(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
流体圧アクチュエータの移動体に取り付けられた磁石に反応して同移動体の位置検出を行う磁気検出部と、前記磁気検出部からの出力信号に基づきオンオフする出力部と、前記磁気検出部と前記出力部との間に介在されかつ積分回路及び前記積分回路の放電電流の電圧値と基準電圧値とを比較して、前記放電電流の電圧値が前記基準電圧値を超えるときにオン状態となって所定の信号を前記出力部へ出力する比較手段を構成要素とし、前記磁気検出部が前記移動体の位置検出を完了した時点からオフディレイ時間が経過するまでの間、前記積分回路からの放電電流により前記出力部がオン状態を維持するようにするオフディレイ部とを備えた流体圧アクチュエータ用位置検出回路において、
前記積分回路を急速に充電するための急速充電回路を設けたことを特徴とする流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【請求項２】
前記急速充電回路は、電源からの給電により前記積分回路を急速に充電することを特徴とする請求項１に記載の流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【請求項３】
前記急速充電回路は、前記磁気検出部からの出力信号に基づいてオンすることにより、前記積分回路を急速に充電するトランジスタを含んで構成されていることを特徴とする請求項２に記載の流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【請求項４】
前記トランジスタは、高速スイッチングタイプのトランジスタであることを特徴とする請求項３に記載の流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【請求項５】
前記積分回路は、一端が前記磁気検出部の出力側に接続された抵抗と、その抵抗の他端に接続されたコンデンサとからなり、前記トランジスタのベース端子は前記磁気検出部の出力側に電流制限抵抗を介して接続され、コレクタ端子は前記電源に接続され、エミッタ端子は前記積分回路を構成する抵抗及びコンデンサの接続中間点に接続されていることを特徴とする請求項３または４に記載の流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【請求項６】
前記コンデンサはタンタル電解コンデンサであることを特徴とする請求項５に記載の流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【請求項７】
前記比較手段は２つの入力端子を短絡させたゲートＩＣであり、前記両入力端子は前記積分回路を構成する抵抗及びコンデンサの接続中間点に接続されていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【請求項８】
前記基準電圧値は、前記電源の電圧値の１／２未満となるように設定されていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【請求項９】
前記比較手段は、コンパレータとそのコンパレータがオン状態となる基準電圧を発生する一対の基準電圧発生抵抗とを含んで構成され、前記コンパレータの非反転側入力端子は、前記積分回路を構成する抵抗及びコンデンサの接続中間点に接続され、同コンパレータの反転側入力端子は、前記一対の基準電圧発生抵抗の接続中間点に接続され、前記一対の基準電圧発生抵抗のうちの少なくとも一方は可変抵抗であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の流体圧アクチュエータ用位置検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、流体圧アクチュエータ用位置検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、エアシリンダ等に代表される各種の流体圧アクチュエータが知られている。
【０００３】
エアシリンダを使用する時には、ピストン等の移動体がストロークのどの位置にあるのかを何らかの手段を用いて検出したい場合がある。その具体例としては、ブレーキバルブ等を用いてピストンをストロークの中間で停止させる際、同ピストンが停止すべき位置に到達したことを検出するような場合である。そして、このようなピストン位置の検出を実現するための装置としては、従来より位置検出回路を備えるシリンダスイッチが知られている。
【０００４】
シリンダスイッチの位置検出回路は、例えば、磁気変化に反応して自身の抵抗値を変化させるＭＲ素子、同素子からの入力信号と基準電圧値とを比較するコンパレータ、コンパレータからの出力信号によりオンオフするトランジスタ等を含んで構成されている。このようなシリンダスイッチは、通常はシリンダチューブの外周面に取り付けられた状態で使用される。一方、被検出体であるピストン側には磁石が設けられている。位置検出回路の出力端子は、負荷であるＰＣ（プログラマブルコントローラ）に接続されている。同位置検出回路による検出結果を入力したＰＣは、前もって組まれた制御プログラムに基づいて演算を行い、その演算結果に基づいてブレーキバルブを駆動する制御信号を出力する。この結果、ブレーキバルブが作動してピストンまたはロッドが把持されることで、中間停止が達成されるようになっている。
【０００５】
ところが、エアシリンダの高速駆動化が進んでピストンの移動速度が速くなるほど、ピストンの磁石がシリンダスイッチの設置箇所を通過する時間は短くなる。同様に、シリンダスイッチがオン信号を出力する時間（スイッチ動作時間）も短くなる。このため、ピストンの移動速度がより速くなって、ＰＣの持つ応答時間よりも短くなると、もはやスイッチのオン状態を検出できなくなることが必至である。
【０００６】
よって、従来では位置検出回路にオフディレイ回路を設けることで、このような不都合を解消することが提案されている。その一例を図９に示す。なお、これと同趣の技術は、例えば実開平１−７０１０４号公報などにも開示されている。
【０００７】
図９に示される従来技術の位置検出回路７１は、２つの電源端子（Ｖｃｃ端子，ＧＮＤ端子）とは別に出力端子（ＯＵＴ端子）を有する、いわゆる三線式の位置検出回路である。この位置検出回路７１は磁気検出手段としてのＭＲ素子７２を備えている。ＭＲ素子７２の第１分圧抵抗７２ａはＶｃｃ端子に接続され、第２分圧抵抗７２ａはＧＮＤ端子に接続されている。これらの分圧抵抗７２ａ，７２ｂの中間接続点は、後段にある比較手段としてのコンパレータ７３の非反転側入力端子に接続されている。２つの電源端子間には、直列に接続された２つの基準電圧発生用抵抗７４ａ，７４ｂが設けられている。これらの抵抗７４ａ，７４ｂの中間接続点は、コンパレータ７３の反転側入力端子に接続されている。抵抗７５を介して正帰還がかけられたコンパレータ７３は、ＭＲ素子７２からの検出信号の電圧値及び基準電圧値の大小を比較し、二値化した信号を後段に出力する。コンパレータ７３の出力端子側には、オフディレイ回路７６が配置されている。ここでは、抵抗７７及びコンデンサ７８からなる積分回路７９と、２つの入力端子を短絡させたゲートＩＣ８０とで構成されたオフディレイ回路７６が用いられている。
【０００８】
ゲートＩＣ８０の出力端子には、電流制限抵抗８１及び発光ダイオード８２を介して出力トランジスタ８３のベース端子が接続されている。出力トランジスタ８３のコレクタ端子はＯＵＴ端子に接続され、エミッタ端子はＧＮＤ端子に接続されている。また、エミッタ端子−コレクタ端子間には、サージ電圧吸収用のツェナーダイオード８４が並列に接続されている。
【０００９】
このような構成の位置検出回路７１の動作を図１０のタイミングチャートに基づいて説明する。
ピストンがシリンダスイッチの設置箇所に近づくにつれ、ＭＲ素子７２の中点電圧値（即ち分圧抵抗７２ａ，７２ｂの中間接続点の電圧値）Ｅ1 が徐々に大きくなる。この中点電圧値Ｅ1 が基準電圧発生用抵抗７４ａ，７４ｂにより決定される基準電圧値Ｅ0 を超えると、コンパレータ７３がオンになり、その出力がＬレベルからＨレベルに切り換わる。そして、このようにコンパレータ７３の出力がＨレベルである間（つまりＭＲ素子７２が磁石を検出している間）、コンパレータ７３から積分回路７９へと充電電流Ｉ1 が流れる。さらに、ゲートＩＣ８０の入力端子側の電圧値Ｅ2 が出力反転電圧値、即ち電源電圧の１／２の値を超えると、ゲートＩＣ８０がオンになり、その出力がＬレベルからＨレベルに切り換わる。すると、電圧値Ｅ3 の電流がゲートＩＣ８０から出力される結果、その電流により発光ダイオード８２が点灯しかつ出力トランジスタ８３がオン状態となる。このとき、スイッチがオンとなって、ＯＵＴ端子からＰＣへ信号が出力される。
【００１０】
ピストンがシリンダスイッチの設置箇所を通過してそこから遠ざかろうとすると、今度は逆に中点電圧値Ｅ1 が徐々に小さくなり、やがて基準電圧値Ｅ0 を下回る値となる。すると、コンパレータ７３がオフになり、その出力がＨレベルからＬレベルに切り換わる。このとき、積分回路７９のコンデンサ７８に蓄えられていた電荷が、放電電流Ｉ2 として、抵抗７７を介してコンパレータ７３側へと逆流する。その結果、ゲートＩＣ８０の入力端子側の電圧値Ｅ2 が徐々に小さくなり、やがて電源電圧の１／２の値を下回る。この時点で、ゲートＩＣ８０の出力電圧値Ｅ3 はＨレベルからＬレベルに反転し、発光ダイオード８２及び出力トランジスタ８３の側に電流が流れなくなる。よって、発光ダイオード８２が消灯しかつ出力トランジスタ８３がオフ状態となり、ＯＵＴ端子からＰＣへ信号が出力されなくなる。
【００１１】
即ち、オフディレイ回路７６を設けた位置検出回路７１では、ＭＲ素子７２がピストンの位置検出を完了した時点からしばらくの間（オフディレイ時間Ｔが経過するまで）は、積分回路７９の放電特性によりスイッチがオンし続けるという利点がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図１１のタイミングチャートに示されるように、ピストンの移動速度がさらに速くなった場合には、コンパレータ７３がオンになってＨレベルの出力を出す時間がさらに短くなる。すると、積分回路７９のコンデンサ７８を完全に飽和させる量の電荷が蓄えられなくなり、ゲートＩＣ８０の入力端子側の電圧値Ｅ2 が電源電圧値まで達することができなくなる。この状態でＭＲ素子７２がピストンの位置検出を完了すると、中途半端な状態で放電が開始され、設計値どおりのオフディレイ時間Ｔが得られない。
【００１３】
ここで、積分回路７９を構成する抵抗７７のコンパレータ側端子にダイオードのアノード端子を接続し、かつ同抵抗７７のゲートＩＣ側端子に同ダイオードのカソード端子を接続すればよいとも考えられる。即ち、抵抗７７に並列に設けたバイパス用ダイオードを介してコンパレータ７３の出力電流により給電を行えば、コンデンサ７８の充電時間をある程度短縮できると予想されるからである。
【００１４】
しかしながら、このような対策を講じたとしても、ダイオードのスイッチング時間の特性等からして、ピストンの移動速度が１０００ｍｍ／ｓを超えるような場合には短時間でのコンデンサ７８の完全充電が達成できなくなる。従って、ピストンの移動速度が今後さらに高速化するという状況を鑑みれば、ダイオードを用いた上記対策以外のより優れた対策が必要であると考えられていた。
【００１５】
本発明は上記の事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、極めて高速度で移動する移動体の位置検出に好適な流体圧アクチュエータ用位置検出回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明では、流体圧アクチュエータの移動体に取り付けられた磁石に反応して同移動体の位置検出を行う磁気検出部と、前記磁気検出部からの出力信号に基づきオンオフする出力部と、前記磁気検出部と前記出力部との間に介在されかつ積分回路及び前記積分回路の放電電流の電圧値と基準電圧値とを比較して、前記放電電流の電圧値が前記基準電圧値を超えるときにオン状態となって所定の信号を前記出力部へ出力する比較手段を構成要素とし、前記磁気検出部が前記移動体の位置検出を完了した時点からオフディレイ時間が経過するまでの間、前記積分回路からの放電電流により前記出力部がオン状態を維持するようにするオフディレイ部とを備えた流体圧アクチュエータ用位置検出回路において、前記積分回路を急速に充電するための急速充電回路を設けたことを特徴とする流体圧アクチュエータ用位置検出回路をその要旨とする。
【００１７】
請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記急速充電回路は、電源からの給電により前記積分回路を急速に充電することとした。
請求項３に記載の発明は、請求項２において、前記急速充電回路は、前記磁気検出部からの出力信号に基づいてオンすることにより、前記積分回路を急速に充電するトランジスタを含んで構成されていることとした。
【００１８】
請求項４に記載の発明は、請求項３において、前記トランジスタは、高速スイッチングタイプのトランジスタであることとした。
請求項５に記載の発明は、請求項３または４において、前記積分回路は、一端が前記磁気検出部の出力側に接続された抵抗と、その抵抗の他端に接続されたコンデンサとからなり、前記トランジスタのベース端子は前記磁気検出部の出力側に電流制限抵抗を介して接続され、コレクタ端子は前記電源に接続され、エミッタ端子は前記積分回路を構成する抵抗及びコンデンサの接続中間点に接続されていることとした。
【００１９】
請求項６に記載の発明は、請求項５において、前記コンデンサはタンタル電解コンデンサであることとした。
【００２０】
請求項７に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれか１項において、前記比較手段は２つの入力端子を短絡させたゲートＩＣであり、前記両入力端子は前記積分回路を構成する抵抗及びコンデンサの接続中間点に接続されていることとした。
【００２１】
請求項８に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれか１項において、前記基準電圧値は、前記電源の電圧値の１／２未満となるように設定されていることとした。
請求項９に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれか１項において、前記比較手段は、コンパレータとそのコンパレータがオン状態となる基準電圧を発生する一対の基準電圧発生抵抗とを含んで構成され、前記コンパレータの非反転側入力端子は、前記積分回路を構成する抵抗及びコンデンサの接続中間点に接続され、同コンパレータの反転側入力端子は、前記一対の基準電圧発生抵抗の接続中間点に接続され、前記一対の基準電圧発生抵抗のうちの少なくとも一方は可変抵抗であることとした。
【００２２】
以下、本発明の「作用」について説明する。
請求項１〜９に記載の発明によると、移動体の移動速度が極めて速くても、積分回路は急速充電回路により急速に充電される。このため、積分回路はほぼ完全に充電された状態で放電をする結果、オフディレイ部がほぼ設計値どおりの時間だけオン状態を維持する。ゆえに、極めて高速度で移動する移動体の位置検出に好適な流体圧アクチュエータ用位置検出回路とすることができる。また、積分回路の放電電流が基準電圧値を超えているときには、オン状態である比較手段から所定の信号が出力部へ出力され続ける。その結果、出力部がオン状態を維持する。放電電流が基準電圧値を下回ると、比較手段がオフ状態となって、所定の信号が出力部へ出力されなくなる。ゆえに、出力部がオフ状態となる。
【００２３】
請求項２に記載の発明によると、電源からの給電により積分回路を急速に充電することにより、短時間でかつ確実に積分回路が充電される。
請求項３に記載の発明によると、一般にトランジスタのスイッチング時間は、ダイオードのスイッチング時間の１／５〜１／１０であって極めて短い。このため、磁気検出部からの出力信号があった場合、極めて短時間でトランジスタがオンすることにより、積分回路が短時間でかつ確実に充電される。
【００２４】
請求項４に記載の発明によると、高速スイッチングタイプのトランジスタを用いた場合、さらに短い時間でトランジスタがオンすることにより、積分回路が極めて短時間でかつより確実に充電される。
【００２５】
請求項５に記載の発明によると、磁気検出部からの出力信号が電流制限抵抗を介してトランジスタのベース端子に与えられると、同トランジスタが短い時間でオンし、電源電流がコレクタ端子及びエミッタ端子を経由してコンデンサへと即座に流れ込む。従って、このようなルートからの給電によれば、積分回路を構成する抵抗を経由したルートからの給電に比べ、大きな電流がコンデンサに供給される。
【００２６】
請求項６に記載の発明によると、タンタル電解コンデンサは他のタイプのコンデンサに比べて絶縁体の劣化が小さく、長期間使用しても電荷の漏洩が生じにくい。よって、長期にわたって当初の容量が維持され、積分回路の信頼性及び耐久性が向上する。
【００２８】
請求項７に記載の発明によると、ゲートＩＣの２つの入力端子を短絡させた場合、自身がオン状態になるための基準電圧のスレッシュレベルは、電源の電圧値のちょうど１／２となる。従って、積分回路の放電電流が電源の電圧値の１／２を超えるときには、オン状態であるゲートＩＣの出力端子側から所定の信号が出力部へ出力され続ける。その結果、出力部がオン状態を維持する。放電電流が電源の電圧値の１／２を下回ると、ゲートＩＣがオフ状態となって、所定の信号が出力部へ出力されなくなる。ゆえに、出力部がオフ状態となる。また、このような構成であると、基準電圧発生用の素子がなくても基準電圧を得ることができるため、部品点数の増加及び構造の複雑化を防止することができる。
【００２９】
請求項８に記載の発明によると、基準電圧値を電源の電圧値の１／２未満となるように設定することにより、放電電流がより低い電圧値であっても、比較手段がオン状態となる。従って、比較手段がより長い時間オン状態となる結果、オフディレイ時間もより長くなる。
【００３０】
請求項９に記載の発明によると、少なくとも一方の基準電圧発生抵抗の抵抗値を調整することにより、必要に応じて、基準電圧値を電源の電圧値の１／２未満の任意の値に設定することが可能となる。従って、この場合にはより長いオフディレイ時間を確保することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
［第１の実施形態］
以下、本発明を具体化した第１実施形態のエアシリンダ用のピストン位置検出回路１を図１，図２に基づき詳細に説明する。
【００３２】
このピストン位置検出回路１は、シリンダスイッチの電気的な構成部分に相当するものであって、いわゆる三線式のピストン位置検出回路である。即ち、２つの電源端子（Ｖｃｃ端子２，ＧＮＤ端子４）とは別に、出力端子（ＯＵＴ端子３）を有している。
【００３３】
このようなシリンダスイッチは、一般的にシリンダチューブ（図示略）の外周面に取り付けられた状態で使用される。具体的にいうと前記シリンダスイッチは、同じく図示しないシリンダチューブの外周面において長手方向に沿って形成されたセンサ保持溝内に保持された状態で使用される。センサ保持溝内にあるシリンダスイッチを適宜スライドさせることにより、その取り付け位置を調整することが可能となっている。図示しないピストンの中間停止を目的とする本実施形態では、シリンダスイッチはストロークの中間地点に設置される必要がある。一方、被検出体であるピストンの外周面には、シリンダスイッチを反応させるための永久磁石が設けられている必要がある。ピストン位置検出回路１の（ＯＵＴ端子３）は、負荷である図示しないＰＣ（プログラマブルコントローラ）に接続されている。Ｖｃｃ端子２及びＧＮＤ端子４は、図示しない直流電源（例えば２４Ｖ）に対して接続されている。そして、ピストン位置検出回路１による検出結果を入力したＰＣは、前もって組まれた制御プログラムに基づいて演算を行い、その演算結果に基づいて何らかのアクチュエータを制御する。本実施形態の場合、アクチュエータとして図示しないブレーキバルブが用いられており、ＰＣはそれを駆動するための制御信号を出力する。この結果、ブレーキバルブが作動してピストンまたはロッドが把持されることで、エアシリンダの中間停止が達成されるようになっている。
【００３４】
このピストン位置検出回路１は、大まかにいって磁気検出部５、オフディレイ回路６、出力部７等を備えている。
磁気検出部５は、磁気センサとしてのＭＲ素子１１、一対の基準電圧発生用抵抗１２，１３及び比較手段としてのコンパレータ１４によって構成されている。ＭＲ素子１１の第１分圧抵抗１１ａはＶｃｃ端子２に接続され、第２分圧抵抗１１ｂはＧＮＤ端子４に接続されている。これらの分圧抵抗１１ａ，１１ｂの中間接続点は、後段にあるコンパレータ１４の非反転側入力端子に接続されている。両分圧抵抗１１ａ，１１ｂは、図示しないエアシリンダのピストンに設けられた磁石が近接したときに、その磁気変化に反応して自身の抵抗値を変化させる。
【００３５】
２つの電源端子２，４間には、一対の基準電圧発生素子としての一対の基準電圧発生用抵抗１２，１３が直列に接続された状態で設けられている。これらの抵抗１２，１３の中間接続点は、コンパレータ１４の反転側入力端子に接続されている。なお、本実施形態のピストン位置検出回路１では、抵抗値の等しい抵抗１２，１３を用いている。従って、両抵抗１２，１３が発生する基準電圧値Ｅ0 は、電源の電圧値の１／２である。
【００３６】
コンパレータ１４の非反転側入力端子と出力端子との間には抵抗１５が接続され、それにより正帰還がかけられている。コンパレータ１４は、ＭＲ素子１１からの検出信号の電圧値及び基準電圧値Ｅ0 の大小を比較し、二値化した信号を出力端子を介して後段に出力する。
【００３７】
より具体的にいうと、ＭＲ素子１１の中点電圧値（即ち分圧抵抗１１ａ，１ｂの中間接続点の電圧値）Ｅ1 が基準電圧発生用抵抗１２，１３により決定される基準電圧値Ｅ0 を超えると、コンパレータ１４がオンになる。すると、コンパレータ１４の出力がＬレベルからＨレベルに切り換わる。ＭＲ素子１１の中点電圧値Ｅ1 が基準電圧値Ｅ0 を下回ると、コンパレータ１４がオフになる。すると、コンパレータ１４の出力がＨレベルからＬレベルに切り換わる。
【００３８】
コンパレータ１４の出力端子側には、オフディレイ部としてのオフディレイ回路６が配置されている。本実施形態のオフディレイ回路６は、抵抗１６及びコンデンサ１７からなる積分回路１８と、２つの入力端子を短絡させたゲートＩＣ１９とによって構成されている。積分回路１８を構成する抵抗１６の一端はコンパレータ１４の出力端子に接続され、その他端はコンデンサ１７の一端に接続されている。同コンデンサ１７の他端はＧＮＤ端子４に接続されている。なお、前記コンデンサ１７としては、例えばタンタル電解コンデンサ１７が選択されることが好ましい。このような積分回路１８は、自身が蓄えていた電荷を放電電流Ｉ2 として外部に放出する役割を果たす。抵抗１６及びコンデンサ１７の接続中間点は、後段にあるゲートＩＣ１９の両入力端子に接続されている。
【００３９】
２つの入力端子を短絡させたゲートＩＣ１９の場合、自身がオン状態になるための基準電圧のスレッシュレベルは、電源の電圧値のちょうど１／２となる。従って、積分回路１８の放電電流Ｉ2 が電源の電圧値の１／２を超えるときには、ゲートＩＣ１９はオン状態となり、その出力がＬレベルからＨレベルに切り換わる。このとき、ゲートＩＣ１９の出力端子側からは所定の信号が出力され続ける。放電電流が電源の電圧値の１／２を下回ると、ゲートＩＣ１９がオフ状態となって、その出力がＨレベルからＬレベルに切り換わる。その結果、ゲートＩＣ１９の出力端子側からは所定の信号が出力されなくなる。
【００４０】
出力部７はゲートＩＣ１９の後段に配置されている。本実施形態の出力部７は、電流制限抵抗２０、発光ダイオード２１、出力トランジスタ２２及びツェナーダイオード２３によって構成されている。
【００４１】
電流制限抵抗２０の一端には、ゲートＩＣ１９の出力端子が接続されている。電流制限抵抗２０の他端には、発光ダイオード２１のアノード端子が接続されている。この発光ダイオード２１は、電流制限抵抗２０を介して与えられる電流の電圧が所定値を越えるとき点灯し、前記所定値をした下回るとき消灯する。発光ダイオード２１のカソード端子には、出力トランジスタ２２のベース端子が接続されている。この出力トランジスタ２２は、電流制限抵抗２０及び発光ダイオード２１を介して与えられる電流に基づきオンオフする。本実施形態の出力トランジスタ２２はＮＰＮ型のトランジスタ２２である。
【００４２】
出力トランジスタ２２のコレクタ端子はＯＵＴ端子３に接続され、エミッタ端子はＧＮＤ端子４に接続されている。また、エミッタ端子−コレクタ端子間には、サージ電圧吸収用のツェナーダイオード２３が並列に接続されている。なお、同ツェナーダイオード２３のアノード端子はエミッタ端子側に接続され、カソード端子はコレクタ端子側に接続される。
【００４３】
このピストン位置検出回路１は、磁気検出部５、オフディレイ回路６及び出力部７に加え、さらに急速充電回路３１を備えている。急速充電回路３１は、積分回路１８を急速に充電するという役割、より具体的には積分回路１８を構成しているコンデンサ１７を急速に充電するという役割を果たすものである。
【００４４】
本実施形態では、そのような急速充電回路３１を１個の電流制限抵抗３２と１個のＮＰＮ型のトランジスタ３３とによって構成している。スイッチング用素子としての前記トランジスタ３３は、汎用のトランジスタで足りるものの、いわゆる高速スイッチングタイプのトランジスタ３３であるほうがより好ましい。高速スイッチングタイプのトランジスタ３３としては、例えば２ＳＣ３９３８（松下電子工業株式会社製）等が挙げられる。
【００４５】
トランジスタ３３のベース端子は、コンパレータ１４の出力端子側に電流制限抵抗３２を介して接続されている。電流制限抵抗３２はベース端子へ流れる電流を制限している。同トランジスタ３３のコレクタ端子はＶｃｃ端子２に接続されていて、エミッタ端子は抵抗１６及びコンデンサ１７の接続中間点に接続されている。コンパレータ１４からの出力信号が電流制限抵抗３２を介してトランジスタ３３のベース端子に与えられた場合、同トランジスタ３３が短い時間でオンする。
すると、コレクタ端子−エミッタ端子間は導通状態となり、電源からの大きな電流がＶｃｃ端子２、コレクタ端子及びエミッタ端子を経由してコンデンサ１７へと即座に流れ込む。このような電源から給電がなされる結果、積分回路１８のコンデンサ１７が急速に充電されるようになっている。
【００４６】
ここで、本実施形態において使用される各電子部品の規格の好適例の１つを以下に箇条書きで示す。
【００４７】
・ＭＲ素子１１；  ＫＧ０３７５（浜松光電製）
・コンパレータ１４；  ＴＡ７５Ｓ３９３Ｆ（東芝製）
・基準電圧発生抵抗１２，１３；  １０ｋΩ，１／１６Ｗ
・抵抗１５；  １０ｋΩ，１／１６Ｗ
・抵抗１６；  １０ｋΩ，１／１６Ｗ
・コンデンサ１７；  ０．０１μＦ，定格電圧５０Ｖ
・ゲートＩＣ１９；    ＴＣ４Ｓ８１Ｆ（東芝製）
・電流制限抵抗２０；  １０ｋΩ，１／１６Ｗ
・発光ダイオード２１；  ＩF ＝３０ｍＡ以上，
ＶF ＝１．７５Ｖ（ＩF ＝２０ｍＡ以内）
・出力トランジスタ２２；  ＮＰＮ型，ＶCED ＝５０Ｖ以上，
Ｉc ＝１５０ｍＡ以上，ｈＦＥ＝８２０以上
・ツェナーダイオード２３；  Ｖz ＝３６Ｖ（Ｉz ＝２ｍＡ）
・電流制限抵抗３２；  １０ｋΩ，１／１６Ｗ
・トランジスタ３３；  ＮＰＮ型，ＶCED ＝５０Ｖ以上，
Ｉc ＝１５０ｍＡ以上，ｈＦＥ＝８２０以上
ここで、積分回路１８を構成する抵抗１６の抵抗値が大きくした場合や、コンデンサ１７の容量が大きくした場合、それに付随してオフディレイ時間Ｔは長くなる。ただし、抵抗１６の抵抗値を過度に大きくすると、回路全体のインピーダンスが上がり、耐ノイズ性が低下する。また、コンデンサ１７の容量を過度に大きくすると、大型のコンデンサ１７を使用する必要が生じ、シリンダスイッチ全体が大型化を招く。従って、本実施形態ではこのような問題が生じない範囲（即ち上記の値）に前記抵抗値及び前記容量をあらかじめ設定している。
【００４８】
このような構成のピストン位置検出回路１の動作を図２のタイミングチャートに基づいて説明する。
エアシリンダに対して加圧エアの給排を行うと、ピストンがシリンダチューブの長手方向に沿ってその内部を往復動し始める。
【００４９】
ピストンが一方のストロークエンドから他方のストロークエンドに向かって移動を開始して、同ピストンがストローク中間にあるシリンダスイッチの設置箇所に近づくと、以下のようになる。
【００５０】
ピストンがシリンダスイッチの設置箇所に近づくにつれて、ＭＲ素子１１の中点電圧値Ｅ1 は徐々に大きくなる。この電圧値Ｅ1 が基準電圧値Ｅ0 を超えるようになると、コンパレータ１４がオンになり、その出力がＬレベルからＨレベルに切り換わる。そして、このようにコンパレータ１４の出力がＨレベルである間（つまりＭＲ素子１１が永久磁石を検出している間）、コンパレータ１４の出力端子から積分回路１８側へと所定の電流（出力信号電流と呼ぶ。）が流れる。この出力信号電流は、抵抗１６を経てコンデンサ１７に至り、電荷として同コンデンサ１８に蓄えられることとなる。
【００５１】
さらに、ゲートＩＣ１９の入力端子側の電圧値Ｅ2 が出力反転電圧値である電源電圧の１／２の値を超えると、ゲートＩＣ１９がオンになり、その出力がＬレベルからＨレベルに切り換わる。すると、電圧値Ｅ3 の電流がゲートＩＣ１９から出力される結果、その電流により発光ダイオード２１が点灯しかつ出力トランジスタ２２がオン状態となる。このとき、シリンダスイッチがオンとなって、ＯＵＴ端子３からＰＣへ信号が出力される。
【００５２】
ところで、コンパレータ１４から出力される出力信号電流の一部は、電流制限抵抗３２を介してトランジスタ３３のベース端子にも流れ込み、トランジスタ３３を極めて短い時間でオンさせる。一般にトランジスタ３３のスイッチング時間は、ダイオードのスイッチング時間の１／５〜１／１０である。そのため、仮に同様の箇所にダイオードを並列に接続した場合に比べて、本実施形態のほうが５倍〜１０倍速くオンするものとなる。高速スイッチングタイプのトランジスタ３３であれば、スイッチング時間は、言うまでもなくさらに短縮される。従って、コンパレータ１４から出力信号電流を入力してから直ちにトランジスタ３３がオンし、電源からの大きな電流がＶｃｃ端子２、コレクタ端子及びエミッタ端子を経由してコンデンサ１７へと即座に流れ込む。そして、このような電源からの給電がなされる結果、極めて短い時間でコンデンサ１７に充分な電荷が蓄積され、同コンデンサ１７が瞬時のうちに完全に飽和する。
【００５３】
ピストンがシリンダスイッチの設置箇所を通過してそこから遠ざかろうとすると、今度は逆に中点電圧値Ｅ1 が徐々に小さくなり、やがて基準電圧値Ｅ0 を下回る値となる。すると、コンパレータ１４がオフになり、その出力がＨレベルからＬレベルに切り換わる。このとき、積分回路１８のコンデンサ１７に蓄えられていた電荷が、放電電流Ｉ2 として、抵抗１６を介してコンパレータ１４の出力端子側へと逆流する。
【００５４】
そして、このような放電状態が一定時間続いた場合、ゲートＩＣ１９の入力端子側の電圧値Ｅ2 が徐々に小さくなり、やがて電源電圧の１／２の値（電源の電圧値を２４Ｖとした本実施形態では１２Ｖ）を下回る。この時点で、ゲートＩＣ１９の出力電圧値Ｅ3 はＨレベルからＬレベルに反転し、発光ダイオード２１及び出力トランジスタ２２の側に電流が流れなくなる。よって、発光ダイオード２１が消灯しかつ出力トランジスタ２２がオフ状態となり、ＯＵＴ端子３からＰＣへ信号が出力されなくなる。
【００５５】
即ち、本実施形態のようなオフディレイ回路６を設けたピストン位置検出回路１では、ＭＲ素子１１がピストンの位置検出を完了した時点からしばらくの間（オフディレイ時間Ｔが経過するまで）は、積分回路１８の放電特性によりスイッチがオンし続ける。かかるオフディレイ時間Ｔは、ＰＣの持つ応答時間よりも長くなるようにあらかじめ設定されている。このため、ＰＣはスイッチのオン状態を確実に検出することができる。
【００５６】
従って、本実施形態によれば以下のような効果を得ることができる。
（１）本実施形態のピストン位置検出回路１は、磁気検出部５、出力部７及びオフディレイ回路６を備えるばかりでなく、オフディレイ回路６の積分回路１８を急速に充電するための急速充電回路３１を備えている。従って、ピストンの移動速度が極めて速い（例えば２０００ｍｍ／ｓを超える）ときでも、急速充電回路３１によって積分回路１８が急速に充電される。このため、積分回路１８はほぼ完全に充電された状態で放電をする。その結果、オフディレイ回路６がほぼ設計値どおりの時間だけオン状態を維持し、ゆえにオフディレイ時間Ｔが短くなってしまうことがない。別の言い方をすると、ピストンの移動速度の変動に起因するオフディレイ時間Ｔのばらつきが小さくなる。以上のことから、ダイオードを介して充電を行う従来技術に比較して、極めて高速度で移動するピストンの位置検出により好適なピストン位置検出回路１とすることができる。
【００５７】
（２）このピストン位置検出回路１では、急速充電回路３１によって電源からの大きな電流によって給電がなされることにより、積分回路１８を急速に充電させることができる。これに対してダイオードを用いた従来技術では、積分回路の前段にあるコンパレータの出力電流がダイオードを介して給電され、積分回路のコンデンサが充電される。しかしながら、コンパレータの出力電流は、通常、電源の電流に比べて相当小さい。ゆえに、従来技術のように積分回路を構成する抵抗に仮にパイパス用ダイオードを並列に接続したとしても、コンパレータの出力電流による給電では充電の急速化に限界がある。上記のように、本実施形態によれば短時間でかつ確実に積分回路１８を充電することができ、確実に設計値どおりのオフディレイ時間Ｔを確保することができる。
【００５８】
（３）このピストン位置検出回路１の急速充電回路３２は、コンパレータ１４からの出力信号に基づきオンすることでコンデンサ１７を急速に充電するトランジスタ３３と、電流制限抵抗３２とを含んで構成されている。また、そのようなトランジスタ３３として、本実施形態では高速スイッチングタイプを選択している。従って、スイッチング用素子としてダイオードを用いた従来技術よりも、スイッチング時間が極めて短時間になる。よって、極めて短時間でトランジスタ３２がオンする結果、積分回路１８が極めて短時間でかつより確実に充電される。さらに、トランジスタ３３及び抵抗３２という２個の電子部品からなる極めて簡易な急速充電回路３１であれば、それを追加して設けたとしても、部品点数の大幅な増加や構成の複雑化を伴うことはない。
【００５９】
（４）このピストン位置検出回路１では、磁気検出部５のコンパレータ１４からの出力信号が電流制限抵抗３２を介してトランジスタ３３のベース端子に与えられることで、同トランジスタ３３が短い時間でオンする。そしてこのスイッチング作用により、電源電流がコレクタ端子及びエミッタ端子を経由してコンデンサ１７へと即座に流れ込むようになっている。従って、このようなルートからの給電によれば、積分回路１８を構成する抵抗１７を経由したルートからの給電に比べ、大きな電流をコンデンサ１７に供給することができる。このことは完全充電時間の短縮化に確実に貢献している。
【００６０】
（５）このピストン位置検出回路１では、積分回路１８を構成するコンデンサ１７としてタンタル電解コンデンサ１７を選択している。タンタル電解コンデンサは他のタイプのコンデンサ（例えばセラミックスコンデンサ）に比べて絶縁体の劣化が小さく、長期間使用しても電荷の漏洩が生じにくい。よって、長期にわたって当初の容量が維持され、その場合にあってもオフディレイ時間Ｔが経時的に短くなってしまう度合いも小さい。そのため、積分回路１８の信頼性及び耐久性、ひいては装置全体の信頼性及び耐久性を向上させることができる。
【００６１】
（６）このピストン位置検出回路１では、積分回路１８の後段に配置される比較手段として、２つの入力端子を短絡させたゲートＩＣ１９を設けている。この構成であると、ゲートＩＣ１９がオン状態になるための基準電圧のスレッシュレベルは、電源の電圧値のちょうど１／２（本実施形態では１２Ｖ）となる。また、この構成によれば、ゲートＩＣ１９の入力側に基準電圧発生用の素子がなくても、基準電圧を比較的簡単に得ることができる。それゆえ、部品点数の増加及び構造の複雑化を防止することができ、ひいては高コスト化を回避することができる。
［第２の実施形態］
次に、本発明を具体化した実施形態２のピストン位置検出回路４１を図３に基づいて説明する。ここでは実施形態１と相違する点を主に述べ、共通する点については同一部材番号を付すのみとしてその説明を省略する。
【００６２】
このピストン位置検出回路４１は、いわゆる二線式のピストン位置検出回路４１である。即ち、実施形態１におけるＶｃｃ端子２がＯＵＴ端子３を兼ねるものとされており、１つのコモン端子２Ａとなっている。ゆえに、端子の数が１つ少なく、２つとなっている。
【００６３】
本実施形態では、出力部４２の構成が実施形態１のそれと相違している。
即ち、ここでは出力部４２が、電流制限抵抗２０、発光ダイオード２１、出力トランジスタ２２、ツェナーダイオード２３、トランジスタ４３、定電流ダイオード４４及びサージ吸収用コンデンサ４５によって構成されている。
【００６４】
電流制限抵抗２０の一端には、ゲートＩＣ１９の出力端子が接続されている。電流制限抵抗２０の他端には、出力トランジスタ２２のベース端子が接続されている。この出力トランジスタ２２はＮＰＮ型であって、電流制限抵抗２０を介して与えられる電流に基づきオンオフする。出力トランジスタ２２のエミッタ端子は、ＧＮＤ端子４に接続されている。また、出力トランジスタ２２のコレクタ端子は、発光ダイオード２１のカソード端子に接続されている。発光ダイオード２１は、出力トランジスタ２２がオン状態のとき（即ち位置検出時）に点灯し、同トランジスタ２２がオフ状態のとき（即ち位置非検出時）に消灯する。
トランジスタ４３はＰＮＰ型のトランジスタ４３である。このトランジスタ４３のエミッタ端子はコモン端子２Ａに接続されている。同トランジスタ４３のコレクタ端子は、ＭＲ素子１１の第１分圧抵抗１１ａ、第１基準電圧発生抵抗１２、急速充電回路３１を構成するトランジスタ３３のコレクタ端子等に接続されている。そして、同トランジスタ４３のベース端子は、発光ダイオード２１のアノード端子に接続されている。
【００６５】
定電流ダイオード４４のアノード端子はＰＮＰ型のトランジスタ４３のエミッタ端子に接続され、そのカソード端子は同トランジスタ４３のコレクタ端子に接続されている。この定電流ダイオード４４は、位置非検出時における本ピストン位置検出回路４１の漏れ電流を決定するものである。
【００６６】
サージ電圧対策用のツェナーダイオード２３及びサージ吸収用コンデンサ４５は、コモン端子２ＡとＧＮＤ端子４との間に並列に接続されている。
ここで、本実施形態の出力部４２を構成する各電子部品の規格の好適例の１つを以下に箇条書きで示す。
【００６７】
・電流制限抵抗２０；  １０ｋΩ，１／１６Ｗ
・発光ダイオード２１；  ＩF ＝３０ｍＡ以上，
ＶF ＝１．７５Ｖ（ＩF ＝２０ｍＡ以内）
・出力トランジスタ２２；  ＮＰＮ型，ＶCED ＝５０Ｖ以上，
Ｉc ＝１５０ｍＡ以上，ｈＦＥ＝８２０以上
・ツェナーダイオード２３；  Ｖz ＝３６Ｖ（Ｉz ＝２ｍＡ）
・トランジスタ４３；  ＰＮＰ型，ＶCED ＝５０Ｖ以上，
Ｉc ＝１００ｍＡ以上，ｈＦＥ＝８５以上
・定電流ダイオード４４；  ＩF ＝０．６０ｍＡ〜０．９２ｍＡ（−１０℃〜＋６０℃）
・コンデンサ４５；  ０．１μＦ，定格電圧５０Ｖ
そして、このようなピストン位置検出回路４１では、コモン端子２Ａ及びＧＮＤ端子４がＰＣ及び電源の両方に接続された状態で使用される。
【００６８】
従って、本実施形態によれば、前記第１の実施形態における上記（１）〜（６）に記載の効果に加えて、以下のような効果を得ることができる。
（７）即ち、二線式のピストン位置検出回路４１であるため、実施形態１のような三線式のピストン位置検出回路１に比べて端子数が１つ少なくて済む。
［第３の実施形態］
次に、本発明を具体化した実施形態３の三線式のピストン位置検出回路５１を図４，図５に基づいて説明する。ここでは実施形態１と相違する点を主に述べ、共通する点については同一部材番号を付すのみとしてその説明を省略する。
【００６９】
このピストン位置検出回路５１では、オフディレイ回路５２を構成する比較手段が実施形態１のものと若干異なっている。即ち、本実施形態におけるオフディレイ回路５１は、一対の基準電圧発生抵抗５３，５４、コンパレータ５５及び抵抗５６によって構成されている。
【００７０】
一対の基準電圧発生素子としての一対の基準電圧発生抵抗５３，５４は、コンパレータ５５がオン状態となる基準電圧を発生するためのものであって、２つの電源端子２，４間には直列に接続された状態で設けられている。これらの抵抗５３，５４の中間接続点は、コンパレータ５５の反転側入力端子に接続されている。本実施形態では、そのような基準電圧発生抵抗５３，５４として、最大抵抗値の等しい可変抵抗をそれぞれ用いている。
【００７１】
例えば、両抵抗５３，５４の抵抗値を等しく設定した場合には、両抵抗５３，５４が発生する基準電圧値Ｅ4 を、実施形態１と同様に、電源の電圧値の１／２（ここでは１２Ｖ）とすることができる。勿論、第１の基準電圧発生抵抗５３の抵抗値を第２基準電圧発生抵抗５４の抵抗値より相対的に大きく設定したり、逆に相対的に小さく設定することも可能である。本実施形態においては、抵抗５３の抵抗値を抵抗５４の抵抗値よりも相対的に大きく設定することで、前記基準電圧値Ｅ4 を電源の電圧値の１／２未満に設定している。ここでは具体的には、図５に示されるように、前記基準電圧値Ｅ4 を電源の電圧値の１／５未満（約４Ｖ）に設定している。つまり、本実施形態ではコンパレータ５５がオン状態にあるときのスレッシュレベルが低くなっている。
【００７２】
コンパレータ５５の非反転側入力端子には、積分回路１８を構成する抵抗１６及びコンデンサ１７の中間接続点と、トランジスタ３３のエミッタ端子とが接続されている。同コンパレータ５５は、積分回路１８の放電電流Ｉ2 の電圧値と基準電圧値Ｅ4 とを比較して、放電電流Ｉ2 の電圧値が前記基準電圧値Ｅ4 を超えるときにオン状態となって所定の信号を出力部７へ出力する。
【００７３】
従って、本実施形態によれば、前記第１の実施形態における上記（１）〜（５）に記載の効果に加えて、以下のような効果を得ることができる。
（８）このピストン位置検出回路５１では、比較手段をコンパレータ５０と一対の基準電圧発生抵抗５３，５４とを含んで構成し、かつ基準電圧発生抵抗５３，５４をともに可変抵抗としている。よって、少なくとも一方の基準電圧発生抵抗５３，５４の抵抗値を適宜調整することにより、必要に応じて、基準電圧値Ｅ4 を電源の電圧値の１／２未満の任意の値に設定することが可能である。従って、この場合にはコンパレータ５５が実施形態１のときより長い時間オン状態となる。その結果、より長いオフディレイ時間Ｔを確保することができる。このため、２０００ｍｍ／ｓよりもずっと速く、超高速度で移動するピストンの位置検出に好適なピストン位置検出回路５１を実現することができる。また、オフディレイ時間Ｔを適宜調整できることもその利点である。
【００７４】
なお、本発明の実施形態は以下のように変更してもよい。
・  図６に示される別例のピストン位置検出回路６１のように構成してもよい。この回路６１では、図４にて示した実施形態３の回路５１における抵抗値可変の抵抗５３，５４に代え、固定抵抗５３Ａ，５４Ａが採用されている点で異なっている。ただし、ここでは固定抵抗５３Ａの抵抗値のほうが、固定抵抗５４Ａの抵抗値に比べて相対的に大きくなるように設定されている。具体的にいうと、固定抵抗５３Ａの抵抗値は２０ｋΩ、固定抵抗５４Ａの抵抗値は４ｋΩである。この別例のように構成した場合、実施形態３のように基準電圧値Ｅ4 を任意に調整することはできないものの、実施形態１のときよりも長いオフディレイ時間Ｔを確保することができる。
【００７５】
・  図７に示される別例のピストン位置検出回路６４のように構成してもよい。図３にて示した実施形態２の回路４１とは異なり、この回路６４の積分回路６５は可変抵抗１６Ａを備えている。つまり、抵抗値が固定の抵抗１６に代わるものとして、前記可変抵抗１６Ａが用いられている点が特徴的である。このようにした場合、必要に応じて抵抗値を増減することで、オフディレイ時間Ｔをある程度調整することができる。また、この別例の構成であると、オフディレイ回路６の部品点数が実施形態２と同じであるにもかかわらず、実施形態３のようにオフディレイ時間Ｔの調整を行うことができる。
【００７６】
・  図８に示される別例のピストン位置検出回路６７のように構成してもよい。図３にて示した実施形態２の回路４１とは異なり、この回路６７の積分回路６８は容量可変のコンデンサ１７Ａを備えている。つまり、容量が固定のコンデンサ１７に代わるものとして、容量可変のコンデンサ１７Ａが用いられているのが特徴的である。このようにした場合、必要に応じて容量を増減することで、オフディレイ時間Ｔをある程度調整することができる。また、この別例の構成であると、オフディレイ回路６の部品点数が実施形態２と同じであるにもかかわらず、実施形態３のようにオフディレイ時間Ｔの調整を行うことができる。
【００７７】
・  ＭＲ素子１１に代えて、例えばホール素子やピックアップコイル等のような磁石に反応するその他の検出素子を用いてもよい。
・  出力部を構成している発光ダイオード２１は必須ではないため、不必要であれば省略されてもよい。このようにすると、発光を嫌うような環境下での使用（例えば写真用フィルム製造設備などでの使用）に適したピストン位置検出回路とすることができる。
【００７８】
・  増幅部を有しないコンパレータ１４，５５に代え、比較手段として、増幅部を有するオペアンプを用いても勿論よい。また、コンパレータ１４，５５の機能に相当するものを、例えば複数のトランジスタを含む個々の部品によって構成し、それを比較手段としても構わない。
【００７９】
・  比較手段であるゲートＩＣ１９の代わりに、例えば単安定マルチバイブレータ等を用いることも可能である。
・  電流制限抵抗３２を省略して、トランジスタ３３のみからなる急速充電回路を構成することも許容される。
【００８０】
・  実施形態４の回路５１では、基準電圧発生抵抗５３，５４を両方とも可変抵抗としている。これに代えて、それらのうちのいずれか一方のみを可変抵抗とした構成としてもよい。
【００８１】
・  例えばピストン位置検出回路１，４１，５１等のための電源とは別個に急速充電用電源を設け、その急速充電用電源から急速充電回路３１のトランジスタ３３に対して電流を供給してもよい。
【００８２】
・  急速充電回路３１の構成要素であるスイッチング素子は、トランジスタ３３のみに限られない。つまり、スイッチング時間がダイオードのスイッチング時間よりも短いものであれば、トランジスタ３３以外の素子を用いることが可能である。
【００８３】
・  本発明は、エアシリンダ以外の流体圧アクチュエータ（例えばロータリアクチュエータなど）に用いられる移動体の位置検出回路として具体化されてもよい。勿論、本発明は、検出機能が必要とされる他の装置の位置検出回路としても、広く適用されることが可能である。
【００８４】
次に、前述した実施形態によって把握される技術的思想をその効果とともに以下に列挙する。
（１）  前記比較手段は、コンパレータとそのコンパレータがオン状態となる基準電圧を発生する一対の基準電圧発生抵抗とを含んで構成され、前記コンパレータの非反転側入力端子は、前記積分回路を構成する抵抗及びコンデンサの接続中間点に接続され、同コンパレータの反転側入力端子は、前記一対の基準電圧発生抵抗の接続中間点に接続され、前記一対の基準電圧発生抵抗のうちプラス側の電源端子に接続される固定抵抗は、マイナス側の電源端子に接続される固定抵抗よりも、その抵抗値が相対的に大きくなるように設定されていることを特徴とする流体圧アクチュエータ用位置検出回路。従って、この技術的思想１に記載の発明によれば、比較手段をオン状態にするための基準電圧値が電源の電圧値の１／２未満という小さい値に設定され、より長いオフディレイ時間を確保できる。
【００８５】
（２）  前記積分回路は、可変抵抗及び容量固定コンデンサからなることを特徴とする流体圧アクチュエータ用位置検出回路。この技術的思想２に記載の発明によれば、部品点数の増加を伴うことなく、オフディレイ時間をある程度調整可能とすることができる。
【００８６】
（３）  前記積分回路は、固定抵抗及び容量可変コンデンサからなることを特徴とする流体圧アクチュエータ用位置検出回路。この技術的思想３に記載の発明によれば、品点数の増加を伴うことなく、オフディレイ時間をある程度調整可能とすることができる。
【００８７】
【発明の効果】
以上詳述したように、請求項１〜９に記載の発明によれば、極めて高速度で移動する移動体の位置検出に好適な流体圧アクチュエータ用位置検出回路を提供することができる。
【００８８】
請求項２に記載の発明によれば、短時間でかつ確実に積分回路を充電することができる。
請求項３に記載の発明によれば、極めて短時間でかつ確実に積分回路を充電することができる。
【００８９】
請求項４に記載の発明によれば、極めて短時間でかつより確実に積分回路を充電することができる。
請求項６に記載の発明によれば、信頼性及び耐久性を向上させることができる。
【００９０】
請求項７に記載の発明によれば、基準電圧発生用の素子がなくてもよくなり、部品点数の増加及び構造の複雑化を防止することができる。
請求項８に記載の発明によれば、オフディレイ時間をより長くすることができる。
【００９１】
請求項９に記載の発明によれば、オフディレイ時間をより長くすることができるばかりでなく、その時間を調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を具体化した実施形態１の位置検出回路を示す回路図。
【図２】実施形態１の回路における各部位の電圧の変化を示すタイミングチャート。
【図３】実施形態２の位置検出回路を示す回路図。
【図４】実施形態３の位置検出回路を示す回路図。
【図５】実施形態３の回路における各部位の電圧の変化を示すタイミングチャート。
【図６】別例の位置検出回路を示す回路図。
【図７】別例の位置検出回路を示す回路図。
【図８】別例の位置検出回路を示す回路図。
【図９】従来の位置検出回路を示す回路図。
【図１０】従来の回路における各部位の電圧の変化を示すタイミングチャート。
【図１１】従来の回路における各部位の電圧の変化を示すタイミングチャート。
【符号の説明】
１，４１，５１，６１，６４，６７…流体圧アクチュエータ用位置検出回路としてのエアシリンダ用位置検出回路、５…磁気検出部、６，５２…オフディレイ部、７，４２…出力部、１６…抵抗、１６Ａ…可変抵抗、１７…タンタル電解コンデンサ、１７Ａ…容量可変コンデンサ、１８，６５，６８…積分回路、１９…比較手段としてのゲートＩＣ、３１…急速充電回路、３２…電流制限抵抗、３３…急速充電回路を構成する高速スイッチングタイプのトランジスタ、５３，５３Ａ，５４，５４Ｂ…基準電圧発生抵抗、５５…比較手段としてのコンパレータ、Ｔ…オフディレイ時間、Ｅ2 …基準電圧値、Ｉ2 …放電電流。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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