(57)【要約】【課題】スイッチング素子の損失を低減することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端を正側、他端を負側としてあり、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点それぞれに一端を接続したフィルタ回路をさらに備え、フィルタ回路の他端を交流側としてある。第１のスイッチング素子は、バイポーラトランジスタであり、バイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間にダイオードを逆並列に接続してあり、第２のスイッチング素子は、ＦＥＴであり、ＦＥＴのドレイン・ソース間にダイオードを逆並列に接続してある。【選択図】図１
2016119783.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端を正側、他端を負側としてあり、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点それぞれに一端を接続したフィルタ回路をさらに備え、該フィルタ回路の他端を交流側とした電力変換装置であって、
前記第１のスイッチング素子は、バイポーラトランジスタであり、該バイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間にダイオードを逆並列に接続してあり、
前記第２のスイッチング素子は、ＦＥＴであり、該ＦＥＴのドレイン・ソース間にダイオードを逆並列に接続してある電力変換装置。
【請求項２】
各直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オフにし、各直列回路の前記第２のスイッチング素子を商用周波数より高い所定周波数でオン／オフする制御部を備え、
交流を直流に変換するようにしてある請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
交流の一方の半周期にて、一の直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オンとし、他の直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オフにし、さらに前記一の直列回路の前記第２のスイッチング素子を常時オフにし、前記他の直列回路の前記第２のスイッチング素子を商用周波数より高い所定周波数でオン／オフし、
交流の他方の半周期にて、前記一の直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オフとし、前記他の直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オンにし、さらに前記一の直列回路の前記第２のスイッチング素子を前記所定周波数でオン／オフし、前記他の直列回路の前記第２のスイッチング素子を常時オフする制御部を備え、
直流を交流に変換するようにしてある請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方に電力を変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、バッテリの充電時には外部から入力される交流を直流に変換し、交流電力を出力する場合には、バッテリからの直流を交流に変換する双方向の電力変換装置が注目されている。例えば、スイッチング素子を備える双方向ＤＣ／ＡＣインバータが開示されている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−１１０８５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１の装置にあっては、全てのスイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）か、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のいずれか一方のみを使用している。しかし、スイッチング素子としてＩＧＢＴを使用した場合には、順方向にバイアスされた状態での損失が大きくなり、また、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合には、逆方向にバイアスされた状態での損失が大きくなる。
【０００５】
本発明は、斯かる事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子の損失を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端を正側、他端を負側としてあり、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点それぞれに一端を接続したフィルタ回路をさらに備え、該フィルタ回路の他端を交流側とした電力変換装置であって、前記第１のスイッチング素子は、バイポーラトランジスタであり、該バイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間にダイオードを逆並列に接続してあり、前記第２のスイッチング素子は、ＦＥＴであり、該ＦＥＴのドレイン・ソース間にダイオードを逆並列に接続してある。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、スイッチング素子の損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本実施の形態の電力変換装置の回路構成の一例を示す説明図である。
【図２】本実施の形態の電力変換装置により交流から直流に変換する場合の各スイッチング素子の動作を示す説明図である。
【図３】本実施の形態の電力変換装置の交流から直流に変換する場合（正の半周期）のブリッジ回路に流れる電流の様子を示す模式図である。
【図４】本実施の形態の電力変換装置の交流から直流に変換する場合（負の半周期）のブリッジ回路に流れる電流の様子を示す模式図である。
【図５】トランジスタ及びＦＥＴのスイッチング損失の一例を示す説明図である。
【図６】本実施の形態の電力変換装置の交流側の入力電流波形の一例を示す模式図である。
【図７】本実施の形態の電力変換装置により直流から交流に変換する場合の各スイッチング素子の動作を示す説明図である。
【図８】本実施の形態の電力変換装置の直流から交流に変換する場合（正の半周期）のブリッジ回路に流れる電流の様子を示す模式図である。
【図９】本実施の形態の電力変換装置の直流から交流に変換する場合（負の半周期）のブリッジ回路に流れる電流の様子を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
［本願発明の実施形態の説明］
（１）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端を正側、他端を負側としてあり、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点それぞれに一端を接続したフィルタ回路をさらに備え、該フィルタ回路の他端を交流側とした電力変換装置であって、前記第１のスイッチング素子は、バイポーラトランジスタであり、該バイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間にダイオードを逆並列に接続してあり、前記第２のスイッチング素子は、ＦＥＴであり、該ＦＥＴのドレイン・ソース間にダイオードを逆並列に接続してある。
【００１０】
電力変換装置は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端を正側、他端を負側としてあり、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点それぞれに一端を接続したフィルタ回路をさらに備え、フィルタ回路の他端を交流側としてある。すなわち、各直列回路の第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子によりブリッジ回路を構成してある。フィルタ回路は、例えば、キャパシタ及び複数のコイルで構成され、各コイルの一端を第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点それぞれに接続し、コイルの他端を交流側とすることができる。また、各コイルの他端間にキャパシタを接続することができる。そして、第１のスイッチング素子は、バイポーラトランジスタであり、バイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間にダイオードを逆並列に接続してある。第２のスイッチング素子は、ＦＥＴであり、ＦＥＴのドレイン・ソース間にダイオードを逆並列に接続してある。
【００１１】
バイポーラトランジスタ（以下、トランジスタとも称する）は、いわゆる少数キャリアを電気伝導に使用する少数キャリアデバイスであり、一般的に順方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が多い。一方、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）は、少数キャリアを電気伝導に使用しない多数キャリアデバイスであり、寄生ダイオードが存在するため逆方向のスイッチング特性が良くなく、逆方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が多い。すなわち、トランジスタは、逆方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が少なく、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）は、順方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が少ない。
【００１２】
例えば、第１のスイッチング素子が逆方向のバイアスで使用され、第２のスイッチング素子が順方向のバイアスで使用される状態があるときは、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のすべてをトランジスタ又はＦＥＴのいずれか一方で構成する場合に比べて、第１のスイッチング素子をトランジスタ（バイポーラトランジスタ）とし、第２のスイッチング素子をＦＥＴとすることにより、全体としての損失（スイッチング損失）を低減することができる。
【００１３】
（２）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、各直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オフにし、各直列回路の前記第２のスイッチング素子を商用周波数より高い所定周波数でオン／オフする制御部を備え、交流を直流に変換するようにしてある。
【００１４】
制御部は、各直列回路の第１のスイッチング素子を常時オフにし、各直列回路の第２のスイッチング素子を商用周波数より高い所定周波数でオン／オフし、交流を直列に変換する。並列接続された直列回路を、第１直列回路、第２直列回路とする。第１直列回路及び第２直列回路は、それぞれトランジスタ（第１のスイッチング素子）とＦＥＴ（第２のスイッチング素子）とを直列に接続した回路である。
【００１５】
交流の一方の半周期では、交流電流は、第１直列回路のトランジスタに逆並列に接続されたダイード、直流側及び第２直列回路のＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードを流れる。また、交流の一方の半周期において、各ＦＥＴをオンした場合には、第１直列回路のＦＥＴ及び第２直列回路のＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードを通じて電流が流れ、交流側のコイルに電気エネルギーが蓄積される。そして、交流の一方の半周期において、各ＦＥＴをオフした場合には、コイルに蓄積された電気エネルギーにより、第１直列回路のトランジスタに逆並列に接続されたダイオード、直流側及び第２直列回路のＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードに電流が流れる。交流の一方の半周期では、第１直列回路のトランジスタが逆方向のバイアスとなり、第１直列回路のＦＥＴは順方向のバイアスとなり、損失を低減することができる。
【００１６】
同様に、交流の他方の半周期では、交流電流は、第２直列回路のトランジスタに逆並列に接続されたダイード、直流側及び第１直列回路のＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードを流れる。また、交流の他方の半周期において、各ＦＥＴをオンした場合には、第２直列回路のＦＥＴ及び第１直列回路のＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードを通じて電流が流れ、交流側のコイルに電気エネルギーが蓄積される。そして、交流の他方の半周期において、各ＦＥＴをオフした場合には、コイルに蓄積された電気エネルギーにより、第２直列回路のトランジスタに逆並列に接続されたダイオード、直流側及び第１直列回路のＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードに電流が流れる。交流の他方の半周期では、第２直列回路のトランジスタが逆方向のバイアスとなり、第２直列回路のＦＥＴは順方向のバイアスとなり、損失を低減することができる。
【００１７】
（３）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、交流の一方の半周期にて、一の直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オンとし、他の直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オフにし、さらに前記一の直列回路の前記第２のスイッチング素子を常時オフにし、前記他の直列回路の前記第２のスイッチング素子を商用周波数より高い所定周波数でオン／オフし、交流の他方の半周期にて、前記一の直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オフとし、前記他の直列回路の前記第１のスイッチング素子を常時オンにし、さらに前記一の直列回路の前記第２のスイッチング素子を前記所定周波数でオン／オフし、前記他の直列回路の前記第２のスイッチング素子を常時オフする制御部を備え、直流を交流に変換するようにしてある。
【００１８】
制御部は、交流の一方の半周期にて、第１直列回路（一の直列回路）のトランジスタを常時オンとし、第２直列回路（他の直列回路）のトランジスタを常時オフにし、さらに第１直列回路のＦＥＴを常時オフにし、第２直列回路のＦＥＴを商用周波数より高い所定周波数でオン／オフする。
【００１９】
すなわち、第２直列回路のＦＥＴをオンした場合には、第１直列回路のトランジスタ、コイル、交流側及び第２直列回路のＦＥＴに電流が流れる。第２直列回路のＦＥＴをオフした場合には、コイルに同じ向きの電流を流そうとするので、第１直列回路のトランジスタ、コイル、交流側及び第２直列回路のトランジスタに逆並列されたダイオードに電流が流れる。交流の一方の半周期においては、第２直列回路のトランジスタが逆方向のバイアスとなり、第２直列回路のＦＥＴは順方向のバイアスとなり、損失を低減することができる。
【００２０】
制御部は、交流の他方の半周期にて、第１直列回路（一の直列回路）のトランジスタを常時オフとし、第２直列回路（他の直列回路）のトランジスタを常時オンにし、さらに第１直列回路のＦＥＴを所定周波数でオン／オフし、第２直列回路のＦＥＴを常時オフし、直流を交流に変換する。
【００２１】
すなわち、第１直列回路のＦＥＴをオンした場合には、第２直列回路のトランジスタ、コイル、交流側及び第１直列回路のＦＥＴに電流が流れる。第１直列回路のＦＥＴをオフした場合には、コイルに同じ向きの電流を流そうとするので、第２直列回路のトランジスタ、コイル、交流側及び第１直列回路のトランジスタに逆並列されたダイオードに電流が流れる。交流の他方の半周期においては、第１直列回路のトランジスタが逆方向のバイアスとなり、第１直列回路のＦＥＴは順方向のバイアスとなり、損失を低減することができる。
【００２２】
［本願発明の実施形態の詳細］
以下、本発明を実施の形態を示す図面に基づいて説明する。図１は本実施の形態の電力変換装置の回路構成の一例を示す説明図である。本実施の形態の電力変換装置は、交流側の端子１、直流側の端子２、第１直列回路１０、第２直列回路２０、フィルタ回路３０、制御部４０、平滑用のキャパシタ５０、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０などを備える。電力変換装置は、交流側の端子１に商用電源（５０Ｈｚ、６０Ｈｚなどの商用周波数の電源）を接続して交流電力を供給した場合、交流を直流に変換することにより、直流側の端子２から所要の電圧の直流電力を出力し、例えば、バッテリ３を充電することができる。また、直流側の端子２にバッテリ３などの直流電源を接続して直流電力を供給した場合、直流を交流に変換することにより、交流側の端子１から交流電力を出力することができる。
【００２３】
第１直列回路１０は、第１のスイッチング素子としてのバイポーラトランジスタ１１及び第２のスイッチング素子としてのＦＥＴ（Field Effect Transistor）１２を直列に接続した構成を有する。バイポーラトランジスタ１１は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。また、ＦＥＴ１２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることができる。なお、以下の説明では、簡便のため、バイポーラトランジスタを単にトランジスタと称する。より具体的には、トランジスタ１１のエミッタとＦＥＴ１２のドレインとを接続してある。
【００２４】
また、第１のスイッチング素子は、トランジスタに限定されるものではなく、少数キャリアを電気伝導に使用する少数キャリアデバイスであればよい。また、第２のスイッチング素子は、ＦＥＴに限定されるものではなく、少数キャリアを電気伝導に使用しない多数キャリアデバイスであればよい。
【００２５】
同様に、第２直列回路２０は、第１のスイッチング素子としてのトランジスタ２１及び第２のスイッチング素子としてのＦＥＴ２２を直列に接続した構成を有する。より具体的には、トランジスタ２１のエミッタとＦＥＴ２２のドレインとを接続してある。
【００２６】
第１直列回路１０及び第２直列回路２０は並列に接続してある。すなわち、トランジスタ１１、２１それぞれのコレクタを直流側の正側の電路４に接続するとともに、ＦＥＴ１２、２２それぞれのソースを直流側の負側（例えば、接地レベル）の電路５に接続してある。これにより、トランジスタ１１、２１、ＦＥＴ１２、２２により、いわゆるブリッジ回路を構成している。また、電路４、５の間には、平滑用のキャパシタ５０を接続してある。なお、以下、第１直列回路１０及び第２直列回路２０を纏めてブリッジ回路とも称する。
【００２７】
トランジスタ１１、２１それぞれのコレクタ・エミッタ間には、ダイオード（例えば、ＦＲＤ：ファーストリカバリーダイオード）１１１、２１１を逆並列に接続してある。すなわち、各ダイオードのアノードをトランジスタのエミッタに接続し、カソードをコレクタに接続してある。なお、ダイオード１１１、２１１は、トランジスタ１１、２１に内蔵されるものでもよく、外付けのものでもよい。
【００２８】
ＦＥＴ１２、２２それぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード（例えば、ボディダイオード）１２１、２２１を逆並列に接続してある。すなわち、各ダイオードのアノードをＦＥＴのソースに接続し、カソードをドレインに接続してある。なお、ダイオード１２１、２２１は、ＦＥＴ１２、２２に内蔵されるものでもよく、外付けのものでもよい。
【００２９】
フィルタ回路３０は、コイル３１、３２、キャパシタ３３などを備える。コイル３１の一端は、トランジスタ１１のエミッタとＦＥＴ１２のドレインとの接続点に接続してあり、コイル３１の他端は、交流側の一方の端子１に接続してある。また、コイル３２の一端は、トランジスタ２１のエミッタとＦＥＴ２２のドレインとの接続点に接続してあり、コイル３２の他端は、交流側の他方の端子１に接続してある。コイル３１、３２の他端の間にはキャパシタ３３を接続してある。
【００３０】
制御部４０は、トランジスタ１１、２１、ＦＥＴ１２、２２のスイッチングを制御する。具体的には、制御部４０の出力端は、トランジスタ１１、２１それぞれのベース及びＦＥＴ１２、２２それぞれのゲートに接続してあり、制御部４０は、ベース信号及びゲート信号を出力端から出力する。
【００３１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ６０は、直流電圧を昇圧及び降圧する機能を備える。
【００３２】
トランジスタ１１、２１は、いわゆる少数キャリアを電気伝導に使用する少数キャリアデバイスであり、一般的に順方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が多く、寄生ダイオードがなく、逆方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が少ない。一方、ＦＥＴ１２、２２は、少数キャリアを電気伝導に使用しない多数キャリアデバイス（ユニポーラデバイス）であり、寄生ダイオードが存在するため逆方向のスイッチング特性が良くなく、逆方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が多く、順方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が少ない。
【００３３】
例えば、トランジスタ１１、２１が逆方向のバイアスで使用され、ＦＥＴ１２、２２が順方向のバイアスで使用される状態があるときは、ブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子のすべてをトランジスタ又はＦＥＴのいずれか一方で構成する場合に比べて、全体としての損失（スイッチング損失）を低減することができる。
【００３４】
次に、本実施の形態の電力変換装置の動作について説明する。図２は本実施の形態の電力変換装置により交流から直流に変換する場合の各スイッチング素子の動作を示す説明図である。図２において、交流の正の半周期は、交流側の端子１に正の半周期の電圧が印加される期間を示し、交流の負の半周期は、交流側の端子１に負の半周期の電圧が印加される期間を示す。
【００３５】
まず、交流の正の半周期における動作について説明する。交流の正の半周期においては、トランジスタ１１、２１は常時オフとなるように制御され、ＦＥＴ１２、２２は所定周波数でオン／オフを繰り返すように制御される。所定周波数は、商用周波数（例えば、５０Ｈｚ、６０Ｈｚなど）よりも高い周波数であって、例えば、数ｋＨｚから数十ｋＨｚ程度とすることができる。
【００３６】
図３は本実施の形態の電力変換装置の交流から直流に変換する場合（正の半周期）のブリッジ回路に流れる電流の様子を示す模式図である。図２において上述したように、交流の正の半周期においては、トランジスタ１１、２１は常時オフとなるように制御され、ＦＥＴ１２、２２は所定周波数でオン／オフを繰り返すように制御される。
【００３７】
交流の正（一方）の半周期では、交流電流は、コイル３１、第１直列回路のトランジスタ１１に逆並列に接続されたダイード１１１、直流側、第２直列回路のＦＥＴ２２に逆並列に接続されたダイオード２２１、コイル３２を流れる。
【００３８】
また、交流の正の半周期において、各ＦＥＴ１２、２２をオンした場合には、図３の実線で示す矢印の如く、コイル３１、第１直列回路のＦＥＴ１２、第２直列回路のＦＥＴ２２に逆並列に接続されたダイオード２２１及びコイル３２を通じて電流が流れ、交流側のコイル３１、３２に電気エネルギーが蓄積される。
【００３９】
そして、交流の正の半周期において、各ＦＥＴ１２、２２をオフした場合には、図３の破線で示す矢印の如く、コイル３１、３２に蓄積された電気エネルギーにより、コイル３１、第１直列回路のトランジスタ１１に逆並列に接続されたダイオード１１１、直流側、第２直列回路のＦＥＴ２２に逆並列に接続されたダイオード２２１及びコイル３２に電流が流れる。
【００４０】
交流の正の半周期では、第１直列回路のトランジスタ１１が逆方向のバイアスとなり、トランジスタ１１の損失を少なくすることができ、第１直列回路のＦＥＴ１２は順方向のバイアスとなり、ＦＥＴ１２の損失を少なくすることができ、電力変換装置全体として損失を低減することができる。
【００４１】
次に、交流の負の半周期における動作について説明する。図２に示すように、交流の負の半周期においても、正の半周期と同様に、トランジスタ１１、２１は常時オフとなるように制御され、ＦＥＴ１２、２２は所定周波数でオン／オフを繰り返すように制御される。
【００４２】
図４は本実施の形態の電力変換装置の交流から直流に変換する場合（負の半周期）のブリッジ回路に流れる電流の様子を示す模式図である。交流の負（他方）の半周期では、交流電流は、コイル３２、第２直列回路のトランジスタ２１に逆並列に接続されたダイード２１１、直流側、第１直列回路のＦＥＴ１２に逆並列に接続されたダイオード１２１、コイル３１を流れる。
【００４３】
また、交流の負の半周期において、各ＦＥＴ１２、２２をオンした場合には、図４の実線で示す矢印の如く、コイル３２、第２直列回路のＦＥＴ２２、第１直列回路のＦＥＴ１２に逆並列に接続されたダイオード１２１及びコイル３１を通じて電流が流れ、交流側のコイル３１、３２に電気エネルギーが蓄積される。
【００４４】
そして、交流の負の半周期において、各ＦＥＴ１２、２２をオフした場合には、図４の破線で示す矢印の如く、コイル３１、３２に蓄積された電気エネルギーにより、コイル３２、第２直列回路のトランジスタ２１に逆並列に接続されたダイオード２１１、直流側、第１直列回路のＦＥＴ１２に逆並列に接続されたダイオード１２１及びコイル３１に電流が流れる。
【００４５】
交流の負の半周期では、第２直列回路のトランジスタ２１が逆方向のバイアスとなり、トランジスタ２１の損失を少なくすることができ、第２直列回路のＦＥＴ２２は順方向のバイアスとなり、ＦＥＴ２２の損失を少なくすることができ、電力変換装置全体として損失を低減することができる。
【００４６】
図５はトランジスタ及びＦＥＴのスイッチング損失の一例を示す説明図である。図５の例は、パラメータとして、入力電圧が４００Ｖ、出力電圧が２８０Ｖ、出力電力が６．６ｋＷ、動作周波数が７５ｋＨｚでスイッチングさせた場合の、トランジスタ及びＦＥＴの順方向バイアス時及び逆方向バイアス時のスイッチング損失の一例を示す。なお、トランジスタ及びＦＥＴのスイッチング損失の数値は、図５の例に限定されるものではないが、パラメータとして他の数値を用いた場合も、スイッチング損失の多少は図５の例と同様の傾向を有する。
【００４７】
図５から分かるように、ＦＥＴは、逆方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が多く、順方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が少ない。また、トランジスタは、順方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が多く、逆方向にバイアスされた状態でのスイッチング損失が少ない。これにより、逆方向にバイアスされるスイッチング素子にはトランジスタを用い、順方向にバイアスされるスイッチング素子にはＦＥＴを用いることにより、すべての素子をトランジスタ又はすべての素子をＦＥＴとする場合に比べて、全体としては損失を低減することができる。
【００４８】
図６は本実施の形態の電力変換装置の交流側の入力電流波形の一例を示す模式図である。図３及び図４で示したように、ＦＥＴ１２、２２は、所定周波数でオン／オフを繰り返すので、コイル３１、３２に流れる電流は、所定周波数で増減を繰り返す。図６において、符号Ｉｌで示す波形はコイル３１、３２を流れる電流、すなわち交流側の入力電流を示す。そして、入力電流Ｉｌの平均値は、符号Ｉａで示すように、交流側の端子１間に印加される入力電圧の波形の位相と同程度になる。これにより、力率を高くすることができる。なお、図６において、符号Ｉｐで示す波形は、入力電流Ｉｌのピーク値を表す。また、図６は電流波形を模式的に描いたものであり、実際の電流波形とは異なる。
【００４９】
次に、直流から交流に変換する場合について説明する。図７は本実施の形態の電力変換装置により直流から交流に変換する場合の各スイッチング素子の動作を示す説明図である。図７において、交流の正の半周期は、交流側の端子１から正の半周期の電圧が出力される期間を示し、交流の負の半周期は、交流側の端子１から負の半周期の電圧が出力される期間を示す。
【００５０】
まず、交流の正の半周期における動作について説明する。交流の正（一方）の半周期においては、トランジスタ１１は常時オン、トランジスタ２１は常時オフとなるように制御され、ＦＥＴ１２は常時オフ、ＦＥＴ２２は所定周波数でオン／オフを繰り返すように制御される。所定周波数は、商用周波数（例えば、５０Ｈｚ、６０Ｈｚなど）よりも高い周波数であって、例えば、数ｋＨｚから数十ｋＨｚ程度とすることができる。
【００５１】
図８は本実施の形態の電力変換装置の直流から交流に変換する場合（正の半周期）のブリッジ回路に流れる電流の様子を示す模式図である。図７において上述したように、交流の正の半周期においては、トランジスタ１１は常時オン、トランジスタ２１は常時オフとなるように制御され、ＦＥＴ１２は常時オフ、ＦＥＴ２２は所定周波数でオン／オフを繰り返すように制御される。
【００５２】
図８に示すように、交流の正の半周期において、第２直列回路のＦＥＴ２２をオンした場合には、図８の実線で示す矢印の如く、第１直列回路のトランジスタ１１、コイル３１、交流側、コイル３２及び第２直列回路のＦＥＴ２２に電流が流れる。
【００５３】
そして、交流の正の半周期において、第２直列回路のＦＥＴ２２をオフした場合には、図８の破線で示す矢印の如く、コイル３１、３２に同じ向きの電流を流そうとするので、第１直列回路のトランジスタ１１、コイル３１、交流側、コイル３２及び第２直列回路のトランジスタ２１に逆並列されたダイオード２１１に電流が流れる。交流の正（一方）の半周期においては、第２直列回路のトランジスタ２１が逆方向のバイアスとなり、トランジスタ２１の損失を少なくすることができ、第２直列回路のＦＥＴ２２は順方向のバイアスとなり、ＦＥＴ２２の損失を少なくすることができ、電力変換装置全体として損失を低減することができる。
【００５４】
次に、交流の負（他方）の半周期における動作について説明する。図７に示すように、交流の負の半周期においては、トランジスタ１１は常時オフ、トランジスタ２１は常時オンとなるように制御され、ＦＥＴ１２は所定周波数でオン／オフを繰り返し、ＦＥＴ２２は常時オフとなるように制御される。
【００５５】
図９は本実施の形態の電力変換装置の直流から交流に変換する場合（負の半周期）のブリッジ回路に流れる電流の様子を示す模式図である。図９に示すように、交流の負の半周期において、第２直列回路のＦＥＴ１２をオンした場合には、図９の実線で示す矢印の如く、第２直列回路のトランジスタ２１、コイル３２、交流側、コイル３１及び第１直列回路のＦＥＴ１２に電流が流れる。
【００５６】
そして、交流の負の半周期において、第１直列回路のＦＥＴ１２をオフした場合には、図９の破線で示す矢印の如く、コイル３１、３２に同じ向きの電流を流そうとするので、第２直列回路のトランジスタ２１、コイル３２、交流側、コイル３１及び第１直列回路のトランジスタ１１に逆並列されたダイオード１１１に電流が流れる。交流の負（他方）の半周期においては、第１直列回路のトランジスタ１１が逆方向のバイアスとなり、トランジスタ１１の損失を少なくすることができ、第１直列回路のＦＥＴ１２は順方向のバイアスとなり、ＦＥＴ１２の損失を少なくすることができ、電力変換装置全体として損失を低減することができる。
【００５７】
上述のように、ブリッジ回路に使用するスイッチング素子をすべてＩＧＢＴなどのバイポーラトランジスタにすると、順方向でもスイッチング時の損失が多くなる。また、ブリッジ回路に使用するスイッチング素子をすべてＭＯＳＦＥＴなどのユニポーラデバイスにすると、逆方向のスイッチング時の損失が大きくなり、また過大なサージが発生する。しかし、本実施の形態によれば、逆方向のスイッチング動作が行われるスッチング素子にバイポーラトランジスタを使用し、順方向のスイッチング動作が行われるスイッチング素子にＦＥＴを使用するので、電力変換装置全体として、スイッチング素子の損失を低減することができる。
【００５８】
以上に開示された実施の形態及び実施例は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考慮されるべきである。本発明の範囲は、以上の実施の形態及び実施例ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての修正や変形を含むものと意図される。
【符号の説明】
【００５９】
１  交流側の端子
２  直流側の端子
３  バッテリ
４、５  電路
１０  第１直列回路
２０  第２直列回路
１１、２１  トランジスタ（第１のスイッチング素子）
１２、２２  ＦＥＴ（第２のスイッチング素子）
１１１、１２１、２１１、２２１  ダイオード
３０  フィルタ回路
３１、３２  コイル
３３、５０  キャパシタ
４０  制御部
６０  ＤＣ／ＤＣコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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