(57)【要約】      （修正有）【課題】平滑コンデンサが無いか又はその容量を小さく設定しても、運転条件に制限を加える必要がなくなるインバータ装置を提供する。【解決手段】インバータ装置１４によれば、交流電圧１を整流する整流回路３とインバータ回路との間の直流電源線間に順方向のダイオード９及びコンデンサ１０からなる直列回路を接続する。また、前記ダイオードに対して並列に、コンデンサの電荷を正側直流電源線４に放電可能に構成される放電手段１１を接続する。そして、制御手段は、放電手段を介してコンデンサを放電させるように制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流する整流回路と、
この整流回路により整流された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記整流回路と前記インバータ回路との間の直流電源線間に接続される、順方向のダイオード及びコンデンサの直列回路と、
前記ダイオードに並列に接続され、前記コンデンサの電荷を正側直流電源線に放電可能に構成される放電手段と、
前記放電手段を介して前記コンデンサを放電させるように制御する制御手段とを備えるインバータ装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記コンデンサの端子電圧が、直流電源のリップル電圧について設定している閾値を超えている期間に、前記放電手段を介して前記コンデンサを放電させる請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記放電手段は、抵抗素子及びスイッチング素子の直列回路で構成される請求項１又は２記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記インバータ回路の駆動対象であるモータについてモータ定数を同定する処理が実行される期間に、前記放電手段を介して前記コンデンサを放電させる請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ装置。
【請求項５】
負荷電流を検出する電流検出手段を備え、
前記制御手段は、前記負荷電流が所定の閾値を超えると、前記放電手段を介して前記コンデンサを放電させる請求項１から４の何れか一項に記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子は、非基準電位側導通端子が前記抵抗素子と共通に接続されるトランジスタで構成され、
前記制御手段は、前記放電手段に並列に接続される、順方向のツェナーダイオード及び２つの抵抗素子の直列回路で構成され、
前記トランジスタの導通制御端子は、前記２つの抵抗素子の共通接続点に接続されている請求項３記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータ装置では、商用の３相交流電圧がダイオードブリッジからなる整流回路により整流され、平滑コンデンサ（主回路コンデンサ）により平滑された直流電源がインバータ回路に供給される。前記整流回路に流れる電流には、平滑コンデンサの容量と負荷電流量とで決まる２つのモードがある。第一のモードは、整流ダイオードが位相１２０度の間連続で導通している電流連続モード、第二のモードは、整流ダイオードの導通が不連続となる電流不連続モードである。
【０００３】
電流連続モードでは、平滑コンデンサが直流電源電圧を平滑する作用は無く、回生エネルギーを吸収する作用だけである。電流不連続モードでは、平滑コンデンサは直流電源電圧を平滑するので、電源入力電流は２つのピークがある歪んだ波形となる（図１２参照）。尚、平滑コンデンサが無い場合は電流連続モードとなる。
【０００４】
歪んだ電源入力電流波形には高調波成分が含有されており、この成分は同じ電源系統に接続されている機器へ悪影響を及ぼす。前記電流連続モードは不連続モードに比べ、電源電流高調波を大幅に低減することができるため、平滑コンデンサの容量は電流連続モードとなるよう極力小さくすることが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−２７１６８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
一方、平滑コンデンサの容量が小さくなると、大きな負荷電流を出力しようとする際に出力トルクの不足やトルクリップルの発生が問題となる。また、インバータ装置により駆動制御されているモータの減速動作時、回生エネルギーが発生するが、平滑コンデンサの容量が不足すると回生エネルギーを十分に吸収できず、直流電源電圧が上昇し過電圧となるため、モータの減速時間を長くする必要がある。したがって、インバータ装置に適用できる運転の態様が限定されてしまう。
【０００７】
そこで、平滑コンデンサの容量を電流連続モードとなるよう小さく設定又は削除した直流電源としても、運転条件に制限を加える必要がなくなるインバータ装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
実施形態のインバータ装置によれば、交流電圧を整流する整流回路とインバータ回路との間の直流電源線間に順方向のダイオード及びコンデンサからなる直列回路を接続する。また、前記ダイオードに対して並列に、コンデンサの電荷を正側直流電源線に放電可能に構成される放電手段を接続する。そして、制御手段は、放電手段を介してコンデンサを放電させるように制御する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態であり、インバータ装置の構成を示す図
【図２】制御手段を中心とする処理内容を示すフローチャート
【図３】第２実施形態であり、制御手段を中心とする処理内容を示すフローチャート
【図４】モータ定数を同定するため、電流を通電した場合の各部の電流又は電圧波形を示す図（その１）
【図５】モータ定数を同定するため、電流を通電した場合の各部の電流又は電圧波形を示す図（その２）
【図６】第３実施形態であり、インバータ装置の構成を示す図
【図７】制御手段を中心とする処理内容を示すフローチャート
【図８】第４実施形態であり、インバータ装置の構成を示す図
【図９】制御手段を中心とする処理内容を示すフローチャート
【図１０】モータが力行・回生動作した場合のシミュレーション結果を示す図
【図１１】第５実施形態であり、インバータ装置の構成を示す図
【図１２】平滑コンデンサの容量が異なる場合の、インバータ装置への入力電流波形を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１及び図２を参照して説明する。図１は、インバータ装置の構成を示している。６個のダイオード２ａ〜２ｆをブリッジ接続して構成されている整流回路３の交流入力端子には、３相交流電源１の各相端子がそれぞれ接続されている。整流回路３の直流出力端子は、正側電源線（直流電源線）４及び負側電源線（直流電源線）５を介してインバータ回路６の入力端子に接続されている。インバータ回路６は、６個のＩＧＢＴ（スイッチング素子）７ａ〜７ｅを３相ブリッジ接続して構成されている。そして、インバータ回路６の各相出力端子は、モータ８の各相固定子巻線（図示せず）に接続されている。
【００１１】
正側電源線４及び負側電源線５の間には、ダイオード９及びコンデンサ１０の直列回路が接続されており、ダイオード９には、スイッチ１２の電流を制限するため必要に応じて挿入、値が決定される抵抗素子１１（放電手段）及びスイッチ１２（放電手段、スイッチング素子）の直列回路が並列に接続されている。制御手段１３は、ハードウェアロジック又はマイクロコンピュータで構成されており、負側電源線５の電位−ＤＣを基準とした正側電源線４の電圧＋ＤＣと、コンデンサ１０の端子電圧＋ＤＣ２とを検出する。そして、端子電圧＋ＤＣ２を所定の閾値と比較した結果に応じてスイッチ１２のＯＮ，ＯＦＦを制御する。以上において、３相交流電源１及びモータ８を除いたものがインバータ装置１４を構成している。
【００１２】
次に、本実施形態の作用について図２を参照して説明する。尚、初期状態ではスイッチ１２はＯＦＦである。インバータ装置１４に電源を投入すると、コンデンサ１０はダイオード９を介して直流電源のピーク電圧まで充電される。スイッチ１２はＯＦＦであるため、ピーク電圧まで充電されたコンデンサ１０の放電はダイオード９により阻止され、インバータ装置１４は電流連続モードで運転される。
【００１３】
モータ８が発電モードとなっている場合、発生した回生エネルギーによって直流電圧は電源電圧のピーク電圧以上に上昇し、その電圧上昇分はダイオード９を介しコンデンサ１０により吸収される。この時、電源電流は流れないので電源高調波は発生しない。その後、モータ８が力行モードになると、コンデンサ１０の端子電圧＋ＤＣ２は正側電源線４の電圧＋ＤＣより高い状態になる。
【００１４】
図２に示すフローチャートは、インバータ装置１４に電源が投入された後、制御手段１３が正側電源線４の電圧＋ＤＣと、コンデンサ１０の端子電圧＋ＤＣ２とを読み取った時点を「開始」とする。制御手段１３は、電圧＋ＤＣに所定の電圧αを加えたものを閾値とし、電圧＋ＤＣ２が閾値（＋ＤＣ＋α）より大きいか否かを判断する（Ｓ１）。尚、αの値は制御手段１３により任意に設定できるが、力行モードでの直流リップル電圧により電圧＋ＤＣ２が閾値を超えることを防ぐ目的で、インバータ装置１４の電源定格電圧範囲から想定される最大の直流リップル電圧以上となるように設定する。
【００１５】
電圧＋ＤＣ２が閾値（＋ＤＣ＋α）以下であれば（Ｓ１：ＮＯ）スイッチ１２をＯＦＦのままとする（Ｓ３）。一方、電圧＋ＤＣ２が閾値（＋ＤＣ＋α）を超えていれば（Ｓ１：ＹＥＳ）スイッチ１２をＯＮにする。これにより、コンデンサ１０に充電されている電荷は、抵抗素子１１を介して放電される。その後、ステップＳ１に戻る。この状態を繰り返す間に、電圧＋ＤＣ２が閾値（＋ＤＣ＋α）を下回る状態になれば（Ｓ１：ＮＯ）スイッチ１２をＯＦＦにして（Ｓ３）コンデンサ１０の放電を停止する。
【００１６】
このようにして、回生エネルギーは回生エネルギーを吸収できる容量に選定されたコンデンサ１０で吸収されつつ適宜放電されるので、電源高調波低減効果を保ちつつ、平滑コンデンサを有する一般的なインバータ装置と同等の性能を維持することができる。さらに、一般的なインバータ装置の平滑コンデンサには常時リップル電流が流れるため、自己発熱が高く、寿命の観点から大きな容量値のコンデンサが選定されている。これに対して、本実施形態のコンデンサ１０には回生時等ある条件下でのみリップル電流が流れるので、自己発熱は大幅に低減され、小型で安価なコンデンサが使用できる。
【００１７】
以上のように本実施形態によれば、交流電源１から供給される交流電圧を整流する整流回路３とインバータ回路６との間を接続する正側電源線４及び負側電源線５の間に、順方向のダイオード９及びコンデンサ１０の直列回路を接続する。また、ダイオード９に対して並列に、コンデンサ１０の電荷を正側電源線４に放電可能に構成される抵抗素子１１及びスイッチ１２の直列回路を接続する。
【００１８】
そして、制御手段１３は、コンデンサ１０の端子電圧＋ＤＣ２が、直流電源のリップル電圧に基づいて設定している閾値を超えている期間に、スイッチ１２を介してコンデンサ１０を放電させるように制御する。したがって、入力電流波形の歪を低減するために直流電源＋ＤＣ,−ＤＣ間に直接接続する平滑コンデンサの容量を電流連続モードとなるように小さく設定した構成においても、運転条件を特段制限することなく、モータ８の回生動作時に発生した回生エネルギーをコンデンサ１０により吸収させつつ、コンデンサ１０を適宜放電させてリップル電圧を低減することができる。
【００１９】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。第２実施形態は、インバータ装置モータ８の定数（例えば固定子巻線の抵抗値やインダクタンス等）を同定するオートチューニングを行う際に、第１実施形態の構成を適用する。一般に、モータ定数の同定を行う際には安定した直流電圧が必要である。例えば、モータのインダクタンスＬは、Ｖ＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）より、直流電圧を印加した時の電流の傾きから求めることができる。インダクタンスに直流電圧を印加すると、磁気飽和するまでは時間に比例して電流が増加する。したがって、印加電圧と電流の傾きが分かればインダクタンス値が求まるが、直流電圧が安定していない場合はインダクタンス値の誤差の原因となる。
【００２０】
そこで、図１に示すインバータ装置１４においてモータ定数の同定を行う際は、スイッチ１２をＯＮにする。スイッチ１２をＯＮにすることで、直流電圧を平滑化してリップル電圧を減らすことができる。図３は、上記動作の手順を示すフローチャートである。インバータ装置１４に電源が入った状態を開始とする。ここで、モータ定数の同定を行うことが選択されると（Ｓ１１：ＹＥＳ）、スイッチ１２をＯＮしてから（Ｓ１２）モータ定数の同定を実行する（Ｓ１３）。その実行後にはスイッチ１２をＯＦＦし（Ｓ１４）、モータ定数の同定を終了とする。
【００２１】
モータ定数を同定するには、例えばモータにステップ状の電圧を印加することで、図４（ａ）に示す波形の電流を通電し、この時の相間端子電圧の波形によりモータ定数を求める手法がある。図４（ｄ），（ｅ）は、第１実施形態におけるダイオード９，抵抗素子１１，スイッチ１２及び制御手段１３が無い従来のインバータ装置で、平滑コンデンサが無いか、又は平滑コンデンサの容量が非常に小さな値であるものについて、同定時の相間端子電圧波形と直流電圧波形を示している。図４（ｅ）に示す直流電圧は大きく脈動しており、この影響が相間端子電圧波形に表れている。このような状態ではモータ定数を正しく求めることができない。
【００２２】
これに対して、図４（ｂ），（ｃ）は、第１実施形態のインバータ装置１４において、スイッチ１２をＯＮした場合の相間端子電圧波形と直流電圧波形とを示す。尚、制御手段１３は、モータ定数を同定するために必要な電圧検出手段や制御プログラムを備えているものとする。この時、コンデンサ１０が抵抗素子１１及びスイッチ１２を介して正側電源線４に接続された状態となり、直流電圧波形のリップルが殆ど無く、それに伴い相間端子電圧波形のリップルも殆ど無くなっている。これにより、モータ定数を正しく求めることができる。
【００２３】
また、モータ定数を同定する他の方式として、例えば図５（ａ）に示すように矩形波電流をモータに印加して、この時の相間端子電圧波形によりモータ定数を求めるものがある。従来のインバータ装置では、図５（ｄ），（ｅ）に示すように、通電電流がゼロになるタイミングで、モータのインダクタンスの影響により直流電圧が大きく上昇している。このため、インバータ装置に過電圧保護動作が働いてしまう。
【００２４】
これに対して、第１実施形態のインバータ装置１４では、直流電圧が上昇した場合、スイッチ１２のオンオフに関わらずコンデンサ１０が充電されて電圧の上昇分を吸収する。したがって、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、直流電圧は上昇しないか又は低減される。
以上のように第２実施形態によれば、制御手段１３は、モータ８についてモータ定数を同定する処理が実行される期間に、抵抗素子１１及びスイッチ１２を介してコンデンサ１０を放電させる。これにより、直流電圧波形のリップル及び相間端子電圧波形のリップルを低減してモータ定数をより正確に求めることができる。
【００２５】
（第３実施形態）
図６に示すように、第３実施形態のインバータ装置２１は、負荷電流を検出するため正側電源線４に配置される電流センサ２２（電流検出手段）を備えており、電流センサ２２が出力するセンサ信号は、制御手段２３に入力されている。そして、制御手段２３は、モータ８に通電される負荷電流がある値（閾値）以上の時に、スイッチ１２をＯＮにする。このように、負荷電流がある値以上の時にスイッチ１２をＯＮすれば、その時点でコンデンサ１０に充電されているエネルギーを使用でき、モータ８の出力トルク不足を回避できる。
【００２６】
図７は、上記の動作に対応したフローチャートを示す。負荷電流が閾値以上の場合は（Ｓ１５：ＹＥＳ）スイッチ１２をＯＮして（Ｓ１２）ステップＳ１５に戻る。そして、負荷電流が閾値より小さくなった場合は（Ｓ１５：ＮＯ）スイッチ１２をＯＦＦする（Ｓ１４）。
【００２７】
以上のように第３実施形態によれば、負荷電流を検出する電流センサ２２を備え、制御手段２３は、負荷電流が所定の閾値を超えると、抵抗素子１１及びスイッチ１２を介してコンデンサ１０を放電させる。したがって、モータ８の出力トルク不足を回避できる。
【００２８】
（第４実施形態）
図８に示すように、第４実施形態のインバータ装置３１は、第１実施形態におけるスイッチ１２と制御手段１３とを具体的に各素子で構成した場合の一例である。スイッチ１２に相当するものは、コレクタ（非基準電位側導通端子）が抵抗素子１１と共通に接続されたＰＮＰトランジスタ３２となっている。また、制御手段１３に相当するものは、ツェナーダイオード３３、抵抗素子３４及び３５の直列回路と、抵抗素子３５に並列に接続されているダイオード３６とで構成されている。ツェナーダイオード３３は、アノードが正側電源線４に接続され、カソードが抵抗素子３４に接続されており、正側電源線４を基準として順方向接続となっている。ＰＮＰトランジスタ３２のベース（導通制御端子）は、抵抗素子３４及び３５の共通接続点に接続されていると共に、ダイオード３６のアノードに接続されている。
【００２９】
次に、第４実施形態の作用について説明する。直流電圧＋ＤＣとコンデンサ１０の端子電圧＋ＤＣ２との電位が同等であれば、ツェナーダイオード３３は導通しない。モータ８が発生した回生エネルギーをコンデンサ１０が吸収すると、電圧＋ＤＣと共に電圧＋ＤＣ２が上昇する。その後モータ８が力行モードになると、ダイオード９によりコンデンサ１０からの放電が阻止されるため、コンデンサ１０の端子電圧＋ＤＣ２は正側電源線４の電圧＋ＤＣより高い状態になる。そして、両電圧の電位差がツェナーダイオード３３のツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオード３３が逆導通する。
【００３０】
電圧＋ＤＣが更に下降して、電位差がＰＮＰトランジスタ３２のベース電位（ツェナー電圧に抵抗素子３４の端子電圧を加えたもの）にベース−エミッタ間電圧を加えた電圧以上になるとＰＮＰトランジスタ３２がＯＮして、コンデンサ１０の充電電荷は抵抗素子１１を介して放電される。尚、ダイオード３６は、電圧＋ＤＣが過剰に上昇した際にＰＮＰトランジスタ３２を保護するために配置されている。
【００３１】
図９は、上記のハードウェア動作を示すフローチャートである。ステップＳ２１に示すトランジスタ３２をＯＮさせるための電圧αは、ベース−エミッタ間電圧と抵抗素子３４による電圧降下分とを考慮して、ツェナーダイオード３３のツェナー電圧を選択することで設定できる。
【００３２】
また、図１０は、上記のハードウェア動作をシミュレーションした波形を示す。図中に破線で示しているのは回生動作をさせた区間である。先ず、回生動作前の区間では、抵抗素子１１を介する放電電流は流れておらず、電圧＋ＤＣ２は一定であり、直流電圧＋ＤＣのリップル電圧による電位差ではコンデンサ１０が放電されていないことを確認できる。これにより、入力電流波形は高調波成分の少ない矩形波を保つことができている。すなわち、電流高調波のレベルが、平滑コンデンサが無い、又は容量が非常に小さい平滑コンデンサを有するインバータ装置と同等であることが確認できる。
【００３３】
回生動作区間では、回生電力によりダイオード９を介してコンデンサ１０が充電されているため、電圧＋ＤＣと電圧＋ＤＣ２とが同様に上昇している。そして、回生動作後の区間では、電圧＋ＤＣの低下によりＰＮＰトランジスタ３２がＯＮし、コンデンサ１０の充電電荷が放電されており、電圧＋ＤＣ２が次第に低下して行く状態を確認できる。
【００３４】
以上のように第４実施形態によれば、ＰＮＰトランジスタ３２のコレクタを抵抗素子１１と共通に接続し、制御手段１３をツェナーダイオード３３、抵抗素子３４及び３５の直列回路で構成し、ＰＮＰトランジスタ３２のベースを、抵抗素子３４及び３５の共通接続点に接続した。したがって、ハードウェアで構成される制御手段１３により、コンデンサ１０の放電を制御できる。
【００３５】
（第５実施形態）
図１１に示すように、第５実施形態のインバータ装置４１は、スイッチ１２と制御手段１３とを各素子で構成した場合の他の一例であり、第４実施形態のＰＮＰトランジスタ３２に替えて、ＮＰＮトランジスタ４２を用いている。ＮＰＮトランジスタ４２のコレクタとダイオード９のカソードとの間に抵抗素子１１が接続されている。
【００３６】
第５実施形態の場合も、第４実施形態と同様に、電圧＋ＤＣ２が上昇してツェナーダイオード３３が逆導通し、ＮＰＮトランジスタ４２のベース電位が、エミッタ電位よりベース−エミッタ間電圧以上高くなるとＮＰＮトランジスタ４２がＯＮする。そして、コンデンサ１０の充電電荷は抵抗素子１１を介して放電される。
【００３７】
以上のように第５実施形態によれば、ＮＰＮトランジスタ４２のコレクタとダイオード９のカソードとの間に抵抗素子１１を接続し、制御手段１３をツェナーダイオード３３、抵抗素子３４及び３５の直列回路で構成し、ＮＰＮトランジスタ４２のベースを、抵抗素子３４及び３５の共通接続点に接続した。したがって、第４実施形態と同様に、ハードウェアで構成される制御手段１３により、コンデンサ１０の放電を制御できる。
【００３８】
（その他の実施形態）
第４実施形態のＰＮＰトランジスタ３２を、ソースが基準電位側導通端子、ドレインが非基準電位側導通端子、ゲートが導通制御端子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴに置き換えても良い。
また、第４実施形態において、ダイオード３６を削除しても良い。
また、第５実施形態のＮＰＮトランジスタ４２を、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに置き換えても良い。
【００３９】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４０】
図面中、１は３相交流電源、３は整流回路、４は正側電源線（直流電源線）、５は負側電源線（直流電源線）、６はインバータ回路、８はモータ、９はダイオード、１０はコンデンサ、１１は抵抗素子（放電手段）、１２はスイッチ（放電手段、スイッチング素子）、１３は制御手段、１４及び２１はインバータ装置、２２電流センサ（電流検出手段）は、２３は制御手段、３１はインバータ装置、３２はＰＮＰトランジスタ、３３はツェナーダイオード、３４及び３５は抵抗素子、４１はインバータ装置、４２はＮＰＮトランジスタを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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