(57)【要約】【課題】シンプルな回路構成でありながらも、トランス巻数比以上にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を安定的に高くでき、スイッチング損失を低減可能な絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】低圧側スイッチング部ＳＷＬと高圧側スイッチング部ＳＷＨの何れか一方が絶縁トランスＴの１次側巻線に接続され、他方が絶縁トランスの２次側巻線に接続されている絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータで、低圧側スイッチング部または高圧側スイッチング部の少なくとも一方が、直列接続された二つのスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイルダイオードを備え、何れか一方のスイッチング素子が直列接続された電流共振用のコンデンサを介して絶縁トランスの何れか一方の巻線に並列接続されたスイッチングアームで構成され、受電側として作動する場合にコンデンサとフリーホイルダイオードとで倍電圧整流回路が構成される。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
低圧側スイッチング部と高圧側スイッチング部の何れか一方が絶縁トランスの１次側巻線に接続され、他方が前記絶縁トランスの２次側巻線に接続されている絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記低圧側スイッチング部と前記絶縁トランスとの間、及び、前記高圧側スイッチング部と前記絶縁トランスとの間のそれぞれに、電流共振用のコンデンサが直列に接続されている絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記低圧側スイッチング部または前記高圧側スイッチング部の少なくとも一方が、直列接続された二つのスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイルダイオードを備え、何れか一方のスイッチング素子が前記絶縁トランスの何れか一方の巻線に接続されたスイッチングアームで構成され、受電側として作動する場合に前記コンデンサとフリーホイルダイオードとで倍電圧整流回路が構成される請求項１記載の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記低圧側スイッチング部または前記高圧側スイッチング部の少なくとも一方が、直列接続された二つのスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイルダイオードを備えた第１スイッチングアームと、直列接続された二つのスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイルダイオードを備えた第２スイッチングアームで構成されるとともに、各スイッチング素子の接続点が前記絶縁トランスの１次側巻線または２次側巻線に接続され、
受電側として作動する場合に、前記コンデンサとフリーホイルダイオードとで倍電圧整流回路が構成される請求項１記載の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記スイッチング素子がＭＯＳ‐ＦＥＴで構成され、前記フリーホイルダイオードが前記ＭＯＳ‐ＦＥＴのボディダイオードで構成されている請求項２または３記載の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記低圧側スイッチング部または高圧側スイッチング部の何れかに、アイソレーション回路を介して他方のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部を備えている請求項２から４の何れかに記載の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記低圧側スイッチング部が２次電池に接続され、前記高圧側スイッチング部がインバータを介して交流系統に接続されている請求項１から５の何れかに記載の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項１から５の何れかに記載の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記高圧側スイッチング部に接続されるインバータとを備え、前記インバータが交流系統に接続されるパワーコンディショナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及びパワーコンディショナに関する。
【背景技術】
【０００２】
直流発電装置等により得られた電力を二次電池に蓄積し、二次電池に蓄積された電力を系統と連系させるパワーコンディショナには双方向のＤＣ／ＤＣコンバータが組み込まれている。
【０００３】
特許文献１には、トランス巻数比以上にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を高くでき、低圧側と高圧側の電圧変動に対してロバストな出力特性を持つ絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的として、低圧側スイッチング部と、高圧側スイッチング部と、これら両スイッチング部を接続する絶縁トランスと、この絶縁トランスと一方のスイッチング部との間に接続されたＬＣ共振回路と、両スイッチング部を制御する制御回路とを備えた絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている。
【０００４】
当該絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、単相フルブリッジ回路で構成される両スイッチング部の各アームの還流ダイオードを有する主半導体スイッチング素子と並列に、コンデンサと逆並列ダイオード付補助半導体スイッチング素子の直列回路を接続したことを特徴とする回路である。
【０００５】
コンデンサと逆並列ダイオード付補助半導体スイッチング素子の直列回路を流れる共振電流によってＬＣ共振回路のリアクトルにエネルギーを蓄え、リアクトルに蓄えられたエネルギーを用いてトランス巻数比以上にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を上昇させることが可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−６６５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、上述した絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、低圧側スイッチング部及び高圧側スイッチング部を構成する主スイッチング素子に対する駆動信号に加えて、補助半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成するための複雑な信号生成回路が必要になるばかりか、部品点数の増大によるコスト上昇を招くという問題があった。
【０００８】
本発明の目的は、上述した問題点に鑑み、シンプルな回路構成でありながらも、トランス巻数比以上にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を安定的に高くでき、しかもスイッチング損失を低減可能な絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及びパワーコンディショナを提供する点にある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述の目的を達成するため、本発明による絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの第一の特徴構成は、特許請求の範囲の書類の請求項１に記載した通り、低圧側スイッチング部と高圧側スイッチング部の何れか一方が絶縁トランスの１次側巻線に接続され、他方が前記絶縁トランスの２次側巻線に接続されている絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記低圧側スイッチング部と前記絶縁トランスとの間、及び、前記高圧側スイッチング部と前記絶縁トランスとの間のそれぞれに、電流共振用のコンデンサが直列に接続されている点にある。
【００１０】
給電側のコンデンサ及び絶縁トランスのインダクタンスで発生する電流共振によって、給電側のスイッチング部に備えたスイッチング素子がターンオンする際にゼロスイッチングが実現され、さらに受電側のコンデンサ及びスイッチング部によって倍電圧整流され、トランス巻数比以上に出力電圧を上昇させることができる。
【００１１】
同第二の特徴構成は、同請求項２に記載した通り、上述の第一の特徴構成に加えて、前記低圧側スイッチング部または前記高圧側スイッチング部の少なくとも一方が、直列接続された二つのスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイルダイオードを備え、何れか一方のスイッチング素子が前記絶縁トランスの何れか一方の巻線に接続されたスイッチングアームで構成され、受電側として作動する場合に前記コンデンサとフリーホイルダイオードとで倍電圧整流回路が構成される点にある。
【００１２】
直列接続された二つのスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイルダイオードを備えたスイッチングアームによって構成される低圧側スイッチング部または高圧側スイッチング部が受電側として作動する場合に、コンデンサとフリーホイルダイオードで構成される整流回路によって倍電圧整流が行なわれる。つまり、給電側として機能する際にスイッチングロスを低減するために用いられる電流共振用のコンデンサが、受電側として機能する際に倍電圧整流用のコンデンサとして用いられるので、直流電圧を昇圧または降圧する双方向動作を、スイッチングロスを低減しながらも、部品点数の増加を招くことのないシンプルな構成で、トランス巻数比以上に出力電圧を上昇させることができるようになる。
【００１３】
同第三の特徴構成は、同請求項３に記載した通り、上述の第一の特徴構成に加えて、前記低圧側スイッチング部または前記高圧側スイッチング部の少なくとも一方が、直列接続された二つのスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイルダイオードを備えた第１スイッチングアームと、直列接続された二つのスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイルダイオードを備えた第２スイッチングアームで構成されるとともに、各スイッチング素子の接続点が前記絶縁トランスの１次側巻線または２次側巻線に接続され、受電側として作動する場合に、前記コンデンサとフリーホイルダイオードとで倍電圧整流回路が構成される点にある。
【００１４】
受電側に大きな値の電流を供給する場合であっても、給電側が第１スイッチングアームと第２スイッチングアームでフルブリッジ回路に構成されることにより、各スイッチング素子の発熱を抑制し、効率的にエネルギー伝達できるようになる。
【００１５】
同第四の特徴構成は、同請求項４に記載した通り、上述の第二または第三の特徴構成に加えて、前記スイッチング素子がＭＯＳ‐ＦＥＴで構成され、前記フリーホイルダイオードが前記ＭＯＳ‐ＦＥＴのボディダイオードで構成されている点にある。
【００１６】
ボディダイオードをフリーホイルダイオードに用いれば、別途のダイオードを設ける必要が無く、部品点数を減らすことができる。
【００１７】
同第五の特徴構成は、同請求項５に記載した通り、上述の第二から第四の何れかの特徴構成に加えて、前記低圧側スイッチング部または高圧側スイッチング部の何れかに、アイソレーション回路を介して他方のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部を備えている点にある。
【００１８】
絶縁トランスの１次側と２次側で電気的に絶縁しながらも、１次側から２次側のスイッチング部を制御し、或いは２次側から１次側のスイッチング部を制御することができるようになる。
【００１９】
同第六の特徴構成は、同請求項６に記載した通り、上述の第一から第五の何れかの特徴構成に加えて、前記低圧側スイッチング部が２次電池に接続され、前記高圧側スイッチング部がインバータを介して交流系統に接続されている点にある。
【００２０】
例えば系統からの受電電力を２次電池に蓄電し、２次電池に蓄積された電力を系統に接続された負荷に給電するような動作を安定的に且つ高効率に行なうことができるようになる。
【００２１】
本発明によるパワーコンディショナの特徴構成は、同請求項７に記載した通り、上述した第一から第六の何れかの特徴構成を備えた絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記高圧側スイッチング部に接続されるインバータとを備え、前記インバータが交流系統に接続される点にある。
【００２２】
給電側に多少の電圧低下が生じる場合であっても、直流電力の変換授受を高効率で行なえるパワーコンディショナが実現できるようになる。
【発明の効果】
【００２３】
以上説明した通り、本発明によれば、シンプルな回路構成でありながらも、トランス巻数比以上にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を安定的に高くでき、しかもスイッチング損失を低減可能な絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及びパワーコンディショナを提供することができるようになった。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明によるパワーコンディショナのブロック構成図
【図２】（ａ）は本発明による絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図、（ｂ）及び（ｃ）は絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧時の動作説明図
【図３】昇圧時の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子の電圧及び電流波形の説明図
【図４】（ａ）及び（ｂ）は絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧時の動作説明図、（ｃ）は絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング制御部の説明図
【図５】（ａ）及び（ｂ）は本発明による絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの別実施形態を示す回路図
【図６】（ａ）及び（ｂ）は図５（ａ）に示す絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧時の動作説明図
【図７】（ａ）及び（ｂ）は図５（ａ）に示す絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧時の動作説明図
【図８】（ａ）及び（ｂ）は図５（ｂ）に示す絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧時の動作説明図
【図９】（ａ）及び（ｂ）は図５（ｂ）に示す絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧時の動作説明図
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明による絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及びパワーコンディショナの一例を図面に基づいて説明する。
図１には、パワーコンディショナの機能ブロック構成が示されている。パワーコンディショナ１は、直流電源リレーＲｙ１を介してリチウムイオン電池等の２次電池Ｂに接続される双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ３と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３から出力された直流電圧を交流電圧に変換して系統電源と連系する双方向のＤＣ／ＡＣインバータ４と、ＬＣフィルタ５と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３及びＤＣ／ＡＣインバータ４を制御するコントローラ６を備えて構成され、系統連系リレーＲｙ２を介して系統電源８に接続されている。
【００２６】
例えば料金の安価な深夜に系統電源８から受電した電力がＤＣ／ＡＣインバータ４によって直流電力に変換され、さらにＤＣ／ＤＣコンバータ３によって降圧された直流電力が２次電池Ｂに蓄電される。そして、２次電池Ｂに蓄電された電力が、需要の多い昼間にＤＣ／ＤＣコンバータ３によって昇圧され、ＤＣ／ＡＣインバータ４によって交流電力に変換され後に系統電源８と連系され、系統電源８に接続された負荷９に給電される。
【００２７】
２次電池Ｂから出力された例えばＤＣ１００Ｖの直流電力がＤＣ／ＤＣコンバータ３によってＤＣ４００Ｖ程度に昇圧され、ＤＣ／ＡＣインバータ４によってＡＣ２０２Ｖの交流電力に変換されて系統電源に連系され、系統電源から入力されたＡＣ２０２Ｖの交流電力がＤＣ／ＡＣインバータ４によって直流電力に変換され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３によって所定の直流充電電圧に変換されて２次電池Ｂが充電される。ＤＣ／ＤＣコンバータ３による昇圧電圧値は、交流電圧の波高値２８６Ｖよりも十分に高い３８０Ｖ程度の電圧であればよく、ＤＣ／ＡＣインバータ４によって安定したＡＣ２０２Ｖの交流電力に変換されるようになる。
【００２８】
上述のＤＣ／ＤＣコンバータ３として、雑音端子電圧の低減、電力変換効率の向上等のために複合共振型の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３が用いられている。
【００２９】
図２（ａ）には、複合共振型の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３の回路図の一例が示されている。当該ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、絶縁トランスＴと、低圧側スイッチング部ＳＷＬと、高圧側スイッチング部ＳＷＨと、低圧スイッチング部ＳＷＬに並列接続された平滑用の電解コンデンサＣ１１及びフィルムコンデンサＣ１２と、高圧側スイッチング部ＳＷＨに接続された平滑用の電解コンデンサＣ２１及びフィルムコンデンサＣ２２等を備えている。
【００３０】
低圧側スイッチング部ＳＷＬは、直列接続された二つのスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２と、各スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２に逆並列接続されたフリーホイルダイオードＤ１１，Ｄ１２を備えたスイッチングアームで構成され、一方のスイッチング素子Ｓ１１に電圧共振用のコンデンサＣ１３が並列接続されるとともに、当該スイッチング素子Ｓ１１に直列接続された電流共振用のコンデンサＣ１４を介して絶縁トランスＴの一方の巻線Ｐが並列接続されている。
【００３１】
高圧側スイッチング部ＳＷＨは、直列接続された二つのスイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２と、各スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２に逆並列接続されたフリーホイルダイオードＤ２１，Ｄ２２を備えたスイッチングアームで構成され、一方のスイッチング素子Ｓ２１に電圧共振用のコンデンサＣ２３が並列接続されるとともに、当該スイッチング素子Ｓ２１に直列接続された電流共振用のコンデンサＣ２４を介して絶縁トランスＴの一方の巻線Ｓが並列接続されている。
【００３２】
尚、便宜上、絶縁トランスＴの１次側巻線を符号Ｐ、２次側巻線を符号Ｓで示すが、双方向に電力が伝達されるので符号Ｐ，Ｓに特別の意味はなく、低圧側のスイッチング素子Ｓ１１に巻線Ｓが並列接続され、高圧側のスイッチング素子Ｓ２１に巻線Ｐが並列接続されていてもよい。但し、低圧側のスイッチング素子Ｓ１１が接続される巻線の巻数ＮＬより高圧側のスイッチング素子Ｓ２１が接続される巻線の巻数ＮＨが大きく設定される必要がある。本実施形態では巻数比Ｎｐ／Ｎｓが約０．５に設定され、低圧側の入力電圧が高圧側で約２倍の出力電圧に昇圧されるように構成されているが、トランスＴの巻数比Ｎｐ／Ｎｓは上述の条件を満たす範囲で適宜設定すればよい。
【００３３】
また、本実施形態では、各スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２がＭＯＳ‐ＦＥＴで構成され、フリーホイルダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２が各ＭＯＳ‐ＦＥＴのボディダイオードで構成されているため、個別部品である別途のダイオードを用いる必要が無く、部品点数が削減されている。尚、各スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２にＭＯＳ‐ＦＥＴ以外のデバイスを使用し、フリーホイルダイオードとして個別部品である別途のダイオードを当該デバイスに逆並列接続してもよい。
【００３４】
図２（ａ）に示した絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、高圧側スイッチング部ＳＷＨが受電側として作動する場合に、電流共振用のコンデンサＣ２４とフリーホイルダイオードＤ２１，Ｄ２２とで倍電圧整流回路が構成され、低圧側スイッチング部ＳＷＬが受電側として作動する場合に、電流共振用のコンデンサＣ１４とフリーホイルダイオードＤ１１，Ｄ１２とで倍電圧整流回路が構成される。
【００３５】
図２（ｂ），（ｃ）には、低圧側スイッチング部ＳＷＬが給電側として作動し、高圧側スイッチング部ＳＷＨが受電側として作動する場合の回路動作が示されている。理解を容易にするために、給電側のスイッチング素子であるＭＯＳ‐ＦＥＴが単純な接点記号で示され、受電側のスイッチング素子であるＭＯＳ‐ＦＥＴがボディダイオードのみで示されている。
【００３６】
図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１１がオフし、スイッチング素子Ｓ１２がオンすると、巻線Ｐに一点鎖線で示す経路に沿って電流が流れてコンデンサＣ１４が充電されるとともに絶縁トランスＴの巻線ＰにＤＣ１００Ｖが印加される。このとき巻線Ｓに約２倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ２１を経由する一点鎖線で示す閉ループに沿って電流が流れてコンデンサＣ２４がＤＣ２００Ｖに充電される。
【００３７】
次に、図２（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１２がオフし、スイッチング素子Ｓ１１がオンすると、コンデンサＣ１４の充電電荷によって一点鎖線で示す閉ループに沿って巻線Ｐに反対方向に電流が流れる。このとき、一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｓに電流が流れ、巻線Ｓに誘起される約２倍の電圧とコンデンサＣ２４に蓄積された電圧とで約２倍の約４００Ｖの直流電圧が出力される。
【００３８】
図３には、図２（ｂ），（ｃ）で説明したスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２それぞれのゲート‐ソース間電圧ＶＧＳ、ドレイン‐ソース間電圧ＶＤＳ、ドレイン電流ＩＤが示され、コンデンサＣ１４に流れる共振電流が示されている。
【００３９】
ゲート‐ソース間電圧ＶＧＳ１１に正のゲート電圧が印加されると、スイッチング素子Ｓ１１がターンオンしてドレイン電流ＩＤＳ１１が流れ、ゲート‐ソース間電圧ＶＧＳ１１に印加される電圧がゼロになると、スイッチング素子Ｓ１１がターンオフする。
【００４０】
デッドタイムｔｄの後にゲート‐ソース間電圧ＶＧＳ１２に正のゲート電圧が印加されると、スイッチング素子Ｓ１２がターンオンしてドレイン電流ＩＤＳ１２が流れ、ゲート‐ソース間電圧ＶＧＳ１２に印加される電圧が零になると、スイッチング素子Ｓ１２がターンオフする。
【００４１】
このようにスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２が交互にオン、オフを繰り返すことにより、コンデンサＣ１４に共振電流ＩＣ１４が流れる。共振電流ＩＣ１４の向きが反転する際にスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２をターンオンさせることにより零電流スイッチング（ＺＣＳ）が実現される。
【００４２】
また、電圧共振用のコンデンサＣ１３によって、スイッチング素子Ｓ１１のターンオフ時のドレイン‐ソース間電圧ＶＤＳの電圧傾斜を調整することにより、損失を低減する零電圧スイッチング（ＺＶＳ）が実現される。
【００４３】
図３中、スイッチング素子Ｓ１２がターンオンし、ドレイン電流ＩＤＳ１１が立上り、ピークから立下がった後に略一定値を示す区間が電力非伝達区間として示されている。例えば、給電側の入力電圧が低い場合や受電側に接続された負荷が重い場合に、給電側の巻線Ｐに電流は流れるが受電側に電力が伝達されない状態を示す区間である。給電側の入力電圧が十分に高くまたは受電側に接続された負荷が軽い場合には、同図破線で示すように受電側に電力が伝達される。尚、電流共振用のコンデンサＣ１４と共振回路を構成するインダクタンス成分は、トランスＴのリーケージインダクタンスが利用される。
【００４４】
図４（ａ），（ｂ）には、高圧側スイッチング部ＳＷＨが給電側として作動し、低圧側スイッチング部ＳＷＬが受電側として作動する場合の回路動作が示されている。この場合も理解を容易にするために、給電側のスイッチング素子であるＭＯＳ‐ＦＥＴが単純な接点記号で示され、受電側のスイッチング素子であるＭＯＳ‐ＦＥＴがボディダイオードのみで示されている。
【００４５】
図４（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２１がオフし、スイッチング素子Ｓ２２がオンすると、巻線Ｓに一点鎖線で示す経路に沿って電流が流れてコンデンサＣ２４が充電されるとともに絶縁トランスＴの巻線Ｓに例えばＤＣ１２０Ｖが印加される。このとき巻線Ｐに約０．５倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ１１を経由する一点鎖線で示す閉ループに沿って電流が流れてコンデンサＣ１４がＤＣ６０Ｖに充電される。つまり入力電圧が１／２に降圧される。
【００４６】
次に、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２２がオフし、スイッチング素子Ｓ２１がオンすると、コンデンサＣ２４の充電電荷によって一点鎖線で示す閉ループに沿って巻線Ｓに反対方向に電流が流れる。このとき、一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｐに電流が流れ、巻線Ｐに誘起される約０．５倍の電圧とコンデンサＣ１４に蓄積された電圧とで約２倍の１２０Ｖの直流電圧が出力され、２次電池の充電に供給される。尚、絶縁トランスＴの巻線Ｓに印加される電圧の値はＤＣ１２０Ｖである必要はなく、２次電池を充電可能な電圧に降圧できるような値であればよいことは言うまでもない。
【００４７】
図４（ｃ）には、複合共振型の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３を制御するスイッチング制御部３１の一例が示されている。当該スイッチング制御部３１は、２次電池Ｂから受電する電源回路（図示せず）から給電され、給電側である低圧側に入力される電圧Ｖｉと電流Ｉｉ、受電側である高圧側に出力される電圧Ｖｏと電流Ｉｏをモニタし、電圧Ｖｏと電流Ｉｏが所定値になるように、スイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２のゲート電圧を制御する低圧側スイッチング制御と、その逆に給電側である高圧側に入力される電圧Ｖｉと電流Ｉｉ、受電側である低圧側に出力される電圧Ｖｏと電流Ｉｏをモニタし、電圧Ｖｏと電流Ｉｏが所定値になるように、スイッチング素子Ｓ２１及びＳ２２のゲート電圧を制御する高圧側スイッチング制御とを実行するマイクロコンピュータ等で構成されている。
【００４８】
高圧側との電気的絶縁状態を確保するため、高圧側の電圧センサＶＨ、電流センサＩＨの入力信号線、スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２への制御信号線はアイソレーション回路ＩＳＬＣが設けられている。即ち、スイッチング制御部３１は低圧側の電力で作動しながらも、電気的に絶縁状態を維持しつつ高圧側のスイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２を制御して低圧側で受電可能に構成されている。尚、高圧側の電力で作動しながらも、電気的に絶縁状態を維持しつつ低圧側のスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２を制御して高圧側で受電可能なスイッチング制御部３１を設けてもよい。つまり、低圧側スイッチング部ＳＷＬまたは高圧側スイッチング部ＳＷＨの何れかに、アイソレーション回路ＩＳＬＣを介して他方のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部を備えていればよい。
【００４９】
図２（ａ）に示した複合共振型の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３を示す回路図は一例に過ぎず、本発明はこの回路構成に限るものではない。例えば、スイッチング素子Ｓ１２が電圧共振用のコンデンサＣ１３とともにトランスＴの巻線Ｐに並列に接続されていてもよいし、スイッチング素子Ｓ２２が電圧共振用のコンデンサＣ２３とともにトランスＴの巻線Ｓに並列に接続されていてもよい。また、電圧共振用のコンデンサを備えることなく、電流共振型の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを構成してもよい。
【００５０】
以下、本発明による絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３の別実施形態を説明する。
図５（ａ）には、低圧側スイッチング部ＳＷＬがフルブリッジ回路で構成される複合共振型の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３が示されている。また、図５（ｂ）には、低圧側スイッチング部ＳＷＬ及び高圧側スイッチング部ＳＷＨの双方がフルブリッジ回路で構成される複合共振型の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３が示されている。
【００５１】
図５（ａ），（ｂ）に示すように、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、低圧側スイッチング部ＳＷＬまたは高圧側スイッチング部ＳＷＨの少なくとも一方が、直列接続された二つのスイッチング素子（Ｓ１１，Ｓ１２またはＳ２１，Ｓ２２）と各スイッチング素子（Ｓ１１，Ｓ１２またはＳ２１，Ｓ２２）に逆並列接続されたフリーホイルダイオード（Ｄ１１，Ｄ１２またはＤ２１，Ｄ２２）を備えた第１スイッチングアームと、直列接続された二つのスイッチング素子（Ｓ１３，Ｓ１４またはＳ２３，Ｓ２４）と各スイッチング素子（Ｓ１３，Ｓ１４またはＳ２３，Ｓ２４）に逆並列接続されたフリーホイルダイオード（Ｄ１３，Ｄ１４またはＤ２３，Ｄ２４）を備えた第２スイッチングアームで構成され、各スイッチング素子の接続点が絶縁トランスＴの１次側巻線Ｐまたは２次側巻線Ｓに接続され、受電側として作動する場合に、電流共振用のコンデンサ（Ｃ１４またはＣ２４）とフリーホイルダイオードとで倍電圧整流回路が構成されていればよい。
【００５２】
図６（ａ），（ｂ）には、図５（ａ）に示した絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３の低圧側スイッチング部ＳＷＬが給電側として作動し、高圧側スイッチング部ＳＷＨが受電側として作動する場合の回路動作が示されている。上述と同様、理解を容易にするために、給電側のスイッチング素子であるＭＯＳ‐ＦＥＴが単純な接点記号で示され、受電側のスイッチング素子であるＭＯＳ‐ＦＥＴがボディダイオードのみで示されている。
【００５３】
図６（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３がオフし、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１４がオンすると、巻線Ｐに一点鎖線で示す経路に沿って電流が流れてコンデンサＣ１４が充電されるとともに絶縁トランスＴの巻線ＰにＤＣ１００Ｖが印加される。このとき巻線Ｓに約２倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ２１を経由する一点鎖線で示す閉ループに沿って電流が流れてコンデンサＣ２４がＤＣ２００Ｖに充電される。
【００５４】
次に、図６（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１４がオフし、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３がオンすると、一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｐに電流が流れてコンデンサＣ１４が先ほどと逆極性に充電され、巻線ＰにＤＣ１００Ｖが印加される。このとき巻線Ｓに約２倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ２２を経由する一点鎖線で示す経路に沿って電流が流れ、巻線Ｓに誘起される約２倍の電圧とコンデンサＣ２４に蓄積された電圧とで約２倍の約４００Ｖの直流電圧が出力される。
【００５５】
図７（ａ），（ｂ）には、図５（ａ）に示した絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３の高圧側スイッチング部ＳＷＨが給電側として作動し、低圧側スイッチング部ＳＷＬが受電側として作動する場合の回路動作が示されている。
【００５６】
図７（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２１がオフし、スイッチング素子Ｓ２２がオンすると、巻線Ｓに一点鎖線で示す電流が流れてコンデンサＣ２４が充電されるとともに絶縁トランスＴの巻線Ｓに例えばＤＣ１２０Ｖが印加される。このとき巻線Ｐに約０．５倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ１２，Ｄ１３を経由する一点鎖線で示す経路に沿って電流が流れてコンデンサＣ１４がＤＣ６０Ｖに充電される。つまり入力電圧が１／２に降圧される。
【００５７】
次に、図７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２２がオフし、スイッチング素子Ｓ２１がオンすると、コンデンサＣ２４の充電電荷によって一点鎖線で示す閉ループに沿って巻線Ｓに反対方向に電流が流れる。このとき、ダイオードＤ１４，Ｄ１１を経由する一点鎖線で示す電流が巻線Ｐに流れ、巻線Ｐに誘起される約０．５倍の電圧とコンデンサＣ１４に蓄積された電圧とで約２倍の１２０Ｖの直流電圧が出力され、２次電池の充電に供給される。
【００５８】
図８（ａ），（ｂ）には、図５（ｂ）に示した絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３の低圧側スイッチング部ＳＷＬが給電側として作動し、高圧側スイッチング部ＳＷＨが受電側として作動する場合の回路動作が示されている。
【００５９】
図８（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１４がオフし、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３がオンすると、一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｐに電流が流れてコンデンサＣ１４が充電され、巻線ＰにＤＣ１００Ｖが印加される。このとき巻線Ｓに約２倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ２４，Ｄ２１を経由する一点鎖線で示す経路に沿って電流が流れてコンデンサＣ２４がＤＣ２００Ｖに充電される。
【００６０】
次に、図８（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３がオフし、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１４がオンすると、一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｐに電流が流れてコンデンサＣ１４が先ほどと逆極性に充電され、巻線ＰにＤＣ１００Ｖが印加される。このとき巻線Ｓに約２倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ２２，Ｄ２３を経由する一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｓに電流が流れ、巻線Ｓに誘起される約２倍の電圧とコンデンサＣ２４に蓄積された電圧とで約２倍の約４００Ｖの直流電圧が出力される。
【００６１】
図９（ａ），（ｂ）には、図５（ｂ）に示した絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３の高圧側スイッチング部ＳＷＨが給電側として作動し、低圧側スイッチング部ＳＷＬが受電側として作動する場合の回路動作が示されている。
【００６２】
図９（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２４がオフし、スイッチング素子Ｓ２２，Ｓ２３がオンすると、一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｓに電流が流れてコンデンサＣ２４が充電され、巻線Ｓに例えばＤＣ１２０Ｖが印加される。このとき巻線Ｐに約０．５倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ１４，Ｄ１１を経由する一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｐに電流が流れてコンデンサＣ１４がＤＣ６０Ｖに充電される。つまり入力電圧が１／２に降圧される。
【００６３】
次に、図９（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２２，Ｓ２３がオフし、スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２４がオンすると、一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｓに電流が流れてコンデンサＣ２４が先ほどと逆極性に充電され、巻線ＳにＤＣ１２０Ｖが印加される。このとき巻線Ｐに０．５倍の電圧が誘起され、ダイオードＤ１２，Ｄ１３を経由する一点鎖線で示す経路に沿って巻線Ｐに電流が流れ、巻線Ｐに誘起される約２倍の電圧とコンデンサＣ４４に蓄積された電圧とで約２倍の約１２０Ｖの直流電圧が出力され、２次電池の充電に供給される。
【００６４】
上述した実施形態は、何れも本発明による絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及びパワーコンディショナの具体例の説明であり、当該記載により本発明の範囲が限定されるものではなく、各部の具体的構成は本発明の作用効果が奏される範囲で適宜変更設計可能であることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００６５】
１：パワーコンディショナ
３：絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
４：ＤＣ／ＡＣインバータ
５：ＬＣフィルタ
８：系統電源
Ｂ：２次電池
Ｃ１３，Ｃ２３：電圧共振用のコンデンサ
Ｃ１４，Ｃ２４：電流共振用のコンデンサ
Ｐ：１次側巻線
Ｓ：２次側巻線
Ｄ１１〜Ｄ１４：低圧側のスイッチング素子のフリーホイルダイオード（ボディダイオード）
Ｄ２１〜Ｄ２４：高圧側のスイッチング素子のフリーホイルダイオード（ボディダイオード）
Ｓ１１〜Ｓ１４：低圧側のスイッチング素子
Ｓ２１〜Ｓ２４：高圧側のスイッチング素子
ＳＷＬ：低圧側スイッチング部
ＳＷＨ：高圧側スイッチング部
Ｔ：絶縁トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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