(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
クロック周波数（Ｆｃｌｋ）を含み、シンボル周波数（Ｆｓｙ）でサンプリングされたシンボル（ＳＹＭＢ）を含むディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））を処理することができるディジタル変調器（ＤＭ）であって、
それぞれが前記ディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））の遅延信号である二つのベース信号（ＬＳ、ＴＳ）の間に時間的に位置する基準フィルタ信号（Ｆ０）と、補助フィルタ信号（Ｆ２）とを得るために前記ディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））をフィルタリングするフィルタリング手段（ＦＩＲＡ）と、
前記二つのベース信号（ＬＳ、ＴＳ）と、前記補助フィルタ信号（Ｆ２）と、変数、及び、シンボル周波数（Ｆｓｙ）をクロック周波数（Ｆｃｌｋ）で割ったものに比例する実比（Ｒ）の関数として計算される補間パラメータ（δ、ＳＩＧＮ）とに基づいて生成される補正項（Ｇ（δ））を前記基準フィルタ信号（Ｆ０）に加えることにより構成される補間サンプル（ＯＵＴ）を提供するように構成されている補間手段（ＩＮＴ）と、
を備えていることを特徴とするディジタル変調器。
【請求項２】
前記ディジタル変調器（ＤＭ）は、位相パラメータ（μ）を初期化することができる発振器（ＮＣＯ）を備え、前記パラメータは、前記補間パラメータ（δ、ＳＩＧＮ）を前記比（Ｒ）の関数として計算することを可能にすることを特徴とする請求項１に記載のディジタル変調器。
【請求項３】
シンボル周波数（Ｆｓｙ）でサンプリングしたシンボル（ＳＹＭＢ）を含むディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））を処理する方法であって、
それぞれが前記ディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））の遅延信号である二つのベース信号（ＬＳ、ＴＳ）の間に時間的に位置する基準フィルタ信号（Ｆ０）と、補助フィルタ信号（Ｆ２）とを得るために前記ディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））をフィルタリングするステップと、
変数、及び、シンボル周波数（Ｆｓｙ）をクロック周波数（Ｆｃｌｋ）で割ったものに比例する実比（Ｒ）の関数として補間パラメータ（δ、ＳＩＧＮ）を計算するステップと、
前記二つのベース信号（ＬＳ、ＴＳ）と、前記補助フィルタ信号（Ｆ２）と、前記補間パラメータ（δ、ＳＩＧＮ）とに基づいて生成される補正項（Ｇ（δ））を前記基準フィルタ信号（Ｆ０）に加えることにより補間サンプル（ＯＵＴ）を計算するステップと、
を備えていることを特徴とする、ディジタル変調器に使用される信号処理方法。
【請求項４】
前記方法は、位相パラメータ（μ）を初期化する追加ステップをさらに備え、前記パラメータは、前記補間パラメータ（δ、ＳＩＧＮ）を前記比（Ｒ）の関数として計算することを可能にすることを特徴とする請求項３に記載の信号処理方法。
【請求項５】
請求項１に記載のディジタル変調器を備えていることを特徴とするセットトップボックス。
【請求項６】
請求項１に記載のディジタル変調器を備えていることを特徴とするケーブルモデム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、クロック周波数を含み、シンボル周波数でサンプリングされるシンボルを含むディジタル信号を処理することができるディジタル変調器に関する。本発明はまた、上記変調器に適応させた信号を処理する方法にも関する。それは、特にケーブルなどのワイヤ媒体、放送波などの空中媒体、又は、光ファイバなどの光媒体を介するディジタル信号の伝送中に具体的用途を見出す。
【０００２】
【従来の技術】
１９９７年９月１７日出願の米国特許第６１３４２２５号に対応する、１９９６年９月１９日出願のフランス国特許第２７５３５９０号は、衛星によるディジタル伝送のためのシステムを記載している。このシステムはディジタル変調器を含む。この変調器は、固定クロック周波数を生成する発振器を含む。ディジタル信号の伝送の枠組み内で、上記信号は伝送されるシンボルの形態において処理される。シンボル周波数はこれらのシンボルの伝送に関連付けられる。例えばケーブルを介する伝送の枠組み内で、このシンボル周波数は、ＤＡＶＩＣ（Digital Audio-Visual Council）、ＥＴＳＩ（欧州電気通信標準化協会）によって発行されたＥＴＳ３００８００と称するＤＶＢ（Digital Video Broadcasting）、又は、ＲＦＩ（Radio Frequency Interface）によって発行されたＳＰ−ＲＦＩ−１０４−９８７２４と称するＤＯＣＳＩＳ（Data Over Cable Service Interface Specification）などの規格内で決定された値を含む。上記値はそれぞれ２５６ｋビット／ｓ又は１，５４４Ｍビット／ｓの倍数又は１６０ｋシンボル／ｓである。使用できるシンボル周波数に従って、変調器のクロック周波数は適切に関連付けられる。従って、実現される規格によって、クロック周波数は、それが使用可能なシンボル周波数の最小公倍数に一致するように選択される。現行システムでは、シンボル周波数に対するクロック周波数の比は整数でなければならず、ときには２乗でなければならないことさえある。
【０００３】
当該技術の現状では幾つかのシンボル周波数を管理することが可能であるが、この管理の複雑さは使用するシンボル周波数の数と共に増加する。さらに、その範囲のシンボル周波数を連続的に使用することはできないので、このシステムはどちらかというと柔軟性を欠く。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
よって、本発明の対象により解決すべき技術的問題は、クロック周波数を含み、シンボル周波数でサンプリングされるシンボルを含むディジタル信号を処理することができるディジタル変調器のみならず、シンボル周波数の管理を簡素化すると共に、上記変調器で使用可能なシンボル周波数の範囲を拡大することを可能にする関連ディジタル信号処理方法をも提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
第１の態様において、本発明は、
クロック周波数（Ｆｃｌｋ）を含み、シンボル周波数（Ｆｓｙ）でサンプリングされたシンボル（ＳＹＭＢ）を含むディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））を処理することができるディジタル変調器（ＤＭ）であって、
それぞれが前記ディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））の遅延信号である二つのベース信号（ＬＳ、ＴＳ）の間に時間的に位置する基準フィルタ信号（Ｆ０）と、補助フィルタ信号（Ｆ２）とを得るために前記ディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））をフィルタリングするフィルタリング手段（ＦＩＲＡ）と、
前記二つのベース信号（ＬＳ、ＴＳ）と、前記補助フィルタ信号（Ｆ２）と、変数、及び、シンボル周波数（Ｆｓｙ）をクロック周波数（Ｆｃｌｋ）で割ったものに比例する実比（Ｒ）の関数として計算される補間パラメータ（δ、ＳＩＧＮ）とに基づいて生成される補正項（Ｇ（δ））を前記基準フィルタ信号（Ｆ０）に加えることにより構成される補間サンプル（ＯＵＴ）を提供するように構成されている補間手段（ＩＮＴ）と、
を備えていることを特徴とするディジタル変調器を提供する。
【０００６】
第２の態様において、本発明は、
シンボル周波数（Ｆｓｙ）でサンプリングしたシンボル（ＳＹＭＢ）を含むディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））を処理する方法であって、
それぞれが前記ディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））の遅延信号である二つのベース信号（ＬＳ、ＴＳ）の間に時間的に位置する基準フィルタ信号（Ｆ０）と、補助フィルタ信号（Ｆ２）とを得るために前記ディジタル信号（Ｓ（ＴＡ））をフィルタリングするステップと、
変数、及び、シンボル周波数（Ｆｓｙ）をクロック周波数（Ｆｃｌｋ）で割ったものに比例する実比（Ｒ）の関数として補間パラメータ（δ、ＳＩＧＮ）を計算するステップと、
前記二つのベース信号（ＬＳ、ＴＳ）と、前記補助フィルタ信号（Ｆ２）と、前記補間パラメータ（δ、ＳＩＧＮ）とに基づいて生成される補正項（Ｇ（δ））を前記基準フィルタ信号（Ｆ０）に加えることにより補間サンプル（ＯＵＴ）を計算するステップと、
を備えていることを特徴とする、ディジタル変調器に使用される信号処理方法を提供する。
【０００７】
従って、後でより詳しく説明する通り、補間手段は、クロック周波数がもはや使用したい単数又は複数のシンボル周波数に依存しないような方法により、ディジタル信号を処理することを可能にする。比率の選択にはいかなる制約もない。従って、シンボル周波数の管理は、より柔軟かつ簡単になる。
【０００８】
以下の説明は、総て非限定実施例として示す添付の図面と併せて、本発明の本質を明瞭に解説する。
【０００９】
【発明の実施の形態】
発明のこの説明は、ケーブルベース（cable-based）の対話機能の分野において使用される例示としてのディジタル変調器ＤＭを取り扱う。この分野ではディジタル信号は、同軸ケーブル及び光ケーブルなど、ハイブリッド伝送用の物理的チャネルを介して交換される。ディジタル変調器ＤＭは、そのようなチャネルを介するこれらの信号の伝送を可能にする。図１に示されているのは、上記変調器ＤＭのアーキテクチャの線図である。上記変調器はクロック周波数Ｆｃｌｋ、誤り検出手段ＥＮＣ、スクランブル手段ＲＡＮＤ、ラベリング手段ＭＡＰ、第１フィルタリング手段ＦＩＲ、補間手段ＩＮＴ、及び、搬送周波数Ｆｃａに対する変調手段ＭＯＤを含む。
【００１０】
ディジタル変調器ＤＭは、ケーブルモデムのメモリなど１つ又はそれ以上のソースからのディジタル信号ＤＳを入力として受け取る。上記信号ＤＳはバイトで構成され、バイト／ｓ単位の第１周波数Ｆｂｙに従って伝送される。上記ディジタル信号ＤＳをチャネルで伝送するために、変調器は正弦波信号を伝送する。このために、ディジタル信号ＤＳは搬送周波数Ｆｃａで変調される。搬送周波数は使用する規格によって決定される。従って、ＤＶＢ規格の場合、搬送周波数は５ＭＨｚから６５ＭＨｚの間の値を取ることができ、ＤＯＣＳＩＳ規格の場合、５ＭＨｚから４２ＭＨｚの間の値を取る。しかし、変調を実行する前に、幾つかの事前のステップが必要である。例として４相ＱＰＳＫ変調（直交位相シフトキーイング：Quadrature Phase Shift Keying）を取り上げる。該ステップについて以下で説明する。
【００１１】
信号ＤＳをチャネルＣＨＡで伝送する間に、後者は、ＤＳを受け取る間に誤りを発生させる妨害を導入することがある。また、誤り検出手段ＥＮＣは、誤りが検出されてから、その後に訂正されるような方法で、上記信号ＤＳを変換することを可能にする。これらの手段ＥＮＣは、当業者には周知の「リードソロモン」と呼ばれる冗長性及び尤度原理に基づく。上記検出手段ＥＮＣの出力により、ディジタル信号はビット／ｓ単位のバイナリ周波数Ｆｂｉに従ってバイナリ形式で直列化される（１バイトは８ビットに等しい）。
【００１２】
ソースＳＲＣは、先験的な任意のビットシーケンスを送信する。チャネルＣＨＡで高電力の純粋周波数を伝送する効果を有し、チャネルを破損する危険性がある一定シーケンスの伝送は回避する必要がある。そのような危険性を回避するために、スクランブル手段ＲＡＮＤは、ディジタル信号を擬似ランダムに、即ち、短期的にランダムにするように、擬似ランダムシーケンスによりそれをスクランブルする。
【００１３】
しかし、バイナリディジタル信号はチャネルＣＨＡで直接には伝送されない。それはシンボルＳＹＭＢの形で伝送される。ラベリング手段ＭＡＰは入力において、バイナリディジタル信号のビットを回復し、それらをシンボルＳＹＭＢの形に符号化する。
【００１４】
別の言い方をすると、各シンボルＳＹＭＢは２つのビットＩ及びＱを符号化する。これは例えば次のコードに対応する。
Ｉ        Ｑ        ＳＹＭＢ
０        ０        −１−１
０        １        −１  １
１        １          １  １
１        ０          １−１
【００１５】
次いで信号の伝送はシンボル周波数Ｆｓｙによって表わされる。この例では、バイナリ周波数Ｆｂｉはシンボル周波数Ｆｓｙの２倍に等しい。従って、ディジタル変調器がラベリング手段を含まない場合に伝送されるビットの潜在的量は倍になる。
【００１６】
伝送チャネルＣＨＡは、様々な使用者によって共用される帯域幅を有する。従って、各使用者によって送信される信号は限定された帯域の信号である。これを行なうために、第１整合フィルタリング手段ＦＩＲを使用することが好ましい。さらに、このフィルタにより、伝送される信号に変形を引き起こすシンボル間干渉（ＩＳＩ）を最小にすることが求められる。このため、使用される第１フィルタリング手段ＦＩＲは、例えば当業者にはよく知られる通り、ロールオフ率αを持つルートナイキスト二乗余弦フィルタである。この場合、フィルタの出力において、サンプルの第１周波数ＦＡ＝２Ｆｓｙでサンプリングされたディジタル信号Ｓ（ＴＡ）が得られる。
【００１７】
その後、補間手段ＩＮＴは、サンプルの第２周波数Ｆｃｌｋ＞２Ｆｍａｘでディジタル信号Ｓ（ＴＡ）をオーバーサンプリング（over-sample）することを可能にする。Ｆｍａｘは、シャノンの定理によって提示された基準に適合するように、搬送周波数Ｆｃａで伝送される信号の最大周波数である。Ｆｃｌｋは、ディジタル変調器ＤＭのクロック周波数である。Ｆｍａｘ＝Ｆｃａ＋Ｆｓｙ（１＋α）であることに注意されたい。αはロールオフ率であり、ＤＶＢ規格では３０％、ＭＣＮＳ規格では２５％に等しい。
【００１８】
非限定実施形態では、補間手段ＩＮＴは、フィリップス・エレクトロニクスＮ．Ｖ．社の名義で付与された１９９３年５月１３日出願の米国特許第０５３４９５４８号に記載されている。この特許の内容全体が本願の不可欠の一部を形成するものとみなすことにする。これらの補間手段ＩＮＴは、サンプリング入力ディジタル信号Ｓ（ＴＡ）に基づいて、上記信号を遅延ΔＴだけ人為的に遅延させて新しいサンプルＯＵＴを計算することによって、補間を行なうことを可能にする。必要な最大遅延ΔＴはプラス又はマイナスＴＡ／２と見積もられる。ＴＡは、入力におけるサンプルの周期である。入力サンプルＳ（ＴＡ）に基づいて計算できる新しいサンプルＯＵＴは総てこの方法で取り扱われる。例えば、３つの入力サンプルＳ（１）、Ｓ（２）及びＳ（３）がある場合、［Ｓ（０．５）、Ｓ（１，５）］、［Ｓ（１，５）、Ｓ（２，５）］及び［Ｓ（２，５）、Ｓ（３．５）］間の新しいサンプルが計算される。新しいサンプルＯＵＴを計算するために、入力サンプルＳ（ＴＡ）に補正項を追加しなければならない。補正項は関数Ｇ（δ）＝｜δ｜＊（｜δ｜＊Ｆ１＋（１−｜δ｜）＊ＳＩＧＮ＊Ｆ２）（１）である。後で詳しく説明する通り、上記関数Ｇ（δ）は、上記遅延ΔＴを表わす伝達関数Ｈ（Ｚ）＝Ｚ−∂／２である。ΔＴ＝∂＊ＴＡ／２であり、∂＝−１，．．．，１．．．∂であり、ＴＡ／２に対して正規化された遅延を表わす。
【００１９】
後で、この関数をどのように計算し、その成分項がどこに対応するかを見ていく。
【００２０】
図３に示すように、補間手段ＩＮＴは、
第２フィルタリング手段ＦＩＲＡと、
制御手段ＣＮＴＲＬと、
サンプルを計算するための手段ＭＩＸＥＲと、
を含むことが好ましい。
【００２１】
第２フィルタリング手段ＦＩＲＡは、入力ディジタル信号Ｓ（ＴＡ）をフィルタして、ベース信号とフィルタされた信号を含む誘導信号を得ることを可能にする。従って、ディジタル入力信号Ｓ（ＴＡ）のサンプルに基づき、フィルタを通さない２つのベース信号ＬＳ及びＴＳと、フィルタを通した第１基準信号Ｆ０と、フィルタを通した第２信号Ｆ２とが得られる。非限定実施形態による第２フィルタリング手段ＦＩＲＡの構造を、図４に示す。上記手段は、遅延線と乗数ＣＬ、ＣＤを含む。遅延線は、各々が入力サンプルＳ（ＴＡ）を１サンプル周期ＴＡだけ遅延させる遅延Ｚ−１からなる。ベース信号ＬＳ、ＴＳはこのようにして得られる。フィルタ信号Ｆ０及びＦ２は、遅延入力サンプルＳ（ＴＡ）に５つの乗数ＣＬ１乃至ＣＬ５、及び、２つの乗数ＣＤ１乃至ＣＤ２を乗算する補足ステップを実行することによって得られる。これらの係数はそれぞれの値８０／１２８、−２３／１２８、１０／１２８、−４／１２８、１／１２８、及び−１／３２、２／３２を有する。その後、こうして得られたサンプルの組は、図４に示すように合計される。
【００２２】
制御手段ＣＮＴＲＬは、補間される、即ち、補間によって計算される、各サンプルに関連付けられる補間パラメータを提供する。それらはこうして、クロックＦｃｌｋの各立上りエッジで２つの補間パラメータδ及びＳＩＧＮを提供し、数値制御発振器ＮＣＯによってそうすることが好ましい。２つのパラメータを図５ｂに示す。第１補間パラメータδは、前に示した遅延∂の補数値に相当し、従ってδ＝−１，．．．，１である。発振器ＮＣＯは、次式が成立するような位相パラメータμを含む。
｜δ｜＝｜２＊（μ＋０．５）｜  及び
ＳＩＧＮ＝−ＳＩＧＮ（μ＋０．５）  （２）
【００２３】
サンプルを計算するための手段ＭＩＸＥＲは、補間パラメータδ及びＳＩＧＮに基づき、かつ、ディジタル信号Ｓ（ＴＡ）から誘導される信号に基づき、新しいサンプルＯＵＴを計算する。誘導信号は、２つの既知のベース信号ＬＳ及びＴＳ並びに２つのフィルタ信号Ｆ０及びＦ２である。サンプルＯＵＴの補間は２つのベース信号ＬＳとＴＳとの間で行なわれ、次のように実行される。図６の流れ図は、以下に提示する様々なステップを概略的に示す。
【００２４】
初期化段階ＳＴＡＲＴ中に、位相パラメータμは、第１ベースサンプルＴＳにロックされるように、好ましくは−１に初期化される。
【００２５】
第１ステップＡ）において、第１フィルタ基準信号Ｆ０及び第２フィルタ信号Ｆ２が、前述した通り、図４の第２フィルタリング手段ＦＩＲＡによって計算される。第１フィルタ基準信号Ｆ０は、図５ａに示すようにδ＝０において基準信号として受け取られる。図５ａにおいて、ｎは整数である。ベース信号ＬＳ、ＴＳも復元される。
【００２６】
第２ステップＢ）において、補間パラメータδ及びＳＩＧＮが、（２）に従って計算される。
【００２７】
第３ステップＣ）において、Ｆ１は次のように計算される。
Ｆ１＝（最接近サンプル−Ｆ０）  （３）
【００２８】
最接近サンプルは、計算されるサンプルＯＵＴに最も近いベースサンプルの１つである。即ち、
δ＞０の場合、Ｆ１＝ＬＳ−Ｆ０
δ＜０の場合、Ｆ１＝ＴＳ−Ｆ０
である。
【００２９】
第４ステップＤ）において、前に示した関数Ｇ（δ）＝｜δ｜＊（｜δ｜＊Ｆ１＋（１−｜δ｜）＊ＳＩＧＮ＊Ｆ２）が計算される。図７は、サンプルＭＩＸＥＲを計算して上記関数Ｇ（δ）を得ることを可能にする手段の非限定実施形態を表わす。
【００３０】
第５ステップＥ）において新しいサンプルＯＵＴが次のように計算される。
ＯＵＴ＝Ｆ０＋Ｇ（δ）
【００３１】
第６ステップＦ）において、位相パラメータμは比Ｒだけインクリメントされる。上記比Ｒは入力サンプルの周波数ＦＡをクロック周波数Ｆｃｌｋで割ったものに等しい。即ち、
Ｒ＝ＦＡ／Ｆｃｌｋ  又は  Ｒ＝２Ｆｓｙ／Ｆｃｌｋ
位相パラメータμは負である間は、新しいサンプルＯＵＴのために、上述のステップをステップＢ）から始めることが推奨される。
【００３２】
位相パラメータμが正になると直ちに、上記パラメータが１だけデクリメントされ、新しいサンプルＯＵＴのために、上述のステップをステップＡ）から始めることが推奨される。サンプルは遅延線で１周期ＴＡ分だけシフトしているので、デクリメントは、補間に関して既知のベースサンプルＴＳ及びＬＳにロックすることを可能にする。
【００３３】
サンプルＳ（ＴＡ）が無くなったとき、即ち、それ以上伝送すべき信号が無くなったとき、操作は終了（ＳＴＯＰ）する。その結果として、クロック周波数Ｆｃｌｋでオーバーサンプリングされた出力信号ｙ（Ｔｃｌｋ）が得られ、変数、及び、シンボル周波数Ｆｓｙをクロック周波数Ｆｃｌｋで割ったものに比例する実比Ｒの関数として計算された補間パラメータδ、ＳＩＧＮが得られる。位相パラメータμは、上記補間パラメータδ、ＳＩＧＮを上記比Ｒの関数として計算することを可能にする。
【００３４】
２つのベースサンプルＴＳとＬＳとの間で、希望する数のサンプルが計算される。２つのベースサンプルＬＳとＴＳとの間の補間を、特に希望する比Ｒの関数として調整すれば充分である。例えば、Ｒ＝１０ならば、入力サンプルＳ（１）及びＳ（２）から生じる２つのベースサンプルＴＳとＬＳとの間で、１０個のサンプルＯＵＴ（１，０）、ＯＵＴ（１，１）、ＯＵＴ（１，２）、ＯＵＴ（１，３）、ＯＵＴ（１，４）、ＯＵＴ（１，５）、ＯＵＴ（１，６）、ＯＵＴ（１，７）、ＯＵＴ（１，８）、及びＯＵＴ（１，９）を計算する。第２の例において、Ｒ＝２の場合、入力サンプルＳ（３）及びＳ（４）から生じる２つのベースサンプルＴＳとＬＳとの間で、２個のサンプルＯＵＴ（３，０）及びＯＵＴ（３，５）を計算する。
【００３５】
こうして、上述したシステムによって、入力サンプルＦＡの周波数に関わらず、即ち、伝送中にどのシンボル周波数Ｆｓｙを使用するかに関わらず、この新しいシンボル周波数Ｆｓｙを考慮に入れるように、比Ｒの新しい値で数値制御発振器ＮＣＯをプログラムすることは簡単である。この場合、ステップは初期化ステップＳＴＡＲＴから開始することが推奨される。
【００３６】
上記比Ｒは何らかの実数値を取ることができる。これは、上記シンボル周波数の柔軟な管理を事実上可能にする。
【００３７】
最後に、第３ステップ３）で、補間手段ＩＮＴの出力において、変調手段ＭＯＤは、こうしてオーバーサンプリングされた信号を搬送周波数Ｆｃａで変調することを可能にする。その後、上記信号はチャネルＣＨＡに伝送される。
【００３８】
代替実施形態では、数値制御発振器ＮＣＯによって位相パラメータμを−１より大きい値又は−１より低い値に初期化することによって、サンプリングした信号を適時にシフトさせることができる。これは、チャネルで伝送されるディジタル信号ＤＳの伝送を、上記変調器に関連付けられた時間ウィンドウに関して調整するという利点を持つ。これは、幾つかの送信ソースがあるときに有利である。さらに、それは上記時間ウィンドウの微調整を可能にする。
【００３９】
しかし、最後の問題は依然として残っている。具体的には、特に各々の上記手段のレベルで使用される様々な周波数のため、ディジタル変調器ＤＭの総ての手段を相互に同期させなければならない。従って、変調手段ＭＯＤが受け取るサンプルを補間されるサンプルの計算と同期させ、サンプルの上記計算を第１フィルタリング手段ＦＩＲによるディジタル入力信号Ｓ（ＴＡ）のサンプルの送り出しと同期させる等々、上記変調器ＤＭの連鎖の開始まで以下同様のことが必要である。この同期化プロセスは一般的に「ハンドシェーク手順」と呼ばれる。また、言うまでもなくディジタル変調器ＤＭは、上記同期化を実行するための適切な信号同期化手段（図示せず）を含むことが好ましい。例えば、これらの手段は、後続の手段が信号を読み出す間、信号を保存する待ち行列であり、そうでなければこれらの手段は、信号が入手可能であること、又は、信号が読み出されることを知らせる制御信号である。従って、各々の手段は、現在の出力信号が後続手段によって使用されると直ちに、かつ、入力信号が先行手段から利用可能になると直ちに、新しい出力信号を送り出す。
【００４０】
従って、補間によって、上記発明は、シンボル周波数Ｆｓｙをもはやクロック周波数Ｆｃｌｋに依存させないという利点を有する。
【００４１】
本発明は、別の利点、即ち、使用されるクロック周波数Ｆｃｌｋに関係なく、シンボル周波数Ｆｓｙを自由に選択できるという利点を有する。これは、特に幾つかの送信源があるときに、チャネルの帯域幅の使用を最適化することを可能にする。具体的には、５．５ＭＨｚから８．５ＭＨｚの間の搬送周波数を使用するチャネル及び約１ＭＨｚのシンボル周波数がある場合において、さらに、このチャネルを共用する４つのソースがあるときは、各ソースがそれぞれ［５ＭＨｚ，６ＭＨｚ］、［６ＭＨｚ，７ＭＨｚ］、［７ＭＨｚ，８ＭＨｚ］及び［８ＭＨｚ，９ＭＨｚ］の間隔でチャネルを使用する。７．９ＭＨｚと８．４ＭＨｚとの間のチャネルの一部分にノイズがある場合、本発明では、チャネルが［５ＭＨｚ，６ＭＨｚ］、［６ＭＨｚ，７ＭＨｚ］、［７ＭＨｚ，７．９ＭＨｚ］及び最終的に［８．４ＭＨｚ，９ＭＨｚ］の間隔で使用されるように、ロールオフ率の範囲内で０．６ＭＨｚ及び０．９ＭＨｚという他の２つのシンボル周波数を選択することが可能である。以前は、ソースは次のようにチャネルに割り当てられていた。即ち、２つの源に対してのみ［５ＭＨｚ，６ＭＨｚ］、［６ＭＨｚ，７ＭＨｚ］が割り当てられた。７ＭＨｚと８．４ＭＨｚとの間のチャネルの一部分は、使用可能であるが、使用されていなかった。また、幾つかの発振器を含む装置と比較して、本発明による装置は高価でなく、かつ、あまり複雑でなく、様々なシンボル周波数を管理することが可能になることにも注目されたい。
【００４２】
どのような点で関数Ｇ（∂）が上記遅延ΔＴを表わす伝達関数Ｈ（Ｚ）＝Ｚ−∂／２に相当するかについて説明する。θ＝ω＊ＴＡラジアル周波数として、Ｚ＝ｅｊθとなる。振幅１及び位相φ＝−∂θ／２で、Ｈ（ｅｊθ）＝ｅ−ｊθ／２となる。複素項において、Ｈ（θ）＝cos（∂θ／２）−ｊ．sin（−∂θ／２）である。∂＝０で、現在のサンプルを基準とする。所望のサンプルＨ（Ｚ）を計算するために、半周期ＴＡ／２の遅延を生じることによって第１フィルタ信号Ｆ０を得ることを可能にするフィルタリング手段ＦＩＲＡを使用し、最接近サンプル（１）に加えなければならないもの（Ｇ（Ｚ））を計算する。微分関数Ｇ（Ｚ）、即ち、Ｇ（Ｚ）＝Ｈ（Ｚ）−１    （４），
即ち、Ｇ（ｅｊθ）＝Ｈ（ｅｊθ）−１＝ｅ−ｊ∂θ／２−１＝ｅ−ｊ∂θ／４・（ｅ−ｊ∂θ／４−ｅ＋ｊ∂θ／４）＝−ｅ−ｊ∂θ／４．２ｊ．sin（∂．θ／４）
となるような補正項が得られる。これは、
Ｇ（ｅｊθ）＝−ｊ．２sin（∂．θ／４）．ｅ−ｊ∂θ／４  （５）
に等しい。
【００４３】
複素項においては、
Ｇ（θ）＝cos（∂．θ／２）−１−ｊ．sin（∂．θ／２）
が得られる。
【００４４】
式（５）は次のように書き替えられる。
Ｇ（∂．θ）
＝∂．[（θ／２）．（sin（∂．θ／４）／（∂．θ／４））．−ｊ．ｅ−ｊ∂θ／４]
∂≒１の場合、角括弧内の項は、Ｆ１＝ｊ．２sin（θ／４）．ｅ−ｊθ／４と書くことができ、∂≒０、（sin（∂．θ／４）／（∂．θ／４））≒１の場合、角括弧内の項は、Ｆ２＝−ｊ．θ／２と書くことができる。
【００４５】
従って、関数Ｇ（θ，∂）は、Ｇ（θ，∂）＝∂．[ｋ１（∂）．Ｆ１＋ｋ２（∂）．Ｆ２]＋Ｆｅと書くことができる。ここで、ｋ１及びｋ２は適当な係数であり、Ｆｅは近似項である。∂＝１の場合、第１フィルタ信号Ｆ０をＦ０＝ｅ−ｊθ／２となるように定義する。従って、関係（４）により、Ｆ１＝Ｆ０−１となる。Ｆｅ＝０であり、ｋ１及びｋ２が∂の線形関数となるように、近似計算を行なう。ｋ１＝∂及びｋ２＝１−∂として、Ｇ（∂）＝∂[∂．Ｆ１＋（１−∂）．Ｆ２]    （６）となる。
【００４６】
今まで、∂＝０で現在のサンプルを基準としてきた。この場合、∂が符号を変えると、所望のサンプルを計算するために、追加遅延を加えることが必要になり、第１フィルタ信号Ｆ０及びその後にＦ１を再計算しなければならない。従って、関係（６）は∂の制約されたドメイン即ち、０，．．．，１又は−１，．．．，０に対してのみ有効である。この理由から、第１フィルタ信号Ｆ０を所望のサンプルを計算するための基準サンプルとする方が簡単である。この場合、∂が符号を変えると、それはフィルタサンプルというより、むしろ非フィルタサンプルとなり、周期ＴＡだけシフトさせなければならない。従って、非フィルタベースサンプルＬＳ及びＴＳは、フィルタ基準信号Ｆ０が得られる遅延線から直接導出することができるので、追加遅延を加える必要がない。遅延∂だけが、前に示した第１補間パラメータに対応するその補数値δを取ることによって変更しなければならない。図５ａ及び図５ｂは、ベースサンプルＬＳ及びＴＳ、基準サンプルＦ０、並びに所望のサンプルＯＵＴの間の関係を示す。
【００４７】
１つの結果として、基準信号が半周期ＴＡ／２だけシフトしたので、Ｆ１＝Ｆ０−最接近サンプル、ではなく、Ｆ１＝最接近サンプル−Ｆ０、となるように、信号Ｆ１を計算しなければならない。
【００４８】
従って、微分関数Ｇ（δ）＝｜δ｜（｜δ｜．Ｆ１＋（１−｜δ｜）．ＳＩＧＮ．Ｆ２）が得られる。
【００４９】
言うまでもなく、本発明の範囲は決して上述した実施形態に限定されず、例えば補間手段ＩＮＴの第２フィルタリング手段ＦＩＲＡが、フィルタを通して基準信号Ｆ０の３つの乗算器係数ＣＬ１、ＣＬ２及びＣＬ３をそれぞれ３９／６４、−９／５４、及び２／６４の値とする構造を持つ、他の実施形態にも拡張される。
【００５０】
そのようなディジタル変調器は、特に対話型セットトップボックス又はケーブルモデムに使用できることに注目されたい。
【００５１】
当然に、本発明は決してケーブルテレビの分野に限定されず、他の分野、特に衛星分野又は地上波送信の分野など、ディジタル変調器を使用する総ての分野に応用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル変調器のアーキテクチャを示す線図である。
【図２】図１の変調器によって管理されるシンボルの図表である。
【図３】図１の変調器に含まれる補間手段の線図である。
【図４】図３の補間手段の第１部分を示す線図である。
【図５ａ】図３の補間手段のパラメータに関する曲線である。
【図５ｂ】図３の補間手段のパラメータに関する曲線である。
【図６】図３の補間手段によって実行される計算の流れ図である。
【図７】図３の補間手段の第２部分を示す線図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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