(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の信号から無線周波数ノイズを除去して第２の信号を作る高速データ伝送システムの無線周波数ノイズ・キャンセラであって、
フィルタ・パラメータに基づいて無線周波数ノイズ信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る適応フィルタと、
前記第１の信号から前記ノイズ・キャンセル信号を引いて前記第２の信号を作る減算器と、
そのときに存在する前記第２の信号に基づいて前記適応フィルタのパラメータをデータ伝送内の沈黙期間中に修正する更新回路と、
を備える、無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項２】
前記無線周波数ノイズ・キャンセラはデータ通信システム内で用いられ、前記所定の時は約５００回／秒より大きい割合で周期的に起こる、
請求項１記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項３】
前記第１の信号はデータ伝送により作られる
請求項１記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項４】
前記沈黙期間は前記第１の信号の部分の間に散在する、請求項３記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項５】
前記適応フィルタは前記基準ノイズ信号にある係数を乗算して前記ノイズ・キャンセル信号の少なくとも１つの成分を決定し、前記係数は前記基準ノイズ信号と前記第２の信号との積分された積により決定される、請求項４記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項６】
前記第１の信号はツイスト・ペア線で受信される、請求項４記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項７】
前記無線周波数ノイズ・キャンセラは、前記第１の信号に関連するＤＣオフセットを打ち消すＤＣオフセット・キャンセラを更に備える、請求項４記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項８】
前記ＤＣオフセット・キャンセラは、データ伝送中に、前記基準ノイズ信号と前記第１の信号との積分された積によりＤＣオフセット打消し信号のレートを決定する、請求項４記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項９】
前記ＤＣオフセット打消し信号が決定されるのは、前記データ伝送中に前記第１の信号の部分を受信したときであって前記沈黙期間中ではない、請求項８記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項１０】
少なくとも前記適応フィルタはディジタル信号プロセッサにより実現される、請求項４記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項１１】
前記第１の信号は時分割二重化方式で受信され、
前記所定の時はデータ伝送の方向を切り換えるときに起こる、
請求項１記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項１２】
前記第１の信号はＳＤＭＴによるＶＤＳＬまたはＡＤＳＬ書式を有し、ツイスト・ペア線で受信され、
前記所定の時はデータ伝送の方向を切り換えるときの沈黙期間中に起こる、
請求項１記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。
【請求項１３】
高速データ伝送システムのデータ通信用の受信機であって、
伝送媒体に結合された少なくとも１個の入力端子と、差分信号を出力する出力端子と、無線周波数ノイズ信号を出力する基準端子とを有する変圧器と、
該変圧器に結合されて前記差分信号と前記無線周波数ノイズ信号を受け、前記差分信号からある無線周波数ノイズを打ち消してノイズ・キャンセル差分信号を作る、無線周波数ノイズ・キャンセラであって、
フィルタ・パラメータに基づいて無線周波数ノイズ信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る適応フィルタと、
前記差分信号から前記ノイズ・キャンセル信号を引いて前記ノイズ・キャンセル差分信号を作る減算器と、
そのときに存在する前記ノイズ・キャンセル差分信号に基づいて前記適応フィルタのパラメータを沈黙期間中に修正する更新回路と、
を少なくとも含む無線周波数ノイズ・キャンセラと、
前記ノイズ・キャンセル差分信号を復号してデータを得る処理回路と、
を備える、データ通信用の受信機。
【請求項１４】
前記基準ノイズ信号は前記変圧器からのコモン・モード信号である、請求項１３記載のデータ通信用の受信機。
【請求項１５】
前記伝送媒体はツイスト・ペア電話回線であり、
前記変圧器は前記ツイスト・ペア電話回線にそれぞれ結合された第１および第２の入力端子を有する、
請求項１４記載のデータ通信用の受信機。
【請求項１６】
前記コモン・モード信号は前記変圧器の入力側の中央タップから得られる、請求項１５記載のデータ通信用の受信機。
【請求項１７】
前記所定の時は周期的に起こり、前記所定の時の間は前記伝送媒体でデータが伝送されない、請求項１３記載のデータ通信用の受信機。
【請求項１８】
前記沈黙期間は前記伝送媒体で伝送されるデータのブロックの部分の間に散在する、請求項１７記載のデータ通信用の受信機。
【請求項１９】
前記適応フィルタは前記基準ノイズ信号にある係数を乗算してノイズ・キャンセル信号の少なくとも１つの成分を決定し、前記係数は前記基準ノイズ信号と前記差分信号との積分された積により決定される、請求項１７記載のデータ通信用の受信機。
【請求項２０】
前記無線周波数ノイズ・キャンセラは、前記差分信号に関連するＤＣオフセットを打ち消すＤＣオフセット・キャンセラを更に備える、請求項１７記載のデータ通信用の受信機。
【請求項２１】
前記ＤＣオフセット・キャンセラは、データ伝送中に前記基準ノイズ信号と前記差分信号との積分された積によりＤＣオフセット打消し信号のレートを決定する、請求項２０記載のデータ通信用の受信機。
【請求項２２】
前記ＤＣオフセット打消し信号が決定されるのは、前記データ伝送中に前記変圧器により前記差分信号の部分が出力されたときであって前記沈黙期間中ではない、請求項２１記載のデータ通信用の受信機。
【請求項２３】
前記差分信号は前記伝送媒体で時分割二重方式により受信する第１および第２信号から形成され、
前記所定の時はデータ伝送の方向を切り換えるときに起こる、
請求項１７記載のデータ通信用の受信機。
【請求項２４】
前記適応ファイルは、
前記基準ノイズ信号にある係数を乗算して前記ノイズ・キャンセル信号の少なくとも１つの成分を決定する第１の乗算器と、
前記差分信号と前記基準ノイズ信号とを乗算して積信号を作る第２の乗算器と、
前記積信号を積分して前記係数を決定する積分器と、
を少なくとも含む、請求項１３記載のデータ通信用の受信機。
【請求項２５】
全てのチャンネルのデータ伝送の方向が周期的に切り換わり、各方向変化の間にデータがどちらの方向にも伝送されない沈黙期間がある、時分割多重化データ伝送を用いる同期ＤＭＴシステムにおいて、受信装置であって、
伝送媒体に結合された少なくとも１個の入力端子と、差分信号を出力する出力端子と、コモン・モード信号を出力するコモン・モード端子とを有する変圧器と、
該変圧器に結合されて前記差分信号と前記コモン・モード信号を受け、前記差分信号からある無線周波数ノイズを打ち消してノイズ・キャンセル差分信号を作る、無線周波数ノイズ・キャンセラであって、
フィルタ・パラメータに従って前記コモン・モード信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る適応フィルタと、
前記差分信号から前記ノイズ・キャンセル信号を引いて前記ノイズ・キャンセル差分信号を作る減算器と、
そのときに存在する前記ノイズ・キャンセル差分信号に基づいて前記適応フィルタのパラメータを前記沈黙期間の一部または全ての間に修正する更新回路と、
を少なくとも含む無線周波数ノイズ・キャンセラと、
前記ノイズ・キャンセル差分信号を復号してデータを得る処理回路と、
を備える受信装置。
【請求項２６】
前記伝送媒体はツイスト・ペア電話回線である、請求項２５記載の受信装置。
【請求項２７】
前記無線周波数ノイズ・キャンセラにより打ち消される前記ある無線周波数ノイズは、その周波数を頻繁に変える無線周波数ノイズ源により作られ、
前記更新回路による前記フィルタ・パラメータの更新の頻度は十分であって、前記適応フィルタは前記無線周波数ノイズ源の周波数のいかなる変化にも応答して適応することができる、
請求項２６記載の受信装置。
【請求項２８】
前記適応フィルタは、
同相回路であって、
前記コモン・モード信号に同相係数を乗算して前記ノイズ・キャンセル信号の同相成分を決定する第１の乗算器と、
前記差分信号と前記コモン・モード信号とを乗算して同相信号を作る第２の乗算器と、
前記同相信号を積分して前記同相係数を決定する第１の積分器と、
を少なくとも含む同期回路と、
直交位相回路であって、
前記コモン・モード信号から直交位相コモン・モード信号を作る移相器と、
前記直交位相コモン・モード信号に直交位相係数を乗算して前記ノイズ・キャンセル信号の直交位相成分を決定する第３の乗算器と、
前記差分信号と直交位相コモン・モード信号とを乗算して直交信号を作る第４の乗算器と、
前記直交信号を積分して前記直交位相係数を決定する第２の積分器と、
を少なくとも含む直交位相回路と、
前記同相成分と前記直交位相成分とを加算して前記ノイズ・キャンセル信号を得る加算器と、
を備える、請求項２７記載の受信装置。
【請求項２９】
前記受信装置は、前記差分信号に関連するＤＣオフセットを打ち消すＤＣオフセット・キャンセラを更に備え、
前記ＤＣオフセット・キャンセラは、
前記同相信号および／または前記直交信号からＤＣオフセット打消し信号を引いて調整ディジタル信号を作る減算器と、
沈黙期間でない間に前記調整ディジタル信号を積分してＤＣオフセット情報を作る第３の積分器と、
前記ＤＣオフセット情報に基づいて前記ＤＣオフセット打消し信号を決定するレート乗算器とを少なくとも含む、
請求項２８記載の受信装置。
【請求項３０】
前記適応フィルタはディジタル信号プロセッサにより実現される、請求項２７記載の受信装置。
【請求項３１】
高速データ伝送システムの伝送媒体に結合することによって該伝送媒体を介して伝送されるデータの受信を妨害する望ましくない無線周波数源に起因する無線周波数妨害を除去する方法であって、
（ａ）差分データ信号と無線周波数ノイズ信号とを受信し、
（ｂ）推定ノイズ信号を作り、
（ｃ）前記差分データ信号から前記推定ノイズ信号を引いて、無線周波数妨害が実質的に除去されたノイズ・キャンセル差分データ信号を作り、
（ｄ）データ伝送の沈黙期間中に前記推定ノイズ信号の推定値を更新する、
無線周波数妨害を除去する方法。
【請求項３２】
前記更新（ｄ）は、前記沈黙期間中に前記基準ノイズ信号と前記ノイズ・キャンセル差分出力とに基づいて前記推定ノイズ信号を更新する、請求項３１記載の無線周波数妨害を除去する方法。
【請求項３３】
前記沈黙期間中は前記差分データ信号は主として無線周波数妨害からなり、
前記データ伝送中の前記沈黙期間以外の時は、前記差分データ信号はデータと前記無線周波数ノイズからなる、
請求項３２記載の無線周波数妨害を除去する方法。
【請求項３４】
前記方法は、（ｅ）ＤＣオフセット推定値に従って前記ノイズ・キャンセル差分信号からＤＣオフセットを除去し、
前記ＤＣオフセット推定値は前記データ伝送中の前記沈黙期間以外の時に更新される、
請求項３２記載の無線周波数妨害を除去する方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、データ伝送システムに関し、より詳しくは、受信機での無線周波数ノイズの軽減に関する。
背景技術
現在、高速データ通信用の双方向ディジタル・データ伝送システムが開発されている。ツイスト・ペア電話回線を介した高速データ通信用として開発された標準の１つは非対称ディジタル加入者線（ＡＤＳＬ）である。ツイスト・ペア電話回線を介した高速データ通信用として現在提案されている別の標準は、超高速ディジタル加入者線（ＶＤＳＬ）である。
ＡＮＳＩ（米国規格協会）標準グループにより認定されたグループである電気通信情報解決連合（ＡＴＩＳ）は、ＡＤＳＬを介したディジタル・データの伝送用の離散多重トーンに基づく方式を最終的に確立した。この標準は、主として、通常の電話回線を介したビデオ・データの伝送と高速インターネット・アクセス用であるが、他の種々の応用にも用いられるものである。この北米標準をＡＮＳＩ  Ｔ１．４１３ＡＤＳＬ標準（以後、ＡＤＳＬ標準）と呼ぶ。ＡＤＳＬ標準下での伝送速度は、ツイスト・ペア電話回線を介した最大毎秒８００万ビットの速度での情報の伝送を可能にするものである。標準化されたシステムは、下り（ダウン・ストリーム）方向にそれぞれ４．３１２５ｋＨｚ幅の２５６「トーン」すなわち「サブチャンネル」を用いる離散多重トーン（ＤＭＴ）システムの使用を定義している。電話システムでは、ダウン・ストリーム方向は中央局（一般に、電話会社が所有する）からエンド・ユーザ（すなわち、住居またはビジネス・ユーザ）である遠隔地への伝送と定義される。他のシステムでは、用いられるトーン数の種類は非常に多い。しかし、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて変調を効果的に行うときは、使用可能なサブチャンネル（トーン）の一般的な数は２の整数べきであり、例えば１２８，２５６，５１２，１０２４または２０４８サブチャンネルである。
また、ＡＤＳＬ標準は、１６〜８００Ｋビット／秒の範囲のデータ速度の上り信号の使用を定義している。上り信号は、例えば遠隔地から中央局へのアップ・ストリーム方向の伝送に対応する。したがって、ＡＤＳＬという用語は、アップ・ストリーム方向よりダウン・ストリーム方向のデータ伝送速度の方がかなり大きいことからきている。これは、ビデオ・プログラミングまたはビデオ会議情報を電話回線を介して遠隔地に伝送するシステムに特に有用である。
ダウン・ストリーム信号もアップ・ストリーム信号も同じ対の線を通る（すなわち、二重化されている）ので、何らかの方法で互いに分離しなければならない。ＡＤＳＬ標準で用いられている二重化法は、周波数分割二重化（ＦＤＤ）すなわちエコー消去である。周波数分割二重化システムでは、アップ・ストリーム信号とダウン・ストリーム信号とは異なる周波数帯域を占め、送信機と受信機とでフィルタにより分離される。エコー消去システムでは、アップ・ストリーム信号とダウン・ストリーム信号とは同じ周波数帯域を占め、信号処理により分離される。
ＡＮＳＩは、加入者線に基づく伝送システム用に別の標準を作っている。これをＶＤＳＬ標準と呼ぶ。ＶＤＳＬ標準は、ダウン・ストリーム方向で少なくとも２５．９６Ｍビット／秒好ましくは少なくとも５１．９２Ｍビット／秒の伝送速度を可能にするものである。この速度を得るには、ツイスト・ペア電話回線を介した伝送距離は、一般に、ＡＤＳＬ用に許容される距離より短くなければならない。同様に、ディジタル・オーディオ・ビデオ委員会（ＤＡＶＩＣ）は、ファイバー・ツー・ザ・カーブ（ＦＴＴＣ）と呼ぶ同様なシステムについて作業中である。「カーブ」から顧客の構内までの伝送媒体は、標準の非シールド・ツイスト・ペア（ＵＰＴ）電話回線である。
ＶＤＳＬおよびＦＴＴＣ標準（以後、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣと呼ぶ）用の多数の変調方式が提案されている。提案されたＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ変調方式の多くは、アップ・ストリーム信号およびダウン・ストリーム信号の周波数分割二重化を用いている。提案されている別の有望なＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ変調方式は、互いに重ならない周期的な同期されたアップ・ストリームおよびダウン・ストリーム通信期間を用いる。すなわち、バインダを共用する全ての線のアップ・ストリームおよびダウン・ストリーム通信期間は同期される。この方式では、同じバインダ内の全ての超高速伝送は同期され時分割二重化されて、アップ・ストリーム通信の伝送と重なるときはダウン・ストリーム通信は伝送されない。これを「ピンポン」に基づくデータ伝送方式と呼ぶ。どちらの方向にもデータが伝送されない沈黙期間により、アップ・ストリームおよびダウン・ストリーム通信期間を分離する。例えば、２０記号スーパー・フレームでは、スーパー・フレーム内の２つのＤＭＴ記号は、電話回線で伝送方向を逆転させるために無音（すなわち、沈黙期間）である。この場合は、伝送方向の逆転は毎秒約４０００回の割合で起こる。例えば、約１０〜２５μ秒の沈黙期間が提案されている。同期方式は、各種の変調方式、例えば離散多重トーン変調（ＤＭＴ）などの多重搬送波送信方式や、直交振幅変調（ＱＡＭ）や搬送波なし振幅および位相変調（ＣＡＰ）や４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）や残留側波帯変調などの単一搬送波伝送方式に用いることができる。同期された時分割二重化方式をＤＭＴと共に用いるときは、同期ＤＭＴ（ＳＤＭＴ）と呼ぶ。
上に述べた伝送システムに共通する特徴は、中央局（例えば、電話会社）とユーザ（例えば、住居）を接続する伝送媒体の少なくとも一部にツイスト・ペア電話回線を用いることである。相互接続する伝送媒体の全ての部分からツイスト・ペア線を除くことは難しい。中央局からユーザの住居の近くのカーブまで光ファイバを使うことができる場合でも、カーブからユーザの家庭またはビジネス・ユーザまでは信号を運ぶのにツイスト・ペア電話回線が用いられる。
ツイスト・ペア電話回線の撚りによって外部の混信はいくらか防げるが、混信はまだ存在する。伝送の周波数が高くなるに従って、撚りでは軽減されない混信が大きくなる。そのため、ツイスト・ペア電話回線を介して高速伝送されるデータ信号の品質は、混信により大幅に低下する。データ伝送の速度が大きくなるに従って、問題は一層深刻になる。例えば、ＶＤＳＬ信号をツイスト・ペア電話回線を介して伝送する場合は、混信によりＶＤＳＬ信号の品質は大幅に低下する。測定した結果、無線周波数妨害振幅は３００ｍＶにもなるので、実際上、入来するＶＤＳＬ信号は混信により完全に判別できなくなる。このように問題になる混信を無線周波数ノイズと呼ぶ。
望ましくない混信は種々の信号源から来る。混信の信号源の１つはアマチュア（すなわち、ハム）無線通信者である。アマチュア無線は広範囲の周波数にわたってかなりのパワー・スペクトルで放送する。また、アマチュア無線通信者は頻繁に（例えば、２分毎に）放送周波数を変えることが多い。高速データ伝送では、アマチュア無線または他の信号源が作る混信（ノイズ）により、ツイスト・ペア電話回線で伝送される所望のデータ信号の品質が非常に低下する。
したがって、ＡＤＳＬやＶＤＳＬなどの高周波データ伝送速度でツイスト・ペア電話回線を用いる場合の問題は、混信が大きな障害になって、伝送されるデータ信号を受信機が正しく受信することができないことである。したがって、無線周波数妨害を除去しまたは補償する方法を提供する必要がある。
発明の開示
一般的に言って、本発明は、データが実際に伝送されていないときに得られる情報を用いてデータ伝送中に無線周波数ノイズを適応的に推定することにより、受信信号から無線周波数ノイズを除去する方法である。一般に、伝送されたデータは、受信機または受信システムによりこの新規な方法を用いて受信される。この新規な方法は、ＶＤＳＬやＡＤＳＬなどの高速データ伝送において、伝送されたデータを正しく受信するのにアマチュア無線またはその他の信号源（例えば、ブリッジ・タップや漏話）によって生成される無線周波数ノイズ（妨害）が非常に障害になる場合に、特に有用である。
本発明は、装置やシステムや方法など多くの方法で実現することができる。本発明のいくつかの実施形態を以下に説明する。
第１の信号から無線周波数ノイズを除去して第２の信号を生成する無線周波数ノイズ・キャンセラとして、本発明の一実施形態は、フィルタ・パラメータに基づいて基準ノイズ信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る適応フィルタと、第１の信号からノイズ・キャンセル信号を引いて第２の信号を作る減算器と、そのときに存在する第２の信号に基づいて前記適応フィルタのパラメータを所定の時に修正する更新回路とを含む。
データ通信システムの受信機として、本発明の一実施形態は、伝送媒体に結合された少なくとも１個の入力端子と差分信号を出力する出力端子と基準ノイズ信号を出力する基準端子とを有する変圧器と、前記変圧器に結合された、差分信号から無線周波数ノイズを打ち消してノイズ・キャンセル差分信号を作る無線周波数ノイズ・キャンセラと、ノイズ・キャンセル差分信号を復号してデータを得る処理回路とを含む。無線周波数ノイズ・キャンセラは、フィルタ・パラメータに基づいて基準ノイズ信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る少なくとも１個の適応フィルタと、差分信号からノイズ・キャンセル信号を引いてノイズ・キャンセル差分信号を作る減算器と、そのときに存在するノイズ・キャンセル差分信号に基づいて前記適応フィルタのパラメータを所定の時に修正する更新回路とを含む。
時分割多重化データ伝送を用いる同期ＤＭＴシステムでは、全てのチャンネルのデータ伝送の方向が周期的に切り替わり、各方向変更の間にデータがどちらの方向にも伝送されない沈黙期間がある。この同期ＤＭＴシステムにおいて、本発明の受信装置は、伝送媒体に結合された少なくとも１個の入力端子と差分信号を出力する出力端子とコモン・モード信号を出力するコモン・モード端子とを有する変圧器と、差分信号から無線周波数ノイズを打ち消してノイズ・キャンセル差分信号を作る無線周波数ノイズ・キャンセラと、ノイズ・キャンセル差分信号を復号してデータを得る処理回路とを含む。無線周波数ノイズ・キャンセラは、フィルタ・パラメータに従ってコモン・モード信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る少なくとも１個の適応フィルタと、差分信号からノイズ・キャンセル信号を引いてノイズ・キャンセル差分信号を作る減算器と、沈黙期間中の一部または全てにそのときに存在するノイズ・キャンセル差分信号に基づいて前記適応フィルタのパラメータを修正する更新回路とを備える。好ましくは、伝送媒体はツイスト・ペア電話回線である。
伝送媒体に結合することによって伝送媒体を介して伝送されるデータの受信を妨害する無線周波数源からの無線周波数妨害を除去する方法として、本発明の一実施形態は、差分データ信号と基準ノイズ信号とを受信し、推定ノイズ信号を作り、差分データ信号から推定ノイズ信号を引いて無線周波数妨害を実質的に除去したノイズ・キャンセル差分信号を作り、データ伝送の沈黙期間中に推定ノイズ信号の推定値を更新する。
本発明の１つの利点は、妨害する無線周波数ノイズの推定が非常に正確であるだけでなく適応的であることである。それは、データ伝送中であるがデータが実際に伝送されていない所定の短い時間に推定値を更新するからである。本発明の別の利点は、無線周波数ノイズが受信機のフロント・エンドで除去されることである。すなわち、無線周波数ノイズは受信機内のアナログ／ディジタル変換器を飽和させる前に除去される。
本発明の他の態様や利点は、本発明の原理の例として示す添付の図面に関連して以下の詳細な説明を読めば明らかになる。
【図面の簡単な説明】
本発明は、添付の図面に関して以下の詳細な説明を読めば容易に理解できる。図中、同じ参照番号は同じ構成要素を示す。
図１は、本発明の一実施形態の受信機システムのブロック図である。
図２は、本発明の第１の実施形態の無線周波数（ＲＦ）キャンセラのブロック図である。
図３は、図２に示すＲＦキャンセラの更新回路および適応フィルタの詳細な実施形態のブロック図である。
図４は、図２に示すＲＦキャンセラの更新回路および適応フィルタの一部の別の詳細な実施形態のブロック図である。
図５は、本発明の第２の実施形態のＲＦキャンセラのブロック図である。
図６は、第３の実施形態のＲＦキャンセラのブロック図である。
発明を実施する最良のモード
本発明の実施形態を図１〜図６を参照して以下に説明する。しかし、当業者が容易に理解するように、これらの図に関して行う詳細な説明は例示の目的であって、本発明はこれらの限定された実施形態を超えるものである。
本発明は、データが実際に伝送されていない短い時間に得られる情報を用いてデータ伝送中に無線周波数ノイズを適応的に推定することにより、受信信号から無線周波数ノイズを除去する方法に関する。好ましくは、データ伝送はこの新規な手法を用いる受信機または受信システムで受信される。本発明は、ＶＤＳＬやＡＤＳＬなどの高速データ伝送において、伝送データを正しく受信するのに無線周波数ノイズが非常に障害になる場合に特に有用である。本発明について、いくつかの実施形態を参照して以下に詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態の受信機システム１００のブロック図である。受信機システム１００は、ツイスト・ペア線１０４に結合された変圧器１０２を含む。一般に、ツイスト・ペア線１０４はツイスト・ペア電話回線である。変圧器１０２は、入来するデータ信号をツイスト・ペア線１０４を介して受信する。例えば、入来するデータ信号は任意の書式またはプロトコルでよいが、受信機システム１００はＡＤＳＬやＶＤＳＬで与えられる高速システムに特に適している。
また、ノイズ源１０６がツイスト・ペア線１０４の近くで動作していると仮定する。ノイズ源１０６は無線信号を作る。したがって、ノイズ源１０６は、受信機システム１００が受信中のデータ信号を妨害する無線信号を作るものを全て含む。ＡＤＳＬやＶＤＳＬなどの高速データ伝送の場合、アマチュア無線ユーザは使用する周波数範囲が重なるので、ノイズ源１０６の候補である。ノイズ源１０６が作る無線信号は有用な信号かも知れないが、受信機システム１００にとっては、この信号は無線周波数ノイズである。ノイズ源１０６が作る無線周波数ノイズは望ましくないものであるが、ツイスト・ペア線１０４に結合して入るので、受信機システム１００はこれを受信する。無線周波数ノイズは無線周波数妨害とも呼ばれる。
変圧器１０２は、これに結合されたツイスト・ペア線１０４を有する入力側と、差分出力信号（νd）１０８を出力する出力側とを含む。変圧器１０２は、コモン・モード信号（νc）１１０も出力する。コモン・モード信号（νc）１１０は、好ましくは、変圧器１０２の入力側の中央タップから接地（シャーシ接地）を基準として得る。または、コモン・モード信号（νc）１１０は、線１０４の１つまたは線１０４全体から接地に対して得てよい。より一般的には、コモン・モード信号（νc）１１０は基準ノイズ信号である。
受信機システム１００はまた、差分信号（νd）１０８とコモン・モード信号（νc）１１０とを受ける無線周波数（ＲＦ）キャンセラ１１２を含む。これらの入力を受け、ＲＦキャンセラ１１２は、差分信号（νd）１０８から望ましくないノイズ成分を打ち消して、その結果をノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４として出力する。その後、濾波差分信号（νf）１１４はアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）１１６に送られる。ＡＤＣ１１６は、入力するノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４をディジタル・ノイズ・キャンセル差分信号（νfD）１１８に変換する。
次に、ディジタル・ノイズ・キャンセル差分信号（νfD）１１８は、受信機システム１００内にあってその一部であるディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１２０に送られる。ＤＳＰ１２０は、従来の方法で動作し、ディジタル差分濾波信号（νfD）１１８を復号して、送信機システム（図示せず）から本来送信されたデータ１２２を回復する。従来の復号に加えて、ＤＳＰ１２０は、ＲＦキャンセラ１１２にフィードバックする更新制御信号１２４を作る。更新制御信号１２４は、ＲＦキャンセラ１１２を使用可能および使用不能にして、ツイスト・ペア線１０４を介したデータの受信中にそのノイズ・キャンセル特性の更新を制御する。好ましくは、ＲＦキャンセラ１１２によるノイズ・キャンセル特性は、無線周波数ノイズの打消しを行う内部フィルタ・パラメータにより決定される。後で詳細に説明するように、好ましくは、更新制御信号１２４は、入来するデータ信号の受信の中断（「沈黙期間」）の間に周期的に活動状態になり、これにより、ＲＦキャンセラ１１２は内部濾波パラメータを更新して無線周波数ノイズの打消し効果を上げる。この中断の間に内部濾波パラメータを更新することにより、ＲＦキャンセラ１１２は無線周波数ノイズの変化に迅速に適応することができる。
図２は、本発明の第１の実施形態のＲＦキャンセラ２００のブロック図である。ＲＦキャンセラ２００は、図１のＲＦキャンセラ１１２として用いるのに適したいくつかの実際のＲＦキャンセラのうちの１つである。
ＲＦキャンセラ２００は減算器２０２を含む。減算器２０２は、差分信号（νd）１０８を受け、ノイズ・キャンセル差分信号（νf）を出力する。好ましくは、減算器２０２はアナログ減算器である。ＲＦキャンセラ２００はまた、更新回路２０４を含む。更新回路２０４は、ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４と更新制御信号１２４とを受ける。更新回路２０４は、更新制御信号１２４のレベルに基づいて動作し、ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４をフィードバック信号（νfb）２０６として適応フィルタ２０８にフィードバックさせ、または、させない。適応フィルタ２０８は、コモン・モード信号（νc）１１０（より一般的に、基準ノイズ信号）とフィードバック信号（νfb）２０６とを受け、推定ノイズ信号（νn）２１０を作る。推定ノイズ信号（νn）２１０は減算器２０２に送られる。減算器２０２は、差分信号（νd）１０８から推定ノイズ信号（νn）２１０を引いて、ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４を作る。
効果的に動作するには、図２に示すＲＦキャンセラ２００は、ＲＦ源１０６によって発生された無線周波数ノイズ（妨害）を正確に推定する必要がある。従来は、データの受信中に無線周波数ノイズを正確に推定することができなかったので、データの受信中に無線周波数ノイズを推定することは不可能であった。無線周波数ノイズをデータ伝送が始まる直前に推定することはできるが、これでは正しく動作しない。その理由は、一般的なＲＦ源１０６は周波数がかなり頻繁に（約２分毎に）変わるという性質を持つので、ノイズの推定を誤る可能性があるからである。また、無線周波数ノイズに相関しかつ受信中のデータ信号に相関しないフィルタ用の基準信号を生成することが従来の問題である。
無線周波数ノイズを正確に推定できるのは、差分信号（νd）がゼロのときだけである。ノイズ・キャンセラ２００は、データ受信の中断の間に無線周波数ノイズを周期的に推定することにより、無線周波数ノイズを正確に推定することができる。この中断の間は、データを受信しない、すなわち、差分信号（νd）はゼロである。したがって、データ伝送中に（すなわち、データ伝送の中断の間に）無線周波数ノイズの推定を更新することができるので、ＲＦ源１０６が作る無線周波数ノイズのどんな変化も推定ノイズ信号（νn）２１０により密接に追跡することができる。また、中断の間は、データ信号は短い時間受信されない。したがって、基準ノイズ信号（νc）は、実際上、データ信号と（同様に、ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４と）相関しない。ＶＤＳＬの場合は、更新制御信号１２４により適応フィルタ２０８は、ＶＤＳＬ伝送の「沈黙期間」中に、そのとき存在する無線周波数ノイズに適応することができる。なお、「沈黙期間」は、約１０〜２５μｓの短時間であって、同期ＤＭＴ（ＳＤＭＴ）中に毎秒約４，０００回起こる。この場合でも、毎秒２，０００回の割合で更新するだけで恐らく十分と考えられる。
適応フィルタ２０８の内部パラメータの更新を中断の間に行うことができることは数学的に示すことができる。数学的証明では、適応フィルタ２０８は一定複素利得ωである。差分信号（νd）は、
νd＝ｓ＋ｋc・ｎ
であり、基準ノイズ信号（νc）は、
νc＝ｋd・ｓ＋ｎ
である。ただし、ｓはデータ信号、ｋcおよびｋdは結合係数、ｎは無線周波数ノイズである。誤り信号ｅは、
ｅ＝νd−ω・νc＝（１−ω・ｋd）・ｓ＋（ｋc−ω）・ｎ  （１）
である。式（１）から、ωの良い設定値は、ω＝ｋcである。誤り信号ｅは、差分信号（νd）がゼロのときのノイズ・キャンセラ２００の出力（すなわち、ノイズ・キャンセル差分信号（νf））である。ωの最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）設定を用いると、誤り信号ｅの平均二乗値は最小になる。全ての信号の平均値はゼロ（ＤＣ成分がない）でなければならない。また、ｓの分散（パワーまたはパワー・スペクトル密度）はＥsであり、ノイズｎの分散はσ2である。ωのＭＭＳＥ設定を決定するのに用いる基本計算式は、
0003988802.tif 000002
であり、これは、一般に、ｋcに等しくない。したがって、対応するＭＭＳＥは、
0003988802.tif 000003
である。これらの設定は、平均二乗誤差を最小にすることにより、また、多くの既知の適応アルゴリズムにより得られるが、リンク上の伝送では、好ましくは、ω＝ｋcであり、したがって、ＭＭＳＥ＝Ｅs（１−ｋcｋd）である。この設定になるのは、Ｅs＝０のときか無線周波数ノイズが非常に大きいときであるが、Ｅs＝０はデータ信号がないことに対応するので、望ましい状態ではないし、非常に大きいノイズは全ての線で保証されるわけではなく、また、それ自身、伝送（Ｒ−Ｆキャンセラでない）の観点から望ましくない。
また、平均最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを用いて例えばＶＤＳＬの沈黙期間中に更新する場合、ノイズ・キャンセラ２００は、平均値ω＝ｋcに収束することを示すことができる。すなわち、ＬＭＳアルゴリズムを用いてＶＤＳＬスーパー・フレーム毎に１度（したがって、スーパー・フレーム内の沈黙期間の１つだけを用いて）無線周波数キャンセラを更新すると仮定する。この更新時刻を時間的にｋで指標化する。ＬＭＳアルゴリズムは（J. R. Treichler, C. R. Johnson, M. G. Larimoreの「適応フィルタの理論と設計」、John Wiley & Sons, New York, 1987（以後、Treichler他、と書く）に記述されている。）、
ｅk＝νk−ωk・νc,k
ωk+1＝ωk＋μ・ｅk・νc,k
であり、沈黙期間中だけ更新する場合は、平均値ω＝ｋcに収束する。
図３は、図２に示すＲＦキャンセラ２００の更新回路２０４と適応フィルタ２０８の詳細な実施形態のブロック図である。図から分かるように、減算器（例えば、図２に示す減算器２０２）を除くと、図３に示す回路はＲＦキャンセラの詳細な実施形態である。したがって、図３に示す回路をＲＦキャンセラ３００として説明する。入力として、ＲＦキャンセラ３００は、ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４と、コモン・モード信号（νc）１１０（より一般的に、基準ノイズ信号）と、更新制御信号１２４とを受ける。
ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４は、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）３０２に送られてディジタル・ノイズ・キャンセル差分信号に変換される。この信号は、更新制御信号１２４のレベルに基づいてスイッチ３０４を通過しまたは通過しない。スイッチ３０４の出力はディジタル・フィードバック信号３０６であって、これは適応フィルタを実現するＲＦキャンセラ３００の残りの回路にフィードバックされる。
コモン・モード信号（νc）１１０は移相器３０８に送られ、移相器３０８はコモン・モード信号（νc）１１０の同相（ＩＦ）成分（νc-I）３１２と直交（Ｑ）成分（νc-Q）３１６とを作る。一例として、移相器３０８は、コイルまたはヒルベルト変換回路でよく、９０度の移相を誘導して直交部（νc-Q）３１６を作る。
また、ＲＦキャンセラ３００は第１の乗算器３１８を含み、第１の乗算器３１８はディジタル・フィードバック信号３０６と同相コモン・モード信号（νc-Q）３１２を乗算して同相信号３２０を作る。次に、同相信号３２０は積分器３２２に送られ、積分器３２２は同相信号３２０を積分して同相利得調整信号３２４を出力する。次に、第２の乗算器３２６により、同相利得調整信号３２４と同相コモン・モード信号（νc-I）３１２とを乗算する。第２の乗算器３２６の出力は同相ノイズ信号３２８である。
ＲＦキャンセラ３００はまた、第３の乗算器３３０を含む。第３の乗算器３３０はディジタル・フィードバック信号３０６と直角コモン・モード信号（νc-Q）３１６とを乗算して直交信号３２２を作る。直交信号３３２は積分器３３４に送られ、積分器３３４は直交信号３３２を積分して直交利得調整信号３３６を出力する。次に、第４の乗算器３３８により直交利得調整信号３３６と直交コモン・モード信号（νc-Q）３１６とを乗算する。第４の乗算器３３８の出力は直交ノイズ信号３４０である。
さらに、ＲＦキャンセラ３００は加算器３４２を含む。加算器３４２は同相ノイズ信号３２８と直交ノイズ信号３４０とを加算して推定ノイズ信号（νn）２１０を作る。また、上に述べたように、ＲＦキャンセラ３００は、加算器３４２の出力である推定ノイズ信号（νn）２１０を差分信号（νd）１０８から引いてノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４を作る。得られたノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４には、無線周波数ノイズが実質的にない。
ＲＦキャンセラ３００は２個の乗算器３２６，３３８を含むが、一般に、タップ付き遅延線を用いる場合はより多くの乗算器が必要である。より詳しくは、タップ付き遅延線を用いる場合は、移相器３０８の代わりにタップ付き遅延線を用い、タップ付き遅延線毎に回路（前に同相および直交成分毎に設けられた）が設けられる。
図３に示すＲＦキャンセラ３００（より一般的に、本発明のＲＦキャンセラ）は、アナログ式でも、ディジタル式でも、またはその組合わせでもよい。乗算器３２６，３３８は、適応フィルタの設定ωにより決定されるディジタル・プログラムされた利得を有するＭＤＡＣ（乗算ディジタル／アナログ変換器）で実現してよい。ＭＤＡＣでは、１つの入力はディジタルであり、他の入力はアナログであって、２つの入力を乗算した結果はやはりディジタルである。また、加算器３４２としてディジタル加算器を用いると共に、ＲＦキャンセラ３００は加算器３４２の前に低域フィルタを含んでよく、また、入力ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４にエイリアス除去フィルタを設けてよい。
図４は、図２に示すＲＦキャンセラ２００の更新回路２０４と適応フィルタ２０８の一部との別の詳細な実施形態のブロック図である。図から分かるように、図４に示す回路は、図３に示すＲＦキャンセラ３００のＡＤＣ３０２，スイッチ３０４，乗算器３１８および積分器３２２を置換することができる。したがって、図４に示す回路をＲＦキャンセラ４００として説明する。キャンセラ４００に必要であるが図示していない回路は、このまたは他の実施形態に説明されたものと同じである。
ＲＦキャンセラ４００は、乗算器３２６の前のＲＦキャンセラ３００の片側（同相側）を実現したものである。図４に示すＲＦキャンセラ４００は、ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４と、コモン・モード信号（νc）１１０（より一般的に、基準ノイズ信号）と、更新制御信号１２４と、クロック信号（ＣＬＫ）４０２とを受ける。ＲＦキャンセラ４００は、更新制御信号１２４により制御されるスイッチ４０４を含む。スイッチ４０４の出力はゼロかまたはノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４である。スイッチ４０４の出力はアナログ・フィードバック信号４０６である。次に、アナログ乗算器４０８によりアナログ・フィードバック信号４０６とコモン・モード信号（νc）１１０とを乗算して、アナログ同相信号４１０を作る。コンデンサ４１１はアナログ・フィードバック信号４０６からＤＣ信号を濾波すなわち阻止する。アナログ乗算器４０８から出力されるアナログ同相信号４１０は、デルタ・シグマ型のアナログ／ディジタル変換器４１２に送られる。デルタ・シグマ型のアナログ／ディジタル変換器４１２はアナログ同相信号４１０をディジタル１ビット信号４１３に変換する。
デルタ・シグマ型のアナログ／ディジタル変換器４１２は加算器／減算器４１４を含む。加算器／減算器４１４は、アナログ乗算器４０８から送られるアナログ同相信号４１０からフィードバック信号４１６を引き、調整アナログ同相信号４１８を作る。調整アナログ同相信号４１８はアナログ積分器４２０により積分されて、積分アナログ信号４２２を作る。積分アナログ信号４２２は１ビットのアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）４２４に送られ、ディジタル信号４２６として出力される。次に、ディジタル信号４２６はフリップフロップ回路４２８のデータ入力端子（Ｄ）に入る。フリップフロップ回路４２８は、クロック信号（ＣＬＫ）４０２をクロック端子（ＣＬＫ）に受けて、クロック信号（ＣＬＫ）４０２に従ってディジタル信号４２６を同期させる。フリップフロップ４２８の出力端子（Ｑ）はディジタル１ビット信号４１３を出力する。ディジタル１ビット信号４１３は同相信号３２０に対応するので積分してよい。しかし、ディジタル１ビット信号４１３のＤＣオフセットを全て除去するため、ＲＦキャンセラ４００にＤＣオフセット・キャンセラ４３２を設けるのが好ましい。
ＤＣオフセット・キャンセラ４３２は、加算器／減算器４３４を含み、ディジタル１ビット信号４１３からＤＣオフセット信号４３６を引いて調整ディジタル信号４３８を作る。調整ディジタル信号４３８は、この場合は、２ビット幅である。次に、調整ディジタル信号４３８は更新制御信号１２４により制御されるスイッチ４４０に送られる。スイッチ４０４がノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４を通すときは、スイッチ４４０は調整ディジタル信号４３８をディジタル積分器４４２に通す。この実施形態では、ディジタル積分器４４２は、カウンタ（例えば、１２ビット・カウンタ）として動作し、調整ディジタル信号４３８を所定の時間カウントして適応フィルタ２０８用のパラメータ情報を作る。言い換えると、ディジタル積分器４４２から出力されるパラメータ情報は、例えば同相利得調整信号３２４に対応し、図３の乗算器３２６に送られる。
他方、スイッチ４０４がノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４を通さないときは、スイッチ４４０は調整ディジタル信号４３８をディジタル積分器４４４に通す。この場合は、スイッチ４４０は回復すべきデータ信号を受ける。ディジタル積分器４４４は、カウンタ（例えば、１２ビット・カウンタ）として動作し、調整ディジタル信号４３８を所定の時間カウントしてＤＣオフセット・キャンセラ４３２用のＤＣオフセット情報を作る。ディジタル積分器４４４のＤＣオフセット情報はディジタル・レート乗算器４４６に送られ、クロック信号４０２に従ってＤＣオフセット信号４３６のレートを決定する。このようにして、データの受信中はＤＣオフセット・キャンセラ４３２は活動状態であって全てのＤＣオフセットを打ち消し、更新期間中（データを受信しない）はＤＣオフセット・キャンセラ４３２は活動状態でない。
ＡＤＣ４１２（および恐らくＡＤＣ３１０，３１４）から出力されるディジタル１ビット信号４１３は、好ましくは、いわゆる符号付きＬＭＳアルゴリズムを用いて適応的に更新を行うのに十分である。符号付きＬＭＳアルゴリズムはJ. R. Treichler他に述べられている次の式で、
ｅk＝νk−ωk・νc,k
ωk+1＝ωk＋μ・ｅk・ｓｇｎ｛νc,k｝
ＬＭＳと同じ設定に収束する。ただし、収束は遅い。符号付きＬＭＳアルゴリズムは、実際は、２度行う。１度は同相で、１度は直交相で行い、どちらの場合も同じ誤り信号ｅを用いてよい。この１ビット符号付きＬＭＳの収束が遅いことは、特にＶＤＳＬに基づくＳＤＭＴで毎秒４０００回もの更新を行う場合は、精度が低いこととのトレードオフとして許容できる。主な余分のコストは乗算ＤＡＣである。これは１２ビットＤＡＣとプログラマブル利得増幅器のカスケードとして実現してよい（ＳＤＭＴ受信機の後の段の１０ビットＡＤＣに相当する）。
ＲＦキャンセラは、一般に、高固有値拡散と呼ばれる問題を抱えている（J. R. Treichler他を参照のこと）。高固有値拡散は収束を遅らせ、内部信号処理のダイナミック・レンジの必要を悪化させる。この問題をなくすには、十分な精度、漏れを用いるか（J. M. Cioffiの「適応濾波における制限された精度効果，Special Issue of IEEE Transactions on Circuits and Systems on Adaptive Filtering, July 1987を参照のこと）、または、小さな白色雑音を信号νcに故意に加える。しかし、上に述べたＤＣオフセット・キャンセラ４３２などのＤＣオフセット・キャンセラを用いると、漏れが過剰になる可能性がある。
図５は、本発明の第２の実施形態のＲＦキャンセラ５００のブロック図である。図５に示すＲＦキャンセラ５００の動作は、前の実施形態で説明したＲＦキャンセラと同じであるが、異なる点は、図５に示す実施形態ではＲＦキャンセラ５００は主としてディジタル領域で動作して無線周波数ノイズを推定し（すなわち、推定ノイズ信号（νn）２１０）、次に、差分信号（νd）１０８から推定無線周波数ノイズを除去してノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４を作ることである。しかし、高速度データ通信においてＲＦキャンセラを用いる場合に推定無線周波数ノイズを応答的に作るには、かなりの量の信号処理計算能力が必要である。
ＲＦキャンセラ５００は減算器５０２を含む。減算器５０２は、差分信号（νd）１０８を受け、これから推定ノイズ信号（νn）２１０を引いてノイズ・キャンセル差分信号（νf）を作る。ノイズ・キャンセル差分信号（νf）１１４はアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）５０４に送られてディジタル・ノイズ・キャンセル差分信号（νfD）１１８が作られる。次に、ディジタル・ノイズ・キャンセル差分信号（νfD）１１８はフィードバック信号としてディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）５０６に送られる。また、ＲＦキャンセラ５００はコモン・モード信号（νc）１１０（より一般的に、基準ノイズ信号）を受ける。コモン・モード信号（νc）１１０はアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）５１０によりディジタル・コモン・モード信号（νcD）５０８に変換される。次に、ディジタル・コモン・モード信号（νcD）はＤＳＰ５０６に送られる。ＤＳＰ５０６は、前の実施形態で上に述べた操作（例えば、乗算、加算、減算、積分）を行ってディジタル・ノイズ信号５１２を作る。次に、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）５１４はディジタル・ノイズ信号５１２を推定ノイズ信号（νn）２１０に変換する。
図６は、本発明の第３の実施形態のＲＦキャンセラ６００のブロック図である。ＲＦキャンセラ６００は図５に示すＲＦキャンセラ５００と同じ設計であるが、異なる点は、減算器５０２がここではディジタル減算器６０２であり、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）は差分信号（νd）１０８を受けてディジタル減算器６０２の前にディジタル信号に変換し、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）５０４，５１４は必要ないことである。したがって、本発明のこの実施形態は完全にディジタルの実施形態である。注目すべきことは、第３の実施形態のアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）６０４はより大きな信号範囲（すなわち、より多くのビット）を支援する必要があることである。その理由は、無線周波数ノイズは（差分信号（νd）１０８と共に）アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）６０４によりディジタル形式に変換されるからである。
上に述べたＤＣオフセット・キャンセラも、本発明の任意の異なる実施形態で用いることができる。例えば、図５と図６とに関して、ＤＳＰ５０６はＤＣオフセット・キャンセラの上述の動作も行う。
概念的には、無線周波数打消しによりアマチュア無線信号などの任意の数の無線周波数ノイズを、それらが異なる周波数である限り、理論的に除去することができる。一般に、ＲＦキャンセラは一種の漏話キャンセラであって、漏話ノイズ・レベルを減少させることもできる。ただし、任意の所定の周波数で大幅に打ち消されるのは主な漏話信号だけである。
実現されるものは、１つの無線信号のレベルを減少させるだけの非常に簡単なキャンセラから、多数の無線ノイズ妨害を除去する高級なキャンセラまでいろいろある。
複雑でないＲＦキャンセラにはＲＦ妨害の周波数に重点を置くものがある。結合係数ｋcが周波数の関数すなわちｋc＝ｋc（ｆ）の場合は、ω＝ｋc（ｆrf）である。ただし、ｆrfは無線周波数ノイズのほぼ中心周波数である。無線周波数ノイズがない他の周波数では、キャンセラを用いることにより信号の品質がいくらか低下したり他のノイズが増加したりすることがある。無限長さの適応ディジタル・フィルタであれば、ωは固定の複素定数ではなく全フィルタ応答なので、この問題はない。しかし、完全なフィルタを避けて複雑でなくしたものは、興味が持てるし望ましい。
さらに、上に述べた実施形態はツイスト・ペア電話回線によるデータ伝送に適しているが、本発明はツイスト・ペア電話回線で用いることに限られるものではない。例えば、本発明は同軸ケーブルでデータを伝送する場合にも用いられる。この場合は、中心導体はデータ信号を運び、シールド（接地に対する）はノイズ基準信号として動作する。
本発明の１つの利点は、妨害する無線周波数ノイズの推定が非常に正確であるだけでなく適応的であることである。それは、データ伝送中であるがデータが実際に伝送されていない所定の短い時間に推定値を更新するからである。本発明の別の利点は、無線周波数ノイズが受信機のフロント・エンドで除去されることである。すなわち、無線周波数ノイズは受信機内のアナログ／ディジタル変換器を飽和させる前に除去される。本発明は、高速データ伝送において、アマチュア無線またはその他の信号源（例えば、ブリッジ・タップや漏話）によって作られる無線妨害（ノイズ）が伝送中の所望のデータ信号の品質を大幅に低下させる可能性のある場合に特に有用である。
共に譲渡された、John A. C. BinghamとPo Tongの米国特許出願番号第０８／５０１，２５０号、１９９５年７月１１日出願を引例としてここに挙げる。また、Cioffi他の「ＳＤＭＴでのアナログＲＦ打消し」、米国規格協会（ＡＮＳＩ）Ｔ１Ｅ１．４／９６−０８４提案、１９９６年４月２２日を引例としてここに挙げる。
本発明の多くの特徴と利点はこの説明から明らかであって、請求の範囲は本発明の全ての特徴と利点をカバーするものである。更に当業者は種々の修正や変更を容易に考えられるので、ここに図示して説明した構成と動作に本発明を制限するのは望ましくない。したがって、全ての適当な修正と同等なものは本発明の範囲内に入るものとする。
【図１】
0003988802.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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