(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の入力信号を伝送する複数の線路を一部で交差させながら切換え回路に接続し、この線路の交差部を同一基板上に備えて、複数の信号を切り換え出力する高周波切換え回路において、
上記切換え回路と交差部との間に、減衰器を設けたことを特徴とする高周波切換え回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波切換え回路、特に二つの偏波を利用した衛星放送受信用のコンバータ等に使用され、独立して偏波選択が可能な二つの中間周波の出力を切り換える切換え回路の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、衛星放送受信用のコンバータとして、例えばＳＷＤＰ  ＬＮＢ（Switching Dual Polarization Low Noise Block down converter）等が用いられており、このようなコンバータ内に使用される２入力、２出力の中間周波（ＩＦ）信号切換え回路は、例えば図６のように構成される。
【０００３】
図６において、入力端子Ｉ1 に分配器３Ａ、他方の入力端子Ｉ2 に分配器３Ｂが接続されると共に、ａ，ｂ端子を切り換える切換え回路４Ａの後段に出力端子Ｏ1 、ｃ，ｄ端子を切り換える他方の切換え回路４Ｂの後段に出力端子Ｏ2 が接続されており、この切換え回路４Ａ，４Ｂは、ピンダイオード又はトランジスタを用いて、或いは高周波リレーを用いて構成される。
【０００４】
このような高周波切換え回路によれば、切換え回路４Ａのａ又はｂ端子の切換え、切換え回路４Ｂのｃ又はｄ端子の切換えにより、出力端子Ｏ1 及び出力端子Ｏ2 の両方において分配器３Ａからの信号と分配器４Ａからの信号を任意に選択することが可能となる。
【０００５】
また、図６の切換え回路では、線路の交差部Ｅが存在し、この交差部Ｅを一枚の基板に実装するために、図７に示す構成が採用される。即ち、図７（Ａ）は、基板５上に形成された交差部Ｅの一方の線路６Ａの幅を狭めると共に、他方の線路６Ｂにジャンパチップ（或いはコンデンサ）７を設けたものである。また、図７（Ｂ）は、基板５に線路８Ａと８Ｂを交差するように形成し、線路８Ｂの交差部Ｅには裏面にスルーホール９を介して線路８Ｃを形成したものであり、このような構成によって交差部Ｅの線路６，８が分離されるようなっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、一般に上記高周波切換え回路を含むコンバータ製品として、２０〜２５ｄＢのアイソレーション（Cross Polarization）特性が要求されているため、当該切換え回路においては３０ｄＢ以上のアイソレーション特性を得ることが望ましいが、上述したように、回路構成上、線路の交差部Ｅが存在することから、所定のアイソレーション特性等を得ることができないという問題があった。
【０００７】
即ち、図６の切換え回路４Ａ，４Ｂにおいて、例えば端子ａとｃがオン、端子ｂとｄがオフの組合せの動作時では、端子ｂ側スイッチ回路（ピンダイオード等）の入力端Ｆ点は、ほぼオープン位相の全反射となり、このＦ点から交差部Ｅまでの電気長が短い場合、その定在波により交差している線路（６，８）への結合が最大となって、アイソレーション特性が悪化する。一般に、上記基板５への回路の実装面積の縮小化という要請から、上記のＦ点から交差部Ｅまでの距離は短く設定されることになり、上記切換え回路４Ａ，４Ｂ自体のアイソレーションをよくしたとしても、全体のアイソレーション特性を改善することができない。
【０００８】
そこで、上記交差部Ｅからみた上記端子ｂ側スイッチ回路の反射位相がショートとなるように、Ｅ点とＦ点間に長さλ／４（λ：伝送信号周波数の波長）の線路を挿入することが考えられるが、この場合には基板５の面積が大きくなり、回路の小型化に反することになる。
【０００９】
一方、図８に示されるように、基板の多層化、同軸ケーブルの使用により、アイソレーション特性の改善を図ることも行われる。図８（Ａ）では、２枚の基板５Ａ，５Ｂを中間導電層１０を介して積層し、図７（Ｃ）と同様に上側基板５Ａの上面に交差する線路１１Ａと１１Ｂを形成し、下側基板５Ｂの下面に交差部線路１１Ｃを形成する。一方、図８（Ｂ）では、一枚の基板５の上面に線路１２Ａ及び１２Ｂ、下面に線路１２Ｂに連結して交差部の同軸線路１４を設けたものである。
しかし、このような図８（Ａ），（Ｂ）の回路では、その構造が複雑となり、大幅なコストアップになるという問題がある。
【００１０】
また、従来の高周波切換え回路では、図６の分配器３Ａ，３Ｂとしてウィルキンソン型パワーデバイダや抵抗ネットワークによる６ｄＢパワースプリッタ等を使用することになるが、これらの分配器３Ａ，３Ｂでは、切換え選択の状態による交差部Ｅの透過特性の相違により、分配電力、インピーダンスに変化が生じるという問題がある。即ち、上記切換え回路４Ａ，４Ｂではその切換えによって端子ａ〜ｄへの経路（線路）の組合せが４通り（ａとｃ、ａとｄ、ｂとｃ、ｂとｄ）あるが、例えば分配器３Ａ又は３Ｂの一方がスイッチオフ（ａとｃ或いはｂとｄがオフ）により全反射となったとき、スイッチオン側の他方の分配電力、インピーダンスがオン時と比較すると大幅に変化する。そして、この変化はコンバータの全体的なゲイン特性や周波数特性に影響を与えることになる。
【００１１】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路面積を大きくせず、しかも複雑な構成とすることなく、良好なアイソレーション特性を得ることが可能となり、また切換え選択の状態によって生じる分配電力、インピーダンスの変化を抑制できる高周波切換え回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、複数の入力信号を伝送する複数の線路を一部で交差させながら切換え回路に接続し、この線路の交差部を同一基板上に備えて、複数の信号を切り換え出力する高周波切換え回路において、上記切換え回路と交差部との間に、減衰器を設けたことを特徴とする。
上記の構成によれば、減衰器によって交差部での定在波がなくなり、電圧の最大値が下がることにより、３０ｄＢ以上のアイソレーション特性が得られる。また、例えば減衰器の減衰量を５ｄＢ以上に設定すると、１０ｄＢ以上のリターンロスが得られる。従って、全反射を避けて透過特性を改善でき、切換え選択の状態によって生じる分配電力、インピーダンスの変化が抑制される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１乃至図３には、実施形態例に係る高周波切換え回路の構造が示されており、まず図３により衛星放送受信用コンバータの構成を説明する。このコンバータは、ＳＷＤＰ  ＬＮＢであり、図３に示されるように、二偏波の信号（Ｒ，Ｌ）を受信するアンテナ１９、そして各偏波毎に設けられた２ステージのアンプ（ＬＮＡ−Low Noise Amplifier）１７Ａ，１７Ｂ、イメージバンドリジェクションフィルタ１８Ａ，１８Ｂ、ＭＭＩＣ（Microwave Monolithic ＩＣ）からなるミキサ１９Ａ，１９Ｂが設けられ、これらミキサ１９Ａ，１９Ｂには、発振器２０から分配器２１を介して発振周波数ｆLOの信号が加えられる。
【００１４】
そして、上記ミキサ１９Ａ，１９Ｂの後段に、２入力、２出力で信号の切換えをする高周波切換え回路２２（図１）が接続され、この高周波切換え回路２２の後段に、アンプ２３Ａ，２３Ｂを介して帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２４Ａ，２４Ｂが接続されてる。このようなコンバータによれば、例えば受信周波数ｆRF＝１２．２〜１２．７ＧＨｚの信号に対し、ミキサ１９Ａ，１９Ｂにより周波数ｆLO＝１１．２５ＧＨｚの信号が加えられるので、周波数ｆIF＝０．９５〜１．４５ＧＨｚの二偏波の中間周波信号が高周波切換え回路２２に供給される。この高周波切換え回路２２には、切換え制御信号が与えられることにより、詳細は後述するが、二つの入力信号のいずれかを選択して２箇所から出力することになり、任意に選択された信号が帯域通過フィルタ２４Ａ，２４Ｂの出力として得られる。
【００１５】
図１は、上記高周波切換え回路２２内の構成であり、図６の場合と同様に、入力１用の端子Ｉ1 に分配器３Ａ、他方の入力端子Ｉ2 に分配器３Ｂが接続され、これらの分配器３Ａ，３Ｂとしては、ウィルキンソン型パワーデバイダ、抵抗ネットワークによるパワースプリッタ等が用いられる。
【００１６】
一方、出力側に、ピンダイオード又はトランジスタを用いて構成した回路、或いは高周波リレーからなる切換え回路４Ａ，４Ｂがそれぞれの出力端子Ｏ1 ，Ｏ2 を備えて配置され、この切換え器４Ａ，４Ｂはそのａ，ｂ端子及びｃ，ｄ端子が上記分配器３Ａ，３Ｂからの信号のそれぞれを入力するように、当該分配器３Ａ，３Ｂとの間で４経路の結線が行われる。従って、上記端子ｂと端子ｃへ接続される線路同士が交差部Ｅで交差することになり、この交差部Ｅは図７で示したように一枚の基板に形成される。
【００１７】
そして、この４経路において、図示されるように、上記交差部Ｅが存在する経路については交差部Ｅと切換え回路４Ａ，４Ｂとの間に減衰器２６Ｂ，２６Ｃを接続し、交差部Ｅがない経路についても分配器３Ａ，３Ｂと切換え回路４Ａ，４Ｂとの間に減衰器２６Ａ，２６Ｄを接続する。これらの減衰器２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃ，２６Ｄは、図２に示される構成とすることができ、例えば図（Ａ）の減衰器２６は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 をπ形配置としたもの、図（Ｂ）の減衰器２６は、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ6 をＴ形配置としたもの、図（Ｃ）の減衰器２６は、抵抗Ｒ7を直列的に配置したもの、図（Ｄ）の減衰器２６は、抵抗Ｒ8を並列的に配置したものである。実施形態例では、このような減衰器２６（Ａ〜Ｄ）での減衰量を、例えば５ｄＢ以上に設定する。
【００１８】
このような減衰器２６Ａ〜２６Ｄによれば、交差部Ｅでの定在波をなくしてアイソレーション特性を良好にすることができ、また５ｄＢ以上の減衰量によって常に１０ｄＢ以上のリターンロスを得ることになる。なお、当該実施例では、交差部Ｅが存在しない経路についても、減衰器２６Ａ，２６Ｄを接続することにより、４通りの組合せ全ての透過特性を電気的に同一とすることができる。
【００１９】
図４には、上記実施形態例で得られるアイソレーション特性が示され、図５には、その測定条件が示される。図５は、線路Ｐ1 とＰ2 を交差させ、その交差部Ｅでの線路Ｐ1 の幅ｄ1 を約０．４ｍｍ、線路Ｐ2 の幅ｄ2 を約０．３ｍｍとし、この線路Ｐ2 上を移動するラインストレッチャー（先端開放）２７を配置したもので、このラインストレッチャー２７で反射面を変化させると、図４の波形Ｑで示されるような線路Ｐ1 （端子Ａ） から線路Ｐ2 （端子Ｂ）への透過特性（アイソレーション特性）を得ることができる。
【００２０】
図４において、上側鎖線１０１が交差部Ｅにおける線路Ｐ2 上の定在波が電圧最大時、下側鎖線１０２が電圧最小時であり、この鎖線１０２が交差部Ｅと切換え回路４Ａ，４Ｂとの間をλ／４の長さに設定したときと同等となるが、減衰器２６を配置しない図５の例では、交差部Ｅと切換え回路４Ａ，４Ｂの間隔が短くなることから、鎖線１０１のアイソレーション特性となる。これに対し、図５に示すように、ラインストレッチャー２７の代わりに、線路線路Ｐ2 に減衰器２６と同様の整合負荷を接続したときは、図４の実線２００に示される特性となる。この特性線２００によれば、使用周波数９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚ及びその近傍において、３０ｄＢ以上のアイソレーション特性が得られることが分かる。
【００２１】
また、当該例では、常に１０ｄＢ以上のリターンロスが得られるので、全反射をなくして透過特性を改善でき、切換え選択の状態（経路）によって生じる分配電力、インピーダンスの変化が抑制される。
なお、上記実施形態例では、２入力、２出力のタイプの切換え器について説明したが、他の複数入力、複数出力の高周波切換え器についても同様に適用することが可能となる。
【００２２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、線路の交差部が同一基板上に形成された複数入力、複数出力の高周波切換え回路において、上記交差部と切換え回路との間に、減衰器を設けるようにしたので、線路の長さを４分の１波長として回路面積を大きくすることなく、しかも回路構成を複雑にすることなく、良好なアイソレーション特性を得ることが可能となる。
また、減衰器で与えられるリターンロスにより全反射とならず、分配電力、インピーダンスの変化を抑制することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態例に係る高周波切換え回路の構成を示すブロック図である。
【図２】実施形態例の減衰器の各種の構成を示す回路図である。
【図３】実施形態例の高周波切換え器が用いられる衛星放送受信用のコンバータの構成を示すブロック図である。
【図４】実施形態例で得られるアイソレーション特性を示すグラフである。
【図５】図４のアイソレーション特性の測定条件及び状態を示す図である。
【図６】従来の高周波切換え回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図６の回路における交差部の構成を示し、図（Ａ）はジャンパチップを設けた例、図（Ｂ）は裏面にも線路を設けた例の図、図（Ｃ）は図（Ｂ）の断面図である。
【図８】図６の回路における交差部の他の構成を示し、図（Ａ）は多層基板を用いた例の断面図、図（Ｂ）は同軸線路を用いた例の一部断面図である。
【符号の説明】
３Ａ，３Ｂ  …  分配器、
４Ａ，４Ｂ  …  切換え回路、
５，５Ａ，５Ｂ  …  基板、
２２  …  高周波切換え回路、
２６（Ａ〜Ｄ）  …  減衰器、
Ｅ  …  交差部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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