(57)【要約】【課題】グロープラグの通電制御装置において、ノイズによる他の装置への影響を抑制する。【解決手段】通電制御装置は、電源とグロープラグとの間に配置され受信する制御信号に従って電源からグロープラグへの電力の供給および遮断を制御する半導体スイッチング素子を有し、半導体スイッチング素子は、互いに並列に接続された複数のグロープラグに対して直列に接続されており、半導体スイッチング素子による電力の供給時又は遮断時に生じる電源電圧の変動を、低周波数側にシフトさせるためのコンデンサをさらに備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源とグロープラグとの間に配置され、受信する制御信号に従って電源からグロープラグへの電力の供給および遮断を制御する半導体スイッチング素子を有する通電制御装置であって、
前記半導体スイッチング素子は、互いに並列に接続された複数の前記グロープラグに対して直列に接続されており、
前記半導体スイッチング素子による前記電力の供給時又は遮断時に生じる電源電圧の変動を、低周波数側にシフトさせるためのコンデンサをさらに備える、
通電制御装置。
【請求項２】
電源とグロープラグとの間に配置され、受信する制御信号に従って電源からグロープラグへの電力の供給および遮断を制御する半導体スイッチング素子を有する通電制御装置であって、
前記半導体スイッチング素子は、互いに並列に接続された複数の前記グロープラグに対して直列に接続されており、
前記半導体スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサをさらに備える、
通電制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の通電制御装置であって、さらに、
前記制御信号を補正する補正回路を備え、
前記補正回路は、前記半導体スイッチング素子に入力される補正後の制御信号の立ち上がり時間が補正前の制御信号の立ち上がり時間よりも短くなるように、または、前記半導体スイッチング素子に入力される補正後の制御信号の立ち下がり時間が補正前の制御信号の立ち下がり時間よりも短くなるように、前記制御信号を補正する、通電制御装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３までのいずれか一項に記載の通電制御装置であって、さらに、
前記コンデンサに対して直列に接続されており、抵抗値が１オーム以下である抵抗器を備える、通電制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源からグロープラグへの電力の供給を制御する通電制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ディーゼルエンジンの着火補助等に用いられるグロープラグへの通電を制御するために、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）や、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチング素子を有する通電制御装置が用いられている（特許文献１参照）。このような通電制御装置では、車載のＥＣＵ（Electronic Control Unit）等から供給される制御信号に基づき半導体スイッチング素子を動作させることにより、グロープラグへの通電を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−３８６５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
半導体スイッチング素子のオンとオフとの切り替えの際の電源電圧の変動は、ノイズとして、電源に接続された他の装置（車載のＦＭラジオやマイコン等）に影響を与えるおそれがある。特に、１つの半導体スイッチング素子が互いに並列に接続された複数のグロープラグに対して直列に接続される場合、１つのグロープラグに対して１つの半導体スイッチング素子が直列に接続される場合に比べて、半導体スイッチング素子に大電流が流れるため、ノイズの影響が顕著になる。このため、グロープラグの通電制御装置において、ノイズによる他の装置への影響を抑制したいという要請があった。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、以下の形態として実現することが可能である。
【０００６】
（１）本発明の一形態によれば、電源とグロープラグとの間に配置され、受信する制御信号に従って電源からグロープラグへの電力の供給および遮断を制御する半導体スイッチング素子を有する通電制御装置が提供される。この通電制御装置は、前記半導体スイッチング素子が、互いに並列に接続された複数の前記グロープラグに対して直列に接続されており、前記半導体スイッチング素子による前記電力の供給時又は遮断時に生じる電源電圧の変動を、低周波数側にシフトさせるためのコンデンサをさらに備える。この形態の通電制御装置によれば、半導体スイッチング素子による電力の供給時又は遮断時に生じる電源電圧の変動を、低周波数側にシフトさせるためのコンデンサを備えるので、かかるコンデンサにより、電源電圧の変動を低周波数側にシフトできる。一般に、電源電圧の変動のレベルは、より高い周波数においてより小さいため、電源電圧の変動を全体として（換言すると周波数間のレベル差をほぼ保ったまま）低周波数側にシフトさせることにより、各周波数帯において電源電圧の変動のレベルを低減できる。このため、電源電圧の変動（ノイズ）による他の装置への影響を抑制できる。特に、半導体スイッチング素子が互いに並列に接続された複数のグロープラグに対して直列に接続されているため、半導体スイッチング素子に大電流が流れてノイズによる影響が懸念されるところ、コンデンサを備えているため、ノイズの影響を抑制できる。以上から、上記形態の通電制御装置によれば、ノイズによる他の装置への影響を抑制できる。
【０００７】
（２）本発明の他の形態によれば、電源とグロープラグとの間に配置され、受信する制御信号に従って電源からグロープラグへの電力の供給および遮断を制御する半導体スイッチング素子を有する通電制御装置が提供される。この通電制御装置は、前記半導体スイッチング素子が、互いに並列に接続された複数の前記グロープラグに対して直列に接続されており、前記半導体スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサをさらに備える。この形態の通電制御装置によれば、半導体スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサを備えるので、かかるコンデンサにより、電源電圧の変動を低周波数側にシフトできる。一般に、電源電圧の変動のレベルは、より高い周波数においてより小さいため、電源電圧の変動を全体として（換言すると周波数間のレベル差をほぼ保ったまま）低周波数側にシフトさせることにより、各周波数帯において電源電圧の変動のレベルを低減できる。このため、電源電圧の変動（ノイズ）による他の装置への影響を抑制できる。特に、半導体スイッチング素子が互いに並列に接続された複数のグロープラグに対して直列に接続されているため、半導体スイッチング素子に大電流が流れてノイズによる影響が懸念されるところ、コンデンサを備えているため、ノイズの影響を抑制できる。以上から、上記形態の通電制御装置によれば、ノイズによる他の装置への影響を抑制できる。
【０００８】
（３）上記形態の通電制御装置において、さらに、前記制御信号を補正する補正回路を備え、前記補正回路は、前記半導体スイッチング素子に入力される補正後の制御信号の立ち上がり時間が補正前の制御信号の立ち上がり時間よりも短くなるように、または、前記半導体スイッチング素子に入力される補正後の制御信号の立ち下がり時間が補正前の制御信号の立ち下がり時間よりも短くなるように、前記制御信号を補正してもよい。この形態の通電制御装置によれば、補正回路を備えているので、半導体スイッチング素子における発熱量の増加および誤動作を抑制できる。
【０００９】
（４）上記形態の通電制御装置において、さらに、前記コンデンサに対して直列に接続されており、抵抗値が１オーム以下である抵抗器を備えてもよい。この形態の通電制御装置によれば、かかる抵抗器をダンピング抵抗として用いて、電源電圧の変動を減衰させることができる。
【００１０】
本発明は、種々の形態で実現することも可能である。例えば、グロープラグへの電力供給方法や、グロープラグを含む着火システム等の形態で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施形態としての通電制御装置の構成を示す電気回路図である。
【図２】本実施形態の通電制御装置１００において生じる電源電圧の変動量（伝導ノイズレベル）を示す説明図である。
【図３】比較例の通電制御装置において生じる電源電圧の変動量（伝導ノイズレベル）を示す説明図である。
【図４】第２実施形態における通電制御装置１００ａの構成を示す電気回路図である。
【図５】変形例における電源変動周波数シフト回路の構成を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
Ａ．第１実施形態：
Ａ１．装置構成：
図１は、本発明の一実施形態としての通電制御装置の構成を示す電気回路図である。通電制御装置１００は、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）４００から供給される制御信号Ｓ１に基づき、バッテリー等の電源３００から供給される電力の、２つのグロープラグ２００への供給および遮断を制御する。通電制御装置１００は、スイッチング回路２０と、電源変動周波数シフト回路１０とを備えている。
【００１３】
スイッチング回路２０は、半導体スイッチング素子２２と、補正回路２４と、２つの入力端子２７，２９と、出力端子２８とを備えている。
【００１４】
半導体スイッチング素子２２は、パワー半導体デバイスであり、本実施形態では、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）により構成されている。図１に示すように、半導体スイッチング素子２２のゲート電極は補正回路２４に接続されている。また、半導体スイッチング素子２２のドレイン電極は入力端子２７に、半導体スイッチング素子２２のソース電極は出力端子２８に、それぞれ接続されている。半導体スイッチング素子２２は、補正回路２４から入力される制御信号Ｓ２に基づき、入力端子２７から入力される電力の出力端子２８への供給および遮断を制御する。
【００１５】
補正回路２４は、半導体スイッチング素子２２と入力端子２９とに接続されている。補正回路２４は、入力端子２９から入力される制御信号Ｓ１を、立ち上がり時間及び立ち下がり時間が短くなるように補正すると共に、補正後の制御信号Ｓ２を、半導体スイッチング素子２２のゲート電極に出力する。図１の例では、制御信号Ｓ１として、Ｈｉｇｈの電圧がｖ１ボルト（Ｖ）であり、Ｌｏｗの電圧が０ボルト（Ｖ）であり、立ち上がり時間及び立ち下がり時間がいずれもｔ１（秒）である信号が補正回路２４に入力される。補正回路２４は、制御信号Ｓ１の立ち上がり時間及び立ち下がり時間が短くなるように補正することにより、Ｈｉｇｈの電圧がｖ３ボルト（Ｖ）であり、Ｌｏｗの電圧が半導体スイッチング素子２２のソース電極の電位であるｖ４ボルト（Ｖ）であり、立ち上がり時間及び立ち下がり時間がほぼ０（秒）である制御信号Ｓ２を出力する。本実施形態の通電制御装置１００では、上述した補正回路２４による制御信号の補正により、半導体スイッチング素子２２の発熱量を低減して、半導体スイッチング素子２２の誤動作を抑制している。なお、補正回路２４としては、公知の補正回路（ドライバ）を用いることができる。
【００１６】
電源変動周波数シフト回路１０は、スイッチング回路２０（半導体スイッチング素子２２）と並列に接続されている。本実施形態では、電源変動周波数シフト回路１０は、コンデンサ１１により構成されており、半導体スイッチング素子２２のドレイン電極とソース電極との間と並列に配置されている。より具体的には、コンデンサ１１の一方の端子は、スイッチング回路２０の入力端子２７と接続されており、コンデンサ１１の他方の端子は、スイッチング回路２０の出力端子２８と接続されている。
【００１７】
電源変動周波数シフト回路１０（コンデンサ１１）は、半導体スイッチング素子２２のスイッチング動作に起因するノイズを、低周波数側にシフトさせる。電源３００とスイッチング回路２０とを接続するケーブル（ハーネス）のインダクタ成分により、半導体スイッチング素子２２のスイッチング動作時に電源電圧の急激な変動（振動）が生じる。電源変動周波数シフト回路１０は、かかる電源電圧の変動をコンデンサ１１により吸収することで、変動を低周波数側にシフトさせる。コンデンサ１１の容量は、電流値とノイズの低周波数側へのシフト幅とにより予め設定されており、例えば、数１０〜１００アンペア（Ａ）の電流が流れ、かつ、後述するように電源電圧の変動（ノイズ）を３分の１ないし４分の１程度に低下させる場合には、数μＦ程度に設定されている。したがって、例えば、サージ等の外来ノイズ対策に用いられる一般的なコンデンサの容量（数ｐＦから数ｎＦ程度）に比べて、コンデンサ１１の容量は、非常に大きい。本実施形態では、コンデンサ１１として、積層セラミックコンデンサを採用する。
【００１８】
なお、本実施形態では、グロープラグ２００をダンピング抵抗として用いることで、前述の電源電圧の変動（振動）を減衰させる。ダンピング抵抗としてのグロープラグ２００の抵抗値は、１オーム（Ω）以下である。
【００１９】
入力端子２７は、半導体スイッチング素子２２のドレイン電極と接続されている。また、入力端子２７は、ケーブルを介して電源３００と接続されている。入力端子２９は、補正回路２４と接続されている。また、入力端子２９は、ケーブルを介してＥＣＵ４００と接続されている。出力端子２８は、半導体スイッチング素子２２のソース電極と接続されている。また、出力端子２８は、ケーブルを介して互いに並列に接続された２つのグロープラグ２００と接続されている。即ち、通電制御装置１００は、ケーブルを介して、互いに並列に接続された２つのグロープラグに対して直列に接続されている。
【００２０】
図２は、本実施形態の通電制御装置１００において生じる電源電圧の変動量（伝導ノイズレベル）を示す説明図である。図３は、比較例の通電制御装置において生じる電源電圧の変動量（伝導ノイズレベル）を示す説明図である。図２および図３において、横軸はノイズの周波数（ＭＨｚ）であり、縦軸はノイズのレベル（ｄＢμＶ）を、それぞれ示している。また、図２および図３において、最も太い線分は、変動のピーク検波値の規格値ＳＰ１を示す。２番目に太い線分は、変動の準ピーク（Quasi-Peak）検波値の規格値ＳＰ２を示す。最も細い線分は、変動の平均検波値の規格値ＳＰ３を示す。各規格値ＳＰ１，ＳＰ２，ＳＰ３は、いずれも各周波数帯に設けられている。通電制御装置を用いる際には、各周波数帯において、電源電圧の変動のレベルを各規格値ＳＰ１〜ＳＰ３よりも低い値に抑制することが求められる。これは、電源電圧の変動のレベルが、各規格値ＳＰ１〜ＳＰ３以上となると、電源３００に接続されている他の装置に影響を与える可能性があるからである。比較例の通電制御装置は、電源変動周波数シフト回路１０が省略されている点において、通電制御装置１００と異なり、他の構成は、通電制御装置１００と同じである。
【００２１】
図２に示す実測値Ｆ１は、上述した通電制御装置１００を用いた場合の電源電圧の変動のピーク検波値の実測値を示す。また、実測値Ｆ２は通電制御装置１００を用いた場合の電源電圧の変動の準ピーク検波値の実測値を、実測値Ｆ３は通電制御装置１００を用いた場合の電源電圧の変動の平均検波値の実測値を、それぞれ示す。
【００２２】
図３に示す実測値Ｆ１ａは、比較例の通電制御装置を用いた場合の電源電圧の変動のピーク検波値の実測値を示す。また、図３に示す実測値Ｆ３ａは、比較例の通電制御装置を用いた場合の電源電圧の平均検波値の実測値を示す。
【００２３】
図２と図３とを比較すると明らかなように、通電制御装置１００を用いることにより、電源電圧の変動のピーク検波値は、全体として（換言すると周波数間のレベル差をほぼ保ったまま）、低周波数側にシフトしている。例えば、実測値Ｆ１，Ｆ１ａが規格値ＳＰ１と一致する周波数は、比較例の通電制御装置では、図３に示すように、およそ０．８ＭＨｚであるのに対し、実施形態の通電制御装置１００では、図２に示す下限の周波数（０．１５ＭＨｚ）よりも低い値である。
【００２４】
このように、電源電圧の変動を低周波数側にシフトさせることにより、各周波数帯において、電源電圧の変動のレベルを低減できる。例えば、図２および図３に示すように、０．５ＭＨｚ近傍の周波数帯では、およそ９０ｄＢμＶからおよそ３０ｄＢμＶへと、変動レベルが１０００分の１に低減されている。このため、図２に示すように、ピーク検波値の実測値Ｆ１は、少なくとも図２に示すいずれの周波数帯（０．１５〜１０８．００ＭＨｚ）においても、ピーク検波値の規格値ＳＰ１よりも低い値となっている。同様に、準ピーク検波値の実測値Ｆ２は、いずれの周波数帯においても、準ピーク検波値の規格値ＳＰ２よりも低い値となっている。また、平均検波値の実測値Ｆ３は、いずれの周波数帯においても、平均検波値の規格値ＳＰ３よりも低い値となっている。したがって、図２に示す全ての周波数帯において、電源３００に接続されている他の装置（車載のＦＭラジオやＥＣＵなど）に影響を及ぼす可能性は、低い。
【００２５】
これに対して、比較例の通電制御装置を用いた場合、図３に示すように、およそ０．８ＭＨｚ以下の周波数帯で、実測値Ｆ１ａは、規格値ＳＰ１を超えている。したがって、ＥＣＵ等の電源３００に接続されている他の装置に影響を及ぼす可能性が高い。近年では、ディーゼルエンジンの始動時のみならず、車両の運転時にもグロープラグを動作させることがある。例えば、排気ガス内における煤を捕集し燃焼させるためのフィルタ（ＤＰＦ）が搭載されている車両では、かかるフィルタを昇温させるために、運転中にグロープラグを動作させることがある。このように運転時においてグロープラグが動作すると、比較例の通電制御装置では、ＥＣＵ等の電源３００に接続されている他の装置に影響を与えるおそれがある。
【００２６】
本実施形態の通電制御装置１００を用いると、上述のように、電源電圧の変動を低周波数側にシフトさせることにより、全ての周波数帯において、電源電圧の変動のレベルを低減できる。このため、運転時にグロープラグ２００を動作させても、電源３００に接続されている他の装置に影響を与えることを抑制できる。
【００２７】
本実施形態の通電制御装置１００は、２つのグロープラグ２００への通電をほぼ同じタイミングで制御する。なお、２つのグロープラグ２００に代えて、３以上の任意の数のグロープラグ２００を接続してもよい。
【００２８】
以上説明した第１実施形態の通電制御装置１００では、電源変動周波数シフト回路１０を半導体スイッチング素子２２と並列に接続しているので、電源変動周波数シフト回路１０を構成するコンデンサ１１により、半導体スイッチング素子２２のスイッチング動作に伴う電源電圧の変動を、低周波数側にシフトすることができる。このため、各周波数帯において電源電圧の変動レベルを低減できるので、電源３００に接続されている他の装置への影響を抑制できる。加えて、スイッチング回路２０は、補正回路２４を備えているので、制御信号Ｓ１の立ち上がり時間および立ち下がり時間を短く補正した後の制御信号Ｓ２を、半導体スイッチング素子２２に供給できる。このため、スイッチング回路２０における消費電力を低減させて、スイッチング回路２０における発熱量を低減させることができると共に、半導体スイッチング素子２２の誤動作の発生を抑制できる。また、グロープラグ２００をダンピング抵抗として用いるので、電源変動周波数シフト回路１０においてダンピング抵抗を省略でき、通電制御装置１００の製造コストの上昇を抑制できる。
【００２９】
Ｂ．第２実施形態：
図４は、第２実施形態における通電制御装置１００ａの構成を示す電気回路図である。通電制御装置１００ａは、スイッチング回路２０を２つ備えている点と、４つのグロープラグ２００に接続されている点とにおいて、図１に示す第１実施形態の通電制御装置１００と異なる。第２実施形態の通電制御装置１００ａにおけるその他の構成は、第１実施形態の通電制御装置１００と同じであるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。
【００３０】
図４に示すように、２つのスイッチング回路２０と電源変動周波数シフト回路１０とは互いに並列に接続されている。具体的には、各スイッチング回路２０の２つの入力端子２７およびコンデンサ１１の一方の端子は、互いに接続されている。また、各スイッチング回路２０の２つの出力端子２８およびコンデンサ１１の他方の端子は、互いに接続されている。図４に示すように、４つのグロープラグ２００は、互いに並列に接続されている。このように４つのグロープラグ２００を並列接続することにより、通電制御装置１００ａと４つのグロープラグ２００との接続に用いるケーブルの数を低減できる。しかしながら、４つのグロープラグ２００を並列接続することにより、４つのグロープラグ２００に供給される合計電流値は、１つのグロープラグ２００のみが通電制御装置１００ａに接続される構成に比べて大きい。このため、第１実施形態のように、スイッチング回路を１つの回路により実現する場合、実装規模が大きくなる。そこで、第２実施形態の通電制御装置１００ａでは、スイッチング回路２０を２つ並列接続させて同時駆動させることにより、大電流の通電制御を実現しつつ回路規模が大きくなることを抑制している。
【００３１】
このような構成の第２実施形態の通電制御装置１００ａでは、２つのスイッチング回路２０（２つの半導体スイッチング素子２２）と並列に電源変動周波数シフト回路１０（コンデンサ１１）が接続されているので、第１実施形態の通電制御装置１００と同様な効果を有する。
【００３２】
Ｃ．変形例：
Ｃ１．変形例１：
各実施形態では、電源変動周波数シフト回路１０は、コンデンサ１１により構成されていたが、本発明はこれに限定されるものではない。図５は、変形例における電源変動周波数シフト回路の構成を示す説明図である。図５に示す電源変動周波数シフト回路１０ａは、コンデンサ１１ａと、コンデンサ１１ａに直列に接続されている抵抗器１２ａとを備えている。この電源変動周波数シフト回路１０ａを用いても、各実施形態と同様な効果を有する。
【００３３】
また、例えば、上述した変形例としての電源変動周波数シフト回路１０ａにおける一方の端子を、スイッチング回路２０の出力端子２８に接続することに代えて、接地させてもよい。この構成においては、抵抗器１２ａがダンピング抵抗として機能し、その抵抗値を、１オーム（Ω）以下に設定できる。
【００３４】
すなわち、一般には、半導体スイッチング素子２２による電力の供給時又は遮断時に生じる電源電圧の変動を、低周波数側にシフトさせるためのコンデンサを、本発明の通電制御装置に用いても良い。また、半導体スイッチング素子２２と並列に配置されたコンデンサ、換言すると、半導体スイッチング素子２２の入力部（ドレイン電極）と半導体スイッチング素子２２の出力部（ソース電極）との間と並列に配置されたコンデンサを、本発明の通電制御装置に用いても良い。
【００３５】
Ｃ２．変形例２：
各実施形態および変形例では、通電制御装置１００，１００ａは、グロープラグ２００への通電制御に用いられていたが、グロープラグに代えて、ヒーター等の任意の装置への通電制御に用いてもよい。
【００３６】
Ｃ３．変形例３：
各実施形態および変形例では、半導体スイッチング素子２２は、ＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されていたが、ＭＯＳ−ＦＥＴに代えて、バイポーラトランジスタや、ＩＧＢＴなど、任意の素子（パワーデバイス）を用いてもよい。
【００３７】
Ｃ４．変形例４：
各実施形態および変形例では、補正回路２４は、制御信号Ｓ１の立ち上がり時間と立ち下がり時間とをいずれも短く補正していたが、いずれか一方のみを短く補正してもよい。この構成においても、補正回路２４を省略した構成に比べて、半導体スイッチング素子２２の誤動作を抑制できると共に、半導体スイッチング素子２２における消費電力量（発熱量）の増加を抑制できる。
【００３８】
Ｃ５．変形例５：
各実施形態および変形例では、補正回路２４を設けていたが、ノイズによる他の装置への影響を抑制する効果のみを得る観点であれば、補正回路２４を省略した構成としてもよい。
【００３９】
本発明は、上述の実施形態や変形例に限られるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の構成で実現することができる。例えば、発明の概要の欄に記載した各形態中の技術的特徴に対応する実施形態、変形例中の技術的特徴は、上述の課題の一部又は全部を解決するために、あるいは、上述の効果の一部又は全部を達成するために、適宜、差し替えや、組み合わせを行うことが可能である。また、その技術的特徴が本明細書中に必須なものとして説明されていなければ、適宜、削除することが可能である。
【符号の説明】
【００４０】
１０，１０ａ…電源変動周波数シフト回路
１１，１１ａ…コンデンサ
１２ａ…抵抗器
２０…スイッチング回路
２２…半導体スイッチング素子
２４…補正回路
２７…入力端子
２８…出力端子
２９…入力端子
１００，１００ａ…通電制御装置
２００…グロープラグ
３００…電源
４００…ＥＣＵ
Ｓ１，Ｓ２…制御信号
Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ１ａ，Ｆ２ａ，Ｆ３ａ…実測値
ＳＰ１，ＳＰ２，ＳＰ３…規格値
【図１】
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【図２】
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【図３】
2016000992.tif 000005
【図４】
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【図５】
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