(57)【要約】【課題】低電流時にトランスコア損失を低減できるとともに高電流時に熱損失を低減できるＤＣＤＣコンバータを提供する。【解決手段】トランス２０と変換部３０と整流部４０と平滑コイル５０を備える。閾値よりも高い高電流時には平滑コイル５０のインダクタンス値を大きくして連続モードで動作する。閾値よりも低い低電流時には平滑コイル５０のインダクタンス値を小さくして不連続モードで動作する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次巻線に接続され、直流を交流に変換する変換部と、
前記トランスの二次巻線に接続された整流部と、
前記トランスの二次巻線に接続された平滑コイルと、
を備えたＤＣＤＣコンバータであって、
閾値よりも高い高電流時には前記平滑コイルのインダクタンス値を大きくして連続モードで動作するとともに閾値よりも低い低電流時には前記平滑コイルのインダクタンス値を小さくして不連続モードで動作することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
【請求項２】
低電流時には前記変換部のスイッチング素子のデューティを小さくすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記平滑コイルは、第１のコイルと第２のコイルを有し、
低電流時にオンするスイッチと前記第２のコイルとの直列回路が、前記第１のコイルと並列に接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項４】
ハイブリッド車用の車載ＤＣＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
トランスを有するＤＣＤＣコンバータにおいてトランスコア損失はＥＴ積に依存することが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−２２６９０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
車載用のＤＣＤＣコンバータにおいて車両モード燃費の改善を図るべく低電流域の損失を低減したいが低電流領域ではトランスコア損失が大きく、また、高電流域では熱損失の問題がある。
【０００５】
本発明の目的は、低電流時にトランスコア損失を低減できるとともに高電流時に熱損失を低減できるＤＣＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１に記載の発明では、一次巻線および二次巻線を有するトランスと、前記トランスの一次巻線に接続され、直流を交流に変換する変換部と、前記トランスの二次巻線に接続された整流部と、前記トランスの二次巻線に接続された平滑コイルと、を備えたＤＣＤＣコンバータであって、閾値よりも高い高電流時には前記平滑コイルのインダクタンス値を大きくして連続モードで動作するとともに閾値よりも低い低電流時には前記平滑コイルのインダクタンス値を小さくして不連続モードで動作することを要旨とする。
【０００７】
請求項１に記載の発明によれば、閾値よりも高い高電流時においては、平滑コイルのインダクタンス値を大きくして連続モードで動作することにより高電流時に熱損失を低減することができる。また、閾値よりも低い低電流時には、平滑コイルのインダクタンス値を小さくすることにより不連続モードで動作することができ、これによりＥＴ積を小さくすることができる。よって、低電流時にトランスコア損失を低減できるとともに高電流時に熱損失を低減できる。
【０００８】
請求項２に記載のように、請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、低電流時には前記変換部のスイッチング素子のデューティを小さくするとよい。
請求項３に記載のように、請求項１または２に記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、前記平滑コイルは、第１のコイルと第２のコイルを有し、低電流時にオンするスイッチと前記第２のコイルとの直列回路が、前記第１のコイルと並列に接続されているとよい。
【０００９】
請求項４に記載のように、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、ハイブリッド車用の車載ＤＣＤＣコンバータであるとよい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、低電流時にトランスコア損失を低減できるとともに高電流時に熱損失を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態における車載機器の構成図。
【図２】実施形態におけるＤＣＤＣコンバータの回路構成図。
【図３】実施形態の作用を説明するためのタイムチャートであり、（ａ）はメインスイッチング素子の状態を示し、（ｂ）は補助スイッチング素子の状態を示し、（ｃ）はスイッチの状態を示し、（ｄ）はコイル電流の推移を示す。
【図４】実施形態の作用を説明するためのタイムチャートであり、（ａ）はメインスイッチング素子の状態を示し、（ｂ）は補助スイッチング素子の状態を示し、（ｃ）はスイッチの状態を示し、（ｄ）はコイル電流の推移を示し、（ｅ）はトランス印加電圧の推移を示す。
【図５】（ａ）は実施形態におけるコイル電流と平滑コイルのインダクタンス値との関係を説明するための説明図、（ｂ）はコイル電流と効率との関係を示す説明図。
【図６】比較例を説明するためのタイムチャートであり、（ａ）はメインスイッチング素子の状態を示し、（ｂ）は補助スイッチング素子の状態を示し、（ｃ）はコイル電流の推移を示す。
【図７】比較例を説明するためのタイムチャートであり、（ａ）はメインスイッチング素子の状態を示し、（ｂ）は補助スイッチング素子の状態を示し、（ｃ）はコイル電流の推移を示し、（ｄ）はトランス印加電圧の推移を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１に示すように、ハイブリッド車には、直流電源としての３００Ｖの高圧バッテリ１０と、インバータ１１と、走行モータ１２と、ＤＣＤＣコンバータ１３と、複数の補機１４と、１２Ｖの低圧バッテリ１５と、が搭載されている。高圧バッテリ１０にはインバータ１１を介して走行モータ１２が接続され、高圧バッテリ１０の直流電力がインバータ１１により交流に変換されて走行モータ１２に供給される。走行モータ１２は交流電力の供給により駆動されて車輪を回転させて走行に供する。
【００１３】
高圧バッテリ１０にはＤＣＤＣコンバータ１３が接続され、ＤＣＤＣコンバータ１３において高圧バッテリ１０の３００Ｖの電力を入力して１２Ｖに降圧して出力する。ＤＣＤＣコンバータ１３の出力側には各補機１４および１２Ｖの低圧バッテリ１５が接続されている。各補機１４はＤＣＤＣコンバータ１３から１２Ｖの電力供給により駆動することができる。また、低圧バッテリ１５は、ＤＣＤＣコンバータ１３から１２Ｖの電力供給により充電される。
【００１４】
なお、ハイブリッド車においては走行モータとバッテリに加えて動力源としてエンジンが搭載されている。
ハイブリッド車用の車載ＤＣＤＣコンバータであるＤＣＤＣコンバータ１３の構成を図２に示す。
【００１５】
図２に示すように、ＤＣＤＣコンバータ１３は、アクティブクランプ型ＤＣＤＣコンバータ（アクティブクランプフォワードコンバータ）である。
ＤＣＤＣコンバータ１３は、トランス２０と、変換部３０と、整流部４０と、平滑コイル５０と、コンデンサ６０と、電流センサ７０と、スイッチ８０と、制御回路９０，９１と、を備える。変換部３０は、メインスイッチング素子３１と、クランプコンデンサ３２と、補助スイッチング素子３３を有する。整流部４０は、２つのダイオード４１，４２を有する。平滑コイル５０は、２つのコイル（チョークコイル）５１，５２を有し、コイル５２は低電流用コイルである。平滑コイル５０とコンデンサ６０により平滑回路が構成されている。
【００１６】
トランス２０は、一次巻線２１および二次巻線２２を有する。
変換部３０は、トランス２０の一次巻線２１に接続され、直流を交流に変換する。変換部３０におけるメインスイッチング素子３１は、トランス２０の一次巻線２１に直列に接続され、その一次巻線２１とともに高圧バッテリ１０に並列に接続される。クランプコンデンサ３２は、リセット用コンデンサである。補助スイッチング素子３３は、クランプコンデンサ３２に直列に接続され、そのクランプコンデンサ３２とともに一次巻線２１に並列接続されている。補助スイッチング素子３３とクランプコンデンサ３２の直列回路によりアクティブクランプ回路が構成されている。
【００１７】
メインスイッチング素子３１および補助スイッチング素子３３は、ＭＯＳＦＥＴを用いている。メインスイッチング素子３１および補助スイッチング素子３３は、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、ダイオードが並列接続されるＩＧＢＴを用いてもよい。
【００１８】
なお、制御回路９０は、平滑回路（コイル５１，５２、コンデンサ６０）から出力される直流電圧Ｖｏｕｔを検知している。
整流部４０は、トランス２０の二次巻線２２に接続されている。整流部４０は、交流を直流にする。整流部４０における第１のダイオード４１は、トランス２０の二次巻線２２側のグランドにアノードが接続され、トランス２０の二次巻線２２の一方端にカソードが接続されている。第２のダイオード４２は、第１のダイオード４１のアノードにアノードが接続され、トランス２０の二次巻線２２の他方端にカソードが接続されている。
【００１９】
平滑コイル５０は、トランス２０の二次巻線２２に接続されている。平滑回路を構成するコンデンサ６０は、ダイオード４２に並列接続されている。平滑コイル５０を構成する第１のコイル５１は、トランス２０の二次巻線２２とコンデンサ６０との間に設けられている。第２のコイル５２に対しスイッチ８０が直列に接続されている。この直列回路が第１のコイル５１に並列に接続されている。スイッチ８０は、制御回路９１により開閉、即ち、オン／オフ制御される。
【００２０】
スイッチ８０は、低電流時にオンする。このように、平滑コイル５０は、第１のコイル５１と第２のコイル５２を有し、低電流時にオンするスイッチ８０と第２のコイル５２との直列回路が、第１のコイル５１と並列に接続されている。
【００２１】
第１のコイル５１のインダクタンス値と第２のコイル５２のインダクタンス値については、例えば、第１のコイル５１のインダクタンス値は大きく、第２のコイル５２のインダクタンス値は小さい。この場合には、第２のコイル５２とスイッチ８０とは、電流容量が小さいものを使用することができる。
【００２２】
なお、スイッチ８０は、リレーで構成しても、スイッチング素子で構成してもよい。
電流センサ７０は、平滑コイル５０を流れるコイル電流を検出する。即ち、スイッチ８０のオフ時には第１のコイル５１を流れる電流ｉ１を、また、スイッチ８０のオン時には第１のコイル５１を流れる電流ｉ１と第２のコイル５２を流れる電流ｉ２との和を検出する。その検出結果は制御回路９０，９１に送られる。よって、制御回路９０および制御回路９１は、平滑コイル５０を流れるコイル電流を検知することができる。
【００２３】
制御回路９０は、メインスイッチング素子３１および補助スイッチング素子３３を制御する。このとき、制御回路９０は、メインスイッチング素子３１をオンさせているときに補助スイッチング素子３３をオフさせ、メインスイッチング素子３１をオフさせているときに補助スイッチング素子３３をオンさせる。つまり、ＤＣＤＣコンバータ１３の運転時にメインスイッチング素子３１および補助スイッチング素子３３を交互にオン／オフして高圧バッテリ１０の電力をトランス２０に供給するとともに、両スイッチング素子３１，３３を、一次巻線２１を流れる電流の向きの変化に同期して相補的にオン／オフ、即ち交互にオン、オフする。
【００２４】
この際、制御回路９０は、メインスイッチング素子３１の駆動信号のデューティを制御することにより平滑回路（コイル５１，５２、コンデンサ６０）から出力される直流電圧Ｖｏｕｔを一定に保つ。
【００２５】
アクティブクランプ型ＤＣＤＣコンバータ１３において、メインスイッチング素子３１がオンすると、高圧バッテリ１０からトランス２０の一次巻線２１へ励磁電流が流れ、トランス２０に生じる起電力によってダイオード４１に電流が流れる。そして、ダイオード４１に流れる電流がダイオード４１，４２からなる整流部４０や平滑コイル５０（コイル５１，５２）およびコンデンサ６０からなる平滑回路を介して直流電力として負荷（図１の補機１４等）側へ出力される。また、メインスイッチング素子３１がオフすると、平滑コイル５０（コイル５１，５２）に生じる起電力によってダイオード４２に電流が流れる。そして、ダイオード４２に流れる電流が、平滑コイル５０（コイル５１，５２）およびコンデンサ６０からなる平滑回路を介して直流電力として負荷（図１の補機１４等）側へ出力される。
【００２６】
このように、メインスイッチング素子３１のオン、オフが繰り返されることにより、高圧バッテリ１０からトランス２０を介して一定の直流電圧が出力される。
また、ＤＣＤＣコンバータ１３において、メインスイッチング素子３１がオンからオフになると、トランス２０の一次巻線２１に流れる励磁電流が補助スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）３３の寄生ダイオードを介してクランプコンデンサ３２へ流れてクランプコンデンサ３２が充電され、トランス２０の一次巻線２１に流れる励磁電流が減少する。その後、補助スイッチング素子３３がオンすると、クランプコンデンサ３２に蓄積されたエネルギーがトランス２０の一次巻線２１に放出されて励磁電流がさらに減少し、トランス２０の磁化がリセットされる。このように、アクティブクランプ型ＤＣＤＣコンバータ１３では、補助スイッチング素子３３とクランプコンデンサ３２とからなるアクティブクランプ回路によりトランス２０の磁化のリセットが行われる。
【００２７】
また、アクティブクランプ型ＤＣＤＣコンバータ１３では、メインスイッチング素子３１がオフして補助スイッチング素子３３の寄生ダイオードに励磁電流が流れているときに、補助スイッチング素子３３がオンするため、補助スイッチング素子３３がオンする際に生じる損失を低減することができる。
【００２８】
次に、ＤＣＤＣコンバータ１３の作用について説明する。
図３（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、高電流時、例えば１００Ａを流すフルパワー時を示す。このときには、閾値ｉｔｈ（例えば２０Ａ）よりも高いコイル電流が流れる。コイル電流が閾値ｉｔｈよりも高い時にはスイッチ８０はオフ状態となっている。これにより、図３のフルパワー時においては平滑コイル５０のインダクタンス値は大きな値となっている（図５（ａ）参照）。これにより連続モードで動作する。
【００２９】
つまり、フルパワー時において、図３（ａ），（ｂ）に示すように、制御回路９０は、メインスイッチング素子３１および補助スイッチング素子３３を交互にオン／オフして、図３（ｄ）に示すように、連続モードで動作する。制御回路９１は、スイッチ８０をオフしており、連続モードにおいては、コイル５１に電流が流れ続け、電流がゼロになることなく動作する。
【００３０】
図４（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ）は、閾値よりも低い低電流時、例えば１０Ａを流す時を示す。このときには、閾値ｉｔｈ（例えば２０Ａ）より小さなコイル電流が流れる。制御回路９１は、コイル電流が閾値ｉｔｈよりも小さいと、スイッチ８０をオン状態にする。これにより、図４の低電流時においては平滑コイル５０のインダクタンス値は小さな値となっている（図５（ａ）参照）。これによって不連続モードで動作する。また、制御回路９０はコイル電流が閾値ｉｔｈよりも小さい低電流時にはスイッチング素子３１，３３のデューティを絞ってデューティを小さくする。これにより不連続モードにするためには有用である。
【００３１】
低電流時において、図４（ａ），（ｂ）に示すように、制御回路９０は、メインスイッチング素子３１および補助スイッチング素子３３を交互にオン／オフして、図４（ｄ）に示すように、不連続モードで動作する。制御回路９１は、スイッチ８０をオンしており、不連続モード（間欠動作モード）においては、コイル５１，５２に電流が断続的に流れて、電流がゼロとなる期間が発生する。この場合、図４（ｅ）に示すようにＥＴ積は小さくなる。
【００３２】
図６（ａ），（ｂ），（ｃ）は比較例であり、図２において１つの平滑用のコイルが設けられている場合であり、平滑コイルのインダクタンス値は小さな値となっている。即ち、１つの平滑用のコイルのインダクタンス値は小さい。図６（ａ），（ｂ），（ｃ）は、高電流時、例えば１００Ａを流すフルパワー時を示す。
【００３３】
図６（ａ），（ｂ）に示すように、メインスイッチング素子３１および補助スイッチング素子３３を交互にオン／オフして、図６（ｃ）に示すように、連続モードで動作するが、インダクタンス値が小さいので、図３（ｄ）と比較してコイル電流の変動が大きくなる。これにより、高電流時の熱損失が大きくなる。つまり、コイル電流が大きく変動して、電流の２乗に比例する損失が大きくなる。
【００３４】
図７は比較例であり、図２において１つの平滑用のコイルが設けられている場合であり、平滑コイルのインダクタンス値は大きな値となっている。即ち、１つの平滑用のコイルのインダクタンス値は大きい。図７（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、低電流時、例えば１０Ａを流す時を示す。
【００３５】
図７（ａ），（ｂ）に示すように、メインスイッチング素子３１および補助スイッチング素子３３を交互にオン／オフして、図７（ｃ）に示すように、メインスイッチング素子３１のデューティを絞ってもインダクタンス値が大きいので連続モードで動作する。従って、図４（ｅ）に比べてＥＴ積が大きくなり、トランスコア損失が大きくなる。
【００３６】
図６，７で説明した比較例に比べて、図３，４で説明した本実施形態においては、閾値よりも高い高電流時には平滑コイル５０のインダクタンス値を大きくして連続モードで動作するとともに、閾値よりも低い低電流時には平滑コイル５０のインダクタンス値を小さくして不連続モードで動作する。これにより、低電流時においてはトランスコア損失が低減されるとともに、高電流時に熱損失が低減される。つまり、低電流時と高電流時で、平滑コイル５０のインダクタンス値を切り替える。これにより、ＥＴ積を小さくでき、トランスコア損失が低減される。
【００３７】
その結果、図５（ｂ）に示すように、インダクタンス値が大きいままの比較例に比べて、低電流時に効率の向上を図ることができる。
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
【００３８】
（１）ＤＣＤＣコンバータの構成として、閾値よりも高い高電流時には平滑コイル５０のインダクタンス値を大きくして連続モードで動作するとともに閾値よりも低い低電流時には平滑コイル５０のインダクタンス値を小さくして不連続モードで動作する。これにより、低電流時にトランスコア損失を低減できるとともに高電流時に熱損失を低減できる。
【００３９】
詳しく説明する。
車載用のＤＣＤＣコンバータにおいて車両モード燃費の改善を図るべく低電流域の損失を低減したいが低電流領域ではトランスコア損失が大きい。そのためトランスコア損失を低減したいがトランスコア損失はＥＴ積に依存するため不連続動作にする。そのためには出力チョークコイルのインダクタンス値を減らすことが有効となる。ところが、単にチョークコイルのインダクタンス値を減らすと、図６のようにリプル電流増加により、フルパワー時（例えば１００Ａ出力時）において損失が増加し、許容温度を超えてしまい熱成立しない。
【００４０】
これに対し本実施形態では、閾値よりも高い高電流時においては、平滑コイル５０のインダクタンス値を大きくして連続モードで動作することにより高電流時に熱損失を低減することができる。また、閾値よりも低い低電流時には、平滑コイル５０のインダクタンス値を小さくすることにより不連続モードで動作することができ、これによりＥＴ積を小さくすることができる。よって、低電流時にトランスコア損失を低減できるとともに高電流時に熱損失を低減できる。
【００４１】
（２）低電流時には変換部３０のスイッチング素子３１，３３のデューティを小さくする。よって、不連続モードにするために有用である。
（３）平滑コイル５０は、第１のコイル５１と第２のコイル５２を有し、低電流時にオンするスイッチ８０と第２のコイル５２との直列回路が、第１のコイル５１と並列に接続されている。これにより、インダクタンス値が小さく使用頻度が小さいコイル５２側にスイッチ８０を設けることによって、低電流時のみオンする構成となり、コイルもスイッチも小さなもので済む。つまり、使用頻度が低い低電流時にスイッチ８０の使用頻度を少なくすることができる。
【００４２】
（４）ハイブリッド車用の車載ＤＣＤＣコンバータであるので、ハイブリッド車において車両モード燃費改善を図るためには出力が低い時に、即ち、低電流域の損失を低減する必要があるが、この場合において、車両モード燃費を改善することができる。
【００４３】
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
・ハイブリッド車用の車載ＤＣＤＣコンバータに限るものではない。
・ＤＣＤＣコンバータはアクティブクランプ型ＤＣＤＣコンバータ（アクティブクランプフォワードコンバータ）以外のものでもよい。例えば、通常のフォワード型でもよい。
【００４４】
・平滑コイルのインダクタンス値を変更する構成は、スイッチ８０とコイル５２の直列回路をコイル５１に並列接続する以外の構成でもよい。例えば第１のコイルと第２のコイルを直列接続して、いずれかのコイルに対しスイッチを並列接続してもよい。
【符号の説明】
【００４５】
１３…ＤＣＤＣコンバータ、２０…トランス、２１…一次巻線、２２…二次巻線、３０…変換部、４０…整流部、５０…平滑コイル、５１…第１のコイル、５２…第２のコイル。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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