(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となる信号を含んだ複数の信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となる信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記基準となる信号が使用する周波数周辺の周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルに基づいて搬送波周波数の補正量を求める第１発生手段と、
前記基準となる信号の位相変化量に基づいて搬送波周波数の補正量を求める第２発生手段と、
前記第１発生手段で求めた補正量、前記第２発生手段で求めた補正量の順で搬送波周波数の補正制御を行う制御手段と、
を備え、
さらに、前記基準となる信号を、前記送信側で位相変化をもたないように無変調信号として生成された信号とし、
前記第１発生手段は、
前記基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で受信された前記搬送波信号をそれぞれ遅延検波する一対の遅延検波回路と、
前記一対の遅延検波回路によりそれぞれ遅延検波された信号を平均化する一対の平均回路と、
前記一対の平均回路によりそれぞれ平均化された信号の包絡線に基づいて信号レベルを検出する一対の包絡線検出回路と、
前記一対の包絡線検出回路によりそれぞれ検出された信号レベルの差分をとって前記補正量を得る演算回路と、
を含み、
前記第２発生手段は、
前記基準となる信号を遅延検波する遅延検波回路と、
前記遅延検波回路により遅延検波された信号の位相変化量を検出して前記補正量を得る位相検出回路と、
を含んだことを特徴とする搬送波周波数同期回路。
【請求項２】
送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となる信号を含んだ複数の信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となる信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記基準となる信号が使用する周波数周辺の周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルに基づいて搬送波周波数の補正量を求める第１発生手段と、
前記基準となる信号の位相変化量に基づいて搬送波周波数の補正量を求める第２発生手段と、
前記第１発生手段で求めた補正量、前記第２発生手段で求めた補正量の順で搬送波周波数の補正制御を行う制御手段と、
を備え、
さらに、前記基準となる信号を、前記送信側で位相変化をもつように変調信号として生成された信号とし、
前記第１発生手段は、
前記基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で受信される前記搬送波信号の位相変化を除去する一対の第１位相回転回路と、
前記一対の第１位相回転回路によりそれぞれ位相変化を除去された前記搬送波信号をそれぞれ遅延検波する一対の遅延検波回路と、
前記一対の遅延検波回路によりそれぞれ遅延検波された信号を平均化する一対の平均回路と、
前記一対の平均回路によりそれぞれ平均化された信号の包絡線に基づいて信号レベルを検出する一対の包絡線検出回路と、
前記一対の包絡線検出回路によりそれぞれ検出された信号レベルの差分をとって前記補正量を得る演算回路と、
を含み、
前記第２発生手段は、
前記基準となる信号の位相変化を除去する第２位相回転回路と、
前記第２位相回転回路により位相変化を除去された前記基準となる信号を遅延検波する遅延検波回路と、
前記遅延検波回路により遅延検波された信号の位相変化量を検出して前記補正量を得る位相検出回路と、
を含んだことを特徴とする搬送波周波数同期回路。
【請求項３】
送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となる信号を含んだ複数の信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となる信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記基準となる信号が使用する周波数周辺の周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルに基づいて搬送波周波数の補正量を求める第１発生手段と、
前記基準となる信号の位相変化量に基づいて搬送波周波数の補正量を求める第２発生手段と、
前記第１発生手段で求めた補正量、前記第２発生手段で求めた補正量の順で搬送波周波数の補正制御を行う制御手段と、
を備え、
さらに、前記基準となる信号を、前記送信側で位相変化をもたないように無変調信号として生成された信号とし、
前記第１発生手段は、
前記基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周辺の複数の周波数および小さい周辺の複数の周波数でそれぞれ受信された前記搬送波信号をそれぞれ遅延検波する複数の遅延検波回路と、
前記複数の遅延検波回路によりそれぞれ遅延検波された信号を平均化する複数の平均回路と、
前記複数の平均回路によりそれぞれ平均化された信号の包絡線に基づいて信号レベルを検出する複数の包絡線検出回路と、
前記複数の包絡線検出回路によりそれぞれ検出された信号レベルの内で、前記基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周波数で検出された前記信号レベルの和と前記基準となる信号が使用する周波数よりも小さい周波数で検出された前記信号レベルの和との差分をとって前記補正量を得る演算回路と、
を含み、
前記第２発生手段は、
前記基準となる信号を遅延検波する遅延検波回路と、
前記遅延検波回路により遅延検波された信号の位相変化量を検出して前記補正量を得る位相検出回路と、
を含んだことを特徴とする搬送波周波数同期回路。
【請求項４】
送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となる信号を含んだ複数の信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となる信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記基準となる信号が使用する周波数周辺の周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルに基づいて搬送波周波数の補正量を求める第１発生手段と、
前記基準となる信号の位相変化量に基づいて搬送波周波数の補正量を求める第２発生手段と、
前記第１発生手段で求めた補正量、前記第２発生手段で求めた補正量の順で搬送波周波数の補正制御を行う制御手段と、
を備え、
さらに、前記基準となる信号を、前記送信側で位相変化をもつように変調信号として生成された信号とし、
前記第１発生手段は、
前記基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周辺の複数の周波数および小さい周辺の複数の周波数でそれぞれ受信された前記搬送波信号の位相変化を除去する複数の第１位相回転回路と、
前記複数の第１位相回転回路によりそれぞれ位相変化を除去された前記搬送波信号をそれぞれ遅延検波する複数の遅延検波回路と、
前記複数の遅延検波回路によりそれぞれ遅延検波された信号を平均化する複数の平均回路と、
前記複数の平均回路によりそれぞれ平均化された信号の包絡線に基づいて信号レベルを検出する複数の包絡線検出回路と、
前記複数の包絡線検出回路によりそれぞれ検出された信号レベルの内で、前記基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周波数で検出された前記信号レベルの和と前記基準となる信号が使用する周波数よりも小さい周波数で検出された前記信号レベルの和との差分をとって前記補正量を得る演算回路と、
を含み、
前記第２発生手段は、
前記基準となる信号の位相変化を除去する第２位相回転回路と、
前記第２位相回転回路により位相変化を除去された前記基準となる信号を遅延検波する遅延検波回路と、
前記遅延検波回路により遅延検波された信号の位相変化量を検出して前記補正量を得る位相検出回路と、
を含んだことを特徴とする搬送波周波数同期回路。
【請求項５】
前記制御手段は、搬送波周波数のオフセット量が一定量よりも小さくなった時のタイミングで使用補正量を前記第１発生手段で求めた補正量から前記第２発生手段で求めた補正量へ切り換えるスイッチであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の搬送波周波数同期回路。
【請求項６】
前記タイミングは、同期確立開始後の一定時間の経過により前記スイッチへ供給されることを特徴とする請求項５に記載の搬送波周波数同期回路。
【請求項７】
前記一定時間を記憶したメモリと、前記メモリに記憶された前記一定時間を参照して前記スイッチの切り換えを制御する切換制御回路とをさらに有したことを特徴とする請求項６に記載の搬送波周波数同期回路。
【請求項８】
あらかじめ設定された前記一定時間をカウントするカウント回路をさらに有したことを特徴とする請求項６に記載の搬送波周波数同期回路。
【請求項９】
前記制御手段は、前記基準となる信号が使用する周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルが前記基準となる信号が使用する周波数に隣接する少なくとも２つの周波数で検出された前記基準となる信号の信号レベルよりも所定値以上大きくなった時のタイミングで使用補正量を前記第１発生手段で求めた補正量から前記第２発生手段で求めた補正量へ切り換えるスイッチであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の搬送波周波数同期回路。
【請求項１０】
送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となる信号を含んだ複数の信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となる信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、
前記基準となる信号が使用する周波数周辺の周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルに基づいて搬送波周波数の補正量を求める第１発生手段と、
前記基準となる信号の位相変化量に基づいて搬送波周波数の補正量を求める第２発生手段と、
前記第１発生手段で求めた補正量、前記第２発生手段で求めた補正量の順で搬送波周波数の補正制御を行う制御手段と、
を備え、
さらに、前記制御手段は、前記基準となる信号が使用する周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルが前記基準となる信号が使用する周波数に隣接する少なくとも２つの周波数で検出された前記基準となる信号の信号レベルよりも所定値以上大きくなった時のタイミングで使用補正量を前記第１発生手段で求めた補正量から前記第２発生手段で求めた補正量へ切り換えるスイッチであることを特徴とする搬送波周波数同期回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、搬送波周波数同期回路に関し、詳細には、直交周波数分割多重されて送信されたマルチキャリア信号を受信して復調する復調器に適用される搬送波周波数同期回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信でビット幅の短い高速データを伝送しようとすると、建物などに反射して受信機に到来する遅延波が数〜数十シンボル遅れて受信される。
このため、シンボル間で干渉が生じて周波数選択性フェージングが発生する。周波数選択性フェージングは受信波形を著しく歪ませて伝送特性を大きく劣化させる。このフェージング対策の一つの方式にマルチキャリア伝送と呼ばれる方式がある。
【０００３】
マルチキャリア伝送では、送信側において高速データを直並列変換してビット幅の長い複数の低速データに変換した後に複数の搬送波（サブキャリア）を変調して送信する伝送形態がとられる。受信側では、各サブキャリアの受信信号を復調した後に並直列変換して復調データを得る処理が行われる。これにより、シンボル間干渉の発生が阻止される。ここで、「直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）」と呼ばれる方式は、このマルチキャリア伝送を実現する一つの方式である。
【０００４】
ＯＦＤＭ伝送方式に関しては、文献１“ＯＦＤＭディジタル伝送方式”、中原俊二、ＩＴＵジャーナル、Vol.27、No.1に詳しく記されている。図１２には、上記文献１に示されているＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復調器間の関係を表す一般的な構成が示されている。図１２において、８はＯＦＤＭ変調器であり、９はＯＦＤＭ復調器である。ＯＦＤＭ変調器８は、直並列変換器８１、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）プロセッサ８２、Ｄ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）８４ａ，８４ｂ、ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器８６、搬送波発振器８７、および、加算器８８を備えている。また、ＯＦＤＭ復調器９は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器９３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂ、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂ、１７はＦＦＴ（高速フーリエ変換）プロセッサ９７、および、並直列変換器９８を備えている。
【０００５】
続いて、ＯＦＤＭ伝送方式の概要を説明する。図１３には、送信シンボルのフォーマットが示されている。まず、図１２に示されたＯＦＤＭ変調器８の構成を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調器８では、図１３（ａ）に示したように、直列に並んだＮ（Ｎは自然数）個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、直並列変換器８１によって並列に並べ替えられる。
【０００６】
このとき、直列に並んだ送信シンボルの幅をＴとすると、直並列変換器８１から出力される並列に並んだシンボルの幅Ｔｓは、図１３（ｂ）に示すように、Ｎ×Ｔとなって、シンボル幅がＮ倍に広がる。ここで、送信シンボルＣk （k=0 〜N-1)は一般的に、ａk ＋ｊｂk の形で表されて、その位相と振幅が送信するデータに応じて変化する。ａk 、ｂk の値は採用する変調方式により異なり、例えばＱＰＳＫの場合には送信データに応じて±１のいずれかの値をとり、その位相がπ／４、３π／４、−３π／４、−π／４の４とおりをとる。
【０００７】
直並列変換器８１から出力されるＮ個のシンボルＣ0 〜ＣN-1 は、ＩＦＦＴプロセッサ８２によって逆フーリエ変換の処理を施され、その結果、送信ベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとが生成される。ＩＦＦＴプロセッサ８２から出力される同相成分信号Ｉ，直交成分信号Ｑは、それぞれＤ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂによりアナログ信号に変換された後に、ＬＰＦ８４ａ，８４ｂで不要な高調波成分が除去される。ＬＰＦ８４ａ，８４ｂからの出力信号は、それぞれミクサ８５ａ，８５ｂに入力され、それぞれＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号に変換される。
【０００８】
ＬＰＦ８４ａの出力信号は、ミクサ８５ａにおいて、ミクサ８５ａのもう一方の入力端子に入力されている搬送波発振器８７の出力信号と乗積される。ＬＰＦ８４ｂの出力信号は、ミクサ８５ｂにおいて、ミクサ８５ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２移相器８６の出力信号と乗積される。π／２移相器８６は、搬送波発振器８７の出力信号を入力して、その出力信号の位相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミクサ８５ａ，８５ｂから出力された信号は加算器８８で加算される。加算器８８から出力される送信ＩＦ信号は、一般の送信機と同様に、後段の周波数変換回路（図示せず）によって所望のＲＦ（Radio Frequency ）信号に変換された後にアンテナ（図示せず）から送出される。
【０００９】
上述のＯＦＤＭ変調器８の構成において、Ｄ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ８４ａ，８４ｂ、ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器８６、搬送波発振器８７および加算器８８から構成される部分は、一般的な変調器の直交変調部と同一構成である。したがって、ＯＦＤＭ変調器８の特徴的な部分は、直並列変換器８１およびＩＦＦＴプロセッサ８２である。ここで、ＩＦＦＴプロセッサ８２が行う逆フーリエ変換処理は、周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する処理である。
【００１０】
したがって、ＩＦＦＴプロセッサ８２に入力されるＮ個の送信シンボルシンボルＣ0 〜ＣN-1 は、周波数軸上に並んだＮ個の信号と見なすことができる。すなわち、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 によって各Ｎ個の搬送波（サブキャリア）を変調するというマルチキャリア伝送における変調処理を、ＯＦＤＭ方式ではＩＦＦＴプロセッサ８２によって実現している。
【００１１】
図１４はＯＦＤＭ変調器８から出力される送信ＩＦ信号のスペクトルを表す図である。図１４において、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 により変調された各Ｎ個のサブキャリアＷ0 〜ＷN-1 が周波数軸上に並ぶ様子が示されている。ここで、サブキャリアの間隔は１／Ｔｓと小さくなるので、隣接するサブキャリア同士がオーバーラップする点がＯＦＤＭ方式の特徴である。
【００１２】
つぎに、ＯＦＤＭ方式における復調動作を図１２に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９の構成を用いて説明する。アンテナ（図示せず）によって受信されたＲＦ信号は、一般の受信機と同様に周波数変換回路（図示せず）によって受信ＩＦ信号に変換される。受信ＩＦ信号はまずＢＰＦ９１に入力される。このＢＰＦ９１は受信ＩＦ信号に含まれる不要な周波数成分を除去する。
【００１３】
ＢＰＦ９１の出力信号は２分岐されて、それぞれミクサ９２ａ，９２ｂに入力される。ＢＰＦ９１から出力後に２分岐された一方の信号は、ミクサ９２ａにおいて、ミクサ９２ａのもう一方の入力端子に入力されている搬送波発振器９４の出力信号と乗積される。ミクサ９２ａの出力信号はＬＰＦ１５ａに入力されて不要な高調波成分が除去されてベースバンド信号の同相成分となる。
【００１４】
また、ＢＰＦ９１の出力後に２分岐されたもう一方の信号は、ミクサ９２ｂにおいて、ミクサ９２ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２移相器９３の出力信号と乗積される。π／２移相器９３は搬送波発振器９４の出力信号を入力して、その出力信号の位相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミクサ９２ｂの出力信号はＬＰＦ９５ｂに入力され、そこで不要な高調波成分が除去されてベースバンド信号の直交成分となる。ＬＰＦ９５ａ，９５ｂの出力信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂに入力されてディジタル信号に変換された後、ＦＦＴプロセッサ９７に入力される。
【００１５】
ＦＦＴプロセッサ９７は、入力された同相成分の信号Ｉおよび直交成分の信号Ｑに対してフーリエ変換処理を行い、Ｎ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 を出力する。ＦＦＴプロセッサ９７から出力された信号すなわち並列に並んだＮ個の復調シンボルは、並直列変換器９８によって直列に並んだＮ個の復調シンボルに変換されてＯＦＤＭ復調器９から出力される。
【００１６】
上述のＯＦＤＭ復調器９の構成において、ＢＰＦ９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器９３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂおよびＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂから構成される部分は、一般的な復調器の準同期検波部としてよく採用される構成と同一である。したがって、ＯＦＤＭ復調器９の特徴的な部分は、ＦＦＴプロセッサ９７および並直列変換器９８である。これら２つの部分によって、ＯＦＤＭ変調器８における直並列変換器８１およびＩＦＦＴプロセッサ８２で行った処理の逆の処理を行い、送信シンボルを再生している。
【００１７】
すなわち、ＩＦＦＴされた信号に対してＦＦＴ処理を施せば、ＦＦＴ処理後の信号はＩＦＦＴする前の元の信号が得られるので、ＦＦＴプロセッサ９７から出力されるＮ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 と一致する。すなわち、Ｎ個の変調波を復調するというマルチキャリア伝送における復調処理を、ＯＦＤＭ方式ではＦＦＴプロセッサ９７によって実現している。
【００１８】
前述のとおり、ＯＦＤＭ方式では、各サブキャリアの周波数間隔は１／Ｔｓであるが、一般に、このサブキャリア間隔１／Ｔｓは数ｋＨｚ程度と小さい。すると、搬送波発振器８７と９４の発振周波数の差（周波数オフセット）が問題となる。搬送波周波数にオフセットが存在すると、ＯＦＤＭ復調器９においてサブキャリア間で干渉が発生する。
【００１９】
すなわち、送信側でサブキャリアｋで送信したシンボルＣk が、搬送波周波数オフセットにより、受信側では、…ｋ−１、ｋ、ｋ＋１、…というように、本来のサブキャリアｋの周辺のサブキャリアにも混入してしまうので、複数の送信シンボルがお互いに干渉して伝送特性が著しく劣化してしまう。したがって、ＯＦＤＭ復調器９では、搬送波発振器９４の発振周波数を搬送波発振器８７の発振周波数すなわち受信ＩＦ信号の搬送波周波数に一致させるための搬送波周波数同期回路が必要となる。
【００２０】
そこで、従来の搬送波周波数同期回路を説明する。図１５は、文献２“ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討”、関  隆史、多賀  昇、石川  達也、テレビジョン学会技術報告、Vol.19、No.38 、pp. 13-18 （1995）に示された、従来の搬送波周波数同期回路を備えたＯＦＤＭ復調器の構成図である。図１２に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９と同じ部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２１】
図１５に示したＯＦＤＭ復調器には、前述の搬送波発振器９４に替わって発振周波数を可変にする搬送波発振器９９が設けられるとともに、その搬送波発振器９９の発振周波数を制御電圧に応じて可変させる搬送波周波数同期回路１００が追加される。この搬送波周波数同期回路１００は、入力された信号を１シンボル時間（＝Ｔｓ）だけ遅延して出力する遅延回路１０１、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号と遅延回路１０１の出力信号とを入力し、これらの信号の相関値を求めてその結果を出力する相関器１０２、相関器１０２の出力信号を入力してその信号の位相を検出する位相検出回路１０３、位相検出回路１０３の出力信号をシンボル周期でサンプリングするラッチ１０４、および、ラッチ１０４の出力信号から不要な雑音成分を除去して出力するＬＦ（ループフィルタ）１０５を備えている。ここで、ＬＦ１０５の出力信号は電圧制御搬送波発振器９９の発振周波数を制御する電圧となる。
【００２２】
上記相関器１０２は、入力信号の複素共役を出力する共役回路１０２ｂ、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号と共役回路１０２ｂの出力信号との複素乗算を行いその結果を出力する複素乗算器１０２ａ、および、複素乗算器１０２ａの出力信号の移動平均を求めてその結果を出力する移動平均回路１０２ｃを備えている。
【００２３】
つぎに、上記搬送波周波数同期回路１００の動作を説明する。図１５に示した搬送波周波数同期回路１００では、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号（ディジタル化された受信ベースバンド信号）はそれぞれ２分岐されて、一方の出力信号は相関器１０２に入力され、もう一方は遅延回路１０１に入力されて１シンボル時間（＝Ｔｓ）だけ遅延される。相関器１０２では、共役回路１０２ｂ、複素乗算器１０２ａおよび移動平均回路１０２ｃによって入力信号の相関が求められる。すなわち、現在受信されているベースバンド信号と、Ｔｓ時間前に受信されたベースバンド信号の相関が求められる。
【００２４】
上記搬送波周波数同期回路１００が、送信されるベースバンド信号に繰り返し成分が挿入されていることを利用した回路であることから、ここで、送信されるベースバンド信号に挿入される繰り返し成分について説明を補足する。図１６には、送信ベースバンド信号波形の同相成分が示され、図１７には、受信ベースバンド信号の遅延と相関値との関係が示されている。この同相成分は図１２に示したＯＦＤＭ変調器８のＤ／Ａ変換器８３ａの出力信号波形であり、かつ、図１５に示したＯＦＤＭ復調器におけるＡ／Ｄ変換器１６ａの出力を信号変換したものである。
【００２５】
図１６に示すように、送信ベースバンド信号の先頭部分には幅がＴｇのガードインターバルと呼ばれる期間があり、この期間には送信ベースバンド信号の末尾部分の幅Ｔｇの波形と同一波形がコピーされて挿入されている。ガードインターバルを除く部分は有効シンボルと呼ばれている。ガードインターバルは、遅延波の影響を低減する目的のために挿入されるものである。図１５に示した従来の搬送波周波数同期回路１００は、このガードインターバルの波形と、有効シンボルの末尾部分の波形が同一である点を利用して搬送波周波数の同期をとる回路である。
【００２６】
すなわち、受信されたガードインターバルの部分の波形と有効シンボルの末尾部分の波形は同一であるから強い相関を示すので、受信ベースバンド信号を２つに分岐して、片方をＴｓ時間だけ遅延させて相関をとれば、図１７に示すように、Ｔｓ時間毎に大きな相関出力を得ることができる。この相関出力には以下の説明のように搬送波周波数オフセットの成分が含まれている。従来の方式はこの成分を検出して搬送波周波数の同期をとっている。
【００２７】
図１７において、受信ベースバンド信号のガードインターバルの部分Ａ１の信号ｒＡ１（ｔ）を複素数で表現すると次式（１）のように表すことができる。
【００２８】
【数１】
0003943228.tif 000002
【００２９】
ここで、ρ（ｔ）は包絡線、θ（ｔ）は位相である。一方、Ｔｓ時間後に受信されるＡ２の部分の信号ｒＡ２（ｔ）は、Ａ１の部分と同一波形が搬送波周波数オフセットによって位相回転したものになり、次式（２）のように表すことができる。
【００３０】
【数２】
0003943228.tif 000003
【００３１】
ここで、Δｆは搬送波周波数オフセットである。上式（１）で表される信号は搬送波周波数同期回路１００の構成における遅延回路１０１の出力信号に対応し、上式（２）で表される信号はＡ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号に対応している。共役回路１０２ｂの出力は、上式（１）の信号の複素共役信号となるので次式（３）となる。
【００３２】
【数３】
0003943228.tif 000004
【００３３】
ここで、上式（３）中の＊は複素共役を表す。複素乗算器１０２ａの出力信号は、上式（２）および（３）の積であるから、次式（４）となる。
【００３４】
【数４】
0003943228.tif 000005
【００３５】
上式（４）には搬送波周波数オフセットΔｆが含まれているので、この搬送波周波数オフセットΔｆが後段の回路で検出される。移動平均回路１０２ｃは、ガードインターバル期間Ｔｇ分の入力信号の平均をとるので、その移動平均回路１０２ｃの出力信号は次式（５）で表される。
【００３６】
【数５】
0003943228.tif 000006
【００３７】
ここで、Ｙはρ（ｔ）2 がＴｇ時間に渡って平均された値であり、ほぼ一定値となる。位相検出回路１０３では上式（５）で表される信号の位相が検出される。したがって、位相検出回路２４の出力信号は２πΔｆＴｓとなるので、搬送波周波数オフセットΔｆに比例した信号が得られる。この２πΔｆＴｓが搬送波周波数同期のための誤差信号として用いられる。この誤差信号は、図１７に示したように、相関値がピークの時点で得られるので、ラッチ１０４によりシンボル周期でサンプリングされる。
【００３８】
ラッチ１０４の出力信号はＬＦ１０５によって不要な雑音成分が除去されて電圧制御搬送波発振器９９の制御電圧として使われる。電圧制御搬送波発振器９９は、制御電圧が正電圧の場合には出力周波数を小さくし、逆に負電圧の場合には大きくする。よって、Δｆ＞０の場合には発振周波数を小さく補正し、Δｆ＜０の場合には大きく補正することから、上記誤差信号は補正量を表すことになる。
このようにして、搬送波周波数オフセットΔｆが０になるように制御が行われ、搬送波周波数の同期が確立される。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の搬送波周波数同期回路は前述したように繰り返し送信される同一波形を用いて搬送波周波数の同期をとる構成としたので、搬送波周波数同期のための誤差信号は前述のとおり２πΔｆＴｓであった。この値は、搬送波周波数オフセットΔｆによってＴｓ時間内に変化する位相角（単位はラジアン）に等しい。
【００４０】
したがって、この値のとり得る値の範囲は式（６）のとおり−π〜πに制限される。この関係を次式で表すとことができる。すなわち、
−π＜２πΔｆＴｓ＜π                                  …    （６）
である。
【００４１】
したがって、前述したような搬送波周波数同期回路１００で同期できる搬送波周波数オフセットΔｆの範囲は、次式（７）で表されるように、±１／（２Ｔｓ）の範囲に限られる。すなわち、
−１／（２Ｔｓ）＜Δｆ＜１／（２Ｔｓ）                  …    （７）
である。
【００４２】
隣接するサブキャリア間の関係をみると、図１４に示したように、１／Ｔｓはサブキャリア周波数間隔であるから、同期範囲はサブキャリア周波数間隔の半分となる。もしΔｆがこの範囲外であると同期できない。一般に、サブキャリア周波数間隔は数ｋＨｚ程度と小さい。具体例を１つ挙げると、欧州のディジタル音声放送システムのサブキャリア周波数間隔は４ｋＨｚである。搬送波周波数オフセットは、図１２において、送信側の搬送波発振器８７と受信側の搬送波発振器９４の発振周波数の違いにより生じていた。
【００４３】
そこで、一例として、上記搬送波発振器８７，９４の精度が±１ｐｐｍ（＝±１×１０-6）、ＲＦ（Radio Frequency ）周波数が１．９ＧＨｚを仮定した場合には、最大の搬送波周波数オフセットΔｆの値は、Δｆmax ＝±３．８ｋＨｚとなる。この場合、サブキャリア周波数間隔が４ｋＨｚのシステムを想定すると、従来の方式では±２ｋＨｚまでの周波数オフセットまでしか同期できないので、±３．８ｋＨｚという大きな周波数オフセットには同期できなかった。
【００４４】
以上のように、前述した搬送波周波数同期回路１００のような構成では、サブキャリア周波数間隔の１／２以上の搬送波周波数オフセットが存在する場合には、同期できないという問題点があった。
【００４５】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、ＯＦＤＭ復調器用の搬送波周波数同期回路として、大きな搬送波周波数オフセットが存在する場合であっても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能な搬送波周波数同期回路を得ることを目的とする。
【００４６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、この発明に係る搬送波周波数同期回路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準となる信号を含んだ複数の信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内の前記基準となる信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同期回路において、前記基準となる信号が使用する周波数周辺の周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルに基づいて搬送波周波数の補正量を求める第１発生手段と、前記基準となる信号の位相変化量に基づいて搬送波周波数の補正量を求める第２発生手段と、前記第１発生手段で求めた補正量、前記第２発生手段で求めた補正量の順で搬送波周波数の補正制御を行う制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４７】
この発明によれば、同期確立の基準となる信号が使用する周波数周辺の周波数で受信された同期確立の基準となる信号の信号レベルに基づいて求めた搬送波周波数の補正量に従って搬送波周波数の補正制御を行い、その後で、同期確立の基準となる信号の位相変化量に基づいて求めた搬送波周波数の補正量に従って搬送波周波数の補正制御を行うようにしたので、初期の大きな搬送波周波数オフセットに対しても正しく補正量が得られることになり、この補正量に従って補正して搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われ、これにより、大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能である。
【００４８】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記基準となる信号は前記送信側で位相変化をもたないように無変調信号として生成された信号であり、前記第１発生手段は、前記基準となる信号が使用する周波数１つずつの上下の周波数で受信された前記搬送波信号をそれぞれ遅延検波する一対の遅延検波回路と、前記一対の遅延検波回路によりそれぞれ遅延検波された信号を平均化する一対の平均回路と、前記一対の平均回路によりそれぞれ平均化された信号の包絡線に基づいて信号レベルを検出する一対の包絡線検出回路と、前記一対の包絡線検出回路によりそれぞれ検出された信号レベルの差分をとって前記補正量を得る演算回路と、を含み、前記第２発生手段は、前記基準となる信号を遅延検波する遅延検波回路と、前記遅延検波回路により遅延検波された信号の位相変化量を検出して前記補正量を得る位相検出回路と、を含んだことを特徴とする。
【００４９】
この発明によれば、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもたないように無変調信号として生成された場合には、搬送波信号の位相が時間的に変化しないことから、同期確立のために、基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で検出される基準となる信号の信号レベルの差分をとって補正量を得る構成と、基準となる信号の位相変化量を補正量として求める構成とを用意すればよく、このような構成により、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもたなくても、初期の大きな搬送波周波数オフセットに対しても正しく補正量が得られることになり、この補正量に従って補正して搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われるため、大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能である。
【００５０】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記基準となる信号は前記送信側で位相変化をもつように変調信号として生成された信号であり、前記第１発生手段は、前記基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で受信された前記搬送波信号の位相変化を除去する一対の第１位相回転回路と、前記一対の第１位相回転回路によりそれぞれ位相変化を除去された前記搬送波信号をそれぞれ遅延検波する一対の遅延検波回路と、前記一対の遅延検波回路によりそれぞれ遅延検波された信号を平均化する一対の平均回路と、前記一対の平均回路によりそれぞれ平均化された信号の包絡線に基づいて信号レベルを検出する一対の包絡線検出回路と、前記一対の包絡線検出回路によりそれぞれ検出された信号レベルの差分をとって前記補正量を得る演算回路と、を含み、前記第２発生手段は、前記基準となる信号の位相変化を除去する第２位相回転回路と、前記第２位相回転回路により位相変化を除去された前記基準となる信号を遅延検波する遅延検波回路と、前記遅延検波回路により遅延検波された信号の位相変化量を検出して前記補正量を得る位相検出回路と、を含んだことを特徴とする。
【００５１】
この発明によれば、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもつように変調信号として生成された場合には、搬送波信号の位相が時間的に変化することから、同期確立のために、まず位相変化を打ち消してから基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で検出される基準となる信号の信号レベルの差分をとって補正量を得る構成と、まず位相変化を打ち消してから基準となる信号の位相変化量を補正量として求める構成とを用意すればよく、このような構成により、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもっていても、初期の大きな搬送波周波数オフセットに対しても正しく補正量が得られることになり、この補正量に従って補正して搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われるため、大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能である。
【００５２】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記基準となる信号は前記送信側で位相変化をもたないように無変調信号として生成された信号であり、前記第１発生手段は、前記基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周辺の複数の周波数および小さい周辺の複数の周波数でそれぞれ受信された前記搬送波信号をそれぞれ遅延検波する複数の遅延検波回路と、前記複数の遅延検波回路によりそれぞれ遅延検波された信号を平均化する複数の平均回路と、前記複数の平均回路によりそれぞれ平均化された信号の包絡線に基づいて信号レベルを検出する複数の包絡線検出回路と、前記複数の包絡線検出回路によりそれぞれ検出された信号レベルの内で、前記基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周波数で検出された前記信号レベルの和と前記基準となる信号が使用する周波数よりも小さい周波数で受信された前記信号レベルの和との差分をとって前記補正量を得る演算回路と、を含み、前記第２発生手段は、前記基準となる信号を遅延検波する遅延検波回路と、前記遅延検波回路により遅延検波された信号の位相変化量を検出して前記補正量を得る位相検出回路と、を含んだことを特徴とする。
【００５３】
この発明によれば、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもたないように無変調信号として生成された場合には、搬送波信号の位相が時間的に変化しないことから、同期確立のために、基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周辺の複数の周波数および小さい周辺の複数の周波数でそれぞれ検出された基準となる信号の信号レベルの差分をとって補正量を得る構成と、基準となる信号の位相変化量を補正量として求める構成とを用意すればよく、このような構成により、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもたなくても、基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で受信される搬送波信号から補正量を得る場合よりも幅広い搬送波周波数オフセットに対して補正量が得られ、搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われるため、より大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能である。
【００５４】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記基準となる信号は前記送信側で位相変化をもつように変調信号として生成された信号であり、前記第１発生手段は、前記基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周辺の複数の周波数および小さい周辺の複数の周波数でそれぞれ受信された前記搬送波信号の位相変化を除去する複数の第１位相回転回路と、前記複数の第１位相回転回路によりそれぞれ位相変化を除去された前記搬送波信号をそれぞれ遅延検波する複数の遅延検波回路と、前記複数の遅延検波回路によりそれぞれ遅延検波された信号を平均化する複数の平均回路と、前記複数の平均回路によりそれぞれ平均化された信号の包絡線に基づいて信号レベルを検出する複数の包絡線検出回路と、前記複数の包絡線検出回路によりそれぞれ検出された信号レベルの内で、前記基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周波数で検出された前記信号レベルの和と前記基準となる信号が使用する周波数よりも小さい周波数で受信された前記信号レベルの和との差分をとって前記補正量を得る演算回路と、を含み、前記第２発生手段は、前記基準となる信号の位相変化を除去する第２位相回転回路と、前記第２位相回転回路により位相変化を除去された前記基準となる信号を遅延検波する遅延検波回路と、前記遅延検波回路により遅延検波された信号の位相変化量を検出して前記補正量を得る位相検出回路と、を含んだことを特徴とする。
【００５５】
この発明によれば、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもつように変調信号として生成された場合には、搬送波信号の位相が時間的に変化することから、同期確立のために、まず位相変化を打ち消してから基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周辺の複数の周波数および小さい周辺の複数の周波数でそれぞれ受信された搬送波信号について信号レベルの差分をとって補正量を得る構成と、まず位相変化を打ち消してから基準となる信号の位相変化量を補正量として求める構成とを用意すればよく、このような構成により、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもっていても、基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で受信された搬送波信号から補正量を得る場合よりも広い搬送波周波数オフセットに対して補正量が得られ、搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われるため、より大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能である。
【００５６】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記制御手段は、搬送波周波数のオフセット量が一定量よりも小さくなった時のタイミングで使用補正量を前記第１発生手段で求めた補正量から前記第２発生手段で求めた補正量へ切り換えるスイッチであることを特徴とする。
【００５７】
この発明によれば、スイッチにより搬送波周波数のオフセット量が一定量よりも小さくなった時のタイミングで使用補正量を切り換えるようにしたので、搬送波周波数オフセットの状況に応じて適切な補正を与えることができ、これにより、搬送波周波数の同期確立をスムーズに行うことが可能である。
【００５８】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記タイミングは、同期確立開始後の一定時間の経過により前記スイッチへ供給されることを特徴とする。
【００５９】
この発明によれば、同期確立開始後の一定時間の経過でスイッチの切り換えタイミングを図るようにしたので、同期確立の際には、常に一定のタイミングで搬送波周波数の同期動作を実現することが可能である。
【００６０】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記一定時間を記憶したメモリと、前記メモリに記憶された前記一定時間を参照して前記スイッチの切り換えを制御する切換制御回路とをさらに有したことを特徴とする。
【００６１】
この発明によれば、メモリに一定時間を記憶しておき、切換制御回路によりその一定時間を参照してスイッチの切り換えを制御するようにしたので、外部から切り換えタイミングを与えなくても、簡単な構成でスイッチを切り換えることが可能である。
【００６２】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、あらかじめ設定された前記一定時間をカウントするカウント回路をさらに有したことを特徴とする。
【００６３】
この発明によれば、カウント回路によりあらかじめ設定された一定時間をカウントして、スイッチの切り換えタイミングを得るようにしたので、外部から切り換えタイミングを与えなくても、簡単な構成でスイッチを切り換えることが可能である。
【００６４】
つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路は、前記制御手段は、前記基準となる信号が使用する周波数で受信された前記基準となる信号の信号レベルが前記基準となる信号が使用する周波数に隣接する少なくとも２つの周波数で検出された前記基準となる信号の信号レベルよりも所定値以上大きくなった時のタイミングで使用補正量を前記第１発生手段で求めた補正量から前記第２発生手段で求めた補正量へ切り換えるスイッチであることを特徴とする。
【００６５】
この発明によれば、基準となる信号の信号レベルが基準となる信号が使用する周波数に隣接する少なくとも２つの周波数で検出された基準となる信号の信号レベルよりも大きくなった時のタイミングで使用補正量を切り換えるようにしたので、あらかじめ切り換えタイミングを用意しておく必要がなく、装置の製造過程を単純化することが可能である。
【００６６】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明に係る搬送波周波数同期回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００６７】
実施の形態１．
本実施の形態１は、ＯＦＤＭ方式により、特定のサブキャリアを用いてパイロット信号（一般には無変調のパイロットシンボル）を伝送する一例である。ここで、無変調のパイロットシンボルとは、全て「０」もしくは全て「１」のように時間的に変化しないデータから成るシンボルを言う。
【００６８】
まず、構成について説明する。図１は本発明の実施の形態１による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図であり、同図において、１は本実施の形態１のＯＦＤＭ復調器を示している。図１において、従来例と同一部分には同一符号を付し説明を省略する。ＦＦＴプロセッサ９７の出力信号のうち、サブキャリアｍがパイロットシンボルを伝送するためのサブキャリアの番号を表し、Ｃm-1 ，Ｃm ，Ｃm+1 はそれぞれサブキャリアｍ−１，ｍ，ｍ＋１での復調シンボルを表している。
【００６９】
図１に示したＯＦＤＭ復調器１は、図１５のＯＦＤＭ復調器の全体構成において、搬送波周波数同期回路１００に替わる搬送波周波数同期回路１０を有している。この搬送波周波数同期回路１０は、前述した搬送波周波数同期回路１００（図１５参照）と同様に、搬送波発振器９９の電圧制御を行って搬送波周波数の同期を確立する。この搬送波周波数同期回路１０は、ＦＦＴプロセッサ９７の出力に接続される点で前述した搬送波周波数同期回路１００とは接続関係が異なる。
具体的には、ＦＦＴプロセッサ９７からの並列（復調信号Ｃ0 〜ＣN-1 ）の内で、パイロットシンボルが伝送されるサブキャリア周波数とその周辺（上下１つずつ）のサブキャリア周波数での出力が接続される。
【００７０】
搬送波周波数同期回路１０は、図１に示したように、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂ、加算器１７およびＬＦ１８ａよりなる第１発生回路、遅延検波回路１１、位相検出回路１２およびＬＦ１８ｂよりなる第２発生回路、および、補正制御回路１９を備えている。
【００７１】
上記第１発生回路において、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａは、パイロットシンボルが伝送されるサブキャリアｍよりも番号が１つ小さいサブキャリアｍ−１、すなわちパイロットシンボルが伝送されるサブキャリア周波数よりも周波数がサブキャリア間隔だけ低いサブキャリアにおける復調出力Ｃm-1 を入力して、Ｃm-1 に含まれるパイロットシンボル成分のレベルを検出して検出結果を出力する回路である。
【００７２】
同様に、パイロットシンボルレベル検出回路１３ｂは、パイロットシンボルの伝送されるサブキャリアｍよりも番号が１つ大きいサブキャリアｍ＋１、すなわちパイロットシンボルが伝送されるサブキャリア周波数よりも周波数がサブキャリア間隔だけ高いサブキャリアにおける復調出力Ｃm+1 を入力して、Ｃm+1 に含まれるパイロットシンボル成分のレベルを検出して検出結果を出力する回路である。
【００７３】
パイロットシンボルレベル検出回路１３ａは、遅延検波回路１４ａ、平均回路１５ａおよび包絡線検出回路１６ａを備え、パイロットシンボルレベル検出回路１３ｂは、遅延検波回路１４ｂ、平均回路１５ｂおよび包絡線検出回路１６ｂを備えている。遅延検波回路１４ａ，１４ｂは、それぞれ入力された信号（復調出力Ｃm-1 ，Ｃm+1 ）に対して遅延検波を行いその結果を出力する。平均回路１５ａ，１５ｂは、それぞれ遅延検波回路１４ａ，１４ｂの出力信号を入力して、その入力信号を一定時間平均してその結果を出力する。
【００７４】
包絡線検出回路１６ａ，１６ｂはそれぞれ平均回路１５ａ，１５ｂの出力信号を入力して、その入力信号の包絡線の大きさを検出してその結果を出力する。加算器１７は、パイロットシンボルレベル検出回路１３ｂの出力からパイロットシンボルレベル検出回路１３ａの出力を減算してその結果を出力する。ここで、減算器１７の出力信号が搬送波周波数同期のための第１誤差信号ＥＲＲ１となる。
ＬＦ１８ａは、減算器１７の出力信号である第１誤差信号ＥＲＲ１から不要な雑音成分を除去して出力する。
【００７５】
前記第２発生回路において、遅延検波回路１１は、ＦＦＴプロセッサ９７の復調信号Ｃm 出力に接続され、パイロットシンボルの伝送されるサブキャリアｍにおける復調出力Ｃm を入力して遅延検波を行う。位相検出回路１２は遅延検波回路１１の出力信号の位相を求めてその結果を出力する。ここで、位相検出回路１２の出力信号が第２誤差信号ＥＲＲ２となる。ＬＦ１８ｂは、位相検出回路１２の出力信号である第２誤差信号ＥＲＲ２から不要な雑音成分を除去して出力する。
【００７６】
また、補正制御回路１９は、ＬＦ１８ａ，ＬＦ１８ｂおよび搬送波発振器９９に接続され、所定のタイミングで第１誤差信号ＥＲＲ１，ＥＲＲ２のいずれか一方を搬送波発振器９９の制御電圧として供給する。ここで、所定のタイミングとは、搬送波周波数のオフセット量が一定量よりも小さくなった時のタイミングで使用補正量を第１誤差信号ＥＲＲ１（前記第１発生回路で求めた電圧制御の補正量）から第２誤差信号ＥＲＲ２（前記第２発生回路で求めた補正量）へ切り換えるタイミングを指す。この所定のタイミングの取り方については、時間計測など各種の方法が考えられる。
【００７７】
図２には、ＯＦＤＭ方式に使用される伝送フレームのフォーマット例が示されている。伝送フレームのフォーマットは、図２に示したように、ヌルシンボル、データ、パイロットシンボル、データで構成されている。先頭シンボルとして無変調のヌルシンボルが挿入される。この位置は、復調シンボルＣ0 の位置にあたる。それ以降はデータが挿入される。本実施の形態１では、パイロット信号のデータ系列は既知のため、パイロットシンボルの位置は既知であり、復調シンボルＣm の位置にあたる。
【００７８】
つぎに、誤差信号について説明する。まず、第１誤差信号ＥＲＲ１の生成方法について説明する。搬送波周波数オフセットΔｆが０Ｈｚであれば、受信されたパイロットシンボルはサブキャリアｍのみに現れるが、搬送波周波数オフセットΔｆが存在すると、受信されたパイロットシンボルの電力の一部が隣接するサブキャリア（サブキャリアｍ−１もしくはサブキャリアｍ＋１）に漏れる。搬送波周波数オフセットΔｆが負の場合には受信されたパイロットシンボルの電力の一部はサブキャリアｍ−１に漏れ、搬送波周波数オフセットΔｆが正の場合には受信されたパイロットシンボルの電力の一部はサブキャリアｍ＋１に漏れる。
【００７９】
隣接するサブキャリアに漏れるパイロットシンボルのレベルは搬送波周波数オフセットΔｆの大きさによって変化する。そこで、パイロットシンボルが伝送されるサブキャリアｍの隣接する２つのサブキャリアの復調信号に含まれるパイロットシンボルのレベルを検出することで、搬送波周波数オフセットΔｆの方向とその大きさを知ることができる。搬送波周波数オフセットΔｆの方向およびその大きさを表す情報を搬送波周波数同期用の誤差信号として使用することで、搬送波周波数同期をとることができる。
【００８０】
続いて、パイロットシンボルレベルの検出方法について説明する。図３は遅延回路出力を説明する図であり、同図（ａ）は無変調パイロットシンボル成分に対する遅延検波回路１４ａ，１４ｂの出力を示し、同図（ｂ）はパイロットシンボル以外の信号成分に対する遅延検波回路１４ａ，１４ｂの出力を示している。図４は誤差信号を説明する図であり、同図（ａ）は搬送波周波数オフセットΔｆによるパイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの変化を示し、同図（ｂ）は搬送波周波数オフセットΔｆによる第１誤差信号ＥＲＲ１の変化を示している。
【００８１】
ここで、搬送波周波数オフセットΔｆが負の場合を想定すると、復調出力Ｃm-1 には無変調のパイロットシンボル成分と、パイロットシンボル以外のシンボル成分が混在している。パイロットシンボル以外のシンボルは、送信するデータによりその振幅や位相が変化する。パイロットシンボルレベル検出回路１３ａはパイロットシンボルのみのレベルを抽出してそのレベルを出力する。遅延検波回路１４ａの出力信号には、パイロットシンボルに対する遅延検波出力と、パイロットシンボル以外のシンボルに対する遅延検波出力が混在する。
【００８２】
ここで、図３（ａ）に示すように、パイロットシンボルに対する遅延検波出力は、その位相が時間的に変化しない信号となる。これに対して、図３（ｂ）に示すように、パイロットシンボル以外のシンボルに対する遅延検波出力は、その位相がランダムに変化する信号となる。
【００８３】
ここで、図３（ｂ）は変調方式がＱＰＳＫの場合の例であり、遅延検波回路出力信号の位相は０、π／２、π、−π／２の内のいずれかをランダムにとる。このような遅延検波回路１４ａの出力信号を平均回路１５ａで平均すると、パイロットシンボル成分に対する平均包絡線は大きいのに対して、パイロットシンボル以外のシンボル成分に対する平均包絡線はほぼ０（ゼロ）となる。
【００８４】
したがって、包絡線検出器１６ａにより平均回路１５ａの出力信号の包絡線を検出すると、その結果は、パイロットシンボル以外のシンボルに対しては０（ゼロ）となって、パイロットシンボル成分のみに対するレベルが得られる。このように、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａは、サブキャリア番号ｍ−１に含まれる信号成分の内、パイロットシンボル成分のみのレベルを出力する。
【００８５】
サブキャリア番号ｍ−１に含まれるパイロットシンボルレベルは、図４（ａ）に示すように、搬送波周波数オフセットΔｆがサブキャリア周波数間隔だけ負の方向である場合、すなわち、Δｆ＝−１／Ｔｓ（ΔｆＴｓ＝−１）の場合に最大となって、Δｆが−１／Ｔｓから離れるにしたがって（ΔｆＴｓが−１から離れるにしたがって）小さくなるような信号の波形３０１ａとなる。
【００８６】
また、パイロットシンボルレベル検出回路１３ｂについても同様であって、サブキャリアｍ＋１に含まれる信号成分の内、パイロットシンボル成分のみのレベルを出力する。図４（ａ）に示すように、サブキャリアｍ＋１に含まれるパイロットシンボルレベルは、搬送波周波数オフセットΔｆがサブキャリア周波数間隔だけ正の方向である場合、すなわち、Δｆ＝１／Ｔｓ（ΔｆＴｓ＝１）の場合に最大となって、Δｆが１／Ｔｓから離れるにしたがって（ΔｆＴｓが１から離れるにしたがって）小さくなるような信号の波形３０１ｂとなる。
【００８７】
減算器１７は、パイロットシンボルレベル検出回路１３ｂの出力からパイロットシンボルレベル検出回路１３ａの出力を減算する。その結果、減算器１７の出力信号は図４（ｂ）に示す波形３０２のようになる。したがって、搬送波周波数同期用の第１誤差信号ＥＲＲ１は搬送波周波数オフセットΔｆが−２／Ｔｓから２／Ｔｓの範囲で得られる。この第１誤差信号ＥＲＲ１は、ＬＦ１８ａで雑音成分が除去された後に電圧制御搬送波発振器９９の制御電圧として機能する。
【００８８】
続いて第２誤差信号ＥＲＲ２の生成方法について説明する。第１誤差信号ＥＲＲ１により搬送波周波数オフセットΔｆが十分に小さくなった後では、遅延検波回路１１に入力されるシンボル成分はほとんどパイロット信号成分のみとなる。
遅延検波回路１１に入力されるパイロットシンボルを複素数で表すと次式（８）のように表される。
【００８９】
【数６】
0003943228.tif 000007
【００９０】
ここで、ρ、θはそれぞれ包絡線と位相であり、無変調パイロットシンボルの場合は変化しない一定値となる。遅延検波回路２８ｃは１シンボル毎（Ｔｓ時間毎）に入力信号の遅延検波を行いその結果を出力するのでその出力信号は次式（９）のように表される。
【００９１】
【数７】
0003943228.tif 000008
【００９２】
位相検出回路１２は上式（８）で表される遅延検波回路１１による出力信号の位相２πΔｆＴｓを検出して出力する。位相検出回路１１による出力信号が第２誤差信号ＥＲＲ２となる。よって、第２誤差信号ＥＲＲ２は搬送波周波数オフセットΔｆに比例した信号（＝２πΔｆＴｓ）となる。この第２誤差信号ＥＲＲ２は、ＬＦ１８ｂで雑音成分が除去された後に搬送波発振器９９の制御電圧となる。
【００９３】
以上説明したように、本実施の形態１によれば、まず広い周波数範囲で誤差信号を発生することのできる第１誤差信号ＥＲＲ１を使って搬送波周波数の同期を行い、Δｆが十分に小さくなった後に第２誤差信号ＥＲＲ２に切り換えて搬送波周波数の同期を行うことから、Δｆが−２／Ｔｓ〜２／Ｔｓの範囲であれば、搬送波周波数の同期を確立することが可能である。その結果、搬送波周波数の同期範囲が−２／Ｔｓ〜２／Ｔｓであって、従来例の４倍となり、大きな搬送波周波数オフセットΔｆが存在しても搬送波周波数の同期をとることが可能である。
【００９４】
また、サブキャリア周波数の間隔１／Ｔｓを４ｋＨｚ、ＲＦ（Radio Frequency ）周波数が１．９ＧＨｚ、発振器の精度が±１ｐｐｍ（＝±１×１０-6）であるとすると、最大のΔｆの値は、Δｆmax ＝±３．８ｋＨｚである。この場合、従来の方式では±２ｋＨｚまでの周波数オフセットまでしか対応できないので、搬送波周波数同期がとれなかったが、本実施の形態１によれば、４倍の±８ｋＨｚまでの周波数オフセットまで対応できるので、このように大きな搬送波周波数オフセットΔｆが存在する場合においても搬送波周波数の同期をとることが可能である。
【００９５】
実施の形態２．
さて、前述した実施の形態１では、パイロットシンボルが時間的に変化しない信号（無変調信号）である場合について説明したが、本発明は、これに限定されず、以下に説明する実施の形態２のように、パイロットシンボルが時間的に変化する信号（変調信号）である場合にも適用可能である。
【００９６】
まず、構成について説明する。図５は本発明の実施の形態２による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図であり、同図において、２は本実施の形態２のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器２は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路２０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器２においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【００９７】
搬送波周波数同期回路２０は、前述した搬送波周波数同期回路１０とは、パイロットシンボルの時間的な変化を相殺するための回路を追加した部分で相違する。すなわち、搬送波周波数同期回路２０は、遅延検波回路１１、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの前段にそれぞれ位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂを設けている。これら位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂは、いずれも入力信号（復調出力Ｃm ，Ｃm-1 ，Ｃm+1 ）に対してパイロットシンボルの位相回転と逆の回転を与えてパイロットシンボルの時間的な変化をうち消すものである。
【００９８】
前述した搬送波周波数同期回路１０はパイロットシンボルが時間的に変化しない信号（無変調信号）である場合に適用可能な構成であるため、無変調信号ではない場合すなわち変調信号の場合にはそのままでは適用できない。なぜならば、パイロットシンボルが無変調信号でなく時間的に変化する場合には、図３（ａ）に示した遅延検波回路出力信号の位相が固定値にはならず、図３（ｂ）のように変化してしまうため、平均結果が０となって、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの出力が０になってしまうからである。
【００９９】
そこで、本実施の形態２では、このようにパイロットシンボルが無変調信号でない場合に対して搬送波周波数同期をとることができる。パイロットシンボルが無変調信号でない場合には、パイロットシンボルは、予め決められた既知のデータ系列に応じてその位相が変化する信号となる。したがって、受信側（ＯＦＤＭ復調器２）では、このデータ系列に応じて受信シンボルの位相がどのように変化するかが予め分かるので、遅延検波回路１１、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの各入力段において、位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂが受信シンボルの既知の位相変化を除去する。
【０１００】
すなわち、位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂは、入力信号に対してパイロットシンボルの位相回転と逆の回転を与えて出力する。その結果、位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂの出力信号はパイロットシンボル成分に関してはパイロットシンボルが無変調である場合と同じになる。
【０１０１】
これに対し、パイロットシンボルとパイロットシンボル以外のシンボルとの間には相関がないので、パイロットシンボル以外の成分に関しては、ランダムな位相変化をする信号となる。このように、遅延検波回路１１とパイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの各入力段に位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂを設けたので、各位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂの出力信号に含まれるパイロットシンボルは無変調となる。なお、遅延検波回路１１とパイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂおよびそれ以降の回路の動作については、前述した実施の形態１と同様のため、説明を省略する。
【０１０２】
以上説明したように、本実施の形態２によれば、パイロットシンボルが無変調でない場合であっても減算器１７から出力される第１誤差信号ＥＲＲ１と位相検出回路１２から出力される第２誤差信号ＥＲＲ２はそれぞれ前述した実施の形態１と同一のものとなる。したがって、パイロットシンボルが無変調でない場合であっても、前述した実施の形態１と同様に、搬送波周波数の同期範囲が−２／Ｔｓから２／Ｔｓとなるので、大きな搬送波周波数オフセットΔｆが存在しても搬送波周波数の同期をとることが可能である。
【０１０３】
実施の形態３．
さて、前述した実施の形態１では、既知のパイロットシンボルが使用するサブキャリア周波数よりも１段大きいサブキャリア周波数と１段小さいサブキャリア周波数でそれぞれ受信されるパイロット信号のレベルを用いて第１誤差信号ＥＲＲを得るようしたが、本発明は、これに限定されず、以下に説明する実施の形態３のように、既知のパイロットシンボルが使用するサブキャリア周波数周辺のサブキャリア周波数の範囲を広げて、前述した実施の形態１よりも大きい搬送波周波数オフセットΔｆに対処できるようにしてもよい。
【０１０４】
まず、構成について説明する。図６は本発明の実施の形態３による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図であり、同図において、３は本実施の形態３のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器３は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路３０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器３においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１０５】
搬送波周波数同期回路３０は、パイロットシンボルが無変調の場合で、搬送波周波数オフセットΔｆが前述の実施の形態１の構成では同期できないほど大きい場合に搬送波周波数の同期をとるための構成を備えている。すなわち、搬送波周波数同期回路３０は、パイロットシンボルを伝送するサブキャリア周波数よりも２つ離れたサブキャリア周波数で伝送されるパイロット信号についてもその信号レベルを第１誤差信号ＥＲＲ１生成のために使用する。すなわち、搬送波周波数同期回路３０には、ＦＦＴプロセッサ９７からの並列（復調信号Ｃ0 〜ＣN-1 ）の内で、パイロットシンボルが伝送されるサブキャリア周波数とその周辺（上下２つずつ）のサブキャリア周波数での出力が接続される。
【０１０６】
搬送波周波数同期回路３０は、ＦＦＴプロセッサ９７に接続されるパイロットシンボルレベル検出回路１３ｃおよびパイロットシンボルレベル検出回路１３ｄを新たな構成として追加している。パイロットシンボルレベル検出回路１３ｃは、パイロットシンボルが伝送されるサブキャリアｍよりも番号が２つ小さいサブキャリアｍ−２、すなわちパイロットシンボルが伝送されるサブキャリア周波数よりも周波数がサブキャリア間隔の２倍だけ低いサブキャリアにおける復調出力Ｃm-2 を入力して、Ｃm-2 に含まれるパイロット信号のレベルを検出して検出結果を出力する。
【０１０７】
また、パイロットシンボルレベル検出回路１３ｄは、パイロットシンボルが伝送されるサブキャリアｍよりも番号が２つ大きいサブキャリアｍ＋２、すなわちパイロットシンボルが伝送されるサブキャリア周波数よりも周波数がサブキャリア間隔の２倍だけ高いサブキャリアにおける復調出力Ｃm+2 を入力して、Ｃm+2 に含まれるパイロット信号のレベルを検出して検出結果を出力する。なお、これらパイロットシンボルレベル検出回路１３ｃおよび１３ｄは、前述したパイロットシンボルレベル検出回路１３ａおよび１３ｂと同様の構成を有しているので、その構成についての説明を省略する。
【０１０８】
搬送波周波数同期回路３０は、さらに、パイロットシンボルが受信されるサブキャリア周波数よりも下のサブキャリア周波数で受信されるパイロット信号について信号レベルを合算する加算器３１ａと、パイロットシンボルが伝送されるサブキャリア周波数よりも上のサブキャリア周波数で伝送されるパイロット信号について信号レベルを合算する加算器３１ｂとを備えている。
【０１０９】
加算器３１ａは、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａと１３ｃとに接続され、加算器３１ｂは、パイロットシンボルレベル検出回路１３ｂと１３ｄとに接続される。これら加算器３１ａと３１ｂは、その出力を減算器１７に接続させている。したがって、減算器１７は、パイロットシンボルが受信されるサブキャリア周波数よりも上のサブキャリア周波数で受信されるパイロット信号の総信号レベルからパイロットシンボルが伝送されるサブキャリア周波数よりも下のサブキャリア周波数で伝送されるパイロット信号の総信号レベルを減算して第１誤差信号ＥＲＲ１を求める。
【０１１０】
つぎに、主要な動作について説明する。図７は誤差信号を説明する図であり、同図（ａ）は搬送波周波数オフセットΔｆによるパイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの変化を示し、同図（ｂ）は搬送波周波数オフセットΔｆによる第１誤差信号ＥＲＲ１の変化を示している。パイロットシンボル検出回路１３ａの出力は、図７（ａ）に示すように、ΔｆＴｓ＝−１の場合に最大となって、ΔｆＴｓが−１から離れるにしたがって小さくなるような信号の波形６０１ａである。
【０１１１】
また、パイロットシンボル検出回路１３ｂの出力は、図７（ａ）に示すように、ΔｆＴｓ＝１の場合に最大となって、ΔｆＴｓが１から離れるにしたがって小さくなるような信号の波形６０１ｂである。これら波形６０１ａ，６０１ｂはすでに図４で説明した波形３０１ａ，３０１ｂと同じである。
【０１１２】
新たに設けたパイロットシンボル検出回路１３ｃに入力される信号は、パイロットシンボル検出回路２７ａに入力される信号よりもサブキャリア周波数間隔だけ低い周波数に対応する復調シンボルＣm-2 であるから、ΔｆＴｓのピークはサブキャリア周波数間隔だけ低い周波数にシフトする波形６０１ｃとなる。
【０１１３】
すなわち、波形６０１ｃは、図７（ａ）に示すように、ΔｆＴｓ＝−２でピークとなる。同様に、パイロットシンボル検出回路１３ｄに入力される信号は、パイロットシンボル検出回路２７ｂに入力される信号よりもサブキャリア周波数間隔だけ高い周波数に対応する復調シンボルＣm+2 であるから、ΔｆＴｓのピークはサブキャリア周波数間隔だけ高い周波数にシフトする波形６０１ｄとなる。すなわち、波形６０１ｄは、図７（ａ）に示すようにΔｆＴｓ＝２でピークとなる。
【０１１４】
その結果、減算器１７では、加算器３１ｂの出力信号から加算器３１ａの出力信号が減算されて、誤差信号として図７（ｂ）の信号（波形６０２）が得られる。
【０１１５】
以上説明したように、本実施の形態３によれば、搬送波周波数同期用の誤差信号においては、搬送波周波数オフセットΔｆが−３／Ｔｓ〜３／Ｔｓの範囲で得られるので、搬送波周波数の同期範囲が従来例の６倍となり、従来例やすでに説明した実施形態１では同期できないほどの大きな搬送波周波数オフセットΔｆが存在しても搬送波周波数の同期をとることが可能である。
【０１１６】
実施の形態４．
さて、前述した実施の形態３では、パイロットシンボルが時間的に変化しない信号（無変調信号）である場合について説明したが、本発明は、これに限定されず、以下に説明する実施の形態４のように、パイロットシンボルが時間的に変化する信号（変調信号）である場合にも適用可能である。
【０１１７】
まず、構成について説明する。図８は本発明の実施の形態４による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図であり、同図において、４は本実施の形態４のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器４は、前述した実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器３と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器３とは搬送波周波数同期回路３０から搬送波周波数同期回路４０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器４においては、ＯＦＤＭ復調器３と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１１８】
搬送波周波数同期回路４０は、前述した搬送波周波数同期回路３０とは、パイロットシンボルの時間的な変化を相殺するための回路を追加した部分で相違する。すなわち、搬送波周波数同期回路４０は、遅延検波回路１１、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄの前段にそれぞれ位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄを設けている。これら位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄは、いずれも入力信号（復調出力Ｃm ，Ｃm-1 ，Ｃm+1 ，Ｃm-2 ，Ｃm+2 ）に対してパイロットシンボルの位相回転と逆の回転を与えてパイロットシンボルの時間的な変化をうち消すものである。
【０１１９】
前述した搬送波周波数同期回路３０はパイロットシンボルが時間的に変化しない信号（無変調信号）である場合に適用可能な構成であるため、無変調信号ではない場合すなわち変調信号の場合にはそのままでは適用できない。なぜならば、パイロットシンボルが無変調信号でなく時間的に変化する場合には、図３（ａ）に示した遅延検波回路出力信号の位相が固定値にはならず、図３（ｂ）のように変化してしまうため、平均結果が０となって、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの出力が０になってしまうからである。
【０１２０】
そこで、本実施の形態４では、このようにパイロットシンボルが無変調信号でない場合に対して搬送波周波数同期をとることができる。パイロットシンボルが無変調信号でない場合には、パイロットシンボルは、予め決められた既知のデータ系列に応じてその位相が変化する信号となる。
【０１２１】
したがって、受信側（ＯＦＤＭ復調器４）では、このデータ系列に応じて受信シンボルの位相がどのように変化するかが予め分かるので、遅延検波回路１１、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄの各入力段において、位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄが受信シンボルの既知の位相変化を除去する。
【０１２２】
すなわち、位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄは、入力信号に対してパイロットシンボルの位相回転と逆の回転を与えて出力する。その結果、位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄの出力信号はパイロットシンボル成分に関してはパイロットシンボルが無変調である場合と同じになる。
【０１２３】
これに対し、パイロットシンボルとパイロットシンボル以外のシンボルとの間には相関がないので、パイロットシンボル以外の成分に関しては、ランダムな位相変化をする信号となる。このように、遅延検波回路１１とパイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄの各入力段に位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄを設けたので、各位相回転回路２１，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄの出力信号に含まれるパイロットシンボルは無変調となる。なお、遅延検波回路１１とパイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄおよびそれ以降の回路の動作については、前述した実施の形態３と同様のため、説明を省略する。
【０１２４】
以上説明したように、本実施の形態４によれば、実施の形態２の場合と同様に、位相回転回路によりパイロットシンボルの位相変化が除去されるので、前述した実施の形態３と同様に図７（ｂ）の如く誤差信号が得られ、搬送波周波数の同期範囲が従来例の６倍となる。これにより、従来例やすでに説明した実施の形態２では同期できないほどの大きなΔｆが存在しても搬送波周波数の同期をとることが可能である。
【０１２５】
実施の形態５．
さて、前述した実施の形態１〜４では、搬送波発振器９９の制御電圧をＬＦ１８ａと１８ｂのいずれか一方に決定するために、補正制御回路１９が組み込まれているが、その具体的な構成例については、言及されていない。そこで、一構成例について、実施の形態５により説明する。
【０１２６】
本実施の形態５の搬送波周波数同期回路は、前述した実施の形態１〜４のいずれの構成を適用してもよいので、補正制御回路１９周辺の回路構成についての図示を省略する。図９には、本実施の形態５による補正制御回路の一構成例が示されている。この補正制御回路は、図９に示したように、スイッチ５１、メモリ５２および切換制御回路５３を備えている。
【０１２７】
スイッチ５１は、切換制御回路５３から出力される切換信号ＳＥＬに従ってその出力をＬＦ１８ａとＬＦ１８ｂのいずれか一方へ切り換える。メモリ５２は、第１誤差信号ＥＲＲ１を使用する一定時間を規定する時間データを予め保持している。この一定時間とは、第１誤差信号ＥＲＲ１により十分に周波数オフセットが小さくなるのに必要な時間を表している。切換制御回路５３は、メモリ５２にあらかじめ保持されている時間データを参照して、同期確立開始後（初期動作時）、その時間データが示す一定時間の経過に応じて切換信号ＳＥＬをスイッチ５１へ出力する。
【０１２８】
つぎに、動作について説明する。図９に示した補正制御回路では、搬送波周波数同期の初期動作時にはスイッチ５１はＬＦ１８ａ側にセットされている。初期動作時には、切換制御回路５３によってメモリ５２にあらかじめ保持されている一定時間の経過が確認される。その一定時間が経過した後に切換制御回路５３によりＬＦ１８ｂ側に切り換えるための切換信号ＳＥＬが出力される。これにより、スイッチ５１の出力は、ＬＦ１８ａの第１誤差信号ＥＲＲ１からＬＦ１８ｂの第２誤差信号ＥＲＲ２に切り換えられる。
【０１２９】
以上説明したように、本実施の形態５によれば、制御電圧の補正に使用する誤差信号の切り換えタイミングをメモリ５２に記憶したデータを用いて図るようにしたので、第１誤差信号ＥＲＲ１による制御電圧の補正により周波数オフセットが十分に小さくなってから、第２誤差信号ＥＲＲ２による制御電圧の補正を実施することが可能である。また、外部から切り換えタイミングを与えなくても、簡単な構成でスイッチ５１を切り換えることが可能である。
【０１３０】
また、スイッチ５１により搬送波周波数のオフセット量が一定量よりも小さくなった時のタイミングで使用補正量を切り換えるようにしたので、搬送波周波数オフセットの状況に応じて適切な補正を与えることができる。これにより、搬送波周波数の同期確立をスムーズに行うことが可能である。
【０１３１】
また、同期確立開始後の一定時間の経過でスイッチ５１の切り換えタイミングを図るようにしたので、同期確立の際には、常に一定のタイミングで搬送波周波数の同期動作を実現することが可能である。
【０１３２】
実施の形態６．
さて、前述した実施の形態１〜４では、搬送波発振器９９の制御電圧をＬＦ１８ａと１８ｂのいずれか一方に決定するために、補正制御回路１９が組み込まれているが、その具体的な構成例については、言及されていない。そこで、一構成例について、前述の実施の形態５とは異なる方法を採用した実施の形態６により説明する。
【０１３３】
本実施の形態６の搬送波周波数同期回路は、前述した実施の形態１〜４のいずれの構成を適用してもよいので、補正制御回路１９周辺の回路構成についての図示を省略する。図１０には、本実施の形態６による補正制御回路の一構成例が示されている。この補正制御回路は、図１０に示したように、スイッチ６１とカウンタ回路６２を備えている。
【０１３４】
スイッチ６１は、カウンタ回路６２から出力される切換信号ＳＥＬに従ってその出力をＬＦ１８ａとＬＦ１８ｂのいずれか一方へ切り換える。カウンタ回路６２は、第１誤差信号ＥＲＲ１を使用する一定時間をカウントする値を予め保持している。この値とは、第１誤差信号ＥＲＲ１により十分に周波数オフセットが小さくなるのに必要な時間を表している。
【０１３５】
つぎに、動作について説明する。図１０に示した補正制御回路では、搬送波周波数同期の初期動作時にはスイッチ６１はＬＦ１８ａ側にセットされている。初期動作時には、カウンタ回路６２によってあらかじめセットされた値のカウントアップもしくはカウントダウンが行われる。そのカウント動作が終了すると、カウンタ回路６２からスイッチ６１に対してＬＦ１８ｂ側に切り換えるための切換信号ＳＥＬが出力される。これにより、スイッチ６１の出力は、ＬＦ１８ａの第１誤差信号ＥＲＲ１からＬＦ１８ｂの第２誤差信号ＥＲＲ２に切り換えられる。
【０１３６】
以上説明したように、本実施の形態６によれば、前述した実施の形態５と同様の効果が得られることはもちろん、カウンタ回路６２を用いても、前述した実施の形態５と同様に、第１誤差信号ＥＲＲ１による制御電圧の補正により周波数オフセットが十分に小さくなってから、第２誤差信号ＥＲＲ２による制御電圧の補正を実施することが可能である。
【０１３７】
実施の形態７．
さて、前述した実施の形態１〜６では、制御電圧を補正するための誤差信号の切り換えタイミングをあらかじめ保持する構成を設けていたが、本発明は、これに限定されず、以下に説明する実施の形態７のように、受信されるパイロット信号に基づいて切り換えタイミングを得るようにしてもよい。
【０１３８】
まず、構成について説明する。図１１は本発明の実施の形態７による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図であり、同図において、７は本実施の形態７のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器７は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期回路７０に置き換えた部分で相違する。したがって、このＯＦＤＭ復調器７においては、ＯＦＤＭ復調器１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【０１３９】
前述した搬送波周波数同期回路１０には、誤差信号の切り換えのために、補正制御回路が設けられていたが、搬送波周波数同期回路７０には、その補正制御回路に替わってパイロットシンボルレベル検出回路１３ｅ、判定回路７１およびスイッチ７２が設けられる。パイロットシンボルレベル検出回路１３ｅは、パイロットシンボルが伝送されるサブキャリアｍにおける復調出力Ｃm を入力して、Ｃm に含まれるパイロット信号のレベルを検出して検出結果を出力する。このパイロットシンボルレベル検出回路１３ｅは、ＦＦＴプロセッサ９７（復調出力Ｃm ）に接続される。
【０１４０】
判定回路７１は、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂおよび１３ｅに接続され、各信号レベルに基づいてスイッチ７２の切り換えタイミングを求め、その切り換えタイミングでスイッチ７２に対して切換信号ＳＥＬを出力する。スイッチ７２は、判定回路７１から出力される切換信号ＳＥＬに応じてその出力をＬＦ１８ａから１８ｂへ切り換える。
【０１４１】
つぎに、主要な動作について説明する。図１１に示した搬送波周波数同期回路７０では、第１誤差信号ＥＲＲ１を用いて搬送波周波数の同期確立が行われると、先述のとおり搬送波周波数オフセットΔｆは０に近づく。
【０１４２】
その結果、図４（ａ）から明らかなように、パイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの出力信号は小さくなる。逆に、パイロットシンボルレベル検出回路１３ｅの出力信号は大きくなる。そこで、これら３つのパイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂ，１３ｅの出力を観測することで、搬送波周波数の同期状態すなわち搬送波周波数オフセットΔｆが０に近いか否かを判定する。
【０１４３】
判定回路７１では、パイロットシンボル検出回路１３ｅの出力がパイロットシンボルレベル検出回路１３ａ，１３ｂの出力に比べて所定値以上大きくなったときのタイミングで、スイッチ７２への切換信号ＳＥＬを発生する。スイッチ７２にこの切換信号ＳＥＬが入力されると、第１誤差信号ＥＲＲ１から第２誤差信号ＥＲＲ２への出力切り換えが行われる。
【０１４４】
以上説明したように、本実施の形態７によれば、判定回路７１により第１誤差信号ＥＲＲ１から第２誤差信号ＥＲＲ２への切り換え動作が自動的に行われるので、前述した実施の形態５や６のようにあらかじめ切り換えタイミングを用意しておく必要がなくなり、装置の製造過程が単純化されるという利点がある。
【０１４５】
以上、この発明を実施の形態１〜７により説明したが、この発明の主旨の範囲内で種々の変形が可能であり、これらをこの発明の範囲から排除するものではない。
【０１４６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、同期確立の基準となる信号が使用する周波数周辺の周波数で受信された同期確立の基準となる信号の信号レベルに基づいて求めた搬送波周波数の補正量に従って搬送波周波数の補正制御を行い、その後で、同期確立の基準となる信号の位相変化量に基づいて求めた搬送波周波数の補正量に従って搬送波周波数の補正制御を行うようにしたので、初期の大きな搬送波周波数オフセットに対しても正しく補正量が得られることになり、この補正量に従って補正して搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われ、これにより、大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１４７】
つぎの発明によれば、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもたないように無変調信号として生成された場合には、搬送波信号の位相が時間的に変化しないことから、同期確立のために、基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で検出される基準となる信号の信号レベルの差分をとって補正量を得る構成と、基準となる信号の位相変化量を補正量として求める構成とを用意すればよく、このような構成により、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもたなくても、初期の大きな搬送波周波数オフセットに対しても正しく補正量が得られることになり、この補正量に従って補正して搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われるため、大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１４８】
つぎの発明によれば、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもつように変調信号として生成された場合には、搬送波信号の位相が時間的に変化することから、同期確立のために、まず位相変化を打ち消してから基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で検出される基準となる信号の信号レベルの差分をとって補正量を得る構成と、まず位相変化を打ち消してから基準となる信号の位相変化量を補正量として求める構成とを用意すればよく、このような構成により、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもっていても、初期の大きな搬送波周波数オフセットに対しても正しく補正量が得られることになり、この補正量に従って補正して搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われるため、大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１４９】
つぎの発明によれば、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもたないように無変調信号として生成された場合には、搬送波信号の位相が時間的に変化しないことから、同期確立のために、基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周辺の複数の周波数および小さい周辺の複数の周波数でそれぞれ検出された基準となる信号の信号レベルの差分をとって補正量を得る構成と、基準となる信号の位相変化量を補正量として求める構成とを用意すればよく、このような構成により、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもたなくても、基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で受信される搬送波信号から補正量を得る場合よりも幅広い搬送波周波数オフセットに対して補正量が得られ、搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われるため、より大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１５０】
つぎの発明によれば、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもつように変調信号として生成された場合には、搬送波信号の位相が時間的に変化することから、同期確立のために、まず位相変化を打ち消してから基準となる信号が使用する周波数よりも大きい周辺の複数の周波数および小さい周辺の複数の周波数でそれぞれ受信された搬送波信号について信号レベルの差分をとって補正量を得る構成と、まず位相変化を打ち消してから基準となる信号の位相変化量を補正量として求める構成とを用意すればよく、このような構成により、同期確立の基準となる信号が送信側で位相変化をもっていても、基準となる信号が使用する周波数の上下１つずつの周波数で受信された搬送波信号から補正量を得る場合よりも広い搬送波周波数オフセットに対して補正量が得られ、搬送波周波数オフセットがある程度小さくなってから同期確立が行われるため、より大きな搬送波周波数オフセットが存在しても確実に搬送波周波数の同期を確立することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１５１】
つぎの発明によれば、スイッチにより搬送波周波数のオフセット量が一定量よりも小さくなった時のタイミングで使用補正量を切り換えるようにしたので、搬送波周波数オフセットの状況に応じて適切な補正を与えることができ、これにより、搬送波周波数の同期確立をスムーズに行うことが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１５２】
つぎの発明によれば、同期確立開始後の一定時間の経過でスイッチの切り換えタイミングを図るようにしたので、同期確立の際には、常に一定のタイミングで搬送波周波数の同期動作を実現することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１５３】
つぎの発明によれば、メモリに一定時間を記憶しておき、切換制御回路によりその一定時間を参照してスイッチの切り換えを制御するようにしたので、外部から切り換えタイミングを与えなくても、簡単な構成でスイッチを切り換えることが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１５４】
つぎの発明によれば、カウント回路によりあらかじめ設定された一定時間をカウントして、スイッチの切り換えタイミングを得るようにしたので、外部から切り換えタイミングを与えなくても、簡単な構成でスイッチを切り換えることが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１５５】
つぎの発明によれば、基準となる信号の信号レベルが基準となる信号が使用する周波数に隣接する少なくとも２つの周波数で検出された基準となる信号レベルよりも大きくなった時のタイミングで使用補正量を切り換えるようにしたので、あらかじめ切り換えタイミングを用意しておく必要がなく、装置の製造過程を単純化することが可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。
【図２】  ＯＦＤＭ方式に使用される伝送フレームのフォーマット例を示す図である。
【図３】  実施の形態１において遅延回路出力を説明する図であり、同図（ａ）は無変調パイロットシンボル成分に対する遅延検波回路１４ａ，１４ｂの出力を示し、同図（ｂ）はパイロットシンボル以外の信号成分に対する遅延検波回路１４ａ，１４ｂの出力を示す。
【図４】  実施の形態１において誤差信号を説明する図であり、同図（ａ）は搬送波周波数オフセットΔｆによる検出されたパイロットシンボルレベルの変化を示し、同図（ｂ）は搬送波周波数オフセットΔｆによる第１誤差信号ＥＲＲ１の変化を示す。
【図５】  本発明の実施の形態２による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。
【図６】  本発明の実施の形態３による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。
【図７】  実施の形態３において誤差信号を説明する図であり、同図（ａ）は搬送波周波数オフセットΔｆによる検出されたパイロットシンボルレベルの変化を示し、同図（ｂ）は搬送波周波数オフセットΔｆによる第１誤差信号ＥＲＲ１の変化を示す。
【図８】  本発明の実施の形態４による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。
【図９】  本発明の実施の形態５による搬送波周波数同期回路の要部の一構成例を示すブロック図である。
【図１０】  本発明の実施の形態６による搬送波周波数同期回路の要部の一構成例を示すブロック図である。
【図１１】  本発明の実施の形態７による搬送波周波数同期回路の一構成例を示すブロック図である。
【図１２】  従来例によるＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復調器間の関係を表す一般的な構成図である。
【図１３】  送信シンボルを説明する図であり、同図（ａ）は直並列変換前の送信シンボルのフォーマットを示し、同図（ｂ）は直並列変換後の送信シンボルのフォーマットを示している。
【図１４】  ＯＦＤＭ変調器から出力される送信ＩＦ信号のスペクトルを表す図である。
【図１５】  従来例による搬送波周波数同期回路を示すブロック図である。
【図１６】  送信ベースバンド信号波形の同相成分を示す図である。
【図１７】  受信ベースバンド信号の遅延と相関値との関係を示す図である。
【符号の説明】
１，２，３，４，５，６，７  ＯＦＤＭ復調器、１０，２０，３０，４０，７０  搬送波周波数同期回路、１１  遅延検波回路、１２  位相検出回路、１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄ  パイロットシンボルレベル検出回路、１４ａ，１４ｂ  遅延検波回路、１５ａ，１５ｂ  平均回路、１６ａ，１６ｂ  包絡線検出回路、１７  減算器、１８ａ，１８ｂ  ＬＦ、１９  補正制御回路、２１，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ  位相回転回路、３１ａ，３１ｂ  加算器、５１，６１，７２  スイッチ、５２  メモリ、５３  切換制御回路、６２  カウンタ回路、７１  判定回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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