(57)【要約】      （修正有）【課題】２つの昇圧回路から電流が供給される共通スイッチング素子に対して、電力損失を低減させる。【解決手段】電力変換システム１０は、第１、第２バッテリＢ１，Ｂ２の電圧を並列に昇圧させるパラレル昇圧時に、第１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ１，ＢＣＮＶ２の両者から電流が供給される共通スイッチング素子Ｓ３を含む。電力変換システム１０の制御部２２は、パラレル昇圧時であって共通スイッチング素子Ｓ３の温度が閾値温度を超過したときに、第１ＰＷＭ信号ＰＷＭ１と第２ＰＷＭ信号ＰＷＭ２の一方の立下りと他方の立上りが連結するとともに第１ＰＷＭ信号ＰＷＭ１と第２ＰＷＭ信号ＰＷＭ２のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和がＰＷＭ制御１周期から当該ＰＷＭ制御１周期に所定時間を加えた許容期間までの範囲に収まるように、第１ＰＷＭ信号ＰＷＭ１と第２ＰＷＭ信号ＰＷＭ２の少なくとも一方のオン時間を変更する。【選択図】図１
2016208643.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１バッテリと、
第２バッテリと、
複数のスイッチング素子を含み、当該複数のスイッチング素子をＰＷＭ信号に従ってオンオフさせて前記第１、第２バッテリと出力電路との間で双方向に昇降圧を行う電圧変換器と、
を含み、
前記第１、第２バッテリの電圧を並列に昇圧させるパラレル昇圧時に、前記第１バッテリの電圧を前記電圧変換器にて昇圧させて前記出力電路に出力する第１昇圧回路と、前記第２バッテリの電圧を前記電圧変換器にて昇圧させて前記出力電路に出力する第２昇圧回路が形成され、
前記第１昇圧回路の昇圧制御を行う第１ＰＷＭ信号と、前記第２昇圧回路の昇圧制御を行う第２ＰＷＭ信号とを生成して、前記第１及び第２昇圧回路を制御する制御部を備える、電力変換システムであって、
前記複数のスイッチング素子は、前記パラレル昇圧時に前記第１及び第２昇圧回路の両者から電流が供給される共通スイッチング素子を含み、
前記制御部は、前記パラレル昇圧時であって前記共通スイッチング素子の温度が閾値温度を超過したときに、前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の一方の立下りと他方の立上りが連結するとともに前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が前記ＰＷＭ制御１周期から当該ＰＷＭ制御１周期に所定時間を加えた許容期間までの範囲に収まるように、前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の少なくとも一方のオン時間を変更することを特徴とする、電力変換システム。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換システムであって、
前記制御部は、前記オン時間変更に当たり、前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が前記ＰＷＭ制御１周期と一致するように、前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の少なくとも一方のオン時間を変更することを特徴とする、電力変換システム。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換システムであって、
前記制御部は、前記オン時間変更前の前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の前記ＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が前記ＰＷＭ制御１周期を超過するときに、当該オン時間の和よりも少なくなるように前記許容期間を設定することを特徴とする、電力変換システム。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換システムであって、
前記制御部は、前記オン時間変更前の前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の前記ＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が前記ＰＷＭ制御１周期未満であって、前記オン時間変更後の前記第１ＰＷＭ信号及び第２ＰＷＭ信号に基づいて前記共通スイッチング素子に発生する電力損失が、前記オン時間変更前の前記第１ＰＷＭ信号及び第２ＰＷＭ信号に基づいて前記共通スイッチング素子に発生する電力損失よりも小さい場合に、前記オン時間変更を実行することを特徴とする、電力変換システム。
【請求項５】
請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換システムであって、
前記制御部は、前記オン時間変更後の前記第１ＰＷＭ信号及び第２ＰＷＭ信号に基づいて前記共通スイッチング素子に発生する電力損失が、前記オン時間変更前の前記第１ＰＷＭ信号と第２ＰＷＭ信号に対してオン時間の延長または短縮を伴わずに少なくとも一方の立下りに他方の立上りをシフトさせる位相シフトを行ったときに前記共通スイッチング素子に発生する電力損失よりも小さい場合に、前記オン時間変更を実行することを特徴とする、電力変換システム。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一つに記載の電力変換システムであって、
前記第１及び第２昇圧回路から出力された直流電力を交流電力に変換するインバータを備え、
前記制御部は、前記オン時間変更前後の前記第１及び第２昇圧回路の出力電圧の変化に応じて前記インバータにおける通流率を変更させることを特徴とする、電力変換システム。
【請求項７】
請求項６に記載の電力変換システムであって、
前記インバータにより変換された交流電力が供給される回転電機を備え、
前記制御部は、前記オン時間変更前後の前記第１及び第２昇圧回路の出力電圧の変化に応じた前記回転電機の効率変化に応じて前記インバータにおける通流率を変更させることを特徴とする、電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つの直流電源に対して並列に昇降圧可能な電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
回転電機を駆動源とするハイブリッド車両や電気自動車では、バッテリの直流電力をインバータで交流電力に変換して回転電機を駆動させる。加えて、バッテリとインバータの間には、バッテリ電圧を昇圧させ、また回転電機による回生電力を降圧させる昇降圧コンバータが設けられる。
【０００３】
この昇降圧コンバータの機能を拡張させたものとして、例えば特許文献１では、４つのスイッチング素子を備え、２つのバッテリに接続される電圧変換器が開示されている。この電圧変換器は、２つのバッテリを直列接続と並列接続に切換え可能となっている。
【０００４】
上記の電圧変換器では、並列接続（パラレルモード）時に、２つのバッテリに対する昇降圧が並列に行われる（パラレル昇降圧）。昇降圧はそれぞれの昇降圧回路に対するデューティ比（ＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の割合）を示すＰＷＭ信号を用いて制御される。特許文献１に係る電圧変換器では、２つの昇降圧回路でスイッチング素子を共用するような回路構成となっており、各スイッチング素子は、いわゆる重ねの理により、両者のＰＷＭ信号の論理和に従ってオン／オフ制御される。例えば一方の昇降圧回路のＰＷＭ信号ＰＷＭ１と他方の昇降圧回路のＰＷＭ信号ＰＷＭ２に基づいて所定のスイッチング素子を制御する場合、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の合成信号によって当該スイッチング素子のオンオフ動作が制御される。
【０００５】
ここで、スイッチング素子のオン／オフ動作に伴って電力損失（以下単に損失とも呼ぶ）が発生する。具体的な損失として、図１７上段に示すように、スイッチング素子がオフ（電流遮断）からオン（電流通流）に切り替わる際、及び、オンからオフに切り替わる際に生じるスイッチング損失（ターンオン損失及びターンオフ損失）が挙げられる。また、損失の他の例として、スイッチング素子のオン時におけるオン電圧（コレクタ−エミッタ間飽和電圧）とこのとき流れる電流とによって生じる定常損失が挙げられる。
【０００６】
定常損失については、２つの昇降圧回路からの電流が重複してスイッチング素子に供給される重複損失と、２つの昇降圧回路の一方の電流のみがスイッチング素子に供給されるオン損失とに分けることができる。電流量の大小から、損失は重複損失の方がオン損失よりも大となる。
【０００７】
スイッチング素子に生じた損失により当該スイッチング素子が加熱される。スイッチング素子の過熱を防ぐために、特許文献１では、２つの昇降圧回路のＰＷＭ信号の位相をシフトさせている（位相シフト制御）。
【０００８】
位相シフト制御では、図１７下段に示すように、一方のＰＷＭ信号ＰＷＭ１のオンデューティ（ＯｎＤｕｔｙ１）の立上りを、他方のＰＷＭ信号ＰＷＭ２のオンデューティ（ＯｎＤｕｔｙ２）の立下りに一致させる（連結させる）ように、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の一方または両者の位相をシフトさせる。これにより、図１７上段に示すＰＷＭ信号よりもスイッチング回数が低減され、スイッチング損失が低減される。また重複損失の期間も短縮される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０１４−１９３０９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、スイッチング素子の過熱防止のために、更なる損失抑制が求められている。そこで本発明では、特にパラレル昇圧時において、２つの昇圧回路から電流が供給されるスイッチング素子に対して、従来よりも電力損失の低減が可能な、電力変換システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、電力変換システムに関する。当該システムは、第１バッテリと、第２バッテリと、複数のスイッチング素子を含み当該複数のスイッチング素子をＰＷＭ信号に従ってオンオフさせて前記第１、第２バッテリと出力電路との間で双方向に昇降圧を行う電圧変換器と、を含む。また、電力変換システムは、前記第１、第２バッテリの電圧を並列に昇圧させるパラレル昇圧時に、前記第１バッテリの電圧を前記電圧変換器にて昇圧させて前記出力電路に出力する第１昇圧回路と、前記第２バッテリの電圧を前記電圧変換器にて昇圧させて前記出力電路に出力する第２昇圧回路が形成される。加えて、電力変換システムは、前記第１昇圧回路の昇圧制御を行う第１ＰＷＭ信号と、前記第２昇圧回路の昇圧制御を行う第２ＰＷＭ信号とを生成して、前記第１及び第２昇圧回路を制御する制御部を備える。前記複数のスイッチング素子は、前記パラレル昇圧時に前記第１及び第２昇圧回路の両者から電流が供給される共通スイッチング素子を含む。前記制御部は、前記パラレル昇圧時であって前記共通スイッチング素子の温度が閾値温度を超過したときに、前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の一方の立下りと他方の立上りが連結するとともに前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が前記ＰＷＭ制御１周期から当該ＰＷＭ制御１周期に所定時間を加えた許容期間までの範囲に収まるように、前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の少なくとも一方のオン時間を変更する。
【００１２】
また、上記発明において、前記制御部は、前記オン時間変更に当たり、前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が前記ＰＷＭ制御１周期と一致するように、前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の少なくとも一方のオン時間を変更することが好適である。
【００１３】
また、上記発明において、前記制御部は、前記オン時間変更前の前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の前記ＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が前記ＰＷＭ制御１周期を超過するときに、当該オン時間の和よりも少なくなるように前記許容期間を設定することが好適である。
【００１４】
また、上記発明において、前記制御部は、前記オン時間変更前の前記第１ＰＷＭ信号と前記第２ＰＷＭ信号の前記ＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が前記ＰＷＭ制御１周期未満であって、前記オン時間変更後の前記第１ＰＷＭ信号及び第２ＰＷＭ信号に基づいて前記共通スイッチング素子に発生する電力損失が、前記オン時間変更前の前記第１ＰＷＭ信号及び第２ＰＷＭ信号に基づいて前記共通スイッチング素子に発生する電力損失よりも小さい場合に、前記オン時間変更を実行することが好適である。
【００１５】
また、上記発明において、前記制御部は、前記オン時間変更後の前記第１ＰＷＭ信号及び第２ＰＷＭ信号に基づいて前記共通スイッチング素子に発生する電力損失が、前記オン時間変更前の前記第１ＰＷＭ信号と第２ＰＷＭ信号に対してオン時間の延長または短縮を伴わずに少なくとも一方の立下りに他方の立上りをシフトさせる位相シフトを行ったときに前記共通スイッチング素子に発生する電力損失よりも小さい場合に、前記オン時間変更を実行することが好適である。
【００１６】
また、上記発明において、電力変換システムは、前記第１及び第２昇圧回路から出力された直流電力を交流電力に変換するインバータを備え、前記制御部は、前記オン時間変更前後の前記第１及び第２昇圧回路の出力電圧の変化に応じて前記インバータにおける通流率を変更させることが好適である。
【００１７】
また、上記発明において、電力変換システムは、前記インバータにより変換された交流電力が供給される回転電機を備え、前記制御部は、前記オン時間変更前後の前記第１及び第２昇圧回路の出力電圧の変化に応じた前記回転電機の効率変化に応じて前記インバータにおける通流率を変更させることが好適である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、２つの昇圧回路から電流が供給されるスイッチング素子に対して、従来よりも電力損失の低減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本実施形態に係る電力変換システムを例示する図である。
【図２】本実施形態に係る電圧変換器の動作であって、パラレル昇圧時かつ第１及び第２昇圧回路がチャージ過程であるときの動作を例示する図である。
【図３】本実施形態に係る電圧変換器の動作であって、パラレル昇圧時かつ第１及び第２昇圧回路がディスチャージ過程であるときの動作を例示する図である。
【図４】本実施形態に係るオン時間変更の第１例を説明する図である。
【図５】本実施形態に係るオン時間変更の第２例を説明する図である。
【図６】本実施形態に係るオン時間変更の第３例を説明する図である。
【図７】本実施形態に係るオン時間変更の第４例を説明する図である。
【図８】本実施形態に係るオン時間変更の第５例を説明する図である。
【図９】本実施形態に係るオン時間変更の第６例を説明する図である。
【図１０】共通スイッチング素子の損失算定について説明する図表（１／２）である。
【図１１】共通スイッチング素子の損失算定について説明する図表（２／２）である。
【図１２】本実施形態に係る電力変換システムにおける、共通スイッチング素子の過熱保護制御（オン時間変更及び位相シフト）フローを例示する図である。
【図１３】パラレル昇圧時の昇圧電圧指令値とＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のデューティ比との関係を示す図である。
【図１４】電圧変換器に対する昇圧電圧指令値ＶＨ＊を求めるためのＶＨ＊マップを例示する図である。
【図１５】本実施形態に係る電圧変換器の別例を示す図である。
【図１６】本実施形態に係る電圧変換器の更なる別例を示す図である。
【図１７】ＰＷＭ１とＰＷＭ２のオン時間の和がＰＷＭ制御１周期を超過するときの、位相シフト制御について説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。図１には、本実施形態に係る電力変換システム１０を含む、車両の電気系統の構成図が例示されている。なお、図１の一点鎖線は信号線を示している。また、図１では、理解を容易にするために、電力変換に関連のない構成については一部図示を省略している。
【００２１】
＜全体構成＞
電力変換システム１０は、第１バッテリＢ１、第２バッテリＢ２、電圧変換器１１、インバータ１８及び制御部２２を含んで構成される。電力変換システム１０は、ハイブリッド車両または電気自動車等の車両に搭載される。またこの車両には、駆動源となる回転電機２０が搭載されている。
【００２２】
図１に示されているように、第１バッテリＢ１、第２バッテリＢ２は、それぞれ別個に電圧変換器１１に接続されている。電圧変換器１１は、第１バッテリＢ１、第２バッテリＢ２からの直流電圧ＶＢ１，ＶＢ２を昇圧してインバータ１８に出力する。
【００２３】
インバータ１８は三相のインバータから構成され、その出力側が回転電機２０に接続されている。インバータ１８は電圧変換器１１により昇圧された直流電力を三相交流電力に変換して回転電機２０に出力する。これにより回転電機２０が回転駆動する。回転電機２０の駆動力は、図示しない駆動輪に伝達される。
【００２４】
また、車両の制動時には、回転電機２０により回生制動を行う。その際得られた回生電力はインバータ１８により交直変換されて直流電力となり、また電圧変換器１１により降圧され、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２に供給される。
【００２５】
制御部２２は電圧変換器１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御するＣＮＶ制御部１３を含む。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御することで、電圧変換器１１の昇降圧（電圧変換）及び直列／並列切換えが制御される。
【００２６】
また、制御部２２は、インバータ１８の図示しないスイッチング素子のオンオフを制御するＩＮＶ制御部１５を含む。インバータ１８のスイッチング素子のオンオフを制御することで、インバータ１８の直交変換／交直変換が制御される。
【００２７】
このように、制御部２２は、ＣＮＶ制御部１３及びＩＮＶ制御部１５を介した電圧変換器１１及びインバータ１８の制御を行うことで、回転電機２０の駆動を制御する。
【００２８】
また、制御部２２は、パラレル昇圧時に、特定のスイッチング素子に対して過熱保護制御を実行することができる。パラレル昇圧とは、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の電圧を並列に昇圧させる電圧変換を指している。また特定のスイッチング素子とは、パラレル昇圧時に、第１バッテリＢ１を昇圧させる第１昇圧回路と第２バッテリＢ２を昇圧させる第２昇圧回路の両者から電流が供給されるスイッチング素子を指す。本実施形態では、このようなスイッチング素子を「共通スイッチング素子」と呼ぶ。後述するように、図１に示す例では、スイッチング素子Ｓ３が共通スイッチング素子となる。
【００２９】
共通スイッチング素子Ｓ３の温度が所定の閾値温度を超過したときに、ＣＮＶ制御部１３は、過熱保護制御として、第１昇圧回路の昇圧動作を制御する第１ＰＷＭ信号ＰＷＭ１と、第２昇圧回路の昇圧動作を制御する第２ＰＷＭ信号ＰＷＭ２の少なくとも一方のオン時間を変更させる。具体的には、ＣＮＶ制御部１３は、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の一方の立下りと他方の立上りが連結するとともに、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和が、ＰＷＭ制御１周期から当該ＰＷＭ制御１周期に所定時間を加えた許容期間までの範囲に収まるように、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の少なくとも一方のオン時間を変更させる。
【００３０】
上記過熱保護制御を実行することで、共通スイッチング素子Ｓ３は、ＰＷＭ制御１周期に亘ってオン状態が維持され、これにより共通スイッチング素子Ｓ３におけるスイッチング損失の発生が避けられる。加えて、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間が重複せずに交互に切り換わるか、または重複したとしてもオン時間変更前よりは重複期間が短縮された状態でＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間が切り換わることで、共通スイッチング素子Ｓ３における重複損失の発生が避けられるか、または少なくとも軽減される。このような損失低減により、共通スイッチング素子Ｓ３の過熱を抑制することができる。
【００３１】
＜各構成の詳細＞
第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２は、ともに２次電池から構成される直流電源であり、例えばリチウムイオン蓄電池やニッケル水素蓄電池から構成される。また、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の少なくとも一方を、２次電池に代えて、電気二重層キャパシタ等の蓄電素子としてもよい。
【００３２】
電圧変換器１１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を備える。ＣＮＶ制御部１３により生成されるＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフ制御されることで、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２と出力電路（高圧電路２６）との間で電圧の昇降圧（電圧変換）が双方向に行われる。加えて、電圧変換器１１は、高圧電路２６に対する第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の接続を直列と並列とに切換える。
【００３３】
電圧変換器１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えばＩＧＢＴ等のトランジスタ素子から構成される。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、電圧変換器１１の出力電路である高圧電路２６から基準電路２８に向かう方向を順方向となるように直列接続される。更にそれぞれのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に逆並列となるように、各ダイオードＤｄ１〜Ｄｄ４が接続される。
【００３４】
電圧変換器１１は、第１バッテリＢ１に直列に接続される第１リアクトルＬ１と、並列に接続される第１コンデンサＣ１を備える。また、第２バッテリＢ２に直列に接続される第２リアクトルＬ２と、並列に接続される第２コンデンサＣ２を備える。
【００３５】
高圧電路２６側から見て２つ目のスイッチング素子Ｓ２と３つ目のスイッチング素子Ｓ３との間に設けられた接続点（ノード）４０と、基準電路２８とに、第１バッテリＢ１が接続される。さらに、高圧電路２６から見て１つ目のスイッチング素子Ｓ１と２つ目のスイッチング素子Ｓ２との間に設けられた接続点４２と、３つ目のスイッチング素子Ｓ３と４つ目のスイッチング素子Ｓ４との間に設けられた接続点４４とに、第２バッテリＢ２が接続される。
【００３６】
インバータ１８は、図示しないスイッチング素子をオンオフ動作させることで、電圧変換器１１により昇圧された直流電力を三相交流電力に変換して回転電機２０に供給するとともに、回転電機２０による回生電力（三相交流電力）を直流電力に変換し電圧変換器１１を介し、第１バッテリＢ１、第２バッテリＢ２に供給する。
【００３７】
制御部２２は、後述するように、電圧変換器１１に対する電圧変換及び電源接続の切換えをはじめ、車両の様々な運転制御を行う。制御部２２は、電子コントロールユニット（ＥＣＵ）と呼ばれるコンピュータから構成されてよく、例えば、演算回路であるＣＰＵ、メモリ等の記憶部、及び機器・センサインターフェースが内部バスを介して互いに接続されている。
【００３８】
制御部２２の記憶部には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御プログラムや、後述する、ＶＨ＊マップ、位相シフトのプログラム、オン時間変更プログラム等が記憶されている。
【００３９】
制御部２２は、機器・センサインターフェースを介して、種々のセンサからの信号を受信する。具体的には、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２に関する信号として、各バッテリの電圧値ＶＢ１，ＶＢ２を測定するバッテリ電圧センサ４６Ａ，４６Ｂ、及び各バッテリの電流値ＩＬ１，ＩＬ２を測定するバッテリ電流センサ４８Ａ，４８Ｂから各検出値を受信する。また、制御部２２は、電圧変換器１１の出力電圧に関する信号として、平滑コンデンサＣＨと並列に接続され、高圧電路２６と基準電路２８の電位差ＶＨ（出力電圧）を測定する出力電圧センサ５０から検出値を受信する。
【００４０】
さらに制御部２２は、回転電機２０に関する信号として、回転数センサ５２及び電流センサ５４Ａ，５４Ｂから、回転電機２０の実回転角度や三相交流電流の検出信号を受信する。また、制御部２２は、その他の車両情報として、図示しないアクセルペダル踏込量センサ，ブレーキペダル踏込量センサから各ペダルの踏込量を受信する。
【００４１】
加えて、制御部２２は、共通スイッチング素子であるスイッチング素子Ｓ３の温度を検出する温度センサ１７から温度信号を受信する。
【００４２】
制御部２２は、ＣＮＶ制御部１３及びＩＮＶ制御部１５を備える。制御部２２、ＣＮＶ制御部１３及びＩＮＶ制御部１５は一台のコンピュータに組み込まれてよく、そのＣＰＵやメモリ等のリソースが一部割り当てられることで、ＣＮＶ制御部１３及びＩＮＶ制御部１５は、制御部２２とはそれぞれ独立して作動することができる。なお、制御部２２、ＣＮＶ制御部１３及びＩＮＶ制御部１５は、それぞれ別個のコンピュータから構成されていてもよい。
【００４３】
制御部２２は、ＣＮＶ制御部１３及びＩＮＶ制御部１５に制御指令を送る。例えば、制御部２２は、後述するＶＨ＊マップに基づいて、ＣＮＶ制御部１３に昇圧電圧指令値ＶＨ＊を送る。また、回転電機２０の実回転数やトルク指令値等に基づいて、ＩＮＶ制御部１５に対して、交流電力の指令周波数を送る。さらに、ＣＮＶ制御部１３及びＩＮＶ制御部１５同士で通信可能であってもよく、後述するように、ＰＷＭ信号のオン時間変更の結果変更された昇圧電圧指令値ＶＨ＊’を、ＣＮＶ制御部１３からＩＮＶ制御部１５に送信するようにしてもよい。
【００４４】
ＩＮＶ制御部１５は、コンピュータの記憶部に記憶された、図示しないスイッチング素子の制御プログラム、後述する電流補償制御、及び損失補償制御を実行することで、インバータ１８を制御する。
【００４５】
ＣＮＶ制御部１３は、コンピュータの記憶部に記憶された、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御プログラムや、後述する過熱保護制御プログラム等を実行することで、電圧変換器１１を制御する。また、後述するように、ＣＮＶ制御部１３は、パラレル昇圧時に、第１昇圧回路及び第２昇圧回路ごとに昇圧制御のためのＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２を生成、出力する。
【００４６】
＜電圧変換器の動作＞
電圧変換器１１の詳細な動作については上述した特許文献１等により既知であるため、ここでは、後述する共通スイッチング素子の過熱保護制御に関連する、パラレル昇圧モードを簡単に説明する。
【００４７】
昇圧動作は、主に、リアクトルにバッテリの電荷を蓄積させるチャージ過程と、蓄積されたリアクトルの電荷とバッテリの電荷とを重畳させて負荷に放出するディスチャージ過程の２つの過程（プロセス）を含む。
【００４８】
パラレル昇圧モードでは、上記の昇圧動作が並列に行われる。すなわち、図２、３で示すように、第１バッテリＢ１の電圧が電圧変換器１１にて昇圧されて高圧電路２６（出力電路）に出力される第１昇圧回路ＢＣＮＶ１と、第２バッテリＢ２の電圧が電圧変換器１１にて昇圧されて高圧電路２６（出力電路）に出力される第２昇圧回路ＢＣＮＶ２が電力変換システム１０に形成される。さらにこれらの回路ごとに、チャージとディスチャージが実行される。
【００４９】
図２には、パラレル昇圧時のチャージ過程が例示されている。第１昇圧回路ＢＣＮＶ１では、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４がオンとなり、電流ＩＬ１に示されているように、第１バッテリＢ１→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｓ３→スイッチング素子Ｓ４→第１バッテリＢ１とのループ経路が形成される。
【００５０】
また、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２では、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３がオンとなり、電流ＩＬ２に示されているように、第２バッテリＢ２→リアクトルＬ２→スイッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３→第２バッテリＢ２とのループ経路が形成される。
【００５１】
この図に示されているように、スイッチング素子Ｓ３は、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ２の両者から電流（ＩＬ１及びＩＬ２）が供給される、共通スイッチング素子となる。
【００５２】
図３には、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ２の、パラレル昇圧時におけるディスチャージ過程の動作が示されている。第１昇圧回路ＢＣＮＶ１では、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４がオフとなり、第１バッテリＢ１→リアクトルＬ１→ダイオードＤｄ２→ダイオードＤｄ１→負荷（回転電機２０）→第１バッテリＢ１の経路を電流ＩＬ１が流れる。
【００５３】
また、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２では、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３がオフとなり、第２バッテリＢ２→リアクトルＬ２→ダイオードＤｄ１→負荷（回転電機２０）→ダイオードＤｄ４→第２バッテリＢ２の経路を電流ＩＬ２が流れる。
【００５４】
＜パラレル昇圧時のＰＷＭ信号＞
ＣＮＶ制御部１３は、パラレル昇圧時に、図２、３のような動作をスイッチング素子に行わせるために、ＰＷＭ信号を生成、出力する。具体的には、ＣＮＶ制御部１３は、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４に対して、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１のチャージ（Ｓ３オン、Ｓ４オン）及びディスチャージ（Ｓ３オフ、Ｓ４オフ）を実行させるためのＰＷＭ信号ＰＷＭ１を生成する。また、ＣＮＶ制御部１３は、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３に対して、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２のチャージ（Ｓ２オン、Ｓ３オン）及びディスチャージ（Ｓ２オフ、Ｓ３オフ）を実行させるためのＰＷＭ信号ＰＷＭ２を生成する。
【００５５】
また、スイッチング素子Ｓ１に対しては、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が同時にオン状態になることを防止するために、チャージ過程及びディスチャージ過程を通してオフにする（オフ固定）ようにＰＷＭ信号を生成、出力してもよいし、ＰＷＭ１またはＰＷＭ２の反転信号（／ＰＷＭ１または／ＰＷＭ２）を生成、出力してもよい。
【００５６】
＜共通スイッチング素子の過熱保護制御＞
図２、３で示した第１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ１及びＢＣＮＶ２をもとに、共通スイッチング素子Ｓ３の過熱保護制御について説明する。上述したように、共通スイッチング素子Ｓ３には、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ２から電流が供給される。このとき、図１７上段に示すように、共通スイッチング素子Ｓ３に第１昇圧回路ＢＣＮＶ１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ２の電流が重畳されて供給されることで重複損失が発生する場合がある。また図４上段に示すように、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１に対するＰＷＭ信号ＰＷＭ１のオンオフタイミングと、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２に対するＰＷＭ信号ＰＷＭ２のオンオフタイミングとがずれることでスイッチング損失が発生する場合がある。
【００５７】
これらの損失（電力損失）により共通スイッチング素子Ｓ３が加熱される。損失が過大であると共通スイッチング素子Ｓ３の過熱に至るおそれがある。そこでＣＮＶ制御部１３は、温度センサ１７から取得した共通スイッチング素子Ｓ３の温度が、所定の閾値温度を超過していたときには、以下に説明する過熱保護制御を実行する。
【００５８】
＜過熱保護制御の第１実施形態＞
この実施形態では、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の、ＰＷＭ制御１周期当たりのオン時間の和がＰＷＭ制御１周期とは異なる場合に、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の少なくとも一方のオン時間を変更することで、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の、ＰＷＭ制御１周期当たりのオン時間の和を、ＰＷＭ制御１周期と一致させる。加えて、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の一方の立下りと他方の立ち上がりを連結させる。
【００５９】
なお、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の立上りとは、オフ時間からオン時間に切り替わるタイミングを指し、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の立下りとは、オン時間からオフ時間に切り替わるタイミングを指している。
【００６０】
ＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の割合はデューティ比または単にデューティと呼ばれる。ＰＷＭ制御１周期が固定されているとの前提のもと、デューティ比を用いて上記したオン時間変更を言い換えると、ＰＷＭ１のデューティ比とＰＷＭ２のデューティ比の和が１００％とは異なる場合に、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の少なくとも一方のオン時間（オンデューティ）を変更することで、ＰＷＭ１のデューティ比とＰＷＭ２のデューティ比の和を１００％にする。加えて、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の一方の立下りと他方の立ち上がりを連結させる。
【００６１】
図４には、ＰＷＭ制御１周期におけるＰＷＭ１とＰＷＭ２のオン時間の和がＰＷＭ制御１周期未満である場合、言い換えると、ＰＷＭ１とＰＷＭ２のデューティ比の和が１００％未満である（Ｄ１＋Ｄ２＜１００％）場合における、オン時間変更の例が示されている。図４上段は、オン時間変更前のＰＷＭ１及びＰＷＭ２が示されている。
【００６２】
図４下段は、上段の波形に対してオン時間変更を行った際の波形が示されている。この例では、ＰＷＭ２の立下りをＰＷＭ１の立上りまで延長させる（ＯｎＤｕｔｙ２→ＯｎＤｕｔｙ２’）とともに、ＰＷＭ１の立下りをＰＷＭ２の立上りまで延長させている（ＯｎＤｕｔｙ１→ＯｎＤｕｔｙ１’）。このようにすることで、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の一方の立下りが他方の立上りに連結されるとともに、ＰＷＭ１とＰＷＭ２のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和がＰＷＭ制御１周期と一致する。言い換えると、オン時間変更後のＰＷＭ１のデューティ比Ｄ１’とＰＷＭ２のデューティ比Ｄ２’の和が１００％となる。
【００６３】
オン時間変更後、共通スイッチング素子Ｓ３は、ＰＷＭ制御１周期に亘って常にオン状態となり、スイッチング損失が０となる。またこれに加えて、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ２の電流が重複することなく交互に共通スイッチング素子Ｓ３に供給される。この結果、図４の上段及び下段との比較から明らかなように、スイッチング損失が０となる。
【００６４】
図５には、ＰＷＭ制御１周期におけるＰＷＭ１とＰＷＭ２のオン時間の和がＰＷＭ制御１周期を超過する場合、言い換えると、ＰＷＭ１とＰＷＭ２のデューティ比の和が１００％を超過する（Ｄ１＋Ｄ２＞１００％）場合における、オン時間変更の例が示されている。図５上段は、オン時間変更前のＰＷＭ１及びＰＷＭ２が示されている。
【００６５】
図５下段は、上段の波形に対してオン時間変更を行った際の波形が示されている。この例では、ＰＷＭ２の立下りをＰＷＭ１の立上りまで短縮（繰上げ）させる（ＯｎＤｕｔｙ２→ＯｎＤｕｔｙ２’）とともに、ＰＷＭ１の立下りをＰＷＭ２の立上りまで延長させている（ＯｎＤｕｔｙ１→ＯｎＤｕｔｙ１’）。このようにすることで、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の一方の立下りが他方の立上りに連結されるとともに、ＰＷＭ１とＰＷＭ２のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和がＰＷＭ制御１周期と一致する。オン時間変更を行うことで、図５の下段に示されているように、重複損失とスイッチング損失が０となる。
【００６６】
＜オン時間変更の第２実施形態＞
上述にて説明したオン時間変更では、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の立下りをそれぞれ他方の立上りに揃えるようにしていたが、この形態に限らない。例えば図６のように、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の立上りを、それぞれ他方の立下りに揃えるように、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間変更を行っている。この例によっても、図６下段に示されるように、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の一方の立下りが他方の立上りに連結されるとともに、ＰＷＭ１とＰＷＭ２のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和がＰＷＭ制御１周期と一致する。なお、この図ではＰＷＭ１及びＰＷＭ２の両者のオン時間を変更させているが、波形によってはＰＷＭ１及びＰＷＭ２の一方のオン時間を変更させるだけでもよい。
【００６７】
＜オン時間変更の第３実施形態＞
図４〜図６では、オン時間の短縮または延長プロセスと、立下り及び立上りの連結プロセスをまとめて行っていたが、この形態に限らない。例えばそれぞれのプロセスを段階的に行ってもよい。
【００６８】
図７には、オン時間の短縮または延長を行った後に位相シフトを行う例が示されている。なお、本願におけるオン時間変更と従来技術の位相シフトとを区別するために、以下では、位相シフトを「オン時間の短縮または延長を伴わずにＰＷＭ１とＰＷＭ２の少なくとも一方の立下りに他方の立上りをシフトさせる（連結させる）制御」と定義する。
【００６９】
まず、図７中段に示すように、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和をＰＷＭ制御１周期に一致させる（ＯｎＤｕｔｙ１→ＯｎＤｕｔｙ１’、ＯｎＤｕｔｙ２→ＯｎＤｕｔｙ２’）。このとき、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の変化割合（図７では減少割合）は均等であってよい。
【００７０】
次に図７下段に示すように、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の一方の立下りを他方の立上りに連結させるために、位相シフトを行う。上記２つのプロセスを経ることで、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の一方の立下りが他方の立上りに連結されるとともに、ＰＷＭ１とＰＷＭ２のＰＷＭ制御１周期におけるオン時間の和がＰＷＭ制御１周期と一致する。
【００７１】
図７の例では、図４〜６と比較して、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の変化割合を均等にでき、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の電力供給のバランスをオン時間変更前後で大きく変化させないで済むというメリットがある。
【００７２】
＜オン時間変更の第４実施形態＞
図４〜７の例では、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間の和がＰＷＭ制御１周期と一致するようにオン時間変更を行っていたが、この形態に限らない。要するにオン時間変更後の共通スイッチング素子Ｓ３の電力損失が、オン時間変更前の電力損失よりも小さくなっていればよいので、例えばオン時間の和がＰＷＭ制御１周期よりも若干超過するようにしてもよい。言い換えると、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間の和が、ＰＷＭ制御１周期からＰＷＭ制御１周期に所定時間を加えた許容期間までの範囲に収まるように、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の少なくとも一方のオン時間を変更させる。
【００７３】
上記のオン時間変更をデューティ比を用いて説明すると、オン時間変更後のＰＷＭ１のデューティ比Ｄ１’及びＰＷＭ２のデューティ比Ｄ２’の和が、１００％以上１００％＋αとなるように（（１００＋α）％≧Ｄ１’＋Ｄ２’≧１００％）、デューティ比Ｄ１’，Ｄ２’を設定する。なお、αは任意の正数とする。
【００７４】
図８には、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間の和がＰＷＭ制御１周期未満である（Ｄ１＋Ｄ２＜１００％）ような波形に対して、オン時間の和がＰＷＭ制御１周期を超過するようなオン時間変更を行う例が示されている。この例では、ＰＷＭ１の立下りを延長させてＰＷＭ２の立上りに連結させるとともに、ＰＷＭ２の立下りを延長させて、ＰＷＭ１の立上りよりもわずかに（時間的に）後になるように、それぞれのオン時間を変更している。
【００７５】
オン時間の和をＰＷＭ制御１周期以上とすることで、スイッチング損失が理論上０となる。共通スイッチング素子Ｓ３に発生する電力損失の大部分をスイッチング損失が占める場合などに、このようなオン時間変更を行うことで、効果的に電力損失を軽減させることができる。
【００７６】
なお、この例では、オン時間変更の結果、オン損失が増加し、また重複損失が新たに発生している。そこで、オン時間変更前後の電力損失を予測した上で、電力損失の小さい方の波形とするようにしてもよい。すなわち、オン時間変更後のＰＷＭ１及びＰＷＭ２に基づく共通スイッチング素子Ｓ３に発生する電力損失が、オン時間変更前のＰＷＭ１及びＰＷＭ２に基づく共通スイッチング素子Ｓ３に発生する電力損失よりも小さい場合に、オン時間変更を行うようにしてもよい。
【００７７】
図９には、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間の和がＰＷＭ制御１周期を超過する（Ｄ１＋Ｄ２＞１００％）ような波形に対して、オン時間の和がＰＷＭ制御１周期から許容期間までの範囲に収まるように、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間を変更させる例が示されている。この例では、ＰＷＭ１の立下りを延長させてＰＷＭ２の立上りに連結させるとともに、ＰＷＭ２の立下りを短縮させてＰＷＭ１の立上りよりもわずかに（時間的に）後になるように、それぞれのオン時間を変更している。
【００７８】
オン時間変更によってスイッチング損失が理論上０となり、さらに重複損失も低減される。このようなオン時間変更を行うに当たり、ＰＷＭ制御１周期以上であって、オン時間変更前のＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間の和未満となるように、許容期間を設定すればよい。言い換えると、ＰＷＭ１とＰＷＭ２のオン時間の和とＰＷＭ制御１周期の差がオン時間変更前よりも小さくなるように、オン時間変更を行えばよい。
【００７９】
なお、上述したオン時間変更のいずれの実施形態においても、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間変更は図示した形態に限られない。例えば波形に応じて、ＰＷＭ１のみのオン時間延長または短縮、ＰＷＭ２のみのオン時間延長または短縮、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の双方のオン時間延長、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の双方のオン時間短縮、ならびに、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の一方のオン時間延長及び他方のオン時間短縮のいずれの形態であってもよい。
【００８０】
＜損失予測を踏まえた過熱保護制御＞
上述したように、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の波形によってはオン時間変更によってスイッチング損失が０になる代わりにオン損失の期間が増加される。また場合によっては重複損失が新たに発生する。したがって、オン損失や重複損失の増加分がスイッチング損失の削減分を上回る場合、オン時間変更は共通スイッチング素子Ｓ３の損失を却って増加させるおそれがある。
【００８１】
そこで、ＣＮＶ制御部１３は、オン時間変更前後における共通スイッチング素子Ｓ３の損失を予め算定した上で、損失の低い方のＰＷＭ信号に基づいて共通スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御を行うようにしてもよい。
【００８２】
図１０及び図１１には、共通スイッチング素子Ｓ３の損失推定の例が示されている。この例では、図７の例、すなわち、オン時間の短縮または延長プロセスと位相シフトプロセスとを段階的に行う例であって、変更後のＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間の和をＰＷＭ制御１周期と一致させる実施形態をもとに、共通スイッチング素子Ｓ３の損失推定を行っている。
【００８３】
なお、この推定に当たり、第１バッテリＢ１の電圧ＶＢ１を３００[Ｖ]、第２バッテリＢ２の電圧ＶＢ２を２００[Ｖ]としている。また、スイッチング周波数（キャリア周波数）ｆｓｗを１０[ｋＨｚ]、共通スイッチング素子Ｓ３のオン電圧Ｖｃｅ（コレクタ−エミッタ間飽和電圧）を２[Ｖ]としている。さらに共通スイッチング素子Ｓ３のターンオン時間Ｔｏｎを１１０[ｎｓ]、ターンオフ時間Ｔｏｆｆを１７０[ｎｓ]としている。
【００８４】
まず、図１０の図面左端には、ＰＷＭ１のデューティ比Ｄ１[ｒａｔｅ]が示されている。この表では、Ｄ１の最小値を５％とし、以下５％刻みでデューティ比を（オンデューティの割合を）増加させている。
【００８５】
デューティ比Ｄ１及びバッテリ電圧ＶＢ１，ＶＢ２を用いて、ＰＷＭ２のデューティ比Ｄ２及び昇圧後の電圧ＶＨが算出できる。本実施形態における電圧変換器１１の動作モードはパラレル昇圧モードを想定していることから、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ２の昇圧後電圧は理論上等しくなる。この前提を踏まえると、下記数式（１）（２）の連立方程式が得られる。
【００８６】
【数１】
2016208643.tif 000003
【００８７】
数式（１）（２）を解くことで、図１０の表に示すように、任意のデューティ比Ｄ１に対するデューティ比Ｄ２及び昇圧後電圧ＶＨが求められる。なお、上記数式（１）（２）及び後述する数式（３）〜（７）において、デューティ比Ｄ１，Ｄ２は百分率ではなく絶対値（例えば１００％  →  １．００）を表すものとする。
【００８８】
ここで、デューティ比Ｄ１及びＤ２をそれぞれ並べた列の右隣には、デューティ比Ｄ１とＤ２の和Ｄ１＋Ｄ２[ｒａｔｅ]が示されている。表の中央付近には、Ｄ１＋Ｄ２の値が１００％となるセルが示されている。
【００８９】
さらに、第１バッテリＢ１の電圧ＶＢ１と出力電力Ｗｏｕｔ[Ｗ]から、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１から共通スイッチング素子Ｓ３に供給される電流ＩＬ１[Ａ]が求められる。同様にして、第２バッテリＢ２の電圧ＶＢ２と出力電力Ｗｏｕｔ[Ｗ]から、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２から共通スイッチング素子Ｓ３に供給される電流ＩＬ２[Ａ]が求められる。図１０の例では、出力電力Ｗｏｕｔを５０[ｋＷ]としている。
【００９０】
上記により求めたＤ１、Ｄ２、ＶＨ、ＩＬ１、ＩＬ２を用いて、図１０の紙面右側に示されているような、共通スイッチング素子Ｓ３における電力損失[ｍＪ]を求める。電力損失は、ターンオン損失Ｅｏｎ[ｍＪ]、ターンオフ損失Ｅｏｆｆ[ｍＪ]、定常損失（ここではオン損失を指す）Ｅｓａｔ[ｍＪ]を、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２ごとに求める。つまり、ターンオン損失についてＥｏｎ１及びＥｏｎ２、ターンオフ損失についてＥｏｆｆ１及びＥｏｆｆ２、定常損失についてＥｓａｔ１及びＥｓａｔ２の計６種類の損失を求める。
【００９１】
ターンオン損失、ターンオフ損失及び定常損失は、それぞれ下記数式（３）（４）（５）から求めることができる。
【００９２】
【数２】
2016208643.tif 000004
【００９３】
上記にて求めた損失について、図１１の紙面左から矢印を挟んで４列目には、図１０にて求めた６種類の損失の総和Ｅｔｏｔａｌ[ｍＪ]が示されている。さらにその右の列には、位相シフト制御を実行したときの損失の総和Ｅｔｏｔａｌ’と、これとＥｔｏｔａｌとの差分ｄｅｌｔａ[ｍＪ]とが示されている。
【００９４】
なお、図１１に示す例では、位相シフト実行時の損失Ｅｔｏｔａｌ’の計算に当たり、Ｄ１＋Ｄ２＜１００％である場合とＤ１＋Ｄ２≧１００％である場合とで算出方法を変えている。
【００９５】
すなわち、Ｄ１＋Ｄ２＜１００％である場合には、ＰＷＭ２の立下りとＰＷＭ１の立ち上がりを連結させた制御を想定して、ＰＷＭ１（Ｄ１）のターンオン損失Ｅｏｎ１とＰＷＭ２（Ｄ２）のターンオフ損失Ｅｏｆｆ２を、位相シフト前の総損失Ｅｔｏｔａｌから削減し、これをＥｔｏｔａｌ’としている。
【００９６】
また、Ｄ１＋Ｄ２≧１００％である場合には、位相シフトによりスイッチング損失が全てなくなることから、位相シフト前の総損失ＥｔｏｔａｌからＥｏｎ１、Ｅｏｎ２、Ｅｏｆｆ１、Ｅｏｆｆ２を削減し、これをＥｔｏｔａｌ’としている。
【００９７】
位相シフト前の総損失Ｅｔｏｔａｌと位相シフト後の総損失Ｅｔｏｔａｌ’とを比較する、つまり図１１のＥｔｏｔａｌ’の紙面右隣のｄｅｌｔａを参照すると分かるように、いずれのデューティ比Ｄ１，Ｄ２においても（いずれの行においても）位相シフト制御によって損失が削減される。
【００９８】
図１１のさらに右隣の列には、位相シフト後、オン時間変更を行った場合の、共通スイッチング素子Ｓ３の総損失Ｅｔｏｔａｌ’’[ｍＪ]と、これと位相シフト時の総損失Ｅｔｏｔａｌ’との差分ｄｅｌｔａ[ｍＪ]とが示されている。
【００９９】
この列では、オン時間変更後の総損失Ｅｔｏｔａｌ’’として、デューティ比Ｄ１及びＤ２の和が１００％であるときの位相シフト後の総損失Ｅｔｏｔａｌ’（＝４３．３[ｍＪ]）を、すべてのセル列に対して適用している。
【０１００】
オン時間変更後の総損失Ｅｔｏｔａｌ’’の右隣の差分ｄｅｌｔａを参照すると分かるように、まず、デューティ比Ｄ１及びＤ２の和が１００％を超過する領域では、すべてのセル列に対して損失が低減されている。その一方で、デューティ比Ｄ１及びＤ２の和が１００％未満の領域では、総損失が増加する場合と低減される場合とが存在する。
【０１０１】
上記の算定結果を踏まえて、ＣＮＶ制御部１３は、共通スイッチング素子Ｓ３に対するオン時間変更前後の損失比較に基づいて、オン時間変更の実行可否を判定するようにしてもよい。
【０１０２】
＜損失比較を踏まえた共通スイッチング素子保護制御フロー＞
図１２には、上記の算定結果を踏まえた、ＣＮＶ制御部１３による共通スイッチング素子Ｓ３の過熱保護制御フローが例示されている。なお、この制御フローでは、図７の実施形態をベースにしている。すなわち、オン時間の短縮または延長プロセスと位相シフトプロセスを段階的に行い、またＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン時間の和をＰＷＭ制御１周期に一致させるようなオン時間変更を行う場合の制御フローが、図１２に示されている。
【０１０３】
ＣＮＶ制御部１３は、まず電圧変換器１１がパラレル昇圧を行っているか否かを判定する（Ｓ１０）。パラレル昇圧中でない場合は、本フロー末尾のＲｅｔｕｒｎまで進む。
【０１０４】
パラレル昇圧中である場合、ＣＮＶ制御部１３は、温度センサ１７から共通スイッチング素子Ｓ３の温度を取得し（Ｓ１２）、取得した温度が予め定めた閾値温度を超過しているか否かを判定する（Ｓ１４）。超過していない場合、本フロー末尾のＲｅｔｕｒｎまで進む。
【０１０５】
共通スイッチング素子Ｓ３の温度が閾値温度を超過している場合、ＣＮＶ制御部１３は、ＰＷＭ１のデューティ比Ｄ１とＰＷＭ２のデューティ比Ｄ２を取得し（Ｓ１６）、Ｄ１＋Ｄ２の値が１００％未満であるか否かを判定する（Ｓ１８）。
【０１０６】
Ｄ１＋Ｄ２の値が１００％未満でない場合、つまり１００％以上である場合、ＣＮＶ制御部１３はＤ１＋Ｄ２の値が１００％を超過するか否かを判定する（Ｓ２０）。
【０１０７】
ステップＳ２０にてＤ１＋Ｄ２の値が１００％を超過しない場合、Ｄ１＋Ｄ２の値は１００％に等しい（Ｄ１＋Ｄ２＝１００％）。そこでＣＮＶ制御部１３は、デューティ比をＤ１及びＤ２のまま維持し（Ｓ２２）、位相シフト制御を実行する（Ｓ２４）。
【０１０８】
また、ステップＳ２０にてＤ１＋Ｄ２の値が１００％を超過していると判定されると、ＣＮＶ制御部１３は、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の電圧ＶＢ１及びＶＢ２を取得する（Ｓ２６）。さらに、ＣＮＶ制御部１３は、オン時間変更後のデューティ比Ｄ１’及びＤ２’（Ｄ１’＋Ｄ２’＝１００％）を算出する。
【０１０９】
デューティ比Ｄ１’及びＤ２’の算出に当たり、ＣＮＶ制御部１３は、上述した数式（１）（２）からＶＨを取り去った下記数式（６）と、デューティ比Ｄ１’及びＤ２’についての数式（７）の連立方程式を解く（Ｓ２８）。
【０１１０】
【数３】
2016208643.tif 000005
【０１１１】
さらにＣＮＶ制御部１３は、求められたデューティ比Ｄ１’と第１バッテリ電圧ＶＢ１、または、デューティ比Ｄ２’と第２バッテリ電圧ＶＢ２から、オン時間変更後の昇圧電圧指令値ＶＨ＊’を算出する。
【０１１２】
なお、数式（６）（７）を用いたデューティ比Ｄ１’，Ｄ２’の算出と、オン時間変更後の昇圧電圧指令値ＶＨ＊’の算出を、以下では「処理１」と呼ぶ。
【０１１３】
ＣＮＶ制御部１３は、デューティ比をＤ１からＤ１’に、またＤ２からＤ２’に更新（切り下げ）する（Ｓ３０）とともに、昇圧電圧指令値をＶＨ＊からＶＨ＊’に更新（Ｓ３２）する。さらにＣＮＶ制御部１３は、更新後のデューティ比Ｄ１’及びＤ２’に対して位相シフト制御を実行する（Ｓ２４）。
【０１１４】
ステップＳ１８まで遡り、デューティ比Ｄ１及びＤ２の和が１００％未満である場合には、ＣＮＶ制御部１３は、オン時間変更前後における、共通スイッチング素子Ｓ３の総損失を比較した上で、総損失の低い方のデューティ比を共通スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御に用いる。
【０１１５】
ＣＮＶ制御部１３は、バッテリ電圧センサ４６Ａ及び４６Ｂから第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の電圧ＶＢ１及びＶＢ２を取得する。また、バッテリ電流センサ４８Ａ及び４８Ｂから第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の電流ＩＬ１及びＩＬ２を取得する。さらに、出力電圧センサ５０から高圧電路２６と基準電路２８の電位差ＶＨ（出力電圧）取得する（Ｓ３４）。
【０１１６】
次にＣＮＶ制御部１３は、上述した処理１を実行してオン時間変更後のデューティ比Ｄ１’、Ｄ２’と昇圧電圧指令値ＶＨ＊’を算出する（Ｓ３６）。さらにＣＮＶ制御部１３は、オン時間変更前のデューティ比Ｄ１及びＤ２を位相シフトさせた場合の、共通スイッチング素子Ｓ３に発生するスイッチング損失Ｅｓｗ及び定常損失Ｅｓａｔを求める（Ｓ３８）。なお、Ｅｓｗ＝Ｅｏｎ＋Ｅｏｆｆである。
【０１１７】
ここで、スイッチング損失Ｅｓｗについては、位相シフトによる損失低下分を勘案して、上述した図１１と同様に、ＰＷＭ１（Ｄ１）のターンオン損失Ｅｏｎ１とＰＷＭ２のターンオフ損失Ｅｏｆｆ２は取り込まなくてもよい。つまり、ＰＷＭ１（Ｄ１）のターンオフ損失Ｅｏｆｆ１とＰＷＭ２のターンオン損失Ｅｏｎ２の和をスイッチング損失Ｅｓｗとしてよい。
【０１１８】
またＣＮＶ制御部１３は、オン時間変更後のデューティ比Ｄ１’及びＤ２’に基づいて、オン時間変更かつ位相シフト後の、共通スイッチング素子Ｓ３に発生する定常損失Ｅｓａｔ’を求める（Ｓ４０）。
【０１１９】
次にＣＮＶ制御部１３は、ステップＳ３８で求めたスイッチング損失Ｅｓｗ及び定常損失Ｅｓａｔをもとに、オン時間変更前かつ位相シフト後のＰＷＭ１及びＰＷＭ２に基づいて共通スイッチング素子Ｓ３をオンオフ制御させた際に生じる、スイッチング損失及び定常損失の総和Ｅｓｗ＋Ｅｓａｔを求める。さらにＣＮＶ制御部１３は、オン時間変更前かつ位相シフト後の損失Ｅｓｗ＋Ｅｓａｔが、オン時間変更後かつ位相シフト後の定常損失Ｅｓａｔ’を超過するか否かを判定する（Ｓ４２）。
【０１２０】
オン時間変更前かつ位相シフト後の損失Ｅｓｗ＋Ｅｓａｔが、オン時間変更後かつ位相シフト後の損失Ｅｓａｔ’を超過しない場合、オン時間変更を行わない方が共通スイッチング素子Ｓ３の損失が低くなるため、ＣＮＶ制御部１３は、デューティ比をＤ１及びＤ２のまま維持し（Ｓ２２）、位相シフト制御を行う（Ｓ２４）。
【０１２１】
オン時間変更前かつ位相シフト後の損失Ｅｓｗ＋Ｅｓａｔがオン時間変更後かつ位相シフト後の損失Ｅｓａｔ’を超過する場合、ＣＮＶ制御部１３は、デューティ比をＤ１からＤ１’に、またＤ２からＤ２’に更新（切り上げ）する（Ｓ４４）とともに、昇圧電圧指令値をＶＨ＊からＶＨ＊’に更新（Ｓ４６）する。さらにＣＮＶ制御部１３は、更新後のデューティ比Ｄ１’及びＤ２’に対して位相シフト制御を実行する（Ｓ２４）。共通スイッチング素子Ｓ３は、位相シフト後のＤ１’及びＤ２’の論理和に基づいてオンオフ制御される。
【０１２２】
＜オン時間変更に伴う電流補償＞
図１２のステップＳ３２、Ｓ４６に示したように、オン時間（デューティ比）の変更に伴って、昇圧電圧指令値が変更される（ＶＨ＊→ＶＨ＊’）。図１３には、これらの変更を説明する図が示されている。縦軸は第１昇圧回路ＢＣＮＶ１のＰＷＭ信号ＰＷＭ１のデューティ比を表し、横軸は第２昇圧回路ＢＣＮＶ２のＰＷＭ信号ＰＷＭ２のデューティ比を表す。
【０１２３】
このグラフにおいて、右上がりの直線（パラレル昇圧ライン）はパラレル昇圧時の昇圧電圧指令値ＶＨを示している。つまり、パラレル昇圧ライン上の任意の点をプロットし、そのプロットから横軸に向かって垂線を引くと、その垂線と横軸との交点が第２昇圧回路ＢＣＮＶ２のデューティ比となる。同様にして、パラレル昇圧ライン上の点から縦軸に向かって垂線を引くと、その垂線と縦軸の交点が第１昇圧回路ＢＣＮＶ１のデューティ比となる。
【０１２４】
図１３の右下がりの破線は、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１のデューティ比Ｄ１と第２昇圧回路ＢＣＮＶ２のデューティ比Ｄ２の和が１００％となるライン（１００％ライン）を示している。オン時間変更によって、昇圧電圧指令値ＶＨ＊は、パラレル昇圧ラインと１００％ラインの交点の値ＶＨ＊’となる。また第１昇圧回路ＢＣＮＶ１のデューティ比Ｄ１及び第２昇圧回路ＢＣＮＶ２のデューティ比Ｄ２は、ともにパラレル昇圧ラインと１００％ラインの交点ＶＨ＊’に対応する値Ｄ１’，Ｄ２’に変更される。
【０１２５】
ここで、変更前の昇圧電圧指令値ＶＨ＊は、図１４に示したＶＨ＊マップを用いて求められる場合がある。ＶＨ＊マップは、電圧変換器１１に対する昇圧電圧指令値ＶＨ＊を求めるためのマップであり、回転電機２０の実回転数（横軸）とトルク指令値（縦軸）に対応して昇圧電圧指令値ＶＨ＊（ＶＨ＊１、ＶＨ＊２、ＶＨ＊３等）が記憶されている。昇圧電圧指令値ＶＨ＊は、図示しないアクセルペダルの踏み込み量に基づくトルク指令値と、回転数センサ５２から取得した回転電機２０の実回転数をＶＨ＊マップに代入することによって求められる。
【０１２６】
トルク指令値及び回転電機２０の実回転数から求めた昇圧電圧指令値ＶＨ＊が、オン時間変更によってＶＨ＊’に変更されると、所望のトルクまたは回転数が得られないおそれがある。
【０１２７】
そこで、オン時間変更によって昇圧電圧指令値が変更されても、所望のトルク及び回転数を回転電機２０から得るための補償制御（電流補償）を行うようにしてもよい。例えば、当該電流補償は、ＣＮＶ制御部１３及びＩＮＶ制御部１５の協働により行われる。
【０１２８】
ＣＮＶ制御部１３にてオン時間変更が実行され、昇圧電圧指令値がＶＨ＊からＶＨ＊’に変更されると、当該情報はＣＮＶ制御部１３からＩＮＶ制御部１５に送られる。ＩＮＶ制御部１５では、変更後の昇圧電圧指令値ＶＨ＊’と、予め定められた電力指令値とに基づいて、インバータ１８における電流の通流率（つまりデューティ比）を設定する。
【０１２９】
より具体的には、ＩＮＶ制御部１５には、予め制御部２２から電力指令値が送られる。電力指令値は、インバータ１８により交直変換された交流電力が供給される負荷（回転電機２０）に対する電力要求値である。電力指令値は、例えば、ＶＨ＊マップから求められた昇圧電圧指令値ＶＨ＊に所定の比例制御ゲインや積分制御ゲインを掛けることで求められる。
【０１３０】
ＣＮＶ制御部１３から昇圧電圧指令値の変更情報（ＶＨ＊→ＶＨ＊’）を受信すると、ＩＮＶ制御部１５は、変更後の昇圧電圧指令値ＶＨ＊’と電力指令値に基づいて電流値を求め、これに応じたデューティ比に基づいて、インバータ１８内のスイッチング素子のオンオフ制御を行う。
【０１３１】
＜オン時間変更に伴う効率補償＞
上述したＶＨ＊マップは、回転電機２０の効率を最大にするためのいわゆる最大トルク制御に基づいて作成される場合がある。つまり、ＶＨ＊マップにプロットされた昇圧電圧指令値ＶＨ＊（ＶＨ＊１、ＶＨ＊２、ＶＨ＊３等）として、回転電機２０の最適動作点に対応する電圧値（最大効率電圧値）が記憶されている場合がある。
【０１３２】
上述したオン時間変更によって昇圧電圧指令値が最大効率電圧値ＶＨ＊からＶＨ＊’に変更されると、その電圧値の変動分（ＶＨ＊→ＶＨ＊’）をインバータ１８にて電流で補っても、回転電機２０の効率が低下して、所望の回転数やトルクが得られないおそれがある。
【０１３３】
そこで、ＩＮＶ制御部１５では、昇圧電圧指令値の変動分に加えて、または単独で、当該変動に伴う回転電機２０の効率低下分を補償するように、インバータ１８における通流率（デューティ比）を定めるようにしてもよい。例えば、昇圧電圧指令値の変更前後の差分（ＶＨ＊−ＶＨ＊’）を補償する電流値に、当該差分に比例する係数（損失補償係数）を掛けた値に基づいて、インバータ１８におけるスイッチング素子のデューティ比を定めるようにしてもよい。
【０１３４】
＜電圧変換器の別実施形態１＞
上述した実施形態では、電圧変換器１１として、スイッチング素子が４つ設けられ、直列接続と並列接続の切換えが可能な、いわゆるシリーズ−パラレルコンバータが挙げられていたが、この形態に限らない。要するにパラレル昇圧が可能であって、２つの昇圧回路から共通して電流が供給される共通スイッチング素子を備える電圧変換器であれば、本実施形態に係る過熱保護制御を適用することができる。
【０１３５】
図１５には、電圧変換器１１の別例が示されている。この電圧変換器１１では、高圧電路２６から基準電路２８に向かう方向を順方向にして３つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が直列に接続されている。さらにそれぞれのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３に逆並列となるように、各ダイオードＤｄ１〜Ｄｄ３が接続される。
【０１３６】
また、高圧電路２６側から２つ目のスイッチング素子Ｓ２と３つ目のスイッチング素子Ｓ３の間に設けられた接続点４０と基準電路２８に第１バッテリＢ１が接続される。さらに第１バッテリＢ１とは直列に第１リアクトルＬ１が、並列に第１コンデンサＣ１が設けられている。
【０１３７】
高圧電路２６側から１つ目のスイッチング素子Ｓ１と２つ目のスイッチング素子Ｓ２の間に設けられた接続点４２と基準電路２８に第２バッテリＢ２が接続される。さらに第２バッテリＢ２とは直列に第２リアクトルＬ２が、並列に第２コンデンサＣ２が設けられる。
【０１３８】
パラレル昇圧時には、第１バッテリＢ１の電圧が電圧変換器１１にて昇圧されて高圧電路２６（出力電路）に出力される第１昇圧回路ＢＣＮＶ１と、第２バッテリＢ２の電圧が電圧変換器１１にて昇圧されて高圧電路２６（出力電路）に出力される第２昇圧回路ＢＣＮＶ２が形成される。
【０１３９】
第１昇圧回路ＢＣＮＶ１のループ経路（第１バッテリＢ１及びリアクトルＬ１を含むループ）の形成及び開放を行うスイッチング素子は、スイッチング素子Ｓ３となる。また、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２のループ経路（第２バッテリＢ２及びリアクトルＬ２を含むループ）の形成及び開放を行うスイッチング素子は、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３となる。両昇圧回路の構成から、共通スイッチング素子はスイッチング素子Ｓ３となる。
【０１４０】
ループ経路の形成及び開放について、ＣＮＶ制御部１３によるＰＷＭ信号に基づくと、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１に関して、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ動作がＰＷＭ１により制御される。また、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２に関して、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３のオンオフ動作がＰＷＭ２により制御される。
【０１４１】
ＣＮＶ制御部１３は、共通スイッチング素子Ｓ３の温度をモニタリングするとともに、当該温度が閾値温度を超過したときに、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の位相シフト及びオン時間変更を介して、上述した過熱保護制御を実行する。
【０１４２】
＜電圧変換器の別実施形態２＞
図１６には、電圧変換器１１の更なる別例が示されている。この電圧変換器１１は、図１５と同様に、高圧電路２６から基準電路２８に向かう方向を順方向にして３つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が直列に接続されている。更にそれぞれのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３に逆並列となるように、各ダイオードＤｄ１〜Ｄｄ３が接続される。
【０１４３】
図１６の電圧変換器１１は、図１５の電圧変換器と比較して、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１の配置が異なっている。すなわち、高圧電路２６側から１つ目のスイッチング素子Ｓ１と２つ目のスイッチング素子Ｓ２の間に設けられた接続点４２と、高圧電路２６側から２つ目のスイッチング素子Ｓ２と３つ目のスイッチング素子Ｓ３の間に設けられた接続点４０との間に第１バッテリＢ１、第１リアクトルＬ１、及び第１コンデンサＣ１が接続される。
【０１４４】
パラレル昇圧時には、第１バッテリＢ１の電圧が電圧変換器１１にて昇圧されて高圧電路２６（出力電路）に出力される第１昇圧回路ＢＣＮＶ１と、第２バッテリＢ２の電圧が電圧変換器１１にて昇圧されて高圧電路２６（出力電路）に出力される第２昇圧回路ＢＣＮＶ２が形成される。
【０１４５】
第１昇圧回路ＢＣＮＶ１のループ経路（第１バッテリＢ１及びリアクトルＬ１を含むループ）の形成及び開放を行うスイッチング素子は、スイッチング素子Ｓ２となる。また、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２のループ経路（第２バッテリＢ２及びリアクトルＬ２を含むループ）の形成及び開放を行うスイッチング素子は、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３となる。両昇圧回路の構成から、共通スイッチング素子はスイッチング素子Ｓ２となる。
【０１４６】
ループ経路の形成及び開放について、ＣＮＶ制御部１３によるＰＷＭ信号に基づくと、第１昇圧回路ＢＣＮＶ１に関して、スイッチング素子Ｓ２のオンオフ動作がＰＷＭ１により制御される。また、第２昇圧回路ＢＣＮＶ２に関して、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３のオンオフ動作がＰＷＭ２により制御される。
【０１４７】
ＣＮＶ制御部１３は、共通スイッチング素子Ｓ２の温度をモニタリングするとともに、当該温度が閾値温度を超過したときに、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の位相シフト及びオン時間変更を介して、上述した過熱保護制御を実行する。
【符号の説明】
【０１４８】
１０  電力変換システム、１１  電圧変換器、１３  ＣＮＶ制御部、１５  ＩＮＶ制御部、１７  温度センサ、１８  インバータ、２０  回転電機、２２  制御部、２６  高圧電路、２８  基準電路、Ｂ１  第１バッテリ、Ｂ２  第２バッテリ、ＢＣＮＶ１  第１昇圧回路、ＢＣＮＶ２  第２昇圧回路、Ｓ１-Ｓ４  スイッチング素子、Ｓ３  共通スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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