(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル情報を表すシンボルが変調された信号を受信し、該受信した信号に他の周波数の信号を混合して該受信した信号の周波数を低い周波数に変換する周波数変換手段と、
前記他の周波数の信号を生成する発振手段とを備え、
該発振手段が生成する発振周波数を前記周波数変換手段の出力に基づいて生成する制御信号により制御する周波数制御装置において、該装置は、
前記周波数変換手段から供給されるシンボルの変調処理に合わせて復元処理を行うデータ変換手段と、
前記復元したデータから同相成分と該同相成分に対して直交する直交成分を測定する位相測定機能を有し、得られる両成分信号を用いて、前記受信した信号に対する第１の位相誤差と第２の位相誤差を演算する位相誤差演算手段と、
第１および第２の位相差演算の演算結果を加算する加算手段と、
該加算手段の出力に第１の係数を乗算する第１の乗算手段と、
第１の乗算手段の出力結果を積分して前記制御信号を生成する積分手段とを含み、
前記データ変換手段は、前記周波数変換手段から供給されるシンボルの変調処理に合わせて復元処理を行う第１のデータ変換手段と、
前記周波数変換手段から供給されるシンボルを遅延させて該シンボルの変調処理に合わせて復元処理を行う第２のデータ変換手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置において、第２のデータ変換手段は、供給されるシンボルに対して１シンボルの半分に遅延させる処理を施すことを特徴とする周波数制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の装置において、前記位相誤差演算手段は、前記復元したデータに対する１シンボルの間隔で得られる両成分信号を測定し、該両成分信号を用いて前記受信した信号に対する第１の位相誤差を演算する第１の位相誤差演算手段と、
前記両成分信号と前記遅延させた両成分信号とを測定し、該両成分信号をそれぞれ用いて前記受信した信号に対する第２の位相誤差を演算する第２の位相誤差演算手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載の装置において、前記データ変換手段は、複数種類におけるシンボルが得られるタイミングで該変調処理に合わせて復元処理を行うことを特徴とする周波数制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載の装置において、前記位相誤差演算手段は、前記データ変換手段で復元されたデータに対して１シンボルの時間差を有する２つの位相情報を基に第１の位相誤差情報を演算する第３の位相誤差演算手段と、
前記復元されたデータに対して１シンボルの半分を時間差として有する２つの位相情報を基に第２の位相誤差を演算する第４の位相誤差演算手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の装置において、該装置は、第４の位相誤差演算手段からの第２の位相誤差信号と第２の位相誤差信号に対する第２の係数とを乗算する第２の乗算手段を含み、第２の乗算手段は、該乗算結果を前記加算手段に供給することを特徴とする周波数制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数制御装置に関するものであり、特に、受信した信号における周波数を所定の周波数に自動的に制御するAFC（Automatic Frequency Controller)装置等に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
受信における安定な動作を得るため受信装置には、自動周波数制御装置（AFC: Automatic Frequency Controller)が用いられる。自動周波数制御装置について簡単に説明する。受信装置においてアンテナで受信した受信波は、ミキサの一方の入力端に供給され、ミキサの他端側にVCO（Voltage Controlled Oscillator)等の発振器から搬送波が供給される。ミキサは、受信波に対するダウンコンバートを行って搬送波同期をとるとともに、中間周波数またはベースバンド周波数に変換した受信信号をAFC回路に出力する。また、ミキサには、直交復調機能が含まれ、同相成分I（In phase）と直交成分Q（Quadrature）とをそれぞれ出力する。
【０００３】
また、自動周波数制御装置は、回路の大半がアナログ回路で構成されていることから、集積化に困難なことが多く生じ、経年変化や調整等の後処理を施すこともある。VCOは、安価なAFC回路を提供する上で経済的に不利であることから、AFC回路には、VCOを不要にして、安価な構成で、かつ無調整で安定したものも提案されている（ 特許文献１の特開平9-186731号公報を参照）。
【０００４】
AFC処理をディジタル処理で行う場合について簡単に説明する。この場合、AFC回路は、データ変換部、位相誤差演算部、乗算器および積分器を有している。データ変換部は、供給される受信データの値を一定にする処理等を施して位相誤差演算部および後段の信号処理部にそれぞれ、出力する。また、データ変換部が、同相成分Iと直交成分Qとの直交復調機能をもつようにしてもよい。位相誤差演算部では、シンボル間の搬送波誤差、すなわち搬送波に対する位相誤差を求める。位相誤差は、相前後するシンボルデータが示すベクトル成分（I1,Q1),（I2,Q2)を用いる。
【０００５】
ここで、前のベクトル成分の位相角をθ1、後のベクトル成分の位相角をθ2とし、このベクトル成分の位相差をΔ=θ2-θ1とする。シンボルの振幅を１に仮定し、この関係から、I1=cosθ1, Q1=sinθ1, I2=cosθ2, Q2=sinθ2 にあることが判る。位相差Δが小さいとき、Δ=sinΔと近似でき、三角関数の加法定理を適用すると、位相誤差演算部は、sinΔ=Q2*I1-I2*Q1を位相誤差として演算する。位相誤差がないとき、シンボルデータが示すベクトルは一定になる。位相誤差演算部は、位相誤差を乗算器の一端に出力する。乗算器は、他端を介してあらかじめ設定したループゲイン値を供給して掛け合わせて積分器に出力する。
【０００６】
積分器は、積分結果をアナログ信号に変換してLPF（Low-Pass Filter)を介して折返し歪みのない制御電圧として発信器に供給する。このように動作させて受信波と受信装置内の周波数を一致させることにより、受信装置は、正しい復調を行っている。
【０００７】
【特許文献１】
特開平9-186731号公報。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、AFC回路の設計には、３つの要求がある。第１に、搬送波誤差、すなわち位相誤差が大きい場合、早く収束するように積分器に供給する値を大きくする。第２に、位相誤差が小さくなり、収束状態に近づくと、積分器に供給する値を小さくして回路の安定性を高めることが求められる。これにより、受信機内の周波数を安定させることができる。そして、第３に、収束可能な位相誤差を大きくすることである。
【０００９】
これらの内、第１および第２の要求には、現在、ループゲインを時間制御する、いわゆる見切り制御により対応している。また、第３の要求は、sinΔの極性を考慮すると、満足する範囲が-180°〜180°の範囲であり、これ以外希望の周波数に収束しないことが知られている。
【００１０】
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、設計における複数の要求条件を従来に比べて十分に満足させることができる周波数制御装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の課題を解決するために、ディジタル情報を表すシンボルが変調された信号を受信し、この受信した信号に他の周波数の信号を混合してこの受信した信号の周波数を低い周波数に変換する周波数変換手段と、他の周波数の信号を生成する発振手段とを備え、この発振手段が生成する発振周波数を周波数変換手段の出力に基づいて生成する制御信号により制御する周波数制御装置において、周波数変換手段から供給されるシンボルの変調処理に合わせて復元処理を行うデータ変換手段と、復元したデータから同相成分とこの同相成分に対して直交する直交成分を測定する位相測定機能を有し、得られる両成分信号を用いて、受信した信号に対する第１の位相誤差と第２の位相誤差を演算する位相誤差演算手段と、第１および第２の位相差演算の演算結果を加算する加算手段と、この加算手段の出力に第１の係数を乗算する第１の乗算手段と、第１の乗算手段の出力結果を積分して制御信号を生成する積分手段とを含むことを特徴とする。
【００１２】
本発明の周波数制御装置は、データ変換手段でシンボルに対する復元処理を行い、位相誤差演算手段で復元処理されたシンボルから位相測定機能により得られる同相成分と直交成分とを用いて第１および第２の位相誤差をそれぞれ演算により生成し、加算手段で第１および第２の位相誤差を加算することにより、第１の位相誤差による制御に比べて位相誤差の波形をなだらかな傾斜の波形にして、位相誤差の小さい範囲での誤差修正を小さく、大きい範囲で誤差修正を大きくし、振幅における正の期間を延ばして、位相誤差の所望する極性範囲を拡大する。乗算手段は、この加算結果に第１の係数を乗算して、位相誤差の振幅を規格化する。そして、積分手段は、この供給される結果を積分して出力することにより、外部の発振器に対する周波数制御を良好な収束特性で行っている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
次に添付図面を参照して本発明による周波数制御装置の実施例を詳細に説明する。
【００１４】
本実施例は、本発明の周波数制御装置を自動周波数制御装置（Automatic Frequency Controller: AFC)10に適用した場合である。本発明と直接関係のない部分について図示および説明を省略する。以下の説明で、信号はその現れる接続線の参照番号で指示する。
【００１５】
AFC 10には、図１に示すようにデータ変換部12、位相誤差演算部14、加算器16、乗算器18および積分器20が含まれている。また、AFC 10には、外部にミキサ22、VCO（Voltage Controlled Oscillator)24およびLPF（Low-Pass Filter)26が配設されている。
【００１６】
なお、説明を簡単化するため、電波のフェージングやノイズ等の受信波に変化を与える要因はないものとする。
【００１７】
ミキサ22では、図示しないアンテナで受信した信号10aが一端側22aに入力され、他端側22bにVCO 24から搬送波信号24aが供給されている。ミキサ22では、受信信号10aにダウンコンバート処理を施した受信信号22cをAFC 10に供給する。
【００１８】
データ変換部12には、逆拡散変換部12a, 12bが配設されている。逆拡散変換部12a, 12bは、それぞれ、ミキサ22にて周波数変換された受信信号22cに対して送信側で使用した多元接続方法の逆変換を施す機能を有している。多元接続には、時間軸上の直交性を利用した時分割多元接続（TDMA：Time Division Multiple Access)、周波数軸上の直交性を利用する周波数分割多元接続（FDMA：Frequency Division Multiple Access ）および符号分割多元接続（CDMA：Code Division Multiple Access）がある。これらの少なくとも一つに対応した変換処理が供給される受信信号22cに施される。逆拡散変換部12aは、逆拡散変換処理により得られた１シンボル長の信号12cを位相誤差演算部14に出力する。また、逆拡散変換部12bは、１シンボル長を半分遅延させる機能を有し、遅延させた拡散符号を使用し、逆拡散変換処理により得られた１シンボル長の信号12dを位相誤差演算部14に出力する。
【００１９】
位相誤差演算部14には、位相誤差演算回路14a, 14bが備えられている。位相誤差演算回路14a, 14bは、それぞれシンボル間の位相誤差を測定し、演算する機能を有している。位相誤差演算回路14a, 14bには、各シンボルの位相成分を一時的に記憶するメモリと正弦波の加法定理に対応する四則演算機能がある。
【００２０】
ここで、位相誤差の測定においてΔはθ2-θ1の関係にあるベクトル成分の位相差で、シンボルデータは、それぞれ（I1,Q1),（I2,Q2)とし、同相成分I1=cosθ1, I2=cosθ2, 直交成分Q1=sinθ1, Q2=sinθ2とする。また、上述したような遅延させた場合にシンボルデータを（Ih,Qh)とする。このシンボルデータの位相角をθhとすると、θh=θ1+Δ/2となる。この場合同相成分と直交成分は、それぞれIh=cosθh, Qh=sinθhで表される。
【００２１】
位相誤差演算回路14aのメモリには、一つ前のシンボルが示す位相θ1における位相成分I1=cosθ1, Q1=sinθ1の組と次に供給されるシンボルが示す位相θ2における位相成分I2=cosθ2, Q2=sinθ2の組とが格納される。また、位相誤差演算回路14bのメモリには、一つ前のシンボルが示す位相θ1における位相成分I1=cosθ1, Q1=sinθ1の組と次に供給されるシンボルが示す位相θhにおける位相成分Ih=cosθh, Qh=sinθhの組とが格納される。
【００２２】
ここで、位相誤差演算回路14aにおいて位相誤差Δは位相θ2と位相θ1との差（θ2-θ1）の関係にあり、位相誤差Δが小さいときの位相誤差Δ=sinΔという近似関係を用いて、四則演算機能の適用して、位相誤差sinΔ=sinθ2cosθ1-cosθ2sinθ1=Q2I1-I2Q1を算出する。位相誤差演算回路14bにおいて位相誤差Δ/2は位相θhと位相θ1との差（θh-θ1）の関係にあり、上述した近似関係から、四則演算機能を用いて、位相誤差sin（Δ/2）=sinθhcosθ1-cosθhsinθ1=QhI1-IhQ1を算出する。
【００２３】
位相誤差演算回路14aは、生成した位相誤差sinΔ（14c）を加算器16の端子16aに出力する。位相誤差演算回路14bは、生成した位相誤差sin（Δ/2） (14d)を加算器16の端子16bに出力する。
【００２４】
加算器16は、位相誤差sinΔと位相誤差sin（Δ/2）とを加算して乗算器18に出力する。位相誤差sinΔに位相誤差sin（Δ/2）を加算することにより、合成位相誤差16cが得られる。合成位相誤差16cは、これまで用いてきた位相誤差sinΔに比べて振幅の周期を大きくする。
【００２５】
乗算器18は、合成位相誤差16cにループゲインGLを乗算する機能を有している。乗算器18は、端子18aに合成位相誤差16cを入力し、端子18bに図示しないレジスタにあらかじめ格納させておいたループゲインGLを読み出して入力する。乗算器18は、合成位相誤差16cにループゲインGLを乗算し、合成位相誤差16cの振幅をたとえば１に規格化して積分器20に出力する。ループゲインGLは、最大値を１にするように選んでいる。本実施例では、２つの同じ振幅を合成していることから、ループゲインGLを0.5に設定している。これにより、乗算結果である出力データ18cは、｛sinΔ+sin（Δ/2）｝/2になる。
【００２６】
積分器20は、供給されるディジタル信号をアナログ信号に変換するD/A変換器である。積分器20は、出力データ｛sinΔ+sin（Δ/2）｝/2（18c）をアナログ信号20aに変換してLPF 26に出力する。
【００２７】
LPF 26は、積分器20のアナログ信号20aに含まれるエリアシング歪みを遮断するように周波数の高域信号成分を遮断するフィルタ機能を有している。LPF 26は、折返し歪みのない電圧制御信号26aをVCO 24に供給する。AFC 10は、積分器20、LPF 26介して電圧制御信号26aを印加することによりVCO 24の発振周波数をフィードバック制御する。前述したようにVCO 24は、ミキサ22に搬送波信号24aとして供給し、周波数の安定した信号22cをAFC 10に供給することになる。
【００２８】
なお、本実施例では、位相差の同相成分および直交成分を位相誤差演算部14で測定したが、ミキサ22にこの成分分解機能を持たせてもよい。
【００２９】
次にAFC 10における周波数制御について図１および図２を参照しながら説明する。図２の実線30は、データ｛sinΔ+sin（Δ/2）｝/2（18c）を表している。図２の破線32は、データsinΔを表している。これら２つの曲線を比較しながら、AFC 10に対する要求を検討する。実線30は、破線32に比べて、ゆるやかな傾斜を有し、かつ頂点位置も位相誤差の増加方向にシフトしている。
【００３０】
曲線が交差する矢印Aが示す位相誤差を境に、位相誤差が大きくなると、実線30は、破線32より大きな値をとっている。これは、積分器20に供給されるデータが大きく、破線32に比べて周波数を早く収束させることができることを示している。また、矢印Aよりも位相誤差の小さい範囲で実線30は、破線32よりも小さい値をとっている。これは、積分器20に供給されるデータが小さく、破線32に比べて周波数の安定性を高めることに寄与することを意味している。
【００３１】
また、破線32は、矢印Bが示す位相誤差180°または180°近傍でデータの極性が変化する。これに対して、実線30は、位相誤差180°を越えても、正しい極性（＋）を保っているから、所望の周波数に収束する範囲をsinΔの場合よりも広げることができる。実線30は、このように課題であった３つの要求に対していずれもsinΔに比べて優れた特性を有していることがわかる。
【００３２】
なお、データ変換部12から得られるシンボル値（振幅）は、搬送波に誤差がある場合、逆拡散変換処理をそれぞれ行うことによりチップデータの位相が回転している。このようなチップデータを位相誤差演算部14に供給して演算し、２つの生成した位相誤差14c, 14dを加算すると、加算（合成）演算は、互いに振幅を打ち消すような作用も生む。このため、演算結果のデータ18cは、図２から明らかなように位相誤差が大きいほど振幅が小さくなっている。位相誤差360°では「0」になる。このようにシンボル値の推移を合成していることにより、位相誤差は、大きくなるに従って演算結果が小さくなる。
【００３３】
この構成により、AFC 10は、sinΔに比べて要求される項目がすべてを満たしていることから、従来よりも優れた特性が得られることがわかる。
【００３４】
次にAFC 10における実施例の変形例について図３を用いて説明する。図１のAFC 10と共通する構成要素には、同じ参照符号を付し、説明を省略する。そして、AFC 10の接続関係が簡単に説明される。
【００３５】
データ変換部12は、逆拡散変換部12eを含む。逆拡散変換部12eは、供給される受信チップデータに対して逆拡散変換を行い、複数のシンボルタイミングでシンボルを位相誤差演算部14に出力する機能を有している。逆拡散変換部12eは、拡散符号を巡回させ、図４に示すように従来の１シンボル長による拡散符号（データ）34を出力させるとともに、１シンボルを半分だけ遅延させた１シンボル長の拡散符号（データ）36を出力させる復元処理演算を行う。逆拡散変換部12eは、このような演算を行うため、図示しないがたとえば、システム制御部からの制御信号によりタイミング制御がされている。このように逆拡散変換部12eは、１つの逆拡散器で２種類のシンボルタイミングの復元信号12fを位相誤差演算部14に出力する。
【００３６】
位相誤差演算部14は、位相誤差演算回路14aおよび遅延位相誤差演算回路14eを有している。位相誤差演算回路14aおよび遅延位相誤差演算回路14eには、信号12fが供給され、それぞれの入力タイミングにより復元信号12fの入力を選択する機能が含まれている（図示せず）。位相誤差演算回路14aは、入力選択により現在のシンボルデータと１シンボル前のシンボルデータを取り込み、これらのデータによる２つの位相誤差情報を用いて位相誤差演算を行って、sinΔを出力する。位相誤差演算回路14aは、sinΔ（14c）を加算器16の端子16aに供給する。
【００３７】
また、遅延位相誤差演算回路14eは、たとえば入力選択により現在のシンボルデータと半シンボル前のシンボルデータを取り込み、これらのデータによる２つの位相誤差情報を用いて位相誤差演算を行ってsin（Δ/2）を出力する。遅延位相誤差演算回路14eは、生成したsin（Δ/2）(14f)を乗算器28の端子28aに供給する。
【００３８】
乗算器28は、位相誤差14fに半シンボルの誤差ゲインGEを乗算する機能を有している。乗算器28は、端子28aに位相誤差14fを入力し、端子28bに図示しないレジスタにあらかじめ格納させておいた誤差ゲインGE=αを読み出して入力する。乗算器28は、位相誤差14fに誤差ゲインαを乗算し、乗算結果αsin（Δ/2）(28c)を加算器16の端子16bに供給する。この乗算により、２つの位相誤差演算が出力する割合を可変させることができる。
【００３９】
加算器16は、それぞれ供給される信号14cと信号28cとを加算することにより、sinΔ+αsin（Δ/2）を出力信号16cとして乗算器18の端子18aに出力する。乗算器18は、sinΔ+αsin（Δ/2）に端子18bを介して供給されるループゲインGLを乗算して積分器20に出力する。ここで、ループゲインGLを0.5とする。この乗算により、乗算結果である出力データ18cは、｛sinΔ+αsin（Δ/2）｝/2となる。積分器20は、出力データ｛sinΔ+αsin（Δ/2）｝/2（18c）をアナログ信号20aに変換してLPF 26に出力する。LPF 26は、積分器20のアナログ信号20aに含まれるエリアシング歪みを遮断するように周波数の高域信号成分を遮断して折返し歪みのない電圧制御信号26aをVCO 24に供給する。
【００４０】
AFC 10は、積分器20、LPF 26介して電圧制御信号26aを印加することによりVCO 24の発振周波数をフィードバック制御する。前述したようにVCO 24は、ミキサ22に搬送波信号24aとして供給し、周波数の安定した信号22cをAFC 10に供給することになる。
【００４１】
この構成により、半シンボル遅延した１シンボルデータを用いた演算による位相誤差に誤差ゲインGEを与えて、遅延のない１シンボルデータを用いた演算による位相誤差に対する割合を可変することができる。これにより、より装置に適合した周波数制御を行うことができるようになる。
【００４２】
なお、AFC 10は、変形例において誤差ゲインGEを乗算する構成を示したが、この乗算を行わない構成、すなわち位相誤差演算部14にて１シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報と半シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報を用いて、それぞれ生成される位相誤差演算し、先の実施例のように、これらの位相誤差演算の結果を加算し、ループゲインを掛けて規格化するように構成しても、従来よりも周波数を早い収束、安定な動作、および位相誤差における広範な対応性を兼ね備えた周波数制御を行うことができる。
【００４３】
以上のように構成することにより、データ変換で復元したデータを用いて通常の位相誤差演算と半シンボルずれた位相誤差演算とで生成された演算結果を加算して通常の位相誤差演算の周期よりも遅い位相誤差演算を生成し、ループゲインGLを掛けて振幅を規格化すると、得られる位相誤差演算を位相誤差の小さい範囲で通常の位相誤差演算に比べて小さく、位相誤差の大きい範囲で通常の位相誤差演算に比べて大きくすることができる。したがって、AFC 10は、位相誤差の小さい範囲における周波数の安定性と位相誤差の大きい範囲における周波数の早い収束性に大きく寄与することができる。
【００４４】
また、AFC 10は、位相誤差演算結果が示す極性の正しい範囲を広くすることから、収束させる所望の周波数の範囲を広げる優れた特性を得ることができる。これらにより、従来よりも周波数を早い収束、安定な動作、および位相誤差における広範な対応性を兼ね備えた周波数制御を行うことができる。
【００４５】
そして、位相誤差演算部14にて１シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報と半シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報を用いて、それぞれ生成される位相誤差演算し、これらの位相誤差演算の結果を加算し、ループゲインを掛けて規格化しても上述した３つの効果、すなわち従来よりも周波数を早い収束、安定な動作、および位相誤差における広範な対応性を兼ね備えた周波数制御を行うことができる。
【００４６】
さらに、半シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報を用いて、得られた位相誤差演算の結果に誤差ゲインGEを掛けることにより、遅延のない１シンボルデータを用いた演算による位相誤差に対する割合を可変することができる。これにより、より装置に適合した周波数制御を行うことができ、柔軟な対応が採れるようにできる。
【００４７】
【発明の効果】
このように本発明の周波数制御装置によれば、データ変換手段でシンボルに対する復元処理を行い、位相誤差演算手段で復元処理されたシンボルから位相測定機能により得られる同相成分と直交成分とを用いて第１および第２の位相誤差をそれぞれ演算により生成し、加算手段での第１および第２の位相誤差の加算により、位相誤差の小さい範囲での誤差修正を小さく、大きい範囲で誤差修正を大きくし、振幅における正の期間（位相誤差の範囲）を延ばして、位相誤差の所望する極性範囲を拡大する。乗算手段では、この加算結果に第１の係数を乗算して、位相誤差の振幅を規格化して、積分手段が、この供給される結果を積分して出力することにより、外部の発振器に対する周波数制御を良好な収束特性で行うことができ、従来に比べて搭載した装置の周波数制御に大きな貢献をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の周波数制御装置を適用した自動周波数制御装置（AFC）の概略的な構成を示すブロック図である。
【図２】図１のAFCにおいて位相誤差Δに対する位相誤差演算（sinΔ+sinΔ/2）/2と位相誤差演算sinΔとをそれぞれ示す図である。
【図３】図１のAFCにおける変形例の概略的な構成を示すブロック図である。
【図４】図３の逆拡散変換部が出力するシンボルのタイミング関係を示す図である。
【符号の説明】
10  自動周波数制御装置（AFC）
12  データ変換部
12a, 12b  逆拡散変換部
14  位相誤差演算部
14a, 14b  位相誤差演算回路
14e 遅延位相誤差演算回路
16  加算器
18, 28 乗算器
20  積分器
【図１】
0003999640.tif 000002
【図２】
0003999640.tif 000003
【図３】
0003999640.tif 000004
【図４】
0003999640.tif 000005