(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータによって供給され常時通電する三相交流電源で駆動される永久磁石同期モータにおいて、該モータの回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束を求め、該磁束の周期と前記モータに供給される前記三相交流電源の周期を比較し、その結果に応じて該磁束の比較した周期から２つ後の周期に対応する前記インバータにより供給される三相交流電源の電圧を増減させ、ここで前記磁束の周期と前記モータに供給される前記三相交流電源の周期を比較する比較器を２つ設け、前記磁束の周期を１つおきに一方の比較器に入力し、前記磁束の残りの１つおきの周期を他方の比較器に入力し、前記モータに供給される前記三相交流電源の周期とそれぞれ比較し、それぞれの結果に応じて比較した磁束の周期の次の周期に対応する前記インバータにより供給される三相交流電源の電圧を増減させる、永久磁石同期モータの回転制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭用電気冷蔵庫、エアコン、洗濯機等に使用される永久磁石同期モータの回転制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石同期モータは回転子を永久磁石で構成し、その周囲に固定子コイルを配設し、これに転流回路を設けて固定子側コイルの電流切り換えを行って回転磁界を作っている。しかし、モータを一定方向に回転させるためには回転子の磁極の位置に対応してコイルを励磁する必要がある。そのため、永久磁石同期モータでは永久磁石の回転子の位置検出が必要となる。
【０００３】
従来、家庭用電気冷蔵庫、エアコン、洗濯機等に使用される永久磁石同期モータでは、その回転制御方法として主に１２０度通電方式が広く用いられている。１２０度通電方式では通常、永久磁石同期モータの回転子の位置を検出するためセンサーを設け、このセンサーの信号によって通電を切り換えて回転を制御している。しかし、例えばコンプレッサの場合には高温高圧中に封止してあり、位置センサーを取り付けるのが困難なため、モータの回転中に通電しない期間を設け、この間に非通電コイルと回転子磁石の位置関係により生じる誘起電圧を検出し、これを位置信号として用いて制御している。図１は１２０度通電方式の駆動波形を示した図である。
【０００４】
図１において、ＤＣ電源からインバータによってパルス状の出力（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を生成し、それぞれ駆動コイルＬu 、Ｌv 、Ｌw に電流を流して励磁する。各相には（ｕ）、（ｖ）、（ｗ）に示すような波形の出力が供給され、各相は電圧が印加される期間▲１▼、電圧が印加されないＯＦＦ期間▲２▼、及び他の相から電流が流れ込む期間▲３▼をそれぞれ有する。矢印は電圧が印加される相から他の相に電流が流れ込むことを表している。また、期間▲１▼に印加される電圧波形は、図１の（ｃ）に示されているように複数のパルス状波形から構成されており、デューティ比を調整することにより、所望の電圧値を得ることができる。そして、電圧が印加されていない期間▲２▼、即ち、非通電コイルとなるときに回転子の永久磁石との位置関係によりコイルに誘起電圧が生じるため、これを検出し位置信号として用いる。
【０００５】
図２は位置信号を検出して永久磁石同期モータを制御する従来の制御装置の構成の概要を示した図である。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換され、さらにインバータ３により図１に示すパルス状波形に変換されて永久磁石同期モータ４に供給される。回転位置検出器５は各相の非通電コイルに生じる前記誘起電圧を検出して位置検出信号をＰＷＭ信号発生器６に供給し、ＰＷＭ信号発生器６はこの信号に基づいてインバータ３を制御する。Ｕ、Ｖ、Ｗ各相で生じる誘起電圧はそれぞれ１２０度の位相差を持っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の１２０度通電方式では、図１（ｂ）に示すようにモータ電流の不連続性によってトルクリップルが生じ、これによる騒音及び振動が発生し、また、矩形波電流のエッジに含まれている高調波成分によってモータの鉄損が増加し、モータの効率を低下させるという問題を有する。さらに、尖った形状の電流が流れるのでピーク電流値が増加し、インバータ容量が増加するという問題を有している。また、モータの回転速度は負荷によって変動するが、負荷によってモータの回転速度が変動しないことが求められる。
【０００７】
従って本発明の目的は、モータ電流の連続性を確保し、また、負荷が変動した場合も回転速度の変動を抑制できる方法を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明方法によれば、永久磁石同期モータはインバータによって供給され常時通電する三相交流電源で駆動され、該モータの回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束を求め、該磁束の周波数と前記モータに供給される前記三相交流電源の周波数を比較し、比較結果に応じて前記インバータにより供給される三相交流電源の電圧を増減させ、永久磁石同期モータの回転数が負荷の軽重に係わらず変動しないようにしたものである。
【０００９】
また、本発明方法によれば、前記磁束の位相に所定の進み角を加え、該進み角を加えた位相となるよう前記インバータを制御し、前記三相交流電源の出力を前記磁束の位相から所定の角度進んだ位相とすることによって、永久磁石同期モータの回転数が負荷の軽重に係わらず変動しないようにしたものである。
また、本発明方法によれば、前記磁束の周期と前記モータに供給される前記三相交流電源の周期を比較し、その結果に応じて該周期から２つ後の周期に対応する前記インバータにより供給される三相交流電源の電圧を増減させ、永久磁石同期モータの回転数が回転角の負荷の軽重に係わらず変動しないようにしたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図３は本発明が適用される常時通電している三相交流波形、例えば１８０度通電方式による永久磁石同期モータの駆動電圧波形を示した図である。ＤＣ電源からインバータによって三相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）交流出力を生成し、それぞれ駆動コイルＬu 、Ｌv 、Ｌw に電流を流して励磁する。Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の出力波形は、図３（ｂ）の(u) 、(v) 、(w) に示す正弦波となり、モータ電流の不連続性はなくなり常時通電状態となる。なお、上記三相交流出力はインバータにより生成されたパルス状波形よりなる出力、いわゆる疑似三相交流出力である。
【００１１】
図４は図３に示した１８０度通電方式による駆動波形を用いた、本発明の方法が適用される永久磁石同期モータの制御装置の構成の概要を示すブロック図で、１は交流電源、２はコンバータ、３はインバータ、４は永久磁石同期モータ、５は回転位置検出器、７は回転制御部で、正弦波ＰＷＭ発生器７１、周波数比較器７２、位相調整器７３を有している。なお。７の回転数制御部はマイコンで構成することができる。
【００１２】
次に図４を参照して本発明の方法による永久磁石同期モータの回転制御の動作を説明する。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換され、インバータ３により図３に示す三相交流波形に変換されて永久磁石同期モータ４に供給される。そして、三相交流波形のうちの１相（図ではＵ相）の電圧Ｖ、電流Ｉが回転位置検出器５に導かれ、回転位置が検出される。
【００１３】
図の制御装置において、ある回転数で永久磁石同期モータ４を駆動したい場合、その回転数に対応した上記三相交流出力の周波数を指令周波数として設定すると、この設定値に基づく周波数の出力がインバータから出力される（図示なし）。
本発明では、図４のインバータ３、永久磁石同期モータ４、回転位置検出器５、及び回転制御部７で閉ループを構成し、ここにＰＬＬ（位相同期ループ）の方法を適用して回転制御を行う。上記三相交流出力で永久磁石同期モータを駆動する場合、指令周波数ｆ0 とモータの回転数ｎとの関係はモータの極数によって異なってくる。モータの極数が２の場合、ｆ0 ：ｎ＝１：１であるが、極数が４の場合ｆ0 ：ｎ＝２：１となる。この指令周波数は周波数比較器７２にも入力し、該比較器７２から所定の出力電圧が正弦波ＰＷＭ発生器７１に出力され、この出力を受けて正弦波ＰＷＭ発生器７１はインバータ３を制御する。インバータ３は正弦波ＰＷＭ発生器７１からの信号を受けて所定の振幅及び指令周波数を有する出力電圧を永久磁石同期モータ４に供給する。一方、回転位置検出器５は永久磁石同期モータ４の回転位置、即ち、永久磁石の回転子が回転して固定子に対して特定の相対位置に来たときのタイミングを検出する。後述するように、このタイミングは回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束φを用いて検出する。この磁束φは正弦波であり、その周波数ｆφと回転子の回転数ｎの関係はモータの極数によって異なってくる。例えばモータの極数が２の場合、ｆφ：ｎ＝１：１であるが、極数が４の場合ｆφ：ｎ＝２：１となる。従って、正弦波の磁束φが、例えば零クロス点を通過したタイミングを位置信号として検出すると、モータの極数が２の場合はモータが１回転する間に出力される位置信号は２となり、モータの極数が４の場合はモータが１回転する間に出力される位置信号は４となる。そのため、この位置信号をパルスで発生させると、パルスの間隔から磁束φの周期と位相、及びモータの回転周期が得られ、さらに磁束φの周波数ｆφ及びモータの回転数ｎを求めることができる。
【００１４】
一方、磁束φの周波数ｆφは通常は上記指令周波数ｆ0 と等しくなるので、周波数ｆφを周波数比較器６２に出力して指令周波数ｆ0 と比較する。例えば永久磁石同期モータの負荷が重い場合、周波数ｆφはわずかに減少して指定周波数ｆ0 より小さくなり、比較結果はマイナス（−）となる。その場合には周波数比較器６２は比較結果に対応した所定の値だけ出力電圧を上昇させ、出力を高めて指定周波数ｆ0 に近づけるようにする。そして、上記動作を繰り返し、負荷に対応した出力電圧を出力して指定周波数ｆ0 に対応した回転数で回転子を回転させるようにする。また、永久磁石同期モータの負荷が軽い場合、周波数ｆφはわずかに増加して指定周波ｆ0 より大きくなるので比較結果はプラス（＋）となる。その場合には周波数比較器７２は比較結果に対応した所定の値だけ出力電圧を減少させ、出力を低めて指定周波数ｆ0 に近づけるようにする。そして、先に述べたと同様に上記動作を繰り返し、負荷に対応した出力電圧を出力して指定周波数ｆ0 に対応した回転数で回転子を回転させるようにする。なお、上記説明では周波数ｆφが指令周波数ｆ0 と等しい場合について説明したが、モータの極数や磁極の配置によってｆφとｆ0 が等しくなくても、一定の関係にあればよい。
【００１５】
図４において、回転位置検出器５は磁束φの位相も検出し、これを位相調整器７３に出力する。磁束φの位相は負荷の状況に応じて少しずれている。そこで、位相調整器７３にｎ度、例えば３０度の進み角指令を入力しておき、検出された磁束φの位相を入力し、ｎ度進めた位相となるように正弦波ＰＷＭ発生器７１に信号を出力し、正弦波ＰＷＭ発生器７１は磁束φの位相をｎ度進めた位相の三相交流出力をモータ４に供給するようインバータ３を制御する。上記進み角ｎは適宜変更することができるように構成されている。以下に、進み角操作をどのようにするかを説明する。
【００１６】
まず、従来の１２０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御について説明する。図５は図１に示した１２０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御を説明するための図である。図において、（ａ）は回転位置検出器で検出された位置信号であり、（ｂ）は進み角が０度の場合にコイルに印加される電圧の波形であり、（ｃ）は進み角がｎ度の場合にコイルに印加される電圧の波形である。（ｂ）において期間▲１▼の電圧は「Ｈ」であり、期間▲２▼及び▲３▼の電圧は「Ｌ」である。この場合、（ａ）の位置信号のパルスが出力された直後の期間の出力電圧波形をｎ度進ませる。この様に制御することによって負荷の変動に対して出力を対応させ、回転数を所定の値に保つことができる。
【００１７】
図６は本発明が適用される図３に示した１８０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御を説明するための図である。図において、（ａ）は回転位置検出器で検出された位置信号であり、（ｂ）は進み角が０度の場合にコイルに印加される電圧の波形であり、（ｃ）は進み角がｎ度の場合にコイルに印加される電圧の波形である。１８０度通電方式の場合には転流そのものがないため、位置信号を検出するとその時点で出力電圧の位相を進み角制御分ずらした位相に変更する。例えば、ｎ度の進み角を設定した場合、位置信号が入力した時点で正弦波の電圧出力を強制的にｎ度の位相にずらす操作を行う。このため一時的に正弦波の形状が連続しない形となるが、その後は連続した正弦波に戻る。
【００１８】
なお、上記進み角制御は、図４の周波数比較器７２による制御と併用することもできる。
図７は図４に示す回転位置検出器５の構成を詳細に示した図である。回転位置検出器５は積分器５１、５４、比例器５２、５３、加算器５５、及び周波数、位相検出器５６を有している。
【００１９】
図７の回転位置検出器５の動作を以下に説明する。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換され、インバータ３により図３に示す三相交流波形に変換されて永久磁石同期モータ４に供給される。そして、三相交流波形のうちの１相（図ではＵ相）の電圧Ｖ、電流Ｉが回転位置検出器５に導かれる。このうち電圧Ｖは積分器５１を介して加算器５５に入力する。一方、電流Ｉは比例器５２を介して、及び比例器５３、積分器５４を介して加算器５５に入力する。加算器５５の出力は後で述べるように回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束φを表している。磁束φは正弦波形であるので、磁束φが特定の値となるタイミング、例えば零クロスするタイミングを位置信号として検出すれば、図４の説明で述べたように磁束φの周期と周波数ｆφ、及び位相を求めることができる。周波数・位相検出器５６は磁束φを入力し、磁束φの周期と周波数ｆφ、及び位相を出力する。そして、周波数ｆφは図４の比較器７２に、位相は位相調整器７３にそれぞれ入力する。
【００２０】
次に、どのように磁束φを求めるかについて説明する。鎖交磁束φは永久磁石同期モータ４の無負荷誘起電圧（以下、「Ｅ0 」と記す）より９０度進んでいるため、Ｅ0 を求めて積分することによって磁束φを得ることができる。
図８は永久磁石同期モータ４の１相の等価回路を示した図である。図８において、無負荷時に電圧Ｖが印加されると電流Ｉが永久磁石同期モータ４のコイル抵抗分Ｒa 、コイルのインダクタンス分Ｘs を流れ、無負荷誘起電圧Ｅ0 が発生する。この回路のベクトルを描くと図９のようになる。このベクトル図からＥ0 を求めると、以下のようになる。
【００２１】
Ｅ0 ＝Ｖ−Ｒa ・Ｉ−ｊＸs ・Ｉ              （１）
これを積分すると回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束φが求められる。即ち、
∫Ｅ0dt ＝∫Ｖdt−Ｒa ・∫Ｉdt−Ｘs ・Ｉ＝φ          （２）
となる。そのため、上記三相交流電源の１相の電圧Ｖ、電流Ｉから式（２）の各要素を演算して求め、これを加算すれば∫Ｅ0dt 、即ち、鎖交磁束φを求めることができる。
【００２２】
まず、上記式（２）の「∫Ｖdt」は電圧Ｖを積分器５１で積分することにより求めることができる。「Ｘs ・Ｉ」は電流Ｉに比例器５２でＸs を掛けることにより求めることができる。「Ｒa ・∫Ｉdt」は電流Ｉに比例器５３でＲa を掛け、次に積分器５４でＩを積分することにより求めることができる。次に、これら演算して求めた結果を加算器５５で加算することにより∫Ｅ0dt 、即ち、鎖交磁束φを求めることができる。
【００２３】
次に、永久磁石同期モータの負荷の増減に対して該モータの回転を安定させるための飛び越し制御について図１０を参照して説明する。図１０において、（ａ）は飛び越し制御しない場合を示した図であり、（ｂ）は飛び越し制御する場合を示した図である。
永久磁石同期モータを例えばコンプレッサ用モータに用いた場合、そのモータが１回転する間の負荷分布は一様ではない。従って、回転する角度によって負荷が異なり、負荷が重い角度における回転速度は遅くなり、負荷が軽い角度における回転速度は速くなる。そのため、例えば永久磁石同期モータが４極である場合、先に説明した永久磁石が回転することによって固定子の１相のコイルに生じる無負荷誘起電圧から得た磁束φの波形は図１０（ａ）の右側に示され波形のようになる。この場合４極であるので、モータが１回転する間にｔ１、ｔ２で表す２周期分の波形が得られる。そして、次に１回転する間にｔ３、ｔ４で表す２周期分の波形が得られる。磁束φの波形からわかるように、負荷の軽重によって回転角度によって回転速度が変化している。図においてはｔ１とｔ３では負荷が重いため回転速度が遅くなって周期が長くなっており、ｔ２とｔ４では負荷が軽い又は重くないため回転速度は遅くなっていない。これは左側の円形で表わしてあり、負荷が重い角度（０〜π）は円が大きく、軽い角度（π〜２π）は円が小さく表わしてある。
【００２４】
このような場合、回転速度が遅いｔ１の周期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して矢印▲１▼に示すように次の周期ｔ２に対応するインバータの出力電圧を高めたとしても、次の周期ｔ２における負荷は軽くなるため出力電圧を高めなくとも回転数は回復する。反対に回転速度が速くなっているｔ２の周期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して矢印▲２▼に示すように次の周期ｔ３に対応するインバータの出力電圧を低めると、次の周期ｔ３における負荷は重くなるため回転数はより低下してしまう。
【００２５】
そこで、本発明では以下に説明する飛び越し制御を行う。図１０（ｂ）を参照して飛び越し制御について説明する。図において、回転速度が遅いｔ１の周期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して次の周期ｔ２ではなく、矢印▲３▼に示すようにｔ２を飛び越して周期ｔ３に対応するインバータの出力電圧を高める。同様に回転速度が速いｔ２の周期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して次の周期ｔ３ではなく、矢印▲４▼に示すようにｔ３を飛び越して周期ｔ４に対応するインバータの出力電圧を低める。このように制御するこによって、負荷に対応した出力を供給し、回転速度を所望の速度にすることができる。
【００２６】
図１１は上記飛び越し制御を行うための構成を示した図である。図４の構成とは回転制御部７の構成が異なるだけで、その他の構成は同じである。回転位置検出器５で検出された磁束φの周期Ｔφは切り換えスイッチＳＷを介して周波数比較器７２ａ、７２ｂに入力される。このとき、磁束φの周期Ｔφの１周期毎にＳＷが切り換えられ、１回転の前半の磁束φの周期Ｔφａは比較器７２ａに入力し、後半の周期Ｔφｂは比較器７２ｂに入力される。そして、これらの周期は指令周波数の周期とそれぞれ比較され、その差に応じて出力電圧の振幅をそれぞれ変化させる。即ち、前半の周期を指令周波数の周期と比較した結果に応じて次の周期に対応するインバータの出力電圧の振幅を変化させており、同様に後半の周期に対する出力電圧の振幅は後半の周期を指令周波数の周期と比較した結果に応じて変化させるため、図１０（ｂ）に示す飛び越し制御とすることができる。
【００２７】
【発明の効果】
本発明によれば、常時通電している三相交流波形により永久磁石同期モータを駆動するようにしたので、騒音や振動の発生を抑え、また高調波成分を抑え効率を向上させることができる。
また、ＰＬＬの方法を適用して回転制御を行うことにより、負荷の軽重に対してモータの回転速度の変動を抑制することができる。その際、飛び越し制御を行うことにより、よりきめの細かい制御を行うことができる。
【００２８】
さらに、進み角制御を行うことにより、負荷の変動に対して回転速度の変動を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】１２０度通電方式の駆動波形を示した図である。
【図２】永久磁石同期モータの従来の制御装置の構成の概要を示した図である。
【図３】本発明が適用される１８０度通電方式の駆動波形を示した図である。
【図４】本発明の方法が適用される永久磁石同期モータの制御装置の構成の概要を示す図である。
【図５】１２０度駆動波形の場合の進み角制御を説明するための図図である。
【図６】１８０度駆動波形の場合の進み角制御を説明するための図図である。
【図７】図４の回転位置検出器の構成を詳細に示した図である。
【図８】永久磁石同期モータの１相の等価回路を示した図である。
【図９】永久磁石同期モータの１相のベクトル図である。
【図１０】飛び越し制御を説明するための図である。
【図１１】飛び越し制御を行うための構成を示した図である。
【符号の説明】
１…交流電源
２…コンバータ
３…インバータ
４…永久磁石同期モータ
５…回転位置検出器
５１、５４…積分器
５２、５３…比例器
５５…加算器
５６…周波数、位相検出器
６…ＰＷＭ信号発生器
７…回転制御部
７１…正弦波ＰＷＭ発生器
７２…周波数比較器
７３…位相調整器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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