(57)【要約】【課題】半導体素子を新たに追加することなく、１次側変換回路あるいは２次側変換回路のポート数を従来以上に増設した回路を提供する。【解決手段】スイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ４及びトランスの１次側巻線Ｔｒ１を有する１次側変換回路と、スイッチングトランジスタＳ５〜Ｓ８及びトランスの２次側巻線Ｔｒ２を有する２次側変換回路を備える電力変換回路１２と、制御回路１０を備える。１次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１、Ｓ２の接続点とスイッチングトランジスタＳ３、Ｓ４の接続点の間にリアクトルＬ１、Ｌ２及び連結ポートＤを接続する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側変換回路であって、１次側正極母線と１次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にトランスの１次側巻線が接続される１次側変換回路と、
２次側変換回路であって、２次側正極母線と２次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に前記トランスの２次側巻線が接続される２次側変換回路と、
前記１次側変換回路及び前記２次側変換回路の前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路と、
を備え、
前記１次側変換回路の前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間、あるいは前記２次側変換回路の前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にリアクトル及び連結ポートが接続される
ことを特徴とする電力変換回路システム。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換回路システムにおいて、
前記リアクトルのインダクタンス値は、前記トランスの自己インダクタンス値よりも小さいことを特徴とする電力変換回路システム。
【請求項３】
請求項１、２のいずれかに記載の電力変換回路システムにおいて、
前記１次側変換回路と前記２次側変換回路のうち、前記リアクトル及び前記連結ポートが接続されていない回路の前記トランスに直列にコンデンサが接続される
ことを特徴とする電力変換回路システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換回路システムに関し、特に、複数の入出力ポートを有する電力変換回路システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド自動車や電気自動車、燃料電池自動車等、電気リッチな自動車の開発・普及に伴い、車載の電源回路も複雑化・大型化の傾向にある。例えば、ハイブリッド自動車では、走行用バッテリ、システム用バッテリ、プラグイン用の外部電源回路、走行用バッテリの直流電力を走行用モータに供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を交流電力に変換するためのＤＣ／ＡＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を電動パワーステアリング（ＥＰＳ）に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を補機に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ等があり、構成が複雑化している。
【０００３】
そこで、一つの回路で複数の入出力を備えるマルチポート電源の開発が進められている。マルチポート電源により、配線や半導体素子等の共有化により電源回路を小型化することが提案されている。
【０００４】
特許文献１には、４つのポートを有する電力変換回路において、選択した複数のポートの間で電力変換することができる構成が記載されている。
【０００５】
図５は、従来技術の電力変換回路の回路構成図である。１次側変換回路と２次側変換回路を備え、１次側変換回路は、２つの磁気結合リアクトル及びチョッパ回路を含むフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極母線と負極母線の間に設けられるポートＡ（入出力ポートＡ）と、フルブリッジ回路の負極母線とトランスの１次側コイルのセンタータップとの間に設けられるポートＣ（入出力ポートＣ）を備える。また、２次側変換回路は、２つの磁気結合リアクトル及びチョッパ回路（左右アーム）を含むフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極母線と負極母線の間に設けられるポートＢ（入出力ポートＢ）と、フルブリッジ回路の負極母線とトランスの２次側コイルのセンタータップとの間に設けられるポートＤ（入出力ポートＤ）を備える。
【０００６】
昇降圧コンバータモードでは、例えば１次側変換回路のポートＣとポートＡに着目すると、ポートＣは、トランスの１次側コイルを介して左アームの上下接続点に接続される。左アームの両端はポートＡに接続されているから、ポートＣとポートＡの間には昇降圧回路が接続される。他方、ポートＣは、右アームの上下接続点に接続される。右アームの両端もポートＡに接続されているから、ポートＣとポートＡの間には他の昇降圧回路が接続される。よって、ポートＣとポートＡの間には、２つの昇降圧回路が並列に接続されることになる。同様に、２次側変換回路についても、ポートＤとポートＢの間には、左右のアームで２つの昇降圧回路が並列に接続されることになる。
【０００７】
絶縁コンバータモードでは、例えば１次側変換回路のポートＡと２次側変換回路のポートＢに着目すると、ポートＡにはトランスの１次側コイルが接続され、ポートＢにはトランスの２次側コイルが接続される。従って、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチング周期の位相差φを調整することで、ポートＡに入力された電力を変換してポートＢに伝送し、あるいは、ポートＢに入力された電力を変換してポートＡに伝送できる。すなわち、１次側変換回路の両端電圧が２次側変換回路の両端電圧に対して進み位相であれば１次側変換回路から２次側変換回路に電力伝送し、２次側変換回路の両端電圧が１次側変換回路の両端電圧に対して進み位相であれば逆に２次側変換回路から１次側変換回路に電力伝送できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１１−１９３７１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
このように、従来の電力変換回路では、昇降圧動作及び電力伝送が可能であるが、１次側変換回路に着目すると、電圧出力はポートＡとポートＣの２つのポートに限られており、さらに直流ポートを増設するためには追加の半導体素子が必要となってしまう。２次側変換回路についても同様である。
【００１０】
本発明は、このような課題に鑑みなされたものであり、その目的は、半導体素子を新たに追加することなく、１次側変換回路あるいは２次側変換回路のポート数を従来以上に増設した回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の電力変換回路システムは、１次側変換回路であって、１次側正極母線と１次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にトランスの１次側巻線が接続される１次側変換回路と、２次側変換回路であって、２次側正極母線と２次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に前記トランスの２次側巻線が接続される２次側変換回路と、前記１次側変換回路及び前記２次側変換回路の前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路とを備え、前記１次側変換回路の前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間、あるいは前記２次側変換回路の前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にリアクトル及び連結ポートが接続されることを特徴とする。
【００１２】
本発明において、１次側変換回路の左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にリアクトル及び連結ポートが接続される場合、左アームに接続されるポート、右アームに接続されるポートに加え、連結ポートの合計３つの入出力ポートが構成されることになり、半導体素子を増大させることなく３つのポートが得られる。すなわち、回路規模の増大を抑制しつつ複数の電源電圧を供給し得る。これら３つのポート間では、１次側変換回路のスイッチングトランジスタの時比率の調整により非絶縁及び双方向の電力変換が可能である。さらに、１次側変換回路と２次側変換回路はトランスで接続されており、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチング周期の位相差を調整することで絶縁された電力伝送が可能である。２次側変換回路の左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にリアクトル及び連結ポートが接続される場合についても同様である。
【００１３】
本発明の１つの実施形態では、前記リアクトルのインダクタンス値は、前記トランスの自己インダクタンス値よりも小さいことを特徴とする。本発明では、１次側変換回路あるいは２次側変換回路において、左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に、トランス巻線とリアクトルが並列に接続されることになるため、リアクトルのインダクタンス値をトランスの自己インダクタンス値よりも小さく設定することで、トランス巻線に直流電流が流入することを抑制できる。
【００１４】
本発明の他の実施形態では、前記１次側変換回路と前記２次側変換回路のうち、前記リアクトル及び前記連結ポートが接続されていない回路の前記トランスに直列にコンデンサが接続されることを特徴とする。トランスに直列にコンデンサが接続されることで、トランスの偏磁を抑制できる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、１次側変換回路と２次側変換回路がトランスを介して接続される電力変換回路システムにおいて、１次側変換回路と２次側変換回路のいずれかを３ポート構成とすることができ、回路規模の増大を抑制しつつ複数の電源電圧を供給できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】実施形態のシステムの回路構成図である。
【図２】実施形態の制御説明図である。
【図３】実施形態の入出力構成例を示す回路構成図である。
【図４】実施形態の電力、電圧、位相差の動作波形図である。
【図５】従来技術の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００１８】
図１は、本実施形態の電力変換回路システムの回路構成図である。電力変換回路システムは、制御回路１０と電力変換回路１２からなり、電力変換回路１２は、１次側変換回路と２次側変換回路を備える。本実施形態の電力変換回路システムは、図５に示された従来の回路構成と異なり、１次側変換回路あるいは２次側変換回路が、双方向チョッパ回路を連結ポートで接続した回路構成を備える。本実施形態では、例示として、１次側変換回路において双方向チョッパ回路を連結ポートで接続した回路構成を示す。すなわち、１次側変換回路は、ポートＡ及びポートＣに加えてポートＤを備え、２次側変換回路は、ポートＢを備える。
【００１９】
より詳しくは、以下の通りである。１次側変換回路の正極母線１２１と１次側変換回路の負極母線１２２の間に、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ１及びＳ２からなる左アームと、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ３及びＳ４からなる右アームが互いに並列に接続される。
【００２０】
ポートＡ（入出力ポートＡ）は、１次側変換回路の正極母線１２１と１次側変換回路の負極母線１２２との間に配置される。ポートＡの入出力電圧をＶＡとする。
【００２１】
ポートＣ（入出力ポートＣ）は、１次側変換回路の負極母線１２２と右側アームのスイッチングトランジスタＳ３の間に配置される。ポートＣの入出力電圧をＶＣとする。
【００２２】
左側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ１とスイッチングトランジスタＳ２の接続点と、右側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ３とスイッチングトランジスタＳ４の接続点の間には、互いに直列に接続されるリアクトルＬ１、Ｌ２が接続されるとともに、トランスの１次側巻線Ｔｒ１が接続される。すなわち、リアクトルＬ１、Ｌ２とトランスの１次側巻線Ｔｒ１は、２つの双方向チョッパ回路の中間点に並列に接続される。
【００２３】
また、１次側変換回路の負極母線１２２とリアクトルＬ１、Ｌ２の接続点の間に、キャパシタを接続して連結ポートＤが配置される。ポートＤの入出力電圧をＶＤとする。
【００２４】
他方、２次側変換回路の正極母線１２３と負極母線１２４の間に、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ５及びＳ６からなる左アームと、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ７及びＳ８からなる右アームが互いに並列に接続される。
【００２５】
ポートＢ（入出力ポートＢ）は、２次側変換回路の正極母線１２３と２次側変換回路の負極母線１２４との間に配置される。ポートＢの入出力電圧をＶＢとする。
【００２６】
トランスの２次側巻線Ｔｒ２は、左側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ５とスイッチングトランジスタＳ６の接続点と、右側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ７とスイッチングトランジスタＳ８の接続点の間に接続される。
【００２７】
制御回路１０は、電力変換回路１２を制御する各種パラメータを設定し、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ８のスイッチング制御を行う。制御回路１０は、機能ブロックとして、電力変換モード決定処理部、位相差φ決定処理部、１次側スイッチング処理部及び２次側スイッチング処理部を備える。電力変換モード決定処理部は、外部からのモード信号に基づいて電力変換を行うモードを設定する。１つのモードは、１次側変換回路の３つのポート間での電力変換であり、他のモードは１次側と２次側間での絶縁電力伝送モードである。位相差φ決定処理部は、１次側と２次側での絶縁電力伝送モードにおける位相差φを設定する。１次側スイッチング処理部は、電力モード及び位相差φに応じて１次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ４のスイッチングを制御する。２次側スイッチング処理部は、電力モード及び位相差φに応じて２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ５〜Ｓ８のスイッチングを制御する。
【００２８】
本実施形態における１次側変換回路と２次側変換回路との間の絶縁型電力伝送は、従来技術と同様に１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチングトランジスタのスイッチング周期の位相差φで制御する。例えば、２次側から１次側に電力を伝送する場合、まず１次側ではスイッチングトランジスタＳ１及びＳ４をオンし、スイッチングトランジスタＳ２及びＳ３をオフする。また、２次側ではスイッチングトランジスタＳ５及びＳ８をオンし、スイッチングトランジスタＳ６及びＳ７をオフする。２次側では、
スイッチングトランジスタＳ５→トランス２次側巻線Ｔｒ２→スイッチングトランジスタＳ８
と電流が流れ、１次側では、
スイッチングトランジスタＳ４→トランス１次側巻線Ｔｒ１→スイッチングトランジスタＳ１
と電流が流れる。
【００２９】
次の期間では、スイッチングトランジスタＳ１、Ｓ４、Ｓ８をオンし、それ以外はオフとする。前の期間と比べてスイッチングトランジスタＳ５がオンからオフに遷移するが、２次側のスイッチングトランジスタＳ５がオフすると、スイッチングトランジスタＳ６に並列に接続されたダイオードを介して電流が流れ続け、２次側の両端電圧はゼロに降下する。従って、２次側の両端電圧を決めるのは、スイッチングトランジスタＳ５のオンオフとなる。
【００３０】
さらに次の期間では、スイッチングトランジスタＳ１、Ｓ４、Ｓ６、Ｓ８をオンし、それ以外をオフとする。
【００３１】
さらに次の期間では、スイッチングトランジスタＳ４、Ｓ６、Ｓ８をオンし、それ以外をオフとする。１次側のスイッチングトランジスタＳ１がオンからオフに遷移すると、スイッチングトランジスタＳ１に並列に接続されたダイオードを介して電流が流れ続け、スイッチングトランジスタＳ２がオンしない限り１次側の両端電圧はゼロにならない。従って、１次側の両端電圧を決めるのは、スイッチングトランジスタＳ２のオンオフとなる。
【００３２】
なお、上下のスイッチングトランジスタが短絡しないように、数百ナノ秒〜数マイクロ秒程度のデッドタイムを設けてもよい。すなわち、スイッチングトランジスタＳ１とＳ２、Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６、Ｓ７とＳ８がともにオフとなるような期間を設けてもよい。
【００３３】
他方、従来技術では双方向チョッパ回路により１次側変換回路においてポートＡとポートＣとの間の昇降圧が可能であるが、本実施形態では、１次側変換回路においてポートＡ、ポートＢ、及びポートＤの３ポートでの昇降圧、すなわち非絶縁の電力変換が可能である。
【００３４】
図２は、制御回路１０における制御方法の模式図である。１次側変換回路の左アーム及び右アームの位相をそれぞれＵ１相及びＶ１相とし、これに対応する２次側変換回路の左アーム及び右アームの位相をそれぞれＵ２相及びＶ２相とする。
【００３５】
制御回路１０の１次側スイッチング処理部は、ポートＤの電圧指令値ＶＤ＊と参照値ＶＤとの差分に基づき、フィードバック制御でＵ１相の時比率（Ｄｕｔｙ＿Ｕ）の指令値Ｄｕｔｙ＿Ｕ＊を決定する。なお、図では、電圧指令値ＶＤ＊と参照値ＶＤとの差分をＰＩ制御し、さらにフィードフォワード項ＦＦ  Ｄｕｔｙ＿Ｕを付加して制御を安定化させているが、必須ではない。同様に、ポートＣの電圧指令値ＶＣ＊と参照値ＶＣとの差分に基づき、フィードバック制御でＶ１相の時比率（Ｄｕｔｙ＿Ｖ）の指令値Ｄｕｔｙ＿Ｖ＊を決定する。ＰＩ制御及びフィードフォワード項の付加は制御の安定化のためであり、必須ではない。
【００３６】
また、２次側変換回路のＵ２相及びＶ２相は、１次側変換回路のＵ１相、Ｖ１相と同一波形形状とするのが望ましい。これは、トランスの両端子間に生じる電圧波形が異なると、１次側変化回路と２次側変換回路に位相差がない場合においても電力が伝送されてしまうからである。Ｕ２相の時比率はＵ１相と同一のＤｕｔｙ＿Ｕであり、Ｖ２相の時比率はＶ１相と同一のＤｕｔｙ＿Ｖである。Ｕ１相及びＶ１相の時比率を調整することで、ポートＡ、ポートＣ、ポートＤの出力電圧が制御される。
【００３７】
１次側変換回路と２次側変換回路の間で電力を伝送する場合、制御回路１０の位相差φ決定処理部は、１次側が２次側に対して進み位相とすることで１次側から２次側に電力を伝送し、１次側が２次側に対して遅れ位相とすることで２次側から１次側に電力を伝送するように制御する。位相差φは、ポートＡの電力指令値ＶＡ＊と参照値ＶＡとの差分に基づき、フィードバック制御で指令値Ｐｈａｓｅ＊を決定する。
【００３８】
２次側変換回路のＵ２相、Ｖ２相はそれぞれ異なる時比率で動作するので、トランス２次側巻線Ｔｒ２には正負で互いに異なる幅の電圧パルスが印加され得る。特に、ギャップなしで設計されたトランスを使用する場合には、トランスの偏磁（磁束に直流成分が生じる）が懸念される。従って、図１に示すように、トランスの２次側巻線に直列にコンデンサＣを接続することが望ましい。
【００３９】
図３は、本実施形態の電力変換回路システムの入出力構成の一例である。ポートＡに鉛バッテリ等の低電圧電池（ＶＡ＝１４Ｖ）、ポートＢにニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の高電圧電池（ＶＢ＝２００Ｖ）を接続し、ポートＣ及びポートＤからそれぞれ１１Ｖと７Ｖを出力する（ＶＣ＝１１Ｖ、ＶＤ＝７Ｖ）。従来においては、ポートＣからＶＣ＝１１Ｖを出力するだけであるが、本実施形態では、半導体素子を追加することなく、ＶＣ＝１１Ｖに加えて、ＶＤ＝７Ｖを出力することが可能である。従って、車載のある補機にはＶＣ＝１１Ｖを出力するとともに、別の補機にはＶＤ＝７Ｖを出力することができ、補機に応じた最適な電圧供給が可能である。
【００４０】
図４は、本実施形態における回路動作波形図である。図４（ａ）は電力波形図であり、ＰＡ、ＰＢ、ＰＣはそれぞれポートＡ、ポートＢ、ポートＣの電力である。図４（ｂ）は電圧波形であり、ＶＡ、ＶＢ、ＶＣ、ＶＤはそれぞれポートＡ、ポートＢ、ポートＣ、ポートＤの電圧である。図４（ｃ）は位相差波形であり、制御回路１０で算出される位相指令値Ｐｈａｓｅ＊に従って制御される１次側変換回路と２次側変換回路の位相差である。各図の横軸は時間であり、期間［１］、［２］、［３］に大別される。
【００４１】
図４（ａ）に示すように、期間［１］においてＰＣが増大し、期間［２］においてＰＡが段階的に増大するものとする。すなわち、期間［１］においてポートＣの負荷が増大し、期間［２］においてポートＡの負荷が増大するものとする。
【００４２】
このとき、図４（ｃ）に示すように、制御回路１０により１次側変換回路と２次側変換回路の位相差φが変化し、期間［１］及び［２］において位相差φが増大する。この位相差φの変化に応答して、図４（ａ）に示すようにＰＢが段階的に増大する。図４（ａ）及び図４（ｃ）を対比してみると、位相差φの波形に即してＰＢが変化していることがわかる。このことは、２次側変換回路から１次側変換回路への電力伝送により、ＰＢの増大によりポートＡ及びポートＣの負荷が補われていることを示す。そして、図４（ｂ）に示すように、ポートＡ、ポートＣ、ポートＤの電圧ＶＡ、ＶＣ、ＶＤはいずれも一定に維持される。
【００４３】
また、期間［３］において、図４（ｂ）に示すように、高電圧側電池の電圧ＶＢが図中Ｐで示すように変動しているが、図４（ｃ）に示すように、制御回路１０によりポートＢの電圧値ＶＢの変動に応じて位相差φが変化し、２次側変換回路から１次側変換回路への電力伝送により低電圧側ポートであるポートＡ、ポートＣ、ポートＤの電圧値ＶＡ、ＶＣ、ＶＤはいずれも一定に維持される。ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の高電圧電池は、種々の要因により電圧が変動することが知られている。図４に示す通り、本実施形態における電力変換回路システムは、高電圧電池の電圧変動に対してロバスト性を有するといえ、特に、ＶＣ及びＶＤを一定に維持できることで、車載の補機に対して安定的に電圧を供給できる。
【００４４】
このように、本実施形態では、双方向絶縁コンバータを基本とした回路構成において、半導体素子数を増大させることなく、１次側変換回路から３つの直流電圧を出力できるので、回路規模の増大を抑えつつ複数の電源電圧を供給できる。特に、本実施形態では、１次側変換回路の時比率を調整することで３つの直流電圧の出力電圧を制御できるとともに、１次側変換回路と２次側変換回路の位相差φを調整することで絶縁電力を制御することができる。本実施形態の電力変換回路システムを車載とした場合、車載の電子機器に最適な電圧供給が可能となるので、各電子機器の消費電力削減を図ることもできる。
【００４５】
ここで、本実施形態では、１次側変換回路の左アームの上下接続点と右アームの上下接続点の間に、トランスの１次側巻線Ｔｒ１とリアクトルＬ１、Ｌ２を並列に接続しているため、トランスの１次側巻線Ｔｒ１に直流電流が流入するおそれがあるが、リアクトルＬ１、Ｌ２のインダクタンス合計値（Ｌ１＋Ｌ２）に比べてトランスの自己インダクタンス値Ｌｔを十分大きく設定することで、トランスの１次側巻線Ｔｒ１に直流電流が流入することを抑制してトランスの磁気飽和を抑制し得る。
【００４６】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限定されず種々の変更が可能である。
【００４７】
例えば、本実施形態では１次側変換回路を３ポート構成としているが、２次側変換回路を３ポート構成としてもよい。２次側変換回路を３ポート構成とした場合、トランスの偏磁を防止するためのコンデンサは、トランスの１次側巻線Ｔｒ１に直列に接続すればよい。
【符号の説明】
【００４８】
１０  制御回路、１２  電力変換回路、１２１  １次側変換回路正極母線、１２２  １次側変換回路負極母線、１２３  ２次側変換回路正極母線、１２４  ２次側変換回路負極母線、Ｓ１〜Ｓ４  １次側変換回路スイッチングトランジスタ、Ｓ５〜Ｓ８  ２次側変換回路スイッチングトランジスタ、Ｔｒ１  トランス１次側巻線、Ｔｒ２  トランス２次側巻線。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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