(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した無線周波数信号がベースバンドに復調されるときに前記受信した信号を処理する方法であって、ベースバンド信号の強度は制御回路により制御され、前記ベースバンド信号中に生じる直流電圧は信号ライン中の第１の直流電圧の分離手段（６，Ｃ１，Ｃ６１）によって分離され、その後、前記信号はＡ／Ｄ変換される方法において、前記第１の直流電圧の分離手段の前に存在する第１のベースバンド信号の直流電圧成分は第１の制御信号（ＤＣＮ１）に基づいて制御され（３０４）、前記第１の直流電圧の分離手段の後に存在する第２のベースバンド信号の直流電圧成分は第２の制御信号（ＤＣＮ２）に基づいて制御され（３０５）、前記の第１および第２の制御信号は、そのうちの少なくとも一部分は同時にアクティブ状態に切り換えられることを特徴とする方法。
【請求項２】
ベースバンドに復調される前記信号は、本質的に直流電圧結合として前記の第１の分離手段（６，Ｃ１，Ｃ６１）に伝えられることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記強度制御回路に生じる前記直流電圧成分は、第２の直流電圧の分離手段（９，Ｃ２，Ｃ３）によって定電位から分離され、前記第２の直流電圧の分離手段の充電状態は、前記制御回路に生じる前記直流電圧成分を制御するための前記第１の制御信号（ＤＣＮ１）によって制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記の第１および第２の制御信号は、前記受信した信号の情報を含んでいるタイムスロットの開始前にアクティブ状態に切り換えられることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
オフセット電圧を減少させるために、前記の第１の分離手段（６，Ｃ１，Ｃ６１）の出力（Ｐ６２）に第２の信号（ｓ６２）が接続され、該第２の信号は、前記の第１の分離手段の前に存在する第１の信号（ｓ６１）に基づいて形成されることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
受信した信号を処理するための回路装置であって、該回路装置は、受信した無線周波数信号をベースバンドに復調するための復調器（２）と、前記ベースバンド信号の強度を制御するための制御回路（５）と、前記ベースバンド信号中に生じた直流電圧を分離してＡ／Ｄ変換器信号をディジタル形式に変換するための信号ライン中の第１の分離手段（６，Ｃ１，Ｃ６１）とを有する回路装置において、前記回路装置は、前記分離手段の前に存在する第１のベースバンド信号の直流電圧成分を第１の制御信号（ＤＣＮ１）に基づいて制御するための手段（１０）と、前記分離手段の後に存在する第２のベースバンド信号の直流電圧成分を第２の制御信号（ＤＣＮ２）に基づいて制御するための手段（１１）とを有し、前記の第１および第２の制御信号は、そのうちの少なくとも一部分は同時にアクティブ状態に切り換えられ、
ここに第２の信号（ｓ６２）を前記の第１の分離手段（６，Ｃ１，Ｃ６１）の出力（Ｐ６２）に接続するための手段（６３）と、前記の第１の分離手段（６，Ｃ１，Ｃ６１）の前に存在する第１の信号（ｓ６１）に基づいて前記第２の信号（ｓ６２）を形成するための手段（６４，６５）とを有することを特徴とする回路装置。
【請求項７】
前記制御回路中に生じる前記直流電圧成分を定電位から分離するための第２の分離手段（９，Ｃ２，Ｃ３）を有することを特徴とする請求項６に記載の回路装置。
【請求項８】
前記の第２の分離手段（９，Ｃ２，Ｃ３）の充電状態を、前記制御回路中に生じた前記直流電圧成分を制御するための前記第１の制御信号によって制御するための手段を有することを特徴とする請求項６または７に記載の回路装置。
【請求項９】
前記復調器（２）と前記の第１の分離手段（６，Ｃ１，Ｃ６１）との間の信号ラインは直流電圧結合であることを特徴とする請求項６から８のいずれか一項に記載の回路装置。
【請求項１０】
前記復調器（２）はＩ／Ｑ復調器であり、その直角位相信号の出力にはベースバンド直角位相信号を処理するための第１のブランチ（３ａ）が接続され、同相信号の出力には同相ベースバンド信号を処理するための第２のブランチ（３ｂ）が接続されていることを特徴とする請求項６から９のいずれか一項に記載の回路装置。
【請求項１１】
前記回路装置は直接変換受信器の一部分であることを特徴とする請求項６から１０のいずれか一項に記載の回路装置。
【請求項１２】
前記回路装置は移動局の受信器の一部分であることを特徴とする請求項６から１１のいずれか一項に記載の回路装置。
【請求項１３】
前記回路装置はディジタル時分割移動通信システムの一部分であることを特徴とする請求項６から１２のいずれか一項に記載の回路装置。
【請求項１４】
前記受信した信号を直接変換受信器において処理することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１５】
前記受信した信号を移動局の受信器において処理することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１６】
前記受信した信号をディジタル時分割移動通信システムにおいて処理することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
本発明は、無線周波数信号を受信する方法及び回路装置に関する。本発明は、好適には移動局等においてディジタル時分割データ転送システムの受信器に使用され得るものである。
直接変換受信器では、即ちゼロ中間周波数受信器では、無線周波数信号は中間周波数無しでベースバンドに直接変換される。中間周波数段は不要なので、受信器に必要なコンポーネントはほんの数個であり、それ故に、これはいろいろなアプリケーションに用いるのに好適な解決策となる。しかし、直接変換受信器が移動局で使用されることは稀である。その理由は、従来公知の方法が実際には工業的製造において殆ど実行不可能であり、また与えられた解決策ではディジタル移動電話システムの独特の特徴が考慮されていないという事実にある。直接変換受信器を実現する際の最も重要な問題はオフセット電圧の制御である。オフセット電圧という用語は、信号において累積した電圧を意味し、本質的には、受信された有用な信号に含まれていない直流電圧を意味する。
図１は移動局の送受信器の従来公知のブロック図であり、このブロック図の受信器は直接変換受信器である。この受信器で、アンテナ１３８により受信されたＲＦ信号は、双方向フィルタ（duplex filter）を介してプリアンプ１０４に導通される。双方向フィルタの目的は、同じアンテナを送信及び受信の両方に使えるようにすることである。双方向フィルタの代わりに、時分割システムでは同期アンテナ切り換えスイッチを使うこともできる。増幅器１０４から受信されたＲＦ信号はローパスフィルタ１０６でフィルタされ、Ｉ／Ｑ復調器１０８で同相信号１０８ａおよび直角位相信号１０８ｂに復調される。復調に必要なローカル発振器信号１１４ｂは合成器１１４から得られる。ブロック１１０において、直流電圧の除去と自動利得制御（ＡＧＣ）とが実行される。ブロック１１０は、例えばマイクロプロセッサを含む処理ブロック１１６により制御される。自動利得制御は信号１１０ａによって調整され、オフセット電圧の１除去は信号１１０ｂによって調整される。ブロック１１０から得られた信号はブロック１１２でディジタル信号に変換され、このブロック１１２から信号はさらに処理ブロック１１６の中のディジタル信号処理回路に送られる。
送信器は、Ｉ／Ｑ変調器１２８を有し、この変調器は、同相信号１２８ａと直角位相信号１２８ｂとから搬送周波数信号を形成し、この信号はフィルタ１３０によってローパスフィルタおよび／またはハイパスフィルタされるようにフィルタされる。搬送周波数信号はＲＦ増幅器１３２によって増幅され、その増幅された信号は双方向フィルタ１０２を介してアンテナ１３８に転送される。送信器の電力制御ユニット１３４は、測定された出力電力１３６と、プロセッサからの制御信号１３４ａとに基づいてＲＦ増幅器１３２の増幅を制御する。
図１は、処理ユニットに添付されたメモリ・ユニット１２６とユーザインターフェース手段も示しており、この手段はディスプレイ１１８と、キーボード１２０と、マイクロホン１２２と、受話口１２４とを備える。
直接変換受信器を実現するための解決策が、例えば下記の刊行物に詳しく記載されている。
［１］マイクロウェーブ・エンジニアリング・ヨーロッパ（Microwave Engineering Europe）、１９９３年１月、ページ５９−６３
［２］マイクロウェーブ・エンジニアリング・ヨーロッパ、１９９３年５月号、ページ５３−５９
［３］特許出願EP 0 594 894 AI
参考文献［１］に記載されている受信器の解決策は、直流電圧結合ベースバンド部に基づいており、それらの中でＤＣオフセット電圧補償は極めて複雑な制御システムを介して行われており、そのシステムはＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器、ディジタル・フィルタ及び予測制御アルゴリズムを含んでいる。例えばいろいろなチャネルやＡＧＣ調整のために種々の補正値がメモリに蓄積される。
ＤＣ結合ベースバンド部が使用されるときには、直流電圧の大きな変動が問題を生じさせる可能性がある。信号の直流電圧成分の変動は、温度変化に起因することがあり、その場合には変動は通常はゆっくりとしており、あるいは、例えば、ローカル発振器信号の周波数またはレベルの変化に起因して変動が生じることもあり、その場合には直流電圧の変動は速い。受信された信号は、変調に起因して、除去することのできない直流電圧成分を含んでいることもあり、それは実際のオフセット電圧の測定を極めて困難かつ複雑にする。オフセット電圧を制御するための上記の複雑な解決策が使用される場合、装置の製造コストが大きくなりすぎるので直接変換受信器の利点が失われる。
ＡＣ結合ベースバンド部の利点は、オフセット電圧のゆっくりとした変動を散逸させてオフセット電圧の総量を減少させることができる点である。しかし、直流電圧の分離コンデンサに残留しゆっくりと放電する電荷が存在するということが欠点である。
図２は、信号のオフセット電圧を小さくするための従来の公知の解決策を示している。図２の回路では、ベースバンド信号Ｖｉｎは増幅器２１に入力され、その出力Ｐ２１はコンデンサＣ２１を介して増幅器２２の入力Ｐ２２に送られる。増幅器２２の代わりに例えばアナログ／ディジタル変換器を設けることも可能である。基準電圧が抵抗器Ｒ２１を介して増幅器２２の入力に伝えられている。受信開始前に、短い制御パルスＤＣＮがスイッチ２３をオン状態に接続し、そのときコンデンサＣ２１の出力端子は基準電圧Ｖｒｅｆにセットされ、もしオフセット電圧があればポイントＰ２２でそれは散逸される。オフセット電圧を除去した時点で、もし信号路にオフセット電圧の他に例えば有用な正のベースバンド信号があるならば、ＤＣＮ制御パルスはポイントＰ２２に生じるオフセット電圧を除去するが、ＤＣＮ制御パルスが終わると負のオフセット電圧がポイントＰ２２に生じる。したがってこの場合にはオフセット電圧は散逸せず、オフセット電圧除去回路の動作は新しいオフセット電圧を生じさせ、そのオフセット電圧は基準電圧Ｖｒｅｆに向かってゆっくりと低下する。オフセット電圧除去回路により作られるオフセット電圧は、ＤＣＮ制御パルスが終わる時点でコンデンサＣ２１に生じているベースバンド信号の瞬時値の大きさに依存する。
オフセット電圧除去回路から生じる新しいオフセット電圧を防ぐために、上記の解決策では、受信されている信号が本質的にノイズであるような時点でオフセット電圧の除去を行うべきであり、それは実際には信号受信開始前を意味する。例えばＧＳＭ（Global System for Mobile Communications：移動通信用広域システム）やＰＣＮ（Personal Communications Network：パーソナル通信ネットワーク）等の移動通信用の多くの時分割システムでは、基地局が送信する電力は、新しい期間が始まる前に切断されない。従って実際の受信動作開始時点以前にも、即ちオフセット電圧が除去されるべきときにも、受信器にベースバンド信号が存在する。これが、オフセット電圧を小さくするための前述の解決策を上記のシステムに使用できない理由である。
本発明の目的は、従来技術の解決策に結びついている上記の問題を防止できるように直接変換受信器を実現するための簡単な解決策を考案することである。
本発明の１つの思想は、受信されてベースバンドに変換された信号の直流電圧成分を信号ラインの第１の直流電圧の分離手段によって分離すると共に、その分離手段の前に存在する信号およびその分離手段の後に存在する信号の両方の直流電圧成分を制御信号で制御するということである。従って第１の分離手段の前に存在するベースバンド信号ラインを、本質的に直流電圧結合として実現することができる。上記の第１の分離手段の前に存在する信号強度の制御回路は、好適には、その制御回路で発生する直流電圧成分を、グランドレベルなどのような回路装置の定電位から分離するための第２分離手段を有する。上述の制御信号のうちの１つは、好適には、その第２の分離手段の充電状態を制御するように配置される。その分離手段の後に存在するベースバンド信号は、好適にはディジタル形式に変換されてさらに処理される。
本発明の方法は、上述の第１の直流電圧の分離手段の前に存在する第１の信号の直流電圧成分が第１の制御信号に基づいて制御され、上述の第１の直流電圧の分離手段の後に存在する第２の信号の直流電圧成分が第２の制御信号に基づいて制御され、その第２の制御信号が前述の第１の制御信号と同一であっても良いことを特徴とする。
本発明の回路装置は、第１の制御信号に基づいて上述の分離手段の前に存在する信号の直流電圧成分を制御するための手段と、第２の制御信号に基づいて上述の分離手段の後に存在する信号の直流電圧成分を制御するための手段とを有し、この第２制御信号が上述の第１の制御信号と同一であっても良いことを特徴とする。本発明の好適な実施例が従属請求項に記載されている。
次に、添付図面を用いて本発明をいっそう詳しく説明する。図面において、
図１は、直接変換受信器を使用している従来公知の移動局のブロック図を示す。
図２はオフセット電圧を除去するための従来技術の回路装置を示す。
図３は、本発明の方法の流れ図を示す。
図４は、直接変換受信器を実現するための本発明の回路装置を示す。
図５は、本発明の回路装置の実現を回路図として示す。
図６は、オフセット電圧を小さくするための本発明による解決策を示す。
図１および２については従来技術の説明という面において説明した。次に本発明の方法について図３を用いて手短に説明し、本発明の回路装置およびその動作について図４および５を用いていっそう詳しく説明する。最後に、オフセット電圧を小さくするための本発明の解決策について図６を参照して説明する。
図３は、本発明の方法３００の流れ図を示す。この方法では、始めに、利得が実現可能な最小値となる状態に、全ての利得制御を設定する（ブロック３０１）。その後、周波数合成器のローカル発振器周波数をチャネル周波数に設定する（ブロック３０２）。周波数合成器が所望のチャネル周波数に落ち着き始めた後、ＲＦの前段の利得制御は、受信期間中に使用されることになる状態に接続される（ブロック３０３）。その後、ベースバンド周波数部の利得制御部の第１の信号の直流電圧成分が、制御信号ＤＣＮ１によって制御され（ブロック３０４）、直流電圧の分離部の後に存在する第２の信号の直流電圧成分が、制御信号ＤＣＮ２によって制御される（ブロック３０５）。最後に、受信期間開始前に制御信号ＤＣＮ１およびＤＣＮ２は除去され、受信開始時に所望の利得が、ベースバンド周波数部のＡＧＣ制御によってベースバンド周波数部に合わせて選択される（ブロック３０６）。
図４は、本発明の回路装置の原理を描いた図である。図４に示されている部分は、図１に示されている移動局の送受信部のブロック１０４から１１２に対応する。図４に示されている装置では、アンテナから受信された無線周波数信号ＲＦｉｎは、ブロック１でフィルタされて増幅され、Ｉ／Ｑ復調器２でベースバンド信号に復調される。受信器のＲＦ前段１は、ＲＦ増幅動作およびＲＦフィルタリング動作と、自動利得制御の動作ＡＧＣ３０とを有する。
無線周波数信号はＩ／Ｑ復調器２で復調されるが、この復調器は、位相合わせ要素および電力分割要素、ミキサおよび基準電圧ＶＩとの接続を有する。この基準電圧は、Ｉ／Ｑ復調器およびベースバンド周波数部の実現の方法により、正、負またはゼロである。復調は、復調器に供給されるローカル発振器周波数信号ＬＯを用いて実行される。復調器から得られる直角位相信号Ｖｑ１および同相信号Ｖｉ１は、ベースバンド周波数部３ａおよび３ｂに伝えられる。ベースバンド周波数部３ａ、３ｂは、プリアンプおよびフィルタリング部（４）を含んでおり、これはさらに、Ｉ／Ｑ復調器のミキサーの直後でかつ第１のアクティブ段の前の受動ローパスフィルタ部４１と、プリアンプ部４２と、その後に置かれた第２のローパスフィルタ４３とを含んでいる。
プリアンプでの増幅およびフィルタリングの後、信号は利得制御部５に伝えられ、これは増幅部１２と、フィードバック部８と、フィードバック部の第２の直流電圧の分離手段９とを含んでおり、この手段には好適には少なくとも１つのコンデンサがある。利得制御部５の直流電圧が落ち着く速さは、信号ＤＣＮ１によって制御される選択スイッチ１０によって制御される。
利得制御の出力に、第１の直流電圧の分離手段６が接続されており、それは好適には少なくとも１つのコンデンサを有する。直流電圧の分離部６の後に、オフセット電圧のための除去システム７が置かれており、これを実現するための解決策について後に説明する。第２の分離手段後の信号で行われるオフセット電圧の除去は、信号ＤＣＮ２によって制御される。直流電圧の分離部に、Ａ／Ｄ変換部の基準電圧Ｖ２が追加的に供給されるが、これは基準電圧Ｖ１と同一であっても良い。
本発明と、受信器のための従来公知の解決策との１つの相違点は、Ｉ／Ｑ復調器の基準電圧Ｖ１からＡＧＣ増幅器５の出力までのベースバンド信号路全体が、直流電圧に結合されていて、その信号路ではＡＧＣ部分の後の各ブランチにＤＣ分離手段６が１つだけあるということである。この配置を通して、例えば、他の方法と比べて下記のような利点が達成される。
種々の理由から、Ｉ／Ｑ復調器の出力に存在するオフセット電圧を、Ｉ／Ｑ復調器の出力やベースバンドプリアンプの出力やあるいはＡＧＣ増幅部の出力から除去する必要はないが、直流電圧は大幅に変動する可能性がある。加速スイッチ１０により、直流電圧が落ち着きつつある間、フィードバック回路の時定数は迅速に保たれる。直流電圧分離部６の後で、ＡＧＣ増幅部の直流電圧動作点が落ち着いた電圧値とは無関係に、基準電圧Ｖ２に等しくなるように直流電圧を調整することができる。このように、ＤＣ結合ベースバンド部およびＡＣ結合ベースバンド部の利点が結合され、これらの欠点が解消されている。
図４の上述の回路装置においてディジタル制御信号が次のように使用される。
最初に、全てのＡＧＣ制御信号は、利得がなるべく小さくなるような状態にある。周波数合成器が所望のチャネル周波数に落ち着き始めた後に、前段の利得制御ＡＧＣ３０は、受信期間中に使用されるようになる状態に接続される。その後、ベースバンド部の利得制御部の時定数回路は高速状態に制御され、ＤＣオフセットの電圧除言去回路１１は制御ＤＣＮ１およびＤＣＮ２によってアクティブ状態に制御される。受信期間開始前に、制御ＤＣＮ１およびＤＣＮ２は除去される。受信開始時に、ベースバンド部のＡＧＣ制御ＡＧＣ２０、ＡＧＣ４０によって所望の利得がベースバンド部に合わせて選択される。強いアンテナ信号が受信されたときには、ベースバンド部の使用される利得は小さく、それに対応してオフセット電圧は低いので、制御信号ＤＣＮ１は必ずしも必要ではない。
図４では、ベースバンド部の２つのＡＧＣ制御であるＡＧＣ２０およびＡＧＣ４０が示されているが、例えばＡ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジやベースバンド部の実現手段などに応じてもっと多数の或いはもっと少数のＡＧＣ制御があっても良い。
図５は、図４のブロック５、１０および６をどのように実現できるかの例を示している。この例では、増幅回路の利得は、コンデンサＣ１およびＣ２だけではなくフィードバック抵抗器Ｒ１、Ｒ３およびＲ７と、フィードバック回路からグランドに接続されている抵抗器Ｒ２、Ｒ４、Ｒ５およびＲ６とに基づいて決まる。コンデンサＣ１およびＣ２は直流電圧分離器として動作し、したがってフィードバック・ブランチには２つのＤＣ分離部Ｃ１、Ｒ５とＣ２、Ｒ６とがある。２つの別々のＤＣ分離部を用いることにより、使用されているコンデンサのキャパシタンス値を十分に小さくすると共に、直流電圧が落ち着く速さを大きくすることができる。抵抗器Ｒ５およびＲ６は、加速回路が使用されているときに増幅器の利得を小さくしておくことを目的とするものである。スイッチは、例えば、ＣＭＯＳスイッチであって良い。
図６は、オフセット電圧の除去回路１１を実現するための本発明の回路装置の原理を描いた図である。この回路装置を、例えば、図４に示されている受信器のブロック６および７に使用することができる。図６に示されている配置では、ベースバンド信号Ｖｉｎは増幅器６１の入力に伝えられ、増幅器６１の出力Ｐ６１に生じる第１の信号ｓ６１は２つのブランチに伝えられる、即ち、コンデンサＣ６１を介して増幅器６２に送られ、またハイパスフィルタ６４を介して加算器６５に送られる。加算器を使うことにより、ハイパスフィルタでフィルタされた信号ｓ６３が基準電圧Ｖｒｅｆに加算される。その加算の結果、即ち第２の信号ｓ６２、はスイッチ６３に送られ、このスイッチは短い制御パルスＤＣＮによってオン状態に制御される。コンデンサＣ６１の端子には、ＤＣＮ制御パルスの持続時間全体にわたって実際上同一のベースバンド信号が存在し、その場合このコンデンサにはベースバンド信号により生じる電荷はほとんど存在しない。このように、ＤＣＮ制御パルスが終わってスイッチ６３がオフに切り替わるときに出力には顕著なオフセット電圧は生じない。
本発明の解決策では、信号ラインを通るベースバンド信号は、ＤＣＮ制御パルスの持続時間中は遮断されず、ＤＣＮ制御パルスの持続時間中にはハイパスフィルタでフィルタされたベースバンド信号がコンデンサの出力に生じる。ハイパスフィルタ６４の下側制限周波数は、好適には信号ラインの下側制限周波数より高い。このとき第２の信号内に生じるオフセット電圧は迅速に減衰し、また、第２の信号を分離手段の出力に接続することにより、それに生じるオフセット電圧も迅速に減少する。しかし、ハイパスフィルタの高い下側制限周波数は、ＤＣＮ制御パルスの持続時間中を除いては、実際の信号ラインの帯域に全く影響を及ぼさない。
本発明を用いれば、移動局を構成するのに利用できる直接変換受信器を簡単に考案することが可能である。移動局では、直接変換受信器を実現すると、必要な周波数合成器は１つだけであり、中間周波数部や中間周波数フィルタは不要であるので、コストが相当節約される結果となる。またＲＦシールド要件が軽減し、双方向フィルタは不要である。したがって、サイズが小さくて軽量な移動局を低コストで構成することが可能である。更に、移動局の電流消費量を減らすことができる。
信号の直流電圧成分を制御するための本発明の解決策を用いれば、従来技術の解決策と比べて下記のさらなる利点を達成することができる。
オフセット電圧を補正するためのディジタル信号処理は不要である。
アナログ信号からオフセット電圧を確実に減少させることができるので、オフセット電圧のためにアナログ／ディジタル変換器のダイナミック・レンジを大きくする必要はない。
オフセット電圧を減少させるための動作は信号ラインにおけるベースバンド信号の瞬間的遮断さえ生じさせない。
本発明の解決策は少数のコンポーネントで実現し得るものであるので、スペースをほとんど必要とせず、またさらなる製造コストは非常に低い。
この回路解決策に必要なコンポーネントを、Ａ／Ｄ変換器の結線に容易に統合することができる。
本発明の解決策を用いれば、受信器の電流消費を少なくすることができる。
この解決策を用いれば、受信したチャネルの周波数に影響を与えるクロック信号およびその他の安定した周波数を持った干渉信号により生じる問題を解消することができ、これにより、装置をシールドする必要が軽減する。
本発明の解決策は、好適には、ＧＳＭおよびＰＣＮシステム等のディジタル時分割移動通信システムの受信器に適用されるけれども、例えば、受信された信号が信号処理のためにディジタル形式に変換されるのであれば、本発明をアナログ・システムの受信器にも適用することができる。
本発明の解決策の幾つかの実施例について上のように説明した。当然に、例えば実現の細部及び使用範囲を修正することにより、請求項の範囲の枠内で本発明の原理を修正することができる。呈示した回路結線及び部品の数値は実例として記載されたに過ぎないのであって、それらは一般的に知られている設計原理にしたがって修正され得るものであることに留意するべきである。
【図１】
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【図２】
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【図６】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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