(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
生命体の位置探知法であって、無線周波（ＲＦ）信号を放射し、ＲＦ信号の発射地点で反射ＲＦ信号を受信し、非可動生命体の心拍数および/または呼吸数に対応して振幅および位相の変調された反射ＲＦ信号の成分を分離し、分離された成分に基づいて生命体の検知を判定する方法において、
固定された時間ＴｔにわたりＲＦ信号を放射し、
ＲＦ信号放射終了と反射ＲＦ信号の受信開始間に遅延τdを挟んで時間Ｔｔに等しい固定された時間Ｔｒにわたり反射ＲＦ信号を受信し、
変調成分が検知されたならばその変調成分のレベルを測定し、
受信された反射ＲＦ信号の変調成分レベルに対し変調成分のレベルが低下する反射ＲＦ信号の到達終了時点まで固定時間Ｔｔ内で反射ＲＦ信号の受信時間を変更し、
生命体の位置までの距離を次式により決定する、
Ｄ≒ｃ（τd＋Ｔｒｒ）／２
ここで、ｃはＲＦ信号の伝播速度、
τdはＲＦ信号の放射終了および受信開始間の遅延時間、
Ｔｒｒは反射ＲＦ信号の受信開始からその到達終了までの時間間隔に対応する、変調成分が低下する反射ＲＦ信号の受信時間である、
という各工程を有することを特徴とする方法。
【請求項２】
変調成分が検知された時、等間隔で反射ＲＦ信号の受信時間を短縮することを特徴とする、請求の範囲１に記載の方法。
【請求項３】
変調成分が検知された時、反射ＲＦ信号の受信時間を逐次近似計算により変更することを特徴とする、請求の範囲１に記載の方法。
【請求項４】
ＲＦ信号を次式に対応する周波数で放射することを特徴とする、請求の範囲１に記載の方法：
0003877783.tif 000004
ここでα＝tgδ√εは減衰係数、tgδおよびεはそれぞれ周波数１ＧＨｚでの誘電損角のタンジェントおよび障害物の有効比誘電率、dは障害物の推定最大厚(m)。
【請求項５】
マイクロ波探査機において、変調器(1)および発振器(3)、出力分割器(4)、送信アンテナ(5)からなり無線周波（ＲＦ）信号を変調して放射可能な送信機(2)および受信アンテナ(7)、マイクロ波受信器(8)、前置増幅器／検波器(9)、信号処理ユニット(10)からなり生命体の心拍数および／または生命体の呼吸の成分で変調された反射ＲＦ信号を受信しかつ前置増幅器／検波器(9)の出力部で前記成分の分離が可能な受信機(6)を備え、出力分割器(4)の第２信号出力がマイクロ波受信器(8)の制御入力に接続し、変調器(1)の第１制御出力が送信機(2)に接続し、変調器(1)の第２および第３制御出力が前置増幅器／検波器(9)の第１および第２制御入力部にそれぞれ接続するマイクロ波探査機であって
変調器(1)は制御パルスの長さの変更および固定が可能であり、
送信機(2)は第１パルス変調器(11)を、マイクロ波受信器(8)は第２パルス変調器(12)をさらに有し、出力分割器(4)の第１信号出力は第１パルス変調器(11)の信号入力および信号出力を経て送信アンテナ(5)の入力に接続し、出力分割器(4)の第２信号出力は第２パルス変調器(12)の信号入力および信号出力を経てマイクロ波受信器(8)の制御入力に接続し、第１パルス変調器(11)の制御入力はＲＦ信号の放射時間の固定のため変調器(1)の第１制御出力に接続し、変調器(1)は送信機(2)によるＲＦ信号の放射終了に対して遅延を伴う受信機(6)でのＲＦ信号の受信およびマイクロ波受信器(8)の検知時間の変更のため第２パルス変調器(12)の制御入力に接続する第４制御出力を有し、信号処理ユニット(10)は変調成分のレベル測定が可能なように構成されていることを特徴とするマイクロ波探査機。
【請求項６】
マイクロ波受信器(8)は２チャンネル直角位相検知が可能であることを特徴とする、請求の範囲５に記載のマイクロ波探査機。
【請求項７】
送信機(2)はさらに出力増幅器(13)を有し、第１パルス変調器(11)の信号出力は出力増幅器(13)の信号入力および出力を経て送信アンテナ(5)の入力に接続することを特徴とする、請求の範囲５に記載のマイクロ波探査機。
【請求項８】
サーキュレータ(14)をさらに有し、送信アンテナ(5)および受信アンテナ(7)は単一の送信／受信アンテナ(15)であり、第１パルス変調器(11)はサーキュレータ(14)のサーキュレーション方向の第１ブランチおよび第２ブランチを経て送信／受信アンテナ(15)に接続し、マイクロ波受信器(8)はサーキュレータ(14)のサーキュレーション方向の第２および第３ブランチを経て送信／受信アンテナ(15)に接続することを特徴とする、請求の範囲５に記載のマイクロ波探査機。
【請求項９】
変調器(1)がクロック発生器(16)およびタイミング・ユニット(17)からなり、タイミング・ユニットはそのクロック入力がクロック発生器(16)の出力に接続されかつその出力がそれそれ変調器(1)の第1、第2、第3および第4出力となり、信号処理ユニット(10)は測定部(18)、制御部(19)および表示器(20)からなり、測定部(18)の入力は信号処理ユニット(10)の入力の役をなし、測定部(18)の制御出力は制御部(19)の入力に接続し、信号出力は表示器(20)の信号入力に接続し、制御部(19)の第１制御出力はタイミング・ユニット(17)の制御入力に接続し、制御部(19)の第２制御出力は表示器(20)の制御入力に接続することを特徴とする、請求の範囲５に記載のマイクロ波探査機。
【請求項１０】
マイクロ波受信器(8)は第１および第２位相検知器(21)、(22)、直角出力２分割器(23)、同相出力２分割器(24)からなり、同相出力２分割器はその信号入力を受信アンテナ(7)の入力に接続しかつその第１出力は第１位相検知器(21)の第１入力に接続しその第２出力は第２位相検知器(22)の第１入力に接続し、第２パルス変調器(12)の出力をマイクロ波受信器(8)の制御入力となる直角出力２分割器(23)の入力に接続し、直角出力２分割器(23)の第１出力は第１位相検知器(21)の第２入力に接続し、第２出力を第２位相検知器(22)の第２入力に接続することを特徴とする、請求の範囲６に記載のマイクロ波探査機。
【請求項１１】
マイクロ波受信器(8)がさらに高周波増幅器(25)を有し、同相出力２分割器(24)の信号入力は高周波増幅器(25)を経て受信アンテナ(7)の出力に接続することを特徴とする、請求の範囲１０に記載のマイクロ波探査機。
【請求項１２】
マイクロ波受信器(8)がさらに出力制限器(26)を有し、高周波増幅器(25)の信号入力は出力制限器(26)の信号出力および信号入力を経て受信アンテナ(7)の出力に接続することを特徴とする、請求の範囲１１に記載のマイクロ波探査機。
【請求項１３】
前置増幅器／検波器(9)は第１および第２帯域フィルタ(27)、(28)、第１および第２クロック・レート増幅器(29)、(30)、第１、第２、第３、および第４低周波位相検知器(31)、(32)、(33)、(34)、第１および第２増幅器(35)、(36)、加算器(37)および減算器(38)からなり、第１帯域フィルタ(27)の信号入力は第１位相検知器(21)の信号出力に接続し、その信号出力は第１クロック・レート増幅器(29)の信号入力に接続し、第２帯域フィルタ(28)の信号入力は第２位相検知器(22)の信号入力に接続し、その信号出力は第２クロック・レート増幅器(30)の信号入力に接続し、第１クロック・レート増幅器(29)の信号出力は第１および第２低周波位相検知器(31)、(32)の信号入力に接続し、第２クロック・レート増幅器(30)の信号出力は第３および第４低周波位相検知器(33)、(34)の信号入力に接続し、変調器(1)の第２出力は第２および第４低周波位相検知器(33)、(34)の制御入力に接続し、変調器(1)の第３制御出力は第１および第３低周波位相検知器(31)、(33)の制御入力に接続し、更に変調器(1)の第３出力のクロック周波数制御パルス列の位相はその第２出力でのクロック周波数列の位相に対し4分の1サイクルずれ、第１および第４低周波位相検知器(31)、(34)の出力は減算器(38)の第１および第２入力に接続し、第２および第３低周波位相検知器(32)、(33)の出力は加算器(37)の第１および第２入力に接続し、加算器(37)の出力は第１増幅器(35)の入力に接続し、減算器(38)の出力は第２増幅器(36)の入力に接続し、第１および第２増幅器(35)、(36)の出力を信号処理ユニット(10)に接続することを特徴とする、請求の範囲１０に記載のマイクロ波探査機。
【請求項１４】
第１および第２増幅器(35)、(36)は直列に接続された高周波通過フィルタ(39)、中間増幅器(40)、低周波通過フィルタ(41)、有効信号増幅器(42)の連鎖からなることを特徴とする、請求の範囲１３に記載のマイクロ波探査機。
【請求項１５】
前記第１および第２増幅器(35)、(36)のそれぞれは多チャンネル式に構成されており、第１チャンネルは生命体の呼吸に対応した変調成分の分離が可能であり、第２チャンネルは生命体の心臓鼓動に対応した変調成分の分離が可能であり、第３チャンネルは生命体の身動きに対応可能であることを特徴とする、請求の範囲１４に記載のマイクロ波探査機。
【請求項１６】
信号処理ユニット(10)の測定部(18)は第１および第２振幅検出器(43)、(44)、検知信号加算器(45)、積分器(46)、第１および第２比較器(47)、(48)、フリップフロップ(49)、カウンタ(50)、アラーム(51)からなり、第１振幅検出器(43)の信号入力は第２増幅器(35)の信号出力に接続し、第２振幅検出器(44)の信号入力は第２増幅器(36)の信号出力に接続し、第１および第２振幅検出器(43)、(44)の出力は検知信号加算器(45)の第１および第２入力にそれぞれ接続され、その出力は積分器(46)の信号入力および第１比較器(47)の信号入力に接続され、第１比較器(47)の他方入力は閾値入力に接続され、積分器(46)の信号出力は第２比較器(48)の信号入力に接続し、第２比較器(48)の他方入力は閾値入力に接続され、第２比較器(48)の出力はアラーム(51)に接続し、積分器(46)の信号出力は信号処理ユニット(10)の表示器(20)の第１入力に接続し、第１比較器(47)の信号出力はフリップフロップ(49)の信号入力に接続し、フリップフロップ(49)の信号出力はカウンタ(50)に接続され、カウンタ(50)の出力は表示器(20)の第２入力に接続することを特徴とする、請求の範囲１３に記載のマイクロ波探査機。
【発明の詳細な説明】
発明の属する技術分野
この発明は、捜索および救助サービスに関し、事故および自然災害により生じる堆積の能動的探査、生命兆候すなわち呼吸、心臓鼓動および身動きを伴う人間の堆積内存在を客観的に判定するのに利用できる。
従来技術
人間の脈拍またはその呼吸数に対応する無線周波信号の変調成分の分離補償回路を使用した、電波干渉計の作動原理を利用する各種の装置は既知である。(PCT/DE95/00062, US  A  4967751, DE  A  4241664, IEEE  TRANSACTION  ON  INSTRUMENTATION AND MEASUREMENT, Bd. 40, No. 4, August, 1991, NEW YORK, US. pp.747 - 750, CHUANG, CHEN, CHEN,“マイクロ波生命検知システム用自動クラッタ除去装置”)。これらの装置は非接触診断に役立つが、例えば地震、事故または雪崩により生じる堆積中の生命体の発見にも利用できる。しかし捜索ゾーンの距離的選択の不可能性および装置の操作オペレータに対する高い感度は、堆積中の生命者の発見を目的とするこうした装置利用の基本的制約になっている。
従来の生命体発見のための電子システムは、変調器、発振器を有する送信機、出力分割器、送信アンテナ、受信アンテナを有する受信機、マイクロ波受信器、前置増幅器／変調器および信号処理ユニットを含む。出力分割器の第２信号出力はマイクロ波受信器の制御入力に接続されている。ユニットの制御出力の一つは、マイクロ波受信器の制御入力に接続されている(DE A 42416164)。
この装置では、反射信号中のｄｃ成分は増幅前にマイクロ波受信機入力で補償される。これは、補償手段により追加の雑音を導入する結果となる。変調器は、雑音領域１／ｆ外にある、生命体により変調された信号成分の増幅可能性を与えるように働くのみである。したがって、この装置はその入力において追加の振幅および位相の雑音源を有する。これは、受信信号の最小レベルを制限し、感度を損ない、装置が生命体までの距離を決定できなくする。
無線周波（ＲＦ）信号の放射、無線周波信号の放射点で反射した無線周波信号の受信、静止した生命体の脈拍および/または呼吸数に対応して振幅および位相変調した受信信号成分の分離、生命体の探知について分離成分による判断、を含む生命体の位置発見法も既知である。(IEEE TRANSACTIONS ON BME, V.33, 7, July, 1986, KUN-MU CHEN, D. MISRA, H.R. CHUANG,“X・バンド・マイクロ波生命検知システム”)。
この方法は、静止物体から反射するマイクロ波信号を補償し、人間の生命活性の上述兆候に関連した反射信号の変化成分を反射信号の振幅および位相を放射信号のこれらの定常値と比較して分離および解析する。この方法を実現する装置の特徴は、補償を利用する根拠である。装置の送・受信アンテナの指向性ダイヤグラムのゾーン内に光不透過性障害物および他の強反射性静止体から反射したマイクロ波信号があれば、また送信機回路から受信機回路へ信号の一部が直接浸透することにより、後者へ定常の振幅および位相を伴う高い出力レベルのバックグラウンド信号が入り、受信器の増幅率の直線性範囲から逸脱し得る。他方、生命体から反射した無線周波（ＲＦ）信号は放射信号の往路および反射信号の復路により、障害物で2度減衰する。さらに信号は障害物の背後にある生命体までの距離により減衰し、この減衰は生命体までの距離の4乗に比例する。更に、生命体の生活機能に関する情報を伝える有効信号の変調成分の出力レベルは、生命体が反射する合計信号レベルの１０ないし１，０００倍も低い。
これらの事情から受信回路は１００〜１５０ｄＢまでの反射無線周波信号エネルギーの極めて大きいダイナミック帯域の伝達確保が必要になる。有効信号エネルギーのダイナミック帯域は通常９０ｄＢを越えない。従って、受信機の第１増幅器の上流でバックグラウンド信号の除去により静止物体に関するすべての無効情報を排除する必要が生じる。これはマイクロ波補償回路の導入で達成できる。補償回路は出力部でパラメータ制御により振幅がバックグラウンド信号にほぼ等しく、位相がバックグラウンド信号とは逆の補償信号を提供する。この補償信号は、受信器の入力部の受信信号と受動加算器で合わせられる。この加算器の出力部からは、受信信号およびバックグラウンド信号の出力差にほぼ等しい出力が出る。この装置の作動性能の大半は、この補償の質、その深さ、補償回路のゆらぎ、そして補償パラメータを制御する回路で定まる。
従来の方法は人間の生命活性に関連する情報を効果的に分離可能であるが、捜索・救助作業の実施に際しては可能性に制約が有る。人間の位置探索のために捜索ゾーンを距離により限定することができなく、装置を操作するオペレータの存在に極めて敏感である。これらの欠点の原因は、開口平面から最大検知距離までのアンテナ指向性ダイヤグラムのゾーンにある対象物およびアンテナの側方とオペレータが近接している後方ローブのゾーンにある対象物に関する全情報を、反射として総合する連続した時間的に変調されていないマイクロ波信号の放射にある。
捜索ゾーンの制限つまり最小および最大検知距離を予め設定することが不可能なため、捜索ゾーン近くの事故現場で作業する人びとや装置による、またオペレータ自身による干渉を招く。これは変調成分の分離のため感度が高く、極めて遠方の大気空間内にあるすべての生命に反応する、またはアンテナ指向性ダイヤグラムの側方および反対ローブがあるためオペレータに反応するほどであるからである。その上、堆積の除去および生命体の発見に際して、従来の方法では生命体の位置までの距離を決定できないので、使用する機材で生命体に外傷を加える恐れがある。
従来のマイクロ波探査機は、変調器と発振器を有する送信機、信号出力に直列接続された信号入力を有する送信アンテナと出力分割器、この送信機は変調された無線周波（ＲＦ）信号の放射が可能なように構成され、受信アンテナを有する受信機、マイクロ波受信器、前置増幅器/検波器、信号処理ユニットから成る。全てが入力に直列接続された信号出力を有し、この受信機は生命体の脈拍および/または呼吸の成分により変調された反射ＲＦ信号を受信するように構成されて、前置増幅器/検波器の出力部で上記成分の分離を行うように構成されている。出力分割器の第２信号出力はマイクロ波受信器の制御入力に接続され、変調器の第１制御出力は送信機に接続されており、変調器の第２および第３出力は前置増幅器/検波器の第１および第２制御入力に接続されている(US. A. 4958638)。
上述の技術的解決法と比較したこの従来装置の利点は、補償された増幅信号に追加の振幅および位相変動をもたらす入力部での不完全な補償を引き起こすマイクロ波受信器の高レベル機器ノイズがないので、変調成分のパラメータ決定精度が高いことであるが、この装置は非接触診断の目的に限り利用可能である。この装置では捜索ゾーンの任意選択および生命体までの距離決定は無理である。また無線周波信号による広大なスペースの調査で、そこで使用する単一チャンネル位相検知と関連して感度のデッドゾーンが存在する。
発明の要約
本発明の一つの目的は、放射および反射無線周波（ＲＦ）信号の処理が探査ゾーンの距離を選択可能にして、探査ゾーン外の他の生命体の存在についての感受性を下げそして受信信号のダイナミック・レンジを下げた、生命体を発見する方法を提供することである。
本発明の他の目的は、送信機、受信機および変調器を備えたマイクロ波探査機であって、放射ＲＦ信号をロックして、放射ＲＦ信号に対して所定の時間間隔で反射ＲＦ信号を受信し、生命体の位置までの距離および変調された成分のレベルを測定するために信号の後縁について処理して、これにより探査性能と雑音耐性を改良したマイクロ波探査機を提供することである。
上述の目的は、無線周波（ＲＦ）信号を放射し、反射ＲＦ信号をこのＲＦ信号が放射された場所で受信し、身動きしない生命体の心拍数および／または呼吸数に対応して振幅および位相変調された、受信ＲＦ信号の成分を分離し、分離された成分に基づいて生命体の検知の判定をおこなうという各ステップを含む生命体探査方法により達成される。本発明によれば、ＲＦ信号は固定時間Ｔｔの間放射され、反射ＲＦ信号は、信号放射の終わりと反射信号の受信開始との間に遅延τdを加えて放射ＲＦ信号の固定時間Ｔｔと等しい継続時間の固定時間Ｔｒの間受信される。この方法はさらに、以下のステップを含む。変調成分が検出されたときに変調成分のレベルを測定し、変調成分レベルが受信された反射ＲＦ信号内の変調成分に対して減少するまで、そして反射ＲＦ信号の到着の終わりまで、反射ＲＦ信号の受信時間Ｔｒを固定時間Ｔｔ内で修正し、そして次式により生命体の位置までの距離を決定する。
Ｄ≒ｃ（τd＋Ｔｒｒ）／２
ここで、ｃはＲＦ信号の伝播速度であり、τdはＲＦ信号の放射の終わりと受信開始との間の遅延時間であり、Ｔｒｒは変調成分レベルが減少された反射ＲＦ信号の受信時間である。この時間は反射ＲＦ信号受信の開始から反射ＲＦ信号の到着の終わりまでの時間間隔に相当する。
別の実施例においては、反射ＲＦ信号受信時間は等しい間隔に減少される、反射ＲＦ信号受信時間は、逐次近似手法を用いて修正される。ＲＦ信号は次式で決定され周波数で送信される。
0003877783.tif 000002
ここでα= tg δ√εは減衰係数、ただし、tgδおよびεはそれぞれ周波数1GHzでの誘電損角のタンジェントおよび障害物の比誘電率の実効的部分; dは障害物の予想最大厚[m]。
上記目的は、さらに以下のマイクロ波探査機により達成される。マイクロ波探査機は、変調器、発振器を有する送信機、送信アンテナと出力分割器、これらは全て信号出力に直列接続された信号入力を有し、送信機は変調された無線周波（ＲＦ）信号の送信が可能なように構成され、受信アンテナを有する受信機、マイクロ波受信器、前置増幅器／検波器、信号処理ユニットからなる。全てが入力に直列接続された信号出力を有し、この受信機は生命体の脈拍および/または呼吸の成分により変調された反射ＲＦ信号を受信するように構成されて、前置増幅器／検波器の出力部で上記成分の分離を行うように構成されている。出力分割器の第２信号出力はマイクロ波受信器の制御入力に接続され、変調器の第１制御出力は送信機に接続されており、変調器の第２および第３出力は前置増幅器／検波器の第１および第２制御入力に接続されている。本発明では、変調器は制御パルスの継続時間を変更して固定するように調整可能である。このマイクロ波探査機は、さらに送信機内に第１パルス変調器、マイクロ波受信機内に第２パルス変調器を有する。出力分割器の第１信号出力は第１パルス変調器の信号入力および信号出力を経て送信アンテナの入力に接続されている。出力分割器の第２信号出力は第２パルス変調器の信号入力と信号出力を経てマイクロ波受信器の制御入力に接続されている。第１パルス変調器の制御入力は変調器の第１制御出力に接続されていてＲＦ信号の放射時間を固定する。変調器は第２パルス変調器の制御入力に接続された第４制御出力を有し送信機によるＲＦ信号放射の終わりからある遅れを持って反射ＲＦ信号を受信し、そしてマイクロ波受信機の可動時間を修正する。信号処理ユニットは変調成分レベルを測定するように構成されている。
本発明の最良の実施例においては、さらに別の装置が開示される。
本発明の目的は、放射の終了と受信の開始との間に遅延τdを持つようにＲＦ信号の放射時間と反射ＲＦ信号受信時間とを関係付け、変調成分レベルを測定し、変調成分のレベルが減少する反射ＲＦ信号受信時間Ｔｒｒを決定する。この時間Ｔｒｒは反射ＲＦ信号受信の開始からその到着の終わりまでの時間に相当する。
以下、添付図面を参照して本発明の最良の実施例を説明することにより、本発明の効果や特徴が一層明確に理解できるであろう。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の一実施例の方法を実施するためのマイクロ波探査機を示す機能ブロック図。
図２は、反射されたＲＦ信号の受信時間が減少される場合の本発明の方法を説明するタイミング図。
図３は、図２と同様の受信時間が逐次近似法により変更された場合で、反射された信号部分が受信領域のより少ない部分を占める例を示すタイミング図。
図４は、図３と同様の反射された信号部分が受信領域のより大きい部分を占める例を示すタイミング図。
図５は、２チヤンネル位相検出器を持ったマイクロ波探査機を示す機能ブロック図。
図６は、図５と同様の単一の送信／受信アンテナを持った別の実施例を示す図。
図７は、送信機内の第１パルス変調器の出力部での放射ＲＦ信号を示すタイミング図。
図８は、受信機内の第２パルス変調器の出力部でのＲＦクロック信号を示すタイミング図。
図９は、マイクロ波受信器の入力部で受信されたＲＦ信号を示すタイミング図。
図１０は、マイクロ波受信器の第１および第２位相検知器の出力部で検出され結合された信号を示すタイミング図。
図１１は、タイミング・ユニットから第１および第３低周波位相検知器へ供給される同期信号を示すタイミング図。
図１２は、図１１と同様のタイミング・ユニットから第２および第４低周波位相検知器へ供給される同期信号を示す図。
図１３は、低周波位相検知器ユニット内の加算器または減算器の出力部に設けられる増幅器を示す機能ブロック図。
図１４は、図１３と同様の２チャンネルの変形例を示す図。
図１５は、図１３と同様の３チャンネルの変形例を示す図。
図１６は、測定ユニットを示す機能ブロック図。
好ましい実施例の説明
本発明の方法は、作用がタイミング図（図２、３、４）を参照して以下に説明される装置（図１）で実施される。送信機２は、変調器１と第１パルス変調器１１の信号タイミングにより、放射時間Ｔｔの間、ＲＦマイクロ波信号を放射する。マイクロ波受信器８は、変調器１と第２パルス変調器１２のタイミングにより、ＲＦ信号の放射開始から時間τd後に遅延τd1を持って作動可能にされる。現実には、障害物は制限的な長さを有し、放射時間Ｔｔは次式から容易に決定できる。
Ｔｔ＝２（Ｄmax＋Ｄmin）／ｃ
ここで、ＤmaxとＤminはそれぞれ遠近の探査境界であり、ｃはその環境下での無線波の伝播速度である。遅延時間はτd＝２Ｄmin／ｃに等しいように選択される。
第２パルス変調器１２のタイミングにより、反射ＲＦ信号は時間Ｔｔと等しい時間Ｔｒの間マイクロ波受信機８により受信される。これらＴｔ、Ｔｒおよびτdにより、到着した結合された反射ＲＦ信号の部分はマイクロ波受信機８が時間Ｔｒの間動作可能のため、切断される（図２、３、４中、生命体から反射されたＲＦ信号は垂直なハッチングで示される）。
受信機６内で、前置増幅器／検波器９および信号処理ユニット１０のＲＦ信号の処理結果により変調成分が検出されると、生命体までの距離は、放射信号に対する反射ＲＦ信号の到着の遅れ時間Ｔｘにより容易に決定される。しかし、到着信号の前方部分は切断されているので、この遅れ時間は放射および反射信号の終端から決定される。この目的のため、反射ＲＦ信号の受信時間Ｔｒｒが決定され、この内では変調成分レベルが減少できる。この時間Ｔｒｒは、反射ＲＦ信号受信開始から反射ＲＦ信号到着終了までの時間間隔に対応する（図２−４）。
時間Ｔｒｒは、マイクロ波受信器６の動作時間内で許容される変調処理アルゴリズムに応じた様様な方法で測定される。反射ＲＦ信号の受信時間Ｔｒは、等しい間隔Δ（図２）で受信信号内で変調成分レベルが減少するまで減少できる。そして、Ｔｘ≒τd＋Ｔ5＝τd＋Ｔｒｒ；距離Ｄ＝ｃＴｘ／２≒ｃ（τd＋Ｔｒｒ）／２である。十分な正確さを提供するため、この場合に等間隔値Δは終端測定が正確にできる範囲内で合理的で小さい値を選択すべきである。しかし、処理アルゴリズムは簡単になるけれども処理はかなり長くなる。この装置の距離決定速度は減少する。
距離Ｄを決定する速度を増加させるため、逐次近似手法（図３、４）により反射ＲＦ信号受信時間Ｔｒを修正することが有利である。変調成分が検出された時、受信時間Ｔｒは半分に減らされる（図３）。そして、時間Ｔ１において変調成分レベルが測定される。もし、ＴｒとＴ１の変調成分レベルが同じであるのならば、さらに時間Ｔ１は半分、Ｔ２＝Ｔ１／２、に減じられる。そして、周波数成分レベルが減少する時は、受信時間は、Ｔ３＝（Ｔ１＋Ｔ２）／２、に増加される。変調成分レベルが等しい時は時間を半減し、変調成分レベルが減少する時は変調成分レベルが一定だった最後の期間に対応する時間間隔と変調成分レベルが減少した期間に対応する時間間隔を足し合わせて得られた和を半分にする。この処理が必要な正確さを得られるまで実行される。実際には、１メートルまでの測定誤差の範囲内で距離Ｄに対応する時間Ｔｒｒを決定するまでに、５ないし７回の測定を実行するだけで十分である。これは捜索および救助の操作の要件を遵守して、障害物から人を傷つけずに回収することができる。
上述の処理は、変調された反射信号が遠い探査ゾーンから受信された時にも実行される（図４）。Ｔ１＝Ｔｒ／２で変調成分レベルが減少する時は、Ｔ２＝（Ｔ１＋Ｔｒ）／２で測定され、もし変調成分レベルが再び先のレベルより減少する時は、Ｔ３＝（Ｔｒ＋Ｔ２）／２で測定される。そして同様な処理が続けられる。この結果、本発明の方法は、本質的に、異なる距離Ｄｉ、ここでｉは測定ステップ、での変調成分レベルを絶えず監視して、変調成分レベル減少とその一定値との境界に対応する距離Ｄを決定することである。
このような測定を実行するため、変調成分レベルを高精度で決定しなければならない。多くの実験で明らかなように、変調成分の分離性能は、受信機の性能、その固有雑音レベル、放射ＲＦ信号への局所発振器チヤンネルの識別、感度等のみならず、放射ＲＦ信号の周波数にも依存する。すなわち、障害物の特性に依存して、同じ対象物の探査に対し、異なる放射周波数で同じ効率表面を持つアンテナを用いた場合は、異なる値の変調成分レベルが分離される。この結果、等しい効率表面を持つアンテナを使用して、変調成分レベルが最高値を取るこれら信号周波数の選択を可能にする関係が以下の式で近似される。
0003877783.tif 000003
ここでα= tg δ√εは減衰係数、ただし、tgδおよびεはそれぞれ周波数1GHzでの誘電損角のタンジェントおよび障害物の有効比誘電率; dは障害物の予想最大厚[m]。
例えば自由空間中で検知される対象物までのいかなる距離においても、d = 2mの鉄筋コンクリート構造物で形成された堆積の場合、最適の発射周波数fはほぼ0.7GHzであるが、厚さd=0.5mの煉瓦壁では最適周波数fが6.2GHzとなる。
最大の発見効率に対応する周波数での操作確保のため、装置は異なる周波数範囲のために広帯域通路の送信機２および受信機６、周波数切替えまたは変更つき発振器３、および互換式送信および受信アンテナ５、７を備えてもよい。操作のための周波数は発明者が得た上述の経験的依存関係に従って、障害物の厚さおよび電気的パラメータに応じて選択する。
本発明による方法の実施のため、マイクロ波探査機(図１)は変調器１および送信機２を備える。送信機２は直列に接続した発振器３、出力分割器４、送信アンテナ５で構成する。送信機２は変調器１により変調された無線周波（ＲＦ）信号を発射できる。受信機６は直列に接続した受信アンテナ７、マイクロ波受信器８、前置増幅器/検波器９、信号処理ユニット１０で構成する。出力分割器４の第２信号出力はマイクロ波受信器８の制御入力に接続し、変調器１の第１制御出力は送信機２に接続するが、変調器１の第２および第３出力はそれぞれ前置増幅器/検波器９の第１および第２制御入力に接続する。
変調器１は、制御パルスの継続時間の変更およびその固定ができるように調整可能である。装置は第１パルス変調器１１および第２パルス変調器１２を有する。出力分割器４の第１信号出力は第１パルス変調器１１を経て送信アンテナ５の入力に接続するが、出力分割器４の第２信号出力は第２パルス変調器１２を経てマイクロ波受信器８の制御入力に接続する。第１パルス変調器１１の制御入力は無線周波（ＲＦ）信号の放射時間の固定のため、変調器１の第１制御出力に接続する。変調器１は第２パルス変調器１２の制御入力に接続する第４制御出力を有し、送信機２による無線周波（ＲＦ）信号の放射終了に対して遅延後受信機６で反射ＲＦ信号を受信しそしてマイクロ波受信器８の動作可能時間を修正する。信号処理ユニット１０は変調成分のレベル測定を行う。
受信機６の感度のデッドゾーン除去のため、２チャンネル式直角位相検知を利用してもよく、図１に示すように二つのリンクでマイクロ波受信器８から前置増幅器/検波器９を経て信号処理ユニット１０に連結する。
装置（図１）の技術的な実現においては、いくつかの従来技術のユニットを使用することができるが、新しい機能エレメントの追加のため、機能構成要素間に新しい関係が与えられる。送信機２はさらに出力増幅器１３（図５）を有することができ、パルス変調器１１の出力は出力増幅器１３を経て送信アンテナ５の入力に接続される。
サーキュレーター１４（図６）がさらに付け加えられて、送信アンテナ５と受信アンテナ７（図１）を単一の送信／受信アンテナ１５（図６）とすることができる。第１パルス変調器１１は送信／受信アンテナ１５にサーキュレータ１４のサーキュレーション方向の第１ブランチと第２ブランチを介して接続される。一方、マイクロ波受信器８はサーキュレーター１４の第２ブランチと第３ブランチを介して送信／受信アンテナ１５に接続される。
変調器１（図５、６）は、クロック発生器１６とクロック入力がクロック発生器１６の出力に接続されたタイミング・ユニット１７を備える。タイミング・ユニット１７の出力は、それぞれ変調器１（図１）の第１、第２、第３、第４出力である。信号処理ユニット１０は、測定部１８と、制御部１９と、表示器２０とからなる。測定部１８の入力は、信号処理ユニット１０の入力である。測定部１８の情報制御出力は制御部１９の入力に接続されており、そして信号出力は表示器２０の信号入力に接続されている。制御部１９の第１制御出力はタイミング・ユニット１７の制御入力に接続されている。一方、制御部１９の第２制御出力は表示器２０の制御入力に接続されている。制御部１９は、個々のユニットをスイッチングし、測定部１８で測定された変調成分レベルに依存し選ばれたアルゴリズムに従い、受信時間Ｔｒを変更するパラメータを指定するのに必要な全ての機能を実行する。この結果、制御部１９はタイミング・ユニット１７に直接接続されている。
２チャンネル式直角位相検知を構成するため、マイクロ波受信器８（図５、６）は、第１および第２位相検知器２１、２２、直角出力２分割器２３、信号入力が受信アンテナ７に接続されるかサーキュレーター１４を経て送信／受信アンテナ１５に接続される同相出力２分割器２４とを有する。同相出力２分割器２４の第１出力は第１出力は、第１位相検知器２１の第１入力に接続されており、第２出力は第２位相検知器２２の第１入力に接続されている。第２パルス変調器１２の出力は直角出力２分割器２３の入力に接続されている。この入力はマイクロ波受信器８の制御入力である。
直角出力２分割器２３の第１出力は第１位相検知器２１の第２入力に接続されている。一方、第２出力は第２位相検知器２２の第２入力に接続されている。
マイクロ波受信器８（図５、６）は、さらに高周波増幅器２５を有し、同相出力２分割器２４の信号入力は受信アンテナ７の出力に増幅器２５を経て接続されている。増幅器２５は通常の低雑音増幅器であってよい。
マイクロ波受信器８（図６）は、さらに出力制限器２６を持ち、高周波増幅器２５の信号入力は受信アンテナ７または出力制限器２６を経て送受信アンテナ１５の出力に接続されている。
遠距離の探査のため高い放射出力値が必要とされる場合、受信アンテナ７（図５）とこの受信アンテナ７の出力と増幅器２５の入力の間に接続された出力制限器２６（図５には図示せず）を備えた実施例を使用するのが有利である。
有効信号を分離するための前置増幅器／検波器９（図５、６）は、第１および第２帯域フィルタ２７、２８、第１および第２クロック・レート増幅器２９、３０、第１、第２、第３および第４低周波位相検知器３１、３２、３３、３４、第１および第２低周波増幅器３５、３６、加算器３７および減算器３８を含む。第１帯域フィルタ２７の入力は、第１位相検知器２１の出力に結合されている。一方、出力は第１クロック・レート増幅器２９の入力に接続されている。第２帯域フィルタ２８の入力は、第１位相検知器２２の出力に結合されている。一方、出力は第２クロック・レート増幅器３０の入力に接続されている。第１増幅器２９の出力は第１および第２低周波位相検知器３１、３２の信号入力に接続され、第２増幅器３０の出力は第３および第４低周波位相検知器３３、３４の信号入力に接続されている。変調器１の第２出力は、第２および第４低周波位相検知器３２、３４の制御入力に接続されており、変調器１の第３制御出力は、第１および第３低周波位相検知器３１、３３の制御入力に接続されている。変調器１の第３出力の制御クロック・レート・パルス列の位相は、第２出力のクロック・レート・パルス列のそれと比較して４分の一周期だけ移動している。第１および第４低周波位相検知器３１、３４の出力は減算器３８の第１および第２入力に接続されている。一方、第２および第３低周波位相検知器３２、３３の出力は、加算器３５の第１および第２入力に接続されている。加算器３７の出力は第１増幅器３５の入力に接続されており、減算器３８の出力は第２増幅器３６の入力に接続されている。第１および第２増幅器３５、３６の出力は信号処理ユニット１０に接続されている。
装置（図５、６）の作用を以下に説明する。
変調器１は、クロック・レートＦ＝１／Ｔで四つの制御パルス列を発生する。期間Ｔｔ（図７の包絡線）を有する単極列がタイミング・ユニット１７の第１出力から第１パルス変調器１１の制御入力に加えられる。等しい振幅とＴ／４（図１１、１２）（図７の包絡線）だけ移動された期間Ｔ／２を持つ逆極性列がタイミング・ユニット１７の第２および第３出力から第１、第２、第３、第４低周波位相検知器３１−３４の制御入力へ図示（図１１、１２）の如く加えられている。第１および第３低周波位相検知器３１、３３の制御入力に加えられる列はＴ／４だけ第２および第４低周波位相検知器３２、３４の参照入力に加えられる列よりも先行している。第１パルス変調器の制御入力に加えられる列に比較して遅延τd1＝τd＋Ｔを持ちかつ期間Ｔｔ＝Ｔｒを持つ単極列が、タイミング・ユニット１７の第４出力から第２パルス変調器１２の制御入力に加えられる（図８の包絡線）。クロック・レートは以下の式で表現される。
Ｔ＝２Ｄｍａｘ／ｃ
ここで、Ｄｍａｘは探査領域境界の最大距離である。ｃは電磁波の伝播速度である。
Ｔｔ＝２Ｄｐｓ／ｃ
ここで、Ｄｐｓは可能な検出距離であり、いつも障害物の大きさから評価される。選択された遅延時間τd＝２Ｄｍｉｎ／ｃ（図７、８）は、操作者や障害物近辺からの信号を排除するのに必要な、受信アンテナ７の近辺のデッド領域から決定される。
Ｄｍｉｎ＜Ｄｐｓ＜Ｄｍａｘ        Ｔｔ＜Ｔ
パルス時間Ｔｔの第１列が第１パルス変調器１１の制御入力に供給され、パルス時間送信機２内の経路を開き、ＲＦ信号Ｕｍ１が放射されるようにする（図７）。異なる距離に位置する対象物から反射したＲＦ信号Ｕｃが、受信アンテナ７（図５）または送信／受信アンテナ１５（図６）を経て高周波増幅器２５に到着する。増幅されたマイクロ波信号がマイクロ波受信器８の同相出力２分割器２４の信号入力に供給される。ヘテロダイン信号が、出力分割器４の第２出力から第２パルス変調器の信号入力へ供給される。第２パルス変調器１２により生成された無線周波パルスＵｍ２（図８）が、直角出力２分割器２３の信号入力に供給される。同相出力２分割器２４および直角出力２分割器２３の両方は、それぞれの出力での信号間に９０度の位相差を有する。パルス変調器１２は、タイミング・ユニット１７のパルス時間Ｔｔの第２の列の制御下にあり、送信機２の経路からの無線周波数パルスＵｍ１が終了してτd＋Ｔｔに等しい時間τd1後に局地発振経路を作動可能にする、Ｕｍ２（図８）。この場合、近い領域から対応する遅延τd1*、τd2*を持って到着する反射ＲＦ信号（図９）の大部分は、図９と図１０に単純にした形式で示すように、以降の処理ために供給されない。第１および第２位相検知器２１、２２の出力での検出され結合された信号の波形Ｕｃｃは、おおよそ図１０に描かれているように見える。図１０は、対象物がより遠方にあればあるほど、検出された反射信号の振幅はより小さくなりその期間はより長くなる。この状況から、各信号の期間および検出された信号出力とその期間との積で定義されるそのエネルギー（面積）は対象物までの距離に直接比例するから、異なる距離にある対象物から反射され検出される信号のエネルギーのダイナミック・レンジを絞ることができる。通常の無線位置公式に基づいて、連続または短パルスの探査信号が用いられた時にこのダイナミック・レンジはおおよそ得られたダイナミック・レンジの平方根であることを容易に示すことができる。ダイナミック・レンジは、受信アンテナ５（または送信受信アンテナ１５）の直近に位置する対象物から反射されるパルス信号の振幅を制限するための出力制限器２６を追加することそして適切な遅延時間τdの選択により、さらに絞ることができる。出力制限器２６がより遠い対象物からの反射される信号に与える影響は、信号はより長い期間とより小さい振幅を持つから、全く無視できる。従って、受信信号のダイナミック・レンジの必須的な絞込みは、受信経路に信号補償に関連するかなりの部分の部品とその制御をなくすることを可能にし、それに付随する雑音源の除去と対象物を探査する時間の減少により、装置の感度を向上できる結果を生ずる。
１チャンネル位相検知の距離依存振動性質を持つデッド・スポットを除去するために、本発明の装置は９０度位相がずれた参照（ヘテロダイン）マイクロ波信号と共に２チヤンネル位相検知器を使用することができる。この場合、中心変調パルス繰り返し数Ｆおよび経路出力で所望の信号／雑音比に必要なバンドを持った２つの帯域フィルタ、第１帯域フィルタ２７と第２帯域フィルタ２８（図５、６）、がクロック信号経路内の第１および第２位相検知器２１、２２の低周波出力信号に直接接続されている。第１および第２帯域フィルタ２７、２８の出力でのパルス繰り返し数の正弦波形の振幅は、対応する検知パルスの面積とおおよそ直接に比例する。そして、信号は第１および第２クロック・レート増幅器２９、３０内で増幅され、第１、第２、第３および第４低周波位相検知器３１−３４の信号入力に対として供給される。
マイクロ波受信器８の同相出力２分割器２４の出力から第１および第２位相検知器２１、２２の信号入力に供給される無線周波パルスは、以下のように表現できる。
ｕc＝Ｕｃ／２ｃｏｓ（ｗｔ＋Φｃ）
そして、直角出力２分割器２３の出力からの無線周波パルスは、以下のように表現できる。
ｕr1＝Ｕｒ／２ｃｏｓ（ｗｔ＋Φｒ）
ｕr2＝Ｕｒ／２ｃｏｓ（ｗｔ＋Φｒ＋９０°）＝−Ｕｒ／２ｓｉｎ（ｗｔ＋Φｒ）
ここで、ｗはＲＦ信号キャリア周波数であり、
Φｃ、Φｒは初期位相であり、
Ｕｃ、Ｕｒはパルス振幅である。
第一次の近似では、受信機の経路と局部発振器の無線周波パルスの包絡線とが重なる時間間隔のとき、位相検知器は信号乗算器であり、第１および第２位相検知器２１、２２は次に比例する信号を出力する。
ｕ1≒ｃｏｓ（ｗｔ＋Φｃ）ｃｏｓ（ｗｔ＋Φｒ）
ｕ2≒ｃｏｓ（ｗｔ＋Φｃ）ｃｏｓ（ｗｔ＋Φｒ＋９０°）
無線周波数パルスは繰り返し数Ｆでもって繰り返されるから、帯域フィルタ２７、２８によるフィルタレーションと増幅器２９、３０による増幅後に、後者は正弦クロック信号を出力する。
ｕy1＝Ｕｙ ｃｏｓ（Φｒ−Φｃ）ｃｏｓ（２πＦｔ−Φｙ）
ｕy2＝Ｕｙ ｓｉｎ（Φｒ−Φｃ）ｃｏｓ（２πＦｔ−Φｙ）
ここで、Φｙは、両チャンネルでのパラメータと、図１０に描かれたＵｃｃ波形を持つ検出され結合されたパルス信号のクロック周波数の第１ハーモニックの位相とが等しいと仮定すると、帯域フィルタ２７、２８およびクロック・レート増幅器２９、３０内の信号遅延位相の和である。
第１および第２増幅器２９、３０の出力から、信号が低周波位相検知器３１−３４の信号入力に供給される。第１増幅器２９から、信号が第１および第２低周波位相検知器３１、３２の信号入力に供給される。第２増幅器３０から、信号が第３および第４低周波位相検知器３３、３４に供給される。タイミング・ユニット１７の第２および第３出力から、前述の低周波位相検知器の他の参照制御信号入力へ、図１１と図１２に示されるクロック周波数Ｆを持った逆極性のパルス列が他方へ供給される。
正弦波形ｕy1、ｕy2内の所望の情報が、変調されたパラメータＵｙおよびΦｃとして含まれており、クロック周波数Ｆはこれらパラメータを変調する所望の信号の上限周波数を実質的に超えているので、これらは低周波位相検知器３１−３４で、増幅器２９、３０の出力における第１クロック周波数高調波信号とタイミング・ユニット１７の出力における参照信号とを掛け合わせ、低周波数フィルタレーションを行うことで、分離される。
参照信号は以下の式で表現される：
第２および第４低周波位相検知器３２、３４の制御入力において、
ｕo1＝Ｕｏ ｃｏｓ（２πＦｔ）
第１および第３低周波位相検知器の制御入力において、
ｕo1＝Ｕｏ ｃｏｓ［２πＦ（ｔ−Ｔ／４）］
低周波位相検知器３１−３４の出力での信号は、以下の式で得られる。
第１低周波位相検知器３１の出力では、
ｕd1＝ｋＵｙ ｃｏｓ（Φｒ−Φｃ）ｃｏｓ（２πＦｔ−Φｙ）Ｕｏ ｃｏｓ（２πＦｔ）＝ｋＵｏＵｙ ｃｏｓ（Φｒ−Φｃ）ｃｏｓΦｙ
第２低周波位相検知器３２の出力では、
ｕd2＝ｋＵｙ ｃｏｓ（Φｒ−Φｃ）ｃｏｓ（２πＦｔ−Φｙ）Ｕｏ ｃｏｓ［２πＦ（ｔ−Ｔ／４）］＝ｋＵｏＵｙ ｃｏｓ（Φｒ−Φｃ）ｓｉｎΦｙ
第３低周波位相検知器３３の出力では、
ｕd3＝−ｋＵｙ ｓｉｎ（Φｒ−Φｃ）ｃｏｓ（２πＦｔ−Φｙ）Ｕｏ ｃｏｓ（２πＦｔ）＝−ｋＵｏＵｙ ｓｉｎ（Φｒ−Φｃ）ｃｏｓΦｙ
第４低周波位相検知器３４の出力では、
ｕd4＝−ｋＵｙ ｓｉｎ（Φｒ−Φｃ）ｃｏｓ（２πＦｔ−Φｙ）Ｕｏ ｃｏｓ［２πＦ（ｔ−Ｔ／４）］＝−ｋＵｏＵｙ ｓｉｎ（Φｒ−Φｃ）ｓｉｎΦｙ
ここで、ｋは低周波位相検知器の変換比である。
低周波位相検知器３１−３４の出力での信号は、異なる式で表現されている。しかし、これらは、加算器３７で第２および第３低周波位相検知器３２、３３から信号を加算し、減算器３８で第１低周波位相検知器３１の出力信号から第４低周波位相検知器３４の出力信号を減算することにより、二つの直角表示に変形できる。
この処理を行い、単純な三角変換の後、加算器３７は以下を出力する。
ｕd2＋ｕd3＝ｋＵｏＵｙ ｓｉｎ（Φｃ＋Φｙ−Φｒ）
減算器３８は以下を出力する。
ｕd1−ｕd4＝ｋＵｏＵｙ ｃｏｓ（Φｃ＋Φｙ−Φｒ）
このような処理の必要性は、信号の位相Φｃ＋Φｙは、対象物が位置する距離に関連してランダムな定常値からなり、小さな変調率成分から、０．．．２π＋２πｎ（ｎは整数）の範囲内のどんな値もとり、そして定常値Φｒが加えられる時、結合位相をどんなチャンネルの低周波位相検知器３１−３４の低タンジェンシャル感度領域におくかもしれないという事実から生ずる。この場合、チャンネルは直角関係にあるので他のチャンネルの感度は反対に増加する。これは、以降の直角処理において信号ＵｙおよびΦｃの情報成分を分離することを可能にする。
加算器３７および減算器３８の出力信号は、図５、６に示すように、同様の第１および第２増幅器３５および３６の入力に供給される。増幅器３５および３６は、定常的な非情報成分を抑制し、人の呼吸、心拍および動きの過程で変調されるパラメータＵｙおよびΦｃに関連した変数成分を増幅する。様様な回路で同一の増幅器３５、３６が実現できる。
例示として、図１３ないし図１５に極度の感度を必要としない装置のための増幅器３５の実施例が示される。このような装置において、前段で増幅された所望の信号の最小レベルは、雑音の影響が低周波フイルタレーションで無視できるように、増幅器自身の１／ｆ雑音を必要的に超える。単チヤンネルの実施例（図１３）を使用することができ、この中では高周波通過フイルタ３９、中間増幅器４０、低周波通過フイルタ４１および有効信号増幅器４２とが直列接続されている。フイルタ３９は、登録された最小の呼吸周波数（約０．１Ｈｚ）に対応する遮断周波数を有し、中間増幅器４０で増幅される変数信号成分のみを送る。フイルタ４１は、心拍信号の高調波数の一つ、または、対象物の身動きに関連する登録されたドップラー周波数の上限、に処理信号の帯域を制限する。２チヤンネルの実施例（図１４）において、呼吸信号のみが第１チヤンネルで取り出され、他の信号の全てが第２チヤンネルで取り出される。ここで、フイルタ４１の遮断周波数はフイルタ３９の遮断周波数（０．６ないし０．７Ｈｚ）に等しくえらばられる。チヤンネル信号は分離して以降の処理をするために供給される。３チヤンネルの実施例（図１５）においては、人の呼吸、心拍、身動きの周波数領域は適当に分離される。有効信号の周波数領域分離は、対象物から可能な最大情報を取得するために以降のアナログ処理においても、また、チヤンネルに異なる利得を選択してチヤンネルの信号のダイナミック・レンジを一致させ、デジタル・システム内のアナログ−デジタル変換器のビット容量の制限を可能にするので、デジタル処理においても、有利である。増大した感度を持つ装置では、追加の信号変調を１／ｆ雑音領域外の周波数に導入し、そしてこの周波数において補償を提供する必要がある。この場合、増幅器３５の回路はより複雑である。
第１および第２増幅器３５、３６の出力からフイルタされた信号は、次の処理のために信号処理ユニット１０に送られる。処理はアナログ装置によっても、またアナログ−デジタル変換後にデジタル・プロセッサによっても行える。処理の結果は、人間の呼吸、心拍または身動きによる無線探知目標の変動と結びついた信号の情報（変化）成分の分離およびパラメータ測定である。信号処理ユニット１０も各種の回路技術的工夫を施せる。
例えば、振幅検知器４３、４４（図１６）により、第１および第２増幅器３５、３６のチャンネル出力における直角信号が検出できる。この信号はその後に検知信号加算器４５で結合される。結合された信号は、積分器４６と第１比較器４７の入力に供給される。積分器４６の出力は第２比較器４８の入力に接続される。第１比較器４７は、結合された信号がレベルＵｔｈ１を超えるたびに単安定フリップ・フロップ４９へトリガー・パルスを発生する。単安定フリップ・フロップ４９は、等しい期間のパルスを発生する。その数はカウンタ５０で測定され、表示器２０に表示されることができる。積分器４６に蓄積された信号は第２比較器４８に送られ、そこである所定期間、閾値Ｕｔｈ２と比較される。所定期間内で、閾値が超えられると、第２比較器４８はアラーム５１に信号を送る。所定期間の経過後、積分器はリセットされ、処理が繰り返される。全てのチヤンネルの信号レベルは、表示器２０で監視できる。同様の処理ユニットが第１および第２増幅器３５、３６の各チヤンネルに用いられる。
上記の回路はかなり複雑なので、デジタル処理を使用するのが合理的であろう。デジタル処理(図示せず)の場合、信号処理ユニット１０はアナログ−デジタル変換器、プロセッサおよびディスプレイ型表示器２０を備えねばならない。この場合は通常の機能回路および処理手順が使用される。この場合は処理結果の適当なディスプレイ上の表示を伴うフーリエ変換部に基づき、数値の狭帯域濾過、スペクトル分析を利用する。
制御部１９で最大スペースの高速探査のための捜索領域の確立、電波障害の除去および探知した対象物までの距離決定のため、マイクロ波探査器のパラメータ制御が行われる。信号のデジタル処理を利用する場合、この機能をひとつの装置すなわちコンピュータの制御機能にまとめてもよい。
操作中に継続時間Ｔｔを変更すれば、時間Ｔｔが減少したときから信号の減衰または低下により、探知対象までの距離を測定できる。その際、放射、遅延および受信処理の時間的分離を確保するため、Ｔ／Ｔｔ＞２の関係を維持する必要がある。遠隔対象物がもたらす障害の除去にはこの比率をできる限り大きくすべきである。ただし比率が増大すれば受信パルスのオン・オフ・タイム比が増大し、装置の感度低下を招く。従ってパラメータＴは具体的課題の遂行のため固定しなければならない。
産業上利用
本発明による生命体位置の探知方法およびマイクロ波探査機は、生命兆候を伴う人間の堆積内の存在の客観的な判定のための捜索・救助サービスの技術的手段として最も有効利用可能である。
【図１】
0003877783.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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