(57)【要約】【課題】スイッチング損失を増やすことなく、十分なＥＭＩノイズ対策を行うことができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】ドライブ切換信号に基づいてゲート電圧の充電速度が速い通常ドライブとゲート電圧の充電速度が遅いソフトドライブとのいずれかでスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させるドライブ回路１１と、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値以下の領域でソフトドライブを指示するドライブ切換信号を出力し、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値を上回る領域で通常ドライブを指示するドライブ切換信号を出力する負荷率検出回路１５とを備えている。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
ドライブ切換信号に基づいてゲート電圧の充電速度が速い通常ドライブとゲート電圧の充電速度が遅いソフトドライブとのいずれかで前記スイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路と、
定常負荷時において負荷率が負荷率閾値以下の領域で前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力し、定常負荷時において負荷率が前記負荷率閾値を上回る領域で前記通常ドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力する負荷率検出回路とを具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記負荷率閾値は、定常負荷時において前記スイッチング素子が連続モードでの動作になる負荷率以下に設定されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記負荷率検出回路は、起動時及び過負荷時に前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力することを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記ドライブ回路において、前記ソフトドライブにおけるゲート電圧の放電速度は、前記通常ドライブにおけるゲート電圧の放電速度に比べて遅いことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記負荷率閾値は、変更可能であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記交流電源の前記入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれであるかを判断する入力電圧検出回路を具備し、
前記負荷率検出回路は、前記入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合には、定常負荷時において負荷率が前記負荷率閾値を上回る領域であっても前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記交流電源の前記入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれであるかを判断する入力電圧検出回路を具備し、
前記負荷率検出回路は、前記入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合には、定常負荷時において負荷率が前記負荷率閾値よりも大きいＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値以下の領域で前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力し、定常負荷時において負荷率が前記ＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値を上回る領域で前記通常ドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
ドライブ切換信号に基づいてゲート電圧の充電速度が速い通常ドライブとゲート電圧の充電速度が遅いソフトドライブとのいずれかで前記スイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路と、
前記スイッチング素子のオンデューティが予め設定されたデューティ閾値未満である場合には、前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力し、前記スイッチング素子のオンデューティが前記デューティ閾値以上である場合には、前記通常ドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力するドライブ切換回路とを具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記デューティ閾値は、前記入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合にとり得る最大のオンデューティよりも大きく設定され、前記入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合にとり得る最大のオンデューティよりも小さく設定されていることを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング動作によって出力電圧制御を行うスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器において、制御パルス生成時のパルス幅と所定のパルス幅閾値との比較結果と、デバイスの温度推定情報と所定の温度しきい値との比較結果とに基づいて、ゲート抵抗を増加させる所定のタイミングを決定することで、ＥＭＩ（Electro-Magnetic Interference）ノイズを低減させる技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−１６６９２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、スイッチング電源装置の場合には、電源仕様や環境条件によって、パルス幅（オン時間）及びデバイスの温度については大きく違いがある。そのため、従来技術のようにパルス幅及び温度を検出しても、適切なタイミングでゲート抵抗を切り換えることができないことがあるという問題点があった。ゲート抵抗を増加させるタイミングが速すぎる場合には、ターンオン時のスイッチング損失が増加してしまい、ゲート抵抗を増加させるタイミングが遅すぎる場合には、ＥＭＩノイズ対策が不十分なものになってしまう。
【０００５】
本発明の目的は、上記の課題に鑑み、スイッチング損失を増やすことなく、十分なＥＭＩノイズ対策を行うことができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係るスイッチング電源装置は、上記の目的を達成するため、次のように構成される。
本発明のスイッチング電源装置は、交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、ドライブ切換信号に基づいてゲート電圧の充電速度が速い通常ドライブとゲート電圧の充電速度が遅いソフトドライブとのいずれかで前記スイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路と、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値以下の領域で前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力し、定常負荷時において負荷率が前記負荷率閾値を上回る領域で前記通常ドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力する負荷率検出回路とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記負荷率閾値は、定常負荷時において前記スイッチング素子が連続モードでの動作になる負荷率以下に設定されていても良い。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記負荷率検出回路は、起動時及び過負荷時に前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力しても良い。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記ドライブ回路において、前記ソフトドライブにおけるゲート電圧の放電速度は、前記通常ドライブにおけるゲート電圧の放電速度に比べて遅くも良い。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記負荷率閾値は、変更可能であっても良い。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記交流電源の前記入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれであるかを判断する入力電圧検出回路を具備し、前記負荷率検出回路は、前記入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合には、定常負荷時において負荷率が前記負荷率閾値を上回る領域であっても前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力しても良い。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記交流電源の前記入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれであるかを判断する入力電圧検出回路を具備し、前記負荷率検出回路は、前記入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合には、定常負荷時において負荷率が前記負荷率閾値よりも大きいＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値以下の領域で前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力し、定常負荷時において負荷率が前記ＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値を上回る領域で前記通常ドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力しても良い。
また、本発明に係るスイッチング電源装置において、交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、ドライブ切換信号に基づいてゲート電圧の充電速度が速い通常ドライブとゲート電圧の充電速度が遅いソフトドライブとのいずれかで前記スイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路と、前記スイッチング素子のオンデューティが予め設定されたデューティ閾値未満である場合には、前記ソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力し、前記スイッチング素子のオンデューティが前記デューティ閾値以上である場合には、前記通常ドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力するドライブ切換回路とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置において、前記デューティ閾値は、前記入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合にとり得る最大のオンデューティよりも大きく設定され、前記入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合にとり得る最大のオンデューティよりも小さく設定されていても良い。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、適切なタイミングで通常ドライブとソフトドライブとを切り換えることができるため、定常負荷時における全負荷領域で最適なドライブ動作を行うことができ、スイッチング損失を増やすことなく、十分なＥＭＩノイズ対策を行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図２】図１に示すコントローラＩＣの回路構成を示す回路構成図である。
【図３】図２に示すドライブ回路の回路構成を示す回路構成図である。
【図４】図２に示すスイッチング素子のゲートへの通常ドライブ時とソフトドライブ時との充電放電速度を示す図である。
【図５】負荷率に応じたドライブ動作を説明するための波形図である。
【図６】負荷率に応じたドライブ切換タイミングを説明するための図である。
【図７】ソフトドライブによるＥＭＩ低減効果を説明するために図である。
【図８】図３に示す再起動遅延回路が動作した場合の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。
【図９】本発明に係るスイッチング電源装置の第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図１０】図９に示すコントローラＩＣの回路構成を示す回路構成図である。
【図１１】本発明に係るスイッチング電源装置におけるコントローラＩＣの第３の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図１２】図１１の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。
【図１３】オンデューティに応じたドライブ切換タイミングを説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。なお、各図において、同一の構成には、同一の符号を付して一部説明を省略している。
【００１０】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態のスイッチング電源装置は、図１を参照すると、整流回路ＤＢと、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３と、トランスＴと、コントローラＩＣ１と、整流ダイオードＤ１、Ｄ２と、エラーアンプ（Ｅ／Ａ）２と、フォトカプラを構成する発光ダイオードＰＣ１及び受光トランジスタＰＣ２と、電流検出抵抗Ｒｏｃｐと、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ４とを備えている。
【００１１】
ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣから入力電圧として入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、整流回路ＤＢの整流出力負極端子は接地端子に接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣを整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑した直流電源が得られる。
【００１２】
コントローラＩＣ１は、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチング素子と当該スイッチング素子のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、Ｄ／ＳＴ（ＭＯＳＦＥＴドレイン／起動電流入力）端子と、Ｓ／ＯＣＰ（ＭＯＳＦＥＴソース／過電流保護）端子と、Ｖｃｃ（制御回路電源電圧入力）端子と、ＦＢ／ＯＬＰ（フィードバック信号入力／過負荷保護信号入力）端子と、ＧＮＤ端子とを備えている。
【００１３】
一次側（入力側）から二次側（負荷側）へ電力を供給するトランスＴは、一次巻線Ｐ及び補助巻線Ｄと、二次巻線Ｓとで構成されており、整流回路ＤＢの整流出力正極端子がトランスＴの一次巻線Ｐの一端部に接続され、トランスＴの一次巻線Ｐの他端部がコントローラＩＣ１のＤ／ＳＴ端子に接続されていると共に、コントローラＩＣ１のＳ／ＯＣＰ端子が抵抗Ｒｏｃｐを介して接地端子に接続されている。これにより、コントローラＩＣ１が内蔵するスイッチング素子をオン／オフ制御することで、トランスＴの一次巻線Ｐに与えられた電力が、トランスＴの二次巻線Ｓに伝達され、トランスＴの二次巻線Ｓにパルス電圧が発生する。また、電流検出抵抗Ｒｏｃｐは、コントローラＩＣ１が内蔵するスイッチング素子を流れる電流を電圧信号Ｖｏｃｐとして検出する抵抗として接続されている。コントローラＩＣ１は、スイッチング素子を流れる電流に対応した電圧信号Ｖｏｃｐが予め設定された過電流閾値以上になると、二次側への電力の供給を停止する過電流保護（ＯＣＰ）機能を有している。
【００１４】
トランスＴの二次巻線Ｓの両端子間には、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２が接続されている。トランスＴの二次巻線Ｓに誘起される電圧は、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２により整流平滑され、平滑コンデンサＣ２の端子間電圧が出力電圧Ｖｏとして出力端子から出力される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されているラインが電源ラインとなり、平滑コンデンサＣ２の負極端子が接続されたラインは接地端子に接続されたＧＮＤラインとなる。
【００１５】
電源ラインとＧＮＤラインとの間には、エラーアンプ２が直列に接続されている。エラーアンプ２は、電源ラインとＧＮＤラインとの間に接続され、出力電圧Ｖｏとエラーアンプ２に内蔵されている基準電圧との差に応じて、フォトカプラの発光ダイオードＰＣ１に流れる電流を制御する。また、コントローラＩＣ１のＦＢ／ＯＬＰ端子は並列に接続された受光トランジスタＰＣ２及びコンデンサＣ４を介して接地端子に接続されている。これにより、出力電圧に応じたフィードバック（ＦＢ）信号が二次側の発光ダイオードＰＣ１から一次側の受光トランジスタＰＣ２に送信され、コントローラＩＣ１のＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号ＶＦＢとして入力される。コントローラＩＣ１は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に入力される電圧信号ＶＦＢに基づいてスイッチング素子のデューティ比を制御し、二次側に供給する電力量を制御する。
【００１６】
また、トランスＴの補助巻線Ｄの両端子間には、整流ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ３が接続され、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３との接続点がコントローラＩＣ１のＶｃｃ端子に接続されている。これにより、補助巻線Ｄに発生した電圧は、整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３により整流平滑され、ＩＣ用電源電圧ＶｃｃとしてコントローラＩＣ１のＶｃｃ端子に供給される。
【００１７】
次に、図１に示すコントローラＩＣ１の第１の実施の形態の回路構成について、図２を参照して説明する。
コントローラＩＣ１は、図２を参照すると、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１と、ドライブ回路１１と、ＯＳＣ（内部発振器）１２と、レギュレータ１３と、タイマ回路１４と、負荷率検出回路１５と、再起動遅延回路１６と、可変電圧ＶＲ1、ＶＲ2と、オア回路ＯＲ１、ＯＲ２と、フリップフロップＦＦ１と、コンパレータＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、ＣＯＭＰ３と、抵抗Ｒ３とを備えている。
【００１８】
Ｄ／ＳＴ端子には、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続されていると共に、Ｓ／ＯＣＰ端子には、スイッチング素子Ｑ１のソース端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子には、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号ＤＲＶを出力してオン／オフを制御するドライブ回路１１が接続されている。ドライブ回路１１には、オア回路ＯＲ１の出力が入力されている。
【００１９】
オア回路ＯＲ１の入力端子には、ＯＳＣ１２の出力とフリップフロップＦＦ１の反転出力端子Ｑ−の出力とが入力され、フリップフロップＦＦ１のＳ端子には、ＯＳＣ１２の出力が、フリップフロップＦＦ１のＲ端子には、オア回路ＯＲ２の出力が接続されている。なお、ＯＳＣ１２から出力されるクロック信号のパルス幅はスイッチング素子Ｑ１の最小オン時間幅未満に設定されている。フリップフロップＦＦ１は、ＰＷＭラッチ回路として機能する。これにより、ＯＳＣ１２の出力信号がＬレベル（クロック信号が出力されていない状態）で、且つフリップフロップＦＦ１がセットされて反転出力端子Ｑ−の出力信号がＬレベルである場合に、オア回路ＯＲ１の反転出力端子からＨレベルの出力信号がドライブ回路１１に入力され、スイッチング素子Ｑ１がターンオンされる。
【００２０】
Ｓ／ＯＣＰ端子は、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転端子とコンパレータＣＯＭＰ２の非反転端子とにそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ１は、過電流を検出するＯＣＰコンパレータであり、反転端子には、通常動作時には過電流閾値に設定されている可変電圧ＶＲ１が接続されている。通常動作時には、スイッチング素子Ｑ１を流れるドレイン電流ＩＤに対応するＳ／ＯＣＰ端子の電圧信号Ｖｏｃｐが過電流閾値以上である場合に、コンパレータＣＯＭＰ２からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされて、オア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。
【００２１】
コンパレータＣＯＭＰ２は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号ＶＦＢとして入力されるＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を制御するフィードバック制御を行うための電流センスコンバータである。コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子は、抵抗Ｒ３を介して基準電圧Ｒｅｇに接続されているＦＢ／ＯＬＰ端子に接続されている。コンパレータＣＯＭＰ２において、電圧信号Ｖｏｃｐと電圧信号ＶＦＢとが比較され、電圧信号Ｖｏｃｐが電圧信号ＶＦＢ以上である場合に、コンパレータＣＯＭＰ２からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ２の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされてオア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。これにより、ＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を制御するフィードバック制御が行われる。
【００２２】
コンパレータＣＯＭＰ３は、Ｖｃｃ端子のＩＣ用電源電圧Ｖｃｃと、可変電圧ＶＲ２とを比較する比較回路である。コンパレータＣＯＭＰ３は、非反転入力端子がＶｃｃ端子に、反転入力端子が可変電圧ＶＲ２にそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ３からの出力信号は、可変電圧ＶＲ２に入力され、可変電圧ＶＲ２は、ＵＶＬＯ回路ＣＯＭＰ１からの出力信号がＬｏｗレベルの場合に、第１の基準電圧Ｖｏｎ（例えば、１５Ｖ）に、ＵＶＬＯ回路ＣＯＭＰ１からの出力信号がＨレベルの場合に、第１の基準電圧Ｖｏｎよりも低い第２の基準電圧Ｖｏｆｆ（例えば、１０Ｖ）にそれぞれ設定される。これにより、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号は、ヒステリス特性を有し、図示しない起動回路によって図１に示す平滑コンデンサＣ３が充電され、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第１の基準電圧Ｖｏｎを超えると、Ｈレベルに、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第２の基準電圧Ｖｏｆｆ以下になると、Ｌレベルになる。
【００２３】
また、コンパレータＣＯＭＰ３の出力端子は、再起動遅延回路１６を介してレギュレータ１３に接続されている。レギュレータ１３は、Ｖｃｃ端子から電力の供給を受け、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨレベルの場合に動作し、コントローラＩＣ１の各部が動作するための電源電圧をそれぞれ供給する。すなわち、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号は、コントローラＩＣ１のオンオフを制御する信号であり、コントローラＩＣ１の定常動作時（スイッチング動作のオン時）には、ＵＶＬＯ回路ＣＯＭＰ１の出力信号は、Ｈレベルとなる。従って、可変電圧ＶＲの第１の基準電圧Ｖｏｎは、コントローラＩＣ１の動作開始電圧であり、可変電圧ＶＲの第２の基準電圧Ｖｏｆｆは、コントローラＩＣ１の動作停止電圧である。
【００２４】
さらに、コンパレータＣＯＭＰ３の出力端子は、再起動遅延回路１６を介してタイマ回路１４に接続されている。タイマ回路１４は、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がＨレベルになるタイミングで起動開始を検出する。そして、タイマ回路１４は、起動開始から予め設定されている期間をかけて可変抵抗ＶＲ１を過電流閾値まで徐々に引き上げるソフトスタート制御を行う。
【００２５】
ドライブ回路１１は、オア回路ＯＲ１の出力信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のドライブ信号を出力する。ドライブ回路１１は、図３を参照すると、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなる第１のオン用スイッチ素子２１と、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなる第２のオン用スイッチ素子２２と、第１のオンドライブ抵抗３１と、第２のオンドライブ抵抗３２と、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなる第１のオフ用スイッチ素子２３と、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなる第２のオフ用スイッチ素子２４と、第１のオフドライブ抵抗３３と、第２のオフドライブ抵抗３４と、ディレイ回路４０と、切り換えスイッチ４１と、オア回路４２と、インバータ５１、５２、５３、５４とを備えている。
【００２６】
電源電圧Ｒｅｇとスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間には、直列に接続された第１のオン用スイッチ素子２１及び第１のオンドライブ抵抗３１と、直列に接続された第２のオン用スイッチ素子２２及び第２のオンドライブ抵抗３２とが並列に接続されている。そして、第１のオン用スイッチ素子２１のゲートには、インバータ５１を介してオア回路ＯＲ１の出力端子が接続されていると共に、第２のオン用スイッチ素子２２のゲートには、インバータ５２を介して切り換えスイッチ４１の出力端子が接続されている。切り換えスイッチ４１の一方の入力端子には、オア回路ＯＲ１の出力端子が直接接続されていると共に、他方の入力端子には、ディレイ回路４０を介してオア回路ＯＲ１の出力端子が直接接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のゲートと接地端子ＧＮＤとの間には、直列に接続された第１のオフドライブ抵抗３３及び第１のオフ用スイッチ素子２３と、直列に接続された第２のオフドライブ抵抗３４及び第２のオフ用スイッチ素子２４とが並列に接続されている。そして、第１のオフ用スイッチ素子２３のゲートには、インバータ５３を介してオア回路ＯＲ１の出力端子が接続されていると共に、第２のオフ用スイッチ素子２４のゲートには、インバータ５４を介してオア回路４２の出力端子が接続されている。オア回路４２の一方の入力端子には、オア回路ＯＲ１の出力端子が接続されていると共に、他方の入力端子には、負荷率検出回路１５の出力端子が接続され、ドライブ切換信号が入力される。切り換えスイッチ４１は、負荷率検出回路１５からのドライブ切換信号によって制御され、ドライブ切換信号がＬレベルで、オア回路ＯＲ１の出力端子が直接接続されている一方の入力端子側に切り換えられ、ドライブ切換信号がＨレベルでディレイ回路４０を介してオア回路ＯＲ１の出力端子が接続されている他方の入力端子側に切り換えられる。
【００２７】
ドライブ切換信号がＬレベルで通常ドライブが指示されている状態で、オア回路ＯＲ１の出力信号がＨレベルになると、第１のオン用スイッチ素子２１と第２のオン用スイッチ素子２２とのいずれもがオンされると共に、第１のオフ用スイッチ素子２３がオフされ、オア回路４２の出力がＨレベルとなるため、第２のオフ用スイッチ素子２４もオフされる。これにより、スイッチング素子Ｑ１のゲートは、図４（ａ）に示すように、並列に接続された第１のオンドライブ抵抗３１と第２のオンドライブ抵抗３２とを介して充電される。
【００２８】
ドライブ切換信号がＬレベルで通常ドライブが指示されている状態で、オア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルに反転すると、第１のオン用スイッチ素子２１と第２のオン用スイッチ素子２２とのいずれもがオフされると共に、第１のオフ用スイッチ素子２３がオンされ、オア回路４２の出力がＬレベルとなるため、第２のオフ用スイッチ素子２４もオンされる。これにより、図４（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のゲートに充電された電荷は、並列に接続された第１のオフドライブ抵抗３３と第２のオフドライブ抵抗３４とを介して放電される。
【００２９】
これに対し、ドライブ切換信号がＨレベルでソフトドライブが指示されている状態では、オア回路ＯＲ１の出力信号は、ディレイ回路４０を介して第２のオン用スイッチ素子２２に入力される。ディレイ回路４０は、オア回路ＯＲ１の出力信号の立ち上がりを遅延させる回路である。従って、オア回路ＯＲ１の出力信号がＨレベルになると、まず、第１のオン用スイッチ素子２１のみがオンされ、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のゲートは、第１のオンドライブ抵抗３１のみを介して充電される。そして、ディレイ回路４０に設定されたディレイ時間Ｔｄが経過した後に、第２のオン用スイッチ素子２２がオンされ、スイッチング素子Ｑ１のゲートは、並列に接続された第１のオンドライブ抵抗３１及び第２のオンドライブ抵抗３２を介して充電される。なお、オア回路ＯＲ１の出力信号がＨレベルになると、第１のオフ用スイッチ素子２３がオフされ、オア回路４２の出力もＨレベルとなるため、第２のオフ用スイッチ素子２４もオフされている。ディレイ回路４０に設定されたディレイ時間Ｔｄは、図４（ｂ）に示すように、第１のオンドライブ抵抗３１のみを介して充電されるスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧ＶＧがゲート閾電圧Ｖｔｈを超える時間に設定されている。従って、通常動作時に比べてソフトドライブ時では、ゲート電圧ＶＧがゲート閾電圧Ｖｔｈを通過するまでの間、オンドライブ抵抗の抵抗値が大きい値に切り換えられ、ゲート閾電圧Ｖｔｈを通過する際のゲート電圧ＶＧの充電速度が遅く、ドライブ（ソース側の)スピードが遅くなる。
【００３０】
ドライブ切換信号がＨレベルでソフトドライブが指示されている状態で、オア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルに反転すると、第１のオン用スイッチ素子２１と第２のオン用スイッチ素子２２とのいずれもがオフされると共に、第１のオフ用スイッチ素子２３がオンされ、オア回路４２の出力がＨレベルに維持されるため、第２のオフ用スイッチ素子２４はオフ状態が維持される。これにより、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のゲートに充電された電荷は、第１のオフドライブ抵抗３３のみを介して放電され、図４（ａ）に示す通常ドライブに比べて放電時間が長く制御される。
【００３１】
負荷率検出回路１５は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号ＶＦＢとして入力されるＦＢ信号に基づいて負荷率を検出し、ドライブ回路１１と再起動遅延回路１６とに出力するドライブ切換信号の出力レベルを、検出した負荷率に基づいて決定する。負荷率検出回路１５は、図５に示すように、起動時と、過負荷時と、定常負荷時において負荷率が予め設定された負荷率閾値以下である場合とにおいて、Ｈレベルのドライブ切換信号を出力することでソフトドライブを指示する。そして、負荷率検出回路１５は、定常負荷時において負荷率閾値を上回ると、Ｌレベルのドライブ切換信号を出力することで通常ドライブを指示する。なお、負荷率検出回路１５において、電圧信号ＶｏｃｐとしてＳ／ＯＣＰ端子に入力されるスイッチング素子Ｑ１を流れるドレイン電流ＩＤ（ピーク値）に基づいて負荷率を判断するようにしても良い。また、起動時及び過負荷時は、図５に示すように、ＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号ＶＦＢとして入力されるＦＢ信号に基づいて検出可能であるが、コンパレータＣＯＭＰ１の出力や、コンパレータＣＯＭＰ２の出力によって検出するようにしても良い。
【００３２】
定格負荷条件を考慮した場合、通常、Ｍａｘ負荷条件の６０％〜８０％程度の負荷率で使用されていることが多い。Ｍａｘ負荷も、過電流ポイントに対しては、１２０％程度の負荷率でマージンを取られていることが多く、定格負荷領域は、過電流ポイントに対して、４０％〜６０％の負荷率で電圧信号ＶＦＢ及び電圧信号Ｖｏｃｐが制御されている。そして、負荷率閾値は、定格負荷領域の負荷率４０％〜６０％を上回る値、例えば、図６（ａ）に示すように８０％に設定されている。
【００３３】
定格負荷領域の負荷率４０％〜６０％を含む、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値８０％以下の領域では、連続モードになりにくいことから、ＥＭＩノイズを低減させるために、ソフトドライブを採用して、通常ドライブよりもオンドライブ抵抗及びオフドライブ抵抗を大きくする。これにより、ドライブスピード、すなわちスイッチ素子Ｑ１のゲートへの充放電速度が遅くなり、ＥＭＩ（Electro-Magnetic Interference）ノイズ対策となる。図７には、通常ドライブを行った場合のＥＭＩノイズと、ソフトドライブを行った場合のＥＭＩノイズとを比較したグラフである。通常ドライブでのオンドライブ抵抗（並列に接続した第１のオンドライブ抵抗３１及び第２のオンドライブ抵抗３２の抵抗値）を１とすると、ソフトドライブでのオンドライブ抵抗（第１のオンドライブ抵抗３１の抵抗値）は、その数倍に設定した。そして、通常ドライブでのオフドライブ抵抗（並列に接続した第１のオフドライブ抵抗３３及び第２のオフドライブ抵抗３４の抵抗値）を１とすると、オフドライブ抵抗（第１のオフドライブ抵抗３３の抵抗値）は、その数倍に設定した。図７によると、ソフトドライブを採用することで、特に、周波数２０ＭＨｚ付近において雑音端子電圧が大きく低減されると共に、周波数３０〜４０ＭＨｚにおいて放射ノイズレベルが大きく低減されることが分かる。
【００３４】
定常負荷時において負荷率が負荷率閾値８０％を上回る領域では、連続モードで動作する可能性が高い。連続モードになった際には、ターンオン時のスイッチング損失が大きく損失となる。従って、負荷率閾値は、定常負荷時においてスイッチング素子Ｑ１が連続モードでの動作になる負荷率以下に設定されている。そして、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値８０％を上回る領域では、スイッチング損失を低減させるために、通常ドライブを採用して、ソフトドライブよりもオンドライブ抵抗及びオフドライブ抵抗を小さくする。これにより、ドライブスピード、すなわちスイッチ素子Ｑ１のゲートへの充放電速度が速くなり、スイッチング損失を低減させることができる。
【００３５】
起動時と、過負荷時とについては、連続モードでの動作となるが、短時間のことから、整流ダイオードしＤ１、Ｄ２に発生するサージ電圧を抑えるために、ソフトドライブを採用して、通常ドライブよりもオンドライブ抵抗及びオフドライブ抵抗を大きくする。これにより、ドライブスピード、すなわちスイッチ素子Ｑ１のゲートへの充放電速度が遅くなり、ターンオン時の放電電流を抑えて、整流ダイオードに発生するサージ電圧を抑えることができる。
【００３６】
再起動遅延回路１６は、負荷率検出回路１５からＨレベルのドライブ切換信号が入力されている状態で、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃに基づいて行われるオートリスタートの周期を遅らせる回路である。すなわち、本発明では、過負荷時でソフトドライブを行うため、オートリスタートの周期を遅らせることで、発振回数（スイッチング駆動動作の繰返し間隔）を抑え、スイッチング素子Ｑ１の発熱を抑制する。
図８に示すように、時刻ｔ１から過負荷状態が続き、時刻ｔ２でＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第２の基準電圧Ｖｏｆｆまで下がると、コンパレータＣＯＭＰ３からＬレベルの出力信号が出力され、コントローラＩＣ１の動作が停止する。コントローラＩＣ１の動作停止後、図示しない起動回路によってＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが充電され、時刻ｔ３で第１の基準電圧Ｖｏｎに到達すると、コンパレータＣＯＭＰ３からＨレベルの出力信号が出力される。ここで再起動遅延回路１６は、第１の基準電圧Ｖｏｎに到達しても、１回目は、コンパレータＣＯＭＰ３からのＨレベルの出力信号がレギュレータ１３及びタイマ回路１４に出力されないように制御する。その後、時刻ｔ４でＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第２の基準電圧Ｖｏｆｆまで下がり、時刻ｔ５で第１の基準電圧Ｖｏｎに到達することで、コンパレータＣＯＭＰ３から出力されるＨレベルの出力信号をレギュレータ１３及びタイマ回路１４に出力させ、コントローラＩＣ１を起動させる。この場合、図示しない起動回路によるＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの充電時間（第２の基準電圧Ｖｏｆｆから第１の基準電圧Ｖｏｎ）の２回分と、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの放電時間（第１の基準電圧Ｖｏｎから第２の基準電圧Ｖｏｆｆ）とを加算した時間がオートリスタートの周期となる。従って、連続した過負荷状態（図１１のＴｂ）による停止からの再起動では、オートリスタートの周期が通常に比べ、少なくとも２周期以上遅くなる。これにより、発振回数（スイッチング駆動動作の繰返し間隔）を抑え、スイッチング素子Ｑ１の発熱を軽減させることができる。
【００３７】
なお、電源仕様によって連続モードの動作ポイントが大きく変わる場合がある（大パワーの電源仕様等）。従って、負荷率閾値は、変更可能であることが好ましい。例えば、コントローラＩＣ１に負荷率閾値変更端子を設け、この負荷率閾値変更端子に接続する抵抗によって負荷率閾値を変更可能に構成することができる。また、コントローラＩＣ１に負荷率閾値変更用のディップスイッチを設けても良い。
【００３８】
以上説明したように、第１の実施の形態は、交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスＴの一次巻線Ｐに印加し、トランスＴの一次巻線Ｐに接続されたスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることで、トランスＴの二次巻線Ｓにパルス電圧を誘起させ、二次側整流平滑回路（整流ダイオードＤ１、コンデンサＣ２）によって整流平滑した出力電圧Ｖｏを負荷に出力するスイッチング電源装置であって、ドライブ切換信号に基づいてゲート電圧の充電速度が速い通常ドライブとゲート電圧の充電速度が遅いソフトドライブとのいずれかでスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させるドライブ回路１１と、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値以下の領域でソフトドライブを指示するドライブ切換信号を出力し、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値を上回る領域で通常ドライブを指示するドライブ切換信号を出力する負荷率検出回路１５とを備えている。
この構成により、負荷率閾値に応じて適切なタイミングで通常ドライブとソフトドライブとを切り換えることができるため、定常負荷時における全負荷領域で最適なドライブ動作を行うことができ、スイッチング損失を増やすことなく、十分なＥＭＩノイズ対策を行うことができる。
【００３９】
さらに、第１の実施の形態において、負荷率閾値は、定常負荷時においてスイッチング素子Ｑ１が連続モードでの動作になる負荷率以下に設定されている。
この構成により、ソフトドライブによってＥＭＩノイズ対策を行うことができる共に、スイッチング素子Ｑ１を連続モードで動作する領域では、通常ドライブによってスイッチング損失を低減させることができる。
【００４０】
さらに、第１の実施の形態において、負荷率検出回路１５は、起動時及び過負荷時にソフトドライブを指示するドライブ切換信号を出力する。
この構成により、起動時及び過負荷時にＥＭＩノイズ対策を行うことができる共に、ターンオン時の放電電流を抑えて、整流ダイオードに発生するサージ電圧を抑えることができる。
【００４１】
さらに、第１の実施の形態において、ドライブ回路１１において、ソフトドライブにおけるゲート電圧の放電速度は、通常ドライブにおけるゲート電圧の放電速度に比べて遅く設定されている。
この構成により、ＥＭＩノイズ対策をさらに行うことができる。
【００４２】
さらに、第１の実施の形態において、負荷率閾値は、変更可能に構成されている。
この構成により、電源仕様によって連続モードの動作ポイントが大きく変わっても、通常ドライブとソフトドライブとを切り換えることができる。
【００４３】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態のコントローラＩＣ１ａは、図９を参照すると、第１の実施の形態のコントローラＩＣ１の構成に加えてＢＲ（ブラウン・インアウト）端子を備えている。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と接地端子との間には、分圧抵抗として抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５とが直列に接続されている。そして、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点がコントローラＩＣ１のＢＲ端子に接続され、ＢＲ端子と接地端子との間には、高周波ノイズ除去用のコンデンサＣ５が接続されている。これにより、ＢＲ端子には、整流回路ＤＢから出力される直流電圧に比例した電圧が入力される。コントローラＩＣ１は、ＢＲ端子の電圧に基づいて商用交流電源ＡＣの電圧（以下、入力電圧と称す）を監視し、入力電圧が低いときにスイッチング動作を停止させ、過入力電流や過熱の防止を行うブラウンイン・ブラウンアウト機能を有している。
【００４４】
ブラウン・インアウト回路１７は、ＢＲ端子の電圧に基づいて商用交流電源ＡＣの入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれであるかを判断し、判断結果を負荷率検出回路１５ａに通知する。なお本実施の形態では、ブラウン・インアウト回路１７は、例えば、商用交流電源ＡＣの入力電圧がＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ１３０Ｖ程度であった場合に、ＡＣ１００Ｖ系と判断し、商用交流電源ＡＣの入力電圧がＡＣ１８０Ｖ〜ＡＣ２６５Ｖ程度であった場合に、ＡＣ２００Ｖ系と判断する。
【００４５】
負荷率検出回路１５ａは、ＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号ＶＦＢとして入力されるＦＢ信号に基づいて負荷率を検出し、ドライブ回路１１と再起動遅延回路１６とに出力するドライブ切換信号の出力レベルを、入力電圧の判断結果と検出した負荷率とに基づいて決定する。負荷率検出回路１５ａは、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合には、図６（ｂ）に示すように、起動時と、過負荷時と、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値（例えば８０％）以下である場合とにおいて、Ｈレベルのドライブ切換信号を出力することでソフトドライブを指示し、定常負荷時において負荷率閾値を上回ると、Ｌレベルのドライブ切換信号を出力することで通常ドライブを指示する。そして、負荷率検出回路１５ａは、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合には、図６（ｂ）に示すように、全負荷領域において、Ｈレベルのドライブ切換信号を出力することでソフトドライブを指示する。すなわち、ＡＣ１００Ｖ系では、負荷率閾値（例えば８０％）を上回る重負荷において、連続モードで動作することが多いため、スイッチング損失を考慮して通常ドライブで動作させる。そして、ＡＣ２００Ｖ系では、負荷率閾値（例えば８０％）を上回る重負荷において、連続モードで動作することが少ないため、スイッチング損失よりもＥＭＩノイズ対策や整流ダイオードに発生するサージ電圧を考慮してソフトドライブで動作させる。なお、入力電圧が高いＡＣ２００Ｖ系では、ターンオン時の放電電流が大きくなることから、ＥＭＩノイズや整流ダイオードに発生するサージ電圧が大きくなり易くなりやすい。
【００４６】
なお、負荷率検出回路１５ａにおいて、ＡＣ１００Ｖ用負荷率閾値Ｘａと、ＡＣ１００Ｖ用負荷率閾値Ｘａよりも大きいＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値Ｘｂとを設定し、図６（ｃ）に示すように、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合に、定常負荷時においてＡＣ１００Ｖ用負荷率閾値Ｘａを上回ると、Ｌレベルのドライブ切換信号を出力することで通常ドライブを指示し、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合に、定常負荷時においてＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値Ｘｂを上回ると、Ｌレベルのドライブ切換信号を出力することで通常ドライブを指示するようにしても良い。
【００４７】
また、第２の実施の形態では、整流回路ＤＢによって整流した直流電圧を検出することで商用交流電源ＡＣの入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれかを判断するように構成したが、商用交流電源ＡＣの入力電圧から直接検出したり、起動端子の電圧やフォワード電圧検出端子の電圧を検出したりすることで入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれかを判断するように構成しても良い。
【００４８】
以上説明したように、第２の実施の形態は、交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスＴの一次巻線Ｐに印加し、トランスＴの一次巻線Ｐに接続されたスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることで、トランスＴの二次巻線Ｓにパルス電圧を誘起させ、二次側整流平滑回路（整流ダイオードＤ１、コンデンサＣ２）によって整流平滑した出力電圧Ｖｏを負荷に出力するスイッチング電源装置であって、ドライブ切換信号に基づいてゲート電圧の充電速度が速い通常ドライブとゲート電圧の充電速度が遅いソフトドライブとのいずれかでスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させるドライブ回路１１と、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値以下の領域でソフトドライブを指示するドライブ切換信号を出力し、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値を上回る領域で通常ドライブを指示するドライブ切換信号を出力する負荷率検出回路１５ａとを備えると共に、
交流電源の入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれであるかを判断する入力電圧検出回路としてブラウン・インアウト回路１７を備え、負荷率検出回路１５ａは、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合には、定常負荷時において負荷率が負荷率閾値を上回る領域であってもソフトドライブを指示するドライブ切換信号を出力する。
この構成により、ＡＣ２００Ｖ系では、負荷率閾値（例えば８０％）を上回る重負荷において、連続モードで動作することが少ないため、スイッチング損失よりもＥＭＩノイズ対策や整流ダイオードに発生するサージ電圧を考慮してソフトドライブで動作させることができる。
【００４９】
さらに、第２の実施の形態において、負荷率検出回路１５ａは、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合には、定常負荷時において負荷率がＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値Ｘａよりも大きいＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値Ｘｂ以下の領域でソフトドライブを指示する前記ドライブ切換信号を出力し、定常負荷時において負荷率がＡＣ２００Ｖ用負荷率閾値Ｘｂを上回る領域で通常ドライブを指示するドライブ切換信号を出力するようにしても良い。
この構成により、通常ドライブとソフトドライブとを切り換えるタイミングをＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とでそれぞれ設定することができるため、入力電圧に応じたより適切なタイミングでドライブの切換を行うことができる。
【００５０】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態のコントローラＩＣ１ｂは、図１１を参照すると、第１の実施の形態のＯＳＣ１２に換えてＶＦＣ（パルス変換器）１８が設けられていると共に、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ（フィードバック制御によって制御されるデューティ比におけるオンデューティのパーセンテージ）に応じたドライブ切換信号を出力するドライブ切換回路１９が設けられている。
【００５１】
ＶＦＣ１８は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号ＶＦＢとして入力されるＦＢ信号に基づいた周波数でクロック信号をフリップフロップＦＦ１のＳ端子とオア回路ＯＲ１の入力端子とに出力する。このクロック信号のパルス幅は、ＯＳＣ１２と同様にスイッチング素子Ｑ１の最小オン時間幅未満に設定されている。これにより、負荷に応じてスイッチ素子Ｑ１をオン／オフさせるスイッチング周波数が低減される制御が行われる。
【００５２】
また、ＶＦＣ１８は、クロック信号と同じ周波数ののこぎり波ＶＣｆを生成してドライブ切換回路１９に出力する。のこぎり波ＶＣｆは、クロック信号のパルスが出力されるタイミング間で最少電圧から最大電圧まで上昇し、クロック信号のパルスが出力されるタイミングで急降下する。なお、のこぎり波ＶＣｆの最大電圧は、クロック信号の周波数が変更されても同一であり、のこぎり波ＶＣｆの上昇する傾きが変更される。
【００５３】
ドライブ切換回路１９は、コンパレータＣＯＭＰ４と、フリップフロップＦＦ２とで構成されている。コンパレータＣＯＭＰ４は、のこぎり波ＶＣｆと基準電圧Ｖｒ３０とを比較する比較回路である。コンパレータＣＯＭＰ４は、非反転入力端子がＶＦＣ１８におけるのこぎり波ＶＣｆの出力端子に、反転入力端子が基準電圧Ｖｒ３０にそれぞれ接続されている。基準電圧Ｖｒ３０は、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティと比較するデューティ閾値として機能し、本実施の形態では、のこぎり波ＶＣｆの最大電圧の３０％の電圧に設定されている。
【００５４】
フリップフロップＦＦ２は、ネガティブトリガーで動作するエッジトリガーＤ型フリップフロップである。フリップフロップＦＦ２において、Ｄ端子にはコンパレータＣＯＭＰ４の出力が入力され、ＣＬ端子にはオア回路ＯＲ１の出力が入力され、反転出力端子Ｑ−からはドライブ切換信号がドライブ回路１１に出力される。
【００５５】
次に、ドライブ切換回路１９の動作について図１２を参照して詳細に説明する。図１２には、上から順に、（ａ）入力電圧、（ｂ）スイッチング素子Ｑ１を流れるドレイン電流ＩＤ、（ｃ）スイッチング素子Ｑ１をドライブするゲート電圧ＶＧ、（ｄ）フリップフロップＦＦ２のＣＬ端子への入力、（ｅ）フリップフロップＦＦ２のＤ端子への入力、（ｆ）フリップフロップＦＦ２の反転出力端子Ｑ−からの出力、（ｇ）コンパレータＣＯＭＰ４への入力がそれぞれ示されている。
【００５６】
コンパレータＣＯＭＰ４は、図１２（ｇ）に示すように、のこぎり波ＶＣｆと基準電圧Ｖｒ３０とを比較し、のこぎり波ＶＣｆが基準電圧Ｖｒ３０未満でＬレベルとなり、のこぎり波ＶＣｆが基準電圧Ｖｒ３０以上でＨレベルとなる図１２（ｅ）に示すような信号波形をフリップフロップＦＦ２のＤ端子に出力する。のこぎり波ＶＣｆにおいて、波形が上昇し始めるタイミング（急降下するタイミング）は、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするタイミングと同期している。従って、フリップフロップＦＦ２のＤ端子入力は、スイッチング周波数が変更されても、スイッチング素子Ｑ１のターンオンで立ち下がり、基準電圧Ｖｒ３０によって決定される所定のデューティ閾値（比率）で立ち上がる波形となる。
【００５７】
フリップフロップＦＦ２のＣＬ端子へは、図１２（ｄ）に示すオア回路ＯＲ１からの出力信号が入力され、フリップフロップＦＦ２は、ＣＬ端子入力の立下りのタイミングでＤ端子入力がＨレベルである場合にセット、すなわち反転出力端子Ｑ−からＬレベルとなり、Ｌ端子入力の立下りのタイミングでＤ端子入力がＬレベルである場合にリセット、すなわち反転出力端子Ｑ−からＨレベルとなる図１２（ｆ）に示すような信号波形を出力する。フリップフロップＦＦ２の反転出力端子Ｑ−からの出力はドライブ切換信号となる。オア回路ＯＲ１からの出力信号は、図１２（ｃ）に示すゲート電圧ＶＧと同期している。従って、ＣＬ端子入力の立下りは、スイッチング素子Ｑ１がターンオフするタイミングと同期している。このため、フリップフロップＦＦ２は、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティがデューティ閾値未満である場合には、Ｈレベル、すなわちドライブ回路１１にソフトドライブを指示するドライブ切換信号を出力し、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティがデューティ閾値以上である場合には、Ｌレベル、すなわちドライブ回路１１に通常ドライブを指示するドライブ切換信号を出力する。
【００５８】
本実施の形態において、デューティ閾値（本実施の形態では３０％）は、図１３に示すように、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合にとり得る最大のオンデューティよりも大きく設定され、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合にとり得る最大のオンデューティよりも小さく設定されている。図１３は、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とにおいて、電圧信号ＶｏｃｐのピークであるＯＣＰ電圧（Ｖ）と、オンデューティ（％）との関係を示すグラフである。
【００５９】
入力電圧がＡＣ１００Ｖ系の場合には、軽負荷〜負荷率８０％程度でオンデューティがデューティ閾値未満となり、負荷率８０％程度〜過電流ポイントオンデューティがデューティ閾値以上となる。従って、連続モードで動作する前に通常ドライブで動作させることでスイッチング損失によるＩＣの発熱を抑えられる。また、軽負荷〜負荷領域８０％程度では、ソフトドライブで動作してＥＭＩノイズを抑える効果も得られる。
【００６０】
入力電圧がＡＣ２００Ｖ系の場合には、過負荷ポイントを含む全負荷領域でオンデューティがデューティ閾値未満となる。従って、全負荷領域でソフトドライブでの動作となり、全負荷領域でＥＭＩノイズが抑えられる。また、ターンオン時の放電電流も抑えられ、出力ラインの整流ダイオードＤ１に印加される電圧（ＶＲＭ）も全負荷領域で抑えられる。これにより、ダイオードＤ１の耐圧を抑えることが出来、高速ダイオード（ＦＲＤ）からショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）等のように変更することができ、ダイオードの順方向電圧を抑え損失・発熱の低減となり効率改善につながる。なお、ＡＣ２００Ｖ系でオンドライブ抵抗を大きくすることで、若干のスイッチング損失が増えた場合でも、周波数低減機能により影響は少ないと言える。また、ＡＣ２００Ｖ系では、ドライブスピードが抑えられたソフトドライブ状態で過負荷状態になることから、過負荷時には、コントローラＩＣ１の発熱が懸念されるため、再起動遅延回路１６を設けたオートリスタート制御としても良い。
【００６１】
以上説明したように、第３の実施の形態によれば、交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスＴの一次巻線Ｐに印加し、トランスＴの一次巻線Ｐに接続されたスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることで、トランスＴの二次巻線Ｓにパルス電圧を誘起させ、二次側整流平滑回路（整流ダイオードＤ１、コンデンサＣ２）によって整流平滑した出力電圧Ｖｏを負荷に出力するスイッチング電源装置であって、ドライブ切換信号に基づいてゲート電圧の充電速度が速い通常ドライブとゲート電圧の充電速度が遅いソフトドライブとのいずれかでスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させるドライブ回路１１と、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが予め設定されたデューティ閾値未満である場合には、ソフトドライブを指示するドライブ切換信号を出力し、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティがデューティ閾値以上である場合には、通常ドライブを指示するドライブ切換信号を出力するドライブ切換回路１９とを備えている。
この構成により、オンデューティに応じて適切なタイミングで通常ドライブとソフトドライブとを切り換えることができるため、定常負荷時における全負荷領域で最適なドライブ動作を行うことができ、スイッチング損失を増やすことなく、十分なＥＭＩノイズ対策を行うことができるという効果を奏する。
また、入力電圧によって同じ負荷率でもオンデューティが異なるため、入力電圧ごとに適切なタイミングで通常ドライブとソフトドライブとを切り換えることができる。
【００６２】
さらに、第３の実施の形態によれば、デューティ閾値は、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合にとり得る最大のオンデューティよりも大きく設定され、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合にとり得る最大のオンデューティよりも小さく設定されている。
【００６３】
以上の実施の形態で説明された構成、形状、大きさ及び配置関係については本発明が理解・実施できる程度に概略的に示したものにすぎず、また数値及び各構成の組成（材質）等については例示にすぎない。従って本発明は、説明された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り様々な形態に変更することができる。
【符号の説明】
【００６４】
１  コントローラＩＣ
１ａ、１ｂ  コントローラＩＣ
２  エラーアンプ（Ｅ／Ａ）
１１  ドライブ回路
１２  ＯＳＣ（内部発振器）
１３  レギュレータ
１４  タイマ回路
１５  負荷率検出回路
１５ａ  負荷率検出回路
１６  再起動遅延回路
１７  ブラウン・インアウト回路
１８  ＶＦＣ（パルス変換器）
１９  ドライブ切換回路
２１  第１のオン用スイッチ素子
２２  第２のオン用スイッチ素子
２３  第１のオフ用スイッチ素子
２４  第２のオフ用スイッチ素子
３１  第１のオンドライブ抵抗
３２  第２のオンドライブ抵抗
３３  第１のオフドライブ抵抗
３４  第２のオフドライブ抵抗
４０  ディレイ回路
４１  切り換えスイッチ
４２  オア回路
５１、５２、５３、５４  インバータ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３  平滑コンデンサ
Ｃ４  コンデンサ
ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、ＣＯＭＰ３、ＣＯＭＰ４  コンパレータ
Ｄ１、Ｄ２  整流ダイオード
ＤＢ  整流回路
ＦＦ１、ＦＦ２  フリップフロップ
ＯＲ１、ＯＲ２  オア回路
ＰＣ１  発光ダイオード
ＰＣ２  受光トランジスタ
Ｒｏｃｐ  電流検出抵抗
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５  抵抗
Ｔ  トランス
Ｑ１  スイッチング素子
ＶＲ1、ＶＲ2  可変電圧
Vr30  基準電圧
【図１】
2016027775.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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