(57)【要約】【課題】インバータ回路等を駆動制御する駆動装置に関し、入力電力のオン／オフを制御するスイッチング素子を電力制御信号に対して必要とされる精度でにオン／オフ制御可能な駆動装置を提供する。【解決手段】ウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力するウエイクアップ信号の電圧が４．５Ｖを越えると、抵抗３３と３４の接続点であるシャントレギュレータ３１のリファレンス端子Ｒの電圧が、シャントレギュレータ３１において厳密に規定されたリファレンス電圧２．５Ｖを越えるため、シャントレギュレータ３１のカソード端子Ｋからアノード端子Ａへ電流が流れる。この結果、抵抗３９と抵抗３８の接続点Ｇの電圧はそれらの分圧比で定まるローレベル電圧となって、ＭＯＳＦＥＴ３２はオンし、図１のウエイクアップ回路４がオンとなって、図１の変圧器１１に電力を供給する。これにより、ウエイクアップ信号に対してＭＯＳＦＥＴ３２を必要とされる精度でオン／オフ制御させることが可能となる。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電力のオン／オフを制御するスイッチング素子と、
電力制御信号に基づいて生成される電圧をリファレンス端子に入力しリファレンス電圧との誤差を増幅する誤差増幅器と、
第１の端子に前記誤差増幅器の出力が電気的に接続され、第２の端子または第３の端子が前記スイッチング素子のオン／オフを制御するオン／オフ制御端子に電気的に接続されるトランジスタと、
を備え、
前記電力制御信号に基づいて生成される電圧が前記リファレンス電圧を上回ったときに、前記トランジスタの第２の端子および前記第３の端子の間に流れる電流に基づいて前記オン／オフ制御端子を介して前記スイッチング素子をオンさせ、前記入力電力を後段の回路に供給する駆動装置。
【請求項２】
前記誤差増幅器および前記トランジスタはシャントレギュレータを構成し、前記第１の端子、前記第２の端子、および前記第３の端子はそれぞれ、前記シャントレギュレータのリファレンス端子、カソード端子、およびアノード端子である、請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１または２に記載の駆動装置。
【請求項４】
前記トランジスタの第２の端子または第３の端子が前記スイッチング素子のオン／オフ制御端子に電気的に接続される部分に、漏れ電流防止のための抵抗およびダイオードを接続する、請求項１ないし３のいずれかに記載の駆動装置。
【請求項５】
前記駆動装置は、インバータ回路のウエイクアップを制御するウエイクアップ回路である、請求項１ないし４のいずれかに記載の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路等を駆動制御する駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車やＰＨＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎ  Ｈｙｂｒｉｄ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）等の車載用のインバータ回路で消費される電力を削減するために、インバータ回路を有する高電圧回路へ電力を供給する低電圧回路の入口部分に設けられたウエイクアップ回路が使用される。ウエイクアップ回路は、電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）を用いて、例えばインバータ回路が電力を消費していないときには電力の供給を停止する省電力制御を実施する。電力の供給時には、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に所定のオン閾値に対してそれ以上（ｎチャネルＭＯＳＦＥＴの場合）またはそれ未満（ｐチャネルＭＯＳＦＥＴの場合）のゲート電圧が印加されることによりオンして、ＭＯＳＦＥＴのソース端子とドレイン端子の間に電流が流れる駆動状態となる。一方、電力供給の停止時には例えば、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加されるゲート電圧が所定のオフ閾値に対してそれ未満（ｎチャネルＭＯＳＦＥＴの場合）またはそれ以上（ｐチャネルＭＯＳＦＥＴの場合）になることにより、ＭＯＳＦＥＴがオフして省電力状態となる。
【０００３】
ここで、ウエイクアップ回路におけるＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御するために、外部の制御回路からウエイクアップ信号が供給されるが、ウエイクアップ信号に基づいてゲート電圧を供給するために例えば、ウエイクアップ信号に基づいてオン／オフするトランジスタに流れる電流に基づいてゲート電圧が制御される。また、上記トランジスタをオン／オフさせる電流が、集積回路を用いて安定化される。
【０００４】
ここで、インバータ回路に使用されるウエイクアップ回路においては、外部から供給されるウエイクアップ信号の動作範囲が厳密に規定される。例えば、ウエイクアップ信号の入力電圧が４．５ボルト（以下、「ボルト」を「Ｖ」と記載）以上１６Ｖ程度までのオン閾値の範囲でＭＯＳＦＥＴがオンし、上記入力電圧が２Ｖ未満−２ボルト程度までのオフ閾値の範囲でＭＯＳＦＥＴがオフとなるように設計されなければならない。従って、ＭＯＳＦＥＴのオン／オフ時のウエイクアップ信号の入力電圧のマージンは、少なくとも例えば４．５Ｖ−２Ｖ＝２．５Ｖでなければならない。しかしながら、上述のようにウエイクアップ信号に基づいてトランジスタをオン／オフさせるだけでは、ベース電流に対するコレクタ電流の直流電流増幅率であるＨｆｅのばらつきが大きく、上述のオン閾値とオフ閾値を守ることができず、ウエイクアップ信号に対してＭＯＳＦＥＴを必要とされる精度でウエイクアップ制御させることが困難である。また、トランジスタをオン／オフさせる電流を集積回路を用いて安定化させる場合には、集積回路を駆動するために例えば＋１２Ｖの電源が必要となって電力を消費してしまい、ウエイクアップ回路による省電力の効果が薄れてしまう。
【０００５】
電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧の精度を向上させた駆動装置の従来技術として、ＩＧＢＴのターンオン開始時には、ゲート電極と電源装置とが電気的に接続される側へ切り換えられ、ＩＧＢＴのターンオン状態から定常状態への移行時に、ＩＧＢＴのゲート電極の電気的な接続先を、電源装置からシリーズレギュレータへ切り換える技術が知られている（例えば特許文献１に記載の技術）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第４５９５６７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述したシリーズレギュレータを用いた駆動装置の従来技術は、電圧駆動型スイッチング素子のゲート電圧の精度を向上させることが目的であり、ウエイクアップ回路を制御するためにそのまま適用することができないという課題があった。
【０００８】
本発明の一側面に係る目的は、入力電力のオン／オフを制御するスイッチング素子を電力制御信号に対して必要とされる精度でオン／オフ制御可能な駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
態様の一例では、入力電力のオン／オフを制御するスイッチング素子と、電力制御信号に基づいて生成される電圧をリファレンス端子に入力しリファレンス電圧との誤差を増幅する誤差増幅器と、第１の端子に誤差増幅器の出力が電気的に接続され、第２の端子または第３の端子がスイッチング素子のオン／オフを制御するオン／オフ制御端子に電気的に接続されるトランジスタと、を備え、電力制御信号に基づいて生成される電圧がリファレンス電圧を上回ったときに、第２の端子および第３の端子の間に流れる電流に基づいてオン／オフ制御端子を介してスイッチング素子をオンさせ、入力電力を後段の回路に供給する。
【発明の効果】
【００１０】
入力電力のオン／オフを制御するスイッチング素子を電力制御信号に対して必要とされる精度でオン／オフ制御可能な駆動装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】ウエイクアップ回路の実施形態が適用される車載用インバータ回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】シャントレギュレータの説明図である。
【図３】ウエイクアップ回路の実施形態の回路構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら詳細に説明する。本実施形態は、例えばインバータ回路のウエイクアップを制御するウエイクアップ回路として実装される電力の駆動装置に関するものである。
【００１３】
図１は、ウエイクアップ回路の実施形態が適用されるインバータ回路１の構成例を示すブロック図である。
インバータ回路１は、低電圧側回路２と高電圧側回路３とで構成されている。
【００１４】
低電圧側回路２は、ウエイクアップ回路４、変圧器１１、アイソレータ１２、トランシーバ回路６、およびフィルタ回路５等を備える。
外部から供給される＋１２Ｖの電源電圧および接地レベルは、低電圧側回路２の＋１２Ｖ端子および接地端子ＧＮＤから、フィルタ回路５を介して、ウエイクアップ回路４に供給される。
【００１５】
フィルタ回路５は、＋１２Ｖ端子から入力する電源信号に対して、静電気保護、外部の図示しない電源バッテリの逆誤接続時の保護、ノイズ低減等を行うための回路である。
ウエイクアップ回路４は、＋１２Ｖ端子から＋１２Ｖ電源電圧が供給されている状態で、外部の制御回路（図示せず）からウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力した電力制御信号であるウエイクアップ信号がハイレベル電圧になったときにオンとなり、変圧器１１に＋１２Ｖ電源電圧を供給する。この結果、変圧器１１を介して、高電圧側回路３内のＣＰＵ（中央演算処理装置）７とコントロールＩＣ（集積回路）８に、それぞれ所定電圧の電力が供給される。
【００１６】
一方、ウエイクアップ回路４は、＋１２Ｖ端子から＋１２Ｖ電源電圧が供給されている状態であっても、外部の制御回路からウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力したウエイクアップ信号がローレベル電圧になったときにオフとなり、変圧器１１への＋１２Ｖ電源電圧の供給を停止し、省電力状態となる。
【００１７】
ウエイクアップ回路４がオンとなって変圧器１１から高電圧側回路３へ電力が供給されることによりＣＰＵ７およびコントロールＩＣ８が稼働すると、外部の制御回路（図示せず）からＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）と呼ばれるバスネットワークを介して、外部の制御回路（図示せず）と通信が行われる。具体的には、外部の制御回路から低電圧側回路２のＣＡＮハイ端子ＣＡＮ＿ＨとＣＡＮロー端子ＣＡＮ＿Ｌに各々入力する２つのインバータ制御信号が、低電圧側回路２内のトランシーバ回路６で解釈される。そして、その解釈結果が低電圧側回路２と高電圧側回路３を電気的に絶縁するアイソレータ１２を介して、インバータ制御用の受信データとして高電圧側回路３内のＣＰＵ７に伝達される。逆に、ＣＰＵ７から出力されるインバータ制御に関する送信データは、アイソレータ１２を介してトランシーバ回路６に入力し、ここで外部用の２つのインバータ制御信号に変換されて、それぞれＣＡＮハイ端子ＣＡＮ＿ＨとＣＡＮロー端子ＣＡＮ＿Ｌから外部の制御回路に向けて出力される。
【００１８】
ウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力するウエイクアップ信号と、ウエイクアップ回路４から出力される＋１２Ｖ検出信号（図中「＋１２Ｖ  ｄｅｔｅｃｔ」と記載）は、アイソレータ１２を介してＣＰＵ７に入力する。
【００１９】
高電圧側回路３は、ＣＰＵ７、コントロールＩＣ８、インバータ回路９、およびフィルタ回路１０を備える。
高圧電源正側端子ＨＶ＋および高圧電源負側端子ＨＶ−に入力する図示しない車輌駆動用高圧バッテリからの直流信号は、例えばコイルＬおよびコンデンサＣとで構成されるノイズ対策用のフィルタ回路１０を介して、インバータ回路９に入力する。インバータ回路９は、Ｓ１からＳ６として略表記されるスイッチング素子を含むスイッチング回路によって、車輌駆動用高圧バッテリからの直流信号を三相交流信号に変換して、例えば車輌駆動用の三相交流モータＭに供給する。
【００２０】
コントロールＩＣ８は、ＣＰＵ７からの指令に基づいて、インバータ回路９内のスイッチング素子Ｓ１からＳ６をそれぞれ駆動するためのインバータ駆動信号をインバータ回路９に供給し、また、インバータ回路９で検出される電圧、温度等の各種センサ出力をＣＰＵ７に通知する。
【００２１】
ＣＰＵ７は、前述したように、外部の制御回路から低電圧側回路２内のトランシーバ回路６およびアイソレータ１２を介してインバータ制御用の受信データを受信し、その受信データに基づいてコントロールＩＣ８を制御する。また、コントロールＩＣ８からのセンサ出力等に基づいてインバータ制御に関する送信データを生成し、それをアイソレータ１２および低電圧側回路２内のトランシーバ回路６を介して外部の制御回路に送信する。
【００２２】
ＣＰＵ７は、低電圧側回路２内のウエイクアップ回路４からアイソレータ１２を介して入力する＋１２Ｖ検出信号や、低電圧側回路２内のウエイクアップ端子Ｗ／Ｕからアイソレータ１２を介して入力するウエイクアップ信号等に基づいて、例えばウエイクアップ回路４が出力する電源電圧の高／低を判定し、コントロールＩＣ８を介してインバータ回路９の駆動を停止するか否かを制御したり、省電力状態への移行シーケンスを実施したりする。
【００２３】
次に、図１のウエイクアップ回路４における電力のスイッチング制御を行う部分の詳細について説明する。
本実施形態では、ウエイクアップ回路４におけるスイッチング制御を行うために、電圧を安定化するための素子として知られているシャントレギュレータを利用する。図２（ａ）は、シャントレギュレータ２０の等価回路の例を示す図である。シャントレギュレータ２０の等価回路は、誤差増幅器（比較器）２１と、トランジスタ２２とを含む。
【００２４】
誤差増幅器２１は、リファレンス電源２３から供給されるリファレンス電圧２．５Ｖに対するリファレンス端子Ｒの電圧の誤差電圧を、例えば利得４０〜６０ｄＢ（デシベル）で増幅する。
【００２５】
トランジスタ２２は、誤差増幅器２１の出力をベース側に入力して、カソード端子Ｋからアノード端子Ａに流れる電流を調整する。
図２（ｂ）は、図２（ａ）の等価回路例で示されるシャントレギュレータのシンボル図である。図２（ｂ）に示されるように、シャントレギュレータは、リファレンス端子Ｒ、カソード端子Ｋ、およびアノード端子Ａの３つの端子を備える。
【００２６】
図２（ｃ）は、図２（ｂ）のシンボルで示されるシャントレギュレータ２０を用いた電圧安定化回路の構成例を示す図である。図２（ｃ）の電圧安定化回路において、出力電圧は抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧され、その分圧されたＲ点（リファレンス端子Ｒ）の電位が図２（ａ）の誤差増幅器２１のリファレンス電圧である２．５Ｖになるように、図２（ａ）のトランジスタ２２のカソード端子Ｋとアノード端子Ａ間に流れる電流が調整される。例えば、図２（ｃ）において、入力電圧の上昇に応じて出力電圧が上昇し、Ｒ点の電位が上昇する。その結果、シャントレギュレータ２０内の誤差増幅器２１（図２（ａ））はＲ点の電位の上昇分だけ基準電位２．５Ｖとの誤差電圧を増幅するため、トランジスタ２２（図２（ａ））のカソード端子Ｋとアノード端子Ａ間に流れる電流が増加する。これにより、図２（ｃ）の抵抗Ｒ３での電圧降下が増加し、出力電圧の上昇が抑えられ、出力電圧が安定化される。
【００２７】
このようにシャントレギュレータ２０では、リファレンス端子Ｒの電圧がリファレンス電圧２．５Ｖを越えると、カソード端子Ｋからアノード端子Ａに電流が流れるという性質を有する。本実施形態では、この性質を利用して、図１のウエイクアップ回路４でのスイッチング制御を行うようにしたものである。
【００２８】
図３は、図１のウエイクアップ回路４の実施形態の回路構成例を示す図である。
図１の＋１２Ｖ端子から入力した＋１２Ｖ電源電圧は、ノイズ除去用のコイル４０および外部の図示しない電源バッテリの逆誤接続時の保護用のダイオード４１（アノード端子−＞カソード端子の方向）を介して、ウエイクアップ回路４のスイッチング素子である例えばｐチャネルＭＯＳＦＥＴ３２のソース端子に入力する。ＭＯＳＦＥＴ３２のドレイン端子は、電圧安定化用の電解コンデンサ４２の一端（他端は接地される）に接続されるとともに、図１の変圧器１１の一端に接続される。
【００２９】
ＭＯＳＦＥＴ３２のソース端子には、抵抗３９の第１の端子が接続される。抵抗３９の第２の端子と抵抗３８の第１の端子の接続点Ｇは、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続される。抵抗３８の第２の端子はシャントレギュレータ３１における漏れ電流防止用のダイオード３７のアノード端子に接続される。ダイオード３７のカソード端子は、シャントレギュレータ３１のカソード端子Ｋに接続される。シャントレギュレータのアノード端子Ａは図１の接地端子ＧＮＤに接続される。
【００３０】
図１のウエイクアップ端子Ｗ／Ｕは、抵抗３３の第１の端子に接続される。抵抗３３の第２の端子は、抵抗３４の第１の端子に接続されてウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力するウエイクアップ信号の電圧を分圧してシャントレギュレータのリファレンス端子Ｒに接続されるとともに、ノイズ対策用のコンデンサ３５の第１の端子に接続される。抵抗３４の第２の端子およびコンデンサ３５の第２の端子は、接地される。シャントレギュレータ３１のカソード端子Ｋとリファレンス端子Ｒ間には、シャントレギュレータ３１の保護用のダイオード３６（カソード端子−＞アノード端子の方向）が接続される。
【００３１】
上述したように、ウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力するウエイクアップ信号の電圧は、抵抗３３と抵抗３４とで分圧されて、それらの接続点の電圧がシャントレギュレータ３１のリファレンス端子Ｒに入力する。このとき、ウエイクアップ信号の電圧が４．５Ｖのときに抵抗３３と抵抗３４の接続点の電圧が２．５Ｖになるように、抵抗３３と抵抗３４の各抵抗値が決定される。
【００３２】
上述の構成において、シャントレギュレータ３１は、図２で説明したシャントレギュレータ２０と同じ構成および特性を有する。そして、図２（ａ）で示したように、等価回路として、電力制御信号であるウエイクアップ信号に基づいて生成される抵抗３３と抵抗３４とで分圧される電圧をリファレンス端子Ｒに入力し、リファレンス電圧との誤差を増幅する誤差増幅器２１を含む。また、第１の端子であるベース端子に誤差増幅器２１の出力が電気的に接続され、第２または第３の端子であるコレクタ端子またはエミッタ端子がスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３２のオン／オフ制御端子であるゲート端子にダイオード３７および抵抗３８を介して電気的に接続される、トランジスタ２２を含む。
【００３３】
従って、ウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力するウエイクアップ信号の電圧が４．５Ｖを越えなければ、シャントレギュレータ３１のリファレンス端子Ｒの電圧は２．５Ｖに達しない。この場合、図２（ａ）の等価回路において、誤差増幅器２１の出力電圧は０Ｖ以下となってトランジスタ２２がオンしないため、図３のシャントレギュレータ３１のカソード端子Ｋからアノード端子Ａへは電流は流れない。この結果、抵抗３９と抵抗３８の接続点Ｇの電圧はハイレベルを維持するため、ＭＯＳＦＥＴ３２はオンせず、図１のウエイクアップ回路４はオフとなって省電力状態となる。
【００３４】
一方、ウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力するウエイクアップ信号の電圧が４．５Ｖを越えると、シャントレギュレータ３１のリファレンス端子Ｒの電圧は２．５Ｖを越える。この場合、図２（ａ）の等価回路において、誤差増幅器２１の出力電圧は０Ｖを越えてトランジスタ２２がオンするため、図３のシャントレギュレータ３１のカソード端子Ｋからアノード端子Ａへ電流が流れる。この結果、抵抗３９と抵抗３８の接続点Ｇの電圧はそれらの分圧比で定まるローレベル電圧となって、ＭＯＳＦＥＴ３２はオンし、図１のウエイクアップ回路４がオンとなって、図１の変圧器１１に電力を供給する。
【００３５】
以上のようにして、ウエイクアップ端子Ｗ／Ｕに入力するウエイクアップ信号の電圧が４．５Ｖ以上となって抵抗３３と抵抗３４の接続点に接続されるシャントレギュレータ３１のリファレンス端子Ｒの電圧が、シャントレギュレータ３１において厳密に規定されるリファレンス電圧２．５Ｖ以上となったときにおいてのみ、ＭＯＳＦＥＴ３２をオンさせることができ、ウエイクアップ信号に対してスイッチング素子を必要とされる精度でオン／オフ制御させることが可能となる。逆に、ウエイクアップ信号の電圧が４．５Ｖ未満となれば、シャントレギュレータ３１のカソード端子Ｋからアノード端子Ａへ流れていた電流が正確に停止するため、ＭＯＳＦＥＴ３２を必要とされる精度でオフさせることができる。
【００３６】
このようにして、本実施形態によれば、ウエイクアップ信号の動作範囲の厳密な規定に対しても、ウエイクアップ信号に対してＭＯＳＦＥＴ３２を必要とされる精度でオン／オフ制御させることができる。
【００３７】
以上の実施形態では、インバータ回路の低電圧側回路内のウエイクアップ回路に本発明を適用した場合について説明したが、本発明はこれに限られるものではなく、さまざまな電力の駆動装置に適用することが可能である。
【００３８】
また、上述の実施形態は、誤差増幅器とトランジスタを既存のシャントレギュレータを使用してスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴのオン／オフ制御を行う構成を有するが、誤差増幅器とトランジスタと同等の構成が実現できれば、実施形態の構成はシャントレギュレータを使用した構成に限られるものではない。
【００３９】
さらに、電力制御信号に基づいて生成される電圧が誤差増幅器のリファレンス端子に入力し、トランジスタの第２または第３の端子がスイッチング素子のオン／オフ制御端子に電気的に接続される基本構成に加えて、各接続部分に各種フィルタ回路、保護回路等が配置されてもよいことはもちろんである。
【００４０】
加えて、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限定されるものではない。
【符号の説明】
【００４１】
１  インバータ回路
２  低電圧側回路
３  高電圧側回路
４  ウエイクアップ回路
５、１０  フィルタ回路
６  トランシーバ回路
７  ＣＰＵ
８  コントロールＩＣ
９  インバータ回路
１１  変圧器
１２  アイソレータ
２０、３１  シャントレギュレータ
２１  誤差増幅器
２２  トランジスタ
２３  リファレンス電源
３２  ＭＯＳＦＥＴ
３３、３４、３８、３９、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３  抵抗
４０、Ｌ  コイル
３５、Ｃ  コンデンサ
３６、３７、４１  ダイオード
４２  電解コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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