(57)【要約】【課題】構成を簡略化して、損失を低減する。【解決手段】電力変換装置は、トランス２と、このトランスの１次側において、直流電力とトランスの１次側の交流電力との電力変換を行う第１電力変換手段８と、前記トランスの２次側において、トランスの２次側の交流電力と単相交流電力の電力変換を行う第２電力変換手段９と、を含む。前記第２電力変換手段９は、双方向スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を利用して電力変換を行うとともに、前記第１電力変換手段のスイッチングと同期することで、第１電力変換手段における双方向スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をゼロ電圧でスイッチングする。【選択図】図１
2016067123.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
このトランスの１次側において、直流電力とトランスの１次側の交流電力との電力変換を行う第１電力変換手段と、
前記トランスの２次側において、トランスの２次側の交流電力と単相交流電力の電力変換を行う第２電力変換手段と、
を含み、
前記第２電力変換手段は、双方向スイッチング素子を利用して電力変換を行うとともに、前記第１電力変換手段のスイッチングと同期することで、第１電力変換手段における双方向スイッチング素子をゼロ電圧でスイッチングする、
電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１電力変換手段は複数のスイッチング素子で形成され、
第１電力変換手段のスイッチング素子のスイッチングを制御するゲート信号と、前記双方向スイッチング素子を制御するゲート信号を同期する、
電力変換装置。
【請求項３】
前記ゲート信号の同期は、論理回路によって行う、
電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流電力と、単相交流電力の間で電力変換を行う電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、直流電源からの直流電力をインバータで所定の交流電力としてトランスの１次側に供給し、トランスの２次側に得られた交流電力を整流して直流電力を得る電力変換装置が示されている。また、トランスの２次側に得られた直流電力をインバータで交流電力に変換することも記載されている。
【０００３】
このような電力変換装置では、トランスにより１次側と２次側が絶縁されており、１次側と２次側で双方向の電力輸送が行える。
【０００４】
また、特許文献１では、トランスの１次側コイルの中点にコイルおよびコンデンサからなるＬＣ回路を接続することが示されている。この構成によれば、トランスの２次側に影響を与えることなく、１次側の電流を制御することができ、これによって電力リプル（脈動）を効果的に減少することが可能になっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−１９１９６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで、２次側において単相交流電力を得たい場合がある。特許文献１ではトランスの２次側に得られる交流電力を整流し、その後インバータによって交流電力を得るため、整流後の直流電圧を平滑化するために比較的大きなコンデンサを必要とする。また、このような電力変換装置においては、エネルギーロスをなるべく低減したいという要求がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、トランスと、このトランスの１次側において、直流電力とトランスの１次側の交流電力との電力変換を行う第１電力変換手段と、前記トランスの２次側において、トランスの２次側の交流電力と単相交流電力の電力変換を行う第２電力変換手段と、を含み、前記第２電力変換手段は、双方向スイッチング素子を利用して電力変換を行うとともに、前記第１電力変換手段のスイッチングと同期することで、第１電力変換手段における双方向スイッチング素子をゼロ電圧でスイッチングする。
【０００８】
前記第１電力変換手段は複数のスイッチング素子で形成され、第１電力変換手段のスイッチング素子のスイッチングを制御するゲート信号と、前記双方向スイッチング素子を制御するゲート信号を同期するとよい。
【０００９】
前記ゲート信号の同期は、論理回路によって行うとよい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、２次側において、電力変換手段のスイッチングで所望の交流電流を得るので、一旦直流電力に変換する必要がない。また、２次側において零電圧スイッチングを行うため、スイッチング損失を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態に係る電力変換装置の全体構成例を示す図である。
【図２】双方向スイッチング素子の構成例を示す図である。
【図３】電力変換器８，９の制御信号を作成する回路の構成を示す図である。
【図４】スイッチング素子のゲート信号生成の状態を示す図である。
【図５】電力変換器８の動作を説明する図である。
【図６】スイッチング素子のゲート信号生成の状態を示す図である。
【図７】２次側のスイッチングのための信号生成の状態を示す図である。
【図８】２次側のスイッチングのための信号生成の状態を示す図である。
【図９】２次側のスイッチング素子のゲート信号生成のための論理回路を示す図である。
【図１０】２次側のスイッチングのための信号生成の状態を示す図である。
【図１１】スイッチング信号の同期状態を示す図である。
【図１２】電力変換器８，９の動作を説明する図である。
【図１３】電力変換器８，９の動作を説明する図である。
【図１４】１次側における脈動抑制の状態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。
【００１３】
図１は、一実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。本実施形態では、互いに絶縁されている、トランス２の１次側と２次側とで交流電力をやり取りするので、電力は双方向に移動することが可能である。直流電源であるバッテリ１からの直流電力を電力変換器８で交流電流に変換してトランス２の１次側に供給し、トランス２の２次側に得られた交流電力について電力変換器９で電力変換して商用の単相交流電源（例えば、電圧１００Ｖまたは２００Ｖ、周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）と同様の交流電源（ＡＣ）６を得る場合について説明する。交流電源６は、商用電源で駆動される各種の負荷７を駆動するのに利用することができる。なお、電力の流れを反対方向とすることで、商用の交流電源６を入力として、バッテリ１を充電することもできる。
【００１４】
直流電源であるバッテリ１の正極、負極間には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続と、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続とが接続される。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、パワーＭＯＳトランジスタや、ＩＧＢＴなどのトランジスタと、このトランジスタの逆方向電流を流すダイオードの並列接続で構成されている。この例では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４にはＮ型のトランジスタが用いられ、オン時においてトランジスタがバッテリ１の正極側から負極側に向く電流を流し、ダイオードはバッテリ１の負極側から正極側に向く電流を流す。
【００１５】
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続の中点と、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続の中点は、トランス２の１次側コイルの両端にそれぞれ接続されており、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４によって電力変換器８が構成されている。従って、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンにすることでトランス２の１次側コイルに一方向（図における上から下の方向）の電流を流す（正電圧発生する）ことができ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２をオンにすることでトランス２の１次側コイルに他方向（図における下から上の方向）の電流を流す（負電圧発生する）ことができる。そこで、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオン（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２はオフ）、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２のオン（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４はオフ）を交互に繰り返すことによって、トランス２の１次側に所望の交流電流を流すことができる。
【００１６】
また、トランス２の１次側コイルの中間部（センタータップ）にリアクトル３の一端が接続され、このリアクトル３の他端はコンデンサ４を介し、バッテリ１の負極に接続されている。これらリアクトル３、コンデンサ４からなるエネルギー吸収要素によって、１次側電流における電流リプル（脈動）を吸収できる。
【００１７】
トランス２の２次側コイルの両端には、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の直列接続と、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の直列接続とが配置される。スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の直列接続の中点は、リアクトル５を介し単相の交流電源６の一端に接続され、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の直列接続の中点は、交流電源６の他端に接続されている。ここで、交流電源６は、例えば商用の単相交流電源と同様の単相交流電力を出力するものであり、これによって各種ＡＣ駆動機器（負荷７）が駆動される。なお、使用形態によっては、交流電源６だけでもよく、または負荷７だけでもよい。なお、リアクトル５は、双方向スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の中点と交流電源６との間に配置してもよい。リアクトル５はフィルタとして機能し、電流リプルが除去される。電流リプルのフィルタとしては、各種のものが使用できる。
【００１８】
そして、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８には、双方向スイッチング素子が採用されている。双方向スイッチング素子は、例えば図２（ａ）〜図２（ｆ）に示すようなものが採用できる。図２（ａ）、（ｂ）では、Ｎチャネルトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のソース・ドレイン間に逆方向電流を流すダイオードを接続したものを２つ反対方向に接続している。図２（ａ）では、上側のトランジスタのドレインに下側のトランジスタのソースを接続して、２つのスイッチング素子のトランジスタおよびダイオードが互いに逆方向の電流を流すようにしている。そこで、上側のスイッチング素子のトランジスタをオンすると、下から上に電流が流れ、下側のトランジスタをオンすると上から下に電流が流れる。図２（ｂ）では、上側のトランジスタのソースに下側のトランジスタのドレインを接続している。そこで、上側のスイッチング素子のトランジスタをオンすると、上から下に電流が流れ、下側のトランジスタをオンすると下から上に電流が流れる。図２（ｃ）、図２（ｄ）では、トランジスタとして、ＩＧＢＴを使用している。図２（ｅ）では、２つのトランジスタを互いに逆向きに接続している。これによって、一方のトランジスタをオンすることで、１方向に電流が流れ、他方のトランジスタをオンすることで他方向に電流が流れる。図２（ｆ）では、アノード同士を接続した２つのダイオードの直列接続と、カソード同士を接続した２つのダイオードの直列接続と、を並列接続し、ダイオードの中点間をトランジスタで接続している。従って、トランジスタをオンすることでいずれの方向にも電流を流すことができる。この例では、トランジスタはオンした際にカソード同士の接続点からアノード同士の接続点に向けて電流を流すが、トランジスタを反対方向にしても、トランジスタをオンすることで同様に双方向の電流を流すことができる。なお、双方向スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８には、双方向に電流をスイッチングできれば、他の構成を採用してもよい。
【００１９】
このように、双方向スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８では、一対のスイッチング素子をオンする方向で、いずれの方向にも電流を流すことができる。従って、図１に示したような、単なるスイッチとして機能する。
【００２０】
このような構成により、双方向スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８をオンにすることで、トランス２の２次側コイルに図における下から上方向に流れる電流が交流電源６に図における上から下に向けて流れ、トランス２の２次側コイルに図における上から下方向に流れる電流が交流電源６に図における下から上に向けて流れる。
【００２１】
また、双方向スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７をオンにすることで、トランス２の２次側コイルに図における下から上方向に流れる電流が交流電源６に図における下から上に向けて流れ、トランス２の２次側コイルに図における上から下方向に流れる電流が交流電源６に図における上から下に向けて流れる。
【００２２】
このように、トランス２の２次側コイルに流れる電流がいずれの方向であっても、交流電源６に流れる電流を任意の方向に制御することができる。
【００２３】
本実施形態では、１次側においてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングをＰＷＭ制御して、トランス２の１次側コイルに所望の交流電流を供給し、トランス２の２次側に得られた交流電力をＰＷＭ制御して、所望の周波数（例えば、５０または６０Ｈｚ）、所望の電圧（例えば、１００Ｖまたは２００Ｖ）の交流電力を得る。
【００２４】
図３には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のスイッチングを制御するＰＷＭ信号（ゲート信号）を得るための構成を示してある。
【００２５】
まず、トランス２の１次側コイルに接続される電力変換器８のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングのための構成について説明する。
【００２６】
トランス２の１次側コイルについての電流指令値ｉＬ＊が減算器Ａ１の＋端に入力される。また、減算器Ａ１の−端には、１次側コイルに実際に流れている電流ｉＬが入力される。従って、減算器Ａ１の出力は、目標との誤差を表す信号となる。なお、電流指令値ｉＬ＊は、例えば、交流電源の２倍の周波数の交流電流値で、交流電源と同期していることが好ましい。
【００２７】
減算器Ａ１からの誤差は、自動電流レギュレータ（Auto Current Regulator）であるＡＣＲ１に入力され、ここでＰＩ制御による電流指令値に変換される。なお、ＡＣＲ１の出力は、０を中心とし、−０．５〜＋０．５の範囲の信号である。このＡＣＲ１の出力は、加算器Ａ２に入力され、ここで０．５が加算されて、０〜１の範囲の信号となる。加算器Ａ２の出力は、コンパレータＣＯＭＰ１の負入力端に入力される。このコンパレータＣＯＭＰ１の正入力端には、三角波の高速キャリア（例えば、１０〜１００ｋＨｚ程度）が供給される。そこで、コンパレータＣＯＭＰ１の出力にＰＷＭ信号が得られる。このＰＷＭ信号は、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御するゲート信号Ｓ１として利用される。コンパレータＣＯＭＰ１の出力は、ＮＯＴ１により反転され、これがスイッチング素子Ｓ２用のゲート信号Ｓ２となる。
【００２８】
また、加算器Ａ２の出力は、ＮＯＴ２によって反転されて、コンパレータＣＯＭＰ２の負入力端に入力される。このコンパレータＣＯＭＰ２の正入力端にも、三角波の高速キリアが供給されており、コンパレータＣＯＭＰ２の出力にスイッチング素子Ｓ４用のＰＷＭ信号（ゲート信号Ｓ４）が得られる。コンパレータＣＯＭＰ２の出力は、ＮＯＴ３により反転され、これがスイッチング素子Ｓ３用のＰＷＭ信号（ゲート信号Ｓ３）となる。
【００２９】
さらに、コンパレータＣＯＭＰ３の負入力端には、高速キャリア信号の中央値である０．５が入力される。コンパレータＣＯＭＰ３の正入力端には、高速キャリアが入力される。従って、コンパレータＣＯＭＰ３の出力には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をデューティー比５０％でスイッチングする時のＰＷＭ信号が得られる。本実施形態では、これを同期信号ＣＬＫとする。
【００３０】
次に、トランス２の２次側コイルに接続されるコンバータのスイッチングのための構成について説明する。
【００３１】
まず、交流電源６の目標となる電流指令ｉａｃ＊と、検出した電流位相ωが乗算器Ｘに入力され、電流指令ｉａｃ＊の位相を調整して、５０または６０Ｈｚの正弦波の電流指令値を得る。得られた電流指令値は減算器Ａ３の＋入力端に入力される。減算器Ａ３の−入力端には、交流電源６の実際の電流ｉａｃがホールド回路ｈｏｌｄを介し入力されている。ホールド回路ｈｏｌｄは、１サンプリング周期入力信号をホールドするゼロオーダーホールド回路である。電流指令ｉａｃ＊は、例えば５０Ｈｚ、１００Ｖの交流電源による交流電流と同等である。
【００３２】
減算器Ａ３では、交流電源６の目標値である電流指令ｉａｃ＊から得られた電流指令値と実際の電流ｉａｃの誤差が算出され、これがＡＣＲ２に入力される。ＡＣＲ２は、ＰＩ制御により実際の電流指令値を決定し、これをヒステリシス回路ＨＳに供給する。ヒステリシス回路ＨＳでは、入力される電流指令値（入力指令値）の値が＋の場合にプラスの一定値の出力をし、入力指令値の値が予め定めた上限値に至った場合に、出力を０にする。そして、出力が０の場合に入力指令値の値が予め定めた下限値に至った場合に、出力を＋の一定値にする。
【００３３】
ヒステリシス回路ＨＳの出力（指令値）は、コンパレータＣＯＭＰ４の−入力端に入力され、コンパレータＣＯＭＰ４の正入力端には、低速キャリアが入力されている。従って、コンパレータＣＯＭＰ４の出力には、低速キャリアが指令値を上回る場合にＨレベルとなる信号ＳＰが得られる。
【００３４】
コンパレータＣＯＭＰ４からの信号ＳＰは、フリップフロップＦＦのＤ入力端に入力される。このフリップフロップのクロック入力端子ＣＬＫには、上述したコンパレータＣＯＭＰ３の出力である同期信号ＣＬＫが供給されている。従って、フリップフロップＦＦは、ヒステリシス回路ＨＳの出力を同期信号の立ち上がりタイミングで取り入れて、出力Ｑに出力する。
【００３５】
このフリップフロップＦＦのＱ出力（信号ＳＰＱ）は、パルスセレクタＰＳに入力される。パルスセレクタＰＳには、上述した同期信号ＣＬＫと、信号ＳＰＱをＮＯＴ４で反転した信号ＳＮＱも供給されている。そして、パルスセレクタＰＳは、入力信号をＣＬＫ、ＳＰ、ＳＮを組み合わせて、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のスイッチングを行うゲート信号Ｓ５〜Ｓ８を生成する。これら４つのゲート信号Ｓ５〜Ｓ８が対応するスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に供給され、これらのスイッチングが制御される。
【００３６】
＜スイッチング素子のスイッチング＞
次に、図４および図５に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４について説明する。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のスイッチングを制御するＰＷＭ信号（ゲート信号）についてもＳ１〜Ｓ８と表記している。
【００３７】
加算器Ａ２からの出力は、０．５を中心とする交流信号であり、これが位相が反転された指令値１、指令値２として、コンパレータＣＯＭＰ１，２にそれぞれ入力され、ここで０〜１の間で変化する高速キャリア（三角波）と比較される。そして、この比較結果からゲート信号Ｓ１〜Ｓ４が得られ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４にそれぞれ供給される。ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４のＨレベルがスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンとなる。
【００３８】
コンパレータＣＯＭＰ１に入力される指令値１と、コンパレータＣＯＭＰ２に入力される指令値２は位相が反転されている。コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２は、指令値１，２をそれぞれ高速キャリアと比較するため、コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２の出力にゲート信号Ｓ１，Ｓ３が得られ、これらを反転することで、ゲート信号Ｓ２，Ｓ４が得られる。
【００３９】
図４には、指令値１，２の１周期分と、高速キャリアの一部が示してある。指令値１，２は、０．５を中心として上下する正弦波であり、高速キャリアは０−１の間で変化する三角波である。ここで、指令値１，２の周波数は交流電源６の周波数の２倍に設定されている。
【００４０】
図４（ａ）には、指令値１が正（０．５以上）であって、指令値２が負（０．５以下）の場合のゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を示す（前半）。このように、Ｓ１について指令値１より大きい場合にＨレベルとなり、Ｓ２はその反転信号となる。また、Ｓ４は指令値２より大きい場合にＨレベル、Ｓ３はその反転となる。図４（ａ）の場合には、Ｓ１のＨレベル期間（スイッチング素子Ｓ１のオン期間）は、Ｓ４のオン期間に比べ、短期間になり、Ｓ３のオン期間はＳ２のオン期間に比べ短期間になる。
【００４１】
なお、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４は、すべて同期した信号であり、Ｓ１、Ｓ２の位相が反対であり、Ｓ３，Ｓ４の位相が反対であり、Ｓ１、Ｓ３のデューティー比が同一であり、Ｓ２、Ｓ４のデューティー比が同一である。
【００４２】
図５（上段）には、図４（ａ）における高速キャリアの１周期４２における期間ｔ１１〜ｔ１５の５つの期間でのトランス２の１次側コイルに流れる電流を示してある。また、図４（ａ）には、トランス２の２次側電圧（トランス電圧）も示してある。
【００４３】
ｔ１１ではＳ２，Ｓ４がオンであり、トランス２の両端がバッテリ１の負極に接続され電流は基本的に流れず、２次側電圧は０Ｖになる。なお、Ｓ４がオンする前の段階ではＳ３がオンであり、１次側コイルの下側が高電圧になっているため、ｔ１１では１次側コイルの下側からＳ４、Ｓ２のダイオードを介し、１次側コイルの上側に向けた電流４３が流れるが、２次側の電圧（トランス電圧）は零電圧（０Ｖ）である。
【００４４】
ｔ１２ではＳ１，Ｓ４オンとなり、トランス２に図における上から下に向けた電流４４が流れ、トランス２の２次側電圧は＋Ｖになる。ｔ１３ではＳ２，Ｓ４がオンし、２次側電圧は０Ｖになる。ｔ１４ではＳ３，Ｓ２がオンしトランス２に図における上から下に向けた電流４５が流れ、トランス２の２次側電圧は−Ｖになる。ｔ１５では、Ｓ２，Ｓ４がオンとなり、トランス２の２次側電圧は０Ｖになる。なお、ｔ１３，ｔ１５においては、トランスの１次側コイルに、２次側コイルに流れるＡＣ電流に応じた循環電流が流れる。
【００４５】
このように、トランス２の２次側に０Ｖ，＋Ｖ，０Ｖ，−Ｖ，０Ｖを繰り返す電圧が発生する。
【００４６】
図４（ｂ）には、指令値１が負（０．５以下）であって、指令値２が正（０．５以上）の場合のゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を示す（後半）。このフェーズでは、Ｓ１，Ｓ３のオン期間が、Ｓ２，Ｓ４のオン期間に比べ長くなっている。そこで、図５（下段）に示すように、ｔ２１，ｔ２３，ｔ２５において、Ｓ１，Ｓ３がオンとなり、トランス２の１次側コイルの両端が電源側（バッテリ１の正極）に接続され、電流４７は流れるが基本的に１次側コイルの電流が停止し、２次側コイルの両端電圧が０Ｖになる。ｔ２２ではＳ１，Ｓ４がオンになり１次側コイルに上から下の電流４４が流れ、２次側コイルに＋Ｖが発生する。ｔ２４ではＳ３，Ｓ２がオンになり１次側コイルに下から上の電流４５が流れ、２次側コイルに−Ｖが発生する。
【００４７】
このように、トランス２の２次側に０Ｖ，＋Ｖ，０Ｖ，−Ｖ，０Ｖを繰り返す電圧が発生する。
【００４８】
図４の例では、ｔ１１〜ｔ１５（ｔ２１〜ｔ２５）が高速キャリアの１周期となっており、ｔ１５は高速キャリアの１周期の中でｔ１１と同一の時点であり、トランス２の２次側コイルの電圧が０Ｖとなる零電圧期間が２回発生している。
【００４９】
図６には、図４に対応する図を示してある。図３のコンパレータＣＯＭＰ３で得られる同期信号ＣＬＫの立ち上がりは、高速キャリアの０．５とのクロスの時点になっている。この同期信号ＣＬＫの立ち上がりは、トランス電圧の零電圧期間に対応する。
【００５０】
＜２次側の電流指令＞
トランス２の２次側では、双方向スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオンオフを制御して、交流電源６と同等の５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電流を生成する。
【００５１】
図７には、双方向スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオンオフを制御するための電流指令を示す。
【００５２】
乗算器Ｘにおいて、電流位相と電圧位相を調整して、交流電源６と同等の電流指令値５０を作成する。一方、検出して実際の交流電源６の交流電流ｉａｃ（電流５１）は０次ホールドｈｏｌｄにおいて、ｔswの間隔でホールドされ、電流値５２として０次ホールドｈｏｌｄから出力される。なお、ｔswは、スイッチング側Ｓ５〜Ｓ８のスイッチング周期である。
【００５３】
減算器Ａ３において電流値５２と電流指令値５０との差分が計算され、ヒステリシス回路ＨＳを経て、比率信号５３が得られる。比率信号５３は、コンパレータＣＯＭＰ４において低速キャリア３０（例：１０ｋＨｚ）と比較され、低速キャリアの方が大きい期間だけＨレベルになる信号ＳＰがコンパレータＣＯＭＰ４の出力に得られる。この信号ＳＰは、誤差電流に基づくＰＷＭ信号に該当し、この信号ＳＰに基づきスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を制御することも可能となるが、その場合には、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のスイッチングのタイミングがトランス２の２次側電流と同期しないことになり、スイッチング損失が大きくなる。
【００５４】
信号ＳＰは、フリップフロップＦＦのＤ入力端に入力され、同期信号ＣＬＫの立ち上がりでフリップフロップＦＦに取り入れられる。これによって、図８に示されるように、立ち上がりが同期信号ＣＬＫの立ち上がりに揃った信号ＳＰＱが得られる。また、ＮＯＴ４によってＳＰＱが反転されて信号ＳＮＱが得られる。
【００５５】
得られた信号ＳＰＱ，ＳＮＱは、論理回路である、パルスセレクタＰＳに供給され、ここで、論理演算によりゲート信号Ｓ５〜Ｓ８が生成される。図９には、パルスセレクタＰＳのロジッグを示す。また、図１０には、各信号の状態が示してある。
【００５６】
すなわち、トランス２の２次側電圧（トランス電圧）は、同期信号に応じて反転する。一方、交流電源６の交流電流は、５０／６０Ｈｚであり、トランス電圧の周波数とは全く異なっている。そこで、交流電源６の交流電流をトランス電圧から得るために、同期信号に応じてスイッチング素子Ｓ５，Ｓ８をオンする状態と、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ６をオンする状態を切り換える。これによって、トランスの２次側電流を電力変換して、交流電流指令ｉａｃ＊に応じた電流を得る。
【００５７】
信号ＳＰＱはＡＮＤロジック６１にそのまま、ＡＮＤロジック６２には反転されて入力される。これらＡＮＤロジック６１，６２には、同期信号ＣＬＫも入力され、信号ＳＰＱまたは反転ＳＰＱと同期信号ＣＬＫのＡＮＤをとる。これによって、信号ＳＰＱのＨレベル期間の同期信号ＣＬＫが信号ＳＰＰとなり、信号ＳＰＱのＬレベル期間の同期信号ＣＬＫを出力したものの反転が信号ＳＰＮになる。
【００５８】
ＡＮＤロジック６１の出力信号ＳＰＰと、ＡＮＤロジック６２の出力を反転した信号ＳＰＮは、選択器６３に供給され、いずれかが選択される。選択器６３は、信号ＳＰＱがＨレベルの際にＳＰＰを選択し、Ｌレベルの時にＳＰＮを選択する。そして、選択器６３の出力がゲート信号Ｓ５となり、選択器６３の出力の反転がゲート信号Ｓ６となる。
【００５９】
ゲート信号Ｓ７，Ｓ８の生成回路も、ゲート信号Ｓ５，Ｓ６の生成回路と同じであり、２つのＡＮＤロジック６４，６５と１つの選択器６６を有する。ＡＮＤロジック６４には、信号ＳＮＱと、同期信号ＣＬＫが入力され、ＡＮＤロジック６５には、信号ＳＮＱの反転と、同期信号ＣＬＫが入力される。ＡＮＤロジック６４の出力ＳＮＰと、ＡＮＤロジック６５の出力の反転ＳＮＮが選択器６６に入力され、信号ＳＮＱに基づいて選択される。選択器６６からの出力がゲート信号Ｓ７、出力の反転がゲート信号Ｓ８となる。
【００６０】
このようにして、スイッチング信号Ｓ５〜Ｓ８が得られる。Ｓ５とＳ８、Ｓ６とＳ７は同一の信号であり、並列して生成しなくてもよい。
【００６１】
図１１に、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のスイッチングタイミングを示す。また、図１２にｔ１〜ｔ５のタイミング（同期信号の１周期の各タイミング）における、電力変換器８、９の零電圧（０Ｖ）スイッチング動作を示す。
【００６２】
ｔ１において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンし、トランス２の１次側コイルの両端を短絡することで、電流４３が循環して、トランス２の２次側に零電圧が発生する。２次側ではスイッチング素子Ｓ５とＳ８がオンし、前の状態からの電流１０１が継続して流れる。
【００６３】
ｔ２において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフする。これによって、電流４４がトランス２の１次側に流れ、トランス２の２次側に正電圧が発生する。２次側のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ８をオンのままにして、トランス２の２次側に発生したトランス電圧に応じた電流１０１が流れる。
【００６４】
ｔ３おいて、素子Ｓ２，Ｓ４がオンし、電流４３が１次側に循環し、トランス２の２次側に零電圧が発生する。この期間で、電力変換器９に零電圧スイッチングを行い、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８をオフし、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７をオンにする。これによって、電流１０２が流れる。このように、トランス２の２次側の電圧は反転するが、交流電源６の電流の方向に変化はない。
【００６５】
ｔ４において、スイッチング素子Ｓ２はオンのままでスイッチング素子Ｓ３がオンする。これによって、電流４５が流れ、トランス２の２次側に負電圧が発生する。２次側はスイッチング素子Ｓ６，Ｓ７をオンのままとし、電流１０２が流れ続ける。
【００６６】
ｔ５において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンし、トランス２の２次側に零電圧が発生する。この期間に、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７がオフし、スイッチング素子Ｓ５，８をオンし、電流１０１が流れる。２次側のスイッチング素子のオンオフを行うタイミングはトランス電圧が零電圧のタイミングになる。
【００６７】
図１３に、本実施形態における、直流電源と交流電源の波形を示す。電力変換器８により、直流電圧１１０を高速キャリアに応じて正負を繰り返す高周波トランス電圧に変換する。そして、電力変換器９により、高周波トランス電圧を低周波交流電圧に変換し、正弦波電圧１１１を形成する。
【００６８】
図１４に、単相交流電力脈動を抑制する動作を示す。図中、電圧１２５は、トランス２の１次側のコンデンサ４の電圧を示す。このように、トランス２の１次側への電圧印加によって、電圧が変化する。この周波数は、図４の交流指令値（指令値１，２）の周波数であり、交流電源６の周波数の２倍の周波数である。電流１２４は、リアクトル３の電流であり、電圧１２５とは位相が９０°ずれている。
【００６９】
一方、トランス２の２次側においては、交流電源６の交流電圧１２１および交流電流１２２が発生している。従って、トランス２の１次側にもこの単相交流電力（交流電圧１２１と交流電流１２２を乗算した電力）に応じた脈動が伝達される。
【００７０】
従って、１次側においては、脈動電力１２３が生じ、これがバッテリ１に印加されることになる。
【００７１】
本実施形態では、トランス２のセンタータップにリアクトル３、コンデンサ４の直列接続からなるバッファ回路を有している。トランス２の２次側においては、交流電源６に応じた周波数（例えば、５０Ｈｚ）の電圧、電流が発生しているが、単相交流であり、電力としては２倍の周波数（例えば１００Ｈｚ）の脈動となる。一方、バッテリ１は直流電源であり、そのままであればバッテリ電流として、同じ周波数の脈動が生じる。本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングを制御することで、リアクトル３に流れる電流の振幅と位相を制御し、この電流によりコンデンサ４を充放電する。
【００７２】
特に、トランス２の２次側に交流電力脈動（例えば１００Ｈｚ）が発生するときに、コンデンサ４が充放電して、２次側電力に対応する電力を１次側に供給することができる。従って、バッテリ１からの電流ではなく、コンデンサ４の充放電電流を利用して２次側に電力を供給することができる。すなわち、２次側の交流電力脈動と合致した位相でコンデンサ４を充放電することで、バッテリ電流の脈動を低減することができる。
【符号の説明】
【００７３】
１  バッテリ、２  トランス、３，５  リアクトル、４  コンデンサ、６  交流電源、７  負荷、８，９  電力変換器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【手続補正書】
【提出日】平成27年10月23日(2015.10.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
このトランスの１次側において、直流電力とトランスの１次側の交流電力との電力変換を行う第１電力変換手段と、
前記トランスの２次側において、トランスの２次側の交流電力と単相交流電力の電力変換を行う第２電力変換手段と、
を含み、
前記第２電力変換手段は、双方向スイッチング素子を利用して電力変換を行うとともに、前記第１電力変換手段のスイッチングと同期することで、第２電力変換手段における双方向スイッチング素子をゼロ電圧でスイッチングする、
電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１電力変換手段は複数のスイッチング素子で形成され、
第１電力変換手段のスイッチング素子のスイッチングを制御するゲート信号と、前記双方向スイッチング素子を制御するゲート信号を同期する、
電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記ゲート信号の同期は、論理回路によって行う、
電力変換装置。