(57)【要約】【課題】高効率化を図るとともに、小型化を実現する。【解決手段】電力変換トランスＴ１と、該電力変換トランスＴ１の１次側に、電力変換トランスＴ１の一次巻線と直列接続されるコイルＬ１と、コイルＬ１に蓄えられたエネルギーが回生される入力コンデンサＣ１と、コイルＬ１に蓄えられたエネルギーを入力コンデンサＣ１に回生させるエネルギー回生回路と、を備える。【選択図】図３
2016149920.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換トランスと、
該電力変換トランスの１次側に、
前記電力変換トランスの一次巻線と直列接続されるコイルと、
前記コイルに蓄えられたエネルギーが回生されるコンデンサと、
前記コイルに蓄えられたエネルギーを前記コンデンサに回生させるエネルギー回生回路と、を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記エネルギー回生回路は、
前記コイルの前記一次巻線と接続される側の他端側に設けられる第１電子スイッチと、
前記一次巻線の前記コイルと接続される側の他端側に設けられる第２電子スイッチと、を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第１および第２電子スイッチのそれぞれに並列にコンデンサおよび抵抗が接続されることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記エネルギー回生回路は、
前記コイルからエネルギーを前記コンデンサに蓄積させる第１ダイオードと、
サージ電圧をクランプする第２ダイオードと、
を備えることを特徴とする請求項２または３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記電力変換トランスの２次側に同期整流回路を設けるととともに、
該同期整流回路の寄生ダイオードに対して並列にショットキーバリヤダイオードを接続したことを特徴とする請求項１から４までのいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
前記電力変換トランスの２次側に接続される負荷の大きさに応じて、前記同期整流回路を遮断するスイッチ回路を備えることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
前記電力変換トランスの２次側に、
複数のコンデンサが並列に接続されてなる充電部と、
該充電部への充電電流を制御する充電電流制御部と、を備えることを特徴とする請求項１から６までのいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記充電電流制御部は、電流センサを有し、該電流センサの検知結果に基づいて前記充電部への充電電流を制御するフィードバック回路を備えることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
【請求項９】
画像を形成する画像形成部と、
前記画像形成部を制御する制御部と、
請求項１から６までのいずれかに記載の電源装置と、
を備えることを特徴とする画像形成装置。
【請求項１０】
請求項７または８に記載の電源装置を用いてレーザを発振させることを特徴とするレーザ装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載のレーザ装置から発生されたレーザ光を点火対象物に集光することにより、前記点火対象物に点火することを特徴とするレーザ点火装置。
【請求項１２】
請求項１から６までのいずれかに記載の電源装置を備えることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置、画像形成装置、レーザ装置、レーザ点火装置および電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器の電源として使用されるスイッチング電源装置は、損失（発熱）を低減して高効率化することが求められている。また、負荷変動が大きく、待機状態である時間が長い画像形成装置に対しても、電源装置の高効率化が検討されている。
【０００３】
従来の電源装置として、絶縁型フォワードコンバータの一例を図１７に示す。絶縁型フォワードコンバータは、主に入力電圧が高く、出力電圧が低い場合によく用いられ、ノート型ＰＣのＡＣアダプタやＰＣの電源などに広く使用されている。
【０００４】
図１７に示す絶縁型フォワードコンバータは、磁気リセット回路ＣＲを有し、トランスＴの一時側に１００Ｖの直流を入力し、１２Ｖを出力する。絶縁型フォワードコンバータは、トランスＴの変圧比によって入出力電圧を決めることができる。また、精密機器などに使う場合はフィードバック制御で電圧を安定させるため、出力電圧変動はごく僅かな値である。
【０００５】
図１７に示す回路はトランスＴを片方向のみ励磁するので、トランジスタがオフになる瞬間、トランスＴのコイルがエネルギーを貯めることになる。そのため、磁束をリセットさせる磁気リセット回路ＣＲが一次側に設けられている。
【０００６】
この図１７に示す回路では、磁気リセット回路ＣＲで浪費される電気エネルギーが大きくなるという問題があり、また、リセットしない場合、トランジスタや電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などの電子スイッチ素子が破損するおそれがあった。
【０００７】
また、例えば、特許文献１には、フォワード方式のコンバータトランスの二次側に、ダイオードとコンデンサのフライバック回路を設け、負荷電流が所定値以下になった時にはフライバック方式に切り替えて、コンバータトランスに蓄積されたエネルギーをフライバック出力として取り出すスイッチング電源装置が開示されている。
【０００８】
また、特許文献２（特許文献２の図１参照）には、少なくとも定常動作と負荷状況が定常動作時よりも軽い軽負荷の動作状態をもつとともに、二次巻線の両端間に位置する中間タップに極性反転回路２ａの入力側が接続されると共に、出力側がチョークコイルＬ２の他端側に接続され、軽負荷動作時には二次巻線から、スイッチング素子Ｑ１がオフのとき二次巻線の両端に発生するフォワード側電圧の一部を取り出し、これを、極性反転回路を通じて反転させたのち、得られた電圧を二次側出力端子に出力させるフォワードコンバータが開示されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記の従来の電源装置では、高効率化と小型化とを両立させることに検討の余地が残されていた。
【００１０】
そこで本発明は、高効率化と小型化とを両立させることができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
かかる目的を達成するため、本発明に係る電源装置は、電力変換トランスと、該電力変換トランスの１次側に、前記電力変換トランスの一次巻線と直列接続されるコイルと、前記コイルに蓄えられたエネルギーが回生されるコンデンサと、前記コイルに蓄えられたエネルギーを前記コンデンサに回生させるエネルギー回生回路と、を備えるものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、高効率化を図るとともに、小型化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】画像形成装置におけるＴＥＣ値の算出例を示す図である。
【図２】定格時と省エネ時のＴＥＣ値を示すグラフである。
【図３】フォワード電源回路の構成例を示す図である。
【図４】ゼータ電源回路の構成例を示す図である。
【図５】フライバック電源回路の構成例を示す図である。
【図６】フォワード電源回路、ゼータ電源回路の動作を説明する図（１）である。
【図７】フォワード電源回路、ゼータ電源回路の動作を説明する図（２）である。
【図８】フォワード電源回路、ゼータ電源回路の動作を説明する図（３）である。
【図９】動作の各ステージでの一次側スイッチ波形である。
【図１０】フライバック電源回路の動作を説明する図（１）である。
【図１１】フライバック電源回路の動作を説明する図（２）である。
【図１２】フライバック電源回路の動作を説明する図（３）である。
【図１３】動作の各ステージでの一次側スイッチ波形である。
【図１４】従来の電源装置の電子スイッチのドレイン−ソース間電圧の例である。
【図１５】電源装置の電子スイッチのドレイン−ソース間電圧の例である
【図１６】画像形成装置の構成を例示するブロック図である。
【図１７】従来の絶縁型フォワードコンバータの構成例である。
【図１８】レーザ装置のレーザ出力タイミングの説明図である。
【図１９】電源装置を備えたレーザ装置の構成を例示するブロック図である。
【図２０】第２の実施形態に係る電源装置の構成を例示するブロック図である。
【図２１】レーザ点火装置の構成を例示する模式図である。
【図２２】スナバ回路を有する１石式のフライバック電源回路の構成例である。
【図２３】スナバ回路がないフライバック電源回路の電子スイッチが動作した場合の電圧変化例を示すグラフである。
【図２４】スナバ回路が有るフライバック電源回路の電子スイッチが動作した場合の電圧変化例を示すグラフである。
【図２５】ドレイン−ソース間電圧を詳細に示したグラフである。
【図２６】フォワード電源回路の他の構成例を示す図である。
【図２７】フライバック電源回路の他の構成例を示す図である。
【図２８】充電電流制御部の構成例を示す図である。
【図２９】充電電流制御部の他の構成例を示す図である。
【図３０】１石式のフライバック電源回路の不要輻射雑音を示すグラフである。
【図３１】第２の実施形態に係るフライバック電源回路の不要輻射雑音を示したグラフである。
【図３２】重負荷時における１石式のフライバック電源回路と第２の実施形態に係るフライバック電源回路の効率比較を示したグラフである。
【図３３】軽負荷時における１石式のフライバック電源回路と第２の実施形態に係るフライバック電源回路の効率比較を示したグラフである。
【図３４】フォワード電源回路のシミュレーション回路を示す図である。
【図３５】フォワード電源回路の各部のシミュレーション結果を示す図である。
【図３６】電流ｉ２および電流ｉ３の波形である。
【図３７】フライバック電源回路のシミュレーション回路を示す図である。
【図３８】フライバック電源回路の重負荷時の各部のシミュレーション結果を示す図である。
【図３９】フライバック電源回路の軽負荷時の各部のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明に係る構成を図面に示す実施の形態に基づいて詳細に説明する。
【００１５】
（背景）
先ず、本発明をするに至った背景について説明する。現在、ＴＥＣ（Typical  Electricity  Consumption）値により電子機器の消費電力が可視化されている。ＴＥＣ値は、モデルケースでの１週間の消費電力量（ｋＷｈ）を示す値であり、財団法人省エネルギーセンターの「国際エネルギースタープログラム」に適合するための基準となる値である。
【００１６】
図１は、画像形成装置におけるＴＥＣ値の算出例を示す図であり、図１を参照してＴＥＣ値の算出例について説明する。プリンタや複合機などの画像形成装置は、例えば、平日１日を８時間の稼働時間と１６時間のスリープとに分けた平均的なオフィスの利用形態が想定される（ジョブ時間８Ｈ／スリープ１６Ｈ）。
【００１７】
ジョブ時間において、画像形成装置は、例えば朝一番（朝一）と、昼休み後に２ジョブ（ＪＯＢ１：朝一、昼休み後のジョブ：１５分）を行うとする。ここで、画像形成装置は、復帰ＲＣＹ及びジョブＪｍ（ｍは１〜４で、Ｊ１はジョブ１を示す）において電力を消費し、点線で示すレディＲＤＹの状態を経てスリープＳＬＰとなる動作を行う。なお、画像形成装置は、ジョブでは定格電力となり、レディでは待機電力となり、スリープでは省エネ電力となる。
【００１８】
その後、画像形成装置は、１５分間隔でジョブ２，３，４（ジョブ２，３，４：１５分間隔で３回測定し、平均値を求める）を行い、これを１０回繰り返して、合計３０ジョブを行うこととする。ジョブ２，３，４の３回の電力の測定に対しては、消費電力の平均値が算出される。また、印刷動作においては、ｐｐｍにより示される規定枚数の関数（２５ｐｐｍ：１枚、３５ｐｐｍ：１９枚、４５ｐｐｍ：３１枚、・・・６０ｐｐｍ：５１枚、７５ｐｐｍ：８７枚）によって消費電力が規定される。
【００１９】
そして、ＴＥＣ値［ｋＷｈ］は、平日１日分の５倍（平日５日分）の電力と、土日のスリープ（２４ｈ×２）における電力との和によって算出される。
【００２０】
このように、画像形成装置は、使用電力が軽負荷から重負荷の広範囲にわたる。そして、画像形成装置は、スリープ（５０ｍＡ〜２００ｍＡ程度の軽負荷）の期間が非常に長い。つまり、ＴＥＣ値を向上させるためには、ジョブ（１２〜２０Ａ程度）時からスリープ（５０ｍＡ〜２００ｍＡ程度）時まで、１００倍以上の広範囲の負荷範囲を高効率に維持する必要がある。
【００２１】
図２は、定格時と省エネ時のＴＥＣ値を示すグラフである。図２に示すように、省エネ時の週間消費電力量ＣＡは、定格時の週間消費電力量ＣＢよりも多くなっている。ＴＥＣ値を改善するためには、特に、時間の長いスリープ時を高効率にすることが好ましい。また、標準ＣＯ２排出量は、環境省の原単位「１ｋＷｈあたりＣＯ２  ０．５５５ｋｇ」によってＴＥＣ値から換算される。つまり、ＴＥＣ値は、環境問題にも直接関係する。
【００２２】
＜第１の実施形態＞
（電源装置）
前述したように、従来のスイッチング電源装置では、重負荷から軽負荷までの効率を改善するために、２次側回路を重負荷ではフォワードコンバータとして駆動し、軽負荷時はフライバックコンバータとして駆動している（特許文献１）。ここで、効率、特に、軽負荷時の効率は、１次側回路の自己インダクタスによるサージ電圧防止スナバ回路や磁気飽和をリセットする回路の消費電力によって決定される（コンデンサ、抵抗およびダイオードで構成されるために電力を大きく消費する）。
【００２３】
そこで、本実施形態に係る電源装置（電源装置１）は、電力変換トランス（トランスＴ１）と、該電力変換トランスの１次側に、電力変換トランスの一次巻線と直列接続されるコイル（コイルＬ１）と、コイルに蓄えられたエネルギーが回生されるコンデンサ（入力コンデンサＣ１）と、コイルに蓄えられたエネルギーをコンデンサに回生させるエネルギー回生回路と、を備える（第１電子スイッチＳ１、第２電子スイッチＳ２、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２等）と、を備えるものである（図３等）。なお、括弧内は実施形態での符号、適用例を示す。
【００２４】
具体的には、従来型の電源回路に回生エネルギー発生用のコイル（コイルＬ１）を電力変換トランス（トランスＴ１）に磁気結合しない形態で付加すること、および、そのサージエネルギーを入力コンデンサＣ１に回収させる電子スイッチ（第１電子スイッチＳ１、第２電子スイッチＳ２）およびダイオード（第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２）を付加したものである。これにより、トランス自体から発生する漏れインダクタに影響を受けない安定した高効率特性を実現するようにしている。
【００２５】
ここで、本実施形態に係る電源装置１は、２次側回路の構成によって、フォワード電源回路１Ａ（デュアルスイッチングフォワードコンバータ）、ゼータ電源回路１Ｂ（デュアルスイッチングゼータコンバータ）、フライバック電源回路１Ｃ（デュアルスイッチングフライバックコンバータ）、のいずれかの電源装置１として機能させることができる。
【００２６】
図３は電源装置１の一実施形態であるフォワード電源回路１Ａの構成例を示す図である。図４は電源装置１の一実施形態であるゼータ電源回路１Ｂの構成例を示す図である。図５は電源装置１の一実施形態であるフライバック電源回路１Ｃの構成例を示す図である。
【００２７】
ここで、フォワード電源回路１Ａ、ゼータ電源回路１Ｂおよびフライバック電源回路１Ｃの１次側回路は、同一の構成を有しており、サージ回生型デュアルスイッチング回路である。一方、２次側回路は、各回路で異なる構成となっている。なお、２次側回路とトランスＴ１によって出力電力の大きさ（適した電力）、回路構成等が決定される。
【００２８】
［フォワード電源回路］
図３に示すフォワード電源回路１Ａについて説明する。このフォワード電源回路１Ａは、１００Ｖ入力の交流電源１０が接続された整流ブリッジ（ダイオード）１１、および一次巻線であるコイルＬｔ１と二次巻線であるコイルＬｔ２を有した電力変換トランス（単にトランスともいう）Ｔ１を有している。
【００２９】
トランスＴ１の１次側には、入力コンデンサＣ１、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、サージ回生デュアルスイッチングとしての第１電子スイッチＳ１と第２電子スイッチＳ２、コンデンサＣＳ１、抵抗ＲＳ１、コンデンサＣＳ２、抵抗ＲＳ２、およびコイルＬ１が設けられている。
【００３０】
第１ダイオードＤ１の陽極は第１電子スイッチＳ１のドレインに、第１ダイオードＤ１の陰極は第２電子スイッチＳ２のドレインに、それぞれ接続される。そして、コイルＬ１は、トランスＴ１に磁気結合しない回生エネルギー発生用のコイルであって、コイルＬ１で発生する回生エネルギーを、第１ダイオードＤ１で入力コンデンサＣ１へ回生する。コイルＬ１のインダクタンス値により効率が最高になる出力電流を制御することができる。なお、コイルＬ１はトランス自体の漏れインダクタの影響を受けない値に設定されている。
【００３１】
第１電子スイッチＳ１は、コイルＬ１の一端側に設けられている。また、第２電子スイッチＳ２は、トランスＴ１のコイルＬｔ１の一端側に設けられている。また、第１電子スイッチＳ１のドレイン−ソース間にはコンデンサＣＳ１と抵抗ＲＳ１のダンパーが接続される。また、第２電子スイッチＳ２のドレイン−ソース間にはコンデンサＣＳ２と抵抗ＲＳ２のダンパーが接続される。また、第２ダイオードＤ２の陽極は第１電子スイッチＳ１のソースに、第２ダイオードの陰極は第２電子スイッチＳ２のソースに、それぞれ接続され、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２のドレイン−ソース間電圧のクランパー（サージ電圧をクランプする）としても機能する。
【００３２】
例えば、第１、第２電子スイッチＳ１，Ｓ２のドレイン−ソース間には、１０００ｐＦ程度のコンデンサと１０Ω程度の抵抗を接続することが好ましい。これにより、不要輻射ノイズを大きく軽減することができる。
【００３３】
このようにクランパーとダンパーとしての機能を有するようにすることで、第１電子スイッチＳ１、第２電子スイッチＳ２およびトランスＴ１から発生するノイズを抑え、不要輻射ノイズ（ＥＭＩ）対策を簡易に行うことができる。なお、この１次側回路には、図１７に示したような磁気リセット回路を有さない。また、トランスＴ１はＯＮ／ＯＮで出力する。
【００３４】
トランスＴ１の２次側には、２次側コイルＬ２（チョークコイル）、出力コンデンサＣ２、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４が設けられている。
【００３５】
また、同期整流コントローラ１２を備える同期整流回路を設けることが好ましい。ここでは、一例として、同期整流コントローラ１２、トランスＴ１、第３電子スイッチＳ３、第４電子スイッチＳ４、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４およびチョークコイルＬ２が同期整流回路を構成する。このように、２次側回路に同期整流回路を設けることで、ダイオードの順方向電圧降下がないので、重負荷時は効率が向上する。同期整流コントローラ１２には省エネモード信号ＥＳが入力される。
【００３６】
しかしながら、軽負荷時（省エネモード時）では、例えば、負荷電流が数十ｍＡの場合、同期整流回路の僅かな消費電力も効率低下の悪影響を与えるため、軽負荷時において同期整流回路を遮断する省エネモードスイッチ（スイッチ回路（第３、第４電子スイッチＳ３，Ｓ４））を配置している。
【００３７】
また、同期整流回路を駆動する第３、第４電子スイッチＳ３，Ｓ４としての電解効果トランジスタ（ＦＥＴ）の寄生ダイオード（ボディダイオード）に並列になるように、ショットキーバリヤダイオードである第３、第４ダイオードＤ３，Ｄ４を並列接続して、軽負荷時は整流ダイオードＤ３，Ｄ４に流れるようになっている。
【００３８】
一方、重負荷時（定格駆動時）には、第３、第４電子スイッチＳ３，Ｓ４としてのＦＥＴの内部ダイオードに電流が流れるが、第３、第４ダイオードＤ３，Ｄ４を並列接続しているため、インピーダンスの低い第３、第４ダイオードＤ３，Ｄ４へ電流が流れることによって効率を向上させることができる。
【００３９】
このように第３、第４ダイオードＤ３，Ｄ４を設けることで、第３、第４ダイオードＤ３，Ｄ４は第３、第４電子スイッチＳ３，Ｓ４の内部ダイオード順方向降下電圧特性が格段に良いため、重負荷時および軽負荷時の効率を大きく改善することができる。なお、第３、第４ダイオードＤ３，Ｄ４の順方向の降下電圧は、例えば、０.６Ｖ以下が望ましい。
【００４０】
なお、２次側に同期整流回路を設けない場合は、省エネモードスイッチは不要であり、第３、第４ダイオードＤ３，Ｄ４を設けておけば良い（図６等）。
【００４１】
［ゼータ電源回路］
次に、図４に示すゼータ電源回路１Ｂについて説明する。トランスＴ１の１次側は、図３に示したフォワード電源回路１Ａと同様の構成である。
【００４２】
トランスＴ１の２次側はゼータコンバータ回路としている。図３に示したフォワード電源回路１Ａとの相違は、第３電子スイッチＳ３および第３ダイオードＤ３に替えて、出力カップリングコンデンサＣ３を接続したものである。
【００４３】
図３に示すフォワード電源回路１Ａ、図４に示すゼータ電源回路１Ｂの動作について図６〜図９を参照して説明する。なお、図６〜図９の例では、１次側回路の付加的構成についての図示を省略するとともに、２次側回路に２次側コイルＬ２、出力コンデンサＣ２、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４を設けた回路（同期整流回路なし）を例にして説明する。
【００４４】
図６に示すように、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２がＯＮ、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２がＯＦＦの状態（ステージ１という）では、トランス１次側インダクタンスとコイルＬ１に電流が流れる。同時に２次側にも電流が流れ、２次側コイルＬ２にエネルギーを蓄えると同時に出力コンデンサＣ２を充電し、ＤＣ電圧を出力する。
【００４５】
また、図７に示すように、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２がＯＦＦ、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２がＯＮの状態（ステージ２という）では、２次側コイルＬ２からのエネルギーが転流ダイオードＤ４を介して出力コンデンサＣ２を充電し、ＤＣ電圧を出力する。また、コイルＬ１に蓄えられたエネルギーが入力コンデンサＣ１へ回生される。
【００４６】
また、図８に示すように、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２がＯＦＦ、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２がＯＦＦの状態（ステージ３という）では、２次側コイルＬ２からのエネルギーが転流ダイオードＤ４を介して出力コンデンサＣ２を充電し、ＤＣ電圧を出力する。
【００４７】
このように、フォワード電源回路１Ａ、ゼータ電源回路１Ｂでは、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２がＯＮ／ＯＦＦいずれの場合も２次側に電流が流れるようになっている。
【００４８】
図９は、ここまで説明した動作の各ステージでの一次側スイッチ波形である。なお、各波形は以下のとおりである。
Ｖｇｓ：電子スイッチＳ１／Ｓ２のゲート−ソース間電圧
Ｉｄ  ：電子スイッチＳ１／Ｓ２のドレイン電流
Ｖｄｓ：電子スイッチＳ１／Ｓ２のドレイン−ソース間電圧
ＩＤ３：第３ダイオードＤ３に流れる電流（出力電流）
ＩＤ４：第４ダイオードＤ４に流れる電流（出力電流）
ＩＤ１：第１ダイオードＤ１に流れる電流（回生電流）
【００４９】
［フライバック電源回路］
次に、図５に示すフライバック電源回路１Ｃについて説明する。トランスＴ１の１次側は、図３に示したフォワード電源回路１Ａと同様の構成である。
【００５０】
トランスＴ１の２次側はフライバック回路としている。図３に示したフォワード電源回路１Ａ、図４に示したゼータ電源回路１Ｂとの相違は、トランスＴ１はＯＮ／ＯＦＦで出力するものであるとともに、図３の第４電子スイッチＳ４および第４ダイオードＤ４の転流ダイオード機能が接続されていないものである。なお、２次側の出力電圧は、ＤＣ５Ｖとなっている。
【００５１】
図５に示すフライバック電源回路１Ｃの動作について図１０〜図１３を参照して説明する。なお、図１０〜図１３の例では、１次側回路の一部構成についての図示を省略するとともに、２次側回路に出力コンデンサＣ２、第３ダイオードＤ３を設けた例（同期整流回路なし）について説明する。
【００５２】
図１０に示すように、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２がＯＮ、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２がＯＦＦの状態（ステージ１）では、トランス１次側インダクタンスとコイルＬ１に電流が流れ、２次側には電流が流れない。
【００５３】
また、図１１に示すように、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２がＯＦＦ、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２がＯＮの状態（ステージ２）では、トランス１次側コイルのエネルギーがフライバックして２次側に流れ、出力コンデンサＣ２を充電しＤＣ電圧を出力する。また、コイルＬ１に蓄えられたエネルギーが入力コンデンサＣ１へ回生される。
【００５４】
また、図１２に示すように、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２がＯＦＦ、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２がＯＦＦの状態（ステージ３）では、トランス１次側コイルのエネルギーがフライバックして２次側に流れ、出力コンデンサＣ２を充電しＤＣ電圧を出力する。
【００５５】
このように、フライバック電源回路１Ｃでは、第１電子スイッチＳ１及び第２電子スイッチＳ２がＯＦＦの場合（ステージ２，３）に２次側に電流が流れるようになっている。
【００５６】
ここで、図１３は、ここまで説明した動作の各ステージでの一次側スイッチ波形である。なお、各波形は以下のとおりである。
Ｖｇｓ：電子スイッチＳ１／Ｓ２のゲート−ソース間電圧
Ｉｄ  ：電子スイッチＳ１／Ｓ２のドレイン電流
Ｖｄｓ：電子スイッチＳ１／Ｓ２のドレイン−ソース間電圧
ＩＤ３：第３ダイオードＤ３に流れる電流（出力電流）
ＩＤ１：第１ダイオードＤ１に流れる電流（回生電流）
【００５７】
以上説明した電源装置１によれば、従来の電源装置では実現できなかった軽負荷モードから重負荷モードまで（省エネモードから定格モードまで）の出力範囲の広い、高効率電源を実現することができる。例えば、出力電力１Ｗ程度から１ＫＷ程度まで高効率化することが可能となる。また、電源装置１は、ワンコンバータ方式であり、従来の電源装置に比べて、小型化することが可能となっている。さらに、不要輻射ノイズ（ＥＭＩ）対策を簡易に行うことができ、電波障害対策を軽減することができる。
【００５８】
例えば、図１４は、従来の電源装置のＦＥＴやトランジスタなどの電子スイッチのドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓの例である。電子スイッチを高速でオンオフさせる際に、自己インダクタンスによって高電圧サージ電圧が発生するため、電子スイッチなどの破壊が生じる場合や、不要輻射雑音の原因ともなる。ここでは５７２Ｖの高電圧が発生している。ここで、ドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓは、Ｖｉｎ、Ｖｏ、ｎ、Ｓｕｒｇｅ、Ｓｐｉｋｅをそれぞれ入力電圧、出力電圧、トランスの巻き数比、サージ電圧、スパイク電圧として、Ｖｄｓ＝Ｖｉｎ＋Ｖｏ×ｎ＋Ｓｕｒｇｅ＋Ｓｐｉｋｅで表される。
【００５９】
一方、図１５は、本実施形態に係る電源装置の電子スイッチＳ１／Ｓ２のドレイン−ソース間電圧の例である。２個の電子スイッチＳ１、Ｓ２とダイオードＤ１，Ｄ２でクランプするとともに、ドレイン-ソース間に最適なコンデンサＣＳ１，ＣＳ２と抵抗ＲＳ１，ＲＳ２のダンパーを接続している。このため図１５に示すように、サージ電圧がなく、ほぼ入力電圧と等しいドレイン-ソース間電圧となる。ここではＶｄｓは、１５８Ｖとなっている。
【００６０】
（画像形成装置）
次に、本実施形態に係る電源装置１を備えた画像形成装置３について説明する。図１６は、画像形成装置３の構成を例示するブロック図である。画像形成装置３は、例えば複合機であり、スキャナ３０、画像処理部３２、プリンタ（画像形成部）３４、駆動部３６、制御部３８及び電源装置１を有する。
【００６１】
スキャナ３０は、原稿の画像を読取る。画像処理部３２は、例えばスキャナ３０が読取った画像に対する所定の処理を行い、プリンタ３４に対して出力する。プリンタ３４は、画像処理部３２から受入れた画像を印刷する。駆動部３６は、例えば２４Ｖで動作し、スキャナ３０及びプリンタ３４などの可動部分を駆動する。制御部３８は、画像形成装置３を構成する各部を制御する。
【００６２】
なお、電源装置１は、画像形成装置３に限定されることなく、定格駆動、待機駆動及びスリープ駆動などの重負荷から軽負荷まで広出力範囲の電力供給を必要とする電子機器等に用いることが可能である。
【００６３】
また、フライバック電源回路１Ｃは、例えば、ロジック用（１００Ｗ程度、またはそれ以下）などの用途（小電力向き）に適している。また、フォワード電源回路１Ａは中電力向き、ゼータ電源回路１Ｂは大電力向きであって、例えば、画像形成装置ではモーター駆動用など大出力電力（５００Ｗ程度）の用途に適している。また、ここまで説明した電源回路は、更なる大出力対応の電源装置にも適用することができ、数百Ｗから数キロＷを高効率で出力できる。例えば、レーザ装置や、その他電子機器の電源装置に適用することができる。
【００６４】
＜第２の実施形態＞
以下、本発明に係る電源装置の他の実施形態について説明する。なお、上記実施形態と同様の点についての説明は適宜省略する。
【００６５】
（レーザ装置）
上記のように、本発明に係る電源装置は、レーザ装置などの電源に適用することができる。レーザをパルスで発振させるなど、電流をパルスで出力する場合、充電部として出力コンデンサを設けておくことで、例えば、図１８に示すように、充電期間ＣＨと放電期間ＤＣＨを繰り返して充電と放電を繰り返す構成とすることができる。図１８においてＣＤは充放電期間、ｃｄは充電電圧、ｄｖは放電降下電圧、ｌｖはレーザ発振閾値電圧、ｂｃはバイアス電流、ｏｃは出力電流を示す。これにより、ここまで説明した電源装置のＡＣ−ＤＣ電力変換部を流れる電流は小さくても、大電流のパルス出力を得ることが可能となり、小型で高効率の電源装置とすることができる。また、レーザを発振させるための電源としては、定電流を出力することが求められる。
【００６６】
図１９は、電源装置１’を備えたレーザ装置４の構成を例示するブロック図である。レーザ装置４は、電源装置１’、半導体レーザ４０、電源制御部４２、冷却ファン４４、コントローラ４６、ドライブ回路４８を有する。図１９のＩＡはＡＣ入力、ＩＢはＰＣ入出力、ＩＣはアナログ入出力を示す。
【００６７】
電源装置１’は、半導体レーザ４０の電源であって、電源制御部４２は、冷却ファン４４やコントローラ４６に供給する電源を制御する。冷却ファン４４はレーザ装置４の冷却手段である。コントローラ４６は、レーザ装置４を構成する各部を制御する制御手段である。ドライブ回路４８は、半導体レーザ４０の駆動を制御する駆動手段である。
【００６８】
図２０は、本実施形態に係る電源装置１’の構成を例示するブロック図である。電源装置１’は、電力変換部５（ＡＣ−ＤＣ電力変換部）、充電電流制御部６、充電部７を有する。
【００６９】
詳細は後述するが、電力変換部５は、第１の実施形態で説明した電源装置１であるフォワード電源回路１Ａ、ゼータ電源回路１Ｂおよびフライバック電源回路１Ｃが相当する。充電電流制御部６の一例として、（Ａ）電流センサを用いる場合と、（Ｂ）抵抗を用いる場合と、がある。また、充電部７は、例えば、複数のコンデンサが並列接続されてなり、数Ｆの大きな容量を有している。
【００７０】
また、レーザ装置としては、例えば、レーザ加工装置が広く用いられている。
【００７１】
レーザ加工装置は、レーザ光を切削や切断加工に利用して、刃物や切削器具では困難であった各種の機械加工（文字や図形を描くマーキング(印字・刻印)、剥離、バリ取り、切断、トリミングなど）を行う加工装置である。例えば、被加工物をテーブルに載置し、テーブルを駆動機構で移動させながらレーザからのレーザ光をテーブル上の被加工物に光学系により照射する。
【００７２】
また、レーザ装置を点火プラグに応用することが検討されている。すなわち、半導体レーザによりレーザ媒質を励起し、発生したレーザ光を集光して燃料に点火させるレーザ点火プラグ（レーザ点火装置）である。レーザ点火装置は、コジェネレーション（天然ガス／ガス／石油）およびガソリン自動車などの点火プラグへの応用が期待され、電気的な火花点火に比べ、省エネルギー化が期待されている。
【００７３】
図２１にレーザ点火装置８の構成を例示する。レーザ点火装置８は、電源装置１’と、電源装置１’に接続された半導体レーザ４０と、レーザ共振器５２に集光させる第１光学系５０と、光励起によって発振するレーザ共振器５２と、レーザ共振器５２から射出されたレーザ光を集光する第２光学系５４と、を備えている。
【００７４】
レーザ点火装置８は、半導体レーザ４０から励起用のレーザ光を発生し、励起用のレーザ光が第１光学系５０により集光されてレーザ共振器５２に入射すると、レーザ共振器５２内で発振し、レーザ光が射出される。そして、第２光学系５４により燃焼室内にレーザ光を集光することで、点火対象物としての燃料に点火する。
【００７５】
このようなレーザ装置において、ＡＣ−ＤＣ変換を行う電源装置には、小型化が求められるとともに、高力率および高効率が求められる。また、低ノイズ性が求められている。
【００７６】
このようなレーザ装置の電源装置としては、従来、１石式のフォワード電源回路（図１７）や、１石式のフライバック電源回路が広く用いられている。また、図２２はスナバ回路ＳＮ（Snubber  circuit）を有する１石式のフライバック電源回路の例である。
【００７７】
フライバック電源回路は、部品点数が少なくシンプルであり、入力電圧範囲を広くとれる利点がある。図２３は、スナバ回路がないフライバック電源回路の電子スイッチ（ＦＥＴ）が動作した場合の電圧変化例を示すグラフである。ゲート電圧ａ、ドレイン電流ｂ、ドレイン−ソース間電圧ｃである。図２３に示すように、電子スイッチ（ＦＥＴ）がオフ（ゲート電圧ａがＨからＬ）にされると、ドレイン−ソース間電圧ｃとして５７２Ｖの高電圧が発生する。
【００７８】
上述した図１４は、図２３に示したドレイン−ソース間電圧ｃを詳細に示したグラフであって、図１４に示すように、Ｖｄｓ（ドレイン−ソース間電圧ｃ）は、５７２Ｖとなっており、大きなサージ（Surge）とスパイク（Spike）を含んでいる。
【００７９】
図２４は、スナバ回路が有るフライバック電源回路（図２２）の電子スイッチ（ＦＥＴ）が動作した場合の電圧変化例を示すグラフである。ゲート電圧ｄ、ドレイン電流ｅ、ドレイン−ソース間電圧ｆである。図２４に示すように、スナバ回路が有る場合、ドレイン−ソース間電圧ｆは、スナバ回路がサージを抑えるため、３１０Ｖに抑えられている。つまり、電子スイッチ自身や周囲の電子部品の損傷が防がれ、電磁ノイズが最小化されている。しかしながら、この場合はサージエネルギーが熱となって放出されただけであり、効率は改善されていない。
【００８０】
図２５は、図２４に示したドレイン−ソース間電圧ｆを詳細に示したグラフである。図２５に示すように、Ｖｄｓ（ドレイン−ソース間電圧ｆ）は、３１０Ｖである。ここでは、サージはクランプされて除去されているがスパイクは残留している。また、サージエネルギーは熱として発散しているが、効率は改善されていない。また、電子スイッチのドレイン−ソース間の電圧が急激に上昇するので雑音も多い。
【００８１】
そこで、第２の実施形態に係る電源装置１’では、図２０に示したように、第１の実施形態で説明した電源装置１である２石式のフォワード電源回路１Ａやフライバック電源回路１Ｃ（電力変換部５）において、電力変換トランスの２次側に、複数のコンデンサが並列に接続されてなる充電部７を接続するとともに、電力変換部５から充電部７に供給される電流（充電電流）を制御する充電電流制御部６を配置し、電力変換部５から出力される電流を定電流に制御したものである。なお、電力変換部５は、第１の実施形態で説明した２石式のフォワード電源回路１Ａやフライバック電源回路１Ｃに限られず、第１の実施形態で説明した２石式のゼータ電源回路１Ｂであってもよい。また、他の２石式のフォワード電源回路、ゼータ電源回路、フライバック電源回路であってもよい。以下に説明する。
【００８２】
図２６は、電源装置１’の他の実施形態であって、レーザ装置４に好適なフォワード電源回路１Ｄの構成例を示す図である。
【００８３】
図２６のフォワード電源回路１Ｄの１次側回路は、第１の実施形態で説明したフォワード電源回路１Ａ（図３）に、力率を改善するためのＰＦＣ（Power  Factor  Correction）回路を備えた例を示している。ＰＦＣ回路は、ＰＦＣコントローラ１３、第５電子スイッチＳ５、コイルＬ３、ダイオードＤ５で構成されているが、必須の構成ではなく、１次側回路については、図３と同様であってもよい。
【００８４】
また、図２６のフォワード電源回路１Ｄの２次側回路には、複数のコンデンサが並列に接続した充電部７と、充電部７への充電電流を制限する充電電流制御部６と、を付加している。
【００８５】
また、詳細は後述するが、フィルムコンデンサＣ１３，Ｃ１４を付加することが好ましい。
【００８６】
さらに、出力電圧切り替え信号ＳＳが入力される出力電圧切り替え部１４と、電子スイッチＳ１，Ｓ２のオンオフを制御するスイッチコントローラ１５を備えている。これにより、バイアス電流出力時において、出力電圧切り替え信号ＳＳによって出力電圧を低減することで、省エネ化を図ることができる。
【００８７】
図２７は、電源装置１’の他の実施形態であるフライバック電源回路１Ｅの構成例を示す図である。図２７のフライバック電源回路１Ｅの１次側回路は、第１の実施形態で説明したフォワード電源回路１Ｃ（図１０）と同様である。
【００８８】
また、図２７のフライバック電源回路１Ｅの２次側回路には、充電電流制御部６と、充電部７と、フィルムコンデンサＣ１３，Ｃ１４を付加している。さらに、出力電圧切り替え信号ＳＳが入力される出力電圧切り替え部１４と、電子スイッチＳ１，Ｓ２のオンオフを制御するスイッチコントローラ１５を備えている。
【００８９】
充電電流制御部６の構成例を図２８、図２９に示す。充電電流制御部６は、充電部７への充電電流を制御するものであって、例えば、図２８に示すように、電流センサで電流を検知し、検知結果をスイッチコントローラ１５にフィードバックするフィードバック回路６Ａを含んで構成される。フィードバック回路６Ａにおいてセンサ抵抗Ｒ１で検知した電流をオペアンプで増幅して、スイッチコントローラ１５にフィードバックし、電子スイッチＳ１，Ｓ２を制御する。
【００９０】
また、センサ抵抗Ｒ１を可変抵抗や外部制御を可能な抵抗とすることで、例えば、半導体レーザ４０が何らかの影響で電流を必要としたときに充電部７への充電を早めることができる。
【００９１】
また、充電電流制御部６は、図２９に示すように、充電抵抗６Ｂで構成することもできる。ただし、フィードバック回路６Ａを用いてフィードバック制御を行う場合の方が、充電抵抗６Ｂを用いる場合よりも電力損失を抑えることができるため、より高効率な構成とすることができ好適である。
【００９２】
充電部７は、図２８、図２９に示したように、複数のコンデンサが並列接続されて構成される。なお、充電部７の複数のコンデンサを出力コンデンサＣ５と総称する。
【００９３】
充電部７の出力コンデンサＣ５としては、電解コンデンサを用いることができるが、電解コンデンサは使用温度が高いほど寿命が短くなるという特性を有する。例えば、使用温度が１０℃上がれば寿命は２分の１になり、１０℃下がれば寿命は２倍になるということ（アレニウスの法則、１０℃２倍則）が知られている。また、例えば、表１に示すように、使用温度が５℃上がれば寿命は２分の１になり、５℃下がれば寿命は２倍になるということ（５℃２倍則）も知られている。
【表１】
2016149920.tif 000003
【００９４】
このため、電解コンデンサにリップル電流が流れると、電解コンデンサ内部で発熱が生じ、寿命の低下につながってしまう。そこで、例えば、図２６、図２７に示したように、チョークコイルＬ２の前段にフィルムコンデンサＣ１３を接続したり、出力コンデンサＣ５の前段にフィルムコンデンサＣ１４を接続したりすることが好ましい。これにより、出力コンデンサＣ５にリップル電流を流さないようにしすることができる。よって、出力コンデンサＣ５の発熱を抑え、電源装置１’の長寿命化を図ることができる。
【００９５】
＜その他の効果、シミュレーション結果＞
以下に第１および第２の実施形態で説明した電源装置１，１’の他の効果およびシミュレーション回路による出力電圧の算出について説明する。
【００９６】
（不要輻射雑音の改善）
図３０は１石式のフライバック電源回路の不要輻射雑音、図３１は本実施形態に係るフライバック電源回路（図２７）の不要輻射雑音を示したグラフであって、横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸は放射レベル［ｄＢμＶ／ｍ］である。家庭環境・住宅環境で使用する情報処理装置に適用されるＶＣＣＩ（情報処理装置等電波障害自主規制協議会）のクラスＢの限度値を併せて示している。
【００９７】
図３０および図３１に示されるように、本実施形態に係る電源装置１’では、第２ダイオードＤ２により、電子スイッチＳ１／Ｓ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを電圧クランプするのでサージの発生が少ない。したがって、不要輻射雑音の改善を図ることが可能となっている。
【００９８】
（効率改善）
図３２は、重負荷時（負荷：１２Ａ）における１石式のフライバック電源回路と本実施形態に係るフライバック電源回路（図２７）の効率比較を示したグラフである。また、図３３は、軽負荷時（負荷：０．０７Ａ）における１石式のフライバック電源回路と本実施形態に係るフライバック電源回路（図２７）の効率比較を示したグラフである。横軸は出力電流［Ａ］、縦軸は効率［％］であって、Ａは本実施形態、Ｂは比較例を示す。
【００９９】
図３２および図３３に示すように、１石式のフライバック電源回路（図中の比較例）では重負荷時７４.０％、軽負荷時７４.８％あるのに対し、本実施形態に係るフライバック電源回路では、重負荷８７.５％、軽負荷８１.０％であった。本実施形態に係る電源装置１’によれば、効率改善が図れることが確認できる。
【０１００】
（シミュレーション回路による出力電圧の算出）
以下、フォワード電源回路１Ｄおよびフライバック電源回路１Ｅのシミュレーション回路を用いて、出力電圧の算出について説明する。
【０１０１】
［フォワード電源回路］
図３４は、フォワード電源回路１Ｄのシミュレーション回路である。また、図３５は各部のシミュレーション結果を示している。
【０１０２】
図３４に示すフォワード電源回路１Ｄの出力電圧Ｖｏは、以下のように求めることができる。先ず、電子スイッチＱ１，Ｑ２がＯＮとなると、入力電圧ＶｉがトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に印加される。
【０１０３】
このとき、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に誘起される電圧Ｔ１＿Ｎ２Ｖは、次式（１）で表される。
Ｔ１＿Ｎ２Ｖ＝Ｎ２／Ｎ１・Ｖｉ      ・・・（１）
【０１０４】
電圧Ｔ１＿Ｎ２Ｖは、ダイオードＤ３を正方向にバイアスし、電流（２次側電流）ｉ２が流れる。２次側電流ｉ２は、ダイオードＤ３、チョークコイルＬ２、コンデンサＣｏと平滑コンデンサを充電する経路で電子スイッチＱ１，Ｑ２がＯＮの期間中流れ続ける。
【０１０５】
この時、チョークコイルＬ２の両端電圧Ｌ２Ｖは、次式（２）で表される。
Ｌ２Ｖ＝Ｔ１＿Ｎ２Ｖ−Ｖｏ＝Ｎ２／Ｎ１・Ｖｉ−Ｖｏ      ・・・（２）
【０１０６】
ここで、電子スイッチＱ１，Ｑ２のＯＮ期間をＴｏｎとすると、２次側電流ｉ２は、次式（３）で表される。また、電流波形は図３６に示されるようになる。また、図３６には、後述の電流ｉ３、２次側電流ｉ２の最大値ｉ２ｐおよび最小値ｉ２ｍ、電流ｉ３の最大値ｉ３ｐ、電子スイッチＱ１，Ｑ２のＯＦＦ期間Ｔｏｆｆが合わせて示されている。
Δｉ２＝Ｌ２Ｖ／Ｌ２’・Ｔｏｎ＝Ｔ１＿Ｎ２Ｖ−Ｖｏ／Ｌ２’・Ｔｏｎ      ・・・（３）
【０１０７】
この時、２次側電流ｉ２の最大値ｉ２ｐによって、チョークコイルＬ２にエネルギーＰＬ３が蓄えられる。エネルギーＰＬ３は、次式（４）で表される。
ＰＬ２＝１／２Ｌ２’・ｉ２ｐ２      ・・・（４）
【０１０８】
次いで、電子スイッチＱ１，Ｑ２がＯＦＦとなると、１次側から電力がなくなり、チョークコイルＬ２に逆起電力が発生する。
【０１０９】
そして、２次側電流ｉ２の最大値ｉ２ｐから、電流ｉ３として流れ出す。電流ｉ３は、チョークコイルＬ２、コンデンサＣｏ、ダイオードＤ４の経路で電子スイッチＱ１，Ｑ２がＯＦＦの期間中流れる。
【０１１０】
この時、チョークコイルＬ２の両端電圧Ｌ２Ｖは、極性が反転するため、次式（５）が成り立つ。
ＬＶ２＝Ｖｏ      ・・・（５）
【０１１１】
また、電子スイッチＱ１，Ｑ２のＯＦＦ期間をＴｏｆｆとすると電流ｉ３は、次式（６）で表される。
Δｉ３＝Ｖｏ／Ｌ２’・Ｔｏｆｆ・・・（６）
【０１１２】
出力電圧Ｖｏの制御において、チョークコイルＬ２を流れる電流は連続であることから、次式（７）が成立する。
Δｉ２＝Δｉ３      ・・・（７）。
【０１１３】
従って、次式（８）となる。
Ｔ１＿Ｎ２Ｖ−Ｖｏ／Ｌ２’・Ｔｏｎ＝Ｖｏ／Ｌ２’・Ｔｏｆｆ      ・・・（８）
【０１１４】
そして、式（９）〜（１１）より、スイッチング周波数ｓｆを固定しておけば、Ｔｏｎ期間を調整することで出力電圧Ｖｏを制御できるといえる。
Ｖｏ＝Ｔｏｎ／Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ・Ｔ１＿Ｎ２Ｖ−Ｖｏ＝Ｔｏｎ・ｓｆ・Ｎ２／Ｎ１・Ｖｉ      ・・・（９）
ｓｆ＝１／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）      ・・・（１０）
デューティサイクルＤ＝Ｔｏｎ／Ｔ＝Ｔｏｎ／Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ      ・・・（１１）
（ただし、周期Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）
【０１１５】
このように、電子スイッチのＯＮ時間Ｔｏｎの比率であるＤを変化させることで、出力電圧Ｖｏを定電圧に制御することができる。
【０１１６】
［フライバック電源回路］
図３７は、フライバック電源回路１Ｅのシミュレーション回路である。また、図３８は重負荷時の各部のシミュレーション結果、図３９は軽負荷時の各部のシミュレーション結果を示している。
【０１１７】
図３７に示すフライバック電源回路１Ｅの出力電圧Ｖｏは、以下のように求めることができる。２次側回路の動作は１石式のフライバック電源回路と同じであるが、２石式のフライバック電源回路では、解析した結果、重負荷時と軽負荷時の動作モードが違うことがわかり、重負荷時では電流連続モードであるが、軽負荷時では電流不連続モードとなるため、計算方法が異なる。
【０１１８】
ここで、図３８、図３９に示す期間１〜４とは、以下の状態をいう。期間１は、電子スイッチＱ１，Ｑ２＝ＯＮ、ダイオードＤ１，Ｄ２＝ＯＦＦの期間である。期間１では、電子スイッチＱ１，Ｑ２を同時にＯＮとし、トランスＴ１の１次側に電流を流し、コイルＬ１とコイルＬＭにエネルギーを蓄積させている。この時、２次側ダイオードＤ３により出力電流は流れない。
【０１１９】
期間２は、電子スイッチＱ１，Ｑ２＝ＯＦＦ、ダイオードＤ１，Ｄ２＝ＯＮの期間である。期間２では、電子スイッチＱ１，Ｑ２をＯＦＦとし、突然遮断したことで自己インダクタンスによって電圧が急上昇する。この電圧（サージ電圧＋スパイク電圧）は電子スイッチＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２で１次側コンデンサＣｉへ回生される。この時、出力電流Ｉｏが流れ、電子スイッチＱ１，Ｑ２としてのＦＥＴのソース・ドレイン間電圧は、入力電圧Ｖｉとほぼ等しくなる。
【０１２０】
期間３は、電子スイッチＱ１，Ｑ２＝ＯＦＦ、ダイオードＤ１，Ｄ２＝ＯＮの期間である。期間３では、トランス１次側インダクタンスに蓄積されたエネルギーを放出し続ける。この時、出力電流は流れる。また、期間４は、電子スイッチＱ１，Ｑ２＝ＯＦＦ、ダイオードＤ１，Ｄ２＝ＯＦＦの休止期間を示す。この時、出力電流は流れない。
【０１２１】
重負荷時の電流連続モード、軽負荷時の電流不連続モードについて説明する。
（ａ）電流連続モード（重負荷時）
電流連続モードでは、期間１でトランスＴ１にエネルギーを蓄積し、期間２，３でエネルギーを２次側へ放出するので、電圧変換率Ｍは、１石式のフライバック電源回路と同じで、次式（１２）となる。
Ｍ＝Ｖｏ／Ｖｉ＝１／ｎ・Ｄ／１−Ｄ      ・・・（１２）
ただし、デューティサイクルＤは０〜０.５までの範囲で設定する。
【０１２２】
（ｂ）電流不連続モード（軽負荷時）
電流不連続モードでは、期間１でエネルギーを蓄積し、期間２と期間３のときにエネルギーを放出するので、期間２〜期間３をＤ１’とすると、電圧変換率Ｍは次式（１３）となる。
Ｍ＝Ｖｏ／Ｖｉ＝１／ｎ・Ｄ／Ｄ１’      ・・・（１３）
【０１２３】
Ｄ１’を導くためには、トランスＴ１に流れる励磁電流の最大値を求める必要がある。ここで、トランスＴ１に流れる励磁電流の最大値をΔｉ、スイッチングの周期をＴ、トランスＴ１の励磁インダクタンス（一次側インダクタンス）をＬｍ、トランスＴ１の一次側漏れインダクタンスをＬｒとすると、次式（１４）が導出できる。
Δｉ＝Ｖｉ・ＤＴ／（Ｌｍ＋Ｌｒ）＝Ｖｉ・ＤＴ／ｓｆ（Ｌｍ＋Ｌｒ）      ・・・（１４）
【０１２４】
これより出力電流Ｉｏを求めると、次式（１５）が得られる。
Ｉｏ＝１／２Ｄ１’・ΔｉＬｍ・ｎ＝ｎ・Ｖｉ・Ｄ・Ｄ１’／２ｓｆ（Ｌｍ+Ｌｒ）      ・・・（１５）
【０１２５】
また、Ｒｏを出力負荷抵抗とすると、Ｉｏ＝Ｖｏ／Ｒｏであるので、式（１４），（１５）より、次式（１６）となる。
Ｖｏ／Ｖｉ＝ｎ・Ｄ・Ｄ１’Ｒｏ／２ｓｆ（Ｌｍ＋Ｌｒ）      ・・・（１６）
【０１２６】
また、式（１３）および（１６）より、Ｄ１’は、次式（１７）で表される。
Ｄ１’＝１／ｎ・√２ｓｆ（Ｌｍ＋Ｌｒ）／Ｒｏ      ・・・（１７）
【０１２７】
よって、Ｄ１’を式(１３)に代入すると電圧変換率Ｍは、次式（１８）で得られる。
Ｍ＝Ｄ√Ｒｏ／２ｓｆ（Ｌｍ＋Ｌｒ）      ・・・（１８）
【０１２８】
尚、上述の実施形態は本発明の好適な実施の例ではあるがこれに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々変形実施可能である。
【符号の説明】
【０１２９】
１，１’  電源装置
１Ａ，１Ｄ  フォワード電源回路
１Ｂ  ゼータ電源回路
１Ｃ，１Ｅ  フライバック電源回路
３  画像形成装置
４  レーザ装置
５  電力変換部
６  充電電流制御部
７  充電部
１０  交流電源
１１  整流ブリッジ（ダイオード）
１２  同期整流コントローラ
１３  ＰＦＣコントローラ
１４  出力電圧切り替え部
１５  スイッチコントローラ
３０  スキャナ
３２  画像処理部
３４  プリンタ（画像形成部）
３６  駆動部
３８  制御部
４０  半導体レーザ
４２  電源制御部
４４  冷却ファン
４６  コントローラ
４８  ドライブ回路
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１３０】
【特許文献１】特開平６−６２５６８号公報
【特許文献２】特開２０１１−２０５８４７号公報
【図１】
2016149920.tif 000004
【図２】
2016149920.tif 000005
【図３】
2016149920.tif 000006
【図４】
2016149920.tif 000007
【図５】
2016149920.tif 000008
【図９】
2016149920.tif 000009
【図１３】
2016149920.tif 000010
【図１４】
2016149920.tif 000011
【図１５】
2016149920.tif 000012
【図１６】
2016149920.tif 000013
【図１７】
2016149920.tif 000014
【図１８】
2016149920.tif 000015
【図１９】
2016149920.tif 000016
【図２０】
2016149920.tif 000017
【図２１】
2016149920.tif 000018
【図２２】
2016149920.tif 000019
【図２３】
2016149920.tif 000020
【図２４】
2016149920.tif 000021
【図２５】
2016149920.tif 000022
【図２６】
2016149920.tif 000023
【図２７】
2016149920.tif 000024
【図２８】
2016149920.tif 000025
【図２９】
2016149920.tif 000026
【図３６】
2016149920.tif 000027
【図６】
2016149920.tif 000028
【図７】
2016149920.tif 000029
【図８】
2016149920.tif 000030
【図１０】
2016149920.tif 000031
【図１１】
2016149920.tif 000032
【図１２】
2016149920.tif 000033
【図３０】
2016149920.tif 000034
【図３１】
2016149920.tif 000035
【図３２】
2016149920.tif 000036
【図３３】
2016149920.tif 000037
【図３４】
2016149920.tif 000038
【図３５】
2016149920.tif 000039
【図３７】
2016149920.tif 000040
【図３８】
2016149920.tif 000041
【図３９】
2016149920.tif 000042