(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリアを含むアナログ入力信号を入力し、Ｎを４以上の整数として、キャリア周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして出力するサンプリング手段（１１）と、
前記サンプリング手段の出力信号をＮ系統に循環して出力するデマルチプレクサ手段（１２）と、
前記デマルチプレクサ手段（１２）の前記Ｎ系統の出力信号をそれぞれ遅延する遅延手段（１３〜１６）と、
前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段の出力信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段（２１）と、
前記減算手段の出力とＬＭＳアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段（２２）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を重畳して、アナログ入力信号に含まれていたキャリアを再生した信号として出力するマルチプレクサ手段（２３）と、
より構成されることを特徴とするキャリア再生回路。
【請求項２】
キャリアを含むアナログ入力信号を、Ｎを４以上の整数として、キャリア周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディジタル信号を、Ｎ系統に順次出力することにより、Ｎ系統の信号に変換する変換手段（１１、１２）と、
各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段（１３〜１６）と、
前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段からの信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段（２１）と、
前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段（２２）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、前記アナログ入力信号に含まれていたキャリアを再生した信号として出力する出力手段（２３）と、
より構成されることを特徴とするキャリア再生回路。
【請求項３】
前記Ｎ個の適応フィルタ（４１〜４４）は、外部より供給されるタップ係数に基づいてその特性を変化させ、各適応フィルタのタップ係数はＮ群に論理的に分割されており、
前記減算手段（４５〜４８）は、各前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求めるＮ個の減算器から構成され、
前記制御手段は、前記Ｎ個の減算器の出力信号に対応して、前記Ｎ個の適応フィルタの対応するタップ係数群を制御する、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のキャリア再生回路。
【請求項４】
無線信号を受信し、周波数変換を行って出力する受信回路（１１１〜１１７）と、
前記受信回路の出力信号（Ｓ12(t)）からキャリアを再生するキャリア再生回路（１１９）と、
前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを増幅する増幅回路（１２１）と、
前記増幅回路により増幅されたキャリアを前記受信回路の出力信号（Ｓ12(t)）に注入し、強調されたキャリアを持つ信号を生成する加算回路（１２３）と、
前記加算回路からの強調されたキャリアを持つ信号を検波する手段と、
より構成される復調回路であって、
前記キャリア再生回路は、
前記受信回路の出力信号を、Ｎを４以上の整数として、この出力信号（Ｓ12(t)）に含まれるキャリアの周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号をＮ系統に順次出力する手段（１１、１２）と、
各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段（１３〜１６）と、
前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段からの信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段（２１）と、
前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段（２２）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段（２３）と、
より構成される、ことを特徴とする復調回路。
【請求項５】
無線信号を受信する受信回路（２１１〜２１７）と、
前記受信回路の出力信号（Ｓ22(t)）のキャリア（Ｃ(t)）を再生するキャリア再生回路（２１９）と、
前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第１の値だけ増幅して、第１の再生キャリア（Ｃ1(t)）を生成する第１の増幅回路（２２５、２２７）と、
前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第２の値だけ増幅して、第２の再生キャリア（Ｃ2(t)）を生成する第２の増幅回路（２２５）と、
前記第１の再生キャリア（Ｃ1(t)）と前記受信回路の出力信号（Ｓ22(t)）を加算する加算回路（２２１）と、
前記第２の再生キャリア（Ｃ2(t)）と前記受信回路の出力信号（Ｓ22(t)）との差を求める減算回路（２２３）と、
前記加算回路の出力信号（Ｓ23(t)）を復調する第１のＦＭ復調回路（２２９）と、
前記減算回路の出力信号（Ｓ24(t)）を復調する第２のＦＭ復調回路（２３１）と、
前記第１のＦＭ復調回路（２２９）の出力信号（Ｄ1(t)）と前記第２のＦＭ復調回路（２３１）の出力信号（Ｄ2(t)）との差分を求めることにより、前記受信回路で受信した無線信号の復調信号（Ｄ(t)）を生成して出力する演算回路（２３３）と、
より構成される復調回路であって、
前記キャリア再生回路は、
前記受信回路の出力信号（Ｓ22(t)）を、Ｎを４以上の整数として、該信号に含まれているキャリア周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号を生成して、Ｎ系統に順次出力する手段（１１、１２）と、
各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段（１３〜１６）と、
前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段の出力信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段（２１）と、
前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段（２２）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段（２３）と、
より構成される、ことを特徴とする復調回路。
【請求項６】
受信回路の出力信号（Ｓ12(t)）からキャリアを再生するキャリア再生回路（１１９）と、
前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを増幅する増幅回路（１２１）と、
前記増幅回路により増幅されたキャリアを前記受信回路の出力信号（Ｓ12(t)）に注入し、強調されたキャリアを持つ信号を生成する加算回路（１２３）と、
前記加算回路からの強調されたキャリアを持つ信号を検波する手段と、
より構成される復調回路であって、
前記キャリア再生回路は、
Ｎを４以上の整数として、前記受信回路の出力信号に含まれるキャリアの周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号をＮ系統に順次出力する手段（１１、１２）と、
各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段（１３〜１６）と、
前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段からの信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段（２１）と、
前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段（２２）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段（２３）と、
より構成される、ことを特徴とする復調回路。
【請求項７】
受信回路（２１１〜２１７）の出力信号（Ｓ22(t)）のキャリア（Ｃ(t)）を再生するキャリア再生回路（２１９）と、
前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第１の値だけ増幅して、第１の再生キャリア（Ｃ1(t)）を生成する第１の増幅回路（２２５、２２７）と、
前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第２の値だけ増幅して、第２の再生キャリア（Ｃ2(t)）を生成する第２の増幅回路（２２５）と、
前記第１の再生キャリア（Ｃ1(t)）と前記受信回路の出力信号（Ｓ22(t)）を加算する加算回路（２２１）と、
前記第２の再生キャリア（Ｃ2(t)）と前記受信回路の出力信号（Ｓ22(t)）との差を求める減算回路（２２３）と、
前記加算回路の出力信号（Ｓ23(t)）を復調する第１のＦＭ復調回路（２２９）と、
前記減算回路の出力信号（Ｓ24(t)）を復調する第２のＦＭ復調回路（２３１）と、
前記第１のＦＭ復調回路（２２９）の出力信号（Ｄ1(t)）と前記第２のＦＭ復調回路（２３１）の出力信号（Ｄ2(t)）との差分を求めることにより、前記受信回路の受信信号の復調信号（Ｄ(t)）を生成して出力する演算回路（２３３）と、
より構成される復調回路であって、
前記キャリア再生回路は、
前記受信回路の出力信号（Ｓ22(t)）を、Ｎを４以上の整数として、該出力信号に含まれているキャリア周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号を生成して、Ｎ系統に順次出力する手段（１１、１２）と、
各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段（１３〜１６）と、
前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段の出力信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段（２１）と、
前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段（２２）と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段（２３）と、
より構成される、ことを特徴とする復調回路。
【請求項８】
前記第１の値は、２０・ｌｏｇ10（ｋ）ｄＢ、
前記第２の値は、２０・ｌｏｇ10（ｋ＋２）ｄＢ、ｋは正の実数、
であることを特徴とする請求項５又は７に記載の復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は無線通信の復調回路に関し、特に、ＳＳＢ（Single Side Band）信号を復調するための復調回路及びそれに用いるキャリア再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体通信等において、周波数利用率が高く、しかも、フェージング特性が良好な無線通信方式として、ＳＳＢ方式の一種であるＲＺ（Real Zero）ＳＳＢ方式が提案されている。
【０００３】
従来のＲＺＳＳＢ信号の復調回路は、リミッタと、周波数検波回路と、積分回路と、より構成されるＦＭ復調回路と、リニアライザとから構成されている。
しかし、リニアライザには、ヒルベルト変換器が必要であり、このヒルベルト変換器の特性が復調信号に与える影響が非常に大きい。このため、良好な特性を持つヒルベルト変換器が要求されるが、良好な特性を有するヒルベルト変換器の設計が非常に困難である。
【０００４】
そこで、本願出願人は、キャリアレベルを強くして、変調度を低下させることによって、復調した際の歪みが低減できることに着目し、リニアライザを除去した復調回路として、受信したＲＺＳＳＢ信号のキャリアを再生し、受信信号に加算するという構成の復調回路を、特願平６−２０６９０７において開示した。
また、その他リニアライザを除去した復調回路を、特願平６−１４９４４５、特願平７−３２０５９等において開示している。
【０００５】
特願平６−２０６９０７に開示された復調回路のキャリア再生回路は、受信した中間周波信号を局部発振信号と混合して低周波信号とし、狭帯域のアクティブ帯域通過フィルタを通過させることにより、キャリアを抽出する。
また、特願平７−３２０５９に開示された復調回路のキャリア再生回路は、受信信号を局部発振信号と混合して中間周波信号とし、この中間周波信号を帯域通過フィルタを通過させることによりキャリアを抽出する。そして、帯域通過フィルタの出力信号をＦＭ検波回路で検波し、その検波出力によって局部信号を制御して、キャリアを再生する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
これらのキャリア再生回路は、元のキャリアと周波数だけでなく、位相まで同一のキャリアを再生する必要がある。このため、同期再生が困難である。また、アナログ回路で構成した場合、再生されたキャリアの精度があまり良くないという問題がある。ディジタル回路で構成して実現する場合においても、構成及び処理が複雑になるという問題点があった。
【０００７】
この発明は、以上のような問題点を鑑みてなされたものであり、簡単な構成及び処理でキャリアを再生できるキャリア再生回路を提供すること、及び、このキャリア再生回路を利用することにより、フェージング特性、伝送特性、変調効率に優れた復調回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明の第１の観点にかかるキャリア再生回路は、キャリアを含むアナログ入力信号を入力し、Ｎを４以上の整数として、キャリア周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして出力するサンプリング手段と、前記サンプリング手段の出力信号をＮ系統に循環して出力するデマルチプレクサ手段と、前記デマルチプレクサ手段の前記Ｎ系統の出力信号をそれぞれ遅延する遅延手段と、前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段の出力信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段と、前記減算手段の出力とＬＭＳアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を重畳して、アナログ入力信号に含まれていたキャリアを再生した信号として出力するマルチプレクサ手段と、より構成されることを特徴とする。
【０００９】
上記目的を達成するため、この発明の第２の観点にかかるキャリア再生回路は、Ｎを４以上の整数として、キャリアを含むアナログ入力信号をキャリア周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディジタル信号を、Ｎ系統に順次出力することにより、Ｎ系統の信号に変換する変換手段と、各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段と、前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段からの信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段と、前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、前記アナログ入力信号に含まれていたキャリアを再生した信号として出力する出力手段と、より構成されることを特徴とする。
【００１０】
第１及び第２の観点にかかる発明によれば、簡単な構成で、適切にキャリアを抽出して出力することができる。
【００１３】
例えば、前記Ｎ個適応フィルタは、外部より供給されるタップ係数に基づいてその特性を変化させるものであり、各適応フィルタのタップ係数はＮ群に論理的に分割されており、
前記減算手段は、各前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求めるＮ個の減算器から構成され、
前記制御手段は、前記Ｎ個の減算器の出力信号に対応して、前記Ｎ個の適応フィルタの対応するタップ係数群を制御する。
【００１４】
また、この発明の第３の観点にかかる復調回路は、無線信号を受信し、周波数変換を行って出力する受信回路と、前記受信回路の出力信号からキャリアを再生するキャリア再生回路と、前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを増幅する増幅回路と、前記増幅回路により増幅されたキャリアを前記受信回路の出力信号に注入し、強調されたキャリアを持つ信号を生成する加算回路と、前記加算回路からの強調されたキャリアを持つ信号を検波する手段と、より構成される復調回路であって、前記受信回路の出力信号を、Ｎを４以上の整数として、この出力信号に含まれるキャリアの周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号をＮ系統に順次出力する手段と、各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段と、前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段からの信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段と、前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段と、より構成される。
【００１５】
また、この発明の第４の観点にかかる復調回路は、無線信号を受信する受信回路と、前記受信回路の出力信号のキャリアを再生するキャリア再生回路と、前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第１の値だけ増幅して、第１の再生キャリアを生成する第１の増幅回路と、前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第２の値だけ増幅して、第２の再生キャリアを生成する第２の増幅回路と、前記第１の再生キャリアと前記受信回路の出力信号を加算する加算回路と、前記第２の再生キャリアと前記受信回路の出力信号との差を求める減算回路と、前記加算回路の出力信号を復調する第１のＦＭ復調回路と、前記減算回路の出力信号を復調する第２のＦＭ復調回路と、前記第１のＦＭ復調回路の出力信号と前記第２のＦＭ復調回路の出力信号との差分を求めることにより、前記受信回路で受信した無線信号の復調信号を生成して出力する演算回路と、より構成される復調回路であって、前記キャリア再生回路は、前記受信回路の出力信号を、Ｎを４以上の整数として、該信号に含まれているキャリア周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号を生成して、Ｎ系統に順次出力する手段と、各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段と、前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段の出力信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段と、前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段と、より構成される、ことを特徴とする。
【００１６】
第３及び第４の観点にかかる復調回路によれば、この発明のキャリア再生回路を用いてＲＺＳＳＢ信号、低域搬送波ＳＳＢ、全搬送波ＳＳＢ、ＦＭ信号等を適切に受信することができる。
【００１７】
また、この発明の第５の観点にかかる復調回路は、受信回路の出力信号からキャリアを再生するキャリア再生回路と、前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを増幅する増幅回路と、前記増幅回路により増幅されたキャリアを前記受信回路の出力信号に注入し、強調されたキャリアを持つ信号を生成する加算回路と、前記加算回路からの強調されたキャリアを持つ信号を検波する手段と、より構成される復調回路であって、前記キャリア再生回路は、Ｎを４以上の整数として、前記受信回路の出力信号に含まれるキャリアの周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号をＮ系統に順次出力する手段と、各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段と、前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段からの信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段と、前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段と、より構成される、ことを特徴とする。
また、この発明の第６の観点にかかる復調回路は、受信回路の出力信号のキャリアを再生するキャリア再生回路と、前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第１の値だけ増幅して、第１の再生キャリアを生成する第１の増幅回路と、前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第２の値だけ増幅して、第２の再生キャリアを生成する第２の増幅回路と、前記第１の再生キャリアと前記受信回路の出力信号を加算する加算回路と、前記第２の再生キャリアと前記受信回路の出力信号との差を求める減算回路と、前記加算回路の出力信号を復調する第１のＦＭ復調回路と、前記減算回路の出力信号を復調する第２のＦＭ復調回路と、前記第１のＦＭ復調回路の出力信号と前記第２のＦＭ復調回路の出力信号との差分を求めることにより、前記受信信号の復調信号を生成して出力する演算回路と、より構成される復調回路であって、前記キャリア再生回路は、前記受信回路の出力信号を、Ｎを４以上の整数として、該受信信号に含まれているキャリア周波数のほぼＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号を生成して、Ｎ系統に順次出力する手段と、各前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段と、前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、前記遅延手段の出力信号をフィルタリングするＮ個の適応フィルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号のうちの少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との差を求める減算手段と、前記減算手段の出力とＬＳＭアルゴリズムとに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段と、より構成される、ことを特徴とする。
前記第１の値は、例えば、２０・ｌｏｇ10（ｋ）ｄＢ、前記第２の値は、例えば、２０・ｌｏｇ10（ｋ＋２）ｄＢ、ｋは正の実数、である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態にかかるキャリア（搬送波）再生回路について図面を参照して説明する。
この発明の第１の実施の形態にかかるキャリア再生回路１は、図１に示すように、Ａ／Ｄ変換器１１と、デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）１２と、第１〜第４の遅延回路（ＤＥＬＡＹ）１３〜１６と、第１〜第４の適応フィルタ（ＦＩＲ）１７〜２０と、減算器２１と、制御部（ＬＭＳ）２２と、マルチプレクサ（ＭＵＸ）２３と、Ｄ／Ａ変換器２４と、より構成されている。
【００１９】
Ａ／Ｄ変換器１１は、供給される中間周波信号（ＩＦ信号）を、この中間周波信号に含まれているキャリアの周波数ｆc（例えば、１５．６２５ＫＨｚ）の４倍のサンプリング周波数ｆsでサンプリングする。
【００２０】
デマルチプレクサ１２は、中間周波のディジタル入力信号Ｓ(t)の各信号片（データ）を第１〜第４の出力端からディジタル信号Ｓ1(t)〜Ｓ4(t)として順次出力する。
【００２１】
第１〜第４の遅延回路１３〜１６は、デマルチプレクサ１２の第１〜第４の出力端から出力されたディジタル信号Ｓ1(t)〜Ｓ4(t)を一定時間遅延する。
第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０は、それぞれ複数のタップを有し、制御部２２よりタップに与えられる係数（タップ係数）に従ってフィルタリング特性を変更し、第１〜第４の遅延回路１３〜１６から出力されたディジタル信号Ｓ1(t)〜Ｓ4(t)をこの特性に従ってフィルタリングし、ディジタル信号Ｓ1’(t)〜Ｓ4’(t)を出力する。
【００２２】
減算器２１は、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０の特性を制御するために、デマルチプレクサ１２の第１の出力端のディジタル出力信号Ｓ1(t)から第１の適応フィルタ１７の出力Ｓ1’(t)を減算する。制御部２２は、減算器２１の出力に基づいて、周知のＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムに従って、各適応フィルタ１７〜２０のタップ係数を制御する。
【００２３】
マルチプレクサ２３は、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０を通過したディジタル信号Ｓ1’(t)〜Ｓ4’(t)の各データ（信号片）を順番に選択して、１つのディジタル中間周波信号（データ列）として出力する。
【００２４】
Ｄ／Ａ変換器２４は、マルチプレクサ２３から順次供給されるデータを順次アナログ信号に変換する。なお、Ｄ／Ａ変換器２４は、必要に応じて配置すればよい。
【００２５】
次に、図１に示す構成のキャリア再生回路の動作を説明する。
Ａ／Ｄ変換器１１からデマルチプレクサ１２に供給されるＩＦディジタル入力信号Ｓ(t)は、数１で表現することができる。ここで、ｘiはディジタル入力信号のｉ番目のデータを示す。
【００２６】
【数１】
Ｓ(t)＝ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4 ．．．．ｘi ．．．
【００２７】
デマルチプレクサ１２は、信号Ｓ(t)を第１〜第４の出力端に順番に出力する。このため、第１の出力端からはデータｘ1，ｘ5，ｘ9 ．．．が順次出力され、第２の出力端からはデータｘ2，ｘ6，ｘ10．．．が順次出力され、第３の出力端からはデータｘ3，ｘ7，ｘ11．．．が順次出力され、第４の出力端からはデータｘ4，ｘ8，ｘ12．．．が順次出力される。
従って、第１〜第４の出力信号Ｓ1(t)、Ｓ2(t)、Ｓ3(t)、Ｓ4(t)は、数２〜５で表される。
【００２８】
【数２】
Ｓ1(t)＝ｘ1，ｘ5，ｘ9， ．．．．
【数３】
Ｓ2(t)＝ｘ2，ｘ6，ｘ10，．．．．
【数４】
Ｓ3(t)＝ｘ3，ｘ7，ｘ11，．．．．
【数５】
Ｓ4(t)＝ｘ4，ｘ8，ｘ12，．．．．
【００２９】
Ａ／Ｄ変換器１１のサンプリング周波数ｆsがアナログ入力信号のキャリア周波数ｆcの４倍であり、さらにそれを４系統に循環して出力している。このため、理想的には、第１〜第４の信号Ｓ1(t)〜Ｓ4(t)は、キャリアに関する限り、同一位相でのサンプリング信号となり、直流成分となる。しかし、実際には、サンプリング周波数はキャリア周波数の４倍から若干ずれ、キャリアは低周波成分をもった信号、即ち、低周波の正弦波信号に変換される。
【００３０】
このような、低周波成分をもった信号を抽出するため、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）を使用することも考えられる。しかし、送信状態の変化等に応じて、ずれ量が動的に変化する。このため、通常のＬＰＦでは、この変化に追従できない。このため、この実施の形態においては、低周波成分をもった信号を抽出するために、ＬＭＳアルゴリズムに基づいてその特性が制御される適応フィルタを使用する。
【００３１】
第１〜第４の遅延回路１３〜１６は、信号Ｓ1(t)〜Ｓ4(t)を一定時間遅延する。
【００３２】
第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０は、遅延された第１〜第４の信号Ｓ1(t)〜Ｓ4(t)の所定周波数成分を通過させ、他の周波数成分を減衰する。減衰特性は、制御部２２が設定するタップ係数により定まる。制御部２２は、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０に、同一のタップ係数を設定するため、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０は互いに同一の特性を有する。
【００３３】
減算器２１は、デマルチプレクサ１２の第１の出力端からの出力信号Ｓ1(t)と、第１の適応フィルタ１７の出力信号Ｓ1’(t)との差（誤差信号）を求める。即ち、減算器２１は、時間的に相違した信号を演算している。従って、誤差信号は周期性のないノイズ成分になる。
制御部２２は、周知のＬＭＳアルゴリズムに基づいて、この周期性のない誤差信号に従って、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０のタップ係数を制御（修正）する。従って、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０の特性は入力信号に合わせて動的に制御され、周期性のない信号成分を除去し、周期性のある信号（相関の強い信号）、つまり、正弦波、キャリアを抽出する。
【００３４】
マルチプレクサ２３は、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０の出力データを順次選択して、一連の信号として出力する。即ち、第１の適応フィルタ１７の出力するデータ（信号片）をＸ1’，Ｘ5’，．．．、第２の適応フィルタ１８の出力するデータをＸ2’，Ｘ6’，．．．、第３の適応フィルタ１９の出力するデータをＸ3’，Ｘ7’，．．．、第４の適応フィルタ２０の出力するデータをＸ4’，Ｘ8’，．．．とすると、マルチプレクサ２３は各データを順次選択し、Ｘ1’，Ｘ2’，Ｘ3’，Ｘ4’，Ｘ5’，Ｘ6’，．．．として出力し、キャリア成分を再構成する。即ち、異なる位相でサンプリングされたキャリアを順次出力することにより再構成する。
【００３５】
各信号Ｓ1(t)〜Ｓ4(t)を構成する信号成分のうち、キャリア以外の信号成分（周期性を有していないノイズ成分）は、減算器２１の出力に基づいて、適応フィルタ１７〜２０により減衰されている。従って、マルチプレクサ２３により、これらの信号Ｓ1’(t)〜Ｓ4’(t)を重畳することにより、純粋なキャリアをほぼ再生することができる。
なお、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０は、周期性の信号を通過させる。従って、キャリア周波数が所定値からずれた（揺らいだ）場合にも、その揺らいだ周波数の信号を通過させる。また、入力信号に含まれているキャリアそのものを再生するものであるから、位相のずれも発生しない。即ち、キャリアの周波数と位相を正確に再生することができる。
【００３６】
マルチプレクサ２３が出力する再生キャリアは、必要に応じて、Ｄ／Ａ変換器２４により、アナログ信号に変換される。
【００３７】
以上説明したように、この実施の形態によれば、適応フィルタ１７〜２０を用いて、周波数及び位相が正確に再生されたキャリアを得ることができる。
【００３８】
なお、図１のデマルチプレクサ１２〜マルチプレクサ２３までの回路はディスクリート部品で構成する必要はなく、例えば、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）等で構成することも可能である。
【００３９】
第１の実施の形態では、この発明をＴＤＡＰＦ（Time Division Adaptive Filter （時間分割適応フィルタ））に適応した例を示したが、この発明はこれに限定されず、ＴＤ−ＣＤＡＰＦ（Time Division-Coefficients Division Adaptive
Filter（時間分割−係数分割適応フィルタ））にも適用可能である。
【００４０】
図２は、適応フィルタとしてＴＤ−ＣＤＡＰＦを採用したキャリア再生回路の第２の実施の形態の構成を示す。
この構成においては、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４のタップ係数は４つの群Ｈ１〜Ｈ４に分割されている。
【００４１】
このような構成において、デマルチプレクサ１２からの第１の出力信号Ｓ1(t)と第１の適応フィルタ４１の出力信号Ｓ1’(t)との差が減算器４５により求められる。制御部５１は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第１のタップ係数群Ｈ１を制御する。
【００４２】
デマルチプレクサ１２からの第２の出力信号Ｓ2(t)と第２の適応フィルタ４２の出力信号Ｓ2’(t)との差が減算器４６により求められる。制御部５２は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第２のタップ係数群Ｈ２を制御する。
【００４３】
デマルチプレクサ１２からの第３の出力信号Ｓ3(t)と第３の適応フィルタ４３の出力信号Ｓ1’(t)との差が減算器４７により求められる。制御部５３は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第３のタップ係数群Ｈ３を制御する。
【００４４】
デマルチプレクサ１２からの第４の出力信号Ｓ4(t)と第４の適応フィルタ４４の出力信号Ｓ4’(t)との差が減算器４８により求められる。制御部５４は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第４のタップ係数群Ｈ４を制御する。
【００４５】
この様な構成によれば、図１に示すＴＤＡＰＦを用いた場合よりも、少ない処理量でフィルタシステムを構成することができる。このキャリア再生回路をディジタルシグナルプロセッサ（ＴＭＳ３２０Ｃ２５）で構成し、タップ数を１６とした場合、ＡＦ帯域用では１１．２５ＭＩＰＳ（Million Instructions Per Second）必要であり、ＴＤＡＰＦを用いた場合もほぼ同様の計算量が必要であるが、ＴＤ−ＣＤＡＰＦでは６．７５ＭＩＰＳで実現可能である。
【００４６】
なお、図１、図２に示したフィルタシステムでは、サンプリング周波数ｆsをキャリア周波数ｆcの４倍とし、デマルチプレクサによりＡ／Ｄ変換後のディジタル信号を４系統に分割しているが、サンプリング周波数ｆsをアナログ入力信号のキャリア周波数ｆcのＮ（Ｎは４以上の正の正数）倍とし、デマルチプレクサによりＡ／Ｄ変換後のディジタル信号をＮ系統に分割してもよい。
【００４７】
以上説明したように、図１又は図２に示すキャリア再生回路は、キャリアの周波数及び位相を正確に再生することができる。従って、これらのキャリア再生回路により再生されたキャリアを用いて、ＲＺＳＳＢ信号等を、リニアライザを用いることなく、復調することができる。
そこで、図１又は図２に示す構成のキャリア再生回路により再生されたキャリアを用いた復調回路の構成例を説明する。
【００４８】
図３において、アンテナ１１１から供給された信号Ｓ11(t)は、増幅回路１１３により増幅され、ミクサ（混合回路）１１５により局部発振回路１１７から供給される局部信号Ｌoと混合され、中間周波信号Ｓ12(t)に変換される。
【００４９】
中間周波信号Ｓ12(t)はキャリア再生回路１１９に供給される。キャリア再生回路１１９は、図１又は図２に示す構成を有し、中間周波信号Ｓ12(t)からキャリアＣ(t)を再生する。増幅回路１２１は、再生されたキャリアＣ(t)の振幅をｐ倍して出力する。
【００５０】
加算回路１２３は、増幅回路１２１から供給される再生キャリアｐ・Ｃ(t)とミクサ１１５から供給される中間周波信号Ｓ12(t)とを加算して、信号Ｓ13(t)として出力する。
【００５１】
加算回路１２３の出力信号Ｓ13(t)は、増幅回路１２５により増幅され、ＦＭ検波回路１２７により復調される。
【００５２】
次に、図３に示す復調回路の動作を説明する。
ミクサ１１５は、アンテナ１１１で受信された信号Ｓ11(t)と周波数ｆoの局部信号Ｌoを混合し、数６で示す中間周波信号Ｓ12(t)を出力する。
【００５３】
【数６】
0004025378.tif 000002
【００５４】
ここで、ｆcは中間周波信号Ｓ12(t)におけるキャリア周波数、
ｎとｍは正の実数、ｍ／ｎは変調指数である。
中間周波信号Ｓ12(t)は、ｎ＞ｍの場合はＲＺＳＳＢ、ｎ＝ｍの場合は全搬送波ＳＳＢ、ｎ＜ｍの場合は低減搬送波ＳＳＢである。
ｇ(t)は目的信号、ｇ#(t)は目的信号ｇ(t)をヒルベルト変換した信号である。
【００５５】
キャリア再生回路１１９は、前述の動作により、中間周波信号Ｓ12(t)のキャリアを再生し、増幅回路１２１は、その振幅をｐ倍する。増幅回路１２１から出力される再生キャリアｐ・Ｃ(t)は数７で表すことができる。
【００５６】
【数７】
ｐ・Ｃ(t)＝ｐ・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆc・ｔ）
【００５７】
加算回路１２３は、増幅回路１２１から供給される再生キャリアｐ・Ｃ(t)とミクサ１１５から供給される中間周波信号Ｓ12(t)とを加算する。従って、加算回路１２３の出力信号Ｓ13(t)は数８で表される。
【００５８】
【数８】
0004025378.tif 000003
【００５９】
ＦＭ検波回路１２７は、増幅回路１２５により増幅された信号Ｓ13(t)を復調する。ＦＭ検波回路１２７の出力信号Ｄ(t)は数９で表される。数９から明らかなように、目的信号ｇ(t)が復調されている。
【００６０】
【数９】
0004025378.tif 000004
なお、Ｏ（（ｍ／(ｎ・ｐ)）4）は４次以上の歪みの総和である。
【００６１】
なお、受信信号がＦＭ信号の場合、ＳＳＢ信号を復調する場合と異なり、復調信号Ｄ(t)に歪みは存在しない。
【００６２】
図１及び図２に示すキャリア再生回路を使用する復調回路の他の構成例を図４を参照して説明する。
図４において、アンテナ２１１から供給された信号Ｓ21(t)は、増幅回路２１３により増幅され、ミクサ２１５により局部発振回路２１７から供給される局部信号Ｌoと混合され、中間周波信号Ｓ22(t)に変換される。
アンテナ２１１と増幅回路２１３とミクサ２１５と局部発振回路２１７とは受信回路を構成する。受信回路の出力する中間周波信号Ｓ22(t)は、キャリア再生回路２１９とアナログの加算回路２２１とアナログの減算回路２２３とに供給される。
【００６３】
キャリア再生回路２１９は、図１又は図２に示す構成を有し、ミクサ２１５から供給される中間周波信号Ｓ22(t)から、キャリアＣ(t)を再生する。
【００６４】
キャリア再生回路２１９により再生されたキャリアＣ(t)は増幅回路２２５により２０・ｌｏｇ10（ｋ＋２）ｄＢ増幅され（ｋは任意の正の実数）、さらに、増幅回路（機能的には減衰回路）２２７により２０・ｌｏｇ10（ｋ／（ｋ＋２））ｄＢ増幅される。従って、増幅回路２２７の出力する第１の再生キャリアＣ1(t)の振幅は、キャリア再生回路２１９が再生したキャリアＣ(t)を２０・ｌｏｇ10ｋｄＢ増幅した信号となる。
また、増幅回路２２５により増幅された再生キャリアＣ(t)は、第２の再生キャリアＣ2(t)として、出力される。
【００６５】
加算回路２２１は、第１の再生キャリアＣ1(t)と中間周波信号Ｓ22(t)とを加算して、信号Ｓ23(t)として出力する。
減算回路２２３は、増幅回路２２５から供給される第２の再生キャリアＣ2(t)から中間周波信号Ｓ22(t)を減算して、信号Ｓ24(t)として出力する。
【００６６】
加算回路２２１の出力信号Ｓ23(t)は第１のＦＭ復調回路２２９に供給され、復調される。
減算回路２２３の出力信号Ｓ24(t)は第２のＦＭ復調回路２３１に供給され、復調される。
【００６７】
第１のＦＭ復調回路２２９及び第２のＦＭ復調回路２３１は、リミッタと周波数検波回路と積分回路とより構成される。第１のＦＭ復調回路２２９の出力信号（オーディオ周波信号）Ｄ1(t)と第２のＦＭ復調回路２３１の出力信号Ｄ2(t)は、アナログの減算回路２３３に供給される。減算回路２３３は、第１のＦＭ復調回路２２９の出力信号Ｄ1(t)と第２のＦＭ復調回路２３１の出力信号Ｄ2(t)の差を取り、復調信号Ｄ(t)を生成する。
【００６８】
アンテナ２１１で受信され、ミクサ２１５で局部信号Ｌoと混合された信号は、入力信号Ｓ21(t)と局部信号Ｌoを混合し、数１０で示す中間周波信号Ｓ22(t)を出力する。
【００６９】
【数１０】
0004025378.tif 000005
【００７０】
キャリア再生回路２１９は、中間周波信号Ｓ22(t)のキャリアＣ(t)を再生する。再生キャリアＣ(t)は数１１で表すことができる。
【００７１】
【数１１】
Ｃ(t)＝ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆc・ｔ）
【００７２】
増幅回路２２５は、再生キャリアＣ(t)を２０・ｌｏｇ10（ｋ＋２）ｄＢ増幅して、第２の再生キャリアＣ2(t)として出力し、増幅回路２２７は第２の再生キャリアＣ2(t)を２０・ｌｏｇ10ｋ／（ｋ＋２）ｄＢ増幅して第１の再生キャリアＣ1(t)として出力する。増幅回路２２７の出力する第１の再生キャリアＣ1(t)は数１２で表すことができ、増幅回路２２５の出力する第２の再生キャリアＣ2(t)は数１３で表すことができる。
【００７３】
【数１２】
Ｃ1(t)＝ｋ・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆc・ｔ）
【数１３】
Ｃ2(t)＝（ｋ＋２）・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆc・ｔ）
【００７４】
加算回路２２１は、増幅回路２２７から供給される第１の再生キャリアＣ1(t)とミクサ２１５から供給される中間周波信号Ｓ22(t)とを加算する。従って、加算回路２２１の出力信号Ｓ23(t)は数１４で表される。
【００７５】
減算回路２２３は、増幅回路２２５から供給される第２の再生キャリアＣ2(t)からミクサ２１５から供給される中間周波信号Ｓ22(t)を減算する。従って、減算回路２２３の出力信号Ｓ24(t)は数１５で表される。
【００７６】
【数１４】
0004025378.tif 000006
【数１５】
0004025378.tif 000007
【００７７】
第１のＦＭ復調回路２２９は入力信号Ｓ23(t)を復調する。第１のＦＭ復調回路２２９の出力信号Ｄ1(t)は数１６で表される。なお、Ｏ((ｍ／(ｎ・ｋ))4)は４次以上の歪みの総和である。
第２のＦＭ復調回路２３１は入力信号Ｓ24(t)を復調する。第２のＦＭ復調回路２３１の出力信号Ｄ2(t)は数１７で表される。
【００７８】
【数１６】
0004025378.tif 000008
【００７９】
【数１７】
0004025378.tif 000009
【００８０】
減算回路２３３は第１と第２のＦＭ復調回路２２９、２３１の出力信号Ｄ1(t)とＤ2(t)との差を取り、復調信号Ｄ(t)として出力する。復調信号Ｄ(t)は数１８で示すことができる。数１８から明らかなように、目的信号ｇ(t)が復調されている。
【００８１】
【数１８】
0004025378.tif 000010
なお、Ｏ（（ｍ／(ｎ・ｋ)）5）は５次以上の歪みの総和である。
【００８２】
受信信号がＦＭ信号の場合、ＲＺＳＳＢ信号を復調する場合と異なり、第１及び第２の復調回路２２９及び２３１の出力信号Ｄ1(t)、Ｄ2(t)には歪みが存在せず、減算回路２３３からの復調信号Ｄ(t)にも歪みが存在しない。
また、再生キャリアＣ(t)を増幅回路２２５、２２７で増幅することにより、ＦＭ信号の変調度に影響を与えるが、復調には特に影響はない。
【００８３】
以上説明したように、図３及び図４の復調回路によれば、図１又は図２に示すキャリア再生回路を用いて、リニアライザを使用することなく、ＲＺＳＳＢ方式の受信信号を歪みが小さい状態で復調することができる。また、リニアライザを使用していないので、ＦＭ信号を歪ませること無く復調することができる。即ち、全搬送波ＳＳＢ、低減搬送波ＳＳＢ、ＲＺＳＳＢ、ＦＭいずれの方式の信号でも歪み無く（小さい歪みで）復調できる。
【００８４】
なお、第１及び第２の実施の形態のキャリア再生回路では、適応フィルタを使用したが、通常のフィルタを使用しても良い。
【００８５】
また、図３及び図４に示す復調回路は、アナログ回路で構成される必要はなく、ディジタル回路で構成することも可能である。
復調回路をディジタル回路で構成する場合は、例えば、ミクサ１１５又は２１５の後にＡ／Ｄ変換回路を配置し、以後の処理をディジタル処理で実行し、復調出力Ｄ(t)をＤ／Ａ変換してスピーカ等で放音する。
この場合、復調用のＡ／Ｄ変換回路をキャリア再生回路のＡ／Ｄ変換器１１として使用することもできる。また、復調回路とキャリア再生回路とをＤＳＰを用いて構成することも可能である。
【００８６】
この発明は上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、復調回路の回路構成は、図３及び図４に示す構成に限定されず、再生されたキャリアを用いて受信信号を復調する回路ならば任意の回路を使用できる。また、この発明のキャリア再生回路は、復調回路に限定されず、再生されたキャリアを使用する任意の回路に応用できる。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明のキャリア再生回路は、簡単な構成で、受信信号のキャリアを精度良く再生することができる。
また、この発明の復調回路は、再生されたキャリアを用いて、種々のＳＳＢ信号とＦＭ信号を復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態にかかるキャリア再生回路の回路図である。
【図２】この発明の第２の実施の形態にかかるキャリア再生回路の回路図である。
【図３】第１又は第２の実施の形態にかかるキャリア再生回路を用いた復調回路の回路図である。
【図４】第１又は第２の実施の形態にかかるキャリア再生回路を用いた他の復調回路の回路図である。
【符号の説明】
１１・・・アナログ／ディジタル変換器、１２・・・デマルチプレクサ、１３〜１６・・・遅延回路、１７〜２０・・・適応フィルタ、２１・・・減算器、２２・・・制御部、２３・・・マルチプレクサ、２４・・・ディジタル／アナログ変換器、４１〜４４・・・適応フィルタ、４５〜４８・・・減算器、５１〜５４・・・制御部、１１１・・・アンテナ、１１３・・・増幅回路、１１５・・・ミクサ、１１７・・・局部発振回路、１１９・・・キャリア再生回路、１２１・・・増幅回路、１２３・・・加算回路、１２５・・・増幅回路、１２７・・・ＦＭ検波回路、２１１・・・アンテナ、２１３・・・増幅回路、２１５・・・ミクサ、２１７・・・局部発振回路、２１９・・・キャリア再生回路、２２１・・・加算回路、２２３・・・減算回路、２２５・・・増幅回路、２２７・・・増幅回路、２２９・・・第１のＦＭ復調回路、２３１・・・第２のＦＭ復調回路、２３３・・・減算回路
【図１】
0004025378.tif 000011
【図２】
0004025378.tif 000012
【図３】
0004025378.tif 000013
【図４】
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