(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に周波数変換するための第１ローカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、該検出誤差情報に基づいて前記第１のＩＦ信号を第２のＩＦ信号に周波数変換するための第２ローカル信号発振器の出力周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成したことを特徴とする受信機。
【請求項２】
受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に変換するための第１ミキサに接続したシステムのサービス帯域のみを通過させるＩＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器と、第２のＩＦ信号に変換するための第２ミキサとを直列に接続すると共に、前記第１ミキサに接続した第１ローカル信号発振器の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第2ミキサに出力する第2ローカル信号発振器とを直列に接続し、前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成したことを特徴とする受信機。
【請求項３】
受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に変換するための第１ミキサに接続したシステムのサービス帯域のみを通過させるＩＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器と、第２のＩＦ信号に変換するための第２ミキサとを直列に接続し、前記第１ミキサに周波数てい倍器を介して第１ローカル信号源発振器を接続すると共に、前記第１ローカル信号源発振器の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するするための第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号源発振器の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第２ミキサに出力する第２ローカル信号発振器とを直列に接続し、前記第１ローカル信号源発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成したことを特徴とする受信機。
【請求項４】
前記の周波数誤差検出回路が、検出すべき周波数誤差成分を含む信号と余弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に第１のローパスフィルタが接続された第１ミキサと、前記検出すべき周波数誤差成分を含む信号と正弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に第２のローパスフィルタが接続された第２ミキサとからなる直交復調器と、該直交復調器出力信号から前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差を計算する周波数誤差計算手段とにより構成したことを特徴とする請求項２または請求項３記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル携帯電話等の無線通信において使用される受信機に関し、特に、ローカル発振器の周波数精度要求を緩和する手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線通信におけるディジタル携帯電話等の無線機の技術が進歩し、機器の小型化と共に種々の要求を実現するため機器の性能向上が図られている。特に、ディジタル方式の受信機においては、後述するようにローカル発振器の周波数誤差がＢＥＲ(Bit Error Rate, ビット誤り率)特性や同期特性に直接影響を及ぼすので、高い精度が要求される。
【０００３】
図３は、従来の一般的なディジタル携帯電話の受信機の構成例を示すブロック図である。この図に示す受信機は、アンテナ１と、システムのサービスバンド帯域を通過させるＲＦバンドパスフィルタ２と、ＲＦ受信信号を第１の中間周波数に変換して所望の帯域制限を加えるための第１ミキサ３とＰＬＬ回路による出力周波数可変の第１ローカル信号発振器４０と第１ＩＦバンドパスフィルタ５０と、前記第１の中間周波数を第２の中間周波数に変換して所望の帯域制限を加えるための第２ミキサ１１と出力周波数一定の第２ローカル信号発振器１２と第２ＩＦバンドパスフィルタ１３と、変調波を復調してディジタルデータを出力する復調器１４とが接続され受信機が構成される。
【０００４】
また、第１ローカル信号発振器４０としてのＰＬＬ回路は、位相比較器４０３と、ループフィルタ４０２と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）４０１と、分周器４０５とをループ状に接続すると共に、前記位相比較器４０３に基準信号としてのＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）４０４を接続し、信号を前記ＶＣＯ４０１から出力するように構成している。
【０００５】
この図に示される受信機は、まず、アンテナ１で受信されたＲＦ信号がＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な帯域制限を受けるが、ここで言う必要な帯域とは該ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。システムのサービスバンド帯域は、例えば、ＰＣＤ800ＭＨｚ方式携帯電話においては１６ＭＨｚである。
ＲＦバンドパスフィルタ２により帯域制限を受けたＲＦ受信信号は、第１ミキサ３と第１ローカル発振器４０とにより周波数変換を施される。この第１ローカル発振器４は後述する理由により高い周波数精度が要求されるためＰＬＬ（位相ロックループ）回路で構成するのが一般的である。
【０００６】
ここで、ＰＬＬ回路について簡単に説明すれば、位相比較器４０３がＴＣＸＯ４０４出力の基準周波数frと分周器４０５出力の比較周波数fdとの位相差に応じたパルス幅を出力すると、ループフィルタ４０２が該パルス出力を平滑して得る直流分電圧をＶＣＯ４０１に出力する。ＶＣＯ４０１はこの直流電圧に応じた周波数を出力するが、該出力を分周器４０５を介して位相比較器４０３へ帰還させることにより、frとfdとは同一周波数、同一位相になるように動作する。なお、分周器４０５の機能はＶＣＯ４０１出力fvcoをＮ分割するが、このＮを変えることでfrのステップでＶＣＯ４０１の出力を変化させることができる。
【０００７】
次に、第１ミキサ出力信号は、システムの１チャネル帯域（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では約２５ｋＨｚ）をもつ第１ＩＦバンドパスフィルタ５０により帯域制限され、このとき、第１ローカル信号発振器４０を適切に可変するこによ
りここでチャネル分離が行われ第１ＩＦ信号５０ａとなる。
該第１ＩＦ信号５０ａは、第２ミキサ１１と出力周波数一定の第２ローカル発振器１２と第２ＩＦバンドパスフィルタ１３とにより周波数変換および帯域制限が施され、復調器１４が動作可能な周波数である第２ＩＦ信号１３ａとなる。第２バンドパスフィルタ１３の帯域幅すなわち第２ＩＦ信号１３ａの帯域幅もシステムの１チャネル帯域（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では約２５ｋＨｚ）であり、これら２つのチャネル帯域フィルタ５０、１３とによって受信特性が決定される。ただし、復調器１４がベースバンドで動作する場合には第２ＩＦ信号をベースバンド信号とする必要があるので、このときは第２ＩＦバンドパスフィルタ１３はローパスフィルタとする必要がある。
第２ＩＦバンドパスフィルタ出力信号１３ａは、復調器１４においてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信号となる。
【０００８】
ここで、第１ローカル信号発振器４０としてＰＬＬ回路が必要となる理由について説明する。図３に示される受信機において、第１ローカル信号発振器４０の周波数に誤差がある場合、まず、受信信号の中心周波数が上述した２つのチャネル帯域フィルタ５０、１３の中心周波数からずれるために、該フィルタの減衰特性により受信信号レベルが減衰して受信特性（ＢＥＲ特性）が劣化する。また、復調器においてキャリア周波数オフセットが生じるために同期特性が劣化する。
例えば、 ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話において受信特性および同期特性への具体的な影響を考えると、ＢＥＲ特性が１０-2を得るためにＥb／Ｂo（１ビット当たりの信号エネルギーとノイズとの比）の劣化を０.５dB程度に抑えるための許容周波数誤差は約３ｋＨｚである。この値を発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル発振器４０における周波数精度に換算すると、約３ｐｐｍとなる。
高周波においてこのような高い周波数精度を単体の発振器で達成するのは技術的に困難であるので、従来の受信機においてはＰＬＬ回路を使用することが不可欠であった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、受信機において、上述した理由により出力周波数を可変するローカル信号発振器として周波数精度の高いＰＬＬ回路を使用すると、ＰＬＬ回路が高価なＶＣＯ等を必要とするため、結果として受信機のコスト増を招き、また、回路規模も大きくなるので受信機の小型化がしにくいなどの問題があった。
本発明は上述した従来の受信機の問題点を解決するためになされたものであって、ローカル信号発振器に要求される高い周波数精度を緩和できるような構成にすると共に、ＰＬＬ回路を不要とし小型で安価な受信機を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係わる受信機の請求項1記載の発明は、受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に周波数変換するための第１ローカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、該検出誤差情報に基づいて前記第１のＩＦ信号を第２のＩＦ信号に周波数変換するための第２ローカル信号発振器の出力周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成する。
本発明に係わる受信機の請求項2記載の発明は、受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に変換するための第１ミキサに接続したシステムのサービス帯域のみを通過させるＩＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器と、第２のＩＦ信号に変換するための第２ミキサとを直列に接続すると共に、前記第１ミキサに接続した第１ローカル信号発振器の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第2ミキサに出力する第2ローカル信号発振器とを直列に接続し、前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成する。
本発明に係わる受信機の請求項３記載の発明は、受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に変換するための第１ミキサに接続したシステムのサービス帯域のみを通過させるＩＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器と、第２のＩＦ信号に変換するための第２ミキサとを直列に接続し、第１ローカル信号源発振器に接続され該第１ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍する周波数てい倍器を前記第１ミキサに接続すると共に、前記第１ローカル信号源発振器の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するするための第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号源発振器の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第２ミキサに出力する第２ローカル信号発振器とを直列に接続し、前記第１ローカル信号源発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成する。
本発明に係わる受信機の請求項４記載の発明は、請求項2及び請求項３に記載の受信機において、前記周波数誤差検出回路を、検出すべき周波数誤差成分を含む信号と余弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に第1のローパスフィルタが接続された第1ミキサと、前記検出すべき周波数誤差成分を含む信号と正弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に第2のローパスフィルタが接続された第2ミキサとからなる直交復調器と、該直交復調器出力信号から前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差を計算する周波数誤差計算手段とにより構成する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図示した実施の形態例に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係わる受信機の実施の形態例を示す機能ブロック図である。この例に示す受信機は、アンテナ１と、システムのサービスバンド帯域のみを通過させる第１のＲＦバンドパスフィルタ２と、ＲＦ受信信号を第１の中間周波数に変換して所望の帯域制限を加えるための第１ミキサ３と、システムのサービスバンド帯域のみを通過させる広帯域ＩＦバンドパスフィルタ５と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器７と、第２ミキサ(ディジタルミキサ)１１ｄと、ローパスフィルタ１３ｄと、復調器１４とを直列に接続し、前記第１ミキサに周波数変動幅(周波数精度)△ fLをもつ出力周波数一定の第１ローカル信号発振器４を接続すると共に、前記第１ローカル信号発振器４における出力周波数の周波数変動幅ΔfLのみを通過させる第２のＲＦバンドパスフィルタ６と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第２のＡ／Ｄ変換器８と、前記第１ローカル信号発振器４の周波数変動幅ΔfLを検出する周波数誤差検出回路１５と、検出した周波数誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第２ミキサ１１ｄに出力する周波数可変の第2ローカル信号発振器(ディジタル発振器)１２ｄとを直列に接続して受信機を構成する。
【００１２】
図１に示される受信機においては、アンテナ１により受信されたＲＦ信号が第１のＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な帯域制限を受けるが、ここで言う必要な帯域とは通常使用されるシステムのサービスバンド帯域であり、例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話においては１６ＭＨｚである。
第１のＲＦバンドパスフィルタ２において帯域制限を受けたＲＦ受信信号は、第1ミキサ３と周波数変動幅(周波数精度) ΔfLをもつ第１ローカル信号発振器４とシステムのサービスバンド帯域のみを通過させる広帯域ＩＦバンドパスフィルタ５とにより周波数変換および帯域制限を施され、第１ＩＦ信号５ａとなる。このとき、第1ローカル信号発振器４の周波数変動幅ΔfLの影響により、第１ＩＦ信号５ａの周波数は中心周波数からΔfLシフトした信号となっている。
【００１３】
この第１ＩＦ信号５ａは第１のＡ／Ｄ変換器７によりアナログからディジタルの第１ＩＦ信号７ａに変換され、第２ミキサ１１ｄと出力周波数可変の第２ローカル信号発振器１２ｄとにより周波数変換を施されるが、この第２ローカル信号発振器１２ｄは後述する第１ローカル信号発振器４の周波数誤差ΔfLに係わる周波数補正が行われている。
さらに、第２ミキサ１１ｄの出力信号はベースバンドフィルタ（ローパスフィルタ）１３ｄにより帯域制限されると共に、該ベースバンドフィルタ１３ｄの帯域幅がシステムの１チャネルの帯域（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では約２５ＫＨｚ）に設定されているので、第2ローカル信号発振器１２ｄの出力周波数を受信各チャネル信号ごとに適切に可変することによりチャネル分離が行われる。チャネル分離された狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器14においてシステムの変調方式（例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信号となる。
【００１４】
ここで、第２ローカル信号発振器１２ｄの出力周波数補正について説明すると、第１ローカル信号発振器４の出力信号（第１ローカル信号）は、その出力信号の周波数変動幅ΔfLのみを通過させる第２のＲＦバンドパスフィルタ６に入力される。第２のＲＦバンドパスフィルタ６により帯域制限された第１ローカル信号６ａは、第2のＡ／Ｄ変換器８においてディジタル第１ローカル信号８ａに変換される。第２のＡ／Ｄ変換器８は、図示されていない高精度クロック発生器から出力するサンプリングクロックを用いてサンプリングを行う。
サンプリング定理によれば、バンドパスサンプリングを行う場合は、入力信号の帯域幅の２倍以上のサンプリングクロックを必要とするから、サンプリングクロック周波数を
fs＝ｎ×ΔfL   （ｎ≧２：ｎは整数）               (1)
とする必要がある。
【００１５】
Ａ／Ｄ変換されたディジタル第１ローカル信号８ａは、周波数誤差検出回路１５に入力されると共に該周波数誤差検出回路１５においてディジタル第１ローカル信号８ａに含まれる周波数誤差ΔfLを検出し、その結果に基づいて第２ローカル信号発振器１２ｄの出力周波数の補正値を決定するので、第２ローカル信号発振器１２ｄは第２ミキサ１１ｄに入力するディジタル化された第１ＩＦ信号７ａに含まれる周波数誤差ΔfLを補償するように出力周波数を補正して第２ミキサ１１ｄに出力する。
【００１６】
次に、本発明に係わる上述した周波数誤差検出回路１５について詳しく説明する。図２は周波数誤差検出回路１５の実施の形態例を示す機能ブロック図である。
この図に示す周波数誤差検出回路１５は、前記ディジタル第１ローカル信号８
ａと余弦波発振器(ディジタル発振器)２０３の出力信号とが入力し出力に第１ディジタルローパスフィルタ２０５が接続される第１ディジタルミキサ２０１と、前記ディジタル第１ローカル信号８ａと正弦波発振器(ディジタル発振器)２０４の出力信号とが入力し出力に第２ディジタルローパスフィルタ２０６が接続される第２ディジタルミキサ２０２とからなる直交復調器２０と、該直交復調器出力信号から前記第１ローカル信号発振器４の周波数誤差を計算する周波数誤差計算手段２０７とにより構成する。
【００１７】
この例に示される周波数誤差検出回路１５は、周波数誤差ΔfLを含むディジタル第１ローカル信号８ａが直交復調器２０に入力され、該直交復調器２０が同相出力Ｉkと直交出力Ｑkとを出力し、この情報から周波数誤差計算手段２０７が前記周波数誤差ΔfLを検出する。以下、この動作について説明するために、図２を参照しつつ、まず、 ＩkとＱkを導出する。
ディジタル第１ローカル信号８ａを
cos 2π(fL + ΔfL)k / fs            (2)
ただし、  fL ：正しい第１ローカル発振周波数
ΔfL ：第１ローカル発振周波数の誤差
fs  ：サンプリング周波数
ｋ  ：サンプル番号
と表し、また、余弦波発振器２０３の出力信号を
cos 2π(fL)k / fs                              (3)
正弦波発振器２０４の出力信号を
sin 2π(fL)k / fs                                (4)
と表せば、図２に示したようにディジタル第１ローカル信号８ａは、第１ミキサ２０１と第２ミキサ２０２においてそれぞれ(3)式の余弦波或いは(4)式の正弦波と掛け算された後、ローパスフィルタ２０５、２０６により高周波成分が除去されるので、ＩkとＱkはそれぞれ
Ｉk = cos 2π(ΔfL)k / fs        (5)
Ｑk = sin 2π(ΔfL)k / fs        (6)
となる。
【００１８】
得られたＩkとＱkとから、周波数誤差計算手段２０７において、例えば下記の計算によりΔfLを求める。まず、(5)式と(6)式とを用いてＱkとＩkとの比を取れば  tan 2π(ΔfL)k / fs = Ｑk / Ｉk               (7)
となる。左辺よりΔfLを取り出すため
(ΔfL)k / fs = (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk       (8)
と変形する。
一方、(8)式左辺をkに着目して
(ΔfL) / fs = (ΔfL)(k+1) / fs − (ΔfL)k / fs
と表わせば、(8)式右辺の関係を用いて
0003919343.tif 000002
を得る。
(9)式の右辺は既知であるので、(9)式によりサンプリング周波数fsで正規化された誤差周波数ΔfLの値が得られる。この値を用いて第２ローカル発振器１２ｄの周波数を補正するようにする。
【００１９】
以上説明したように第２ローカル信号発振器１２ｄ出力の周波数を補正して第２ミキサ１１ｄに出力することにより、第１ローカル発振器４の周波数にΔfLの範囲で誤差が生じて第１ＩＦ信号５ａの周波数がΔfLシフトしても、第２ローカル信号発振器１２ｄの出力周波数がΔfLの周波数シフトを打ち消すように動作するので、第２ミキサ１１ｄの出力信号がチャネル帯域フィルタ（ローパスフィルタ１３ｄ）の中心周波数からずれることはなく、また、復調器１４に於いてキャリア周波数オフセットが発生することもないので、受信特性（ＢＥＲ特性）や同期特性の劣化を防ぐことができる。
【００２０】
次に、本発明に係わる受信機の他の変形実施例を図４に示す機能ブロック図に
基づいて詳細に説明する。
図４に示すように、この変形実施例の受信機は、アンテナ１と、システムのサービスバンド帯域のみを通過させる第１のＲＦバンドパスフィルタ２と、ＲＦ受信信号を第１の中間周波数に変換して所望の帯域制限を加えるための第１ミキサ３と、システムのサービスバンド帯域のみを通過させる広帯域ＩＦバンドパスフィルタ５と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器７と、第２ミキサ（ディジタルミキサ）１１ｄと、ローパスフィルタ１３ｄと、復調器１４とを直列に接続し、周波数変動幅(周波数精度)△fLをもつ出力周波数一定の第１ローカル信号源発振器６０と該第1ローカル信号源発振器６０の出力周波数をてい倍した信号を出力する周波数てい倍器６１を前記第１ミキサ３に接続すると共に、前記第１ローカル信号源発振器６０における出力周波数の周波数変動幅ΔfLのみを通過させる第２のＲＦバンドパスフィルタ６と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第２のＡ／Ｄ変換器８と、前記Ａ／Ｄ変換器８からの出力をもとに前記第１ローカル信号源発振器６０の周波数変動幅ΔfLを検出する周波数誤差検出回路１５と、検出した周波数誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第２ミキサ１１ｄに出力する周波数可変の第２ローカル信号発振器１２ｄとを直列に接続して受信機を構成する。
【００２１】
前記の構成の受信機は、上述の図１の受信機における第１ローカル信号発振器４を第１ローカル信号源発振器６０に置き換え、該第１ローカル信号源発振器６０と第１ミキサ３との間に周波数てい倍器６１を挿入し、前記第１ローカル信号源発振器６０の出力を第２のＲＦバンドパスフィルタ６に接続する構成にしたものであり、他の構成及び動作は図１の受信機と同一である。
従って、図４の受信機の動作説明は、第１ローカル信号及び第２ローカル信号を生成し、それぞれ第１ミキサ３と第２ミキサ１１ｄに供給する動作説明のみとする。
【００２２】
図４に示す受信機において、前記第１ローカル信号源発振器６０は周波数変動幅（即ち周波数精度）がΔfLの発振器であり、その出力信号を周波数てい倍器６１でＮ倍の周波数にてい倍して第１ミキサ３へ出力する。
一方、前記第１ローカル源発振器６０の出力信号は、その出力信号の周波数変動幅ΔfLのみを通過させる第２バンドパスフィルタ６に入力される。第２バンドパスフィルタ６で帯域制限された第１ローカル源信号６ｃは第２のＡ／Ｄ変換器８でディジタル第１ローカル源信号８ｃに変換される。第２のＡ／Ｄ変換器８では、図示されていない高精度のクロック発生器から出力されるサンプリングクロックでサンプリングを行う。
Ａ／Ｄ変換されたディジタル第１ローカル源信号８ｃは、周波数誤差検出回路１５に入力される。該周波数誤差検出回路１５において前記ディジタル第１ローカル源信号８ｃの周波数誤差を検出し、その結果に基づいて第２ローカル信号発振器１２ｄの出力周波数の補正値を決定するので、第２ローカル信号発振器１２ｄは、第２ミキサ１１ｄに入力するディジタル化された第１ＩＦ信号７ａに含まれる周波数誤差を補償するように出力周波数を補正して第２ミキサ１１ｄに出力する。ただし、前述のように第１ローカル信号源発振器６０の出力をＮてい倍して第１ミキサ３にローカル信号を入力しているので、補正すべき誤差周波数はＮ×ΔfLである。
【００２３】
以上説明したように、図４の受信機において第１ローカル信号源発振器６０の周波数にΔfLの範囲で誤差が生じて第１ＩＦ信号５ａの周波数がΔfLシフトしても、第２ローカル信号発振器１２ｄの出力が周波数補正によってΔfLの周波数シフトを打ち消すように動作するので、図１の受信機同様に、受信特性（ＢＥＲ特性）や同期特性の劣化を防ぐことができるとともに、更に、所望の第1ローカル信号の１／Ｎの周波数の第1ローカル信号源発振器６０の出力の周波数誤差を検出するように構成したので、該出力信号をディジタル化する第２のＡ／Ｄ変換器８は、低い周波数の入力信号に対応するＡ／Ｄ変換器を使用することができる。
【００２４】
第１ローカル信号発振器への要求精度の具体的な例として、例えば、(1)式より第２のＡ／Ｄ変換器８のサンプリングクロックｆｓを１ＭＨｚ、ｎ＝３２とした場合、ΔfLは約３０ｋＨｚまで補正できることになる。
従って、発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル発振器の周波数精度は約３０ｐｐｍに緩和されることになり、この周波数精度は単体の発振器（水晶発振器等）で実現できるので、ＰＬＬ回路を用いる必要はなくなる。
【００２５】
なお、以上の説明において、第２ローカル信号発振器１２ｄと余弦波発振器２０３と正弦波発振器２０４とは出力周波数誤差が無いものとしているが、このようなディジタル型の信号発振器はサンプリング周波数を上げることにより、ＰＬＬ回路と同程度かそれ以上の周波数精度が保証されるので、周波数誤差を無視することができる。
【００２６】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように、第1ローカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、該検出誤差情報に基づいて第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）の出力周波数を補正して、前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成したので、前記第1ローカル発振器に要求される周波数精度を大幅に緩和することができ、従って、ＶＣＯ等の高価な構成部品を使用するＰＬＬ回路が不要となり、受信機のコスト低減と小型化をすすめる上で著効を奏する。
また、変形実施例においては、第1ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍して第1ローカル信号とし、この第1ローカル信号源発振器の周波数誤差を検出するように構成したので、該第1ローカル信号源発振器の出力信号をディジタル化する第２のＡ／Ｄ変換器は、低い周波数の入力信号に対応する小型で安価なＡ／Ｄ変換器を使用することができ、より一層受信機のコスト低減と小型化に貢献できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる受信機の実施の形態例を示す機能ブロック図
【図２】本発明に係わる受信機において使用する周波数誤差検出回路の実施の形態例を
示す機能ブロック図
【図３】従来のディジタル携帯電話にける受信機の構成例を示す機能ブロック図
【図４】本発明に係わる受信機の他の変形実施の形態例を示す機能ブロック図
【符号の説明】
１・・アンテナ、        ２・・第1のＲＦバンドパスフィルタ、
３・・第1ミキサ、      ４・・第１ローカル信号発振器、
５・・広帯域ＩＦバンドパスフィルタ、
５ａ・・第１ＩＦ信号、  ７ａ・・ディジタル第１ＩＦ信号、
６・・第２のＲＦバンドパスフィルタ、
６ａ・・帯域制限された第1ローカル信号、
６ｃ・・帯域制限された第1ローカル源信号、  ７・・第１のＡ／Ｄ変換器、
８・・第２のＡ／Ｄ変換器、    ８ａ・・ディジタル第１ローカル信号、
８ｃ・・ディジタル第１ローカル源信号、
１１ｄ・・第2ミキサ(ディジタルミキサ)、１１・・第2ミキサ 、
１２・・第2ローカル信号発振器
１２ｄ・・第2ローカル信号発振器(ディジタル発振器)、
１３・・第２ＩＦバンドパスフィルタ、    １３ａ・・第２ＩＦ信号
１３ｄ・・ディジタルローパスフィルタ、  １４・・復調器、
１５・・周波数誤差検出回路、            ２０・・直交復調器、
４０・・第１ローカル信号発振器、
５０・・第１ＩＦバンドパスフィルタ、    ５０・・第１ＩＦ信号、
６０・・第１ローカル信号源発振器、      ６１・・周波数てい倍器、
２０１、２０２・・・直交復調器における第１、第２ミキサ、
２０３・・余弦波発振器(ディジタル発振器)、
２０４・・正弦波発振器(ディジタル発振器)、
２０５、２０６・・直交復調器における第１、第２ローパスフィルタ、
２０７・・周波数誤差計算回路、  ４０１・・ＶＣＯ(電圧制御発振器)、
４０２・・ループフィルタ、  ４０３・・位相比較器、
４０４・・ＴＣＸＯ(温度補償型水晶発振器)、  ４０５・・分周器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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