(57)【要約】【課題】  送信側のアナログフロントエンド特性劣化に起因したコンスタレーション歪が残留してしまう場合でも、受信側のディジタル信号処理によって受信信号の品質を高品質に保つことができるようにする。【解決手段】  受信復調処理ユニットは、複数の復調部と、少なくとも１つ以上のコンスタレーション歪補正部と、を備え、かつ、復調部は、偏波多重ＱＰＳＫ方式でＸ偏波信号とＹ偏波信号とが混合した受信信号から、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号とに偏波分離するチャネル分離処理を行うチャネル分離部と、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号とに対して、受信信号のキャリア周波数と局発光信号の局発光周波数との偏差を補償するキャリア周波数オフセット補償処理を行うキャリア周波数オフセット補償部と、を含むと共に、コンスタレーション歪補正部は、チャネル分離部、キャリア周波数オフセット補償部の後段に、少なくとも１つ以上設けられて、入力した信号のコンスタレーション歪を補正するコンスタレーション歪補正処理を行う。【選択図】      図１
2016208257.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号と局発光信号とをミキシングして検波を行うコヒーレント検波受信器と、検波された受信アナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤＣと、そのディジタル受信信号を復調するための受信復調処理ユニットとを備えたディジタル光受信装置であって、
受信復調処理ユニットは、
複数の復調部と、
少なくとも１つ以上のコンスタレーション歪補正部と、を備え、かつ、
前記復調部は、
偏波多重ＱＰＳＫ方式でＸ偏波信号とＹ偏波信号とが混合した前記受信信号から、前記Ｘ偏波信号と前記Ｙ偏波信号とに偏波分離するチャネル分離処理を行うチャネル分離部と、
前記Ｘ偏波信号と前記Ｙ偏波信号とに対して、前記受信信号のキャリア周波数と前記局発光信号の局発光周波数との偏差を補償するキャリア周波数オフセット補償処理を行うキャリア周波数オフセット補償部と、を含むと共に、
前記コンスタレーション歪補正部は、前記チャネル分離部、前記キャリア周波数オフセット補償部の後段に、少なくとも１つ以上設けられて、入力した信号のコンスタレーション歪を補正するコンスタレーション歪補正処理を行うことを特徴とするディジタル光受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のディジタル光受信装置であって、
前記コンスタレーション歪補正部は、
Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して入力した信号の直流成分を検出する直流成分検出部と、
検出した直流成分を入力した信号から減算する減算器と、
を備えて、前記直流成分を除去することを特徴とするディジタル光受信装置。
【請求項３】
請求項１に記載のディジタル光受信装置であって、
前記コンスタレーション歪補正部は、Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して、
Ｉチャネル信号を２分岐して各々予め設定された値を乗算した値にする第１、第２増幅器と、Ｑチャネル信号を２分岐して各々予め設定された値を乗算した値にする第３、第４増幅器と、
Ｉチャネル信号から分岐された前記第１増幅器の出力とＱチャネル信号から分岐された前記第３増幅器の出力を加算して出力する第１加算器と、Ｉチャネル信号から分岐された前記第２増幅器の出力とＱチャネル信号から分岐された前記第４増幅器の出力を加算して出力する第２加算器と、
を備えて、Ｉ／Ｑインバランス補償を行うことを特徴とするディジタル光受信装置。
【請求項４】
請求項１に記載のディジタル光受信装置であって、
前記コンスタレーション歪補正部は、Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して、
Ｉチャネル信号を分岐して予め設定された伝達関数により信号処理を行う第１信号処理部と、Ｑチャネル信号を分岐して予め設定された伝達関数により信号処理を行う第２信号処理部と、
Ｉチャネルの信号とＱチャネルから分岐された前記第２信号処理部の出力を加算して出力する第１加算器と、Ｑチャネルの信号とＩチャネルから分岐された前記第１信号処理部の出力を加算して出力する第２加算器と、
を備えて、光変調手段において生じる消光比に起因したコンスタレーション残留歪を補正することを特徴とするディジタル光受信装置。
【請求項５】
請求項１に記載のディジタル光受信装置であって、
前記コンスタレーション歪補正部は、Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して、
Ｉチャネル信号を分岐して予め設定されたＬＵＴ（によりチャネル信号を補正する第１ＬＵＴ部と、Ｑチャネル信号を分岐して予め設定されたＬＵＴによりチャネル信号を補正する第２ＬＵＴ部と、
Ｉチャネルの信号とＱチャネルから分岐された前記第２ＬＵＴ部の出力を加算して出力する第１加算器と、Ｑチャネルの信号とＩチャネルから分岐された前記第１ＬＵＴ部の出力を加算して出力する第２加算器と、
を備えて、光変調手段において生じる消光比に起因したコンスタレーション残留歪を補正することを特徴とするディジタル光受信装置。
【請求項６】
請求項１に記載のディジタル光受信装置であって、
前記コンスタレーション歪補正部は、Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して、
予め設定された伝達関数により信号処理を行う信号処理部を備え、
送信光変調手段、当該送信光変調手段の駆動回路で生じる非線形特性を補償することを特徴とするディジタル光受信装置。
【請求項７】
請求項１に記載のディジタル光受信装置であって、
前記コンスタレーション歪補正部は、Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して、
ＬＵＴによりチャネル信号を補正することを特徴とするディジタル光受信装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか１項に記載のディジタル光受信装置であって、
入力する信号のコンスタレーションの歪度合を検出する、少なくとも１つ以上のコンスタレーション歪検出部と、
前記コンスタレーション歪検出部による検出結果に応じて前記コンスタレーション歪補正部の補償量を制御するコンスタレーション歪補正制御部と、
を備え、動的なコンスタレーション残留歪を適応的に補償することを特徴とするディジタル光受信装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか１項に記載のディジタル光受信装置を用いることを特徴とする光通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタルコヒーレント方式のディジタル光受信装置、及び、それを用いた光通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
インターネットや映像配信等における広帯域マルチメディア通信サービスの爆発的な需要増加に伴い、長距離、大容量、かつ、高信頼な光ファイバ通信システムの導入が進んでいる。
【０００３】
光ファイバ通信システムでは、光伝送路である光ファイバの敷設コストの低減や光ファイバ１本当たりの伝送帯域利用効率の向上が重要である。そこで、近年ディジタル光送受信機を用いたディジタルコヒーレント光通信技術が、注目を集めており、その重要性が増大している。
【０００４】
光通信システムにおいては、これまで広く一般的に適用されてきたＯＯＫ（Ｏｎ−Ｏｆｆ  Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調方式を用いたアナログ光送受信機が利用されている。なお、アナログ光送受信機に比べてディジタルコヒーレント光送受信機では、伝送路で生じる波長分散や送受信機の不完全性等に起因する波形歪みを含む場合であっても、かかる歪みは送信側あるいは受信側においてディジタル信号処理（ＤＳＰ：ｄｉｇｉｔａｌ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を行うことによって補償できる。
【０００５】
このような技術により、光通信装置の性能が向上し、また低コスト化等が実現可能になり、大容量基幹系光通信システムが広く普及しつつある。
【０００６】
特に、ディジタル化のメリットを生かすことにより、アナログ処理では実現困難であったＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調等の多値変調技術が適用できるようになる。また、ナイキストフィルタリングを用いた信号帯域狭窄化による波長多重チャンネル数の拡大といった技術も適用できるようになる。これにより、伝送帯域利用効率が向上して、光ファイバ１本当たりの伝送容量を拡大できるようになる。
【０００７】
一方、このような多値変調技術やナイキストフィルタリング技術等のような高度な伝送方式が適用されるにつれて、信号波形がさらに複雑化し、高い信号精度が必要となっている。このため、送信光変調器やコヒーレント検波受信器といった送受信機を構成するアナログフロントエンド部の特性劣化が、伝送特性により顕著に影響を及ぼすことがある。
【０００８】
図１３には、ディジタルコヒーレント光通信システムの一般的な構成を示すブロック図である。上で述べたアナログフロントエンド部の特性劣化の原因としては、送信アナログフロントエンド１０１と受信アナログフロントエンド１０２との両方で生じるＤＣオフセット、Ｉ／Ｑインバランス（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ信号とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ信号の直交ずれ）、非線形特性、送信アナログフロントエンドで生じる消光比等が挙げられる。これらの特性劣化が、理想的なコンスタレーション位置からのずれや変形といった歪をもたらすため、伝送特性が大きく劣化する。
【０００９】
図１４は、コンスタレーション歪の具体例を示す図で、（ａ）は理想コンスタレーション、（ｂ）は消光比劣化、（ｃ）はＤＣオフセット、（ｄ）はＩ／Ｑインバランス、（ｅ）は線形性劣化の場合を示す。なお、コンスタレーションとは、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等のディジタル直交変調方式における同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）の位相及び／又は振幅の組合せを示す信号点の配置を定めたものである。
【００１０】
送信側で生じるアナログ特性劣化の具体例として、主にＭＺ型光変調器を組合わせた送信Ｉ／Ｑ光変調器及びその駆動回路、バイアス制御回路の不完全性が例示できる。一方、受信側で生じるアナログ特性劣化の具体例として、コヒーレント検波を行う９０ｄｅｇハイブリットミキサ、ＴＩＡ（Ｔｒａｎｓ−Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）等の不完全性が例示できる。
【００１１】
このようなアナログ特性劣化に対して、これまでは送信側で生じた特性劣化は送信側で、受信側で生じた特性劣化は受信側で補償することが一般的であった。
【００１２】
例えば、特開２０１４−１４６９１５号公報では、送信側の光変調器で生じる静的なアナログ特性劣化（Ｉ／Ｑインバランス）を送信側ディジタル信号処理で予め補償しておく送信予補償技術が開示されている。また、特開２０１４−１６５９１３号公報では、同じく送信光変調器を高精度に制御してバイアスずれから生じるアナログ特性劣化を抑圧する技術が開示されている。さらに、特開２０１３−５２８９９５号公報では、受信側の９０ｄｅｇハイブリッドミキサで生じるアナログ特性を受信側ディジタル信号処理で補償する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０１４−１４６９１５号公報
【特許文献２】特開２０１４−１６５９１３号公報
【特許文献３】特開２０１３−５２８９９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上述した各特許文献１〜３にかかる補償技術では、今後更なる大容量化に向けて変調方式の多値化やナイキスト伝送といった高度な伝送方式が進むにつれて信号波形が複雑化した際に、送受信アナログ特性に起因するコンスタレーションの歪を完全に補償することが困難となる問題がある。特に、送信側の予補償技術やバイアス制御技術は、波形の複雑さに依存する部分が大きいため高精度な補償が難しくなる。
【００１５】
また、送信光変調器に起因するアナログ特性劣化は緩やかではあるが動的に変動するため、完全に特性を補償することができずコンスタレーション歪が残留してしまう問題がある。
【００１６】
この送信側での残留コンスタレーション歪は、現在普及している変調方式であるＱＰＳＫ方式では、ほとんど伝送特性に影響はなく無視できるが、８ＱＡＭ、１６ＱＡＭ方式といった、より多値度の高い方式においては、伝送特性劣化は顕著となり無視できなくなる問題がある。
【００１７】
例えば、特開２０１４−１４６９１５号公報や特開２０１４−１６５９１３号公報にかかる技術を用いて、送信側の残留コンスタレーション歪をより高精度に除去しようとする場合を考える。この場合には、送信ディジタル信号部や光変調器バイアス回路に対して、より高精度なフィードバック制御を行うことが必要となる。この結果、送信側にも受信側と同じ規模の高精度なリアルタイム波形モニタのような仕組みを導入しなければならず、回路規模やコストの大幅増大を招いてしまう。
【００１８】
また、特開２０１３−５２８９９５号公報は、あくまでも受信側の９０ｄｅｇハイブリッドミキサで生じるコンスタレーション歪を補償するものであり、送信側で生じた残留コンスタレーション歪を補償することはできない。
【００１９】
そこで、本発明の主目的は、送信側のアナログフロントエンド特性劣化に起因したコンスタレーション歪が残留してしまう場合でも、受信側のディジタル信号処理によって受信信号の品質を高品質に保つことが可能なディジタル光受信装置及びそれを用いた光通信システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するために本発明に係るディジタル光受信装置は、受信信号と局発光信号とをミキシングして検波を行うコヒーレント検波受信器と、検波された受信アナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤＣと、そのディジタル受信信号を復調するための受信復調処理ユニットとを備えたディジタル光受信装置であって、受信復調処理ユニットは、複数の復調部と、少なくとも１つ以上のコンスタレーション歪補正部と、を備え、かつ、復調部は、偏波多重ＱＰＳＫ方式でＸ偏波信号とＹ偏波信号とが混合した受信信号から、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号とに偏波分離するチャネル分離処理を行うチャネル分離部と、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号とに対して、受信信号のキャリア周波数と局発光信号の局発光周波数との偏差を補償するキャリア周波数オフセット補償処理を行うキャリア周波数オフセット補償部と、を含むと共に、コンスタレーション歪補正部は、チャネル分離部、キャリア周波数オフセット補償部の後段に、少なくとも１つ以上設けられて、入力した信号のコンスタレーション歪を補正するコンスタレーション歪補正処理を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、送信側のアナログフロントエンド特性劣化に起因したコンスタレーション歪が残留してしまう場合でも、受信側のディジタル信号処理によって受信信号の品質を好適に保ち、システム性能を維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１実施形態に係るディジタルコヒーレント光通信システムにおけるディジタル光受信装置のブロック図である。
【図２】具体的なディジタル光受信装置のブロック図である。
【図３】ＤＣオフセット補償処理を行うコンスタレーション歪補正部の構成図である。
【図４】Ｉ／Ｑインバランス補償処理を行うコンスタレーション歪補正部の構成図である。
【図５】消光比補償処理を行うコンスタレーション歪補正部の構成図である。
【図６】ＬＵＴを用いた消光比補償処理を行うコンスタレーション歪補正部の構成図である。
【図７】非線形性補償処理を行うコンスタレーション歪補正部の構成図である。
【図８】ＬＵＴを用いた非線形性補償処理を行うコンスタレーション歪補正部の構成図である。
【図９】Ｉ／Ｑ光変調器を構成するＭＺ型Ｉチャネル用光変調器の構成図で、（ａ）はＭＺ型Ｉチャネル用光変調器のブロック図、（ｂ）は上側位相変調器及び下側位相変調器の出力信号を示す図、（ｃ）はＭＺ型Ｉチャネル用光変調器の出力信号を示す図である。
【図１０】ＬＵＴを備えるＬＵＴ部の直線近似特性を例示した図である。
【図１１】粗調整・微調整機能をなすキャリア周波数オフセット補償部を複数配備した図である。
【図１２】第２実施形態にかかるディジタル光受信装置のブロック図である。
【図１３】関連技術の説明に適用される一般的な偏波多重方式のディジタルコヒーレント光通信システムのブロック図である。
【図１４】コンスタレーション歪の具体例を示す図で、（ａ）は理想コンスタレーション、（ｂ）は消光比劣化、（ｃ）はＤＣオフセット、（ｄ）はＩ／Ｑインバランス、（ｅ）は線形性劣化の場合を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本実施形態に係るディジタルコヒーレント光通信システムにおけるディジタル光受信装置２のブロック図である。
【００２４】
本実施形態に係るディジタル光受信装置２は、受信アナログフロントエンドユニット１０、受信復調処理ユニット２０を含んでいる。
【００２５】
受信アナログフロントエンドユニット１０は、受信信号と局発光による信号（局発光信号）とをミキシングして検波を行うコヒーレント検波受信器１１、検波された受信アナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）１２を含んでいる。
【００２６】
受信復調処理ユニット２０は、第１〜第ｍ復調部２１（２１ａ〜２１ｍ）、チャネル分離部２２，第１〜第ｎ個コンスタレーション歪補正部２３（２３ａ，２３ｂ，…，２３ｎ）、キャリア周波数オフセット補償部２４を含んで、受信アナログフロントエンドユニット１０からのディジタル受信信号を復調する。
【００２７】
コンスタレーション歪補正部２３は、チャネル分離部２２やキャリア周波数オフセット補償部２４の後段に、少なくとも１つ以上設けられている。即ち、チャネル分離部２２の後段（出力側）に１つ以上のコンスタレーション歪補正部２３が設けられ、そして／または、キャリア周波数オフセット補償部２４の後段（出力側）に１つ以上のコンスタレーション歪補正部２３が設けられている。
【００２８】
このとき、復調部２１やコンスタレーション歪補正部２３の数は限定せず、また各復調部２１及びコンスタレーション歪補正部２３は異なる処理を行うことを排除するものではない。また、チャネル分離部２２とキャリア周波数オフセット補償部２４との処理を含む各復調処理手順は限定されない。例えば、周波数オフセット補償部２４、チャネル分離部２２の順で復調処理を行っても良い。
【００２９】
以下、説明を簡略化するため、図１３に示した一般的な偏波多重方式のディジタルコヒーレント光通信システムに、本実施形態にかかる構成を適用したディジタル光受信装置を例に説明する。図２は、当該ディジタル光受信装置２のブロック図である。そして、第１復調部２１ａは波長分散補償処理を行い、第２復調部２１ｂはキャリア位相補償処理を行う場合の例として、３段のコンスタレーション歪補正部２３ａ〜２３ｃを備えるものとする。各処理の詳細を説明する。
【００３０】
第１復調部２１ａは、伝送路である光ファイバで生じる波長分散効果を補償するための波長分散補償処理を行う。
【００３１】
チャネル分離部２２は、偏波多重信号におけるＸ偏波信号と、このＸ偏波信号に直交するＹ偏波信号とが混合した受信信号から、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号とに偏波分離するチャネル分離処理を行う。なお、チャネル分離部２２は、数十タップのＦＩＲフィルタを用いてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ−ｏｕｔｐｕｔ）処理を行うことによって適応等化処理を行うので、このとき偏波モード分散等の補償も同時に行われる。
【００３２】
キャリア周波数オフセット補償部２４は、偏波分離されたＸ偏波信号とＹ偏波信号に対して、受信信号のキャリア周波数と局発光信号の周波数（局発光周波数）との偏差を補償する。これによりキャリア周波数オフセットが、平均的に除去されてコンスタレーションの回転が時間的に止まる。
【００３３】
第２復調部２１ｂは、入力信号に対してキャリア位相補償処理を行うことにより、コンスタレーションが図１４（ａ）の理想コンスタレーション図に示すとおり、所望位置に補正される。
【００３４】
各コンスタレーション歪補正部２３は、入力したＸ偏波信号とＹ偏波信号とに対してコンスタレーション歪補正処理（ＤＣオフセット補償処理、Ｉ／Ｑインバランス補償処理、消光比補償処理、ＬＵＴ（Ｌｏｏｋ−Ｕｐ  Ｔａｂｌｅ）を用いた消光比補償処理、非線形性補償処理、ＬＵＴを用いた非線形補償処理の少なくとも１つを行う。これにより、Ｉチャネル及びＱチャネルにおける信号のコンスタレーション歪を補正する（コンスタレーション歪補正処理）。
【００３５】
図３〜図８は、コンスタレーション歪補正部２３の具体的構成を示す図である。図３はＤＣオフセット補償処理を行う場合、図４はＩ／Ｑインバランス補償処理を行う場合、図５は消光比補償処理を行う場合、図６はＬＵＴを用いた消光比補償処理を行う場合、図７は非線形性補償処理を行う場合、図８はＬＵＴを用いた非線形性補償処理を行う場合を示す。
【００３６】
図３に示すコンスタレーション歪補正部２３は、各信号の直流成分（例えば、入力信号の平均値）を検出する直流成分検出部３０（３０ａ，３０ｂ）、検出した直流成分を入力信号から減算して、当該直流成分を除去する減算器３１（３１ａ，３１ｂ）からなる。
【００３７】
これにより、コンスタレーションの原点からのずれを補正することが可能となり、図１４に示したような光変調器におけるバイアス制御の不完全性や消光比に起因するコンスタレーション残留歪を補正することが可能となる。
【００３８】
図４に示すコンスタレーション歪補正部２３は、入力したＩチャネル信号をＡ倍、Ｂ倍し、入力したＱチャネル信号をＣ倍、Ｄ倍する増幅器３３（第１増幅器３３ａ〜第４増幅器３３ｄ）、増幅されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号の一部を、それぞれ他方のチャンネルに加算する加算器３４（第１加算器３４ａ，第２加算機３４ｂ）を含んでいる。
【００３９】
即ち、コンスタレーション歪補正部２３は、Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して、Ｉチャネル信号を２分岐して各々予め設定された値を乗算した値にする第１、第２増幅器３３ａ，３３ｂと、Ｑチャネル信号を２分岐して各々予め設定された値を乗算した値にする第３、第４増幅器３３ｃ、３３ｄと、Ｉチャネル信号から分岐された第１増幅器３３ａの出力とＱチャネル信号から分岐された第３増幅器３３ｃの出力を加算して出力する第１加算器３４ａと、Ｉチャネル信号から分岐された第２増幅器３３ｂの出力とＱチャネル信号から分岐された第４増幅器３３ｄの出力を加算して出力する第２加算器３４ｂと、を含んでいる。
【００４０】
言い換えれば、図３に示すコンスタレーション歪補正部２３は式（１）
2016208257.tif 000003
【００４１】
に表される演算処理を行う。
【００４２】
なお、倍率Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは予め設定された値であり、Ｉ／Ｑインバランスの大きさに応じて決定する。本来、Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号は互いに直交するべきである。
【００４３】
しかし、例えば、送信光変調器などのバイアス不完全性によってＩチャネルの角度がθＩだけ、Ｑチャネルの角度がθＱだけ直交からずれた場合には、Ｉ／Ｑインバランスの影響を受けたＩチャネル信号ＩおよびＱチャネル信号Ｑは、理想的なＩ／Ｑチャネル信号Ｉｉｄｅａｌ／ＱＩｄｅａｌを用いて式（２）
2016208257.tif 000004
【００４４】
に示される行列を掛け合わせることによって表すことができる。
【００４５】
これによってコンスタレーションがひし形に歪む。しかしながら、このようにして歪んだコンスタレーションは、式（２）の逆行列を掛け合わせることによって容易に補償することができる。今、説明を簡単にするため、θＩ＝−θ、θＱ＝θのＩ／Ｑインバランスが発生している場合を考える。このとき、式（２）の逆行列は式（３）
2016208257.tif 000005
【００４６】
と表される。
【００４７】
従って、倍率Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄで表される行列を、上で求めた式（３）とすることでＩ／Ｑインバランスを補償することができる。すなわち、式（２）で表されるＩ／Ｑインバランスの影響を受けたＩチャネル信号およびＱチャネル信号を式（１）に代入し、さらに式（３）で定義される行列を式（１）のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄに代入する。
これにより、式（４）
2016208257.tif 000006
【００４８】
に示す通りＩ／Ｑインバランスの影響が補償されて、理想的なＩ／Ｑチャネル信号（ＩＩｄｅａｌ／ＱＩｄｅａｌ）を復元することができる。
【００４９】
以上説明したように、図４に示すコンスタレーション歪補正部２３は、図１４に示したような光変調器のバイアス制御不完全性などに起因するＩ／Ｑインバランス（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ信号とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ信号の直交ずれ）によるコンスタレーション残留歪が補正できる。
【００５０】
図５に示すコンスタレーション歪補正部２３は、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号に対して、公知の伝達関数ＦＩ（ｘ）、ＦＱ（ｘ）による処理を行う信号処理部３６（第１信号処理部３６ａ，第２信号処理部３６ｂ）、それぞれ他方のチャンネルに加算する加算器３７（第１加算器３７ａ，第２加算器３７ｂ）を含んでいる。
【００５１】
即ち、コンスタレーション歪補正部２３は、Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して、Ｉチャネル信号を分岐して予め設定された伝達関数により信号処理を行う第１信号処理部３６ａと、Ｑチャネル信号を分岐して予め設定された伝達関数により信号処理を行う第２信号処理部３６ｂと、Ｉチャネルの信号とＱチャネルから分岐された第２信号処理部３６ｂの出力を加算して出力する第１加算器３７ａと、Ｑチャネルの信号とＩチャネルから分岐された第１信号処理部３６ａの出力を加算して出力する第２加算器３７ｂと、を含んでいる。
【００５２】
このとき、伝達関数ＦＩ（ｘ）、ＦＱ（ｘ）は、消光比劣化によるコンスタレーション残留歪とは逆の特性となるよう選定する。ここで、図１４（ｂ）に示した消光比劣化による弓形のコンスタレーション歪は、ＭＺ型光変調器を構成する干渉計の不完全性によって生じるものであり、Ｉチャネルの信号がその大きさに応じてＱチャネル側に弓形の形状となって漏れ込むことを意味している。同様に、Ｑチャネルの信号がその大きさに応じてＩチャネル側に弓形の形状となった漏れ込むことを意味している。
【００５３】
Ｉ／Ｑ光変調器を構成するＭＺ型Ｉチャネル用光変調器５０の構成を図９に例示する。このＭＺ型光変調器５０は、上側位相変調器５１ａ（５１）、下側位相変調器５１ｂ（５１）を備える。Ｑチャネルも同様な構成のため、以下の説明においてはＩチャネル用光変調器５０を例に説明する。なお、図９（ａ）はＭＺ型Ｉチャネル用光変調器５０のブロック図、図９（ｂ）は上側位相変調器５１ａ（５１）及び下側位相変調器５１ｂ（５１）の出力信号を示す図、図９（ｃ）はＭＺ型Ｉチャネル用光変調器５０の出力信号を示す図である。
【００５４】
ＭＺ型光変調器５０に入力されたＩｉｎの光信号ｅｘｐ（ｊωｔ）（ｊは虚数単位、ωは光信号周波数）は、２つの光信号に分岐されて上側位相変調器５１ａ、下側位相変調器５１ｂに入力する。上側位相変調器５１ａに入力する光信号の電場強度はＡ＋ｅｘｐ（ｊωｔ）、下側位相変調器５１ｂに入力する光信号の電場強度はＡ−ｅｘｐ（ｊωｔ）で与えられる。
【００５５】
このとき、上側位相変調器５１ａで付与される位相回転量はｅｘｐ（ｊπＶ／２Ｖπ）、下側位相変調器５１ｂで付与される位相回転量はｅｘｐ（−ｊπＶ／２Ｖπ）で与えられる。ここで、Ｖは上側位相変調器５１ａ及び下側位相変調器５１ｂを駆動する駆動電圧、Ｖπは位相回転量がπになる印加電圧である。
【００５６】
上側位相変調器５１ａと下側位相変調器５１ｂにおいて、それぞれ位相変調が付与された光信号Ｅ＋及びＥ−は、合波されてＥｏｕｔ（＝Ｅ＋＋Ｅ−）となり、ＭＺ型光変調器５０から出力される。
【００５７】
先ず、Ａ＋≠Ａ−の場合について説明する。Ａ＋≠Ａ−の場合のＥ＋及びＥ−をグラフ化した図が図９（ｂ）である。図９（ｂ）において、実線がＥ＋＝Ａ＋ｅｘｐ（ｉπＶ／（２Ｖπ））を点線がＥ−＝Ａ−ｅｘｐ（−ｉπＶ／（２Ｖπ））を表している。また、Ｅｏｕｔ＝Ｅ＋＋Ｅ−をグラフ化した図が図９（ｃ）である。
【００５８】
図９（ａ）〜図９（ｃ）から分かるように、Ａ＋≠Ａ−場合、理想的なＡ＋＝Ａ−の場合には打ち消し合うはずのＱ成分が発生し、位相誤差Ｅｒｒが発生する。この位相誤差Ｅｒｒは、消光比（ＥＲ：ｅｘｔｉｎｃｔｉｏｎ  ｒａｔｉｏ）＝（Ａ＋＋Ａ−）／（Ａ＋−Ａ−）に反比例（Ｅｒｒ∝ＥＲ−１）することが一般的な理論計算から知られている。言い換えれば、消光比に応じてＩチャネルからＱチャネルに漏れ込む量が位相誤差Ｅｒｒそのものであり、伝達関数で表すことができる。このように互いのチャネルに漏れ込む信号が伝達関数によって表すことができる。
【００５９】
従って、その逆特性をＦＩ（ｘ）として設定し、図５に示すように、Ｑチャネル信号から差し引けば、ＩチャネルからＱチャネルへ漏れ込む成分を相殺することが可能となる。Ｑチャネルに関しても、同様である。
【００６０】
このように図５の構成において、Ｉ／Ｑチャネルそれぞれの光変調器の消光比に応じて各々コンスタレーション残留歪とは逆の特性となるＦＩ（ｘ）、ＦＱ（ｘ）を設定することによって、互いの漏れ込み信号を相殺することが可能となる。これにより、図１４に示したような送信光変調器の消光比劣化による弓形のコンスタレーション残留歪を補正することが可能となる。
【００６１】
また、ＦＩ（ｘ）、ＦＱ（ｘ）は、コンスタレーション残留歪を完全に相殺するような高精度な逆特性を持つ必要はなく、例えば近似関数でも良い。これにより多少の誤差を許容しつつ演算処理を簡略化することが可能となる。
【００６２】
さらに図６に示すとおり、ＦＩ（ｘ）、ＦＱ（ｘ）の代わりにＬＵＴを備えるＬＵＴ部５５（第１ＬＵＴ部５５ａ，第２ＬＵＴ部５５ｂ）で構成してもよい。
【００６３】
即ち、コンスタレーション歪補正部２３は、Ｘ／Ｙ偏波のそれぞれのＩ／Ｑ信号に対して、Ｉチャネル信号を分岐して予め設定されたＬＵＴによりチャネル信号を補正する第１ＬＵＴ部５５ａと、Ｑチャネル信号を分岐して予め設定されたＬＵＴによりチャネル信号を補正する第２ＬＵＴ部５５ｂと、Ｉチャネルの信号とＱチャネルから分岐された第２ＬＵＴ部５５ｂの出力を加算して出力する第１加算器３７ａと、Ｑチャネルの信号とＩチャネルから分岐された第１ＬＵＴ部５５ａの出力を加算して出力する第２加算器３ｂと、を含む。
【００６４】
この場合、例えば、図１０に示すように、複数座標のＬＵＴで定義される直線近似でＦＩ（ｘ）あるいはＦＱ（ｘ）を近似することにより、演算量が大幅に削減できるようになる。
【００６５】
図７に示すコンスタレーション歪補正部２３は、送信光変調器やその駆動回路で生じる非線形特性を補償する非線形補償処理を行う。
【００６６】
コンスタレーション歪補正部２３は、Ｉチャネル信号、Ｑチャネル信号に対して、公知の非線形伝達関数ＮＬＩ（ｘ）、ＮＬＱ（ｘ）による処理を行う非線形伝達関数部３８（３８ａ，３８ｂ）を含んでいる。
【００６７】
このとき、非線形伝達関数ＮＬＩ（ｘ）、ＮＬＱ（ｘ）は、非線形特性による残留歪と逆の特性になるよう選定される。ここで、非線形特性の例としては、送信光変調器の消光特性が挙げられる。
【００６８】
図９（ａ）で示したとおり、ＭＺ型光変調器５０は原理的に上下２つの光位相変調器５１で位相変調された光信号を干渉させて動作する。
【００６９】
このため、その出力光Ｅｏｕｔは、光変調器の駆動電圧に対して線形に動作せず、三角関数のｓｉｎ特性を有することが知られている。従って、一般的には、その逆特性であるａｒｃｓｉｎ（＝ｓｉｎ−１）特性により補正してから光変調器を駆動することによって、等間隔の格子上に乗ったＱＡＭ信号を得ることができる。
【００７０】
しかしながら、光変調器のバイアス不完全性などにより、ａｒｃｓｉｎによる補正と光変調器のｓｉｎ特性とにずれが生じて、完全相殺することができず線形性が損なわれてしまう。即ち、この非線形特性は、ａｒｃｓｉｎ特性とｓｉｎ特性のずれによって生じるものであり理論的に計算が可能である。従って、その逆特性をＮＬＩ（ｘ）、ＮＬＱ（ｘ）に設定することによって、非線形性を補償することができる。
【００７１】
また、別の非線形特性の例としては、光変調器を駆動する駆動回路（リニア増幅器）で生じるものもある。一般的なリニア増幅器を構成するトランジスタ差動増幅器では、入出力伝達特性は双曲線関数のｔａｎｈ特性で近似される特性を有する。
【００７２】
このため、入力電圧が小さい領域では、概ね線形動作と見なすことができるが、入力電圧が大きくなるにつれて線形性が損なわれる。従って、光変調器による非線形性と同様に、ａｒｃｔａｎｈ（＝ｔａｎｈ−１）特性をＮＬＩ（ｘ）、ＮＬＱ（ｘ）に設定することによって、駆動回路の非線形性を補償することが可能となる。
【００７３】
また、光変調器、駆動回路の逆特性を掛け合わせた伝達関数をＮＬＩ（ｘ）、ＮＬＱ（ｘ）に設定することによって、両特性を同時に補償することも可能である。
【００７４】
以上説明したとおり、図１４に示したような非線形特性による不等間隔のコンスタレーション残留歪を補正することが可能となる。
【００７５】
また、図８に示すコンスタレーション歪補正部２３は、予め設定されたＬＵＴ（Ｌｏｏｋ−Ｕｐ  Ｔａｂｌｅ）を備えるＬＵＴ補正部３９（３９ａ，３９ｂ）を含んでいる。
【００７６】
そして、ＬＵＴ補正部３９は、Ｉチャネル信号、Ｑチャネル信号をＬＵＴに従って補正する。このとき、ＬＵＴは、コンスタレーション残留歪の特性と逆の特性となるよう適切に選定する。これにより、種々のコンスタレーション残留歪が補正できるようになる。
【００７７】
なお、前述の図７に示したコンスタレーション歪補正では、伝達関数ＮＬＩ（ｘ）、ＮＬＱ（ｘ）を設定して補正を行うが、これらの伝達関数を高精度に演算処理するためには、回路規模が大きくなる傾向がある。
【００７８】
従って、ある程度の近似関数を用いる方法も挙げられるが、図８に示すＬＵＴを用いた補正を行うことにより、演算量を大幅に削減することができる利点がある。
【００７９】
更には、ＬＵＴを用いた補正は、あらゆる伝達特性に対してＬＵＴを適宜設定するだけで、柔軟に対応することが可能であるため、伝達関数で近似できないような場合にも有効である。
【００８０】
なお、上述した各コンスタレーション歪補正部２３は、各々単一の処理だけで構成する必要はなく、残留歪の種類に応じて信号を最適に補正するものであれば、複数の補正処理を組合わせても良い。
【００８１】
以上の構成により各偏波のＩチャネル信号とＱチャネル信号とが直交座標系に分離されて復調処理が完了する。
【００８２】
なお、特許文献３が提案するＩ／Ｑインバランス補償技術は、受信アナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤＣの直後で行われる。従って、受信側のコヒーレント検波受信器やＡＤＣといったアナログフロントエンド特性の劣化に起因するコンスタレーション歪は補償される。
【００８３】
しかし、この方法によっても、復調部２１ａ等に入力する信号に対して当該補償が行なわれるため、送信側の光変調器等で印加されたコンスタレーションの残留歪は補正することができない。
【００８４】
これはＡＤＣ１２から出力される信号は、チャネル分離前の信号であり、送信信号のチャネル毎に印加された残留歪も複雑に混合した状態であるためである。かかる事情により、コンスタレーションの残留歪を正しく補正することができない。
【００８５】
一方、本実施形態にかかるディジタル光受信装置２では、チャネル分離部２２において送信信号に印加されたコンスタレーション残留歪も分離されるので、コンスタレーション歪補正部２３は各偏波の信号に対して適切に残留歪みを補正することができるようになる。
【００８６】
さらに、キャリアキャリア周波数オフセット補償部２４や第２復調部２１ｂにおけるキャリア位相補償後の信号においてはＩ／Ｑ信号も分離されるため、Ｉ／Ｑ各信号に対して適切に補正することが可能となる。
【００８７】
なお、コンスタレーション補正処理は、復調処理を全て行った第２復調部２１ｂの後に一括して行ってもよい。但し、適切に補正できるコンスタレーション歪はなるべく復調処理の早い段階で補正した方が、当該復調処理がより高精度に行うことができる。即ち、コンスタレーション歪を含んだ状態で復調処理をするより、少しでも残留歪を除去した状態で復調処理を行う方がよい。このため、本実施形態においては、図１に示すように、各復調処部２１の間にコンスタレーション歪補正部２３を複数配置している。
【００８８】
また、図１においては、チャネル分離部２２の後にキャリア周波数オフセット補償部２４が配置されている。しかし、かかる構成に限定するものではない。例えば、図１１に示すように、粗調整・微調整機能をなすキャリア周波数オフセット補償部２５を複数の位置に配備してもよい。図１１においては、キャリア周波数オフセット補償部２５をチャネル分離部２２の前に設けた場合を例示した図である。
【００８９】
この場合も、キャリア周波数オフセット補償部２５の後にコンスタレーション歪補正処理を行うことが好ましいので、コンスタレーション歪補正２３ｄをキャリア周波数オフセット補償部２５と第１復調部２１ａとの間に設けている。これにより、送信光変調器のバイアス制御不完全性や消光比等に起因するキャリアリークを抑圧することができるようになる。
【００９０】
以上説明したように、送信側で生じたコンスタレーション残留歪を、受信側の復調処理において補償することが可能となる。そして、これにより大規模なリアルタイム波形モニタを用いた最適制御技術などを送信側に用いることなく、受信信号の品質を好適に保ち、システム性能を維持することが可能となる。
【００９１】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態を説明する。なお、第１実施形態と同一構成に関しては、同一符号を用い説明を適宜省略する。
【００９２】
本実施形態に係るディジタル光受信装置２は、図１２に示すように、第１実施形態に示したディジタル光受信装置２の構成に、複数のコンスタレーション歪検出部４１（４１ａ，４１ｂ，４１ｃ）、コンスタレーション歪補正制御部４２が追加された構成である。
【００９３】
なお、コンスタレーション歪検出部の配置場所は、その検出が最も効率よく行える場所であればよく、検出したいコンスタレーション残留歪の種類に応じて、それぞれ適切な場所に配置すればよい。
【００９４】
コンスタレーション歪検出部４１は、当該コンスタレーション歪補正部２３に入力する信号のコンスタレーションの歪度合を検出する。
【００９５】
検出したコンスタレーションの歪度合は、コンスタレーション歪補正制御部４２に入力する。コンスタレーション歪補正制御部４２は、コンスタレーションの歪度合に基づき各コンスタレーション歪補正部２３における補正量を制御する。また、コンスタレーションの歪度合が十分小さければ、不必要なコンスタレーション補正部をバイパスして消費電力を抑えることも可能である。
【００９６】
これにより、動的なコンスタレーション残留歪が生じた場合でも、自動的にコンスタレーション残留歪を補償し、受信信号のコンスタレーションを好適に保ちシステム性能を維持することが可能となる。
【００９７】
以上説明したように、ＱＡＭなどの多値変調信号やナイキストフィルタリングのようなより複雑な送信波形を用いた伝送方式を適用した際にも、送信側で生じたコンスタレーション残留歪を、受信側の復調処理において補償することが可能となる。この結果、大規模なリアルタイム波形モニタを用いた最適制御技術などを送信側に用いることなく、受信信号の品質を好適に保ち、システム性能を維持することが可能になる。
【００９８】
また、光変調器やアナログフロントエンドデバイスに求められる性能を緩和することができるので、使用部品の歩留まりを向上することが可能であり、低コストにディジタル光送信機の提供が可能になる。
【符号の説明】
【００９９】
２    ディジタル光受信装置
１０    受信アナログフロントエンドユニット
１１    コヒーレント検波受信器
２０    受信復調処理ユニット
２１（２１ａ〜２１ｍ）    復調部
２２    チャネル分離部
２３（２３ａ〜２３ｎ）    コンスタレーション歪補正部
２４，２５    キャリア周波数オフセット補償部
３０（３０ａ，３０ｂ）    直流成分検出部
３１（３１ａ，３１ｂ）    減算器
３３（３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄ）    増幅器
３４（３４ａ，３４ｂ）、３７（３７ａ，３７ｂ）    加算器
３６（３６ａ，３６ｂ）    伝達関数部
３８（３８ａ，３８ｂ）    非線形伝達関数部
４１（４１ａ，４１ｂ，４１ｃ）    コンスタレーション歪検出部
４２    コンスタレーション歪補正制御部
５１    光位相変調器
５１ａ    上側位相変調器
５１ｂ    下側位相変調器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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