(57)【要約】【課題】出力電流値が低い領域で雑音の大きさを抑圧することができる可変電流源及びそれを備えた受信増幅器を提供する。【解決手段】各々のコレクタが電流出力端子Ｔioutに接続され、各々のベースが電流制御電圧入力端子Ｔvinに接続され、各々異なるエミッタ面積Ａ1〜ＡNを有するＮ個のトランジスタＱ1〜ＱNと、各々のトランジスタＱ1〜ＱNのエミッタと接地端子Ｇとの間に接続され、各々異なる抵抗値Ｒ1〜ＲNを有するＮ個の抵抗ＲR1〜ＲRNとを有し、エミッタ面積Ａ1〜ＡNが大きな順に合わせ、抵抗値Ｒ1〜ＲNが大きな順に、各々のトランジスタＱ1〜ＱNのエミッタに各々の抵抗ＲR1〜ＲRNを接続した可変電流源及びそれを備えた受信増幅器。【選択図】図１
2016171410.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各々のコレクタが電流出力端子に接続され、各々のベースが電流制御電圧入力端子に接続された、２以上の数のＮ個のトランジスタと、
各々の前記トランジスタのエミッタと接地端子との間に接続された、前記Ｎ個の抵抗とを有し、
１つの前記トランジスタのエミッタ面積を他の前記トランジスタより大きくすると共に、１つの前記抵抗の抵抗値を他の前記抵抗より大きくし、前記エミッタ面積が大きな前記トランジスタのエミッタに前記抵抗値が大きな前記抵抗を接続した
ことを特徴とする可変電流源。
【請求項２】
請求項１に記載の可変電流源において、
前記Ｎ個の前記抵抗が各々異なる抵抗値を有すると共に、前記Ｎ個の前記トランジスタが各々異なるエミッタ面積を有し、
前記エミッタ面積が大きな順に合わせ、前記抵抗値が大きな順に、各々の前記トランジスタのエミッタに各々の前記抵抗を接続した
ことを特徴とする可変電流源。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の可変電流源を備えた
ことを特徴とする受信増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変電流源及びそれを備えた受信増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
可変電流源は、光通信システムの光受信器で利用されている受信増幅器において、その入力端子に入力される直流電流値を補正するために用いられている。
【０００３】
図４に従来の光受信器の回路構成の一例を示す。図４に示す従来の光受信器は、フォトダイオードＰＤと、フォトダイオードＰＤから入力した電流信号を電圧に変換し、増幅して出力する受信増幅器１００から構成されている。受信増幅器１００は、更に、可変電流源１０、前段増幅器２０、複製前段増幅器３０、帰還増幅器４０から構成されている。高感度の光受信器とするためには、フォトダイオードＰＤには高い受光感度、受信増幅器１００には低雑音性能が要求される。以下、各構成要素の動作について説明する。
【０００４】
フォトダイオードＰＤは、入力した光信号のパワーを検出し、電流信号に変換して、受信増幅器１００の入力端子Ｔinに出力する。なお、Ｔpdは、フォトダイオードＰＤに電源を供給するフォトダイオード電源端子である。
【０００５】
前段増幅器２０は、並列に接続された反転増幅器Ｕ２１と抵抗Ｒ２１とから構成され、受信増幅器１００の入力端子Ｔinに入力した電流信号を増幅し、出力端子Ｔoutに出力する。
【０００６】
又、複製前段増幅器３０は、前段増幅器２０と同一の回路構成を有しており、並列に接続された反転増幅器Ｕ３１と抵抗Ｒ３１とから構成されており、前段増幅器２０に電流信号が入力されなかった場合の出力端子Ｔoutの電圧と同一の電圧を、出力参照端子Ｔrefに出力する。
【０００７】
ここで、上記「入力されなかった」とは、前段増幅器２０へ入力した電流信号の電流値が０の場合と同じ意味である。複製前段増幅器３０は、前段増幅器２０と全く同じ回路構成を有しているが、入力端子には何も接続されておらず、入力電流が流れないので、前段増幅器２０への入力の大きさによらず、複製前段増幅器３０は、前段増幅器２０が無入力状態で出力する電圧値を出力し続ける。
【０００８】
又、帰還増幅器４０は、低域フィルタ特性を有する演算増幅器回路となっており、出力端子Ｔoutの直流電圧と、出力参照端子Ｔrefの直流電圧の差分を増幅して、後述する可変電流源１０の電流制御電圧を出力する。
【０００９】
この帰還増幅器４０は、差動増幅器Ｕ４１とコンデンサＣ４１と抵抗Ｒ４１、Ｒ４２から構成されており、出力端子Ｔoutは、抵抗Ｒ４１を介して、差動増幅器Ｕ４１の反転入力端子（符号−）に接続されており、出力参照端子Ｔrefは、抵抗Ｒ４２を介して、差動増幅器Ｕ４１の非反転入力端子（符号＋）に接続されており、差動増幅器Ｕ４１の出力端子と反転入力端子（符号−）との間にコンデンサＣ４１が接続されている。
【００１０】
そして、可変電流源１０は、帰還増幅器４０からの電流制御電圧の値に応じて、入力端子Ｔinから接地端子Ｇに一定の直流電流を分岐する。可変電流源１０の回路構成については後述する。
【００１１】
このように受信増幅器１００を構成すると、出力端子Ｔoutの直流電圧値が、フォトダイオードＰＤが受信する光信号の平均パワーに依存せず、前段増幅器２０に電流信号が入力されなかった場合と同一の一定値を保持することができるようになる。
【００１２】
即ち、フォトダイオードＰＤが受信する光信号の平均パワーが大きい場合には、前段増幅器２０に大きな直流電流が入力し、出力端子Ｔoutの直流電圧値が下がる。一方、出力参照端子Ｔrefの直流電圧は、前段増幅器２０に電流信号が入力されなかった場合の出力端子Ｔoutの直流電圧に等しい。出力端子Ｔoutの直流電圧は、出力参照端子Ｔrefの直流電圧値より低くなるため、帰還増幅器４０が可変電流源１０の電流値を増加させる。すると、前段増幅器２０に入力される直流電流値が減少し、出力端子Ｔoutの直流電圧値は増加して、出力参照端子Ｔrefの直流電圧に近づく。
【００１３】
こうした作用が働く結果、出力端子Ｔoutの直流電圧は、出力参照端子Ｔrefの直流電圧、即ち、前段増幅器２０に電流信号が入力されなかった場合と同一の電圧値を保持することとなり、フォトダイオードＰＤの出力する電流信号の直流成分は、可変電流源１０に分岐して流れるようになる。
【００１４】
図４に示される受信増幅器１００の後段に、更に差動増幅器を接続した受信増幅器を用いることも多い。その場合、図４の出力端子Ｔoutと出力参照端子Ｔrefを、それぞれ、差動増幅器の非反転入力端子と反転入力端子に接続し、出力は、非反転出力端子と反転出力端子の差動電圧信号で出力する受信増幅器となる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】Kimikazu Sano, et al., “A Wideband Low-distorted ROSA for Video Distribution Service based on FM Conversion Scheme”, ECOC 2007 Proceedings, Vol.3， 2007， pp.167-168
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
図４に示した従来の受信増幅器１００の回路構成には、可変電流源１０が含まれている。この可変電流源１０は、一般に、図５に示されるように、ベースが電流制御電圧入力端子Ｔvinに接続され、コレクタが電流出力端子Ｔioutに接続されたトランジスタＱと、トランジスタＱのエミッタと接地端子Ｇとの間に接続された抵抗ＲRからなる回路構成とすることが多い。しかし、このような回路構成を有する可変電流源１０では、出力しうる最大の電流値と雑音特性との間にトレードオフの関係があるという欠点があった。
【００１７】
図５に示す回路の電流出力端子Ｔioutを流れる電流は、次のように求められる。一般に、トランジスタのエミッタ−コレクタ間を流れる電流Ｉは、ベース電流が無視できるくらい小さい場合には、下記式（１）のように書ける。なお、Ａはエミッタ面積、Ｉ0はトランジスタの順方向能動領域の特性を表す定数、ＶBEはベース−エミッタ間の電圧、ＶTは電圧の次元を持つ定数で、ＶT＝ｋＴ／ｑ（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電気素量）である。
【００１８】
【数１】
2016171410.tif 000003
【００１９】
式（１）から相互コンダクタンスｇmを求めると、下記式（２）となる。
【００２０】
【数２】
2016171410.tif 000004
【００２１】
次に、図５に示す回路の電流出力端子Ｔioutに現れる雑音を調べる。図６は、従来の可変電流源１０の雑音源を含む等価回路図である。ｉnQはトランジスタが発生するショット雑音、ｉnRは抵抗の発生する熱雑音を表している。なお、図６において、ＲBCはベース−コレクタ間の抵抗、ＲBEはベース−エミッタ間の抵抗、Ｒは抵抗ＲRの抵抗値、Δｆは雑音を解析する帯域幅、ｖはノード（節点）の電圧である。
【００２２】
この等価回路を解析すると、電流出力端子Ｔioutに現れる雑音の２乗平均ＭＳ（ｉn）は、下記式（３）のように求められる。なお、ここでは、２乗平均ＭＳ（ｉn）をΔｆで除算することにより、注目している周波数周辺の帯域幅Δｆについて、単位周波数当たりの雑音を計算している。
【００２３】
【数３】
2016171410.tif 000005
【００２４】
更に、式（２）等を用いると、下記式（４）のように、出力雑音と電流値の関係がわかる。
【００２５】
【数４】
2016171410.tif 000006
【００２６】
式（４）をグラフにすると、図７に示すようになる。図７のグラフでは、概ね２ＶT／Ｒを境として、電流の小さい領域ではトランジスタのショット雑音が支配的となり、電流の大きい領域では抵抗の熱雑音が支配的となる。室温での動作を考えると、ＶTは２６ｍＶ程度、又、一般的な光受信器では、Ｒとしては１００Ωオーダーの抵抗を用い、数ｍＡ程度の電流値まで可変できるよう設計するので、可変電流源１０の雑音は抵抗ＲRの熱雑音が支配的な状態となっている。この領域では、電流出力値を下げたとしても、出力される電流雑音はあまり減少しない。従って、出力雑音の観点からすると、抵抗ＲRの抵抗値Ｒは大きいほどよい。
【００２７】
しかしながら、抵抗ＲRの抵抗値Ｒの上限値は以下の理由により制約を受ける。図４に示すように、受信増幅器１００の入力端子Ｔinの電圧は、フォトダイオードＰＤのバイアス電圧、即ち、フォトダイオード電源端子Ｔpdと受信増幅器１００の入力端子Ｔinとの電位差を確保する必要性から、１Ｖ程度の低い値に設定されることが多い。従って、可変電流源１０の電流出力端子Ｔioutから接地端子Ｇの電圧は、１Ｖ程度で設計する必要がある。一方、トランジスタＱのベース−コレクタ間電圧は、トランジスタＱの寿命の観点から０Ｖ以下の逆バイアス状態で動作させることが望ましい。このため、可変電流源１０は、電流制御電圧が０〜１Ｖ程度の範囲で、フォトダイオードＰＤが受信する光信号の平均パワーのシステム設計上の最大値に対応する電流を出力できるように設計する必要がある。
【００２８】
例えば、オン状態にあるトランジスタＱのベース−エミッタ間電圧を、一般的な値である７５０ｍＶ程度であると考えると、抵抗ＲRにかかる電圧は最大で２５０ｍＶ程度であり、これにより、電流出力の最大値は０．２５／Ｒ（Ａ）と決まってしまう。電流出力の最大値として２ｍＡと仮定すると、抵抗ＲRの抵抗値Ｒは１２５Ω以下とせねばならない。前述したように、可変電流源１０の生じる雑音は、出力電流値が下がってもあまり小さくならない。このため、フォトダイオードＰＤが受信する光信号のシステム設計上の平均パワーの最大値に対応できるように抵抗ＲRの抵抗値Ｒを決めてしまうと、システム設計上の平均パワーの最小値に対応する信号を受信する場合は、信号雑音比が極めて悪くなる、という欠点があった。
【００２９】
本発明は上記課題に鑑みなされたもので、出力電流値が低い領域で雑音の大きさを抑圧することができる可変電流源及びそれを備えた受信増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
上記課題を解決する第１の発明に係る可変電流源は、
各々のコレクタが電流出力端子に接続され、各々のベースが電流制御電圧入力端子に接続された、２以上の数のＮ個のトランジスタと、
各々の前記トランジスタのエミッタと接地端子との間に接続された、前記Ｎ個の抵抗とを有し、
１つの前記トランジスタのエミッタ面積を他の前記トランジスタより大きくすると共に、１つの前記抵抗の抵抗値を他の前記抵抗より大きくし、前記エミッタ面積が大きな前記トランジスタのエミッタに前記抵抗値が大きな前記抵抗を接続した
ことを特徴とする。
【００３１】
上記課題を解決する第２の発明に係る可変電流源は、
上記第１の発明に記載の可変電流源において、
前記Ｎ個の前記抵抗が各々異なる抵抗値を有すると共に、前記Ｎ個の前記トランジスタが各々異なるエミッタ面積を有し、
前記エミッタ面積が大きな順に合わせ、前記抵抗値が大きな順に、各々の前記トランジスタのエミッタに各々の前記抵抗を接続した
ことを特徴とする。
【００３２】
上記課題を解決する第３の発明に係る受信増幅器は、
上記第１又は第２の発明に記載の可変電流源を備えた
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３３】
本発明では、可変電流源を２つ以上のトランジスタと２つ以上の抵抗から構成し、エミッタ面積の大きなトランジスタのエミッタに大きな抵抗を接続している。そのため、電流制御電圧を上げていくと、エミッタ面積の大きなトランジスタの方から順に大きな割合で電流が流れ始め、その後、エミッタ面積の小さなトランジスタの電流が増加するようになり、雑音の寄与も、抵抗値の大きいものからの寄与が大きい状態から、抵抗値の小さいものからの寄与が大きい状態に変化していく。この結果、可変電流源の出力電流値が低い領域で雑音の大きさを抑圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明に係る可変電流源を説明する回路図である。
【図２】本発明に係る可変電流源の実施形態の一例を示す回路図である。
【図３】図２に示した可変電流源による効果を説明するグラフである。
【図４】従来の光受信器の回路構成の一例を示す回路図である。
【図５】図４に示した回路構成に含まれる可変電流源を示す図である。
【図６】図５に示した可変電流源の雑音源を含む等価回路を示す回路図である。
【図７】図６に示した等価回路における出力雑音と電流値の関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
本発明に係る可変電流源は、図１に示すように、２以上の数であるＮ個のトランジスタＱ1〜ＱNと、同じく、Ｎ個の抵抗ＲR1〜ＲRNから構成されており、各トランジスタＱ1〜ＱNにおいて、コレクタが電流出力端子Ｔioutに接続され、ベースが電流制御電圧入力端子Ｔvinに接続されており、エミッタと接地端子Ｇとの間に抵抗ＲR1〜ＲRNが各々接続されている。
【００３６】
そして、トランジスタＱ1〜ＱNのエミッタ面積を大きなものから順に、Ａ1、Ａ2、・・・、ＡNとし、抵抗ＲR1〜ＲRNの抵抗値Ｒ1〜ＲNを大きなものから順に、Ｒ1、Ｒ2、・・・、ＲNとすると、エミッタ面積Ａ1〜ＡNが大きな順に合わせ、抵抗値Ｒ1〜ＲNが大きな順に、各々のトランジスタＱ1〜ＱNのエミッタに各々の抵抗ＲR1〜ＲRNを接続している。
【００３７】
換言すると、エミッタ面積Ａ1のトランジスタＱ1のエミッタに抵抗値Ｒ1の抵抗ＲR1を接続し、エミッタ面積Ａ2のトランジスタＱ2のエミッタに抵抗値Ｒ2の抵抗ＲR2を接続し、・・・、エミッタ面積ＡNのトランジスタＱNのエミッタに抵抗値ＲNの抵抗ＲRNを接続している。
【００３８】
つまり、ｎ＝１〜Ｎ−１とすると、エミッタ面積Ａ1〜ＡN及び抵抗値Ｒ1〜ＲNを以下の条件を満たす構成としている。
Ａn＞Ａn+1
Ｒn＞Ｒn+1
【００３９】
本発明に係る可変電流源は上述した構成としているので、エミッタ面積の大きなトランジスタのエミッタに大きな抵抗が接続されることになる。０Ｖから１Ｖに電流制御電圧を上げていくと、エミッタ面積の大きなトランジスタの方から順に大きな割合で電流が流れ始め、その後、エミッタ面積の小さなトランジスタの電流が増加するようになるので、雑音の寄与も、抵抗値の大きいものからの寄与が大きい状態から、抵抗値の小さいものからの寄与が大きい状態に変化していく。このため、可変電流源の出力電流値が低い領域で雑音の大きさを抑圧することができる。
【００４０】
［実施例１］
図２は、本実施例の可変電流源の回路図である。図２に示すように、本実施例の可変電流源は、２つのトランジスタＱ1、Ｑ2と、２つの抵抗ＲR1、ＲR2から構成されており、各トランジスタＱ1、Ｑ2において、コレクタが電流出力端子Ｔioutに接続され、ベースが電流制御電圧入力端子Ｔvinに接続されており、エミッタと接地端子Ｇとの間に抵抗ＲR1、ＲR2が各々接続されている。
【００４１】
そして、抵抗ＲR1、ＲR2の抵抗値Ｒ1、Ｒ2を大きなものから順に、Ｒ1、Ｒ2とし、各抵抗ＲR1、ＲR2とエミッタが接続するトランジスタＱ1、Ｑ2のエミッタ面積の大きな順に、Ａ1、Ａ2とすると、エミッタ面積Ａ1、Ａ2が大きな順に合わせ、抵抗値ＲR1、ＲR2が大きな順に、各々のトランジスタＱ1、Ｑ2のエミッタに各々の抵抗ＲR1、ＲR2を接続している。
【００４２】
換言すると、エミッタ面積Ａ1のトランジスタＱ1のエミッタに抵抗値Ｒ1の抵抗ＲR1を接続し、エミッタ面積Ａ2のトランジスタＱ2のエミッタに抵抗値Ｒ2の抵抗ＲR2を接続している。ここでは、エミッタ面積の比及び抵抗値の比を、Ａ1／Ａ2＝８、Ｒ1／Ｒ2＝２としている。
【００４３】
つまり、エミッタ面積Ａ1、Ａ2及び抵抗値Ｒ1、Ｒ2を以下の条件を満たす構成としている。
Ａ1＞Ａ2
Ｒ1＞Ｒ2
【００４４】
図２に示す可変電流源において、トランジスタＱ1のエミッタ−コレクタ間を流れる電流Ｉ1と、トランジスタＱ2のエミッタ−コレクタ間を流れる電流Ｉ2との間には、共通の電流制御電圧が入力されるので、式（５）に示す関係が成り立つ。
【００４５】
【数５】
2016171410.tif 000007
【００４６】
一方、可変電流源の出力電流Ｉは、電流Ｉ1及び電流Ｉ2と、式（６）に示す関係が成り立つ。
【００４７】
【数６】
2016171410.tif 000008
【００４８】
式（５）と式（６）から、出力電流値がＩである場合の、電流Ｉ1及び電流Ｉ2の値が求められる。
【００４９】
又、トランジスタＱ1と抵抗ＲR1からなる電流源が生じる雑音と、トランジスタＱ2と抵抗ＲR2からなる電流源が生じる雑音は、独立に生じているため、電流出力端子Ｔioutに現れる雑音の２乗平均ＭＳ（ｉn）は、２つの電流源が生じる雑音の２乗平均を単純加算することによって求めることができ、以下の式（７）となる。なお、ｇm1はトランジスタＱ1の相互コンダクタンスであり、ｇm2はトランジスタＱ2の相互コンダクタンスである。又、ここでも、２乗平均ＭＳ（ｉn）をΔｆで除算することにより、注目している周波数周辺の帯域幅Δｆについて、単位周波数当たりの雑音を計算している。
【００５０】
【数７】
2016171410.tif 000009
【００５１】
既に、電流Ｉ1及び電流Ｉ2の値は、式（５）と式（６）から求められているので、式（７）から図２の可変電流源の雑音が求まる。
【００５２】
図３に、この可変電流源の電流出力端子Ｔioutに現れる雑音の２乗平均ＭＳ（ｉn）／Δｆを示す。実線は図２に示す本実施例の可変電流源の雑音の２乗平均ＭＳ（ｉn）／Δｆであり、破線は図５に示した従来の可変電流源の雑音の２乗平均ＭＳ（ｉn）／Δｆである。本実施例による可変電流源の雑音は、従来の可変電流源の雑音と比べると、低電流領域で大きさが抑圧されていることがわかる。なお、比較のため、従来例の２ＶT／Ｒを図３中に示している。
【００５３】
そして、図４に示した従来の光受信器の受信増幅器１００において、その可変電流源１０に代えて、本実施例の可変電流源を用いることにより、低雑音性に優れた受信増幅器（トランスインピーダンスアンプ）とすることができる。
【００５４】
なお、以上の説明では、トランジスタをＮＰＮ型として説明してきたが、ＰＮＰ型としても、電気的極性を変更すれば、同様の効果を得ることができる。又、トランジスタをｎチャネルＦＥＴやｐチャネルＦＥＴとしても同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は、雑音の低い可変電流源を提供することができ、光通信システムの受信器で利用されている受信増幅器おいて、その入力端子に入力される直流電流値を補正するための可変電流源として好適である。
【符号の説明】
【００５６】
Ｑ1、Ｑ2、・・・、ＱN  トランジスタ
ＲR1、ＲR2、・・・、ＲRN  抵抗
【図１】
2016171410.tif 000010
【図２】
2016171410.tif 000011
【図３】
2016171410.tif 000012
【図４】
2016171410.tif 000013
【図５】
2016171410.tif 000014
【図６】
2016171410.tif 000015
【図７】
2016171410.tif 000016