(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスモータをＰＷＭ制御に基づいて駆動するインバータが有する直列接続されたｍ対（ｍ＞１）のトランジスタが、各対内において双方同時にＯＮ状態（通電状態）になった際に生じ得る過電流の発生を防止するために、前記各対内のトランジスタを双方同時にＯＦＦ状態にする期間（デッドタイム）を有するモータ制御装置において、
前記モータへの指令電圧υに対する補正量δを前記モータの回転角θに基づいて算出し、この補正量δを前記指令電圧υに加算することにより、前記期間（デッドタイム）に伴って発生する電流ノイズを抑制する電流ノイズ抑制手段を有し、
前記電流ノイズ抑制手段は、
前記回転角θの前記電流ノイズに係わる遅延を補正する補正量αを前記モータの角速度ωに基づいて算出する回転角補正手段と、
前記指令電圧υの絶対値が所定の閾値よりも小さい時に、前記補正量δを略０にする補正処理抑制手段とを有する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータをＰＷＭ制御に基づいて駆動するインバータが有する直列接続されたｍ対（ｍ＞１）のトランジスタが、各対内において双方同時にＯＮ状態（通電状態）になった際に生じ得る過電流の発生を防止するための、各対内のトランジスタを双方同時にＯＦＦ状態にする期間（デッドタイム）を有するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４に、ブラシレスモータを駆動する３相ブリッジ型インバータの回路図を示す。この回路は周知の一般的なものであり、主に６つのトランジスタ（Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，．．．，Ｔｒ６）と６つのダイオードと直流電源Ｅから構成されている。符号Ｒは永久磁石から成るロータを示しており、Ｕ，Ｖ，Ｗはこのインバータによって出力される各点の電位を表している。
尚、本図４においては、エンコーダ（回転角センサ）や電流検出器の図示は省略されている。
【０００３】
例えばこの様なブラシレスモータの駆動回路（インバータ）では、直列に対を成す二つ一組のトランジスタ、即ち、例えばトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２が、同時にＯＮ状態（通電状態）に成った際には、回路が短絡して過電流が発生する。
【０００４】
この過電流の発生を防止する手法としては、例えば、インバータの各出力端子上の電流方向を切り換える際に各対内のトランジスタを双方同時にＯＦＦ状態にする期間である所謂デッドタイムを設ける方法が有る。このデッドタイムの長さは、モータ制御装置の制御精度や、使用されるトランジスタ等の応答性能、品質（応答性能等）のバラツキ等に基づいて、経験的に好適値或いは最適値が決定される。勿論、これらの制御精度や応答性能が高い場合程、デッドタイムは短く設定することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このデッドタイムを比較的長めに設けると、所望の交流電流を円滑に生成することが難しくなり、電気角（θ）１回転につき、６つの大きなピークを有する電流ノイズが発生することになる。この電流ノイズは振動や異音の原因となるものであり、用途によってはユーザに不快感を与えることがあるため、解消することが望ましい。
【０００６】
デッドタイムは、その長さを０に近付ける程電流ノイズが低減されることが判っている。しかしながら、デッドタイムの長さを０に近付ける際には、モータ制御装置やトランジスタ等に対して、極めて高い制御精度や応答性能が要求されるため、デッドタイムの短縮だけでこの問題を解決することは、現在の半導体技術水準やモータ制御装置の生産コスト等を考慮した場合、必ずしも現実的な方法とは言えない。
【０００７】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、上記のデッドタイムの生成に伴って発生する電流ノイズを低コストで解消することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段、並びに、作用及び発明の効果】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、ブラシレスモータをＰＷＭ制御に基づいて駆動するインバータが有する直列接続されたｍ対（ｍ＞１）のトランジスタが、各対内において双方同時にＯＮ状態（通電状態）になった際に生じ得る過電流の発生を防止するために、各対内のトランジスタを双方同時にＯＦＦ状態にする期間（デッドタイム）を有するモータ制御装置において、モータへの指令電圧υに対する補正量δをモータの回転角θに基づいて算出し、この補正量δを指令電圧υに加算することにより、上記の期間（デッドタイム）に伴って発生する電流ノイズを抑制する電流ノイズ抑制手段を設けることである。
【０００９】
ただし、上記のｍは２以上の任意の自然数であり、本発明はｍ相ブリッジ型のインバータを有するモータ制御装置に有効である。
電流ノイズの波形はデッドタイムの長さやモータの回転角（電気角θ）に依存する。通常、デッドタイムには固定値が用いられるので、電気角θを常時検出していれば、その値に基づいて電流ノイズを打ち消すための補正量δ（＝電流ノイズ波形の値×（−１））を算出することができる。したがって、その補正量δを指令電圧υに加算すれば、電流ノイズを抑制又は緩和することができる。
【００１０】
尚、以下の記述では特に断らない限り、上記の指令電圧υのｑ軸成分をＶｑと書き、ｄ軸成分をＶｄと書く。更に、上記の補正量δのｑ軸成分をＶｑ＿ａｄｄ、ｄ軸成分をＶｄ＿ａｄｄと書く。
【００１１】
更に、回転角（電気角θ）の電流ノイズに係わる遅延を補正する補正量αをモータの角速度ωに基づいて算出する回転角補正手段を設けることである。
【００１２】
モータの主たる用途において、モータの回転速度ωが一定でないことが多い場合には、上記の電流ノイズの位相がモータの回転速度ωに影響されることを考慮しておくことが望ましい。この遅延量はモータの回転速度ωに概ね略比例することが判っており、よって上記の手段によれば、モータの回転速度ωが変化し易い場合においても、常時、上記の電流ノイズをより効果的に抑制又は緩和することができる。
【００１３】
更に、指令電圧υの絶対値が所定の閾値よりも小さい時に、補正量δを略０にする補正処理抑制手段を設けることである。
【００１４】
指令電圧υの絶対値が所定の閾値（実施例中ではγ）付近から０に接近する時に、上記の電流ノイズはこの指令電圧υの絶対値に略比例することなく非線形に急激に沈静化（解消）されていくことが判っている。したがって、指令電圧υの絶対値が所定の閾値よりも小さい時には、補正量δを略０にすることにより、上記の電流ノイズをより効果的に抑制又は緩和することができる。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。ただし、本発明は以下に示す実施例に限定されるものではない。
〔実施例〕
図１は、本実施例におけるモータ制御装置１００の論理的な構成を表す制御ブロックダイヤグラムである。ＰＷＭ制御部１０は、図４のインバータとＰＷＭ制御を実行するソフトウェア等から構成されている。このＰＷＭ制御用のソフトウェアは、インバータが有するトランジスタ（Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，．．．，Ｔｒ６）のＯＮ／ＯＦＦ制御（チョッパ制御）を、図中のｄ−ｑ逆変換部から入力された電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各値に基づいて、周知のＰＷＭ制御技法に従って実行する。
【００１６】
電流ノイズ抑制手段を構成する図中の電圧指令補正演算部（Ｖｄ−Ｖｑ補正演算部２０）は、モータの回転角センサ（エンコーダ）から出力される回転角（電気角θ）とその微分値（角速度ω）に基づいて、モータに対する指令電圧υのｄ軸成分である指令値Ｖｄに対する補正量Ｖｄ＿ａｄｄと、指令電圧υのｑ軸成分Ｖｑに対する補正量Ｖｑ＿ａｄｄとを算出する。
【００１７】
以下、補正量Ｖｑ＿ａｄｄを算出する演算手順について説明する。通常、電流ノイズの波形は、電気角の６倍の周波数を有する周期関数から形成されている。したがって、この電流ノイズの波形は、次式（１）の形にフーリエ級数展開することができる。
【数１】
Ｖｑ＿ａｄｄ  ＝   n=1ΣN ａn ｃｏｓ（６ｎθ＋α）          …（１）
ただし、ここで、自然数Ｎは１桁程度の適当な値で良い。このフーリエ級数近似においては、第１項が支配的であり、要求される精度に応じてＮの値を増加する等すれば良い。
【００１８】
また、式（１）の右辺の位相αは、概ね次式（２）により求められることが判っている。
ただし、上記の係数ａn や下記の比例定数κ（＞０）は、使用するシステム（モータ及びモータ制御装置）に応じて、個々に経験的に決定することができる数値である。
【数２】
α  ＝  ｆ（ω）  ＝  κω                                  …（２）
【００１９】
また、上記の三角関数（余弦関数）は、テーラー展開された近似式に従って実時間で動的に演算するよりも、テーブル上に演算マップとして保持しておいた方が、ＣＰＵオーバヘッドを削減する上で大いに効果的である。
また、この演算マップを保持するためのメモリー使用量を効果的に節約したい場合等には、数値解析や情報処理の分野で周知の各種の専門的な演算手法を導入しても良い。
【００２０】
図２は、図１の電圧指令補正演算部（Ｖｄ−Ｖｑ補正演算部２０）の補正量演算処理手順を例示するフローチャートである。
この演算処理では、まず最初にステップ２１０により、モータの電気角θとその角速度ωを入力する。
【００２１】
次に、ステップ２２０（本発明の回転角補正手段）では、上記の式（２）により、遅延分の位相αを求める。
ステップ２３０では、指令電圧υのｑ軸成分Ｖｑの絶対値が、所定の閾値γ（＞０）を越えているか否かを判定し、越えていればステップ２４０に、そうでなければステップ２５０に処理を移す。
ステップ２４０（本発明の電流ノイズ抑制手段）では、式（１）に従って、指令電圧υのｑ軸成分Ｖｑに対する補正量Ｖｑ＿ａｄｄを算出する。
また、ステップ２５０（本発明の補正処理抑制手段）においては、補正量Ｖｑ＿ａｄｄを０に設定する。
【００２２】
尚、ｄ軸成分についても、同様に次の式（３）によって、補正量（δのｄ軸成分）を求めることができる。
【数３】
Ｖｄ＿ａｄｄ  ＝   n=1ΣN ｂn ｓｉｎ（６ｎθ＋α）          …（３）
【００２３】
例えば、上記の処理を所定の制御周期毎に実施して、モータに対する電流指令値υを各軸成分毎に補正することができる。
尚、角速度ωの値は、電気角θの値程頻繁には変化しないので、ステップ２２０の処理は、必ずしもステップ２４０と同一の周期で実行する必要はない。角速度ωの入力処理についても同様である。
【００２４】
図３は、上記の電圧指令補正による電流ノイズの抑制効果（シミュレーション結果）を例示するグラフである。例えばこの様に、デッドタイムＴｄを比較的大きく取っていても、本発明の手段により、電流ノイズを効果的に抑制することができることが判る。
【００２５】
尚、上記の実施例ではｍ＝３の場合を示したが、本発明はトランジスタ等を使用した任意のブリッジ型のインバータを有するモータ制御装置に対して適用することができる。これらの場合には、式（１），式（３）の右辺における６ｎθを２ｍｎθに置き換えて上記と同様の理論を適用すれば良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係わるモータ制御装置１００の論理的な構成を表す制御ブロックダイヤグラム。
【図２】電圧指令補正演算部２０の補正量演算処理手順を例示するフローチャート。
【図３】本発明の電圧指令補正による電流ノイズの抑制効果を例示するグラフ。
【図４】ブラシレスモータを駆動する３相ブリッジ型インバータの回路図。
【符号の説明】
１００    …  モータ制御装置
２０    …  電圧指令補正演算部
１０    …  ＰＷＭ制御部
Ｔｒｎ    …  トランジスタ（ｎ＝１，２，．．．，６）
Ｒ    …  ロータ
Ｔｄ    …  デッドタイム
θ    …  モータの回転角
ω    …  モータの角速度
υ    …  モータへの指令電圧
δ    …  指令電圧υに対する補正量
α    …  回転角θの遅延量
γ    …  所定の閾値
Ｖｑ    …  指令電圧υのｑ軸成分
Ｖｄ    …  指令電圧υのｄ軸成分
Ｖｑ＿ａｄｄ  …  補正量δのｑ軸成分
Ｖｄ＿ａｄｄ  …  補正量δのｄ軸成分
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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