(57)【要約】【課題】簡素且つ低コストに多相インバータの昇圧機能を実現することのできる電力変換器を提供すること。【解決手段】多相インバータの出力に単相インバータが直列に接続されて、該単相インバータによるブースト電圧が多相インバータの相電圧に重畳されることで、該重畳された電圧が出力電圧として負荷に供給される電力変換器において、前記単相インバータは、前記多相インバータにおける一部の相の出力にのみ接続され、前記出力電圧により生じる前記負荷の線間電圧が相互に等しくなるように、前記多相インバータの相電圧の位相及び／又は前記単相インバータのブースト電圧の位相を調整する位相調整部を備える。【選択図】図１
2016067119.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相インバータの出力に単相インバータが直列に接続されて、該単相インバータによるブースト電圧が多相インバータの相電圧に重畳されることで、該重畳された電圧が出力電圧として負荷に供給される電力変換器において、
前記単相インバータは、前記多相インバータにおける一部の相の出力にのみ接続され、
前記出力電圧により生じる前記負荷の線間電圧が相互に等しくなるように、前記多相インバータの相電圧の位相及び／又は前記単相インバータのブースト電圧の位相を調整する位相調整部を備えたことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記単相インバータには、
前記多相インバータに接続される回路ごとに独立した直流電源が用いられることを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項３】
前記単相インバータの電源として、前記多相インバータの直流電源が用いられることを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項４】
前記多相インバータは、三相インバータであり、
前記三相インバータの各相は、相互に同一の大きさの相電圧を有し、
前記単相インバータは、前記三相インバータの２相に接続され、
前記位相調整部は、
以下の式（１）で定まるθについて、
【数１】
2016067119.tif 000004
（ただし、式中VINVphaseは三相インバータの相電圧の大きさであり、VACboostは単相インバータのブースト電圧の大きさである。）
前記三相インバータにおける前記単相インバータに接続された一相の位相をθ進め、前記三相インバータにおける前記単相インバータに接続された他の一相における位相をθ遅らせ、
前記単相インバータのブースト電圧の位相を、該単相インバータが接続される前記三相インバータの相における相電圧の位相と等しくなるように調整することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項５】
多相インバータの相電圧に対して昇圧が不要な場合には、該多相インバータの相電圧がそのまま出力されるように、前記単相インバータのスイッチング動作が休止されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相インバータに単相インバータが直列に接続されて、該単相インバータの出力からのブースト電圧が多相インバータの相電圧に重畳されることで、該重畳された電圧が出力電圧として負荷に供給される電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、多相インバータの一種としての三相インバータによって、直流電源電圧を交流電圧に変換して交流モータ等の負荷に供給する電力変換器が知られている。この電力変換器では、三相インバータにおいて、直流電源から供給される直流電流を三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電流に変換するようにスイッチング制御が行われる。また、三相インバータ回路の入力側においては、直流電源と並列に平滑コンデンサが接続され、これにより入力電源が平滑化される。
【０００３】
このような電力変換器では、印加可能な直流電源電圧の値が使用する半導体素子に応じて定格電圧として定められており、素子の耐久性上の理由から、この値を超えた電圧を三相インバータ側で印加してはならないことになっている。したがって、負荷で使用される要求出力電圧が高い場合にも、この定格電圧を超える電圧を印加しないようにする必要があるので、そのままでは三相インバータの出力相電圧が負荷で要求される電圧に満たない場合がある。
【０００４】
したがって、三相インバータの出力相電圧が上記要求出力電圧に到達するように、出力相電圧を上昇させる工夫が必要となる。特許文献１には、このように出力電圧を向上させるために、三相インバータの三相出力の全てに単相インバータの各昇圧回路を接続し、三相インバータから負荷へ供給される出力電圧を昇圧させる電力変換器が公開されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−１６６２５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１の技術では、単相インバータを三相インバータの出力全てに設置した分の構造の複雑化やコストの増大が生じるという課題があった。
【０００７】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は簡素且つ低コストに多相インバータの昇圧機能を実現することのできる電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、多相インバータの出力に単相インバータが直列に接続されて、該単相インバータによるブースト電圧が多相インバータの相電圧に重畳されることで、該重畳された電圧が出力電圧として負荷に供給される電力変換器を提供する。この電力変換器において、単相インバータは、多相インバータにおける一部の相の出力にのみ接続される。また、この電力変換器は、出力電圧により生じる負荷の線間電圧が相互に等しくなるように、多相インバータの相電圧の位相及び／又は単相インバータのブースト電圧の位相を調整する位相調整部を備える。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、多相インバータの出力の一部にのみ、ブースト電圧を重畳する単相インバータを接続するようにしたので、従来と比較して単相インバータにおける昇圧回路の数を少なくしてそれに伴う部品点数や構造物を削減することができる。したがって、電力変換器全体の構造の簡素化及び低コスト化が可能となる。また、出力電圧により生じる負荷の線間電圧が相互に等しくなるように、多相インバータの相電圧の位相及び／又は単相インバータのブースト電圧の位相を調整する位相調整部を備えることで、多相インバータの出力の一部のみを昇圧することによる各相における出力電圧の位相のずれを打ち消し、負荷に平衡電圧を供給する機能を維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、第１の実施の形態に係る電力変換器の構成を説明する図である。
【図２】図２は、単相インバータのブースト電圧ＶVboost、Ｖ相の相電圧ＶV、及びこれら電圧の和である出力電圧ＶVoutの波形を示す図である。
【図３】図３は、位相調整を行わない場合におけるＵ相の相電圧、Ｖ相の相電圧、及びＷ相の相電圧の波形を示す図である。
【図４】図４は、負荷の線間電圧の平衡化について説明するフェーザ図である。
【図５】図５は、位相調整を行った後の、ＵＵ−Ｖ線間電圧ＶUV、Ｖ−Ｗ線間電圧ＶVW、及びＷ−Ｕ線間電圧ＶWUの波形を示す図である。
【図６】図６は、第２の実施の形態に係る電力変換器の構成を説明する図である。
【図７】図７は、第３の実施の形態に係る電力変換器の構成を説明する図である。
【図８】図８は、第３の実施の形態に係る電力変換器の構成の変形例を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面等を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１２】
（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態に係る電力変換器の構成を説明する図である。図示のように、電力変換器１０では、多相インバータとしての三相インバータ２０の出力２２ａ，２３ａに単相インバータ４０が直列に接続されており、単相インバータ４０の出力に例えば交流モータ等である負荷１００が接続されている。
【００１３】
本実施の形態では、単相インバータ４０は、三相インバータ２０における一部の相であるＶ相２２の出力２２ａ及びＷ相２３の出力２３ａにのみ接続されている。すなわち、単相インバータ４０は、三相インバータ２０のＵ相２１の出力２１ａには接続されていない。
【００１４】
三相インバータ２０は、直流電源２４と、平滑コンデンサ２５と、を有しており、これらはＵ相２１、Ｖ相２２、及びＷ相２３に対して並列に配置されている。そして、Ｕ相２１、Ｖ相２２、及びＷ相２３には、それぞれスイッチング素子ＳU1，ＳU2、ＳV1，ＳV2、及びＳW1，ＳW2が設けられている。
【００１５】
また、Ｕ相のスイッチング素子ＳU1及びＳU2における中間点Ｍ1、Ｖ相のスイッチング素子ＳV1及びＳV2における中間点Ｍ2、並びにＷ相のスイッチング素子ＳW1及びＳW2における中間点Ｍ3がそれぞれ、出力２１ａ、２１ｂ、及び２１ｃを介して負荷１００と接続されている。
【００１６】
さらに、これらスイッチング素子ＳU1，ＳU2、ＳV1，ＳV2、及びＳW1，ＳW2については、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等の公知の任意のスイッチング素子を用いることができる。図においてはいわゆるｎ−チャンネルＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられており、当該素子に逆向きの電流が流れることを防止するための整流器ＲU1，ＲU2，ＲV1，ＲV2，及びＲW1，ＲW2がそれぞれ逆並列に接続されている。
【００１７】
そして、単相インバータ４０は、三相インバータ２０のＶ相２２の出力２２ａに接続されたＶ相側昇圧回路４０−１と、三相インバータ２０のＷ相２３の出力２３ａに接続されたＷ相側昇圧回路４０−２と、有している。
【００１８】
Ｖ相側昇圧回路４０−１には、Ｖ相側昇圧回路電源４１と、Ｖ相側昇圧回路平滑コンデンサ４２と、各Ｖ相側昇圧回路スイッチング素子ＴV1〜ＴV4と、が設けられている。また、Ｖ相側昇圧回路４０−１は、Ｖ相側昇圧回路スイッチング素子ＴV3とＴV4の中間点において、三相インバータ２０のＶ相出力２２ａに接続されており、Ｖ相側昇圧回路第３スイッチング素子ＴV1とＴV2の中間点において、負荷１００に接続されている。
【００１９】
一方、Ｗ相側昇圧回路４０−２には、Ｗ相側昇圧回路電源４３と、Ｗ相側昇圧回路平滑コンデンサ４４と、各Ｗ相側昇圧回路スイッチング素子ＴW1〜ＴW4と、が設けられている。また、Ｗ相側昇圧回路４０−２は、Ｗ相側昇圧回路スイッチング素子ＴW3とＴW4の中間点において、三相インバータ２０のＷ相出力２３ａに接続されており、Ｗ相側昇圧回路スイッチング素子ＴW1とＴW2の中間点において、負荷１００に接続されている。
【００２０】
なお、この各Ｖ相側昇圧回路スイッチング素子ＴV1〜ＴV4、及び各Ｗ相側昇圧回路スイッチング素子ＴW1〜ＴW4としては、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等の公知の任意のスイッチング素子を用いることができるが、特に図においてはｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）を用いた例が示されている。
【００２１】
さらに、電力変換器１０は、コントローラ５０を有している。コントローラ５０は、図示しないメモリ領域に記憶された所定のスイッチングプログラムに基づき、三相インバータ２０のＵ相２１、Ｖ相２２、及びＷ相２３におけるスイッチング素子ＳU1，ＳU2，ＳV1，ＳV2，及びＳW1，ＳW2のスイッチング制御、並びに単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路スイッチング素子ＴV1〜ＴV4及びＷ相側昇圧回路スイッチング素子ＴW1〜ＴW4のスイッチング制御を行う。なお、上記スイッチングプログラムは、状況に応じて負荷１００に適切な大きさ及び位相の交流電圧を出力できるような各スイッチング素子の開閉の態様を規定したプログラムである。
【００２２】
そして、上記構成の電力変換器１０により、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１とＷ相側昇圧回路４０−２から出力されるブースト電圧ＶVboost及びＶWboostが、それぞれ三相インバータ２０のＶ相２２の相電圧ＶVとＷ相２３の相電圧ＶWに重畳されることで、これらＶ相２２の相電圧及びＷ相２３の相電圧が昇圧されて出力電圧ＶVout及びＶWoutとなり負荷１００へ供給されることとなる。
【００２３】
図２は、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１から出力されるブースト電圧ＶVboost、三相インバータ２０のＶ相の相電圧ＶV、及びこれら電圧を重畳した出力電圧ＶVoutの波形を示している。なお、当図では、Ｖ相２２の相電圧ＶV及びそのブースト電圧ＶVboostに関する波形のみを示しているが、この電圧波形はＷ相２３の相電圧及びそのブースト電圧についても位相が１２０°ずれているだけの実質的に同形の波形であるので、これについては図示を省略する。
【００２４】
図から明らかなように、Ｖ相２２の相電圧ＶVに対して単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１によりブースト電圧ＶVboostが重畳されることで、負荷１００に出力される出力電圧ＶVoutとなる。図で示した例では、Ｖ相側昇圧回路４０−１により重畳されるブースト電圧ＶVboostの振幅は、Ｖ相側昇圧回路４０−１の相電圧ＶVの２／３程度の大きさである。したがって、負荷１００に供給されるＶ相２２の出力電圧ＶVoutは、元の相電圧ＶVに対して１．５倍程度の大きさとなる。同様に、Ｗ相２３の出力電圧ＶWoutも、元の相電圧ＶWに対して１．５倍程度の大きさとなる。
【００２５】
一方で、三相インバータ２０のＵ相２１の相電圧ＶUについては、単相インバータ４０の昇圧回路が接続されていないので、これにより昇圧されることなく、そのまま出力電圧ＶUoutとして負荷１００に供給されることとなる（図１参照）。
【００２６】
図３は、各相の出力電圧ＶUout、ＶVout、及びＶWoutの波形を示したグラフである。なお、当図においては、各相の相電圧ＶU，ＶV，ＶWの位相調整は行われていない状態を示しており、したがってこれらの位相は相互に１２０°ずれている。
【００２７】
図から明らかなように、Ｕ相２１の相電圧ＶUについては単相インバータ４０により昇圧されないので、図に示すように、Ｕ相２１の出力電圧ＶUoutは、単相インバータ４０による昇圧が行われたＶ相出力電圧ＶVout及びＷ相出力電圧ＶWoutと比較して小さくなる。
【００２８】
したがって、このままでは、負荷１００におけるＶ−Ｗ相間の線間電圧ＶVWの大きさが、Ｕ−Ｖ相間の線間電圧ＶUV及びＷ−Ｕ相間の線間電圧ＶWUと比較して大きくなるので、このままでは負荷１００に供給される電圧が不均衡になる。
【００２９】
そこで、コントローラ５０は、以下に説明するように、各線間電圧ＶUV、線間電圧ＶVW、及び線間電圧ＶWUの値が等しくなるように、三相インバータ２０のＶ相２２の相電圧ＶVとＷ相２３の相電圧ＶWの位相、及び単相インバータ４０のブースト電圧ＶVboost，ＶWboostの位相を調整する。
【００３０】
図４は、各相の相電圧ＶU，ＶV，ＶW、ブースト電圧ＶVboost，ＶWboost、各相の出力電圧ＶUout，ＶVout，ＶWout、及び線間電圧ＶUV，ＶVW，ＶWUのフェーザ表示を示している。
【００３１】
図に示すように、本実施の形態では、Ｖ相２２の相電圧ＶV及びＷ相の相電圧ＶWに対して位相の調整を行っている。なお、図においては参考のため、位相調整を行わない場合のＶ相２２の相電圧ＶV及びＷ相の相電圧ＶW（以下、非位相調整Ｖ相電圧ＶV´、及び非位相調整Ｗ相電圧ＶW´と記載する）を破線で示している。
【００３２】
図示のように、Ｕ相の相電圧ＶU、並びに非位相調整Ｖ相電圧ＶV´及び非位相調整Ｗ相電圧ＶW´は、相互に１２０°の相差角をなしている。したがって、図から明確に理解されるように、仮に、非位相調整Ｖ相電圧ＶV´及び非位相調整Ｗ相電圧ＶW´に対して単相インバータ４０によりブースト電圧ＶVboost，ＶWboostを重畳すると、Ｖ相出力電圧ＶVout及びＷ相出力電圧ＶWoutの長さは、ブースト電圧が重畳されていないＵ相出力電圧ＶUoutよりも長くなることとなる。
【００３３】
したがって、この場合、Ｖ相出力電圧とＷ相出力電圧の頂点を結ぶことで得られるＶ−Ｗ線間電圧が、Ｕ相出力電圧とＶ相出力電圧の頂点を結ぶことで得られるＵ−Ｖ線間電圧は及びＷ相出力電圧とＵ相出力電圧の頂点を結ぶことで得られるＷ−Ｕ線間電圧よりも長くなり、結果として負荷１００に供給される三相電圧が平衡とはならないこととなる。
【００３４】
しかしながら、本実施の形態では、フェーザ図上において、Ｕ−Ｖ線間電圧ＶUV、Ｖ−Ｗ線間電圧ＶVW、及びＷ−Ｕ線間電圧ＶWUの長さが全て等しくなる正三角形を構成するように、Ｖ相の相電圧及びＷ相の相電圧の位相（これらの相差角）を調整する。
【００３５】
具体的には、位相調整部として機能するコントローラ５０が、Ｕ相のスイッチング素子ＳU1，ＳU2、Ｖ相のスイッチング素子ＳV1，ＳV2及びＷ相のスイッチング素子ＳW1，ＳW2に対するスイッチング制御を行い、非位相調整Ｖ相電圧ＶV´の位相を元の位相に対してθ進める一方で、非位相調整Ｗ相電圧ＶW´の位相を元の位相に対してθ遅らせる。
【００３６】
これにより、図に示したＶ相電圧ＶV及びＷ相電圧ＶWが得られる。また、併せて単相インバータ４０のブースト電圧ＶVboost，ＶWboostの位相も、それぞれＶ相電圧ＶV及びＷ相電圧ＶWの位相と等しくなるように調整する。
【００３７】
なお、このように相電圧やブースト電圧の位相を調整するために行われる、Ｖ相２２のスイッチング素子ＳV1，ＳV2、Ｗ相２３のスイッチング素子ＳW1，ＳW2、Ｖ相側昇圧回路４０−１のスイッチング素子ＴV1〜ＴV4、及びＷ相側昇圧回路４０−２のスイッチング素子ＴW1〜ＴW4の制御自体は、公知であるのでその詳細は省略する。
【００３８】
ここで、θは、フェーザ図上において、Ｕ−Ｖ線間電圧ＶUV、Ｖ−Ｗ線間電圧ＶVW、及びＷ−Ｕ線間電圧ＶWUの大きさが全て同じなるように設定される値であり、具体的には下記の式（１）
【００３９】
【数１】
2016067119.tif 000003
【００４０】
で与えられる。ただし、式中VINVphaseは昇圧される三相インバータ２０の相電圧の大きさ（すなわち、ＶV又はＶW）であり、VACboostは対応する単相インバータ４０のブースト電圧の大きさ（すなわち、ＶVboost又はＶWboost）である。
【００４１】
図５には、位相調整を行った後の、Ｕ−Ｖ線間電圧ＶUV、Ｖ−Ｗ線間電圧ＶVW、及びＷ−Ｕ線間電圧ＶWUの波形を示す。このように、上記式（１）にしたがう三相インバータ２０の相電圧及び単相インバータ４０のブースト電圧の位相の調整により、負荷１００に供給する三相電圧を平衡にすることができる。
【００４２】
上記した本実施形態の電力変換器１０によれば、以下の効果を得ることができる。
【００４３】
電力変換器１０においては、多相インバータ２０の出力の一部にのみ、ブースト電圧ＶVboost，ＶWboostを重畳する単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２を接続するようにしたので、従来と比較して単相インバータ４０の昇圧回路の数を減少させてそれに伴う部品点数や構造物を削減することができる。したがって、電力変換器１０全体の構造の簡素化及び低コスト化が可能となる。
【００４４】
また、出力電圧ＶUout，ＶVout，ＶWoutにより生じる負荷の線間電圧ＶUV，ＶVW,ＶWUが相互に等しくなるように、多相インバータ２０の相電圧ＶV，ＶWの位相及び単相インバータのブースト電圧ＶVboost，ＶWboostの位相を調整するコントローラ５０（位相調整部）を備えることで、多相インバータ２０の出力の一部のみを昇圧することにより生じる線間電圧ＶUV，ＶVW，ＶWUの不均衡を防止し、結果として負荷に平衡電圧を供給する機能を維持することができる。
【００４５】
さらに、本実施の形態では、三相インバータ２０の各相Ｕ、Ｖ、Ｗには同一の大きさの電圧が印加されており、コントローラ５０は、三相インバータ１０の相電圧ＶVの位相をθ進め、ＶWの位相をθ遅らせ、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２から出力されるブースト電圧の位相を、該Ｖ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２が接続される三相インバータ２０のＶ相２２及びＵ相２３の位相と同一にするように調整している。これにより、各線間電圧ＶUV，ＶVW，ＶWUが相互に等しくなるので、より確実に負荷１００に平衡電圧を供給することができる。
【００４６】
また、本実施の形態では、単相インバータ４０は、Ｖ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２ごとに、独立した直流電源４１，４３を有している。これにより、例えば、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２の双方に直流電圧を供給するための一つの直流電源を設置する場合に比べて、Ｖ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２に対する個別の電圧の制御を容易に行うことができるので、当該電圧制御のための電力変換器等を設置する必要がなく、コストを低減できる。
【００４７】
なお、本実施の形態においては、負荷１００に供給する三相電圧を平衡電圧とするために、三相インバータ２０の相電圧ＶV，ＶWの位相及び単相インバータのブースト電圧ＶVboost，ＶWboostの位相を調整するようにしたが、位相調整の方法はこれに限られるものではない。すなわち、負荷の線間電圧ＶUV，ＶVW,ＶWUを相互に等しくすることができるのであれば、相電圧ＶU，ＶV，ＶWやブースト電圧ＶVboost，ＶWboostの中から一以上を任意に選択して位相調整を行うようにしても良い。
【００４８】
（第２の実施の形態）
以下、第２の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００４９】
図６は、第２の実施の形態に係る電力変換器１０の構成を説明する図である。図示のように、本実施の形態では、三相インバータ２０の直流電源２４を電源として、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２が駆動される。特に、この電力変換器１０には、三相インバータ２０の直流電源２４を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６０が設けられている。
【００５０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ６０は、その入力側が三相インバータ２０の直流電源２４に接続されたスイッチング素子ＱS1〜ＱS4と、スイッチング素子ＱS1〜ＱS4の出力側に接続された供給側コイル部６１と、この供給側コイル部６１に対して鉄心Ｉを介して対向配置された受け側コイル部６２，６３と、受け側コイル部６２と上記各スイッチング素子ＴV1〜ＴV4との間に接続されたスイッチング素子ＱV1〜ＱV4と、受け側コイル部６３と上記各スイッチング素子ＴW1〜ＴW4との間に接続されたスイッチング素子ＱW1〜ＱW4と、有している。
【００５１】
本実施の形態において、供給側コイル部６１の巻き数に対して受け側コイル部６２及び６３の巻き数が少なくなるように構成されており、したがって供給側コイル部６１と受け側コイル部６２及び６３の間の相互誘導によって直流電源２４からの電圧が降下されることとなる。なお、供給側コイル部６１、受け側コイル部６２、及び受け側コイル部６３の具体的な巻き数は、Ｖ相側昇圧回路４０−１やＷ相側昇圧回路４０−２で要求される電圧の大きさ等の種々の要素に応じて適宜、調整することが可能である。
【００５２】
また、スイッチング素子ＱS1〜ＱS4、スイッチング素子ＱV1〜ＱV4、及びスイッチング素子ＱW1〜ＱW4としては、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等の公知の任意のスイッチング素子を用いることができ、図においては特にＩＧＢＴを用いており、これらスイッチング素子はコントローラ５０によりスイッチング制御される。
【００５３】
以下、上記構成を有する電力変換器１０の作動状態について説明する。この構成によれば三相インバータ２０において直流電源２４からＵ相２１、Ｖ相２２、及びＷ相２３に電圧が供給される一方で、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０においてこれら各相と並列に接続されたスイッチング素子ＱS1〜ＱS4にも同じ電圧が供給されることとなる。
【００５４】
スイッチング素子ＱS1〜ＱS4では、コントローラ５０による適切なスイッチング制御により、直流電源２４からの供給電圧が交流電圧に変換される。変換された交流電圧は供給側コイル部６１を介して相互誘導により受け側コイル部６２及び６３に降圧された状態で供給される。
【００５５】
受け側コイル部６２に供給された電圧は、コントローラ５０によるスイッチング素子ＱV1〜ＱV4に対するスイッチング制御により、再度直流電圧に変換される。そして、この変換された直流電圧は、各Ｖ相側昇圧回路スイッチング素子ＴV1〜ＴV4及び各Ｗ相側昇圧回路スイッチング素子ＴW1〜ＴW4に供給され、その後、第１の実施の形態におけるＶ相側昇圧回路電源４１及びＷ相側昇圧回路電源４３から供給された電圧の場合と同様に、三相インバータ２０のＶ相２２の相電圧ＶVとＷ相２３の相電圧ＶWの昇圧に用いられる。
【００５６】
したがって、本実施の形態に係る電力変換器１０によれば、ブースト電圧を供給する単相インバータ４０の電源として、三相インバータ２０の電源を用いているので、単相インバータ４０におけるＶ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２の電圧のリプルを、三相インバータ２０の平滑コンデンサ２５で平滑化することができる。
【００５７】
したがって、平滑コンデンサ部２５は、本来であればこの平滑化を行う平滑コンデンサ４２，４４の機能の一部を担うこととなるので、結果として平滑コンデンサ４２，４４の静電容量を削減することができ、電力変換器１０全体の小型化、及び低コスト化を図ることができる。なお、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０における供給側コイル部６１の入力側部分に平滑用コンデンサを設けることなく、電圧リプルを抑制することが可能となっているが、必要に応じて当該入力側部分に平滑用コンデンサを設けて電圧リプルをより効果的に抑制するようにしても良い。
【００５８】
なお、上記実施の形態では、三相インバータ２０の直流電源２４を単相インバータ４０の電源として用いるにあたり、直流電源２４からの電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ６０を介して降圧して単相インバータ４０に供給するようにしている。しかしながら、例えば直流電源２４を降圧する必要が無い場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０を用いることなく直流電源２４からの電圧を単相インバータ４０に供給するようにしても良い。また、本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ６０に代えて、他の種類の変圧器を用いることもできる。
【００５９】
（第３の実施の形態）
以下、第３の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態又は第２の実施の形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００６０】
図７は、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２がそれぞれ直流電源４１及び４３を有する場合において、各素子ＴV1〜ＴV4、及び素子ＴW1〜ＴW4のスイッチングを休止させた際の電流の流れの主要部分を一点鎖線で示している。
【００６１】
図示のように、本実施の形態に係る電力変換器１０では、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１における上アームのスイッチング素子ＴV1，ＴV3、及びＷ相側昇圧回路４０−２における上アームのスイッチング素子ＴW1，ＴW3が常時オフ状態とされる。一方で、Ｖ相側昇圧回路４０−１における下アームのスイッチング素子ＴV2，ＴV4、及びＷ相側昇圧回路４０−２における下アームのスイッチング素子ＴW2，ＴW4は常時オン状態とされる。これにより、スイッチングの休止状態が実現されている。
【００６２】
また、Ｖ相側昇圧回路４０−１及びＷ相側昇圧回路４０−２の上アームのスイッチング素子ＴV1，ＴV3，ＴW1，ＴW3が全てオフ状態とされていることにより、各Ｖ相側直流電源４１及びＷ相側直流電源４３からの電源供給が遮断されることとなる。したがって、図の一点鎖線で示した電流の流れから明らかなように、Ｖ相２２及びＷ相２３から出力される電圧は、単相インバータ４０により昇圧されることなく負荷１００に供給されることとなる。
【００６３】
このように、昇圧の必要が無いときには、各Ｖ相側直流電源４１及びＷ相側直流電源４３からの電源供給を遮断した状態で単相インバータ４０におけるスイッチングを停止させることで、回路全体における電力損失を防ぎ、電力効率を向上させることができる。
【００６４】
一方で、図８は、単相インバータ４０の電源として三相インバータ２０の直流電源２４を用いた場合において、各素子ＴV1〜ＴV4、及び素子ＴW1〜ＴW4のスイッチングを休止させた際の電流の流れの主要部分を一点鎖線で示している。
【００６５】
図示のように、本実施の形態に係る電力変換器１０では、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１のスイッチング素子ＴV1，ＴV2，ＴV3，ＴV4，及びＷ相側昇圧回路４０−２のスイッチング素子ＴW1，ＴW2，ＴW3，ＴW4が全て常時オン状態とされている。一方で、スイッチング素子ＱS1〜ＱS4、スイッチング素子ＱV1〜ＱV4、及びスイッチング素子ＱW1〜ＱW4は全て常時オフ状態とされている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０を介した単相インバータ４０への直流電源２４からの電力供給が遮断されることとなる。
【００６６】
したがって、図の一点鎖線で示した電流の流れが明らかなように、Ｖ相２２及びＷ相２３から出力される電圧は、単相インバータ４０により昇圧されることなく負荷１００に供給されることとなる。このように昇圧の必要が無いときには、直流電源２４からの電源供給を遮断した状態で単相インバータ４０におけるスイッチングを休止させることで、回路全体における電力損失を防ぎ、電力効率を向上させることができる。
【００６７】
なお、上述のように、スイッチング素子ＱS1〜ＱS4、スイッチング素子ＱV1〜ＱV4、及びスイッチング素子ＱW1〜ＱW4は全て常時オフ状態とされている場合には、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１のスイッチング素子ＴV1，ＴV2，ＴV3，及びＴV4とＷ相側昇圧回路４０−２のスイッチング素子ＴW1，ＴW2，ＴW3，及びＴW4のいずれか一方を常時オン状態とし、他方を常時オフ状態としても、単相インバータ４０への直流電源２４からの電力供給の遮断を実現することができる。
【００６８】
特に、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の入力側のスイッチング素子ＱS1〜ＱS4を常時オフ状態すれば、他のスイッチング素子の状態に関係なく直流電源２４からの電源供給を遮断することができる。
【００６９】
すなわち、この場合には、単相インバータ４０のＶ相側昇圧回路４０−１のスイッチング素子ＴV1，ＴV2，ＴV3，ＴV4，Ｗ相側昇圧回路４０−２のスイッチング素子ＴW1，ＴW2，ＴW3，ＴW4，スイッチング素子ＱV1〜ＱV4、及びスイッチング素子ＱW1〜ＱW4は、スイッチング動作がされていない状態であれば、全てオン状態であってもオフ状態であっても良い。したがって、このように、単相インバータ４０による昇圧が必要ない場合には、スイッチング素子ＱS1〜ＱS4を常時オフ状態とするだけで容易に電力消費を抑えることができる。
【００７０】
なお、本発明は上記の実施形態に限定されずに、その技術的な思想の範囲内において種々の変更がなしうることは明白である。例えば、上記実施の形態においては、多相インバータ２０の出力に単相インバータ４０の出力が直列に接続された例として、三相インバータの２相（Ｖ相２２及びＷ相２３）に単相インバータ４０の出力を直列に接続した場合を説明したが、線間電圧を相互に等しくするように単相インバータ４０を三相インバータのＶ相２２又はＷ相２３の一相にのみ接続するようにしても良い。
【００７１】
また、三相以上の相数を有する多相インバータにおいて、本発明に係る構成を適用するようにしても良い。
【符号の説明】
【００７２】
１０          電力変換器
２０          三相インバータ（多相インバータ）
２１          Ｕ相
２２          Ｖ相
２３          Ｗ相
２４          直流電源
２５          平滑コンデンサ
４０          単相インバータ
４０−１      Ｖ相側昇圧回路
４０−２      Ｗ相側昇圧回路
４１          Ｖ相側昇圧回路側直流電源
４２          Ｖ相側昇圧回路側平滑コンデンサ
４３          Ｗ相側昇圧回路側直流電源
４４          Ｗ相側昇圧回路側平滑コンデンサ
５０          コントローラ（位相調整部）
６０          ＤＣ−ＤＣコンバータ
１００        負荷
ＳU1，ＳU2    スイッチング素子
ＳV1，ＳV2    スイッチング素子
ＳW1，ＳW2    スイッチング素子
ＴV1，ＴV2，ＴV3，ＴV4    スイッチング素子
ＴW1，ＴW2，ＴW3，ＴW4    スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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