(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力ベースバンド信号から帰還ベースバンド信号を減算して変調信号を得る減算器と、搬送波信号を発生する発振器と、前記搬送波信号を前記変調信号で変調して変調波を得る直交変調器と、前記変調波を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器の出力信号の一部を直交復調して前記帰還ベースバンド信号を得る直交復調器と、前記搬送波信号の位相を変化させて前記直交復調器に入力する移相器と、前記移相器を制御する位相制御回路とを有する高周波電力増幅器において、
前記直交復調器からの帰還ベースバンド信号の同相成分または直交成分をデジタル化するＡ／Ｄ変換器と、
前記入力ベースバンド信号と前記帰還ベースバンド信号との位相差が推定可能なサンプル信号を前記Ａ／Ｄ変換器で生成するためのサンプルタイミング信号を供給するサンプルタイミング信号生成部と、
を備え、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるサンプル信号に基づいて前記位相制御回路で前記入力ベースバンド信号と前記帰還ベースバンド信号の位相差を推定して前記移相器の位相を制御することを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項２】
前記サンプルタイミング信号生成部は、送信バースト立ち上がり区間において前記入力ベースバンド信号の同相成分と直交成分の少なくとも一方がゼロとなるタイミングと一致するサンプルタイミング信号を生成するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波電力増幅器に係り、さらに詳しくは、例えばデジタル携帯電話等の無線通信に使用される送信機の高周波電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、デジタル携帯電話などのデジタル無線通信において、４値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）等の線形変調方式を用いる場合、高周波電力増幅器の線形性への要求が厳しくなっていた。
例えば、高周波電力増幅器の線形化の手法の１つとして、電力増幅器出力を復調してベースバンド信号の形で負帰還を施すことにより非線形歪を補償するカーティシャンループ型の負帰還増幅器がある。図４には、この従来の高周波電力増幅器５０の概略構成を示すブロック図が示されている。図４において、端子５２には入力ベースバンド信号Ｉ、端子５４には入力ベースバンド信号Ｑが入力される。また、減算器５６および５８では、入力ベースバンド信号ＩおよびＱから帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’をそれぞれ減算して得た変調信号Ｉx とＱx を直交変調器６０に入力する。直交変調器６０は、後述する発振器７０が発生する角周波数ωｃの搬送波信号を変調信号Ｉx およびＱx によって直交変調して次式に示されるような変調波Ｓを得る。
Ｓ＝Ｉx ｃｏｓωｃｔ＋Ｑx ｓｉｎωｃｔ
この直交変調波Ｓは、非線形歪みを有する電力増幅器６２により増幅されて送信信号ＳＡとなり、アンテナ６４より放射されるが、送信信号ＳＡの一部はカップラ等で分岐されて減衰器６６に供給される。減衰器６６は、送信信号ＳＡを所定のレベルまで減衰させた直交変調波ＳＢを直交復調器６８に供給する。直交復調器６８は、発振器７０が発生する角周波数ωｃの搬送波信号を移相器７２で位相変化させた復調用搬送波信号により、直交変調波ＳＢを復調して帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’を得る。
直交復調器６８の出力する帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’は、電力増幅器６２の非線形歪みの影響を受けているが、この帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’を上述のとおり減算器５６および５８に供給して負帰還を施すことにより非線形歪みを補償している。
【０００３】
このように、負帰還を行う高周波電力増幅器５０では、一般に負帰還回路のループ長、並びに電力増幅器６２の周波数特性などにより、送信信号ＳＡに比べて直交変調波ＳＢが遅延し、両者の搬送波位相は互いに異なっている。ここで、移相器７２の位相量が固定であるとすると、電力増幅器６２の温度特性変動やアンテナ６４の負荷変動などで遅延量が変化すると、図５に示されるように、入力ベースバンド信号ＩおよびＱの合成ベクトルである入力ベースバンド信号ベクトルに対して、帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’の合成ベクトルである帰還ベースバンド信号ベクトルが位相回りを起こす。その結果、負帰還増幅器の歪み補償特性が劣化していた。
そこで、従来のカーティシャンループ型の負帰還増幅器（高周波電力増幅器５０）では、図４に示されるように、入力ベースバンド信号ＩとＱおよび帰還ベースバンド信号Ｉ’とＱ’をそれぞれのＡ／Ｄ変換器７４，７６，７８，８０を使い、Ａ／Ｄ変換することでデジタル信号に変換し、次式に基づき両者の位相差Δθを計算していた。
Δθ＝ｔａｎ-1（Ｑ’／Ｉ’）−ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）
そして、位相制御回路８２では、移相器７２の位相をΔθだけ変化させるような制御信号Ｐを出力することで、位相回りによる負帰還増幅器の歪み補償特性劣化を軽減していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の高周波電力増幅器５０にあっては、位相回りによる負帰還増幅器の歪み補償特性劣化を軽減するため、入力ベースバンド信号ＩとＱおよび帰還ベースバンド信号Ｉ’とＱ’をそれぞれ別個にＡ／Ｄ変換した後、位相差Δθを計算していたため、４つのＡ／Ｄ変換器７４，７６，７８，８０が必要となり、それぞれのＡ／Ｄ変換器の変換タイミングも正確に一致させなくてはならず、位相差Δθを計算するための演算量が大きくなるため、その結果として高コストとなり、回路規模も大きくならざるを得ないという不都合があった。
本発明は、かかる従来技術の有する不都合に鑑みてなされたもので、請求項１に記載の発明の目的は、非線形歪みを補償するためのカーティシャンループ型の負帰還増幅器の位相制御回路の構成を性能を劣化させることなく簡略化することにより、小型で安価とすることができる高周波電力増幅器を提供することにある。
請求項２に記載の発明の目的は、位相差Δθが推定可能なサンプルタイミング信号を用いることにより、回路構成の簡略化を図ることができる高周波電力増幅器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、入力ベースバンド信号から帰還ベースバンド信号を減算して変調信号を得る減算器と、搬送波信号を発生する発振器と、前記搬送波信号を前記変調信号で変調して変調波を得る直交変調器と、前記変調波を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器の出力信号の一部を直交復調して前記帰還ベースバンド信号を得る直交復調器と、前記搬送波信号の位相を変化させて前記直交復調器に入力する移相器と、前記移相器を制御する位相制御回路とを有する高周波電力増幅器において、前記直交復調器からの帰還ベースバンド信号の同相成分または直交成分をデジタル化するＡ／Ｄ変換器と、前記入力ベースバンド信号と前記帰還ベースバンド信号との位相差が推定可能なサンプル信号を前記Ａ／Ｄ変換器で生成するためのサンプルタイミング信号を供給するサンプルタイミング信号生成部と、を備え、前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるサンプル信号に基づいて前記位相制御回路で前記入力ベースバンド信号と前記帰還ベースバンド信号の位相差を推定して前記移相器の位相を制御することを特徴とする。
これによれば、減算器により入力ベースバンド信号から帰還ベースバンド信号を減算して変調信号を得て、発振器からの搬送波信号を直交変調器において変調信号で変調することで変調波を得て、電力増幅器によりその変調波を増幅して、直交復調器により電力増幅器の出力信号の一部を直交復調して帰還ベースバンド信号を得て、移相器で搬送波信号の位相を変化させて直交復調器に入力させ、位相制御回路により移相器が制御される。そこで、直交復調器からの帰還ベースバンド信号の同相成分または直交成分をＡ／Ｄ変換器によりデジタル化する際に、サンプルタイミング信号生成部により入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号との位相差が推定可能なサンプル信号をＡ／Ｄ変換器で生成させるサンプルタイミング信号を生成するようにしたため、性能を劣化させることなく非線形歪みを補償するための回路構成が簡略化され、小型かつ安価に構成することができる。
【０００６】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の高周波電力増幅器において、前記サンプルタイミング信号生成部は、送信バースト立ち上がり区間において前記入力ベースバンド信号の同相成分と直交成分の少なくとも一方がゼロとなるタイミングと一致するサンプルタイミング信号を生成するようにしたことを特徴とする。
これによれば、サンプルタイミング信号生成部で生成されるサンプルタイミング信号を、送信バースト立ち上がり区間において入力ベースバンド信号の同相成分と直交成分の少なくとも一方がゼロとなるようなタイミングと一致するようにしたため、位相差Δθが位相制御回路で推定することが可能になるとともに、回路構成の簡略化を図ることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を図１ないし図３に基づいて詳細に説明する。
図１には、本実施の形態に係る高周波電力増幅器１０の概略構成を示すブロック図が示されている。図１において、高周波電力増幅器１０は、減算器１６，１８、直交変調器２０、電力増幅器２２、アンテナ２４、減衰器２６、直交復調器２８、発振器３０、移相器３２、Ａ／Ｄ変換器３４、サンプルタイミング信号生成部３６、位相制御回路３８などを備えている。なお、本実施の形態の高周波電力増幅器は、カーティシャンループ型の負帰還増幅器で構成されたものである。
まず、端子１２には入力ベースバンド信号Ｉ（同相成分）、端子１４には入力ベースバンド信号Ｑ（直交成分）が入力される。
減算器１６および１８は、入力ベースバンド信号ＩおよびＱから後述する帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’をそれぞれ減算して変調信号Ｉx とＱx を得るものである。そして、その変調信号Ｉx とＱx は、次段の直交変調器２０に入力される。
直交変調器２０は、後述する発振器３０が発生する角周波数ωｃの搬送波信号を変調信号Ｉx およびＱx によって直交変調して次式に示されるような変調波Ｓを得るものである。
Ｓ＝Ｉx ｃｏｓωｃｔ＋Ｑx ｓｉｎωｃｔ
電力増幅器２２は、この直交変調波Ｓを増幅して送信信号ＳＡを出力するものであるが、非線形歪みを有している。電力増幅器２２から出力される送信信号ＳＡは、アンテナ２４より放射されるとともに、その送信信号ＳＡの一部は、カップラ等により分岐されて減衰器２６に供給される。
【０００８】
減衰器２６は、送信信号ＳＡを所定のレベルまで減衰させた直交変調波ＳＢを生成し、直交復調器２８に供給する。  直交復調器２８は、発振器３０が発生する角周波数ωｃの搬送波信号を移相器３２で位相変化させた復調用搬送波信号により、直交変調波ＳＢを復調することによって帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’を得るものである。この直交復調器２８から出力される帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’は、上記した電力増幅器２２の非線形歪みの影響を受けているが、この帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’を上述した減算器１６および１８に供給して負帰還を施すことによって、非線形歪みの補償を行っている。
このように、高周波電力増幅器１０で負帰還を施すことにより非線形歪みを補償しようとすると、負帰還回路のループ長や電力増幅器２２の周波数特性などにより送信信号ＳＡに比べて直交変調波ＳＢが遅延し、両者の搬送波位相が互いに異なって電力増幅器２２の温度特性変動やアンテナ２４の負荷変動などにより遅延量が変化すると、入力ベースバンド信号ベクトルに対して、帰還ベースバンド信号Ｉ’およびＱ’の合成ベクトルである帰還ベースバンド信号ベクトルが位相回りを起こし、負帰還増幅器の歪み補償特性が劣化することは従来技術の説明で述べた通りである。
そこで、本実施の形態の高周波電力増幅器１０の特徴は、帰還ベースバンド信号Ｉ’を後述するバースト立ち上がりにおけるサンプルタイミング信号Ｔs でＡ／Ｄ変換したサンプル信号Ｉ’s を用いて移相器３２の位相制御を行うようにした点にある。
【０００９】
以下、この特徴的な構成について説明する。
本実施の形態の高周波電力増幅器１０の送信形式は、図２に示されるようなバースト送信であり、バースト立ち上がりの入力ベースバンド信号ベクトルが図３（ａ）に示されるような軌跡を描くものとする。この前提は、ほとんどのＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access ）方式のデジタル移動通信無線送信機などに当てはまるものである。また、このときのバースト立ち上がりの帰還ベースバンド信号ベクトルが図３（ｂ）に示されるような軌跡を描くものとする。そして、図３（ｂ）に示される帰還ベースバンド信号ベクトルの位相軌跡と、図３（ａ）の入力ベースバンド信号ベクトルの位相軌跡との位相差が求める位相差Δθとなる。
ここで、図３（ａ）に示されるバースト立ち上がりの入力ベースバンド信号ベクトルがＱ軸を通過するゼロクロスのタイミング（すなわち、Ｉ＝０となるタイミング）は、既知である。図１に示される高周波電力増幅器１０のサンプルタイミング信号生成部３６は、このタイミングでパルスを発生させるものである（図２のサンプルタイミング信号Ｔs 参照）。上述したＡ／Ｄ変換器３４は、このサンプルタイミング信号Ｔs をサンプルタイミングとして帰還ベースバンド信号Ｉ’をサンプリングしてサンプル信号Ｉ’s を得る。
位相制御回路３８は、上述したサンプル信号Ｉ’s により求める位相差Δθを推定することができる。すなわち、サンプル信号Ｉ’s の符号が位相の進み遅れを表しており、大きさが位相回りの量に相当するため、サンプル信号Ｉ’s に重み付けすることによって、実際の位相制御量Ｐを得ることができる。
【００１０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、サンプルタイミング信号生成部３６で生成されるサンプルタイミング信号Ｔs を使って帰還ベースバンド信号をサンプリングしたサンプル信号を用いることによって、位相制御回路３８において求める位相差Δθを推定することが可能となる。このため、従来例（図４参照）では、４つのＡ／Ｄ変換器７４，７６，７８，８０が必要であったが、本実施の形態では、１つのＡ／Ｄ変換器３４とサンプルタイミング信号生成部３６だけで同等の特性が得られるため、性能劣化がなく、小型で安価な高周波電力増幅器１０とすることができる。
なお、バースト立ち上がりの入力ベースバンド信号の構成によっては、上記位相差Δθを求めるため、帰還ベースバンド信号ベクトルがＩ軸を通過するタイミング（すなわち、Ｑ＝０となるタイミング）からなるサンプルタイミング信号をサンプルタイミング信号生成部３６から発生させ、この場合は帰還ベースバンド信号Ｑ’の方をサンプリングした信号Ｑ’s を用いることにより、位相制御回路３８で位相差Δθを推定するようにしても良く、上記の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。
【００１１】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に記載の発明によれば、非線形歪みを補償するためのカーティシャンループ型の負帰還増幅器の位相制御回路の構成を性能を劣化させることなく簡略化することにより、小型で安価とすることができる。  請求項２に記載の発明の目的は、位相差Δθが推定可能なサンプルタイミング信号を用いることによって、回路構成の簡略化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に係る高周波電力増幅器の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本実施の形態のバースト送信とサンプルタイミングとを示すタイミングチャートである。
【図３】バースト立ち上がり区間におけるベースバンド信号軌跡とサンプルタイミングとの関係を示す図であり、（ａ）は入力ベースバンド信号軌跡、（ｂ）は帰還ベースバンド信号軌跡である。
【図４】従来の高周波電力増幅器の概略構成を示すブロック図である。
【図５】入力ベースバンド信号ベクトルと帰還ベースバンド信号ベクトルとの位相差Δθを示す図である。
【符号の説明】
１０    高周波電力増幅器
１６，１８    減算器
２０    直交変調器
２２    電力増幅器
２４    アンテナ
２６    減衰器
２８    直交復調器
３０    発振器
３２    移相器
３４    Ａ／Ｄ変換器
３６    サンプルタイミング信号生成部
３８    位相制御回路
【図１】
0003865336.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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