(57)【要約】【課題】共通のシステム電圧が入力され電力を変換する複数のインバータから電力が供給される複数の交流電動機の一つがＰＷＭ制御モード、他の一つが矩形波制御モードで動作し、且つ、二機周波数比率が特定周波数比率範囲内にあるとき、いずれの交流電動機についても制御性の低下を抑制する交流電動機の制御装置を提供する。【解決手段】ＭＧ駆動装置は、二機周波数比率（矩形波制御モードで動作している第２ＭＧの電気周波数に対するＰＷＭ制御モードで動作している第１ＭＧの電気周波数の比率）が６分の１を含む特定周波数比率内にあるときの第１ＭＧの特定駆動において、通常駆動時におけるＰＷＭ制御のキャリア周期Ｔｃを維持し、且つ、特定駆動時における電圧指令更新周期Ｔｒｎを、通常駆動時における「キャリア周期Ｔｃの０．５倍」から、「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」に変更する。これにより、第１ＭＧのＰＷＭ制御の安定性を確保することができる。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
共通のシステム電圧（Ｖｓｙｓ）が入力され電力を変換する複数のインバータ（２３、２４）に対して電圧指令を出力し、電流フィードバック制御に基づくＰＷＭ制御モード、又は、トルクフィードバック制御に基づく矩形波制御モードによって、前記複数のインバータから電力が供給される複数の交流電動機（３、４）の駆動を制御する交流電動機の制御装置（２０）であって、
前記複数の交流電動機のうち一つがＰＷＭ制御モードで動作し残りの前記交流電動機のうち一つが矩形波制御モードで動作している状況において、前記矩形波制御モードで動作している交流電動機の電気周波数に対する前記ＰＷＭ制御モードで動作している交流電動機の電気周波数の比率である二機周波数比率が、６ｎ分の１（ｎは０を除く整数）を含む所定の特定周波数比率範囲内にあるか否かを判定する二機周波数比率判定手段（３８）と、
前記ＰＷＭ制御モードで動作している交流電動機の駆動について、前記二機周波数比率が前記特定周波数比率範囲外にあるときの駆動を通常駆動といい、前記二機周波数比率が前記特定周波数比率範囲内にあるときの駆動を特定駆動というとすると、前記インバータに出力する前記電圧指令を更新する電圧指令更新周期を、前記特定駆動時に前記通常駆動時から変更する更新周期変更手段（３９）と、
を備え、
前記通常駆動時におけるＰＷＭ制御のキャリア周期を前記特定駆動時において維持し、且つ、前記通常駆動時における前記電圧指令更新周期を前記キャリア周期の０．５倍とし、前記特定駆動時における前記電圧指令更新周期を前記キャリア周期の１．５倍、２．０倍、又は２．５倍とすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ制御モードで動作している交流電動機の前記特定駆動時において、
前記電圧指令更新周期を前記キャリア周期の１．５倍又は２．５倍とし、
キャリアの山のタイミングで検出された相電流検出値と、キャリアの谷のタイミングで検出された相電流検出値とを交互に用いて、前記電圧指令をフィードバック演算することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ制御モードで動作している交流電動機の前記特定駆動時において、
キャリアの山のタイミングで検出された相電流検出値とキャリアの谷のタイミングで検出された相電流検出値との平均値を用いて、前記電圧指令をフィードバック演算することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項４】
前記二機周波数比率判定手段は、前記特定周波数比率範囲について、前記通常駆動から前記特定駆動に移行するときに適用する実行用比率範囲、及び、前記特定駆動から前記通常駆動に移行するときに適用する解除用比率範囲を有しており、
前記解除用比率範囲の上限値は前記実行用比率範囲の上限値よりも大きく設定されており、前記解除用比率範囲の下限値は前記実行用比率範囲の下限値よりも小さく設定されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、共通のシステム電圧が入力され電力を変換する複数のインバータから電力が供給される複数の交流電動機の駆動を制御する制御装置が知られている。例えば、特許文献１に開示された交流電動機の制御装置（特許文献１では「回転電機制御システム」）では、二つのインバータにより二つの交流電動機の駆動を制御するシステムにおいて以下の条件１、２が共に成立する場合を想定している。
＜条件１＞第１インバータに接続される第１回転電機が矩形波制御モードで動作し、第２インバータに接続される第２回転電機がＰＷＭ制御モードで動作している。
＜条件２＞第２回転電機の電気一周期が第１回転電気の電気一周期の６倍である。言い換えれば、第２回転電機の電気周波数が第１回転電気の電気周波数の６分の１である。
【０００３】
この条件１、２が共に成立すると、ＰＷＭ制御モードで動作している第２回転電機の電気６次のトルクリップルにより、二つのインバータに共通に入力されるシステム電圧が電気６次で変動する。この電気６次の変動が第１回転電機の矩形波波形に重畳すると、本来の矩形波波形からオフセットした制御波形となるため、第１回転電機の制御性が低下することとなる。
そこで、特許文献１の装置では、上記の条件１、２が共に成立したとき、ＰＷＭ制御モードで動作している第２回転電機の制御性を通常の状態よりも低下させ、電気６次変動の正弦波形を乱れた波形とすることにより、第１回転電機の矩形波波形に及ぼす影響を抑制している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第５０６７３２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１には、上記の条件１、２が共に成立したとき第２回転電機の制御応答性を低下させる方法として、第２回転電機の作動を制御する第２のインバータの制御ゲインを低減させる方法、及び、第２のインバータにおけるキャリア周波数を低下させる方法が記載されている。しかし、キャリア周波数を低下させると、ＰＷＭ制御における電気一周期あたりのキャリア数が不足し制御が不安定となるおそれがある。したがって、いずれの交流電動機についても制御性の低下を抑制するという観点から、この方法は十分な解決には至っていない。
また、特許文献１には、「基本周期そのものを変更することもできる」という記載があるものの、ここでいう基本周期とは何なのか、基本周期をどのように変更すればよいのかについて何ら具体的に記載されていない。
【０００６】
本明細書では、「特許文献１における条件１、２が共に成立したとき」に相当する条件節を、「二機周波数比率が特定周波数比率範囲内にあるとき」という用語を定義して表現する。
本発明は、上述の問題点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、共通のシステム電圧が入力され電力を変換する複数のインバータから電力が供給される複数の交流電動機の一つがＰＷＭ制御モード、他の一つが矩形波制御モードで動作し、且つ、二機周波数比率が特定周波数比率範囲内にあるとき、いずれの交流電動機についても制御性の低下を抑制する交流電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の交流電動機の制御装置は、共通のシステム電圧（Ｖｓｙｓ）が入力され電力を変換する複数のインバータに対して電圧指令を出力し、「電流フィードバック制御に基づくＰＷＭ制御モード」、又は、「トルクフィードバック制御に基づく矩形波制御モード」によって、複数のインバータから電力が供給される複数の交流電動機の駆動を制御するものであり、二機周波数比率判定手段と、更新周期変更手段とを備える。
【０００８】
二機周波数比率判定手段は、複数の交流電動機のうち一つがＰＷＭ制御モードで動作し、残りの交流電動機のうち一つが矩形波制御モードで動作している状況において、「矩形波制御モードで動作している交流電動機の電気周波数に対するＰＷＭ制御モードで動作している交流電動機の電気周波数の比率」である「二機周波数比率」が、６ｎ分の１（ｎは０を除く整数）を含む所定の特定周波数比率範囲内にあるか否かを判定する。
【０００９】
ここで、「６ｎ分の１（ｎは０を除く整数）」には、６分の１の他、１２分の１、２４分の１、回生動作に相当するマイナス６分の１等を含む。また、「６ｎ分の１」という比率そのものを基準比率とすると、「特定周波数比率範囲」は、基準比率の前後の所定範囲の比率を含む。この所定範囲は、電気６次の変動が矩形波制御に影響を及ぼす可能性のある範囲として設定される。このように、特許文献１における＜条件２＞が「二つの回転電機の電気周波数の比率が６分の１」という一点のみを指しているのに対し、本発明の「特定周波数比率範囲」は、＜条件２＞をさらに拡張した範囲に相当する。
【００１０】
また、本発明では、「複数の交流電動機のうち一つがＰＷＭ制御モードで動作し、残りの交流電動機のうち一つが矩形波制御モードで動作している状況において」という前提の下で「二機周波数比率」を定義する。つまり、二機周波数比率判定手段によって二機周波数比率と特定周波数比率範囲との関係が判定される段階で、特許文献１の＜条件１＞に相当する「二つの交流電動機の一方がＰＷＭ制御モードで動作し、他方が矩形波制御モードで動作している」という条件は既に成立しているものと解釈する。
【００１１】
続いて、ＰＷＭ制御モードで動作している交流電動機の駆動について、二機周波数比率が特定周波数比率範囲外にあるときの駆動を「通常駆動」といい、二機周波数比率が特定周波数比率範囲内にあるときの駆動を「特定駆動」というとする。更新周期変更手段は、インバータに出力する電圧指令を更新する電圧指令更新周期を、特定駆動時に通常駆動時から変更する。
そして、本発明の交流電動機の制御装置は、通常駆動時におけるＰＷＭ制御のキャリア周期を特定駆動時において維持する。且つ、通常駆動時における電圧指令更新周期を「キャリア周期の０．５倍」とし、特定駆動時における電圧指令更新周期を「キャリア周期の１．５倍、２．０倍、又は２．５倍」とすることを特徴とする。
【００１２】
本発明では、ＰＷＭ制御モードで動作している交流電動機について、特定駆動時における電圧指令更新周期を通常駆動時よりも長く設定することにより、制御応答性を低下させる。これにより、システム電圧に重畳する電気６次変動の正弦波形を乱れた波形とし、矩形波制御モードで動作している交流電動機の制御性の低下を抑制することができる。
【００１３】
また、特許文献１の技術のように特定駆動時にキャリア周波数を低下させることなく、特定駆動時にも通常駆動時のキャリア周期を維持することで、ＰＷＭ制御で正弦波を形成するために必要な「電気一周期あたりのキャリア数」を確保することができる。さらに、特定駆動時における電圧指令更新周期を、通常駆動時に対して制御応答性を過度に低下させない程度の「３〜５倍」に設定することで、ＰＷＭ制御で動作している交流電動機の制御安定性を向上させることができる。
よって、いずれの交流電動機に対しても制御性の低下を好適に抑制することができる。
【００１４】
本発明では、ＰＷＭ制御モードで動作している交流電動機の特定駆動時において、電流サンプリングの観点から、次の２つのうちいずれかの構成を採用することが好ましい。
（１）電圧指令更新周期をキャリア周期の１．５倍又は２．５倍とし、キャリアの山のタイミングで検出された相電流検出値と、キャリアの谷のタイミングで検出された相電流検出値とを交互に用いて、電圧指令をフィードバック演算する。
（２）キャリアの山のタイミングで検出された相電流検出値とキャリアの谷のタイミングで検出された相電流検出値との平均値を用いて、電圧指令をフィードバック演算する。
【００１５】
一般に電流センサの出力は、実電流に対して数μｓ程度遅れる。この検出遅れにより、キャリアの山のタイミングで取得される相電流検出値、及び、谷のタイミングで取得される相電流検出値は、それぞれ、実電流に対して正負逆方向にオフセットする。そのため、仮にキャリアの山のタイミング、又は谷のタイミングの一方のみで取得した相電流検出値を用いてフィードバック演算を行うと、検出電流の平均値と実電流の平均値とのずれにより、演算誤差が生じることとなる。
そこで、上記構成のように、キャリアの山と谷のタイミングで検出された相電流検出値を交互に用いるか、それらの平均値を用いてフィードバック演算することで、検出電流の平均値を実電流の平均値に一致させ、演算精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施形態による交流電動機の制御装置が適用されるハイブリッド自動車の駆動システム全体の構成図である。
【図２】図１の駆動システムが備える電力制御ユニットの構成図である。
【図３】本発明の実施形態による交流電動機の制御装置の正弦波ＰＷＭ制御モードの制御ブロック図である。
【図４】本発明の実施形態による交流電動機の制御装置の矩形波制御モードの制御ブロック図である。
【図５】二機周波数比率及び特定周波数比率範囲を説明する共線図である。
【図６】本発明の第１実施形態による更新周期変更処理のタイムチャートである。
【図７】電気一周期におけるＰＷＭパルスを示すタイムチャートである。
【図８】ＰＷＭキャリアと電流サンプリングタイミングとの関係を説明するタイムチャートである。
【図９】本発明の第１実施形態による更新周期変更処理のフローチャートである。
【図１０】特定駆動の実行時及び解除時におけるヒステリシス遷移図である。
【図１１】本発明の第２実施形態による更新周期変更処理のタイムチャートである。
【図１２】本発明の第３実施形態による更新周期変更処理のタイムチャートである。
【図１３】比較例によるキャリア周期変更処理のタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。
［共通構成及び課題］
最初に複数の実施形態に共通する構成、及び本発明の課題について、図１〜図５を参照して説明する。以下、「本実施形態」という場合、複数の実施形態を包括する。
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車において、モータジェネレータ（以下「ＭＧ」と記す。）の駆動を制御する装置として適用される。図１に示すハイブリッド自動車は、いわゆるシリーズパラレルハイブリッド自動車であり、車両の駆動力源として、エンジン６、並びに、二つのＭＧとして第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４を備える。
【００１８】
第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機であり、それぞれ、第１インバータ２３及び第２インバータ２４に接続されている。第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４は、回生動作により発電した電力をバッテリ２１に充電する機能、及び、力行動作によりバッテリ２１の電力を消費してトルクを発生する機能を兼ね備える。
回転角センサ５３、５４は、例えばレゾルバである。回転角センサ５３、５４は、それぞれ第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４のロータ近傍に設けられ、第１ＭＧ３、第２ＭＧ４の極対数に応じて電気角θ１、θ２を検出する。
【００１９】
エンジン６、第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４は、動力分割機構１６により接続されている。エンジン６は、例えば４気筒のガソリンエンジンである。エンジン６の動力は、クランク軸１５に連結された動力分割機構１６で二系統に分割され、その一方の動力でデファレンシャルギア機構１９、車軸１３を介して車輪１４を駆動し、もう一方の動力で第１ＭＧ３に発電させる。また、第２ＭＧ４の力行動作によって発生した駆動力は、ギア１８、プロペラ軸１７、デファレンシャルギア機構１９、車軸１３を介して車輪１４に伝達される。
【００２０】
車両制御回路１０は、ＭＧ制御装置２０及びエンジン制御装置６０と相互に通信可能に設けられている。車両制御回路１０は、アクセル信号、ブレーキ信号、シフト信号、車速信号等が入力され、取得した情報に基づいて車両の運転状態を検出する。そして、運転状態に応じたトルク指令値をＭＧ制御装置２０に出力し、また、エンジン制御装置６０に対して、エンジン６の運転を指令する。
エンジン制御装置６０は、図示しないクランク角センサから入力されるクランク角信号等に基づいてクランク軸１５のクランク角やエンジン回転速度等の情報を取得し、エンジン６の運転を制御する。
【００２１】
図１、図２に示すように、電力制御ユニット２００は、ＭＧ制御装置２０、昇圧コンバータ２２、第１インバータ２３及び第２インバータ２４（図中、インバータを「ＩＮＶ」と記す。）を含む。図２以下では、第１ＭＧ３に係る電圧、電流、電気角には記号の末尾に「１」を付し、第２ＭＧ４に係る電圧、電流、電気角には記号の末尾に「２」を付す。
【００２２】
「交流電動機の制御装置」としてのＭＧ制御装置２０は、システム電圧Ｖｓｙｓ、電流センサ２５、２６、２７、２８からの相電流検出値Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｖ２、Ｉｗ２、及び、回転角センサ５３、５４からの電気角信号θ１、θ２等の情報が入力される。
ＭＧ制御装置２０は、これらの情報を用い、「電流フィードバック制御に基づくＰＷＭ制御モード」、又は「トルクフィードバック制御に基づく矩形波制御モード」によって、第１インバータ２３及び第２インバータ２４のスイッチング動作を操作することで、第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４の駆動を制御する。
なお、図２では、昇圧コンバータ２２の昇圧制御に関する信号の図示を省略している。
【００２３】
バッテリ２１は、例えばニッケル水素、リチウムイオン電池等の充放電可能な直流電源である。昇圧コンバータ２２は、リアクトル、及び、上下アームのスイッチング素子から構成され、スイッチング動作によってバッテリ２１からの入力電圧Ｖｉｎをシステム電圧Ｖｓｙｓに昇圧し、第１インバータ２３及び第２インバータ２４に出力する。
第１インバータ２３及び第２インバータ２４は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子から構成され、共通に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓに基づいて直流電力と三相交流電力とを相互に変換する。力行動作時には、インバータ２３、２４からＭＧ３、４に三相交流電力が供給される。回生動作時には、ＭＧ３、４が発電した交流電力がインバータ２３、２４にて直流電力に変換され、バッテリ１に回生される。
【００２４】
次に、ＭＧ制御装置２０によるＰＷＭ制御モード及び矩形波制御モードの制御構成について、図３、図４を参照して説明する。ＭＧ制御装置２０は、ＭＧ３、４の出力に要求される回転数及びトルクに応じて、ＰＷＭ制御モード及び矩形波制御モードを切り替える。概して、低回転、低トルク領域の出力が要求されるときは電流フィードバック制御方式のＰＷＭ制御モードが用いられ、高回転、高トルク領域の出力が要求されるときはトルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードが用いられる。
【００２５】
本発明では、二つのＭＧの一方がＰＷＭ制御モードで動作し、他方が矩形波制御モードで動作している状況での制御を特徴とする。ここで、第１ＭＧ３又は第２ＭＧ４のどちらがＰＷＭ制御モードで動作し、どちらが矩形波制御モードで動作してもよい。ただし、本明細書では、説明の便宜上、「第１ＭＧ３がＰＷＭ制御モードで動作し、第２ＭＧ４が矩形波制御モードで動作する」場合を代表として説明する。この場合、ＰＷＭ制御モードで動作する第１ＭＧ３が相対的に低回転であり、矩形波制御モードで動作する第２ＭＧ４が相対的に高回転である。
この前提の下、ＰＷＭ制御モードで第１ＭＧ３の駆動を制御する構成を図３に、矩形波制御モードで第２ＭＧ４の駆動を制御する構成を図４に示す。
【００２６】
図３に示すように、第１ＭＧ３の駆動を制御するＰＷＭ制御モードでは、ＭＧ制御装置２０は、電流指令演算部３１、電流減算器３２、ＰＩ制御器３３、逆ｄｑ変換部３４、ＰＷＭ信号生成部３５、ｄｑ変換部３６、周波数算出部３７、二機周波数比率判定部３８、及び、更新周期変更部３９を有する。
電流指令演算部３１は、車両制御回路１０から取得した第１ＭＧ３のトルク指令値ｔｒｑ１*に基づき、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ１*、Ｉｑ１*を演算する。
電流減算器３２は、ｄｑ変換部３６からフィードバックされるｄ軸、ｑ軸電流Ｉｄ１、Ｉｑ１をｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ１*、Ｉｑ１*から減算してｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ１、ΔＩｑ１を算出する。
【００２７】
ＰＩ制御器３３は、ｄ軸、ｑ軸電流Ｉｄ１、Ｉｑ１を、それぞれｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ１*、Ｉｑ１*に追従させるべく、ｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ１、ΔＩｑ１がゼロに収束するように、ＰＩ制御演算によってｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ１*、Ｖｑ１*を算出する。
逆ｄｑ変換部３４は、電気角θ１に基づき、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ１*、Ｖｑ１*を、三相電圧指令値Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*に変換する。
【００２８】
ＰＷＭ信号生成部３５は、三相電圧指令値Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*、及びシステム電圧Ｖｓｙｓに基づいて、ＰＷＭ信号ＵＵ１、ＵＬ１、ＶＵ１、ＶＬ１、ＷＵ１、ＷＬ１を生成する。
ＰＷＭ信号に基づいて第１インバータ２３のスイッチング素子のオンオフが操作され、所望の三相交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１が生成される。この三相交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１が第１ＭＧ３に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ１*に応じたトルクを出力するように第１ＭＧ３の駆動が制御される。
【００２９】
ｄｑ変換部３６は、第１インバータ２３から第１ＭＧ３への電力経路に設けられた電流センサ２５、２６から相電流検出値が入力される。本実施形態では、Ｖ相、Ｗ相に設けられた電流センサ２５、２６からＶ相電流Ｉｖ１及びＷ相電流Ｉｗ１の検出値が入力され、残るＵ相の電流Ｉｕ１をキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ｄｑ変換部３６は、電気角θ１に基づき、三相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１をｄ軸、ｑ軸電流Ｉｄ１、Ｉｑ１にｄｑ変換し、電流減算器３２にフィードバックする。
【００３０】
周波数算出部３７は、回転角センサ５３から取得した電気角θ１を第１ＭＧ３の電気周波数ｆ１に変換する。
二機周波数比率判定部３８は、第１ＭＧ３の電気周波数ｆ１、第２ＭＧ４の電気周波数ｆ２、及び、第２ＭＧ４の制御モードの情報を取得する。そして、第２ＭＧ４が矩形波制御モードであり、且つ、「第２ＭＧ４の電気周波数に対する第１ＭＧ３の電気周波数の比率である二機周波数比率（ｆ１／ｆ２）」が「特定周波数比率範囲」内であるとき、二機周波数比率判定部３８は、更新周期変更部３９に対し、「電圧指令更新周期」を変更するように指令する。「特定周波数比率範囲」及び「電圧指令更新周期」の用語の意味については後述する。
【００３１】
更新周期変更部３９は、二機周波数比率判定部３８からの指令を受け、電圧指令更新周期を変更する。具体的には、実線矢印で示すようにＰＩ制御器３３の演算周期を変更する場合と、破線矢印で示すようにＰＷＭ信号生成部３５のＰＷＭ信号出力周期を変更する場合とが考えられる。
二機周波数比率判定部３８及び更新周期変更部３９は、本実施形態のＭＧ駆動装置２０の特徴的構成であり、特許請求の範囲に記載の「二機周波数比率判定手段」及び「更新周期変更手段」に相当する。
【００３２】
次に図４に示すように、第２ＭＧ４の駆動を制御する矩形波制御モードでは、ＭＧ制御装置２０は、トルク減算器４２、ＰＩ制御器４３、矩形波発生器４４、信号発生器４５、ｄｑ変換部４６、トルク推定部４８、及び、周波数算出部４７を有する。
トルク減算器４２は、第２ＭＧ４のトルクについて、トルク推定部４８からフィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ２＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ２*との差であるトルク偏差Δｔｒｑ２を算出する。
ＰＩ制御器４３は、トルク推定値ｔｒｑ２＿ｅｓｔをトルク指令値ｔｒｑ２*に追従させるべく、トルク偏差Δｔｒｑ２が０に収束するように、電圧位相指令値ＶΨをＰＩ演算により算出する。
【００３３】
矩形波発生器４４は、電圧位相指令値ＶΨと電気角θ２とに基づいて矩形波を発生し、三相電圧指令値Ｖｕ２*、Ｖｖ２*、Ｖｗ２*を出力する。
信号発生器４５は、三相電圧指令値Ｖｕ２*、Ｖｖ２*、Ｖｗ２*に基づき、電圧指令信号ＵＵ２、ＵＬ２、ＶＵ２、ＶＬ２、ＷＵ２、ＷＬ２を生成する。
電圧指令信号に基づいて第２インバータ２４のスイッチング素子のオンオフが操作され、所望の三相交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２が生成される。この三相交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２が第２ＭＧ４に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ２*に応じたトルクを出力するように第２ＭＧ４の駆動が制御される。
【００３４】
ｄｑ変換部４６は、第２インバータ２４から第２ＭＧ４への電力経路に設けられた電流センサ２７、２８から相電流検出値が入力される。電流センサに関する補足事項は図３に関する説明と同様であるため省略する。ｄｑ変換部４６は、電気角θ２に基づき、三相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２をｄ軸、ｑ軸電流Ｉｄ２、Ｉｑ２にｄｑ変換する。
トルク推定部４８は、ｄｑ変換部４６から入力されたｄ軸、ｑ軸電流Ｉｄ２、Ｉｑ２に基づいてトルク推定値ｔrｑ２＿ｅｓｔを演算し、トルク減算器４２にフィードバックする。
周波数算出部４７は、回転角センサ５４から取得した電気角θ２を第２ＭＧ４の電気周波数ｆ２に変換し、ＰＷＭ制御モードの二機周波数比率判定部３８に出力する。
【００３５】
次に、図５の共線図を参照して本発明の課題を説明する。図５に示すように、動力分割機構１６によって互いに連結された第１ＭＧ３、エンジン６、及び第２ＭＧ４の各回転数Ｎｍｇ１、Ｎｅｎｇ、及びＮｍｇ２は、共線図上で一本の直線で結ばれる。ただし、第２ＭＧ４の回転をプロペラ軸１７に伝達するギア１８（図１参照）の減速比は１であるとする。なお、上述したとおり、第１ＭＧ３の回転数Ｎｍｇ１は第２ＭＧ４の回転数Ｎｍｇ２よりも小さい。また、第１ＭＧ３が回生動作する場合の回転数Ｎｍｇ１を負の値で示す。
【００３６】
ここで、「第１ＭＧ３がＰＷＭ制御モードで動作しており、第２ＭＧ４が矩形波制御モードで動作している」状況が成立していると想定し、上述にて定義した「第２ＭＧ４の電気周波数に対する第１ＭＧ３の電気周波数の比率である二機周波数比率（ｆ１／ｆ２）」に注目する。第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４の極対数が同一であるとすると、二機周波数比率は、「第２ＭＧ４の回転数に対する第１ＭＧ３の回転数の比率（Ｎｍｇ１／Ｎｍｇ２）」に一致する。
【００３７】
図５に表した直線は、「第１ＭＧ３の力行動作時に、回転数Ｎｍｇ１がＸで第２ＭＧ４の回転数Ｎｍｇ２が６Ｘとなるとき」、及び、「第１ＭＧ３の回生動作時に、回転数Ｎｍｇ１が（−Ｘ）で第２ＭＧ４の回転数Ｎｍｇ２が６Ｘとなるとき」を示す。このときの二機周波数比率（ｆ１／ｆ２）は、回転数の比率（Ｎｍｇ１／Ｎｍｇ２）と同じく、「６分の１」及び「−６分の１」（≒±１６．７％）である。
【００３８】
これらの「６分の１」又は「−６分の１」という比率そのものを「基準比率」という。そして、破線の範囲（ＳＦＲ）で示すように、基準比率を含む所定範囲を「特定周波数比率範囲」と定義する。例えば±Ｘ＝±１０００［ｒｐｍ］、６Ｘ＝６０００［ｒｐｍ］に対し、第１ＭＧ３の回転数Ｎｍｇ１が±１０００±１００［ｒｐｍ］であり、第２ＭＧ４の回転数Ｎｍｇ２が６０００±１００［ｒｐｍ］である範囲が「特定周波数比率範囲」となる。
【００３９】
さらに、図５には示さないが、本発明の「特定周波数比率範囲」は、二機周波数比率の基準比率が「±１２分の１」、「±２４分の１」等、「６の倍数分の１」である場合の所定範囲を含む。要するに、本発明の「特定周波数比率範囲」は、一般化すると、「二機周波数比率が（６ｎ）分の１（ｎは０を除く整数）を含む所定の範囲」と定義される。この所定範囲は、後述する電気６次の変動が矩形波制御に影響を及ぼす可能性のある範囲として設定される。
ただし、以下の本実施形態の説明では、特定周波数比率に関して、主に「ｎ＝±１」、すなわち基準比率が「±６分の１」の場合について説明する。
【００４０】
さて、二機周波数比率が特定周波数比率範囲内に入る場合、次のような問題が生じる。例えば、二機周波数比率が「±６分の１」のとき、ＰＷＭ制御で動作する第１ＭＧ３において発生する電気６次変動の一周期が、ちょうど第２ＭＧ４の矩形波制御の一周期と一致する。そのため、ＰＷＭ制御の電気６次変動が共通のシステム電圧Ｖｓｙｓに重畳することで、第２ＭＧ４の駆動を制御する矩形波波形に電気６次変動の正弦波形が重なり、矩形波制御の制御性に影響が及ぶ。
この問題は、従来技術である特許文献１の図３等に指摘されているとおりである。
【００４１】
また、特許文献１の記載に補足すると、三相交流のＭＧでは、電流センサの温度特性により、電気１次変動に相当する相電流検出値のオフセット誤差が発生する。ある相でオフセット誤差を含んだ状態でフィードバック制御すると、三相電流に基づくトルクには電気６次のトルクリップルが発生する。また、二つのインバータに共通に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓに電気６次変動が重畳する。
電気一周期に一つのパルスを有する矩形波制御は、システム電圧Ｖｓｙｓが一定であることを前提としてスイッチング素子のオンオフ位相のみでインバータ出力電圧を制御するものであるため、システム電圧Ｖｓｙｓが変動するとその影響を顕著に受ける。
【００４２】
そこで特許文献１の技術では、二機周波数比率が「６分の１」のとき、ＰＷＭ制御のゲインを低減、又はキャリア周波数を低下させることで通常時よりも制御応答性を低下させる。そして、電気６次変動の正弦波形を乱し、システム電圧Ｖｓｙｓの波形を特許文献１の図４のようにすることで、矩形波制御へ及ぼす影響を抑制している。
本明細書では、ＰＷＭ制御モードで動作する第１ＭＧ３の駆動について、二機周波数比率が特定周波数比率範囲外にあるときの駆動を「通常駆動」といい、二機周波数比率が特定周波数比率範囲内にあるときの駆動を「特定駆動」という。この用語を用いると、特許文献１の技術では、「特定駆動時にＰＷＭ制御のゲインを低減、又はキャリア周波数を低下させている」ということができる。
【００４３】
しかし、ＰＷＭ制御で良好に正弦波を形成するには、電気一周期あたりのキャリア数を所定数（例えば１０）以上確保する必要がある。そのため、特定駆動時にキャリア周波数を低下させる（キャリア周期を長くする）と、ＰＷＭ制御における電気一周期あたりのキャリア数が不足し制御が不安定となるおそれがある。つまり、電気６次変動の正弦波形を乱すことで第２ＭＧ４の制御性の低下を抑制することができたとしても、その一方で第１ＭＧ３の制御性が悪化する。したがって、いずれのＭＧ３、４についても制御性の低下を抑制するという観点から、この方法は十分な解決には至っていない。
また、特許文献１の段落［００４１］には、「基本周期そのものを変更することもできる」という記載があるものの、ここでいう基本周期とは何なのか、基本周期をどのように変更すればよいのかについて何ら具体的に記載されていない。
【００４４】
そこで、本発明の実施形態では、二機周波数比率が特定周波数比率範囲内にあるときの特定駆動時において、第１ＭＧ３の電圧指令更新周期を変更する「更新周期変更処理」を実行することにより、第２ＭＧ４の矩形波制御に及ぼす影響を抑制することに加え、第１ＭＧ３についてもＰＷＭ制御の安定性を確保することを目的とする。
以下、「更新周期変更処理」の詳細について実施形態毎に説明する。
【００４５】
［更新周期変更処理の実施形態］
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態による更新周期変更処理について、図６を参照して説明する。
図６の上側には、通常駆動時におけるＰＷＭキャリアＣと、電流センサ２５、２６による電流検出値の取得タイミング、ＰＩ制御器３３による電圧指令Ｖｄ１*、Ｖｑ１*（図３参照、以下、符号を省略する）のフィードバック演算（図中、「ＦＢ演算」と記す。）の期間、及び、電圧指令に基づくＰＷＭ信号を第１インバータ２３に指令し演算結果を反映するタイミングとを示す。なお、本実施形態では、ＰＷＭキャリアＣとして三角波を用いているが、他の実施形態では鋸波を用いてもよい。
【００４６】
通常駆動時には、キャリアＣの谷又は山のタイミング毎に電流が取得され、その次の山又は谷のタイミングで演算結果が反映される。ここで、キャリアＣの谷のタイミングでの電流取得（サンプリング）を下向きの三角形（▽）で表し、キャリアＣの山のタイミングでの電流取得を上向きの三角形（△）で表す。
電圧指令の演算結果が反映されると、その前の演算周期における電圧指令が更新されることから、以下、電圧指令の演算結果が反映される周期を「電圧指令更新周期」、又は単に「更新周期」という。「更新周期」という用語を「更新周期の長さ」の意味で用いる場合、「更新周期Ｔｒｎ」と記す。なお、ＰＩ制御器３３における演算周期は「制御周期」と言い換えてもよい。
以下の各実施形態を通じての共通前提として、通常駆動時の更新周期Ｔｒｎは、キャリア周期Ｔｃの半周期、すなわち「キャリア周期Ｔｃの０．５倍」に設定されている。
【００４７】
図６の下側には、本発明の第１実施形態による特定駆動時の更新周期Ｔｒｎを示す。
図示のように第１実施形態では、特定駆動時において通常駆動時のキャリア周期を維持し、且つ、特定駆動時における更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」に設定することを特徴とする。すなわち、通常駆動時における「キャリア周期Ｔｃの０．５倍」に対し、特定駆動時の更新周期Ｔｒｎを３倍とする。
その結果、特定駆動時には、キャリアＣのある谷のタイミングで電圧指令が更新されると、次（０．５周期後）の山のタイミング、及び、その次（１周期後）の谷のタイミングでは電圧指令は更新されず、１．５周期先の山のタイミングで電圧指令が更新されることとなる。
【００４８】
この場合、図３において更新周期変更部３９からＰＩ制御器３３に向かう実線矢印が示すように、ＰＩ制御器３３における演算周期を通常駆動時の３倍としてもよい。或いは、図３において更新周期変更部３９からＰＷＭ信号生成部３５に向かう破線矢印が示すように、ＰＩ制御器３３では通常駆動時どおりの演算周期で電圧指令を演算しつつ、演算された電圧指令を、演算周期の３周期に一回の頻度で第１インバータ２３に出力するようにしてもよい。
いずれにせよ、特定駆動時において第１インバータ２３の駆動に反映される電圧指令の更新周期Ｔｒｎを通常駆動時の３倍とすることで、第１ＭＧ３の制御応答性を通常駆動時よりも低下させる。それにより、システム電圧Ｖｓｙｓに重畳する第１ＭＧ３の電気６次変動の波形を乱し、第２ＭＧ４の矩形波制御に及ぼす影響を抑制することができる。
【００４９】
ところで、図７に示すように正弦波ＰＷＭ制御モードでは、正弦波形のｄｕｔｙ指令とキャリアＣとを比較し、例えば、ｄｕｔｙがキャリアＣを上回る期間に上アームスイッチング素子をオンするというようにＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ制御モードで良好に正弦波を形成するためには、一般に、電気一周期あたりのキャリア数が１０以上必要であるとされている。
例えば、６極対のＭＧで２０００ｒｐｍ（３３．３Ｈｚ）のときの電気一周期は５ｍｓであり、キャリア周期Ｔｃが２００μｓの場合、電気一周期あたりのキャリア数は２５である。つまり１０以上であるため、通常駆動時のキャリア数は足りていると考えられる。
【００５０】
次にこの例において、図１３に示す比較例による「キャリア周期変更処理」を適用することを想定する。この比較例では、特定駆動時のキャリア周期Ｔｃ’を通常駆動時のキャリア周期Ｔｃの３倍に設定する。その結果、特定駆動時の更新周期Ｔｒｎは、特定駆動時のキャリア周期Ｔｃ’の０．５倍、すなわち、通常駆動時のキャリア周期Ｔｃの１．５倍となる。つまり、特定駆動時の更新周期Ｔｒｎは第１実施形態と同等であり、第１ＭＧ３の制御応答性を低下させるという観点では、第１実施形態と同様の作用効果が得られると考えられる。
【００５１】
しかし、この比較例では、特定駆動時のキャリア周期Ｔｃ’を通常駆動時のキャリア周期Ｔｃの３倍にするため、通常駆動時における電気一周期あたりのキャリア数２５に対して、特定駆動時には、電気一周期あたりのキャリア数が３分の１（約８．３）に低減し、１０以下となる。したがって、ＰＷＭ制御モードで正弦波を良好に形成することができなくなり、ＰＷＭ制御が不安定となる可能性がある。
それに対し、第１実施形態では、特定駆動時に通常駆動時のキャリア周期を維持することで、ＰＷＭ制御で正弦波を形成するために必要な電気一周期あたりのキャリア数を確保し、制御安定性を向上させることができる。
【００５２】
続いて、電流取得タイミングの点から第１実施形態の利点を説明する。第１実施形態では、特定駆動時における更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」に設定し、且つ、各更新周期の開始タイミングにあたるキャリアＣの谷のタイミングで検出された相電流検出値、及び山のタイミングで検出された相電流検出値を交互に取得する。
仮に更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの１．０倍」に設定した場合には、各更新周期の開始タイミングは、常にキャリアＣの谷のタイミングとなるか、或いは、常にキャリアＣの山のタイミングとなる。これに対し、更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」に設定することで、各更新周期の開始タイミングは、キャリアＣの谷のタイミングと山のタイミングとが一回おきに交替する。
【００５３】
図８を参照し、第１ＭＧ３の各相巻線に流れる実電流と、電流センサ２３、２４による検出電流との差について説明する。（ａ）に示す「ｄｕｔｙ」は、上アームスイッチング素子のオンデューティを意味する。（ｂ）に示すように、上アームスイッチング素子は、ｄｕｔｙがＰＷＭキャリアＣを上回ったときオンし、ｄｕｔｙがＰＷＭキャリアＣを下回ったときオフする。なお、下アームスイッチング素子は、上アームスイッチング素子と相補的にオンオフする。
【００５４】
上下アームのスイッチング動作に伴って、各相巻線に流れる実電流は、上昇下降を繰り返しながら全体として変化する。ところで、一般に電流センサ２３、２４の出力は、実電流に対して数μｓ程度遅れる。そして、この検出遅れにより、キャリアＣの山のタイミングで取得される相電流検出値Ｉｓ＿ｐｅａｋ、及び、谷のタイミングで取得される相電流検出値Ｉｓ＿ｖａｌは、それぞれ、実電流に対して正負逆方向にオフセットする。
【００５５】
そのため、（ｃ）に示すように、キャリアＣの山のタイミング、又は谷のタイミングの一方のみで取得した相電流検出値（例えばＩｓ＿ｐｅａｋのみ）を用いてフィードバック演算を行うと、検出電流の平均値（図中、「Ｉｓ平均」と記す。）と実電流の平均値とのずれにより、演算誤差が生じることとなる。
それに対し、（ｄ）に示すように、キャリアＣの山のタイミングで取得した相電流検出値Ｉｓ＿ｐｅａｋと、谷のタイミングで取得した相電流検出値Ｉｓ＿ｖａｌとを交互に用いてフィードバック演算することで、検出電流の平均値を実電流の平均値と一致させ、演算精度を向上させることができる。
【００５６】
次に、第１実施形態の更新周期変更処理、すなわち、通常駆動と特定駆動とを切り替える処理について、図９のフローチャート、及び、図１０のヒステリシス遷移図を参照して説明する。以下のフローチャートの説明で記号「Ｓ」はステップを意味する。
図９の判定ルーチンは、キャリア周期Ｔｃに同期して実行されてもよく、例えば２ｍｓ等の定期周期で実行されてもよい。Ｓ１０では、現在、通常駆動時であるか特定駆動時であるかを判別する。通常駆動時であれば（Ｓ１０：ＹＥＳ）、Ｓ１１に進み、特定駆動時であれば（Ｓ１０：ＮＯ）、Ｓ１４に進む。
【００５７】
現在、通常駆動時の場合、Ｓ１１にて、「第１ＭＧ３がＰＷＭ制御モードで動作しており、第２ＭＧ４が矩形波制御モードで動作している」か否か判定する。
Ｓ１１でＹＥＳの場合、Ｓ１２にて、二機周波数比率が「実行用比率範囲」内であるか否か判定する。Ｓ１２でＹＥＳの場合、特定駆動の実行条件を充足するものと判断し、Ｓ１３で通常駆動から特定駆動に切り替え、更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの０．５倍」から「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」に変更する。一方、Ｓ１１、Ｓ１２の少なくとも一方がＮＯの場合、ルーチンを終了し、通常駆動を継続する。
【００５８】
現在、特定駆動時の場合、Ｓ１４にて、Ｓ１１と同様に制御モード条件の成否を判定する。またＳ１５では、二機周波数比率が「解除用比率範囲」内であるか否か判定する。Ｓ１４、Ｓ１５で共にＹＥＳの場合、解除条件を充足しないものと判断して特定駆動を継続する。一方、Ｓ１４、Ｓ１５の少なくとも一方がＮＯの場合、特定駆動の解除条件を充足するものと判断し、Ｓ１６で特定駆動から通常駆動に切り替え、更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」から「キャリア周期Ｔｃの０．５倍」に変更する。
【００５９】
ここで、図１０を参照して、実行用比率範囲及び解除用比率範囲の関係を説明する。図１０に示すように、実行用比率範囲は、基準比率である「６分の１（１６．７％）」に対して相対的に狭く（例えば±１０％程度に）設定されており、解除用比率範囲は、基準比率である「６分の１」に対して相対的に広く（例えば±３０％程度に）設定されている。
詳しくは、解除用比率範囲の上限値βｍａｘは、実行用比率範囲の上限値αｍａｘよりも大きく設定されており、解除用比率範囲の下限値βｍｉｎは、実行用比率範囲の下限値αｍｉｎよりも小さく設定されている。つまり、実行用比率範囲は解除用比率範囲に含まれる。
【００６０】
このように解除用比率範囲を実行用比率範囲よりも広く設定することで、例えば、特定駆動中に二機周波数比率が一時的に実行用比率範囲から外れたとしても、解除用比率範囲内にある限り特定駆動が継続される。したがって、二機周波数比率が比率範囲の上下限を跨いで増減を繰り返しているとき、電圧指令更新周期Ｔｒｎが頻繁に切り替わり、制御が不安定となるハンチング現象を回避することができる。
【００６１】
（効果）
（１）第１実施形態では、ＰＷＭ制御モードで動作している第１ＭＧ３について、特定駆動時における電圧指令更新周期Ｔｒｎを通常駆動時の「キャリア周期Ｔｃの０．５倍」から「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」に変更することにより、制御応答性を低下させる。これにより、システム電圧に重畳する電気６次変動の正弦波形を乱れた波形とし、矩形波制御モードで動作している第２ＭＧ４の制御性の低下を抑制することができる。
【００６２】
また、特定駆動時にも通常駆動時のキャリア周期Ｔｃを維持することで、ＰＷＭ制御で正弦波を形成するために必要な「電気一周期あたりのキャリア数」を確保する。さらに、特定駆動時における電圧指令更新周期Ｔｒｎの設定として、通常駆動時に対して制御応答性を過度に低下させない程度の「３倍」を採用することで、第１ＭＧ３の制御安定性を向上させることができる。
よって、いずれのＭＧ３、４に対しても制御性の低下を好適に抑制することができる。
【００６３】
（２）第１実施形態では、電圧指令更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」とし、キャリアＣの山のタイミングで検出された相電流検出値と、キャリアの谷のタイミングで検出された相電流検出値とを交互に用いて、電圧指令をフィードバック演算する。これにより、検出電流の平均値を実電流の平均値に一致させ、演算精度を向上させることができる。また、後述する第３実施形態に対し、相電流検出値の平均値の演算にかかる演算負荷を低減することができる。
【００６４】
（３）第１実施形態では、通常駆動と特定駆動との切替において実行用及び解除用の比率範囲を設定し、ヒステリシスを用いて切り替える。これにより、二機周波数比率が比率範囲の上下限を跨いで増減を繰り返しているとき、電圧指令更新周期Ｔｒｎが頻繁に切り替わり、制御が不安定となるハンチング現象を回避することができる。
【００６５】
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態による更新周期変更処理について、図１１を参照して説明する。上記第１実施形態では特定駆動時の更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの１．５倍」とするのに対し、第２実施形態では、特定駆動時の更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの２．５倍」とする点が異なる。すなわち、特定駆動時において通常駆動時のキャリア周期Ｔｃを維持し、通常駆動時における「キャリア周期Ｔｃの０．５倍」に対し、特定駆動時の更新周期Ｔｒｎを５倍とする。
また、連続する更新周期にて、ＰＷＭキャリアＣの山のタイミングでの相電流検出値と谷のタイミングでの相電流検出値とを交互に取得しフィードバック演算する点は、第１実施形態と同様である。
【００６６】
第２実施形態は、第１実施形態と同様に、ＰＷＭ制御に必要な電気一周期あたりのキャリア数を確保しつつ、特定駆動時に第１ＭＧ３のＰＷＭ制御応答性を低下させることで、第２ＭＧ４の矩形波制御へ及ぼす影響を抑制することができる。
また、ｍを自然数とすると、更新周期Ｔｒｎをキャリア周期Ｔｃの（ｍ＋０．５）倍に設定することで、ＰＷＭキャリアＣの山谷のタイミングでの相電流検出値を交互に取得し、電流センサの検出遅れによるオフセットを相殺することができる。
【００６７】
ところで、「キャリア周期Ｔｃの（ｍ＋０．５）倍」という意味では、更新周期Ｔｒｎを「キャリア周期Ｔｃの３．５倍、４．５倍・・・」に設定する構成も想定可能である。しかし、電圧指令更新周期Ｔｒｎを余り長くすると、制御応答性が過度に低下し、ＰＷＭ制御が不安定になるおそれがある。すると、キャリア周波数を低下させていることによりＰＷＭ制御が不安定となる特許文献１の従来技術に対し、本発明の優位性が滅失することにもなりかねない。
その観点から、本発明では、通常駆動時における「キャリア周期Ｔｃの０．５倍」に対し更新周期Ｔｒｎを３倍又は５倍とする第１、第２実施形態の構成を、制御応答性を過度に低下させることなく現実的に有効な構成として推奨するものである。
【００６８】
（第３実施形態）
本発明の第３実施形態による更新周期変更処理について、図１２を参照して説明する。第３実施形態は、第１、第２実施形態に対し、特定駆動時においてフィードバック演算に用いる相電流検出値の取得に関する構成が異なる。すなわち、キャリアＣの連続する山谷のタイミングで取得した２回の相電流検出値の平均値を用いてフィードバック演算する点を特徴とする。
【００６９】
図１２に示す例では、特定駆動時の更新周期Ｔｒｎをキャリア周期Ｔｃの１．５倍とし、例えば、１．５周期の間にキャリアＣが「谷→山→谷→山」と変化する場合、最初の谷のタイミングと次（０．５周期後）の山のタイミングで電流を取得する。そして、２回の平均値ＡＶＲをフィードバックして電圧指令を演算し、１．５周期目の山のタイミングで反映させる。次の更新周期では、キャリアＣが「山→谷→山→谷」と変化する１．５周期において、最初の山のタイミングと次の谷のタイミングで取得した相電流検出値の平均値ＡＶＲを算出する。
【００７０】
第３実施形態では、毎更新周期にて、キャリアＣの山のタイミングで検出された相電流検出値とキャリアＣの谷のタイミングで検出された相電流検出値との平均値ＡＶＲを用いてフィードバック演算するため、電流センサの検出遅れによるオフセットを相殺し、演算精度を向上させることができる。
これにより、第３実施形態では、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。また、第３実施形態では、特定駆動時における更新周期Ｔｒｎを、「キャリア周期Ｔｃの１．５倍又は２．５倍」とする他、「キャリア周期Ｔｃの２．０倍」とすることも可能である。
【００７１】
（その他の実施形態）
上記実施形態では、説明の便宜上、第１ＭＧ３の回転数Ｎｍｇ１は第２ＭＧ４の回転数Ｎｍｇ２よりも小さいと仮定し、「第１ＭＧ３がＰＷＭ制御モードで動作しており、第２ＭＧ４が矩形波制御モードで動作している」場合について、二機周波数比率を定義した。
これに対し、第１ＭＧ３の回転数Ｎｍｇ１が第２ＭＧ４の回転数Ｎｍｇ２よりも大きくなる場合を想定し、「第１ＭＧ３が矩形波制御モードで動作しており、第２ＭＧ４がＰＷＭ制御モードで動作している」場合について、二機周波数比率を定義してもよい。その場合、「ＰＷＭ制御モードで動作するＭＧ」を第２ＭＧ４とし、「矩形波制御モードで動作するＭＧ」を第１ＭＧ３として、上記実施形態についての説明を読み替えればよい。
【００７２】
二機周波数比率が変化したときの通常駆動と特定駆動との切替については、実行用及び解除用の比率範囲を設定し、ヒステリシスを用いて切り替える他、例えば、所定の判定回数連続して二機周波数比率が特定周波数比率範囲に入ったとき通常駆動から特定駆動に切り替え、所定の判定回数連続して二機周波数比率が特定周波数比率範囲から外れたとき特定駆動から通常駆動に切り替えるようにしてもよい。このようにしてもハンチング現象を回避することができる。また、更新周期変更におけるハンチング現象が問題にならない場合には、単純に判定周期毎の判定に基づいて通常駆動と特定駆動とを切り替えてもよい。
【００７３】
本発明の交流電動機の制御装置は、エンジン及び二つのＭＧを駆動源とするハイブリッド自動車に限らず、同一のシステム電圧が入力される二つのインバータから電力が供給される二つの交流電動機を備える車両、又は車両以外の各種システムに適用可能である。
また、同一のシステム電圧が入力される三つ以上のインバータから電力が供給される三つ以上の交流電動機を備えるシステムにおいて、そのうち二つの交流電動機の駆動制御について本発明の要件を満たす場合は、本発明の技術的範囲に含まれると判断される。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
【符号の説明】
【００７４】
２０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
２３・・・第１インバータ、
２４・・・第２インバータ、
３  ・・・第１ＭＧ（交流電動機）、
３８・・・二機周波数比率判定部（二機周波数比率判定手段）、
３９・・・更新周期変更部（更新周期変更手段）、
４  ・・・第２ＭＧ（交流電動機）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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