(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の出力電力制御回路と第２の出力電力制御回路を備える送信回路であって、
該第１の出力電力制御回路は、
出力電力制御の対象である第一の被制御部の入力を分岐する第一の分岐素子と、出力電力制御の対象である第一の該被制御部の出力を分岐する第二の分岐素子と、
該第一の分岐素子の出力を二乗検波する第一の二乗検波回路と、該第二の分岐素子の出力を二乗検波する第二の二乗検波回路と、
該第一の二乗検波回路の出力を対数増幅する第一の対数増幅器と、該第二の二乗検波回路の出力を対数増幅する第二の対数増幅器と、
該第一及び第二の対数増幅器の出力の差をとる第一の差分生成回路と、
該第一の被制御部に設けられ、供給される利得制御電圧に応じて該第一の被制御部の入力を増幅する第一の利得増幅器を有し、
該第２の出力電力制御回路は、
出力電力制御の対象である第二の被制御部の入力を分岐する第三の分岐素子と、出力電力制御の対象である第二の該被制御部の出力を分岐する第四の分岐素子と、
該第三の分岐素子の出力を二乗検波する第三の二乗検波回路と、該第四の分岐素子の出力を二乗検波する第四の二乗検波回路と、
該第三の二乗検波回路の出力を対数増幅する第三の対数増幅器と、該第四の二乗検波回路の出力を対数増幅する第四の対数増幅器と、
該第三及び第四の対数増幅器の出力の差をとる第二の差分生成回路と、
該第一の差分生成回路の出力を基準電圧とし、該基準電圧と該第二の差分生成回路の出力との差を生成して、該第二の被制御部に設けられて、該第二の被制御部の入力を増幅する第二の可変利得増幅器に供給する利得制御電圧を生成する制御電圧生成回路を有することを特徴とする送信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力電力制御回路に係り、特に、温度変動や経時変化に伴う出力変動を抑圧し、又、トラフィックの変動に呼応して出力電力を制御することができる出力電力制御回路に関する。
【０００２】
無線通信は自由空間に電波を放射して二地点間や多地点間の通信を行なう方式であるので、自身のチャネルの信号以外は全て自身のチャネルの通信を阻害する成分であり、同時に、自身のチャネルの信号もまた他のチャネルの信号に対しては通信を阻害する成分となっている。
【０００３】
周波数分割多重通信方式の場合、ろ波器を使用して自身のチャネルに割り当てられた周波数と他のチャネルに割り当てられた周波数とを分離している。使用するろ波器の特性が安定しているものとすれば、自身のチャネルに割り当てられた周波数を抽出するろ波器を通過する他のチャネルの信号成分のレベルは、他のチャネルのキャリア周波数の確度と出力電力に依存する。
【０００４】
従って、周波数分割多重通信の場合は、通信品質を高く保つにはキャリア周波数の安定化と出力電力の安定化が必須要件となる。
【０００５】
ところで、無線通信の歴史の中では比較的最近のことであるが、拡散符号と呼ばれる擬似ランダム符号によって送信信号の周波数成分を広い周波数帯域に拡散して単位周波数帯域当たりの電力を微小化し、複数の通話信号を互いに直交する（相関性が低いという意味である。）拡散符号によって拡散することによって単一のキャリアを使用して多重通信を行なう、符号分割多重アクセス（Code Divi-sion Multiple Access; 略してＣＤＭＡと呼ばれる。）方式の通信が実用化されている。
【０００６】
符号分割多重アクセス方式の通信は、元々擬似ランダム符号である拡散符号によって送信信号の周波数成分を広い周波数帯域に拡散して送信し、受信側で送信側と同じ拡散符号によって逆拡散して送信信号を復元するために秘匿性に優れており、近い将来、符号分割多重アクセス方式が移動通信の主流方式になろうとしている。
【０００７】
この符号分割多重アクセス方式における受信信号の中には、自身のチャネルの信号に対して通信を阻害する他の複数のチャネルの信号が、総合レベルとしては自身のチャネルの信号以上に含まれている。その中から自身のチャネルの送信信号を抽出するために、受信信号を送信側で使用した拡散符号と同一の拡散符号によって逆拡散する訳である。
【０００８】
この時、各チャネルに割り当てられる拡散符号のビット数が有限であるために、各々の拡散符号の間の相関が完全には０ではなく、微視的には他のチャネルの拡散された信号と自身の拡散符号との間で相関がとれることがある。このため、逆拡散して得られる信号は自身のチャネルの送信信号の他に他チャネルの信号に起因する不要成分を含んでいる。
【０００９】
この不要成分は、複数のチャネルの独立な拡散符号によって拡散された信号を自身の拡散符号で逆拡散した信号の集積であるから、近似的には雑音として扱うことができる。
【００１０】
ここで、この雑音レベルは他のチャネルのスペクトル強度に依存する。例えば、複数のチャネルの中に極端に高いレベルで送信しているチャネルが一つあっても、その他のチャネルにとっては信号対雑音比の低下につながる。
【００１１】
つまり、各チャネルの出力電力と符号分割多重アクセス方式におけるチャネル容量には密接な関係がある。従って、符号分割多重アクセス方式においても、出力電力の安定化が重要である。
【００１２】
そして、完全に出力電力を安定化するには、出力電力の初期設定を正確に行なうだけではなく、温度変動に伴う出力電力の変動及び経時変化に伴う出力電力の変動の双方を抑圧することが重要である。
【００１３】
更に、符号分割多重アクセス方式の通信システムにおいては、通信をしているチャネル数が少なくて通信システム総合の送信電力が許容される総合の送信電力より小さい時にはチャネル当たりの送信電力を一定に保つこと、即ち、通信チャネル数に比例したレベルで送信することも必要である。
【００１４】
従って、無線通信全体を通して見ると、温度変動や経時変化に伴う出力変動を抑圧し、又、トラフィックの変動に呼応して出力電力を制御することができる出力電力制御回路の実現が強く要請されている。
【００１５】
【従来の技術】
図１５は、従来の出力電力制御回路である。
【００１６】
図１５において、１０１は入力増幅器、１０２は出力増幅器、１０３は可変利得増幅器、１０４は制御電圧生成回路である。
【００１７】
そして、該入力増幅器１０１、可変利得増幅器１０３及び出力増幅器１０２が出力電力の制御を受ける主信号部（以降、被制御部と呼ぶことにする。）の一部を構成し、該可変利得増幅器１０３及び該制御電圧生成回路１０４が出力電力制御部を構成する。
【００１８】
図１５の構成においては、該制御電圧生成回路１０４にＰＩＮダイオードやサーミスタなどの電圧・電流特性に温度特性を有する素子を使用し、被制御部の温度・利得特性を相殺できる電圧を生成して該可変利得増幅器１０３に供給し、該可変利得増幅器１０３の利得を制御することによって温度変動に伴う利得の変動を抑圧している。
【００１９】
図１８は、従来の送信回路の概略構成である。
【００２０】
図１８において、１０５は入力されるベースバンド信号を伝送に適した形態の信号に変換するベースバンド変調回路（図では、Ｂ．Ｂ変調回路と標記しているが、同一のものである。）、１０６は該ベースバンド変調回路１０５の出力を通常は２段の周波数変換を行なうことによって無線伝送に適した周波数に変換する無線周波変調回路、１０７は該無線周波変調回路１０６の出力を十分なレベルに増幅する電力増幅回路、１０８は該電力増幅回路の出力を空間に放射するアンテナで、これらの構成要素によって送信回路が構成される。そして、出力電力制御回路は該無線周波変調回路１０６の一部を構成することが多い。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
図１６は、従来の技術の問題点（その１）を説明する図である。
【００２２】
図１６において、横軸は温度、縦軸は利得である。
【００２３】
又、符号ａを付してある利得・温度特性は被制御部の温度・利得特性の逆特性である、出力電力制御回路に要求される利得・温度特性であり、符号ｂを付してある利得・温度特性は図１５の制御電圧生成回路１０４が供給する電圧によって制御される図１５の可変利得増幅器１０３の利得・温度特性である。
【００２４】
ここで説明したい問題点は、一般的に被制御部に要求される温度・利得特性は非直線特性であり、図１５の制御電圧生成回路１０４が供給する電圧によって制御される図１５の可変利得増幅器１０３の利得・温度特性を広い温度範囲でそれに一致させることが困難な点である。
【００２５】
即ち、第一の問題点は、図１５の構成によっては、特定の温度範囲に対して温度補償を確度よく行なうことができるが、広い温度範囲に対しては温度補償を確度が低いということである。これは、温度補償例である図１６において、常温付近では温度補償の確度が高く、低温及び高温側で温度補償の確度が低いことで示されている。
【００２６】
図１７は、従来の技術の問題点（その２）を説明する図である。
【００２７】
図１７において、横軸は温度、縦軸は利得である。
【００２８】
又、符号ａ−１乃至符号ａ−３を付してある利得・温度特性は被制御部の温度特性に個体差がある場合に、出力電力制御回路に要求される利得・温度特性であり、符号ｂを付してある利得・温度特性は図１５の制御電圧生成回路１０４が供給する電圧によって制御される図１５の被制御部の利得・温度特性である。
【００２９】
ここで説明したい問題点は、一般的に被制御部の温度・利得特性には個体差があり、それを図１５の制御電圧生成部１０４が供給する電圧によって可変利得増幅器１０３の利得を制御する場合、特定の被制御部について温度補償を比較的確度よく補償できても、全ての被制御部については温度補償を確度よく補償することは困難であるということである。
【００３０】
即ち、第二の問題点は、図１５の構成によっては、被制御部の個体差を全て吸収することが困難な点である。
【００３１】
又、第三の問題点は、図１５の構成は電圧・電流特性に温度特性がある素子を使用して被制御部の温度・利得特性を補償しようとするものであるが、使用される素子の温度特性に個体差がある場合、それを吸収して温度補償することが困難な点である。
【００３２】
尚、上記では温度補償のみについて記載しているが、経時変化の補償についても図１５の構成では極めて困難である。
【００３３】
更に、第四の問題点は、特に符号分割多重アクセス方式において、トラフィックの輻輳状態に合わせて（同時に通信するチャネル数の増減に合わせて）出力電力を制御する場合、通話チャネルが少なくて出力電力が入力電力に比例してよい範囲はよいが、トラフィックが輻輳して通信システム総合の送信電力が通信システムに許容される総合の送信電力を越える範囲では送信電力を抑圧することが難しいという点である。
【００３４】
本発明は、かかる問題点に鑑み、被制御部や出力電力制御部の個体差も含めて温度変動や経時変化に伴う出力電力変動を抑圧し、又、トラフィックの変動に呼応して出力電力を制御することができる出力電力制御回路を提供することを目的とする。
【００３５】
先にも記載したように、出力電力制御回路は図１８の無線周波変調回路１０６の一部を構成するので、出力電力制御回路の問題点は直ちに送信回路の問題点となる。
【００３６】
従って、本発明は、改良された出力電力制御回路を適用して、従来の問題点を解決することができる送信回路を提供することも目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明の第一の原理は、出力電力の制御対象である被制御部の出力端子において分岐した信号を二乗検波して得た出力を対数増幅した電圧と、該被制御部の入力端子において分岐した信号を二乗検波して得た出力を対数増幅した電圧との差の電圧を生成し、該差の電圧と、基準状態において該差の電圧がとる電圧との差を該被制御部の利得を制御する電圧として供給する技術である。尚、基準状態とは、温度が基準温度で、経時変化がない状態を指す。
【００３８】
本発明の第一の原理によれば、被制御部の出力端子において分岐した信号を二乗検波して得た出力を対数増幅した電圧は、ｄＢｍ（１ｍＷを０ｄＢｍとする信号電力の絶対単位である。）単位で表示した被制御部の入力電力の一次関数になる。又、該被制御部の入力端子において分岐した信号を二乗検波して得た出力を対数増幅した電圧も、ｄＢｍ単位で表示した入力電力の一次関数になり、しかも、原理的には出力端子において分岐した信号を二乗検波した出力を対数増幅して得た電圧とｄＢｍ単位で表示した入力電力とを関係付ける一次関数の傾斜と同じ傾斜の一次関数になる。
【００３９】
このため、上記差の電圧は、入力電力に無関係な電圧となる。
【００４０】
従って、上記差の電圧と、基準状態において該差の電圧がとる電圧との差を該被制御部の利得を制御する電圧として供給して負帰還をかければ、該被制御部の利得の温度依存性と経時変化を抑圧することができる。
【００４１】
本発明の第二の原理は、出力電力の制御対象である被制御部の出力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧と、該被制御部の入力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧との差の電圧を生成し、該差の電圧と、基準状態において該差の電圧がとる電圧との差の電圧を該被制御部の利得を制御する電圧として供給する技術である。
【００４２】
本発明の第二の原理によれば、被制御部の出力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧も、ｄＢｍ単位で表示した被制御部の入力電力の一次関数になる。又、該被制御部の入力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧も又、ｄＢｍ単位で表示した入力電力の一次関数になり、しかも、原理的には出力端子において分岐した信号を二乗検波した出力を対数増幅して得た電圧とｄＢｍ単位で表示した入力電力とを関係付ける一次関数の傾斜と同じ傾斜の一次関数になる。
【００４３】
このため、上記差の電圧は、入力電力に無関係な電圧となる。
【００４４】
従って、上記差の電圧と、基準状態において該差の電圧がとる電圧との差を該被制御部の利得を制御する電圧として供給して負帰還をかければ、該被制御部の利得の温度依存性と経時変化を抑圧することができる。
【００４５】
本発明の第二の原理の変形（その１）は、上記本発明の第二の原理において、少なくとも一方の対数増幅器の出力側に該対数増幅器の入出力の傾斜を補償する回路を設けて、出力電力の制御対象である被制御部の出力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧と、該被制御部の入力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧の、ｄＢｍ単位で表示した入力電力に対する傾斜を合わせた上で両者の差の電圧を生成し、該差の電圧と、基準温度において該差の電圧がとる電圧との差を該被制御部の利得を制御するための電圧として供給する技術である。
【００４６】
本発明の第二の原理の変形（その１）によれば、二つの対数増幅器に個体差があって上記一次関数の傾斜が異なることがあっても、これを補償した上で被制御部の利得を制御することができる。
【００４７】
尚、上記技術は上記本発明の第一の原理に対しても適用することができることはいうまでもない。
【００４８】
本発明の第二の原理の変形（その２）は、上記本発明の第二の原理において、双方の対数増幅器の出力側に該対数増幅器の入出力の傾斜を補償する回路を設けて、出力電力の制御対象である被制御部の出力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧と、該被制御部の入力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧の、ｄＢｍ単位で表示した入力電力に対する傾斜を合わせると共に該対数増幅器のオフセット電圧の差を補償した上で両者の差の電圧を生成し、該差の電圧と、基準状態において該差の電圧がとる電圧との差を該被制御部の利得を制御する電圧として供給する技術である。
【００４９】
本発明の第二の原理の変形（その２）によれば、二つの対数増幅器に個体差があって上記一次関数の傾斜とオフセットが異なることがあり、しかも、該傾斜と該オフセットに温度特性があっても、それらを補償した上で被制御部の利得を制御することができる。
【００５０】
尚、上記技術は上記本発明の第一の原理に対しても適用することができることはいうまでもない。
【００５１】
本発明の第二の原理の変形（その３）は、上記第一及び第二の原理に加えて、入力電力の変動を検出すると共に外部条件による出力電力の加減を指示する電圧を受けて、上記基準状態において該差の電圧がとる電圧を可変にして利得制御を行なう技術である。
【００５２】
本発明の第二の原理の変形（その３）によれば、被制御部の入力電力自体に変動があった場合にも出力電力を一定に保つことも可能であるし、外部条件によって出力電力を可変にしなければならない場合にも出力電力を制御することができる。
【００５３】
特に、符号分割多重アクセス方式においては、トラフィックの輻輳状態に応じて出力電力を制御する必要があるので、外部条件によって出力電力を可変にできることは重要である。
【００５４】
尚、上記技術は上記本発明の第一の原理に対しても適用することができることはいうまでもない。
【００５５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第一の原理である。
【００５６】
図１において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラで、いずれも、端子Ａと端子Ｂに信号電力を印加すると端子Ｃからそれらの合成電力を出力し、端子Ａに信号電力を印加すると端子Ｂと端子Ｃに印加電力を分岐して出力するデバイスである。２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器で、該第一のカプラ１−１及び該第二のカプラ１−２、該第一の増幅器２−１及び該第二の増幅器２−２、該可変利得増幅器３によって被制御部が構成される。
【００５７】
４−１は第一の二乗検波回路、４−２は第二の二乗検波回路で、いずれも、入力電圧の二乗に比例した出力電圧を出力する回路である。
【００５８】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器で、いずれも、入力電圧の対数に比例した出力電圧を生成する回路である。
【００５９】
７は二つの入力の差をとる差分生成回路、８は該可変利得増幅器の利得制御をする電圧を生成する制御電圧生成回路である。
【００６０】
そして、該第一のカプラ１−１、該可変利得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の二乗検波回路４−１、該第二の二乗検波回路４−２、該第一の対数増幅器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該差分生成回路７及び該制御電圧生成回路８によって出力電力制御部が構成される。
【００６１】
図１の構成において、該第一のカプラ１−１は被制御部の入力電力を所定の割合で分岐して該第一の二乗検波回路４−１に供給し、該第二のカプラ１−２は被制御部の出力電力を所定の割合で分岐して該第二の二乗検波回路４−２に供給する。従って、該第一の二乗検波回路４−１の出力電圧は被制御部の入力電力に比例する値となり、該第二の二乗検波回路４−２の出力電圧は被制御部の出力電力に比例する値となる。
【００６２】
つまり、該第一の二乗検波回路４−１の出力電圧をｐIN（一般的に電力を意味するｐを用いているが、これは、二乗検波回路の入力電力に比例することを表わすためであって、あくまで電圧であるので注意されたい。）とし、図１の構成の入力端子の電圧をｖINとし、１／電圧のディメンジョンを持つ比例計数をａI とすれば、
ｐIN＝ａI ・（ｖIN）2                     （１）
の関係が成立し、該第二の二乗検波回路４−２の出力電圧をｐOUT （これについても、上記理由であくまで電圧を意味するので注意されたい。）とし、図１の構成の出力電圧をｖOUT とし、１／電圧のディメンジョンを持つ比例計数をａO とすれば、
ｐOUT ＝ａO ・（ｖOUT ）2                 （２）
の関係が成立する。
【００６３】
従って、該対数増幅器５−１の出力電圧をＶIN、該対数増幅器５−２の出力電圧をＶOUT とすれば、
ＶIN＝ｌｏｇ（ａI ・（ｖIN）2 ）          （３）
ＶOUT ＝ｌｏｇ（ａO ・（ｖOUT ）2 ）      （４）
となる。
【００６４】
（３）式を対数演算の規則によって変形すれば、
ＶIN＝ｌｏｇ（ａI ）＋ｌｏｇ（（ｖIN）2 ）（５）
を得る。
【００６５】
ここで、（５）式の第二項は図１の構成の入力電力をｄＢｍ単位で表示した値に比例する量になる。これをＰINとすれば、
ＶIN＝ｌｏｇ（ａI ）＋ＰIN                （６）
となる。即ち、該対数増幅器５−１の出力電圧ＶINはｄＢｍ単位で表示した入力電力ＰINの一次関数になる。
【００６６】
今、温度ｔがｔ0 の時のｖout をｖtoとし、利得の温度特性を表わす関数をｆ（ｔ）とすると
ｖOUT ＝ｖto（１＋ｆ（ｔ））              （７）
の関係が成立する。但し、ｆ（ｔ0 ）＝０である。
【００６７】
そして、ｔ＝ｔ0 の時の被制御部の電圧利得をｇ0 とすれば、
ｖt0＝ｇ0 ｖIN                            （８）
となるから、
ｖOUT ＝ｇ0 ｖIN（１＋ｆ（ｔ））          （９）
なる関係が成立する。
【００６８】
（９）式を（４）式に代入して整理すると、
0003951501.tif 000002
即ち、該対数増幅器５−２の出力電圧ＶOUT もｄＢｍ表示の入力電力ＰINの一次関数になり、しかも、その傾斜は該対数増幅器５−１の出力電圧ＶINのＰINに対する傾斜と等しい傾斜になる。
【００６９】
（10) 式と（６）式の差をとると、
0003951501.tif 000003
を得る。
【００７０】
（11）式の第一項は図１の構成の被制御部の利得情報であり、第二項は定数であり、第三項のみが温度依存性を持つ項になる。
【００７１】
この（ＶOUT −ＶIN）は図１の差分生成回路７によって生成される。これを図１の制御電圧生成回路８の反転入力端子に供給し、該制御電圧生成回路８の非反転入力端子には、上記（ＶOUT −ＶIN）がｔ＝ｔ0 の時にとる電圧である
ＶREF ＝ｌｏｇ（ｇ0 ）＋ｌｏｇ（ａO ／ａI ）                          ・・・・・  （12）
を供給して、該制御電圧生成回路８の出力を図１の可変利得増幅器３の利得制御端子に供給し、（ＶOUT −ＶIN）＝ＶREF の時に該可変利得増幅器３の利得が所定の値になるように設定しておけば、（11）式における被制御部の温度・利得特性によって生ずる第三項が常に０なるように、即ち、常にｆ（ｔ）＝０となるように負帰還がかかり、図１の構成の出力電圧ｖOUT には温度変動による変動が生じなくなる。
【００７２】
尚、経時変化の影響についても図１の構成で抑圧できることは、（９）式において経時変化を示す項を同時に考えれば明らかであるので、上記では温度変動の影響のみ記載している。以降についても同様である。
【００７３】
図２は、本発明の第一の原理を説明する図である。
【００７４】
図２には、図１の対数増幅器５−１の出力電圧ＶINはｄＢｍ単位で表示した入力電力ＰINの一次関数になり、対数増幅器５−２の出力電圧ＶOUT もｄＢｍ単位で表示した入力電力ＰINの一次関数になり、しかも、その傾斜は該対数増幅器５−１の出力電圧ＶINとＰINの場合と同じ傾斜になること、及び、基準温度に対する（ＶOUT −ＶIN）の値であるＶREF を表示している。
【００７５】
図３は、本発明の第二の原理である。
【００７６】
図３において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラである。２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器で、該第一のカプラ１−１及び該第二のカプラ１−２、該第一の増幅器２−１及び該第二の増幅器２−２、該可変利得増幅器３によって被制御部が構成される。
【００７７】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【００７８】
７は二つの入力の差をとる差分生成回路、８は該可変利得増幅器の利得制御をする電圧を生成する制御電圧生成回路である。
【００７９】
そして、該第一のカプラ１−１、該可変利得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の対数増幅器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該差分生成回路７及び該制御電圧生成回路８によって出力電力制御部が構成される。
【００８０】
図３の構成において、該第一のカプラ１−１は被制御部の入力電力を所定の割合で分岐して該第一の対数増幅器５−１に供給し、該第二のカプラ１−２は被制御部の出力電力を所定の割合で分岐して該第二の対数増幅器５−２に供給する。そして、この場合にも下記に示す理由で、該第一の対数増幅器５−１の出力電圧と、該第二の対数増幅器５−２の出力電圧はｄＢｍ表示した被制御部の入力電力の一次関数となる。
【００８１】
即ち、該第一の対数増幅器５−１の入力電圧をｖINとし、該第一の対数増幅器５−１の出力電圧をＶIN、該第二の対数増幅器５−２の入力電圧をｖout 、第二の対数増幅器の出力電圧をＶOUT とすれば、
ＶIN＝ｌｏｇ（ｖIN）                      （13）
ＶOUT ＝ｌｏｇ（ｖout ）                  （14）
となる。
【００８２】
ここで、（９）式の関係を（14）式に代入すれば、
0003951501.tif 000004
を得る。
【００８３】
ところで、（６）式の直前に記載したことにより、
ｌｏｇ（ｖIN）2 ＝ＰIN
であるから、これを（13）式と（15）式に代入することによって
0003951501.tif 000005
を得る。
【００８４】
つまり、図３の構成の如く、該第一のカプラ１−１で分岐した電圧を対数増幅して得られる電圧と、該第二のカプラ１−２で分岐した電圧を対数増幅して得られる電圧も又ｄＢｍ単位で表示した入力電力ＰINの一次関数となる。従って、図３の構成によっても図１の構成と同じ作用を実現することができる。
【００８５】
しかも、図３の構成は、二乗検波回路を必要としない利点を有している。
【００８６】
図４は、本発明の第二の原理の変形（その１）である。
【００８７】
図４において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラ、２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器で、該第一のカプラ１−１及び該第二のカプラ１−２、該第一の増幅器２−１及び該第二の増幅器２−２、該可変利得増幅器３によって主信号部の一部である被制御部が構成される。
【００８８】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器、６−１は傾斜補正回路、７は差分生成回路、８は制御電圧生成回路である。
【００８９】
そして、該第一のカプラ１−１、該可変利得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の対数増幅器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該傾斜補正回路６−１、該差分生成回路７及び該制御電圧生成回路８によって出力電力制御部が構成される。
【００９０】
図４の構成の特徴は、該傾斜補正回路６−１を設けている点にある。
【００９１】
該第一の対数増幅器４−１及び該第二の対数増幅器４−２に個体差がなければ、これらの出力電圧とｄＢｍ表示の入力電力との関係は（16）式と（17）式に示すように、傾斜が同じ一次関数になる。
【００９２】
しかし、二つの対数増幅器に個体差があると、二つの対数増幅器の出力電圧とｄＢｍ表示の入力電力との間の傾斜に差が生ずる。この傾斜の差は入力電力レベルの変動につれて二つの対数増幅器の出力電圧の間のオフセットが変動することを意味する。
【００９３】
従って、二つの対数増幅器の出力電圧の間の傾斜を補正して二つの対数増幅器の出力電圧の差をとった上で制御電圧生成部に供給することによって上記等価的オフセットの変動を抑圧し、被制御部の利得を入力電力に依存しないようにすることができる。
【００９４】
この様子を図５に示す、本発明の第二の原理の変形（その１）を説明する図に示している。
【００９５】
尚、図４においては、該傾斜補正回路６−１を該対数増幅器５−２の出力側に配置する例を示しているが、該傾斜補正回路６−１を該対数増幅器５−１の出力側に配置してもよい。
【００９６】
尚、図４の構成と同様な構成は、図１の構成を基準にしても適用することができる。
【００９７】
図６は、本発明の第二の原理の変形（その２）である。
【００９８】
図６において、１−１及び１−２はカプラ、２−１及び２−２は増幅器、３は可変利得増幅器で、該第一のカプラ１−１及び該第二のカプラ１−２、該第一の増幅器２−１及び該第二の増幅器２−２、該可変利得増幅器３によって主信号部の一部である被制御部が構成される。
【００９９】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【０１００】
６−１は傾斜補正回路、６−２は第二の傾斜補正回路である。
【０１０１】
７は差分生成回路、８は制御電圧生成回路である。
【０１０２】
そして、該第一のカプラ１−１、該可変利得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の対数増幅器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該傾斜補正回路６−１、該第二の傾斜補正回路６−２、該差分生成回路７及び該制御電圧生成回路８によって出力電力制御部が構成される。
【０１０３】
図６の構成の特徴は、該傾斜補正回路６−１と該第二の傾斜補正回路６−２を該第一の対数増幅器５−１と該第二の対数増幅器５−２の出力側の双方に設けている点にある。
【０１０４】
これによって、該第一の対数増幅器５−１と該第二の対数増幅器５−２の出力の傾斜に個体差があってもこれを補償することが可能なことは図４の構成と同じである。
【０１０５】
図６の構成は、それ以外に、二つの傾斜補正回路自体に温度特性があってもこれを補償することができる利点を有する。
【０１０６】
即ち、該傾斜補正回路６−１と該第二の傾斜補正回路６−２に温度特性があって、温度変動に伴って傾斜とオフセットが変わることがあっても、該傾斜補正回路６−１と該第二の傾斜補正回路６−２の温度特性の差を小さくすることは容易であるので、最終的に該対数増幅器５−１と該対数増幅器５−２の傾斜を正確に補正することができるからである。
【０１０７】
尚、図６の構成と同様な構成は、図１の構成を基準にしても適用することができる。
【０１０８】
図７は、本発明の第二の原理の変形（その３）で、図６の構成を基本にしたものである。
【０１０９】
図７において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラである。
【０１１０】
２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器で、該第一のカプラ１−１及び該第二のカプラ１−２、該第一の増幅器２−１及び該第二の増幅器２−２、該可変利得増幅器３によって主信号部の一部である被制御部が構成される。
【０１１１】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【０１１２】
６−１は傾斜補正回路、６−２は第二の傾斜補正回路である。
【０１１３】
７は差分生成回路、８は制御電圧生成回路である。
【０１１４】
又、９は入力電力の変動を検出すると共に外部条件による出力電力の増減を指示する電圧を受けて、該制御電圧生成回路８に供給される基準電圧を制御することによって被制御部の利得を制御する利得制御回路である。
【０１１５】
そして、該第一のカプラ１−１、該可変利得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の対数増幅器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該傾斜補正回路６−１、該第二の傾斜補正回路６−２、該差分生成回路７、該制御電圧生成回路８及び該利得制御回路９によって出力電力制御部が構成される。
【０１１６】
図７の構成の特徴は、該利得制御回路９を設けることにある。
【０１１７】
該利得制御回路９は、入力電力の変動を検出すると共に外部条件による出力電力の増減を指示する電圧を受けて、上記制御電圧生成回路８に供給する基準電圧を可変にする。該基準電圧は被制御部の利得を決定する電圧であるので、該利得制御回路９の設置によって、入力電力に変動があった場合に利得を逆に変動させて出力電力を一定に保ったり、外部条件によって被制御部の出力電力を増減することが可能になる。
【０１１８】
特に、外部条件によって被制御部の出力電力を増減することが可能になれば、トラフィックの輻輳状態に応じた出力電力の制御が可能になるので、符号分割多重アクセス方式において、トラフィック負荷が高い時には出力電力を低下させてチャネル容量を増加させることが可能にすることができる。
【０１１９】
尚、図７の構成は図１の構成を基準にしても構成可能であることはいうまでもない。
【０１２０】
図８は、本発明の第一の実施の形態で、図１に示した本発明の第一の原理に対応するものである。
【０１２１】
図８において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラである。
【０１２２】
２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器である。
【０１２３】
４−１は第一の二乗検波回路、４−２は第二の二乗検波回路である。
【０１２４】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【０１２５】
又、７１は演算増幅器によって構成されるボルテージ・フォロワ、７２は１／２分圧回路で、該ボルテージ・フォロワ７１と該１／２分圧回路７２によって図１の差分生成回路７を構成する。
【０１２６】
更に、８１はアナログ・コンパレータ、８２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波器８２によって図１の制御電圧生成回路８を構成する。
【０１２７】
尚、図１、図３、図４、図６、図７において、被制御部の構成要素と出力電力制御部の構成要素をその都度説明しているので、図８以降では、被制御部の構成要素と出力電力制御部の構成要素については説明を省略する。
【０１２８】
該対数増幅器５−１の出力ＶINは該ボルテージ・フォロワ７１の反転入力端子に印加され、該該対数増幅器５−２の出力ＶOUT は該１／２分圧回路７２を介して該ボルテージ・フォロワの非反転入力端子に印加される。これは、該ボルテージ・フォロワ７１の非反転利得が２で、該ボルテージ・フォロワ７１の反転利得が−１であるためで、これにより該ボルテージ・フォロワ７１の出力端子において差電圧（ＶOUT −ＶIN）を得ることができる。
【０１２９】
そして、該アナログ・コンパレータ８１の反転入力端子に該ボルテージ・フォロワ７１の出力を供給し、該アナログ・コンパレータ８１の非反転入力端子に基準状態において該差電圧（ＶOUT −ＶIN）がとる基準電圧ＶREF を印加することによって、該アナログ・コンパレータ８１の出力において該可変利得増幅器３の利得を制御する電圧を得ることができる。
【０１３０】
そして、該アナログ・コンパレータ８１の出力が０ボルトの時に被制御部の利得が所定の利得になり、該アナログ・コンパレータ８１の出力が正の電圧の時に被制御部の利得を低下させ、該アナログ・コンパレータ８１の出力が負の電圧の時に被制御部の利得を上昇させるように該可変利得増幅器の利得特性を設定しておけば、温度変動及び経時変化があっても被制御部の利得を一定に保つことができる。尚、上記のように該可変利得増幅器３の利得を制御することは容易なことであるので、特に該可変利得増幅器３の利得制御を行なう部位について図示をして説明することはしない。
【０１３１】
ここで、該アナログ・コンパレータ８１の出力側に該低域通過ろ波器８２を配置しているのは、誘導によって該アナログ・コンパレータ８１の出力に重畳する恐れがある交流成分を遮断して、利得制御を安定化するためである。
【０１３２】
上記の如くして、温度変動と経時変化による被制御部の利得変動を抑圧して、出力電力を安定化することができる。
【０１３３】
そして、図８の構成には回路の試験調整上非常に大きな利点がある。
【０１３４】
即ち、通常、図８の構成を試験調整する時には連続正弦波が入力され、図８の構成を実際に通信システム中で使用する時には変調された信号が入力される。
【０１３５】
二乗検波回路の、連続正弦波に対する応答と変調された信号に対する応答は一致しないが、被制御部の入力側と出力側において二乗検波することによって、連続正弦波に対する応答と変調された信号に対する応答の差をキャンセルすることが可能になる。従って、連続正弦波によって行なった試験調整後に再調整しなくても実際の通信システム中で使用することができる。
【０１３６】
尚、二乗検波回路と対数増幅器については回路の詳細な説明を省略しているが、これは、二乗検波回路は通信方式において常識的な回路であるためであり、対数増幅器も集積回路化されて市販されているため、改めて説明する必要性がないからである。
【０１３７】
又、図８においては、入力電力又は出力電力を分岐する物として最も一般的なカプラを例に説明したが、電力を分岐する物としてはハイブリッドもあり、いずれも本発明の目的に合致する。従って、カプラとして説明した物は一般的には分岐素子というべきであろう。この件については以降の発明の実施の形態においても同様である。
【０１３８】
図９は、本発明の第二の実施の形態で、図３の本発明の第二の原理に対応するものである。
【０１３９】
図９において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラである。２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器である。
【０１４０】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【０１４１】
又、８１はアナログ・コンパレータ、８２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波器８２によって図１の制御電圧生成回路８を構成する。
【０１４２】
図９の構成は、図８の構成における第一の二乗検波回路４−１及び第二の二乗検波回路４−２を取り除いたことだけが図８の構成とは異なり、動作は図８の構成と全く同一であるので、ここでは動作説明は省略する。
【０１４３】
但し、図９の構成においては二乗検波回路を必要としないので、回路構成が簡易になるという利点がある。
【０１４４】
又、対数増幅器の、連続正弦波に対する応答と変調された信号に対する応答は一致しないが、被制御部の入力側と出力側において対数増幅することによって、連続正弦波に対する応答と変調された信号に対する応答の差をキャンセルすることが可能になる。従って、連続正弦波によって行なった試験調整後に再調整しなくても実際の通信システム中で使用することができることは図８の構成と同様である。
【０１４５】
尚、以降において説明する本発明の実施の形態は全て図９の構成を基準とするものであるから、連続正弦波によって行なった試験調整を変更しなくても実際の通信システム中で使用することができることは図９の構成と同様である。
【０１４６】
図１０は、本発明の第三の実施の形態で、図４の本発明の第二の原理の変形（その１）に対応するものである。
【０１４７】
図１０において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラである。
【０１４８】
２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器である。
【０１４９】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【０１５０】
又、６１−１は演算増幅器、６２−１及び６３−１は抵抗で、７１は演算増幅器によって構成されるボルテージ・フォロワ、７３は分圧回路で、該演算増幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１及び該分圧回路７３によって図４の傾斜補正回路６−１を構成し、該ボルテージ・フォロワ７１と該分圧回路７３によって図１の差分生成回路７を構成する。
【０１５１】
更に、８１はアナログ・コンパレータ、８２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波器８２によって図１の制御電圧生成回路８を構成する。
【０１５２】
該演算増幅器６１−１には該抵抗６２−１と該抵抗６３−１によって負帰還がかけられており、その非反転帰還利得は該抵抗６２−１と該抵抗６３−１の抵抗値をそれぞれＲ1 とＲ2 とすれば（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ1 ＝１＋Ｒ2 ／Ｒ1 となるから、例えば該抵抗６２−１の抵抗値Ｒ1 を可変にすることにより、該第二の対数増幅器５−２の傾斜を１以上の領域で補正することができる。
【０１５３】
ただ、該第二の対数増幅器５−２の傾斜の方が該第一の対数増幅器５−１の傾斜より大きい時には傾斜を小さく補正する必要がある。そこで、該分圧回路７３の分圧比を補正できるようにしておく訳である。
【０１５４】
これによって、該第一の対数増幅器５−１と該第二の対数増幅器５−２のいずれの傾斜が大きくても傾斜を補正することができる。
【０１５５】
そして、必要があれば、該抵抗６２−１の該演算増幅器６１−１とは反対側の端子に調整可能な電圧を供給しておけば、該第二の対数増幅器５−２と該演算増幅器６１−１のオフセットを基準状態において補償することができる。
【０１５６】
他については図８の構成の動作と同様であるので、これ以上の説明は省略する。
【０１５７】
尚、図１０の構成は、図１の本発明の第一の原理を基準にしても構成可能なことはいうまでもない。
【０１５８】
図１１は、本発明の第四の実施の形態で、図６の本発明の第二の原理の変形（その２）に対応するものである。
【０１５９】
図１１において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラである。
【０１６０】
２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器である。
【０１６１】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【０１６２】
又、６１−１は演算増幅器、６２−１及び６３−１は抵抗で、７１は演算増幅器によって構成されるボルテージ・フォロワ、７２は１／２分圧回路で、該演算増幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１によって図６の傾斜補正回路６−１を構成し、該演算増幅器６１−２、該抵抗６２−２、該抵抗６３−２によって図６の第二の傾斜補正回路６−２を構成し、該ボルテージ・フォロワ７１と該１／２分圧回路７２によって図６の差分生成回路７を構成する。
【０１６３】
更に、８１はアナログ・コンパレータ、８２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波器８２によって図６の制御電圧生成回路８を構成する。
【０１６４】
図１１の構成においては、該演算増幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１によって構成される傾斜補正回路６−１と、該演算増幅器６１−２、該抵抗６２−２、該抵抗６３−２によって構成される第二の傾斜補正回路６−２が備えられているから、例えば、該抵抗６２−１及び該抵抗６２−２を可変抵抗にしておけば、該対数増幅器５−１と該対数増幅器５−２の傾斜の補正を任意に行なうことができる。
【０１６５】
又、傾斜補正回路を二つ設けており、該二つの傾斜補正回路の出力の差をとっているので、二つの傾斜補正回路自体の利得とオフセットに温度特性があっても、二つの傾斜補正回路の利得とオフセットの温度特性をほぼ等しくすることは容易に可能であるので、傾斜補正回路自体の温度特性を抑圧することができる。
【０１６６】
他については図８及び図１０の構成の動作と同様であるので、これ以上の説明は省略する。
【０１６７】
尚、図１１の構成は、図１の本発明の第一の原理を基準にしても構成可能なことはいうまでもない。
【０１６８】
図１２は、本発明の第五の実施の形態で、図７の本発明の第二の原理の変形（その３）に対応するものである。
【０１６９】
図１２において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラである。
【０１７０】
２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器である。
【０１７１】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【０１７２】
６１−１は演算増幅器、６２−１及び６３−１は抵抗で、７１は演算増幅器によって構成されるボルテージ・フォロワ、７２は１／２分圧回路で、該演算増幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１によって図６の傾斜補正回路６−１を構成し、該演算増幅器６１−２、該抵抗６２−２、該抵抗６３−２によって図６の第二の傾斜補正回路６−２を構成し、該ボルテージ・フォロワ７１と該１／２分圧回路７２によって図６の差分生成回路７を構成する。
【０１７３】
又、８１はアナログ・コンパレータ、８２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波器８２によって図６の制御電圧生成回路８を構成する。
【０１７４】
更に、９１及び９２は演算増幅器で構成されるボルテージ・フォロワ、９３及び９４は抵抗、９５及び９６は１／２分圧回路で、該ボルテージ・フォロワ９１及び９２、該抵抗９３及び９４、該１／２分圧回路９５及び９６によって図７の利得制御回路９が構成される。
【０１７５】
該ボルテージ・フォロワ９１の反転入力端子には該演算増幅器６１−２の出力ＶIN' が供給され、該１／２分圧回路９５には基準状態の時の該演算増幅器６１−２の出力ＶIN’(0) が印加される。
【０１７６】
該ボルテージ・フォロワ９１の非反転利得は２で、反転利得は−１であるので、この構成によって該ボルテージ・フォロワ９１の出力においてＶIN' とＶIN’(0) の差の電圧を得ることができる。
【０１７７】
該ボルテージ・フォロワ９２と該ボルテージ・フォロワ９２の反転入力端子に接続される該抵抗９３及び９４によって、該ボルテージ・フォロワ９１の出力と外部制御電圧を加算する加算回路が構成される。
【０１７８】
一方、基準電圧ＶREF は該１／２分圧回路９６を介して該ボルテージ・フォロワ９２の非反転入力端子に供給される。
【０１７９】
従って、該ボルテージ・フォロワ９２の出力端子において、基準電圧ＶREF から外部制御電圧と差電圧（ＶIN' −ＶIN’(0) ）を加算した電圧を減算した電圧を得ることができる。
【０１８０】
該ボルテージ・フォロワ９２の出力を該アナログ・コンパレータ８１の非反転入力端子に供給し、該アナログ・コンパレータ８１の反転入力端子には差電圧（ＶOUT ' ─ＶIN')が供給される。
【０１８１】
ここで、被制御部の利得が所定の値の時に該差電圧（ＶOUT ' ─ＶIN')が基準電圧ＶREF になるように設定しておけば、この時には該アナログ・コンパレータ８１の反転入力端子には基準電圧ＶREF が帰還されることになる。
【０１８２】
しかし、図１２の構成では、該アナログ・コンパレータ８１の非反転入力端子には、外部制御電圧とＶIN’(0) によって基準電圧ＶREF とは異なる電圧が供給されているので、これらの差に対応して該可変利得増幅器３は利得は変化させなければならない。
【０１８３】
従って、図１２の構成では、被制御部への入力電力に変動があったり、外部制御電圧が印加されていると、該可変利得増幅器３の利得が変化する。即ち、図１２の構成では、被制御部への入力電力に変動があった場合に出力電力を変化させることが可能であり、又、外部制御電圧によって出力電力を可変にすることが可能である。
【０１８４】
これによって、被制御部への入力電力が変化しても出力電力を一定に保つことができるようしたり、トラフィックの輻輳状態を検出して外部制御電圧を供給することによって、トラフィックの輻輳状態に応じて出力電力を制御することができるようになる。
【０１８５】
図１２の構成を符号分割多重アクセス方式の通信システムに適用する場合、次のように制御すればよい。
【０１８６】
まず、通話チャネルの数が少なくて、通信システムの総合電力が通信システムに許容される総合電力より低い場合には、該１／２分圧回路９５に供給する電圧ＶIN’(0) を０ボルトとし、外部制御電圧も０ボルトに設定すれば、該アナログ・コンパレータ８１の非反転入力端子には基準電圧ＶREF が供給されるので、図１２の構成の被制御部の利得を一定に保つことができる。
【０１８７】
又、通話チャネルの数が多くなって、通信システムの総合電力が通信システムに許容される総合電力より高くなった場合には、該１／２分圧回路９５に供給する電圧ＶIN’(0) を０ボルトとし、外部制御電圧に０でない電圧を供給すれば、該アナログ・コンパレータ８１の非反転入力端子には基準電圧ＶREF とは異なる電圧が供給されるので、図１２の構成の被制御部の利得を抑圧することができる。
【０１８８】
これによって、符号分割多重アクセス方式の通信システムの通話チャネル数が少ない時には各チャネルの信号対雑音比を所要の値に保ち、通話チャネル数が多くなっても符号分割多重アクセス方式の通信システムのチャネル容量を多く確保することが可能になる。
【０１８９】
尚、上記外部制御電圧は、符号分割多重アクセス方式の通信システムの基地局又はシステム全体を制御する制御局において決定すればよい。
【０１９０】
又、図１２の構成を周波数分割多重通信方式の通信システムに適用する場合、該１／２分圧回路９５に基準状態の入力電力に対応する電圧ＶIN’(0) を供給し、外部制御電圧を０ボルトに設定すれば、入力電力に変動があっても出力電力を一定に制御することができる。
【０１９１】
ここで、図１２の構成は図１１の構成に対して利得制御回路を付加したものであるが、図８及び図１０の構成に対しても利得制御回路を付加することができることはいうまでもない。
【０１９２】
又、図１２と同様な構成は図１の本発明の第一の原理を基準にしても構成可能なこともいうまでもない。
【０１９３】
図１３は、本発明の第六の実施の形態で、図１２の構成を基本とするものである。
【０１９４】
図１３において、１−１は第一のカプラ、１−２は第二のカプラである。
【０１９５】
２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器である。
【０１９６】
５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器である。
【０１９７】
６１−１は演算増幅器、６２−１及び６３−１は抵抗で、７１は演算増幅器によって構成されるボルテージ・フォロワ、７２は１／２分圧回路で、該演算増幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１によって図６の傾斜補正回路６−１を構成し、該演算増幅器６１−２、該抵抗６２−２、該抵抗６３−２によって図６の第二の傾斜補正回路６−２を構成し、該ボルテージ・フォロワ７１と該１／２分圧回路７２によって図６の差分生成回路７を構成する。
【０１９８】
又、８１はアナログ・コンパレータ、８２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波器８２によって図６の制御電圧生成回路８を構成する。
【０１９９】
更に、９１及び９２は演算増幅器で構成されるボルテージ・フォロワ、９３及び９４は抵抗、９５及び９６は１／２分圧回路で、該ボルテージ・フォロワ９１及び９２、該抵抗９３及び９４、該１／２分圧回路９５及び９６によって図７の利得制御回路９が構成される。
【０２００】
最後に、１０は局部発振器、１１は局部発振出力を所定のレベルまで増幅する増幅器、１２は局部発振器の出力に含まれる不要波を除去する帯域通過ろ波器、１３は局部発振出力を該第二の増幅器２−２の出力によって変調するミキサ、１４は該ミキサ１３の出力のうち所要の側帯波を抽出する帯域通過ろ波器である。
【０２０１】
図１３の構成は、図１２の構成に対して該局部発振器１０、該増幅器１１、該帯域通過ろ波器１２、該ミキサ１３及び該帯域通過ろ波器１４から成る周波数変換機能が付加されていることが異なっている。
【０２０２】
しかし、本発明の原理は被制御部の出力電力の制御に関するもので、周波数には基本的には関係がない。しかも、既に説明したように、被制御部の入出力で対数増幅を行なうか、二乗検波して対数増幅するというようにしているので、周波数の影響を全く受けない構成になっている。従って、図１３の構成における被制御部の出力電力の制御を図１２の構成と全く同様に行なうことができる。
【０２０３】
尚、周波数変換機能を付加して利得制御する技術は、図１２の構成を基本とする以外に、図８、図１０及び図１１の構成に対して周波数変換機能を付加して利得制御することが可能であることはいうまでもない。
【０２０４】
又、図１３と同様な構成は図１の本発明の第一の原理を基準にしても構成可能なこともいうまでもない。
【０２０５】
図１４は、本発明の第七の実施の形態で、複数チャネル間で出力電力の制御をするものを示している。尚、図８以降において詳細な回路図を示して説明をしており、本発明の原理を示す図の各々の部位の構成が明らかになっているので、図１４においては、図の輻輳を避けるために本発明の原理を示す図で用いた構成要素を以て回路構成を示すことにする。
【０２０６】
図１４において、１−１は第一のカプラ、１−２はカプラ、２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器、５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二の対数増幅器、６−１は傾斜補正回路、７は差分生成回路で、上記の構成要素によって第一のチャネルの出力電力制御回路を構成する。
【０２０７】
又、１−１ａは第三のカプラ、１−２ａは第四のカプラ、２−１ａは第三の増幅器、２−２ａは第四の増幅器、３ａは第二の可変利得増幅器、５−１ａは第三の対数増幅器、５−２ａは第四の対数増幅器、６−１ａは第三の傾斜補正回路、７ａは第二の差分生成回路、８ａは第二の制御電圧生成回路で、上記の構成要素によって第二のチャネルの出力電力制御回路を構成する。
【０２０８】
図１４の構成においては、該可変利得増幅器３に供給する電圧ＶAGC によって第一の出力電力制御回路の出力電力を規定する。従って、該差分生成回路７からは規定された出力電力に対応する電圧が出力される。
【０２０９】
該差分生成回路７の出力電圧を該制御電圧生成回路８ａに基準電圧として与えるので、該第二の出力電力制御回路８ａにおいては該差分生成回路７から供給される電圧を基準電圧として第二の出力電力制御回路の出力電力が制御される。
【０２１０】
つまり、該電圧ＶAGC を制御することによって、第一の出力電力制御回路の出力電力を制御すると共に、同時に、第二の出力電力制御回路の出力電力も制御することができる。
【０２１１】
このＶAGC の生成は、具体的には制御電圧生成回路で行ない、該制御電圧生成回路に与える基準電圧を一定電圧にすることも、利得制御回路を適用して該基準電圧を制御することも可能である。
【０２１２】
そして、図１４の構成の特徴は、利得制御回路を用いて二つの出力電力制御回路の出力を制御する場合、利得制御回路を第一の出力電力制御回路だけに設けて、第二の出力電力制御回路においては第一の出力電力制御回路の差分生成回路の出力を基準電圧とすることができる。
【０２１３】
又、図１４に示した技術は二つの出力電力制御回路間での出力電力制御に限らず、一般に３以上の複数の出力電力制御回路間での出力電力制御にも適用できるので、図１４の構成によって複数チャネルの出力電力の制御を行なう場合に回路規模を縮減することができる。
【０２１４】
尚、図１４では図１０の構成を基本とするものを示しているが、図１０の構成を基本とする以外に、図８、図１１、図１２及び図１３の構成を基本とすることも可能であることはいうまでもない。
【０２１５】
又、図１４と同様な構成は図１の本発明の第一の原理を基準にしても構成可能なこともいうまでもない。
【０２１６】
かくの如く、本発明により出力電力制御回路の従来の問題点が全て解決され、更に、広い用途に適合することができる出力電力制御回路が実現できる。
【０２１７】
出力電力制御回路は、通常、送信回路の主要部である無線周波変調回路の一部を構成するので、上記の如き出力電力制御回路の実現によって送信回路に関する従来の問題点も全て解決することができる。
【０２１８】
【発明の効果】
以上詳述した如く、本発明により、温度変動による特性変動や経時変化による特性変動を吸収しながら出力電力を一定に保つことができる出力電力制御回路を実現できる。
【０２１９】
又、外部制御電圧によって出力電力制御の基準電圧を可変にすることにより、例えばトラフィックの輻輳状態に応じて出力電力を制御できる出力電力制御回路を実現することができる。
【０２２０】
更に、基準状態における入力電力に対応する電圧と変動を含んだ動作状態における入力電力に対応する電圧との差によって出力電力制御の基準電圧を可変にすることにより、入力電力が変動した時にも出力電力を一定に保つ出力電力制御回路を実現することができる。
【０２２１】
更に、特定のチャネルにおける出力電力の制御結果を共通に使用して複数チャネルの出力電力を制御できる出力電力制御回路を実現することができる。
【０２２２】
かくの如く、本発明により、広い用途に適合することが可能な出力電力制御回路を提供することができる。
【０２２３】
更に、本発明による出力電力制御回路を送信回路に適用することにより、送信回路に関する従来の問題点も解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第一の原理。
【図２】  本発明の第一の原理を説明する図。
【図３】  本発明の第二の原理。
【図４】  本発明の第二の原理の変形（その１）。
【図５】  本発明の第二の原理の変形（その１）を説明する図。
【図６】  本発明の第二の原理の変形（その２）。
【図７】  本発明の第二の原理の変形（その３）。
【図８】  本発明の第一の実施の形態。
【図９】  本発明の第二の実施の形態。
【図１０】  本発明の第三の実施の形態。
【図１１】  本発明の第四の実施の形態。
【図１２】  本発明の第五の実施の形態。
【図１３】  本発明の第六の実施の形態。
【図１４】  本発明の第七の実施の形態。
【図１５】  従来の出力電力制御回路。
【図１６】  従来の技術の問題点（その１）。
【図１７】  従来の技術の問題点（その２）。
【図１８】  送信回路の概略構成。
【符号の説明】
１−１  第一のカプラ
１−２  第二のカプラ
１−１ａ  第三のカプラ
１−２ａ  第四のカプラ
２−１  第一の増幅器
２−２  第二の増幅器
２−１ａ  第三の増幅器
２−２ａ  第四の増幅器
３  可変利得増幅器
３ａ  第二の可変利得増幅器
４−１  第一の二乗検波回路
４−２  第二の二乗検波回路
４−１ａ  第三の二乗検波回路
４−２ａ  第四の二乗検波回路
５−１  第一の対数増幅器
５−２  第二の対数増幅器
５−１ａ  第三の対数増幅器
５−２ａ  第四の対数増幅器
６−１  傾斜補正回路
６−２  第二の傾斜補正回路
６−１ａ  第三の傾斜補正回路
７  差分生成回路
７ａ  第二の差分生成回路
８  制御電圧生成回路
８ａ  第二の制御電圧生成回路
９  利得制御回路
１０  局部発振器
１１  増幅器
１２  帯域通過ろ波器
１３  ミキサ
１４  帯域通過ろ波器
６１−１  演算増幅器
６２−１  抵抗
６３−１  抵抗
６１−２  演算増幅器
６２−２  抵抗
６３−２  抵抗
７１  ボルテージ・フォロワ
７２  １／２分圧回路
７３  分圧回路
８１  アナログ・コンパレータ
８２  低域通過ろ波器
９１  ボルテージ・フォロワ
９２  ボルテージ・フォロワ
９３  抵抗
９４  抵抗
９５  １／２分圧回路
９６  １／２分圧回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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