(57)【要約】【課題】温度センサを設けることなく、より正確に電力変換回路を構成する半導体スイッチング素子の温度を判定する。【解決手段】電圧形ブリッジインバータ６の出力電流が所定値となり且つインバータ６を構成する複数の半導体スイッチング素子６１がすべてオフ制御されるタイミングで、所定の半導体スイッチング素子６１に逆並列接続された環流ダイオード６２の順方向電圧を検出することにより、環流ダイオード６２の順方向電流値が所定値の場合の順方向電圧と温度との相関関係に基づいてダイオード６２の温度を判定可能とする。【選択図】図１
2016208770.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子および該半導体スイッチング素子と一体に設けられたダイオードを備える電力変換回路と、該電力変換回路に所定の電力変換動作を行わせるべく前記半導体スイッチング素子を周期的にオン／オフ制御する電力変換制御手段と、前記ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段と、前記ダイオードの温度を判定する温度判定手段とを備える電力変換器において、
前記電力変換制御手段による半導体スイッチング素子のオン／オフ制御中に前記ダイオードに流れる順方向電流が所定値となるタイミングを発生するタイミング発生手段をさらに備え、前記電圧検出手段は、前記タイミング発生手段が発生するタイミングで前記ダイオードの順方向電圧を検出するよう構成され、前記温度判定手段は、前記電圧検出手段によって検出された順方向電圧と前記所定値とに基づいて前記ダイオードの温度を判定するよう構成されていることを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換器において、前記半導体スイッチング素子と直列に接続されたリアクトルをさらに備え、前記電力変換制御手段は前記リアクトルを流れる電流を制御するよう前記半導体スイッチング素子をオン／オフ制御するものであり、半導体スイッチング素子のオン制御時はリアクトルを流れる電流が半導体スイッチング素子を通過するとともに前記ダイオードには逆方向電圧が印加され、半導体スイッチング素子のオフ制御時に、前記オン制御時にリアクトルを流れていた電流がリアクトルの電流保持作用によって前記ダイオードを順方向電流として通過し、前記タイミング発生手段は、半導体スイッチング素子のオフ制御により前記ダイオードに順方向電流が流れるタイミングを発生することを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
複数の半導体スイッチング素子および各半導体スイッチング素子と一体に設けられるとともに各半導体スイッチング素子の両端に逆並列接続された環流ダイオードを備える電圧形ブリッジインバータと、該電圧形ブリッジインバータの出力側に設けられた連系リアクトルと、前記電圧形ブリッジインバータの直流入力電力を所定の交流電力に変換して出力するよう前記電圧形ブリッジインバータの出力電流を制御するべく前記複数の半導体スイッチング素子を周期的にオン／オフ制御する電力変換制御手段と、前記複数の半導体スイッチング素子の少なくとも一つの半導体スイッチング素子に一体の前記ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段と、該ダイオードの温度を判定する温度判定手段とを備える電力変換器において、
前記電圧形ブリッジインバータの出力電流が所定値となり且つ複数の半導体スイッチング素子がすべてオフ制御されるタイミングを発生するタイミング発生手段をさらに備え、前記電圧検出手段は、前記タイミング発生手段が発生するタイミングで前記ダイオードの順方向電圧を検出するよう構成され、前記温度判定手段は、前記電圧検出手段によって検出された順方向電圧と前記所定値とに基づいて前記ダイオードの温度を判定するよう構成されていることを特徴とする電力変換器。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換器において、前記電圧検出手段は、前記複数の半導体スイッチング素子のうち最も高温となる半導体スイッチング素子に一体のダイオードの順方向電圧を検出することを特徴とする電力変換器。
【請求項５】
リアクトル、半導体スイッチング素子及び逆流防止ダイオードを備える昇圧チョッパと、該昇圧チョッパの出力側に設けられたＤＣリンクコンデンサと、前記昇圧チョッパの入力電圧を昇圧して前記ＤＣリンクコンデンサに出力するよう前記半導体スイッチング素子を周期的にオン／オフ制御する電力変換制御手段と、前記ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段と、前記ダイオードの温度を判定する温度判定手段とを備える電力変換器において、
前記昇圧チョッパの入力電流が所定値となる定常状態で動作しており且つ前記半導体スイッチング素子のターンオフタイミングから所定の遅延時間後のタイミングを発生するタイミング発生手段をさらに備え、前記電圧検出手段は、前記タイミング発生手段が発生するタイミングで前記ダイオードの順方向電圧を検出するよう構成され、前記温度判定手段は、前記電圧検出手段によって検出された順方向電圧と前記所定値とに基づいて前記ダイオードの温度を判定するよう構成されていることを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽光発電システムや燃料電池発電システムなどの発電システムに用いられるパワーコンディショナとして好適に実施できる電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
下記の特許文献１には、三相インバータ装置などの電力変換器に使用される半導体スイッチング素子の通電に伴う瞬間的な温度上昇を確実に検出することを目的として、半導体スイッチング素子と一体に設けられその半導体スイッチング素子の両端に逆並列接続された環流ダイオードと、この環流ダイオードの順方向電流を検出する電流検出手段と、環流ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段と、電流検出手段及び電圧検出手段により検出された順方向電流及び順方向電圧の値に基づいて環流ダイオードの温度を推定する温度推定手段とを設けた電力変換器が開示されている。
【０００３】
この従来の電力変換器においては、明細書段落番号００３１〜００３６に記載されているように、インバータブリッジ回路のすべてのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）のオフ時のモードＤにおける環流ダイオードの順方向電圧ＶＦのピーク電圧を検出するとともに、該ピーク時の環流ダイオードの順方向電流ＩＦをサンプルホールドし、検出された順方向電流ＩＦと順方向電圧ＶＦとから、環流ダイオードの温度に応じた電流電圧特性のデータに基づいて、対応する温度のカーブに当てはめてそのときの温度のデータを求め、得られた温度データの値をＤ／Ａ変換器を介してアナログ信号に変換し、環流ダイオードの温度に比例した直流電圧信号を推定温度信号として出力している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平７−２３４１６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、順方向電流ＩＦ及び順方向電圧ＶＦの検出値にはスイッチング動作等に伴う各種ノイズ成分が含まれるため、これら２つの変数に基づく温度の推定は誤差が大きくなり、正確な温度を判定することができない。
【０００６】
そこで、本発明は、より正確に半導体スイッチング素子の温度を判定することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明は、次の技術的手段を講じた。
【０００８】
すなわち、本発明は、半導体スイッチング素子および該半導体スイッチング素子と一体に設けられたダイオードを備える電力変換回路と、該電力変換回路に所定の電力変換動作を行わせるべく前記半導体スイッチング素子を周期的にオン／オフ制御する電力変換制御手段と、前記ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段と、前記ダイオードの温度を判定する温度判定手段とを備える電力変換器において、前記電力変換制御手段による半導体スイッチング素子のオン／オフ制御中に前記ダイオードに流れる順方向電流が所定値となるタイミングを発生するタイミング発生手段をさらに備え、前記電圧検出手段は、前記タイミング発生手段が発生するタイミングで前記ダイオードの順方向電圧を検出するよう構成され、前記温度判定手段は、前記電圧検出手段によって検出された順方向電圧と前記所定値とに基づいて前記ダイオードの温度を判定するよう構成されていることを特徴とするものである（請求項１）。
【０００９】
かかる本発明の電力変換器によれば、ダイオードの順方向電流が所定値となるタイミングでダイオードの順方向電圧を検出することにより、順方向電流を定数としてダイオードの温度を判定することができ、これにより判定精度を一層向上してより正確にダイオードの温度、すなわちこれと一体の半導体スイッチング素子の温度を検出できる。また、ダイオードや半導体スイッチング素子の温度を直接測定するサーミスタ等の温度センサを別途設ける必要がなく、回路構成の簡素化及びコスト低減を図ることができるとともに、ダイオードの順方向電圧に基づいてダイオードの温度を直接判定するものであるから、ダイオードから離れた箇所に設置された温度センサによる測定よりも判定精度を向上でき、保護マージンも小さくすることができる。
【００１０】
上記本発明の電力変換器において、前記半導体スイッチング素子と直列に接続されたリアクトルをさらに備え、前記電力変換制御手段は前記リアクトルを流れる電流を制御するよう前記半導体スイッチング素子をオン／オフ制御するものであり、半導体スイッチング素子のオン制御時はリアクトルを流れる電流が半導体スイッチング素子を通過するとともに前記ダイオードには逆方向電圧が印加され、半導体スイッチング素子のオフ制御時に、前記オン制御時にリアクトルを流れていた電流がリアクトルの電流保持作用によって前記ダイオードを順方向電流として通過し、前記タイミング発生手段は、半導体スイッチング素子のオフ制御により前記ダイオードに順方向電流が流れるタイミングを発生するものであってよい（請求項２）。これによれば、リアクトルの電流保持作用によって、半導体スイッチング素子のオン制御時に半導体スイッチング素子を流れていた電流と実質的に等価な電流が、半導体スイッチング素子のオフ制御時にダイオードを流れ、これら半導体スイッチング素子のオン／オフ時にわたってリアクトルを流れる電流は若干のリプル等は生じるものの実質的に均一とみなすことができるので、ダイオードに順方向電流が流れるタイミングで順方向電圧を検出することにより、電力変換制御手段によって制御されるリアクトル電流の目標値や、リアクトル電流を検出する電流センサの検出値をダイオードの順方向電流値として利用でき、かかるリアクトル電流は電力変換制御手段によって制御されているのでダイオードの順方向電流そのものを検出するよりも誤差が少なく、これにより一層正確にダイオードの温度を判定できる。
【００１１】
上記本発明は、好ましくはリアクトルを具備するどのような電力変換回路にも適用でき、系統連系インバータのインバータブリッジ回路を構成する一の半導体スイッチング素子に併設された環流ダイオードの温度判定や、昇圧チョッパ回路を構成する逆流防止用ダイオードの温度判定等に利用できる。
【００１２】
すなわち、本発明は、複数の半導体スイッチング素子および各半導体スイッチング素子と一体に設けられるとともに各半導体スイッチング素子の両端に逆並列接続された環流ダイオードを備える電圧形ブリッジインバータと、該電圧形ブリッジインバータの出力側に設けられた連系リアクトルと、前記電圧形ブリッジインバータの直流入力電力を所定の交流電力に変換して出力するよう前記電圧形ブリッジインバータの出力電流を制御するべく前記複数の半導体スイッチング素子を周期的にオン／オフ制御する電力変換制御手段と、前記複数の半導体スイッチング素子の少なくとも一つの半導体スイッチング素子に一体の前記ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段と、該ダイオードの温度を判定する温度判定手段とを備える電力変換器において、前記電圧形ブリッジインバータの出力電流が所定値となり且つ複数の半導体スイッチング素子がすべてオフ制御されるタイミングを発生するタイミング発生手段をさらに備え、前記電圧検出手段は、前記タイミング発生手段が発生するタイミングで前記ダイオードの順方向電圧を検出するよう構成され、前記温度判定手段は、前記電圧検出手段によって検出された順方向電圧と前記所定値とに基づいて前記ダイオードの温度を判定するよう構成されているものとすることができる（請求項３）。
【００１３】
かかる本発明の電力変換器によれば、電力変換制御手段による電圧形ブリッジインバータのいわゆる電流モード制御によって、電圧形ブリッジインバータの入力側に供給される直流電力が交流電力に変換されて出力される。かかる電力変換動作において、インバータブリッジを構成するすべての半導体スイッチング素子が同時にオンして過大な貫通電流が流れることを回避するため、オンする半導体スイッチング素子の切り替えを行う際には、すべての半導体スイッチング素子がオフするデッドタイムが設けられる。このデッドタイム時においても、連系リアクトルの電流保持作用によって該リアクトルを流れる電流は僅かに低下していくものの実質的には保持され、該電流はいずれかの半導体スイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードを通過して入力側に環流される。本発明は、かかる環流ダイオードの順方向電流の値が、電力変換制御手段による出力電流の制御目標値と実質的に等価になることに着眼し、電力変換制御手段によって制御されている出力電流が所定値となったときにデッドタイム時に環流ダイオードの順方向電圧を検出することで、該環流ダイオードの順方向電流自体を検出することなく、制御目標値、若しくは、制御の結果出力されている出力電流の検出値を順方向電流値として定数的に扱うことが可能となり、これにより、順方向電流が所定値であるときの順方向電圧と温度との関係データ若しくは関数に基づいてより正確に一の半導体スイッチング素子の温度を判定できる。
【００１４】
上記発明の電力変換器において、前記電圧検出手段は、前記複数の半導体スイッチング素子のうち最も高温となる半導体スイッチング素子に一体のダイオードの順方向電圧を検出するものとすることができる（請求項４）。これによれば、回路構成を簡素化しつつも、複数の半導体スイッチング素子のすべてを過熱による破壊から保護できる。
【００１５】
なお、上記ブリッジインバータは、フルブリッジ形であってもハーフブリッジ形であってもよく、また、単相交流を出力するものでも２相或いは３相交流を出力するものであってもよい。また、２レベルインバータであっても、３レベルインバータ等のマルチレベルインバータであってもよい。３レベルインバータの場合、半導体スイッチング素子は８個必要になるが、そのうちの最も高温になることが想定される一の半導体スイッチング素子を予め実験等によって特定しておき、この一の半導体スイッチング素子の温度を判定するよう構成できる。
【００１６】
また、本発明は、リアクトル、半導体スイッチング素子及び逆流防止ダイオードを備える昇圧チョッパと、該昇圧チョッパの出力側に設けられたＤＣリンクコンデンサと、前記昇圧チョッパの入力電圧を昇圧して前記ＤＣリンクコンデンサに出力するよう前記半導体スイッチング素子を周期的にオン／オフ制御する電力変換制御手段と、前記ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段と、前記ダイオードの温度を判定する温度判定手段とを備える電力変換器において、前記昇圧チョッパの入力電流が所定値となる定常状態で動作しており且つ前記半導体スイッチング素子のターンオフタイミングから所定の遅延時間後のタイミングを発生するタイミング発生手段をさらに備え、前記電圧検出手段は、前記タイミング発生手段が発生するタイミングで前記ダイオードの順方向電圧を検出するよう構成され、前記温度判定手段は、前記電圧検出手段によって検出された順方向電圧と前記所定値とに基づいて前記ダイオードの温度を判定するよう構成されているものとすることもできる（請求項５）。
【００１７】
かかる本発明の電力変換器によれば、半導体スイッチング素子のオン制御時はリアクトルが入力側電源に短絡されることによりリアクトル電流が徐々に増加し、半導体スイッチング素子のオフ制御時はリアクトルの電流保持作用によってリアクトルの出力側が昇圧されてダイオードに順方向電圧が生じて、リアクトル電流がそのままダイオードを通過してＤＣリンクコンデンサに供給される。本発明は、かかるダイオードの順方向電流が、リアクトル電流、すなわち昇圧チョッパの入力電流と実質的に等価であることに着眼し、電力変換制御手段によって制御されている入力電流が所定値となる定常状態で動作しているときの半導体スイッチング素子のオフ制御時のダイオードの順方向電圧を検出することで、該ダイオードの順方向電流自体を検出することなく、入力電流の制御目標値若しくは入力電流の検出値を順方向電流値として定数的に扱うことが可能となり、これにより、順方向電流が所定値であるときの順方向電圧と温度との関係データ若しくは関数に基づいてより正確にダイオードの温度、ひいてはこれに一体の半導体スイッチング素子の温度を判定できる。
【発明の効果】
【００１８】
以上説明したように、本発明の請求項１に係る電力変換器によれば、ダイオードの順方向電流が所定値となるタイミングでダイオードの順方向電圧を検出することにより、順方向電流を定数としてダイオードの温度を判定することができ、これにより判定精度を一層向上してより正確にダイオードの温度、すなわちこれと一体の半導体スイッチング素子の温度を検出できる。また、ダイオードや半導体スイッチング素子の温度を直接測定するサーミスタ等の温度センサを別途設ける必要がなく、回路構成の簡素化及びコスト低減を図ることができるとともに、ダイオードの順方向電圧に基づいてダイオードの温度を直接判定するものであるから、ダイオードから離れた箇所に設置された温度センサによる測定よりも判定精度を向上でき、保護マージンも小さくすることができる。
【００１９】
また、本発明の請求項２に係る電力変換器によれば、リアクトルの電流保持作用によって、半導体スイッチング素子のオン制御時に半導体スイッチング素子を流れていた電流と実質的に等価な電流が、半導体スイッチング素子のオフ制御時にダイオードを流れ、これら半導体スイッチング素子のオン／オフ時にわたってリアクトルを流れる電流は若干のリプル等は生じるものの実質的に均一とみなすことができるので、ダイオードに順方向電流が流れるタイミングで順方向電圧を検出することにより、電力変換制御手段によって制御されるリアクトル電流の目標値や、リアクトル電流を検出する電流センサの検出値をダイオードの順方向電流値として利用でき、かかるリアクトル電流は電力変換制御手段によって制御されているのでダイオードの順方向電流そのものを検出するよりも誤差が少なく、これにより一層正確にダイオードの温度を判定できる。
【００２０】
また、本発明の請求項３に係る電力変換器によれば、電力変換制御手段によって制御されている出力電流が所定値となったときにデッドタイム時に環流ダイオードの順方向電圧を検出することで、該環流ダイオードの順方向電流自体を検出することなく、制御目標値、若しくは、制御の結果出力されている出力電流の検出値を順方向電流値として定数的に扱うことが可能となり、これにより、順方向電流が所定値であるときの順方向電圧と温度との関係データ若しくは関数に基づいてより正確に一の半導体スイッチング素子の温度を判定できる。
【００２１】
また、本発明の請求項４に係る電力変換器によれば、回路構成を簡素化しつつも、複数の半導体スイッチング素子のすべてを過熱による破壊から保護できる。
【００２２】
また、本発明の請求項５に係る電力変換器によれば、電力変換制御手段によって制御されている入力電流が所定値となる定常状態で動作しているときの半導体スイッチング素子のオフ制御時のダイオードの順方向電圧を検出することで、該ダイオードの順方向電流自体を検出することなく、入力電流の制御目標値若しくは入力電流の検出値を順方向電流値として定数的に扱うことが可能となり、これにより、順方向電流が所定値であるときの順方向電圧と温度との関係データ若しくは関数に基づいてより正確にダイオードの温度、ひいてはこれに一体の半導体スイッチング素子の温度を判定できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換器（パワーコンディショナ）の概略回路ブロック図である。
【図２】同電力変換器の電圧検出手段及びタイミング発生手段の第１の実施例を示す回路ブロック図である。
【図３】同電力変換器の電圧検出手段及びタイミング発生手段の第２の実施例を示す回路ブロック図である。
【図４】同電力変換器の電圧検出手段及びタイミング発生手段の第３の実施例を示す回路ブロック図である。
【図５】同電力変換器の電圧検出手段及びタイミング発生手段の第４の実施例を示す回路ブロック図である。
【図６】同電力変換器のインバータ（第２の電力変換回路）の動作説明図である。
【図７】同インバータの動作タイミングチャートである。
【図８】同インバータの出力電流波形図である。
【図９】同電力変換器のコンバータ（第１の電力変換回路）の動作タイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
【００２５】
図１は本発明の一実施形態に係るパワーコンディショナ１（電力変換器）の概略構成を示しており、該パワーコンディショナ１は、太陽電池アレイなどの発電部２が出力する直流発電電力を商用電力系統３に連系する交流電力に変換して商用電力系統３に出力するものであって、コンバータ４（第１の電力変換回路）、ＤＣリンクコンデンサ５及びインバータ６（第２の電力変換回路）により主構成される電力変換部と、該電力変換部の出力部（図示例ではインバータ６の出力部）と商用電力系統３との間に設けられた解列用保護リレー７と、電力変換部及び保護リレー７の動作を制御する制御部８（電力変換制御部）とを備えている。
【００２６】
発電部２は、従来公知の適宜の構成であってよく、一般的には、複数の太陽電池モジュールを直列乃至並列に接続してなり、敷地や建物の屋根などに設置される。また、発電部２としては、燃料電池その他の発電装置を用いることができる。
【００２７】
制御部８は、コンバータ４及びインバータ６における各電力変換動作並びに保護リレー７の開閉動作を制御するとともに、パワーコンディショナ１の筐体に取り付けられた液晶表示器などからなる表示部（図示せず）の表示制御や、パワーコンディショナ１における各種異常検出制御を行う。制御部８は、制御中枢としてのマイクロプロセッサ（図示せず）を制御基板上に備えているとともに、該マイクロプロセッサからの制御信号に基づいてコンバータ４並びにインバータ６を構成する各半導体スイッチング素子に駆動信号を出力する駆動回路（図示せず）を備えている。
【００２８】
電力変換部も従来公知の適宜の構成であってよく、図示実施例では、発電部２から供給される直流電力を交流の系統電圧の最大値（例えば２００Ｖ交流電力の場合は２８０Ｖ）に対応する所定電圧（例えば３５０Ｖ）に昇圧するよう電力変換してＤＣリンクコンデンサ５に出力するＤＣ／ＤＣコンバータ４と、ＤＣリンクコンデンサ５を介して供給される直流電力を系統電力に連系する交流電力に電力変換して系統３に出力するＤＣ／ＡＣインバータ６とから構成できる。
【００２９】
コンバータ４は、ＤＣリアクトル４１と、該ＤＣリアクトル４１の蓄積エネルギーを制御するＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子４２と、ＤＣリンクコンデンサ５からＤＣリアクトル４１への電流の逆流を防止する逆流防止用ダイオード４３とから主構成される昇圧チョッパ回路であって、ダイオード４３のカソード側がＤＣリンクコンデンサ５の正極側に接続されている。半導体スイッチング素子４２には、負荷電流を転流させるためのＦＷＤ４４（フリーホイーリングダイオード）が逆並列接続されている。本実施例では、半導体スイッチング素子４２と逆流防止用ダイオード４３とが、ＩＰＭ（インテリジェントパワーモジュール）などの一つのパワーモジュールに一体に内蔵されており、好ましくは逆流防止用ダイオード４３が半導体スイッチング素子４２に近接して実装されているものを用いることができる。
【００３０】
インバータ６は、フルブリッジ形の電圧形ブリッジインバータであり、４つのＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子６１をＨブリッジ形に接続するとともに各半導体スイッチング素子６１に環流ダイオード６２を逆並列接続することにより構成され、その出力側には連系リアクトル６３が設けられている。このインバータ６は、制御部８によるいわゆる電流モード制御（電圧形インバータの電流制御）を行うことによって、出力電流が系統電力に同期する交流波形となるよう出力電流を制御するものであり、系統３への電力出力時はＤＣリンクコンデンサ５からの直流電力がＰＷＭ制御若しくはＰＡＭ制御によって交流電力に変換されて系統３へ出力される。本実施例では、４つの半導体スイッチング素子６１と環流ダイオード６２とが、ＩＰＭ（インテリジェントパワーモジュール）などの一つのパワーモジュールに一体に内蔵されており、好ましくは逆並列接続された半導体スイッチング素子６１及び環流ダイオード６２が近接して実装されているものを用いることができる。
【００３１】
コンバータ４の入力側の入力電路には入力電圧センサ１０及び入力電流センサ１１が設けられ、インバータ６の出力側の出力電路には出力電圧センサ１２及び出力電流センサ１３が設けられており、これらセンサ１０，１１，１２，１３の検出値は、制御部８に入力されてコンバータ４及びインバータ６における電力変換動作の制御パラメータとして用いられる。
【００３２】
また、コンバータ４の逆流防止用ダイオード４３の順方向電圧を検出するための第１の電圧検出回路１４（電圧検出手段）と、インバータ６を構成する一の半導体スイッチング素子６１に逆並列接続された環流ダイオード６２の順方向電圧を検出するための第２の電圧検出回路１５（電圧検出手段）とが設けられている。これら第１及び第２の電圧検出回路１４，１５は同等の回路構成であってもよいし、異なる回路構成であってもよい。図２〜図５は、第１及び第２の電圧検出回路１４，１５として用いることのできる回路構成例をそれぞれ示している。
【００３３】
図２に示す実施例においては、測定対象となるダイオード４３，６２の両端電圧を分圧回路１６により分圧し、分圧された電圧信号をバッファアンプ１７を介してサンプルホールド回路１８に供給するよう構成されている。なお、バッファアンプ１７としてはアイソレーションアンプを用いている。
【００３４】
サンプルホールド回路１８には、タイミング発生手段１９が生成するサンプリングタイミング信号もまた入力されており、該サンプリングタイミング信号で指示されたサンプリングタイミングでバッファアンプ１７からの入力電圧をサンプリングし、サンプリングした電圧値をホールドして制御部８に電圧検出信号（アナログ値）として出力する。
【００３５】
図３に示す実施例では、分圧回路１６によって分圧された電圧をサンプルホールド回路１８によってサンプルホールドし、該サンプルホールド回路１８の出力電圧をバッファアンプ１７を介して制御部８に出力している。
【００３６】
図４に示す実施例は、特に絶縁の必要のない場合に利用可能な構成例であって、図に示すように上記バッファアンプを省略することもできる。
【００３７】
図５に示す実施例は、制御部８のマイクロプロセッサが高性能な場合に利用可能な構成例であって、上記サンプルホールド回路１８を省略してバッファアンプ１７の出力をマイクロプロセッサのアナログ入力端子に入力させ、マイクロプロセッサによってタイミング発生手段１９が生成するサンプリングタイミングで入力電圧をサンプリングする構成を示しており、而して、マイクロプロセッサがサンプルホールド手段１８として機能する。
【００３８】
タイミング発生手段１９は適宜の構成を採用することができ、制御部８のマイクロプロセッサをタイミング発生手段１９として機能させることもできるし、制御部８とは別個に設けた専用回路によりタイミング発生手段１９を構成することもできるし、制御部８のマイクロプロセッサと、該マイクロプロセッサからの制御信号に基づいて動作する専用回路との組み合わせによってタイミング発生手段１９を構成することもできる。また、タイミング発生手段１９が生成するサンプリングタイミングは、マイクロプロセッサにおける演算によって生成されてもよいし、コンバータ４又はインバータ６を駆動する駆動回路が生成する駆動信号に基づいて生成されるものであってもよい。本発明は、タイミング発生手段１９が生成するタイミングをいつの時点にするかを特徴とするものであって、タイミング発生手段１９の回路構成自体は適宜の構成であってよい。
【００３９】
次に、タイミング発生手段１９が生成するサンプリングタイミングについて説明するために、まず、インバータ６の動作について説明する。
【００４０】
図６は、インバータ６の動作原理を説明するための動作説明図であり、インバータ６は、図示されたモード１〜モード４の４つの動作モードを周期的に繰り返すことにより出力電流が制御される。モード１は、図示右上と左下のスイッチがオンし、右下と左上のスイッチがオフされ、このとき、回路図右上のグラフに示すように、電源側に連系リアクトルが正接続されることで連系リアクトルを流れる電流が増加していく。モード３は、右下と左上のスイッチがオンし、右上と左下のスイッチがオフされ、このとき、回路図右上のグラフに示すように、電源側に連系リアクトルが逆接続されることで連系リアクトルを流れる電流が減少していく。これらモード１とモード３を交互に切り替えるとともに、各モード１，３の持続時間をＰＷＭ制御によって適切に制御することによって、図８に示すような系統電力に連系する交流電流が出力される。また、各モード１，３を切り替える際にすべてのスイッチがオンすることを防止するために、モード１からモード３に切り替えるとき、並びに、モード３からモード１に切り替えるときに、モード２，４に示すようにすべてのスイッチをオフするデッドタイムが設けられており、このデッドタイム時には、連系リアクトルを流れる電流はリアクトルの磁気エネルギー保存則によって急変できないため、図に矢印で示すように環流ダイオードを通ってリアクトル電流が電源側に環流される。なお、一実施例においてデッドタイムは１〜２マイクロ秒程度である。
【００４１】
図７は、出力電流が０Ａ付近（ゼロクロス点付近）におけるインバータ６の上アームの正側スイッチング素子と負側スイッチング素子の制御信号及び測定対象となる負側スイッチング素子の両端電圧の遷移を示すタイミングチャートである。なお、各半導体スイッチング素子にはターンオン時及びターンオフ時に僅かな遅延時間があるため、制御ロジック上のデッドタイムと、実際の出力上のデッドタイムとは僅かにズレが生じる。したがって、インバータ６用のタイミング発生手段１９は、好ましくは実際の出力上のデッドタイムを検出するか、或いは予め実験によってロジック上のデッドタイムと出力上のデッドタイムとの相関データを求めておき、この相関データとロジック上のデッドタイムとに基づいて適切なタイミングを生成するよう構成できる。
【００４２】
本実施例では、インバータ６用のタイミング発生手段１９は、図８に示すように、出力電流、すなわち連系リアクトル電流が１Ａ±α（許容誤差）のタイミングであって、すべての半導体スイッチング素子６１がオフ制御されることにより図７に示すように負側スイッチング素子６１の両端電圧が負電圧となって環流ダイオード６２に順方向電圧が印加され、これにより連系リアクトル６３を流れる電流が環流ダイオード６２を介して環流されているタイミングで、サンプリングタイミングを示すパルス信号からなるデッドタイム信号を生成するよう構成されている。
【００４３】
連系リアクトル電流が１Ａであるタイミングは適宜の方法によって判定することができ、例えば、図８に示す出力電流波形（制御目標波形）のゼロクロス点を基準として、リアクトル電流が１Ａとなるゼロクロス点からの経過時間後のタイミングであってもよいし、出力電流センサ１３の検出値に基づいて１Ａとなるタイミングを判定してもよいし、制御部８の制御目標値が１Ａとなるタイミングであってもよい。
【００４４】
このデッドタイム信号は連系リアクトル電流が１Ａ±αでないときは生成されないため、これにより、環流ダイオード６２の順方向電圧をサンプリングするときに環流ダイオード６２を流れる電流が１Ａ±αであることを保証できる。
【００４５】
制御部８の記憶手段には、予め順方向電流が１Ａのときの環流ダイオード６２の順方向電圧と温度との関係データ若しくは関係式が記憶されており、制御部８のマイクロプロセッサは、所定のタイミングで、若しくは、定常的に、電圧検出回路１４がサンプルホールドした環流ダイオード６２の上記順方向電圧値を監視して、該順方向電圧値と上記関係データ若しくは関係式とに基づいて、環流ダイオード６２の温度、ひいては半導体スイッチング素子６１の温度を判定するよう制御構成されている。而して、かかる判定を行う制御部８によって、環流ダイオード６２の温度を判定する温度判定手段が構成されている。なお、関係式としては、例えば、順方向電圧Ｖｆ＝ａ×温度Ｔ＋ｂ（ａ，ｂは定数。ａは例えば−２ｍＶ／℃。）などとすることができる。
【００４６】
図９は、コンバータ４用のサンプリングタイミング発生手段１９のタイミング生成ロジックを説明するためのタイミングチャートである。まずコンバータ４の動作原理について説明すると、半導体スイッチング素子４２にＰＷＭ制御された昇圧チョッパ駆動信号を出力すると、半導体スイッチング素子４２のオン制御時はＤＣリアクトル４１が電源部２に接続されてリアクトル電流がＩL1からＩL2に徐々に増加する。一方、オフ制御時は、ＤＣリアクトル４１の出力電圧が昇圧されて逆流防止ダイオード４３に順方向電圧が生じ、リアクトル電流が該ダイオード４３を通過してＤＣリンクコンデンサ５に供給され、このときリアクトル電流、すなわちダイオード４３を流れる順方向電流、並びに、ダイオード４３の順方向電圧は図に示すように徐々に減少していく。
【００４７】
そして、コンバータ４用のサンプリングタイミング発生手段１９は、昇圧チョッパの入力電流（リアクトル電流）が所定値となる定常状態で動作しており、且つ、半導体スイッチング素子４２をオフしている間の所定のタイミングで、サンプリングタイミングを示すパルス信号を生成するように構成されている。昇圧チョッパの入力電流が所定値となる状態は、積極的制御によって作り出された状態であってもよく、例えばスイッチング素子の過熱状態判定のために、入力電流が所定値となるようスイッチング素子４２をＰＷＭ制御してもよい。また、積極的な電流制御を行うのではなく、例えば、過熱状態となるリスクが大きくなる最大入力電流を所定値とし、最大入力電流で動作しているときにサンプリングタイミング発生手段１９がサンプリングタイミングを発生するよう制御構成することもできる。また、複数の入力電流値のうちのいずれかで動作しているときにサンプリングタイミングを発生するよう制御構成することもできる。
【００４８】
昇圧チョッパのＤＣリアクトル電流のリプルは定常状態であっても比較的大きい場合があり、また、半導体スイッチング素子４２のターンオフ直後はスイッチング動作によるノイズ成分が大きくなるため、好ましくは、半導体スイッチング素子４２のターンオフタイミングから所定の遅延時間Δｔ後のタイミングで上記パルス信号を出力する。この遅延時間Δｔは、リプルを含むリアクトル電流がちょうど平均値（すなわち昇圧チョッパの入力電流値）となる時間とすることができ、例えば、ターンオフタイミングから、オフ時間の半分の時間を経過したときとすることができる。
【００４９】
また、半導体スイッチング素子４２をオンしているときは下記の式（１）が成立し、オフしているときは下記の式（２）が成立する。
Ｌ×（ＩL2−ＩL1）／Ｔon  ＝  Ｖin                ・・・式（１）
Ｌ×（ＩL2−ＩL1）／Ｔoff  ＝  Ｖo − Ｖin − Ｖf  ・・・式（２）
Ｖin：電源電圧，Ｔon：オン時間，Ｔoff：オフ時間，Ｌ：ＤＣリアクトルのインダクタンス，Ｖo：ＤＣリンク電圧，Ｖf：ダイオードの順方向電圧（Ｖｏ及びＶinと比べて十分小さいため無視可能）
【００５０】
電源電圧Ｖinは入力電圧センサ１０によって検出でき、インダクタンスＬは定数であり、Ｔon及びＴoffは制御部８の制御上のパラメータであるので制御部８において判明しており、ＶoもＤＣリンク電圧検出センサ（図示せず）によって検出できる。したがって、これらの式（１）（２）より、リアクトル電流のリプルの量（ＩL2−ＩL1）を算出でき、これとオフ時間Ｔoffとの関係によりオフ時間中のリアクトル電流の単位時間毎の減少量、図９のリアクトル電流のオフ時間Ｔoff時の直線の傾きがわかり、一方、リアクトル電流の平均値は入力電流センサ１１の検出値によって分かっているため、半導体スイッチング素子４２のターンオフタイミングから所定の遅延時間Δｔ後の正確なリアクトル電流値を算出可能である。かかるリアクトル電流値が、予め関係データ若しくは関係式が用意されている所定の電流値であるときのダイオード４３の順方向電圧をサンプリングホールドすることにより、より正確にダイオード４３の温度、ひいては半導体スイッチング素子４２の温度を判定することができる。
【００５１】
本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、適宜設計変更できる。例えば、上記実施形態ではコンバータ及びインバータを内蔵するパワーコンディショナの例を示したが、コンバータのみからなる電力変換器やインバータのみからなる電力変換器として実施することも可能である。また、半導体スイッチング素子とダイオードは、熱的に一体であればよく、例えば個別に供給されている半導体スイッチング素子部品と、ダイオード部品とを、熱的に一体となるよう基板上に実装してもよい。
【符号の説明】
【００５２】
１  電力変換器（パワーコンディショナ）
４  電力変換回路（コンバータ）
４１  ＤＣリアクトル
４２  半導体スイッチング素子
４３  逆流防止用ダイオード
５  ＤＣリンクコンデンサ
６  電力変換回路（インバータ）
６１  半導体スイッチング素子
６２  環流ダイオード
６３  連系リアクトル
８  電力変換制御手段（制御部）
１４  電圧検出手段（コンバータのダイオード用の電圧検出回路）
１５  電圧検出手段（インバータのダイオード用の電圧検出回路）
１９  タイミング発生手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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