(57)【要約】【課題】デューティ比制御の応答性が低下する虞が少ないＤＣ／ＤＣコンバータを低コストで提供する。【解決手段】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧Ｖinをスイッチングする第１スイッチング回路１１と、一次巻線Ｌ１１及び二次巻線Ｌ１２を含み、第１スイッチング回路１１のスイッチング動作により一次巻線Ｌ１１に供給される電力を二次巻線Ｌ１２へ伝達する第１トランス１２と、二次巻線Ｌ１２へ伝達された電力を整流して出力する出力整流回路１３と、入力電圧Ｖinを検出する入力電圧検出回路１４と、任意の２つの係数をａ、ｂとしたときに、下記の式から求めたデューティ比Ｄ１に基づいて第１スイッチング回路１１のスイッチングを制御する制御部１６と、を備える。  Ｄ１＝−ａ×Ｖin＋ｂ【選択図】図２
2016019325.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
前記入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
前記入力電圧をＶin、任意の２つの係数をａ、ｂとしたときに、下記の式から求めたデューティ比Ｄ１に基づいて前記スイッチング回路のスイッチングを制御する制御装置と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ。
Ｄ１＝−ａ×Ｖin＋ｂ
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、一次巻線及び二次巻線を含み、前記スイッチング回路のスイッチング動作により前記一次巻線に供給される電力を前記二次巻線へ伝達するトランスと、
前記二次巻線へ伝達された電力を整流して出力する整流回路と、をさらに備え、
前記２つの係数ａ、ｂの値は、前記一次巻線の巻数をＮ１、前記二次巻線の巻数をＮ２、前記整流回路の出力電圧をＶoutとしたときに、下記の式から求められるデューティ比Ｄ２に前記デューティ比Ｄ１が近似するように設定されている、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
Ｄ２＝（Ｖout×Ｎ１÷Ｎ２）÷Ｖin
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記２つの係数ａ、ｂの値は、前記デューティ比Ｄ２に対して前記デューティ比Ｄ１が最小二乗法によって線形近似するように設定されている、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータの一例として、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されている絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが公知である（例えば特許文献１を参照）。このような従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout、トランスの一次巻線の巻数Ｎ１、トランスの二次巻線の巻数Ｎ２に基づいて、下記の式（１）からスイッチング制御のデューティ比Ｄを求めるのが一般的である。
Ｄ＝（Ｖout×Ｎ１÷Ｎ２）÷Ｖin  ・・・（１）
つまりスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧Ｖinの変動に応じてスイッチング制御のデューティ比Ｄを増減調整することによって、入力電圧Ｖinが変動しても一定の出力電圧Ｖoutが維持される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−２４４６５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら一般にマイコン制御装置の演算において除算は、他の演算に比べて演算処理に長い時間を要する。従来のスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、デューティ比を演算する式（１）に除算が含まれているため、デューティ比制御の応答性が低下する虞があり、それによって例えば入力電圧が変動したときに、一時的に出力電圧が本来意図しない電圧になってしまう虞が生ずる。また従来のスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、例えばデューティ比制御の応答性が低下しないように処理速度が速い高価なマイコン制御装置を用いると、それによってコストが大幅に上昇してしまう虞が生ずる。
【０００５】
このような状況に鑑み本発明はなされたものであり、その目的は、デューティ比制御の応答性が低下する虞が少ないＤＣ／ＤＣコンバータを低コストで提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
＜本発明の第１の態様＞
本発明の第１の態様は、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、前記入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記入力電圧をＶin、任意の２つの係数をａ、ｂとしたときに、下記の式から求めたデューティ比Ｄ１に基づいて前記スイッチング回路のスイッチングを制御する制御装置と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータである。
Ｄ１＝−ａ×Ｖin＋ｂ  ・・・（２）
制御装置によるスイッチング回路の制御は、デューティ比Ｄ１を演算する式（２）に演算処理に長い時間を要する除算が含まれていないので、デューティ比制御の応答性が低下する虞が少ない。それによって例えば入力電圧が変動したときに、一時的に出力電圧が本来意図しない電圧になってしまう虞を低減することができる。また処理速度が速い高価な制御装置を用いる必要がないので、コストが大幅に上昇してしまう虞がない。
【０００７】
これにより本発明の第１の態様によれば、デューティ比制御の応答性が低下する虞が少ないＤＣ／ＤＣコンバータを低コストで提供できるという作用効果が得られる。
【０００８】
＜本発明の第２の態様＞
本発明の第２の態様は、前述した本発明の第１の態様において、一次巻線及び二次巻線を含み、前記スイッチング回路のスイッチング動作により前記一次巻線に供給される電力を前記二次巻線へ伝達するトランスと、前記二次巻線へ伝達された電力を整流して出力する整流回路と、をさらに備え、前記２つの係数ａ、ｂの値は、前記一次巻線の巻数をＮ１、前記二次巻線の巻数をＮ２、前記整流回路の出力電圧をＶoutとしたときに、下記の式（３）から求められるデューティ比Ｄ２に前記デューティ比Ｄ１が近似するように設定されている、ＤＣ／ＤＣコンバータである。
Ｄ２＝（Ｖout×Ｎ１÷Ｎ２）÷Ｖin  ・・・（３）
本発明の第２の態様によれば、式（３）から求められるデューティ比Ｄ２にデューティ比Ｄ１が近似するように２つの係数ａ、ｂの値が設定されているので、デューティ比制御の応答性が低下する虞を低減しつつ、より高精度なデューティ比制御を実行することができる。
【０００９】
＜本発明の第３の態様＞
本発明の第３の態様は、前述した本発明の第２の態様において、前記２つの係数ａ、ｂの値は、前記デューティ比Ｄ２に対して前記デューティ比Ｄ１が最小二乗法によって線形近似するように設定されている、ＤＣ／ＤＣコンバータである。
本発明の第３の態様によれば、式（３）から求められるデューティ比Ｄ２に対してデューティ比Ｄ１が最小二乗法によって線形近似するように２つの係数ａ、ｂの値が設定されているので、デューティ比制御の応答性が低下する虞を低減しつつ、さらに高精度なデューティ比制御を実行することができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、デューティ比制御の応答性が低下する虞が少ないＤＣ／ＤＣコンバータを低コストで提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を図示したブロック図。
【図２】入力電圧とデューティ比との関係を図示したグラフ。
【図３】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおける入力電圧の変化に対する出力電圧の変化の一例を図示した電圧波形。
【図４】従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータにおける入力電圧の変化に対する出力電圧の変化の一例を図示した電圧波形。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
尚、本発明は、以下説明する実施例に特に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変形が可能であることは言うまでもない。本発明は、例えばチョークコイルを用いたチョッパ方式の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、トランスを用いた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（例えばフォワード方式、フライバック方式、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式）等、スイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータの全てにおいて実施可能であり、本発明による作用効果が得られる。
【００１３】
＜ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成＞
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成について、図１を参照しながら説明する。
図１は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成を図示したブロック図である。
【００１４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、第１スイッチング回路１１、第１トランス１２、出力整流回路１３、入力電圧検出回路１４、出力電圧検出回路１５、制御部１６、アイソレータ１７、ドライバ１８を備える。
【００１５】
「スイッチング回路」としての第１スイッチング回路１１は、入力側に入力電圧Ｖinと一次側グランドＧＮＤ１が接続されており、入力電圧Ｖinをスイッチングする回路である。より具体的には第１スイッチング回路１１は、トランジスタやＭＯＳＦＥＴ（Metal-oxide-semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチング素子で入力電圧Ｖinをスイッチング（オン／オフ）することによって、直流電圧である入力電圧Ｖinを交流電圧に変換し、第１トランス１２の一次巻線Ｌ１１へ供給する回路である。第１スイッチング回路１１におけるスイッチングは、制御部１６によって制御される。
【００１６】
「トランス」としての第１トランス１２は、一次巻線Ｌ１１及び二次巻線Ｌ１２を含み、第１スイッチング回路１１のスイッチング動作により一次巻線Ｌ１１に供給される交流電圧を二次巻線Ｌ１２へ伝達する。より具体的には第１トランス１２は、一次巻線Ｌ１１の巻数Ｎ１と二次巻線Ｌ１２の巻数Ｎ２との巻数比（Ｎ１／Ｎ２）に応じた比率で、一次巻線Ｌ１１に生ずる交流電圧を変圧して二次巻線Ｌ１２へ伝達する。
【００１７】
出力整流回路１３は、二次巻線Ｌ１２へ伝達された電力を整流して出力する回路である。より具体的には出力整流回路１３は、ダイオード等の整流素子とコイルやコンデンサ等の素子を組み合わせて構成された回路であり、二次巻線Ｌ２２から出力される交流電圧を整流及び平滑して直流電圧に変換する回路である。出力整流回路１３から出力される直流電圧は、出力電圧Ｖoutとなる。
【００１８】
入力電圧検出回路１４は、入力電圧Ｖinを検出する回路であり、第２スイッチング回路１４１、第２トランス１４２、レギュレータ１４３、ショットキーバリアダイオードＳＢＤ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１を含む。
【００１９】
第２スイッチング回路１４１は、所定の周期で入力電圧Ｖinをスイッチングする回路である。より具体的には第２スイッチング回路１４１は、直流電圧である入力電圧Ｖinを所定の周波数の交流電圧に変換し、第２トランス１４２の一次巻線Ｌ２１へ供給する回路である。第２トランス１４２は、一次巻線Ｌ２１及び二次巻線Ｌ２２を含み、第２スイッチング回路１４１のスイッチング動作により一次巻線Ｌ２１に供給される交流電圧を二次巻線Ｌ２２へ伝達する。レギュレータ１４３は、例えば三端子レギュレータであり、第２トランス１４２の二次巻線Ｌ２２の一端側の電圧を電圧ＶＬ（＋３．３Ｖ）に維持する定電圧回路である。
【００２０】
ショットキーバリアダイオードＳＢＤ１とコンデンサＣ１は、第２トランス１４２の二次巻線Ｌ２２に出力される交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路を構成する。より具体的には、ショットキーバリアダイオードＳＢＤ１は、第２トランス１４２の二次巻線Ｌ２２の他端側にアノードが接続されており、コンデンサＣ１の一端側にカソードが接続されている。コンデンサＣ１の他端側は、二次側グランドＧＮＤ２に接続されている。２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２は、分圧回路を構成する。より具体的には、抵抗Ｒ１は、一端側がショットキーバリアダイオードＳＢＤ１のカソードに接続されており、他端側が抵抗Ｒ２の一端側に接続されている。抵抗Ｒ２の他端側は、二次側グランドＧＮＤ２に接続されている。また抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点は、制御部１６に接続されている。
【００２１】
出力電圧検出回路１５は、２つの抵抗Ｒ３、Ｒ４で構成される分圧回路であり、出力電圧Ｖoutを検出する回路である。より具体的には、抵抗Ｒ３は、一端側が出力電圧Ｖoutに接続されており、他端側が抵抗Ｒ４の一端側に接続されている。抵抗Ｒ４の他端側は、二次側グランドＧＮＤ２に接続されている。また抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点は、制御部１６に接続されている。
【００２２】
「制御装置」としての制御部１６は、公知のマイコン制御装置であり、入力電圧検出回路１４で検出された入力電圧Ｖin、出力電圧検出回路１５で検出された出力電圧Ｖoutに基づいて、第１スイッチング回路１１を制御する。アイソレータ１７は、二次側に設けられた制御部１６と一次側に設けられたドライバ１８との接続を直流的に絶縁する。ドライバ１８は、制御部１６から出力される制御信号に基づいて、第１スイッチング回路１１のスイッチング素子を駆動する回路である。
【００２３】
＜デューティ比制御＞
制御部１６が実行するデューティ比制御について、図２〜図４を参照しながら説明する。
【００２４】
図２は、入力電圧Ｖinとデューティ比との関係を図示したグラフである。
制御部１６は、任意の２つの係数をａ、ｂとしたときに、下記の式（４）から求めたデューティ比Ｄ１に基づいて第１スイッチング回路１１のスイッチングを制御する。
Ｄ１＝−ａ×Ｖin＋ｂ  ・・・（４）
２つの係数をａ、ｂの値は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータ１０の入出力特性等の仕様に応じて適宜設定し得る。
【００２５】
制御部１６による第１スイッチング回路１１の制御は、デューティ比Ｄ１を演算する式（４）に演算処理に長い時間を要する除算が含まれていないので、デューティ比制御の応答性が低下する虞が少ない。それによって例えば入力電圧Ｖinが変動したときに、一時的に出力電圧Ｖoutが本来意図しない電圧になってしまう虞を低減することができる。また制御部１６として処理速度が速い高価なマイコン制御装置を用いる必要がないので、コストが大幅に上昇してしまう虞がない。したがって本発明によれば、デューティ比制御の応答性が低下する虞が少ないＤＣ／ＤＣコンバータ１０を低コストで提供することができる。
【００２６】
また本発明において２つの係数ａ、ｂの値は、第１スイッチング回路１１の一次巻線Ｌ１１の巻数をＮ１、二次巻線Ｌ１２の巻数をＮ２としたときに、下記の式（５）から求められるデューティ比Ｄ２にデューティ比Ｄ１が近似するように設定するのが好ましい。
Ｄ２＝（Ｖout×Ｎ１÷Ｎ２）÷Ｖin  ・・・（５）
式（５）は、入力電圧Ｖinが変動しても一定の出力電圧Ｖoutが維持されるように、入力電圧Ｖinの変動に応じて第１スイッチング回路１１におけるスイッチングのデューティ比を増減調整するデューティ比制御の演算式である。したがって式（５）から求められるデューティ比Ｄ２にデューティ比Ｄ１が近似するように式（４）の２つの係数ａ、ｂの値を設定することによって、第１スイッチング回路１１に対するデューティ比制御の応答性が低下する虞を低減しつつ、より高精度なデューティ比制御を実行することができる。
【００２７】
さらに本発明において２つの係数ａ、ｂの値は、式（５）から求められるデューティ比Ｄ２に対して、式（４）から求められるデューティ比Ｄ１が最小二乗法によって線形近似するように設定するのが好ましい。それによって第１スイッチング回路１１に対するデューティ比制御の応答性が低下する虞を低減しつつ、さらに高精度なデューティ比制御を実行することができる。
【００２８】
図３は、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１０における入力電圧Ｖinの変化に対する出力電圧Ｖoutの変化の一例を図示した電圧波形である。図４は、従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータにおける入力電圧Ｖinの変化に対する出力電圧Ｖoutの変化の一例を図示した電圧波形である。より具体的には図３及び図４は、入力電圧Ｖinが既定電圧Ｖ１まで低下したときに出力電圧Ｖoutを所定の電圧まで低下させる制御を実行したときの電圧波形の変化を観測したものであり、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１０及び従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータに対し、全く同じ条件の下で観測した電圧波形を図示したものである。
【００２９】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電圧波形は、入力電圧Ｖinが既定電圧Ｖ１まで低下した時点で、出力電圧Ｖoutが所定電圧まで瞬時に低下しており、出力電圧Ｖoutが本来意図している変化を示している（図３）。それに対して従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータは、図示の如く入力電圧Ｖinが既定電圧Ｖ１まで低下する前に出力電圧Ｖoutが低下し始めており、出力電圧Ｖoutが本来意図していない変化を示している（図４）。
【符号の説明】
【００３０】
１０  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１  第１スイッチング回路
１２  第１トランス
１３  出力整流回路
１４  入力電圧検出回路
１５  出力電圧検出回路
１６  制御部
【図１】
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【図２】
2016019325.tif 000004
【図３】
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【図４】
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