(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期処理１フレームの時間τD がτD ≒τ（τ：光波のセンシングループ伝搬時間）の関係で動作するディジタルクローズドループ制御回路を備えた複数軸のＩ−ＦＯＧにおいて、
軸数がＡN （ＡN ：２以上の自然数）であり、
各軸のサニャック干渉計において、各軸の位相変調器に、時間間隔がＮτD （Ｎ：ある固定の整数）であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−α（ｎ：整数、α：０＜α＜π，固定値）の何れかを発生し、かつ、両方を含む回転検出を行うためのバイアス変調区間と、それに続いて時間間隔が（ＡN −１）ＮτD であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−αの何れか一方のみを発生し、その軸のサニャック干渉計の帰還光量は一定となる無効変調区間とからなる１周期であって、その時間間隔がＡN ＮτD である変調波形を印加し、
その際、各軸に入力される変調波形は、ＮτD ずつシフトさせて印加することを特徴とする干渉形光ファイバジャイロにおける多軸時分割処理システム。
【請求項２】
周期処理１フレームの時間τD がτD ≒τ（τ：光波のセンシングループ伝搬時間）の関係で動作するディジタルクローズドループ制御回路を備えた複数軸のＩ−ＦＯＧにおいて、
軸数がＡN （ＡN ：２以上の自然数）であり、
各軸のサニャック干渉計において、各軸の位相変調器に、時間間隔がＮτD （Ｎ：ある固定の整数）であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−α（ｎ：整数、α：０＜α＜π，固定値）の何れかを発生し、かつ、両方を含む回転検出を行うためのバイアス変調区間と、それに続いて時間間隔が（ＡN −１）ＮτD であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−αの何れか一方のみを発生し、その軸のサニャック干渉計の帰還光量は一定となる無効変調区間と、
それに続いて、時間間隔がＮτD であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−αの何れかの、前回のバイアス変調区間と正負均等となる位相差を発生し、かつ、両方を含む回転検出を行うためのバイアス変調区間と、それに続いて時間間隔が（ＡN −１）ＮτD であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−αの内、前回の帰還光量は一定となる無効変調区間と異なる、一方のみの位相差を発生し、その軸のサニャック干渉計の帰還光量は一定となる無効変調区間とからなる１周期であって、その時間間隔が２ＡN ＮτD である変調波形を印加し、
その際に、各軸に入力される変調波形は、ＮτD ずつシフトさせて印加することを特徴とする干渉形光ファイバジャイロにおける多軸時分割処理システム。
【請求項３】
前記無効変調区間で用いる位相変調波形は、
前記Ｎ＝４であり、ディジタル制御回路内で、位相回転との関係において、
｛π／２，π，３π／２，２π｝、または｛３π／２，π，π／２，０｝で表される相対値を周期的に生成することによりサニャック干渉計の帰還光量が一定となるように構成したことを特徴とする請求項１または２記載の干渉形光ファイバジャイロにおける多軸時分割処理システム。
【請求項４】
前記１周期の位相変調波形は、
前記ＡN ＝３，Ｎ＝４であり、ディジタル制御回路内で、位相回転との関係において、
｛３π／２，２π，π／２，２π，π／２，π，３π／２，２π，π／２，π，３π／２，２π，π／２，０，３π／２，０，３π／２，π，π／２，０，３π／２，π，π／２，０｝で表される相対値を周期的に生成して構成したことを特徴とする請求項２記載の干渉形光ファイバジャイロにおける多軸時分割処理システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般にサニャック干渉計内を対向伝搬する２光波間の回転により生じた位相差を測定する光ファイバセンサに関し、特にディジタルクローズドループ方式光ファイバジャイロに関する。
【０００２】
【従来の技術】
サニャック干渉計を用いた光ファイバジャイロ（Interferometer-Fiber Optic Gyro:以下「Ｉ−ＦＯＧ」と称す）は、航空機、船舶等の移動体において、慣性空間に対する回転を計測するセンサとして使用されており、多くは、直交する３軸（Ｘ軸、Ｙ軸、Ｚ軸）回りの回転角速度を計測する慣性センサとして使用される。  図１０に１軸分のＩ−ＦＯＧの従来例を示す。
１軸分のＩ−ＦＯＧは、一般に光源１，センシングループ６，光カプラ２，位相変調器５を有するニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ3 ）導波路チップ（以下、「Ｉ−ＦＯＧチップ」と称す）４，受光器７および各素子を連結するための光ファイバ３よりなる光学部ならびにディジタルクローズドループ制御回路１０を備えた回路部により構成される。
【０００３】
光学部のセンシングループ６とＩ−ＦＯＧチップ４はサニャック干渉計を形成しており、回転角速度により対向伝搬する２光波間にサニャック位相差を生じさせ、それに応じた帰還光量が受光器７で観測される。
受光器７の出力は、アンプ８で増幅された後、Ａ／Ｄ変換器９でＡＤ変換され、ディジタルクローズドループ制御回路１０で角速度信号が同期検出される。
ディジタルクローズドループ制御回路１０は、τD をディジタル回路の周期処理１フレームの時間とすると、τD ≒τ（τ：光波がセンシングループを伝搬する時間）の関係で動作し、回転検出に用いるバイアス変調波と、２πの位相回転に相当するピーク・トゥ・ピーク値を有した鋸歯状波である“セロダイン波”をディジタル回路で生成し、それらを加算した後、Ｄ／Ａ変換器１１でＤ／Ａ変換し、位相変調器５に印加する。
【０００４】
バイアス変調波とセロダイン波は、τD ごとに離散化されており、光学部は十分な応答速度を有した位相変調器５により、それらを反映したものとなる。
また、ディジタルクローズドループ制御回路１０は、ディジタル積分回路を有し、同期検出された角速度信号がゼロとなるようにセロダイン波形を制御する。ディジタル的に生成されたセロダイン波は、ディジタル積分回路の出力を階段１段の高さとした階段波形であり、これは回転角速度による位相差（サニャック位相差）をキャンセルする位相差に相当する。
【０００５】
位相変調器５に与える信号電圧は、光波に与える位相回転に比例しており、位相回転をφ（ｔ）とすると、生じる位相差は、
φ（ｔ）−φ（ｔ−τD ）  で与えられる。
これによりクローズドループが形成され、制御量、すなわちディジタル積分回路の出力をジャイロ出力とする。
【０００６】
ここで複数軸、例えば３軸の慣性センサを構成する場合には、図１１に示すように光源２１，受光器２６を３軸で共通化して部品点数を低減し、コスト、質量、消費電力を低減化する手段がある。
このような３軸Ｉ−ＦＯＧでは、受光器２６で観測される帰還光量は、３軸の成分が加算された状態となっており、各軸の成分を分別するために、個々の軸が有する位相変調器２４ａ，２４ｂ，２４ｃにおいて、回転検出のためのバイアス変調を時分割にシフトさせて行うことにより３軸の分別を可能にしている。
【０００７】
従来の技術では、３軸分別の具体的な方法として、例えば米国特許５，１８４，１９５に開示されたように、各軸に印加される位相変調を、各軸のセンシングループを対向伝搬する２光波間に図１２のような位相差が与えられるように行うというもの等がある。
ここでは、図１２（ａ）はＸ軸に与えられた位相差であり、図１２（ｂ）はＹ軸に与えられた位相差であり、図１２（ｃ）はＺ軸に与えられた位相差である。これは時間的にモード１→モード２→モード３→モード１→モード２→モード３→……のように周期的に変化しており、
モード１では、±π／２の位相差をＸ軸に与え、Ｙ軸とＺ軸には±πの位相差が与えられる。
モード２では、±π／２の位相差をＹ軸に与え、Ｘ軸とＺ軸には±πの位相差が与えられる。
モード３では、±π／２の位相差をＺ軸に与え、Ｘ軸とＹ軸には±πの位相差が与えられる。
【０００８】
このような位相差は、光波に図１３に示すようなシーケンスから成る位相変調を行うことにより生成される。これは、位相変調器に印加される波形からセロダイン波を除いたものであり、そのシーケンスの中にバイアス変調を含み、定常的に生成される基本的な変調波形である（以下、「基本変調」と称す）。
図１３（ａ）は  Ｘ軸の位相変調器に印加される基本変調であり、図１３（ｂ）はＹ軸の位相変調器に印加される基本変調であり、図１３（ｃ）はＺ軸の位相変調器に印加される基本変調である。各軸に入力される基本変調は６τD の周期を有した同一波形であり、２τD ずつシフトさせている。
【０００９】
センシングループを対向伝搬する２光波間の位相差と受光器出力は図１４に示すような関係を有する。回転角速度を検出する際は、±π／２が位相差バイアスとして与えられる。ここでは最大の感度が与えられ、I およびIIの観測点を観測し、それらを比較することにより、回転方向および角速度を計測する。また、±πの位相差を与える観測点は、III およびIVであり、このとき感度は最小となり、受光光量はゼロ付近となる。τD ごとに遷移状態を表すスパイクが観測されるが、このスパイクはＡＤ変換器２８でのサンプリングで適切に除去される。
【００１０】
Ｘ軸サニャック干渉計の帰還光量についてこれらを示すと図１５のようになる。モード１では、ΔIxI,II＝IxI −IxIIが現れ、モード２、モード３では、
ΔIxIII,IV＝IxIII −IxIVが現れる。
Ｙ軸については、モード２では、ΔIyI,II＝IyI −IyIIが現れ、モード１、モード３では、ΔIyIII,IV＝IyIII −IyIVが現れる。
Ｚ軸については、モード３では、ΔIzI,II＝IzI −IzIIが現れ、モード１、モード２では、ΔIzIII,IV＝IzIII −IzIVが現れる。
【００１１】
これらをまとめると、図１６に示すように時間的にシフトさせて基本変調を行うことを意味している。
受光器２６で観測される帰還光量は、Ｘ軸、Ｙ軸、Ｚ軸の重ね合わせとなり、図１７のように表される。ここでΔIxIII,IV，ΔIyIII,IV，ΔIzIII,IVは、小さいため、
モード１では、Ｘ軸の回転角速度を表すΔφx ＝ΔIxI,IIが現れる。
モード２では、Ｙ軸の回転角速度を表すΔφy ＝ΔIyI,IIが現れる。
モード３では、Ｚ軸の回転角速度を表すΔφz ＝ΔIzI,IIが現れる。
このため、３軸成分の分離が可能であり、これらを同期検出することにより、クローズドループとすることができる。
【００１２】
しかしながら、以上に示した方法では、受光器２６で観測される３軸のサニャック干渉計からの出力は各軸で多少とも異なり、それらを正確に一致させることは困難であるため、各軸のクローズドループが達成された場合においても、受光器２６の出力が図１８に示すように、Ｘ軸の時間領域（モード１）、Ｙ軸の時間領域（モード２）、Ｚ軸の時間領域（モード３）で異なり、所望しない変動要素ΔI XY，ΔI YZ，ΔI ZXが存在している。つまり、クローズドループ達成時
IxI ＝IxII（＝Ix），IyI ＝IyII（＝Iy），IzI ＝IzII（＝Iz）
となるが、Ix≠Iy≠Izである。そのため本方法を用いない１軸のみの場合と比べて、ノイズの増大やバイアス安定性が劣化するという欠点があった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術では、３軸のサニャック干渉計からの出力が各軸で異なることによる所望しない変動要素が生じ、性能が劣化するという欠点があった。
本発明の目的は、複数軸のサニャック干渉計からの出力が各軸で異なっていても、所望しない変動要素が生じることがなく、かつ性能を劣化させることのない干渉形光ファイバジャイロにおける多軸時分割処理システムを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために本発明による多軸時分割処理システムは、周期処理１フレームの時間τD がτD ≒τ（τ：光波のセンシングループ伝搬時間）の関係で動作するディジタルクローズドループ制御回路を備えた複数軸のＩ−ＦＯＧにおいて、軸数がＡN （ＡN ：２以上の自然数）であり、各軸のサニャック干渉計において、各軸の位相変調器に、時間間隔がＮτD （Ｎ：ある固定の整数）であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−α（ｎ：整数、α：０＜α＜π，固定値）の何れかを発生し、かつ、両方を含む回転検出を行うためのバイアス変調区間と、それに続いて時間間隔が（ＡN −１）ＮτD であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−αの何れか一方のみを発生し、その軸のサニャック干渉計の帰還光量は一定となる無効変調区間とからなる１周期であって、その時間間隔がＡN ＮτD である変調波形を印加し、その際、各軸に入力される変調波形は、ＮτD ずつシフトさせて印加するように構成されている。
また、本発明は、周期処理１フレームの時間τD がτD ≒τ（τ：光波のセンシングループ伝搬時間）の関係で動作するディジタルクローズドループ制御回路を備えた複数軸のＩ−ＦＯＧにおいて、軸数がＡN （ＡN ：２以上の自然数）であり、各軸のサニャック干渉計において、各軸の位相変調器に、時間間隔がＮτD （Ｎ：ある固定の整数）であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−α（ｎ：整数、α：０＜α＜π，固定値）の何れかを発生し、かつ、両方を含む回転検出を行うためのバイアス変調区間と、それに続いて時間間隔が（ＡN −１）ＮτD であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−αの何れか一方のみを発生し、その軸のサニャック干渉計の帰還光量は一定となる無効変調区間と、それに続いて、時間間隔がＮτD であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−αの何れかの、前回のバイアス変調区間と正負均等となる位相差を発生し、かつ、両方を含む回転検出を行うためのバイアス変調区間と、それに続いて時間間隔が（ＡN −１）ＮτD であり、その間に位相差２ｎπ＋αと２ｎπ−αの内、前回の帰還光量は一定となる無効変調区間と異なる、一方のみの位相差を発生し、その軸のサニャック干渉計の帰還光量は一定となる無効変調区間とからなる１周期であって、その時間間隔が２ＡN ＮτD である変調波形を印加し、その際に、各軸に入力される変調波形は、ＮτD ずつシフトさせて印加するように構成されている。
【００１５】
さらに本発明は上記構成において前記無効変調区間で用いる位相変調波形は、前記Ｎ＝４であり、ディジタル制御回路内で、位相回転との関係において、
｛π／２，π，３π／２，２π｝、または｛３π／２，π，π／２，０｝で表される相対値を周期的に生成することによりサニャック干渉計の帰還光量が一定となるように構成されている。
さらには本発明は上記構成において前記１周期の位相変調波形は、前記ＡN ＝３，Ｎ＝４であり、ディジタル制御回路内で、位相回転との関係において、
｛３π／２，２π，π／２，２π，π／２，π，３π／２，２π，π／２，π，３π／２，２π，π／２，０，３π／２，０，３π／２，π，π／２，０，３π／２，π，π／２，０｝で表される相対値を周期的に生成して構成されている。
【００１６】
【作用】
上記構成によれば、複数軸、例えば３軸のサニャック干渉計からの出力が各軸で異なっていても、変動要素が生じることがなく、性能も劣化することがない。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳しく説明する。
図１はバイアス変調による＋αと−αの位相差を説明するための図である。
ディジタルクローズドループ制御回路を備えたＩ−ＦＯＧにおいては、一般にバイアス変調によって＋α（０＜α＜π，固定値）の位相差と−αの位相差を観測点として回転角速度を検出する。また、この２点に限らず、セロダイン波が２πP-P の振幅を有していること、および過大な回転角速度により、以下の系列で区分できる位相差、
（ｉ）＋αと２ｎπ（ｎ：整数）だけ離れた位相差の系列（＋α系列）：
２ｎπ＋α：……，−４π＋α，−２π＋α，α，２π＋α，４π＋α，……
（ii）−αと２ｎπ（ｎ：整数）だけ離れた位相差の系列（−α系列）：
２ｎπ−α：……，−４π−α，−２π−α，α，２π−α，４π−α，……
が発生する。２ｎπ（ｎ：整数）だけ離れた位置で観測される受光光量は等しいため、図１において●点と○点の受光光量を比較することにより回転角速度が検出される。
【００１８】
バイアス変調の最も一般的な形態としては、
ｆ＝１／（２τD ）
ここで、τD ≒τ  ，  τ：光波のセンシングループ伝搬時間
の周波数を有した±π／４の矩形波により位相変調を行うことにより、±π／２の位相差を与えることが行われるが（即ちα＝π／２）、それ以外にも様々な形態をとり得ることについても公知である。
【００１９】
本発明の基本変調、すなわち位相変調器に印加される波形からセロダイン波を除いたものであり、そのシーケンスの中にバイアス変調を含み、定常的に生成される基本的な変形波長（基本変調）は、
時間間隔が、ＴR ＝ＮτD （Ｎ：ある固定の整数）であるバイアス変調区間（回転検出区間）と、
時間間隔が、ＴN ＝２ＮτD である回転を検出せず、かつ、その軸のサニャック干渉計の帰還光量は一定となる区間、すなわち、その時、その軸が無効であるように作用する区間（以下、「無効変調区間」と称す）からなり、基本変調の１周期は、ＴB ＝３ＮτD である。
バイアス変調区間と無効変調区間の受光光量は、クローズドループ達成時において同一であり、遷移状態でのスパイクを除いて常に一定値となる。
【００２０】
これは基本変調を図２に示すように＋α系列の位相差と−α系列の位相差の両方を含んだバイアス変調区間と、どちらか一方の系列の位相差（図では＋α系列）のみからなる無効変調区間から構成することで実現される。各軸に入力される基本変調は３ＮτD の周期を有した同一波形であり、ＮτD ずつシフトさせている。
【００２１】
ここで、α＝２π／Ｎである。
図２において、モード１では、Ｘ軸の回転角速度が検出され、Ｙ軸、Ｚ軸の回転角速度は検出されない。
モード２では、Ｙ軸の回転角速度が検出され、Ｘ軸、Ｚ軸の回転角速度は検出されない。
モード３では、Ｚ軸の回転角速度が検出され、Ｘ軸、Ｙ軸の回転角速度は検出されない。
＋α系列のみの位相差を無効変調区間で発生させるためには、図３（ａ）のような階段波形で位相変調を行うことにより達成される。図３はＮ＝５の場合の例である。
【００２２】
ただし、バイアス変調波形は以下の規則に従わなければならない。
（ｉ）バイアス変調区間の最後のフレームにおいては、それに続く無効変調区間の最初のフレームとの関係において、無効変調区間の最初のフレームの位相差がそれ以降のフレームと同系列（ここでは＋α系列）の位相差となる必要があり、かつ、
（ii）バイアス変調区間において発生する位相差は、＋α系列、−α系列の何れかであり、かつ、それぞれの系列は１回以上発生しなければならない。
無効変調区間は、図３（ｂ）のような類似した形態においても＋α系列のみの位相差を発生させることは容易に類推できる。
【００２３】
このような一連のシーケンスよりなる基本変調波形を用いることにより、各軸から帰還光量を以下のように扱うことができる。
バイアス変調区間において＋α系列の位相差（観測点）を生じさせたときの帰還光量と、−α系列の位相差（観測点）を生じさせたときの帰還光量を比較して、回転角速度を検出し、無効変調区間において、＋α系列、−α系列の一方のみを位相差（観測点）を生じさせ、このとき帰還光量は、回転角速度に無関係に一定値となる。
これらの関係の例を図４に示す。また、クローズドループ達成時においては、帰還光量は、図５に示すように、遷移状態のスパイクを除いて全区間において等しい。
【００２４】
このような基本変調波形をセロダイン波に加算したものを、図２に従い、各軸の位相変調器に印加することにより、３軸の帰還光量が加算された受光器出力は、遷移状態のスパイクを除いて全区間において等しくなる。
すなわち、本発明は３軸のサニャック干渉計からの出力が各軸で異なっていても、所望しない変動要素を生じさせず、それにより性能を劣化させることがない。
さらに、より高安定を実現させるという点において、基本変調により発生する位相差が、位相差０を中心として正側と負側で均等に現れることが望ましい。これは、ＤＡ変換器以降のアナログ部での波形歪み等の影響が多少とも存在し、ジャイロ出力に誤差を与えるためである。基本変調波形を正負均等とすることによって誤差が低減される。
【００２５】
正負均等とした基本変調波形の例を図６（ａ）に示す。
これは、Ｎ＝４の場合の例である。従って、α＝π／２である。
この例では、図中のＣで示したレベルを中心に正負（上下）均等となっている。基本変調波形（定常的に生成される基本的な変調波形）は、時間間隔がＮτD （Ｎ：ある固定の整数）である正側のバイアス変調区間と、時間間隔が２ＮτD である正側の無効変調区間と、時間間隔がＮτD である負側のバイアス変調区間と、時間間隔が２ＮτD である負側の無効変調区間から成り、基本変調の１周期は６ＮτD である。
【００２６】
したがって、本例においては２４フレームの周期となる。
発生する位相差は、図６（ｂ）に示すように、位相差０を中心に正負均等となっており、正側のバイアス変調区間では、±α系列となり、正側の無効変調区間では、＋α系列のみとなり、負側のバイアス変調区間では、正側を逆転させた関係
0003872976.tif 000002
したがって、図１より、バイアス変調区間と無効変調区間の受光光量は、クローズドループ達成時において同一であり、遷移状態でのスパイクを除いて常に一定値となる。
【００２７】
図６（ａ）に示した基本変調波形は、デジタル制御回路内で、位相回転との関係において、
｛３π／２，２π，π／２，２π，π／２，π，３π／２，２π，π／２，π，３π／２，２π，π／２，０，３π／２，０，３π／２，π，π／２，０，３π／２，π，π／２，０｝
で表される相対値を周期的に生成することにより実現できる。
【００２８】
このような基本変調波形をセロダイン波に加算したものを、図７に従い、時間的にシフトさせ、各軸の位相変調器に印加することにより、３軸の帰還光量が加算された受光器出力は、遷移状態のスパイクを除いて全区間において等しくなる。すなわち本発明は、３軸のサニャック干渉計からの出力が各軸で異なっていても、所望しない変動要素を生じさせず、ＤＡ変換器以降のアナログ部での波形歪み等の影響が減殺され、高安定を実現することができる。
図６および図７に例示した形態以外に、本発明の主旨を逸脱しない範囲で、それを実現する形態が存在することは、当業者であれば容易に類推することができる。
【００２９】
【実施例】
一般に、Ｉ−ＦＯＧのディジタルクローズドループ制御回路は、プログラマブル・ロジックデバイス、マイクロプロセッサ等を用いて、ソフトウェアとして容易に実現される。
以上に示した高安定な３軸時分割処理技術は、３軸分のディジタルクローズドループ制御回路により、以下のような形態で実現される。良く知られているような“ダブルクローズドループ方式”を用いることが、ここでも有効である。
【００３０】
ディジタルクローズドループ制御回路は、その周期処理において、現フレームが、基本変調区間における何フレーム目であるかを参照して、回転角速度を同期検出し、フィードバック制御を行う。
同期検出の方法としては、まず、１〜６Ｎ（＝２４，Ｎ：ある固定の整数、この例ではＮ＝４）までの識別信号を発生させ、それに応じて基本変調波形を発生させる。それにより、τD を１フレームとする基本変調周期６ＮτD において現フレームが何フレーム目であるかは、予め回路内で識別されている。また、基本変調波形により生じる位相差が、どの様に回転角速度信号を発生するかということは、規則化できることから、それらと識別信号との対応関係が利用される。
【００３１】
図６（ａ）に例示した基本変調波形を用いた場合、ある軸の帰還光量に現れるサニャック効果による回転角速度信号は、図８（ｂ）のように発生する（図８（ａ）は、図６（ａ）と同一）。回転が逆方向であれば、ＤＣレベルを中心に反転した出力が現れる。
これは、例えば、バイアス変調区間である識別信号３のフレームと識別信号４のフレームでの帰還光量を保持し、適切な関係で減算することにより、回転角速度信号が得られることを示している。
【００３２】
また、位相変調器に印加する信号電圧と、光波に与える位相回転は、比例関係にあるが、その変換係数、すなわちスケールファクタは、温度等の外乱要因により変動する。したがって、位相変調振幅を、常時適正値に設定する必要がある。この振幅誤差信号は、同一系列の異なる位相差における受光光量を比較することにより検出され、それが０となるように、位相変調振幅にフィードバックされる。
図６（ａ）に例示した基本変調波形を用いた場合、ある軸の帰還光量に現れる振幅誤差信号は、図８（ｃ）のように発生する。誤差の符号が反対であれば、ＤＣレベルを中心に反転した出力が現れる。
これは、例えば、バイアス変調区間である識別信号２のフレームと識別信号３のフレームでの帰還光量を保持し、適切な関係で減算することにより、振幅誤差信号が得られることを示している。
【００３３】
図９に本発明による多軸時分割処理システムに適用する３軸Ｉ−ＦＯＧのデジタルクローズドループ制御回路の実施例を示す。
本発明は、より具体的にはこのようなディジタルクローズドループ制御回路により実現される。各軸の制御回路は、ダブルクローズドループ方式で同じ回路であるので、代表してＸ軸制御回路について説明する。
加算器４７でセロダイン波形発生器４５からのセロダイン波形と基本変調波形発生器４６からの基本変調波形が加算される。基本変調波形は識別信号発生器３５から供給される識別信号（６ｎ値）に基づいて生成される。さらに識別信号は、制御部３８に供給され、制御部３８は特定の規則に基づいた同期検出のための参照信号を生成する。この参照信号は保持および減算機能を備えた同期検出回路（Ａ）３９および（Ｂ）４０に供給され、同期検出回路（Ａ）３９および（Ｂ）４０は回転角速度信号および振幅誤差信号を検出する。これをもとに積分器（Ａ）４４および（Ｂ）４１により、クローズドループ制御および変調振幅制御が形成される。
【００３４】
なお、Ｙ軸では識別信号発生器３５からの識別信号をＮフレーム遅延部３６に取り込み、シフトした識別信号をＹ軸制御回路に供給する。同様にＺ軸では識別Ｎフレーム遅延部３６からの識別信号をＮフレーム遅延部３７に取り込み、シフトした識別信号をＺ軸制御回路に供給する。
したがって識別信号（１〜６Ｎ）は、各軸にＮフレームずつ遅延させて供給され、これにより、基本変調波形は図７に従い、時間的にシフトされ、各軸の位相変調器に印加される。
３軸のダブルクローズドループ、合計６ループが達成された状態においては、３軸の帰還光量が加算された受光器２６の出力は、３軸のサニャック干渉計からの出力が各軸で異なっていても、遷移状態のスパイクを除いて全区間において等しくなる。そのため、所望しない変動要素が生じることはなく、また性能が劣化することはない。
【００３５】
以上、本発明の実施例回路として図９を例示したが、本発明の主旨を逸脱しない範囲で他の実施例回路を構成することも可能である。
また、３軸の場合に限らず、他の複数軸の場合でも同様に適用できるものである。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、Ｉ−ＦＯＧのコスト、質量、消費電力を低減するために光源、受光器を多数の軸で共通化する場合において、受光器で観測される複数軸のサニャック干渉計からの出力が各軸で異なっていても、所望しない変動要素が生ずることがなく、性能を劣化させることもない多軸時分割処理システムを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】バイアス変調による＋αと−αの位相差を説明するための図である。
【図２】３軸Ｉ−ＦＯＧにおいて時間的にシフトさせた位相変調の例を示す図である。
【図３】階段波形で位相変調を行うことによる無効変調の例を示す波形図である。
【図４】ある１軸のサニャック干渉計の帰還光量の例を示す図である。
【図５】ある１軸のサニャック干渉計のクローズドループ時の帰還光量の例を示す図である。
【図６】正負均等とした位相変調および位相差の例を示す波形図である。
【図７】３軸Ｉ−ＦＯＧにおいて時間的にシフトさせた正負均等とした位相変調の例を示す図である。
【図８】回転角速度信号および振幅誤差信号発生の例を示す図である。
【図９】本発明による多軸時分割処理システムに適用する３軸Ｉ−ＦＯＧのデジタルクローズドループ制御回路の実施例を示すブロック図である。
【図１０】１軸分のＩ−ＦＯＧの従来例を示す回路ブロック図である。
【図１１】光源、受光器を３軸で共通化して部品点数を低減した３軸のＩ−ＦＯＧを示す回路ブロック図である。
【図１２】従来の３軸Ｉ−ＦＯＧにおいて各軸に与えられる位相差を説明するための図である。
【図１３】従来の３軸Ｉ−ＦＯＧにおいて各軸の位相変調器で生じさせる位相回転を説明するための図である。
【図１４】センシングループを対向伝搬する２光波間の位相差と受光器出力の関係を説明するための図である。
【図１５】Ｘ軸サニャック干渉計の帰還光量を説明するための図である。
【図１６】従来の３軸Ｉ−ＦＯＧにおいて時間的にシフトさせた位相変調を説明するための図である。
【図１７】従来の３軸Ｉ−ＦＯＧにおいて受光器で観測される帰還光量を説明するための図である。
【図１８】従来の３軸Ｉ−ＦＯＧにおいて受光器で観測されるクローズドループ時の帰還光量を説明するための図である。
【符号の説明】
１，２１  光源
２，２２，２３  光カプラ
３  光ファイバ
４  Ｉ−ＦＯＧチップ
５，２４ａ，２４ｂ，２４ｃ  位相変調器
６，２５ａ，２５ｂ，２５ｃ  センシングループ
７，２６  受光器
８，２７  アンプ
９，１１，２８，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ  Ａ／Ｄ変換器
１０，２９  ディジタルクローズドループ制御回路
１２，３１ａ，３１ｂ，３１ｃ  ドライバ
３５  識別信号発生器（６Ｎ値発生）
３６，３７  Ｎフレーム遅延（識別信号シフト）
３８  制御部（同期検出参照信号発生）
３９  同期検出回路Ａ（回転角速度信号）
４０  同期検出回路Ｂ（変調振幅誤差信号）
４１  積分器Ｂ（変調振幅制御）
４２  ２π振幅部（ノミナル値）
４３，４７  加算器
４４  積分器Ａ（クローズドループ制御）
４５  セロダイン波形発生器
４６  基本変調波形発生器
４８  乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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