(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するための第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を周波数誤差検出回路で検出すると共に、該検出誤差情報に基づいて前記変調器に接続される第２ローカル信号発振器の出力周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成したことを特徴とする送信機。
【請求項２】
入力信号を変調してディジタル変調波信号を出力する変調器と、前記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦフィルタ手段と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するD／Ａ変換器と、該D／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去するためのアナログＩＦフィルタ手段と、ＩＦ信号を出力周波数一定の第１ローカル信号発振器からの第１ローカル信号によりＲＦ信号に周波数変換するためのミキサと、前記第１ローカル信号発振器の出力から周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、該ＲＦフィルタ手段出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記変調器に信号を出力するディジタル型の第２ローカル信号発振器とをループ状に接続し、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる前記変調器出力信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成したことを特徴とする送信機。
【請求項３】
変調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するための第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を周波数誤差検出回路で検出すると共に、該検出誤差情報に基づいて前記変調器出力の変調波信号の中心周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成したことを特徴とする送信機。
【請求項４】
入力信号を変調してディジタル変調波信号を出力する変調器と、前記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦフィルタ手段と、該ディジタルＩＦフィルタ手段の出力を一方の入力とする第１のミキサと、該第１のミキサの出力信号の不要成分を除去する第２のディジタルＩＦフィルタ手段と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するD／Ａ変換器と、該D／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去するためのアナログＩＦフィルタ手段と、ＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するための第２のミキサと、該第２のミキサに出力周波数一定の第１ローカル信号を供給する第１ローカル信号発振器と、該第１ローカル信号の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、該ＲＦフィルタ手段出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を検出し該検出誤差情報を前記第１のミキサの他方の入力に出力する周波数誤差検出回路とから成り、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる前記変調器出力の変調波信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成したことを特徴とする送信機。
【請求項５】
前記周波数誤差検出回路を、検出すべき周波数誤差成分を含む信号と余弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に第１のローパスフィルタを接続した第１ミキサと、前記検出すべき周波数誤差成分を含む信号と正弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に第２のローパスフィルタを接続した第２ミキサとからなる直交復調器と、該直交復調器出力信号に基づいて前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差を計算する周波数誤差計算手段とにより構成したことを特徴とする請求項１乃至請求項４記載の送信機。
【請求項６】
第１ローカル信号発振器を第１ローカル信号源発振器と該第１ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍する周波数てい倍器とから成るローカル信号発生手段で構成し、且つ、前記第１ローカル信号源発振器の出力周波数誤差を周波数誤差検出回路にて検出するように構成したことを特徴とする請求項１乃至請求項５記載の送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル携帯電話等の無線通信において使用される送信機に関し、特に、ローカル信号発振器に要求される周波数精度を緩和する手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線通信におけるディジタル携帯電話等の無線機の技術が進歩し、機器の小型化と共に種々の要求を実現するため機器の性能向上が図られている。特に、ディジタル方式の送信機においては、後述するようにローカル信号発振器の出力周波数誤差が送信側における隣接チャネル干渉や受信側におけるＢＥＲ（Bit Error Rate：ビット誤り率）特性や同期特性に直接影響を及ぼすので、高い精度が要求される。
【０００３】
図３は、従来の一般的なディジタル携帯電話の送信機の構成例を示すブロック図である。この図に示す送信機は、入力信号を変調する変調器３１と、不要成分を除去するためのＩＦバンドパスフィルタ３２と、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換するためのミキサ８と、システムのサービスバンド帯域のみを通過させ不要成分を除去するためのＲＦバンドパスフィルタ５と、入力信号を増幅する送信アンプ６と、アンテナ７とが直列に接続されると共に、前記ミキサ８にＰＬＬ回路を用いた第１ローカル信号発振器５０が接続され、前記変調器３１にＰＬＬ回路を用いた第２ローカル信号発振器８０が接続される。
【０００４】
また、第１及び第２ローカル信号発振器５０、８０としてのＰＬＬ回路は、位相比較器５０３、８０３と、ループフィルタ５０２、８０２と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）５０１、８０１と、分周器５０４、８０４とをループ状に接続すると共に、前記位相比較器５０３、８０３に基準信号発生器としてのＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）９０を接続し、出力信号を前記ＶＣ０５０１、８０１から得るように構成されている。
【０００５】
この図に示される送信機は、まず、変調器３１が第２ローカル信号発振器８０の周波数fL2により送信データ３０をシステムの変調方式（例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて変調する。この変調された信号はＩＦバンドパスフィルタ３２により不要成分を除去するための必要な帯域制限を受けた後に、ミキサ８と発振周波数fL1の第１ローカル信号発振器５０とによりＲＦ信号に周波数変換されて送信信号fTとなる。この送信信号fTは、ＲＦバンドパスフィルタ５により不要成分を除去するために帯域制限されると共に送信アンプ６において必要な増幅をされた後にアンテナ７から送信される。
このとき、第１及び第２ローカル信号発振器５０、８０は後述する理由により高い周波数精度が要求されるためＰＬＬ（位相ロックループ）回路で構成するのが一般的である。
【０００６】
ここで、ＰＬＬ回路について簡単に説明すれば、位相比較器５０３、８０３がＴＣＸＯ９０出力の基準周波数frと分周器５０４、８０４出力の比較周波数fdとの位相差に応じたパルス幅を出力すると、ループフィルタ５０２、８０２が該パルス出力を平滑して得る直流分電圧をＶＣＯ５０１、８０１に出力する。
ＶＣＯ５０１、８０１はこの直流電圧に応じた周波数を出力するが、該出力を分周器５０４、８０４を介して位相比較器５０３、８０３へ帰還させることにより、frとfdとは同一周波数、同一位相になるように動作する。なお、分周器５０４、８０４の機能はＶＣＯ５０１、８０１出力 fvco をN分割するが、このNを変えることで fr のステップでＶＣＯ５０１、８０１の出力を変化させることができる。
【０００７】
次に、ローカル信号発振器５０、８０としてＰＬＬ回路が必要となる理由について説明する。
図３に示される送信機において、第１ローカル信号発振器５０または第２ローカル信号発振器８０のどちらか、或いは両方の出力周波数に誤差がある場合、変調された送信信号が中心周波数から周波数シフトして隣接チャネルとの周波数間隔が狭くなり、隣接チャネル干渉を引き起こす。
また、このような送信信号を受信側において受信すると、受信信号が受信機に使用されるフィルタの中心周波数からずれるために、該フィルタの減衰特性により受信信号レベルが減衰して受信特性（ＢＥＲ特性）が劣化すると共に、復調器においてキャリア周波数オフセットが生じるために同期特性も劣化する。
以上の理由により、システムごとに送信周波数に対する周波数精度の規格が定められており、例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話における送信周波数の許容周波数誤差は３ｐｐｍである。
高周波においてこのような高い周波数精度を単体の発振器で達成するのは技術的に困難であるので、従来の送信機においてはＰＬＬ回路を使用することが不可欠であった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、送信機において、上述した理由によりローカル信号発振器として周波数精度の高いＰＬＬ回路を使用すると、ＰＬＬ回路が高価なＶＣＯ等を必要とするため結果として送信機のコスト増を招き、また、回路規模も大きくなるので送信機の小型化がしにくい等の問題があった。
本発明は上述した従来の送信機の問題点を解決するためになされたものであって、ローカル信号発振器に要求される高い周波数精度を緩和できるような構成にすると共にPLL回路を不要とし、小型で安価な送信機を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明に係わる送信機の請求項１記載の発明は、変調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するための第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を周波数誤差検出回路で検出すると共に、該検出誤差情報に基づいて前記変調器に接続される第２ローカル信号発振器の出力周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成する。
本発明に係わる送信機の請求項２記載の発明は、入力信号を変調してディジタル変調波信号を出力する変調器と、前記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦフィルタ手段と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するD／Ａ変換器と、該D／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去するためのアナログＩＦフィルタ手段と、ＩＦ信号を出力周波数一定の第１ローカル信号発振器からの第１ローカル信号によりＲＦ信号に周波数変換するためのミキサと、前記第１ローカル信号発振器の出力から周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、該ＲＦフィルタ手段出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記変調器に信号を出力するディジタル型の第２ローカル信号発振器とをループ状に接続し、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる前記変調器出力信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成する。
本発明に係わる送信機の請求項３記載の発明は、変調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するための第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を周波数誤差検出回路で検出すると共に、該検出誤差情報に基づいて前記変調器出力の変調波信号の中心周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成する。
本発明に係わる送信機の請求項４記載の発明は、入力信号を変調してディジタル変調波信号を出力する変調器と、前記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦフィルタ手段と、該ディジタルＩＦフィルタ手段の出力を一方の入力とする第１のミキサと、該第１のミキサの出力信号の不要成分を除去する第２のディジタルＩＦフィルタ手段と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するD／Ａ変換器と、該D／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去するためのアナログＩＦフィルタ手段と、ＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するための第２のミキサと、該第２のミキサに出力周波数一定の第１ローカル信号を供給する第１ローカル信号発振器と、該第１ローカル信号の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、該ＲＦフィルタ手段出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を検出し該検出誤差情報を前記第１のミキサの他方の入力に出力する周波数誤差検出回路とから成り、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる前記変調器出力の変調波信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成する。
本発明に係わる送信機の請求項５記載の発明は、請求項１乃至請求項４記載の送信機において、前記周波数誤差検出回路を、検出すべき周波数誤差成分を含む信号と余弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に第１のローパスフィルタを接続した第１ミキサと、前記検出すべき周波数誤差成分を含む信号と正弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に第２のローパスフィルタを接続した第２ミキサとからなる直交復調器と、該直交復調器出力信号に基づいて前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差を計算する周波数誤差計算手段とにより構成する。
本発明に係わる送信機の請求項６記載の発明は、請求項１乃至請求項５記載の送信機において第１ローカル信号発振器を第１ローカル信号源発振器と該第１ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍する周波数てい倍器とから成るローカル信号発生手段で構成し、且つ、前記第１ローカル信号源発振器の出力周波数誤差を周波数誤差検出回路にて検出するように構成する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図示した実施の形態例に基づいて本発明を詳細に説明する。図1は本発明に係わる送信機の実施の形態例を示す機能ブロック図である。この例に示す送信機は、入力データ信号を変調してディジタル変調波信号を出力する変調器１と、前記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦバンドパスフィルタ２と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３と、該Ｄ／Ａ変換器３出力信号から不要成分を除去するためのアナログＩＦバンドパスフィルタ４と、第１のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦアンプ６とを通じてアンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するためのミキサ８と、該ミキサ８に接続する出力周波数一定の第１ローカル信号発振器９の周波数誤差帯域のみを通過させる第２のＲＦバンドパスフィルタ１０と、アナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器１１と、前記第１ローカル信号発振器９の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路１３と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記変調器１に信号を出力する出力周波数可変の第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）１２とをループ状に接続する。
【００１１】
図１に示される送信機においては、まず、変調器１が第２ローカル信号発振器１２の周波数fL2により送信データ３０をシステムの変調方式（前記のＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて変調し、ディジタル変調波信号を出力する。この変調された信号はディジタルＩＦバンドパスフィルタ２により不要成分を除去するために必要な帯域制限を受けた後に、Ｄ／Ａ変換器３によりディジタル信号からアナログ信号に変換されると共にアナログＩＦバンドパスフィルタ４により不要成分が除去された後に、ミキサ８と発振周波数fL1の第１ローカル信号発振器９とによりＲＦ信号に周波数変換されて送信信号fTとなる。この送信信号fTは、第１のＲＦバンドパスフィルタ５により不要成分を除去するために帯域制限されると共に送信アンプ６において必要な増幅をされた後にアンテナ７から送信される。
このとき、第２ローカル信号発振器１２は後述する第１ローカル信号発振器９の周波数誤差ΔfL1に係わる周波数補正が行われる。
【００１２】
ここで、第２ローカル信号発振器１２の出力周波数補正について説明すると、第１ローカル信号発振器９の出力信号（第１ローカル信号）はその出力信号の周波数変動幅（周波数誤差）ΔfL1のみを通過させて不要成分を除去する第２のＲＦバンドパスフィルタ１０に入力されて必要な帯域制限を受ける。第2のＲＦバンドパスフィルタ１０により帯域制限された第１ローカル信号は、Ａ／Ｄ変換器１１においてディジタル信号に変換されディジタル第１ローカル信号１１ａとなる。Ａ／Ｄ変換器１１は、図示されていない高精度クロック発生器から出力するサンプリングクロックを用いてサンプリングを行う。
サンプリング定理によれば、バンドパスサンプリングを行う場合は、入力信号の帯域幅の２倍以上のサンプリングクロックを必要とするから、サンプリングクロック周波数を
fs＝ｎ×ΔfL1   （ｎ≧２：ｎは整数）              (1)
とする必要がある。
【００１３】
Ａ／Ｄ変換されたディジタル第１ローカル信号１１ａは、周波数誤差検出回路１３に入力されると共に周波数誤差検出回路１３がディジタル第１ローカル信号１１ａに含まれる周波数誤差ΔfL1を検出し、その結果に基づいて第２ローカル信号発振器１２の出力周波数をfL2−△fL1に補正して変調器１に出力するので、第１ローカル信号発振器９における周波数誤差△fL1がキャンセルされて周波数シフトの無い正確な送信周波数fTを得ることができる。
【００１４】
次に、本発明に係わる上述した周波数誤差検出回路１３について詳しく説明する。図２は周波数誤差検出回路１３の実施の形態例を示す機能ブロック図である。
この図に示す周波数誤差検出回路１３は、前記ディジタル第１ローカル信号１１ａと余弦波発振器（ディジタル発振器）２０３の出力信号とが入力し出力に第１ディジタルローパスフィルタ２０５が接続される第１ディジタルミキサ２０１と、前記ディジタル第１ローカル信号１１ａと正弦波発振器（ディジタル発振器）２０４の出力信号とが入力し出力に第２ディジタルローパスフィルタ２０６が接続される第２ディジタルミキサ２０２とからなる直交復調器２０と、該直交復調器出力信号から前記第１ローカル信号発振器９の周波数誤差を計算する周波数誤差計算手段２０７とにより構成する。
【００１５】
この例に示される周波数誤差検出回路１３は、周波数誤差ΔfL1を含むディジタル第１ローカル信号１１ａが直交復調器２０に入力され、該直交復調器２０が同相出力Ｉkと直交出力Ｑkとを出力し、この情報から周波数誤差計算手段２０７が前記周波数誤差  ΔfL1を検出する。
以下、この動作について説明するために、図2を参照しつつ、まず、ＩkとＱkとを導出する。
ディジタル第１ローカル信号１１ａを
cos 2π(fL1 + ΔfL1)k / fs                    (2)
ただし、  fL1 ：正しい第１ローカル発振周波数
ΔfL1 ：第１ローカル発振周波数の誤差
fs  ：サンプリング周波数
ｋ  ：サンプル番号
と表し、また、余弦波発振器２０３出力信号を
cos 2π(fL1)k / fs                            (3)
正弦波発振器２０４の出力信号を
sin 2π(fL1)k / fs                            (4)
と表せば、図２に示したようにディジタル第１ローカル信号１１ａは、(3)式の余弦波或いは(4)式の正弦波と掛け算された後、ローパスフィルタ２０５、２０６により高周波成分が除去されるので、ＩkとＱkはそれぞれ
Ｉk = cos 2π(ΔfL1)k / fs                    (5)
Ｑk = sin 2π(ΔfL1)k / fs                    (6)
となる。
【００１６】
得られたＩkとＱkとから、周波数誤差計算手段２０７において、例えば下記の計算によりΔfL1を求める。まず、(5)式と(6)式とを用いてＱkとＩkとの比を取れば
tan 2π(ΔfL1)k / fs = Ｑk / Ｉk              (7)
となる。左辺よりΔfL1を取り出すため
(ΔfL1)k / fs = (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk          (8)
と変形する。
一方、(8)式左辺をkに着目して
(ΔfL1) / fs = (ΔfL1)(k+1) / fs − (ΔfL1)k / fs
と表わせば、(8)式右辺の関係を用いて
(ΔfL1) / fs = (2π)-1tan-1Ｑk+1 / Ｉk+1
− (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk  (9)
を得る。
(9)式の右辺は既知であるので、(9)式によりサンプリング周波数fsで正規化された誤差周波数ΔfL1の値が得られる。この値を用いて第２ローカル信号発振器１２の周波数を上述したように補正することができる。
【００１７】
以上説明したように第２ローカル信号発振器１２の周波数を補正して変調器１に出力することにより、第１ローカル信号発振器９の周波数にΔfL1の誤差が発生しても、ＲＦ送信信号fTの中心周波数に周波数シフトを生じないので、第１ローカル信号発振器９の出力周波数誤差に係わる隣接チャネル干渉や受信側でのＢＥＲ特性、同期特性の劣化を防ぐことができる。
【００１８】
次に、本発明に係わる送信機の他の変形実施例を図４に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説明する。
図４に示すように、この変形実施例の送信機は、入力データ信号をディジタル型の第２ローカル信号発生器１２出力信号で変調してディジタル変調波信号を出力する変調器１と、前記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦバンドパスフィルタ２と、ミキサ７２と該ミキサ７２出力信号から不要成分を除去する第２のディジタルＩＦバンドパスフィルタ７１とから成り周波数誤差に関する情報に基づいて前記変調器１のディジタル変調波信号の中心周波数を補正する周波数補正回路７０と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３と、該Ｄ／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去するためのアナログＩＦバンドパスフィルタ４と、第１のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦアンプ６とを通じてアンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するためのミキサ８と、出力周波数一定の第１ローカル信号発振器９の周波数誤差帯域のみを通過させる第２のＲＦバンドパスフィルタ１０と、アナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器１１と、前記第１ローカル信号発振器９の周波数誤差を検出し該検出誤差情報を前記周波数補正回路７０のミキサ７２に出力する周波数誤差検出回路１３とで構成する。
【００１９】
前記構成の受信機は、図１の送信機における第２ローカル信号発振器１２を出力周波数一定の発振器とし、バンドパスフィルタ２とＤ／Ａ変換器３の間にミキサ７２、第２のディジタルＩＦバンドパスフィルタ７１とから成る周波数補正回路７０を挿入し、周波数誤差検出回路１３からの検出誤差情報を前記ミキサ７２に入力する構成にしたものであり、他の構成及び動作は図１の送信機と同一である。従って、図４の送信機の動作説明は、周波数誤差検出回路１３からの第１ローカル信号の検出誤差情報に基づく周波数の補正動作の説明のみとする。
【００２０】
図４の送信機において、第２ローカル信号発振器１２からの一定周波数fL2の出力信号で変調された変調器１出力の変調波信号は、バンドパスフィルタ２で不要成分を除去され周波数補正回路７０のミキサ７２に入力される。
該ミキサ７２において周波数誤差検出回路１３からの検出誤差信号ΔfL1と中心周波数がfL2の変調波信号がミキシングされることによって、中心周波数がfL2−ΔfL1に補正された変調波信号が前記ミキサ７２から出力され、第２のディジタルＩＦバンドパスフィルタ７１で不要成分が除去されてＤ／Ａ変換器３に出力される。
前記動作によって、第１ローカル信号発振器９の周波数にΔfL1の誤差が発生しても、ＲＦ送信信号fTの中心周波数に周波数シフトを生じないので、第１ローカル信号発振器９の出力周波数誤差に係わる隣接チャネル干渉や受信側でのＢＥＲ特性、同期特性の劣化を防ぐことができる。
【００２１】
次に、本発明に係わる送信機の第２の変形実施例を図５に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説明する。図５に示すように、この変形実施例の送信機は、入力データ信号を変調してディジタル変調波信号を出力する変調器１と、前記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦバンドパスフィルタ２と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３と、該Ｄ／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去するためのアナログＩＦバンドパスフィルタ４と、第１のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦアンプ６とを通じてアンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するためのミキサ８と、出力周波数一定の第１ローカル信号発振器６０の出力を入力し、この入力信号の周波数をてい倍した信号を出力する周波数てい倍器６１を前記ミキサ８に接続すると共に、前記第１ローカル信号発振器６０の周波数誤差帯域のみを通過させる第２のＲＦバンドパスフィルタ１０と、アナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器１１と、前記第１ローカル信号発振器９の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路１３と、該検出誤差信号に基づいて発振周波数を補正して前記変調器１に信号を出力する出力周波数可変の第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）１２とをループ状に接続して、送信機を構成する。
【００２２】
前記の構成の受信機は、図１の送信機における第１ローカル信号発振器９をその発振周波数が１／Ｎである第１ローカル信号源発振器６０に置き換え、該第１ローカル信号源発振器６０とミキサ８との間にＮ倍の周波数てい倍器６１を挿入し、前記第１ローカル信号源発振器６０の出力を第２のＲＦバンドパスフィルタ１０に接続したものであり、他の構成及び動作は図１の送信機と同一である。
従って、図５の送信機の動作説明は、第１ローカル信号及び第２ローカル信号を生成し、それぞれミキサ８と変調器１とに供給する動作説明のみとする。
【００２３】
図５に示す送信機において、前記第１ローカル信号源発振器６０は周波数変動幅（即ち周波数精度）がΔfL1の発振器であり、その出力信号を周波数てい倍器６１でＮ倍の周波数にてい倍してミキサ８へ出力する。
一方、前記第１ローカル源発振器６０の出力信号は、その出力信号の周波数変動幅ΔfL1のみを通過させる第２ＲＦバンドパスフィルタ１０に入力される。第２ＲＦバンドパスフィルタ１０で帯域制限された第１ローカル源信号は第２のＡ／Ｄ変換器１１でディジタル第１ローカル源信号１１ａに変換される。第２のＡ／Ｄ変換器１１では、図示されていない高精度のクロック発生器から出力されるサンプリングクロックでサンプリングを行う。
Ａ／Ｄ変換されたディジタル第１ローカル源信号１１ａは、周波数誤差検出回路１３に入力される。該周波数誤差検出回路１３において前記ディジタル第１ローカル源信号６０の周波数誤差ΔfL1を検出し、その結果に基づいて第２ローカル信号発振器１２の出力周波数を補正する。
【００２４】
図５の送信機の場合は、第１ローカル源信号をＮてい倍して第１ローカル信号を作っているので、補正すべき誤差周波数はＮ×ΔfL1である。従って、第２ローカル信号発振器１２の出力周波数をfL2−Ｎ×ΔfL1に補正すれば、第１ローカル信号源発振器６０における周波数誤差ΔfL1がキャンセルされて正しい送信周波数fTが得られる。
この結果、第１ローカル信号源発振器６０の周波数にΔfL1の誤差が発生しても、ＲＦ送信信号fTの中心周波数に周波数シフトを生じないので、第１ローカル信号源発振器６０の出力周波数誤差に係わる隣接チャネル干渉や受信側でのＢＥＲ特性、同期特性の劣化を防ぐことができることは図１のものと同等である。
本実施例の特徴は、必要とする第1ローカル信号の１／Ｎの周波数の第1ローカル信号源発振器６０出力の周波数誤差を検出すればよいので、該出力信号をディジタル化する第２のＡ／Ｄ変換器１１には、図１のものより低い周波数の入力信号に対応するＡ／Ｄ変換器を使用することができる。
【００２５】
前記図5の送信機と同様に、前述の図4の送信機においても、ミキサ８に入力する第1ローカル信号は第1ローカル信号源発振器の出力を周波数てい倍器でてい倍した出力信号置き換え、前記第1ローカル信号源発振器の出力信号の誤差を検出して周波数補正を行ってよいことは当然である。そして、この場合は変調波信号の中心周波数をfL2−Ｎ×ΔfL1に補正する。
【００２６】
上記のように周波数補正を行った場合の第１ローカル信号発振器への要求精度の具体的な例として、例えば、(1)式より第２のＡ／Ｄ変換器１１のサンプリングクロックｆｓを１ＭＨｚとし、ｎ＝３２とした場合、ΔfLは約３０ｋＨｚまで補正できることになる。
従って、発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル信号発振器の周波数精度は約３０ｐｐｍに緩和されることになり、この周波数精度は単体の発振器（水晶発振器等）で実現できるので、ＰＬＬ回路を用いる必要はなくなる。
【００２７】
なお、以上の説明において、第２ローカル信号発振器１２と余弦波発振器２０３と正弦波発振器２０４とは出力周波数誤差が無いものとしているが、このようなディジタル型の信号発振器はサンプリング周波数を上げることにより、ＰＬＬ回路と同程度かそれ以上の周波数精度が保証されるので、周波数誤差を無視することができる。
【００２８】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように、第１ローカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、該検出誤差情報に基づいて第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）の出力周波数或いは変調波信号の中心周波数を補正して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる送信信号の周波数シフトによる送信機特性の劣化を補償するように構成したので、前記第1ローカル信号発振器に要求される周波数精度を大幅に緩和することができ、従って、ＶＣＯ等の高価な構成部品を使用するＰＬＬ回路が不要となるので、受信機のコスト低減と小型化をすすめる上で著効を奏する。
また、変形実施例においては、第1ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍して第1ローカル信号とし、この第1ローカル信号源発振器の周波数誤差を検出するように構成したので、該第1ローカル信号源発振器の出力信号をディジタル化する第２のＡ／Ｄ変換器は、低い周波数の入力信号に対応する小型で安価なＡ／Ｄ変換器を使用することができ、より一層受信機のコスト低減と小型化に貢献できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる送信機の実施の形態例を示す機能ブロック図
【図２】本発明に係わる送信機において使用する周波数誤差検出回路の実施の形態例を示す機能ブロック図
【図３】従来のディジタル携帯電話にける送信機の構成例を示す機能ブロック図
【図４】本発明に係わる送信機の他の変形実施例を示す機能ブロック図
【図５】本発明に係わる送信機の第２の変形実施例を示す機能ブロック図
【符号の説明】
１・・変調器、            ２・・ディジタルＩＦバンドパスフィルタ、
３・・Ｄ／Ａ変換器、      ４・・アナログＩＦバンドパスフィルタ、
５・・ＲＦバンドパスフィルタ、 ６・・送信アンプ、
７・・アンテナ、    ８・・ミキサ、    ９・・第1ローカル信号発振器、
１０・・ＲＦバンドパスフィルタ、   １１・・Ａ／Ｄ変換器、
１１ａ・・ディジタル第１ローカル信号、
１２・・第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）、
１３・・周波数誤差検出回路、      ２０・・直交復調器、
３０・・送信データ、      ３１・・従来の送信機の変調器、
３２・・従来の送信機のＩＦバンドパスフィルタ、
５０・・従来の第１ローカル信号発振器、
７０・・周波数補正回路、
７１・・周波数補正回路におけるディジタルＩＦバンドパスフィルタ、
７２・・周波数補正回路におけるミキサ、
８０・・従来の第２ローカル信号発振器、
９０・・ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）、
２０２・・直交復調器における第１、第２ミキサ、
２０３・・余弦波発振器（ディジタル発振器）、
２０４・・正弦波発振器（ディジタル発振器）、
２０６・・直交復調器におけるディジタルローパスフィルタ、
２０７・・周波数誤差計算手段、
８０１・・ＶＣＯ（電圧制御発振器）、
８０２・・ループフィルタ、  ５０３、８０３・・位相比較器、
５０４、８０４・・分周器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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