(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｄ／Ａ変換器から出力されるアナログ信号をアップコンバートして増幅するアナログ信号処理系を有する送信機において、
増幅器で発生する非線型歪みを補償する歪みを送信対象信号に与えて出力するアダプティブプリディストーション部と、
前記アダプティブプリディストーション部から出力された信号に対して前記アナログ信号処理系の周波数依存特性の補償を行う補償部と、
前記補償部から出力された信号をＤ／Ａ変換する前記Ｄ／Ａ変換器と、を備え、
前記補償部は、前記送信対象信号の少なくとも３倍の周波数領域に渡って前記アナログ信号処理系の周波数依存特性を検査するための検査信号を当該アナログ信号処理系により処理した結果に基づいて検出された、当該アナログ信号処理系が前記送信対象信号に与える伝送路特性の逆特性を有する、
ことを特徴とする送信機。
【請求項２】
周波数変換処理を行うアナログ信号処理系により送信対象信号を処理する送信機において、
検査信号を生成する検査信号生成手段と、
増幅器で発生する非線型歪みを補償する歪みを送信対象信号に与えて出力するアダプティブプリディストーション部と、
前記アダプティブプリディストーション部により歪みが与えられた送信対象信号と前記検査信号とを合成する合成手段と、
前記アナログ信号処理系に含まれて、前記合成手段による合成信号をアナログ信号としてアップコンバートするアップコンバート手段と、
前記アップコンバート後の送信対象信号を増幅する前記増幅器と、
前記アップコンバート後の検査信号をダウンコンバートするダウンコンバート手段と、
前記アップコンバート手段によるアップコンバートに使用するローカル周波数信号と前記ダウンコンバート手段によるダウンコンバートに使用するローカル周波数信号とに共通なローカル周波数信号を発生する共通ローカル周波数信号発生手段と、
前記検査信号生成手段により生成される検査信号及び前記ダウンコンバート後の検査信号に基づいて前記アナログ信号処理系の周波数依存特性を補償するための補正係数を取得する伝送路特性推定部と、
前記アップコンバート前の送信対象信号に対して、前記補正係数に基づいて補償を行う補償部と、を備え、
前記アップコンバート手段と前記ダウンコンバート手段は、構成部品を同じにして、実質的に同一の伝送路特性を有するように構成された、
ことを特徴とする送信機。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の送信機において、
正弦波からなるトーン信号を用いて、
前記検査信号として、周波数が直交関係にある複数のトーン信号を同時刻に有するマルチキャリア信号を用いて、
前記アップコンバート後にダウンコンバートされた後の検査信号を抜き出す対象となる正弦波と乗算して積分し、これにより検出される前記検査信号に含まれる各周波数成分の周波数における周波数依存特性をつなぐことにより、前記アナログ信号処理系の周波数依存特性を補償するための補正係数を取得する、
ことを特徴とする送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を行う送信機に関し、例えば、非線型歪みを有する増幅器を利用した送信機の周波数依存特性を改善する方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、無線通信では、サービスが行われるエリア全体に電波を放出するために、増幅器が用いられる。しかしながら、増幅器は、非線型歪みが発生する領域で使用されないと電力効率が悪いため、敢えて非線型歪みが発生する領域で使用することが行われている。非線型歪みは、一般に、送信する信号の帯域幅の３倍から５倍（悪いときには７倍）の周波数帯域に、不要な電力放出を起こす。従って、この非線型歪みを補償する信号処理方式が必要となっている。
【０００３】
このような信号処理方式としては、フィードフォワード（ＦＦ：Feed Forward）方式や、アダプティブプリディストーション（ＡＰＤ：Adaptive Pre-Distortion）方式と呼ばれるものが一般的である。これらの方式は、本出願の現在において、商用レベルや試作レベルで実施されており、有効とされている。
【０００４】
しかしながら、上記のような従来の信号処理方式の技術では、送信しようとする信号の帯域幅が広くなった場合に対応が難しく、その結果、コスト高や、悪ければ適用不能という問題が生じてしまう。この理由は、アナログ系の周波数依存特性にある。つまり、アナログ部品は、必ず、周波数依存特性を有している。具体的には、例えば、或るオペアンプにsin(wt)という正弦波を入力した場合に、５MHz〜１０MHzの間ではa×sin(wt)という出力が得られるものの、３MHz〜４MHzの間ではb×sin(wt+θb)という出力が得られたり、１１MHz〜１５MHzではc×sin(wt+θc)という出力が得られたりすることを指している。
【０００５】
これらの振幅や位相の変動は、一般に、周波数依存特性（以下で、「Ｆ特」とも言う）と呼ばれ、従来の歪み補償方式、特に、ＡＰＤでは問題となっていた。この理由は、ＡＰＤでは増幅器において発生する歪みを補正することが可能なように信号に対して予め歪みを与えることが行われるからである。つまり、増幅器で歪みが相殺されるように予め歪みを持たせても、Ｆ特の存在によって、増幅器において発生する歪みを相殺することができなくなってしまうためである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のようなＦ特に関する問題に対しては、従来では、熟練技術者が時間を掛けて、できるだけＦ特が存在しないように系を組み上げるしかなく、コスト高となってしまうといった不具合があった。
また、この問題を軽減するためには、ＡＰＤを挿入する位置を増幅器の直前へ配置せねばならず、この結果、高集積化や低コスト化を阻害してしまうといった不具合があった。つまり、この場合には、アナログ領域にＡＰＤの機能が配置されることからＬＳＩ（Large Scale Integration）化が不可能であり、また、アナログ領域である以上は必ず調整が必要となり、この結果、コスト高となってしまう。
【０００７】
本発明は、このような従来の事情を鑑みなされたもので、例えばアップコンバートといった周波数変換処理を行うアナログ信号処理系により送信対象となる信号を処理するに際して、当該アナログ信号処理系の周波数依存特性を補正することができる送信機を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る送信機では、周波数変換処理を行うアナログ信号処理系により送信対象となる信号（送信対象信号）を処理する構成において、アナログ信号処理系の周波数依存特性を検査するための検査信号を用いることとし、当該検査信号を当該アナログ信号処理系により処理した結果に基づいて送信対象となる信号に対して当該アナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を行う機能を備えた。
【０００９】
従って、アナログ信号処理系により検査信号が処理された結果に基づいて、当該アナログ信号処理系により処理される送信対象信号に対して、当該アナログ信号処理系の周波数依存特性の補正が行われるため、例えば従来と比較して安価に、周波数変換処理を行うアナログ信号処理系の周波数依存特性を補正することができる。また、アナログ信号処理系の周波数依存特性が改善されることにより、例えばＡＰＤの機能が増幅器の直前に配置されなくともよくなり、つまり、ＡＰＤの機能をデジタル領域で実現することが可能となるため、これにより、例えば従来と比較して安価に、ＡＰＤの機能を利用することができる。このように、例えば安価なインフラ設備を実現することができるＦ特の検出及び補正方式やその回路を提供することができる。
【００１０】
ここで、周波数変換処理としては、例えばアップコンバートの処理などが用いられ、アナログ信号処理系に入力されるときにおける信号（送信対象信号や、検査信号）の周波数と当該アナログ信号処理系から出力されるときにおける当該信号（信号をアナログ信号処理系により処理した結果）の周波数とが異なることとなる。
また、アナログ信号処理系としては、種々な処理系が用いられてもよく、例えば周波数変換処理を行う機能のみから構成されてもよく、或いは、他の処理を行う機能が含まれてもよい。
【００１１】
また、送信対象となる信号としては、種々な信号が用いられてもよい。
また、送信機としては、種々な送信機が用いられてもよく、例えば送信機の機能と受信機の機能とが一体化された通信機が用いられてもよい。
また、本発明は、例えば無線により信号を送信する無線送信機に適用するのに適しているが、例えば有線により信号を送信する有線送信機に適用することも可能である。
【００１２】
また、アナログ信号処理系の周波数依存特性としては、例えば、信号をアナログ信号処理系により処理するに際して当該信号の振幅（レベル）や位相が周波数に依存して変化するような特性を言う。
また、検査信号としては、種々な信号が用いられてもよい。検査信号は、例えばアナログ信号処理系の周波数依存特性を検出する目的で用いられ、このような目的に合った信号を検査信号として用いるのが好ましい。
【００１３】
また、検査信号をアナログ信号処理系により処理した結果に基づいて送信対象となる信号に対して当該アナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を行う態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、当該処理結果に基づいてアナログ信号処理系の周波数依存特性を検出して、当該検出した周波数依存特性を打ち消すための特性（逆特性）を送信対象信号に対して与えることにより当該周波数依存特性を補正するような態様を用いることができる。
【００１４】
また、本発明に係る送信機では、好ましい構成例として、次のようにして、アナログ信号処理系の周波数依存特性を補正する。
すなわち、検査信号生成手段が検査信号を生成し、合成手段が送信対象となる信号と検査信号とを合成し、アナログ信号処理系に含まれるアップコンバート手段が合成手段による合成信号をアナログ信号としてアップコンバートし、増幅器がアップコンバート後の送信対象信号を増幅し、ダウンコンバート手段がアップコンバート後の検査信号をダウンコンバートし、補正手段が検査信号生成手段により生成される検査信号及びダウンコンバート後の検査信号に基づいてアップコンバート前の送信対象信号に対してアナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を行う。
【００１５】
従って、アナログ信号処理系によりアップコンバートされた検査信号をダウンコンバートした結果と、アナログ信号処理系により処理されていない検査信号とに基づいて、アップコンバート前の送信対象信号に対して補正を行うことにより、アナログ信号処理系の周波数依存特性を補正することができる。
【００１６】
ここで、例えば合成手段による合成信号としてデジタル信号が用いられるような場合には、アップコンバート手段には当該合成信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換する手段が備えられ、アップコンバート手段では当該変換後の合成信号をアップコンバートする。
【００１７】
また、アップコンバートでは信号の周波数を高めるように周波数変換することが行われ、ダウンコンバートでは信号の周波数を低めるように周波数変換することが行われる。そして、アップコンバート手段によるアップコンバートとダウンコンバート手段によるダウンコンバートでは、例えばそれぞれ同一又は同程度の周波数分の変換が行われ、この場合、アップコンバート前の信号の周波数と、アップコンバートした後にダウンコンバートした当該信号の周波数とは同一又は同程度となる。
【００１８】
また、増幅器では、アップコンバート後の送信対象信号を増幅する態様として、例えばアップコンバート後の合成信号を増幅する態様が用いられてもよく、この態様では、当該合成信号に含まれる送信対象信号が検査信号と共に増幅される。
また、ダウンコンバート手段では、アップコンバート後の検査信号をダウンコンバートする態様として、例えばアップコンバート後の合成信号をダウンコンバートする態様が用いられてもよく、この態様では、当該合成信号に含まれる検査信号が送信対象信号と共にダウンコンバートされる。
【００１９】
また、検査信号生成手段により生成される検査信号及びダウンコンバート後の検査信号に基づいてアップコンバート前の送信対象信号に対してアナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を行う態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、アナログ信号処理系により処理されていない検査信号に対する、アナログ信号処理系により処理された後にダウンコンバートされた検査信号の振幅や位相の変化（例えば、両者の差）を検出して、当該検出した変化を打ち消すような特性（逆特性）を実現する係数（補正係数）をアップコンバート前の送信対象信号に対して与える（例えば、乗算する）ような態様を用いることができる。
【００２０】
また、補正手段では、アップコンバート前の送信対象信号に対して補正を行う態様として、例えばアップコンバート前の合成信号に対して補正を行う態様が用いられてもよく、この態様では、当該合成信号に含まれる送信対象信号及び検査信号に対して補正が行われる。
【００２１】
なお、このような送信機の構成例では、周波数変換処理を行うアナログ信号処理系により送信対象となる信号を処理した後に、当該処理後の信号を増幅器により増幅することが行われる。
また、このような送信機の構成例は、特に、増幅器により送信対象信号を増幅する際に発生する非線型歪みを補償する機能を有するＡＰＤ手段をアナログ信号処理系の前段のデジタル信号処理系に設ける構成を用いるのに適しており、この場合、検査信号としては、例えば増幅器で発生する非線型歪みの周波数を含む信号が用いられる。
【００２２】
また、本発明に係る送信機では、好ましい構成例として、共通ローカル周波数信号発生手段が、アップコンバート手段によるアップコンバートに使用するローカル周波数信号とダウンコンバート手段によるダウンコンバートに使用するローカル周波数信号とに共通なローカル周波数信号を発生する。
【００２３】
従って、アップコンバート手段によるアップコンバートでの周波数変化量と、ダウンコンバート手段によるダウンコンバートでの周波数変化量とを同一とすることができ、これにより、例えばアナログ信号処理系の周波数依存特性の検出精度を高めることができ、当該周波数依存特性の補正精度を高めることができる。
【００２４】
ここで、ローカル周波数信号は、例えばアップコンバート手段により信号をアップコンバートするためや、ダウンコンバート手段により信号をダウンコンバートするために用いられ、この好ましい構成例では、当該アップコンバート及び当該ダウンコンバートにおいて共通のローカル周波数信号を用いる。
【００２５】
次に、本発明に関して、好ましい構成例を記載しておく。
例えば、検査信号として、単一の周波数の信号（単一周波数信号）を用いて、当該単一周波数信号の周波数を変化させ、当該周波数のそれぞれに関するアナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を行う。
例えば、検査信号として、複数の周波数成分から構成される信号（マルチキャリア信号）を用いる。
【００２６】
例えば、アナログ信号処理系の前段に、増幅器で発生する非線型歪みを補償する機能を有するプリディストーション手段を備える。例えば、更に、検査信号として、送信対象信号のＮ倍（Ｎは、例えば３以上の数）の周波数領域を検査するための信号を用いることにより、増幅器で発生する３次歪みや更に高次の歪みの周波数におけるアナログ信号処理系の周波数依存特性を補正する。
【００２７】
例えば、アップコンバート手段によるアップコンバート後の信号を増幅器へ出力するか否かを切り替える切替手段を備え、当該切替手段が、当該アップコンバート後の信号に検査信号が含まれないときには当該アップコンバート後の信号（例えば、アップコンバート後の送信対象信号）を増幅器へ出力する一方、当該アップコンバート後の信号に検査信号が含まれるときには当該アップコンバート後の信号（例えば、アップコンバート後の合成信号）を増幅器へ出力しない。
【００２８】
また、以上では、本発明に係るアナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を送信機に適用した場合を示したが、本発明では、例えば、このような送信機を有するＷ−ＣＤＭＡ（Wideband - Code Division Multiple Access）方式を採用した基地局装置などを提供することも可能であり、また、このような送信機に備えられるアナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を行う機能を有する装置（アナログ信号処理系の周波数依存特性補正装置）や、このような補正を行う方法などを提供することも可能である。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
まず、本発明の第１実施例に係る送信機を説明する。
なお、従来技術と重複するような部分（例えば、ＡＰＤ）の説明は割愛或いは簡単にし、本発明の主眼に関する部分について特に詳細に説明する。
【００３０】
図１には、本例の送信機の構成例を示してあり、本例の送信機には、直交変調器（Ｑ−ＭＯＤ）１と、アダプティブプリディストーション部（ＡＰＤ部）２と、検査信号生成部３と、加算器４と、周波数依存特性（Ｆ特）の補償部５と、デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ：Digital to Analog）変換器６と、アップコンバート部７と、ダウンコンバート部８と、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ：Analog to Digital）変換器９と、伝送路特性推定部１０と、無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）スイッチ部（ＳＷ）１１と、例えば電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）から構成された増幅器１２とが備えられている。また、本例の送信機には、アップコンバート部７からの出力をダウンコンバート部８とＲＦスイッチ部１１とに分配する例えば方向性結合器から構成された分配器の機能が備えられている。
【００３１】
直交変調器１は、送信対象となるデータを直交変調して、送信対象となる信号をＡＰＤ部２へ出力する。
ＡＰＤ部２は、増幅器１２で発生する非線型歪みを補償する特性を有する歪みを直交変調器１からの信号に対して与え、その後、当該信号を加算器４へ出力する。
【００３２】
検査信号生成部３は、所定の信号を検査信号として生成し、当該検査信号を加算器４及び伝送路特性推定部１０へ出力する。
加算器４は、ＡＰＤ部２からの送信対象信号と検査信号生成部３からの検査信号とを加算（合成）し、当該加算信号（合成信号）を補償部５へ出力する。
補償部５は、伝送路特性推定部１０からの補正係数に基づいて、加算器４からの信号に対してアナログ信号処理系の周波数依存特性の補償（補正）を行い、当該補償後の信号をＤ／Ａ変換器６へ出力する。
【００３３】
Ｄ／Ａ変換器６は、補償部５からの信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換してアップコンバート部７へ出力する。
アップコンバート部７は、Ｄ／Ａ変換器６からのアナログ信号をアップコンバートしてダウンコンバート部８及びＲＦスイッチ部１１へ出力する。
【００３４】
ダウンコンバート部８は、アップコンバート部７からの信号をダウンコンバートしてＡ／Ｄ変換器９へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器９は、ダウンコンバート部８からの信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換して伝送路特性推定部１０へ出力する。
伝送路特性推定部１０は、Ａ／Ｄ変換器９からの信号と検査信号生成部３からの検査信号とに基づいてアナログ信号処理系の周波数依存特性を補償するための係数（補正係数）を取得し、当該補正係数を補償部５へ出力する。
【００３５】
ＲＦスイッチ部１１は、アップコンバート部７からの信号を増幅器１２へ出力するか否かを切り替え、本例では、当該信号に検査信号が含まれない場合、つまり当該信号に送信対象信号のみが含まれる場合に当該信号を増幅器１２へ出力する。
増幅器１２は、ＲＦスイッチ部１１からの信号を増幅してアンテナ（図示せず）に対して出力し、これにより、当該信号が当該アンテナにより無線送信される。
【００３６】
本例の送信機により行われる主要な動作例を示す。
すなわち、検査信号生成部３から出力された検査信号は、加算器４を通った後に、補償部５においてＦ特の補正を受ける。なお、測定の開始時には、補償部５は何もしない状態（つまり、スルー状態）であるとする。Ｆ特の補正を受けた信号は、Ｄ／Ａ変換器６により、アナログ信号へ変換される。この後、アップコンバート部７により、所望のＲＦ帯域の信号へ周波数変換（アップコンバート）される。また、ＲＦスイッチ部１１では、検査信号を装置の外部へ出力しないように、系を遮断する。
【００３７】
また、アップコンバート部７からの出力はダウンコンバート部８へ供給され、ＲＦ帯からベースバンド帯域若しくは中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）帯域へ周波数変換（ダウンコンバート）される。この後、Ａ／Ｄ変換器９により、アナログ信号からデジタル信号への変換が行われ、当該変換後のデジタル信号は伝送路特性推定部１０へ供給される。伝送路特性推定部１０では、送信した検査信号（検査信号生成部３からの検査信号）と、Ａ／Ｄ変換器９から受信した信号とを使用して、アップコンバート部７から構成されるアナログ系において発生した伝送路特性を検出し、そして、当該検出した伝送路特性の逆特性を演算して、補償部５へ与える係数を生成する。
【００３８】
次に、更に詳細に説明する。
上記した従来技術の問題点としても述べたが、アナログ部品には周波数に依存する振幅や位相の変動が存在する。
一例として、アップコンバート部７を構成するアップコンバータは図２に示すような構成となり、ダウンコンバート部８を構成するダウンコンバータは図３に示すような構成となる。
【００３９】
図２に示したアップコンバータは、Ｄ／Ａ変換器６からの信号をフィルタリングするローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１と、当該フィルタリング後の信号と第１のローカル周波数信号とを乗算するミキサ２２と、当該乗算結果をフィルタリングするバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３と、当該フィルタリング後の信号と第２のローカル周波数信号とを乗算するミキサ２４と、当該乗算結果をフィルタリングするＢＰＦ２５とから構成されており、当該ＢＰＦ２５によるフィルタリング後の信号がダウンコンバート部８及びＲＦスイッチ部１１へ出力される。
【００４０】
図３に示したダウンコンバータは、アップコンバート部７からの信号と第２のローカル周波数信号とを乗算するミキサ３１と、当該乗算結果３１をフィルタリングするＢＰＦ３２と、当該フィルタリング後の信号と第１のローカル周波数信号とを乗算するミキサ３３と、当該乗算結果をフィルタリングするＬＰＦ３４とから構成されており、当該ＬＰＦ３４によるフィルタリング後の信号がＡ／Ｄ変換器９へ出力される。
【００４１】
上記図２や上記図３に示されるように、アップコンバータやダウンコンバータには、ミキサや、ＬＰＦや、ＢＰＦが存在し、また、図示はしていないが、一般には、増幅器（アンプ）を適所に配置する（なお、個数や配置場所は技術者によって変化する）ことが行われ、これらもＦ特が発生する要因となる。
【００４２】
本例では、このような問題に対処するために、これらの部品により発生するＦ特を検査するための検査信号を、当該Ｆ特が発生している系へ挿入する。
検査信号としては、いくつもの種類が考えられるが、ここでは考え方について述べ、詳しい具体例については後述する。
すなわち、検査信号としては、例えば送信側（発生側）と受信側（検出側）とで既知の信号であることが要求される。受信側では当該受信側の信号（受信信号）と送信側の信号（送信信号）との差分処理や、共役複素乗算処理や、若しくは、相関演算処理などを用いて、当該受信信号と当該送信信号との違いを測定する。
【００４３】
共役複素乗算を例として、式により示すと、
送信信号：  ejwct
受信信号：  a ejwct+θ
共役複素乗算器からの出力：  a ejwct+θ×e-jwct ＝ a ejθ
となる。
ここで、Wcは検査を行う周波数（ターゲット周波数）を示し、aはＦ特による振幅の変動を示し、θはＦ特による位相の変動を示す。また、ｊは虚数を示す。なお、本例では遅延時間は便宜上０であるとしたが、例えば、相関演算方式を用いる、若しくは、検査信号を１周期しか出さない等により遅延時間を検出する方法は存在する。
【００４４】
上記の手法によって,伝送路のＦ特H(w)が求まり、例えば、このH(w)の逆関数 1/H(w)を送信信号に与えれば、当該伝送路のＦ特は打ち消されて消滅する。ここで、上記H(w)には、アップコンバータ及びダウンコンバータの両方のＦ特（Hup(w), Hdwn(w)）が混在する。つまり、H(w) = Hup(W) ・ Hdwn(w)である。よって、望ましい系としては、アップコンバータとダウンコンバータの構成部品が同じであって、且つ、配線経路長も同じである系となる。この条件が満たされれば、Hup(w) = √H(w)が成り立ち、補償すべきF特が明らかとなる。なお、√H(w) はH(w)の平方根（ルート）を示し、以下も同様である。
【００４５】
次に、Ｆ特の補償方法を説明する。
上記説明によりおおむね示したが、要は、1/√H(w)を送信信号に与えればよい。よって、補償手段（補償部５）としては、1/√H(w)の伝達関数を有するものであれば、どのようなものが用いられてもよい。
一例として、図４に示すようなＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて、補償部５を構成することができる。
【００４６】
図４には、ＦＩＲフィルタとして、トランスバーサルフィルタの構成例を示してあり、このトランスバーサルフィルタは、例えば直列に接続されたｎ（ｎは複数）個の遅延器Ｄ１〜Ｄｎと、各遅延器Ｄ１〜Ｄｎからの出力と各補正係数（補正係数１〜補正係数ｎ）とを乗算するｎ個の乗算器Ｊ１〜Ｊｎと、これらｎ個の乗算器Ｊ１〜Ｊｎによる乗算結果を総和する加算器４１とから構成されている。本例では、加算器４からの信号が第１番目の遅延器Ｄ１に入力され、加算器４１による総和結果が補償後の信号としてＤ／Ａ変換器６へ出力される。なお、各遅延器Ｄ１〜Ｄｎの遅延時間Ｔは、例えば同一である。
【００４７】
ここで、一般に、ＦＩＲフィルタのタップ係数にはインパルス応答を与えるのが原則であるから、この場合には、上記した1/√H(w)をｉＦＦＴ（逆フーリエ変換）により周波数成分から時間成分へ変換し、インパルス応答を求める。そして、求めたインパルス応答を補償部５へ与えれば、Ｆ特を補償することができる。なお、補償の結果を確認したい場合には、例えば、再び検査信号を上記したＦＩＲフィルタへ通した後に送信し、このとき、受信信号が√H(w)となっていれば、補償されていることが確認される。
【００４８】
また、図５には、伝送路特性推定部１０の一構成例として、相関器５１を用いて伝送路特性を検出する構成の一例を示してあり、当該相関器５１には、複素乗算器５２と、ＬＰＦ５３とが備えられている。
この構成では、Ａ／Ｄ変換器９からの受信した検査信号のＩ相成分とＱ相成分とが複素乗算器５２に入力され、これらの成分と検査信号生成部３からの送信した検査信号とが複素乗算された結果がＬＰＦ５３によりフィルタリングされて出力される。なお、このフィルタリングは、例えば積分処理に相当し、これにより複素乗算結果を時間的に平均化することが可能である。
【００４９】
以上のように、本例の送信機では、デジタルベースバンド信号をＲＦ帯へアップコンバートし、電力増幅して送信する構成において、送信しようとする信号の帯域幅のＮ倍（Ｎは、例えば３以上の数）の周波数領域を検査可能な検査信号を出力する検査信号生成部３や、当該検査信号生成部３からの出力が送信機の外部へ出力されないように信号出力を切り替える切替手段（ＲＦスイッチ部１１）や、送信しようとする信号を増幅してアンテナから放出するための増幅器１２や、ＲＦ帯に存在する検査信号を受信する機能を有した受信回路（例えば、ダウンコンバート部８）や、当該受信回路からの出力からアナログ信号処理系の周波数依存特性を検出して補正係数を生成する補正係数生成部（伝送路特性推定部１０）や、
当該補正係数生成部により作成された補正係数（本例では、インパルス応答）を送信しようとする信号若しくは検査信号のうちの少なくとも一方に与える補正部（補償部５）を備えた。
【００５０】
更に具体的には、本例の送信機では、デジタルベースバンド信号をＲＦ帯へアップコンバートし、電力増幅して送信する構成において、ベースバンド信号を変調する変調部（直交変調部１）や、アナログ信号が通過する系の周波数依存特性を検査する検査信号を出力する検査信号生成部３や、当該検査信号生成部３からの検査信号と前記変調部からの信号とをデジタル領域にて合成する合成器（加算器４）や、周波数依存特性を補正する周波数特性補正部（補償部５）や、当該周波数特性補正部からの出力をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器６や、当該Ｄ／Ａ変換器６からの出力を最終的にはＲＦ周波数帯域へアップコンバートするアップコンバート部７や、当該アップコンバート部７からの出力を分配する分配手段（例えば、方向性結合器）や、当該分配手段からの出力を検査時には増幅器へ出力しないようにする切替手段（ＲＦスイッチ部１１）や、当該切替手段からの出力を増幅して出力する増幅器１２や、前記分配手段からの出力をＲＦ周波数から低い周波数へダウンコンバートするダウンコンバート部８や、当該ダウンコンバート部８からの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器９や、当該Ａ／Ｄ変換器からの出力と前記検査信号生成部３からの出力との少なくとも一方を用いて周波数依存特性を測定若しくは推定し、前記周波数特性補正部へ補正係数を出力する伝送路特性推定部１０から構成される。
【００５１】
このような構成により、本例の送信機では、例えば従来技術と比較して、Ｆ特を調整するのに要する時間を短縮化することが可能であり、Ｆ特に個体バラツキがあるような場合にも対応することが可能であり、経年変化や温度変化に対応することも可能である。このように、本例の手法を用いれば、例えば送信信号の帯域幅の複数倍の周波数領域を有する検査信号を使用して、アナログ信号処理系に存する周波数依存特性を補正することができ、これにより、これまでＦ特の存在によって引き起こされていた数々の問題を解決することができる。
【００５２】
ここで、本例では、周波数変換処理としてアップコンバートの処理が行われている。
また、本例では、送信対象となる信号として、直交変調器１により直交変調された信号が用いられている。
また、本例では、アップコンバート部７を用いてアナログ信号処理系が構成されている。
【００５３】
また、本例では、検査信号生成部３の機能により本発明に言う検査信号生成手段が構成されており、加算器４の機能により本発明に言う合成手段が構成されており、Ｄ／Ａ変換器６の機能及びアップコンバート部７の機能により本発明に言うアップコンバート手段が構成されており、増幅器１２の機能により本発明に言う増幅器が構成されており、ダウンコンバート部８の機能により本発明に言うダウンコンバート手段が構成されており、伝送路特性推定部１０の機能及び補償部５の機能により本発明に言う補正手段が構成されている。
【００５４】
次に、本発明の第２実施例に係る送信機を説明する。
本例では、検査信号として、トーン信号（本例では、単一の周波数の正弦波）を用いることとし、且つ、当該トーン信号の周波数をスイープ（sweep）させることを特徴とする。
【００５５】
具体的には、検査の開始時では、sin(w0t)の正弦波を出力し、順に、w0、 w1、 w2、…、wnまで周波数を変更する。この周波数の刻み幅は、系のＦ特に依存して設定するのが好ましい。例えば、周波数変化に関するＦ特の変動が激しくなく、周波数の刻み幅が１MHz間隔などでも十分に補償することが可能であれば、w0=０MHz、 w1=１MHz、w2=２MHz、…などといった小さい刻み幅でも構わないし、一方、周波数変化に関するＦ特の変動が激しいと予想される場合であれば、w0=０KHz, w1=１０KHz、 w2=２０KHz、…などというように大きい刻み幅を用いるように変更する。当然ながら、刻み幅を小さくして細かく観察すれば、より正確なＦ特を検出することができる一方、より多くの検査時間が必要となる。
【００５６】
図６には、本例のトーン信号を用いて、周波数依存特性がある伝送路を検査する様子の一例を示してある。
具体的には、同図の横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベル（例えば振幅）若しくは位相を示している。そして、同図に示されるように、検査対象となる帯域の幅（検査対象帯域幅）の中で検査信号の周波数を順番に連続的に変化させていきながら系のＦ特（レベル若しくは位相に関する特性）を検出して、各周波数の検査信号において得られた結果（当該各周波数におけるＦ特）をつなぐことにより、検査対象帯域幅の中において系が有するＦ特を検出することができる。
【００５７】
また、このように検査信号の周波数を順にスイープして得られた各周波数ポイントでの検査結果は、例えば、逆フーリエ変換手段の入力として使用され、これにより、インパルス応答を得ることができる。そして、このようなインパルス応答を用いて周波数依存特性を補正する動作については、例えば上記第１実施例で示したのと同様な動作を用いることができる。
【００５８】
なお、本検証方式と同様な方式は例えばこれまでネットワークアナライザという測定器により実現されていたが、この測定器は、周波数が途中で変化する系（つまり、例えばアップコンバータやダウンコンバータが存在する系）においては使用することができなかった。具体的には、ネットワークアナライザでは或る固定の周波数の信号を測定器自身から出力してその結果を観察するが、戻ってきた信号が出力時と異なる周波数である場合には正常に動作しない。例えば、本例のようなキャリブレーションの系（周波数依存特性を補正する系）では送信側と受信側とで既知の信号を使わないと動作せず、ネットワークアナライザにおいて、途中で周波数が変化するというのは受信側にとっては既知とは言えないということになる。従って、本例のようにアップコンバータやダウンコンバータを含む系の検証としては、本発明に依存するしかなく、本発明によって総合的な系の検証が可能となる。
【００５９】
以上のように、本例の送信機では、検査信号生成部３がトーン信号（単一の周波数の信号）を出力し、当該トーン信号の周波数を検査対象帯域幅内においてスキャンする。
このような構成により、本例の送信機では、例えば上記第１実施例で述べたのと同様な効果を得ることができるとともに、アップコンバータやダウンコンバータ等により周波数変換が行われる場合においても、系全体のＦ特を補償することができる。
【００６０】
次に、本発明の第３実施例に係る送信機を説明する。
本例の送信機の特徴は検査信号にあり、本例では、検査信号として複数のトーン信号を同一時刻に送信する。このような信号はマルチキャリア信号とも呼ばれ、以下では、マルチキャリア信号と言う。
【００６１】
マルチキャリア信号とトーン信号との違いは、その平均電力に現れる。トーン信号の平均電力は、ＤＣ（直流）的であり、時間変動しない。一方、マルチキャリア信号の平均電力は時間的に変動する。理論的には、マルチキャリアの多重数Ｍに依存し、20log10(Ｍ)の瞬間最大ピーク電力が生じる。一般的に、本来送信しようとする信号は、いくつかの信号が多重された状態であり、本例で検査信号として用いるマルチキャリア信号が、本来の送信対象となる信号に近い信号となる。
【００６２】
受信側の伝送路特性推定部１０の動作としては、以上に述べたのと同様に、いくつか考えられる。一例として、マルチキャリア信号に含まれる各周波数成分の周波数間隔に従って単一の周波数部分を抜き出すこと、つまり、式１のような数式で表される系を構築することによって、Ｆ特の検出が実現可能となる。ここで、抜き出そうとする周波数部分の周波数をwx（xは０〜Ｌの自然数、Ｌは１以上の数）とした。また、Ｓｏは出力信号を表す。
【００６３】
【数１】
0003920089.tif 000002
【００６４】
この式１は、例えば乗算器と積分器があればよく、抜き出す対象となる正弦波と受信信号（検査信号）とを乗算器により乗算し、当該乗算結果に対して積分器により最低１周期の間積分（例えば、ＬＰＦを用いることが可能である）を行えばよいことを示している。また、検査信号に含まれる各正弦波としては、例えば各正弦波の周波数としてそれぞれ直交関係にある周波数を選ぶことにより、検査信号とsin(wxt)との乗算によって直交関係が保たれる。
【００６５】
ここで、図７には、本例のマルチキャリア信号を用いて、周波数依存特性がある伝送路を検査する様子の一例を示してある。
具体的には、同図の横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベル（例えば振幅）若しくは位相を示している。そして、同図に示されるように、検査対象となる帯域の幅（検査対象帯域幅）の中で検査信号に含まれる各周波数成分の周波数における系のＦ特（レベル若しくは位相に関する特性）を検出して、当該各周波数において得られた結果（当該各周波数におけるＦ特）をつなぐことにより、検査対象帯域幅の中において系が有するＦ特を検出することができる。
【００６６】
以上のように、本例の送信機では、検査信号生成部３が、検査信号として、マルチキャリア信号（複数のトーン信号を多重したもの）を出力する。
このような構成により、本例の送信機では、より普段の信号（送信対象となる信号）に近い信号を検査信号として用いて系のＦ特を検査することが可能となる。
【００６７】
次に、本発明の第４実施例に係る送信機を説明する。
本例の送信機では、例えば以上に述べたような構成において、送受信系（アップコンバータ及びダウンコンバータ）のローカル周波数信号を共通化すること特徴とする。以下で、更に詳しく説明する。
【００６８】
例えばアップコンバータによるアップコンバートの動作を数式により示すと、
送信信号：s(t)
アップコンバート用のローカル周波数信号： ejwct+θ
アップコンバート後の出力：s(t) × ejwct+θ
となる。
なお、例えば上記図２に示したようなアップコンバータでは、第１のローカル周波数信号によるアップコンバートと第２のローカル周波数信号によるアップコンバートとの２つのアップコンバートが行われるため、ここで示したようなアップコンバートが２回行われる。
【００６９】
ここで、wcは、アップコンバートした後のＩＦ（若しくは、ＲＦ）周波数を示し、θは初期位相を示す。
また、ダウンコンバート時には、同じく周波数wcを用いてダウンコンバートを行うが、一般的には、アップコンバートとは完全には一致しない。つまり、アップコンバータ用の周波数wcupとダウンコンバータ用の周波数wcd ownとは、 wcup = wcdown +Δωという関係になる。Δωが大きいか小さいかは、通常、回路設計時の思想及び回路作成の結果次第であるが、根本的に、アップコンバートとダウンコンバートとで異なるローカル周波数信号を用いる場合には、常にΔω=０Hzとすることは不可能である。
【００７０】
ここで、上記したΔωの存在による影響について説明する。
本実施例では、いくつかのＦ特検出の方法を説明しているが、その中でも一般的な考え方として、時間をかけて、検査しようとする周波数帯域内を検査する方法がある。この場合、検査信号の周波数のスキャンを開始した時刻と当該スキャンが終了する時刻との間に必ず時間差が生じる。従って、上記Δωが存在する場合には、それがたとえ数Hzであっても、スキャンの開始時と終了時とで位相が変化する。このような周波数ドリフト（つまり、Δω）が存在すると、このΔω部分については、Ｆ特による位相変動なのか、周波数ドリフトによる位相変動なのかが検出不能となる。
【００７１】
そこで、本例では、好ましい態様例として、アップコンバータ並びにダウンコンバータにおいて同一のローカル周波数信号を用いる構成とした。具体的には、例えば上記図２に示したアップコンバータ及び上記図３に示したダウンコンバータを用いる場合には、同一の信号発生器（第１の信号発生器）により発生させた所定の周波数の信号（第１の周波数の信号）を第１のローカル周波数信号として当該アップコンバータ及び当該ダウンコンバータの両方へ供給し、同様に、別の同一の信号発生器（第２の信号発生器）により発生させた別の所定の周波数の信号（第２の周波数の信号）を第２のローカル周波数信号として当該アップコンバータ及び当該ダウンコンバータの両方へ供給する。
【００７２】
ここで、図８には、本例の送信機の構成例を示してあり、本例の送信機では、アップコンバート部７及びダウンコンバート部８に共通な第１のローカル信号生成部６１と、アップコンバート部７及びダウンコンバート部８に共通な第２のローカル信号生成部６２とが備えられている。そして、第１のローカル信号生成部６１はアップコンバート部７及びダウンコンバート部８に対して共通な第１のローカル周波数信号を生成して供給し、第２のローカル信号生成部６２はアップコンバート部７及びダウンコンバート部８に対して共通な第２のローカル周波数信号を生成して供給する。なお、第１のローカル信号生成部６１及び第２のローカル信号生成部６２以外の構成部分１〜１２については、例えば上記図１に示した構成と同様である。
【００７３】
以上のように、本例の送信機では、同一の発振源を用いてアップコンバータのローカル周波数信号とダウンコンバータのローカル周波数信号を供給することにより、アップコンバータとダウンコンバータとでローカル周波数信号の周波数の位相関係を完全に一致させた。
このような構成により、本例の送信機では、例えば以上の実施例で述べたのと同様な効果を得ることができるとともに、Ｆ特の検出精度を向上させることができ、Ｆ特の補正の精度を向上させることができる。
ここで、本例では、第１のローカル信号生成部６１の機能や、第２のローカル信号生成部６２の機能により、本発明に言う共通ローカル周波数信号発生手段が構成されている。
【００７４】
次に、本発明の第５実施例に係る送信機を説明する。
本例の送信機では、例えば以上に示したような種々な構成を有する送信機をＷ−ＣＤＭＡの基地局装置へ適用することを特徴とする。
例えば、次世代移動通信方式であるＷ−ＣＤＭＡ（広帯域符号分割多元接続）では、世界標準規格により、２０MHzの信号帯域幅を有している。ここで、電力増幅器（ＰＡ）の歪み補償をプリディストーションと呼ばれる技術によって行う場合、一般には、３倍から５倍の帯域幅が必要となる。
【００７５】
なお、この理由は、本明細書では詳細には述べないが、端的に言えば次の通りとなる。すなわち、電力増幅器の歪みで問題となるのは、３次歪み、５次歪みと呼ばれるものであり、これは、例えば入力周波数の３倍、５倍の帯域幅に歪み成分が現れることを示す。従って、プリディストーションでは、予め歪みを与えるという特徴から、プリディストーション後の信号は、３倍、５倍の周波数帯域を有することが必要となる。
【００７６】
ところで、一般に、６０MHzや１００MHzに渡ってＦ特をフラットにすることは難易度が高い。まして、量産時に個別のバラツキを補正することは、ほとんど不可能と考えられている。従って、Ｗ−ＣＤＭＡの基地局装置（に設けられる送信部）に本発明を適用することにより、例えば従来と比べて容易に、Ｆ特をフラットにすることが可能であり、結果的に、プリディストーションを適用することが簡易となる。これは、ＴＲＸ（送信機及び受信機）の単価を低減させる（つまりインフラ整備費を低減できる）ことが可能なセルラー電話網の構築を実現することができることを示す。
【００７７】
以上のように、本例の送信機では、Ｗ−ＣＤＭＡの基地局へ適用し、この場合に、送信しようとする信号帯域幅が例えば２０MHｚであることに基づいて、検査信号による検査可能な帯域幅を１００MHzなどとした。
このような構成により、本例の送信機では、例えば以上の実施例で述べたのと同様な効果を得ることができるとともに、Ｗ−ＣＤＭＡ基地局に関するインフラ設備のコスト低減を実現することが可能となる。
【００７８】
ここで、本発明に係る送信機などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。なお、本発明のように検査信号を用いてアナログ信号処理系の周波数依存特性を検出や補正する技術は、例えば周波数変換処理を行う機能を含まない任意のアナログ信号処理系に適用することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
【００７９】
また、本発明に係る送信機などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Read Only Memory）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Compact Disc）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【００８０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る送信機によると、周波数変換処理を行うアナログ信号処理系により送信対象となる信号を処理する構成において、アナログ信号処理系の周波数依存特性を検査するための検査信号を用いることとし、当該検査信号を当該アナログ信号処理系により処理した結果に基づいて、送信対象となる信号に対して当該アナログ信号処理系の周波数依存特性の補正を行うようにしたため、例えば従来と比較して安価に、周波数変換処理を行うアナログ信号処理系の周波数依存特性を補正することができ、また、例えばＡＰＤの機能をデジタル領域で実現して精度のよいＡＰＤを実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１実施例に係る送信機の構成例を示す図である。
【図２】  アップコンバータの一例を示す図である。
【図３】  ダウンコンバータの一例を示す図である。
【図４】  補償部の一例を示す図である。
【図５】  周波数依存特性を検出して補正係数を作成する方法の一例を示す図である。
【図６】  本発明の第２実施例に係るトーン信号により周波数依存特性がある伝送路を検査する様子の一例を示す図である。
【図７】  本発明の第３実施例に係るマルチキャリア信号により周波数依存特性がある伝送路を検査する様子の一例を示す図である。
【図８】  本発明の第４実施例に係る送信機の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１・・直交変調器、  ２・・アダプティブプリディストーション部、
３・・検査信号生成部、  ４、４１・・加算器、  ５・・補償部、
６・・Ｄ／Ａ変換器、  ７・・アップコンバート部、
８・・ダウンコンバート部、  ９・・Ａ／Ｄ変換器、
１０・・伝送路特性推定部、  １１・・ＲＦスイッチ部、  １２・・増幅器、
２１、３４、５３・・ローパスフィルタ、
２２、２４、３１、３３・・ミキサ、
２３、２５、３２・・バンドパスフィルタ、  Ｄ１〜Ｄｎ・・遅延器、
Ｊ１〜Ｊｎ、５２・・乗算器、  ５１・・相関器、
６１、６２・・ローカル信号生成部、
【図１】
0003920089.tif 000003
【図２】
0003920089.tif 000004
【図３】
0003920089.tif 000005
【図４】
0003920089.tif 000006
【図５】
0003920089.tif 000007
【図６】
0003920089.tif 000008
【図７】
0003920089.tif 000009
【図８】
0003920089.tif 000010