(57)【要約】【課題】低損失と高速応答性を両立させた昇圧コンバータを提供する。【解決手段】昇圧コンバータ１０は、リアクトル１５、負極線ＮＬ、第１トランジスタＴ１、第２トランジスタＴ２を備える。リアクトル１５は、昇圧コンバータ１０の入力正極端１２ａと出力正極端１３ａの間に接続されている。負極線ＮＬは、入力負極端１２ｂと出力負極端１３ｂを接続している。第１トランジスタＴ１は、リアクトル１５のインバータ側端子１５ｂと負極線ＮＬの間に接続されている。第２トランジスタＴ２は、第１トランジスタＴ１に並列に接続されている。コントローラ８は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２を同期してオンオフする。第１トランジスタＴ１のスイッチング時間が第２トランジスタＴ２のスイッチング時間よりも短く、第２トランジスタＴ２のオン抵抗が第１トランジスタＴ１のオン抵抗よりも小さい。【選択図】図１
2016096618.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力正極端と出力正極端の間に接続されているリアクトルと、
入力負極端と出力負極端を接続している負極線と、
前記リアクトルの出力正極端側と前記負極線の間に接続されている第１スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子に並列に接続されている第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を同期してオンオフするコントローラと、
を備えており、
前記第１スイッチング素子のスイッチング時間が前記第２スイッチング素子のスイッチング時間よりも短く、
前記第２スイッチング素子のオン抵抗が前記第１スイッチング素子のオン抵抗よりも小さい、
ことを特徴とする昇圧コンバータ。
【請求項２】
前記コントローラは、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を共にオフからオンに切り換えた後、前記第１スイッチング素子をオンからオフに切り換え始めるタイミングよりも前のタイミングで前記第２スイッチング素子をオンからオフに切り換え始めることを特徴とする請求項１に記載の昇圧コンバータ。
【請求項３】
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の並列接続の前記負極線側と前記負極線の間に第３スイッチング素子が接続されており、
前記リアクトルの出力正極端側と前記出力正極端の間に第４スイッチング素子が接続されており、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の一方と前記第３スイッチング素子の直列接続が第１パワーカードに収容されており、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の他方と前記第４スイッチング素子の直列接続が第２パワーカードに収容されている、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の昇圧コンバータ。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の昇圧コンバータであって、前記入力正極端と前記入力負極端に直流電源が接続されている昇圧コンバータと、
前記出力正極端と前記出力負極端に接続されているとともに、前記昇圧コンバータが出力する直流電力を交流に変換して電動機に供給するインバータと、
を備えることを特徴とする電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書が開示する技術は、昇圧コンバータと電動機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
供給される直流の電圧を昇圧して出力する昇圧コンバータが知られている。昇圧コンバータは、リアクトルと負極線とスイッチング素子を備えている。リアクトルは、昇圧コンバータの入力正極端と出力正極端の間に接続されている。負極線は、昇圧コンバータの入力負極端と出力負極端を接続している。スイッチング素子は、リアクトルの出力正極端側と負極線の間に接続されている。コントローラが所定のタイミングでスイッチング素子をオンオフする毎にリアクトルに電気エネルギが蓄積・放出される。その結果、入力正極端と入力負極端に供給される直流の電圧が高められて出力正極端と出力負極端から出力される。そのような昇圧コンバータは、電動機（モータ）を制御する電動機制御装置（モータ制御装置）に利用されることがある。電動機制御装置は、例えば、ロボットや電気自動車が備えるモータの制御に利用される。昇圧コンバータを含む電動機制御装置を搭載した電気自動車が特許文献１に開示されている。昇圧コンバータはバッテリの直流出力の電圧を高めてインバータに供給する。インバータは、昇圧された電圧の直流を交流に変換して走行用のモータに供給する。なお、特許文献１に記載された昇圧コンバータは、インバータから供給される回生電力の電圧を降圧してバッテリに戻す降圧動作も行うことができる双方方向コンバータである。本明細書では、双方向コンバータであっても説明の便宜上、低電圧のデバイスが接続される側を「入力端」と称し、高電圧のデバイスが接続される側を「出力端」と称する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−１８８１０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一般にスイッチング素子は、スイッチング時間が短いほど、オン抵抗が大きくなる。従って、従来の昇圧コンバータは、スイッチング時間が短いスイッチング素子を採用すると、損失（スイッチング素子のオン抵抗に起因する昇圧コンバータの損失）が大きくなる。逆に、昇圧コンバータは、オン抵抗が小さいスイッチング素子を採用すると、高速応答性が期待できなくなる。本明細書が開示する技術は、低損失と高速応答性を両立させた昇圧コンバータを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本明細書が開示する昇圧コンバータは、リアクトルと負極線と第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とコントローラを備える。リアクトルは、昇圧コンバータの入力正極端と出力正極端の間に接続されている。負極線は、昇圧コンバータの入力負極端と出力負極端を接続している。第１スイッチング素子は、リアクトルの出力正極端側と負極線の間に接続されている。第２スイッチング素子は、第１スイッチング素子に並列に接続されている。この昇圧コンバータが有する２つのスイッチング素子は、特性が異なる。第１スイッチング素子として、スイッチング時間が第２スイッチング素子のスイッチング時間よりも短いスイッチング素子を採用する。第２スイッチング素子として、オン抵抗が第１スイッチング素子のオン抵抗よりも小さいスイッチング素子を採用する。コントローラは、並列に接続された２個のスイッチング素子を同期してオンオフして、２個のスイッチング素子をあたかも一つのスイッチング素子のごとく動作させる。オフからオンへの切り換えのときには、第１スイッチング素子が素早くオンに切り換わり、高い応答速度が得られる。両方のスイッチング素子がオンすると、第１スイッチング素子よりもオン抵抗の小さい第２スイッチング素子に多くの電流が流れることになり、低損失が実現される。こうして、本明細書が開示する昇圧コンバータは、低損失と高速応答性の両立を実現する。本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】実施例の昇圧コンバータを含む電気自動車の電力系のブロック図である。
【図２】２個のスイッチング素子のタイムチャート図である。
【図３】積層ユニットの斜視図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
図面を参照して実施例の昇圧コンバータを説明する。以下、説明の簡略化のため、実施例の昇圧コンバータを単純に「コンバータ」と称する。実施例のコンバータ１０は、電気自動車２に搭載されている。図１に、コンバータ１０を含む電気自動車２の電力系のブロック図を示す。電気自動車２は、コンバータ１０のほか、バッテリ９、インバータ１９、走行用モータ７、及び、コントローラ８を備えている。以下では、説明を簡略化するため、走行用モータ７を単にモータ７と称する。コンバータ１０とインバータ１９とコントローラ８を合わせてモータ制御装置２０と称する場合がある。
【０００８】
実施例のコンバータ１０は、昇圧動作の他に、電流の流れを逆にして降圧動作を行うことができる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。昇圧動作のときのコンバータの入力端は、降圧動作のときには出力端となり、昇圧動作のときのコンバータの出力端は、降圧動作のときには入力端となる。しかし、説明の便宜上、昇圧動作を基準として、コンバータの入力端と出力端を定義する。
【０００９】
バッテリ９は、システムメインリレー３を介してコンバータ１０と接続している。コンバータ１０の入力正極端１２ａがバッテリ９の正極に接続されており、入力負極端１２ｂがバッテリ９の負極に接続されている。なお、バッテリ９は、例えばリチウムイオン電池である。システムメインリレー３は、車両のメインスイッチが入れられると、コントローラ８によって閉じられる。コントローラ８は、メインスイッチが切られると、システムメインリレー３を開き、バッテリ９をコンバータ１０から切り離す。「リレーを開く」とは、リレー両端の端子の間を遮断することを意味する。また、「リレーを閉じる」とは、リレー両端の端子を導通させることを意味する。コンバータ１０は、入力正極端１２ａと入力負極端１２ｂの間に供給された直流の電圧を昇圧して出力正極端１３ａと出力負極端１３ｂの間に出力する。コンバータ１０の詳細は後に説明する。
【００１０】
コンバータ１０の出力端にインバータ１９が接続されている。コンバータ１０の出力正極端１３ａがインバータ１９の正極端に接続されており、出力負極端１３ｂがインバータ１９の負極端に接続されている。出力正極端１３ａと出力負極端１３ｂの間には平滑化コンデンサ６が接続されている。平滑化コンデンサ６は、コンバータ１０の出力電流の脈動を抑えるために挿入されている。
【００１１】
インバータ１９は、コンバータ１０から供給される直流を交流に変換してモータ７に出力する。インバータ１９は、モータ７が発生した回生電力（交流）を直流電力に変換してコンバータ１０に供給することもある。インバータ１９は、２個のトランジスタＴＨ、ＴＬの直列接続を３セット備えている。即ち、インバータ１９は６個のトランジスタを備えている。各トランジスタには還流ダイオードが逆並列に接続されている。本実施例におけるトランジスタは、コレクタ電極からエミッタ電極への一方向のみ電流を流すことができるタイプであり、逆方向に電流を流すときのために、トランジスタをバイパスする還流ダイオードが備えられている。図１では、左側の１セットのトランジスタのみに符号を付してあり、他のセットのトランジスタには符号は省略している。２個のトランジスタＴＨ、ＴＬの直列接続の中点端子Ｏ３から交流が出力される。３セットの直列接続の夫々が、３相交流電流のＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流を出力する。即ち、インバータ１９の交流出力端にモータ７が接続されている。
【００１２】
先に述べたように、コンバータ１０とインバータ１９とコントローラ８がモータ制御装置２０を構成する。別言すると、モータ制御装置２０は、コンバータ１０とインバータ１９とコントローラ８を備える。コンバータ１０は、入力正極端１２ａと入力負極端１２ｂにバッテリ９（直流電源）が接続されている。インバータ１９は、コンバータ１０の出力正極端１３ａと出力負極端１３ｂに接続されているとともに、コンバータ１０が出力する直流電力を交流に変換してモータ７に供給する。
【００１３】
コンバータ１０の回路について説明する。コンバータ１０は、フィルタコンデンサ１４、リアクトル１５、４個のトランジスタＴ１〜Ｔ４、各トランジスタに逆並列に接続されている還流ダイオードを備えている。コンバータ１０が備える各トランジスタも、コレクタ電極からエミッタ電極への一方向のみ電流を流すことができるタイプであり、逆方向に電流を流すときのために、トランジスタをバイパスする還流ダイオードが備えられている。コンバータ１０の入力負極端１２ｂと出力負極端１３ｂは、それらの間に何らの素子を介さずに、負極線ＮＬにて直接に接続されている。リアクトル１５は、コンバータ１０の入力正極端１２ａと出力正極端１３ａの間に接続されている。フィルタコンデンサ１４は、コンバータ１０の入力正極端１２ａと入力負極端１２ｂの間に接続されている。
【００１４】
第１トランジスタＴ１は、リアクトル１５のインバータ側（インバータ側端子１５ｂ）と負極線ＮＬの間に接続されている。図中の符号１５ａは、リアクトル１５のバッテリ側端子であり、バッテリ側端子１５ａは、コンバータ１０の入力正極端１２ａに接続されている。第２トランジスタＴ２は、第１トランジスタＴ１と並列に接続されている。第３トランジスタＴ３は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の並列接続の負極線側と負極線ＮＬの間に接続されている。即ち、第１トランジスタＴ１と第３トランジスタＴ３は、直列に接続されており、第２トランジスタＴ２と第３トランジスタＴ３もまた、直列接続となる。
【００１５】
第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２は、第３トランジスタＴ３の高電位側に接続されている。なお、本明細書において、トランジスタの高電位側とは、トランジスタのコレクタ電極とエミッタ電極のうち、トランジスタがオフしているときに高電位に保持される側の電極を意味する。本実施例におけるトランジスタはコレクタからエミッタへ一方向にのみ電流が流れるタイプであるので、トランジスタの高電位側とは、コレクタ電極に相当する。また、本明細書において「トランジスタがオフする」とは、コレクタ電極とエミッタ電極の間を遮断することを意味する。「トランジスタがオフする」ことは、「トランジスタが開く」と別言されることもある。逆に「トランジスタがオンする」とは、コレクタ電極とエミッタ電極の間を導通させることを意味する。「トランジスタがオンする」ことは、「トランジスタを閉じる」と別言されることもある。
【００１６】
第４トランジスタＴ４は、リアクトル１５のインバータ側（インバータ側端子１５ｂ）と出力正極端１３ａとの間に接続されている。第４トランジスタＴ４と第１トランジスタＴ１も直列接続となる。第４トランジスタＴ４と第２トランジスタＴ２も直列接続となる。第４トランジスタＴ４は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の高電位側に接続されている。
【００１７】
コンバータ１０の昇圧動作は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の役割である。降圧動作は第４トランジスタの役割である。第３トランジスタＴ３は、第１トランジスタＴ１又は第２トランジスタＴ２が短絡故障を起こしたときにバッテリ９の短絡を防止するスイッチの役割を果たす。コンバータ１０の各トランジスタとインバータ１９の各トランジスタは、コントローラ８からの制御信号（ＰＷＭ信号）によって駆動される。
【００１８】
昇圧動作について説明する。なお、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２が正常の間は、第３トランジスタＴ３はオンに保持されている。第３トランジスタＴ３の機能については後述する。昇圧動作時は、第４トランジスタＴ４に逆並列接続されたダイオードを通じてリアクトル１５から出力正極端１３ａに電流が流れるので、第４トランジスタＴ４はオンとオフのいずれに保持されていてもよい。
【００１９】
コントローラ８は、並列に接続された第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２を同期してオン・オフする。具体的には、コントローラ８は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２を同位相でオンオフする。なお、厳密には、コントローラ８は、第１トランジスタＴ１をオンからオフに切り換えるタイミングと第２トランジスタＴ２をオンからオフに切り換えるタイミングとを僅かに異ならせている。精緻なタイミングコントロールについては後述する。コントローラ８が第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２を同位相でオンオフすると、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２があたかも一つのトランジスタのように機能し、入力正極端１２ａと入力負極端１２ｂに印加された電圧が昇圧される。但し、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２には異なる特性のトランジスタが採用されている。第１トランジスタＴ１の特性と第２トランジスタＴ２の特性の相違について次に説明する。
【００２０】
第１トランジスタＴ１には、第２トランジスタＴ２よりもスイッチング時間の短いトランジスタが採用される。一方、第２トランジスタＴ２には、第１トランジスタＴ１よりもオン抵抗の小さいトランジスタが採用される。トランジスタは一般に、スイッチング時間が短いとオン抵抗が大きく、逆にオン抵抗が小さいトランジスタはスイッチング時間が長い。なお、スイッチング時間とは、厳密には、ターンオン遅れ時間、立ち上がり時間、ターンオフ遅れ時間、立下り時間で定義される。ここでは、ターンオン遅れ時間と立ち上がり時間を合わせてターンオン時間と称し、ターンオフ遅れ時間と立下り時間を合わせてターンオフ時間と称する。スイッチング時間は、ターンオン時間とターンオフ時間で表される。一般的に、オン抵抗が小さいとターンオン時間とターンオフ時間の双方が長くなる傾向がある。
【００２１】
第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の説明に戻る。第１トランジスタＴ１のスイッチング時間は第２トランジスタＴ２のスイッチング時間よりも短い。従って、両者を同時にオフからオンに変化させると、第１トランジスタＴ１が第２トランジスタＴ２よりも先にオンする。第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の並列接続を一つのトランジスタと見なしたときの応答性は、第１トランジスタＴ１のスイッチング時間に依存する。なお、オンからオフへの切り換えの応答性についての詳細は後述する。コンバータ１０の昇圧時の応答性は、第２トランジスタＴ２のスイッチング時間よりも第１トランジスタＴ１のスイッチング時間に依存する。一方、第２トランジスタＴ２のオン抵抗は第１トランジスタＴ１のオン抵抗よりも小さい。従って、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の双方がオンした後は、第２トランジスタＴ２に、第１トランジスタＴ１よりも多くの電流が流れる。第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の両者がオンしている間のコンバータ１０の損失は、第１トランジスタＴ１のオン抵抗よりも第２トランジスタＴ２のオン抵抗に大きく依存する。なお、厳密にいえば、コンバータ１０の損失は第１トランジスタＴ１のオン抵抗にも影響を受けるが、コンバータ１０の損失の大きさに与える影響は、第１トランジスタＴ１のオン抵抗よりも第２トランジスタＴ２のオン抵抗の方が大きい。結果として、コンバータ１０は、第１トランジスタＴ１の高い応答性と、第２トランジスタＴ２の低い定常損失の両方の利点を享受することができる。
【００２２】
第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２をオンオフする指令信号はコントローラ８が供給する。本実施例における指令信号はＬＯＷレベルの電圧とＨＩＧＨレベルの電圧の繰り返しで構成されるパルス列の信号である。コントローラ８は、ＬＯＷレベルの電圧の継続時間とＨＩＧＨレベルの電圧の継続時間を適宜に調整したパルス列の信号をトランジスタに供給する。この指令信号はＰＷＭ信号と呼ばれている。本実施例では、パルス列において電圧がＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルに変化する立ち上がりエッジが、トランジスタをオフからオンに切り換える指令に相当する。パルス列において電圧がＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに変化する立ち下りエッジが、トランジスタをオンからオフに切り換える指令に相当する。以下では、ＰＷＭ信号の一つのパルスに着目してトランジスタの切り換え動作を説明する。
【００２３】
オフからオンに切り換える場合、同じタイミングで電圧がＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルに立ち上がるパルス信号を第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２に供給すればよい。そうすると、第１トランジスタＴ１が第２トランジスタＴ２よりも先にオンする。一方、オンからオフに切り換える場合に同じタイミングでＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに立ち下がるパルス信号を第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２に与えると、第２トランジスタＴ２が第１トランジスタＴ１よりも後にオフすることになり、第１トランジスタＴ１の高速性が活用できない。そこで、コントローラ８は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２に同じタイミングで立ち上がるパルス信号を供給した後、第１トランジスタＴ１に与える立ち下りエッジのタイミングよりも前のタイミングで立ち下がるパルス信号を第２トランジスタＴ２に供給する。即ち、コントローラ８は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２を共にオフからオンに切り換えた後、第１トランジスタＴ１をオンからオフに切り換え始めるタイミングよりも前のタイミングで第２トランジスタＴ２をオンからオフに切り換え始める。なお、以下では、トランジスタをオフからオンに切り換える信号（パルス信号において電圧がＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルに変化する立ち上がりエッジ）をオン指令信号と称する。また、トランジスタをオンからオフに切り換える信号（パルス信号において電圧がＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに変化する立ち下がりエッジ）をオフ指令信号と称する。コントローラ８は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２にオン指令信号を供給した後、第１トランジスタＴ１にオフ指令信号を供給するのに先立って第２トランジスタＴ２にオフ指令信号を供給する。このときのタイムチャートを図２に示す。
【００２４】
図２を参照して第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２に供給するオン指令信号とオフ指令信号を説明する。図２（Ａ）は、コントローラ８が第１トランジスタＴ１に供給する指令信号のタイムチャートである。図２（Ｂ）は、指令信号を受けた第１トランジスタＴ１の動作を表すタイムチャートである。図２（Ｃ）は、コントローラ８が第２トランジスタＴ２に供給する指令信号のタイムチャートである。図２（Ｄ）は、指令信号を受けた第２トランジスタＴ２の動作を表すタイムチャートである。なお、図２は、パルス列で表されるＰＷＭ信号の１パルスを抜き出したタイムチャートを表している。また、図２（Ｂ）と図２（Ｄ）の縦軸はトランジスタに流れる電流を示しているが、並列に接続された第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２を流れる電流は、図２（Ｂ）と（Ｄ）のようにはならない。図２（Ｂ）と（Ｄ）は、トランジスタの動作の説明のため、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の夫々に流れる電流が、相手のトランジスタの動作の影響を受けないという仮定でのタイムチャートを表していることに留意されたい。
【００２５】
コントローラ８は、時刻ｔ１０で同じタイミングで立ち上がるオン指令信号を第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２に与える。すなわち、コントローラ８は、同じタイミングで第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２をオフからオンに切り換え始める。高速な第１トランジスタＴ１は、ターンオン時間Ｔｏｎ１の遅れを伴って時刻ｔ１１にオフからオンへの切り換えが完了する。一方、低速な第２トランジスタＴ２は、ターンオン時間Ｔｏｎ２の遅れを伴って時刻ｔ１２にオフからオンへの切り換えが完了する。時刻ｔ１１で第１トランジスタＴ１のコレクタ電極からエミッタ電極へ電流が流れ始めるので、昇圧時の立ち上がりのスイッチング時間は、第２トランジスタＴ２のターンオン時間Ｔｏｎ２に関わらずに、第１トランジスタＴ１のターンオン時間Ｔｏｎ１に依存して定まる。
【００２６】
第２トランジスタＴ２のターンオフ時間はＴｏｆｆ２である。このターンオフ時間Ｔｏｆｆ２は、第１トランジスタＴ１のターンオフ時間Ｔｏｆｆ１よりも長い。そこで、コントローラ８は、時刻ｔ３０に第１トランジスタＴ１にオフ指令信号を供給するのに先立って、時刻ｔ２０に、第２トランジスタＴ２にオフ指令信号を供給する。即ち、コントローラ８は、第１トランジスタＴ１をオンからオフに切り換え始めるタイミングよりも早いタイミングで、第２トランジスタＴ２をオンからオフに切り換え始める。以下、オンからオフに切り換えることをオフ動作と称する。時刻ｔ２０と時刻ｔ３０の差は、第２トランジスタＴ２のターンオフ時間Ｔｏｆｆ２と第１トランジスタＴ１のターンオフ時間Ｔｏｆｆ１の差に基づいて決定される。なお、図２の場合、時刻ｔ２０と時刻ｔ３０の差は、第２トランジスタＴ２のターンオフ時間Ｔｏｆｆ２と第１トランジスタＴ１のターンオフ時間Ｔｏｆｆ１の差より僅かに長い間隔に設定されている。第１トランジスタＴ１よりも先にオフ動作を開始する第２トランジスタＴ２は、時刻ｔ２１にオフ動作が完了する。一方、第１トランジスタＴ１は、時刻ｔ３０にオフ動作を開始して時刻ｔ３１にオフ動作を終了する。第２トランジスタＴ２が時刻ｔ２０にオフ動作を開始しても、第１トランジスタＴ１がまだオン状態であるので、電流は第１トランジスタＴ１を通じて流れ続ける。第２トランジスタＴ２が完全にオフした時刻ｔ２１でも第１トランジスタＴ１を通じて電流が流れ続ける。即ち、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の並列接続を一つのトランジスタとみなしたときのターンオフ時間は、第１トランジスタＴ１のターンオフ時間Ｔｏｆｆ１に依存して定まる。第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の並列接続が実現する昇圧用の一つの仮想的なトランジスタのスイッチング時間は、第２トランジスタＴ２のスイッチング時間に関わらずに、第１トランジスタＴ１のスイッチング時間（ターンオン時間Ｔｏｎ１とターンオフ時間Ｔｏｆｆ１）に依存する。すなわち、コンバータ１０は、第１トランジスタＴ１のスイッチング時間の高速性を享受することができる。
【００２７】
先に述べように、図２のタイムチャートは、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の夫々に流れる電流が、相手のトランジスタの動作の影響を受けないという仮定で描かれている。実際には、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２が共にオンした後は、オン抵抗の低い第２トランジスタＴ２に、第１トランジスタＴ１よりも多くの電流が流れる。オン抵抗の低い第２トランジスタＴ２により多くの電流が流れるので、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の並列接続を仮想的な一つのトランジスタと見なした場合の定常損失は、第１トランジスタＴ１のオン抵抗よりも第２トランジスタＴ２のオン抵抗に依存する。即ち、コンバータ１０は、第２トランジスタＴ２の低いオン抵抗のメリットを享受する。こうして、コンバータ１０は、高速応答性と低損失性の両立を実現している。
【００２８】
次に、第３トランジスタＴ３の役割を説明する。第３トランジスタＴ３は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２のいずれかが短絡故障を生じた場合の緊急スイッチの役割を果たす。なお、短絡故障とは、トランジスタがオン状態に固定され、指令信号ではオフできなくなる状態を意味する。第３トランジスタＴ３は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２が正常の間は常にオンに保持されており、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２のいずれかが短絡故障を生じた際にオフに切り換えられる。第３トランジスタＴ３がオフに切り換わると、第１トランジスタＴ１あるいは第２トランジスタＴ２の短絡故障にも関わらず、バッテリ９の短絡が回避される。このとき、コンバータ１０は、昇圧動作を行うことができないが、コンバータ１０の出力正極端１３ａと出力負極端１３ｂの間にはバッテリ９の出力電圧に保持された直流が出力される。即ち、この場合、バッテリ９の出力電圧レベルの直流がインバータ１９に供給される。インバータ１９は、バッテリ９の出力電圧レベルの直流を交流に変換してモータ７に出力することができる。電気自動車２は、当初の性能は出せないが、バッテリ９の電力で走行を継続することができる。
【００２９】
降圧動作について簡単に説明する。コントローラ８は、第４トランジスタＴ４のオン／オフを繰り返すことで出力正極端１３ａと出力負極端１３ｂに供給される回生電力の電圧を降圧する。このとき、第１〜第３トランジスタＴ１〜Ｔ３は、オンに保持されていてもオフに保持されていてもよい。第４トランジスタＴ４のオン／オフに伴い、第１〜第３トランジスタＴ１〜Ｔ３の各々に逆並列に接続された還流ダイオードを介してリアクトル１５のインバータ側からバッテリ側へと電流が流れるからである。
【００３０】
次に、コンバータ１０のトランジスタ群とインバータ１９のトランジスタ群を集積した積層ユニットについて説明する。図３に、積層ユニット３０の斜視図を示す。
【００３１】
積層ユニット３０は、複数の冷却器３２と複数のパワーカードＰＣ１〜ＰＣ５を積層したユニットである。複数の冷却器３２の一つと複数のパワーカードＰＣ１〜ＰＣ５の一つが交互に積層されている。以下では、パワーカードＰＣ１〜ＰＣ５のいずれか一つを区別なく表すとき、パワーカードＰＣと表記する。図３では、理解を助けるため、パワーカードＰＣ３のみ、積層ユニット３０から外して描き、幾つかの部品に符号を付してある。パワーカードＰＣの構造に関する以下の説明では、図３のパワーカードＰＣ３を参照されたい。
【００３２】
各パワーカードＰＣは、２個のトランジスタチップＴａ、Ｔｂと、２個のダイオードチップＤａ、Ｄｂを樹脂製の本体４４の中に埋設したデバイスである。
【００３３】
本体４４の表面には放熱板４２と４３が露出している。放熱板４２、４３は、本体内部でトランジスタチップＴａ、Ｔｂの電極と導通している。放熱板４２、４３が絶縁板４１ａで覆われつつ、パワーカードＰＣは冷却器３２と積層される。本体４４の反対側にも放熱板が露出しており、その放熱板が絶縁板４１ｂで覆われつつ、パワーカードＰＣは別の冷却器３２と積層される。以下では、絶縁板４１ａ、４１ｂも、パワーカードＰＣの一部であると見なして説明を続ける。
【００３４】
各パワーカードＰＣはその両側に冷却器３２が接している。隣接する冷却器３２は、接続パイプ３４ａ、３４ｂで接続されている。積層ユニット３０の端に位置する冷却器３２には、冷媒供給管３１ａと冷媒排出管３１ｂが接続されている。各冷却器３２の内部は冷媒が通る流路になっている。冷媒供給管３１ａから供給された冷媒は、接続パイプ３４ａを通じて全ての冷却器３２に分配される。冷媒は、各冷却器３２の内部を通過する間に隣接するパワーカードＰＣから熱を吸収する。熱を吸収した冷媒は、接続パイプ３４ｂと冷媒排出管３１ｂを通じて積層ユニット３０から排出される。
【００３５】
積層ユニット３０は、ケース３６に支持されている。積層ユニット３０の一端とケース内壁との間にはバネ３５が配置される。積層ユニット３０はバネ３５によって積層方向に加圧される。その圧力が冷却器３２とパワーカードＰＣとを密着させ、冷却性能を高めている。
【００３６】
本体４４の内部でトランジスタチップＴａとダイオードチップＤａは逆並列に接続されている。トランジスタチップＴｂとダイオードチップＤｂも逆並列に接続されている。トランジスタチップＴａとＴｂは直列に接続されている。トランジスタチップＴａ、Ｔｂは、共にコレクタ電極からエミッタ電極へ一方向のみに電流を流すことができるタイプであり、コレクタ電極が回路の高電位側に接続される。トランジスタチップＴａがトランジスタチップＴｂの高電位側に接続している。トランジスタチップＴａ、Ｔｂは、具体的には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のチップである。
【００３７】
パワーカードＰＣ３の本体４４の一面に３個の端子Ｏ３、Ｐ３、Ｎ３が伸びている。中点端子Ｏ３は、内蔵された２個のトランジスタチップＴａ、Ｔｂの直列接続の中点の端子である。正極端子Ｐ３は、２個のトランジスタチップの直列接続の両端の端子のうち、パワーカードＰＣ３が組み込まれる回路の高電位側に接続される端子である。負極端子Ｎ３は、２個のトランジスタチップの直列接続の両端の端子のうち、パワーカードＰＣ３が組み込まれる回路の低電位側に接続される端子である。本体４４には、上記端子Ｏ３、Ｐ３、Ｎ３のほか、各トランジスタチップＴａ、Ｔｂのゲートと幾つかのモニタ用端子に通じる制御端子４５が設けられている。
【００３８】
図３に示すパワーカードＰＣ１〜ＰＣ５に内蔵されたトランジスタチップとダイオードチップは、図１におけるトランジスタとダイオードに相当する。ここで、各パワーカードＰＣのトランジスタチップＴａ、Ｔｂと、図１の各トランジスタの関係を説明する。図１にて符号ＰＣ１が示す破線内の回路が、図３のパワーカードＰＣ１に対応する。従って、パワーカードＰＣ１に内蔵されたトランジスタチップＴａが、図１の第１トランジスタＴ１に相当し、トランジスタチップＴｂが図１の第３トランジスタＴ３に相当する。パワーカードＰＣ１には、第１トランジスタＴ１と第３トランジスタＴ３の直列接続と、各トランジスタに逆並列に接続されるダイオードが収容されている。
【００３９】
図１にて符号ＰＣ２が示す破線が、図３のパワーカードＰＣ２に対応する。パワーカードＰＣ２のトランジスタチップＴａが、図１の第４トランジスタＴ４に相当し、トランジスタチップＴｂが図１の第２トランジスタＴ２に相当する。パワーカードＰＣ２には、第４トランジスタＴ４と第２トランジスタＴ２の直列接続と、各トランジスタに逆並列に接続されるダイオードが収容されている。ただし、パワーカードＰＣ１に内蔵されたトランジスタチップＴａとパワーカードＰＣ２に内蔵されたトランジスタチップＴｂは性能が異なる。パワーカードＰＣ１に内蔵されたトランジスタチップＴａのスイッチング時間はパワーカードＰＣ２に内蔵されたトランジスタチップＴｂのスイッチング時間よりも短い。また、パワーカードＰＣ２に内蔵されたトランジスタチップＴｂのオン抵抗はパワーカードＰＣ１に内蔵されたトランジスタチップＴａのオン抵抗よりも小さい。
【００４０】
図１にて符号ＰＣ３が示す破線が、図３のパワーカードＰＣ３に対応する。パワーカードＰＣ３のトランジスタチップＴａが、図１のトランジスタＴＨに相当し、トランジスタチップＴｂが図１のトランジスタＴＬに相当する。図１にて符号ＰＣ４とＰＣ５が示す破線が、夫々、図３のパワーカードＰＣ４、ＰＣ５に対応する。パワーカードＰＣ４とＰＣ５におけるトランジスタチップと図１のトランジスタの関係は、パワーカードＰＣ３の場合と同様である。２個のパワーカードＰＣ１とＰＣ２がコンバータ１０に含まれるトランジスタを収容しており、３個のパワーカードＰＣ１〜ＰＣ３の夫々が、インバータ１９に含まれる３セットの直列接続の夫々を収容している。このように図１に示したコンバータ１０に含まれる複数のトランジスタとインバータ１９に含まれる複数のトランジスタは積層ユニット３０に高い空間効率と高い冷却効率で集約されている。
【００４１】
実施例で説明した技術に関する留意点を述べる。実施例の第１トランジスタＴ１が第１スイッチング素子の一例に相当し、第２トランジスタＴ２が第２スイッチング素子の一例に相当する。実施例のパワーカードＰＣ１が第１パワーカードの一例に相当し、パワーカードＰＣ２が第２パワーカードの一例に相当する。実施例に登場したトランジスタは、電力の変換に用いられるパワートランジスタであり、制御信号を生成するＴＴＬレベルのトランジスタとは異なることに留意されたい。
【００４２】
実施例では、第１トランジスタＴ１と第３トランジスタＴ３の直列接続がパワーカードＰＣ１に収容されており、第４トランジスタＴ４と第２トランジスタＴ２の直列接続がパワーカードＰＣ２に収容されていた。これに代えて、第２トランジスタＴ２と第３トランジスタＴ３の直列接続をパワーカードＰＣ１に収容し、第４トランジスタＴ４と第１トランジスタＴ１の直列接続をパワーカードＰＣ２に収容してもよい。
【００４３】
図２のタイミングチャートでは、コントローラ８は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２を同じタイミングでオフからオンに切り換え始める。コントローラ８は、第２トランジスタＴ２をオフからオンに切り換え始めるのに僅かに先立って第１トランジスタＴ１をオフからオンに切り換え始めてもよい。
【００４４】
コントローラ８は、第１トランジスタＴ１をオンからオフに切り換え始めるのに先立って第２トランジスタＴ２をオンからオフに切り換え始める。図２のタイムチャートでは、コントローラ８は、時刻ｔ２０に立ち下がるオフ指令信号を第２トランジスタＴ２に供給し、時刻ｔ３０に立ち下がるオフ指令信号を第１トランジスタＴ１に供給した。時刻ｔ２０と時刻ｔ３０の差は、第１トランジスタＴ１のターンオフ時間と第２トランジスタＴ２のターンオフ時間の差に基づいて決定された。時刻ｔ２０と時刻ｔ３０の差は、第１トランジスタＴ１のターンオフ時間と第２トランジスタのターンオフ時間の差よりは大きく、第２トランジスタＴ２のターンオフ時間よりは短いことが好ましい。
【００４５】
コントローラ８は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２に同じタイミングで立ち下がるオフ指令信号を与えてもよい。この場合、オンからオンに切り換わるときには第１トランジスタＴ１の高速性は享受できなくなるが、オフからオンに切り換わるときには第１トランジスタＴ１の高速性を享受できる。実施例のごとく、第１トランジスタＴ１よりも先に第２トランジスタＴ２をオンからオフに切り換え始めることが望ましいが、同じタイミングで第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２をオンからオフに切り換え始めても、次善の効果を得ることができる。
【００４６】
実施例のトランジスタへの指令信号はＰＷＭ信号であった。この場合、ＰＷＭ信号のパルスの立ち下がりエッジがオフ指令信号に相当する。従って、コントローラ８は、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２に同位相のパルス列信号を供給する。コントローラ８は、第１トランジスタＴ１に供給するパルス列における立ち下りタイミングよりも早いタイミングで立ち下がるパルス列の信号を第２トランジスタＴ２に供給する。トランジスタへの指令信号はＰＷＭ以外の信号であってもよい。
【００４７】
第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の特性の相違に基づく利点を享受する昇圧コンバータは、第３トランジスタＴ３と第４トランジスタＴ４を備えなくともよく、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２を備えていればよい。
【００４８】
実施例のコンバータ１０は双方向コンバータであった。本明細書が開示する技術は、降圧機能を有さない昇圧のみを行うことができるコンバータに適用することも好適である。本明細書が開示する昇圧コンバータは、電気自動車、ハイブリッド車、燃料電池車において走行用モータの駆動系の電気回路に適用されるのが好適である。さらには、実施例の昇圧コンバータ１０を含むモータ制御装置２０は、電気自動車だけでなく、例えばロボットの関節のモータの駆動装置として用いることも好適である。特に、第１トランジスタＴ１又は第２トランジスタＴ２が短絡故障を起こしたときに、モータ駆動を継続できる機能は、ロボットの関節を駆動するためのモータの制御装置に好適である。モータ制御装置２０が電動機制御装置の一例に相当する。
【００４９】
実施例では、スイッチング素子としてコレクタからエミッタに向けて一方向にのみ電流を通すトランジスタを用いた。それゆえ、各トランジスタには還流ダイオードが逆並列に接続されている。コンバータとインバータのスイッチング素子として、例えば電界効果トランジスタのような、双方向に電流を流すことのできるデバイスを採用してもよい。その場合、還流ダイオードは無くてもよい。
【００５０】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００５１】
２：電気自動車
３：システムメインリレー
６：平滑化コンデンサ
７：走行用モータ
８：コントローラ
９：バッテリ
１０：昇圧コンバータ
１４：フィルタコンデンサ
１５：リアクトル
１９：インバータ
３０：積層ユニット
３２：冷却器
３５：バネ
３６：ケース
４１ａ、４１ｂ：絶縁板
Ｄａ、Ｄｂ：ダイオードチップ
ＰＣ１〜ＰＣ５：パワーカード
Ｔ１〜Ｔ４、ＴＨ、ＴＬ：トランジスタ
Ｔａ、Ｔｂ：トランジスタチップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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