(57)【要約】      （修正有）【課題】トランスを省略しつつ漏洩電流を低減する。【解決手段】蓄電装置Ｂと、前記蓄電装置の電力を交流に変換する２台のインバータ１２，１４と、を備え、２台のインバータを制御して、前記２台のインバータから出力される交流の中心電圧の電圧差に基づき単相三線の交流出力を得るとともに、２台のインバータの直流側中性点と、単相三線の中性線を接続する。【選択図】図１
2016149847.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
蓄電装置と、
前記蓄電装置の電力を交流に変換する２台のインバータと、
を備え、
前記２台のインバータを制御して、前記２台のインバータから出力される交流の中心電圧の電圧差に基づき単相三線の交流出力を得るとともに、
前記２台のインバータの直流側中性点と、前記単相三線の中性線を接続する、
給電システム。
【請求項２】
蓄電装置と、
前記蓄電装置の電力を交流に変換する２台のインバータと、
前記２台のインバータの出力によってそれぞれ駆動される２台のモータジェネレータと、
を備え、
前記２台のインバータを独立して制御して、前記２台のモータジェネレータの中性点電圧を制御するとともに、前記２台のモータジェネレータの前記中性点の電圧差に基づき、単相三線の交流出力を得るとともに、
前記２台のインバータ直流側中性点と、前記単相三線の中性線を接続する、
給電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は２つのインバータを有する給電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、車両外部の交流電源と車載直流電源との間で電力を授受可能な電動機駆動および動力処理装置が開示されている。この装置は、直流電源と、パルス幅変調（Pulse Width Modulation、以下「ＰＷＭ」とも称する。）される２つのインバータと、２つの誘導電動機と、制御ユニットと、入力／出力ポートと、ＥＭＩフィルタとを備える。各誘導電動機は、Ｙ結線された巻線を含み、各巻線の中性点にはＥＭＩフィルタを介し入力／出力ポートが接続される。
【０００３】
この装置においては、再充電モード時、入力／出力ポートに接続される交流電源（単相交流）から各巻線の中性点に与えられる交流電力を直流電力に変換して直流電源を充電することができる。また、各巻線の中性点間に正弦波の調整された交流電力を発生し、その発生した交流電力を入力／出力ポートに接続される外部装置へ出力することができる。
【０００４】
特許文献２には、蓄電装置と車両外部の電気負荷または電源との間で電力を授受する際に発生するコモンモードノイズを十分に抑制するために、コモンモードチョークコイルとラインバイパスコンデンサを電力線対上に配設することが示されている。これによって、コモンモードチョークコイルを小型化しつつコモンモードノイズを抑制することができる。 
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平４−２９５２０２号公報
【特許文献２】特開２００８−１９３７８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１，２では、単相三線式の交流電源として出力する場合、各単相出力電圧の値が各相の負荷に依存する。また、漏洩電流対策として絶縁トランスを用い、絶縁トランスを介して単相三線の交流電圧を出力する。このため、装置が大型化、高コスト化する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る給電システムは、蓄電装置と、前記蓄電装置の電力を交流に変換する２台のインバータと、を備え、前記２台のインバータを制御して、前記２台のインバータから出力される交流の中心電圧の電圧差に基づき単相三線の交流出力を得るとともに、前記２台のインバータの直流側中性点と、前記単相三線の中性線を接続する。
【０００８】
また、本発明に係る給電システムは、蓄電装置と、前記蓄電装置の電力を交流に変換する２台のインバータと、前記２台のインバータの出力によってそれぞれ駆動される２台のモータジェネレータと、を備え、前記２台のインバータを独立して制御して、前記２台のモータジェネレータの中性点電圧を制御するとともに、前記２台のモータジェネレータの前記中性点の電圧差に基づき、単相三線の交流出力を得るとともに、前記２台のインバータ直流側中性点と、前記単相三線の中性線を接続する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、インバータの直流側中性点が出力交流の接地端子と同電位となるため、コモンモード電圧の変動が抑制され、漏洩電流の低減が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施形態に係る給電システムの構成を示す図である。
【図２】実施形態のシステムの等価回路を示す図である。
【図３Ａ】電源周波数の正の半サイクルの回路動作を示す図である。
【図３Ｂ】電源周波数の負の半サイクルの回路動作を示す図である。
【図４】制御部の構成を示す図である。
【図５】平衡負荷時の出力電圧、出力電流の波形を示す図である。
【図６】平衡負荷時の中性電流の波形を示す図である。
【図７】不平衡負荷時の出力電圧、出力電流の波形を示す図である。
【図８】負荷変動時の出力電圧、出力電流の波形を示す図である。
【図９】比較例１，２の構成を示す図である。
【図１０】実施形態、比較例のコモンモード電圧波形および漏洩電流を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。
【００１２】
図１に、実施形態に係る給電システムの構成を示す。この給電システムは、絶縁トランスを用いないトランスレスシステムである。
【００１３】
この給電システムは、例えばハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される。給電する対象（負荷）は、車載の機器でもよいし、車外の機器でもよい。また、負荷に変えて、商用電源などを接続することで車載バッテリを充電することも可能である。図１の例はハイブリッド自動車である。
【００１４】
蓄電装置であるバッテリＢの正極には、リアクトルＬの一端が接続される。リアクトルＬの他端は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続の中間点に接続される。スイッチング素子Ｓ１の上側が正母線、スイッチング素子Ｓ２の下側が負母線に接続され、バッテリＢの負極が負母線に接続されている。なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、正側から負側に向けて電流を流すＩＧＢＴなどのパワートランジスタと、逆方向電流を流すダイオードの並列接続からなっている。
【００１５】
リアクトルＬ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２によってコンバータ１０が構成され、正負母線間に昇圧された電圧ＶＨが得られる。
【００１６】
正負母線間には、直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されており、電圧ＶＨを平滑化している。
【００１７】
正負母線間には、２つのスイッチング素子の直列接続で構成されたレグが３本設けられる。すなわち、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２の直列接続と、スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４の直列接続と、スイッチング素子Ｓ１５，Ｓ１６の直列接続が正負母線間に接続され、インバータ１２が構成されている。
【００１８】
また、正負母線間には、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２６による３つのレグからなるインバータ１４も接続されている。
【００１９】
スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６は、正側から負側に向けて電流を流すＩＧＢＴなどのパワートランジスタと、逆方向電流を流すダイオードの並列接続からなっている。
【００２０】
インバータ１２の３つのレグの中間は、モータＭの三相コイルのそれぞれに接続され、インバータ１４の３つのレグの中間は、発電機Ｇの三相コイルのそれぞれに接続される。モータＭ、発電機Ｇは、モータであっても発電機であってもよい。そこで、モータＭと発電機Ｇは、モータジェネレータと総称される。
【００２１】
モータＭ、発電機Ｇの回転軸は、動力分配器１６に接続されており、この動力分配器１６には内燃機関（ＩＣＥ）であるエンジン１８も接続されている。さらに動力分配器１６には車両の駆動軸が接続されている。
【００２２】
従って、バッテリＢの電力によりモータＭを駆動し車両を走行したり、エンジン１８の出力によって発電機Ｇを駆動し得られた発電電力によってバッテリＢを充電することができる。さらに、モータＭにより回生制動して、回生電力によってバッテリＢを充電したり、エンジン１８の出力によって車両を走行することもできる。
【００２３】
モータＭおよび発電機Ｇは、ともにＹ字結線のステータコイルを有し、その中性点が取り出される。そして、この中性点間にコンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列接続が配置される。そして、このコンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列の両端と中点とで、単相三線出力となっている。すなわち、負荷Ｒ１１がコンデンサＣ１１と並列接続され、負荷Ｒ１２がコンデンサＣ１２と並列接続され、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の直列接続の中点がコンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列接続の中点に接続されている。
【００２４】
そして、本実施形態では、単相三線出力の中性線である、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列接続の中点、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の直列接続の中点がインバータ１２，１４の直流入力の中点であるコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続の中点に接続されている。
【００２５】
また、モータＭ、発電機Ｇの中性点電流を検出する電流センサ２２，２４、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の各電圧（単相電圧）を検出する電圧センサ２６，２８が設けられ、検出した電流、電圧は制御部３０に供給される。
【００２６】
制御部３０は、通常のハイブリッド自動車の制御と同様に、コンバータ１０、インバータ１２，１４を制御して、インバータ入力電圧、モータＭ、発電機Ｇの駆動を制御する。また、本実施形態では、インバータ１２，１４を制御して、モータＭおよび発電機Ｇの中性点電圧をそれぞれ制御する。
【００２７】
＜実施形態の動作＞
制御部３０は、アクセル踏み込み量などに基づくモータＭの出力トルク指令に応じて、コンバータ１０を制御して、正負母線間の電圧を制御する。また、モータＭについてのトルク指令に基づき、インバータ１２のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６をＰＷＭ制御してモータＭの駆動電流を制御する。具体的には、各スイッチング素子の制御端（ゲート）にＰＷＭ信号を供給し、オン期間（デューティ）を制御して、モータ駆動電流を制御する。また、発電機Ｇについても所望の発電量となるように、インバータ１４のスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２６をＰＷＭ制御する。
【００２８】
そして、本実施形態では、モータＭ、発電機Ｇの中性点電圧制御し、両中性点間に所定の交流電圧を出力することで、単相三線の交流電力を得る。例えば、モータＭの中性点と、発電機Ｇの中性点の出力は位相が反対の交流電圧であり、その周波数が５０Ｈｚ（または６０Ｈｚ）である。
【００２９】
このような中性点電圧を得るために、制御部３０は、ＰＷＭ信号を用いてインバータ１２，１４のスイッチング素子のオンオフを制御して所望の交流電流を出力する際に、上アームのデューティと、下アームのデューティを変更する。これによって、中性点の電圧を制御することができる。上アームのオンデューティを大きくすると中性点電圧が下がり、下アームのオンデューティを大きくすると中性点電圧が上がる。
【００３０】
そこで、２つの中性点電圧を上述したような周波数であって、位相が反対の交流電圧とする。さらに、本実施形態では、インバータ１２，１４を独立して制御することで、モータＭ、発電機Ｇの中性点電圧を独立して制御することができる。従って、インバータ１２，１４はハーフブリッジインバータとして機能し、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の大きさが異なった場合においても、それぞれに印加される交流電圧を同一に維持することができる。
【００３１】
なお、制御部３０は、電流センサ２２，２４、電圧センサ２６，２８の検出値を用いて、インバータ１２，１４を独立して制御し、負荷電流、負荷への印加電圧を制御する。
【００３２】
＜等価回路＞
本実施形態の回路は、図２（Ａ）に示すように２台のハーフブリッジインバータと等価であり、また、２台のハーフブリッジインバータの中性線を共通にして構成すると、図２（Ｂ）に示すように単相三線式インバータの等価となる。 
【００３３】
図２（Ａ）のように表した場合、負荷Ｒ１１の一端は、インバータ１２，１４の入力側のコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点の直流電圧に固定される。また、負荷Ｒ１１の他端にモータＭの中点電圧である交流電圧が印加される。負荷Ｒ１２は、一端がコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点の直流電圧に固定され、他端に発電機Ｇの中点電圧である交流電圧が印加される。そして、インバータ１２，１４を独立して制御して、モータＭ、発電機Ｇの中点電圧を制御するため、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の大きさ（消費電力）が異なっていても、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の印加電圧を例えば１００Ｖの交流電圧に維持することができる。
【００３４】
図２（Ｂ）に表した場合、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の直列接続の両側が、モータＭ、発電機Ｇの中性点に接続され、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の接続点は、インバータ１２，１４の入力側のコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点の直流電圧に固定される。また、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の両側に位相が反対の交流電圧が印加される。従って、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の直列接続の両端に例えば２００Ｖの交流電圧が印加される。
【００３５】
このように、本実施形態では、モータＭ、発電機Ｇの中性点を利用する単相三線の中点電位をインバータ１２，１４の入力電圧（直流電圧）を分圧した直流電圧（中点電圧）に固定する。すなわち、インバータ１２とインバータ１４の２台のハーフブリッジインバータで、一台の単相三線式インバータを構成する。そして、このハーフブリッジインバータは、コンデンサＣ１，Ｃ２の中性点が交流電源の接地端子と同電位となるため、トランスを用いることなく、コモンモード電圧の変動が抑制され、漏洩電流の低減が可能になる。
【００３６】
＜回路動作＞
本実施形態では、インバータ１２，１４がそれぞれ独立にハーフブリッジインバータとして動作する。
【００３７】
図３Ａ、図３Ｂにハーフブリッジインバータの回路動作を示す。図３Ａは電源周波数の正の半サイクル、図３Ｂ電源周波数の負の半サイクルの回路動作である。
【００３８】
図３Ａでは、コンデンサＣ１の上側からの電流がインバータの上アームのスイッチング素子Ｓ１を介しモータＭの中性点電流が負荷Ｒ１１（Ｒ１２）に図における上側から供給される。そして、負荷Ｒ１１（Ｒ１２）の下側からの電流がコンデンサＣ１の下側に流れる。
【００３９】
また、コンデンサＣ２の下側からインバータの下アームのスイッチング素子Ｓ２のダイオードを介しモータＭの中性点電流が負荷Ｒ１１（Ｒ１２）に図における上側から供給される。そして、負荷Ｒ１１（Ｒ１２）の下側からコンデンサＣ２の上側に電流が流れる。
【００４０】
このようにして、インバータのスイッチング素子のオンオフ状態によらず、負荷Ｒ１１（Ｒ１２）へ正電圧を印加することができる。
【００４１】
図３Ｂでは、コンデンサＣ２の上側からの電流が負荷Ｒ１１（Ｒ１２）の下側に流れ、負荷Ｒ１１（Ｒ１２）の上側からの電流がモータＭ、インバータの下アームのスイッチング素子Ｓ２を介しコンデンサＣ２の下側に電流が流れる。
【００４２】
また、コンデンサＣ１の下側からの電流が負荷Ｒ１１（Ｒ１２）の下側に流れ、負荷Ｒ１１（Ｒ１２）の上側からの電流がモータＭ、インバータの上アームのダイオードを介しコンデンサＣ１の上側に流れる。
【００４３】
このようにして、インバータのスイッチング素子のオンオフ状態によらず、負荷Ｒ１１（Ｒ１２）へ負電圧を印加することができる。
【００４４】
従って、モータＭ、発電機Ｇを所望の駆動状態に制御しつつ、負荷Ｒ１１（Ｒ１２）に対し、商用の交流電力と同様の交流電力を供給することができる。
【００４５】
また、本実施形態の回路によれば、単相三線式の各負荷Ｒ１１，Ｒ１２に対応する２台のハーフブリッジインバータ１２，１４を独立して制御可能である。そこで、不平衡負荷時も、各出力電圧を一定に制御することが可能となる。
【００４６】
＜制御＞
図４には、制御部３０内の制御ブロック図が示してある。インバータ１２，１４のそれぞれに対し、同様の制御が行われるため、制御のための構成も同様のものである。なお、図において、インバータ１４についての制御ブロック、信号については（）書きで示してある。
【００４７】
モータ制御部３２には、モータＭ（発電機Ｇ）の２相のモータ電流が供給されている。モータ制御部３２では、通常のモータ制御部と同様に、２相のモータ電流から、３相のモータ電流を得て、これをｄｑ軸変換して、出力トルク指令に基づく目標ｄｑ軸電流と比較して、各相モータ供給電圧指令を作成する。モータ制御部３２には、電流センサ２２（２４）により検出したモータＭ（発電機Ｇ）の中性点電流が供給されており、モータの各相電流の他、中性点電流も所定のものとなるように、各スイッチング素子の駆動指令信号を生成する。
【００４８】
また、電圧センサ２６（２８）で検出した負荷Ｒ１１（Ｒ１２）に印加される電圧は電圧制御部３４に供給され、電圧が所定値（例えば、１００Ｖ交流）になるように、スイッチング素子のデューティに関する指令信号を生成する。
【００４９】
そして、モータ制御部３２からの駆動指令信号に電圧制御部３４からの指令信号が加算され、ＰＷＭ信号生成部３６に供給される。ＰＷＭ信号生成部３６は、供給される指令を所定のキャリアと比較することでＰＷＭ信号を生成し、これによってインバータ１２（１４）におけるスイッチングを制御する。
【００５０】
モータ制御部３２は、インバータ１２，１４について、それぞれ設けられ、これらは別個にインバータ１２，１４のスイッチングを制御してモータＭ（発電機Ｇ）の中性点電流、中性点電圧（出力電圧）を制御する。従って、負荷Ｒ１１，Ｒ１２の大きさ（電力消費量）が異なった場合でも、印加電圧を所定の交流に維持して負荷Ｒ１１，Ｒ１２を駆動することが可能である。
【００５１】
＜実施形態の効果＞
実施形態の回路動作について、シミュレーションを行った。
【００５２】
（１）平衡負荷時
負荷Ｒ１１，Ｒ１２の大きさが同一である平衡負荷の各部の動作波形を図５，６に示す。
【００５３】
図５は、電圧センサ２６、２８により得られる電圧波形Ｖ１，Ｖ２、電流センサ２２，２４によって得られる電流波形Ｉ１，Ｉ２を示す。このように、所望の交流波形となっている。
【００５４】
図６には、中性点電流を示す。各負荷電流が打消しあって基本波電流がキャンセルされ、フィルタコンデンサに流れるスイッチングに起因するリップル電流のみが打消し合わずに流れる。そのため出力１ｋＷ時と５ｋＷ時の電流値は同等となっている。
【００５５】
（２）不平衡負荷時
図７に負荷Ｒ１１，Ｒ１２の大きさが、１．５ｋＷと０．７５ｋＷの不平衡負荷時の出力電圧電流のシミュレーション波形を示す。出力電流には不平衡の電流が流れるが、出力電圧は各相独立に制御され、各相とも１００Ｖ一定に制御できている。
【００５６】
（３）負荷変動時
図８に、負荷Ｒ１１＋Ｒ１２が、２ｋＷから１ｋＷへ変化する、負荷変動時のシミュレーション波形を示す。このように、電流波形は負荷変動に応じて変化するが、出力電圧波形に変動等の影響はなく、出力電圧一定に制御できている。
【００５７】
（４）高周波コモンモード電圧低減効果の検証
高周波コモンモード電圧低減効果をシミュレーションで検証した。本実施形態の回路の他に、図９に示すトランスを用いた比較例１と、図５Ｂに示すインバータの入力側の直流電圧での単相三線の中性線の電圧固定を行わない比較例２を用いた。なお、単相三線に中性線と、直流側のアースとの間で、コモンモード電圧および漏洩電流を計測した。
【００５８】
図１０に各方式のコモンモード電圧波形と漏洩電流波形の比較を示す。漏洩電流値はトランス絶縁方式（比較例１）が５．６ｍＡに対し、トランスを除去したトランスレス方式（比較例２）は２６９．８（ｍＡ）と４８倍も大きい。実施形態の回路は０．３３６（ｍＡ）とトランス絶縁方式（比較例１）と比べて１／１６以下に低減できている。これは、回路とグランド間の浮遊容量を介して流れる漏洩電流が、トランス絶縁方式（比較例１）では、トランスで絶縁されるのに対し、単にトランスを除去したトランスレス方式（比較例２）では、漏洩電流がトランスを介さず直接流れるためである。本実施形態では、図１０に示すコモンモード電圧波形から分かるように、その変動が、トランス絶縁方式に対し低減できるため漏洩電流の値が小さくなっている。
【００５９】
＜効果のまとめ＞
モータ中性点を利用した車載給電装置は、走行用インバータを流用するためシステムの低コスト、小型化が期待できる。しかし、感電対策として交流出力端に接続する絶縁トランスが小型、低コスト化の課題となる。
【００６０】
本実施形態によれば、モータＭのインバータ１２と発電機Ｇのインバータ１４で、それぞれハーフブリッジインバータを構成することにより、コンデンサの中性点が交流電源の接地端子と同電位となるため、原理的にコモンモード電圧の変動が抑制され、漏洩電流の低減が可能である。
【符号の説明】
【００６１】
１０  コンバータ、１２，１４  インバータ、１６  動力分配器、１８  エンジン、２２，２４  電流センサ、２６，２８  電圧センサ、３０  制御部、３２  モータ制御部、３４  電圧制御部、３６  信号生成部。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図６】
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【図１０】
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