(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧供給側の１次巻線と負荷側の２次巻線と３次巻線とを有する変圧器と、
前記変圧器の１次巻線へ流れる電流をスイッチングする主スイッチ手段と、
前記主スイッチ手段をオンオフする主スイッチ制御手段と、
前記変圧器のインダクタンスと電圧共振をするコンデンサと、
前記変圧器の２次巻線で発生した電圧を直流出力に変換する直流出力変換手段と、
前記変圧器の３次巻線と前記直流出力変換手段との間に介挿され、前記変圧器の励磁エネルギの前記３次巻線から前記直流出力変換手段への放出をスイッチングする補助スイッチ手段と、
前記主スイッチ手段のオフ期間を検出するオフ期間検出手段と、
前記オフ期間検出手段が検出したオフ期間で、前記補助スイッチ手段をオンオフする補助スイッチ制御手段と、を備え、
前記補助スイッチ手段のオン期間に、前記変圧器の励磁エネルギを前記３次巻線から前記直流出力変換手段へ放出し、前記補助スイッチ手段のオフ期間に、前記変圧器のインダクタンスと前記コンデンサとで電圧共振を起こすことを特徴とするコンバータ。
【請求項２】
前記主スイッチ手段に印加される電圧を実質的に検出する主スイッチ電圧検出手段と、
前記主スイッチ電圧検出手段が検出した検出電圧を予め設定された閾値と比較し、前記検出電圧が前記閾値未満となるタイミングを前記主スイッチ手段のオンタイミングとして検出するタイミング検出手段と、
を備え、
前記主スイッチ制御手段は、前記タイミング検出手段が検出したオンタイミングで前記主スイッチ手段をオンするものである、
ことを特徴とする請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
前記直流出力変換手段が変換した直流出力を検出する直流出力検出手段を備え、
前記主スイッチ制御手段は、前記主スイッチ手段のオン期間を予め設定し、当該オン期間で主スイッチ手段をオンするように構成され、
前記補助スイッチ制御手段は、前記直流出力検出手段が検出した直流出力に基づいて補助スイッチ手段のオン期間を制御し、前記変圧器の励磁エネルギを放出するリセット期間を調整することにより、前記主スイッチ手段のオン期間とオフ期間との比を設定するものである、
ことを特徴とする請求項２に記載のコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンバータに関し、特に、ノイズの発生を抑えることが可能なコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
変圧器で電力供給側の１次側と負荷側の２次側とを絶縁しつつ密結合したコンバータが知られている。この種のコンバータでは、２次側の出力電圧を検出し、検出した出力電圧を１次側にフィードバックし、フィードバック信号に基づいて、出力電圧が安定するように１次側のスイッチをオンオフ制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来のコンバータでは、変圧器の１次側と２次側とが絶縁されて密結合されているため、その間には容量が存在する。この容量は、ノイズの発生原因となり、スイッチング周波数が高くなればなるほど、この容量の影響を無視できなくなる。
【０００４】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、ノイズの発生を抑えることが可能なコンバータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため、本発明の観点に係るコンバータは、
電圧供給側の１次巻線と負荷側の２次巻線と３次巻線とを有する変圧器と、
前記変圧器の１次巻線へ流れる電流をスイッチングする主スイッチ手段と、
前記主スイッチ手段をオンオフする主スイッチ制御手段と、
前記変圧器のインダクタンスと電圧共振をするコンデンサと、
前記変圧器の２次巻線で発生した電圧を直流出力に変換する直流出力変換手段と、
前記変圧器の３次巻線と前記直流出力変換手段との間に介挿され、前記変圧器の励磁エネルギの前記３次巻線から前記直流出力変換手段への放出をスイッチングする補助スイッチ手段と、
前記主スイッチ手段のオフ期間を検出するオフ期間検出手段と、
前記オフ期間検出手段が検出したオフ期間で、前記補助スイッチ手段をオンオフする補助スイッチ制御手段と、を備え、
前記補助スイッチ手段のオン期間に、前記変圧器の励磁エネルギを前記３次巻線から前記直流出力変換手段へ放出し、前記補助スイッチ手段のオフ期間に、前記変圧器のインダクタンスと前記コンデンサとで電圧共振を起こすことを特徴とするものである。
【０００６】
このような構成によれば、変圧器に漏れインダクタンスがあったとしても、この漏れインダクタンスと変圧器の励磁インダクタンスとコンデンサとで電圧共振を起こし、損失は少なく、効率は良い。従って、変圧器の１次側と２次側との間隔を開けて、積極的に漏れインダクタンスを増加させても、効率は低下せず、変圧器の１次側と２次側との間隔を開ければ、容量を低下させることができる。そして、容量が低下すれば、ノイズの発生を抑えることも可能となる。
【０００７】
前記主スイッチ手段に印加される電圧を実質的に検出する主スイッチ電圧検出手段と、
前記主スイッチ電圧検出手段が検出した検出電圧を予め設定された閾値と比較し、前記検出電圧が前記閾値未満となるタイミングを前記主スイッチ手段のオンタイミングとして検出するタイミング検出手段と、
を備え、
前記主スイッチ制御手段は、前記タイミング検出手段が検出したオンタイミングで前記主スイッチ手段をオンするものであってもよい。
【０００８】
このような構成によれば、閾値をほぼゼロ電圧に設定することにより、主スイッチ手段をゼロ電圧スイッチングできる。
【０００９】
尚、前記主スイッチ電圧検出手段が主スイッチ手段に印加される電圧を検出するには、主スイッチ手段に印加される電圧を直接検出する手段を設けてもよいし、変圧器に巻線を設けて間接的に検出する手段を設けてもよい。実質的とは、このことを示す。
【００１０】
前記直流出力変換手段が変換した直流出力を検出する直流出力検出手段を備え、
前記主スイッチ制御手段は、前記主スイッチ手段のオン期間を予め設定し、当該オン期間で主スイッチ手段をオンするように構成され、
前記補助スイッチ制御手段は、前記直流出力検出手段が検出した直流出力に基づいて補助スイッチ手段のオン期間を制御し、前記変圧器の励磁エネルギを放出するリセット期間を調整することにより、前記主スイッチ手段のオン期間とオフ期間との比を設定するものであってもよい。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に係るコンバータを図面を参照して説明する。
本実施の形態に係るコンバータの構成を図１に示す。
図１に示すコンバータは、漏れインダクタンスを利用した電圧共振型コンバータであり、変圧器１と、スイッチング回路部２と、２次側平滑回路部３と、２次側制御回路部４と、１次側制御回路部５と、を備えて構成されている。
【００１２】
変圧器１は、１次巻線ｎ１と、２次巻線ｎ２と、３次巻線ｎ３と、４次巻線ｎ４と、を備える。尚、変圧器１の励磁インダクタンスをＬpとする（図示せず）。
１次巻線ｎ１は、スイッチング電流によって電圧を発生させ、変圧器１に励磁エネルギを生成するための巻線であり、２次巻線ｎ２は、１次巻線ｎ１で生成された励磁エネルギで電圧を発生させるための巻線である。
【００１３】
１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とは、絶縁され、巻き方向を同じにしてコア（図示せず）に巻き回されている。また、その巻数比は、出力電圧が所定電圧値となるように設定されている。
【００１４】
３次巻線ｎ３は、変圧器１で生じた励磁エネルギを制御するためのコントロール巻線であり、２次巻線ｎ２と同じ巻き方向で変圧器１に巻かれている。４次巻線ｎ４は、スイッチング制御回路１３の補助電源用の巻線であるとともに、スイッチＱ１の電圧ＶQ1がほぼゼロとなるゼロ電圧を実質的に検出するための巻線である。
【００１５】
スイッチング回路部２は、変圧器１の１次巻線ｎ１に流れる電流をスイッチングするための回路であり、漏れインダクタンスＬ１と、スイッチＱ１と、コンデンサＣ１と、を備えて構成されている。
【００１６】
漏れインダクタンスＬ１は、変圧器１の漏れインダクタンスを示し、等価的に直流電源１１と変圧器１の１次巻線ｎ１との間に接続されている。
【００１７】
スイッチＱ１は、スイッチング制御回路１３から出力された信号Ｓ１に基づいて変圧器１の１次巻線ｎ１に流れる電流をスイッチングするスイッチである。このスイッチＱ１には、例えば、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）等が用いられる。
【００１８】
コンデンサＣ１は、変圧器１の漏れインダクタンスＬ１と励磁インダクタンスＬpと電圧共振させるためのコンデンサであり、スイッチＱ１と並列に接続されている。
【００１９】
２次側平滑回路部３は、２次巻線ｎ２で発生した電圧に基づいて電流を整流、平滑化し、２次巻線ｎ２で発生した電圧を直流出力に変換するための回路部であり、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２とからなる。
ダイオードＤ１は、変圧器１の２次巻線ｎ２に発生した電圧で流れる電流を整流するダイオードであり、そのアノードは２次巻線ｎ２に接続されている。
【００２０】
コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１から出力された電流により充電されて電圧を平滑化し、直流電圧を出力するためのコンデンサである。
【００２１】
２次側制御回路部４は、変圧器１の３次巻線ｎ３と２次側平滑回路部３との間に介挿され、３次巻線ｎ３に発生した電圧に基づいて流れる電流ＩQ2を制御する回路部であり、出力電圧制御回路１２と、スイッチＱ２と、ダイオードＤ２と、からなる。
【００２２】
出力電圧制御回路１２は、スイッチＱ２をオンオフ（開閉）制御するための回路である。即ち、出力電圧制御回路１２は、負荷Ｒに供給される出力電圧を検出し、検出した出力電圧に基づいて、スイッチＱ２をオンオフするための信号Ｓ２を生成する。また、出力電圧制御回路１２は、検出した出力電圧に基づいてリセット期間（変圧器１が励磁エネルギを放出する期間）を検出し、このリセット期間でスイッチＱ２がオンオフするように、生成した信号Ｓ２をスイッチＱ２に出力する。
【００２３】
スイッチＱ２は、出力電圧制御回路１２から出力された信号Ｓ２に基づいてオンオフする。このスイッチＱ２には、スイッチＱ１と同様に、例えば、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）等が用いられる。
【００２４】
ダイオードＤ２は、３次巻線ｎ３に発生した電圧により流れる電流を整流するするためのものであり、そのアノードは、３次巻線ｎ３に接続されている。
【００２５】
１次側制御回路部５は、ダイオードＤ３と、コンデンサＣ３と、スイッチング制御回路１３と、からなる。ダイオードＤ３は、４次巻線ｎ４に発生した電圧で流れる電流を整流するダイオードであり、そのアノードは、４次巻線ｎ４に接続されている。
【００２６】
コンデンサＣ３は、ダイオードＤ３から出力された電流で充電され、電圧を平滑化するコンデンサであり、平滑化した直流電圧をスイッチング制御回路１３に供給する。従って、ダイオードＤ３とコンデンサＣ３とは、スイッチング制御回路１３の補助電源として機能する。
【００２７】
スイッチング制御回路１３は、スイッチＱ１をオンオフ制御する回路である。即ち、スイッチング制御回路１３は、４次巻線ｎ４で発生した電圧に基づいてスイッチＱ１のゼロ電圧を検出する。具体的には、スイッチング制御回路１３は、所定の閾値を予め設けておき、４次巻線ｎ４で発生した電圧をこの閾値と比較し、この閾値未満の電圧をゼロ電圧として検出する。スイッチング制御回路１３は、検出したゼロ電圧に基づいて、オンするタイミングを設定し、このタイミングでスイッチＱ１をオンし、オンしてから予め設定された時間経過後にスイッチＱ１をオフする。スイッチング制御回路１３は、このようにスイッチＱ１を制御するための信号Ｓ１を生成し、スイッチＱ１に出力する。
【００２８】
次に、本実施の形態に係るコンバータの動作を説明する。
直流電源１１は、漏れインダクタンスＬ１を介して変圧器１の１次巻線ｎ１に直流電流を供給する。
【００２９】
スイッチング制御回路１３は、スイッチＱ１に信号Ｓ１を出力して、スイッチＱ１をオンオフ制御し、出力電圧制御回路１２は、スイッチＱ２に信号Ｓ２を出力してスイッチＱ２をオンオフ制御する。
【００３０】
この動作を、図２に示すタイミングチャートに基づいて説明する。
図２（ａ）に示すように、スイッチング制御回路１３は、信号Ｓ１を時刻ｔ０においてハイレベルにセットする。尚、ここでは、信号Ｓ１がハイレベルでスイッチＱ１がオン、ローレベルでスイッチＱ１がオフするものとする。信号Ｓ２、スイッチＱ２についても同様とする。
【００３１】
信号Ｓ１がハイレベルになると、スイッチＱ１はオンし、図２（ｂ）に示すように、スイッチＱ１には、電流ＩQ1が流れる（電流値＝０〜ｉ１）。
【００３２】
また、変圧器１の１次巻線ｎ１の両端には、電圧が印加され、スイッチＱ１の電圧ＶQ1は、図２（ｃ）に示すように０となる。
漏れインダクタンスＬ１には、図２（ｄ）に示すように、電流ＩL1が、電流ＩQ1と同様に流れる（電流値＝０〜ｉ２）。
【００３３】
２次巻線ｎ２の両端には、ダイオードＤ１を正バイアスするように電圧が発生する。この電圧によって、アノード側が正となり、ダイオードＤ１には、図２（ｅ）に示すように、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻数比に従った電流値（＝０〜ｉ３）で、電流ＩＤ１が流れる。ダイオードＤ１は、この電流ＩＤ１を整流し、コンデンサＣ２は供給された電流ＩＤ１で充電される。
【００３４】
スイッチＱ１がオンしている期間では、３次巻線ｎ３に接続されているダイオードＤ２の電圧ＶQ2の値は、図２（ｈ）に示すように負となり、ダイオードＤ２は、逆バイアス状態となる。従って、３次巻線ｎ３に電流は流れない。
【００３５】
時刻ｔ１になると、スイッチング制御回路１３は、図２（ａ）に示すように、信号Ｓ１をローレベルにする。
信号Ｓ１がローレベルになると、スイッチＱ１はオフし、図２（ｂ）に示すように、スイッチＱ１には、電流ＩQ1が流れなくなる（電流値＝０）。
また、図２（ｅ）に示すように、ダイオードＤ１にも電流ＩD1が流れなくなる（電流値＝０）。
【００３６】
一方、時刻ｔ１において、出力電圧制御回路１２は、図２（ｆ）に示すように、信号Ｓ２をハイレベルにする。
信号Ｓ２がハイレベルになると、スイッチＱ２はオンし、図２（ｇ）に示すように、電流ＩQ2がスイッチＱ２からコンデンサＣ２へと流れる（電流値＝ｉ４）。
【００３７】
しかし、３次巻線ｎ３に発生した電圧は、コンデンサＣ２の出力電圧にクランプされ、出力電圧の電圧レベルとほとんど変わらない。
【００３８】
また、電流ＩQ2がスイッチＱ２を流れると、図２（ｄ）に示すように、漏れインダクタンスＬ１には電流ＩL1は流れなくなる（電流値＝０）。
変圧器１の励磁エネルギは、スイッチング回路部２のコンデンサＣ１を充電する。コンデンサＣ１が充電されると、スイッチＱ１の電圧ＶQ1は、図２（ｃ）に示すように、電圧値ｖ１まで上昇する。尚、電圧ＶQ2の値は、図２（ｈ）に示すように０となる。
【００３９】
時刻ｔ２になると、出力電圧制御回路１２は、図２（ｆ）に示すように、検出した出力電圧に基づいて信号Ｓ２をローレベルにする。
信号Ｓ２がローレベルになると、図２（ｇ）に示すように、スイッチＱ２には、電流ＩQ2が流れなくなる（電流値＝０）。
【００４０】
スイッチＱ２に電流ＩQ2が流れなくなると、図２（ｄ）に示すように、漏れインダクタンスＬ１には、電流ＩL1が流れる（電流値＝ｉ５〜ｉ６）。そして、変圧器１の励磁エネルギによって、コンデンサＣ１は、再び、充電され、電圧ＶQ1は、図２（ｃ）に示すように、電圧値ｖ２まで上昇する。
【００４１】
この電圧ＶQ1の波形は、漏れインダクタンスＬ１と励磁インダクタンスＬpとコンデンサＣ１との電圧共振によって正弦波状となり、漏れインダクタンスＬ１と励磁インダクタンスＬpとコンデンサＣ１との時定数でその最大電圧値が決定される。電圧ＶQ1は最大電圧値ｖ２に達した後、降下する。
尚、電圧ＶQ2も、図２（ｈ）に示すように、電圧ＶQ1と同様の波形を有することになる（最大電圧値＝ｖ４）。
【００４２】
時刻ｔ３になると、スイッチング制御回路１３は、４次巻線ｎ４で発生した電圧に基づいてスイッチＱ１の電圧ＶQ1のゼロ電圧を検出する。スイッチング制御回路１３は、検出したゼロ電圧に基づいて信号Ｓ１をハイレベルにする。信号Ｓ１がハイレベルになると、スイッチＱ１は、再び、オンする。
【００４３】
このようにしてゼロ電圧スイッチングを実行する。このゼロ電圧スイッチングによりノイズが低減し、効率も向上する。また、時刻ｔ１〜ｔ２では、変圧器１の励磁エネルギは、３次巻線ｎ３から、コンデンサＣ２を介して負荷Ｒに供給されるため、損失が少なくなり、効率は良好となる。
【００４４】
また、漏れインダクタンスＬ１を積極的に利用でき、漏れインダクタンスＬ１があっても問題は生じないため、変圧器１の１次側と２次側との間隔を広げることができる。変圧器１の１次側と２次側との間隔を広げることができれば、１次側と２次側との間の容量は低下し、ノイズも減少する。
【００４５】
このコンバータでは、スイッチＱ２のオン時間をコントロールすることにより、出力電圧の定電圧制御を行う。この動作を図３に示す。
図３（ａ）に示すように、時刻ｔ１０〜ｔ１１、時刻ｔ１２〜ｔ１３において、スイッチＱ１がオンすると、変圧器１の１次巻線ｎ１に電圧が印加され、この期間で励磁エネルギが変圧器１に蓄積される。即ち、これらの期間は、変圧器１のセット期間となる。
【００４６】
また、時刻ｔ１１〜ｔ１２、時刻ｔ１３〜ｔ１５において、スイッチＱ１がオフすると変圧器１に蓄積された励磁エネルギは２次側平滑回路部３に放出される。即ち、これらの期間は、変圧器１のリセット期間となる。
【００４７】
図３（ｃ）に示すように、出力電圧制御回路１２は、リセット期間のうち、時刻ｔ１１〜ｔ１２では、スイッチＱ２をオフしたままとし、時刻ｔ１３〜ｔ１４では、スイッチＱ２をオンするものとする。
【００４８】
時刻ｔ１１〜ｔ１２において、スイッチＱ２をオフしたままとすると、スイッチＱ１の電圧ＶQ1は、図３（ｂ）に示すように共振波形を有し、最大電圧値ｖ11に達した後、降下する。
【００４９】
時刻ｔ１３〜ｔ１４において、出力電圧制御回路１２がスイッチＱ２をオンしたとすると、変圧器１のリセット電圧（電圧ＶQ1の反転電圧）は、電圧値ｖ12に制御される。
時刻ｔ１４において、スイッチＱ２がオフになると、漏れインダクタンスＬ１と励磁インダクタンスＬpとコンデンサＣ１とで電圧共振を起こし、リセット電圧の波形は共振波形となり、リセット電圧（電圧値＝ｖ13）は低く抑えられることになる。
【００５０】
そして、時刻ｔ１５において、スイッチング制御回路１３がゼロ電圧を検出すると、信号Ｓ１をハイレベルにしてスイッチＱ１をオンする。
【００５１】
この場合、リセット電圧（電圧ＶQ1の反転電圧）は、電圧値ｖ12に制御されるため、このリセット時間（時刻ｔ１３〜ｔ１５）は、スイッチＱ２をオンしない場合のリセット時間（時刻ｔ１１〜ｔ１２）よりも長くなる。
【００５２】
即ち、出力電圧制御回路１２がスイッチＱ２のオン時間をコントロールすることにより、スイッチＱ１のオフ時間をコントロールすることになる。また、スイッチＱ１のオン時間を一定にしておくと、スイッチＱ２のオン時間をコントロールすることにより、スイッチＱ１のオン期間とオフ期間との比がコントロールされ、出力電圧を制御できることになる。従って、信頼性に乏しく、応答速度に問題のあるフォトカプラ等を使用せずに済む。
【００５３】
以上説明したように、本実施の形態によれば、変圧器１に３次巻線ｎ３を設け、変圧器１の励磁エネルギを、３次巻線ｎ３から負荷Ｒに供給するようにしたので、損失を少なくすることができ、高効率化を実現できる。
【００５４】
また、漏れインダクタンスＬ１を積極的に利用できるようにしたので、変圧器１の１次側と２次側との間隔を積極的に広げることができ、結果として、１次側と２次側との間の容量を低減させることができ、ノイズの発生を抑えることができる。
【００５５】
さらに、スイッチＱ２のオン時間を制御することにより、出力電圧を制御することができ、フォトカプラ等を使用しないため、信頼性は向上し、応答速度も早くなり、容量を減少させて、ノイズの発生をさらに抑えることができる。
【００５６】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。例えば、新たにインダクタンスを設け、このインダクタンスと漏れインダクタンスＬ１との合成インダクタンスを電圧共振用のインダクタンスとしてもよい。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るコンバータによれば、ノイズの発生を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の本実施の形態に係るコンバータの構成を示すブロック図である。
【図２】図１のコンバータの動作を示すタイミングチャートである。
【図３】図１のコンバータの出力電圧制御の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１  変圧器
２  スイッチング回路部
３  ２次側平滑回路部
４  ２次側制御回路部
５  １次側制御回路部
【図１】
0004023126.tif 000002
【図２】
0004023126.tif 000003
【図３】
0004023126.tif 000004