(57)【要約】【課題】可変ＤＣ電源部の直流出力を高周波電力に変換するＤＣ／ＲＦ変換部のスイッチング回路で生じるスイッチング損失の低減を図り、高周波電源装置の効率を向上させる。【解決手段】可変ＤＣ電源部５の出力電圧を分圧するコンデンサ分圧回路１０Ａ及びこのコンデンサ分圧回路の分圧点とＤＣ／ＲＦ変換部６のスイッチング回路６Ａのレグの中点との間に補助回路用スイッチ１０Ｃを通して接続された補助リアクトル１０Ｂを備えた共振補助回路１０と、一定のデッドタイムの期間にスイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電を完了できないときに補助回路用スイッチ１０Ｃをオン状態にし、各スイッチの出力静電容量の充放電を完了できるときに補助回路用スイッチ１０Ｃをオフ状態にするように補助回路用スイッチを制御する補助回路用スイッチ制御部１１とを設けた。【選択図】    図１
2016189676.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に供給する高周波電力を発生する高周波電力発生部と、前記高周波電力発生部の出力インピーダンスと該高周波電力発生部の出力端から負荷側を見た負荷インピーダンスとを整合させるインピーダンス整合器とを備え、
前記高周波電力発生部は、直流出力の制御が可能な可変ＤＣ電源部と、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを有して両スイッチの接続点を中点としたレグを少なくとも一つ備えて該少なくとも一つのレグを前記可変ＤＣ電源部の出力端子間に並列に接続した構成を有するスイッチング回路を有して該スイッチング回路のスイッチング動作により前記可変ＤＣ電源部の直流出力を高周波電力に変換するＤＣ／ＲＦ変換部と、前記スイッチング回路のレグを構成するハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチ双方への駆動信号の供給を休止する期間であるデッドタイムを設けながら該ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに交互に駆動信号を与える制御部とを備えて、前記デッドタイムの開始時に駆動信号の供給が停止されるスイッチの出力静電容量の充電と前記デッドタイムの終了時に駆動信号が供給されるスイッチの出力静電容量の放電とを、各スイッチの出力静電容量と前記ＤＣ／ＲＦ変換部内に存在する回路要素とにより構成される直列共振回路を通して前記デッドタイムの期間に行わせるように構成されている高周波電源装置において、
第１の分圧コンデンサと該第１の分圧コンデンサに直列に接続された第２の分圧コンデンサとを有して前記可変ＤＣ電源部の出力電圧が両端に印加されたコンデンサ分圧回路と、前記コンデンサ分圧回路の分圧点と前記スイッチング回路のレグの中点との間に補助回路用スイッチを通して接続された補助リアクトルとを備えた共振補助回路と、
前記スイッチング回路を構成する各スイッチの出力静電容量の充放電を前記デッドタイムの期間に完了できない状態が生じているときに前記補助回路用スイッチをオン状態にし、前記スイッチング回路を構成する各スイッチの出力静電容量の充放電を前記デッドタイムの期間に完了できる状態にあるときに前記補助回路用スイッチをオフ状態にするように前記補助回路用スイッチを制御する補助回路用スイッチ制御部と、
を具備したことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２】
前記インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれているか否かを判定する整合状態判定手段が設けられ、
前記補助回路用スイッチ制御部は、前記整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていないと判定されたときに前記スイッチング回路を構成するスイッチの出力静電容量の充放電を前記デッドタイムの期間に完了できない状態が生じていると見做して前記補助回路用スイッチをオン状態にし、前記整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていると判定されたときに前記スイッチング回路を構成するスイッチの出力静電容量の充放電を前記デッドタイムの期間に完了できる状態にあると見做して前記補助回路用スイッチをオフ状態にするように前記補助回路用スイッチを制御するスイッチ制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項３】
前記インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれているか否かを判定する整合状態判定手段が設けられ、
前記補助回路用スイッチ制御部は、前記整合状態判定手段による判定結果と前記高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから検出される前記高周波電力発生部の出力の大小とに基づいて前記補助回路用スイッチのオンオフを制御するスイッチ制御手段とを備え、
前記スイッチ制御手段は、前記整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていると判定され、かつ前記高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから前記高周波電力発生部の出力が第１の基準値以上であると判定されるとき、及び前記整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていないと判定されているが、前記高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから前記高周波電力発生部の出力が第２の基準値以上であると判定されるときに前記補助回路用スイッチをオフ状態にし、前記整合状態判定手段により前記インピーダンスの整合がとれていると判定されているが、前記高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから前記高周波電力発生部の出力が前記第１の基準値未満であると判定されるとき、及び前記整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていないと判定され、かつ前記高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから前記高周波電力発生部の出力が第２の基準値未満であると判定されるときに前記補助回路用スイッチをオン状態にするように構成されていること、
を特徴とする請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項４】
前記負荷の状態を検出する負荷状態検出手段を更に備え、
前記補助回路用スイッチ制御部は、
前記負荷状態検出手段により検出される負荷の状態と前記補助回路用スイッチがとるべき状態との関係を与える補助回路用スイッチ制御用テーブルを記憶した制御用テーブル記憶手段と、
前記負荷状態検出手段により検出される負荷の状態に対して前記制御用テーブルを検索することにより前記補助回路用スイッチがとるべき状態がオン状態であるかオフ状態であるかを判定して、前記補助回路用スイッチを判定された状態とするように制御するスイッチ制御手段とを備えていること、
を特徴とする請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング回路は、前記レグを一つだけ備えて，該レグのハイサイドスイッチとローサイドスイッチを交互にオン状態にすることにより前記可変ＤＣ電源部の出力を高周波出力に変換するハーフブリッジ回路からなっていて、ローサイドスイッチの両端の電圧が前記直列共振回路に印加され、
前記スイッチ駆動部は、前記スイッチング回路に変換動作を行わせるべく前記スイッチング回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのうちの一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に与える駆動信号を発生させるタイミングとの間にデッドタイムを設けながら前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに交互に駆動信号を与えるように構成されている請求項１ないし４の何れか一つに記載の高周波電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング回路は、前記レグを二つ備えて、該二つのレグの対角位置にある一方の組のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチをオンにする状態と、該二つのレグの対角位置にある他方の組のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチをオンにする状態とを交互に生じさせることにより前記可変ＤＣ変換部の出力を高周波出力に変換するフルブリッジ回路からなり、
前記スイッチ駆動部は、前記スイッチング回路の各レグのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのうちの一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に与える駆動信号を発生させるタイミングとの間にデッドタイムを設けながら、前記可変ＤＣ変換部５の出力を高周波出力に変換する変換動作を前記スイッチング回路に行わせるべく、前記スイッチング回路の２組の対角位置にあるスイッチに交互に駆動信号を与えるように構成され、
前記補助回路は、前記二つのレグのそれぞれに対して設けられていること、
を特徴とする請求項１ないし４の何れか一つに記載の高周波電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、プラズマ負荷などの負荷に高周波電力を供給する高周波電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
プラズマ負荷などに高周波電力を供給する高周波電源装置として、特許文献１に示されているように、直流出力を調整する機能を有する可変ＤＣ電源部と、可変ＤＣ電源部から出力される直流出力をスイッチ素子のオンオフ動作により高周波交流出力に変換するＤＣ／ＲＦ変換部（直流／高周波交流変換部）とを備えて、可変ＤＣ電源部を制御することにより、ＤＣ／ＲＦ変換部から設定値に保たれた高周波電力を出力するようにしたものが用いられている。
【０００３】
図９は、従来のこの種の高周波電源装置１を負荷２とともに示したものである。図９に示された高周波電源装置１は、負荷２に供給する高周波電力を発生する高周波電力発生部３と、高周波電力発生部３の出力インピーダンスと高周波電力発生部３の出力端から負荷側を見たインピーダンスである負荷インピーダンスとを整合させるインピーダンス整合器４とを備えている。
【０００４】
高周波電力発生部３は、出力制御信号Ｓdcに応じて、出力する直流電力の大きさを調整する機能を有する可変ＤＣ電源部（可変直流電源部）５と、可変ＤＣ電源部５から出力される直流電力を高周波電力に変換するＤＣ／ＲＦ変換部（直流／高周波変換部）６と、ＤＣ／ＲＦ変換部６の出力から高調波成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）７と、ローパスフィルタ７の出力側で負荷２に供給される進行波電力と負荷２で反射して戻ってくる反射波電力とをそれぞれ検出して進行波電力検出信号Ｐｆと反射波電力検出信号Ｐｒとを出力するパワー検出部８と、可変ＤＣ電源部５及びＤＣ／ＲＦ変換部６を制御する制御部９とを備えている。
【０００５】
インピーダンス整合器４は、負荷２のインピーダンスの如何に関わりなく、高周波電力発生部３の出力端から負荷側を見たインピーダンス（負荷インピーダンス）を、高周波電力発生部３の出力インピーダンスに一致させる（整合させる）ように調節する働きをする機器である。インピーダンス整合器４により、高周波電力発生部３の出力インピーダンスと負荷インピーダンスとが整合状態に調整されているときに、高周波電力発生部３が発生する高周波電力（進行波電力）のすべてが負荷２に吸収される。
【０００６】
図１０は、ＤＣ／ＲＦ変換部６の回路構成の一例を示したものである。図示のＤＣ／ＲＦ変換部６は、可変ＤＣ電源部５から出力される直流電圧Ｖｄｃが印加されるプラス側入力端子ａ及びマイナス側入力端子ｂを有していて、入力端子ａ，ｂ間にコンデンサＣｓが接続され、コンデンサＣｓの両端に（可変ＤＣ電源部５の出力端子間に）スイッチング回路６Ａが接続されている。
【０００７】
図示のスイッチング回路６Ａは、ハイサイド（上側の）スイッチＱ１と、ローサイド（下側の）スイッチＱ２との直列回路からなっていて両スイッチの接続点が中点となっている一つのレグを、可変ＤＣ電源部５の出力端子間に並列に接続したハーフブリッジ型の構成を有している。図示のスイッチング回路においては、ハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２がＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなっていて、ハイサイドスイッチＱ１を構成するＭＯＳＦＥＴのドレインが入力端子ａに、ローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのソースがマイナス側入力端子ｂにそれぞれ接続されている。またハイサイドスイッチＱ１を構成するＭＯＳＦＥＴのソースと、ローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのドレインとが共通接続されることにより、ハイサイドスイッチＱ１とローサイドスイッチＱ２とが直列に接続されている。
【０００８】
図示のスイッチング回路６Ａにおいては、ハイサイドスイッチＱ１を構成するＭＯＳＦＥＴのソースとローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのドレインとの共通接続点（レグの中点）と、ローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのソースとが出力端子となっていて、一方の出力端子（レグの中点）がインダクタＬｒとコンデンサＣｒとの直列回路からなる直列共振回路６Ｂの一端に接続されている。直列共振回路６Ｂの他端は、トランス６Ｃの１次コイルＷ１の一端に接続され、トランス６Ｃの１次コイルＷ１の他端は、ローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのソース（マイナス側入力端子ｂ）に接続されている。
【０００９】
各スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には、出力静電容量（寄生容量）と、アノードをＭＯＳＦＥＴのソース側に向けた寄生ダイオードとが存在する。図１０において、Ｃ１はハイサイドスイッチＱ１を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に形成された出力静電容量であり、Ｃ２はローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に形成された出力静電容量である。またＤ１はハイサイドスイッチＱ１を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に形成された寄生ダイオードであり、Ｄ２はローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に形成された寄生ダイオードである。トランス６Ｃの２次コイルＷ２の一端及び他端からそれぞれＤＣ／ＲＦ変換部部６の出力端子ｃ及びｄが引出されている。
【００１０】
ハイサイドスイッチＱ１を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間及びローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間にはそれぞれ、図９に示された制御部９内に設けられたスイッチ駆動部９Ａから駆動信号Ｓ１及びＳ２が交互に与えられる。駆動信号Ｓ１及びＳ２は、理想的には、図１１（Ａ）に模式的に示したような矩形波状の信号であって、これらの駆動信号Ｓ１及びＳ２がしきい値Ｖth以上になっている期間ハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２をそれぞれ構成するＭＯＳＦＥＴがオン状態になり、駆動信号Ｓ１及びＳ２がしきい値Ｖth未満になったときにハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２をそれぞれ構成するＭＯＳＦＥＴがオフ状態になる。
【００１１】
図１１（Ａ）において、Ｖgs(s)はＭＯＳＦＥＴを飽和状態にするために、そのゲートソース間に与える必要がある電圧である。ＭＯＳＦＥＴは、導通状態にあるときにそのドレイン・ソース間を流れる通電電流の自乗と、ドレイン・ソース間のオン抵抗（オン時の抵抗）との積により決まる導通損失を生じる。ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として用いる場合には、その導通損失を極力減らすために、ＭＯＳＦＥＴを導通時に飽和領域で動作させる必要がある。したがって、ドライブ回路９Ａから出力される駆動信号Ｓ１，Ｓ２の波高値は、ＭＯＳＦＥＴを飽和状態にするのに必要な値Ｖgs(s)以上に設定される。
【００１２】
図１０に示したスイッチング回路６Ａにおいては、ハイサイドスイッチＱ１とローサイドスイッチＱ２との直列回路が可変ＤＣ電源部５の出力端子間に並列に接続されているため、これらのスイッチが同時にオン状態になる期間が生じると、可変ＤＣ電源部５の出力が短絡されて大電流が流れ、各スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴが破損する。したがって、この種のスイッチング回路をＤＣ／ＲＦ変換部に用いる場合には、互いに直列に接続されたスイッチＱ１及びＱ２の一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に駆動信号を与えるタイミングとの間及びスイッチＱ１及びＱ２の他方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと一方に駆動信号を与えるタイミングとの間にデッドタイムｔｄを設けて、これらのデッドタイムの期間、両スイッチＱ１，Ｑ２への駆動信号の供給を停止する必要がある。
【００１３】
なおスイッチＱ１及びＱ２に与える駆動信号は矩形波であることが理想であるが、実際には、高周波電源装置の出力周波数が高くなればなるほど、矩形波を維持して駆動信号Ｓ１，Ｓ２を伝送することが困難になる。そのため例えば、１０ＭＨｚ以上の高周波出力を発生する高周波電源装置においては、図１１（Ｂ）に示すように正弦波形の駆動信号Ｓ１及びＳ２を用いてスイッチＱ１及びＱ２を駆動する場合がある。スイッチＱ１，Ｑ２を図１１（Ａ）に示した矩形波状の駆動信号Ｓ１，Ｓ２で駆動する場合、駆動信号の振幅を変化させてもデッドタイムｔｄは一定であるが、スイッチＱ１，Ｑ２を図１１（Ｂ）に示すような正弦波形の駆動信号Ｓ１，Ｓ２で駆動する場合には、駆動信号Ｓ１，Ｓ２の振幅を変化させると、デッドタイムｔｄの長さが変化する。従って、スイッチＱ１，Ｑ２を正弦波形の駆動信号Ｓ１，Ｓ２で駆動する場合には、デッドタイムｔｄを適当な長さにするように駆動信号の振幅を調整する。
【００１４】
図１０に示されたＤＣ／ＲＦ変換部６においては、スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数に対して、直列共振回路６Ｂの共振周波数とＱ（quality factor）とを適当に選ぶことにより、直列共振回路６Ｂとトランス６Ｃの１次コイルＷ１とに、図１２（Ａ)に示すように正弦波形の交流電流Ｉｚを流して、可変ＤＣ電源部５の出力を高周波交流電力に変換する。図１２（Ａ）においてＶｚは、スイッチング回路６Ａの出力端子間（ローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間）に得られる電圧Ｖｚの波形を模式的に示したものである。また図１２（Ｂ）及び（Ｃ）はそれぞれ、スイッチＱ１及びＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴに与えられる駆動信号Ｓ１及びＳ２を示している。図１２に示した例では、スイッチング回路６Ａの出力端子から負荷側を見たインピーダンスである負荷側インピーダンスＺL（高周波電力発生部３の出力端から負荷側を見た“負荷インピーダンス”とは異なる。）が誘導性であるため、電流Ｉｚが電圧Ｖｚに対して遅れている。
【００１５】
図９に示した制御部９は、パワー検出部８から出力される検出信号に応じて可変ＤＣ電源部５に所定の出力制御信号Ｓdcを与えることにより、負荷２に供給される進行波電力を設定値に保つ出力制御と、パワー検出部８で検出された反射波電力が設定された規定値を超えたときに、該反射波電力を規定値以下に抑えるように可変ＤＣ電源部５の出力を抑制する反射保護制御とを行うと同時に、スイッチング回路６ＡのハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２の何れにも駆動信号を与えない期間であるデッドタイムｔｄを設けながら、ハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２に交互に駆動信号Ｓ１及びＳ２を与えることにより、可変ＤＣ電源部５の直流出力を所定の周波数を有する高周波電力に変換する変換動作をＤＣ／ＲＦ変換部６に行わせる。
【００１６】
上記のような高周波電源装置１の効率を高めるためには、高周波電力発生部３で生じる損失を極力小さくする必要がある。高周波電力発生部３で生じる損失の内、スイッチング回路６Ａで生じる損失は、導通損失とスイッチング損失とに分けられる。スイッチＱ１，Ｑ２で生じる導通損失は、前述のように、それぞれのスイッチを構成しているＭＯＳＦＥＴが導通しているときのドレインソース間の抵抗（オン抵抗）と、ドレインソース間を流れる電流の自乗との積により決まる損失である。
【００１７】
ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、そのゲート・ソース間に与える駆動信号の電圧値に依存し、ＭＯＳＦＥＴに与える駆動信号の電圧値を飽和電圧値Ｖgs（s)以上とすることにより最小にすることができる。従って、スイッチＱ１，Ｑ２で生じる導通損失は、それぞれを構成するＭＯＳＦＥＴに与える駆動信号の電圧値を飽和電圧値Ｖgs（s)以上として、ＭＯＳＦＥＴを飽和領域で動作させることにより低減することができる。
【００１８】
またスイッチＱ１，Ｑ２を構成するＭＯＳＦＥＴで生じるスイッチング損失は、ＭＯＳＦＥＴがターンオフする際及びターンオンする際に、ＭＯＳＦＥＴのドレインソース間の電圧とドレインソース間を流れる電流との積により決まる損失である。このスイッチング損失は、スイッチＱ１及びＱ２をそれぞれ構成するＭＯＳＦＥＴがターンオフする際及びターンオンする際にそれぞれの寄生出力静電容量Ｃ１及びＣ２にどれだけの電荷が溜まっているかによって決まる。
【００１９】
ここで、スイッチＱ１への駆動信号を停止させた際に行われるスイッチＱ１のターンオフ過程及びスイッチＱ２に駆動信号を供給した際に行われるスイッチＱ２のターンオン過程でスイッチＱ１，Ｑ２で生じるスイッチング損失について説明すると下記の通りである。
【００２０】
スイッチＱ１がオン状態にあるときには、該スイッチＱ１の寄生出力静電容量に溜まっていた電荷が該スイッチのドレインソース間を通して放電した後であるため、スイッチＱ１への駆動信号の供給を停止させて該スイッチＱ１のターンオフを開始させる際には、その出力静電容量Ｃ１に電荷が殆ど残っていない状態にある。スイッチＱ１への駆動信号の供給を停止した後のデッドタイムｔｄの期間に、スイッチＱ１の出力静電容量Ｃ１とＤＣ／ＲＦ変換部内の回路要素とにより、スイッチＱ１の出力静電容量Ｃ１を充電するための部分共振電流を流す直列共振回路が構成される場合には、スイッチＱ１の出力静電容量Ｃ１が、デッドタイムｔｄの期間に上記共振回路を流れる部分共振電流（当該直列共振回路を流れる共振電流のうち、静電容量Ｃ１を充電する向きの電流）の通電に伴ってゆっくりと充電されていくため、スイッチＱ１の両端の電圧が徐々に上昇していく。この場合、スイッチＱ１のターンオフは、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）と同様のスイッチン動作で行われ、スイッチＱ１がターンオフする際に生じるスイッチング損失は最小になる。
【００２１】
またスイッチＱ１のターンオフを開始するタイミングからスイッチＱ２のターンオンを開始するタイミングまでのデッドタイムｔｄの期間に、スイッチＱ２の出力静電容量Ｃ２とＤＣ／ＲＦ変換部６内の回路要素とにより、スイッチＱ２の出力静電容量を放電させるための部分共振電流を流す直列共振回路を構成できる場合には、スイッチＱ２がオフ状態にあった間にその出力静電容量Ｃ２に蓄積されていた電荷が、当該部分共振電流が流れる過程で放電させられる。ここで、デッドタイムｔｄが適当な長さに設定され、かつ出力静電容量Ｃ２を放電させるための部分共振電流が十分に流れ得る状態にあるとすると、デッドタイムｔｄの期間に出力静電容量Ｃ２の放電が完全に行われるため、スイッチＱ２のターンオンが開始される瞬間にその出力静電容量Ｃ２の両端の電圧を零にしておくことができる。このとき、スイッチＱ２のターンオンを零電圧スイッチング（ＺＶＳ）と同様のスイッチング動作により行わせることができ、スイッチＱ２をターンオンさせる際に該スイッチＱ２で生じるスイッチング損失をほぼ零にすることができる。
【００２２】
同様に、スイッチＱ２をターンオフさせる際、及びスイッチＱ１をターンオンさせる際にも、デッドタイムｔｄの期間にスイッチＱ２の出力静電容量Ｃ２の充電と、スイッチＱ１の出力静電容量Ｃ１の放電とを行わせるための部分共振電流を十分に流すことができる直列共振回路が構成される場合には、スイッチＱ２の出力静電容量Ｃ２の充電と、スイッチＱ１の出力静電容量の放電とをデッドタイムの期間に完全に行わせて、スイッチＱ２のターンオフを行わせる際及びスイッチＱ１のターンオンを行わせる際にそれぞれのスイッチで生じるスイッチング損失を小さくすることができる。
【００２３】
上記のように、ＤＣ／ＲＦ変換部を構成するイッチング回路の各スイッチで生じるスイッチング損失を低減するためには、デッドタイムの期間に、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流を十分に流すことができることが必要であるが、各スイッチの出力静電容量とＤＣ／ＲＦ変換部内の回路要素とにより、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流を流すことができるのは、スイッチング回路のレグの中点から負荷側を見た回路のインピーダンスＺLが誘導性である場合のみであり、当該インピーダンスＺLが容量性を呈する場合には、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流を流すことができない。そのため、スイッチング回路から負荷側を見た回路のインピーダンスが容量性を呈する場合には、デッドタイムの期間に各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせることができず、スイッチをターンオンさせる際に該スイッチの出力静電容量に大量の電荷が残留していることになるため、大きなスイッチング損失が生じる。従って、この種のＤＣ／ＲＦ変換部を用いる高周波電源装置においては、ＤＣ／ＲＦ変換部のスイッチング回路のレグの中点から負荷側を見たインピーダンスＺLが誘導性を呈するように回路が設計される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開２００３−１４３８６１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
一般に、高周波電源装置１と負荷２との間に設けられているインピーダンス整合器４は、インピーダンス可変素子である可変コンデンサ又は可変インダクタをモータで制御して、該インピーダンス整合器の入力端から負荷側を見たインピーダンスを調整することにより整合動作を行うように構成されているため、瞬時にインピーダンスの整合を図ることはできず、インピーダンスの整合には通常１００msecないし数secの時間を要する。インピーダンスの整合がとれるまでの間は負荷で反射が生じるため、負荷２からＤＣ／ＲＦ変換部６に戻ってくる反射波電力が多くなる。ＤＣ／ＲＦ変換部６に戻ってくる反射波電力が多くなると、ＤＣ／ＲＦ変換部６のスイッチング回路を構成するスイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流を十分に流すことができなくなるため、各スイッチの出力静電容量の充放電を十分に行わせることができず、各スイッチをターンオンさせる際に大きなスイッチング損失が生じる。
【００２６】
特に、高周波電力を供給する負荷２がプラズマ負荷である場合には、負荷２のインピーダンスが不安定で、印加電力、チャンバ内のガスの圧力、チャンバ内に供給されるガスの流量、処理時間などの条件により負荷インピーダンスが細かく変化するため、インピーダンスの不整合状態が頻繁に生じる。
【００２７】
図１０に示したようなＤＣ／ＲＦ変換部６を備えた高周波電源装置１においては、高周波電力発生部３の出力インピーダンスと、高周波電力発生部３の出力端から負荷側を見たインピーダンス（負荷インピーダンス）とが整合状態にあるときに、デッドタイムｔｄの期間にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生出力静電容量Ｃ１，Ｃ２の充放電をほぼ完全に行わせて、スイッチＱ１，Ｑ２で生じるスイッチング損失を最小にするように、直列共振回路６Ｂ以降の回路定数が設定される。そのため、高周波電力発生部３の出力インピーダンスと負荷インピーダンスとが不整合の状態にある場合には、デッドタイムｔｄの期間にスイッチＱ１，Ｑ２の寄生出力静電容量Ｃ１，Ｃ２の充放電を完全に行わせることができない状態が生じて、スイッチＱ１，Ｑ２で生じるスイッチング損失が増加することがある。
【００２８】
また、高周波電力発生部３の出力インピーダンスと負荷インピーダンスとが整合状態にある場合でも、高周波電力発生部の出力が低く抑えられていて、ＤＣ／ＲＦ変換部を構成する回路内のインダクタンスに十分なエネルギが蓄積されない状態にあるような場合には、デッドタイムの期間に各スイッチの出力静電容量の充放電を完全に行わせることができなくなって、スイッチング損失が増大することがある。
【００２９】
本発明の目的は、高周波電力発生部の主要部を構成するＤＣ／ＲＦ変換部のスイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電を、デッドタイムの期間に極力行わせることができるようにして、スイッチング回路の各スイッチで生じるスイッチング損失の低減を図ることができるようにした高周波電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明は、負荷に供給する高周波電力を発生する高周波電力発生部と、高周波電力発生部の出力インピーダンスと高周波電力発生部の出力端から負荷側を見た負荷インピーダンスとを整合させるインピーダンス整合器とを備えた高周波電源装置を対象とする。
【００３１】
上記高周波電力発生部は、直流出力の制御が可能な可変ＤＣ電源部と、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを有して両スイッチの接続点を中点としたレグを少なくとも一つ備えて該少なくとも一つのレグを可変ＤＣ電源部の出力端子間に並列に接続した構成を有するスイッチング回路を有して該スイッチング回路のスイッチング動作により可変ＤＣ電源部の直流出力を高周波電力に変換するＤＣ／ＲＦ変換部と、スイッチング回路のレグを構成するハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチ双方への駆動信号の供給を休止する期間であるデッドタイムを設けながら該ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに交互に駆動信号を与える制御部とを備えていて、デッドタイムの開始時に駆動信号の供給が停止されるスイッチの出力静電容量の充電とデッドタイムの終了時に駆動信号が供給されるスイッチの出力静電容量の放電とを、各スイッチの出力静電容量とＤＣ／ＲＦ変換部内に存在する回路要素とにより構成される直列共振回路を通してデッドタイムの期間に行わせるように構成されている。
【００３２】
本願明細書には、上記のような構成を有する高周波電源装置において、前記の目的を達成するために、少なくとも以下に示す第１の発明ないし第６の発明が開示される。
＜第１の発明＞
第１の発明においては、第１の分圧コンデンサと該第１の分圧コンデンサに直列に接続された第２の分圧コンデンサとを有して可変ＤＣ電源部の出力電圧が両端に印加されたコンデンサ分圧回路と、このコンデンサ分圧回路の分圧点とスイッチング回路のレグの中点との間に補助回路用スイッチを通して接続された補助リアクトルとを備えた共振補助回路と、スイッチング回路を構成する各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了できない状態が生じているときに補助回路用スイッチをオン状態にし、スイッチング回路を構成する各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了できる状態にあるときに補助回路用スイッチをオフ状態にするように補助回路用スイッチを制御する補助回路用スイッチ制御部とを設ける。
【００３３】
ＤＣ／ＲＦ変換回路のスイッチング回路を構成する各スイッチで生じるスイッチング損失を低減させるためには、各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了させるようにしておくことが必要である。例えばスイッチング回路の各スイッチをターンオンさせる際に、回路のインダクタンスに蓄積されているエネルギが小さく、該スイッチの出力静電容量の放電を行うための部分共振電流を十分に流すことができない場合には、デッドタイムの期間にターンオンするスイッチの出力静電容量の放電を完了させることができないため、そのターンオンを零電圧スイッチングにより行わせることができなくなって、スイッチング損失が増大する。
【００３４】
またデッドタイムの期間の終了時にターンオンさせるスイッチの出力静電容量（寄生静電容量）に蓄積されているエネルギに比べて、該出力静電容量と共に直列共振回路を構成するインダクタに蓄積されているエネルギが小さいと、スイッチの出力静電容量の放電を行わせるための部分共振電流を十分に流すことができないため、デッドタイムの期間に該スイッチの出力静電容量の放電を完了させることができない。このような状態が生じていると、デッドタイムの終了時に、ターンオンさせるスイッチの出力静電容量に電荷が残留していることになるため、該スイッチのターンオン時に大きなスイッチング損失が生じてしまう。
【００３５】
本発明においては、デッドタイムの期間にスイッチの出力静電容量の充放電を完了できない状態が生じているときに、補助回路用スイッチをオン状態にして、共振補助回路をスイッチング回路のレグの中点に接続するので、可変ＤＣ電源部側から共振補助回路のコンデンサ分圧回路とリアクトルとを通して、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための電流を補充することができる。そのため、スイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電を、デッドタイムの間に完了させて、スイッチング回路の各スイッチで生じるスイッチング損失の低減を図ることができる。
【００３６】
ＤＣ／ＲＦ変換部の回路の状態が、スイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了させることができる状態にある場合に、共振補助回路をスイッチング回路のレグの中点に接続しておくと、共振補助回路を流れる電流により導通損失が増大するため、スイッチング回路で生じる損失が、共振補助回路を設けない場合よりもかえって増大してしまうという問題が生じ、スイッチング損失の低減を図ることの利点を活かすことができなくなる。
【００３７】
本発明においては、スイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了することができる状態にあるときに、補助回路用スイッチをオフ状態にして、共振補助回路をスイッチング回路から切り離しておくようにしたので、上記のような問題が生じるのを防ぐことができ、スイッチング回路で生じる損失の低減を効果的に図って、高周波電源装置の効率を高めることができる。
【００３８】
＜第２の発明＞
本願に開示された第２の発明は、上記第１の発明に適用されるものである。本発明においては、インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれているか否かを判定する整合状態判定手段が更に設けられる。この場合、補助回路用スイッチ制御部は、補助回路用スイッチ制御部が、パワー検出部の出力からインピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれているか否かを判定する整合状態判定手段と、整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていないと判定されたときにスイッチング回路を構成するスイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了できない状態が生じていると見做して補助回路用スイッチをオン状態にし、整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていると判定されたときにスイッチング回路を構成するスイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了できる状態にあると見做して補助回路用スイッチをオフ状態にするように補助回路用スイッチを制御するスイッチ制御手段とを備えた構成とされる。
【００３９】
インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれていないとき（高周波電力発生部の出力インピーダンスと負荷インピーダンスとが不整合の状態にあるとき）には、スイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流が不足することが多く、各スイッチをターンオンさせる際に多くのスイッチング損失が生じることが多い。上記第２の発明のように構成しておくと、インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれていない状態にあって、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流が不足しがちなときに、共振補助回路をスイッチング回路のレグの中点に接続して、スイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流を補充することができるため、各スイッチで生じるスイッチング損失の低減を図ることができる。またインピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれている状態にあって、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流が十分に流れるときには、共振補助回路をスイッチング回路から切り離すことができるので、共振補助回路で生じる損失によりＤＣ／ＲＦ変換部で生じるトータルの損失が増大するのを防ぐことができる。
【００４０】
＜第３の発明＞
本願に開示された第３の発明も第１の発明に適用される。本発明においても、インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれているか否かを判定する整合状態判定手段が設けられる。本発明においては、補助回路用スイッチ制御部が、パワー検出部の出力からインピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれているか否かを判定する整合状態判定手段と、整合状態判定手段による判定結果と高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから検出される高周波電力発生部の出力の大小とに基づいて補助回路用スイッチのオンオフを制御するスイッチ制御手段とを備えている。この場合、スイッチ制御手段は、整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていると判定され、かつ高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから高周波電力発生部の出力が第１の基準値以上であると判定されるとき、及び整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていないと判定されているが、高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから高周波電力発生部の出力が第２の基準値以上であると判定されるときに補助回路用スイッチをオフ状態にし、整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていると判定されているが、高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから高周波電力発生部の出力が第１の基準値未満であると判定されるとき、及び整合状態判定手段によりインピーダンスの整合がとれていないと判定され、かつ高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータから高周波電力発生部の出力が第２の基準値未満であると判定されるときに補助回路用スイッチをオン状態にするように構成されている。
【００４１】
上記のように構成すると、インピーダンス整合器によるインピーダンスの整合がとれていない状態にあって、高周波電力発生部から負荷に所定の進行波電力を供給できない状態にあるために、スイッチング回路を構成する各スイッチの出力静電容量の充放電を完了するために必要な部分共振電流を流すことができないときだけでなく、インピーダンスが整合状態にあるが、負荷に供給する高周波電力を抑えるべく可変ＤＣ電源部からＤＣ／ＲＦ変換部に与える電力を制限する制御が行われているために、各スイッチの出力静電容量の充放電を完了するために必要な部分共振電流を流すことができない状態にあるとき等にも補助回路用スイッチをオン状態にして、各スイッチの充放電を行わせるための電流を補充することができる。
【００４２】
また上記のように構成すると、インピーダンスが整合状態にあって、高周波電力発生部から十分な進行波電力が出力されていて、各スイッチの出力静電容量の充放電を完了するために必要な部分共振電流を流すことができる状態にあるときだけでなく、インピーダンスが不整合状態にあっても、高周波電力発生部が大きな進行波電力を発生しているために、各スイッチの出力静電容量の充放電を完了するために必要な部分共振電流を流すことができる状態にあるとき等にも、補助回路用スイッチをオフ状態にして共振補助回路をスイッチング回路から切り離すことができる。従って、第３の発明によった場合には、第２の発明のように、インピーダンスが整合しているか否かを判定するだけで補助回路用スイッチをオン状態にするか否かを決定する場合に比べて、よりきめの細かい制御を行わせることができる。
【００４３】
＜第４の発明＞
第４の発明も第１の発明に適用されるもので、本発明においては、負荷の状態を検出する負荷状態検出手段が更に設けられる。本発明においては、補助回路用スイッチ制御部が、負荷状態検出手段により検出される負荷の状態と補助回路用スイッチがとるべき状態との関係を与える補助回路用スイッチ制御用テーブルを記憶した制御用テーブル記憶手段と、負荷状態検出手段により検出される負荷の状態に対して制御用テーブルを検索することにより補助回路用スイッチがとるべき状態がオン状態であるかオフ状態であるかを判定して、補助回路用スイッチを判定された状態とするように制御するスイッチ制御手段とを備えた構成とされる。
【００４４】
上記のように構成した場合も、実験結果に基づいて、適確な補助回路用スイッチ制御用テーブルを作成しておくことにより、スイッチング回路よりも負荷側の回路の状態に応じて、補助回路用スイッチのオンオフの制御を適確に行わせることができる。
【００４５】
＜第５の発明＞
第５の発明は、第１の発明ないし第４の発明の何れかに適用されるもので、本発明においては、スイッチング回路が、レグを一つだけ備えて，該レグのハイサイドスイッチとローサイドスイッチを交互にオン状態にすることにより可変ＤＣ電源部の出力を高周波出力に変換するハーフブリッジ回路からなっていて、ローサイドスイッチの両端の電圧が直列共振回路に印加されている。この場合スイッチ駆動部は、スイッチング回路に変換動作を行わせるべく、スイッチング回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのうちの一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に与える駆動信号を発生させるタイミングとの間にデッドタイムを設けながらハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに交互に駆動信号を与えるように構成される。
【００４６】
＜第６の発明＞
第６の発明も第１の発明ないし第４の発明の何れかに適用されるもので、本発明においては、スイッチング回路が、レグを二つ備えて、該二つのレグの対角位置にある一方の組のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチをオンにする状態と、該二つのレグの対角位置にある他方の組のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチをオンにする状態とを交互に生じさせることにより可変ＤＣ変換部の出力を高周波出力に変換するフルブリッジ回路からなっていて、該スイッチング回路の出力端子間の電圧が直列共振回路に印加される。この場合、スイッチ駆動部は、スイッチング回路の各レグのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのうちの一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に与える駆動信号を発生させるタイミングとの間にデッドタイムを設けながら、可変ＤＣ変換部５の出力を高周波出力に変換する変換動作をスイッチング回路に行わせるべく、スイッチング回路の２組の対角位置にあるスイッチに交互に駆動信号を与えるように構成される。この場合、補助回路は、二つのレグのそれぞれに対して設けられる。
【発明の効果】
【００４７】
本発明によれば、ＤＣ／ＲＦ変換部のスイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了できない状態が生じているときに、補助回路用スイッチをオン状態にして、共振補助回路をスイッチング回路のレグの中点に接続することにより、可変ＤＣ電源部側から共振補助回路のコンデンサ分圧回路とリアクトルとを通して、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための電流を補充するようにしたので、各スイッチの出力静電容量の充放電を、デッドタイムの間に完了させて、スイッチング回路の各スイッチで生じるスイッチング損失の低減を図ることができる。
【００４８】
また本発明によれば、スイッチング回路を構成する各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了することができる状態にあるときに、補助回路用スイッチをオフ状態にして、共振補助回路で無用な損失が生じるのを防ぐことができるので、スイッチング回路で生じる損失の低減を効果的に図って、高周波電源装置の効率を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の一実施形態の構成を示したブロック図である。
【図２】本発明の他の実施形態の構成を示したブロック図である
【図３】本発明の実施形態で用いるＤＣ／ＲＦ変換部の構成例を示した回路図である。
【図４】本発明の実施形態で用いるＤＣ／ＲＦ変換部においてハイサイドスイッチがオン状態にあるときにリアクトルに電圧が印加される様子を示した回路図である。
【図５】本発明の実施形態で用いるＤＣ／ＲＦ変換部において、ローサイドスイッチがオン状態にあるときにリアクトルに電圧が印加される様子を示した回路図である。
【図６】本発明の実施形態で用いるＤＣ／ＲＦ変換部において、ハイサイドスイッチがオン状態にあるときにリアクトルに流れる電流ILa及びローサイドスイッチがオン状態にあるときにリアクトルに流れる電流ILbを示した回路図である。
【図７】本発明の実施形態で用いるＤＣ／ＲＦ変換部において、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチにそれぞれ与えられる駆動信号Ｓ１及びＳ２の波形と、リアクトルに流れる電流ILa及びILbの波形とを模式的に示した波形図である。
【図８】本発明の実施形態で用いるＤＣ／ＲＦ変換部の他の構成例を示した回路図である。
【図９】従来の高周波電源装置の構成を示したブロック図である。
【図１０】図９の高周波電源装置において用いられるＤＣ／ＲＦ変換部の構成例を示した回路図である。
【図１１】（Ａ）及び（Ｂ）は図１０に示したＤＣ／ＲＦ変換部を構成するスイッチング回路のスイッチに与えられる駆動信号の波形を模式的に示した波形図である。
【図１２】図９に示したＤＣ／ＲＦ変換部においてスイッチング回路を流れる電流Iz及びスイッチング回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの両端に現れる電圧Ｖzの波形と、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチにそれぞれ与えられる駆動信号の波形とを模式的に示した波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００５０】
以下本発明の実施形態について詳細に説明する。図１を参照すると、本発明の第１の実施形態の構成がブロック図で示されている。図１に示した高周波電源装置１は、図９に示された高周波電源装置と同様に、負荷２に供給する高周波電力を発生する高周波電力発生部３と、高周波電力発生部３の出力インピーダンスと、高周波電力発生装置３の出力端から負荷側を見たインピーダンスである負荷インピーダンスとの整合を図るインピーダンス整合器４とにより構成される。以下、各部の構成を説明する。
【００５１】
＜負荷＞
本実施形態では、負荷２がプラズマ負荷であるとする。プラズマ負荷は、高周波電源装置１から与えられる高周波電力によりプラズマを発生する負荷で、半導体等の被処理物にプラズマを照射することによりエッチング等の処理を行うプラズマ処理装置等である。プラズマ負荷は通常チャンバ内にプラズマ発生用の電極を備えていて、該電極に高周波電力が与えられた際にプラズマを発生する。プラズマ負荷のインピーダンスは、電極間に与えられる電力の大きさ、チャンバ内のガスの圧力、チャンバ内に供給されるガスの流量、プラズマを発生させる時間などの種々の条件により細かく変化する。
【００５２】
＜インピーダンス整合器＞
インピーダンス整合器４は、インピーダンス可変素子である可変コンデンサ又は可変インダクタと、モータを駆動源としてインピーダンス可変素子を操作する操作機構と、高周波電源装置側から負荷側を見たインピーダンスを検出するための手段とを備えていて、負荷２で消費される高周波電力を最大にするために、高周波電源装置１の出力インピーダンスと、高周波電源装置から負荷側を見たインピーダンスとを整合させる（共役関係にする）ように調整する。一般に高周波電源装置の出力インピーダンスは５０Ωに設計されているため、インピーダンス整合器３は、高周波電源装置１から負荷側を見たインピーダンスを５０Ωに等しくするように動作する。
【００５３】
＜高周波電力発生部＞
高周波電力発生部３は、直流出力の制御が可能な可変ＤＣ電源部５と、可変ＤＣ電源部５の直流出力を高周波出力に変換するＤＣ／ＲＦ変換部６と、ＤＣ／ＲＦ変換部６の出力から高調波成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）７と、ローパスフィルタ７の出力側で、負荷に供給される進行波電力と負荷から戻ってくる反射波電力とを検出するパワー検出部８と、ＤＣ／ＲＦ変換部６及び可変ＤＣ電源部５を制御する制御部９とを備えている。
【００５４】
＜可変ＤＣ電源部＞
可変ＤＣ電源部５は、出力する直流電力を後記するＤＣ電源制御部から与えられる出力制御信号Ｓdcに応じて調整する機能を有するものであれば如何なるものでもよい。本実施形態で用いる可変ＤＣ電源部５は、商用周波数の交流電力を直流電力に変換する整流電源部と、この整流電源部の直流出力を任意の大きさを有する直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとにより構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータとしては種々の構成を有するものが知られているが、本実施形態では、可変ＤＣ電源部を構成するＤＣ−ＤＣコンバータが、入力された直流電力を一旦交流電力に変換するインバータと、このインバータの出力を変成するトランスと、該トランスの出力を整流する整流回路と、該整流回路の出力を平滑する平滑回路とを備えていて、制御部９に設けられたＤＣ電源制御部９Ｂから与えられる出力制御信号（ＰＷＭ制御信号）Ｓdcに応じてインバータの出力をＰＷＭ制御することにより任意のレベルの直流電力を得るように構成されている。
【００５５】
＜ＤＣ／ＲＦ変換部＞
ＤＣ／ＲＦ変換部６は、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを有して両スイッチの接続点を中点としたレグを少なくとも一つ備えて該少なくとも一つのレグを可変ＤＣ電源部５の出力端子間に並列に接続した構成を有するスイッチング回路６Ａと、スイッチング回路６Ａを構成するレグの中点に一端が接続された直列共振回路６Ｂと、スイッチング回路６Ａのスイッチング動作により直列共振回路６Ｂを通して出力される高周波電力が一次コイルに入力されるトランス６Ｃとからなっている。以下ＤＣ／ＲＦ変換部６の各部の構成を説明する。
【００５６】
＜スイッチング回路＞
図３に示されているように、本実施形態で用いるスイッチング回路６Ａは、ハイサイドスイッチＱ１と該ハイサイドスイッチに対して直列に接続されたローサイドスイッチＱ２とからなっていて両スイッチの接続点を中点としたレグを一つ備えて、該レグを可変ＤＣ電源部５の出力端子間に接続した構成を有するハーフブリッジ型の回路からなっている。ハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２は、それぞれの制御端子間に所定レベル以上の駆動信号が与えられたときにターンオンして該駆動信号が与えられている間オン状態を保持し、駆動信号の供給が停止されたときにターンオフする半導体スイッチ素子により構成される。本実施形態では、図１０に示した例と同様に、各スイッチとしてＭＯＳＦＥＴが用いられている。
【００５７】
図示のスイッチング回路６Ａにおいては、ハイサイドスイッチＱ１を構成するＭＯＳＦＥＴのソースとローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのドレインとの共通接続点（レグの中点）６ａと、ローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのソースとが出力端子となっていて、一方の出力端子がインダクタＬｒとコンデンサＣｒとの直列回路からなる直列共振回路６Ｂの一端に接続されている。直列共振回路６Ｂの他端は、トランス６Ｃの１次コイルＷ１の一端に接続され、トランス６Ｃの１次コイルＷ１の他端は、ローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのソース（マイナス側入力端子ｂ）に接続されている。トランス６Ｃの二次コイルＷ２の両端からＤＣ／ＲＦ変換部の出力端子ｃ，ｄが引き出されていて、これらの出力端子から出力される高周波電力がローパスフィルタ７（図１参照）に入力されている。
【００５８】
ハイサイドスイッチＱ１を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間（制御端子間）及びローサイドスイッチＱ２を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間にはそれぞれ、図１に示された制御部９内に設けられたスイッチ駆動部９Ａから駆動信号Ｓ１及びＳ２が交互に与えられる。
【００５９】
スイッチＱ１及びＱ２が同時にオン状態になって、可変ＤＣ電源部５の出力が短絡されるのを防止するため、スイッチＱ１及びＱ２の一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に駆動信号を与えるタイミングとの間及びスイッチＱ１及びＱ２の他方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと一方に駆動信号を与えるタイミングとの間にデッドタイムｔｄが設けられ、これらのデッドタイムの期間、スイッチＱ１，Ｑ２への駆動信号の供給が停止させられる。
【００６０】
図３に示したスイッチング回路６Ａの構成は、図１０に示したものと同様であるので、その回路構成についての更に詳細な説明は省略する。なお図３においては、スイッチＱ１及びＱ２の出力静電容量Ｃ１及びＣ２の図示と、寄生ダイオードＤ１及びＤ２の図示とが省略されている。
【００６１】
＜パワー検出部＞
図１に示されたパワー検出部８は、ローパスフィルタ７の出力側で、ＤＣ／ＲＦ変換部５からローパスフィルタ７を通して負荷に与えられる進行波電力と負荷で反射して戻ってくる反射波電力とを検出して、進行波電力及び反射波電力に関する情報を有する進行波電力検出信号Ｐｆ及び反射波電力検出信号Ｐｒを出力する。
【００６２】
＜制御部＞
制御部９は、スイッチング回路６ＡのハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２にそれぞれ駆動信号Ｓ１及びＳ２を与えるスイッチ駆動部９Ａと、パワー検出部８が出力する進行波電力検出信号Ｐｆ及び反射電力検出信号Ｐｒを入力として、可変ＤＣ電源部に与える出力制御信号Ｓdcを生成するＤＣ電源制御部９Ｂとを備えている。
【００６３】
スイッチ駆動部９Ａは、スイッチング回路６Ａのレグを構成するハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの何れにも駆動信号を与えない期間であるデッドタイムｔｄを設けながら、ハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２に交互に駆動信号Ｓ１及びＳ２を与えることにより、可変ＤＣ電源部５の直流出力を所定の周波数を有する高周波電力に変換する変換動作をＤＣ／ＲＦ変換部６に行わせる。
【００６４】
ＤＣ電源制御部９Ｂは、パワー検出部７から出力される検出信号に応じて可変ＤＣ電源部５に所定の出力制御信号Ｓdcを与えることにより、負荷２に供給される高周波電力の進行波成分を設定値に保つ出力制御と、パワー検出部８で検出された反射波成分が設定された規定値を超えたときに、該反射波成分を規定値以下に抑えるように可変ＤＣ電源部５の出力を抑制する反射保護制御とを行う。
【００６５】
本実施形態で用いているＤＣ／ＲＦ変換部６は、スイッチング回路６ＡのハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２が交互にオン動作を行うことにより、直列共振回路６Ｂと協働して、可変ＤＣ電源部５が出力する直流電力を高周波交流電力に変換する変換動作を行う。スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数に対して、直列共振回路６Ｂの共振周波数とＱとを適当に選んでおくことにより、直列共振回路６Ｂとトランス６Ｃの１次コイルＷ１とに図１２（Ａ)に示したように正弦波形の交流電流Ｉｚを流して、トランス６Ｃから高周波交流電力を出力させることができる。ＤＣ／ＲＦ変換部６が出力する高周波電力は、ローパスフィルタ７により高調波成分が除去された後、パワー検出部８とインピーダンス整合器４とを通して負荷２に供給される。
【００６６】
＜本発明が必要な理由＞
前述した背景技術についての説明の中で述べたように、この種のＤＣ／ＲＦ変換部は、デッドタイムの開始時に駆動信号の供給が停止されるスイッチの出力静電容量の充電と、デッドタイムの終了時に駆動信号が供給されるスイッチの出力静電容量の放電とを、各スイッチの出力静電容量とＤＣ／ＲＦ変換部内に存在する回路要素とにより構成される直列共振回路を通してデッドタイムの期間に行わせるように構成されている。
【００６７】
なお、ここでいう「直列共振回路」は、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流を流す共振回路であって、各スイッチの出力静電容量と、各スイッチの出力静電容量の充電電流又は放電電流が流れる経路に存在する静電容量及びインダクタンスとにより構成されるものであり、図１及び図３に示された直列共振回路６Ｂそのものを意味するものではない。図示の例では、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための共振回路を構成するためのインダクタンスを確保する目的と、直流分をカットする目的とで直列共振回路６Ｂを設けているが、直列共振回路６Ｂを省略して、トランス６Ｃのインダクタンスと各スイッチの出力静電容量とにより、各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流を流す直列共振回路を構成するようにしても、ＤＣ／ＲＦ変換部を機能させることができる。また直流分のカットは、トランス６Ｃの二次側や、ローパスフィルタ内で行うこともできる。
【００６８】
スイッチング回路の各スイッチで生じるスイッチング損失の低減を図るためには、各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了させる必要があるが、「発明が解決しようとする課題」の欄で述べたように、インピーダンス整合器４によるインピーダンスの整合がとられていない場合や、回路のインダクタンスに蓄積されているエネルギが不足している場合には、各スイッチの出力静電容量の充放電を行うための部分共振電流が不足することがあるため、デッドタイムの期間に各スイッチの出力静電容量の充放電を完了させることができないことがある。このような事態が生じると、各スイッチのターンオフ及びターンオンをＺＶＳやＺＣＳで行わせることができなくなるため、スイッチング損失が増加してしまう。
【００６９】
＜本発明により新たに付加された構成＞
上記のような問題が生じるのを防ぐため、本実施形態では、図１及び図３に示したように、第１の分圧コンデンサＣａと該第１の分圧コンデンサに直列に接続された第２の分圧コンデンサＣｂとを有して可変ＤＣ電源部５の出力電圧が両端に印加されたコンデンサ分圧回路１０Ａと、コンデンサ分圧回路１０Ａの分圧点（分圧コンデンサＣａとＣｂの接続点）１０ａとスイッチング回路６Ａのレグの中点６ａとの間にオンオフ制御が可能な補助回路用スイッチ１０Ｃを通して接続された補助リアクトル１０Ｂとを備えた共振補助回路１０と、スイッチング回路６Ａを構成する各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了できない状態が生じているときに補助回路用スイッチ１０Ｃをオン状態にし、スイッチング回路６Ａを構成する各スイッチの出力静電容量の充放電をデッドタイムの期間に完了できる状態にあるときに補助回路用スイッチ１０Ｃをオフ状態にするように補助回路用スイッチ１０Ｃを制御する補助回路用スイッチ制御部１１（図１参照）とを設ける。
【００７０】
ここで共振補助回路を構成する第１及び第２の分圧コンデンサＣａ及びＣｂは、十分大きな容量のコンデンサであるとし、各分圧コンデンサが、可変ＤＣ電源部５の出力電圧Ｖdcの１／２の電圧Ｖdc／２を発生する電圧源と等価であるとする。補助回路用スイッチ１０Ｃがオン状態にあるときには、分圧回路のコンデンサＣａ又はＣｂの両端の電圧Ｖdc／２がリアクトル１０Ｂの両端に印加されるが、リアクトル１０Ｂの両端に印加される電圧Ｖdc／２の極性は、スイッチング回路１０Ａを構成するスイッチＱ１，Ｑ２のオンオフにより変化する。ハイサイドスイッチＱ１がオンのときには、図４に示すように、コンデンサ分圧回路の分圧点１０ａ側が負の極性となるように、コンデンサＣａの両端の電圧Ｖdc／２がリアクトル１０Ｂの両端に印加され、ローサイドスイッチＱ２がオンのときには、図５に示すように、コンデンサ分圧回路の分圧点１０ａ側が正の極性となるように、コンデンサＣｂの両端の電圧Ｖdc／２がリアクトル１０Ｂの両端に印加される。そして、補助リアクトル１０Ｂには、図６に示すように、第１の分圧コンデンサＣａの両端の電圧Ｖdc／２が印加されたときにスイッチング回路６Ａのレグの中点６ａから分圧回路の分圧点１０ａ側に向かう極性の電流ILaが流れ、第２の分圧コンデンサＣｂの両端の電圧Ｖdc／２が印加されたときに、分圧回路の分圧点１０ａからスイッチング回路６Ａのレグの中点６ａ側に向かう極性の電流ILbが流れる。なお図４においてスイッチＱ２に付された×印は、当該スイッチＱ２がオフ状態にあることを意味し、図５において、スイッチＱ１に付された×印は、当該スイッチＱ１がオフ状態にあることを意味している。
【００７１】
従って、補助リアクトル１０Ｂに流れる電流は、図７（Ｃ）に示すように、三角波形の電流となり、スイッチＱ１への駆動信号Ｓ１の供給が停止してからスイッチＱ２への駆動信号Ｓ２の供給が開始されるまでのデットタイムｔd1の期間に補助リアクトル１０Ｂを通して流れるILaが、デッドタイムｔd1の開始時にターンオフ動作を開始するスイッチＱ１の出力静電容量Ｃ１の充電と、デッドタイムtd1の終了時にターンオン動作を開始するスイッチＱ２の出力静電容量Ｃ２の放電とを行わせる部分共振電流に重畳されるため、回路のインダクタンスに蓄積されているエネルギが少ない場合でも、スイッチＱ１の出力静電容量Ｃ１の充電及びスイッチＱ２の出力静電容量Ｃ２の放電をデッドタイムの期間に完了させて、スイッチＱ１及びＱ２で生じるスイッチング損失の低減を図ることができる。
【００７２】
またスイッチＱ２への駆動信号Ｓ２の供給が停止してからスイッチＱ１への駆動信号Ｓ１の供給が開始されるまでのデットタイムｔd2の期間に補助リアクトル１０Ｂを通して流れるILbが、デッドタイムｔd2の開始時にターンオフ動作を開始するスイッチＱ２の出力静電容量Ｃ２の充電と、デッドタイムtd2の終了時にターンオン動作を開始するスイッチＱ１の出力静電容量Ｃ１の放電とを行わせる部分共振電流に重畳されるため、回路のインダクタンスに蓄積されているエネルギが少ない場合でも、スイッチＱ２の出力静電容量Ｃ２の充電及びスイッチＱ１の出力静電容量Ｃ１の放電をデッドタイムの期間に完了させて、スイッチＱ１及びＱ２で生じるスイッチング損失の低減を図ることができる。
【００７３】
図示の回路において、補助リアクトル１０Ｂを流れる電流ILa及びILbは、スイッチング回路６Ａのレグの中点６ａから先の（負荷側の）インピーダンス（負荷側インピーダンス）には依存せず、可変ＤＣ電源部の出力電圧Ｖdcと、補助リアクタンス１０Ｂのインダクタンス値とによって決まる。従って、負荷側インピーダンスが容量性であって、スイッチング回路６Ａの動作モードが、本来スイッチＱ１，Ｑ２の寄生出力静電容量の充放電が行われない動作モードである場合でも、補助回路用スイッチ１０Ｃをオン状態にして共振補助回路１０をスイッチング回路のレグの中点６ａに接続することにより、出力静電容量Ｃ１，Ｃ２の充放電を若干行うことが可能となる。
【００７４】
ただし、スイッチＱ１がオン状態にある期間ｔs１及びスイッチＱ２がオン状態にある期間ｔs2において補助回路用スイッチ１０Ｃをオン状態に保持しておくと、スイッチＱ１，Ｑ２を通して電流ILa，ILbが流れ続けるため、スイッチＱ１，Ｑ２で生じる導通損失の増加を招く。従って、ＤＣ／ＲＦ変換部６を設計する際には、低減されるスイッチング損失と増加する導通損失とのバランスをとって、スイッチング回路６Ａで生じるトータルの損失が少なくなるように、補助リアクトル１０Ｂのインダクタンス値を設定する。
【００７５】
また、共振補助回路１０により無用の損失が生じるのを防ぐため、共振補助回路１０の分圧回路１０Ａ及び補助リアクトル１０Ｂを必要なときにのみスイッチング回路に接続するように補助回路用スイッチ１０Ｃを制御する補助回路用スイッチ制御部１１（図１参照）を設けておく必要がある。この補助回路用スイッチ制御部１１は、スイッチング回路６Ａを構成するスイッチＱ１，Ｑ２の出力静電容量Ｃ１，Ｃ２の充放電をデッドタイムの期間に完了できない状態が生じているときに補助回路用スイッチ１０Ｃをオン状態にし、スイッチング回路６Ａを構成するスイッチＱ１，Ｑ２の出力静電容量Ｃ１，Ｃ２の充放電をデッドタイムの期間に完了できる状態にあるときに補助回路用スイッチ１０Ｃをオフ状態にするように補助回路用スイッチを制御するものであって、この制御部は、例えば、図１に示したように、インピーダンス整合器４によるインピーダンスの整合状態を判定する整合状態判定手段１１Ａと、整合状態判定手段１１Ａによる判定結果に応じて補助回路用スイッチ１０Ｃを制御するスイッチ制御手段１１Ｂとにより構成することができる。
【００７６】
図１に示された補助回路用スイッチ制御部１１を構成する整合状態判定手段１１Ａは、高周波電力発生部３の出力インピーダンスと、高周波電力発生部の出力端から負荷側を見たインピーダンスとの整合がとれているか否かを判定する手段である。インピーダンスの整合がとれているか否かの判定は、例えば、パワー検出部８が出力する進行波電力検出信号Ｐｆ及び反射波電力検出信号Ｐｒを用いて行うことができる。パワー検出部８が進行波電力及び反射波電力の絶対値を検出するように構成されている場合には、例えば、進行波電力の検出値と反射波電力の検出値とから求めた反射係数｜Γ｜が設定値以下であるときにインピーダンスの整合がとれていると判定し、反射係数｜Γ｜が設定値を超えているときにインピーダンスの整合がとれていないと判定することができる。
【００７７】
またパワー検出部８が、進行波及び反射波のベクトル値を検出して進行波電力及び反射波電力を検出するように構成されている場合には、進行波及び反射波の絶対値と位相とから高周波電力発生部から負荷側を見たインピーダンスである負荷側インピーダンスを求めて、該負荷側インピーダンスからインピーダンスの整合がとれているか否かを判定するように整合状態判定手段を構成することができる。
【００７８】
またパワー検出部８で検出点における電圧及び電流を検出し、検出した電圧と電流との間の位相差を演算した後、検出した電圧及び電流と演算した位相差（電圧と電流との位相差）とに基づいて負荷側インピーダンスを求めて、該負荷側インピーダンスからインピーダンスの整合がとれているか否かを判定するように整合状態判定手段を構成することもできる。
【００７９】
また図１に示した例では、パワー検出部８の出力信号を用いてインピーダンスの整合がとれているか否かの判定を行うようしているが、インピーダンスの整合がとれているか否かの判定は、インピーダンス整合器４から得た負荷側インピーダンスの情報に基づいて行うこともできる。図１に示した例では、整合状態判定手段１１Ａを補助回路用スイッチ制御部１１内に設けているが、インピーダンス整合器４から得た負荷側インピーダンスの情報に基づいてインピーダンスの整合がとれているか否かの判定を行う場合には、整合状態判定手段をインピーダンス整合器４内に設けることもできる。
【００８０】
スイッチ制御手段１１Ｂは、整合状態判定手段１１Ａによりインピーダンスの整合がとれていないと判定されたときにスイッチング回路６Ａを構成するスイッチの出力静電容量Ｃ１，Ｃ２の充放電をデッドタイムの期間に完了できない状態が生じていると見做して補助回路用スイッチ１０Ｃをオン状態にし、整合状態判定手段１１Ａによりインピーダンスの整合がとれていると判定されたときにスイッチング回路６Ａを構成するスイッチの出力静電容量Ｃ１，Ｃ２の充放電をデッドタイムの期間に完了できる状態にあると見做して補助回路用スイッチ１０Ｃをオフ状態にするように補助回路用スイッチ１０Ｃを制御する。
【００８１】
また、スイッチング回路の各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせる部分共振電流は、負荷に供給される電力が小さいときに不足する傾向にあるため、上記補助回路用スイッチ制御部１１を構成するスイッチ制御手段１１Ｂは、インピーダンス整合器４によるインピーダンスの整合状態だけでなく、高周波電力発生部３の出力の大小が反映されたパラメータから検出される高周波電力発生部の出力の大小をも制御条件の一つとして、補助回路用スイッチ１０Ｃをオン状態にするかオフ状態にするかを決定するように構成してもよい。
【００８２】
即ち、上記スイッチ制御手段１１Ｂは、整合状態判定手段１１Ａによりインピーダンスの整合がとれていると判定され、かつ高周波電力発生部３の出力が反映されたパラメータから高周波電力発生部３の出力が第１の基準値以上であると判定されるとき、及び整合状態判定手段１１Ａによりインピーダンスの整合がとれていないと判定されているが、高周波電力発生部３の出力が反映されたパラメータから、高周波電力発生部３の出力が第２の基準値以上であると判定されるときに補助回路用スイッチ１０Ｃをオフ状態にし、整合状態判定手段１１Ａによりインピーダンスの整合がとれていると判定されているが、高周波電力発生部３の出力が反映されたパラメータから高周波電力発生部の出力が第１の基準値未満であると判定されるとき、及び整合状態判定手段１１によりインピーダンスの整合がとれていないと判定され、かつ高周波電力発生部３の出力が反映されたパラメータから高周波電力発生部の出力が第２の基準値未満であると判定されるときに補助回路用スイッチをオン状態にするように構成されていてもよい。
【００８３】
上記高周波電力発生部の出力が反映されたパラメータとしては、パワー検出部８が出力する進行波電力検出信号Ｐｆを用いてもよく、可変ＤＣ電源部５の出力電圧Ｖdcが反映されたパラメータを用いてもよい。
【００８４】
上記第１の基準値及び第２の基準値は、等しくてもよく、異なっていてもよい。これらの基準値は、実験結果に基づいて、スイッチング回路６Ａの各スイッチで生じるスイッチング損失を最小にするように決定する。
【００８５】
＜変形例＞
図２に示されたように、補助回路用スイッチ制御部１１は、パワー検出部８の出力から検出される負荷の状態と補助回路用スイッチ１０Ｃがとるべき状態との関係を与える補助回路用スイッチ制御用テーブルを記憶した制御用テーブル記憶手段１１Ａ′と、パワー検出部８の出力から検出される負荷の状態に対して制御用テーブルを検索することにより補助回路用スイッチ１０Ｃがとるべき状態がオン状態であるかオフ状態であるかを判定して、補助回路用スイッチ１０Ｃを判定された状態とするように制御するスイッチ制御手段１１Ｂとを備えることにより構成してもよい。パワー検出部８の出力から検出される負荷の状態を示すパラメータとしては、例えば反射係数と負荷インピーダンスとを用いることができる。
【００８６】
＜他の変形例＞
上記の実施形態では、スイッチング回路６Ａがレグを一つだけ備えて，該レグのハイサイドスイッチＱ１とローサイドスイッチＱ２を交互にオン状態にすることにより可変ＤＣ電源部の出力を高周波出力に変換するハーフブリッジ回路からなっていて、スイッチング回路に変換動作を行わせるべくスイッチング回路のハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２のうちの一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に与える駆動信号を発生させるタイミングとの間にデッドタイムを設けながらハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに交互に駆動信号を与えるようにスイッチ駆動部が構成されているが、スイッチング回路６Ａがフルブリッジ回路の構成をとる場合にも本発明を適用することができる。
【００８７】
即ち、スイッチング回路６Ａがレグを二つ備えて、該二つのレグの対角位置にある一方の組のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチをオンにする状態と、該二つのレグの対角位置にある他方の組のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチをオンにする状態とを交互に生じさせることにより可変ＤＣ変換部５の出力を高周波出力に変換するフルブリッジ回路からなっている場合にも本発明を適用することができる。
【００８８】
この場合スイッチ駆動部９Ａは、スイッチング回路６Ａの各レグのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのうちの一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に与える駆動信号を発生させるタイミングとの間にデッドタイムを設けながら、可変ＤＣ変換部５の出力を高周波出力に変換する変換動作をスイッチング回路６Ａに行わせるべく、スイッチング回路の２組の対角位置にあるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに交互に駆動信号を与えるように構成される。この場合、共振補助回路は、二つのレグのそれぞれに対して設ける。
【００８９】
スイッチング回路６Ａをフルブリッジ回路により構成する場合のＤＣ／ＲＦ変換部６の構成例を図８に示した。図８に示した例では、ハイサイドスイッチＱ１とローサイドスイッチＱ２との直列回路からなるレグと、ハイサイドスイッチＱ３とローサイドスイッチＱ４との直列回路からなるレグとが可変ＤＣ電源部５の出力端子間に並列に接続されることによりフルブリッジ型のスイッチング回路６Ａが構成され、ハイサイドスイッチＱ１とローサイドスイッチＱ２からなるレグの中点と、ハイサイドスイッチＱ３とローサイドスイッチＱ４とからなるレグの中点との間にトランス６Ｃの一次巻線Ｗ１が接続されている。図８において、Ｃ１ないしＣ４はそれぞれスイッチＱ１ないしＱ４の寄生出力静電容量（又は外付けの出力静電容量）であり、Ｄ１ないしＤ４はそれぞれスイッチＱ１ないしＱ４の寄生ダイオード（又は外付けのダイオード）である。スイッチＱ１ないしＱ４はＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）等により構成される。
【００９０】
図８に示した例では、各スイッチの出力静電容量と回路に含まれるインダクタンス（図示の例ではトランス６Ｃのインダクタンス）とにより各スイッチの出力静電容量の充放電を行わせるための部分共振電流を流す直列共振回路が構成される。
【００９１】
図８に示したスイッチＱ１ないしＱ４には制御部９に設けられたスイッチ駆動部９Ａから駆動信号Ｓ１ないしＳ４が与えられる。スイッチ駆動部９Ａは、前述のように、スイッチング回路６Ａの各レグのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのうちの一方に与えていた駆動信号を消滅させるタイミングと他方に与える駆動信号を発生させるタイミングとの間にデッドタイムを設けながら、可変ＤＣ電源部５の出力を高周波出力に変換する変換動作をスイッチング回路６Ａに行わせるべく、スイッチング回路の２組の対角位置にあるスイッチＱ１，Ｑ４及びＱ２，Ｑ３に交互に駆動信号を与えるように構成される。
【００９２】
図８に示したようにスイッチング回路６Ａがフルブリッジ型に構成される場合には、ハイサイドスイッチＱ１とローサイドスイッチＱ２とからなるレグと、ハイサイドスイッチＱ３とローサイドスイッチＱ４とからなるレグのそれぞれに対して共振補助回路１０−１及び１０−２が設けられて、これらの共振補助回路のコンデンサ分圧回路１０Ａの分圧点が対応するレグの中点に補助リアクトル１０Ｂと補助回路用スイッチ１０Ｃとを通して接続される。
【００９３】
上記の実施形態では、スイッチング回路６Ａの各レグのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを構成するスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いているが、これらのスイッチは駆動信号が与えられたときにオン状態になり、駆動信号が除去されたときにオフ状態になるスイッチング素子であればよく、バイポーラトランジスタや、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの他のオンオフ制御が可能なスイッチング素子を用いて、各レグのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを構成してもよいのはもちろんである。
【符号の説明】
【００９４】
１  高周波電源装置
２  負荷
３  高周波電力発生部
４  インピーダンス整合器
５  可変ＤＣ電源部
６  ＤＣ／ＲＦ変換部
６Ａ  スイッチング回路
６Ｂ  直列共振回路
６Ｃ  トランス
７  ローパスフィルタ
８  パワー検出部
９  制御部
９Ａ  スイッチ駆動部
９Ｂ  ＤＣ電源制御部
１０  共振補助回路
１０Ａ  コンデンサ分圧回路
１０Ｂ  補助リアクトル
１０Ｃ  補助回路用スイッチ
１１  補助回路用スイッチ制御部
１１Ａ  整合状態判定手段
１１Ａ′  制御用テーブル記憶手段
１１Ｂ  スイッチ制御手段
Ｑ１，Ｑ３  ハイサイドスイッチ
Ｑ２，Ｑ４  ローサイドスイッチ
Ｃ１〜Ｃ４  寄生出力静電容量
Ｄ１〜Ｄ４  寄生ダイオード
【図１】
2016189676.tif 000003
【図２】
2016189676.tif 000004
【図３】
2016189676.tif 000005
【図４】
2016189676.tif 000006
【図５】
2016189676.tif 000007
【図６】
2016189676.tif 000008
【図７】
2016189676.tif 000009
【図８】
2016189676.tif 000010
【図９】
2016189676.tif 000011
【図１０】
2016189676.tif 000012
【図１１】
2016189676.tif 000013
【図１２】
2016189676.tif 000014