(57)【要約】【課題】  本発明は入力側又は出力側の電流が商用周波数電流である商用周波数電流変換器及びその制御方法を提供する。【解決手段】  商用周波数電流変換器は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン及びオフを制御するコントローラと、を備えており、コントローラが商用周波数周期の半周期内に少なくとも２種の異なる固定周波数の制御信号を発することで、スイッチング素子の作動周波数に、少なくとも２回の交互変化を発生させることにより、商用周波数周期の半周期内の前記スイッチング素子上における接合部温度を低減する。本願に係る技術案を用いると、スイッチング素子の接合部温度を低減でき、変換器に対するデバイス放熱圧力を低減できる。【選択図】      図５
2016178853.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側又は出力側の電流が商用周波数電流である商用周波数電流変換器であって、
スイッチング素子と、コントローラと、を備え、
前記コントローラは、前記スイッチング素子の作動周波数が少なくとも２種の異なる固定周波数に基づいて少なくとも２回変化するように、商用周波数周期の半周期内に前記少なくとも２種の異なる固定周波数の制御信号を発する商用周波数電流変換器。
【請求項２】
前記少なくとも２種の異なる固定周波数の制御信号は、第１の制御信号と第２の制御信号とを含み、
前記第１の制御信号の周波数が前記第２の制御信号の周波数より大きく、
商用周波数周期の半周期内に、前記第２の制御信号が前記スイッチング素子を制御する時の商用周波数電流は、前記第１の制御信号が前記スイッチング素子を制御する時の商用周波数電流より大きい請求項１に記載の商用周波数電流変換器。
【請求項３】
前記商用周波数電流変換器には、商用周波数電流をサンプリングしてサンプリング電流を出力するサンプリング回路が更に設けられている請求項２に記載の商用周波数電流変換器。
【請求項４】
前記コントローラは、
前記サンプリング電流及び基準電流を受信し、前記サンプリング電流と前記基準電流との比較結果を判定する判定比較モジュールを更に備え、
前記比較結果に応じて前記第１の制御信号又は前記第２の制御信号を出力する請求項３に記載の商用周波数電流変換器。
【請求項５】
前記コントローラは、
前記サンプリング電流、第１の基準電流、及び第１の基準電流より小さい第２の基準電流を受信し、前記サンプリング電流と、前記第１の基準電流及び前記第２の基準電流との比較結果を判定して、前記第１の制御信号又は前記第２の制御信号を相応に出力するヒステリシス比較モジュールを更に備える請求項３に記載の商用周波数電流変換器。
【請求項６】
前記サンプリング電流は、サンプリング電流現在値及びサンプリング電流実効値を含み、
前記コントローラは、実効値基準電流および前記サンプリング電流実効値を受信する第１の判定比較モジュールと、第１の基準電流および前記サンプリング電流現在値を受信する第２の判定比較モジュールとを更に含み、
前記サンプリング電流実効値が前記実効値基準電流より大きい場合、前記第２の判定比較モジュールは、前記サンプリング電流現在値と前記第１の基準電流とを判定し比較する請求項３に記載の商用周波数電流変換器。
【請求項７】
前記コントローラは、前記第２の判定比較モジュールの比較結果に応じて、前記第１の制御信号及び前記第２の制御信号を出力する請求項６に記載の商用周波数電流変換器。
【請求項８】
入力側又は出力側の電流が商用周波数電流である商用周波数電流変換器の制御方法であって、
商用周波数電流の半周期内に、該商用周波数電流変換器中の１つのスイッチング素子が少なくとも２種の異なる固定スイッチング周波数で作動するように該商用周波数電流変換器を制御する商用周波数電流変換器の制御方法。
【請求項９】
商用周波数電流の半周期内に、第１の区間において、前記スイッチング素子が第２の作動周波数で作動するように制御し、第２の区間において、前記スイッチング素子が第１の作動周波数で作動するように制御し、
前記第１の作動周波数が前記第２の作動周波数より大きく、前記第１の区間内の商用周波数電流が前記第２の区間内の商用周波数電流より大きい請求項８に記載の制御方法。
【請求項１０】
商用周波数電流の半周期内では、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が第１の作動周波数から第２の作動周波数へ切り替わる変化が発生し、且つ、前記スイッチング素子の作動周波数が第２の作動周波数から第１の作動周波数へ切り替わる変化が発生する請求項９に記載の制御方法。
【請求項１１】
入力側又は出力側の電流が商用周波数電流である商用周波数電流変換器であって、
スイッチング素子と、ＰＷＭコントローラと、を備え、
商用周波数電流の商用周波数周期の半周期内に第１の区間と第２の区間を含み、
前記第１の区間のとき、前記スイッチング素子が前記ＰＷＭコントローラから発信された第１の固定周波数制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、
前記第２の区間のとき、前記スイッチング素子は前記ＰＷＭコントローラから発信された第２の固定周波数制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、
前記第１の区間における前記商用周波数電流の平均値が前記第２の区間における前記商用周波数の平均値より大きく、前記第１の固定周波数制御信号の周波数が前記第２の固定周波数制御信号の周波数より小さい商用周波数電流変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、電源分野、特に、商用周波数電流変換器およびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力電子変換器の応用が日増しに増えるにつれ、半導体スイッチング素子も幅広く応用されるようになる。これらの半導体スイッチング素子は主に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、ＩＧＢＴ）、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、  ＭＯＳＦＥＴ）、炭化けい素金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ）等を含む。
【０００３】
半導体スイッチング素子が用いられている電力電子変換器におけるとても多くの損失は半導体スイッチング素子による損失である。半導体スイッチング素子の損失としては、スイッチング損失及び導通損失を含む。半導体スイッチング素子のスイッチング損失が半導体スイッチング素子のスイッチング周波数に関わっており、スイッチング周波数が高いほどスイッチング損失が大きくなる一方、スイッチング周波数が低いほどスイッチング損失も小さくなる。
【０００４】
図１は、ＩＧＢＴを用いるハーフブリッジ回路（スイッチング素子Ｓ１及びＳ２からなる）、ＬＣフィルタ（インダクタＬｆ及びキャパシタＣｆからなる）、及び直流側キャパシタＣ１、Ｃ２からなる一般的なインバータシステムを示す。図２は、該インバータ回路が定格負荷で作動する際における、出力電圧Ｖｏｕｔ（ｔ）及び電流Ｉｏ（ｔ）の波形、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失Ｐｓ１_ｓｗ（１６ｋＨｚ）及び導通損失Ｐｓ１_ｃｏｎの波形、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング損失Ｐｓ２_ｓｗ（１６ｋＨｚ）及び導通損失Ｐｓ２_ｃｏｎの波形を示す。
図２に示されるＩＧＢＴの１００％負荷（１５０ｋＶＡ）の瞬時損失を基に、それにＩＧＢＴからラジエータにかける熱抵抗モデルを組み合わせることにより、図３に示されるＩＧＢＴ接合部温度Ｔｊの時間変化に従う曲線を得られる。ラジエータの温度を８０℃とすれば、そのΔＴｊ（半導体スイッチの接合部温度変化量）が８．４℃となり、最高の接合部温度Ｔｊｍａｘが１２７℃となる。インバータ回路の作動が短時間に１５０％過負荷となると、そのΔＴｊが１４℃にも達し、最高の接合部温度Ｔｊｍａｘが１５９℃となる恐れがある（図４に示す）。
【０００５】
半導体チップの過熱による損傷を回避するために、ＩＧＢＴの作動接合部温度の最大値は一般的には１５０℃を超えないようにする。ΔＴｊがあまり高くないことが望ましい。それは、ΔＴｊが大きすぎると熱応力が発生し、ボンディングワイヤー（ｂｏｎｄｉｎｇ  ｗｉｒｅ）が累積的に変形し、それとセラミック銅張板（ｄｉｒｅｃｔ  ｂｏｎｄ  ｃｏｐｐｅｒ、ＤＢＣ）又は半導体チップとの接続箇所が断裂したり接続を切断したりして、半導体モジュールの損傷を招来する恐れがあるからである。したがって、上記インバータの応用において、短時間での過負荷はシステムに非常に大きなデバイス放熱圧力及び寿命損失を招く恐れがある。
【０００６】
半導体スイッチの作動の最大接合部温度を１５０℃以下にしΔＴｊを比較的小さくするために、一般的には、より高い公称電流を有する半導体スイッチ、又は、より効率的な放熱設計を選択する方法が用いられているが、これらの方法の何れもシステム全体のコスト及び体積の増加を招く恐れがある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本願は従来技術にある問題に鑑みて、半導体スイッチの接合部温度を低減するように商用周波数電流変換器及びその制御方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本願は入力側又は出力側の電流が商用周波数電流である商用周波数電流変換器を提供する。該商用周波数電流変換器は、スイッチング素子とコントローラとを備える。前記コントローラは、前記スイッチング素子の作動周波数が少なくとも２種の異なる固定周波数に基づいて少なくとも２回変化するように、商用周波数周期の半周期内に前記少なくとも２種の異なる固定周波数の制御信号を発する。
【０００９】
本願は、入力側又は出力側の電流が商用周波数電流である商用周波数電流変換器の制御方法をさらに提供しており、該制御方法では、商用周波数電流の半周期内に、少なくとも２種の異なる固定スイッチング周波数で作動するように該商用周波数電流変換器を制御する。
【００１０】
本願は、入力側又は出力側の電流が商用周波数電流である商用周波数電流変換器をさらに提供する。該商用周波数電流変換器は、スイッチング素子と、ＰＷＭコントローラと、を備える。商用周波数電流の商用周波数周期の半周期内に第１の区間と第２の区間を含む。前記第１の区間のとき、前記スイッチング素子が前記ＰＷＭコントローラから発信された第１の固定周波数制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、前記第２の区間のとき、前記スイッチング素子は前記ＰＷＭコントローラから発信された第２の固定周波数制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、前記第１の区間における前記商用周波数電流の平均値が前記第２の区間における前記商用周波数の平均値より大きく、前記第１の固定周波数制御信号の周波数が前記第２の固定周波数制御信号の周波数より小さい。
【発明の効果】
【００１１】
本願の提供する商用周波数電流変換器において、コントローラは少なくとも２種の異なる周波数の固定制御信号を発することにより、スイッチング素子に商用周波数周期の半周期内に少なくとも２種の異なるスイッチング周波数で交互変化を２回発生させる。こうして、スイッチング素子の１つの商用周波数周期内のスイッチング損失配分はより均一にされ、且つ、総計損失も低減され、該スイッチング素子の最大の作動接合部温度及び作動接合部温度の変化量も低減される。これにより、商用周波数電流変換器に対するデバイス放熱圧力は低減され、その寿命は長くされる。したがって、この商用周波数電流変換器又はこの商用周波数電流変換器の制御方法を用いると、高い公称電流を有する半導体スイッチ、又は、より高い効率的な放熱設計を用いる必要はないので、コスト又は体積の増加を招くことはない。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】従来技術におけるインバータシステムを示すブロック図である。
【図２】図１におけるインバータ回路が定格負荷で作動する際における、出力電圧Ｖｏｕｔ（ｔ）及び電流Ｉｏ（ｔ）の波形、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失Ｐｓ１_ｓｗ（１６ｋＨｚ）及び導通損失Ｐｓ１_ｃｏｎの波形、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング損失Ｐｓ２_ｓｗ（１６ｋＨｚ）及び導通損失Ｐｓ２_ｃｏｎの波形を示す図である。
【図３】ＩＧＢＴ接合部温度Ｔｊの時間変化に従う曲線を示す図である。
【図４】インバータ回路の作動が短時間１５０％過負荷となる時の接合部温度変化量及び最高接合部温度を示す図である。
【図５】本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。
【図６】本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。
【図７】本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。
【図８】図７に示すヒステリシス制御を示すフローチャートである。
【図９】本願の例示的な一実施例における電流変換器を示すブロック図である。
【図１０】図９に示すシステムの関係波形を示す図である。
【図１１】３種のスイッチング周波数を用いる場合の制御フローを示す図である。
【図１２】本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。
【図１３】本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。
【図１４】本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。
【図１５】本願の例示的な一実施例における変換器を示すブロック図である。
【図１６】図１５に示す変換器におけるＤＳＰに基づくコントローラ内部の制御フローを示す図である。
【図１７】図１５に示す変換器の制御フローを示す図である。
【図１８】図１５に示す変換器の関係波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図５は本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。
【００１４】
該商用周波数電流変換器は入力側１１と出力側１２を含み、該入力側１１又は出力側１２の電流が商用周波数電流である。該商用周波数電流変換器はコミテータ又はインバータ等の、入力電流を必要な出力電流に変換させるデバイスであり得る。該入力側１１は、入力電流に用いられるキャパシタ、インダクタ等の受動部品を含むことができ、出力側１２は出力電流に用いられるキャパシタ、インダクタ等の受動部品を含むことができる。
【００１５】
該商用周波数電流変換器はスイッチング素子１３とコントローラ１４とを含んでおり、該スイッチング素子が、例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子であり得る。
【００１６】
コントローラ１４はスイッチング素子１３のオンおよびオフを制御する制御信号を発する。該コントローラ１４は、商用周波数周期の半周期内に少なくとも２種の異なる固定周波数の制御信号を発することでスイッチング素子１３の作動周波数をこの少なくとも２種の異なる固定周波数の制御信号で少なくとも２回変化させることにより、商用周波数周期の半周期内のスイッチング素子における接合部温度を低減させることができる。コントローラ１４はＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コントローラであってもよい。例えば、第１の周波数段階において、コントローラ１４は第１の固定周波数のＰＷＭ制御信号を発信する。第２の周波数段階において、コントローラ１４は第２の固定周波数のＰＷＭ制御信号を発信する。第１の固定周波数は第２の固定周波数より大きくしてもよく、第１の周波数段階商用周波数電流の平均値は第２の周波数段階商用周波数電流の平均値より小さくしてもよい。
【００１７】
商用周波数は５０Ｈｚ、６０Ｈｚ等であってもよく、一般的には、電力網が電気を提供する周波数である。前記少なくとも２種の異なる固定周波数の制御信号は普通２０００Ｈｚより高い。
【００１８】
例えば、図１に示す位相グラフを例として、本発明の一実施例において、コントローラは少なくとも２種の固定周波数の制御信号を発することでスイッチング素子の作動周波数を商用周波数周期の半周期内にこの少なくとも２種の固定周波数の制御信号に基づいて少なくとも２回変化させることにより、スイッチング素子の１つの商用周波数周期内のスイッチング損失の分配はより均一にされ、且つ、総計損失も低減され、該スイッチング素子の最大の作動接合部温度及び作動接合部温度の変化量も低減される。このようにして、商用周波数交流変換器に対するデバイス放熱圧力の低減に役立ち、その寿命を延長可能にする一方、高い公称電流を有する半導体スイッチ又はより高い効率的な放熱設計を用いる必要は無く、コスト又は体積の増大を招かない。
【００１９】
記載のため、この２種の固定周波数の制御信号をそれぞれ第１の制御信号と第２の制御信号と称する。仮に第１の制御信号の周波数が第２の制御信号の周波数より大きいとすれば、商用周波数周期の半周期内に、相応的には、第２の制御信号がスイッチング素子を制御する時の商用周波数電流は第１の制御信号が前記スイッチング素子を制御する時の商用周波数電流より大きい。
【００２０】
以下、数種の商用周波数交流変換器におけるコントローラの実施例を列挙することにより、如何にして商用周波数交流変換器におけるスイッチング素子が商用周波数電流の半周期内に２種の周波数の固定制御信号同士間の交互変化を実現するかについて説明を行う。本発明の保護範囲はこの列挙される実施例に限られるものではない。
【００２１】
第１の実施例
該実施例において、図６に示すように、第１の制御信号と第２の制御信号は２つの周波数発生器により実現され得る。図６は、本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。コントローラは、第１の周波数発生器１４１、第２の周波数発生器１４２及び選択回路１４３を含むことができる。第１の周波数発生器１４１は第１の制御信号を発することができ、第２の周波数発生器１４２は第２の制御信号を発することができ、第１の制御信号の周波数ｆＡが第２の制御信号の周波数ｆＢより大きい。具体的には、スイッチング素子１３の商用周波数電流が比較的大きい場合、選択回路１４３は第２の制御信号を選択してスイッチング素子１３を制御することができる一方、スイッチング素子１３の商用周波数電流が比較的小さい場合、選択回路１４４は第１の制御信号を用いてスイッチング素子を制御することができる。
【００２２】
該商用周波数電流変換器は、商用周波数電流をサンプリングして出力するサンプリング回路１５を更に含むことがでる。該コントローラ１４は、サンプリング回路１５の出力したサンプリング電流Ｉｓａｍｐｌｅ及び基準電流Ｉｒを受信しサンプリング電流Ｉｓａｍｐｌｅと該基準電流Ｉｒとの比較結果を判定する判定比較モジュール１４４を更に含むことができ、その比較結果に基づき、第１の制御信号又は第２の制御信号を相応に出力する。具体的には、商用周波数電流が比較的大きい、即ち、Ｉｓａｍｐｌｅ≧Ｉｒを満たす場合、選択回路１４３は第２の周波数発生器１４２の第２の制御信号を選択してスイッチング素子１３に送信する。商用周波数電流が比較的小さい、即ち、Ｉｓａｍｐｌｅ＜Ｉｒを満たす場合、選択回路１４４は第１の周波数発生器１４１の第１の制御信号を選択してスイッチング素子１３に送信する。
【００２３】
例えば、該判定比較モジュール１４４は第１のコンパレーターＵ１により実現され得、該選択回路１４３は第２のコンパレーターＵ２により実現され得、第１のコンパレーターＵ１の出力端が第２のコンパレーターＵ２の制御端に接続される。Ｉｓａｍｐｌｅ≧Ｉｒを満たす場合、第１のコンパレーターＵ１はローレベルを出力することで、第２のコンパレーターＵ２がその第２の入力端２の第２の周波数発生器１４２に入力された第２の制御信号を制御信号としてスイッチング素子１３に送信する。Ｉｓａｍｐｌｅ＜Ｉｒを満たす場合、第１のコンパレーターＵ１はハイレベルを出力することで、第２のコンパレーターＵ２がその第１の入力端１の第１の周波数発生器１４１に入力された第１の制御信号を制御信号としてスイッチング素子１３に送信する。
【００２４】
図６に示す変換器を用いる場合、２つの周波数発生器を用いて少なくとも２種の異なる周波数の固定制御信号を送信しており、商用周波数電流変換器の商用周波数電流にとしては、商用周波数電流の半周期内に、ピーク位置に近い電流は比較的大きいが両端の電流は比較的小さいため、この実施例において、スイッチング素子は半波周期の開始段階に第１の制御信号の周波数で作動するが、ピークに近いある箇所で第１の制御信号の周波数から第２の制御信号の周波数に切替えられ、半波周期の結び段階に商用周波数電流がまた次第に小さくなり、スイッチング素子がまた第２の制御信号の周波数から第１の制御信号の周波数に切替えられる。このようにして、半波周期全体において、スイッチング素子は商用周波数周期の半周期内にこの２種の固定周波数の制御信号で少なくとも２回の交互変化が発生し、スイッチング素子の１つの商用周波数周期内のスイッチング損失分配がより均一にされ、総計損失も低減され、該スイッチング素子の最大の作動接合部温度及び作動接合部温度の変化量も低減される。
【００２５】
第２の実施例
図７を参照して分かるように、それは本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。該実施例において、コントローラは図６における判定比較モジュール１４４を取り替えてヒステリシス比較モジュール１４５を含み、該ヒステリシス比較モジュール１４５がサンプリング回路１５から出力されたサンプリング電流Ｉｓａｍｐｌｅを受け、また、第１のサブ基準電流Ｉｒｅｆ１と該第１のサブ基準電流Ｉｒｅｆ１より小さい第２のサブ基準電流Ｉｒｅｆ２を受ける。該ヒステリシス比較モジュール１４５はサンプリング電流Ｉｓａｍｐｌｅと、第１のサブ基準電流Ｉｒｅｆ１および第２のサブ基準電流Ｉｒｅｆ２との比較結果を判定して第１の制御信号又は第２の制御信号を相応に出力する。
【００２６】
例えば、該ヒステリシス比較モジュール１４５は、第１のコンパレーターＵ１、第１の抵抗Ｒ１、第２の抵抗Ｒ２、及び第３の抵抗Ｒ３を含むことができる。該第１のコンパレーターＵ１の非反転入力端と反転入力端はそれぞれ第１の抵抗Ｒ１と第３の抵抗Ｒ３に接続され、非反転入力端と出力端との間に第２の抵抗Ｒ２が跨って接続されている。該ヒステリシス方法を用いて２つの電流基準、即ち、
【数１】
2016178853.tif 000003
を導入した。ここで、ＵｏＨは第１のコンパレーターＵ１の出力端の電圧であり、Ｉｒｅｆは第１のコンパレーターＵ１の非反転入力端から入力された基準電流である。
【００２７】
第１のコンパレーターＵ１の出力端も第２のコンパレーターＵ２の制御端に接続されることで、第２のコンパレーターＵ２は第１の制御信号又は第２の制御信号を選択してスイッチング素子に出力する。
【００２８】
図８は、図７に示す変換器のヒステリシス制御の具体的な過程を示す。
【００２９】
最初に、第１の制御信号をスイッチング素子の制御信号として設定し、つまり、スイッチング素子のスイッチング周波数が第１の制御信号の周波数ｆＡ（ブロック１０２）である。
【００３０】
商用周波数電流をサンプリングする期間中、サンプリングされた電流ＩｓａｍｐｌｅがＩｒｅｆ１以上であるか否か、即ち、Ｉｓａｍｐｌｅ≧Ｉｒｅｆ１（ブロック１０４）を満たすか否かを判定し、肯定であると判定された場合、ブロック１０６に進み、スイッチング素子の制御信号として第２の制御信号を選択し、即ち、スイッチング素子のスイッチング周波数をｆＢに設定する一方、否定であると判定された場合、ブロック１０８に進む。
【００３１】
ブロック１０８において、サンプリングされた電流ＩｓａｍｐｌｅがＩｒｅｆ２より小さい（即ち、Ｉｓａｍｐｌｅ＜Ｉｒｅｆ２）か否かを判定し、肯定であると判定された場合、ブロック１１０に進み、スイッチング素子の制御信号として第１の制御信号ｆＡを選択し、即ち、スイッチング素子のスイッチング周波数をｆＡに設定する一方、否定であると判定された場合、ブロック１１２に進む。
【００３２】
ブロック１１２において、現在のスイッチング素子のスイッチング周波数がｆＡであるか否かを判定し、肯定であると判定された場合、ブロック１１４に進み、スイッチング素子の制御信号として第１の制御信号を選択し、即ち、現在のスイッチング素子のスイッチング周波数をｆＡに設定する一方、否定であると判定された場合、ブロック１１６に進み、スイッチング素子の制御信号として第２の制御信号を選択し、現在のスイッチング素子のスイッチング周波数をｆＢに設定する。
【００３３】
第３の実施例
図９を参照して分かるように、それは本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。該商用周波数電流変換器は商用周波数インバータであり、即ち、出力側が商用周波数電流である。
【００３４】
入力側１１はキャパシタＣ１、Ｃ２を含む。インダクタＬｆとキャパシタＣｆは出力側１２を構成する。半導体装置は、ＩＧＢＴ型スイッチ、Ｓ２からなるハーフブリッジスイッチング回路を含む。図９に示すサンプリング回路１５はホール素子Ｈ１、サンプリング抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ２、及び転流ダイオードＤｓ１、Ｄｓ２を含む。第１のコンパレーターＵ１は判定比較モジュール１４４を構成する。上記の第１の周波数発生器、第２の周波数発生器及び選択回路１４４はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に基づくコントローラ１４６により実現される。
【００３５】
図９に示すように、サンプリング回路１５におけるホール素子Ｈ１は出力された商用周波数負荷電流ｉｏをサンプリングし、該サンプリング電流が抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ２を通過して対応する電流リターン信号を得る。該電流リターン信号はダイオードＤｓ１、Ｄｓ２を介して整流されて負荷電流サンプリング信号の絶対値Ｉｓａｍｐｌｅを得て、該電流絶対値ＩｓａｍｐｌｅがコンパレーターＵ１を通過した非反転入力端から入力した基準電流Ｉｒｅｆと比較を行う。Ｉｓａｍｐｌｅ＜Ｉｒｅｆを満たすと、コンパレーターＵ１はハイレベルを出力する一方、Ｉｓａｍｐｌｅ≧Ｉｒｅｆを満たすと、コンパレーターＵ１はローレベルを出力する。コンパレーターＵ１の出力端はＤＳＰに基づくコントローラ１４６の入力端に接続されている。ＤＳＰに基づくコントローラ１４６は、その入力信号に応じて対応するスイッチング周波数を選択して半導体スイッチＳ１及びＳ２を駆動する。
【００３６】
具体的には、仮にＤＳＰに基づくコントローラ１４６の入力信号（即ち、入力端ＩＮから入力された信号）がハイレベルであるとすれば、比較的高いスイッチング周波数ｆＡはスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング周波数として選択され、即ち、第１の制御信号はスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御信号として選択される。仮にＤＳＰに基づくコントローラ１４６入力信号がローレベルであるとすれば、比較的低いスイッチング周波数ｆＢはスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング周波数として選択され、即ち、第２の制御信号はスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御信号として選択される。
【００３７】
なお、この実施例におけるハーフブリッジ回路は他のトポロジ回路、例えば、フルブリッジ回路トポロジ、三準位回路トポロジ等に変更され得る。スイッチＳ１またはＳ２は幾つかのＩＧＢＴが並列接続されてなるもの、または、幾つかのＩＧＢＴが直列接続されてなるものでもあり得るし、ＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ等でもあり得る。サンプリング方法としては、ホール素子を用いる方法以外、サンプリング抵抗、変流器、ロゴスキーコイルを直列接続する等の方法も用いられる。スイッチング周波数発生器は、ＤＳＰ内部のタイマーで提供され得る以外、外部に電圧制御発振器、または、水晶振動子を搭載することにより実現され得、ここに列挙された実施例に限らない。
【００３８】
図１０は図９に示すシステムの関係波形を示す。サンプリング電流ＩｓａｍｐｌｅがＩｒｅｆより小さい場合、第１のコンパレーターＵ１の出力電圧ｖ３がハイレベルであり、ＩＧＢＴのスイッチング周波数が比較的高いスイッチング周波数ｆＡ（１６ｋＨｚ）に設定されて、周辺フィルタのサイズが低減される。サンプリング電流ＩｓａｍｐｌｅがＩｒｅｆより大きい場合、第１のコンパレーターＵ１の出力電圧ｖ３がローレベルであり、ＩＧＢＴのスイッチング周波数が比較的低いスイッチング周波数ｆＢ（１０ｋＨｚ）に設定されて、そのスイッチング損失が低減される。図１０は同時にスイッチＳ1のスイッチング損失曲線と導通損失曲線、及びスイッチＳ１の作動接合部温度曲線を示している。この場合、スイッチＳ１の最大接合部温度が１４７℃（最初の接合部温度より１２℃低減された）であり、接合部温度の変化量が１２℃（最初の接合部温度変化量より２℃低減された）である。図１０より分かるように、この技術案におけるスイッチング周波数に対する変更は、商用周波数（ｌｉｎｅ  ｃｙｃｌｅ）に基づく変更であり、動的応答に対する要求があまり高くなく、容易に実現され得る。
【００３９】
なお、他の実施例において、商用周波数周期の半周期内に、３種の固定スイッチング周波数で作動してもよく、図１１が該方法のフローチャートを示す。
【００４０】
先ず、第１の制御信号をスイッチング素子の制御信号に設定し、つまり、スイッチング素子のスイッチング周波数が第１の制御信号の周波数ｆＡ（ブロック２０２）である。
【００４１】
商用周波数電流をサンプリングする期間中に、サンプリングされた電流Ｉｓａｍｐｌｅが第１の基準電流Ｉｒ１以上であるか否か、即ち、Ｉｓａｍｐｌｅ≧Ｉｒ１（ブロック２０４）を満たすか否かを判定し、肯定であると判定された場合、ブロック２０６に進み、スイッチング素子の制御信号として第３の制御信号を選択し、即ち、スイッチング素子のスイッチング周波数をｆＣに設定する一方、否定であると判定された場合、ブロック２０８に進む。
【００４２】
ブロック２０８において、サンプリングされた電流Ｉｓａｍｐｌｅが第２の基準電流Ｉｒ２より小さい（即ち、Ｉｓａｍｐｌｅ＜Ｉｒ２）か否かを判定し、肯定であると判定された場合、ブロック２１０に進み、スイッチング素子の制御信号として第１の制御信号を選択し、即ち、スイッチング素子のスイッチング周波数をｆＡに設定する一方、否定であると判定された場合、ブロック２１２に進み、スイッチング素子の制御信号として第２の制御信号を選択し、即ち、現在のスイッチング素子のスイッチング周波数をｆＢ（ｆＡ＞ｆＢ＞ｆＣ）に設定する。
【００４３】
なお、図１１に示すフローにおいて、第１の基準電流Ｉｒ１および第２の基準電流Ｉｒ２は、図７に記載される実施例における第１のサブ基準電流Ｉｒｅｆ１およびＩｒｅｆ２と異なっている。基準電流Ｉｒ１、Ｉｒ２は、商用周波数周期の半周期内の３種の周波数同士間の切り替えを実現するために選択された２つの基準電流であるが、サブ基準電流Ｉｒｅｆ１およびＩｒｅｆ２はヒステリシス制御を用いて励起された２つの基準電流である。
【００４４】
図１２は、本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。該商用周波数電流変換器はインバータである。該実施例と図９に示す実施例との相違点は、サンプリングされた信号が異なることにある。図１２に示すように、該変換器はホール素子Ｈ１を介してフィルタインダクタの電流をサンプリングして出力する。
【００４５】
コンパレーターＵ１から出力された電圧ｖ３が高周波リップルに影響されることを回避するために、図１２における比較モジュール部分は図７に示すヒステリシス制御方法を用いて判定を行うこともできる。
【００４６】
商用周波数電流変換器の他の実施例において、図１３を参照して、それは本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。該実施例と図６に示す実施例との相違点は、フィルタ回路１６が増設されたことにある。該フィルタ回路１６はサンプリング回路１５がサンプリングした後のサンプリング電流における干渉信号をフィルタリングにより除去する。
【００４７】
図７、９および１２に示す商用周波数電流変換器に対しても、フィルタ回路を増設することによりサンプリング電流における干渉信号をフィルタリングにより除去することもできる。
【００４８】
商用周波数電流変換器のもう１つの実施例において、図１４を参照して、それは本願の例示的な一実施例における商用周波数電流変換器を示すブロック図である。該商用周波数電流変換器はコミテータであり、即ち、入力側が商用周波数電流である。該コミテータメインパワー回路は無停電電源（Ｕｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｙｓｔｅｍ、ＵＰＳ）の応用における最も常用の入力整流メインパワー回路である。ＡＣ電源の正側半周期の電圧はサイリスタＴ１を介してインダクタＬｆ１に整流され、負側半周期の電圧はサイリスタＴ２を介してインダクタＬｆ２に整流され、インダクタＬｆ１、Ｌｆ２が該コミテータの入力側を構成する。インダクタＬｆ１、スイッチＳ1、及びＤ３はＰＦＣ回路を構成し、ＡＣ電源正側半周期に対し力率補正の機能を実現する。インダクタＬｆ２、スイッチＳ２、及びトランジスタＤ４はＰＦＣ回路を構成し、ＡＣ電源の負側半周期に対し力率補正の機能を実現する。キャパシタＣ１、Ｃ２はそれぞれフィルタキャパシタであり、直流側電圧リップルを低減する。キャパシタＣ１、Ｃ２は出力側を構成する。半導体スイッチはＩＧＢＴ型スイッチ、Ｓ２を含む。ホール素子Ｈ１、サンプリング抵抗Ｒｓはサンプリング回路を構成する。コンパレーターＵ１で比較判定モジュールは構成され、ＤＳＰに基づくコントローラ１４６は選択回路を構成する。
【００４９】
図に示すように、ホール素子Ｈ１はインダクタＬｆ１における電流をサンプリングし、該サンプリング電流が抵抗Ｒｓを通過して対応する電流リターン信号を得る。該電流リターン信号は直流信号であるため、整流処理を必要としていない。該電流リターン信号ＩｓａｍｐｌｅがＩｒｅｆとコンパレーターＵ１で比較されて、Ｉｓａｍｐｌｅ＜Ｉｒｅｆを満たす場合、コンパレーターＵ１はハイレベルを出力する一方、Ｉｓａｍｐｌｅ≧Ｉｒｅｆを満たす場合、コンパレーターＵ１はローレベルを出力する。コンパレーターＵ１の出力端はＤＳＰに基づくコントローラ１４６の入力端に接続されている。ＤＳＰに基づくコントローラ１４６はその入力信号に応じて対応するスイッチング周波数を選択して半導体スイッチＳ１、Ｓ２を駆動する。具体的な制御フローは前記実施例と同一である。
【００５０】
なお、本実施例における整流回路は他のトポロジ回路に変更されても同様に適用できる。スイッチングトランジスタＳ１とＳ２はいくつかのＩＧＢＴが並列接続されてなるもの、又は、いくつかのＩＧＢＴが直列接続されてなるものでもあり得るし、ＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ等でもあり得る。サンプリングされた電流信号もＩＧＢＴ型スイッチＳ1、Ｓ２を通過した電流からのものでもあり得る。サンプリング方法としては、ホール素子を用いる方法以外に、サンプリング抵抗、変流器等を直列接続する方法も用いることができる。
【００５１】
図１５は商用周波数電流変換器の他の実施例を提示しており、本願の例示的な一実施例における変換器を示すブロック図である。該実施例において、サンプリング電流はサンプリング電流現在値及びサンプリング電流実効値を含む。コントローラは第１の判定比較モジュール１４７及び第２の判定比較モジュール１４８を含む。第１の判定比較モジュール１４７は実効値(ＲＭＳ：Ｒｏｏｔ−Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ)基準電流及びサンプリング電流実効値を受信し、第２の判定比較モジュール１４８は第１の基準電流及びサンプリング電流現在値を受信する。
【００５２】
図１４に示す実施例に比べて、本実施例における変換器には１つの判定条件、即ち、実効値についての判定は加えられる。図１５に示すように、処理された商用周波数交流信号は整流されて電流サンプリング信号Ｉｓａｍｐｌｅ（該電流サンプリング信号Ｉｓａｍｐｌｅは即ちサンプリング電流現在値である）を得て、コンパレーターＵ１（コンパレーターＵ１は本実施例における第２の判定比較モジュール１４８の例である）を介してＩｓａｍｐｌｅと基準電流Ｉｒとを比較するだけでなく、実効値算出モジュールＵ４を介して商用周波数交流信号の実効値情報ｉｓ_ｒｍｓ（即ち、サンプリング電流実効値）を取得する。更に、コンパレーターＵ３（コンパレーターＵ３は本実施例における第１の判定比較モジュール１４７の例である）でｉｓ_ｒｍｓと実効値基準電流Ｉｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅとを比較して、ｉｓ_ｒｍｓがＩｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅより大きい場合、コンパレーターＵ３の出力信号ｖ４がローレベルであり、そうでなければ、ハイレベルを出力する。コンパレーターＵ３の出力信号ｖ４はＤＳＰに基づくコントローラ１４６の入力端ＩＮ２に出力される。
【００５３】
図１６はＤＳＰに基づくコントローラ１４６の内部フローチャートを示す。先ず、ＩＮ２の入力した信号がハイレベルであるか否かを判定し（ブロック３０２）、ＩＮ２の入力した信号がハイレベルである、即ち、負荷電流実効値が実効値基準電流より小さいと判定された場合、ブロック３０４に進み、即ち、スイッチング周波数を変更しなく、スイッチング周波数がずっと比較的高いスイッチング周波数ｆＡである一方、ＩＮ２の入力した信号がローレベルである、即ち、負荷電流実効値が基準電流実効値より大きいと判定された場合、ブロック３０６に進む。ブロック３０６において、ＩＮ１の入力した信号がハイレベルであるか否かを判定して、ＩＮ１の入力した信号がハイレベルである、即ち、サンプリング電流現在値Ｉｓａｍｐｌｅが基準電流Ｉｒより低いと判定された場合、ブロック３０４に進み、半導体スイッチのスイッチング周波数を比較的高いスイッチング周波数ｆＡとする一方、ＩＮ１の入力した信号がローレベルである、即ち、サンプリング電流現在値Ｉｓａｍｐｌｅが基準電流Ｉｒより高いと判定された場合、ブロック３０８に進み、半導体スイッチのスイッチング周波数を比較的低いスイッチング周波数ｆＢとする。
【００５４】
図１７は図１５に示すシステムの制御方法を示すフローチャートである。
【００５５】
先ず、変換器中のスイッチ、Ｓ２のスイッチング周波数は比較的高いスイッチング周波数ｆＡとされる（ブロック４０２）。次に、変換器は負荷電流をサンプリングし処理して電流信号Ｉｓａｍｐｌｅを得て、Ｉｓａｍｐｌｅの実効値を求め、ｉｓ_ｒｍｓを得る（ブロック４０４）。ｉｓ_ｒｍｓがＩｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅより小さいか否かを判定する（ブロック４０６）。ｉｓ_ｒｍｓがＩｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅより低いと判定された場合、ブロック４０８に進み、即ち、変換器中のスイッチＳ１、Ｓ２のスイッチング周波数を比較的高いスイッチング周波数ｆＡに直接的に設定する。ｉｓ_ｒｍｓがＩｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ以上であると判定された場合、ブロック４１０に進む。ブロック４１０において、ＩｓａｍｐｌｅがＩｒより小さいか否かを判定する。ＩｓａｍｐｌｅがＩｒより低いと判定された場合、ブロック４０８に進み、変換器中のスイッチＳ１、Ｓ２のスイッチング周波数を比較的高いスイッチング周波数ｆＡとする。ＩｓａｍｐｌｅがＩｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ以上であると判定された場合、ブロック４１２に進み、即ち、変換器中のスイッチＳ１、Ｓ２のスイッチング周波数を比較的低いスイッチング周波数ｆＢとする。
【００５６】
図１５に示す実施例においては、実効値判定を加えることにより、何の負荷の場合には２種の作動周波数の切り替えを利用するかを選択できる。例えば、負荷が比較的小さい場合、変換器の放熱圧力はあまり大きくなく、スイッチング周波数を切替えなくてもよいが、負荷が大きくなると、変換器の放熱圧力が大きくなり、チップ温度の変化量も大きくなり、スイッチング周波数を切替えることにより放熱圧力及びチップ温度変化量を低減しなければならない。
【００５７】
一実施例に基づいて、実効値の取得としては、１つの商用周波数周期内の電流信号を引き続きサンプリングして、実効値演算を行うという方法を用いることもできるし、サンプリング電流信号の瞬時値を基にそれに現在の位相情報を組み合わせて電流実効値を取得し、例えば、電流瞬時値を現在電流位相の正弦値で除算してから
【数２】
2016178853.tif 000004
で除算して電流の実効値を得るという方法を用いることもできる。
【００５８】
図１８は図１５に示す変換器の関係波形図を提示している。ｖ４がハイレベルである場合、スイッチング周波数はずっと比較的高い周波数ｆＡである。ｖ４がローレベルである場合、スイッチング周波数はｖ３により制御される。ｖ３がハイレベルである場合、スイッチング周波数が比較的高い周波数ｆＡであり、ｖ３がローレベルである場合、スイッチング周波数が比較的低い周波数ｆＢである。
【００５９】
基準電流Ｉｒ及び実効値基準電流Ｉｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅは設定方法が複数ある。例えば、Ｉｒを変換器装置の入力又は出力定格電流に対応する瞬時ピーク値の１０％〜１００％という範囲以内のある値に設定することができ、Ｉｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅを変換器装置の入力又は出力定格電流に対応する実効値の１０％〜２００％という範囲以内のある値に設定することができ、これについては本願は制限を行わない。なお、基準電流Ｉｒ及び実効値基準電流Ｉｒ_ｅｆｆｅｃｔｉｖｅの設定は、実際に、商用周波数周期の半周期におけるスイッチング素子の作動周波数の変更回数、及び異なる作動周波数の数に関わっており、実際に上記の実施例もこれに及んでいるので、ここにその具体的な説明は省略する。
【００６０】
他方では、本発明も入力側又は出力側の電流が商用周波数電流である商用周波数電流変換器の制御方法を提供し、以下の工程を含む。
【００６１】
商用周波数電流の半周期内に、少なくとも２種の異なる固定スイッチング周波数で作動するよう該商用周波数電流変換器における１つのスイッチング素子を制御することにより、該スイッチング素子の作動時の接合部温度を低減する。
【００６２】
一実施例によれば、商用周波数半波の半周期内に、第１の区間（即ち、商用周波数電流が比較的大きい区間、例えば、図１０に示すサンプリング電流Ｉｓａｍｐｌｅが基準電流Ｉｒより大きい区間、矢印Ａで示される）において、第２の作動周波数（即ち、比較的小さい作動周波数）で作動するようスイッチング素子を制御し、第２の区間（即ち、商用周波数電流が比較的小さい区間、例えば、図１０に示すサンプリング電流Ｉｓａｍｐｌｅが基準電流Ｉｒ以上である区間、矢印Ｂで示される）において、第１の作動周波数で作動するようスイッチング素子を制御し、第１の作動周波数が前記第２の作動周波数より大きく、第１の区間内の商用周波数電流が第２の区間内の商用周波数電流より大きい。
【００６３】
ここで、商用周波数半波の半周期内に、第１の作動周波数から第２の作動周波数へ変化する１回目の変更を発生するようにスイッチング素子のスイッチング周波数を制御することができる。そして、第２の作動周波数から第１の作動周波数へ変化する２回目の次変更を発生するように該スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する。
【００６４】
具体的な制御方法としては、図５〜図７、図１２〜図１５を組み合わせて行う説明を参照して、ここで、その具体的な説明は省略する。
【００６５】
幾つかの典型的な実施例を参照して本願を説明しているが、用いられる用語が説明的且つ例示的な、非制限的な用語であることを理解すべきである。本発明の趣旨又は実質の範囲以内であれば本願は複数の形式で具体的に実施され得るため、上記の実施例は前記内容に限られず、特許請求の範囲に限定されている趣旨及び範囲以内であればよいことを理解すべきである。したがって、特許請求の範囲又はその均等範囲以内の全ての変化及び変形の何れも特許請求の範囲に制限されるべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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