(57)【要約】【課題】突極性を大きくすることを目的としている。【解決手段】外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、前記ロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で前記回転軸の軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように近接し、対向した前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第１、第二の各リング状極歯部と、を備え、前記第１のリング状極歯部における前記第二のリング状極歯部との第一の接合面に第一の開口部が形成され、前記第二のリング状極歯部における前記第１のリング状極歯部との第二の接合面に第二の開口部が形成されていることを特徴とする。【選択図】図５
2016111920.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、
前記ロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で前記回転軸の軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように近接し、対向した前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、を備え、
前記第一のリング状極歯部における前記第二のリング状極歯部との第一の接合面に第一の開口部が形成され、
前記第二のリング状極歯部における前記第一のリング状極歯部との第二の接合面に第二の開口部が形成されていることを特徴とする永久磁石型モータ。
【請求項２】
前記第一の開口部及び前記第二の開口部は、中心が、
前記第一のリング状極歯部の前記極歯片のうち、前記第一の接合面に向かって延びる極歯片の中心と、同一直線上になるように形成されていることを特徴とする請求項１記載の永久磁石型モータ。
【請求項３】
複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部を形成し、
各開口部の間に複数の磁路狭窄部を形成し、
複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部と、複数の前記磁路狭窄部と、は、
前記磁路狭窄部の周方向の幅が、少なくとも複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部の何れか１つの周方向の幅以下となるように形成される請求項１又は２記載の永久磁石型モータ。
【請求項４】
複数の前記第一及び第二の開口部は、
前記第一、第二の各リング状極歯部の外縁部に形成される請求項３記載の永久磁石型モータ。
【請求項５】
複数の前記第一及び第二の開口部は、
前記第一、第二の各リング状極歯部の内縁部に形成される請求項３記載の永久磁石型モータ。
【請求項６】
複数の前記第一及び第二の開口部は、前記第一、第二の各リング状極歯部の周方向に沿って形成されており、
前記第一、第二の各リング状極歯部において、前記第一及び第二の開口部の間に、前記第一及び第二の開口部が形成された周方向に沿った円弧状に形成された溝を有する請求項１乃至５の何れか一項に記載の永久磁石型モータ。
【請求項７】
前記溝の前記前記第一、第二の各リング状極歯部における径方向の幅は、前記第一及び第二の開口部の径方向の幅以下となる請求項６記載の永久磁石型モータ。
【請求項８】
前記溝の前記前記第一、第二の各リング状極歯部における径方向の幅は、前記第一及び第二の開口部の径方向の幅より広い請求項６記載の永久磁石型モータ。
【請求項９】
請求項１ないし８の何れか一項に記載の永久磁石型モータと、
前記永久磁石型モータの電機子巻線へ供給される高調波信号を生成する高調波生成部と、
前記高調波信号の応答である高調波電流成分を検出する電流検出部と、
前記高調波信号及び前記高調波電流成分に基づき、前記永久磁石型モータの有する前記回転子の位置を推定する位置推定部と、を有する位置推定装置。
【請求項１０】
請求項９記載の位置推定装置を有するモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石型モータ、位置推定装置及びモータ駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、界磁に電力を消費しない永久磁石型モータが高効率モータとして広く利用されている（特許文献１）。永久磁石型モータにおいて、特に永久磁石を回転子の内部に埋め込んだ埋込磁石型（ＩＰＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ）モータは、コイルインダクタンスが回転子角度に応じて変化する、突極性と呼ばれる特性を有する。このため、ＩＰＭモータは、永久磁石の磁束によるマグネットトルクだけでなく、突極性によるリラクタンストルクも利用でき、高効率かつ広い使用速度域をもつため、近年、利用範囲を拡大している。
【０００３】
さらに、ＩＰＭモータは、突極性を利用して回転センサを用いずに回転子角度を推定するセンサレス角度推定にも利用されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のＩＰＭモータの突極性を利用したセンサレス角度推定では、推定の精度がＩＰＭモータの突極性の大きさに依存する場合がある。
【０００５】
開示の技術は、上記事情に鑑みてこれを解決すべく成されたものであり、突極性を大きくすることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
開示の技術は、外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、前記ロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で前記回転軸の軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように近接し、対向した前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、を備え、前記第一のリング状極歯部における前記第二のリング状極歯部との第一の接合面に第一の開口部が形成され、前記第二のリング状極歯部における前記第一のリング状極歯部との第二の接合面に第二の開口部が形成されていることを特徴とする永久磁石型モータである。
【発明の効果】
【０００７】
突極性を大きくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】モータ駆動制御装置を説明する図である。
【図２】ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【図３】ステッピングモータの断面の一例を示す図である。
【図４】モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。
【図５】第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図６】第一の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図７】第一の実施形態のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。
【図８】位置フィードバック制御部を説明する図である。
【図９】ｄ軸電流制御部を説明する図である。
【図１０】ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【図１１】ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。
【図１２】ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。
【図１３】他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。
【図１４】位置推定部を説明する図である。
【図１５】ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【図１６】位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【図１７】第二の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図１８】第二の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図  である。
【図１９】ステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２０】第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２１】第三の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図２２】第三の実施形態のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。
【図２３】第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。
【図２４】第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２５】第四の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図２６】第四の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。
【図２７】第四の実施形態の第一の変形例を示す図である。
【図２８】第四の実施形態の第二の変形例を示す図である。
【図２９】第五の実施形態のステッピングモータの内ヨークと、自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図３０】第五の実施形態のステッピングモータの内ヨークを示す図である。
【図３１】第六の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図３２】第六の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図３３】第六の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。
【図３４】第七の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図３５】第七の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図３６】各実施形態の相互インダクタンスとコギングトルクを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第一の実施形態）
図面を参照して以下に第一の実施形態について説明する。図１は、モータ駆動制御装置を説明する図である。
【００１０】
図１に示すモータ駆動制御装置１００は、ステッピングモータ１０の駆動を制御する。本実施形態のステッピングモータ（ＳＴＭ）１０は、例えば２相の励磁コイルＡ相とＢ相に略９０度位相の異なる交流電流を流すことで、永久磁石からなる回転子が回転する。また、本実施形態のステッピングモータ１０（以下、単にモータ１０と呼ぶ）は、突極性を有するものとした。突極性とは、回転子の位置に応じてモータコイルのインダクタンスが変化する特性である。
【００１１】
本実施形態において、モータ１０は、Ａ相コイルとＢ相コイルの自己インダクタンスが回転子角度の関数で正弦波的に変化する特性を利用している。
【００１２】
さらに、本件の発明者は、Ａ相コイルとＢ相コイル間の相互インダクタンスの突極性を、Ａ相及びＢ相コイルの自己インダクタンスの突極性と同程度に大きくすると、回転子の位置推定を行うための推定位置誤差が安定して発生することに着目した。
【００１３】
すなわち、本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイルとＢ相コイル間の相互インダクタンスの突極性を、Ａ相及びＢ相コイルの自己インダクタンスの突極性と同程度に大きくするように構成した。本実施形態のモータ１０の詳細は後述する。
【００１４】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置フィードバック制御部１０１、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３、位置推定部１０４、加算器１０５、ベクトル回転部１０６及び１０７、高周波発生部１０８、増幅部１０９及び１１０、電流センサ１１１及び１１２を有する。尚、電流センサ１１１及び１１２は、モータ駆動制御装置１００の外部に設けられていても良い。
【００１５】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、モータ１０に対し、モータ１０を駆動させる駆動電流に、高周波発生部１０８において発生させた高周波成分を重畳した電流を供給する。そして、モータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。
【００１６】
したがって、本実施形態では、例えばモータ１０に供給される駆動電流が微少なものであった場合にも、高周波成分の応答信号を検出し、この応答信号に基づき回転子の位置を推定することができる。
【００１７】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても、エンコーダ等の回転子の位置を検出するためのセンサを使用せずに、閉ループ制御で回転子の位置を推定できる。
【００１８】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと現在の回転子の推定位置を示す位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとを比較し、比較結果に応じて駆動電流の振幅目標値ｉｄｔ及びｉｑｔを出力する。本実施形態では、この制御により、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとが一致するように駆動電流の振幅が制御され、回転子の位置が制御される。
【００１９】
本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが単位時間に一定量増加あるいは減少する場合、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも単位時間に一定量増加あるいは減少するように制御される。したがって、本実施形態のモータ１０の回転子は、一定速度の回転を維持する。また、本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが固定値で静止している場合は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも静止、すなわち現在位置を維持するように制御される。
【００２０】
本実施形態のｄ軸電流制御部１０２は、ベクトル回転部１０７が検出したｄ軸電流ベクトルｉｄが、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔに一致するように、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄを出力する。本実施形態のｑ軸電流制御部１０３は、ベクトル回転部１０７が検出したｑ軸電流ベクトルｉｑが、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔに一致するように、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑを出力する。本実施形態のｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３は、例えば比例積分制御を行う比例積分制御器であることが好ましい。
【００２１】
本実施形態の位置推定部１０４は、ｑ軸電流に重畳された高周波成分からモータ１０の回転子の位置（電気角）と速度を推定し、回転子の推定位置を示す位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔと、回転子の推定回転速度を示す速度情報ｗ＿ｅｓｔと、を出力する。位置推定部１０４の詳細は後述する。
【００２２】
本実施形態の加算器１０５は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄと、高周波信号Ｖｈとを加算する。本実施形態の高周波信号Ｖｈの周波数は、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとする。高周波信号Ｖｈの周波数の詳細は後述する。
【００２３】
本実施形態のベクトル回転部１０６は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ及びｑ軸の駆動電圧Ｖｑを位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａと、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂとを出力する。以下の式１は、ベクトル回転部１０６による演算式である。
【００２４】
【数１】
2016111920.tif 000003
駆動電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３の出力駆動電圧で、直流に近い信号である。本実施形態では、これを回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、駆動電圧ベクトルＶａ，Ｖｂは交流信号になる。
【００２５】
本実施形態のベクトル回転部１０７は、Ａ相で検出された検出電流ベクトルｉａと、Ｂ相で検出された検出電流ベクトルｉｂとを角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、ｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑを出力する。以下の式２は、ベクトル回転部１０７による演算式である。
【００２６】
【数２】
2016111920.tif 000004
ベクトル回転部１０６及び１０７は、ベクトル回転の方向が逆である。検出電流ベクトルｉａ，ｉｂは、コイル電流相当で、回転子の回転数×磁極ペア数の周波数を持つ交流信号である。本実施形態では、この検出電流ベクトルｉａ，ｉｂを、回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは直流に近い信号になる。
【００２７】
本実施形態の高周波発生部１０８は、駆動電圧に重畳する高周波信号Ｖｈを生成し、出力する。高周波信号Ｖｈは、固定周波数であり、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとした。
【００２８】
本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、位置推定部１０４における駆動信号（駆動電流）と高周波成分の応答信号との分離がしやすくなり、回転子の位置の推定精度を向上させることができる。また、本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、モータ１０の機械的な応答を抑制できるため、回転子の位置や速度の制御への影響を抑えられる。
【００２９】
さらに、本実施形態では、高周波信号Ｖｈの周波数を、人間の可聴域より高い周波数とすれば、不快な聴感ノイズを抑えることができる。本実施形態の高周波信号Ｖｈの波形は、正弦波又は矩形波であっても良いし、その他の周期的な信号であれば良い。
【００３０】
本実施形態の増幅部１０９は、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ａ＋、電圧Ａ−）に変換する。また、増幅部１１０は、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−）に変換する。電圧Ａ＋、電圧Ａ−及び電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−は、逆相の信号である。本実施形態の増幅部１０９、１１０は、具体的には、例えばリニアな電力増幅器や、公知のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ回路等により実現されても良い。
【００３１】
本実施形態の電流センサ１１１は、Ａ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉａを出力する。また、本実施形態の電流センサ１１２は、Ｂ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉｂを出力する。本実施形態の電流センサ１１１、１１２は、例えばコイル駆動線や増幅部１０９、１１０の各母線に直列に低抵抗を挿入して両端を差動増幅する構成や、ホール素子等の磁気的なセンサ等により実現されても良い。
【００３２】
次に、本実施形態のモータ１０について説明する。図２は、ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【００３３】
本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル（電機子コイル）１１と、Ｂ相コイル（電機子コイル）１２と、回転子２０と、を有する。本実施形態のモータ１０において、Ａ相コイル１１はＡ相コイル端子１３として、Ａ＋端子とＡ−端子とを有する。Ｂ相コイル１２は、Ｂ相コイル端子１４として、Ｂ＋端子とＢ−端子とを有する。本実施形態において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２とは、互いに接続されておらず、独立して設けられている。本実施形態の回転子２０は、円周上に永久磁石が配置あるいは着磁されている。
【００３４】
モータ１０において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２は、回転子２０の永久磁石により発生する磁束方向に対し、９０度の関係になるように配置されている。モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に、９０度位相のずれた交流電流を供給することで、回転子２０が回転する。また、モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に供給される交流電流の位相を所定の位相に固定すると、回転子２０が磁気的につりあう位置に維持される。
【００３５】
図３は、本実施形態のステッピングモータの断面の一例を示す図である。図３に示す例では、回転子２０は、多極着磁されている。
【００３６】
本実施形態の回転子２０は、円筒状の形をしており、円筒表面に周期的に永久磁石が着磁されたロータマグネット２０Ａと、回転軸２０Ｂとを有する。Ａ相コイル１１は、回転子２０の円周の外側に円環状に巻かれている。Ａ相コイル端子１３が引き出されている。
【００３７】
Ａ相コイル１１は、導体（リング状極歯部）２１により囲まれている。導体２１は、Ａ相コイル１１を囲むように配置され、内径（回転子の面側）に片方向（図では上方向）から爪状に導体部材が伸びており、これを誘電子（クローポール；極歯片）２３と呼ぶ。クローポール２３のピッチは回転子の着磁極ペアと等しいピッチにしてあり、コイル電流方向により全てのクローポール２３がＮ極あるいはＳ極コアを形成する。
【００３８】
Ａ相コイル１１の反対方向（図では下方向）からも同様のクローポール２４が伸びており、上側のクローポール２３とは反対極性のコアを形成する。尚、図３では、クローポール２３、２４は、Ｂ相コイル１２側に形成されたものとして示したが、Ａ相コイル１１側においても同様に形成されている。以下の説明では、Ａ相コイル１１側のクローポールを２３Ａ、２４Ａとし、Ｂ相コイル１２側のクローポールを２３Ｂ、２４Ｂとする。
【００３９】
Ｂ相コイル１２と、Ｂ相コイル端子１４は、Ａ相と同様である。Ｂ相コイル１２は、導体２２により囲まれている。導体２２は、導体２１と同様に、上側のクローポール２３Ｂと、下側のクローポール２４Ｂが形成されている。
【００４０】
本実施形態では、Ａ相におけるクローポール２３Ａ、２４Ａと、Ｂ相におけるクローポール２３Ｂ、２４Ｂは、回転子２０の磁極ペアの１周期を３６０度（いわゆる電気角）としたとき、９０度ずらして配置される。この配置により、図３に示すモータ１０は、図２に示すＡ相コイル１１及びＢ相コイル１２と等価な２相コイルと多極着磁ロータからなる構造となる。
【００４１】
図４は、モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。図４において、横軸は回転子２０の位相であり、電気角で表示している。ここでは、単位は、［ｄｅｇｒｅｅ］である。電気角と回転子２０の機械角の関係は、以下の式３で示される。
【００４２】
電気角＝回転子の機械角×着磁極ペア数      式３
図４において、縦軸はコイルインダクタンスであり、単位は［ｍＨ（ミリ・ヘンリー）］である。波線Ｌａは、Ａ相コイル１１のコイルインダクタンスを示し、一点鎖線Ｌｂは、Ｂ相コイル１２のコイルインダクタンスを示す。
【００４３】
図３に示すクローポール型のＰＭ（Permanent Magnet）ステッピングモータは、回転子の着磁位相とクローポール位相の関係により、磁気的な特性が変化するため、回転子の位相（電気角）に対して周期的にコイルインダクタンスが変化することがわかっている。このようなステッピングモータの特性を、突極性と呼ぶ。
【００４４】
ここでは、コイルインダクタンスは、電気角３６０度（回転子の磁極ペアの１ピッチ）につき２周期の正弦波状に変化するものとする。尚、コイルインダクタンスの変化の周期や変化量及び変化形状は、これに限ったものではない。
【００４５】
また、図４に示すインダクタンス変化をもたらすモータ構造は、クローポール型に限ったものではない。例えば、回転子の磁石を円筒表面でなく、円筒状導体の内部に埋め込んだ構造によっても、回転子の位相に応じたインダクタンス変化が生じることがわかっている。クローポール型のＰＭステッピングモータは、コイルの巻き方やその他部材を簡素かでき、工業的に安価に生産できる。
【００４６】
次に、図５を参照して本実施形態のモータ１０のクローポールの形状について説明する。図５は、第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図５（Ａ）は、モータ１０の断面を示しており、図５（Ｂ）は、図５（Ａ）において点線で囲った部分を拡大したもの示している。図５（Ｃ）は、図５（Ｂ）の比較例となる一般的なステッピングモータの導体を示している。
【００４７】
図５（Ｂ）に示すように、本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル１１を囲む導体２１において、導体２２と接合される接合面２６Ａ（第一の開口部）に形成された開口部２５Ａを有する。また、本実施形態のモータ１０は、Ｂ相コイル１２を囲む導体２２において、導体２１と接合される接合面２６Ｂに形成された開口部２５Ｂを有する。
【００４８】
本実施形態では、開口部２５Ａと開口部２５Ｂは、導体２１と導体２２とが接合されたときに重なるように、各導体の接合面２６Ａ、２６Ｂにおいて、同じ位置に同一形状で形成されている。したがって、本実施形態のモータ１０は、導体２１と導体２２とを接合した際に、開口部２５Ａと開口部２５Ｂとを介して導体２１と導体２２を貫通する貫通孔が形成される。
【００４９】
尚、本実施形態では、回転子の着磁極ペアと等しいピッチの数と同数の開口部２５Ａ、２５Ｂが、導体２１と導体２２のそれぞれに形成されても良い。
【００５０】
これに対し、図５（Ｃ）に示す一般的なステッピングモータでは、Ａ相コイルを囲む導体２１′と、Ｂ相コイルを囲う導体２２′のそれぞれには、両者の接合面に開口部は設けられていない。したがって、導体２１′と導体２２′が接合された際に、両者を貫通する貫通孔は形成されない。
【００５１】
尚、開口部２５Ａ、２５Ｂが形成される位置と形状は、自己インダクタンス及び相互インダクタンスの変化が正弦波に近づくのであれば、同じ位置、同一形状でなくとも良い。
【００５２】
また、本実施形態のモータ１０は、各相のコイルと導体とからなるステータを２個（２相）積み重ねたものとしたが、ステータの個数はこれに限定されない。本実施形態では、例えば３個（３相）以上重ねて、各ステータ間に開口部を設けても良い。
【００５３】
以下に、図６を参照し、本実施形態のモータ１０の自己インダクタンス及び相互インダクタンスと、比較例のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスについて説明する。
【００５４】
図６は、第一の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図６（Ａ）は、本実施形態のモータ１０における自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図であり、図６（Ｂ）は、比較例のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図である。
【００５５】
比較例のモータの相互インダクタンスは、自己インダクタンスと比較して回転子角度の変化に対する振幅の変化が非常に小さいことがわかる（図６（Ｂ）参照）。これに対し、本実施形態のモータ１０の相互インダクタンスは、自己インダクタンスと同程度の振幅の変化を有していることがわかる。したがって、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。
【００５６】
以下に、図７を参照し、本実施形態のモータ１０の相互インダクタンスの振幅が大きくなる理由について説明する。
【００５７】
本実施形態では、モータ１０の自己インダクタンス及び相互インダクタンスが小さい回転子角度Ｔ１における比透磁率分布と、自己インダクタンス及び相互インダクタンスが大きい回転子角度Ｔ２における比透磁率分布と、から、相互インダクタンスを考える。
【００５８】
図７は、第一の実施形態のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。図７（Ａ）は、図７（Ｂ）、（Ｃ）の視線方向を説明する図であり、図７（Ｂ）は、回転子角度Ｔ１における比透磁率分布を示しており、図７（Ｃ）は、回転子角度Ｔ２における比透磁率分布を示している。
【００５９】
図７（Ｂ）、（Ｃ）で示す比透磁率分布は、図７（Ａ）に示す矢印Ｙの方向からちＡ相コイル１１と導体２１、Ｂ相コイル１２と導体２２とを見た場合の比透磁率分布である。
【００６０】
図７（Ｂ）に示す回転子角度Ｔ１では、図中左点線で囲った部分Ｋ１の比透磁率が著しく低くなっていることがわかる。これにより、Ａ相コイル１１に流れる電流に対して、Ａ相回り（矢印Ｙ１）の磁束が小さくなり、Ｂ相回り(矢印Ｙ２)の磁束は大きくなる。これらのことから、回転子角度Ｔ１では、モータ１０の自己インダクタンスが小さくなり、相互インダクタンスが大きくなる。尚、部分Ｋ１は、開口部２５Ａ、２５Ｂにより導体２１と導体２２とが貫通している部分である。
【００６１】
また、回転子角度Ｔ２では、部分Ｋ１の比透磁率が高くなっていることがわかる。これにより、Ａ相コイル１１に流れる電流に対して、Ａ相回り(矢印Ｙ１)の磁束が大きくなり、Ｂ相回り(矢印Ｙ２)の磁束が小さくなる。これらのことから、回転子角度Ｔ２では、自己インダクタンスが大きくなり、相互インダクタンスが小さくなる。
【００６２】
上述のように、本実施形態では、Ａ相側の導体２１とＢ相側の導体２２との接合面２６Ａ、２６Ｂに開口部２５Ａ、２５Ｂを設けることにより、回転子角度毎に比透磁率を変化させる。したがって、本実施形態によれば、モータ１０の相互インダクタンスの変化幅を自己インダクタンスの変化幅と同程度とすることができ、突極性を発現させることができる。
【００６３】
次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１００の有する各部の詳細を説明する。図８は、位置フィードバック制御部を説明する図である。
【００６４】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、減算器５０１、５０３、ゲイン要素５０２、５０４、５０５、積分器５０６、加算器５０７、固定値発生部５０８を有する。
【００６５】
本実施形態の減算器５０１は、位置フィードバック制御部１０１に入力される目標位置指令値ｔｈ＿ｔから、位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔを減算する。すなわち、減算器５０１は、回転子２０の目標位置と現在の推定位置とを比較し、位置誤差を算出する。
【００６６】
ゲイン要素５０２は、減算器５０１の出力（位置誤差）を所定値Ｇ７倍に増幅し、後段の減算器５０３へ供給する。本実施形態では、ゲイン要素５０２の出力は、回転子の目標速度となる。
【００６７】
減算器５０３は、ゲイン要素５０２の出力から、速度情報ｗ＿ｅｓｔを減算する。速度情報ｗ＿ｅｓｔは、回転子２０の回転速度の速度情報である。すなわち、減算器５０３は、回転子の回転の目標速度と現在速度を比較し、速度誤差を算出する。
【００６８】
ゲイン要素５０４は、減算器５０３の出力（速度誤差）を所定値Ｇ８倍に増幅する。ゲイン要素５０４で増幅された速度誤差は、ゲイン要素５０５と加算器５０７へ供給される。
【００６９】
ゲイン要素５０５は、ゲイン要素５０４の出力を所定値Ｇ９倍に増幅し、積分器５０６へ供給する。積分器５０６（ｓがラプラス演算子）の出力は、加算器５０７へ供給される。
【００７０】
加算器５０７は、ゲイン要素５０４の出力と、積分器５０６の出力とを加算し、速度誤差に対して以下の演算（伝達関数を表現している）を行って、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを出力する。
【００７１】
以下に、演算について説明する。
【００７２】
回転子２０の現在の推定位置と目標位置との位置誤差＝ｔｈ＿ｔ−ｔｈ＿ｅｓｔ
回転子２０の現在の回転速度と目標速度＝位置誤差×Ｇ７
回転子２０の目標速度と現在速度との速度誤差＝目標速度−速度情報ｗ＿ｅｓｔ
駆動電流の振幅目標値ｉｑｔ＝速度誤差×Ｇ８×（１＋Ｇ９×（１／ｓ）)
本実施形態では、以上のように構成することで、位置フィードバック制御部１０１の内側ループにおいて、回転子２０の回転速度をフィードバック制御することができる。したがって、本実施形態では、回転子２０の位置の制御を容易に安定化させることができる。
【００７３】
また、本実施形態における回転速度のフィードバック制御は、比例・積分制御であるため、定常速度誤差が生じず精密な速度制御ができる。さらに、本実施形態では、回転子２０の位置が目標位置に到達し、モータ１０が静止している際には、目標速度が０となり、定常速度誤差が生じないため、目標位置に対する偏差も生じない。
【００７４】
尚、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔは、位置誤差の増幅のみを用いて算出してもよい。この場合、速度誤差を用いた演算は必須でない。位置誤差の増幅のみを用いて振幅目標値ｉｑｔを算出する場合、たとえば位置誤差に対して、公知のＰＩＤ（比例・積分・微分）演算により求めた駆動電流の振幅目標値ｉｑｔとしてもよい。
【００７５】
本実施形態において、目標振幅値ｉｄｔ及びｉｑｔは、ベクトル制御において、ｄ軸の駆動電流及びｑ軸の駆動電流に相当する。そして、ｑ軸の駆動電流がトルクを示すため、簡単な制御法では、ｑ軸の駆動電流のみを制御し、ｄ軸の駆動電流を０に固定する方法が知られている。本実施形態では、上記の手法を用い、固定値発生部５０８によりｄ軸の駆動電流の目標振幅値ｉｄｔを０に固定している。
【００７６】
次に、図９及び図１０を参照し、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３について説明する。図９は、ｄ軸電流制御部を説明する図である。図１０は、ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【００７７】
図９に示すｄ軸電流制御部１０２は、減算器２０１、ゲイン要素２０２、２０３、積分器２０４、加算器２０５を有する。
【００７８】
図１０に示すｑ軸電流制御部１０３は、減算器３０１、ゲイン要素３０２、３０３、積分器３０４、加算器３０５を有する。
【００７９】
図９、図１０に示す各部の動作は、図８において対応する各部の動作と同様であるため、説明を省略する。
【００８０】
尚、図９及び図１０における伝達関数表現による演算は、下記のようになり、比例・積分制御が実現される。
【００８１】
ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ＝（目標振幅値ｉｄｔ−ｄ軸電流ベクトルｉｄ）×Ｇ１
×（１＋Ｇ２×（１／ｓ））
ｑ軸の駆動電圧Ｖｑ＝（目標振幅値ｉｑｔ−ｑ軸電流ベクトルｉｑ）×Ｇ３
×（１＋Ｇ４×（１／ｓ））
次に、図１１乃至図１３を参照し、本実施形態のベクトル回転部１０６について説明する。
【００８２】
図１１は、ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。図１１は、ベクトル回転部１０６の動作概念を示しており、図１１において、縦軸は電圧の振幅を示し、横軸は回転子２０の位相（電気角）ｔｈとした。尚、本実施形態において、実際に用いられる位相は、回転子２０の位相そのものではなく、位置推定部１０４により推定した位置情報ｔｈ＿ｅｓｔであるが、位置推定部１０４は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈとなるように推定するので、実質同じと考えてよい。
【００８３】
図１１において、破線はｄ軸の駆動電圧Ｖｄを示す。図１１に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００８４】
図１１において、駆動電圧Ｖｄ＝０、駆動電圧Ｖｑ＝１の直流とすると、図１１に示すように、
Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａ＝−ｓｉｎ（ｔｈ）
Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂ＝ｃｏｓ（ｔｈ）
となる。
【００８５】
これはＡ相がＢ相に対して９０度進み、回転子の基準位相（電気角）０度に対して０度が対応する位相関係である。また駆動電圧Ｖｄ＝０の場合、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑのレベルで決定される。
【００８６】
図１２は、ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。図１２の例では、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした例である。尚、図１２に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００８７】
図１２の例では、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は１のままであり、Ａ相が回転子の基準位相に対して、位相が２０度進んでいることがわかる。
【００８８】
本実施形態では、駆動電圧Ｖｄと駆動電圧Ｖｑの関係は、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３におけるｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑの関係に基づき制御される。したがって、例えばモータ１０の回転数が上がり、検出電流ｉａ、ｉｂの位相遅れが大きくなると、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａとＢ相の駆動電圧ベクトルＶｂの位相が進むように駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑが制御される。このため、本実施形態では、モータ１０の回転数による効率の低下を抑制できる。尚、本実施形態の効率とは、モータ１０に供給された入力電力に対する機械出力の比を示す。
【００８９】
図１３は、他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。図１３は、ベクトル回転部１０７の動作概念を示しており、条件は図１２と同様に、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした。
【００９０】
図１３では、Ａ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相が、回転子の基準位相に対して３０度（電気角）遅れている場合を示している。このとき、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは、ｉｄ＝０．５、ｉｑ＝０．８６６の直流となる。
【００９１】
また、相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂが、回転子２０の基準位相に対して０度の遅れであれば、ｉｄ＝０、ｉｑ＝１となる。
【００９２】
すなわち、本実施形態では、ｉｄ＝０（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔ＝０）となるように電流を制御すれば、回転子２０の基準位相に対するＡ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相の遅れを０度に制御できる。
【００９３】
さらに、本実施形態では、ｄ軸電流ベクトルｉｄの値（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔの値）を０以外の値とすることで、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことができる。したがって、本実施形態では、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことで、リラクタンストルクを利用することができ、電力効率を向上させることが可能となる。尚、リラクタンストルクとは、コイル電磁石と回転子の導体が引き合うときのトルクである。
【００９４】
以上のように、本実施形態では、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３及びベクトル回転部１０６、ベクトル回転部１０７により、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対して所定の関係となるように制御できる。
【００９５】
また、本実施形態では、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを、直流（低周波）のｄｑ軸電流に変換して制御することで、電流制御帯域を低域に抑えることができる。例えば、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを目標信号に追従させるように制御する場合等には、交流電流ｉａ、ｉｂの周波数よりも十分高い帯域で電流を制御しなければならない。この場合、コストが高くなる。これに対し、本実施形態では、上述したように、電流を制御する帯域を低くすることができ、コストを削減できる。
【００９６】
次に、図１４、図１５を参照して本実施形態の位置推定部１０４について説明する。図１４は、位置推定部を説明する図である。
【００９７】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００、乗算器４０１、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４、４０６、加算器４０５を有する。
【００９８】
本実施形態において、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄに重畳された高周波信号Ｖｈは、ｑ軸電流ベクトルｉｑを観察すると以下の式４のようになる。
【００９９】
ｉｑ＝Ｋ×Ｖｈ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））＋駆動信号成分      式４
ここで、Ｋはモータ特性や回路定数等から決まる定数であり、Ｖｈは駆動電圧Ｖｄに重畳される高周波信号であり、ｔｈは回転子２０の現在位置を示す電気角であり、ｔｈ＿ｅｓｔは回転子２０の推定位置を示す位置情報（電気角）である。
【０１００】
式４において、第１項は、高周波成分が推定誤差でＡＭ（Amplitude Modulation）変調された成分である。推定誤差は、回転子２０の現在位置から回転子２０の推定位置を減算したものであり、ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））で示される。
【０１０１】
また、第２項は、モータ１０の駆動を制御するモータ駆動信号成分である。したがって、第１項から、推定誤差を抽出（復調）すれば、回転子２０の推定位置を示す位置情報を取得できる。
【０１０２】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００により、ベクトル回転部１０７から供給されるｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分のみを通過させる。本実施形態では、これにより、式４の第２項におけるモータ駆動信号成分が除去され、第１項だけが残る。
【０１０３】
位置推定部１０４は、乗算器４０１により、ｑ軸駆動電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波発生部１０８から供給される高周波信号Ｖｈを乗算し、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを出力する。
【０１０４】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が含まれているが、その低域成分には推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。したがって、本実施形態では、位置推定部１０４において、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの低域成分を抽出すれば良い。
【０１０５】
位置推定部１０４は、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４及び加算器４０５により、比例積分制御を実行する。そして、位置推定部１０４は、加算器４０５の出力を推定速度ｗ＿ｅｓｔとして出力する。
【０１０６】
また、加算器４０５の出力は、積分器４０６に供給される。積分器４０６は、推定速度ｗ＿ｅｓｔを積分し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとして出力する。この位置情報ｔｈ＿ｅｓｔは、現在の回転子２０の推定位置を示す電気角である。
【０１０７】
上述した角演算を伝達関数で示すと、以下のようになる。
【０１０８】
ｗ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｒｒ×Ｇ５×（１＋Ｇ６×（１／ｓ））      式４
ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ×（１／ｓ）      式５
位置推定部１０４では、ｔｈ＿ｅｓｔがベクトル回転部１０６に供給されるため、式４の第１項にフィードバックされる。したがって、位置推定部１０４において、ゲイン要素４０２から積分器４０６までは、位置推定の演算に関するフィードバック制御を行う制御部の機能を果たす。本実施形態では、この制御部自体が、低域通過フィルタの機能を果たすため、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒに含まれる高周波成分は除去される。
【０１０９】
図１５は、ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【０１１０】
図１５において、横軸は誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）（電気角）である。図１５では、ｑ軸電流ベクトルｉｑの駆動信号成分（式４の第２項）は、既に除去されているものとする。
【０１１１】
図１５において、破線はｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分（応答信号）を示し、高周波信号Ｖｈが推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））でＡＭ変調されている。
【０１１２】
図１５において、点線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを示し、ｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波信号Ｖｈを乗算した結果である。
【０１１３】
図１５から、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が残っているが、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が正の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも正の値となり、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が負の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも負の値となることがわかる。尚。誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）は、現在の回転子の位置から位置推定部１０４により推定された回転子の位置を減算したものであり、位置推定部１０４により推定された推定位置と、実際の回転子２０の位置との誤差を示す。
【０１１４】
したがって、図１５では、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）と推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒと一致した時点で、回転子２０の推定位置が、現在の回転子２０の位置と一致したことを示す。
【０１１５】
以上のように、本実施形態では、位置推定部１０４において推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを後段のフィードバック制御に用いることで、位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置との誤差すなわち推定位置誤差が０になる。したがって、本実施形態の位置推定部１０４は、両者（位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置）が一致する位置に回転子２０の位置情報ｔｈ＿ｅｓｔを収束させることができる。
【０１１６】
図１５の実線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを仮に低域通過フィルタにかけた場合を示す。実線では、高周波成分は残っているが、ほぼ推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））の形に近いものとなっていることがわかる。本実施形態では、位置推定部１０４のゲイン要素４０２から積分器４０６により構成されるフィードバック制御が、低域通過フィルタの機能を果たすため、実線に示すように高周波成分が除去される。
【０１１７】
尚、本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有する構成としたが、これに限定されない。位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有していなくても良い。
【０１１８】
位置推定部１０４が高域通過フィルタ４００を有していない場合、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒは、以下の式５で示される。
【０１１９】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×Ｖｈ２×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
＋Ｖｈ×駆動信号成分
となる。
【０１２０】
式５において、第１項は、高域通過フィルタ４００を有していた場合と同様であり、第１項における低域成分に推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。式５における第２項は、高周波信号Ｖｈが乗じられて高周波成分になるため、上述した位置推定部１０４の有する低域通過フィルタの機能により除去される。
【０１２１】
以上のように、本実施形態では、高域通過フィルタ４００は必須ではないが、以下の観点で高域通過フィルタ４００を有している方が好ましい。
【０１２２】
本実施形態において、高域通過フィルタ４００を有していない場合、位置推定部１０４の有する高域通過フィルタ４００以外の部品で、高域から低域までの広帯域の信号の制御を行う必要がある。この場合、例えば位置推定部１０４におけるフィードバック制御において、ゲイン要素等の設計において、各種の制限が生じる可能性がある。
【０１２３】
これに対し、高域通過フィルタ４００を有していれば、予め駆動信号成分を低減できるため、フィードバック制御における設計の自由度が広がり、全体として回転子２０の位置の推定の精度を向上できる。
【０１２４】
また、本実施形態の高周波信号Ｖｈが矩形波の場合、ｑ軸電流ベクトルｉｑを高周波信号Ｖｈの両エッジでサンプリングすることで、ｑ軸電流ベクトルｉｑを矩形波状とすることができる。したがって、この場合にはフィルタを用いずに推定誤差が抽出できる。ここで、振幅１の矩形波の高周波信号Ｖｈは、以下のように示される。
【０１２５】
Ｖｈ＝（−１）ｎ
ここで、ｎはサンプル番号（０，１，２，３，・・・）とすることができる。したがって、サンプリングしたｑ軸電流ベクトルｉｑの第１項は、以下のように示される。
【０１２６】
ｉｑ＝Ｋ×（−１）ｎ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
これに、高周波信号Ｖｈ（矩形波）を乗算すると、
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
となり、低域通過フィルタ等を通さなくても推定位置誤差を抽出できる。また、このような矩形波は発生も簡単であり、乗算も符号のロジックだけで簡単になり、低コストで高速な処理が可能になる。
【０１２７】
次に、図１６を参照して、本実施形態の位置フィードバック制御部１０１の変形例について説明する。図１６は、位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【０１２８】
位置フィードバック制御部１０１Ａは、位置フィードバック制御部１０１の有する、固定値発生部５０８を除く各部に加え、ｑ軸目標電流算出部５０９、ｄ軸目標電流算出部５１０を有する。
【０１２９】
ｑ軸目標電流算出部５０９は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを算出する。ｑ軸目標電流算出部５０９における演算は、下記のように示される。
【０１３０】
振幅目標値ｉｑｔ＝ｉｔ×ｔａｎ（ｐｈ）／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
ｄ軸目標電流算出部５１０は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔを算出する。ｄ軸目標電流算出部５１０における演算は、下記のように示される。
【０１３１】
振幅目標値ｉｄｔ＝ｉｔ／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
尚、図１６における目標位相ｐｈとは、Ａ相の検出電流ベクトルｉａ、Ｂ相の検出電流ベクトルｉｂの基準位相と、回転子２０の基準位相の位相差（進角）である。
【０１３２】
上述の演算において、右辺のｉｔより右側は、目標位相ｐｈを決めれば、予め演算しておけるので、容易に実装できる。本実施形態では、以上のように、目標位相ｐｈをずらすことで、リラクタンストルクが利用可能なモータ等ではさらに高効率で運転することができる。
【０１３３】
以上のように、本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。この応答信号は、モータ１０を駆動するために供給される駆動信号に重畳された高周波信号Ｖｈをキャリアとする応答信号である。
【０１３４】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０に供給される電流センサ１１１及び１１２で検出することが困難な微弱な信号であっても、高周波成分である応答信号を検出し、回転子２０を推定することができる。
【０１３５】
以上のことから、本実施形態によれば、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても閉ループ制御を維持でき、開ループ制御を行うことにより消費される電力を削減することができる。
【０１３６】
また、本実施形態では、モータ１０がステッピングモータであっても、駆動電流を全速度域で負荷に応じた電流に制御できるため、脱調の発生を抑制し、且つ効率良くモータを駆動させることができる。
【０１３７】
（第二の実施形態）
以下に図面を参照して第二の実施形態について説明する。第二の実施形態は、各相のコイルを囲う導体に形成される開口部の位置を第一の実施形態よりもさらに具体的にしたものである。以下の第二の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の構成を有するものは第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１３８】
図１７は、第二の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【０１３９】
本実施形態では、導体２１に形成される開口部２５Ａの中心Ｏとクローポール２３Ａの中心Ｏとが同一直線上になるように、開口部２５Ａを形成した。尚、導体２２に形成される開口部２５Ｂも、その中心が、導体２１と導体２２とを接合した際に、クローポール２３Ａの中心Ｏと同一直線上に形成されても良い。
【０１４０】
図１８は、第二の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図１８（Ａ）は、本実施形態のモータ１０における自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図であり、図１８（Ｂ）は、比較例のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図である。
【０１４１】
本実施形態では、比較例のモータと比べて、相互インダクタンスの変化幅が大きくなっていることがわかる。また、本実施形態では、相互インダクタンスの波形が、図６に示す第一の実施形態と比較して、正弦波に近づいていることがわかる。
【０１４２】
これは、本実施形態において、開口部２５Ａを、その中心がクローポール２３Ａの中心と同一直線上にくるように形成することで、比透磁率分布がクローポール２３Ａの中心に対して対称となるためと考えられる。
【０１４３】
（第三の実施形態）
以下に図面を参照して第三の実施形態について説明する。第三の実施形態は、各相のコイルを囲う導体に形成される開口部の形状を第一及び第二の実施形態と異なる形状にしたものである。以下の第三の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能を有するものは第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１４４】
図１９は、ステッピングモータの導体を説明する図である。図１９では、本実施形態のステッピングモータの導体との比較例となる一般的なステッピングモータの導体を示している。
【０１４５】
図１９のステッピングモータにおいて、Ａ相コイル１１を囲む導体（リング状極歯部）２１′は、外ヨーク２１′−１と内ヨーク２１′−２とから形成される。また、Ｂ相コイル１２を囲む導体２２′も同様に、外ヨーク２２′−１と内ヨーク２２′−２とから形成される。
【０１４６】
また、図１９の例では、内ヨーク２１′−２、２２′−２のそれぞれに、位置決め用の開口部４０が形成されているものとした。位置決め用の開口部４０は、内ヨーク２１′−２、２２′−２のそれぞれに設けられていても良いし、設けられていなくても良い。また、位置決め用の開口部４０が形成される位置は、図１９に示す位置に限定されない。
【０１４７】
本実施形態では、導体２１′の内ヨーク２１′−２における導体２２との接合面２６Ａと、導体２２′の内ヨーク２２′−２における導体２１′との接合面２６Ｂと、にそれぞれ複数の開口部を設け、開口部の間に磁路狭窄部を設けたものである。以下に、図２０を参照して本実施形態の導体２１、２２について説明する。
【０１４８】
図２０は、第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２０（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図であり、図２０（Ｂ）は、内ヨーク２１−２の平面図である。
【０１４９】
図２０（Ａ）では、開口部の説明のために、Ａ相側の導体２１の外ヨーク２１−１を省略している。また、図２０（Ｂ）は、導体２１の内ヨーク２１−２の平面図である。
【０１５０】
本実施形態では、内ヨーク２１−２、２２−２の外縁部に複数の開口部３１を設け、開口部３１の間に磁路狭窄部３２を形成した。以下の説明では、導体２１の内ヨーク２１−２について説明するが、導体２２の内ヨーク２２−２にも、同様の開口部３１と磁路狭窄部３２とが形成される。
【０１５１】
本実施形態では、開口部３１の内ヨーク２１−２における周方向の幅をＷ１とし、磁路狭窄部３２の内ヨーク２１−２における周方向の幅をＷ２としたとき、Ｗ１＞Ｗ２となるように、開口部３１を形成した。尚、幅Ｗ１と幅Ｗ２は、内ヨーク２１−２における同一の周における幅である。
【０１５２】
内ヨーク２１−１に形成された開口部３１と、内ヨーク２２−２に形成された開口部３１とは、導体２１と導体２２が重ねられて接合面２６Ａと接合面２６Ｂとが接合されたとき、それぞれが貫通するように形成される。したがって、内ヨーク２１−１に形成された磁路狭窄部３２と、内ヨーク２２−２に形成された磁路狭窄部３２のそれぞれも、接合面２６Ａと接合面２６Ｂとが接合されたときに重なるように形成される。
【０１５３】
本実施形態では、導体２１、２２を図２０に示す形状とすることで、従来例に比べて、相互インダクタンスの変化の幅を大きくすることができる。
【０１５４】
尚、本実施形態では、ロータマグネット２０Ａの材質をフェライト、導体２１、２２の材質をＳＥＣＣ鋼板としても良い。
【０１５５】
尚、図２０では、開口部３１は角を有する形状としたが、これに限定されない。本実施形態の開口部３１は、例えば内ヨーク２１−２の外縁部に形成された半円の形状のものであっても良い。本実施形態の開口部３１は、外縁部に形成され、且つ幅Ｗ１と磁路狭窄部３２の幅Ｗ２との関係がＷ１＞Ｗ２となれば良い。
【０１５６】
図２１は、第三の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図２１（Ａ）は、本実施形態のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図であり、図２１（Ｂ）は、比較例のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図である。
【０１５７】
比較例のモータの相互インダクタンスは、自己インダクタンスと比較して回転子角度の変化に対する振幅の変化が非常に小さいことがわかる（図２１（Ｂ）参照）。
【０１５８】
これに対し、本実施形態のモータの相互インダクタンスは、比較例のモータの相互インダクタンスと比べて振幅の変化が大きいことがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。
【０１５９】
以下に、図２２を参照し、本実施形態のモータの相互インダクタンスの振幅が大きくなる理由について説明する。
【０１６０】
図２２は、第三の実施形態のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。図２２（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における比透磁率分布を示しており、図２２（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における比透磁率分布を示している。尚、図２２（Ａ）、（Ｂ）に示す比透磁率分布は、図２０（Ａ）に示す矢印Ｙの方向からちＡ相コイル１１と導体２１、Ｂ相コイル１２と導体２２とを見た場合の比透磁率分布である。
【０１６１】
図２２（Ａ）に示す回転子角度Ｔ１では、図中の点線で囲った部分Ｋ１１の比透磁率が著しく低くなっていることがわかる。これは、開口部３１を設けたことにより、開口部３１に隣接して形成された磁路狭窄部３２に磁束が集中するためである。本実施形態では、これにより、Ａ相コイル１１に流れる電流に対して、Ａ相回り（矢印Ｙ１１）の磁束が小さくなり、Ｂ相回り（矢印Ｙ１２）の磁束が大きくなる。これらのことから、回転子角度Ｔ１では、モータの自己インダクタンスが小さくなり、相互インダクタンスが大きくなる。尚、部分Ｋ１１は、開口部３１により導体２１と導体２２とが貫通している部分である。
【０１６２】
また、回転子角度Ｔ２では、部分Ｋ１１の比透磁率が高くなっていることがわかる。これにより、Ａ相コイル１１に流れる電流に対して、Ａ相回り(矢印Ｙ１１)の磁束が大きくなり、Ｂ相回り(矢印Ｙ１２)の磁束が小さくなる。これらのことから、回転子角度Ｔ２では、自己インダクタンスが大きくなり、相互インダクタンスが小さくなる。
【０１６３】
上述のように、本実施形態では、Ａ相側の導体２１とＢ相側の導体２２との接合面２６Ａ、２６Ｂのそれぞれに開口部３１を設けることにより、回転子角度毎に比透磁率を変化させる。したがって、本実施形態によれば、モータの相互インダクタンスの変化幅を自己インダクタンスの変化幅と同程度とすることができ、突極性を発現させることができる。
【０１６４】
図２３は、第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。図２３（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２の比透磁率分布を示しており、図２３（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２の比透磁率分布を示している。
【０１６５】
本実施形態では、回転子角度Ｔ１のとき、磁路狭窄部３２において、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、回転子角度Ｔ２のとき、内ヨーク２１−２において磁束の集中は見られず、比透磁率の低下は見られない。
【０１６６】
本実施形態では、磁路狭窄部３２による比透磁率の低下により、相互インダクタンスの突極性を向上させている。
【０１６７】
本実施形態では、磁路狭窄部３２の幅Ｗ２をより細くする、つまり、より周方向における磁路の断面積を狭くして磁路を狭窄することで、より磁束を集中させて比透磁率を低下させ、突極性を向上させることができる。
【０１６８】
尚、本実施形態では、Ａ相側の内ヨーク２１−２とＢ相側の内ヨーク２２−２における開口部３１は、同じ位置に同一形状で形成されるものとしたが、これに限定されない。Ａ相側の内ヨーク２１−２とＢ相側の内ヨーク２２−２における開口部３１は、自己、相互インダクタンス変化が正弦波に近づくのであれば、同じ位置、同一形状でなくても良い。
【０１６９】
（第四の実施形態）
以下に図面を参照して第四の実施形態について説明する。第四の実施形態は、各相のコイルを囲う導体に形成される開口部の形状を第三の実施形態と異なる形状にしたものである。以下の第四の実施形態の説明では、第三の実施形態との相違点についてのみ説明し、第三の実施形態と同様の機能を有するものは第三の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１７０】
図２４は、第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２４（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図であり、図２４（Ｂ）は、内ヨークの平面図である。
【０１７１】
図２４（Ａ）では、開口部の説明のために、Ａ相側の導体２１の外ヨーク２１−１Ａを省略している。また、図２４（Ｂ）は、導体２１の内ヨーク２１−２Ａの平面図である。
【０１７２】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａの接合面２６Ａに、開口部３１Ａを形成することで、磁路狭窄部３２Ａを形成する。
【０１７３】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａの接合面２６Ａにおいて、開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａのそれぞれが、少なくとも２つ以上形成されるものとした。
【０１７４】
また、本実施形態の開口部３１Ａの内ヨーク２１−２Ａにおける周方向の幅をＷ１１とし、磁路狭窄部３２Ａの内ヨーク２１−２Ａにおける周方向の幅をＷ２１としたとき、Ｗ１１＞Ｗ２１となるように、開口部３１Ａを形成した。尚、幅Ｗ１１と幅Ｗ２１は、内ヨーク２１−２Ａにおける同一の周における幅である。
【０１７５】
さらに、本実施形態では、複数の磁路狭窄部３２Ａの何れかの幅Ｗ２１は、位置決め用の開口部４０の内ヨーク２１−２Ａにおける周方向における幅以下となるように形成されることが好ましい。
【０１７６】
例えば図２４の例では、位置決め用の開口部４０の両隣に開口部３１Ａが設けられており、開口部４０とそれぞれの開口部３１Ａとの間に磁路狭窄部３２Ａが形成されている。
【０１７７】
この磁路狭窄部３２Ａの幅Ｗ２１は、開口部４０の周方向の幅以下となることが好ましい。
【０１７８】
また、図２４では、導体２１の内ヨーク２１−２Ａについて説明したが、導体２２の内ヨーク２２−２Ａにも、同様の開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａとが形成される。本実施形態では、Ａ相側の内ヨーク２１−２ＡとＢ相側の内ヨーク２２−２Ａにおける開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａは、同じ位置に同一形状で形成されることが好ましい。
【０１７９】
本実施形態では、導体２１、２２を図２４に示す形状とすることで、従来例に比べて、相互インダクタンスの変化の幅を大きくすることができる。
【０１８０】
尚、本実施形態では、ロータマグネット２０Ａの材質をフェライト、導体２１、２２の材質をＳＥＣＣ（電気亜鉛メッキ）鋼板としても良い。
【０１８１】
図２５は、第四の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１８２】
図２５によれば、本実施形態のモータの相互インダクタンスは、比較例（図２１（Ｂ）参照）のモータの相互インダクタンスと比べて振幅の変化が大きいことがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。
【０１８３】
図２６は、第四の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。図２６（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２Ａの比透磁率分布を示しており、図２６（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２Ａの比透磁率分布を示している。
【０１８４】
本実施形態では、回転子角度Ｔ１のとき、磁路狭窄部３２Ａにおいて、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、回転子角度Ｔ２のとき、内ヨーク２１−２Ａにおいて磁束の集中は見られず、比透磁率の低下は見られない。
【０１８５】
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａによる比透磁率の低下により、相互インダクタンスの突極性を向上させている。また、本実施形態でも、第三の実施形態と同様に、磁路狭窄部３２Ａの幅Ｗ２１をより細くする、つまり、より狭い磁路とすることで、比透磁率をさらに低下させ、より突極性を向上させることができる。
【０１８６】
＜第一の変形例＞
以下に、図２７を参照して第四の実施形態の第一の変形例について説明する。図２７は、第四の実施形態の第一の変形例を示す図である。図２７（Ａ）は、第一の変形例の内ヨーク２１−２Ｂの平面図を示す図であり、図２７（Ｂ）は、第一の変形例の自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１８７】
第一の変形例では、内ヨーク２１−２Ｂに、第二の実施形態において内ヨーク２１−２Ａに形成した開口部３１Ａの数よりも、多数の開口部３１Ｂを形成した。また、第一の変形例では、内ヨーク２１−２Ｂに複数の開口部３１Ｂの幅が異なるように形成した。
【０１８８】
より具体的には、第一の変形例では、幅Ｗ１２が位置決め用の開口部４０の幅よりも広い開口部３１Ｂと、幅Ｗ１３が幅Ｗ１２より狭く、且つ位置決め用の開口部４０の幅である開口部３１Ｂと、を形成した。
【０１８９】
また、第一の変形例では、磁路狭窄部３２Ｂの幅Ｗ２２が、位置決め用の開口部４０の幅以下となるように、開口部３１Ｂを形成した。
【０１９０】
第一の変形例によれば、図２７（Ｂ）の示すように、相互インダクタンスの振幅の幅が、比較例（図２１（Ｂ）参照）のモータの相互インダクタンスの振幅よりも大きくなることがわかる。
【０１９１】
＜第二の変形例＞
以下に、図２８を参照して第四の実施形態の第二の変形例について説明する。図２８は、第四の実施形態の第二の変形例を示す図である。図２８（Ａ）は、第二の変形例の内ヨーク２１−２Ｃの平面図を示す図であり、図２８（Ｂ）は、第二の変形例の自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１９２】
第二の変形例では、内ヨーク２１−２Ｃに、第二の実施形態において内ヨーク２１−２Ａに形成した開口部３１Ａの数よりも、多数の開口部３１Ｃを形成した。また、第二の変形例では、内ヨーク２１−２Ｃに形成された開口部３１Ｃの幅Ｗ１４は、例えば第一の変形例における開口部３１Ｂの幅Ｗ１３と同等であっても良い。すなわち、第二の変形例では、第一の変形例において内ヨーク２１−２Ｂに形成した開口部３１Ｂの数よりも、多数の開口部３１Ｃが形成されることになる。
【０１９３】
また、第二の変形例では、磁路狭窄部３２Ｃの幅Ｗ２３が、位置決め用の開口部４０の幅以下となるように、開口部３１Ｃを形成した。
【０１９４】
上述の第一及び第二の変形例は、第二の実施形態と比べて、磁路狭窄部３２Ｂ、３２Ｃの数を増やすことになり、内ヨーク２１−２Ｂ、２１−２Ｃの機械的強度を大きくすることができる。尚、比透磁率を低下させるためには、内ヨークにおける磁路狭窄部の数は少ない方が好ましいため、第一及び第二の変形例では、機械的強度と相互インダクタンスの振幅の変化の大きさとに基づき、開口部の幅や磁路狭窄部の数を決めれば良い。
【０１９５】
また、第一及び第二の変形例では、ロータマグネット２０Ａの材質をネオジウム等の希土類磁石とし、導体２１、２２の材質をケイ素鋼板等にしても良い。第一及び第二の変形例では、上述した材質とすることで、ロータマグネット２０Ａから導体２１、２２に向かう磁束量を増やし、導体２１、２２のＢ−Ｈ（磁気ヒステリシス）特性を改善できる。具体的には、磁界に対する磁束量の変化を急峻にすることができる。
【０１９６】
したがって、第一及び第二の変形例では、磁路狭窄部に磁束を集中させることができ、比透磁率を低下させることができる。つまり、上述した材質とすることで、機械的強度を確保しつつ、突極性を向上させることができる。
【０１９７】
（第五の実施形態）
以下に図面を参照して第五の実施形態について説明する。第五の実施形態は、内ヨークの内縁に開口部を形成した点を第三の実施形態と異なる。以下の第五の実施形態の説明では、第三の実施形態との相違点についてのみ説明し、第三の実施形態と同様の機能を有するものは第三の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１９８】
図２９は、第五の実施形態のステッピングモータの内ヨークと、自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図２９（Ａ）は、第五の実施形態の内ヨーク２１−２Ｄの平面図を示す図であり、図２９（Ｂ）は、第五の実施形態の自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１９９】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｄの内縁部に複数の開口部３１Ｄを設け、開口部３１Ｄの間に磁路狭窄部３２Ｄを形成した。
【０２００】
本実施形態の開口部３１Ｄは、クローポール２４Ａの間の内縁部に形成される。本実施形態では、このように開口部３１Ｄを形成することで、クローポール２４Ａと対応する位置に磁路狭窄部３２Ｄが形成されることになる。
【０２０１】
また、本実施形態の開口部３１Ｄの幅Ｗ１５は、磁路狭窄部３２Ｄの幅２４が、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃ以下となるように、形成される。つまり、本実施形態の開口部３１Ｄの幅Ｗ１５は、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃよりも広くなるように形成される。
【０２０２】
より具体的には、開口部３１Ｄの幅Ｗ１５は、複数の磁路狭窄部３２Ｄの幅Ｗ２４が、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃの１／３となるように形成される。尚、本実施形態では、複数形成された磁路狭窄部３２Ｄにおいて、幅Ｗ２４が幅Ｗｃの１／３となる磁路狭窄部３２Ｄが少なくとも２つ形成されていれば良い。
【０２０３】
また、本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｄの有するクローポール２４Ａの全てに対して、対応する磁路狭窄部３２Ｄが形成されていることが好ましい。
【０２０４】
本実施形態によれば、図２９（Ｂ）に示すように、第四の実施形態と比較しても、相互インダクタンスの振幅の変化が大きくなっていることがわかる（図２５参照）。また、本実施形態では、第四の実施形態と比較して、相互インダクタンス平均値が低下しているため、コギングトルクを低減できることがわかる。尚、コギングトルクとは、無通電状態においても回転子の回転に伴って正負に生じるトルクである。
【０２０５】
図３０は、第五の実施形態のステッピングモータの内ヨークを示す図である。図３０（Ａ）は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｄの平面図を示す図であり、図３０（Ｂ）は、Ｂ相側の内ヨーク２２−２Ｄの平面図を示す図である。
【０２０６】
本実施形態では、図３０（Ａ）、（Ｂ）に示すように、Ｂ相側の内ヨーク２２−２Ｄに形成されたクローポール２３Ｂの位置は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｄに形成されたクローポール２４Ａの位置とずれている（図１９参照）。
【０２０７】
内ヨーク２２−２Ｄでは、開口部３１Ｄはクローポール２３Ｂの間の内縁部に形成され、磁路狭窄部３２Ｄは、内ヨーク２２−２Ｄの有するクローポール２３Ｂと対応する位置に形成される。
【０２０８】
（第六の実施形態）
以下に図面を参照して第六の実施形態について説明する。第六の実施形態は、各相のコイルを囲う導体に開口部に加えて溝を形成した点が第四の実施形態と異なる。以下の第六の実施形態の説明では、第四の実施形態との相違点についてのみ説明し、第四の実施形態と同様の機能を有するものは第四の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０２０９】
図３１は、第六の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図３１（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図であり、図３１（Ｂ）は、導体２１の内ヨーク２１−２Ｅの平面図である。
【０２１０】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｅに、開口部３１Ａが形成されている外周円上に沿った円形状の溝３３を形成した。溝３３の幅Ｗ３１は、開口部３１Ａの幅Ｗ１１と直交する方向（径方向）の幅Ｗ３２よりも狭く、幅Ｗ３２＞幅Ｗ３１となるものとした。尚、溝３３の幅Ｗ３１は、周方向と直交する方向（径方向）における幅である。
【０２１１】
本実施形態では、例えば幅Ｗ３１を１［ｍｍ］とし、幅Ｗ３２を１．５［ｍｍ］としても良い。
【０２１２】
本実施形態では、このように、溝３３を設けることで、開口部３１Ａと溝３３により形成される磁路狭窄部３２Ｅの厚さは、溝３３の深さの分だけ薄くなる。すなわち、磁路狭窄部３２Ｅは第四の実施形態の磁路狭窄部３２Ａよりも細くなる。
【０２１３】
図３２は、第六の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０２１４】
図３２では、比較例（図２１（Ｂ）参照）のモータの相互インダクタンスと比べて振幅が大幅に変化していることがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。
【０２１５】
図３３は、第六の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。図３３（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２Ｅの比透磁率分布を示しており、図３３（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２Ｅの比透磁率分布を示している。
【０２１６】
本実施形態では、回転子角度Ｔ１のとき、磁路狭窄部３２Ｅにおいて、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、回転子角度Ｔ２のとき、内ヨーク２１−２Ｅにおいて磁束の集中は見られず、比透磁率の低下は見られない。
【０２１７】
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ｅによる比透磁率の低下により、相互インダクタンスの突極性を向上させている。
【０２１８】
（第七の実施形態）
以下に図面を参照して第七の実施形態について説明する。第七の実施形態は、開口部に加えて形成した溝の幅を、開口部の径方向の幅より広くした点が第六の実施形態と異なる。以下の第七の実施形態の説明では、第六の実施形態との相違点についてのみ説明し、第六の実施形態と同様の機能を有するものは第六の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０２１９】
図３４は、第七の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図３４は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｆの平面図である。
【０２２０】
本実施形態では、溝３３Ａの径方向の幅Ｗ３３を、開口部３１Ａの径方向の幅Ｗ３２以上（幅Ｗ３２≦幅Ｗ３３）となるように形成した。
【０２２１】
したがって、開口部３１Ａと溝３３Ａにより形成される磁路狭窄部３２Ｆは、第六の実施形態の磁路狭窄部３２Ｅよりも径方向に広い範囲で溝３３Ａの深さの分だけ薄くなる。
【０２２２】
図３５は、第七の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０２２３】
本実施形態における相互インダクタンスの振幅の変化の幅は、第六の実施形態とほぼ同等であるが、相互インダクタンスの平均値が低下している。したがって、本実施形態では、第六の実施形態と同等の突極性を維持しつつ、コギングトルクを低減できることがわかる。
【０２２４】
以下に図３６を参照し、比較例となるステッピングモータと、第三、第四、第六及び第七の実施形態のステッピングモータとのコギングトルクと相互インダクタンスの平均値の関係を説明する。図３６は、各実施形態の相互インダクタンスとコギングトルクを示す図である。
【０２２５】
図３６では、相互インダクタンスの平均値と、コギングトルクの正のピークから負のピークまでの値との関係を示している。
【０２２６】
図３６からわかるように、第七の実施形態では、第六の実施形態とほぼ同等の突極性を維持しつつ、コギングトルクを低減できることがわかる。
【０２２７】
尚、第一及び第二の実施形態において自己インダクタンス及び相互インダクタンスを測定するためのシミュレーションに用いたステッピングモータと、第三乃至第七の実施形態において自己インダクタンス及び相互インダクタンスを測定するためのシミュレーションに用いたステッピングモータと、は、大きさが異なっている。
【０２２８】
具体的には、第三乃至第七の実施形態のステッピングモータは、第一及び第二の実施形態のステッピングモータよりも外径が小さく、マグネットの磁力が弱く、コイルの巻き数も少ないものとした。
【０２２９】
また、第三乃至第七の実施形態では、導体２１、２２が内ヨークと外ヨークから形成されるものとしているが、これに限定されない。導体２１、２２は、一体的に形成されていても良い。
【０２３０】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【０２３１】
１０  ステッピングモータ
２０  回転子
２３Ａ、２３Ｂ、２４Ａ、２４Ｂ  クローポール
２５Ａ、２５Ｂ、３１、３１Ａ〜３１Ｆ  開口部
３２、３２Ａ〜３２Ｆ  磁路狭窄部
１００  モータ駆動制御装置
１０１  位置フィードバック制御部
１０２  ｄ軸電流制御部
１０３  ｑ軸電流制御部
１０４、１１３  位置推定部
１０５  加算器
１０６、１０７  ベクトル回転部
１０８  高周波発生部
１０９、１１０  増幅部
１１１、１１２  電流センサ
１１４  セレクタ
１１５  カウンタ
【先行技術文献】
【特許文献】
【０２３２】
【特許文献１】特開２０１４−９９９９６号公報
【図１】
2016111920.tif 000005
【図２】
2016111920.tif 000006
【図３】
2016111920.tif 000007
【図４】
2016111920.tif 000008
【図５】
2016111920.tif 000009
【図６】
2016111920.tif 000010
【図８】
2016111920.tif 000011
【図９】
2016111920.tif 000012
【図１０】
2016111920.tif 000013
【図１１】
2016111920.tif 000014
【図１２】
2016111920.tif 000015
【図１３】
2016111920.tif 000016
【図１４】
2016111920.tif 000017
【図１５】
2016111920.tif 000018
【図１６】
2016111920.tif 000019
【図１７】
2016111920.tif 000020
【図１８】
2016111920.tif 000021
【図１９】
2016111920.tif 000022
【図２０】
2016111920.tif 000023
【図２１】
2016111920.tif 000024
【図２４】
2016111920.tif 000025
【図２５】
2016111920.tif 000026
【図２７】
2016111920.tif 000027
【図２８】
2016111920.tif 000028
【図２９】
2016111920.tif 000029
【図３０】
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【図３１】
2016111920.tif 000031
【図３２】
2016111920.tif 000032
【図３４】
2016111920.tif 000033
【図３５】
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【図３６】
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【図７】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２６】
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【図３３】
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