(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電流信号を電圧信号に変換して出力する電流−電圧変換回路と、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を差動信号に変換して出力するシングル−差動変換回路と、
前記シングル−差動変換回路から出力される一方の信号を入力とする第１のローパスフィルターと、
前記シングル−差動変換回路から出力される他方の信号を入力とする第２のローパスフィルターと、
前記第１のローパスフィルターからの出力信号と前記第２のローパスフィルターからの出力信号との差分を電流信号に変換する電圧−電流変換回路と、
前記電圧−電流変換回路からの前記電流信号を受けて、電圧として保持するホールド容量とを備え、
前記電流−電圧変換回路は、前記ホールド容量に保持された電圧を制御信号として入力し、前記制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換する
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項２】
入力電流信号を電圧信号に変換して出力する電流−電圧変換回路と、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を差動信号に変換して出力するシングル−差動変換回路と、
前記シングル−差動変換回路から出力される信号のうちの一方の信号を入力とするローパスフィルターと、
前記シングル−差動変換回路から出力される信号の振幅の中心となる電圧信号を出力する基準電圧発生回路と、
前記ローパスフィルターからの出力信号と前記基準電圧発生回路からの前記電圧信号との差分を電流信号に変換する電圧−電流変換回路と、
前記電圧−電流変換回路からの前記電流信号を受けて、電圧として保持するホールド容量とを備え、
前記電流−電圧変換回路は、前記ホールド容量に保持された電圧を制御信号として入力し、前記制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換する
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２のいずれかに記載の光受信回路において、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号の振幅をモニターし、当該振幅に応じて、前記電圧−電流変換回路から出力される前記電流信号を制御するバイアス制御手段をさらに備える
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項４】
入力電流信号を電圧信号に変換して出力する電流−電圧変換回路と、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を差動信号に変換して出力するシングル−差動変換回路と、
前記シングル−差動変換回路から出力される信号をディジタル信号に変換するレベル変換回路と、
前記レベル変換回路によって変換された前記ディジタル信号の論理レベルに応じた電流信号を発生することによって、容量を充電または放電するチャージポンプ回路とを備え、
前記電流−電圧変換回路は、前記容量に保持された電圧を制御信号として入力し、当該制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換する
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項５】
請求項４記載の光受信回路において、
前記チャージポンプ回路からの前記制御信号を入力とするローパスフィルターをさらに備え、
前記電流−電圧変換回路は、前記ローパスフィルター通過後の前記制御信号を入力し、当該制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換する
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項６】
請求項４または請求項５のいずれかに記載の光受信回路において、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号の振幅をモニターし、当該振幅に応じて、前記チャージポンプ回路における前記電流信号を制御するバイアス制御手段をさらに備える
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項７】
入力電流信号を電圧信号に変換して出力する電流−電圧変換回路と、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を入力とするローパスフィルターと、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を入力し、前記電圧信号の最大の電圧値を検出して保持する最大値検出保持回路と、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を入力し、前記電圧信号の最小の電圧値を検出して保持する最小値検出保持回路と、
前記最大値検出保持回路によって保持された最大の電圧値を示す最大値電圧信号と前記最小値検出保持回路によって保持された最小の電圧値を示す最小値電圧信号とをもとに、前記最大値電圧信号と前記最小値電圧信号との中間の電圧値を示す中間値電圧信号を出力する電圧分圧回路と、
前記ローパスフィルターから出力される電圧信号と前記電圧分圧回路から出力される中間値電圧信号との差分を電流信号に変換する電圧−電流変換回路と、
前記電圧−電流変換回路からの前記電流信号を受けて、電圧として保持するホールド容量とを備え、
前記電流−電圧変換回路は、前記ホールド容量に保持された電圧を制御信号として入力し、前記制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換する
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項８】
請求項７記載の光受信回路において、
前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号の振幅をモニターし、当該振幅に応じて、前記電圧−電流変換回路からの前記電流信号と、前記最大値検出保持回路からの前記最大値電圧信号と、前記最小値検出保持回路からの前記最小値電圧信号とを制御するバイアス制御手段をさらに備える
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項９】
請求項１または請求項２または請求項４または請求項７のいずれかに記載の光受信回路において、
前記電流−電圧変換回路は、
前記入力電流信号を入力とする反転増幅器と、
前記反転増幅器の入出力端子間に当該反転増幅器と並列に接続された電流−電圧変換素子とを備える
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項１０】
請求項９記載の光受信回路において、
前記反転増幅器は、一または縦続に接続された複数の反転増幅回路を含んでおり、
前記反転増幅回路のうち、前記入力電流信号を入力する第１の反転増幅回路の入力端子にドレインが接続され、当該第１の反転増幅回路の出力端子にソースが接続され、前記制御信号をゲートに受ける第１のトランジスタとをさらに備えることを特徴とする光受信回路。
【請求項１１】
請求項９または請求項１０のいずれかに記載の光受信回路において、
前記反転増幅器の入力端子にドレインが接続され、当該反転増幅器の出力端子にソースが接続され、前記制御信号をゲートに受ける第２のトランジスタをさらに備える
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項１２】
請求項１０または請求項１１のいずれかに記載の光受信回路において、
前記第１の反転増幅回路の入力端子にドレインが接続され、当該第１の反転増幅回路の出力端子にソースが接続され、前記制御信号の信号レベルがシフトされた信号をゲートに受ける、前記第１のトランジスタと並列に接続された第３のトランジスタをさらに備える
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項１３】
請求項１０または請求項１１または請求項１２のいずれかに記載の光受信回路において、
前記第１の反転増幅回路の出力端子と前記第１のトランジスタのソースとの間に直列に接続された単方向導通素子をさらに備える
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項１４】
請求項１または請求項２または請求項４のいずれかに記載の光受信回路において、
前記シングル−差動変換回路は、
前記電流−電圧変換回路からの電圧信号を入力とするローパスフィルターと、前記ローパスフィルターからの出力信号と前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号とを入力し、前記差動信号に変換して出力する差動増幅器とを備える
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項１５】
請求項１４記載の光受信回路において、
前記差動増幅器は、振幅が制限された前記差動信号に変換する
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項１６】
請求項１または請求項２のいずれかに記載の光受信回路において、
前記ローパスフィルターは、
前記シングル−差動変換回路から出力される信号を入力とするバッファ回路と、
前記バッファ回路からの出力を入力とする抵抗と、
前記抵抗の出力端子とグランドとの間に接続された容量とを備える
ことを特徴とする光受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信システムにおいて、入力電流信号を電圧信号に変換する光受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、将来のＦＴＴＨ（Fiber To The Home）化の実現に向けて、光加入者ネットワークシステムの研究が盛んに行われている。光加入者ネットワークシステムにおいては、各家庭から局までの距離がそれぞれ相違するのに応じて光ファイバーでの伝送距離もそれぞれ相違する。このため、光ファイバーにおける光の減衰量もそれぞれ相違するので、フォトダイオードから出力される電流信号は、微小振幅信号から大振幅信号まで様々な振幅を持つ電流信号となる。従って、光受信回路においては、微小振幅信号から大振幅信号までを受信することを可能とする広ダイナミックレンジ特性が要求される。そして、より微小な振幅を持つ信号を受信するためには、光受信回路において、電流信号を電圧信号に変換する電流−電圧変換利得を高く設定する必要がある。しかしながら、電流−電圧変換利得を高く設定すると、大きな振幅を持つ信号が入力された場合に出力電圧が飽和し、正常な受信が困難となる。
【０００３】
こうした背景から、特開平6-85556では、入力信号の振幅の大きさに応じて電流分流量を変化させることによって出力電圧の飽和を抑制する光受信回路が提案されている。すなわち、この光受信回路では、出力電圧が大きくなるのに応じて、電流分流量が大きくなるように制御し、出力電圧の飽和を抑制している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、出力電圧の大きさに応じて電流分流量を制御する方式では、電流分流用のトランジスタにおける閾値電圧のプロセスばらつきや温度変化に伴う特性変動によって、電流分流量が過剰になったり不足したりするために、出力信号にパルス幅歪み、すなわちデューティ劣化が生じる。その結果、後段に接続されるクロック抽出回路に誤動作が生じ、受信データを正常に復号することが困難になる。
【０００５】
そこで、本発明の目的は、大きな振幅を有する信号が入力されたときに生じるパルス幅歪みを削減し、また広ダイナミックレンジ化を可能とする光受信回路を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために請求項１の発明が講じた手段は、入力電流信号を電圧信号に変換して出力する電流−電圧変換回路と、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を差動信号に変換して出力するシングル−差動変換回路と、前記シングル−差動変換回路から出力される一方の信号を入力とする第１のローパスフィルターと、前記シングル−差動変換回路から出力される他方の信号を入力とする第２のローパスフィルターと、前記第１のローパスフィルターからの出力信号と前記第２のローパスフィルターからの出力信号との差分を電流信号に変換する電圧−電流変換回路と、前記電圧−電流変換回路からの前記電流信号を受けて、電圧として保持するホールド容量とを備え、前記電流−電圧変換回路は、前記ホールド容量に保持された電圧を制御信号として入力し、前記制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換するものである。
【０００７】
請求項１の発明によると、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときに生じるパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【０００８】
また、請求項２の発明が講じた手段は、入力電流信号を電圧信号に変換して出力する電流−電圧変換回路と、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を差動信号に変換して出力するシングル−差動変換回路と、前記シングル−差動変換回路から出力される信号のうちの一方の信号を入力とするローパスフィルターと、前記シングル−差動変換回路から出力される信号の振幅の中心となる電圧信号を出力する基準電圧発生回路と、前記ローパスフィルターからの出力信号と前記基準電圧発生回路からの前記電圧信号との差分を電流信号に変換する電圧−電流変換回路と、前記電圧−電流変換回路からの前記電流信号を受けて、電圧として保持するホールド容量とを備え、前記電流−電圧変換回路は、前記ホールド容量に保持された電圧を制御信号として入力し、前記制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換するものである。
【０００９】
請求項２の発明によると、より小さな面積で、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときに生じるパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００１０】
また、請求項３の発明は、請求項１または請求項２のいずれかに記載の光受信回路において、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号の振幅をモニターし、当該振幅に応じて、前記電圧−電流変換回路から出力される前記電流信号を制御するバイアス制御手段をさらに備えるものとする。
【００１１】
請求項３の発明によると、大幅な消費電力を削減することができる。
【００１２】
また、請求項４の発明が講じた手段は、入力電流信号を電圧信号に変換して出力する電流−電圧変換回路と、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を差動信号に変換して出力するシングル−差動変換回路と、前記シングル−差動変換回路から出力される信号をディジタル信号に変換するレベル変換回路と、前記レベル変換回路によって変換された前記ディジタル信号の論理レベルに応じた電流信号を発生することによって、容量を充電または放電するチャージポンプ回路とを備え、前記電流−電圧変換回路は、前記容量に保持された電圧を制御信号として入力し、当該制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換するものである。
【００１３】
請求項４の発明によると、容易な構成で、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときに生じるパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００１４】
また、請求項５の発明は、請求項４記載の光受信回路において、前記チャージポンプ回路からの前記制御信号を入力とするローパスフィルターをさらに備え、前記電流−電圧変換回路は、前記ローパスフィルター通過後の前記制御信号を入力し、当該制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換するものとする。
【００１５】
請求項５の発明によると、ノイズによる誤差を抑制して、高精度な動作を実現することができる。
【００１６】
また、請求項６の発明は、請求項４または請求項５のいずれかに記載の光受信回路において、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号の振幅をモニターし、当該振幅に応じて、前記チャージポンプ回路における前記電流信号を制御するバイアス制御手段をさらに備えるものとする。
【００１７】
請求項６の発明によると、大幅な消費電力の削減を図ることができる。
【００１８】
また、請求項７の発明が講じた手段は、入力電流信号を電圧信号に変換して出力する電流−電圧変換回路と、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を入力とするローパスフィルターと、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を入力し、前記電圧信号の最大の電圧値を検出して保持する最大値検出保持回路と、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号を入力し、前記電圧信号の最小の電圧値を検出して保持する最小値検出保持回路と、前記最大値検出保持回路によって保持された最大の電圧値を示す最大値電圧信号と前記最小値検出保持回路によって保持された最小の電圧値を示す最小値電圧信号とをもとに、前記最大値電圧信号と前記最小値電圧信号との中間の電圧値を示す中間値電圧信号を出力する電圧分圧回路と、前記ローパスフィルターから出力される電圧信号と前記電圧分圧回路から出力される中間値電圧信号との差分を電流信号に変換する電圧−電流変換回路と、前記電圧−電流変換回路からの前記電流信号を受けて、電圧として保持するホールド容量とを備え、前記電流−電圧変換回路は、前記ホールド容量に保持された電圧を制御信号として入力し、前記制御信号に応じた電流−電圧変換利得で、前記入力電流信号を電圧信号に変換するものである。
【００１９】
請求項７の発明によると、シングル-差動変換回路を有することなく、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときに生じるパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００２０】
また、請求項８の発明は、請求項７記載の光受信回路において、前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号の振幅をモニターし、当該振幅に応じて、前記電圧−電流変換回路からの前記電流信号と、前記最大値検出保持回路からの前記最大値電圧信号と、前記最小値検出保持回路からの前記最小値電圧信号とを制御するバイアス制御手段をさらに備えるものとする。
【００２１】
請求項８の発明によると、大幅な消費電力の削減を図ることができる。
【００２２】
また、請求項９の発明は、請求項１または請求項２または請求項４または請求項７のいずれかに記載の光受信回路において、前記電流−電圧変換回路は、前記入力電流信号を入力とする反転増幅器と、前記反転増幅器の入出力端子間に当該反転増幅器と並列に接続された電流−電圧変換素子とを備えるものとする。
【００２３】
請求項９の発明によると、容易に電流信号を電圧信号に変換することが可能となる。
【００２４】
また、請求項１０の発明は、請求項９記載の光受信回路において、 前記反転増幅器は、一または縦続に接続された複数の反転増幅回路を含んでおり、前記反転増幅回路のうち、前記入力電流信号を入力する第１の反転増幅回路の入力端子にドレインが接続され、当該第１の反転増幅回路の出力端子にソースが接続され、前記制御信号をゲートに受ける第１のトランジスタとをさらに備えるものとする。
【００２５】
請求項１０の発明によると、安定性を損なうことなく、電流−電圧変換利得を制御でき、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００２６】
また、請求項１１の発明は、請求項９または請求項１０のいずれかに記載の光受信回路において、前記反転増幅器の入力端子にドレインが接続され、当該反転増幅器の出力端子にソースが接続され、前記制御信号をゲートに受ける第２のトランジスタをさらに備えるものとする。
【００２７】
請求項１１の発明によると、より広範囲に、電流−電圧変換利得を制御することができる。
【００２８】
また、請求項１２の発明は、請求項１０または請求項１１のいずれかに記載の光受信回路において、前記第１の反転増幅回路の入力端子にドレインが接続され、当該第１の反転増幅回路の出力端子にソースが接続され、前記制御信号の信号レベルがシフトされた信号をゲートに受ける、前記第１のトランジスタと並列に接続された第３のトランジスタをさらに備えるものとする。
【００２９】
請求項１２の発明によると、急激な電流−電圧変換利得の変化を抑制し、安定した動作で広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００３０】
また、請求項１３の発明は、請求項１０または請求項１１または請求項１２のいずれかに記載の光受信回路において、前記第１の反転増幅回路の出力端子と前記第１のトランジスタのソースとの間に直列に接続された単方向導通素子をさらに備えるものとする。
【００３１】
請求項１３の発明によると、電流の逆流を防いで、より安定な動作を実現できる。
【００３２】
また、請求項１４の発明は、請求項１または請求項２または請求項４のいずれかに記載の光受信回路において、前記シングル−差動変換回路は、前記電流−電圧変換回路からの電圧信号を入力とするローパスフィルターと、前記ローパスフィルターからの出力信号と前記電流−電圧変換回路からの前記電圧信号とを入力し、前記差動信号に変換して出力する差動増幅器とを備えるものとする。
【００３３】
請求項１４の発明によると、容易にシングル−差動変換を行うことができる。
【００３４】
また、請求項１５の発明は、請求項１４記載の光受信回路において、前記差動増幅器は、振幅が制限された前記差動信号に変換するものとする。
【００３５】
請求項１５の発明によると、パルス幅歪みを効果的に抑制することができる。
【００３６】
また、請求項１６の発明は、請求項１または請求項２のいずれかに記載の光受信回路において、前記ローパスフィルターは、前記シングル−差動変換回路から出力される信号を入力とするバッファ回路と、前記バッファ回路からの出力を入力とする抵抗と、前記抵抗の出力端子とグランドとの間に接続された容量とを備えるものとする。
【００３７】
請求項１６の発明によると、ローパスフィルターを容易に構成することができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の各実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、各実施形態において参照する図面相互間において同一または相当する部分には同一の符号が付されており、その詳細な説明は繰り返さない。
【００３９】
（第１の実施形態)
図１は第１の実施形態に係る光受信回路の構成例を示すブロック図である。
【００４０】
図１に示す光受信回路は、電流−電圧変換回路１、シングル−差動変換回路２、ローパスフィルター３及び４、電圧−電流変換回路５、及びホールド容量６とを含んでいる。
【００４１】
電流−電圧変換回路１は、反転増幅器１４とこの反転増幅器１４と並列に接続された電流−電圧変換素子１５とを有しており、さらに反転増幅器１４の入出力端子間にはトランジスタ１９が接続されている。また、電流−電圧変換回路１は、光ファイバーからの光信号がフォトダイオードＰＤによって変換された電流信号を入力し、その電流信号を電圧信号に変換する。
【００４２】
シングル−差動変換回路２は、ローパスフィルター１６と差動増幅器１７とを有している。また、シングル−差動変換回路２は、電流−電圧変換回路１からの電圧信号を入力し、相補出力信号Ｑ及びＱＢを出力する。
【００４３】
ローパスフィルタ３は、バッファ回路３ａと抵抗３ｂと容量３ｃとを有している。また、ローパスフィルタ３は、シングル−差動変換回路２からの相補出力の一方である相補出力信号Ｑを入力とする。同様に、ローパスフィルター４は、バッファ回路４ａと抵抗４ｂと容量４ｃとを有している。また、ローパスフィルター４はシングル−差動変換回路２からの相補出力の他方である相補出力信号ＱＢを入力とする。
【００４４】
電圧−電流変換回路５は、ローパスフィルター３及び４からの出力信号を２つの入力端子にそれぞれ入力し、入力されたこれら２つの出力信号の差電圧に応じた電流信号を出力する。すなわち、２つの入力端子の電圧をそれぞれＶ１、Ｖ２とすると、出力される電流Ｉoutは（数１）で表される。
【００４５】
（数１）  Ｉout＝Ｇm（Ｖ１−Ｖ２）
ここでＧmは、電圧から電流に変換する場合の電圧−電流変換利得である。
【００４６】
ホールド容量６は、電圧−電流変換回路５から出力される電流信号を入力し、この電流信号を電圧信号に変換してその電圧を保持する。そして、ホールド容量６に保持された電圧（制御電圧）は制御信号Ｖｃとして、電流−電圧変換回路１におけるトランジスタ１９のゲートに与えられている。
【００４７】
以上のように構成された光受信回路の動作について図２を参照しながら以下に説明する。
【００４８】
図２は、本実施形態に係る光受信回路の動作を説明するための図である。
【００４９】
フォトダイオードＰＤからの電流信号を電流−電圧変換回路１によって変換された電圧信号は、シングル−差動変換回路２に入力される。そして、シングル−差動変換回路２からの相補出力信号Ｑ及びＱＢは、それぞれローパスフィルター３及び４を通過した後に電圧−電流変換回路５に入力される。このように電圧−電流変換回路５へ入力される入力電圧は、相補出力信号Ｑ及びＱＢそれぞれのＤＣレベルとなる。
【００５０】
この光受信回路に大きな振幅を有する電流信号が入力される場合を考える。この場合は、電流−電圧変換回路１の出力電圧が飽和し、飽和レベルを超えた部分がカットされるため、波形歪みすなわちデューティ劣化が生じる。このデューティ劣化量は、利得が高く、飽和レベルを超える度合いが大きいほど大きくなる。
【００５１】
ここで、図２（ａ）に示すように、パルス幅歪みが生じて１の期間、すなわち相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間が、相補出力信号ＱＢがＨｉｇｈとなる期間よりも長くなったと仮定する。この場合は、ローパスフィルター３から出力される電圧がローパスフィルター４から出力される電圧よりも高くなる。従って、上記数１を考慮すると、Ｉout＞０となるので、電圧−電流変換回路５は、その差電圧に応じた電流をホールド容量６に流し込んで電圧（制御電圧）を上昇させる。このため、制御信号Ｖｃを入力するトランジスタ１９が働いて、電流−電圧変換回路１の電流−電圧変換利得が小さくなるので、電流−電圧変換回路１の出力電圧の飽和期間がさらに減少し、相補出力信号ＱがＨｉｇｈである期間が短くなる。
【００５２】
逆に、パルス幅歪みが生じて１の期間、すなわち相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間が、相補出力信号ＱＢがＨｉｇｈとなる期間よりも短くなったと仮定する（図示せず）。この場合は、ローパスフィルター４から出力される電圧がローパスフィルター３から出力される電圧よりも高くなる。従って、上記数１を考慮すると、Ｉout＜０となるので、電圧−電流変換回路５は、その差電圧に応じた電流を容量６から引き抜いて電圧（制御電圧）を下降させる。このため、制御信号Ｖｃを入力するトランジスタ１９が働いて、電流−電圧変換回路１の電流−電圧変換利得が大きくなるので、電流−電圧変換回路１の出力電圧の飽和期間を減少させる作用が弱まり、相補出力信号ＱがＨｉｇｈである期間が長くなる。
【００５３】
以上のように本実施形態によると、上記の動作を繰り返すことによって、最終的にローパスフィルター３及びローパスフィルター４からの出力電圧が一致するように収束する。このとき、シングル−差動変換回路２の相補出力信号Ｑ及びＱＢがＨｉｇｈである期間は等しくなるので、図２（ｂ）に示すように、パルス幅歪み、すなわちデューティ劣化はなくなる。従って、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときのパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００５４】
（第２の実施形態）
図３は第２の実施形態に係る光受信回路の構成例を示すブロック図である。
【００５５】
図３に示す光受信回路は、図１に示した光受信回路におけるローパスフィルター４の代わりに基準電圧発生回路７を有している。
【００５６】
基準電圧発生回路７は、シングル−差動変換回路２から出力される相補出力信号Ｑ及びＱＢの振幅の中心電圧（つまり、パルス幅歪みがゼロの時のＤＣレベル）を基準電圧Ｖrefとして発生する。そして、電圧−電流変換回路５の一方の入力端子には、シングル−差動変換回路２からの相補出力信号Ｑが入力されるとともに、他方の入力端子には、基準電圧発生回路７からの基準電圧Ｖrefが入力される。
【００５７】
上記第１の実施形態と同様に、この光受信回路に大きな振幅を有する電流信号が入力される場合を考える。この場合、電流−電圧変換回路１の出力電圧が飽和し、パルス幅歪み、すなわちデューティ劣化が生じる。
【００５８】
そしてここでも、上記図２（ａ）に示したように、パルス幅歪みが生じて１の期間、すなわち相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間が、相補出力信号ＱＢがＨｉｇｈとなる期間よりも長くなったと仮定する。この場合は、ローパスフィルター３から出力される電圧が基準電圧発生回路７から出力される電圧よりも高くなり、上記数１よりＩout＞０となるので、電圧−電流変換回路５は、その差電圧に応じた電流を容量６に流し込んで電圧（制御電圧）を上昇させる。このため、トランジスタ１９の働きによって電流−電圧変換回路１の電流−電圧変換利得が小さくなるので、電流−電圧変換回路１の出力電圧の飽和期間がさらに減少して相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間が短くなる。
【００５９】
また逆に、パルス幅歪みが生じて１の期間、すなわち相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間が、相補出力信号ＱＢがＨｉｇｈとなる期間よりも短くなったと仮定する（図示せず）。この場合は、ローパスフィルター３から出力される電圧が基準電圧発生回路７から出力される基準電圧Ｖrefよりも低くなり、上記数１よりＩout＜０となるので、電圧−電流変換回路５は、その差電圧に応じた電流を容量６から引き抜いて電圧（制御電圧）を下降させる。このため、トランジスタ１９の働きによって電流−電圧変換回路１の電流−電圧変換利得が大きくなるので、電流−電圧変換回路１の出力電圧の飽和期間を減少させる作用が弱まって相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間が長くなる。
【００６０】
以上のように本実施形態によると、上記の動作を繰り返すことによって、最終的にローパスフィルター３から出力される電圧と基準電圧発生回路７から出力される電圧とが一致するように収束する。このとき、シングル−差動変換回路２の相補出力信号Ｑ及びＱＢがＨｉｇｈである期間は等しくなるので、上記図２（ｂ）に示したように、パルス幅歪み、すなわちデューティ劣化はなくなる。従って、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときのパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。また、本実施形態に係る光受信回路は、図１に示した光受信回路に比べて、ローパスフィルターが１つ少ない構成となるので、より小さい面積で同等の効果を得ることが可能になる。
【００６１】
(第３の実施形態)
図４は第３の実施形態に係る光受信回路の構成例を示すブロック図である。
【００６２】
図４に示す光受信回路は、図１に示した光受信回路が有する構成要素に加えて、振幅検出回路８（バイアス制御手段に対応する）とバイアス制御回路９（バイアス制御手段に対応する）とをさらに含んでいる。
【００６３】
振幅検出回路８は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号を入力し、その信号の振幅をモニターする。また、バイアス制御回路９は、振幅検出回路８によってモニターされた振幅に応じて、電圧−電流変換回路５に所定の信号を出力する。
【００６４】
以上のように構成された光受信回路の動作について、新たな構成要素を含むことに基づく動作を中心に説明する。
【００６５】
図４に示す光受信回路において、振幅検出回路８は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号の振幅をモニターし、電圧信号の振幅が所定の振幅よりも小さいときは、バイアス制御回路９は、電圧−電流変換回路５から出力される電流をカットオフする信号を出力する。一方、電流−電圧変換回路１からの電圧信号の振幅が所定の振幅よりも大きいときは、バイアス制御回路９は、電圧−電流変換回路５から出力される電流を大きくする信号を出力し、パルス幅歪みを補正するフィードバックループを閉じるように制御する。
【００６６】
以上のように本実施形態によると、パルス幅歪み補正を行う必要のない微小な振幅を有する電流信号が電流−電圧変換回路１に入力されるときは、電圧−電流変換回路５から出力される電流をカットオフする。一方、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときは、電圧−電流変換回路５から出力される電流を増加させてパルス幅歪み補正機能を働かせる。このため、無駄な消費電力を削減することができる。また同時に、微小な振幅を有する電流信号が入力されるときはパルス幅歪み補正機能を働かせないので、このような信号が入力されたときに生じるデバイスのミスマッチ等に基づくオフセットによって、パルス幅歪み補正機能が誤動作を起こすことを防ぐことができる。
【００６７】
なお、本実施形態では、図１に示した光受信回路に振幅検出回路８及びバイアス制御回路９を設けた構成の場合について説明した。しかしながら、本実施形態はこれに限る趣旨ではなく、図２に示した光受信回路に振幅検出回路８及びバイアス制御回路９を同様に設けた構成にした場合であっても、本発明は実施可能である。
【００６８】
(第４の実施形態)
図５は、第４の実施形態に係る光受信回路の構成例を示すブロック図である。
【００６９】
図５に示す光受信回路は、上述した電流−電圧変換回路１及びシングル−差動変換回路２に加え、レベル変換回路１０とチャージポンプ回路１１とを含んでいる。
【００７０】
レベル変換回路１０は、上述したシングル−差動変換回路２からの相補出力信号Ｑ及びＱＢを入力する。そして、レベル変換回路１０は、この様々な振幅を持つ相補出力信号Ｑ及びＱＢを、電源とグランドとの間で振幅する論理レベルのディジタル信号に変換する。
【００７１】
チャージポンプ回路１１は、レベル変換回路１０からのディジタル信号を入力し、このディジタル信号の論理レベルに応じて、容量を充電または放電する。そして、チャージポンプ回路１１から出力される電圧、すなわち容量に保持された電圧は、制御信号Ｖｃとして、電流−電圧変換回路１におけるトランジスタ１９のゲートに与えられる。
【００７２】
なお、チャージポンプ回路１１における充電用の定電流源及び放電用の定電流源の電流値は等しいものとする。また、レベル変換回路１０から出力されるディジタル信号とシングル−差動変換回路２から出力される相補出力信号Ｑとが同位相であるとする。そして、チャージポンプ回路１１は、レベル変換回路１０から出力されるディジタル信号がＨｉｇｈのときは容量を充電し、レベル変換回路１０から出力されるディジタル信号がＬｏｗのときは容量を放電するものとする。
【００７３】
この光受信回路に大きな振幅を有する電流信号が入力される場合を考える。この場合、電流−電圧変換回路１の出力電圧が飽和し、パルス幅歪み、すなわちデューティ劣化が生じる。
【００７４】
図６は、チャージポンプ回路の動作を説明するための図である。
【００７５】
ここで、図６に示すように、パルス幅歪みが生じて１の期間、すなわち相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間が、Ｌｏｗとなる期間よりも長くなったと仮定する。この場合は、チャージポンプ回路１１にいおいて容量の充電期間の方が放電期間よりも長くなるので、図６に示すように、チャージポンプ回路１１の出力電圧（容量の保持電圧）、つまり制御電圧は徐々に上昇する。このため、トランジスタ１９の働きによって電流−電圧変換回路１の電流−電圧変換利得が小さくなるので、出力電流−電圧変換回路１の出力電圧の飽和期間がさらに減少して相補出力信号ＱがＨｉｇｈである期間が短くなる。
【００７６】
逆に、パルス幅歪みが生じて１の期間、すなわち相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間が、Ｌｏｗとなる期間よりも短くなったと仮定する（図示せず）。この場合は、チャージポンプ回路１１において容量の放電期間の方が充電期間よりも長くなるので、チャージポンプ回路１１の出力電圧（容量の保持電圧）、つまり制御電圧は徐々に下降する（図示せず）。このため、制御信号を入力するトランジスタ１９が働いて、電流−電圧変換回路１の電流−電圧変換利得が大きくなるので、電流−電圧変換回路１の出力電圧の飽和期間を減少させる作用が弱まり、相補出力信号ＱがＨｉｇｈである期間が長くなる。
【００７７】
以上のように本実施形態によると、上記の動作を繰り返すことによって、最終的にチャージポンプ回路１１から出力される電圧、つまり制御電圧は、相補出力信号ＱがＨｉｇｈとなる期間とＬｏｗとなる期間が等しくなる電圧に収束する。このため、容易な構成で、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときのパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００７８】
またここで、本実施形態の変形例について図７を参照しながら説明する。
【００７９】
図７は、図５に示した本実施形態に係る光受信回路の他の構成例を示す図である。
【００８０】
図７に示した光受信回路は、図５で説明した光受信回路にローパスフィルター１２をさらに含んでいる。
【００８１】
ローパスフィルター１２は、チャージポンプ回路１１と電流−電圧変換回路１におけるトランジスタ１９のゲートとの間に接続されており、チャージポンプ回路１１からの出力電圧である制御信号Ｖｃを入力する。そして、電流−電圧回路１におけるトランジスタ１９は、このローパスフィルター通過後の制御信号Ｖｃをゲートに入力する。
【００８２】
これにより、チャージポンプ回路１１からの制御信号Ｖｃは、ローパスフィルター１２を通過した後に電流−電圧変換回路１に与えられる。このため、制御信号Ｖｃの高周波ノイズ成分がカットされ、より高精度な動作で、パルス幅歪みを大幅に削減し、その結果、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００８３】
またさらに、本実施形態の別の変形例について図８を参照しながら説明する。
【００８４】
図８は、図７に示した本実施形態に係る光受信回路の他の構成例を示す図である。
【００８５】
図８に示した光受信回路は、図７で説明した光受信回路が有する要素に加え、振幅検出回路８（バイアス制御手段に対応する）とバイアス制御回路９（バイアス制御手段に対応する）とをさらに含んでいる。
【００８６】
振幅検出回路８は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号を入力し、その信号の振幅をモニターする。また、バイアス制御回路９は、振幅検出回路８によってモニターされた振幅に応じて、チャージポンプ回路１１に所定の信号を出力する。
【００８７】
具体的には、図８に示す光受信回路において、振幅検出回路８は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号の振幅をモニターし、電圧信号の振幅が所定の振幅よりも小さいときは、バイアス制御回路９は、チャージポンプ回路１１において容量へ流し込まれる電流をカットオフする信号を出力する。一方、電流−電圧変換回路１からの電圧信号の振幅が所定の振幅よりも大きいときは、バイアス制御回路９は、チャージポンプ回路１１において容量に流し込まれる電流を大きくする信号を出力し、パルス幅歪みを補正するフィードバックループを閉じるように制御する。
【００８８】
これにより、パルス幅歪み補正を行う必要のない微小な振幅を有する電流信号が電流−電圧変換回路１に入力されるときはチャージポンプ回路１１において容量に流し込む電流をカットオフする一方、大きな振幅を有する信号が入力されるときは容量に流し込む電流を増加させてパルス幅歪み補正機能を働かせる。このため、無駄な消費電力の削減を可能とするとともに、微小な振幅を有する電流信号が入力されたときに生じるデバイスのミスマッチ等に基づくオフセットによってパルス幅歪み補正機能が誤動作を起こすことを防ぐことができる。
【００８９】
なお、本変形例では、図７に示した光受信回路に振幅検出回路８及びバイアス制御回路９を設けた構成の場合について説明した。しかしながら、本実施形態はこれに限る趣旨ではなく、図５に示した光受信回路に振幅検出回路８及びバイアス制御回路９を同様に設けた構成にした場合であっても、本発明は実施可能である。
【００９０】
(第５の実施形態)
図９は第５の実施形態に係る光受信回路の構成例を示すブロック図である。
【００９１】
図９に示す光受信回路は、上記した電流−電圧変換回路１、電圧−電流変換回路５、及びホールド容量６に加え、最大値検出保持回路２２と、最小値検出保持回路２３と、電圧分圧回路２４と、ローパスフィルター２５とを含んでいる。
【００９２】
最大値検出保持回路２２は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号を入力し、その最大の電圧値を検出し保持する。また、最小値検出保持回路２３は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号を入力し、その最小の電圧値を検出し保持する。
【００９３】
電圧分圧回路２４は、上記最大値検出保持回路２２及び最小値検出保持回路２３の出力電圧を分圧し、電圧−電流変換回路５の一方の入力端子へ入力する。また、電圧分圧回路２４は、それぞれの入力端子に入力された入力電圧の中間値の電圧を出力する。
【００９４】
ローパスフィルター２５は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号を入力し高域周波数成分を除去した後、電圧−電流変換回路５の他方の入力端子へ入力する。
【００９５】
以上のように構成された光受信回路に大きな振幅を有する電流信号が入力される場合を考える。この場合、電流−電圧変換回路１の出力電圧が飽和し、パルス幅歪み、すなわちデューティ劣化が生じる。
【００９６】
ここで、上記図２（ａ）に示したように、パルス幅歪みが生じて、電流−電圧変換回路１からの電圧信号のＨｉｇｈとなる期間がＬｏｗとなる期間よりも長くなったと仮定する。この場合は、ローパスフィルター２５から出力される電圧が電圧分圧回路２４から出力される電圧よりも高くなり、上記数１よりＩout＞０となるので、電圧−電流変換回路５は、その差電圧に応じた電流を容量６に流し込んで電圧（制御電圧）を上昇させる。このため、トランジスタ１９の働きによって電流−電圧変換回路１の電流−電圧変換利得が小さくなるので、電流−電圧変換回路１の出力電圧の飽和期間がさらに減少し、電流−電圧変換回路１からの電圧信号がＨｉｇｈとなる期間が短くなる。
【００９７】
逆に、パルス幅歪みが生じて、電流−電圧変換回路１からの電圧信号のＨｉｇｈとなる期間がＬｏｗとなる期間よりも短くなったと仮定する（図示せず）。この場合は、ローパスフィルター２５から出力される電圧が電圧分圧回路２４から出力される電圧よりも低くなり、上記数１よりＩout＜０となるので、電圧−電流変換回路５は、その差電圧に応じた電流を容量６から引き抜いて電圧（制御電圧）を下降させる。このため、制御信号Ｖｃを入力するトランジスタ１９が働いて、電流−電圧変換回路１の電流−電圧変換利得が大きくなるので、電流−電圧変換回路１の出力電圧の飽和期間を減少させる作用が弱まり、電流−電圧変換回路１からの電圧信号がＨｉｇｈとなる期間が長くなる。
【００９８】
以上のように本実施形態によると、上記の動作を繰り返すことによって、最終的に電圧分圧回路２４から出力される電圧とローパスフィルター２５から出力される電圧とが等しくなる電圧に収束する。このとき、電流−電圧変換回路１からの電流信号のＨｉｇｈとなる期間とＬｏｗとなる期間の長さは等しくなるので、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときのパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【００９９】
また、ここで、本実施形態の変形例について図１０を参照しながら説明する。
【０１００】
図１０は、図９に示した本実施形態に係る光受信回路の他の構成例を示す図である。
【０１０１】
図１０に示した光受信回路は、図９で説明した光受信回路が有する構成要素に加え、振幅検出回路８（バイアス制御手段に対応する）とバイアス制御回路９（バイアス制御手段に対応する）とをさらに含んでいる。
【０１０２】
振幅検出回路８は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号を入力し、その信号の振幅をモニターする。また、バイアス制御回路９は、振幅検出回路８によってモニターされた振幅に応じて、電圧−電流変換回路５と最大値検出保持回路２２と最小値検出保持回路２３とに所定の信号を出力する。
【０１０３】
具体的には、図１０に示す光受信回路において、振幅検出回路８は、電流−電圧変換回路１から出力される電圧信号の振幅をモニターし、電圧信号の振幅が所定の振幅よりも小さいときは、バイアス制御回路９は、電圧−電流変換回路５から出力される電流をカットオフする信号を出力するとともに、最大値検出保持回路２２及び最小値検出保持回路２３からの出力電圧をカットオフする信号を出力する。一方、電流−電圧変換回路１からの電圧信号の振幅が所定の振幅よりも大きいときは、バイアス制御回路９は、電圧−電流変換回路５から出力される電流を大きくする信号を出力するとともに、最大値検出保持回路２２及び最小値検出保持回路２３を動作させるための信号を出力し、パルス幅歪みを補正するフィードバックループを閉じるように制御する。
【０１０４】
これにより、パルス幅歪み補正を行う必要のない微小な振幅を有する電流信号が電流−電圧変換回路１に入力されるときは、電圧−電流変換回路５からの出力電流、最大値検出保持回路２２及び最小値検出保持回路２３からの出力電圧をカットオフする。一方、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときは、電圧−電流変換回路５から出力される電流を増加させてパルス幅歪み補正機能を働かせる。このため、無駄な消費電力を削減することができる。また同時に、微小な振幅を有する電流信号が入力されるときはパルス幅歪み補正機能を働かせないので、このような信号が入力されたときに生じるデバイスのミスマッチ等に基づくオフセットによって、パルス幅歪み補正機能が誤動作を起こすことを防ぐことができる。
【０１０５】
(第６の実施形態)
図１１は、第６の実施形態に係る光受信回路における電流−電圧変換回路１の内部構成例を示す図である。
【０１０６】
図１１に示す電流−電圧変換回路１は、上記した反転増幅器１４と、電流−電圧変換素子１５と、トランジスタ１９とを含んでおり、さらにトランジスタ１８と、トランジスタ２６とを含んでいる。
【０１０７】
反転増幅器１４は、フォトダイオードＰＤからの電流信号を入力する初段に配置された反転増幅回路１３を含み、縦続接続された複数の増幅回路を含んでいる。
【０１０８】
トランジスタ１８は、反転増幅回路１３の入出力端子間に接続されており、そのゲートに制御信号Ｖｃを受けている。
【０１０９】
トランジスタ２６は、単方向導通素子としての機能を果たし、トランジスタ１８に直列に接続されており、そのゲートに所定の一定電圧Ｖｂを受けている。
【０１１０】
このような構成にすると、制御信号Ｖｃを受けるトランジスタ１８が働いて、過剰の入力電流がバイパスされるとともに、反転増幅器１４全体の開放利得が小さくなる。このため、より安定した動作で広ダイナミックレンジ化を図ることができる。また、単方向導通素子用にトランジスタ２６を備えているので、トランジスタ１８を介して、反転増幅回路１３の出力端子から入力端子への電流の逆流を防ぐことができ、より安定した動作を実現することができる。
【０１１１】
また、ここで、本実施形態の変形例について図１２を参照しながら説明する。
【０１１２】
図１２は、電流−電圧変換回路１の他の構成例を示す図である。
【０１１３】
図１２に示す電流−電圧変換回路１は、上記図１１に示した電流−電圧変換回路が有する構成要素に加え、さらにレベルシフト回路２０及びトランジスタ２１を有している。
【０１１４】
レベルシフト回路２０は、制御信号Ｖｃのレベルをシフトして、トランジスタ２１に出力する。また、トランジスタ２１は、トランジスタ１８と並列に接続されており、レベルシフト回路２１からレベルシフトされた制御信号Ｖｃをゲートに受けている。
【０１１５】
このような構成にすると、制御信号Ｖｃをそのまま受けるトランジスタ１８と、レベルシフトされた制御信号Ｖｃを受けるトランジスタ２１とは、それぞれ作用し始めるタイミングが異なる。このため、急激な電流−電圧変換利得の変化を抑制することができるので、安定した動作を保ちながら、より広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【０１１６】
【発明の効果】
以上のように本発明によると、最終的には、第１のローパスフィルター及び第２のローパスフィルターからの出力される電圧が等しくなるように収束する。このとき、シングル−差動変換回路からの相補出力信号のそれぞれがＨｉｇｈである期間は等しくなる。このため、大きな振幅を有する電流信号が入力されるときのパルス幅歪みを大幅に削減し、また、広ダイナミックレンジ化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  第１の実施形態に係る光受信回路の構成を示す図である。
【図２】  第１の実施形態に係る光受信回路の動作を説明するための図である。
【図３】  第２の実施形態に係る光受信回路の構成を示す図である。
【図４】  第３の実施形態に係る光受信回路の構成を示す図である。
【図５】  第４の実施形態に係る光受信回路の構成を示す図である。
【図６】  第４の実施形態に係る光受信回路の動作を説明するための図である。
【図７】  第４の実施形態に係る光受信回路の他の構成を示す図である。
【図８】  第４の実施形態に係る光受信回路のさらに他の構成を示す図である。
【図９】  第５の実施形態に係る光受信回路の構成を示す図である。
【図１０】  第５の実施形態に係る光受信回路の他の構成を示す図である。
【図１１】  第６の実施形態に係る反転増幅器の構成を示す図である。
【図１２】  第６の実施形態に係る反転増幅器の他の構成を示す図である。
【符号の説明】
１    電流−電圧変換回路
２    シングル−差動変換回路
３    ローパスフィルター（第１のローパスフィルター）
４    ローパスフィルター（第２のローパスフィルター）
５    電圧−電流変換回路
６    ホールド容量
７    基準電圧発生回路
８    振幅検出回路（バイアス制御手段）
９    バイアス制御回路（バイアス制御手段）
１０    レベル変換回路
１１    チャージポンプ回路
１２、１６、２５    ローパスフィルター
１３    反転増幅回路
１４    反転増幅器
１５    電流−電圧変換素子
１７    差動増幅器
１８    トランジスタ（第１のトランジスタ）
１９    トランジスタ（第２のトランジスタ）
２０    レベルシフト回路
２１    トランジスタ（第３のトランジスタ）
２２    最大値検出保持回路
２３    最小値検出保持回路
２４    電圧分圧回路
２６    単方向導通素子
Ｖｃ    制御信号
３ａ、４ａ  バッファ回路
３ｂ、４ｂ  抵抗
３ｃ、４ｃ  容量
【図１】
0003940616.tif 000002
【図２】
0003940616.tif 000003
【図３】
0003940616.tif 000004
【図４】
0003940616.tif 000005
【図５】
0003940616.tif 000006
【図６】
0003940616.tif 000007
【図７】
0003940616.tif 000008
【図８】
0003940616.tif 000009
【図９】
0003940616.tif 000010
【図１０】
0003940616.tif 000011
【図１１】
0003940616.tif 000012
【図１２】
0003940616.tif 000013