(57)【要約】【課題】一つのトランスで構成されるフライバック型の多出力スイッチング電源においては、フィードバック回路を備えた基準電源部は安定な直流電圧を出力できるが、フィードバック回路のない電源部は基準電源部の負荷変動により、電圧が変動してしまう。【解決手段】基準電源部に負荷電流を検出する電流検出器と、整流平滑回路の電流を一定にするための電流可変型ダミー抵抗回路（電圧−電流変換器）を備え、負荷電流とダミー抵抗回路の電流との和が一定になるように、電流可変型ダミー抵抗回路を制御する。【選択図】図１
2016042765.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線及び複数の２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されるスイッチング素子と、このスイッチング素子のオン時間幅を制御して出力電圧を制御する制御回路と、前記２次巻線のそれぞれの出力を整流し平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の内、基準電圧となる一つの出力の電圧を検出して前記オン時間幅を制御する制御信号として前記制御回路に帰還信号を送出する出力電圧検出回路とを備えたフライバック型の多出力スイッチング電源装置において、
前記基準となる出力に接続される負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出器と、前記整流平滑回路の出力に接続され前記負荷電流との和が一定の電流値となるように制御する電流可変型ダミー抵抗回路と、を備えることを特徴とするフライバック型の多出力スイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項1に記載のフライバック型の多出力スイッチング電源装置において、前記基準となる出力の整流平滑回路に流れる電流値が負荷の変化に関係なく一定の電流値となるように、前記電流可変型ダミー抵抗回路を制御することを特徴とするフライバック型の多出力スイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項1又は２に記載のフライバック型の多出力スイッチング電源装置において、前記基準となる出力の整流平滑回路に流れる一定の電流値は、負荷の最大電流値であることを特徴とするフライバック型の多出力スイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項1〜３の何れか1項に記載のフライバック型の多出力スイッチング電源装置において、前記電流可変型ダミー抵抗回路は制御回路内に設けられた基準値と前記負荷電流検出器の出力との偏差に基づいて生成された制御量により制御される電圧−電流変換器であることを特徴とするフライバック型の多出力スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一つのトランスを用いて、複数の直流電圧を出力するフライバック型の多出力スイッチング電源装置の出力電圧安定化回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
通常、一つのトランスで複数の出力電圧を得る構成のスイッチング電源装置において、トランスの１次側にあるスイッチング素子を制御するために２次側にある複数の出力電圧の内、基準となる一つの出力電圧を設定する。この基準の出力電圧を元に他の出力電圧は、基準の出力電圧との巻線数の比で出力電圧値が設定されている。
【０００３】
図４に、特許文献１に記載された一つのトランスで二つの出力電圧を出力するフライバック型スイッチング電源の回路構成を示す。２次側出力回路は共通電位に対して二つの出力電圧を生成する構成である。トランスＴ１の１次巻線Ｐ１とスイッチング素子（ここではＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１との直列回路は直流電源Ｖと並列接続され、スイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）は制御回路２１に、制御回路２１の制御端子にはフォトカプラーのフォトトランジスタＰＴが接続される。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１には整流ダイオードＤ１のアノードが、整流ダイオードＤ１のカソードには平滑用コンデンサＣ１が接続され、コンデンサＣ１と並列に負荷ＲＬ２が接続される。またコンデンサＣ１と並列にツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２、トランジスタＱ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２からなるダミー抵抗回路３２が接続され、副出力回路１１ａを構成する。
【０００４】
トランスＴ１の２次巻線Ｓ２には整流ダイオードＤ２のアノードが、整流ダイオードＤ２のカソードには平滑用コンデンサＣ２が接続され、コンデンサＣ２と並列に負荷ＲＬ１が接続される。またコンデンサＣ２と並列に、フォトカプラーのフォトダイオードＰＤと抵抗Ｒ３との並列回路、抵抗Ｒ４及びシャントレギュレータＩＣ１の直列回路が、シャントレギュレータＩＣ１の検出端子には出力電圧を抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８で分圧した出力電圧検出電圧が接続される。さらに抵抗Ｒ４とシャントレギュレータＩＣ１との接続点と抵抗Ｒ７とＲ８との接続点との間には抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３との直列回路が接続される。    上述のようにして、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２から主出力回路１２が構成される。
【０００５】
主出力回路１２の負極点（Ｓ２巻線のダイオードＤ２に接続されない側の端子）と副出力回路１１ａとの負極点（Ｓ１巻線のダイオードＤ１に接続されない側の端子）とは、接続され、共通電位点となる。また、副出力回路１１ａのツェナーダイオードＺＤ２と抵抗Ｒ２との接続点と、主出力回路１２の抵抗Ｒ７とＲ８との接続点との間にはツェナーダイオードＺＤ３とダイオードＤ３の直列回路が接続される。
【０００６】
このような構成において、主出力回路の電圧はフォトカプラー（フォトダイオードＰＤとフォトトランジスタＰＴ）で一次側制御回路２１にフィードバックされ、定電圧制御されているため、負荷ＲＬ１の変動に対して安定である。一方副出力回路１１ａにおいては、負荷変動等により出力電圧がツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２で決まる電圧を超えないようにダミー抵抗回路３２で抑制するようにしている。また副出力回路１１ａのダミー抵抗回路３２が動作するとツェナーダイオードＺＤ３とダイオードＤ３の直列回路で、主出力回路の検出電圧を増加させ、電圧上昇を抑制するようにしている。本実施例は、共通電位点のある回路構成で、フィードバックを備えていない側の電圧上昇を抑制するためにダミー抵抗回路を用いる構成例である。
【０００７】
図５に、複数の出力回路間が共通の電位に接続されていない場合の従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す。特許文献２、３に記載されたダミー抵抗を用いた例を各出力回路に拡張して接続した構成例である。ＤＭ１〜ＤＭ３がダミー抵抗である。
トランスＴは、１次巻線Ｗ１と複数の２次巻線Ｗ２〜Ｗ５を備えている。１次巻線Ｗ１とスイッチング素子Ｑ１１と電流検出抵抗Ｒ１４の直列回路が直流電源ＤＰに並列接続され、発振器Ｏｓｃ、フリップフロップＦＦ、コンパレータ（比較器）ＣＰなどで構成されたＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路１１によって、このスイッチング素子Ｑ１１のオン時間幅を制御する。巻線Ｗ５、ダイオード１５及びコンデンサＣ１５はＰＷＭ制御回路の制御電源生成用の回路である。一方、２次巻線Ｗ２〜Ｗ４の出力は、各整流ダイオードＤ１２〜Ｄ１４によって整流され、かつ各電解コンデンサＣ１２〜Ｃ１４によって平滑され電圧Ｖ２〜Ｖ４を出力する直流電源となっている。これらの各電源は、それぞれ負荷ＬＤ１〜ＬＤ３に供給される。
【０００８】
このような構成にして、スイッチング素子Ｑ１１がオンの時に直流電源ＤＰの電圧Vｉｎを１次巻線Ｗ１に印加して電流Ｉｄを流し、トランスＴにエネルギーを蓄え、スイッチング素子Ｑ１１がオフの時にトランスＴに蓄えられたエネルギーを出力電流として２次巻線のＷ２〜Ｗ５から放出する。
トランスＴの1次側と２次側とをつなぐフィードバック回路として、２次側の出力電圧Ｖ２生成部に検出回路を備える。この回路には、シャントレギュレータＩＣ１１を用い、その出力電圧Ｖｒを基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖ２の分圧値とから設定するための抵抗Ｒ１１とＲ１２があり、シャントレギュレータＩＣ１１の基準電圧Ｖｒｅｆと直流出力電圧Ｖ２との大小比較結果をフォトダイオードＰＤ１１からフォトトランジスタＰＴ１１に信号Ｖｍとして伝える。１次側のＰＷＭ制御回路１１内のコンパレータＣＰで、上述のフォトトランジスタＰＴ１１の信号Ｖｍと、電流検出抵抗Ｒ１４と１次電流Ｉｄで生成される電流検出電圧Ｖｓとが比較される。この比較結果は、ＰＷＭ制御回路１１内のフリップフロップＦＦを介してスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ制御端子に伝わる。
【０００９】
動作としては、上述した２次側の直流出力電圧Ｖ２の値が基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、上記したフォトトランジスタＰＴ１１の信号Ｖｍが低下し、電流検出電圧Ｖｓより低くなった時点で、フリップフロップＦＦの出力が反転し、スイッチング素子Ｑ１１をオンからオフに切替える。従って、出力電圧Ｖ２を生成する電源の電流が小さい場合（軽負荷時）は、出力電圧Ｖ２の電圧値が早くＶｒｅｆに到達するため、スイッチング素子Ｑ１１のオン時間は短くなる。逆に電流が大きい場合（重負荷時）は、出力電圧Ｖ２の電圧値がＶｒｅｆに到達するまでの時間が長くなるため、スイッチング素子Ｑ１１のオン時間は長くなる。
【００１０】
このような動作で、ＰＷＭ（パスル幅変調）動作となり、２次側の出力電圧Ｖ２は負荷の状態（出力電流の多少）にかかわらず、抵抗Ｒ１１とＲ１２で分圧された検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと同じ電圧値となり安定化される。
また、スイッチング動作において、スイッチング素子Ｑ１１をオンからオフにする際に、トランスＴの１次漏れインダクタンス（図示せず）によって誘起されるスパイク電圧は、スナバ回路であるダイオードＤ１１とツェナーダイオードＺＤ１１により電流Ｉｚを流して電圧クランプされる。また、このツェナーダイオードＺＤ１１の電圧値を小さくすると、このスパイク電圧のピーク値を下げることができる。
【００１１】
以上の動作での、２次側の出力電圧の内、Ｖ２とＶ３の例で式に表すと以下のようになる。
Ｖ２  =  （ｎ２／ｎ１）＊Ｖｉｎ＊Ｄ  -  Ｖｆ１２  ・・・式１
Ｖ３  =  （ｎ３／ｎ１）＊Ｖｉｎ＊Ｄ  -  Ｖｆ１３  ・・・式2
上記式１と式２において、Ｖｆ１２およびＶｆ１３は整流ダイオードＤ１２およびＤ１３の順方向降下電圧である。Ｄはスイッチング素子Ｑ１１のオン時間とオフ時間の比で、Ｖ２が規定の電圧になるように変化する。ｎ１は１次巻線Ｗ１の巻数、ｎ２及びｎ３はそれぞれ２次巻線Ｗ２及びＷ３の巻数である。
この従来方式では、フィードバック回路を備えた出力電圧Ｖ２は上述のように安定である。ところが、他の出力電圧Ｖ３からＶ５は、出力電圧Ｖ２に接続される負荷ＬＤ１の状態（電流の変動）で電圧が変動する。その理由は式１で示す通りＤとＶｆ１２にある。つまり、オンオフ時間比Ｄと整流ダイオードの順方向降下電圧Ｖｆ１２は、電流Ｉの大きさに応じて変化するためである。
【００１２】
負荷ＬＤ１が軽い場合、電流Ｉが小さいのでＤとＶｆ１２も小さくなりフィードバックのない各電源の出力電圧は低くなる。一方、負荷ＬＤ１が重い場合は、逆に電流Ｉが大きくなりＤもＶｆ１２も大きくなるので、フィードバックのない各電源の出力電圧は高くなる。この様子を図６で説明する。この例では電流Ｉに比例して出力電圧Ｖ３の電圧値が増加する。出力電圧Ｖ２は、上述のようにフィードバック回路を備えているので、変動なく一定である。尚、出力電圧Ｖ４、Ｖ５もＶ３と同様に増えるので、ここではＶ３を例にとって説明する。
【００１３】
この例の場合、出力電圧Ｖ２は、装置の制御に使われる電源電圧のために、電圧変動が最も少なく要求されるのでフィードバック回路を備えている。この電源電圧は、適用装置の状態、機能の動作有無および機能の追加（一般にオプション機能の追加）によって負荷状態が変わり、電流Ｉが一時的又は長い時間で大きく変動する。この変動は最小時Ｉｍｉｎから最大時Ｉｍａｘで、通常変化範囲は大きい。出力電圧Ｖ３は、適用装置内の負荷にアナログ回路、又はデバイス駆動回路などを駆動するため、その動作性能、寿命などを守るために変動許容範囲のＶｍｉｎからＶｍａｘがある。このような中で、電流ＩがＩｍｉｎからＩｍａｘまで変動すると、出力電圧Ｖ３には大きな電圧変動ΔＶ１が発生し、更に、電流Ｉが小さいＩｍｉｎでは、許容の変動範囲のＶｍｉｎを下回る場合もある。尚、Ｖｍａｘを上回るケースは、電流Ｉが大きく、電源の負荷が少ない場合に発生の可能性があるので、通常は大きな消費電力を伴わないダミー抵抗又は電圧抑制器（ツェナーダイオード）を使用している。電圧Ｖ３を出力する回路のダミー抵抗ＤＭ２と、電圧Ｖ４を出力する回路のダミー抵抗ＤＭ３はこの役割を担っている。
【００１４】
上記問題の対応としては、ダミー抵抗ＤＭ１を用いて電流Ｉをかさ上げすることにより、負荷ＬＤ１の変動による他の出力回路への影響を小さく抑制する方法がある。この役割を果たすのが、ダミー抵抗ＤＭ１である。図７にその様子を示す。ダミー抵抗ＤＭ１に電流Ｉ２を流すと、電流Ｉの最大と最小の変動比が低減するので出力電圧Ｖ３の電圧変動も低減されたΔＶ２になる。また、電圧変動範囲も電流Ｉ１ｍｉｎに電流Ｉ２が加算されるため、許容変動範囲のＶｍｉｎ以上を確保できるようになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２０１３−２５５３６２号公報
【特許文献２】特開２００５−３４１６９５号公報
【特許文献３】特開昭６３−１３３８６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上述のように、フィードバック回路のない回路にダミー抵抗とスイッチ回路を設けて、出力電圧が上昇したらスイッチ回路をオンしてこのダミー抵抗を接続する構成では、最大電圧を抑制することはできるが、フィードバック回路を備えた回路の負荷変動に伴う電圧変動範囲を小さく抑制する効果は達成できない。また、フィードバック回路を備えた回路にダミー抵抗を接続する構成では、フィードバック回路を備えた回路の負荷変動に伴う電圧変動範囲を小さく抑制する効果はあるが、その効果は小さい。効果を大きくするためには、接続するダミー抵抗を大型化する必要があり、この結果、消費電力と損失が大きく、装置が大型となる。更に各電源の出力電圧を高めに設定するために各電源の消費電力が増大する欠点がある。従って、本発明の課題は、基準となる電源以外の複数の電源の出力電圧変動を低減し安定化することができるスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、１次巻線及び複数の２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されるスイッチング素子と、このスイッチング素子のオン時間幅を制御して出力電圧を制御する制御回路と、前記２次巻線のそれぞれの出力を整流し平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の内、基準電圧となる一つの出力の電圧を検出して前記オン時間幅を制御する制御信号として前記制御回路に帰還信号を送出する出力電圧検出回路とを備えたフライバック型の多出力スイッチング電源装置において、
前記基準となる出力に接続される負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出器と、前記整流平滑回路の出力に接続され前記負荷電流との和が一定の電流値となるように制御する電流可変型ダミー抵抗回路と、を備える。
【００１８】
第２の発明においては、第１の発明におけるフライバック型の多出力スイッチング電源装置において、前記基準となる出力の整流平滑回路に流れる電流値が負荷の変化に関係なく一定の電流値となるように、前記電流可変型ダミー抵抗回路を制御する。
第３の発明においては、第1又は第２の発明におけるフライバック型の多出力スイッチング電源装置において、前記基準となる出力の整流平滑回路に流れる一定の電流値は、負荷の最大電流値である。
【００１９】
第４の発明においては、第1〜第３の発明におけるフライバック型の多出力スイッチング電源装置において、前記電流可変型ダミー抵抗回路は制御回路内に設けられた基準値と前記負荷電流検出器の出力との偏差に基づいて生成された制御量により制御される電圧−電流変換器である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明では、フライバック型の多出力スイッチング電源装置において、電圧フィードバック回路を備えた基準となる出力に接続される負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出器と、整流平滑回路の出力に接続された電流可変型ダミー抵抗回路とを備え、前記負荷電流との和が一定の電流値となるように電流可変型ダミー抵抗回路を制御するようにしているため、基準出力回路の負荷電流が変動しても整流回路出力の電流は一定となる。この結果、基準出力回路の負荷が変動しても、制御量は変動しないため、電圧フィードバックを備えていない出力も変動しなくなる効果が得られる。また、ダミー抵抗を最大負荷容量以下に低減できるので、電源容量の低減と、装置の小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第1の実施例を示す回路図である。
【図２】電圧−電流変換器の具体例を示す回路図である。
【図３】図１の実施例の動作説明図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の回路図例Aである。
【図５】従来のスイッチング電源装置の回路図例Bである
【図６】図５に示すスイッチング電源装置の動作説明図Aである。
【図７】図５に示すスイッチング電源装置の動作説明図Bである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の要点は、フライバック型の多出力スイッチング電源装置において、電圧フィードバック回路を備えた基準となる出力に接続される負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出器と、整流平滑回路の出力に接続された電流可変型ダミー抵抗回路とを備え、前記負荷電流との和が一定の電流値となるように電流可変型ダミー抵抗回路（電圧−電流変換器）を制御するようにしている点である。
【実施例１】
【００２３】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。本スイッチング電源回路は、２次側に電圧Ｖ２〜Ｖ５を出力する電源である。従来と同じ部分の説明は省略し、相違する部分について説明する。出力電圧Ｖ２は、２次巻線Ｗ２の出力を整流ダイオードＤ１２と平滑コンデンサＣ１２により整流平滑して生成される。この出力電圧Ｖ２のラインには、従来と異なり、負荷ＬＤ１に流れる電流Ｉ１を検出する電流検出器Ｃｓと、電流可変型ダミー抵抗回路としての電圧−電流変換器ＶＩＣとが接続される。この電流検出器Ｃｓの検出電圧は差動増幅器ＡＭ１で増幅され、制御電圧Ｖａとなる。演算器ＡＭ２は電流Ｉの最大値に相当する電圧を発生する基準電源ＲＰの出力Ｖｂと、前記差動増幅器ＡＭ１の出力Ｖａとの電圧差を演算する。
【００２４】
この演算器ＡＭ２の出力信号Ｖｃは、電圧−電流変換器ＶＩＣの入力に接続される。整流平滑回路のコンデンサＣ１２と並列に接続された電圧−電流変換器ＶＩＣは、入力された電圧Ｖｃに比例した電流Ｉ２を出力電圧Ｖ２のラインに新たに発生させる。この結果、整流平滑回路の電流Ｉは負荷電流Ｉ１と電圧−電流変換器ＶＩＣの電流Ｉ２との和となる。
【００２５】
図２に、電圧−電流変換器ＶＩＣの回路例を示す。入力信号Ｖｃを増幅器ＡＭ３で増幅しスイッチング素子Ｑ１２の制御端子に、スイッチング素子Ｑ１２のソース端子を電流設定用抵抗Ｒ１５に、それぞれ接続する構成である。この構成により、スイッチング素子Ｑ１２を流れる電流Ｉ２は、Ｉ２＝Ｖｃ／Ｒ５となる。
【００２６】
以上のように構成したスイッチング電源装置において、各電源の出力電圧変動が低減する動作を図３で説明する。従来方法で説明したように負荷ＬＤ１の電流Ｉ１がＩ１ｍｉｎからＩ１ｍａｘまで変化してもＩ１ｍｉｎ＋Ｉ２＝Ｉ１ｍａｘ＋Ｉ２＝一定値となるように電圧−電流変換器ＶＩＣは制御される。ここで、一次側スイッチング素子Ｑ１１の制御量として影響を及ぼすのは電流検出器Ｃｓの電圧降下分である。整流ダイオードＤ１２を流れる電流は一定であるので、順方向降下電圧は一定である。出力電圧Ｖ３において、変動分ΔＶ３が発生するのは、電流検出器の降下電圧がＩ１ｍｉｎ時とＩ１ｍａｘ時で異なるためである。各出力電圧の変動分を小さくするためには、一次側スイッチング素子Ｑ１１の制御量の変動分が十分小さくなるように電流検出器のインピーダンスは十分小さくする必要がある。尚、この負荷電流Ｉ１の検出は抵抗以外に磁気抵抗素子を利用した電流センサなどでも可能である。
【００２７】
以上の処理過程を下式で表す。
Ｖｃ＝Ｖｂ−Ｖａ    ・・・式３
Ｖａ＝αＩ１＊ｒ
ここで、αは増幅器ＡＭ１の増幅度、ｒは電流検出器のインピーダンスである。
式３が全て電流に比例ならば、式４で表すことができる。
Ｉ２＝Ｉｍａｘ−Ｉ１    ・・・式４
従って、出力電圧Ｖ２ラインに流れる電流Ｉは、負荷ＬＤ１に流れる電流Ｉ１が一時的（瞬間的または過渡的）、或いは長期的に変動しても最大値Ｉｍａｘを常に流すことになる。
【００２８】
図３はこの様子を示している。負荷ＬＤ１に流れる電流Ｉ１が最小Ｉ１ｍｉｎ時と最大Ｉ１ｍａｘ時、式４の電流Ｉ２を電圧−電流変換器ＶＩＣで流し、電流Ｉを一定にすることで、出力電圧変動の要因であった整流ダイオードの順方向降下電圧の変動を無くし、更にスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ時間比の変化を減らしことにより、出力電圧Ｖ３は電圧変動がΔＶ３になり、ほぼなくなる。同様に他の出力電圧Ｖ４、Ｖ５も変動がなくなる。
以上の説明のように、出力電圧Ｖ３〜Ｖ５は変動の少ない電圧を出力することが可能となる。従って、従来用いていた電圧変動を低減するためのダミー抵抗は不要となり、消費電力の低減と装置の小型化が可能となる。
尚、上記実施例では多出力間に共通の電位がない場合の構成を説明したが、共通の電位を備えた場合の回路構成でも同様に実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２９】
本発明は、フライバック型の多出力スイッチング電源に関するものであり、各種電源装置、電力変換装置、電子制御機器などに使用する制御電源への適用が可能である。
【符号の説明】
【００３０】
Ｖ、ＤＰ・・・直流電源          Ｔ、Ｔ１・・・トランス
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１１・・・スイッチング素子          ２１・・・制御回路
ＬＤ１〜ＬＤ３、ＲＬ１、ＲＬ２・・・負荷          １１・・・ＰＷＭ制御回路
ＰＤ、ＰＤ１１・・・フォトダイオード          Ｃｓ・・・電流検出器
ＰＴ、ＰＴ１１・・・フォトトランジスタ          ３２・・・ダミー抵抗回路
ＤＭ１〜ＤＭ３・・・ダミー抵抗          ＩＣ１・・・シャントレギュレータ
ＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３、ＺＤ１１・・・ツェナーダイオード
Ｄ１〜Ｄ３、Ｄ１１〜Ｄ１５・・・ダイオード          ＲＰ・・・基準電源
ＶＩＣ・・・電圧−電流変換器          ＡＭ１、ＡＭ２・・・増幅器
Ｒ１〜Ｒ８、Ｒ１１〜Ｒ１４・・・抵抗          １１ａ・・・副出力回路
Ｃ１〜Ｃ３、Ｃ１２〜Ｃ１５・・・コンデンサ          １２・・・主出力回路
【図１】
2016042765.tif 000003
【図２】
2016042765.tif 000004
【図３】
2016042765.tif 000005
【図４】
2016042765.tif 000006
【図５】
2016042765.tif 000007
【図６】
2016042765.tif 000008
【図７】
2016042765.tif 000009