(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力モノラル信号の位相をその周波数の増加に応じた位相シフト量だけシフトする手段であって、前記入力モノラル信号に対するゲインは、周波数がゼロにおいて所定レベルであり、周波数がゼロから増加するにしたがって増加し、前記位相シフト量が−π付近の値となる周波数においてピークとなり、この後、周波数が増加するにしたがって減少し、周波数が無限大において前記所定レベルとなる周波数特性を有する移相回路と、
前記移相回路の出力信号の位相を反転した信号および前記入力モノラル信号とを所定のミキシング比でミキシングした信号を生成し、左右２チャネルからなるステレオ形式オーディオ信号の一方のチャネルのオーディオ信号として出力するとともに、前記移相回路の出力信号と前記入力モノラル信号とを所定のミキシング比でミキシングした信号を生成し、前記左右２チャネルからなるステレオ形式オーディオ信号の他方のチャネルのオーディオ信号として出力するミキシング手段と
を具備することを特徴とする擬似ステレオ回路。
【請求項２】
前記入力モノラル信号の周波数の変化に対し、前記入力モノラル信号を基準とした前記一方のチャネルのオーディオ信号の位相シフト量は、周波数がゼロのときにゼロであり、周波数がゼロから増加するにしたがって低下し、周波数が無限大のときに−２πであり、かつ、前記入力モノラル信号を基準とした前記他方のチャネルのオーディオ信号の位相シフト量は、周波数全域にわたって所定の範囲に保たれた
ことを特徴とする請求項１に記載の擬似ステレオ回路。
【請求項３】
前記ミキシング回路は、
前記移相回路の出力信号を反転した信号および前記入力モノラル信号にそれぞれ所定の係数を乗じて加算する第１の乗加算器と、
前記移相回路の出力信号および前記入力モノラル信号にそれぞれ所定の係数を乗じて加算する第２の乗加算器と、
を有し、前記所定の係数は、前記各チャネルのオーディオ信号の各ゲインが全周波数帯域を通じて等しくなるように設定されてなる
ことを特徴とする請求項１に記載の擬似ステレオ回路。
【請求項４】
縦続接続された２個の移相フィルタによって前記移相回路が構成され、
各移相フィルタが、
演算増幅器と、
前記演算増幅器の非反転入力端に入力信号を伝達する抵抗およびキャパシタからなる時定数回路と、
前記入力信号を前記演算増幅器の反転入力端に伝達する入力抵抗と、
前記演算増幅器の反転入力端と出力端との間に介挿された帰還抵抗と
により構成されてなり、
一方の移相フィルタにおける前記入力抵抗および帰還抵抗の比が１より大きく、他方の移相フィルタにおける前記入力抵抗および帰還抵抗の比が１より小さく設定されてなる
ことを特徴とする請求項１、２または３に記載の擬似ステレオ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、モノラル形式のオーディオ信号をステレオ形式のオーディオ信号に変換する擬似ステレオ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は従来の擬似ステレオ回路の構成例を示すものである。この擬似ステレオ回路は、各々モノラル形式オーディオ信号Ｍｉｎの位相をシフトして出力するＬチャネル用移相回路１００ＬおよびＲチャネル用移相回路１００Ｒと、これらの各移相回路の各出力信号からＬおよびＲの２チャネルからなるステレオ形式オーディオ信号を生成するステレオ協調回路２００とにより構成されている。
【０００３】
Ｌチャネル用移相回路１００Ｌは、例えば３個のオールパスフィルタ１０１Ｌ〜１０３Ｌを縦続接続してなるものであり、Ｒチャネル用移相回路１００Ｒも、同様なオールパスフィルタ１０１Ｒ〜１０３Ｒを縦続接続してなるものである。これらの各オールパスフィルタについて説明すると、次の通りである。
【０００４】
まず、オールパスフィルタ１０１Ｌは、オペアンプ３０１、抵抗３０２〜３０４およびキャパシタ３０５を図示のように接続してなるものである。ここで、抵抗３０３および３０４は同じ抵抗値を有している。従って、オペアンプ３０１の出力電圧をＶｏとすると、オペアンプ３０１の反転入力端（−）の入力電圧Ｖｎは次式により与えられる。
Ｖｎ＝（Ｍｉｎ＋Ｖｏ）／２                              ……（１）
【０００５】
一方、抵抗３０２の抵抗値をＲ1、キャパシタ３０５の容量値をＣ1、入力モノラル信号Ｍｉｎの角周波数をωとすると、オペアンプ３０１の非反転入力端（＋）の入力電圧Ｖｐは次式により与えられる。
Ｖｐ＝Ｍｉｎ／（１＋ｊωＣ1Ｒ1）                        ……（２）
【０００６】
ここで、図示の構成では負帰還動作によりオペアンプ３０１の反転入力端（−）および非反転入力端（＋）の仮想短絡が行われるため、Ｖｐ＝Ｖｎとなり、次式が成立することとなる。
（Ｍｉｎ＋Ｖｏ）／２＝Ｍｉｎ／（１＋ｊωＣ1Ｒ1）        ……（３）
【０００７】
この式（３）を変形することにより、オールパスフィルタ１０１Ｌの伝達関数Ｈが以下のように得られる。
0003906533.tif 000002
【０００８】
そして、この式（４）よりオールパスフィルタ１０１Ｌの入力モノラル信号Ｍｉｎに対するゲインＧは、
0003906533.tif 000003
となる。従って、あらゆる周波数の入力モノラル信号Ｍｉｎがオールパスフィルタ１０１Ｌをそのままの振幅で通過することとなる。
【０００９】
また、入力モノラル信号Ｍｉｎは、オールパスフィルタ１０１Ｌを通過する際にその位相がシフトされるが、この場合の位相シフト量θは次式に示すように入力信号Ｍｉｎの周波数に応じた大きさとなる。
0003906533.tif 000004
となる。
以上がオールパスフィルタ１０１Ｌの詳細である。
【００１０】
オールパスフィルタ１０１Ｌの後段のオールパスフィルタ１０２Ｌおよび１０３Ｌも全く同様な構成である。上記式（６）から明らかなように各オールパスフィルタ１０１Ｌ〜１０３Ｌにより入力モノラル信号Ｍｉｎに付与される位相シフト量は、入力信号の周波数ｆ＝ω／２πの変化により０から−πまで変化する。従って、Ｌチャネル用移相回路１００Ｌ全体により入力信号に付与される位相シフト量は、入力信号の周波数ｆの変化により０から−３πまで変化することとなる。このＬチャネル用移相回路１００Ｌ全体としての位相シフト量θＬを図７に例示する。
【００１１】
Ｒチャネル用移相回路１００Ｒも以上説明したＬチャネル用移相回路１００Ｌと基本的に同じ構成を有しているが、各オールパスフィルタ１０１Ｒ〜１０３Ｒにおける抵抗３０２の抵抗値およびキャパシタ３０５の容量値が上記のＲ1およびＣ1と異なっている。従って、Ｒチャネル用移相回路１００Ｌ全体としての位相シフト量θＲの周波数特性は、図７に例示するように、Ｌチャネル用移相回路１００Ｌの位相シフト量θＬの周波数特性を周波数軸方向に沿ってシフトしたような特性となる。
【００１２】
ここで、Ｌチャネル用移相回路１００ＬおよびＲチャネル用移相回路１００Ｒの各々における上記抵抗３０２の抵抗値およびキャパシタ３０５の容量値を適当に選ぶことにより、図７に示すように、オーディオ周波数帯域のほぼ全域においてθＬ−θＲをほぼπ／２にすることができる。図６に示す構成では、このような要求を満たすように上記抵抗値および容量値が選択されているのである。
【００１３】
従って、図６に示す構成においては、各々入力モノラル信号Ｍｉｎの位相をシフトしたオーディオ信号であって相互にπ／２だけ位相のずれたものがＬチャネル用移相回路１００ＬおよびＲチャネル用移相回路１００Ｒから各々出力されるのである。
【００１４】
ステレオ協調回路２００は、以上説明したＬチャネル用移相回路１００ＬおよびＲチャネル用移相回路１００Ｒの各出力信号からステレオ形式のオーディオ信号を生成する手段であり、減算器２０１、フィルタ２０２、加算器２０３および減算器２０４により構成されている。このステレオ協調回路２００では、減算器２０１により、Ｌチャネル用移相回路１００ＬおよびＲチャネル用移相回路１００Ｒの各出力信号の差分に対応した信号が生成され、この減算器２０１の出力信号に対しフィルタ２０２による帯域制限が施される。加算器２０３では、このフィルタ２０２の出力信号とＬチャネル用移相回路１００Ｌの出力信号とが加算される。また、減算器２０４では、フィルタ２０２の出力信号とＲチャネル用移相回路１００Ｒの出力信号との減算が行われる。そして、空間的な広がりを持ったＬ、Ｒ２チャネルからなるステレオ形式のオーディオ信号がこれらの加算器２０３および減算器２０４から出力されるのである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の擬似ステレオ回路は、オペアンプ等の構成部品を多数必要とするため、ＩＣ（集積回路）として製造する場合にはチップ面積が大きなものとなってしまう。また、従来の擬似ステレオ回路は、Ｌ、Ｒ２チャネルの移相回路だけでも６個のキャパシタを必要とするが、これらは一般的に容量値の大きなものとする必要がある。従って、これらのキャパシタをＩＣ基板上に形成することはチップ面積の制約から困難であり、外付けとする必要がある。このため、ＩＣに必要なピン数が多くなってしまう。以上のような諸事情により、従来の擬似ステレオ回路は製造コストが高くなっていたのである。
【００１６】
この発明は以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、構成が簡素であり、低価格の擬似ステレオ回路を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、入力モノラル信号の位相をその周波数の増加に応じた位相シフト量だけシフトする手段であって、前記入力モノラル信号に対するゲインは、周波数がゼロにおいて所定レベルであり、周波数がゼロから増加するにしたがって増加し、前記位相シフト量が−π付近の値となる周波数においてピークとなり、この後、周波数が増加するにしたがって減少し、周波数が無限大において前記所定レベルとなる周波数特性を有する移相回路と、前記移相回路の出力信号の位相を反転した信号および前記入力モノラル信号とを所定のミキシング比でミキシングした信号を生成し、左右２チャネルからなるステレオ形式オーディオ信号の一方のチャネルのオーディオ信号として出力するとともに、前記移相回路の出力信号と前記入力モノラル信号とを所定のミキシング比でミキシングした信号を生成し、前記左右２チャネルからなるステレオ形式オーディオ信号の他方のチャネルのオーディオ信号として出力するミキシング手段とを具備することを特徴とする擬似ステレオ回路を要旨とする。
【００１８】
請求項２に係る発明は、前記入力モノラル信号の周波数の変化に対し、前記入力モノラル信号を基準とした前記一方のチャネルのオーディオ信号の位相シフト量は、周波数がゼロのときにゼロであり、周波数がゼロから増加するにしたがって低下し、周波数が無限大のときに−２πであり、かつ、前記入力モノラル信号を基準とした前記他方のチャネルのオーディオ信号の位相シフト量は、周波数全域にわたって所定の範囲に保たれたことを特徴とする請求項１に記載の擬似ステレオ回路を要旨とする。
請求項３に係る発明は、前記ミキシング回路は、前記移相回路の出力信号を反転した信号および前記入力モノラル信号にそれぞれ所定の係数を乗じて加算する第１の乗加算器と、前記移相回路の出力信号および前記入力モノラル信号にそれぞれ所定の係数を乗じて加算する第２の乗加算器と、を有し、前記所定の係数は、前記各チャネルのオーディオ信号の各ゲインが全周波数帯域を通じて等しくなるように設定されてなることを特徴とする請求項１に記載の擬似ステレオ回路を要旨とする。
【００１９】
請求項４に係る発明は、縦続接続された２個の移相フィルタによって前記移相回路が構成され、各移相フィルタが、演算増幅器と、前記演算増幅器の非反転入力端に入力信号を伝達する抵抗およびキャパシタからなる時定数回路と、前記入力信号を前記演算増幅器の反転入力端に伝達する入力抵抗と、前記演算増幅器の反転入力端と出力端との間に介挿された帰還抵抗とにより構成されてなり、一方の移相フィルタにおける前記入力抵抗および帰還抵抗の比が１より大きく、他方の移相フィルタにおける前記入力抵抗および帰還抵抗の比が１より小さく設定されてなることを特徴とする請求項１、２または３に記載の擬似ステレオ回路を要旨とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を更に理解しやすくするため、実施の形態について説明する。
かかる実施の形態は、本発明の一態様を示すものであり、この発明を限定するものではなく、本発明の範囲で任意に変更可能である。
【００２１】
図１はこの発明の一実施形態である擬似ステレオ回路の構成を示すブロック図である。同図に示すように、本実施形態に係る擬似ステレオ回路は、移相回路１と、乗算器２および３と、加算器４および５とからなるものであり、極めて簡素な構成を有している。
【００２２】
移相回路１は、本実施形態の処理対象たる入力モノラル信号Ｍｉｎの位相のシフトを行う手段であり、各々入力信号の位相をシフトする２個の移相フィルタ１１および１２を縦続接続してなるものである。各移相フィルタ１１および１２により入力信号に付与される位相シフト量は０〜−πまでの範囲で各々変化する。また、移相フィルタ１１および１２の各々の入力信号に対するゲインは、周波数変化に対して一定ではなく、一方のゲインは周波数の増加により１から一定値（＞１）に向けて漸次増加し、他方のゲインは周波数の増加により１から一定値（＜１）に向けて漸次減少する。なお、移相フィルタ１１および１２の具体的な構成については後述する。
【００２３】
図２（ａ）および（ｂ）は、移相フィルタ１１および１２からなる移相回路１の全体としてのゲインおよび位相シフト量の周波数特性を例示したものである。図２（ｂ）に例示するように、移相回路１によって入力信号に付与される位相シフト量は、０〜−２πまでの範囲で入力信号の周波数に応じて変化する。また、図２（ａ）に例示するように、移相回路１によって入力信号に付与されるゲインは、全周波数帯域を通じて一定値以上を保つが、位相シフト量が−π付近の値となる周波数においてピークとなる。
【００２４】
乗算器２では、以上説明した移相回路１の出力信号に対し、所定の係数−ａが乗じられる。一方、乗算器３では、移相回路１の出力信号に対し、所定の係数ｂが乗じられる。そして、加算器４により乗算器２の出力信号と元の入力モノラル信号Ｍｉｎとが加算され、加算器５により乗算器３の出力信号と元の入力モノラル信号Ｍｉｎとが加算される。そして、これらの加算器４および５の各加算結果がＬ、Ｒ２チャネルからなるステレオ形式のオーディオ信号として出力されるのである。
【００２５】
図３（ａ）および（ｂ）は本実施形態に係る擬似ステレオ回路のうちＬチャネルのオーディオ信号の生成に係る信号処理系（具体的には移相回路１、乗算器２および加算器４からなる部分）の周波数特性を例示したものであり、図３（ｃ）および（ｄ）はＲチャネルのオーディオ信号の生成に係る信号処理系（具体的には移相回路１、乗算器３および加算器５からなる部分）の周波数特性を例示したものである。
【００２６】
図３（ｂ）に示すように、Ｌチャネルのオーディオ信号の生成に係る信号処理系の位相シフト量は、０〜−２πまでの範囲で入力信号の周波数に応じて変化する。そして、図３（ａ）に例示するように、Ｌチャネルのオーディオ信号の生成に係る信号処理系のゲインは、全周波数帯域を通じて一定値以上を保つが、位相シフト量が−π付近の値となる周波数においてピークとなる。
【００２７】
これに対し、Ｒチャネルのオーディオ信号の生成に係る信号処理系の位相シフト量は、図３（ｄ）に示すように、全周波数帯域を通じてほぼ０であり、殆ど変化しない。しかし、図３（ｃ）に例示するように、Ｒチャネルのオーディオ信号の生成に係る信号処理系のゲインの周波数特性は、Ｌチャネルのオーディオ信号の生成に係る信号処理系のものと殆ど同じ周波数特性となる。
【００２８】
以上説明した各信号処理系の周波数特性は、上述した乗算器２および３の各乗算係数−ａおよびｂを適当に調整することにより得ることができる。
【００２９】
かかる周波数特性を有する本実施形態によれば、入力モノラル信号Ｍｉｎがその周波数に応じた強度比および位相差を持ったＬ、Ｒ２チャネルのオーディオ信号に変換され、加算器４および５から出力される。この場合、Ｌチャネルのオーディオ信号とＲチャネルのオーディオ信号の位相差がπとなる周波数近辺では、Ｌ、Ｒ各チャネルのオーディオ信号の生成に係る信号処理系のゲインがいずれもピークとなる。従って、πの位相差を持ったＬ、Ｒ２チャネルのオーディオ信号がスピーカから放音された場合に生じる、いわゆる中抜け現象（Ｌ、Ｒ２チャネルの音が空気中で相殺し、聞こえなくなる現象）を防止することができる。すなわち、本実施形態によれば、図１に示すような極めて簡素な構成により、従来の擬似ステレオ回路に比して遜色のない性能が得られるのである。
【００３０】
次に図４を参照し、本実施形態に係る擬似ステレオ回路の具体的な回路構成例について説明する。なお、この図４では、前述した図１に示す構成との対応関係を明確にするため、各図間で対応する各構成要素には共通の符号を使用している。
【００３１】
図４において、移相フィルタ１１は、オペアンプ５１、抵抗５２〜５４およびキャパシタ５５により構成されている。この移相フィルタ１１では、入力モノラル信号Ｍｉｎが抵抗５２およびキャパシタ５５からなる時定数回路を介してオペアンプ５１の非反転入力端（＋）に入力されるとともに、抵抗５３を介してオペアンプ５１の反転入力端（−）に入力される。また、反転入力端（−）には抵抗５４を介しオペアンプ５１の出力信号が帰還される。前掲図６におけるオールパスフィルタ１０１Ｌではオペアンプ３０１の反転入力端（−）側の入力抵抗３０３と帰還抵抗３０４とが同一の抵抗値を有していた。しかし、この移相フィルタ１１では、オペアンプ５１の帰還抵抗５４は、反転入力端（−）側の入力抵抗５３の２倍の抵抗値を有している。この点を除けば、図４に示す移相フィルタ１１は、前掲図６におけるオールパスフィルタ１０１Ｌと同様な構成である。
【００３２】
ここで、抵抗５３の抵抗値をＲ、抵抗５４の抵抗値を２Ｒとすると、次式が成立する。
（Ｍｉｎ−Ｖｎ）／Ｒ＝（Ｖｎ−Ｖｏ）／（２Ｒ）          ……（７）
ただし、上記式において、Ｖｎはオペアンプ５１の反転入力端（−）の入力電圧、Ｖｏはオペアンプ５１の出力電圧である。
【００３３】
従って、オペアンプ５１の反転入力端（−）の入力電圧Ｖｎは、次式のように与えられる。
Ｖｎ＝（２Ｍｉｎ＋Ｖｏ）／３                            ……（８）
【００３４】
一方、抵抗５２の抵抗値をＲ1、キャパシタ５５の容量値をＣ1、入力モノラル信号Ｍｉｎの角周波数をωとすると、オペアンプ５１の非反転入力端（＋）の入力電圧Ｖｐは次式により与えられる。
Ｖｐ＝Ｍｉｎ／（１＋ｊωＣ1Ｒ1）                        ……（９）
【００３５】
そして、移相フィルタ１１ではその負帰還動作によりＶｐ＝Ｖｎとなるため、次式が成立することとなる。
（２Ｍｉｎ＋Ｖｏ）／３＝Ｍｉｎ／（１＋ｊωＣ1Ｒ1）    ……（１０）
【００３６】
この式（１０）を変形することにより、移相フィルタ１１の伝達関数Ｈ1が以下のように得られる。
0003906533.tif 000005
【００３７】
上記式（１１）より移相フィルタ１１の位相シフト量θ1は、
0003906533.tif 000006
となる。この式（１２）より、角周波数ωが０から∞まで変化する間に移相フィルタ１１の位相シフト量θ1が０〜−πまで変化することが分かる。
【００３８】
また、式（１０）より移相フィルタ１１のゲインＧ1は、
0003906533.tif 000007
となる。この式（１３）より、角周波数ωが０から∞まで変化する間に移相フィルタ１１のゲインＧ1は１から２まで変化することが分かる。
【００３９】
次に移相フィルタ１２は、オペアンプ６１、抵抗６２〜６４およびキャパシタ６５により構成されている。この移相フィルタ１２は、オペアンプ６１の反転入力端（−）側の入力抵抗６３が帰還抵抗６４の抵抗値の２倍となっている点を除けば、上記移相フィルタ１１と同様な構成である。
【００４０】
そして、移相フィルタ１２では、上記入力抵抗６３の抵抗値が帰還抵抗６４の抵抗値の２倍であることから、反転入力端（−）の入力電圧Ｖｎ’は次式のように与えられる。
Ｖｎ’＝（Ｍｉｎ’＋２Ｖｏ’）／３                      ……（１４）
ただし、上記式においてＭｉｎ’は移相フィルタ１２に対する入力信号、Ｖｏ’は移相フィルタ１２の出力信号である。
【００４１】
そして、上記式（１４）に基づき、移相フィルタ１１の場合と同様な演算により移相フィルタ１２の伝達関数Ｈ2を求めると、次式のようになる。
0003906533.tif 000008
【００４２】
上記式（１５）より移相フィルタ１２の位相シフト量θ2は、
0003906533.tif 000009
となる。この式（１６）より、角周波数ωが０から∞まで変化する間にこの移相フィルタ１２の位相シフト量θ2も０〜−πまで変化することが分かる。
【００４３】
また、式（１５）より移相フィルタ１１のゲインＧ2は、
0003906533.tif 000010
となる。この式（１７）より、角周波数ωが０から∞まで変化する間に移相フィルタ１２のゲインＧ2が１から１／２まで変化することが分かる。
【００４４】
次に移相フィルタ１１および１２からなる移相回路１全体としての位相シフト量θおよびゲインＧについて説明する。
【００４５】
まず、移相回路１全体としての位相シフト量θは、上記式（１２）および（１６）から次のようになる。
0003906533.tif 000011
この位相シフト量θは、角周波数ωが０から∞まで変化する間に０〜−２πまで変化することとなる。
【００４６】
また、移相回路１全体としてのゲインＧは、上記式（１３）および（１７）から次のようになる。
0003906533.tif 000012
【００４７】
既に説明した通り、角周波数ωが０から∞まで変化する間に、移相フィルタ１１のゲインＧ1は１から２まで変化し、移相フィルタ１２のゲインＧ2は１から１／２まで変化する。従って、上記式（１９）によって与えられる移相回路１全体としてのゲインＧは、角周波数ωが０から増加するに従って１から増加し、ある角周波数ω0においてピークに達し、その後は、角周波数ωが増加するに従って減少し、ω＝∞においては１となる。
【００４８】
ゲインＧがピークとなる角周波数ω0は、上記式（１９）からｄＧ／ｄωを求め、方程式ｄＧ／ｄω＝０をωについて解くことにより求めることができる。その結果を示すと次のようになる。
0003906533.tif 000013
【００４９】
ここで、簡単のため、
Ｃ1Ｒ1＝Ｃ2Ｒ2＝τ                                ……（２１）
なる条件を追加する。この条件の下では、上記式（２０）から次式が得られる。ω0＝１／τ                                      ……（２２）
【００５０】
また、上記式（１８）において上記式（２１）の条件を課し、ωとして上記ω0を代入すると、
0003906533.tif 000014
となる。
【００５１】
このように図４に示す回路例においては、入力モノラル信号Ｍｉｎの角周波数ωがω0＝１／τのときに移相回路１の位相シフト量θが−πとなり、かつ、ゲインＧがピークとなるのである。
【００５２】
以上が移相回路１の詳細である。なお、図４に示す具体的回路では、移相回路１の位相シフト量θが−πとなる周波数とゲインＧがピークとなる周波数が正確に一致しているが、両周波数は厳密に一致している必要はなく、両者の間の周波数差が充分に小さいのであれば上述した本実施形態の効果を得ることが可能である。
【００５３】
次にこの移相回路１の出力信号と入力モノラル信号からＬ、Ｒ２チャネルのステレオ形式のオーディオ信号を生成する信号処理系について説明する。
【００５４】
まず、位相反転回路７０は、オペアンプ７１、抵抗７２および７３によって構成されている。この位相反転回路７０は、移相回路１の出力信号の位相を反転して出力する。
【００５５】
次に乗加算器８０は、オペアンプ８１および抵抗８２〜８３により構成されている。この乗加算器８０は、位相反転回路７０の出力信号と入力モノラル信号Ｍｉｎに所定の係数を各々乗じ、各乗算結果を加算した信号をＬチャネルのオーディオ信号として出力する。前述した位相反転回路７０とこの乗加算器８０は、前掲図１における乗算器２および加算器４に相当する手段を構成している。この乗加算器８０において、位相反転回路７０の出力信号に乗じる係数は、抵抗８２の抵抗値Ｒa1の調整により調整することができ、入力モノラル信号Ｍｉｎに乗じる係数は抵抗８３の抵抗値Ｒa2の調整により調整することができる。
【００５６】
そして、乗加算器９０は、オペアンプ９１および抵抗９２〜９５により構成されている。この乗加算器９０は、移相回路１の出力信号と入力モノラル信号Ｍｉｎに所定の係数を各々乗じ、各乗算結果を加算した信号をＲチャネルのオーディオ信号として出力するものであり、前掲図１における乗算器３および加算器５に相当する手段である。移相回路１の出力信号および入力モノラル信号Ｍｉｎの各々に乗じる係数は、抵抗９２の抵抗値Ｒb1および抵抗９３の抵抗値Ｒb2の調整により各々調整することができる。この乗加算器９０の各乗算係数および上記乗加算器８０の各乗算係数については、既に説明した通り、前掲図３（ａ）〜（ｄ）の各周波数特性が得られるよう最適な値を設定する。
以上がこの擬似ステレオ回路の具体的回路の詳細である。
【００５７】
図５は、以上説明した本実施形態に係る擬似ステレオ回路の具体的な使用例として、擬似ステレオ回路２１と、サラウンド回路２２と、トーンコントロール回路２３とを縦続接続したサラウンドシステムを例示するものである。本実施形態によれば、擬似ステレオ回路２１を従来よりも簡素かつ小規模な回路構成とすることができるため、サラウンドシステム全体を低価格にすることができる。また、本実施形態に係る擬似ステレオ回路は、部品点数が少ないにも拘わらず従来のものに比べて遜色のない性能が得られるため、サラウンドシステムを低価格かつ高性能なものとすることができる。
【００５８】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明に係る擬似ステレオ回路は、構成が簡素であり、かつ、従来のものに劣らない性能が得られるため、サラウンドシステム等の各種のオーディオシステムとして、低価格かつ高性能なものを構成することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の一実施形態である擬似ステレオ回路の構成を示すブロック図である。
【図２】  同実施形態における移相回路の周波数特性を例示する図である。
【図３】  同実施形態においてＬ、Ｒ各チャネルのオーディオ信号の生成を行う各信号処理系の周波数特性を例示する図である。
【図４】  同実施形態の具体的回路例を示す回路図である。
【図５】  同実施形態の使用例であるサラウンドシステムを示すブロック図である。
【図６】  従来の擬似ステレオ回路の構成を示すブロック図である。
【図７】  同擬似ステレオ回路におけるＬ、Ｒ２チャネルに対応した各移相回路の周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
１……移相回路、１１および１２……移相フィルタ、
２および３……乗算器、４および５……加算器（以上、ミキシング手段）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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