(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定形状で配列された複数のアンテナ素子により複数の到来電波を受信して、この受信により得られた高周波信号を一つの受信機に入力して生成される受信信号から前記到来電波の到来方向を推定する電波到来方向推定方法において、
前記複数のアンテナ素子のうちの一部の素子を用いてビーム幅の広い複数の第１アンテナビームを形成した状態で前記到来方向を推定することにより、前記到来電波の数より少ない数の第１推定結果を求める第１の到来方向推定ステップと、
前記複数のアンテナ素子の前記一部の素子より多い素子を用いて第１推定結果の方向に前記第１アンテナビームよりビーム幅の狭い第２アンテナビームをそれぞれ形成した状態で前記到来方向を推定することにより、前記到来電波の数と同数の第２推定結果を求める第２の到来方向推定ステップとを有することを特徴とする電波到来方向推定方法。
【請求項２】
前記第１の到来方向推定ステップ及び第２の到来方向推定ステップは、ビームスペースＭＵＳＩＣ法を用いて前記到来方向を推定することを特徴とする請求項１記載の電波到来方向推定方法。
【請求項３】
所定の配列形状で配列され、到来電波を受信して高周波信号を出力する複数のアンテナ素子と、
前記複数のアンテナ素子から出力される高周波信号を個別に位相シフトする複数の移相手段と、
前記複数のアンテナ素子から前記到来電波の受信に供されるアンテナ素子を選択する選択手段と、
前記移相手段により位相シフトされ、かつ前記選択手段により選択されたアンテナ素子からの高周波信号を合成する信号合成手段と、
前記信号合成手段から出力される高周波信号を受信して受信信号を生成する受信機と、
前記受信信号を基に前記到来電波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、
前記移相手段の位相シフト量および前記選択手段による選択を制御する制御手段とを有し、
前記選択手段により前記複数のアンテナ素子のうちの一部の素子を選択し、かつ前記移相手段の移相シフト量の制御によりビーム幅の広い複数の第１アンテナビームを形成した状態で、前記到来方向推定手段により第１の到来方向推定を行うことにより、前記到来電波の数より少ない数の第１推定結果を求め、
次に、前記選択手段により前記複数のアンテナ素子の前記一部の素子より多い素子を選択し、かつ前記移相手段の移相シフト量の制御により前記第１推定結果の方向にそれぞれ第２アンテナビームを形成した状態で、前記到来方向推定手段により第２の到来方向推定を行うことにより、前記到来電波の数と同数の第２推定結果を求めることを特徴とするアンテナ装置。
【請求項４】
所定の配列形状で配列され、到来電波を受信して高周波信号を出力する複数のアンテナ素子と、
前記複数のアンテナ素子から出力される高周波信号を個別に位相シフトする複数の移相手段と、
前記複数のアンテナ素子から前記到来電波の受信に供されるアンテナ素子を選択する選択手段と、
前記移相手段により位相シフトされ、かつ前記選択手段により選択されたアンテナ素子からの高周波信号を反射させて該アンテナ素子から電波として再放射させる手段と、
前記アンテナ素子から再放射される電波を受信して高周波信号を出力する一次放射アンテナと、
前記一次放射アンテナから出力される高周波信号を受信して受信信号を生成する受信機と、
前記受信信号を基に前記到来電波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、
前記移相手段の位相シフト量および前記選択手段による選択を制御する制御手段とを有し、
前記選択手段により前記複数のアンテナ素子のうちの一部の素子を選択し、かつ前記移相手段の移相シフト量の制御によりビーム幅の広い複数の第１アンテナビームを形成した状態で、前記到来方向推定手段により第１の到来方向推定を行うことにより、前記到来電波の数より少ない数の第１推定結果を求め、
次に、前記選択手段により前記複数のアンテナ素子の前記一部の素子より多い素子を選択し、かつ前記移相手段の移相シフト量の制御により前記第１推定結果の方向にそれぞれ第２アンテナビームを形成した状態で、前記到来方向推定手段により第２の到来方向推定を行うことにより、前記到来電波の数と同数の第２推定結果を求めることを特徴とするアンテナ装置。
【請求項５】
前記選択手段は、前記アンテナ素子の数と同数の高周波スイッチを含み、該高周波スイッチは前記制御手段により個別にオン・オフが制御されることを特徴とする請求項３または４のいずれか１項記載のアンテナ装置。
【請求項６】
前記選択手段は、前記アンテナ素子の数と同数の可変利得増幅器を含み、該可変利得増幅器は前記制御手段により個別に利得が制御されることを特徴とする請求項３または４のいずれか１項記載のアンテナ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、レーダや移動体通信用基地局などに適用される電波到来方向推定方法および電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電波の到来方向を推定する技術は、例えばレーダによる飛翔体の追尾や到来方向の検知、あるいは移動無線通信システムの基地局においてアンテナのビームパターンを特定の移動局に向けたり、逆に特定の移動局に向けない制御、さらには干渉波の到来方向を検出してその方向にビームパターンのヌルを形成する、といった各種の制御に用いられる。
【０００３】
このような電波到来方向推定技術の中で、特に同一周波数の複数の電波の到来方向を同時に推定できる高分解技術として、ＭＵＳＩＣ(Multiple Signal Classification)法が知られている。このＭＵＳＩＣの詳細は、R.O.Schm it，“Multple Emitter Location and Signal Parameter Estimation”,IEEE Trans. Antennas and Propagaton, vol.AP-34, no.3,pp.276-280, March,1986.（文献１）に記載されている。
【０００４】
ＭＵＳＩＣとは、アレイアンテナを構成する各アンテナ素子から出力される高周波信号を受信機に入力し、この受信機からの受信信号の共分散行列を求め、この行列の固有値および固有ベクトルを計算し、固有値と雑音電力の大小比較より固有ベクトルを信号部分空間と雑音部分空間に分け、これら信号部分空間と雑音部分空間の直交性を利用して、電波到来方向の推定を行うアルゴリズムである。特徴としては、ビームバターンのヌルを利用した到来方向の推定であることから一般的に高分解能と言われていること、そして、「アンテナ素子数−１」の数の到来電波の方向を同時に推定できることである。
【０００５】
しかしながら、ＭＵＳＩＣではそれぞれのアンテナ素子から出力される高周波信号を受信復調して受信信号を得るために、アンテナ素子数と同じ数の受信機を必要とする。例えば、到来電波の数が未知である伝搬環境においてＭＵＳＩＣを適用する場合には、アンテナ素子の数を十分に多くする必要があり、これに伴い受信機の数も同じ数だけ設ける必要があるため、装置が大型化し、コストも高くなるという問題点がある。
【０００６】
また、アンテナ素子数が多くなると、電波到来方向の推定に用いる共分散行列の次数が大きくなる。共分散行列は多数のサンプルの平均から求めるためにデータ量が多く、その計算処理に時間がかかる。さらに、この共分散行列の固有値計算に際し、行列の次数が大きくなると、次数の３乗に比例して計算処理に要する時間が増大する。このように計算処理に長時間を必要とすることは、特にオンライン処理で電波到来方向の推定を行いたい場合に、大きな問題となってくる。
【０００７】
このようなＭＵＳＩＣの持つ問題点を解決する方法として、以下の技術が既に報告されている。
第１の方法は、図１５に示すように各アンテナ素子２０１から出力される高周波信号を切り替えスイッチ２０２により切り替えて一つの受信機２０３に順次入力し、この受信機２０３の受信信号を到来方向推定部２０４に導いてＭＵＳＩＣと同様の演算を行う方法である。この方法の詳細は、関澤、“多重波電波到来方向推定方法用リニアアレーアンテナの開発”、信学技報、RCS96-128、pp.7-14(Jan.1997)（文献２）に記載されている。
【０００８】
しかし、この方法は受信機２０３が一つで済むため、装置の小型化、低コスト化が可能であるが、各アンテナ素子２０１から出力される高周波信号を測定している間に伝搬環境が変わってしまうと、到来方向の正しい推定ができなくなってしまうという問題点があり、特にアンテナ素子２０２の数が多くなると、その問題は顕著となる。また、この手法では計算処理そのものは基本的にＭＵＳＩＣと同様であり、計算処理に時間がかかる点は改善されない。
【０００９】
第２の方法は、ビームスペースＭＵＳＩＣ（以下、ＢＳーＭＵＳＩＣと記述）と呼ばれる手法を用いることである。このＢＳ−ＭＵＳＩＣの詳細は、HARRYB.LEE and MICHAELS.WENGROVITZ,“Resolution Threshold of Beamspace MUSIC For Two Closely Spaced Emitters”,IEEE Trans.Acoust., speech,and Signal Processing, vo1.ASSP-38, no.9, pp.1545-1559, Sept.,1990.（文献３）に記載されている。
【００１０】
図１６を用いてＢＳ−ＭＵＳＩＣを簡単に説明すると、各アンテナ素子２１１から出力される高周波信号をビーム形成回路２１２に入力して複数のアンテナビームを形成し、各ビーム毎の高周波信号を受信機２１３で受信して、これらの受信信号を基に到来方向推定部２１４により電波到来方向の推定を行う。アルゴリズムとしてのＭＵＳＩＣとの違いは、計算式の中にアンテナビームを形成したときの各アンテナ素子２１１からの高周波信号に乗じた重みベクトルを用いている点であり、基本的にはＭＵＳＩＣに類似した計算手順である。ＢＳ−ＭＵＳＩＣにおいても、図１６に示したように文献２の手法と同様に受信機２１３は一つでよく、装置の小型化、低価格化が可能である。
【００１１】
しかし、このＢＳ−ＭＵＳＩＣでは、アンテナビームを向けた方向からの到来電波は、ビームのメインローブで受信されるのに対し、アンテナビームを向けていない方向の到来電波は、ビームのサイドローブで受信されることになるので、ほとんど受信されないのと同じである。すなわち、ビーム形成回路２１２でビームを向けた方向については到来方向を推定できるが、ビームを向けていない方向は到来方向の推定を行うことができない。しかし、未知の伝搬環境にＢＳ−ＭＵＳＩＣを適用する場合には、全ての方向にアンテナビームを向けることが全方向の電波到来方向推定を行う上で必要となる。また、ＢＳ−ＭＵＳＩＣにおいて分離できる到来電波の数は、「ビーム形成回路において形成したビームの数−１」であり、ＭＵＳＩＣと同じように制限がある。
【００１２】
従って、多数の到来電波が存在する可能性のある環境においてＢＳ−ＭＵＳＩＣで正確な到来方向の推定を行うには、多数の到来電波を想定して、多数のアンテナ素子を用いて多数のアンテナビームを形成する必要があり、計算処理に必要な時間が長くなるという二番目の問題点は解決されない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来のＭＵＳＩＣ法を用いた電波到来方向推定技術では、多数の受信機を必要とし、装置の大型化、高価格化を招くという問題点があり、また到来電波の数が未知の伝搬環境でも到来方向の推定を正確に行うためにアンテナ素子数を多くすると、計算処理に長時間を要し、オンライン処理が難しくなるという問題点がある。
【００１４】
さらに、ＭＵＳＩＣを改良して受信機を一つで済むようにした文献２や文献３に開示された技術においても、多数の到来電波が存在する可能性のある環境で到来方向の推定を正確に行うためには、多数のアンテナ素子を用いる必要があり、計算処理に必要な時間が長いという問題点は解決されない。
【００１５】
本発明は、このような従来の問題点を解消するためになされたもので、受信機の数が少なく装置の小型化、低コスト化が可能であり、また未知の電波環境においても到来方向の推定を少ない計算処理で行うことができる電波到来方向推定方法および該推定方法による電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明は所定形状で配列された複数のアンテナ素子により到来電波を受信し、この受信により得られた高周波信号を一つの受信機に入力して生成される受信信号から前記到来電波の到来方向を推定する電波到来方向推定方法において、ビーム幅の広い第１のアンテナビームを複数個形成した状態で到来方向を推定する第１の到来方向推定ステップと、この第１の到来方向推定ステップよる推定結果の方向に第２のアンテナビームよりビーム幅の狭いアンテナビームを複数個形成した状態で到来方向を推定する第２の到来方向推定ステップとを有することを特徴とする。
【００１７】
すなわち、第１の到来方向推定ステップではビーム幅の広いアンテナビームを用いて粗い推定を行い、第２の到来方向推定ステップではビーム幅の狭いアンテナビームを第１の到来方向推定ステップで得られた推定結果の方向に絞って形成することにより、正確な推定を行う。
【００１８】
このような電波到来方向推定方法によると、一つの受信機を用いた比較的簡単なハードウェア構成で、しかも未知の電波環境においても到来方向の推定を少ない計算処理で、例えばＢＳ−ＭＵＳＣにおいては少ないデータ数、小さな行列を用いて到来方向の推定を行うことができる。
【００１９】
本発明に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置は、所定の配列形状で配列され、到来電波を受信して高周波信号を出力する複数のアンテナ素子と、これら複数のアンテナ素子から出力される高周波信号を個別に位相シフトする複数の移相手段と、複数のアンテナ素子から到来電波の受信に供されるアンテナ素子を選択する選択手段と、移相手段により位相シフトされ、かつ選択手段により選択されたアンテナ素子からの高周波信号を合成する信号合成手段と、この信号合成手段から出力される高周波信号を受信して受信信号を生成する受信機と、この受信信号を基に到来電波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、移相手段の位相シフト量および選択手段による選択を制御する制御手段とを有することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明に係る電波到来方向推定機能を有する他のアンテナ装置は、反射型フェーズドアレイアンテナを用いて構成されたものであって、所定の配列形状で配列され、到来電波を受信して高周波信号を出力する複数のアンテナ素子と、これら複数のアンテナ素子から出力される高周波信号を個別に位相シフトする複数の移相手段と、複数のアンテナ素子から到来電波の受信に供されるアンテナ素子を選択する選択手段と、移相手段により位相シフトされ、かつ選択手段により選択されたアンテナ素子からの高周波信号を反射させて該アンテナ素子から電波として再放射させる手段と、アンテナ素子から再放射される電波を受信して高周波信号を出力する一次放射アンテナと、この一次放射アンテナから出力される高周波信号を受信して受信信号を生成する受信機と、この受信信号を基に到来電波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、移相手段の位相シフト量および選択手段による選択を制御する制御手段とを有することを特徴とする。
【００２１】
このような構成のアンテナ装置において、選択手段により複数のアンテナ素子のうちの一部の素子を選択し、かつ移相手段の移相シフト量の制御により所定の複数のアンテナビームを形成した状態で、到来方向推定手段により第１の到来方向推定を行い、次に、選択手段により複数のアンテナ素子の全てを選択し、かつ移相手段の移相シフト量の制御により少なくとも一つのアンテナビームを形成した状態で、到来方向推定手段により第２の到来方向推定を行うことによって、一つの受信機を用いた比較的簡単なハードウェア構成で、しかも未知の電波環境においても到来方向の推定を少ない計算処理で到来方向の正確な推定を行うことができる。
【００２２】
ここで、複数のアンテナ素子から到来電波の受信に供されるアンテナ素子を選択するための選択手段は、具体的には例えばアンテナ素子の数と同数の高周波スイッチ、あるいは、アンテナ素子の数と同数の可変利得増幅器からなる。高周波スイッチのオン・オフ、あるいは可変利得増幅器の利得は制御手段により個別に制御される。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成を示す図である。このアンテナ装置は、複数のアンテナ素子１１、各アンテナ素子１１にそれぞれ対応して設けられた複数の可変移相器１２、各可変移相器１２の出力側に設けられた複数の高周波スイッチ１３、信号合成器１４、受信機１５、到来方向推定部１６およびコントローラ１７から構成される。
【００２４】
アンテナ素子１１は、所定の配列形状、例えば一列の線状に配列されてアレイアンテナを構成し、同一周波数の複数の電波（到来電波）を受信する。アンテナ素子１１としては、例えばパッチアンテナや、モノボールアンテナなど、比較的広い指向性を持ったアンテナ素子が用いられる。広い指向性を持ったアンテナ素子を使用することで、広範囲の方向からの到来電波を受信できるので、到来方向推定範囲が広がる。
【００２５】
可変移相器１２は、各アンテナ素子１１に個別に接続され、対応するアンテナ素子１１から出力される高周波信号の高周波位相を位相シフトするものであり、その位相シフト量はコントローラ１７によって制御される。
【００２６】
高周波信号の位相をシフトすることは、複数のアンテナ素子１１から構成されるアレイアンテナの指向性を変えることに相当する。この位相シフト量をコントローラ１７により制御することで、特定の方向にアンテナビーム（指向性パターン）を向けることできる。すなわち、各アンテナ素子１１から出力される高周波信号の位相をシフトすることは、ある特定方向の範囲からの到来に限定して電波を受信することと等価である。
【００２７】
可変移相器１２により位相シフトされた受信信号は、コントローラ１７により選択的にオン・オフされる高周波スイッチ１３を介して信号合成器１８により合成される。すなわち、可変移相器１２から出力される受信信号は、対応する高周波スイッチ１３がオンとなっていれば信号合成器１８に入力され、対応する高周波スイッチ１３がオフであれば信号合成器１８に入力されない。
【００２８】
従って、このような高周波スイッチ１３の選択的なオン・オフによって、受信に供されるアンテナ素子１１の数を変更することができる。これにより後に詳しく説明するように、まず始めに少数のアンテナ素子１１を用いて到来方向の大まかな推定を行い、その結果を基に多数のアンテナ素子１１（例えば全てのアンテナ素子）を用いて細かな推定を行うことができる。
【００２９】
高周波スイッチ１３からの出力は、信号合成器１４に入力される。信号合成器１４は、入力された受信信号（高周波信号）をそれぞれ所定の位相関係、例えば位相差０で一つの信号に合成する。この信号合成器１４からの出力信号は一つの受信機１５により受信復調され、受信信号して出力される。この受信機１５の出力から、電波到来方向推定部１６においてディジタル信号処理による演算によってアレイアンテナに到来する電波の到来方向が推定される。
【００３０】
次に、電波到来方向推定部１６について説明する。
なお、以下では簡単のために、電波到来方向の推定を一次元（方位角のみ）の方向として説明するが、２次元方向（方位角＋仰角）の推定についても、同様の手順によって行うことができる。
【００３１】
図２に、電波到来方向推定部１６の構成を示す。この電波到来方向推定部１６は、共分散行列計算部２１、固有値／固有ベクトル計算部２２、評価関数計算部２３、重み行列記憶部２５、ステアリングベクトル記憶部２６および方位推定データ出力部２４の６つのブロックから構成されている。以下、ＢＳ−ＭＵＳＩＣに基づいた処理の流れを説明する。
【００３２】
まず、最初にコントローラ１７は可変移相器１２および高周波スイッチ１３の制御を行う。このときの受信機１５からの受信信号をｘｌとする。コントローラ１７は再び可変移相器１２および高周波スイッチ１３の制御を行うが、このときの受信機１５からの受信信号をｘ２とする。以下、同様の操作をｎ回繰り返す。
【００３３】
このようにしてｎ回のコントローラ１７からの指示によって得られた受信信号ｘ１，ｘ２，…，ｘｎをｎ行１列の行列Ｘで表すと、共分散行列計算部２１によって求められる共分散行列は次式で表される。
【００３４】
【数１】
0003920483.tif 000002
【００３５】
ここに、Ｅ［  ］は受信信号のサンプル値の平均、ＨはＸの共役転置を示す。サンプル値の平均とは、ｘ１，ｘ２，…，ｘｎについてそれぞれＮ個時系列的にサンプリングを行ってＸＸH をＮ個求め、それらの全てを足し合わせ平均化することである。ＢＳ−ＭＵＳＩＣでは、全体のサンプル数はＮ×ｎ個となる。そして、全ての測定は伝搬環境が変わらないうちに終了しなくてはならない。
【００３６】
このように受信信号ｘ１，ｘ２，…，ｘｎを求めるときに用いた可変移相器１２の位相シフト量の値を列に持った行列をＷとし、これを重み行列とする。言い換えれば、行列Ｗの各列はｘ１，ｘ２，…，ｘｎを求めるときに用いた可変移相器１２の位相シフト量の値である。この行列Ｗは、重み行列記憶部２５に記憶される。
【００３７】
次に、共分散行列Ｓの最小固有値、および最小固有値に対応する固有ベクトルを固有値／固有ベクトル計算部２２で計算する。
【００３８】
次に、各方位毎に次式で表される評価関数ＰMU（θ）を評価関数計算部２３で計算する。
【００３９】
【数２】
0003920483.tif 000003
【００４０】
ここに、ａ（θ）はステアリングベクトルであり、アンテナ素子１１の配置とアンテナ素子１１間の相互結合によって決まるもので、予めステアリングベクトル記憶部２６に記憶されている。
【００４１】
そして、評価関数ＰMU（θ）の計算結果を用いて、方位推定データ出力部２４が到来方向の推定結果を出力する。
【００４２】
このようにして、ＢＳ−ＭＵＳＩＣによって電波の到来方向を推定できる。次に、本実施形態における電波到来方向推定手順について、図１１に示すフローチャートを用いて説明する。
【００４３】
本実施形態では、始めにアレイアンテナを構成する複数のアンテナ素子１１のうちの一部のアンテナ素子のみを用いて、広いビーム幅のアンテナビームを形成し（ステップＳ１）、さらに全方位角をカバーするようにアンテナビームの方向を決め（ステップＳ２）、この状態でＢＳ−ＭＵＳＩＣによる第１の到来方向推定を行う。
【００４４】
次に、アンテナ素子１１のうち第１の到来方向推定で用いた素子数より多い、例えば全てのアンテナ素子を用いて、ビーム幅の狭い、つまり指向性の鋭いアンテナビームを形成し（ステップＳ４）、かつこのアンテナビームの方向を第１の到来方向の推定結果を基に限定し（ステップＳ５）、この状態でＢＳ−ＭＵＳＩＣによる第２の到来方向推定を行う。
【００４５】
以下、具体例を用いてさらに詳細に説明する。
まず、アレイアンテナのモデルとしては、アンテナ素子１１の数を３２素子とし、到来方向を推定しようとする電波の高周波波長で半波長間隔に直線状に並べる。また、アンテナ素子１１をバッチアンテナと仮定して、各アンテナビームのビームパターンを半値角が９０°のｃｏｓθパターンとする。そして、到来電波の数は５つ、それぞれの到来電波の振幅は等振幅、到来角度はθ＝０°、＋１°、＋２０°、−３８°、−４０°と仮定する。
【００４６】
第１の到来方向推定では、例えば３２素子のアンテナ素子１１のうち位置が隣接した８素子を用いる。すなわち、高周波スイッチ１３はコントローラ１７により３２個のうちアンテナ素子１１の上記８素子に対応する８個がオン、他の２４個は全てオフとなるように制御される。
【００４７】
そして、コントローラ１７による制御により可変移相器１２の位相シフト量を制御して、図３に示すような７つのアンテナビームを形成し、これら７つのアンテナビームによる受信信号を基に第１の到来方向推定を行う。
【００４８】
図４に、この第１の到来方向推定による推定結果を示す。図４より３つのピークがあり、３つの到来電波の存在が確認できる。しかしながら、実際の到来電波の数は５つであるので、この推定結果は間違っている。この誤りの原因は、使用するアンテナ素子の素子数が第１の到来方向推定では８素子と比較的少ないために、アレイアンテナとしてのアンテナビームの幅が比較的広くなり、近い角度から来た到来電波を同一のものとみなすことによる。
【００４９】
このように第１の到来方向推定では、到来方向の正確な推定は行われないが、その推定結果は図４に示したように実際の到来電波の極く近傍の方向にピークを持っている。すなわち、大体の到来方向を第１の到来方向推定によって見出だすことができることが分かる。
【００５０】
次に、細かな到来方向の分離を第２の到来方向推定で行う。複数の到来電波の到来方向が近い場合に、それらを分離して正確に推定するために、第２の到来方向推定では狭いビーム幅のアンテナビームを用いる。この例では、アレイアンテナを構成するアンテナ素子１１が３２素子であり、３２素子全てを用いて第２の到来方向推定を行う。
【００５１】
第１の到来方向推定で粗い推定ができているので、その方向付近のみにアンテナビームを向け、ＢＳ−ＭＵＳＩＣによる第２の到来方向推定を行う。具体的には、まず第１の到来方向推定で得られた図４中の０°方向のピークに関して、それを分離するために、図５に示すような５つのアンテナビームを用いて到来方向の推定を行う。５つのアンテナビームを用いると、原理的には４つの到来電波の分離ができることとなる。
【００５２】
このときの推定結果を図６（ａ）（ｂ）に示す。図６（ａ）における０°方向近傍の推定結果の拡大図を図６（ｂ）に示したように、０°と１°の方向の２つの到来電波が正しく分離され、到来方向の推定ができていることが分かる。
【００５３】
このように第２の到来方向推定では、第１の到来方向推定では分離できなかった到来方向についても分離できている。また、第２の到来方向推定では５つのビームしか用いていないので、データ数は少なくて済み、さらに行列の次数も小さくなるので、計算処理に要する時間の減少に大いに貢献する。
【００５４】
ここで、注意しなくてはならないことは、０°付近の到来方向の推定は正確になされているが、その他の領域の到来方向の推定は正しくできていないことである。アンテナビームを向けていない方向の到来電波は、ビ一ムのサイドローブで受信することとなるので、ノイズと同じように扱われてしまうためである。その他の領域の到来方向については、次に述べるように更なる処理を必要とする。
【００５５】
第１の到来方向推定の推定結果より、＋２０°方向にピークが存在しているので、第２の到来方向推定では図７に示すように５つのアンテナビームを＋２０°方向に向けて到来方向の推定を行う。
【００５６】
このときの推定結果を図８（ａ）（ｂ）に示す。図８（ａ）における２０°方向近傍の推定結果の部分拡大図が図８（ｂ）である。２０°方向には一つしか到来電波はなく、到来方向の正しい推定ができていることが分かる。
【００５７】
次に、第１の到来方向推定の推定結果から−４０°方向にもピークが存在しているので、第２の到来方向推定により図９に示すように５つのアンテナビームを−４０°方向に向けて到来電波の推定を行う。
【００５８】
このときの推定結果を図１０（ａ）（ｂ）に示す。図１０（ａ）における−４０°方向近傍の部分拡大図が図１０（ｂ）である。−３８°方向と−４０°方向の２つの到来電波が明確に分離でき、到来方向が正しく推定できていることが分かる。
【００５９】
このようにして、本実施形態によるとまず始めに粗く第１の到来方向推定を行い、次に細かく第２の到来方向推定を行うことで、正確に電波の到来方向を推定することが可能となる。
【００６０】
このように二段階に分けて到来方向の推定を行う利点をまとめると、次の通りである。一つは、取り扱うデータ数の減少であり、二つ目は、行列の次数の減少である。これにより、計算処理にかかる時間が大幅に短縮される。以下に、具体的な数値例を挙げて、この効果について述べる。
【００６１】
比較のため、まず全てのアンテナ素子（３２素子）を用いて到来方向の推定を行う従来の方法の処理量を求めてみる。なお、以下の検討においては、固有値計算に要する処理量は行列の次数の３乗に比例すると仮定する。例えば、３２個のアンテナビームを形成して、ＢＳ−ＭＵＳＩＣを実施する場合には、３２×サンプリング数のデータを必要とし、また行列の大きさは３２×３２であるから、固有値計算にかかる時間は３２の３乗に比例する。
【００６２】
これに対して、本実施形態によれば第１の到来方向推定では７個のアンテナビームを形成してＢＳ−ＭＵＳＩＣを実施するので、データ数は７×サンプリング数、行列の大きさは７×７の行列である。また、第２の到来方向推定では５個のアンテナビームを形成してＢＳ−ＭＵＳＩＣを３回実施するので、データ数は５×サンプリング数×３（回）、行列の大きさは５×５である。従って、固有値計算にかかる時間は７の３乗に比例する時間と、５の３乗に比例する時間の３回分との和となる。
【００６３】
すなわち、単純比較でデータ数を比較すると、従来例では３２×サンプリング数、本実施形態では２２×サンプリング数となる。また、固有値計算の処理量を比較すると、従来例では３２の３乗（＝３２７６８）に比例する時間、本実施形態では７の３乗（＝３４３）に比例する時間と５の３乗×３回（＝３７５）に比例する時間の合計（すなわち、７１８に比例する時間）となる。明らかに、本実施形態の方がデータ数および固有値計算に要する時間は少なくて済み、計算時間短縮の効果は絶大である。
【００６４】
また、上記の具体例では、第１の到来方向推定において３つの到来電波が存在する場合を仮定したが、この数がより少なくなったときには、本発明の手法による効果はさらに大きくなる。
【００６５】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態として、反射型フェーズドアレイアンテナを用いて電波到来方向を推定する方法とそのアンテナ装置について説明する。図１２は、本実施形態に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成図である。
【００６６】
図１２において、同一周波数の到来電波を受信する所定形状に配列された複数のアンテナ素子１３１と、各アンテナ素子１３１に個別に接続され、対応するアンテナ素子１１から出力される高周波信号を位相シフトする可変移相器１３２と、各可変移相器１３２の出力端子にそれぞれの一端が接続された高周波スイッチ１３３については、第１の実施形態と同様である。
【００６７】
本実施形態では、各高周波スイッチ１３３の一端に無反射終端１３４が接続されている。また、本実施形態においては、一次放射アンテナ（一次放射器ともいう）１３５がさらに設けられ、この一次放射アンテナ１３５からの出力が一つの受信機１３６で受信され、この受信機１３６の出力を基に到来方向推定部１３７で電波到来方向の推定が行われる構成となっている。可変移相器１３２の位相シフト量、高周波スイッチ１３３のオン・オフおよび到来方向推定部１３７の制御は、コントローラ１３８によって行われる。
【００６８】
次に、本実施形態の反射型フェーズドアレイアンテナを用いた場合の到来方向推定動作を説明する。
アンテナ素子１３１は、複数の到来電波を受信する。アンテナ素子１３１から出力される高周波信号は、可変移相器１３２によって位相シフトされる。可変移相器１２により位相シフトされた高周波信号は、コントローラ１３８により選択的にオン・オフされる高周波スイッチ１３３の各一端に与えられる。
【００６９】
ここで、可変移相器１３２から出力された高周波信号は、その可変移相器１３２に接続されている高周波スイッチ１３３がオフのときは高周波スイッチ１３１で反射されてアンテナ素子１３１の方に戻り、アンテナ素子１３１から電波として再放射される。さらに、可変移相器１３２から出力された高周波信号は、その可変移相器１３２に接続されている高周波スイッチ１３３がオンのときは、無反射終端１３４によって減衰され、アンテナ素子１３１から再放射されない。
【００７０】
アンテナ素子１３１からの再放射された電波は、空間を伝わって一次放射アンテナ１３５で受信される。そして、一次放射アンテナ１３５から出力される高周波信号が受信機１３６に入力され、この受信機１３６からの出力に基づいて到来方向推定部１３７によって到来方向の推定が行われる。
【００７１】
本実施形態においては、コントローラ１３８によって高周波スイッチ１３３のオン・オフを制御することで、再放射に供されるアンテナ素子１３１の数を変更することができる。これにより第１の実施形態と同様に、始めに少数のアンテナ素子１３１を用いて粗い第１の到来方向推定を行い、次にその結果に基づき多数のアンテナ素子１３１（例えば全てのアンテナ素子）を用いて細かな第２の到来方向推定を行うことが可能であり、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７２】
また、本実施形態においては、第１の実施形態のように信号合成器を用いていないので、信号合成器内における信号の減衰が生じないという利点がある。
【００７３】
（第３の実施形態）
図１３は、本発明の第３の実施形態に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成図である。本実施形態は、図１に示した第１の実施形態における高周波スイッチ１３に代えて、可変利得増幅器１４２を用いている。他の構成要素、すなわち、アンテナ素子１４１、可変移相器１４３、信号合成器１４４、受信機１４５および到来方向推定部１４６については、第１の実施形態と同様である。コントローラ１４７は、可変移相器１４３および到来方向推定部１４６の制御に加えて、可変利得増幅器１４２の利得（増幅率）の制御も行う。
【００７４】
一般に、アンテナ素子からの微弱な高周波信号を増幅するために、アンテナ素子の出力側に低雑音増幅器（ＬＮＡ）が設置されるが、本実施形態ではアンテナ素子１４１からの高周波信号を増幅する増幅器として可変利得増幅器１４２を用い、これらの可変利得増幅器１４２の利得を選択的に制御することで、アンテナビームのビーム幅を変えて、先と同様に第１の到来方向推定と第２の到来方向推定を切り替えて行うようにしている。
【００７５】
すなわち、第１の電波到来方向推定においては、可変利得増幅器１４２のうち一部の増幅器のみを動作させることで、アンテナ素子１４１の一部のみが実質的に受信に供されるようにして、ビーム幅の広いアンテナビームを形成する。この場合、可変利得増幅器１４２の利得と可変移相器１４３の位相シフト量の組合わせによって、より広いビーム幅のアンテナビームを形成することもできる。
【００７６】
第２の到来方向推定においては、全ての可変利得増幅器１４２の利得を同じにすることで、全てのアンテナ素子１４１で受信を行うようにして、狭いビーム幅のアンテナビームを作ることができる。
【００７７】
このように本実施形態では、可変利得増幅器１４２の利得を制御することで、アンテナビームのビーム幅を制御し、これまでの実施形態と同様の手順により電波到来方向の正確な推定を行うことができる。
【００７８】
（第４の実施形態）
図１４は、本発明に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成を示す図であり、受信機を複数用いて計算処理のリアルタイム性を向上させた例である。
【００７９】
このアンテナ装置は、同一周波数の到来電波を受信する所定形状に配列された複数のアンテナ素子１５１と、全てのアンテナ素子１５１に個別に接続された信号分配器１５２と、複数のビーム合成回路１５３と、複数の受信機１５４と、電波到来方向推定部１５５およびコントローラ１５６によって構成される。ビーム合成回路１５３は、例えば複数の可変移相器と、複数の高周波スイッチまたは可変利得増幅器と、信号合成器から構成される。
【００８０】
アンテナ素子１５１から出力される高周波信号は、コントローラ１５６による制御下で信号分配器１５２によって複数のビーム合成回路１５３に分配される。各ビーム合成回路１５３では、アンテナビームが第１の到来方向推定時には広いビーム幅となり、第２の到来方向推定時には狭いビーム幅となるように、コントローラ１５６によって内部の可変移相器の位相シフト量や高周波スイッチのオン・オフが制御される。
【００８１】
そして、これらのビーム合成回路１５３により合成された信号がそれぞれに接続されている受信機１５４によって受信され、これらの受信機１５４からの出力を基に到来方向推定部１５５で第１の到来方向推定および第２の到来方向推定がこれまでの実施形態と同様にして行われる。
【００８２】
本実施形態においては、同時に複数のアンテナビームによる受信信号を得ることができる。例えば、受信機１５４の数を３つとすれば、同時に３つのアンテナビームによる高周波信号を受信できる。従って、受信機が１個の場合に比べて、同時形成されるアンテナビームのビーム数倍の処理能力となり、リアルタイム性の向上に大いに貢献することになる。
【００８３】
本実施形態の構成は、複数の受信機１５４を必要とするため、コスト面では不利となるので、コスト面よりリアルタイム性を要求される用途に適している。
【００８４】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。本実施形態においては、到来方向の推定の手順を「第１の到来方向推定」→「第２の到来方向推定」→……→「第Ｎの到来方向推定」（Ｎは３以上の整数）のように、３段階以上に分けて到来方向の推定を行う。
【００８５】
第１の到来方向推定では、条件によっては到来方向が全くわからない場合がある。例えば、ビームの数を７つとして、全方位にアンテナビームを向けて推定を行ったとき、実際の到来電波は全方位から等間隔に７つ存在する場合がある。その場合には、到来方向の推定結果は、ピークを持たないこととなる。その結果、第２の到来方向推定においては、どの方向にアンテナビームを向けてよいか判断がつかない場合がある。
【００８６】
このような場合には、第２の到来方向推定ではアンテナビームのビーム数を少しだけ増やし、第１の到来方向推定よりは、少しだけ高分解に到来方向を推定することが必要になる。このようにすれば、ある程度の到来方向の推定が可能であるため、第３あるいはそれ以降の到来方向推定により、正確に到来方向の推定を行うことができるようになる。
【００８７】
本発明は上述した実施形態に限られず、種々変形して実施することができる。例えば、図１における可変移相器１２と高周波スイッチ１３の位置関係は逆でもよく、また図１３における可変利得増幅器１４２と可変移相器１４３の位置関係も逆でもよい。
【００８８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば例えば受信機の数を一つとするＢＳ−ＭＵＳＩＣに基づいて到来方向の推定を行うので、高精度の推定ができ、さらにハードウェア構成を簡単化できるため、低コスト化に有効である。
【００８９】
また、広いビーム幅のアンテナビームを用いた第１の到来方向推定を行い、この推定結果に基づいて狭いビーム幅のアンテナビームを用いた第２の到来方向推定を行うことで、電波環境が未知の場合においても大幅に計算処理時間の短縮化を図りつつ、正確な到来方向の推定が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施形態に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成を示すブロック図
【図２】  同実施形態における到来方向推定部の詳細な構成を示すブロック図
【図３】  同実施形態における第１の到来方向推定に用いるアンテナビームのビームパターンを示す図
【図４】  図３のビームパターンを用いたときの第１の電波到来方向推定による推定結果を示す図
【図５】  同実施形態における第２の到来方向推定に用いるアンテナビームのビームパターンを示す図
【図６】  図５のビームパターンを用いたときの第２の電波到来方向推定による推定結果及びその一部を拡大して示す図
【図７】  同実施形態における第２の到来方向推定に用いる他のアンテナビームのビームパターンを示す図
【図８】  図７のビームパターンを用いたときの第２の電波到来方向推定による推定結果を示す図
【図９】  同実施形態における第２の到来方向推定に用いるさらに別のアンテナビームのビームパターンを示す図
【図１０】  図９のビームパターンを用いたときの第２の電波到来方向推定による推定結果及びその一部を拡大して示す図
【図１１】  同実施形態に係る電波到来方向の推定手順を示すフローチャート
【図１２】  本発明の第２の実施形態に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成を示すブロック図
【図１３】  本発明の第３の実施形態に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成を示すブロック図
【図１４】  本発明の第４の実施形態に係る電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成を示すブロック図
【図１５】  従来の電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成を示すブロック図
【図１６】  従来のＢＳ−ＭＵＳＩＣを用いた電波到来方向推定機能を有するアンテナ装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１１…アンテナ素子
１２…可変移相器
１３…高周波スイッチ
１４…信号合成器
１５…受信機
１６…到来方向推定部
１７…コントローラ
２１…共分散行列計算部
２２…固有値／固有ベクトル計算部
２３…評価関数計算部
２４…方位推定データ出力部
２５…重み行列記憶部
２６…ステアリングベクトル記憶部
１３１…アンテナ素子
１３２…可変移相器
１３３…高周波スイッチ
１３４…無反射終端
１３５…一次放射アンテナ
１３６…受信機
１３７…到来方向推定部
１３８…コントローラ
１４１…アンテナ素子
１４２…可変利得増幅器
１４３…可変移相器
１４４…信号合成器
１４５…受信機
１４６…到来方向推定部
１４７…コントローラ
１５１…アンテナ素子
１５２…信号分配器
１５３…ビーム合成回路
１５４…受信機
１５５…到来方向推定部
１５６…コントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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