(57)【要約】【課題】インバータの電流制御の高応答化のために、スイッチングデバイスのスイッチング周波数を高めてサンプリング周期も高めることで可能となるが、各デバイスへの損失、温度上昇などによる負担増加となる。【解決手段】２台の三相インバータの各交流出力端子間に負荷のオープン巻線を接続する。各三相インバータのスイッチングデバイスのゲート信号作成時で電圧指令値と三角波キャリアとの比較を行うとき、各三相インバータの電圧指令値の位相差を１８０度とする。また、２台の三相インバータの電流検出のサンプリング周期、及び電圧指令値更新のサンプリング周期を三角波キャリアの１／４周期とする。また、電圧指令値更新時には、電圧指令の零クロス近傍時に電圧指令の更新を行わない範囲を設定し、設定された範囲内での前記スイッチングデバイスのオン・オフ動作を停止する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１と第２の三相インバータの各交流出力端子間に負荷のオープン巻線を接続し、オープン巻線を流れる電流計測値と電流指令値から電圧指令値を生成し、生成された電圧指令値と三角波キャリアとの比較に基づいて三相インバータのスイッチングデバイスのゲート信号を生成して各三相インバータを制御する制御装置であって、このゲート信号作成時に、電圧指令値と三角波キャリアとの比較を行う方法において、
前記各三相インバータの電圧指令値の位相差を１８０度とし、
前記第１，第２の三相インバータの電流検出のサンプリング周期、及び電圧指令値更新のサンプリング周期を三角波キャリアの１／４周期とすることを特徴とした電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
前記電圧指令値更新時に電圧指令の更新を行わない範囲を設定し、設定された範囲内での前記スイッチングデバイスのオン・オフ動作を停止することを特徴とした請求項１記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
前記電圧指令値更新時に、前記第１，第２の三相インバータの電流検出の２サンプリング移動平均値を用いることを特徴とした請求項１又は２記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
第１と第２の三相インバータの各交流出力端子間に負荷のオープン巻線を接続する装置であって、電流検出センサにより計測された三相オープン巻線電流と電流指令値を電流制御器に入力して第１，第２の三相インバータの各電圧指令値を演算し、求まった各電圧指令値と三角波キャリア発生部からの三角波キャリアとの比較を行って、コンパレータを有するゲート信号生成部で各三相インバータのスイッチングデバイスのゲート信号を生成する制御装置において、
前記電流制御器にて生成される各三相インバータの電圧指令値の位相差を１８０度とし、
前記ゲート信号生成部での比較演算で、前記第１，第２の三相インバータの電流検出のサンプリング周期、及び電圧指令値更新のサンプリング周期を三角波キャリアの１／４周期とすることを特徴とした電力変換装置の制御装置。
【請求項５】
前記第１と第２の三相インバータの直流電圧源は、共通の直流電圧源であることを特徴とした請求項４記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項６】
前記第１と第２の三相インバータの直流電圧源は、各別な直流電圧源であることを特徴とした請求項４記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項７】
前記負荷のオープン巻線は、モータ巻線であることを特徴とした請求項４乃至６の何れか１項記載の電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置の制御方法とその装置に係わり、特に複数のインバータ間に接続されたオープン巻線の電流制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１は、２台のインバータによってオープン巻線の負荷、例えばオープン巻線形の誘導電動機を制御する場合の構成例を示したものである。オープン巻線を制御するものとしては特許文献１，２等が公知となっている。特許文献１には、誘導電動機の振動や騒音を防止することを目的として、単相インバータ群の制御装置により、複数組の一次巻線に流れる零相電流の大きさ及び極性を各組で独立して制御することが記載されている。
【０００３】
また、特許文献２では、電圧源と制御電流源の直列回路を並列接続し、並列接続点を出力端子とすることで、変圧器を介して電力系統に接続する際の、リアクトルを不要にしたことが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−５６８８
【特許文献２】特開２０１３−５５８８６
【特許文献３】特開２００７−６０８１０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
誘導電動機などの負荷をドライブするインバータにおいては、負荷を高速・高精度でドライブするために、負荷に流れる電流制御の応答性能が高いことが望ましい。
電圧源インバータにおける電圧指令値は、負荷の電流を検出するサンプリング周期で更新される。この電圧指令値はＰＷＭ処理によって電圧パルス幅に変換され、各サンプリング期間の平均電圧として出力される。さらにインバータ内の各スイッチングデバイスのゲート信号を生成し、スイッチングデバイスのオン・オフ動作を行う。電流は出力電圧によって制御されるため、電流制御の応答性能はサンプリング周期に依存する。
【０００６】
従来、サンプリング周期は、スイッチングデバイスのスイッチング周期を定めるキャリア信号の周期、またはキャリア信号の半周期としている場合が多い。スイッチング周波数を高めればサンプリング周期も高めることは可能であるが、これはスイッチングデバイスのスイッチング損失の増加につながり、スイッチングデバイスの温度上昇、およびインバータ効率の面で好ましくない。
【０００７】
なお、ＰＷＭインバータの電流制御の高応答化に関する技術として特許文献３が公知となっている。電圧指令値の計算後に次のサンプリング周期を待って電圧指令値を更新する従来の手法に対し、特許文献３では、電圧指令値の計算が終わり次第に更新するものである。その場合、待ち時間分の応答遅れは解消されるが、電圧指令値の更新周期は従来通りキャリア周期、またはキャリア半周期となっている。
【０００８】
そこで、本発明が目的とするところは、スイッチングデバイスの損失や温度上昇をさせることなく、電流制御の応答性能を向上させた電力変換装置の制御方法とその装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の請求項１は、第１と第２の三相インバータの各交流出力端子間に負荷のオープン巻線を接続し、オープン巻線を流れる電流計測値と電流指令値から電圧指令値を生成し、生成された電圧指令値と三角波キャリアとの比較に基づいて三相インバータのスイッチングデバイスのゲート信号を生成して各三相インバータを制御する制御装置であって、このゲート信号作成時に、電圧指令値と三角波キャリアとの比較を行う方法において、
前記各三相インバータの電圧指令値の位相差を１８０度とし、
前記第１，第２の三相インバータの電流検出のサンプリング周期、及び電圧指令値更新のサンプリング周期を三角波キャリアの１／４周期とすることを特徴としたものである。
【００１０】
本発明の請求項２は、電圧指令値更新時に、電圧指令の更新を行わない範囲を設定し、設定された範囲内での前記スイッチングデバイスのオン・オフ動作を停止することを特徴としたものである。
【００１１】
本発明の請求項３は、電圧指令値更新時に、前記第１，第２の三相インバータの電流検出の２サンプリング移動平均値を用いることを特徴としたものである。
【００１２】
本発明の請求項４は、第１と第２の三相インバータの各交流出力端子間に負荷のオープン巻線を接続する装置であって、電流検出センサにより計測された三相オープン巻線電流と電流指令値を電流制御器に入力して第１，第２の三相インバータの各電圧指令値を演算し、求まった各電圧指令値と三角波キャリア発生部からの三角波キャリアとの比較を行って、ゲート信号生成部で各三相インバータのスイッチングデバイスのゲート信号を生成する制御装置において、
前記電流制御器にて生成される各三相インバータの電圧指令値の位相差を１８０度とし、
前記ゲート信号生成部での比較演算で、前記第１，第２の三相インバータの電流検出のサンプリング周期、及び電圧指令値更新のサンプリング周期を三角波キャリアの１／４周期とすることを特徴としたものである。
【００１３】
本発明の請求項５は、第１と第２の三相インバータの直流電圧源は、共通の直流電圧源であることを特徴としたものである。
【００１４】
本発明の請求項６は、第１と第２の三相インバータの直流電圧源は、各別な直流電圧源であることを特徴としたものである。
【００１５】
本発明の請求項７は、負荷のオープン巻線は、モータ巻線であることを特徴としたものである
【発明の効果】
【００１６】
以上のとおり、本発明によれば、オープン巻線１と２台のインバータＩnv1，Ｉnv2の構成で、２台のインバータの位相差を１８０度とする電圧指令値を適用することにより、インバータを構成する各スイッチングデバイスのスイッチング周波数を変えることなく、従来に比べて半分のサンプリング周期で電流を制御することが可能となる。これにより、スイッチングデバイスの損失や温度上昇の増加などの負担を増加させることなく、電流制御の応答性能を向上させることが出来るものである。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態を示す電力変換装置の構成図。
【図２】本発明の実施形態を示す制御装置の構成図。
【図３】三角波キャリアと三相インバータ各相電圧指令値の波形図。
【図４】スイッチング時間幅と電圧ベクトル図。
【図５】インバータ出力電圧とベクトル図。
【図６】電圧指令値演算のタイミングチャート。
【図７】サンプリング周期をキャリア１／４周期とした時の説明図。
【図８】サンプリング周期をキャリア１／４周期とした時の説明図。
【図９】電圧指令値演算のタイミングチャート。
【図１０】本発明の他の実施形態を示す電力変換装置の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は本発明が適用される電力変換装置の構成図を示したものである。Ｉnv１は第１の三相インバータ、Ｉnv２は第２の三相インバータで、２台のインバータ間には負荷であるオープン巻線１が接続されている。負荷としてはモータや変圧器などがあり、以下ではモータ巻線を例とする。
２台のインバータＩnv１，Ｉnv２は共通の直流電圧源Ｖdcに接続されている。２は制御装置、３はオープン巻線１の電流を計測する電流検出センサである。ここでは、インバータＩnv１，Ｉnv２が出力する相電圧をＶia１，Ｖib１，Ｖic１，Ｖia２，Ｖib２，Ｖic２とする。また、直流電源Ｖdcは、バッテリや交流／直流電力変換値、或いは直流／交流電力変換装置が生成した直流電圧などが使用される。
【００１９】
制御装置２は、２台のインバータに対して三角波キャリアの１／４周期で制御するための制御装置であって、図２で示すように構成されてオープン巻線１の巻線電流を制御する。図２において、２１は変換部で、電流検出センサ３によって計測された三相のオープン巻線電流ｉs.abcを直交座標のｉs.dq0に変換する。２２は電圧指令生成部で、予め設定された電流指令値ｉs.dq0*と計測された電流ｉs.dq0から巻線電圧指令値ｖs. dq0*を演算する。２３は電圧指令変換部で巻線電圧指令値ｖs. dq0*を２台のインバータ電圧指令値ｖi1. dq0*，ｖi2. dq0*に変換する。２４（２４ａ，２４ｂ）は座標変換部で、座標変換部２４ａ，２４ｂにおいてそれぞれ直交座標系から三相の座標系に変換する。なお、これら２２〜２４によって電流制御器が構成される。
【００２０】
２５（２５ａ，２５ｂ）はコンパレータを有するゲート信号生成部で、ゲート信号生成部２５ａ，２５ｂにはそれぞれ三角波キャリア発生部２６から三角波キャリアが入力されており、座標変換部２４ａ，２４ｂから入力された電圧指令値ｖi1*. abc，ｖi2*. abcとキャリア信号との比較によって各インバータのゲート信号を生成する。
【００２１】
ここで、巻線電圧は、２台のインバータＩnv１，Ｉnv２の電圧差であることから直交座標の巻線電圧指令値は（１式）となる。
ｖs. dq0*＝ｖi1. dq0*−ｖi2. dq0*          ……    （１）
２台のインバータＩnv１，Ｉnv２の電圧指令値の振幅を等しくし、位相差を１８０度とすると、巻線電圧指令値からインバータＩnv１，Ｉnv２の電圧指令値への変換式は（２），（３）式で与えられる。
ｖi1. dq0*＝０．５×vs. dq0*                ……    （２）
ｖi2. dq0*＝−０．５×vs. dq0*              ……    （３）
図３に三角波キャリアとインバータＩnv１，Ｉnv２の各相の電圧指令値ｖia１，ｖib１，ｖic１，ｖia２，ｖib２，ｖic２の波形を示す。インバータＩnv１，Ｉnv２の出力相電圧Ｖia１，Ｖib１，Ｖic１，Ｖia２，Ｖib２，Ｖic２は、インバータ電圧指令値と三角波キャリアの大小比較によりインバータのスイッチングデバイスのオン・オフ信号を決めることによって決まる。
【００２２】
図４は、三角波キャリア比較で生成されるインバータのスイッチング時間幅と、その時間にオープン巻線１にかけられる電圧ベクトルを示したものである。
図４左はインバータの各相電圧指令値をフェーザで示したものである。このフェーザが反時計方向周りに回転した時の各相矢印の先端の（原点０に対しての）高さがインバータ電圧指令値であり、横軸を時間にとると図３で示す正弦波状の波形になる。
図４右はキャリア半周期分の三角波キャリアである。インバータの電圧指令値と三角波キャリアがクロスする箇所がスイッチングの起こる時点であり、これにより各電圧ベクトルを出力する時間幅Ｔ1，Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6，Ｔ7が決まる。
【００２３】
図５（ａ）はインバータＩnv１が出力する第１のインバータ電圧、図５（ｂ）はインバータＩnv２が出力する第２のインバータ電圧、図５（ｃ）は、第１のインバータ電圧と第２のインバータ電圧の差で、負荷を誘導電動機としたときのステータ巻線（オープン巻線）電圧ｖsa，ｖsb，ｖscを三相／二相変換して表したベクトル図である。なお、三相／二相変換は（４），（５）式で表される。
ｖi1α＝√（２／３）×｛Ｖi1a−（１／２）×Ｖi1b−（１／２）×Ｖi1c｝
……    （４）
ｖi1β＝√（２／３）×｛Ｖi1a＋（√３／２）×Ｖi1b−（√３／２）×
Ｖi1c｝      ……    （５）
なお、ｖi2のα軸、β軸についても同様である。
【００２４】
図４の各時間Ｔ1〜Ｔ7に出力される電圧ベクトルは図５に示した通りとなり、２台のインバータの電圧指令値は振幅が等しく位相が１８０度異なる。この対称性より、スイッチング間の時間幅は次のようになる。
Ｔ1＝Ｔ7
Ｔ2＝Ｔ6
Ｔ3＝Ｔ5
また、Ｔ4はキャリアの中央の時点（middle）で均等に分割される。つまりステータ巻線電圧を見るとキャリア前半１／４区間とキャリア後半１／４区間で同じ時間幅だけ出力されている。このことは、図５（ｃ）において、Ｔ1とＴ7、Ｔ2とＴ6、およびＴ3とＴ5の電圧ベクトルの位置が同じであることが分る。
【００２５】
すなわち、ステータ巻線電圧のキャリア半周期の平均値は、電圧指令値に等しい。さらに、キャリア前半１／４周期とキャリア後半１／４周期で同じ電圧ベクトルを出力していることから、ステータ巻線電圧のキャリア１／４周期の平均値もまたキャリア１／２周期の電圧指令値に等しくなる。したがって、ステータ巻線電圧の指令値による電圧パルス幅への変換は、キャリア周期の１／４の時間で完了しており、電圧指令値はキャリア１／４周期で更新しても良いことが分る。
【００２６】
図６は、電圧指令値更新のサンプリング周期をキャリア１／４周期とした場合のタイミングチャートを示したものである。巻線電流はキャリアの山（top）、谷（bottom）、及び中央（middle）で検出される。巻線電圧指令値はキャリアの山（top）、谷（bottom）、及び中央（middle）で更新される。
【００２７】
すなわち、サンプリング時点ｋ-2では、フレーム角度θk-2での電流指令値ｉsk*-2とキャリアの谷で検出された巻線電流ｉsk-2を基に電圧指令値を演算してｖsk*-1を求め、この電圧指令値ｖsk*-1を用いて次のサンプリング時点ｋ-1での電圧指令値ｖsk*に用いる。以下同様にして検出と演算・更新が行われる。
【００２８】
図７は、図６のタイミングチャートによりサンプリング周期をキャリア１／４周期とした場合の問題点を示したものである。
通常、インバータの各相のスイッチングデバイスは、キャリア半周期の間に１回スイッチングする。しかし、キャリア中央のサンプリング点で電圧指令値が零クロスした場合には、図７（ａ），（ｂ）で示すように３回スイッチングするチャタリングが発生する。なお、図７（ａ），（ｂ）の下部に示すスイッチングを３回しているパルス波形が、インバータ何れかのスイッチングデバイスのオン・オフ信号である。この短い期間のスイッチング（チャタリング）は、スイッチングデバイスのスイッチング回数の増加、すなわち、スイッチング損失の増加につながり、好ましくない。
【００２９】
チャタリングを避けるために、キャリア中央のサンプリング点で電圧指令値が零クロスする場合は、電圧指令値を更新しないような制御を行う。図７で言えばＶix,kからＶix,k+1への更新を行わないようにする。この電圧指令値を更新しない零クロス近傍の範囲は、シミュレーションや実験などによって、チャタリングが発生しない範囲を予め確認し、設定される。この零クロスが起こる頻度は、通常、電圧指令更新頻度に比べて十分に低いため、零クロス時のみ電圧指令更新を避けることの制御性能への影響はほとんどない。
【００３０】
図８は、サンプリング周期をキャリア１／４周期とした場合の他の問題点を示したものである。キャリアの山，谷のサンプリング点では、電圧ベクトル０が出力されている。キャリア中央のサンプリング点では、図８（ａ）で示すように電圧ベクトル７，９，１１，１３，１５，１７の何れかが出力されている。
【００３１】
図８（ｂ）では、電圧ベクトル０と電圧ベクトル７を出力する零を示したものである。キャリア山，谷とキャリア中央で出力される電圧ベクトルが異なり、オープン巻線に流れる電流変化の方向はステータ巻線電圧で決まるため、キャリアの山，谷とキャリア中央では電流変化の方向が異なる。このため、サンプリング時刻のずれによって起こる電流検出誤差がキャリアの山，谷とキャリア中央で異なり、電流検出を振動させる。例えば、電流検出が常に遅れる場合は遅れ値で示した２つの電流値が交互に検出されることになり、検出電流が振動する。
【００３２】
図９は、検出電流の振動を除去するために、２サンプルの移動平均を適用した場合のタイミングチャートを示したものである。図９におけるｉk-1.5は、ｉk-2とｉk-1の平均値である。すなわち、移動平均後に検出される電流値（算出値）は0.5サンプル前に出力された値と等価となる。
また、図８（ｂ）におけるベクトル図左側のｄｉ／ｄｔ×Tvsとベクトル図右側のｄｉ／ｄｔ×Tvsが同方向であることから、振動が起こる問題は２サンプル移動平均によって解決できることが分る。
【００３３】
以上のように、オープン巻線１と２台のインバータＩnv1，Ｉnv2の構成で、２台のインバータの位相差を１８０度とする電圧指令値を適用することにより、インバータを構成する各スイッチングデバイスのスイッチング周波数を変えることなく、従来に比べて半分のサンプリング周期で電流を制御することが可能となる。
なお、図１では、直流電圧源Ｖdcを２台のインバータが共用しているが、図１０で示すように２台のインバータが各別に直流電圧源Ｖdcを用いてもよい。
【符号の説明】
【００３４】
１…  オープン巻線（負荷）
２…  制御装置
３…  電流検出センサ
２１…  変換部
２２…  電圧指令生成部
２３…  電圧指令変換部
２４（２４ａ，２４ｂ）…  座標変換部
２５（２５ａ，２５ｂ）…  ゲート信号生成部
２６…  三角波キャリア発生部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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