(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＣＤＭＡ（Code Division Ｍultiple Access）方式を用いた無線移動体通信システムにおける無線受信機において、
符号長ｍのウォルシュ符号を、ｌｏｇ２（ｍ）＝ｌｏｇ２（ａ）＋ｌｏｇ２（ｂ）を満たす符号長ａとｂのウォルシュ符号のクロネッカー積とし、符号長aのウォルシュ系列のそれぞれに対する相関を求める手段と、
各ウォルシュ番号毎の絶対値加算結果から符号長aのウォルシュ符号を１つ特定する手段と、
特定したウォルシュ系列で相関を求めた系列に対して更に符号長bの全てのウォルシュ系列に対する相関を求め、符号長bのウォルシュ番号を特定して、それぞれの結果から符号長ｍのウォルシュ番号の特定を行う手段と、を有することを特徴とする無線受信機。
【請求項２】
符号長aの全てのウォルシュ系列に対する相関を求めた後に、符号長aのウォルシュ番号の候補を複数選定し、そのそれぞれのウォルシュ系列で相関を求めた系列に対して、符号長ｂの全てのウォルシュ系列に対する相関を求め、得られた全ての結果から送信された符号長ｍのウォルシュ番号を特定することを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項３】
符号長a及びbのウォルシュ符号に対する相関処理を、高速アダマール変換を用いて行うことを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項４】
請求項２に記載されるウォルシュ復号方法において、符号長a及びbのウォルシュ符号に対する相関処理を、高速アダマール変換を用いて行うことを特徴とする請求項２に記載の無線受信機。
【請求項５】
符号分割多元接続(CDMA:Code Division Multiple Access)方式を用いた無線移動通信システムであり、符号長aのウォルシュ符号と符号長bのウォルシュ符号にそれぞれ別の情報が与えられ、符号長aのウォルシュ符号と符号長bのウォルシュ符号のクロネッカー積を取った系列が送られてくる場合において、符号長a, bそれぞれのウォルシュ番号の特定を行うことを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ(Code Division Ｍultiple Access)無線通信技術に関し、特に、無線受信機において、ｍ−ａｒｙ変調などの比較的符号長が長いウォルッシュ系列が使用される場合の変調技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式は、ある限られた周波数帯域を複数のユーザで共有する際に使用する多元接続方式の１つであり、ＴＤＭＡ(Tiｍe Division Ｍultiple Access)方式やＦＤＭＡ(Frequency Division Ｍultiple Access)方式に比べて周波数利用効率が高い事で知られている。
【０００３】
ＣＤＭＡでは、変調処理後のデータに対して、ＰＮ符号と呼ばれる疑似ランダム符号を掛け合わせて送信を行う。このＰＮ符号との乗算処理は、拡散と呼ばれ、ＣＤＭＡにおいてユーザを識別するための重要な役割を持つ。PN符号は、一般的に送信する情報のビットレートに対して十分速い速度(100〜1000倍程度)のものが用いられ、この拡散処理により送信信号のもつ帯域幅はPN符号速度、即ち拡散処理前の100倍から1000倍にまで広がる。このPN符号はユーザ毎に異なる符号系列が用いられるため、復調処理においても復調するユーザのものと同じPN系列による乗算処理が行われる。これは逆拡散処理と呼ばれ、送信側と同じ符号系列により逆拡散を行えば、元の情報ビットを再生する事ができる。この際、情報ビットの１、０の判定は、拡散符号との相関を取る事により行なわれる。これは、相関を取る事で符号系列の異なるユーザの信号の影響を低減し、符号系列の合致した信号のみを抽出する事ができるからである。ここで、拡散符号の速度と情報ビットの速度との比を処理利得と呼び、ＣＤＭＡでは処理利得が大きければ大きいほど良好な状態で通信を行う事ができる。
【０００４】
そのため、ＣＤＭＡで通信品質を上げるには、拡散符号の速度を上げるか、送信データの速度を下げる事が必要である。ｍ−ａｒｙ変調方式は、送信する情報レートを落とさずに処理利得を上げる事のできる変調方式であり、この性質からＣＤＭＡ通信にて好んで用いられる。
【０００５】
ＣＤＭＡＯｎｅの名称で知られるEIA/TIA/ＩＳ−９５Ａ(以下、ＩＳ−９５Ａ)では、リバースリンク(移動局送信―基地局受信)において符号長64の６４−ａｒｙ変調方式が用いられている。ＩＳ−９５Ａにおける６４−ａｒｙ復調方法は、US pat No.5,442,627 “NONCOHERENT RECEIVER EＭPLOYING A DUAL ＭAXIＭA ＭETRIC GENERATION PROCESS” Andrey Viterbi, Andrew J.Viterbi に詳しい。ＩＳ−９５Ａのリバースリンクでは、パイロットチャネルが送信されないため、復調時に信号の位相を推定する同期検波を行う事が難しい。このため、US Pat No.5,442,627では、位相推定を行わない非同期検波により復調処理を行う場合の構成が示されている。この例では、６４−ａｒｙ変調が施された信号の復調を行うために、まずＩ相、Ｑ相それぞれに対してアダマール変換処理を施し、受信信号と６４種類の各ウォルシュ符号系列との相関を求めている。相関処理後のデータはＩ相成分とＱ相成分の２乗和を求める事で電力値に変換され、各ウォルシュ符号毎の電力値の比較により、最大のものを選択する事で、送信されたウォルシュ符号を特定する事ができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ｍ−ａｒｙ変調のように、ウォルシュ符号を用いた変調方式では、全てのウォルシュ符号に対する相関を求めなければならないため、ｍの値が多くなるにつれて処理量が膨大になる。加減算の処理回数は、ＦＨＴ処理を行わない場合でｍの２乗回となる。ＦＨＴを行った場合でもｍ*log2(ｍ)回となる。例えば、ＩＳ−９５Ａで用いられているｍ=64の場合を例に取ると、ＦＨＴ処理を行った場合でも64*log2(64) = 384回の加減算処理が必要となる。更に、この他に最大値判定を行うための比較演算処理が64-1=63回及びＩＳ−９５Ａのように非同期検波を行う場合には、さらにＩｃｈ、Ｑｃｈの電力合成処理が６４回必要となる。
【０００７】
また、これらの処理を全てハードウェアで行う場合には、上記演算回数に比例した論理規模が必要である。ＣＤＭＡシステムにおける基地局では、複数の端末からの受信信号の復調処理を行わなければならないため、上記の演算を端末の台数分行う必要がある。例えば、1セクタ辺り３０台の端末が接続された状態で、3セクタ分の処理を行うとすると、実に上記の３×３０=９０倍の処理が必要となる。これらの処理は、基地局側での復調処理においてかなりのウエイトを占めることから、この部分の処理を簡略化することで基地局受信機のハードウェア／ソフトウェアを簡略化することが可能である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記ＦＨＴ処理の演算量を減らす為の手段として、符号長の長いウォルシュ符号系列を符号長の短いウォルシュ符号系列の積で表すことを考える。６４ビット長のウォルシュ符号を例にとって考えると、６４=８×８で表されるため、６４ビット長のウォルシュ符号は８ビット長ウォルシュ符号の積で表すことが可能である。
【０００９】
ここで、元のウォルシュ符号系列の符号長をｍとすれば、log2(ｍ) = log2(a)＋log2(b)が成り立つことが必要である。
【００１０】
図５に、次式（１）を８ビット長の２つのウォルシュ符号で表す場合の例を示す。
【００１１】
【数１】
0003921402.tif 000002
上記式（１）は、64ビット長ウォルシュ符号の３１番目であり、図５を参照すれば、{0110 1001 1001 0110 1001 0110 0110 1001 0110 1001 1001 0110 1001 0110 0110 1001}bという符号系列で表される。ここで、元のデータシンボルは31 = {0１１１−１1}bとなるため、これを前半の３ビットと後半の３ビットに分割して考えれば、次式（２）で表される。
【００１２】
【数２】
0003921402.tif 000003
即ち、６４ビット長ウォルシュ符号は、前半の８ビット長ウォルシュ符号のそれぞれのビットに対して、後半の８ビット長ウォルシュ符号を掛け合わせた２次元配列で表すことが可能であり、これをすべてシリアルに繋ぎあわせれば、６４ビット長のウォルシュ符号が完成する。
【００１３】
これに対する復号処理の方法について図６を用いて説明する。受信側では、符号長の長い符号系列を符号長の短い符号系列の２次元配列とみなして、復号処理を行う。図６の例では、まず２次元配列の横方向の系列に対してＦＨＴ処理を行っている。実際の伝搬路では、復調処理を行うまでの間に雑音成分が加わることになるが、簡単化のため、ここでは雑音については考慮しない。横方向に対してＦＨＴ処理を行った結果、次式（３）の位置に電力が集中していいるのが分かる。
【００１４】
【数３】
0003921402.tif 000004
これを縦方向に絶対値加算し、最大のものを選択すれば、横方向に掛け合わされたウォルシュ符号を特定する事ができる。あとは、選択された部分のみ縦方向にＦＨＴ処理を行えば、送信元のウォルシュ符号を特定する事が可能である。この例では、横方向のＦＨＴ処理結果から上記式（３）が特定でき、縦方向のＦＨＴ処理結果から、次式（４）が特定される。
【００１５】
【数４】
0003921402.tif 000005
従って、送信されたウォルシュ符号は、上式（２）であることがわかる。後は、ウォルシュ番号から送信データシンボルへの変換を行えば、{011}b,{111}b={0１１１−１1}bとなり、送信データシンボルの復調処理が正しく行なわれている事がわかる。
【００１６】
この場合の演算量は、
加減算処理：8*8*log2(8)+8*log2(8) = 216回 (従来：384回)
絶対値加算処理： 8*8=64回 (従来 0回)
２乗加算処理(非同期検波の場合のみ)：8回 (従来 64回)
比較演算処理： 8-1 + 8-1 = 14回 (従来：63回)
ここで、加減算処理の第１項は、横方向のＦＨＴ処理、第2項は縦方向のＦＨＴ処理にかかる演算量、比較演算処理の第１項は、横方向のウォルシュ符号の特定に伴う比較処理、第２項は、縦方向のウォルシュ符号の特定に伴う比較処理の演算量を示している。
【００１７】
従来の方法に対して、絶対値加算処理が新規に加わるが、加減算処理、２乗加算処理、比較演算処理共に大幅な演算量削減を図る事が可能であることがわかる。これは、符号長ｍが大きくなるにつれて顕著である。
【００１８】
従来の方法では、符号長分のＦＨＴ処理を行う必要があったため、符号長が長くなると処理量が膨大になっていたが、本発明によれば、長い符号を２次元配列とみなすことで、ＦＨＴ処理の負荷を軽くすると共に、処理の高速化を図る事ができる。
【００１９】
また、処理を２段階に分割し、最初の横方向のＦＨＴ処理をハードウェア処理で行い、横方向のウォルシュ符号を特定した後に次の縦方向のＦＨＴ処理をDSP等を使ったソフトウェア処理で行うなど、ハードウェアとソフトウェアで処理を分け合うことも容易となる。
【００２０】
ここまでで、長いウォルシュ系列を複数のウォルシュ系列の積とみなしてＦＨＴ処理を行う事で、演算量の削減が可能である事を示した。しかしながら、本復調方法では、最初のウォルシュ符号判定を絶対値加算により行っているため、雑音電力がすべて(+)側に折り返されて加算される事になり、若干の特性劣化が生じる事となる。
【００２１】
本方式の改善策を図７に示す。横方向にＦＨＴ処理を行った後、絶対値加算を行うところまでは前述の方法と同じであるが、ここで、縦方向のウォルシュ符号を１つに絞り込むのではなく、電力の高いほうから複数を候補として選択する。候補の数の総数をb、選択する候補の数をn、とすれば、2≦n≦bである。b=nとすれば、理想的にＦＨＴ処理を行う場合と等価になる。
【００２２】
次に、縦方向のＦＨＴ処理は、選択されたn個の候補に対してのみ行う。縦方向へのＦＨＴ処理後、最大の電力が得られたものが、送信されたウォルシュ符号であると判定できる。
【００２３】
この場合の演算量は、
加減算処理：8*log2(8) + n*8*log2(8)
絶対値加算処理：8*8
２乗加算処理(非同期検波の場合のみ)：n*8回
比較演算処理(最大)：(8-n)*n + 8*n-1
ここで、加減算処理の第１項は、横方向のＦＨＴ処理、第２項は、絶対値加算処理、第３項は縦方向のＦＨＴ処理にかかる演算量、比較演算処理の第１項は、横方向のウォルシュ符号の特定に伴う比較処理、第２項は、縦方向のウォルシュ符号の特定に伴う比較処理の演算量を示している。
【００２４】
上式のｎの値を変えていくと、ｍ＝６４の場合では、n≦5であれば加減算処理の削減効果がある。また、比較演算処理については、ｎの値によらず処理量は減少する。
【００２５】
候補の数を多くすれば、復調特性が良くなることが期待できるので、演算処理量を最小に押さえつつ、最低限の特性を満足するｎの値を求める事が可能である。
【００２６】
符号長ｍ＝６４の場合において、候補の数を変化させた場合の復調特性をシミュレーションした結果を図８に示す。
【００２７】
図８において、横軸は最初のＦＨＴ処理を行う前のＳＩＲ、縦軸は、ウォルシュ復調処理後の誤り率を示している。本結果によれば、ｎ＝１の場合は理想的な復調方法に比べて１ｄＢ弱の劣化が生じるが、候補の数ｎを２以上とすればほぼ理想的な特性になることがわかる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
ＣＤＭＡにおけるシステム構成を図９に示す。
【００２９】
ＣＤＭＡシステムは、端末９２−１〜９２−３(ＭS:Ｍobile Station)、基地局９１−１〜９１−２(BTS: Base station Transciver Subsysteｍ)、及び基地局制御装置９０(BSC: Base Station Controller)から構成され、ＢＳＣ９０は交換機と接続される。
【００３０】
ＣＤＭＡに限らず、セルラシステムでは１台の基地局で収容できる加入者容量を向上させるため、指向性アンテナを用いて空間を分割し、セクタと呼ばれるエリアを形成している。120度の指向性アンテナを用いて３つのセクタを形成した場合、無指向性のアンテナによりセクタ分けを行った場合に比べて１基地局あたりの容量を約３倍に向上させる事ができる。また、前述のようにＣＤＭＡでは各ユーザ毎に固有のＰＮ符号を割り当て、時間及び周波数を共用するため、１キャリア周波数あたりの多重数を増やすためには、１シンボルあたりの拡散符号長（＝処理利得）を増加させる必要がある。この１シンボル辺りの拡散符号長を増加させる変調方式として、ＣＤＭＡではｍ−ａｒｙ変調が用いられている。
【００３１】
ＩＳ−９５Ａでは、符号長６４のウォルシュ符号を用いた６４−ａｒｙ変調方式が用いられているが、今後更に多重数を増加させるための手段として、より符号長の長いウォルシュ符号が使用されることも考えられる。
【００３２】
ＣＤＭＡ通信で用いられるｍ−ａｒｙ変調方式の変復調方法について以下に説明する。ｍ−ａｒｙ変調方式では、送信する複数のデータシンボルを１つのウォルシュ符号に置き換えて送信を行う。ウォルシュ符号とは、直交符号の一種であり、図１に示す方法により生成される。ウォルシュ符号の最小単位は00と01の２ビット長の符号である。符号が直交するとは、２つの符号間で一致しているビットの数と一致していないビットの数が等しいことを言う。即ち、この場合２つの符号間の相互相関は０となり、ＣＤＭＡ通信においてお互いの符号同士は干渉とならない。ウォルシュ符号の符号長は2^nであり、ウォルシュ符号は、次式（５）のように表す。
【００３３】
【数５】
0003921402.tif 000006
右上の数字(n)はウォルシュ符号長を表し、右下の数字(ｍ)はウォルシュ番号を表している。例えば、次式（６）
【００３４】
【数６】
0003921402.tif 000007
は８ビット長ウォルシュ符号の2番目を表し、図１に照らし合わせてみれば、{0011 0011}である。前にも述べたが、ｍ−ａｒｙ変調方式では、複数のシンボルをウォルシュ符号に置き換えて送信を行う。このウォルシュ符号への変換処理をｍ−ａｒｙ変調と呼び、ｍはウォルシュ符号長を表す。８−ａｒｙ変調を例に取り、図２により説明する。８−ａｒｙ変調は、ｍ＝８なので８ビット長のウォルシュ符号が用いられる。ここで、次式（７）となるため、送信データシンボル３ビット毎に１つのウォルシュ符号の割り当てが行われる。
【００３５】
【数７】
0003921402.tif 000008
即ち、データシンボル８ビットを８つのウォルシュ符号に対応させて変調処理を行うのである。図２の例では、１００（＝４）という３ビットの情報を送るため、ｍ−ａｒｙ変調部にて
への変換を行い、送信を行っている。
【００３６】
こうして送られた変調データの復調方法を図３に示す。受信側では、送信時にどのウォルシュ符号が送られてきたかがわからない為、全てのウォルシュ符号について相関を取り、どのウォルシュ符号が送られてきたかを判定する。図２の例では、次式（８）が送られているため、そのウォルシュ符号で相関を取った結果が8となり、それ以外のウォルシュ符号で相関を取った結果が0となる。
【００３７】
【数８】
0003921402.tif 000009
実際にはこれにノイズ成分が加わることになるが、全てのウォルシュ符号で相関を取った結果、最大のものを選べば、それが送信されたウォルシュ符号である確率が最も高い。これにより、受信側では送られてきたウォルシュ符号を特定することができ、特定したウォルシュ符号から元のデータシンボルへ変換することで、復調処理が完了する。
【００３８】
復調部において、全てのウォルシュ符号で相関を取るという処理は、高速アダマール変換(Fast Hadaｍard Transforｍ)処理により簡略化を図ることができる。図３にＦＨＴ処理を用いた場合の８−ａｒｙ復調器の構成を示す。
【００３９】
ＦＨＴ処理は、バタフライ演算によりウォルシュ復号処理を高速に行う手法として知られている。図３において、２列目以降の○印は加減算器を示しており、各加減算器に左から平行に入ってくるデータ及び下から斜め上に入ってくるデータに対しては(+)処理を、上から斜め下に入ってくるデータに対しては(-)処理を行う。この処理を３回繰り返すことで、各演算器の出力には、ウォルシュ#０〜７で相関を取ったのと同じ結果を得ることができる。後は最大値判定を行ってウォルシュ符号の判定を行い、判定したウォルシュ符号から、元のデータ系列への変換を行えば良い。ＦＨＴ処理を行うことで、各ウォルシュ符号との相関を求める演算処理を簡略化することが可能である。
【００４０】
６４−ａｒｙ変調方式が用いられているＩＳ−９５Ａの基地局受信系構成を図１０に示す。
【００４１】
基地局側で受信された信号は、まずＲＦ部１１０にて電力増幅及び周波数変換処理が施された後、直行復調器１１１−１、１１１−２にて90°位相の異なるローカル信号と乗算処理され、ベースバンド信号(Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）)に変換される。ベースバンド信号は、次に送信側と同じ符号系列のＰＮＩ、ＰＮＱにより逆拡散処理が施されるが、このＰＮ符号はユーザ毎に異なる符号系列であるために、基地局側では逆拡散以降の処理を１基地局でサポートする最大のユーザ数分行う必要がある。したがって、基地局受信機では、Ｉ、Ｑ変換後のベースバンド信号を複数に分配し、復調処理を行うユーザ数分用意されたベースバンド信号処理機に供給し、逆拡散以降の処理をユーザ数分パラレルに行っている。
【００４２】
逆拡散器１１２では、各ユーザ毎に送信側と同じ符号系列のＰＮＩ、ＰＮＱと掛け合わされ、拡散前の信号へと再生される。さらに４チップ加算器１１６−１、１１６−２にてウォルシュ１チップ＝ＰＮ４チップ分の相関を取った後に、６４−ａｒｙ復調器１１７に供給される。ここで、６４−ａｒｙ復調処理は、本発明の適用により処理の簡略化が図れる部分であり、図１１を用いて後程詳しく述べる。
【００４３】
６４−ａｒｙ復調処理後の受信データは、デインターリーバ１１８により、送信側インターリーバでの並べ替え処理と逆の操作を施すことで元の送信系列に戻される。また、低レートの場合は、データバーストランダマイザーにより、データがバースト的に送られてくるため、ロングコード系列からデータの送信された位置を特定し、以降の処理を行う。
【００４４】
デインターリーブ後の受信信号は、ビタビデコーダ１１９により、誤り訂正処理が行われる。ビタビデコーダ１１９は、各受信パスの尤度を積算し、最も確からしいパスを求めることで送信されたビット系列を特定する誤り訂正方式であり、高い誤り訂正能力があることから、無線通信などで良く用いられる。ビタビデコーダ１１９により誤り訂正された後の受信信号は、最後にＣＲＣチェッカ１２０により誤りの有無を判定し、上位レイヤに受け渡される。
【００４５】
本発明を用いた場合の６４−ａｒｙ復調器構成を図１１に示す。また、本構成による復調方法の原理は、先に述べた図６を参照されたい。
【００４６】
図６では、受信信号を8×8の２次元配列と見なして、まず横方向のＦＨＴ処理を施している。この処理を行うために、図１１の構成では、６４−ａｒｙ復調器に入力された受信系列は、まず符号長８のＦＨＴ処理機１３０−１、１３０−２により、８チップ分の各ウォルシュ符号との相関が取られる。この例では、符号長６４のウォルシュ符号が使用されている為、この8チップ毎のＦＨＴ処理は８回繰返される。即ち、8チップ分のＦＨＴ処理を行った結果は、各ウォルシュ番号毎に８つデータが出力されることになる。
【００４７】
次に、最初のウォルシュ系列を特定する為に、Ｉｃｈ，ＱｃｈそれぞれのＦＨＴ結果をウォルシュ番号毎に絶対値加算機１３１−１〜１３１−８により絶対値加算する。絶対値加算を行うのは、非同期検波を行うので、信号の位相が負側にある可能性があるためである。この処理は、図６では横方向にＦＨＴ処理を行った後に縦方向に絶対値加算を行う処理に相当する。横方向にＦＨＴ処理を行った結果、横方向にかけられたウォルシュ番号に相当する列に高い相関値が得られるので、これを縦方向に絶対値加算を行う事で横方向にかけられたウォルシュ符号を特定する事ができる。
【００４８】
この例では、非同期検波を行うため、I相成分、Q相成分共に絶対値加算を行う必要がある。したがって、絶対値加算器１つあたり、８*２（Ｉ、Ｑ）＝１６個の絶対値加算処理を行う事になる。絶対値加算を行った結果は、最大値検出器１３２により絶対値加算結果が最大となるウォルシュ番号が検出され、ここで最初のウォルシュ符号が特定される。ここでは、各絶対値加算器１３１−１〜8によって各ウォルシュ符号毎の相関値が求められているので、縦列毎の相関値８つの中から１つを選択するという処理が行われる。最大値検出器１３２により検出されたウォルシュ番号は、セレクタ１３４−１、１３４−２の選択信号として使用される。
【００４９】
一方、Ｉｃｈ，ＱｃｈそれぞれのＦＨＴ処理結果は、遅延メモリ１３３−１〜１３３−１６により最初のウォルシュ符号が特定されるまで遅延しておく。それぞれの遅延メモリには、図６の６３に示される列方向のデータ系列がそれぞれ格納されるため、それぞれ８つ分のデータが格納できるメモリにより構成される。最初のウォルシュ符号が特定されると、Ｉｃｈ、Ｑｃｈそれぞれ特定されたウォルシュ番号に相当する受信信号のみ遅延メモリから読み出され、セレクタ１３４−１、１３４−２を通った後にＦＨＴ処理機１３５−１、１３５−２により再度8チップ分のＦＨＴ処理が施される。従来の方法では、全ての列に対してＦＨＴ処理を施す事になるが、本発明によれば、最初の横方向のＦＨＴ処理によって選択された１つの列に対してのみＦＨＴ処理を施す事になり、後段のＦＨＴ処理の負荷が格段に軽くなる。ここまでの処理は、図６の６５、６６の処理に相当する。即ち、絶対値加算結果によって選択された最大のエネルギーをもつ列方向の系列に対して、ＦＨＴ処理を行う事により、６４チップのＦＨＴ処理を行ったのと同じ結果が得られる事になる。ＦＨＴ処理機１３５−１、１３５−２の出力は、２番目の各ウォルシュ符号との相関結果が出力されるので、Ｉｃｈ、Ｑｃｈそれぞれ各ウォルシュ番号毎に２乗加算機１３６−１〜１３６−８により２乗和を求めることで各ウォルシュ番号毎の受信エネルギーを算出する。そして、最大値検出器１３７により各受信エネルギーのうち最大のものを検出し、２番目のウォルシュ符号を特定する。ここでの最大値検出処理は、２番目のウォルシュ符号長分８つの中から最大のものを選択するという処理になる。従来の方法では、符号長６４のＦＨＴ処理の後に得られた６４個の相関処理結果から、最大のものを選択するという論理になるが、本発明によれば、ＦＨＴ処理を２回に分割する事で、この最大値検出処理においても８つの中から最大のものを選択するという論理を２つ設ければよいということになり、この比較演算処理の部分も格段に処理負荷を軽くする事ができる。
【００５０】
最後に、シンボル変換機１３８によって最初に特定されたウォルシュ番号と２番目に特定されたウォルシュ番号から、送信されたシンボルへ変換すれば、６４−ａｒｙ復調処理が完了する。
【００５１】
本構成によれば、ＦＨＴ処理を２段階にわけて行う事で、ＦＨＴ処理機のハードウェア構成を簡略化することが可能である。特に符号長ｍが長くなるにつれてその効果は大きくなる。例えば、符号長ｍ＝２５６のＦＨＴ処理機を考えた場合、従来の方法により構成した場合には、256*log2(256)*2(I,Q)=2048個の加減算器が必要となるが、本発明によれば、ｍ=256のウォルシュ符号を16*16の２次元配列と見なす事によって、16*log2(16)*2*2(I,Q)=256個の加減算器で実現する事が可能である。実際には、絶対値加算器や遅延メモリ等の周辺回路も若干増大する事にはなるが、加減算器が削減される効果の方がはるかに大きい。
（実施例２）
図１２に、最初のウォルシュ符号系列を２つ選択する場合の６４−ａｒｙ復調器の構成を示す。
【００５２】
受信信号系列に対して、まずＦＨＴ処理機１４０−１、１４０−２により８チップ長のＦＨＴ処理を行い、次に絶対値加算機１４１−１〜１４１−８によって各ウォルシュ番号毎に絶対値加算を行うところまでは、図１１で述べた構成と同じである。絶対値加算後の信号は、最大値検出器１４２に入力されるが、ここで、最大の電力をもつウォルシュ符号と、２番目に高い電力をもつウォルシュ符号を選び、候補を２つまで特定する。
【００５３】
図１１の構成では、ここで最も高いエネルギーのウォルシュ符号だけを選択したが、図１２の構成では、最初のウォルシュ符号の候補に幅を持たせることで、受信品質の劣化を防いでいる。
【００５４】
最初のウォルシュ符号の特定が完了したら、次に第1の候補の受信系列を遅延メモリ１４３−１〜１４３−１６から読み出し、セレクタ１４４−１、１４４−２を通った後に後段のＦＨＴ処理機１４５−１、145.2により８チップ分のＦＨＴ処理を行う。ＦＨＴ処理後のデータは、ウォルシュ番号毎に2乗加算機１４６−１〜１４６−８によりＩｃｈとＱｃｈの2乗和が取られ、一旦遅延メモリ１４７−１〜１４７−８に貯えられる。第1の候補に対する処理が完了したら、次に第2の候補の受信系列を遅延メモリ１４３−１〜１４３−１６から読み出し、第1の候補に対する処理と同様にＦＨＴ処理及び2乗和の処理を行う。
【００５５】
以上より、第1の候補及び第2の候補に対する2番目のウォルシュ符号との相関処理が完了するので、計１６個のＦＨＴ処理結果から後段の最大値検出器148により最大のエネルギーが得られたものを選択する。後は、最大のエネルギーが得られたウォルシュ番号を送信シンボルに変換すれば、６４−ａｒｙ復調処理が完了する。
【００５６】
図１２の例は、図11の例に比べると2番目のウォルシュ符号との相関処理を２倍行う必要があるので処理量が多くなるが、その分特性を改善できるという利点がある。
（実施例３）
図13に、ＣＤＭＡ2000 1xをデータ専用に特化させた1xEV-DO (IS-856)のリバースリンク物理チャネル構成を示す。
【００５７】
IS-856のリバースリンクでは、物理チャネルとしてPILOTチャネル、RRI(Reverse Rate Indicator)チャネル、DRC(Data Rate Control)チャネル、ACK(Acknowledge)チャネル及びDATAチャネルの計５つのチャネルが存在する。
【００５８】
このうち、ウォルシュ符号で変調処理が施されるDRCチャネルに対して本発明を適用可能である。以下、図１３に従い、DRCチャネルの構成を説明する。他のチャネルの説明は、本発明とは直接関係しない為、ここでは省略する。
【００５９】
DRCチャネルは、端末が現在受信している各基地局の通信品質から、次のスロットで受信する下りパケットをどの基地局から、どのデータレートで送って欲しいかを要求する為のチャネルであり、IS-856システムで重要な働きを持つ。ここで、要求するデータレートをＤＲＣＳｙｍｂｏｌ、要求する送信元基地局をＤＲＣＣｏｖｅｒと呼ぶ。
【００６０】
図１３に従い、ＤＲＣチャネルの送信処理を説明する。
【００６１】
ＤＲＣチャネルのＤＲＣＳｙｍｂｏｌは、まず双直交符号化機1５４によって、それぞれのＤＲＣＳｙｍｂｏｌに対応する符号長８の双直交符号に置き換えられる。各ＤＲＣＳｙｍｂｏｌと双直交符号の割当てを図１４に示す。双直交符号とは、ウォルシュ符号とそのビット反転したものとで表されるため、符号長８の双直交符号は１６種類存在することになる。
【００６２】
双直交符号化後の送信データは、反復処理機１５５により、２回繰返される。1スロット中に同じＤＲＣＳｙｍｂｏｌを２回送信することで、受信側で同じシンボル同士を足し合せて復調することが出来るので、通信品質の向上を図ることが出来る。反復処理後のデータは、乗算機１５７にてＤＲＣＣｏｖｅｒに対応するウォルシュ符号によって拡散処理が施される。ここでは符号長８のウォルシュ符号が使用され、ＤＲＣＣｏｖｅｒの値がウォルシュ番号に対応する。ＤＲＣＣｏｖｅｒ＝１であれば、ウォルシュ符号はＷ１が使用される。
【００６３】
DRCチャネルは、ＤＲＣＳｙｍｂｏｌに対応する符号長８のウォルシュ符号とＤＲＣＣｏｖｅｒに対応する符号長８のウォルシュ符号を掛け合わせることによって、実質的に符号長６４のウォルシュ符号を送っていることと等価の処理となっている。
【００６４】
ＤＲＣＣｏｖｅｒに対応するウォルシュ符号乗算後の信号は、さらに乗算機１６２−１〜１６２−４において各チャネル毎に異なるウォルシュ符号により拡散される。これは、各物理チャネルに直交性を持たせ、お互いのチャネルが干渉とならないようにする為である。
【００６５】
各チャネル毎のウォルシュ符号により拡散された信号は、各チャネル毎に利得を与えられた後、Ｉｃｈ，Ｑｃｈにそれぞれ分けられて符号多重される。Ｉｃｈには、ＰＩＬＯＴ/ＲＲＩチャネルとＡＣＫチャネル、ＱｃｈにはＤＲＣチャネルとＤＡＴＡチャネルが割り当てられる。
【００６６】
後の処理はＩＳ−９５Ａの場合と同様である。４相拡散機１６５において、ＰＮＩ、ＰＮＱと４相拡散された後、Ｉｃｈ，Ｑｃｈそれぞれベースバンドフィルタ１６６−１、１６６−２により帯域外の成分を除去し、ローカル周波数Cos(2πfct)、Sin(2πfct)によって直交変調されて、RF部において周波数変換及び電力増幅処理が施された後、アンテナより出力される。
【００６７】
これに対する基地局受信側の構成を図１５に示す。アンテナにより受信された信号は、ＲＦ部１８０において電力増幅及び周波数変換処理され、さらに受信ローカル周波数Cos(2πfct)、Sin(2πfct)によって直交復調処理され、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）に変換される。ベースバンド信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は、次に逆拡散機１８２において送信側と同じ符号系列の拡散符号ＰＮＩ、ＰＮＱにより逆拡散され、拡散前の信号への再生が行われる。逆拡散後の受信信号は、更に同期検波部183にてパイロットチャネルを使用した同期検波処理が施され、Ｉ軸及びＱ軸上に信号位相が戻される。ＩＳ−８５６では、ＩＳ−９５Ａと違ってリバースリンク上で無変調のパイロットチャネルが符号多重されて送信されるので、パイロットチャネルを使用して容易に現在の位相を推定することができる。同期検波を施すことにより、送信側と受信側の位相を合わせることが出来るので、同期検波後の信号は、Ｉｃｈ上にＰＩＬＯＴ/ＲＲＩｃｈ及びＡＣＫｃｈが、Ｑｃｈ上にＤＲＣｃｈ及びDATAchが現れる。これらの信号は、各チャネル毎に異なるウォルシュ符号により拡散されているので、乗算機１８４−１〜１８４−４においてそれぞれのチャネルに対応するウォルシュ符号により逆拡散することで、各チャネル毎の分離を行う。後は、各チャネル毎の処理ブロック１８５〜１８８によりそれぞれのチャネルに対する復調処理を行えば良い。
【００６８】
ＤＲＣｃｈの復調処理に本発明を使用した場合の構成を図１６に示す。
【００６９】
ＤＲＣｃｈは符号長１６のウォルシュ符号により拡散処理が施される為、ウォルシュ符号での逆拡散処理後に１６チップ加算機１９０にて１６チップ分の加算を行い、他のチャネルの相関を除去する。１６チップ加算後の信号は、２回加算部１９１にて６４チップ分の信号をバッファに格納し、２回目に送られてきた信号と加算した後、後段に出力される。ＤＲＣｃｈは、送信側の構成でも触れたように1スロット中に２回繰返し送信されるので、受信側では２回送られてきた信号をそれぞれ足し合せて、処理利得を上げることが可能である。
【００７０】
２回加算後の信号は、８チップ毎に区切られて、まずＦＨＴ処理機１９２において８チップ分のＦＨＴ処理が施される。８チップ毎の相関結果は、更に絶対値加算機１９３−１〜１９３−８においてウォルシュ番号毎にＦＨＴ処理結果８個分の絶対値加算処理を行が行われる。これにより各ＤＲＣＣｏｖｅｒに対する受信エネルギーが得られるので、最大値検出機194によって絶対値加算結果が最大となるウォルシュ番号を見つけることで、送信元のＤＲＣＣｏｖｅｒを特定することが出来る。
【００７１】
ＦＨＴ処理機192の出力は、ＤＲＣＣｏｖｅｒの特定が行えるまで、一旦遅延メモリ１９５−１〜１９５−８に格納しておく。ＤＲＣＣｏｖｅｒが特定されると、特定されたウォルシュ番号に対応する遅延メモリからのみデータを読み出し、セレクタ１９６を通った後にＦＨＴ処理機１９７にて再び８チップ分のＦＨＴ処理が施される。これにより、前段のＦＨＴ処理と合わせて６４チップ分のＦＨＴ処理が行われたことになる。ここで、ＤＲＣＳｙｍｂｏｌに対する符号化処理は、双直交符号が使用されている為、ＤＲＣＳｙｍｂｏｌの値が奇数の場合、６４チップ分のＦＨＴ処理を行った結果は負の値を持つ。従って、受信エネルギーの比較を行う為にＦＨＴ処理機１９７の出力を絶対値加算機１９８−１〜１９８−８において絶対値化し、最大値検出機１９９にて受信エネルギーが最大となるウォルシュ番号を特定する。後は、特定されたウォルシュ番号と、そのウォルシュ番号に対応する受信エネルギーの符号ビットから、ＤＲＣＳｙｍｂｏｌへの変換が行われる。
【００７２】
【発明の効果】
ｍ−ａｒｙ変調方式など、送信データ系列をウォルシュ符号に置き換える変調方式では、ウォルシュ符号長が長くなるにつれて復調時に膨大な演算処理が必要となる。本発明により送信元のウォルシュ符号を符号長の短いウォルシュ符号の積と見なすことで、復調処理をソフトウェアで行った場合は演算量の削減、ハードウェアで行った場合はハード規模の削減が可能である。これはウォルシュ符号長が長くなるにつれて顕著に現れる。
【００７３】
基地局などでは、復調処理を端末の数だけ行う必要があるので、１端末辺りのハードウェア及び／又はソフトウェアの処理が低減されればその効果は基地局でサポートする端末数の数に比例して大きくなる。
【００７４】
また、演算処理の低減がなされることから、方式的に符号長の長いウォルシュ符号を使用することが可能となる。ｍ−ａｒｙ変調方式では、ウォルシュ符号長が長くなるとその分処理利得が大きくなる為、システム容量の増大が期待出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】ウォルシュ符号生成方法を説明する図。
【図２】符号長＝８の場合のｍ−ａｒｙ変調方法を説明する図。
【図３】符号長＝８の場合のｍ−ａｒｙ復調方法を説明する図。
【図４】ウォルシュ符号の2次元配列への分割方法を説明する図。
【図５】本発明による、横方向のウォルシュ系列の候補を１つ選んだ場合の６４−ａｒｙ復調方法を説明する図。
【図６】本発明による、横方向のウォルシュ系列の候補を複数選んだ場合の６４−ａｒｙ復調方法を説明する図。
【図７】本発明による、横方向のウォルシュ系列の候補数を変化させた場合の復調特性シミュレーション結果を示す図。
【図８】ＣＤＭＡシステム全体の構成を示す図。
【図９】ＩＳ−９５Ａリバースリンクにおける基地局受信系の構成を示すブロック図。
【図１０】本発明における、ＩＳ−９５Ａに本発明を適用し横方向のウォルシュ系列の候補を１つ選んだ場合の６４−ａｒｙ復調器の構成を示すブロック図。
【図１１】本発明における、ＩＳ−９５Ａに本発明を適用し横方向のウォルシュ系列の候補を２つ選んだ場合の６４−ａｒｙ復調器の構成を示すブロック図。
【図１２】IS-856リバースリンクにおける移動局送信系の構成を示すブロック図。
【図１３】双直交符号化処理の方法を説明する図。
【図１４】IS-856リバースリンクにおける基地局受信系の構成を示すブロック図。
【図１５】本発明における、IS-856に本発明を適用し横方向のウォルシュ系列の候補を１つ選んだ場合の６４−ａｒｙ復調方法を説明する図。
【符号の説明】
９０… 基地局制御装置、９１−１〜９１−２…基地局、９２−１〜９２−３…移動局、１１３…ロングコード発生機、113・・・ロングコード発生機、１１４−１１４−２、１５７、１６２−１〜１６２−４、１８４−１〜１８４−４・・・乗算機、１１５…１/２チップ遅延機、１６６−１、１６６−２・・・ベースバンドフィルタ、３１、１３２、１３７、１４２、１４８、１９４、１９９…最大値検出器、１１０、１８０…高周波受信機、１１７…６４−ａｒｙ復調器、１１８…デインターリーバ、119…ビタビデコーダ、１６７−１、１６７−２、１６８・・・直交変調機、１１１−１、１１１−２、１８１−１、１８１−２・・・直交復調器、１１２、１８２・・・逆拡散機、１１６−１〜１１６２−４チップ加算機、１２０…ＣＲＣ検査機、１３１−１〜１３−８、１４１−１〜１４１−８、１９３−１〜１９３−８・・・絶対値加算機、１３３−１〜１３３−１６、１４３−１〜１４３−１６、１４７−１〜１４７−８、１９５−１〜１９５−８・・・遅延メモリ、１３４−１、１３４−２、１４４−１、１４４−２、１９６、２００・・・セレクタ、１３６−１〜１３６−８、１４６−１〜１４６−８・・・乗加算機、１５０…ＲＲＩｃｈシンボル符号化機、１５１…ＲＲＩｃｈシンボル反復機、１５２…シンボル間引き処理機、１５３…ＰＩＬＯＴ/ＲＲＩ時分割多重化機、１５４…ＤＲＣｃｈ双直交符号化機、１５５…ＤＲＣｃｈシンボル反復機、１５６…ウォルシュカバー発生器、１５８…ＡＣＫｃｈシンボル反復機、１５９…ターボ符号化機、１６０…インターリーバ、１６１…シーケンス反復機、１６３−１〜１６３−３…相対利得付加機、１６４−１〜１６４−２…振幅加算機、１６５−４…相拡散機、１８３…同期検波機、１８５…ＰＩＬＯＴ/ＲＲＩｃｈ復調処理機、１８６…ＡＣＫｃｈ処理機、１８７…ＤＲＣｃｈ処理機、１８８…DATAch処理機、１９０…１６チップ加算機、１９１…２回加算機、１９８−１〜１９８−８…絶対値算出機。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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