(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器（３）及びナイキストフィルタを含みＩＦ中間周波数ビデオ信号をディジタルフィルタリングする回路であって、
所望のチャネルを選択するに適したアナログ前フィルタ（２）がＡ／Ｄ変換器（３）の上流に設けられ、
ナイキストフィルタ（Ｎ）はＡ／Ｄ変換器（３）の下流に設けられたディジタルフィルタであって、一方（１６；１６Ａ；１６Ｂ）は非因果関係の形に構成され他方（１５；１５Ａ；１５Ｂ）は因果関係の形に構成される直列に配置された２つのＩＩＲフィルタ（１５，１６；１５Ａ，１６Ａ；１５Ｂ，１６Ｂ）と、ＩＩＲフィルタを補正する直列接続されたＦＩＲフィルタ（１７）を含むことを特徴とする回路。
【請求項２】
各ＩＩＲフィルタ（１５，１６；１５Ａ，１６Ａ；１５Ｂ，１６Ｂ）はセミナイキストフィルタであることを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項３】
ＩＩＲフィルタ及びＦＩＲフィルタは、信号の動的揺れを軽減し、至る所で同一の動的揺れを用いるように組み合わせられることを特徴とする請求項１又は２記載の回路。
【請求項４】
非因果関係の形で構成されるＩＩＲフィルタ（１６；１６Ａ；１６Ｂ）は因果関係ＩＩＲフィルタ（１５；１５Ａ；１５Ｂ）の複素共役であり、２つのＩＩＲフィルタによる処理の後にビデオ信号の位相は実質的に線形のままであることを特徴とする請求項１乃至３いずれか一項記載の回路。
【請求項５】
非因果関係の形で構成されるＩＩＲフィルタ（１６；１６Ａ；１６Ｂ）は、
ビデオ信号サンプリング手段（３）と、
サンプルされたビデオ信号を所定の時間長（ＬＴ）の部分に分割する手段（２０）と、
フィルタリングの前に於て分割された部分のサンプルを時間反転する手段（１９）と、
フィルタリングの後に於て時間反転する第２の手段（２９）
とを含むことを特徴とする請求項１乃至４いずれか一項記載の回路。
【請求項６】
フィルタリングの前後に於いてサンプルを時間反転する手段の各々はＬＩＦＯスタック（１９，２９）からなることを特徴とする請求項５記載の回路。
【請求項７】
非因果関係フィルタ（１６；１６Ａ；１６Ｂ）は、
各々が同一のＩＩＲディジタルフィルタ（２４ａ，２４ｂ）を含み第１のＬＩＦＯスタック（１９）の出力に繋がれる２つの経路（２２ａ，２２ｂ）と、
サンプリング周期（Ｔ）のＬ倍に等しいクロックレートで動作し、２つの経路（２２ａ，２２ｂ）の一つに於てフィルタ（２４ａ，２４ｂ）をＬＩＦＯスタック（１９）の出力に交互に繋げ、他方の経路に於て他方のフィルタ（２４ｂ，２４ａ）を分割された部分と同一の長さのゼロ送信（２３）に繋げるために設けられたルータ手段（２０）と、
第１のルータ手段（２０）と同一のクロックレートで動作し、分割された部分の時間反転サンプルを受け取るフィルタ（２４ａ，２４ｂ）の出力を、部分の期間の２倍に等しい遅延（２ＬＴ）を齎らす遅延セル（２７）に交互に繋げるために、２つの並列フィルタ（２４ａ，２４ｂ）の下流に設けられた第２のルータ手段（２６）
とを含み、該遅延セル（２７）の出力は加算器（２８）の一方の入力に繋がれその他方の入力はゼロの列を受け取るフィルタ（２４ｂ，２４ａ）の出力に第２のルータ手段（２６）を介して繋がれ、加算器（２８）の出力はフィルタされたサンプルの時間順序を再構築する第２のＬＩＦＯスタック（２９）に繋がれることを特徴とする請求項６記載の回路。
【請求項８】
フィルタされた信号の裾がゼロの列が続く終端に於て無視できるほど、Ｌとサンプリング周期との積に等しい期間（ＬＴ）が十分であるように、数Ｌが選択されることを特徴とする請求項７記載の回路。
【請求項９】
ＦＩＲフィルタとＩＩＲ結合フィルタとは、各フィルタの全体の伝達関数の多項式がより低次の幾つかの多項式の積に等しいように、小さなフィルタリングセルに分割され、ＦＩＲは分子の多項式（Ｎ（Ｚ））に対応し、ＩＩＲは分母の多項式（Ｄ（Ｚ））に対応することを特徴とする請求項１乃至８いずれか一項記載の回路。
【請求項１０】
ＦＩＲフィルタは、分子に於て４次の伝達関数Ｎ1 （Ｚ）、Ｎ2 （Ｚ）、Ｎ3 （Ｚ）、Ｎ4 （Ｚ）、及びＮ5 （Ｚ）を各々が有する５つのセルに分割され、伝達関数Ｄ（Ｚ）が分母であるＩＩＲフィルタは、２次の伝達関数Ｄ1 （Ｚ）、Ｄ2 （Ｚ）、及びＤ3 （Ｚ）を有する３つのセルに分割されることを特徴とする請求項９記載の回路。
【請求項１１】
ＦＩＲフィルタが、
Ｎ（Ｚ）Ｎ（Ｚ-1）＝Ｎ*1(Ｚ）Ｎ*2(Ｚ）Ｎ*3(Ｚ）Ｎ*4(Ｚ）Ｎ*5(Ｚ）であって、
Ｎ*1(Ｚ）＝Ｎ1 （Ｚ）Ｎ1 （Ｚ-1），Ｎ*2(Ｚ）＝Ｎ2 （Ｚ）Ｎ2 （Ｚ-1），Ｎ*3(Ｚ）＝Ｎ3 （Ｚ）Ｎ3 （Ｚ-1），Ｎ*4(Ｚ）＝Ｎ4 （Ｚ）Ｎ4 （Ｚ-1），
Ｎ*5(Ｚ）＝Ｎ5 （Ｚ）Ｎ5 （Ｚ-1）
である関係によって記述される特性を有することを特徴とする請求項１０記載の回路。
【請求項１２】
ＦＩＲフィルタセルの係数は、
β(1) k ＝［377, 638, 1024, 638, 377］
β(2) k ＝［94, 349, 512, 349, 94 ］
β(3) k ＝［71, 177, 256, 177, 71 ］
β(4) k ＝［34, 159, 256, 159, 34 ］
β(5) k ＝［19, -155, 512, -155, 19 ］
であり、ＩＩＲの係数は、
α(1) k ＝［76, 128, 63 ］
α(2) k ＝［128, 82, 114］
α(3) k ＝［128, 62, 66 ］
であることを特徴とする請求項１０又は１１記載の回路。
【請求項１３】
伝達関数が、
Ｈa （Ｚ）＝Ｎ*4(Ｚ）
Ｈb （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｎ*3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｎ*2(Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
Ｈc （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
Ｈd （Ｚ）＝Ｎ*1(Ｚ）Ｎ*5(Ｚ）
であるサブフィルタ（図１６）よりなることを特徴とする請求項１１又は１２記載の回路。
【請求項１４】
伝達関数が、
Ｈ1 （Ｚ）＝Ｎ*4(Ｚ）Ｄ1 （Ｚ）Ｎ*3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｎ*2(Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
Ｈ2 （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
Ｈ3 （Ｚ）＝Ｎ*1(Ｚ）Ｎ*5(Ｚ）
であるサブフィルタ（図１７）よりなることを特徴とする請求項１１又は１２記載の回路。
【請求項１５】
サンプリング周波数（ｆs ）が、
（４ｆIFmax −２ＢCH）／３
に等しいか或いは略等しく、ｆIFmax は最大ＩＦ周波数に等しく、ＢCHは全体のバンド幅に等しいことを特徴とする請求項１乃至１４いずれか一項記載の回路。
【請求項１６】
サンプリング周波数（ｆs ）は４８．８７ＭＨｚに等しいか或いは略等しいことを特徴とする請求項１５記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＩＦ中間周波数信号のディジタルナイキストフィルタリングを行う回路に関する。
本発明は詳しくは、チューナからの中間周波数ＩＦテレビジョン信号のディジタルフィルタリングに関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在のテレビ受信器に於て、ＩＦ中間周波数回路にあるナイキストフィルタは、一連の信号処理の中でも複雑な部分にあたる。この処理はＳＡＷデバイス（surface wave filter ）を用いたアナログ形式で行われ、狭いバンド選択特性を備えたこのフィルタは、アナログビデオ復調処理の前段に設けられる。ＳＡＷフィルタのコストパフォーマンスは卓越していると評価出来るが、そのようなフィルタをＣＭＯＳ回路と同一のチップ上に、適切なコストで搭載することは不可能である。完全にディジタルなシステムでの解決を目標とすると、ディジタル技術を選んで、アナログ技術を最終的には破棄することになる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従って、ＳＡＷフィルタと同等な性能を提供できるような、有限インパルス応答ＦＩＲディジタルフィルタの設計が検討された。
ビデオ信号処理に関して強く要求されることは、フィルタを通過する信号の位相的な振る舞いが、全ての周波数に関して同一であることである。
【０００４】
線形位相ＦＩＲフィルタは、この要求を満たすディジタルフィルタを実現することが出来るであろう。しかしながらそのようなフィルタは、１００或いはそれ以上のオーダーの膨大な数の係数を必要とすることになり、コスト的に現実的ではない。
従って本発明の主要な目的は、特定のビデオ信号に対しては、全ての周波数に対して同一或いは実質的に同一である信号の位相的振る舞いを保証すると共に、その経済的なコストが許容可能であるような、ＩＦ中間周波数信号のディジタルナイキストフィルタリング回路を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、単純化され安価であるがそれ自身では所望の結果を達成できない少なくとも一つのＦＩＲフィルタを、直列に配置された２つのＩＩＲ無限インパルス応答フィルタと組み合わせることからなり、ここで２つのＩＩＲフィルタは互いに共役なスペクトラムを有する。
【０００６】
ＩＩＲフィルタはＦＩＲフィルタより製造コストが低いが、位相が周波数に比例するという用件を満たさない。共役フィルタと組み合わせることによって、位相が周波数に比例するという要件を略達成でき、更に単純化されたＦＩＲフィルタと組み合わせることによって、満足の行く結果が得られる。
本発明によれば、ＩＦ中間周波数信号特にビデオ信号をナイキストフィルタリングする回路は、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器及びナイキストフィルタを含み、Ａ／Ｄ変換器の上流に設けられ所望のチャネルを選択するに適したアナログ前フィルタを含むことを特徴とし、またナイキストフィルタはＡ／Ｄ変換器の下流に設けられたディジタルフィルタであって、一つは非因果関係のフィルタであり他方のＩＩＲフィルタに共役なスペクトラムを有する直列に配置された少なくとも２つのＩＩＲフィルタと、周波数に比例する位相の出力信号を送出しＩＩＲフィルタのフィルタリングを補正するに適した直列接続されるＦＩＲフィルタとを含むことを特徴とする。
【０００７】
好ましくは、各ＩＩＲフィルタは、セミナイキストフィルタ或いは実質的にセミナイキストフィルタである。
信号の動的揺れを低減し、またあらゆるところで同一の動的揺れを用いるように、ＩＩＲフィルタ及びＦＩＲフィルタは結合される。特長的な点として、非因果関係ＩＩＲフィルタは、ビデオ信号サンプリング手段と、サンプルされたビデオ信号を所定の時間長ＬＴの部分に分割する手段と、フィルタリングの前に於て分割された部分のサンプルを時間反転する手段と、フィルタリングの後に於てフィルタされたサンプルを時間反転する第２の手段を含む。好ましくは、フィルタリングの前後に於てサンプルを時間反転する手段の各々は、ＬＩＦＯ（後入れ先出し）スタックよりなる。
【０００８】
好ましくは、非因果関係ＩＩＲフィルタは、上流にあるルータ手段に繋げられ各々が同一のＩＩＲディジタルフィルタを含む２つの並列な経路を含み、このルータ手段は、サンプリング周期ＴのＬ倍に等しいクロックレートで動作し、一方の経路とそのフィルタを上流に位置されるＬＩＦＯの出力に交互に繋げ、他方の経路とそのフィルタをゼロの信号源に繋げるように設けられており、一方、第２のルータ手段が、分割された部分の時間反転サンプルを受け取るフィルタの出力を２ＬＴの遅延を齎らす遅延セルに交互に繋げるように２つの並列ＩＩＲフィルタの下流に設けられ、この遅延セルの出力は加算器の一方の入力に繋がれその他方の入力はゼロを受け取るフィルタの出力に第２のルータ手段を介して繋がれ、加算器の出力はフィルタされたサンプルの時間順序を再構築する第２のＬＩＦＯスタックに繋がれる。
【０００９】
フィルタされた信号の振幅がゼロの列が続く終端に於て無視できるほど、期間ＬＴが十分であるように、数Ｌは選択される。
好ましくは、ＦＩＲフィルタとＩＩＲ結合フィルタとは、ＦＩＲ及びＩＩＲフィルタ各々に対する全体の伝達関数の多項式がより低次の幾つかの多項式の積に等しいように、小さなフィルタリングセルに分割され、回路の全体の伝達関数は、分子がＦＩＲフィルタに対応する多項式であり、分母がＩＩＲフィルタに対応する多項式である分数によって構成される。
【００１０】
特長的な点として、ＦＩＲフィルタは、各々が４次の伝達関数を有する５つのセルに分割され、ＩＩＲフィルタは、２次の伝達関数を有する３つのセルに分割される。
特長的な点として、ＦＩＲフィルタセルの係数は、
β(1) k ＝［377, 638, 1024, 638, 377］
β(2) k ＝［94, 349, 512, 349, 94 ］
β(3) k ＝［71, 177, 256, 177, 71 ］
β(4) k ＝［34, 159, 256, 159, 34 ］
β(5) k ＝［19, -155, 512, -155, 19 ］
であり、ＩＩＲフィルタセルの係数は、
α(1) k ＝［76, 128, 63 ］
α(2) k ＝［128, 82, 114］
α(3) k ＝［128, 62, 66 ］
である。
【００１１】
上述の規定以外に、本発明は他の幾つかの規定よりなっており、それは添付の図面を用いて説明する詳細例に関連して、以下により明確に説明されるが、限定をするものではない。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に示されるのは、チューナー（図示せず）からのＩＦ中間周波数ビデオ信号を処理する回路である。図１の回路部分は、ディジタルナイキストフィルタＮを含み、その構成図は図５に示される。またその詳しい内容については後ほど、ナイキストフィルタの定義について説明した後に説明する。
【００１３】
ＩＦ回路の動作を解析すると、ＩＦアナログ信号の処理に関して広いダイナミックレンジのあることが分かる。入力線１が受け取るＩＦ信号の中から、所望のチャンネルを選択するために、バンド幅適応アナログ前フィルタ２が用いられる。この前フィルタ２の出力は、サンプリング周波数ｆs で動作するＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器３に接続される。変換器３からのディジタル信号はナイキストフィルタＮに送られ、フィルタＮからの信号の一部は画像搬送波を再生する回路４に送られる。回路４の出力は、積算回路５の入力に接続される。回路５の別の入力は、フィルタＮからの信号を直接に受け取る。回路５からの信号は、ローパスフィルタ６に送られ、その出力はコンポジットビデオ側波帯信号（ＣＶＢＳ）を出力する。
【００１４】
アナログ前フィルタ２が行う選択チャンネル間での分離及びナイキストフィルタリングは、図１に示されない自動周波数制御（ＡＦＣ）という利点があり、これは同期復調において重要な役割を有する。ディジタル制御によってナイキストスロープｐを設定することによって、ＡＦＣの動作は更に向上する。フィルタＮの下流で実行される同期復調の後、及びローパスフィルタ６の後で、コンポジットビデオ側波帯信号（ＣＶＢＳ）が得られる。
【００１５】
変換器３の段階におけるサンプリング周波数Ｆs は重要なパラメータであり、経済的な条件下で達成可能な性能を決定する。このパラメータは注意して選ばれるべきであり、以下の説明から分かるように、この周波数は自由に選べるものではない。
より良く理解できるように、前フィルタ２からのアナログＩＦ信号のスペクトラムを図２に示し、ここで縦軸は振幅であり横軸は周波数である。ＩＦスペクトラムの一般的な表示と異なって図２の方向は反転されており、画像搬送波周波数ｆpc周辺のビデオバンド７に対応する一般的には高い周波数を有した成分は、ここでは低い周波数成分として示され、一般的に低い周波数である音声バンド８の成分は、ここでは高い周波数成分として示される。図２に示されるＩＦスペクトラムの方向反転は、アナログ前処理のためであり、ここでの問題に関して重要なものではない。
【００１６】
得られたＩＦスペクトラムを検討することによって、ある種のサブサンプリング技術を適用することが示唆される。アナログ前フィルタ２にある程度の不完全さを許容すると、所望のチャンネルに隣接するチャンネルを抑制することを考えた場合、サンプリング周波数ｆs をあまり小さく選ぶべきではない。サンプリングによって繰り返し現われるＩＦスペクトラムが隙間なく並ぶような、完全に埋め尽くされた周波数スペクトラムは、避けるべきである。周期的に繰り返されるスペクトラム間で等間隔に配置される周波数間隙は、サンプリング周波数ｆs が以下の条件を満たす場合に得られる。
【００１７】
ｆs ＝ｆIFmax ＋（ｆIFmax −２ＢCH）／３
ｆs ＝（４ｆIFmax −２ＢCH）／３
ｆIFmax:norm B/G＝ｆPC:norm B/G ＋ｆVSB:norm B/G
ｆPC＝搬送波の周波数
ｆPC:norm B/G ＝３８．９ＭＨｚ、ｆVSB:norm B/G＝１．２５ＭＨｚ
ＢCH:norm B/G ＝７ＭＨｚ
ｆIFmax:norm B/G＝４０．１５ＭＨｚ
従って、
ｆs ＝４８．８７ＭＨｚ
である。
【００１８】
図３（Ａ）乃至図３（Ｄ）は、提案するサブサンプリング技術を図示したものである。Ａ／Ｄ変換器３の入力信号は、図３（Ａ）に於て選択されたＩＦ信号７及び８として示され、全体のバンド幅はＢCHである。変換器３にあるサンプル・ホールドユニットが必要とするバンド幅は、図３（Ａ）において点線の台形として示される。図３（Ａ）乃至図３（Ｄ）に於て、図２と同様に、ＩＦ信号の振幅は縦軸に示され、周波数は横軸に示される。サンプリング周波数が最大のＩＦ周波数即ちｆIFmax に一致する場合、この周波数でサンプリングすると、図３（Ｂ）に示されるように繰り返し現われるＩＦスペクトラム間の間隔が等しくない結果となる。図３（Ｂ）は、周波数ゼロの辺りの周波数間隔が既に減少している極端な例を示す。
【００１９】
「ベースバンド」と最初に繰り返されるスペクトラムとの周波数間隔を考えると、この間隔ｆIFmax −２ＢCHは、図３（Ｃ）に示されるように周波数ゼロの辺りで１／３に分割されるべきであることが分かる。従ってサンプリング周波数は、前述されたように（ｆIFmax −２ＢCH）／３だけ増やす必要がある。
結果として得られる画像搬送波の６ｄＢの点におけるナイキスト周波数は、
ｆ6dB ＝ｆs −ｆPC inverted 
として計算することが出来て、
ｆPC inverted ＝ｆIFmax −ＢCH＋ｆVSB ＝３４．４ＭＨｚ
であり、
ｆ6dB ＝４８．８７ＭＨｚ−３４．４ＭＨｚ＝１４．７ＭＨｚ
となる。
【００２０】
ディジタルナイキストフィルタの特性の一例が、図３（Ｄ）に於ける連続した太線１０として示される。高周波域でナイキストフィルタの通過帯域１１の限界を定めるスロープｐは、搬送波或いはその転置１２を中間点で遮断する。これによって、図４（Ｄ）を用いて説明されるように、画像搬送波の復調生成後に信号の歪みを避けることが出来る。
【００２１】
後続する同期復調を可能にするために、ナイキストフィルタは、少なくとも最初の繰り返しＩＦスペクトラムを抑圧するようなオーバーサンプリング特性を有する必要がある。
図４（Ａ）乃至図４（Ｅ）は、選択されたチャンネルの復調ビデオ信号を図４（Ｅ）に於て得ることが出来る処理を示す。
【００２２】
図４（Ａ）は図３（Ｄ）と同じものであって、ナイキストフィルタ通過後の信号を示し、このフィルタの周波数応答図は、搬送波を中間点で遮断する比較的急峻なスロープｐによって横軸に平行な部分が制限された太線として表される。図４（Ｂ）は、ナイキストフィルタ出力に於ける信号を示し、ビデオバンド７がナイキストスロープｐによって制限されている。
【００２３】
図４（Ｃ）は、再生成された画像搬送波を示す。
図４（Ｄ）は、復調後の信号を示し、太線１３によって示される周波数応答を有するローパスフィルタにかけられる。周波数ゼロの辺りで反転されたビデオバンドの２つのナイキストスロープｐは中間点で交わり、これらを加えることによって、周波数軸に平行な部分を生成して歪みを防ぐことが出来る。
【００２４】
図４（Ｅ）は、ローパスフィルタの出力点に於ける再生されたコンポジットビデオ側波帯信号を、変調された音声信号と共に示す。
図５は、本発明によるナイキストフィルタの構成を示す。フィルタＮは、図５の１番目の線で表される。このフィルタＮの構成に関する最初の説明が図５の２番目の線で示され、フィルタＮは、無限インパルス応答ＩＩＲフィルタ（或いはフィルタのセット）及び有限インパルス応答ＦＩＲフィルタを含むことが分かる。
【００２５】
図５の３番目の線は、一つの全体として見たＩＩＲフィルタは、２つの直列のＩＩＲフィルタ１５及び１６に分かれることを示す。ＦＩＲフィルタもまた、２つの直列のＦＩＲフィルタ１７及び１８に分けることが出来る。しかしながらフィルタ１８はオーバーサンプリング用であり、必要不可欠なものではない。
一般的にＩＩＲフィルタの全体の遅延特性は、ビデオへの応用に於ては不適格である。ＩＩＲフィルタ１５の非線形位相特性を補償するために、伝達関数Ｈ（Ｚ）（Ｚ＝ｅｘｐ（ｊωｔ））を有した直列の共役スペクトラムＩＩＲフィルタ１６を設け、このフィルタは時間的に反転された機能を有する。従って、フィルタ１６は、非因果関係フィルタである。
【００２６】
因果関係性は現実のフィルタにおいては、出力が入力より時間的に先行しないことを意味する。
フィルタ１５に共役であるスペクトラムを有するフィルタ１６は、因果関係の逆の性質を示すべきである。非因果関係フィルタの構成については、後ほど説明する。
【００２７】
ＦＩＲフィルタ１７と、オプションとしてのＦＩＲフィルタ１８は、直列ＩＩＲフィルタ１５及び１６を周波数補正するように設計される。
ＩＩＲフィルタの構成について、非因果関係フィルタ１６を含めて、以下に検討する。
２つのフィルタ１５及び１６を直列に繋げることによる伝達関数Ｈres （Ｚ）は、
Ｈres （Ｚ）＝Ｈ（Ｚ）Ｈ（Ｚ-1）＝Ｈ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）* ＝｜Ｈ（Ｚ）｜2 
として表される。
【００２８】
この伝達関数の結果は実数であるので、全体の線形位相特性が確保されるが、これはビデオへの応用においては絶対的に必要な条件である。残念なことに、伝達関数Ｈ（Ｚ-1）即ち非因果関係伝達関数は、理想的な形で実現することは出来ない。
本発明によれば、局所的な時間反転技術、及び単一経路に於ける区分重畳積分の手法によって近似を行う。
【００２９】
ディジタル信号Ｘk （ｎ）の時間反転を行うために、図７に示されるように、ＬＩＦＯ（後入れ先出し）スタック１９が設けられ、これによって、時間長ＬＴに等しい期間のサンプルＡ1 …ＡL を時間的に反転することが出来る。ここでＴは、ビデオ信号サンプリング手段を含んだＡ／Ｄ変換器３のサンプリング周期である。この期間のサンプル数Ｌは、後ほど特定する。
【００３０】
従って、図６に示されるように、スタック１９に入力される信号部分Ｘk （ｎ）のサンプルＡ1 …ＡL は、スタックの出力に於て時間的に反転された順序で供給され、図６の２番目の線に示されるように、最後のサンプル入力ＡL が反転された出力部分の先頭に位置され、入力では先頭であった部分（サンプル）Ａ1 は出力ではこの部分の最後に配置される。これは後続する部分Ｂ1 …ＢL 及びＣ1 …ＣL についても同様であり、ＢL …Ｂ1 及びＣL …Ｃ1 に反転される。
【００３１】
図７は、ＩＩＲ非因果関係フィルタ１６を示す。
このフィルタは、Ｌ個のサンプルを格納可能な前述のＬＩＦＯスタック１９を含む。スタック１９の出力は模式図で示されるルータ手段２０に接続され、これは、２つの並列経路２２ａ及び２２ｂ上の２つのスイッチ要素２１ａ及び２１ｂを含む。ゼロ信号を送出する信号源２３が更に設けられる。スタック１９の出力は、並列に各スイッチ２１ａ及び２１ｂの端子に接続され、ゼロである信号源２３はそれらスイッチのもう一方の端子に接続される。それらのスイッチ２１ａ及び２１ｂは、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周期ＴのＬ倍に等しい周期のクロックレートで動作する。ルータ手段２０は２通りの構成をとり得る。最初の構成は図７に示されるように、スタック１９の出力を経路２２ａ及びＩＩＲフィルタ２４ａの入力に接続する。この構成においては、もう一方のスイッチ２１ｂは、ＩＩＲフィルタ２４ａと同様のＩＩＲフィルタ２４ｂの入力に繋がるもう一方の経路２２ｂに、ゼロの信号源２３を接続する。ルータ手段２０は第２の構成をとることが出来て、この構成ではスイッチ２１ａは信号源２３を経路２２ａに接続し、一方スイッチ２１ｂはスタック１９の出力を経路２２ｂに接続する。
【００３２】
フィルタ２４ａの出力は、第２のルータ手段２６の第１のスイッチ２５ａの端子及び第２のスイッチ２５ｂの端子に、並列に接続される。フィルタ２４ｂの出力は、スイッチ２５ａ及び２５ｂのもう一方の端子に並列に接続される。スイッチ２５ａは、変換器３のサンプリング周期Ｔの２Ｌ倍（即ち２ＬＴ）の遅れをもたらすに適した遅延セル２７の入力に接続され、遅延セル２７の出力は加算回路２８の入力に接続される。もう一方のスイッチ２５ｂは、加算回路２８のもう一方の入力に直接に接続される。ルータ手段２６は、ルータ手段２０と同一のクロックレートで動作し、スイッチ２５ａ及び２５ｂはこのレートで接続を切り替える。ルータ手段２６の第１の構成では、図７に示されるように、スイッチ２５ａはフィルタ２４ａの出力を遅延セル２７の入力に接続し、スイッチ２５ｂはフィルタ２４ｂの出力を直接に加算回路２８に接続する。第２の構成では、スイッチ２５ａ及び２５ｂの設定を変えることによって、接続が反転される。
【００３３】
加算回路２８から出力される信号Ｙk （−ｎ）は、スタック１９と同様の第２のＬＩＦＯスタック２９の入力に送られ、信号の時間反転を実行して、出力として信号Ｙk （ｎ）を再生する。
図８は、図７の回路の様々な連結点における信号の処理を、一連の模式図で示したものである。見やすいようにこの図８の一番上の線に示されるのは、時間と共に線形に振幅が増加するＩＦ信号３０である。信号３０は、等しい長さＬＴの部分３１、３３、３５、…に分割される。変換器３の出力であるこの信号のサンプルＡ1 …ＡL 、Ｂ1 …ＢL は、全体としてＸk （ｎ）と表記される。Ｌ個のサンプルの第１のグループ３１は、スタック１０によって時間反転され、出力として経路２２ａに、図８の２番目の線のグループ３２を生成し、これはＬＴ（サンプリング周期のＬ倍）だけ遅延される。
【００３４】
このグループ３２の終わりに於て、ルータ２０は構成を切り替えて、図８の一番上の線の次のグループ３３が、第２の経路２２ｂに送られて（図８の３番目の線の）グループ３４を生成し、一方これと同一の期間、第１の経路２２ａはゼロ信号を受け取る。図８の一番上の線の第３のグループ３５は、経路２２ａに送られて時間反転サンプルのグループ３６を形成し、一方経路２２ｂはゼロ信号を受け取る。
【００３５】
図８の２番目及び３番目の線に太線で示されるのは、フィルタ２４ａ及び２４ｂの出力における信号の形状である。２番目の線に於て、グループ３２に期間ＬＴ続く部分３７として示されるゼロの列は、フィルタ２４ａからの出力信号３８がゼロに近い非常に小さな値になることを可能にし、これはグループ３２の最後のサンプルの後に連続的に減少する。グループ３２のようなグループの最後のパルスの後で、フィルタ２４ａ或いは２４ｂからの出力信号の「裾」３８が、ＬＴの終わりに於て実質的にゼロになるように、部分３７の長さＬＴが十分な長さであるような数に、Ｌは選ばれる。
【００３６】
図８の４番目の線は、セル２７が生成する時間推移を示し、このセルはフィルタされたサンプル３２、３４、３５、…のグループを２ＬＴだけ遅らせる。
図８の５番目の線は、回路２８が行う加算演算を示す。サンプルのグループ３２に対応する２ＬＴだけ遅延したフィルタ２４ａの出力は、サンプルのグループ３４に続くフィルタ２４ｂからの出力信号の裾に加算される。同様に、フィルタ２４ｂにフィルタされたサンプルのグループの出力は、フィルタ２４ａの裾に加算される。図８の５番目の線は、加算器２８の出力で得られる信号Ｙk （−ｎ）を示す。
【００３７】
ＬＩＦＯスタック２９は、信号Ｙk （−ｎ）を時間的に反転することによって、図８の最後の線に示されるフィルタされた信号Ｙk （ｎ）を生成し、ここで各グループはスタック２９によってＬＴだけ遅延される。
図９は、図でもって上記説明を示す。サンプルの部分Ａ1 …ＡL 、Ｂ1 …ＢL 、Ｃ1 …ＣL が、２番目の線に示されるように、まず時間軸上で反転されることが分かる。
【００３８】
次にルータ手段２０は、図９の第３の線に示されるように、反転された部分ＡL …Ａ1 、ＣL …Ｃ1 を線２２ａに送出すると共に、Ｌ個のゼロからなる部分を挿入する。
図９の４番目の線は、フィルタ２４ａの出力におけるフィルタされた信号ＦAL…ＦA1に対応する。図９の５番目及び６番目の線は、３番目及び４番目の線に同様であるが部分ＢL …Ｂ1 の場合であり、部分ＡL …Ａ1 、ＣL …Ｃ1 に対して時間的にＬＴだけシフトされている。
【００３９】
図９の７番目の線は、セル２７がもたらすフィルタされた信号の遅延２ＬＴを示す。
図９の８番目の線は、回路２８による加算を模式的に示し、この加算は、フィルタされた信号の部分と、入力に送られたゼロ部分にあるもう一方のフィルタ出力の裾との間で行われる。ＹAL…ＹA1が、加算の結果に対応する。
【００４０】
図９の最後の線は、ＬＩＦＯスタック２９によるサンプル部分ＹAL…ＹA1の更なる時間反転を示す。
これから分かるように、単一経路の区分重畳積分手法は重ね加算方法を用い、これによって、インパルス応答が少なくとも有限期間ＬＴ（Ｔは変換器３のサンプリング周期）であることを実現する。これは、ＩＩＲフィルタについてのみ近似的に成り立つ。この場合、フィルタからの（時間的に反転された）出力信号は、
ｙk （−ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｘk （−ｎ）＋ｈ（ｎ）＊ｘk+1 （−ｎ）
によって与えられ、ここで、
｛ｙ（ｎ），ｘ（ｎ）  （ｋＬ≦ｎ≦（ｋ＋１）Ｌ）
ｙk （ｎ），ｘk （ｎ）＝｛
｛０  （それ以外）
である。
【００４１】
上式によれば、ｙk （−ｎ）を得るための時間重畳積分は、駆動部分応答（ｈ（ｎ）＊ｘk （−ｎ））及び裾部分応答（ｈ（ｎ）＊ｘk+1 （−ｎ））の２つの出力部分からなると解釈できる。
これは、図７を用いて説明し、また図８及び図９を参照してその動作を説明したアーキテクチャに対応する。
【００４２】
伝達関数Ｈ（Ｚ）を有した因果関係フィルタ１５の前向き時間重畳積分に関しては、
ｙk （ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｘk （ｎ）＋ｈ（ｎ）＊ｘk-1 （ｎ）
であることが分かるであろう。
図１０は、本発明による線形位相ＩＩＲフィルタの構成に関して、完全なフィルタアーキテクチャを示す。
【００４３】
上に詳しく説明した非因果関係フィルタ１６は、因果関係フィルタ１５と直列接続されており、その因果関係フィルタ１５は、ルータ２０及び２６に同様であり同じ周波数で動作するルータ４０の２つのスイッチに、夫々が接続された経路３９ａ及び３９ｂを有した並列構造となっている。ルータ４０によって、ＬＩＦＯスタック２９の出力とゼロの信号源とに、経路３９ａ及び３９ｂを交互に接続することが可能になる。各経路３９ａ及び３９ｂは、同一のＩＩＲフィルタ４１ａ及び４１ｂを含み、その出力は加算回路４２の入力に接続される。このように構成されたフィルタ１５によって、上の式に対応する前向き時間重畳積分を実行することが出来る。
【００４４】
限界サイクル或いはオーバーシュート振動が問題にならない場合ならば、図１０に示された並列構造の代わりに、例えば４１ａのような単一のＩＩＲフィルタを用いて、前向き時間重畳積分を単純化することが出来る。
上式を考慮して明らかになるように、ナイキストフィルタを２つの直列のＩＩＲフィルタ１５及び１６を用いて構成する場合、フィルタ１５の伝達関数Ｈ（Ｚ）及びフィルタ１６の伝達関数Ｈ（Ｚ-1）との間で、以下の関係を満足させる必要がある。
【００４５】
Ｈ（Ｚ）Ｈ（Ｚ-1）＝ＨNyquist （Ｚ）
これは、
Ｈ（Ｚ）＝Ｈsemi-Nyquist（Ｚ）
を意味する。
経験的に分かっていることであるが、セミナイキストフィルタをＩＩＲフィルタの設計に完全に近いようには構築出来ないので、ＦＩＲ有限インパルス応答フィルタ部分を追加することが必要であり、図５の３番目の線に模式的に示されるようにフィルタ１７及び必要ならばフィルタ１８が必要である。
【００４６】
ＦＩＲフィルタ部分でさえ、フィルタのオーダーを考えると、ＩＩＲ部分よりも重要であることが明らかである。
本発明のセミナイキストフィルタの伝達関数は、
Ｈsemi-Nyquist（Ｚ）＝Ｎ（Ｚ）／Ｄ（Ｚ）
と表され、ここで式Ｎ（Ｚ）及びＤ（Ｚ）は、セミナイキストフィルタの伝達関数の分子多項式及び分母多項式である。分子及び分母の多項式は各々、最小でも１０及び６のオーダーである。
【００４７】
図１１（Ａ）は、ＦＩＲ及びＩＩＲフィルタ部分の周波数応答を示す。曲線Ｎ（Ｚ）に対応するＦＩＲフィルタ部分が通過帯域全体に渡ってローパス特性を示すのに対して、ＩＩＲフィルタ部分の応答を示す曲線Ｄ（Ｚ）は、ＦＩＲフィルタの通過域に於て強い減衰を示し、またＦＩＲフィルタの遮断域に於て共鳴周波数を有する。
【００４８】
図１１（Ｂ）に示される対数表示によって、２つのフィルタ部分Ｎ（Ｚ）及びＤ（Ｚ）がどのようにしてセミナイキストフィルタを構成するのかを示す。平坦な通過帯域特性とセミナイキスト推移変化は、２つのタイプのフィルタの相反する振る舞いによるところが大きい。２つのタイプのフィルタは、全体の振る舞いに対してほぼ等しい影響を持つ。
【００４９】
ＩＩＲ及びＦＩＲフィルタ特性をより詳しく検討すると、そのようなタイプのフィルタハードウェアの構築に関連して、重要な問題のあることが分かる。図１１（Ｂ）に示されるように、５ＭＨｚの辺りの帯域の通過域に於て、ＦＩＲフィルタ部分に関しては約４０ｄＢの利得変動があり、ＩＩＲフィルタ部分に関しては約３４ｄＢの利得変動がある。図５の構成を考慮して、２つの直列ＩＩＲフィルタ１５及び１６の後及び後続するＦＩＲフィルタ１７の前に於て、ディジタル信号経路のダイナミックレンジは、７０ｄＢ増加されるべきである。これに基づいて以下のことが結論される。第１に、図５に提案されるフィルタ構成は単純化された図にすぎず、第２に、フィルタリング多項式Ｎ（Ｚ）及びＤ（Ｚ）は、更に小さなフィルタリングセルに分割されるべきである。
【００５０】
コンピュータシミュレーションによれば、ＦＩＲフィルタに対しては、
Ｎ（Ｚ）＝Ｎ1 （Ｚ）Ｎ2 （Ｚ）Ｎ3 （Ｚ）Ｎ4 （Ｚ）Ｎ5 （Ｚ）
を用い、ＩＩＲフィルタに対しては、
Ｄ（Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
を用いると満足の行く結果が得られる。
【００５１】
多項式Ｎ（Ｚ）及びＤ（Ｚ）をより低次の多項式に分割することによって、満足の行く結果を得ることが出来る。
更にＦＩＲフィルタに対しては、２倍の数の係数が生成される必要があるので、因果関係フィルタ部分及び非因果関係フィルタ部分として表現することは無意味であり、結果として、因果関係フィルタ部分及び非因果関係フィルタ部分のＦＩＲフィルタリング特性は、
Ｎ（Ｚ）Ｎ（Ｚ-1）＝Ｎ*1(Ｚ）Ｎ*2(Ｚ）Ｎ*3(Ｚ）Ｎ*4(Ｚ）Ｎ*5(Ｚ）であり、
Ｎ*1(Ｚ）＝Ｎ1 （Ｚ）Ｎ1 （Ｚ-1），Ｎ*2(Ｚ）＝Ｎ2 （Ｚ）Ｎ2 （Ｚ-1），Ｎ*3(Ｚ）＝Ｎ3 （Ｚ）Ｎ3 （Ｚ-1），Ｎ*4(Ｚ）＝Ｎ4 （Ｚ）Ｎ4 （Ｚ-1），
Ｎ*5(Ｚ）＝Ｎ5 （Ｚ）Ｎ5 （Ｚ-1）
として表現され、ここで各Ｎ* i （Ｚ）は４次であり、
（β(i)2,β(i)1,β(i)0,β(i)1,β(i)2)
の形の係数を有する。
【００５２】
これに対し、各Ｄi  （Ｚ）は２次であり、
（α(i)0，α(i)1，α(i)2）
の係数によって表される。
ＦＩＲフィルタリングセルの係数は以下のように与えられる。
β(1) k ＝［377, 638, 1024, 638, 377］
β(2) k ＝［94, 349, 512, 349, 94 ］
β(3) k ＝［71, 177, 256, 177, 71 ］
β(4) k ＝［34, 159, 256, 159, 34 ］
β(5) k ＝［19, -155, 512, -155, 19 ］
ＦＩＲフィルタに対する対応する増幅係数はＶN ＝１２である。
【００５３】
これらの値を用いると、第１のＦＩＲフィルタリングセルの伝達関数Ｎ1 （Ｚ）は、以下のように表現することが出来る。
Ｎ1 （Ｚ）＝377 Ｚ2 ＋ 638Ｚ＋ 1024 ＋ 638Ｚ-1＋ 377Ｚ-2
他の多項式Ｎ2 （Ｚ）…Ｎ5 （Ｚ）は、上の表に与えられる係数値を用いて、同様に表現することが出来る。
【００５４】
３つのＩＩＲフィルタリングセルの係数は、以下の表によって与えられる。
α(1) k ＝［76, 128, 63 ］
α(2) k ＝［128, 82, 114］
α(3) k ＝［128, 62, 66 ］
ＩＩＲフィルタの対応する増幅係数ＶD は、ＶD ＝2348/4096 である。
【００５５】
この表に与えられた係数にしたがって、分割Ｄ1 （Ｚ）の第１の多項式は、
Ｄ1 （Ｚ）＝76Ｚ＋ 128＋ 63 Ｚ-1
と書くことが出来る。
他の多項式は、後続する行を用いて同様に得られる。
図１２（Ａ）は、種々の分母セルＤi （Ｚ）の周波数応答を示し、図１２（Ｂ）は、分子セルＮ* i （Ｚ）の周波数応答を示す（横軸が周波数で縦軸が振幅である）。
【００５６】
ディジタル信号経路に於て、ダイナミックレンジが許容できないほど増大するのを防ぐために、各分母セルＤi （Ｚ）の共鳴周波数は、先行する分子セルＮ* i （Ｚ）によって補償される必要がある。コンピュータシミュレーションによれば、以下の組み合わせを用いれば、ダイナミックレンジの増加を最小にすることが出来る。
【００５７】
Ｎ*4(Ｚ）Ｄ1 （Ｚ），Ｎ*3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ），Ｎ*2(Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）、及び図１３（Ｃ）は、ＩＦ信号に関する周波数領域に於て、これらの組み合わせの周波数応答を示す。利得を縦軸に沿ってプロットし、横軸に沿った周波数はサンプリング周波数の半分に対する周波数の比率（比率ｆ／（ｆs ／２））として表現される。これら３つの組み合わせの各々において、利得の変動はファクター２即ち６ｄＢを越えない。
【００５８】
提案されるナイキストフィルタのアーキテクチャが図１６に示され、既に説明されたフィルタ１５及び１６のアーキテクチャに類似した直列のＩＩＲフィルタ１５Ａ及び１６Ａが設けられる。部分１６Ａの各経路に於けるフィルタリングセルはＨb （Ｚ）と表記され、部分１５Ａに於けるフィルタリングセルはＨc （Ｚ）と表記される。
【００５９】
Ｈa （Ｚ）と表記されるＦＩＲフィルタリングセルはＬＩＦＯスタック１９の上流に設けられ、Ｈd （Ｚ）と表記される別のＦＩＲフィルタリングセルが加算回路４２の下流に設けられる。
サブフィルタを構成するフィルタリングセルは、以下の伝達関数を有する。
Ｈa （Ｚ）＝Ｎ*4(Ｚ）
Ｈb （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｎ*3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｎ*2(Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
Ｈc （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
Ｈd （Ｚ）＝Ｎ*1(Ｚ）Ｎ*5(Ｚ）
前述した数Ｌは、サンプル信号の部分の長さを定義するものであるが、これはハードウェアの複雑さ及びその有効性に対して大きく影響する。この部分に要求される最大長の第１の推定値を得るために、周波数特性がＤ1 （Ｚ）、Ｄ2 （Ｚ）、及びＤ3 （Ｚ）であるフィルタのインパルス応答を調べる。図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）、及び図１４（Ｃ）は、対応するインパルス応答を示す。
【００６０】
図１４（Ａ）及び図１４（Ｂ）の応答ｄ1 （ｔ）及びｄ2 （ｔ）は、周波数特性の共振周波数から発生する発振特性を明らかに示す一方で、セルＤ3 （Ｚ）に対応する図１４（Ｃ）のｄ3 （ｔ）は、急速に衰退する。
これらの結果を見れば、これら３つのフィルタ全体のインパルス応答が、ｄ1 （ｔ）によって支配されることは驚くべきことではない。図１５（Ａ）は、これら３つのフィルタを重畳積分した結果、
ｄ（ｔ）＝ｄ1 （ｔ）＊ｄ2 （ｔ）＊ｄ3 （ｔ）
を示す。
【００６１】
ディジタル出力信号に対して１０ビットのダイナミック解像度を考えるのであれば、必要な部分長Ｌは、インパルス応答の振幅がインパルス応答最大振幅の１／１０００以下に落ちるときの長さとして得られる。図１５（Ｂ）は、縦軸値を１０００倍して、サンプリング周期の倍数として横軸に時間を表現したインパルス応答ｄ（ｔ）を示す。図１５（Ｂ）から、所望の結果を得るための部分Ｌの最短長は、サンプリング周期の約１１０倍である。
【００６２】
この値は実際にはもっと小さくすることが可能であり、何故なら、ナイキストフィルタの入力信号はデルタパルスであることはなく、図１４（Ａ）及び図１４（Ｂ）の波形ｄ1 （ｔ）及びｄ2 （ｔ）に於ける振動発生の起因となる周波数成分は、前段のローパスフィルタ特性Ｎ*4（Ｚ）及びＮ*3（Ｚ）によって十分に減衰されるからである。簡単な計算によって、この議論を確認することが可能である。
【００６３】
｜Ｄ1  （Ｚ）｜（Ｄ1  （Ｚ）の絶対値）及び｜Ｄ2  （Ｚ）｜の最大値は、図１２（Ａ）から求めることが出来る。Ｄ1  （Ｚ）の絶対値の最大値は約２２であり、Ｄ2  （Ｚ）の絶対値の最大値は約１０である。Ｎ*4（Ｚ）及びＮ*3（Ｚ）をＤ1  （Ｚ）及びＤ2  （Ｚ）の前に用いることによって、この最大値は殆ど補償される。部分を程よい長さにする数Ｌは、約５０程度であり得る。
【００６４】
ＩＩＲ因果関係フィルタに対してオーバーラップ加算方法を用いる必要がないのであれば、より単純なフィルタ構成を得ることが出来る。この場合、ナイキストフィルタの構成は図１７で与えられる。非因果関係フィルタ１６Ｂの構成は前と同じであるが、ＩＩＲ因果関係フィルタ１５Ｂは単純化され、加算回路を用いた２つの並列な経路を含むことなく、伝達関数Ｈ3 （Ｚ）によって表記されるフィルタリングセルを含むのみである。他のフィルタリングセルに関しては、ＬＩＦＯスタック１９の上流セルは伝達関数Ｈ1 （Ｚ）と表記され、非因果関係フィルタ１６ＢのセルはＨ2 （Ｚ）と表記される。フィルタの伝達関数は以下の式で与えられる。
【００６５】
Ｈ1 （Ｚ）＝Ｎ*4(Ｚ）Ｄ1 （Ｚ）Ｎ*3(Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｎ*2(Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
Ｈ2 （Ｚ）＝Ｄ1 （Ｚ）Ｄ2 （Ｚ）Ｄ3 （Ｚ）
Ｈ3 （Ｚ）＝Ｎ*1(Ｚ）Ｎ*5(Ｚ）
図１８（Ａ）及び図１８（Ｂ）は、ＩＩＲフィルタリングセルの構成図である。
【００６６】
図１８（Ａ）の構成は、２次のＩＩＲフィルタリングセルに対応する。入力信号ｘ（ｎ）は、減算回路４３の入力に与えられる。回路４３の出力信号は、遅延Δｔをもたらす第１の遅延セル４４を介して、この回路の入力に戻される。このセルの出力は一方で積算回路４５の入力に送られ、もう一方でセル４４に同様の別の遅延セル４６の入力に送られる。積算係数ａ1 が積算回路４５の別の入力に与えられ、この回路からの出力が加算回路４７の入力に送られる。
【００６７】
遅延セル４６からの出力は積算回路４８の入力に送られ、この積算回路４８の別の入力は積算係数ａ2 を受け取る。積算回路４８の出力は、加算回路４７のもう一方の入力に送られる。回路４７の出力は、減算回路４３の入力に接続される。
入力信号ｘ（ｎ）と出力信号ｙ（ｎ）との間の量子化されていない式は、
ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）−ａ1 ｙ（ｎ−１）−ａ2 ｙ（ｎ−２）
で与えられる。
【００６８】
図１８（Ｂ）は、２次ＩＩＲフィルタリングセルの構成図であり、図１８（Ａ）のものと同一のタイプであるが、入力信号ｘ（ｎ）を係数２m で増幅するディジタル信号処理用に変更されたものである。図１８（Ａ）に関して説明した種々の回路が再び用いられ、同一の参照番号で表記される。
更に減算回路４３の前に回路４９が設けられており、回路４３に入力される信号が２m ｘ（ｎ）になるように信号ｘ（ｎ）を２m 倍に増幅することが出来る。回路４５及び４８に与えられる積算係数は各々α1 及びα2 であり、
α1 ＝ａ1 ２k 1 、α2 ＝ａ2 ２k 2 
である。
【００６９】
回路４５の出力と回路４７の入力との間には、入力に値−ｋ1 を受け取る回路５０が設けられ、この回路５０は、入力信号の２-k1 倍に等しい信号を出力する。
回路５０に同様の回路５１が、積算器４８の出力及び加算器４７の入力の間に設けられ、この回路５１は値−ｋ2 を受け取り、入力信号を２-k2 倍する。
【００７０】
最後に、回路５２がフィルタリングセル出力のすぐ下流に設けられる。この回路５２は、回路４９、５０、及び５１に同様であり、値−ｍを受け取り、入力信号の２-m倍を出力する。
図１８（Ｂ）のフィルタリングセルを用いれば、良好な質の出力信号を量子化された形で得ることが出来る。
【００７１】
図１９（Ａ）は、４次のＦＩＲフィルタリングセルの構成図である。入力信号ｘ（ｎ）は遅延セル５３の入力に与えられ、それに後続して、各々が遅延Δｔをもたらす３つの別のセル５４、５５、及び５６が直列に設けられる。
入力信号ｘ（ｎ）はまた、加算回路５７の入力にも与えられ、このもう一方の入力はセル５６からの出力を受け取る。回路５７からの出力は積算回路５８の入力に送られ、この積算回路５８の別の入力は積算係数β2 を受け取る。積算回路５８からの出力は、加算回路５９の入力に送られる。
【００７２】
遅延セル５３の出力は加算回路６０の一方の入力に送られ、そのもう一方の入力はセル５５からの出力を受け取る。回路６０からの出力は積算回路６１の一方の入力に送られ、そのもう一方の入力は係数β1 を受け取る。回路６１からの出力は、加算回路５９の別の入力に与えられる。
遅延セル５４からの出力は積算回路６２の一方の入力に送られ、そのもう一方の入力は係数β0 を受け取る。回路６２の出力は加算回路６３の一方の入力に送られ、そのもう一方の入力は加算回路５９からの出力を受け取る。回路６３からの出力は回路６４に送られ、この回路６４はもう一方の入力に指数−ｍを受け取り、回路６３の出力信号を２-m倍する。回路６４は、出力信号ｙ（ｎ）を送出する。
【００７３】
係数β0 、β1 、及びβ2 は、ＦＩＲフィルタリングセルに望ましい係数の２m 倍に等しい。
図１９（Ｂ）は、図１９（Ａ）のセルに同様のＦＩＲフィルタリングセル６５と、図１８（Ｂ）のセルに同様のＩＩＲフィルタリングセル６６を組み合わせた構成図である。
【００７４】
ＦＩＲセル６５は、図１９（Ａ）のセルと同一の回路からなる。但し、回路５８の出力は回路６３の入力に直接に接続され、一方で回路６２の出力が回路５９の入力に接続される。
ＩＩＲセルは、セル６５の入力の前に設けられた減算回路４３を含む。遅延セル５３及び５４の出力から取られた信号は、図１８（Ｂ）に模式的に示すように、線６７及び６８を介して減算回路４３の入力へと戻される。
【００７５】
【発明の効果】
本発明によれば、ディジタルビデオＩＦ信号のナイキストフィルタリングを、経済的な条件の下で実現することが出来る。ＦＩＲ及びＩＩＲフィルタリングセルを組み合わせることによって、実効的に生成されるフィルタリング係数を大幅に削減出来る。約５０個の係数を生成することが必要なＦＩＲフィルタの直接的な設計と比較しても、フィルタの対称性を利用することによって、提案する解決手法を用いた例に於ては、２２個の係数のみが必要となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるフィルタリング回路を含んだチューナからのＩＦ中間周波数ビデオ信号を処理する回路の構成図である。
【図２】アナログ前フィルタの出力に於けるアナログＩＦ信号を示す図である。
【図３】（Ａ）は、Ａ／Ｄ変換器の入力に於ける信号を示す模式図であり、（Ｂ）及び（Ｃ）は、（Ａ）の信号に対するサンプリングの影響を示す図であり、（Ｄ）は、ナイキストフィルタの出力に於ける信号を示す図である。
【図４】（Ａ）は、図３（Ｄ）と同じ図であり、（Ｂ）は、ナイキストフィルタの出力に於て出力される信号を示す図であり、（Ｃ）は、画像搬送波の再生成を示す図であり、（Ｄ）は、画像搬送波再生後の信号をローパスフィルタの図と共に示す図であり、（Ｅ）は、ローパスフィルタの出力に於ける信号を示す図である。
【図５】本発明によるナイキストフィルタの構成を示す図である。
【図６】ＬＩＦＯスタックによるサンプル列の時間反転を示す図である。
【図７】非因果関係ＩＩＲフィルタの構成を示す図である。
【図８】図７の非因果関係フィルタによる信号処理を単純化して示す図である。
【図９】図７の非因果関係フィルタの動作を、図８とは異なる形態で示したタイムチャートである。
【図１０】図７の非因果関係フィルタと共役スペクトラムＩＩＲフィルタとからなる直列接続ＩＩＲフィルタリングの構成を示す図である。
【図１１】（Ａ）は、ＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタとの周波数応答を示す図であり、（Ｂ）は、フィルタの周波数応答と２つのフィルタの和とを縦軸に対数尺度を用いて示した図である。
【図１２】（Ａ）は、ＩＩＲフィルタの３つの独立なセルの各々の周波数応答を示す図であり、（Ｂ）は、ＦＩＲフィルタの５つのセルの各々の周波数応答を示す図である。
【図１３】（Ａ）乃至（Ｃ）は、ＩＩＲフィルタセル及びＦＩＲフィルタセルの様々な組み合わせの周波数応答を示す図である。
【図１４】（Ａ）乃至（Ｃ）は、ＩＩＲフィルタの３つのセルの特性周波数に於けるフィルタリング構成のインパルス応答を示す図である。
【図１５】（Ａ）は、３つのＩＩＲフィルタセルの重畳積分の結果を示す図であり、（Ｂ）は、（Ａ）の重畳積分の結果として得られる信号の終端を一千倍した縦軸尺度で示す図である。
【図１６】本発明によるディジタルナイキストフィルタを示す図である。
【図１７】図１６によるディジタルナイキストフィルタの変形例を示す図である。
【図１８】（Ａ）及び（Ｂ）は、ＩＩＲフィルタセルを示す図である。
【図１９】（Ａ）及び（Ｂ）は、ＦＩＲフィルタセルを示す図である。
【符号の説明】
１    入力線
２    アナログ前フィルタ
３    Ａ／Ｄ変換器
４    画像搬送波再生回路
５    積算回路
６    ローパスフィルタ
７    ビデオバンド
８    音声バンド
１０  ナイキストフィルタ特性
１１  通過帯域
１２  転置
１５  ＩＩＲフィルタ
１６  ＩＩＲフィルタ
１７  ＦＩＲフィルタ
１８  ＦＩＲフィルタ
１９  スタック
２０  ルータ手段
２１ａ、２１ｂ  スイッチ要素
２２ａ、２２ｂ  並列経路
２３  ゼロ信号源
２４ａ、２４ｂ  ＩＩＲフィルタ
２５ａ、２５ｂ  スイッチ
２６  第２のルータ手段
２７  遅延セル
２８  加算回路
２９  スタック
３９ａ、３９ｂ  経路
４０  ルータ
４１ａ、４１ｂ  ＩＩＲフィルタ
４２  加算回路
４３  減算回路
４４  遅延セル
４５  積算回路
４６  遅延セル
４７  加算回路
４８  積算回路
４９、５０、５１、５２  増幅用回路
５３、５４、５５、５６  遅延セル
５７、５９、６０、６３  加算回路
５８、６１、６２  積算回路
６４  増幅用回路
６５  ＦＩＲフィルタリングセル
６６  ＩＩＲフィルタリングセル
６７、６８  信号線
【図１】
0003865845.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
0003865845.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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