(57)【要約】【課題】アナログ入力信号の中心周波数が高い場合であっても適切な動作が可能なアナログデジタル変換器を提供する。【解決手段】アナログデジタル変換器４はアナログ入力信号が与えられるサンプルアンドホールド回路６と、サンプルアンドホールド回路６が出力する出力信号をΔΣ変調しデジタル信号として出力するバンドパス型のΔΣ変調器７とを備えている。サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨは、アナログ入力信号の中心周波数ｆ０よりも低く設定されている。【選択図】図２
2016119597.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ入力信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器であって、
前記アナログ入力信号が与えられるサンプルアンドホールド回路と、
前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号をΔΣ変調し前記デジタル信号として出力するバンドパス型のΔΣ変調器と、を備え、
前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記アナログ入力信号の中心周波数よりも低く設定されている
アナログデジタル変換器。
【請求項２】
前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした値が前記ΔΣ変調器のサンプリング周波数よりも低くなるように設定されている
請求項１に記載のアナログデジタル変換器。
【請求項３】
前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした値が前記アナログ入力信号の帯域幅よりも大きい値に設定されている請求項１又は請求項２に記載のアナログデジタル変換器。
【請求項４】
前記ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域が、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした値よりも低い周波数の範囲で調整可能とされている請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のアナログデジタル変換器。
【請求項５】
前記アナログ入力信号は複数の周波数成分を含み、
前記サンプルアンドホールド回路は、当該サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を調整することで、前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号に含まれる前記複数の周波数成分を互いに分離した状態で出力する請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のアナログデジタル変換器。
【請求項６】
前記ΔΣ変調器は、前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号に含まれている、周波数変換された前記複数の周波数成分の少なくとも一方を選択してΔΣ変調するように当該ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域を調整する請求項５に記載のアナログデジタル変換器。
【請求項７】
前記サンプルアンドホールド回路の前段には、前記アナログ入力信号の帯域幅に応じて通過帯域が調整可能なバンドパスフィルタをさらに備えている請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のアナログデジタル変換器。
【請求項８】
アナログ入力信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器を備えた通信装置であって、
前記アナログデジタル変換器は、
前記アナログ入力信号が与えられるサンプルアンドホールド回路と、
前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号をΔΣ変調し前記デジタル信号として出力するバンドパス型のΔΣ変調器と、を備え、
前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記アナログ入力信号の中心周波数よりも低く設定されている
通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＤ変換器及びこれを用いた通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話等の無線通信システムにおいては、高速化を目的として広帯域化が進んでおり、より広い周波数帯域を確保するために無線周波数が高周波化される傾向にある。
【０００３】
その一方、通信装置においては、装置の小型化等を目的として、できるだけアナログ処理の要素を排除し、信号処理をできるだけデジタル領域で行おうとする試みがなされている。
このため、上記無線通信システムで用いられる通信装置においては、高周波のアナログ入力信号をデジタル処理する機能が求められている。
【０００４】
例えば、一般的なアナログデジタル変換器を用いてアナログ入力信号をデジタル信号に変換する場合、アナログ入力信号の周波数の２倍以上のサンプリング周波数のアナログデジタル変換器を用いる必要がある。
このため、例えば、無線周波数が２．６ＧＨｚ、帯域幅２０ＭＨｚといったＬＴＥ等の高周波のアナログ入力信号をデジタル信号に変換する場合、サンプリング周波数が５ＧＨｚ以上といったような非常に高いサンプリング周波数のアナログデジタル変換器を用いなければならないおそれがある。
【０００５】
そこで、バンドパス型ΔΣ変調器を利用したアナログデジタル変換器を用いることが考えられる。バンドパス型ΔΣ変調器では、サンプリング周波数は、信号の中心周波数ではなく、信号の帯域幅に対してオーバサンプリングとなるように設定される（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
このため、無線周波数が２．６ＧＨｚ、帯域幅２０ＭＨｚといった上述のアナログ入力信号をデジタル信号に変換する場合、バンドパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数は、帯域幅２０ＭＨｚの１００倍程度の２ＧＨｚに設定すればよい。これによって、サンプリング周波数が極端に高く設定されるのを抑制することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１３−０８１１０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記バンドパス型ΔΣ変調器を利用したアナログデジタル変換器では、サンプリング周波数がデジタル入力信号の帯域幅に対してオーバサンプリングとなるように設定されることにより、サンプリング周波数が極端に高くなるのを抑制できる。
一方、アナログ入力信号の中心周波数との関係においては、バンドパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数はアナログ入力信号の中心周波数よりも高いことが好ましく、アナログ入力信号の中心周波数をできるだけ低い周波数にすることによってバンドパス型ΔΣ変調器をより適切に動作させることができる。
【０００９】
そこで、アナログ入力信号の中心周波数が比較的高い場合、当該アナログ入力信号の中心周波数を適度に下げた上で変調を行うことが考えられるが、アナログ信号であるローカル信号をアナログ入力信号に乗算して当該アナログ入力信号の中心周波数を下げるという方法を採ることはアナログ処理の要素を増加させることとなり好ましくない。
【００１０】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、アナログ入力信号の中心周波数が高い場合であっても適切な動作が可能なアナログデジタル変換器及びこれを用いた通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
一実施形態であるアナログデジタル変換器は、アナログ入力信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器であって、前記アナログ入力信号が与えられるサンプルアンドホールド回路と、前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号をΔΣ変調し前記デジタル信号として出力するバンドパス型のΔΣ変調器と、を備え、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記アナログ入力信号の中心周波数よりも低く設定されている。
【００１２】
また、一実施形態である通信装置は、アナログ入力信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器を備えた通信装置であって、前記アナログデジタル変換器は、前記アナログ入力信号が与えられるサンプルアンドホールド回路と、前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号をΔΣ変調し前記デジタル信号として出力するバンドパス型のΔΣ変調器と、を備え、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記アナログ入力信号の中心周波数よりも低く設定されている。
【発明の効果】
【００１３】
上記フィルタ回路によれば、適切なフィルタ特性を容易に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】一実施形態に係る通信装置の受信部を示すブロック図である。
【図２】（ａ）は、サンプルアンドホールド回路の等価回路を示す図、（ｂ）は、通信信号ＳＲＦに対して当該通信信号ＳＲＦの周波数よりも低い周波数ｆＬＯの矩形波のローカル信号を与えていると考えたときのサンプルアンドホールド回路を示す図、（ｃ）は、中心周波数ｆ０が２．６ＧＨｚの通信信号ＳＲＦの周波数スペクトラムを示す図であり、サンプリング周波数ｆＳＨ１００ＭＨｚでサンプルアンドホールドする処理をした場合の態様を示した図である。
【図３】ΔΣ変調器の等価回路の一例を示す図である。
【図４】バンドパスフィルタの構成の一例を示すブロック図である。
【図５】フィルタ回路のフィルタ特性の一例を示す図である。
【図６】ローノイズアンプが出力する受信信号の周波数スペクトラムの一部を示す図であり、フィルタ回路のフィルタ特性との関係を示している。
【図７】バンドパスフィルタの構成の他の例を示すブロック図である。
【図８】第１フィルタ回路部の構成を示すブロック図である。
【図９】（ａ）は、ローノイズアンプが出力する受信信号の周波数スペクトラムと、第１フィルタ回路部のフィルタ特性との関係を示す図、（ｂ）は、第２フィルタ回路部のフィルタ特性を示す図であり、第１フィルタ回路部の阻止帯域と、第２フィルタ回路部の阻止帯域との関係を示す図である。
【図１０】（ａ）は、アンテナが受信した受信信号に複数の信号成分が含まれている場合の周波数スペクトラムを示す図、（ｂ）は、図１０（ａ）の状態からサンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数ｆＳＨを調整した場合の周波数スペクトラムを示す図である。
【図１１】他の実施形態に係る通信装置の受信部が有するΔΣ変調器の等価回路を示す図である。
【図１２】図１１に示すΔΣ変調器を備えた通信装置の受信部を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
［実施形態の説明］
【００１６】
まず最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
（１）一実施形態に係るアナログデジタル変換器は、
アナログ入力信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器であって、
前記アナログ入力信号が与えられるサンプルアンドホールド回路と、
前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号をΔΣ変調し前記デジタル信号として出力するバンドパス型のΔΣ変調器と、を備え、
前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記アナログ入力信号の中心周波数よりも低く設定されている。
【００１７】
上記のように構成されたアナログデジタル変換器によれば、サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数がアナログ入力信号の中心周波数よりも低く設定されているので、サンプルアンドホールド回路は、アナログ入力信号を離散化しつつ当該アナログ入力信号の中心周波数をより低い周波数に変換して出力することができる。
これにより、アナログ入力信号の中心周波数が高い場合であっても、より低い中心周波数に変換されかつ離散化された信号をΔΣ変調器に対して与えることができ、ΔΣ変調器においては離散化された信号を量子化すればよく、当該ΔΣ変調器により適切な動作をさせることができる。この結果、適切な動作が可能なアナログデジタル変換器とすることができる。
【００１８】
（２）上記サンプルアンドホールド回路は、アナログ入力信号の中心周波数がサンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした周波数よりも低い周波数となるようにアナログ入力信号を周波数変換することができる。
このため、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした値が前記ΔΣ変調器のサンプリング周波数よりも低くなるように設定されていることが好ましい。
この場合、周波数が変換された後のアナログ入力信号の中心周波数を、確実にΔΣ変調器７のサンプリング周波数よりも低く設定することができる。
【００１９】
（３）上述のように、サンプルアンドホールド回路は、アナログ入力信号の中心周波数がサンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした周波数よりも低い周波数となるようにアナログ入力信号を周波数変換することができる。
このため、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした値が前記アナログ入力信号の帯域幅よりも大きい値に設定されていることが好ましい。
これにより、サンプルアンドホールド回路は、アナログ入力信号が当該サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした周波数よりも低い周波数帯域内の信号となるように当該アナログ入力信号を周波数変換することができる。
【００２０】
（４）上述のように、サンプルアンドホールド回路は、アナログ入力信号の中心周波数がサンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした周波数よりも低い周波数となるようにアナログ入力信号を周波数変換することができる。つまり、周波数変換前のアナログ入力信号がいずれの周波数帯域であったとしても、アナログ入力信号は、当該アナログ入力信号の中心周波数がサンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした周波数よりも低い周波数帯域内となるように変換される。
このため、前記ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域は、前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を２倍にした値よりも低い周波数の範囲で調整可能とされていることが好ましい。
この場合、ΔΣ変調器は、周波数変換前の周波数帯域に関わらずいずれの周波数帯域のアナログ入力信号であってもΔΣ変調することができる。
【００２１】
（５）上記アナログデジタル変換器において、
前記アナログ入力信号が複数の周波数成分を含む場合、
前記サンプルアンドホールド回路は、当該サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を調整することで、前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号に含まれる前記複数の周波数成分を互いに異なる周波数となるように分離した状態で出力することが好ましい。
【００２２】
この場合、サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数を調整することで、複数の周波数成分が周波数変換される際に、サンプルアンドホールド回路からアナログ入力信号に与えられる信号波に含まれる高調波の周波数間隔を変更することができる。これにより、周波数変換された後の複数の周波数成分の周波数方向の位置を相対移動させて分離することができる。
【００２３】
（６）さらにこの場合、前記ΔΣ変調器は、前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号に含まれている、周波数変換された前記複数の周波数成分の少なくとも一方を選択してΔΣ変調するように当該ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域を調整することが好ましい。
【００２４】
（７）前記サンプルアンドホールド回路の前段には、前記アナログ入力信号の帯域幅に応じて通過帯域が調整可能なバンドパスフィルタをさらに備えていてもよく、この場合、アナログデジタル変換器に与えられるアナログ入力信号に複数の周波数成分が含まれている場合にも、いずれか一方を選択してサンプルアンドホールド回路に与えることができる。
【００２５】
（８）また、一実施形態に係る通信装置は、アナログ入力信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器を備えた通信装置であって、
前記アナログデジタル変換器は、
前記アナログ入力信号が与えられるサンプルアンドホールド回路と、
前記サンプルアンドホールド回路が出力する出力信号をΔΣ変調し前記デジタル信号として出力するバンドパス型のΔΣ変調器と、を備え、
前記サンプルアンドホールド回路のサンプリング周波数は、前記アナログ入力信号の中心周波数よりも低く設定されている。
この場合、アナログ入力信号の中心周波数が高い場合であっても、適切な動作が可能となる。
【００２６】
［実施形態の詳細］
以下、好ましい実施形態について図面を参照しつつ説明する。
〔アナログデジタル変換器について〕
図１は、一実施形態に係る通信装置の受信部を示すブロック図である。
図中、通信装置の受信部１は、無線信号を受信するためのアンテナ２と、アンテナ２が受信した受信信号を増幅するローノイズアンプ３と、ローノイズアンプ３によって増幅された受信信号が与えられるアナログデジタル変換器４とを備えている。
【００２７】
アナログデジタル変換器４（以下、ＡＤ変換器４ともいう）は、アンテナ２から与えられる受信信号の内、無線周波数のアナログ信号である通信信号（アナログ入力信号）を１ビットのパルス列によって表したデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号を後段に接続された通信処理を行う処理部（図示せず）に与える。
【００２８】
ＡＤ変換器４は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）５と、サンプルアンドホールド回路（Ｓ／Ｈ：Ｓａｍｐｌｅ  ａｎｄ  Ｈｏｌｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）６と、ΔΣ（デルタシグマ）変調器（ＤＳＭ：Ｄｅｌｔａ  Ｓｉｇｍａ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）７とを備えている。
【００２９】
バンドパスフィルタ５は、ローノイズアンプ３に接続されている。バンドパスフィルタ５には、ローノイズアンプ３によって増幅された受信信号が与えられる。
バンドパスフィルタ５は、与えられた信号の通過を許容する通過帯域が調整可能に構成されている。バンドパスフィルタ５の通過帯域は、受信部１が受信対象としている通信信号ＳＲＦ（アナログ入力信号）の周波数帯域を含むように調整されている。
よって、バンドパスフィルタ５は、ローノイズアンプ３から与えられる受信信号の内、受信部１が受信対象としている通信信号ＳＲＦを通過させ、バンドパスフィルタ５の後段に接続されているサンプルアンドホールド回路６に対して、通過させた通信信号ＳＲＦを与える。
【００３０】
サンプルアンドホールド回路６は、バンドパスフィルタ５から与えられる通信信号ＳＲＦを所定のサンプリング周波数ｆＳＨでサンプルアンドホールドする処理を行う。
図２（ａ）は、サンプルアンドホールド回路６の等価回路を示す図である。
図に示すように、サンプルアンドホールド回路６は、バンドパスフィルタ５とΔΣ変調器７との間を繋ぐ線路１０を断続するスイッチ１１と、スイッチ１１の後段に分岐路１２を介して接続された容量素子１３とを備えている。
【００３１】
スイッチ１１は、サンプリング周波数ｆＳＨで線路１０を断続する。スイッチ１１がオン状態である場合、バンドパスフィルタ５からΔΣ変調器７に通信信号ＳＲＦが与えられ（サンプリング）、スイッチ１１がオフ状態である場合、容量素子１３によってΔΣ変調器７に与えられる通信信号ＳＲＦが維持（ホールド）される。
上記サンプリングとホールドを繰り返すことによって、サンプルアンドホールド回路６は、バンドパスフィルタ５から与えられる無線周波数のアナログ信号である通信信号ＳＲＦをサンプリング周波数ｆＳＨで離散的にサンプリングを行う。
【００３２】
以上のようにしてサンプルアンドホールド回路６は、通信信号ＳＲＦに対してサンプリング周波数ｆＳＨでサンプルアンドホールドする処理を行い、通信信号ＳＲＦを時間領域で離散化することができる。サンプルアンドホールド回路６は、離散化した通信信号ＳＲＦを出力信号としてΔΣ変調器７に与える。
【００３３】
ここで、サンプルアンドホールド回路６は、通信信号ＳＲＦに対して当該通信信号ＳＲＦの周波数よりも低い周波数ｆＬＯの矩形波を与えていると考えることができる。
図２（ｂ）は、通信信号ＳＲＦに対して当該通信信号ＳＲＦの周波数よりも低い周波数ｆＬＯの矩形波のローカル信号を与えていると考えたときのサンプルアンドホールド回路６を示す図である。
この場合、通信信号ＳＲＦには、混合器１４によって周波数ｆＬＯの矩形波であるローカル信号が混合され、通信信号ＳＲＦは、より低い周波数に周波数変換されていると考えることができる。
【００３４】
さらに、図２（ｂ）に示すように、通信信号ＳＲＦに与えられるローカル信号は、周波数ｆＬＯの信号成分に加えて、周波数が３ｆＬＯ、５ｆＬＯといった奇数倍の周波数の高調波成分を含んでいる。
よって、サンプルアンドホールド回路６は、周波数ｆＬＯの信号成分の他、３ｆＬＯ、５ｆＬＯ・・といった高調波成分を含んだ信号波を通信信号ＳＲＦに混合することで周波数変換しているといえる。
【００３５】
本実施形態のサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨは、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０よりも低く設定されている。
例えば、通信信号ＳＲＦが所定の帯域幅を持った信号であり、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０が２．６ＧＨｚ、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨが１００ＭＨｚであるとする。
この場合、サンプルアンドホールド回路６は、１００ＭＨｚ、３００ＭＨｚ（３倍波）、５００ＭＨｚ（５倍波）・・・２．５ＧＨｚ（２５倍波）、２．７ＧＨｚ（２７倍波）・・といった信号成分を含んだ信号波を通信信号ＳＲＦに与える。
【００３６】
図２（ｃ）は、中心周波数ｆ０が２．６ＧＨｚの通信信号ＳＲＦの周波数スペクトラムを示す図であり、サンプリング周波数ｆＳＨ１００ＭＨｚでサンプルアンドホールドする処理をした場合の態様を示した図である。図中、横軸は周波数、縦軸は電力を示している。また、周波数変換前の通信信号ＳＲＦは実線、周波数変換後の通信信号ＳＲＦは破線で示されている。
【００３７】
上述のようにサンプルアンドホールド回路６による信号波には、サンプリング周波数ｆＳＨの奇数倍の信号成分が含まれているので、この信号波を通信信号ＳＲＦに混合すると、中心周波数ｆ０が２．６ＧＨｚである通信信号ＳＲＦは、信号波に含まれる２．５ＧＨｚ（２５倍波）の信号成分によって、当該通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０が１００ＭＨｚにまで周波数変換される。このように、中心周波数ｆ０が２．６ＧＨｚの通信信号ＳＲＦは、２００ＭＨｚよりも低い周波数となるように周波数変換される。
【００３８】
また、図２（ｃ）中、サンプルアンドホールド回路６による信号波に含まれる３倍波（３００ＭＨｚ）と５倍波（５００ＭＨｚ）の周波数の間に通信信号ＳＲＦが位置する場合であっても、この通信信号ＳＲＦは、中心周波数ｆ０が２．６ＧＨｚである通信信号ＳＲＦと同様に、２００ＭＨｚよりも低い周波数となるように周波数変換される。
【００３９】
つまり、図２（ｃ）中、サンプルアンドホールド回路６に与えられる通信信号ＳＲＦは、当該サンプルアンドホールド回路６による信号波に含まれる複数の高調波の周波数間隔で区画された帯域Ｗ（帯域幅はサンプリング周波数ｆＳＨの２倍の周波数である２００ＭＨｚ）ごとに周波数変換されるとともに、０Ｈｚから２００ＭＨｚ（サンプリング周波数ｆＳＨの２倍の周波数）までの周波数帯域内の周波数となるように周波数変換される。
【００４０】
このように、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０よりも低く設定することで、サンプルアンドホールド回路６は、中心周波数ｆ０がサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした周波数よりも低い周波数となるように、バンドパスフィルタ５から与えられる通信信号ＳＲＦを周波数変換することができる。
【００４１】
以上のようにしてサンプルアンドホールド回路６は、通信信号ＳＲＦに対してサンプリング周波数ｆＳＨでサンプルアンドホールドする処理を行い、通信信号ＳＲＦを時間領域で離散化しつつ、中心周波数ｆ０がサンプリング周波数ｆＳＨの２倍の周波数よりも低い周波数となるように周波数変換した通信信号ＳＲＦを出力信号としてΔΣ変調器７に与える。
【００４２】
図３は、ΔΣ変調器７の等価回路の一例を示す図である。
図中、ΔΣ変調器７は、入力端２０からサンプルアンドホールド回路６の出力信号を入力信号ｕとして受け付け、出力端２１からΔΣ変調後の出力信号ｖを出力する。
【００４３】
ΔΣ変調器７は、出力信号ｖをフィードバックするための経路２２と、経路２２によってフィードバックされた出力信号ｖと入力信号ｕとの差分を求める差分器２３と、差分器２３が求めた出力信号ｖと入力信号ｕとの差分が与えられるバンドパスフィルタ２４と、バンドパスフィルタ２４を通過した信号と入力信号ｕとを加算する加算器２５と、加算器２５の出力を量子化する量子化器２６とを備えており、バンドバス型のΔΣ変調器を構成している。
【００４４】
図３中、差分器２３、バンドパスフィルタ２４、及び加算器２５を含んだ破線で示す部分はループフィルタを構成している。
【００４５】
ここで、出力信号ｖに含まれる、量子化雑音を含んだ雑音成分をＱとすると、出力信号ｖは、下記式（１）のように表される。
ｖ  ＝  ｕ  ＋  Ｑ        ・・・（１）
よって、差分器２３の出力は、下記式（２）のように表される。
ｕ  −  ｖ  ＝  ｕ  −  （ｕ  ＋  Ｑ）
＝  −Ｑ            ・・・（２）
【００４６】
差分器２３の出力は、出力信号ｖに含まれる雑音成分Ｑの符号が反転したものであり、雑音成分Ｑの逆特性となっている。
バンドパスフィルタ２４は、与えられた信号の通過を許容する通過帯域が調整可能に構成されている。バンドパスフィルタ２４の通過帯域は、サンプルアンドホールド回路６から与えられる通信信号ＳＲＦの周波数帯域を含むように調整されている。
【００４７】
よって、バンドパスフィルタ２４は、雑音成分Ｑの逆特性の内、通信信号ＳＲＦの周波数帯域を含む周波数帯域の部分を通過させて加算器２５に与える。
雑音成分Ｑの逆特性の内の通信信号ＳＲＦの周波数帯域を含む周波数帯域の部分が加算された入力信号ｕは、その後、量子化器２６によって量子化雑音等が加えられたとしても、通信信号ＳＲＦの周波数帯域を含む周波数帯域の部分については、雑音成分Ｑの逆特性が加えられたことにより量子化雑音を含んだ雑音成分が抑圧される。
【００４８】
つまり、ΔΣ変調器７において、通信信号ＳＲＦを通過させ量子化雑音を阻止する帯域（量子化雑音阻止帯域）は、バンドパスフィルタ２４の通過帯域によって定まる。
【００４９】
このようにして、ΔΣ変調器７は、０Ｈｚからサンプリング周波数ｆＳＨの２倍の周波数までの周波数帯域内に存在する通信信号ＳＲＦであって所定の帯域幅を持った通信信号ＳＲＦを含む出力信号ｖを出力する。
なお、出力信号ｖは、通信信号ＳＲＦを１ビットのパルス列（パルス信号）として表したデジタル信号として出力される。
【００５０】
本実施形態のΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓは、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした値よりも高く設定されている。
言い換えると、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨは、当該サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした値がΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓよりも低くなるように設定されている。
【００５１】
ΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓは、通信信号ＳＲＦの周波数帯域幅に応じて設定される。例えば、通信信号ＳＲＦの周波数帯域幅が２０ＭＨｚであるとすると、ΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓは、その１００倍（オーバサンプリングレートが５０倍）である２ＧＨｚに設定される。
【００５２】
ΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓは通信信号ＳＲＦの帯域幅に応じて定まるので、まず、ΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓが設定される。その後、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨが、ΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓよりも低い周波数となるように設定される。
【００５３】
ΔΣ変調器７は、ΔΣ変調の対象である通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０がサンプリング周波数ｆｓよりも低く設定されることによって好適にΔΣ変調を行うことができる。
この点、本実施形態では、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨが当該サンプルアンドホールド回路６に与えられたときの通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０よりも低く設定されているので、通信信号ＳＲＦは、その中心周波数ｆ０がサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした値よりも低くなるようにサンプルアンドホールド回路６によって周波数変換される。
【００５４】
図２（ｃ）を参照して、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨ（＝１００ＭＨｚ）が当該サンプルアンドホールド回路６に与えられたときの通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０（＝２．６ＧＨｚ）よりも低く設定されている。これによって、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０は、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨ（＝１００ＭＨｚ）を２倍にした値（＝２００ＭＨｚ）よりも低い値である１００ＭＨｚとなるように、サンプルアンドホールド回路６によって周波数変換される。
【００５５】
このため、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした値よりも高く設定されているΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓは、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０よりも小さく設定されることはない。
【００５６】
このように、本実施形態では、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした値がΔΣ変調器７のサンプリング周波数ｆｓよりも低くなるようにサンプリング周波数ｆＳＨを設定することによって、確実に、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０をサンプリング周波数ｆｓよりも低く設定することができる。
【００５７】
また、上述のように、サンプルアンドホールド回路６は、中心周波数ｆ０がサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした周波数よりも低い周波数となるように通信信号ＳＲＦを周波数変換することができる。
このため、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨは、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした値が通信信号ＳＲＦの帯域幅よりも大きい値に設定されていることが好ましい。
これにより、サンプルアンドホールド回路６は、通信信号ＳＲＦが当該サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした周波数よりも低い周波数帯域内の信号となるように当該通信信号ＳＲＦを周波数変換することができる。
【００５８】
上記構成のＡＤ変換器４は、アナログ入力信号が与えられるサンプルアンドホールド回路６と、サンプルアンドホールド回路６が出力する出力信号をΔΣ変調しデジタル信号として出力するバンドパス型のΔΣ変調器７とを備えている。
上述したように、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨは、アナログ入力信号の中心周波数ｆ０よりも低く設定されている。
【００５９】
この構成によれば、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨが通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０よりも低く設定されているので、サンプルアンドホールド回路６は、通信信号ＳＲＦを離散化しつつ当該通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０をより低い周波数に変換して出力することができる。
これにより、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０が高い場合であっても、より低い中心周波数ｆ０に変換されかつ離散化された信号をΔΣ変調器７に対して与えることができ、ΔΣ変調器７により適切な動作をさせることができる。この結果、適切な動作が可能なＡＤ変換器４とすることができる。
【００６０】
上述のように、サンプルアンドホールド回路６は、中心周波数ｆ０がサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした周波数よりも低い周波数となるように通信信号ＳＲＦを周波数変換することができる。つまり、周波数変換前の通信信号ＳＲＦがいずれの周波数帯域であったとしても、当該通信信号ＳＲＦは、中心周波数ｆ０がサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした周波数よりも低い周波数帯域内となるように変換される。
このため、ΔΣ変調器７の量子化雑音阻止帯域は、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを２倍にした値よりも低い周波数の範囲で調整可能とされている。
【００６１】
これにより、ΔΣ変調器７は、周波数変換前の周波数帯域に関わらずいずれの周波数帯域の通信信号ＳＲＦであってもΔΣ変調することができる。
つまり、本実施形態の受信部１は、通信信号ＳＲＦの周波数帯域に関わらず、マルチバンドで受信しデジタル変換することができる。
【００６２】
〔バンドパスフィルタの構成について〕
本実施形態のバンドパスフィルタ５及びバンドパスフィルタ２４は、与えられた信号の通過を許容する通過帯域が調整可能（チューナブル）に構成されている。
以下、チューナブルに構成されているバンドパスフィルタ５、２４について説明する。
【００６３】
図４は、バンドパスフィルタ５の構成の一例を示すブロック図である。なお、バンドパスフィルタ２４においてもバンドパスフィルタ５と同様の構成とすることができるので、ここでは、バンドパスフィルタ５のみについて説明する。
【００６４】
バンドパスフィルタ５は、フィルタ回路３０と、サーキュレータ４０とを備えている。
サーキュレータ４０には、前段のローノイズアンプ３、後段のサンプルアンドホールド回路６、及びフィルタ回路３０が接続されている。
ローノイズアンプ３から与えられる受信信号は、サーキュレータ４０を通過してフィルタ回路３０に与えられる。
【００６５】
フィルタ回路３０は、与えられた受信信号に対して、受信信号に含まれている通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０近傍の信号の通過を阻止し、それ以外の信号を通過させる処理を行う。つまり、フィルタ回路３０は、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０近傍の信号の通過を阻止するバンドエリミネーションフィルタ（ノッチフィルタ）としての機能を有している。
なお、フィルタ回路３０の構成については、後に詳述する。
【００６６】
フィルタ回路３０の後段には、一端がフィルタ回路３０の出力端３１に接続され、他端が接地された終端抵抗素子４６が接続されている。フィルタ回路３０を通過した信号は、終端抵抗素子４６によって終端される。
【００６７】
一方、フィルタ回路３０によって通過が阻止された通信信号ＳＲＦを含んだ中心周波数ｆ０近傍の信号は、フィルタ回路３０で反射し、サーキュレータ４０に戻る。
サーキュレータ４０は、３つのポートを有している。第１ポート４１には、ローノイズアンプ３が接続されている。第２ポート４２には、フィルタ回路３０が接続されている。第３ポート４３には、サンプルアンドホールド回路６が接続されている。
サーキュレータ４０は、第１ポート４１から与えられる信号を第２ポート４２から出力し、第２ポート４２から与えられる信号を第３ポート４３から出力するように構成されており、当該サーキュレータ４０に信号が与えられたときのポートに応じて非可逆的に信号伝送を行う。
【００６８】
通信信号ＳＲＦを含んだ中心周波数ｆ０近傍の信号は、フィルタ回路３０で反射することでサーキュレータ４０の第２ポート４２に与えられる。
サーキュレータ４０は、第２ポート４２に与えられた通信信号ＳＲＦを含んだ中心周波数ｆ０近傍の信号を第３ポート４３から出力する。
サーキュレータ４０の第３ポート４３から出力された通信信号ＳＲＦを含んだ中心周波数ｆ０近傍の信号は、バンドパスフィルタ４５を通過した後、サンプルアンドホールド回路６に与えられる。
【００６９】
フィルタ回路３０は、上述したように、バンドエリミネーションフィルタ（ノッチフィルタ）としての機能を有しており、当該フィルタ回路３０が信号の通過を阻止する帯域が、中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦの周波数帯域を含むように設定されている。
さらに、フィルタ回路３０は、当該フィルタ回路３０が信号の通過を阻止する帯域（の中心周波数）が調整可能（チューナブル）とされている。
【００７０】
フィルタ回路３０は、サーキュレータ４０を介して入力端３２に与えられる入力信号としての受信信号に対してフィルタ処理し、フィルタ処理したフィルタリング信号を出力端３１から出力する。
フィルタ回路３０は、受信信号が通過する信号線路３３から分岐した分岐線路３４に設けられた処理部３５と、信号線路３３を通過したパルス信号と処理部３５が出力する処理信号とを合成する電力合成器３６とを備えている。
【００７１】
処理部３５は、遅延素子３５ａと、位相器３５ｂとを備えている。遅延素子３５ａは、パルス信号を遅延させる遅延処理を行う機能を有している。また、位相器３５ｂは、受信信号の位相を所定の位相量だけ移相させる移相処理を行う機能を有している。
つまり、処理部３５は、ローノイズアンプ３から与えられる受信信号に対して遅延した遅延信号を処理信号として生成する。
【００７２】
一般に、マルチパス環境下において直接波と遅延波との間に干渉が生じると、受信した信号波における周波数領域にはノッチが生じることが知られている。ノッチは、当該ノッチ周囲の周波数帯域の利得よりも小さい利得となっており、その利得の変化が非常に急峻な特性となって現れる。また、ノッチは、直接波と遅延波との間の干渉によって生じるので、周波数の高低に関わらず、周波数領域上に周期的に現れる。
【００７３】
本実施形態のフィルタ回路３０は、上記のようなノッチをフィルタ処理に利用すべく、ローノイズアンプ３からの受信信号に対して遅延した遅延信号を生成し、生成した遅延信号と受信信号とを合成する。これにより、フィルタ回路３０は、合成した信号の周波数領域上にノッチを生じさせ、これによって受信信号に対してフィルタ処理を行ったフィルタリング信号を出力する。
つまり、フィルタ回路３０は、この周波数領域上に現れるノッチを利用して特定の周波数帯域の信号の通過を阻止するとともに、ノッチ以外の周波数帯域においては信号を通過させる。
【００７４】
図５は、フィルタ回路３０のフィルタ特性の一例を示す図である。図中、横軸は角周波数、縦軸は利得を示している。
図に示すように、フィルタ回路３０のフィルタ特性には、ノッチＮが周期的に複数現れている。このノッチＮは、受信信号と、その遅延波である処理信号とが合成されることで生じているため、両信号の位相に応じて周期的に複数現れている。
【００７５】
フィルタ回路３０は、当該フィルタ回路３０のフィルタ特性として現れるノッチＮの周波数領域上の位置を調整可能に構成されている。
以下、ノッチＮの周波数領域上の位置の調整について、図５中、角周波数ω１のノッチＮ（以下、第１ノッチＮ１ともいう）と、角周波数ω２のノッチＮ（以下、第２ノッチＮ２ともいう）に着目して説明する。
【００７６】
例えば、フィルタ回路３０に与えられる受信信号を時間領域で表したものをｆ（ｔ）、処理部３５が出力する遅延信号である処理信号を時間領域で表したものをｆ（ｔ−τ）とする。なお、ｔは時間、τは受信信号に対する処理信号の遅延量（遅延時間）である。
これらを合成して得られるフィルタリング信号は、下記式（３）のように表すことができる。
ｆ（ｔ）  ＋  〔ｆ（ｔ−τ）を搬送波位相φだけずらした波形〕・・・（３）
【００７７】
さらに、上記式（３）を周波数領域で表すと、下記式（４）のようになる。
Ｆ（ω）  ＋  Ｆ（ω）ｅｘｐ（ｊ（ωτ＋φ））      ・・・（４）
【００７８】
上記式（４）中、Ｆ（ω）は、受信信号を周波数領域で表したもの、ωは角周波数、φは受信信号に対する処理信号の位相差を示す位相量（式（３）中の搬送波位相φと同じ）を示している。
上記式（４）をさらに変形すると、下記式（５）のように表すことができる。
Ｆ（ω）（１  ＋  ｅｘｐ（ｊ（ωτ＋φ）））      ・・・（５）
【００７９】
上記式（５）中、ωτ＋φは、フィルタリング信号の位相を表しており、角周波数ω１である第１ノッチＮ１における位相と、角周波数ω２である第２ノッチＮ２における位相とは２π異なっており、下記式（６）、（７）に示す関係にある。
さらに、式（７）から式（６）を減算すると、下記式（８）のようになる。
ω１τ  ＋  φ  ＝  ２ｎπ              ・・・（６）
ω２τ  ＋  φ  ＝  ２（ｎ＋１）π      ・・・（７）
ω２  −  ω１  ＝  ２π／τ            ・・・（８）
【００８０】
上記式（８）に示すように、第１ノッチＮ１と、第２ノッチＮ２との間の周波数帯域幅は、遅延量τによって表すことができる。
上記式（８）より、互いに隣接しているノッチ同士の周波数領域上における間隔は、遅延量τによって設定することができることが判る。
なお、上記式（８）は、下記式（９）のようにも表すことができる。
２π（ｆ２  −  ｆ１）  ＝  ２π／τ
ｆ２  −  ｆ１  ＝  １／τ              ・・・（９）
但し、ｆ２＝ω２／２π      ｆ１＝ω１／２π
【００８１】
また、上記式（５）中のωτ＋φが「０」である場合、式（５）は、２×Ｆ（ω）となり、受信信号と同位相になる。つまり、このときの位相φは、例えば、第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２との間の中心周波数を任意の角周波数ωにおいて同位相とするためのパラメータとなる。
よって、第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２との間の中心周波数をω０に設定するための位相量φは、下記式（１０）のように表される。
ω０τ  ＋  φ  ＝  ０
φ  ＝  −ω０τ          ・・・（１０）
【００８２】
上記式（１０）に示すように、位相量φは、ω０と、遅延量τとによって表すことができる。すなわち、位相量φは、ω０と、遅延量τとによって求めることができる。
よって、例えば、パルス信号に含まれるＲＦ信号の周波数の搬送波周波数といったような任意の周波数領域上の位置に対して、第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２との間の角周波数ω０で位相量φを調整することができる。
このように、位相量φは、第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２との間の中心周波数をω０に設定するための値であり、第１ノッチＮ１及び第２ノッチＮ２の周波数領域上の位置を設定するためのパラメータを構成している。
【００８３】
以上のように、フィルタ回路３０は、処理部３５が出力する処理信号の遅延量τと、位相量φとを調整することによって、ノッチＮの周波数領域上の位置を調整可能とされている。つまり、遅延素子３５ａ及び位相器３５ｂは、遅延処理における遅延量τ及び移相処理における位相量φの調整によって、フィルタリング信号の周波数領域に現れるノッチＮの周波数領域上の位置を調整可能とされている。
例えば、第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２との間で必要な帯域幅を決定すれば、上記式（８）によって、遅延量τが定まる。
さらに、定めた遅延量τを上記式（１０）に代入することで、位相量φを求めることができる。なお、上記式（１０）の位相量φは、第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２との間の中心周波数をω０に設定するための値なので、ノッチＮの周波数領域上の位置を通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０に設定する場合、第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２との中間に中心周波数ｆ０が位置するように第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２とを配置し、中心周波数ｆ０に対して第１ノッチＮ１と第２ノッチＮ２との間の帯域幅の１／２の値を加算又は減算してさらに２πを乗算した値を上記式（１０）のω０として代入する。
以上によって、ノッチＮの周波数領域の位置を任意に設定するための遅延量τ及び位相量φを求めることができる。
【００８４】
処理信号の遅延量τは、処理部３５の遅延素子３５ａによって調整される。また、処理信号の位相量φは、処理部３５の位相器３５ｂによる移相処理によって調整される。
フィルタ回路３０が信号の通過を阻止する帯域（阻止帯域）は、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０に応じて設定される。
処理部３５の遅延素子３５ａ及び位相器３５ｂは、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０に応じて設定される阻止帯域が実現されるように遅延量τ及び位相量φを調整する。
【００８５】
つまり、遅延素子３５ａの遅延量τは、必要な帯域幅として設定される第１ノッチＮ１と、第２ノッチＮ２との間の周波数帯域幅に応じて設定される。
また、位相器３５ｂの位相量φは、フィルタ処理に応じた設定周波数に応じて設定される。
【００８６】
図６は、ローノイズアンプ３が出力する受信信号の周波数スペクトラムの一部を示す図であり、フィルタ回路３０のフィルタ特性との関係を示している。図中、線図Ｐは、フィルタ回路３０のフィルタ特性を示している。図中、横軸は周波数、縦軸は電力を示している。
図中、受信信号は、中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦを含んでいる。
【００８７】
また、図６に示すように、本実施形態のフィルタ回路３０は、フィルタ回路３０のフィルタ特性を示す線図Ｐに現れているノッチＮの周波数領域上の位置が通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０となるように、処理信号の遅延量τと、位相量φとが調整されている。
これにより、フィルタ回路３０は、中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦの通過を阻止し、他の部分の周波数帯域においては信号を通過させるように設定されている。
【００８８】
つまり、フィルタ回路３０は、ノッチＮの周波数領域上の位置を中心とした一定の帯域幅において信号の通過を阻止する阻止帯域を設定している。
よって、阻止帯域の中心周波数は、ノッチＮの周波数領域上の位置とほぼ一致している。よって、図６では、阻止帯域の中心周波数は、中心周波数ｆ０とほぼ一致するように設定されている。
また、阻止帯域は、図６に示すように、通信信号ＳＲＦの周波数帯域を含むように設定されている。
【００８９】
このように、フィルタ回路３０は、中心周波数ｆ０近傍の信号の通過を阻止するバンドエリミネーションフィルタ（ノッチフィルタ）としての機能を有している。
【００９０】
なお、図６に示すように、ノッチＮは搬送波周波数ｆ０近傍以外の位置にも複数現れる。よって、フィルタ回路３０は、主信号成分（ＲＦ信号）以外に、他のノッチＮに対応する周波数領域上の位置の雑音成分についても通過を阻止する。
【００９１】
フィルタ回路３０を通過し、当該フィルタ回路３０からフィルタリング信号として出力される信号は、終端抵抗素子４６（図４）によって終端される。
一方、フィルタ回路３０によって通過が阻止された通信信号ＳＲＦ、及びノッチＮに対応する位置の雑音成分は、当該フィルタ回路３０で反射し、サーキュレータ４０（図４）に戻る。
【００９２】
図４に示すように、フィルタ回路３０で反射した信号成分は、サーキュレータ４０の第３ポート４３から出力され、バンドパスフィルタ４５に与えられる。
このバンドパスフィルタ４５は、中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦを通過させ、それ以外のノッチＮに対応する位置の雑音成分については通過を阻止するように構成されている。
これによって、バンドパスフィルタ４５の後段に設けられているサンプルアンドホールド回路６には、通信信号ＳＲＦが与えられ、不要な雑音成分が与えられるのを防止する。
【００９３】
なお、フィルタ回路３０で反射した信号成分に含まれている雑音成分が除去する必要がある程度ではない場合には、バンドパスフィルタ４５を設けない構成とすることもできる。
【００９４】
上記構成のフィルタ回路３０によれば、当該フィルタ回路３０のフィルタ特性（フィルタリング信号の周波数領域上）に現れるノッチの周波数領域上の位置を遅延素子３５ａの遅延量τ及び位相器３５ｂの位相量φによって調整できるので、ノッチの周波数領域上の位置をフィルタ処理に応じて設定される設定周波数に設定することができ、ノッチを利用することによって所望の帯域に阻止帯域を設定することができる。
【００９５】
バンドパスフィルタ５は、フィルタ回路３０の阻止帯域が通信信号ＳＲＦの帯域を含むように調整することで、フィルタ回路３０に通信信号ＳＲＦを反射させて取り出し、サンプルアンドホールド回路６に与える。
このように、バンドパスフィルタ５は、バンドパスフィルタとしての機能を有しており、フィルタ回路３０の阻止帯域を調整することで、通過帯域が調整可能（チューナブル）に構成されている。
【００９６】
〔バンドパスフィルタの他の構成について〕
図７は、バンドパスフィルタ５の構成の他の例を示すブロック図である。
本例によるバンドパスフィルタ５は、第１フィルタ回路部５１と、第２フィルタ回路部５２と、第３フィルタ回路部５３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５４とを備えている。
【００９７】
図８は、第１フィルタ回路部５１の構成を示すブロック図である。
図７及び図８を参照して、第１フィルタ回路部５１は、入力端５５に与えられるローノイズアンプ３からの受信信号に対してフィルタ処理し、フィルタ処理したフィルタリング信号を出力端５６から出力する。第１フィルタ回路部５１は、受信信号が通過する信号線路５７から分岐した分岐線路５８に設けられた処理部３５と、信号線路５７を通過した受信信号と処理部３５が出力する処理信号とを合成する電力合成器３６とを備えて構成されており、上述のフィルタ回路３０と同様の構成とされている。
【００９８】
よって、第１フィルタ回路部５１は、ローノイズアンプ３からの受信信号が与えられると、受信信号に対してフィルタ処理を行ったフィルタリング信号を後段に設けられた第２フィルタ回路部５２に与える。
第２フィルタ回路部５２、第３フィルタ回路部５３も、上述のフィルタ回路３０と同様の構成とされている。
よって、第２フィルタ回路部５２は、第１フィルタ回路部５１からのフィルタリング信号が与えられると、与えられたフィルタリング信号に対してさらにフィルタ処理を行ったフィルタリング信号を後段に設けられた第３フィルタ回路部５３に与える。
【００９９】
第３フィルタ回路部５３は、第２フィルタ回路部５２からのフィルタリング信号が与えられると、与えられたフィルタリング信号に対してさらにフィルタ処理を行ったフィルタリング信号を後段に設けられたバンドパスフィルタ５４に与える。バンドパスフィルタ５４に与えられたフィルタリング信号は、その後サンプルアンドホールド回路６に与えられる。
【０１００】
このように、本実施形態のバンドパスフィルタ５は、複数のフィルタ回路部５１、５２、５３によって、受信信号に対して多段階にフィルタ処理を行うように構成されている。
【０１０１】
また、各フィルタ回路部５１、５２、５３は、フィルタ回路３０と同様、処理部３５が出力する処理信号の遅延量τと、位相量φとを調整することによって、ノッチＮの周波数領域上の位置を調整可能とされている。
処理信号の遅延量τは、処理部３５の遅延素子３５ａによって調整される。また、処理信号の位相量φは、処理部３５の位相器３５ｂによって調整される。
【０１０２】
図９（ａ）は、ローノイズアンプ３が出力する受信信号の周波数スペクトラムと、第１フィルタ回路部５１のフィルタ特性との関係を示す図である。図中、横軸は周波数、縦軸は電力を示している。
バンドパスフィルタ５は、上述のように、中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦを通過させるバンドパスフィルタとしての機能を有するように設定されている。
このため、第１フィルタ回路部５１は、第１フィルタ回路部５１のフィルタ特性を示す線図Ｐ１に現れているノッチＮの周波数領域上の位置が通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０と重ならないように調整されている。
【０１０３】
図に示すように、第１フィルタ回路部５１のフィルタ特性に現れているノッチＮは、中心周波数ｆ０の両側に位置している。つまり、互いに隣接している一対のノッチＮが、中心周波数ｆ０の主信号成分を挟むように位置している。
【０１０４】
第１フィルタ回路部５１は、一対のノッチＮが中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦを挟んで位置するように、処理信号の遅延量τと、位相量φとが調整されている。
ここで、通信信号ＳＲＦを挟む一対のノッチＮの内、中心周波数ｆ０より高い周波数側に設定されているノッチＮの設定周波数は、中心周波数ｆ０近傍の帯域を含むように設定された設定帯域の上限周波数ｆＵ１に設定されている。
また、通信信号ＳＲＦを挟む一対のノッチＮの内、中心周波数ｆ０より低い周波数側に設定されているノッチＮの設定周波数は、前記設定帯域の下限周波数ｆＬ１に現れるように設定されている。
【０１０５】
なお、前記設定帯域とは、受信信号の周波数帯域の中で通過を許容したい通過許容帯域を含むように設定された帯域である。本実施形態の場合、通過許容帯域は、通信信号ＳＲＦの周波数帯域である。
設定帯域の帯域幅は、通信信号ＳＲＦや、雑音成分の状態等に応じて予め設定される。また、設定帯域の中心周波数は、通過許容帯域を構成する通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０とほぼ一致するように設定される。
【０１０６】
第１フィルタ回路部５１は、中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦの通過を許容するとともに、ノッチＮ近傍の信号の通過を阻止し、その出力であるフィルタリング信号を第２フィルタ回路部５２に与える。
【０１０７】
図９（ｂ）は、第２フィルタ回路部５２のフィルタ特性を示す図であり、第１フィルタ回路部５１の阻止帯域と、第２フィルタ回路部５２の阻止帯域との関係を示す図である。
図に示すように、第２フィルタ回路部５２のフィルタ特性を示す線図Ｐ２に現れているノッチＮは、第１フィルタ回路部５１と同様、中心周波数ｆ０の両側に位置している。
第２フィルタ回路部５２は、一対のノッチＮが中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦを挟んで位置するように、処理信号の遅延量τと、位相量φとが調整されている。
【０１０８】
第２フィルタ回路部５２の設定帯域は、第１フィルタ回路部５１の設定帯域よりも広く設定されている。
設定帯域の中心周波数は、第１フィルタ回路部５１と同様、通信信号ＳＲＦの中心周波数ｆ０とほぼ一致するように設定される。よって、第２フィルタ回路部５２のフィルタ特性における通信信号ＳＲＦを挟む一対のノッチＮの内、中心周波数ｆ０より高い周波数側に設定されているノッチＮの設定周波数は、第１フィルタ回路部５１の設定帯域における上限周波数ｆＵ１よりも高い周波数とされた上限周波数ｆＵ２に設定されている。
また、通信信号ＳＲＦを挟む一対のノッチＮの内、中心周波数ｆ０より低い周波数側に設定されているノッチＮの設定周波数は、第１フィルタ回路部５１の設定帯域における下限周波数ｆＬ１よりも低い周波数とされた下限周波数ｆＬ２に設定されている。
【０１０９】
第２フィルタ回路部５２のノッチＮは、当該ノッチＮが信号の通過を阻止する阻止帯域の一部と、周波数領域において隣接している第１フィルタ回路部５１によって設定されるノッチＮ（隣接ノッチ）の阻止帯域の一部とが重複するように設定されている。
これにより、通信信号ＳＲＦの近傍における雑音成分は、第１フィルタ回路部５１による阻止帯域及び第２フィルタ回路部５２の阻止帯域によって除かれる。
【０１１０】
第２フィルタ回路部５２の設定帯域の帯域幅は、通信信号ＳＲＦや、第１フィルタ回路部５１の設定帯域の帯域幅等に応じて予め設定される。
【０１１１】
第２フィルタ回路部５２は、中心周波数ｆ０の通信信号ＳＲＦの通過を許容するとともに、ノッチＮによる阻止帯域における信号の通過を阻止し、その出力であるフィルタリング信号を第３フィルタ回路部５３に与える。
【０１１２】
第３フィルタ回路部５３の設定帯域は、第２フィルタ回路部５２の設定帯域よりもさらに広く設定されている。
これによって、第３フィルタ回路部５３は、他のフィルタ回路部５１、５２による阻止帯域よりもさらに通信信号ＳＲＦから離れた帯域の雑音成分を除くことができる。
【０１１３】
第３フィルタ回路部５３は、上記のようにして得たフィルタリング信号をバンドパスフィルタ５４に与える。
バンドパスフィルタ５４は、通信信号ＳＲＦを通過させ、それ以外の雑音成分については、通過を阻止するように構成されている。
これによって、バンドパスフィルタ５４の後段に設けられているサンプルアンドホールド回路６には、通信信号ＳＲＦが与えられる。
【０１１４】
なお、各フィルタ回路部５１、５２、５３によって雑音成分が十分に除去できる場合には、バンドパスフィルタ５４を設けない構成とすることもできる。
【０１１５】
バンドパスフィルタ５は、各フィルタ回路部５１、５２、５３の阻止帯域を調整することで、雑音成分を除去しつつ各フィルタ回路部５１、５２、５３に通信信号ＳＲＦを通過させ、サンプルアンドホールド回路６に与える。
このように、バンドパスフィルタ５は、各フィルタ回路部５１、５２、５３の阻止帯域を調整することで、通過帯域が調整可能（チューナブル）に構成されている。
【０１１６】
〔受信信号に複数の信号成分が含まれている場合について〕
本実施形態において、アンテナ２（図１）が受信した受信信号（通信信号ＳＲＦ）には、複数の信号成分（周波数成分）が含まれている場合がある。
【０１１７】
図１０（ａ）は、アンテナ２が受信した受信信号に複数の信号成分が含まれている場合の周波数スペクトラムを示す図である。図中、横軸は周波数、縦軸は電力を示している。また、周波数変換前の信号成分は実線、周波数変換後の信号成分は破線で示されている。
図１０（ａ）では、アンテナ２が受信した受信信号に複数（図例では２つ）の信号成分（第１信号成分ＳＲＦ１、及び第２信号成分ＳＲＦ２）が含まれている場合を示している。
【０１１８】
アンテナ２が受信した受信信号は、ローノイズアンプ３を介してＡＤ変換器４のバンドパスフィルタ５に与えられる。
上述したように、ＡＤ変換器４のバンドパスフィルタ５は、ローノイズアンプ３から与えられる受信信号の内、受信部１が受信対象としている通信信号を通過させ、サンプルアンドホールド回路６に対して通過させた通信信号を与えるように構成されている。
【０１１９】
よって、２つの信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２の内、第１信号成分ＳＲＦ１が通信対象である場合において、バンドパスフィルタ５の通過帯域が第２信号成分ＳＲＦ２の通過を阻止するように設定されていれば、バンドパスフィルタ５は、第１信号成分ＳＲＦ１のみを通過させ、サンプルアンドホールド回路６には、第１信号成分ＳＲＦ１のみが与えられる。以降の処理は、上述した通りである。
【０１２０】
一方、バンドパスフィルタ５の通過帯域が両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２の通過を許容するように設定されていれば、サンプルアンドホールド回路６には、両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が与えられる。
【０１２１】
ここで、サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨが、周波数ｆ１１であるとする。
さらに、第１信号成分ＳＲＦ１の中心周波数ｆ０１が、周波数ｆＳＨ１のｎ倍の周波数と、周波数ｆ１１の（ｎ＋２）倍の周波数との間の帯域Ｗ１に存在するとともに帯域Ｗ１の中心周波数と一致しており、また、第２信号成分ＳＲＦ２の中心周波数ｆ０２が、周波数ｆ１１の（ｎ＋２）倍の周波数と、周波数ｆ１１の（ｎ＋４）倍の周波数との間の帯域Ｗ２に存在するとともに帯域Ｗ２の中心周波数と一致している場合を考える。
なお、上記ｎは、所定の奇数である。
【０１２２】
この場合、第１信号成分ＳＲＦ１の中心周波数ｆ０１は、帯域Ｗ１の中心周波数であるので、その周波数は、ｎｆ１１＋ｆ１１である。
よって、サンプルアンドホールド回路６が第１信号成分ＳＲＦ１を周波数変換すると、第１信号成分ＳＲＦ１は、サンプルアンドホールド回路６の信号波に含まれるｎ倍波の信号成分（周波数がｎｆ１１の高調波）によって、中心周波数ｆ０１がサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨと同じ周波数ｆ１１となるように周波数変換される。
【０１２３】
また、第２信号成分ＳＲＦ２の中心周波数ｆ０２は、帯域Ｗ２の中心周波数であるので、その周波数は、（ｎ＋２）ｆ１１＋ｆ１１である。
よって、サンプルアンドホールド回路６が第２信号成分ＳＲＦ２を周波数変換すると、第２信号成分ＳＲＦ２は、サンプルアンドホールド回路６の信号波に含まれる（ｎ＋２）倍波の信号成分（周波数が（ｎ＋２ｆ１１）の高調波）によって、中心周波数ｆ０２がサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨと同じ周波数ｆ１１となるように周波数変換される。
【０１２４】
このため、周波数が変換された後の両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２は、共に同じ中心周波数ｆ１１となり、重複してしまう。
サンプルアンドホールド回路６が両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が重複した信号をΔΣ変調器７に与えると、ΔΣ変調器７では、重複した両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を分離できないため、必要な信号成分を取り出してデジタル信号に変換することができない。
【０１２５】
ここで、上述のように受信信号に複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が含まれており、周波数変換した後の両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が重複する場合、サンプルアンドホールド回路６は、当該サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを調整することで、サンプルアンドホールド回路６が出力する出力信号に含まれる周波数変換された後の複数の通信信号ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を互いに異なる周波数となるように分離した状態で出力することができる。
【０１２６】
図１０（ａ）に示すように、受信信号に複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が含まれており、周波数変換した後の両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が重複する場合、サンプルアンドホールド回路６は、当該サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを調整する。
【０１２７】
例えば、サンプルアンドホールド回路６が、サンプリング周波数ｆＳＨを図１０（ａ）における周波数ｆ１１から、当該周波数ｆ１１よりもｆｄだけ高い周波数ｆ１２に調整したとする。
【０１２８】
図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の状態からサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを調整した場合の周波数スペクトラムを示す図である。図中、横軸は周波数、縦軸は電力を示している。また、周波数変換前の信号成分は実線、周波数変換後の信号成分は破線で示されている。
図１０（ｂ）における、周波数変換された信号成分が存在する周波数帯域の上限である周波数２ｆ１２は、図１０（ａ）における、周波数変換された信号成分が存在する周波数帯域の上限である周波数２ｆ１１に対して、周波数が２ｆｄだけ高くなっている。
【０１２９】
図１０（ｂ）では、第１信号成分ＳＲＦ１の中心周波数ｆ０１が、周波数ｆ１２のｍ倍の周波数と、周波数ｆ１２の（ｍ＋２）倍の周波数との間の帯域Ｗ３に存在しており、また、第２信号成分ＳＲＦ２の中心周波数ｆ０２が、周波数ｆ１２の（ｍ＋２）倍の周波数と、周波数ｆ１２の（ｍ＋４）倍の周波数との間の帯域Ｗ４に存在している。
なお、上記ｍは、所定の奇数である。
【０１３０】
ここで、仮に、第１信号成分ＳＲＦ１の中心周波数ｆ０１が、帯域Ｗ３の中心周波数と一致しているとすると、中心周波数ｆ０１は、ｍｆ１２＋ｆ１２である。
よって、第１信号成分ＳＲＦ１は、サンプルアンドホールド回路６の信号波に含まれるｍ倍波の信号成分（周波数がｍｆ１２の高調波）によって、中心周波数ｆ０１がサンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨと同じ周波数ｆ１２となるように周波数変換される。
【０１３１】
一方、第２信号成分ＳＲＦ２の中心周波数ｆ０２は、帯域Ｗ４の中心周波数に対してより低い周波数の方向にオフセットしている。このときの第２信号成分ＳＲＦ２の中心周波数ｆ０２は、周波数ｆ１２の（ｍ＋２）倍の周波数に、周波数ｆ１２よりも小さい周波数ｆ１３を加えた位置となっている。
【０１３２】
よって、サンプルアンドホールド回路６が第２信号成分ＳＲＦ２を周波数変換すると、第２信号成分ＳＲＦ２は、サンプルアンドホールド回路６の信号波に含まれる（ｍ＋２）倍波の信号成分（周波数が（ｍ＋２）ｆ１２の高調波）によって、中心周波数ｆ０２がサンプリング周波数ｆＳＨとの周波数ｆ１２よりも小さい周波数ｆ１３となるように周波数変換される。
これにより、第１信号成分ＳＲＦ１と、第２信号成分ＳＲＦ２とは互いに中心周波数が異なるように分離される。
【０１３３】
以上のように、サンプルアンドホールド回路６は、当該サンプルアンドホールド回路６のサンプリング周波数ｆＳＨを調整することで、複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が周波数変換される際に、サンプルアンドホールド回路６から通信信号に与えられる信号波に含まれる高調波の周波数間隔を変更することができる。これにより、高調波の周波数間隔で区画された帯域Ｗの帯域幅を変更し、周波数変換された後の複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２の周波数方向の位置を相対移動させて互いに異なる周波数となるように分離することができる。
【０１３４】
これにより、サンプルアンドホールド回路６は、当該サンプルアンドホールド回路６が出力する出力信号に含まれる周波数変換された後の通信信号ＳＲＦに含まれる複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を互いに分離した状態で出力することができる。
その後、互いに周波数方向に分離した状態の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２は、ΔΣ変調器７に与えられる。
【０１３５】
ΔΣ変調器７は、サンプルアンドホールド回路６が出力する出力信号に含まれている、周波数変換された複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２の少なくとも一方を選択してΔΣ変調するように当該ΔΣ変調器７の量子化雑音阻止帯域を調整する。
ΔΣ変調器７は、通信対象である第１信号成分ＳＲＦ１を選択してΔΣ変調を行い、これに応じたデジタル信号を出力する。
【０１３６】
以上のように、本実施形態では、サンプルアンドホールド回路６に複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を含む通信信号ＳＲＦが与えられたとしても、必要な信号成分を選択し、選択した信号成分についてデジタル信号に変換することができる。
【０１３７】
〔他の実施形態について〕
図１１は、他の実施形態に係る通信装置の受信部が有するΔΣ変調器の等価回路を示す図である。
本実施形態のΔΣ変調器７は、ループフィルタを２つ備えており、サンプルアンドホールド回路６に互いに中心周波数が異なる複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を含む通信信号ＳＲＦが与えられ、サンプルアンドホールド回路６が出力する出力信号に周波数変換された複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が含まれている場合に、複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２それぞれに対してΔΣ変調を行い、両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を含む１つのデジタル信号を出力するように構成されている。
【０１３８】
図に示すように、本実施形態のΔΣ変調器７は、第１ループフィルタ２８と、第２ループフィルタ２９とを備えている。
両ループフィルタ２８、２９は、差分器２３、バンドパスフィルタ２４、及び加算器２５を含んでおり、図３で示したΔΣ変調器７が有するループフィルタと同様の構成である。
【０１３９】
ΔΣ変調器７は、サンプルアンドホールド回路６の出力信号を入力信号ｕとして受け付け、入力信号ｕを両ループフィルタ２８、２９それぞれに分配する。
両ループフィルタ２８、２９には、それぞれ、入力信号ｕを分配した分配信号ｕ１、ｕ２が与えられるとともに、経路２２からフィードバックされる出力信号ｖが与えられる。
【０１４０】
本実施形態では第１ループフィルタ２８は、第１信号成分ＳＲＦ１を処理するように設定されている。よって、第１ループフィルタ２８のバンドパスフィルタ２４は、第１信号成分ＳＲＦ１の周波数帯域を含むように通過帯域が設定されている。
また、第２ループフィルタ２９は、第２信号成分ＳＲＦ２を処理するように設定されている。よって、第２ループフィルタ２９のバンドパスフィルタ２４は、第２信号成分ＳＲＦ２の周波数帯域を含むように通過帯域が設定されている。
【０１４１】
ΔΣ変調器７は、両ループフィルタ２８、２９の出力を互いに加算する加算器２７を備えている。
加算器２７は、両ループフィルタ２８、２９の出力を互いに加算した上で、当該加算器２７後段に接続された量子化器２６に加算した出力を与える。
本実施形態の量子化器２６は、２レベル量子化器で構成されている。量子化器２６は、加算器２７から与えられた出力を量子化し、出力信号ｖを出力する。出力信号ｖは、出力信号ｖは、両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を含む１ビットのパルス列（パルス信号）として表されたデジタル信号である。
【０１４２】
以上のように、本実施形態のΔΣ変調器７は、複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２それぞれに対してΔΣ変調を行い、両信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を含む１つのデジタル信号を出力することができる。
【０１４３】
図１２は、図１１に示すΔΣ変調器７を備えた通信装置の受信部を示すブロック図である。
図中、ＡＤ変換器４には、その後段に第１処理部８と第２処理部９とが接続されている。
第１処理部８は、第１信号成分ＳＲＦ１の通信処理を行う機能を有している。また、第２処理部９は、第２信号成分ＳＲＦ２の通信処理を行う機能を有している。
【０１４４】
本実施形態では、アンテナ２が受信した受信信号に複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２が含まれている場合であっても、サンプルアンドホールド回路６は、当該サンプルアンドホールド回路６が出力する出力信号に含まれる周波数変換された後の複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を互いに分離した状態で出力し、さらに、ΔΣ変調器７は、複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２それぞれに対してΔΣ変調を行って１つのデジタル信号を出力する。
【０１４５】
ＡＤ変換器４は、ΔΣ変調器７が出力するデジタル信号を第１処理部８と、第２処理部９とに分配する。
本実施形態のΔΣ変調器７が出力するデジタル信号は、複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２それぞれを含んでいる。
よって、このデジタル信号が分配された第１処理部８は、デジタル信号に含まれる第１信号成分ＳＲＦ１を取り出して処理することができる。
また、同様にデジタル信号が分配された第２処理部９は、デジタル信号に含まれる第２信号成分ＳＲＦ２を取り出して処理することができる。
【０１４６】
このように本実施形態によれば、複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２それぞれについてデジタル信号に変換し利用することができる。
【０１４７】
〔その他〕
上記各実施形態では、ローノイズアンプ３と、サンプルアンドホールド回路６との間にバンドパスフィルタ５を設けた場合を例示したが、図１２に示すように、ローノイズアンプ３からの受信信号がサンプルアンドホールド回路６に直接与えられるように構成してもよい。
【０１４８】
サンプルアンドホールド回路６に複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を含む通信信号ＳＲＦが与えられたとしても、ＡＤ変換器４は、複数の信号成分ＳＲＦ１、ＳＲＦ２を分離し、て必要な信号成分を選択し、又は分離した複数の信号成分それぞれについてデジタル信号に変換することができるからである。
【０１４９】
但し、図１に示した受信部１のように、ローノイズアンプ３と、サンプルアンドホールド回路６との間にバンドパスフィルタ５を設ければ、ローノイズアンプ３から与えられる受信信号の内、受信部１が受信対象としている信号成分を通過させ、サンプルアンドホールド回路６に対して受信対象としている信号成分を与えることができる。
【０１５０】
この場合、アンテナ２が受信した受信信号に複数の信号成分が含まれていたとしても、それらの内、必要な信号成分のみを選択し、サンプルアンドホールド回路６やΔΣ変調器７に必要な信号成分を与えることができる。
また、不要な信号成分を与えるのを抑制することで、サンプルアンドホールド回路６及びΔΣ変調器７に、複数の信号成分の分離や選択といった処理を省略させることができる。
【０１５１】
上記実施形態におけるバンドパスフィルタ５、及びΔΣ変調器７が有するバンドパスフィルタ２４は、例えば図示しない制御部によってその通過帯域を制御されるように構成することができる。
この場合、制御部は、アンテナ２が受信する受信信号に含まれる通信信号ＳＲＦの周波数帯域等、通信信号ＳＲＦに関する情報をアンテナ２が受信した受信信号又は外部から取得し、取得した通信信号ＳＲＦに関する情報に基づいてバンドパスフィルタ５及びΔΣ変調器７が有するバンドパスフィルタ２４の通過帯域を制御することができる。
【０１５２】
また、上記実施形態におけるバンドパスフィルタ５（２４）に、サーキュレータ４０を用いた構成を例示したが、これに代えて方向性結合器を用いることもできる。
【０１５３】
また、上記実施形態において、バンドパスフィルタ５（２４）がフィルタ回路部を３つ備えた場合を例示したが、フィルタ回路部を１つ備えて構成することもできるし、４つ以上といったようにより多くのフィルタ回路部を備えて構成することもできる。
【０１５４】
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１５５】
１  受信部
２  アンテナ
３  ローノイズアンプ
４  アナログデジタル変換器
５  バンドパスフィルタ
６  サンプルアンドホールド回路
７  ΔΣ変調器
８  第１処理部
９  第２処理部
１０  線路
１１  スイッチ
１２  分岐路
１３  容量素子
１４  混合器
２０  入力端
２１  出力端
２２  経路
２３  差分器
２４  バンドパスフィルタ
２５  加算器
２６  量子化器
２７  加算器
２８  第１ループフィルタ
２９  第２ループフィルタ
３０  フィルタ回路
３１  出力端
３２  入力端
３３  信号線路
３４  分岐線路
３５  処理部
３５ａ  遅延素子
３５ｂ  位相器
３６  電力合成器
４０  サーキュレータ
４１  第１ポート
４２  第２ポート
４３  第３ポート
４５  バンドパスフィルタ
４６  終端抵抗素子
５１  第１フィルタ回路部
５２  第２フィルタ回路部
５３  第３フィルタ回路部
５４  バンドパスフィルタ
５５  入力端
５６  出力端
５７  信号線路
５８  分岐線路
【図１】
2016119597.tif 000003
【図２】
2016119597.tif 000004
【図３】
2016119597.tif 000005
【図４】
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【図５】
2016119597.tif 000007
【図６】
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【図７】
2016119597.tif 000009
【図８】
2016119597.tif 000010
【図９】
2016119597.tif 000011
【図１０】
2016119597.tif 000012
【図１１】
2016119597.tif 000013
【図１２】
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