(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号と帰還信号との差分又は，和を出力し，
該出力された差分又は，和の信号に対し，スライスレベルを基準にレベルを検出し，
該レベルを検出した検出出力を前記入力信号側に前記帰還信号として帰還し，
前記レベルを検出した検出出力から前記入力信号のエラー伝搬を判定し，
該エラー伝搬と判定されるとき，前記スライスレベルに所定のオフセットを与える，
ことを特徴とする判定帰還等化における誤り伝搬抑制方法。
【請求項２】
入力信号と帰還信号との差分又は，和を出力し，
該出力された差分又は，和の信号に対し，スライスレベルを基準にレベルを検出し，
該レベルを検出した検出出力を前記入力信号側に前記帰還信号として帰還し，
前記レベルを検出した検出出力から前記入力信号のエラー伝搬を判定し，
該エラー伝搬と判定されるとき，前記スライスレベルを基準にレベルを検出される，前記出力された差分又は，和の信号の直流レベルに所定の直流オフセットを与える，
ことを特徴とする判定帰還等化における誤り伝搬抑制方法。
【請求項３】
入力信号と帰還信号との差分又は，和を出力し，
該出力された差分又は，和の信号に対し，スライスレベルを基準にレベルを検出し，
該レベルを検出した検出出力を前記入力信号側に前記帰還信号として帰還し，
前記レベルを検出した検出出力から前記入力信号のエラー伝搬を判定し，
該エラー伝搬と判定されるとき，前記検出出力を前記入力信号側に帰還するフィードバックフィルタのタップの符号を反転する，
ことを特徴とする判定帰還等化における誤り伝搬抑制方法。
【請求項４】
スライスレベルを基準に，入力信号の正負を判定する検出器と，
該検出器の出力に所定の係数を乗じた総和を入力側に帰還するフィードバックフィルタと，
磁気記録媒体から読み出された信号と前記フィードバックフィルタによる帰還信号との差分又は，和を前記検出器に前記入力信号として入力する入力回路と，
前記入力信号のエラー伝搬状態を，前記検出器の出力に基づき判定するエラー伝搬検出部と，
前記エラー伝搬検出部により前記入力信号のエラー伝搬状態と判定されるとき，前記スライスレベルに所定のオフセットを与えるスライスオフセット制御部を，
有することを特徴とする磁気再生装置。
【請求項５】
スライスレベルを基準に，入力信号の正負を判定する検出器と，
該検出器の出力に所定の係数を乗じた総和を入力側に帰還するフィードバックフィルタと，
磁気記録媒体から読み出された信号と前記フィードバックフィルタによる帰還信号との差分又は，和を前記検出器に前記入力信号として入力する入力回路と，
前記入力信号のエラー伝搬状態を，前記検出器の出力に基づき判定するエラー伝搬検出部と，
前記エラー伝搬検出部により前記入力信号のエラー伝搬状態と判定されるとき，前記検出器に入力される信号の直流レベルに，直流オフセットを与える直流オフセット制御部を，
有することを特徴とする磁気再生装置。
【請求項６】
スライスレベルを基準に，入力信号の正負を判定する検出器と，
該検出器の出力に所定の係数を乗じた総和を入力側に帰還するフィードバックフィルタと，
磁気記録媒体から読み出された信号と前記フィードバックフィルタによる帰還信号との差分又は，和を前記検出器に前記入力信号として入力する入力回路と，
前記入力信号のエラー伝搬状態を，前記検出器の出力に基づき判定するエラー伝搬検出部と，
前記エラー伝搬検出部により前記入力信号のエラー伝搬状態と判定されるとき，前記フィードバックフィルタのタップの符号を反転する制御部を，
有することを特徴とする磁気再生装置。
【請求項７】
請求項４乃至６のいずれかにおいて，
前記エラー伝搬検出部は，前記帰還信号との差分又は，和を取られる入力信号が，最小磁化反転間隔をｄ，最大磁化反転間隔をｋとする（ｄ，ｋ）符号化されている時，
前記エラー伝搬の状態を，ｄ拘束又は，ｋ拘束の禁則違反の状態であるとして判定することを特徴とする磁気再生装置。
【請求項８】
請求項４乃至６のいずれかにおいて，
前記エラー伝搬検出部は，前記帰還信号との差分又は，和を求められる前記磁気記録媒体から読み出された入力信号が，最小磁化反転間隔をｄ（但し，１以上），最大磁化反転間隔をｋとする（ｄ，ｋ）ランレングス制限符号化されている時，
極性交番が２サンプル以上連続であり，又は，ｋ＋２サンプル以上の連続する同極性信号の状態である時，前記エラー伝搬の状態として判定することを特徴とする磁気再生装置。
【請求項９】
請求項４乃至６のいずれかにおいて，
前記エラー伝搬検出部は，前記帰還信号との差分又は，和を求められる前記入力信号が，最小磁化反転間隔を１，最大磁化反転間隔を７とする（１，７）符号化されている時，連続する同極性信号が９サンプル以上連続し，又は，極性交番が２サンプル以上連続の状態である時，前記エラー伝搬状態の状態として判定することを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項１０】
請求項４乃至６のいずれかにおいて，
前記エラー伝搬検出部は，前記帰還信号との差分又は，和を求められる前記入力信号が，最小磁化反転間隔をｄ，最大磁化反転間隔をｋとする（ｄ，ｋ）符号化されている時，極性交番が２サンプル以上連続であることを複数回発生する場合又は，同極性信号がｋ＋３サンプル以上連続する場合に，前記エラー伝搬状態として判定することを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項１１】
請求項４乃至６のいずれかにおいて，
前記エラー伝搬検出部は，前記帰還信号との差分又は、和を求められる前記入力信号が、最小磁化反転間隔をｄ、最大磁化反転間隔をｋとする（ｄ，ｋ）符号化されている時、極性交番が２サンプル以上連続であることを複数回発生する場合又は、同極性信号がｋ＋３サンプル以上連続する場合に、前記エラー伝搬状態として判定することを特徴とする磁気記録再生装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ：Ｍｕｌｔｉ−ｌｅｖｅｌ  Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）を含む、判定帰還等化（ＤＦＥ：Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）における誤り（エラー）伝搬抑制方法及び、これを用いた磁気ディスク装置等の記録再生装置に関する。
背景技術
近年磁気ディスク装置や、磁気テープ記録装置の記録密度が飛躍的に増加している。磁気ディスク装置にあっては、２１世紀初めには、１０〜２０Ｇｂ／ｉｎ２程度の面記録密度まで達すると予想される。
面記録密度の増加は、転送速度の増加を意味する。さらに、転送速度の増加は記録符号及び、信号処理方式が同じであれば、記録周波数の増加を導き、書き込みヘッドに起因する記録の限界に達してしまう。このために、ヘッドの改良及び記録媒体の改良が行われている。一方、信号処理方式についても開発の努力が進められている。
信号処理に関しては、特にビット間の狭まり及び、これに起因する符号間干渉により、信号対雑音比（ＳＮＲ）が劣化する。そして、これまでのピーク検出及び読み出し等化を伴うランレングス制限（ＲＬＬ：Ｒｕｎ−ｌｅｎｇｔｈ  Ｌｉｍｉｔｅｄ）符号を用いた方式では、高密度に対しては十分ではなかった。
そこで、ケニー（Ｊｏｈｎ  Ｇ．Ｋｅｎｎｙ）等により、新たな信号処理方式として、多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ：Ｍｕｌｔｉ−ｌｅｖｅｌ  Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）技術が提案された（ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＭＡＧＮＥＴＩＣＳ，ＶＯＬ．２９，ＮＯ３．ＪＵＬＹ  １９９３，“Ｍｕｌｔｉ−ｌｅｖｅｌ  Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ  Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ”）。
かかる多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ）を含む判定帰還等化（ＤＦＥ）方式を用いた、磁気ディスク装置の一構成例の特に、信号処理系のブロックダイヤグラムを図１４に示す。
図１４において、書込対象の１，０の入力ＮＲＺ信号は、（１，７）ＲＬＬ符号器１により、ビット「１」とビット「１」との間の「０」の数が最小１個であり、最大７個である即ち、連続交番数が１であり、同極性符号の連続が最大８である（１，７）ＲＬＬ符号に変換される。
（１，７）ＲＬＬ符号器１の出力は、１／Ｔのタイミングでサンプルされた±１の値を有する。（１，７）ＲＬＬ符号器１の出力に対し、書き込みＦＦ回路２では、（１／１−Ｄ）ｍｏｄ２の演算をして、書き込み／読み取りヘッド３に送り、ディスクに書き込む。
図１５に書き込み／読み取り波形の一例が示される。上記の書き込み／読み取りヘッド３によりディスクに書き込まれる、書き込みＦＦ回路２の出力である書き込み波形は図１５（Ａ）に示すごとくである。
さらに、図１４おいて、ディスクに書き込まれているデータは、書き込み／読み取りヘッド３により読み取られ、ヘッドプリアンプ回路４及びＡＧＣアンプ５を通して一定レベルに増幅再生される。
ここで、書き込み／読み取りヘッド３により読み取られる信号波形は、図１５（Ｂ）のようである。さらに、ＡＧＣアンプ５の出力は、ＭＤＦＥ回路１０のフォワードフィルタ６に入力され、図１５（Ｃ）の波形となって出力される。すなわち、（−２，０，＋１）の３値信号に変換される。
フィードバックフィルタ７は、検出器９の出力に所定の係数を乗じた総和を入力側に帰還する。そして、フィードバックフィルタ７の出力は、入力パルスの発生によりパルス極性と逆極性となるように変化する（図１５（Ｄ））。すなわち、フィードバックフィルタ７は、再生信号パルスの極性は、交番であると仮定している。したがって、通常、フィードバックフィルタ７の出力極性は、フォワードフィルタ６に入力されると予想する極性と逆方向にある。
差回路８は、フォワードフィルタ６の出力（図１５（Ｃ）とフィードバックフィルタ７の出力（図１５（Ｄ））の差を求める。したがって、差回路８の出力は、図１５（Ｅ）のように、”０”レベルを中心とした波形となる。なお、ここで、差回路８は、フォワードフィルタ６の出力と、フィードバックフィルタ７の出力の和を求める様に構成することが可能である。
ついで、検出器９により、差回路８の出力が二値判定される。検出器９の出力は、図１５（Ｆ）に示すように、二値符号系列となるが、ＭＤＦＥ回路１０により１ビット畳込みにより、４値状態とされるので、書き込みデータ符号列（図１５（Ａ））より、１ビットずれている。
（１−Ｄ）ｍｏｄ２回路１１は、書き込みＦＦ回路２の処理と逆の処理（１−Ｄ）ｍｏｄ２の演算をし、さらに、（１，７）復号器１２により（１，７）ＲＬＬ符号を復号する。これにより読み出し信号が再生される。
上記の多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ）を含む判定帰還等化（ＤＦＥ）方式を用いた磁気ディスク装置の構成では、検出器９による読み取り信号の判定結果を、フィードバックしている。
さらに、フィードバックフィルタ７のタップ係数は、ヘッド再生信号の極性が交互に入力されることを条件としている。
本発明者は、多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ）を含む判定帰還等化（ＤＦＥ）方式を用いたシステムにおいて、この条件をはずれる場合、エラーが継続して伝搬するという問題を認識し、更にかかる誤りが伝搬する条件を検討した。
発明の概要
したがって、本発明の目的は、この検討の結果として、多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ）を含む判定帰還等化（ＤＦＥ）方式を用いたシステムにおいて、エラー伝搬を抑制する方法及び、この方法を用いた磁気記録再生装置を提供することにある。
上記本発明の目的を達成する多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ）を含む判定帰還等化（ＤＦＥ）方法及び、これを用いた磁気記録再生装置の基本的構成は、入力信号と帰還信号との差分又は、和を出力し、この出力された差分又は、和の信号に対し、スライスレベルを基準にレベルを検出する。
そして、入力信号のエラー伝搬を判定し、エラー伝搬の判定結果に基づき、前記スライスレベルに所定のオフセットを与える。
また、エラー伝搬の判定結果に基づき、前記該スライスレベルを基準にレベルを検出される信号の直流レベルに所定の直流オフセットを与える。
あるいは、前記エラー伝搬の判定結果に基づき、前記検出出力を前記入力信号側に帰還するフィードバックフィルタのタップの符号を反転する。
さらに、一の態様として、前記において、前記入力信号のエラー伝搬の判定は、前記スライスレベルを基準に信号のレベルを検出した出力に基づき行われる。
また、別の態様として、前記入力信号のエラー伝搬を判定は、サーマルアスペリティ検出信号に基づき行われる。
さらに又、別の態様として、前記エラー伝搬判定の対象となる入力信号は、データ又は、該データのプリアンブル又は、同期ワードである。
さらに、前記帰還信号との差分又は、和を求められる前記入力信号が、最小磁化反転間隔をｄ，最大磁化反転間隔をｋとする（ｄ，ｋ）ランレングス制限符号化されている時、前記エラー伝搬検出されるエラー伝搬の状態は、ｄ拘束又は、ｋ拘束の禁則違反の状態である。
また、一の態様として、前記帰還信号との差分又は、和を求められる前記入力信号が、最小磁化反転間隔を１、最大磁化反転間隔を７とする（１，７）ランレングス制限符号化されている時、前記エラー伝搬状態の検出は、連続する同極性信号が９サンプル以上連続すること又は、極性交番が２サンプル以上連続であることを検出する。
さらにまた、他の態様として、前記帰還信号との差分又は、和を求められる前記入力信号が、最小磁化反転間隔をｄ、最大磁化反転間隔をｋとする（ｄ，ｋ）符号化されている時、極性交番が２サンプル以上連続であることを複数回発生する場合又は、同極性信号がｋ＋２サンプル以上連続する場合に、前記エラー伝搬状態が検出される。
さらに、別の態様では、前記帰還信号との差分又は、和を求められる前記入力信号が、最小磁化反転間隔をｄ、最大磁化反転間隔をｋとする（ｄ，ｋ）符号化されている時、前記入力信号が、複数の（ｄ，ｋ）制限を有し、各（ｄ，ｋ）制限に対応するｄ拘束又は、ｋ拘束の禁則を違反したことの判定を選択可能とする。
本発明の更なる目的及び、特徴は、添付の図面を参照する発明の実施の形態の説明から明らかとなる。
発明を実施するための最良の形態
以下本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。なお、図において、同一又は、類似のものには同一の参照番号又は、参照記号を付して説明する。
ここで、本発明の実施の形態の説明するに先だって、発明のよりよい理解のために、本発明者の検討した、ＭＤＦＥ（多値判定帰還等化）におけるエラー伝搬の内容と、その要因について説明する。
図１６は、再生信号中の１シンボルの孤立波が、欠落（Ｍｉｓｓｉｎｇ）した場合を説明する図である。図１６（Ａ）は、書き込みデータ波形を示し、±１の２値ＮＲＺ符号であり、横軸に０〜６０サンプルまでを示している。
図１６（Ｂ）は、読出再生信号であり、実線は、０〜６０サンプルの全てが、欠落無しに読み出されている波形を示す。先に説明した様に、読出再生信号パルスの極性は、交番であると仮定している条件と一致している。
これに対し、今、２３サンプル目の信号が欠落している場合を想定する（図１６（Ｂ）のＭ時点）と、読み出し波形は、□の軌跡になり、入力再生信号パルスの極性は、交番であると仮定している条件と一致しなくなる。
したがって、フォワードフィルタ６の出力、フィードバックフィルタ７の出力は、それぞれ図１６（Ｃ）、図１６（Ｄ）のごとくになる。差回路８でこれらの差が出力され、検出器９の入力となる（図１６（Ｅ））。
すなわち、正常時は、検出器９の入力（図１６（Ｅ））は、”０”を中心として変化する波形であるが、入力再生信号パルスにおいて、２３サンプル目の信号が欠落して同極性が連続すると、検出器９の入力は、フォワードフィルタ６の出力値だけオフセットしたレベルを中心として変化する波形になる。
検出器９では、信号を±１の２値に識別する。したがって、２３サンプル目の信号が失われた時点以降、期間Ｔに符号の反転する変化があっても、”０”を中心とする変化でないので、検出器９の出力は、同一符号（図１６の例では＋１）に張り付いてエラーの伝搬が生じる（図１６（Ｆ））。
ただし、パルスの欠落の場合は、奇数個の欠落の場合に、上記の検出器９の出力が同一符号に張り付き、エラーが伝搬することになるが、パルスの欠落が偶数個の場合は、エラーの伝搬は生じない。これは、欠落が偶数個の場合は、フィードバックフィルタ７は、再生信号パルスの極性は、交番であると仮定している条件に外れないからである。
一方、磁気ディスク装置において、ＭＲ（磁気抵抗素子）に流れる電圧を検知して、ディスク制御を行っている。通常ＭＲに電流を流し、ＭＲの抵抗成分により発生する電圧変化を見て制御を行っている。ところが、ＭＲがディスクと接触する様な場合は、抵抗値が増加し、信号の発生があったように検知される。これは、サーマルアスペリティと呼ばれる。
この場合、同じ極性の信号が長い期間継続した場合と等価になり、上記の入力再生信号パルスの極性は、交番であると仮定している条件に継続して外れるようになる。したがって、かかる場合も、エラー伝搬が開始する。
さらに上記の条件により、エラー伝搬が行われる途中で再生信号として振幅の小さい即ち、磁化反転間隔が狭いパターン、例えば、”１０１００・・”が頻繁に入力される場合は、エラーの伝搬が継続される。
これは、再生信号の振幅が小さいと、検出器９の判定スライスを越えないために極性が反転無しと見なされ、同極性連続のエラー伝搬となるからである。
本発明は、多値判定帰還等価（ＭＤＦＥ）を含む判定帰還等価（ＤＦＥ）方式における、上記したエラー（誤り）伝搬を抑制する方法である。
図１は、かかる本発明の第１の実施の形態を示すブロック図であり、多値判定帰還等価（ＭＤＦＥ）を例に説明する。図１において、図１４の構成に対し、ＭＤＦＥ回路１０に本発明の特徴を有する。したがって、図１４における説明と重複するので、ここでは、図１に関し、ＭＤＦＥ回路１０のブロックを中心にして説明する。
また、以下の実施の形態は、図１２と関連して磁気ディスク装置を前提に説明するが、本発明の適用は、磁気ディスク装置に限定されず、光磁気ディスク装置、磁気テープ装置、光ディスク装置等の記録装置に可能であることは、言うまでもない。
図１の実施の形態は、特徴として、図１４に示すＭＤＦＥ回路１０に対し、エラー伝搬検出器２０とスライスオフセット制御部２１を有している。
図１において、入力ＮＲＺデータを、（ｄ，ｋ）ＲＬＬ符号に変換して記憶媒体への書き込みを行う。（ｄ，ｋ）ＲＬＬ符号は、最小磁化反転間隔をｄ（但し、２以上）とし、最大磁化反転間隔をｋとする様に符号化されている。これをｄ拘束及び、ｋ拘束条件と呼ぶ。
実施例として、ｄ＝１、ｋ＝７とする（１，７）ＲＬＬ符号である場合は、同極性符号の連続が最大８であり、連続交番数が１となる。以降、（１，７）ＲＬＬ符号を実施例として説明する。
先ず、読出し再生信号を検出器９により、所定の閾値と比較し、その比較結果を出力する。次いで、エラー伝搬検出器２０は、検出器９での検出出力を基に、読出し再生信号が、（１，７）ＲＬＬ符号則に違反しているか否かの判断を行う。すなわち、同極性符号の連続が最大８であり、または連続交番数が１である拘束条件に違反しているか否かを判断する。
検出器９での比較出力を基に、（１，７）ＲＬＬ符号則に反していると判断される場合は、エラー伝搬検出器２０は、エラー伝搬が発生していると検出する。
すなわち、エラー伝搬検出器２０は、（１，７）ＲＬＬ符号則に反しているかの判断において、同極性連続が最大８を越えているか否か、即ち同極性が９シンボル以上継続しているか否かを検知し、あるいは２シンボル以上の連続した極性交番があるか否かを検出する。
さらに、９シンボル以上の同極性の継続の終了及び、２シンボル以上の連続した極性交番の終了を検出する。
図２は、上記図１の実施の形態に対応する具体例構成ブロック図である。検出器９は、スライスレベルを基準にする参照値と、フォワードフィルタ６からの読出信号のレベルとの比較を行う比較器で構成される。
さらに、同極性が９シンボル以上継続しているか否かの検知及び、９シンボル以上の同極性の継続の終了の検知を行うエラー伝搬検出器２０は、例えば、プリセット付きのカウンタ２００を用いることにより容易に構成可能である。
１シンボル前のビットをセット回路２０１に保持し、保持された１シンボル前のビットと現シンボルのビットとの差を取る。差分が０であれば、カウンタ２００を歩進する。
カウンタ２００が、９を計数したことをセット回路２０１で検知すれば、同極性が９シンボル以上継続していることになり、同極性符号の連続が最大８である（１，７）ＲＬＬ符号則に反している。そして、差分が０でなければ、変化があったので、カウンタ２００をリセットする。
このようにして、同極性が９シンボル以上継続しているが否かの検知及び、９シンボル以上の同極性の継続の終了の検知が可能である。
さらに、２シンボル以上の連続した極性交番と、その終了の検出も同様にカウンタ２００を用いて可能である。すなわち、この場合は、セット回路２０１に保持される１シンボル前のビットと、現シンボルのビットとの差を取り、差分が０でなければカウンタ２００を歩進する。差分が０であれば、カウンタ２００の計数値をリセットする。
カウンタ２００の計数値が２となったことをセット回路２０１で検知すれば、２シンボル以上の連続した極性交番があることが検出できる。そして、連続交番数が１である（１，７）ＲＬＬ符号則に反していることが判断できる。
図３は、９シンボル以上の連続した同極性が存在する場合の一例を示す図である。図３（Ａ）は、書き込みデータ列である。これに対し、図３（Ｂ）は、読み出された再生信号列であり、１００サンプル目に信号の欠落がある場合である。先に図１４により説明したように、信号の欠落がある場合、検出器９の出力は、一定レベルに張り付いてしまう。
図３の例では、１００サンプル目の信号の欠落以降、エラーが伝搬し、検出器９の出力は、連続して＋１の同極性に固定されている。
一方、図４は、２シンボル以上の連続した極性交番がある場合の一例を示す図である。図４（Ａ）は、書き込みデータ列である。これに対し、図４（Ｂ）は、読み出された信号列であり、１００サンプル目に信号の欠落がある場合である。先に図１４により説明したように、信号の欠落がある場合、検出器９の出力は、一定レベルに張り付いてしまう。
図４の例では、１００サンプル目の信号の欠落以降、エラーが伝搬し、検出器９の出力は、１０サンプル分が＋１に固定され（図４（Ｂ）のＩの期間）、それに続いて２シンボル以上の連続した極性交番がある状態が繰り返される（図４（Ｂ）のＩＩの期間）。これらの状態は、それぞれ先に説明したように、エラー伝搬検出器２０のカウンタでエラー伝搬として検知される。
次に、図１において、スライスオフセット制御部２１について説明する。スライスオフセット制御部２１は、検出器９のスライスレベルのオフセット値を与える制御を行う。
すなわち、スライスオフセット制御部２１は、
△Ｓｌｉｃｅ＝ＳＬＯＶＡＬ・Ｓｉｇｎ［ａ（ｋ）］・・・・・（１）
の計算を行う。
ここで、△Ｓｌｉｃｅは、検出器９のスライスレベルのオフセット値であり、初期値は、△Ｓｌｉｃｅ＝０である。したがって、検出器９は、０レベルを基準に差回路８の出力の符号±１を判定する。
さらに、上記式（１）で、ＳＬＯＶＡＬは一定のオフセット値である。
Ｓｉｇｎ［ａ（ｋ）］は、検出器９の比較出力の符号である。したがって、検出器９は、スライスオフセット制御部２１からの△Ｓｌｉｃｅの値に対応して、比較出力の符号の方向に、一定のオフセット値分だけ、判定基準をシフト（オフセット）する。
さらに、このオフセットが与えられた判定基準値は、エラー伝搬終了後の数クロック（サンプル）期間保持される。
上記スライスオフセット制御部２１の一例は、先に示した図２の具体例に示すように構成できる。すなわち、図２において、スライスオフセット制御部２１は、一定のオフセット値ＳＬＯＶＡＬに＋符号を掛けて得られるオフセット値△Ｓｌｉｃｅ＝＋Ｓ１，−符号を掛けて得られるオフセット値△Ｓｌｉｃｅ＝−Ｓ１及び、０を掛けて得られるオフセット値ΔＳｌｉｃｅ＝０をレジスタ２１０に用意する。
そして、これらのオフセット値△Ｓｌｉｃｅ＝＋Ｓ１、−Ｓ１又は、０が、エラー伝搬検出器２０の出力により、セレクタ２１１で選択されて、出力される様に構成される。
セレクタ２１１で選択されたオフセット値△Ｓｌｉｃｅは、ＤＡ変換器２１２によりアナログ信号に変換されて、比較器で構成される検出器９の比較基準レベルに対応するオッフセット値を与える。
ここで、上記スライスオフセット制御部２１による制御の状態を、図５及び、図６により、より具体的に考察する。図５は、データパターン１０１００１０１０００・・・に対し、１００〜１２０のサンプル期間に２１サンプルのエラーバースト信号を挿入した時の状態を表している。
すなわち、図５（Ａ）は、正常ビットとの比較において、０がエラー無し、１がエラーであることを示し、エラーバースト信号が挿入された期間（１００〜１２０のサンプル期間）以降も、エラーが伝搬している状態を示している。
図５（Ｂ）は、それぞれ差回路８に入力される、ＭＤＦＥ回路１０の入力系列（実線）と検出器９の出力（波線）を示す。この時の、検出器９の入力及び、判定基準（スライスレベル）の関係を図５（Ｃ）に示す。
図５（Ｃ）に示すように、エラーバースト信号が挿入された以降（１００サンプル以降）の検出器９の入力は、判定基準（スライスレベル）である”０”を越えている。したがって、図５（Ｂ）のように、検出器９の出力（破線）は、”１”の判定出力が継続し、図５（Ａ）に示すように、エラーの伝搬が継続する。
これに対し、図６は、図１のスライスオフセット制御部２１の出力により検出器９の判定基準（スライスレベル）にオフセットを与える制御が行われた場合を図５に対応して示す図である。
検出器９の判定基準（スライスレベル）にオフセットを与える場合は、図６（Ｃ）に見れるように、エラーバースト信号が挿入され、エラー伝搬であるとエラー伝搬検出器２０により判定されると、スライスオフセット制御部２１により、判定基準（スライスレベル）６０に△Ｓｌｉｃｅのスライスレベルオフセット値６１が付与される。
図６の例では、エラー伝搬時におけるサンプルの符号は＋であるので、スライスレベルオフセット値６１は、同じ＋方向に与えられる。
これにより、検出器９は、入力信号を判定基準（スライスレベル）以下と判定することができる。したがって、それ以降のエラー伝搬を阻止することができる。
図７は、上記図のＭＤＦＥ回路１０の動作の流れを概括的に説明する動作フローである。図１の差回路８において、フォワードフィルタ６の出力とフィードバックフィルタ７の出力を比較し、その差を検出器９に入力する（ステップＳ１）。
検出器９は、判定基準（スライスレベル）と入力レベルを比較判定する。入力のレベルが大きければ、”１”を、小さければ”０”を出力する（ステップＳ２）。
次いで、第１に、同極性が９シンボル以上継続している場合は、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反する。したがって、エラー伝搬検出器２０は、検出器９の出力を入力し、同極性が９シンボル以上継続しているかを判定する（ステップＳ３）。すなわち、（１、７）ＲＬＬ符号の連続ゼロ制限範囲か否かを判定する。
同極性が９シンボル以上継続し、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反する場合は、スライスオフセット制御部２１を制御して、上記（１）式で求められるスライスオフセット値△Ｓｌｉｃｅを検出器９に与える。これにより、図６（Ｃ）で説明したように、検出器９のスライスレベルをシフトする（ステップＳ４）。
また、エラー伝搬検出器２０は、検出器９の出力を入力し、２シンボル以上の連続した極性交番の有無を判断する。すなわち、（１，７）ＲＬＬ符号の極性交番制限範囲か否かを判定する（ステップＳ５）。
２シンボル以上の連続した極性交番がある場合は、極性交番制限に反するので、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反するので、同様に検出器９のスライスレベルをシフトする（ステップＳ６）。
さらに、ｎ（複数）クロック期間同じスライスオフセットを与え、検出器９のスライスレベルをシフトする（ステップＳ７）。
ここで、図１の実施の形態において、スライスオフセット制御部２１におけるスライスオフセット値△Ｓｌｉｃｅを求める計算を、式（１）による代わりに、
△Ｓｌｉｃｅ（ｋ）＝△Ｓｌｉｃｅ（ｋ−１）＋ＴＧ＿ＳＬＯ・Ｓｉｇｎ［ａ（ｋ）］                                                ・・・・（２）
によって求めることも可能である。
この式（２）は、ｋ番目のサンプルに対するスライスオフセット値△Ｓｌｉｃｅ（ｋ）を、（ｋ−１）番目のサンプルに対するスライスオフセット値△Ｓｌｉｃｅ（ｋ−１）に、スライス更新ゲインＴＧ＿ＳＬＯを累積して得ることを意味するものである。
したがって、かかる実施例では、更に累積されるスライスオフセット値が、大きく成り過ぎることを防ぐために、スライスオフセットレベルの上限ＭＸ＿ＳＬＯ及び、下限ＭＮ＿ＳＬＯを監視することが必要である。
この実施例の場合も、求められたｋサンプル番目のスライスオフセット値△Ｓｌｉｃｅ（ｋ）を、検出器９に入力し、スライスレベルがシフトされ、エラー伝搬を抑止することができる。
図８は、上記式（２）に従いスライスオフセット値△Ｓｌｉｃｅの生成を実現するスライスオフセット制御部２１の構成例ブロック図である。図２の構成のスライスオフセット制御部２１のセレクタ２２１の出力側に積算器２２３を設けている。
そして、セレクタ２２１のｋ番目の出力を、（ｋ−１）番目のサンプルに加算する様にしている。これにより、スライスオフセット値が累積される。この際、Ｄ／Ａ変換器２２２は、上限ＭＸ＿ＳＬＯ及び、下限ＭＮ＿ＳＬＯ以上の累積値に対しては、アナログ出力を一定とすることにより、スライスオフセット値が、大きく成り過ぎることを防ぐことができる。
ここで、上記下実施の形態において、スライスレベルのオフセット区間（長さ）及び、オフセット量は、エラー伝搬の種類（エラー伝搬発生源のパターン）に応じて、可変することが必要となる場合がある。
すなわち、エラー伝搬の種類は、エラー伝搬検出信号の種類、詳細にはｄ制限禁則を違反した場合のエラー伝搬と、ｋ禁則を違反した場合のエラー伝搬、その他には、ｄ，ｋ制限を満たしたエラー伝搬がある。したがって、エラー伝搬の種類に対応してスライスオフセット時間又は、スライスオフセット量を制御することが必要である。
一方、スライスオフセット終了時のオフセット量のリセットにおいて、徐々にオフセット量を変えていく方法が好ましい場合がある。これは規格化線密度Ｄｕが大きい場合に、必要となる可能性がある。
すなわち、信号状態、例えば規格化線密度に応じてスライスオフセットの最適量が異なる。したがって、エラー伝搬に検出検出によるスライスオフセット量を信号状態、例えば規格化線密度に応じて変える様に制御することが望ましい。
図９は、図１におけるＭＤＦＥ回路１０の構成を変更した本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。したがって、図７では、図示の簡単化のために、ＭＤＦＥ回路１０の構成ブロックのみを示している。
図１の実施の形態と異なる点は、検出器９のスライスオフセット値を制御するスライスオフセット制御部２１の代わりに、ＤＣオフセット制御部２２を設けていることである。
ＤＣオフセット制御部２２は、図１で説明したエラー伝搬検出器２０のエラー検出出力を入力し、検出器９に入力する信号のＤＣレベルに対するオフセット値を式（３）のように求める。
△ＤＣ（ｋ）＝△ＤＣ（ｋ−１）＋ＴＧ＿ＤＣＯ・Ｓｉｇｎ［ａ（ｋ）］・・（３）
ここで、上記式（３）は、ｋ番目のサンプルに対するＤＣオフセット値△ＤＣ（ｋ）を、（ｋ−１）番目のサンプルに対するＤＣオフセット値△ＤＣ（ｋ−１）に、ＤＣオフセット更新ゲインＴＧ＿ＤＣＯを累積して得ることを意味するものである。
先に式（２）において説明したと同様に、累積されるスライスオフセット値が、大きく成り過ぎることを防ぐために、ＤＣオフセットレベルの上限ＭＸ＿ＤＣＯ及び、下限ＭＮ＿ＤＣＯを監視することが必要である。
この様にＤＣオフセット制御部２２により求められるＤＣオフセット値△ＤＣ（ｋ）が、差回路８に入力され、検出器９に入力する差回路８の出力のＤＣレベルがシフトされる。
なお、図９におけるエラー伝搬検出器２０及び、ＤＣオフセット制御部２は、先の実施の形態と同様に、構成することができる。すなわち、エラー伝搬検出器２０は、図２のカウウンタ２００を用いて構成される。ＤＣオフセット制御部２２は、図２のスライスオフセット制御部２１と同様に構成できる。但し、オフセットは、閾値でなくＤＣオフセット値である。
図１０は、図９の実施例動作フローである。差回路８において、フォワードフィルタ６の出力とフィードバックフィルタ７の出力を比較し、その差を検出器９に入力する（ステップＳ１１）。検出器９は、判定基準（スライスレベル）と入力レベルを比較判定し、入力のレベルが大きければ、”１”を、小さければ”０”を出力する（ステップＳ１２）。
次いで、第１に、同極性が９シンボル以上継続している場合は、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反する。したがって、エラー伝搬検出器２０は、検出器９の出力を入力し、同極性が９シンボル以上継続しているかを判定する（ステップＳ１３）。
同極性が９シンボル以上継続し、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反する場合は、ＤＣオフセット制御部２１を制御して、上記（３）式で求められるＤＣオフセット値△ＤＣ（ｋ）を検出器９に与え、検出器９の入力信号のＤＣレベルをシフトする（ステップＳ１４）。
ここで、ＤＣレベルのシフトの方向制御は、エラー伝搬検出器２０のエラー判定符号と反対にＤＣレベルはシフトされるようにする。この様にＤＣレベルをシフトすることにより、図１に関し、検出器９のスライスレベルを制御する場合と同様にエラー伝搬が抑制できる。
また、エラー伝搬検出器２０は、検出器９の出力を入力し、２シンボル以上の連続した極性交番の有無を判断し（ステップＳ１５）、２シンボル以上の連続した極性交番がある場合も、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反するので、同様に検出器９の入力信号のＤＣレベルをシフトする（ステップＳ１６）。
さらに、数クロック期間ＤＣオフセットを維持し、検出器９の入力信号のＤＣレベルをシフトする（ステップＳ１７）。
図１１は、図１におけるＭＤＦＥ回路１０の構成を変更した本発明の第３の実施の形態を示すブロック図である。したがって、図１１でも、図示の簡単化のために、ＭＤＦＥ回路１０の構成ブロックのみを示している。
図１、図９の実施の形態に対し、図１１の実施の形態の特徴は、検出器９のスライスオフセット値を制御するスライスオフセット制御部２１、あるいは検出器９の入力のＤＣレベルに対するＤＣオフセット値を制御するＤＣオフセット制御部２２の代わりに、フィードバックフィルタ（ＦＢＦ）判定結果制御部２３を設けていることである。
ここで、フィードバックフィルタ７は、ｎ個のタップを有し、各タップの符号Ｓｉｇｎ［ａｋ−ｍ］（ただし、ｍ＝１〜ｎ）に所定の係数ｇｍを掛けて、全てのタップの出力を累積するものである。したがって、フィードバックフィルタ７の累積出力は、（４）式により表される。
ΣＳｉｇｎ［ａｋ−ｍ］・ｇｍ・・・（４）
フィードバックフィルタ（ＦＢＦ）判定結果制御部２３は、図１で説明したエラー伝搬検出器２０により伝搬エラーが検出されると、フィードバックフィルタ７のｋ番目〜（ｋ−１）番目のタップ係数の符号Ｓｉｇｎ［ａｋ］〜Ｓｉｇｎ［ａｋ−１］を反転する制御信号を出力する。
さらに、エラーが継続する期間中ｋ番目のタップ係数の符号Ｓｉｇｎ［ａｋ］を反転する。エラー伝搬終了後は、ｎクロック間ｋ番目のタップ係数の符号Ｓｉｇｎ［ａｋ］を反転する。これにより、エラー伝搬が抑制される。
図１２は、図１１の実施例動作フローである。差回路８において、フォワードフィルタ６の出力とフィードバックフィルタ７の出力を比較し、その差を検出器９に入力する（ステップＳ２１）。検出器９は、判定基準（スライスレベル）と入力レベルを比較判定し、入力のレベルが大きければ、”１”を、小さければ”０”を出力する（ステップＳ２２）。
次いで、第１に、同極性が９シンボル以上継続している場合は、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反する。したがって、エラー伝搬検出器２０は、検出器９の出力を入力し、同極性が９シンボル以上継続しているかを判定する（ステップＳ２３）。
同極性が９シンボル以上継続し、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反する場合は、フィードバックフィルタ７を制御して、上記（４）式におけるフィードバックフィルタ７の符号Ｓｉｇｎ［ａｋ］〜Ｓｉｇｎ［ａｋ−ｉ］を反転する（ステップＳ２４）。
また、エラー伝搬検出器２０は、検出器９の出力を入力し、２シンボル以上の連続した極性交番の有無を判断し（ステップＳ２５）、２シンボル以上の連続した極性交番がある場合も、（１，７）ＲＬＬ符号の法則に反するので、同様に、フィードバックフィルタ７の符号Ｓｉｇｎ［ａｋ］〜Ｓｉｇｎ［ａｋ−１］を反転する（ステップＳ２６）。
さらに、ｎ（複数）クロック期間フィードバックフィルタ７の符号Ｓｉｇｎ［ａｋ］の反転を維持する（ステップＳ２７）。かかる場合も、エラー伝搬を抑止することが可能である。なぜならば、フィードバックフィルタ７の出力は、入力パルスの発生によりパルス極性と逆極性となるように変化し、フィードバックフィルタ７は、入力再生信号パルスの極性は交番であると仮定しているからである。
上記詳細に説明した各実施の形態を通じて、エラー伝搬時は、エラー伝搬継続区間において、符号が所定期間ゼロクロス無しの状態（（１，７）ＲＬＬ符号では、同一符号が９以上連続する状態に相当する。）、或いは、エラー伝搬継続区間において、符号が所定期間連続ゼロクロスする状態（（１，７）ＲＬＬ符号では、連続符号極性交番長が２シンボル以上である状態に相当する。）となる。
したがって、エラー伝搬検出器２０を用い、ＲＬＬの最大符号制限長、及び最小制限長以下であることを検出している。
しかし、本発明の適用はかかる場合に制限されない。エラー伝搬時の状態は、磁気ディスク装置の各部を考慮すると表１のごとくである。
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また、ＴＡ（サーマルアスペリティ）時は、表２のエラー伝搬状態となる。
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さらに、エラー伝搬検出方法は、上記表１、表２のエラー伝搬状態に対応して、次に表３のようにエラー伝搬検出方法が纏められ、本発明に適用が可能である。なお、下記表において、＊６、＊７に対応するエラー伝搬検出方法は、先に説明した本発明の実施例におけるエラー伝搬検出器２０に対応するエラー伝搬検出方法である。
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また、かかる表３のエラー伝搬検出方法に基づき検知されるエラー伝搬を抑制する対処方法は、表４の様である。
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なお、上記実施の形態の説明では専ら、エラー伝搬の検出をデータ部符号を用いることを想定したが、信号のプレアンブル等での拘束条件を考慮することができる。
すなわち、（ｄ，ｋ）ＲＬＬ符号化されたデータの読出過程には、そのデータ以前にプリアアンブルパターンと、同期（シンク）ワードを読み出す必要がある。それらのパターンは、（ｄ，ｋ）ＲＬＬ符号化とは無関係なパターンを用いることがある。
例えば、１−７ＭＤＦＥの場合は、プリアンブルパターンは３Ｔ（ＮＲＺ表記：１１１０００，ＮＲＺＩ表記：１００１００）の連続パターンが、また、シンクワードは、６Ｔ６Ｔ９Ｔ３Ｔパターン（ＮＲＺ表記：プリアンブルの最後の１に続き、”１１１１１１００００００１１１１１１１１１０００”、ＮＲＺＩ表記では、”００００００１０００００１００００００００１００”）を用いている。
したがって、プリアンブルの場合は、２Ｔ以下と４Ｔ以上の検出結果の発生を検出して、エラー伝搬を判断する。一方、シンクワードの場合は、２Ｔ以下と１０Ｔ以上の検出結果の発生を検出して、エラー伝搬を判断する。
この様に、読み出し情報（プリアンブルパターン、シンクワード及び、データ）に応じて、エラー伝搬検出条件を変更可能である。
さらに、上記実施の形態では、（ｋ，ｄ）ＲＬＬ符号化に対し、ｋ拘束違反に対し、ｋ＋１でエラー伝搬を検出している。しかし、エラー伝搬の過検出を防ぐ為に、ｋ＋１のみでなく、ｋ＋２でエラー伝搬を検出し、ｄ拘束違反に対しては、所定クロック間にｄ拘束違反が複数回発生している場合に、エラー検出と判定する様に構成するこも可能である。
産業上の利用可能性
以上実施の形態を図面に従い説明したように、本発明により、ＭＤＦＥ方式を用いたシステムにおいて、エラー伝搬を抑制することが可能である。図１３は、本発明による効果を説明する１例であり、ＭＤＦＥおよびＰＲＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  Ｍｏｓｔ  Ｌｉｋｌｙｈｏｏｄ）入力バーストエラー時の後方へのエラー伝搬における、本発明による対策の有無における伝搬の長さを比較する図である。
すなわち、図１３において、Ｉは、ＭＤＦＥエラー伝搬対策無しの場合、ＩＩは、本発明による検出器９にスライスオフセットを与えた時にエラー伝搬特性である。このように、本発明により、エラー伝搬を抑制する事が可能であり、より高速読みだし可能の記憶装置の提供が可能となる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の第１の実施の形態を示すブロック図である。
図２は、図１の実施の形態に対応する実施例構成ブロック図である。
図３は、９シンボル以上の連続した同極性が存在する場合の一例を示す図である。
図４は、２シンボル以上の連続した極性交番がある場合の一例を示す図である。
図５は、実施例データパターンに対し、エラーバースト信号を挿入した時の状態を示す図である。
図６は、図１のスライスオフセット制御部２１の出力により検出器９の判定基準（スライスレベル）にオフセットを与える制御が行われた場合を図５に対応して示す図である。
図７は、図１の実施の形態の動作フローである。
図８は、式（２）に従いスライスオフセット値△Ｓｌｉｃｅの生成を実現するスライスオフセット制御部２１の構成例ブロック図である。
図９は、本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。
図１０は、図９の実施例動作フローである。
図１１は、本発明の第３の実施の形態を示すブロック図である。
図１２は、図１１の実施例動作フローである。
図１３は、本発明による効果を説明する１例である。
図１４は、ＭＤＦＥ方式を用いた、磁気ディスク装置の一構成例特に、信号処理系のブロックダイヤグラムである。
図１５は、図１２の構成における書き込み／読み取り波形の一例を示す図である。
図１６は、再生信号中の１シンボルの孤立波が、欠落（Ｍｉｓｓｉｎｇ）した場合を説明する図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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