(57)【要約】【課題】クロストークノイズの低減と回路の小型化を実現する。【解決手段】並列増幅器は、異なる信号を増幅する複数の反転増幅器と、この複数の反転増幅器に含まれる反転増幅器Ａ1の入力端子と反転増幅器Ａ2の出力端子間に設けられた容量素子Ｃ3と、反転増幅器Ａ1の出力端子と反転増幅器Ａ2の入力端子間に設けられた容量素子Ｃ4とを備える。【選択図】  図１
2016225893.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる信号を増幅する複数の反転増幅器と、
この複数の反転増幅器に含まれる第１の反転増幅器の入力端子と第２の反転増幅器の出力端子間に設けられた第１の容量素子と、
前記第１の反転増幅器の出力端子と前記第２の反転増幅器の入力端子間に設けられた第２の容量素子とを備えることを特徴とする並列増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載の並列増幅器において、
前記複数の反転増幅器は、それぞれ多段増幅器構成であり、
前記第１の容量素子は、前記第１の反転増幅器を構成する初段の増幅器の入力端子と前記第２の反転増幅器を構成する最終段の増幅器の出力端子間に設けられ、
前記第２の容量素子は、前記第１の反転増幅器を構成する最終段の増幅器の出力端子と前記第２の反転増幅器を構成する初段の増幅器の入力端子間に設けられることを特徴とする並列増幅器。
【請求項３】
請求項１または２に記載の並列増幅器において、
さらに、前記複数の反転増幅器の前段にそれぞれ接続され、異なる信号を増幅して接続先の反転増幅器に出力する複数の増幅器を備え、
前記複数の反転増幅器と、この反転増幅器の前段に接続された前記複数の増幅器とは、同一の集積回路チップ内に集積されることを特徴とする並列増幅器。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の並列増幅器において、
前記複数の反転増幅器は、それぞれトランジスタを用いた回路からなり、
各反転増幅器の初段のトランジスタのゲート端子あるいはベース端子を、各反転増幅器の入力端子とすることを特徴とする並列増幅器。
【請求項５】
請求項４に記載の並列増幅器において、
前記複数の反転増幅器は、それぞれトランジスタを用いたインバータ回路からなることを特徴とする並列増幅器。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の並列増幅器において、
前記第２の反転増幅器は、前記第１の反転増幅器と隣接して並設される位置関係にあることを特徴とする並列増幅器。
【請求項７】
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の並列増幅器において、
前記第２の反転増幅器は、前記第１、第２の反転増幅器以外の１乃至複数の反転増幅器を間に挟んで前記第１の反転増幅器と並設される位置関係にあることを特徴とする並列増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の通信回線を用いることにより、データを一度に複数ビット伝送するパラレル通信方式の通信回路などに用いられる並列増幅器に係り、特に並設された増幅器間に生じるクロストークノイズの低減や回路の小型化を実現することができる並列増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、データ通信の高速大容量化のためにパラレル通信方式が用いられている。パラレル通信のためにはチャネル数と同数のトランシーバ回路が必要であり、複数のトランシーバ回路を１つのＩＣ（Integrated Circuit）上に搭載するようにしている。例えば光通信の分野では２５Ｇｂ／ｓ×４ｃｈのＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）トランスインピーダンスアンプが１チップに集積された例などが報告されている（非特許文献１）。
【０００３】
図９に、例えば通信回路に設けられる反転増幅器を２チャネル分並べて集積化した並列増幅器の構成を示す。図９に示すように２つの反転増幅器Ａ1，Ａ2の入力配線間および出力配線間には寄生容量Ｃ1，Ｃ2が存在する。第１チャネルの信号入力端子ＩＮ1に入力された高周波信号Ｖ1は、寄生容量Ｃ1および第２チャネルの反転増幅器Ａ2を通るパスと、第１チャネルの反転増幅器Ａ1および寄生容量Ｃ2を通るパスの２つのパスを通じて第２チャネルの信号出力端子ＯＵＴ2に伝わるため、クロストークノイズＮ2が発生する。
【０００４】
つまり、第１チャネルの高周波信号Ｖ1は、寄生容量Ｃ1を通じて第２チャネルの入力配線に伝わり、クロストークノイズＮ1が発生する。このクロストークノイズＮ1は、第２チャネルの反転増幅器Ａ2で増幅され、クロストークノイズＳ1として第２チャネルの出力配線に出力される。また、高周波信号Ｖ1は、第１チャネルの反転増幅器Ａ1で増幅され、高周波信号Ｖ2として第１チャネルの信号出力端子ＯＵＴ1から出力されるが、この高周波信号Ｖ2は、寄生容量Ｃ2を通じて第２チャネルの出力配線に伝わり、クロストークノイズＳ2が発生する。その結果、クロストークノイズＳ1とＳ2が加算され、クロストークノイズＮ2が発生する。
【０００５】
従来、このような信号配線間のクロストークノイズを防ぐ手法として、信号配線間の距離を遠ざける方法、あるいは信号配線間に、低インピーダンスの固定電位に接続されたシールド配線を設ける方法（非特許文献２）などが用いられてきた。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】T.Takemoto et al.，“A Compact 4×25-Gb/s 3.0 mW/Gb/s CMOS-Based Optical Receiver for Board-to-Board Interconnects”，Journal of Lightwave Technology，Vol.28，No.23，Dec.1，2010
【非特許文献２】谷口研二著，「ＣＭＯＳアナログ回路入門」，ＣＱ出版株式会社，第5章1節1項，83-88頁，2005
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、信号配線間に低インピーダンスの固定電位配線を形成するためには、固定電位配線の寄生抵抗成分を小さく抑え、また固定電位配線に大きな容量性を持たせなければならないため、サイズの大きな配線パタンが必要であり、通信回路の小型化が難しいという課題があった。
【０００８】
また、信号配線間の距離を遠ざけるという方法についても同様に、通信回路の小型化が難しいという課題があった。特に寄生容量を通じて伝わるクロストークノイズの影響は高周波になるほど影響が大きくなるため、信号が高周波になるほど信号配線間距離もますます遠ざける必要があり、通信回路の小型化が難しくなり、データ伝送密度向上が難しくなるという課題があった。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、クロストークノイズの低減と回路の小型化を実現することができる並列増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の並列増幅器は、異なる信号を増幅する複数の反転増幅器と、この複数の反転増幅器に含まれる第１の反転増幅器の入力端子と第２の反転増幅器の出力端子間に設けられた第１の容量素子と、前記第１の反転増幅器の出力端子と前記第２の反転増幅器の入力端子間に設けられた第２の容量素子とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の並列増幅器の１構成例において、前記複数の反転増幅器は、それぞれ多段増幅器構成であり、前記第１の容量素子は、前記第１の反転増幅器を構成する初段の増幅器の入力端子と前記第２の反転増幅器を構成する最終段の増幅器の出力端子間に設けられ、前記第２の容量素子は、前記第１の反転増幅器を構成する最終段の増幅器の出力端子と前記第２の反転増幅器を構成する初段の増幅器の入力端子間に設けられることを特徴とするものである。
また、本発明の並列増幅器の１構成例は、さらに、前記複数の反転増幅器の前段にそれぞれ接続され、異なる信号を増幅して接続先の反転増幅器に出力する複数の増幅器を備え、前記複数の反転増幅器と、この反転増幅器の前段に接続された前記複数の増幅器とは、同一の集積回路チップ内に集積されることを特徴とするものである。
【００１１】
また、本発明の並列増幅器の１構成例において、前記複数の反転増幅器は、それぞれトランジスタを用いた回路からなり、各反転増幅器の初段のトランジスタのゲート端子あるいはベース端子を、各反転増幅器の入力端子とすることを特徴とするものである。
また、本発明の並列増幅器の１構成例において、前記複数の反転増幅器は、それぞれトランジスタを用いたインバータ回路からなることを特徴とするものである。
また、本発明の並列増幅器の１構成例において、前記第２の反転増幅器は、前記第１の反転増幅器と隣接して並設される位置関係にあることを特徴とするものである。
また、本発明の並列増幅器の１構成例において、前記第２の反転増幅器は、前記第１、第２の反転増幅器以外の１乃至複数の反転増幅器を間に挟んで前記第１の反転増幅器と並設される位置関係にあることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、複数の反転増幅器に含まれる第１の反転増幅器の入力端子と第２の反転増幅器の出力端子間に第１の容量素子を設け、第１の反転増幅器の出力端子と第２の反転増幅器の入力端子間に第２の容量素子を設けることにより、並列増幅器の入出力配線間の容量結合によって生じるクロストークノイズを低減することができる。また、本発明では、第１、第２の反転増幅器を近接配置する高密度集積化が可能となるため、回路の小型化およびデータ伝送密度向上が可能となる。
【００１３】
また、本発明では、複数の反転増幅器をそれぞれ多段増幅器構成とすることにより、各反転増幅器の増幅率の絶対値を大きくすることができ、クロストークノイズのキャンセルに必要な第１、第２の容量素子の容量を小さくすることができる。
【００１４】
また、本発明では、複数の反転増幅器の前段に複数の増幅器を設け、複数の反転増幅器と複数の増幅器とを同一の集積回路チップ内に集積することにより、各反転増幅器の入力インピーダンスを大きな値に設計することができ、クロストークノイズのキャンセルに必要な第１、第２の容量素子の容量を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る通信回路の並列増幅器の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る通信回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る反転増幅器の構成例を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る反転増幅器の別の構成例を示す回路図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る通信回路および従来の通信回路の反転増幅器の出力アイパタンのシミュレーション結果を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る通信回路の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態に係る通信回路の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態に係る通信回路の別の構成例を示すブロック図である。
【図９】従来の並列増幅器の構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る通信回路の並列増幅器の構成例を示すブロック図である。ここでは、２チャネルのパラレル通信用の通信回路に設けられる反転増幅器を２チャネル分並べて集積化した並列増幅器の例を示す。
【００１７】
並列増幅器は、第１チャネルの反転増幅器Ａ1と、第２チャネルの反転増幅器Ａ2と、反転増幅器Ａ1の入力端子と反転増幅器Ａ2の出力端子間に設けられた容量素子Ｃ3と、反転増幅器Ａ2の入力端子と反転増幅器Ａ1の出力端子間に設けられた容量素子Ｃ4とから構成される。この並列増幅器の構成は、同一のＩＣチップ内に集積される。
【００１８】
図１におけるＩＮ1は第１チャネルの信号入力端子、ＩＮ2は第２チャネルの信号入力端子、ＯＵＴ1は第１チャネルの信号出力端子、ＯＵＴ2は第２チャネルの信号出力端子である。また、Ｃ1は信号入力端子ＩＮ1とＩＮ2間に存在する寄生容量、Ｃ2は信号出力端子ＯＵＴ1とＯＵＴ2間に存在する寄生容量である。
【００１９】
図９に示した従来の通信回路では、第１チャネルの信号入力端子ＩＮ1に高周波信号Ｖ1が入力されると、この高周波信号Ｖ1が寄生容量Ｃ1を通じて第２チャネルの入力配線に伝わり、クロストークノイズＮ1が発生する。このクロストークノイズＮ1は、第２チャネルの反転増幅器Ａ2で増幅され、クロストークノイズＳ1として第２チャネルの出力配線に出力される。
【００２０】
また、高周波信号Ｖ1は、第１チャネルの反転増幅器Ａ1で増幅され、高周波信号Ｖ2として第１チャネルの信号出力端子ＯＵＴ1から出力されるが、この高周波信号Ｖ2は、寄生容量Ｃ2を通じて第２チャネルの出力配線に伝わり、クロストークノイズＳ2が発生する。こうして、従来の通信回路では、寄生容量Ｃ1および反転増幅器Ａ2を通るパスＰ1と、反転増幅器Ａ1および寄生容量Ｃ2を通るパスＰ2の２つのパスを通じて、高周波信号Ｖ1が逆相で信号出力端子ＯＵＴ2に伝わることにより、クロストークノイズが発生する。
【００２１】
一方、本実施の形態では、前記のパスＰ1およびパスＰ2に加えて、信号入力端子ＩＮ1から容量素子Ｃ3を通るパスＰ3と、信号入力端子ＩＮ1から反転増幅器Ａ1、容量素子Ｃ4および反転増幅器Ａ2を通るパスＰ4とが存在する（ここでは、クロストークノイズキャンセルの説明を簡単にするために、寄生容量Ｃ1，Ｃ2および容量素子Ｃ3，Ｃ4を２回以上通過するパスは無視する）。
【００２２】
パスＰ3を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号Ｓ3とパスＰ4を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号Ｓ4とは、いずれも高周波信号Ｖ1と同相の信号であるため、これらの信号Ｓ3，Ｓ4により、パスＰ1を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる逆相のクロストークノイズＳ1とパスＰ2を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる逆相のクロストークノイズＳ2とをキャンセルすることが可能となる。図１におけるＳ0はクロストークノイズＳ1，Ｓ2がキャンセルされたことを表している。
【００２３】
以上のように、本実施の形態のクロスカップル型並列増幅器では、従来の並列増幅器で課題であったクロストークノイズをキャンセルすることが可能となり、反転増幅器Ａ1，Ａ2の低ノイズ化、および反転増幅器Ａ1，Ａ2を近接配置する高密度集積化が可能となる。
【００２４】
ここで、図１に示した回路の信号出力端子ＯＵＴ2において角周波数ωの周波数帯におけるクロストークノイズのキャンセル効果を最大にするための条件式を導出する。上記のとおり、説明を簡単にするために寄生容量Ｃ1，Ｃ2および容量素子Ｃ3，Ｃ4を２回以上通過する信号は無視して考える。
【００２５】
図１において寄生容量Ｃ1，Ｃ2および容量素子Ｃ3，Ｃ4が無い時の信号入力端子ＩＮ2から回路を見たインピーダンスをＺ1、寄生容量Ｃ1，Ｃ2および容量素子Ｃ3，Ｃ4が無い時の信号出力端子ＯＵＴ2から回路を見たインピーダンスをＺ2とする（Ｚ1，Ｚ2は反転増幅器Ａ2の入出力インピーダンスを含んだ値）。信号入力端子ＩＮ1にＶ1ｓｉｎωｔの高周波信号が入力されたとき、パスＰ1，Ｐ2，Ｐ3，Ｐ4を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4は、それぞれ式（１）〜式（４）で表される。
【００２６】
【数１】
2016225893.tif 000003
【００２７】
式（１）〜式（４）におけるＡは反転増幅器Ａ1，Ａ2の増幅率の絶対値である。これら信号Ｓ1〜Ｓ4の総和がゼロになるとき、すなわち以下の式（５）が成り立つとき、信号出力端子ＯＵＴ2において角周波数ωの周波数帯におけるクロストークノイズキャンセルの効果が最大化される。
【００２８】
【数２】
2016225893.tif 000004
【００２９】
また、上記の説明では、信号入力端子ＩＮ1にアナログの高周波信号が入力された場合について説明したが、例えば立ち上がりエッジや立ち下がりエッジを有するデジタル信号が入力された場合においても、そのデジタル信号の立ち上がり、立ち下がりには高周波信号成分が含まれるため、寄生容量Ｃ1，Ｃ2を介して入力デジタル信号の高周波成分が信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる。具体的には、寄生容量Ｃ1，Ｃ2および配線の寄生抵抗によって形成されるハイパスフィルタと、反転増幅器Ａ1，Ａ2とを通じて、入力デジタル信号の反転かつ微分された信号成分が信号出力端子ＯＵＴ2に伝わり、クロストークノイズが発生する。
【００３０】
これに対して、本実施の形態では、クロスカップルの容量素子Ｃ3，Ｃ4を備えることで、入力デジタル信号の非反転かつ微分された信号成分を信号出力端子ＯＵＴ2に伝えることができ、クロストークノイズをキャンセルすることが可能であるため、入力信号はアナログの高周波信号に限らず、デジタル信号でも良い。
【００３１】
また、以上の説明では、信号入力端子ＩＮ1から信号出力端子ＯＵＴ2に伝わるクロストークノイズをキャンセルする例について説明しているが、信号入力端子ＩＮ2から信号出力端子ＯＵＴ1に伝わるクロストークノイズも同様にキャンセルできることは言うまでもない。つまり、信号入力端子ＩＮ2に信号が入力されると、この信号が寄生容量Ｃ1を通じて第１チャネルの入力配線に伝わり、反転増幅器Ａ1で増幅されて、クロストークノイズが信号出力端子ＯＵＴ1に伝わる。
【００３２】
また、信号入力端子ＩＮ2に入力された信号は、反転増幅器Ａ2で増幅され信号出力端子ＯＵＴ2から出力されるが、この増幅された信号が寄生容量Ｃ2を通じて信号出力端子ＯＵＴ1に伝わる。こうして、寄生容量Ｃ1および反転増幅器Ａ1を通るパスと、反転増幅器Ａ2および寄生容量Ｃ2を通るパスの２つのパスを通じて、信号入力端子ＩＮ2に入力された信号が逆相で信号出力端子ＯＵＴ1に伝わることにより、クロストークノイズが発生することになる。
【００３３】
これに対して、信号入力端子ＩＮ2から容量素子Ｃ4を通じて信号出力端子ＯＵＴ1に伝わる信号と、信号入力端子ＩＮ2から反転増幅器Ａ2、容量素子Ｃ3および反転増幅器Ａ1を通じて信号出力端子ＯＵＴ1に伝わる信号とは、いずれも信号入力端子ＩＮ2に入力された信号と同相の信号である。したがって、これら信号出力端子ＯＵＴ1に伝わる信号により、寄生容量Ｃ1および反転増幅器Ａ1を通じて信号出力端子ＯＵＴ1に伝わる逆相のクロストークノイズと、反転増幅器Ａ2および寄生容量Ｃ2を通じて信号出力端子ＯＵＴ1に伝わる逆相のクロストークノイズとをキャンセルすることが可能である。このように、本実施の形態では、信号入力端子ＩＮ1から信号出力端子ＯＵＴ2に伝わるクロストークノイズと同様に、信号入力端子ＩＮ2から信号出力端子ＯＵＴ1に伝わるクロストークノイズもキャンセルすることが可能である。
【００３４】
また、反転増幅器Ａ1，Ａ2の増幅率の絶対値ＡがＡ≫１である場合を考えると、式（３）、式（４）で示した信号Ｓ3，Ｓ4の大小関係はＳ4≫Ｓ3となるため、図１中の信号入力端子ＩＮ1から信号出力端子ＯＵＴ2に伝わるクロストークノイズのキャンセル効果が最大となる周波数帯はクロスカップル容量素子Ｃ4によって決まる。
【００３５】
また同様に考えると、信号入力端子ＩＮ2から信号出力端子ＯＵＴ1に伝わるクロストークノイズのキャンセル効果が最大となる周波数帯はクロスカップル容量素子Ｃ3によって決まる。よって、容量素子Ｃ3，Ｃ4の値を異なる値に設計することでチャネル毎に異なる周波数帯の信号を扱うことも可能であり、信号入力端子ＩＮ1，ＩＮ2に入力される信号はそれぞれ異なる周波数帯の信号でも良い。
【００３６】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図２は本発明の第２の実施の形態に係る通信回路の構成例を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態と第１の実施形態との違いは、反転増幅器Ａ1，Ａ2の前段に受光素子ＰＤ1，ＰＤ2およびトランスインピーダンスアンプＴＩＡ1，ＴＩＡ2が備わっている点である。図２のＣ20はトランスインピーダンスアンプＴＩＡ1，ＴＩＡ2の入力配線間に存在する寄生容量である。
【００３７】
トランスインピーダンスアンプＴＩＡ1，ＴＩＡ2と反転増幅器Ａ1，Ａ2とは、同一のＩＣチップ内に集積される。
第１チャネルの受光素子ＰＤ1は、第１チャネルの光信号を受光して電流信号に変換し、第１チャネルのトランスインピーダンスアンプＴＩＡ1は、受光素子ＰＤ1から出力された電流信号を電圧信号に変換し増幅して出力する。同様に、第２チャネルの受光素子ＰＤ2は、第２チャネルの光信号を受光して電流信号に変換し、第２チャネルのトランスインピーダンスアンプＴＩＡ2は、受光素子ＰＤ2から出力された電流信号を電圧信号に変換し増幅して出力する。反転増幅器Ａ1，Ａ2は、それぞれトランスインピーダンスアンプＴＩＡ1，ＴＩＡ2から出力される信号を増幅することになる。
【００３８】
第１の実施の形態と同様に、トランスインピーダンスアンプＴＩＡ1から容量素子Ｃ3を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号Ｓ3、トランスインピーダンスアンプＴＩＡ1から反転増幅器Ａ1、容量素子Ｃ4および反転増幅器Ａ2を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号Ｓ4は、式（３）、式（４）のように表すことができる。
【００３９】
ここで、反転増幅器Ａ1，Ａ2の増幅率の絶対値ＡがＡ≫１の場合、かつインピーダンスＺ1とＺ2が同程度の値で、容量素子Ｃ3とＣ4が同程度の値である場合を考えると、｜Ｓ4｜≫｜Ｓ3｜となり、クロスカップル容量素子Ｃ3，Ｃ4による信号出力端子ＯＵＴ2への信号伝達量はＳ4で決まる。式（４）に示した信号Ｓ4の式において、インピーダンスＺ1が大きくなるほど、信号出力端子ＯＵＴ2に伝わるクロストークノイズのキャンセルに必要なクロスカップル容量素子Ｃ4の容量を小さくすることができる。
【００４０】
一般的に、高速通信のための通信回路の初段アンプは、この通信回路を含むＩＣチップの外部に接続される素子や装置とのインピーダンス整合を取るために、初段アンプの入出力インピーダンスが５０Ω程度に設計されることが多い。一方で反転増幅器Ａ1，Ａ2の前段の回路が同一のＩＣ内に存在する場合、例えば図２に示したようにトランスインピーダンスアンプＴＩＡ1，ＴＩＡ2が反転増幅器Ａ1，Ａ2と同一のＩＣチップ内に集積化されている場合、インピーダンス整合を取らない場合も多く、その場合、反転増幅器Ａ1，Ａ2の入力インピーダンスは大きな値に設計される場合が多い。
【００４１】
例えば反転増幅器Ａ1，Ａ2としてソース接地増幅回路を用いた例を図３に示し、反転増幅器Ａ1，Ａ2としてＣＭＯＳインバータ回路を用いた例を図４に示す。図３の例では、反転増幅器Ａ1は、ゲート端子（反転増幅器Ａ1の入力端子）が信号入力端子ＩＮ1に接続され、ドレイン端子（反転増幅器Ａ1の出力端子）が信号出力端子ＯＵＴ1に接続され、ソース端子が接地されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ1と、一端に電源電圧が与えられ、他端が信号出力端子ＯＵＴ1に接続された抵抗Ｒ1とから構成される。
【００４２】
反転増幅器Ａ2は、ゲート端子（反転増幅器Ａ2の入力端子）が信号入力端子ＩＮ2に接続され、ドレイン端子（反転増幅器Ａ2の出力端子）が信号出力端子ＯＵＴ2に接続され、ソース端子が接地されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ2と、一端に電源電圧が与えられ、他端が信号出力端子ＯＵＴ2に接続された抵抗Ｒ2とから構成される。
【００４３】
図４の例では、反転増幅器Ａ1は、ゲート端子（反転増幅器Ａ1の入力端子）が信号入力端子ＩＮ1に接続され、ドレイン端子（反転増幅器Ａ1の出力端子）が信号出力端子ＯＵＴ1に接続され、ソース端子が電源電圧に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ3と、ゲート端子（反転増幅器Ａ1の入力端子）が信号入力端子ＩＮ1に接続され、ドレイン端子（反転増幅器Ａ1の出力端子）が信号出力端子ＯＵＴ1に接続され、ソース端子が接地されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ4とから構成される。
【００４４】
反転増幅器Ａ2は、ゲート端子（反転増幅器Ａ2の入力端子）が信号入力端子ＩＮ2に接続され、ドレイン端子（反転増幅器Ａ2の出力端子）が信号出力端子ＯＵＴ2に接続され、ソース端子が電源電圧に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ5と、ゲート端子（反転増幅器Ａ2の入力端子）が信号入力端子ＩＮ2に接続され、ドレイン端子（反転増幅器Ａ2の出力端子）が信号出力端子ＯＵＴ2に接続され、ソース端子が接地されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ6とから構成される。
【００４５】
図３、図４のいずれの場合も反転増幅器Ａ1，Ａ2の入力はトランジスタＱ1〜Ｑ6のゲート端子のみに接続されており、反転増幅器Ａ1，Ａ2の入力インピーダンスは大きい値となる。
【００４６】
図２に示した本実施の形態の通信回路および従来の通信回路（図２に記載の通信回路の内クロスカップル容量素子Ｃ3，Ｃ4を除いた回路）のそれぞれの反転増幅器Ａ1の出力アイパタンのシミュレーション結果を図５（Ａ）〜図５（Ｄ）に示す。図５（Ａ）は従来の通信回路において受光素子ＰＤ1のみに１０Ｇｂ／ｓのランダム光信号パタンを入力した場合の反転増幅器Ａ1の出力アイパタンを示し、図５（Ｂ）は従来の通信回路において受光素子ＰＤ1，ＰＤ2の両方に１０Ｇｂ／ｓのランダム光信号パタンを入力した場合の反転増幅器Ａ1の出力アイパタンを示し、図５（Ｃ）は本実施の形態の通信回路において受光素子ＰＤ1のみに１０Ｇｂ／ｓのランダム光信号パタンを入力した場合の反転増幅器Ａ1の出力アイパタンを示し、図５（Ｄ）は本実施の形態の通信回路において受光素子ＰＤ1，ＰＤ2の両方に１０Ｇｂ／ｓのランダム光信号パタンを入力した場合の反転増幅器Ａ1の出力アイパタンを示している。
【００４７】
図５（Ｂ）の場合における反転増幅器Ａ1の出力のジッタ量は１０．６ｐｓ、図５（Ｄ）の場合における反転増幅器Ａ1の出力のジッタ量は４．１８ｐｓであった。
図５（Ａ）〜図５（Ｄ）のシミュレーション結果によれば、従来の通信回路では受光素子ＰＤ1，ＰＤ2の両方に信号を入力すると、反転増幅器Ａ1の出力アイパタン波形が大きく劣化する、すなわちクロストークノイズによる波形劣化が大きくなる。これに対して、本実施の形態の通信回路では受光素子ＰＤ1，ＰＤ2の両方に信号を入力をしても、反転増幅器Ａ1の出力アイパタン波形に大きな劣化は発生せず、クロストークノイズをキャンセルできていることが分かる。
【００４８】
なお、本実施の形態では、反転増幅器Ａ1，Ａ2の前段に受光素子ＰＤ1，ＰＤ2およびトランスインピーダンスアンプＴＩＡ1，ＴＩＡ2を接続した例を示したが、反転増幅器Ａ1，Ａ2の前段に増幅器が備わる構成であれば、本実施の形態と同様の効果を得ることができるので、本発明は図２の構成に限定されるものではない。
【００４９】
また、本実施の形態では、反転増幅器Ａ1，Ａ2の構成としてＭＯＳ電界効果トランジスタを用いた回路例を示したが、バイポーラトランジスタを用いた反転増幅器Ａ1，Ａ2においても同様の効果を得ることができる。この場合、各反転増幅器Ａ1，Ａ2の初段のバイポーラトランジスタのベース端子が、反転増幅器Ａ1，Ａ2の入力端子となる。
【００５０】
また、入力インピーダンスの高い反転増幅器ほど本発明の効果は得やすいものの、反転増幅器であれば、どのような回路構成でも効果を得られるため、本発明はＣＭＬ（Current Mode Logic）型やインバータ型の反転増幅器に限定されるものではない。
【００５１】
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図６は本発明の第３の実施の形態に係る通信回路の構成例を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態と第１、第２の実施の形態との違いは、第１チャネルの反転増幅器を奇数段縦続接続された反転増幅器Ａ1-1〜Ａ1-n（ｎは奇数）で実現し、同様に第２チャネルの反転増幅器を奇数段縦続接続された反転増幅器Ａ2-1〜Ａ2-nで実現している点である。
【００５２】
容量素子Ｃ3は、第１チャネルの反転増幅器を構成する初段の反転増幅器Ａ1-1の入力端子と第２チャネルの反転増幅器を構成する最終段の反転増幅器Ａ2-nの出力端子間に設けられる。容量素子Ｃ4は、第２チャネルの反転増幅器を構成する初段の反転増幅器Ａ2-1の入力端子と第１チャネルの反転増幅器を構成する最終段の反転増幅器Ａ1-nの出力端子間に設けられる。反転増幅器Ａ1-1〜Ａ1-n，Ａ2-1〜Ａ2-nと容量素子Ｃ3，Ｃ4とからなる並列増幅器の構成は、同一のＩＣチップ内に集積される。
【００５３】
第１の実施の形態と同様に、信号入力端子ＩＮ1から容量素子Ｃ3を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号Ｓ3、信号入力端子ＩＮ1から反転増幅器Ａ1-1〜Ａ1-n、容量素子Ｃ4および反転増幅器Ａ2-1〜Ａ2-nを通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号Ｓ4は、式（３）、式（４）のように表すことができる。ただし、本実施の形態では、反転増幅器Ａ1-1〜Ａ1-nの合計の増幅率の絶対値が式（１）、式（２）、式（４）のＡとなり、反転増幅器Ａ2-1〜Ａ2-nの合計の増幅率の絶対値もＡとなる。
【００５４】
第１、第２の実施の形態で説明したとおり、反転増幅器Ａ1-1〜Ａ1-n，Ａ2-1〜Ａ2-nの増幅率の絶対値ＡがＡ≫１の場合、クロスカップル容量素子Ｃ3，Ｃ4による信号伝達量はＳ4が支配的になる。式（４）に示した信号Ｓ4の式において、増幅率の絶対値Ａが大きいほど、クロスカップル容量素子Ｃ4による信号伝達量が大きくなるため、信号出力端子ＯＵＴ2に伝わるクロストークノイズのキャンセルに必要なクロスカップル容量素子Ｃ4の容量を小さくすることができる。
【００５５】
したがって、本実施の形態では、図６に示したように多段増幅器構成を反転増幅器に用いることで、より小さなクロスカップル容量素子にてノイズキャンセル効果を得ることができる。
【００５６】
第２の実施の形態で説明したとおり、本実施の形態の反転増幅器Ａ1-1〜Ａ1-n，Ａ2-1〜Ａ2-nの前段にトランスインピーダンスアンプＴＩＡ1，ＴＩＡ2を設けるようにしてもよい。
【００５７】
また、本実施の形態では、チャネル毎の反転増幅器の構成として、奇数段の反転増幅器を縦続接続した多段増幅器構成を示したが、チャネル毎の反転増幅器の構成として、１段以上の奇数段の反転増幅器と、偶数段の非反転増幅器とを縦続接続したものも有り得る。この場合、非反転増幅器は反転増幅器の前段に設けてもよいし、後段に設けてもよいし、非反転増幅器と反転増幅器とが混在する形で接続してもよい。
【００５８】
また、チャネル毎の反転増幅器の構成として、複数段の増幅器を縦続接続した多段増幅器を採用する構成においては、各段の増幅器の増幅率が同じでもよいし、異なっていてもよい。
【００５９】
［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図７は本発明の第４の実施の形態に係る通信回路の構成例を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。第１〜第３の実施の形態では、２チャネルのパラレル通信用の通信回路に設けられる反転増幅器を２チャネル分並べて集積化した並列増幅器の例を示したが、３チャネル以上の反転増幅器を並べて集積化した並列増幅器に本発明を適用することも可能である。
【００６０】
本実施の形態の並列増幅器は、第１チャネルの反転増幅器Ａ1と、第２チャネルの反転増幅器Ａ2と、第３チャネルの反転増幅器Ａ3と、反転増幅器Ａ1の入力端子と反転増幅器Ａ2の出力端子間に設けられた容量素子Ｃ3と、反転増幅器Ａ2の入力端子と反転増幅器Ａ1の出力端子間に設けられた容量素子Ｃ4と、反転増幅器Ａ2の入力端子と反転増幅器Ａ3の出力端子間に設けられた容量素子Ｃ8と、反転増幅器Ａ3の入力端子と反転増幅器Ａ2の出力端子間に設けられた容量素子Ｃ9とから構成される。第１の実施の形態と同様に、この並列増幅器の構成は、同一のＩＣチップ内に集積される。
【００６１】
図７におけるＩＮ3は第３チャネルの信号入力端子、ＯＵＴ3は第３チャネルの信号出力端子、Ｃ5は信号入力端子ＩＮ2とＩＮ3間に存在する寄生容量、Ｃ6は信号出力端子ＯＵＴ2とＯＵＴ3間に存在する寄生容量である。
【００６２】
信号入力端子ＩＮ1から信号出力端子ＯＵＴ2に伝わるクロストークノイズ、および信号入力端子ＩＮ2から信号出力端子ＯＵＴ1に伝わるクロストークノイズをキャンセルする動作については第１の実施の形態で説明したとおりである。
【００６３】
信号入力端子ＩＮ2に信号が入力されると、寄生容量Ｃ5および反転増幅器Ａ3を通るパスと、反転増幅器Ａ2および寄生容量Ｃ6を通るパスの２つのパスを通じて、信号入力端子ＩＮ2に入力された信号が逆相で信号出力端子ＯＵＴ3に伝わることにより、クロストークノイズが発生する。
【００６４】
一方、信号入力端子ＩＮ2から容量素子Ｃ8を通じて信号出力端子ＯＵＴ3に伝わる信号と、信号入力端子ＩＮ2から反転増幅器Ａ2、容量素子Ｃ9および反転増幅器Ａ3を通じて信号出力端子ＯＵＴ3に伝わる信号とは、いずれも信号入力端子ＩＮ2に入力された信号と同相の信号である。したがって、これら信号出力端子ＯＵＴ3に伝わる信号により、寄生容量Ｃ5および反転増幅器Ａ3を通じて信号出力端子ＯＵＴ3に伝わる逆相のクロストークノイズと、反転増幅器Ａ2および寄生容量Ｃ6を通じて信号出力端子ＯＵＴ3に伝わる逆相のクロストークノイズとをキャンセルすることが可能である。
【００６５】
また、信号入力端子ＩＮ3に信号が入力されると、寄生容量Ｃ5および反転増幅器Ａ2を通るパスと、反転増幅器Ａ3および寄生容量Ｃ6を通るパスの２つのパスを通じて、信号入力端子ＩＮ3に入力された信号が逆相で信号出力端子ＯＵＴ2に伝わることにより、クロストークノイズが発生する。
【００６６】
これに対して、信号入力端子ＩＮ3から容量素子Ｃ9を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号と、信号入力端子ＩＮ3から反転増幅器Ａ3、容量素子Ｃ8および反転増幅器Ａ2を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号とは、いずれも信号入力端子ＩＮ3に入力された信号と同相の信号である。したがって、これら信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる信号により、寄生容量Ｃ5および反転増幅器Ａ2を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる逆相のクロストークノイズと、反転増幅器Ａ3および寄生容量Ｃ6を通じて信号出力端子ＯＵＴ2に伝わる逆相のクロストークノイズとをキャンセルすることが可能である。
【００６７】
本実施の形態では、２チャネル構成の第１の実施の形態を３チャネルに拡張した例を示したが、第１〜第３の実施の形態において３チャネル以上の並列増幅器に本発明を適用できることは言うまでもない。つまり、複数チャネルのパラレル通信用の通信回路に設けられる反転増幅器を複数チャネル分並べて集積化した並列増幅器において、この複数の反転増幅器に含まれる第１の反転増幅器の入力端子と第２の反転増幅器の出力端子間に第１の容量素子を設け、第１の反転増幅器の出力端子と第２の反転増幅器の入力端子間に第２の容量素子を設けるようにすればよい。このようなクロスカップル容量素子の設置を、隣接して並設される位置関係にある反転増幅器に対して行えばよい。
【００６８】
また、第１〜第４の実施の形態では、隣接して並設される位置関係にある反転増幅器間のクロストークノイズを重視して、これら２つの反転増幅器にクロスカップル容量素子を設けるようにしたが、これに限るものではなく、３チャネル以上の並列増幅器において、隣接しない位置関係にある反転増幅器間のクロストークノイズをキャンセルしたい場合には、これら隣接しない位置関係にある反転増幅器にクロスカップル容量素子を設けるようにしてもよい。
【００６９】
例えば図８の例では、第１チャネルの反転増幅器Ａ1の入力端子と第３チャネルの反転増幅器Ａ3の出力端子間に容量素子Ｃ10を設け、反転増幅器Ａ3の入力端子と反転増幅器Ａ1の出力端子間に容量素子Ｃ11を設けている。このように反転増幅器Ａ1，Ａ3以外の１個の反転増幅器Ａ2を間に挟んで並設される反転増幅器Ａ1，Ａ3、すなわち１つおきの位置関係にある２つの反転増幅器にクロスカップル容量素子を設けるようにしてもよい。同様に、複数個の反転増幅器を間に挟んで並設される２つの反転増幅器にクロスカップル容量素子を設けるようにしてもよい。
【００７０】
また、隣接して並設される位置関係にある２つの反転増幅器にクロスカップル容量素子を設けると同時に、隣接しない位置関係にある２つの反転増幅器にクロスカップル容量素子を設けるようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７１】
本発明は、複数の反転増幅器を備えた並列増幅器に適用することができる。
【符号の説明】
【００７２】
Ａ1，Ａ2，Ａ3，Ａ1-1〜Ａ1-n，Ａ2-1〜Ａ2-n…反転増幅器、ＰＤ1，ＰＤ2…受光素子、ＴＩＡ1，ＴＩＡ2…トランスインピーダンスアンプ、Ｃ3，Ｃ4，Ｃ8，Ｃ9，Ｃ10，Ｃ11…容量素子、ＩＮ1，ＩＮ2，ＩＮ3…信号入力端子、ＯＵＴ1，ＯＵＴ2，ＯＵＴ3…信号出力端子、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ4，Ｑ6…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｑ3，Ｑ5…ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｒ1，Ｒ2…抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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