(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナにて受信した受信信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、該ディジタル信号から所望のチャネルを分離するチャネル分離手段と、分離した信号を復調する復調手段とを有する広帯域ディジタル受信機において、
前記アンテナは、指向性パターンを変化させるアダプティブアレーアンテナであって、
複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナにそれぞれ接続された重み付け回路と、それぞれの該重み付け回路の出力を加算する加算器と、前記重み付け回路を制御して前記複数のアンテナで受信された受信信号の重み付けを行う重み制御回路と、を有し、
前記広帯域ディジタル受信機は、
前記アナログ／ディジタル変換手段によりディジタル信号に変換され、前記チャネル分離手段に入力される信号レベルを検出して第１の検出信号とする第１のレベル検出器と、前記チャネル分離手段により分離されたチャネル帯域の信号レベルを検出して第２の検出信号とする第２のレベル検出器と、前記第１と第２の検出信号を入力することにより前記第１と第２の検出信号のレベル差を判定する判定回路と、  
を備え、
前記第１の検出信号のレベルが前記第２の検出信号のレベルより大きいときに、
前記判定回路において、前記第１と第２の検出信号のレベル差が予め設定したしきい値よりも大きいと判定した場合は、前記判定回路からの制御信号により、前記重み制御回路が干渉波を抑圧する制御を行うように構成したことを特徴とする広帯域ディジタル受信機。
【請求項２】
前記アダプティブアレーアンテナの適応アルゴリズムがパワーインバージョンアダプティブアレーアンテナ制御（ＰＩアンテナ）であることを特徴とする請求項１記載の広帯域ディジタル受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信におけるディジタル携帯電話等移動体通信で使用される受信機であって、特にA／D変換後のチャネル分離機能をＤＳＰ(Digital Signal Processor)等のディジタル回路で実現した場合の小型・低価格の広帯域ディジタル受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル回路技術の発達により、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、調整が不要というメリットが得られる。
さらに、ディジタル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるので、修正、変更が容易であるというメリットも得られる。
ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野においてもディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例として通信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフトウェア無線機（Joe Mitola,"The Software Radio Architecture",IEEE Communication Magazine May1995 Vol.33 No.5）が提案されている。
【０００３】
図５は、一般にアナログ回路で行うチャネル分離を、ディジタル回路で行うようにした従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図である。なお、広帯域ディジタル受信機とは、 受信した広帯域信号をそのままＲＦ帯あるいはＩＦ帯においてA／D変換し、チャネル分離以降の処理をディジタル回路で行う受信機である。
同図に示すように、この受信機は、無線電波を受信するアンテナ１と、受信信号に対しシステムのサービスバンド帯域幅の帯域制限を行うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡＧＣアンプ６と、アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器７と、ミキサ８１とディジタルローカル信号発振器８３とミキサ８２とから成るチャネル分離器８と、該チャネル分離器出力信号からデータ信号を復調する復調器９とで構成される。
【０００４】
図５において、アンテナ１で受信された受信信号はＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは該広帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。
例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では１６ＭＨｚの帯域幅となる。 受信可能なＲＦ信号の周波数の上限をfRH、下限をfRLとすると、 ＲＦバンドパスフィルタ２の通過帯域幅をＷは、
Ｗ＝fRH−fRL
である。
次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受けた受信信号は、ミキサ３とローカル信号発振器４およびＩＦバンドパスフィルタ５により周波数変換および帯域制限を施されＩＦ信号となる。バンドパスフィルタ５の帯域幅すなわちＩＦ信号の帯域幅Ｗは、通過帯域の上限をfIH、下限をfILとすると、
Ｗ＝fIH−fIL
である。
該ＩＦ信号はＡＧＣアンプ６で増幅された後Ａ／Ｄ変換器７で広帯域ディジタル信号に変換される。ＡＧＣアンプ６の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御される。 ＩＦ信号に変換された広帯域ディジタル信号はチャネル分離器８のミキサ８１に入力され、該ミキサ８１とディジタルローカル信号発振器８３によって所望のチャネルの信号がディジタルローパスフィルタ８２の通過帯域に一致するように周波数変換され、該ディジタルローパスフィルタ８２により狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号となる。ここでの狭帯域（チャネル帯域）は、例えばＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では２５ｋＨｚの帯域幅となる。
チャネル分離された狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器９においてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信号となる。
【０００５】
移動体通信においては、通常移動端末の希望局と干渉局の位置関係が変化するので、両局からの電波信号を受信した際の両者の入力信号レベルの比は非常に大きくなる場合がある。
図6（ａ）は、干渉局が受信機に近く、一方希望局が遠くにある場合における、受信信号スペクトルを、同図（ｂ）はＡ／Ｄ変換器７の入力信号スペクトルを例示する図である。
同図（ａ）は、両局からの受信信号のレベル差が大きく、干渉信号レベルは希望信号レベルに比べて７０ｄＢ大きい場合であって、受信機各部の回路は十分に広いダイナミックレンジを持つ必要がある。アナログ回路における周波数変換や広帯域フィルタでの帯域制限ではレベル比は変化しないので、同図（ｂ）のＡ／Ｄ変換器７への入力信号も干渉信号と希望信号のレベル差は７０ｄＢのままである。このレベル差の信号をＡ／Ｄ変換して希望信号を復調しようとすると、 Ａ／Ｄ変換器７には復調の為のマージンも考慮して少なくとも８０ｄＢのダイナミックレンジが必要である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、通常Ａ／Ｄ変換器において前記の８０ｄＢのダイナミックレンジをＡ／Ｄ変換のためのビット数に換算すると１４ビットとなる。広帯域ディジタル受信機に必要なサンプリング速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）で１４ビットという大きなダイナミックレンジのＡ／Ｄ変換器は現状では非常に高価、大型で消費電流も多くなってしまうという欠点があった。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、性能劣化を起こすことなくＡ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジ（ビット数）を低減し、安価で小型、しかも消費電流の少ないＡ／Ｄ変換器を使用できる広帯域ディジタル受信機を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１の広帯域ディジタル受信機においては、アンテナにて受信した受信信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、該ディジタル信号から所望のチャネルを分離するチャネル分離手段と、分離した信号を復調する復調手段とを有する広帯域ディジタル受信機において、
前記アンテナは、指向性パターンを変化させるアダプティブアレーアンテナであって、
複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナにそれぞれ接続された重み付け回路と、それぞれの該重み付け回路の出力を加算する加算器と、前記重み付け回路を制御して前記複数のアンテナで受信された受信信号の重み付けを行う重み制御回路と、を有し、
前記広帯域ディジタル受信機は、
前記アナログ／ディジタル変換手段によりディジタル信号に変換され、前記チャネル分離手段に入力される信号レベルを検出して第１の検出信号とする第１のレベル検出器と、前記チャネル分離手段により分離されたチャネル帯域の信号レベルを検出して第２の検出信号とする第２のレベル検出器と、前記第１と第２の検出信号を入力することにより前記第１と第２の検出信号のレベル差を判定する判定回路と、  
を備え、前記第１の検出信号のレベルが前記第２の検出信号のレベルより大きいときに、
前記判定回路において、前記第１と第２の検出信号のレベル差が予め設定したしきい値よりも大きいと判定した場合は、前記判定回路からの制御信号により、前記重み制御回路が干渉波を抑圧する制御を行うように構成することによって、受信機が希望波の信号レベルよりも強い干渉波信号を受信した場合に干渉波の信号レベルを抑圧するように制御する。
また、請求項２の広帯域ディジタル受信機においては、前記アダプティブアレーアンテナの適応アルゴリズムとしてパワーインバージョンアダプティブアレーアンテナ（ＩＰアンテナ）の手法を用いる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図面に示した実施の形態に基づいて詳細に説明する。
図１は、本発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図である。
同図に示すように、本受信機は、２個以上のアンテナ素子をもつアレーアンテナと信号処理回路から成るアダプティブアレーアンテナ１００と、受信信号に対しシステムのサービスバンド帯域幅の帯域制限を行うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡＧＣアンプ６と、アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器７と、ミキサ８１とディジタルローカル信号発振器８２とミキサ８３とから成るチャネル分離器８と、該チャネル分離器出力信号からデータ信号を復調する復調器９と、チャネル分離器８への入力信号レベルを検出する第１のレベル検出器１０と、チャネル分離後の信号レベルを検出する第２のレベル検出器１１と、前記両レベル検出器１０、１１が検出した信号レベル差を判定しその結果に基づいて制御信号を前記アダプティブアレーアンテナ１００に出力する判定回路１２とで構成される。
【０００９】
また、前記アダプティブアレーアンテナ１００は、例えば、図２に示すように、ｎ本のアンテン素子Ａ1、Ａ2・・・、Ａｎから成るアレーアンテナ１０１と、前記各アンテナ素子に接続された重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、Ｗｎと加算器104と前記重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、Ｗｎの重みを制御する重み制御回路１０３とから成る信号処理回路１０２とで構成される。
【００１０】
本発明に係わる図１の受信機の動作説明に先立って、前記アダプティブアレーアンテナ１００の動作の説明を行う。
図２において、到来する無線信号はアレーアンテナ１０１のｎ本のアンテン素子Ａ1、Ａ2・・・、Ａｎをもつで受信される。各素アンテナ素子で受信された到来信号は、それぞれに接続された重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、Ｗｎで重み付けをされた後に加算器１０４で加算される。
この重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、Ｗｎのそれぞれの重みは、前記重み制御回路１０３からの制御信号によって決定される。この重みを制御することによって前記加算器１０４の出力信号で得られるアダプティブアレーアンテナ１００の指向性パターンを変化させることができる。
図３にｎ＝２の場合のアダプティブアレーアンテナ１００の指向性パターンの例を示す。同図に示すように、ｎ＝２の場合の重み付け回路Ｗ1、Ｗ2のそれぞれの重みを制御することによって任意の方向にヌル点（指向性パターンにおいてアンテナゲインが急激に減少する点）を形成することができる。従って、このヌル点を干渉波の到来方向に向ければ干渉波の受信レベルを抑圧することができる。また、アンテナ素子の数を増設すれば更に複雑なアンテナパターンを形成することができ、希望波の到来方向のアンテナゲインを高めながら複数の干渉波の信号レベルを抑圧することもできる。
【００１１】
前記重み制御回路１０３においては、適応アルゴリズムにより最適な指向性パターンを形成するための重みを計算する。その適応アルゴリズムとしては、ＬＭＳ(Least Mean Square)やＭＳＮ(Maximize the Signal to Noise ratio)が代表的であるが、簡易で効果の大きい方法としてパワーインバージョンアダプティブアレーアンテナ（ＰＩアンテナ）の手法がある。
ＰＩアンテナ（参考文献：R.T.Compton,Jr."The power-inversion adaptive array:concept and performance",IEEE Trans. Aerosp. Electron. syst., Vol.AES-15,pp.803-814(Nov.1979).）は、希望波に比べて強い干渉波が存在する場合に有効な方法で、希望波と干渉波のＳ／Ｎ比が逆転した出力信号が得られる。
しかも、ＬＭＳアルゴリズムで必要となる基準波は不要で、且つ希望波の到来方向が既知である必要が無いという特徴を持つ。
【００１２】
次に、図１の広帯域ディジタル受信機において、前記アダプティブアレーアンテナ１００の出力信号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な帯域制限を受ける。この場合の必要な帯域とは該広帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では１６ＭＨｚの帯域幅となる。 受信可能なＲＦ信号の周波数の下限をｆRL、上限をｆRHとすると、ＲＦバンドパスフィルタ２の通過帯域幅をＷは、
Ｗ＝ｆRH−ｆRL
である。
該ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受けた受信信号は、ミキサ３とローカル発振器４およびＩＦバンドパスフィルタ５により周波数変換および帯域制限を施されＩＦ信号となる。
該ＩＦ信号はＡＧＣアンプ６で増幅された後、Ａ／Ｄ変換器７で広帯域ディジタル信号に変換される。ＡＧＣアンプ６の増幅率は、 Ａ／Ｄ変換器７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器７の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御される。
【００１３】
前記Ａ／Ｄ変換器７から出力された広帯域ディジタル信号は、チャネル分離器８とレベル検出器１１に入力される。
チャネル分離器８では、図示しないミキサ、ディジタルローカル信号発振器およびディジタルローパスフィルタにより広帯域ディジタル信号の中から所望のチャネルの信号が分離されて狭帯域(チャネル帯域)ディジタル信号となる。一方、前記レベル検出器１１では、チャネル分離前の受信信号のなかの最大の信号レベルＰＩを検出する。
チャネル分離された狭帯域(チャネル帯域)ディジタル信号は、レベル検出器１０と復調器９に入力され、復調器９ではシステムの変調方式（ＰＤＣ８００ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫで）に応じて復調され、データ信号となる。また、レベル検出器１０はチャネル分離後の信号レベルＰＤを検出する。
検出信号ＰＩとＰＤは判定回路１２に入力され、判定回路１２ではＰＩとＰＤのレベル差を判定してアダプティブアレーアンテナ１００に制御信号を出力する。
【００１４】
以下にアダプティブアレーアンテナ１００の制御動作を説明する。
図４は、干渉局が近く、希望局が遠くにある場合の、本発明の広帯域ディジタル受信機各部の高周波信号のスペクトルを示す図で、同図（ａ）はアンテナ素子の出力信号、（ｂ）はアダプティブアレーアンテナ１００の出力信号，（ｃ）はＡ／Ｄ変換器７の入力信号のスペクトルを示している。
同図（ａ）に示すように、アンテナ素子の出力信号においては干渉局信号レベルは希望局信号レベルに比べて７０ｄＢ大きい。
初期状態においては、アダプティブアレーアンテナ１００のアンテナ素子Ａ1、Ａ2・・・、Ａｎは、全方向に均一な指向性を持つように重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、Ｗｎが制御されている。従って、この場合のＡ／Ｄ変換器７への入力信号のスペクトルは図４（ａ）と同様に干渉局信号レベルは希望局信号レベルに比べて７０ｄＢ大きい。
そしてＡＧＣアンプ６の増幅率は、 Ａ／Ｄ変換器７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器７の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御されるので、Ａ／Ｄ変換器７のダイナミックレンジが、例えば８ビットの理想Ａ／Ｄ変換器の場合のように４８ｄＢと小さい場合、希望局信号はＡ／Ｄ変換器の量子化ノイズにうずまってしまう。一方、干渉局信号はほぼ最大入力レベルでＡ／Ｄ変換されチャネル分離回路８に入力されるが、希望局信号波とは周波数が異なるためにチャネル分離回路８から出力されない。
【００１５】
この結果、レベル検出回路１１の出力信号ＰIはほぼ最大になり、レベル検出回路１０の検出信号ＰDはほぼ最小となる。両検出信号ＰI、 ＰDは判定回路１２に入力され、該判定回路１２においては、ＰIとＰDのレベル差が所定のしきい値よりも大きい場合、希望局の信号波が正しく復調できない状態であると判断して、アダプティブアレーアンテナ１００が干渉局信号波を抑圧する動作を開始するように制御信号をおくる。
この制御信号に基づいて、アダプティブアレーアンテナ１００が前述の適応アルゴリズム（ＰＩアンテナ手法）により指向性パターンを変化させ、干渉波信号レベルの抑圧が行われる。この結果、アダプティブアレーアンテナ１００の出力信号のスペクトルは、図４（ｂ）に示すように、干渉信号のレベルがアダプティブアレーアンテナの効果により４０ｄＢ（図中の斜線部）減衰し、希望信号とのレベル比は３０ｄＢに減少する。
アナログ回路における周波数変換や広帯域フィルタでの帯域制限ではレベル比は変化しないので、同図（ｃ）に示すようにＡ／Ｄ変換器７入力信号も干渉信号と希望信号のレベル差は３０ｄＢである。
上記のレベル差３０ｄＢの信号をＡ／Ｄ変換して希望信号を復調する場合は、復調の為のマージンも考慮して少なくとも４０ｄＢのダイナミックレンジが必要である。４０ｄＢのダイナミックレンジをＡ／Ｄ変換のビット数に換算すると７ビットである。
サンプリング速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）で前記のダイナミックレンジを得るには、汎用の８ビットＡ／Ｄ変換器で十分に対応することができる。
【００１６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係わる広帯域ディジタル受信機は、アレーアンテナで信号を受信し適応制御をおこなって干渉波信号の到来方向に指向性のヌル点を形成することで干渉波信号レベルを減衰させ、 Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジを小さくすることができるので、広帯域ディジタル受信機に必要なサンプリング速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）を持ちながら、低価格・小型で消費電流の少ない汎用の８ビットＡ／Ｄ変換器を使用することができる。
その結果、消費電流の低減および小型化に著しい効果があり、ひいては広帯域ディジタル受信機のコスト低減に大いに貢献できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図
【図２】図１におけるアダプティブアレーアンテナの形態例を示す構成概要図
【図３】図２におけるｎ＝２のアダプティブアレーアンテナの指向性パターン
【図４】図１の広帯域ディジタル受信機における、（ａ）はアンテナ素子の出力信号のスペクトル、（ｂ）はアダプティブアレーアンテナの出力信号のスペクトル、（ｃ）はＡ／Ｄ変換器の入力信号のスペクトルを示す図である
【図５】従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図
【図６】図５の広帯域ディジタル受信機における、（ａ）はアンテナの受信信号のスペクトル、（ｂ）はＡ／Ｄ変換器の入力信号のスペクトルを示す図である
【符号の説明】
１・・従来の受信機のアンテナ、２・・ＲＦバンドパスフィルタ、
３・・ミキサ、                ４・・ローカル信号発振器、
５・・ＩＦバンドパスフィルタ、    ６・・ＡＧＣアンプ、
７・・Ａ／Ｄ変換器、          ８・・チャネル分離器、
９・・復調器、                １０・・第１のレベル検出器、
１１・・第２のレベル検出器、  １２・・判定回路、
８１・・チャネル分離器におけるミキサ、
８２・・チャネル分離器におけるディジタルローパスフィルタ、
８３・・チャネル分離器におけるディジタルローカル信号発振器、
１００・・アダプティブアレーアンテナ、１０１・・アレーアンテナ、
１０２・・信号処理回路、      １０３・・重み制御回路、
１０４・・加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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