(57)【要約】【課題】本発明は、データ伝送方法、データ復調方法、装置及びシステムを提供する。【解決手段】データ伝送方法は、送信側で、変調符号を直並列変換した後に、データを異なるサブキャリアに分配し；各サブキャリアに分配されたデータを直並列変換した後に、相互直交のSlepian信号に変調し；同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータの和を求めた後に、対応するサブキャリアに変調し；及び、各サブキャリア上での変調データの和を求め、送信信号を形成することを含む。【選択図】図1
2016165110.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア通信システムにおける送信機であって、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を得るための第一変調ユニット；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当てるための第一直並列変換ユニット；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行うための第二直並列変換ユニット；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調するための第二変調ユニット；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して、和を計算するための第一計算ユニット；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調するための第三変調ユニット；及び
全てのサブキャリア上でのデータに対して和を計算し、送信信号を形成するための第二計算ユニットを含む、送信機。
【請求項２】
請求項1に記載の送信機であって、更に、
Slepian信号を生成して前記第一変調ユニットに提供するためのSlepian信号生成ユニットを含み、
前記第一変調ユニットは、前記Slepian信号を用いて、各サブキャリアに対応するデータを相互直交のSlepian信号に変調する、送信機。
【請求項３】
マルチキャリア通信システムにおける受信機であって、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を計算するための計算ユニット；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行うための第一復調ユニット；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得るための第二復調ユニットを含む、受信機。
【請求項４】
請求項3に記載の受信機であって、更に、
前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を得るための第一並直列変換ユニット；
前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を得るための第二並直列変換ユニット；及び
前記データ流に対して符号復調を行い、送信データビットに対しての推定値を得るための第三復調ユニットを含む、受信機。
【請求項５】
請求項4に記載の受信機であって、更に、
Slepian信号を生成して前記第二復調ユニットに提供するためのSlepian信号生成ユニットを含み、
前記第二復調ユニットは、前記Slepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行う、受信機。
【請求項６】
マルチキャリア通信システムであって、
送信機及び受信機を含み、
前記送信機は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当て；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して、和を計算し；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；及び
全てのサブキャリア上でのデータに対して和を計算し、送信信号を形成するように構成され、
前記受信機は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を計算し；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得るように構成される、システム。
【請求項７】
請求項6に記載のシステムであって、
前記送信機は、更に、
Slepian信号を生成するように構成され、
前記送信機は、前記Slepian信号を用いて、各サブキャリアに対応するデータを相互直交のSlepian信号に変調する、システム。
【請求項８】
請求項6に記載のシステムであって、
前記受信機還は、更に、
前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を取得し；
前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を取得し；及び
前記データ流に対して符号復調を行い、送信データビットに対しての推定値を得るように構成される、システム。
【請求項９】
請求項8に記載のシステムであって、
前記受信機は、更に、
Slepian信号を生成するように構成され、
前記受信機は、前記Slepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行う、システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信技術分野に関し、特に、データ伝送方法、データ復調方法、装置及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
今まで十数年の間に、移動通信データ及び応用の飛躍的な発展を満たすために、マルチキャリア伝送技術は、既にブロードバンド無線通信システムに幅広く用いられている。マルチキャリアシステムの最大の特徴は、マルチパスフェージングを有効に改善させることができ、また、かなり高いスペクトル効率を有するということである。OFDM（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）は、マルチキャリアシステム中の最も主流な技術であり、また、既に、第4世代移動通信システム（4G）、WLAN（Wireless  Local  Area  Networks）、DAB（Digital  Audio  Broadcasting）などに応用されている。しかし、OFDMには依然として幾つかの欠点、例えば、かなり大きな帯域外への漏れ出しを有し、サブキャリア周波数オフセットに敏感であるなどの欠点が存在する。
【０００３】
OFDMが比較的大きな帯域外への漏れ出しを有する主な原因は、OFDMが矩形波を採用してその成形フィルタとし、矩形波の周波数スペクトル波形の第１個目のサイドローブのピーク値がメインローブのピーク値よりも僅かに13dBほど低いので、比較的大きな周波数スペクトルの漏れ出しを引き起こすということである。周波数スペクトルの漏れ出しを低減するために、矩形フィルタの代わりに、滑らかなエッジを有するフィルタ、例えば、レイズドコサインフィルタを用いることができる。しかし、滑らかなエッジを有するフィルタは、帯域外への漏れ出しを低減することができると同時に、スペクトル効率も下げてしまう。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来技術に存在する問題を解決するために、本発明の目的は、帯域外への漏れ出しを低減することできるだけではなく、スペクトル効率を下げることもないデータ伝送方法、データ復調方法、装置及びシステムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第一側面によれば、データ伝送方法が提供され、該方法は、マルチキャリア通信システムにおける送信機に用いられ、そのうち、前記方法は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当て；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータの和を計算し；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；及び
全てのサブキャリア上でのデータの和を計算し、送信信号を形成することを含む。
【０００６】
本発明の第二側面によれば、データ復調方法が提供され、該方法は、マルチキャリア通信システムにおける受信機に用いられ、そのうち、前記方法は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列のMoore-Penrose疑似逆行列を計算し；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得ることを含む。
【０００７】
本発明の第三側面によれば、マルチキャリア通信システムにおける送信機が提供され、そのうち、前記送信機は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を得るための第一変調ユニット；
変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当てるための第一直並列変換ユニット；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行うための第二直並列変換ユニット；
各サブキャリアに対応するデータ変調を相互直交のSlepian信号に変調するための第二変調ユニット；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータの和を計算するための第一計算ユニット；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調するための第三変調ユニット；及び
全てのサブキャリア上でのデータの和を計算し、送信信号を形成するための第二計算ユニットを含む。
【０００８】
本発明の第四側面によれば、マルチキャリア通信システムにおける受信機が提供され、そのうち、前記受信機は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列のMoore-Penrose疑似逆行列を計算するための計算ユニット；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行うための第一復調ユニット；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得るための第二復調ユニットを含む。
【０００９】
本発明の第五側面によれば、マルチキャリア通信システムが提供され、前記マルチキャリア通信システムは、送信機及び受信機を含み、そのうち、
前記送信機は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当て；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータの和を計算し；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；及び
全てのサブキャリア上でのデータの和を計算し、送信信号を形成するように構成され、
前記受信機は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列のMoore-Penrose疑似逆行列を計算し；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得るように構成される。
【００１０】
本発明の有益な効果は、上述のような方法、装置又はシステムにより、帯域外への漏れ出しを低減することができると同時に、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることもできるということである。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例1のデータ伝送方法のフローチャートである。
【図２】アナログ回路により実施例1の方法を実現する送信機の機能ブロック図である。
【図３】実施例2のデータ復調方法のフローチャートである。
【図４】アナログ回路により実施例2の方法を実現する受信機の機能ブロック図である。
【図５】実施例3の送信機の構成図である。
【図６】実施例4の受信機の構成図である。
【図７】実施例5のマルチキャリア通信システムの構成図である。
【図８】符号誤り率（BER）の比較を示す図である。
【図９】符号誤り率（BER）の比較を示すもう一つの図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、添付した図面を参照しながら、本発明を実施するための形態を詳しく説明する。
【００１３】
スペクトル効率を下げないことを保証するために、本発明は、Slepian信号に基づく（Slepianベース）データ伝送方法、データ復調方法、装置及びシステムを提案し、これにより、帯域外への漏れ出しを低減することができ、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることができる。
【００１４】
本発明の実施形態をより明確にするために、以下、先ず、Slepianベースの原理について簡単に紹介する。Slepianベースは、連続Slepianベース及び離散Slepianベースを含む。
【００１５】
連続形式のSlepianベースは、PSWF（Prolate  Spheroidal  Wave  Function、PSWF）であり、PSWFは、一つの制限付き信号が時間域上で占用する最小幅を与えている。任意の時間間隔T＞0及び帯域幅B＞0について、PSWFは、次のような性質を満足する実数値関数Ψ0(t)、Ψ1(t)、Ψ2(t)、…である。
【００１６】
(1)任意のtについて、Ψi(t)は、次の方程式の実数解である。
【数１】
2016165110.tif 000003
【００１７】
そのうち、λiは、公式1の正の実数特徴値（real  eigenvalue（固有値とも言う））であり、且つλ0＞λ1＞…を満足し、また、前の2TB個の特徴値は1に非常に接近し、残りの特徴値は、0に迅速に至り、パラメータ2TBは、時間帯域幅積（time-bandwidth  product）と称される。
【００１８】
(2)関数Ψi(t)は、帯域幅がξB=[-B,B]に制限され、且つ実数領域上では直交正規化のものであり、即ち、
【数２】
2016165110.tif 000004
である。
【００１９】
(3)時間間隔0≦t≦Tにおいて、関数Ψi(t)は、直交化のものであり、即ち、
【数３】
2016165110.tif 000005
である。
【００２０】
上述の(2)及び(3)の性質は、PSWFが制限付き信号であり、双直交化のものであり、即ち、実数領域全体及び有限時間間隔0≦t≦T内で直交化のものであることを示す。よって、一つの帯域幅制限信号f(t)は、
【数４】
2016165110.tif 000006
に近似することができ、そのうち、
【数５】
2016165110.tif 000007
であり、且つ、J≧2TBである。
【００２１】
また、Slepianベースの離散形式は、DPSS（Discrete  Prolate  Spheroidal  Sequence、DPSS）であり、DPSSは、次の方程式の実数解である。
【数６】
2016165110.tif 000008
【００２２】
そのうち、k=0,1,…,N-1であり、n=0,±1,±2,…であり、0＜W＜1/2は、正規化の帯域幅である。DPSSは、正規化の関数であり、即ち、
【数７】
2016165110.tif 000009
である。
【００２３】
PSWFと同様に、DPSSも、双直交化のものであり、即ち、
【数８】
2016165110.tif 000010
である。
【００２４】
そのうち、i=0,1,…,N-1であり、j=0,1,…,N-1である。よって、一つの制限付きシーケンスhnは、
【数９】
2016165110.tif 000011
に近似することができ、そのうち、
【数１０】
2016165110.tif 000012
であり、且つJ≧2NWであり、n=0,1,2,…である。
【００２５】
以下、図面を参照しながら、本発明の具体的な実施例について説明する。本発明の実施例では、送信信号の搬送周波数をfoとし、端末の移動速度をvとすると、チャネルのコヒーレント時間は、
【数１１】
2016165110.tif 000013
である。
【００２６】
各サブキャリア上でのチャネルがスローフェージングチャネルであるようにさせるために、信号の符号の長さTはTcよりも小さいことを要し、例えば、T=Tc/5とする。チャネルの時間遅延拡張をσrとし、各サブキャリア上でのチャネルが平坦フェージングチャネルであるようにさせるために、サブキャリアの間隔ΔfはΔf＜1/σrを満足すべきであり、例えば、Δf=1/3σrとする。そうすると、Slepianベースの時間帯域幅積は、
【数１２】
2016165110.tif 000014
である。
【００２７】
サンプリング間隔をTsとすれば、一つの符号内では、N=T/Ts個のサンプリング値がある。時間帯域幅積がλであるSlepianベースには、λ個の相互直交のSlepian信号Ψk(t)があり、そのうち、Ψk(t)の性質は、上述と同様である。本発明の実施例では、前のNp≦λ個のSlepian信号を選択して各サブキャリア上での互に重ね合わせる成形フィルタとすると、マルチキャリアシステムのスペクトル効率は、
【数１３】
2016165110.tif 000015
である。
【実施例１】
【００２８】
本実施例はデータ伝送方法を提供し、該方法はマルチキャリア通信システムの送信機に用いることができ、図1は該方法のフローチャートであり、図1に示すように、該方法は次のステップを含み、即ち、
ステップ101：伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
ステップ102：前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当て；
ステップ103：各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い；
ステップ104：各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
ステップ105：同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して和を計算し；
ステップ106：各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；
ステップ107：全てのサブキャリア上でのデータに対して和を求め、送信信号を形成する。
【００２９】
本実施例では、ステップ104において、Slepian信号により構成された成形フィルタを用いて、各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調する。本実施例では、Slepian信号の前のNp≦λ個の信号を使用して各サブキャリア上での互に重ね合わせる成形フィルタとすることができる。
【００３０】
本実施例では、該方法はアナログ回路により実現することができ、デジタル回路により実現することもでき、以下、それぞれ説明する。
【００３１】
図2は、アナログ回路により本実施例の方法を実現する該送信機の一つの実施方式の構成図である。図2に示すように、本実施例では、先に、Nb×1の情報ビット流bに対してコンスタレーション変調を行う（ステップ101）で、Na×1の変調符号データ流aを得る。そのうち、本実施例は、コンスタレーションによる変調の方法に限定されず、例えば、BPSK、QPSK、8PSK、16QAMなどの変調方法は全て本実施例に用いることができる。
【００３２】
次に、変調符号に対して直並列変換を行うことで、データを異なるサブキャリアに割り当て（ステップ102）、例えば、直列の変調符号、例えば、変調されたデータ流aに対して直並列変換を行うことで、それをNc個の並列サブキャリアに割り当て、Np×1のデータ流alを取得し、そのうち、l=1,…,Ncであり、且つ、Na=Nc×Npである。
【００３３】
その後、各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い（ステップ103）、言い換えると、データ流alに対して第二回の直並列変換を行い、Np個の並列データal,kを取得し、そのうち、k=0,…,Np-1である。図2に示すように、本実施例では、各サブキャリアに分配されたデータ流alに対して第二回の直並列変換を行うことで、各サブキャリアに対応するNp個の並列データal,kを得ることができる。
【００３４】
次に、各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し（ステップ104）、例えば、データal,kについて、時間帯域幅積がλである第k次Slepian信号Ψk(t)を用いて変調することで、信号al,kΨk(t)を得ることができる。図2に示すように、本実施例では、前のNp個のSlepian信号、即ち、Ψ0(t),…,ΨNp-1(t)を、各サブキャリア上での互に重ね合わせる成形フィルタとし、そのうち、Np≦λである。
【００３５】
その後、同一サブキャリアに対応するが、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して和を求め（ステップ105）、即ち、Slepianベースにより変調された信号al,kΨk(t)に対して、kについて和を計算する。図2に示すように、各サブキャリアに対応して、複数の変調信号が存在し、該複数の変調信号は、異なる次数のSlepian信号により変調されたものであり、該複数の変調された信号に対して和を求めることで、該サブキャリアに対応する信号を得ることができる。
【００３６】
次に、各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し（ステップ106）、図2に示すように、Slepianベースにより変調された信号al,kΨk(t)に対して、kについて和を求め、そして、第l個目のサブキャリアe-j2πlΔftに変調することで、第l個目のサブキャリアの信号、即ち、
【数１４】
2016165110.tif 000016
を得ることができる。
【００３７】
最後に、全てのサブキャリア上でのデータsl(t)に対して和を求めることで、次のように送信信号を形成し（ステップ107）、即ち、
【数１５】
2016165110.tif 000017
である。
【００３８】
また、本実施例のSlepianベースのマルチキャリアシステムのデジタル実現方法では、同様に、先に、Nb×1の情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行うことで、Na×1の符号データ流aを取得し；その後、データ流aについて列に従って再び配列し、一つのNc×Npの行列Aを形成し；一つの時間帯域幅積がλであり、且つ次元数がNp×NであるSlepianベースΨを生成し、そのうち、Np≦λであり；一つのNc×Nのサブキャリア行列Eを生成し、そのうち、第l行、第n列の要素の値はel,n=e-j2πlΔfnTsであり；N×1の送信信号s=diag((AΨ)TE)を生成し、そのうち、x=diag(X)は、N×N行列Xの対角要素を取って、一つのN×1のベクトルxを構成することを表し、該ベクトルxは、送信信号である。
【００３９】
本実施例における方法により、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセットについてのロバスト性を向上させることもできる。
【実施例２】
【００４０】
本実施例はデータ復調方法を提供し、該方法はマルチキャリア通信システムの受信機に用いることができ、図3は該方法のフローチャートであり、図3に示すように、該方法は次のステップを含み、即ち、
ステップ301：送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を計算し；
ステップ302：計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；
ステップ303：相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得る。
【００４１】
本実施例では、送信側の変調符号の推定値を得ると、これに基づいて、送信データのビットに対しての推定値を得ることができる。これは、一つの実施方式では、次のステップ304〜306により実現することができるが、本実施例はこれに限定されない。図3に示すように、そのうち、
ステップ304：前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を取得し；
ステップ305：前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を取得し；
ステップ306：前記データ流に対して符号復調を行い、送信データビットに対しての推定値を得る。
【００４２】
本実施例では、該方法は同様に、アナログ回路により実現することができ、デジタル回路により実現することもでき、以下、それぞれ説明する。
【００４３】
図4は、アナログ回路により本実施例の方法を実現する該受信機の一つの実施方式の構成図である。図4に示すように、本実施例では、先ず、送信側のサブキャリア信号e-j2πlΔftを、一つのNc×Nのサブキャリア行列Eとし、第l行、第n列の要素の値はel,n=e-j2πlΔfnTsであり、そのうち、l=1,…,Ncである。
【００４４】
その後、送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を求め（ステップ301）、即ち、行列EのMoore-Penrose疑似逆行列G=E+を計算し、そのうち、行列Gの次元数は、N×Ncである。
【００４５】
次に、計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い（ステップ302）、即ち、図4に示すように、行列Gの第l列が復調サブキャリア信号gl(t)を形成し、そして、gl(t)を用いて受信信号r(t)に対してサブキャリア復調を行うことで、信号
【数１６】
2016165110.tif 000018
を得ることができる。
【００４６】
その後、相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して符号復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を取得し（ステップ303）、即ち、図4に示すように、整合フィルタの方法で、さらに信号yl(t)に対してSlepianベースの復調を行い、変調符号al,kに対しての推定値、即ち、
【数１７】
2016165110.tif 000019
を得ることができる。
【００４７】
本実施例では、図4に示すように、また、並列データ流
（外１）
2016165110.tif 000020
に対して並直列変換を行い、Nc個の異なるサブキャリアに対応する並列データ流
（外２）
2016165110.tif 000021
を取得し（ステップ304）、その後、該並列データ流
（外３）
2016165110.tif 000022
に対して第二回の並直列変換を行い、データ流
（外４）
2016165110.tif 000023
を取得し（ステップ305）、最後に、該データ流
（外５）
2016165110.tif 000024
に対して符号復調、例えば、16QAM復調を行い、Nb×1の復調情報ビット流
（外６）
2016165110.tif 000025
を取得することもできる。
【００４８】
また、本実施例のSlepianベースのマルチキャリアシステムのデジタル実現方法では、受信信号をN×1のベクトルrとし、送信側のサブキャリア行列Eに対して疑似逆行列を求め、次元数がN×Ncである行列G=E+を取得し、そして、変調符号に対しての推定値、即ち、
【数１８】
2016165110.tif 000026
を計算し、そのうち、DIAG(x)は、N×1のベクトルxをN×Nの対角行列とすることを表し、且つ、Xn,n=xnを満足し；その後、Nc×Npの行列
（外７）
2016165110.tif 000027
について列に従って再び配列し、Nb×1のベクトル推定値
（外８）
2016165110.tif 000028
を形成し；最後に、Nb×1の
（外９）
2016165110.tif 000029
に対してコンスタレーション復調を行い、次元数がNb×1である情報流
（外１０）
2016165110.tif 000030
を得ることができる。
【００４９】
本実施例における方法により、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることもできる。
【実施例３】
【００５０】
本実施例はマルチキャリア通信システムにおける送信機を提供し、該送信機が問題を解決する原理は実施例1の方法と同様であるので、その具体的な実施は実施例1の方法の実施を参照することができ、内容が同じ記載は省略される。
【００５１】
図5は、本実施例の送信機500の構成図である。図5に示すように、該送信機500は、第一変調ユニット51、第一直並列変換ユニット52、第二直並列変換ユニット53、第二変調ユニット54、第一計算ユニット55、第三変調ユニット56、及び第二計算ユニット57を含む。
【００５２】
第一変調ユニット51：伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得する。
【００５３】
第一直並列変換ユニット52：前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当てる。
【００５４】
第二直並列変換ユニット53：各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行う。
【００５５】
第二変調ユニット54：各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調する。そのうち、該第二変調ユニット54は、複数のSlepian信号の成形フィルタにより実現することができる。
【００５６】
第一計算ユニット55：同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して、和を求める。そのうち、該第一計算ユニット55は、複数の加算器により実現することができる。
【００５７】
第三変調ユニット56：各サブキャリアに対応する、和が求められた後のデータを、対応するサブキャリアに変調する。そのうち、該第二変調ユニット56は、複数の乗算器により実現することができる。
【００５８】
第二計算ユニット57：全てのサブキャリア上でのデータに対して和を求め、送信信号を形成する。そのうち、該第二計算ユニット57は、一つの加算器により実現することができる。
【００５９】
オプションで、本実施例では、該送信機500は更にSlepian信号生成ユニット58を含んでも良く、それは、Slepian信号を生成して前記第二変調ユニット54に提供するために用いられ、これにより、該第二変調ユニット54は、該Slepian信号を成形フィルタとして用い、各サブキャリアに対応するデータを相互直交のSlepian信号に変調することができる。
【００６０】
本実施例では、該送信機500の各構成部はアナログ回路により実現することができ、デジタル回路により実現することもできる。
【００６１】
本実施例における送信機により、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることができる。
【実施例４】
【００６２】
本実施例はマルチキャリア通信システムにおける受信機を提供し、該受信機が問題を解決する原理は実施例2の方法と同様であるので、その具体的な実施は実施例2の方法の実施を参照することができ、内容が同じ記載は省略される。
【００６３】
図6は、本実施例の受信機600の構成図である。図6に示すように、該受信機600は、計算ユニット61、第一復調ユニット62、及び第二復調ユニット63を含み、オプションで、該受信機600は更に、第一並直列変換ユニット64、第二並直列変換ユニット65、及び第三復調ユニット66を含む。
【００６４】
計算ユニット61：送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を求める。
【００６５】
第一復調ユニット62：計算ユニット61が求めた疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行う。そのうち、該第一復調ユニット62は、複数のDA（デジタル信号からアナログ信号への）変換器により実現することができる。
【００６６】
第二復調ユニット63：相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得る。そのうち、該第一復調ユニット63は、複数のSlepian信号の匹配フィルタにより実現することができる。
【００６７】
第一並直列変換ユニット64：前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を得る。
【００６８】
第二並直列変換ユニット65：前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を得る。
【００６９】
第三復調ユニット66：前記データ流に対して符号復調（即ち、コンスタレーション復調）を行い、送信データビットに対しての推定値を得る。
【００７０】
オプションで、本実施例では、該受信機600は更にSlepian信号生成ユニット67を含んでも良く、それは、Slepian信号を生成して前記第二復調ユニット63に提供するために用いられ、これにより、該第二復調ユニット63は該Slepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行うことができる。
【００７１】
本実施例における受信機により、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることもできる。
【実施例５】
【００７２】
本実施例は更にマルチキャリア通信システムを提供し、図7は該マルチキャリア通信システムのトポロジーを示す図である。図7に示すように、該マルチキャリア通信システムは送信機71及び受信機72を含む。
【００７３】
送信機71は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに分配し；
各サブキャリアに分配されたデータに対して直並列変換を行い；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して、和を求め；
各サブキャリアに対応する、和が求められた後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；
全てのサブキャリア上でのデータに対して和を求め、送信信号を形成する、
ように構成されても良い。
【００７４】
さらに、該送信機71は、Slepian信号を生成するように構成されても良く、これにより、前記送信機は、該Slepian信号を用いて、各サブキャリアに対応するデータを相互直交のSlepian信号に変調することができる。
【００７５】
本実施例では、該送信機71は実施例3の送信機により実現することができるので、ここでは詳しい説明を省略する。
【００７６】
受信機72は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を求め；
求められた疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得る、
ように構成されても良い。
【００７７】
さらに、該受信機72は、前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を取得し；前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を取得し；前記データ流に対して符号復調を行い、送信データビットに対しての推定値を得るように構成されても良い。
【００７８】
さらに、該受信機72は、Slepian信号を生成するように構成されても良く、これにより、前記受信機は、該Slepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行うことができる。
【００７９】
本実施例では、該受信機72は、実施例4の受信機により実現することができるので、ここでは詳しい説明を省略する。
【００８０】
本実施例におけるマルチキャリア通信システムにより、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることもできる。
【００８１】
以上、実施例1〜5に基づいて本発明の実施形態における方法、装置及びシステムについて説明したが、以下、本実施例のシステムを用いるシミュレーション結果について説明する。
【００８２】
1．シミュレーションパラメータ
チャネルがAWGN（additive  white  Gaussian  noise）チャネルであり、情報ビット流bについてQPSK変調を採用し；送信信号の搬送周波数f0=2.6GHzであり、端末の移動速度v=350km/hであるとすると、チャネルのコヒーレント時間は、
【数１９】
2016165110.tif 000031
である。
【００８３】
符号の長さT=Tc/3=0.4msであり、チャネルの時間遅延拡張σr=5μsであると、サブキャリア間隔Δf=1/1.5σr=0.13MHzであり、Slepianベースの時間帯域幅積λ=TΔf=53であり；また、各サブキャリア上で、トータルでこの53個の相互直交Slepian信号の前のNp=49個を採用し、サンプリング周波数が1.16μsであると、トータルでN=1033個のサンプリング点があり、正規化の帯域幅W=λ/2N=0.0256であり；また、信号帯域幅全体には整数個のサブキャリアがあることを保証するために、サブキャリア間隔Δfを
【数２０】
2016165110.tif 000032
に修正し、そのうち、
（外１１）
2016165110.tif 000033
は、aについて床関数用いて計算（切り捨て）することを示し；また、同様に、スペクトル効率の値も、
【数２１】
2016165110.tif 000034
に修正する。
【００８４】
2．帯域外への漏れ出しの比較
本発明の実施例によるSlepianベースのマルチキャリアシステムは、OFDMシステムに比べ、より小さい帯域外への漏れ出しを有する。具体的には、OFDMが採用する成形フィルタは矩形波であり、その周波数領域内での第１個目のサイドローブのピーク値は、メインローブのピーク値よりも僅かに13dBだけ低い。これに対して、Slepianベースのマルチキャリアシステムでは、上述のシミュレーションパラメータの下で、各次Slepian信号のメインローブのピークと、サイドローブのピーク値との差の変化範囲は、50dB〜280dBである。
【００８５】
3．符号誤り率の比較
図8は、本発明の実施例によるマルチキャリアシステムと、OFDMシステムとの符号誤り率を比較している。先ず、スペクトル効率η=1の時に、即ち、Slepianベースの全次信号をすべて成形フィルタとする時に、且つ、Eb/N0＜5dBの時に、本発明の実施例によるマルチキャリアシステムと、OFDMシステムとは、同じ符号誤り率を有し；しかし、Eb/N0＞5dBの時に、本発明の実施例によるマルチキャリアシステムは、より高い符号誤り率を有する。
【００８６】
しかし、実際には、異なるOFDMシステム間の干渉を避けるために、依然として、保護間隔を予め保留する必要があり、例えば、LTEシステムでは、システムのスペクトル効率η=0.9である。図8のシミュレーション結果から分かるように、同様のスペクトル効率η=0.9の条件の下で、OFDMシステムと比べ、本発明の実施例によるSlepianベースのマルチキャリアシステムは、より低い符号誤り率を有する。
【００８７】
図9は、サブキャリアオフセットが存在する時に、本発明の実施例によるマルチキャリアシステムと、OFDMシステムとの符号誤り率を比較している。そのうち、εは、サブキャリア周波数オフセットと、サブキャリア間隔との比を表し、即ち、相対サブキャリアオフセットである。図9のシミュレーション結果から分かるように、η=0.9、ε=0.05の時に、本発明の実施例によるSlepianベースのマルチキャリアシステムは、より低い符号誤り率を有する。
【００８８】
本発明の実施例は更にコンピュータ可読プログラムを提供し、そのうち、送信機中で前記プログラムを実行する時に、前記プログラムは、コンピュータに、前記送信機中で実施例1に記載の方法を実行させる。
【００８９】
本発明の実施例は更にコンピュータ可読プログラムを記憶した記憶媒体を提供し、そのうち、前記コンピュータ可読プログラムは、コンピュータに、送信機中で実施例1に記載の方法を実行させる。
【００９０】
本発明の実施例は更にコンピュータ可読プログラムを提供し、そのうち、受信機中で前記プログラムを実行する時に、前記プログラムは、コンピュータに、前記受信機中で実施例2に記載の方法を実行させる。
【００９１】
本発明の実施例は更にコンピュータ可読プログラムを記憶した記憶媒体を提供し、そのうち、前記コンピュータ可読プログラムは、コンピュータに、受信機中で実施例2に記載の方法を実行させる。
【００９２】
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこのような実施形態に限定されず、本発明の趣旨を離脱しない限り、本発明に対するあらゆる変更は本発明の技術的範囲に属する。
【図１】
2016165110.tif 000035
【図２】
2016165110.tif 000036
【図３】
2016165110.tif 000037
【図４】
2016165110.tif 000038
【図５】
2016165110.tif 000039
【図６】
2016165110.tif 000040
【図７】
2016165110.tif 000041
【図８】
2016165110.tif 000042
【図９】
2016165110.tif 000043
【手続補正書】
【提出日】平成28年7月19日(2016.7.19)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア通信システムにおける送信機であって、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を得るための第一変調ユニット；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当てるための第一直並列変換ユニット；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行うための第二直並列変換ユニット；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調するための第二変調ユニット；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して、和を計算するための第一計算ユニット；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調するための第三変調ユニット；及び
全てのサブキャリア上でのデータに対して和を計算し、送信信号を形成するための第二計算ユニットを含む、送信機。
【請求項２】
請求項1に記載の送信機であって、更に、
Slepian信号を生成して前記第二変調ユニットに提供するためのSlepian信号生成ユニットを含み、
前記第二変調ユニットは、前記Slepian信号を用いて、各サブキャリアに対応するデータを相互直交のSlepian信号に変調する、送信機。
【請求項３】
マルチキャリア通信システムにおける受信機であって、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を計算するための計算ユニット；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行うための第一復調ユニット；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得るための第二復調ユニットを含む、受信機。
【請求項４】
請求項3に記載の受信機であって、更に、
前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を得るための第一並直列変換ユニット；
前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を得るための第二並直列変換ユニット；及び
前記データ流に対して符号復調を行い、送信データビットに対しての推定値を得るための第三復調ユニットを含む、受信機。
【請求項５】
請求項4に記載の受信機であって、更に、
Slepian信号を生成して前記第二復調ユニットに提供するためのSlepian信号生成ユニットを含み、
前記第二復調ユニットは、前記Slepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行う、受信機。
【請求項６】
マルチキャリア通信システムであって、
送信機及び受信機を含み、
前記送信機は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当て；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して、和を計算し；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；及び
全てのサブキャリア上でのデータに対して和を計算し、送信信号を形成するように構成され、
前記受信機は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を計算し；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得るように構成される、システム。
【請求項７】
請求項6に記載のシステムであって、
前記送信機は、更に、
Slepian信号を生成するように構成され、
前記送信機は、前記Slepian信号を用いて、各サブキャリアに対応するデータを相互直交のSlepian信号に変調する、システム。
【請求項８】
請求項6に記載のシステムであって、
前記受信機還は、更に、
前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を取得し；
前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を取得し；及び
前記データ流に対して符号復調を行い、送信データビットに対しての推定値を得るように構成される、システム。
【請求項９】
請求項8に記載のシステムであって、
前記受信機は、更に、
Slepian信号を生成するように構成され、
前記受信機は、前記Slepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行う、システム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信技術分野に関し、特に、データ伝送方法、データ復調方法、装置及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
今まで十数年の間に、移動通信データ及び応用の飛躍的な発展を満たすために、マルチキャリア伝送技術は、既にブロードバンド無線通信システムに幅広く用いられている。マルチキャリアシステムの最大の特徴は、マルチパスフェージングを有効に改善させることができ、また、かなり高いスペクトル効率を有するということである。OFDM（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）は、マルチキャリアシステム中の最も主流な技術であり、また、既に、第4世代移動通信システム（4G）、WLAN（Wireless  Local  Area  Networks）、DAB（Digital  Audio  Broadcasting）などに応用されている。しかし、OFDMには依然として幾つかの欠点、例えば、かなり大きな帯域外への漏れ出しを有し、サブキャリア周波数オフセットに敏感であるなどの欠点が存在する。
【０００３】
OFDMが比較的大きな帯域外への漏れ出しを有する主な原因は、OFDMが矩形波を採用してその成形フィルタとし、矩形波の周波数スペクトル波形の第１個目のサイドローブのピーク値がメインローブのピーク値よりも僅かに13dBほど低いので、比較的大きな周波数スペクトルの漏れ出しを引き起こすということである。周波数スペクトルの漏れ出しを低減するために、矩形フィルタの代わりに、滑らかなエッジを有するフィルタ、例えば、レイズドコサインフィルタを用いることができる。しかし、滑らかなエッジを有するフィルタは、帯域外への漏れ出しを低減することができると同時に、スペクトル効率も下げてしまう。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来技術に存在する問題を解決するために、本発明の目的は、帯域外への漏れ出しを低減することできるだけではなく、スペクトル効率を下げることもないデータ伝送方法、データ復調方法、装置及びシステムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第一側面によれば、データ伝送方法が提供され、該方法は、マルチキャリア通信システムにおける送信機に用いられ、そのうち、前記方法は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当て；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータの和を計算し；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；及び
全てのサブキャリア上でのデータの和を計算し、送信信号を形成することを含む。
【０００６】
本発明の第二側面によれば、データ復調方法が提供され、該方法は、マルチキャリア通信システムにおける受信機に用いられ、そのうち、前記方法は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列のMoore-Penrose疑似逆行列を計算し；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得ることを含む。
【０００７】
本発明の第三側面によれば、マルチキャリア通信システムにおける送信機が提供され、そのうち、前記送信機は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を得るための第一変調ユニット；
変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当てるための第一直並列変換ユニット；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行うための第二直並列変換ユニット；
各サブキャリアに対応するデータ変調を相互直交のSlepian信号に変調するための第二変調ユニット；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータの和を計算するための第一計算ユニット；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調するための第三変調ユニット；及び
全てのサブキャリア上でのデータの和を計算し、送信信号を形成するための第二計算ユニットを含む。
【０００８】
本発明の第四側面によれば、マルチキャリア通信システムにおける受信機が提供され、そのうち、前記受信機は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列のMoore-Penrose疑似逆行列を計算するための計算ユニット；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行うための第一復調ユニット；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得るための第二復調ユニットを含む。
【０００９】
本発明の第五側面によれば、マルチキャリア通信システムが提供され、前記マルチキャリア通信システムは、送信機及び受信機を含み、そのうち、
前記送信機は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当て；
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータの和を計算し；
各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；及び
全てのサブキャリア上でのデータの和を計算し、送信信号を形成するように構成され、
前記受信機は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列のMoore-Penrose疑似逆行列を計算し；
計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；及び
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得るように構成される。
【００１０】
本発明の有益な効果は、上述のような方法、装置又はシステムにより、帯域外への漏れ出しを低減することができると同時に、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることもできるということである。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例1のデータ伝送方法のフローチャートである。
【図２】アナログ回路により実施例1の方法を実現する送信機の機能ブロック図である。
【図３】実施例2のデータ復調方法のフローチャートである。
【図４】アナログ回路により実施例2の方法を実現する受信機の機能ブロック図である。
【図５】実施例3の送信機の構成図である。
【図６】実施例4の受信機の構成図である。
【図７】実施例5のマルチキャリア通信システムの構成図である。
【図８】符号誤り率（BER）の比較を示す図である。
【図９】符号誤り率（BER）の比較を示すもう一つの図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、添付した図面を参照しながら、本発明を実施するための形態を詳しく説明する。
【００１３】
スペクトル効率を下げないことを保証するために、本発明は、Slepian信号に基づく（Slepianベース）データ伝送方法、データ復調方法、装置及びシステムを提案し、これにより、帯域外への漏れ出しを低減することができ、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることができる。
【００１４】
本発明の実施形態をより明確にするために、以下、先ず、Slepianベースの原理について簡単に紹介する。Slepianベースは、連続Slepianベース及び離散Slepianベースを含む。
【００１５】
連続形式のSlepianベースは、PSWF（Prolate  Spheroidal  Wave  Function、PSWF）であり、PSWFは、一つの制限付き信号が時間域上で占用する最小幅を与えている。任意の時間間隔T＞0及び帯域幅B＞0について、PSWFは、次のような性質を満足する実数値関数Ψ0(t)、Ψ1(t)、Ψ2(t)、…である。
【００１６】
(1)任意のtについて、Ψi(t)は、次の方程式の実数解である。
【数１】
2016165110.tif 000044
【００１７】
そのうち、λiは、公式1の正の実数特徴値（real  eigenvalue（固有値とも言う））であり、且つλ0＞λ1＞…を満足し、また、前の2TB個の特徴値は1に非常に接近し、残りの特徴値は、0に迅速に至り、パラメータ2TBは、時間帯域幅積（time-bandwidth  product）と称される。
【００１８】
(2)関数Ψi(t)は、帯域幅がξB=[-B,B]に制限され、且つ実数領域上では直交正規化のものであり、即ち、
【数２】
2016165110.tif 000045
である。
【００１９】
(3)時間間隔0≦t≦Tにおいて、関数Ψi(t)は、直交化のものであり、即ち、
【数３】
2016165110.tif 000046
である。
【００２０】
上述の(2)及び(3)の性質は、PSWFが制限付き信号であり、双直交化のものであり、即ち、実数領域全体及び有限時間間隔0≦t≦T内で直交化のものであることを示す。よって、一つの帯域幅制限信号f(t)は、
【数４】
2016165110.tif 000047
に近似することができ、そのうち、
【数５】
2016165110.tif 000048
であり、且つ、J≧2TBである。
【００２１】
また、Slepianベースの離散形式は、DPSS（Discrete  Prolate  Spheroidal  Sequence、DPSS）であり、DPSSは、次の方程式の実数解である。
【数６】
2016165110.tif 000049
【００２２】
そのうち、k=0,1,…,N-1であり、n=0,±1,±2,…であり、0＜W＜1/2は、正規化の帯域幅である。DPSSは、正規化の関数であり、即ち、
【数７】
2016165110.tif 000050
である。
【００２３】
PSWFと同様に、DPSSも、双直交化のものであり、即ち、
【数８】
2016165110.tif 000051
である。
【００２４】
そのうち、i=0,1,…,N-1であり、j=0,1,…,N-1である。よって、一つの制限付きシーケンスhnは、
【数９】
2016165110.tif 000052
に近似することができ、そのうち、
【数１０】
2016165110.tif 000053
であり、且つJ≧2NWであり、n=0,1,2,…である。
【００２５】
以下、図面を参照しながら、本発明の具体的な実施例について説明する。本発明の実施例では、送信信号の搬送周波数をfoとし、端末の移動速度をvとすると、チャネルのコヒーレント時間は、
【数１１】
2016165110.tif 000054
である。
【００２６】
各サブキャリア上でのチャネルがスローフェージングチャネルであるようにさせるために、信号の符号の長さTはTcよりも小さいことを要し、例えば、T=Tc/5とする。チャネルの時間遅延拡張をσrとし、各サブキャリア上でのチャネルが平坦フェージングチャネルであるようにさせるために、サブキャリアの間隔ΔfはΔf＜1/σrを満足すべきであり、例えば、Δf=1/3σrとする。そうすると、Slepianベースの時間帯域幅積は、
【数１２】
2016165110.tif 000055
である。
【００２７】
サンプリング間隔をTsとすれば、一つの符号内では、N=T/Ts個のサンプリング値がある。時間帯域幅積がλであるSlepianベースには、λ個の相互直交のSlepian信号Ψk(t)があり、そのうち、Ψk(t)の性質は、上述と同様である。本発明の実施例では、前のNp≦λ個のSlepian信号を選択して各サブキャリア上での互に重ね合わせる成形フィルタとすると、マルチキャリアシステムのスペクトル効率は、
【数１３】
2016165110.tif 000056
である。
【実施例１】
【００２８】
本実施例はデータ伝送方法を提供し、該方法はマルチキャリア通信システムの送信機に用いることができ、図1は該方法のフローチャートであり、図1に示すように、該方法は次のステップを含み、即ち、
ステップ101：伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
ステップ102：前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当て；
ステップ103：各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い；
ステップ104：各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
ステップ105：同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して和を計算し；
ステップ106：各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；
ステップ107：全てのサブキャリア上でのデータに対して和を求め、送信信号を形成する。
【００２９】
本実施例では、ステップ104において、Slepian信号により構成された成形フィルタを用いて、各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調する。本実施例では、Slepian信号の前のNp≦λ個の信号を使用して各サブキャリア上での互に重ね合わせる成形フィルタとすることができる。
【００３０】
本実施例では、該方法はアナログ回路により実現することができ、デジタル回路により実現することもでき、以下、それぞれ説明する。
【００３１】
図2は、アナログ回路により本実施例の方法を実現する該送信機の一つの実施方式の構成図である。図2に示すように、本実施例では、先に、Nb×1の情報ビット流bに対してコンスタレーション変調を行う（ステップ101）で、Na×1の変調符号データ流aを得る。そのうち、本実施例は、コンスタレーションによる変調の方法に限定されず、例えば、BPSK、QPSK、8PSK、16QAMなどの変調方法は全て本実施例に用いることができる。
【００３２】
次に、変調符号に対して直並列変換を行うことで、データを異なるサブキャリアに割り当て（ステップ102）、例えば、直列の変調符号、例えば、変調されたデータ流aに対して直並列変換を行うことで、それをNc個の並列サブキャリアに割り当て、Np×1のデータ流alを取得し、そのうち、l=1,…,Ncであり、且つ、Na=Nc×Npである。
【００３３】
その後、各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行い（ステップ103）、言い換えると、データ流alに対して第二回の直並列変換を行い、Np個の並列データal,kを取得し、そのうち、k=0,…,Np-1である。図2に示すように、本実施例では、各サブキャリアに分配されたデータ流alに対して第二回の直並列変換を行うことで、各サブキャリアに対応するNp個の並列データal,kを得ることができる。
【００３４】
次に、各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し（ステップ104）、例えば、データal,kについて、時間帯域幅積がλである第k次Slepian信号Ψk(t)を用いて変調することで、信号al,kΨk(t)を得ることができる。図2に示すように、本実施例では、前のNp個のSlepian信号、即ち、Ψ0(t),…,ΨNp-1(t)を、各サブキャリア上での互に重ね合わせる成形フィルタとし、そのうち、Np≦λである。
【００３５】
その後、同一サブキャリアに対応するが、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して和を求め（ステップ105）、即ち、Slepianベースにより変調された信号al,kΨk(t)に対して、kについて和を計算する。図2に示すように、各サブキャリアに対応して、複数の変調信号が存在し、該複数の変調信号は、異なる次数のSlepian信号により変調されたものであり、該複数の変調された信号に対して和を求めることで、該サブキャリアに対応する信号を得ることができる。
【００３６】
次に、各サブキャリアに対応する、和が計算された後のデータを、対応するサブキャリアに変調し（ステップ106）、図2に示すように、Slepianベースにより変調された信号al,kΨk(t)に対して、kについて和を求め、そして、第l個目のサブキャリアe-j2πlΔftに変調することで、第l個目のサブキャリアの信号、即ち、
【数１４】
2016165110.tif 000057
を得ることができる。
【００３７】
最後に、全てのサブキャリア上でのデータsl(t)に対して和を求めることで、次のように送信信号を形成し（ステップ107）、即ち、
【数１５】
2016165110.tif 000058
である。
【００３８】
また、本実施例のSlepianベースのマルチキャリアシステムのデジタル実現方法では、同様に、先に、Nb×1の情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行うことで、Na×1の符号データ流aを取得し；その後、データ流aについて列に従って再び配列し、一つのNc×Npの行列Aを形成し；一つの時間帯域幅積がλであり、且つ次元数がNp×NであるSlepianベースΨを生成し、そのうち、Np≦λであり；一つのNc×Nのサブキャリア行列Eを生成し、そのうち、第l行、第n列の要素の値はel,n=e-j2πlΔfnTsであり；N×1の送信信号s=diag((AΨ)TE)を生成し、そのうち、x=diag(X)は、N×N行列Xの対角要素を取って、一つのN×1のベクトルxを構成することを表し、該ベクトルxは、送信信号である。
【００３９】
本実施例における方法により、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセットについてのロバスト性を向上させることもできる。
【実施例２】
【００４０】
本実施例はデータ復調方法を提供し、該方法はマルチキャリア通信システムの受信機に用いることができ、図3は該方法のフローチャートであり、図3に示すように、該方法は次のステップを含み、即ち、
ステップ301：送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を計算し；
ステップ302：計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；
ステップ303：相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得る。
【００４１】
本実施例では、送信側の変調符号の推定値を得ると、これに基づいて、送信データのビットに対しての推定値を得ることができる。これは、一つの実施方式では、次のステップ304〜306により実現することができるが、本実施例はこれに限定されない。図3に示すように、そのうち、
ステップ304：前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を取得し；
ステップ305：前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を取得し；
ステップ306：前記データ流に対して符号復調を行い、送信データビットに対しての推定値を得る。
【００４２】
本実施例では、該方法は同様に、アナログ回路により実現することができ、デジタル回路により実現することもでき、以下、それぞれ説明する。
【００４３】
図4は、アナログ回路により本実施例の方法を実現する該受信機の一つの実施方式の構成図である。図4に示すように、本実施例では、先ず、送信側のサブキャリア信号e-j2πlΔftを、一つのNc×Nのサブキャリア行列Eとし、第l行、第n列の要素の値はel,n=e-j2πlΔfnTsであり、そのうち、l=1,…,Ncである。
【００４４】
その後、送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を求め（ステップ301）、即ち、行列EのMoore-Penrose疑似逆行列G=E+を計算し、そのうち、行列Gの次元数は、N×Ncである。
【００４５】
次に、計算された疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い（ステップ302）、即ち、図4に示すように、行列Gの第l列が復調サブキャリア信号gl(t)を形成し、そして、gl(t)を用いて受信信号r(t)に対してサブキャリア復調を行うことで、信号
【数１６】
2016165110.tif 000059
を得ることができる。
【００４６】
その後、相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して符号復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を取得し（ステップ303）、即ち、図4に示すように、整合フィルタの方法で、さらに信号yl(t)に対してSlepianベースの復調を行い、変調符号al,kに対しての推定値、即ち、
【数１７】
2016165110.tif 000060
を得ることができる。
【００４７】
本実施例では、図4に示すように、また、並列データ流
（外１）
2016165110.tif 000061
に対して並直列変換を行い、Nc個の異なるサブキャリアに対応する並列データ流
（外２）
2016165110.tif 000062
を取得し（ステップ304）、その後、該並列データ流
（外３）
2016165110.tif 000063
に対して第二回の並直列変換を行い、データ流
（外４）
2016165110.tif 000064
を取得し（ステップ305）、最後に、該データ流
（外５）
2016165110.tif 000065
に対して符号復調、例えば、16QAM復調を行い、Nb×1の復調情報ビット流
（外６）
2016165110.tif 000066
を取得することもできる。
【００４８】
また、本実施例のSlepianベースのマルチキャリアシステムのデジタル実現方法では、受信信号をN×1のベクトルrとし、送信側のサブキャリア行列Eに対して疑似逆行列を求め、次元数がN×Ncである行列G=E+を取得し、そして、変調符号に対しての推定値、即ち、
【数１８】
2016165110.tif 000067
を計算し、そのうち、DIAG(x)は、N×1のベクトルxをN×Nの対角行列とすることを表し、且つ、Xn,n=xnを満足し；その後、Nc×Npの行列
（外７）
2016165110.tif 000068
について列に従って再び配列し、Nb×1のベクトル推定値
（外８）
2016165110.tif 000069
を形成し；最後に、Nb×1の
（外９）
2016165110.tif 000070
に対してコンスタレーション復調を行い、次元数がNb×1である情報流
（外１０）
2016165110.tif 000071
を得ることができる。
【００４９】
本実施例における方法により、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることもできる。
【実施例３】
【００５０】
本実施例はマルチキャリア通信システムにおける送信機を提供し、該送信機が問題を解決する原理は実施例1の方法と同様であるので、その具体的な実施は実施例1の方法の実施を参照することができ、内容が同じ記載は省略される。
【００５１】
図5は、本実施例の送信機500の構成図である。図5に示すように、該送信機500は、第一変調ユニット51、第一直並列変換ユニット52、第二直並列変換ユニット53、第二変調ユニット54、第一計算ユニット55、第三変調ユニット56、及び第二計算ユニット57を含む。
【００５２】
第一変調ユニット51：伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得する。
【００５３】
第一直並列変換ユニット52：前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに割り当てる。
【００５４】
第二直並列変換ユニット53：各サブキャリアに割り当てられたデータに対して直並列変換を行う。
【００５５】
第二変調ユニット54：各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調する。そのうち、該第二変調ユニット54は、複数のSlepian信号の成形フィルタにより実現することができる。
【００５６】
第一計算ユニット55：同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して、和を求める。そのうち、該第一計算ユニット55は、複数の加算器により実現することができる。
【００５７】
第三変調ユニット56：各サブキャリアに対応する、和が求められた後のデータを、対応するサブキャリアに変調する。そのうち、該第三変調ユニット56は、複数の乗算器により実現することができる。
【００５８】
第二計算ユニット57：全てのサブキャリア上でのデータに対して和を求め、送信信号を形成する。そのうち、該第二計算ユニット57は、一つの加算器により実現することができる。
【００５９】
オプションで、本実施例では、該送信機500は更にSlepian信号生成ユニット58を含んでも良く、それは、Slepian信号を生成して前記第二変調ユニット54に提供するために用いられ、これにより、該第二変調ユニット54は、該Slepian信号を成形フィルタとして用い、各サブキャリアに対応するデータを相互直交のSlepian信号に変調することができる。
【００６０】
本実施例では、該送信機500の各構成部はアナログ回路により実現することができ、デジタル回路により実現することもできる。
【００６１】
本実施例における送信機により、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることができる。
【実施例４】
【００６２】
本実施例はマルチキャリア通信システムにおける受信機を提供し、該受信機が問題を解決する原理は実施例2の方法と同様であるので、その具体的な実施は実施例2の方法の実施を参照することができ、内容が同じ記載は省略される。
【００６３】
図6は、本実施例の受信機600の構成図である。図6に示すように、該受信機600は、計算ユニット61、第一復調ユニット62、及び第二復調ユニット63を含み、オプションで、該受信機600は更に、第一並直列変換ユニット64、第二並直列変換ユニット65、及び第三復調ユニット66を含む。
【００６４】
計算ユニット61：送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を求める。
【００６５】
第一復調ユニット62：計算ユニット61が求めた疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行う。そのうち、該第一復調ユニット62は、複数のDA（デジタル信号からアナログ信号への）変換器により実現することができる。
【００６６】
第二復調ユニット63：相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得る。そのうち、該第二復調ユニット63は、複数のSlepian信号の匹配フィルタにより実現することができる。
【００６７】
第一並直列変換ユニット64：前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を得る。
【００６８】
第二並直列変換ユニット65：前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を得る。
【００６９】
第三復調ユニット66：前記データ流に対して符号復調（即ち、コンスタレーション復調）を行い、送信データビットに対しての推定値を得る。
【００７０】
オプションで、本実施例では、該受信機600は更にSlepian信号生成ユニット67を含んでも良く、それは、Slepian信号を生成して前記第二復調ユニット63に提供するために用いられ、これにより、該第二復調ユニット63は該Slepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行うことができる。
【００７１】
本実施例における受信機により、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることもできる。
【実施例５】
【００７２】
本実施例は更にマルチキャリア通信システムを提供し、図7は該マルチキャリア通信システムのトポロジーを示す図である。図7に示すように、該マルチキャリア通信システム700は送信機71及び受信機72を含む。
【００７３】
送信機71は、
伝送待ちデータの情報ビット流に対してコンスタレーション変調を行い、前記伝送待ちデータの変調符号を取得し；
前記変調符号に対して直並列変換を行い、データを異なるサブキャリアに分配し；
各サブキャリアに分配されたデータに対して直並列変換を行い；
各サブキャリアに対応する並列データを複数の相互直交のSlepian信号に変調し；
同一サブキャリアに対応する、異なるSlepian信号に変調されたデータに対して、和を求め；
各サブキャリアに対応する、和が求められた後のデータを、対応するサブキャリアに変調し；
全てのサブキャリア上でのデータに対して和を求め、送信信号を形成する、
ように構成されても良い。
【００７４】
さらに、該送信機71は、Slepian信号を生成するように構成されても良く、これにより、前記送信機は、該Slepian信号を用いて、各サブキャリアに対応するデータを相互直交のSlepian信号に変調することができる。
【００７５】
本実施例では、該送信機71は実施例3の送信機により実現することができるので、ここでは詳しい説明を省略する。
【００７６】
受信機72は、
送信側の各サブキャリア信号により形成された行列に対して、Moore-Penrose疑似逆行列を求め；
求められた疑似逆行列の各列により形成されたアナログ信号を用いて、受信信号に対してサブキャリア復調を行い；
相互直交のSlepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行い、送信側の変調符号に対しての推定値を得る、
ように構成されても良い。
【００７７】
さらに、該受信機72は、前記変調符号の推定値に対して並直列変換を行い、異なるサブキャリアに対応する並列データ流を取得し；前記並列データ流に対して並直列変換を行い、データ流を取得し；前記データ流に対して符号復調を行い、送信データビットに対しての推定値を得るように構成されても良い。
【００７８】
さらに、該受信機72は、Slepian信号を生成するように構成されても良く、これにより、前記受信機は、該Slepian信号を用いて、各サブキャリア上での信号に対して整合フィルタ復調を行うことができる。
【００７９】
本実施例では、該受信機72は、実施例4の受信機により実現することができるので、ここでは詳しい説明を省略する。
【００８０】
本実施例におけるマルチキャリア通信システムにより、同一帯域幅上で相互直交のSlepian信号を重ね合わせることで、スペクトル効率を保証することができると同時に、帯域外への漏れ出しを低減することができ、また、サブキャリアオフセット対してのロバスト性を向上させることもできる。
【００８１】
以上、実施例1〜5に基づいて本発明の実施形態における方法、装置及びシステムについて説明したが、以下、本実施例のシステムを用いるシミュレーション結果について説明する。
【００８２】
1．シミュレーションパラメータ
チャネルがAWGN（additive  white  Gaussian  noise）チャネルであり、情報ビット流bについてQPSK変調を採用し；送信信号の搬送周波数f0=2.6GHzであり、端末の移動速度v=350km/hであるとすると、チャネルのコヒーレント時間は、
【数１９】
2016165110.tif 000072
である。
【００８３】
符号の長さT=Tc/3=0.4msであり、チャネルの時間遅延拡張σr=5μsであると、サブキャリア間隔Δf=1/1.5σr=0.13MHzであり、Slepianベースの時間帯域幅積λ=TΔf=53であり；また、各サブキャリア上で、トータルでこの53個の相互直交Slepian信号の前のNp=49個を採用し、サンプリング周波数が1.16μsであると、トータルでN=1033個のサンプリング点があり、正規化の帯域幅W=λ/2N=0.0256であり；また、信号帯域幅全体には整数個のサブキャリアがあることを保証するために、サブキャリア間隔Δfを
【数２０】
2016165110.tif 000073
に修正し、そのうち、
（外１１）
2016165110.tif 000074
は、aについて床関数用いて計算（切り捨て）することを示し；また、同様に、スペクトル効率の値も、
【数２１】
2016165110.tif 000075
に修正する。
【００８４】
2．帯域外への漏れ出しの比較
本発明の実施例によるSlepianベースのマルチキャリアシステムは、OFDMシステムに比べ、より小さい帯域外への漏れ出しを有する。具体的には、OFDMが採用する成形フィルタは矩形波であり、その周波数領域内での第１個目のサイドローブのピーク値は、メインローブのピーク値よりも僅かに13dBだけ低い。これに対して、Slepianベースのマルチキャリアシステムでは、上述のシミュレーションパラメータの下で、各次Slepian信号のメインローブのピークと、サイドローブのピーク値との差の変化範囲は、50dB〜280dBである。
【００８５】
3．符号誤り率の比較
図8は、本発明の実施例によるマルチキャリアシステムと、OFDMシステムとの符号誤り率を比較している。先ず、スペクトル効率η=1の時に、即ち、Slepianベースの全次信号をすべて成形フィルタとする時に、且つ、Eb/N0＜5dBの時に、本発明の実施例によるマルチキャリアシステムと、OFDMシステムとは、同じ符号誤り率を有し；しかし、Eb/N0＞5dBの時に、本発明の実施例によるマルチキャリアシステムは、より高い符号誤り率を有する。
【００８６】
しかし、実際には、異なるOFDMシステム間の干渉を避けるために、依然として、保護間隔を予め保留する必要があり、例えば、LTEシステムでは、システムのスペクトル効率η=0.9である。図8のシミュレーション結果から分かるように、同様のスペクトル効率η=0.9の条件の下で、OFDMシステムと比べ、本発明の実施例によるSlepianベースのマルチキャリアシステムは、より低い符号誤り率を有する。
【００８７】
図9は、サブキャリアオフセットが存在する時に、本発明の実施例によるマルチキャリアシステムと、OFDMシステムとの符号誤り率を比較している。そのうち、εは、サブキャリア周波数オフセットと、サブキャリア間隔との比を表し、即ち、相対サブキャリアオフセットである。図9のシミュレーション結果から分かるように、η=0.9、ε=0.05の時に、本発明の実施例によるSlepianベースのマルチキャリアシステムは、より低い符号誤り率を有する。
【００８８】
本発明の実施例は更にコンピュータ可読プログラムを提供し、そのうち、送信機中で前記プログラムを実行する時に、前記プログラムは、コンピュータに、前記送信機中で実施例1に記載の方法を実行させる。
【００８９】
本発明の実施例は更にコンピュータ可読プログラムを記憶した記憶媒体を提供し、そのうち、前記コンピュータ可読プログラムは、コンピュータに、送信機中で実施例1に記載の方法を実行させる。
【００９０】
本発明の実施例は更にコンピュータ可読プログラムを提供し、そのうち、受信機中で前記プログラムを実行する時に、前記プログラムは、コンピュータに、前記受信機中で実施例2に記載の方法を実行させる。
【００９１】
本発明の実施例は更にコンピュータ可読プログラムを記憶した記憶媒体を提供し、そのうち、前記コンピュータ可読プログラムは、コンピュータに、受信機中で実施例2に記載の方法を実行させる。
【００９２】
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこのような実施形態に限定されず、本発明の趣旨を離脱しない限り、本発明に対するあらゆる変更は本発明の技術的範囲に属する。