(57)【要約】【課題】周波数利用効率が高く、動作安定性の高いバイポーラ・インパルス無線通信システムおよびそのための送信機の実現。【解決手段】極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機101-105と、バイポーラ・インパルス信号を受信する受信機121-125と、を有し、送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックClockを多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させるバイポーラ・インパルス無線通信システム。【選択図】図６
2016086309.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機と、
前記バイポーラ・インパルス信号を受信する受信機と、を備え、
前記送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス無線通信システム。
【請求項２】
前記送信機は、
バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器と、
前記振動信号を通過させる周波数帯域を有し、前記バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記振動信号を増幅する送信増幅器と、
送信アンテナと、を有し、
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
送信データを前記多重度に応じたビットパターンに変換する変換回路と、
前記ビットパターンおよび前記分周クロックの位相データから選択信号を生成するセレクタと、
前記選択信号に応じて変化エッジの位相が変化する可変パルスを、前記分周クロックの半周期ごとに出力する位置変調機能付きトリガーフリップフロップと、を有し、
前記バンドパスフィルタは、前記可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極の前記振動信号または負極の前記振動信号からなる前記バイポーラ・インパルス信号を生成する、ことを特徴とする請求項１に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
【請求項３】
前記バイポーラ・インパルス信号の位相は、前記振動信号の周期のπ／２ずつ異なる、ことを特徴とする請求項２に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
【請求項４】
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、マスタースレーブ回路を有し、
前記マスタースレーブ回路のスレーブ部が、セレクタ部からの信号により遅延量が選択される可変遅延回路を含み、
前記マスタースレーブ回路のマスタ部の出力が、前記分周クロックの位相データとして使用される、ことを特徴とする請求項２または３に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
【請求項５】
前記受信機は、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数に等しい周波数のローカル信号を発生するローカル信号発振器と、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とする請求項２から４のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
【請求項６】
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機であって、
多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させることを特徴とするバイポーラ・インパルス送信機。
【請求項７】
極性に応じた逆相の振動信号からなり、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて位相が変化するバイポーラ・インパルス信号を受信するバイポーラ・インパルス受信機であって、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記分周クロックに応じて受信短パルス信号を発生する短パルス発生器と、
前記振動信号の周波数帯と同じ周波数帯域を有し、前記短パルス発生器の出力を通過させて、ローカル信号を生成する受信バンドパスフィルタと、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バイポーラ・インパルス無線通信システム、バイポーラ・インパルス送信機および受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
インターネット利用者の爆発的増大と高精細画像などコンテンツの大容量化・多様化にともない、無線通信においても伝送容量の増大が望まれている。大容量無線通信方式としては、商用無線局が少なく、広い周波数帯域を確保しやすいミリ波帯の利用が適している。インパルス方式による無線通信送は、ＲＦパルスを伝送媒体とする無線伝送であり、広帯域無線通信システムへの適用が期待されている。
【０００３】
インパルス方式による無線送信機は、低周波パルス信号から逓倍により高周波パルス信号を得るため、バンドパスフィルタの比帯域が従来方式と比較して大きくなる上、局部発振器やミキサが不要となる。そのため、搬送波方式による狭帯域送信機と比較して、無線部の構成が簡素・低コストとなるため、毎秒１０ギガビット（１０Ｇｂｐｓ）を超える大容量無線通信の実現手段として期待されている。
【０００４】
インパルス方式による無線通信では、データの１、０に対応してミリ波パルスを送信するＯＮ／ＯＦＦ変調、包絡線検波を行なう。毎秒伝送可能なデータ量（伝送速度）は、バンドパスフィルタの通過周波数帯域幅で決まる。法令により無線通信用途として数〜数十ギガヘルツ（ＧＨｚ）と広い周波数帯域幅がいくつか割り当てられているミリ波帯（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）を用いて、毎秒数十ギガビット（Ｇｂｐｓ）の大容量通信を簡易なシステムで実現するのに適している。
【０００５】
近年のインパルス方式による無線送信機の送信部では、輝線スペクトルによる伝送電力の制限を解消するため、直前の“１”の極性とは反対の極性をもつパルスを生成する、いわゆるバイポーラＲＺ（リターンゼロ）式短パルス発生器を用いるものが出現している。
バイポーラＲＺ式を含め、従来のインパルス方式による無線通信システムの課題としては、使用する周波数帯域幅あたりの伝送ビット数が小さい、つまり周波数利用効率が低いことが挙げられる。ＯＮ／ＯＦＦ変調を行うため、１０ＧＨｚの周波数帯域幅を使用する場合、せいぜい１０Ｇｂｐｓのデータ伝送しか行えない。無線通信システムが近接し相互の干渉が問題になる場合や、同じ周波数帯を利用して伝送速度を上げる要求が出た場合に、周波数利用効率の高い通信システムが求められる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１３−１５７６６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
実施形態によれば、周波数利用効率の高い通信システムが実現される。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
第１の態様のバイポーラ・インパルス無線通信システムは、極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機と、バイポーラ・インパルス信号を受信する受信機と、を有する。送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる。
【０００９】
第２の態様のバイポーラ・インパルス送信機は、極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機である。このバイポーラ・インパルス送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる。
【発明の効果】
【００１０】
実施形態の通信システムによれば、周波数利用効率が高く、動作安定性の高い通信システムおよびそのための送信機が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、インパルス無線通信システムの構成例およびそこで使用するバンドパスフィルタの通過周波数帯域を示す図であり、（Ａ）が構成例を、（Ｂ）が周波数帯域を示す。
【図２】図２は、ミリ波パルスを例として、短パルス発生部およびバンドパスフィルタにおいて発生される信号、およびバンドパスフィルタのフィルタ特性を説明する図であり、（Ａ）は発生される信号を、（Ｂ）は通過周波数帯域を示す。
【図３】図３は、特許文献１に記載されたバイポーラＲＺ型インパルス無線送信機（以下、Ｂ−ＲＺ送信機と称する）で使用する短パルス発生部の構成例を示す図である。
【図４】図４は、図３の短パルス発生部およびバンドパスフィルタの動作例を説明するためのタイムチャートである。
【図５】図５は、短パルス発生部で発生される正極性および負極性のパルスと、バンドパスフィルタにおいて発生される正極性および負極性のインパルス信号を示す図である。
【図６】図６は、実施形態の無線通信システムの送信機の短パルス発生部の構成例を示す図である。
【図７】図７は、セレクタの回路図である。
【図８】図８は、送信データの２ビットデータおよび分周クロックＭに応じた選択信号およびパルス発生フィルタ（バンドパスフィルタ）により生成されるインパルス信号を示す図であり、（Ａ）がＭ＝１の場合、（Ｂ）がＭ＝０の場合を示す。
【図９】図９は、実施形態における短パルス発生部の動作例を説明するためのタイムチャートである。
【図１０】図１０は、実施形態における短パルス発生部の動作例を説明するためのタイムチャートである。
【図１１】図１１は、実施形態での送信機における、通信クロック、分周信号、出力データ、選択信号、出力信号、パルス発生フィルタの出力、およびインパルス信号の変化例を示すタイムチャートである。
【図１２】図１２は、実施形態の通信システムの受信機の構成を示す図である。
【図１３】図１３は、受信機の各部における信号の例を示すタイムチャートである。
【図１４】図１４は、実施形態の通信システムの受信機の変形例の構成を示す図である。
【図１５】図１５は、変形例の受信機の各部における信号の例を示すタイムチャートである。
【図１６】図１６は、遅延線路で実現した可変遅延部を示す図である。
【図１７】図１７は、負荷容量を切り換えることにより実現した可変遅延部を示す図である。
【図１８】図１８は、可変容量により実現した可変遅延部を示す図である。
【図１９】図１９は、選択信号送信データをＤ／Ａ変換器に供給した場合の可変容量ＣＬの容量値の変化例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施形態のインパルス無線通信システムを説明する前に、一般的なインパルス無線通信システムについて説明する。
図１は、インパルス無線通信システムの構成例およびそこで使用するバンドパスフィルタの通過周波数帯域を示す図であり、（Ａ）が構成例を、（Ｂ）が周波数帯域を示す。
【００１３】
インパルス無線通信システムは、送信機と、受信機と、を有する。送信機は、ベースバンド信号生成器１０１と、短パルス発生部１０２と、バンドパスフィルタ１０３と、送信増幅器１０４と、送信アンテナ１０５と、を有する。受信機は、受信アンテナ１２１と、受信増幅器１２２と、検波器１２３と、リミットアンプ１２４と、ベースバンド信号再生器１２５と、を有する。
【００１４】
まず、送信機について説明する。ベースバンド信号生成器１０１は、通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成し、短パルス発生部１０２に出力する。後述するように、データ信号は、「１」の値ではハイレベルになり、「０」の値ではローレベルになる。通信クロックは、例えば、５ＧＨｚで、データ信号の通信速度は例えば５ギガビット／秒（Ｇｂｐｓ）である。短パルス発生器部１０２は、データ信号がタイムスロットでハイレベルになると、短パルスを生成する。バンドパスフィルタ１０３は、短パルスに対して所定の通過周波数帯域のみを通過させるためのフィルタリングを行い、ミリ波パルスを出力する。
【００１５】
図１（Ｂ）は、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域１３２を示す。短パルス特性１３１は、短パルスの周波数特性を示す。バンドパスフィルタ１０３の出力するミリ波パルスは、短パルス特性１３１のうちの通過周波数帯域１３２の部分のみの周波数成分を有する。ＵＷＢ（超広帯域無線：Ultra Wide Band）等では、使用可能な周波数帯域が制限されている。その周波数帯域の制限を満たすようにするために、バンドパスフィルタ１０３を用いる。通過周波数帯域１３２は、例えば、通過下限周波数ｆ１が８０ＧＨｚ、通過上限周波数ｆ２が９０ＧＨｚであり、通過周波数帯域幅がｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚである。
【００１６】
図２は、ミリ波パルスを例として、短パルス発生部１０２およびバンドパスフィルタ１０３において発生される信号、およびバンドパスフィルタ１０３のフィルタ特性を説明する図であり、（Ａ）は発生される信号を、（Ｂ）は通過周波数帯域を示す。
【００１７】
図２の（Ａ）に示すように、短パルス発生部１０２は、幅の狭いパルスを生成する。幅の狭いパルスは、高周波成分を含む広範囲の周波数成分を含んでおり、バンドパスフィルタ１０３を通過することにより、ミリ波パルスが生成される。
【００１８】
図２の（Ｂ）に示すように、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域の中心周波数をfcとし、3dB低下する幅Ｂを通過帯域幅とすると、ミリ波パルスは、概ね周波数fcで振動する幅B-1の振動信号である。
【００１９】
図１に戻り、送信増幅器１０４は、ミリ波パルスを増幅し、送信アンテナ１０５を介して、送信信号を無線送信する。送信信号は、ミリ波パルスの有無により、「１」又は「０」のデータを表す。
【００２０】
次に、受信機について説明する。受信増幅器１２２は、受信アンテナ１２１を介して無線受信した受信信号を増幅する。検波器１２３は、受信増幅器１２２により増幅された受信信号（ミリ波パルス）の包絡線を検波して出力する。リミットアンプ１２４は、検波器１２３により検波された信号を増幅する。ベースバンド信号再生器１２５は、リミットアンプ１２４により増幅された信号を入力し、例えば５Ｇｂｐｓの受信データの再生を行う。
【００２１】
インパルス方式の無線伝送システムは、マイクロ波帯、準ミリ波帯、ＵＷＢをはじめとする超広帯域無線通信に利用可能である。インパルス方式は、狭帯域通信方式と比較して、発振器やミキサが不要でＲＦ部の構成が簡素・低コストとなる特徴を有し、広帯域を利用できるミリ波帯においては１０Ｇｂｐｓを超える広帯域無線通信の実現が期待される。
【００２２】
インパルス無線伝送システムに割り当てられた周波数帯域幅をＢｍａｘとすれば、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅ＢｂｐｆがＢｍａｘと等しいとき、最大通信速度Ｂｍａｘを得る。例えば、周波数帯域幅Ｂｍａｘが１０ＧＨｚの場合、図１（Ｂ）に示すように、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆはｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚであり、データ信号の通信速度は１０Ｇｂｐｓである。
【００２３】
ところで、多くの無線伝送システムは、例えば周波数１ＭＨｚ当たりの信号強度０ｄＢｍ（＝１ｍＷ／ＭＨｚ）というように、法令や規格などで、単位周波数当りの信号強度（電力スペクトル密度）が規定される。送信信号に輝線スペクトルが含まれると、輝線スペクトルの信号強度が上記の電力スペクトル密度の制限にかかって、全周波数帯域での平均電力を上げられないという事態が生じる。具体的には、割り当てられた周波数帯域Ｂｍａｘが１０ＧＨｚ（＝１００００ＭＨｚ）のとき、送信スペクトル強度が周波数帯域内で一定であれば、１（ｍＷ／ＭＨｚ）×１００００（ＭＨｚ）＝１０Ｗの出力が可能となる。しかし、送信信号に１ｍＷ／ＭＨｚの輝線スペクトルが含まれる場合、小さな電力しか出せない。信号を誤りなく長距離送信するためには、全周波数帯域のスペクトル電力を最大限大きくして、雑音等に対する信号強度マージン（ＳＮ比）を確保する必要がある。送信電力が輝線スペクトルで制限されると、ＳＮ比を十分確保できない。このように、輝線スペクトルにより送信電力が制限され、長距離・高品質通信が不利となるため、輝線スペクトルの生じないインパルス無線伝送システムの実現が課題である。そこで、送信信号に輝線スペクトルを含まず、長距離・高品質通信に適したバイポーラ・リターンゼロ（ＲＺ）型インパルス無線伝送システムが提案されている。
【００２４】
図３は、特許文献１に記載されたバイポーラＲＺ型インパルス無線送信機（以下、Ｂ−ＲＺ送信機と称する）で使用する短パルス発生部１０２の構成例を示す図である。図３の（Ａ）は、短パルス発生部１０２の構成を、バンドパスフィルタ１０３に対応するパルス発生フィルタ５０６および送信増幅器１０４に対応するパルス（広帯域）増幅器５０７と共に示す。図３の（Ｂ）はトリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）の構成を示す。
図４は、図３の短パルス発生部１０２およびバンドパスフィルタ１０３の動作例を説明するためのタイムチャートである。
【００２５】
短パルス発生部１０２は、入力バッファ５０１および５０２と、ＮＲＺ−ＲＺ変換部５０３と、トリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）５０４と、エッジ整形（シェーピング）回路５０５と、を有する。エッジシェーピング回路５０５の出力は、パルス発生フィルタ５０６に入力する。
【００２６】
データ信号Ａは、ノンリターンゼロ信号である。入力バッファ５０１はノンリターンゼロ信号Ａをバッファリングし、入力バッファ５０２はクロック信号Ｃｌｏｃｋをバッファリングする。ＮＲＺ−ＲＺ（ノンリターンゼロ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ：ＮＲＺ）−リターンゼロ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ：ＲＺ））変換部５０３は、ノンリターンゼロ信号Ａをリターンゼロ信号Ｂに変換する。具体的には、ＮＲＺ−ＲＺ変換部５０３は、論理積（ＡＮＤ）回路であり、ノンリターンゼロ信号Ａ及びクロック信号ＣＬＫの論理積をとり、その論理積信号をリターンゼロ信号Ｂとして出力する。
【００２７】
Ｔ−ＦＦ５０４は、例えば、図３の（Ｂ）に示すような、リターンゼロ信号Ｂをトランスファーゲート信号とするマスタースレーブ型のフリップフロップ回路で実現される。Ｔ−ＦＦ５０４は、インバータ６０２と６０３を入力と出力を相互に接続したマスターラッチと、インバータ６０５と６０６を含むスレーブラッチと、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ６０７と、を有する。Ｔ−ＦＦ５０４は、さらにトランスファーゲート６０１および６０４と、を有する。トランスファーゲート６０１および６０４は、例えばトランジスタで形成される。これは、以下に説明するゲートについても同様である。トランスファーゲート６０１はスレーブラッチの出力をインバータ６０７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に、ゲート６０４はマスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に、それぞれ設けられる。トランスファーゲート６０１はリターンゼロ信号Ｂにより、トランスファーゲート６０４はリターンゼロ信号Ｂの反転信号により、それぞれ導通状態が制御される。これにより、Ｔ−ＦＦ５０４は、リターンゼロ信号Ｂが１周期変化する毎に出力信号Ｃを反転させる、リターンゼロ信号Ｂの分周回路として動作する。例えば、リターンゼロ信号Ｂがハイレベル→ローレベル→ハイレベルのように１周期変化する毎に、出力信号Ｃは論理レベルが反転する。このように、出力信号Ｃは、リターンゼロ信号Ｂの立ち上がりエッジに同期して論理反転する。
【００２８】
エッジシェーピング回路５０５は、Ｔ−ＦＦ５０４の出力信号Ｃの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを急峻にした信号をパルス発生フィルタ５０６に出力する。出力信号Ｃを急峻にした信号は、立ち上がり時間及び立ち下がり時間の短い信号になり、より高い周波数までスペクトルを有する信号となる。
【００２９】
エッジシェーピング回路５０５は、例えば、直列に接続した偶数個のインバータにより実現される。エッジシェーピング回路５０５は、ピーキングを与えるインダクタを設けて、より急峻なエッジが得られるようにしてもよい。
【００３０】
インバータは、ｐチャネルＭＯＳトランジスタとｎチャネルＭＯＳトランジスタを電源間に直列に接続し、２個のトランジスタのゲートに入力信号を印加し、ｐＭＯＳトランジスタとｎＭＯＳトランジスタの接続ノードから反転信号を得ることで実現される。他の部分で使用するインバータも同様に実現される。
【００３１】
パルス発生フィルタ５０６は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタである。パルス発生フィルタ５０６は、エッジシェーピング回路５０５の出力信号の低周波数成分を除去することにより、データ信号Ａの値（１の値）に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成した信号Ｄを出力する。パルス発生フィルタ５０６としては、例えば、直列接続されたキャパシタ素子を使用できる。広帯域増幅器５０７は、広帯域増幅器又は分布型増幅器であり、パルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄを増幅し、その増幅した信号を図１（Ａ）のバンドパスフィルタ１０３に出力する。
【００３２】
なお、信号Ｃのエッジが十分に急峻である場合には、エッジシェーピング回路５０５を削除してもよい。また、信号Ｄの大きさが十分であれば、広帯域増幅器５０７を削除してもよい。
【００３３】
短パルス発生部１０２からバンドパスフィルタ１０３に出力されるバイポーラ短パルスは、データ信号の値に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成されるパルスである。例えば、バイポーラ短パルスは、データ信号の値が「１」のときに正極パルス又は負極パルスが発生し、データ信号の値が「０」のときに基準電圧となる。正極パルスは基準電圧に対して正電圧のパルスであり、負極パルスは基準電圧に対して負電圧のパルスである。すなわち、バイポーラ短パルスは、直前のパルスに対して逆極性のパルスになる。
【００３４】
図５は、短パルス発生部１０２で発生される正極性および負極性のパルスと、バンドパスフィルタ１０３において発生される正極性および負極性のインパルス信号を示す図である。
図５に示すように、正極性および負極性のインパルス信号は、類似の包絡線形状を有するが逆相の信号であり、具体的には、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域の中心周波数をfcとすると、周波数fcで振動する振動信号で、位相が1/2fc（π）ずれている。
【００３５】
このように、バイポーラ短パルスは、ユニポーラ短パルスに対して、高周波成分の位相が反転するだけであり、信号の包絡線が同じになる。図１の（Ａ）の検波器１２３は、受信信号の包絡線を検波する。したがって、図１の（Ａ）のインパルス無線通信装置の受信部は、ユニポーラ短パルスを受信する場合でも、バイポーラ短パルスを受信する場合でも同じ構成でよい。
【００３６】
バイポーラ短パルスを利用すると、通信速度（１０Ｇｂｐｓ）の整数倍に等しい周波数でノッチ（凹部）が生じ、電力スペクトル密度が小さくなる。そのため、ユニポーラ短パルスを利用する場合に比べて、単位周波数当たりの信号強度の最大値を小さくでき、送信電力の確保が容易となり、長距離・高品質通信を行うのに有利となる。
【００３７】
ユニポーラＲＺ方式およびバイポーラＲＺ式を含め、インパルス無線通信システムは、使用する周波数帯域幅あたりの伝送ビット数が小さい、つまり周波数利用効率が低いという問題がある。インパルス無線通信では、ＯＮ／ＯＦＦ変調を行うため、１０ＧＨｚの周波数帯域幅を使用する場合、せいぜい１０Ｇｂｐｓのデータ伝送しか行えない。無線通信システムが近接し、相互の干渉が問題になると共に、同じ周波数帯を利用して伝送速度を上げる要求が出た場合に、周波数利用効率の高い通信システムが求められる。
【００３８】
無線伝送装置の周波数利用効率を向上するためには、１シンボルに対し複数ビットの情報をのせる方法、いわゆる多値化が有効である。パルス伝送の場合は、パルスの出現位置を変えることにより情報を伝送するパルス位置変調（ＰＰＭ）が知られている。
【００３９】
インパルス無線通信システムで、パルス位置変調を行う場合、１周期内に１個のパルスを配置し、送信データに応じてパルスを配置する位置（位相）を変える。
以下に説明する実施形態では、高マージンで通信を行う、簡単な構成のパルス位置変調方式バイポーラ・インパルス無線通信システムが開示される。
【００４０】
実施形態のパルス位置変調方式バイポーラ・インパルス無線通信システムは、図１の（Ａ）に示した通信システムと同様の構成を有し、バイポーラＲＺインパルスが送信されること、およびパルス位置変調が行われることが異なる。そのため、送信機の短パルス発生部１０２の構成が、これまで説明したものとは異なる。実施形態は、例えば、図２の（Ｂ）のfcが８３．５ＧＨｚで、Ｂ＝５ＧＨｚ（８１−８６ＧＨｚ）で、送信クロックの周波数が５ＧＨｚで、多重度が２、すなわち２ビットデータに応じて位相を変化させることにより、１０Ｇｂｐｓのデータ通信速度を実現する。この場合、振動信号（ミリ波信号）の周期Tc=1/fc=12psで、位相を変化させる位置は、−π(-6ps)、−π／２(-3ps)、０、π／２(+3ps)、π(+6ps)であることが望ましい。
【００４１】
図６は、実施形態の無線通信システムの送信機の短パルス発生部１０２の構成例を示す図である。図６の（Ａ）は、短パルス発生部１０２の構成を、バンドパスフィルタ１０３に対応するパルス発生フィルタ５０６および送信増幅器１０４に対応するパルス（広帯域）増幅器５０７と共に示す。図６の（Ｂ）は、実施形態の無線通信システムの短パルス発生部１０２で使用される位置変調機能付きトリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）の構成を示す。
【００４２】
実施形態の短パルス発生部１０２は、セレクタ７０１と、クロックバッファ５０２と、Ｔ−ＦＦ７０２と、エッジ整形（シェーピング）回路５０５と、を有する。クロックバッファ５０２、エッジ整形（シェーピング）回路５０５、さらにはパルス発生フィルタ５０６およびパルス（広帯域）増幅器５０７は、図３で説明したものと同じものであればよく、説明は省略する。
【００４３】
セレクタ７０１は、シリアル送信データＤａｔａの２ビットのごとのデータパターンおよび通信クロックＣｌｏｃｋの２分周信号に応じて、５つの選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔの１つを選択的にオン（Ｈｉｇｈ）に、残りをオフ（Ｌｏｗ）する。ここでは、通信クロックＣｌｏｃｋの２分周信号として、Ｔ−ＦＦ７０２内で生成される信号Ｍを使用する。
【００４４】
Ｔ−ＦＦ７０２は、図６の（Ｂ）に示すような回路構成を有し、通信クロックｃｌｏｃｋを２分周した分周信号を出力する。分周信号の変化エッジは、選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔに応じて位相がπ／２(3ps)ずつ変化する。
【００４５】
Ｔ−ＦＦ７０２は、インバータ７１２および７１３を入力と出力を相互に接続したマスターラッチと、インバータ７１５と７１６を含むスレーブラッチと、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ７１７と、を有する。Ｔ−ＦＦ７０２は、さらにトランスファーゲート７１１および７１４と、を有する。トランスファーゲート７１１は、スレーブラッチの出力を、インバータ７１７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に、トランスファーゲート７１４はマスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に、それぞれ設けられる。トランスファーゲート７１１はクロック信号Ｃｌｏｃｋにより、トランスファーゲート７１４はクロック信号Ｃｌｏｃｋの反転信号／Ｃｌｏｃｋにより、それぞれ導通状態が制御される。
【００４６】
Ｔ−ＦＦ７０２は、さらに、スレーブラッチにおいて、インバータ７１５の出力とインバータ７１６の入力（位置変調機能付きＴ−ＦＦ７０２の出力ノード）との間に接続された可変遅延部７２０を有する。可変遅延部７２０は、インバータ７１５の出力とインバータ７１６の入力間に並列に接続された５つの信号経路を有する。第１信号経路は、トランスファーゲート７２１のみを有し、トランスファーゲート７２１のゲートには選択信号ｐが印加される。第２信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート７２２、バッファ７２３およびトランスファーゲート７２４を有し、トランスファーゲート７２２および７２４のゲートには選択信号ｑが印加される。第３信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート７２５、２個のバッファを接続したバッファ列７２６およびトランスファーゲート７２７を有し、トランスファーゲート７２５および７２７のゲートには選択信号ｒが印加される。第４信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート７２８、３個のバッファを接続したバッファ列７２９およびトランスファーゲート７３０を有し、トランスファーゲート７２８および７２９のゲートには選択信号ｓが印加される。第５信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート７３１、４個のバッファを接続したバッファ列７３２およびトランスファーゲート７３３を有し、トランスファーゲート７３１および７３３のゲートには選択信号ｔが印加される。バッファ７２３、バッファ列７２６、７２９、７３２は、接続されるバッファゲートの個数が異なり、この順に遅延量が増加する。したがって、第１から第５信号経路はこの順に遅延量が増加し、隣接する信号経路の遅延量の差は、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域の中心周波数をfc、その周期T=1/fcとすると、T/4（π／２=3ps）である。
【００４７】
可変遅延部７２０では、セレクタ７０２の選択信号ｐに対応して第１信号経路が選択され、ｑに対応して第２信号経路が選択され、ｒに対応して第３信号経路が選択され、ｓに対応して第４信号経路が選択され、ｔに対応して第５信号経路が選択される。
【００４８】
図７は、セレクタ７０１の回路図である。
セレクタ７０１は、シリアル・パラレル変換回路７４０と、８個のＡＮＤゲート７５１−７５８と、３個のＯＲゲート７５９−７６１と、を有する。シリアル・パラレル変換回路７４０は、シリアル信号である送信データＤの２ビット分をパラレルデータに変換する。ＡＮＤゲート７５１−７５８およびＯＲゲート７５９−７６１は、Ｔ−ＦＦ７０２のマスタラッチの出力Ｍおよびシリアル・パラレル変換回路７４０の２ビットデータに応じて、選択信号ｐ−ｔのいずれかをＨｉｇｈに、残りをＬｏｗにする。
【００４９】
図８は、送信データＤの２ビットデータおよび出力Ｍに応じた選択信号ｐ、ｑ、ｒ、ｓ、ｔおよびパルス発生フィルタ５０６（バンドパスフィルタ５０６）により生成されるインパルス信号を示す図であり、（Ａ）がＭ＝１の場合、（Ｂ）がＭ＝０の場合を示す。さらに、図８の（Ｃ）は、２ビットデータの各値に対する位相関係を示す。ここでは、Ｍ＝１の場合に、正極性パルスが、Ｍ＝０の場合に負極性パルスが出力され、選択信号ｒがＨｉｇｈで、第３の信号経路が選択される場合を基準（遅れ０）とする。
【００５０】
Ｍ＝１の場合、２ビットデータが（０，０）の時に選択信号ｒがＨｉｇｈで基準となり、（０，１）の時に選択信号ｑがＨｉｇｈで遅延は-Tc/4（−π／２）、すなわちTc/4（π／２）の進みになる。さらに、（１，０）の時に選択信号ｓがＨｉｇｈで遅延はTc/4（π／２）になり、（１，１）の時に選択信号ｔがＨｉｇｈで遅延はTc/2（π）になる。図８の（Ａ）では、右上に基準の場合のインパルス信号の波形を示し、他の３つでは基準の波形を点線で示している。
【００５１】
Ｍ＝０の場合、（０，０）の時に選択信号ｐがＨｉｇｈで遅延は-Tc/2（−π）、すなわちTc/2（π）の進みになり、（０，１）の時に選択信号ｓがＨｉｇｈで遅延はTc/4（π／２）になる。さらに、（１，０）の時に選択信号ｑがＨｉｇｈで遅延は-Tc/4（−π／２）、すなわちTc/4（π／２）の進みになり、（１，１）の時に選択信号ｒがＨｉｇｈで基準となる。図８の（Ｂ）では、左下に基準の場合のインパルス信号の波形を示し、他の３つでは基準の波形を点線で示している。
【００５２】
Ｍ＝１の場合、（０，０）で位相ゼロ、（０，１）で−π／２（＝＋３π／２）、（１，０）で＋π／２、（１，１）で＋πである。Ｍ＝０の場合、（０，０）で−π、（０，１）で＋π／２、（１，０）で−π／２（＝＋３π／２）、（１，１）で位相ゼロである。したがって、Ｍ＝１とＭ＝０は、１８０度シフトした関係である。その位相関係を図示すると図８の（Ｃ）のようになる。
【００５３】
図８の（Ｃ）は、搬送波方式による４位相偏移変調（ＱＰＳＫ:Quadrature Phase Shift Keying）と類似の関係を示しており、受信側で公知の４位相偏移変調の復調技術を使用したコヒーレント検波による直交復調が可能となり、受信感度を高くできる。
【００５４】
図９および図１０は、実施形態における短パルス発生部１０２の動作例を説明するためのタイムチャートである。
図９および図１０に示すように、Ｔ−ＦＦ７０２の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの１周期ごとに変化する。出力信号Ｃの変化エッジのクロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジからの時間が、送信データＤａｔａの２ビットパターン値およびＭの値に応じて異なる。
【００５５】
図９に示すように、Ｍ＝１で、２ビットデータが（０，０）の時、選択信号ｒがＨｉｇｈで、第３信号経路が選択され、遅延は基準（０）となり、出力信号ＣはＣｌｏｃｋの立ち下りエッジで変化する。実際には、Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジから第３信号経路の遅延以上の時間経過後に、出力信号Ｃが変化するが、図９および図１０では、理解を容易にするために、基準（０）の時に、出力信号ＣがＣｌｏｃｋの立ち下りエッジで変化するように示している。
【００５６】
Ｍ＝０で、２ビットデータが（０，０）の時、選択信号ｐがＨｉｇｈで、第１信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ進んだ（π前の）位相で変化する。Ｍ＝１で、２ビットデータが（１，１）の時、選択信号ｔがＨｉｇｈで、第５信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ遅れた（π後の）位相で変化する。Ｍ＝０で、２ビットデータが（１，１）の時、選択信号ｒがＨｉｇｈで、第３信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準（遅延無し）位相で変化する。
【００５７】
図１０に示すように、Ｍ＝１で、２ビットデータが（１，０）の時、選択信号ｓがＨｉｇｈで、第４信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２遅れた位相で変化する。Ｍ＝０で、２ビットデータが（１，０）の時、選択信号ｑがＨｉｇｈで、第２信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２進んだ位相で変化する。Ｍ＝１で、２ビットデータが（０，１）の時、選択信号ｑがＨｉｇｈで、第２信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２進んだ位相で変化する。Ｍ＝０で、２ビットデータが（０，１）の時、選択信号ｓがＨｉｇｈで、第４信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２遅れた位相で変化する。
【００５８】
図１１は、実施形態での送信機における、通信クロックＣｌｏｃｋ、信号Ｍ、出力データＤａｔａ、選択信号ｐ、ｑ、ｒ、ｓ、ｔ、出力信号Ｃ、パルス発生フィルタ５０６の出力Ｄ、およびインパルス信号の変化例を示すタイムチャートである。
図１１に示すように、データの２ビットパターンおよび信号Ｍの値に応じて選択信号のいずれかがＨｉｇｈになり、それに応じて信号Ｃの変化エッジがシフトし、シフトしたＣの変化エッジで、Ｃの変化方向に応じて正極性または負極性のインパルスが発生する。前述のように、図１１のようなインパルス信号が出力されるので、受信側ではコヒーレント検波が行える。
【００５９】
次に、受信機について説明する。
図１２は、実施形態の通信システムの受信機の構成を示す図である。
前述のように、受信機は、受信アンテナ１２１と、受信増幅器１２２と、検波器１２３と、リミットアンプ１２４と、ベースバンド信号再生器１２５と、を有する。受信増幅器１２２は、例えば低雑音アンプで実現される。
【００６０】
検波器１２３は、ＰＬＬ回路８０１と、ローカル（ＬＯ）発振器８０２と、第１ミキサ８０３Ａと、第２ミキサ８０３Ｂと、π／２移相器８０４と、を有する。ＰＬＬ回路８０１は、受信信号からインパルス信号に含まれる振動信号に対応した周波数の発振信号を再生する。ローカル発振器８０２は、ＰＬＬ回路８０１からの信号に応じて常時発振し、送信機のバンドパスフィルタ１０３の通過帯域の中心周波数、すなわち８３．５ＧＨｚのローカル発振信号を連続して生成する。
【００６１】
第１ミキサ８０３Ａは、受信増幅器１２２の出力信号にローカル発振信号をミキシングして検波を行う。第２ミキサ８０３Ｂは、受信増幅器１２２の出力信号に、ローカル発振信号をπ／２位相をシフトした信号をミキシングして検波を行う。これにより中間周波数（ＩＦ）信号が得られる。
【００６２】
リミットアンプ１２４は、第１ミキサ８０３Ａの出力を増幅する第１アンプ１２４Ａと、第２ミキサ８０３Ｂの出力を増幅する第２アンプ１２４Ｂと、を有する。上記のように、第１ミキサ８０３Ａと第２ミキサ８０３Ｂでミキシングするローカル発振信号はπ／２(=3ps)位相がずれており、第１アンプ１２４ＡからＩＦ信号（Ｑ）が、第２アンプ１２４ＢからＩＦ信号（Ｉ）が、得られる。
【００６３】
ベースバンド信号再生器１２５は、ＡＤＣ８５１と、移相検出部８５２と、データ再生部８５３と、を有する。ＡＤＣ８５１は、ＩＦ信号（Ｑ）およびＩＦ信号（Ｉ）をデジタルデータに変換する。位相検出部８５２は、ＩＦ信号（Ｑ）およびＩＦ信号（Ｉ）のデジタルデータから、受信したインパルス信号の位相を検出する。データ再生部８５３は、検出した位相および受信したクロックの位相からデータを再生する。
【００６４】
図１３は、受信機の各部における信号の例を示すタイムチャートである。
図示のように、通信クロックＣｌｏｃｋの１周期ごとに２ビットのデータが受信され、Ｃｌｏｃｋを２分周した分周クロックの位相（０〜π、またはπ〜２π（０））および２ビットデータに応じて、インパルス信号（ミリ波パルス）の位相が異なる。これにπ／２位相が異なるローカル（ＬＯ）信号（Ｑ）およびローカル（ＬＯ）信号（Ｑ）をミキシングすると、ＩＦ信号（Ｑ）およびＩＦ信号（Ｉ）が得られる。ＩＦ信号（Ｑ）およびＩＦ信号（Ｉ）の正負の組み合わせに応じて受信データを決定することができる。
【００６５】
実施形態における受信機の構成および動作は、搬送波方式によるＱＰＳＫの通信システムのものと同様であり、これ以上の説明は省略する。
【００６６】
図１２に示した受信機の例では、送信機のバンドパスフィルタ１０３の通過帯域の中心周波数のローカル発振信号を連続して生成するローカル発振器８０２を使用した。しかし、短パルス発生器およびバンドパスフィルタを利用して、パルス状の検波信号を発生して検波する変形例も可能である。次にこの変形例について説明する。
【００６７】
図１４は、実施形態の通信システムの受信機の変形例の構成を示す図である。
この変形例は、ＰＬＬ回路８０１およびローカル発振器８０２の代わりに、短パルス発生器８１１およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８１２を使用することが異なり、他は図１２と同じである。
【００６８】
短パルス発生器８１１は、通信クロックＣｌｏｃｋを多重度（ここでは２）で除した周波数信号（ここでは２分周信号）の半周期毎に短パルス信号を発生する。ＢＰＦ８１２は、送信機のバンドパスフィルタ１０３と同様の通過特性を有し、振動信号と同じ周波数の発振信号で、その包絡線が短パルス信号に対応するパルス信号を生成する。
【００６９】
第１ミキサ８１３Ａは、受信増幅器１２２の出力信号に、ＢＰＦ８１２の出力するパルス信号をミキシングして検波を行う。第２ミキサ８１３Ｂは、受信増幅器１２２の出力信号に、ＢＰＦ８１２の出力するパルス信号をπ／２位相をシフトした信号をミキシングして検波を行う。これにより中間周波数（ＩＦ）信号が得られる。以下同様である。
【００７０】
図１５は、変形例の受信機の各部における信号の例を示すタイムチャートである。
図１３に示すように、図１２の受信機では、受信増幅器１２２の出力信号にミキシングする信号が連続発振（ＣＷ）信号であった。これに対して、図１５に示すように、変形例では包絡線が短パルス信号に対応するインパルス信号であることが異なるが、検波は同様に行える。
【００７１】
以上説明したように、実施形態の送信機は、送信クロックの１周期に１個のパルスを、２ビットの送信データおよび分周クロックの位相に応じて位置を変えて出力する。これに応じて、図９および図１０に示すように、正極パルスおよび負極パルス（インパルス信号）が、送信データの値に応じた位置に出現する。
【００７２】
上記のように、正極パルスおよび負極パルスは、送信データに応じて、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジから次の立ち上りエッジの間の異なる位置（位相）に配置される。信号Ｄの正極パルスおよび負極パルスの位置の差は、受信機側での識別を容易にする上で、できるだけ広いことが望ましい。そのため、クロック信号Ｃｌｏｃｋは、Ｈｉｇｈの期間が短く、Ｌｏｗの期間が長い、言い換えればデューティが小さいことが望ましい。これにより、位置変調を行うに必要な時間が広がって、近接する状態間のマージンがとれると共に更なる多値化が可能になる。
【００７３】
なお、以上の説明では、Ｔ−ＦＦ７０２の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジに対応して変化する例を示した。しかし、トランスファーゲート７１１および７１４のゲートに入力するクロック信号Ｃｌｏｃｋを反転すれば、Ｔ−ＦＦ７０４の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち上りエッジに対応して変化する。この場合、クロック信号Ｃｌｏｃｋは、Ｈｉｇｈの期間が長く短く、Ｌｏｗの期間が短い長い、言い換えればデューティが大きいことが望ましい。
【００７４】
以上、実施形態のバイポーラ・インパルス無線通信システムについて説明したが、各種の変形例があり得るのは言うまでもない。以下、バイポーラ・インパルス無線送信機のＴ−ＦＦ７０４の変形例について説明する。
【００７５】
図１６は、遅延線路で実現した可変遅延部７４０を示す図である。
図１６の可変遅延部７４０は、図６に示した可変遅延部７２０のバッファ７２３およびバッファ列７２６、７２９および７３２を、遅延線路７４１−７４４で置き換えた構成を有する。遅延線路７４１−７４４は、信号の遅延量が異なる。遅延線路７４１−７４４は、抵抗、コイル（インダクタ）、容量、トランジスタなどを組み合わせた公知の遅延線路（ディレイライン）で実現される。
【００７６】
図１７は、負荷容量を切り換えることにより実現した可変遅延部７５０を示す図である。
図１７の可変遅延部７５０は、スレーブラッチのインバータ７１５の出力（信号Ｃの出力ノード）と基準電源（ＧＮＤ）との間に接続され、接続するか否かが選択可能な複数の負荷容量を有する。複数の負荷容量は、複数のゲート７５１−７５５と複数の異なる容量値の容量ＣＬ０−ＣＬ４とをそれぞれ直列に接続することにより実現される。ゲート７５１−７５５を形成するトランジスタのゲートは、選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔにより導通が制御される。小さな容量値の容量が接続されるゲートを導通した場合には遅延量は小さいが、大きな容量値の容量が接続されるゲートを導通した場合には遅延量は大きくなる。
【００７７】
図１８は、可変容量により実現した可変遅延部７６０を示す図である。
図１８の可変遅延部７６０は、スレーブラッチのインバータ７１５の出力とＧＮＤとの間に接続された可変容量ＣＬと、送信データから可変容量ＣＬの容量値を設定するアナログ信号を発生するＤ／Ａ変換器７６１と、を有する。
図１９は、選択信号送信データｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔをＤ／Ａ変換器７６１に供給した場合の可変容量ＣＬの容量値の変化例を示す図である。
可変容量ＣＬの容量値を小さな値に設定した場合には遅延量は小さいが、大きな容量値に設定した場合には遅延量は大きくなる。
【００７８】
以上説明した実施形態のバイポーラＲＺ式インパルス無線通信システムによれば、周波数利用効率を高めることができる。また、パルス出現時間がランダムに変動するため、線スペクトルの抑圧にも効果がある。さらに、コンスタレーションを一般的な搬送波方式のＱＰＳＫやＦＳＫと同様の位置に形成することができるため、受信部においてコヒーレント検波による直交復調が可能となり、受信感度を高めることができる。
【００７９】
以上説明した無線通信システムの構成は、７０ＧＨｚ以上の超高周波数帯を使用して、１０Ｇｂｐｓ程度の大容量を伝送する通信装置に好適である。実施形態の無線通信システムは、輝線スペクトルによるスプリアスの影響を排し、かつ、受信部にてコヒーレント検波による直交復調を可能とし受信感度が高くなる。
【００８０】
以上の実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
［付記１］
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機と、
前記バイポーラ・インパルス信号を受信する受信機と、を備え、
前記送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記２］
前記送信機は、
バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器と、
前記振動信号を通過させる周波数帯域を有し、前記バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記振動信号を増幅する送信増幅器と、
送信アンテナと、を有し、
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
送信データを前記多重度に応じたビットパターンに変換する変換回路と、
前記ビットパターンおよび前記分周クロックの位相データから選択信号を生成するセレクタと、
前記選択信号に応じて変化エッジの位相が変化する可変パルスを、前記分周クロックの半周期ごとに出力する位置変調機能付きトリガーフリップフロップと、を有し、
前記バンドパスフィルタは、前記可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極の前記振動信号または負極の前記振動信号からなる前記バイポーラ・インパルス信号を生成する、ことを特徴とする付記１に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記３］
前記バイポーラ・インパルス信号の位相は、前記振動信号の周期のπ／２ずつ異なる、ことを特徴とする付記２に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記４］
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力信号の変化エッジを急峻にするエッジ整形回路と、
前記エッジ整形回路の出力を増幅するパルス増幅器と、を有する、ことを特徴とする付記２または３に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記５］
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、マスタースレーブ回路を有し、
前記マスタースレーブ回路のスレーブ部が、セレクタ部からの信号により遅延量が選択される可変遅延回路を含み、
前記マスタースレーブ回路のマスタ部の出力が、前記分周クロックの位相データとして使用される、ことを特徴とする付記２から４のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記６］
前記可変遅延回路は、直列に接続された異なる個数のインバータまたはバッファの複数の列を含み、変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じて、前記複数の列から接続する列を選択する、ことを特徴とする付記５に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記７］
前記複数の列の最終段には、駆動能力の等しいインバータまたはバッファを使用し、初段から最終段の前段までには、駆動能力が最終段の前記インバータまたはバッファより小さいインバータまたはバッファを使用する、ことを特徴とする付記６に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記８］
前記可変遅延回路は、前記スレーブ部の出力に接続された可変負荷容量を含み、前記送信データに応じて前記可変負荷容量を変化させる、ことを特徴とする付記５に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記９］
前記可変負荷容量は、トランジスタスイッチおよび異なる容量を含む複数の負荷容量列を有し、
前記可変遅延回路は、変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じて、前記複数の列から接続する列を選択する、ことを特徴とする付記８に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１０］
前記可変負荷容量は、
変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じた選択データが入力されるＤＡ変換器と、
前記ＤＡ変換器の出力するアナログ信号に応じて容量値が変化する可変容量と、を有する、ことを特徴とする付記８に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１１］
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、前記通信クロックに同期して動作するマスタスレーブラッチを有し、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが、立ち上がりエッジに対応して前記可変パルスを発生する場合には、デューティの小さな前記通信クロックが供給され、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが、立ち下りエッジに対応して前記可変パルスを発生する場合には、デューティの大きな前記通信クロックが供給されることを特徴とする付記２に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１２］
前記受信機は、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数に等しい周波数のローカル信号を発生するローカル信号発振器と、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とする付記２から１１のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１３］
前記受信機は、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記分周クロックに応じて受信短パルス信号を発生する短パルス発生器と、
前記バンドパスフィルタと同じ周波数帯域を有し、前記短パルス発生器の出力を通過させて、ローカル信号を生成する受信バンドパスフィルタと、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とする付記２から１１のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１４］
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機であって、
多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させることを特徴とするバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１５］
バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器と、
前記振動信号を通過させる周波数帯域を有し、前記バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記振動信号を増幅する送信増幅器と、
送信アンテナと、を有し、
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
送信データを前記多重度に応じたビットパターンに変換する変換回路と、
前記ビットパターンおよび前記分周クロックの位相データから選択信号を生成するセレクタと、
前記選択信号に応じて変化エッジの位相が変化する可変パルスを、前記分周クロックの半周期ごとに出力する位置変調機能付きトリガーフリップフロップと、を有し、
前記バンドパスフィルタは、前記可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極の前記振動信号または負極の前記振動信号からなる前記バイポーラ・インパルス信号を生成する、ことを特徴とする付記１４に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１６］
前記バイポーラ・インパルス信号の位相は、前記振動信号の周期のπ／２ずつ異なる、ことを特徴とする付記１５に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１７］
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力信号の変化エッジを急峻にするエッジ整形回路と、
前記エッジ整形回路の出力を増幅するパルス増幅器と、を有する、ことを特徴とする付記１５または１６に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１８］
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、マスタースレーブ回路を有し、
前記マスタースレーブ回路のスレーブ部が、セレクタ部からの信号により遅延量が選択される可変遅延回路を含み、
前記マスタースレーブ回路のマスタ部の出力が、前記分周クロックの位相データとして使用される、ことを特徴とする付記１５から１７のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１９］
前記可変遅延回路は、直列に接続された異なる個数のインバータまたはバッファの複数の列を含み、変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じて、前記複数の列から接続する列を選択する、ことを特徴とする付記１８に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２０］
前記複数の列の最終段には、駆動能力の等しいインバータまたはバッファを使用し、初段から最終段の前段までには、駆動能力が最終段の前記インバータまたはバッファより小さいインバータまたはバッファを使用する、ことを特徴とする付記１９に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２１］
前記可変遅延回路は、前記スレーブ部の出力に接続された可変負荷容量を含み、前記送信データに応じて前記可変負荷容量を変化させる、ことを特徴とする付記１８に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２２］
前記可変負荷容量は、トランジスタスイッチおよび異なる容量を含む複数の負荷容量列を有し、
前記可変遅延回路は、変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じて、前記複数の列から接続する列を選択する、ことを特徴とする付記２１に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２３］
前記可変負荷容量は、
変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じた選択データが入力されるＤＡ変換器と、
前記ＤＡ変換器の出力するアナログ信号に応じて容量値が変化する可変容量と、を有する、ことを特徴とする付記２１に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２４］
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、前記通信クロックに同期して動作するマスタスレーブラッチを有し、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが、立ち上がりエッジに対応して前記可変パルスを発生する場合には、デューティの小さな前記通信クロックが供給され、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが、立ち下りエッジに対応して前記可変パルスを発生する場合には、デューティの大きな前記通信クロックが供給されることを特徴とする付記１５に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２５］
極性に応じた逆相の振動信号からなり、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて位相が変化するバイポーラ・インパルス信号を受信するバイポーラ・インパルス受信機であって、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記振動信号の中心周波数に等しい周波数のローカル信号を発生するローカル信号発振器と、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス受信機。
［付記２６］
極性に応じた逆相の振動信号からなり、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて位相が変化するバイポーラ・インパルス信号を受信するバイポーラ・インパルス受信機であって、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記分周クロックに応じて受信短パルス信号を発生する短パルス発生器と、
前記振動信号の周波数帯と同じ周波数帯域を有し、前記短パルス発生器の出力を通過させて、ローカル信号を生成する受信バンドパスフィルタと、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス受信機。
［付記２７］
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信し、
前記バイポーラ・インパルス信号を受信する、バイポーラ・インパルス無線通信方法であって、
多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス無線通信方法。
【００８１】
以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
【符号の説明】
【００８２】
１０１    ベースバンド信号生成部
１０２    短パルス発生部
１０３    バンドパスフィルタ
１０４    送信増幅器
１０５    送信アンテナ
１２１    受信アンテナ
１２２    受信増幅器
１２３    検波器
１２４    リミットアンプ
１２５    ベースバンド信号再生器
５０５    エッジ整形（シェイピング）回路
５０６    パルス発生フィルタ
５０７    パルス増幅器
７０１    セレクタ
７０２    位置変調機能付きトリガーフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）
７２０    可変遅延部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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