(57)【要約】      （修正有）【課題】振動フィーダ本体に変位センサが無い場合であっても、電圧と変位との位相差が特定の関係になるように駆動周波数を制御し得る振動フィーダ用制御装置を提供する。【解決手段】振動フィーダ本体１を駆動させるために用いられるものであって、設定された駆動周波数ｆに基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号に対応する疑似交流電圧を電磁石１４に印加するＰＷＭ信号生成部３３と、疑似交流電圧によって電磁石１４に流れる電流を検出する電流検出部３４と、電流検出部３４による検出値に基づいて、疑似交流電圧の１周期内にて予め定められた基準位相角θ１，θ２における電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２を生成する電流変化率生成部３５，３６と、電流変化率生成部３５，３６により得られる基準位相角θ１，θ２における電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２に基づいて駆動周波数ｆの補正を行う周波数補正部３７と、を備えるように構成した。【選択図】図１
2016160099.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基台と、当該基台により弾性的に支持された可動体と、前記基台及び前記可動体のいずれか一方に設けられた電磁石と、前記電磁石に対向するように前記基台及び前記可動体のいずれか他方に設けられた磁性コアと、を備える振動フィーダ本体を駆動させるために用いられる振動フィーダ用制御装置であって、
設定された駆動周波数に基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号に対応する疑似交流電圧を前記電磁石に印加するＰＷＭ信号生成部と、
前記疑似交流電圧によって前記電磁石に流れる電流を検出する電流検出部と、
当該電流検出部による検出値に基づいて、前記疑似交流電圧の１周期内にて予め定められた基準位相角における電流変化率を生成する電流変化率生成部と、
当該電流変化率生成部により得られる基準位相角における電流変化率に基づいて前記駆動周波数の補正を行う周波数補正部と、を備えていることを特徴とする振動フィーダ用制御装置。
【請求項２】
前記基準位相角として、前記疑似交流電圧のピーク値の生じる位相角を中心とする略対称な位置に第１の基準位相角と第２の基準位相角とを設定しており、
前記電流変化率生成部として、前記第１の基準位相角に対応する第１電流変化率を生成する第１電流変化率生成部と、前記第２の基準位相角に対応する第２電流変化率を生成する第２電流変化率生成部とを備え、
前記周波数補正部は、これら第１及び第２電流変化率生成部より得られる第１及び第２電流変化率に基づいて前記駆動周波数の補正を行うことを特徴とする請求項１記載の振動フィーダ用制御装置。
【請求項３】
前記電流変化率生成部は、前記第１及び第２の基準位相角に対応する１パルス分のＰＷＭ信号がオンになってからオフになるまでの間に前記電流変化率を生成することを特徴とする請求項２記載の振動フィーダ用制御装置。
【請求項４】
前記電流変化率生成部は、前記第１及び第２の基準位相角に対応する１パルス分のＰＷＭ信号がオンになり、予め定められた所定時間が経過してからオフになるまでの間で前記電流変化率を生成することを特徴とする請求項３記載の振動フィーダ用制御装置。
【請求項５】
前記第１及び第２の基準位相角は、前記疑似交流電圧のピーク値の生じる位相角を中心とする±９０°以内の範囲に設定されており、
前記周波数補正部は、前記第１電流変化率の絶対値より前記第２電流変化率の絶対値を減じた電流変化率差がゼロを挟んで予め定められた所定範囲内にある場合には駆動周波数の補正を行わず、前記電流変化率差が前記所定範囲を超える場合には前記駆動周波数を下げる方向に補正し、前記電流変化率差が前記所定範囲よりも小さい場合には前記駆動周波数を上げる方向に補正するように構成されていることを特徴とする請求項２〜４の何れかに記載の振動フィーダ用制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５の何れかに記載の振動フィーダ用制御装置と、当該振動フィーダ用制御装置によって制御される振動フィーダ本体とを備えることを特徴とする振動フィーダ。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、駆動源として電磁石を備える振動フィーダ本体を動作させるための振動フィーダ用制御装置、及び、この振動フィーダ制御装置を備える振動フィーダに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、振動を利用してワークを搬送させる振動フィーダとして、可動体を直線状に振動させて可動体上のワークを直線的に搬送するいわゆるリニアフィーダ（下記特許文献１参照）と、ワークを投入するボウルを可動体としてねじり振動を生じさせることで、ボウルの内壁に沿ってワークを搬送するいわゆるボウルフィーダ（下記特許文献２参照）が知られている。
【０００３】
これらは振動方向が異なるものの、基台上で可動体を特定の方向に変位しやすいように弾性支持させ、可動体側に対して駆動力を与えることで、上述した直線状の振動やねじり振動を可動体に生じさせることが可能となっている。
【０００４】
このような駆動力としては、コストが低く、制御が容易であることから電磁石を用いることが多く、電磁石に流す電流のオンオフ制御を行うことで、可動体に所望の振動を生じさせることができる。しかしながら、電磁石に対して単純なパルス電圧を印加するのみでは、高調波やビビリが出ることが多く、静かで滑らかな制御を行うためには正弦波状の交流電圧を印加することが好ましい。そしてさらに、所望の周波数で駆動することができるように、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路を用いて疑似交流電圧を生成し、電磁石に供給するものもある。
【０００５】
また、電磁石に供給するエネルギを少なくしながら大きな変位を得るために、振動フィーダ本体の共振周波数近くの周波数の交流電圧を電磁石に印加するとともに、搬送するワークの重量や位置に応じて刻々と変化する共振周波数に交流電圧の周波数を追従させる、いわゆる共振点追従制御が行われる場合もある（特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平３−１０６７１１号公報
【特許文献２】特許第４０６６４８０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記特許文献２を始めとする従来の振動フィーダでは、共振点追従制御を行うために、可動体の変位を検出する変位センサを振動フィーダ本体側に設けることが必要であり、振動フィーダ本体を駆動させる制御装置は、変位センサからの出力を基にして共振状態にあるか否かを判定することで、駆動周波数を制御するように構成されている。
【０００８】
すなわち、このような共振点追従制御を行うためには、振動フィーダ本体側に変位センサが設けられていることが前提となり、変位センサを組み込む分装置の大型化や製造コストの増加を招くことになる。また、変位センサと制御装置をケーブルでつなぐ必要があることから、配線に手間が掛かるとともに、断線等による故障のおそれを考慮する必要性も生じる。
【０００９】
さらには、変位センサが設けられていない既存の振動フィーダ本体に対して共振点追従制御の機能を加え、可動体を適正に制御するためには、制御装置を更新するのみならず、振動フィーダに対して変位センサを追加することが必要となり、多大なコストが必要となる。
【００１０】
本発明は、このような課題を有効に解決することを目的としており、具体的には、振動フィーダ本体側に変位センサが無い場合であっても、電圧と変位の位相差が予め定められた所定の関係になる駆動周波数に制御することができ、配線が簡単で信頼性の高い振動フィーダ用制御装置、及び、この制御装置を利用した安価な振動フィーダを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、かかる目的を達成するために、次のような手段を講じたものである。
【００１２】
すなわち、本発明の振動フィーダ用制御装置は、基台と、当該基台により弾性的に支持された可動体と、前記基台及び前記可動体のいずれか一方に設けられた電磁石と、前記電磁石に対向するように前記基台及び前記可動体のいずれか他方に設けられた磁性コアと、を備える振動フィーダ本体を駆動させるために用いられる振動フィーダ用制御装置であって、設定された駆動周波数に基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号に対応する疑似交流電圧を前記電磁石に印加するＰＷＭ信号生成部と、前記疑似交流電圧によって前記電磁石に流れる電流を検出する電流検出部と、当該電流検出部による検出値に基づいて、前記疑似交流電圧の１周期内にて予め定められた基準位相角における電流変化率を生成する電流変化率生成部と、当該電流変化率生成部により得られる基準位相角における電流変化率に基づいて前記駆動周波数の補正を行う周波数補正部と、を備えていることを特徴とする。
【００１３】
このように構成すると、ＰＷＭ信号生成部により生成されるＰＷＭ信号に対応した疑似交流電圧を電磁石に印加することにより、微小時間ではパルス状の一定電圧が電磁石に印加される。このように電磁石に一定電圧を印加する場合、電磁石に流れる電流の傾きである電流変化率は、電磁石のインダクタンスに対応するものとなる。このインダクタンスは電磁石と磁性コアとのギャップ、換言すると可動体の変位量に対応するものであることから、電流変化率を求めることは、その時点における可動体の変位量を知ることと同視することができる。従って、電流変化率生成部により予め定められた基準位相角における電流変化率を生成し、その電流変化率に基づいて周波数補正部が駆動周波数の補正を行うことで、可動体の変位を検出するための変位センサが振動フィーダ本体に無い場合であっても、電圧と変位の位相差が予め定められた所定の関係になる駆動周波数に制御することができ、配線が簡単で信頼性が高く、製造コストの低い振動フィーダを実現することができる。
【００１４】
より適切に振動フィーダを駆動させる駆動周波数を制御可能とするためには、前記基準位相角として、前記疑似交流電圧のピーク値の生じる位相角を中心とする略対称な位置に第１の基準位相角と第２の基準位相角とを設定しており、前記電流変化率生成部として、前記第１の基準位相角に対応する第１電流変化率を生成する第１電流変化率生成部と、前記第２の基準位相角に対応する第２電流変化率を生成する第２電流変化率生成部とを備え、前記周波数補正部は、これら第１及び第２電流変化率生成部より得られる第１及び第２電流変化率に基づいて前記駆動周波数の補正を行うように構成することが好適である。
【００１５】
また、一定の電圧が印加されている場合の電流変化率を簡単且つ正確に生成するためには、前記電流変化率生成部は、前記第１及び第２の基準位相角に対応する１パルス分のＰＷＭ信号がオンになってからオフになるまでの間に前記電流変化率を生成するように構成ることが好適である。
【００１６】
ＰＷＭ信号をオンにするスイッチング直後の応答遅れによる影響を回避して、より正確に電流変化率を得ることを可能とするためには、前記電流変化率生成部は、前記第１及び第２の基準位相角に対応する１パルス分のＰＷＭ信号がオンになり、予め定められた所定時間が経過してからオフになるまでの間で前記電流変化率を生成することが好適である。
【００１７】
共振点追従制御を簡単に実現するためには、前記疑似交流電圧のピーク値の生じる位相角を０°とした場合に、前記第１の基準位相角は−９０°を超え０°未満の範囲に、第２の基準位相角は０°を超え９０°未満の範囲にそれぞれ設定されており、前記周波数補正部は、前記第１電流変化率の絶対値より前記第２電流変化率の絶対値を減じた電流変化率差がゼロを挟んで予め定められた所定範囲内にある場合には駆動周波数の補正を行わず、前記電流変化率差が前記所定範囲を超える場合には前記駆動周波数を下げる方向に補正し、前記電流変化率差が前記所定範囲よりも小さい場合には前記駆動周波数を上げる方向に補正するように構成することが好適である。
【００１８】
配線が簡単で信頼性が高く、安価な振動フィーダを実現するためには、上記の何れかに記載の振動フィーダ用制御装置と、当該振動フィーダ用制御装置によって制御される振動フィーダ本体とを備えるように構成することが好適である。
【発明の効果】
【００１９】
以上説明した本発明によれば、振動フィーダ本体側に変位センサが無い場合であっても、電圧と変位の位相差が予め定められた所定の関係になる駆動周波数に制御することができるとともに、配線が簡単で信頼性の高い振動フィーダ用制御装置、及び、この制御装置を利用した安価な振動フィーダを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の一実施形態に係る振動フィーダを模式的に示す構成図。
【図２】同振動フィーダが備える電磁駆動部を模式的に示す説明図。
【図３】同電磁駆動部に供給する電圧と電流とを拡大した場合の関係を示す説明図。
【図４】同電磁駆動部に供給する電圧及び電流と変位との関係を振動形態別に示す説明図。
【図５】同電磁駆動部に供給する電圧と電流とを、基準位相角近傍で拡大した場合を示す説明図。
【図６】同電磁駆動部の駆動周波数の補正についての考え方を示す説明図。
【図７】実際の電圧及び電流の波形の例を模式的に示す説明図。
【図８】電圧及び電流を実測した場合の例を示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００２２】
この実施形態の振動フィーダＦｖは、図１に示すように、いわゆるリニアフィーダとして構成されており、振動フィーダ本体１とこれを制御するための振動フィーダ用制御装置２（以下、「制御装置２」と称す。）とから構成されている。
【００２３】
振動フィーダ本体１は、可動体１２を長手方向（紙面幅方向）に振動させることで、可動体１２上に載せたワーク（図示せず）を搬送させることで可能となっている。すなわち、可動体１２の長手方向はワークの搬送方向と同じ方向に設定されている。
【００２４】
振動フィーダ本体１は、可動体１２を振動させるために次のような構成とされている。
【００２５】
振動フィーダ本体１は、床面ＦＬに設置される基台１１と、この基台１１に対し弾性支持手段である一対の板バネ１３，１３を介して接続される可動体１２とを備えている。なお、基台１１と床面ＦＬとの間に防振ゴム等の弾性支持手段を設けても良い。板バネ１３，１３は、可動体１２の長手方向（紙面左右方向）に離間されながら平行に配されるとともに、やや上方を向くように傾斜して取り付けられている。そのため、可動体１２は、板バネ１３，１３表面に対して垂直な方向、すなわち可動体１２の長手方向の成分と上下方向の成分とを含むやや傾斜した方向に変位可能とされながら、基台１１上で弾性的に支持されている。
【００２６】
振動フィーダ本体１はさらに電磁駆動部Ｄｅを備えており、上述した変位可能な方向に可動体１２を振動させることができる。具体的には、電磁駆動部Ｄｅは、電磁石１４と、磁性コア１５とから構成されている。電磁石１４は、磁気吸着面１４ａを水平方向に直交して配されながら、ブラケット１６を介して基台１１上に設けられており、磁性コア１５は矩形板状をなし、下方に向かって延在するよう可動体１２の下面に固定されている。こうすることで電磁石１４と磁性コア１５とは対向して配置され、電磁石１４に電流を流すことにより両者の間に磁気吸引力を生じさせて、可動体１２に変位を生じさせることが可能となっている。
【００２７】
図２は、この電磁駆動部Ｄｅを拡大して示したものであり、図２（ｂ）は図１と同じ向きより見た状態を示し、図２（ａ）は電磁石１４を磁性コア１５とは反対側より見た状態を示している。
【００２８】
電磁石１４は、鉄心１４Ａとコイル１４Ｂとによって構成されている。なお、図２（ａ）では、コイル１４Ｂを省略して記載しており、図２（ｂ）では、想像線（二点鎖線）によって記載してある。磁性コア１５及び鉄心１４Ａは、それぞれ強磁性体である珪素鋼板を積層して一体化することにより構成されている。
【００２９】
鉄心１４Ａは、側面視Ｅ字形に形成されており、上下方向に伸びる矩形状の背面板部１６と、その上下方向中央より磁性コア１５に向かって延在する平面視矩形状の中央突出部１７と、背面板部１６の上端及び下端より磁性コア１５に向かって延在する平面視矩形状をなす一対の外側突出部１８，１８とから構成されている。
【００３０】
中央突出部１７と各外側突出部１８，１８との間には、側方及び磁性コア１５側に開放された２つの内部空間Ｓｐ，Ｓｐが形成されており、コイル１４Ｂはこの２つの内部空間Ｓｐ，Ｓｐに跨がりながら中央突出部１７の周囲を巻回するように構成されている。
【００３１】
こうすることで、コイル１４Ｂに電流を流した場合には、図中で矢印にて示したように、中央突出部１７より磁性コア１５内部を通過し、外側突出部１８、背面板部１６を介して中央突出部１７に戻る２つの磁路Ｍが形成され、電磁石１４と磁性コア１５との間には磁気吸引力が発生する。なお、このような向きに磁路Ｍが形成されるためには、磁性コア１５側から見てコイル１４Ｂに流れる電流を反時計回りとすることが必要であり、これとは反対方向に電流を流した場合には、上記と反対向きの磁路が形成される。
【００３２】
図１に戻って、電磁駆動部Ｄｅを構成する電磁石１４に対しては、制御装置２より正弦波状の交流電圧が印加され、これに応じた電流が流れることで、基台１１と可動体１２との間に正弦波状の磁気吸引力が生じ、この磁気吸引力が可動体１２に対する加振力となって、可動体１２に振動を生じさせることができる。
【００３３】
上記のように構成される振動フィーダ本体１を制御する制御装置２は、以下のように構成されている。
【００３４】
まず、制御装置２は、情報処理部３と、この情報処理部３より出力されるＰＷＭ信号を増幅して駆動電圧を生成し、電磁石１４に供給する増幅器４と、増幅器４より電磁石１４に流れる電流を検出する電流検出器５とを備えている。
【００３５】
情報処理部３は、ＣＰＵ、メモリ及びインターフェースを備えた通常のマイクロプロセッサ等により構成されるもので、メモリには予め処理に必要なプログラムが格納してあり、ＣＰＵは逐次必要なプログラムを取り出して実行し、周辺ハードリソースと協働して、所期の機能を実現する。
【００３６】
この情報処理部３は、記憶部３１、周波数設定部３２、ＰＷＭ信号生成部３３、電流検出部３４、第１電流変化率生成部３５、第２電流変化率生成部３６、及び周波数補正部３７を備えており、これらが協働し、振動フィーダ本体１側からの変位検出信号の入力がないにもかかわらず、いわゆる共振点追従制御を行うことができるように構成されている。
【００３７】
記憶部３１は、起動時に電磁駆動部Ｄｅを駆動させる初期設定周波数ｆ０、後述する第１及び第２の基準位相角θ１，θ２、周波数補正のために用いる電流変化率差ΔＲの閾値ΔＲｔｈ、１回当たりの周波数補正量Δｆ、及び、マスク時間Ｔｍ等のデータが記憶されている。
【００３８】
周波数設定部３２は、電磁駆動部Ｄｅを駆動するための駆動周波数ｆを設定し、この駆動周波数ｆをＰＷＭ信号生成部３３に出力する。周波数設定部３２は、運転開始時には、記憶部３１に記憶された初期設定周波数ｆ０を読み出して、その値を駆動周波数ｆとして用い、定常運転に入ってから後には、後述する周波数補正部３７より入力される周波数補正値に基づいて駆動周波数ｆを逐次更新する。
【００３９】
ＰＷＭ信号生成部３３は、周波数設定部３２より入力された駆動周波数ｆに基づいて、その駆動周波数ｆに対応する正弦波状の疑似交流電圧信号が得られるようＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号は、微小時間単位で拡大して見ると矩形状の正電圧のパルス信号と、負電圧のパルス信号より構成されており、これらのパルス信号がデューティ比を変更されながら、すなわちパルス幅が変更されながら出力されることで疑似交流電圧信号が作り出されている。ＰＷＭ信号は、前述したように、増幅器４によって増幅され、駆動電圧として電磁石１４へと供給される。
【００４０】
電流検出部３４は、電流検出器５からの入力によって、電磁石１４に流れる電流値をリアルタイムで検出して、電流検出値として出力することが可能となっている。
【００４１】
第１電流変化率生成部３５は、第１の基準位相角θ１における第１電流変化率Ｒθ１を、電流検出部３４により検出された電流検出値より生成するものであり、第２電流変化率生成部３６は、第２の基準位相角θ２における第２電流変化率Ｒθ２を、電流検出部３４により検出された電流検出値より生成するものである。
【００４２】
周波数補正部３７は、各電流変化率生成部３５，３６により生成された電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２の絶対値｜Ｒθ１｜，｜Ｒθ２｜を比較し、その結果に基づいて駆動周波数ｆの補正を行うか否か、さらには、駆動周波数ｆの補正を行う場合には、現在の駆動周波数ｆよりも上げるべきか、下げるべきかについて判定を行い、それに対応する周波数補正値Δｆ又は-Δｆを出力する。
【００４３】
具体的には第１電流変化率Ｒθ１の絶対値｜Ｒθ１｜より、第２電流変化率Ｒθ２の絶対値｜Ｒθ２｜を減じて得られる電流変化率差ΔＲが、予め定めた閾値ΔＲｔｈによって設定される±ΔＲｔｈの範囲内にあると判定した場合には、共振状態にあるために周波数の補正を不要として、周波数設定部３２に向け周波数補正値がゼロであると出力する。その場合、周波数設定部３２は駆動周波数ｆを現在値のまま維持して補正を行わない。
【００４４】
また、電流変化率差ΔＲが上記の範囲未満、すなわち、−ΔＲｔｈよりも小さいと判定した場合には、予め定められており記憶部３１に記憶された一回分の周波数補正量Δｆ分を駆動周波数ｆの現在値に上乗せするよう、周波数補正値Δｆを周波数設定部３２に出力する。その場合、周波数設定部３２は駆動周波数ｆを補正し、新たな駆動周波数ｆ＋Δｆに設定する。
【００４５】
さらに、電流変化率差ΔＲが上記の範囲を超える、すなわち、ΔＲｔｈよりも大きいと判定した場合には、一回分の周波数補正量Δｆ分を駆動周波数ｆの現在値より減じるよう、周波数補正値−Δｆを周波数設定部３２に出力する。その場合、周波数設定部３２は駆動周波数ｆを補正し、新たな駆動周波数ｆ−Δｆに設定する。
【００４６】
ここで、上記のように構成される制御装置２による作用を説明するために、本制御装置２による共振点追従制御の原理について説明を行う。
【００４７】
図２に示すように構成された電磁駆動部Ｄｅに対して、電圧Ｖを印加した場合、コイル１４Ｂに流れる電流の傾きを表す電流変化率ｄｉ／ｄｔ（＝Ｒ）との間には、次式のような関係が生じる。
【００４８】
ｄｉ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ      ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（式１）
【００４９】
ここで、ｄｔは微小時間、ｄｉは微小時間ｄｔの間の電流変化値、Ｌはインダクタンスである。この式２より、電圧が一定であれば、電流変化率ｄｉ／ｄｔはインダクタンスＬに反比例することが分かる。
【００５０】
さらに、インダクタンスＬは、電磁石１４によって磁束の通過する磁路Ｍとの間で、次の関係が生じる。
【００５１】
Ｌ＝μ０・Ｓ・Ｎ２／（ｌｇ＋ｌｃ／μｒ）      ・・・・・・・・・・（式２）
【００５２】
ここで、μ０は真空の透磁率（＝４π×１０−７）、μｒは鉄心１４Ａや磁性コア１５を構成する珪素鋼板の比透磁率（＝１５０００）、ｌｃは磁路Ｍの長さ、Ｓは鉄心１４Ａの断面積である。
【００５３】
図２に示すように、磁性コア１５の厚みをＡ、中央突出部１７及び外側突出部１８の長さをＢ、背面板部１６の厚みをＣとし、外側突出部１８の厚みをＤとするとともに、中央突出部１７の厚みを２×Ｄと設定する。さらに、中央突出部１７と外側突出部１８の間隔をＥとし、鉄心１４Ａ及び磁性コア１５の幅方向寸法をＦとする。その場合、電磁石１４を構成する鉄心１４Ａと磁性コア１５との間で形成されるギャップをｌｇとすると、磁路Ｍの長さｌｃは次式より求めることができる。
【００５４】
ｌｃ＝Ａ＋２Ｂ＋Ｃ＋２Ｄ＋２Ｅ＋２ｌｇ      ・・・・・・・・・（式３）
【００５５】
また、鉄心１４Ａの断面積Ｓは次式より求めることができる。
【００５６】
Ｓ＝Ｄ×Ｆ      ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（式４）
【００５７】
式２より分かるように、インダクタンスＬには、真空の透磁率μ０、断面積Ｓ、巻き数Ｎ、ギャップｌｇ、磁路長ｌｃ、比透磁率μｒが影響を与える。これらのうち変数はギャップｌｇ、磁路長ｌｃの２つだけであり、式３からするとインダクタンスＬに与え得るギャップｌｇの変化による影響は、磁路長ｌｃの変化による影響に比して格段に大きい。すなわち、インダクタンスＬの変化は、ほとんどギャップｌｇの変化によって生じる。
【００５８】
従って、電圧一定の条件であれば、式１によって、電流変化率ｄｉ／ｄｔからインダクタンスＬを求めることができ、さらには式２によって、ギャップｌｇを求めることができる。また、定性的には、電流変化率ｄｉ／ｄｔが一定である場合にはギャップｌｇが一定であり、電流変化率ｄｉ／ｄｔが比較的小さい場合にはギャップｌｇが小さく、電流変化率ｄｉ／ｄｔが比較的大きい場合にはギャップｌｇが大きいと言える。そして、ギャップｌｇの変化は、可動体１２（図１参照）の変位を意味することから、ある微小時間における電流変化率ｄｉ／ｄｔを求めることによって、特別な変位センサを要することなく可動体１２の変位を求めることが可能となる。
【００５９】
なお、電流変化率ｄｉ／ｄｔの正負は、与える電圧の正負に応じて変化するものにすぎないことから、可動体１２の変位を求める上でほとんど意味は無い。そこで、電流変化率ｄｉ／ｄｔの大小関係は、絶対値を付けた｜ｄｉ／ｄｔ｜によって行えば良い。
【００６０】
ここで、振動フィーダに用いる電磁駆動部Ｄｅ（図１参照）には正弦波状の交流電圧を与えることが一般的であり、こうした交流電圧にはＰＷＭ制御による疑似交流電圧を用いることも多く、本実施形態でもその方式を採用している。
【００６１】
図３は、本実施形態において用いる疑似交流電圧、及び、この電圧を印加することで電磁石１４に流れる電流の波形を示すものであり、右側に記載した波形の一部を拡大したものを左側に記載している。
【００６２】
このＰＷＭ制御では、矩形パルス状の一定電圧がパルス幅を変え、さらには、半周期毎に正負を逆転して出力されており、こうしたパルス状の電圧が集合することで、正弦波状の疑似交流電圧が作り出されている。なお、正弦波の正側のピーク値が得られる位相角９０°のポイント、あるいは、負側のピーク値が得られる位相角２７０°のポイントにおいては、最もパルス幅が大きくなり、それとは逆に位相角０°，１８０°のポイントでは最もパルス幅が小さくなる。
【００６３】
そして、このように作り出した疑似交流電圧を印加することにより、電磁石１４に対しては一方向にのみ電流が流れ、その電流値は電圧と同じ周波数で正弦波状に変化する。また、この際、電流は電圧に対して９０°の位相角の遅れを伴う。このような電圧と電流との関係を得るためには、特許第４０３２１９２号公報に記載されるような既知の回路構成を有効に利用することができる。
【００６４】
こうした関係をもつ電圧と電流について、微小時間分を拡大して見た場合、電圧は矩形波状のパルス電圧をなし、電流はパルス電圧に対応して階段状に変化する。例えば、電圧の正側ピーク値に対応する位相角９０°のポイントに着目した場合、１個のパルス電圧を印加している間は電圧が一定であり、このパルス電圧が得られる微小時間ｄｔの間に電磁駆動部Ｄｅのギャップｌｇはほとんど変化せず一定とみなすことができるため、その間の電流変化率Ｒ（＝ｄｉ／ｄｔ）はほぼ一定となる。同様に、電圧の負側ピーク値に対応する位相角２７０°のポイントに着目した場合でも、その間の電流変化率Ｒ（＝ｄｉ／ｄｔ）はほぼ一定となる。
【００６５】
ただし、後に詳述するように、電磁駆動部Ｄｅ（図１参照）に交流電圧を印加して加振する場合において、可動体１２が共振状態となることで、交流電圧と変位とは位相が１８０°反対になる。そのため、位相角９０°では可動体１２が負の方向に変位してギャップｌｇが大きくなることから電流変化率の絶対値｜Ｒ｜（＝｜ｄｉ／ｄｔ｜）が大きくなり、位相角２７０°では可動体１２が正の方向に変位してギャップｌｇが小さくなることから電流変化率の絶対値｜Ｒ｜（＝｜ｄｉ／ｄｔ｜）が小さくなる。
【００６６】
ここで、電磁駆動部Ｄｅに印加する電圧と、可動体１２の変位との関係について説明を行う。図４は、可動体１２の振動形態に応じて、変位の位相が変わる様子を説明するものである。
【００６７】
電磁駆動部Ｄｅ（図１参照）に対して、図４（ａ）のような正弦波状の交流電圧を印加した場合、図４（ｂ）のように、電圧より９０°位相が遅れた電流が流れる。電磁駆動部Ｄｅでは、電流に比例した磁気吸引力が発生することから、この磁気吸引力によって電流と同じ位相で可動体１２が加振される。そして、図４（ｃ）のように加振台１２の振動形態が強制振動状態にある場合には、可動体１２の変位は加振力すなわち電流と同じ位相で変化し、図４（ｅ）のように減衰振動状態にある場合には、可動体１２の変位は電流と１８０°反対の位相で変化する。さらに、図４（ｄ）のように共振状態にある場合には、可動体１２の変位は電流（加振力）よりもさらに９０°遅れた位相で変化する。
【００６８】
これを電圧と変位との関係で見た場合、強制振動時には電圧に対して変位の位相は９０°遅れ、減衰振動時には電圧に対して変位の位相は２７０°遅れ、共振時には電圧に対して変位の位相は１８０°遅れることになる。
【００６９】
そこで、電圧ピーク値の得られる位相角θｐ（以下、「ピーク位相角θｐ」と称す。）、例えばθｐ＝９０°を挟んで対称な位置に第１の基準位相角θ１と第２の基準位相角θ２とを設定した場合、すなわちθ１＝θｐ−Δθ，θ２＝θｐ＋Δθの関係を満たすように第１及び第２の基準位相角θ１，θ２を設定した場合、これら位置における変位は、共振時において等しく、強制振動時や減衰振動時には相違することになる。
【００７０】
これを、上述した電流変化率Ｒ（＝ｄｉ／ｄｔ）との関係と組み合わせて考えた場合、次のような関係が得られる。図５は、上記第１及び第２の基準位相角θ１，θ２における電圧と電流との関係を示したものである。
【００７１】
この図から分かるように、第１及び第２の基準位相角θ１，θ２では、ピーク位相角θｐを挟んで対称な位置にあるため、パルス幅はほぼ同一となる。さらに、第１及び第２の基準位相角θ１，θ２では変位の瞬時値が等しいことから、このパルス幅に対応する電流変化率Ｒ（＝ｄｉ／ｄｔ）も等しくなる。従って、１個のパルス電圧に対応する電流変化量ｄｉも等しくなる。
【００７２】
図６の上段に示す表は、第１の基準位相角θ１における電流変化率Ｒである第１電流変化率Ｒθ１と、第２の基準位相角θ２における電流変化率Ｒである第２電流変化率Ｒθ２との理論上の関係を、可動体１２（図１参照）を駆動させる駆動周波数ｆが共振周波数に一致する場合、共振周波数未満である場合、共振周波数を超える場合のそれぞれにおいて示したものである。そして、図６の下段に示す説明は、上記理論上の関係を基にして実際の制御で用いる関係を示したものである。
【００７３】
具体的には、図６の上段の表のように、駆動周波数ｆが共振周波数に一致している場合には、上述したように電流と変位との位相差は９０°となり、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜と、第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜とは等しくなる。共振点追従制御を行う場合、このような際には駆動周波数ｆの補正は要しない。
【００７４】
この状態より駆動周波数ｆが共振周波数未満にずれた場合には、電流に対する変位の位相差は９０°より進むことになり、この際、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜は第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜よりも小さくなる。そのため、共振点追従制御を行う場合には駆動周波数をｆ＋Δｆとして、上げる方向に補正すれば良い。
【００７５】
他方、駆動周波数ｆが共振周波数を超える方向にずれた場合には、電流と変位との位相差は９０°より遅れることになり、この際、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜は第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜よりも大きくなる。そのため、共振点追従制御を行う場合には駆動周波数をｆ−Δｆとして、下げる方向に補正すれば良い。
【００７６】
ただし、実際には、パルス電圧を完全な矩形状にすることは難しく、１つのパルス電圧が出力される間の電流も完全な直線状に変化させることは難しい。
【００７７】
図７は、実際に得られる電圧や電流の波形の特徴を模式的に示したものである。このように、電圧信号をオフ状態（０）よりオン状態（±Ｖ）に切り換える場合、スイッチング直後に電圧は応答遅れを生じてやや傾きを持って立ち上がる。そして、電圧は一定状態を保った後に、僅かに傾きを持ってオフ状態に戻る。同様に、電流もスイッチング直後には応答遅れが生じて立ち上がりが鈍くなり、曲線上に緩やかに変化した後に、一定の傾きを持ちながら直線状に変化する。そして、電圧のオフへの切り替わりとともに、減少に転じる。
【００７８】
すなわち、パルス信号が出力されている間に、電流変化率Ｒ（＝ｄｉ／ｄｔ）は常に一定となっているわけではない。しかしながら、パルス信号がオンなるスイッチングの直後から所定のマスク時間Ｔｍを経過した後であれば、ほぼ傾きは一定とみなすことができ、この直線部には上記のような関係が見られる。そこで、パルス出力時間Ｔｐよりマスク時間Ｔｍを減じた部分を、電流変化率Ｒ生成のための微小時間ｄｔとして設定し、その間の電流変化率ｄｉを求め、これらより電流変化率Ｒ（＝ｄｉ／ｄｔ）を生成すれば良い。
【００７９】
図８に、パルス電圧及び電流を実測した拡大波形と、その波形より、上記の手法で電流変化率Ｒ（＝ｄｉ／ｄｔ）を求めた場合の一例を示す。なお、これらの波形は、疑似交流電圧が負側のピーク値となる位相角２７０°を中心として±９０°以内の範囲に、第１基準位相角θ１、第２基準位相角θ２を設定していることから、電圧及び電流の拡大波形は図７に対して上下反対となっている。
【００８０】
まず、図８（ａ）は、共振周波数よりも駆動周波数ｆを高くした場合に得られる電圧及び電流の拡大波形である。第１基準位相角θ１では、微小時間ｄｔ＝２２．８μｓｅｃに対して電流変化量ｄｉ＝１．３３ｍＡであることから、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜＝５８．７と得られる。第２基準位相角θ２では、微小時間ｄｔ＝２１．７μｓｅｃに対して電流変化量ｄｉ＝０．８３ｍＡであることから、第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜＝３８．３と得られる。この場合、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜より第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜を減じた電流変化率差ΔＲ＝２０．４は、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜の約３５％とかなり大きなものになる。
【００８１】
図８（ｂ）は、共振周波数に駆動周波数ｆを一致させた場合に得られる電圧及び電流の拡大波形である。第１基準位相角θ１では、微小時間ｄｔ＝２１．３μｓｅｃに対して電流変化量ｄｉ＝０．７９ｍＡであることから、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜＝３７．３と得られる。第２基準位相角θ２では、微小時間ｄｔ＝２２．０μｓｅｃに対して電流変化量ｄｉ＝０．７５ｍＡであることから、第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜＝３４．１と得られる。この場合、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜より第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜を減じた電流変化率差ΔＲ＝３．２は、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜の約９％とほぼゼロになる。すなわち、電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜，｜Ｒθ２｜はほぼ等しいということができる。
【００８２】
図８（ｃ）は、共振周波数よりも駆動周波数ｆを低くした場合に得られる電圧及び電流の拡大波形である。第１基準位相角θ１では、微小時間ｄｔ＝１９．２μｓｅｃに対して電流変化量ｄｉ＝０．７１ｍＡであることから、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜＝３６．８と得られる。第２基準位相角θ２では、微小時間ｄｔ＝２０．７μｓｅｃに対して電流変化量ｄｉ＝１．０４ｍＡであることから、第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜＝５０．２と得られる。この場合、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜より第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜を減じた電流変化率差ΔＲ＝−１３．４は、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜の約−３６％とかなり小さなものになる。
【００８３】
上記の実測波形より、本実施形態における制御装置２では、マスク時間Ｔｍを１０〜１５μｓｅｃと設定している。さらに、駆動周波数ｆの補正を行うべきか否かの判定のために、各電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜，｜Ｒθ２｜の差である電流変化率差ΔＲとを比較するための閾値ΔＲｔｈを設定し、この閾値ΔＲｔｈを第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜の１０％に設定している。そして、電流変化率差ΔＲが、ゼロを挟んで設定される−ΔＲｔｈ以上、＋ΔＲｔｈ以下の範囲にある場合には駆動周波数ｆの補正を行わず、この範囲を外れる場合にのみ補正を行うようにしている。より具体的には、電流変化率差ΔＲが−ΔＲｔｈ未満の場合には、駆動周波数ｆを高くする補正を行い、電流変化率差ΔＲがΔＲｔｈを超える場合には、駆動周波数ｆを低くする補正を行う。
【００８４】
本制御装置２では、上記のように説明した原理を利用して、振動フィーダ本体１に変位センサが無い場合であっても、下記のように共振点追従制御を行いながら動作させることができるようになっている。
【００８５】
まず、制御装置２により、振動フィーダ本体１の駆動を開始させた場合、周波数設定部３２が、記憶部３１に予め設定された初期設定周波数ｆ０を読み出して、これを駆動周波数ｆとしてＰＷＭ信号生成部３３に出力する。ＰＷＭ信号生成部３３は、駆動周波数ｆに対応するＰＷＭ信号を生成して出力する。ＰＷＭ信号は増幅器４によって増幅され、疑似交流電圧として電磁駆動部Ｄｅに供給される。これにより、可動体１２は駆動周波数ｆによって加振され、振動によって可動体１２上のワークを搬送させることができる。なお、初期設定周波数ｆ０としては、非積載状態における振動フィーダ本体１の共振周波数や、前回駆動時の駆動周波数ｆの最終値を用いることが好適である。
【００８６】
そして、駆動周波数ｆでの定常運転に移行した後、第１電流変化率生成部３５は、予め設定された第１の基準位相角θ１における１パルス分の電圧信号の出力時間Ｔｐ（図７，８参照）より、予め設定されたマスク時間Ｔｍを減じた微小時間ｄｔにおける、電流変化量ｄｉを電流検出部３４からの電流検出値より算出し、これらより第１電流変化率Ｒθ１を生成する。同様に、第２電流変化率生成部３６においても、予め設定された第２の基準位相角θ２における１パルス分の電圧信号の出力時間Ｔｐより、予め設定されたマスク時間Ｔｍを減じた微小時間ｄｔにおける、電流変化量ｄｉを電流検出部３４からの電流検出値より算出し、これらより第２電流変化率Ｒθ２を生成する。
【００８７】
なお、第１及び第２の基準位相角θ１，θ２は、疑似交流電圧がピーク値となる位相角θｐに対して±９０°の範囲に設定することを要する。さらには、±４５°の範囲とすればＰＷＭ信号を構成する１つあたりのパルス電圧の幅が十分に得ることができることから、精度の高い電流変化率Ｒを得るためにより好ましい。
【００８８】
周波数補正部３７は、上記のように第１及び第２電流変化率生成部３５、３６によって得られる第１及び第２電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２に基づいて、駆動周波数ｆの補正を行うか否かを判定し、補正を行う場合であれば周波数補正値を決定する。具体的には、図６の下段に記載した考え方に沿って、周波数補正部３７は、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜より第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜を減じた電流変化率差ΔＲを演算し、得られた電流変化率差ΔＲが、記憶部３１に記憶された閾値ΔＲｔｈによって設定される−ΔＲｔｈ以上、ΔＲｔｈ以下の範囲に入っているかを判定する。そして、この範囲にある場合には、周波数補正値をゼロとする出力が周波数設定部３２になされ、周波数設定部３２では駆動周波数ｆの補正は行われない。さらに、電流変化率差ΔＲが−ΔＲｔｈ未満である場合には、記憶部３１に記憶された１回当たりの周波数補正量Δｆが周波数補正値として周波数設定部３２に出力され、周波数設定部３２では駆動周波数ｆをｆ＋Δｆに更新する補正がなされる。また、電流変化率差ΔＲがΔＲｔｈを超える場合には、記憶部３１に記憶された１回当たりの周波数補正量Δｆが周波数補正値として周波数設定部３２に出力され、周波数設定部３２では駆動周波数ｆをｆ−Δｆに更新する補正がなされる。
【００８９】
なお、閾値ΔＲｔｈは、第１電流変化率Ｒθ１の約１０％程度になるように設定しているが、もちろんこれよりも小さい値としても良い。また、閾値ΔＲｔｈを、得られた第１電流変化率Ｒθ１より演算によって求めるようにしてもよい。さらに、駆動周波数ｆの補正量を、電流変化率差ΔＲの大きさに応じて変化させるよう演算によって求めてもよい。
【００９０】
上記のような駆動周波数ｆの補正は、疑似交流電圧の周期ごとに行うようにしているが、１０周期毎に行う等、適宜のタイミングで補正を実施するようにしてもよい。
【００９１】
このように制御装置２を用いて、振動フィーダ本体１の制御を行うことで、ワークの重量変化やアンバランス、あるいは板バネ１３特性の経時変化等の要因によって共振周波数が変化しても、これに追従して駆動周波数ｆを変化させることで、少ないエネルギで大きく可動体１２を振動させて、ワークを適切に搬送させることができる。
【００９２】
以上のように、本実施形態に係る振動フィーダ用制御装置２は、基台１１と、基台１１により弾性的に支持された可動体１２と、基台１１に設けられた電磁石１４と、電磁石１４に対向するように可動体１２に設けられた磁性コア１５と、を備える振動フィーダ本体１を駆動させるために用いられるものであって、設定された駆動周波数ｆに基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号に対応する疑似交流電圧を電磁石１４に印加するＰＷＭ信号生成部３３と、疑似交流電圧によって電磁石１４に流れる電流を検出する電流検出部３４と、電流検出部３４による検出値に基づいて、疑似交流電圧の１周期内にて予め定められた基準位相角θ１，θ２における電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２を生成する電流変化率生成部３５，３６と、電流変化率生成部３５，３６により得られる基準位相角θ１，θ２における電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２に基づいて駆動周波数ｆの補正を行う周波数補正部３７と、を備えるように構成したものである。
【００９３】
このように構成されているため、ＰＷＭ信号生成部３３により生成されるＰＷＭ信号に対応した疑似交流電圧が電磁石１４に印加され、微小時間ではパルス状の一定電圧が電磁石１４に印加される。このように電磁石１４に一定電圧を印加する場合、電磁石１４に流れる電流の傾きである電流変化率Ｒ（＝ｄｉ／ｄｔ）は、電磁石１４のインダクタンスＬに対応するものとなる。このインダクタンスＬは電磁石１４と磁性コア１５とのギャップｌｇ、換言すると可動体１２の変位量に対応するものであることから、電流変化率Ｒを求めることは、その時点における可動体１２の変位量を知ることと同視することができる。従って、電流変化率生成部３５，３６により予め定められた基準位相角θ１，θ２における電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２を生成し、その電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２に基づいて周波数補正部３７が駆動周波数ｆの補正を行うことで、可動体１２の変位を検出するための変位センサを用いることなく、電圧と変位の位相差が予め定められた所定の関係である位相差１８０°になる駆動周波数ｆに制御することが可能となっている。
【００９４】
さらに、基準位相角θ１，θ２として、疑似交流電圧のピーク値の生じる位相角であるピーク位相角θｐを中心とする略対称な位置に第１の基準位相角θ１と第２の基準位相角θ２とを設定しており、電流変化率生成部３５，３６として、第１の基準位相角θ１に対応する第１電流変化率Ｒθ１を生成する第１電流変化率生成部３５と、第２の基準位相角θ２に対応する第２電流変化率Ｒθ２を生成する第２電流変化率生成部３６とを備え、周波数補正部３７は、これら第１及び第２電流変化率生成部３５，３６より得られる第１及び第２電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２に基づいて駆動周波数ｆの補正を行うように構成されていることから、ピーク位相角θｐを中心として略対称な位置において得られる２つの電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２に基づいて駆動周波数ｆが補正され、より高い精度で振動フィーダ本体１を駆動させる駆動周波数ｆを制御することが可能となっている。
【００９５】
そして、電流変化率生成部３５，３６は、第１及び第２の基準位相角θ１，θ２に対応する１パルス分のＰＷＭ信号がオンになってからオフになるまでの間に電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２を生成するように構成されていることから、一定の電圧が印加されている場合の電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２を正確に生成することができ、より簡単に制御を行うことが可能となっている。
【００９６】
さらに、電流変化率生成部３５，３６は、第１及び第２の基準位相角θ１，θ２に対応する１パルス分のＰＷＭ信号がオンになり、予め定められた所定時間であるマスク時間Ｔｍが経過してからオフになるまでの間で電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２を生成するようにしていることから、スイッチング直後の応答遅れによる影響を回避して、より正確に電流変化率Ｒθ１，Ｒθ２を得ることが可能となっている。
【００９７】
さらにまた、第１及び第２の基準位相角θ１，θ２は、疑似交流電圧のピーク値の生じるピーク位相角θｐを中心とする±９０°以内の範囲に設定されており、周波数補正部３７は、第１電流変化率の絶対値｜Ｒθ１｜より第２電流変化率の絶対値｜Ｒθ２｜を減じた電流変化率差ΔＲがゼロを挟んで予め定められた所定範囲−ΔＲｔｈ〜ΔＲｔｈ内にある場合には駆動周波数ｆの補正を行わず、電流変化率差ΔＲが所定範囲を超える、すなわちΔＲｔｈを超える合には駆動周波数ｆを下げる方向に補正し、電流変化率差ΔＲが所定範囲よりも小さい、すなわち−ΔＲｔｈを下回る合には駆動周波数ｆを上げる方向に補正するように構成されていることから、駆動周波数ｆが共振周波数とほぼ同一といえるか、ずれている場合には大きいか小さいかを簡単に判別して、駆動周波数ｆを共振周波数に近づける補正を容易に行うことができ、好適に共振点追従制御を実現することが可能となっている。
【００９８】
そして、このような振動フィーダ用制御装置２と、これによって制御される振動フィーダ本体１とを備えることを特徴とする振動フィーダＦｖとして構成することによって、変位センサを要することなく好適に共振点追従制御が可能となり、配線が簡単で信頼性が高く、安価な振動フィーダＦｖを実現することが可能となっている。
【００９９】
なお、各部の具体的な構成は、上述した実施形態のみに限定されるものではない。
【０１００】
具体的には、上述した実施形態では、電磁駆動部Ｄｅを構成する電磁石１４を基台１１側に設け、磁性コア１５を可動台１２側に設けていたが、これとは逆に可動体１２側に設け、磁性コア１５を基台１１側に設けても良い。
【０１０１】
また、上述の実施形態では、疑似交流電圧を与えることで電磁石１４に一方向にのみ電流が流れるように構成していたが、電流が正負に変化しながら流れるように構成してもよく、その場合にも上記に準じた効果を得ることができる。
【０１０２】
さらには、上述の実施形態では、駆動周波数ｆを共振周波数に一致させる制御を行うように構成していたが、振動フィーダ本体１の特性によっては、制御の安定性を得るために駆動周波数ｆを共振周波数とややずらしてもよい。その場合には、第１及び基準位相角θ１，θ２を、ピーク位相角θｐに対して完全に対称な位置に設定せず、ややずらした位置に設定することが好適である。このようにすることで、電圧と変位の位相差を１８０°よりややずらした所定の関係に設定して制御を行うことができる。
【０１０３】
また、上述の実施形態では、振動フィーダＦｖをリニアフィーダとして構成していたが、特許文献２のようなボウルフィーダとして構成してもよく、上記と同様、振動フィーダ本体１に電磁駆動部Ｄｅを備えるものである限り、上記と同じ構成の制御装置２を用いて同様の効果を得ることが可能である。
【０１０４】
その他の構成も、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形が可能である。
【符号の説明】
【０１０５】
１…振動フィーダ本体
２…振動フィーダ用制御装置
１１…基台
１２…可動体
１４…電磁石
１５…磁性コア
３３…ＰＷＭ信号生成部
３４…電流検出部
３５…第１電流変化率生成部
３６…第２電流変化率生成部
３７…周波数補正部
ｆ…駆動周波数
Ｆｖ…振動フィーダ
Δｆ…１回当たりの周波数補正量
Ｌ…インダクタンス
Ｒ…電流変化率（＝ｄｉ／ｄｔ）
Ｒθ１…第１電流変化率
Ｒθ２…第２電流変化率
ΔＲ…電流変化率差
ΔＲｔｈ…電流変化率差の閾値
Ｔｍ…マスク時間
θ１…第１の基準位相角
θ２…第２の基準位相角
θｐ…ピーク位相角
【図１】
2016160099.tif 000003
【図２】
2016160099.tif 000004
【図３】
2016160099.tif 000005
【図４】
2016160099.tif 000006
【図５】
2016160099.tif 000007
【図６】
2016160099.tif 000008
【図７】
2016160099.tif 000009
【図８】
2016160099.tif 000010