(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複素４相符号分割多重接続（CDMA）符号を発生する装置であって、
初期設定０の複数のフリップフロップと、
前記複数のフリップフロップの出力を受ける第１の入力とパラメータＭをパラメータＮで除算した商（ここでＭおよびＮは整数であり、ＭはＮに対する素数）を受ける第２の入力とを有するアキュムレータであって、これら第１および第２の入力経由で受けたデータを合成して前記フリップフロップにその合成データを供給するアキュムレータと、
前記フリップフロップから第１のビットおよび第２のビットを抽出する抽出器と、
それら抽出された第１のビットおよび第２のビットをＩ符号およびＱ符号に変換する手段と
を含む装置。
【請求項２】
前記複数のフリップフロップが帰還路を構成し前記アキュムレータが加算器である請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記フリップフロップが上位ビットから下位ビットに至る複数のビットを代表する16個のフリップフロップから成り、前記抽出された第１のビットが最下位から第５のビットであり、前記抽出された第２のビットが最下位から第６のビットである請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記Ｉ符号およびＱ符号を拡散器に転送する請求項１記載の装置。
【請求項５】
前記Ｉ符号およびＱ符号を逆拡散器に転送する請求項１記載の装置。
【請求項６】
複素４相符号分割多重接続（CDMA）符号を発生する方法であって、
(a)初期設定０の複数のビットを有するレジスタを準備する過程と、
(b)第１のパラメータＭおよび第２のパラメータを、それらパラメータＭおよびＮがそれぞれ整数であってＭがＮに対する素数になるように選ぶ過程と、
(c)ビット組合せを生ずるように商Ｍ／Ｎを前記レジスタの内容と合成する過程と、
(d)前記レジスタの内容を前記ビット組合せで置換する過程と、
(e)前記レジスタから第１のビットおよび第２のビットを抽出する過程と、
(f)抽出された前記第１のビットおよび第２のビットからＩ符号およびＱ符号を発生する過程と、
(g)前記Ｉ符号およびＱ符号を出力する過程と、
(h)前記過程(c)乃至(g)を繰り返す過程と
を含む方法。
【請求項７】
前記レジスタが下位ビットから上位ビットに至る16のビットを有し、前記第１のビットが和のうち最下位から第５のビットであり、前記第２のビットが和のうち最下位から第６のビットである請求項６記載の方法。
【請求項８】
前記合成する過程を前記商Ｍ／Ｎと前記レジスタの内容との和を出力する加算器で行う請求項６記載の方法。
【請求項９】
前記Ｉ符号およびＱ符号を拡散器に出力する請求項６記載の方法。
【請求項１０】
前記Ｉ符号およびＱ符号を逆拡散器に出力する請求項６記載の方法。
【請求項１１】
複素４相符号分割多重接続（CDMA）符号を発生する装置であって、
等差数列数値を出力する手段と、
前記等差数列数値の等差値を出力する手段と、
前記等差数列数値を受ける第１の入力と前記等差値を受ける第２の入力とを有する第１のミキサと、
前記第１のミキサの出力を受ける入力とパラメータＭをパラメータＮで除算した商（ここでＭおよびＮは整数であり、ＭはＮに対する素数）を受ける第２の入力とを有する第２のミキサと、
前記第２のミキサの出力と関連づけられ、前記第２のミキサから第１のビットおよび第２のビットを抽出する抽出器と、
抽出された前記第１のビットおよび第２のビットをＩ符号およびＱ符号に変換する手段と
を含む装置。
【請求項１２】
前記等差数列数値を出力する手段およびその等差数列数値の等差値を出力する手段が少なくとも一つのシフトレジスタを含む請求項１１記載の装置。
【請求項１３】
前記第１のビットが前記第２のミキサの最下位から第５のビットであり、前記第２のビットが前記第２のミキサの最下位から第６のビットである請求項１１記載の装置。
【請求項１４】
前記Ｉ符号およびＱ符号を拡散器に出力する請求項１１記載の装置。
【請求項１５】
前記Ｉ符号およびＱ符号を逆拡散器に出力する請求項１１記載の装置。
【請求項１６】
複素４相符号分割多重接続（CDMA）符号を発生する方法であって、
(a)パラメータＭおよび処理利得Ｎを、それぞれが整数であってＭがＮに対する素数になるように選ぶ過程と、
(b)商を生ずるように前記処理利得Ｎを前記パラメータＭで除算する過程と、
(c)前記商を等差数列数値およびその等差数列の等差値と混合して混合出力を生ずる過程と、
(d)前記混合出力から第１のビットおよび第２のビットを抽出する過程と、
(e)抽出した前記第１のビットおよび第２のビットからＩデータおよびＱデータを発生する過程と、
(f)前記ＩデータおよびＱデータを抽出する過程と、
(g)前記過程(c)乃至(f)を繰り返す過程と
を含む方法。
【請求項１７】
前記第１のビットが前記ミキサからの最下位から第５のビットであり、前記第２のビットが前記ミキサからの最下位から第６のビットである請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
前記ＩデータおよびＱデータを拡散器に出力する請求項１６記載の方法。
【請求項１９】
前記ＩデータおよびＱデータを逆拡散器に出力する請求項１６記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
発明の技術分野
この発明は概括的には符号分割多重接続（CDMA）通信用の改良型系列の構成に関する。より詳細にいうと、この発明は４相位相偏移変調（QPSK）信号配置に直接にマップできる複素４相擬似ランダム符号系列の発生を対象とする。
従来技術の説明
符号分割多重接続（CDMA）はスペクトラム拡散通信システムの一種であり、各加入者局ユニットを特有の符号の付与によってそれ以外のすべての加入者局ユニットから区別する。特定の加入者局ユニットと交信するには、送信側が送信の際にその特有の符号で印を付け、受信側がその符号を用いて送信側からの信号を復号化する。CDMA通信信号は見かけ上雑音に似てランダムな信号を用いて音声情報およびデータ情報を伝送する。ランダム系列は標準の決定論的論理素子で発生するので、ビット系列の発生は予測可能であり反復可能である。これら反復可能な２進ランダム系列の使用により、データ通信用の任意の情報搬送ディジタル信号の変調が容易になっている。これら予測可能なランダム系列を擬似ランダム系列という。
CDMA通信システムにおける各加入者局ユニットはその加入者局ユニットの交信範囲内にある複数の基地局から複数の擬似ランダム系列を受信する。上述のとおり、受信側加入者局ユニットは特定の擬似ランダム符号を用いて受信擬似ランダム系列の一つの符号化を試みる。その特定の符号は一つの擬似ランダム系列の復号化だけに使用でき、それ以外の受信擬似ランダム系列は雑音になる。
CDMA通信システムの用いる擬似ランダム系列相互間の相関が低下するに伴って、受信側加入者局ユニットの雑音出力の量も減少する。この減少は次のとおり説明できる。すなわち、その加入者局ユニットに伝送すべきデータを含む一つの擬似ランダム系列と受信機の発生した擬似ランダム系列との間には高い相関がある。そのひとつの擬似ランダム系列ともう一つの擬似ランダム系列との間の相関（すなわち相互相関）が低下するに伴って、加入者局ユニットによる特定の擬似ランダム系列の認識およびそれ以外の擬似ランダム系列のフィルタ除去が容易になる。このようにして雑音が減少し、信号の明瞭度が高められる。
受信機に生ずる雑音を減らすように相互相関特性を改良した系列を発生する改良型擬似ランダム系列発生器が必要になっている。また、実働化の容易な擬似ランダム符号発生器も必要になっている。
発明の概要
この発明はQPSK信号配置にマップしやすく相互相関が低く位相はずれ自己相関の低い複素４相擬似ランダム符号系列を発生する改良型の方法および装置を提供する。
一つの実施例においては、擬似ランダム符号発生器がアキュムレータおよび複数のフリップフロップ回路を用いて複素４相CDMA符号を発生する。アキュムレータはパラメータＭをパラメータＮで割った商の値を受けるとともに複数のフリップフロップからのフィードバックを受ける。パラメータＭおよびＮは整数であり、ＭはＮに対する素数である。アキュムレータは上記商の値をフリップフロップからのデータと合成してその合成データをフリップフロップに送る。二つのビットを抽出してＩ符号およびＱ符号の発生に用いる。
もう一つの実施例においては、擬似ランダム符号発生器が数値の等差数列およびその等差数列の等差分を生ずる回路を備えて複素４相CDMA符号を発生する。その擬似ランダム符号発生器は上記等差数列および等差値を受ける第１のミキサも備える。この第１のミキサの出力を第２のミキサで受け、その第１ミキサ出力をパラメータ２Ｍ割るパラメータＮの商の値と合成する。ここでＭおよびＮは整数であり、ＭはＮに対する素数である。この第２のミキサから二つのビットを抽出してＩ符号およびＱに変換する。
上記以外の利点は好適な実施例の詳細な説明から当業者には明らかになろう。
【図面の簡単な説明】
図１はこの発明のスペクトラム拡散送信装置のブロック図である。
図２はこの発明のスペクトラム拡散受信装置のブロック図である。
図３は慣用の擬似ランダム符号系列のタイミング図である。
図４はこの発明により４相系列を発生するスペクトラム拡散符号発生器の第１の実施例である。
図５はスペクトラム拡散符号発生器の上記第１の実施例におけるＩおよびＱへの変換を示す図である。
図６はこの発明の第１の実施例による４相系列発生方法の過程を示す図である。
図７はこの発明により４相系列を発生するスペクトラム拡散符号発生器の第２の実施例である。
図８はスペクトラム拡散符号発生器の上記第２の実施例におけるＩおよびＱへの変換を示す図である。
図９はこの発明の第２の実施例による４相系列発生方法の過程を示す図である。
図１０は第１の準最適実働化についての自己相関関数の例のグラフである。
図１１は第１の準最適実働化についての相互相関関数の例のグラフである。
好ましい実施例の詳細な説明
同一の構成要素に同一の参照数字を付けて示した添付図面を参照して好ましい実施例を次に説明する。
図１に示すとおり、スペクトラム拡散送信装置１０は音声信号を受けるアナログ−ディジタル（A/D）変換器１２を含む。スイッチ１４はA/D変換器１２からのディジタル音声信号および端末装置（図示してない）からのディジタルデータ信号の両方を受ける。スイッチ１４はスペクトラム拡散送信装置１０をディジタル音声信号入力またはディジタルデータ信号入力のいずれかに接続する。これらディジタル音声信号およびディジタルデータ信号を以下ディジタルデータと総称する。スイッチ１４はディジタルデータをミキサで構成可能な拡散器２０に導く。符号発生器３０で発生した擬似ランダム系列を拡散器２０に加える。符号発生器３０および拡散器２０をスペクトラム拡散符号化装置４０に含まれるものとして示してある。
拡散器２０は時間領域でディジタルデータに擬似ランダム系列を乗算することによって、すなわち等価的に周波数領域でディジタルデータの双方スペクトラム分布を擬似ランダム系列のほぼ方形のスペクトラムで畳み込むことによって、周波数スペクトラム拡散を行う。拡散器２０の出力を遮断周波数がシステムチップ周波数Ｆcrに等しい低域フィルタに加える。次に、低域フィルタ５０のミキサ６０の一つの端子に加え、もう一つの端子への搬送波周波数Ｆcで定まる周波数にアップコンバートする。このアップコンバート出力信号をヘリカル共振器で構成可能は帯域フィルタ７０に導く。フィルタ７０はチップ周波数の１乃至２倍の帯域幅を有し、スペクトラム拡散システムの帯域幅の中心周波数に等しい中心周波数を有する。フィルタ７０の出力はRF増幅器８０の入力に加え、その出力をアンテナ９０に導く。
スペクトラム拡散受信装置１００を図２に示す。アンテナ１１０は伝送されてきたスペクトラム拡散信号を受信し、その受信信号を帯域フィルタ１２０でフィルタ処理する。このフィルタはチップ周波数Ｆcrの２倍に等しい帯域幅を有し、スペクトラム拡散システムの帯域幅の中心周波数と等しい中心周波数を有する。次に、フィルタ１２０の出力を、送信装置１０の搬送周波数Ｆcとほぼ等しい一定周波数の局部発振器を用いてミキサ１２０により２段階でベースバンド信号にダウンコンバートする。次に、ミキサ１３０の出力を、上記拡散装置２０への擬似ランダム系列と同じ擬似ランダム系列を第２の端子に受ける逆拡散器１４０の第１の端子に加えて逆拡散する。この擬似ランダム系列は符号発生器３０で発生する。図２に示すとおり、逆拡散器１４０および符号発生器３０はスペクトラム拡散符号化装置１６０に含まれる。逆拡散器１４０の出力をスペクトラム拡散送信装置１０への入力データのデータ速度と等しい遮断周波数の低域フィルタ１８０に加える。低域フィルタ１８０の出力は図１へのデータ入力の再生したものである。
スペクトラム拡散システムの受信装置１００で用いる擬似ランダム系列が送信装置１０で用いる擬似ランダム系列と同期していなければならないことは当業者には理解されよう。この同期を達成する手法は周知である。
慣用のスペクトラム拡散用系列は図３に示すとおり擬似ランダムディジタル系列である。送信しようとする信号のスペクトラム拡散および受信信号のスペクトラム逆拡散にこのディジタル系列を用いる。二つの互いに異なるLFSR回路を用いた二つの互いに異なる２進符号によってデータ伝送用のＩチャンネルおよびＱチャンネルを構成する。しかし、受信側でこれらＩチャンネルとＱチャンネルとの間に高い相関がある場合は、受信装置から多量の雑音が出力される。
この発明の符号発生器３０は、図３に示すような慣用の擬似ランダム系列と比較して格段に高められた相互相関特性をもつ擬似ランダム符号系列を発生する。従来技術の擬似ランダム系列は互いに異なる周波数成分を有する信号を含む。この信号は互いに異なる周波数を有する正弦波波形、すなわち高い周波数の正弦波波形および低い周波数の正弦波波形の両波形の組合せである。したがって、この信号は周波数分割可能な周波数スペクトラムを有する。その信号の中で、より強い（振幅の大きい）周波数の正弦波がより弱い（振幅の小さい）周波数よりも支配的になる。しかし、この発明の場合のように高度擬似ランダム符号（高度にランダムな符号）を発生するには、各周波数における強度または振幅は等しくなければならない。高度にランダムな符号は全周波数領域で成分を有し、したがって平坦なスペクトラムになるという特性を有する。符号発生器３０は、全周波数領域で正弦波振幅が後述のとおりほぼ等しい（平坦な）擬似ランダム系列を発生する。
長さＮ、周波数領域Ｘの擬似ランダム系列は離散的フーリエ級数表示のＹ個の周波数項で表される。ここで各周波数項は一つの周波数範囲に対応する。Ｘ周波数領域（２π／Ｔ）ｋ，ｋ＝０，…Ｎ−１（ただし、Ｔはスペクトラム拡散系列の周期であり、Ｘ＝Ｙ＝Ｎである）にはＹ個の項がある。この系列の瞬時周波数はＸ周波数領域の各々で互いに等しい長さの時間を費やすのが理想的である。したがって、各周波数領域または周波数項は同一の強度を有する。例えば、ｓ（ｔ）が周期性のスペクトラム拡散用系列を表するものとすると、フーリエ級数は
0003884776.tif 000002
となる。ここで
0003884776.tif 000003
であり、ｃkは離散的フーリエ級数表示の一つにおける正弦値の強度またはその領域もしくは項の強度である。ｓ（ｔ）における平均電力は
0003884776.tif 000004
で表示できる。
ｓ（ｔ）の強度スペクトラム｜ｃk｜であり、電力スペクトラムは｜ｃk｜2である。理想的な電力スペクトラムは、平均電力が全周波数項で等しく分布する平坦スペクトラムである。それによって自己相関が狭くなる。上記｜ｃk｜2はすべて等しくなければならない。それを達成するには、周波数を
0003884776.tif 000005
とする。ここでＭおよびＮは整数であり、ＭはＮに対する素数である（ＭはＮとは公因数をもたない）。これによって、各周波数項（２π／Ｔ）ｋが確実に等しくなる。例えばＮ＝７，Ｍ＝３の場合は、瞬時周波数は
0003884776.tif 000006
で与えられる。位相の非連続性には電力を他の周波数項に拡散する効果があるので、位相をできるだけ連続的にして急峻な峰を生じないようにするのが好ましい。
主な制約は複素拡散系列の位相を｛０，π／２，π，３π／２｝に限定しなければならないことである。この限定のために急峻な位相変化が生じ電力スペクトラムの完全平坦が妨げられる。しかし、比較的平坦な電力スペクトラム密度の系列が得られる。ｔ＝（ｋ／Ｎ）Ｔで位相を連続的にするために、帰納等式を
0003884776.tif 000007
とする。ここでθは系列の中の個々のチップの位相であり、ｋはその系列の中のチップの指数（次数）である。θ0を（０，π／２，π，３π／２）の一つに任意に選ぶと、θ1，θ2，…，θNを逐次的に発生できる。この解放が平坦なスペクトラム分布に導き、最適解となる。θ0の選択（０，π／２，π，３π／２）はいずれでもよい。系列全体にわたる一定位相オフセットはスペクトラムの特性を変動させないからである。
θkを｛０，π／２，π，３π／２｝に限定した場合の上式の準最適実働化は次のとおりである。
0003884776.tif 000008
ここで
0003884776.tif 000009
は４（Ｍ／Ｎ）ｋ以下の最大整数を意味する。この式は式(6)の変形であり、位相角を四つの点の一つに配置してQPSK実働化を容易にする。この式は位相を｛０，π／２，π，３π／２｝の組に限定する。
第２の準最適実働化の展開まで逐次的位相偏移を継続すると、
0003884776.tif 000010
が得られる。また、４相（０，π／２，π，３π／２）での第２の準最適実働化は次式で得られる。
0003884776.tif 000011
θ0＝０であれば、第２の準最適実働化は
0003884776.tif 000012
で得られる。
式(6)を調べてみると、各位相項は変数項（２π／Ｎ）（Ｍk）をその前の位相に加算することによって得られる。また、２πｋは零モジュロ２πに等しいので、次の位相の算出のために各位相に加算すべき項は非整数（Ｍ／Ｎ）になる。したがって、可能な実働化は各反復で位相に項（Ｍ／Ｎ）を加算する再帰加算器（アキュムレータ）で可能である。
図４は自己相関特性および相互相関特性を著しく改善する４相擬似ランダム符号系列発生用の符号発生器３０の第１の実施例を示す。この第１の実施例は図７の第１の準最適実働化の例である。任意の長さの４相系列を発生できるが、127ビット長を例として選んである。また、この例のために一つのシンボルにつきＮチップがあり、これは処理利得を表す。数ＭをＮに対して素数になるように、すなわちＭがＮと公因数をもたないように、Ｍを選んである。処理利得Ｎの２進表示に必要なビット数Ｌは次の式を解くことによって決定する。
0003884776.tif 000013
符号発生器３０の長さ２Ｌビットのアキュムレータ３１を含む。この例ではＮ＝127であるので、Ｌ＝８である。したがって、アキュムレータ３１は16ビットの長さを備える。８ビットの数Ｍ／Ｎをアキュムレータ３１の一つの入力端子に加える。フリップフロップ３２1乃至３２2Lからの16ビットの数をアキュムレータ３１のもう一つの入力端子に加える。フリップフロップ３１1乃至３１2Lはシフトレジスタに置換することもできる。フリップフロップ３２1−３２2Lおよびアキュムレータ３１へのビット入力は並列に行っているが、直列入力にすることもできる。アキュムレータ３１に入力された二つの数の和がフリップフロップ３２1乃至３２2Lに伝達される。抽出器３３はフリップフロップ３２1乃至３２2Lからの最下位から第５ビットおよび第６ビットを抽出する（図５）。これら最下位から第５および第６のビットを排他的論理和回路３４に加える。
排他的論理和回路３４の出力を変換器３６によってＱ値に変換する。抽出器３３からの第６ビットを変換器３５によってＩ値に変換する。変換器３５および３６からのＩ値出力およびＱ値出力を拡散器２０または逆拡散器１４０に加える。上述のとおり、この例ではＭ／Ｎは８ビットの数である。アキュムレータ出力の第５および第６ビットは式(7)の４（Ｍ／Ｎ）の上位２ビットを表す。モジュロ４で４（Ｍ／Ｎ）を四つの値（０，１，２，３）の一つにマップすると、それが４（Ｍ／Ｎ）の上位２ビット、すなわち等価的にアキュムレータの第５ビットおよび第６ビットになる。
図６は図４の回路で行われる方法の流れ図である。初期パラメータＭおよびＮを除算（ＭをＮで割る）の前にレジスタまたはメモリ（図示してない）にロードする。アキュムレータ３１の値を零に等しくするのが好ましい。符号発生器３０の中の上記以外の装置も初期化する（Ｓ１）。初期値零の和をＭ／Ｎの商に加算する（Ｓ２）。この加算後の和の第５ビットおよび第６ビットを抽出して（Ｓ３）、Ｉ値およびＱ値への変換に備える（Ｓ４、Ｓ５）。ビット（Ｌ−２）および（Ｌ−３）はQPSK配置に次のとおりマップする。
０  ０→  １    １
０  １→  １  −１
１  ０→−１  −１
１  １→−１    １
このマッピングはソフトウェアまたはハードウェアにより、まず
0003884776.tif 000014
を用い、次に標準の０→１、１→−１マッピングを用いて行う。
例えば、Ｌ−２ビットの第６ビットが０に等しい場合は、Ｉ値は１である。その第６ビットが１であればＩ値は−１である。Ｑ値の場合は、排他的論和回路３４の出力が０であればＱ値は１である。排他的論理和回路３４の出力が１であればＱ値は−１である。これらＩ値およびＱ値が拡散器２０または逆拡散器１４０への出力となる（Ｓ６）。ステップＳ２乃至Ｓ６はスイッチ１４の供給したディジタルデータ全部を転送するまで、またはスイッチ１９０がそれらデータ全部を受けるまで繰り返す。
図７は符号発生器の第２の実施例２００を示す。符号発生器３０を符号発生器３０に置換し、符号発生器３０により発生したものと類似で自己相関特性および相互相関特性を著しく改善した４相擬似ランダム符号系列を発生する。この第２の実施例は式(11)の第２の準最適実働化の例である。任意の長さの４相系列を発生できるが、127ビット長を例として選んである。また、この例では１シンボルにＮ個のチップがあり、これが処理利得を表す。数Ｍは数Ｎに対する素数を選ぶ。処理利得Ｎの２進表示に必要なビット数Ｌは式（１２）を解くことによって定まる。この例ではＮ＝１２７でありＬ＝８である。したがって、（Ｍ／Ｎ）は８ビットになる。
符号発生器３０は長さＬビットのアキュムレータ２１０を備える。アキュムレータ２１０の長さ８ビットである。アキュムレータ２１０の一つの入力に「１」を加えるのが好ましい。フリップフロップ２２０1乃至２２０Lからの数をアキュムレータ２１０の第２の入力に加える。フリップフロップ２２１０1乃至２２０Lはシフトレジスタに置換することもできる。フリップフロップ２２０1乃至２２０Lおよびアキュムレータ２１０へのビット入力は並列であるが、このビット入力は直列にもできる。アキュムレータ２１０に入力される二つの数の和はフリップフロップ２２０1乃至２２０Lに転送される。フリップフロップ２２０1乃至２２０Lの出力はフリップフロップ２３０1乃至２３０Lおよびミキサ２４０に転送する。ミキサ２４０はフリップフロップ２３０1乃至２３０Lの出力も受ける。アキュムレータ２１０、フリップフロップ２２０1−２２０L、フリップフロップ２３０1−２３０Lおよびミキサ２４０はフリップフロップ帰還回路を形成する。ミキサ２４０の出力はミキサ２５０に加える。ミキサ２５０は（Ｍ／Ｎ）からの８ビット入力も受ける。抽出器２６０はミキサ２５０から下位第６および第７ビット抽出する。抽出器２６０からの下位第７ビットを変換器２８０によりＩ値に変換する。下位第６および第７ビットを排他的論理和回路２７０に加える。排他的論理和回路２７０の出力を図８に示すとおり変換器２９０によりＱ値に変換する。これら変換器２８０および２９０からのＩ値およびＱ値出力を拡散器２０または逆拡散器１４０に加える。上述のとおり、この例では（Ｍ／Ｎ）は８ビットの数である。フリップフロップ２２０1乃至２２０Lはｋ値を、フリップフロップ２３０1乃至２３０Lはｋ＋１値をミキサ２４０に出力する。ミキサ２５０はミキサ２４０の出力および（Ｍ／Ｎ）の出力を受ける。２（Ｍ／Ｎ）ｋ（ｋ＋１）を４値（０，１，２，３）の一つにモジュロ４としてマップすると、その結果は抽出器２６０からの第６ビットおよび第７ビットとなる（図８）。
図９は図７の回路で行われる方法の流れ図である。初期パラメータＭおよびＮを除算（Ｍ／Ｎ）の前にレジスタまたはメモリ（図示してない）にロードする。値ｋは０に等しくするのが好ましい。符号発生器の第２の実施例２００の上記以外の装置も初期化する（Ｓ１）。（Ｍ／Ｎ）ｋ（ｋ＋１）の値を計算する（Ｓ２）。この計算から得られる第６ビットおよび第７ビットを抽出し（Ｓ３）、Ｉ値およびＱ値への変換に備える。ビット（Ｌ−１）および（Ｌ−２）をQPSK配置に次のとおりマップする。
０  ０→  １    １
０  １→  １  −１
１  ０→−１  −１
１  １→−１    １
このマッピングはソフトウェアまたはハードウェアにより、まず
0003884776.tif 000015
を用い、次に標準の０→１、１→−１マッピングを用いて行う。
例えば、Ｌ−２ビットの第７ビットが０に等しい場合は、Ｉ値は１である。その第７ビットが１であればＩ値は−１である。Ｑ値の場合は、排他的論理和回路２７０の出力が０であればＱ値は１である。排他的論理和回路２７０の出力が１であればＱ値は−１である。これらＩ値およびＱ値が拡散器２０または逆拡散器１４０への出力となる（Ｓ６）。ｋ値を増分だけ増加させる。ステップＳ２乃至Ｓ７はスイッチ１４の供給したディジタルデータ全部を転送し、スイッチ１９０がそれらデータ全部を受けるまで繰り返す。
図１０は、擬似ランダム符号発生のために第１の準最適実働化を用いた結果のＮ＝127およびＭ＝44についての自己相関関数を示す。
図１１は、擬似ランダム符号発生のために第１の準最適実働化を用いた結果のＮ＝127およびＭ＝44についての相互相関関数を示す。
系列ｓ（ｋ）についての自己相関は
0003884776.tif 000016
で与えられる。ここで、括弧内の指数はモジュロＮでとったものであり、二つの系列ｓ（ｋ）およびｒ（ｋ）の相互相関ｃ（ｎ）は
0003884776.tif 000017
で与えられる。ここで、上記指数は同様にモジュロＮでとったものである。この第１の順最適実働化は相互相関および自己相関（ａ（０）は除く）の大きさをＮに比べて小さくするという望ましい結果を達成している。第２の準最適実働化の例は示してないが、結果は同様である。式(13)および(14)は当業者に周知である。
この発明を特定の実施例を詳細に参照して上に述べてきたが、これら詳細な説明は明示のためであって限定を意図するものではない。この明細書に説明した発明の真意および範囲を逸脱することなく構成および動作の態様に多様な変形が可能であることは当業者に認識されよう。
【図１】
0003884776.tif 000018
【図２】
0003884776.tif 000019
【図３】
0003884776.tif 000020
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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