(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電圧源の出力を非反転で入力(ＶＩＮ)を受けて、電圧を増幅させて出力する増幅手段と、
前記増幅手段から出力された電圧を入力し、この電圧に対応する電流を出力する変換手段と、
前記変換手段から流れて出る電流の入力を受ける第１のトランジスタ（Ｍ２）、前記第１のトランジスタのドレーン端子及びゲート端子にゲート端子が接続される第２のトランジスタ（Ｍ３）、及び前記第２のトランジスタのドレーン端子にソース端子が接続される第３のトランジスタ（Ｍ４）を含み前記第１及び第２のトランジスタに殆ど同じ値の電流が流れるように構成したカレントミラー回路（３２）と、
前記第１のトランジスタのドレーン端子及び第３のトランジスタのゲート端子に接続され、前記カレントミラー回路を形成する前記第１のトランジスタのドレーン端子（ｄ）の電位と前記第２のトランジスタのドレーン端子（ｆ）の電位とを同じ値で維持させる電位維持手段（３３）と、
前記カレントミラー回路から流れ出る電流が一定に維持されるようにするため、第３のトランジスタ（Ｍ４）のドレーン端子の電位を一定値でバイアスし、定電流源出力端子（ＩＯＵＴ）に一定の電流が流れるようにする出力カレントミラー回路とを有することを特徴とする電位−電流変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の電位−電流変換器において、
前記電位維持手段は、
前記第１のトランジスタ（Ｍ２）のゲート端子及びドレーン端子と前記第２のトランジスタ（Ｍ３）のゲート端子とにゲート端子が接続され、電源電圧にソース端子が接続される第４のトランジスタ（Ｍ７）と、
前記第４のトランジスタのドレーン端子にソース端子が接続される第５のトランジスタ（Ｍ９）と、
前記第５のトランジスタのドレーン端子にソース端子及びゲート端子が共通に接続される第６のトランジスタ（Ｍ１１）と、
前記第６のトランジスタ（Ｍ１１）のゲート端子にゲート端子が接続され、前記第５のトランジスタのゲート端子にソース端子が接続される第７のトランジスタ（Ｍ１２）と、
前記第５のトランジスタ（Ｍ９）のゲート端子にドレーン端子及びゲート端子が共通に接続される第８のトランジスタ（Ｍ１０）と、
前記第４のトランジスタ（Ｍ７）のソース端子にソース端子が接続され、前記第８のトランジスタ（Ｍ１０）のソース端子にゲート端子及びドレーン端子が共通に接続される第９のトランジスタ（Ｍ８）と
を有することを特徴とする電位−電流変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電位−電流変換器、より具体的にはカレントミラー回路を用いた電位−電流変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、添付の図面を参照して従来の電位−電流変換器について説明する。
図４は従来の電位−電流変換器の詳細回路図である。この種の電位−電流変換器は、この回路の入力電圧端子（ＶIN）に定電圧源からの出力を印加することによって定電圧源として用いることができる。したがって、たとえば集積回路内においてアナログ回路が用いられる場合等、定電流源回路を備えた様々な回路に有用に用いられる。
【０００３】
図４に図示されているように、従来の電位−電流変換器は、入力端子（ＶIN）に入力した定電圧源の出力を非反転入力端子（＋）に入力し、電圧を増幅させて出力するオペレーションアンプ(10)と、オペレーションアンプ(10)から出力された電圧の入力を受けて、入力された電圧を定電流（ＩOUT）に変換させる定電流源発生回路(20)とにより構成される。
【０００４】
定電流源発生回路(20)は、変換回路(21)、カレントミラー回路(22)および出力カレントミラー回路(23)から構成される。変換回路(21)は、オペレーションアンプ(10)から出力された電圧の入力を受けて、入力された電圧を電流に変換させる。また、カレントミラー回路(22)は、変換回路(21)からの電流を入力し、２個のトランジスタ(M2, M3)に殆ど同じ値の電流を流す回路である。さらに、出力カレントミラー回路(23)は、カレントミラー回路(22)から流出する電流が一定に維持されるようにトランジスタ(M3)ドレーン端子の電位を一定値でバイアスし、定電流源出力端子（ＩOUT）に一定の電流が流れるようにする回路である。
【０００５】
変換回路(21)は、N-チャンネルトランジスタ(M1)と抵抗(R1)により構成されている。N-チャンネルトランジスタ(M1)において、そのドレーン端子にはカレントミラー回路(22)のトランジスタ(M2)のドレーン端子(a)が接続され、ゲート端子およびソース端子にはオペレーションアンプ(10)の出力端子(b)、反転入力端子(-)がそれぞれ接続される。また、抵抗(R1)はトランジスタ(M1)のソース端子と接地線（ＶSS）に接続されている。
【０００６】
カレントミラー回路(22)は、３つのP-チャンネルトランジスタ(M2,M3,M4)により構成されている。P-チャンネルトランジスタ(M2,M3) は、電源電圧（ＶDD）が印加されるようにそれぞれのソース端子が共通接続されるとともに、ゲート端子が互いに接続されている。また、トランジスタ(M2)のドレーン端子(a)はトランジスタ(M2,M3) の共通ゲート端子に接続されている。さらに、トランジスタ(M4)は、ソース端子にトランジスタ(M3)のドレーン端子(c)が、ゲート端子に変換回路(21)トランジスタ(M1)のゲート端子(b)が接続されている。
【０００７】
出力カレントミラー回路(23)は、N-チャンネルトランジスタ(M5)とN-チャンネルトランジスタ(M6)から構成されている。トランジスタ(M5)は、ドレーン端子にカレントミラー回路(22)のトランジスタ(M4)のドレーン端子が接続され、ドレーン端子とゲート端子とが共通に接続されている。トランジスタ(M5)はまた、ソース端子に接地線（ＶSS）が接続されている。N-チャンネルトランジスタ(M6)は、ドレーン端子に定電流源出力端子（ＩOUT）が接続され、ゲート端子にトランジスタ(M5)のゲート端子が接続され、ソース端子に接地線（ＶSS）が接続されている。
【０００８】
次に、図４に示した従来の電位−電流変換器の動作を説明する。
先ず、このように構成されている従来の電位−電流変換器から得られる変換関係式は、次のとおりである。
ＩOUT ＝Ｋ×（ＶIN／Ｒ１）        ……………………… (1)
図４に図示された従来の電位−電流変換器のオペレーションアンプ(10)によって変換回路(21)の抵抗(R1)には入力電圧（ＶIN）の電位が掛かる。
【０００９】
この電位値によってN-チャンネルトランジスタ(M1)に流れる電流値はＶIN／Ｒ１となり、この電流がカレントミラー(22)のP-チャンネルトランジスタ(M2)にも同様に流れる。
【００１０】
ここで、ＭＯＳトランジスタのドレーン電流を示す式は次のとおりである。
ｉD＝ｋ（ｖGS−ＶT )2（１＋λｖDS）     ……………… (2)
｛ｉD ：トランジスタのドレーン電流）
ｖGS：トランジスタのゲート−ソース間の電圧
ｖDS：トランジスタのドレーン−ソース間の電圧
ＶT ：トランジスタの臨界電圧(threshold voltage)
ｋ  ：トランジスタの大きさと係る比例常数
λ  ：トランジスタの大きさと基板の電位などに係る比例常数｝
図４に図示された定電流源発生回路(20)において、カレントミラー(22)はそれぞれのゲート端子とソース端子とを共通に接続させることによって２個のトランジスタ(M2, M3)に殆ど同じ値の電流が流れるように構成した回路である。しかしながら、第(2)式において解るように、かかるカレントミラー回路(22)においてもトランジスタの電流はゲート−ソース間の電圧（ｖGS）、ドレーン−ソース間の電圧（ｖDS）によって決定される。
【００１１】
したがって、ある２個のトランジスタの電流を同じ値で維持したい場合には、これらトランジスタのゲート−ソース間の電圧（ｖGS）とドレーン−ソース間の電圧（ｖDS）が同じ値となるようにしなければならない。
【００１２】
また、カレントミラー回路(22)において２つのトランジスタの電流比は第(2)式から解るように、トランジスタの大きさと係る比例常数（ｋ）によって決定される。
【００１３】
カレントミラー回路(22)のトランジスタ(M2)において、ゲート端子とドレーン端子とが短絡されているため、ゲート−ソース間の電圧（ｖGS）とドレーン−ソース間の電圧（ｖDS）が同一に維持される。
【００１４】
したがって、ドレーン電流（ｉD）についてゲート−ソース間の電圧（ｖGS）が一定に定められることによって、結局トランジスタ(M2)のゲート−ドレーン端子(a)に印加される電圧もドレーン電流（ｉD）によって唯一の値で定められる
。
【００１５】
カレントミラー回路(22)においてトランジスタ(M2, M3)の電流比が一定に維持されるためにはトランジスタ(M2)のゲート−ドレーン端子(a)の電位とトランジスタ（M3）のドレーン端子（c）の電位が殆ど同じ値で維持されなければならない。
そのような目的で、カレントミラー(22)のトランジスタ(M4)はトランジスタ(M3)のドレーン端子(c)の電位を一定値でバイアスするため挿入されている。
【００１６】
また、定電流源発生回路(20)のトランジスタ(M1,M4)のゲート端子(b)には、
トランジスタ(M1)によってドレーン電流（ｉD）を流すのに適したゲート−ソース間の電圧（ｖDS1）が印加されるようにバイアスされる。したがって、トランジスタ(M1,M4)のゲート端子には入力電圧（ＶIN）とトランジスタ(M1)のゲート−ソース間の電圧（ｖGS1）が加えられた電圧が印加される。
【００１７】
そして、カレントミラー回路(22)のトランジスタ(M3)のドレーン端子(c)に印加される電圧は、トランジスタ(M1,M4)のゲート端子(b)においてトランジスタ(M4)のゲート−ソース間の電圧（｜ｖGS4｜）が加えられた値となる。電圧Ｖ(c)は次のとおりである。
【００１８】
Ｖ(c) ＝ＶIN  ＋ｖGS1 ＋｜ｖGS4｜…………… (3)
｛Ｖ(c)：ノード(c)の電位｝
このとき、トランジスタ(M1)のゲート−ソース間の電圧（ｖGS1）は同トランジスタ(M1)の臨界電圧（ＶT1）より多少大きい値であり、トランジスタ(M4)のゲート−ソース間の電圧（｜ｖGS4｜）は同トランジスタ(M4)の臨界電圧（ＶT4）より多少大きい値となる。
【００１９】
従来の電位−電流変換器の動作を考察した結果、第(3)式に示されているとおり、ノード(c)の電位は入力電圧（ＶIN）に従って変わる値となる。一方、ＭＯＳトランジスタを用いたカレントミラー回路では、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を高くすると、基板の電位が上昇してラッチが発生する。これを防ぐためには、前述したように、トランジスタ(M1)をN-チャンネルトランジスタとし、トランジスタ(M4)をP-チャンネルトランジスタとすることが好ましい。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようにトランジスタ(M1)をN-チャンネル、トランジスタ(M4)をP-チャンネルとすると、入力電圧（ＶIN）の値がある電位を越えた場合、これらトランジスタ(M1,M4) のドレイン−ソース間の電流制御が実際にはうまく動作しなくなり、カレントミラー(22)のトランジスタ(M2, M3)の電流が常に同一に維持されない要因となった。すなわち、入力電圧（ＶIN）が変動すると、第(1)式に示されている変換関係式において誤差を発生するという問題点が発生した。
【００２１】
図５は、従来の電位−電流変換器の入力電圧（ＶIN）の変化に従う出力電流(ＩOUT）の変化を示した模擬実験結果のグラフである。図５に図示されているとおり、第(1)式に現われた変換関係式を通じて計算された入力電圧（ＶIN）の変化に従う理想的な出力電流（ＩOUT）の変化特性（図５の点線で示す）とは異なって、実際のコンピュータ模擬実験の結果（図５の実線で示す）は相当な誤差があることが解る。すなわち、オペレーションアンプ(10)が約２〔Ｖ〕を越えると、出力電流（ＩOUT）がリニアに増加せずに急激に落ち込む。これは、トランジスタ(M4)に印加されるゲート電圧が約２〔Ｖ〕を越えると、このトランジスタ(M4)のソース−ドレイン間の電流の流れが急激に制限され、その結果、出力電流（ＩOUT）の電流も同様に制限されるためである。
【００２２】
また、周知のとおり、従来の電位−電流変換器を集積回路で具現した場合、ＭＯＳトランジスタの臨界電圧（ＶT）はチップ毎にある程度の偏差が当然有り得るが、従来技術の場合、第(3)式に示されているノード(c)の電位がチップの制作工程の変化に従って敏感に変わることになり、また電源電圧（ＶDD）の変化にも敏感な変化を示すという問題点があった。
【００２３】
図６は、従来の電位−電流変換器の電源電圧（ＶDD）と臨界電圧（ＶT）の変化に従う出力電流（ＩOUT）の変化を示した模擬実験結果のグラフである。図６に図示されたコンピュータの模擬実験のグラフにおいて、Ｘ軸は電源電圧（ＶDD）を示しており、それぞれのグラフはp-ＭＯＳ 、n-ＭＯＳ 型トランジスタの臨界電圧（ＶT）をそれぞれ少しずつ変化させたときの実験結果を示している。すなわち、電圧に対して常に一定の出力電流（ＩOUT）の値を維持する一点鎖線で示した理想的な電流特性と比較して、５つの臨界電圧（ＶT）をそれぞれ少しずつ変化させたときの従来技術の電流特性（OLD.SW1 ICMN44,OLD.SW2 ICMN44,OLD.SW3 ICMN44,OLD.SW4 ICMN44,OLD.SW0 ICMN44) では、電圧の変化に対するバラツキが大きくなることが分かる。
【００２４】
より具体的には、図６の一点鎖線で示した理想的な電流特性は、入力電圧（ＶIN)を1.2Ｖ、抵抗(R1)の値を600ｋΩとしたとき、理想的な出力電流(ＩOUT)の値は第(1)式により200μＡとなる。しかしながら、５つの臨界電圧（ＶT）をそれぞれ少しずつ変化させたときの実際の模擬実験の結果は、計算された値と相当な誤差があることが解る。
【００２５】
なお、オペレーションアンプやＭＯＳトランジスタを使用した電圧−電流変換器としては、たとえば特開平７−１２２９４６号公報に示された文献がある。
【００２６】
本発明はこのような従来技術の課題を解決し、電源電圧、入力電圧、工程条件さらには温度等の外部要因による影響を受けず、トランジスタの大きさのみで電位−電流変換の安定的な制御の可能な電位−電流変換器を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決しようとする手段】
本発明はこのような課題を解決するために、入力された電圧電位に応じた電流を出力する電位−電流変換器は、入力された電圧を電流に変換する変換手段と、第１導電型の第１、第２および制限電流用の第３のトランジスタを備え、この第１のトランジスタのゲートおよびドレインと第２のトランジスタのゲートとが変換手段に接続された第１のカレントミラー回路と、第１のカレントミラー回路の第１のトランジスタのゲートとゲート接続される第１導電型のトランジスタを含む、複数の第１導電型のトランジスタによりカレントミラー回路が形成された第２のカレントミラー回路とを有する。第２のカレントミラー回路は、第１のカレントミラー回路の第１のトランジスタに比例した電流を出力し、このカレントミラー回路を形成する２つのトランジスタのゲートとそのうちの一方のドレインとが共通接続された端子と第１のカレントミラー回路の第３のトランジスタのゲートとが接続される。
【００２８】
また、本発明によれば、定電圧源の出力を非反転で入力を受けて、電圧を増幅させて出力する増幅手段と、増幅手段から出力された電圧の入力を受けて、電源電圧や工程条件などに影響を受けず、入力された電圧を定電流に誤差なしに変換させる定電流源発生手段からなる。さらに、定電流源発生手段の構成は、増幅手段から出力された電圧の入力を受けて、入力された電圧を電流に変換させる変換手段と、変換手段から流れて出る電流の入力を受けて、２個のトランジスタに殆ど同じ値の電流が流れるように構成したカレントミラーと、カレントミラーを構成する２個のトランジスタにおいてそれぞれのドレーン端子に印加される２個の電位を同じ値で維持させる電位維持手段と、カレントミラーから流れて出る電流が一定に維持され得るようにするため、カレントミラーに用いられる一つのトランジスタドレーン端子の電位を一定値でバイアスし、定電流源出力端子（ＩOUT）に一定の電流が流れるようにする出力カレントミラーからなる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明を容易に実施できる程度に詳細に説明するため本発明の最も好まし実施の形態を添付の図面を参照して説明する。
【００３０】
図１は、本発明の実施の形態に基づいた電位−電流変換器の詳細回路図である。図１に図示されているとおり、本発明の実施の形態に基づいた電位−電流変換器は、オペレーションアンプ(10)と定電流源発生回路(30)から構成されている。
【００３１】
オペレーションアンプ(10)は、定電圧源の出力（ＶIN）を非反転入力端子（＋）に入力し、反転入力端子（−）に入力した電圧との差電圧を増幅させて出力する増幅器である。また、定電流源発生回路(30)は、オペレーションアンプ(10)から出力された電圧の入力を受けて、電源電圧や工程条件などに影響を受けず、入力された電圧を定電流にほとんど誤差なしに変換させる定電流源発生回路である。
【００３２】
定電流源発生回路(30)は、変換回路(31)、カレントミラー回路(32)、電位維持回路(33)および出力カレントミラー回路(34)から構成される。変換回路(31)は、オペレーションアンプ(10)から出力された電圧を入力し、この入力された電圧を電流に変換させる変換回路である。カレントミラー回路(32)は、変換回路(31)に流れる電流を受けて、２個のトランジスタ(M2,M3)に同じ値の電流が流れるようにした回路である。
【００３３】
電位維持回路(33)は、カレントミラー回路(32)のもう１つのトランジスタ(M4)のゲート電位を制御することにより、このカレントミラー回路(32)を構成する２個のトランジスタ(M2,M3) のそれぞれのドレーン端子に印加される２個の電位を同じ値で維持させる回路である。出力カレントミラー回路(34)は、カレントミラー回路(32)から流れる電流が一定に維持されるようにするため、カレントミラー回路(32)に用いられる１つのトランジスタ(M3)のドレーン端子の電位を一定値でバイアスし、定電流源出力端子（ＩOUT）に一定の電流が流れるようにする出力回路である。
【００３４】
変換回路(31)は、N-チャンネルトランジスタ(M1)および抵抗(R1)により構成されている。N-チャンネルトランジスタ(M1)は、ドレーン端子にカレントミラー回路(32)のトランジスタ(M2)のドレーン端子(d)が接続され、ゲート端子にペレーションアンプ(10)の出力端子(h)が、ソース端子にこのオペレーションアンプ(10)の反転入力端子(-)がそれぞれ接続されている。また、抵抗(R1)はトランジスタ(M1)のソース端子と接地線（Ｖss）とに接続されている。
【００３５】
カレントミラー回路(32)は３つのP-チャンネルトランジスタ(M2, M3,M4) により構成されている。カレントミラーを形成する２つのトランジスタ(M2, M3)は、ソース端子およびゲート端子が共通に接続され、ソース端子には電源電圧（ＶDD）が印加されている。また、トランジスタ(M2)のドレーン端子(d)はこれら２つのトランジスタ(M2, M3)の共通ゲート端子が接続されている。P-チャンネルトランジスタ(M4)は、ソース端子にトランジスタ(M3)のドレーン端子(f)が接続され、ゲート端子に後述する電位維持回路(33)のP-チャンネルトランジスタ(M10)のドレーン端子(e)が接続されている。
【００３６】
電位維持回路(33)は、６つのP-チャンネルトランジスタ(M7〜M12)により構成されたカレントミラー回路である。トランジスタ(M7,M8) は、共通に接続されたソース端子に電源電圧(ＶDD)が印加される。トランジスタ(M9,M10)は、ソース端子にトランジスタ(M7,M8)のドレーン端子がそれぞれ接続され、ゲート端子が共通に接続される。トランジスタ(M11,M12) は、ソース端子にトランジスタ(M9、M10)のドレーン端子がそれぞれ接続され、ゲート端子が共通に接続され、ドレーン端子に接地線(Ｖss)が共通に接続される。また、トランジスタ(M7)のゲート端子にはカレントミラー回路(32)のトランジスタ(M2)のゲート端子(d)が接続され、トランジスタ(M8,M10,M11)はそれぞれ、ゲート端子とドレーン端子が互いに接続されている。
【００３７】
出力カレントミラー回路(34)は、N-チャンネルトランジスタ(M5)とN-チャンネルトランジスタ(M6)から構成されている。トランジスタ(M5)は、ドレーン端子にカレントミラー回路(32)のトランジスタ(M4)のドレーン端子が接続され、ドレーン端子とゲート端子とが共通に接続され、ソース端子には接地線（Ｖss）が接続されている。また、トランジスタ(M6)は、ドレーン端子に定電流源出力端子（ＩOUT）が接続され、ゲート端子にトランジスタ(M5)のゲート端子が接続され、ソース端子に接地線（Ｖss）が接続されている。
【００３８】
このように構成されている本発明の実施の形態に基づいた電位−電流変換器の動作は次のとおりである。なお、図１に示すように本実施の形態における各トランジスタ(M1 〜M12)はＭＯＳトランジスタを用いている。
【００３９】
本発明の実施の形態に基づいた電位−電流変換器の特徴は、従来の電位−電流変換器にトランジスタ(M7〜M12)からなる電位維持回路(33)を加えて構成したものである。すなわち、電位維持回路(33)は、カレントミラーの形態で構成されているトランジスタ(M2,M3)において、トランジスタ(M3)のドレーン端子(f)の電位をトランジスタ(M2)のドレーン端子(d)の電位と殆ど同じ値で維持できるように動作することで、トランジスタ(M3)の電流値が臨界電圧（ＶT）や入力電圧（ＶIN）、そして電源電圧（ＶDD）などに影響を受けない電位−電流変換器を具現している。
【００４０】
本発明の実施の形態に基づいた電位−電流変換器において、オペレーションアンプ(10)の出力端子(h)は変換回路(31)トランジスタ(M1)のゲート端子に接続され、反転入力端子(-)はソース端子に接続されることによって、トランジスタ(M1)のソース端子と接地線（Ｖss）を接続する抵抗(R1)にはオペレーションアンプ(10)の入力電圧（ＶIN）が印加され、ＶIN／R1に相当する電流が流れる。
【００４１】
このようにして抵抗(R1)に流れる電流はトランジスタ(M1)を通じてカレントミラー回路(32)のトランジスタ(M2)に流れ、トランジスタ(M2)のゲート端子(d)がドレーン端子に接続されているため、このゲート端子はこのようなＶIN／R1の電流を流すのに適した電位でバイアスされる。
【００４２】
次に、カレントミラー(32)のトランジスタ(M2)と電位維持回路(33)のトランジスタ(M7)とが図１に示した接続構成になっているので、カレントミラー(32)のトランジスタ(M2)と、電位維持回路(33)のトランジスタ(M7)、トランジスタ(M9)、トランジスタ(M11)には、カレントミラー(32)のトランジスタ(M2)に流れる電流と同一または一定比率(K1)の電流が流れる。
【００４３】
この際、この比率(K1)はトランジスタ(M2, M7)の大きさの比によって定められる。すなわち、トランジスタ(M2, M7)が同一な大きさのトランジスタであればこの両電流の値は同値であり、トランジスタ(M7)の幅がトランジスタ(M2)の幅の半分であればトランジスタ(M7)にはトランジスタ(M2)に比べて半分程の電流のみが流れる。
【００４４】
同様に、電位維持回路(33)のトランジスタ(M11)とトランジスタ(M12)とが図１に示した接続構成になっている。したがって、トランジスタ(M12)、トランジスタ(M10)およびトランジスタ(M8)にはトランジスタ(M11)の電流値と同一または一定な比率(K2)の電流が流れる。
【００４５】
この際の比率(K2)もまた、トランジスタ(M11、 M12)の大きさの比によって定められ、トランジスタ(M11、 M12)の大きさの比は異なるそれぞれの対のトランジスタ(M7とM8、 M9とM10)においてもそのまま維持されなければならない。すなわち、トランジスタ(M9,M10)の大きさの比は、トランジスタ(M7)と(M8)、トランジスタ(M11) と(M12) の大きさの比と同じものでなければならない。
【００４６】
このようにトランジスタを選択することにより、トランジスタ(M8)のゲート端子(g)にはトランジスタ(M2)のゲート端子(d)と殆ど同様な値の電位がバイアスされ、トランジスタ(M10)のゲート端子(e)にはこのゲート端子(g)の電位から同トランジスタ(M10)のゲート−ソース間の電圧（ｖGS10）値を差し引いた値に該当する電位が印加される。
【００４７】
一方、カレントミラー(32)を通じてトランジスタ(M3)のドレーン端子(f)に印加される電位がトランジスタ(M2)のドレーン端子(d)に印加される電位と殆ど同じ値で維持させることによって、両トランジスタ(M2,M3)に流れる電流値が一定の比率で維持されるようにした。
【００４８】
前述したとおり、トランジスタ(M8)のドレーン端子(g)に印加される電位はトランジスタ(M2)のドレーン端子(d)に印加される電位と殆ど同じ値が維持され、トランジスタ(M10)のゲート端子(e)に印加される電位はトランジスタ(M8)のドレーン端子(g)に印加される電位からトランジスタ(M10)のソース−ゲート間電位（｜ｖGS10｜）を差し引いた分程の電位が印加される。トランジスタ(M10)のゲート端子(e)がトランジスタ(M4)のゲート端子に接続されることにより、トランジスタ(M3)のドレーン端子(f)はトランジスタ(M10)のゲート端子(e)に印加される電位からトランジスタ(M4)のソース−ゲート間の電位 (｜ｖGS4｜) を加えた分程の電位となる。
【００４９】
したがって、トランジスタ(M3)のドレーン端子(f)に印加される電位はトランジスタ(M2)のドレーン端子(d)に印加される電位と同一に維持され、トランジスタ(M3)の電流値はトランジスタ(M2)の電流値に比べて一定の比率で維持される値となる。
【００５０】
この関係を式で表現すると次のとおりである。
【００５１】
Ｉ(M2)＝Ｉ(M1)＝（ＶIN／R1）        …………………………(4)
Ｉ(M7)＝Ｉ(M9)＝Ｉ(M11)＝（ｋM7／ｋM2）×Ｉ(M2)     ……(5)
Ｉ(M8)＝Ｉ(M10) ＝Ｉ(M12) ＝（ｋM12／ｋM11）×Ｉ(M11) …(6)
第(5)、 (6)式によってトランジスタ(M2)の電流とトランジスタ(M8)の電流が一定比で維持され、両方ともダイオード形態で接続されているため次の式が成立される。
【００５２】
ｖGSM2＝ｖGSM8            …………………………………(7)
∴  Ｖ(g) ＝Ｖ(d)         …………………………………(8)
故に、次の式が成立される。
【００５３】
Ｖ(e) ＝Ｖ(g) −｜vGSM10｜        ……………………………(9)
Ｖ(f) ＝Ｖ(e) ＋｜vGSM4｜
＝Ｖ(g) −｜vGSM10｜＋｜vGSM4｜
＝Ｖ(d) −｜vGSM10｜＋｜vGSM4｜       ………………(10)
∴Ｉ(M3)＝（ｋM3／ｋM2）×Ｉ(M2)
＝（ｋM3／ｋM2）×（ＶIN／R1）＝Ｋ×ＶIN  ………(11)
第(10)式において、トランジスタ(M10)のゲート−ソース間の電圧(ｖGSM10)とトランジスタ(M4)のゲート−ソース間の電圧(ｖGSM4)が同一であるので、ノード(f)の電位とノード(d)の電位は同一に維持される。
【００５４】
したがって、トランジスタ(M2)の電流とトランジスタ(M3)の電流比はこれらのトランジスタの大きさによってのみ決定される値となる。
【００５５】
図２は図１に示した本実施の形態に基づいた電位−電流変換器の入力電圧（ＶIN）の変化に伴う出力電流（ＩOUT）の変化を示した模擬実験結果のグラフである。図２では、入力電圧（ＶIN)を1.2Ｖ、抵抗(R1)の値を600ｋΩとしたときの、点線は理想的な電流特性を示したものであり、また実線は実際の電流特性に基づいたグラフである。
【００５６】
また、図３は本実施の形態に基づいた電位−電流変換器の電源電圧（ＶDD）と、臨界電圧（ＶT）の変化に伴う出力電流（ＩOUT）の変化を示した模擬実験結果のグラフである。図３では、電圧に対して常に一定の出力電流（ＩOUT）の値を維持する一点鎖線で示した理想的な電流特性と、５つの臨界電圧（ＶT）をそれぞれ少しずつ変化させた電流特性（NEW.SW1 ICMN44,NEW.SW2 ICMN44,NEW.SW3 ICMN44,NEW.SW4 ICMN44,NEW.SW0 ICMN44) とを示している。図３に示すように本実施の形態では、異なる５つの臨界電圧（ＶT）が入力電圧(VIN)の変化に伴う電流の変化が変換関係式から計算されて産出された理想的な電流変化の特性と殆ど同一に示されており、また電源電圧(ＶDD)と臨界電圧(ＶT)の変化についても殆ど誤差のない電流変化の特性が現われる。
【００５７】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように本発明によれば、電源電圧、入力電圧、工程条件さらには温度等の外部要因による影響を受けず、トランジスタの大きさのみで電位−電流変換の安定的な制御が可能となる。したがって、信頼性の高い電位−電流変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の実施の形態に基づいた電位−電流変換器の詳細回路図。
【図２】図２は本発明の実施の形態に基づいた電位−電流変換器の入力電圧(ＶIN)の変化に伴う出力電流（ＩOUT）の変化を示した模擬実験(simulation)結果のグラフ。
【図３】図３は本発明の実施の形態に基づいた電位−電流変換器の電源電圧（ＶDD）と臨界電圧（ＶT）の変化に伴う出力電流（ＩOUT）の変化を示した模擬実験結果のグラフ。
【図４】図４は従来の電位−電流変換器の詳細回路図。
【図５】図５は従来の電位−電流変換器の入力電圧(ＶIN)の変換に伴う出力電流（ＩOUT）の変化を示した模擬実験(simulation)結果のグラフ。
【図６】図６は従来の電位−電流変換器の電源電圧（ＶDD）と臨界電圧（ＶT）の変化に伴う出力電流(ＩOUT)の変化を示した模擬実験結果のグラフ。
【符号の説明】
１０：オペレーションアンプ
３０：定電流源発生回路
３１：変換回路
３２：カレントミラー回路
３４：出力カレントミラー回路
３３：電位維持回路
M2〜M14：トランジスタ
ＩOUT：定電流源出力端子
(d)、(f)、(h)：ドレーン端子
ＶIN：入力電圧
ＶSS：接地線
ＶDD：電源電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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