(57)【要約】【課題】直交復調器などを不要にして帰還回路の構成を簡略化することができるとともに、演算規模が大きなディジタル回路を実装することなく、電力増幅器で発生する非線形歪みを高精度に補償することができるようにする。【解決手段】Ａ／Ｄ変換器１１から出力された帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）の周波数を解析し、その周波数の解析結果から、ミクサ１０によるダウンコンバート後のアナログ信号の振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定し、その特定した振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θと、既知信号の振幅値Ａｎ及び位相値θ０とから、電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を算出する偏差算出部１２を設ける。【選択図】図１
2016119601.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅値が異なる複数の既知信号を順番に出力する既知信号生成部と、
前記既知信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号の周波数を変換する第１の変換部と、
前記周波数が変換されたアナログ信号を増幅する電力増幅器と、
前記電力増幅器により増幅されたアナログ信号を減衰する減衰器と、
前記減衰器により減衰されたアナログ信号の周波数を変換し、周波数変換後のアナログ信号をディジタル信号に変換する第２の変換部と、
前記ディジタル信号の周波数を解析することで、前記第２の変換部による周波数変換後のアナログ信号の振幅値及び位相値を特定し、前記特定した振幅値及び位相値と前記既知信号の振幅値及び位相値とから、前記既知信号の振幅値に対応する前記電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を算出する偏差算出部と、
前記偏差算出部により算出された各々の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差の中から、前記変調波信号の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差を特定して、前記特定した利得偏差及び位相偏差を用いて、前記変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号を前記第１の変換部に出力する歪み補償部と
を備えた歪み補償回路。
【請求項２】
前記偏差算出部は、
前記第２の変換部により変換されたディジタル信号に対するフーリエ変換を実施して、前記ディジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部により変換された周波数領域の信号から、前記第２の変換部による周波数変換後のアナログ信号の振幅値及び位相値を特定する振幅位相特定部と、
前記振幅位相特定部により特定されたアナログ信号の振幅値と前記既知信号の振幅値から、前記既知信号の振幅値に対応する前記電力増幅器の利得偏差を算出するとともに、前記振幅位相特定部により特定されたアナログ信号の位相値と前記既知信号の位相値から、前記既知信号の振幅値に対応する前記電力増幅器の位相偏差を算出し、各々の振幅値に対応する前記電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を示す補償テーブルを作成する補償テーブル作成部とから構成されていることを特徴とする請求項１記載の歪み補償回路。
【請求項３】
前記歪み補償部は、前記補償テーブル作成部により作成された補償テーブルから、前記変調波信号の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差を読み出し、前記読み出した利得偏差及び位相偏差を用いて、前記変調波信号に対する歪み補償処理を実施することを特徴とする請求項２記載の歪み補償回路。
【請求項４】
前記補償テーブル作成部が補償テーブルを作成する段階では、前記既知信号生成部から出力された既知信号を前記第１の変換部に与え、前記補償テーブル作成部による補償テーブルの作成が完了した段階では、前記歪み補償部による歪み補償処理後の変調波信号を前記第１の変換部に与えるスイッチを備えたことを特徴とする請求項２または請求項３記載の歪み補償回路。
【請求項５】
前記既知信号生成部は、振幅値が異なる複数の既知信号を順番に出力すると、前記複数の既知信号の周波数を変更してから、前記複数の既知信号を順番に出力する処理を繰り返し実施し、
前記補償テーブル作成部は、周波数が異なっているが振幅値が同一である複数の既知信号に対応する複数の利得偏差を統合するとともに、周波数が異なっているが振幅値が同一である複数の既知信号に対応する位相偏差を統合することで、各々の振幅値に対応する前記電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を示す補償テーブルを作成することを特徴とする請求項２から請求項４のうちのいずれか１項記載の歪み補償回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力増幅器で発生する非線形歪みを補償する歪み補償回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
以下の非特許文献１に開示されている歪み補償回路は、変調波信号を生成する変調波生成部と、変調波生成部により生成された変調波信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、局部発振信号を生成する局部信号源と、局部信号源により生成された局部発振信号を用いて、Ｄ／Ａ変換器により変換されたアナログの変調波信号の周波数をアップコンバートし、アップコンバート後の変調波信号である高周波信号を出力する第１のミクサと、第１のミクサから出力された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号をアンテナに出力する電力増幅器とを備えている。
また、歪み補償回路は、電力増幅器で発生する非線形歪みを補償するために、電力増幅器により増幅された高周波信号の帰還回路を備えている。
【０００３】
この帰還回路は、局部信号源により生成された局部発振信号を用いて、電力増幅器により増幅された高周波信号から変調波信号のＩベースバンド信号及びＱベースバンド信号を復調する直交復調器と、直交復調器により復調されたＩベースバンド信号をディジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、直交復調器により復調されたＱベースバンド信号をディジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、第１及び第２のＡ／Ｄ変換器により変換された２つのディジタル信号から電力増幅器の逆特性を算出する増幅器特定推定部とを備えている。
歪み補償回路のＤＰＤ処理部は、増幅器特定推定部により算出された電力増幅器の逆特性を用いて、変調波生成部により生成された変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号をＤ／Ａ変換器に出力する。
【０００４】
また、以下の特許文献１に開示されている歪み補償回路では、増幅器特定推定部により算出される電力増幅器の逆特性の高精度化を図るために、変調波生成部により生成された変調波信号と、帰還回路から出力される帰還信号とのタイミングを一致させるディジタル信号処理を実施するようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１３−１３２００９号公報（段落番号［００１１］、図１）
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】“携帯電話基地局用高効率増幅器の開発，”ＳＥＩテクニカルレビュー，２０１０年１月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の歪み補償回路は以上のように構成されているので、非特許文献１の場合、電力増幅器の逆特性を算出するには、電力増幅器により増幅された高周波信号から変調波信号のＩベースバンド信号及びＱベースバンド信号を復調する直交復調器と２個のＡ／Ｄ変換器を実装する必要があり、帰還回路の回路規模が大きくなってしまうという課題があった。
また、特許文献１の場合、電力増幅器の逆特性の高精度化を図ることができるが、変調波信号と帰還信号のタイミングを一致させるディジタル信号処理を実施するには、演算規模が大きなディジタル回路を実装する必要があるという課題があった。
【０００８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、直交復調器などを不要にして帰還回路の構成を簡略化することができるとともに、演算規模が大きなディジタル回路を実装することなく、電力増幅器で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる歪み補償回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る歪み補償回路は、振幅値が異なる複数の既知信号を順番に出力する既知信号生成部と、その既知信号をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号の周波数を変換する第１の変換部と、周波数が変換されたアナログ信号を増幅する電力増幅器と、電力増幅器により増幅されたアナログ信号を減衰する減衰器と、減衰器により減衰されたアナログ信号の周波数を変換し、周波数変換後のアナログ信号をディジタル信号に変換する第２の変換部と、ディジタル信号の周波数を解析することで、第２の変換部による周波数変換後のアナログ信号の振幅値及び位相値を特定し、その特定した振幅値及び位相値と既知信号の振幅値及び位相値とから、その既知信号の振幅値に対応する電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を算出する偏差算出部とを設け、歪み補償部が、偏差算出部により算出された各々の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差の中から、変調波信号の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差を特定して、その特定した利得偏差及び位相偏差を用いて、その変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号を第１の変換部に出力するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、ディジタル信号の周波数を解析することで、第２の変換部による周波数変換後のアナログ信号の振幅値及び位相値を特定し、その特定した振幅値及び位相値と既知信号の振幅値及び位相値とから、その既知信号の振幅値に対応する電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を算出する偏差算出部を設け、歪み補償部が、偏差算出部により算出された各々の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差の中から、変調波信号の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差を特定して、その特定した利得偏差及び位相偏差を用いて、その変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号を第１の変換部に出力するように構成したので、演算規模が大きなディジタル回路や直交復調器などを実装することなく、電力増幅器で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１による歪み補償回路を示す構成図である。
【図２】歪み補償回路のディジタル回路部がコンピュータで構成される場合のハードウェア構成図である。
【図３】フーリエ変換部１３によるフーリエ変換で得られた周波数領域の信号のスペクトルを示す説明図である。
【図４】補償テーブル作成部１５による補償テーブルの作成例を示す説明図である。
【図５】既知信号ｓ（ｔ）の周波数の変更例を示す説明図である。
【図６】補償テーブル作成部１５により記憶されている（Ｍ×Ｎ）個の振幅値Ａｎに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆｍ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆｍ）の一例を示す説明図である。
【図７】補償テーブル作成部１５による補償テーブルの作成例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による歪み補償回路を示す構成図である。
この歪み補償回路では、事前に、電力増幅器で発生する非線形歪みを補償する際に参照する補償テーブルを作成する段階ではキャリブレーションモードを実施し、補償テーブルの作成が完了した段階では、キャリブレーションモードで作成された補償テーブルを参照して、変調波信号に対する歪み補償処理を実施する運用モードを実施する。
【００１３】
図１において、既知信号生成部１はキャリブレーションモードで動作し、振幅値Ａｎ及び位相値θ０が既知である周波数ｆ０の信号（以下、「既知信号」と称する）を生成し、その既知信号を出力する。
ここでは、位相値θが同一で、振幅値Ａｎが異なるＮ個（ｎ＝１，・・・，Ｎ：Ｎは２以上の整数）の既知信号を生成し、Ｎ個の既知信号を順番に出力するものとする。
変調波生成部２は運用モードで動作し、変調波信号を生成して、その変調波信号を歪み補償部１６に出力する。
スイッチ３はキャリブレーションモードでは既知信号生成部１から出力された既知信号をＤ／Ａ変換器５に出力し、運用モードでは歪み補償部１６による歪み補償処理後の変調波信号をＤ／Ａ変換器５に出力する。
なお、既知信号生成部１、変調波生成部２及びスイッチ３に対するモードの通知は、制御部２０から与えられる。制御部２０は、歪み補償回路の内部に実装されていてもよいし、歪み補償回路の外部に実装されていてもよい。
また、既知信号生成部１及び変調波生成部２にはモードの通知が行われず、常に、信号を生成する構成であってもよい。
【００１４】
局部信号源４は局部発振信号を生成して、その局部発振信号をミクサ６，１０に出力する。
Ｄ／Ａ変換器５はスイッチ３から出力された既知信号又は変調波信号をアナログ信号に変換する。
ミクサ６は局部信号源４から出力された局部発振信号を用いて、Ｄ／Ａ変換器５により変換されたアナログ信号の周波数をアップコンバート（周波数変換）し、周波数変換後のアナログ信号である高周波信号を電力増幅器７に出力する。
なお、Ｄ／Ａ変換器５及びミクサ６から第１の変換部が構成されている。
【００１５】
電力増幅器７はミクサ６から出力された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号を出力端子８及び減衰器９に出力する。
出力端子８は電力増幅器７により増幅された高周波信号を出力する端子であり、例えばアンテナなどが接続される。
減衰器９は電力増幅器により増幅された高周波信号を減衰する。
この実施の形態１では、減衰器９により減衰された高周波信号の振幅値が、電力増幅器７により増幅される前の高周波信号の振幅値と一致するような減衰率が減衰器９に設定されているものとする。
【００１６】
ミクサ１０は局部信号源４から出力された局部発振信号を用いて、減衰器９により減衰された高周波信号の周波数をダウンコンバート（周波数変換）し、周波数変換後のアナログ信号である帰還信号をＡ／Ｄ変換器１１に出力する。
Ａ／Ｄ変換器１１はミクサ１０から出力された帰還信号をディジタル信号に変換し、ディジタルの帰還信号を偏差算出部１２に出力する。
なお、ミクサ１０及びＡ／Ｄ変換器１１から第２の変換部が構成されている。
【００１７】
偏差算出部１２はフーリエ変換部１３、振幅位相特定部１４及び補償テーブル作成部１５から構成されており、Ａ／Ｄ変換器１１から出力された帰還信号の周波数を解析し、その周波数の解析結果から、ミクサ１０によるダウンコンバート後のアナログ信号（帰還信号）の振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定し、その特定した振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θと、既知信号の振幅値Ａｎ及び位相値θ０とから、既知信号の振幅値Ａｎに対応する電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を算出する処理を実施する。
フーリエ変換部１３はＡ／Ｄ変換器１１から出力された帰還信号に対するフーリエ変換を実施して、その帰還信号を周波数領域の信号に変換する処理を実施する。
振幅位相特定部１４はフーリエ変換部１３により変換された周波数領域の信号のピーク値を探索し、そのピーク値から周波数ｆ０における振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θ（ミクサ１０による周波数変換後のアナログ信号の振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θ）を特定する処理を実施する。
補償テーブル作成部１５は振幅位相特定部１４により特定された振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θと、既知信号の振幅値Ａｎ及び位相値θ０とから、既知信号の振幅値Ａｎに対応する電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を算出し、各々の振幅値Ａｎに対応する電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を示す補償テーブルを作成する処理を実施する。
【００１８】
歪み補償部１６は変調波生成部２により生成された変調波信号の振幅値Ｂを検出し、偏差算出部１２の補償テーブル作成部１５により作成された補償テーブルから、その振幅値Ｂに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を読み出し、その読み出した利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を用いて、その変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号をスイッチ３に出力する。
【００１９】
図１の例では、歪み補償回路のディジタル回路部の構成要素である既知信号生成部１、変調波生成部２、偏差算出部１２及び歪み補償部１６のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど）で構成されているものを想定しているが、そのディジタル回路部がコンピュータで構成されていてもよい。
図２は歪み補償回路のディジタル回路部がコンピュータで構成される場合のハードウェア構成図である。
歪み補償回路のディジタル回路部がコンピュータで構成される場合、図２に示すように、既知信号生成部１、変調波生成部２、偏差算出部１２及び歪み補償部１６の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリ５１に格納し、当該コンピュータのプロセッサ５２がメモリ５１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
【００２０】
次に動作について説明する。
この実施の形態１では、歪み補償回路が、補償テーブルを作成するキャリブレーションモードと、変調波信号に対する歪み補償処理を実施する運用モードとを備えている。
最初に、キャリブレーションモードでの動作を説明する。
制御部２０は、動作モードがキャリブレーションモードであることを既知信号生成部１及びスイッチ３に通知する。
【００２１】
既知信号生成部１は、制御部２０から動作モードがキャリブレーションモードである旨の通知を受けると、振幅値Ａｎ及び位相値θ０が既知である周波数ｆ０の既知信号ｓ（ｔ）を生成し、その既知信号をスイッチ３及び補償テーブル作成部１５に出力する。
このとき、既知信号ｓ（ｔ）の位相値はθ０で同一であるが、振幅値Ａｎが異なるＮ個（ｎ＝１，・・・，Ｎ：Ｎは２以上の整数）の既知信号ｓ（ｔ）を生成し、Ｎ個の既知信号ｓ（ｔ）を順番に出力する。
なお、既知信号生成部１により生成される既知信号ｓ（ｔ）は、下記の式（１）のように表される。
2016119601.tif 000003
式（１）において、ｔは時間を表す変数である。
【００２２】
スイッチ３は、制御部２０から動作モードがキャリブレーションモードである旨の通知を受けているので、既知信号生成部１から既知信号ｓ（ｔ）を受けると、その既知信号ｓ（ｔ）をＤ／Ａ変換器５に出力する。
Ｄ／Ａ変換器５は、スイッチ３から既知信号ｓ（ｔ）を受けると、その既知信号ｓ（ｔ）をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号をミクサ６に出力する。
ミクサ６は、Ｄ／Ａ変換器５からアナログ信号を受けると、局部信号源４から出力された局部発振信号を用いて、そのアナログ信号の周波数をアップコンバートし、アップコンバート後のアナログ信号である高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を電力増幅器７に出力する。
ここで、局部信号源４から出力された局部発振信号の周波数がｆＲＦであるとすると、ミクサ６から出力される高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）は、下記の式（２）のように表される。
2016119601.tif 000004
【００２３】
電力増幅器７は、ミクサ６から高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を受けると、その高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を増幅し、増幅後の高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）を出力端子８及び減衰器９に出力する。
電力増幅器７により増幅された高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）には、電力増幅器７で発生する非線形歪みが含まれているので、高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）は、下記の式（３）のように表される。
2016119601.tif 000005
式（３）において、Ｇ０は電力増幅器７の線形利得、ΔＧｎは振幅値Ａｎの信号を増幅する場合の電力増幅器７の利得偏差、Δφｎは振幅値Ａｎの信号を増幅する場合の電力増幅器７の位相偏差である。
【００２４】
減衰器９は、電力増幅器７から増幅後の高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）を受けると、その高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）を減衰し、減衰後の高周波信号ＡＴＴ（ｔ）をミクサ１０に出力する。
この実施の形態１では、上述したように、減衰器９により減衰された高周波信号ＡＴＴ（ｔ）の振幅値が、電力増幅器７により増幅される前の高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）の振幅値と一致するような減衰率が減衰器９に設定されているものとしているので、下記の式（４）に示すように、減衰器９によって振幅値が１／Ｇ０になる。
2016119601.tif 000006
【００２５】
ミクサ１０は、減衰器９から減衰後の高周波信号ＡＴＴ（ｔ）を受けると、局部信号源４から出力された局部発振信号を用いて、その高周波信号ＡＴＴ（ｔ）の周波数をダウンコンバートし、ダウンコンバート後のアナログ信号である帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）をＡ／Ｄ変換器１１に出力する。
ここで、局部信号源４から出力された局部発振信号の周波数がｆＲＦであるとすると、ミクサ１０から出力される帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）は、下記の式（５）のように表される。
2016119601.tif 000007
Ａ／Ｄ変換器１１は、ミクサ１０から帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を受けると、その帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）をディジタル信号に変換し、ディジタルの帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を偏差算出部１２に出力する。
【００２６】
偏差算出部１２のフーリエ変換部１３は、Ａ／Ｄ変換器１１からディジタルの帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を受けると、ディジタルの帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）に対するフーリエ変換を実施して、その帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を周波数領域の信号に変換する。
図３はフーリエ変換部１３によるフーリエ変換で得られた周波数領域の信号のスペクトルを示す説明図である。
周波数領域の信号のピーク値は、図３に示すように、帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）の周波数ｆ０に現れ、そのピーク値は周波数ｆ０における振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを示す複素数で表される。
【００２７】
偏差算出部１２の振幅位相特定部１４は、フーリエ変換部１３がディジタルの帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を周波数領域の信号に変換すると、その周波数領域の信号のピーク値を探索し、そのピーク値から周波数ｆ０における振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定する。
振幅位相特定部１４により特定される周波数ｆ０における振幅値Ｍａｇｎは、ミクサ１０によるダウンコンバート後のアナログ信号の振幅値Ｍａｇｎに相当し、振幅位相特定部１４により特定される周波数ｆ０における位相値θは、ミクサ１０によるダウンコンバート後のアナログ信号の位相値θに相当する。
振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θは、下記の式（６）及び式（７）のように表される。
2016119601.tif 000008
2016119601.tif 000009
【００２８】
偏差算出部１２の補償テーブル作成部１５は、振幅位相特定部が周波数ｆ０における振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定すると、下記の式（８）に示すように、周波数ｆ０における振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θと、既知信号の振幅値Ａｎ及び位相値θ０とから、電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を算出する。
2016119601.tif 000010
2016119601.tif 000011
【００２９】
上記の式（６）より、Ｍａｇｎ＝ΔＧｎＡｎであるため、式（８）に示す電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）は、下記の式（１０）に示すように、振幅値Ａｎの信号を増幅する場合の電力増幅器７の利得偏差ΔＧｎと一致する。
また、上記の式（７）より、θ＝Δφｎであるため、既知信号ｓ（ｔ）の位相値θ０（既知の位相値）が例えば“０”であれば、式（９）に示す電力増幅器７の位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）は、下記の式（１１）に示すように、振幅値Ａｎの信号を増幅する場合の電力増幅器７の位相偏差Δφｎと一致する。
2016119601.tif 000012
2016119601.tif 000013
【００３０】
補償テーブル作成部１５は、既知信号生成部１が既知信号ｓ（ｔ）を出力する毎に、電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を算出すると、その利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を記憶する。
この実施の形態１では、既知信号生成部１が、振幅値Ａｎが異なるＮ個の既知信号ｓ（ｔ）を出力するものとしているので、Ｎ個の振幅値Ａｎに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を記憶する。
これにより、補償テーブル作成部１５は、既知信号ｓ（ｔ）の各々の振幅値Ａｎに対応する電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を示す補償テーブルを作成する。
【００３１】
図４は補償テーブル作成部１５による補償テーブルの作成例を示す説明図である。
図４の例では、既知信号生成部１から出力される既知信号ｓ（ｔ）の振幅値Ａｎが３ビットで表現される場合を示しており、既知信号ｓ（ｔ）の振幅値Ａｎが０〜７まで変化する。
図４に示している電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）は、実際の算出値を四捨五入等することで規格化された値になっている。
【００３２】
次に、運用モードでの動作を説明する。
制御部２０は、補償テーブルの作成が完了すると、動作モードが運用であることを変調波生成部２及びスイッチ３に通知する。
変調波生成部２は、制御部２０から動作モードが運用モードである旨の通知を受けると、変調波信号ｍ（ｔ）を生成して、その変調波信号ｍ（ｔ）を歪み補償部１６に出力する。
なお、変調波生成部２により生成される変調波信号ｍ（ｔ）は、下記の式（１２）のように表される。
2016119601.tif 000014
式（１２）において、Ｂは変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値である。
【００３３】
歪み補償部１６は、変調波生成部２から変調波信号ｍ（ｔ）を受けると、その変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値Ｂを検出する。
振幅値Ｂの検出処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略するが、変調波生成部２から変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値Ｂを知らせてもらうようにしてもよい。
歪み補償部１６は、変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値Ｂを検出すると、偏差算出部１２の補償テーブル作成部１５により作成された補償テーブルから、その振幅値Ｂに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を読み出す処理を行う。
【００３４】
図４の補償テーブルが作成されているとき、変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値Ｂが、例えば、振幅値Ａ３と一致する場合、その振幅値Ｂに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）として“１”を特定し、その振幅値Ｂに対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）として“２”を特定する。
また、変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値Ｂが、例えば、振幅値Ａ３と振幅値Ａ４との間の値である場合、その振幅値Ｂが振幅値Ａ４より振幅値Ａ３の方に近ければ、その振幅値Ｂに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）として“１”（振幅値Ａ３に対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ））を特定し、その振幅値Ｂに対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）として“２”（振幅値Ａ３に対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ））を特定する。一方、その振幅値Ｂが振幅値Ａ３より振幅値Ａ４の方に近ければ、その振幅値Ｂに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）として“２”（振幅値Ａ４に対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ））を特定し、その振幅値Ｂに対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）として“２”（振幅値Ａ４に対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ））を特定する。
ここでは、振幅値Ａ３又は振幅値Ａ４のうちの近い方の振幅値に対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を特定する例を示しているが、振幅値Ａ３に対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）と振幅値Ａ４に対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）との補間値を振幅値Ｂに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）とし、振幅値Ａ３に対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）と振幅値Ａ４に対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）との補間値を振幅値Ｂに対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）としてもよい。
【００３５】
歪み補償部１６は、変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値Ｂに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を読み出すと、その利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を用いて、その変調波信号ｍ（ｔ）に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号であるｍｃ（ｔ）をスイッチ３に出力する。
具体的には、電力増幅器７により増幅された高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）の振幅値である（Ｇ０×ΔＧｎ）×Ａｎが（式（３）を参照）、Ｇ０×Ａｎになるようにするため、変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値Ｂを利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）で除算する。
また、電力増幅器７により増幅された高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）の位相値である２π×（ｆＲＦ＋ｆ０）ｔ＋Δφｎが、２π×（ｆＲＦ＋ｆ０）ｔになるようにするため、変調波信号ｍ（ｔ）の位相値から位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を減算する。
これにより、歪み補償処理後の変調波信号であるｍｃ（ｔ）は、下記の式（１３）のように表される。
2016119601.tif 000015
【００３６】
スイッチ３は、制御部２０から動作モードが運用モードである旨の通知を受けているので、歪み補償部１６から歪み補償処理後の変調波信号ｍｃ（ｔ）を受けると、その変調波信号ｍｃ（ｔ）をＤ／Ａ変換器５に出力する。
Ｄ／Ａ変換器５は、スイッチ３から変調波信号ｍｃ（ｔ）を受けると、その変調波信号ｍｃ（ｔ）をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号をミクサ６に出力する。
ミクサ６は、Ｄ／Ａ変換器５からアナログ信号を受けると、局部信号源４から出力された局部発振信号を用いて、そのアナログ信号の周波数をアップコンバートし、アップコンバート後のアナログ信号である高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を電力増幅器７に出力する。
ここで、局部信号源４から出力された局部発振信号の周波数がｆＲＦであるとすると、ミクサ６から出力される高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）は、下記の式（１４）のように表される。
2016119601.tif 000016
【００３７】
電力増幅器７は、ミクサ６から高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を受けると、その高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を増幅し、増幅後の高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）を出力端子８に出力する。
歪み補償部１６によって変調波信号ｍ（ｔ）に対する歪み補償処理が実施されているので、電力増幅器７により増幅された高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）は、下記の式（１５）のように表される。
2016119601.tif 000017
【００３８】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、Ａ／Ｄ変換器１１から出力された帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）の周波数を解析し、その周波数の解析結果から、ミクサ１０によるダウンコンバート後のアナログ信号の振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定し、その特定した振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θと、既知信号の振幅値Ａｎ及び位相値θ０とから、既知信号の振幅値Ａｎに対応する電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を算出する偏差算出部１２を設け、歪み補償部１６が、偏差算出部１２により算出された各振幅値Ａｎに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）の中から、変調波信号ｍ（ｔ）の振幅値Ｂに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を特定し、その特定した利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を用いて、その変調波信号ｍ（ｔ）に対する歪み補償処理を実施するように構成したので、演算規模が大きなディジタル回路や直交復調器などを実装することなく、電力増幅器７で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる効果を奏する。
【００３９】
即ち、変調波信号ｍ（ｔ）に対する歪み補償処理に用いる電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を算出するに際して、電力増幅器により増幅された高周波信号から変調波信号のＩベースバンド信号及びＱベースバンド信号を復調する直交復調器を帰還回路に実装する必要がない。また、帰還回路には１個のＡ／Ｄ変換器１１を実装すれば足りる。したがって、非特許文献１に開示されている歪み補償回路と比べて、帰還回路の構成を簡略化することができる。
また、変調波信号ｍ（ｔ）に対する歪み補償処理に用いる電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を算出するに際して、変調波信号ｍ（ｔ）と帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）のタイミングを一致させるディジタル信号処理を実施することなく、利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を高精度に算出することができるため、演算規模が大きなディジタル回路を実装する必要がない。したがって、演算規模の大規模を招くことなく、電力増幅器７で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる。
【００４０】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、既知信号ｓ（ｔ）の周波数がｆ０で一定である例を示したが、この実施の形態２では、既知信号ｓ（ｔ）の周波数が変更される場合について説明する。
図５は既知信号ｓ（ｔ）の周波数の変更例を示す説明図である。
図５の例では、既知信号ｓ（ｔ）の周波数が時間の経過に伴ってｆ０→ｆ１のように変更され、また、既知信号ｓ（ｔ）の周波数がｆ０のとき振幅値がＡ０→Ａ１→Ａ２・・・のように変更され、既知信号ｓ（ｔ）の周波数がｆ１のとき振幅値がＡ０→Ａ１→Ａ２・・・のように変更されている。
時間の経過に伴って既知信号ｓ（ｔ）の周波数ｆｎ及び振幅値Ａｎが変更されるため、既知信号生成部１により生成される既知信号ｓ（ｔ）は、下記の式（１６）のように表される。
2016119601.tif 000018
式（１６）において、ｍ＝０，・・・Ｍである。
【００４１】
歪み補償回路の構成は上記実施の形態１と同様である。
以下、歪み補償回路の動作を説明する。
最初に、キャリブレーションモードでの動作を説明する。
制御部２０は、動作モードがキャリブレーションモードであることを既知信号生成部１及びスイッチ３に通知する。
【００４２】
既知信号生成部１は、制御部２０から動作モードがキャリブレーションモードである旨の通知を受けると、式（１６）に示す既知信号ｓ（ｔ）を生成し、その既知信号をスイッチ３及び補償テーブル作成部１５に出力する。
図５は、Ｍ＝１の例であり、既知信号ｓ（ｔ）の周波数がｆ０→ｆ１のように変更されるため、最初に、位相値がθ０、周波数がｆ０で、振幅値Ａｎが異なるＮ個の既知信号ｓ（ｔ）を生成して、Ｎ個の既知信号ｓ（ｔ）を順番に出力する。
次に、位相値がθ０、周波数がｆ１で、振幅値Ａｎが異なるＮ個の既知信号ｓ（ｔ）を生成し、Ｎ個の既知信号ｓ（ｔ）を順番に出力する。
【００４３】
スイッチ３は、制御部２０から動作モードがキャリブレーションモードである旨の通知を受けているので、既知信号生成部１から既知信号ｓ（ｔ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、その既知信号ｓ（ｔ）をＤ／Ａ変換器５に出力する。
Ｄ／Ａ変換器５は、スイッチ３から既知信号ｓ（ｔ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、その既知信号ｓ（ｔ）をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号をミクサ６に出力する。
ミクサ６は、Ｄ／Ａ変換器５からアナログ信号を受けると、上記実施の形態１と同様に、局部信号源４から出力された局部発振信号を用いて、そのアナログ信号の周波数をアップコンバートし、アップコンバート後のアナログ信号である高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を電力増幅器７に出力する。
ここで、局部信号源４から出力された局部発振信号の周波数がｆＲＦであるとすると、ミクサ６から出力される高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）は、下記の式（１７）のように表される。
2016119601.tif 000019
【００４４】
電力増幅器７は、ミクサ６から高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、その高周波信号Ｍｉｘ１（ｔ）を増幅し、増幅後の高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）を出力端子８及び減衰器９に出力する。
電力増幅器７により増幅された高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）には、電力増幅器７で発生する非線形歪みが含まれているので、高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）は、下記の式（１８）のように表される。
2016119601.tif 000020
【００４５】
減衰器９は、電力増幅器７から増幅後の高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、その高周波信号Ｐｏｕｔ（ｔ）を減衰し、減衰後の高周波信号ＡＴＴ（ｔ）をミクサ１０に出力する。
減衰器９により減衰された高周波信号ＡＴＴ（ｔ）は、下記の式（１９）のように表される。
2016119601.tif 000021
【００４６】
ミクサ１０は、減衰器９から減衰後の高周波信号ＡＴＴ（ｔ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、局部信号源４から出力された局部発振信号を用いて、その高周波信号ＡＴＴ（ｔ）の周波数をダウンコンバートし、ダウンコンバート後のアナログ信号である帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）をＡ／Ｄ変換器１１に出力する。
ミクサ１０から出力される帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）は、下記の式（２０）のように表される。
2016119601.tif 000022
Ａ／Ｄ変換器１１は、ミクサ１０から帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、その帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）をディジタル信号に変換し、ディジタルの帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を偏差算出部１２に出力する。
【００４７】
偏差算出部１２のフーリエ変換部１３は、Ａ／Ｄ変換器１１からディジタルの帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、ディジタルの帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）に対するフーリエ変換を実施して、その帰還信号を周波数領域の信号に変換する。
偏差算出部１２の振幅位相特定部１４は、フーリエ変換部１３がディジタルの帰還信号Ｍｉｘ２（ｔ）を周波数領域の信号に変換すると、上記実施の形態１と同様に、その周波数領域の信号のピーク値を探索し、そのピーク値から周波数ｆｍにおける振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定する。
既知信号ｓ（ｔ）の周波数ｆｍが時間の経過に伴って変更されるので、既知信号生成部１から、例えば周波数ｆ０の既知信号ｓ（ｔ）が出力されているときは、周波数領域の信号のピーク値から周波数ｆ０における振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定し、例えば周波数ｆ１の既知信号ｓ（ｔ）が出力されているときは、周波数領域の信号のピーク値から周波数ｆ１における振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定する。
振幅位相特定部１４により特定される周波数ｆｍにおける振幅値Ｍａｇｎは、ミクサ１０によるダウンコンバート後のアナログ信号の振幅値Ｍａｇｎに相当し、振幅位相特定部１４により特定される周波数ｆｍにおける位相値θは、ミクサ１０によるダウンコンバート後のアナログ信号の位相値θに相当する。
振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θは、上記の式（６）及び式（７）のように表される。
【００４８】
偏差算出部１２の補償テーブル作成部１５は、振幅位相特定部が周波数ｆｍにおける振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θを特定すると、下記の式（２１）に示すように、周波数ｆｍにおける振幅値Ｍａｇｎ及び位相値θと、既知信号の振幅値Ａｎ及び位相値θ０とから、電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆｍ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆｍ）を算出する。
2016119601.tif 000023
2016119601.tif 000024
【００４９】
上記の式（６）より、Ｍａｇｎ＝Ａｎであるため、式（２１）に示す電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆｍ）は、下記の式（２３）に示すように、振幅値Ａｎの信号を増幅する場合の電力増幅器７の利得偏差ΔＧｎと一致する。
また、上記の式（７）より、θ＝Δφｎであるため、既知信号ｓ（ｔ）の位相値θ０（既知の位相値）が例えば“０”であれば、式（２２）に示す電力増幅器７の位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）は、下記の式（２４）に示すように、振幅値Ａｎの信号を増幅する場合の電力増幅器７の位相偏差Δφｎと一致する。
2016119601.tif 000025
2016119601.tif 000026
【００５０】
補償テーブル作成部１５は、既知信号生成部１が既知信号ｓ（ｔ）を出力する毎に、電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆｍ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆｍ）を算出すると、その利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆｍ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆｍ）を記憶する。
この実施の形態２では、既知信号生成部１が、周波数ｆｍを変更しながら、振幅値Ａｎが異なるＮ個の既知信号ｓ（ｔ）を出力するものとしているので、（Ｍ×Ｎ）個の振幅値Ａｎに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆｍ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆｍ）を記憶する。
【００５１】
図６は補償テーブル作成部１５により記憶されている（Ｍ×Ｎ）個の振幅値Ａｎに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆｍ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆｍ）の一例を示す説明図である。
図６の例では、既知信号生成部１から出力される既知信号ｓ（ｔ）の振幅値Ａｎが３ビットで表現される場合を示しており、既知信号ｓ（ｔ）の振幅値Ａｎが０〜７まで変化する。
図６に示している電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆｍ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆｍ）は、実際の算出値を四捨五入等することで規格化された値になっている。
【００５２】
補償テーブル作成部１５は、例えば、図６の場合、周波数ｆ０の既知信号ｓ（ｔ）の８個の振幅値Ａｎに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆ０）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆ０）と、周波数ｆ１の既知信号ｓ（ｔ）の８個の振幅値Ａｎに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆ１）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆ１）とを記憶しているので、２つの周波数ｆ０，ｆ１に対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆ０），ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆ１）を統合するとともに、２つの周波数ｆ０，ｆ１に対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆ０），ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆ１）を統合することで、各々の振幅値Ａｎに対応する電力増幅器７の利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を示す補償テーブルを作成する。
図７は補償テーブル作成部１５による補償テーブルの作成例を示す説明図である。
図７の例では、２つの周波数ｆ０，ｆ１に対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆ０），ΔＧａｉｎ（ｎ，ｆ１）を平均化することで統合し、２つの周波数ｆ０，ｆ１に対応する位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆ０），ΔＰｈａｓｅ（ｎ，ｆ１）を平均化することで統合している。
例えば、図６における統合前の振幅値Ａ６に着目すると、利得偏差ΔＧａｉｎ（６，ｆ０）が４、利得偏差ΔＧａｉｎ（６，ｆ１）が３、位相偏差ΔＰｈａｓｅ（６，ｆ０）が４、位相偏差ΔＰｈａｓｅ（６，ｆ１）が２であるため、図７に示すように、統合後の利得偏差ΔＧａｉｎ（６）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（６）は下記のようになる。
統合後の利得偏差ΔＧａｉｎ（６）＝（４＋３）／２＝３．５
統合後の位相偏差ΔＰｈａｓｅ（６）＝（４＋２）／２＝３
【００５３】
運用モードでの動作は、上記実施の形態１と同じであるため説明を省略する。
この実施の形態２のように、補償テーブル作成部１５が、周波数が異なる同一の振幅値Ａｎに対応する複数の利得偏差を統合するとともに、周波数が異なる同一の振幅値Ａｎに対応する複数の位相偏差を統合することで、各々の振幅値Ａｎに対応する利得偏差ΔＧａｉｎ（ｎ）及び位相偏差ΔＰｈａｓｅ（ｎ）を示す補償テーブルを作成するように構成したので、既知信号ｓ（ｔ）の周波数ｆｍを時間の経過に伴って変更する場合でも、上記実施の形態１と同様に、演算規模が大きなディジタル回路や直交復調器などを実装することなく、電力増幅器７で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる効果を奏する。
また、既知信号ｓ（ｔ）の周波数ｆｍを変更することにより、電力増幅器７の周波数特性を考慮した補償テーブルを作成することができるため、上記実施の形態１よりも更に高精度に電力増幅器７で発生する非線形歪みを補償することができる効果を奏する。
【００５４】
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【００５５】
１  既知信号生成部、２  変調波生成部、３  スイッチ、４  局部信号源、５  Ｄ／Ａ変換器（第１の変換部）、６  ミクサ（第１の変換部）、７  電力増幅器、８  出力端子、９  減衰器、１０  ミクサ（第２の変換部）、１１  Ａ／Ｄ変換器（第２の変換部）、１２  偏差算出部、１３  フーリエ変換部、１４  振幅位相特定部、１５  補償テーブル作成部、１６  歪み補償部、２０  制御部、５１  メモリ、５２  プロセッサ。
【図１】
2016119601.tif 000027
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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