(57)【要約】【課題】大型化を招かずに広い範囲の絶対位置信号を高精度かつ高速に検出することが可能なエンコーダを提供する。【解決手段】スケール１０２のパターンは、｜(ｍ・Ｐ１−ｎ・Ｐ２)｜＜｜(Ｐ１−Ｐ２)｜を満たすように移動方向であるＸ方向に垂直なＹ方向に周期的に配列され、Ｘ方向に第１の変調周期Ｐ１と第２の変調周期Ｐ２を有する。信号処理手段１０３は、Ｐ１及びＰ２の高周波成分を除去する低域通過手段１１０と、低域通過手段１１０のカットオフ周波数を変更する切り替え手段１１１と、Ｐ１の位相であるΦ１を取得する第１の位相取得手段１１２と、Ｐ２の位相であるΦ２を取得する第２の位相取得手段１１３と、整数ｍ、ｎに対し、Ａ／Ｂ＝ｎ／ｍの関係を満たす２つの係数Ａ、Ｂを用いてＳｖ＝Ａ・Φ１−Ｂ・Φ２を満たすＳｖを前記スケールの位置を表す位置信号として取得する位置情報取得手段１１４と、を有する。【選択図】図１
2016014612.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
エネルギー分布を空間変調するパターンを有するパターン列が形成されているスケールと、
前記スケールに相対的に移動するように配置され、前記パターン列からの前記エネルギー分布を検出する複数の検出素子が移動方向に並べられた検出素子アレイと、
前記検出素子アレイの出力信号を処理して位置信号に変換する信号処理手段と、を有し、前記パターン列は移動方向に第１の変調周期と前記第１の変調周期と異なる第２の変調周期を有し、
前記信号処理手段は、
前記検出素子アレイの出力の低域成分を通過させる低域通過手段と、
前記低域通過手段の帯域を切り替える切り替え手段と、
前記検出素子アレイの出力信号から前記第１の変調周期の第１の位相を取得する第１の位相取得手段と、
前記検出素子アレイの出力信号から前記第２の変調周期の第２の位相を取得する第２の位相取得手段と、
前記第１の位相取得手段と前記第２の位相取得手段を切り替える信号分離手段と、
前記第１の位相取得手段が取得した前記第１の位相と、前記第２の位相取得手段が取得した前記第２の位相と、
｜（ｍ・Ｐ１−ｎ・Ｐ２）｜＜｜（Ｐ１−Ｐ２）｜
の条件を満たす整数ｍ、ｎに対し、
Ａ／Ｂ＝ｎ／ｍ
の関係を満たす二つの係数Ａ、Ｂを用いて次式を満たすＳｖを前記スケールの位置を表す位置信号として取得する位置情報取得手段と、
を有することを特徴とするエンコーダ。
Ｓｖ＝Ａ・Φ１−Ｂ・Φ２
但し、Φ１は前記第１の位相、Φ２は前記第２の位相、Ｐ１は前記第１の変調周期、Ｐ２は前記第２の変調周期である。
【請求項２】
前記低域通過手段は第１の周波数帯域と、第１の周波数帯域よりも高い周波数を通過させる第２の周波数帯域を有することを特徴とする請求項１に記載のエンコーダ。
【請求項３】
前記切り替え手段は、前記信号分離手段により前記第１の信号取得手段と、前記第２の信号取得手段とを切り替えている間、前記低域通過手段の帯域を前記第２の周波数帯域に設定することを特徴とする請求項２に記載のエンコーダ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エンコーダに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、アブソリュートエンコーダの検出精度をインクリメンタルエンコーダのように上げるため、スケールの各トラックにインクリメンタルパターンを、そのパターンの形状又はピッチが測長方向に変調周期で周期的に変化するように形成している。これにより、インクリメンタルパターンは相対位置の情報のみではなく変調周期の繰り返しによる絶対位置の変調情報を持つことになる。この結果、高精度な相対位置の情報と精度がそれほど高くない絶対位置情報を利用してスケールの絶対位置を高精度に検出することができる。
【０００３】
特許文献１は、スケールからの光を受光する受光素子アレイとして、インクリメンタル信号検出用フォトダイオードアレイ（以下、ＩＮＣ用アレイ）と変調信号検出用フォトダイオードアレイ（以下、変調用アレイ）を設けている。ＩＮＣ用アレイの測長方向の長さは変調周期の整数倍の長さに設定され、ＩＮＣ用アレイからの出力に基づいて相対位置を表す相対位置信号が生成される。変調用アレイからの出力に基づいて変調パターン位置信号が生成され、これを絶対位置信号として使用することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１９８３１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１は、異なる周期の信号を各トラックに設けられたインクリメンタルパターンから得ているのでパターンを検出可能な範囲がＩＮＣ用アレイの測長方向の長さによって制限されてしまう。よって、パターンの広い範囲を小さなＩＮＣ用アレイで検出することができない。
【０００６】
本発明は、大型化を招かずに広範囲で絶対位置信号を高精度かつ高速に取得可能なエンコーダを提供することを例示的な目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するため、本発明に係るエンコーダの構成は、エネルギー分布を空間変調するパターンを有するパターン列が形成されているスケールと、前記スケールに相対的に移動するように配置され、前記パターン列からの前記エネルギー分布を検出する複数の検出素子が移動方向に並べられた検出素子アレイと、前記検出素子アレイの出力信号を処理して位置信号に変換する信号処理手段と、を有し、前記パターン列は移動方向に第１の変調周期と前記第１の変調周期と異なる第２の変調周期を有し、前記信号処理手段は、前記検出素子アレイの出力の低域成分を通過させる低域通過手段と、前記低域通過手段の帯域を切り替える切り替え手段と、前記検出素子アレイの出力信号から前記第１の変調周期の第１の位相を取得する第１の位相取得手段と、前記検出素子アレイの出力信号から前記第２の変調周期の第２の位相を取得する第２の位相取得手段と、前記第１の位相取得手段と前記第２の位相取得手段を切り替える信号分離手段と、前記第１の位相取得手段が取得した前記第１の位相と、前記第２の位相取得手段が取得した前記第２の位相と、｜（ｍ・Ｐ１−ｎ・Ｐ２）｜＜｜（Ｐ１−Ｐ２）｜の条件を満たす整数ｍ、ｎに対し、Ａ／Ｂ＝ｎ／ｍの関係を満たす二つの係数Ａ、Ｂを用いて次式を満たすＳｖを前記スケールの位置を表す位置信号として取得する位置情報取得手段と、を有することを特徴とする。
【０００８】
Ｓｖ＝Ａ・Φ１−Ｂ・Φ２
但し、Φ１は前記第１の位相、Φ２は前記第２の位相、Ｐ１は前記第１の変調周期、Ｐ２は前記第２の変調周期である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、大型化を招かずに広範囲で絶対位置信号を高精度かつ高速に取得可能なエンコーダを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施例におけるエンコーダのブロック図である。
【図２】第１の実施例におけるトラックの部分拡大平面図である。
【図３】図２の部分拡大平面図である。
【図４】図２の部分拡大平面図である。
【図５】受光素子アレイの受光面のへ面図である。
【図６】カットオフ周波数と信号の立ち上がりの関係を示した図である。
【図７】位置検出のフローチャート図である。
【図８】検出信号とスケールの位置関係を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に、本発明の好ましい実施の形態を、添付の図面に基づいて詳細に説明する。図１は、本実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。エンコーダは、固定部に取り付けられるセンサユニット１０１、不図示の可動部に取り付けられるスケール１０２、信号処理回路（信号処理手段）１０３、記憶装置１０４を有する。なお、固定部と可動部の関係は逆でもよく、センサユニット１０１とスケール１０２が相対的に移動可能な構成であれば良い。
【００１２】
センサユニット１０１はＬＥＤからなる光源１０５と、受光素子アレイ１０６を有する受光ＩＣ１０７が同一パッケージ内に実装された受発光一体型のセンサユニットである。
【００１３】
受光素子アレイ１０６は、スケール１０２のパターンからのエネルギー分布を検出する複数の検出素子が、スケール１０２もしくは、可動部の移動（測長）方向である、Ｘ方向に並べられた検出素子アレイとして機能する。本実施形態におけるエネルギーは光であるが、後述するように、磁気、電気などその種類は光に限定されるものではない。
【００１４】
スケール１０２は、ガラス基板上にクロム反射膜のパターンを複数有するパターン列がトラック１０８にパターニングされている。パターンはエネルギー分布を空間変調させるためのパターンである。各トラック１０８は、Ｘ方向に垂直なＹ方向に周期的に配列され、Ｘ方向にそれぞれ異なるピッチ（変調周期）を有する複数の領域を有する。例えば、２種類の領域が設けられている場合には、Ｘ方向の第１のピッチ（第１の変調周期）を有する第１の領域とＸ方向に第２のピッチ（第２の変調周期）を有する第２の領域が設けられる。
【００１５】
なお、第１の変調周期の領域と第２の変調周期の領域は必ずしも分かれている必要はなく、両者は重なっていても良い。また、本実施形態では、受光素子アレイ１０６はスケール１０２のパターンの反射光を受光しているが、スケール１０２のパターンの透過光を受光する場合でも本実施形態は適用可能である。即ち、受光素子アレイ１０６は、スケール１０２のパターンからの光を受光できれば良い。
【００１６】
信号処理回路１０３は、センサユニット１０１の受光素子アレイ１０６の出力信号を処理して位置情報に変換する。信号処理回路１０３は、センサユニット１０１で得られたエンコーダ信号の内挿処理や、記憶装置１０４への信号の書き込み、及び読み出しも行う。信号処理回路１０３は、不図示の増幅回路、Ａ／Ｄ変換回路の他の、信号分離手段１０９、低域通過手段１１０、切り替え手段１１１、第１の位相取得手段１１２、第２の位相取得手段１１３、位相情報取得手段１１４を有する。
【００１７】
信号分離手段１０９は、受光素子アレイ１０６の出力をトラック１０８の各領域に対応する信号に分離する機能を有する。信号分離手段１０９は受光ＩＣ１０７にスイッチ回路が設けられている、スイッチ回路による接続を切り替える信号を送信する。低域通過手段１１０は、センサユニット１０１の受光素子アレイ１０６の出力信号のノイズを除去するフィルタである。切り替え手段１１１は低域通過手段１１０のカットオフ周波数の帯域を切り替える。
【００１８】
第１の位相取得手段１１２は、第１の領域に対応した受光素子アレイ１０６の出力信号に対して、逆正接演算を行うことによって、第１の領域のエネルギー分布の位相（第１の位相）を取得する。第１の位相取得手段１１２は、後述する相対位置信号取得手段として機能しても良い。第２の位相取得手段１１３は、第２の領域に対応した受光素子アレイ１０６の出力信号に対して、逆正接演算を行うことによって、第２の領域のエネルギー分布（第２の位相）を取得する。
【００１９】
なお、トラック１０８に第３のピッチを有するパターン列を有する領域などが設けられている場合、それぞれに合わせて第３の位相取得手段が設けられていても良いことは言うまでもない。
【００２０】
位置情報取得手段１１４は、スケール１０２の位置情報を取得する。位置情報取得手段１１４は、スケール１０２の相対位置を表す相対位置信号を取得する相対位置信号取得手段とスケール１０２の絶対位置を表す絶対位置信号を取得する絶対位置信号取得手段を有しても良い。
【００２１】
動作において、センサユニット１０１内の光源１０５から出射した発散光束はスケール１０２のトラック１０８に照射され、トラック１０８で反射した光束はセンサユニット１０１の受光素子アレイ１０６に受光される。受光素子アレイ１０６は、トラック１０８の反射率分布が２倍に拡大された像として受光する。受光素子アレイ１０６によって受光された光束は電気信号に変換され、エンコーダ信号として信号処理回路１０３に送られる。信号処理回路１０３は、受光素子アレイ１０６からの出力を位置信号に変換し、スケール１０２の位置情報を高精度に取得及び出力する。
【００２２】
（実施例１）
図２は、図１に示すトラック１０８に適用可能な実施例１の１０８Ａの部分平面拡大図である。トラック１０８Ａは、スケール１０２の移動方向（Ｘ方向）に垂直な方向（Ｙ方向）に、２種類の領域（領域２０１、領域２０２）が交互に並べられており、図２の全幅を含む範囲（受光素子アレイ１０６の受光面で走査され得る領域）が１トラックである。領域２０１は上述した第１の領域に相当し、領域２０２は第２の領域に相当する。図２において、白色部は光を透過または吸収する非反射部２０３である。
【００２３】
図３は、領域２０１のＸ方向の１周期分の拡大平面図である。領域２０１は、Ｘ方向のピッチ（第１のピッチ）Ｐ１（＝１００μｍ）毎に図３のパターンが配列されたパターン列からなり、各パターンは反射膜から構成されていて光を反射する反射部３０１と非反射部２０３から構成されている。
【００２４】
ピッチＰ１は上述した第１の変調周期として機能する。領域２０１のＹ方向の幅はＷ１＝５０μｍである。領域２０１のＹ方向の位置によって、反射部３０１のＸ方向の幅が異なる。Ｙ方向の中心からの距離がＷ１・１／８以下の領域においては、反射部３０１のＸ方向の幅はＰ１・２３／３０である。Ｙ方向の中心からの距離がＷ１・１／８からＷ１・１／４までの範囲では、反射部３０１のＸ方向の幅はＰ１・１７／３０である。Ｙ方向の中心からの距離がＷ１・１／４からＷ１・３／８までの範囲では、反射部３０１のＸ方向の幅はＰ１・１２／３０である。Ｙ方向の中心からの距離がＷ１・３／８からＷ１・１／２までの範囲では、反射部３０１のＸ方向の幅はＰ１・７/０である。
【００２５】
図４は、領域２０２のＸ方向の１周期分の拡大平面図である。領域２０２は、Ｘ方向のピッチ（第２のピッチ）Ｐ２（＝２０２μｍ）毎に図４のパターンが配置されたパターン列からなり、各パターンは反射膜から構成されていて光を反射する反射部４０１、４０２と非反射部２０３から構成されている。
【００２６】
ピッチＰ２は上述した第２の変調周期として機能する。領域２０２のＹ方向の幅はＷ２＝５０μｍである。領域２０２のＹ方向の位置によって、反射部４０１、４０２のＸ方向の幅が異なる。Ｙ方向の中心からの距離がＷ２・１／６以下の領域においては、反射部４０１のＸ方向の幅はＰ２・７０／９６である。この領域は、周期両端からそれぞれＰ２・３／９６の幅で反射部４０２が形成される。Ｙ方向の中心からの距離がＷ２・１／６からＷ２・１／３までの範囲では、反射部４０１のＸ方向の幅はＰ２・５４／９６である。Ｙ方向の中心からの距離がＷ２・１／３からＷ２・１／２までの範囲では、反射部４０１のＸ方向の幅はＰ２・２２／９６である。
【００２７】
図５は、図１の受光素子アレイ１０６に適用可能な実施例１の受光素子アレイ５０１の受光面の平面図である。受光素子アレイ５０１においては、受光素子５０２がＸ方向に５０μｍピッチで２４個並んでおり、１つの受光素子５０１はＸ方向の幅Ｘ＿ｐｄが５０μｍであり、Ｙ方向の幅Ｙ＿ｐｄは８００μｍである。受光素子アレイ５０１の全幅Ｘ＿ｔｏｔａｌは１２００μｍである。スケール上のパターンは２倍の拡大投影となるため、スケール上の検出範囲はＹ方向４００μｍ、Ｘ方向６００μｍの範囲となる。よって、スケール上の検出範囲には、位置検出方向に１００μｍのピッチを有する領域２０１と２０２μｍのピッチを有する領域２０２がＹ方向にそれぞれ４ラインずつ含まれる。
【００２８】
各受光素子５０２からの出力は、スイッチ回路５０３を介して切り替えられ、選択後に後段の４つの不図示の初段増幅器に接続されている。４つの初代増幅器は、出力端子Ａ＋、Ｂ＋、Ａ−、Ｂ−（それぞれＡ＋相、Ｂ＋相、Ａ−相、Ｂ−相を表す）に対応する受光素子５０２がそれぞれ接続され、４相正弦波出力Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）を出力する。
【００２９】
スイッチ回路５０３は信号処理回路１０３の信号分離手段１０９からの出力によって、受光素子５０２と出力端子との接続を切り替えることができる。その結果、複数の受光素子５０２において電気的に加算される間隔が切り替わる。信号分離手段１０９からの出力がハイレベルの場合は、図５（ａ）に示すように、電気的に接続されている受光素子５０２の中心間隔は２００μｍとなっており、領域２０１（Ｐ１＝１００μｍ）を検出することができる。信号分離手段１０９からの出力がローレベルの場合は、図５（ｂ）に示すように、電気的に接続されている受光素子５０２の中心間隔は４００μｍとなっており、領域２０２（Ｐ２＝２０２μｍ）を検出することができる。
【００３０】
４相正弦波信号の相対位相はそれぞれの検出ピッチに対し、Ｓ（Ａ＋）を基準として、Ｓ（Ｂ＋）は約＋９０度、Ｓ（Ａ−）は約＋１８０度、Ｓ（Ｂ＋）は約＋２７０度の関係にある。信号処理回路１０３は、４相正弦波出力Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）について次式の演算を行って直流成分が除去された２相正弦波信号Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）を生成する。
［数１］
Ｓ（Ａ）＝Ｓ（Ａ＋）−Ｓ（Ａ−）
［数２］
Ｓ（Ｂ）＝Ｓ（Ｂ＋）−Ｓ（Ｂ−）
ここで、領域２０２から得られる信号の補正について説明する。受光素子５０２の検出ピッチ（２００μｍ）とスケール上のパターン周期（２０２μｍ）が僅かにずれているため、２相正弦波信号Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）間の位相差が９０度からずれてしまう。そのため、２相正弦波信号Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）の相対位相差補正処理を行うことが望ましい。
【００３１】
以下に位相差補正の方法について説明を行う。まず、相対位相差誤差ｅを含む２相正弦波信号Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）は、位相をθとすると、次式で表すことができる。
［数３］
Ｓ（Ａ）＝ｃｏｓ（θ＋ｅ／２）
［数４］
Ｓ（Ｂ）＝ｓｉｎ（θ−ｅ／２）
数式３、４より、２相正弦波信号Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）の和と差を取ると次に示すように誤差成分ｅを分離することができる。
［数５］
Ｓ（Ａ）＋Ｓ（Ｂ）＝２・ｃｏｓ（θ−π／４）ｓｉｎ（ｅ／２−π／４）
［数６］
−Ｓ（Ａ）＋Ｓ（Ｂ）＝２・ｓｉｎ（θ−π／４）ｃｏｓ（ｅ／２−π／４）
相対位相差誤差ｅは設計値よりｅ＝（１−２００／２０２）・πで表すことができる。数式５、６の振幅成分である、２・ｓｉｎ（ｅ（ｘ）／２−π／４）、２・ｃｏｓ（ｅ（ｘ）／２−π／４）について、それぞれ逆数を乗じることにより、以下の用に位相差誤差を補正した２相正弦波信号Ｓ（Ａ）´、Ｓ（Ｂ）´を算出する。
【００３２】
但し、Φ＝θ―π／４である。
［数７］
Ｓ（Ａ）´＝（Ｓ（Ａ）＋Ｓ（Ｂ））／（２・ｓｉｎ（ｅ／２−π／４））＝ｃｏｓφ
［数８］
Ｓ（Ｂ）´＝（−Ｓ（Ａ）＋Ｓ（Ｂ））／（２・ｃｏｓ（ｅ／２−π／４））＝ｓｉｎφ
相対位相差誤差ｅを初期化動作によって求めても良い。
【００３３】
例えば、所定のＸ方向範囲のＳ（Ａ）＋Ｓ（Ｂ）の（最大値−最小値）／２から振幅成分２・ｃｏｓ（ｅ（ｘ）／２−π／４）を取得する。そして、それぞれの値を記憶装置１０４に記憶しても良い。この場合、光源１０５と受光素子アレイ５０１の実装による高さ方向（Ｚ軸方向）のずれや、スケール１０２とセンサユニット１０１の相対傾きによる像倍率の誤差の影響を含めて補正することが可能である。
【００３４】
以上のようにして得られたＳ（Ａ）´をＳ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）´をＳ（Ｂ）とする。スイッチ回路５０３への入力がハイレベルの時、Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）より、信号処理回路１０３の第１の位相取得手段１１２は領域２０１のエネルギー分布の位相（位相信号）Φ１を次式の演算によって取得する。ＡＴＡＮ２[Ｙ、Ｘ]は、象限を判別して０〜２π位相に変換する逆正接演算関数である。
［数９］
Φ１＝ＡＴＡＮ２［Ｓ（Ａ），Ｓ（Ｂ）］
同様に、スイッチ回路５０３への入力がローレベルの時のＳ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）より、信号処理回路１０３の第２の位相取得手段１１３は領域２０２のエネルギー分布の位相（位相信号）Φ２を次式の演算によって取得する。
［数１０］
Φ２＝ＡＴＡＮ２［Ｓ（Ａ），Ｓ（Ｂ）］
次に、切り替え手段１１１について、図６を用いて説明する。図６は低域通過手段１１０のカットオフ周波数を５ＫＨｚに設定した場合と、５０ＫＨｚに設定した場合の信号の立ち上がり時間を示したグラフである。信号処理回路１０３はスイッチ回路５０３の切り替え前後で、不図示のＡ／Ｄコンバータで信号を取得する。
【００３５】
しかし、低域通過手段１１０によってノイズ除去を行うため、時間をおかずに信号を取得すると、切り替わり後の信号が立ち上っていない可能性がある。波形６０１は低域通過手段１１０を５ＫＨｚに設定した場合に、スイッチ回路５０３で信号の切り替えが行われてからの出力波形の変化を示している。波形６０２は低域通過手段１１０を５０ＫＨｚに設定した場合に、スイッチ回路５０３で信号の切り替えが行われてからの出力波形の変化を示している。低域通過手段１１０を５ＫＨｚに設定した場合、波形６０１の出力が９５％になるまでおおよそ１００μｓｅｃかかっており、信号が立ち上るのを待っていると、演算に時間がかかってしまう。
【００３６】
低域通過手段１１０を５０ＫＨｚに設定した場合、波形６０２の出力が９５％になるまでおおよそ１０μｓｅｃと時間は早くなるが、その分ノイズが増えてしまい、演算の精度が低下してしまう。信号の切り替えを行うタイミングはノイズが増えても精度への影響は少ない。そのため、信号を切り替えるタイミングで、切り替え手段１１１は低域通過手段１１０のカットオフ周波数を５ＫＨｚから５０ＫＨｚに変更し、信号が立ち上った後、低域通過手段１１０のカットオフ周波数を５０ＫＨｚから５ＫＨｚに変更することで、演算時間の短縮と、精度を両立させることができる。
【００３７】
本実施例の位置信号取得手段１１４は、第１の位相取得手段１１２の出力を相対位置信号として取得する。相対位置信号の変化を計数することによって、スケール１０２が測定開始位置から所定周期として何周期目に位置するかの情報を取得することができる。また、本実施例の位置信号取得手段１１４の動作について、図７のフローチャートを用いて説明する。
【００３８】
（ステップ７０１）  低域通過手段１１０のカットオフ周波数が５ＫＨｚになるよう、切り替え手段１１１を操作する。
【００３９】
（ステップ７０２）  信号分離手段１０９をＨｉｇｈに設定し、検出ピッチを１００μｍに設定する。
【００４０】
（ステップ７０３）Ａ／Ｄコンバータにより、検出ピッチ１００μｍの出力信号、Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）を取得する。
【００４１】
（ステップ７０４）  低域通過手段１１０のカットオフ周波数が５０ＫＨｚになるよう、切り替え手段１１１を操作する。
【００４２】
（ステップ７０５）  信号分離手段１０９をＬｏｗに設定し、検出ピッチを２００μｍに設定する。
【００４３】
（ステップ７０６）  低域通過手段１１０のカットオフ周波数を５０ＫＨｚに設定後、１０μｓｅｃ経過したかどうか判断する。経過していれば、ステップ７０７へ進む。
【００４４】
（ステップ７０７）  低域通過手段１１０のカットオフ周波数が５ＫＨｚになるよう、切り替え手段１１１を操作する。
【００４５】
（ステップ７０８）  Ａ／Ｄコンバータにより、検出ピッチ２００μｍの出力信号、Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）を取得する。
【００４６】
（ステップ７０９）  Ａ／Ｄコンバータにより求めた、検出ピッチ１００μｍと２００μｍの各出力信号から絶対位置を求める。
【００４７】
次に、信号処理回路１０３で行う、絶対位置演算の詳細を説明する。信号処理回路１０３は、絶対位置信号として機能するバーニア信号Ｓｖを、検出ピッチ１００μｍの出力信号から求めたΦ１と、検出ピッチ２００μｍの出力信号から求めたΦ２を用いて、下記の演算によって取得する。
［数１１］
Ｓｖ＝Φ１−２・Φ２
このとき、信号処理回路１０３は、Ｓｖ＜０の時はＳｖ＝Ｓｖ＋２π、Ｓｖ＞２πの時はＳｖ＝Ｓｖ−２πの演算を繰り返し行うことにより、０〜２πの出力範囲に変換する。位相信号Φ１とΦ２のＸ方向の位置ｘとの関係は以下の通り表すことができる。
［数１２］
Φ１＝２π・ｘ／Ｐ１
［数１３］
Φ２＝２π・ｘ／Ｐ２
バーニア信号Ｓｖの周期Ｔｖは、Φ１−２・Φ２が０から±２πに変化するＸ方向の位置変化量であるため、次式で表すことができる。
［数１４］
Φ１−２・Φ２＝２π・Ｔｖ／Ｐ１−２・２π・Ｔｖ／Ｐ２＝±２π
［数１５］
Ｔｖ＝｜Ｐ１・Ｐ２／（２・Ｐ１−Ｐ２）｜
このようにして得られたバーニア信号Ｓｖとスケールの位置との関係は図８（ａ）のようになる。本実施例では、数式１５より、バーニア信号Ｓｖの周期Ｔｖは１０．１ｍｍとなり、これが検出可能な範囲となる。受光素子アレイ長におけるスケール上の検出範囲は、Ｘ方向に６００μｍの範囲なので、検出可能な範囲は、受光素子アレイ長の検出範囲より長くなる。
【００４８】
従って、バーニア信号Ｓｖを絶対位置信号として使用することによって、より広い範囲でスケールの移動方向の絶対位置を検出することができる。また、バーニア信号Ｓｖに変換する前の位相出力Φ１とスケール位置との関係は図８（ｂ）のようになる。位相出力Φ１をスケール１０２の相対位置を表す相対位置信号（インクリメンタル信号）として使用する。
【００４９】
本実施例の効果を差に詳しく説明するため、より一般化した原理を以下に示す。まず位相出力Φ１、Φ２に係数を掛けずに差分演算を行い、バーニア信号Ｓｖを生成する場合は、位相出力Φ１、Φ２は次式で表すことができる。
［数１６］
Ｓｖ＝Φ１−Φ２
バーニア信号Ｓｖの周期Ｔｖは、バーニア信号Ｓｖが０からプ明日−２πに変化するＸ方向の位置の変化量であるため、次式が成立する。
［数１７］
Ｓｖ＝Φ１−Φ２＝２π・Ｔｖ／Ｐ１−２π・Ｔｖ／Ｐ２＝±２π
よって、次式でバーニア信号Ｓｖによる検出可能範囲を表すことができる。
［数１８］
Ｔｖ＝｜Ｐ１・Ｐ２／（Ｐ１−Ｐ２）｜
次に、位相出力Φ１、Φ２を分離して取得できる条件について説明する。スケール上での検出幅Ｗｐｄによる空間周波数分解能Δｆは、１／Ｗｐｄとなるため、スケール上の２つの周期成分Ｐ１とＰ２を分離する条件は以下のように表すことができる。
［数１９］
Δｆ＝１／Ｗｐｄ＜｜（１／Ｐ１−１／Ｐ２）｜
よって、次式が成立する。
［数２０］
Ｗｐｄ＞｜Ｐ１・Ｐ２／（Ｐ１−Ｐ２）｜
数式１８、２０から、次式が成立する。
［数２１］
Ｗｐｄ＞｜Ｐ１・Ｐ２／（Ｐ１−Ｐ２）｜＝Ｔｖ
つまり、位相出力Φ１、Φ２に係数を掛けずに差分演算を行った場合のバーニア信号で検出できる範囲は、スケール上の検出幅Ｗｐｄを越えることができない。これに対し、位相の差分演算を行う際に位相出力Φ１、Φ２に対し、別々の係数を掛けることでバーニア信号の検出可能範囲をＷｐｄ以上に伸ばすことが可能となる。これを以下に説明する。この場合、バーニア信号Ｓｖは次式で表すことができる。
［数２２］
Ｓｖ＝ｎ・Φ１−ｍ・Φ２
位相出力Φ１、Φ２は周期関数の位相成分であるため、２πから０となる出力の繰り返しが発生する。バーニア信号ＳｖをＳｖ´＝Ｓｖ±２πｌ（ｌは整数）となる関係で表されるＳｖ´（０≦Ｓｖ´＜２π）によって出力範囲を変更した場合、これらの折り返し点での連続性を保つためには、ｎ、ｍをいずれも整数に設定する必要がある。ｎ・Φ１、ｍ・Φ２の折り返し点はそれぞれ２π・ｎ、２π・ｍとなるので、ｎ、ｍが整数であれば、それらを差分した結果の折り返し点の前後の差は２πの整数倍となり、連続性が保たれる。
【００５０】
但し、Ｓｖの係数は整数ｍ、ｎに限定されるものではない。即ち、数式２２はＡ／Ｂ＝ｎ／ｍを満たす係数Ａ、Ｂを使用して次式として表されれば良い。
［数２３］
Ｓｖ＝Ａ・Φ１−Ｂ・Φ２
バーニア信号Ｓｖを、Ｓｖ´＝Ｓｖ±ｃ・ｌ（ｌは整数）となる関係で表されるＳｖ´（０≦Ｓｖ´＜ｃ）によって出力範囲を変換した場合に、２π・ｎ／ｃ、２π・ｍ／ｃがいずれも整数になる用にｃ、ｎ、ｍの値を設定すれば良い。バーニア信号Ｓｖの周期Ｔｖは、ｎ、ｍが整数の場合には、以下のように表すことができる。
［数２４］
Ｔｖ＝｜Ｐ１・Ｐ２／（ｍ・Ｐ１−ｎ・Ｐ２）｜
数式２０、２４より、検出幅Ｗｐｄよりも、バーニア信号Ｓｖの周期Ｔｖが広くなる条件は次式で表される。
［数２５］
｜Ｐ１・Ｐ２／（ｍ・Ｐ１−ｎ・Ｐ２）｜＞｜Ｐ１・Ｐ２／（Ｐ１−Ｐ２）｜
よって、次式を満たせば、検出幅Ｗｐｄよりも大きな検出範囲をもつ周期Ｔｖを得ることができる。
［数２６］
｜（ｍ・Ｐ１−ｎ・Ｐ２）｜＜｜（Ｐ１−Ｐ２）｜
以上より、ｎ、ｍ、Ｐ１、Ｐ２を適切に設定することで、検出幅Ｗｐｄよりも広い検出可能範囲を得ることができる。なお、ｎ、ｍはなるべく小さな整数とすることが望ましい。なぜならば、Φ１、Φ２に含まれる位相検出誤差がそれぞれｎ倍、ｍ倍されてバーニア信号Ｓｖに影響するためである。よって、最も望ましいのは、ｎ、ｍを１と２の組み合わせとすることである。また、本実施例では、光学式エンコーダの例となっているが、磁気式エンコーダ、静電容量式エンコーダ等でも同様の効果が得られる。
【００５１】
以上のように、センサを大型化せず、広い範囲の絶対位置信号を高精度かつ高速に検出することが可能である。
【００５２】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。
【００５３】
エンコーダは位置（変位）を検出する用途に適用することが出来る。
【符号の説明】
【００５４】
１０６  受光素子アレイ（検出素子アレイ）、１０２  スケール、
１０３  信号処理回路（信号処理手段）、１０９  信号分離手段、
１１０  低域通過手段、１１１  切り替え手段、１１２  第１の位相取得手段、
１１３  第２の位相取得手段、１１４  位置情報取得手段、２０１  第１の領域、
２０２  第２の領域
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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