(57)【要約】【課題】直流電流が振動した場合に、速やかに振動を抑制し直流送電を安定化させる電力変換器の制御装置を提供する。【解決手段】直流線路３ａを介して接続される２つの電力変換器２ａ，２ｂのうち、直流電力を交流電力に変換する逆変換器である電力変換器２ｂの制御装置Ｃｂであって、電力変換器の余裕角が一定となるように制御する定余裕角制御回路１０ｂと、直流線路３ａの直流電圧が所定の直流電圧基準値となるように制御する定電圧制御回路１１ｂと、直流線路３ａの直流電流が所定の直流電流基準値となるように制御する定電流制御回路１２ｂと、逆変換器端の直流電流の微分値を出力する振動抑制回路２０と、定電圧制御回路１１ｂの出力と、振動抑制回路２０の出力と、を加算する加算器１５ｂと、定余裕角制御回路１０ｂの出力と、加算器１５ｂの出力と、定電流制御回路１２ｂの出力と、から最小値を選択し、電力変換器２ｂの制御角とする最小値選択回路１３ｂと、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流線路を介して接続される２つの電力変換器のうち、直流電力を交流電力に変換する逆変換器である電力変換器の制御装置であって、
前記電力変換器の余裕角が一定となるように制御する定余裕角制御回路と、
前記直流線路の直流電圧が所定の直流電圧基準値となるように制御する定電圧制御回路と、
前記直流線路の直流電流が所定の直流電流基準値となるように制御する定電流制御回路と、
前記逆変換器端の直流電流の微分値を出力する振動抑制回路と、
前記定電圧制御回路の出力と、前記振動抑制回路の出力と、を加算する加算器と、
前記定余裕角制御回路の出力と、前記加算器の出力と、前記定電流制御回路の出力と、から最小値を選択し、前記電力変換器の制御角とする最小値選択回路と、を備えることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項２】
直流線路を介して接続される２つの電力変換器のうち、交流電力を直流電力に変換する順変換器である電力変換器の制御装置であって、
前記電力変換器の余裕角が一定となるように制御する定余裕角制御回路と、
前記直流線路の直流電圧が所定の直流電圧基準値となるように制御する定電圧制御回路と、
前記直流線路の直流電流が所定の直流電流基準値となるように制御する定電流制御回路と、
逆変換器端の直流電流の微分値を出力する振動抑制回路と、
前記微分値に対して、前記順変換器端の直流電圧から、逆変換器端の直流電流までの伝達関数の逆特性を反映させる直流回路特性演算回路と、
前記定電流制御回路の出力と、前記直流回路特性演算回路の出力と、を加算する加算器と、
前記定余裕角制御回路の出力と、前記加算器の出力と、前記定電圧制御回路の出力と、から最小値を選択し、前記電力変換器の制御角とする最小値選択回路と、を備えることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項３】
直流線路を介して接続される２つの電力変換器のうち、直流電力を交流電力に変換する逆変換器である電力変換器の制御装置であって、
前記電力変換器の余裕角が一定となるように制御する定余裕角制御回路と、
前記直流線路の直流電圧が所定の直流電圧基準値となるように制御する定電圧制御回路と、
前記直流線路の直流電流が所定の直流電流基準値となるように制御する定電流制御回路と、
前記逆変換器端の直流電流の微分値を出力する振動抑制回路と、
前記微分値に対するバイアスを出力するαｂｉａｓ回路と、
前記振動抑制回路の出力と、前記αｂｉａｓ回路の出力と、を前記定余裕角制御回路入力側に加算する加算器と、
前記定余裕角制御回路の出力と、前記定電圧制御回路の出力と、前記定電流制御回路の出力と、から最小値を選択し、前記電力変換器の制御角とする最小値選択回路と、を備えることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項４】
前記振動抑制回路は、
前記逆変換器端の直流電流の微分値を算出する近似微分値算出回路と、
前記逆変換器端の直流電流において、振動を抑制したい周波数帯の微分値を出力するフィルタ回路と、を備えることを特徴とする請求項１から３いずれか一項記載の電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、直流送電等に適用される電力変換器の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流送電設備においては、２台の電力変換器が変圧器を介してそれぞれの交流系統に接続されている。２台の電力変換器は、それぞれ順変換器と逆変換器を構成しており、直流リアクトルと直流線路を介して互いに接続される。以上の構成により、一方の交流系統からの交流電力は順変換器により直流電力に変換され、直流リアクトルと直流線路を介して送電される。送電された直流電力は、逆変換器により交流電力に変換される。
【０００３】
直流送電において、直流送電の直流回路の電流が制御不安定等により振動することがある。そのため、電力変換器の制御装置には、直流電流の振動を抑制する回路が設けられている。例えば系統故障などにより順変換器側の直流電流に振動が発生した場合、振動抑制回路により、振動成分の大きさを検出し、入力された直流電流の振動に対して、位相が反転した直流電流の振動を発生させて振動を打ち消す方式が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平０９−０４６８９７号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】町田武彦、「直流送電光学」、東京電気大学出版局、１９９９年１月３０日、ｐ．１５１−１５４
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
近年、直流送電の送電距離の長距離化に伴い、直流線路である送電ケーブルも長距離化している。直流線路が海中にある場合には、送電距離に応じて直流線路の静電容量が大きくなる。上記の通り、直流送電の直流回路は直流リアクトルと直流線路等で構成される。ここで、直流線路の静電容量が増加した場合、直流リアクトルと送電ケーブルの静電容量に起因する直流回路の共振周波数が低下する。この共振周波数が、直流送電の通常運用時に動作する周波数付近まで低下した場合、直流電流が共振の影響を受けて、振動的になり不安定になる可能性があった。
【０００７】
従来の直流送電設備では、制御において、逆変換器側の直流電流を考慮していない。そのため、従来の電力変換器を長距離送電に適用した場合、系統故障や直流電流設定値のステップ変化などにより急峻に直流電流が変化すると、直流回路の共振が励起されて、逆変換器側の直流電流が振動して直流回路が不安定化する可能性があった。
【０００８】
本発明の実施形態は、上記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものである。その目的は、直流電流が振動した場合に、速やかに振動を抑制し直流送電を安定化させる電力変換器の制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記のような目的を達成するための実施形態の電力変換器の制御装置は、直流線路を介して接続される２つの電力変換器のうち、直流電力を交流電力に変換する逆変換器である電力変換器の制御装置であって、前記電力変換器の余裕角が一定となるように制御する定余裕角制御回路と、前記直流線路の直流電圧が所定の直流電圧基準値となるように制御する定電圧制御回路と、前記直流線路の直流電流が所定の直流電流基準値となるように制御する定電流制御回路と、前記逆変換器端の直流電流の微分値を出力する振動抑制回路と、前記定電圧制御回路の出力と、前記振動抑制回路の出力と、を加算する加算器と、前記定余裕角制御回路の出力と、前記加算器の出力と、前記定電流制御回路の出力と、から最小値を選択し、前記電力変換器の制御角とする最小値選択回路と、を備えることを特徴とする
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態の電力変換器の制御装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】第２の実施形態の電力変換器の制御装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】直流系統の等価回路を示す回路図である。
【図４】第３の実施形態の電力変換器の制御装置の構成の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
［第１の実施形態］
［１．構成］
（電力系統）
以下、本発明の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態の電力変換器の制御装置の構成の一例を示すブロック図である。まず、電力変換器の制御装置が適用される電力系統の概要を説明する。電力系統は、交流系統Ａａ，Ａｂ、および直流系統Ｄを含む。
【００１２】
交流系統Ａａ，Ａｂは、交流電力を供給する電力系統であり、交流系統Ａａが送電側、交流系統Ａｂが受電側となっている。なお、交流系統Ａａ，Ａｂは、いずれも送電側または受電側となることができる。交流系統Ａａ，Ａｂは、電源や負荷、交流線路等の設備を含む。交流系統Ａａには変圧器１ａが、交流系統Ａｂには変圧器１ｂがそれぞれ接続されている。
【００１３】
直流系統Ｄは、直流電力を供給する電力系統であり、一端が変圧器１ａを介して交流系統Ａａに接続されている。他端は変圧器１ｂを介して交流系統Ａｂに接続されている。直流系統Ｄには、直流送電設備が設けられている。変圧器１ａ，１ｂは、後述する電力変換器２ａ，２ｂへ電圧を供給する変換器用変圧器である。
【００１４】
（直流送電設備）
直流送電設備は、交流系統Ａａ，Ａｂおよび直流系統Ｄの連系を行う設備である。直流送電設備は、電力変換器２ａ，２ｂ、直流線路３ａ，３ｂ、直流リアクトル４ａ，４ｂ、電圧検出器５ａ，５ｂ、電流検出器６ａ，６ｂを含む。電力変換器２ａ、２ｂは、半導体素子としてサイリスタを用いた他励式変換器である。電力変換器２ａは制御装置Ｃａに接続され、電力変換器２ｂは制御装置Ｃｂに接続されている。
【００１５】
電力変換器２ａは順変換器であり、変圧器１ａを介して交流系統Ａａに接続されている。電力変換器２ａは、制御装置Ｃａからの点弧信号に応じてサイリスタをオンすることにより、交流電力を直流電力に変換する。また、電力変換器２ｂは逆変換器であり、変圧器１ｂを介して交流系統Ａｂに接続されている。電力変換器２ｂは、制御装置Ｃｂからの点弧信号に応じてサイリスタをオンすることにより、直流電力を交流電力に変換する。なお、電力の流れを逆にする場合は、電力変換器２ａを逆変換器、電力変換器２ｂを順変換器とすれば良い。
【００１６】
電力変換器２ａと電力変換器２ｂは、直流線路３ａ、３ｂを介して接続されている。直流リアクトル４ａは、直流線路３ａにおいて、電力変換器２ａの直流側に設けられている。直流リアクトル４ｂは、直流線路３ａにおいて、電力変換器２ｂの直流側に設けられている。直流リアクトル４ａ，４ｂは、直流電流の平滑化を行うとともに、直流渦電流を抑制する平滑化リアクトルである。以上の構成により、電力変換器２ａにおいて変換された直流電力は、直流リアクトル４ａにて平滑化されて、直流線路３ａ、３ｂを送電され、再度直流リアクトル４ｂにて平滑化され電力変換器２ｂにて交流電力に変換される。
【００１７】
電圧検出器５ａ，５ｂは、直流線路３ａの両端の直流電圧を検出するセンサである。電圧検出器５ａは、直流線路３ａの電力変換器２ａ側の端部と、直流リアクトル４ａの間に設けられている。電圧検出器５ａで検出された直流電圧Ｖｄ１は、制御装置Ｃｂへ出力される。電圧検出器５ｂは、直流線路３ａの電力変換器２ｂ側の端部と、直流リアクトル４ｂの間に設けられている。電圧検出器５ｂで検出された直流電圧Ｖｄ２は、制御装置Ｃａへ出力される。
【００１８】
電流検出器６ａ，６ｂは、直流線路３ａの両端の直流電流を検出するセンサである。電流検出器６ａは、直流線路３ａの電力変換器２ａ側の端部と、直流リアクトル４ａの間に設けられている。電流検出器６ａで検出された直流電流Ｉｄ１は、制御装置Ｃａへ出力される。電流検出器６ｂは、直流線路３ａの電力変換器２ｂ側の端部と、直流リアクトル４ｂの間に設けられている。電流検出器６ｂで検出された直流電流Ｉｄ２は、制御装置Ｃｂへ出力される。
【００１９】
（電力変換器の制御装置）
次に電力変換器２ａ，２ｂの制御装置Ｃａ，Ｃｂの構成について詳細に説明する。まず、制御装置Ｃａは、電力変換器２ａを制御する装置であり、定余裕角制御回路１０ａ、定電圧制御回路１１ａ、定電流制御回路１２ａ、最小値選択回路１３ａを有する。制御装置Ｃｂは、電力変換器２ｂを制御する装置であり、定余裕角制御回路１０ｂ、定電圧制御回路１１ｂ、定電流制御回路１２ｂ、最小値選択回路１３ｂを有する。すなわち、電力変換器２ａ，２ｂは、基本的には同様の構成を有している。
【００２０】
また、制御装置Ｃａは、加算器１４ａ，１５ａを有する。制御装置Ｃｂは、加算器１４ｂ，１５ｂ，１６ｂを有する。各加算器は、図１中に示す極性で入力された値を加算する演算部である。なお、極性にマイナスが含まれる場合には、加算器を減算器と捉えることもできる。
【００２１】
（制御装置Ｃａ）
定余裕角制御回路１０ａは、転流動作に必要な余裕角を保つための制御角を演算する回路である。電力変換器２ａは他励式変換器であるため、変換器の余裕角が減少すると、転流失敗が発生しやすくなる。そこで、定余裕角制御回路１０ａにより、逆変換器運転中において、余裕角を確保し、変換器の転流失敗を防止するための制御が行われる。定余裕角制御回路１０ａが算出した制御角α１ＡγＲは、最小値選択回路１３ａに出力される。
【００２２】
定電圧制御回路１１ａは、直流電圧Ｖｄ２を一定に保つ制御を行う回路である。定電圧制御回路１１ａには、電圧検出器５ｂで検出された直流電圧Ｖｄ２と、予め設定されている直流電圧基準値Ｖｄｐとが、加算器１４ａで加算された値が入力される。加算器１４ａは、直流電圧基準値Ｖｄｐに対する直流電圧Ｖｄ２の差分を算出する。定電圧制御回路１１ａは、直流電圧基準値Ｖｄｐの値となるように、直流電圧Ｖｄ２を制御する。定電圧制御回路１１ａが算出した制御角α１ＡＶＲは、最小値選択回路１３ａに出力される。
【００２３】
定電流制御回路１２ａは、直流電流Ｉｄ１を一定に保つ制御を行う回路である。定電流制御回路１２ａには、電流検知器６ａで検出された直流電流Ｉｄ１と、予め設定されている直流電流基準値Ｉｄｐとが、加算器１５ａで加算された値が入力される。加算器１５ａは、直流電流Ｉｄ1に対する直流電流基準値Ｉｄｐの差分を算出する。定電流制御回路１２ａは、直流電流基準値Ｉｄｐの値となるように、直流電流Ｉｄ１を制御する。定電流制御回路１２ａが算出した制御角α１ＡＣＲは、最小値選択回路１３ａに出力される。
【００２４】
最小値選択回路１３ａは、例えば複数の数値を比較して、数値の大小を判定する回路である。最小値選択回路１３ａには、定余裕角制御回路１０ａ、定電圧制御回路１１ａ、定電流制御回路１２ａから入力された制御角のうち、最も小さな値を選択する。最小値選択回路１３ａの出力α１は、電力変換器２ａのゲートパルスの位相制御角であり、電力変換器２ａはこの制御角に基づいて制御される。
【００２５】
（制御装置Ｃｂ）
定余裕角制御回路１０ｂは、転流動作に必要な余裕角を保つための制御角を演算する回路である。電力変換器２ｂは他励式変換器であるため、変換器の余裕角が減少すると、転流失敗が発生しやすくなる。そこで、定余裕角制御回路１０ｂにより、逆変換器運転中において、余裕角を確保し、変換器の転流失敗を防止するための制御が行われる。定余裕角制御回路１０ｂが算出した制御角α２ＡγＲは、最小値選択回路１３ｂに出力される。
【００２６】
定電圧制御回路１１ｂは、直流電圧Ｖｄ１を一定に保つ制御を行う回路である。定電圧制御回路１１ｂには、電圧検出器５ａで検出された直流電圧Ｖｄ１と、予め設定されている直流電圧基準値Ｖｄｐとが、加算器１４ｂで加算された値が入力される。加算器１４ｂは、直流電圧基準値Ｖｄｐに対する直流電圧Ｖｄ１の差分を算出する。定電圧制御回路１１ｂは、直流電圧基準値Ｖｄｐの値となるように、直流電圧Ｖｄ１を制御する。定電圧制御回路１１ｂが算出した制御角α２ＡｖＲは、加算器１５ｂに出力される。加算器１５ｂには、後述する振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２も入力される。加算器１５ｂは、定電圧制御回路１１ｂの制御角α２ＡｖＲと振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２を加算し、最小値選択回路１３ｂに出力する。
【００２７】
なお、振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２は、加算器１４ｂに入力する構成としても良い。加算器１４ｂを用いる場合には、定電圧制御回路１１ｂの逆特性、すなわち定電圧制御回路１１ｂを構成する伝達関数の逆数を適用し、加算器１５ｂに入力した場合と同じ特性となるようにする。
【００２８】
定電流制御回路１２ｂは、直流電流Ｉｄ２を一定に保つ制御を行う回路である。定電流制御回路１２ｂには、電流検知器６ｂで検出された直流電流Ｉｄ２と、予め設定されている直流電流基準値Ｉｄｐと、電流マージンΔＩｄが、加算器１６ｂで加算された値が入力される。加算器１６ｂは、直流電流Ｉｄ２に対する直流電流基準値Ｉｄｐの差分に、電流マージンΔＩｄを加算する。定電流制御回路１２ｂは、直流電流基準値Ｉｄｐの値となるように、直流電流Ｉｄ２を制御する。定電流制御回路１２ｂが算出した制御角α２ＡＣＲは、最小値選択回路１３ｂに出力される。
【００２９】
最小値選択回路１３ｂは、例えば複数の数値を比較して、数値の大小を判定する回路である。最小値選択回路１３ｂには、定余裕角制御回路１０ｂ、加算器１５ｂ、定電流制御回路１２ｂから入力された制御角のうち、最も小さな値を選択する。この最小値選択回路１３ｂの出力α２は、電力変換器２ｂのゲートパルスの位相制御角であり、電力変換器２ｂはこの制御角に基づいて制御される。
【００３０】
（振動抑制回路）
振動抑制回路２０は、直流電流に含まれる振動を抑制する回路であり、近似微分値算出回路２１と、フィルタ回路２２とを有する。近似微分値算出回路２１には、直流電流Ｉｄ２が入力される。近似微分値算出回路２１は、直流電流Ｉｄ２の微分値ｄ（Ｉｄ２）／ｄｔを算出する回路である。算出された微分値ｄ（Ｉｄ２）／ｄｔは、フィルタ回路２２に入力される。
【００３１】
フィルタ回路２２は、所定の範囲の周波数帯のみを通過させる回路である。フィルタ回路２２は、直流電流Ｉｄ２の振動を抑制したい周波数帯のみを通過させるように構成されている。フィルタ回路２２は、例えば、コイルやリアクトルおよびコンデンサを含む回路により構成できる。
【００３２】
フィルタ回路２２は、入力された微分値ｄ（Ｉｄ２）／ｄｔに適用され、直流電流Ｉｄ２の振動を抑制したい周波数帯の微分値ｄ（Ｉｄ２）／ｄｔを通過させる。フィルタ回路２２の出力ΔαＩｄ２は、加算器１５ｂに出力される。上述の通り、加算器１５ｂは、定電圧制御回路１１ｂと振動抑制回路２０の出力を加算し、最小値選択回路１３ｂに出力する。
【００３３】
［２．動作］
本実施形態の電力変換器の制御装置の動作について、図１を参照して説明する。
（定常動作時）
上記の通り本実施形態では交流系統Ａａが送電側、交流系統Ａｂが受電側となっており、電力変換器２ａが順変換器として動作し、電力変換器２ｂが逆変換器として動作する。この場合、制御装置Ｃａにおいては、定余裕角制御回路１０ａと定電圧制御回路１１ａの出力よりも、定電流制御回路１２ａの制御角が小さくなる。よって、最小値選択回路１３ａは、定電流制御回路１２ａの制御角を出力する。電力変換器２ａは、定電流制御回路１２ａの制御角に基づいて、直流電流Ｉｄ１を一定に保つ定電流動作を行う。
【００３４】
また、制御装置Ｃｂにおいては、交流系統Ａｂの交流電圧が定格値近傍である場合、定余裕角制御回路１０ｂと定電流制御回路１２ｂの出力よりも、定電圧制御回路１１ｂの制御角が小さくなる。直流電流Ｉｄ２に振動がない場合、振動抑制回路２０の近似微分値算出回路２１では、直流電流Ｉｄ２の微分値ｄ（Ｉｄ２）／ｄｔはほぼゼロとなるため、フィルタ回路２２の出力ΔαＩｄ２もほぼゼロとなる。よって、加算器１５ｂにおいて電圧制御回路１１ｂの出力に振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２を加算しても値は大きく変わらない。そのため、最小値選択回路１３ｂは、定電圧制御回路１１ｂの制御角を出力する。電力変換器２ｂは、定電圧制御回路１１ｂの制御角に基づいて、直流電圧Ｖｄ１を一定に保つ定電圧動作を行う。
【００３５】
（振動発生時）
一方、直流電流Ｉｄ２に振動が生じた場合、微分値ｄ（Ｉｄ２）／ｄｔは振動に応じた値となるため、振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２が加算器１５ｂにおいて電圧制御回路１１ｂの出力α２ＡＶＲに加算されることとなる。ここで、電圧制御回路１１ｂの出力α２ＡＶＲに振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２を加算した電力変換器２ｂの制御角α２と、電力変換器２ｂの直流電圧Ｖｄ２とには、数１に示す関係がある。数１において、Ｖａｃ２は交流系統Ａｂの母線電圧、Ｘ２は変圧器１ｂのリアクタンスであり、電力変換器２ｂの制御角はα２＞π／２である。
【００３６】
【数１】
2016208681.tif 000003
【００３７】
振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２は、直流電圧Ｉｄ２の振動波形が増加傾向にある場合には、ΔαＩｄ２＞０となる。よって、数１の制御角α2を増加させるため、直流電圧Ｖｄ２が大きくなるように作用する。また、直流電流Ｉｄ２の大きさは直流電圧Ｖｄ１−直流電圧Ｖｄ２に依存するため、直流電圧Ｖｄ２が大きくなることで直流電流Ｉｄ２が減少する。
【００３８】
一方、振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２は、直流電流Ｉｄ２の振動波形が減少傾向にある場合には、ΔαＩｄ２＜０となる。よって、数１の制御角α２を減少させるため、直流電圧Ｖｄ２は小さくなり、直流電流Ｉｄ２が増加するように作用する。このように、振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２は、振動波形が増加傾向にある場合には直流電流Ｉｄ２を減少させ、振動波形が減少傾向にある場合には直流電流Ｉｄ２を増加させるように変化させる。このように定電圧制御回路１１ｂの出力に、直流電流Ｉｄ２の逆位相成分を含めることで、振動が相殺される。
【００３９】
［３．作用効果］
以上のような本実施形態の作用効果は以下のとおりである。
（１）直流線路３ａを介して接続される２つの電力変換器２ａ，２ｂのうち、直流電力を交流電力に変換する逆変換器である電力変換器２ｂの制御装置Ｃｂであって、電力変換器２ｂの余裕角が一定となるように制御する定余裕角制御回路１０ｂと、直流線路３ａの直流電圧が所定の直流電圧基準値となるように制御する定電圧制御回路１１ｂと、直流線路３ａの直流電流が所定の直流電流基準値となるように制御する定電流制御回路１２ｂと、逆変換器端の直流電流の微分値を出力する振動抑制回路２０と、定電圧制御回路１１ｂの出力と、振動抑制回路２０の出力と、を加算する加算器１５ｂと、定余裕角制御回路１０ｂの出力と、加算器１５ｂの出力と、定電流制御回路１２ｂの出力と、から最小値を選択し、電力変換器２ｂの制御角とする最小値選択回路１２ｂと、を備える。
【００４０】
以上の構成により、振動抑制御回路２０により、電力変換器２ｂでの直流電流Ｉｄ２に近似微分とフィルタを適用して求めた出力ΔαＩｄ２が、定電圧制御回路１１ｂの出力に印加される。直流電流Ｉｄ２の振動時には、電力変換器２ｂにより定電圧制御を行いながら直流電流Ｉｄ２の振動に対して、直流電流Ｉｄ２が逆に振動するように直流電圧Ｖｄ２を変化させる。すなわち、直流電流Ｉｄ２の変動分の逆位相成分を定電圧制御の入力に印加する。従って、直流電流Ｉｄ２が振動した場合に、速やかに振動を抑制し直流送電を安定化させることができる。
【００４１】
（２）振動抑制回路２０は、逆変換器端の直流電流の微分値を算出する近似微分値算出回路２１と、逆変換器端の直流電流において、振動を抑制したい周波数帯の微分値を出力するフィルタ回路２２と、を備える。近似微分値算出回路２１が算出した微分値を定電圧制御回路１１ｂに加算することで、ダンピングの性能があがり、振動が減衰しやすくなる。
【００４２】
［第２の実施形態］
［１．構成］
第２の実施形態の電力変換器の制御装置の構成は、基本的には第１の実施形態と同じである。ただし、本実施形態の電力変換器の制御装置では、図２に示す通り、電力変換器２ａの制御装置Ｃａにおいて、定電流制御回路１２ａが算出した制御角α１ＡＣＲは、加算器１６ａに出力される。加算器１６ａには、後述する振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’も入力される。加算器１６ａは、定電流制御回路１２ａの制御角α１ＡＣＲと振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’を加算し、最小値選択回路１３ａに出力する。
【００４３】
なお、振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’は、加算器１５ａに入力する構成としても良い。加算器１５ａを用いる場合には、定電流制御回路１２ａの逆特性、すなわち定電流制御回路１２ａを構成する伝達関数の逆数を適用し、加算器１６ａに入力した場合と同じ特性となるようにする。
【００４４】
上記の通り、本実施形態の振動抑制回路２０の出力は、電力変換器２ａの制御装置Ｃａに入力されるように構成されている。振動抑制回路２０は、直流回路特性演算回路２３を有する。直流回路特性演算回路２３には、フィルタ回路２２の出力ΔαＩｄ２が入力されている。
【００４５】
直流回路特性演算回路２３は、電力変換器２ａ端の直流電圧Ｖｄ１から直流電流Ｉｄ２までの伝達関数の逆特性となる特性を有するフィルタ回路である。まず、直流電圧Ｖｄ１が直流電流Ｉｄ２に作用する特性を示した伝達関数について説明する。図３は、直流系統Ｄの等価回路である。図３中の記号は以下の値を示す。
ＶｄＲＥＣ：電力変換器２ａ（順変換器）端の直流電圧Ｖｄ１
ＶｄIＮＶ：電力変換器２ｂ（逆変換器）端の直流電圧Ｖｄ２
Ｃｌ：直流線路の静電容量値
Ｒｌ：直流線路の抵抗値
Ｌｌ：直流線路のリアクトル値
Ｌｄ：直流リアクトルのリアクトル値
Ｖｌ：直流線路の中間の電圧
【００４６】
この等価回路に基づいて直流系統Ｄを数式化したものを数２に示す。
【数２】
2016208681.tif 000004
【００４７】
この数２をラプラス変換し、整理することで得られる直流系統Ｄの特性を示した伝達関数を数３に示す。
（数３）
Id1=P11(s)VdREC＋P12(s)VdINV
Id2=P21(s)VdREC＋P22(s)VdINV
ここで、Ｐ１１（ｓ）は直流電圧ＶｄＲＥＣから直流電流Ｉｄ１までの伝達関数、Ｐ１２（ｓ）は直流電圧ＶｄIＮＶから直流電流Ｉｄ１までの伝達関数、Ｐ２１（ｓ）は直流電圧ＶｄＲＥＣから直流電流Ｉｄ２までの伝達関数、Ｐ２２（ｓ）は直流電圧ＶｄIＮＶから直流電流Ｉｄ２までの伝達関数とする。
【００４８】
上記数３において、直流電圧ＶｄＲＥＣを変化させた場合、直流電流Ｉｄ２への作用は、伝達関数Ｐ２１（ｓ）にＶｄＲＥＣを乗じた値が作用することが分かる。そこで、振動抑制回路２０による直流電圧ＶｄＲＥＣの変化分ΔＶｄＲＥＣを、ΔＶｄＲＥＣ≒−Ｐ２１（ｓ）−１（ΔαＩｄ２）として数３に代入し、下記数４を得た。
（数４）
Id2=P21(s)(VdREC＋ΔVdREC) + P22(s)VdINV
= P21(s)VdREC −ΔαId2+ P22(s)VdINV
【００４９】
上記数４より、直流回路特性演算回路２３の特性を、直流電圧ＶｄＲＥＣから直流電流Ｉｄ２までの伝達関数の逆数であるＰ２１（ｓ）−１と設定すれば、フィルタ回路２２の出力ΔαＩｄ２を、直流回路の特性（Ｐ２１（ｓ））に影響無く、直流電流Ｉｄ２に作用させることができることが分かる。
【００５０】
［２．動作］
本実施形態の電力変換器の制御装置の動作について、以下に説明する。電力変換器２ａの制御角α１と直流電圧Ｖｄ１には数５に示す関係がある。数５中のＶａｃ１は交流系統Ａａの母線電圧、Ｘ１は変圧器１ａのリアクタンスであり、電力変換器２ａの制御角はα１＜π／２である。
【数５】
2016208681.tif 000005
【００５１】
直流回路特性演算回路２３は、直流電流Ｉｄ２の微分値に、直流電圧ＶｄＲＥＣが直流電流Ｉｄ２に及ぼす影響の逆特性Ｐ２１（ｓ）−１を反映させる。直流回路特性演算回路２３の出力ΔαＩｄ２’は、加算器１６ａに入力され、定電流制御回路１２ａの制御角α１ＡＣＲに加算される。そのため、電力変換器２ａの制御角α１は、制御角α１ＡＣＲ＋出力ΔαＩｄ２’から得られる。
【００５２】
振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’は、直流電流Ｉｄ２の振動波形が増加傾向にある場合には、直流電圧Ｖｄ１を変化させたときの直流電流Ｉｄ２に対する直流回路の特性を補償する。よって、数５の制御角α1を増加させるため、直流電圧Ｖｄ１を減少させ、直流電流Ｉｄ２が減少するように作用する。
【００５３】
一方、振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’は、直流電流Ｉｄ２の振動波形が減少傾向にある場合には、制御角α1を減少させるため、直流電圧Ｖｄ１は大きくして、直流電流Ｉｄ２が増加するように作用する。このように、直流回路特性演算回路２３は、直流電圧Ｖｄ１から直流電流Ｉｄ２の伝達関数の逆特性の成分を定電流制御回路１２ａの制御角α１ＡＣＲに含ませることで、直流電流Ｉｄ２の振動が相殺される。
【００５４】
［３．作用効果］
以上のような本実施形態の作用効果は以下のとおりである。
（１）直流線路３ａを介して接続される２つの電力変換器２ａ，２ｂのうち、交流電力を直流電力に変換する順変換器を制御する電力変換器の制御装置Ｃａであって、電力変換器２aの余裕角が一定となるように制御する定余裕角制御回路１０ａと、直流線路の直流電圧が所定の直流電圧基準値となるように制御する定電圧制御回路１１ａと、直流線路３ａの直流電流が所定の直流電流基準値となるように制御する定電流制御回路１２ａと、逆変換器端の直流電流の微分値を出力する振動抑制回路２１と、振動を抑制したい周波数帯の微分値を出力するフィルタ回路２２と、微分値に対して、順変換器２ａ端の直流電圧から、逆変換器端の直流電流までの伝達関数の逆特性を反映させる直流回路特性演算回路２３と、定電流制御回路１２ａの出力と、直流回路特性演算回路２３の出力と、を加算する加算器１６ａと、定余裕角制御回路１０ａの出力と、加算器１６ａの出力と、定電圧制御回路１１ａの出力と、から最小値を選択し、前記電力変換器の制御角とする最小値選択回路と、を備える。
【００５５】
以上の構成により、振動抑制御回路２０により、電力変換器２ｂでの直流電流Ｉｄ２に近似微分とフィルタを適用して求めた出力ΔαＩｄ２が、直流回路特性演算回路２３に出力される。直流回路特性演算回路２３では、ΔαＩｄ２に対し、直流電圧Ｖｄ１から直流電流Ｉｄ２までの伝達関数の逆特性が反映され、出力ΔαＩｄ２’が定電流制御回路１２ａの出力に印加される。直流電流Ｉｄ２の振動時には、電力変換器２ａにより定電流制御を行いながら直流電流Ｉｄ２の振動に対して、直流電流Ｉｄ２が逆に振動するように直流電圧Ｖｄ１を変化させる。すなわち、直流電流Ｉｄ２の変動分の逆位相成分を定電流制御の入力に印加する。従って、直流電流Ｉｄ２が振動した場合に、速やかに振動を抑制し直流送電を安定化させることができる。
【００５６】
（２）振動抑制回路２０は、逆変換器端の直流電流の微分値を算出する近似微分値算出回路２１と、逆変換器端の直流電流において、振動を抑制したい周波数帯の微分値を出力するフィルタ回路２２と、直流電圧Ｖｄ１から直流電流Ｉｄ２までの伝達関数の逆特性を反映する直流回路特性演算回路２３を備える。振動抑制回路２０の出力を定電流制御回路１２ｂに加算することで、ダンピングの性能があがり、振動が減衰しやすくなる。
【００５７】
［第３の実施形態］
［１．構成］
第３の実施形態の電力変換器の制御装置の構成は、基本的には第１の実施形態と同じである。ただし、図４に示す通り、振動抑制回路２０に加え、αｂｉａｓ回路３０を有する。αｂｉａｓ回路３０は、直流電流Ｉｄ２に加え余裕角γが減少している場合に、制御角α２を減少させるバイアスを出力する回路である。αｂｉａｓ回路３０は、γ−αｂｉａｓ’変換回路３１、近似微分値算出回路３２、一次遅れ回路３３を有する。
【００５８】
γ−αｂｉａｓ’変換回路３１は、直流電流Ｉｄ２が振動し、余裕角γが予め記憶されている設定値γｍｉｎ以下となった場合に、一時的に制御角α２を減少させる回路である。γ−αｂｉａｓ’変換回路３１には、電力変換器２ｂの余裕角γが入力されている。γ−αｂｉａｓ’変換回路３１は、（γｍｉｎ−γ）が一定値以上となる場合に、γｍｉｎ−γに比例したαｂｉａｓ’を出力する。γ−αｂｉａｓ’変換回路３１の出力αｂｉａｓ’は、近似微分値算出回路３１に出力される。
【００５９】
近似微分値算出回路３２は、γ−αｂｉａｓ’変換回路３１の出力αｂｉａｓ’の微分値ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔを求めるリミッタ付きの近似微分値算出回路である。近似微分値算出回路３２は、γ−αｂｉａｓ’変換回路３１の出力αｂｉａｓ’の増加のみを検出するように、微分値ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔ＞０のときのみ微分値ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔを一次遅れ回路３２に出力する。
【００６０】
一次遅れ回路３３は、近似微分算出回路３２の出力ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔを下限リミッタ値とする回路である。一次遅れ回路３３は、一度、ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔ＞０となれば、その後ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔが低下しても出力αｂｉａｓが時定数Ｔに応じて値が徐々に減少する。一次遅れ回路３３の出力αｂｉａｓは、フィルタ振動回路２０の減算器２４に出力される。
【００６１】
振動抑制回路２０は、近似微分値算出回路２１およびフィルタ回路２２に加え、減算器２４を有する。減算器２４は、振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２から、αｂｉａｓ回路３０の出力αｂｉａｓを減算する。振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’は、定余裕角制御回路１０ｂに出力される。
【００６２】
定余裕角制御回路１０ｂは、入力側に加算器１７ｂを有する。加算器１７ｂには、直流電流Ｉｄ２と振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’が入力されて加算される。加算器１７ｂは、直流電流Ｉｄ２と振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’を加算し、定余裕角制御回路１０ｂは、出力Ｉｄ２’を用いて制御角の算出を行う。なお、加算器１７ｂの代わりに加算器１７ｃを用いて直流電流Ｉｄ２と振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２’を加算しても良い。
【００６３】
［２．動作］
本実施形態の電力変換器の制御装置の動作について、以下に説明する。逆変換器である電力変換器２ｂが接続されている交流系統Ａｂの系統電圧が通常時より低い場合、電力変換器２ｂの制御装置Ｃｂでは、定電圧制御回路１１ｂの出力α２ＡＶＲよりも定余裕角制御回路１０ｂの出力α２ＡγＲの方が小さくなる。そのため、最小値選択回路１３ｂは、定余裕角制御回路１０ｂの出力α2AγRを出力する。電力変換器２ｂは、下記数６の余裕角γを一定に保つ定余裕角制御を行う。
【数６】
2016208681.tif 000006
【００６４】
ここで、系統故障や直流電流設定値のステップ変化などにより急峻に直流電流Ｉｄ１や直流電流Ｉｄ２が変化し直流電流Ｉｄ１や直流電流Ｉｄ２が直流回路の共振の影響を受けて振動的になる場合を想定する。この場合、振動抑制回路２０は定余裕角制御により動作している電力変換器５ｂの直流電流Ｉｄ２を安定化させる。また、αｂｉａｓ回路３０は、振動抑制回路２０により電力変換器２ｂが転流失敗することを防ぐ。
【００６５】
すなわち、振動抑制回路２０では、近似微分値算出回路２１が、直流電流Ｉｄ２の微分値ｄ（Ｉｄ２）／ｄｔを出力する。フィルタ回路２２は、微分値ｄ（Ｉｄ２）／ｄｔに対して、直流電流Ｉｄ２の振動を抑制したい周波数帯域に予め設定されたフィルタ（例えばバンドパスフィルタ）を適用する。フィルタ回路２２で得られた出力ΔαＩｄ２は、減算器２４を介して、定余裕角制御回路１０ｂに出力される。
【００６６】
上記実施形態と同様に、フィルタ回路２２の出力ΔαＩｄ２は、直流電圧Ｉｄ２の振動波形が増加傾向にある場合には、ΔαＩｄ２＞０となる。よって、数１の制御角α２を増加させるため、直流電圧Ｖｄ２が大きくなるように作用する。一方、フィルタ回路２２の出力ΔαＩｄ２は、直流電流Ｉｄ２の振動波形が減少傾向にある場合には、ΔαＩｄ２＜０となる。よって、数１の制御角α２を減少させるため、直流電圧Ｖｄ２は小さくなり、直流電流Ｉｄ２が増加するように作用する。
【００６７】
以上からも明らかな通り、フィルタ回路２２の出力ΔαＩｄ２は、直流電圧Ｉｄ２が増加傾向にある場合には、制御角α２を増加させる。すなわち、数１において制御角α２がπに近づくため、定余裕角制御時には転流失敗が生じる可能性がある。そこで、直流電流Ｉｄ２が振動し、余裕角γが設定値以下となった場合に、αｂｉａｓ回路３０が一時的にα２を減少させて転流失敗を防ぐ。
【００６８】
すなわち、図４において、αｂｉａｓ回路３０のγ−αｂｉａｓ’変換回路３１は余裕角γが低下して、（γｍｉｎ−γ）が一定値以上となる場合、γｍｉｎ−γに比例したαｂｉａｓ’を出力する。近似微分値算出回路３２は、微分値ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔ＞０のときのみ微分値ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔを出力することで、γ−αｂｉａｓ’変換回路３１の出力αｂｉａｓ’の増加のみを検出する。
【００６９】
一次遅れ回路３３は、似微分算出回路３２出力ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔを下限リミッタ値とし、ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔ＞０となった場合、ｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔが低下しても時定数Ｔに応じて出力αｂｉａｓを徐々に減少させる。よって、αｂｉａｓ回路３０は、余裕角γが一定値以下の際に、直流電流Ｉｄ２が振動してｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔ＞０となると、αｂｉａｓを出力して転流失敗を防ぐように作用する。
【００７０】
なお、直流電流Ｉｄ２の振動が抑制され余裕角γが変動しなくなれば、近似微分値算出回路３２の出力はｄ（αｂｉａｓ’）／ｄｔ≒０となる。また、一次遅れ回路３３も時定数Tに依存して徐々に減少し、αbias=0となる。そのため、定常時において、αｂｉａｓ回路３０は定余裕角制御回路１０ｂに作用しない。
【００７１】
［３．作用効果］
以上のような本実施形態の作用効果は以下のとおりである。
（１）直流線路３ａを介して接続される２つの電力変換器２ａ，２ｂのうち、直流電力を交流電力に変換する逆変換器である電力変換器２ｂの制御装置Ｃｂであって、電力変換器２ｂの余裕角が一定となるように制御する定余裕角制御回路１０ｂと、直流線路３ａの直流電圧が所定の直流電圧基準値となるように制御する定電圧制御回路１１ｂと、直流線路３ａの直流電流が所定の直流電流基準値となるように制御する定電流制御回路１２ｂと、逆変換器端の直流電流の微分値を出力する振動抑制回路２０と、微分値に対するバイアスを出力するαｂｉａｓ回路３０と、振動抑制回路２０の出力と、αｂｉａｓ回路３０の出力と、を定余裕角制御回路１０ｂの入力側に加算する加算器１７ｂと、定余裕角制御回路１０ｂの出力と、定電圧制御回路１１ｂの出力と、定電流制御回路１２ｂの出力と、から最小値を選択し、電力変換器２ｂの制御角とする最小値選択回路１３ｂと、を備える。
【００７２】
以上の構成により、振動抑制御回路２０により、電力変換器２ｂでの直流電流Ｉｄ２に近似微分とフィルタを適用して求めた出力ΔαＩｄ２が、定電圧制御回路１１ｂの出力に印加される。直流電流Ｉｄ２の振動時には、電力変換器２ｂにより定電圧制御を行いながら直流電流Ｉｄ２の振動に対して、直流電流Ｉｄ２が逆に振動するように直流電圧Ｖｄ２を変化させる。すなわち、直流電流Ｉｄ２の変動分の逆位相成分を定電圧制御の入力に印加する。従って、直流電流Ｉｄ２が振動した場合に、速やかに振動を抑制し直流送電を安定化させることができる。
【００７３】
また、αｂｉａｓ回路３０は、余裕角γの低下と振動を検知し、一時的に制御角α２を減少させるオフセット値を有する。そのため、振動抑制回路２０の出力ΔαＩｄ２により制御角α２が増加して、電力変換器２ｂが転流失敗することを防ぐことができる。
【００７４】
（２）振動抑制回路２０は、逆変換器端の直流電流の微分値を算出する近似微分値算出回路２１と、逆変換器端の直流電流において、振動を抑制したい周波数帯の微分値を出力するフィルタ回路２２と、を備える。近似微分値算出回路２１が算出した微分値を定電圧制御回路１１ｂに加算することで、ダンピングの性能があがり、振動が減衰しやすくなる。
【００７５】
［他の実施形態］
（１）上記の実施形態では、電力変換器の制御装置として説明したが、他の態様として、上記の各回路の機能をコンピュータに実行させるプログラムとして捉えることもできる。すなわち、制御装置Ｃａ，Ｃｂは、コンピュータを所定のプログラムで制御することによって、若しくは専用の電子回路によって実現できる。この場合のプログラムは、コンピュータのハードウェアを物理的に活用することで、上記に述べるような各部の処理を実現するものである。なお、各部の処理を実行する方法、プログラム及びプログラムを記録した記録媒体も、実施形態の一態様である。また、ハードウェアで処理する範囲、プログラムを含むソフトウェアで処理する範囲をどのように設定するかは、特定の態様には限定されない。
【００７６】
（２）本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００７７】
Ａａ，Ａｂ…交流系統
Ｄ…直流系統
Ｃａ，Ｃｂ…電力変換器の制御装置
１ａ，１ｂ…変圧器
２ａ，２ｂ…電力変換器
３ａ，３ｂ…直流線路
４ａ，４ｂ…直流リアクトル
５ａ，５ｂ…電圧検出器
６ａ，６ｂ…電流検出器
１０ａ，１０ｂ…定余裕角制御回路
１１ａ，１１ｂ…定電圧制御回路
１２ａ，１２ｂ…定電流制御回路
１３ａ，１３ｂ…最小値選択回路
１４ａ，１４ｂ，１５ａ，１５ｂ，１６ａ，１６ｂ，１７ｂ，１７ｃ，２４…加算器または減算器
２０…振動抑制回路
２１…近似微分値算出回路
２２…フィルタ回路
２３…直流回路特性演算回路
３０…αｂｉａｓ回路
３１…γ−αｂｉａｓ’変換回路
３２…近似微分値算出回路
３３…一次遅れ回路
【図１】
2016208681.tif 000007
【図２】
2016208681.tif 000008
【図３】
2016208681.tif 000009
【図４】
2016208681.tif 000010