(57)【要約】【課題】キャリブレーション手順の繰り返しの処理回数を削減するアレーアンテナ送受信装置を提供する。【解決手段】Ｎ個のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、Ｎ個の送信機と、Ｎ個の受信機と、各アンテナ素子に送信機及び受信機をそれぞれ接続する接続部と、複数の送信機へそれぞれ入力される信号又は複数の受信機からそれぞれ出力された信号の少なくとも一方に対して振幅及び位相の重み付けを行ってアレーアンテナの放射パターンを制御する指向性制御部とを備え、Ｎ個の送信機のそれぞれの出力から信号の一部分を分岐して取り出すＮ個の分岐部と、Ｎ個の分岐された信号を合成する合成部と、合成した信号を前記受信機の各々に分配する分配部と、Ｎ個の受信機が合成部及び分配部を通して受信した各受信信号に基づいて、アンテナ素子の各々のブランチの振幅及び位相の校正値を求める校正値演算部とを備える。【選択図】図１
2016195331.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２以上のＮ個のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、
前記各アンテナ素子にそれぞれ対応したＮ個の送信機と、
前記各アンテナ素子にそれぞれ対応したＮ個の受信機と、
前記各アンテナ素子に前記送信機及び前記受信機をそれぞれ接続する接続部と、
前記複数の送信機へそれぞれ入力される信号又は前記複数の受信機からそれぞれ出力された信号の少なくとも一方に対して振幅及び位相の重み付けを行って前記アレーアンテナの放射パターンを制御する指向性制御部と、
を備えるアレーアンテナ送受信装置において、
Ｎ個の前記送信機のそれぞれの出力から信号の一部分を分岐して取り出すＮ個の分岐部と、
前記Ｎ個の分岐された信号を合成する合成部と、
前記合成した信号を前記受信機の各々に分配する分配部と、
前記Ｎ個の受信機が前記合成部及び前記分配部を通して受信した各受信信号に基づいて、前記アンテナ素子の各々のブランチの振幅及び位相の校正値を求める校正値演算部と
を備えるアレーアンテナ送受信装置。
【請求項２】
可変アッテネータとスイッチとを直列に接続した直列回路を、前記合成部と前記分配部との間に、
さらに備える請求項１に記載のアレーアンテナ送受信装置。
【請求項３】
前記直列回路の出力と所定の発振器の出力とを混合するミキサを、前記合成部と前記分配部との間に、
さらに備える請求項２に記載のアレーアンテナ送受信装置。
【請求項４】
前記校正値演算部が、前記送信機から送信された所定の送信信号を、前記合成部及び前記分配部を通して前記Ｎ個の受信機の各々で受信した各受信信号に基づいて、前記校正値を求める
請求項１から３のいずれか１項に記載のアレーアンテナ送受信装置。
【請求項５】
前記校正値演算部が、前記送信機から送信された任意の送信信号を、前記合成部及び前記分配部を通して前記Ｎ個の受信機の各々で、複数サンプル分受信した各受信信号に基づいて、前記校正値を求める
請求項１から３のいずれか１項に記載のアレーアンテナ送受信装置。
【請求項６】
２以上のＮ個のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、
前記各アンテナ素子にそれぞれ対応したＮ個の送信機と、
前記各アンテナ素子にそれぞれ対応したＮ個の受信機と、
前記各アンテナ素子に前記送信機及び前記受信機をそれぞれ接続する接続部と、
前記複数の送信機へそれぞれ入力される信号又は前記複数の受信機からそれぞれ出力された信号の少なくとも一方に対して振幅及び位相の重み付けを行って前記アレーアンテナの放射パターンを制御する指向性制御部と、
Ｎ個の前記送信機のそれぞれの出力から信号の一部分を分岐して取り出すＮ個の分岐部と、
前記Ｎ個の分岐された信号を合成する合成部と、
前記合成した信号を前記受信機の各々に分配する分配部と
を備えるアレーアンテナ送受信装置において、
校正値演算部によって、前記Ｎ個の受信機が前記合成部及び前記分配部を通して受信した各受信信号に基づいて、前記アンテナ素子の各々のブランチの振幅及び位相の校正値を求める
校正値算出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレーアンテナ送受信装置及び校正値算出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、限られた周波数帯域で高い周波数利用効率を実現するために、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）やマルチユーザＭＩＭＯが注目されている。ＭＩＭＯ通信を実現するためには、基地局と端末の間で伝搬チャネル応答（Channel State Information； ＣＳＩ）を取得する必要がある。
【０００３】
端末ＵＴから基地局ＢＳにＣＳＩをフィードバックすることでＣＳＩを取得する手法の一例を図８に示す。図８に示した手法では、ＣＳＩ推定用信号を基地局ＢＳから端末ＵＴに送信するステップＳ２１と、ＣＳＩ推定用信号を端末ＵＴから基地局ＢＳへフィードバックするステップＳ２２との各手順をへて通信が開始できる（ステップＳ２３）。図８に示した手法では、ＣＳＩのフィードバックによって、送信機と受信機との個体差（つまり振幅と位相誤差）を含めてＣＳＩ推定を実現することができる。この手法では、ＣＳＩ推定用信号の送受信回数が、基地局ＢＳのアンテナ数（すなわちアンテナ素子数）に依存して増加する。基地局ＢＳのアンテナ素子数や基地局ＢＳが通信するユーザ数が増加すると、ＣＳＩフィードバックの情報量が多くなり、通信効率が大きく低下することが問題となる。
【０００４】
なお、図８において、基地局ＢＳは、Ｎ個のアンテナ素子２０１−１〜２０１−Ｎで構成されたアレーアンテナ２０１と、各アンテナ素子２０１−１〜２０１−Ｎに対応した各Ｎ個の送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮ及び受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮとを備える。さらに、基地局ＢＳは、各アンテナ素子２０１−１〜２０１−Ｎに送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮ及び受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮをそれぞれ接続するＮ個のサーキュレータ２０５−１〜２０５−Ｎと、制御部２０６とを備える。また、端末ＵＴは、アンテナ１０１と、制御部１０７とを備える。なお、以下では、送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮを送信機＃１〜＃Ｎ、受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮを受信機＃１〜＃Ｎ、また、送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮと受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮとの組み合わせを送受信機＃１〜＃Ｎとも表記する。
【０００５】
上記の問題を解決する手段を図９に示した。図９に示した構成は、ＣＳＩフィードバックを行わない構成である。図９において図８に示したものと同一の構成には同一の符号を用いて説明を省略する。図９に示した構成では、端末ＵＴから基地局ＢＳに対して所定の上り信号が送信され（ステップＳ３１）、次に、基地局ＢＴで受信した信号に基づいて上りＣＳＩが推定される（ステップＳ３２）。そして、基地局ＢＴと端末ＵＴとの間で通信が開始される（ステップＳ３３）。図９に示した構成では、端末ＵＴから基地局ＢＳに対してＣＳＩ推定用の制御信号を送るだけであり、通信効率は基地局ＢＳのアンテナ素子数に依存しない。さらに、ＣＳＩフィードバックが不要となり、図８に示した方法よりも通信効率が大きく向上する。しかし、図９に示した方法では、基地局ＢＳが備える送受信機の伝達関数（Ｔｋ，Ｒｋ）の個体差を補正するため、校正値を算出することが必要となる。
【０００６】
なお、本願では、ブランチ間の位相差及び振幅差を補正するために、あるブランチを基準として他のブランチを位相及び振幅を補正するために用いる値を校正値と呼ぶ。図９に示した構成において校正値は、例えば、各送受信機の伝達関数に基づくＴｋ／Ｒｋのブランチ間の比として求めることができる。ここで、Ｔｋはｋ番目の送信機Ｔｘｋの伝達関数であり、Ｒｋはｋ番目の受信機Ｒｘｋの伝達関数である。ただし、ｋ＝１〜Ｎであり、Ｎはアレーアンテナの素子数である。また、伝達関数Ｔｋ及びＲｋはそれぞれ複素振幅であり、位相成分と振幅成分とを含む。例えば送受信機＃１を基準とする送受信機＃２の校正値は、Ｔ２／Ｒ２をＴ１／Ｒ１で除算した値とすることができる。なお、校正値を求める際に比較対象とした値（この例ではＴｋ／Ｒｋ）を比較対象値と呼ぶ。
【０００７】
校正値に基づく補正を実現する手法としては、大きくわけて以下の２種類の手法が提案されている。
【０００８】
手法１は、基地局ＢＳと端末ＵＴが通信開始まえに例えば一度、あらかじめ双方向でＣＳＩを取得し、その差分を校正値とする手法である。しかし、この手法では、端末ＵＴが移動する場合や、屋外のように伝搬環境が時々刻々と変化する場合では、校正値が安定して取得できない可能性がある。
【０００９】
手法２では、基地局ＢＳ内で送信信号の一部を受信側に帰還するため、例えば図１０に示す２個のループＬｏｏｐ  Ａ及びＬｏｏｐ  Ｂを用いることで校正値を取得する。手法２は一切の外部装置を用いることなく、校正値を取得できるため、基地局ＢＳが設置する場所や周辺の環境に依存しない利点を有する。
【００１０】
図１０に示した構成において、基地局ＢＳは、少なくとも２個のアンテナ素子３０１−１及び３０１−２を有するアレーアンテナ３０１と、アンテナ素子３０１−１とアンテナ素子３０１−２にそれぞれ対応する送信機Ｔｘ１及び受信機Ｒｘ１と送信機Ｔｘ２及び受信機Ｒｘ２とを備える。また、基地局ＢＳは、アンテナ素子３０１−１又は３０１−２に送信機Ｔｘ１若しくは受信機Ｒｘ１又は送信機Ｔｘ２若しくは受信機Ｒｘ２を選択的に接続するＴＤＤ（Time Division Duplex）スイッチ３０２−１及び３０２−２を備える。さらに、基地局ＢＳは、送信機Ｔｘ１の送信信号の一部を受信機Ｒｘ２へ帰還するためのディレクショナルカプラ（方向性結合器）３０３−１と、送信機Ｔｘ２の送信信号の一部を受信機Ｒｘ１へ帰還するためのディレクショナルカプラ３０３−２とを備える。図１０に示した構成において、図示していない分配器等を用いて、送信機Ｔｘ１の送信信号の一部を受信機Ｒｘ２へ帰還するループがループＬｏｏｐ  Ａである。また、送信機Ｔｘ２の送信信号の一部を受信機Ｒｘ１へ帰還するループがループＬｏｏｐ  Ｂである。
【００１１】
次に、図１０に示した構成において、校正値を、各送受信機に対応した値Ｔｋ／Ｒｋの比として求める場合について説明する。図１０に示した構成において、ループＬｏｏｐ  Ａの伝達関数ＬＡ及びループＬｏｏｐ  Ｂの伝達関数ＬＢは次のように表すことができる。
【００１２】
【数１】
2016195331.tif 000003
【００１３】
ここで、Ｔ１及びＴ２は送信機Ｔｘ１及Ｔｘ２の伝達関数、Ｒ１及びＲ２は受信機Ｒｘ１及Ｒｘ２の伝達関数である。
【００１４】
伝達関数ＬＡ及び伝達関数ＬＢと、送受信機＃１を基準とした送受信機＃２の校正値Ｄ２，１との関係は次のように表すことができる。
【００１５】
【数２】
2016195331.tif 000004
【００１６】
この式は、送受信機＃２（送信機Ｔｘ２及び受信機Ｒｘ２の組み合わせ）の比較対象値Ｔ２／Ｒ２を、送受信機＃１（送信機Ｔｘ１及び受信機Ｒｘ１の組み合わせ）の比較対象値Ｔ１／Ｒ１で除した値が、送受信機＃１を基準とした送受信機＃２の校正値Ｄ２，１となることを表している。
【００１７】
なお、手法２では、基地局ＢＳのアンテナ素子数Ｎが増加した場合に構成が複雑化するのを避けるため、図１１に示す手法２ａが提案されている。この手法２ａでは、隣接素子間で比較対象値を求めるために、Ｌｏｏｐ  Ａ、Ｌｏｏｐ  Ｂ等の複数のループを構成する。この構成では、隣接素子間で比較対象値を求めるために設けたスイッチ３０４−２、３０４−３等を２分岐スイッチのみで実現できる利点がある。
【００１８】
なお、図１１に示した構成において、基地局ＢＳは、アンテナ素子３０１−２、３０１−３等の複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナ３０１と、アンテナ素子３０１−２、３０１−３等にそれぞれ対応する複数の送信機Ｔｘ２及び受信機Ｒｘ２、送信機Ｔｘ３及び受信機Ｒｘ３等とを備える。また、基地局ＢＳは、送信機Ｔｘ２又は受信機Ｒｘ２をアンテナ素子３０１−２に選択的に接続するＴＤＤスイッチ３０２−２、送信機Ｔｘ３又は受信機Ｒｘ３をアンテナ素子３０１−３に選択的に接続するＴＤＤスイッチ３０２−３等を備える。さらに、基地局ＢＳは、送信機Ｔｘ２の送信信号の一部を受信機Ｒｘ３又はＲｘ１へ帰還するためのスイッチ３０４−２、送信機Ｔｘ３の送信信号の一部を受信機Ｒｘ２又はＲｘ４へ帰還するためのスイッチ３０４−３等を備える。図１１に示した構成において、送信機Ｔｘ２の送信信号の一部を受信機Ｒｘ３へ帰還するループがループＬｏｏｐ  Ａである。また、送信機Ｔｘ３の送信信号の一部を受信機Ｒｘ２へ帰還するループがループＬｏｏｐ  Ｂである。
【００１９】
Ｔｋをｋ番目の送信機Ｔｘｋの伝達関数、Ｒｋをｋ番目の受信機Ｒｘｋの伝達関数とすると、ループＬｏｏｐ  Ａの伝達関数はＴ２Ｒ３、ループＬｏｏｐ  Ｂの伝達関数はＴ３Ｒ２と表すことができる。
【００２０】
この場合、送受信機＃２を基準とした送受信機＃３の校正値Ｄ３，２は、次式で表すことができる。
【００２１】
【数３】
2016195331.tif 000005
【００２２】
また、送受信機＃１を基準とした送受信機＃３の校正値Ｄ３，１は、送受信機＃２を基準とした送受信機＃３の校正値Ｄ３，２と、送受信機＃１を基準とした送受信機＃２の校正値Ｄ２，１とから、次式で求めることができる。
【００２３】
【数４】
2016195331.tif 000006
【００２４】
上述したように、手法２又は手法２ａでは、外部装置を用いることなく、比較対象値を取得できるため、基地局ＢＳが設置する場所や周辺の環境に依存しない利点を有する。しかしながら、手法２又は手法２ａでは、以下の点に関する問題が存在する。
【００２５】
すなわち、例えば、送信機Ｔｘ１、受信機Ｒｘ１を基準とするため、必ず複数回のキャリブレーション手順を必要とする。特に手法２ａでは、隣接素子で比較対象値を求めるため、ある装置で誤差が発生した場合、その値が蓄積するといった問題が生じる。
【００２６】
また、送信機Ｔｘが送信する送信信号の電力と、受信機Ｒｘが受信できる受信信号の電力が異なる場合でも、送信機Ｔｘの出力する電力を用いて、装置間におけるキャリブレーションを行う必要があるが、手法２及び手法２ａではこの対策がない。
同様に、ＣＳＩを用いてアレーアンテナで送信ビーム形成を行う際、アンテナ毎には異なる電力の重みづけが行われる。装置毎に電力が異なる場合、異なった電力を用いて装置間におけるキャリブレーションを行う必要があるが、手法２及び手法２ａではこの対策がない。
【００２７】
また、手法２及び手法２ａでは送受のアイソレーションの確保、キャリブレーションを行わない場合の対策は検討されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２８】
【特許文献１】米国特許第６７３５１８２号明細書
【特許文献２】特開２０００−２１６６１８号公報
【非特許文献】
【００２９】
【非特許文献１】K. Nishimori, et al., "Automatic calibration method using transmitting signals of an adaptive array for TDD systems" ,IEEE Trans. Veh. Tech., vol.50, no.6, Nov. 2001.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
本発明は、上記の事情を考慮してなされたものであり、上記の課題を解決することができるアレーアンテナ送受信装置及び校正値算出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
上記課題を解決するため、本発明のアレーアンテナ送受信装置は、２以上のＮ個のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記各アンテナ素子にそれぞれ対応したＮ個の送信機と、前記各アンテナ素子にそれぞれ対応したＮ個の受信機と、前記各アンテナ素子に前記送信機及び前記受信機をそれぞれ接続する接続部と、前記複数の送信機へそれぞれ入力される信号又は前記複数の受信機からそれぞれ出力された信号の少なくとも一方に対して振幅及び位相の重み付けを行って前記アレーアンテナの放射パターンを制御する指向性制御部と、を備えるアレーアンテナ送受信装置において、Ｎ個の前記送信機のそれぞれの出力から信号の一部分を分岐して取り出すＮ個の分岐部と、前記Ｎ個の分岐された信号を合成する合成部と、前記合成した信号を前記受信機の各々に分配する分配部と、前記Ｎ個の受信機が前記合成部及び前記分配部を通して受信した各受信信号に基づいて、前記アンテナ素子の各々のブランチの振幅及び位相の校正値を求める校正値演算部とを備える。
【００３２】
また、本発明の他のアレーアンテナ送受信装置は、可変アッテネータとスイッチとを直列に接続した直列回路を、前記合成部と前記分配部との間に、さらに備える。
【００３３】
また、本発明の他のアレーアンテナ送受信装置は、前記直列回路の出力と所定の発振器の出力とを混合するミキサを、前記合成部と前記分配部との間に、さらに備える。
【００３４】
また、本発明の他のアレーアンテナ送受信装置は、前記校正値演算部が、前記送信機から送信された所定の送信信号を、前記合成部及び前記分配部を通して前記Ｎ個の受信機の各々で受信した各受信信号に基づいて、前記校正値を求める。
【００３５】
また、本発明の他のアレーアンテナ送受信装置は、前記校正値演算部が、前記送信機から送信された任意の送信信号を、前記合成部及び前記分配部を通して前記Ｎ個の受信機の各々で、複数サンプル分受信した各受信信号に基づいて、前記校正値を求める。
【００３６】
また、本発明の校正値算出方法は、２以上のＮ個のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記各アンテナ素子にそれぞれ対応したＮ個の送信機と、前記各アンテナ素子にそれぞれ対応したＮ個の受信機と、前記各アンテナ素子に前記送信機及び前記受信機をそれぞれ接続する接続部と、前記複数の送信機へそれぞれ入力される信号又は前記複数の受信機からそれぞれ出力された信号の少なくとも一方に対して振幅及び位相の重み付けを行って前記アレーアンテナの放射パターンを制御する指向性制御部と、Ｎ個の前記送信機のそれぞれの出力から信号の一部分を分岐して取り出すＮ個の分岐部と、前記Ｎ個の分岐された信号を合成する合成部と、前記合成した信号を前記受信機の各々に分配する分配部とを備えるアレーアンテナ送受信装置において、校正値演算部によって、前記Ｎ個の受信機が前記合成部及び前記分配部を通して受信した各受信信号に基づいて、前記アンテナ素子の各々のブランチの振幅及び位相の校正値を求める。
【発明の効果】
【００３７】
本発明によれば、合成部と分配部とを用いることで、送信機が送信した信号を複数の受信機で同時に受信することができる。よって、キャリブレーション手順の繰り返しの処理回数を容易に削減でき、また、誤差が累積されることを容易に避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の第１の実施形態の構成例を説明するためのブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の動作例を説明するためのフローチャートである。
【図３】本発明の第１の実施形態の動作例を説明するための説明図である。
【図４】本発明の第１の実施形態の動作例を説明するための説明図である。
【図５】本発明の第２の実施形態の構成例を説明するためのブロック図である。
【図６】本発明の第１及び第２の実施形態の効果を説明するための特性図である。
【図７】本発明の第３の実施形態の動作例を説明するためのフローチャートである。
【図８】本発明の背景技術を説明するためのブロック図である。
【図９】本発明の背景技術を説明するためのブロック図である。
【図１０】本発明の背景技術を説明するためのブロック図である。
【図１１】本発明の背景技術を説明するためのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
（第１の実施形態）
以下、図面を参照して本発明の第１の実施形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態の構成例を説明するためのブロック図である。図１に示したアレーアンテナ送受信装置１０は、ＴＤＤによる通信を行う。すなわち、アレーアンテナ送受信装置１０は、送受信を、時分割でかつ送受信で同一周波数を用いて実行する。図１に示したアレーアンテナ送受信装置１０は、アレーアンテナ１と、Ｎ個のＴＤＤスイッチ２−１〜２−Ｎと、キャリブレーション回路３と、Ｎ個の送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮと、Ｎ個の受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮと、信号処理回路４とを備える。キャリブレーション回路３は、Ｎ個のディレクショナルカプラ３１−１〜３１−Ｎと、１対Ｎのデバイダ（Ｎ入力１出力の合成器）３２と、可変アッテネータ３３と、ＯＮ／ＯＦＦスイッチ３４と、１対Ｎのデバイダ（１入力Ｎ出力の分配器）３５と、Ｎ個のデバイダ３６−１〜３６−Ｎとを備える。また、信号処理回路４は、送信信号重み付け部４１と、送信信号分配部４２と、指向性制御部４３と、校正値演算部４４と、受信信号重み付け部４５と、受信信号合成部４６とを備える。
【００４０】
アレーアンテナ１は、所定の並びで配置された２以上のＮ個のアンテナ素子１−１〜１−Ｎを有する。ＴＤＤスイッチ２−１〜２−Ｎは、アンテナ素子１−１〜１−Ｎに対応してそれぞれ設けられている。ＴＤＤスイッチ２−１〜２−Ｎは、アンテナ素子１−１〜１−Ｎに対して、ディレクショナルカプラ３１−１〜３１−Ｎ又はデバイダ３６−１〜３６−Ｎを介して、送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮ又は受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮを時分割で接続する。
【００４１】
ディレクショナルカプラ３１−１〜３１−Ｎは、送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮの出力を入力し、入力信号の一部をデバイダ３２のＮ個の入力へそれぞれ出力するとともに、入力信号の残部をＴＤＤスイッチ２−１〜２−Ｎの入力端子へそれぞれ出力する。デバイダ３６−１〜３６−Ｎは、スイッチ２−１〜２−Ｎの各出力端子とデバイダ３５の各出力端子とにそれぞれ接続されている。デバイダ３６−１〜３６−Ｎは、スイッチ２−１〜２−Ｎを介して入力したアンテナ素子１−１〜１−Ｎの出力信号とデバイダ３５のＮ個の出力信号とをそれぞれ合成して、受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮに対してそれぞれ出力する。
【００４２】
可変アッテネータ３３とＯＮ／ＯＦＦスイッチ３４とは、直列回路を構成し、デバイダ３２とデバイダ３５との間を接続する。可変アッテネータ３３は、減衰量を可変可能な減衰器であり、信号処理回路４内の図示していない制御部によって減衰量が制御される。ＯＮ／ＯＦＦスイッチ３４は、オンした場合にデバイダ３２とデバイダ３５との間の接続を接続状態とし、オフした場合にデバイダ３２とデバイダ３５との間の接続を絶縁状態とする。
【００４３】
送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮは、信号処理回路４から入力した各入力信号を増幅し、対応するアンテナ素子１−１〜１−Ｎへ入力する。送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮへは、送信信号重み付け部４１から出力されたＮ個の信号がそれぞれ入力される。送信信号重み付け部４１は、送信信号分配器４２から入力したＮ個の信号に対して、指向性制御部４３の指示に応じて複素数の重み係数を乗算し、その乗算結果を、送信機送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮに対して出力する。送信信号分配器４２は、図示していない制御部から入力された送信信号を、同一のＮ個の信号に分配して送信信号重み付け部４１に対して入力する。
【００４４】
受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮは、対応するアンテナ素子１−１〜１−Ｎの各出力信号を増幅し、信号処理回路４へ入力する。受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮが出力した信号は、受信信号重み付け部４５のＮ個の入力へそれぞれ入力される。受信信号重み付け部４５は、受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮから入力したＮ個の信号に対して、指向性制御部４３の指示に応じて複素数の重み係数を乗算し、その乗算結果を受信信号合成部４６に対して出力する。受信信号合成部４６は、受信信号重み付け部４５が出力したＮ個の信号を合成し、１個の受信信号を出力する。
【００４５】
指向性制御部４３は、複数の送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮへそれぞれ入力される信号に対して振幅及び位相の重み付けを行ってアレーアンテナ１の放射パターンを制御する。指向性制御部４３は、複数の受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮからそれぞれ出力された信号に対して振幅及び位相の重み付けを行ってアレーアンテナ１の放射パターンを制御する。その際、指向性制御部４３は、校正値演算部４４が算出したブランチ毎の校正値に基づいて振幅及び位相の重み付けの係数を校正する。
【００４６】
校正値演算部４４は、Ｎ個の受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮがデバイダ３２（合成部）及びデバイダ３５（分配部）を通して受信した各受信信号に基づいて、アンテナ素子１−１〜１−Ｎの各々のブランチの振幅及び位相の校正値を求める。校正値演算部４４は、送信信号重み付け部４１から出力される所定の信号を入力するとともに、受信信号重み付け部４５へ入力された各受信信号を入力する。そして、校正値演算部４４は、これらの入力信号に基づいてブランチ毎に求めた校正値を、指向性制御部４３に対して出力する。
【００４７】
次に、図２〜図４を参照して、アレーアンテナ送受信装置１０において校正値を求める際の動作例について説明する。図２は、図１に示したアレーアンテナ送受信装置１０の動作例を説明するためのフローチャートである。図３及び図４は、アレーアンテナ送受信装置１０の動作例を説明するための説明図である。図４において、送信期間Ｔ１及びＴ３はパイロット（Pilot）信号が送信される期間であり、送信期間Ｔ２は送信データ（Data）が送信される期間である。
【００４８】
校正値を求める際、アレーアンテナ送受信装置１０は、アンテナ素子毎に下りＣＳＩ用パイロット信号の送信期間を利用し、各送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮから所定の信号を時分割で送信し、送信信号を、キャリブレーション回路３を通して各受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮで受信する（ステップＳ１）。すなわち、各送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮは、図３に示したように、所定のパイロット信号を時分割で送信する。なお、このアンテナ素子数Ｎ回分のパイロット信号の時分割での送信は、図４に示したパイロット信号の１送信期間Ｔ１内で完了できない場合、例えば期間Ｔ２のデータ信号の次のパイロット信号の送信期間Ｔ３を使い、期間Ｔ１と期間Ｔ３とに分けて行うことができる。
【００４９】
次に、校正値演算部４４が、各送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮが送信した信号と、各受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮが受信した信号とに基づいて、所定の比較対象値を計算し、計算した比較対象値に基づいて各ブランチの校正値を算出する（ステップＳ２）。ステップＳ２の処理は、例えば図４に示したデータ信号の期間Ｔ２内で行うことができる。
【００５０】
各送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮが送信したパイロット信号をｓ（ｔ）とすると、伝達関数Ｔ１〜ＴＮ及びＲｋを用いて、送信機Ｔｘ１が送信した信号を受信機Ｒｘｋが受信した信号である受信信号ｘｋ１、…、送信機ＴｘＮが送信した信号を受信機Ｒｘｋが受信した信号である受信信号ｘｋＮは、式（１−１）〜（１−Ｎ）で表される。ここで、ｔは時刻を表す。
【００５１】
【数５】
2016195331.tif 000007
【００５２】
この構成において比較対象値は、各送受信機の伝達関数に基づくＴｋ／Ｒｋとすることができる。ここで、Ｔｋはｋ番目の送信機Ｔｘｋの伝達関数であり、Ｒｋはｋ番目の受信機Ｒｘｋの伝達関数である。ただし、ｋ＝１〜Ｎであり、Ｎはアレーアンテナの素子数である。また、伝達関数Ｔｋ及びＲｋはそれぞれ複素振幅であり、位相成分と振幅成分とを含む複素数である。なお、送信機Ｔｘｋの伝達関数Ｔｋは送信機Ｔｘｋからデバイダ３２までの伝達関数であり、受信機Ｒｘｋの伝達関数Ｒｋはデバイダ３５から受信機Ｒｘｋまでの伝達関数である。
【００５３】
式（１−１）においてｋ＝２、式（１−２）においてｋ＝１とすると、式（１−１）及び式（１−２）は、式（２−１）及び式（２−２）で表される。
【００５４】
【数６】
2016195331.tif 000008
【００５５】
ここで、式（２−２）を式（２−１）で除算すると式（３）となる。式（３）は、送受信機＃１を基準とする送受信機＃２の校正値を表している。
【００５６】
【数７】
2016195331.tif 000009
【００５７】
同様に、送受信機＃１を基準とする送受信機＃ｋの校正値は、次のように表すことができる。
【００５８】
【数８】
2016195331.tif 000010
【００５９】
以上のように、第１の実施形態では、送信信号を受信側に帰還させる場合、スイッチで対象となる受信機を選ばず、デバイダ３２を用いて信号が送信される。また、受信側の手前にもデバイダ３５が存在する。この構成によれば、送信機と受信機の全ての組合せの伝達関数を同時に得ることができる。
【００６０】
また、第１の実施形態では、デバイダ３２及び３５の間に可変アッテネータ３３とＯＮ／ＯＦＦスイッチ３４を設けている。可変アッテネータ３３は、動作する電力が異なる送受信機間のキャリブレーションの実現のために設けられている。すなわち、例えば、動作する電力が比較的大きな送信機の場合でも、可変アッテネータ３３の減衰量を大きくすることで、受信機Ｒｘｋが飽和動作となるような信号を受信するという問題を防止することができる。なお、可変アッテネータは温度特性などによりその特性が変化するが、キャリブレーションのループで共通となるため、この影響は問題とならない。
【００６１】
また、ＯＮ／ＯＦＦスイッチ３４はキャリブレーションの処理を動作させない時間にＯＦＦにすることで送信機と受信機との各々の間のアイソレーションを確保するために使用することができる。
【００６２】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図５は、本発明の第２の実施形態の構成例を説明するためのブロック図である。図５に示したアレーアンテナ送受信装置１０ａは、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）による通信を行う。すなわち、アレーアンテナ送受信装置１０ａは、送受信で異なる周波数を用いて、送受信を同時に実行する。図５に示したアレーアンテナ送受信装置１０ａは、図１に示したアレーアンテナ送受信装置１０と比較して次の点が異なる。なお、第２の実施形態において、第１の実施形態のものと同一又は対応する構成には同一の符号を付けて説明を省略する。
【００６３】
すなわち、図５に示したアレーアンテナ送受信装置１０ａは、図１に示したアレーアンテナ送受信装置１０が備えるＴＤＤスイッチ２−１〜２−Ｎに代えて、各アンテナ素子１−１〜１−Ｎに対応したサーキュレータ５−１〜５−Ｎを備えている。
【００６４】
また、図５に示したアレーアンテナ送受信装置１０ａでは、キャリブレーション回路３ａ（図１のキャリブレーション回路３に対応）が、新たに、ミキサ３７と、発振器３８とを備える。すなわち、図５に示したアレーアンテナ送受信装置１０ａは、ＯＮ／ＯＦＦスイッチ３４と、デバイダ３５との間に、可変アッテネータ３３とＯＮ／ＯＦＦスイッチ３４からなる直列回路の出力と発振器３８の出力とを混合するミキサ３７を備えている。送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮの送信信号の周波数がｆ１であり、受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮの受信信号の周波数がｆ２である場合、発振器３８の発信周波数をｆ１−ｆ２とする。この場合、ミキサ３７は、周波数ｆ１の入力信号の周波数を、周波数ｆ２に変換してデバイダ３５へ出力する。
【００６５】
次に、アレーアンテナ送受信装置１０ａにおいて校正値を求める際の動作例について説明する。アレーアンテナ送受信装置１０ａの基本的な動作は、図２を参照して説明したアレーアンテナ送受信装置１０の動作例を同様である。
【００６６】
すなわち、校正値を求める際、アレーアンテナ送受信装置１０ａは、アンテナ素子毎に下りＣＳＩ用パイロット信号の送信期間を利用し、各送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮから所定の信号を時分割で送信し、送信信号を、キャリブレーション回路３を通して各受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮで受信する（図２のステップＳ１）。
【００６７】
次に、校正値演算部４４が、各送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮが送信した信号と、各受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮが受信した信号とに基づいて、所定の比較対象値を計算し、計算した比較対象値に基づいて各ブランチの校正値を算出する（ステップＳ２）。
【００６８】
各送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮが送信したパイロット信号をｓ（ｔ）とすると、伝達関数Ｔ１〜ＴＮ及びＲｋを用いて、送信機Ｔｘ１が送信した信号を受信機Ｒｘｋが受信した信号である受信信号ｘｋ１、…、送信機ＴｘＮが送信した信号を受信機Ｒｘｋが受信した信号である受信信号ｘｋＮは、上述したように、式（１−１）〜（１−Ｎ）で表される。
【００６９】
この構成において比較対象値は、例えば、各送信機の伝達関数に基づくＴｋ／Ｔ１と、各受信機の伝達関数に基づくＲｋ／Ｒ１とすることができる。ここで、Ｔｋはｋ番目の送信機Ｔｘｋの伝達関数であり、Ｒｋはｋ番目の受信機Ｒｘｋの伝達関数である。ただし、ｋ＝１〜Ｎであり、Ｎはアレーアンテナの素子数である。また、伝達関数Ｔｋ及びＲｋはそれぞれ複素振幅であり、位相成分と振幅成分とを含む。なお、送信機Ｔｘｋの伝達関数Ｔｋは送信機Ｔｘｋからデバイダ３２までの伝達関数であり、受信機Ｒｘｋの伝達関数Ｒｋはデバイダ３５から受信機Ｒｘｋまでの伝達関数である。
【００７０】
式（１−１）においてｋ＝１及びｋ＝２を考えると、式（１−１）は、式（５）及び式（６）で表される。
【００７１】
【数９】
2016195331.tif 000011
【００７２】
ここで、式（６）を式（５）で除算すると式（７）となる。式（７）は、受信機＃１を基準とする受信機＃２の校正値を表している。
【００７３】
【数１０】
2016195331.tif 000012
【００７４】
同様に、式（１−１）においてｋ＝１とｋ＝３〜Ｎまで考えると、式（１−１）は、式（８）及び式（９）で表される。
【００７５】
【数１１】
2016195331.tif 000013
【００７６】
これより、受信機＃１を基準とする受信機＃ｋの校正値は、次のように表すことができる。
【００７７】
【数１２】
2016195331.tif 000014
【００７８】
また、式（１−１）及び式（１−２）でそれぞれｋ＝１とすると次式（１１）及び（１２）が得られる。
【００７９】
【数１３】
2016195331.tif 000015
【００８０】
ここで、式（１２）を式（１１）で除算すると式（１３）となる。式（１３）は、送信機＃１を基準とする送信機＃２の校正値を表している。
【００８１】
【数１４】
2016195331.tif 000016
【００８２】
同様に、式（１−１）〜（１−Ｎ）においてｋ＝１とすると、式（１−１）〜（１−Ｎ）は、式（１４）及び式（１５）で表される。
【００８３】
【数１５】
2016195331.tif 000017
【００８４】
これより、送信機＃１を基準とする送信機＃ｋの校正値は、次のように表すことができる。
【００８５】
【数１６】
2016195331.tif 000018
【００８６】
以上のように、第２の実施形態において、第１の実施形態と同様に、送信信号を受信側に帰還させる場合、スイッチで対象となる受信機を選ばず、デバイダ３２を用いて信号が送信される。また、受信側の手前にもデバイダ３５が存在する。この構成によれば、送信機と受信機の全ての組合せの伝達関数を同時に得ることができる。すなわち、すべての校正値を一回の処理で取得可能である。
【００８７】
また、第２の実施形態の構成のキャリブレーション回路３ａは、第１の実施形態のキャリブレーション回路３に対して、ミキサ３７と発振器３８とを追加した構成であり、第１の実施形態におけるキャリブレーション回路３と同様の構成によりＴＤＤ／ＦＤＤの双方においてキャリブレーションが実現できる。
【００８８】
また、送信機と受信機間のレベル差が異なる場合の校正値を  可変アッテネータを用いることで補正可能であり、さらにＯＮ／ＯＦＦスイッチで送受のアイソレーションを確保できる。レベル差は、送信機の送信信号の振幅レベルの電圧範囲と受信機が受信可能な振幅レベルの電圧範囲との差分を示す。したがって、可変アッテネータは、送信機の送信信号の振幅レベルの電圧範囲に比較して、受信機が受信可能な振幅レベルの電圧範囲が低い電圧に制限されている場合、送信信号の振幅レベルを受信機が受信可能な振幅レベルの電圧範囲内に低下させるために用いられる。
【００８９】
なお、第１の実施形態においても第２の実施形態と同様に、比較対象値を、例えば、各送信機の伝達関数に基づくＴｋ／Ｔ１と、各受信機の伝達関数に基づくＲｋ／Ｒ１とすることができる。
【００９０】
次に、図６を参照して第１及び第２の実施形態の効果の確認結果について説明する。図６は、横軸を角度、縦軸を相対電力として、アレーアンテナの放射パターンを表した特性図である。図６は、アレーアンテナをアンテナ素子数Ｎ＝１６のリニアアレーとし、送信機にある誤差を与えた場合の本実施形態による校正有り（実線）及び校正無し（破線）と、誤差を与えない場合の理論値（鎖線）とを示している。本実施形態によって精度良く校正がなされていることが分かる。
【００９１】
（第３の実施形態）
次に、図７を参照して第３の実施形態について説明する。第１及び第２の実施形態では、校正処理を行う際に、送信機Ｔｘ１〜ＴｘＮから予め定めた送信信号ｓ（ｔ）を送信する。そして、その送信信号ｓ（ｔ）を、デバイダ３２、３５等を通して受信機Ｒｘ１〜ＲｘＮで受信した受信信号に基づいて校正値を算出する。これに対し、第３の実施形態では、第１及び第２の実施形態と同様に予め定めた信号（すなわち送信信号）、又は、任意の信号で校正値を求めることができる。したがって、第３の実施形態では、すべての送信機及び受信機が通常の信号の送受信の動作を行っている場合でも校正値を求めることができる。
【００９２】
なお、第３の実施形態の基本的な構成は、第１の実施形態又は第２の実施形態と同様とすることができる。すなわち、第３の実施形態の構成は、図１に示したアレーアンテナ送受信装置１０又は図５に示したアレーアンテナ送受信装置１０ａと同一とすることができる。ただし、校正値演算部４４の処理の内容は、第１の実施形態又は第２の実施形態と異なる。以下、校正値演算部４４の動作について図７を参照して説明する。
【００９３】
なお、以下の数式において用いる変数は次のように定義される。Ｎは、アレーアンテナ１のアンテナ素子数（つまりブランチ数）であり、サンプル数（データのサンプリング数）と等しい。Ｔｋはｋ番目の送信機（Ｔｘｋ）の伝達関数（複素振幅）である。Ｒｋは、ｋ番目の受信機（Ｒｘｋ）の伝達関数（複素振幅）である。ｓｋ（ｎ）は、ｋ番目の送信機（Ｔｘｋ）の送信信号のｎ番目のサンプルである。ｘｋ（ｎ）は、ｋ番目の受信機（Ｒｘｋ）の受信信号のｎ番目のサンプルである。また、Ｔｋ／Ｔ１を送信機＃１を基準としたｋ番目の送信機（Ｔｘｋ）の校正値、Ｒｋ／Ｒ１を受信機＃１を基準としたｋ番目の受信機（Ｒｘｋ）の校正値とする。
【００９４】
図７は、１組の（すなわち１回分）の各ブランチの校正値を校正値演算部４４が算出する動作の一例を説明するためのフローチャートである。本実施形態では、ブランチ数Ｎ個分の時系列の送信信号及び受信信号のサンプリングデータを用いて校正値が算出される。そのため、校正値演算部４４は、サンプル数ｎがブランチ数Ｎに達するまで、送信信号ｓｋ（ｎ）を記憶するとともに、受信信号ｘｋ（ｎ）をサンプリングする（ステップＳ１１〜Ｓ１４）。
【００９５】
次に、校正値演算部４４が、ｎサンプル分の送信信号ｓｋ（ｎ）と受信信号ｘｋ（ｎ）とに基づき、後述するようにして、ブランチ毎に校正値を算出する（ステップＳ１５）。
【００９６】
なお、ｎ回分のサンプリングデータは、校正値を算出する際に毎回ｎ回分新たに取得する必要は無く、継続的にデータをサンプリングしていれば、過去ｎ回分のサンプリングデータを用いて校正値を算出することができる。
【００９７】
次に、校正値の算出手法について複数の例を挙げて説明する。
【００９８】
（Ａ）アンテナ素子数が２の場合
受信信号は以下のように表すことができる。
【００９９】
【数１７】
2016195331.tif 000019
【０１００】
ここで、式（１７）及び（１８）はｎ＝１の場合（すなわち１回目のサンプリングデータ）、式（１９）及び（２０）はｎ＝２の場合（すなわち２回目のサンプリングデータ）である。
【０１０１】
式（１７）及び（１９）（もしくは式（１８）及び（２０）でもよい）の各々を、行列を用いて表すと、式（２１）となる。
【０１０２】
【数１８】
2016195331.tif 000020
【０１０３】
式（２１）を、ｓを要素とする行列の逆行列を左より両辺に乗算すると、式（２２）となる。
【０１０４】
【数１９】
2016195331.tif 000021
【０１０５】
ｓ、ｘの各々は送信信号、受信信号で、既知の値であり、送信信号ｓの行列の各要素の値は異なるため、この計算は実現可能である。（２２）式より、
【０１０６】
【数２０】
2016195331.tif 000022
【０１０７】
となり、送信機＃１に対する送信機＃２の校正値が求められる。
【０１０８】
一方、受信機の場合は、２通りの手法が存在する。
【０１０９】
手法Ａ１：式（１８）／式（１７）、すなわち式（１８）を式（１７）で除算する  （もしくは式（２０）／式（１９）、すなわち式（２０）を式（１９）で除算することにより）、
【０１１０】
【数２１】
2016195331.tif 000023
【０１１１】
となり、受信機＃１に対する受信機＃２の校正値が次式（２４）で求められる。
【０１１２】
手法Ａ２：手法Ａ１ではＮの値が増加すると一度に多くの情報をメモリに蓄積しないといけない。本手法は異なる時間の受信信号から受信機間の校正値を得ることができる。
【０１１３】
式（１７）、（２０）をそれぞれ変形すると、式（２５）、（２６）が得られる。
【０１１４】
【数２２】
2016195331.tif 000024
【０１１５】
送信機の校正値である、Ｔ２／Ｔ１がすでに計算されている場合、式（２５）、（２６）において式（２７）は計算で求めることが可能である。
【０１１６】
【数２３】
2016195331.tif 000025
【０１１７】
これを、Ｐ（ｋ）とおき、式（２６）／式（２５）を計算すると、すなわち式（２６）を式（２５）により除算すると式（２８）が求められる。
【０１１８】
【数２４】
2016195331.tif 000026
【０１１９】
式（２８）を変形すると、式（２９）が得られる。
【０１２０】
【数２５】
2016195331.tif 000027
【０１２１】
ここでｘは受信信号、Ｐは計算可能なので式（２９）の値を取得可能である。
【０１２２】
（Ｂ）アンテナ素子数がＮ素子の場合
Ｂ１）送信機のキャリブレーション
Ｎ素子の場合、ｋ番目の受信機での受信信号は以下の通りとなる。
【０１２３】
【数２６】
2016195331.tif 000028
【０１２４】
ここで、式（３０−１）はｎ＝１の場合、式（３０−１）はｎ＝２の場合、式（３０−１）はｎ＝Ｎの場合である。
【０１２５】
上記の式を行列化すると式（３１）が得られる。
【０１２６】
【数２７】
2016195331.tif 000029
【０１２７】
ここで、
【０１２８】
【数２８】
2016195331.tif 000030
【０１２９】
とすると、式（３３）が計算できる。
【０１３０】
【数２９】
2016195331.tif 000031
【０１３１】
ｔＲｋの要素を用いると式（３４）を求めることができる。
【０１３２】
【数３０】
2016195331.tif 000032
【０１３３】
Ｂ２）受信機のキャリブレーション（手法１）
Ｎ素子の場合、ｎ番目のサンプルでの各受信機での受信信号は以下の通りとなる。
【０１３４】
【数３１】
2016195331.tif 000033
【０１３５】
ここで、（Ｔ１ｓ１（ｎ）＋Ｔ２ｓ２（ｎ）＋…＋ＴＮｓＮ（ｎ））の項はすべて同じである。受信機の校正値は、以下の計算から求めることができる。
【０１３６】
【数３２】
2016195331.tif 000034
【０１３７】
Ｂ３）受信機のキャリブレーション（手法２）
ｋ番目の受信機のｋ番目のサンプルでの受信信号は以下の通りである。
【０１３８】
【数３３】
2016195331.tif 000035
【０１３９】
ここで、式（３８）のＰ（ｋ）は送信機の校正値が求まれば計算できる。
【０１４０】
【数３４】
2016195331.tif 000036
【０１４１】
また、式（３９）の計算より、受信機の校正値は式（４０）で求めることができる。
【０１４２】
【数３５】
2016195331.tif 000037
【０１４３】
【数３６】
2016195331.tif 000038
【０１４４】
以上のように、第３の実施形態によれば、予め定めた信号のほか、任意の信号でも校正値を求めることができる。したがって、第３の実施形態では、すべての送受信機が動作している場合でも校正値を求めることができる。
【０１４５】
なお、上記の実施形態においては、ＦＤＤによって送受信を同時に行う場合、受信信号にキャリブレーション回路３又は３ａを通した送信信号以外の信号が含まれるときには、一般的な干渉除去処理を行うことで、送信信号以外の信号を除去した上で、上述した校正値を算出する。例えば、適応フィルタを用いて既知の送信信号に相関度が高い信号を取り出すことでキャリブレーション回路３又は３ａを通した送信信号を抽出することができる。また、データ通信中に、キャリブレーション回路３又は３ａを通して送信信号を帰還する場合、受信信号から送信信号に相関度が高い信号を除去することでデータ信号を抽出することができる。
【０１４６】
なお、本発明の実施の形態は、上記のものに限定されず、例えば、可変アッテネータ３３やＯＮ／ＯＦＦスイッチ３４を省略したり、１対Ｎのデバイダ３２やデバイダ３５をＮより小さいＭ対１のデバイダを複数段組み合わせて構成したり、信号処理回路４内の各ブロックを統合したり分割したりする変更が適宜可能である。
【符号の説明】
【０１４７】
１０、１０ａ  アレーアンテナ送受信装置
１  アレーアンテナ
１−１〜１−Ｎ  アンテナ素子
２−１〜２−Ｎ  ＴＤＤスイッチ（接続部）
５−１〜５−Ｎ  サーキュレータ（接続部）
３、３ａ  キャリブレーション回路
３１−１〜３１−Ｎ  ディレクショナルカプラ（分岐部）
３２  デバイダ（合成部）
３３  可変アッテネータ
３４  ＯＮ／ＯＦＦスイッチ
３５  デバイダ（分配部）
３６−１〜３６−Ｎ  デバイダ（分配部）
３７  ミキサ
３８  発振器
４  信号処理回路
４１  送信信号重み付け部
４３  指向性制御部
４４  校正値演算部
４５  受信信号重み付け部
Ｔｘ１〜ＴｘＮ  送信機
Ｒｘ１〜ＲｘＮ  送信機
【図１】
2016195331.tif 000039
【図２】
2016195331.tif 000040
【図３】
2016195331.tif 000041
【図４】
2016195331.tif 000042
【図５】
2016195331.tif 000043
【図６】
2016195331.tif 000044
【図７】
2016195331.tif 000045
【図８】
2016195331.tif 000046
【図９】
2016195331.tif 000047
【図１０】
2016195331.tif 000048
【図１１】
2016195331.tif 000049