(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散変調方式を採用するスペクトル拡散受信装置において、
受信アナログベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記ディジタル信号に対して逆拡散処理を行うディジタル相関手段と、
受け取った前記逆拡散処理後の信号を振幅値化し、その振幅値に基づいて前記逆拡散出力の有効ビット位置を決定する有効ビット位置決定手段と、
前記有効ビット位置に基づいて、前記逆拡散出力のビット数を絞り込むビット選択手段と、
を備え、
前記有効ビット位置決定手段は、
ｍ（任意の整数）ビットの前記逆拡散後の信号からｎ（ｎはｍより小さい整数）ビットを抽出し、前記ディジタル相関手段出力のビット数を削減するように前記有効ビット位置を決定する場合、
前記振幅値を所定時間にわたって観測することでその最大振幅を検出し、当該最大振幅に応じて規定された有効ビット数に基づいて、前記ｍビットの信号における最上位のビット位置と、前記有効ビット数が大きいほど選択ビット位置が上位となるように残り「ｍ−１」ビットの信号から選択した「ｎ−１」ビットの位置と、を有効ビット位置として決定し、
前記有効ビット数がｎビット未満の場合の有効ビット位置については、有効ビット数がｎのときの有効ビット位置に固定することを特徴とするスペクトル拡散受信装置。
【請求項２】
スペクトル拡散変調方式を採用するスペクトル拡散受信装置において、
受信アナログベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記ディジタル信号に対して逆拡散処理を行うディジタル相関手段と、
受け取った前記逆拡散処理後の信号を振幅値化し、その振幅値に基づいて前記逆拡散出力の有効ビット位置を決定する有効ビット位置決定手段と、
前記有効ビット位置に基づいて、前記逆拡散出力のビット数を絞り込むビット選択手段と、
を備え、
前記有効ビット位置決定手段は、
ｍ（任意の整数）ビットの前記逆拡散後の信号からｎ（ｎはｍより小さい整数）ビットを抽出し、前記ディジタル相関手段出力のビット数を削減するように前記有効ビット位置を決定する場合、
前記振幅値を所定時間にわたって観測することでその最大振幅を検出し、当該最大振幅に応じて規定された有効ビット数に基づいて、前記ｍビットの信号における最上位のビット位置と、前記有効ビット数が大きいほど選択ビット位置が上位となるように残り「ｍ−１」ビットの信号から選択した「ｎ−１」ビットの位置と、を有効ビット位置として決定し、
前記有効ビット数がｎビット未満の場合については、前記ｍビットの信号における最上位のビットと、前記残り「ｍ−１」ビットの信号における最下位ビットから「当該有効ビット数−１」個目までのビットと、を有効ビット位置として選択し、さらに、前記ビット選択手段出力の振幅レベルが一定範囲に保たれるように当該有効ビット位置のさらに下位に０を設定することを特徴とするスペクトル拡散受信装置。
【請求項３】
前記有効ビット位置決定手段は、
前記振幅値を所定時間にわたって観測する場合、瞬時に観測する場合と、「瞬時」より長い時間にわたって観測する場合と、を伝送路状態に応じて適宜変更可能とすることを特徴とする請求項１または２に記載のスペクトル拡散受信装置。
【請求項４】
前記有効ビット位置決定手段は、
さらに、前記観測時間単位に検出される振幅の最大値を平均化することを特徴とする請求項１、２または３に記載のスペクトル拡散受信装置。
【請求項５】
前記ディジタル相関手段を複数個にわたって並列に配置し、各ディジタル相関手段を、それぞれマルチパス受信時の各遅延パスの逆拡散に用いることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のスペクトル拡散受信装置。
【請求項６】
パイロット信号が受信信号中に時間多重されている場合に、前記逆拡散出力のデータシンボルとパイロットシンボルとを時間的に分離する分離手段、
を備え、
前記分離されたパイロットシンボルおよびデータシンボルに対して、前記有効ビット位置決定手段と前記ビット選択手段を用意することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のスペクトル拡散受信装置。
【請求項７】
前記ディジタル相関手段は、パイロット信号が受信信号中に符号多重されている場合に、前記逆拡散出力における情報伝送用のデータチャネルとパイロット送信用のパイロットチャネルとを、それぞれに対応する拡散符号を用いて逆拡散することで分離し、
前記分離されたパイロットシンボルおよびデータシンボルに対して、前記有効ビット位置決定手段と前記ビット選択手段を用意することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のスペクトル拡散受信装置。
【請求項８】
前記逆拡散出力に対して同期検波処理を行う同期検波手段と、
前記ビット選択手段にて逆拡散出力のビット数を絞り込むための情報を、前記同期検波処理にかかる時間分だけ遅延させる遅延手段と、
前記遅延情報に基づいて同期検波出力の振幅値を補正する振幅値補正手段と、
を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のスペクトル拡散受信装置。
【請求項９】
前記ディジタル相関手段および前記分離手段をフィンガ数分並列に配置し、
さらに、複数の逆拡散出力からの最大振幅値を受信物理チャネル別に検出し、その最大振幅値に基づいて前記逆拡散出力の有効ビット位置を決定する複数の有効ビット位置決定手段と、
各有効ビット位置決定手段単位に配置された、ＲＡＫＥ受信に必要となるフィンガ数分のビット選択手段と、
を備え、
各ディジタル相関手段を、それぞれマルチパス受信時の各遅延パスの逆拡散に用いることを特徴とする請求項６に記載のスペクトル拡散受信装置。
【請求項１０】
前記ディジタル相関手段をフィンガ数分並列に配置し、
さらに、複数の逆拡散出力からの最大振幅値を受信物理チャネル別に検出し、その最大振幅値に基づいて前記逆拡散出力の有効ビット位置を決定する複数の有効ビット位置決定手段と、
各有効ビット位置決定手段単位に配置された、ＲＡＫＥ受信に必要となるフィンガ数分のビット選択手段と、
を備え、
各ディジタル相関手段を、それぞれマルチパス受信時の各遅延パスの逆拡散に用いることを特徴とする請求項７に記載のスペクトル拡散受信装置。
【請求項１１】
スペクトル拡散変調方式を採用するスペクトル拡散受信装置において、
受信アナログベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記ディジタル信号に対して逆拡散処理を行うディジタル相関手段と、
受け取った前記逆拡散処理後の信号を振幅値化し、その振幅値に基づいて前記逆拡散出力の有効ビット位置を決定する有効ビット位置決定手段と、
前記有効ビット位置に基づいて、前記逆拡散出力のビット数を絞り込むビット選択手段と、
前記逆拡散出力に対して同期検波処理を行う同期検波手段と、
前記ビット選択手段にて逆拡散出力のビット数を絞り込むための情報を、前記同期検波処理にかかる時間分だけ遅延させる遅延手段と、
前記遅延情報に基づいて同期検波出力の振幅値を補正する振幅値補正手段と、
を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散変調方式を用いた符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）方式を採用するスペクトル拡散受信装置に関するものであり、特に、ディジタル処理部のビット数削減を実現するスペクトル拡散受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスペクトル拡散受信装置について説明する。現在、スペクトル拡散通信の移動体通信への適用が盛んにすすめられており、中でも、同技術のうち、直接拡散方式を使った多元接続方式であるＣＤＭＡは、供給できるサービスの柔軟性，周波数帯域の有効利用性などの観点から多くの利点があると考えられ、第３世代における移動通信システムのアクセス方式の一つとして、技術開発が進められている。
【０００３】
直接拡散スペクトル拡散通信においては、情報伝送のために行われる情報変調の他に、情報信号とは無関係でかつ広い帯域幅を持つ拡散符号を用いた拡散変調が行われる。すなわち、送信機においては、情報変調された信号を情報帯域より広い帯域に拡散し、さらに、受信機においては、もとの情報帯域に回復するための逆拡散処理が行われる。なお、受信機における逆拡散は、一般に、送信機における拡散過程に用いた拡散符号と受信信号との相関処理によって達成され、その出力に情報復調（同期検波），誤り訂正復号などの処理を実行することで受信データを得る。
【０００４】
また、スペクトル拡散用の受信機においては、回路規模の削減や消費電力の低減などが図られているが、たとえば、受信信号のダイナミックレンジの広さがそれらを決める要因となる。移動通信においては、フェージングや距離減衰などにより、受信信号が広範なダイナミックレンジとなるが、一般に広範なダイナミックレンジの受信信号を性能劣化なく復調するためには、回路規模や消費電力などの増大が伴う。たとえば、受信機におけるディジタル部への影響を考えると、強大な信号から微弱な信号までを劣化無く表現するためには、処理ビット数を増やす必要が生じてしまう。
【０００５】
このような中で、最近では、ダイナミックレンジを確保しつつ小型化や低消費電力化を実現するスペクトル拡散受信装置が検討されている。上記ダイナミックレンジを確保しつつ小型化や低消費電力化を実現するスペクトル拡散受信装置の具体例としては、たとえば、特開平８−３０７１７５号公報に記載された「スペクトル拡散通信における利得制御装置」、および特開平１１−８８２３２号公報に記載された「スペクトル拡散受信機及びスペクトル拡散受信機の自動利得制御回路」がある。以下、上記公報に記載のスペクトル拡散受信装置の動作について簡単に説明する。
【０００６】
まず、図１１は、上記特開平１１−８８２３２号公報に記載された従来のスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。図１１において、１０１ａ，１０１ｂはＡ／Ｄ変換器であり、１０２ａ，１０２ｂは相関器であり、１０３は利得制御器（ＡＧＣ）であり、１０４は参照信号発生器であり、１１１ａ，１１１ｂは絶対値回路であり、１１２は最大値検出回路であり、１１３は比較器であり、１１４ａ，１１４ｂはセレクタである。
【０００７】
上記のように構成される従来のスペクトル拡散受信装置において、受信アナログベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１０１ａおよび１０１ｂにてＡ／Ｄ変換された後、相関器１０２ａ，１０２ｂにおいて逆拡散処理が実行され、その出力が、図示しない情報復調（同期検波）回路に送られる。なお、上記受信装置のＡＧＣ１０３では、逆拡散出力におけるビット数を絞り込むため、すなわち、情報復調（同期検波）回路における処理ビット数を削減するため、まず、絶対値回路１１１ａおよび１１１ｂが各Ａ／Ｄ変換器出力を絶対値化する。そして、最大値検出回路１１２が、その出力の最大振幅値を検出し、さらに、セレクタ１１４ａおよび１１４ｂが、その最大振幅値を取り込むように各相関器出力のｍビット（ｍは整数）からｎビット（ｎはｍより小さい整数）を取り出している。この処理により、ダイナミックレンジを、ｍビット幅からｎビット幅に抑えることができる。
【０００８】
一方、図１２は、特開平８−３０７１７５号公報に記載されたスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。図１２において、２０１は利得制御増幅器であり、２０２，２０４は周波数変換器であり、２０３は発振器であり、２０５ａ，２０５ｂはＡ／Ｄ変換器であり、２０６ａ，２０６ｂは相関器であり、２０７は参照信号発生器であり、２０８は２乗和ルート回路であり、２０９は同期復調回路であり、２１０は誤差信号生成回路であり、２１１はフィルタであり、２１２は制御回路である。
【０００９】
上記のように構成される従来のスペクトル拡散受信装置において、受信アナログ信号は、利得制御増幅器２０１にて増幅後、各周波数変換器２０２および２０４において周波数変換処理が実行されてベースバンド信号となる。そして、Ａ／Ｄ変換器２０５ａおよび２０５ｂにてＡ／Ｄ変換後の信号は、各相関器において逆拡散される。ここで、受信信号のレベル変動に対応するため、同期復調回路２０９では、受信信号中の振幅値に関する情報を抽出し、さらに、その振幅値情報により利得制御増幅器２０１にフィードバック制御をかけることで、逆拡散後および同期復調後の信号振幅値をほぼ一定に保っている。この処理により、同期復調回路２０９では、ダイナミックレンジを確保しつつ受信信号の振幅成分をほぼ一定としている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のスペクトル拡散受信装置においては、以下のような問題がある。たとえば、上記特開平１１−８８２３２号公報に記載された従来のスペクトル拡散受信装置のように、受信信号の利得制御のための信号をＡ／Ｄ変換器出力から得る場合には、受信信号中に含まれる所望成分以外の成分、すなわち、スペクトル拡散多重通信における他チャネルからの干渉成分や雑音成分、の影響を受けやすく、特に、受信信号中に上記干渉成分や雑音成分が支配的な場合においては、所望信号のレベルを一定とするような利得制御を行うことができず、性能維持に必要なダイナミックレンジが確保できない、という問題があった。
【００１１】
また、特開平８−３０７１７５号公報に記載されたスペクトル拡散受信装置のように、利得制御をアナログ回路（利得制御増幅器）の後段に配置するディジタル部で行うような帰還ループを組む場合には、その帰還ループ動作の安定や発振防止のために、適切な動作条件の検討／設計を行う必要が生じ、そのための工程が設計上煩雑となり、結果的に製造上の工数が増加する、という問題があった。
【００１２】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ディジタル部におけるダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することで、回路規模および消費電力の削減を実現可能なスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信アナログベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段（後述する実施の形態のＡ／Ｄ変換器１ａ，１ｂに相当）と、前記ディジタル信号に対して逆拡散処理を行うディジタル相関手段（相関器２ａ，２ｂに相当）と、受け取った前記逆拡散出力を振幅値化し、その振幅値に基づいて前記逆拡散出力の有効ビット位置を決定する有効ビット位置決定手段（有効ビット位置決定回路３０に相当）と、前記有効ビット位置に基づいて、前記逆拡散出力のビット数を絞り込むビット選択手段（セレクタ３４ａ，３４ｂに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記有効ビット位置決定手段は、前記振幅値を所定時間にわたって観測することでその最大値を検出し、予め規定された「当該最大値と前記有効ビット位置との関係」に基づいて、前記逆拡散出力のビット数を削減するように前記有効ビット位置を決定することを特徴とする。
【００１５】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記有効ビット位置決定手段は、前記振幅値を所定時間にわたって観測する場合、瞬時に観測する場合と、「瞬時」より長い時間にわたって観測する場合と、を伝送路状態に応じて適宜変更可能とすることを特徴とする。
【００１６】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記有効ビット位置決定手段は、さらに、前記観測時間単位に検出される振幅の最大値を平均化する（平均化器３５に相当）ことを特徴とする。
【００１７】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記ディジタル相関手段を複数個にわたって並列に配置し（逆拡散部（１）４１ａ〜逆拡散部（Ｎ）４１ｂに相当）、各ディジタル相関手段を、それぞれマルチパス受信時の各遅延パスの逆拡散に用いることを特徴とする。
【００１８】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、パイロット信号が受信信号中に時間多重されている場合に、前記逆拡散出力のデータシンボルとパイロットシンボルとを時間的に分離する分離手段（スイッチ４４ａ，４４ｂに相当）、を備え、前記分離されたパイロットシンボルおよびデータシンボルに対して、前記有効ビット位置決定手段と前記ビット選択手段を用意することを特徴とする。
【００１９】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記ディジタル相関手段は、パイロット信号が受信信号中に符号多重されている場合に、前記逆拡散出力における情報伝送用のデータチャネルとパイロット送信用のパイロットチャネルとを、それぞれに対応する拡散符号を用いて逆拡散することで分離し（相関器２ａ，２ｂに相当）、前記分離されたパイロットシンボルおよびデータシンボルに対して、前記有効ビット位置決定手段と前記ビット選択手段を用意することを特徴とする。
【００２０】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記逆拡散出力に対して同期検波処理を行う同期検波手段（同期検波回路４７に相当）と、前記ビット選択手段にて逆拡散出力を絞り込むための情報を、前記同期検波処理にかかる時間分だけ遅延させる遅延手段（遅延器４８に相当）と、前記遅延情報に基づいて同期検波出力の振幅値を補正する振幅値補正手段（振幅値補正回路４９に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００２１】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記ディジタル相関手段および前記分離手段をフィンガ数分並列に配置し（逆拡散部（１）５１ａ〜逆拡散部（Ｎ）５１ｂに相当）、さらに、複数の逆拡散出力からの最大振幅値を受信物理チャネル別に検出し、その最大振幅値に基づいて前記逆拡散出力の有効ビット位置を決定する複数の有効ビット位置決定手段（有効ビット位置決定回路４６ａ，４６ｂに相当）と、各有効ビット位置決定手段単位に配置された、ＲＡＫＥ受信に必要となるフィンガ数分のビット選択手段（各セレクタに相当）と、を備え、各ディジタル相関手段を、それぞれマルチパス受信時の各遅延パスの逆拡散に用いることを特徴とする。
【００２２】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記ディジタル相関手段をフィンガ数分並列に配置し（逆拡散部６１ａ〜逆拡散部６１ｄに相当）、さらに、複数の逆拡散出力からの最大振幅値を受信物理チャネル別に検出し、その最大振幅値に基づいて前記逆拡散出力の有効ビット位置を決定する複数の有効ビット位置決定手段と（有効ビット位置決定回路４６ａ，４６ｂに相当）、各有効ビット位置決定手段単位に配置された、ＲＡＫＥ受信に必要となるフィンガ数分のビット選択手段（各セレクタに相当）と、を備え、各ディジタル相関手段を、それぞれマルチパス受信時の各遅延パスの逆拡散に用いることを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２４】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。図１において、１ａ，１ｂはＡ／Ｄ変換器であり、２ａ，２ｂは相関器（ディジタル相関器）であり、３は利得制御器（ＡＧＣ）であり、４は参照信号発生器であり、３０は有効ビット位置決定回路であり、３１ａ，３１ｂは絶対値回路であり、３２は最大値検出回路であり、３３は比較器であり、３４ａ，３４ｂはセレクタである。
【００２５】
つぎに、上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置の動作について説明する。まず、Ａ／Ｄ変換器１ａおよび１ｂにて量子化された受信ベースバンド信号のＩ（同相）成分およびＱ（直交）成分は、それぞれ相関器２ａおよび２ｂによって受け取られる。その後、各相関器では、受け取った受信ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分と、参照信号発生器４の出力である参照符号と、を用いて、逆拡散処理を行う。
【００２６】
なお、各相関器では、逆拡散処理を行う長さ分、すなわち、参照符号の１周期に含まれるチップ数分、の積分を行うため、それぞれの出力信号８１ａおよび８１ｂのビット数（これを仮にｍビットとする）が、各Ａ／Ｄ変換器からの出力ビット数（すなわち、各相関器への入力ビット数）に比べて増加する。すなわち、ダイナミックレンジが広がることとなる。
【００２７】
本実施の形態においては、上記ダイナミックレンジの広がった出力信号８１ａおよび８１ｂの処理ビット数を削減するため、両信号をＡＧＣ３に対して出力する。ＡＧＣ３では、まず、２つの出力信号８１ａおよび８１ｂをそれぞれ有効ビット位置決定回路３０内の絶対値回路３１ａおよび３１ｂに入力し、各絶対値回路が受け取った信号を絶対値化する。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、出力信号８１ａおよび８１ｂを絶対値化する回路を用いているが、振幅値が得られる回路であればどのような回路を用いることとしてもよく、たとえば、従来技術にて説明した特開平８−３０７１７５に記載の２乗和ルート回路２０８を用いることとしてもよい。
【００２８】
つぎに、最大値検出回路３２では、それぞれからの絶対値出力を所定時間にわたって観測し（たとえば、瞬時に観測する場合と、「瞬時」より長い時間にわたって観測する場合と、を伝送路状態に応じて変更可能とする）、その観測時間中における最も大きい値を検出する。この過程により、最大値検出回路３２が、各相関器からのｍビットの出力信号のなかから、最大振幅値を検出する。
【００２９】
つぎに、比較器３３では、上記最大振幅値と所定のしきい値とを比較し、その結果に応じて、セレクタ３４ａおよび３４ｂにて各相関器出力のビットを選択するための、すなわち、各相関器出力のビット数を削減するための有効ビット位置を決定する。最後に、セレクタ３４ａおよび３４ｂでは、上記有効ビット位置に基づいて各相関器出力のビットを選択することで、出力ビット数を削減する。
【００３０】
図２は、比較器３３が用いるしきい値の一例、すなわち、上記最大振幅値と、各セレクタが相関器出力のビットを選択するためのビット位置と、の関係を示す図である。比較器３３では、図２に基づいて、ｍビットの出力信号８１ａおよび８１ｂからｎビット（ｎはｍより小さい整数）を抜き出し、各相関器出力のビット数を削減するように有効ビット位置を決定する。なお、図２では、ｍ＝１２，セレクタにより選択後のビット数＝８、の場合について記載しており、最大振幅値がＡ（Ａは２の（ｍ−１）乗以下の整数）の範囲にある場合の選択対象ビット位置を示している。
【００３１】
たとえば、各相関器の出力信号８１ａおよび８１ｂが２補数表現による２進数で表されるものとすると、Ａ＝３００と検出される場合には、Ａの有効ビット数は１０ビットと判定されるため、１１ビット目、すなわち、符号極性ビットと、８ビット目から２ビット目までの７ビットと、の計８ビットがセレクタで選択される。なお、同様の方法で、Ａの値に応じた８ビットの位置を決定することができる。
【００３２】
また、図３は、図２とは異なる比較器３３のしきい値の一例、すなわち、上記最大振幅値と、各セレクタが相関値出力のビットを選択するためのビット位置と、の関係を示す図である。本実施の形態では、図２の替わりに、図３に記載のしきい値を用いることもできる。たとえば、図２のしきい値の例では、Ａの有効ビット数が８以下となる場合、セレクタの選択位置が固定となり、Ａの有効ビット数が８より小さくなるにつれて各セレクタの出力８２ａおよび８２ｂの振幅値も小さくなる。一方、図３のしきい値の例では、Ａの有効ビット数が８より小さくなる毎に各セレクタの選択対象がさらに下位ビットに進んで行き、各相関器の出力信号８１ａおよび８１ｂから選択するビット数が８ビット未満の場合には、下位に‘０’を詰めて行く。この処理により、Ａの有効ビット数が８より小さくなる場合でも、各セレクタの出力信号の振幅レベルが一定範囲に保たれるため、各セレクタ以降のダイナミックレンジをより狭く保つことが可能となる。
【００３３】
なお、本実施の形態においては、図２および図３に記載したしきい値を用いて、上記スペクトル拡散受信装置の動作を説明したが、これに限らず、上記しきい値の例を応用したものが考えられる。たとえば、図２や図３に示される「Ａの有効ビット数＝１２」の場合を除いて固定的に１増加させることにより、あるいは、「Ａの有効ビット数＝１」の場合を除いて固定的に１減少させることにより、選択後のｎビットの信号に対して、ＡＧＣ３の入力の振幅変動に対するマージンを増加させるような、あるいは減少させるような、しきい値を設定可能である。また、図１における最大値検出回路３２は、他の振幅値検出回路、たとえば、単に平均化された振幅値を得る回路としてもよい。この場合には、最大振幅ではなく、平均振幅に基づいて処理ビット数を削減することになる。
【００３４】
このように、本実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器の出力ビット数に比べてビット数が増加した信号、すなわち、ダイナミックレンジの広がった相関器の出力信号と、図２のしきい値と、を用いて、たとえば、相関器からのｍビットの出力信号から、ｎビット（ｎはｍより小さい整数）を抜き出し、逆拡散信号のビット数を削減する。これにより、ディジタル部におけるダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することができるため、回路規模および消費電力の大幅な削減を実現することが可能となる。また、図２のしきい値を図３のしきい値に置き換えることで、逆拡散後のダイナミックレンジをより狭く保つことができる。
【００３５】
実施の形態２．
前述の実施の形態１における各相関器（２ａ，２ｂ）出力のダイナミックレンジを抑制するために、本実施の形態においては、ＡＧＣに平均化を行うための平均化器を追加し、ビット数削減時の受信性能の安定を図る。
【００３６】
図４は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。図４において、３ａはＡＧＣであり、３５は平均化器である。なお、前述した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる部分について説明を行う。
【００３７】
たとえば、最大値検出回路３２が、各相関器の出力信号８１ａおよび８１ｂの最大振幅値を検出すると、その最大振幅値を受け取った平均化器３５では、受信伝送路環境におけるフェージングやシャドウイングなどによる変動を吸収するために十分な時間にわたって平均化処理を行う。
【００３８】
このように、本実施の形態においては、上記のように、フェージング変動を吸収可能な時間にわたって平均化処理を行うことで、急激な受信電力の減少や増大によるビット位置選択動作への影響を低減させる。これにより、さらに安定したダイナミックレンジを確保することができる。
【００３９】
実施の形態３．
本実施の形態においては、前述の実施の形態１または２を、複数の遅延波を合成するＲＡＫＥ受信機に適用する。
【００４０】
図５は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。図５において、４１ａは逆拡散部（１）であり、４１ｂは逆拡散部（Ｎ）であり、４２はＡＧＣであり、３０ａは有効ビット位置決定回路であり、４３は位相検波／ＲＡＫＥ合成器である。なお、前述した実施の形態１または２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１および２と異なる部分について説明を行う。
【００４１】
たとえば、ＲＡＫＥ受信機においては、一般的に、個々の遅延波を逆拡散／位相検波する部分を「フィンガ」と呼ぶが、図５では、Ｎ（Ｎは２以上の整数）本のフィンガを有するＲＡＫＥ受信機に適用した場合を示している。図５において、Ｎ本の各フィンガは、それぞれＩ（同相）成分，Ｑ（直交）成分に対応する２つの相関器を含む逆拡散部（４１ａ，４１ｂ）を備え、逆拡散部の個々の出力が、ｍビットとなっている。
【００４２】
本実施の形態においては、このｍビットのすべての出力を、ＡＧＣ４２に対して送出し、以降、ＡＧＣ４２内の有効ビット位置決定回路３０ａが、前述と同様の動作で、すべてのｍビット出力の中から最大振幅値を検出し、その後、各相関値出力のｎビットの有効ビット位置を決定し、各セレクタ（３４ａ，３４ｂ）が、全フィンガ共通のｎビットの有効ビット位置に基づいて、相関器出力の有効ビットを選択／出力する。その後、各セレクタを通過したｎビットの信号は、位相検波／ＲＡＫＥ合成器４３によって受け取られ、位相検波／ＲＡＫＥ合成器４３では、受け取ったｎビットの信号に基づいて復調シンボルを生成する。
【００４３】
このように、本実施の形態においては、各セレクタが、得られる有効ビット位置に基づいて、全フィンガ共通のｎビットのビット位置を選択するため、セレクタ以降の回路において、フィンガ間の利得のばらつきが発生せず、かつＲＡＫＥ合成が正しい比で実現された状態で、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することができる。
【００４４】
実施の形態４．
スペクトル拡散通信においては、同期検波を行うために必要なパイロット信号を所望信号中に時間多重して送信する場合がある。そこで、本実施の形態では、スペクトル拡散受信装置を、上記のような場合に適用する。
【００４５】
図６は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。図６において、４４ａ，４４ｂはスイッチであり、４５ａはパイロットシンボル用ＡＧＣであり、４５ｂはデータシンボル用ＡＧＣであり、４６は有効ビット位置決定回路である。なお、前述した実施の形態１、２または３と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１、２および３と異なる部分について説明を行う。
【００４６】
たとえば、パイロット信号が受信信号中に時間多重されている場合、各スイッチでは、相関器２ａおよび２ｂにおける出力信号のデータシンボルとパイロットシンボルとを時間的に分離する。つぎに、各スイッチにて分離されたパイロットシンボルおよびデータシンボルに対して、それぞれＡＧＣ４５ａおよび４５ｂを用意し、各ＡＧＣでは、以降、前記した実施の形態１、または２と同様の処理で、ビット数の削減を行う。
【００４７】
このように、本実施の形態においては、受信信号からデータシンボルとパイロットシンボルとを時間的に分離し、分離後のパイロットシンボルを用いて利得制御を行うことで、たとえば、受信信号にパイロット信号が時間多重されているような場合においても、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することが可能となる。
【００４８】
実施の形態５．
前記の実施の形態４では、パイロット信号が時間多重される場合を示したが、本実施の形態では、所望信号で用いられるものとは別の拡散符号を用いてパイロット信号を符号多重して送信する場合を示す。
【００４９】
図７は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態５の構成を示す図である。図７において、４ａは参照信号を発生するパイロットチャネル用参照信号発生器であり、４ｂは、パイロットチャネル用参照信号発生器４ａとは異なる参照信号を発生するデータチャネル用参照信号発生器である。なお、前述した実施の形態１〜４と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１〜４と異なる部分について説明を行う。
【００５０】
たとえば、パイロット信号が符号多重されている場合、スペクトル拡散受信装置では、相関器２ａおよび２ｂが、受信信号中の、情報伝送用のデータチャネルとパイロット送信用のパイロットチャネルとを、逆拡散時に用いる参照信号（拡散符号）を変えることで分離する。つぎに、各相関器にて分離されたパイロットチャネルおよびデータチャネルに対して、それぞれＡＧＣ４５ａおよび４５ｂを用意し、各ＡＧＣでは、以降、前記した実施の形態１、または２と同様の処理で、ビット数の削減を行う。
【００５１】
このように、本実施の形態においては、受信信号からデータチャネルとパイロットチャネルとを異なる参照信号を用いてそれぞれ分離し、分離後のパイロットチャネルを用いて利得制御を行うことで、たとえば、受信信号にパイロット信号が符号多重されているような場合においても、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することが可能となる。
【００５２】
実施の形態６．
無線通信、特に、移動通信においては、伝播路環境におけるフェージングやシャドウイングなどによる受信レベルの瞬時的な落ち込みを原因とする復調特性の劣化を防ぐために、ビット単位あるいはシンボル単位のインターリーブおよび誤り訂正符号が広く用いられる。本実施の形態においては、このようなインターリーブおよび誤り訂正符号が用いられるスペクトル拡散通信装置においても、適用可能である。
【００５３】
図８は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態６の構成を示す図である。図８において、４７は同期検波回路であり、４８は遅延器であり、４９は振幅値補正回路である。なお、前述した実施の形態１または２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１または２と異なる部分について説明を行う。
【００５４】
たとえば、誤り訂正符号化が実施されている受信信号の復号を行う場合には、受信シンボルの振幅値が、誤り訂正を行う場合に必要となる個々のシンボルの信頼度として広く用いられている。また、誤り訂正符号にインターリーブが併用される場合には、そのインターリーブ時間長、たとえば、１０ｍｓから８０ｍｓ程度、を単位とした誤り訂正符号の復号化が広く行われている。
【００５５】
これら２つのことから、本実施の形態においては、受信ディジタル信号のビット数削減を行う場合、インターリーブ時間単位に含まれるすべての受信シンボルに対して、誤り訂正符号の復号性能が劣化しないように、すなわち、伝送路変動以外の要因による各シンボル間の利得差や振幅変動を与えないように、ビット数の削減を行う。
【００５６】
そのため、遅延器４８では、セレクタ３４ａおよび３４ｂに与えるｎビット位置選択情報を、同期検波回路４７における同期検波処理時間に相当する時間分だけ遅延させ、その後、振幅値補正回路４９に対して出力する。そして、振幅値補正回路４９では、ＡＧＣ３で行われたビット選択の動作を補償するように、信号のビットシフトを行う。詳しく説明すると、ＡＧＣ３においてｍビットの信号からｎビットの信号を選択する場合に、削除したビット数をＳ（Ｓはｍ以下の整数）とすると、振幅値補正回路４９では、同期検波回路４７の出力信号に２のＳ乗値を乗じる。なお、２のＳ乗値を乗じる処理は、ディジタル回路においてはＳビットの左シフトで実現できる。
【００５７】
このように、本実施の形態においては、インターリーブ時間単位に含まれるすべての受信シンボルに対して誤り訂正符号の復号性能が劣化しないように、遅延器４８が、ｎビット位置選択情報を同期検波回路４７における同期検波処理時間分だけ遅延させ、振幅値補正回路４９が、遅延後のｎビット位置選択情報を用いて、ｎビットの信号のビットシフトを行う。これにより、誤り訂正符号やインターリーブが用いられる場合においても、誤り訂正符号の復号性能を劣化させることなく、ディジタル化された受信信号のダイナミックレンジを確保しつつ、処理ビット数を削減した同期検波を行うことが可能となる。
【００５８】
実施の形態７．
本実施の形態では、前述の実施の形態４における構成を、ＲＡＫＥ受信機として適用する。
【００５９】
図９は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態７の構成を示す図である。図９において、５１ａは逆拡散部（１）であり、５１ｂは逆拡散部（Ｎ）であり、５２ａ，５２ｂは遅延器であり、５３ａはパイロットシンボル用ビット選択部（ＡＧＣ）であり、５３ｂはデータシンボル用ビット選択部（ＡＧＣ）であり、４６ａ，４６ｂは有効ビット位置決定回路である。なお、前述した実施の形態１〜６と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態４と異なる部分について説明を行う。
【００６０】
本実施の形態においては、実施の形態４と比較して、逆拡散を行う相関器の数がＲＡＫＥ受信器を構成するフィンガの数だけ増え、かつ、パイロットシンボルおよびデータシンボルに対するＡＧＣが、ＲＡＫＥ受信機を構成するすべてのフィンガの相関器出力を対象とするＡＧＣ５３ａ，５３ｂに、それぞれ置き換わっている。また、各フィンガの逆拡散部（５１ａ，５１ｂ）における複数の相関器（２ａ，２ｂ）の出力に、遅延器（５２ａ，５２ｂ）を挿入することで、各フィンガで異なる逆拡散の値の出力タイミングを、逆拡散後に一致させている。これにより、以降のＡＧＣによるｎビットの選択処理のタイミングが、すべてのフィンガ間で同一となり、ＲＡＫＥ合成時におけるフィンガ間の利得のばらつきが発生しない。
【００６１】
このように、本実施の形態においては、受信信号からデータシンボルとパイロットシンボルとを時間的に分離し、分離後のパイロットシンボルを用いて利得制御を行う実施の形態４の構成を複数備えることで、ＡＧＣ以降の回路においてフィンガ間の利得のばらつきが発生せず、かつＲＡＫＥ合成が正しい比で実現された状態で、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することができる。
【００６２】
実施の形態８．
本実施の形態では、前述の実施の形態５における構成を、ＲＡＫＥ受信機として適用する。
【００６３】
図１０は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態８の構成を示す図である。図１０において、６１ａ，６１ｃはパイロットチャネル逆拡散部であり、６１ｂ，６１ｄはデータチャネル逆拡散部であり、６２ａ，６２ｂは遅延器である。なお、前述した実施の形態１〜７と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態５と異なる部分について説明を行う。
【００６４】
本実施の形態においては、実施の形態５と比較して、符号の異なるパイロットチャネルとデータチャネルとを逆拡散するディジタル相関器の組みの数が、ＲＡＫＥ受信器を構成するフィンガの数だけ増え、かつ、パイロットチャネルおよびデータチャネルに対するＡＧＣが、ＲＡＫＥ受信機を構成するすべてのフィンガの相関器出力を対象とするＡＧＣ５３ａ，５３ｂに、それぞれ置き換わっている。また、各フィンガの各チャネル逆拡散部（６１ａ，６１ｂ，６１ｃ，６１ｄ）における複数の相関器（２ａ，２ｂ）の出力に、遅延器（６２ａ，６２ｂ）を挿入することで、各フィンガで異なる逆拡散のタイミングを、逆拡散後に一致させている。これにより、以降のＡＧＣによるｎビットの選択処理のタイミングが、すべてのフィンガ間で同一となり、ＲＡＫＥ合成時におけるフィンガ間の利得のばらつきが発生しない。
【００６５】
このように、本実施の形態においては、受信信号からデータチャネルとパイロットチャネルとを異なる参照信号を用いてそれぞれ分離し、分離後のパイロットチャネルを用いて利得制御を行う実施の形態５の構成を複数備えることで、ＡＧＣ以降の回路においてフィンガ間の利得のばらつきが発生せず、かつＲＡＫＥ合成が正しい比で実現された状態で、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することができる。
【００６６】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、ダイナミックレンジの広がったディジタル相関手段の出力信号、および最大振幅値検出結果に基づいて、たとえば、ｍビットの出力信号からｎビット（ｎはｍより小さい整数）を取り出し、逆拡散信号のビット数を削減する。これにより、ディジタル部におけるダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することができるため、回路規模および消費電力の大幅な削減を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００６７】
つぎの発明によれば、「最大振幅値と、逆拡散出力のビットを選択するためのビット位置と、の関係」に基づいて、たとえば、ｍビットの逆拡散出力からｎビット（ｎはｍより小さい整数）を抜き出し、逆拡散出力のビット数を削減するように有効ビット位置を決定する。これにより、処理ビット数を削減することができるため、回路規模および消費電力を大幅に削減できる、という効果を奏する。
【００６８】
つぎの発明によれば、有効ビット位置検出手段が、逆拡散出力の観測について、たとえば、瞬時観測と、「瞬時」より長い時間にわたって観測する長時間観測と、を伝送路状態に応じて変更する。これにより、逆拡散出力から最大の振幅値を容易に検出できる、という効果を奏する。
【００６９】
つぎの発明によれば、フェージング変動を吸収可能な時間にわたって平均化処理を行うことで、急激な受信電力の減少や増大によるビット位置選択動作への影響を低減させる。これにより、さらに安定したダイナミックレンジを確保することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７０】
つぎの発明によれば、各ビット選択手段が、得られる有効ビット位置情報に基づいて、全フィンガ共通のビット位置を選択する。これにより、フィンガ間の利得のばらつきが発生せずかつＲＡＫＥ合成が正しい比で実現された状態で、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７１】
つぎの発明によれば、受信信号からデータシンボルとパイロットシンボルとを時間的に分離し、分離後のパイロットシンボルを用いて利得制御を行う。これにより、受信信号にパイロット信号が時間多重されているような場合においても、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７２】
つぎの発明によれば、受信信号からデータチャネルとパイロットチャネルとを異なる参照信号を用いてそれぞれ分離し、分離後のパイロットチャネルを用いて利得制御を行う。これにより、受信信号にパイロット信号が符号多重されているような場合においても、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７３】
つぎの発明によれば、インターリーブ時間単位に含まれるすべての受信シンボルに対して誤り訂正符号の復号性能が劣化しないように、遅延手段が、ｎビット位置選択情報を同期検波処理時間分だけ遅延させ、振幅値補正手段が、遅延後の情報を用いてビットシフトを行う。これにより、誤り訂正符号やインターリーブが用いられる場合においても、誤り訂正符号の復号性能を劣化させることなく、ディジタル化された受信信号のダイナミックレンジを確保しつつ、処理ビット数を削減した同期検波を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７４】
つぎの発明によれば、受信信号からデータシンボルとパイロットシンボルとを時間的に分離し、分離後のパイロットシンボルを用いて利得制御を行う構成を。複数備える。これにより、フィンガ間の利得のばらつきが発生せずかつＲＡＫＥ合成が正しい比で実現された状態で、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７５】
つぎの発明によれば、受信信号からデータチャネルとパイロットチャネルとを異なる参照信号を用いてそれぞれ分離し、分離後のパイロットチャネルを用いて利得制御を行う構成を、複数備える。これにより、フィンガ間の利得のばらつきが発生せずかつＲＡＫＥ合成が正しい比で実現された状態で、ディジタル部のダイナミックレンジを確保しつつ処理ビット数を削減することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】  最大振幅値と各セレクタが選択するビット位置との関係を示す図である。
【図３】  最大振幅値と各セレクタが選択するビット位置との関係を示す図である。
【図４】  本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。
【図５】  本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。
【図６】  本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。
【図７】  本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態５の構成を示す図である。
【図８】  本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態６の構成を示す図である。
【図９】  本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態７の構成を示す図である。
【図１０】  本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態８の構成を示す図である。
【図１１】  従来のスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。
【図１２】  従来のスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ  Ａ／Ｄ変換器、２ａ，２ｂ  相関器、３，３ａ  利得制御器（ＡＧＣ）、４  参照信号発生器、４ａ  パイロットチャネル用参照信号発生器、４ｂ  データチャネル用参照信号発生器、３０，３０ａ  有効ビット位置決定回路、３１ａ，３１ｂ  絶対値回路、３２  最大値検出回路、３３  比較器、３４ａ，３４ｂ  セレクタ、４１ａ  逆拡散部（１）、４１ｂ  逆拡散部（Ｎ）、４２ＡＧＣ、４３  位相検波／ＲＡＫＥ合成器、４４ａ，４４ｂ  スイッチ、４５ａ  パイロットシンボル用ＡＧＣ、４５ｂ  データシンボル用ＡＧＣ、４６，４６ａ，４６ｂ  有効ビット位置決定回路、４７  同期検波回路、４８  遅延器、４９  振幅値補正回路、５１ａ  逆拡散部（１）、５１ｂ  逆拡散部（Ｎ）、５２ａ，５２ｂ  遅延器、５３ａ  パイロットシンボル用ビット選択部（ＡＧＣ）、５３ｂ  データシンボル用ビット選択部（ＡＧＣ）、６１ａ，６１ｃ  パイロットチャネル逆拡散部、６１ｂ，６１ｄ  データチャネル逆拡散部、６２ａ，６２ｂ  遅延器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
0003884218.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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