(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される楽音信号に基づいて、前記入力される楽音信号より１オクターブ低い楽音信号を生成し、前記入力される楽音信号と混合して出力する効果装置において、
入力される楽音信号を複数の周波数帯域に分割することにより複数の帯域分割楽音信号を生成する帯域分割手段と、
前記帯域分割手段で得られた複数の帯域分割楽音信号をそれぞれ１オクターブ低いオクターブ信号に変換する信号変換手段と、
前記入力される楽音信号に前記オクターブ信号を混合する信号混合手段とを備え、
前記信号変換手段は、前記複数の帯域分割楽音信号それぞれについて、ピークを検出し、そのピークに基づき帯域分割楽音信号の所定範囲を位相反転することにより前記オクターブ信号に変換することを特徴とする効果装置。
【請求項２】
前記信号変換手段は、前記複数の帯域分割楽音信号それぞれについて、ピークを検出し、１周期分離れた２つのピーク点を結ぶ線分を折り返し線として前記２つのピーク点間を折り返す位相反転処理を１周期おきに繰り返すことにより前記オクターブ信号に変換することを特徴とする請求項１記載の効果装置。
【請求項３】
前記帯域分割手段は、分割する各帯域毎に、中心周波数の異なる複数のバンドパスフィルタを直列に接続した帯域通過フィルタ手段を備えたものであることを特徴とする請求項１または２記載の効果装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力される楽音信号波形のピークを検出することにより１オクターブ低い楽音信号を生成して出力する効果装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ギター演奏等の際に重厚な音を得るためにギターからの入力楽音信号（以下原音）に対し原音を１／２または１／４に分周した信号を原音に重ねて出力する効果装置がある。つまり原音より１オクターブ低い音を原音に重ねる処理をする効果装置である。動作原理は原音の音高を検出する手段を用い、音高に対する周期を算出したものを１／２または１／４に分周するように構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように原音の音高を検出する手段を用いているため、原音が単音であれば音高の検出が可能であるが、複数音、例えば和音が入力された場合には音高を正しく検出することができないため目的の効果を得られないという問題がある。
【０００４】
本発明の効果装置では和音のような複数音の音高であっても、夫々の楽音の正しい音高の検出を可能とし、原音に対して１オクターブ低い音を重ねて出力する効果装置を提供することを目的とする。
【０００５】
本発明の効果装置は、入力される楽音信号に基づいて、前記入力される楽音信号より１オクターブ低い楽音信号を生成し、前記入力される楽音信号と混合して出力する効果装置において、
入力される楽音信号を複数の周波数帯域に分割することにより複数の帯域分割楽音信号を生成する帯域分割手段と、
前記帯域分割手段で得られた複数の帯域分割楽音信号をそれぞれ１オクターブ低いオクターブ信号に変換する信号変換手段と、
前記入力される楽音信号に前記オクターブ信号を混合する信号混合手段とを備え、
前記信号変換手段は、前記複数の帯域分割楽音信号それぞれについて、ピークを検出し、そのピークに基づき帯域分割楽音信号の所定範囲を位相反転することにより前記オクターブ信号に変換することを特徴とする。
ここで、本発明の効果装置において、前記信号変換手段は、前記複数の帯域分割楽音信号それぞれについて、ピークを検出し、１周期分離れた２つのピーク点を結ぶ線分を折り返し線として前記２つのピーク点間を折り返す位相反転処理を１周期おきに繰り返すことにより前記オクターブ信号に変換することが好ましい。
また、本発明の効果装置において、前記帯域分割手段は、分割する各帯域毎に、中心周波数の異なる複数のバンドパスフィルタを直列に接続した帯域通過フィルタ手段を備えたものであることが好ましい。
【０００６】
前記発明の効果装置によれば、入力された楽音信号を前記帯域分割手段を用いて複数の周波数帯域に分割処理した上で前記オクターブ信号に変換する信号変換手段を用いているため、前記原音が和音を構成するようなものであっても正しい音高の検出が可能であり原音に対して１オクターブ低い楽音を原音に混合することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について説明する。
【０００８】
図１は、本発明のー実施形態を示す効果装置のハードウエア構成図である。
【０００９】
この効果装置１００には、ディジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰという）１１０とＣＰＵ１２０とが備えられていてＣＰＵ１２０によってＤＳＰ１１０が制御される。また、図１のハードウエア内での処理はすべてデジタル信号で行われるのでＡ／Ｄコンバータ１３０とＤ／Ａコンバータ１４０が入力側と出力側にそれぞれ設けられている。
【００１０】
後述するように、ＤＳＰ１１０が効果装置に相当していて１オクターブ下の楽音信号がこのＤＳＰ１１０によって生成される。
【００１１】
本発明の動作を、概念図を参照して説明する。図２は、本発明の効果装置の概念図で、上述のＤＳＰ１１０の働きに相当する。
【００１２】
ここではギターに装着されたギターピックアップ１０からＡ／Ｄ変換された楽音信号が入力端子１１に入力される場合を概念的に示してある。このギターピックアップ１０から入力される楽音波形の周波数成分が各帯域ごとに帯域通過フィルタ１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ…１１０ｋによって分割される。これらの帯域通過フィルタ１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ…１１０ｋには中心周波数が少しづつずれるようにして設定されている。しかも一つの帯域通過フィルタたとえば１１０ａの上限の遮断周波数と隣接する別の帯域通過フィルタ１１０ｂの下限の遮断周波数がほぼ連続するようにして構成されている。また、隣接する帯域通過フィルタ１１０ａ、１１０ｂ同士で同じ周波数を持つ信号を処理しないように隣接する帯域通過フィルタ間相互には充分なアイソレーション特性を持たせてある。これは帯域通過フィルタ１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ…１１０ｋのそれぞれの減衰カーブに急峻な特性を持たせることにより実現している。
【００１３】
図３を参照して本実施形態で使用されている帯域通過フィルタ１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ，…，１１０ｋの特性について説明する。図３（ａ）には各帯域通過フィルタ１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ，…，１１０ｋのうちの、一つである通過帯域通過フィルタ１１０ａの構成を示す図を、図３（ｂ）には図３（ａ）の構成を持つ帯域通過フィルタ１１０ａの周波数特性を示してある。
【００１４】
図３（ａ）に示すように本実施形態では２つの帯域通過フィルタ、ＢＰＦ−１，１１０１とＢＰＦ−２，１１０２とを直列に接続して所望の特性を得ている。帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−１）１１０１には中心周波数がｆ１となる帯域通過フィルタが使用される。また帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−２）１１０２には中心周波数がｆ２となる帯域通過フィルタ１１０２が使用される。したがって、全体としてはそれらの特性が合成された周波数特性を持つ。それぞれの周波数特性および全体の周波数特性を図３（ｂ）に点線と実線でそれぞれ示す。点線で示されているのが帯域通過フィルタＢＰＦ−１，１１０１とＢＰＦ−２，１１０２のそれぞれの周波数特性で、実線で示されているのが帯域通過フィルタ１１０ａ全体の周波数特性である。
【００１５】
帯域通過フィルタ１１０ａの特性は実線で示されていて図３で直列に接続されている帯域通過フィルタの、それぞれの特性が合成された形になっている。図３からも分かるように帯域通過フィルタＢＰＦ−１，１１０１とＢＰＦ−２，１１０２とが各周波数ごとに合成されている。簡単には双方の帯域通過フィルタＢＰＦ−１、ＢＰＦ−２の周波数特性の振幅値を各周波数ごとに各々足して、２で割った形が総合的な帯域通過フィルタの周波数特性になる。
【００１６】
このようにして各帯域通過フィルタ１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ，…，１１０ｋで楽音波形の信号が持つ周波数成分が分割された楽音波形がそれぞれ後段の分周部１１１ａ，１１１ｂ，１１１ｃ，…，１１１ｋへと供給される。分周部では各帯域ごとに１オクターブ下の楽音信号が生成される。各分周部１１１ａ，１１１ｂ，１１１ｃ，…，１１１ｋから出力された楽音信号波形は加算回路１１２で加算されて出力端子１２から出力される。さらにＤ／Ａ変換後、後段に接続されるアンプＡＭＰ２０で増幅されてから出力される。したがって、和音で入力されたとしても和音を構成する各楽音の周波数成分が各帯域ごとに分割されるので、従来のようにピークが正しく検出されないことがない。そしてこれらの分割された楽音信号ごとにオクターブ信号変換処理が行なわれてさらに各帯域ごとにオクターブ信号変換処理された楽音波形が加算回路１１２で混合される。
【００１７】
したがって、入力された楽音信号の周波数成分を帯域通過フィルタ１１０ａ〜１１０ｋによって分割して、それぞれの分割された楽音信号で１オクターブ下の楽音信号波形を生成して、その生成された１オクターブ下の楽音信号波形が加算回路１１２によって混合されて出力される。
【００１８】
ここで効果装置１１０の内部の構成および機能を図４、図５に掲げて詳細に説明する。図２に示すように帯域通過フィルタ１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ，…，１１０ｋによって各帯域に分割された信号の処理は各帯域ごとに同様に行われるのでその中の一つを抜粋して説明する。図４には効果装置１１０のうち、図２の最上段に示されている帯域通過フィルタ１１０ａと分周部１１１ａを抜き出してある。また、図５は図４で示す各部の波形をそれぞれ示してある。図４に示されるアルファベット符号Ａ〜Ｋが図５のＡ〜Ｋに対応する。
【００１９】
図４に示すようにＩＮＰＵＴから入力される楽音信号波形Ａは帯域通過フィルタ１１０ａによって楽音信号波形Ａの持つ周波数成分のうち、所定の周波数帯域のみの楽音信号波形Ｂとして出力される。その波形を図５（２）Ｂで示す。
【００２０】
次に楽音信号波形Ｂはエンベロープフォロア１１１１に入力されると共に、乗算器１１１３で位相反転されもう一方のエンベロープフォロア１１１４にも供給される。
【００２１】
エンベロープフォロア１１１１に入力された楽音波形Ｂはピーク部分のみを残し平滑化された信号として検出されピーク信号Ｃとして出力される。その波形を図５（２）Ｃで示す。図５（２）Ｃに示す波形ではほぼ均等に波高値が表現されているが、実際に入力される波形は１波ごとにレベルが異なるためエンベロープフォロアでピーク検出を行うものである。なおエンベロープフォロアとは整流回路を成すものである。
【００２２】
ピーク信号Ｃは反転乗算器１１１６で信号反転され後段の加算器１１１２へと供給される。一方楽音信号波形Ｂも乗算器１１１５を通じ、加算器１１１２へと供給されピーク信号Ｃと加算合成され楽音信号波形Ｄとして出力される。結果として反転乗算器１１１６で反転されたピーク信号Ｃと楽音信号波形Ｂが加算合成され、反転されたピーク信号Ｃと楽音信号波形Ｂの差分がわずかに０レベルを上回るレベルとなる楽音信号波形Ｄとして出力される。その波形を図５（３）Ｄで示す。
【００２３】
楽音信号波形Ｄは後段のコンパレータ１１１９へ供給される。コンパレータ１１１９では入力信号レベルを０を基準として比較する。入力信号レベルが０以上であれば“１”を出力し、入力信号レベルが０未満、つまりマイナスであれば“０”を出力する。こうして比較された信号は制御信号Ｅとして出力される。このとき制御信号Ｅの立ち上がりのタイミングは楽音信号波形Ｄがレベル０から上昇するタイミングでありピーク点とはこの位置を指す。その波形を図５（４）Ｅで示す。
【００２４】
もう一方のエンベロープフォロア１１１４では反転乗算器１１１３で位相反転された楽音信号Ｂのピーク部分のみを残し平滑化された信号として検出され、後段の反転乗算器１１１８へと供給される。
【００２５】
また乗算器１１１３からの出力信号は乗算器１１１７を通じて加算器１１２５に供給される。エンベロープフォロア１１１４からの信号が入力され反転乗算器１１１８で反転された出力信号と、乗算器１１１７からの出力信号は加算器１１２５で加算合成され楽音信号波形Ｆとして出力される。楽音信号波形Ｆは反転乗算器１１１３を通過するため楽音信号波形Ｄより位相が１８０度遅れている。その波形は図５（５）Ｆで示す。
【００２６】
次に楽音信号波形Ｆはコンパレータ１１２０に供給され、前記コンパレータ１１１９と同様の処理が行われ、“０”または“１”の出力信号を得る。この出力信号は制御信号Ｅよりも位相が１８０度遅れた制御信号Ｇとして出力される。その波形を図５（６）Ｇで示す。
【００２７】
制御信号Ｅは後段のＳ−Ｒ  ＦＦ（セットリセット型フリップフロップ）１１２１のＳＥＴ信号として供給される。もう一方の制御信号Ｇは前記Ｓ−Ｒ  ＦＦ１１２１のＲＥＳＥＴ信号として供給される。Ｓ−Ｒ  ＦＦ１１２１ではＳＥＴ信号が“１”であるとき出力信号Ｑは“１”となり、ＲＥＳＥＴ信号が“１”であるとき出力信号Ｑは“０”となる。したがってＳ−Ｒ  ＦＦ１１２１の出力信号である制御信号Ｈは制御信号Ｅが“１”であるときには“１”となり、制御信号Ｇが“１”であるときには“０”となる。その波形を図５（７）Ｈで示す。
【００２８】
制御信号Ｈはさらに後段のＤＦＦ（Ｄ型フリップフロップ回路）１１２２に供給される。ＤＦＦ１１２２ではＣＫに入力される信号の立ち上がりを検出して出力Ｑが“１”となり、次の信号の立ち上がりを検出して出力Ｑが“０”となるような動作を示す。つまり制御信号Ｈが“１”になると同時ＤＦＦ１１２２の出力信号である制御制御信号Ｉは“１”になり、制御信号Ｈが一旦“０”になった後に再び“１”になると同時に、ＤＦＦ１１２２の出力信号である制御信号Ｉは“０”となるような動作を繰り返すことになる。したがって制御信号Ｉは入力楽音波形Ａの周期の１／２の周期となる。その波形を図５（８）Ｉで示す。
【００２９】
加算器１１１２の出力信号である楽音信号波形Ｄは乗算器１１２３にも供給される。乗算器１１２３では演算係数を制御信号Ｉの状態によって切り替えるように成されている。制御信号Ｉが“０”の状態では演算係数を−１．０として演算する。乗算器１１２３では入力される楽音信号波形Ｄを、制御信号Ｉで制御することになる。いま制御信号Ｉが“１”であれば楽音信号波形Ｄは乗算器１１２３に係数１．０が与えられ、入力される楽音信号波形Ｄがそのまま出力される。次に制御信号Ｉが“０”になると、そのタイミングで乗算器１１２３に係数−１．０が与えられ楽音信号波形Ｄは反転される。このとき反転される基準は楽音信号波形Ｄのピーク点でありレベル０の電位である。再び制御信号Ｉが“１”となるときには乗算器１１２３の演算係数に１．０が与えられ入力信号である楽音信号波形Ｄがそのまま出力される。
【００３０】
エンベロープフォロア１１１１と反転乗算器１１１６と乗算器１１１５と加算器１１１２によって入力される楽音信号波形Ａのレベルを０以下に変換した楽音信号波形Ｄを生成し、乗算器１１２３により楽音信号波形Ａの周期に対して１周期おきに楽音信号波形Ｄのピーク点を結ぶレベルで折り返す処理を行うことにより、入力される楽音信号波形Ａに基づく１オクターブ低い楽音信号波形を得ることができる。その波形を図５（９）Ｊで示す。
【００３１】
乗算器１１２３からの出力信号は後段のＬＰＦ（ローパスフィルタ）１１２４に供給される。これは楽音信号波形Ｊの折り返し部分を円滑にするために設けられている。
【００３２】
以上、ここに掲げた回路が各周波数帯域ごとに構成されているため和音のような複数の音高を含む楽音波形であっても各音高それぞれに対して１オクターブ低い楽音を生成し図２に示す加算器１１２で混合された後出力される。このように各周波数帯域通過フィルタ１１０ａ〜１１０ｋで分割された帯域分割楽音信号それぞれについて音高検出を行うため正確な音高の検出が可能となる。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、和音のような複数音の音高であっても夫々の楽音の正しい音高の検出を可能とし、原音に対して１オクターブ低い音を重ねて出力する効果装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の効果装置の回路構成を示したブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態である効果装置の概念を示す概念図である。
【図３】図２の帯域通過フィルタの機能を説明する図である。
【図４】図１のＤＳＰの働きを等価的に示す図である。
【図５】図４の各部の波形を示す図である。
【符号の説明】
１０  ＣＰＵ
２０  ＤＳＰ
３０  ＲＯＭ
６０  Ａ／Ｄコンバータ
８０  Ｄ／Ａコンバータ
１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ，…，１１０ｋ    帯域通過フィルタ
１１１ａ，１１１ｂ，１１１ｃ，…，１１１ｋ    分周部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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