(57)【要約】【課題】シンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行えるようにする。【解決手段】アナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、得られたＮ個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、その位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+iを、ｉ＝１、φk＞１、かつφk＋ｍp,k＞１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、ｍp,kと、ｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求める。【選択図】図２
2016189558.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行うサンプリング部と、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出部と、
前記位相誤差検出部により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求める第１の計算部と、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算部と、
前記第２の計算部により求められた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求める補間部と
を備える位相同期装置。
【請求項２】
前記補間部は、前記受信信号の位相の補正を、前記第２の計算部により求められた位相オフセットφk+iが、時間Ｔr（−Ｔp≦Ｔr≦０）以上、時間Ｔr＋Ｔp未満に相当する補正量である場合、もしくは、時間Ｔrより大きく、時間Ｔr＋Ｔp以下に相当する補正量である場合に行う
請求項１に記載の位相同期装置。
【請求項３】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求め、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求め、
求めた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求める
ステップを含む位相同期方法。
【請求項４】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求め、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求め、
求めた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求める
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本技術は、位相同期装置、位相同期方法、およびプログラムに関する。詳しくは、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができるようにした位相同期装置、位相同期方法、およびプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的な無線通信システムは、送信装置と受信装置から構成される。送信装置は、送信側ベースバンドブロック、送信側RF部、およびアンテナから構成される。送信側ベースバンドブロックは、誤り訂正符号化部、ヘッダ・プリアンブル挿入部、変調部、送信フィルタ、およびD/A(Digital/Analog)コンバータから構成される。送信対象のデータである送信データは、送信装置の送信側ベースバンドブロックに入力される。
【０００３】
誤り訂正符号化部は、例えば、誤り訂正に用いられるパリティを送信データに基づいて生成し、生成したパリティを送信データに付加することによって誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化部は、誤り訂正符号化後の送信データをヘッダ・プリアンブル挿入部に出力する。
【０００４】
ヘッダ・プリアンブル挿入部は、誤り訂正符号化部から供給された送信データに対して各種のパラメータを含むヘッダやプリアンブルを挿入し、得られた送信データを変調部に出力する。変調部は、所定の変調を行い、ヘッダ・プリアンブル挿入部から供給された送信データを、周期Ｔsの送信シンボルの系列に変換する。変調部は変換して得られたそれぞれの送信シンボルを送信フィルタに出力する。
【０００５】
送信フィルタは、変調部から供給された送信シンボルに対して帯域制限を行うためのフィルタリングを施し、D/Aコンバータに出力する。D/Aコンバータは、送信フィルタから供給された送信シンボルに対してD/A変換を施し、D/A変換によって得られたアナログベースバンド信号を送信側RF部に出力する。
【０００６】
送信側RF部は、D/Aコンバータから供給されたアナログベースバンド信号を所定の周波数のキャリアに重畳し、アンテナから送信する。
【０００７】
受信装置は、アンテナ、受信側RF部、および受信側ベースバンドブロックから構成される。受信側ベースバンドブロックは、A/Dコンバータ、受信フィルタ、位相同期部、復調部、および誤り訂正符号復号部から構成される。送信装置から送信された送信信号はアンテナを介して受信側RF部に入力される。
【０００８】
受信側RF部は、アンテナから供給されたRF信号をアナログベースバンド信号に変換し、受信側ベースバンドブロックに出力する。受信側ベースバンドブロックのA/Dコンバータは、受信側RF部から供給されたアナログベースバンド信号を、シンボル周期Ｔsと非同期のサンプル周期Ｔpでサンプリングする。A/Dコンバータは、サンプリングによって得られたデータを受信信号として受信フィルタに出力する。
【０００９】
受信フィルタは、A/Dコンバータから供給された受信信号に対してフィルタリングを施し、位相同期部に出力する。位相同期部はFIR(Finite Impulse Response)フィルタ等により構成され、受信フィルタから供給された受信信号を元にシンボル同期を実現する。位相同期部は、補間処理を行うことによって受信信号から受信シンボルを求め、求めた受信シンボルを復調部に出力する。
【００１０】
復調部は、送信装置における変調方式に対応する方式で受信シンボルを復調し、復調して得られた受信データを誤り訂正符号復号部に出力する。誤り訂正符号復号部は、復調部から供給された受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。
【００１１】
このように、受信装置においては、シンボル同期を実現する手法として、シンボル周期Ｔsと非同期のサンプル周期Ｔpでサンプリングされた受信信号から、補間FIRフィルタを用いて受信シンボルを求める手法が用いられる。A/Dコンバータにおいては固定クロックでサンプリングが行われる。
【００１２】
以上のようなシンボル同期の実現方法については例えば特許文献１乃至３に記載されている。またシリアル構成の補間型位相同期部におけるアルゴリズムについては非特許文献１および２に記載されている。
【００１３】
ところで、近年、通信システム、記録再生システムにおいては、データ転送速度の高速化の要求が高まり、シンボル周波数が高くなる傾向にある。上述したようなシリアル構成の位相同期部を用いた場合、回路の動作周波数を上げることで対応可能なシンボル周波数を高くすることはできるが、動作周波数には半導体プロセス等による上限が存在するので、必要なシンボル周波数を達成できない場合がある。
【００１４】
このため、近年、位相同期部の実現手法として、サンプリング周波数の１／Ｎ(Ｎは２以上の整数)のクロックで動作し、１クロックの期間毎にＮ個の受信信号を処理するＮ並列化の手法が用いられる場合がある。Ｎ並列化の手法が用いられた補間型位相同期部からは、１クロックの期間毎に、Ｎ個の受信シンボルと、それぞれの受信シンボルに対するイネーブル信号が出力される。
【００１５】
このような並列型補間型位相同期部については、特許文献１、特許文献４に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開２００６−３３８７２６号公報
【特許文献２】特開２００７−２６５９６号公報
【特許文献３】米国特許第５３０９４８４号明細書
【特許文献４】特許４４０１３３２号
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】Floyd M.Gardner, “Interpolation in digital modems-I： Fundamentals,” IEEE Trans. Commun., vol 41, pp. 501-507, Mar. 1993.
【非特許文献２】Zi-Ning Wu and Jhon M. Cioffi, ‘’A MMSE Interpolated Timing Recovery Scheme for The Magnnetic Recording Channel,’’IEEE International Conference on Communications 1977, pp.1625-1629,1997
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
特許文献１では、シリアル処理時のアルゴリズムを並列化した構成になっており、NCO における位相オフセットの計算がシリアル接続となっているため、動作速度の向上が困難である。特許文献４では、並列演算時に分離すべき、位相オフセットの、時間に比例する成分と、比例しない成分とを個別に求めていないため、位相補正に誤差を生じる可能性がある。
【００１９】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に、かつ正確に行うことができるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本技術の一側面の位相同期装置は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行うサンプリング部と、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出部と、前記位相誤差検出部により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求める第１の計算部と、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算部と、前記第２の計算部により求められた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求める補間部とを備える。
【００２１】
前記補間部は、前記受信信号の位相の補正を、前記第２の計算部により求められた位相オフセットφk+iが、時間Ｔr（−Ｔp≦Ｔr≦０）以上、時間Ｔr＋Ｔp未満に相当する補正量である場合、もしくは、時間Ｔrより大きく、時間Ｔr＋Ｔp以下に相当する補正量である場合に行うようにすることができる。
【００２２】
本技術の一側面の位相同期方法は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求めるステップを含む。
【００２３】
本技術の一側面のプログラムは、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求めるステップを含む処理をコンピュータに実行させる。
【００２４】
本技術の一側面の位相同期装置、位相同期方法、並びにプログラムにおいては、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルが周期Ｔｐで行われ、離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差が検出され、検出された位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとが求められ、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）が、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定され、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定され、これ以外の場合、φkに、第１の計算部により求められたｍp,kと、第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求められ、求められた位相オフセットφk+iに基づいてＮ個の受信信号を補間することによってＭ個の受信シンボルがＮ・Ｔp時刻毎に一括して求められる。
【発明の効果】
【００２５】
本技術によれば、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができる。
【００２６】
なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図２】本技術の一実施の形態に係る受信装置に設けられる位相同期部の構成例を示す図である。
【図３】アナログベースバンド信号、受信信号、受信シンボルの関係を示す図である。
【図４】シンボルの欠落について説明するための図である。
【図５】シンボルの重複について説明するための図である。
【図６】受信装置の処理について説明するフローチャートである。
【図７】コンピュータの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下に、本技術を実施するための形態（以下、実施の形態という）について説明する。なお、説明は、以下の順序で行う。
１．無線通信システムの構成
２．位相同期部の構成例
３．位相の関係について
４．シンボルの欠落または重複について
５．コンピュータの構成例
【００２９】
＜無線通信システムの構成＞
本技術は、無線によりデータを送受信するシステムに適用できる。特に、受信側の装置において、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができるようにするのに用いて好適な技術である。まず、図１を参照し、無線通信システムの構成について説明する。
【００３０】
図１は、無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【００３１】
図１に示すように、無線通信システムは送信装置１と受信装置２から構成される。送信装置１は、送信側ベースバンドブロック１１、送信側RF部１２、およびアンテナ１３から構成される。
【００３２】
送信側ベースバンドブロック１１は、誤り訂正符号化部２１、ヘッダ・プリアンブル挿入部２２、変調部２３、送信フィルタ２４、およびD/A(Digital/Analog)コンバータ２５から構成される。送信対象のデータである送信データは、送信装置１の送信側ベースバンドブロック１１に入力される。
【００３３】
誤り訂正符号化部２１は、例えば、誤り訂正に用いられるパリティを送信データに基づいて生成し、生成したパリティを送信データに付加することによって誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化部２１は、誤り訂正符号化後の送信データをヘッダ・プリアンブル挿入部２２に出力する。
【００３４】
ヘッダ・プリアンブル挿入部２２は、誤り訂正符号化部２１から供給された送信データに対して各種のパラメータを含むヘッダやプリアンブルを挿入し、得られた送信データを変調部２３に出力する。
【００３５】
変調部２３は、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調等の変調を行い、ヘッダ・プリアンブル挿入部２２から供給された送信データを、周期Ｔsの送信シンボルの系列に変換する。変調部２３は変換して得られたそれぞれの送信シンボルを送信フィルタ２４に出力する。
【００３６】
送信フィルタ２４は、変調部２３から供給された送信シンボルに対して帯域制限を行うためのフィルタリングを施し、D/Aコンバータ２５に出力する。
【００３７】
D/Aコンバータ２５は、送信フィルタ２４から供給された送信シンボルに対してD/A変換を施し、D/A変換によって得られたアナログベースバンド信号を送信側RF部１２に出力する。
【００３８】
送信側RF部１２は、D/Aコンバータ２５から供給されたアナログベースバンド信号を所定の周波数のキャリアに重畳し、アンテナ１３から送信する。
【００３９】
受信装置２は、アンテナ３１、受信側RF部３２、および受信側ベースバンドブロック３３から構成される。受信側ベースバンドブロック３３は、A/Dコンバータ４１、受信フィルタ４２、位相同期部４３、復調部４４、および誤り訂正符号復号部４５から構成される。送信装置１から送信された送信信号はアンテナ３１を介して受信側RF部３２に入力される。
【００４０】
受信側RF部３２は、アンテナ３１から供給されたRF信号をアナログベースバンド信号に変換し、受信側ベースバンドブロック３３に出力する。
【００４１】
受信側ベースバンドブロック３３のA/Dコンバータ４１は、受信側RF部３２から供給されたアナログベースバンド信号を、シンボル周期Ｔsと非同期のサンプル周期Ｔpでサンプリングする。A/Dコンバータ４１は、サンプリングによって得られたデータを受信信号として受信フィルタ４２に出力する。
【００４２】
受信フィルタ４２は、A/Dコンバータ４１から供給された受信信号に対してフィルタリングを施し、位相同期部４３に出力する。
【００４３】
位相同期部４３はFIR(Finite Impulse Response)フィルタ等により構成され、受信フィルタ４２から供給された受信信号を元にシンボル同期を実現する。位相同期部４３は、補間処理を行うことによって受信信号から受信シンボルを求め、求めた受信シンボルを復調部４４に出力する。
【００４４】
復調部４４は、QPSK復調、BPSK復調等の、送信装置１における変調方式に対応する方式で受信シンボルを復調し、復調して得られた受信データを誤り訂正符号復号部４５に出力する。
【００４５】
誤り訂正符号復号部４５は、復調部４４から供給された受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。
【００４６】
このように、受信装置２においては、シンボル同期を実現する手法として、シンボル周期Ｔsと非同期のサンプル周期Ｔpでサンプリングされた受信信号から、補間FIRフィルタを用いて受信シンボルを求める手法が用いられる。A/Dコンバータ４１においては固定クロックでサンプリングが行われる。
【００４７】
＜位相同期部の構成例＞
図２は、本技術の一実施の形態に係る受信装置２に設けられる位相同期部４３の構成例を示す図である。
【００４８】
図２の位相同期部４３が、図１の受信側ベースバンドブロック３３に設けられる。図２に示すように、位相同期部４３は、補間FIRフィルタ６１、位相誤差検出部６２、ループフィルタ６３、およびNCO(Numerical Controlled Oscillator)６４から構成される。受信フィルタ４２から出力されたＮ個の受信信号は端子５１から入力され、補間FIRフィルタ６１に供給される。図２の位相同期部４３は、Ｎ個の受信信号の処理を並列に行うＮ並列化位相同期部である。
【００４９】
補間FIRフィルタ６１は、各時刻におけるＮ個の受信信号と、それぞれの受信信号用のものとしてNCO６４から供給された位相オフセットとを用いて補間処理を行うことによって、Ｍ個の受信シンボルを一括して求める。
【００５０】
すなわち、補間FIRフィルタ６１は、位相オフセットφkを用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋにおける受信信号から受信シンボルｙkを求める。また、補間FIRフィルタ６１は、位相オフセットφk-N-2を用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋ−Ｎ−２における受信信号から受信シンボルｙk-N-2を求める。補間FIRフィルタ６１は、位相オフセットφk-N-1を用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋ−Ｎ−１における受信信号から受信シンボルｙk-N-1を求める。補間FIRフィルタ６１においては、受信シンボルｙk-N-1〜ｙkのN個の受信シンボルについて同様の処理が行われる。
【００５１】
補間FIRフィルタ６１は、受信シンボルｙk，・・・，ｙk-N-2，ｙk-N-1を、一括して出力する。補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルは、端子５２から復調部４４（図１）に供給されるとともに、位相誤差検出部６２に供給される。
【００５２】
補間FIRフィルタ６１から出力されたそれぞれの受信シンボルを、処理対象とするか否かは、NCO６４から出力されたイネーブル信号に基づいて、例えば、後段の部において判別される。補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルは、受信シンボルの候補といえる。
【００５３】
イネーブル信号が補間FIRフィルタ６１に供給され、イネーブル信号の値が、処理対象になることを表している場合（１である場合）にのみ、補間FIRフィルタ６１において補間処理が行われるようにしてもよい。
【００５４】
この場合、サンプル周期Ｔpがシンボル周期Ｔs以下であるとき、補間FIRフィルタ６１においては、Ｎ個の受信信号から、Ｍ（０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルがＮ・Ｔp時刻毎に一括して求められることになる。補間FIRフィルタ６１は、位相オフセットφk+iに基づいて補間することによって、Ｎ個の受信信号からＭ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求める補間手段として機能する。
【００５５】
図３は、アナログベースバンド信号、受信信号、受信シンボルの関係を示す図である。
【００５６】
図３の実線で示す波形は、A/Dコンバータ４１に入力されるアナログベースバンド信号を表す。白丸は、A/Dコンバータ４１においてサンプリングが行われることによって得られた受信信号を表す。受信信号に対しては、適宜、受信フィルタ４２においてフィルタリングが施される。黒丸は受信シンボルを表す。２つの白丸の間隔がサンプル周期Ｔpに対応し、２つの黒丸の間隔がシンボル周期Ｔsに対応する。
【００５７】
補間FIRフィルタ６１においては、受信信号の位相をNCO６４により求められた位相オフセットに基づいて補正した位相を受信シンボルの位相とし、受信シンボルの値を推定する処理が補間処理として行われる。
【００５８】
図２の説明に戻り、位相誤差検出部６２は、補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルと、NCO６４から供給されたイネーブル信号に基づいて位相誤差を検出する。それぞれの受信信号の位相誤差の検出は、例えば、次式（１）乃至（３）に従って行われる。
【００５９】
図２の補間FIRフィルタ６１においては、サンプル時刻である時刻ｋ（ｋは自然数）において、直前の時刻ｋ−１において計算された位相オフセットφkを用いて受信シンボルｙkが求められる。位相オフセットφkはサンプル周期Ｔpで規格化された値であり、０≦φk＜１とする。
【００６０】
位相誤差検出部６２においては、受信シンボルｙkとイネーブル信号ｅkを入力とし、下式（１）に従って位相誤差ｄkが求められる。式（１）のΔkは下式（２）により表される。
【００６１】
【数１】
2016189558.tif 000003
【００６２】
【数２】
2016189558.tif 000004
【００６３】
また、時刻ｋにおいて、イネーブル信号ｅkが１の場合、求められた位相誤差ｄkが位相誤差検出部６２から出力され、イネーブル信号ｅkが０の場合、０が出力される。位相誤差ｄkまたは０の出力と同時に、位相誤差検出部６２の内部変数ｙ’kが下式（３）に従って更新される。
【００６４】
【数３】
2016189558.tif 000005
【００６５】
ここで、ｅk∈｛０，１｝は、サンプル時刻ｋ−１において求められた、受信シンボルｙkに対するイネーブル信号である。また、式（１）のＫdは、位相誤差検出部６２に設定されたゲインを表し、式（２）のｋτは定数である。式（２）において‘―’を上に付して示すｙkは、受信シンボルｙkの硬判定値を表す。
【００６６】
このようにして、位相誤差検出部６２は、補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙkと、NCO６４から供給されたイネーブル信号ｅkに基づいて位相誤差ｄkを検出する。
【００６７】
また、位相誤差検出部６２は、補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙk-N-2と、NCO６４から供給されたイネーブル信号ｅk-N-2に基づいて位相誤差ｄk−N-2を検出する。位相誤差検出部６２は、補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙk-N-1と、NCO６４から供給されたイネーブル信号ｅk-N-1に基づいて位相誤差ｄk-N-1を検出する。位相誤差検出部６２においては、位相誤差ｄk-N-1〜ｄkのN個の位相誤差について同様の処理が行われる。
【００６８】
位相誤差検出部６２は、離散サンプルを行うことによって得られたＮ個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段として機能する。
【００６９】
位相誤差検出部６２は、検出した位相誤差ｄk，・・・，ｄk-N-2，ｄk-N-1をループフィルタ６３に出力する。
【００７０】
ループフィルタ６３は、位相誤差検出部６２から供給された位相誤差に基づいて、位相誤差補正値ｍP,kと、周波数誤差補正値ｍI,kとを計算する。ループフィルタ６３においては、位相オフセットの計算（更新）に用いられる補正値として、位相誤差補正値ｍP,kと周波数誤差補正値ｍI,kの２つの補正値が計算される。
【００７１】
位相誤差補正値ｍP,kは、時間に依存しない補正値として用いられる。位相誤差補正値ｍP,kは下式（４）により求められる。
【００７２】
【数４】
2016189558.tif 000006
【００７３】
周波数誤差補正値ｍI,kは、時間に依存する補正値として用いられる。式（４）のＫPはループフィルタ６３における比例項の係数である。μは、μ≡Ｔs／Ｔpで表され、サンプル周期Ｔpで規格化されたシンボル周期Ｔsを表す。一般的に、A/Dコンバータ４１においてはオーバーサンプリングの形でサンプリングが行われるから、μは１以上の実数になる。
【００７４】
周波数誤差補正値ｍI,kは下式（５）により求められる。
【００７５】
【数５】
2016189558.tif 000007
【００７６】
ループフィルタ６３は、比例項の値である位相誤差補正値ｍP,kと、積分項の値である周波数誤差補正値ｍI,kとを、それぞれNCO６４に出力する。ループフィルタ６３からは、位相オフセットの更新に用いられる補正値として、時間に依存しない補正値と、時間に依存する補正値とが、それぞれ分離して出力されることになる。
【００７７】
ループフィルタ６３は、位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値である位相誤差補正値ｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値である周波数誤差補正値ｍI,kとを求める計算手段として機能する。
【００７８】
NCO６４は、ループフィルタ６３から供給された位相誤差補正値ｍP,kと周波数誤差補正値ｍI,kに基づいて、下式（６）に従って位相オフセットφk+1を計算する。ｉは、１以上、Ｎ未満の整数である。
【００７９】
【数６】
2016189558.tif 000008
【００８０】
式（６−１）、式（６−２）として、(ｉ＝１，φk≧１ and φk＋ｍp,k＜１)のとき、φk+1＝０、(ｉ＝１，φk＜１ and φk＋ｍp,k≧１)のとき、φk+1＝１という条件があるのは、図４、図５を参照して後述するような状況が発生する可能性があるからである。その説明については後述し、位相同期部４３の動作についての説明を続ける。
【００８１】
NCO６４は、計算した位相オフセットφk，・・・，φk-N-2，φk-N-1を一括して補間FIRフィルタ６１に出力する。NCO６４は、位相オフセットφk+iを、φkに、位相誤差補正値ｍp,kと、周波数誤差補正値ｍI,kにμ＝Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値を加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求める計算手段として機能する。
【００８２】
また、NCO６４は、受信シンボルｙk，・・・，ｙk-N-2，ｙk-N-1に対するイネーブル信号ｅk，・・・，ｅk-N-2，ｅk-N-1を下式（７）に従ってそれぞれ求め、出力する。NCO６４から出力されたイネーブル信号ｅk，・・・，ｅk-N-2，ｅk-N-1は位相誤差検出部６２に供給されるとともに、端子５３から外部に出力される。
【００８３】
【数７】
2016189558.tif 000009
【００８４】
式（６）と式（７）によって表されるアルゴリズムは、任意の正の整数Ｎにおいて成り立ち、位相オフセットとイネーブル信号を共に並列に計算することができるアルゴリズムになっている。イネーブル信号の値は、推定される受信シンボルの位相に対する受信信号の位相の差が、０以上１未満のサンプル周期Ｔpに相当する範囲にある場合に１になる。
【００８５】
また、実数ａ（−１≦ａ≦０）と、位相オフセットφk+iとを用いて、イネーブル信号ｅk+1が下式（８）に従って、または下式（９）に従って更新されるようにすることも可能である。
【００８６】
【数８】
2016189558.tif 000010
【００８７】
【数９】
2016189558.tif 000011
【００８８】
例えば、式（８）または式（９）に従って求められたイネーブル信号ｅk+1が補間FIRフィルタ６１に供給される場合、補間FIRフィルタ６１による補間処理は、イネーブル信号ｅk+1の値が１である場合にのみ行われる。
【００８９】
すなわち、式（９）が用いられる場合には、位相オフセットφk+iが、ａ（時間Ｔr（−Ｔp≦Ｔr≦０））以上、１＋ａ（時間Ｔr＋Ｔp）未満に相当する補正量であるときに補間処理が行われる。また、式（８）が用いられる場合には、位相オフセットφk+iが、ａより大きく、１＋ａ以下に相当する補正量であるときに補間処理が行われる。
【００９０】
＜シンボルの欠落または重複について＞
図４を参照し、シンボルが欠落する状況について説明する。また図５を参照し、シンボルが重複する状況について説明する。図４、図５において、上段の図は、時刻ｋ−Ｎで推定したシンボルの位置を表し、中段の図は、時刻ｋで推定したシンボルの位置を表し、下段の図は、出力される補間点の位置を表す。またここでは、説明の都合上、時刻ｋと時刻ｋ＋１の間の時刻ｔにおいて、時刻ｋ−Ｎでの推定から、時刻ｋでの推定に切り換えられ、シンボル位置が変更されたとして説明する。
【００９１】
図４の上段の図に示したように、時刻ｋ−Ｎで推定されたシンボルは、仮に、時刻ｔにおいて推定が切り換えられなければ、シンボル周期Ｔｓの間隔で、シンボルＳ１、シンボルＳ２、シンボルＳ３、シンボルＳ４、シンボルＳ５の順で、位置し、補間点として出力される。
【００９２】
同様に、図４の中段の図に示したように、時刻ｋで推定されたシンボルは、仮に、時刻ｔにおいて推定が切り換えられず、時刻ｔよりも前の時点でも同じ推定であれば、シンボル周期Ｔｓの間隔で、シンボルＳ１１、シンボルＳ１２、シンボルＳ１３、シンボルＳ１４、シンボルＳ１５の順で、位置し、補間点として出力される。
【００９３】
図４では、推定が切り換えられることにより、シンボルの位置が、時刻的に前に補正された場合を例に挙げて説明する。
【００９４】
時刻ｋ−２と時刻ｋ−１の間では、時刻ｋ−Ｎ時点で推定されたシンボル位置のシンボルが出力されるため、シンボルＳ１が補間され、出力される。同様に、時刻ｋ−１と時刻ｋの間では、時刻ｋ−Ｎ時点で推定されたシンボル位置のシンボルが出力されるため、シンボルＳ２が補間され、出力される。
【００９５】
その次の時間の、時刻ｋと時刻ｋ＋１の間では、時刻ｔにおいて、推定が切り換えられ、時刻ｋにおいて推定されたシンボル位置のシンボルが補間され、出力される。
【００９６】
図４の上段の図を参照するに、時刻ｋ−Ｎで推定されたシンボル位置によると、時刻ｋと時刻ｋ＋１との間にはシンボルが存在しないため、時刻ｋの時点では、補間しないとの判断がされる。よって、時刻ｋ−Ｎでの推定に基づくと、時刻ｋと時刻ｋ＋１との間の時間内に補間され、出力されるシンボルはない。
【００９７】
図４の中段の図を参照するに、時刻ｋで推定されたシンボル位置によると、時刻ｋ＋１と時刻ｋ＋２との間にはシンボルが存在しないため、時刻ｋ＋１の時点では、補間しないとの判断がされる。よって、時刻ｋでの推定に基づくと、時刻ｋ＋１と時刻ｋ＋２との間の時間内に補間され、出力されるシンボルはない。
【００９８】
このような処理がなされると、時刻ｋから時刻ｋ＋２の間に補間され、出力されるシンボルはないことになる。図４の下段の図を参照するに、出力される補間点は、シンボルＳ１、シンボルＳ２、シンボルＳ１４、シンボルＳ１５となり、時刻ｋから時刻ｋ＋２の間には、シンボルは出力されていないことがわかる。
【００９９】
このことについてさらに説明を加えると、例えば、オーバサンプルレートμ が、２以下の場合、２サンプル時刻連続でイネーブル信号が０になることはない。しかしながら、仮に、式（６）の式（６−３）式のみで更新を行うようにした場合、例えば、  φk＞１  、かつ、  φk＋ｍp,k＜１   の場合、   φk+1＞１  となってしまい、図４を参照して説明したように、２連続でイネーブル信号が０になってしまう。この結果、シンボルが欠落してしまう可能性がある。
【０１００】
具体的な数値を挙げると、例えば、  ｉ＝１、  φk＝１．０１  、  ｍP,k＝−０．０２  、  ｍI,k＋μ＝１．３３  の場合、式（６−３）による演算を行うと  φk+1＝１．３２  となる。このような場合、上記したように、シンボルが欠落してしまう可能性がある。
【０１０１】
そこで、式（６）の式（６−１）として、(ｉ＝１，φk≧１ and φk＋ｍp,k＜１)のとき、  φk+1＝０  という条件を設ける。このような条件を設けることで、  φk≧１  、かつ、  φk＋ｍp,k＜１   の場合、   φk+1＞１  となるようなときには、  φk+1＝０  となる。  φk+1＝０  となることで、イネーブル信号は、式（７）、式（８）または式（９）に基づき決定されるため、  ｅk+1＝１  となる。
【０１０２】
図４を再度参照するに、時刻ｋ＋１において、(ｉ＝１，φk≧１ and φk＋ｍp,k＜１)という条件が満たされ、  φk+1＝０  と設定されることで、  ｅk+1＝１  となる。この結果、時刻ｋ＋１での判定が、補間するとの判定になり、シンボルＳ３が補間され、出力される。
【０１０３】
このような処理がなされることで、出力される補間点は、シンボルＳ１、シンボルＳ２、シンボルＳ３、シンボルＳ１４、シンボルＳ１５となり、２サンプル時刻で、連続してシンボルが補間されないという状況が発生することを防ぐことが可能となる。
【０１０４】
このように、時刻ｋ＋１の時点では、時刻ｋ−Ｎでの推定から、時刻ｋでの推定に切り換えられているが、時刻ｋ＋１より前の時点の時刻ｋで用いられていた推定（この場合、時刻ｋ−Ｎでの推定）が用いられる。
【０１０５】
このように、２サンプル時刻で、連続してシンボルが補間されないという状況が発生する可能性があるときには、(ｉ＝１，φk≧１ and φk＋ｍp,k＜１)という条件が満たされるため、そのような条件が満たされるときには、１時刻前の結果が参照されて補正されるようにし、２サンプル時刻で、連続してシンボルが補間されないという状況が発生するようなことが防がれる。
【０１０６】
次に、シンボルが重複してしまう場合について説明する。
【０１０７】
図５の上段の図に示したように、時刻ｋ−Ｎで推定されたシンボルは、仮に、時刻ｔにおいて推定が切り換えられなければ、シンボル周期Ｔｓの間隔で、シンボルＳ１０１、シンボルＳ１０２、シンボルＳ１０３、シンボルＳ１０４、シンボルＳ１０５の順で、位置し、補間点として出力される。
【０１０８】
同様に、図５の中段の図に示したように、時刻ｋで推定されたシンボルは、仮に、時刻ｔにおいて推定が切り換えられず、時刻ｔよりも前の時点でも同じ推定であれば、シンボル周期Ｔｓの間隔で、シンボルＳ１１１、シンボルＳ１１２、シンボルＳ１１３、シンボルＳ１１４、シンボルＳ１１５の順で、位置し、補間点として出力される。
【０１０９】
図５では、推定が切り換えられることにより、シンボルの位置が、時刻的に後に補正された場合を例に挙げて説明する。
【０１１０】
時刻ｋ−２と時刻ｋ−１の間では、時刻ｋ−Ｎ時点で推定されたシンボル位置のシンボルが出力されるため、シンボルＳ１０１が補間され、出力される。同様に、時刻ｋ−１と時刻ｋの間では、時刻ｋ−Ｎ時点で推定されたシンボル位置のシンボルが出力されるため、シンボルＳ１０２が補間され、出力される。
【０１１１】
その次の時間の、時刻ｋと時刻ｋ＋１の間では、時刻ｔにおいて、推定が切り換えられ、時刻ｋにおいて推定されたシンボル位置のシンボルが補間され、出力される。
【０１１２】
図５の上段の図を参照するに、時刻ｋ−Ｎで推定されたシンボル位置によると、時刻ｋと時刻ｋ＋１との間にはシンボルＳ１０３が存在するため、時刻ｋの時点では、補間するとの判断がされる。よって、時刻ｋ−Ｎでの推定に基づくと、時刻ｋと時刻ｋ＋１との間の時間内に補間され、出力されるシンボルは、シンボルＳ１０３となる。
【０１１３】
図５の中段の図を参照するに、時刻ｋで推定されたシンボル位置によると、時刻ｋ＋１と時刻ｋ＋２との間にはシンボルＳ１１３が存在するため、時刻ｋ＋１の時点では、補間するとの判断がされる。よって、時刻ｋでの推定に基づくと、時刻ｋ＋１と時刻ｋ＋２との間の時間内に補間され、出力されるシンボルは、シンボルＳ１１３となる。
【０１１４】
このような処理がなされると、時刻ｋから時刻ｋ＋２の間に補間され、出力されるシンボルは、シンボルＳ１０３とシンボルＳ１１３となる。図５の下段の図を参照するに、出力される補間点は、シンボルＳ１０１、シンボルＳ１０２、シンボルＳ１０３、シンボルＳ１１３、シンボルＳ１１４、シンボルＳ１１５となり、時刻ｋから時刻ｋ＋２の間には、シンボルが重複して出力されていることがわかる。
【０１１５】
このことについてさらに説明を加えると、例えば、オーバサンプルレートμ が、２以下の場合、１サンプル時刻でイネーブル信号が２回、１になることはない。しかしながら、仮に、式（６）の式（６−３）式のみで更新を行うようにした場合、例えば、  φk＜１  、かつ、  φk＋ｍp,k＞１   の場合、   φk+1は０に近い値となってしまい、図５を参照して説明したように、２連続でイネーブル信号が１になってしまう。この結果、シンボルが重複してしまう可能性がある。
【０１１６】
具体的な数値を挙げると、例えば、ｉ＝１、  φk＝０．９９  、  ｍP,k＝０．０２  、  ｍI,k＋μ＝１．３３  の場合、式（６−３）による演算を行うと、  φk+1＝０．０１  となる。このような場合、上記したように、シンボルが重複してしまう可能性がある。
【０１１７】
そこで、式（６）の式（６−２）として、(ｉ＝１，φk＜１ and φk＋ｍp,k≧１)のとき、  φk+1＝１  という条件を設ける。このような条件を設けることで、  φk＜１  、かつ、  φk＋ｍp,k≧１   の場合、   φk+1＝０  となるようなときには、  φk+1＝１  となる。  φk+1＝１  となることで、イネーブル信号は、式（７）、式（８）または式（９）に基づき決定されるため、  ｅk+1＝０  となる。
【０１１８】
図５を再度参照するに、時刻ｋ＋１において、(ｉ＝１，φk＜１ and φk＋ｍp,k≧１)という条件が満たされ、  φk+1＝１  と設定されることで、  ｅk+1＝０  となる。この結果、時刻ｋ＋１での判定が、補間しないとの判定になり、シンボルＳ１１３は補間されず、出力されなくなる。
【０１１９】
このような処理がなされることで、出力される補間点は、シンボルＳ１０１、シンボルＳ１０２、シンボルＳ１０３、シンボルＳ１１４、シンボルＳ１１５となり、重複してシンボルが補間されてしまうという状況が発生することを防ぐことが可能となる。
【０１２０】
このように、時刻ｋ＋１の時点では、時刻ｋ−Ｎでの推定から、時刻ｋでの推定に切り換えられているが、時刻ｋ＋１より前の時点の時刻ｋで用いられていた推定（この場合、時刻ｋ−Ｎでの推定）が用いられる。
【０１２１】
このように、重複してシンボルが補間されてしまうという状況が発生する可能性があるときには、(ｉ＝１，φk＜１ and φk＋ｍp,k≧１)という条件が満たされるため、そのような条件が満たされるときには、１時刻前の結果が参照されて補正されるようにし、重複してシンボルが補間されてしまうという状況が発生するようなことが防がれる。
【０１２２】
＜受信装置の動作＞
ここで、図６のフローチャートを参照して、図２の位相同期部４３を有する受信装置２の処理について説明する。
【０１２３】
図６の処理は、受信側RF部３２からA/Dコンバータ４１にアナログベースバンド信号が供給されたときに開始される。図６に示す各ステップの処理は、適宜、他のステップの処理と並行して、または順序を変えて行われる。
【０１２４】
ステップＳ１において、A/Dコンバータ４１は、受信側RF部３２から供給されたアナログベースバンド信号のサンプリングをサンプル周期Ｔpで行う。
【０１２５】
ステップＳ２において、受信フィルタ４２は、A/Dコンバータ４１から供給された受信信号に対してフィルタリングを施す。
【０１２６】
ステップＳ３において、位相同期部４３の補間FIRフィルタ６１は、それぞれの受信信号用のものとしてNCO６４から供給された位相オフセットを用いて補間処理を行い、Ｎ個の受信信号からＭ個の受信シンボルを求める。
【０１２７】
ステップＳ４において、位相誤差検出部６２は、補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルと、NCO６４から供給されたイネーブル信号に基づいてそれぞれの受信信号の位相誤差を検出する。
【０１２８】
ステップＳ５において、ループフィルタ６３は、位相誤差検出部６２により検出された位相誤差に基づいて、式（４）に従って位相誤差補正値ｍP,kを求め、式（５）に従って周波数誤差補正値ｍI,kを求める。
【０１２９】
ステップＳ６において、NCO６４は、位相誤差補正値ｍP,kと周波数誤差補正値ｍI,kに基づいて、式（６）に従って位相オフセットφk+1を求め、式（７）に従ってイネーブル信号を求める。NCO６４は、位相オフセットφk，・・・，φk-N-2，φk-N-1を補間FIRフィルタ６１に出力するとともに、イネーブル信号ｅk，・・・，ｅk-N-2，ｅk-N-1を出力する。
【０１３０】
ステップＳ７において、復調部４４は、受信シンボルを復調し、受信データを誤り訂正符号復号部４５に出力する。
【０１３１】
ステップＳ８において、誤り訂正符号復号部４５は、受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。その後、ステップＳ１に戻り、以上の処理が繰り返される。
【０１３２】
以上の処理により、Ｎを２以上の任意の整数として、Ｎ並列化位相同期部において位相オフセットとイネーブル信号をそれぞれ並列に求めることが可能になる。
【０１３３】
以上においては、図２の位相同期部４３が、無線通信システムを構成する受信装置２に設けられるものとしたが、記録装置によりデータが記録された記録媒体を再生する再生装置に設けられるようにしてもよい。
【０１３４】
＜コンピュータの構成例＞
上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行することもできるし、ソフトウェアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウェアにより実行する場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。
【０１３５】
図７は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。
【０１３６】
CPU(Central Processing Unit)３０１、ROM(Read Only Memory)３０２、RAM(Random Access Memory)３０３は、バス３０４により相互に接続されている。
【０１３７】
バス３０４には、さらに、入出力インタフェース３０５が接続されている。入出力インタフェース３０５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部３０６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部３０７が接続される。また、入出力インタフェース３０５には、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部３０８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部３０９、リムーバブルメディア３１１を駆動するドライブ３１０が接続される。
【０１３８】
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU３０１が、例えば、記憶部３０８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース３０５及びバス３０４を介してRAM３０３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
【０１３９】
CPU３０１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア３１１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部３０８にインストールされる。
【０１４０】
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
【０１４１】
また、本明細書において、システムとは、複数の装置により構成される装置全体を表すものである。
【０１４２】
なお、本明細書に記載された効果はあくまで例示であって限定されるものでは無く、また他の効果があってもよい。
【０１４３】
なお、本技術の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【０１４４】
なお、本技術は以下のような構成も取ることができる。
（１）
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行うサンプリング部と、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出部と、
前記位相誤差検出部により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求める第１の計算部と、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算部と、
前記第２の計算部により求められた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求める補間部と
を備える位相同期装置。
（２）
前記補間部は、前記受信信号の位相の補正を、前記第２の計算部により求められた位相オフセットφk+iが、時間Ｔr（−Ｔp≦Ｔr≦０）以上、時間Ｔr＋Ｔp未満に相当する補正量である場合、もしくは、時間Ｔrより大きく、時間Ｔr＋Ｔp以下に相当する補正量である場合に行う
前記（１）に記載の位相同期装置。
（３）
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求め、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求め、
求めた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求める
ステップを含む位相同期方法。
（４）
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴsのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍp,kと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍI,kとを求め、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφk+i（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、ｉ＝１、φk＜１、かつφk＋ｍp,k≧１である場合、１に設定し、ｉ＝１、φk≧１、かつφk＋ｍp,k＜１である場合、０に設定し、これ以外の場合、φkに、前記第１の計算部により求められたｍp,kと、前記第１の計算部により求められたｍI,kにμ≡Ｔs／Ｔpを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍI,kで割って得られた剰余に基づいて求め、
求めた位相オフセットφk+iに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔp時刻毎に一括して求める
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【符号の説明】
【０１４５】
２  受信装置，  ３１  アンテナ，  ３２  受信側RF部，  ３３  受信側ベースバンドブロック，  ４１  A/Dコンバータ，  ４２  受信フィルタ，  ４３  位相同期部，  ４４  復調部，  ４５  誤り訂正符号復号部，  ６１  補間FIRフィルタ，  ６２  位相誤差検出部，  ６３  ループフィルタ，  ６４  NCO
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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