(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｈブリッジ型駆動回路を構成する一対の第１および第２の高電位側スイッチング素子および一対の第１および第２の低電位側スイッチング素子をオンオフ制御して、電磁アクチュエータの構成要素である一対の第１および第２の駆動コイルに対する通電制御を行う電磁アクチュエータの駆動方法において、
前記第１の駆動コイルと前記第２の駆動コイルとが直列接続される接続点を中性点として、前記中性点に直流電源を接続し、
前記第１および第２の低電位側スイッチング素子を前記直流電源のグランドに接続し、
前記第１の駆動コイルの前記中性点とは反対側に接続される前記第１の高電位側スイッチング素子をオフ、前記第１の駆動コイルの前記中性点とは反対側に接続される前記第１の低電位側スイッチング素子をオンするとともに、
前記第２の駆動コイルの前記中性点とは反対側に接続される前記第２の高電位側スイッチング素子をオン、前記第２の駆動コイルの前記中性点とは反対側に接続される前記第２の低電位側スイッチング素子をオフさせて、前記第１の駆動コイルにシンク電流を流すことにより、前記電磁アクチュエータを半波通電で駆動し、
前記第２の低電位側スイッチング素子はオフ状態のままにしておいて、オン状態にある前記第１の低電位側スイッチング素子をＰＷＭ制御するとともに、この第１の低電位側スイッチング素子がオフする場合には、オフ状態にある前記第１の高電位側スイッチング素子をオンに切り換える動作を行って前記第１の駆動コイルに逆起電圧を発生させて、前記直流電源電圧以上の電圧を生成し、
この直流電源電圧以上の電圧を利用して前記第２の駆動コイルにソース電流を流して、前記電磁アクチュエータを擬似的な全波通電で駆動することを特徴とする電磁アクチュエータの駆動方法。
【請求項２】
請求項１において、
前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間にコンデンサを接続し、前記逆起電圧により形成した前記直流電源電圧以上の電圧を当該コンデンサにより維持することを特徴とする電磁アクチュエータの駆動方法。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記第１および第２の低電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間に電流検出抵抗を接続し、当該電流検出抵抗によりコイル電流を検出し、
検出したコイル電流が予め定めた目標値に達したときに、オン状態にある前記第１の低電位側スイッチング素子をオフさせるように前記ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする電磁アクチュエータの駆動方法。
【請求項４】
請求項２において、
電流検出抵抗を介して、前記コンデンサを前記直流電源のグランド側に接続して、当該電流検出抵抗によりコイル電流を検出し、
前記コイル電流の目標値にヒステリシスを設けて、検出されたコイル電流が、目標値の上限値に達したときにオン状態にある前記第１の低電位側スイッチング素子をオフし、前記目標値の下限値に達したときに当該第１の低電位側スイッチング素子をオンするように前記ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする電磁アクチュエータの駆動方法。
【請求項５】
請求項１ないし４のうちのいずれかの項において、
前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間にツェナーダイオードなどの電圧制限手段を接続して、前記Ｈブリッジ型駆動回路を過電圧から保護することを特徴とする電磁アクチュエータの駆動方法。
【請求項６】
請求項１ないし５のうちのいずれかの項において、
複数の前記Ｈブリッジ型駆動回路のそれぞれに、共通の前記直流電源から駆動電流を供給することを特徴とする電磁アクチュエータの駆動方法。
【請求項７】
請求項６において、
各Ｈブリッジ型駆動回路における前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間に共通の前記コンデンサを接続し、
各Ｈブリッジ型駆動回路において、前記逆起電圧により形成した前記直流電源電圧以上の電圧を当該コンデンサにより維持することを特徴とする電磁アクチュエータの駆動方法。
【請求項８】
請求項１において、
前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源との間にコンデンサを接続し、前記逆起電圧により形成した前記直流電源電圧以上の電圧を当該コンデンサにより維持することを特徴とする電磁アクチュエータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＣＤプレーヤ用ピックアップにおける対物レンズ駆動機構などに用いられている電磁アクチュエータの駆動方法に関し、更に詳しくは、昇圧回路などを設けることなく電源電圧以上の電圧により電磁アクチュエータを高速動作させることのできる電磁アクチュエータの駆動方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤプレーヤ用ピックアップの対物レンズ駆動機構としては複数のフォーカスコイルおよびトラッキングコイルを備えた電磁アクチュエータからなるものが知られている。このような電磁アクチュエータの駆動速度は電源電圧により規制されるので、それ以上の高速で動作させるためには電源電圧を昇圧して電磁アクチュエータの駆動回路に電源電圧を越える高電圧をかける必要がある。
【０００３】
例えば、特開平１１−４１９８４号公報には、直流電源の電圧を昇圧回路（昇圧型ＤＣ−ＤＣ変換器）で昇圧し、フォーカスコイルなどからなる電磁アクチュエータの駆動回路に電源電圧以上の電圧を印加して、電磁アクチュエータを高速動作させると共に印加電圧をＰＷＭ制御して所定値に保持する技術が開示されている。
【０００４】
この公開公報においては、昇圧回路の出力であるコンデンサの電圧を、比較器で各電磁アクチュエータが必要としている電圧の最大値と比較して、ＰＷＭ信号発生器のオンオフデューティ比を決めている。これにより昇圧回路の出力電圧は、各電磁アクチュエータが必要とする電圧の最大値を常に維持することができるようになっている。
【０００５】
また、必要電圧が直流電源の電圧よりも低い場合は、ＰＷＭ信号発生器のＰＷＭ信号オフデューティが１００％になり、トランジスタが完全にオフして昇圧回路内の直結ダイオードが導通する。これにより各電磁アクチュエータの駆動回路には、直流電源の電圧が昇圧回路をバイパスして印加されるようになっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成の電磁アクチュエータの駆動方法では、電磁アクチュエータをより高速で動作させるために昇圧回路を新たに設ける必要があり、回路素子が増加してコストアップになる。
【０００７】
また、昇圧回路を使わない時でもアクチュエータ駆動電流は直結ダイオードを通って流れるので、ダイオードの順方向電圧降下に応じた電力損失が発生し、電磁アクチュエータの電源利用効率を下げてしまう。
【０００８】
さらに、複数の電磁アクチュエータを備えている場合には、各電磁アクチュエータが必要とする電圧を個別にモニタし、その最大値を判断して昇圧回路を制御する機能が必要になる。このため回路システムが複雑化してコストアップになる。
【０００９】
本発明の課題は、このような点に鑑みて、昇圧回路を新たに設けることなく、電磁アクチュエータの駆動回路に電源電圧以上の電圧を印加して、電磁アクチュエータをより高速で動作させることのできる電磁アクチュエータの駆動方法を提案することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明は、Ｈブリッジ型駆動回路を構成する一対の第１および第２の高電位側スイッチング素子および一対の第１および第２の低電位側スイッチング素子をオンオフ制御して、電磁アクチュエータの構成要素である一対の第１および第２の駆動コイルに対する通電制御を行う電磁アクチュエータの駆動方法において、前記第１の駆動コイルと前記第２の駆動コイルとが直列接続される接続点を中性点として、前記中性点に直流電源を接続し、前記第１および第２の低電位側スイッチング素子を前記直流電源のグランドに接続し、前記第１の駆動コイルの前記中性点とは反対側に接続される前記第１の高電位側スイッチング素子をオフ、前記第１の駆動コイルの前記中性点とは反対側に接続される前記第１の低電位側スイッチング素子をオンするとともに、前記第２の駆動コイルの前記中性点とは反対側に接続される前記第２の高電位側スイッチング素子をオン、前記第２の駆動コイルの前記中性点とは反対側に接続される前記第２の低電位側スイッチング素子をオフさせて、前記第１の駆動コイルにシンク電流を流すことにより、前記電磁アクチュエータを半波通電で駆動し、前記第２の低電位側スイッチング素子はオフ状態のままにしておいて、オン状態にある前記第１の低電位側スイッチング素子をＰＷＭ制御するとともに、この第１の低電位側スイッチング素子がオフする場合には、オフ状態にある前記第１の高電位側スイッチング素子をオンに切り換える動作を行って前記第１の駆動コイルに逆起電圧を発生させて、前記直流電源電圧以上の電圧を生成し、この直流電源電圧以上の電圧を利用して前記第２の駆動コイルにソース電流を流して、前記電磁アクチュエータを擬似的な全波通電で駆動することを特徴としている。
【００１１】
本発明によれば、通電中にある駆動コイルをＰＷＭ制御によりオフしたときに発生する逆起電圧に着目し、これを利用することにより、昇圧回路などを新たに設けることなく、直流電源電圧よりも高い電圧を得ている。この電圧により生ずる回生電流は他方の駆動コイルにソース電流として流れる。よって、コストアップを伴うことなく、電磁アクチュエータを高速で動作させることができる。
【００１２】
ここで、前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間にコンデンサを接続し、前記逆起電圧により形成した前記直流電源電圧以上の電圧を当該コンデンサにより維持することが望ましい。
【００１３】
また、通電状態にある駆動コイルに対するＰＷＭ制御は、前記第１および第２の低電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間に電流検出抵抗を接続し、当該電流検出抵抗によりコイル電流を検出し、検出したコイル電流が予め定めた目標値に達したときに、オン状態にある前記第１の低電位側スイッチング素子をオフさせるように行えばよい。この場合には、オフに切り換わった第１の低電位側スイッチング素子は、ＰＷＭ制御用のパルス発生器から次に出力されるパルスをトリガとしてオンに切り換えられる。
【００１４】
ここで、通電状態にある駆動コイルに対するＰＷＭ制御を、電流検出抵抗を介して、前記コンデンサを前記直流電源のグランド側に接続して、当該電流検出抵抗によりコイル電流を検出し、前記コイル電流の目標値にヒステリシスを設けて、検出されたコイル電流が、目標値の上限値に達したときにオン状態にある前記第１の低電位側スイッチング素子をオフし、前記目標値の下限値に達したときに当該第１の低電位側スイッチング素子をオンするように行うこともできる。
【００１５】
このようにすれば、ＰＷＭ制御用のパルス発生器を省略することができるので、その分、装置構成を簡素化でき、駆動回路のコストダウンを図ることができる。
【００１６】
次に、前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間にツェナーダイオードなどの電圧制限手段を接続して、前記Ｈブリッジ型駆動回路を過電圧から保護することが望ましい。
【００１７】
一方、本発明の駆動方法は複数の電磁アクチュエータを駆動する場合にも適用することができる。この場合には、各電磁アクチュエータに対応する複数の前記Ｈブリッジ型駆動回路のそれぞれに、共通の前記直流電源から駆動電流を供給すればよい。
【００１８】
また、この場合、前記の電圧維持用のコンデンサを各駆動回路に設けてもよいが、各Ｈブリッジ型駆動回路における前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間に共通のコンデンサを接続することも可能である。
【００１９】
なお、前記の電圧維持用のコンデンサを、前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源のグランドとの間に接続する代わりに、前記第１および第２の高電位側スイッチング素子と前記直流電源との間に接続することも可能である。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照して、本発明の駆動方法を適用した電磁アクチュエータの駆動装置の実施例を説明する。
【００２１】
（実施例１）
図１は、本発明を適用した実施例１に係る電磁アクチュエータの駆動装置の主要部分を示す概略ブロック図である。本例の駆動装置１の制御対象となる電磁アクチュエータは例えばＣＤプレーヤ用光ピックアップの対物レンズ駆動機構であり、この場合には、電磁アクチュエータは、一対のフォーカシング用あるいはトラッキング用の駆動コイルと、これらの駆動コイルに対向配置される磁石とから構成される。
【００２２】
図１を参照して説明すると、本例の電磁アクチュエータの駆動装置１はＨブリッジ型駆動回路２を有し、このＨブリッジ駆動回路２は、一対の高電位側出力トランジスタＱ１（第１の高電位側スイッチング素子）、Ｑ２（第２の高電位側スイッチング素子）と、一対の低電位側出力トランジスタＱ３（第１の低電位側スイッチング素子）、Ｑ４（第２の低電位側スイッチング素子）とを備えている。出力トランジスタＱ１、Ｑ３の間と、出力トランジスタＱ２、Ｑ４の間には、一対の駆動コイルＬ１、Ｌ２が直列に接続されている。
【００２３】
この構成のＨブリッジ駆動回路２における駆動コイルＬ１、Ｌ２の中性点３には直流電源Ｖｃｃの供給ライン４が接続されており、低電位側出力トランジスタＱ３、Ｑ４は電流検出抵抗Ｒｓを介して電源グランドライン５に接続されている。
【００２４】
また、駆動装置１は、上位側から供給される制御信号Ｃｉｎと予め設定されている制御基準信号ＲＥＦとの差信号を増幅する制御アンプ１０と、ここからの出力信号に基づき、高電位側出力トランジスタＱ１、Ｑ２をオンオフ制御する上プリドライバ１２と、低電位側出力トランジスタＱ３、Ｑ４をオンオフ制御する下プリドライバ１３とを有している。
【００２５】
さらに、駆動コイルＬ１、Ｌ２を流れるコイル電流を所定の値の保持するためのダイレクトＰＷＭ制御回路部６を有している。本例のＰＷＭ制御回路部６は、制御アンプ１０の出力に基づき電流目標値ＣＴＬを生成するための絶対値回路１１と、電流目標値ＣＴＬを電流検出抵抗Ｒｓによる検出電圧と比較するコンパレータ１５と、一定周期のＰＷＭ制御用のパルス信号を発生するＰＷＭ用発振器１６と、コンパレータ１５の出力およびＰＷＭ発振器１６の発振器パルスに基づき低電位側出力トランジスタＱ３、Ｑ４をオンオフ制御するための電流制御スイッチ回路１４とを備えている。本例の電流制御スイッチ回路１４は、低電位側出力トランジスタをオフする場合には、オフ状態にある高電位側出力トランジスタをオンに切り換える動作も行うようになっている。
【００２６】
次に、高電位側出力トランジスタＱ１、Ｑ２と電源グランドライン５との間にはコンデンサＣｏおよびツェナーダイオードＤｚが並列に接続されている。
【００２７】
このように構成した本例の駆動装置１の動作概要を説明する。電磁アクチュエータの制御信号Ｃｉｎと制御基準信号ＲＥＦの関係が、Ｃｉｎ＞ＲＥＦの時はプリドライバ１２、１３を介して出力トランジスタＱ１、Ｑ４が導通し、Ｃｉｎ＜ＲＥＦの時は出力トランジスタＱ２、Ｑ３が導通し、駆動コイルＬ１、Ｌ２に両方向の駆動電流が流れる。
【００２８】
一方、制御アンプ１０の出力はＰＷＭ制御回路部６にも供給されており、その絶対値回路１１を介して電流目標値ＣＴＬとなり、コンパレータ１５でコイル電流が流れる電流検出抵抗Ｒｓの電圧と比較されている。電流検出抵抗Ｒｓで検出されるＲｓ電圧の方が高いと、電流制御スイッチ回路１４が動作して低電位側出力トランジスタＱ３、Ｑ４がオフ制御される。これと同時に、オフ状態にある一方の高電位側出力トランジスタがオン制御される。
【００２９】
駆動コイルＬ１、Ｌ２の中性点３は電源電圧Ｖｃｃに接続されており、シンク電流が流れていた一方の駆動コイルＬ１あるいはＬ２は低電位側出力トランジスタＱ３、Ｑ４のオフ直後に電源電圧以上の逆起電圧を発生する。高電位側出力トランジスタＱ１、Ｑ２はオン状態にあり、これらを経由して回生電流が流れる。この回生電流は他方の駆動コイルＬ２あるいはＬ１のソース電流とコンデンサＣｏのチャージ電流になり、コンデンサＣｏがチャージされる。
【００３０】
ＰＷＭ用発振器１６の次の発振パルスで低電位側出力トランジスタは再びオン制御される。この時、駆動コイルＬ２あるいはＬ１のソース電流はコンデンサＣｏのディスチャージ電流によって供給される。
【００３１】
この動作を繰り返すことによって電磁アクチュエータの駆動コイルＬ１、Ｌ２が擬似的な全波通電でダイレクトＰＷＭ制御される。
【００３２】
なお、高電位側出力トランジスタＱ１、Ｑ２と電源グランドライン５の間に接続されているツェナーダイオードＤｚは、駆動コイルＬ１、Ｌ２が発生する逆起電圧の過電圧から回路を保護するための電圧制限手段として機能する。
【００３３】
図２には、Ｃｉｎ＞ＲＥＦで出力トランジスタＱ１、Ｑ４がオン状態、出力トランジスタＱ２、Ｑ３がオフ状態において、ＰＷＭ制御により、低電位側出力トランジスタＱ４がオフ制御された時の回生電流経路を示してある。また、図４にはＰＷＭ制御のタイミングチャートを示してある。
【００３４】
図２において、Ｅ１、Ｅ２はそれぞれ駆動コイルＬ１、Ｌ２が発電している誘導起電圧であり、Ｒ１、Ｒ２は駆動コイルＬ１、Ｌ２の抵抗成分である。
【００３５】
今、低電位側出力トランジスタＱ４がオフになると（図４の時点ｔ１）、駆動コイルＬ２に高電位側に向かう逆起電圧ｅＶが発生する。ここで、高電位側出力トランジスタＱ２がオンするので、駆動コイルＬ２の回生電流がこの高電位側出力トランジスタＱ２から高電位側出力トランジスタＱ１を介して駆動コイルＬ１のソース電流として流れる。同時にコンデンサＣｏにもチャージ電流として流れる。駆動コイルＬ１のソース電流とコンデンサＣｏのチャージ電流は直流電源Ｖｃｃに接続している駆動コイルＬ１、Ｌ２の中性点３で合流して駆動コイルＬ２に戻る。
【００３６】
図３には、図２の状態において、低電位側出力トランジスタＱ４がオン制御されたときの通電電流経路を示す。高電位側出力トランジスタＱ２をオフした後に、低電位側出力トランジスタＱ４が再びオンになると（図４の時点ｔ２）、駆動コイルＬ２には低電位側に向かう逆起電圧ｅＶが発生し、駆動コイルＬ２に流れるシンク電流を徐々に増加させる。駆動コイルＬ２を流れたシンク電流は電流検出抵抗Ｒｓを通って直流電源Ｖｃｃに戻り、同時にコンデンサＣｏのディスチャージ電流にもなる。このディスチャージ電流は高電位側出力トランジスタＱ１を介して駆動コイルＬ１のソース電流になり、駆動コイルＬ１、Ｌ２の中性点３で電源電流と合流して駆動コイルＬ２に戻る。
【００３７】
（実施例２）
図５は、本発明を適用した実施例２に係る電磁アクチュエータの駆動装置を示す概略ブロック図である。本例の駆動装置１Ａの基本的な構成は図１に示す駆動装置１同様であるので、対応する部位には同一の符号を付し、それらの説明は省略するものとする。
【００３８】
本例の駆動装置１Ａにおいて、図１の駆動装置１に対する変更点は次の３項目である。コンパレータ１５がヒステリシスコンパレータ１７に置き換わっている点と、ＰＷＭ制御回路部６Ａにおいて、ＰＷＭ用発振器１６が無くなっている点と、コンデンサＣｏの接続が電源グランドライン５から電流検出抵抗Ｒｓの検出側につなぎ換わっている点である。
【００３９】
コンデンサＣｏを電流検出抵抗Ｒｓの検出側につないだので、ＰＷＭオフ時はコンデンサＣｏのチャージ電流が電流検出抵抗Ｒｓを流れるようになり、電流検出抵抗Ｒｓを流れるＲｓ電流ＩＲｓはゼロにならない。また、ＰＷＭオン時は駆動コイルのシンク電流の一部がコンデンサＣｏに戻るので、Ｒｓ電流は図１の実施例の場合より減少する。
【００４０】
図６は、通電期間中にある駆動コイルＬ２をＰＷＭ制御によりオンオフした場合のタイミングチャートである。この図に示すように、ヒステリシスコンパレータ１７によってＲｓ電流の上限目標値ＣＴＬ１と下限目標値ＣＴＬ２が設定され、Ｒｓ電流が上限目標値ＣＴＬ１に達するとＰＷＭオフになり、下限目標値ＣＴＬ２まで減少するとＰＷＭオンになる。これによりＲｓ電流波形は図に示すようなノコギリ波になる。本例の構成を採用すれば、図１の駆動装置１におけるＰＷＭ制御回路部６で必要であったＰＷＭ用発振器１６がなくても、電磁アクチュエータのＰＷＭ制御が可能になるという利点がある。
【００４１】
次に、図７は低電位側出力トランジスタＱ４がオフ制御された時の回生電流経路を示す説明図であり、図８は当該トランジスタＱ４がオン制御された時の通電電流経路を示す説明図である。これらの経路は、基本的には図２、３に示す場合と同様であるので、それらの説明は省略するものとする。
【００４２】
（実施例１、２の変形例）
なお、上記の実施例１、２では、図２、図７に示すように、回生電流経路を確保するために、低電位側出力トランジスタＱ４のオフに合せて高電位側出力トランジスタＱ２をオンさせている。しかし、出力トランジスタとして用いているＦＥＴのソース、ドレイン間には寄生ダイオードが存在しているので、出力トランジスタＱ２をオンさせなくても上記の各実施例の動作は可能である。しかし、寄生ダイオードの順方向電圧降下はＦＥＴのオン抵抗による電圧降下より大きいので、消費電力が増える。従って、消費電力を抑制するためには、上記の各実施例のように構成することが効果的である。
【００４３】
（実施例３）
図９は本発明を適用した実施例３に係る電磁アクチュエータの駆動装置の主要部分を示す概略ブロック図である。本例の駆動装置２０は、３組の電磁アクチュエータのＨブリッジ型駆動回路２（１）〜２（３）を備えた構成となっている。これらの駆動回路２（１）〜２（３）の制御回路部は上記の実施例１の駆動装置１と同一のものを採用することができる。ここで、本例では、コンデンサＣｏを各駆動回路２（１）〜２（３）に共用している。
【００４４】
（実施例４）
図１０は本発明を適用した実施例４に係る電磁アクチュエータの駆動装置の主要部分を示す概略ブロック図である。本例の駆動装置２０Ａの基本構成は図９に示すものと同一であるが、本例では、コンデンサＣｏを共有せず、それぞれの駆動回路２Ａ（１）〜２Ａ（３）にコンデンサＣｏ（１）〜Ｃｏ（３）を接続し、それぞれの高電位側出力トランジスタの電圧を独立させてある。この場合、各コンデンサＣｏ（１）〜Ｃｏ（３）の電圧の最大値が電圧制限を受けるように、それぞれの駆動回路２Ａ（１）〜２Ａ（３）がダイオードＤ（１）〜Ｄ（３）を介してツェナーダイオードＤｚに接続されている。
【００４５】
（実施例３、４の変形例）
なお、実施例３、４の駆動装置２０、２０Ａでは、各駆動回路２（１）〜２（３）、２Ａ（１）〜２Ａ（３）は、図１に示す駆動装置１の場合と同様な制御回路部分によって駆動が制御される。この代わりに、図５に示す構成の制御回路部分を適用することも可能である。また、３組の駆動回路を備えた構成となっているが、２組あるいは４組以上の駆動回路を備えていても良いことは勿論である。
【００４６】
（その他の実施の形態）
上記の各実施例１〜４では、Ｈブリッジ型駆動回路における高電位側スイッチング素子と直流電源のグランドとの間にコンデンサを接続した構成を採用している。この代わりに、コンデンサを、高電位側スイッチング素子と直流電源の供給ラインとの間に接続した構成を採用することも可能である。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電磁アクチュエータの駆動方法においては、ＰＷＭ制御が行われる駆動コイルに発生する逆起電圧を利用して直流電源の電源電圧以上の電圧を得るようにしている。従って、昇圧回路などを新たに設ける必要が無いので、コストアップを招くことなく、電磁アクチュエータを高速で動作させることができる。また、現状の電源電圧が低下した場合でも、電源電圧が低下する前の動作速度を維持することができる。
【００４８】
さらに、駆動コイルに発生する逆起電圧はＰＷＭ制御が止まると無くなる。従って、従来のように目標電圧が直流電源電圧以下になった場合に、昇圧回路を無効にするためのダイオードなどからなるバイパス回路が不要となる。よって、本発明によれば、単純な低コストの回路システムを実現でき、また、バイパス回路による電圧降下も生じないので効率の良い回路を実現できる。
【００４９】
また、本発明では、駆動コイルに発生する逆起電圧を利用して得た高電圧をコンデンサで維持し、高電位側出力トランジスタを動かすようにしているので、通常の半波通電よりも駆動効率が良く、駆動電流が少なくて済むという効果が得られる。
【００５０】
さらに、従来において電磁アクチュエータをダイレクトＰＷＭ制御した場合、通常はＰＷＭオフで電源電流が遮断されるので電源電流リップルは１００％になる。このため電源側には大容量の電解コンデンサが必要になり、電源ラインの電磁ノイズも問題になる。本発明によれば、電源電流が遮断されることはなく、リップル率も小さいので、電源コンデンサの容量を減らすことができ、電磁ノイズも低く抑えることができる。これに加えて、リップルのピーク電流値が下がるので、直流電源の電流供給能力が少なくて済み、電源回路を合理化できるという利点も得られる。
【００５１】
次に、本発明の駆動方法においては、コイル電流の目標値にヒステリシスを設け、検出電流波形をノコギリ波とすることで自動的にＰＷＭ制御を行なうようにしている。この構成を採用した場合には、ＰＷＭ用の発振器が不要になるので、その分、駆動装置のコストダウンが可能になる。
【００５２】
一方、本発明の駆動方法では、複数の電磁アクチュエータのそれぞれの駆動回路における駆動コイルの中性点に共通の直流電源を接続することにより、外部単一電源にもかかわらず、各駆動回路の高電位側出力トランジスタにはそれぞれの電磁アクチュエータに必要な電圧を個別に印加できるので、必要電圧の最大値を判断して昇圧回路を制御する機能が不要である。よって、複数の電磁アクチュエータを駆動する回路システムを、簡単な構成で、しかも低コストで実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した実施例１に係る電磁アクチュエータの駆動装置を示す概略ブロック図である。
【図２】図１の駆動装置のＰＷＭオフ時に形成される回生電流経路を示す説明図である。
【図３】図１の駆動装置のＰＷＭオン時に形成される通電電流経路を示す説明図である。
【図４】図１の駆動装置の動作を示すタイミングチャートであり、ＰＷＭオンオフ時における各部分を流れる電流の時間変化を示すものである。
【図５】本発明を適用した実施例２に係る電磁アクチュエータの駆動装置を示す概略構成図である。
【図６】図５の駆動装置の動作を示すタイミングチャートであり、ＰＷＭオンオフ時における各部分を流れる電流の時間変化を示すものである。
【図７】図５の駆動装置のＰＷＭオフ時に形成される回生電流経路を示す説明図である。
【図８】図５の駆動装置のＰＷＭオン時に形成される通電電流経路を示す説明図である。
【図９】本発明を適用した実施例３に係る電磁アクチュエータの駆動装置の駆動回路の部分を示す概略構成図である。
【図１０】本発明を適用した実施例４に係る電磁アクチュエータの駆動装置の駆動回路の部分を示す概略構成図である。
【符号の説明】
１、１Ａ、２０、２０Ａ  電磁アクチュエータの駆動装置
２、２（１）〜２（３）、２Ａ（１）〜２Ａ（３）  Ｈブリッジ型駆動回路
３  駆動コイルの中性点
４  直流電源の供給ライン
５  直流電源のグランドライン
６、６Ａ  ＰＷＭ制御回路部
１０  制御アンプ
１１  絶対値回路
１２  上プリドライバ
１３  下プリドライバ
１４  電流制御スイッチ回路
１５  コンパレータ
１６  ＰＷＭ用発振器
１７  ヒステリシスコンパレータ
ｅＶ  逆起電圧
Ｅ１、Ｅ２  誘導起電圧
Ｌ１、Ｌ２  駆動コイル
Ｑ１、Ｑ２  高電位側出力トランジスタ
Ｑ３、Ｑ４  低電位側出力トランジスタ
Ｖｃｃ  直流電源
Ｒｓ  電流検出抵抗
Ｃｏ、Ｃｏ（１）〜Ｃｏ（３）  電圧維持用コンデンサ
Ｄｚ  ツェナーダイオード
Ｄ（１）〜Ｄ（３）  ダイオード
Ｃｉｎ  制御信号
ＲＥＦ  制御基準信号
ＣＴＬ  電流目標値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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