(57)【要約】【課題】スイッチング電源の性能が悪化することなく、交流電源の切断を即座に検出可能とすること。【解決手段】整流回路５は、交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑する、電源電圧生成用の整流回路である。整流回路１１は、整流回路５よりも時定数が小さく、交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑する、交流電源切断検出用の整流回路である。検出回路１０は、整流回路５からの電圧と整流回路１１からの電圧との差に基づいて、交流電源の切断を検出する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線と、二次巻線と、を有するトランスと、
交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑する、電源電圧生成用の第１整流回路と、
前記第１整流回路からの電圧が供給され、前記一次巻線に第１電位の電圧を供給する第１スイッチ素子と、前記一次巻線に第１電位よりも低い第２電位の電圧を供給する第２スイッチ素子と、を有するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路のスイッチングを制御するドライバ回路と、
前記第１整流回路よりも時定数が小さく、前記交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑する、前記交流電源切断検出用の第２整流回路と、
前記第１整流回路からの電圧と前記第２整流回路からの電圧との差に基づいて、前記交流電源の切断を検出する検出回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記検出回路は、
ベースが、第１抵抗を介して、前記第１整流回路に、第２抵抗及びツェナーダイオードを介して、前記第２整流回路に接続され、
エミッタが、前記第１整流回路に接続され、
コレクタが、第３抵抗を介して接地電位に接続された、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタと、
カソードが、前記第１抵抗及び前記第２抵抗を介して、前記第１整流回路に接続され、アノードが、前記第２整流回路に接続された、前記ツェナーダイオードと、
前記第１抵抗と、前記第２抵抗と、前記第３抵抗と、を有し、
出力が、前記バイポーラトランジスタのコレクタと前記第３抵抗との間であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のスイッチング電源と、
オーディオアンプと、
を備えることを特徴とするオーディオ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源、及び、スイッチング電源を備えるオーディオ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源は、スイッチ素子を任意のスイッチング周波数でスイッチングさせることで、直流電圧を、任意の周波数を有する交流電圧に変換する。スイッチング電源を備えるオーディオ装置は、音声信号を増幅するためのオーディオアンプを備えている（例えば、特許文献１参照。）。オーディオ装置において、交流電源切断時にスイッチ素子のスイッチング動作が継続することにより、オーディオアンプの電源停止動作が遅れると、ポップ音を生じる場合がある。スイッチング電源では、一般の商用電源トランスを用いた電源と比べ、交流電源切断を即座に検出することが困難なためである。
【０００３】
交流電源の切断を検出する例として、以下の（１）、（２）がある。
（１）交流電源からの交流電圧を一次整流した電圧の低下に基づいて、交流電源切断の有無を判断する。
（２）トランスの一次巻線側にコイルを設けて、磁束により、交流電源切断の有無を判断する。
【０００４】
図４は、上記（１）のスイッチング電源の一部の回路構成を示す図である。図４では、交流電源を信号源Ｖ１０１で示している。スイッチング電源１０１は、整流回路１０２、検出回路１０３を備える。整流回路１０２は、交流電源Ｖ１０１からの交流電圧を整流、及び、平滑する。整流回路１０２は、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４、コンデンサＣ１１、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を有する。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、ブリッジ回路を形成しており、交流電源Ｖ１０１からの交流電圧を整流する。コンデンサＣ１１は、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４が整流した電圧を平滑する。抵抗Ｒ１１は、コンデンサＣ１１に並列に接続されている。抵抗Ｒ１２は、コンデンサＣ１１に直列に接続されている。コンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１とは、時定数（ＣＲ）回路を構成している。
【０００５】
検出回路１０３は、整流回路１０２からの電圧が所定の閾値以下となった場合に、交流電源の切断を検出する。検出回路１０３は、バイポーラトランジスタＱ３、抵抗Ｒ１３〜Ｒ１５を有する。バイポーラトランジスタＱ３は、ｐｎｐ型、すなわち、ベースの電圧が、エミッタの電圧に対して、所定電位下がる（ローレベル）とオンの状態となるバイポーラトランジスタである。バイポーラトランジスタＱ３は、ベースが、抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４との間に接続されている。また、バイポーラトランジスタＱ３は、エミッタが、整流回路１０２に接続されている。また、バイポーラトランジスタＱ３は、コレクタが、抵抗Ｒ１５を介して、接地電位に接続されている。
【０００６】
抵抗Ｒ１３は、一端が、整流回路１０２に接続されている。また、抵抗Ｒ１３は、他端が、抵抗Ｒ１４の一端と、バイポーラトランジスタＱ３のベースと、に接続されている。抵抗Ｒ１４の抵抗Ｒ１３側と他端は、整流回路１０２の接地端に接続されている。検出回路１０３の出力は、バイポーラトランジスタＱ３のコレクタと抵抗Ｒ１５との間である。
【０００７】
検出回路１０３において、整流回路１０２からの電圧が低下し、所定の閾値以下となると、バイポーラトランジスタＱ３は、ベースの電圧が、エミッタの電圧に対して、所定電位以下とならず、オフの状態となる。検出回路１０３の出力は、バイポーラトランジスタＱ３のコレクタと抵抗Ｒ１５との間であるため、検出回路１０３の出力の電位は、ローレベル（接地電位）となる。このように、検出回路１０３は、出力電圧の電位をローレベルとすることにより、交流電源の切断を検出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１３−１２１２１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記（１）、（２）では、以下の問題がある。
（１）交流電圧を一次整流する整流回路を構成するコンデンサの容量（整流回路の時定数）が大きいと、応答が遅い。図５は、従来のスイッチング電源における検出回路の出力電圧等を示すグラフである。縦軸は、電圧［Ｖ］、横軸は、時間［ｍｓｅｃ］を示している。図示するように、交流電圧が２３０Ｖである場合、交流電源切断から６５ｍｓｅｃ後に、検出回路１０３の出力電圧は、ローレベルとなっている。すなわち、検出回路１０３は、交流電源の切断を検出している。また、交流電圧が７０Ｖである場合、交流電源切断から２５ｍｓｅｃ後に、検出回路１０３の出力電圧は、ローレベルとなっている。すなわち、検出回路１０３は、交流電源の切断を検出している。
【００１０】
ここで、応答速度を向上させるためには、コンデンサの容量（整流回路の時定数）を小さくするか、又は、交流電源切断を検出するための閾値を大きくする必要がある。コンデンサの容量を小さくすると、整流回路が整流した電圧のリップル成分が増加するため、スイッチング電源の性能が悪化する。また、閾値を大きくすると、重負荷動作時のリップルが閾値を下回り、誤動作を生じる可能性がある。このため、負荷最大値が制限される。また、検出回路１０３には高い電圧が印加されるため、定格の大きい部品が必要になり、その電力消費も大きくなる。
【００１１】
（２）不要なインダクタンスが増加し、スイッチ素子のスイッチング特性が悪化する。また、直列にコイルを挿入することにより、スイッチング電源の高周波インピーダンスが増加する。
【００１２】
本発明の目的は、スイッチング電源の性能が悪化することなく、交流電源の切断を即座に検出可能とすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
第１の発明のスイッチング電源は、一次巻線と、二次巻線と、を有するトランスと、交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑する、電源電圧生成用の第１整流回路と、前記第１整流回路からの電圧が供給され、前記一次巻線に第１電位の電圧を供給する第１スイッチ素子と、前記一次巻線に第１電位よりも低い第２電位の電圧を供給する第２スイッチ素子と、を有するスイッチング回路と、前記スイッチング回路のスイッチングを制御するドライバ回路と、前記第１整流回路よりも時定数が小さく、前記交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑する、前記交流電源切断検出用の第２整流回路と、前記第１整流回路からの電圧と前記第２整流回路からの電圧との差に基づいて、前記交流電源の切断を検出する検出回路と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
本発明では、検出回路は、第１整流回路からの電圧と、第１整流回路よりも時定数が小さい第２整流回路からの電圧と、の差に基づいて、交流電源の切断を検出する。第１整流回路からの電圧と、第２整流回路からの電圧とは、同一タイミングのリップル成分を含む。交流電源切断、すなわち、リップル成分が消失すると、第２整流回路の電圧が即座に低下し、第１整流回路からの電圧と、第２整流回路からの電圧と、に電位差が生じる。このため、検出回路は、第１整流回路からの電圧と第２整流回路からの電圧との差に基づいて、交流電源の切断を即座に検出することができる。このように、本発明によれば、交流電源の切断を即座に検出することができる。
【００１５】
また、本発明では、電源電圧生成用の第１整流回路の時定数を小さくせずに、交流電源の切断を検出しているため、スイッチング電源の性能が悪化することがない。また、コイル等を追加することなく、交流電源の切断を検出しているため、スイッチング電源のインピーダンスが増加することがない。また、主たる電源経路には、通常動作時に負荷や阻害要因になるものは追加されていない。また、第１整流回路からの電圧、第２整流回路からの電圧は、ほぼ同一となる。このため、定常時にほぼ電力を消費しない。
【００１６】
第２の発明のスイッチング電源は、第１の発明のスイッチング電源において、前記検出回路は、ベースが、第１抵抗を介して、前記第１整流回路に、第２抵抗及びツェナーダイオードを介して、前記第２整流回路に接続され、エミッタが、前記第１整流回路に接続され、コレクタが、第３抵抗を介して接地電位に接続された、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタと、カソードが、前記第１抵抗及び前記第２抵抗を介して、前記第１整流回路に接続され、アノードが、前記第２整流回路に接続された、前記ツェナーダイオードと、前記第１抵抗と、前記第２抵抗と、前記第３抵抗と、を有し、出力が、前記バイポーラトランジスタのコレクタと前記第３抵抗との間であることを特徴とする。
【００１７】
本発明では、バイポーラトランジスタは、ベースが、第１抵抗を介して、第１整流回路に接続されている。また、バイポーラトランジスタは、ベースが、第２抵抗及びツェナーダイオードを介して、第２整流回路に接続されている。また、バイポーラトランジスタは、エミッタが、第１整流回路に接続されている。また、バイポーラトランジスタは、コレクタが、第３抵抗を介して、接地電位に接続されている。また、ツェナーダイオードは、第１整流回路と第２整流回路とに接続されている。従って、第１整流回路からの電圧と、第２整流回路からの電圧と、の差が、ツェナーダイオードのツェナー電圧以上となると、ツェナーダイオードがオンの状態となる。ツェナーダイオードがオンの状態となると、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタは、ベースの電圧が、エミッタの電圧に対して、所定電位以下となり、ベース電流およびそれに比例したコレクタ電流が流れ始める。検出回路の出力は、バイポーラトランジスタのコレクタと、第３抵抗と、の間であり、その出力電圧の電位は前記コレクタ電流と第３抵抗による。検出回路は、出力電圧の電位が一定の値を超えることにより、交流電源の切断を検出する。
【００１８】
第３の発明のオーディオ装置は、第１又は第２の発明のスイッチング電源と、オーディオアンプと、を備えることを特徴とする。
【００１９】
本発明によれば、検出回路により、交流電源の切断を即座に検出することができる。このため、交流電源切断後、即座に、スイッチング回路のスイッチング動作が停止されるように、ドライバ回路を制御することができ、二次側回路の電圧が徐々に変化することによるオーディオアンプの誤動作を防止することができる。また、交流電源切断後、即座に、オーディオアンプの動作が停止されるように、オーディオアンプを制御することができ、二次側回路の電圧が徐々に変化することによるオーディオアンプの誤動作を防止することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、スイッチング電源の性能が悪化することなく、交流電源の切断を即座に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施形態に係るオーディオ装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２】整流回路等の具体的な回路構成を示す図である。
【図３】スイッチング電源における検出回路の出力電圧等を示すグラフである。
【図４】従来のスイッチング電源の一部の回路構成を示す図である。
【図５】従来のスイッチング電源における検出回路の出力電圧等を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の実施形態について説明する。図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源の基本構成を示すブロック図である。オーディオ装置１は、スイッチング電源２、オーディオアンプ３を備える。スイッチング電源２は、オーディオアンプ３に電源電圧を供給する。オーディオアンプ３は、入力される音声信号を増幅する。スイッチング電源２は、プラグ４、整流回路５、ドライバ回路６、スイッチング回路７、トランス８、整流回路９、検出回路１０、整流回路１１を備える。
【００２３】
プラグ４は、交流電源に接続される。整流回路５（第１整流回路）は、電源電圧生成用の整流回路である。整流回路５は、プラグ４を介して、交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑して、スイッチング回路８に供給する。また、整流回路５からの電圧は、検出回路１０にも供給される。ドライバ回路６は、スイッチング回路７のスイッチングを制御する。スイッチング回路７は、ドライバ回路６により制御され、任意のスイッチング周波数でスイッチ素子７１、７２をスイッチングすることにより、任意の周波数の交流電圧をトランス８の一次巻線８１に供給する。スイッチ素子７１は、例えば、ｐ型、すなわち、ゲートの電圧がソースに対してローレベルの電位でオンの状態となるＭＯＳトランジスタである。スイッチ素子７１は、整流回路５からの電圧（第１電位の電圧）を一次巻線８１に供給する。スイッチ素子７２は、例えば、ｎ型、ゲートの電圧がソースに対してハイレベルの電位でオンの状態となるＭＯＳトランジスタである。スイッチ素子７２は、接地電位の電圧（第２電位の電圧）を一次巻線８１に供給する。
【００２４】
トランス８は、一次巻線８１に供給された電圧を変圧して二次巻線８２から出力する。整流回路９は、オーディオアンプ３に接続され、トランス８の二次巻線８２からの交流電圧を整流及び平滑し、電源電圧として、後段のオーディオアンプ３に供給する。整流回路１１（第２整流回路）は、交流電源の切断を検出するため（交流電源切断検出用）の整流回路である。整流回路１１は、プラグ４を介して、交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑して、検出回路１０に供給する。検出回路１０は、交流電源Ｖ１の切断を検出する。検出回路１０により交流電源の切断が検出されると、スイッチング回路８のスイッチング動作を停止するため、ドライバ回路６が制御される。また、オーディオアンプ３の動作を停止するため、オーディオアンプ３が制御される。
【００２５】
図２は、整流回路５等の具体的な回路構成を示す図である。図２では、交流電源を信号源Ｖ１で示している。整流回路５は、ダイオードＤ１〜Ｄ４、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２を有する。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、ブリッジ回路を形成しており、交流電源Ｖ１からの交流電圧を整流する。コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１〜Ｄ４が整流した電圧を平滑する。抵抗Ｒ１は、コンデンサＣ１に並列に接続されている。抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ１に直列に接続されている。コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とは、時定数（ＣＲ）回路を構成している。
【００２６】
整流回路１１は、ダイオードＤ５〜Ｄ８、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３、Ｒ４を有する。ダイオードＤ５〜Ｄ８は、ブリッジ回路を形成しており、交流電源Ｖ１からの交流電圧を整流する。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ５〜Ｄ８が整流した電圧を平滑する。抵抗Ｒ３は、コンデンサＣ２に並列に接続されている。抵抗Ｒ４は、コンデンサＣ２に直列に接続されている。コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３およびＲ４とは、時定数（ＣＲ）回路を構成している。整流回路１１の時定数は、整流回路５の時定数よりも小さい。
【００２７】
検出回路１０は、バイポーラトランジスタＱ１、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、ツェナーダイオードＤ９を有する。バイポーラトランジスタＱ１は、ｐｎｐ型、すなわち、ベースの電圧が、エミッタの電圧に対して、所定電位以下（ローレベル）でオンの状態となるバイポーラトランジスタである。バイポーラトランジスタＱ１は、ベースが、抵抗Ｒ５を介して、整流回路５に接続されている。また、バイポーラトランジスタＱ１は、ベースが、抵抗Ｒ６、ツェナーダイオードＤ９を介して、整流回路１１に接続されている。また、バイポーラトランジスタＱ１は、エミッタが、整流回路５に接続されている。また、バイポーラトランジスタＱ１は、コレクタが、抵抗Ｒ７（第３抵抗）を介して、接地電位に接続されている。
【００２８】
抵抗Ｒ５（第１抵抗）は、一端が、整流回路５に接続されている。また、抵抗Ｒ５は、他端が、バイポーラトランジスタＱ１のベースと、抵抗Ｒ６の一端と、に接続されている。抵抗Ｒ６（第２抵抗）は、一端が、バイポーラトランジスタＱ１のベースと、抵抗Ｒ５の他端と、に接続されている。また、抵抗Ｒ６は、他端が、ツェナーダイオードＤ９のカソードに接続されている。ツェナーダイオードＤ９は、カソードが、抵抗Ｒ６の他端に接続されている。また、ツェナーダイオードＤ９は、アノードが、整流回路１１に接続されている。検出回路１０の出力は、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタと、抵抗Ｒ７と、の間である。
【００２９】
検出回路１０において、整流回路５からの電圧と、整流回路１１からの電圧と、の差が、ツェナーダイオードＤ９のツェナー電圧以上となると、ツェナーダイオードＤ９がオンの状態となる。ツェナーダイオードＤ９がオンの状態となると、バイポーラトランジスタＱ１は、ベースの電圧が、エミッタの電圧に対して、所定電位以下となり、ベース電流およびそれに比例したコレクタ電流が流れ始める。検出回路１０の出力は、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタと、抵抗Ｒ７と、の間であり、その電圧の電位は前記コレクタ電流と第３抵抗による。検出回路１０は、出力電圧の電位が一定の値を超えることにより、交流電源の切断を検出する。
【００３０】
図３は、スイッチング電源における検出回路の出力電圧等を示すグラフである。縦軸は、電圧［Ｖ］、横軸は、時間［ｍｓｅｃ］を示している。図示するように、交流電圧が２３０Ｖである場合、交流電源切断から１０ｍｓｅｃ後に、検出回路１０の出力電圧は、ハイレベルとなっている。すなわち、検出回路１０は、交流電源の切断を検出している。また、交流電圧が７０Ｖである場合、交流電源切断から３５ｍｓｅｃ後に、検出回路１０の出力電圧は、ハイレベルとなっている。すなわち、検出回路１０は、交流電源の切断を検出している。
【００３１】
以上説明したように、本実施形態では、検出回路１０は、整流回路５からの電圧と、整流回路５よりも時定数が小さい整流回路１１からの電圧と、の差に基づいて、交流電源の切断を検出する。整流回路５からの電圧と、整流回路１１からの電圧とは、同一タイミングのリップル成分を含む。交流電源切断、すなわち、リップル成分が消失すると、整流回路１１の電圧が即座に低下し、整流回路５からの電圧と、整流回路１１からの電圧と、に電位差が生じる。このため、検出回路１０は、整流回路５からの電圧と整流回路１１からの電圧との差に基づいて、交流電源の切断を即座に検出することができる。このように、本実施形態によれば、交流電源の切断を即座に検出することができる。
【００３２】
また、本実施形態では、電源電圧生成用の整流回路５の時定数を小さくせずに、交流電源の切断を検出しているため、スイッチング電源２の性能が悪化することがない。また、コイル等を追加することなく、交流電源の切断を検出しているため、スイッチング電源２のインピーダンスが増加することがない。また、電源経路には、通常動作時に負荷や阻害要因になるものは追加されていない。また、整流回路５からの電圧、整流回路１１からの電圧は、ほぼ同一となる。このため、定常時にほぼ電力を消費しない。
【００３３】
また、本実施形態によれば、検出回路１０により、交流電源の切断を即座に検出することができる。このため、交流電源切断後、即座に、スイッチング回路７のスイッチング動作が停止されるように、ドライバ回路６を制御することができ、二次側回路の電圧が徐々に変化することによるオーディオアンプ３の誤動作を防止することができる。また、交流電源切断後、即座に、オーディオアンプ３の動作が停止されるように、オーディオアンプ３を制御することができ、二次側回路の電圧が徐々に変化することによるオーディオアンプ３の誤動作を防止することができる。
【００３４】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明を適用可能な形態は、上述の実施形態には限られるものではなく、以下に例示するように、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更を加えることが可能である。
【００３５】
上述の実施形態においては、検出回路１０にｐｎｐ型のバイポーラトランジスタＱ１を用いているが、これに限らず、他のスイッチ素子を用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明は、スイッチング電源、及び、スイッチング電源を備えるオーディオ装置に好適に採用され得る。
【符号の説明】
【００３７】
１  オーディオ装置
２  スイッチング電源
３  オーディオアンプ
４  プラグ
５  整流回路（第１整流回路）
６  ドライバ回路
７  スイッチング回路
７１  スイッチ素子（第１スイッチ素子）
７２  スイッチ素子（第２スイッチ素子）
８  トランス
８１  一次巻線
８２  二次巻線
９  整流回路
１０  検出回路
１１  整流回路（第２整流回路）
Ｄ９  ツェナーダイオード
Ｑ１  バイポーラトランジスタ
Ｒ５  抵抗（第１抵抗）
Ｒ６  抵抗（第２抵抗）
Ｒ７  抵抗（第３抵抗）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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