(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅されるべき信号が供給される入力端子と、
出力端子と、
第一のコントロール端子と、
第二のコントロール端子と、
モード切替端子と、
上記入力端子と上記出力端子の間に従属接続される複数の増幅段とを有し、
上記複数の増幅段のそれぞれは、その段への入力信号を受ける第１の端子と、その段の出力信号を送出する第２の端子と、その段のための基準電位を受けるための第３の端子とからなり、
上記第一、第二のコントロール端子と上記各増幅段の第１の端子間にそれぞれ接続され、上記各増幅段のそれぞれに対して構成されるカレントミラー回路を含み、上記第一、第二のコントロール端子に供給される電圧に従った直流バイアス電位を上記第１の端子に印加する複数のバイアス回路と、
上記モード切替端子に供給される信号によって動作し、上記各バイアス回路をオン・オフさせて通信モードを切り替えるモード切替回路とを備え、
上記増幅段のうち初段の増幅段に対応するバイアス回路は、直列接続される負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子と上記負荷側半導体増幅素子と上記接地側半導体増幅素子の制御端子にそれぞれ対応する複数の第一の端子で構成され、上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子とこれに対応するバイアス回路の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子は上記第二のコントロール端子に接続され、上記増幅段の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子とこれに対応するバイアス回路の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子は上記第一のコントロール端子に接続され、
異なる上記通信モードの利得が近似するように、一方の通信モードでは上記第一のコントロール端子にはＡＰＣ信号を印加し、
上記各増幅段の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子にバイアス電位としてそれぞれ所定の固定電位を印加することを特徴とする高周波電力増幅装置。
【請求項２】
上記モード切替回路の動作によって、位相変調回路構成または位相及び振幅変調回路構成に切り替わることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項３】
上記モード切替回路の動作によって、飽和アンプ用回路構成または線形アンプ用回路構成に切り替わることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項４】
上記モード切替回路の動作によって、ＧＳＭ用回路構成またはＥＤＧＥ用回路構成に切り替わることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項５】
上記複数の増幅段とこれに付随する上記バイアス回路は複数組設けられて複数の増幅系を構成するとともに、上記複数の増幅系の各増幅系は上記モード切替端子に接続されて多モード多バンド用の高周波電力増幅装置を構成していることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項６】
上記直列接続される負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子はデュアルゲート型の半導体増幅素子であることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項７】
増幅されるべき信号が供給される入力端子と、
出力端子と、
第一のコントロール端子と、
第二のコントロール端子と、
モード切替端子と、
上記入力端子と上記出力端子の間に従属接続される複数の増幅段とを有し、
上記複数の増幅段のそれぞれは、その段への入力信号を受ける第１の端子と、その段の出力信号を送出する第２の端子と、その段のための基準電位を受けるための第３の端子とからなり、
上記第一、第二のコントロール端子と上記各増幅段の第１の端子間にそれぞれ接続され、上記各増幅段のそれぞれに対して構成されるカレントミラー回路を含み、上記第一、第二のコントロール端子に供給される電圧に従った直流バイアス電位を上記第１の端子に印加する複数のバイアス回路と、
上記モード切替端子に供給される信号によって動作し、上記各バイアス回路をオン・オフさせて通信モードを切り替えるモード切替回路とを備え、
上記増幅段のうち初段の増幅段に対応するバイアス回路は、直列接続される負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子と上記負荷側半導体増幅素子と上記接地側半導体増幅素子の制御端子にそれぞれ対応する複数の第一の端子で構成され、上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子とこれに対応するバイアス回路の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子は上記第二のコントロール端子に接続され、上記増幅段の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子とこれに対応するバイアス回路の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子は上記第一のコントロール端子に接続され、
異なる上記通信モードの利得が近似するように、一方の通信モードでは上記第一のコントロール端子にはＡＰＣ信号を印加し、
上記各増幅段の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子にバイアス電位としてそれぞれＡＰＣ信号を印加することを特徴とする高周波電力増幅装置。
【請求項８】
上記モード切替回路の動作によって、位相変調回路構成または位相及び振幅変調回路構成に切り替わることを特徴とする請求項７に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項９】
上記モード切替回路の動作によって、飽和アンプ用回路構成または線形アンプ用回路構成に切り替わることを特徴とする請求項７に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１０】
上記モード切替回路の動作によって、ＧＳＭ用回路構成またはＥＤＧＥ用回路構成に切り替わることを特徴とする請求項７に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１１】
上記複数の増幅段とこれに付随する上記バイアス回路は複数組設けられて複数の増幅系を構成するとともに、上記複数の増幅系の各増幅系は上記モード切替端子に接続されて多モード多バンド用の高周波電力増幅装置を構成していることを特徴とする請求項７に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１２】
上記直列接続される負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子はデュアルゲート型の半導体増幅素子であることを特徴とする請求項７に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１３】
増幅されるべき信号が供給される入力端子と、
出力端子と、
第一のコントロール端子と、
第二のコントロール端子と、
モード切替端子と、
上記入力端子と上記出力端子の間に従属接続される複数の増幅段とを有し、
上記複数の増幅段のそれぞれは、その段への入力信号を受ける第１の端子と、その段の出力信号を送出する第２の端子と、その段のための基準電位を受けるための第３の端子とからなり、
上記第一、第二のコントロール端子と上記各増幅段の第１の端子間にそれぞれ接続され、上記各増幅段のそれぞれに対して構成されるカレントミラー回路を含み、上記第一、第二のコントロール端子に供給される電圧に従った直流バイアス電位を上記第１の端子に印加する複数のバイアス回路と、
上記モード切替端子に供給される信号によって動作し、上記各バイアス回路をオン・オフさせて通信モードを切り替えるモード切替回路とを備え、
上記増幅段のうち初段の増幅段に対応するバイアス回路は、直列接続される負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子と上記負荷側半導体増幅素子と上記接地側半導体増幅素子の制御端子にそれぞれ対応する複数の第一の端子で構成され、上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子とこれに対応するバイアス回路の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子は上記第二のコントロール端子に接続され、上記増幅段の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子とこれに対応するバイアス回路の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子は上記第一のコントロール端子に接続され、
異なる上記通信モードの利得が近似するように、一方の通信モードでは上記第一のコントロール端子に選択固定した電位を印加し、
上記各増幅段の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子にバイアス電位としてそれぞれ所定の固定電位を印加することを特徴とする高周波電力増幅装置。
【請求項１４】
上記モード切替回路の動作によって、位相変調回路構成または位相及び振幅変調回路構成に切り替わることを特徴とする請求項１３に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１５】
上記モード切替回路の動作によって、飽和アンプ用回路構成または線形アンプ用回路構成に切り替わることを特徴とする請求項１３に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１６】
上記モード切替回路の動作によって、ＧＳＭ用回路構成またはＥＤＧＥ用回路構成に切り替わることを特徴とする請求項１３に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１７】
上記複数の増幅段とこれに付随する上記バイアス回路は複数組設けられて複数の増幅系を構成するとともに、上記複数の増幅系の各増幅系は上記モード切替端子に接続されて多モード多バンド用の高周波電力増幅装置を構成していることを特徴とする請求項１３に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１８】
上記直列接続される負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子はデュアルゲート型の半導体増幅素子であることを特徴とする請求項１３に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項１９】
請求項１に記載の高周波電力増幅装置を有する無線通信機。
【請求項２０】
上記高周波電力増幅装置は入力端子に直交成分信号と同期成分信号を入力するダイレクトコンバージョン方式で使用されることを特徴とする請求項１９に記載の無線通信機。
【請求項２１】
上記高周波電力増幅装置は初段増幅段のデュアルゲートトランジスタの第１ゲートに振幅変調信号を直接入力し、第２ゲートに位相信号を直接入力するオフセットＰＬＬ方式で使用されることを特徴とする請求項１９に記載の無線通信機。
【請求項２２】
請求項７に記載の高周波電力増幅装置を有する無線通信機。
【請求項２３】
請求項１３に記載の高周波電力増幅装置を有する無線通信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の増幅系を有する高周波電力増幅装置に係わり、例えば、線形性増幅及び非線形性増幅（飽和性増幅）が行える高周波電力増幅装置（高周波電力増幅モジュール）及びこの高周波電力増幅モジュールを組み込んだ無線通信機に関し、特に、通信モード及び周波数帯が異なる複数の通信機能を有する多モード多バンド通信方式のセルラー携帯電話機に適用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、北米セルラー市場においては、従来から使用されている北米全土をカバーするアナログ方式のＡＭＰＳ（Advanced Mobile phone Servic）と、ＴＤＭＡ（time division multiple access ），ＣＤＭＡ（code division multiple access ）等デジタル方式を一つの携帯電話に組み込んだいわゆるデュアルモード携帯電話機が使用されている。
【０００３】
一方、欧州等においては、ＴＤＭＡ技術とＦＤＤ（frequency division duplex ：周波数分割双方向）技術を使うＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式が使用されている。また、ＧＳＭ方式において伝送レートを高くできる通信システムとしてＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for ＧＳＭ Evolution）システムが開発されている。
【０００４】
ＥＤＧＥについては、日経ＢＰ社発行「日経エレクトロニクス」1999年11月15日号（no.757）、P131や、同誌2000年７月３日号（no.773号) 、P126〜P139に記載されている。
【０００５】
前者の文献には、高速化される世界各地の移動体通信サービスについて記載されている。この文献には、移動体通信サービスは、〜９．６ｋビット／秒の第２世代から、〜２Ｍビット／秒の第３世代に移行することについて記載されている。そして、欧州では、既存のＧＳＭ網を拡張したパケット通信によるデータ通信サービスであるＧＰＲＳ（General Packet Radio Service：第２．５世代）を経て、ＥＤＧＥ（第３世代）に移行し、米国では、ＩＳ−１３６システム（ＴＤＭＡ）から前記ＥＤＧＥに移行するとともに、ＩＳ−９５システム（ＣＤＭＡ）からｃｄｍａ２０００，ＩＳ−２０００やＨＤＲ（High Data Rate）に移行する旨記載されている。
【０００６】
後者の文献には、携帯電話機の無線回路の小型化について記載されている。また、高速データ通信サービスでは、複数のチャネルを同時に使える制御技術が開発されていること、ＧＳＭベースのデータ通信サービス専用方式ＥＤＧＥでは、変調方式をＧＭＳＫから８相ＰＳＫに変えて周波数利用効率を上げ、３８４ｋビット／秒を実現していることも記載されている。また、同文献には、スーパーヘテロダイン方式及びダイレクト・コンバージョン方式のチップ・セットを用いたＧＳＭ携帯電話機のリファレンス・ボードが開示されている。
【０００７】
一方、デュアルモード携帯電話機等による多モード通信については、日経ＢＰ社発行「日経エレクトロニクス」1997年１月27日号、(no.681)、P115〜P126や、日立評論社発行「日立評論」1997年11月号、79巻、Ｐ63〜Ｐ68に記載されている。後者の文献には、送信側の送信周波数変換にオフセットＰＬＬ（Phase-Locked
Loop ）方式が開示されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来、移動無線を使用する多くの無線データ通信は、９．６kbpsの伝送レートで行われているが、インターネットや企業のデータベースへのアクセスには、より高い伝送スピードが要求されていることから、これに対応する通信システムが必要になってきた。欧州，アジアを主体にサービスを行っているＧＳＭシステムも、現状は９．６kbpsのサービスを行っているが、前記の要求に対応する為、伝送レートを高くしたＥＤＧＥシステムが開発されている。このシステム導入により、データ伝送レートは３８４kbpsまで引き上げられ、ＧＳＭシステムに対し、単位時間当たり４０倍のデータを送ることが可能になる。
【０００９】
ＥＤＧＥシステムのもう一つの利点としては、ＧＳＭの基本システムを流用し、無線変調方式を一部変更することにより導入できることから、新たなインフラを導入することなく運用することが可能である。これは、多くの通信事業者にとって魅力的である。
【００１０】
変更される変調方式はＧＳＭシステムのＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）変調に対し、ＥＤＧＥシステムでは３π／８−rotating８ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調という方式となる。これにより、無線装置の信号伝達部には、より高い線形性が必要になる。
【００１１】
ＥＤＧＥシステムはＧＳＭシステムを発展させたシステムであることから、単一の携帯電話機にはＧＳＭシステム及びＥＤＧＥシステムによる通話ができることが望まれる。このため、携帯電話機にはＧＳＭシステムのための増幅器とＥＤＧＥシステムのための増幅器を組み込む必要がある。
【００１２】
本発明者等は一つの増幅回路でＧＳＭシステム及びＥＤＧＥシステムに対応する高周波電力増幅モジュールについて検討した。この結果、以下のような解決課題があることに気がついた。
【００１３】
（１）ＧＳＭで使用する場合、トランジスタは飽和動作での使用になり、大出力が必要となる。即ち、ＧＭＳＫ変調された例えば０ｄＢｍ程度の入力信号に対し最大３６ｄＢｍ程度の出力電力が必要になる。
【００１４】
（２）ＥＤＧＥで使用する場合、トランジスタは線形動作での使用になるため線形性が要求される。即ち、３π／８−rotating８ＰＳＫ変調された入力信号に対し出力信号が歪まないことが要求される。また、線形出力電力の最大は２８〜２９ｄＢｍ程度の範囲になる。
【００１５】
（３）ＧＳＭシステムとＥＤＧＥシステムとでは、前述のように出力電力に最大電力が６〜８ｄＢｍと大きな差があり、増幅クラス（Ａ級，Ｃ級）が異なる。このため、単一の増幅器を共用すると両者の利得差により、ノイズが多く発生したり、制御性が低くなる。
【００１６】
本発明の目的は、飽和動作するシステムと、線形動作するシステムを同一回路内で共存できる高周波電力増幅装置及び無線通信機を提供することにある。
【００１７】
本発明の他の目的は、ＧＳＭシステム（飽和動作）とＥＤＧＥシステム（線形動作）を同一回路内で共存できる高周波電力増幅装置及び無線通信機を提供することにある。
【００１８】
本発明の他の目的は、複数モード・複数バンド構成の高周波電力増幅装置及び無線通信機を提供することにある。
【００１９】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【００２１】
（１）増幅されるべき信号が供給される入力端子と、
出力端子と、
第一のコントロール端子と、
第二のコントロール端子と、
モード切替端子と、
上記入力端子と上記出力端子の間に従属接続される複数の増幅段とを有し、
上記複数の増幅段のそれぞれは、その段への入力信号を受ける第１の端子と、その段の出力信号を送出する第２の端子と、その段のための基準電位を受けるための第３の端子とからなり、
上記コントロール端子と上記各増幅段の第１の端子間にそれぞれ接続され、上記各増幅段のそれぞれに対して構成されるカレントミラー回路を含み、上記コントロール端子に供給される電圧に従った直流バイアス電位を上記第１の端子に印加する複数のバイアス回路と、
上記モード切替端子に供給される信号によって動作し、上記各バイアス回路をオン・オフさせて通信モードを切り替えるモード切替回路とを備え、
上記増幅段のうち初段の増幅段の増幅段は、この増幅段に対応するバイアス回路は、直列接続される負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子と上記負荷側半導体増幅素子と上記接地側半導体増幅素子の制御端子にそれぞれ対応する複数の第一の端子で構成され、上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子とこれに対応するバイアス回路の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子は上記第二のコントロール端子に接続され、上記増幅段の接地側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子および上記バイアス回路の負荷側半導体増幅素子の制御端子に対応する第一の端子は上記第一のコントロール端子に接続され、
異なる上記通信モードの利得が近似するように、一方の通信モードでは上記第二のコントロール端子にはＡＰＣ信号を印加し、
上記各増幅段の第１の端子にバイアス電位としてそれぞれ所定の固定電位を印加することを特徴とする。
【００２２】
上記モード切替回路の動作によって、位相変調回路構成（飽和アンプ用回路構成、例えば、ＧＳＭ用回路構成）または位相及び振幅変調回路構成（線形アンプ用回路構成、例えば、ＥＤＧＥ用回路構成）に切り替わる。負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子はデュアルゲート型の半導体増幅素子である。
【００２３】
具体的構成としては、上記複数の増幅段とこれに付随する上記バイアス回路及び温度特性補償回路並びにモード切替端子は複数設けられて複数の増幅系を構成するとともに、上記各増幅系は上記モード切替端子に接続されて多モード多バンド用の高周波電力増幅装置を構成している。
【００２４】
例えば、高周波電力増幅装置は、二つの増幅系を有するデュアルバンド構成となるとともに、各増幅系は上記（１）の構成であるデュアルモード構成となる。従って、高周波電力増幅装置は、ＧＳＭ９００とＧＳＭ１８００と切り替えによって動作するＥＤＧＥとからなる。高周波電力増幅装置の外部電極端子は、入力端子（Ｐin−ＧＳＭ９００，Ｐin−ＧＳＭ１８００）、出力端子（Ｐout −ＧＳＭ９００，Ｐout −ＧＳＭ１８００）、コントロール端子（Ｖapc −ＧＳＭ９００，Ｖapc −ＧＳＭ１８００）、第１基準電位（Ｖdd−ＧＳＭ９００，Ｖdd−ＧＳＭ１８００）、第２基準電位（ＧＮＤ）、負荷側半導体増幅素子の第１の端子（Ｖcgs −ＧＳＭ９００, Ｖcgs −ＧＳＭ１８００）及びモード切替端子（ｍｏｄｅ−ＳＷ）となる。
【００２５】
このような高周波電力増幅装置は無線通信機の送信系に組み込まれる。
【００２６】
（２）上記（１）の構成において、ＥＤＧＥモードでは、上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子にはＡＰＣ（自動出力制御）信号を印加し、上記各増幅段の第１の端子にバイアス電位としてそれぞれ所定の固定電位を印加することを特徴とする。
【００２７】
このような高周波電力増幅装置はダイレクトコンバージョン方式やオフセットＰＬＬ方式として無線通信機に組み込まれる。オフセットＰＬＬ方式においては、高周波電力増幅装置は初段増幅段のデュアルゲートトランジスタの第１ゲートに振幅変調信号を直接入力し、第２ゲートに位相信号を直接入力する。
【００２８】
（３）上記（１）の構成において、ＥＤＧＥモードでは、上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子にはＡＰＣ信号を印加し、上記各増幅段の第１の端子にバイアス電位としてそれぞれＡＰＣ信号を印加する。
【００２９】
（４）通信モード信号に従って線形増幅動作又は非線形増幅動作を行う高周波電力増幅装置であって、
増幅されるべき信号が供給される入力端子と、
出力端子と、
モード切替端子と、
上記入力端子と上記出力端子の間に従属接続され、それぞれがその段へ供給される入力信号を受ける第１の端子と、その段の出力信号を送出する第２の端子とを有する複数の増幅段と、
上記各増幅段の第１の端子にそれぞれ接続され、バイアス電位を上記第１の端子に印加するバイアス回路と、
上記モード切替端子に供給される通信モード信号に従ったモード信号を形成するモード切替回路とを含み、
上記複数の増幅段のうち少なくとも１つの増幅段は互いに直列接続される第１半導体増幅素子と第２半導体増幅素子とを含み、該増幅段の第１の端子は上記第２半導体増幅素子の制御入力ノードに接続され、上記第２の端子は上記第１半導体増幅素子の出力ノードに接続され、
上記第１半導体増幅素子の制御入力ノードに上記モード信号が供給され、
線形増幅動作としてとき及び非線形増幅動作をしているとき、上記モード信号によって利得が制御されることを特徴とする。
【００３０】
（５）増幅されるべき信号が供給される入力端子と、
出力端子と、
モード端子と、
上記入力端子と上記出力端子の間に従属接続され、それぞれがその段へ供給される入力信号を受ける第１の端子と、その段の出力信号を送出する第２の端子とを有する複数の増幅段と、
上記各増幅段にバイアス電位を供給するバイアス回路と、
上記モード端子に供給される信号に従ったＡＧＣ信号を形成するモード回路とを備え、
上記増幅段のうち少なくとも１つの増幅段は、互いに直列接続された第１半導体増幅素子と第２半導体増幅素子を有し、
上記第１半導体増幅素子の制御端子には上記ＡＧＣ信号が供給され、上記第１半導体増幅素子の出力端子は上記第２の端子に接続され、上記第２半導体増幅素子の制御端子は上記第１の端子に接続されていることを特徴とする。
【００３１】
（６）増幅されるべき信号が供給される入力端子と、
出力端子と、
モード端子と、
上記入力端子と上記出力端子の間に従属接続され、それぞれがその段へ供給される入力信号を受ける第１の端子と、その段の出力信号を送出する第２の端子とを有する複数の増幅段と、
上記各増幅段にバイアス電位を印加するバイアス回路と、
上記モード端子に供給される信号に従ったＡＰＣ信号を形成するモード回路とを備え、
上記増幅段のうち少なくとも１つの増幅段は、互いに直列接続された第１半導体増幅素子と第２半導体増幅素子とを有し、
上記第１半導体増幅素子の制御端子には上記ＡＰＣ信号が供給され、上記第２半導体増幅素子の制御端子は第１の端子が接続され、上記第１半導体増幅素子の出力端子は上記第２の端子に接続されていることを特徴とする。
【００３２】
前記（１）の手段によれば、（ａ）ＥＤＧＥモードでは上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子には選択決定した固定電位を印加し、上記入力端子にはＡＧＣ信号を入力し、上記各増幅段の第１の端子と第３の端子間の電位をそれぞれ所定値に固定することによって、隣接チャネル漏洩電力規格を満たしつつＥＤＧＥモードの利得を抑止でき、異なる上記通信モード（ＧＳＭモード及びＥＤＧＥモード）の利得を近似させることができ、安定した多モード通信が可能になる。
【００３３】
（ｂ）ＧＳＭ／ＥＤＧＥデュアルモードで従来広く用いられているＧＳＭ０ｄＢｍ入力（３段構成）が維持でき、ＶＣＯ出力を上げるもしくはプリアンプを新たに導入する必要がない。
【００３４】
前記（２）の手段によれば、（ａ）ＥＤＧＥモードでは上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子にはＡＰＣ信号を印加し、上記入力端子には固定した所定信号を入力し、上記各増幅段の第１の端子と第３の端子間の電位をそれぞれ所定値に固定することによって、隣接チャネル漏洩電力規格を満たしつつＥＤＧＥモードの利得を抑止でき、異なる上記通信モード（ＧＳＭモード及びＥＤＧＥモード）の利得を近似させることができ、安定した多モード通信が可能になる。
【００３５】
（ｂ）ダイレクトコンバージョン方式ではＡＧＣ回路が不要になり、部品点数の低減から無線通信機の製造コストの低減が達成できる。
【００３６】
（ｃ）オフセットＰＬＬ方式ではＡＧＣ回路が不要になり、部品点数の低減から無線通信機の製造コストの低減が達成できる。
【００３７】
（ｄ）オフセットＰＬＬ方式では高周波電力増幅装置にミキサー機能があり、個別回路としてのミキサーを必要としなくなり、部品点数の低減から無線通信機の製造コストの低減が達成できる。
【００３８】
前記（３）の手段によれば、（ａ）ＥＤＧＥモードでは上記増幅段の負荷側半導体増幅素子の制御端子にはＡＰＣ信号を印加し、上記入力端子には固定した所定信号を入力し、上記各増幅段の第１の端子と第３の端子間の電位はそれぞれＡＰＣ信号によって制御することによって、隣接チャネル漏洩電力規格を満たしつつＥＤＧＥモードの利得を抑止でき、異なる上記通信モード（ＧＳＭモード及びＥＤＧＥモード）の利得を近似させることができ、安定した多モード通信が可能になる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、発明の実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
【００４０】
（実施形態１）
本実施形態１では、モード切替回路の動作によって、位相変調回路構成（飽和アンプ用回路構成、例えば、ＧＳＭ用回路構成）または位相及び振幅変調回路構成（線形アンプ用回路構成、例えば、ＥＤＧＥ用回路構成）に切り替えて通信が行える無線通信機の例（デュアルモード・デュアルバンド無線通信機）について説明する。
【００４１】
図１はモード切り替えを行う高周波電力増幅装置の回路構成を示す模式図である。この回路図からも分かるように、本実施形態１の高周波電力増幅装置は、ＧＳＭ９００とＧＳＭ１８００、さらにモードの切替によるＥＤＧＥ９００とＥＤＧＥ１８００の増幅が行えるデュアルバンド・デュアルモード構成の高周波電力増幅装置である。
【００４２】
増幅系は増幅段（ＡＭＰ１，ＡＭＰ２，ＡＭＰ３）を順次従属接続した３段増幅構成となり、初段の増幅段（ＡＭＰ１）は、直列接続される負荷側半導体増幅素子Ｔｒ１ａと接地側半導体増幅素子Ｔｒ１ｂとからなる半導体増幅素子で形成されている。このＴｒ１はデュアルゲート半導体増幅素子でもよい。
【００４３】
半導体増幅素子は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor ）ＦＥＴ，シリコンバイポーラトランジスタ，ＧａＡｓ−ＭＥＳ（Metal-Semiconductor ）ＦＥＴ，ＨＢＴ（Hetero Junction Bipolar Transistor），ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor ），Ｓｉ−Ｇｅトランジスタ等を使用する。
【００４４】
ＧＳＭＡＰＣから送出される２種類（ＧＳＭ９００，ＧＳＭ１８００）のＡＰＣ信号の一方は切替スイッチＳＷ１の一方の接点に送出され、ＡＰＣ信号の他方は切替スイッチＳＷ２の一方の接点に送出される。また、ＧＳＭＡＰＣから送出される２種類のＡＰＣ信号はＡＭＰ２及びＡＭＰ３のＶgs２及びＶgs３を制御する。
【００４５】
ＥＤＧＥＡＰＣから送出される２種類のＥＤＧＥ信号（ＥＤＧＥ９００，ＥＤＧＥ１８００）の一方は切替スイッチＳＷ１の他方の接点に送出され、ＥＤＧＥ信号の他方は切替スイッチＳＷ２の他方の接点に送出される。
【００４６】
切替スイッチＳＷ１の出力端はＡＭＰ１の負荷側半導体増幅素子となるＴｒ１ａの制御端子（ゲート電極）に接続され、Ｖcgs の制御がなされる。また、切替スイッチＳＷ２の出力端はＡＭＰ１の接地側半導体増幅素子となるＴｒ１ｂの制御端子（ゲート電極）に接続され、Ｖgs１の制御がなされる。
【００４７】
また、ＡＭＰ１，ＡＭＰ２，ＡＭＰ３の第１の端子（ドレイン電極）には第１基準電位（Ｖdd）が供給され、ＡＭＰ１の接地側半導体増幅素子Ｔｒ１ｂの制御端子（ゲート電極）に入力信号が供給され、ＡＭＰ３の出力が出力端子Ｐout に出力されるようになっている。
【００４８】
このような構成の回路では、ＥＤＧＥの場合は線形利得を抑え、ＧＳＭとＥＤＧＥの利得が同じ程度になり、歪みや雑音の少ない安定したＧＳＭによる通信と、ＥＤＧＥによる通信ができる高周波電力増幅装置となる。
【００４９】
次に、具体的な高周波電力増幅装置及びその高周波電力増幅装置を組み込んだ無線通信機について説明する。
【００５０】
高周波電力増幅装置２０は、図２の平面図、図３の側面図、図４の正面図及び図５の高周波電力増幅装置の底面の電極パターンを透視的に示す模式的平面図に示すように、外観的には偏平な矩形体構造になっている。高周波電力増幅装置２０は、板状の配線基板からなるモジュール基板２１と、このモジュール基板２１の一面側（主面側）に重ねて取り付けられたキャップ２２とによって偏平矩形体構造のパッケージ２３が構成された構造になっている。前記キャップ２２は電磁シールド効果の役割を果たす金属製になっている。前記配線基板２１の配線パターンや配線基板２１に搭載される半導体増幅素子を含む電子部品によって、図６に示すような回路を構成するようになっている。
【００５１】
図２及び図５に示すように、高周波電力増幅装置２０の周面から底面に掛けてそれぞれ外部電極端子が設けられている。この外部電極端子は、表面実装型となり、モジュール基板２１に形成された配線とこの配線の表面に形成されたソルダーによって形成されている。１はＶcgs −ＧＳＭ９００用端子、２はノンコンタクト端子（Ｎ／Ｃ）、３はＰout −ＧＳＭ９００用端子、４はＶdd−ＧＳＭ９００用端子、５はＶdd−ＧＳＭ１８００用端子、６はＰout −ＧＳＭ１８００用端子、７はモード切替端子（ｍｏｄｅ−ＳＷ）、８はＶcgs ＧＳＭ１８００用端子、９はＰin−ＧＳＭ１８００用端子、１０はＶapc −ＧＳＭ１８００用端子、１１はＶapc −ＧＳＭ９００用端子、１２はＰin−ＧＳＭ９００用端子、ＧはＧＮＤ用端子である。
【００５２】
図６は本実施形態１の高周波電力増幅装置（送信ＲＦ信号増幅用のパワーアンプ）２０の等価回路図である。この等価回路図で示すように、ＧＳＭ９００用の増幅系ａとＧＳＭ１８００用の増幅系ｂを有するとともに、各増幅系ａ，ｂはモード切替端子（ｍｏｄｅ−ＳＷ）からの信号によって回路構成が切り替わり、ＧＳＭ９００はＥＤＧＥ９００となり、ＧＳＭ１８００はＥＤＧＥ１８００となる。
【００５３】
増幅系ａ及び増幅系ｂはそれぞれ使用する電子部品の性能は異なるものもあるが、回路構成は同一となっている。従って、増幅系ａの説明において、増幅系ａに対応する増幅系ｂの部品の記号を括弧内に示し、増幅系ｂの説明とする。
【００５４】
増幅系ａでの外部電極端子は、入力端子としてのＰin−ＧＳＭ９００（増幅系ｂではＰin−ＧＳＭ１８００）、出力端子としてのＰout −ＧＳＭ９００（増幅系ｂではＰout −ＧＳＭ１８００）、第１基準電位としてのＶdd−ＧＳＭ９００（増幅系ｂではＶdd−ＧＳＭ１８００）、Ｖcgs −ＧＳＭ９００（増幅系ｂではＶcgs ＧＳＭ１８００）、コントロール端子としてのＶapc −ＧＳＭ９００（増幅系ｂではＶapc −ＧＳＭ１８００）、共有となるモード切替端子（ｍｏｄｅ−ＳＷ）、そしてＧＮＤ用端子である。
【００５５】
Ｐin−ＧＳＭ９００（Ｐin−ＧＳＭ１８００）とＰout −ＧＳＭ９００（Ｐout −ＧＳＭ１８００）との間には３段の増幅段が従属接続されている。初段はデュアルゲートＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１：増幅系ｂではＴｒ１０）であり、２段目及び３段目（出力段）はシングルゲートのＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２，Ｔｒ３：増幅系ｂではＴｒ１１，Ｔｒ１２）で構成されている。
【００５６】
初段はデュアルゲートＭＯＳＦＥＴに代えて、直列接続される負荷側半導体増幅素子と接地側半導体増幅素子でそれぞれ構成するようにしてもよい。なお、図６の回路構成においては、デュアルゲートＭＯＳＦＥＴの負荷側トランジスタと接地側トランジスタには特に符号は付けずに説明する。負荷側トランジスタの制御端子を第１ゲート電極と呼称し、接地側トランジスタの制御端子を第２ゲート電極と呼称する。また、各増幅段を構成するトランジスタのそれぞれは、その段への入力信号を受ける第１の端子（ゲート電極）と、その段の出力信号を送出する第２の端子（ドレイン電極）と、その段のための基準電位を受けるための第３の端子（ソース電極）とからなっている。
【００５７】
上記各増幅段（Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３）に対してそれぞれカレントミラー回路を構成する複数の温度特性補償回路が設けられている。この温度特性補償回路は、ゲート電極とドレイン電極を接続させたトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６（増幅系ｂではＴｒ１３，Ｔｒ１４，Ｔｒ１５）で構成されている。
【００５８】
Ｔｒ１（増幅系ｂではＴｒ１０）の第１ゲート電極とトランジスタＴｒ４（増幅系ｂではＴｒ１３）の第１ゲート電極は接続され、トランジスタＴｒ１（増幅系ｂではＴｒ１０）の第１ゲート電極はＶcgs −ＧＳＭ９００（増幅系ｂではＶcgs ＧＳＭ１８００）に接続される。Ｔｒ１（Ｔｒ１０）の第２ゲート電極は入力端子であるＰin−ＧＳＭ９００（増幅系ｂではＰin−ＧＳＭ１８００）に接続されている。
【００５９】
Ｔｒ１の第２ゲート電極とＴｒ４の負荷側トランジスタのドレイン電極は抵抗Ｒ２を介して接続されている。Ｖapc −ＧＳＭ９００（Ｖapc −ＧＳＭ１８００）とＴｒ４（Ｔｒ１３）の第２ゲート電極は、分圧抵抗を形成する抵抗Ｒ３（抵抗Ｒ１６）及び抵抗Ｒ４（抵抗Ｒ１７）を介して接続されている。抵抗Ｒ３（抵抗Ｒ１６）と抵抗Ｒ４（抵抗Ｒ１７）との間の配線部分はＴｒ４（Ｔｒ１３）の負荷側トランジスタのドレイン電極に接続されている。抵抗Ｒ３（抵抗Ｒ１６）及び抵抗Ｒ４（抵抗Ｒ１７）によってバイアス回路が構成されている。
【００６０】
Ｔｒ４（Ｔｒ１３）の第２ゲート電極と切替スイッチ用のトランジスタＴｒ７（Ｔｒ１６）のドレイン電極は接続されている。このトランジスタのソース電極は接地される。このトランジスタのゲート電極は抵抗Ｒ５（抵抗Ｒ１８）を介してモード切替端子（ｍｏｄｅ−ＳＷ）に接続されている。
【００６１】
２段目は、上記初段とはデュアルゲートＭＯＳＦＥＴとシングルゲートＭＯＳＦＥＴとの違いはあるが、モード切替端子にゲート電極が接続される切替スイッチ用のトランジスタＴｒ８（Ｔｒ１７）が設けられている。このトランジスタＴｒ８（Ｔｒ１７）のソース電極は接地され、ドレイン電極はカレントミラー回路を形成するＴｒ５（Ｔｒ１４）のゲート電極に接続されている。
【００６２】
Ｔｒ５（Ｔｒ１４）のドレイン電極は抵抗Ｒ９（Ｒ２２）を介してＴｒ２（Ｔｒ１１）のゲート電極に接続されている。
【００６３】
Ｖapc −ＧＳＭ９００（Ｖapc −ＧＳＭ１８００）とＴｒ５（Ｔｒ１４）のゲート電極間には、分圧抵抗を形成する抵抗Ｒ７（Ｒ２０）及び抵抗Ｒ６（抵抗Ｒ１９）を介して接続されている。抵抗Ｒ７（抵抗Ｒ２０）と抵抗Ｒ６（抵抗Ｒ１９）との間の配線部分はＴｒ５（Ｔｒ１４）のドレイン電極に接続されている。抵抗Ｒ７（Ｒ２０）及び抵抗Ｒ６（抵抗Ｒ１９）によってバイアス回路が形成される。
【００６４】
３段目は、２段目は同様に、モード切替端子にゲート電極が接続される切替スイッチ用のトランジスタＴｒ９（Ｔｒ１８）が設けられている。このトランジスタＴｒ９（Ｔｒ１８）のソース電極は接地され、ドレイン電極はカレントミラー回路を形成するＴｒ６（Ｔｒ１５）のゲート電極に接続されている。
【００６５】
Ｔｒ６（Ｔｒ１５）のドレイン電極は抵抗Ｒ１３（Ｒ２６）を介してＴｒ３（Ｔｒ１２）のゲート電極に接続されている。
【００６６】
Ｖapc −ＧＳＭ９００（Ｖapc −ＧＳＭ１８００）とＴｒ６（Ｔｒ１５）のゲート電極間には、分圧抵抗を形成する抵抗Ｒ１０（Ｒ２３）及び抵抗Ｒ１１（抵抗Ｒ２４）を介して接続されている。抵抗Ｒ１０（抵抗Ｒ２３）と抵抗Ｒ１１（抵抗Ｒ２４）との間の配線部分はＴｒ６（Ｔｒ１５）のドレイン電極に接続されている。抵抗Ｒ１０（Ｒ２３）及び抵抗Ｒ１１（抵抗Ｒ２４）によってバイアス回路が形成される。
【００６７】
Ｔｒ１（Ｔｒ１０）の負荷側トランジスタ、Ｔｒ２（Ｔｒ１１）及びＴｒ３（Ｔｒ１２）のドレイン電極は、Ｖdd−ＧＳＭ９００（Ｖdd−ＧＳＭ１８００）に接続されて第１基準電位（Ｖdd）が供給されるようになっている。Ｔｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ９（Ｔｒ１６，Ｔｒ１７，Ｔｒ１８）によってモード切替回路が形成されている。なお、回路図中のＬ１〜Ｌ１４はインピーダンス整合回路である。
【００６８】
このような、図６の等価回路で示す高周波電力増幅装置は、図７に示すように無線通信機に組み込まれて使用される。図７は無線通信機の一部を示すブロック図であり、高周波信号処理ＩＣ（ＲＦlinear）２６からアンテナ（Ａntenna）３６までの部分を示す。
【００６９】
アンテナ３６はアンテナ送受信切替器４０のアンテナ端子ｅに接続されている。このアンテナ端子ｅと送信受信切替スイッチ３５は電気的に接続されている。送信受信切替スイッチ３５はコントロール端子ctl に供給される切り替え信号によって動作し、スイッチをａ端子３５ａまたはｂ端子３５ｂに切り替える。ａ端子３５ａに繋がる回路系が送信系回路を構成し、ｂ端子３５ｂに繋がる回路系が受信系回路を構成する。即ち、アンテナ送受信切替器４０の受信端子ＲＸとｂ端子３５ｂとの間には容量Ｃが介在される。また、受信端子ＲＸと高周波信号処理ＩＣ２６との間には、フィルター３７と低雑音アンプ（ＬＮＡ）３８が順次接続される構成になっている。
【００７０】
送信系回路には、前述の高周波電力増幅装置（ＰＡ）２０が設けられている。この高周波電力増幅装置２０には、高周波信号処理ＩＣ２６のベースバンド２７から送出された信号が、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２８，ミキサー２９，自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）３０を介して入力される。また、高周波電力増幅装置２０の出力は、アンテナ送受信切替器４０の入力端子ｄに出力される。アンテナ送受信切替器４０は高周波電力増幅装置２０から出力された信号を濾波するフィルター３４が設けられている。このフィルター３４を通過した信号は送信受信切替スイッチ３５のａ端子３５ａに送られる。
【００７１】
高周波電力増幅装置２０は、自動出力制御回路（ＡＰＣ回路）３２によって制御される。このＡＰＣ回路３２は高周波信号処理ＩＣ２６から送出される信号に基づいて動作するＣＰＵ３１によって制御される。高周波電力増幅装置２０の出力変動はカップラー３３によって検出され、この検出値は前記ＡＰＣ回路３２にフィードバックされる。ＡＰＣ回路３２からはＡＧＣ回路３０及び高周波電力増幅装置２０に制御信号が送出される。ＡＰＣ回路３２から高周波電力増幅装置２０には、Ｖapc ／ＡＭ信号が送られる。また、高周波信号処理ＩＣ２６から高周波電力増幅装置２０にはＶTXon信号とＧＳＭ／ＥＤＧＥモード切り替え信号が送られる。
【００７２】
ベースバンド２７から送出されるＲＦ信号はＡＰＣ回路３２によって増幅制御され、送信受信切替スイッチ３５の切り替え動作によってアンテナ３６に送られる。アンテナ３６で受信された受信信号は、送信受信切替スイッチ３５の切り替え動作によって受信端子ＲＸを通り、フィルター３７及びＬＮＡ３８を通って高周波信号処理ＩＣ２６に送られる。
【００７３】
本実施形態１の無線通信機では、ＧＳＭ９００とＧＳＭ１８００のデュアルバンド構成となるとともに、各バンドはモード切替トランジスタのオン・オフ動作によってＧＳＭシステムとＥＤＧＥシステムに切り替わり、４形態の無線通信（ＧＳＭ９００，ＧＳＭ１８００，ＥＤＧＥ９００，ＥＤＧＥ１８００）が可能になる。
【００７４】
ＧＳＭモード（ＧＳＭ  ＭＯＤＥ）及びＥＤＧＥモード（ＥＤＧＥ  ＭＯＤＥ）では、変調時図８及び図９に示すようなタイムマスクが使用される。図８は従来のＧＳＭ変調方式のタイムマスクと、それに付随する高周波電力増幅装置（パワーアンプ）への信号の働きを示す。ハンドセットの動作状態において、パワーアンプへは、ＧＭＳＫの位相変調信号を有する一定の入力電力（Ｐin）が入力されている。ベースバンドを含むＲＦリニア制御部から送信せよというＶTXon信号がパワーアンプに送られると、それに応じてパワーアンプが待機状態〔Ｖapc 電圧で出力電力（Ｐout ）を可変できる状態〕になり、基地局からのパワークラス指定に応じてＶapc 電圧コントロールにてパワーアンプのＰout をパワー制御する。
【００７５】
この一連の動作においてＧＳＭモード１スロットの場合、図に示すタイムマスク（色付き部）内でのパワーの立ち上げ及び立ち下げを行う必要があり、実際にはパワーはあるクラスでの一定状態にて位相情報信号を有するＧＭＳＫ変調（位相変調）が行われることになる。
【００７６】
一方、ＥＤＧＥ変調方式の場合、ＧＭＳＫの位相変調（ＰＭ）にプラスしてＡＭ成分を有するため、図９に示すように、８−ＰＳＫのＡＭ／ＰＭ成分を含む変調を行う必要がある。つまりＧＳＭモード時と異なり、信号のリニア増幅が要求される。従って、この場合、ＶTXon信号でパワーアンプを待機状態に（この場合は線形性を確保できるバイアス印加を行う）して、Ｖapc 電圧コントロールでＥＤＧＥのＡＭ変調をパワークラス制御と同じく行うことになる。これは従来方式では、このＶapc 電圧は固定でＡＧＣプリアンプで行っていた機能である。なお、１スロットでのタイムマスク指定及びパワークラスをある一定状態で変調する点はＧＳＭモードと同じである。
【００７７】
つぎに、３つの動作例について説明する。これら３つの動作例では、図１７の表に示すように、ＧＳＭモードはいずれの動作例でも同じであるが、ＥＤＧＥモードは、ＥＤＧＥモード１，ＥＤＧＥモード２，ＥＤＧＥモード３と異なる。
【００７８】
（動作例１）
動作例１においては、高周波電力増幅装置（パワーアンプ）２０は、図７のブロックに示す状態で使用される。そして、図１７に示すようにバイアス構成は、ＧＳＭモードでは、Ｖcgs はＡＰＣ、Ｖgs１はＡＰＣ又は固定、Ｖgs２及びＶgs３はＡＰＣ、Ｐinは固定状態で使用される。従って、このＧＳＭモードでは、パワーアンプに送り込む入力信号をＡＧＣで制御する必要はなくなる。
【００７９】
ＥＤＧＥモードはＥＤＧＥモード１を採用する。ＥＤＧＥモード１では、Ｖcgs は所望の電位を選択して固定する。また、Ｖgs１，Ｖgs２及びＶgs３は固定する。パワーアンプに送り込む入力信号ＰinはＡＧＣで制御する。
【００８０】
なお、本発明に先立つ検討回路のバイアス構成は、図１７の表に示すように、ＧＳＭモードでは、Ｖcgs ，Ｖgs１，Ｖgs２，Ｖgs３はＡＰＣ、Ｐinは固定状態で使用する。従って、ＡＧＣ制御は不要となる。ＥＤＧＥモードでは、Ｖcgs ，Ｖgs１，Ｖgs２，Ｖgs３は固定し、ＰinはＡＧＣ制御する。
【００８１】
動作例１におけるＧＳＭモードでは、Ｖgs１はＡＰＣまたは固定とするが、固定の場合には以下のような特長を有することになる。
【００８２】
Ｖgs１を固定にすることにより、入力（Ｐin）から見たインピーダンスが安定すること。ＡＰＣ電圧を下げて行き、Ｐout を１ｍＷ程度まで下げた場合の初段ＦＥＴのリニアリティが維持できる利点がある。
【００８３】
このような使用形態について説明する。ＧＳＭ９００モードの場合、各段のＶgs１，Ｖgs２，Ｖgs３を所望のパワークラスに応じて自動パワー制御（ＡＰＣ）する必要があり、▲１▼ｍｏｄｅ−ＳＷは２〜２．５Ｖ程度の電圧（High）に設定する。
【００８４】
▲２▼上記▲１▼により、Ｔｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ９のゲートバイアスが閾値電圧（Ｖth）よりも高くなるため、各々のＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ９のドレイン−ソース間に電流が流れ、抵抗Ｒ４，Ｒ６，Ｒ１１はそれぞれのＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ９のソースのＧＮＤに接地された状態となる。この時、Ｔｒ４の第２ゲート電極及びＴｒ５，Ｔｒ６のゲートバイアスはＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ９がＯＮすることで、閾値電圧よりも低電位となるから、カレントミラー回路には電流がほとんど流れない。従って、各増幅段のＶgs（Ｖgs１，Ｖgs２，Ｖgs３）はそれぞれＲ３対Ｒ４、Ｒ７対Ｒ６、Ｒ１０対Ｒ１１の各分圧抵抗比に基づき、設定することができる。
【００８５】
▲３▼上記▲２▼の状態において、Ｖapc −ＧＳＭ９００からＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３のＶgs（Ｖgs１，Ｖgs２，Ｖgs３）電圧を可変させることにより、ＧＳＭ（飽和モード）でのバイアス動作が可能になる。なお、Ｖcgs −ＧＳＭ９００には、Ｖapc −ＧＳＭ９００と共通なバイアス値が供給されるように、前記各抵抗比率が設定されている。
【００８６】
▲４▼一方、ＥＤＧＥモード（ＥＤＧＥ９００）の場合は、ｍｏｄｅ−ＳＷを０〜０．３Ｖ程度の電圧（Low ）に切り替える。
【００８７】
▲５▼上記▲４▼よりＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ９のゲートバイアスは閾値電圧（Ｖth）よりも低いことから、Ｒ４，Ｒ６，Ｒ１１のＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ９側はＯＰＥＮ状態となる。従って、各増幅段のＶgs（Ｖgs１，Ｖgs２，Ｖgs３）にそれぞれＲ３とＲ４＋Ｔｒ４で構成されたカレントミラー回路、Ｒ７とＲ６＋Ｔｒ５で構成されたカレントミラー回路、Ｒ１０とＲ１１＋Ｔｒ６で構成されたカレントミラー回路で構成されたバイアス回路に基づき、温度特性が補償された一定バイアスを与えることができる。即ち、線形アンプに必要な温度特性補償されたアイドル電流を与えることができる。
【００８８】
▲６▼この時、コントロールゲート側バイアスＶcgs −ＧＳＭ９００の電位を可変にすることにより、初段トランジスタＴｒ１の負荷側トランジスタのドレイン電圧を可変できるので、初段トランジスタＴｒ１から出る波形を大きく歪ませなくて済む。従って、ＥＤＧＥの線形動作、即ち、ＡＣＰＲ（隣接チャネル漏洩電力）の仕様を満たした状態で、図１０及び図１１に示すように増幅器の利得を可変できる。
【００８９】
図１０はＥＤＧＥ出力電力とＥＤＧＥＧａｉｎとの相関を示すグラフである。同グラフでは、Ｇａｉｎ（利得）が従来の例と、本動作例１においてＶcgs を変化させた場合（Ｖcgs ＝１．０Ｖ，Ｖcgs ＝１．０５Ｖ，Ｖcgs ＝１．１５Ｖ，Ｖcgs ＝１．３０Ｖ）でのＧａｉｎの違いを示すものである。この場合の各端子に印加供給する電位は、Ｖdd＝３．５Ｖ、Ｖapc ＝２．２Ｖ、周波数＝９００ＭＨｚ、Ｐin＝制御電位である。このようにＶcgs の電位制御によってＥＤＧＥのＧａｉｎを変化させることができる。
【００９０】
図１１はＥＤＧＥ出力電力と隣接チャネル漏洩電力〔ＡＣＰＲ：４００ＫＨｚ（ｄＢｃ）〕との相関を示すグラフである。ＡＣＰＲが−５７ｄＢｃより小さく、Ｐout が２８．５ｄＢｍよりも低い領域（色付けした領域）が仕様を満たす範囲である。
【００９１】
この動作例は、バイアス一定で入力電力（Ｐin）を変化させた例であり、Ｖcgs バイアス値をＧＳＭ動作時と同じくした初期状態に比べ、２０ｄＢ以上もの利得低減が可能になる。
【００９２】
このように動作例１では、初段のデュアルゲートＭＯＳＦＥＴのコントロールゲートを含むバイアス回路をＥＤＧＥモード使用時に用い、カレントミラー回路等を駆使したバイアス回路を、ＧＳＭモード及びＥＤＧＥモードのそれぞれのモードに応じて切り替えることにより、ＧＳＭと同一チェーンの３段構成でＥＤＧＥ利得を目標の３５ｄＢ前後に低減できるため、携帯電話実機上において、ノイズや制御性に悪影響を与えない程度の利得でＥＤＧＥモードの増幅が実現できる。
【００９３】
（動作例２）
次に他の動作例について説明する。この動作例では、無線通信機の機能構成は図１２に示すようになる。即ち、上記動作例１の場合は図７に示すように、パワーアンプに送り込む入力電力をＡＧＣ回路で制御したが、図１２に示すように動作例２ではミキサー２９から直接パワーアンプ２０に入力するものである。
【００９４】
動作例２ではＥＤＧＥモードは、図１７に示すように、ＥＤＧＥモード２のようになる。ＥＤＧＥモード２では、Ｖcgs はＡＰＣ、Ｖgs１，Ｖgs２，Ｖgs３，Ｐinは固定状態で使用する。従って、ＡＧＣ制御は不要となる。
【００９５】
即ち、動作例２におけるＥＤＧＥモード２では、ＥＤＧＥ入力電力（Ｐin）を一定にし、Ｖapc をあるバイアス値（ここではＶapc ＝２．２Ｖ）に固定して、Ｖcgs のみでＥＤＧＥパワーを制御するものである。
【００９６】
図１３はＥＤＧＥモード２における出力電力及びパワーアンプ効率（ＰＡＥ）と、初段デュアルゲートのＶcgs との相関を示すグラフである。このグラフから明らかなように、ＡＣＰＲを目標の−５７ｄＢｃ以下に維持した状態で、パワー制御が実現できるのが分かる。即ち、これまでの線形アンプで必須であったＡＧＣ回路が不要になり、ＧＳＭ動作時と同じく入力電力一定でＡＰＣ電圧（ここではＶcgs ）のパワーコントロールが可能となる。
【００９７】
この時、パワーＯＦＦ時のアンプの入出力アイソレーションは、ＶTXon信号を用いてＶcgs のタイムマスクを含む形でＶapc を別途０Ｖと２．２ＶでＯＮ／ＯＦＦさせることにより確保できる。
【００９８】
動作例２のＥＤＧＥモード２の場合、図１８及び図１９に示すような使用が可能になる。図１８はダイレクトコンバージョン方式において、本実施形態１の高周波電力増幅装置を組み込んだ本発明方式と、ＡＧＣ回路を組み込んだ従来方式を示すブロック図であり、図１９はオフセットＰＬＬ方式において、本実施形態１の高周波電力増幅装置を組み込んだ本発明方式と、ＡＧＣ回路を組み込んだ従来方式を示すブロック図である。
【００９９】
図１８に示すダイレクトコンバージョン方式において、アンテナ出力を一定にするための制御を、パワーアンプの前段にあるＡＧＣアンプのゲインを制御することにより実現している。これに対して本実施形態１では、ＡＧＣを使用することなく、パワーアンプ内の初段デュアルゲートＦＥＴのコントロールゲート電圧を制御することにより実現している。
【０１００】
また、図１９に示すオフセットＰＬＬ方式において、従来方式では、ベースバンドから出力されるＥＤＧＥ変調のＡＭ・ＰＭ信号成分をミキサーで合成した後、その信号をＡＧＣアンプでゲイン調整し、その後、パワーアンプに入力しており、アンテナ出力の制御はパワーアンプ前段のＡＧＣアンプのゲインを可変することで行っている。
【０１０１】
これに対して本実施形態１では、上記の信号処理及び利得制御を、パワーアンプ内の初段デュアルゲートＦＥＴのコントロールゲート電圧を制御することにより実現しており、ＡＧＣはもとより、ミキサーも不要とすることができる。
【０１０２】
これらの方式の利点としては、ＥＤＧＥ動作の際にコントロールゲートＶcgsにＡＭ変調、入力端子（Ｐin）からＰＭ変調を分けて入力とする構成を容易にとることができる点にある。
【０１０３】
また、オフセットＰＬＬ方式及びダイレクトコンバージョン方式共に、ＡＧＣ回路が不要になる。また、オフセットＰＬＬ方式ではミキサーも不要になる。即ち、本実施形態では、コントロールゲートを用いることで、これまで述べてきたようにＶcgs 電圧を用いたＡＭ振幅での線形性が確保できることから、入力からＰＭ変調、Ｖcgs からＡＭ変調を初段デュアルゲートＭＯＳＦＥＴにより合成するミキサー機能を有することになる。
【０１０４】
従って、ＡＧＣ回路またはＡＧＣ回路とミキサーが不要となることから、パワーアンプ外部のセットの構成部品数を大幅に低減でき、無線通信機のコスト低減が達成できる。
【０１０５】
（動作例３）
次に他の動作例について説明する。この動作例では、無線通信機の機能構成は図１４に示すようになる。即ち、上記動作例２の場合における高周波信号処理ＩＣ２６からパワーアンプ２０に送るＶTXon信号が無くなる状態である。
【０１０６】
動作例３ではＥＤＧＥモードは、図１７に示すように、ＥＤＧＥモード３のようになる。ＥＤＧＥモード３では、Ｖcgs ，Ｖgs１，Ｖgs２，Ｖgs３はＡＰＣ、Ｐinは固定状態で使用する。この場合もＡＧＣ制御は不要となる。
【０１０７】
即ち、動作例３におけるＥＤＧＥモード３では、Ｖapc 電圧とＶcgs とを線形性（ＡＣＰＲ）を満たす範囲である相関を保ちながら、入力電力一定にて電圧制御での出力電力コントロールを行う。この状態で得られた関係を図１５及び図１６に示す。図１５は動作例３におけるＶapc と、初段デュアルゲートのＶcgsとの相関を示すグラフであり、図１６は動作例３におけるＶapc に対する出力電力及びＡＣＰＲとの相関を示すグラフである。
【０１０８】
ＥＤＧＥモード３の場合、ＥＤＧＥ動作時はＧＳＭ動作時に比べパワー段（最終増幅段）をＡ級に近い状態で駆動させる必要があるため、パワー段への入力電力を下げる必要がある。つまり、Ｖcgs ／Ｖapc の値をＧＳＭ動作時のそれに比べて小さくする必要がある。ＥＤＧＥモード３では、図１５のグラフの相関を保つことで、各増幅段の線形性を維持しながら、全てのゲートバイアス可変でのＥＤＧＥ動作が確認できた。図１６に示すように、ＡＣＰＲ仕様は−５７ｄＢｃ以下とする。
【０１０９】
ＥＤＧＥモード３による制御方法の利点は、低出力時の動作電流を、上記動作例２によるＥＤＧＥモード２の制御方法（Ｖapc ＝固定）に対し削減できる点、及び出力ＯＦＦ時に全てのトランジスタのゲートバイアスがＯＦＦされるため、アンプの入出力アイソレーションが確保できる点にある。
【０１１０】
ただし、前述のようにＶapc 電圧とＶcgs 電圧の相関を線形性を満たす範囲で別途維持する必要が新たに生じる。この関係は整合やトランジスタの種類、バイアス構成などによって当然異なるのは言うまでもない。
【０１１１】
本実施形態は前述の動作例に限定されるものではない。例えば、他の動作例としては、増幅系の２段目のトランジスタもデュアルゲートＭＯＳＦＥＴを用い、Ｖcgs と３段目のＶgs３のみをＥＤＧＥＡＰＣコントロールに用いてもよい。
【０１１２】
（実施形態２）
図２０は本発明の他の実施形態（実施形態２）である高周波電力増幅装置の回路構成を示すブロック図である。
【０１１３】
本実施形態２では、初段のデュアルゲートＭＯＳＦＥＴのみを共有化し、２段目以降の増幅するトランジスタを分けた１入力２出力の構成を示すものである。この例では、ＧＳＭとＷ（Wideband）−ＣＤＭＡに適用した例を示す。初段のトランジスタの共用化により、より小型化が達成できる。なお、初段も分けて２入力、２出力にした構成でもよい。この場合、Ｗ−ＣＤＭＡは線形動作であるので、当然デュアルゲートＭＯＳＦＥＴを用いることは言うまでもない。
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない、たとえば、ＰＣＳ（Personal Communication System ）通信やマルチメディアを対象とするＷ−ＣＤＭＡ等の２ＧＨｚ帯のデジタル通信用の増幅も単一の高周波電力増幅装置に組み込むことができる。また、ＡＭＰＳとＴＤＭＡなど別の飽和／線形システムでもよい。
【０１１４】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【０１１５】
（１）飽和動作するシステムと線形動作するシステムをノイズ発生を抑止した状態で同一回路内に共存できる高周波電力増幅装置及び無線通信機を提供することができる。
【０１１６】
（２）ＧＳＭシステム（飽和動作するシステム）とＥＤＧＥシステム（線形動作するシステム）をノイズ発生を抑止した状態で同一回路内に共存できる高周波電力増幅装置及び無線通信機を提供することができる。
【０１１７】
（３）ノイズ発生が抑止できる高性能な複数モード・複数バンド構成の高周波電力増幅装置及び無線通信機を提供することができる。
【０１１８】
（４）部品点数の低減から高周波電力増幅装置及び無線通信機の製造コストの低減が達成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態（実施形態１）である高周波電力増幅装置の回路構成を示すブロック図である。
【図２】本実施形態１の高周波電力増幅装置の平面図である。
【図３】本実施形態１の高周波電力増幅装置の側面図である。
【図４】本実施形態１の高周波電力増幅装置の正面図である。
【図５】本実施形態１の高周波電力増幅装置の底面の電極パターンを透視的に示す模式的平面図である。
【図６】本実施形態１の高周波電力増幅装置の等価回路図である。
【図７】本実施形態１の高周波電力増幅装置を組み込んだ無線通信機の機能構成を示す一部のブロック図である。
【図８】デュアルバンド高周波電力増幅装置のＧＳＭモードでのタイムマスクを示す模式図である。
【図９】デュアルバンド高周波電力増幅装置のＥＤＧＥモードでのタイムマスクを示す模式図である。
【図１０】本実施形態１の高周波電力増幅装置の動作例１におけるＥＤＧＥ出力電力とＥＤＧＥＧａｉｎとの相関を示すグラフである。
【図１１】前記動作例１におけるＥＤＧＥ出力電力と隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）との相関を示すグラフである。
【図１２】本実施形態１の高周波電力増幅装置を組み込んだ無線通信機の機能構成を示す一部のブロック図である。
【図１３】本実施形態１の高周波電力増幅装置の動作例２における出力電力及びパワーアンプ効率（ＰＡＥ）と、初段デュアルゲートのＶcgs との相関を示すグラフである。
【図１４】本実施形態１の高周波電力増幅装置を組み込んだ無線通信機の機能構成を示す一部のブロック図である。
【図１５】本実施形態１の高周波電力増幅装置の動作例３におけるＶapc と、初段デュアルゲートのＶcgs との相関を示すグラフである。
【図１６】本実施形態１の高周波電力増幅装置の動作例３におけるＶapc に対する出力電力及びＡＣＰＲとの相関を示すグラフである。
【図１７】前記動作例１・２・３における無線通信機の機能構成を示す一部のブロック図である。
【図１８】ダイレクトコンバージョン方式において、本実施形態１の高周波電力増幅装置を組み込んだ本発明方式と、ＡＧＣ回路を組み込んだ従来方式を示すブロック図である。
【図１９】オフセットＰＬＬ方式において、本実施形態１の高周波電力増幅装置を組み込んだ本発明方式と、ＡＧＣ回路を組み込んだ従来方式を示すブロック図である。
【図２０】本発明の他の実施形態（実施形態２）である高周波電力増幅装置の回路構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…Ｖcgs −ＧＳＭ９００用端子、２…ノンコンタクト端子（Ｎ／Ｃ）、３…Ｐout −ＧＳＭ９００用端子、４…Ｖdd−ＧＳＭ９００用端子、５…Ｖdd−ＧＳＭ１８００用端子、６…Ｐout −ＧＳＭ１８００用端子、７…モード切替スイッチ（ｍｏｄｅ−ＳＷ）、８…Ｖcgs ＧＳＭ１８００用端子、９…Ｐin−ＧＳＭ１８００用端子、１０…Ｖapc −ＧＳＭ１８００用端子、１１…Ｖapc −ＧＳＭ９００用端子、１２…Ｐin−ＧＳＭ９００用端子、Ｇ…ＧＮＤ用端子、２０…高周波電力増幅装置、２１…モジュール基板、２２…キャップ、２３…パッケージ、２６…高周波信号処理ＩＣ（ＲＦlinear）、２７…ベースバンド、２８…電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２９…ミキサー、３０…ＡＧＣ回路、３１…ＣＰＵ、３２…ＡＰＣ回路、３３…カップラー、３４…フィルター、３５…送信受信切替スイッチ、３５ａ…ａ端子、３５ｂ…ｂ端子、３６…アンテナ（Ａntenna）、３７…フィルター、３８…低雑音アンプ（ＬＮＡ）、４０…アンテナ送受信切替器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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