(57)【要約】【課題】ＡＭラジオノイズを抑制しつつ共振コンバータを小型化する。【解決手段】目標値を設定する手段４と、制御対象２を計測する手段３と、制御対象と目標値の偏差を誤差増幅する手段５と、増幅された誤差から操作量を決定する手段６と、操作量に応じて周波数を上げる・下げる・維持する動作のうちいずれか一つを決定する周波数変動決定手段７と、前記決定を受けて所定の周波数の倍数になる様に周波数を決定する周波数決定手段８と、操作量と決定された周波数から駆動信号を生成する手段９を持つことで、周波数変調とそれ以外の変調方法を組み合わせ、周波数変調を離散的に実行する。【選択図】図１
2016131414.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
目標値を設定する目標値設定手段と、
制御対象を計測する計測手段と、
前記目標値設定手段の出力値と前記計測手段の出力値の差を増幅する誤差増幅手段と、
前記誤差増幅手段で増幅された誤差の値に基づいて周波数を上げる・下げる・維持する動作のうちいずれか一つを決定する周波数変動決定手段と、
前記周波数変動決定手段の決定に基づいて所定の周波数の倍数になる様に周波数を決定する周波数決定手段と、
前記誤差増幅手段で増幅された誤差の値と前記周波数決定手段で決定された周波数に基づいて駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
を持つことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
目標値を設定する目標値設定手段と、
制御対象を計測する計測手段と、
前記目標値設定手段の出力値と前記計測手段の出力値の差を増幅する誤差増幅手段と、
前記誤差増幅手段で増幅された誤差の値に基づいて操作量を決定する操作量決定手段と、
前記操作量決定手段で決定された操作量に基づいて周波数を上げる・下げる・維持する動作のうちいずれか一つを決定する周波数変動決定手段と、
前記周波数変動決定手段の決定に基づいて所定の周波数の倍数になる様に周波数を決定する周波数決定手段と、
前記操作量決定手段で決定された操作量と前記周波数決定手段で決定された周波数に基づいて駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
を持つことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項３】
前記周波数変動決定手段は、前記増幅された誤差の値または前記操作量が所定の範囲を外れた時に、その外れた方向に応じて周波数を上げる、もしくは下げる動作を決定し、前記増幅された誤差の値または前記操作量が所定の範囲内にある時に周波数を維持する動作を決定することを特徴とする請求項１、または請求項２のスイッチング電源。
【請求項４】
前記駆動信号生成手段は、前記周波数決定手段で決定された周波数が上限周波数あるいは下限周波数であった時に、前記増幅された誤差の値または前記操作量を前記所定の範囲内に制約しないことを特徴とする請求項１、請求項２、または請求項３のスイッチング電源。
【請求項５】
前記周波数決定手段は、前記所定の周波数として９ｋＨｚあるいは１０ｋＨｚのいずれか一つを選択できることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、または請求項４のスイッチング電源。
【請求項６】
前記駆動信号生成手段は位相シフト変調を用いて駆動信号を生成することを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、または請求項５のスイッチング電源。
【請求項７】
前記駆動信号生成手段はパルス幅変調を用いて駆動信号を生成することを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、または請求項５のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源の変調方法に関するものであり、特に周波数変調を離散的に実行する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直列共振コンバータを制御するための変調方法としては周波数変調を用いた方法が良く知られている。直列共振コンバータの一例を図３に示す。ＭＯＳＦＥＴ１２、ＭＯＳＦＥＴ１３、ＭＯＳＦＥＴ１４、ＭＯＳＦＥＴ１５がブリッジ接続され、その直流入力に直流電源１１が、その交流出力にチョーク１７、チョーク１８とコンデンサ１６からなる共振回路１９が接続されている。トランス２０の一次巻線がチョーク１８に並列に接続され、トランス２０の二次巻線にはダイオード２１、ダイオード２２、ダイオード２３、ダイオード２４がブリッジ接続された整流回路の交流入力が接続されている。整流回路の直流出力にはコンデンサ２５が接続され、その両端には負荷２６が接続されている。
【０００３】
このコンバータに含まれる共振回路１９のインピーダンスは周波数によって変化する。したがって、この直列共振コンバータのスイッチング周波数を変化させると、共振回路１９を通過するエネルギーを変化させることができる。これが周波数変調を用いて直列共振コンバータを制御できる理由である。
【０００４】
非特許文献１では、このコンバータの周波数を変えた時に入力電圧と出力電圧の比がどのように変化するのかが明らかにされている。入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏ、負荷抵抗をＲＬ、チョーク１７のインダクタンスをＬｒ、チョーク１８のインダクタンスをＬｍ、コンデンサ１６のキャパシタンスをＣｒ、チョーク１７のインダクタンスＬｒとコンデンサ１６のキャパシタンスＣｒの共振周波数をｆｒ、スイッチング周波数をｆ、トランスの巻数比をｎ：１とすると入出力電圧比ｎＶｏ／Ｖｉｎは以下の数式で表される。
【０００５】
【数１】
2016131414.tif 000003
【０００６】
この式を使うとスイッチング周波数を変えた時に入出力電圧比がどう変化するのかがわかる。図４は負荷抵抗ＲＬを３０Ω、チョーク１７のインダクタンスＬｒを１０μＨ、チョーク１８のインダクタンスＬｍを１００μＨ、コンデンサ１６のキャパシタンスＣｒを０．３３μＦ、トランスの巻数比ｎを１とした時のスイッチング周波数と入出力電圧比の関係を表したものである。
【０００７】
直列共振コンバータの場合、ゼロ電圧スイッチングを実現する為に共振周波数よりも高いスイッチング周波数が使われることが一般的である。上記の定数ではチョーク１７のインダクタンスＬｒとコンデンサ１６のキャパシタンスＣｒの共振周波数は約８７．６ｋＨｚであり、その時の入出力電圧比は１である。図４から明らかなように、共振周波数より高い周波数領域では周波数を上げるほど入出力電圧比が低下する。これは入力電圧が一定であれば出力電圧が低下することを意味する。すなわち一定の出力電圧を維持するためには、出力電圧が低すぎる時は周波数を下げ、出力電圧が高すぎる時は周波数を上げる動作となる。
【０００８】
さてスイッチング電源は高電圧・大電流をスイッチング周波数で切り替えるという動作原理上、スイッチング周波数の高調波成分のノイズを発生させる問題がある。このノイズがＡＭラジオに影響を与えない様にするために、搬送波の周波数間隔の倍数にスイッチング周波数を設定する方法が特許文献１で示されている。
【０００９】
しかしながら直列共振コンバータを周波数変調で制御する場合、入力電圧や負荷の変動に応じてスイッチング周波数が連続的に変わる為に、搬送波の周波数間隔の倍数を外れることになる。したがって上記のノイズ対策を使えない問題があった。
【００１０】
一方、直列共振コンバータを周波数変調以外の変調方法を使って制御する方法もある。共振回路１９に印加する電圧の実効値を増やせば共振回路１９を通過するエネルギーが増え、電圧の実効値を減らせばエネルギーが減ることを利用すれば良い。そのためにはＭＯＳＦＥＴ１２、ＭＯＳＦＥＴ１３、ＭＯＳＦＥＴ１４、ＭＯＳＦＥＴ１５からなるブリッジ回路をパルス幅変調する、あるいは位相シフト変調する方法が考えられる。ここでは位相シフト変調を用いて説明する。
【００１１】
説明のため、直列共振コンバータをバッテリーチャージャーに応用した場合を考える。図３に図示した回路において入力電圧４００Ｖ、チョーク１７のインダクタンスＬｒが８．５μＨ、チョーク１８のインダクタンスＬｍが２０４．６μＨ、コンデンサ１６のキャパシタンスＣｒが０．３３μＦ、トランスの巻数比が１１０：９７である時に、スイッチング周波数ｆを９０ｋＨｚ、位相シフト量を０度、出力電圧Ｖｏを３５０Ｖとすると３３００Ｗの電力が出力される。この時のコンデンサ１６の電流波形を図５に示す。実効値は９．９８４Ａｒｍｓである。
【００１２】
バッテリーを放電して出力電圧が３００Ｖまで低下してから再度充電する。ここで周波数変調をかけた場合のコンデンサ１６の電流波形を図６に示す。周波数は１９２．１ｋＨｚ、コンデンサ１６の電流は１１．４０Ａｒｍｓとなった。
【００１３】
周波数変調ではなく、スイッチング周波数ｆは９０ｋＨｚのままで位相シフト変調をかけた場合のコンデンサ１６の電流波形を図７に示す。コンデンサ１６の電流は１４．９８Ａｒｍｓとなった。
【００１４】
コンデンサ１６の電流は共振回路１９を流れるだけではなくＭＯＳＦＥＴ１２、ＭＯＳＦＥＴ１３、ＭＯＳＦＥＴ１４、ＭＯＳＦＥＴ１５からなるブリッジ回路、トランス２０、ダイオード２１、ダイオード２２、ダイオード２３、ダイオード２４からなるブリッジ回路、コンデンサ２５にもその全部または一部が流れる。したがってこの電流の実効値が大きいと、この電流が流れる各部品で導通損失が大きくなり、放熱性能を上げる為に冷却部品の大型化が必要になって、この回路を使っている製品の大型化を招く。またこの電流のピーク値が大きいと、この電流が流れる各部品は定格電流の大きなものを使わなければならず、やはり大型化につながる。
したがって図６の周波数変調と図７の位相シフト変調を比べれば明らかなように、位相シフト変調には製品を大型化させる問題があった。
【００１５】
ここに挙げた例はわずか５０Ｖの出力電圧変動にすぎないが、例えば１００セルのリチウムイオン電池を放電終止２．５Ｖ／セル、充電終止４．２Ｖ／セルで使った場合、出力電圧は２５０Ｖから４２０Ｖまで１７０Ｖも変動する。したがって周波数変調と位相シフト変調の差はさらに大きなものになる。
【００１６】
この様に周波数変調には特許文献１で示されるノイズ対策が使えない問題が、位相シフト変調には製品の大型化を招く問題があった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】T. Duerbaum, “First harmonic approximation including design constraints,” in INTELEC - Twentieth International Telecommunications Energy Conference (Cat. No.98CH36263), 1998, pp. 321-328.
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２００３−１８８２９号公報
【発明の概要】
【００１９】
本発明は周波数変調とそれ以外の変調方法を組み合わせ、周波数変調を離散的に実行することで上記の課題を解決する。
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
従来の変調方法は、例えば周波数変調の場合はスイッチング周波数の高調波成分のノイズがＡＭラジオに影響を与えない様にするために、搬送波の周波数間隔の倍数にスイッチング周波数を設定する手法が使えず、位相シフト変調の場合は出力電圧が変動した時に回路各部の実効値電流やピーク電流が大きくなって製品の大型化を招く問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の第一のスイッチング電源は、目標値を設定する手段と、制御対象を計測する手段と、制御対象と目標値の偏差を誤差増幅する手段と、増幅された誤差から操作量を決定する手段と、操作量に応じて周波数を上げる・下げる・維持する動作のうちいずれか一つを決定する周波数変動決定手段と、前記決定を受けて所定の周波数の倍数になる様に周波数を決定する手段と、操作量と決定された周波数から駆動信号を生成する手段を持つことを特徴とする。なお操作量を決定する手段は省略することも可能である。
【００２２】
本発明の第二のスイッチング電源は、操作量あるいは増幅された誤差の値が所定の範囲を外れた時に、その外れた方向に応じて周波数を上げる、もしくは下げる動作を決定し、操作量あるいは増幅された誤差の値が所定の範囲内にある時に周波数を維持する動作を決定する周波数変動決定手段を持つことを特徴とする。
【００２３】
本発明の第三のスイッチング電源は、上限あるいは下限周波数の時に、駆動信号を生成する手段が操作量あるいは増幅された誤差を所定の範囲内に制約しないことを特徴とする。
【００２４】
本発明の第四のスイッチング電源は、所定の周波数として９ｋＨｚあるいは１０ｋＨｚのいずれか一つを選択できることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明のスイッチング電源には、次の効果がある。
【００２６】
第一に、スイッチング周波数がＡＭラジオ搬送波の周波数間隔の倍数になるように離散的に周波数変調することで、スイッチング周波数の高調波成分のノイズがＡＭラジオ受信機に与える影響をなくすことができる。
例えば日本向けの製品の場合は９ｋＨｚの倍数に（９０ｋＨｚ、９９ｋＨｚ、１０８ｋＨｚ…）、米国向けの製品の場合は１０ｋＨｚの倍数になる様に（９０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、１１０ｋＨｚ…）スイッチング周波数を選択すれば良い。
【００２７】
第二に、スイッチング周波数を周波数変調した場合の周波数に近づけた状態から位相シフト変調など別の変調をするので操作量が少なくて済み、共振電流の実効値とピーク値を低い状態に抑えることができる。したがって製品の大型化を避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は本発明に係る変調方法の一実施例である。
【図２】図２は本発明に係る変調方法の他の実施例である。
【図３】図３は直列共振コンバータの一例を表す回路図である
【図４】図４は図３のコンバータを周波数変調した場合に、入出力電圧比がどのように変化するかを表す特性図である。
【図５】図５は出力電圧３５０Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数９０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図６】図６は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１９２．１ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図７】図７は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数９０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図８】図８は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１００ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図９】図９は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１１０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１０】図１０は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１２０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１１】図１１は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１３０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１２】図１２は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１４０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１３】図１３は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１５０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１４】図１４は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１６０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１５】図１５は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１７０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１６】図１６は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１８０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１７】図１７は出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗ、スイッチング周波数１９０ｋＨｚ時のコンデンサ１６の電流波形である。
【図１８】図１８は負荷が重くなった時の周波数と位相シフト量の時間的変動を表す図である。
【図１９】図１９は負荷が軽くなった時の周波数と位相シフト量の時間的変動を表す図である。
【図２０】図２０は周波数を切替える位相シフト量を１８０度から６０度に変更した場合の周波数と位相シフト量の時間的変動を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかである。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【実施例１】
【００３０】
（実施例１の構成）
図１は本発明の第一のスイッチング電源の変調方法を表すブロック図である。制御対象２を計測手段３で計測し、目標値設定手段４の出力との偏差を誤差増幅手段５で増幅している。増幅された誤差から操作量決定手段６で操作量を決め、その結果を受けて周波数変動決定手段７で変動の有無と方向を決め、周波数決定手段８で決定した周波数と操作量から駆動信号生成手段９で駆動信号１０を生成している。
【００３１】
（実施例１の動作）
制御対象２は装置の目的によって異なるが、一般的なスイッチング電源では出力電圧になり、バッテリーチャージャーの場合は出力電流になる。
【００３２】
計測手段３は色々な例が考えられるが、制御対象が電圧の場合は後段の誤差増幅手段５が扱えるような適切な電圧レベルに変換するために分圧・増幅する電圧変換手段が考えられ、制御対象が電流の場合は電流電圧変換手段が考えられる。デジタル制御の場合はＡ／Ｄ変換手段が含まれる。制御対象２と変調手段１を電気的に絶縁する必要がある場合は、絶縁手段も含まれる。
いずれの場合にせよ、計測手段３によって計測された制御対象２のデータは、アナログ制御の場合は電圧などの形で、デジタル制御の場合はデジタルデータの形で出力される。
【００３３】
目標値設定手段４によって設定される目標値は、固定値の場合もあり状況によって値が変わる場合もある。例えばアナログ制御で固定値の場合、目標値設定手段４は基準電圧源となる。デジタル制御の場合は、記憶手段から読みだしたデジタル値を出力する場合や、通信手段によって送られた外部装置からの要求値を出力する場合がある。また状況によって値が変わる例としては、バッテリーを定電力充電する場合があるが、その場合目標値となる出力電流は「出力電圧÷バッテリー電圧」で算出される。
いずれの場合にせよ、目標値設定手段４によって設定される目標値は、アナログ制御の場合は電圧などの形で、デジタル制御の場合はデジタルデータの形で出力される。
【００３４】
誤差増幅手段５によって、計測手段３の出力と目標値設定手段４の出力の偏差が増幅される。アナログ制御の場合は差動増幅回路による演算が、デジタル制御の場合はＰＩ制御・ＰＩＤ制御等の演算式を用いた数値演算が実行される例が考えられる。
【００３５】
誤差増幅手段５の出力は操作量決定手段６に入力される。操作量決定手段６の出力となる操作量は、駆動信号生成手段９で使う変調方式によって異なる意味の値となるが、例えばパルス幅変調の場合はパルス幅、位相シフト変調の場合は位相シフト量になる。
なお操作量決定手段６を省略し、誤差増幅手段５の出力を周波数変動決定手段７と駆動信号生成手段９に直接入力することも可能である。その場合のブロック図を図２に示す。
操作量は増幅された誤差から決まるので、操作量を使うことは間接的に増幅された誤差を使うことに等しく、両者の本質的な動作は変わらない。アナログ制御の場合、操作量決定手段６は省略されることが多く、デジタル制御の場合は演算された操作量がデジタルデータの形で出力される。
【００３６】
誤差増幅手段５の出力、あるいは操作量決定手段６の出力は周波数変動決定手段７に入力される。周波数変動決定手段７は操作量、あるいは増幅された誤差の値に応じて周波数を上げる・下げる・維持する動作のうちいずれか一つを決定する。
周波数を変動させる場合は、誤差の絶対値が小さくなる方向に変動させる。例えば駆動信号１０が図３で示す直列共振コンバータのＭＯＳＦＥＴ１２、ＭＯＳＦＥＴ１３、ＭＯＳＦＥＴ１４、ＭＯＳＦＥＴ１５を駆動する場合、前述したように周波数を上げるほど出力電圧が低下する領域で動作させることから、出力電圧が高すぎる誤差の場合は周波数を上げる方向に変動させ、出力電圧が低すぎる誤差の場合は周波数を下げる方向に変動させる。
【００３７】
周波数変動決定手段７の出力は周波数決定手段８に入力される。周波数決定手段８は、周波数を上げる指示の場合、現在の周波数に所定の値を加算して次の周波数とし、周波数を下げる指示の場合、現在の周波数から所定の値を減算して次の周波数とする。周波数を維持する指示の場合、現在の周波数を次の周波数とする。
アナログ制御の場合、周波数は例えばキャリア三角波の形で出力され、デジタル制御の場合は周波数がデジタルデータの形で出力される。
【００３８】
誤差増幅手段５あるいは操作量決定手段６の出力と周波数決定手段８の出力が駆動信号生成手段９に入力される。例えばアナログ制御でパルス幅変調を用いる場合、駆動信号生成手段９は比較回路で構成される。デジタル制御の場合は計数回路や比較回路を組み合わせて所定の駆動信号９を生成する回路に対してデジタルデータを与える。
【００３９】
（実施例１の効果）
本発明の第一のスイッチング電源の変調方法によれば、周波数が連続的ではなく離散的に変動するので、適切な周波数を選ぶことで特許文献１に示されている様にスイッチング周波数の高調波成分のノイズがＡＭラジオ受信機に与える影響をなくすことができる。
【００４０】
またスイッチング周波数を周波数変調した場合の周波数に近づけた状態から位相シフト変調など別の変調をかけるので操作量が少なくて済み、共振電流の実効値とピーク値を低い状態に抑えることができる。したがって製品の大型化を避けることができる。このことを、具体的な波形例を示して説明する。
【００４１】
図３に図示した回路において、前述の回路定数で、入出力条件を入力電圧４００Ｖ、出力電圧３００Ｖ、出力電力３３００Ｗに統一してコンデンサ１６の電流波形がどのように改善されるのかを示す。
周波数変調した場合の実効値電流は図６に示す通り１１．４０Ａｒｍｓであり、この時のスイッチング周波数は１９２．１ｋＨｚである。
スイッチング周波数を９０ｋＨｚとして位相シフト変調した時の実効値電流は、図７に示す通り１４．９８Ａｒｍｓである。
【００４２】
図８はスイッチング周波数を１００ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１４．３３Ａｒｍｓに減った。
【００４３】
図９はスイッチング周波数を１１０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１３．７９Ａｒｍｓに減った。
【００４４】
図１０はスイッチング周波数を１２０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１３．３０Ａｒｍｓに減った。
【００４５】
図１１はスイッチング周波数を１３０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１２．９２Ａｒｍｓに減った。
【００４６】
図１２はスイッチング周波数を１４０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１２．５４Ａｒｍｓに減った。
【００４７】
図１３はスイッチング周波数を１５０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１２．２２Ａｒｍｓに減った。
【００４８】
図１４はスイッチング周波数を１６０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１１．９６Ａｒｍｓに減った。
【００４９】
図１５はスイッチング周波数を１７０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１１．６９Ａｒｍｓに減った。
【００５０】
図１６はスイッチング周波数を１８０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１１．４７Ａｒｍｓに減った。
【００５１】
図１７はスイッチング周波数を１９０ｋＨｚとして位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流波形である。実効値電流は１１．３７Ａｒｍｓに減った。
【００５２】
以上の様に同じ入出力条件でも、周波数を変えずに位相シフト変調した時のコンデンサ１６の電流が１４．９８Ａｒｍｓであるのに対して、離散的周波数変調と位相シフト変調を組み合わせると１１．３７Ａｒｍｓまで減らすことができる。この電流は共振回路だけではなく他の部品にもその一部または全部が流れるので、それらの部品の導通損失を減らすことができ、冷却部品の大型化を避けることができる。またピーク電流が下がるので部品の定格電流を上げずに済み、それによっても製品の大型化を防ぐことができる。
【００５３】
ここでは位相シフト変調と組み合わせる例を示したが、パルス幅変調と組み合わせてもほぼ同じ効果を得られる。両者の違いは共振電流がピーク値からゼロに近い値に戻る時間がパルス幅変調の方が多少短い程度なので、電流波形がほとんど変わらないからである。
【実施例２】
【００５４】
（実施例２の構成）
本発明の第二のスイッチング電源の変調方法のブロック図は第一の変調方法と変わらないが、周波数変動決定手段７の動作が異なる。本発明の第二のスイッチング電源の変調方法における周波数変動決定手段７は、操作量あるいは増幅された誤差の値が所定の範囲を外れた時に、その外れた方向に応じて周波数を上げる、もしくは下げる動作を決定し、操作量あるいは増幅された誤差の値が所定の範囲内にある時に周波数を維持する動作を決定する。
【００５５】
（実施例２の動作）
図１８は負荷が重くなった時の周波数と位相シフト量の時間的変動を表す図である。
最初、周波数１３０ｋＨｚで動作しており、時間と共に位相シフト量が減って出力電力を増やしている。位相シフト量が０度に達すると、それ以上出力電力を増やせないので周波数を１２０ｋＨｚに下げるとともに位相シフト量を１８０度に変更する。その後、位相シフト変調で制御し、位相シフト量が０度に達すると周波数を下げるという動作を繰り返して、定常状態に達する。
【００５６】
負荷が重くなる場合は図１８の動作で良いのだが、負荷が軽くなる時はこの方法では周波数が切替わらない問題がある。このことを図１９で説明する。
図１９は負荷が軽くなった時の周波数と位相シフト量の時間的変動を表す図である。９０ｋＨｚで動作しており、時間と共に位相シフト量が増えて出力電力を減らしているが、位相を１８０度ずらせば無負荷まで対応できるので、全く周波数が切替わらないままで定常状態に達する。これでは周波数が下がる一方で、上がることはない。
【００５７】
この問題は周波数を切替える位相シフト量を変更することで対処できる。このことを図２０で説明する。
図２０は周波数を切替える位相シフト量を１８０度から６０度に変更した場合の周波数と位相シフト量の時間的変動を表す図である。最初は９０ｋＨｚで動作しており、時間と共に位相シフト量が増えて出力電力を減らしている。位相シフト量が６０度に達した時点でまだ定常状態に達していないため、周波数が１００ｋＨｚに上がるとともに位相シフト量を０度に戻している。以下、同じことを繰り返して周波数１１０ｋＨｚで定常状態に達している。
【００５８】
（実施例２の効果）
以上の説明の様に、操作量あるいは増幅された誤差の値が所定の範囲を外れた時に、その外れた方向に応じて周波数を上げる、もしくは下げる動作を決定し、操作量あるいは増幅された誤差の値が所定の範囲内にある時に周波数を維持する動作を決定することで、離散的周波数変調と他の変調方法を組み合わせて変調することができる。
【００５９】
図７から図１７を見ればわかるように、周波数は周波数変調した時の周波数１９２．１ｋＨｚにより近づけたほうが、電流の実効値とピーク値を減らす意味で望ましい。その為には周波数を切替える上限位相シフト量を６０度からさらに下げればよい。
【００６０】
位相シフト変調は離散的周波数変調と組み合わせる他の変調方法の一例であり、例えばパルス幅変調など他の変調方法と組み合わせることも可能である。パルス幅変調の場合の変調量はパルス幅であるが、パルス幅はなるべく大きい方が電流の実効値を小さくする意味で望ましいので、上限パルス幅ではなく下限パルス幅を制約すべきであるなど、変調方法に合わせたアレンジは必要である。
しかしながら操作量あるいは増幅された誤差の値が所定の範囲を外れた時に、その外れた方向に応じて周波数を上げる、もしくは下げる動作を決定し、操作量あるいは増幅された誤差の値が所定の範囲内にある時に周波数を維持する動作を決定する動作は、位相シフト変調でもパルス幅変調でも変わらない。
【実施例３】
【００６１】
（実施例３の構成）
本発明の第三のスイッチング電源の変調方法のブロック図は第一の変調方法と変わらないが、上限あるいは下限周波数の時に駆動信号生成手段９が操作量あるいは増幅された誤差を所定の範囲内に制約しない点が異なる。
【００６２】
（実施例３の動作）
位相シフト変調と組み合わせた場合について説明する。
周波数が上限周波数に達した場合に位相シフト量を１８０度ではなく例えば６０度に制約すると、図３の回路定数にもよるが無負荷に対応できない恐れがある。その場合は、上限周波数で動作している時のみ位相シフト量の上限を１８０度とすれば良い。
【００６３】
（実施例３の効果）
周波数は周波数変調した時の周波数により近づけたほうが、電流の実効値とピーク値を減らす意味で望ましく、その為には周波数を切替える上限位相シフト量は小さい方が望ましい。しかし上限位相シフト量が小さいと、周波数が上限周波数に達した場合に無負荷に対応できない可能性が高まる。
上限周波数で動作している時のみ位相シフト量の上限を１８０度とすれば、上限位相シフト量を充分小さくしつつ、無負荷まで確実に制御することができる。
【実施例４】
【００６４】
（実施例４の構成）
本発明の第四のスイッチング電源の変調方法のブロック図は第一の変調方法と変わらないが、周波数決定手段８の所定の周波数が９ｋＨｚあるいは１０ｋＨｚのいずれか一つに限定されている点が異なる。
【００６５】
（実施例４の動作）
周波数決定手段８の所定の周波数が９ｋＨｚあるいは１０ｋＨｚのいずれか一つに限定されているため、決定された周波数は９ｋＨｚの倍数あるいは１０ｋＨｚの倍数に限定される。
【００６６】
（実施例４の効果）
しかしながら特許文献１に示されている様に、世界のＡＭラジオの放送用搬送波は、その周波数間隔が９ｋＨｚあるいは１０ｋＨｚの二つに分かれているので、この二つのどちらかを選択できれば、全世界でスイッチング周波数の高調波成分のノイズがＡＭラジオに影響を与えない様にする目的を達成することができる。
【００６７】
なおこれまでの説明で直列共振コンバータを例に挙げてきたが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば並列共振を利用したコンバータや、あるいは複数の共振回路を利用したコンバータであっても、周波数変調とそれ以外の変調方法を組み合わせて制御する事さえできれば、本発明を利用して同等の効果を得られる。
【符号の説明】
【００６８】
１  変調手段
２  制御対象
３  計測手段
４  目標値設定手段
５  誤差増幅手段
６  操作量決定手段
７  周波数変動決定手段
８  周波数決定手段
９  駆動信号生成手段
１０  駆動信号
１１  直流電源
１２−１５  ＭＯＳＦＥＴ
１６  コンデンサ
１７  チョーク
１８  チョーク
１９  共振回路
２０  トランス
２１−２４  ダイオード
２５  コンデンサ
２６  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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