(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入経路（１０４）と出経路（１０８）とを有するシステム（１０２）の近似を合成する適応フィルタにおいて、該適応フィルタが、
該入経路に接続された調節可能信号処理手段（１０１）であって、望ましい間隔のタップの付いた遅延線（１４５−１〜１４５−(Ｎ−１)）と、該入経路に印加される信号に応答して、該タップの各々と関連するタップ利得を個別に調節する調節手段（１４０−０〜１４０−(Ｎ−１)）とからなる調節可能信号処理手段（１０１）、
該出経路に接続され、該出経路の信号を、前記調節可能信号処理手段から供給された信号と代数的に結合する手段（１０９）、および
該結合された信号に応答して、該調節可能信号処理手段を調節する手段（１１２）を備え、
個々のタップ利得は必ずしも互いに等しくなく、
該タップ利得は、加算手段（１２２）により合計され、該加算手段の出力はスケーリング手段（１２３）によって基準化され、および該スケーリング手段の出力は該調節手段に入力され、これにより個々のタップ利得の平均を一定に保つようにすることを特徴とする適応フィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載の適応フィルタにおいて、
該個別の調節手段が、該調節されたタップ利得が所定のしきい値より小さい場合に、該タップの各々について最小タップ利得ρを生成する手段からなる適応フィルタ。
【請求項３】
請求項１に記載の適応フィルタにおいて、
該個別の調節手段が、該個々のタップ利得を適切な単調増加関数に従って調節する適応フィルタ。
【請求項４】
請求項３に記載の適応フィルタにおいて、
該最小に調節されたタップ係数が、０．００１ないし１．０の範囲内の数値を有する適応フィルタ。
【請求項５】
請求項２に記載の適応フィルタにおいて、
該個別の調節手段が、特定のタップの該個々のタップ利得を、
【数２】
0003877882.tif 000010
（但し、ｈｎ(ｋ)をタップで生成された信号とし、ｆ(．)を単調増加関数とする）という関係に従って調節する適応フィルタ。
【請求項６】
請求項２に記載の適応フィルタにおいて、
該遅延線が、ナイキスト間隔にてタップが付けられている適応フィルタ。
【請求項７】
請求項２に記載の適応フィルタにおいて、
該タップの各々に関連する利得を、正規化信号に応答して個別に正規化する手段を備える適応フィルタ。
【請求項８】
請求項７に記載の適応フィルタにおいて、
該正規化する手段が、該入経路に印加された信号の所定の特性に従って該正規化信号を発生する手段から成る適応フィルタ。
【請求項９】
請求項８に記載の適応フィルタにおいて、
該印加された信号の該所定の特性が、該入経路に印加された信号の電力推定値である適応フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、一般的には信号処理の分野に関し、特に適応フィルタに関する。
【０００２】
【発明の背景】
適応フィルタは、所定の方法で供給された信号に対して望ましい出力信号が生成されるように動作する。通常、適応フィルタは、誤り信号に応答する変換関数特性の更新を含むアルゴリズムによって変換関数を生成する。この方法で、フィルタ特性が最適化され望ましい結果を生じる。
【０００３】
エコー消去器で使用される場合、適応フィルタは誤り信号に応答して更新されるエコー経路推定値を生成するために使用される。エコーは、普通、通信システムにおける４線対２線式接続での入力信号の不完全な結合によって発生する。エコーは、通常、２線式施設のインピーダンスが４線対２線式接続で不完全な平衡（balance:バランス)となり、入力信号が出経路を通じて入力信号の発生源に部分的に反射されるために生じる。
【０００４】
適応エコー消去器は、適応フィルタの変換関数（インパルス応答）特性を調節して反射信号またはエコーの推定値を生成し、その後、それを出力信号から減算することによってエコーを緩和するために利用されてきた。フィルタ・インパルス応答特性と、ひいてはエコー推定値は、出力信号に応答して更新され、消去されるエコーにさらに近似する。
【０００５】
適応フィルタの従来技術の装置は適用業務によっては満足に機能することもあるが、変化するエコー経路への十分に高速な応答と十分に高い定常状態の推定品質とを同時に達成できないことが多い。従って、変化する条件に対するより高速な応答を達成すると同時に十分な定常状態推定品質を維持することが依然として必要である。
【０００６】
【発明の概要】
本発明の原理によって上記の問題が克服され従来技術に対する進歩がなされるが、そこでは適応フィルタは比例正規化最小二乗平均（Ｐroportionate Ｎormalized Ｌeast-Ｍean-Ｓquares：ＰＮＬＭＳ）適応法を利用する。本方法は、推定品質を犠牲にしたり計算の複雑さを大きく増やすこともなく、従来技術の正規化最小二乗平均（Ｎormalized Ｌeast-Ｍean-Ｓquares：ＮＬＭＳ）法よりはるかに高速に適応するので有利である。
【０００７】
本発明によれば、適応フィルタは、タップ付き遅延線に沿った位置に関連する利得分配器を個別に調節するので、個々の利得分配器は必ずしも互いに均等である必要はなく、同時に利得分配器の平均が実質上一定であることが確保される。この方法で、適応「エネルギ」がすべてのタップに不均一に分配される。
【０００８】
好ましい実施例では、本発明には利得正規化フィードバック・ループが含まれ、適用される信号の電力推定値から正規化信号が導出される。
【０００９】
本発明のさらなる特徴と利点は、本発明の様々な実施形態の構造および動作と共に、以下添付の図面を参照して詳細に説明される。
本発明の内容は、添付の図面と共に以下の詳細な説明を検討することによって容易に理解される。
【００１０】
【発明の詳細な記述】
本発明の好ましい実施例が、図面を参照しながら説明されるが、以下の説明の過程で多数の図面が同時に参照されることがある。
【００１１】
図１を参照すると、電話プラントにおける通常の適応フィルタ（エコー消去器）の配置を示すブロック図が示される。信号ｘ（ｋ）（遠端信号と呼ばれることが多い）がエコー経路を励起する。慣習として、信号ｙ（ｋ）は近端利用者からの何らかの音声ｖ（ｋ）とｘ（ｋ）の未知のエコー経路インパルス応答ｈによるフィルタリングであるエコーとの合計である。ｙ（ｋ）とｖ（ｋ）を区別するために使用される用語は曖昧であることが多いので、ここでは「近端信号」という用語がｙ（ｋ）を指すために使用され、「近端音声」または「近端ノイズ」という用語がｖ（ｋ）を指すために使用される。
【００１２】
前述したように、こうした電話適用業務で現れるエコーは、長距離プラントの４線式伝送をローカル・ループの２線式伝送に変換するハイブリッドで発生する。エコー消去器はｘ（ｋ）をエコー経路推定値ｈによってフィルタリングし、エコー推定値ｙ（ｋ）を得る。図１で示唆されるように、ｈがｈの正確な推定値であるならば、ｙ（ｋ）はｙ（ｋ）のエコー成分をキャンセルするので、復帰信号（または誤り信号）ｅ（ｋ）は近端音声ｖ（ｋ）とほぼ同等である。
【００１３】
もちろん、エコー消去器の品質は、主としてエコー経路推定値ｈがエコー・インパルス応答ｈにどれだけ一致するかによって決定される。従来技術は、ｈを適応的に知るために正規化最小二乗平均（ＮＬＭＳ）法を利用することが多かった。当業技術分野に熟練した者には、この方法にとって重要な関係には以下の式が含まれることをすぐに認識するだろう。
【００１４】
【数１】
0003877882.tif 000002
【外１】
0003877882.tif 000003
【００１５】
これらの関係に関連する混乱の一般的な原因は、そこで表される２つの「時間」である。すなわち、実時間と推定インパルス応答に沿った時間との両方がこれらの関係によって表される。この混乱を最小にする有益な慣習は、ここで行われているように、実時間を（指標ｋによって）括弧に入れて表し、タップ位置を（指標ｎによって）下付き文字で表すことである。すなわち、ｈn（ｋ）は、時間ｋにおけるインパルス応答のｎ番目のタップの推定値である。
【００１６】
実際のエコー消去器は、式１乃至４によって表される基本的なＮＬＭＳ適応フィルタリング法を多様な「手直し」によって補完し、エコー消去能力を向上させる必要がある。こうした手直しには、遠端音声検出、近端音声検出および残余エコー制御と無効化トーン検出が含まれる。
【００１７】
【外２】
0003877882.tif 000004
【００１８】
２つの主要な要素がＮＬＭＳフィルタを使用する適応フィルタの収束率と収束品質を決定する。すなわち、ｘ（ｋ）とｖ（ｋ）が、ゼロ平均と変化σx2およびσv2を伴う独立白色ガウス雑音過程であると仮定すれば、サンプル毎の収束率Ｒ（ｄＢ単位）は次式によって与えられ、
【数２】
0003877882.tif 000005
誤り信号ｅ（ｋ）の定常状態電力ρ∞2は次式によって与えられる。
【数３】
0003877882.tif 000006
【００１９】
容易に理解されるように、収束率Ｒは消去器長さＮに反比例し、通常の小さいλ（１未満）の場合、λと共に増大する。最も速い収束はλが１に等しい場合、所定の長さＮについて達成される。しかし、定常状態誤りも、通常の小さいλの場合λと共に増大する。
【００２０】
本発明の主題である私の比例正規化最小二乗平均（ＰＬＮＭＳ）法は、利用可能な適応「エネルギー」が適応フィルタに含まれるＮ個のタップすべてにわたって「不均一に」分配される点で上記のＮＬＭＳ法と異なっている。数学的には、この比例適応を説明するために必要な関係は以下のように示される。
【００２１】
【数４】
0003877882.tif 000007
【００２２】
当業技術分野に熟練した者には、ＮとλがＮＬＭＳ法に由来するパラメータ、すなわちそれぞれフィルタ長さとループ利得であることを容易に認識するだろう。新しいパラメータρおよびδは小信号の調整を行うために利用される。Ｎが５１２に等しい場合、妥当な初期パラメータ表示はどちらも０．０１に設定される。
【００２３】
【外３】
0003877882.tif 000008
【００２４】
パラメータρの意義は次の例によって理解される。すなわち、０に等しいρによってＰＮＬＭＳ法をパラメータで表示する場合、および推定値ｈn（ｋ）がたまたま０に等しい場合、それは永遠に０に「とどまる」。ρを導入することによってこの問題が回避される。より詳細には、それは小さいインパルス応答サンプルに関連する利得分配器ｇ（ｋ）を、最大インパルス応答サンプルに関連する利得分配器の小数部ρに固定する。
【００２５】
最後に、パラメータδは実施に関連する別の特有の問題を克服するために利用される。すなわち、δは、適応フィルタがリセットされた後の場合、通常そうであるようにすべてのｈn（ｋ）が０である場合でも、Ｌ∞’が必ず０でないようにする。
【００２６】
この理論的基礎をふまえてここで図２を参照すると、本発明の実施形態を含む適応フィルタ１００が単純化されたブロック図で示される。本発明の概念以外に、当業技術分野に熟練した者には、適応フィルタ１００が米国特許第3,499,999号、3,500,000号および4,468,641号で開示されたエコー消去器で使用される適応フィルタと広い意味で同様であることをすぐに認識するだろう。又、この適用業務の背景として、さらに「ベルのエコー・キラー・チップ(Bell's Echo-Killer Chip)」（米国電気電子通信学会スペクトル(IEEE Spectrum)、1980年10月、第34頁乃至第３７頁）と題された記事を参照されたい。
【００２７】
簡単に言えば、適応フィルタ１００には、出経路の信号の変化を自動的に追跡する点で自己適応性である閉ループ誤り制御システムを有する調整可能信号プロセッサ、すなわち適応フィルタが含まれる。より詳細には、フィルタ１００は、任意システム１０２の線形近似を合成する適応トランスバーサル・フィルタ装置を含む任意システム出力推定器１０１を利用する。
【００２８】
このため、遠端入力信号ｘ（ｋ）が遠端信号源から第１伝送経路、例えば、リード線１１８を通じて適応フィルタ１００の第１入力に供給され、内部で任意システム出力推定器１０１の入力に供給される。当業技術分野に熟練した者には、信号ｘ（ｋ）が、例えば、デジタル・サンプリングされた音声信号であり、ここで、ｋはデジタル・サンプリング音声の場合、通常、８ｋＨｚの逆数であるサンプリング間隔を示す整数であることをすぐに認識するだろう。
【００２９】
遠端信号ｘ（ｋ）はまた、リード線１０４を介し、おそらく何らかの変換回路、例えば、デジタル−アナログ変換器（図示せず）を通じて任意システム１０２の第１入力にも供給される。エコー消去器適用業務では、任意システム１０２にはハイブリッド１０５、整合平衡インピーダンス１０７および双方向伝送経路１０６が含まれる。ハイブリッド１０５への入力信号はリード線１０４から双方向経路１０６を通じて近端聴話者に供給される。しかし、通常、平衡インピーダンス１０７が双方向経路１０６のインピーダンスと正確に整合していないために発生するハイブリッド１０５でのインピーダンス不整合のため、ハイブリッド入力信号の一部が出力リード線１０８に現れ、エコー信号として遠端信号源に反射される。
【００３０】
推定器１０１は、適応フィルタ１００が任意システムの特性に収束するまで任意システム１０２のものとは異なったシステム出力信号を発生する。従って、任意システム１０２の出力は、これまで説明したエコー消去器適用業務で遭遇することの多いエコー信号と同等である。
【００３１】
任意システム１０２の出力信号はリード線１０８を通じてフィルタ１００の別の入力に供給され、内部で結合ネットワーク１０９の第１入力に供給される。リード線１０８にはやはり変換装置、例えば、アナログ−デジタル変換器（図示せず）が含まれる。結合ネットワーク１０９への第２入力は推定器１０１によって生成する任意システム出力信号の信号推定値である。任意システム出力推定値はリード線１１０を介して結合ネットワーク１０９の第２入力に供給される。結合ネットワーク１０９は、推定器１０１からの任意システム出力推定値と任意システム１０２からの出力との代数差に対応する誤り信号ｅ（ｋ）を生成する。誤り信号ｅ（ｋ）は第２伝送経路、例えば、リード線１１１を通じて遠端信号源と推定器１０１に供給される。
【００３２】
推定器１０１には、遅延ユニット１４５−１乃至１４５−（Ｎ−１）から構成されるいわゆるタップ付き遅延線が含まれ、一般的な間隔に対応するタップで望ましい遅延を実現する。従って、入力遠端信号ｘ（ｋ）の遅延された複製ｘ（ｋ−１）乃至ｘ（ｋ−Ｎ＋１）が対応するタップに生成される。各タップ位置の信号は誤り信号ｅ（ｋ）に応答して調節される。より詳細には、信号ｘ（ｋ）乃至ｘ（ｋ−Ｎ＋１）は、それぞれ調節ネットワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）の対応する１つを介し、ｘ（ｋ）に応答して個別に重み付けされる。
【００３３】
【外４】
0003877882.tif 000009
【００３４】
信号Ｌ∞’は、各調節ネットワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）からのタップ出力ｈn（ｋ）から生成される。すなわち、それぞれ調節ネットワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）によって生成されるタップ出力ｈ0（ｋ）乃至ｈN-1（ｋ）はそれぞれの整流器１２４−０乃至１２４−（Ｎ−１）によって整流され、各出力は最大エレメント１２５に適用され、出力として信号Ｌ∞（ｋ）を生成する。その後、信号Ｌ∞（ｋ）はδ信号１２７と共に最大エレメント１２６に適用され、出力として信号Ｌ∞を生成する。信号ｇ（ｋ）は、それぞれ調節ネットワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）によって生成される利得ｇ0（ｋ）乃至ｇN-1（ｋ）の平均である。すなわち、利得信号ｇ0（ｋ）乃至ｇN-1（ｋ）は加算ネットワーク１２２に集合的に適用された後、スケーラ１２３によって基準化される。
【００３５】
図２から容易に理解されるように、重み付け複製、すなわち調節ネットワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）によって生成されるｘ（ｋ）の振幅係数信号は加算ネットワーク１２８によって合計され、任意システム１０２の出力に近似する任意システム出力またはエコー推定値信号を生成する。任意システム出力推定値はその後リード線１１０を介して結合ネットワーク１０９の第２入力に供給される。
【００３６】
当業技術分野に熟練した者は、安定したシステムを生じるために、個々のループ利得を適切に調節することが重要であることを認識するだろう。これは、ループ利得を入力信号ｘ（ｋ）の所定の特性の推定値で割り算することによるループ利得の正規化によって実現される。このループ利得正規化を組み込んだ本発明の好適実施形態が、図３で単純化されたブロック図で示される。
【００３７】
図３に示すように、入力信号電力Ｐ（ｘ）の推定値が正規化制御信号として利用され、電力推定器１２９によって生成される。電力推定器１２９によって生成された正規化制御信号は、各調節ネットワーク１４０−０乃至１４０−（Ｎ−１）のディバイダ１３０に供給される。この正規化は新しいものではなく、D.L.Duttweilerの論文、「１２チャネル・デジタル・エコー消去器（A Twelve-channel Digital Echo Canceler)」（米国電気電子通信学会通信会報（IEEE Transactions on Communications）、ＣＯＭ−２６、第５号、1978年５月、第６４７頁乃至第６５３頁）で論じられている。
【００３８】
図４は、単純化されたブロック図で、本発明によって利用される電力推定器の１つの実施形態を示す。すなわち、図４に示すように、受信された信号ｘ0（ｋ）乃至ｘN-1（ｋ）はそれぞれ平方器４０１−０乃至４０１−（Ｎ−１）に供給され、その出力が加算ネットワーク４０２によって合計される。この合計の平均が平均器４０３によって生成されるが、その出力が電力推定値Ｐ（ｘ）である。
【００３９】
本発明は、好ましい実施例の場合で詳細に示され説明されたが、当業技術分野に熟練した者には、添付の請求項の範囲によってのみ制限される本発明の広範な原理と精神から逸脱することなく変形や修正が可能であることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】適応フィルタ（エコー消去器）の配置およびキー信号を単純化したブロック図で示す。
【図２】本発明の実施例を含む適応フィルタを単純化したブロック図で示す。
【図３】本発明の代替の実施例を含む適応フィルタを単純化したブロック図で示す。
【図４】本発明の好ましい実施例で使用される電力推定器を単純化したブロック図で示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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