(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたスペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出するために、上記拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出するマッチドフィルタ装置であって、
上記スペクトラム拡散信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理手段と、
上記第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する負の周波数除去手段と、
上記負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングする第１の記憶手段と、
上記スペクトラム拡散信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、
上記拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変換処理手段と、
少なくとも上記第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングする第２の記憶手段と、
上記第１の記憶手段又は上記第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号を複素共役な信号に変換する虚数反転手段と、
上記第２の記憶手段及び／又は上記第１の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号を周波数領域上でシフトするシフト手段と、
を備えることを特徴とするマッチドフィルタ装置。
【請求項２】
上記第２の高速フーリエ変換処理手段には、上記拡散符号発生手段によって発生された拡散符号が、上記スペクトラム拡散信号における拡散符号のチップレートの２倍の周波数でサンプリングされて入力されることを特徴とする請求項１記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項３】
上記第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する他の負の周波数除去手段を備え、上記第２の記憶手段は、上記他の負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングすることを特徴とする請求項１記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項４】
上記負の周波数除去手段及び上記他の負の周波数除去手段は、それぞれ、周波数領域信号のうち正の周波数成分のみを通過させるフィルタであることを特徴とする請求項３記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項５】
上記第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号に対して上記他の負の周波数除去手段によって除去された負の周波数成分を復元する補完手段を備えること
を特徴とする請求項３記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項６】
上記補完手段は、上記第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を、データ数をＮとした０≦ｋ＜Ｎの整数ｋを用いてＰＮ（ｋ）で表したとき、下記一般式（１）で表される演算を用いて負の周波数成分を復元するフィルタであることを特徴とする請求項５記載のマッチドフィルタ装置。
【数１】
0003956722.tif 000008
（ただし、ＰＮｒ（ｋ）は、ＰＮ（ｋ）の実数成分を示し、ＰＮｊ（ｋ）はＰＮ（ｋ）の虚数成分を示すものである。）
【請求項７】
少なくとも上記第１の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号と少なくとも上記第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号とを乗算する乗算手段と、
上記乗算手段によって乗算された周波数領域信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施す逆高速フーリエ変換処理手段と、
上記逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリエ変換処理が施されて得られた相互相関関数をバッファリングする第３の記憶手段とを備えることを特徴とする請求項１記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項８】
上記逆高速フーリエ変換処理手段は、上記乗算手段によって得られる周波数領域信号のうち正の周波数成分のみに対して、逆高速フーリエ変換処理を施すことを特徴とする請求項７記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項９】
上記第３の記憶手段によってバッファリングされた相互相関関数に基づいて、上記スペクトラム拡散信号における拡散符号と上記拡散符号発生手段によって発生された拡散符号との相関のピークを検出するピーク検出手段を備えることを特徴とする請求項８記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項１０】
サイン関数又はコサイン関数を発生するサイン／コサイン発生手段と、
上記サイン／コサイン発生手段によって発生されたサイン関数又はコサイン関数を、上記第１の高速フーリエ変換処理手段、上記第２の高速フーリエ変換処理手段、及び／又は上記逆高速フーリエ変換処理手段のそれぞれによって読み出し可能に保持する第４の記憶手段とを備えること  を特徴とする請求項７記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項１１】
上記第４の記憶手段に保持されたサイン関数又はコサイン関数に基づいて、三角関数を利用した複数のパターンからなる算出式を発生する三角関数発生手段と、
上記三角関数発生手段によって発生された上記複数のパターンからなる算出式を保持する記憶手段とを備え、
上記サイン／コサイン発生手段は、サイン関数又はコサイン関数の一部の成分のみを発生して上記第４の記憶手段に保持させ、
上記第１の高速フーリエ変換処理手段、上記第２の高速フーリエ変換処理手段、及び／又は上記逆高速フーリエ変換処理手段は、それぞれ、必要となる関数の位相に応じて、上記記憶手段に記憶されている上記複数のパターンからなる算出式を切り替えることにより、任意の位相のサイン関数及び／又はコサイン関数を利用することを特徴とする請求項１０記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項１２】
上記一部の成分は、位相が０ラジアン〜π／２ラジアン、π／２ラジアン〜πラジアン、πラジアン〜３π／２ラジアン、又は３π／２ラジアン〜２πラジアンのいずれかの成分であることを特徴とする請求項１１記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項１３】
衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する際に、上記スペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉を行うものであることを特徴とする請求項１記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項１４】
入力されたスペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出するために、上記拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出する相関検出方法であって、
上記スペクトラム拡散信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す工程と、
上記入力されたデータに対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する工程と、
負の周波数成分が除去された周波数領域信号を第1の記憶手段にバッファリングする工程と、
上記スペクトラム拡散信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する工程と、
発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す工程と、
少なくとも上記発生された拡散符号に対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段にバッファリングする工程と、
上記第１の記憶手段又は上記第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号を複素共役な信号に変換する工程と、
上記第２の記憶手段及び／又は上記第１の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号を周波数領域上でシフトする工程と、
を備えることを特徴とする相関検出方法。
【請求項１５】
衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置であって、
上記衛星からの信号を受信する受信手段と、
上記受信手段によって受信した受信信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、
上記周波数変換手段によって得られた中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と上記中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段と、
上記同期捕捉手段によって検出された上記拡散符号の位相及び上記同期捕捉手段によって検出された上記キャリア周波数を、複数の上記衛星に対応して独立に設けられた複数のチャンネルのそれぞれに対して上記衛星毎に割り当てて設定し、設定した上記拡散符号の位相及び上記キャリア周波数を初期値として、上記拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、上記中間周波数信号に含まれるメッセージの復調を行う同期保持手段とを備え、
スペクトラム拡散信号である上記中間周波数信号における拡散符号の位相を検出するために、上記拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出する上記同期捕捉手段は、
上記中間周波数信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理手段と、
上記第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する負の周波数除去手段と、
上記負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングする第１の記憶手段と、
上記中間周波数信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、
上記拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変換処理手段と、
少なくとも上記第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングする第２の記憶手段と、
上記第１の記憶手段又は上記第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号を複素共役な信号に変換する虚数反転手段と、
上記第２の記憶手段及び／又は上記第１の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号を周波数領域上でシフトするシフト手段と、
を有するマッチドフィルタを用いて構成されることを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトラム拡散信号を復調する際に、スペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出するマッチドフィルタ装置及び相関検出方法、並びにこれらのマッチドフィルタ装置及び相関検出方法を適用した受信装置であっていわゆるＧＮＳＳ（Global Navigation Satellites System）における衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、人工衛星を利用して地上における移動体の位置を測定するＧＮＳＳシステムが普及しつつある。このＧＮＳＳシステムとしては、例えば全地球測位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰＳという。）がある。このＧＰＳシステムにおいて、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するＧＰＳ受信機は、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その受信信号に基づいて当該ＧＰＳ受信機の位置を算出し、ユーザに報知することが基本機能である。
【０００３】
すなわち、ＧＰＳ受信機は、各ＧＰＳ衛星からの信号を復調して各ＧＰＳ衛星の軌道情報を取得し、各ＧＰＳ衛星の軌道及び時間情報と受信信号の遅延時間とに基づいて、当該ＧＰＳ受信機の３次元位置を連立方程式によって導出するものである。なお、ＧＰＳシステムにおいて、受信信号を得るＧＰＳ衛星が少なくとも４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機が備える時計による内部時間とＧＰＳ衛星が備える原子時計による時間との間に誤差があり、その誤差の影響を除去した３次元位置と正確な時刻との４つの未知パラメータを算出するためには、少なくとも４個のＧＰＳ衛星からの擬似距離が必要となることによる。
【０００４】
ＧＰＳシステムにおいては、民生用のＧＰＳ受信機を用いる場合には、ＧＰＳ衛星（Navstar）からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。
【０００５】
このＬ１帯、Ｃ／Ａコードと呼ばれる送信信号は、送信信号速度、すなわち、チップレートが１．０２３ＭＨｚであり、例えばいわゆるＧｏｌｄ符号等の符号長が１０２３の擬似ランダムノイズ（Pseudo-random Noise；ＰＮ）系列の拡散符号で、５０ｂｐｓのデータを直接拡散した信号により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという。）に対して２相位相変調方式（Binary Phase Shift Keying；以下、ＢＰＳＫ変調方式という。）に基づく変調を施した信号である。この場合、符号長が１０２３であることから、Ｃ／Ａコードは、図１８中１段目に示すように、拡散符号が１０２３チップを１周期として、すなわち、１周期＝１ミリ秒（msec）として、繰り返すものとなる。
【０００６】
このＣ／Ａコードの拡散符号は、ＧＰＳ衛星毎に異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どの拡散符号を用いるかは、予めＧＰＳ受信機によって検知できるようになされている。また、ＧＰＳ受信機は、後述する航法メッセージにより、どのＧＰＳ衛星からの信号をその地点及びその時点で受信することができるかが把握できるようになされている。そのため、ＧＰＳ受信機は、例えば３次元測位であれば、その地点及びその時点で取得することができる少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信してスペクトラム逆拡散を施し、測位演算を行うことにより、自己の位置を算出する。
【０００７】
また、ＧＰＳ衛星からの信号データの１ビットは、同図中２段目に示すように、拡散符号の２０周期分、すなわち、２０ミリ秒単位として伝送される。すなわち、データの伝送速度は、上述したように、５０ｂｐｓである。さらに、拡散符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが"１"であるときと"０"であるときとでは、反転したものとなる。
【０００８】
さらに、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中３段目に示すように、３０ビット、すなわち、６００ミリ秒で１ワードを形成する。さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中４段目に示すように、１０ワード、すなわち、６秒で１サブフレームを形成する。そして、ＧＰＳ衛星からの信号には、同図中５段目に示すように、１サブフレームの先頭のワードに、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルに後続してデータが伝送されてくる。
【０００９】
さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、５サブフレーム、すなわち、３０秒で１フレームを形成する。そして、ＧＰＳ衛星からの信号においては、上述した航法メッセージが、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。
【００１０】
この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス（Ephemeris）情報と呼ばれるＧＰＳ衛星固有の情報である。このエフェメリス情報には、ＧＰＳ衛星の軌道を求めるためのパラメータと、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。
【００１１】
全てのＧＰＳ衛星は、原子時計を備えることによって共通の時刻情報を用いており、エフェメリス情報に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原子時計の１秒単位とされている。また、ＧＰＳ衛星の拡散符号は、原子時計に同期したものとして生成される。
【００１２】
エフェメリス情報に含まれる軌道情報は、数時間毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、エフェメリス情報に含まれる軌道情報をメモリに保持しておくことにより、数時間は同じ軌道情報を精度よく使用することができる。なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、ＴＯＷ（Time Of Week）情報として６秒毎に更新される。
【００１３】
一方、１フレームのデータのうちの残りの２個のサブフレームの航法メッセージは、アルマナック（Almanac）情報と呼ばれる全てのＧＰＳ衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるものであり、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能であるのかを示す情報等から構成される。このアルマナック情報は、数日毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、アルマナック情報をメモリに保持しておくことにより、数日は同じ情報を精度よく使用することができる。しかし、ＧＰＳ受信機は、精度は多少落ちるものの、数か月の間、同じアルマナック情報を使用することもできる。
【００１４】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を受信して上述したデータを得るために、まず、キャリアを除去した後、受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じ拡散符号を用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期をとることによってＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。ＧＰＳ受信機は、Ｃ／Ａコードとの位相同期をとってスペクトラム逆拡散を行うと、ビットが検出され、ＧＰＳ衛星からの信号に基づいて時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能となる。
【００１５】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉をＣ／Ａコードの位相同期探索によって行うが、この位相同期探索として、自己が発生する拡散符号とＧＰＳ衛星からの受信信号の拡散符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定められた値よりも大きい場合に、両者が同期しているものと判定する。そして、ＧＰＳ受信機は、同期がとれていないものと判定した場合には、何らかの同期手法を用いて、自己が発生する拡散符号の位相を制御し、受信信号の拡散符号と同期させるようにしている。
【００１６】
ところで、ＧＰＳ衛星からの信号は、上述したように、データを拡散符号で拡散した信号によってキャリアをＢＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号である。したがって、ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するには、拡散符号のみならず、キャリア及びデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期を独立に行うことはできない。
【００１７】
また、ＧＰＳ受信機は、通常、受信信号のキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数（Intermediate Frequency；以下、ＩＦという。）に変換することによって受信信号をＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号で上述した同期検出処理を行う。このＩＦ信号におけるキャリア（以下、ＩＦキャリアという。）には、主に、ＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラシフトによる周波数誤差分と、受信信号をＩＦ信号に変換する際にＧＰＳ受信機の内部で生成する局部発振器の周波数誤差分とが含まれる。
【００１８】
したがって、ＧＰＳ受信機においては、これらの周波数誤差要因によってＩＦキャリア周波数が未知であることから、その周波数のサーチが必要となる。また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存することに起因して未知であることから、ＧＰＳ受信機においては、上述したように、何らかの同期手法が必要となる。
【００１９】
従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについての周波数サーチと、スライディング相関器による同期捕捉、ＤＬＬ（Delay Locked Loop）及びコスタスループによる同期保持とを組み合わせた同期手法を用いている。以下、この同期手法について説明する。
【００２０】
ＧＰＳ受信機の拡散符号の発生器を駆動するクロックは、当該ＧＰＳ受信機に用意されている基準周波数発振器を分周したものが一般に用いられる。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられ、ＧＰＳ受信機は、この基準周波数発振器の出力に基づいて、ＧＰＳ衛星からの受信信号をＩＦ信号に変換するために用いる局部発振信号を生成する。
【００２１】
ここで、周波数サーチについての処理内容を図１９に示す。ＧＰＳ受信機は、拡散符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときの拡散符号についての位相同期探索を行う。すなわち、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を１チップずつ順次ずらしていくことによって各チップ位相のときのＧＰＳ衛星からの受信信号と拡散符号との相関を検出し、相関のピークを検出することにより、同期がとれる位相を検出する。また、ＧＰＳ受信機は、クロック信号の周波数がｆ１であるときにおいて、１０２３チップ分の位相探索の全てで同期する位相が存在しない場合には、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変化させ、クロック信号の周波数を他の周波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相探索を行う。ＧＰＳ受信機は、このような動作を、クロック信号の周波数をステップ的に変化させて繰り返すことによって周波数サーチを実現する。
【００２２】
そして、ＧＰＳ受信機は、このような周波数サーチを行うことによって同期可能とされるクロック信号の周波数を検出すると、そのクロック信号の周波数で最終的な拡散符号の位相同期を行う。これにより、ＧＰＳ受信機は、水晶発振器の発振周波数にずれがある場合であっても、ＧＰＳ衛星からの信号を捕捉することが可能となる。
【００２３】
しかしながら、このような従来の同期手法は、原理的には高速同期には不向きである。ＧＰＳ受信機においては、拡散符号及びＩＦキャリアの同期に時間を要すると反応が遅くなり、使用上において不便を生じる。そのため、実際のＧＰＳ受信機においては、この欠点を補うため、多チャンネル化して並列処理によって同期捕捉までの時間を短縮している。
【００２４】
一方、上述したスライディング相関を用いた手法に代わってスペクトラム拡散信号の同期捕捉を高速に行う手法としては、マッチドフィルタの利用がある。マッチドフィルタは、いわゆるトランスバーサルフィルタによってディジタル的に実現可能である。また、マッチドフィルタとしては、近年のＤＳＰ（Digital Signal Processor）に代表されるハードウェアの能力の向上により、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタルマッチドフィルタによって拡散符号の同期を高速に行う手法が実現されている。後者は、古くから知られる相関計算の高速化手法に基づくものである。
【００２５】
ＧＰＳ受信機は、これらのマッチドフィルタを用いることにより、相関がある場合には、例えば図２０に出力波形の１周期分を示すように、相関のピークを検出する。このピークの位置は、拡散符号の先頭を示すものである。ＧＰＳ受信機は、このピークを検出することにより、同期を捕捉、すなわち、受信信号における拡散符号の位相を検出することができる。また、ＧＰＳ受信機は、例えば上述したＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタを用い、ＦＦＴの周波数領域での操作を行うことにより、拡散符号の位相とともにＩＦキャリア周波数を検出することができる。そして、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を擬似距離に換算し、少なくとも４個のＧＰＳ衛星が検出された場合には当該ＧＰＳ受信機の位置を算出することができ、また、ＩＦキャリア周波数に基づいて当該ＧＰＳ受信機の速度を算出することができる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＧＰＳ受信機においては、上述したように、同期捕捉を行うために、ＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタを用いることがある。
【００２７】
具体的には、図２１に示すように、ディジタルマッチドフィルタ２００は、ＧＰＳ衛星から送信されてきたＲＦ信号を受信するアンテナ３０１及びＲＦ信号をＩＦ信号に変換する周波数変換部３０２によって得られるＩＦ信号を、所定のサンプリング周波数で入力信号をサンプリングするサンプラ２０１によってサンプリングした上で入力する。ディジタルマッチドフィルタ２００は、サンプラ２０１によってサンプリングされたＩＦ信号をバッファリングするメモリ２０２と、このメモリ２０２によってバッファリングされたＩＦ信号を読み出してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部２０３と、このＦＦＴ処理部２０３によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングするメモリ２０４と、このメモリ２０４によってバッファリングされた周波数領域信号を複素共役な信号に変換するための虚数反転フィルタ２０５と、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生器２０６と、この拡散符号発生器２０６によって発生された拡散符号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部２０７と、このＦＦＴ処理部２０７によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングするメモリ２０８と、このメモリ２０８によってバッファリングされた周波数領域信号を周波数領域上でシフトするシフタ２０９と、虚数反転フィルタ２０５によって通過された周波数領域信号とシフタ２０９によってシフトされた周波数領域信号とを乗算する乗算器２１０と、この乗算器２１０によって乗算された周波数領域信号に対して逆ＦＦＴ（Inversed Fast Fourier Transform；以下、ＩＦＦＴという。）処理を施すＩＦＦＴ処理部２１１と、このＩＦＦＴ処理部２１１によってＩＦＦＴ処理が施されて得られた時間領域信号である相互相関関数をバッファリングするメモリ２１２と、このメモリ２１２によってバッファリングされた相互相関関数に基づいてＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と拡散符号発生器２０６によって発生した拡散符号との相関のピークを検出するピーク検出器２１３とを有する。
【００２８】
また、ディジタルマッチドフィルタ２００は、ＦＦＴ処理部２０３，２０７及び／又はＩＦＦＴ処理部２１１による演算の際に、サイン関数及び／又はコサイン関数を繰り返し用いることから、ＦＦＴ処理及び／又はＩＦＦＴ処理の演算高速化のために、サイン関数及び／又はコサイン関数を発生させるサイン／コサイン発生器２１４と、このサイン／コサイン発生器２１４によって発生されたサイン関数及び／又はコサイン関数を保持するメモリ２１５とを有し、前処理として、サイン／コサイン発生器２１４によって予めサイン演算及び／又はコサイン演算を行い、その結果をメモリ２１５に保持しておき、ＦＦＴ処理部２０３，２０７及び／又はＩＦＦＴ処理部２１１によって任意に読み出し可能に構成されている。
【００２９】
このようなディジタルマッチドフィルタ２００は、実際には、ＦＦＴ処理部２０３，２０７、虚数反転フィルタ２０５、拡散符号発生器２０６、シフタ２０９、乗算器２１０、ＩＦＦＴ処理部２１１、ピーク検出器２１３、及びサイン／コサイン発生器２１４の各部をＤＳＰによって実行されるソフトウェアとして実装される。
【００３０】
ディジタルマッチドフィルタ２００においては、説明の便宜上、例えば、周波数変換部３０２から供給されるＩＦ信号のキャリアを１ＭＨｚとすると、このＩＦ信号に対してサンプラ２０１によって４．０９６ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングを行う。ここで、ＧＰＳ受信機においては、拡散符号の周期が１ミリ秒であることから、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、１ミリ秒毎のデータ処理を行うものとする。この場合、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、ＦＦＴ処理部２０３への入力が４０９６点となり、３２ビット演算ではＦＦＴ処理部２０３によって得られる周波数領域信号をバッファリングするために、メモリ２０４の容量として、３２ｋバイトが必要となる。
【００３１】
また、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、ＦＦＴ処理部２０３，２０７及び／又はＩＦＦＴ処理部２１１による演算の際に用いる全てのサイン関数及び／又はコサイン関数を保持しておくために、メモリ２１５の容量としても、３２ｋバイトが必要となる。
【００３２】
さらに、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、ＩＦ信号が４．０９６ＭＨｚでサンプリングされていることから、このＩＦ信号の相互相関関数を求めるための拡散符号発生器２０６によって発生した拡散符号も同様の分解能が必要である。したがって、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、ＦＦＴ処理部２０７への入力も、ＦＦＴ処理部２０３と同様に、４０９６点からなる１ミリ秒のデータとなり、このＦＦＴ処理部２０７によって得られる周波数領域信号をバッファリングするメモリ２０８の容量も、メモリ２０４と同様に、３２ｋバイトが必要となる。
【００３３】
さらにまた、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、メモリ２０４によってバッファリングされた周波数領域信号とメモリ２０８によってバッファリングされた周波数領域信号とのうち、いずれか一方を、虚数反転フィルタ２０５に通過させて複素共役な信号に変換するとともに、他方を、シフタ２０９を用いて周波数領域上でシフトさせることにより、キャリアを互いに等しくさせる。なお、同図においては、上述したように、メモリ２０４によってバッファリングされた周波数領域信号を虚数反転フィルタ２０５に通過させ、メモリ２０８によってバッファリングされた周波数領域信号をシフタ２０９によってシフトしている。ここで、ＩＦ信号に対してＦＦＴ処理を施して得られるメモリ２０４によってバッファリングされた周波数領域信号をシフトする場合には、１ＭＨｚ分だけシフトする。ディジタルマッチドフィルタ２００においては、虚数反転フィルタ２０５によって通過された周波数領域信号とシフタ２０９によってシフトされた周波数領域信号とを乗算器２１０によって乗算して得られた周波数領域信号に対してＩＦＦＴ処理部２１１によってＩＦＦＴ処理を施すことにより、ＩＦ信号と拡散符号との相互相関関数を求め、メモリ２１２に保持させる。したがって、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、このＩＦＦＴ処理部２１１によって得られる周波数領域信号をバッファリングするメモリ２１２の容量も、メモリ２０４，２０８と同様に、３２ｋバイトが必要となる。ディジタルマッチドフィルタ２００においては、メモリ２１２によってバッファリングされた信号から、ピーク検出器２１３によって相関のピークを検出する。
【００３４】
このように、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、メモリ２０４，２０８，２１２，２１５の容量として、それぞれ、３２ｋバイトを必要とし、合計で１２８ｋバイトもの容量を必要とする。また、ディジタルマッチドフィルタ２００においては、これらのメモリ２０４，２０８，２１２，２１５のそれぞれに対する入力信号／出力信号を処理するＦＦＴ処理部２０３，２０７、ＩＦＦＴ処理部２１１、ピーク検出器２１３、及びサイン／コサイン発生器２１４は、それぞれ、４０９６点もの演算を行う必要がある。
【００３５】
これらの値は、１ミリ秒のデータに対する処理を行う場合の値であり、データ長が増加すれば、メモリの容量や各部の演算量も、さらに増加することになる。
【００３６】
ＧＰＳ受信機においては、メモリの容量が集積回路化する際のチップ面積に大きく影響を及ぼすことから、メモリの容量が大きいことは、当該ＧＰＳ受信機の大型化及びコストアップを招来することになり、好ましくない。
【００３７】
また、ＤＳＰ等のハードウェアの能力が向上した反面、扱うデータ量が大きくなれば、それにともない、演算時間も増大していく。したがって、ＧＰＳ受信機においては、演算時間が長くなるほど消費電力が多くなり、また、ユーザに対して最終演算結果としての自己の位置及び速度を提示するまでの時間が長くなり、利便を損ねる事態を招来する。
【００３８】
この問題は、ＧＰＳ受信機に限ったものではなく、ＧＰＳ信号と同様のスペクトラム拡散で直接拡散方式の変調方式を採用する移動体通信全般に共通のものである。
【００３９】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、搭載するメモリの容量を削減して小型化及び低コスト化を図りつつ演算時間も削減することができるマッチドフィルタ装置及び相関検出方法を提供することを目的とする。また、本発明は、これらのマッチドフィルタ装置及び相関検出方法を適用し、小型化及び低コスト化を図りつつ演算時間も削減することができる受信装置を提供することを目的とする。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成する本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、入力されたスペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出するマッチドフィルタ装置であって、スペクトラム拡散信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理手段と、この第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する負の周波数除去手段と、この負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングする第１の記憶手段と、スペクトラム拡散信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、この拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変換処理手段と、少なくともこの第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングする第２の記憶手段とを備えることを特徴としている。
【００４１】
このような本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を負の周波数除去手段によって除去し、得られた周波数領域信号を第1の記憶手段に記憶させるとともに、少なくとも第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段に記憶させる。
【００４２】
また、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置において、第２の高速フーリエ変換処理手段には、拡散符号発生手段によって発生された拡散符号が、スペクトラム拡散信号における拡散符号のチップレートの２倍の周波数でサンプリングされて入力されることを特徴としている。
【００４３】
このような本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第1の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されるスペクトラム拡散信号のデータ数の１／２のデータ数からなる拡散符号に対して、第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理を施す。
【００４４】
さらに、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する他の負の周波数除去手段を備え、第２の記憶手段は、他の負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングすることを特徴としている。
【００４５】
このような本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を他の負の周波数除去手段によって除去し、得られた周波数領域信号を第２の記憶手段に記憶させる。
【００４６】
さらにまた、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号に対して他の負の周波数除去手段によって除去された負の周波数成分を復元する補完手段を備えることを特徴としている。
【００４７】
このような本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、他の負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された正の周波数成分のみからなる周波数領域信号から、補完手段によって負の周波数成分を復元する。
【００４８】
また、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、少なくとも第１の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号と少なくとも第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号とを乗算する乗算手段と、この乗算手段によって乗算された周波数領域信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施す逆高速フーリエ変換処理手段と、この逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリエ変換処理が施されて得られた相互相関関数をバッファリングする第３の記憶手段とを備えることを特徴としている。
【００４９】
このような本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリエ変換処理が施されて得られた相互相関関数を第３の記憶手段に記憶させる。
【００５０】
さらに、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置において、逆高速フーリエ変換処理手段は、乗算手段によって得られる周波数領域信号のうち正の周波数成分のみに対して、逆高速フーリエ変換処理を施すことを特徴としている。
【００５１】
このような本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、乗算手段によって得られる周波数領域信号のうち１／２のデータ数からなる周波数領域信号に対して、逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリエ変換処理を施す。
【００５２】
さらにまた、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、サイン関数又はコサイン関数を発生するサイン／コサイン発生手段と、このサイン／コサイン発生手段によって発生されたサイン関数又はコサイン関数を、第１の高速フーリエ変換処理手段、第２の高速フーリエ変換処理手段、及び／又は逆高速フーリエ変換処理手段のそれぞれによって読み出し可能に保持する第４の記憶手段とを備えることを特徴としている。
【００５３】
また、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第４の記憶手段に保持されたサイン関数又はコサイン関数に基づいて、三角関数を利用した複数のパターンからなる算出式を発生する三角関数発生手段と、この三角関数発生手段によって発生された複数のパターンからなる算出式を保持する記憶手段とを備え、サイン／コサイン発生手段は、サイン関数又はコサイン関数の一部の成分のみを発生して第４の記憶手段に保持させ、第１の高速フーリエ変換処理手段、第２の高速フーリエ変換処理手段、及び／又は逆高速フーリエ変換処理手段は、それぞれ、必要となる関数の位相に応じて、記憶手段に記憶されている複数のパターンからなる算出式を切り替えることにより、任意の位相のサイン関数及び／又はコサイン関数を利用することを特徴としている。
【００５４】
このような本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、サイン／コサイン発生手段によってサイン関数又はコサイン関数の一部の成分のみを発生し、第４の記憶手段に保持させる。
【００５５】
また、上述した目的を達成する本発明にかかる相関検出方法は、入力されたスペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出する相関検出方法であって、スペクトラム拡散信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す工程と、入力されたデータに対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する工程と、負の周波数成分が除去された周波数領域信号を第1の記憶手段にバッファリングする工程と、スペクトラム拡散信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する工程と、発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す工程と、少なくとも発生された拡散符号に対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段にバッファリングする工程とを備えることを特徴としている。
【００５６】
このような本発明にかかる相関検出方法は、入力されたデータに対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去し、得られた周波数領域信号を第1の記憶手段に記憶させるとともに、少なくとも発生された拡散符号に対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段に記憶させる。
【００５７】
さらに、上述した目的を達成する本発明にかかる受信装置は、衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置であって、衛星からの信号を受信する受信手段と、この受信手段によって受信した受信信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段と、この同期捕捉手段によって検出された拡散符号の位相及び同期捕捉手段によって検出されたキャリア周波数を、複数の衛星に対応して独立に設けられた複数のチャンネルのそれぞれに対して衛星毎に割り当てて設定し、設定した拡散符号の位相及びキャリア周波数を初期値として、拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、中間周波数信号に含まれるメッセージの復調を行う同期保持手段とを備え、スペクトラム拡散信号である中間周波数信号における拡散符号の位相を検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出する同期捕捉手段は、中間周波数信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理手段と、この第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する負の周波数除去手段と、この負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングする第１の記憶手段と、中間周波数信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、この拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変換処理手段と、少なくともこの第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングする第２の記憶手段とを有するマッチドフィルタを用いて構成されることを特徴としている。
【００５８】
このような本発明にかかる受信装置は、同期捕捉手段における第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を負の周波数除去手段によって除去し、得られた周波数領域信号を第1の記憶手段に記憶させるとともに、少なくとも第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段に記憶させる。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００６０】
この実施の形態は、人工衛星を利用して地上における移動体の位置を測定するいわゆるＧＮＳＳ（Global Navigation Satellites System）システムの一種である全地球測位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰＳという。）を適用したものであり、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その受信信号に基づいて自己の位置を算出するＧＰＳ受信機である。このＧＰＳ受信機は、Ｌ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信信号として受信するものであって、ディジタルマッチドフィルタを用いてスペクトラム拡散信号の同期捕捉を行う際に、搭載するメモリの容量を削減して小型化及び低コスト化を図りつつ演算時間も削減し、相関のピークを正確に検出することができるものである。
【００６１】
なお、このＧＰＳ受信機１０は、図１に示すように、受信した受信信号を復調する際に、自己が発生する擬似ランダムノイズ（Pseudo-random Noise；ＰＮ）系列の拡散符号と受信信号における拡散符号との同期を捕捉する機能と、拡散符号と搬送波（以下、キャリアという。）との同期を保持する機能とを分離することにより、小さい回路規模のもとに、同期捕捉を高速化することができるものである。
【００６２】
以下では、まず、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを分離したＧＰＳ受信機１０の全体的な構成について説明した後、同期捕捉部２４及び同期保持部２５による処理について詳述し、さらにその後、同期捕捉部２４の具体的な構成について詳述するものとする。
【００６３】
まず、ＧＰＳ受信機の全体的な構成について説明する。
【００６４】
ＧＰＳ受信機１０は、同図に示すように、所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する水晶発振器（X'tal Oscillator；以下、ＸＯという。）１１と、このＸＯ１１とは異なる所定の発振周波数ＦＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生成する温度補償型水晶発振器（Temperature Compensated X'tal Oscillator；以下、ＴＣＸＯという。）１２と、このＴＣＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ２を逓倍（multiply）及び／又は分周（divide）する逓倍／分周器１３とを備える。
【００６５】
ＸＯ１１は、例えば３２．７６８ｋＨｚ程度の所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する。ＸＯ１１は、生成した発振信号Ｄ１を後述するＲＴＣ（Real Time Clock）２７に供給する。
【００６６】
ＴＣＸＯ１２は、ＸＯ１１とは異なる例えば１８．４１４ＭＨｚ程度の所定の発振周波数ＦＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生成する。ＴＣＸＯ１２は、生成した発振信号Ｄ２を逓倍／分周器１３、及び後述する周波数シンセサイザ１８等に供給する。
【００６７】
逓倍／分周器１３は、後述するＣＰＵ（Central Processing Unit）２６から供給される制御信号Ｄ３に基づいて、ＴＣＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ２を、所定の逓倍率で逓倍し、及び／又は所定の分周比で分周する。逓倍／分周器１３は、逓倍及び／又は分周した発振信号Ｄ４を後述する同期捕捉部２４、後述する同期保持部２５、ＣＰＵ２６、後述するタイマ２８、及び後述するメモリ２９に供給する。
【００６８】
また、ＧＰＳ受信機１０は、ＧＰＳ衛星から送信されてきたＲＦ（Radio Frequency）信号を受信するアンテナ１４と、このアンテナ１４によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅するローノイズ・アンプ（Low Noise Amplifier；以下、ＬＮＡという。）１５と、このＬＮＡ１５によって増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６のうち所定の周波数帯域成分を通過させる帯域通過フィルタ（Band Pass Filter；以下、ＢＰＦという。）１６と、このＢＰＦ１６によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７をさらに増幅する増幅器１７と、ＴＣＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数ＦＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０を生成する周波数シンセサイザ１８と、増幅器１７によって増幅された所定の周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対して周波数シンセサイザ１８から供給された局部発振信号Ｄ１０を乗算するミキサ１９と、このミキサ１９によって乗算されることによってダウンコンバートされた所定の周波数ＦＩＦを有する中間周波数（Intermediate Frequency；以下、ＩＦという。）信号Ｄ１１を増幅する増幅器２０と、この増幅器２０によって増幅された増幅ＩＦ信号Ｄ１２のうち所定の周波数帯域成分を通過させる低域通過フィルタ（Low Pass Filter；以下、ＬＰＦという。）２１と、このＬＰＦ２１によって通過されたアナログ形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１４に変換するアナログ／ディジタル変換器（Analog/Digital Converter；以下、Ａ／Ｄという。）２２とを備える。
【００６９】
アンテナ１４は、ＧＰＳ衛星から送信されてきた周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリアが拡散されたＲＦ信号を受信する。このアンテナ１４によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５は、ＬＮＡ１５に供給される。
【００７０】
ＬＮＡ１５は、アンテナ１４によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅する。ＬＮＡ１５は、増幅した増幅ＲＦ信号Ｄ６をＢＰＦ１６に供給する。
【００７１】
ＢＰＦ１６は、いわゆるＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタからなり、ＬＮＡ１５によって増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６のうち所定の周波数帯域成分を通過させる。このＢＰＦ１６によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７は、増幅器１７に供給される。
【００７２】
増幅器１７は、ＢＰＦ１６によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７をさらに増幅する。増幅器１７は、増幅した所定の周波数ＦＲＦ、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚの増幅ＲＦ信号Ｄ８をミキサ１９に供給する。
【００７３】
周波数シンセサイザ１８は、ＣＰＵ２６から供給される制御信号Ｄ９による制御のもとに、ＴＣＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数ＦＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０を生成する。周波数シンセサイザ１８は、生成した局部発振信号Ｄ１０をミキサ１９に供給する。
【００７４】
ミキサ１９は、増幅器１７によって増幅された所定の周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対して周波数シンセサイザ１８から供給された局部発振信号Ｄ１０を乗算することによって増幅ＲＦ信号Ｄ８をダウンコンバートし、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の所定の周波数ＦＩＦを有するＩＦ信号Ｄ１１を生成する。このミキサ１９によって生成されたＩＦ信号Ｄ１１は、増幅器２０に供給される。
【００７５】
増幅器２０は、ミキサ１９によってダウンコンバートされたＩＦ信号Ｄ１１を増幅する。増幅器２０は、増幅した増幅ＩＦ信号Ｄ１２をＬＰＦ２１に供給する。
【００７６】
ＬＰＦ２１は、増幅器２０によって増幅された増幅ＩＦ信号Ｄ１２のうち所定の周波数よりも低域成分を通過させる。このＬＰＦ２１によって通過された増幅ＩＦ信号Ｄ１３は、Ａ／Ｄ２２に供給される。
【００７７】
Ａ／Ｄ２２は、ＬＰＦ２１によって通過されたアナログ形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１４に変換する。このＡ／Ｄ２２によって変換された増幅ＩＦ信号Ｄ１４は、同期捕捉部２４及び同期保持部２５に供給される。
【００７８】
なお、ＧＰＳ受信機１０においては、これらの各部のうち、ＬＮＡ１５、ＢＰＦ１６、増幅器１７，２０、周波数シンセサイザ１８、ミキサ１９、ＬＰＦ２１、及びＡ／Ｄ２２は、アンテナ１４によって受信された１５７５．４２ＭＨｚの高い周波数を有する受信ＲＦ信号Ｄ５を、ディジタル信号処理が施しやすいように、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の低い周波数ＦＩＦを有する増幅ＩＦ信号Ｄ１４にダウンコンバートする周波数変換部２３として構成される。
【００７９】
さらに、ＧＰＳ受信機１０は、自己が発生する拡散符号とＡ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号との同期捕捉及び増幅ＩＦ信号Ｄ１４におけるキャリア周波数の検出を行う同期捕捉部２４と、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号とキャリアとの同期保持及びメッセージの復調を行う同期保持部２５と、各部を統括的に制御して各種演算処理を行うＣＰＵ２６と、ＸＯ１１から供給される発振信号Ｄ１に基づいて時間を計測するＲＴＣ２７と、ＣＰＵ２６の内部時計としてのタイマ２８と、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等からなるメモリ２９とを備える。
【００８０】
同期捕捉部２４は、詳細は後述するが、ＣＰＵ２６の制御のもとに、逓倍／分周器１３から供給される逓倍及び／又は分周された発振信号Ｄ４に基づいて、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号の同期捕捉を行うとともに、増幅ＩＦ信号Ｄ１４におけるキャリア周波数の検出を行う。このとき、同期捕捉部２４は、後述するように、粗い精度での同期捕捉を行う。同期捕捉部２４は、検出したＧＰＳ衛星を識別するための衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数を同期保持部２５及びＣＰＵ２６に供給する。
【００８１】
同期保持部２５は、詳細は後述するが、ＣＰＵ２６の制御のもとに、逓倍／分周器１３から供給される逓倍及び／又は分周された発振信号Ｄ４に基づいて、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、増幅ＩＦ信号Ｄ１４に含まれる航法メッセージの復調を行う。このとき、同期保持部２５は、後述するように、同期捕捉部２４から供給される衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数を初期値として動作を開始する。同期保持部２５は、複数のＧＰＳ衛星からの増幅ＩＦ信号Ｄ１４についての同期保持を並列的に行い、検出した拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージをＣＰＵ２６に供給する。
【００８２】
ＣＰＵ２６は、同期保持部２５から供給される拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージを取得し、これらの各種情報に基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の位置及び速度を算出するとともに、航法メッセージから得られるＧＰＳ衛星の正確な時間情報に基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の時間情報を補正するといったＧＰＳに関する各種演算処理を行う。また、ＣＰＵ２６は、当該ＧＰＳ受信機１０の各部及び各種ペリフェラル、並びに外部との入出力（Input/Output）に関する制御を統括的に行う。
【００８３】
ＲＴＣ２７は、ＸＯ１１から供給される発振信号Ｄ１に基づいて、時間を計測する。このＲＴＣ２７によって計測される時間情報は、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報が得られるまでの間に代用されるものであって、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報を得たＣＰＵ２６がＸＯ１１を制御することによって適宜補正される。
【００８４】
タイマ２８は、ＣＰＵ２６の内部時計として機能するものであり、各部の動作に必要となる各種タイミング信号の生成及び時間参照に用いられる。例えば、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４が同期捕捉した拡散符号の位相に合わせて同期保持部２５が後述する拡散符号発生器の動作を開始させるタイミングを、このタイマ２８によって参照する。
【００８５】
メモリ２９は、ＲＡＭやＲＯＭ等からなる。メモリ２９においては、ＣＰＵ２６等による各種処理を行う際のワークエリアとしてＲＡＭが用いられるとともに、入力した各種データをバッファリングする際や、演算過程で生成される中間データ及び演算結果データを保持する際にもＲＡＭが用いられる。また、メモリ２９においては、各種プログラムや固定データ等を記憶する手段としてＲＯＭが用いられる。
【００８６】
なお、ＧＰＳ受信機１０においては、これらの同期捕捉部２４、同期保持部２５、ＣＰＵ２６、ＲＴＣ２７、タイマ２８、メモリ２９は、ベースバンド処理部として構成される。
【００８７】
このような各部を備えるＧＰＳ受信機１０においては、少なくとも、ＸＯ１１、ＴＣＸＯ１２、アンテナ１４、ＬＮＡ１５、及びＢＰＦ１６を除く各部を、集積回路化した１チップからなる復調回路３０として構成することができる。
【００８８】
ＧＰＳ受信機１０は、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からのＲＦ信号を受信して、このＲＦ信号を周波数変換部２３によってＩＦ信号に変換した後、同期捕捉部２４によって拡散符号の同期捕捉及びキャリア周波数の検出を行い、同期保持部２５によって拡散符号とキャリアとの同期保持及び航法メッセージの復調を行う。そして、ＧＰＳ受信機１０は、拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージに基づいて、ＣＰＵ２６によって当該ＧＰＳ受信機１０の位置及び速度を算出する。
【００８９】
さて、以下では、このようなＧＰＳ受信機１０における同期捕捉部２４及び同期保持部２５による処理について詳述する。ＧＰＳ受信機１０は、上述したように、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを、同期捕捉部２４及び同期保持部２５に分離したものである。ここでは、このように機能を分離した理由についても併せて説明する。
【００９０】
同期捕捉部２４は、拡散符号の同期捕捉を高速に行うためにマッチドフィルタを利用する。具体的には、同期捕捉部２４は、マッチドフィルタとして、詳細は後述するが、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタルマッチドフィルタを用いることができる。このディジタルマッチドフィルタは、実際には、ＦＦＴ処理やピーク検出等の処理がＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって実行されるソフトウェアとして実装される。
【００９１】
同期捕捉部２４は、ディジタルマッチドフィルタとして構成することにより、拡散符号と同期した位相において相関のピークを検出し、拡散符号の同期点を判別する。同期捕捉部２４は、例えば、１．０２３ＭＨｚのＩＦ信号を４．０９６ＭＨｚでサンプリングし、ＤＳＰによってディジタルマッチドフィルタと等価な演算を行うことにより、拡散符号の同期捕捉、すなわち、ＩＦ信号における拡散符号の位相検出を１／４チップの精度で行うことができる。また、この同期捕捉部２４は、入力したＩＦ信号をバッファリングするためのＲＡＭの容量が１６ミリ秒分であるものとすると、ＤＳＰによってＦＦＴの周波数領域での操作を行うことにより、１／１６ｋＨｚ（±１／３２ｋＨｚ）の精度で、ＩＦ信号におけるキャリア（以下、ＩＦキャリアという。）周波数を検出することができる。同期捕捉部２４は、ＲＡＭに記憶したＩＦ信号には複数のＧＰＳ衛星からの信号が含まれていることから、各ＧＰＳ衛星の拡散符号との相関を算出することにより、複数のＧＰＳ衛星を検出することができる。
【００９２】
ＧＰＳ受信機１０は、この同期捕捉部２４によって検出した少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星に対する拡散符号の位相とキャリア周波数とに基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の位置と速度とを算出することができる。
【００９３】
ただし、ＧＰＳ受信機１０においては、拡散符号の位相検出精度としての上述した１／４チップ、及びキャリア周波数の検出精度としての１／１６ｋＨｚのもとに得られる当該ＧＰＳ受信機１０の位置及び速度の算出結果は十分な精度とは言い難いものである。ＧＰＳ受信機１０においては、精度を向上させるためには、ＩＦ信号のサンプリング周波数を高くする、ＩＦ信号を記憶する時間長を長くする、といった処理が必要となるが、これにともない、ＲＡＭ等のメモリの容量が増大し、且つ、拡散符号の位相及びキャリア周波数を検出するまでの処理時間が長くなる事態が想定される。また、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４が外部から航法メッセージを受け取らないものとすると、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの航法メッセージを２０ミリ秒毎に復調する必要があることから、ＤＳＰは、常に、同期の検出と航法メッセージの復調とを極めて高速に行う必要がある。これらの問題は、ハードウェアのサイズの膨大化によるコストアップと消費電力の増大化を招来する。
【００９４】
そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、粗い精度での同期捕捉を同期捕捉部２４によって行い、複数のＧＰＳ衛星の同期保持及び航法メッセージの復調を同期保持部２５によって行う。
【００９５】
同期捕捉部２４は、検出したＧＰＳ衛星の衛星番号、その拡散符号の位相、及びキャリア周波数を同期保持部２５に供給する。一方、同期保持部２５は、同期捕捉部２４から供給されるこれらの各種情報を初期値として動作を開始する。同期保持部２５は、拡散符号の位相に基づいて、後述するＤＬＬ（Delay Locked Loop）の回路で生成する拡散符号の開始タイミングを合わせる。なお、ＧＰＳ受信機１０は、生成する拡散符号として、検出したＧＰＳ衛星の衛星番号に対応するものを設定する。このとき、ＧＰＳ受信機１０においては、ドップラシフト、及びＴＣＸＯ１２等の発振器によって生成される発振信号の発振周波数の誤差の影響を受けるが、基本的に拡散符号は１ミリ秒の周期で繰り返されるものであることから、ＤＬＬの回路で生成する拡散符号の開始タイミングは、１ミリ秒の整数倍ずらしても構わない。
【００９６】
なお、ＩＦキャリア周波数は、ＩＦ信号を上述したＲＡＭ等のメモリに取り込むためのサンプリングクロックを生成しているＴＣＸＯ１２の誤差を含むことから、上述した分解能の問題を除去したとしても、正確な値、すなわち、キャリア周波数とドップラシフト量との和ではない。しかしながら、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４と同期保持部２５とが同じ発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１２を発振源とするクロックで動作している場合には、両者で全く同じ周波数誤差を有することから、同期保持部２５が同期捕捉部２４によって検出されたＩＦキャリア周波数を初期値として動作を開始することには何らの問題がない。
【００９７】
同期保持部２５は、複数のＧＰＳ衛星の同期保持を並列的に行うことから、例えば図２に示すように、複数個の独立したチャンネル回路５１１，５１２，・・・，５１Ｎを有する。チャンネル回路５１１，５１２，・・・，５１Ｎは、それぞれ、コントロール・レジスタ５２の設定によって同期捕捉部２４による個々の検出結果に対して割り当てられる。
【００９８】
チャンネル回路５１１，５１２，・・・，５１Ｎは、それぞれ、図３に示すように、従来のＧＰＳ受信機における同期捕捉及び同期保持の双方を実現するＩＦキャリア同期用のコスタスループ６１と拡散符号同期用のＤＬＬ６２とを組み合わせた回路と基本的には同様に構成される。
【００９９】
すなわち、チャンネル回路５１１，５１２，・・・，５１Ｎにおいては、それぞれ、同図に示すように、コスタスループ６１には、上述したアンテナ１４及び周波数変換部２３によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号に対して、後述する拡散符号発生器（PN Generator；以下、ＰＮＧという。）８８によって発生された位相がＰ（Prompt）とされる拡散符号が乗算器６３によって乗算された信号が入力される。一方、チャンネル回路５１１，５１２，・・・，５１Ｎにおいては、それぞれ、ＤＬＬ６２には、上述したアンテナ１４及び周波数変換部２３によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号が入力される。
【０１００】
コスタスループ６１においては、入力された信号に対して、ＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）６４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分（同相成分）が乗算器６５によって乗算される一方、ＮＣＯ６４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分（直交成分）が乗算器６６によって乗算される。コスタスループ６１においては、乗算器６５によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ６７によって通過され、この信号が位相検出器７０、２値化回路７１及び２乗和算出回路７２に供給される。一方、コスタスループ６１においては、乗算器６６によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ６８によって通過され、この信号が位相検出器７０及び２乗和算出回路７２に供給される。コスタスループ６１においては、ＬＰＦ６７，６８のそれぞれから出力された信号に基づいて位相検出器７０によって検出された位相情報がループフィルタ６９を介してＮＣＯ６４に供給される。また、コスタスループ６１においては、ＬＰＦ６７，６８のそれぞれから出力された信号が２乗和算出回路７２に供給され、この２乗和算出回路７２によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＰとされる拡散符号についての相関値（Ｐ）として出力される。さらに、コスタスループ６１においては、ＬＰＦ６７から出力された信号が２値化回路７１に供給され、２値化されて得られた情報が航法メッセージとして出力される。
【０１０１】
一方、ＤＬＬ６２においては、入力されたＩＦ信号に対して、ＰＮＧ８８によって発生された位相がＰよりも進んだＥ（Early）とされる拡散符号が乗算器７３によって乗算されるとともに、ＰＮＧ８８によって発生された位相がＰよりも遅れたＬ（Late）とされる拡散符号が乗算器７４によって乗算される。ＤＬＬ６２においては、乗算器７３によって得られた信号に対して、コスタスループ６１におけるＮＣＯ６４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器７５によって乗算されるとともに、ＮＣＯ６４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器７６によって乗算される。そして、ＤＬＬ６２においては、乗算器７５によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ７７によって通過され、この信号が２乗和算出回路７９に供給される。一方、ＤＬＬ６２においては、乗算器７６によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ７８によって通過され、この信号が２乗和算出回路７９に供給される。また、ＤＬＬ６２においては、乗算器７４によって得られた信号に対して、コスタスループ６１におけるＮＣＯ６４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器８０によって乗算されるとともに、ＮＣＯ６４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器８１によって乗算される。そして、ＤＬＬ６２においては、乗算器８０によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ８２によって通過され、この信号が２乗和算出回路８４に供給される。一方、ＤＬＬ６２においては、乗算器８１によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ８３によって通過され、この信号が２乗和算出回路８４に供給される。
【０１０２】
ＤＬＬ６２においては、２乗和算出回路７９，８４のそれぞれから出力された信号が位相検出器８５に供給され、これらの信号に基づいて位相検出器８５によって検出された位相情報がループフィルタ８６を介してＮＣＯ８７に供給され、さらに、ＮＣＯ８７によって生成された所定の周波数を有する信号に基づいて、ＰＮＧ８８によって各位相Ｅ，Ｐ，Ｌの拡散符号が発生される。さらに、ＤＬＬ６２においては、２乗和算出回路７９によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＥとされる拡散符号についての相関値（Ｅ）として出力される一方、２乗和算出回路８４によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＬとされる拡散符号についての相関値（Ｌ）として出力される。
【０１０３】
このように、ＩＦキャリア同期用のコスタスループ６１と拡散符号同期用のＤＬＬ６２とを組み合わせた回路と同様に構成されるチャンネル回路５１１，５１２，・・・，５１Ｎを有する同期保持部２５においては、動作開始前に、ＧＰＳ衛星の衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数が初期値として設定される。この初期値の設定は、同期捕捉部２４との間で直接的に通信を行うか、又は、同期捕捉部２４及び当該同期保持部２５を制御するＣＰＵ２６を介して行うことによってなされる。
【０１０４】
このような同期保持部２５は、以下のようにして拡散符号と同期を合わせる。すなわち、図４に示すように、同期捕捉部２４がＩＦ信号をＲＡＭ等のメモリに取り込むタイミングでタイマを開始させ、同期捕捉部２４がメモリに記憶しているＩＦ信号に対して拡散符号の位相ｈを検出すると、同期保持部２５は、この位相ｈの値を受け取った後、同じタイマによって１ミリ秒の整数倍からｈだけずらした時点においてＤＬＬ６２によって発生する拡散符号を開始させることにより、受信信号の拡散符号に位相を合わせる。なお、同図における"ＰＮ"は、ＰＮ系列の符号、すなわち、拡散符号を示している。
【０１０５】
ここで、従来のコスタスループとＤＬＬとを組み合わせた回路においては、受信信号における拡散符号の位相が未知であることから、ＤＬＬによって発生するＩＦキャリア周波数と拡散符号の周期とを少しずらし、ＩＦ信号の拡散符号に対して位相をスライドしていく過程で、有意な強度の相関がある位相を検出していた。そのため、従来の回路においては、位相を検出するのに、最悪の場合、数ｋＨｚの範囲のキャリア周波数と符号長が１０２３の拡散符号における全ての位相とに対して検出を行うことから、同期を確立するまでにかなりの時間を要していた。
【０１０６】
これに対して、ＧＰＳ受信機１０においては、同期保持部２５が従来の回路と基本的には同様の構成でありながら、同期保持部２５が受け取った拡散符号の位相とＩＦキャリア周波数との初期値は真値から僅かにしかずれていないことから、有意な強度の相関がある位相は、誤差を含めても初期値の近辺に必ず存在する。したがって、同期保持部２５は、従来の回路と同様に、まずコスタスループ６１及びＤＬＬ６２におけるループフィルタ６９，８６の制御を止めた状態にして、ＮＣＯ６４，８７のそれぞれによって生成する信号を初期値の近辺で変化させながら有意な強度の相関を探索し、相関を検出した後には、ループフィルタ６９，８６のそれぞれからの制御に切り替える。これにより、同期保持部２５は、ＤＬＬ６２による拡散符号の位相の同期確立、及びコスタスループ６１によるキャリアの位相の同期確立を極めて短時間に行うことができ、以降、同期を保持し続けることができる。同期保持部２５においては、ＩＦキャリア周波数に対して、ＮＣＯ６４によって生成する再生キャリアの周波数を数十Ｈｚの誤差範囲で初期値を設定できることから、ＬＰＦ６７，６８，７７，７８，８２，８３、及びループフィルタ６９，８６の帯域幅を当初から狭くすることができ、Ｓ／Ｎ（Signal to Noise ratio）が高い状態で同期を確立することができる。
【０１０７】
ＧＰＳ受信機１０においては、同期保持部２５を例えば１．０２３ＭＨｚ×１６＝１６．３６８ＭＨｚのクロックで動作させ、ＤＬＬ６２において拡散符号の位相を１／１６．３６８ＭＨｚの時間分解能で検出すれば、１／１６チップの精度で拡散符号の位相からＧＰＳ衛星までの擬似距離を算出することができ、また、コスタスループ６１におけるＮＣＯ６４を１Ｈｚ単位で制御できる構成にすれば、ＩＦキャリア周波数の分解能は１Ｈｚとなり、ＤＬＬ６２とコスタスループ６１とによってこれらの精度で同期を保持することができる。
【０１０８】
以上のように、ＧＰＳ受信機１０においては、同期保持部２５によって同期保持が行われると、ＤＬＬ６２によって発生する拡散符号の位相に基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の位置を連続的に算出して出力することができるとともに、コスタスループ６１によって得られるＩＦキャリア周波数に基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の速度を連続的に算出して出力することができる。
【０１０９】
同期保持部２５は、上述したように、同期捕捉部２４から受け渡された拡散符号の位相及びＩＦキャリア周波数を初期値とすることにより、これらの初期値の近辺で有意な強度の相関が得られる位相を探索する。これは、ＧＰＳ受信機１０に搭載されているクロック源の発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１２が公称周波数に対して誤差を有することが１つの理由である。ＧＰＳ受信機１０においては、ＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタを用いて同期捕捉部２４を構成した場合には、ＩＦ信号をメモリに記憶した後、ＤＳＰの処理時間分遅れて同期保持部２５に検出結果が供給されることから、発振器の公称周波数ＦＯＳＣとの誤差をΔＦＯＳＣとし、ＤＳＰの処理時間をＴ秒とすると、同期保持部２５に検出結果が供給される時点では、Ｔ×ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣの誤差が生じる。例えば、ＧＰＳ受信機１０においては、Ｔ＝３秒とし、ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣが±３ｐｐｍの範囲内とすると、±９マイクロ秒＝約±９チップ以内の誤差が生じる。このように、ＧＰＳ受信機１０においては、ＤＳＰの処理時間が長くなると、その分誤差が大きくなる。
【０１１０】
また、ＧＰＳ受信機１０においては、ＧＰＳ衛星と当該ＧＰＳ受信機１０との移動によって生じるキャリア周波数のドップラシフトも誤差を生じる要因となる。ＧＰＳ受信機１０においては、キャリアの周波数、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚをＦＲＦとし、受信信号のドップラシフトをΔＦＤとすると、ドップラシフトによって拡散符号の周期、すなわち、１ミリ秒は、ほぼ（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）倍となり、例えば、＋５〜−５ｋＨｚの範囲のドップラシフトが生じている場合には、３秒間で約−９．５〜９．５マイクロ秒＝約−９．５〜９．５チップの誤差が生じる。
【０１１１】
これらの２つの例は、比較的現実に近い値であり、ＧＰＳ受信機１０においては、発振器の誤差とドップラシフトとの両者の要因を併せると、±２０チップ程度の範囲内で誤差が生じることから、この範囲だけを探索して相関を検出すればよい。例えば、同期保持部２５は、同期捕捉部２４から供給される拡散符号の位相よりも２０チップ分だけ早くＤＬＬ６２によって発生する拡散符号を開始させ、そのときの拡散符号の周期として、ＮＣＯ６４，８７の周波数設定を（１＋５／１５７５．４２０）ミリ秒よりも長めに設定しておけば、ＩＦ信号に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の拡散符号に対するスライドが＋２０チップだけずれた時点から開始され、適当な時間の間、拡散符号同士の位相がスライドしている状態で相関の有無を探索することができる。
【０１１２】
このように、従来においては、ＤＬＬとコスタスループとを用いて１０２３チップの範囲で、且つ、ＩＦキャリア周波数についても発振器の誤差とドップラシフト量との範囲で変化させながら、相関検出を行っていたのに比較して、ＧＰＳ受信機１０においては、初期値のキャリア周波数が僅かな誤差しか有さず、相関を検出する範囲も数十分の１程度で済むことから、同期保持部２５による同期確立に要する時間を極めて短時間とすることができる。
【０１１３】
以上のように、ＧＰＳ受信機１０は、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを分離して構成することにより、同期捕捉部２４によってＩＦ信号に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の拡散符号の位相及びＩＦキャリア周波数を高速に検出することができ、この検出結果に基づいて同期保持部２５が速やかに同期保持動作に移行することができる。しかしながら、ＧＰＳ受信機１０においては、ＩＦ信号に含まれる微弱なＧＰＳ衛星の信号を検出するために処理シーケンスが増える場合、また、電力消費を抑制するために同期捕捉部２４を低速のクロックで動作させている場合等には、同期捕捉部２４での処理時間が長くなり、これにともない、同期保持部２５による同期確立までに探索する範囲が広くなり、好ましくない。
【０１１４】
一般に、ＧＰＳ受信機においては、周波数変換部における局部発振器とベースバンド処理部における信号処理のクロックを生成する源発振器として、共通の水晶発振器を用いるが、ＧＰＳ受信機１０においては、これと同様に、先に図１に示したように、周波数変換部２３における局部発振器の源発振器と同期捕捉部２４及び同期保持部２５の動作クロックの源発振器とを、ＴＣＸＯ１２に共通化する。そして、同期保持部２５は、同期捕捉部２４によって検出したＩＦキャリア周波数とＴＣＸＯ１２の公称値に基づく例えば１．０２３ＭＨｚの中間周波数ＦＩＦとの差分をΔＦＩＦとし、１５７５．４２ＭＨｚであるＧＰＳ衛星からの信号のキャリア周波数をＦＲＦとし、同期捕捉部２４がＩＦ信号をメモリに取り込んでから同期捕捉処理に要した時間をＴ秒とし、拡散符号の位相をｈとすると、図５に示すように、拡散符号の位相ｈをｈ＋Δｈ（Δｈ＝−Ｔ×ΔＦＩＦ／ＦＲＦ）のように補正する。例えば、ΔＦＩＦ＝＋３ｋＨｚ、Ｔ＝１０秒の場合には、Δｈ＝−１９マイクロ秒＝約−１９チップとなる。同期保持部２５は、このような補正を行うことにより、ＴＣＸＯ１２の発振周波数ＦＯＳＣの誤差とドップラシフトとによって生じる拡散符号の位相のずれを極めて正確に補正することができ、同期捕捉部２４による同期捕捉処理に時間を数十秒要した場合であっても、ほぼ１チップ程度の範囲での探索で同期を確立することができる。
【０１１５】
このような補正が可能な理由は、以下のとおりである。
【０１１６】
ＧＰＳ受信機１０においては、周波数変換部２３によってＧＰＳ衛星からの信号の既知であるキャリア周波数ＦＲＦを既知である中間周波数ＦＩＦに変換するために、公称発振周波数ＦＯＳＣのＴＣＸＯ１２に基づいて周波数シンセサイザ１８によって局部発振周波数ＦＬＯ＝Ｎ×ＦＯＳＣ（Ｎは定数数、Ｎ＞＞１）を生成し、ＦＩＦ＝ＦＲＦ−ＦＬＯとなるようにする。ここで、実際に受信するＧＰＳ衛星からの信号には、中間周波数ＦＩＦに対してＴＣＸＯ１２の発振周波数ＦＯＳＣの誤差とドップラシフトとによって生じる誤差ΔＦＩＦが加わったものである。すなわち、ＧＰＳ受信機１０においては、ドップラシフト量をΔＦＤとし、ＴＣＸＯ１２による公称発振周波数との誤差をΔＦＯＳＣとすると、
ＦＩＦ＋ΔＦＩＦ＝ＦＲＦ＋ΔＦＤ−ＦＬＯ＝ＦＲＦ＋ΔＦＤ−Ｎ×（ＦＯＳＣ＋ΔＦＯＳＣ）
となる。したがって、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４が検出するＩＦキャリア周波数は、
ＦＩＦ＋ΔＦＩＦ、ΔＦＩＦ＝ΔＦＤ−Ｎ×ΔＦＯＳＣ
となる。ここで重要なことは、同期捕捉部２４が検出することができるものはΔＦＩＦのみであり、ΔＦＤ，ΔＦＯＳＣは最初の同期捕捉の段階では未知であるということである。
【０１１７】
ここで、ＴＣＸＯ１２によって拡散符号の１周期長である１ミリ秒を公称発振周波数でタイマがカウントした場合には、誤差ΔＦＯＳＣがあるために、実際には、１ミリ秒×ＦＯＳＣ／（ＦＯＳＣ＋ΔＦＯＳＣ）≒（１−ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）ミリ秒となる。一方、受信信号における拡散符号の１周期長さは、ドップラシフト量ΔＦＤにより、１ミリ秒×ＦＲＦ／（ＦＲＦ＋ΔＦＤ）≒（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）ミリ秒となる。したがって、受信信号における拡散符号の１周期長とＴＣＸＯ１２による公称発振周波数でカウントした１ミリ秒との比は、
（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）／（１−ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）≒１−ΔＦＤ／ＦＲＦ＋ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ
となる。さらに、この式における右辺は、変形すると、
１−ΔＦＩＦ／ＦＲＦ＋（ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）×（ＦＩＦ／（Ｎ×ＦＯＳＣ））≒１−ΔＦＩＦ／ＦＲＦ
となる。このように、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４にとって未知のパラメータであるΔＦＤ，ΔＦＯＳＣを含まない形でかなり良好な近似をすることができる。
【０１１８】
この結果により、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４がＩＦ信号をメモリに取り込んだ時点から同期捕捉処理を行い、検出した拡散符号の位相ｈが同期保持部２５に供給されるまでの時間にＴ秒要した場合には、このＴ秒の間に同期捕捉部２４が検出した拡散符号の位相から−Ｔ×ΔＦＩＦ／ＦＲＦだけずれることになる。したがって、同期保持部２５は、図５に示したように、同期捕捉部２４から供給された拡散符号の位相ｈに補正値Δｈ＝−Ｔ×ΔＦＩＦ／ＦＲＦを加えたｈ＋ΔｈによってＤＬＬ６２によって発生する拡散符号の開始タイミングを合わせることにより、同期捕捉処理時間に生じた拡散符号の位相のずれを補正することができ、これによってほぼ１チップ程度の範囲内において相関を検出することができ、極めて短時間に同期を確立することができる。ＧＰＳ受信機１０においては、補正値を例えばＣＰＵ２６によって算出し、その算出結果を同期保持部２５に供給し、同期保持部２５によって位相を補正した後に、同期捕捉部２４による同期捕捉処理を開始すればよい。
【０１１９】
このような拡散符号の位相を補正する手法において必要となる情報は、同期捕捉部２４が検出したＩＦキャリア周波数のみであり、ＧＰＳ受信機１０においては、ＴＣＸＯ１２の発振周波数ＦＯＳＣの誤差もドップラシフト量も、情報として不要である。また、ＧＰＳ受信機１０においては、ＩＦキャリア周波数に依存せず、ＦＩＦ＝ＦＲＯ−ＦＬＯとなるように局部発振周波数ＦＬＯを設定する場合であっても、ΔＦＩＦの符号を変更するのみで済む。
【０１２０】
さて、以下では、以上のような同期捕捉部２４の具体的な構成について説明する。なお、以下では、説明の便宜上、周波数変換部２３から供給されるＩＦ信号のキャリアを１ＭＨｚとする。
【０１２１】
同期捕捉部２４は、上述したように、拡散符号の同期捕捉を高速に行うために、ＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタをＤＳＰによって実行されるソフトウェアとして実装することによって構成される。同期捕捉部２４は、サンプリングされたＩＦ信号に対してＦＦＴ処理を施して得られた周波数領域でのデータに対して、負の周波数成分を除去するためのフィルタを設けるとともに、自己が発生した拡散符号に対してＦＦＴ処理を施して得られた周波数領域でのデータに対して、負の周波数成分を除去するためのフィルタと、このフィルタによって除去した負の周波数成分を復元するための補完フィルタとを設ける。
【０１２２】
具体的には、図６に示すように、ディジタルマッチドフィルタ１００は、上述したアンテナ１４及び周波数変換部２３によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号を、上述したＴＣＸＯ１２によって生成される発振信号Ｄ２に基づく所定のサンプリング周波数で入力信号をサンプリングするサンプラ１０１によってサンプリングした上で入力する。ディジタルマッチドフィルタ１００は、サンプラ１０１によってサンプリングされた一定時間長のＩＦ信号をバッファリングするメモリ１０２と、このメモリ１０２によってバッファリングされたＩＦ信号を読み出してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部１０３と、このＦＦＴ処理部２０３によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する負の周波数除去フィルタ１０４と、この負の周波数除去フィルタ１０４によって通過された周波数領域信号をバッファリングするメモリ１０５と、このメモリ１０５によってバッファリングされた周波数領域信号を複素共役な信号に変換するための虚数反転フィルタ１０６と、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生器１０７と、この拡散符号発生器１０７によって発生された拡散符号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部１０８と、このＦＦＴ処理部１０８によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する負の周波数除去フィルタ１０９と、この負の周波数除去フィルタ１０９によって通過された周波数領域信号をバッファリングするメモリ１１０と、このメモリ１１０によってバッファリングされた周波数領域信号に対して負の周波数除去フィルタ１０９によって除去された負の周波数成分を復元する補完フィルタ１１１と、この補完フィルタ１１１によって補完されて得られた周波数領域信号を周波数領域上でシフトするシフタ１１２と、虚数反転フィルタ１０６によって通過された周波数領域信号とシフタ１１２によってシフトされた周波数領域信号とを乗算する乗算器１１３と、この乗算器１１３によって乗算された周波数領域信号に対して逆ＦＦＴ（Inversed Fast Fourier Transform；以下、ＩＦＦＴという。）処理を施すＩＦＦＴ処理部１１４と、このＩＦＦＴ処理部１１４によってＩＦＦＴ処理が施されて得られた時間領域信号である相互相関関数をバッファリングするメモリ１１５と、このメモリ１１５によってバッファリングされた相互相関関数に基づいてＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と拡散符号発生器１０７によって発生した拡散符号との相関のピークを検出するピーク検出器１１６とを有する。
【０１２３】
また、ディジタルマッチドフィルタ１００は、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４による演算の際に、サイン関数及び／又はコサイン関数を繰り返し用いることから、ＦＦＴ処理及び／又はＩＦＦＴ処理の演算高速化のために、サイン関数又はコサイン関数を発生させるサイン／コサイン発生器１１７と、このサイン／コサイン発生器１１７によって発生されたサイン関数又はコサイン関数を保持するメモリ１１８とを有し、前処理として、サイン／コサイン発生器１１７によって予めサイン演算又はコサイン演算を行い、その結果をメモリ１１８に保持しておき、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４によって任意に読み出し可能に構成されている。
【０１２４】
このようなディジタルマッチドフィルタ１００は、実際には、ＦＦＴ処理部１０３，１０８、負の周波数除去フィルタ１０４，１０９、虚数反転フィルタ１０６、拡散符号発生器１０７、補完フィルタ１１１、シフタ１１２、乗算器１１３、ＩＦＦＴ処理部１１４、ピーク検出器１１６、及びサイン／コサイン発生器１１７の各部をＤＳＰによって実行されるソフトウェアとして実装される。すなわち、ディジタルマッチドフィルタ１００を適用した同期捕捉部２４は、例えば図７に示すように、上述したサンプラ１０１に相当するサンプラ１２１と、上述したメモリ１０２に相当するＲＡＭ１２２と、上述したメモリ１０５，１１０，１１５，１１８とＤＳＰのプログラムエリア及びワークエリアとを含むＲＡＭ／ＲＯＭ１２３と、上述したＦＦＴ処理部１０３，１０８、負の周波数除去フィルタ１０４，１０９、虚数反転フィルタ１０６、拡散符号発生器１０７、補完フィルタ１１１、シフタ１１２、乗算器１１３、ＩＦＦＴ処理部１１４、ピーク検出器１１６、及びサイン／コサイン発生器１１７の処理を実行するＤＳＰ１２４とから構成される。なお、このＤＳＰ１２４は、ＣＰＵであってもよい。
【０１２５】
サンプラ１２１は、上述したＴＣＸＯ１２によって生成される発振信号Ｄ２に基づく所定のサンプリング周波数で入力されたＩＦ信号をサンプリングする。このとき、サンプラ１２１は、ＤＳＰ１２４若しくはこれに代わるＣＰＵ、又は上述したメインのＣＰＵ２６によるサンプリング開始の命令に応じて、ＩＦ信号のサンプリングを開始する。このサンプラ１２１によってサンプリングされたＩＦ信号は、ＲＡＭ１２２に書き込まれてバッファリングされる。
【０１２６】
ＲＡＭ１２２は、サンプラ１２１によってサンプリングされて書き込まれた一定時間長のＩＦ信号を記憶する。このＲＡＭ１２２に記憶されたＩＦ信号は、ＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵによって読み出され、拡散符号との相関検出処理に用いられる。
【０１２７】
ＲＡＭ／ＲＯＭ１２３は、各種情報を記憶するものである。ＲＡＭ／ＲＯＭ１２３のうち、ＲＡＭは、検出された相関値を記憶するエリア及びＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵのワークエリアとして用いられる。また、ＲＡＭ／ＲＯＭ１２３のうち、ＲＯＭは、ＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵによって実行されるプログラムエリア及び必要なデータを記憶するエリアとして用いられる。なお、ＲＡＭ／ＲＯＭ１２３のうちのＲＡＭは、ＲＡＭ１２２と物理的に共用してもよく、同図においては、論理的に異なる記憶素子として図示しているにすぎないものである。
【０１２８】
ＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵは、ＣＰＵ２６によって指示されたＧＰＳ衛星に対応する拡散符号を発生させ、ディジタルマッチドフィルタ１００と等価な演算を行うことによってＲＡＭ１２２に記憶しているＩＦ信号に対する拡散符号の各位相についての相関値を検出する。ＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵは、検出した相関値をＲＡＭ／ＲＯＭ１２３におけるＲＡＭの一部に記憶させる。
【０１２９】
このようなＤＳＰ１２４を有する同期捕捉部２４に適用されるディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＩＦ信号に対してサンプラ１０１によって４．０９６ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングを行う。また、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、拡散符号発生器１０７によってＧＰＳ衛星に対応する拡散符号を発生し、この拡散符号に対してＦＦＴ処理部１０８によってＦＦＴ処理を施す。
【０１３０】
ここで、ディジタルマッチドフィルタ１００におけるＦＦＴ処理部１０８に相当する従来のディジタルマッチドフィルタにおけるＦＦＴ処理部に対して、４．０９６ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングを行った拡散符号を入力した場合における出力としての周波数領域信号のスペクトル関数を図８に示す。なお、同図における横軸は周波数を示すものであるが、値として４０９６点からなるＦＦＴ演算のポイント数を示している。同図から明らかなように、自己が発生した拡散符号に対してＦＦＴ処理を施して得られる周波数領域信号は、その大半の情報が１ＭＨｚまでの帯域に集中したものとなり、２．０４８ＭＨｚ以上の成分を"０"としたとしても、最終的な結果にはほとんど影響しない。
【０１３１】
そこで、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、拡散符号発生器１０７によって発生した拡散符号をＦＦＴ処理部１０８に入力する際に、４．０９６ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングを行うのではなく、２．０４８ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングを行うといったように、拡散符号をＩＦ信号における拡散符号のチップレートの２倍の周波数でサンプリングする。
【０１３２】
これにより、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＦＦＴ処理部１０８におけるＦＦＴ演算のポイント数が４０９６点から２０４８点に半減され、演算量を削減することができる。
【０１３３】
また、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、このＦＦＴ処理部１０８によって得られた周波数領域信号を負の周波数除去フィルタ１０９に通過させることによって正の周波数成分のみにし、メモリ１１０に記憶させる。
【０１３４】
このように、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、負の周波数除去フィルタ１０９を設け、負の周波数成分を除去することにより、拡散符号のサンプリング周波数を１／２にすることと相俟って、メモリ１１０の必要容量を３２ｋバイトから８ｋバイトへと１／４に削減することができる。
【０１３５】
さらに、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、メモリ１１０にバッファリングされている負の周波数成分が除去された周波数領域信号を乗算器１１３に供給する前に、補完フィルタ１１１を適応して、負の周波数成分を復元する。
【０１３６】
ここで、拡散符号は、虚数成分を有しない実信号であることから、ＦＦＴ処理部１０８による演算結果としての周波数領域信号における実数成分は偶関数となり、虚数成分は奇関数となる。データ数を"Ｎ"とした０≦ｋ＜Ｎの整数ｋを用いてＦＦＴ処理部１０８による演算結果をＰＮ（ｋ）で表すと、次式（２）が成立する。
【０１３７】
【数２】
0003956722.tif 000002
【０１３８】
なお、上式（２）において、ＰＮｒ（ｋ）は、ＰＮ（ｋ）の実数成分を示し、ＰＮｊ（ｋ）はＰＮ（ｋ）の虚数成分を示すものである。
【０１３９】
ディジタルマッチドフィルタ１００において、補完フィルタ１１１は、上式（２）を用いることにより、負の周波数成分を復元することができる。
【０１４０】
ディジタルマッチドフィルタ１００においては、このような補完フィルタ１１１を介して得られる周波数領域信号を、キャリアをＩＦ信号におけるキャリアと互いに等しくさせるために、シフタ１１２を用いて周波数領域上で例えば１ＭＨｚだけシフトさせ、得られた周波数領域信号を乗算器１１３に供給する。
【０１４１】
一方、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＩＦ信号については、上述したように、サンプラ１０１によって４．０９６ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングを行う。
【０１４２】
ここで、ディジタルマッチドフィルタ１００における乗算器１１３に相当する従来のディジタルマッチドフィルタにおける乗算器から出力される周波数領域信号のスペクトル関数を図９に示す。なお、同図における横軸は、図８と同様に、周波数を示すものであるが、値として４０９６点からなるＦＦＴ演算のポイント数を示している。同図から明らかなように、このスペクトル関数は、拡散符号を１ＭＨｚだけシフトしていることから、負の周波数成分をほとんど有しないものとなっている。さらに、このスペクトル関数からなる周波数領域信号に対してＩＦＦＴ処理部１１４に相当する従来のディジタルマッチドフィルタにおけるＩＦＦＴ処理部によってＩＦＦＴ処理を施して得られる時間領域信号である相互相関関数は、図１０に示すようになる。
【０１４３】
これに対して、図１１にスペクトル関数を示すように、乗算器から出力される周波数領域信号のうち負の周波数成分を"０"とした周波数領域信号に対してＩＦＦＴ処理を施して得られる時間領域信号である相互相関関数は、図１２に示すようになる。図１０に示す相互相関関数と図１２に示す相互相関関数とを比較して明らかなように、図１２に示す相互相関関数の方が若干ピークの値が低くなるものの、ピークを検出するのには十分な強度を有するものであり、拡散符号の位相を示すピークの位置については全く同じものとなり、両者は、ほぼ同じ結果ということができる。
【０１４４】
そこで、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＦＦＴ処理部１０３によって得られた周波数領域信号を負の周波数除去フィルタ１０４に通過させることによって正の周波数成分のみにし、メモリ１０５に記憶させる。
【０１４５】
このように、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、負の周波数除去フィルタ１０４を設け、負の周波数成分を除去することにより、メモリ１０５の必要容量を３２ｋバイトから１６ｋバイトへと１／２に削減することができる。
【０１４６】
ディジタルマッチドフィルタ１００においては、このような負の周波数除去フィルタ１０４を介して得られる周波数領域信号を虚数反転フィルタ１０６に通過させて複素共役な信号に変換し、得られた周波数領域信号を乗算器１１３に供給する。
【０１４７】
なお、図６においては、メモリ１０５によってバッファリングされた周波数領域信号を虚数反転フィルタ１０６に通過させ、メモリ１１０によってバッファリングされた周波数領域信号を補完フィルタ１１１を介してシフタ１１２によってシフトしているが、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、メモリ１０５によってバッファリングされた周波数領域信号とメモリ１１０によってバッファリングされた周波数領域信号とのうち、いずれか一方を、虚数反転フィルタ１０６に通過させて複素共役な信号に変換するとともに、他方を、シフタ１１２を用いて周波数領域上でシフトさせればよく、虚数反転フィルタ１０６とシフタ１１２とを入れ替えても、同様の効果を得ることができる。また、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、シフタ１１２をＩＦ信号側又は拡散符号側のいずれかに設けるのではなく、両方に設けてもよい。
【０１４８】
さらにまた、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＩＦＦＴ処理部１１４における演算量を削減するとともに、これにともない、このＩＦＦＴ処理部１１４によって得られる相互相関関数をバッファリングするメモリ１１５の必要容量も削減することができる。
【０１４９】
負の周波数成分が"０"とされるデータ数Ｎが"１６"である周波数領域信号に対してＩＦＦＴ処理を施す際の信号の流れを図１３に示す。同図においては、左側がＦＦＴ演算の結果を示す入力信号Ｒ（ｋ）（０≦ｋ＜Ｎ）であり、右側が出力信号ｒ（ｎ）（０≦ｎ＜Ｎ）である。また、同図においては、Ｒ０（ｋ'），Ｒ１（ｋ'）（０≦ｋ'＜Ｎ／２）は、それぞれ、ＩＦＦＴ演算の１段目が終了した時点での中間演算値を示す信号を表し、ｒ０（ｎ'），ｒ１（ｎ'）（０≦ｎ'＜Ｎ／２）は、それぞれ、Ｒ０（ｋ'），Ｒ１（ｋ'）に対するＩＦＦＴ演算の結果を示す信号を表すものである。ＩＦＦＴ処理は、このようなバタフライ演算が繰り返されることによって実現される。
【０１５０】
ここで、負の周波数成分が"０"であることから、次式（３）が成立する。
【０１５１】
【数３】
0003956722.tif 000003
【０１５２】
なお、上式（３）における係数Ｗは、虚数単位を"ｊ"とすると、Ｗ＝ｅｘｐ（２πｊ／Ｎ）で表される。すなわち、中間演算値を示す信号Ｒ１（ｋ'）は、入力信号Ｒ（ｋ'）に対して係数Ｗｋ'が乗算されたものとされる一方で、信号Ｒ０（ｋ'）は、入力信号Ｒ（ｋ'）そのものとされる。具体的には、信号Ｒ０（０）〜Ｒ０（７）は、それぞれ、Ｒ（０）〜Ｒ（７）となり、信号Ｒ１（０）〜Ｒ１（７）は、それぞれ、Ｒ（０）Ｗ０〜Ｒ（７）Ｗ７となる。同図から、入力信号Ｒ（ｋ）に対するＩＦＦＴ演算の結果を示す出力信号ｒ（ｎ）のうち、偶数番目のデータをくし形フィルタによって抜き出したものと、中間演算値を示す信号Ｒ０（ｋ'）に対するＩＦＦＴ演算の結果を示す信号ｒ０（ｎ'）とは、同図中矩形Ｃに示すように、等価であることが明らかである。
【０１５３】
そこで、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、入力信号Ｒ（ｋ）のうち正の周波数成分に相当する信号Ｒ０（ｋ'）のみに対して、ＩＦＦＴ処理を行うようにする。すなわち、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、乗算器１１３によって得られる周波数領域信号のうち正の周波数成分のみに対して、ＩＦＦＴ処理部１１４によってＩＦＦＴ処理を施す。
【０１５４】
これにより、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＩＦＦＴ処理部１１４におけるＩＦＦＴ演算のポイント数が４０９６点から２０４８点に半減され、演算量を削減することができる。したがって、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、メモリ１１５の必要容量を３２ｋバイトから１６ｋバイトへと１／２に削減することができる。
【０１５５】
ただし、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＩＦＦＴ演算のポイント数を半減することにより、得られる結果である相互相関関数の時間分解能が低下することになる。具体的には、ディジタルマッチドフィルタ１００におけるＩＦＦＴ処理部１１４に相当する従来のディジタルマッチドフィルタにおけるＩＦＦＴ処理部から出力される相互相関関数の一部を図１４に示すとともに、ＩＦＦＴ処理部１１４から出力される相互相関関数の一部を図１５及び図１６に示す。なお、同図における黒丸は、１サンプル点を示している。
【０１５６】
ここで、図１５に示す相互相関関数は、図１４に示す相互相関関数における相関のピークが偶数番目のサンプル点にある場合に、これをくし形フィルタからなるピーク検出器１１６によって抜き出した場合を示している。一方、図１６に示す相互相関関数は、図１４に示す相互相関関数における相関のピークが奇数番目のサンプル点にある場合に、これをくし形フィルタからなるピーク検出器１１６によって抜き出した場合を示している。
【０１５７】
このように、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、図１４に示す相互相関関数の時間分解能に比べ、図１５及び図１６に示す相互相関関数の時間分解能が低下する。また、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、相関のピークが偶数番目のサンプル点にある場合には、図１５に示すように、相関のピークを正確に検出することができるものの、相関のピークが奇数番目のサンプル点にある場合には、図１６に示すように、ピーク値が３／４倍程度に減少してしまう。
【０１５８】
しかしながら、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、図１６に示す例は最悪の場合であり、実際には、ピーク値と同様に、ノイズ成分も減少することになることから、Ｓ／Ｎが大幅に悪化することはなく、時間分解能が低下することによって何らの問題も生じない。
【０１５９】
また、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、サイン／コサイン発生器１１７における演算量を削減するとともに、これにともない、このサイン／コサイン発生器１１７によって発生したサイン関数又はコサイン関数を保持するメモリ１１８の必要容量も削減することができる。
【０１６０】
一般に、サイン関数は、三角関数を利用することによってコサイン関数から求めることができる。また、コサイン関数についても、その対称性を利用して、位相が０ラジアン〜π/２ラジアンまでの成分から、全ての位相について求めることができる。すなわち、サイン関数及びコサイン関数においては、次式（４）乃至次式（７）に示す関係が成立する。
【０１６１】
【数４】
0003956722.tif 000004
【０１６２】
【数５】
0003956722.tif 000005
【０１６３】
【数６】
0003956722.tif 000006
【０１６４】
【数７】
0003956722.tif 000007
【０１６５】
そこで、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、サイン／コサイン発生器１１７によって位相が０ラジアン〜π／２ラジアンまでのコサイン関数の成分のみを算出して発生し、これらをメモリ１１８に保持させる。そして、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、三角関数を利用する式として、メモリ１１８に保持されたコサイン関数に基づいて上式（４）乃至上式（７）のそれぞれを組み込んだ複数のパターンからなる算出式を図示しない所定の三角関数発生器によって発生して所定のメモリに保持させておき、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４によってメモリ１１８に保持されているコサイン関数を読み出す際に、位相に応じて利用する式を切り替えることにより、メモリ１１８に保持しているコサイン関数のみを用いて全ての位相についてのサイン関数及び／又はコサイン関数を利用することができる。
【０１６６】
具体的には、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、図１７に示す一連の処理を経ることにより、サイン／コサイン発生器１１７によって発生されてメモリ１１８に保持されている位相が０ラジアン〜π／２ラジアンまでのコサイン関数の成分を用いて、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４によって任意の位相のサイン関数及び／又はコサイン関数を利用する。
【０１６７】
すなわち、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、同図に示すように、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４が信号を入力すると、ステップＳ１において、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４のそれぞれによって必要となる関数の位相が０ラジアン〜π／２ラジアンであるか否かを判定する。
【０１６８】
ここで、必要となる関数の位相が０ラジアン〜π／２ラジアンであるものと判定した場合には、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ステップＳ２において、三角関数発生器によって発生してメモリに保持されている第１のパターンの式Ａを用いて、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４のそれぞれによって位相が０ラジアン〜π／２ラジアンである必要なサイン関数及び／又はコサイン関数を利用する。
【０１６９】
一方、必要となる関数の位相が０ラジアン〜π／２ラジアンでないものと判定した場合には、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ステップＳ３へと処理を移行し、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４のそれぞれによって必要となる関数の位相がπ／２ラジアン〜πラジアンであるか否かを判定する。
【０１７０】
ここで、必要となる関数の位相がπ／２ラジアン〜πラジアンであるものと判定した場合には、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ステップＳ４において、三角関数発生器によって発生してメモリに保持されている第２のパターンの式Ｂを用いて、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４のそれぞれによって位相がπ／２ラジアン〜πラジアンである必要なサイン関数及び／又はコサイン関数を利用する。
【０１７１】
一方、必要となる関数の位相がπ／２ラジアン〜πラジアンでないものと判定した場合には、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ステップＳ５へと処理を移行し、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４のそれぞれによって必要となる関数の位相がπラジアン〜３π／２ラジアンであるか否かを判定する。
【０１７２】
ここで、必要となる関数の位相がπラジアン〜３π／２ラジアンであるものと判定した場合には、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ステップＳ６において、三角関数発生器によって発生してメモリに保持されている第３のパターンの式Ｃを用いて、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４のそれぞれによって位相がπラジアン〜３π／２ラジアンである必要なサイン関数及び／又はコサイン関数を利用する。
【０１７３】
一方、必要となる関数の位相がπラジアン〜３π／２ラジアンでないものと判定した場合には、必要となる関数の位相は３π／２ラジアン〜２πラジアンであることから、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ステップＳ７へと処理を移行し、三角関数発生器によって発生してメモリに保持されている第４のパターンの式Ｄを用いて、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４のそれぞれによって位相が３π／２ラジアン〜２πラジアンである必要なサイン関数及び／又はコサイン関数を利用する。
【０１７４】
ディジタルマッチドフィルタ１００においては、このような一連の処理を経ることにより、サイン／コサイン発生器１１７によって発生されてメモリ１１８に保持されている位相が０ラジアン〜π／２ラジアンまでのコサイン関数の成分を用いて、ＦＦＴ処理部１０３，１０８及び／又はＩＦＦＴ処理部１１４によって任意の位相のサイン関数及び／又はコサイン関数を利用することができる。
【０１７５】
これにより、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、サイン／コサイン発生器１１７における演算量を１／８倍に削減することができるとともに、メモリ１１８の必要容量を３２ｋバイトから４ｋバイトへと１／８に削減することができる。
【０１７６】
なお、サイン／コサイン発生器１１７によって発生してメモリ１１８に保持しておく関数は、必ずしも位相が０ラジアン〜π／２ラジアンまでのコサイン関数の成分である必要はなく、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、位相が０ラジアン〜π／２ラジアン、π／２ラジアン〜πラジアン、πラジアン〜３π／２ラジアン、又は３π／２ラジアン〜２πラジアンのいかなる成分をメモリ１１８に保持させてもよく、コサイン関数に限らずサイン関数をメモリ１１８に保持させてもよく、これら全ての場合において任意の位相のサイン関数及び／又はコサイン関数を利用することができる。
【０１７７】
このように、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＩＦ信号に対してＦＦＴ処理を施して得られる周波数領域信号を保持するメモリ１０５の必要容量が１６ｋバイトとなり、拡散符号に対してＦＦＴ処理を施して得られる周波数領域信号を保持するメモリ１１０の必要容量が８ｋバイトとなり、周波数領域信号に対してＩＦＦＴ処理を施して得られる相互相関関数を保持するメモリ１１５の必要容量が１６ｋバイトとなり、サイン／コサイン発生器１１７によって発生したサイン関数又はコサイン関数を保持するメモリ１１８の必要容量が４ｋバイトとなることから、合計で４４ｋバイトの容量のメモリがあればよく、従来の１２８ｋバイトに比べて約１／３程度にメモリの必要容量を削減することができる。
【０１７８】
また、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、拡散符号を周波数領域信号に変換する際のデータ数を削減することによってＦＦＴ処理部１０８における演算量を従来に比べ削減することができる。さらに、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、周波数領域信号に変換されたＩＦ信号と拡散符号とのそれぞれを乗算する際のデータ数が従来に比べ１／２になることから、乗算器１１３における演算量も従来に比べ１／２に削減することができる。さらにまた、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、ＩＦＦＴ処理を施す際のＩＦＦＴ演算のポイント数が従来に比べ１／２になることから、ＩＦＦＴ処理部１１４における演算量を従来に比べ１／２以下に削減することができる。また、ディジタルマッチドフィルタ１００においては、サイン／コサイン発生器１１７における演算量を、従来に比べ１／８に削減することができる。
【０１７９】
以上説明したように、ＧＰＳ受信機１０は、同期捕捉部２４によって拡散符号の位相を探索するための相関値を検出する際に、搭載するメモリの容量を削減し、且つ、各部の演算量も削減するのにかかわらず、従来と同様の結果を得ることができ、相関のピークを正確に且つ容易に検出することができる。したがって、ＧＰＳ受信機１０は、特に集積回路化して構成する場合には、集積度を上げることが可能となることから、小型化及び低コスト化を図りつつ演算時間も削減することができる。
【０１８０】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態では、ＧＰＳ受信機１０を用いて説明したが、本発明は、スペクトラム拡散信号を受信して復調する受信機であれば、いかなるものでも適用することができる。
【０１８１】
また、上述した実施の形態では、ＧＰＳ受信機１０を用いて説明したが、本発明は、衛星を利用した測位システム、すなわち、ＧＮＳＳシステムを適用した受信機の機能が組み込まれた電子機器であれば、いかなるものであっても適用することができる。ＧＮＳＳシステムとしては、米国における上述したＧＰＳシステムの他、旧ソ連邦におけるＧＬＯＮＡＳＳ（Global Navigation Satellites System）や、欧州を中心として開発が進められているＧＡＬＩＬＥＯ等があるが、本発明は、これら全てのＧＮＳＳシステムを適用することができるものである。
【０１８２】
このように、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもない。
【０１８３】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、入力されたスペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出するマッチドフィルタ装置であって、スペクトラム拡散信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理手段と、この第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する負の周波数除去手段と、この負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングする第１の記憶手段と、スペクトラム拡散信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、この拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変換処理手段と、少なくともこの第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングする第２の記憶手段とを備える。
【０１８４】
したがって、本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を負の周波数除去手段によって除去し、得られた周波数領域信号を第1の記憶手段に記憶させるとともに、少なくとも第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段に記憶させることにより、第1の記憶手段の容量を削減して小型化及び低コスト化を図ることができる。
【０１８５】
また、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置において、第２の高速フーリエ変換処理手段には、拡散符号発生手段によって発生された拡散符号が、スペクトラム拡散信号における拡散符号のチップレートの２倍の周波数でサンプリングされて入力される。
【０１８６】
したがって、本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第1の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されるスペクトラム拡散信号のデータ数の１／２のデータ数からなる拡散符号に対して、第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理を施すことにより、第２の高速フーリエ変換処理手段における演算量を削減し、演算時間を削減することができる。
【０１８７】
さらに、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する他の負の周波数除去手段を備え、第２の記憶手段は、他の負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングする。
【０１８８】
さらにまた、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号に対して他の負の周波数除去手段によって除去された負の周波数成分を復元する補完手段を備える。
【０１８９】
したがって、本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を他の負の周波数除去手段によって除去し、得られた周波数領域信号を第２の記憶手段に記憶させ、さらに、他の負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された正の周波数成分のみからなる周波数領域信号から、補完手段によって負の周波数成分を復元することにより、第２の記憶手段の容量を削減して小型化及び低コスト化を図ることができる。
【０１９０】
また、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、少なくとも第１の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号と少なくとも第２の記憶手段によってバッファリングされた周波数領域信号とを乗算する乗算手段と、この乗算手段によって乗算された周波数領域信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施す逆高速フーリエ変換処理手段と、この逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリエ変換処理が施されて得られた相互相関関数をバッファリングする第３の記憶手段とを備える。
【０１９１】
さらに、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置において、逆高速フーリエ変換処理手段は、乗算手段によって得られる周波数領域信号のうち正の周波数成分のみに対して、逆高速フーリエ変換処理を施す。
【０１９２】
したがって、本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、乗算手段によって得られる周波数領域信号のうち１／２のデータ数からなる周波数領域信号に対して、逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリエ変換処理を施し、さらに、逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリエ変換処理が施されて得られた相互相関関数を第３の記憶手段に記憶させることにより、逆高速フーリエ変換処理手段における演算量を削減し、演算時間を削減することができるとともに、第３の記憶手段の容量を削減して小型化及び低コスト化を図ることができる。
【０１９３】
さらにまた、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、サイン関数又はコサイン関数を発生するサイン／コサイン発生手段と、このサイン／コサイン発生手段によって発生されたサイン関数又はコサイン関数を、第１の高速フーリエ変換処理手段、第２の高速フーリエ変換処理手段、及び／又は逆高速フーリエ変換処理手段のそれぞれによって読み出し可能に保持する第４の記憶手段とを備える。
【０１９４】
また、この本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、第４の記憶手段に保持されたサイン関数又はコサイン関数に基づいて、三角関数を利用した複数のパターンからなる算出式を発生する三角関数発生手段と、この三角関数発生手段によって発生された複数のパターンからなる算出式を保持する記憶手段とを備え、サイン／コサイン発生手段は、サイン関数又はコサイン関数の一部の成分のみを発生して第４の記憶手段に保持させ、第１の高速フーリエ変換処理手段、第２の高速フーリエ変換処理手段、及び／又は逆高速フーリエ変換処理手段は、それぞれ、必要となる関数の位相に応じて、記憶手段に記憶されている複数のパターンからなる算出式を切り替えることにより、任意の位相のサイン関数及び／又はコサイン関数を利用する。
【０１９５】
したがって、本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、サイン／コサイン発生手段によってサイン関数又はコサイン関数の一部の成分のみを発生し、第４の記憶手段に保持させることにより、サイン／コサイン発生手段における演算量を削減し、演算時間を削減することができるとともに、第４の記憶手段の容量を削減して小型化及び低コスト化を図ることができる。
【０１９６】
このように、本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、搭載する記憶手段の容量を削減して小型化及び低コスト化を図りつつ演算時間も削減することができる。
【０１９７】
また、本発明にかかる相関検出方法は、入力されたスペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出する相関検出方法であって、スペクトラム拡散信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す工程と、入力されたデータに対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する工程と、負の周波数成分が除去された周波数領域信号を第1の記憶手段にバッファリングする工程と、スペクトラム拡散信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する工程と、発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す工程と、少なくとも発生された拡散符号に対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段にバッファリングする工程とを備える。
【０１９８】
したがって、本発明にかかる相関検出方法は、入力されたデータに対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去し、得られた周波数領域信号を第1の記憶手段に記憶させるとともに、少なくとも発生された拡散符号に対する高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段に記憶させることにより、第1の記憶手段の容量を削減して小型化及び低コスト化を図ることが可能となる。
【０１９９】
さらに、本発明にかかる受信装置は、衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置であって、衛星からの信号を受信する受信手段と、この受信手段によって受信した受信信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段と、この同期捕捉手段によって検出された拡散符号の位相及び同期捕捉手段によって検出されたキャリア周波数を、複数の衛星に対応して独立に設けられた複数のチャンネルのそれぞれに対して衛星毎に割り当てて設定し、設定した拡散符号の位相及びキャリア周波数を初期値として、拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、中間周波数信号に含まれるメッセージの復調を行う同期保持手段とを備え、スペクトラム拡散信号である中間周波数信号における拡散符号の位相を検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出する同期捕捉手段は、中間周波数信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理手段と、この第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を除去する負の周波数除去手段と、この負の周波数除去手段によって負の周波数成分が除去された周波数領域信号をバッファリングする第１の記憶手段と、中間周波数信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、この拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変換処理手段と、少なくともこの第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングする第２の記憶手段とを有するマッチドフィルタを用いて構成される。
【０２００】
したがって、本発明にかかる受信装置は、同期捕捉手段における第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち負の周波数成分を負の周波数除去手段によって除去し、得られた周波数領域信号を第1の記憶手段に記憶させるとともに、少なくとも第２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号を第２の記憶手段に記憶させることにより、第1の記憶手段の容量を削減して小型化及び低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態として示すＧＰＳ受信機の構成を説明するブロック図である。
【図２】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部の構成を説明するブロック図である。
【図３】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部が有するチャンネル回路の構成を説明するブロック図である。
【図４】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部における拡散符号の位相合わせについて説明するための図である。
【図５】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部における拡散符号の位相補正について説明するための図である。
【図６】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として適用することができるＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図７】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として図６に示すディジタルマッチドフィルタを適用した場合における実際の実装例を説明するブロック図である。
【図８】従来のディジタルマッチドフィルタによって拡散符号に対してＦＦＴ処理を施して得られる周波数領域信号のスペクトル関数の例を説明する図である。
【図９】従来のディジタルマッチドフィルタにおける乗算器から出力される周波数領域信号のスペクトル関数の例を説明する図である。
【図１０】従来のディジタルマッチドフィルタによって図９にスペクトル関数を示す周波数領域信号に対してＩＦＦＴ処理を施して得られる相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明する図である。
【図１１】図６に示すディジタルマッチドフィルタにおける乗算器から出力される負の周波数成分を"０"とした周波数領域信号のスペクトル関数の例を説明する図である。
【図１２】図６に示すディジタルマッチドフィルタによって図１１にスペクトル関数を示す周波数領域信号に対してＩＦＦＴ処理を施して得られる相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明する図である。
【図１３】負の周波数成分が"０"とされるデータ数Ｎが"１６"である周波数領域信号に対してＩＦＦＴ処理を施す際の信号の流れを説明する図である。
【図１４】従来のディジタルマッチドフィルタによって得られる相互相関関数の一部を説明する図である。
【図１５】図６に示すディジタルマッチドフィルタによって得られる相互相関関数の一部を説明する図であって、相関のピークが偶数番目のサンプル点にある場合に抜き出した相互相関関数の一部を説明する図である。
【図１６】図６に示すディジタルマッチドフィルタによって得られる相互相関関数の一部を説明する図であって、相関のピークが奇数番目のサンプル点にある場合に抜き出した相互相関関数の一部を説明する図である。
【図１７】図６に示すディジタルマッチドフィルタにおけるサイン／コサイン発生器によって発生されてメモリに保持されている位相が０ラジアン〜π／２ラジアンまでのコサイン関数の成分を用いて、任意の位相のサイン関数及び／又はコサイン関数を利用する際の一連の処理を説明するフローチャートである。
【図１８】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を説明する図である。
【図１９】従来の拡散符号及びキャリアの同期処理を説明するための図であって、周波数サーチを説明するための図である。
【図２０】ディジタルマッチドフィルタを用いて検出した相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明する図である。
【図２１】従来のＧＰＳ受信機に適用されるＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタの構成を説明するブロック図である。
【符号の説明】
１０  ＧＰＳ受信機、  １１  ＸＯ、  １２  ＴＣＸＯ、  １３  逓倍／分周器、  １４  アンテナ、  １５  ＬＮＡ、  １６  ＢＰＦ、  １７，２０  増幅器、  １８  周波数シンセサイザ、  １９  ミキサ、  ２１，６７，６８，７７，７８，８２，８３  ＬＰＦ、  ２２  Ａ／Ｄ、  ２３  周波数変換部、  ２４同期捕捉部、  ２５  同期保持部、  ２６  ＣＰＵ、  ２７  ＲＴＣ、  ２８タイマ、  ２９，１０２，１０５，１１０，１１５，１１８  メモリ、  ３０復調回路、  ５１，５１１，５１２，・・・，５１Ｎ  チャンネル回路、  ５２  コントロール・レジスタ、  ６１  コスタスループ、  ６２  ＤＬＬ、  ６３，６５，６６，７３，７４，７５，７６，８０，８１，１１３  乗算器、  ６４，８７  ＮＣＯ、  ６９，８６  ループフィルタ、  ７０，８５  位相検出器、  ７１  ２値化回路、  ７２，７９，８４  ２乗和算出回路、  ８８，１０７拡散符号発生器、  １００  ディジタルマッチドフィルタ、  １０１，１２１サンプラ、  １０３，１０８  ＦＦＴ処理部、  １０４，１０９  負の周波数除去フィルタ、  １０６  虚数反転フィルタ、  １１１  補完フィルタ、  １１２  シフタ、  １１４  ＩＦＦＴ処理部、  １１６  ピーク検出器、  １１７  サイン／コサイン発生器、  １２２  ＲＡＭ、  １２３  ＲＡＭ／ＲＯＭ、  １２４  ＤＳＰ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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