(57)【要約】【課題】出力電圧の低下時でも良好な制御性を維持しながら高調波電流を低下させること。【解決手段】半導体スイッチング素子12を用いた単位変換器11を少なくとも１つ以上備え、単位変換器11の出力端子を直列接続して各相アームを構成した電力変換器10で、単位変換器11が出力する電圧を指標とし、その指標の大きさに応じて、単位変換器11のスイッチング周波数を可変制御する制御部２を備える。【選択図】図１
2016174490.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いた単位電力変換器を少なくとも１つ以上備え、前記単位電力変換器の出力端子を直列接続して各相アームを構成した電力変換装置であって、
前記単位電力変換器が出力する電圧を指標とし、前記指標の大きさに応じて、前記単位電力変換器のスイッチング周波数を可変制御する制御部を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記指標の大きさが減少すると、前記単位電力変換器のスイッチング周波数を増加させることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
可変電圧の直流電圧源と半導体スイッチング素子を用いた単位電力変換器を少なくとも１つ以上備え、前記単位電力変換器の出力端子を直列接続して各相アームを構成した電力変換装置であって、
前記単位電力変換器が出力する電圧を指標とし、前記指標の大きさに応じて、前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御する制御部を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
平常時に、出力電圧の基本波１周期あたり正負それぞれ１回ずつパルス電圧を出力する１パルス制御ゲート信号を、前記単位電力変換器に与えることを特徴とする請求項１または３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記指標の大きさの減少時に、出力電圧の指令値の大きさに応じて出力パルス幅を可変するＰＷＭ制御ゲート信号を、前記単位電力変換器に与えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、
前記単位電力変換器の直流電圧源の電圧値Ｖdc、制御対象相でパルス電圧を出力している単位電力変換器の数ｎとして、
電圧指令値が正の数かつ増加傾向である時、閾値Ｖthを、
Ｖth＝Ｖdc（２ｎ＋１）／２
で与え、前記電圧指令値が前記Ｖthに一致または上回った時に、正のパルス電圧を出力している単位電力変換器を１つ増加させ、
電圧指令値が正の数かつ減少傾向である時、閾値Ｖthを、
Ｖth＝Ｖdc（２ｎ−１）／２  （ただしｎ＝０の時、Ｖth＝０）
で与え、前記電圧指令値が前記Ｖthに一致または下回った時に、正のパルス電圧を出力している単位電力変換器を１つ減少させ、
電圧指令値が負の数かつ減少傾向である時、閾値Ｖthを、
Ｖth＝−Ｖdc（２ｎ＋１）／２
で与え、前記電圧指令値が前記Ｖthに一致または下回った時に、負のパルス電圧を出力している単位電力変換器を１つ増加させ、
電圧指令値が負の数かつ増加傾向である時、閾値Ｖthを、
Ｖth＝−Ｖdc（２ｎ−１）／２  （ただしｎ＝０の時、Ｖth＝０）
で与え、前記電圧指令値が前記Ｖthに一致または上回った時に、負のパルス電圧を出力している単位電力変換器を１つ減少させる
ことにより前記１パルス制御を実現することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、
前記指標が設定された閾値を下回った際に、前記単位電力変換器のスイッチング方法を変化させることを特徴とする請求項１，２，４〜６いずれか記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、
前記指標の時間当たりの変化度が、設定された閾値より大きい際に、前記単位電力変換器のスイッチング方法を変化させることを特徴とする請求項１，２，４〜６いずれか記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御部は、
前記指標の変化時に、少なくとも一部の前記単位電力変換器のスイッチング方法を変化させることを特徴とする請求項１，２，４〜８いずれか記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御部は、
出力電流の過渡期に、前記単位電力変換器のスイッチング方法を切替えることを特徴とする請求項１，２，４〜６，９いずれか記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御部は、前記指標の大きさが減少すると、前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を減少させることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記制御部は、前記指標の変化の割合に比例して、前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御することを特徴とする請求項３または１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記制御部は、
前記指標の変化時に、少なくとも一部の前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御することを特徴とする請求項３，１１，１２いずれか記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記制御部は、
前記指標の時間当たりの変化度が、設定された閾値より大きい際に、前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御することを特徴とする請求項３，１１〜１３いずれか記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記制御部は、
前記指標として、前記単位電力変換器が出力する電圧の指令値を用いることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記制御部は、
前記指標として、前記単位電力変換器の合計電圧に対する指令値を用いることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記電力変換装置は電力系統に連系し、
前記制御部は、
前記電力系統の事故時か否かを前記指標とすることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。
【請求項１８】
前記電力変換装置は電力系統に連系し、
前記制御部は、
前記指標として、前記電力系統の系統電圧を用いることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。
【請求項１９】
前記制御部は、
前記指標として、無効電力指令値または無効電流指令値を用いることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。
【請求項２０】
前記制御部は、
前記単位電力変換器が特定の段数となるまで前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御することを特徴とする請求項３，１１〜１４いずれか記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単位変換器を多段接続したＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路に好適な電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体技術の発展と共に、電力変換器（インバータ）に用いるスイッチング素子も進歩してきた。その成果の１つとして、変換器の多レベル化がある。
【０００３】
従来、電力変換器が高圧系統に連系する際には、２，３電圧レベルの変換器出力をトランスで昇圧するのが一般的であったが、その場合、出力電圧に含まれる高調波成分を低減するために、三相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成される高調波フィルタを挿入する必要があった。出力電圧のレベル数が少ないと、含まれる高調波成分も大きい。そのため、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減させるためには、前記高調波フィルタを大きくする必要があり、結果としてコストの増大と重量の増加を招いていた。
【０００４】
これらを解決するべく、細かい電圧を出力する単位変換器を複数台直列接続することにより、多レベルの階段状の電圧波形を出力できる電力変換器（ＭＭＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）の開発が進められている。このＭＭＣ回路の場合、多レベル化により出力電圧の波形を正弦波に近付けることができるため、重量、体積及びコストの面で不利な前記高調波フィルタを小型化し、あるいは不要にできるメリットがある。
【０００５】
また多レベル化による高調波の低減は、単位変換器あたりのスイッチング周波数を低減することが可能となり、１パルス制御による運転も可能となる。
【０００６】
図１２に、多レベル回路を１パルス制御で駆動した場合の、電圧指令値Ｖｒ*と出力電圧Ｖｒの例を示す。（非特許文献１）
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Ｆ．Ｚ．Ｐｅｎｇ，  Ｊ．Ｓ．Ｌａｉ，  Ｊ．ＭｃＫｅｅｖｅｒ，  Ｊ．ＶａｎＣｏｅｖｅｒｉｎｇ，  “Ａ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｏｕｒｃｅ  ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ｗｉｔｈ  ｓｅｐａｒａｔｅ  ｄｃ  ｓｏｕｒｃｅｓ  ｆｏｒ  ｓｔａｔｉｃ  Ｖａｒ  ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ，”  ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＩＮＤＵＳＴＲＹ  ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ，  ＶＯＬ  ３２，ＮＯ  ５，  ｐｐ．１１３０−１１３８，  １９９６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
前記非特許文献では、図１２中の期間（ａ）のように、単位変換器を１パルス制御し、変換器全体として低高調波の出力電圧を得ている。この変換器が系統に連系した機器である場合、変換器の出力電圧の大きさには系統電圧の大きさが密接に関係する。
【０００９】
したがって、系統電圧が著しく低下した際には、単位変換器の持つ直流電圧は変わらないため、図１２中の期間（ｂ）で示すように１パルスの段数も著しく低下し、出力電圧の高調波が増加してしまう。これは、制御方法がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）制御である場合にも同じである。ＰＷＭ制御時に系統電圧が著しく低下すると、変換器全体としての等価スイッチング周波数は変わらないが、出力電圧の段数は低下するため、高調波が増加してしまう。出力電圧における高調波の増加は、制御性の低下や電流高調波の増大を招き、特に系統に連系した機器であれば、他機器の動作に悪影響を与える可能性が生じるという課題がある。
【００１０】
本発明は前記のような実情に鑑みてなされたもので、出力電圧の低下時でも良好な制御性を維持しながら高調波電流を低下させることが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
実施形態に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子を用いた単位電力変換器を少なくとも１つ以上備え、前記単位電力変換器の出力端子を直列接続して各相アームを構成した電力変換装置であって、前記単位電力変換器が出力する電圧を指標とし、前記指標の大きさに応じて、前記単位電力変換器のスイッチング周波数を可変制御する制御部を備えたことを特徴とする。
【００１２】
実施形態に係る他の電力変換装置は、可変電圧の直流電圧源と半導体スイッチング素子を用いた単位電力変換器を少なくとも１つ以上備え、前記単位電力変換器の出力端子を直列接続して各相アームを構成した電力変換装置であって、前記単位電力変換器が出力する電圧を指標とし、前記指標の大きさに応じて、前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御する制御部を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、出力電圧の低下時でも良好な制御性を維持しながら高調波電流を低下させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第１の実施形態に係る電力変換器の全体構成を示す図。
【図２】同実施形態に係る正常時と異常時の１パルス制御とＰＷＭ制御の切替波形を例示する図。
【図３】同実施形態に係る１パルス制御の判定基準と出力波形を示す図。
【図４】第２の実施形態に係る電力変換器の電圧指令と出力波形を示す図。
【図５】第３の実施形態に係る電力変換器の出力波形を示す図。
【図６】第６の実施形態に係る電力変換器の全体構成を示す図。
【図７】第７の実施形態に係る電力変換器の全体構成を示す図。
【図８】同実施形態に係る正常時と異常時の制御波形を例示する図。
【図９】同実施形態に係る制御部におけるコンデンサ電圧と変換器電流の制御ブロックを示す図。
【図１０】第８の実施形態に係る電力変換器の出力波形を示す図。
【図１１】第１０の実施形態に係る電力変換器の全体構成を示す図。
【図１２】多レベル回路を１パルス制御で駆動した場合の、電圧指令値Ｖｒ*と出力電圧Ｖｒの例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。  
（第１の実施形態）  
図１は、第１の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換器１０の全体構成を示す図である。なお、後述する第２の実施形態以下においても、図１に示す電力変換器の構成要素と同一、または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
【００１６】
この電力変換器１０では、４つの半導体スイッチング素子１２と、直流電圧源としてのコンデンサ１３とにより構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器１１を、ｒ，ｓ，ｔの各相毎にｎ段直列接続して構成し、各相にバッファリアクトル３を直列接続し、それら３相分をデルタ結線して電力変換部１を構成し、トランス４を介して電力系統５に連系させている。そして、この電力変換部１内の各単位変換器１１を１パルス制御する制御部２を備える。
【００１７】
制御部２には系統電圧νsr，νss，νstが直接与えられるとともに、同系統電圧νsr，νss，νstはまたＲＭＳ回路２１にも与えられる。ＲＭＳ回路２１は、それらの実効値νsrmsを算出してコンパレータ２２に与える。
【００１８】
このコンパレータ２２にはまた、系統の事故を判定するための閾値νsthが与えられており、コンパレータ２２は両入力の大小を判定して、「νsrms≧νsth」である場合は判定結果「０」を、「νsrms＜νsth」である場合は判定結果「１」を、セレクタ２３に出力する。
【００１９】
そしてセレクタ２３は、前記判定結果が「０」であれば通常の運転状態として１パルス制御を、「１」であれば系統に事故が生じているとしてＰＷＭ制御を選択して、選択結果としてのパルス方式を指示する信号を前記制御部２へ送出する。
【００２０】
制御部２は、セレクタ２３からのパルス方式を指示する信号に基づき、前記系統電圧νsr，νss，νst、変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtr、コンデンサ電圧νcr1〜νcrn，νcs1〜νcsn，νct1〜νctnを基に、各相の電圧指令値νr*，νs*，νt*を演算し、その演算結果を基に実際に各スイッチング素子１２を駆動するゲート信号を出力する。
【００２１】
次に前記制御部２による動作について説明する。  
以下は例としてｒ相の制御動作のみについて説明するが、制御方法は全相とも同様である。  
電力系統５に事故等が発生していない通常の動作時において、セレクタ２３からの信号に基づき、制御部２は電圧指令値νr*を基に、系統電圧１周期あたり、各単位変換器１１の出力を正方向と負方向に１パルスずつ出力する、１パルス制御となるゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動する。
【００２２】
図２は、電圧指令値νr*（図２（Ａ））と、これに対応する出力電圧の波形（図２（Ｂ））を例示するものである。個々の単位変換器１１を１パルス制御すると、電力変換部１全体としてはそれらの直列合計電圧が出力されるので、通常の正常な状態では図２（Ｂ）で（ａ）期間に示すような階段状の正弦波の電圧νが出力される。
【００２３】
１パルス制御は、図３に示すように電圧指令値νr*と閾値νrthを比較することで判定する。閾値νrthは、コンデンサ電圧定格値νc*と、パルス電圧を出力している単位変換器の数、及びパルス電圧出力のオン段階／オフ段階情報により定められる。
【００２４】
パルス電圧出力のオン段階／オフ段階情報は、位相、または電圧指令値の傾きから判別される。
【００２５】
電圧指令値νr*が正の数、かつオン段階で、ｒ相にてパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値νrthは下記の式（１）で与えられ、電圧指令値νr*が当該閾値νrthと一致または交差した時が、パルス電圧出力の変化タイミングである。
【００２６】
νrth＝νc*(２ｎ＋１)/２                                          …(1)  
また、電圧指令値νr*が正の数、かつオフ段階では、νrthは下記の式（２）で与えられる。
【００２７】
νrth＝νc*(２ｎ−１)/２                                          …(2)  
（但し、ｎ＝０の時、νrth＝０。）
また、電圧指令値νr*が負の数かつオン段階では、νrthは下記の式（３）で与えられる。
【００２８】
νrth＝−νc*(２ｎ＋１)/２                                        …(3)  
また、電圧指令値νr*が負の数かつオフ段階では、νrthは下記の式（４）で与えられる。
【００２９】
νrth＝−νc*(２ｎ−１)/２                                        …(4)  
（但し、ｎ＝０の時、νrth＝０。）
出力を変化させる単位変換器１１の順番は、ｒ相が備える単位変換器１１のコンデンサ電圧の大小の順序と、電流が遅れと進み、どちらの状態かによって決定される。例えば、変換器１の出力する電流が電圧に対して進みである時、１パルスがオンになるタイミングが早いほど、コンデンサの放電量は多く、オフになるタイミングが早いほど、コンデンサの充電量は少ない。
【００３０】
よって、オン段階ではコンデンサ電圧が最も高い単位変換器１１から順に１パルスをオンにしていき、オフ段階でもコンデンサ電圧が最も高い単位変換器１１から順に１パルスをオフにしていくことにより、段間のコンデンサ電圧がバランスする。
【００３１】
電流が遅れである時は前記と逆になり、オン段階ではコンデンサ電圧が最も低い単位変換器１１から順に１パルスをオンにしていき、オフ段階でもコンデンサ電圧が最も低い単位変換器１１から順に１パルスをオフにしていけばよい。
【００３２】
制御部２は、電力系統５に事故があった際、系統電圧の大きさ（実効値）νsrmsが、予め設定された閾値νsth閾値を下回った際に当該事故が発生したと判定できる。そのため、図２の（ｂ）期間のように、コンパレータ２２での比較結果に応じて切替え動作するセレクタ２３からのパルス方式指示により、制御方法を前記１パルス制御からＰＷＭ制御に切替える。
【００３３】
ＰＷＭ制御では、電圧指令値νr*と特定周波数で周期的に変化するキャリア波を比較することで、電圧指令値νr*の大きさに応じたパルス幅の出力を得る。
【００３４】
これにより、定常運転時は１パルス制御によりスイッチング損失の低い運転を実行しつつ、出力電圧が低下する系統事故時にはＰＷＭ制御により良好な制御性を実現しながら高調波電流を低減させることが可能となる。
【００３５】
なお前記及び以下のすべての実施形態の共通事項として、前記図１では各相において直列接続された単位変換器１１をデルタ結線しているが、Ｙ結線であってもよい。また前記図１では、直流電圧源にコンデンサを用いているが、直流電源でも構わない。また前記図１では、バッファリアクトル３を各相に挿入しているが、これを用いずにトランス４の漏れインダクタンスで代用しても構わない。また図１ではトランス４を介して電力系統に連系しているが、トランスなしで連系してもよい。また図１では制御部２は変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtrを基に制御しているが、系統電流ｉr，ｉs，ｉtを基に制御してもよい。また系統電圧には、系統電圧νsをｄｑ変換した有効電圧成分νsdを用いてもよい。また、系統電圧νsから高調波成分を演算し、この値が予め設定された閾値を超えた時に系統事故と判定してもよい。
【００３６】
（第２の実施形態）  
図４は、第２の実施形態に係る電力変換器１０の出力波形を示す図である。図４（Ａ）が電圧指令値νr*、図４（Ｂ）が対応する出力電圧νの波形を示す。
【００３７】
本実施形態に係る電力変換器１０の構成と系統事故時の判定方法は、前記第１の実施形態と同様であるものとする。
【００３８】
なお、以下においては、前記図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、本実施形態では図示を省略する。
【００３９】
本実施形態における制御部２２は、図４の（ａ）期間のように定常運転時には周波数の低いキャリア波を用いたＰＷＭ制御で運転し、図４の（ｂ）期間のように系統事故時にはキャリア波の周波数を高いものに切替えたＰＷＭ制御により運転する。
【００４０】
これにより、定常運転時は周波数の低いＰＷＭ制御でスイッチング損失を低減した運転をしつつ、出力電圧の低下時には周波数の高いＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。
【００４１】
切替えるキャリア周波数は、予め制御部２内に固定値を設定していても良いし、系統電圧の低下度合いを演算してその都度決定するものとしても良い。また３つ以上のキャリア周波数と２つ以上の閾値を設けておき、３段階以上でキャリア周波数を切替えても良い。
【００４２】
（第３の実施形態）  
図５は、第３の実施形態に係る電力変換器１０の出力波形を示す図である。  
本実施形態に係る電力変換器１０の構成と制御部２の基本的動作、系統事故時の判定方法は、前記第１の実施形態と同様である。
【００４３】
なお、以下においては、前記図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、本実施形態では図示を省略する。
【００４４】
図５（Ａ）は、例えばｒ相の単位変換器１１の多段接続構成を示し、図５（Ｂ）〜図５（Ｄ）は各段の単位変換器１１に与える指令値を示す。
【００４５】
本実施形態における制御部２は、系統事故時に図５のように特定の単位変換器１１、例えば図５（Ｄ）に示すように最下段、ｎ段目の単位変換器１１のみ１パルス制御からＰＷＭ制御に切替える。ＰＷＭ制御する単位変換器１１の指令値νrnは、相全体の電圧指令値から１パルス出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧合計値を減算するなどして得るものとする。
【００４６】
これにより、定常運転時はスイッチング損失の低い１パルス制御の運転を行ないつつ、系統事故による出力電圧の低下時には最低限のＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを、スイッチング損失が低いままの状態で図ることが可能となる。
【００４７】
ＰＷＭ制御に切替える単位変換器１１の数は、前述したような相内で１つだけでなく複数であっても構わない。また、系統電圧に応じて、ＰＷＭ制御する単位変換器１１の数を段階的に変化させていっても良い。また、系統事故時には１パルス制御する単位変換器を設けず、１つ乃至複数の特定の単位変換器１１のみをＰＷＭ制御することで運転しても良い。
【００４８】
（第４の実施形態）  
第４の実施形態は、制御方法を切替えるタイミングの判別方法に関する。電力変換器１０の構成と制御部２の基本的な制御方法は、前記第１乃至第３の実施形態のいずれとも共通する。
【００４９】
なお、以下においては、前記図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、その図示を省略する。
【００５０】
本実施形態における制御部２は、１パルス制御とＰＷＭ制御とを切替えるか、またはＰＷＭ制御の周波数を切替えるために、系統電圧の単位時間当たりの変化率を用いる。すなわち、系統電圧の時間に対する変化率の絶対値が、予め設定された閾値を超えた時、系統に事故が発生したと判別して、前述したように１パルス制御とＰＷＭ制御を切替えるか、あるいはＰＷＭ制御の周波数を切替える。
【００５１】
これにより、定常運転時はスイッチング損失を低減した運転を実行しつつ、系統事故時には時間当たりの変化率が閾値を超えたか否かにより事故状態を検出して、周波数の高いＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。
【００５２】
通常の運転時と事故発生時の判断基準として、前記系統電圧に代えて、個々の単位変換器１１の出力電圧の指令値、あるいは相毎の電圧指令値を用いても構わない。またこれらの場合、第１の実施形態と同様に、前記単位時間当たりの変化率ではなく、指令値の大きさそのものを用いても良い。さらに前記電圧指令値には、ｄｑ軸上の有効電圧指令値νd*を用いてもよい。
【００５３】
（第５の実施形態）  
第５の実施形態は、制御方法を切替えるタイミングの判別方法に関する。電力変換器１０の構成と制御部２の基本的な制御方法は、前記第１乃至第３の実施形態のいずれとも共通する。
【００５４】
なお、以下においては、前記図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、その図示を省略する。
【００５５】
本実施形態における制御部２は、単位変換器１１の備えるコンデンサ１３が定格電圧に至るまでの充電段階や、無効電流を大きくまたは高速に変化させる際など、電流の過渡期において、前述のように１パルス制御とＰＷＭ制御を切替えるか、またはＰＷＭ制御の周波数を切替える制御を行なう。コンデンサ１３の充電は、運転シーケンスを開始する直後や、コンデンサ電圧が著しく低下している際に発生し、いずれも制御部２により判別することが可能である。また電流が大きく変化し、あるいは高速に変化する際も、電流指令値より判別することが可能である。
【００５６】
これにより制御部２は、定常運転時にはスイッチング損失が低い運転を実行しつつ、電流過渡期には、周波数の高いＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。
【００５７】
（第６の実施形態）  
図６は、第６の実施形態に係るダブルスター結線の直流交流変換装置を適用した電力変換器１０′の全体構成を示す図である。本実施形態に係る電力変換器１０′の制御法と系統事故時の判定方法は、前記第１の実施形態と同様である。なお、以下においては、図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
【００５８】
この電力変換器１０′は、４つの半導体スイッチング素子３１と、直流電圧源としてのコンデンサ３２により構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器３０を各相あたりｎ段直列接続して構成され、それらをそれぞれ１パルス制御する制御部２を備える。
【００５９】
本実施形態ではダブルスター結線の直流交流変換装置を例としているため、各相にレグ６と対応してバッファリアクトル３を２つ直列に備え、それらの中間点から出力端子を引き出して、トランス４を介して電力系統５に連系する接続構成としている。
【００６０】
制御部２は、系統電圧νsr，νss，νst、変換器電流ｉrp，ｉrn，ｉsp，ｉsn，ｉtp，ｉtn、コンデンサ電圧νcr1〜νcrn，νcs1〜νcsn，νct1〜νctnを基に各相の電圧指令値νr*，νs*，νt*を演算し、算出した結果に基づいて各出力端子に正弦波電圧が出力されるよう、各半導体スイッチング素子３１のゲート信号を出力する。制御方法は全相とも同じである。
【００６１】
制御部２は、前記第１乃至第５の実施形態と同様、出力電圧の変化に応じて単位変換器３０の１パルス制御とＰＷＭ制御を切替えるか、またはＰＷＭ制御の周波数を切替える制御を行なう。
【００６２】
これにより、定常運転時はスイッチング損失の低い運転を実行しつつ、出力電圧の低下時には周波数の高いＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。
【００６３】
（第７の実施形態）  
図７は、第７の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換器２０の全体構成を示す図である。
【００６４】
この電力変換器２０では、４つの半導体スイッチング素子１２と、直流電圧源としてのコンデンサ１３とにより構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器１１を、ｒ，ｓ，ｔの各相毎にｎ段直列接続して構成し、各相にバッファリアクトル３を直列接続し、それら３相分をデルタ結線して電力変換部１を構成し、トランス４を介して電力系統５に連系させている。そして、この電力変換部１内の各単位変換器１１を１パルス制御する制御部２を備える。
【００６５】
制御部２には系統電圧νsr，νss，νstが直接与えられるとともに、同系統電圧νsr，νss，νstはまたＲＭＳ回路２１にも与えられる。ＲＭＳ回路２１は、それらの実効値νsrmsを算出してコンパレータ２２に与える。
【００６６】
このコンパレータ２２にはまた、系統の事故を判定するための閾値νsthが与えられており、コンパレータ２２は両入力の大小を判定して、「νsrms≧νsth」である場合は判定結果「０」を、「νsrms＜νsth」である場合は判定結果「１」を、セレクタ２３に出力する。
【００６７】
そしてセレクタ２３は、前記判定結果が「０」であれば予め設定された第１のコンデンサ電圧νc_set1を、「１」であれば予め設定された第２のコンデンサ電圧νc_set2を選択して、選択結果としてのコンデンサ電圧定格値νc*を前記制御部２へ送出する。
【００６８】
制御部２は、セレクタ２３からのコンデンサ電圧定格値νc*に基づき、前記系統電圧νsr，νss，νst、変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtr、コンデンサ電圧νcr1〜νcrn，νcs1〜νcsn，νct1〜νctnを基に、各相の電圧指令値νr*，νs*，νt*を演算し、その演算結果を基に実際に各スイッチング素子１２を駆動するゲート信号を出力する。
【００６９】
次に前記制御部２による動作について説明する。  
以下は例としてｒ相の制御動作のみについて説明するが、制御方法は全相とも同様である。  
電力系統５に事故等が発生していない通常の動作時において、制御部２はセレクタ２３からのコンデンサ電圧定格値νc*と電圧指令値νr*を基に、系統電圧１周期あたり、各単位変換器１１の出力を正方向と負方向に１パルスずつ出力する、１パルス制御となるゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動する。
【００７０】
図８は、電圧指令値νr*（図８（Ａ））と、これに対応する出力電圧（図８（Ｂ））、及び前記セレクタ２３が選択出力する前記第１のコンデンサ電圧νc_set1、第２のコンデンサ電圧νc_set2（図８（Ｃ））を例示するものである。
【００７１】
個々の単位変換器１１を１パルス制御すると、電力変換部１全体としてはそれらの直列合計電圧が出力されるので、通常の正常な状態では図８（Ｂ）で（ａ）期間に示すような階段状の正弦波の電圧νが出力される。
【００７２】
１パルス制御は、前記第１の実施形態の図３で示した内容と同様に、電圧指令値νr*と閾値νrthを比較することで判定する。閾値νrthは、コンデンサ電圧定格値νc*と、パルス電圧を出力している単位変換器の数、及びパルス電圧出力のオン段階／オフ段階情報により定められる。
【００７３】
パルス電圧出力のオン段階／オフ段階情報は、位相、または電圧指令値の傾きから判別される。  
電圧指令値νr*が正の数、かつオン段階で、ｒ相にてパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値νrthは前記第１の実施形態の式（１）で与えられ、電圧指令値νr*が当該閾値νrthと一致または交差した時が、パルス電圧出力の変化タイミングとなる。
【００７４】
電圧指令値νr*が正の数かつオフ段階では、νrthは前記第１の実施形態の式（２）で与えられる。  
電圧指令値νr*が負の数かつオン段階では、νrthは前記第１の実施形態の式（３）で与えられる。  
電圧指令値νr*が負の数かつオフ段階では、νrthは前記第１の実施形態の式（４）で与えられる。
【００７５】
出力を変化させる単位変換器１１の順番は、ｒ相が備える単位変換器１１のコンデンサ電圧の大小の順序と、電流が遅れと進み、どちらの状態かによって決定される。例えば、変換器１の出力する電流が電圧に対して進みである時、１パルスがオンになるタイミングが早いほど、コンデンサの放電量は多く、オフになるタイミングが早いほど、コンデンサの充電量は少ない。
【００７６】
よって、オン段階ではコンデンサ電圧が最も高い単位変換器１１から順に１パルスをオンにしていき、オフ段階でもコンデンサ電圧が最も高い単位変換器１１から順に１パルスをオフにしていくことにより、段間のコンデンサ電圧がバランスする。
【００７７】
電流が遅れである時は前記と逆になり、オン段階ではコンデンサ電圧が最も低い単位変換器１１から順に１パルスをオンにしていき、オフ段階でもコンデンサ電圧が最も低い単位変換器１１から順に１パルスをオフにしていけばよい。
【００７８】
制御部２は、電力系統５に事故が生じた場合、図８の（ｂ）期間以降のように、単位変換器１１の備えるコンデンサ電圧をνc_set1からνc_set2に減少させる。
【００７９】
図９は、制御部２におけるコンデンサ電圧と変換器電流の制御ブロックを示す図である。同図において、コンデンサ電圧平均値νcと、上記セレクタ２３の出力するコンデンサ電圧指令値νc*の差分を減算器２４で算出し、ＡＶＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）のＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器２５に出力する。
【００８０】
ＰＩ制御器２５は、前記コンデンサ電圧の差分から有効電流指令値ｉd*を得る。この有効電流指令値ｉd*と有効電流ｉdの差分を減算器２６で算出し、ＡＣＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）のＰＩ制御器２７に出力する。
【００８１】
ＰＩ制御器２７は、入力した差分の電流値から有効電圧指令値νd*を得て、これを各相電圧指令値に変換し、各単位変換器の1パルス指令値を生成する。
【００８２】
制御部２は無効電圧指令値νq*も同様にして演算するが、コンデンサ電圧指令値は無効電流指令値ｉq*に関係せず、無効電流指令値ｉq*はそれ自体が設定値、もしくは無効電力指令値ｑ*から与えられる。
【００８３】
前記コンデンサ電圧指令値νc*は、前述した通り定常時のνc_set1と事故時のνc_set2が予め設定されており、セレクタ２３での選択により与えられる。すなわち、系統電圧の実効値νsrmsが系統事故を判定する閾値νsth以上である時はνc_set1、より小さい時はνc_set2がコンデンサ電圧指令値νc*として選択される。
【００８４】
この結果、系統事故時に系統電圧実効値νsrmsが事故判定用の閾値νsthを下回ると、単位変換器１１のコンデンサ電圧がνc_set1からνc_set2に制御されて低下する。すると系統事故後の電圧を出力する際に動作する１パルス段数が増加して、高調波特性が改善する。
【００８５】
図８の（ｂ）期間と（ｃ）期間は、コンデンサ電圧が変化する過渡期であり、（ｂ）期間では４段、（ｃ）期間では６段の単位変換器１１が動作している。そして、コンデンサ電圧がνc_set2に完全に変化した（ｄ）期間では８段の単位変換器１１が動作しており、定常時である（ａ）期間と同じ段数の単位変換器１１が動作している。  
このようにして、出力電圧が低下した際にも、良好な制御性と、高調波電流の低減とを図ることが可能となる。
【００８６】
上記のように閾値で事故を判定してコンデンサ電圧をステップ状に変化またはランプ状に変化させても良いが、系統電圧の変化に応じて連続的にコンデンサ電圧を可変しても構わない。この場合、系統電圧の定常時に対する現状時の割合に応じてコンデンサ電圧を変化させることで、定常時と同じ程度の高調波電流に保つことができる。
【００８７】
また動作の判断基準となる系統電圧に代えて、無効電力指令値または無効電流指令値を用いても構わない。当該電力変換器２０が無効電力補償装置である場合、電力系統５と電力変換器２０の間はバッファリアクトル３で接続されるため、出力する無効電力の大きさは、電力変換器２０が出力する電圧の大きさで制御される。
【００８８】
すなわち、出力電圧の大きさは無効電力指令値または無効電流指令値の大きさにより変化する。よって、無効電力指令値または無効電流指令値の大きさに応じて、コンデンサ電圧を変化させることで、定常時と同じ程度の高調波電流に保つことができる。
【００８９】
（第８の実施形態）  
図１０は、第８の実施形態に係る電力変換器２０の出力波形を示す図である。  
本実施形態に係る電力変換器２０の構成と制御部２の基本的動作、系統事故時の判定方法は、前記第７の実施形態と同様である。
【００９０】
なお、以下においては、前記図７に示した電力変換器２０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図７で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、本実施形態では図示を省略する。
【００９１】
図１０（Ａ）は、例えばｒ相の単位変換器１１の多段接続構成を示し、図１０（Ｂ）〜図１０（Ｄ）は各段の単位変換器１１に与える指令値を示す。
【００９２】
本実施形態における制御部２は、系統事故時に図１０のように特定の単位変換器１１、例えば図１０（Ｃ）、図１０（Ｄ）に示すように最上段を除いた２段目以下の単位変換器１１のみコンデンサ電圧νc_set2に切換える。
【００９３】
切換えた後の電圧出力では、コンデンサ電圧を低く変化させた段の単位変換器１１のみを動作させることで、出力電圧の高調波成分を低減させることができる。  
これにより、出力電圧低下時にも良好な制御性と低高調波電流を得ることが可能となる。
【００９４】
また系統電圧の大きさに応じて、コンデンサ電圧を変化させる単位変換器１１の段数を段階的に変化させるものとしても良い。さらに、コンデンサ電圧を変化させていない段の単位変換器１１と変化させた段の単位変換器１１とを組み合わせて動作させるものとしても良い。
【００９５】
（第９の実施形態）  
第９の実施形態は、コンデンサ電圧を変化させるタイミングの判別方法に関する。電力変換器２０の構成と制御部２の基本的な制御方法は、前記第７及び第８の実施形態のいずれとも共通する。なお、以下においては、図７に示した電力変換器２０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図７で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、その図示を省略する。
【００９６】
本実施例における制御部２は、単位変換器１１の直流電圧源としてのコンデンサの電圧を可変制御するために、電力系統５の電圧の単位時間当たりの変化率を用いる。系統電圧の同変化率の絶対値が、予め設定された閾値を超えた時、系統に事故が発生したと判断し、前述のように単位変換器１１の直流電圧源の電圧を可変制御する。
【００９７】
これにより、電力系統５での事故発生を検出し、出力電圧が低下した際にも良好な制御性と高調波電流の低減を図ることが可能となる。
【００９８】
判断基準となる系統電圧に代えて、個々の単位変換器１１への出力電圧指令値や、相に対する電圧指令値を用いて、その変化率から事故の発生を検出するものとしても良い。またこれらの場合、前記第７の実施形態と同様に、時間単位での変化率ではなく、指令値の大きさそのものを用いても良い。さらに前記電圧指令値には、ｄｑ軸上の有効電圧指令値νd*を用いてもよい。
【００９９】
（第１０の実施形態）  
図１１は、第１０の実施形態に係るダブルスター結線の直流交流変換装置を適用した電力変換器２０′の全体構成を示す図である。本実施形態に係る電力変換器２０′の制御法と系統事故時の判定方法は、前記第７の実施形態と同様である。なお、以下においては、図７に示した電力変換器２０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図７で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
【０１００】
この電力変換器２０′は、４つの半導体スイッチング素子３１と、直流電圧源としてのコンデンサ３２により構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器３０を各相あたりｎ段直列接続して構成され、それらをそれぞれ１パルス制御する制御部２を備える。
【０１０１】
本実施形態ではダブルスター結線の直流交流変換装置を例としているため、各相にと対応してバッファリアクトル３を２つ直列に備え、それらの中間点から出力端子が引き出して、トランス４を介して電力系統５に連系する接続構成としている。
【０１０２】
制御部２は、系統電圧νsr，νss，νst、変換器電流ｉrp，ｉrn，ｉsp，ｉsn，ｉtp，ｉtn、コンデンサ電圧νcr1〜νcrn，νcs1〜νcsn，νct1〜νctnを基に、各相の電圧指令値νr*，νs*，νt*を演算し、算出した結果に基づいて各出力端子に正弦波電圧が出力されるよう、各半導体スイッチング素子３１のゲート信号を出力する。制御方法は全相とも同じである。
【０１０３】
制御部２は、前記第７乃至第９の実施形態と同様、出力電圧の変化に応じて各単位変換器３０のコンデンサ３２の電圧を可変制御する。
【０１０４】
これにより、出力電圧が低下した際にも良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。
【０１０５】
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行なうことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【０１０６】
１…電力変換部、
２…制御部、
３…バッファリアクトル、
４…トランス、
５…電力系統、
６…レグ、
１０，１０′…電力変換器、
１１…単位変換器、
１２…半導体スイッチング素子、
１３…コンデンサ、
２０，２０′…電力変換器、
２１…ＲＭＳ回路、
２２…コンパレータ、
２３…セレクタ、
２４…減算器、
２５…ＰＩ制御器、
２６…減算器、
２７…ＰＩ制御器、
３０…単位変換器、
３１…半導体スイッチング素子、
３２…コンデンサ。
【図１】
2016174490.tif 000003
【図２】
2016174490.tif 000004
【図３】
2016174490.tif 000005
【図４】
2016174490.tif 000006
【図５】
2016174490.tif 000007
【図６】
2016174490.tif 000008
【図７】
2016174490.tif 000009
【図８】
2016174490.tif 000010
【図９】
2016174490.tif 000011
【図１０】
2016174490.tif 000012
【図１１】
2016174490.tif 000013
【図１２】
2016174490.tif 000014