(57)【要約】【課題】永久磁石モータの駆動制御をより効率的に行う。【解決手段】整流部１１及び平滑コンデンサ１３により、単相交流電源１２より供給される交流電圧を整流して、リップルを有する整流電圧を生成し、インバータ回路１４は、その整流電圧を、モータ７の電気角周期の半サイクルに亘る期間中に巻線６に通電する。制御回路１６は、電圧センサ１７を介して検出した整流電圧が閾値Ｖｔｈ以下となる期間に巻線６への通電を停止する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流してリップルを有する状態にした整流電圧を、永久磁石モータの電気角周期の半サイクルに亘る期間中に前記モータの巻線に通電する際に、前記整流電圧が閾値以下となる期間は前記巻線への通電を停止する永久磁石モータの制御方法。
【請求項２】
前記モータの回転数が閾値を超えると、前記巻線への通電を停止する請求項１記載の永久磁石モータの制御方法。
【請求項３】
前記モータの回転数が閾値を超えると、前記巻線への通電期間をより長くするように調整する請求項１又は２記載の永久磁石モータの制御方法。
【請求項４】
交流電圧を整流してリップルを有する状態にした整流電圧を生成する整流手段と、
前記整流電圧を、永久磁石モータの電気角周期の半サイクルに亘る期間中に前記モータの巻線に通電する通電手段と、
前記整流電圧を検出する電圧検出手段と、
前記整流電圧が閾値以下となる期間に、前記巻線への通電を停止する通電制御手段とを備える永久磁石モータの制御装置。
【請求項５】
前記通電制御手段は、前記モータの回転数が閾値を超えると、前記巻線への通電を停止する請求項４記載の永久磁石モータの制御装置。
【請求項６】
前記通電制御手段は、前記モータの回転数が閾値を超えると、前記巻線への通電期間をより長くするように調整する請求項４又は５記載の永久磁石モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、永久磁石モータの制御方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的なブラシレスＤＣモータの制御方法は、負荷（回転数や負荷トルク）に応じて巻線に電圧をかける通電期間を設ける際に、巻線に発生する誘起電圧のゼロ交差点に先行して位相を進める進み期間を設けている。通電期間と進み期間とは、一定に制御したり整流電圧や回転数に応じて変化させるように制御する（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５５４６４９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
家電機器は、商用交流電源の電圧を整流した直流電圧を使用するが、コストの点から平滑コンデンサに容量が小さいものを選択する場合が多く、また、平滑コンデンサを設けないものもある。このような場合、整流した電圧にはリップルが含まれている。特許文献１に開示されているモータの制御方法では、整流電圧のレベル低い期間にも通電を行っているが、電圧の低い期間は巻線に通電してもモータのトルクが出難いことから、モータ効率の低下やトルクリップルの増大を引き起こす。
【０００５】
そこで、より効率的に駆動制御を行うことが可能な永久磁石モータの制御方法及び永久磁石モータの制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載の手段によれば、交流電圧を整流してリップルを有する状態にした整流電圧を、永久磁石モータの電気角周期の半サイクルに亘る期間中に前記モータの巻線に通電する際に、整流電圧が閾値以下となる期間は巻線への通電を停止する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】一実施形態であり、モータ駆動システムの構成を示す図
【図２】単相ブラシレス永久磁石モータを軸方向から見た断面図
【図３】モータへの通電パターンの一例を示す図
【図４】本実施形態における通電期間と従来手法における通電期間とを示す図
【図５】モータ運転時の（ａ）巻線電流波形と（ｂ）トルク波形とを示す図
【図６】モータ運転時の通電期間が（ａ）長い場合と（ｂ）短い場合との巻線電流波形を示す図
【図７】制御回路による制御内容を示すフローチャート
【図８】従来手法と本実施形態とによる通電パターン及びトルク波形を示す図
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、一実施形態について図面を参照しながら説明する。図２は、単相ブラシレス永久磁石モータ（以下、モータと称す）を軸方向から見た断面図である。回転子１は、軸２と軸２の外周辺に配置された永久磁石３とで構成され、固定子４は、外形が八角形状の鉄心５と鉄心５に巻装された巻線６とで構成される。回転子１には、鉄心を含んでいても良い。そして、回転子１と固定子４とでモータ７が構成されている。また、回転子１の位置を検出するため、位置センサ８（位置検出手段）が配置されている。
【０００９】
図１は、モータ駆動システムの構成を示しており、ダイオードブリッジからなる整流部１１（整流手段）は、単相交流電源１２より供給される交流電圧を整流する。整流部１１の直流出力端子間には、平滑コンデンサ１３（整流手段）及びフルブリッジインバータ回路（以下、インバータ回路と称す）１４が並列に接続されている。インバータ回路１４（通電手段）は、４つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をフルブリッジ（Ｈブリッジ）接続して構成されており、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４には、それぞれフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続されている。そして、インバータ回路１４の出力端子は、モータ７の巻線６（図２では図示せず）に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等を使用する。
【００１０】
位置センサ８が出力する位置信号は、位置検出部１５（位置検出手段）を介して制御回路１６（通電制御手段）に入力されている。電圧センサ１７（電圧検出手段）は、平滑コンデンサ１３の端子電圧である整流電圧を検出し、その出力信号は、電圧検出部１８（電圧検出手段）を介して制御回路１６に入力されている。制御回路１６はマイクロコンピュータで構成され、入力される回転子位置及び整流電圧の値に応じた通電パターン（通電期間、進み期間など）によりインバータ回路１４の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を制御して、モータ７を駆動する。ここで、平滑コンデンサ１３の容量が小さい場合（又は平滑コンデンサ１３を配置しない場合）、整流電圧には比較的大きなレベルのリップルが発生するが、家電製品のようにコスト重視の設計には多く見られる。
【００１１】
図３は、モータ７の通電パターンの一例である。制御回路１６は、負荷（回転速度、負荷トルク）に応じて通電期間及び進み期間を制御し、巻線６に通電する。この例では、位置センサ信号の立上りエッジに係る期間でスイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ４を同時にオンし、立下がりエッジに係る期間でスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ３を同時にオンしている。通電期間は１２０°（電気角）であり、進み期間は５０°（電気角）である。
【００１２】
また、制御回路１６は、整流電圧にリップルがある場合に、整流電圧の瞬時値に合わせて通電期間と進み期間とを調整する。特に、モータ７が高速で回転している場合は、交流電圧の１周期内に、モータ７の電気角周期が多数存在するので、各電気角周期毎に細かく制御を実施することもある。例えば、交流電源周波数５０Ｈｚで回転数７５０００ｒｐｍの場合、電気角周期は交流電源の１周期内に２５周期存在し、各電気角周期内で細かく制御を実施することもある。
【００１３】
図４は、本実施形態における通電期間と従来手法における通電期間とを示している。従来手法では、（ａ）に示すリップルにより変動する整流電圧のレベルに関わらず、（ｂ）通電期間を一定に制御している。この場合、整流電圧の低い期間では、通電期間を設けてもモータにトルクが発生し難いため、効率低下やトルクリプル増大を引き起こす。
【００１４】
そこで、本実施形態では、整流電圧のレベル低い期間では通電を行わず（通電期間を０°とする）、（ｃ）整流電圧のレベルが高い期間に従来よりも長い通電期間を設けるようにして、高効率、低トルクリップルでのモータ駆動を実現する。そのため、整流電圧のレベルが閾値を超える期間だけ通電を行う（尚、図４では図示の都合上、本実施形態と従来手法との通電期間の長さが同じイメージとなっている）。閾値は、所望の出力（回転数と負荷トルク）になるように無通電期間と通電期間の大きさを調整し、入力電流又は入力電力が最小となるように定める。通電期間と進み期間は、一定又は整流電圧に応じて制御しても良い。
【００１５】
以下、上述の制御原理について図５及び図６を参照して説明する。図５は、モータ運転時の（ａ）巻線電流波形と（ｂ）トルク波形である。電流波形は、電気角半周期内で以下の３つの期間に分けられる。それぞれの期間は、（１）通電期間、（２）巻線のインダクタンスによる還流期間、（３）磁石磁束の変化による電流期間である（図中では丸数字で示す）。（１）及び（２）の期間では正のトルクが発生するよう電流が流れるが、（３）の期間では負のトルクを発生させる電流が流れるため、モータの駆動効率を低下させる。
【００１６】
図６は、モータ運転時の巻線電流波形の通電期間の長短による比較である。（ｂ）の通電期間が長い場合は（ａ）の短い場合に比較して、（３）の磁石磁束の変化による電流期間が短く、モータに負のトルクを発生させ難い。そのため、通電期間が長い方が効率良くトルクを発生させることが判る。
【００１７】
次に、本実施形態の作用について図７及び図８を参照して説明する。図７は、制御回路１６による制御内容を示すフローチャートである。制御回路１６は、電圧検出部１８を介して整流電圧Ｖを検出し（Ｓ１）、続いて位置検出部１５を介して回転子位置及びモータ７の回転数Ｎを検出する（Ｓ２）。そして、回転数Ｎを閾値Ｎｔｈと比較し（Ｓ３）、（Ｎ≦Ｎｔｈ）であれば（ＮＯ）回転数Ｎに応じた通電パターンを生成し（Ｓ８）、生成した通電パターンの電圧をモータ７の巻線６に印加する（Ｓ６）。この場合、ステップＳ８における通電パターンは、図４（ｂ）に示す従来手法と同様のパターンとなる。
【００１８】
一方、ステップＳ３において（Ｎ＞Ｎｔｈ）であれば（ＹＥＳ）、整流電圧Ｖと閾値Ｖｔｈと比較する（Ｓ４）。ここで（Ｖ≦Ｖｔｈ）であれば（ＮＯ）、巻線６に通電を行わず無通電期間とする（Ｓ７）。また、（Ｖ＞Ｖｔｈ）であれば（ＹＥＳ）回転数Ｎに応じた通電パターンを生成するが（Ｓ５）、この場合、（Ｖ≦Ｖｔｈ）であれば無通電期間を設けることを考慮して、通電期間をステップＳ８の場合よりも長く設定する。それから、ステップＳ６に移行する。尚、モータ回転数の閾値Ｎｔｈ，整流電圧の閾値Ｖｔｈは、所望の負荷点において、入力電流又は入力電力が最小となるように定める。
【００１９】
図８（ｂ），（ｄ）は、従来手法と本実施形態とによるトルク波形である。本実施形態では無通電期間を設けているが、平均トルクＴ’が従来手法における平均トルクＴに等しくなるように、整流電圧Ｖの高い期間において従来手法よりも長い通電期間を設けている（（ｅ）参照）。本実施形態では、トルクの発生し易い整流電圧の高い期間で通電しているため、モータ７の駆動効率向上が見込める。
【００２０】
以上のように本実施形態によれば、整流部１１及び平滑コンデンサ１３により、単相交流電源１２より供給される交流電圧を整流してリップルを有する整流電圧を生成し、インバータ回路１４は、その整流電圧を、モータ７の電気角周期の半サイクルに亘る期間中に巻線６に通電する。そして、制御回路１６は、電圧センサ１７を介して検出した整流電圧が閾値Ｖｔｈ以下となる期間に巻線６への通電を停止する。これにより、モータ７の出力トルクが低下する期間への通電を行わず、モータ７の駆動効率を向上させることができる。また、トルクリップルの増大も抑制できる。
【００２１】
この場合、制御回路１６は、モータ７の回転数が閾値Ｎｔｈを超えることを条件として前記巻線６への通電を停止するので、モータ７の回転数が高くトルクが出にくい領域において、有効な効果が得られる。加えて、制御回路１６は、モータ７の回転数が閾値Ｎｔｈを超えると巻線６への通電期間をより長くするので、モータ７に効率良くトルクを発生させることができる。
【００２２】
（その他の実施形態）
平滑コンデンサ１３は、必要に応じて設ければ良い。
ステップＳ３及びＳ８を削除して実施しても良い。
必ずしも、整流電圧Ｖの高い期間での通電期間を従来手法よりも長くする必要はない。
通電期間や進み期間の具体的数値は、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
多相モータに適用しても良い。
【００２３】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００２４】
図面中、６は巻線、７は単相ブラシレス永久磁石モータ、１１は整流部（整流手段）、１３は平滑コンデンサ（整流手段）、１４はインバータ回路（通電手段）、１６は制御回路（通電制御手段）、１７は電圧センサ（電圧検出手段）、１８は電圧検出部（電圧検出手段）を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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