(57)【要約】【課題】循環電流を正確に検出し、循環電流を減少させることで変換効率を向上させる電力変換回路システムを提供する。【解決手段】左アームと右アームを備える１次側変換回路と、左アーム及び右アームを備える２次側変換回路からなる電力変換回路１２と、１次側変換回路及び２次側変換回路のスイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路１０を備える。制御回路１０は、１次側電力変換回路と２次側電力変換回路の位相差をφとして、キャリアカウンタの山または谷のタイミングからπ／２＋φ／２だけ経過したタイミングにおいて循環電流を検出し、検出された循環電流をゼロとするようにフィードバック制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側変換回路であって、１次側正極母線と１次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にトランスの１次側巻線が接続される１次側変換回路と、
２次側変換回路であって、２次側正極母線と２次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に前記トランスの２次側巻線が接続される２次側変換回路と、
前記１次側変換回路及び前記２次側変換回路の前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記１次側変換回路と前記２次側変換回路の位相差をφとして、キャリアカウンタの山または谷のタイミングからπ／２＋φ／２だけ経過したタイミングにおいて循環電流を検出し、検出された循環電流をゼロとするようにフィードバック制御する
ことを特徴とする電力変換回路システム。
【請求項２】
前記制御回路は、前記１次側変換回路の前記左アームの電流と前記右アームの電流の差動電流から前記循環電流を検出してフィードバック制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路システム。
【請求項３】
前記差動電流は、前記左アームと右アームが差動接続された単一の電流センサで検出される
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換回路システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換回路システムに関し、特に複数の入出力ポートを備える電力変換回路システムに関する。  
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド自動車や電気自動車、燃料電池自動車等、電気リッチな自動車の開発・普及に伴い、車載の電源回路も複雑化・大型化の傾向にある。例えば、ハイブリッド自動車では、走行用バッテリ、システム用バッテリ、プラグイン用の外部電源回路、走行用バッテリの直流電力を走行用モータに供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を交流電力に変換するためのＤＣ／ＡＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を電動パワーステアリング（ＥＰＳ）に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を補機に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ等があり、構成が複雑化している。
【０００３】
そこで、一つの回路で複数の入出力を備えるマルチポート電源の開発が進められている。マルチポート電源により、配線や半導体素子等の共有化により電源回路を小型化することが提案されている。
【０００４】
特許文献１には、４つのポートを備える電力変換回路において、選択した複数のポートの間で電力変換することができる構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−１９３７１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
このような複数のポートを備える電力変換回路では、デッドタイムや電圧変動その他の誤差成分により、電力伝送に寄与しない循環電流が生じる可能性があるが、従来技術では循環電流について考慮されておらず、結果として循環電流の発生により変換効率が低下してしまう問題がある。ここで、循環電流とは、フルブリッジを構成する４つのスイッチのうち、上または下の２つのスイッチがオンするときに閉回路が生じ、理想的には電流はゼロとなるはずであるところ、結合リアクトルのインダクタンス成分や各部の抵抗成分等により閉回路に流れてしまう電流である。
【０００７】
本発明の目的は、循環電流を正確に検出し、循環電流を減少させることで、変換効率を向上させることができる回路システムを提供することにある。  
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の電力変換回路システムは、１次側変換回路であって、１次側正極母線と１次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にトランスの１次側巻線が接続される１次側変換回路と、２次側変換回路であって、２次側正極母線と２次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に前記トランスの２次側巻線が接続される２次側変換回路と、前記１次側変換回路及び前記２次側変換回路の前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記１次側電力変換回路と前記２次側電力変換回路の位相差をφとして、キャリアカウンタの山または谷のタイミングからπ／２＋φ／２だけ経過したタイミングにおいて循環電流を検出し、検出された循環電流をゼロとするようにフィードバック制御することを特徴とする。
【０００９】
本発明では、１次側変換回路と２次側変換回路で電力伝送する場合に、１次側電力変換回路と前記２次側電力変換回路の位相差φを制御するが、この位相差φに応じて循環電流が生じるタイミングが変化することに鑑み、位相差φに応じて循環電流の検出タイミングを適応的に決定する。キャリアカウンタの山または谷のタイミングからπ／２＋φ／２だけ経過したタイミングでは、その前後の期間からの電流値変化による影響が最も少ないため、高精度な循環値電流検出が可能となる。
【００１０】
本発明の１つの実施形態では、前記制御回路は、前記１次側電力変換回路の前記左アームの電流と前記右アームの電流の差動電流から前記循環電流を検出してフィードバック制御する。
【００１１】
本発明の他の実施形態では、前記差動電流は、前記左アームと右アームが差動接続された単一の電流センサで検出される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、電力変換回路において循環電流を高精度に検出し、フィードバック制御することで、効率を低下させる要因である循環電流を確実に減少させ、電力変換効率を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態の回路構成図である。
【図２】実施形態の動作波形、キャリアカウンタ値及び循環電流サンプリングタイミングを示す図である。
【図３】循環電流の説明図である。
【図４】理想波形図である。
【図５】実施形態の制御回路の構成ブロック図である。
【図６】実施形態のシミュレーション回路図である。
【図７】実施形態のシミュレーション結果図である。
【図８】実施形態のシミュレーション結果図（その２）である。
【図９】他の実施形態の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００１５】
図１は、本実施形態における電力変換回路システムの回路構成図である。電力変換回路システムは、制御回路１０と電力変換回路１２からなる。電力変換回路１２は、磁気結合リアクトルを利用し、３つの直流電源間において双方向の電力伝送が可能な３ポートのマルチポート回路である。
【００１６】
マルチポート回路は、１次側変換回路にポートＡ及びポートＣを備え、２次側変換回路にポートＢを備える。
【００１７】
１次側変換回路の正極母線と１次側変換回路の負極母線の間に、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ１及びＳ２からなる左アームと、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ３及びＳ４からなる右アームが設けられ、これら左アームと右アームは互いに並列に接続されフルブリッジ回路を構成する。ポートＡは、１次側変換回路の正極母線と負極母線の間に配置される。ポートＡの入出力電圧をＶＡとする。ポートＣは、１次側変換回路の負極母線とトランスの間に配置される。ポートＣの入出力電圧をＶＣとする。
【００１８】
左側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ１及びＳ２の接続点と、右側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ３及びＳ４の接続点の間に、互いに直列に接続される磁気結合リアクトルが接続されるとともに、トランスの１次側巻線が接続される。すなわち、磁気結合リアクトルとトランスの１次側巻線は、２つの双方向チョッパ回路の中間点に接続される。
【００１９】
他方、２次側変換回路の正極母線と負極母線の間に、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ５及びＳ６からなる左アームと、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ７及びＳ８からなる右アームが設けられ、これら左アームと右アームは互いに並列に接続されフルブリッジ回路を構成する。ポートＢは、２次側変換回路の正極母線と負極母線の間に配置される。ポートＢの入出力電圧をＶＢとする。
【００２０】
トランスの２次側巻線は、左アームを構成するスイッチングトランジスタＳ５及びＳ６の接続点と、右アームを構成するスイッチングトランジスタＳ７及びＳ８の接続点の間に接続される。
【００２１】
制御回路１０は、電力変換回路１２を制御する各種パラメータを設定し、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ８のスイッチング制御を行う。制御回路１０は、外部からのモード信号に基づき１次側変換回路の２つのポート間で電力変換を行うモードと、１次側と２次側間での絶縁型電力伝送を行うモードを切り替える。ポートでいえば、ポートＡとポートＢ間では双方向絶縁型コンバータとして回路を動作させ、ポートＡとポートＣ間では双方向非絶縁型コンバータとして回路を動作させる。このとき、磁気結合リアクトルは、双方向絶縁型コンバータ動作では磁束を弱め合うため漏れインダクタンス成分を用い、双方向非絶縁型コンバータ動作では磁束を強め合うため励磁インダクタンス成分と漏れインダクタンス成分の和の成分を用いて電力伝送を行う。
【００２２】
１次側変換回路と２次側変換回路の間の絶縁型電力伝送は、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ８のスイッチング周期の位相差φで制御する。
【００２３】
１次側変換回路から２次側変換回路に電力を伝送する場合、１次側が２次側に対して進み位相となるように位相差φを決定する。また、２次側変換回路から１次側変換回路に電力を伝送する場合、これとは逆に１次側が２次側に対して遅れ位相となるように位相差φを決定する。例えば、２次側変換回路から１次側変換回路に電力を伝送する場合、１次側変換回路ではスイッチングトランジスタＳ１及びＳ４をオンし、Ｓ２及びＳ３をオフする。また、２次側変換回路ではスイッチングトランジスタＳ５及びＳ８をオンし、Ｓ６及びＳ７をオフする。２次側変換回路では、
Ｓ５→トランス２次側巻線→Ｓ８
と電流が流れる。１次側変換回路では、
Ｓ４→トランス１次側巻線→Ｓ１
と電流が流れる。
【００２４】
次の期間では、スイッチングトランジスタＳ１、Ｓ４、Ｓ８をオンし、それ以外はオフとする。前の期間と比べてスイッチングトランジスタＳ５がオンからオフに遷移するが、２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ５がオフすると、スイッチングトランジスタＳ６に並列に接続されたダイオードを介して電流が流れ続け、２次側の両端電圧はゼロに降下する。従って、２次側の両端電圧を決めるのは、スイッチングトランジスタＳ５のオンオフとなる。
【００２５】
さらに次の期間では、スイッチングトランジスタＳ１、Ｓ４、Ｓ６、Ｓ８をオンし、それ以外をオフとする。
【００２６】
さらに次の期間では、スイッチングトランジスタＳ４、Ｓ６、Ｓ８をオンし、それ以外をオフとする。１次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１がオンからオフに遷移すると、スイッチングトランジスタＳ１に並列に接続されたダイオードを介して電流が流れ続け、スイッチングトランジスタＳ２がオンしない限り１次側の両端電圧はゼロにならない。従って、１次側の両端電圧を決めるのは、スイッチングトランジスタＳ２のオンオフとなる。
【００２７】
上下のスイッチングトランジスタが短絡しないように、数百ナノ秒〜数マイクロ秒程度のデッドタイムを設けてもよい。すなわち、スイッチングトランジスタＳ１とＳ２、Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６、Ｓ７とＳ８がともにオフとなるような期間を設けてもよい。但し、上記のように、結合リアクトルのインダクタンス成分や各部の抵抗成分等によりフルブリッジ回路とトランスの間に循環電流が生じ得る。
【００２８】
そこで、本実施形態では、特定のタイミングで循環電流の発生を検出することで、循環電流を抑制する。
【００２９】
図２は、循環電流が生じているときの動作波形と、キャリアカウンタ値と、循環電流サンプリングタイミングの関係を示す図である。図において、［Ａ］期間及び［Ｂ］期間における電流が循環電流である。また、図には位相差φ、及びスイッチングトランジスタＳ２等のオン時間δを示す。また、Ｖｕｖは、１次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１及びＳ２の接続点ｕと、Ｓ３及びＳ４の接続点ｖの間の電圧、Ｖαβは、２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ５及びＳ６の接続点αと、Ｓ７及びＳ８の接続点βの間の電圧、Ｉｕは左アームの接続点ｕから結合リアクトルに流れる電流（ｕ相電流）、Ｉｖは右アームの接続点ｖから結合リアクトルに流れる電流（ｖ相電流）である。破線で示すキャリアカウンタ値は、ｕ相キャリア信号のキャリアカウンタ値である。Ｉｕ−Ｉｖは、左アームと右アーム、つまりｕ相とｖ相の差動電流であり、本来であれば［Ａ］期間及び［Ｂ］期間では電流が流れずＩｕ−Ｉｖはゼロであるところ、これらの期間において有限の電流値となっており、循環電流が生じていることを示す。
【００３０】
図３は、循環電流の流れを示す図である。図３（ａ）は、期間［Ａ］における循環電流の流れである。１次側変換回路では、
Ｓ２→Ｓ４→リアクトル→トランス１次側巻線→リアクトル→Ｓ２
と流れ、２次側変換回路では、
Ｓ８→Ｓ６→トランス２次側巻線→Ｓ８
と流れる。図３（ｂ）は、期間［Ｂ］における循環電流の流れである。１次側変換回路及び２次側変換回路では、それぞれ図３（ａ）の場合とは逆向きに電流が流れる。
【００３１】
循環電流は、トランスの漏れインダクタンス成分、結合リアクトルの漏れインダクタンス成分、各部の抵抗成分、スイッチングタイミングの誤差等が原因で生じる。本実施形態では、図２の○印で示すタイミングにおいて循環電流を検出する。すなわち、キャリアカウンタの山あるいは谷のタイミングを基準とし、この基準タイミングからπ／２＋φ／２ずれたタイミングを循環電流のサンプリングタイミングとする。サンプリングタイミングをこのように設定し、固定的でなく位相差φに応じて適応的に変化させることで、循環電流が生じる［Ａ］期間及び［Ｂ］期間を確実に捕捉し、かつ、コンバータの設計値によらずに前後の期間からの電流値変化による影響が最も小さいタイミングで循環電流を高精度に検出できる。図２において、ＶｕｖとＶαβの位相差としてφが示されており、このφに応じて［Ａ］期間及び［Ｂ］期間が変動すること、及び位相差φに基づいて循環電流の検出タイミングを決定することで循環電流を確実に検出できることが理解される。
【００３２】
さらに、循環電流のサンプリングタイミングをπ／２＋φ／２に設定することで、循環電流がなくなる期間において、π／２＋φ／２は理想的な電流波形のゼロクロス点と一致するので制御目標値がゼロのままで良いという利点もある。
【００３３】
図４は、理想的な動作波形を示す図である。図４（ａ）は、φ≦δ−πの場合の理想波形、図４（ｂ）は、φ≧δ−πの場合である。図４（ｂ）のように、φ≧δ−πの場合には循環電流期間がなくなるが、この場合のサンプリングタイミングπ／２＋φ／２は理想電流波形のゼロクロスタイミングと一致する。従って、制御目標値はゼロのまま維持することができ、循環電流制御を停止する必要がない。このため、制御を構成するのが容易化される。
【００３４】
図５は、制御回路１０の機能ブロック図である。制御回路１０は、サンプルホールド部１０１と、平均算出部１０２と、ＰＩ制御部を構成する比例部１０３，積分部１０４を備える。
【００３５】
サンプルホールド部１０１は、キャリアカウンタ値を利用してカウンタ値の山または谷からπ／２＋φ／２だけ経過したタイミングで１次側変換回路の電流Ｉｕ−Ｉｖをサンプルホールドする。
【００３６】
平均算出部１０２は、最大値と最小値を除去して１０回移動平均した値を算出する。
【００３７】
ＰＩ制御部の比例部１０３は、移動平均値に比例ゲインＫｐを乗じて出力する。
【００３８】
ＰＩ制御部の積分部１０４は、移動平均値に積分ゲインＫＩを乗じて出力する。
【００３９】
比例部１０３及び積分部１０４の出力は加算され、さらに基準デューティＤｕｔｙｒｅｆに加算され、指令デューティＤｕｔｙとして出力することでフィードバック制御する。
【００４０】
ここで、１次側変換回路の差動電流Ｉｕ−Ｉｖを検出して双方向非絶縁型コンバータ動作による電流リプル成分を除去した上で１次側変換回路の循環電流をフィードバックとして用いているのは、循環電流による効率低下への影響が大きい１次側変換回路の循環電流をより精度良く抑制するためである。なお、電流リプル成分を除去すべく差動電流Ｉｕ−Ｉｖを用いるためには、ｕ相電流Ｉｕとｖ相電流Ｉｖをそれぞれ検出する電流センサが必要となるが、これについては簡易化することが可能である。簡易化するための構成についてはさらに後述する。また、サンプルホールド部１０１におけるサンプルホールドは、必ずしも毎回実行する必要はない。
【００４１】
図６は、本実施形態の回路シミュレーションモデルである。図１に示す回路を模したものであり、１次側変換回路の磁気結合リアクトルのインダクタンスをＬｂ、結合係数をｋｂ、抵抗成分をＲ１、トランスの１次側巻線のインダクタンスをＬ１、トランスの２次側巻線のインダクタンスをＬ２、抵抗成分をＲ２としている。また、１次側変換回路にポートＡ及びポートＣを備え、２次側変換回路にポートＢを備えている。回路素子のパラメータは以下の通りである。
Ｌ１：６０μＨ
Ｌ２：９６０μＨ
ｋ：０．９９５
Ｌｂ：３．４μＨ
ｋｂ：０．９６
Ｒ１：４０ｍΩ
Ｒ２：６４０ｍΩ
ＶＡ：５０Ｖ
ＶＢ：２００Ｖ
ＶＣ：１４Ｖ
キャリア周波数：４０ｋＨｚ
デッドタイム：０．１μｓ
Ｎ：４
【００４２】
１次側変換回路を低圧側、２次側変換回路を高圧側として、２次側変換回路のポートＢから１次側変換回路のポートＡに一定の電力を伝送したときの効率を本実施形態の制御がない従来の場合と本実施形態の制御がある場合とで比較した。
【００４３】
図７は、１ｋＷ伝送時のトランス１次側及び２次側の電流波形を示す図である。横軸は時間（ｓ）、縦軸は電流（Ａ）を示す。また、符号２００はトランス１次側の電流（Ｉｕ−Ｉｖ）／２を示し、符号３００はトランス２次側の電流を示す。図７（ａ）は従来の電流波形であり、図７（ｂ）は本実施形態の電流波形である。ハッチング期間の電流が循環電流である。図７（ａ）と図７（ｂ）を比較すると、本実施形態では、ハッチング期間での１次側電流（Ｉｕ−Ｉｖ）／２がほぼゼロに抑制されていることが分かる。また、このときの２次側電流もゼロに近づいている。本実施形態によれば、循環電流を有効に抑制し得る。
【００４４】
図８は、回路シミュレーションによる伝送電力値に対する伝送効率の変化を示す図である。横軸は伝送電力（Ｗ）、縦軸は効率（％）を示す。図において、本実施形態の制御がない従来技術の場合と本実施形態の場合を併せて示す。伝送電力が大きくなるほど本実施形態の有効性は増大し、１ｋＷ伝送時は矢印で示すように従来技術に対して６％程度効率が高い。これは言うまでもなく、電力伝送に寄与しない不要な循環電流を抑制したことによるものである。
【００４５】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限定されず種々の変更が可能である。
【００４６】
例えば、本実施形態では、１次側変換回路のｕ相電流Ｉｕと、ｖ相電流Ｉｖの差動電流Ｉｕ−Ｉｖを特定のサンプリングタイミングでサンプルホールドしており、Ｉｕを検出する電流センサと、Ｉｖを検出する電流センサが必要となるが、差動電流Ｉｕ−Ｉｖを１つの電流センサで検出してもよい。
【００４７】
図９は、本実施形態の電力変換回路１２において、１次側変換回路の差動電流を１つの電流センサ１４で検出する差動接続方法を示す。電流センサ１４をｕ相、ｖ相で差動接続とする。この構成によれば、例えばカレントトランス（ＣＴ）等の電流センサの数を２つから１つに減らすことができ、構成をさらに簡易化できる。
【００４８】
また、本実施形態では、図５に示すように、制御回路１０のサンプルホールド部１０１でキャリアカウンタ値の山または谷からπ／２＋φ／２経過したタイミングで循環電流を検出しているが、このことは、
（１）キャリアカウンタ値の山からπ／２＋φ／２経過したタイミングで循環電流を検出
（２）キャリアカウンタ値の谷からπ／２＋φ／２経過したタイミングで循環電流を検出
（３）キャリアカウンタ値の山及び谷からπ／２＋φ／２経過したタイミングで循環電流を検出
のいずれも含むものである。なお、既述したように、サンプルホールド部１０１は、キャリアカウンタ値の山または谷からπ／２＋φ／２経過したタイミングの全てで循環電流を検出する必要はなく、これらのタイミングの少なくともいずれかで循環電流を検出すればよい。具体的には、キャリアカウンタ値の山または谷からπ／２＋φ／２経過したタイミングをｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、・・・とすると、ｔ１及びｔ２で循環電流を検出し、ｔ３及びｔ４では循環電流を検出しない等である。
【００４９】
また、本実施形態ではキャリアカウンタ値の山または谷を基準としているが、図２に示されるように、キャリアカウンタ値の谷は、１次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１がオンしている期間の中間タイミングに相当し、キャリアカウンタ値の山は、１次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ３がオンしている期間の中間タイミングに相当する。従って、キャリアカウンタ値の山または谷を基準とすることは、これらスイッチングトランジスタのオン／オフにおける所定タイミングを基準とすることと技術的に変わりない。
【００５０】
さらに、本実施形態では、キャリアカウンタ値の山または谷からπ／２＋φ／２経過したタイミングで循環電流を検出しているが、この検出タイミングに対して時間的に微小量Δｔだけ遅延させた、あるいは早めたタイミングで検出する技術も本発明に含まれることは言うまでもない。すなわち、キャリアカウンタの山または谷のタイミングからπ／２＋φ／２だけ経過したタイミングでは、その前後の期間からの電流値変化による影響が最も少ないと評価されるタイミングであり、この技術思想の範囲内においてΔｔだけの時間的相違は許容され得るものである。
【符号の説明】
【００５１】
１０  制御回路、１２  電力変換回路、１４  電流センサ、１０１  サンプルホールド部、１０２  平均算出部、１０３  比例部、１０４  積分部。
【図１】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図２】
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