(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電波受信して得られた信号を復調回路部で復調する際に、受信信号周波数と同一の周波数の復調用信号に基づいて直接に復調を行うダイレクトコンバージョン受信機において、
前記復調回路部で生成されるＩ信号およびＱ信号に基づく受信Ｃ／Ｎ情報、該受信Ｃ／Ｎ情報から予測された予測ビットエラーレート情報に対して、前記復調回路部でのビタビ復号処理を行うことによって得られる実測ビットエラーレート情報を求める手段と、
前記実測ビットエラーレートおよび前記予測ビットエラーレートを比較する比較手段と、
該比較手段の比較結果における前記実測ビットエラーレートが前記予測ビットエラーレートに比べて予め定めた値より大きいか予め定めた値に等しい場合に、前記復調用信号の周波数を変化させる周波数変更手段と、
を備えることを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項２】
前記周波数変更手段による周波数変更動作は、前記比較手段の比較結果が前記予め定めた値より小さくなるとき終了することを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項３】
前記周波数変更手段による周波数変更動作は、前記周波数を予め定めた回数変化させたとき終了することを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電波受信して得られた信号を復調回路部で復調する際に、受信信号周波数と同一の周波数の復調用信号に基づいて直接に復調を行うダイレクトコンバージョン受信機の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
衛星放送等の電波を受信して得られた受信信号をＭＰＥＧ出力等の所定形式の画像信号に変換する復調回路を有するコンバージョン受信機は、例えば図３に示すように、受信して得られたＢＳＩＦ信号は、バンドパス・フィルタ１で所定帯域の信号が抽出され、ＡＧＣアンプ２を介してミキサー３の一方の入力に供給され、他方の入力には基準発振器４の出力が供給される。
【０００３】
この基準発振器４の周波数は、受信信号の周波数より例えば４８０ＭＨｚだけ低い周波数になるようにＰＬＬ回路５によって制御され、ミキサー３の出力がアンプ６とバンドパス・フィルタ７を介してＡＧＣアンプ８に供給される。このＡＧＣアンプ８と前述のＡＧＣアンプ２のそれぞれは、復調器１７からの制御信号によって利得制御されている。
【０００４】
このようなＡＧＣアンプ８の出力は、ミキサー９とミキサー１０のそれぞれの第１入力端に供給される。このミキサー９の第２入力端には、基準発振器１１の出力を移相器１２による移相が０度の信号が供給され、ミキサー１０の第２入力端には、基準発振器１１の出力を移相器１２によって９０度の移相を行った信号が供給される。
【０００５】
ミキサー９の出力は、アンプ１３とローパス・フィルタ１４を順次に介して復調器１７にＩ信号として入力され、一方、ミキサー１０の出力は、アンプ１５とローパス・フィルタ１６を順次に介して復調器１７にＱ信号として入力され、復調器１７によって所定形式の復調出力であるＴＳ信号に変換される。
【０００６】
このようなスーパーヘテロダイン方式の受信機は、近来までは主流であったが、最近になって受信信号の周波数と同一の周波数でもって直接に復調を行うダイレクトコンバージョン受信機に移行している。
【０００７】
かかるダイレクトコンバージョン受信機の基本回路構成は、図３に示す符号１から符号７までの回路部材を除去して図４に示すように回路構成したもので、ＢＳＩＦ信号は、ハイパス・フィルタ１８によって高域成分が抽出された後にＡＧＣアンプ８に入力され、その出力が、ミキサー９とミキサー１０のそれぞれの第１入力端に供給される。このミキサー９の第２入力端には、基準発振器１１ａの出力を移相器１２による移相が０度の信号が供給され、ミキサー１０の第２入力端には、基準発振器１１ａの出力を移相器１２によって９０度の移相を行った信号が供給される。
【０００８】
基準発振器１１ａは、ＰＬＬ回路１１ｂによって、ＢＳＩＦ信号の周波数と等しい周波数になるように制御される。
【０００９】
このようなミキサー９の出力は、アンプ１３とローパス・フィルタ１４を順次に介して復調器１７にＩ信号として入力され、一方、ミキサー１０の出力は、アンプ１５とローパス・フィルタ１６を順次に介して復調器１７にＱ信号として入力される。このアンプ１３とアンプ１５のそれぞれは、復調器１７からの制御信号によって利得制御されているＡＧＣアンプとして構成されている。
【００１０】
従って、図４に示すダイレクトコンバージョン受信機は、ＢＳＩＦ信号の周波数である「受信信号」の周波数と同一の周波数を有する「復調用信号」の信号でもって直接に復調器１７によって所定形式の復調出力であるＴＳ信号に変換されることになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来のダイレクトコンバージョン受信機は、衛星放送受信等の受信帯域の例えば９５０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚまでの広い範囲に渡って安定受信ができるように回路各部の設計が行われていて、「受信信号」と「復調用信号」の周波数が等しいために、自身で発振した復調用信号のリークで出力にＤＣ成分を生じさせてしまう等の悪影響が及ぼすために当該発振の周波数は実際に必要な周波数の整数分の１にする等の工夫がなされている。
【００１２】
しかし、ダイレクトコンバージョン受信機の場合には、その原理上受信信号の周波数と同じ周波数の単一キャリアが回路内部に必ず存在するので、掛け算機能の特性上での絶対レベルも高くなっている。
【００１３】
また、図４に示すと同一の複数のダイレクトコンバージョン受信機を図５に示すように第１回路部２０と第２回路部２１として設け、これらの入力端子２０ａと入力端子２１ａに信号分配器１９を介してそれぞれ入力する場合には、第１回路部２０の基準発振器１１ａの出力に起因して生じるリーク成分ｃが第１回路部２０の入力端子２０ａを介して信号分配器１９側に漏れ出し、信号分配器１９内部に生じるリーク成分ａ，ｂを介し入力端子２１ａを介して第２回路部２１側にリーク成分ｄとして漏れ出すことになる。
【００１４】
逆に、第２回路部２１の基準発振器１１ａの出力に起因して生じる周波数成分が前述のリーク成分ｄとは逆の方向に第２回路部２１の入力端子２１ａを介して信号分配器１９側に漏れ出し、信号分配器１９内部に生じるリーク成分ａ，ｂを介して、入力端子２０ａを介し第１回路部２０側にリークして漏れ出すことになる。
【００１５】
このようなリークはレベルが低いものの、アンテナ配線を介して直接的に行われたり他部材を介して間接的に行われるためにその防止が困難であり、特定のダイレクトコンバージョン受信機の自身にその防止策が講じられていたとしても、予想しない単一キャリアがアンテナを介して信号に漏れ込んできて本来の受信性能に支障を来すという問題がある。
【００１６】
かかる現象は、ダイレクトコンバージョン受信機の信号をスペクトラム・アナライザで観測したとしても、図６に示すように希望信号が広帯域のＰＫＳ変調波であって、その中にリークキャリアが埋もれてしまうレベルであっても起きるために、分解能帯域幅を極端に狭く取らない限り信号の観測からは何が起きているのかが不明な場合もある。
【００１７】
そこで、本発明の目的は、予想しない単一キャリアがアンテナを介して信号に漏れ込んできて本来の受信性能に支障を来したり、受信信号の周波数と同じ周波数の単一キャリアが回路内部に必ず存在することに基づく悪影響を確実に検知することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明によるダイレクトコンバージョン受信機は、次に記載するような特徴的な構成を採用している。
【００１９】
（１）電波受信して得られた信号を復調回路部で復調する際に、受信信号周波数と同一の周波数の復調用信号に基づいて直接に復調を行うダイレクトコンバージョン受信機において、
前記復調回路部で生成されるＩ信号およびＱ信号に基づく受信Ｃ／Ｎ情報、該受信Ｃ／Ｎ情報から予測された予測ビットエラーレート情報に対して、前記復調回路部でのビタビ復号処理を行うことによって得られる実測ビットエラーレート情報を求める手段と、
前記実測ビットエラーレートおよび前記予測ビットエラーレートを比較する比較手段と、
該比較手段の比較結果における前記実測ビットエラーレートが前記予測ビットエラーレートに比べて予め定めた値より大きいか予め定めた値に等しい場合に、前記復調用信号の周波数を変化させる周波数変更手段と、
を備えるダイレクトコンバージョン受信機。
【００２０】
（２）前記（１）の周波数変更手段による周波数変更動作は、前記比較手段の比較結果が前記予め定めた値より小さくなるとき終了するダイレクトコンバージョン受信機。
【００２１】
（３）前記（１）の周波数変更手段による周波数変更動作は、前記周波数を予め定めた回数変化させたとき終了するダイレクトコンバージョン受信機。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図１および図２を用いて詳細に説明する。先ず、本形態のダイレクトコンバージョン受信機の回路構成を説明すると、ダイレクトコンバージョン受信機を構成する主回路に含まれる復調器２３とミキサー２４への信号形態が本発明に係るものであり、電波受信して得られた信号を復調器２３で復調する際に、受信信号周波数と同一の周波数の復調用信号に基づいてミキサー２４に入力される復調用信号でもって直接に復調を行うようにダイレクトコンバージョン受信機が構成される。
【００２６】
即ち、復調器２３で生成されるＩ信号とＱ信号に基づいて得られる受信Ｃ／Ｎ情報と、該受信Ｃ／Ｎ情報から得られるビットエラーレート（ＢＥＲ）情報を得る第１手段とこの第１手段で得られた情報に基づいて生成される制御データ信号（ＣＯＮＴ）を生成する第２手段とこの第２手段で得られた復調用信号をミキサー２４に入力するように制御する第３手段とを具備して本形態によるダイレクトコンバージョン受信機が構成される。
【００２７】
また、ダイレクトコンバージョン受信機の主回路の全体を複合的に制御するためのマイコン２２が設けられ、これにメモリ（図示せず）が接続され、このメモリには一連の所定プログラムを実行させるためのデータが固定的に格納されると共に、所期の動作を行うために一時的に必要とされるデータの書き込みと読み出しが行えるようになっている。
【００２８】
さらに、基準発振器２５が設けられ、その出力端が位相比較器２６の第１入力端に接続され、この位相比較器２６の第２入力端に分周器２９の出力端が接続されている。この分周器２９は、マイコン２２から出力される信号によって制御される。
【００２９】
位相比較器２６の出力端は、ローパス・フィルタ２７を介して電圧制御型発振器２８の入力端に接続され、この第１出力端が分周器２９の制御端に接続されると共に第２出力端がミキサー２４の入力端に接続されている。
【００３０】
従って、通常動作で選局動作を行った場合、マイコン２２は、受信したトランスポートストリームの情報に追従してＰＬＬの回路ブロック等に発振周波数を作り出すための分周比データを生成して分周器２９に送信する。
【００３１】
このとき、実際に周波数ロックが掛り復調器２３によって復調が行われることによって得られるＩ信号とＱ信号によって受信Ｃ／Ｎ信号が推定でき、復調器２３によって実行されるビタビ復号とリードソロモン復号の処理が行われることによって受信信号のＢＥＲ信号が計測（実測）できる。このようなＣ／Ｎ信号とＢＥＲ信号との間には、例えば図２に示す符号ｅのような一定の曲線を有する特性であるので、実測されたＣ／Ｎ信号のデータからＢＥＲ信号のデータを予測することができる。
【００３２】
ここで、何らかの原因でＢＥＲ信号が悪化したとすれば、実測されたＢＥＲ信号のデータが予測されたＢＥＲ信号のデータより悪い値を示すことになる。よって、ダイレクトコンバージョン受信機が示すであろうＣ／Ｎ信号とＢＥＲ信号の特性カーブ（例えば図２の符号ｅ）を予めデータテーブルとして格納しておくことによって、他のダイレクトコンバージョン受信機からの妨害波とは完全に言えないまでも自身のダイレクトコンバージョン受信機に何らかの妨害波が加わっていることが略確実に検知できる。
【００３３】
このようなＢＥＲ信号のデータ判定は、復調器２３で生成されるＩ信号とＱ信号に基づいて得られるビットエラーレート情報の誤差値が所定値（例えば、１０のー６乗）以下であるときには、その検出誤差も大きく正確な判定が難しくなる。また、予測から外れた値については、ある閾値を設けて判定させないと無用な補正を絶えず行うことになるのでこれを防ぐために当該閾値を設定している。
【００３４】
主回路で受信した信号より得られたＣ／Ｎ信号とＢＥＲ信号のそれぞれのデータはマイコン２２によって判断され、実測Ｃ／Ｎ信号に基づいて得られた予測ＢＥＲ信号と、実測ＢＥＲ信号を比較する。
【００３５】
ここで、Ｄ０＝（実測ＢＥＲ信号）−（予測ＢＥＲ信号）−閾値とすれば、Ｄ０≧０となったとき、ＰＬＬ回路ブロックに分周比データを送り直す。ここで送る分周比データは、正規の受信用の分周比Ｎではなく、Ｎ±ｎである。ただし、ｎは、整数の１，２，３・・ｋである。
【００３６】
ＰＬＬ回路ブロックでは、基準周波数のある整数分の１の周波数で発振周波数を変えることが可能であるのでｎの値を変えることによって前述のステップに従い、発振周波数が変わることになる。ここで、Ｄｎ＋は、分周比Ｎ＋ｎのときの（実測ＢＥＲ信号）−（予測ＢＥＲ信号）−閾値の計算値とし、  Ｄｎ−は、分周比Ｎ−ｎのときの（実測ＢＥＲ信号）−（予測ＢＥＲ信号）−閾値の計算値とする。
【００３７】
よって、一旦、Ｎ＋１という分周比で再同調を行った後に、前述同様にして予測ＢＥＲ信号と実測ＢＥＲ信号のデータ比較を行い、もし、Ｄ１≧０の関係が再現、かつＤ１≦Ｄ０ならばＮ＋２のデータを送り上述動作を繰り返す。また、Ｄ１≧Ｄ０ならばＮ−ｎの方向に動作させ、マイナス方向への動作は以下のプラス方向への動作で同様の動作をするために省略する。
【００３８】
このような補正によってよい方向に動作したとすると、分周比がｋのときにＤｋ≦０となる。
【００３９】
この状態で制御をストップしてもよいが、ひき続き制御を継続するとさらによくなる可能性もあるのでＮ＋ｋ＋１の制御も行い、Ｄｋ＜Ｄｋ＋１まで、またはｎ＝Ｋまで続け、最終的にはｎ＝ｋまたはＫを送り直してストップする。このようにダイレクトコンバージョン受信機における周波数追従性の問題、また単一キャリアによる妨害は受信中心周波数付近で受信特性に大きな影響を与えるのでこの動作にもｎの上限値（Ｋとする）を設定しておくことが望ましい。
【００４０】
なお、今までの説明では、ＢＥＲ信号とＣ／Ｎ信号のそれぞれのデータから自動的に制御動作を開始させたが、受信状態が悪いとユーザー感知されたときに当該ユーザーが手動で入力する指令を与え得るように構成するようにしてもよく、また自動モードと手動モードを予め選択できるように構成してもよい。
【００４１】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、本発明によるダイレクトコンバージョン受信機は、実測ＢＥＲ信号と実測Ｃ／Ｎ信号に基づいて予測ＢＥＲ信号を求めるようにして正確な周波数の出力を得るようにしているので、予想しない単一キャリアがアンテナを介して信号に漏れ込んできて本来の受信性能に支障を来したり、受信信号の周波数と同じ周波数の単一キャリアが回路内部に必ず存在することに基づく悪影響を確実に検知することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるダイレクトコンバージョン受信機の要部回路を示す回路ブロック図である。
【図２】図１に示されるダイレクトコンバージョン受信機のＢＥＲ信号とＣ／Ｎ信号の相関を表す特性図である。
【図３】従来のスーパーヘテロダイン方式の受信機の回路の一例を示す回路ブロック図である。
【図４】従来のダイレクトコンバージョン受信機の回路の一例を示す回路ブロック図である。
【図５】図４に示されるダイレクトコンバージョン受信機を複数用いた場合の問題を説明するための回路ブロック図である。
【図６】図５に示されるダイレクトコンバージョン受信機の周波数スペクトラムを示す図である。
【符号の説明】
２２  マイコン
２３  復調器
２４  ミキサー
２５  基準発振器
２６  位相比較器
２７  ローパス・フィルタ
２８  電圧制御型発振器
２９  分周器
【図１】
0003898908.tif 000002
【図２】
0003898908.tif 000003
【図３】
0003898908.tif 000004
【図４】
0003898908.tif 000005
【図５】
0003898908.tif 000006
【図６】
0003898908.tif 000007