(57)【要約】【課題】従来技術では、高周波電力を反転信号の生成に利用できない。【解決手段】入力信号を反転させた信号である反転信号を生成する信号反転装置は、ノーマリーオントランジスタと、負電圧を生成する負電圧生成部と、出力端子と、を備え、前記ノーマリーオントランジスタの第１端は、電流源と接続され、前記出力端子は、前記ノーマリーオントランジスタの第１端と前記電流源との間に接続され、前記入力信号と前記負電圧とが合成された信号である駆動信号が前記ノーマリーオントランジスタの導通制御端子に入力されることで、前記ノーマリーオントランジスタがオンオフ駆動され、前記ノーマリーオントランジスタのオンオフ動作に応じて、前記出力端子から前記反転信号が出力され、前記負電圧生成部は、高周波電力を整流することで、前記負電圧を生成する。【選択図】図１
2016140065.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を反転させた信号である反転信号を生成する信号反転装置であって、
ノーマリーオントランジスタと、
負電圧を生成する負電圧生成部と、
出力端子と、を備え、
前記ノーマリーオントランジスタの第１端は、電流源と接続され、
前記出力端子は、前記ノーマリーオントランジスタの第１端と前記電流源との間に接続され、
前記入力信号と前記負電圧とが合成された信号である駆動信号が前記ノーマリーオントランジスタの導通制御端子に入力されることで、前記ノーマリーオントランジスタがオンオフ駆動され、
前記ノーマリーオントランジスタのオンオフ動作に応じて、前記出力端子から前記反転信号が出力され、
前記負電圧生成部は、高周波電力を整流することで、前記負電圧を生成する、
信号反転装置。
【請求項２】
前記反転信号は、前記電流源に応じて決まる出力電圧を有し、
前記入力信号がＨｉｇｈレベルである期間においては、前記駆動信号がＨｉｇｈレベルとなり前記ノーマリーオントランジスタがオン状態となることで、前記出力端子から前記出力電圧は出力されず、
前記入力信号がＬｏｗレベルである期間においては、前記駆動信号がＬｏｗレベルとなり前記ノーマリーオントランジスタがオフ状態となることで、前記出力端子から前記出力電圧が出力される、
請求項１に記載の信号反転装置。
【請求項３】
前記負電圧生成部は、前記高周波電力が入力される信号端子と、接地端子と、ダイオードと、インダクタと、キャパシタと、を備え、
前記信号端子と前記インダクタの第１端とが、第１接続点で接続され、
前記ノーマリーオントランジスタの導通制御端子と前記インダクタの第２端とが、第２接続点で接続され、
前記ノーマリーオントランジスタの第２端は、前記接地端子と接続され、
前記キャパシタは、第２接続点と、前記ノーマリーオントランジスタの第２端と前記接地端子とを結ぶ経路と、の間に接続され、
前記ダイオードのアノードは、第１接続点に接続され、
前記ダイオードのカソードは、前記ノーマリーオントランジスタの第２端と前記接地端子とを結ぶ経路に接続される、
請求項１または２に記載の信号反転装置。
【請求項４】
前記キャパシタと前記インダクタとにより、ローパスフィルタが構成され、
前記ローパスフィルタは、前記負電圧生成部の出力端が高周波電力の周波数のショート点となる値に、設定される、
請求項３に記載の信号反転装置。
【請求項５】
前記インダクタに替えて、インダクタンス成分を有する伝送線路を備える、
請求項３に記載の信号反転装置。
【請求項６】
前記キャパシタと前記伝送線路とにより、ローパスフィルタが構成され、
前記ローパスフィルタは、前記負電圧生成部の出力端が高周波電力の周波数のショート点となる値に、設定される、
請求項５に記載の信号反転装置。
【請求項７】
前記負電圧生成部は、第２のキャパシタを備え、
前記第２のキャパシタは、前記信号端子と前記インダクタの第１端との間に配置される、
請求項３または４に記載の信号反転装置。
【請求項８】
レベルシフト部を備え、
前記レベルシフト部は、前記入力信号の電圧レベルを変化させ、
前記駆動信号は、前記レベルシフト部により電圧レベルが変化された前記入力信号と前記負電圧とが合成された信号である、
請求項１〜７のいずれかに記載の信号反転装置。
【請求項９】
抵抗成分を有する素子を備え、
前記抵抗成分を有する素子は、電圧源と前記出力端子と間に接続される、
請求項１〜８のいずれかに記載の信号反転装置。
【請求項１０】
前記抵抗成分を有する素子は、トランジスタであり、
前記トランジスタの第１端は、前記電圧源と接続され、
前記トランジスタの第２端は、前記出力端子と接続され、
前記トランジスタの導通制御端子は、前記トランジスタの第２端と接続される、
請求項９に記載の信号反転装置。
【請求項１１】
前記トランジスタのゲート幅は、前記ノーマリーオントランジスタのゲート幅よりも小さい、
請求項１０に記載の信号反転装置。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれかに記載の信号反転装置と、
第１共鳴結合器と、第２共鳴結合器と、
変調部と、
高周波電力生成部と、
を備え、
前記変調部は、前記入力信号に応じて、前記高周波電力生成部からの高周波電力を変調して第１変調信号を生成し、前記第１共鳴結合器に前記第１変調信号を供給し、
前記変調部は、前記反転信号に応じて、前記高周波電力生成部からの高周波電力を変調して第２変調信号を生成し、前記第２共鳴結合器に前記第２変調信号を供給し、
前記高周波電力生成部は、前記負電圧生成部に、高周波電力を供給し、
前記負電圧生成部は、前記高周波電力生成部から供給された高周波電力を整流することで前記負電圧を生成する、
電力伝送装置。
【請求項１３】
第１整流部と、第２整流部と、を備え、
前記第１整流部は、前記第１共鳴結合器により絶縁伝送された前記第１変調信号を整流することで、正電圧である第１出力信号を生成し、
前記第２整流部は、前記第２共鳴結合器により絶縁伝送された前記第２変調信号を整流することで、負電圧である第２出力信号を生成し、
前記第１出力信号と前記第２出力信号とを合成した出力信号を出力する、
請求項１２に記載の電力伝送装置。
【請求項１４】
第１整流部と、第２整流部と、第３整流部と、第３共鳴結合器と、出力選択回路と、第３のキャパシタと、を備え、
前記高周波電力生成部は、前記第３共鳴結合器に、高周波電力を供給し、
前記第１整流部は、前記第１共鳴結合器により絶縁伝送された前記第１変調信号を整流することで、第１出力信号を生成し、
前記第２整流部は、前記第２共鳴結合器により絶縁伝送された前記第２変調信号を整流することで、第２出力信号を生成し、
前記第３整流部は、前記第３共鳴結合器により絶縁伝送された第３変調信号を整流することで、第３出力信号を生成し、
前記第３のキャパシタは、前記第３出力信号が供給されることにより、電荷が充電され、
前記出力選択回路は、前記第１出力信号と前記第２出力信号とに応じて、前記第３のキャパシタの電荷を出力するか否かを選択する、
請求項１２に記載の電力伝送装置。
【請求項１５】
発振器の出力端子から出力される高周波電力から、トランジスタの導通制御端子に入力される負電圧を、生成する負電圧生成回路であって、
前記高周波電力が入力される信号端子と、接地端子と、ダイオードと、インダクタと、キャパシタと、を備え、
前記信号端子と前記インダクタの第１端とが、第１接続点で接続され、
前記トランジスタの導通制御端子と前記インダクタの第２端とが、第２接続点で接続され、
前記トランジスタの第２端は、前記接地端子と接続され、
前記キャパシタは、第２接続点と、前記トランジスタの第２端と前記接地端子とを結ぶ経路と、の間に接続され、
前記ダイオードのアノードは、第１接続点に接続され、
前記ダイオードのカソードは、前記トランジスタの第２端と前記接地端子とを結ぶ経路に接続され、
前記発振器の前記出力端子と前記信号端子とが接続されている、
負電圧生成回路。
【請求項１６】
前記インダクタとして、伝送線路を備える、
請求項１５に記載の負電圧生成回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、信号を反転する信号反転装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、特許文献１には、高周波電力を利用した電力伝送装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開第２０１３／０６５２５４号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来技術では、高周波電力を反転信号の生成に利用できない。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本開示の信号反転装置は、入力信号を反転させた信号である反転信号を生成する信号反転装置であって、ノーマリーオントランジスタと、負電圧を生成する負電圧生成部と、出力端子と、を備え、前記ノーマリーオントランジスタの第１端は、電流源と接続され、前記出力端子は、前記ノーマリーオントランジスタの第１端と前記電流源との間に接続され、前記入力信号と前記負電圧とが合成された信号である駆動信号が前記ノーマリーオントランジスタの導通制御端子に入力されることで、前記ノーマリーオントランジスタがオンオフ駆動され、前記ノーマリーオントランジスタのオンオフ動作に応じて、前記出力端子から前記反転信号が出力され、前記負電圧生成部は、高周波電力を整流することで、前記負電圧を生成する。
【発明の効果】
【０００６】
本開示であれば、高周波電力を反転信号の生成に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】実施の形態１における信号反転装置１０００の概略構成を示す図である。
【図２】入力信号と駆動信号と負電圧と反転信号の生成例を示す図である。
【図３】電流の流れを示す図である。
【図４】実施の形態１における信号反転装置１０００の具体的な構成の一例を示す図である。
【図５】実施の形態１における信号反転装置１０００の具体的な構成の別の一例を示す図である。
【図６】図５に示す回路構成での動作シミュレーション結果を示す図である。
【図７】ノーマリーオントランジスタ１００１のゲート端子の電圧波形を示す図である。
【図８】実施の形態２における電力伝送装置２０００および電力伝送装置３０００の概略構成を示す図である。
【図９】実施の形態２における電力伝送装置２０００の具体的な構成例を示す図である。
【図１０】共鳴結合器の一例を示す図である。
【図１１】第１整流部３１０１および第２整流部３１０２の一例を示す図である。
【図１２】実施の形態３における電力伝送装置４０００の概略構成を示す図である。
【図１３】出力選択部６０の一例であるハーフブリッジ回路の動作例を説明するための図である。
【図１４】トランジスタのゲート・ソース間電圧と第３のキャパシタ５０の電荷との関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、本開示の実施の形態が、図面を参照しながら説明される。
【０００９】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１における信号反転装置１０００の概略構成を示す図である。
【００１０】
実施の形態１における信号反転装置１０００は、入力信号を反転させた信号である反転信号を生成する。
【００１１】
実施の形態１における信号反転装置１０００は、ノーマリーオントランジスタ１００１と、負電圧生成部１００２と、出力端子１００３と、を備える。
【００１２】
負電圧生成部１００２は、負電圧を生成する。
【００１３】
ノーマリーオントランジスタ１００１の第１端（例えば、ドレイン端子）は、電流源１１００と接続される。
【００１４】
出力端子１００３は、ノーマリーオントランジスタ１００１の第１端と電流源１１００との間に接続される。
【００１５】
入力信号と負電圧とが合成された信号である駆動信号がノーマリーオントランジスタ１００１の導通制御端子（例えば、ゲート端子）に入力される。これにより、ノーマリーオントランジスタ１００１がオンオフ駆動される。
【００１６】
ノーマリーオントランジスタ１００１のオンオフ動作に応じて、出力端子１００３から反転信号が出力される。
【００１７】
負電圧生成部１００２は、高周波電力を整流することで、負電圧を生成する。
【００１８】
以上の構成によれば、高周波電力を利用する装置（例えば、後述の電力伝送装置）において、その高周波電力を反転信号の生成にも利用できる。これにより、これにより、例えば、反転信号生成回路を構成するために、別途、半導体ＩＣなどを用いる必要がなくなる。この結果、高周波電力を利用する装置（例えば、後述の電力伝送装置）の構成を簡略化・小型化することができる。また、ノーマリーオフトランジスタを利用せずに、ノーマリーオントランジスタ（ディプレッション型トランジスタ）を用いて、反転信号を生成することができる。これにより、例えば、ｎ型半導体かつノーマリーオン型の化合物半導体のＨＦＥＴ（Ｈｅｔｅｒｏ−ＦＥＴ）を用いて、論理回路を形成することができる。したがって、高周波電力を利用する装置（例えば、後述の電力伝送装置）と当該信号反転装置とを、容易に集積化することができる。
【００１９】
なお、上述の高周波電力は、例えば、後述する実施の形態２にて説明される、高周波電力生成部により生成される電力であってもよい。
【００２０】
図２は、入力信号と駆動信号と負電圧と反転信号の生成例を示す図である。
【００２１】
図３（ａ）は、図２の期間Ｔ１における電流の流れを示す図である。図３（ｂ）は、図２の期間Ｔ２における電流の流れを示す図である。
【００２２】
図２に示されるように、反転信号は、電流源１１００に応じて決まる出力電圧を有する。
【００２３】
図２の期間Ｔ１に示されるように、入力信号がＨｉｇｈレベルである期間においては、駆動信号はＨｉｇｈレベルとなる。
【００２４】
このとき、図３（ａ）に示されるように、期間Ｔ１においては、ノーマリーオントランジスタ１００１がオン状態となる。このとき、出力端子１００３から出力電圧は出力されない。
【００２５】
一方、図２の期間Ｔ２に示されるように、入力信号がＬｏｗレベルである期間においては、駆動信号はＬｏｗレベルとなる。
【００２６】
このとき、図３（ｂ）に示されるように、期間Ｔ２においては、ノーマリーオントランジスタ１００１がオフ状態となる。このとき、出力端子１００３から出力電圧が出力される。
【００２７】
以上の構成によれば、入力信号に応じて、所望の出力電圧を有する反転信号を、生成することができる。
【００２８】
図４は、実施の形態１における信号反転装置１０００の具体的な構成の一例を示す図である。
【００２９】
図４に示される構成例は、下記の構成を有する。
【００３０】
負電圧生成部１００２は、信号端子１４１と、接地端子１４２と、ダイオード１２１と、インダクタ１２２と、キャパシタ１２３と、を備える。
【００３１】
信号端子１４１には、高周波電力が入力される。
【００３２】
信号端子１４１とインダクタ１２２の第１端とが、第１接続点で接続される。
【００３３】
ノーマリーオントランジスタ１００１の導通制御端子とインダクタ１２２の第２端とが、第２接続点で接続される。
【００３４】
ノーマリーオントランジスタ１００１の第２端（例えば、ソース端子）は、接地端子１４２と接続される。
【００３５】
キャパシタ１２３は、第２接続点と、ノーマリーオントランジスタ１００１の第２端と接地端子１４２とを結ぶ経路と、の間に接続される。
【００３６】
ダイオード１２１のアノードは、第１接続点に接続される。
【００３７】
ダイオード１２１のカソードは、ノーマリーオントランジスタ１００１の第２端と接地端子１４２とを結ぶ経路に接続される。
【００３８】
以上の構成によれば、少数の部品にて、信号反転装置を構成できる。したがって、高周波電力を利用する装置（例えば、後述の電力伝送装置）と当該信号反転装置とを、容易に集積化することができる。また、ローパスフィルタを集中定数部品で構成することが可能になるため、負電圧生成部の小型化が可能となる。
【００３９】
図４に示される構成例では、キャパシタ１２３とインダクタ１２２とにより、ローパスフィルタが構成される。
【００４０】
なお、実施の形態１の変形例としては、インダクタ１２２に替えて（インダクタ１２２として）、インダクタンス成分を有する伝送線路を備えていてもよい。この場合、キャパシタ１２３と当該伝送線路とにより、ローパスフィルタが構成される。
【００４１】
以上の構成によれば、ローパスフィルタを分布定数で構成することが可能となる。このため、より高周波帯（例えば、ミリ波帯等）を用いた場合であっても、低損失なフィルターを構成することができる。
【００４２】
なお、ローパスフィルタは、負電圧生成部１００２の出力端が高周波電力の周波数のショート点となる値に、設定されてもよい。
【００４３】
以上の構成によれば、高周波電力を、負電圧生成部の出力端において、反射させることができる。このため、負電圧生成部の入力部（信号端子）における高周波信号の電圧値を、入力される高周波電力の電圧値の約２倍とすることができる。したがって、ダイオードにより、高効率に、高周波電力を整流することができる。
【００４４】
なお、実施の形態１の負電圧生成回路（例えば、負電圧生成部１００２）は、発振器の出力端子から出力される高周波電力から、トランジスタの導通制御端子に入力される負電圧を、生成する負電圧生成回路であってもよい。このとき、高周波電力は空間放射されず、発振器の出力端子と負電圧生成回路の信号端子とが接続されていてもよい。すなわち、負電圧生成回路は、発振器から出力された高周波電力を、アンテナ等の空間伝搬を行う素子を介さずに、直接、信号端子１４１へ伝送してもよい。
【００４５】
以上の構成によれば、長距離の空間伝搬で高周波電力を減衰することがない。その結果、高効率な変換が可能となる。
【００４６】
ダイオード１２１としては、負電圧生成部１００２においてマイクロ波帯での整流特性が必要となる場合には、ショットキーバリアダイオードが使用されてもよい。このとき、ダイオード１２１として、ＧａＮを用いたショットキーバリアダイオードが使用されてもよい。ＧａＮを用いたショットキーバリアダイオードは、高周波特性、低Ｖｆ、低オン抵抗である。
【００４７】
図４に示される構成例では、負電圧生成部１００２は、第２のキャパシタ１２４を備える。
【００４８】
第２のキャパシタ１２４は、信号端子１４１とインダクタ１２２の第１端との間に配置される。
【００４９】
以上の構成によれば、第２のキャパシタを、高周波整合のための高周波フィルターとして、動作させることができる。また、第２のキャパシタを、負電圧生成部により整流された直流電流を信号端子へ逆流させないための高周波フィルターとして、動作させることができる。また、第２のキャパシタの容量を調整することで、入力される高周波電力を最大化することができる。
【００５０】
図４に示される構成例では、信号反転装置１０００は、レベルシフト部１３０を備える。
【００５１】
レベルシフト部１３０は、入力信号の電圧レベルを変化させる。
【００５２】
このとき、駆動信号は、レベルシフト部１３０により電圧レベルが変化された入力信号と負電圧とが合成された信号である。
【００５３】
以上の構成によれば、例えば、高周波電力のレベル（生成される負電圧のレベル）に応じて、入力信号の電圧レベルを調整することができる。これにより、適切な駆動信号を生成し、ノーマリーオントランジスタに与えることができる。したがって、ノーマリーオントランジスタのオンオフ駆動を、より精度良く、実行することができる。
【００５４】
レベルシフト部１３０は、入力電圧信号の電圧振幅を調整する。これにより、負電圧にバイアスされたノーマリーオントランジスタ１００１が、適切なバイアスでオン状態にされる。
【００５５】
実施の形態１においては、１つ以上のダイオードを直列に接続して、レベルシフトしてもよい。
【００５６】
図４に示される構成例では、ダイオード１２５により、レベルシフト部１３０が構成されている。
【００５７】
図４の構成例におけるノーマリーオントランジスタ１００１が、例えば閾値が−２．５ＶのＧａＮのＨＦＥＴであるとする。このとき、負電圧生成部１００２で、ノーマリーオントランジスタ１００１を、−３Ｖ程度へバイアスし、オフ状態とする。
【００５８】
例えば、入力信号が５Ｖ／０Ｖの矩形波が入力される場合、そのまま入力してしまうと、ノーマリーオントランジスタ１００１のオン時のゲートバイアスは、＋２．５Ｖとなる。この電圧は、ノーマリーオントランジスタ１００１をオン状態とする十分な電圧である。しかし、この電圧では電流が流れすぎてしまうため、消費電力が大きくなってしまう。そこで、ダイオード１２５のＶｆで、入力信号の電圧を、２．５Ｖ付近まで落とす。この例では、ダイオードを３個直列に接続することで、適切なバイアスに調整した。
【００５９】
また、ダイオード１２５は、負電圧生成部１００２で作成した直流電流が、入力信号端子へ逆流することを防ぐ。
【００６０】
負電圧生成部１００２において、ショットキーバリアダイオードを使用する場合、ダイオード１２５もショットキーバリアダイオードであってもよい。これにより、これらを１つのプロセス内で作製することができる。
【００６１】
図４に示される構成例では、信号反転装置１０００は、抵抗成分を有する素子として、抵抗１４を備える。
【００６２】
抵抗１４は、電圧源Ｖｄｄと出力端子１００３と間に接続される。
【００６３】
以上の構成によれば、電圧源と抵抗といった簡単な部品により、電流源を構成することができる。
【００６４】
なお、電源電圧Ｖｄｄは、入力信号の電圧振幅と等しくてもよい。
【００６５】
図５は、実施の形態１における信号反転装置１０００の具体的な構成の別の一例を示す図である。
【００６６】
図５に示される構成例では、信号反転装置１０００は、抵抗成分を有する素子（例えば、負荷）として、トランジスタ１２を備える。
【００６７】
トランジスタ１２の第１端（例えば、ドレイン端子）は、電圧源Ｖｄｄと接続される。
【００６８】
トランジスタ１２の第２端（例えば、ソース端子）は、出力端子１００３とノーマリーオントランジスタ１００１の第１端（例えば、ドレイン端子）とに接続される。
【００６９】
トランジスタ１２の導通制御端子（例えば、ゲート端子）は、トランジスタ１２の第２端（例えば、ソース端子）と接続される。
【００７０】
以上の構成によれば、図４に示される抵抗１４を用いた構成と比較して、下記の効果を奏する。
【００７１】
すなわち、まず、トランジスタに流れる電流（出力電流）を一定にすることができる。つまり、電源電圧Ｖｄｄの変化に応じて消費電流が増大せず、消費電力の増加を抑制することができる。図４に示される抵抗１４を用いた構成では、電流源１１００から出力される電流は、オームの法則に基づいて、抵抗１４の値に左右される。このため、電圧源Ｖｄｄに高電圧が印加される場合は、消費電力が大きくなる。そこで、図５に示されるように、トランジスタ１２の第２端と導通制御端子を接続し、第２端と導通制御端子を導電位にする。これにより、電圧源Ｖｄｄに高電圧が印加される場合であっても、電流源１１００から出力される電流値は、一定となる。このため、消費電力を抑制することができる。
【００７２】
また、図４に示される抵抗１４を用いた構成では、出力端子１００３からの出力電圧は、抵抗１４による電圧降下を考慮した値である。このため、電流源１１００の設計が、複雑化する。一方で、図５に示されるトランジスタ１２を用いた構成では、トランジスタのオン抵抗は小さいため、電圧降下が小さい。このため、電圧源Ｖｄｄに印加した電圧を、例えば、そのまま出力することができる。このため、電流源１１００の設計を簡略化できる。
【００７３】
図５に示される構成例では、トランジスタ１２は、そのソース電極とドレイン電極とがショートされている。このとき、トランジスタ１２の電源電圧Ｖｄｄは、反転信号の電圧振幅とほぼ等しくなる。このため、電源電圧Ｖｄｄは、入力信号の電圧振幅と等しくてもよい。
【００７４】
なお、図５に示される構成例では、トランジスタ１２のゲート幅は、ノーマリーオントランジスタ１００１のゲート幅よりも小さくてもよい。
【００７５】
以上の構成によれば、電圧源Ｖｄｄから出力端子１００３またはノーマリーオントランジスタ１００１に流れる電流値を小さくできる。これにより、消費電力を低減することができる。また、ノーマリーオントランジスタ１００１のゲート幅を大きくし、オン抵抗を低減することで流れる電流が小さくなった場合であっても、ノーマリーオントランジスタ１００１での電圧降下を抑制することができる。このため、出力信号オフ時に余分な電圧が印加されることを防ぐことができる。
【００７６】
例えば、トランジスタ１２のゲート幅を１００μｍとし、ノーマリーオントランジスタ１００１のゲート幅を３０００μｍとしてもよい。
【００７７】
なお、トランジスタ１２は、ノーマリーオントランジスタであってもよい。
【００７８】
図６は、図５に示す回路構成での動作シミュレーション結果を示す図である。
【００７９】
このシミュレーションでは、高周波発振回路１４０から、負電圧生成部１００２の信号端子１４１へ、２．４ＧＨｚの高周波信号を、１５ｄＢｍ入力した。また、レベルシフト部１３０の入力端子１３１へ、ハイ・ロー（５Ｖ／０Ｖ）の信号を入力した（図６（ａ））。電圧源の電圧Ｖｄｄは、５Ｖに設定した。
【００８０】
図６（ｂ）は、このときの出力電圧波形を示す。電圧振幅５Ｖで、入力信号が反転されていることが確認された。
【００８１】
図７は、このときのノーマリーオントランジスタ１００１のゲート端子の電圧波形を示す図である。入力信号がオフ時には、ゲート電圧が負にバイアスされている。このとき、ノーマリーオントランジスタ１００１が完全にオフしている。
【００８２】
（実施の形態２）
図８は、実施の形態２における電力伝送装置２０００および電力伝送装置３０００の概略構成を示す図である。
【００８３】
実施の形態２における電力伝送装置２０００は、信号反転装置１０００と、第１共鳴結合器２１０１と、第２共鳴結合器２１０２と、変調部２２００と、高周波電力生成部２３００と、を備える。
【００８４】
信号反転装置１０００は、実施の形態１で説明された信号反転装置である。
【００８５】
変調部２２００は、入力信号５０１に応じて、高周波電力生成部２３００からの高周波電力を変調して第１変調信号を生成する。変調部２２００は、第１共鳴結合器２１０１に第１変調信号を供給する。
【００８６】
また、変調部２２００は、出力端子１００３からの反転信号５０２に応じて、高周波電力生成部２３００からの高周波電力を変調して第２変調信号を生成する。変調部２２００は、第２共鳴結合器２１０２に第２変調信号を供給する。
【００８７】
高周波電力生成部２３００は、負電圧生成部１００２に、高周波電力を供給する。
【００８８】
負電圧生成部１００２は、高周波電力生成部２３００から供給された高周波電力を整流することで負電圧を生成する。
【００８９】
以上の構成によれば、高周波電力生成部の高周波電力を、反転信号の生成にも利用できる。これにより、反転信号の生成に必要な負電圧を生成するための電源を別途設ける必要がなくなる。この結果、電力伝送装置の構成を簡略化・小型化することができる。また、ノーマリーオフトランジスタを利用せずに、ノーマリーオントランジスタ（ディプレッション型トランジスタ）を用いて、反転信号を生成することができる。これにより、例えば、ｎ型半導体かつノーマリーオン型の化合物半導体のＨＦＥＴ（Ｈｅｔｅｒｏ−ＦＥＴ）を用いて、論理回路を形成することができる。したがって、信号反転部を備える電力伝送装置を、容易に集積化することができる。
【００９０】
高周波電力生成部２３００は、高周波電力（例えば、マイクロ波電力）を生成する。
【００９１】
高周波電力は、所定の振幅、および、所定の周波数の高周波信号であってもよい。高周波電力の周波数は、例えば、ＩＳＭバンドである、２．４ＧＨｚ、５．８ＧＨｚなどを使用してもよい。高周波電力は、１ＭＨｚ以上の周波数の高周波電力であってもよい。高周波電力は、多少、歪んでいたとしても構わない。
【００９２】
高周波電力生成部２３００としては、例えば、コルピッツ発振器、ハートレー発振器、その他のマイクロ波を発生させる発振器、などが使用されうる。
【００９３】
高周波電力生成部２３００は、高周波電力の周波数の変動に対応するため、周波数調整機構を備えていてもよい。
【００９４】
変調部２２００は、例えば、入力信号と高周波電力とを混合することによって、第１変調信号を生成する。
【００９５】
また、変調部２２００は、例えば、反転信号と高周波電力とを混合することによって、第２変調信号を生成する。
【００９６】
変調部２２００により生成された第１変調信号と第２変調信号とは、例えば、互いに相補的（コンプリメンタリ）な関係であってもよい。
【００９７】
変調部２２００は、例えば、差動ミキサ（混合回路）であってもよい。差動ミキサは、高周波信号を低損失で変調可能である。差動ミキサは、複数の入出力端子を備えることができる。
【００９８】
もしくは、変調部２２００は、スイッチ回路であってもよい。変調部２２００としてスイッチ回路が用いられる場合、変調部２２００の各出力端子間のアイソレーションが向上する。また、インダクタ等の整合回路が不要である。このため、電力伝送装置を小型化することができる。
【００９９】
図９は、実施の形態２における電力伝送装置２０００の具体的な構成例を示す図である。
【０１００】
図９の構成例では、高周波電力生成部２３００は、インダクタとキャパシタからなるＬＣタンク型の差動発振器を用いて構成されている。
【０１０１】
図９の構成例では、変調部２２００は、差動ミキサ（混合回路）である。ミキサ回路のコア部分の前段にはプリアンプを設けられ、信号の増幅がなされている。
【０１０２】
なお、図９の構成例における回路は、ＧａＮのＨＦＥＴを用いて構成されてもよい。
【０１０３】
図１０は、共鳴結合器の一例を示す図である。
【０１０４】
共鳴結合器は、第１共振器６０１と、第２共振器６０２とを有する。
【０１０５】
第１共振器６０１と第２共振器６０２との間で、伝送対象の信号が、例えば、電磁界共鳴結合などにより、絶縁伝送（非接触伝送）される。
【０１０６】
第１共振器６０１および第２共振器６０２は、金属配線によって形成された周回形状の伝送線路である。
【０１０７】
第１共振器６０１および第２共振器６０２は、例えば、伝送線路内の任意の位置に開放部６０１ａ、６０２ａをそれぞれ有している。
【０１０８】
また、第１共振器６０１および第２共振器６０２は、例えば、伝送線路内の任意の位置に端子部６０１ｂ、６０２ｂをそれぞれ有している。共振器への伝送信号の入出力は、端子部から行われる。
【０１０９】
第１共振器６０１と第２共振器６０２とは、一定の距離だけ離れて、対向して設けられる。
【０１１０】
第１共振器６０１および第２共振器６０２の線路長は、例えば、伝送対象の信号の約２分の１波長の長さである。伝送対象の信号が高い周波数の信号であるほど、共振器は小型化される。
【０１１１】
なお、共鳴結合器は、輪郭（外形）が円形または矩形であってもよい。
【０１１２】
実施の形態２における電力伝送装置３０００は、上述の電力伝送装置２０００の構成に加えて、第１整流部３１０１と、第２整流部３１０２と、を備える。
【０１１３】
第１整流部３１０１は、第１共鳴結合器２１０１により絶縁伝送された第１変調信号を整流することで、正電圧である第１出力信号を生成する。
【０１１４】
第２整流部３１０２は、第２共鳴結合器２１０２により絶縁伝送された第２変調信号を整流することで、負電圧である第２出力信号を生成する。
【０１１５】
電力伝送装置３０００は、第１出力信号と第２出力信号とを合成した出力信号を出力する。
【０１１６】
以上の構成によれば、例えば、当該電力伝送装置の出力信号をパワー半導体スイッチング素子のゲート駆動信号として用いる場合には、パワー半導体スイッチング素子のオフ時に、負電圧を供給することができる。すなわち、オンからオフになるときに、パワー半導体スイッチング素子のゲートにチャージされていた電荷を、引き抜くことができる。これにより、パワー半導体スイッチング素子を高速にオフさせることができる。この結果、短いターンオフ時間のパワー半導体スイッチング素子のスイッチング動作を実現することができる。
【０１１７】
図１１は、第１整流部３１０１および第２整流部３１０２の一例を示す図である。
【０１１８】
図１１に示されるように、第１整流部３１０１である正電圧整流器により、入力信号に応じた正電圧の第１出力信号が生成される。
【０１１９】
また、図１１に示されるように、第２整流部３１０２である負電圧整流器により、反転信号に応じた負電圧の第２出力信号が生成される。
【０１２０】
図１１の構成例では、第１出力信号と第２出力信号とが合成され出力信号が出力される。
【０１２１】
出力信号は、例えば、ゲート駆動信号として、パワーデバイス（パワー半導体スイッチング素子）に供給されてもよい。
【０１２２】
以上の構成であれば、パワーデバイスをオフへ立ち下げる時に、ゲート端子に負電圧を供給できる。これにより、ゲート端子の電荷を引き抜くことができる。これにより、ゲート端子の電圧が、高速に立ち下げされる。これにより、パワーデバイスの高速駆動が実現される。
【０１２３】
（実施の形態３）
図１２は、実施の形態３における電力伝送装置４０００の概略構成を示す図である。
【０１２４】
なお、電力伝送装置２０００に相当する構成については、上述の実施の形態２と重複する説明は省略される。
【０１２５】
実施の形態３における電力伝送装置４０００は、電力伝送装置２０００の構成に加え、さらに、第１整流部４０ａと、第２整流部４０ｂと、第３整流部４０ｃと、第３共鳴結合器２１０３と、出力選択部６０と、第３のキャパシタ５０と、を備える。
【０１２６】
高周波電力生成部２３００は、第３共鳴結合器２１０３に、高周波電力を供給する。
【０１２７】
第１整流部４０ａは、第１共鳴結合器２１０１により絶縁伝送された第１変調信号を整流することで、第１出力信号５０８を生成する。
【０１２８】
第２整流部４０ｂは、第２共鳴結合器２１０２により絶縁伝送された第２変調信号を整流することで、第２出力信号５０９を生成する。
【０１２９】
第３整流部４０ｃは、第３共鳴結合器２１０３により絶縁伝送された第３変調信号を整流することで、第３出力信号５０７を生成する。
【０１３０】
第３のキャパシタ５０は、第３出力信号５０７が供給されることにより、電荷が充電される。
【０１３１】
出力選択部６０は、第１出力信号５０８と第２出力信号５０９とに応じて、第３のキャパシタ５０の電荷を出力するか否かを選択する。
【０１３２】
以上の構成によれば、瞬時に大電流を出力することができる。これにより、例えば、半導体スイッチング素子１に瞬時に大電流を供給することができる。また、変調部２２００を通さずに、高周波電力を絶縁伝送することができる。これにより、第３のキャパシタ５０に、より多くの電力を絶縁伝送できる。
【０１３３】
なお、実施の形態３における電力伝送装置４０００においては、出力選択部６０は、ハーフブリッジ回路により、構成されていてもよい。このとき、ハーフブリッジ回路は、トランジスタ６１とトランジスタ６２とを備えていてもよい。このとき、第１出力信号５０８が、トランジスタ６１の導通制御端子に入力されてもよい。また、第２出力信号５０９が、トランジスタ６２の導通制御端子に入力されてもよい。
【０１３４】
また、出力選択部６０の出力端子７１からの出力信号は、半導体スイッチング素子１の導通制御端子に入力されてもよい。出力選択部６０からの出力信号により、半導体スイッチング素子１のスイッチングが制御されてもよい。
【０１３５】
図１３は、出力選択部６０の一例であるハーフブリッジ回路の動作例を説明するための図である。
【０１３６】
図１４は、トランジスタ６１およびトランジスタ６２のゲート・ソース間電圧と、第３のキャパシタ５０に充電される電荷との関係を示す図である。
【０１３７】
なお、ゲート・ソース間電圧とは、各トランジスタのソース端子を基準としたときのゲート端子の電圧である。
【０１３８】
図１４の（ａ）および（ｂ）に示されるように、ハーフブリッジ回路は、入力される制御信号である第１出力信号５０８と第２出力信号５０９とに応じて、トランジスタ６１がオン（導通状態）であってトランジスタ６２がオフ（非導通状態）である状態と、トランジスタ６１がオフであってトランジスタ６２がオンである状態とを、交互に繰り返す。
【０１３９】
ハーフブリッジ回路は、入力信号に応じて、第３のキャパシタ５０に充電された電荷（すなわち駆動電力）を半導体スイッチング素子１に供給する。すなわち、半導体スイッチング素子１がオン（導通状態）となる。
【０１４０】
図１３の（ｂ）は、トランジスタ６１がオフであり、トランジスタ６２がオンである場合を示す図である。
【０１４１】
すなわち、図１３の（ｂ）は、トランジスタ６１のゲート・ソース間にオフ電圧が印加され、トランジスタ６２のゲート・ソース間にオン電圧が印加されている場合を示す図である。
【０１４２】
図１３の（ｂ）の状態では、第３のキャパシタ５０に電荷が充電されるが、トランジスタ６１がオフ状態であるため、半導体スイッチング素子１に電流は供給されない。すなわち、半導体スイッチング素子１はオフ（非導通状態）となる。
【０１４３】
一方、図１３の（ａ）は、トランジスタ６１がオンであり、トランジスタ６２がオフである場合を示す図である。
【０１４４】
すなわち、図１３の（ａ）は、トランジスタ６１のゲート・ソース間にオン電圧が印加され、トランジスタ６２のゲート・ソース間にオフ電圧が印加されている場合を示す図である。
【０１４５】
図１３の（ａ）の状態では、図１３の（ｂ）の状態において第３のキャパシタ５０に充電された電荷が半導体スイッチング素子１のゲート端子に供給される。
【０１４６】
図１３の（ａ）の状態から、トランジスタ６１がオフであってトランジスタ６２がオンである状態に切り替わった場合、図１４（ｄ）に示されるように、再度第３のキャパシタ５０の蓄積電荷が増加する。また、半導体スイッチング素子１のゲート端子に蓄積した電荷は、トランジスタ６２によって出力基準端子７２に放電される。
【０１４７】
以上のような動作により、実施の形態３の駆動装置は、半導体スイッチング素子１に瞬時に大電流を供給することができる。
【０１４８】
なお、実施の形態１〜３の信号反転装置または電力伝送装置は、半導体として集積化されてもよい。実施の形態１〜３の信号反転装置および電力伝送装置の構成であれば、全て同一の半導体プロセスで、作製することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【０１４９】
本開示は、例えば、パワー半導体デバイスを駆動するゲート駆動回路として利用され得る。
【符号の説明】
【０１５０】
１０００    信号反転装置
１００１    ノーマリーオントランジスタ
１００２    負電圧生成部
２０００    電力伝送装置
３０００    電力伝送装置
４０００    電力伝送装置
【図１】
2016140065.tif 000003
【図２】
2016140065.tif 000004
【図３】
2016140065.tif 000005
【図４】
2016140065.tif 000006
【図５】
2016140065.tif 000007
【図６】
2016140065.tif 000008
【図７】
2016140065.tif 000009
【図８】
2016140065.tif 000010
【図９】
2016140065.tif 000011
【図１０】
2016140065.tif 000012
【図１２】
2016140065.tif 000013
【図１３】
2016140065.tif 000014
【図１４】
2016140065.tif 000015
【図１１】
2016140065.tif 000016