回路３の動作が停止しても制御回路５がバイパス経路Ｓ１を閉じることができず、変換回路３に電流が流れて導通損失が生じる。このように、比較例の電力変換装置１００では、たとえば天気が不安定なために直流電源６の電源電圧（入力電圧Ｖ１）が所定の電圧（目標電圧）を跨いで変動する場合、この変動に追従して変換回路３をバイパスすることができない。その結果、比較例の電力変換装置１００では、変換回路３をバイパスすることができなくなると、変換回路３で導通損失が発生するために直流電源６で発電する電力量を十分に生かすことができず、変換効率を向上させることが困難である。
【００３５】
＜効果＞
これに対して、基本形態の電力変換装置１では、半導体スイッチ４によりバイパス経路Ｓ１を開閉している。そして、半導体スイッチ４は、接点を有さないことから、実質上、リレー１０１のように開閉回数に制限を設ける必要がない。このため、基本形態の電力変換装置１では、たとえば天気が不安定なために直流電源６の電源電圧（入力電圧Ｖ１）が所定の電圧（目標電圧）を跨いで変動する場合でも、この変動に追従して変換回路３をバイパスすることができる。その結果、基本形態の電力変換装置１では、直流電源６で発電する電力量を十分に生かすことができ、比較例の電力変換装置１００よりも変換効率を向上させることができる。また、基本形態の電力変換装置１では、変換回路３の動作が必要になったときに、速やかに半導体スイッチ４をオフに制御することでバイパス経路Ｓ１を開くことができる。つまり、基本形態の電力変換装置１では、半導体スイッチ４の開閉回数に制限がないことから、変換回路３をバイパスするかどうかの制御の自由度を向上させることができる。
【００３６】
＜実施形態＞
以下、本発明の実施形態に係る電力変換装置１０について説明する。ただし、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は、下記実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。また、以下の説明では、基本形態と共通する構成について説明を適宜省略する。
【００３７】
実施形態の電力変換装置１０は、図３に示すように、一対の第１端子１１，１２と、一対の第２端子２１，２２と、変換回路３と、半導体スイッチ４と、制御回路５とを備えている。また、実施形態の電力変換装置１０は、入力電圧検出部１３と、出力電圧検出部１４と、２つの電流検出部１５，１６と、ダイオード４１と、キャパシタ４２とを備えている。さらに、制御回路５は、フィルタ回路５１と、保護回路５２とを有している。ここでは、直流電源６は太陽電池６１、負荷８は電力系統８１である。
【００３８】
実施形態の電力変換装置１０は、インバータ回路７を含めてパワーコンディショナを構成している。このパワーコンディショナは、定常時、系統連系運転を行い、直流電源６から入力される直流電力を交流電力に変換し、電力系統８１へ出力する。また、パワーコンディショナは、電力系統８１の停電等の異常時には、解列器を開放し、電力系統８１から解列された状態で交流電力を出力する自立運転を行うように構成されている。
【００３９】
なお、実施形態の電力変換装置１０の用途は、パワーコンディショナに限定されるわけではない。また、直流電源６は太陽電池６１に、負荷８は電力系統８１に限定されない。
【００４０】
以下、実施形態の電力変換装置１０の各部の機能について図４〜図１１を用いて説明する。なお、図４〜図１１では、各部の機能を際立たせて説明するために、説明に当たって不要な構成の図示を省略している。
【００４１】
＜＜電圧検出部＞＞
入力電圧検出部１３は、図４に示すように、一対の第１端子１１，１２間に電気的に接続されている。入力電圧検出部１３は、一対の第１端子１１，１２間に入力される直流電圧（入力電圧Ｖ１）の電圧値を検出する機能を有している。入力電圧検出部１３は、たとえば一対の分圧抵抗を用いて構成され、検出値（入力電圧Ｖ１の電圧値）に応じた信号を、制御回路５に対して出力する。そして、制御回路５は、入力電圧検出部１３の検出結果に応じて、変換回路３のスイッチング素子Ｑ１および半導体スイッチ４を制御してもよい。
【００４２】
たとえば、制御回路５は、入力電圧検出部１３で検出される入力電圧Ｖ１が目標電圧を下回っていれば、変換回路３を動作させ、半導体スイッチ４をオフに制御する。また、制御回路５は、入力電圧Ｖ１が目標電圧以上になれば、変換回路３の動作を停止させ、半導体スイッチ４をオンに制御する。
【００４３】
本実施形態の電力変換装置１０は、図３に示すように、出力電圧検出部１４をさらに備えている。出力電圧検出部１４は、一対の第２端子２１，２２間に電気的に接続され、一対の第２端子２１，２２間に出力される直流電圧（出力電圧Ｖ２）の電圧値を検出する機能を有している。出力電圧検出部１４は、たとえば一対の分圧抵抗を用いて構成され、検出値（出力電圧Ｖ２の電圧値）に応じた信号を、制御回路５に対して出力する。
【００４４】
そして、実施形態の電力変換装置１０では、制御回路５は、入力電圧検出部１３の検出結果および出力電圧検出部１４の検出結果に応じて、変換回路３のスイッチング素子Ｑ１および半導体スイッチ４を制御する。具体的には、制御回路５は、入力電圧検出部１３で検出される入力電圧Ｖ１が、出力電圧検出部１４で検出される出力電圧Ｖ２を下回っていれば、変換回路３を動作させ、半導体スイッチ４をオフに制御する。また、制御回路５は、入力電圧Ｖ１が出力電圧Ｖ２以上になれば、変換回路３の動作を停止させ、半導体スイッチ４をオンに制御する。
【００４５】
この構成では、制御回路５は、入力電圧Ｖ１のみならず出力電圧Ｖ２も考慮するため、半導体スイッチ４をより細やかな条件に応じて制御できるので好ましい。また、この構成では、制御回路５は、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２との電位差が大きいときに半導体スイッチ４をオンにしない制御を実行できる。このため、この構成では、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２との電位差に起因する突入電流を、半導体スイッチ４に流れ難くすることができ、好ましい。なお、実施形態の電力変換装置１０が出力電圧検出部１４を備えるか否かは任意である。
【００４６】
＜＜電流検出部＞＞
電流検出部１５は、図３に示すように、変換回路３のリアクトルＬ１の第１端と、分岐点Ｐ１との間に設けられている。電流検出部１５は、変換回路３に流れる電流を検出する機能を有している。ここで、分岐点Ｐ１は、一対の第１端子１１，１２から変換回路３に電流が流れる経路とバイパス経路Ｓ１とに分岐する点である。電流検出部１６は、図３に示すように、一対の第１端子１１，１２と分岐点Ｐ１との間に設けられている。電流検出部１６は、一対の第１端子１１，１２と分岐点Ｐ１との間を流れる電流を検出する機能を有している。
【００４７】
電流検出部１５，１６は、たとえばカレントトランスを用いて構成され、検出値（電流値）に応じた信号を、制御回路５に対して出力する。そして、実施形態の電力変換装置１０では、制御回路５は、電流検出部１５，１６の検出結果に応じて、変換回路３のスイッチング素子Ｑ１および半導体スイッチ４を制御する。
【００４８】
具体的には、制御回路５は、電流検出部１５の検出値を所定の電流値と比較する。そして、制御回路５は、当該検出値が所定の電流値を上回ると、スイッチング素子Ｑ１をオフに制御する。また、制御回路５は、電流検出部１５，１６の各々の検出値の差分と所定の電流値とを比較する。そして、制御回路５は、当該差分が所定の電流値を上回ると、半導体スイッチ４をオフに制御する。
【００４９】
このように、実施形態の電力変換装置１０は、電流検出部１５，１６を備えることにより、変換回路３および半導体スイッチ４に過大な電流が流れるのを防止することができる。とくに、実施形態の電力変換装置１０は、電流検出部１５，１６を備えることにより、変換回路３を流れる電流と、半導体スイッチ４を流れる電流とを個別に監視することができる。なお、実施形態の電力変換装置１０が電流検出部１５，１６を備えるか否かは任意である。
【００５０】
また、実施形態の電力変換装置１０は、たとえば図５に示すように、電流検出部１５，１６のうち電流検出部１６のみを備えていてもよい。この構成では、上記と同様に、制御回路５が電流検出部１６の検出結果に応じて半導体スイッチ４を制御することで、変換回路３および半導体スイッチ４に過大な電流が流れるのを防止することができる。
【００５１】
その他、実施形態の電力変換装置１０は、たとえば図６に示すように、電流検出部１７を備えていてもよい。電流検出部１７は、分岐点Ｐ１と半導体スイッチ４との間に設けられており、バイパス経路Ｓ１を流れる電流を検出する機能を有している。電流検出部１７は、たとえばカレントトランスを用いて構成され、検出値（電流値）に応じた信号を、制御回路５に出力する。そして、制御回路５は、電流検出部１７の検出結果に応じて半導体スイッチ４を制御する。
【００５２】
具体的には、制御回路５は、電流検出部１７の検出値を所定の電流値と比較する。そして、制御回路５は、バイパス経路Ｓ１に電流が流れているときに、当該検出値が所定の電流値を上回ると、半導体スイッチ４をオフに制御する。この構成では、電流検出部１７により、半導体スイッチ４に過大な電流が流れるのを防止することができる。
【００５３】
また、この構成では、半導体スイッチ４がダイオード４１（寄生ダイオード）を備えていれば、制御回路５は以下の制御が可能である。変換回路３が動作しているとき、入力電圧Ｖ１が出力電圧Ｖ２を下回っているので、ダイオード４１は非導通であり、バイパス経路Ｓ１に電流が流れない。一方、変換回路３の動作が停止しているとき、入力電圧Ｖ１が出力電圧Ｖ２以上となるので、ダイオード４１が導通し、バイパス経路Ｓ１に電流が流れる。したがって、制御回路５は、電流検出部１７の検出結果により、変換回路３の動作が停止しているときに半導体スイッチ４をオンに制御することができる。この構成では、入力電圧検出部１３を備えずとも、半導体スイッチ４の制御が可能である。
【００５４】
また、この構成では、制御回路５は、電流検出部１７で検出される電流の向きが逆向きであれば、半導体スイッチ４に異常が発生していると判定することができる。つまり、電流検出部１７で検出される電流の向きが逆向きとなるのは、変換回路３が動作しているにも関わらず半導体スイッチ４がオンになっている場合であり、半導体スイッチ４に異常が発生しているからである。
【００５５】
＜＜ダイオード＞＞
本実施形態の電力変換装置１０では、ダイオード４１は、図３に示すように、半導体スイッチ４の寄生ダイオードである。基本形態でも述べたように、ダイオード４１のアノードは、半導体スイッチ４のソースに電気的に接続されている。また、ダイオード４１のカソードは、半導体スイッチ４のドレインに電気的に接続されている。つまり、ダイオード４１は、半導体スイッチ４に並列に電気的に接続されている。
【００５６】
実施形態の電力変換装置１０では、制御回路５は、ダイオード４１が導通してから半導体スイッチ４をオンに制御することで、いわゆる同期整流を実現することができる。また、ダイオード４１が導通してから半導体スイッチ４がオンになるので、半導体スイッチ４の両端の電位差（ドレインとソースとの電位差）を小さくした状態でオンにでき、半導体スイッチ４に過大な電流が流れるのを防止することができる。
【００５７】
もちろん、ダイオード４１は、図７に示すように、寄生ダイオードの代わりに、半導体スイッチ４とは異なるディスクリート部品であってもよい。この場合、ダイオード４１が半導体スイッチ４よりも突入電流に対する耐性が優れているのが好ましい。つまり、直流電源６の電源投入時や直流電源６の電源電圧の変動により生じる突入電流をダイオード４１に流すことができるので、半導体スイッチ４に突入電流が流れるのを防止することができる。その他、実施形態の電力変換装置１０は、半導体スイッチ４の寄生ダイオードと別に、ディスクリート部品であるダイオード４１を備えていてもよい。なお、実施形態の電力変換装置１０がダイオード４１を備えるか否かは任意である。
【００５８】
＜＜キャパシタ＞＞
キャパシタ４２は、図８に示すように、第１端が半導体スイッチ４のゲートに電気的に接続され、第２端が半導体スイッチ４のドレインに電気的に接続されている。つまり、キャパシタ４２は、半導体スイッチ４に並列に電気的に接続されている。キャパシタ４２は、通常、突入電流に対するインピーダンスが、半導体スイッチ４の突入電流に対するインピーダンスよりも小さい。したがって、実施形態の電力変換装置１０では、突入電流をキャパシタ４２に流すことができるので、半導体スイッチ４に突入電流が流れるのを防止することができる。とくに、実施形態の電力変換装置１０は、上記のダイオード４１とキャパシタ４２との両方を備えているので、半導体スイッチ４に突入電流が流れるのを効果的に防止することができる。なお、実施形態の電力変換装置１０がキャパシタ４２を備えるか否かは任意である。
【００５９】
＜＜フィルタ回路＞＞
フィルタ回路５１は、半導体スイッチ４をオンにする条件の成立時（ここでは、入力電圧Ｖ１が目標電圧以上になった時）に半導体スイッチ４に与える駆動信号の低周波成分を通過させる機能を有している。言い換えれば、フィルタ回路５１は、ローパスフィルタの機能を有している。フィルタ回路５１を備えない場合、制御回路５は、半導体スイッチ４をオンにする条件の成立時に駆動信号を半導体スイッチ４に与える。この場合、短期間に入力電圧Ｖ１が目標電圧を跨いで変動すると、半導体スイッチ４を短期間で頻繁にオン／オフすることになり、ハンチングが発生するおそれがある。「ハンチング」とは、半導体スイッチ４のオン／オフが短期間で繰り返されることにより、電力変換装置１０の出力電流が脈動する現象である。また、ハンチングが発生する状況では、半導体スイッチ４が異常に発熱するおそれがある。
【００６０】
実施形態の電力変換装置１０では、制御回路５は、フィルタ回路５１により駆動信号をフィルタリングすることで、半導体スイッチ４のオン／オフの頻度を減らし、ハンチングの発生を低減することができる。
【００６１】
また、フィルタ回路５１は、半導体スイッチ４に駆動信号を与えるタイミングを遅延させる機能も有している。このため、制御回路５は、ダイオード４１が導通してから半導体スイッチ４をオンにする制御を、フィルタ回路５１により実現することができる。
【００６２】
実施形態の電力変換装置１０では、フィルタ回路５１は、制御回路５に組み込まれている。もちろん、フィルタ回路５１は、たとえば図９に示すように、制御回路５とは異なるハードウェアで構成されていてもよい。この場合、フィルタ回路５１は、たとえば抵抗器およびキャパシタを有するＣＲ積分回路（ローパスフィルタ）で構成されていてもよい。なお、実施形態の電力変換装置１０がフィルタ回路５１を備えるか否かは任意である。
【００６３】
＜＜ヒステリシス＞＞
ところで、上記のハンチングの発生を低減するために、制御回路５が半導体スイッチ４をオンにする条件と、制御回路５が半導体スイッチ４をオフにする条件とを互いに異ならせてもよい。つまり、制御回路５は、半導体スイッチ４の制御にヒステリシスを持たせてもよい。
【００６４】
以下、制御回路５による半導体スイッチ４のヒステリシス制御について説明する。たとえば図１０に示すように、入力電圧Ｖ１が第１閾値電圧ＴＨ１を上回ることを、制御回路５が半導体スイッチ４をオンにする条件とする。また、入力電圧Ｖ１が第２閾値電圧ＴＨ２（＜第１閾値電圧ＴＨ１）を下回ることを、制御回路５が半導体スイッチ４をオフにする条件とする。また、負荷８が電力系統８１であれば、第１閾値電圧ＴＨ１および第２閾値電圧ＴＨ２は、差がたとえば５〔Ｖ〕〜１０〔Ｖ〕となるように設定される。
【００６５】
この場合、時刻ｔ１において入力電圧Ｖ１が第１閾値電圧ＴＨ１以上になると、制御回路５は、半導体スイッチ４をオンに制御する。入力電圧Ｖ１が一時的に変動し、時刻ｔ２（＞時刻ｔ１）において第１閾値電圧ＴＨ１を下回ったとする。このとき、入力電圧Ｖ１は第２閾値電圧ＴＨ２を下回っていないので、制御回路５は、半導体スイッチ４をオンに維持する。そして、時刻ｔ３（＞時刻ｔ２）において、入力電圧Ｖ１が第２閾値電圧ＴＨ２を下回ると、制御回路５は、半導体スイッチ４をオフに制御する。
【００６６】
上述のように、制御回路５が半導体スイッチ４のヒステリシス制御を実行することで、半導体スイッチ４のオン／オフの頻度を減らし、ハンチングの発生を低減することができる。なお、実施形態の電力変換装置１０において、制御回路５がヒステリシス制御を実行するか否かは任意である。
【００６７】
実施形態の電力変換装置１０では、制御回路５が半導体スイッチ４のヒステリシス制御を実行しているが、他の構成であってもよい。たとえば、制御回路５とは別にシュミットトリガ回路を設け、シュミットトリガ回路を用いることで半導体スイッチ４のヒステリシス制御を実行してもよい。
【００６８】
＜＜保護回路＞＞
保護回路５２は、半導体スイッチ４および変換回路３のスイッチング素子Ｑ１の両方がオンとなるのを禁止する機能を有している。保護回路５２は、たとえばＮＡＮＤ素子やフリップフロップなどの論理素子を組み合わせて構成される。保護回路５２は、半導体スイッチ４をオンにする条件と、スイッチング素子Ｑ１をオンにする条件とを同時に満たした場合に、スイッチング素子Ｑ１をオン制御する制御信号と、半導体スイッチ４をオン制御する駆動信号とを制御回路５が出力するのを禁止する。
【００６９】
実施形態の電力変換装置１０では、制御回路５は、保護回路５２を備えているので、半導体スイッチ４とスイッチング素子Ｑ１とが同時にオンになるのを防止することができる。したがって、実施形態の電力変換装置１０は、変換回路３およびバイパス経路Ｓ１が同時に導通し、過大な電流が流れるのを防止することができる。
【００７０】
実施形態の電力変換装置１０では、保護回路５２は、制御回路５に組み込まれている。もちろん、保護回路５２は、たとえば図１１に示すように、制御回路５とは異なるハードウェアで構成されていてもよい。なお、実施形態の電力変換装置１０が保護回路５２を備えるか否かは任意である。
【００７１】
＜＜変換回路の状態の監視＞＞
ところで、実施形態の電力変換装置１０では、制御回路５は、変換回路３の動作状態を監視している。具体的には、制御回路５は、変換回路３をゲートブロックしているか否かを監視することで、変換回路３が動作しているか、または動作を停止しているかを監視する。この構成では、制御回路５は、半導体スイッチ４をオンにする条件の成立時において、変換回路３の動作が実際に停止していることを確認してから半導体スイッチ４をオンに制御できる。したがって、この構成では、半導体スイッチ４とスイッチング素子Ｑ１とが同時にオンになるのを防止することができる。この構成は、上述の保護回路５２と併用すれば、より有効である。
【００７２】
なお、制御回路５は、変換回路３の状態の監視を絶えず行う必要はない。たとえば、制御回路５は、系統連系運転、または自立運転を行っている間、変換回路３の状態の監視を行えばよい。
【００７３】
＜＜変換回路＞＞
上述の基本形態の電力変換装置１および実施形態の電力変換装置１０では、変換回路３は昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータで構成されているが、他の構成であってもよい。以下、変換回路３の種々の構成について図１２〜図１４を用いて説明する。なお、図１２〜図１４では、実施形態の電力変換装置１０の構成の一部の図示を省略している。
【００７４】
変換回路３は、たとえば図１２に示すように、２つの昇圧回路３１，３２からなる、いわゆる対称形のＤＣ／ＤＣコンバータで構成されていてもよい。昇圧回路３１は、リアクトルＬ１と、ダイオードＤ１と、スイッチング素子Ｑ１とで構成されている。昇圧回路３２は、リアクトルＬ２と、ダイオードＤ２と、スイッチング素子Ｑ２とで構成されている。
【００７５】
リアクトルＬ１およびダイオードＤ１の直列回路は、高電位側の第１端子１１と第２端子２１との間に電気的に接続されている。リアクトルＬ２およびダイオードＤ２の直列回路は、低電位側の第１端子１２と第２端子２２との間に電気的に接続されている。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、互いに逆向きとなっている。
【００７６】
一対の第１端子１１，１２間には、入力キャパシタＣ１１，Ｃ１２の直列回路が電気的に接続されている。入力キャパシタＣ１１，Ｃ１２の接続点は、一対の第１端子１１，１２の中間に位置する端子１１Ａに電気的に接続されている。一対の第２端子２１，２２間には、出力キャパシタＣ２１，Ｃ２２の直列回路が電気的に接続されている。出力キャパシタＣ２１，Ｃ２２の接続点は、一対の第２端子２１，２２の中間に位置する端子２１Ａに電気的に接続されている。また、第１端子１３および第２端子２３には、スイッチング素子Ｑ１のソースと、スイッチング素子Ｑ２のドレインとが電気的に接続されている。
【００７７】
この電力変換装置１では、昇圧回路３１をバイパスするバイパス経路Ｓ１と、昇圧回路３２をバイパスするバイパス経路Ｓ２とを有している。バイパス経路Ｓ１には、半導体スイッチ４Ａが設けられている。バイパス経路Ｓ２には、半導体スイッチ４Ｂが設けられている。半導体スイッチ４Ａ，４Ｂは、いずれも半導体スイッチ４と同じ機能を有する。また、半導体スイッチ４Ａ，４Ｂは、互いに逆向きとなっている。
【００７８】
この変換回路３は、制御回路５がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御することにより、出力電圧Ｖ２が安定するように、入力電圧Ｖ１を昇圧して出力する。また、この電力変換装置１では、制御回路５は、一対の第１端子１１，１２間に入力される電圧（入力電圧Ｖ１）が目標範囲に収まっているときに、半導体スイッチ４Ａ，４Ｂをオンにする制御を実行する。
【００７９】
また、変換回路３は、たとえば図１３に示すように、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータで構成されていてもよい。この変換回路３は、リアクトルＬ１と、ダイオードＤ１と、スイッチング素子Ｑ１とで構成されている。リアクトルＬ１の両端のうち、第１端はダイオードＤ１のカソードに電気的に接続され、第２端は高電位側の第２端子２１に電気的に接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、低電位側の第１端子１２および第２端子２２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースは、リアクトルＬ１の第１端およびダイオードＤ１のカソードに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレインは、高電位側の第１端子１１に電気的に接続されている。
【００８０】
半導体スイッチ４のソースは、高電位側の第２端子２１およびリアクトルＬ１の第２端に電気的に接続されている。半導体スイッチ４のドレインは、高電位側の第１端子１１およびスイッチング素子Ｑ１のドレインに電気的に接続されている。また、ダイオード４１（寄生ダイオード）は、アノードが高電位側の第２端子２１に、カソードが高電位側の第１端子１１に電気的に接続されている。
【００８１】
この変換回路３は、制御回路５がスイッチング素子Ｑ１を制御することにより、出力電圧Ｖ２が安定するように、入力電圧Ｖ１を降圧して出力する。また、この電力変換装置１では、制御回路５は、一対の第１端子１１，１２間に入力される電圧（入力電圧Ｖ１）が目標範囲に収まっているときに、半導体スイッチ４をオンにする制御を実行する。たとえば、制御回路５は、「入力電圧Ｖ１が目標電圧以下である」ときに「入力電圧Ｖ１が目標範囲に収まっている」として、半導体スイッチ４をオンにする。
【００８２】
さらに、変換回路３は、たとえば図１４に示すように、双方向チョッパ回路で構成されていてもよい。この変換回路３は、リアクトルＬ１と、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とで構成されている。リアクトルＬ１の両端のうち、第１端は高電位側の第１端子１１に電気的に接続され、第２端はスイッチング素子Ｑ１のドレインおよびスイッチング素子Ｑ２のソースに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースは、低電位側の第１端子１２および第２端子２２に電気的に接続されている。
【００８３】
この変換回路３をバイパスするバイパス経路Ｓ１に設けられる半導体スイッチ４は、双方向スイッチである。ここでは、半導体スイッチ４はＲＢ−ＩＧＢＴであるが、たとえば双方向ＧａＮ、トライアックなどの他の双方向スイッチであってもよい。また、この電力変換装置１では、直流電源６が蓄電池６２、負荷８が電力系統８１であるが、直流電源６および負荷８を限定する趣旨ではない。
【００８４】
この変換回路３は、制御回路５がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御することにより、一対の第１端子１１，１２間に入力される直流電圧を変換して一対の第２端子２１，２２間に出力する機能を有する。また、この変換回路３は、さらに、一対の第２端子２１，２２間に入力される直流電圧を変換して一対の第１端子１１，１２間に出力する機能も有する。したがって、この電力変換装置１では、蓄電池６２の充電および放電を行うことが可能である。
【００８５】
なお、一対の第２端子２１，２２間に入力される直流電圧を変換して一対の第１端子１１，１２間に出力する場合でも、上述の基本形態の電力変換装置１および実施形態の電力変換装置１０の構成を採用することが可能である。この場合は、上述の基本形態の電力変換装置１および実施形態の電力変換装置１０の説明において、一対の第１端子１１，１２と一対の第２端子２１，２２とを互いに読み替えればよい。
【符号の説明】
【００８６】
１，１０  電力変換装置
１１、１２  一対の第１端子
１３  入力電圧検出部
１４  出力電圧検出部
１５，１６，１７  電流検出部
２１，２２  一対の第２端子
３  変換回路
４  半導体スイッチ
４１  ダイオード
４２  キャパシタ
５  制御回路
５１  フィルタ回路
５２  保護回路
７  インバータ回路
Ｐ１  分岐点
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２  バイパス経路
【図１】
2016226167.tif 000003
【図２】
2016226167.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
2016226167.tif 000007
【図６】
2016226167.tif 000008
【図７】
2016226167.tif 000009
【図８】
2016226167.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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