(57)【要約】【課題】直流電力が入力される電力変換器であっても、主回路と制御回路間におけるノイズの伝搬を低減することを目的とする。【解決手段】本発明の電力変換器100は、直流電力を交流電力に変換する主回路3と、主回路3を制御する制御回路7と、直流電力入力部1に接続された動力線2a、2bと、平滑コンデンサ21とを有し、直流電力を主回路3に供給する主回路給電部2と、入力部1の直近で分岐された給電線5a、5bと、平滑コンデンサ51とを有し、直流電力を制御回路7に供給する制御回路給電部5と、を備え、制御回路給電部5における給電線5a、5bの抵抗の値が主回路給電部2における動力線2a、2bよりも大きく、制御回路給電部5は、主回路給電部2の分岐箇所から平滑コンデンサ51の接続箇所までの領域である制御回路給電線分岐部5cにおける給電線5ca、5daは、抵抗の値及びインダクタンスの値が制御回路給電線本体部5dの給電線5da、5dbよりも大きいことを特徴とする。【選択図】図１
2016144354.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力入力部から入力された直流電力を、交流モータを駆動する交流電力に変換する電力変換器であって、
前記直流電力を前記交流電力に変換する主回路と、
前記主回路を制御する制御回路と、
前記直流電力入力部に接続された高電位側動力線及び低電位側動力線と、前記高電位側動力線と前記低電位側動力線とに接続された第一の平滑コンデンサとを有し、前記直流電力を前記主回路に供給する主回路給電部と、
前記直流電力入力部の直近で前記高電位側動力線から分岐された高電位側給電線及び、前記直流電力入力部の直近で前記低電位側動力線から分岐された低電位側給電線と、前記高電位側給電線と前記低電位側給電線とに接続された第二の平滑コンデンサとを有し、前記直流電力を前記制御回路に供給する制御回路給電部と、を備え、
前記制御回路給電部における前記高電位側給電線及び前記低電位側給電線の抵抗の値は前記主回路給電部における前記高電位側動力線及び前記低電位側動力線よりも大きく、
前記制御回路給電部は、前記主回路給電部の分岐箇所から前記第二の平滑コンデンサの接続箇所までの給電線領域である制御回路給電線分岐部と、前記制御回路給電線分岐部以降の制御回路給電線本体部を有し、
前記制御回路給電線分岐部における前記高電位側給電線である高電位側分岐部給電線及び前記制御回路給電線分岐部における前記低電位側給電線である低電位側分岐部給電線は、抵抗の値及びインダクタンスの値が前記制御回路給電線本体部の給電線よりも大きいことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記高電位側分岐部給電線及び前記低電位側分岐部給電線は、当該高電位側分岐部給電線及び当該低電位側分岐部給電線の前記インダクタンスと前記第二の平滑コンデンサとでローパスフィルタを構成し、
前記インダクタンスの値は、前記ローパスフィルタの遮断周波数が前記主回路で発生する電流ノイズの周波数以下となる値であることを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項３】
前記第一の平滑コンデンサの両端電圧値を検出する電圧測定器と、前記高電位側動力線及び前記低電位側動力線の少なくとも一方に、接続器と抵抗器が並列に接続された突入電流抑制回路と、を備え、
前記突入電流抑制回路は、前記直流電力入力部と前記第一の平滑コンデンサの接続箇所との間に配置され、
前記制御回路は、前記電圧測定器により検出された前記両端電圧値に基づいて、前記両端電圧値が設定電圧値よりも低い場合に前記接続器を遮断状態にし、前記両端電圧値が前記設定電圧値以上の場合に前記接続器を導通状態にする突入電流抑制回路制御信号を前記突入電流抑制回路に出力することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器。
【請求項４】
前記制御回路給電部における前記高電位側分岐部給電線及び前記低電位側分岐部給電線の少なくとも一方は、導体棒または細配線を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項５】
前記高電位側分岐部給電線及び前記低電位側分岐部給電線の少なくとも一方は、前記導体棒または前記細配線により前記高電位側動力線及び低電位側動力線における他の電位側の動力線を跨いでいることを特徴とする請求項４記載の電力変換器。
【請求項６】
前記主回路及び前記制御回路を搭載するプリント基板を備え、
前記高電位側動力線及び低電位側動力線が前記プリント基板の銅箔配線であり、
前記高電位側給電線及び前記低電位側給電線が前記プリント基板の銅箔配線であり、
前記高電位側分岐部給電線及び前記低電位側分岐部給電線の前記インダクタンスの値は、当該高電位側分岐部給電線及び当該低電位側分岐部給電線における前記銅箔配線の幅と長さに基づいて決定されることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項７】
前記高電位側動力線及び低電位側動力線と、前記主回路は、前記プリント基板の長手方向に配置され、
前記制御回路は、前記プリント基板における前記高電位側動力線及び低電位側動力線が配置された長辺と逆の長辺の側に配置され、
前記制御回路と前記主回路との間に前記プリント基板を貫通するスリットが配置されたことを特徴とする請求項６記載の電力変換器。
【請求項８】
前記制御回路給電部における前記導体棒または前記細配線の前記インダクタンスの値は、前記導体棒または前記細配線の断面積と長さに基づいて決定されることを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換器。
【請求項９】
前記主回路は複数の半導体スイッチング素子を備え、
前記半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体材料により形成されていることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項１０】
前記ワイドバンドギャップ半導体材料は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドのうちいずれかであることを特徴とする請求項９記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力から交流モータを駆動する交流電力に変換する電力変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流モータを駆動する電力変換器には、商用交流電力を直流電力に変換し、その後、交流モータに必要な交流電力に変換するものがある。このような電力変換器は、例えば特許文献１の電力変換回路である。特許文献１の電力変換回路では、主回路であるインバータ回路を制御する制御回路に電力を供給する制御回路用電源は、商用交流電力からの主回路動力用の電源とは異なっており、別の交流直流電力変換回路（整流回路１７及びスイッチング電源回路１５）から制御回路に電力が供給されていた。
【０００３】
また、特許文献２には、分散形無停電電源装置において、１か所で商用交流電力を直流電力に変換し、直流電力を個別に供給し、供給先で直流電力を交流電力に変換するＤＣリンクの技術が、開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第５０６２３４７号公報（００２８段〜００３９段、図１）
【特許文献２】特開平１−１５７２４１号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の電力変換回路は、商用交流電力を一旦直流電力に変換後、交流モータ用交流電力に変換している。特許文献１の電力変換回路では、交流モータを駆動するための主回路と主回路を制御するための制御回路とのそれぞれに、直流電力に変換する整流回路が２組必要である。特許文献１の電力変換回路は、２組の整流回路を備えるので、大きくなる問題がある。
【０００６】
また、交流モータ用交流電力を変換する主回路と主回路を制御する制御回路に、直流電力を供給する電力変換器では、主回路に電力供給する給電線に接続された平滑コンデンサと、制御回路に電力供給する給電線に接続された平滑コンデンサとを備える場合がある。直流電力を供給する電力変換器で平滑コンデンサがない場合には、主回路と制御回路とから互いに発生する高周波のノイズ電流が流れ、電力変換器の動作の妨げになることがある。直流電力入力部から入力された直流電力を、主回路と主回路を制御するための制御回路とに供給する場合には、ノイズ防止対策が必要である。それぞれの平滑コンデンサは、高周波ノイズ電流が流入するため、リップル電流耐性や熱耐性の良い高価な仕様を要求される場合があった。
【０００７】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、入力された直流電力を交流モータ用交流電力に変換する電力変換器であっても、主回路と主回路の制御回路間におけるノイズの伝搬を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る電力変換器は、直流電力を交流電力に変換する主回路と、主回路を制御する制御回路と、直流電力入力部に接続された高電位側動力線及び低電位側動力線と、高電位側動力線と低電位側動力線とに接続された第一の平滑コンデンサとを有し、直流電力を主回路に供給する主回路給電部と、直流電力入力部の直近で高電位側動力線から分岐された高電位側給電線及び、直流電力入力部の直近で低電位側動力線から分岐された低電位側給電線と、高電位側給電線と低電位側給電線とに接続された第二の平滑コンデンサとを有し、直流電力を制御回路に供給する制御回路給電部と、を備える。本発明に係る電力変換器の制御回路給電部における高電位側給電線及び低電位側給電線の抵抗の値は主回路給電部における高電位側動力線及び低電位側動力線よりも大きく、制御回路給電部は、主回路給電部の分岐箇所から第二の平滑コンデンサの接続箇所までの給電線領域である制御回路給電線分岐部と、制御回路給電線分岐部以降の制御回路給電線本体部を有し、制御回路給電線分岐部における高電位側給電線である高電位側分岐部給電線及び制御回路給電線分岐部における低電位側給電線である低電位側分岐部給電線は、抵抗の値及びインダクタンスの値が制御回路給電線本体部の給電線よりも大きいことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明に係る電力変換器は、主回路給電部の動力線の抵抗値よりも大きい抵抗値を有すると共に主回路給電部から分岐された、制御回路給電部における制御回路給電線分岐部の給電線が、制御回路給電線本体部の給電線における抵抗の値及びインダクタンスの値よりも大きいので、入力された直流電力を交流モータ用交流電力に変換する電力変換器であっても、主回路と主回路の制御回路間におけるノイズの伝搬を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換器の全体を示すブロック図である。
【図２】図１の主回路の一例を示す回路図である。
【図３】プリント基板に形成された、図１の制御回路給電線分岐部の一例を示す模式図である。
【図４】比較例の電力変換器の全体を示すブロック図である。
【図５】図１の主回路給電部及び制御回路給電部における各平滑コンデンサに流れる電流を示す概略図である。
【図６】図１の制御回路給電線分岐部の周波数応答性を示す図である。
【図７】プリント基板における配線銅箔幅と配線銅箔厚に対する配線のインダクタンス量を示す図である。
【図８】プリント基板における配線銅箔幅と配線銅箔長に対する配線のインダクタンス量を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態２による制御回路給電線分岐部の一例を示す模式図である。
【図１０】導体棒における導体棒径と導体棒長に対する導体棒のインダクタンス量を示す図である。
【図１１】ジャンパ線におけるジャンパ線径とジャンパ線長に対するジャンパ線のインダクタンス量を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態３による電力変換器における部品配置を示す表面模式図である。
【図１３】本発明の実施の形態３による電力変換器における部品配置を示す裏面模式図である。
【図１４】図１２及び図１３の側面模式図である。
【図１５】本発明の実施の形態４による電力変換器の全体を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に、本発明による電力変換器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により、この発明が限定されるものではない。
【００１２】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による電力変換器の全体を示すブロック図であり、図２は図１の主回路の一例を示す回路図である。図３は、プリント基板に形成された、図１の制御回路給電線分岐部の一例を示す模式図である。図１に示す電力変換器１００は、直流電力入力部１と、主回路給電部２と、主回路３と、交流電力出力部４と、制御回路給電部５と、フライバックトランス６と、制御回路７と、を備える。直流電力入力部１は、電力変換器１００へ直流電力を供給する電線を接続する端子対であり、外部の高電位側電線を接続する高電位側端子１ａと外部の低電位側電線を接続する低電位側端子１ｂを有する。図示してはいないねじとねじ受けにより、外部の高電位側電線と高電位側端子１ａとが接続される。また、図示してはいないねじとねじ受けにより、外部の低電位側電線と低電位側端子１ｂとが接続される。直流電力入力部１は、電力変換器１００内において、主回路給電部２と制御回路給電部５とに、直流電力を供給する。
【００１３】
主回路給電部２は、高電位側端子１ａに接続される高電位側動力線２ａと、低電位側端子１ｂに接続される低電位側動力線２ｂと、平滑コンデンサ２１とを備える。主回路給電部２は、直流電力入力部１から供給される直流電力を、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとを用いて、主回路３へ供給する。なお、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとの間には、主回路３へ供給する直流電力を平滑にする目的で、平滑コンデンサ２１の両端が接続される。
【００１４】
主回路３は、主回路給電部２から供給される直流電力を、制御回路７からの制御信号ｓｉｇ１に基づいて、出力の電圧値及び周波数を変化させて、図示してはいない交流モータに必要な交流電力に変換する。主回路３の一例を図２に示した。主回路３は、図２に示すように、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとの間に並列に設置された三相分のレグ３７ｒ、３７ｓ、３７ｔを備える。レグ３７ｒ、３７ｓ、３７ｔは、同じ構成である。レグ３７ｒは、半導体スイッチング素子３１ａとそれに逆並列されたダイオード３２ａとを有するアーム３６ａと、半導体スイッチング素子３１ｂとそれに逆並列されたダイオード３２ｂとを有するアーム３６ｂとを直列に接続したものである。アーム３６ａ、３６ｂ、３６ｃ、３６ｄ、３６ｅ、３７ｆは、同じ構成である。半導体スイッチング素子３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ、３１ｅ、３１ｆは、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。
【００１５】
レグ３７ｓは、アーム３６ｃとアーム３６ｄを有する。レグ３７ｔは、アーム３６ｅとアーム３６ｆを有する。アーム３６ｃは半導体スイッチング素子３１ｃとそれに逆並列されたダイオード３２ｃとを有し、アーム３６ｄは半導体スイッチング素子３１ｄとそれに逆並列されたダイオード３２ｄとを有する。アーム３６ｅは半導体スイッチング素子３１ｅとそれに逆並列されたダイオード３２ｅとを有し、アーム３６ｆは半導体スイッチング素子３１ｆとそれに逆並列されたダイオード３２ｆとを有する。アーム３６ａとアーム３６ｂとの接続点は、出力配線３８ｒにより交流電力出力部４の交流電力端子４ｒに接続される。同様に、アーム３６ｃとアーム３６ｄとの接続点は、出力配線３８ｓにより交流電力出力部４の交流電力端子４ｓに接続される。アーム３６ｅとアーム３６ｆとの接続点は、出力配線３８ｔにより交流電力出力部４の交流電力端子４ｔに接続される。
【００１６】
主回路３は、三組のレグ３７ｒ、３７ｓ、３７ｔにおける計６個の半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆを制御信号ｓｉｇ１のＰＷＭ（パルスワイズモジュレーション）信号に基づいて順次、導通と遮断とを繰り返す。このようにすることで、主回路３は、交流モータに必要な交流電力を、上下のアームの接続点から、供給する。
【００１７】
交流電力出力部４は、主回路３で変換された交流電力を交流モータへ出力するための、交流モータへ供給する電線を接続する端子対である。
【００１８】
制御回路給電部５は、制御回路７に必要な電力を、フライバックトランス６を介して供給する。制御回路給電部５は、制御回路給電線分岐部５ｃと、制御回路給電線本体部５ｄ（図３参照）と、平滑コンデンサ５１とを備える。制御回路給電部５は、直流電力入力部１の直近で、主回路給電部２の高電位側動力線２ａ、低電位側動力線２ｂと分岐した後、フライバックトランス６を介して制御回路７に必要な低電圧に降圧した直流電力を供給する。制御回路給電部５の給電線は、高電位側端子１ａに接続される高電位側給電線５ａと、低電位側端子１ｂに接続される低電位側給電線５ｂとで構成される。すなわち、高電位側動力線２ａと高電位側給電線５ａとが接続されており、かつ、低電位側動力線２ｂと低電位側給電線５ｂとが接続されている。制御回路給電部５は、直流電力入力部１から供給される直流電力を、高電位側給電線５ａと低電位側給電線５ｂとを用いて、フライバックトランス６へ導く。
【００１９】
高電位側給電線５ａと低電位側給電線５ｂとの間には、フライバックトランス６へ導く直流電力を平滑にする目的で、平滑コンデンサ５１の両端が接続される。制御回路給電部５は、主回路給電部２の高電位側動力線２ａ、低電位側動力線２ｂと分岐した直後から平滑コンデンサ５１までの区間（給電線領域）である制御回路給電線分岐部５ｃと、制御回路給電線分岐部５ｃからフライバックトランス６側の制御回路給電線本体部５ｄを備える。制御回路給電線分岐部５ｃは、制御回路７が必要とする電力量だけ、言い換えれば、制御回路７が必要とする電流量を流せるだけの最低限の導体断面積を有する給電線を備える。制御回路７が必要とする電流量は、主回路３が必要とする電流量よりも少ないので、制御回路給電部５の給電線の抵抗が主回路給電部２の給電線の抵抗よりも大きくなっている。制御回路給電線分岐部５ｃは、高電位側給電線５ａと低電位側給電線５ｂとの双方に存在する。すなわち、高電位側給電線５ａは、制御回路給電線分岐部５ｃにおける高電位側の給電線である高電位側分岐部給電線５ｃａと、制御回路給電線本体部５ｄにおける高電位側の給電線である高電位側本体部給電線５ｄａで構成される。同様に、低電位側給電線５ｂは、制御回路給電線分岐部５ｃにおける低電位側の給電線である低電位側分岐部給電線５ｃｂと、制御回路給電線本体部５ｄにおける低電位側の給電線である低電位側本体部給電線５ｄｂで構成される。なお、高電位側分岐部給電線５ｃａ及び低電位側分岐部給電線５ｃｂは、後述する設計方法により所定のインダクタンス量を有するように設計するので、図１では、高電位側分岐部給電線５ｃａ及び低電位側分岐部給電線５ｃｂにおいて、インダクタンスの記号を記載した。
【００２０】
フライバックトランス６は、制御回路給電部５から供給される直流電力を、制御回路７が必要とする電圧値に降圧して、制御回路７へ供給する。フライバックトランス６は、変圧器６１と、ダイオード６２と、スイッチ６３と、コンデンサ６４とを備える。フライバックトランス６は、制御回路７内で検出される降圧された電源電圧値に基づいた、制御回路７からの制御回路電源電圧値信号である制御信号ｓｉｇ２にしたがってスイッチ６３を制御し、フライバックトランス６内の変圧器６１の一次側を流れる電流の導通と遮断とを繰り返し、制御回路７が要求する所望の電圧値を確保する。変圧器６１の二次高電位側にダイオード６２を介して高電位側給電線６ａが接続される。変圧器６１の二次低電位側に低電位側給電線６ｂが接続される。フライバックトランス６は、降圧された電圧の直流電力を、高電位側給電線６ａ、低電位側給電線６ｂから制御回路７に供給する。コンデンサ６４は、高電位側給電線６ａと低電位側給電線６ｂに跨って接続される。なお、図１では、フライバックトランス６で生成している降圧後の直流電源を１つとして図示しているが、フライバックトランス６内の変圧器６１の二次巻線を複数設置することにより、制御回路７が必要とする複数の電源電圧を生成するようにしてもよい。
【００２１】
制御回路７は、図示していないが本発明の電力変換器１００の上位コントローラあるいは使用者からの操作に拠る運転指令ｓｉｇｃに基づき、運転指令ｓｉｇｃが要求する交流モータの回転速度ないしトルクを実現するための制御信号ｓｉｇ１を主回路３に出力する。主回路３が図２に示すような構成の場合、制御回路７が出力する制御信号ｓｉｇ１は主回路３内の半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆを導通あるいは遮断させるためのゲート信号に他ならない。図２の場合、制御信号ｓｉｇ１は、６つのゲート信号である。
【００２２】
本実施の形態１の主回路給電部２と制御回路給電部５がプリント基板上に形成された場合の例を、図３を用いて説明する。図３に示す高電位側動力線２ａ、低電位側動力線２ｂの穴２つが、高電位側動力線２ａ、低電位側動力線２ｂにおける直流電力入力部１の高電位側端子１ａと低電位側端子１ｂとである。高電位側端子１ａの直近で、幅の広い導体の高電位側動力線２ａから幅の狭い導体の高電位側分岐部給電線５ｃａを有する高電位側給電線５ａが分岐される。同様に、低電位側端子１ｂの直近で、幅の広い導体の低電位側動力線２ｂから幅の狭い低電位側分岐部給電線５ｃｂを有する低電位側給電線５ｂが分岐される。
【００２３】
高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとは主回路３へ延伸する途中で、平滑コンデンサ２１が、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとの間に設置される。図３では、２つのフィルムコンデンサ２１ａとフィルムコンデンサ２１ｂとで平滑コンデンサ２１を構成する例を示している。幅の狭い導体の高電位側分岐部給電線５ｃａと低電位側分岐部給電線５ｃｂとにおける直流電力入力部１とは反対側に、平滑コンデンサ５１が設置される。平滑コンデンサ５１の設置場所からは、制御回路給電部５は幅の広い導体に形状を変えて、フライバックトランス６へ接続される。制御回路給電部５における主回路給電部２から分岐した場所から、平滑コンデンサ５１が設置される場所（接続される接続穴の位置）までの幅の狭い形状である配線部分が、制御回路給電線分岐部５ｃである。平滑コンデンサ５１が設置される場所（接続される接続穴の位置）からフライバックトランス６側の配線部分が制御回路給電線本体部５ｄである。高電位側給電線５ａにおける制御回路給電線本体部５ｄは高電位側本体部給電線５ｄａであり、低電位側給電線５ｂにおける制御回路給電線本体部５ｄは低電位側本体部給電線５ｄｂである。なお、フライバックトランス６を経た高電位側給電線６ａ、低電位側給電線６ｂの幅は広いままである。したがって、制御回路給電線分岐部５ｃの高電位側分岐部給電線５ｃａ及び低電位側分岐部給電線５ｃｂにおける抵抗の値及びインダクタンスの値は、制御回路給電線本体部５ｄの高電位側本体部給電線５ｄａ及び低電位側本体部給電線５ｄｂにおける抵抗の値及びインダクタンスの値よりも大きい。
【００２４】
図３では、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとをプリント基板の平面において平行に敷設するように図示したが、これは制御回路給電部５との分岐の様子や制御回路給電線分岐部５ｃをわかりやすく説明するためになされたものである。低電位側動力線２ｂにおいて破線で示した部分は、電力変換器１００のプリント基板の裏面側に配置された配線である。実際には、プリント基板の両面に対向した状態、あるいは、絶縁層を介して対向した状態で敷設する方が、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとの間の静電容量が大きくなり、主回路３のリプルや他のノイズに対して有利なことは、明らかである。したがって、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂと配置は、プリント基板の両面に対向した状態、あるいは、絶縁層を介して対向した状態で敷設する方が望ましい。
【００２５】
図３では、高電位側給電線５ａが低電位側動力線２ｂの経路を遮る様に図示しているが、これも制御回路給電部５との分岐の様子や制御回路給電線分岐部５ｃをわかりやすく説明するためになされたもので、多層プリント基板の場合には低電位側動力線２ｂが存在しない層を利用して配線されることが、主回路給電部２のインピーダンスを下げることに有益であり、主回路給電部２のインピーダンスの低減が、主回路給電部２の温度上昇を防ぐことは明らかである。したがって、多層プリント基板の場合には低電位側動力線２ｂが存在しない層を利用して配線し、主回路給電部２のインピーダンスを下げるようにすることが望ましい。
【００２６】
図３では、高電位側給電線５ａ、低電位側給電線５ｂの右側に、高電位側給電線６ａ、低電位側給電線６ｂ、信号配線６ｃ、信号配線６ｄが配置されている。信号配線６ｄは、スイッチ６３と変圧器６１の一次低電位側を接続する配線である。信号配線６ｃは、制御回路７が出力する制御信号ｓｉｇ２を伝達する配線である。コンデンサ６４は、変圧器６１の右側に配置されている。なお、図３においてダイオード６２は、省略した。
【００２７】
制御回路給電部５における制御回路給電線分岐部５ｃの役割を、図４に示す比較例の電力変換器３００と対比して説明する。図４は、比較例の電力変換器の全体を示すブロック図である。主回路３は、図２に示すように、半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆを、制御回路７からの制御信号ｓｉｇ１に基づいて導通制御と遮断制御を繰り返す。このため、制御信号ｓｉｇ１の動作周波数に応じた電流リプルを起因とするノイズが生成される。
【００２８】
交流モータを駆動する比較例の電力変換器３００は、図４に示すように、主回路給電部２に用いる整流回路８と制御回路給電部５に用いる整流回路９とが別個に存在する。整流回路８は、商用電源からの三相の交流電力を交流電力入力部１０から入力し、整流した後、主回路給電部２へ出力する。一方、整流回路９は、交流電力入力部１０の三相のうち二相（図４では交流電力端子１０ｒと交流電力端子１０ｓ）から電力供給を受け、整流の後、制御回路給電部５へ出力する。比較例の電力変換器３００では、図４に示すように、主回路給電部２と制御回路給電部５とは直接接続されず、整流回路８と整流回路９とが介在する。したがって、比較例の電力変換器３００では、主回路３の電流リプルに基づくノイズが、制御回路給電部５や制御回路７へ影響を及ぼすことは少なかった。なお、図４において、図１と同一の機能を有する構成要素は、図１と同一の符合と名称を用いて、説明を省略する。
【００２９】
しかし、本実施の形態１の電力変換器１００では、主回路３の電流リプルに基づくノイズが、直接、制御回路給電部５や制御回路７へ影響を及ぼす。直流電力が供給される制御回路７への電力供給に携わる平滑コンデンサ５１の静電容量値は数百マイクロファラッド（μＦ）程度である。これに対して、主回路給電部２の平滑コンデンサ２１は、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとの間での静電容量の確保の可能性や、主回路３による直流電力から交流電力への変換という機能の違いや、交流モータのリアクタンス成分の存在から、静電容量値は数十μＦ程度とかなり小さく済む。
【００３０】
先ず、図１や図３に示す制御回路給電線分岐部５ｃが存在しない場合に、主回路給電部２の平滑コンデンサ２１の静電容量値と、制御回路給電部５の平滑コンデンサ５１の静電容量値との違いに因る主回路３の電流リプルに基づくノイズの影響を、図５の（ａ）と（ｃ）とを用いて説明する。図５は、図１の主回路給電部及び制御回路給電部における各平滑コンデンサに流れる電流を示す概略図である。図５の（ａ）には、主回路給電部２の平滑コンデンサ２１に流れる電流波形１０１を示した。図５の（ｂ）には、制御回路給電部５の平滑コンデンサ５１に流れる電流波形１０２を示した。図５の（ｃ）には、制御回路給電線分岐部５ｃが存在しない場合の制御回路給電部５の平滑コンデンサ５１に流れる電流波形１０３を示した。各波形図の縦軸は電流であり、縦軸は時間である。電流波形１０１、１０２、１０３は、時刻ｔ０からの波形を示した。縦軸の一目盛は０．５Ａであり、横軸の一目盛は０．２ｍｓである。
【００３１】
平滑コンデンサ２１の静電容量値を４７μＦ、平滑コンデンサ５１の静電容量値を４７０μＦ、高電位側端子１ａと低電位側端子１ｂとの間に印加する電圧を２８３（２００×１．４１４≒２８３）ボルト（Ｖ）とする。さらに、主回路３に流れる直流成分が１０アンペア（Ａ）、そして１０キロヘルツ（ｋＨｚ）で波高値１Ａ（Ａｐｏ）の電流ノイズが直流電流に重畳した場合を想定する。この場合の平滑コンデンサ２１に流れる電流値を示した電流波形が図５の（ａ）であり、平滑コンデンサ５１に流れる電流値を示した電流波形が図５の（ｃ）である。図５の（ａ）に示す平滑コンデンサ２１に流れる電流は、おおよそ０．０９Ａｐｏである。一方、図５の（ｃ）に示す平滑コンデンサ５１に流れる電流は、約０．９１Ａｐｏとなる。すなわち、主回路３で生成された電流ノイズが、平滑コンデンサ２１の静電容量値と平滑コンデンサ５１の静電容量値との比に応じて分配されたこととなる。平滑コンデンサ５１には大きな電流が流れるため、平滑コンデンサ５１の素子寿命は小さくなってしまう。また、平滑コンデンサ５１には大きな電流が流れるため、電流耐性の強い、高価な素子を用いる必要が生じる。更に、平滑コンデンサ５１には大きな電流が流れることに因り発熱するため、放熱の手段を講じる必要性が生じる場合がある。
【００３２】
次に、図１や図３に示す制御回路給電線分岐部５ｃが存在する場合に、主回路３の電流リプルに基づく、平滑コンデンサ２１に流れる電流と平滑コンデンサ５１に流れる電流との影響を、図５の（ａ）と（ｂ）および図６とを用いて説明する。図６は、図１の制御回路給電線分岐部の周波数応答性を示す図である。導電断面積が制限された制御回路給電線分岐部５ｃには、１００ナノヘンリ（ｎＨ）のインダクタンス値或いはインダクタンス量と、０．４８オーム（Ω）の抵抗値とを有する場合を想定する。この想定は、銅箔厚さ３５マイクロメートル（μｍ）のプリント基板に、制御回路給電線分岐部５ｃが凡そ１０センチメートル（ｃｍ）の長さで形成された場合に相当する。この場合における平滑コンデンサ２１に流れる電流値を示した電流波形が図５の（ａ）であり、平滑コンデンサ５１に流れる電流値を示した電流波形が図５の（ｂ）である。図５の（ａ）に示す平滑コンデンサ２１に流れる電流はおおよそ０．０９Ａｐｏである。一方、図５の（ｂ）に示す平滑コンデンサ５１に流れる電流では約０．０２Ａｐｏとなる。図５の（ｂ）の電流波形１０２の電流値は、図５の（ｃ）電流波形１０３に比べて大幅に小さくなっており、かつ、図５の（ａ）の電流波形１０１の電流値に比べても小さくなっている。
【００３３】
ここで、制御回路給電線分岐部５ｃの周波数特性を図６に示す。縦軸は減衰量［ｄＢ］であり、横軸は周波数［Ｈｚ］である。電流ノイズの周波数である１０ｋＨｚでは、減衰量が−５ｄＢであり、大きく減衰することがわかる。したがって、制御回路給電部５において、主回路給電部２の高電位側動力線２ａ、低電位側動力線２ｂの配線幅よりも狭い幅の高電位側分岐部給電線５ｃａ、低電位側分岐部給電線５ｃｂを設けることで、主回路３の電流リプルに基づくノイズの制御回路７に対する影響を大幅に低減することができる。次に、具体的な制御回路給電線分岐部５ｃの設計法について説明する。
【００３４】
先ず、制御回路給電部５に流れる電流量Ｉ５を見積もる。制御回路７の消費電力をＰワット（Ｗ）、降圧用のフライバックトランス６の効率をρ、入力される直流電力の平均電圧値をＶｄｃ［Ｖ］とすると、Ｉ５は、式（１）で計算できる。
Ｉ５＝（１／ρ）×（Ｐ／Ｖｄｃ）      ・・・  （１）
【００３５】
一般的には、消費電力Ｐは３Ｗ、効率ρは０．８０、平均電圧値Ｖｄｃは２８３Ｖ程度と考えられることから、これらの値を式（１）に代入すると、式（２）が得られる。
Ｉ５＝０．０１３２５［Ａ］＝１３．２５［ｍＡ］      ・・・  （２）
【００３６】
１３．２５ｍＡの電流による配線及びプリント基板の温度上昇を考える。プリント基板上の配線銅箔厚Ｔが、１８μｍ、３５μｍ、７０μｍ、１０５μｍのいずれの場合でも、配線銅箔幅Ｗは０．５ｍｍ以上あれば、１３．２５ｍＡの電流が流れても、配線およびその周辺のプリント基板は１０℃も上昇することは無い。
【００３７】
プリント基板上の配線銅箔長Ｌが１００［ｍｍ］の場合に、プリント基板上の配線銅箔幅Ｗと配線銅箔厚Ｔとに対するインダクタンス量Ｘは、図７に示すように、配線銅箔厚Ｔに拠らず、配線銅箔幅Ｗに支配される。図７は、プリント基板における配線銅箔幅と配線銅箔厚に対する配線のインダクタンス量を示す図である。図７では、プリント基板上の配線銅箔長Ｌが１００［ｍｍ］で、配線銅箔幅Ｗが１［ｍｍ］、２［ｍｍ］、３［ｍｍ］、４［ｍｍ］、５［ｍｍ］の場合のインダクタンス特性を示した。縦軸はインダクタンスであり、横軸は配線銅箔厚Ｔである。
【００３８】
また、プリント基板上の銅箔厚Ｔが３５［μｍ］の場合に、プリント基板上の配線銅箔幅Ｗと配線銅箔長Ｌとに対するインダクタンス量Ｘは、図８に示すように、配線銅箔幅Ｗと配線銅箔長Ｌとに支配される。図８は、プリント基板における配線銅箔幅と配線銅箔長に対する配線のインダクタンス量を示す図である。図８では、プリント基板上の銅箔厚Ｔが３５［μｍ］で、配線銅箔幅Ｗが１［ｍｍ］、２［ｍｍ］、３［ｍｍ］、４［ｍｍ］、５［ｍｍ］の場合のインダクタンス特性を示した。縦軸はインダクタンスであり、横軸は配線銅箔長Ｌである。
【００３９】
一方、平滑コンデンサ５１の静電容量値をＣ５［Ｆ］とすると、ＬＣフィルタの振幅に関する伝達特性は、図６に示すように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の特性を有し、その遮断周波数ｆｃ［Ｈｚ］は、式（３）となる。ここで、πは円周率である。
２πｆｃ＝（ＸＣ５）＾（−１／２）      ・・・  （３）
【００４０】
式（３）を制御回路給電線分岐部５ｃの高電位側分岐部給電線５ｃａ、低電位側分岐部給電線５ｃｂが必要とするインダクタンス量Ｘ［Ｈ］に対して変形すると、式（４）となる。
Ｘ＝（１／Ｃ５）×（２πｆｃ）＾（−２）      ・・・  （４）
【００４１】
式（４）で得られる値のインダクタンス量を有する配線銅箔幅Ｗと配線銅箔長Ｌとを図８から求め、その配線銅箔幅Ｗと配線銅箔長Ｌとを有した制御回路給電線分岐部５ｃの高電位側分岐部給電線５ｃａ、低電位側分岐部給電線５ｃｂをプリント基板上に形成する。このように設計すれば、主回路３で発生する電流リプルによるノイズが平滑コンデンサ５１に流れ込むことを防止することが可能となる。
【００４２】
ちなみに、平滑コンデンサ５１の静電容量値Ｃ５を４７０［μＦ］とし、図６から遮断周波数ｆｃを７００［Ｈｚ］にした場合、式（４）の値、すなわちインダクタンス量Ｘは、約１１０［ｎＨ］となる。例えば、プリント基板の銅箔厚Ｔが３５μｍであり、制御回路給電線分岐部５ｃの高電位側分岐部給電線５ｃａ、低電位側分岐部給電線５ｃｂを配線銅箔幅Ｗが１［ｍｍ］で形成する場合、図８から、約９６ｍｍの配線銅箔長Ｌであれば、１１０［ｎＨ］のインダクタンス量Ｘを実現できることが分かる。
【００４３】
実施の形態１の電力変換器１００は、直流電力の入力系統が一系統であり、直流電力入力部１から入力された直流電力を交流モータ用交流電力に変換する電力変換器である。実施の形態１の電力変換器１００は、直流電力を交流電力に変換する主回路３と主回路３を制御する制御信号ｓｉｇ１を生成する制御回路７を備え、主回路３に直流電力を供給する主回路給電部２から分岐された高電位側給電線５ａ、低電位側給電線５ｂを有する制御回路給電部５が、制御回路７に直流電力を供給する。主回路給電部２は、直流電力入力部１に接続された高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとの間に平滑コンデンサ２１を有し、制御回路給電部５は、高電位側動力線２ａから分岐された高電位側給電線５ａと、低電位側動力線２ｂから分岐された低電位側給電線５ｂとの間に平滑コンデンサ５１を有する。高電位側給電線５ａは、平滑コンデンサ５１の接続点まで区間（給電線領域）に、制御回路７が使用する電流量を流せる最低限の導体断面積、すなわち最大限の抵抗の値を有する高電位側分岐部給電線５ｃａを備える。低電位側給電線５ｂは、平滑コンデンサ５１の接続点まで区間（給電線領域）に、制御回路７が使用する電流量を流せる最低限の導体断面積、すなわち最大限の抵抗の値を有する低電位側分岐部給電線５ｃｂを備える。高電位側給電線５ａは、平滑コンデンサ５１の接続点より制御回路７の側において、導体幅が高電位側分岐部給電線５ｃａよりも広く、抵抗の値及びインダクタンスの値が高電位側分岐部給電線５ｃａよりも小さい。低電位側給電線５ｂは、平滑コンデンサ５１の接続点より制御回路７の側において、導体幅が低電位側分岐部給電線５ｃｂよりも広く、抵抗の値及びインダクタンスの値が低電位側分岐部給電線５ｃｂよりも小さい。
【００４４】
本実施の形態１の電力変換器１００は、直流電力の入力系統は一系統であり、直流電力が入力される直流供給方式なので、比較例に示した主回路用の整流回路８と制御回路用の整流回路９との２つの整流回路が不要にすることができる。また、本実施の形態１の電力変換器１００は、主回路３を制御する制御回路７に直流電力を供給する制御回路給電部５において、制御回路給電線分岐部５ｃを設けたので、主回路３の電流リプルに基づくノイズが電圧降圧用のフライバックトランス６や制御回路７への伝搬を抑制することができる。制御回路給電線分岐部５ｃは、逆方向のノイズの伝搬、すなわちフライバックトランス６や制御回路７から主回路３へのノイズの伝搬も抑制することができる。したがって、本実施の形態１の電力変換器１００は、主回路３を制御する制御回路７に直流電力を供給する制御回路給電部５において、制御回路給電線分岐部５ｃを設けたので、電圧降圧用のフライバックトランス６や制御回路７が発生するノイズが主回路３へ伝搬することを抑制することができる。
【００４５】
すなわち、本実施の形態１では、主回路３を制御する制御回路７に直流電力を供給する制御回路給電部５において、制御回路給電線分岐部５ｃを設けることにより、比較例に示した主回路用の整流回路８と制御回路用の整流回路９との２つの整流回路が不要で、主回路３が発生するノイズや、フライバックトランス６や制御回路７が発生するノイズが、高電位側給電線５ａ、低電位側給電線５ｂを介して、一方から他方へ伝搬することを抑制する、交流モータ駆動用の電力変換器を実現することが可能となる。
【００４６】
また、本実施の形態１の電力変換器１００は、平滑コンデンサ２１と平滑コンデンサ５１との静電容量差に起因する主回路３で発生する電流リプルの平滑コンデンサ５１への偏在を防止することも可能である。
【００４７】
実施の形態１の電力変換器１００は、直流電力を交流電力に変換する主回路３と、主回路３を制御する制御回路７と、直流電力入力部１に接続された高電位側動力線２ａ及び低電位側動力線２ｂと、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂとに接続された第一の平滑コンデンサ（平滑コンデンサ２１）とを有し、直流電力を主回路３に供給する主回路給電部２と、直流電力入力部１の直近で高電位側動力線２ａから分岐された高電位側給電線５ａ及び、直流電力入力部１の直近で低電位側動力線２ｂから分岐された低電位側給電線５ｂと、高電位側給電線５ａと低電位側給電線５ｂとに接続された第二の平滑コンデンサ（平滑コンデンサ５１）とを有し、直流電力を制御回路７に供給する制御回路給電部５と、を備える。さらに、実施の形態１の電力変換器１００は、制御回路給電部５における高電位側給電線５ａ及び低電位側給電線５ｂの抵抗の値は主回路給電部２における高電位側動力線２ａ及び低電位側動力線２ｂよりも大きく、制御回路給電部５は、主回路給電部２の分岐箇所から第二の平滑コンデンサ（平滑コンデンサ５１）の接続箇所までの給電線領域である制御回路給電線分岐部５ｃと、制御回路給電線分岐部５ｃ以降の制御回路給電線本体部５ｄを有し、制御回路給電線分岐部５ｃにおける高電位側給電線５ａである高電位側分岐部給電線５ｃａ及び制御回路給電線分岐部５ｃにおける低電位側給電線５ｂである低電位側分岐部給電線５ｃｂは、抵抗の値及びインダクタンスの値が制御回路給電線本体部５ｄの給電線（高電位側本体部給電線５ｄａ、低電位側本体部給電線５ｄｂ）よりも大きいことを特徴とする。実施の形態１の電力変換器１００は、この特徴により、主回路給電部２の動力線（高電位側動力線２ａ、低電位側動力線２ｂ）の抵抗値よりも大きい抵抗値を有すると共に主回路給電部２から分岐された、制御回路給電部５における制御回路給
電線分岐部５ｃの給電線（高電位側分岐部給電線５ｃａ、低電位側分岐部給電線５ｃｂ）が、制御回路給電線本体部５ｄの給電線における抵抗の値及びインダクタンスの値よりも大きいので、入力された直流電力を交流モータ用交流電力に変換する電力変換器であっても、主回路３と主回路３の制御回路７との間におけるノイズの伝搬を低減することができる。
【００４８】
実施の形態２．
実施の形態２では、主回路給電部２の配線配置を考慮した制御回路給電線分岐部５ｃについて考える。２００Ｖの商用電源から整流された直流電力が本発明の電力変換器１００に給電された場合は、直流電力の平均電圧値Ｖｄｃは、約２８３Ｖとなる。駆動する交流モータが２．２ｋＷとすると、主回路給電部２に流れる電流の電流値は、平均的には、２２００／２８３≒７．８［Ａ］となる。尤度を考慮して主回路給電部２に流れる電流を１０Ａとし、基板温度の上昇を１０℃に抑制しようとする条件１では、主回路給電部２の導体厚みが３５μｍの場合には主回路給電部２の導体幅が１７．７ｍｍ必要となる。また、条件１で主回路給電部２の導体厚みが７０μｍの場合には、主回路給電部２の導体幅が８．９ｍｍ必要である。更に、条件１で主回路給電部２の導体厚みが１０５μｍの場合には、主回路給電部２の導体幅が５．９ｍｍ必要となる。
【００４９】
プリント基板が単層（両面配線のみ）の場合や、多層プリント基板の場合であっても、充分な面積が確保できない場合にあっては、図９に示すように、導体棒８１やジャンパ線（細配線）を用いて、制御回路給電部５が主回路給電部２を跨ぐ必要が生じる。図９は、本発明の実施の形態２による制御回路給電線分岐部の一例を示す模式図である。図９は高電位側給電線５ａが導体棒８１で低電位側動力線２ｂを跨ぐ場合を示している。尚、図９において、図１から図３と同一機能を果たす部品、素子、部位に関しては、図１から図３と同一の符合を付け説明を省略する。ジャンパ線を用いる場合は、導体棒８１がジャンパ線になる。
【００５０】
実施の形態２の電力変換器１００において、高電位側給電線５ａの高電位側分岐部給電線５ｃａは、導体棒８１と、高電位側分岐部中継給電線５ｃｃと、導体棒８１と高電位側動力線２ａとを接続する接続部８２ａと、導体棒８１と高電位側分岐部中継給電線５ｃｃとを接続する接続部８２ｂとを有する。高電位側分岐部中継給電線５ｃｃは、高電位側給電線５ａの高電位側本体部給電線５ｄａとの境界を示す点線２２４よりも高電位側動力線２ａ側の給電線である。点線２２４は、図３と同様に平滑コンデンサ５１の接続点を通過している。
【００５１】
直径φ［ｍｍ］で長さｌ１［ｍｍ］の導電性の棒を加工した場合のインダクタンス量を図１０に示す。図１０は、導体棒における導体棒径と導体棒長に対する導体棒のインダクタンス量を示す図である。縦軸はインダクタンスであり、横軸は導体棒８１の導体棒長ｌ１である。図１０では、導体棒８１の直径φが、２［ｍｍ］、４［ｍｍ］、６［ｍｍ］、８［ｍｍ］、１０［ｍｍ］の場合のインダクタンス特性を示した。図１０から分かるように、導体棒８１のインダクタンス量は、導体棒８１の直径φと導体棒長ｌ１とに支配される。
【００５２】
一方、直径φ［ｍｍ］で長さｌ２「ｍｍ」の導電性の線材を加工した場合であるジャンパ線のインダクタンス量を図１１に示す。図１１は、ジャンパ線におけるジャンパ線径とジャンパ線長に対するジャンパ線のインダクタンス量を示す図である。縦軸はインダクタンスであり、横軸はジャンパ線のジャンパ線長ｌ２である。図１１では、ジャンパ線の直径φが、０．１［ｍｍ］、０．２［ｍｍ］、０．３［ｍｍ］、０．４［ｍｍ］、０．５［ｍｍ］の場合のインダクタンス特性を示した。図１１から分かるように、ジャンパ線のインダクタンス量は、線材の直径φとジャンパ線長ｌ２とに支配される。
【００５３】
図１０や図１１から分かるように、導体棒８１の実用上の長さｌ１やジャンパ線の実用上の長さｌ２を考えた場合、導体棒８１やジャンパ線だけでは制御回路給電線分岐部５ｃに必要なインダクタンス量を実現することは難しい。したがって、導体棒８１やジャンパ線がプリント基板に接続される前後に銅箔配線（中継給電線）を施すことで、不足分のインダクタンス量を満たした制御回路給電線分岐部５ｃを実現する。例えば、高電位側分岐部中継給電線５ｃｃが不足分のインダクタンス量を有する銅箔配線である。
【００５４】
ここまで、導体棒８１はその断面形状を円形として説明したが、断面積が同一であれば断面形状は矩形でもよい。また、図９は、高電位側給電線５ａが低電位側動力線２ｂを跨ぐ場合を例示したが、跨ぐ制御回路給電線は高電位側給電線５ａでも低電位側給電線５ｂでもいずれでも又両方でも良く、跨がれる主回路動力線も高電位側動力線２ａでも低電位側動力線２ｂのいずれでも又両方でも良いことは自明である。
【００５５】
本実施の形態２では、主回路給電部２を跨ぐ制御回路給電部５の部材が制御回路給電線分岐部５ｃの少なくとも一部を形成することを説明した。よって、実施の形態２の電力変換器１００は、制御回路給電部５の制御回路給電線分岐部５ｃにおける少なくとも一方の分岐部給電線（高電位側分岐部給電線５ｃａ又は低電位側分岐部給電線５ｃｂ）が、主回路給電部２における他の電位側の動力線を跨ぐ形状にしたので、制御回路給電線分岐部５ｃを設定するためのプリント基板上の領域を縮小することが可能となり、電力変換器を小型化や低廉化することも可能となる。図９は、制御回路給電部５の制御回路給電線分岐部５ｃにおける高電位側分岐部給電線５ｃａが、低電位側動力線２ｂを跨ぐ形状にした例である。
【００５６】
実施の形態３．
実施の形態３では、プリント基板８０に制御回路給電線分岐部５ｃを形成する場合の例を図１２から図１４に示す。図１２は、本発明の実施の形態３による電力変換器における部品配置を示す表面模式図である。図１３は本発明の実施の形態３による電力変換器における部品配置を示す裏面模式図であり、図１４は図１２及び図１３の側面模式図である。なお、図１２から図１４において、図１から図３と同一の機能を有する構成要素は、図１から図３と同一の符合と名称を用いて、説明を省略する。
【００５７】
プリント基板８０は単層（両面配線）基板を想定する。また、主回路３は、レグ３７ｒ、３７ｓ、３７ｔが１パッケージに入ったモジュールで形成されている場合を考える。先ず、プリント基板８０の２つの短辺の内、一方の短辺に直流電力入力部１を設置する。図１２、図１３では、左側の短辺に直流電力入力部１の高電位側端子１ａ、低電位側端子１ｂを配置した例である。図１４に示すように、直流電力入力部１は、ねじ８３とねじ受け８４を有し、ねじ８３とねじ受け８４により低電位側動力線２ｂの端子穴（低電位側端子１ｂ）と入力配線８５ｂの端子穴とを接続する。同様に、直流電力入力部１のねじ８３とねじ受け８４により、高電位側動力線２ａの端子穴（高電位側端子１ａ）と入力配線８５ａの端子穴とを接続する。交流電力出力部４は、ねじ８３とねじ受け８４を有し、ねじ８３とねじ受け８４により出力配線３８ｒの端子穴（交流電力端子４ｒ）と外部出力配線８６ｒの端子穴とを接続する。同様に、ねじ８３とねじ受け８４により、出力配線３８ｓの端子穴（交流電力端子４ｓ）と外部出力配線８６ｓの端子穴とを接続する。ねじ８３とねじ受け８４により、出力配線３８ｔの端子穴（交流電力端子４ｔ）と外部出力配線８６ｔの端子穴とを接続する。なお、図１２、図１３において、ねじ８３とねじ受け８４は省略した。
【００５８】
プリント基板８０の片面（表面とする）の高電位側端子１ａと低電位側端子１ｂから、プリント基板８０の長辺に平行に主回路３の直流電力入力端まで高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂの配線をそれぞれ設置する。主回路３はプリント基板８０の表面に設置される。直流電力入力部１の高電位側端子１ａ、低電位側端子１ｂから主回路３までの場所に、高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂに跨いで、フィルムコンデンサ２１ａとフィルムコンデンサ２１ｂとを、プリント基板８０の裏面に設置する。交流電力出力部４の交流電力端子４ｒ、４ｓ、４ｔをプリント基板８０の２つの短辺の内、直流電力入力部１とは反対側の短辺側の少し基板中央に入った所に設置する。交流電力出力部４の交流電力端子４ｒ、４ｓ、４ｔと主回路３の電力出力端との間を、それぞれ、出力配線３８ｒ、３８ｓ、３８ｔにより配線する。なお、入力配線８５ａ、８５ｂは、それぞれ直流電力入力部１の高電位側端子１ａ、低電位側端子１ｂに接続された入力配線である。外部出力配線８６ｒ、８６ｓ、８６ｔは、それぞれ交流電力出力部４交流電力端子４ｒ、４ｓ、４ｔに接続された入力配線である。高電位側端子１ａ、低電位側端子１ｂは、プリント基板８０の表面及び裏面に配置されている。
【００５９】
このように、実施の形態３の電力変換器１００は、直流電力入力部１と、主回路給電部２の高電位側動力線２ａ及び低電位側動力線２ｂと、主回路３と、交流電力出力部４とを、プリント基板８０の長手方向にそれぞれ設置することにより、大きな電力がプリント基板８０の一方の短辺から他方の短辺へと、プリント基板８０の長辺に沿って短距離で形成することができる。このようにすることで、実施の形態３の電力変換器１００は、主回路３で生じるノイズの拡散を抑制することが可能となる。
【００６０】
次に、プリント基板８０の裏面において、高電位側端子１ａの直近の場所から、プリント基板８０の長辺方向へ分岐し、その後プリント基板８０の長辺沿いに交流電力出力部４が存在する方のプリント基板８０の短辺端まで、高電位側給電線５ａを配線する。さらに、高電位側給電線５ａは、プリント基板８０の短辺に沿って、反対側のプリント基板８０の長辺まで延伸し、平滑コンデンサ５１の高電位側端子に接続される。平滑コンデンサ５１の高電位側端子まで到着した高電位側給電線５ａは、配線幅を拡張してフライバックトランス６へと導かれる。高電位側給電線５ａにおける配線幅を拡張した給電線は高電位側本体部給電線５ｄａであり、高電位側動力線２ａから分岐して平滑コンデンサ５１の高電位側端子まで配置された給電線は高電位側分岐部給電線５ｃａである。
【００６１】
一方、低電位側給電線５ｂは、プリント基板８０の裏面で、低電位側端子１ｂの直近の場所から、高電位側端子１ａの近傍を通過して、高電位側給電線５ａの直ぐ内側まで、プリント基板８０の長辺側へと配線される。その後、低電位側給電線５ｂは、高電位側給電線５ａと並んでプリント基板８０の長辺に沿って延伸し、交流電力出力部４が存在する方のプリント基板８０の短辺側を経由して平滑コンデンサ５１の低電位側端子に接続される。平滑コンデンサ５１の低電位側端子まで到着した低電位側給電線５ｂは、配線幅を拡張してフライバックトランス６へと導かれる。低電位側給電線５ｂにおける配線幅を拡張した給電線は低電位側本体部給電線５ｄｂであり、低電位側動力線２ｂから分岐して平滑コンデンサ５１の低電位側端子まで配置された給電線は低電位側分岐部給電線５ｃｂである。
【００６２】
高電位側給電線５ａ、低電位側給電線５ｂにおいて、高電位側給電線５ａと低電位側給電線５ｂとが並んで配線される部分を含み、平滑コンデンサ５１までの部分が制御回路給電線分岐部５ｃとして成立する。部品高さが高いと考えられる平滑コンデンサ５１やフライバックトランス６は、フィルムコンデンサ２１ａ、２１ｂと同じく、プリント基板の裏面に設置される。制御回路７は、フライバックトランス６から直流電力入力部１が存在する方のプリント基板の短辺へ向けて、プリント基板８０の長辺沿いの制御回路配置部７０に配置される。なお、部品の高さが低いと考えられる部品は、プリント基板８０の表面にも設置される。
【００６３】
主回路給電部２や主回路３の部分（主回路部分）と制御回路７が配置される制御回路配置部７０との間には、プリント基板８０を貫通するスリット２０を穿つことで、主回路部分と制御回路配置部７０とのノイズの伝搬を抑制することができ、すなわち主回路３と制御回路７とのノイズの伝搬を抑制することができる。図１２、図１３では、スリット２０が直流電力入力部１の近傍から出力配線３８ｒの近傍まで延伸している例を示した。なお、主回路給電部２や、主回路３の電力出力端から交流電力出力部４までの配線は、プリント基板８０の裏面にも存在してもよい。
【００６４】
本実施の形態３の電力変換器１００では、主回路部分の配線、すなわち入力側の配線である高電位側動力線２ａ、低電位側動力線２ｂと、出力側の配線である出力配線３８ｒ、３８ｓ、３８ｔがプリント基板８０の長辺沿に単純に形成されているため、主回路３で生じるノイズの拡散を抑制することが可能となる。また、本実施の形態３の電力変換器１００では、制御回路給電線分岐部５ｃを長く形成することができるため、制御回路給電線分岐部５ｃでのインダクタンス量を大きく形成でき、平滑コンデンサ２１と平滑コンデンサ５１との静電容量差に起因する主回路３で発生する電流リプルが平滑コンデンサ５１へ偏在することを防止する効果を、制御回路給電線分岐部５ｃのインダクタンス量が小さいものよりも高めることが可能である。
【００６５】
実施の形態４．
実施の形態１から実施の形態３において、主回路給電部２が制御回路給電部５と分岐した箇所から平滑コンデンサ２１までの領域には、主回路給電部２の導体である高電位側動力線２ａと低電位側動力線２ｂのみ存在していた。さらに、平滑コンデンサ２１の静電容量はかなり大きいことを説明してきた。実施の形態１から実施の形態３で説明した電力変換器１００では、長期間の休止や停電などで平滑コンデンサ２１に蓄えられた電荷が放電した後に、直流電力入力部１から直流電力が給電された場合には、次のような問題が生じることがある。この場合、主回路給電部２に通常、平滑コンデンサ２１に電荷を貯めるために、主回路３で使用する電流量よりはるかに大きい電流量が流れ、主回路給電部２や平滑コンデンサ２１を発熱させ、主回路給電部２における高電位側動力線２ａ、低電位側動力線２ｂの劣化や平滑コンデンサ２１の寿命を短くする問題を生じる原因となる。
【００６６】
本実施の形態４の電力変換器１００では、主回路給電部２が制御回路給電部５と分岐した箇所から平滑コンデンサ２１までの高電位側動力線２ａ及び低電位側動力線２ｂのいずれか一方、または両方に、図１５に示すように、接続器２２１と抵抗器２２２とを並列に接続した突入電流抑制回路２２が挿入される。図１５は、本発明の実施の形態４による電力変換器の全体を示すブロック図である。
【００６７】
さらに、本実施の形態４の電力変換器１００では、平滑コンデンサ２１の両端電圧値Ｖｓを電圧測定器１１により検出し、検出した平滑コンデンサ２１の両端電圧値Ｖｓを制御回路７に出力する。制御回路７は、平滑コンデンサ２１の両端電圧値Ｖｓに基づいた接続器導通信号ｓｉｇ３を突入電流抑制回路２２内の接続器２２１へ出力する。平滑コンデンサ２１の両端電圧値Ｖｓが予め定めた値より大きくなった場合に、接続器導通信号ｓｉｇ３は有意となる。逆に、平滑コンデンサ２１の両端電圧値Ｖｓが予め定めた値以下になった場合には、有意で無い状態を示す。
【００６８】
接続器２２１は、接続器導通信号ｓｉｇ３が有意で無い場合には接続器２２１の両端が遮断された状態になる。そのため、直流電力入力部１から供給される直流電流は、突入電流抑制回路２２内の抵抗器２２２を介して、平滑コンデンサ２１を充電する。すなわち、抵抗器２２２は平滑コンデンサ２１の静電容量とで低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）を構成し、この低域通過フィルタの効果で供給電流量を抑制する。
【００６９】
反対に、接続器２２１は、接続器導通信号ｓｉｇ３が有意な場合には接続器２２１の両端が短絡（導通）した状態になる。そのため、直流電力入力部１から供給される直流電流は、抵抗器２２２に迂回すること無く、直接、平滑コンデンサ２１を充電する。しかし、平滑コンデンサ２１の両端電圧値Ｖｓは既に高いため、平滑コンデンサ２１の両端電圧値Ｖｓは高電位側端子１ａと低電位側端子１ｂとの電位差と大きな差が生じ無い。よって、主回路給電部２を流れる直流電流の電流値は小さい。
【００７０】
一方、制御回路給電部５が主回路給電部２と分岐した箇所から平滑コンデンサ５１までの領域には、制御回路給電線分岐部５ｃが存在するものの、突入電流抑制回路は挿入されない。
【００７１】
本実施の形態４の電力変換器１００は、以上のように構成されているので、電源導入時や停電時における主回路給電部２や平滑コンデンサ２１への供給電流量を抑制することが可能になる。それに伴い、主回路給電部２や平滑コンデンサ２１の発熱を抑制でき、かつ、主回路給電部２の劣化を抑え、平滑コンデンサ２１の寿命を長くすることが可能になる。
【００７２】
なお、これまで、実施の形態１から実施の形態４では、図２に示したように半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆがＩＧＢＴである例を示したが、他の半導体スイッチング素子でもよい。半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆがＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）の場合は、ＩＧＢＴのエミッタ、コレクタ及びゲートを、それぞれＭＯＳＦＥＴのソース、ドレイン及びゲートに変更される。
【００７３】
上記いずれの実施の形態においても、半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆは、珪素によって形成されてもよい。また、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体材料によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体材料としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。
【００７４】
このようなワイドバンドギャップ半導体材料によって形成された半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆの小型化が可能である。これら小型化された半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆを用いることにより、これらの素子を組み込んだ主回路３の小型化が可能となる。
【００７５】
また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、主回路３の一層の小型化が可能になる。小型の主回路３を搭載することで、電力変換器１００も小型にできる。
【００７６】
また、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００７７】
１…直流電力入力部、２…主回路給電部、２ａ…高電位側動力線、２ｂ…低電位側動力線、３…主回路、５…制御回路給電部、５ａ…高電位側給電線、５ｂ…低電位側給電線、５ｃ…制御回路給電線分岐部、５ｃａ…高電位側分岐部給電線、５ｃｂ…低電位側分岐部給電線、５ｄ…制御回路給電線本体部、５ｄａ…高電位側本体部給電線、５ｄｂ…低電位側本体部給電線、７…制御回路、１１…電圧測定器、２０…スリット、２１…平滑コンデンサ（第一の平滑コンデンサ）、２２…突入電流抑制回路、３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ、３１ｅ、３１ｆ…半導体スイッチング素子、５１…平滑コンデンサ（第二の平滑コンデンサ）、８０…プリント基板、８１…導体棒、１００…電力変換器、２２１…接続器
、２２２…抵抗器、ｓｉｇ３…制御信号（突入電流抑制回路制御信号）、Ｖｓ…両端電圧値。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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