(57)【要約】【課題】      多値位相シフトキーイングの場合に、送信データの位相の推定に適した通信方法等を提案する。【解決手段】  Ｍ種の位相シフトキーイングの場合に、受信器５は、Ｍ個の相関部と、復調部を備える。各相関部１７は、送信信号における各種の位相において、拡散スペクトル符号との間で最大の相関を得られるように調整されている。データ送信時に、各相関部は、受信信号と拡散スペクトル符号との相関値を演算する。復調部１９は、最大の相関を示す相関部を特定し、送信信号の位相を推定する。このように、複数の複素空間を用いて判定を行うことにより、例えば、８や１６などの多値位相シフトキーイングの場合でも、容易に判定することが可能になる。【選択図】  図１
2016189501.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信器が送信信号を送信し、受信器が前記送信信号を受信して受信信号を得る通信方法であって、
前記送信器は、Ｍ種の位相θ1，…，θMを持つ送信信号を送信するものであり、
前記受信器は、Ｍ個の相関部と、復調部を備え、
前記送信器は、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つ同期用送信信号を送信し、前記受信器が備えるＭ個の相関部が、それぞれ、前記送信信号のＭ種の位相θ1，…，θMに対応して、前記同期用送信信号を受信して得られた同期用受信信号に基づき、送信信号の位相がθ1，…，θMのときに、拡散スペクトル符号との間で最大の相関が得られるように調整する同期ステップと、
前記送信器が、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つ通信用送信信号を送信し、前記Ｍ個の相関部が、前記通信用送信信号を受信して得られる通信用受信信号に対して、前記拡散スペクトル符号との間の相関を演算し、前記復調部が、前記Ｍ個の相関部のうち、最大の相関を得た相関部に対応する位相から、前記通信用送信信号における位相を推定する復調ステップを含む通信方法。
【請求項２】
前記受信器は、位相調整部を備え、
前記Ｍ個の相関部は、複素空間における同じ軸において、拡散スペクトル符号との間の相関値を演算するものであり、
前記同期ステップにおいて、
前記送信器は、位相θ1の送信信号を送信し、
前記受信器において、
１番目の相関部は、前記同期用受信信号に対して最大の相関が得られるように調整し、
前記位相調整部は、ｉ番目の相関部（ｉは、２以上Ｍ以下の整数。）に対して、前記同期用受信信号の位相をθi−θ1変更した信号を与え、ｉ番目の相関部は、前記位相調整部による調整後の信号に対して最大の相関が得られるように調整し、
前記復調ステップにおいて、
前記受信器において、
１番目の相関部は、前記通信用受信信号に対して相関値を計算し、
前記位相調整部は、ｉ番目の相関部に対して、前記通信用受信信号の位相をθi−θ1変更した信号を与え、ｉ番目の相関部は、前記位相調整部による調整後の信号に対して相関値を計算する、請求項１記載の通信方法。
【請求項３】
前記各相関部は、複数の時間領域相関部と、複数の周波数領域相関部と、選択部を備え、
前記調整ステップにおいて、
前記各時間領域相関部は、前記同期用受信信号又は前記同期用受信信号の位相を変更したものを、第１拡散スペクトル符号及び時間領域積分を用いて計算した相関値が最大になるように調整されるものであり、
前記各周波数領域相関部は、前記同期用受信信号のフーリエ変換又は前記同期用受信信号の位相を変更したもののフーリエ変換を、第２拡散スペクトル符号及び周波数領域積分を用いて計算した相関値が最大になるように調整されるものであり、
前記第１拡散スペクトル及び前記第２拡散スペクトルは、一方が周波数領域拡散スペクトル符号であり、他方が時間領域拡散スペクトル符号であり、
前記復調ステップにおいて、
前記各時間領域相関部は、前記通信用受信信号又は前記通信用受信信号の位相を変更したものを、第１拡散スペクトル符号及び時間領域積分を用いて相関値を計算し、
前記各周波数領域相関部は、前記通信用受信信号のフーリエ変換又は前記通信用受信信号の位相を変更したもののフーリエ変換を、第２拡散スペクトル符号及び周波数領域積分を用いて相関値を計算し、
前記選択部は、前記複数の時間領域相関部及び前記複数の周波数領域相関部の出力のうち、最大の相関を示すものを選択する、請求項１又は２に記載の通信方法。
【請求項４】
Ｍは、５以上の整数である、請求項１から３のいずれかに記載の通信方法。
【請求項５】
送信器がＭ種の位相θ1，…，θMを持つ送信信号を送信し、前記送信信号を受信して受信信号を得る受信器であって、
Ｍ個の相関部と、復調部を備え、
前記Ｍ個の相関部は、前記送信器が、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つ同期用送信信号を送信すると、それぞれ、Ｍ種の位相θ1，…，θMに対応して、前記同期用送信信号を受信して得られた同期用受信信号に基づき、送信信号の位相がθ1，…，θMのときに、拡散スペクトル符号との間で最大の相関が得られるように調整するものであり、
前記送信器が、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つ通信用送信信号を送信すると、
前記Ｍ個の相関部は、前記通信用送信信号を受信して得られる通信用受信信号に対して前記拡散スペクトル符号との間の相関を演算するものであり、
前記選択部は、前記Ｍ個の相関部のうち、最大の相関を得た相関部に対応する位相から、前記通信用送信信号における位相を推定するものである、受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信方法及び受信器に関し、特に、送信器が送信信号を送信し、受信器が前記送信信号を受信して受信信号を得る通信方法等に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、送信データの位相の推定は、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分を計算し、Ｉ−Ｑ平面におけるＩ軸からの角度により推定されてきた（非特許文献１及び２参照）。このような位相推定法は、例えば２値の場合（Binary  Phase  Shift  Keying：BPSK）や４値の場合（Quadrature  Phase  Shift  Keying：QPSK）では受信が容易であり、幅広く用いられている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】T．Kohda，外２名，“Frequency  synchronization  using  SS  technique,”in  Proc．The  ninth  Int．Sympo．on  Wireless  Cummunication  Systems，Aug．2012，pp.855-859.
【非特許文献２】T．Kohda，外２名，“Frequency-division  spread-spectrum  makes  frequency  synchronization  easy,”in  Proc．IEEE  Globecom  2012，Dec．2012，pp．3976-3982.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来法では、受信出力の同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分の二次元平面（複素平面）で、送信シンボルの判定を行うものであった。そのため、例えば多値数が４を超えると（特に、８、１６などとなると）、平面上の判別すべきシンボルが互いに近接し、雑音の影響で容易に判定誤りが起きる。そのため、従来は、多値数が４を超える場合には、ＭＰＳＫは採用されなかった。振幅に情報を換算したＱＡＭ（直交振幅変調）によれば、信号対雑音比が同一の下で、判別すべきシンボル間の距離が広がり、判定誤りが軽減される。そのため、ＱＡＭが、採用されていた。
【０００５】
そこで、本願発明は、多値位相シフトキーイングの場合に、送信データの位相の推定に適した通信方法等を提案することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願発明の第１の観点は、送信器が送信信号を送信し、受信器が前記送信信号を受信して受信信号を得る通信方法であって、前記送信器は、Ｍ種の位相θ1，…，θMを持つ送信信号を送信するものであり、前記受信器は、Ｍ個の相関部と、復調部を備え、前記送信器は、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つ同期用送信信号を送信し、前記受信器が備えるＭ個の相関部が、それぞれ、前記送信信号のＭ種の位相θ0，…，θM-1に対応して、前記同期用送信信号を受信して得られた同期用受信信号に基づき、送信信号の位相がθ1，…，θMのときに、拡散スペクトル符号との間で最大の相関が得られるように調整する同期ステップと、前記送信器が、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つ通信用送信信号を送信し、前記Ｍ個の相関部が、前記通信用送信信号を受信して得られる通信用受信信号に対して、前記拡散スペクトル符号との間の相関を演算し、前記復調部が、前記Ｍ個の相関部のうち、最大の相関を得た相関部に対応する位相から、前記通信用送信信号における位相を推定する復調ステップを含むものである。
【０００７】
本願発明の第２の観点は、第１の観点の通信方法であって、前記受信器は、位相調整部を備え、前記Ｍ個の相関部は、複素空間における同じ軸において、拡散スペクトル符号との間の相関値を演算するものであり、前記同期ステップにおいて、前記送信器は、位相θ1の送信信号を送信し、前記受信器において、１番目の相関部は、前記同期用受信信号に対して最大の相関が得られるように調整し、前記位相調整部は、ｉ番目の相関部（ｉは、２以上Ｍ以下の整数。）に対して、前記同期用受信信号の位相をθi−θ1変更した信号を与え、ｉ番目の相関部は、前記位相調整部による調整後の信号に対して最大の相関が得られるように調整し、前記復調ステップにおいて、前記受信器において、１番目の相関部は、前記通信用受信信号に対して相関値を計算し、前記位相調整部は、ｉ番目の相関部に対して、前記通信用受信信号の位相をθi−θ1変更した信号を与え、ｉ番目の相関部は、前記位相調整部による調整後の信号に対して相関値を計算するものである。
【０００８】
本願発明の第３の観点は、第１又は第２の観点の通信方法であって、前記各相関部は、複数の時間領域相関部と、複数の周波数領域相関部と、選択部を備え、前記調整ステップにおいて、前記各時間領域相関部は、前記同期用受信信号又は前記同期用受信信号の位相を変更したものを、第１拡散スペクトル符号及び時間領域積分を用いて計算した相関値が最大になるように調整されるものであり、前記各周波数領域相関部は、前記同期用受信信号のフーリエ変換又は前記同期用受信信号の位相を変更したもののフーリエ変換を、第２拡散スペクトル符号及び周波数領域積分を用いて計算した相関値が最大になるように調整されるものであり、前記第１拡散スペクトル及び前記第２拡散スペクトルは、一方が周波数領域拡散スペクトル符号であり、他方が時間領域拡散スペクトル符号であり、前記復調ステップにおいて、前記各時間領域相関部は、前記通信用受信信号又は前記通信用受信信号の位相を変更したものを、第１拡散スペクトル符号及び時間領域積分を用いて相関値を計算し、前記各周波数領域相関部は、前記通信用受信信号のフーリエ変換又は前記通信用受信信号の位相を変更したもののフーリエ変換を、第２拡散スペクトル符号及び周波数領域積分を用いて相関値を計算し、前記選択部は、前記複数の時間領域相関部及び前記複数の周波数領域相関部の出力のうち、最大の相関を示すものを選択する。
【０００９】
本願発明の第４の観点は、第１から第３のいずれかに記載の通信方法であって、Ｍは、５以上の整数である。
【００１０】
本願発明の第５の観点は、送信器がＭ種の位相θ1，…，θMを持つ送信信号を送信し、前記送信信号を受信して受信信号を得る受信器であって、Ｍ個の相関部と、復調部を備え、前記Ｍ個の相関部は、前記送信器が、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つ同期用送信信号を送信すると、それぞれ、Ｍ種の位相θ1，…，θMに対応して、前記同期用送信信号を受信して得られた同期用受信信号に基づき、送信信号の位相がθ1，…，θMのときに、拡散スペクトル符号との間で最大の相関が得られるように調整するものであり、前記送信器が、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つ通信用送信信号を送信すると、前記Ｍ個の相関部は、前記通信用送信信号を受信して得られる通信用受信信号に対して前記拡散スペクトル符号との間の相関を演算するものであり、前記選択部は、前記Ｍ個の相関部のうち、最大の相関を得た相関部に対応する位相から、前記通信用送信信号における位相を推定するものである。
【００１１】
なお、時間領域相関器及び周波数領域相関器の個数は、それぞれ、例えば、時間領域及び周波数領域の拡散比である。また、第１拡散スペクトル符号と第２拡散スペクトル符号は、一方が時間領域拡散スペクトル符号であり、他方が周波数領域拡散スペクトル符号である。
【発明の効果】
【００１２】
本願発明の各観点によれば、多値位相シフトキーイングの場合に、送信データのＭ種の位相に対応してＭ個の相関部を設け、各相関部が、それぞれ、送信データの各種の位相において最大の相関を得られるように調整しておき、送信信号に対して最大の相関値を出力する相関部に対応する位相によって、送信された送信データを推定することにより、１つの相関部は１つの位相のみを担当するので、判定が比較的容易になり、雑音及び干渉への耐性が向上する。
【００１３】
同相成分及び直交成分は、多値数が４の場合の判定に使用されるものである。多値数が８や１６のような場合には、平面上のシンボルは、互いに近接する。そのため、Ｉ成分やＱ成分をそのまま使用することには、そもそも無理がある。
【００１４】
ヘテロダイン同期方式では、Ｉ成分の最大化により位相同期を達成していた。これは、暗黙裡に、送信信号が実数値であることを仮定していた。複素数値を送るデータ通信では、状況が一変する。例えば、純虚数（ｊ＝√(-1)）を送る場合には、Ｉ成分ではなく、Ｑ成分の最大化により位相同期が達成される。そのほかの複素数値の場合にも、同様の前処理が必要となる。
【００１５】
そこで、本願発明の各観点によれば、複素平面を複数個用意し、各複素平面（レイヤー）では、例えばＱＰＳＫ（４相）の判定を行うことにより、シンボルが互いに近接しても、容易に判定をすることが可能になる。本願発明では、複数のレイヤーを使用するため、受信信号をレイヤーに対応して分けて与える前処理部分と、複数のレイヤーの出力の最大比較をする後処理部分が必要になる。前処理及び後処理部分は、ハードウエアによって容易に実現することができる。各レイヤーでは、例えばＱＰＳＫのような各種の既存技術をそのまま使用することができ、汎用性が高い。
【００１６】
また、本願発明では、各レイヤーは、ＧＤ／Ｓ3の技術を用いてもよい。すなわち、受信信号とそのフーリエ変換を同時に利用して、時間・周波数同期確立とＱＰＳＫ信号の復調を行う。これは、データ伝送をしながら同期補足（acquisition）と同期保持（tracking）を同時に適応的に行えることを意味する。
【００１７】
さらに、第２の観点によれば、同期ステップにおいて、送信器は、同期用送信信号として、１つの位相に対するものを送信するだけで、受信器は、位相調整部により位相を調整して、各相関部において、例えば受信信号の同相成分（Inphase成分、Ｉ成分）を最大化するように同期し、復調ステップにおいて、位相調整部により同様に位相を調整して、送信データの復調を実現することが可能になる。
【００１８】
さらに、第３の観点によれば、１つの相関部において、複数の時間領域相関器及び複数の周波数領域相関器を用いて、その最大値が、相関部の出力となるので、雑音及び干渉への耐性がさらに強まる。１つの相関部において、複数の時間領域相関器及び複数の周波数領域相関器を用いるので、冗長度の極めて高い受信器となる。
【００１９】
さらに、第４の観点によれば、Ｍは、５以上の整数、すなわち、平面上でシンボルが近くても、各複素平面上で、例えばＱＰＳＫ（４相）の判定を行うことにより、容易に判定をすることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本願発明の実施の形態に係る通信システムの構成の一例を示すブロック図である。
【図２】図１の通信システム１の動作の一例を示すフロー図である。
【図３】Ｎ＝Ｎ'＝１６に関する受動的ＰＵＬに対するシミュレーション結果を示す。
【図４】Ｎ個のＴＤ相関器アレイ及びＮ'個のＦＤ相関器アレイのＭ段のレイヤーを示す図である。
【図５】位相修正レイヤーを使わない８ＰＳＫに対するＴＤ及びＦＤ相関器の出力を示す図である。
【図６】ｌ，ｌ'=１及び２に対して、８ＰＳＫに対する位相が修正されたＴＤ及びＦＤ相関器アレイの出力を示す。
【図７】１６ＰＳＫに対するＴＤ及びＦＤ相関器出力を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下では、図面を参照して、本願発明の実施例について説明する。なお、本願発明は、この実施例に限定されるものではない。
【実施例】
【００２２】
図１は、本願発明の実施の形態に係る通信システムの構成の一例を示すブロック図である。通信システム１は、送信器３（本願請求項の「送信器」の一例）と、受信器５（本願請求項の「受信器」の一例）を備える。
【００２３】
送信器３は、送信部１１を備える。送信部１１は、受信器５に対して、送信信号を送信する。送信信号には、同期のために送信する同期用送信信号と、通信のために送信する通信用送信信号がある。以下では、同期用送信信号を受信した受信器５において行われる処理を同期処理とし、通信用送信信号を受信した受信器５において行われる処理を通信処理という。本実施例では、通信は、多値位相シフトキーイングにより実現されているとする。すなわち、通信用送信信号は、Ｍ種の位相θ1，…，θMを持つとする。以下では、θk＝ｅj2π(k-1)/M（ｋ＝1，2,…，M）とする。同期用送信信号は、位相θ1，…，θMのうちの一つ又は複数の位相を持つものである。以下では、同期用送信信号は、θ1の位相を持つものとする。
【００２４】
受信器５は、受信部１３と、フーリエ変換部１５と、第１相関部１７1，…，第Ｍ相関部１７M（以下では、これらを併せて、相関部１７ともいう。本願請求項の「Ｍ個の相関部」の一例である。）と、復調部１９（本願請求項の「復調部」の一例）と、第１位相変更部２１1，…第Ｍ−１位相変更部２１M-1（以下では、これらを併せて、位相変更部２１ともいう。本願請求項の「位相調整部」の一例である。）を備える。
【００２５】
第ｋ相関部１７k（ｋ＝1，2,…，M）は、第ｋＴＤ相関部２３kと、第ｋＦＤ相関部２５kを備える。第ｋＴＤ相関部２３kは、第ｋ1ＴＤ相関アレイ２７ｋ1，…，第ｋNＴＤ相関アレイ２７ｋNと、第ｋＴＤ選択部３１kを備える。第ｋＦＤ相関部２５kは、第ｋ1ＦＤ相関アレイ２９ｋ1，…，第ｋN'ＦＤ相関アレイ２９ｋN'と、第ｋＦＤ選択部３３kを備える。ここで、Ｎ及びＮ'は、それぞれ、時間領域及び周波数領域の拡散比である。各相関部１７では、ＴＤ相関アレイ２７及びＦＤ相関アレイ２９は、それぞれ、時間領域及び周波数領域の拡散比の数が用意されている。ＴＤ相関アレイ２７及びＦＤ相関アレイ２９は、時間領域及び周波数領域の拡散比に応じて、時間領域（ＴＤ）拡散スペクトル（ＳＳ）符号及び周波数領域（ＦＤ）ＳＳ符号との間の相関を演算する。
【００２６】
受信器では、各ＴＤ相関部２３に対して、受信信号を与える。第ｋＴＤ相関部２３k（ｋは、２以上Ｍ以下の整数）に対して与えられる受信信号は、第１位相変更部１７1から第ｋ−１位相変更部１７kにより位相を調整された後のものである。第１位相変更部１７1から第ｋ−１位相変更部１７k-1によって、受信信号は、θk−θ1の位相が調整される。すなわち、第ｋＴＤ相関部２３kには、位相θkの送信信号に対応する受信信号が与えられる。
【００２７】
フーリエ変換部１５は、受信信号をフーリエ変換する。各ＦＤ相関部２５に対して、受信信号のフーリエ変換を与える。第ｋＦＤ相関部２５k（ｋは、２以上Ｍ以下の整数）に対して与えられる受信信号のフーリエ変換は、ＴＤ相関部２３と同様に、第１位相変更部１７1から第ｋ−１位相変更部１７kにより位相を調整された後のものである。第ｋＦＤ相関部２３kには、位相θkの送信信号に対応する受信信号のフーリエ変換が与えられる。
【００２８】
相関部１７は、同期処理において、互いに独立に、遅延時間及びドップラー周波数を探索する。第ｋ相関部１７kでは、位相θkの送信信号に対して、時間領域（ＴＤ）拡散スペクトル（ＳＳ）符号及び周波数領域（ＦＤ）ＳＳ符号に対して最大の相関が得られるように遅延時間及びドップラー周波数を探索する。
【００２９】
送信部１１は、位相θ1，…θMのいずれかの通信用送信信号を送信する。通信処理において、受信部１３、フーリエ変換部１５及び位相変更部２１の動作は、同期処理と同じである。各第ｋ相関部１７kは、受信信号及び当該受信信号のフーリエ変換に対して、拡散スペクトル符号との相関を演算する。第ｋＴＤ選択部３１kは、Ｎ個の第ｋＴＤ相関アレイ２７kのうちから、最大の相関を示すものを選択する。第ｋＦＤ選択部３３kは、Ｎ'個の第ｋＦＤ相関アレイ２９kのうちから、最大の相関を示すものを選択する。復調部１９は、ＴＤ選択部３１及びＦＤ選択部３３の出力のうち、最大の相関を示す相関部を決定する。そして、最大の相関を示す相関部に対応する位相から、通信用送信信号の位相を推定することにより、復調処理を行う。
【００３０】
なお、図１では、同期処理と通信処理との関係から、ＴＤ及びＦＤ選択部と、復調部を分けて構成している。例えば、復調部１９は、ＴＤ及びＦＤ相関アレイの出力のうち、最大のものを探索するようにしてもよい。
【００３１】
続いて、図２を参照して、図１の通信システム１の動作の一例について説明する。図２は、図１の通信システム１の動作の一例を示すフロー図である。
【００３２】
まず、送信器３及び受信器５では、各パラメータの初期値の設定等の初期処理を行う（ステップＳＴ１）。
【００３３】
続いて、送信器３の送信部１１は、受信器５に対して、同期用送信信号を送信する（ステップＳＴ２）。同期用送信信号は、時間及び周波数オフセットのあるチャネルを通って、受信器５に到達する。受信器５の受信部１３は、同期用受信信号を受信する（ステップＳＴ３）。受信部１３により受信された同期用受信信号は、ＴＤ相関器２３に入力される。第２〜第ＭＴＤ相関器２３2，…，２３Mについては、位相変更部２１による位相変更後の同期用受信信号が入力される。また、フーリエ変換部１５は、同期用受信信号のフーリエ変換を行う。同期用受信信号のフーリエ変換は、ＦＤ相関部２５に入力される。第２〜第ＭＦＤ相関器２５2，…，２５Mについては、位相変更部２１による位相変更後の同期用受信信号のフーリエ変換が入力される。
【００３４】
各相関部１７では、互いに独立に、遅延時間及びドップラー周波数を探索し、同期処理を行う（ステップＳＴ４及びＳＴ５）。各ＴＤ相関アレイ２７では、時間領域の拡散比に応じて、同期用受信信号とＴＤＳＳ符号との相関値を演算する（ステップＳＴ４）。そして、ＴＤ選択部３１は、ＴＤ相関アレイのうち、最大の相関を示すものを選択し、ドップラー周波数の探索を行う（ステップＳＴ５）。また、各ＦＤ相関アレイ２９では、周波数領域の拡散比に応じて、同期用受信信号のフーリエ変換とＦＤＳＳ符号の相関値を演算する（ステップＳＴ４）。ＦＤ選択部３１は、ＦＤ相関アレイのうち、最大の相関を示すものを選択し、遅延時間の探索を行う（ステップＳＴ５）。これらの処理により、第ｋ相関部１７kは、位相θkの送信信号に対して、最大の相関が得られるように調整される。受信器５は、新たに探索された周波数及び時間オフセットの値と、同じ同期用受信信号に基づいて以前に探索されたドップラー周波数及び遅延時間とを比較する（ステップＳＴ６）。これらが大きく異なるならば、ステップＳＴ４の処理に戻り、それほど変わらないならば、ステップＳＴ７に進む。
【００３５】
ステップＳＴ７では、新たに探索された周波数及び遅延時間の値と、以前に受信した同期用受信信号に基づいて探索された周波数及び遅延時間の値とを比較する。これらが大きく異なるならば、ステップＳＴ８に進む。それほど変わらないならば、ステップＳＴ１０に進む。
【００３６】
ステップＳＴ８において、受信器５は、新たに探索したドップラー周波数及び遅延時間の値を送信器３にフィードバックする（ステップＳＴ８）。送信器３の送信部１１は、フィードバックされた周波数及び遅延時間を用いて位相を修正する（ステップＳＴ９）。そして、ステップＳＴ２に戻り、同期用送信信号を送信する。
【００３７】
ステップＳＴ１０〜ＳＴ１４では、送信器３が、受信器５に対して、送信データを送信し、受信器５において、復調処理が行われる。
【００３８】
送信器３の送信部１１は、送信データに応じて、位相θ1，…，θMを組み合わせて通信用送信信号を送信する（ステップＳＴ１０）。通信用送信信号も、時間及びドップラー周波数のあるチャネルを通って、受信器５に到達する。受信器５の受信部１３は、通信用送信信号を受信する（ステップＳＴ１１）。受信部１３により受信された通信用受信信号は、ＴＤ相関器２３に入力される。第２〜第ＭＴＤ相関器２３2，…，２３Mについては、位相変更部２１による位相変更後の通信用受信信号が入力される。また、フーリエ変換部１５は、受信用受信信号のフーリエ変換を行う。通信用受信信号のフーリエ変換は、ＦＤ相関部２５に入力される。第２〜第ＭＦＤ相関器２５2，…，２５Mについては、位相変更部２１による位相変更後の通信用受信信号のフーリエ変換が入力される。
【００３９】
各相関部１７では、互いに独立に、通信用受信信号とＴＤ及びＦＤＳＳ符号との相関値を計算する（ステップＳＴ１２）。各ＴＤ相関アレイ２７では、時間領域の拡散比に応じて、通信用受信信号とＴＤＳＳ符号との相関値を演算する。また、各ＦＤ相関アレイ２９では、周波数領域の拡散比に応じて、通信用受信信号のフーリエ変換とＦＤＳＳ符号の相関値を演算する。そして、ＴＤ選択部３１は、ＴＤ相関アレイ２７のうち、最大の相関を示すものを選択し、ＦＤ選択部３３は、ＦＤ相関アレイ２９のうち、最大の相関を示すものを選択する（ステップＳＴ１３）。そして、復調部１９は、各相関部において選択された相関値のうち、最大のものを選択する。復調部１９は、選択した相関部に対応する位相を特定することにより、通信用送信信号の位相を特定する。これにより、送信データを特定し、復調処理を行う（ステップＳＴ１４）。通信用送信信号に含まれる位相の組み合わせのそれぞれに対して、復調処理が行われることにより、送信データ全体が特定される。
【００４０】
なお、図１及び図２では、ドップラー周波数を、時間領域積分及びＴＤＳＳ符号を使って探索し、遅延時間を、周波数領域及びＦＤＳＳ符号を使って探索する例について説明した。ＦＤＳＳ符号及びＴＤＳＳ符号は、それぞれ、ドップラー周波数及び遅延時間を探索するために導入されたものである。図１及び図２では、これらの役割を交換したものを説明した。発明者が以前より提案しているように、ドップラー周波数を、時間領域積分及びＦＤＳＳ符号を使って探索し、遅延時間を、周波数領域及びＴＤＳＳ符号を使って探索するようにしてもよい。
【００４１】
続いて、数式を使って、具体的に説明する。
【００４２】
同期は、どのような通信システムでも、データ送信の前に確立される。遅延時間及びドップラー周波数の推定は、古くからある問題であるが、最近、無線通信で多くの関心を引いている。
【００４３】
式(1)で定義される、時間遅延ｔd及びドップラーシフトｆDを持つナローバンドシングルパスを通じた受信信号を考える。ここで、α、φ0、ｓ(t)、η(t)及びξ(t)は、それぞれ、減衰要素、初期位相、送信信号、付加的な白色ガウスノイズ及び干渉である。
【００４４】
【数１】
2016189501.tif 000003
【００４５】
位相ロックドループ（ＰＬＬ）は、ｆDが０に近いという条件の下でφ0によって引き起こされる位相のゆがみを最小化する。その結果、ｔdに対するパラメータ推定が成し遂げられる。しかしながら、ｆDがＰＬＬのロッキングレンジよりも大きいならば、同期は、もはや維持されない。
【００４６】
通常、２次元の推定は、時間領域（ＴＤ）信号上で成し遂げられる。これは、ｔd及びｆDに対して、しらみつぶしの決定の結果である。どのようにすれば、私たちは、ｒ(t)との関係で、事前の情報なく、同時に、ｔd及びｆDを決定することができるか。この質問は、通信に対する信号処理の核心である。
【００４７】
もし、遅延時間及びドップラー周波数が別々かつ協働的に得られることができるならば、時間−周波数の同期法は、分離特性（ＳＰ）を満足するといわれている。
【００４８】
しかしながら、式(1)のフーリエ変換（ＦＴ）は、式(2)である。ここで、Ｓ(f)、Ｈ(f)、及び、Ξ(f)は、それぞれ、ｓ(t)、η(t)、及び、ξ(t)のＦＴである。ＴＤシグナル（式(1)）におけるｔdの役割が、周波数領域（ＦＤ）シグナル（式(2)）におけるｆDの役割に正に対称的に同一とするために、式(1)及び(2)における指数関数の中のｔ及びｆは、それぞれ、ｔ−ｔd／２及びｆ−ｆD／２によって置き換えられるべきである。このような信号とそのＦＴのペアは、時間−周波数シンメトリー（ＴＦＳ）を満足するといわれる。
【００４９】
【数２】
2016189501.tif 000004
【００５０】
まず、私たちは、ｓ（ｔ）を設計するために、ガボールの展開を使う。これは、式(3)で定義される。ここで、ｄ→q、ｖ(t)、Ｔ、及び、Ｆは、アドレス→ｑ＝（ｑ，ｑ'）、シグネチャ波形、並びに、時間及び周波数の空間に関するデータシンボルである。
【００５１】
【数３】
2016189501.tif 000005
【００５２】
次に、私たちは、ＴＦＳを満足するｖ（ｔ）を設計しなければならない。タイミング同期に対する従来のＴＤ拡散スペクトル（ＳＳ）符号取得に動機づけられて、周波数同期に対するＦＤＳＳ符号が導入された。２次元（２Ｄ）ＳＳ符号は、これらに付随するＴＤ及びＦＤテンプレートを持つ多数のＴＤ及びＦＤ相関器を与える。これらは、ロバストな時間及び周波数同期を簡単にする。
【００５３】
発明者らは、最近、ＳＰ条件を与えた。その一つは、ｄ→qに課されるものである。すなわち、位相項ｅjπ(qTfD-tdq'F)が補償されなければならない（詳細は、式(10)及び(11)参照）。しかしながら、ｔd及びｆDは、受信信号を得た後のみ利用することができる。それゆえ、送信信号は、推定された遅延時間及びドップラー周波数を使って、繰り返し更新されるべきである。以前に提案された受信器は、ＰＬＬを使用しないが、互いにｔd及びｆDについて情報を交換するＴＤ及びＦＤのアレイを使う。これは、バイナリー位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）に対するＴＤ及びＦＤの相関器出力の実部を最大化する位相更新ループ（ＰＵＬ）である。
【００５４】
通信システムにおけるＭ値位相シフトキーイング（ＭＰＳＫ）データ送信と共にこの事実によって動機づけされて、我々は、それらのＴＤ及びＦＤアレイに対して、ｌ番目及びｌ'番目のレイヤーにおける付加的な位相修正項ｅ-jπ(l'-1)/M及びｅ-jπ(l-1)/Mを導入するために、複素数値データに対するＴＤ及びＦＤ相関器アレイのＭレイヤーを定義し、直交ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）データについて予備的な研究が与えられた。この論文では、私たちは、周波数オフセットと同様に、ＳＳ符号のアンビグイティ関数、及び、位相tunedレイヤーの有無についての８ＰＳＫの信号回復についての比較研究を使うことによってＭ・（Ｎ＋Ｎ）個の相関器出力の表現を与える。ここで、相関器の数は、半減されている。しかしながら、しばらくは、シンプルなシステムを議論する。１６ＰＳＫ信号の予備的な研究が同様に与えられる。
【００５５】
続いて、ＳＤ／Ｓ3に対するシグネチャ波形及びテンプレートについて説明する。
【００５６】
ＴＤ符号Ｘ＝（Ｘ0，Ｘ1，…，ＸN-1）t及びＦＤ符号Ｘ'＝（Ｘ'0，Ｘ'1，…，Ｘ'N'-1）に関して、Ｘo＝｛Ｘ，Ｘ｝を、二次元（２Ｄ）ＳＳ符号とする。ｚ(t)及びＺ(f)を、チップ波形とそのＦＴとする。以下では、プライム記号（'）は、ＦＤに対して使用されている。ＴＦＳ条件は、式(3)の指数関数におけるｔを、ｔ−ｑＴ／２によって置き換えることによって、ｓ(t)に課されている。その結果、ｔd及びｆDの推定は、分離的かつ協働的になしとげられる。よって、この条件は、ｖ（ｔ）にも課され、式(4)及び(5)によって定義される。ＴＤ及びＦＤの信号の両方を使うことは、冗長であり、かつ、普通ではない。しかし、これは、ｔd及びｆDを個別的に決定するための問題に対して、一つの答えを与える。式(4)及び(5)は、式(6)及び(7)によって書き換えることができる。ここで、ｕTDm'(t;X)及びＵFDm(f;X')は、ＴＤ符号化されたＴＤテンプレート及びＦＤ符号化されたＦＤテンプレートであり、式(8)及び(9)で定義される。
【００５７】
【数４】
2016189501.tif 000006
【００５８】
受信信号とそのＦＴは、式(10)及び(11)で与えられる。ここで、α'＝αｅｊφ0であり、φ＝π（ｑＴｆD−ｔdｑ'Ｆ）である。位相ゆがみejφは、受信器又は送信器で補償されるべきである。なぜなら、それは、ｑ及びｑ'が増加するとき、増加するからである。
【００５９】
【数５】
2016189501.tif 000007
【００６０】
発明者らは、最近、受動的及び能動的位相更新ループ（ＰＵＬｓ）と呼ばれる位相補償法を提案した。受動的ＰＵＬに対するＴＤ及びＦＤ相関器は、以下のように設計される。
【００６１】
シグネチャ波形に埋め込まれたＮ'個のＴＤ及びＮ個のＦＤテンプレートに対して、式(12)及び(13)によって、それらに付随するＴＤ及びＦＤ相関器を定義する。ここで、μ及びσは、それぞれ、ｆD及びｔdを推定するための制御パラメータであり、上付きバーは、複素共役を示し、ｕTDn'(t;Y)及びＵFDn(f;Y)は、Ｘを推定するためのＴＤ符号Ｙ及びＸ'を推定するためのＦＤコードＹ'に関するテンプレート波形である。φ0GD(TD)及びφ0GD(FD)は、位相項である(これらの表現について、[18]を参照。)。テンプレートのデータアドレス→ｐ=(p,p')及びチップアドレスn，n'は、それぞれ、→ｑ＝（ｑ，ｑ'）及び受信信号のチップアドレスｍ，ｍ'に対応する。
【００６２】
【数６】
2016189501.tif 000008
【００６３】
式(12)及び(13)は、ｘ(t)及びｙ(t)とこれらのＦＴであるＸ(f)及びＹ(f)との間のヴィル−ウッドワードのアンビグイティ関数によって評価され、式(14)及び式(15)で定義される。これらの関数は、制御キャリア調整相関器の形式によって実現される。他方、通常、マッチドフィルタは、キャリア同期が既に確立されていることを仮定する通信の受信器に採用される。
【００６４】
【数７】
2016189501.tif 000009
【００６５】
ＳＳ符号化されたアンビグイティ関数Θzz(τGD0(^ｔd),νGD0(μ);Ｘo,Ｙ)及びΘZZ(νGD0(^ｆD),-τGD0(σ);Ｘo,Ｙ')によって、式(12)及び(13)は、式(16)及び(17)のように書き換えることができる。ここで、τGD0(σ)=(ｐ−ｑ)Ｔ＋σ―ｔd及びνGD0=(p'-q')Ｆ＋μ−ｆDである。位相シフトδ（μ,^ｔd）及びΔ（σ,^ｆD）は、[18]で与えられた。
【００６６】
【数８】
2016189501.tif 000010
【００６７】
ｓt=1/(2πｓf)とおいて、ガウスチップ波形ｚ(t)=ｇ(t)=Ｋ・exp(-t2/(2ｓt2))及びＺ(f)=Ｇ(f)=Ｋ・exp(-f2/(2ｓf2))に限って議論する。ここで、Ｋ及びＫ'は、正規化定数である。ＳＰを満たすこれらのアンビグイティ関数（式(18)）は、ＳＰを満たす。そして、Ｗc＝ｅ-j2πTcFcによって、式(19)及び(20)が与えられる。式(19)及び(20)のθgg(・,・)=θGG(・,・)が指数的に衰退するので、|τGD0(^ｔd)|<Ｔc及び|νGD0(^ｆD)|<Ｆcは、位相更新ループの２、３回の繰り返しの後に、すぐに満たされる。すなわち、式(19)及び(20)は、パラメータμ及びσが、ｍ'＝ｎ'及びｍ＝ｎが成り立つように調整されることを意味する。
【００６８】
【数９】
2016189501.tif 000011
【００６９】
続いて、位相更新ループについて説明する。遅延時間及びドップラー周波数は、繰り返しかつ交互に推定される。ｄGD→q＝１とする。^ｔd,s及び^ｆD,sを、ｓ番目のステージの時間及び周波数オフセットの推定値とする。初期値^ｔd,0及び^ｆD,0は、任意に選ばれる。式(21)及び(22)を定義する。ここで、Ｒ[・]は、実部を示す。ｃGD(TD)→p,n'（μ;^ｔd,s）及びＣGD(FD)→p,n（σ;^ｆD,s）の虚部は、それらの実部が最大化されるとき、ゼロ付近と期待される。この状況となるならば、受信器は、ＱＰＳＫデータを首尾よく復調するであろう。
【００７０】
【数１０】
2016189501.tif 000012
【００７１】
μ*及びσ*を、それぞれ、^ｆD,s+1及び^ｔd,s+1の候補となるように選ぶ。これらの推定は、ｆD及びｔdを送信器にフィードバックしてもよい。もし|^ｔd,s+1-^ｔd,s|<Ｔc/2及び|^ｆD,s+1-^ｆD,s|<Ｆc/2ならば、推定手続きを終える。
【００７２】
図３は、Ｎ＝Ｎ'＝１６に関する受動的ＰＵＬに対するシミュレーション結果を示す。図３には、ＦＤ符号化されたＦＤ相関器及びＴＤ符号化されたＴＤ相関器を使って、Ｔ−Ｆ領域で遅延時間及びドップラー周波数を決定するための軌跡が示されている。ここで、ｔdは、13.20に近く、ＦDは1.19に近く、ＳＮＲは-10dBである。提案法によれば、(^ｔd,0,^ｆD,0)=(0,0)から始めて、１１回の繰り返しの後、正しい同期が得られている。
【００７３】
続いて、ガボール分割Ｍ値位相シフトキーイングについて説明する。提案法によれば、正確な位相修正とともに、二値データに対して時間−周波数同期を構築する。このことから、受信器は、４要素からなるデータシンボルを簡単に決定することができる。さらに、もしＴＤ及びＦＤ相関器アレイの位相が調整されたレイヤーを導入するならば、ガボール分割Ｍ値位相シフトキーイング（ＧＤＭＰ）として参照されるＭ値ＰＳＫを実現することができる。時間−周波数同期が構築した後、システムは、獲得モードからデータ送信モードにスイッチする。そのとき、Ｍ値ＰＳＫデータシンボルｄGD→q=ｅj2π(k-1)/M=ｅj2π(k'-1)/Mが送信される。ここで、ｋ及びｋ'は、形式的には、それぞれ、ｒGD(ｔ;Ｘo)及びＲGD(ｆ;Ｘo)に形式的には割り当てられるが、ｋ＝ｋ'である。
【００７４】
Ｔc及びＦcよりも小さい残りの同期誤差が存在することに注意する。このような誤差は、位相ゆがみの原因となる。受信器の出力が減少する、すなわち、同期は、もはや維持できない。このとき、システムは同期モードに戻らなければならない。そのため、提案された受信器は、３つの機能を持つ。すなわち、１）符号獲得、２）ｔd及びｆDの追跡、及び、３）Ｍ値ＰＳＫデータ決定である。
【００７５】
図４は、Ｎ個のＴＤ相関器アレイ及びＮ'個のＦＤ相関器アレイのＭ段のレイヤーを示す。受動的ＰＵＬに対するｌ番目のレイヤーのＴＤ相関器及びｌ'番目のレイヤーのＦＤ相関器の出力は、式(23)及び式(24)で定義される。ここで、ｌ，ｌ'∈{1,2,…,M}である。これより、全体として、Ｍ・（Ｎ＋Ｎ'）個の相関器が使用される。レイヤーの受信信号におけるノイズと干渉の項は、互いに異なることに注意する。そして、提案した受信器は、ノイズ、干渉及び同期誤差に対してロバストであることが期待される。そのとき、相関器出力の実部は、送信されたデータを復調するために使用される。
【００７６】
【数１１】
2016189501.tif 000013
【００７７】
ＴＤ及びＦＤ相関器の各データアドレス→ｐに対して、（ｎ',ｌ）及び（ｎ,ｌ'）は、式(25)及び(26)のように決定される。ここで、^ｔd,*及び^ｆD,*は、ｔd及びｆDの推定値であり、ＰＵＬによって得られたものである。そのとき、データシンボルは、式(27)にあるように復調される。
【００７８】
【数１２】
2016189501.tif 000014
【００７９】
図５は、位相修正レイヤーを使わない８ＰＳＫに対するＴＤ及びＦＤ相関器の出力を示す。ここで、Ｎ＝Ｎ'＝１６、Ｐ＝１６，及び、Ｐ'＝１である。ＴＤ相関器の振幅の期待値は、１／√Ｎ＝0.25であり、ＦＤ相関器のそれは、１／√(Ｎ'Ｐ')＝1/16に正規化される。図３には、比較のために、ＴＤ及びＦＤ相関器出力に対して、それぞれ、半径0.4と0.1の円が示されている。ＳＮＲが10dBのとき、８ＰＳＫに対する集中的分布を明確に観察できる。この分布は、ＳＮＲが低いと、壊れる。
【００８０】
図６は、ｌ，ｌ'=１及び２に対して、８ＰＳＫに対する位相が修正されたＴＤ及びＦＤ相関器アレイの出力を示す。（ａ）は、ＳＮＲが0dBのＴＤ相関器、（ｂ）は、ＳＮＲが10dBのＴＤ相関器、（ｃ）は、ＳＮＲが10dBのＦＤ相関器である。ｌ又はｌ'＝３，…，８に関する出力は、ここでは、ｌ又はｌ'＝１及び２に関する結果と類似するため、省略した。式(25)及び(26)に説明されるように、最大出力をとるレイヤーが選ばれる。位相修正レイヤーは、レイヤーのない相関器の出力よりも、その出力の実部をわずかに強くすることが示される。シミュレーション結果により、レイヤーを用いることにより、８ＰＳＫシグナルを決定できることが示された。
【００８１】
図７は、１６ＰＳＫに対するＴＤ及びＦＤ相関器出力を示す。ここで、P=16、P'=1、N=N'=16、及び、SNRは30dBである。遅延時間及びドップラー周波数は、オフセット−１に対して、^ｔd,*-ｔd=10-4Ｔc、及び、^ｆD,*-ｆD=10-4Ｆcである。一方、これらは、オフセット−２に対して、２×10-4Ｔc、及び、２×１０-4Ｆcである。図７の左列は、遅延時間及びドップラー周波数のある１６ＰＳＫ信号に対するＴＤ及びＦＤ相関器出力を示す。ＦＤ相関器は、遅延時間及びドップラー周波数に対して、よりセンシティブであることが観察される。位相修正レイヤーは、図７の中列及び右列に示されるように、ＴＤ及びＦＤ相関器出力の実部を強くすることができる。
【符号の説明】
【００８２】
１  通信システム、３  送信器、５  受信器、１１  送信部、１３  受信部、１５  フーリエ変換部、１７  相関部、１９  復調部、２１  位相変更部、２３  ＴＤ相関部、２５  ＦＤ相関部、２７  ＴＤ相関アレイ、２９  ＦＤ相関アレイ、３１  ＴＤ選択部、３３  ＦＤ選択部
【図１】
2016189501.tif 000015
【図２】
2016189501.tif 000016
【図３】
2016189501.tif 000017
【図５】
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【図６】
2016189501.tif 000019
【図７】
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【図４】
2016189501.tif 000021