(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響空間内の聴取位置に設定された集音手段と、
前記音響空間内に設置されて、少なくとも周波数特性が変更可能であって、出力音声が集音手段に到達するまでの遅延時間が既知の制御音源と、
前記音響空間内に設置されて、周波数特性が変更不可能な非制御音源と、
前記非制御音源の前段に接続されており、遅延時間が設定可能な遅延手段と、
前記非制御音源から放射する所定の遅延時間測定用信号を生成する測定用信号生成手段と、
前記非制御音源から放射される前記遅延時間測定用信号の音波に対応して前記集音手段から出力される信号を解析することにより、前記非制御音源と前記制御音源のそれぞれから放射される音波の音圧レベルが同じになる境界周波数の成分が前記集音手段に到達するタイミングを一致させるように前記遅延手段の遅延時間を設定する遅延時間算出・設定手段と、
を備え、前記遅延時間算出・設定手段は、前記非制御音源から放射される前記遅延時間測定用信号の音波に対応して前記集音手段から出力される信号を解析して、前記境界周波数に対応する遅延時間を算出し、この算出した遅延時間が前記制御音源に対応する既知の遅延時間と一致するように、前記遅延手段の遅延時間を設定することを特徴とする遅延時間設定方式。
【請求項２】
請求項１において、
前記測定用信号生成手段によって生成される前記遅延時間測定用信号はタイムストレッチドパルスであり、
前記遅延時間算出・設定手段は、前記集音手段の出力信号に、前記タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号を畳み込み演算し、この畳み込み演算結果に対してフーリエ変換処理を行うことにより、前記非制御音源に対応する前記境界周波数における遅延時間を求めることを特徴とする遅延時間設定方式。
【請求項３】
請求項１において、
前記測定用信号生成手段によって生成される前記遅延時間測定用信号はホワイトノイズ信号であり、
前記遅延時間算出・設定手段は、前記測定用信号生成手段から出力される前記遅延時間測定用信号と前記集音手段の出力信号とが入力されて、これら２つの信号の誤差信号のパワーが最小となるように適応処理を行う適応フィルタを有しており、この適応フィルタのフィルタ係数に対してフーリエ変換処理を行うことにより、前記非制御音源に対応する前記境界周波数における遅延時間を求めることを特徴とする遅延時間設定方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、制御音源と非制御音源とを併用して車室内等で所望の音響特性を実現する等化システムにおける非制御音源の遅延時間設定方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車室内は密閉された狭い空間であるため、短時間で反射が起こり、音波が干渉しあって聴取位置までの伝達特性は非常に複雑なものとなる。また、左右非対称な場所で音楽を聴くことになるため、左右のスピーカからの伝達特性も大きく異なっている。このような車室内の悪影響を取り除き、車室内における音響特性の改善を行うことを目的としたオーディオ装置が望まれており、このような要求に応えるものとして、音響系の伝達特性を自動で補正する等化システムが知られている。
【０００３】
図８は、車載用オーディオシステムに適用される等化システムの基本構成を示す図であり、一例として時間領域において伝達特性の補正を行う構成が示されている。同図に示す等化システムは、目標応答設定部１００、マイクロホン１０２、加算部１０４、スピーカ１０８、ＬＭＳ（Least Mean Square ）アルゴリズム処理部１１０、適応フィルタ１１２、フィルタ１１４を含んで構成されている。
【０００４】
目標応答設定部１００には、再現したい音響空間に対応する伝達特性が目標応答特性Ｈとして設定されている。例えば、入力信号を単に所定時間遅延させるだけの全オーディオ周波数帯域において平坦な特性が設定されている。適応フィルタ１１２は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のデジタルフィルタが用いられ、ＬＭＳアルゴリズム処理部１１０によってフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ）が設定される。ＬＭＳアルゴリズム処理部１１０は、聴取者の聴取位置に設置されたマイクロホン１０２によって集音されて出力されたオーディオ信号と、目標応答設定部１００から出力される目標応答信号との差分である誤差信号のパワーが最小となるように、ＬＭＳアルゴリズムを用いて適応フィルタ１１２のフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ）を設定する。フィルタ１１４は、スピーカ１０８からマイクロホン１０２までの車室内音響系の伝達特性をモデル化した特性を有している。このような等化システムにより、目標応答設定部１００に設定した目標応答特性Ｈを有する空間で音楽を聴取した場合と同様の音楽の聴取が可能となる。
【０００５】
ところで、上述した等化システムのようにオーディオ信号の全帯域に対して等化処理を行おうとすると、演算量が膨大なものとなり、リアルタイムの処理が困難となる。例えば、リアルタイムで処理を行おうとすると、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）が数百個程度必要になる。そこで、特定の周波数帯域のみ、例えば２００Ｈｚ以下の低音域のみを対象として処理を行う等化システムが提案されている。
【０００６】
図９は、低音域のみを対象として適応等化処理を行う等化システムの構成を示す図である。同図に示す等化システムは、図８に示した等化システムに対して、▲１▼入力側に低音域を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１６を挿入し、その出力を目標応答設定部１００と適応フィルタ１１２等に入力している点と、▲２▼入力側に高音域を通過させるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１２０を挿入し、その出力に基づいて高音域のオーディオ音を車室内音響空間に放射する第２のスピーカ１２２を設けた点と、▲３▼第２のスピーカ１２２の前段にオーディオ信号を所定時間だけ遅延させる遅延器１２４を挿入した点とが異なっている。
【０００７】
図９に示した等化システムにおいてオーディオ信号の低音域のみを対象に等化処理を行うことにより、次のような利点がある。▲１▼サンプリング周波数、すなわち必要な計算量を減らすことができる。▲２▼車室内のような小さな空間では、低音域において、モードのオーバーラップが少なく、壁の反射率が高いため、定在波の影響が顕著にでる。また、車載用オーディオ装置に用いられるスピーカは、その寸法や取り付け状態に制限があり、低音域で効率的な音響再生が難しい。このため、低音域に制御を集中することにより、小さなハードウェア規模の割に大きな制御効果を期待できる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、低音域を対象に等化処理を行う上述した等化システムにおいては、制御帯域である低音域の音声を適応フィルタ１１２に通すことにより所定の遅延が生じるため、この遅延時間を調整するために、非制御音源であるスピーカ１２２の前段に上述したように遅延器１２４が設けられている。図１０は、従来の遅延時間の設定方法について説明する図である。図１０（Ａ）は、制御帯域（低音域）および非制御帯域（高音域）のそれぞれに対応する音波の音圧レベルの周波数特性を示しており、図１０（Ｂ）は、制御帯域および非制御帯域のそれぞれに対応する音波の群遅延特性（遅延時間の周波数特性）を示している。従来は、図１０（Ｂ）に示すように、非制御帯域に対応する音波が聴取位置に設置されたマイクロホン１０２に到達するまでの平均的な遅延時間を測定し、この平均的な遅延時間が制御帯域および非制御帯域の間でほぼ一致するようにして遅延器１２４の遅延時間が設定されていた。
【０００９】
しかしながら、図１０（Ｂ）に示した例のように、制御帯域と非制御帯域の境界位置における周波数（以後、これを「境界周波数」と称する）ｆ0 に着目して遅延時間を見ると、制御帯域の音波に対応する遅延時間Ｔ0 と、非制御帯域の音波に対応する遅延時間ｔ0 とは一致していない場合が多い。このように、境界周波数ｆ0 近傍において、制御帯域の音波に対応する遅延時間Ｔ0 と非制御帯域の音波に対応する遅延時間ｔ0 とが一致していないと、同じ周波数の音波でありながら制御帯域の音波と非制御帯域の音波の両者が聴取位置に到達するタイミングがずれることとなり、聴感上の違和感が生じ、音質の悪化を招くという問題があった。
【００１０】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、制御音源と非制御音源とを併用する場合に、聴取位置における音質を向上させることができる遅延時間設定方式を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明の遅延時間設定方式では、聴取位置に集音手段が設定されており、音響空間に制御音源と非制御音源が設置されており、非制御音源の前段には遅延時間が設定可能な遅延手段が接続されている。測定用信号生成手段からは所定の遅延時間測定用信号が出力され、この信号に対応する音波が非制御音源から放射される。そして、集音手段から出力される信号を遅延時間算出・設定手段によって解析することにより、非制御音源と制御音源のそれぞれから放射される音波に含まれる周波数の重複部分が集音手段に到達するタイミングをほぼ一致させるように遅延手段の遅延時間を設定している。制御音源と非制御音源のそれぞれから放射される音波の重複部分が集音手段に到達するタイミングをほぼ一致させるように遅延手段の遅延時間が設定されるため、同じ周波数の音波でありながら聴取位置に到達するタイミングがずれることによって聴感上の違和感が生じることを防ぐことができ、聴取位置における音質を向上させることができる。
【００１２】
また、上述した遅延時間算出・設定手段は、非制御音源から放射される遅延時間測定用信号の音波に対応して集音手段から出力される信号を解析して、重複部分の周波数に対応する遅延時間を算出し、この算出した遅延時間が制御音源に対応する既知の遅延時間と一致するように、遅延手段の遅延時間を設定することが望ましい。非制御音源と制御音源のそれぞれから音波が放射されて集音手段に到達するまでの時間差がなくなるように遅延手段の遅延時間が設定されるため、それぞれの音波に含まれる周波数の重複部分が集音手段に到達するタイミングを確実に一致させることができる。
【００１３】
また、遅延時間測定用信号としてタイムストレッチドパルスを用いるとともに、遅延時間算出・設定手段によって、集音手段の出力信号に、タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号を畳み込み演算し、この畳み込み演算結果に対してフーリエ変換処理を行うことにより、非制御音源に対応する重複部分の周波数における遅延時間を求めることが望ましい。このような畳み込み演算を行うことによりインパルス応答を求めることができ、このインパルス応答に基づいて周波数の重複部分に対応する遅延時間を求めることができる。また、タイムストレッチドパルスは、所定の時間幅を有し、周波数成分が時間軸上で分散された信号であり、突発的なノイズによる影響を受けにくい利点がある。
【００１４】
また、遅延時間測定用信号としてホワイトノイズ信号を用いるようにしてもよい。この場合には、遅延時間算出・設定手段は、測定用信号生成手段から出力される遅延時間測定用信号と集音手段の出力信号とが入力されて、これら２つの信号の誤差信号のパワーが最小となるように適応処理を行う適応フィルタを有しており、この適応フィルタのフィルタ係数に対してフーリエ変換処理を行うことにより、非制御音源に対応する重複部分の周波数における遅延時間を求めることが望ましい。適応フィルタのフィルタ係数は、集音手段によって検出されるインパルス応答を再現しているため、このフィルタ係数に基づいて、周波数の重複部分に対応する遅延時間を求めることができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の遅延時間設定方式を適用した一実施形態の等化システムについて、図面を参照しながら説明する。
【００１６】
図１は、本発明を適用した一実施形態の等化システムの構成を示す図である。同図に示す等化システムは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０、目標応答設定部１２、マイクロホン１４、加算部１６、フィルタ１８、スピーカ２０、３２、ＬＭＳアルゴリズム処理部２２、適応フィルタ２４、遅延器２６、スイッチ２８、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３０、遅延時間測定用音源５０、遅延時間算出・設定部５２を含んで構成されている。
【００１７】
ローパスフィルタ１０は、入力されるオーディオ信号の中から制御帯域である低音域のみを通過させる。目標応答設定部１２は、目標応答特性（インパルスレスポンス）Ｈが設定されており、ローパスフィルタ１０から出力される制御帯域のオーディオ信号が入力されて、これに対応する目標応答信号を出力する。マイクロホン１４は、車室内音響空間の聴取位置に設置されており、この聴取位置に到達した音波を検出する。
【００１８】
加算部１６は、マイクロホン１４から出力されるオーディオ信号と目標応答設定部１２から出力される目標応答信号との誤差を演算して誤差信号を出力する。フィルタ１８は、ローパスフィルタ１０から出力される制御帯域のオーディオ信号にスピーカ２０から聴取位置のマイクロホン１４までの車室内音響系の伝搬特性（伝達特性）Ｃを畳み込んで適応処理に用いる参照信号（フィルタードリファレンス信号）を生成する。なお、一般には、車室内音響系の伝達特性Ｃと同等の特性を有する特性ｃ＾（実際には「＾」は「ｃ」の上部に記載されるものであるが、本明細書中ではそのような記述ができないので「ｃ＾」と表現する）を決定し、それをフィルタ１８の特性として設定する。
【００１９】
スピーカ２０は、適応フィルタ２４によって特性が補正された後のオーディオ信号に基づいてオーディオ音を車室内音響系に放射するものであり、放射されたオーディオ音の一部がマイクロホン１４によって集音される。
【００２０】
ＬＭＳアルゴリズム処理部２２は、聴取位置における誤差信号とフィルタ１８から出力されるフィルタードリファレンス信号とが入力されており、これらの信号を用いて誤差信号のパワーが最小となるように、フィルタードｘ（Filtered-x）ＬＭＳアルゴリズムを用いて適応フィルタ２４の各フィルタ係数の値を設定する。適応フィルタ２４は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のデジタルフィルタ構成を有しており、ＬＭＳアルゴリズム処理部２２によって設定されたフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ）を用いて、ローパスフィルタ１０から出力されるオーディオ信号に対してデジタルフィルタ処理による所定の補正処理を行う。補正後のオーディオ信号が制御音源としてのスピーカ２０から車室内音響空間に放射される。
【００２１】
遅延器２６は、入力されるオーディオ信号を所定の遅延時間τだけ遅延させる。この遅延時間τは任意に設定可能であり、遅延時間算出・設定部５２によってその設定が行われる。スイッチ２８は、ハイパスフィルタ３０の接続状態を遅延器２６側と遅延時間測定用音源５０側のいずれかに切り替える。
【００２２】
ハイパスフィルタ３０は、入力されるオーディオ信号の中から非制御帯域である高音域のみを通過させる。スピーカ３２は、ハイパスフィルタ３０によって特性が補正された後のオーディオ信号に基づいて、非制御帯域に対応したオーディオ音を車室内音響系に放射するものであり、放射されたオーディオ音の一部がマイクロホン１４によって集音される。
【００２３】
遅延時間算出・設定部５２は、遅延時間測定用音源５０から遅延時間測定用の所定の信号が出力され、この信号に対応する音波がマイクロホン１４で検出されると、この検出信号に基づいて遅延器２６の遅延時間を設定する。遅延時間算出・設定部５２による遅延時間の設定動作の詳細については後述する。
【００２４】
上述したマイクロホン１４が集音手段に、ハイパスフィルタ３０、スピーカ３２が非制御音源に、ローパスフィルタ１０、目標応答設定部１２、フィルタ１８、スピーカ２０、ＬＭＳアルゴリズム処理部２２、適応フィルタ２４が制御音源にそれぞれ対応する。また、遅延器２６が遅延手段に、遅延時間測定用音源５０が測定用信号生成手段に、遅延時間算出・設定部５２が遅延時間算出・設定手段にそれぞれ対応する。
【００２５】
本実施形態の等化システムはこのような構成を有しており、次に、遅延時間算出・設定部５２が遅延器２６の遅延時間を設定する際の動作を説明する。
【００２６】
まず、スイッチ２８を切り替えて、ハイパスフィルタ３０の接続状態を遅延器２６側から遅延時間測定用音源５０側に変更する。なお、スイッチ２８の切り替え動作は、遅延時間算出・設定部５２あるいは図示しない制御部による切り替え指示に応じて行われる。
【００２７】
このようなスイッチの接続状態において、遅延時間測定用音源５０から遅延時間測定用の所定の信号が出力され、対応する音波がスピーカ３２から車室内音響空間に放射される。遅延時間算出・設定部５２は、遅延時間測定用音源５０から所定の信号が出力されて、マイクロホン１４から対応する検出信号が出力されると、この検出信号に基づいて音圧レベルの周波数特性および群遅延時間特性を求める。
【００２８】
図２は、遅延時間算出・設定部５２によって求められる音圧レベルの周波数特性および群遅延時間特性の一例を示す図である。本実施形態では、制御帯域と非制御帯域との境界位置にあたる境界周波数ｆ1 が、あらかじめ所定の値に設定されている。遅延時間算出・設定部５２は、図２に示したような群遅延時間特性が求められると、得られた特性から境界周波数ｆ1 における遅延時間ｔ1 を求める。
【００２９】
具体的には、ローパスフィルタ１０から信号が出力されてから、対応する音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間が目標応答特性Ｈによる遅延時間と等しくなるように適応フィルタ２４が動作するため、結局、この遅延時間は既知の値Ｔ1 として与えられる。このため、境界周波数ｆ1 において、スピーカ２０からマイクロホン１４までの遅延時間Ｔ1 とスピーカ３２からマイクロホン１４までの遅延時間ｔ1 とを等しくする、すなわち、制御帯域の音波（スピーカ２０から放射される音波）と非制御帯域の音波（スピーカ３２から放射される音波）とがほぼ同じタイミングでマイクロホン１４に到達するためには、これらの遅延時間Ｔ1 およびｔ1 の差（Ｔ1 −ｔ1 ）を遅延器２６の遅延時間τとして設定すればよいことが分かる。
【００３０】
本実施形態の遅延時間算出・設定部５２は、このようにして、遅延器２６の遅延時間を設定しているので、境界周波数の近傍において、制御帯域の音波と非制御帯域の音波の両者が聴取位置に到達するタイミングをほぼ一致させることができ、聴感上の違和感を軽減して音質の向上を図ることができる。
【００３１】
次に、上述した遅延時間算出・設定部５２の詳細について、２つの具体的な構成例を説明する。
【００３２】
遅延時間算出・設定部５２の構成例１
図３は、タイムストレッチドパルス（時間引き延ばしパルス）を用いてインパルス応答を求めて遅延時間を算出する場合の遅延時間算出・設定部５２の構成を示す図である。同図に示す遅延時間算出・設定部５２は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器７０、メモリ制御部７２、メモリ７４、平均化処理部７６、畳み込み演算部７８、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算部８０、遅延時間算出部８２、遅延時間設定部８４を含んで構成されている。また、この遅延時間算出・設定部５２と組み合わされる遅延時間測定用音源５０からは、タイムストレッチドパルスが出力される。
【００３３】
タイムストレッチドパルスは、その周波数特性Ｈ（ｋ）が以下のように表される信号である。
【００３４】
【数１】
0004004704.tif 000002
【００３５】
ここで、ｍはタイムストレッチドパルス内で各周波数毎の位相をずらす度合いを示す係数であり、任意の整数値をとる。Ｎはタイムストレッチドパルスの発生時間を規定する係数である。また、ｋは０からＮ−１までの整数であり、ａはｍとＮが決まれば（１）式に含まれる第３式によって定まる。例えば、ｍ＝０の場合にはａ＝０となるため、全てのｋについてＨ（ｋ）＝ｅｘｐ（０）＝１となって、各周波数成分が分散せずに集中したインパルスとなる。
【００３６】
遅延時間測定用音源５０から出力される実際のタイムストレッチドパルスは、上述した（１）式を逆フーリエ変換して得られる信号であり、その一例を図４に示す。図４に示すタイムストレッチドパルスは、Ｎ＝２５６の場合であって、このＮの値とｍの値に応じた所定時間の間で各周波数成分が分散した信号となる。したがって、Ｎの値を大きく設定し、かつｍの値も大きく設定することにより、長時間にわたって各周波数成分のエネルギーを分散させることができるため、ノイズの影響を受けにくくなるが、タイムストレッチドパルスの発生時間が長くなればなるほど遅延時間の測定に要する時間も長くなるため、発生時間があまり長くならない範囲で適切なＮとｍの値を設定する必要がある。
【００３７】
Ａ／Ｄ変換器７０は、マイクロホン１４の出力信号に対して、所定の時間間隔で標本化および量子化を行って、所定ビット数のデータを出力する。メモリ制御部７２は、所定の時間間隔でＡ／Ｄ変換器７０から出力されるデータを順次メモリ７４に格納する。タイムストレッチドパルスが１回出力されると、このタイムストレッチドパルスに対する応答としてマイクロホン１４から出力されるアナログ信号波形がＡ／Ｄ変換器７０によってデジタル波形データ（以後、このデータを「タイムストレッチドパルス応答データ」と称する）に変換され、メモリ７４の所定領域に格納される。メモリ７４には、このような格納領域がＬ個分確保されており、遅延時間測定用音源５０からＬ個のタイムストレッチドパルスが繰り返し出力されたときに、それぞれに対応するタイムストレッチドパルス応答データが上述したＬ個の格納領域のそれぞれに格納される。
【００３８】
平均化処理部７６は、メモリ７４に格納されているＬ個のタイムストレッチドパルス応答データの平均化処理を行う。平均化されたタイムストレッチドパルス応答データをｑ（ｎ）、ｉ個目の応答データをｑi （ｎ）とすると、
【００３９】
【数２】
0004004704.tif 000003
【００４０】
となる。この（２）式にしたがって、Ｌ個のタイムストレッチドパルス応答データの平均化処理を行うことにより、突発的なノイズの影響を除去した応答データが得られる。
【００４１】
畳み込み演算部７８は、（２）式で計算された平均化したタイムストレッチドパルス応答データｑ（ｎ）に、タイムストレッチドパルスｐ（ｎ）を時間軸上で反転させたデータｐ（−ｎ）を畳み込み演算する。図５は、タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転させた信号を示す図であり、図４に示すＮ＝２５６に対応するタイムストレッチドパルスを反転した波形が示されている。なお、実際に畳み込み演算部７８で用いられるデータｐ（−ｎ）は、図５に示した信号波形をデジタル波形データに変換したものであり、その標本化間隔はＡ／Ｄ変換器７０における標本化間隔と同じである。
【００４２】
畳み込み演算部７８による畳み込み演算は、以下の式に基づいて行われる。
【００４３】
【数３】
0004004704.tif 000004
【００４４】
この（３）式にしたがって、タイムストレッチドパルス応答信号と、元のタイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号とを畳み込み演算することによりインパルス応答が得られる。なお、畳み込み演算部７８は、平均化処理部７６から出力されるデータを順次ずらしていってそれぞれのＮ個のデータを用いて畳み込み演算を行い、複数の演算結果を出力する。
【００４５】
ＦＦＴ演算部８０は、畳み込み演算部７８から出力される演算結果に対して、周知のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算を行い、上述した図２に示したような音圧レベルの周波数特性および群遅延時間特性を求める。音圧レベルの周波数特性の演算結果および群遅延時間特性の演算結果は、遅延時間算出部８２に向けて出力される。
【００４６】
遅延時間算出部８２は、ＦＦＴ演算部８０から入力される音圧レベルの周波数特性の演算結果および群遅延時間特性の演算結果に基づいて、遅延器２６に設定する遅延時間を算出する。具体的には、遅延時間算出部８２は、予め、上述した境界周波数ｆ1 とスピーカ２０からマイクロホン１４までの遅延時間Ｔ1 とがデータとして格納されており、群遅延時間特性から境界周波数ｆ1 における遅延時間ｔ1 を読み取って（Ｔ1 −ｔ1 ）を計算することにより、遅延器２６の遅延時間τを求める。遅延時間設定部８４は、遅延時間算出部８２によって計算された遅延時間τに基づいて、遅延器２６の遅延時間を設定する。
【００４７】
遅延時間算出・設定部５２の構成例２
図６は、適応フィルタを用いてインパルス応答を求めて遅延時間を算出する場合の遅延時間算出・設定部５２の構成を示す図である。同図に示す遅延時間算出・設定部５２は、ＦＦＴ演算部８０、遅延時間算出部８２、遅延時間設定部８４、適応フィルタ９０、ＬＭＳ（Least Mean Square ）アルゴリズム処理部９２、加算部９４を含んで構成されている。このうち、ＦＦＴ演算部８０、遅延時間算出部８２、遅延時間設定部８４については、上述した図３に示したものと基本的に同じ動作を行っているため、ここでは詳細な説明を省略する。また、この遅延時間算出・設定部５２と組み合わされる遅延時間測定用音源５０からは、ホワイトノイズ（白色雑音）が出力される。
【００４８】
適応フィルタ９０は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のデジタルフィルタ構成を有しており、ＬＭＳアルゴリズム処理部９２によって設定されたフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ）を用いて、遅延時間測定用音源５０から入力されるホワイトノイズ信号に対して所定の適応処理を行う。
【００４９】
ところで、ＬＭＳアルゴリズム処理部９２は、加算部９４によってマイクロホン１４の出力信号から適応フィルタ９０の出力信号を減算して求めた誤差信号ｅのパワーが最小となるように適応フィルタ９０のフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ）を制御する。したがって、マイクロホン１４の出力信号と適応フィルタ９０の出力信号とはほぼ同じものとなって、適応フィルタ９０のフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ）がマイクロホン１４で検出するインパルス応答とほぼ同じ特性を有することになる。
【００５０】
したがって、ＦＦＴ演算部８０により、適応フィルタ９０のフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ）に基づいて、ＦＦＴ演算を行うことにより、上述した図２に示したような音圧レベルの周波数特性および群遅延時間特性が求められる。
【００５１】
その後、遅延時間算出部８２において、群遅延時間特性から境界周波数ｆ1 における遅延時間ｔ1 を読み取って（Ｔ1 −ｔ1 ）を計算することにより、遅延器２６の遅延時間τが求められ、この遅延時間τに基づいて、遅延時間設定部８４によって遅延器２６の遅延時間が設定される。
【００５２】
このように、本実施形態の等化システムは、境界周波数（制御帯域と非制御帯域の境界位置における周波数）ｆ1 において、スピーカ２０からマイクロホン１４までの遅延時間Ｔ1 とスピーカ３２からマイクロホン１４までの遅延時間ｔ1 との差（Ｔ1 −ｔ1 ）を遅延器２６の遅延時間τとして設定しているので、境界周波数ｆ1 近傍において、制御帯域の音波（スピーカ２０から放射される音波）と非制御帯域の音波（スピーカ３２から放射される音波）の両者が聴取位置に到達するタイミングをほぼ一致させることができ、聴感上の違和感を軽減して音質の向上を図ることができる。
【００５３】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態においては、２つのスピーカ２０、３２を用いて、制御帯域と非制御帯域のそれぞれの音波を出力していたが、スピーカを１つ省略することも可能である。図７は、スピーカを１つ省略した変形例の等化システムの構成を示す図である。図７に示す等化システムの構成は、図１に示した構成に比べて、スピーカ２０の前段に混合部３４を設け、適応フィルタ２４から出力されるオーディオ信号とハイパスフィルタ３０から出力されるオーディオ信号とを混合し、混合したオーディオ信号をスピーカ２０に入力するようにし、スピーカ３２を省略した点が異なっている。このようにすれば、全再生周波数帯域を１つのスピーカで再生するようなオーディオシステムにおいても、本発明を適用することが可能になる。
【００５４】
また、上述した実施形態における遅延時間算出・設定部５２の構成例１では、各スピーカに対してタイムストレッチドパルス（図４参照）を入力し、マイクロホン１４からの出力信号に対してタイムストレッチドパルスを時間軸上で反転させた信号（図５参照）を畳み込み演算することによりインパルス応答を得ていたが、タイムストレッチドパルスを用いずに、単にインパルスを入力することによりインパルス応答を得るようにしてもよい。この場合には、畳み込み演算部７８を省略して構成を簡略化することができる。
【００５５】
また、上述した実施形態では、制御帯域の信号の周波数成分と非制御帯域の信号の周波数成分とが一部の周波数領域において重複する場合について説明したが、これら２つの周波数成分が全周波数帯域において全く重複しない場合には、非制御帯域の信号の平均的な群遅延時間を求め、これをｔ1 として、スピーカ２０、３２のそれぞれからマイクロホン１４までの遅延時間の差（Ｔ1 −ｔ1 ）を計算し、遅延器２６の遅延時間τを設定することが望ましい。
【００５６】
また、上述した実施形態では、本発明の遅延時間設定方式を車載用のオーディオシステムに適用した場合について説明を行ったが、これに限定されるものではなく、屋内用あるいは屋外用のオーディオシステム等に適用することもできる。
【００５７】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、制御帯域と非制御帯域の境界位置における周波数近傍において、制御音源から放射される音波と非制御音源から放射される音波の両者が聴取位置に到達するタイミングをほぼ一致させることができるので、聴感上の違和感を軽減して音質の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施形態の等化システムの構成を示す図である。
【図２】遅延時間算出・設定部によって求められる音圧レベルの周波数特性および群遅延時間特性の一例を示す図である。
【図３】タイムストレッチドパルスを用いてインパルス応答を求めて遅延時間を算出する場合の遅延時間算出・設定部の構成を示す図である。
【図４】タイムストレッチドパルスの一例を示す図である。
【図５】タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転させた信号を示す図である。
【図６】適応フィルタを用いてインパルス応答を求めて遅延時間を算出する場合の遅延時間算出・設定部の構成を示す図である。
【図７】スピーカを１つ省略した変形例の等化システムの構成を示す図である。
【図８】車載用オーディオシステムに適用される等化システムの基本構成を示す図である。
【図９】低音のみに対して適応等化処理を行う等化システムの構成を示す図である。
【図１０】従来の遅延時間の設定方法を説明する図である。
【符号の説明】
１０  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１２  目標応答設定部
１４  マイクロホン
１６  加算部
１８  フィルタ
２０、３２  スピーカ
２２  ＬＭＳアルゴリズム処理部
２４  適応フィルタ
２６  遅延器
２８  スイッチ
３０  ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
５０  遅延時間測定用音源
５２  遅延時間算出・設定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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