(57)【要約】      （修正有）【課題】分離回路を有し、ブリッジ回路のスイッチング素子の耐圧を低下させて低コスト化を実現する。【解決手段】直流電源２に並列接続された平滑コンデンサ３と、直流電力を交流電力に変換するインバータ用スイッチング素子、逆並列接続の還流ダイオード、インバータ用スイッチング素子に直列接続されたインバータ兼用分離用スイッチング素子を有するブリッジ回路４と、ブリッジ回路と交流電源とを接続する交流出力線に配置された出力側の連系リアクトル５と、還流ダイオードの還流期間に平滑コンデンサと連系リアクトルとの間を分離する分離回路６とを備え、分離回路は、インバータ兼用分離用スイッチング素子と分離用ダイオードとを有し、インバータ用スイッチング素子とインバータ兼用分離用スイッチング素子の少なくとも１つの直列接続点と１つの交流出力線とが分離用ダイオードを介して当該交流出力線を短絡するように接続されている。【選択図】図１
2016165189.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を含む電力系統に連系させるように直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路であって、
直流電源に並列接続された入力側の平滑コンデンサと、直流電力を交流電力に変換する、４個のインバータ用スイッチング素子、これらと逆並列に接続された４個の還流ダイオード、および前記インバータ用スイッチング素子の２個または４個にそれぞれ直列接続された、インバータ用スイッチング素子を兼用する２個または４個のインバータ兼用分離用スイッチング素子を有するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路と前記交流電源とを接続する２つの交流出力線に配置された出力側の連系リアクトルと、
前記ブリッジ回路の還流ダイオードの還流期間に前記平滑コンデンサと前記連系リアクトルとの間を分離する分離回路とを備え、
前記分離回路は、前記２個または４個のインバータ兼用分離用スイッチング素子と、２個または４個の分離用ダイオードとを備え、
前記インバータ兼用分離用スイッチング素子が２個の場合、前記インバータ用スイッチング素子と前記インバータ兼用分離用スイッチング素子の少なくとも１つの直列接続点と１つの交流出力線とが前記分離用ダイオードを介して当該交流接続線を短絡するように接続され、
前記インバータ兼用分離用スイッチング素子が４個の場合は、前記インバータ用スイッチング素子と前記インバータ兼用分離用スイッチング素子の４つの直列接続点間を各分離用ダイオードを介して互いに斜めに交差されて接続させたうえで、斜めに接続された２つのインバータ兼用分離用スイッチング素子と２つの交流接続線とがそれぞれ前記分離用ダイオードを介して当該交流接続線を短絡するように接続されている、
高効率インバータ回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記直列接続された前記インバータ用スイッチング素子と前記インバータ兼用分離用スイッチング素子は、前記ブリッジ回路の直流入力線側に当該インバータ用スイッチング素子が配置されて、前記交流出力線側に当該インバータ兼用分離用スイッチング素子が配置されており、
前記インバータ兼用分離用スイッチング素子の耐圧以下に前記インバータ用スイッチング素子の耐圧が設定されている、高効率インバータ回路。
【請求項３】
請求項１において、
前記分離用ダイオードがショットキーバリアダイオードである、高効率インバータ回路。
【請求項４】
請求項１において、
前記インバータ兼用分離用スイッチング素子がＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴである、高効率インバータ回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の高効率インバータ回路が高効率コンバータとして動作する、高効率インバータ回路。
【請求項６】
請求項１から４のいずれか１項に記載の高効率インバータ回路を含み、
前記直流電源が分散型電源である、分散型電源システム。
【請求項７】
請求項１から４のいずれか１項に記載の高効率インバータ回路を含み、
前記直流電源が分散型電源であり、さらにその発電電力の有効利用を図る蓄電池を備えた、蓄電池付き分散型電源システム。
【請求項８】
前記直流電源が分散型電源であり、さらにその発電電力の有効利用を図る蓄電池と双方向性コンバータとを備え、前記直流電源および／または前記蓄電池と前記交流電源との間で電力交換を行う、コンバータ／インバータが請求項１から４のいずれか１項に記載の高効率インバータ回路である、無停電電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用の電力系統へ連系させるように、分散型電源である太陽電池や燃料電池などの直流電力を交流電力に高効率で変換する高効率インバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、太陽電池のような分散型電源で発電された直流電力を、インバータ回路により商用の電力系統に合った交流電力に変換して、電力系統へ供給することが知られている。変圧器なしのインバータ回路は、太陽電池に並列接続された入力側の平滑コンデンサ、４個のスイッチング素子およびそれぞれ逆並列に接続された４個の還流ダイオードを有し、スイッチングにより直流電力を交流電力に変換するブリッジ回路、出力電流を正弦波電流に変換する出力側の連系リアクトルとコンデンサ、および電力系統に連系する交流電源を有する。
【０００３】
しかし、平滑コンデンサと連系リアクトル間の電流の戻りによりエネルギー損失が発生することから、電力変換効率が低下する。このため、還流の際に平滑コンデンサと連系リアクトルの間を分離する分離回路を設けることにより、インバータ回路の電力変換効率を向上させることが知られている（例えば、特許文献１）。
【０００４】
図１５は、従来の分離回路を有するインバータ回路（ＨＥＲＩＣ：登録商標）を示す。ブリッジ回路１０４は、４個のスイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０４およびそれぞれ逆並列に接続された４個の還流ダイオードＤ１０１〜Ｄ１０４を有する。分離回路１０６は、ブリッジ回路１０４の２つの交流出力線１１、１２の間に２つの逆並列接続路が設けられて、各逆並列接続路にそれぞれ、分離用スイッチング素子Ｑ１０５と分離用ダイオードＤ１０５が直列接続され、Ｑ１０６とＤ１０６が直列接続されて構成されるものであり、各分離用ダイオードＤ１０５、Ｄ１０６は互いに逆の方向の電流を流す。プラスの還流電流が分離用スイッチング素子Ｑ１０５および分離用ダイオードＤ１０５に流れ、マイナスの還流電流が分離用スイッチング素子Ｑ１０６および分離用ダイオードＤ１０６に流れて、この還流電流が流れている期間に、平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離されて、エネルギー損失が低減される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第７０４６５３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、図１５の従来回路において、ブリッジ回路１０４のスイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０４および分離回路１０６の分離用スイッチング素子Ｑ１０５、Ｑ１０６に要求される耐圧はすべて、平滑コンデンサ３にかかる電圧以上が要求されるため高コストとなり、分離回路を有する高効率インバータ回路全体の低コスト化が図れないという問題があった。
【０００７】
また、本回路で一般的なダイオードを使用したのでは、ダイオードの逆回復期間におけるエネルギー損失が存在するという問題もある。
【０００８】
本発明は、平滑コンデンサと連系リアクトルの間を分離させるとともに、ブリッジ回路の一部または全部のスイッチング素子の耐圧を低下させて低コスト化を実現し、高い電力変換効率を実現できる高効率インバータ回路およびこれを含む分散型電源システムを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明に係る高効率インバータ回路は、交流電源を含む電力系統に連系させるように直流電源の直流電力を交流電力に変換するものであって、直流電源に並列接続された入力側の平滑コンデンサと、直流電力を交流電力に変換する、４個のインバータ用スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子とも呼ぶ）、これらと逆並列に接続された４個の還流ダイオード、および前記スイッチング素子の２個または４個にそれぞれ直列接続された、スイッチング素子を兼用する２個または４個のインバータ兼用分離用スイッチング素子を有するブリッジ回路と、前記ブリッジ回路と前記交流電源とを接続する２つの交流出力線に配置された出力側の連系リアクトルと、前記ブリッジ回路の還流ダイオードの還流期間に前記平滑コンデンサと前記連系リアクトルとの間を分離する分離回路とを備えている。
前記分離回路は、前記２個または４個のインバータ兼用分離用スイッチング素子と、２個または４個の分離用ダイオードとを備え、前記インバータ兼用分離用スイッチング素子が２個の場合、前記スイッチング素子と前記インバータ兼用分離用スイッチング素子の少なくとも１つの直列接続点と１つの交流出力線とが前記分離用ダイオードを介して当該交流接続線を短絡するように接続され、前記インバータ兼用分離用スイッチング素子が４個の場合は、前記スイッチング素子と前記インバータ兼用分離用スイッチング素子の４つの直列接続点間を各分離用ダイオードを介して互いに斜めに交差されて接続させたうえで、斜めに接続された２つのインバータ兼用分離用スイッチング素子と２つの交流接続線とがそれぞれ前記分離用ダイオードを介して当該交流接続線を短絡するように接続されている。
【００１０】
この構成によれば、直列接続されたスイッチング素子とインバータ兼用分離用スイッチング素子のうち平滑コンデンサの正極側または負極側に接続されている例えばスイッチング素子にかかる電圧は、平滑コンデンサにかかる直流電圧をＥとした場合、インバータ動作におけるＰＷＭ制御でオンオフ信号が付与されているスイッチング素子（付与スイッチング素子）にオン信号を付与しているとき、当該付与スイッチング素子にかかる電圧は０Ｖである。付与スイッチング素子にオフ信号を付与しているとき、インバータ兼用分離用スイッチング素子にオン信号を付与しているので、インバータ兼用分離用スイッチング素子に直列接続されたスイッチング素子にかかる電圧は、両スイッチング素子の内部抵抗を同程度とするとＥ／２である。還流期間のうち、すべてのスイッチング素子にオフ信号を付与しているとき、インバータ兼用分離用スイッチング素子にはオン信号を付与しているので、インバータ兼用分離用スイッチング素子に直列接続されたスイッチング素子にかかる電圧は同様にＥ／２である。このように、インバータ兼用分離用スイッチング素子に直列接続されたスイッチング素子にはインバータ動作においてＥ／２を超える電圧はかからず、当該スイッチング素子の耐圧を低下させることが可能となる。これにより、分離回路で平滑コンデンサと連系リアクトルの間を分離させるとともに、ブリッジ回路の一部または全部のスイッチング素子の耐圧を低下させて、低コスト化を実現することが可能となる。
【００１１】
好ましくは、前記直列接続されたスイッチング素子とインバータ兼用分離用スイッチング素子は、前記ブリッジ回路の直流入力線側に当該スイッチング素子が配置されて、前記交流出力線側に当該インバータ兼用分離用スイッチング素子が配置されており、前記インバータ兼用分離用スイッチング素子の耐圧以下の前記スイッチング素子の耐圧が設定されている。したがって、直流入力線側（平滑コンデンサの正極側または負極側）の例えば耐圧を半減させたスイッチング素子と、インバータ兼用分離用スイッチング素子とでブリッジ回路を構成することが可能となるので、より低コスト化を実現することができる。
【００１２】
好ましくは、前記分離用ダイオードがショットキーバリアダイオードである。したがって、一般的なダイオードの逆回復期間のエネルギー損失を可及的に低減させて、高い電力変換効率を実現できる。また、前記インバータ兼用分離用スイッチング素子がＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴでもよい。この場合、これらのスイッチング素子はスイッチング時間が短いことから、損失が少なく高効率化を実現できる。さらに、前記高効率インバータ回路を高効率コンバータとして動作させてもよいし、インバータ兼用分離用スイッチング素子が、寄生しているまたは逆並列接続されているダイオードを有してもよい。
【００１３】
本発明に係る分散型電源システムは、前記高効率インバータ回路を含み、前記直流電源が分散型電源である。この構成によれば、分散型電源の直流電力が高効率インバータ回路により高効率で交流電力に変換されるので、高い電力変換効率を有する分散型電源システムが得られる。
【００１４】
本発明の他の構成に係る蓄電池付き太陽光発電システムは、前記高効率インバータ回路を含み、前記直流電源が分散型電源であり、さらにその発電電力の有効利用を図る蓄電池を備えている。分散型電源の直流電力が高効率インバータ回路により高効率で交流電力に変換されるので、高い電力変換効率を有する蓄電池付き分散型電源システムが得られる。
【００１５】
本発明のまた他の構成に係る無停電電源は、前記直流電源が分散型電源であり、さらにその発電電力の有効利用を図る蓄電池と双方向性コンバータとを備え、前記直流電源および／または前記蓄電池と前記交流電源との間で電力交換を行う、コンバータ／インバータが前記高効率インバータ回路である。これにより、高い電力変換効率を有する無停電電源が得られる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明では、ブリッジ回路のインバータ用スイッチング素子と分離回路のインバータ兼用分離用スイッチング素子とが直列接続されているので、分離回路で平滑コンデンサと連系リアクトルの間を分離させるとともに、ブリッジ回路におけるインバータ兼用分離用スイッチング素子に直列接続されたスイッチング素子の耐圧を低下させて、低コスト化を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施形態に係る高効率インバータ回路を含む分散型電源システムを示す回路構成図である。
【図２】図１の高効率インバータ回路の各モードを示す波形図である。
【図３】（Ａ）、（Ｂ）は図１の高効率インバータ回路の動作を示す回路図である。
【図４】（Ａ）、（Ｂ）は図１の高効率インバータ回路の動作を示す回路図である。
【図５】（Ａ）、（Ｂ）は図１の高効率インバータ回路の動作を示す回路図である。
【図６】（Ａ）、（Ｂ）は図１の高効率インバータ回路の動作を示す回路図である。
【図７】図１の高効率インバータ回路の動作におけるトランジスタ電圧を示す特性図である。
【図８】変形例１に係る高効率インバータ回路を示す回路構成図である。
【図９】変形例２に係る高効率インバータ回路を示す回路構成図である。
【図１０】変形例３に係る高効率インバータ回路を示す回路構成図である。
【図１１】変形例４に係る高効率インバータ回路を示す回路構成図である。
【図１２】本発明の第２実施形態に係る高効率インバータ回路を含む分散型電源システムを示す回路構成図である。
【図１３】変形例５に係る高効率インバータ回路を示す回路構成図である。
【図１４】本発明の第３実施形態に係る高効率インバータ回路を含む蓄電池付き分散型電源システムを示す回路構成図である。
【図１５】従来の高効率インバータ回路を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は本発明の第１実施形態に係る高効率インバータ回路を含む分散型電源システムを示す回路構成図である。この高効率インバータ回路１は、変圧器なしで、分散型電源である太陽電池や燃料電池などの直流電源８の直流電力を交流電力に変換して商用の電力系統へ連系するものである。
【００１９】
高効率インバータ回路１は、太陽電池２に並列接続されて、その直流電力を平滑化、安定化するために中間的に蓄電する入力側にある平滑コンデンサ３、４個のスイッチング素子（トランジスタ）Ｑ１〜Ｑ４、これらと逆並列に接続された４個の還流ダイオードＤ１〜Ｄ４およびトランジスタＱ１〜Ｑ４のうち２個にそれぞれ直列接続された、スイッチング素子を兼用する２個のインバータ兼用分離用スイッチング素子（トランジスタ）Ｑ５、Ｑ６を有し、トランジスタＱ１〜Ｑ４およびインバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６のスイッチングにより直流電力を交流電力に変換するブリッジ（フルブリッジ）回路４、出力電流を正弦波電流に変換する出力側にある連系リアクトル５、コンデンサＣ、平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間を分離する分離回路６、電力系統に連系する交流電源７、およびブリッジ回路４に対して例えばパルス幅を可変させるＰＷＭ制御を行うとともに、システム全体を制御する制御部１０を有する。
【００２０】
分離回路６は、２個のインバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６と２個の分離用ダイオードＤ５、Ｄ６とを有し、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５とが、トランジスタＱ２とインバータ兼用分離用トランジスタＱ６とがそれぞれ直列接続されるとともに、これらの直列接続点と２つの交流出力線１１、１２とがそれぞれ分離用ダイオードＤ５、Ｄ６を介して当該交流出力線１１、１２を短絡させるように接続されている。
【００２１】
好ましいスイッチング素子（トランジスタ）として、この例では、ブリッジ回路４のスイッチング素子および分離回路６のインバータ兼用分離用スイッチング素子にＩＧＢＴのようなＳｉ系のトランジスタが使用されているが、これに代えて、スイッチング時間が短いことから、損失が少なく高効率化を実現できるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴのようなＳｉＣ系やＧａＮ系のトランジスタを使用してもよい。また、好ましいダイオードとして、ブリッジ回路４の還流ダイオードＤ１〜Ｄ４にはファーストリカバリダイオード（ＦＲＤ）が使用され、分離回路６の分離用ダイオードＤ５、Ｄ６にはＳｉＣ−ショットキーバリアダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ）またはＧａＮ−ショットキーバリアダイオード（ＧａＮ−ＳＢＤ）が使用されている。一般的なダイオードに比べて、ＳｉＣ−ＳＢＤまたはＧａＮ−ＳＢＤは高速で逆回復電流がきわめて小さい、また、ＦＲＤは逆回復時間が短く逆回復電流も小さい。さらに、ＦＲＤは、逆電圧がかかったときの逆電流は、ＳｉＣ−ＳＢＤまたはＧａＮ−ＳＢＤよりも小さい。なお、上記使用に何ら限定されず、ブリッジ回路４と分離回路６でＦＲＤとＳｉＣ−ＳＢＤまたはＧａＮ−ＳＢＤとを逆に使用してもよいし、すべてのダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤまたはＧａＮ−ＳＢＤにしてもよく、またはＦＲＤにしてもよい。
【００２２】
この例では、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５が直列に接続され、トランジスタＱ２とインバータ兼用分離用トランジスタＱ６が直列に接続される。これとともに、トランジスタＱ１のエミッタとインバータ兼用分離用トランジスタＱ５のコレクタの直列接続点Ｎ３と分離用ダイオードＤ５のカソードが接続され、トランジスタＱ２のコレクタとインバータ兼用分離用トランジスタＱ６のエミッタの直列接続点Ｎ４と分離用ダイオードＤ６のアノ−ドが接続される。インバータ兼用分離用トランジスタＱ５のエミッタとインバータ兼用分離用トランジスタＱ６のコレクタが接続され、この接続点Ｎ１に交流出力線１１が接続されている。分離用ダイオードＤ５のアノードと分離用ダイオードＤ６のカソードが接続され、この接続点Ｎ５に交流出力線１２が接続されている。つまり、直列接続されたトランジスタとインバータ兼用分離用トランジスタのＱ１、Ｑ５とＱ２、Ｑ６は、ブリッジ回路４の直流入力線９側に当該トランジスタＱ１、Ｑ２（平滑コンデンサ３の正極側にＱ１、負極側にＱ２）が配置されて、交流出力線１１、１２側にインバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６が配置されている。インバータ兼用分離用トランジスタＱ５は、前記交流出力線１１、１２において、交流出力線１１が１２より高い半周期のときで、トランジスタＱ２、Ｑ３にオフ信号を与え、Ｑ１、Ｑ４にオン信号を与えているとき、オンできる状態にあり、インバータ兼用分離用トランジスタＱ６は、交流出力線１２が１１より高い半周期のときで、トランジスタＱ１、Ｑ４にオフ信号を与え、Ｑ２、Ｑ３にオン信号を与えているとき、オンできる状態にある。また、トランジスタＱ１〜Ｑ４がすべてオフのとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６はオンできる状態にある。
【００２３】
すなわち、ブリッジ回路４の上下４個のアームのうち、この例では、左側の上下一対の２個のアームについてそのトランジスタＱ１、Ｑ２とそれぞれ直列にインバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６が接続されている。
【００２４】
制御部１０は、フルブリッジ回路を構成する４個のスイッチング素子（トランジスタ）Ｑ１〜Ｑ４において、トランジスタＱ１およびＱ４をスイッチペアとし、トランジスタＱ２およびＱ３をスイッチペアとして、各スイッチペアを交互にオンオフさせる。つまりバイポーラスイッチングを行う。
【００２５】
図２は、トランジスタＱ１およびＱ４をスイッチングするモードI、還流期間のモードII、トランジスタＱ２およびＱ３をスイッチングするモードIII、還流期間のモードIVを示す。図３〜図６は、図２の各モードI〜IVにおける高効率インバータ回路１の動作を示す回路図である。図７は、高効率インバータ回路１の動作におけるダイオード電圧を示す特性図である。
【００２６】
図２における交流出力半周期の一部のモードIでは、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチペアをオフ状態とし、トランジスタＱ１およびＱ４とＱ５のスイッチペアを所定のデューティー比でオンオフさせる。このモードIでは、図３（Ａ）における実線の矢印αのように、オンオフ信号が付与されたトランジスタ（付与トランジスタ）Ｑ１およびＱ４とＱ５のオン期間にトランジスタＱ１とＱ５およびＱ４を通って交流電源７側へ電流が流れることにより、直流側から交流側へ通電する。このとき、電流Ｉ。テ０、電圧Ｖ。テ０である。
【００２７】
一般に、インバータ回路では、ブリッジ回路の上下アームの短絡防止のため、オンオフ切替タイミングに、上下のスイッチング素子を同時にオフさせる期間であるデッドタイムを設けている。このモードIでは、ＰＷＭ制御におけるトランジスタＱ１のオンオフ時に、分離回路６のブリッジ兼用インバータ兼用分離用トランジスタＱ５を常時オン状態とし、トランジスタＱ１のオフ時に、リアクトルＬ１、Ｌ２間（交流接続線１１、１２）の短絡により、上記デッドタイムを不要としている。トランジスタＱ１のオン時には、インバータ兼用分離用トランジスタＱ６はオフである。インバータ兼用分離用トランジスタＱ５をオン状態でも、トランジスタＱ１を通る電流は、分離用ダイオードＤ５で阻止されて、このＤ５とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５の間は導通しない。トランジスタＱ１のオフ時では、図３（Ｂ）の破線の矢印α１のように、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５のオンにより、分離用ダイオードＤ５とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５の間が導通して、リアクトルＬ１、Ｌ２間を短絡する。これにより、上記デッドタイムを設定する必要がないので、より良好な正弦波波形に近づいた交流出力波形が得られる。
【００２８】
また、従来のブリッジ回路の還流ダイオードには常時トランジスタのオンオフによる逆回復期間が存在するが、トランジスタＱ１のオンオフ時に、分離用ダイオードＤ５に逆電圧がかかっても、分離用ダイオードＤ５にＳｉＣ−ＳＢＤを使用しているので、分離用ダイオードＤ５からインバータ兼用分離用トランジスタＱ５への逆回復時間はほとんど存在せず逆回復電流もほとんど流れず、これによるエネルギー損失がほとんど発生しない。また還流ダイオードＤ１〜Ｄ４にＦＲＤを使用しているので、逆回復電流およびエネルギー損失も小さい。
【００２９】
図２のモードIでは、図３（Ａ）のように、直列接続されたトランジスタとインバータ兼用分離用トランジスタのＱ１とＱ５、Ｑ２とＱ６のうち、平滑コンデンサ３の正極側に接続されているトランジスタＱ１にかかる電圧は、平滑コンデンサ３にかかる直流電圧をＥとした場合、オンオフ信号を付与されているトランジスタ（付与トランジスタ）Ｑ１にオン信号を付与しているとき、０Ｖである（図７の（１））。その一方、トランジスタＱ２はオフであり、インバータ兼用分離用トランジスタＱ６がオフであるので、これに電圧Ｅがかかり、平滑コンデンサ３の負極側に接続されているトランジスタＱ２にかかる電圧は、０Ｖである（図７の（１））。
【００３０】
図３（Ｂ）のように、付与トランジスタＱ１にオフ信号を付与しているとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６にはオン信号を付与しているので、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６に直列接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２にかかる電圧は、インバータ兼用分離用トランジスタとトランジスタの内部抵抗を同程度とすると、それぞれＥ／２である（図７の（１））。
【００３１】
図２のモードIIでは、図４（Ａ）の実線の矢印βのように、トランジスタＱ２およびＱ３にオンオフ信号が付与され、インバータ兼用分離用トランジスタＱ６が常時オンであり、還流ダイオードＤ２およびＤ３を使用した還流期間に電流平滑用の連系リアクトル中の電磁エネルギーが交流電源７とダイオードＤ２、Ｄ３とを通って直流側へ還流される。この還流期間に電流平滑用の連系リアクトル中の電磁エネルギーが減少していくと、回路の通電は行われなくなる。このとき、電流Ｉ。テ０、電圧Ｖ。ツ０である。インバータ兼用分離用トランジスタＱ６がオンで、付与トランジスタＱ２にオン信号を付与しているとき、この平滑コンデンサ３の負曲側の付与トランジスタＱ２にかかる電圧は０Ｖである（図７の（３））。その一方、トランジスタＱ１はオフであり、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５がオフであるので、これに電圧Ｅがかかり、平滑コンデンサ３の正極側のトランジスタＱ１にかかる電圧は、０Ｖである（図７の（３））。
【００３２】
図４（Ｂ）の破線の矢印β１のように、トランジスタＱ１〜Ｑ４がともにオフでインバータ兼用分離用トランジスタＱ５がオンしているとき、連系リアクトルＬ２→分離用ダイオードＤ５→インバータ兼用分離用トランジスタＱ５→連系リアクトルＬ１と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。すべてのトランジスタＱ１〜Ｑ４にオフ信号を付与しているとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６にはオン信号を付与しているので、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６に直列接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２にかかる電圧は、それぞれＥ／２である（図７の（４））。
【００３３】
図２における次の交流出力半周期の一部のモードIIIでは、図５（Ａ）のように、トランジスタＱ１およびＱ４のスイッチペアをオフ状態とし、トランジスタＱ２およびＱ３とＱ６のスイッチペアを所定のデューティー比でオンオフさせる。この場合、実線の矢印γのように、オンオフ信号が付与されたトランジスタ（付与トランジスタ）Ｑ２およびＱ３とＱ６のオン期間にトランジスタＱ２とＱ６およびＱ３を通って交流電源７側へ電流が流れることにより、直流側から交流側へ通電する。インバータ兼用分離用トランジスタＱ６は常時オン状態である。このとき、電流Ｉ。ツ０、電圧Ｖ。ツ０である。トランジスタＱ２にオン信号を付与しているとき、この平滑コンデンサ３の負極側のトランジスタＱ２にかかる電圧は０Ｖである（図７の（５））。その一方、トランジスタＱ１はオフであり、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５がオフであるので、これに電圧Ｅがかかり、平滑コンデンサ３の正極側に接続されているトランジスタＱ１にかかる電圧は、０Ｖである（図７の（５））。
【００３４】
図５（Ｂ）の破線の矢印γ１のように、付与トランジスタＱ２のオフ時では、インバータ兼用分離用トランジスタＱ６のオンにより、分離用ダイオードＤ６とインバータ兼用分離用トランジスタＱ６の間が導通して、リアクトルＬ１、Ｌ２間を短絡する。これにより、上記と同様にデッドタイムを設定する必要がない。また、付与トランジスタＱ２のオフ時にはインバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６にオン信号を付与しているので、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６に直列接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２にかかる電圧は、それぞれＥ／２である（図７の（６））。
【００３５】
図２のモードIVでは、図６（Ａ）の実線の矢印εのように、トランジスタＱ１およびＱ４にオンオフ信号が付与され、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５が常時オンであり、還流ダイオードＤ１およびＤ４を使用した還流期間に連系リアクトル中の電磁エネルギーが交流電源７とダイオードＤ１、Ｄ４とを通って直流側へ還流される。この還流期間に電流平滑用の連系リアクトル中の電磁エネルギーが減少していくと、回路の通電は行われなくなる。このとき、電流Ｉ。ツ０、電圧Ｖ。テ０である。インバータ兼用分離用トランジスタＱ５がオンで、付与トランジスタＱ１にオン信号を付与しているとき、この平滑コンデンサ３の正極側のトランジスタＱ１にかかる電圧は０Ｖである（図７の（７））。その一方、トランジスタＱ２はオフであり、インバータ兼用分離用トランジスタＱ６がオフであるので、これに電圧Ｅがかかり、平滑コンデンサ３の負極側の還流ダイオードＤ２にかかる電圧は、０Ｖである（図７の（７））。
【００３６】
図６（Ｂ）の破線の矢印ε１のように、トランジスタＱ１〜Ｑ４がともにオフでインバータ兼用分離用トランジスタＱ６がオンしているとき、連系リアクトルＬ１→インバータ兼用分離用トランジスタＱ６→分離用ダイオードＤ６→連系リアクトルＬ２と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。すべてのトランジスタＱ１〜Ｑ４にオフ信号を付与しているとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６にはオン信号を付与しているので、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６に直列接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２にかかる電圧は、それぞれＥ／２である（図７の（８））。
【００３７】
以上のように、図７において、（１）、（３）、（５）、（７）におけるモードI〜IVの実線では、ＰＷＭ制御でオンオフ信号が付与されている付与トランジスタＱ１、Ｑ２にオン信号を付与しているとき、これにかかる電圧は０Ｖである。（２）、（６）におけるモードI、IIIの破線のように、付与トランジスタＱ１、Ｑ２にオフ信号を付与しているとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６にはオン信号を付与しているので、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６に直列接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２にかかる電圧は、両トランジスタの内部抵抗を同程度とすると、それぞれＥ／２である。還流期間のうち、（４）、（８）におけるモードII、IVの破線のように、すべてのトランジスタＱ１〜Ｑ４にオフ信号を付与しているとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６にはオン信号を付与しているので、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６に直列接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２にかかる電圧は同様にそれぞれＥ／２である。このように、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６に直列接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２にはインバータ動作においてＥ／２を超える電圧はかからず、当該トランジスタＱ１、Ｑ２の耐圧を低下させることが可能となる。
【００３８】
また、ブリッジ回路４の２個のスイッチペアを交互にオンオフさせ、連系リアクトル５（Ｌ１、Ｌ２）を通すことによって、正弦波の出力波形を有する交流電力を出力するとともに、分離回路６により、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５を分離することができる。
【００３９】
こうして、本発明では、ブリッジ回路のトランジスタと分離回路のインバータ兼用分離用トランジスタとが直列接続されているので、分離回路で平滑コンデンサと連系リアクトルの間を分離させるとともに、ブリッジ回路におけるインバータ兼用分離用トランジスタに直列接続されたトランジスタの耐圧を低下させることが可能となる。また、分散型電源である太陽電池の直流電力が高効率インバータ回路により高効率で交流電力に変換されるので、高い電力変換効率を有する分散型電源システムが得られる。
【００４０】
図８〜図１１は、図１の第１実施形態に係る高効率インバータ回路１の変形例１〜４を示す。各変形例１〜４において、高効率インバータ回路１以外の構成は図１と同一であるので、その説明を省略する。
【００４１】
図８の変形例１では、図１の第１実施形態における還流ダイオードＤ１、Ｄ２にそれぞれダイオードＤ７、Ｄ８が直列接続されている。その他の高効率インバータ回路１の構成は図１と同一である。この図では、ＭＯＳＦＥＴのようにドレン・ソース間に寄生ダイオードが形成されているトランジスタをインバータ用トランジスタＱ１、Ｑ２、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、Ｑ６に用いる場合、そのトランジスタの寄生ダイオードを逆並列接続ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ７、Ｄ８として用いるものである。この場合、Ｄ１とＤ７で、図１のＤ１の役目を果たし、Ｄ８とＤ２で図１のＤ２の役目を果たす。ＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードを用いるので、図１のＤ１，Ｄ２のようにダイオードを設ける必要がなく、回路の構成の簡単化が図れる。なお、インバータ用トランジスタＱ３、Ｑ４にＭＯＳＦＥＴを用いた場合、Ｄ３、Ｄ４はＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードとすることができる。
【００４２】
図９の変形例２では、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ１５が直列に接続され、トランジスタＱ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ１６が直列に接続される。これとともに、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ１５の直列接続点Ｎ６と分離用ダイオードＤ１５のカソードが接続され、トランジスタＱ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ１６の直列接続点Ｎ７と分離用ダイオードＤ１６のアノードが接続される。分離用ダイオードＤ１５のアノードと分離用ダイオードＱ１６のカソードが接続され、この接続点Ｎ８と、インバータ兼用分離用トランジスタＱ１５のエミッタとインバータ兼用分離用トランジスタＱ１６のコレクタが接続され、この接続点Ｎ２に交流出力線１２が接続されている。トランジスタＱ１のエミッタとトランジスタＱ２のコレクタの接続点Ｎ１とに交流出力線１１が接続されている。つまり、図９では、図１のようにブリッジ回路４の左側の上下一対の２個のアームについてではなく、右側の上下一対の２個のアームについてそのトランジスタＱ３、Ｑ４とそれぞれ直列にインバータ兼用分離用トランジスタＱ１５、Ｑ１６が接続されている。
【００４３】
モードIIのとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ１５がオンし、連系リアクトルＬ２→分離用ダイオードＤ１５→インバータ兼用分離用トランジスタＱ１５→連系リアクトルＬ１と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。モードIVのとき、分離用トランジスタＱ１６がオンし、連系リアクトルＬ１→インバータ兼用分離用トランジスタＱ１６→分離用ダイオードＤ１６→連系リアクトルＬ２と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。
【００４４】
第１実施形態と同様に、変形例２では、トランジスタＱ３、Ｑ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ１５、Ｑ１６をそれぞれ直列接続することにより、トランジスタＱ３、Ｑ４の耐圧を低下することができ、低コストで高い電力変換効率のインバータ回路が得られる。
【００４５】
図１０の変形例３では、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ２５が直列に接続され、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ２６が直列に接続される。これとともに、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ２５の直列接続点Ｎ９と分離用ダイオードＤ２５のカソードが接続され、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ２６の直列接続点Ｎ１０と分離用ダイオードＤ２６のカソードが接続される。分離用ダイオードＤ２６のアノードと、インバータ兼用分離用トランジスタＱ２５のエミッタとトランジスタＱ２のコレクタの接続点Ｎ１とに交流出力線１１が接続されている。分離用ダイオードＤ２５のアノードと、インバータ兼用分離用トランジスタＱ２６のエミッタとトランジスタＱ４のコレクタの接続点Ｎ２に交流出力線１２が接続されている。つまり、ブリッジ回路４の上下４個のアームのうち、この例では、上側の左右一対の２個のアームについてそのトランジスタＱ１、Ｑ３とそれぞれ直列にインバータ兼用分離用トランジスタＱ２５、Ｑ２６が接続されている。
【００４６】
モードIIのとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ２５がオンし、連系リアクトルＬ２→分離用ダイオードＤ２５→インバータ兼用分離用トランジスタＱ２５→連系リアクトルＬ１と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。モードIVのとき、分離用トランジスタＱ２６がオンし、連系リアクトルＬ１→分離用ダイオードＤ２６→インバータ兼用分離用トランジスタＱ２６→連系リアクトルＬ２と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。
【００４７】
第１実施形態と同様に、変形例３では、トランジスタＱ１、Ｑ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ２５、Ｑ２６をそれぞれ直列接続することにより、トランジスタＱ１、Ｑ３の耐圧が低下され、低コストで高い電力変換効率のインバータ回路が得られる。
【００４８】
図１１の変形例４では、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ３５が直列に接続され、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ３６が直列に接続される。これとともに、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ３５の直列接続点Ｎ１と分離用ダイオードＤ３５のカソードが接続され、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ３６の直列接続点Ｎ２と分離用ダイオードＤ３６のカソードが接続される。分離用ダイオードＤ３６のアノードと、インバータ兼用トランジスタＱ３５のエミッタとトランジスタＱ２のコレクタとが接続点Ｎ１２で接続されている。分離用ダイオードＤ３５のアノードと、インバータ兼用トランジスタＱ３６のエミッタとトランジスタＱ４のコレクタとが接続点Ｎ１３で接続されている。還流ダイオードＤ１とＤ２の接続点に交流出力線１１が接続されている。還流ダイオードＤ３とＤ４の接続点に交流出力線１２が接続されている。
【００４９】
モードIIのとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ３５がオンし、連系リアクトルＬ１→インバータ兼用分離用トランジスタＱ３５→分離用ダイオードＤ３６→連系リアクトルＬ２と導通し、モードIVのとき、分離用トランジスタＱ３６がオンし、連系リアクトルＬ２→インバータ兼用分離用トランジスタＱ３６→分離用ダイオードＤ３５→連系リアクトルＬ１と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。
【００５０】
第１実施形態と同様に、変形例４では、トランジスタＱ１、Ｑ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ３５、Ｑ３６をそれぞれ直列接続することにより、トランジスタＱ１、Ｑ３の耐圧が低下され、低コストで高い電力変換効率のインバータ回路が得られる。
【００５１】
図１２は、第２実施形態に係る高効率インバータ回路を含む分散型電源システムを示す回路構成図である。この第２実施形態では、分離回路６は、４個のインバータ兼用分離用スイッチング（トランジスタ）素子Ｑ４５〜Ｑ４８と、２個の分離用ダイオードＤ４５、Ｄ４６とを備え、トランジスタＱ１〜Ｑ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ４５〜Ｑ４８の４つの直列接続点Ｎ１４〜Ｎ１７間を各分離用ダイオードＤ４５、Ｄ４６を介して互いに斜めに交差されて接続させたうえで、この斜めに接続された２つのインバータ兼用分離用トランジスタＱ４５〜Ｑ４８と２つの交流接続線１１、１２とがそれぞれ分離用ダイオードＤ４５、Ｄ４６を介して当該交流接続線１１、１２を短絡するように接続されている。
【００５２】
図１２のように、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ４５が直列に接続され、トランジスタＱ２とインバータ兼用分離用トランジスタＱ４６が直列に接続され、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ４７が直列に接続され、トランジスタＱ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ４８が直列に接続される。これとともに、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ４５の直列接続点Ｎ１４と分離用ダイオードＤ４７のカソードが接続され、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ４７の直列接続点Ｎ１６と分離用ダイオードＤ４６のカソードが接続される。また、分離用ダイオードＤ４６のアノードがインバータ兼用分離用トランジスタＱ４６のエミッタとトランジスタＱ２のコレクタの直列接続点Ｎ１５と接続され、分離用ダイオードＤ４５のアノードがインバータ兼用分離用トランジスタＱ４８のエミッタとトランジスタＱ４のコレクタの直列接続点Ｎ１７と接続される。インバータ兼用分離用トランジスタＱ４５とＱ４６の接続点Ｎ１に交流出力線１１が接続され、インバータ兼用分離用トランジスタＱ４７とＱ４８の接続点Ｎ２に交流出力線１２が接続されている。
【００５３】
モードIIのとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ４６、Ｑ４７がオンし、連系リアクトルＬ１→インバータ兼用分離用トランジスタＱ４６→分離用ダイオードＤ４６→インバータ兼用分離用トランジスタＱ４７→連系リアクトルＬ２と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。モードIVのとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ４５、Ｑ４８がオンし、連系リアクトルＬ２→インバータ兼用分離用トランジスタＱ４８→分離用ダイオードＤ４５→インバータ兼用分離用トランジスタＱ４５→連系リアクトルＬ１と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。
【００５４】
この第２実施形態では、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ４５、Ｑ４６、Ｑ４７、Ｑ４８をそれぞれ直列接続することにより、第１実施形態と同様に、分離回路６で平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間を分離させるとともに、トランジスタＱ１〜Ｑ４の耐圧を低下させることができ、低コストで高い電力変換効率のインバータ回路が得られる。
【００５５】
図１３は、図１２の第２実施形態に係る高効率インバータ回路１の変形例５を示す。この変形例５において、高効率インバータ回路１以外の構成は図１２と同一であるので、その説明を省略する。この変形例５では、分離回路６は、４個のインバータ兼用分離用トランジスタＱ５５〜Ｑ５８と、４個の分離用ダイオードＤ５５〜Ｄ５８とを備え、トランジスタＱ１〜Ｑ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５５〜Ｑ５８の４つの直列接続点Ｎ１８〜Ｎ２１間を各分離用ダイオードＤ５５〜Ｄ５８を介して互いに斜めに交差されて接続させたうえで、この斜めに接続された２つのインバータ兼用分離用トランジスタＱ５５〜Ｑ５８と２つの交流接続線１１、１２とがそれぞれ分離用ダイオードＤ５５〜Ｄ５８を介して当該交流接続線１１、１２を短絡するように接続されている。
【００５６】
図１３のように、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５５が直列に接続され、トランジスタＱ２とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５６が直列に接続され、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５７が直列に接続され、トランジスタＱ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５８が直列に接続される。これとともに、トランジスタＱ１とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５５の直列接続点Ｎ１８と分離用ダイオードＤ５５のカソードが接続され、トランジスタＱ３とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５７の直列接続点Ｎ２０と分離用ダイオードＤ５７のカソードが接続される。また、トランジスタＱ２とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５６の直列接続点Ｎ１９と分離用ダイオードＤ５６のアノードが接続され、トランジスタＱ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５８の直列接続点Ｎ２１と分離用ダイオードＤ５８のアノードが接続される。各分離用ダイオードＤ５５〜Ｄ５８は接続点２２、２３により互いに接続されている。還流ダイオードＤ１〜Ｄ４には、それぞれダイオードＤ９〜Ｄ１２が直列接続されている。インバータ兼用分離用トランジスタＱ５５とＱ５６の接続点Ｎ１に交流出力線１１が接続され、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５７とＱ５８の接続点Ｎ２に交流出力線１２が接続されている。
【００５７】
モードIIのとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５６、Ｑ５７がオンし、連系リアクトルＬ１→インバータ兼用分離用トランジスタＱ５６→分離用ダイオードＤ５６→分離用ダイオードＤ５７→インバータ兼用分離用トランジスタＱ５７→連系リアクトルＬ２と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。モードIVのとき、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５５、Ｑ５８がオンし、連系リアクトルＬ２→インバータ兼用分離用トランジスタＱ５８→分離用ダイオードＤ５８→分離用ダイオードＤ５５→インバータ兼用分離用トランジスタＱ５５→連系リアクトルＬ１と導通して、還流期間に平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間が分離される。
【００５８】
第２実施形態と同様に、変形例５では、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４とインバータ兼用分離用トランジスタＱ５５、Ｑ５６、Ｑ５７、Ｑ５８をそれぞれ直列接続することにより、分離回路６で平滑コンデンサ３と連系リアクトル５の間を分離させるとともに、トランジスタＱ１〜Ｑ４の耐圧を低下させることができ、低コストで高い電力変換効率のインバータ回路が得られる。
【００５９】
なお、例えば図１における分離用ダイオードＤ５に平滑コンデンサ３の直流電圧Ｅがかかる図３（Ａ）のモードIおよび図６（Ａ）のモードIVにおいて、実際には分離用ダイオードＤ５に大きくはないが逆電流が流れる場合がある。この逆電流は還流ダイオードＤ２およびインバータ兼用分離用トランジスタＱ６に分流し逆電流として流れる。この結果、還流ダイオードＤ２およびインバータ兼用分離用トランジスタＱ６に逆電圧が発生する。この逆電圧を抑止するために、インバータ兼用分離用トランジスタＱ６にダイオードを逆並列接続することがある。インバータ兼用分離用トランジスタＱ６がＭＯＳＦＥＴのように寄生ダイオードを有する場合は当該寄生ダイオードがその機能を果たす。インバータ兼用分離用トランジスタＱ６が逆並列ダイオードを内蔵していないＩＧＢＴ単体などの場合は分離用ダイオードＤ５に流れる逆電流を流すためのダイオードをこのＩＧＢＴ単体などに逆並列ダイオードを接続する。
【００６０】
以上で述べたことはインバータ兼用分離用トランジスタＱ６にかかわらず、インバータ兼用分離用トランジスタＱ５、図９のインバータ兼用分離用トランジスタＱ１５、Ｑ１６、図１０のインバータ兼用分離用トランジスタＱ２５、Ｑ２６、図１１のインバータ兼用分離用トランジスタＱ３５、Ｑ３６、図１２のインバータ兼用分離用トランジスタＱ４５〜Ｑ４８、および図１３のインバータ兼用分離用トランジスタＱ５５〜Ｑ５８も同様である。
【００６１】
図１４は、本発明の第３実施形態に係る高効率インバータ回路を含む蓄電池付き分散型電源システムを示す回路構成図である。このシステムは、例えば、消費電力のピークが上限値を超えそうなときに蓄電池に蓄電した電力で補填してピークカットする場合等のように、太陽電池の発電電力の有効利用を図る蓄電池を備えている。この例では、分散型電源である太陽電池の直流電力が高効率インバータ回路により高効率で交流電力に変換されるので、高い電力変換効率を有する蓄電池付き分散型電源システムが得られる。
【００６２】
また、上記した高効率インバータ回路１を使用する無停電電源として、図示しないが、直流電源が分散型電源であり、さらにその発電電力の有効利用を図る蓄電池と双方向性コンバータとを備え、直流電源および／または蓄電池と交流電源との間で電力交換を行う、コンバータ／インバータが当該高効率インバータ回路１であってもよい。これにより、高い電力変換効率を有する無停電電源が得られる。
【００６３】
なお、上記各実施形態では、分散型電源として太陽電池を使用しているが、燃料電池等を使用してもよい。
【００６４】
なお、高効率インバータ回路を高効率コンバータとして動作させてもよい。
【００６５】
本発明は、以上の実施形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で、種々の追加、変更または削除が可能である。したがって、そのようなものも本発明の範囲内に含まれる。
【符号の説明】
【００６６】
１：高効率インバータ回路
２：太陽電池（分散型電源）
３：平滑コンデンサ
４：ブリッジ回路
５：連系リアクトル
６：分離回路
７：交流電源
８：蓄電池
１０：制御部
Ｄ１〜Ｄ４：ブリッジ回路の還流ダイオード
Ｑ１〜Ｑ４：ブリッジ回路のスイッチング素子（トランジスタ）
Ｑ５、Ｑ６：インバータ兼用分離用スイッチング素子（トランジスタ）
Ｄ５、Ｄ６：分離用ダイオード
【図１】
2016165189.tif 000003
【図２】
2016165189.tif 000004
【図３】
2016165189.tif 000005
【図４】
2016165189.tif 000006
【図５】
2016165189.tif 000007
【図６】
2016165189.tif 000008
【図７】
2016165189.tif 000009
【図８】
2016165189.tif 000010
【図９】
2016165189.tif 000011
【図１０】
2016165189.tif 000012
【図１１】
2016165189.tif 000013
【図１２】
2016165189.tif 000014
【図１３】
2016165189.tif 000015
【図１４】
2016165189.tif 000016
【図１５】
2016165189.tif 000017