(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電流を所定倍に増幅する第１の電流増幅部と、前記入力電流に対して付加する第１の付加電流を生成し、前記第１の電流増幅部への入力に先立って、前記入力電流に対して該第１の付加電流を付加する第１の電流源と、前記第１の付加電流の前記所定倍に対応する第２の付加電流を生成する第２の電流源であって、前記第１の付加電流に対応する電流を生成する電流生成部と、該電流生成部で生成された電流を前記所定倍して前記第２の付加電流とする第２の電流増幅部とを備えた第２の電流源と、前記第１の電流増幅部の出力電流から前記第２の付加電流を減じる減算器と、前記第１の付加電流を前記第１の電流増幅部で増幅した電流と、前記第２の電流源により生成された第２の付加電流との偏差を、前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とからモニタするモニタ回路と、前記偏差を打ち消すように前記電流生成部を調整する付加電流調整回路とを有する電流増幅回路
【請求項２】
前記付加電流調整回路による調整は、前記入力電流をゼロにした状態で行われることを特徴とする請求項１に係る電流増幅回路。
【請求項３】
前記モニタ回路は、一方に定電圧源が接続され、他方に前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とが接続された抵抗と、該抵抗の他方の電位を出力する出力部とを含み、前記付加電流調整回路は、前記出力部と前記定電圧源との電位差がゼロになるように調整を行うことを特徴とする請求項２に係る電流増幅回路。
【請求項４】
前記モニタ回路は、前記抵抗と並列に、アノードを前記抵抗の前記定電圧源側の端子に、カソードを前記抵抗の他端に接続したダイオードを更に備えていることを特徴とする請求項３に係る電流増幅回路。
【請求項５】
前記第１及び第２の電流増幅部における電流増幅率を設定する手段を更に備えていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に係る電流増幅回路。
【請求項６】
前記付加電流調整回路は、前記モニタ回路にてモニタされている前記偏差に対応する出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、該Ａ／Ｄコンバータにて変換された前記偏差に対応する出力に応じて前記電流生成部を調整するための信号を出力するＣＰＵと、該ＣＰＵから出力された調整信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとを含むことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に係る電流増幅回路。
【請求項７】
前記請求項１に記載の電流増幅回路を複数個と、複数の入力端子を有し、各入力端子には各電流増幅回路からの出力電流が接続され、前記複数の電流増幅回路からの各出力電流間の比に応じた出力電流を出力する圧縮伸長回路とを具備することを特徴とする信号検出回路。
【請求項８】
前記付加電流調整回路による調整は、前記入力電流をゼロにした状態で行われることを特徴とする請求項７に係る信号検出回路。
【請求項９】
前記圧縮伸長回路の入力端子にスイッチを介して接続され、所定の電流を前記圧縮伸長回路に供給する調整用定電流源を更に具備し、前記調整時は前記スイッチをＯＮに設定して前記圧縮伸長回路の入力端に前記所定の電流を供給することを特徴とする請求項８に係る信号検出回路。
【請求項１０】
前記モニタ回路は、一方に定電圧源が接続され、他方に前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とが接続された抵抗と、該抵抗の他方の電位を出力する出力部とを含み、前記付加電流調整回路は、前記出力部と前記定電圧源との電位差がゼロになるように調整を行うことを特徴とする請求項８に係る信号検出回路。
【請求項１１】
前記モニタ回路は、前記抵抗と並列に、アノードを前記抵抗の前記定電圧源側の端子に、カソードを前記抵抗の他端に接続したダイオードを更に備えていることを特徴とする請求項10に係る信号検出回路。
【請求項１２】
前記第１及び第２の電流増幅部における電流増幅率を設定する手段を更に備えていることを特徴とする請求項７〜11のいずれか１項に係る信号検出回路。
【請求項１３】
前記付加電流調整回路は、前記モニタ回路にてモニタされている前記偏差に対応する出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、該Ａ／Ｄコンバータにて変換された前記偏差に対応する出力に応じて前記電流生成部を調整する為の信号を出力するＣＰＵと、該ＣＰＵから出力された調整信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとを含むことを特徴とする請求項７〜12のいずれか１項に係る信号検出回路。
【請求項１４】
前記入力電流は、光電変換素子からの光電流であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に係る電流増幅回路。
【請求項１５】
前記入力電流は、光電変換素子からの光電流であることを特徴とする請求項７〜13のいずれか１項に係る信号検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば、光ディスクなどの記録媒体からの反射光が入力される光電変換素子からの光電流を増幅する広帯域電流増幅回路及び該電流増幅回路を用いた信号検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、フォトダイオードなどの光電変換素子からの微少な光電流を処理するために、処理前にカレントミラーなどの電流増幅回路が用いられている。先に、本件出願人がサーボエラー検出回路に関して提案した特開平１０−１４９５５１号には、電流増幅回路で光電流を処理するために、図17に示すような構成のものを開示している。すなわち、図17において、110 ，111 は第１及び第２の入力端子で、該入力端子110 ，111 には、それぞれ第１の入力電流信号源101 及び第２の入力電流信号源102 から光電流が入力されるようになっている。そして、前記入力端子110 ，111 には、トランジスタＱ101 ，Ｑ102 からなる第１の電流増幅回路103 ，トランジスタＱ103 ，Ｑ104 からなる第２の電流増幅回路104 の入力端がそれぞれ接続され、第１及び第２の電流増幅回路103 ，104 の出力端には、圧縮伸長回路105 の入力端112 ，113 がそれぞれ接続されている。圧縮伸長回路105 の入力端112 ，113 には、それぞれトランジスタＱ105 ，Ｑ107 のコレクタとベースが共通に接続されており、トランジスタＱ105 ，Ｑ107 のエミッタは共通にして電圧源106 に接続されている。また、トランジスタＱ105 ，Ｑ107 のコレクタとベースは、それぞれトランジスタＱ106 ，Ｑ108 のベースに接続され、トランジスタＱ106 ，Ｑ108 のエミッタは電流源107 に共通に接続して電流増幅回路を構成している。なお、108 ，109 は、トランジスタＱ106 ，Ｑ108 のコレクタにそれぞれ接続された第１及び第２の出力端子である。
【０００３】
次に、このように構成されている電流増幅回路の動作について説明する。第１の入力電流信号源101 からの入力電流をＩIN1 ，第２の入力電流信号源102 からの入力電流をＩIN2 ，圧縮伸長回路105 の第１の出力端子108 ，第２の出力端子109 の出力電流をそれぞれＩOUT1，ＩOUT2，電流源107 の電流をＩCON ，電圧源106 の電圧をＶREF ，第１の入力端子電圧をＶIN1 ，第２の入力端子電圧をＶIN2 とする。トランジスタＱ101 とＱ102 ，及びトランジスタＱ103 とＱ104 は、それぞれカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ101 のコレクタ電流の（ｎ−１）倍がトランジスタＱ102 のコレクタに、トランジスタＱ103 のコレクタ電流の（ｎ−１）倍がトランジスタＱ104 のコレクタに流れるものとする。したがって、圧縮伸長回路105 の入力端112 ，113 に流れる電流ＩIN3 ，ＩIN4 は、各トランジスタのベース電流分を無視すると、次の（１），（２）式で表される。
ＩIN3 ＝ＩIN1 ＋（ｎ−１）・ＩIN1 ＝ｎ・ＩIN1   ・・・・・・・（１）
ＩIN4 ＝ＩIN2 ＋（ｎ−１）・ＩIN2 ＝ｎ・ＩIN2   ・・・・・・・（２）
この電流ＩIN3 ，ＩIN4 が圧縮伸長回路105 に入力されることとなる。なお、ここでｎは２以上の正の整数である。
【０００４】
次に、圧縮伸長回路の動作について説明する。トランジスタＱ106 ，Ｑ108 のエミッタ電位ＶE(Q106) ，ＶE(Q108) は、各トランジスタＱ105 ，Ｑ106 ，Ｑ107 ，Ｑ108 のベース・エミッタ間電圧を、それぞれＶBE(Q105)，ＶBE(Q106)，ＶBE(Q107)，ＶBE(Q108)とすると、（３），（４）式で表される。
ＶE(Q106) ＝ＶREF ＋ＶBE(Q105)−ＶBE(Q106)  ・・・・・・・・・（３）
ＶE(Q108) ＝ＶREF ＋ＶBE(Q107)−ＶBE(Q108)  ・・・・・・・・・（４）
また、ＶE(Q106) ＝ＶE(Q108) であるので、（５），（６）式が成立する。
ＶREF ＋ＶBE(Q105)−ＶBE(Q106)＝ＶREF ＋ＶBE(Q107)−ＶBE(Q108)                                                      ・・・・・・・・・（５）
ＶBE(Q105)−ＶBE(Q106)＝ＶBE(Q107)−ＶBE(Q108)  ・・・・・・・（６）
【０００５】
ここで、各トランジスタＱ105 ，Ｑ106 ，Ｑ107 ，Ｑ108 の各コレクタ電流をＩC(Q105) ，ＩC(Q106) ，ＩC(Q107) ，ＩC(Q108) とし、熱電圧をＶT 、トランジスタの逆方向飽和電流をＩS とすると、（７）式が得られる。
ＶT ・ln（ＩC(Q105) ／ＩS ）−ＶT ・ln（ＩC(Q106) ／ＩS ）
＝ＶT ・ln（ＩC(Q107) ／ＩS ）−ＶT ・ln（ＩC(Q108) ／ＩS ）                                                      ・・・・・・・・・（７）
したがって、（８）式が得られる。
ＩC(Q105) ／ＩC(Q106) ＝ＩC(Q107) ／ＩC(Q108)   ・・・・・・・（８）
ここで、ベース電流を無視すると、（９）式が得られる。
ｎ・ＩIN1 ＝ＩC(Q105) 
ｎ・ＩIN2 ＝ＩC(Q107) 
ＩOUT1＝ＩC(Q106) 
ＩOUT2＝ＩC(Q108) 
ＩCON ＝ＩC(Q106) ＋ＩC(Q108)   ・・・・・・・・・（９）
以上の式から、（10），（11）式が得られる。
ＩOUT1＝ＩCON ・ｎ・ＩIN1 ／（ｎ・ＩIN1 ＋ｎ・ＩIN2 ）
＝ＩCON ・ＩIN1 ／（ＩIN1 ＋ＩIN2 ）  ・・・・・・・・・・・・・（10）
ＩOUT2＝ＩCON ・ｎ・ＩIN2 ／（ｎ・ＩIN1 ＋ｎ・ＩIN2 ）
＝ＩCON ・ＩIN2 ／（ＩIN1 ＋ＩIN2 ）  ・・・・・・・・・・・・・（11）
上記（10），（11）式から明らかなように、入力電流ＩIN1 、ＩIN2 はそれぞれ、ＩCON ／（ＩIN1 ＋ＩIN2 ）倍されて出力されることがわかる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図17に示した従来例においては、入力電流ＩIN1 ，ＩIN2 が増幅されることにより、実際に演算をする圧縮伸長回路105 での周波数帯域は確保できているが、第１及び第２の電流増幅回路103 ，104 の周波数帯域に関しては何も考慮がなされていない。すなわち、入力端子110 から電流増幅回路103 を見たときの入力インピーダンスＺIN1 を算出すると、トランジスタＱ101 のエミッタ抵抗をＲE(Q101) とすると（12）式で表される。
ＺIN1 ＝ＲE(Q101) ＋ＲE(Q105)   ・・・・・・・・・（12）
【０００７】
ここで、例えばＩIN1 ＝ 0.5μＡ，ｎ＝５とすると、ＺIN1 はＺIN1 ＝52ｋΩ＋10.4ｋΩ＝62.4ｋΩとなる。したがって、この入力インピーダンスＺIN1 と光電変換素子の寄生容量ＣIN1 及び配線容量ＣIN2 とで、ローパスフィルタを形成することになる。このときのカットオフ周波数ｆc を求めると、（13）式で表される。
ｆc ＝１／｛２π・ＺIN1 ・（ＣIN1 ＋ＣIN2 ）｝  ・・・・・・・（13）
ここで、（ＣIN1 ＋ＣIN2 ）を 10pＦとすると、カットオフ周波数ｆc は255kHz程度になってしまう。したがって、後段の演算処理の周波数帯域が幾ら高くても、電流増幅回路での周波数帯域が低いので、回路全体の周波数帯域が低くなってしまい、低入力電流で高速な入力信号を演算処理できないという問題がある。
【０００８】
本発明は、従来提案されている電流増幅回路における上記問題点を解消するためになされたもので、低入力電流で且つ高速な入力信号に対しても、周波数帯域を落すことなく入力信号を増幅し、後段の演算処理に影響を与えない電流増幅回路を提供することを目的とする。更に、上記電流増幅回路を利用して、広帯域な信号検出回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するため、請求項１に係る発明は、入力電流を所定倍に増幅する第１の電流増幅部と、前記入力電流に対して付加する第１の付加電流を生成し、前記第１の電流増幅部への入力に先立って、前記入力電流に対して該第１の付加電流を付加する第１の電流源と、前記第１の付加電流の前記所定倍に対応する第２の付加電流を生成する第２の電流源であって、前記第１の付加電流に対応する電流を生成する電流生成部と、該電流生成部で生成された電流を前記所定倍して前記第２の付加電流とする第２の電流増幅部とを備えた第２の電流源と、前記第１の電流増幅部の出力電流から前記第２の付加電流を減じる減算器と、前記第１の付加電流を前記第１の電流増幅部で増幅した電流と、前記第２の電流源により生成された第２の付加電流との偏差を、前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とからモニタするモニタ回路と、前記偏差を打ち消すように前記電流生成部を調整する付加電流調整回路とを有して電流増幅回路を構成するものである。
【００１０】
このように構成した電流増幅回路においては、入力電流が微少な場合においても、入力インピーダンスが大きくなることがないため、配線容量等の寄生容量の影響を小さくすることができ、周波数帯域を低下させずに入力電流を増幅することができ、且つ、相対誤差を調整できるので、高精度な電流増幅回路を実現できる。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１に係る電流増幅回路において、前記付加電流調整回路による調整を、前記入力電流をゼロにした状態で行うことを特徴とするものである。
【００１２】
このように構成した電流増幅回路においては、請求項１に係る電流増幅回路と同様に、高精度な電流増幅回路を実現できる。
【００１３】
請求項３に係る発明は、請求項２に係る電流増幅回路において、前記モニタ回路は、一方に定電圧源が接続され、他方に前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とが接続された抵抗と、該抵抗の他方の電位を出力する出力部とを含み、前記付加電流調整回路は、前記出力部と前記定電圧源との電位差がゼロになるように調整を行うことを特徴とするものである。
【００１４】
このように構成した電流増幅回路においては、請求項２に係る電流増幅回路における作用効果に加えて、回路規模を抑えながら高精度な電流増幅回路を実現できる。
【００１５】
請求項４に係る発明は、請求項３に係る電流増幅回路において、前記モニタ回路は、前記抵抗と並列に、アノードを前記抵抗の前記定電圧源側の端子に、カソードを前記抵抗の他端に接続したダイオードを更に備えていることを特徴とするものである。
【００１６】
このように構成した電流増幅回路においては、請求項３に係る電流増幅回路における作用効果に加えて、抵抗での電圧降下を制限することができるので、動作時に増幅した光電流によりモニタ信号入力端子の電位が予期せぬ値になってしまうのを防ぐことができる。
【００１７】
請求項５に係る発明は、請求項１〜４のいずれか１項に係る電流増幅回路において、前記第１及び第２の電流増幅部における電流増幅率を設定する手段を更に備えていることを特徴とするものである。
【００１８】
このように構成した電流増幅回路においては、請求項１〜４に係る電流増幅回路の作用効果に加えて、増幅率を必要帯域に応じて適切に設定できるので、増幅率を不要に大きくすることがなくなり、ノイズや消費電流を抑えることができる。
【００１９】
請求項６に係る発明は、請求項１〜５のいずれか１項に係る電流増幅回路において、前記付加電流調整回路は、前記モニタ回路にてモニタされている前記偏差に対応する出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータにて変換された前記偏差に対応する出力に応じて前記電流生成部を調整するための信号を出力するＣＰＵと、前記ＣＰＵから出力された調整信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとを含むことを特徴とするものである。
【００２０】
このように構成した電流増幅回路においては、一定の条件を満たしたときに自動で調整を行うように設定することで、温度などの外部要因の変化にも対応することができる。
【００２１】
請求項７に係る発明は、前記請求項１に記載の電流増幅回路を複数個と、複数の入力端子を有し、各入力端子には各電流増幅回路からの出力電流が接続され、前記複数の電流増幅回路からの各出力電流間の比に応じた出力電流を出力する圧縮伸長回路とで信号検出回路を構成するものである。
【００２２】
このように構成した信号検出回路においては、請求項１に係る電流増幅回路のもつ作用効果により、周波数帯域を低下させることなく入力電流を増幅できるので、微少な入力電流の場合にも広帯域な信号検出回路を実現することができ、且つ、複数の各電流増幅回路内の相対誤差を調整できるので、入力電流を精度よく増幅することができ、高精度な信号検出回路を実現できる。
【００２３】
請求項８に係る発明は、請求項７に係る信号検出回路において、前記付加電流調整回路による調整は、前記入力電流をゼロにした状態で行われることを特徴とするものである。
【００２４】
このように構成した信号検出回路においては、請求項７に係る信号検出回路と同様に、複数の各電流増幅回路内で精度よく調整を行うことができ、高精度な信号検出回路を実現できる。
【００２５】
請求項９に係る発明は、請求項８に係る信号検出回路において、前記圧縮伸長回路の入力端子にスイッチを介して接続され、所定の電流を前記圧縮伸長回路に供給する調整用定電流源を更に具備し、前記調整時は前記スイッチをＯＮに設定して前記圧縮伸長回路の入力端に前記所定の電流を供給することを特徴とするものである。
【００２６】
このように構成した信号検出回路においては、請求項８に係る信号検出回路のもつ作用効果に加えて、調整時に圧縮伸長回路の入力端に所定の電流を供給することができるので、圧縮伸長回路の入力電流がゼロになるのを防ぐことができ、圧縮伸長回路の誤動作を防止することが可能となる。
【００２７】
請求項10に係る発明は、請求項８に係る信号検出回路において、前記モニタ回路は、一方に定電圧源が接続され、他方に前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とが接続された抵抗と、該抵抗の他方の電位を出力する出力部とを含み、前記付加電流調整回路は、前記出力部と前記定電圧源との電位差がゼロになるように調整を行うことを特徴とするものである。
【００２８】
このように構成した信号検出回路においては、請求項８に係る信号検出回路のもつ作用効果に加えて、回路規模を抑えながら高精度な信号検出回路を実現できる。
【００２９】
請求項11に係る発明は、請求項10に係る信号検出回路において、前記モニタ回路は、前記抵抗と並列に、アノードを前記抵抗の前記定電圧源側の端子に、カソードを前記抵抗の他端に接続したダイオードを更に備えていることを特徴とするものである。
【００３０】
このように構成した信号検出回路においては、請求項10に係る信号検出回路のもつ作用効果に加えて、抵抗での電圧降下を制限することができるので、動作時に増幅した光電流によりモニタ信号入力端子の電位が予期せぬ値になってしまうのを防ぐことができる。
【００３１】
請求項12に係る発明は、請求項７〜11のいずれか１項に係る信号検出回路において、前記第１及び第２の電流増幅部における電流増幅率を設定する手段を更に備えていることを特徴とするものである。
【００３２】
このように構成した信号検出回路においては、請求項７〜11の信号検出回路の作用効果に加えて、増幅率を必要帯域に応じて適切に設定できるので、増幅率を不要に大きくすることがなくなり、ノイズや消費電流を抑えることができる。
【００３３】
請求項13に係る発明は、請求項７〜12のいずれか１項に係る信号検出回路において、前記付加電流調整回路は、前記モニタ回路にてモニタされている前記偏差に対応する出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、該Ａ／Ｄコンバータにて変換された前記偏差に対応する出力に応じて前記電流生成部を調整するための信号を出力するＣＰＵと、該ＣＰＵから出力された調整信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとを含むことを特徴とするものである。
【００３４】
このように構成した信号検出回路においては、一定の条件を満たした時に自動で調整を行うように設定することで、温度などの外部要因の変化にも対応することができる。
【００３５】
請求項14に係る発明は、請求項１〜６のいずれか１項に係る電流増幅回路において、前記入力電流は、光電変換素子からの光電流であることを特徴とするものである。また、請求項15に係る発明は、請求項７〜13のいずれか１項に係る信号検出回路において、前記入力電流は、光電変換素子からの光電流であることを特徴とするものである。
【００３６】
このように構成した電流増幅回路又は信号検出回路においては、光電変換素子の寄生容量の影響を小さくすることができ、周波数帯域を低下させずに光電流を増幅することができ、また微小な光電流の場合にも広帯域の信号検出回路を実現することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
次に、実施の形態について説明する。図１は、本発明に係る電流増幅回路に関連する第１の参照例の構成を示す回路構成図である。図１において、電流増幅回路16は、光電変換素子11からの光電流ＩIN1 を所定倍に増幅する第１の電流増幅部14と、前記光電流に対して付加する第１の付加電流ＩEXを生成し、前記第１の電流増幅部14への入力に先立って、前記光電流ＩIN1 にこの第１の付加電流ＩEXを付加する第１の電流源12と、前記第１の付加電流ＩEXの前記所定倍に対応する第２の付加電流を生成し、前記第１の電流増幅部14にて増幅された光電流からこの第２の付加電流を減じる第２の電流源17とで構成されている。
【００３８】
次に、図１に示した電流増幅回路の参照例の動作について説明する。まず、上記のように構成された電流増幅回路16においては、第２の電流増幅部14には、次式（14）で示す電流が入力される。
ＩIN1 ＋ＩEX    ・・・・・・・・・・・・（14）
そして、第１の電流増幅部14は、（14）式の入力電流を増幅して、次式（15）で示す電流を出力する。但し、Ａは第１の電流増幅部14の電流増幅率である。
Ａ×（ＩIN1 ＋ＩEX）  ・・・・・・・・・（15）
また、第２の電流源17は、第１の付加電流ＩEXと前記第１の付加電流のＡ倍に対応する、次式（16）で示す電流を出力する。但し、Ａは第１の電流増幅部14の電流増幅率である。
Ａ×ＩEX    ・・・・・・・・・・・・・・（16）
そして、第１の電流増幅部14の出力から第２の電流源17の出力を減算するように構成されているので、電流増幅回路16の出力は、次式（17）のようになる。
Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX）−Ａ・ＩEX＝Ａ・ＩIN1   ・・・・・・・・・（17）
したがって、電流増幅回路16は、光電変換素子11の光電流ＩIN1 をＡ倍に増幅して出力することがわかる。
【００３９】
ここで、図１に示す電流増幅回路16の周波数特性について考える。一般的に電流増幅部はカレントミラーで構成され、そのカットオフ周波数ｆc は次式（18）で示される。但しＺIN1 は入力インピーダンス、ＣIN1 は光電変換素子の寄生容量、ＣIN2 は配線容量である。
ｆc ＝１／｛２π・ＺIN1 ・（ＣIN1 ＋ＣIN2 ）｝  ・・・・・・・（18）
式（18）からカットオフ周波数ｆc を高くするには、光電変換素子の寄生容量ＣIN1 と配線容量ＣIN2 は固定であるので、入力インピーダンスＺIN1 を小さくする必要があることがわかる。
【００４０】
ここで、入力インピーダンスＺIN1 は、次式（19）で示される。但し、ＶT は熱電圧、ＩINは電流増幅手段に入力される電流である。
ＺIN1 ＝ＶT ／ＩIN    ・・・・・・・・・（19）
熱電圧は約 26mＶであるので、入力インピーダンスＺIN1 を小さくするには、入力電流ＩINを大きくすればよいことがわかる。ここで、従来例と同じように、ＩIN1 ＝ 0.5μＡ，増幅率を５倍、（ＣIN1 ＋ＣIN2 ）＝ 10pＦとし、ＩEX＝ 0.5μＡとすると、入力インピーダンスＺIN1 は、ＩIN＝ＩIN1 ＋ＩEX＝１μＡであるので、ＺIN1 ＝26ｋΩ＋10.4ｋΩ＝36.4ｋΩとなり、ｆc は約437kHzとなり、従来よりも高い周波数帯域を得ることができる。
【００４１】
したがって、この参照例では、第１の電流源12の出力電流ＩEXを光電変換素子11の光電流ＩIN1 に加算した後、第１の電流増幅部14で増幅し、第１の電流増幅部14の出力から第２の電流源17の出力を減算することで、光電変換素子11の光電流ＩIN1 を、周波数特性を低下させずに従来と同じように増幅することができる。また、第１及び第２の電流源の出力電流を設定することで、所望の周波数特性を得ることができる。更に、光電変換素子11からの微少な光電流を増幅して出力するので、後段に接続される回路の周波数特性を確保できるという利点もある。
【００４２】
図２は、本発明に係る電流増幅回路に関連する第２の参照例の構成を示す回路構成図である。図２において、前記第２の電流源17は、前記第１の付加電流に対応する電流を生成する電流生成部13と、前記生成された電流を前記所定倍して前記第２の付加電流とする第２の電流増幅部15とで構成されている。
【００４３】
次に、図２に示した電流増幅回路の参照例の動作について説明する。第１の電流増幅部14からは、図１に示した第１の参照例と同様に、次式（20）で表される電流が出力される。
Ａ×（ＩIN1 ＋ＩEX）  ・・・・・・・・・（20）
また、電流生成部13で生成された電流ＩEXは第２の電流増幅部15に入力され、第２の電流増幅部15は、次式（21）で表される出力電流を第２の付加電流として出力する。
Ａ×ＩEX    ・・・・・・・・・・・・・・（21）
【００４４】
そして、第１の電流増幅部14の出力から第２の増幅部15の出力を減算するように構成されているので、電流増幅回路16の出力は、次式（22）のようになる。
Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX）−Ａ・ＩEX＝Ａ・ＩIN1   ・・・・・・・・・（22）
（22）式より、電流増幅回路16は光電変換素子11の光電流ＩIN1 をＡ倍に増幅して出力することがわかる。また、周波数特性に関しては図１に示した第１の参照例と同等の効果を実現できる。
【００４５】
したがって、この参照例では、第１の参照例と同様に、電流増幅回路16は、光電変換素子11の光電流ＩIN1 を周波数特性を低下させずに従来と同じように増幅することができる。また、第１の電流源12と電流生成部13、第１の電流増幅部14と第２の電流増幅部15をそれぞれ同じ回路で構成することで、ＩＣ内に作成するときに精度よく作ることができるという利点もある。
【００４６】
図３は、本発明に係る電流増幅回路の第１の実施の形態の構成を示す回路構成図である。この実施の形態は請求項１に係る発明に対応するもので、図３において、電流増幅回路16は、図２に示した第２の参照例に係る電流増幅回路に、前記第１の付加電流を前記第１の電流増幅部14で増幅した電流と、前記第２の電流源17により生成された電流との偏差を、前記第１の電流増幅部14からの出力と前記第２の電流源17からの出力とからモニタするモニタ回路21と、前記偏差を打ち消すように前記電流生成部13を調整する付加電流調整回路22とを更に具備している。
【００４７】
次に、図３に示した第１の実施の形態に係る電流増幅回路の動作について説明する。電流増幅回路16において、光電変換素子11からの光電流ＩIN1 と第１の電流源12からの電流ＩEX1 を加算した電流（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）が、第１の電流増幅部14に入力され、第１の電流増幅部14は所定率で増幅した電流、Ａ×（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）を出力する。そして、電流生成部13からの電流ＩEX2 は第２の電流増幅部15に入力され、第２の電流増幅部15は所定倍で増幅した電流、Ａ×ＩEX2 を出力する。したがって、第１の電流増幅部14の出力から第２の電流増幅部15の出力を減算するように構成されているので、電流増幅回路16の出力電流は、次式（23）のようになる。
Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）−Ａ・ＩEX2 ＝Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX1 −ＩEX2 ）                                                      ・・・・・・・・・（23）
【００４８】
また、モニタ回路21には、第１の電流増幅部14及び第２の電流増幅部15からそれぞれの入力電流に応じた信号が入力され、モニタ回路21は付加電流調整回路22をその偏差を打ち消すように制御する。そして、付加電流調整回路22はモニタ回路21からの入力を受けて、電流生成部13の出力電流ＩEX2 が第１の電流源12の出力電流ＩEX1 と等しくなるように、電流生成部13を調整する。
【００４９】
これにより、ＩEX1 ＝ＩEX2 となるので、（23）式で表される電流増幅回路16の出力電流は、次式（24）のようになる。
Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX1 −ＩEX2 ）＝Ａ・ＩIN1   ・・・・・・・・・（24）
したがって、この実施の形態では、図２に示した第２の参照例と同様に広帯域な電流増幅回路を実現でき、更に回路内に相対誤差が存在しても、調整機能を備えているので、高精度な電流増幅回路を実現できるという効果もある。
【００５０】
次に、本発明に係る電流増幅回路の第２の実施の形態の構成について説明する。この実施の形態は、請求項２に係る発明に対応するもので、図３に示した第１の実施の形態に係る電流増幅回路16において、前記付加電流調整回路22による調整を前記光電変換素子11からの光電流をゼロにした状態で行うことを特徴としている。
【００５１】
次に、この実施の形態の動作について説明する。図３に示した第１の実施の形態の電流増幅回路16において、調整時に光電変換素子11からの光電流ＩIN1 をゼロにする。すると、第１の電流増幅部14及び第２の電流増幅部15からモニタ回路21へのそれぞれの出力は、ＩEX1 及びＩEX2 のみに依存することになり、前記光電流ＩIN1 の影響を受けなくなる。したがって、モニタ回路21では入力の偏差をより精度よくモニタすることができるので、高精度な調整を行うことができる。
【００５２】
次に、本発明に係る電流増幅回路の第３の実施の形態の構成を、図４に示す要部回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は、請求項３に係る発明に対応するもので、図４に示すように、図３に示した第１の実施の形態におけるモニタ回路の構成に関するものである。すなわち、このモニタ回路は、一方に定電圧源23が接続され、他方に前記第１の電流増幅部14からの出力を入力する第１の入力端子26と前記第２の電流増幅部15からの出力を入力する第２の入力端子27とが接続された抵抗（Ｒ）24と、該抵抗（Ｒ）24の他方の電位を出力するモニタ端子25とで構成され、図３における前記付加電流調整回路22は、前記モニタ端子25と前記定電圧源23との電位差がゼロになるように調整を行う。
【００５３】
次に、このように構成されているモニタ回路の動作について説明する。第１の電流増幅部14からの入力電流Ｉ1 が第１の入力端子26に入力され、第２の電流増幅部15からの入力電流Ｉ2 が第２の入力端子27に入力される。ここで、Ｉ1 とＩ2 は向きが逆になるように入力されるので、モニタ端子25には次式（25）で示される電圧Ｖm が現れる。ここで、Ｖr は定電圧源23の電圧である。
Ｖm ＝Ｒ・（Ｉ2 −Ｉ1 ）＋Ｖr   ・・・・・・・・・（25）
【００５４】
（25）式より抵抗（Ｒ）24の両端の電位差をゼロにするには、Ｖm ＝Ｖr となるように付加電流調整回路22を調整すればよいことがわかる。したがって、この実施の形態では、簡単な構成のモニタ回路を使用して相対誤差を調整できるので、回路規模を抑えつつ、より高精度な電流増幅回路を実現することが可能となる。
【００５５】
次に、本発明に係る電流増幅回路の第４の実施の形態の構成を、図５に示す要部回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は請求項４に係る発明に対応するもので、図５に示すように、図３に示した第１の実施の形態におけるモニタ回路の構成に関するものである。すなわち、このモニタ回路は、図４に示した第３の実施の形態におけるモニタ回路に加えて、抵抗24と並列に、リミッタ用ダイオード28を配置し、そのアノードを定電圧源23に接続し、カソードを電圧モニタ端子25に接続するように構成されている。
【００５６】
次に、このように構成されているモニタ回路の動作について説明する。調整時には抵抗に流れる電流がゼロになるように調整するので、リミッタ用ダイオード28は動作しない。しかし、動作時には第１の入力端子26から増幅された光電流が入力されるので、抵抗24による電圧降下が発生する。光電流が大きい場合、増幅された電流が大きくなり、抵抗24での電圧降下が大きくなるが、リミッタ用ダイオード46の動作電圧に達するとリミッタ用ダイオード28が動作し、電流を流すようになる。これにより、抵抗24での電圧降下はこれ以上大きくならない。
【００５７】
したがって、この実施の形態では、リミッタ用ダイオード28を抵抗24と並列に接続することで、抵抗24での電圧降下を抑えることができ、モニタ端子25や第１及び第２の入力端子26，27の電位が予期せぬ値になることを防止できるので、接続されている他の回路が誤動作するのを防ぐことができる。また、図５において、ダイオードを逆向きにもう一つ並列に接続して、両方向のリミッタとしても同様の効果を得ることができる。
【００５８】
次に、本発明に係る電流増幅回路の第５の実施の形態の構成を、図６に示す要部回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は請求項５に係る発明に対応するもので、第２の参照例及び第１〜第４の実施の形態において、条件信号入力手段30からの信号で第１及び第２の電流増幅部14，15の増幅率を可変できるように構成するものである。
【００５９】
次に、このように構成されている第５の実施の形態に係る電流増幅回路の動作について説明する。必要な周波数帯域に応じて、条件信号入力手段30により第１及び第２の電流増幅部14，15の増幅率を調整して、適切な増幅率に設定することができる。このように構成することで、第２の参照例及び第１〜第４の実施の形態の効果に加え、必要な周波数帯域に対して増幅率を無駄に大きくすることがなくなるので、ノイズや消費電流を抑えることができる。
【００６０】
次は、本発明に係る電流増幅回路の第６の実施の形態の構成を、図７に示す要部回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は請求項６に係る発明に対応するもので、第１〜第５の実施の形態において、付加電流調整回路22をＡ／Ｄコンバータ32とＣＰＵ33とＤ／Ａコンバータ34とで構成し、モニタ回路21からの上記偏差に対応する信号を偏差信号入力端子31に入力し、信号入力端子31とＣＰＵ33の入力とをＡ／Ｄコンバータ32を介して接続し、ＣＰＵ33の出力と調整信号出力端子35とをＤ／Ａコンバータ34を介して接続し、信号出力端子35から前記電流生成部13を調整するための信号を、前記電流生成部13へ出力するように構成している。そして、一定の条件を満たしたときに、信号入力端子31の入力に応じて、第１の電流源12及び電流生成部13の出力電流が同じになるようにＣＰＵ33で演算を行い、自動的に付加電流調整回路22の調整を行うようになっている。
【００６１】
次に、このように構成されている第６の実施の形態に係る電流増幅回路の動作について説明する。モニタ回路21からの上記偏差に対応する信号は信号入力端子31に入力され、Ａ／Ｄコンバータ32によりデジタル信号に変換されて、ＣＰＵ33に入力される。そして、ＣＰＵ33は上記入力に応じて前記電流生成部13を調整するための信号を出力し、Ｄ／Ａコンバータ34によりアナログ信号に変換されて前記電流生成部13へ出力され、第１の電流源12と電流生成部13の出力電流が同じになるように、電流生成部13を調整する。
【００６２】
このように構成することで、第１〜第５の実施の形態に係る電流増幅回路の効果に加え、電流生成部の調整を自動で行うことが可能となるので、温度などの外部要因の変化による誤差などにも対応することが可能となる。また、第１の電流源12を調整することでも同様の効果を得ることができる。
【００６３】
次に、本発明に係る電流増幅回路を用いた信号検出回路に関連する第１の参照例の構成を、図８示す回路構成図に基づいて説明する。図８に示すように、本参照例に係る信号検出回路40は、入力電流の比に応じて出力電流を生成する圧縮伸長回路48と、図１に示した第１の参照例に係る電流増幅回路と同一構成の第１及び第２の電流増幅回路16，46とを備えている。そして、第１の光電変換素子11の光電流ＩIN1 が第１の電流増幅回路16に入力されるように接続され、第１の電流増幅回路16の出力は圧縮伸長回路48の第１の入力端49に接続され、また第２の光電変換素子41の光電流ＩIN2 が第２の電流増幅回路46に入力されるように接続され、第２の電流増幅回路46の出力は圧縮伸長回路48の第２の入力端50に接続されている。なお、第２の電流増幅回路46では、40番台の符号で第１の電流増幅回路16と同一構成部材を示している。
【００６４】
次に、このように構成されている信号検出回路40の動作について説明する。第１の光電変換素子11からの光電流ＩIN1 は、第１の参照例の電流増幅回路と同一構成の第１の電流増幅回路16に入力され、第１の電流増幅回路16は第１の参照例で説明した効果により、Ａ×ＩIN1 に増幅した電流を出力し、第１の電流増幅回路16の出力は、圧縮伸長回路48の第１の入力端49に入力される。また、第２の光電変換素子41からの光電流ＩIN2 は、同じく第１の参照例に係る電流増幅回路と同一構成の第２の電流増幅回路46に入力され、第２の電流増幅回路46は第１の参照例で説明した効果により、Ａ×ＩIN2 に増幅した電流を出力し、第２の電流増幅回路46の出力は、圧縮伸長回路48の第２の入力端50に入力される。
【００６５】
一般的に圧縮伸長回路は入力の比に応じて出力が決定され、Ａ×ＩIN1 ：Ａ×ＩIN2 ＝ＩIN1 ：ＩIN2 であるので、圧縮伸長回路48は、入力にＩIN1 ，ＩIN2 なる電流が入力されたときと同じ出力電流を出力することとなる。
【００６６】
したがって、この参照例では、第１及び第２の光電変換素子11，41と圧縮伸長回路48の第１及び第２の入力端49，50との間に、第１の電流増幅回路16及び第２の電流増幅回路46を挿入することで、第１の参照例に係る電流増幅回路の効果により、光電変換素子からの光電流が微少な場合でも、周波数帯域を低下させずに増幅することが可能であり、圧縮伸長回路48には増幅した入力信号が入力されるので、出力電流を変えずに、圧縮伸長回路48の周波数帯域を確保することが可能となり、広帯域な信号検出回路を実現することができる。
【００６７】
次に、本発明に係る信号検出回路の第２の参照例の構成を、図９に示す回路構成図に基づいて説明する。この参照例は、図８に示した信号検出回路の第１の参照例において、前記複数の電流増幅回路として、図２に示した第２の参照例に係る電流増幅回路を用いて構成されている。
【００６８】
このように構成された信号検出回路においては、図２に示した第２の参照例に係る電流増幅回路の効果により、前記図８に示した信号検出回路の第１の参照例と同じように、光電変換素子からの光電流が微少な場合でも、周波数帯域を低下させずに増幅することが可能であり、圧縮伸長回路48には増幅した入力信号が入力されるので、出力電流を変えずに、圧縮伸長回路48の周波数帯域を確保することが可能となり、広帯域な信号検出回路を実現できる。
【００６９】
次に、本発明に係る信号検出回路の第１の実施の形態の構成を、図10に示す回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は、請求項７に係る発明に対応するもので、図８に示した信号検出回路の第１の参照例において、前記複数の電流増幅回路として、図３に示した第１の実施の形態に係る電流増幅回路を用いて構成したものである。
【００７０】
次に、このように構成されている信号検出回路の動作について説明する。まず第１の電流増幅回路16においては、第１の光電変換素子11からの光電流ＩIN1 と第１の電流源12の出力ＩEX1 を加算した電流（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）が、第１の電流増幅手段14に入力され、第１の電流増幅部14は所定の増幅率で増幅した電流、Ａ×（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）を、減算回路を介して圧縮伸長回路48の第１の入力端49，及び第１のモニタ回路21の第１の入力の２つに出力する。また、第１の電流生成部13の出力ＩEX2 は第２の電流増幅部15に入力され、第２の電流増幅部15は第１の電流増幅部14と同じ所定の増幅率で増幅した電流、Ａ×ＩEX2 を第１のモニタ回路21の第２の入力、及び第１の電流増幅部14の圧縮伸長回路48への出力から減算するように、それぞれ出力する。よって、圧縮伸長回路48の第一の入力端49への入力電流は、次式（26）で示される。
Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）−Ａ・ＩEX2 ＝Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX1 −ＩEX2 ）                                                      ・・・・・・・・・（26）
【００７１】
ここで、第１のモニタ回路21は、第１の電流源12の出力電流ＩEX1 と第１の電流生成部13の出力電流ＩEX2 の偏差を読み取り、第１の付加電流調整回路22に、第１の電流生成部13をＩEX1 ＝ＩEX2 となるように調整する信号を出力し、第１の付加電流調整回路22は第１の電流生成部13を調整する。したがって、圧縮伸長回路48の第１の入力端49への入力電流は、式（26）よりＡ×ＩIN1 となる。
【００７２】
次に、第２の電流増幅回路46においては、第２の光電変換素子41からの光電流ＩIN2 と第３の電流源42の出力ＩEX3 を加算した電流（ＩIN2 ＋ＩEX3 ）が第３の電流増幅手段44に入力され、第３の電流増幅部44は第１の電流増幅部14と同じ所定の増幅率で増幅した電流、Ａ×（ＩIN2 ＋ＩEX3 ）を、減算回路を介して圧縮伸長回路48の第２の入力端50，及び第２のモニタ回路51の第１の入力の２つに出力する。また、第２の電流生成部43の出力ＩEX4 は第４の電流増幅部45に入力され、第４の電流増幅部45は、第１の電流増幅部14と同じ所定の増幅率で増幅した電流、Ａ×ＩEX4 を第２のモニタ回路51の第２の入力、及び第３の電流増幅部44の圧縮伸長回路48への出力から減算するように、それぞれ出力する。よって、圧縮伸長回路48の第２の入力端50への入力電流は、次式（27）で示される。
Ａ・（ＩIN2 ＋ＩEX3 ）−Ａ・ＩEX4 ＝Ａ・（ＩIN2 ＋ＩEX3 −ＩEX4 ）                                                      ・・・・・・・・・（27）
【００７３】
ここで、第２のモニタ回路51は、第３の電流源42の出力電流ＩEX3 と第２の電流生成部43の出力電流ＩEX4 の偏差を読み取り、第２の付加電流調整回路52に、第２の電流生成部43をＩEX3 ＝ＩEX4 となるように調整する信号を出力し、第２の付加電流調整回路52は第２の電流生成部43を調整する。したがって、圧縮伸長回路48の第２の入力端50への入力電流は、式（27）よりＡ×ＩIN2 となる。
【００７４】
したがって、圧縮伸長回路48には、Ａ×ＩIN1 ，Ａ×ＩIN2 なる２つの電流が入力されるので、圧縮伸長回路48は、入力にＩIN1 ，ＩIN2 なる電流が入力されたときと同じ出力電流を出力することとなる。
【００７５】
また、第１の電流増幅回路16，及び第２の電流増幅回路46において、図３に示した第１の実施の形態に係る電流増幅回路の効果により、周波数特性が劣化しないので、図９に示した信号検出回路の第２の参照例における電流増幅回路と同様に、広帯域な電流増幅回路を実現することが可能となる。更に、各電流増幅回路内において相対誤差が存在しても、各電流増幅回路内で付加電流を調整することができるので、精度よく光電流を増幅でき、高精度な信号検出回路を実現できるという効果も得られる。
【００７６】
次に、本発明に係る信号検出回路の第２の実施の形態について説明する。この実施の形態は、請求項８に係る発明に対応するもので、図10に示した信号検出回路の第１の実施の形態において、前記第１及び第２の付加電流調整回路22，52による調整を、前記第１及び第２の光電変換素子11、41からの光電流をゼロにした状態で行うことを特徴としているものである。
【００７７】
次に、この実施の形態の動作について説明する。図10に示した信号検出回路の第１の実施の形態において、調整時に第１及び第２の光電変換素子11，41からの光電流ＩIN1 ，ＩIN2 をゼロにする。すると、第１の電流増幅部14及び第２の電流増幅部15から第１のモニタ回路21へのそれぞれの出力は、ＩEX1 及びＩEX2 のみに依存することになり、また、第３の電流増幅部44及び第４の電流増幅部45から第２のモニタ回路51へのそれぞれの出力は、ＩEX3 及びＩEX4 のみに依存することになり、前記光電流ＩIN1 、ＩIN2 の影響を受けなくなる。
【００７８】
このように構成した信号検出回路においては、図10に示した信号検出回路の第１の実施の形態と同様に、モニタ回路で入力の偏差をより精度よくモニタすることができ、各電流増幅回路内で精度よく調整を行うことができるので、より高精度な信号検出回路を実現できる。
【００７９】
次に、本発明に係る信号検出回路の第３の実施の形態の構成を、図11に示す回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は、請求項９に係る発明に対応するもので、前記第２の実施の形態に係る信号検出回路を改良したものである。すなわち、図11に示すように、圧縮伸長回路48の第１及び第２の入力端49，50に、所定の電流を圧縮伸長回路48に供給する第１及び第２の調整用定電流源60，61が、第１及び第２のスイッチ62，63を介して接続され、前記第１及び第２のスイッチ62，63は、調整時にのみＯＮするように制御されている。
【００８０】
次に、このように構成されている信号検出回路の動作について説明する。この実施の形態は、前記第２の実施の形態に係る信号検出回路の動作と同じであるが、調整時に第１及び第２のスイッチ62，63がオンとなり、圧縮伸長回路48の第１及び第２の入力端49，50には、それぞれ、ＩEX5 なる電流が加算され、Ａ×ＩIN1 ＋ＩEX5 ，Ａ×ＩIN2 ＋ＩEX5 で表される電流が流れる。しかし、調整時はＩIN1 ＝０，ＩIN2 ＝０であるので、実際には圧縮伸長回路48の２つの入力には、ＩEX5 なる電流が流れることになり、入力に何も電流が流れない状態になるのを防ぐことができる。
【００８１】
したがって、この実施の形態では、調整用定電流源60，61を調整時にのみオンとなるようにスイッチ62，63で制御し、調整時にのみ調整用定電流源60，61からの電流が圧縮伸長回路48に入力されるようにすることで、調整時に圧縮伸長回路48の入力がゼロとなるのを防ぎ、圧縮伸長回路48の誤動作を防ぐことが可能となる。
【００８２】
次に、本発明に係る信号検出回路の第４の実施の形態の構成を、図12に示す要部回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は、請求項10に係る発明に対応するもので、図10に示した第１の実施の形態の信号検出回路におけるモニタ回路に関するものである。すなわち、図12において、第１のモニタ回路21は、一方に定電圧源23が接続され、他方に第１の電流増幅部14からの出力と第２の電流源17からの出力とが接続された第１の抵抗（Ｒ１）24と、第１の抵抗（Ｒ１）24の他方の電位を出力する第１のモニタ端子25とを含み、また、第２のモニタ回路51は、一方に定電圧源23が接続され、他方に第３の電流増幅部44からの出力と第４の電流源47からの出力とが接続された第２の抵抗（Ｒ２）64と、第２の抵抗（Ｒ２）64の他方の電位を出力する第２のモニタ端子65とを含み、第１の付加電流調整回路22は、第１のモニタ端子25と定電圧源23との電位差がゼロになるように調整を行い、第２の付加電流調整回路52は、第２のモニタ端子65と定電圧源23との電位差がゼロになるように調整を行うことを特徴とするものである。
【００８３】
次に、このように構成されているモニタ回路の動作について説明する。第１の電流増幅部14からの入力電流Ｉ1 が第１の入力端子26に入力され、第２の電流増幅部15からの入力電流Ｉ2 が第２の入力端子27に入力され、第３の電流増幅部44からの入力電流Ｉ3 が第３の入力端子66に入力され、第４の電流増幅部45からの入力電流Ｉ4 が第４の入力端子67に入力される。ここで、Ｉ1 とＩ2 ，及びＩ3 とＩ4 はそれぞれ向きが逆になるように入力されるので、第１及び第２のモニタ端子25，65には、それぞれ次式（28），（29）で示される電圧Ｖm1，Ｖm2が現れる。
Ｖm1＝Ｒ1 ・（Ｉ2 −Ｉ1 ）＋Ｖr   ・・・・・・・・（28）
Ｖm2＝Ｒ2 ・（Ｉ4 −Ｉ3 ）＋Ｖr   ・・・・・・・・（29）
【００８４】
（28），（29）式より第１及び第２の抵抗（Ｒ１）24，（Ｒ２）64の両端の電位差をゼロにするには、Ｖm1＝Ｖm2＝Ｖr となるように第１及び第２の付加電流調整回路22，52を調整すればよいことがわかる。したがって、この実施の形態では、簡単な構成のモニタ回路を使用して相対誤差を調整できるので、回路規模を抑えつつ、より高精度な電流増幅回路を用いた信号検出回路を実現することが可能である。
【００８５】
次に、本発明に係る信号検出回路の第５の実施の形態の構成を、図13に示す要部回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は、請求項11に係る発明に対応するもので、図12に示す信号検出回路の第４の実施の形態におけるモニタ回路を改良したものである。すなわち、図13に示すように、図12に示したモニタ回路に加えて、第１の抵抗（Ｒ１）24と並列に第１のリミッタ用ダイオード28を配置し、そのアノードと定電圧源23を接続し、カソードと第１のモニタ端子25を接続し、第２の抵抗（Ｒ２）64と並列に第２のリミッタ用ダイオード68を配置し、そのアノードと定電圧源23を接続し、カソードと第２のモニタ端子65を接続して構成されている。
【００８６】
次に、このように構成されているモニタ回路の動作について説明する。調整時には、第１及び第２の抵抗（Ｒ１）24，（Ｒ２）64に流れる電流がゼロになるように調整するので、第１及び第２のリミッタ用ダイオード28，68は動作しない。しかし、動作時には、第１及び第３の入力端子26，66から増幅された光電流が入力されるので、第１及び第２の抵抗（Ｒ１）24，（Ｒ２）64による電圧降下が発生する。光電流が大きい場合、増幅された電流が大きくなり、第１及び第２の抵抗（Ｒ１）24，（Ｒ２）64での電圧降下が大きくなるが、第１及び第２のリミッタ用ダイオード28，68の動作電圧に達すると、第１及び第２のリミッタ用ダイオード28，68が動作し、電流を流すようになる。これにより、第１及び第２の抵抗（Ｒ１）24，（Ｒ２）64での電圧降下は、これ以上大きくならない。
【００８７】
したがって、この実施の形態では、リミッタ用ダイオードを抵抗と並列に接続する事で、抵抗での電圧降下を抑えることができ、モニタ端子や入力端子の電位が予期せぬ値になることを防止することができるので、接続されている他の回路が誤動作するのを防ぐことができる。また、図13において、ダイオードを逆向きにそれぞれもう一つ並列に接続して、両方向のリミッタとしても同様の効果を得ることができる。
【００８８】
次に、図13に示したモニタ回路をもつ信号検出回路の第５の実施の形態の具体的な回路構成の一例を、図14に示して説明する。図14に示すように、この構成例に係る信号検出回路は、第１の電流増幅回路16と、第２の電流増幅回路46と、圧縮伸長回路48と、誤動作防止回路69とを備えている。
【００８９】
そして、第１の光電変換素子11からの光電流は第１の電流増幅回路16の入力端70に入力され、第１の電流増幅回路16の入力端70にＰＮＰトランジスタＱ10のベースと、ＮＰＮトランジスタＱ11のベース及びコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ12のベースとを共通に接続し、トランジスタＱ12のコレクタを参照電圧源72に接続し、トランジスタＱ11とＱ12のエミッタを共通にしてＰＮＰトランジスタＱ13のエミッタに接続し、トランジスタＱ13のベースとトランジスタＱ10のコレクタを一方が接地された第１の付加電流用電流源73の他端に接続し、トランジスタＱ13のコレクタとＮＰＮトランジスタＱ14のベース及びコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ15のベースとＮＰＮトランジスタＱ16のベースとを接続し、トランジスタＱ14，Ｑ15，Ｑ16のエミッタを共通に接地している。
【００９０】
また、ＰＮＰトランジスタＱ１のベースと、ＮＰＮトランジスタＱ２のベース及びコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースを共通に接続し、トランジスタＱ３のコレクタを参照電圧源72に接続し、トランジスタＱ２とＱ３のエミッタを共通にＰＮＰトランジスタＱ４のエミッタに接続し、トランジスタＱ４のベースとトランジスタＱ１のコレクタを一方が接地された第２の付加電流用電流源74の他端に接続し、トランジスタＱ４のコレクタとＮＰＮトランジスタＱ５のベース及びコレクタとＮＰＮトランジスタＱ６のベースとを接続し、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタを共通に接地している。また、トランジスタＱ６のコレクタとＰＮＰトランジスタＱ７のベース及びコレクタと、ＰＮＰトランジスタＱ８のベースとＰＮＰトランジスタＱ９のベースを接続し、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９のエミッタを共に参照電圧源72に接続し、トランジスタＱ８のコレクタとトランジスタＱ16のコレクタと第１のモニタ端子25と第１のリミッタ用ダイオード28のカソードとを、一方が定電圧源23と第１のリミッタ用ダイオード28のアノードに接続された第１の抵抗Ｒ１の他端に接続し、トランジスタＱ９のコレクタとトランジスタＱ15のコレクタとＰＮＰトランジスタＱ50のベース及びコレクタとＰＮＰトランジスタＱ51のベースを接続し、トランジスタＱ50のエミッタを参照電圧源72に接続している。
【００９１】
また、第２の光電変換素子41からの光電流は第２の電流増幅回路の入力端71に入力され、第２の電流増幅回路の入力端71にＰＮＰトランジスタＱ30のベースと、ＮＰＮトランジスタＱ31のベース及びコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ32のベースを共通に接続し、トランジスタＱ32のコレクタを参照電圧源72に接続し、トランジスタＱ31とＱ32のエミッタを共通にＰＮＰトランジスタＱ33のエミッタに接続し、トランジスタＱ33のベースとトランジスタＱ30のコレクタを一方が接地された第３の付加電流用電流源75の他端に接続し、トランジスタＱ33のコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ34のベース及びコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ35のベースと、ＮＰＮトランジスタＱ36のベースとを接続し、トランジスタＱ34，Ｑ35，Ｑ36のエミッタを共通に接地している。
【００９２】
また、ＰＮＰトランジスタＱ21のベースと、ＮＰＮトランジスタＱ22のベース及びコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ23のベースとを共通に接続し、トランジスタＱ23のコレクタを参照電圧源72に接続し、トランジスタＱ22とＱ23のエミッタを共通にＰＮＰトランジスタＱ24のエミッタに接続し、トランジスタＱ24のベースとトランジスタＱ21のコレクタとを、一方が接地された第４の付加電流用電流源76の他端に接続し、トランジスタＱ24のコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ25のベース及びコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ26のベースとを接続し、トランジスタＱ25，Ｑ26のエミッタを共通に接地している。また、トランジスタＱ26のコレクタと、ＰＮＰトランジスタＱ27のベース及びコレクタと、ＰＮＰトランジスタＱ28のベースと、ＰＮＰトランジスタＱ29のベースとを接続し、トランジスタＱ27，Ｑ28，Ｑ29のエミッタを共に参照電圧源72に接続し、トランジスタＱ28のコレクタと、トランジスタＱ36のコレクタと、第２のモニタ端子65と、第２のリミッタ用ダイオード68のカソードとを、一方が定電圧源23と第２のリミッタ用ダイオード68のアノードに接続された第２の抵抗Ｒ２の他端に接続し、トランジスタＱ29のコレクタと、トランジスタＱ35のコレクタと、ＰＮＰトランジスタＱ52のベース及びコレクタと、ＰＮＰトランジスタＱ53のベースとを接続し、トランジスタＱ52のエミッタを参照電圧源72に接続している。
【００９３】
そして、トランジスタＱ51，Ｑ53のエミッタを共通にして、一方が電源Ｖccに接続されたゲイン電流源78の他端に接続し、トランジスタＱ51のコレクタを圧縮伸長回路48の第１の出力端子79に接続し、トランジスタＱ53のコレクタを圧縮伸長回路48の第２の出力端子80に接続し、出力電流を前記２つの出力端子79，80から取り出すようにしている。
【００９４】
更に、ＮＰＮトランジスタＱ54のコレクタと、ＮＰＮトランジスタＱ55のコレクタ及びベースと、ＮＰＮトランジスタＱ56のベースと、ＮＰＮトランジスタＱ57のベースとを、一方が電源Ｖccに接続された調整用定電流源81に共通に接続し、トランジスタＱ54，Ｑ55，Ｑ56，Ｑ57のエミッタを共通に接地し、トランジスタＱ54のベースを調整用定電流源制御端子82に接続し、トランジスタＱ56のコレクタをトランジスタＱ52のコレクタに接続し、トランジスタＱ57のコレクタをトランジスタＱ50のコレクタに接続する。ここで、調整用定電流源制御端子82には、調整時にＬレベルの電圧、それ以外のときはＨレベルの電圧が印加されるようになっている。
【００９５】
次に、図14に示した信号検出回路の動作について説明する。第１の電流増幅回路16の入力端70には、第１の光電変換素子11からの光電流ＩIN1 が入力され、トランジスタＱ10のベース電流ＩEX1 が加算されて、トランジスタＱ11のコレクタには次式（30）で示される電流が入力される。
ＩIN1 ＋ＩEX1   ・・・・・・・・・・・・（30）
そして、トランジスタＱ11，Ｑ12で構成されるカレントミラー回路により、（30）式で示される電流は増幅され、トランジスタＱ13のエミッタには、次式（31）で示される電流が入力される。
（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）＋（Ａ−１）（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）＝Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX1 ）
・・・・・・・・・（31）
ここで、トランジスタＱ13のベース電流を無視すると、トランジスタＱ14のコレクタには（31）式で示される電流が入力され、トランジスタＱ14，Ｑ15，Ｑ16で構成されるカレントミラー回路により折り返された（31）式で表される電流が、トランジスタＱ15，Ｑ16のコレクタから出力される。
【００９６】
また、トランジスタＱ１のベース電流ＩEX2 はトランジスタＱ２のコレクタに入力され、トランジスタＱ２，Ｑ３で構成されるカレントミラー回路により増幅され、トランジスタＱ４のエミッタには、次式（32）で示される電流が入力される。
ＩEX2 ＋（Ａ−１）ＩEX2 ＝Ａ・ＩEX2   ・・・・・・（32）
ここで、トランジスタＱ４のベース電流を無視すると、トランジスタＱ５のコレクタには（32）式で示される電流が入力され、トランジスタＱ５，Ｑ６で構成されるカレントミラー回路により折り返された電流が、トランジスタＱ７のコレクタに入力され、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９で構成されるカレントミラー回路により折り返された（32）式で表される電流が、トランジスタＱ８，Ｑ９のコレクタから出力される。
【００９７】
ここで、調整について考える。第１の抵抗Ｒ１には、（31），（32）式より次式（33）で表される電流が流れる。
Ａ・（ＩEX2 −ＩIN1 −ＩEX1 ）  ・・・・・・・・・（33）
しかし、調整時には光電変換素子11からの光電流をゼロにするので、第１の抵抗Ｒ１には、次式（34）で表される電流が流れることになる。
Ａ・（ＩEX2 −ＩEX1 ）  ・・・・・・・・・・・・・（34）
【００９８】
よって、第１のモニタ端子25の電圧と定電圧源23の電圧が等しくなるように調整をすれば、ＩEX1 ＝ＩEX2 となることがわかる。この調整は、第２の付加電流用電流源74をＶＩアンプなどで構成し、ＶＩアンプの入力電圧を調整することで行えばよい。また、調整したときには、ＩIN1 ＝０，ＩEX1 ＝ＩEX2 となるので、そのままではトランジスタＱ50には電流が入力されない状態になってしまうが、調整用定電流源制御端子82にＬレベルの信号が印加されるので、トランジスタＱ54はオフとなり、トランジスタＱ55，Ｑ56，Ｑ57で構成されるカレントミラー回路により、トランジスタＱ50のコレクタにＩEX5 なる電流が印加され、圧縮伸長回路48が誤動作するのを防ぐことができる。更に、調整時以外のときは、調整用定電流源制御端子82にはＨレベルの信号が印加されるので、トランジスタＱ54がオンとなり、調整用定電流源81の電流を全て吸い込むので、トランジスタＱ55のコレクタに電流は流れず、トランジスタＱ57のコレクタも電流を流さないので、圧縮伸長回路48に余計な電流を流すことがなくなる。
【００９９】
トランジスタＱ50のコレクタには、式（31），（32）より次式（35）で表される電流が流れる。
Ａ・（ＩIN1 ＋ＩEX1 −ＩEX2 ）  ・・・・・・・・・（35）
そして、調整後はＩEX1 ＝ＩEX2 となるので、次式（36）で表される電流が、トランジスタＱ50のコレクタに入力されることとなる。
Ａ×ＩIN1   ・・・・・・・・・・・・・・（36）
式（36）より、圧縮伸長回路48のトランジスタＱ50のコレクタへは、第１の光電変換素子11からの光電流をＡ倍に増幅した電流が入力されることがわかる。
【０１００】
また、第２の電流増幅回路46の入力端子71には、第２の光電変換素子41からの光電流ＩIN2 が入力され、トランジスタＱ30のベース電流ＩEX3 が加算されて、トランジスタＱ31のコレクタには、次式（37）で示される電流が入力される。
ＩIN2 ＋ＩEX3   ・・・・・・・・・・・・（37）
そして、トランジスタＱ31，Ｑ32で構成されるカレントミラー回路により（37）式で示される電流は増幅され、トランジスタＱ33のエミッタには、次式（38）で示される電流が入力される。
（ＩIN2 ＋ＩEX3 ）＋（Ａ−１）（ＩIN2 ＋ＩEX3 ）＝Ａ・（ＩIN2 ＋ＩEX3 ）                                                      ・・・・・・・・・（38）
ここで、トランジスタＱ33のベース電流を無視すると、トランジスタＱ34のコレクタには（38）式で示される電流が入力され、トランジスタＱ34，Ｑ35，Ｑ36で構成されるカレントミラー回路により折り返された（33）式で表される電流が、トランジスタＱ35，Ｑ36のコレクタから出力される。
【０１０１】
また、トランジスタＱ21のベース電流ＩEX4 はトランジスタＱ22のコレクタに入力され、トランジスタＱ22，Ｑ23で構成されるカレントミラー回路により増幅され、トランジスタＱ24のエミッタには、次式（39）で示される電流が入力される。
ＩEX4 ＋（Ａ−１）ＩEX4 ＝Ａ・ＩEX4   ・・・・・・（39）
ここで、トランジスタＱ24のベース電流を無視すると、トランジスタＱ25のコレクタには（39）式で示される電流が入力され、トランジスタＱ25，Ｑ26で構成されるカレントミラー回路により折り返された電流が、トランジスタＱ27のコレクタに入力され、トランジスタＱ27，Ｑ28，Ｑ29で構成されるカレントミラー回路により折り返された（39）式で表される電流が、トランジスタＱ28，Ｑ29のコレクタから出力される。
【０１０２】
ここで、調整について考える。第２の抵抗Ｒ２には、（38），（39）式より次式（40）で表される電流が流れる。
Ａ・（ＩEX4 −ＩIN2 −ＩEX3 ）  ・・・・・・・・・（40）
しかし、調整時には光電変換素子41からの光電流をゼロにするので、第２の抵抗Ｒ２には、次式（41）で表される電流が流れることになる。
Ａ・（ＩEX4 −ＩEX3 ）  ・・・・・・・・・・・・・（41）
【０１０３】
よって、第２のモニタ端子65の電圧と定電圧源23の電圧が等しくなるように調整をすれば、ＩEX3 ＝ＩEX4 となることがわかる。この調整は、第４の付加電流用電流源76をＶＩアンプなどで構成し、ＶＩアンプの入力電圧を調整することで行えばよい。また、調整したときには、ＩIN2 ＝０，ＩEX3 ＝ＩEX4 となるので、そのままではトランジスタＱ52には電流が入力されない状態になってしまうが、調整用定電流源制御端子82にＬレベルの信号が印加されるので、トランジスタＱ54はオフとなり、トランジスタＱ55，Ｑ56，Ｑ57で構成されるカレントミラー回路により、トランジスタＱ52のコレクタにＩEX5 なる電流が印加され、圧縮伸長回路48が誤動作するのを防ぐことができる。更に、調整時以外のときは、調整用定電流源制御端子82にはＨレベルの信号が印加されるので、トランジスタＱ54がオンとなり、調整用定電流源81の電流を全て吸い込むので、トランジスタＱ55のコレクタに電流は流れず、トランジスタＱ56のコレクタも電流を流さないので、圧縮伸長回路48に余計な電流を流すことがなくなる。
【０１０４】
トランジスタＱ52のコレクタには、式（38），（39）より次式（42）で表される電流が流れる。
Ａ・（ＩIN2 ＋ＩEX3 −ＩEX4 ）  ・・・・・・・・・（42）
そして、調整後はＩEX3 ＝ＩEX4 となるので、次式（43）で表される電流が、トランジスタＱ52のコレクタに入力されることとなる。
Ａ×ＩIN2   ・・・・・・・・・・・・・・（43）
式（43）より、圧縮伸長回路48のトランジスタＱ52のコレクタへは、第２の光電変換素子41からの光電流をＡ倍に増幅した電流が入力されることがわかる。
【０１０５】
次に、圧縮伸長回路48の動作について説明する。トランジスタＱ51，Ｑ53のエミッタ電位ＶE(Q51)，ＶE(Q53)は、各トランジスタＱ50，Ｑ51，Ｑ52，Ｑ53のベース・エミッタ間電圧をそれぞれＶBE(Q50) ，ＶBE(Q51) ，ＶBE(Q52) ，ＶBE(Q53) とすると、次式（44），（45）で表される。ここで、Ｖref は参照電圧源72の参照電圧である。
ＶE(Q51)＝Ｖref −ＶBE(Q50) ＋ＶBE(Q51)   ・・・・・・・・・・（44）
ＶE(Q53)＝Ｖref −ＶBE(Q52) ＋ＶBE(Q53)   ・・・・・・・・・・（45）
また、ＶE(Q51)＝ＶE(Q53)であるので、次式（46），（47）が成立する。
Ｖref −ＶBE(Q50) ＋ＶBE(Q51) ＝Ｖref −ＶBE(Q52) ＋ＶBE(Q53)                                               ・・・・・・・・・（46）
ＶBE(Q51) −ＶBE(Q50) ＝ＶBE(Q53) −ＶBE(Q52)   ・・・・・・・（47）
【０１０６】
ここで、各トランジスタＱ50，Ｑ51，Ｑ52，Ｑ53の各コレクタ電流をＩC(Q50)，ＩC(Q51)，I C(Q52)，ＩC(Q53)とし、熱電圧をＶT 、トランジスタの逆方向飽和電流をＩS とすると、次式（48）が得られる。
ＶT ・ln（ＩC(Q51)／ＩS ）−ＶT ・ln（ＩC(Q50)／ＩS ）
＝ＶT ・ln（ＩC(Q53)／ＩS ）−ＶT ・ln（ＩC(Q52)／ＩS ）                                                      ・・・・・・・・・（48）
したがって、次式（49）が得られる。
ＩC(Q51)／ＩC(Q50)＝ＩC(Q53)／ＩC(Q52)  ・・・・・・・・・・・（49）
ここで、ベース電流を無視すると次式（50）が得られる。
Ａ・ＩIN1 ＝ＩC(Q50)
Ａ・ＩIN2 ＝ＩC(Q52)
ＩOUT1＝ＩC(Q51)
ＩOUT2＝ＩC(Q53)
ＩCON ＝ＩC(Q51)＋ＩC(Q53)    ・・・・・・・・・・（50）
【０１０７】
以上の式から次式（51），（52）が得られる
ＩOUT1＝ＩCON ・Ａ・ＩIN1 ／（Ａ・ＩIN1 ＋Ａ・ＩIN2 ）
＝ＩCON ・ＩIN1 ／（ＩIN1 ＋ＩIN2 ）  ・・・・・・・・・（51）
ＩOUT2＝ＩCON ・Ａ・ＩIN2 ／（Ａ・ＩIN1 ＋Ａ・ＩIN2 ）
＝ＩCON ・ＩIN2 ／（ＩIN1 ＋ＩIN2 ）  ・・・・・・・・・（52）
上記（51），（52）式から明らかなように、光電変換素子11, 41からの光電流ＩIN1 ，ＩIN2 は、それぞれＩCON ／（ＩIN1 ＋ＩIN2 ）倍されて出力されることがわかる。
【０１０８】
以上述べた通り、圧縮伸長回路48へは光電流がＡ倍に増幅されて入力されるので、周波数帯域が劣化することはない。また、各電流増幅回路16，46においても、増幅前に付加電流を加算することでエミッタ抵抗を小さくすることができ、周波数帯域の劣化を防ぐことができる。更にトランジスタＱ10，Ｑ30により、入力端子70，71の電位は固定されるので、入力につく寄生容量の効果を抑えることも可能となる。また、図14において、ＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタを入れ替え、ＶccとＧＮＤを入れ替えて回路を構成しても、同様の効果をもった信号検出回路を実現できることは言うまでもない。
【０１０９】
次に、本発明に係る信号検出回路の第６の実施の形態の構成を、図15に示す要部回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は、請求項12に係る発明に対応するもので、信号検出回路の第２の参照例及び第１〜第５の実施の形態において、条件信号入力手段30からの信号で第１，第２，第３，第４の電流増幅部14，15，44，45の増幅率を可変できるように構成するものである。
【０１１０】
次に、このように構成されている信号検出回路の第６の実施の形態の動作について説明する。必要な周波数帯域に応じて、条件信号入力手段30により第１，第２，第３，第４の電流増幅部14，15，44，45の増幅率を調整して、適切な増幅率に設定することができる。
【０１１１】
このように構成することで、信号検出回路の第２の参照例及び第１〜第５の実施の形態の効果に加え、必要な周波数帯域に対して増幅率を無駄に大きくすることがなくなるので、ノイズや消費電流を抑えることができる。
【０１１２】
次に、本発明に係る信号検出回路の第７の実施の形態の構成を、図16に示す要部回路構成図に基づいて説明する。この実施の形態は、請求項13に係る発明に対応するもので、信号検出回路の第１〜第５の実施の形態において、前記第１及び第２の付加電流調整回路22，52をそれぞれ、Ａ／Ｄコンバータ91とＣＰＵ92とＤ／Ａコンバータ93とで構成し、第１及び第２のモニタ回路21，51からの前記偏差に対応する信号を信号入力端子90に入力し、信号入力端子90とＣＰＵ92の入力とをＡ／Ｄコンバータ91を介して接続し、ＣＰＵ92の出力と信号出力端子94とをＤ／Ａコンバータ93を介して接続し、信号出力端子94から前記第１及び第２の電流生成部13，43を調整するための信号を、前記第１及び第２の電流生成部13，43へ出力するように構成している。そして、一定の条件を満たしたときに、信号入力端子90の入力に応じて、第１の電流源12と第１の電流生成部13の出力電流、及び第３の電流源42と第２の電流生成部43の出力電流が、それぞれ同じになるようにＣＰＵ93で演算を行い、自動的に第１及び第２の付加電流調整回路の調整を行うようになっている。
【０１１３】
次に、このように構成されている信号検出回路の動作について説明する。第１及び第２のモニタ回路21，51からの前記偏差に対応する信号は信号入力端子90に入力され、Ａ／Ｄコンバータ91によりデジタル信号に変換されて、ＣＰＵ92に入力される。そして、ＣＰＵ92は前記入力に応じて前記第１及び第２の電流生成部13，43を調整するための信号を出力し、Ｄ／Ａコンバータ93によりアナログ信号に変換されて前記第１及び第２の電流生成部13，43へ出力され、第１の電流源12と第１の電流生成部13の出力電流、及び第３の電流源42と第２の電流生成部43の出力電流がそれぞれ同じになるように、第１及び第２の電流生成部13，43を調整する。
【０１１４】
このように構成することで、信号検出回路の第１〜第５の実施の形態の効果に加え、調整を自動で行うことが可能となるので、温度などの外部要因の変化による誤差などにも対応することが可能となる。また、第１の電流源12及び第３の電流源42を調整することでも同様の効果を得ることができる。
【０１１５】
なお、前記信号検出回路の各実施の形態では、２入力の信号検出回路の構成を示しているが、本発明に係る技術的思想を用いて、４入力などより多い入力数の信号検出回路を実現できることは言うまでもない。
【０１１６】
また、上記電流増幅回路及び信号検出回路の各実施の形態においては、入力電流として、光電変換素子からの光電流を例として説明したものを示したが、光電流以外の入力電流に対しても、本発明を適用できることは言うまでもない。
【０１１７】
【発明の効果】
以上実施の形態に基づいて説明したように、請求項１に係る発明によれば、電流増幅回路において、入力電流を所定倍に増幅する第１の電流増幅部と、前記入力電流に対して付加する第１の付加電流を生成し、前記第１の電流増幅部への入力に先立って、前記入力電流に対して該第１の付加電流を付加する第１の電流源と、前記第１の付加電流の前記所定倍に対応する第２の付加電流を生成する第２の電流源であって、前記第１の付加電流に対応する電流を生成する電流生成部と、該電流生成部で生成された電流を前記所定倍して前記第２の付加電流とする第２の電流増幅部とを備えた第２の電流源と、前記第１の電流増幅部の出力電流から前記第２の付加電流を減じる減算器と、前記第１の付加電流を前記第１の電流増幅部で増幅した電流と、前記第２の電流源により生成された第２の付加電流との偏差を、前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とからモニタするモニタ回路と、前記偏差を打ち消すように前記電流生成部を調整する付加電流調整回路とを有して構成することで、入力電流が微少な場合においても、入力インピーダンスが大きくなることがないため、配線容量等の寄生容量の影響を小さくすることができ、周波数帯域を低下させずに入力電流を増幅することができる電流増幅回路を実現でき、且つ、相対誤差を調整できるので、高精度な電流増幅回路を実現できる。
【０１１８】
また請求項２に係る発明によれば、請求項１に係る電流増幅回路において、前記付加電流調整回路による調整を、前記入力電流をゼロにした状態で行うように構成することで、請求項１に係る電流増幅回路と同様に、高精度な電流増幅回路を実現できる。
【０１１９】
また請求項３に係る発明によれば、請求項２に係る電流増幅回路において、前記モニタ回路は、一方に定電圧源が接続され、他方に前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とが接続された抵抗と、該抵抗の他方の電位を出力する出力部とを含み、前記付加電流調整回路は、前記出力部と前記定電圧源との電位差がゼロになるように調整を行うように構成することで、請求項２に係る電流増幅回路の作用効果に加えて、回路規模を抑えながら高精度な電流増幅回路を実現できる。
【０１２０】
また請求項４に係る発明によれば、請求項３に係る電流増幅回路において、前記モニタ回路を、前記抵抗と並列に、アノードを前記抵抗の前記定電圧源側の端子に、カソードを前記抵抗の他端に接続したダイオードを更に備えて構成することで、請求項３に係る電流増幅回路の作用効果に加えて、抵抗での電圧降下を制限することができるので、動作時に増幅した光電流によりモニタ信号入力端子の電位が予期せぬ値になってしまうのを防ぐことができる。
【０１２１】
また請求項５に係る発明によれば、請求項１〜４のいずれか１項に係る電流増幅回路において、前記第１及び第２の電流増幅部における電流増幅率を設定する手段を更に備えて構成することで、請求項１〜４に係る電流増幅回路の作用効果に加えて、増幅率を必要帯域に応じて適切に設定できるので、増幅率を不要に大きくすることがなくなり、ノイズや消費電流を抑えることができる。
【０１２２】
また請求項６に係る発明によれば、請求項１〜５のいずれか１項に係る電流増幅回路において、前記付加電流調整回路は、前記モニタ回路にてモニタされている前記偏差に対応する出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータにて変換された前記偏差に対応する出力に応じて前記電流生成部を調整するための信号を出力するＣＰＵと、該ＣＰＵから出力された調整信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとを含むように構成することで、一定の条件を満たしたときに自動で調整を行うように設定することにより、温度などの外部要因の変化にも対応することができる。
【０１２３】
また請求項７に係る発明によれば、前記請求項１に記載の電流増幅回路を複数個と、複数の入力端子を有し、各入力端子には各電流増幅回路からの出力電流が接続され、前記複数の電流増幅回路からの各出力電流間の比に応じた出力電流を出力する圧縮伸長回路とで、信号検出回路を構成しているので、請求項１に係る電流増幅回路の効果により、周波数帯域を低下させることなく入力電流を増幅できるので、微少な入力電流の場合にも広帯域な信号検出回路を実現することができ、且つ、複数の各電流増幅回路内の相対誤差を調整できるので、入力電流を精度よく増幅することができ、高精度な信号検出回路を実現できる。
【０１２４】
また請求項８に係る発明によれば、請求項７に係る信号検出回路において、前記付加電流調整回路による調整は、前記入力電流をゼロにした状態で行われるように構成することで、請求項７に係る信号検出回路の効果に加えて、調整時に入力電流の影響がなくなるので、各電流増幅回路内で精度よく調整を行うことができ、より高精度な信号検出回路を実現できる。
【０１２５】
また請求項９に係る発明によれば、請求項８に係る信号検出回路において、前記圧縮伸長回路の入力端子にスイッチを介して接続され、所定の電流を前記圧縮伸長回路に供給する調整用定電流源を更に具備し、前記調整時は前記スイッチをＯＮに設定して前記圧縮伸長回路の入力端に前記所定の電流を供給するように構成することで、請求項８に係る信号検出回路の効果に加えて、調整時に圧縮伸長回路の入力端に所定の電流を供給することができるので、圧縮伸長回路の入力電流がゼロになるのを防ぐことができ、圧縮伸長回路の誤動作を防止することが可能となる。
【０１２６】
また請求項10に係る発明によれば、請求項８に係る信号検出回路において、前記モニタ回路は、一方に定電圧源が接続され、他方に前記第１の電流増幅部からの出力と前記第２の電流源からの出力とが接続された抵抗と、該抵抗の他方の電位を出力する出力部とを含み、前記付加電流調整回路は、前記出力部と前記定電圧源との電位差がゼロになるように調整を行うことで、請求項８に係る信号検出回路の効果に加えて、回路規模を抑えながら高精度な信号検出回路を実現できる。
【０１２７】
また請求項11に係る発明によれば、請求項10に係る信号検出回路において、前記モニタ回路は、前記抵抗と並列に、アノードを前記抵抗の前記定電圧源側の端子に、カソードを前記抵抗の他端に接続したダイオードを更に具備するように構成することで、請求項10に係る信号検出回路の効果に加えて、抵抗での電圧降下を制限することができるので、動作時に増幅した光電流によりモニタ信号入力端子の電位が予期せぬ値になってしまうのを防ぐことができる。
【０１２８】
また請求項12に係る発明によれば、請求項７〜11に係る信号検出回路において、前記第１及び第２の電流増幅部における電流増幅率を設定する手段を更に具備するように構成することで、請求項７〜11に係る信号検出回路の効果に加えて、増幅率を必要帯域に応じて適切に設定できるので、増幅率を不要に大きくすることがなくなり、ノイズや消費電流を抑えることができる。
【０１２９】
また請求項13に係る発明によれば、請求項７〜12に係る信号検出回路において、前記付加電流調整回路は、前記モニタ回路にてモニタされている前記偏差に対応する出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、該Ａ／Ｄコンバータにて変換された前記偏差に対応する出力に応じて前記電流生成部を調整するための信号を出力するＣＰＵと、前記ＣＰＵから出力された調整信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとを含むように構成することで、一定の条件を満たしたときに自動で調整を行うように設定することにより、温度などの外部要因の変化にも対応することができる。
【０１３０】
また請求項14及び15に係る発明によれば、請求項１〜６に係る電流増幅回路及び請求項７〜13に係る信号検出回路において、入力電流を光電変換素子からの光電流としているので、光電変換素子の寄生容量の影響を小さくして周波数帯域を低下させずに光電流を増幅することができ、また微小な光電流の場合にも広帯域の信号検出回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る電流増幅回路に関連する第１の参照例の構成を示す回路構成図である。
【図２】  本発明に係る電流増幅回路に関連する第２の参照例の構成を示す回路構成図である。
【図３】  本発明に係る電流増幅回路の第１の実施の形態の構成を示す回路構成図である。
【図４】  本発明に係る電流増幅回路の第３の実施の形態の構成を示す要部回路構成図である。
【図５】  本発明に係る電流増幅回路の第４の実施の形態の構成を示す要部回路構成図である。
【図６】  本発明に係る電流増幅回路の第５の実施の形態の構成を示す要部回路構成図である。
【図７】  本発明に係る電流増幅回路の第６の実施の形態の構成を示す要部回路構成図である。
【図８】  本発明に係る信号検出回路に関連する第１の参照例の構成を示す回路構成図である。
【図９】  本発明に係る信号検出回路に関連する第２の参照例の構成を示す回路構成図である。
【図10】  本発明に係る信号検出回路の第１の実施の形態の構成を示す回路構成図である。
【図11】  本発明に係る信号検出回路の第３の実施の形態の構成を示す回路構成図である。
【図12】  本発明に係る信号検出回路の第４の実施の形態の構成を示す要部回路構成図である。
【図13】  本発明に係る信号検出回路の第５の実施の形態の構成を示す要部回路構成図である。
【図14】  本発明に係る信号検出回路の第５の実施の形態の具体的な回路構成の一例を示す回路構成図である。
【図15】  本発明に係る信号検出回路の第６の実施の形態の構成を示す要部回路構成図である。
【図16】  本発明に係る信号検出回路の第７の実施の形態の構成を示す要部回路構成図である。
【図17】  従来の電流増幅回路及び信号検出回路の一例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
11  光電変換素子（第１の光電変換素子）
12  第１の電流源
13  電流生成部（第１の電流生成部）
14  第１の電流増幅部
15  第２の電流増幅部
16  電流増幅回路（第１の電流増幅回路）
17  第２の電流源
21  モニタ回路（第１のモニタ回路）
22  付加電流調整回路（第１の付加電流調整回路）
23  定電圧源
24  抵抗（第１の抵抗）
25  モニタ端子（第１のモニタ端子）
26  第１の電流増幅部からの第１の入力端
27  第２の電流増幅部からの第２の入力端
28  リミッタ用ダイオード（第１のリミッタ用ダイオード）
30  条件信号入力手段
31  偏差信号入力端子
32  Ａ／Ｄコンバータ
33  ＣＰＵ
34  Ｄ／Ａコンバータ
35  調整信号出力端子
40  信号検出回路
41  第２の光電変換素子
42  第３の電流源
43  第２の電流生成部
44  第３の電流増幅部
45  第４の電流増幅部
46  第２の電流増幅回路
47  第４の電流源
48  圧縮伸長回路
49  圧縮伸長回路の第１の入力端
50  圧縮伸長回路の第２の入力端
51  第２のモニタ回路
52  第２の付加電流調整回路
60  第１の調整用定電流源
61  第２の調整用定電流源
62  第１のスイッチ
63  第２のスイッチ
64  第２の抵抗
65  第２のモニタ端子
66  第３の電流増幅部からの第３の入力端
67  第４の電流増幅部からの第４の入力端
68  第２のリミッタ用ダイオード
69  誤動作防止回路
70  第１の電流増幅回路の入力端
71  第２の電流増幅回路の入力端
72  参照電圧源
73  第１の付加電流用電流源
74  第２の付加電流用電流源
75  第３の付加電流用電流源
76  第４の付加電流用電流源
78  ゲイン電流源
79  圧縮伸長回路の第１の出力端子
80  圧縮伸長回路の第２の出力端子
81  調整用定電流源
82  調整用定電流源制御端子
90  偏差信号入力端子
91  Ａ／Ｄコンバータ
92  ＣＰＵ
93  Ｄ／Ａコンバータ
94  調整信号出力端子
【図１】
0004025581.tif 000002
【図２】
0004025581.tif 000003
【図３】
0004025581.tif 000004
【図４】
0004025581.tif 000005
【図５】
0004025581.tif 000006
【図６】
0004025581.tif 000007
【図７】
0004025581.tif 000008
【図８】
0004025581.tif 000009
【図９】
0004025581.tif 000010
【図１０】
0004025581.tif 000011
【図１１】
0004025581.tif 000012
【図１２】
0004025581.tif 000013
【図１３】
0004025581.tif 000014
【図１４】
0004025581.tif 000015
【図１５】
0004025581.tif 000016
【図１６】
0004025581.tif 000017
【図１７】
0004025581.tif 000018