(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量を算出する同相振幅変動量算出手段と、
前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量を算出する直交振幅変動量算出手段と、
前記同相振幅変動量と前記直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量を算出する合成振幅変動量算出手段と、
前記合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値を算出する差分値算出手段と、
を備え、
前記差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力することを特徴とする位相検出装置。
【請求項２】
前記合成振幅変動量算出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として出力することを特徴とする請求の範囲第１項記載の位相検出装置。
【請求項３】
前記合成振幅変動量算出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として出力することを特徴とする請求の範囲第１項記載の位相検出装置。
【請求項４】
前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行う第１の重み付け手段と、
前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行う第２の重み付け手段と、
をさらに備えたことを特徴とする請求の範囲第１項記載の位相検出装置。
【請求項５】
前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出する第１の信号遷移量算出手段と、
前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出する第２の信号遷移量算出手段と、
前記同相振幅シンボル時間変動量および前記直交振幅シンボル時間変動量が所定値以下であるか否か判定する遷移判定手段と、
前記遷移判定手段の判定結果が所定値以下であると判定した場合、前記位相検出信号を反転出力する反転手段と、
をさらに備えたことを特徴とする請求の範囲第１項記載の位相検出装置。
【請求項６】
ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量を算出する同相振幅変動量算出手段と、
前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量を算出する直交振幅変動量算出手段と、
前記同相振幅変動量と前記直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量を算出する合成振幅変動量算出手段と、
前記合成振幅変動量に自走シンボル周波数信号の余弦値を乗算した余弦乗算信号を生成する第１の乗算手段と、
前記合成振幅変動量に自走シンボル周波数信号の正弦値を乗算した正弦乗算信号を生成する第２の乗算手段と、
前記余弦乗算信号に対する前記正弦乗算信号の逆正接値を算出し、該逆正接値を前記ベースバンド信号に対する前記自走シンボル周波数信号のタイミング位相差として出力するタイミング位相差算出手段と、
を備えたことを特徴とする位相検出装置。
【請求項７】
シンボルレートの２倍の速度をもつサンプリングクロックによってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力する位相検出手段と、
前記位相検出手段が出力した位相検出信号の平均値を位相制御信号として出力する平均化手段と、
前記平均化手段が出力した位相制御信号をもとに前記サンプリングクロックの位相制御を行う位相制御手段と、
前記位相制御手段によって位相制御されたサンプリングクロックを２分周し、この２分周したクロックを再生シンボルクロックとして出力する２分周手段と、
を備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項８】
前記位相検出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として算出することを特徴とする請求の範囲第７項記載のタイミング再生装置。
【請求項９】
前記位相検出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として算出することを特徴とする請求の範囲第７項記載のタイミング再生装置。
【請求項１０】
前記位相検出手段は、
前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行う第１の重み付け手段と、
前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行う第２の重み付け手段と、
をさらに備えたことを特徴とする請求の範囲第７項記載のタイミング再生装置。
【請求項１１】
シンボルレートの４倍の速度をもつ自走サンプリングクロックを４分周し、この４分周したクロックを自走シンボルクロックとして出力する４分周手段と、
前記自走サンプリングクロックによってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量に前記自走シンボルクロックの周波数成分の余弦値を乗算した余弦乗算信号と、前記合成振幅変動量に自走シンボルクロックの周波数成分の正弦値を乗算した正弦乗算信号とを前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号として出力する位相検出手段と、
前記位相検出手段が出力した位相検出信号の余弦乗算信号および正弦乗算信号の各平均値である余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号を位相制御信号として出力する平均化手段と、
前記平均化手段が出力した位相制御信号の余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号の逆正接値であるタイミング位相を求め、前記自走シンボルクロックを該タイミング位相分、移相した再生シンボルクロックを生成するクロック生成手段と、
を備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項１２】
前記位相検出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として算出することを特徴とする請求の範囲第１１項記載のタイミング再生装置。
【請求項１３】
前記位相検出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として算出することを特徴とする請求の範囲第１１項記載のタイミング再生装置。
【請求項１４】
前記位相検出手段は、
前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行う第１の重み付け手段と、
前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行う第２の重み付け手段と、
をさらに備えたことを特徴とする請求の範囲第１１項記載のタイミング再生装置。
【請求項１５】
シンボルレートの２倍の速度をもつサンプリングクロックによってベースバンド信号をサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力する位相検出手段と、
前記位相検出手段が出力した位相検出信号の平均値を位相制御信号として出力する平均化手段と、
前記平均化手段が出力した位相制御信号をもとに前記サンプリング手段が用いるサンプリングクロックの位相制御を行う位相制御手段と、
前記位相制御手段によって位相制御されたサンプリングクロックを２分周し、この２分周したクロックを再生シンボルクロックとして出力する２分周手段と、
前記再生シンボルクロックを用いて前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号に対するナイキスト点データを抽出するナイキスト点データ抽出手段と、
前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データを平均化し、この平均化したデータからＤＣオフセットを検出するオフセット検出手段と、
前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データから前記オフセット検出手段が検出したＤＣオフセットを減算して該ナイキスト点データを補正する補正手段と、
前記補正手段によって補正されたナイキスト点データをもとに前記ベースバンド信号のデータを判定する判定手段と、
を備えたことを特徴とする復調装置。
【請求項１６】
シンボルレートの４倍の速度をもつ自走サンプリングクロックを発生する自走クロック手段と、
前記自走クロック手段が発生する自走サンプリングクロックを４分周し、この４分周したクロックを自走シンボルクロックとして出力する４分周手段と、
前記自走クロック手段が発生する自走サンプリングクロックによってベースバンド信号をサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量に前記自走シンボルクロックの周波数成分の余弦値を乗算した余弦乗算信号と、前記合成振幅変動量に自走シンボルクロックの周波数成分の正弦値を乗算した正弦乗算信号とを前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号として出力する位相検出手段と、
前記位相検出手段が出力した位相検出信号の余弦乗算信号および正弦乗算信号の各平均値である余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号を位相制御信号として出力する平均化手段と、
前記平均化手段が出力した位相制御信号の余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号の逆正接値であるタイミング位相を求め、前記自走シンボルクロックを該タイミング位相分、移相した再生シンボルクロックを生成するクロック生成手段と、
前記再生シンボルクロックを用いて前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号に対するナイキスト点データを抽出するナイキスト点データ抽出手段と、
前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データを平均化し、この平均化したデータからＤＣオフセットを検出するオフセット検出手段と、
前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データから前記オフセット検出手段が検出したＤＣオフセットを減算して該ナイキスト点データを補正する補正手段と、
前記補正手段によって補正されたナイキスト点データをもとに前記ベースバンド信号のデータを判定する判定手段と、
を備えたことを特徴とする復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、衛星通信、移動体通信等の各種のディジタル通信に用いられ、プリアンブル内での高速なタイミング位相引き込みとデータ部における低移相ジッタを実現するとともに装置の軽量小型化を促進することができる位相検出装置、これを用いたタイミング再生装置、および、これを用いた復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ディジタル無線通信用の復調器におけるタイミング再生装置としては、たとえば、下記非特許文献１に記載されているように、差分した位相データの絶対値情報から、位相の進み遅れを検出するフィードバック型の装置がある。
【０００３】
第２２図は、従来のタイミング再生装置を有した復調器を含む受信装置の全体構成を示すブロック図である。第２２図において、アンテナ１０１は、ＱＰＳＫ変調信号を含むＲＦ信号を受信し、周波数変換部１０２は、このＲＦ信号を増幅、帯域制限、周波数変換を順次行って同相成分と直交成分とのベースバンド信号を出力する。
【０００４】
Ａ／Ｄ変換器１１１ａ，１１１ｂは、それぞれ時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２において、ベースバンド信号の同相成分と直交成分とをサンプリングし、このサンプリングしたデータ系列Ｉi（同相振幅成分），Ｑi（直交振幅成分）を出力する。ここで、Ｔはシンボル周期、τは、タイミング誤差で、−Ｔ／２≦τ≦Ｔ／２の範囲の値であり、ｉは、自然数で、ｉ＝１，２，３…の値をもつ。なお、Ａ／Ｄ変換器１１１ａ，１１１ｂによるベースバンド信号のサンプリングは、後述するタイミング再生部１１２から出力されるサンプリングクロックＳＳＫの立ち上がりエッジで行われる。
【０００５】
座標変換部１１０は、各Ａ／Ｄ変換器１１１ａ，１１１ｂから出力されたデータ系列Ｉi，Ｑiを次式（１）を用いて座標変換、すなわち逆正接演算を行ってベースバンド信号の位相データ系列θiを算出する。
【０００６】
θi＝tan-1（Ｑi／Ｉi）  …（１）
【０００７】
タイミング再生部１１２は、座標変換部１１０から出力された位相データ系列θiを用いて、位相制御、すなわち入力されたベースバンド信号に位相同期したサンプリングクロックＳＳＫおよび再生シンボルクロックＲＲＣを生成するタイミング再生処理を行う。
【０００８】
ナイキストデータ抽出部１１３は、サンプリングクロックＳＳＫによってサンプリングされたデータ系列Ｉi，Ｑiから、再生シンボルクロックＲＲＣを用いて、ナイキスト点のデータ系列を抽出する。データ判定部１１６は、このナイキスト点のデータ系列をもとにデータ判定を行い、復調データとして復号器１０４に出力し、復号器１０４は、復調データをもとに復号処理を行う。なお、データ判定部１１６のデータ判定は、変調方式に対応した同期検波方式あるいは遅延検波方式によって行う。
【０００９】
ここで、第２３図〜第２５図を参照して、タイミング再生部１１２によるタイミング再生処理についてさらに詳述する。ここでは、タイミング再生等に用いられるプリアンブル部とランダムパターンであるメッセージを含むデータ部とから構成されるバースト信号を受信した場合について説明する。第２３図は、１シンボル毎に±１８０［degree］の位相変動を繰り返す０π変調信号をプリアンブルとして受信した場合のベースバンド信号の位相θ（ｔ）の時間変化と、この位相θ（ｔ）のＴ／２（シンボル周期の１／２）時間の変動量の絶対値信号α（ｔ）の時間変化を示す図である。第２４図は、位相θ（ｔ）がランダムに変化するデータ部のランダムパターンを受信した場合のベースバンド信号の位相θ（ｔ）の時間変化と、この位相θ（ｔ）のＴ／２時間の変動量の絶対値信号α（ｔ）の時間変化を示す図である。また、第２５図は、ナイキスト点におけるベースバンド信号の振幅遷移を示すコンスタレーション図であり、横軸がベースバンド信号の同相成分（Ｉチャンネル）を示し、縦軸がベースバンド信号の直交成分（Ｑチャンネル）を示している。第２５図（ａ）は、ＤＣオフセットが無いときのコンスタレーション図であり、第２５図（ｂ）は、ＤＣオフセットが付加されたときのコンスタレーション図である。
【００１０】
第２３図に示すプリアンブル信号は、第２５図（ａ）の点「Ａ」と点「Ｃ」とを交互に遷移する信号であり、第２４図に示すランダムパターン信号は、第２５図（ａ）の点「Ａ」〜点「Ｄ」をランダムに遷移する信号である。すなわち、第２３図に示すプリアンブル信号の位相θ（ｔ）は、１シンボル周期で１８０[degree]の変動を繰り返し、第２４図に示すランダムパターン信号の位相θ（ｔ）は、１シンボル周期で、０，±９０，±１８０[degree]をランダムに繰り返す。なお、時間軸上における時刻ｔ＝０，Ｔ，２Ｔ，３Ｔ，…は、ナイキスト点を示し、ｔ＝０は、バースト信号の先頭を示す。また、Ｔは、上述したようにシンボル周期を示す。
【００１１】
Ｔ／２時間の変動量の絶対値信号α（ｔ）は、次式（２）で定義される。すなわち、
α(t)＝
min[|θ(t)−θ(t−Ｔ/２)|,３６０−|θ(t)−θ（ｔ−Ｔ/２）|]
…（２）
である。この絶対値信号α（ｔ）は、位相θ（ｔ）が、一般に、ナイキスト点（ｔ＝０，Ｔ，２Ｔ，３Ｔ，…）近傍において変動が緩慢であり、ナイキスト点からＴ／２シンボル時間後の点（ｔ＝Ｔ／２，３Ｔ／２，５Ｔ／２，７Ｔ／２，…）近傍において急峻であることに着目して得た信号であり、第２３図および第２４図に示す絶対値信号α（ｔ）には、プリアンブル信号およびランダムパターン信号とに関わらず、いずれも次式（３）に示すシンボル周波数成分ｓ（ｔ）とＤＣ成分とが含まれていることがわかる。すなわち、
ｓ（ｔ）＝−sin２πｔ／Ｔ  …（３）
と、ＤＣ成分である。特に、プリアンブル受信時には、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）が多く含まれている。
【００１２】
ここで、絶対値信号α（ｔ）の１／２シンボル時間間隔の差分信号Δα（ｔ）を次式（４）に示すように定義する。
【００１３】
Δα（ｔ）＝α（ｔ）−α（ｔ−Ｔ／２）  …（４）
【００１４】
この差分信号Δα（ｔ）の時刻ｔａ＝τ＋ｊＴにおける平均値Ｍ[Δα（ｔａ）]と、タイミング誤差τとの間には次式（５）に示す関係が成立する。ただし、ｊは自然数（ｊ＝１，２，３，…）である。
【００１５】
Ｍ[Δα（ｔａ）]＜０  のとき  ０＜τ＜Ｔ／２
Ｍ[Δα（ｔａ）]＞０  のとき  −Ｔ／２＜τ＜０  …（５）
【００１６】
なお、Ｍ[Δα（ｔａ）]＝０のときはτ＝０である。
【００１７】
同様にして、時刻ｔｂ＝τ＋ｉＴ／２における差分信号Δα（ｔ）に、（−１）iを乗算した値の平均値Ｍ［Δα（ｔ）×（−１）i］と、タイミング誤差τとの間には次式（６）に示す関係が成立する。
【００１８】
Ｍ[Δα（ｔｂ）×（−１）i]＜０  のとき  ０＜τ＜Ｔ／２
Ｍ[Δα（ｔｂ）×（−１）i]＞０  のとき  −Ｔ／２＜τ＜０
…（６）
【００１９】
なお、Ｍ[Δα（ｔｂ）×（−１）i]＝０のときはτ＝０である。
【００２０】
従って、平均値Ｍ[Δα（ｔａ）]あるいは平均値Ｍ［Δα（ｔｂ）×（−１）i］の情報、すなわちシンボル周波数成分を含む情報をもとに、サンプルタイミングＳＳＫの位相を制御し、平均値Ｍ[Δα（ｔａ）]あるいは平均値Ｍ［Δα（ｔｂ）×（−１）i］の値を０に収束させるフィードバック制御を行うことによって、ベースバンド信号とのタイミング同期を確立することができる。
【００２１】
このタイミング同期の具体的な制御は等タイミング再生部１１２によって行われ、上述したＴ／２時間の平均値Ｍ［Δα（ｔｂ）×（−１）i］の情報を用いた場合の制御について以下説明する。
【００２２】
第２２図において、位相差分型位相検出部１２１は、座標変換部１１０から出力される位相データ系列θiをもとに、式（２）に対応した次式（７）に示す位相変動量データ系列αiを算出する。すなわち、
αi＝min[|θi−θi-1|,３６０−|θi−θi-1|]  …（７）
を算出する。ここでｉは、整数（ｉ＝０，±１，±２，±３，…）である。
【００２３】
さらに位相差分型位相検出部１２１は、式（７）によって算出した位相変動量データ系列αiをもとに、式（４）に対応した次式（８）に示す位相検出データ系列δiを算出する。すなわち、
δi＝(αi−αi-1)×（−１）i  …（８）
を算出する。ここでｉは、整数（ｉ＝０，±１，±２，±３，…）である。
【００２４】
平均化部１２２は、ランダムウォークフィルタによって構成され、位相差分型位相検出部１２１から出力される位相検出データ系列δiを平均化し、タイミング位相差を打ち消す制御信号Ｖi∈[１，０，−１]を出力する。すなわち、平均化部１２２は、位相検出データ系列δiの平均値が正の値となる場合には、制御信号Ｖi＝１を出力し、位相検出データ系列δiの平均値が負の値となる場合には、制御信号Ｖi＝−１を出力し、位相検出データ系列δiの平均値が０の値となる場合には、制御信号Ｖi＝０を出力する。
【００２５】
位相制御部１２３は、平均化部１２２から出力された制御信号Ｖiをもとに、この位相制御部１２３から出力されるサンプリングクロックＳＳＫの位相を制御する。すなわち、位相制御部１２３は、制御信号Ｖi＝１が入力された場合にはサンプリングクロックＳＳＫの位相を遅らせ、制御信号Ｖi＝−１が入力された場合にはサンプリングクロックＳＳＫの位相を進ませ、制御信号Ｖi＝０が入力された場合にはサンプリングクロックＳＳＫの位相をそのままに維持する位相制御を行う。この位相制御されたサンプリングクロックＳＳＫは、Ａ／Ｄ変換器１１１ａ，１１１ｂによるサンプリングクロックとして用いられる。なお、この位相制御部１２３による位相制御ステップ幅は、たとえば、Ｔ／１６（シンボル周期の１／１６）で行う。
【００２６】
さらに、２分周器１２４は、位相制御部１２３によって位相制御されたサンプリングクロックＳＳＫを２分周し、この２分周した信号を再生シンボルクロックＲＲＣとして出力し、この再生シンボルクロックＲＲＣは、ナイキストデータ抽出部１１３におけるナイキスト点のラッチに用いられ、さらには復号器１０４のクロックとして用いられる。
【００２７】
ところで近年、復調器の小型軽量化を達成するために、無線周波数信号（ＲＦ信号）に、この無線周波数信号と同一のローカル周波数信号を直接乗算してベースバンド信号を得るダイレクトコンバージョン方式が注目されている。このダイレクトコンバージョン方式を用いた場合には、ベースバンド信号にＤＣオフセットが付加され、これによってＢＥＲ（ビット誤り率）が大きく劣化するという問題点があった。
【００２８】
この問題点を解決するため、たとえば、下記特許文献１には、ベースバンド信号をローパスフィルタに入力してＤＣオフセット成分を検出し、この検出したＤＣオフセット成分をベースバンド信号から取り除く補正を行う復調器オフセット除去回路が記載されている。
【００２９】
第２６図は、第２２図の受信装置の復調器にＤＣオフセット除去構成を付加した従来の受信装置の構成を示すブロック図である。すなわち、第２６図に示す受信装置は、第２２図に示した受信装置のＡ／Ｄ変換器１１１ａ，１１１ｂと座標変換部１１０との間にオフセット検出部１３１とオフセット補正部１３２とを付加した構成としている。
【００３０】
オフセット検出部１３１は、Ａ／Ｄ変換器１１１ａ，１１１ｂからそれぞれ出力されるデータ系列Ｉk，Ｑkをローパスフィルタに入力してＤＣオフセット成分ＩＤ，ＱＤを検出する。ローパスフィルタを移動平均回路の構成とする場合には、移動平均値をＤＣオフセット成分ＩＤ，ＱＤとして検出する。ＤＣオフセット成分ＩＤは、データ系列Ｉk，に対応するＤＣオフセット成分であり、ＤＣオフセット成分ＱＤは、データ系列Ｑkに対応するＤＣオフセット成分である。
【００３１】
オフセット補正部１３２は、オフセット検出部１３１が出力したＤＣオフセット成分ＩＤ，ＱＤをそれぞれデータ系列Ｉk，Ｑkから差分し、ＤＣオフセットを除去したデータ系列に補正して座標変換部１１０に出力する。
【００３２】
【特許文献１】
特開平６−２６１０８８号公報
【非特許文献１】
文献「受信信号位相情報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検討」（藤村著、電子情報通信学会論文誌、Vol.J81-B-II  No.6、pp.665-668、1998.6）
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の受信装置における復調器では、ＤＣオフセットを除去することができるが、このＤＣオフセットがオフセット補正部１３２によって、ある程度以上に除去されるまでは、タイミング再生部１１２によってタイミング同期を確立することができないことになり、タイミング同期が確立されて正常な復調が可能になるまでの時間は、ベースバンド信号が示すデータの先頭部が入力されてからＤＣオフセットが除去されるまでの時間と、ＤＣオフセットが、ある程度除去されてから、タイミング位相引き込みが完了するまでの時間と、を加算した時間となり、復調部にデータの先頭が入力されてから、データが正常に復調されるまでに長い時間を要するという問題点があった。
【００３４】
このＤＣオフセットが付加されている期間にはデータを正常に復調することはできず、このデータを正常に復調できない状態について具体的に説明する。このＤＣオフセットが付加された状態は、第２５図（ｂ）に示したようにコンスタレーション図上の各点「Ａ」〜「Ｄ」が第１象限方向に平行移動した状態となる。
【００３５】
第２７図は、ＤＣオフセットが付加された状態におけるプリアンブル受信時の位相θ（ｔ）の時間変化と、この位相θ（ｔ）のＴ／２時間の変動量の絶対値信号α（ｔ）の時間変化を示す図である。上述したように、プリアンブル受信時には、第２５図（ｂ）のコンスタレーション図上の点「Ａ」と点「Ｄ」との間を交互に遷移する。従って、プリアンブル受信時における位相θ（ｔ）は、ＤＣオフセットが無い状態における位相４５［degree］と位相２２５［degree］との間の繰り返しとはならず、常に位相４５［degree］近傍の値となる。すなわち、位相θ（ｔ）はほとんど変化しないことになる。このため、たとえ絶対値信号α（ｔ）を演算したとしても、位相θ（ｔ）自体が変化しないので、絶対値信号α（ｔ）も変化せず、ほとんど値が０の状態となる。結果として、絶対値信号α（ｔ）には、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）が全く存在しないことになる。
【００３６】
一方、図２８は、ＤＣオフセットが付加された状態におけるランダムパターン受信時の位相θ（ｔ）の時間変化と、この位相θ（ｔ）のＴ／２時間の変動量の絶対値信号α（ｔ）の時間変化を示す図である。このランダムパターン受信時には、第２５図（ｂ）のコンスタレーション図上の各点「Ａ」〜「Ｄ」間をランダムに遷移することになる。従って、ランダムパターン受信時における位相θ（ｔ）は、位相０［degree］と位相４５［degree］と位相９０［degree］との間を遷移するのみで、ＤＣオフセットがない場合に比較して、位相変化が急減している。さらに、絶対値信号α（ｔ）を演算しても、位相θ（ｔ）自体の位相変化が小さくなったために、絶対値信号α(ｔ）内にシンボル周波数成分ｓ（ｔ）が含まれる部分が激減する。この絶対値信号α（ｔ）内にシンボル周波数成分ｓ（ｔ）が含まれる割合は、ＤＣオフセット成分が増加する程小さくなる。
【００３７】
このようにしてＤＣオフセット成分が含まれた状態では、シンボル周波数に対応したタイミング位相を検出することができないために、タイミング位相の進み遅れを検出できず、結果としてタイミング同期を確立することができず、このＤＣオフセットを除去するまでの期間もタイミング同期を確立するまでの時間として付加されることなる。
【００３８】
さらに、上述した従来の受信装置の復調器１０３は、座標変換部１１０を用いて位相データ系列θiを算出する構成を必要とし、この座標変換処理の演算量が大きいために復調処理にかかる時間がかかり、タイミング同期の確立までの時間がかかるとともに、座標変換処理をＲＯＭを用いて変換する構成としても、この変換回路規模は無視できず、結果として復調器、さらには受信装置全体の構成規模を大きくするという問題点があった。
【００３９】
また、上述した従来の受信装置の復調器１０３は、一般にＰＬＬ（位相同期ループ）型の同期回路を用いてフィードバック処理を行っており、このＰＬＬ内ループのレジスタ等による時間遅延は短いほど、高速タイミング位相引き込みおよび低位相ジッタという特性向上を実現することができるが、演算量の大きな座標変換部１１０がＰＬＬループ内に存在するために、ＰＬＬループ内の時間遅延が大きくなる傾向にあり、後続タイミング位相引き込みおよび低位相ジッタという特性を劣化させるという問題点があった。
【００４０】
従って、本発明は、ベースバンド信号に含まれるＤＣオフセットの有無に関係なくベースバンド信号のタイミング位相を検出することができ、この検出したタイミング位相を用いてタイミング位相調整を行って復調処理を行うことができ、簡易な演算処理および構成によって高速タイミング位相引き込みと低位相ジッタとを実現することができる位相検出装置、これを用いたタイミング再生装置、およびこれを用いた復調装置を提供することを目的としている。
【００４１】
また、本発明は、ベースバンド信号がリミタ増幅器によって一定振幅に制限された振幅情報を用いた簡単な加減算によって、タイミング位相を検出することができ、この検出したタイミング位相を用いてタイミング位相調整を行って復調処理を行うことができ、簡易な演算処理および構成によって高速タイミング位相引き込みと低位相ジッタとを実現することができる位相検出装置、これを用いたタイミング再生装置、および、これを用いた復調装置を提供することを目的としている。
【００４２】
また、本発明は、ＤＣオフセットの除去とタイミング位相引き込みとを並行処理することによってベースバンド信号を正常に復調できるまでの時間を短縮することができる位相検出装置、これを用いたタイミング再生装置、および、これを用いた復調装置を提供することを目的としている。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる位相検出装置は、ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量を算出する同相振幅変動量算出手段と、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量を算出する直交振幅変動量算出手段と、前記同相振幅変動量と前記直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量を算出する合成振幅変動量算出手段と、を備え、前記合成振幅変動量をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相を検出することを特徴とする。
【００４４】
この発明によれば、同相振幅変動量算出手段が、ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量を算出し、直交振幅変動量算出手段が、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量を算出し、合成振幅変動量算出手段が、前記同相振幅変動量と前記直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量を算出し、この算出した合成振幅変動量をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相を直接検出するようにしているので、簡易な構成によってタイミング位相を検出することができる。また、合成振幅変動量は、同相振幅成分および直交振幅成分の単純な加減算の演算処理によって行われるので、高速処理が可能であるとともに、位相検出のための構成を小型軽量化することができる。
【００４５】
また、本発明にかかる位相検出装置は、上記の発明において、前記合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値を算出する差分値算出手段をさらに備え、前記差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力することを特徴とする。
【００４６】
この発明によれば、差分値算出手段が、前記合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値を算出し、前記差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力するようにしているので、ベースバンド信号にＤＣオフセットが含まれていても、ベースバンド信号がリミタ増幅器等によって一定振幅に制限された信号であっても、ベースバンド信号に対するタイミング位相を確実に検出することができる。
【００４７】
また、本発明にかかる位相検出装置は、上記の発明において、前記合成振幅変動量算出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として出力することを特徴とする。
【００４８】
この発明によれば、前記合成振幅変動量算出手段が、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として出力するようにしているので、一層精度の高い合成振幅変動量を得ることができ、タイミング位相検出を精度高く行うことができる。
【００４９】
また、本発明にかかる位相検出装置は、上記の発明において、前記合成振幅変動量算出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として出力することを特徴とする。
【００５０】
この発明によれば、前記合成振幅変動量算出手段が、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として出力するようにしているので、一層精度の高い合成振幅変動量を得ることができ、タイミング位相検出を精度高く行うことができる。
【００５１】
また、本発明にかかる位相検出装置は、上記の発明において、前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行う第１の重み付け手段と、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行う第２の重み付け手段と、をさらに備えたことを特徴とする。
【００５２】
この発明によれば、第１の重み付け手段が、前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行い、第２の重み付け手段が、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行い、信号遷移がない場合におけるシンボル周波数成分に対する位相逆転現象が生じた場合の情報を削除する重み付けを行うようにしているので、一層精度の高いタイミング位相検出を行うことができ、高速タイミング位相引き込みおよび位相ジッタの低減を促進することができる。
【００５３】
また、本発明にかかる位相検出装置は、上記の発明において、前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出する第１の信号遷移量算出手段と、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出する第２の信号遷移量算出手段と、前記同相振幅シンボル時間変動量および前記直交振幅シンボル時間変動量が所定値以下であるか否か判定する遷移判定手段と、前記遷移判定手段の判定結果が所定値以下であると判定した場合、前記位相検出信号を反転出力する反転手段と、をさらに備えたことを特徴とする。
【００５４】
この発明によれば、第１の信号遷移量算出手段が、前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、第２の信号遷移量算出手段が、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、遷移判定手段が、前記同相振幅シンボル時間変動量および前記直交振幅シンボル時間変動量が所定値以下であるか否か判定し、反転手段が、前記遷移判定手段の判定結果が所定値以下であると判定した場合、前記位相検出信号を反転出力し、信号遷移がない場合におけるシンボル周波数成分に対する位相逆転現象が生じた場合の情報をも有効利用して、一層精度の高いタイミング位相検出を行うことができ、高速タイミング位相引き込みおよび位相ジッタの低減を促進することができる。
【００５５】
また、本発明にかかる位相検出装置は、上記の発明において、前記合成振幅変動量に自走シンボル周波数信号の余弦値を乗算した余弦乗算信号を生成する第１の乗算手段と、前記合成振幅変動量に自走シンボル周波数信号の正弦値を乗算した正弦乗算信号を生成する第２の乗算手段と、前記余弦乗算信号に対する前記正弦乗算信号の逆正接値を算出し、該逆正接値を前記ベースバンド信号に対する前記自走シンボル周波数信号のタイミング位相差として出力するタイミング位相差算出手段と、をさらに備えたことを特徴とする。
【００５６】
この発明によれば、第１の乗算手段が、前記合成振幅変動量に自走シンボル周波数信号の余弦値を乗算した余弦乗算信号を生成し、第２の乗算手段が、前記合成振幅変動量に自走シンボル周波数信号の正弦値を乗算した正弦乗算信号を生成し、位相差検出手段が、前記余弦乗算信号に対する前記正弦乗算信号の逆正接値を算出し、該逆正接値を前記ベースバンド信号に対する前記自走シンボル周波数信号のタイミング位相差として出力するようにしているので、初期のタイミング位相がどのような値であっても、安定してタイミング位相を検出することができる。
【００５７】
また、本発明にかかるタイミング再生装置は、シンボルレートの２倍の速度をもつサンプリングクロックによってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力する位相検出手段と、前記位相検出手段が出力した位相検出信号の平均値を位相制御信号として出力する平均化手段と、前記平均化手段が出力した位相制御信号をもとに前記サンプリングクロックの位相制御を行う位相制御手段と、前記位相制御手段によって位相制御されたサンプリングクロックを２分周し、この２分周したクロックを再生シンボルクロックとして出力する２分周手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５８】
この発明によれば、位相検出手段が、シンボルレートの２倍の速度をもつサンプリングクロックによってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力し、平均化手段が、前記位相検出手段が出力した位相検出信号の平均値を位相制御信号として出力し、位相制御手段が、前記平均化手段が出力した位相制御信号をもとに前記サンプリングクロックの位相制御を行い、２分周手段が、前記位相制御手段によって位相制御されたサンプリングクロックを２分周し、この２分周したクロックを再生シンボルクロックとして出力するようにしているので、ベースバンド信号内のＤＣオフセットの有無およびベースバンド信号の振幅制限の有無にかかわらず、プリアンブル受信時における高速タイミング位相引き込みとデータ部でのランダムパターン受信時における低位相ジッタとを実現することができる。合成振幅変動量は、簡単な加減算のみで得ることができるため、回路規模を低減し、小型化を促進できるとともに、ＰＬＬのフィードバックループ内の遅延時間を小さくすることができるので高速処理が可能となり、しかもシンボルレートの２倍でサンプリングされたベースバンド信号の同相および直交の振幅情報を用いて動作するため、シンボルレートの２倍の動作速度を実現することができ、シンボルレートが数十ＭＨｚ以上のマルチメディア用高速無線通信システムにも容易に適用可能となる。
【００５９】
また、本発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記位相検出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として算出することを特徴とする。
【００６０】
この発明によれば、前記位相検出手段が、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として出力し、一層精度の高い合成振幅変動量を得るようにしているので、タイミング位相検出を精度高く行うことができ、結果として高速タイミング位相引き込みおよび低位相ジッタを実現することができる。
【００６１】
また、本発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記位相検出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として算出することを特徴とする。
【００６２】
この発明によれば、前記位相検出手段が、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として出力し、一層精度の高い合成振幅変動量を得るようにしているので、タイミング位相検出を精度高く行うことができ、結果として高速タイミング位相引き込みおよび低位相ジッタを実現することができる。
【００６３】
また、本発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記位相検出手段は、前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行う第１の重み付け手段と、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行う第２の重み付け手段と、をさらに備えたことを特徴とする。
【００６４】
この発明によれば、第１の重み付け手段が、前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行い、第２の重み付け手段が、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行う、信号遷移がない場合におけるシンボル周波数成分に対する位相逆転現象が生じた場合の情報を削除する重み付けを行うようにしているので、一層精度の高いタイミング位相検出を行うことができ、高速タイミング位相引き込みおよび位相ジッタの低減を促進することができる。
【００６５】
また、本発明にかかるタイミング再生装置は、シンボルレートの４倍の速度をもつ自走サンプリングクロックを４分周し、この４分周したクロックを自走シンボルクロックとして出力する４分周手段と、前記自走サンプリングクロックによってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量に前記自走シンボルクロックの周波数成分の余弦値を乗算した余弦乗算信号と、前記合成振幅変動量に自走シンボルクロックの周波数成分の正弦値を乗算した正弦乗算信号とを前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号として出力する位相検出手段と、前記位相検出手段が出力した位相検出信号の余弦乗算信号および正弦乗算信号の各平均値である余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号を位相制御信号として出力する平均化手段と、前記平均化手段が出力した位相制御信号の余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号の逆正接値であるタイミング位相を求め、前記自走シンボルクロックを該タイミング位相分、移相した再生シンボルクロックを生成するクロック生成手段と、を備えたことを特徴とする。
【００６６】
この発明によれば、４分周手段が、シンボルレートの４倍の速度をもつ自走サンプリングクロックを４分周し、この４分周したクロックを自走シンボルクロックとして出力し、位相検出手段が、前記自走サンプリングクロックによってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量に前記自走シンボルクロックの周波数成分の余弦値を乗算した余弦乗算信号と、前記合成振幅変動量に自走シンボルクロックの周波数成分の正弦値を乗算した正弦乗算信号とを前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号として出力し、平均化手段が、前記位相検出手段が出力した位相検出信号の余弦乗算信号および正弦乗算信号の各平均値である余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号を位相制御信号として出力し、クロック生成手段が、前記平均化手段が出力した位相制御信号の余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号の逆正接値であるタイミング位相を求め、前記自走シンボルクロックを該タイミング位相分、移相した再生シンボルクロックを生成するようにしているので、ベースバンド信号内のＤＣオフセットの有無およびベースバンド信号の振幅制限の有無にかかわらず、プリアンブル受信時における高速タイミング位相引き込みとデータ部でのランダムパターン受信時における低位相ジッタとを実現することができる。合成振幅変動量は、簡単な加減算のみで得ることができるため、回路規模を低減し、小型化を促進できるとともに、ＰＬＬのフィードバックループ内の遅延時間を小さくすることができるので高速処理が可能となる。また、フィードフォワードによって再生シンボルクロックを再生するため、初期のタイミング位相がどのような値であっても、タイミング位相引き込みに要する時間は、平均化手段によるフィルタの時定数等によって決定され、安定したタイミング位相引き込み動作を行うことができる。
【００６７】
また、本発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記位相検出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として算出することを特徴とする。
【００６８】
この発明によれば、前記合成振幅変動量算出手段が、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値を前記合成振幅変動量として出力し、一層精度の高い合成振幅変動量を得るようにしているので、タイミング位相検出を精度高く行うことができ、結果として高速タイミング位相引き込みおよび低位相ジッタを実現することができる。
【００６９】
また、本発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記位相検出手段は、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として算出することを特徴とする。
【００７０】
この発明によれば、前記合成振幅変動量算出手段が、前記同相振幅変動量の２乗値と前記直交振幅変動量の２乗値とを加算した値の平方根の値を前記合成振幅変動量として出力し、一層精度の高い合成振幅変動量を得るようにしているので、タイミング位相検出を精度高く行うことができ、結果として高速タイミング位相引き込みおよび低位相ジッタを実現することができる。
【００７１】
また、本発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記位相検出手段は、前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行う第１の重み付け手段と、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行う第２の重み付け手段と、をさらに備えたことを特徴とする。
【００７２】
この発明によれば、第１の重み付け手段が、前記ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である同相振幅シンボル時間変動量を算出し、該同相振幅シンボル時間変動量を用いて前記同相振幅変動量に重み付けを行い、第２の重み付け手段が、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期時間で差分した値の絶対値である直交振幅シンボル時間変動量を算出し、該直交振幅シンボル時間変動量を用いて前記直交振幅変動量に重み付けを行い、信号遷移がない場合におけるシンボル周波数成分に対する位相逆転現象が生じた場合の情報を削除する重み付けを行うようにしているので、一層精度の高いタイミング位相検出を行うことができ、高速タイミング位相引き込みおよび位相ジッタの低減を促進することができる。
【００７３】
また、本発明にかかる復調装置は、シンボルレートの２倍の速度をもつサンプリングクロックによってベースバンド信号をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力する位相検出手段と、前記位相検出手段が出力した位相検出信号の平均値を位相制御信号として出力する平均化手段と、前記平均化手段が出力した位相制御信号をもとに前記サンプリング手段が用いるサンプリングクロックの位相制御を行う位相制御手段と、前記位相制御手段によって位相制御されたサンプリングクロックを２分周し、この２分周したクロックを再生シンボルクロックとして出力する２分周手段と、前記再生シンボルクロックを用いて前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号に対するナイキスト点データを抽出するナイキスト点データ抽出手段と、前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データを平均化し、この平均化したデータからＤＣオフセットを検出するオフセット検出手段と、前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データから前記オフセット検出手段が検出したＤＣオフセットを減算して該ナイキスト点データを補正する補正手段と、前記補正手段によって補正されたナイキスト点データをもとに前記ベースバンド信号のデータを判定する判定手段と、を備えたことを特徴とする。
【００７４】
この発明によれば、サンプリング手段が、シンボルレートの２倍の速度をもつサンプリングクロックによってベースバンド信号をサンプリングし、位相検出手段が、前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／２で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量の１／２シンボル時間の差分値をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号を出力し、平均化手段が、前記位相検出手段が出力した位相検出信号の平均値を位相制御信号として出力し、位相制御手段が、前記平均化手段が出力した位相制御信号をもとに前記サンプリング手段が用いるサンプリングクロックの位相制御を行い、２分周手段が、前記位相制御手段によって位相制御されたサンプリングクロックを２分周し、この２分周したクロックを再生シンボルクロックとして出力する。一方、ナイキスト点データ抽出手段は、前記再生シンボルクロックを用いて前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号に対するナイキスト点データを抽出し、オフセット検出手段が、前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データを平均化し、この平均化したデータからＤＣオフセットを検出し、補正手段が、前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データから前記オフセット検出手段が検出したＤＣオフセットを減算して該ナイキスト点データを補正し、判定手段が、前記補正手段によって補正されたナイキスト点データをもとに前記ベースバンド信号のデータを判定するようにしているので、ベースバンド信号内のＤＣオフセットの有無およびベースバンド信号の振幅制限の有無にかかわらず、プリアンブル受信時における高速タイミング位相引き込みとデータ部でのランダムパターン受信時における低位相ジッタとを実現し、ＢＥＲの劣化を低減することができる。合成振幅変動量は、簡単な加減算のみで得ることができるため、回路規模を低減し、小型化を促進できるとともに、ＰＬＬのフィードバックループ内の遅延時間を小さくすることができるので高速処理が可能となり、しかもシンボルレートの２倍でサンプリングされたベースバンド信号の同相および直交の振幅情報を用いて動作するため、シンボルレートの２倍の動作速度を実現することができ、シンボルレートが数十ＭＨｚ以上のマルチメディア用高速無線通信システムにも容易に適用可能となる。さらに、復調装置内部では、タイミング位相引き込みの処理とＤＣオフセット除去の処理とを並行して行うようにしているので、ベースバンド信号内にＤＣオフセットが付加された場合であっても、復調処理が正常に行われるまでの時間を短縮することができ、結果的に伝送効率を向上させることができる。
【００７５】
また、本発明にかかる復調装置は、シンボルレートの４倍の速度をもつ自走サンプリングクロックを発生する自走クロック手段と、前記自走クロック手段が発生する自走サンプリングクロックを４分周し、この４分周したクロックを自走シンボルクロックとして出力する４分周手段と、前記自走クロック手段が発生する自走サンプリングクロックによってベースバンド信号をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量に前記自走シンボルクロックの周波数成分の余弦値を乗算した余弦乗算信号と、前記合成振幅変動量に自走シンボルクロックの周波数成分の正弦値を乗算した正弦乗算信号とを前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号として出力する位相検出手段と、前記位相検出手段が出力した位相検出信号の余弦乗算信号および正弦乗算信号の各平均値である余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号を位相制御信号として出力する平均化手段と、前記平均化手段が出力した位相制御信号の余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号の逆正接値であるタイミング位相を求め、前記自走シンボルクロックを該タイミング位相分、移相した再生シンボルクロックを生成するクロック生成手段と、前記再生シンボルクロックを用いて前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号に対するナイキスト点データを抽出するナイキスト点データ抽出手段と、前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データを平均化し、この平均化したデータからＤＣオフセットを検出するオフセット検出手段と、前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データから前記オフセット検出手段が検出したＤＣオフセットを減算して該ナイキスト点データを補正する補正手段と、前記補正手段によって補正されたナイキスト点データをもとに前記ベースバンド信号のデータを判定する判定手段と、を備えたことを特徴とする。
【００７６】
この発明によれば、自走クロック手段が、シンボルレートの４倍の速度をもつ自走サンプリングクロックを発生しており、４分周手段が、前記自走クロック手段が発生する自走サンプリングクロックを４分周し、この４分周したクロックを自走シンボルクロックとして出力し、一方、サンプリング手段が、前記自走クロック手段が発生する自走サンプリングクロックによってベースバンド信号をサンプリングする。位相検出手段は、前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量と、該ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２あるいは４）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量に前記自走シンボルクロックの周波数成分の余弦値を乗算した余弦乗算信号と、前記合成振幅変動量に自走シンボルクロックの周波数成分の正弦値を乗算した正弦乗算信号とを前記ベースバンド信号に対するタイミング位相の進み遅れを検出した位相検出信号として出力し、平均化手段が、前記位相検出手段が出力した位相検出信号の余弦乗算信号および正弦乗算信号の各平均値である余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号を位相制御信号として出力し、クロック生成手段が、前記平均化手段が出力した位相制御信号の余弦乗算制御信号および正弦乗算制御信号の逆正接値であるタイミング位相を求め、前記自走シンボルクロックを該タイミング位相分、移相した再生シンボルクロックを生成する。一方、ナイキスト点データ抽出手段が、前記再生シンボルクロックを用いて前記サンプリング手段によってサンプリングされたベースバンド信号に対するナイキスト点データを抽出し、オフセット検出手段が、前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データを平均化し、この平均化したデータからＤＣオフセットを検出し、補正手段が、前記ナイキスト点データ抽出手段が抽出したナイキスト点データから前記オフセット検出手段が検出したＤＣオフセットを減算して該ナイキスト点データを補正し、判定手段が、前記補正手段によって補正されたナイキスト点データをもとに前記ベースバンド信号のデータを判定するようにしているので、ベースバンド信号内のＤＣオフセットの有無およびベースバンド信号の振幅制限の有無にかかわらず、プリアンブル受信時における高速タイミング位相引き込みとデータ部でのランダムパターン受信時における低位相ジッタとを実現することができ、ＢＥＲの劣化を低減することができる。合成振幅変動量は、簡単な加減算のみで得ることができるため、回路規模を低減し、小型化を促進できるとともに、ＰＬＬのフィードバックループ内の遅延時間を小さくすることができるので高速処理が可能となる。また、フィードフォワードによって再生シンボルクロックを再生するため、初期のタイミング位相がどのような値であっても、タイミング位相引き込みに要する時間は、平均化手段によるフィルタの時定数等によって決定され、安定したタイミング位相引き込み動作を行うことができる。さらに、復調装置内部では、タイミング位相引き込みの処理とＤＣオフセット除去の処理とを並行して行うようにしているので、ベースバンド信号内にＤＣオフセットが付加された場合であっても、復調処理が正常に行われるまでの時間を短縮することができ、結果的に伝送効率を向上させることができる。
【００７７】
【発明の実施の形態】
本発明をより詳細に説述するために、添付の図面を従ってこれを説明する。
【００７８】
実施の形態１．
まず、この発明の実施の形態１について説明する。第１図は、この発明の実施の形態１である復調器を有する受信装置の全体構成を示す図であり、特にこの受信装置に採用される復調器の詳細構成を示している。
【００７９】
第１図において、アンテナ１は、ＱＰＳＫ変調信号を含むＲＦ信号を受信し、周波数変換部２は、このＲＦ信号を増幅、帯域制限、周波数変換等を行って同相成分と直交成分とのベースバンド信号を復調器３に出力する。復調器３は、ベースバンド信号をもとにベースバンド信号をサンプリングするサンプリングクロックＳＫおよび再生シンボルクロックを再生するとともに、この再生シンボルクロックを用いてベースバンド信号が示すデータを復調し、復調された復調データＤＡと再生シンボルクロックＲＣとを復号器４に出力し、復号器４は、復調データＤＡをもとに復号処理を行って復号データＤＢを出力する。
【００８０】
復調器３のＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂは、それぞれ時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２において、ベースバンド信号の同相成分と直交成分とをサンプリングクロックＳＫによってサンプリングし、このサンプリングした同相振幅成分データ系列Ｉiおよび直交振幅成分データ系列Ｑiをタイミング再生部１２およびナイキストデータ抽出部１３に出力する。ここで、Ｔはシンボル周期、τは、タイミング誤差で、−Ｔ／２≦τ≦Ｔ／２の範囲の値であり、ｉは、自然数で、ｉ＝１，２，３…の値をもつ。なお、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂにおけるサンプリングは、サンプリングクロックＳＫの立ち上がりエッジで行われる。
【００８１】
タイミング再生部１２は、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂから出力された同相振幅成分データ系列Ｉiおよび直交振幅成分データ系列Ｑiを用いて、位相制御、すなわち入力されたベースバンド信号に位相同期したサンプリングクロックＳＫおよび再生シンボルクロックＲＣを生成するタイミング再生処理を行う。
【００８２】
ナイキストデータ抽出部１３は、サンプリングクロックＳＫによってサンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉiおよび直交振幅成分データ系列Ｑiから、再生シンボルクロックＲＣを用いて、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjを抽出する。但し、ｊは自然数であり、ｊ＝１，２，３，…である。オフセット検出部１４は、抽出されたナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjからそれぞれＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaを検出し、オフセット補正部１５に出力する。このＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaは、ローパスフィルタを用いて検出することができ、たとえば、移動平均回路によって実現することができる。この移動平均回路によってオフセット検出部１４を構成する場合には、同相および直交の移動平均値が、それぞれＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaとなる。
【００８３】
オフセット補正部１５は、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjから、オフセット検出部１４で検出したＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaをそれぞれ差分することによって、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjのＤＣオフセットを補正し、データ判定部１６に出力する。
【００８４】
データ判定部１６は、オフセット補正部１５によってＤＣオフセットが補正されたデータ系列のデータ判定を行い、復調データＤＡとして復号器４に出力し、復号器４は、この復調データＤＡをもとに復号処理を行う。なお、データ判定部１６のデータ判定は、変調方式に対応した同期検波方式あるいは遅延検波方式によって行う。
【００８５】
ここで、第２図および第３図を参照して、タイミング再生部１２によるタイミング再生処理の動作原理について説明する。ここでは、タイミング再生等に用いられるプリアンブル部とランダムパターンであるメッセージを含むデータ部とから構成されるバースト信号を受信した場合について説明する。第２図は、１シンボル毎に±１８０［degree］の位相変動を繰り返す０π変調信号をプリアンブルとして受信した場合のベースバンド信号の同相振幅成分Ｉ（ｔ）および直交振幅成分Ｑ（ｔ）の時間変化と、Ｔ／２（シンボル周期の１／２）時間における同相振幅成分Ｉ（ｔ）の変動量の絶対値と直交振幅成分Ｑ（ｔ）の変動量の絶対値との和信号β３（ｔ）の時間変化を示す図である。また、第３図は、同相振幅成分Ｉ（ｔ）および直交振幅成分Ｑ（ｔ）がランダムに変化するデータ部のランダムパターンを受信した場合の同相振幅成分Ｉ（ｔ）および直交振幅成分Ｑ（ｔ）の時間変化と、Ｔ／２（シンボル周期の１／２）時間における同相振幅成分Ｉ（ｔ）の変動量の絶対値と直交振幅成分Ｑ（ｔ）の変動量の絶対値との和信号β３（ｔ）の時間変化を示す図である。なお、第２図と第３図とはいずれもベースバンド信号にＤＣオフセット成分が付加されていない場合であり、プリアンブル受信時は、具体的には第２５図（ａ）の点「Ａ」と点「Ｃ」とを交互に遷移し、ランダムパターン受信時は、第２５図（ａ）の点「Ａ」〜点「Ｄ」をランダムに遷移する状態である。また、時間軸上における時刻ｔ＝０，Ｔ，２Ｔ，３Ｔ，…は、ナイキスト点を示し、ｔ＝０は、バースト信号の先頭を示す。また、Ｔは、上述したようにシンボル周期を示す。さらに、第２図および第３図の縦軸は、振幅を示しているが、８ビットで量子化された値を示しており、振幅は、具体的には−１２８〜＋１２７の範囲の値をもつ。
【００８６】
第２図および第３図におけるベースバンド信号の同相振幅成分Ｉ（ｔ）および直交振幅成分Ｑ（ｔ）の変動量、すなわち微分値の大きさはそれぞれ次式（９）および（１０）に示すように定義される。すなわち、
ΔＩ（ｔ）＝|ｄＩ（ｔ）／ｄｔ|  …（９）
ΔＱ（ｔ）＝|ｄＱ（ｔ）／ｄｔ|  …（１０）
である。第２図および第３図を参照とすると、同相振幅成分Ｉ（ｔ）の変動量ΔＩ（ｔ）および直交振幅成分Ｑ（ｔ）の変動量ΔＱ（ｔ）のいずれも、ナイキスト点の時刻（ｔ＝０，Ｔ，２Ｔ，３Ｔ，…）近傍において小さな値となり、ナイキスト点からＴ／２シンボル時間後の時刻（ｔ＝Ｔ／２，３Ｔ／２，５Ｔ／２，７Ｔ／２，…）近傍において大きな値となっている。
【００８７】
そこで、変動量ΔＩ（ｔ），ΔＱ（ｔ）に対応させて、ベースバンド信号の変動量として、微分値ではなく、Ｔ／２時間におけるベースバンド信号のベクトル変動量の絶対値すなわち距離を示す絶対値信号β１（ｔ）を次式（１１）で定義する。すなわち、
β１（ｔ）＝(|Ｉ(t)−Ｉ(t-T/2)|2＋|Ｑ(t)−Ｑ(t-T/2)|2)1/2
…（１１）
である。
【００８８】
この絶対値信号β１（ｔ）は、平方根演算等の処理を含むため、さらにこの絶対値信号β１（ｔ）の演算時間を短く、かつハードウェア構成の規模を小さくするため、工学的に近似した絶対値信号β２（ｔ）を次式（１２）に示すように定義してもよい。すなわち、
β２（ｔ）＝|Ｉ(t)−Ｉ(t-T/2)|2＋|Ｑ(t)−Ｑ(t-T/2)|2
…（１２）
である。
【００８９】
さらに、絶対値信号β２（ｔ）は、２乗演算を含むため、演算時間の短縮とハードウェア規模の縮小のために、工学的に近似した次式（１３）に示す絶対値信号β３（ｔ）を用いるようにしてもよい。すなわち、
β３（ｔ）＝|Ｉ(t)−Ｉ(t-T/2)|＋|Ｑ(t)−Ｑ(t-T/2)|
…（１３）
である。この式（１３）に示す絶対値信号β３（ｔ）の演算は、同相振幅成分Ｉ（ｔ）と直交振幅成分Ｑ（ｔ）の加減算のみによって得ることができる。
【００９０】
第２図および第３図には、式（１３）に示した絶対値信号β３（ｔ）が示されており、この絶対値信号β３（ｔ）には、次式（１４）に示すシンボル周波数成分ｓ（ｔ）、すなわち、
ｓ（ｔ）＝−sin２πｔ／Ｔ  …（１４）
と、ＤＣ成分とを含んでいる。従って、この絶対値信号β３（ｔ）を演算することによって、シンボル周波数を検出することができ、ベースバンド信号のタイミング位相を検出することが可能となる。
【００９１】
一方、第４図および第５図は、第２図および第３図に対応し、この第２図および第３図に示すベースバンド信号にＤＣオフセットを付加した場合におけるプリアンブル受信時とランダムパターン受信時とにおける絶対値信号β３（ｔ）をそれぞれ示している。ＤＣオフセットが付加された状態は、具体的には、第２５図（ｂ）に示すコンスタレーション図となり、プリアンブル受信時には、第２５図（ｂ）に示す点「Ａ」と点「Ｃ」とを交互に遷移し、ランダムパターン受信時は、第２５図（ｂ）の点「Ａ」〜点「Ｄ」をランダムに遷移する状態であり、ＤＣオフセットがない場合に比べて位相変化が小さくなる。
【００９２】
しかし、第４図および第５図に示す絶対値信号β３（ｔ）には、ＤＣオフセットがない場合の第２図および第３図に示す絶対値信号β３（ｔ）とほとんど同様に、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）とＤＣ成分とを含んでおり、この絶対値信号β３（ｔ）を演算することによって、シンボル周波数を検出することができ、ベースバンド信号のタイミング位相を検出することが可能となる。
【００９３】
すなわち、絶対値信号β３（ｔ）は、ＤＣオフセットの有無にかかわらず、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）を含むことになる。これは、絶対値信号β３（ｔ）を直交振幅成分Ｉ（ｔ）および直交振幅成分Ｑ（ｔ）の各差分値から算出しているからである。なお、絶対値信号β１（ｔ），β２（ｔ）は、絶対値信号β３（ｔ）と同様にＤＣオフセットの有無にかかわらず、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）を含む。
【００９４】
ところで、第３図および第５図に示したランダムパターン受信時における時刻１７Ｔから時刻１８Ｔまでの絶対値信号β３（ｔ）の位相は、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）に対して１８０［degree］反転している。この絶対値信号β３（ｔ）の位相が反転する位相逆転現象は、１シンボル間のベースバンド信号の遷移が行われない場合に生じる。第３図および第５図における時刻１７Ｔおよび時刻１８Ｔでは、いずれも第２５図（ａ）の点「Ａ」および第２５図（ｂ）の点「Ａ」にナイキスト点がある場合に生じ、タイミング位相ジッタ、すなわち位相の揺らぎを増大させる要因となる。しかし、一般にランダムパターン受信中において、１シンボル間でベースバンド信号が遷移する状態、たとえば、第２５図（ａ），（ｂ）の点「Ａ」から、他の点「Ｂ」〜「Ｄ」のいずれかに遷移する状態が生ずる確率は、ベースバンド信号が点「Ａ」に停滞する確率よりも大きい。
【００９５】
そこで、絶対値信号β３（ｔ）の値を平均化することによって、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）の位相が反転した状態の絶対値信号β３（ｔ）を確率的に除去するようにし、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）にタイミング同期したサンプリングクロックおよび再生シンボルクロックを得るようにしている。
【００９６】
このために、次式（１５）に示す、絶対値信号β３（ｔ）の１／２シンボル差分信号Δβ３（ｔ）を定義する。すなわち、
Δβ３（ｔ）＝β３（ｔ）−β３（ｔ−Ｔ／２）  …（１５）
である。この１／２シンボル差分信号Δβ３（ｔ）の時刻τa＝τ＋ｊＴ（ｊは自然数であり、ｊ＝１，２，３，…である）における平均値Ｍ［Δβ３（ｔa）］と、タイミング誤差τとの間には、ＤＣオフセットの有無にかかわらず、次式（１６）の関係を有する。すなわち、
Ｍ［Δβ３（ｔa）］＜０  のとき  ０＜τ＜Ｔ／２
Ｍ［Δβ３（ｔa）］＞０  のとき  −Ｔ／２＜τ＜０
Ｍ［Δβ３（ｔa）］＝０  のとき  τ＝０  …（１６）
である。
【００９７】
同様に、１／２シンボル差分信号Δβ３（ｔ）の時刻τa＝τ＋ｉＴ／２（ｉは自然数であり、ｉ＝１，２，３，…である）の値であるΔβ３（ｔa）に（−１）iを乗算した値の平均値Ｍ［Δβ３（ｔb）×（−１）i］と、タイミング誤差τとの間には、ＤＣオフセットの有無にかかわらず、次式（１７）の関係を有する。すなわち、
Ｍ［Δβ３（ｔb）×（−１）i］＜０  のとき  ０＜τ＜Ｔ／２
Ｍ［Δβ３（ｔb）×（−１）i］＞０  のとき  −Ｔ／２＜τ＜０
Ｍ［Δβ３（ｔb）×（−１）i］＝０  のとき  τ＝０  …（１７）
である。
【００９８】
従って、このような平均値Ｍ［Δβ３（ｔa）］あるいはＭ［Δβ３（ｔb）×（−１）i］の情報をもとに、ベースバンド信号が示すデータのサンプルタイミング位相を制御し、平均値Ｍ［Δβ３（ｔa）］あるいはＭ［Δβ３（ｔb）×（−１）i］の値が０に収束させるフィードバック制御を行うことによって、タイミング同期を確立することができる。
【００９９】
つぎに、上述したタイミング再生処理の動作原理を適用した第１図のタイミング再生部１２の動作について説明する。なお、タイミング再生部１２は、式（１３）に示した絶対値信号β３（ｔ）に対応する処理および式（１７）で示した平均化処理を行う。
【０１００】
第１図に示すタイミング再生部１２は、振幅差分型位相検出部２１、平均化部２２、位相制御部２３、および２分周器２４を有し、この振幅差分型位相検出部２１は、第６図に示すように同相振幅変動量算出部３１ａ、直交振幅変動量算出部３１ｂ、合成振幅変動量算出部３２、および差分値算出部３３を有する。
【０１０１】
第６図において、同相振幅変動量算出部３１ａは、Ａ／Ｄ変換器１１ａによってサンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉiの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|を算出し、直交振幅変動量算出部３１ｂは、Ａ／Ｄ変換器１１ｂによってサンプリングされた直交振幅成分データ系列Ｑiの変動量の絶対値である直交振幅成分変動量|Ｑi−Ｑi-1|を算出する。なお、ｉは、自然数であり、ｉ＝１，２，３，…である。また、サンプリング周期は、１シンボル周期の１／２である。
【０１０２】
合成振幅変動量算出部３２は、同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|と直交振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|とを加算し、次式（１８）に示す合成振幅変動量β３iを算出する。すなわち、
β３i＝|Ｉi−Ｉi-1|＋|Ｑi−Ｑi-1|  …（１８）
である。この合成振幅変動量β３iのデータ系列は、上述した絶対値信号β３（ｔ）に対応したデータ系列である。
【０１０３】
差分値算出部３３は、この合成振幅変動量β３iに対して式（１７）に対応した平均値を算出するため、次式（１９）に示す差分値である位相検出データ系列γiを算出し、平均化部２２に出力する。すなわち、
γi＝（β３i−β３i-1）×（−１）i  …（１９）
である。
【０１０４】
ここで、上述した絶対値信号β１（ｔ）に対応する処理を行う場合、同相振幅変動量算出部３１ａは、同相振幅成分データ系列Ｉiの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|の２乗値を算出し、直交振幅変動量算出部３１ｂは、直交振幅成分データ系列Ｑiの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|の２乗値を算出し、合成振幅変動量算出部３２は、各２乗値を加算した値の平方根を算出することになる。すなわち、次式（２０）に示す合成振幅変動量β１iを算出する。
【０１０５】
β１i＝（|Ｉi−Ｉi-1|2＋|Ｑi−Ｑi-1|2）1/2  …（２０）
【０１０６】
そして、式（１９）における合成振幅変動量β３iに、この合成振幅変動量β１iを置き換えた位相検出データ系列γiを算出し、平均化部２２に出力するようにすればよい。
【０１０７】
また、上述した絶対値信号β２（ｔ）に対応する処理を行う場合、同相振幅変動量算出部３１ａは、同相振幅成分データ系列Ｉiの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|の２乗値を算出し、直交振幅変動量算出部３１ｂは、直交振幅成分データ系列Ｑiの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|の２乗値を算出し、合成振幅変動量算出部３２は、各２乗値を加算することになる。すなわち、次式（２１）に示す合成振幅変動量β２iを算出する。
【０１０８】
β２i＝|Ｉi−Ｉi-1|2＋|Ｑi−Ｑi-1|2  …（２１）
【０１０９】
そして、式（１９）における合成振幅変動量β３iに、この合成振幅変動量β２iを置き換えた位相検出データ系列γiを算出し、平均化部２２に出力するようにすればよい。
【０１１０】
平均化部２２は、具体的にはランダムウォークフィルタによって実現され、位相検出データ系列γi（τ）を平均化し、タイミング位相差を打ち消す制御信号Ｖi∈｛１，０，−１｝を位相制御部２３に出力する。すなわち、平均化部２２は、式（１７）に対応して、位相検出データ系列γi（τ）の平均値が正の値となる場合には、制御信号Ｖi＝１を位相制御部２３に出力し、位相検出データ系列γi（τ）の平均値が負の値となる場合には、制御信号Ｖi＝−１を位相制御部２３に出力し、位相検出データ系列γi（τ）の平均値が０の値となる場合には、制御信号Ｖi＝０を位相制御部２３に出力する。
【０１１１】
平均化部２２は、その時定数を小さくする、たとえば、ランダムウォークフィルタで構成される場合には段数を小さくすることによって、プリアンブル受信中における高速なタイミング位相引き込みを実現することができる。逆に、平均化部２２は、その時定数を大きくする、たとえば、ランダムウォークフィルタで構成される場合には段数を大きくすることによって、データ部におけるランダムパターン受信中における位相ジッタを低くすることができる。すなわち、平均化部２２は、受信するデータの特性に応じて、その時定数、ランダムウォークフィルタで構成される場合にはその段数を制御することによって、高速タイミング位相引き込みあるいは低位相ジッタを実現することができる。この時定数あるいは段数の切替時期は、当初プリアンブル受信を行うため、初期設定として時定数を小さく、あるいは段数を小さく設定しておき、タイミング位相同期が確立したランダムパターン受信時に時定数を大きくし、あるいは段数を大きくすればよい。
【０１１２】
位相制御部２３は、平均化部２２から入力される制御信号Ｖiの値をもとにサンプリングクロックＳＫを生成する。すなわち、制御信号Ｖi＝１のときは、サンプリングクロックＳＫの位相を遅らせ、制御信号Ｖi＝−１のときは、サンプリングクロックＳＫの位相を進ませ、制御信号Ｖi＝０のときは、サンプリングクロックＳＫの位相をそのまま維持させる制御を行う。この位相制御されたサンプリングクロックＳＫは、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂに供給され、タイミング同期が確立される。
【０１１３】
２分周器２４は、タイミング同期の制御がなされたサンプリングクロックＳＫを２分周し、シンボルクロックに同期した再生シンボルクロックＲＣを生成してナイキストデータ抽出部１３および復号器４に出力する。
【０１１４】
つぎに、第７図に示すフローチャートを参照して、復号器３における一連の復号処理手順について説明する。まず、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂは周波数変換部２から入力されるベースバンド信号の同相成分および直交成分をサンプリングクロックＳＫによってサンプリングし、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉi と直交振幅成分データ系列Ｑiとをタイミング再生部１２およびナイキストデータ抽出部１３に出力する（ステップＳ１１）。そして、その後タイミング再生部１２によるタイミング再生処理（ステップＳ２１〜Ｓ２７）とデータ判定処理（ステップＳ３１〜Ｓ３５）とが並行処理される。
【０１１５】
タイミング再生処理（ステップＳ２１〜Ｓ２７）では、まず同相振幅変動量算出部３１ａが同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|を算出し、直交振幅変動量算出部３１ｂが直交振幅成分変動量|Ｑi−Ｑi-1|を算出する（ステップＳ２１）。さらに、合成振幅変動量算出部３２は、同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|と直交振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|とを加算した合成振幅変動量β３iを算出する（ステップＳ２２）。その後、差分値算出部３３は、この合成振幅変動量β３iから位相検出データ系列γiを算出する（ステップＳ２３）。そして、平均化部２２は、位相検出データ系列γiの平均値を求め、この平均値に基づいた位相制御の制御信号Ｖiを位相制御部２３に出力し（ステップＳ２４）、位相制御部２３は、制御信号ＶiをもとにサンプリングクロックＳＫの位相制御を行う（ステップＳ２５）。この位相制御されたサンプリングクロックＳＫは、ベースバンド信号内の後続するデータ系列をサンプリングするＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂのサンプリングクロックＳＫとして用いられ、タイミング同期が確立される。その後、２分周器２４は、位相制御されたサンプリングクロックＳＫを２分周し（ステップＳ２６）、再生シンボルクロックＲＣとしてナイキストデータ抽出部１３および復号器４に出力し（ステップＳ２７）、上述した処理を繰り返す。
【０１１６】
一方、タイミング再生処理（ステップＳ２１〜Ｓ２７）に並行して、データ判定処理（ステップＳ３１〜Ｓ３５）が行われる。すなわち、ナイキストデータ抽出部１３は、再生シンボルクロックＲＣのタイミングで同相振幅成分データ系列Ｉiおよび直交振幅成分データ系列Ｑiのナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjを抽出し（ステップＳ３１）、オフセット検出部１４は、このナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjの値をもとに、同相成分のＤＣオフセット成分ＩＤaおよび直交成分のＤＣオフセット成分ＩＤbをオフセット補正部１５に出力する（ステップＳ３２）。その後、オフセット補正部１５は、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjから、オフセット検出部１４で検出したＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaをそれぞれ差分することによって、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjのＤＣオフセットを補正し、データ判定部１６に出力する（ステップＳ３３）。さらに、データ判定部１６は、オフセット補正部１５によってＤＣオフセットが補正されたデータ系列のデータ判定を行い（ステップＳ３４）、復調データとして復号器４に出力し（ステップＳ３５）、上述した処理を繰り返す。
【０１１７】
上述した復調処理は、復調処理の開始時点において、サンプリングクロックＳＫおよび再生シンボルクロックＲＣがベースバンド信号にタイミング位相同期が確立したものではないが、上述したステップＳ２１〜Ｓ２７の処理を繰り返すことによってタイミング位相同期が確立し、このタイミング位相同期が確立した段階でデータ判定処理（ステップＳ３１〜Ｓ３５）による復調データの出力も正常となる。
【０１１８】
ところで、上述した実施の形態１では、ベースバンド信号がＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂの入力レンジ以内であることを前提として述べたが、これに限らず、周波数変換部２がリミタ増幅器等によって一定振幅に増幅されたベースバンド信号を出力する場合においても、同様に適用することができる。
【０１１９】
第８図および第９図は、復調器３に入力されるベースバンド信号がリミタ増幅器によって一定振幅に増幅された場合における絶対値信号β３（ｔ）の時間変化を示す図であり、第８図は第２図に対応し、ベースバンド信号にＤＣオフセットがない場合のプリアンブル受信時を示し、第９図は第３図に対応し、ベースバンド信号にＤＣオフセットがない場合のランダムパターン受信時を示している。
【０１２０】
この第８図および第９図のいずれにおいても、第２図および第３図と同様に、絶対値信号β３（ｔ）にシンボル周波数成分ｓ（ｔ）が含まれている。従って、上述した実施の形態１の復調器３に入力されるベースバンド信号がリミタ増幅器等によって一定振幅に増幅された信号であっても、実施の形態１と同じ復調処理を行うことができる。また、ＤＣオフセットが付加された場合においても、同様に適用でき、ＤＣオフセットの影響は受けない。
【０１２１】
この実施の形態１によれば、タイミング再生部１２がベースバンド信号の同相振幅成分Ｉ（ｔ）および直交振幅成分Ｑ（ｔ）の振幅差分値の絶対値情報をもとに、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）を含む絶対値信号β３（ｔ）あるいはこれに等価な絶対値信号β１（ｔ），β２（ｔ）を求めてタイミング位相検出を行うようにしているので、ベースバンド信号内のＤＣオフセットの有無およびベースバンド信号の振幅制限の有無にかかわらず、プリアンブル受信時における高速タイミング位相引き込みとデータ部でのランダムパターン受信時における低位相ジッタとを実現することができる。
【０１２２】
また、絶対値信号β３（ｔ）は簡単な加減算のみで得ることができるため、復調器３の回路規模を低減し、小型化を促進できるとともに、ＰＬＬのフィードバックループ内の遅延時間を小さくすることができるので高速処理が可能となり、しかもシンボルレートの２倍でサンプリングされたベースバンド信号の同相および直交の振幅情報を用いて動作するため、シンボルレートの２倍の動作速度を実現することができ、シンボルレートが数十ＭＨｚ以上のマルチメディア用高速無線通信システムにも容易に適用することができる。
【０１２３】
さらに、復調器内部では、タイミング位相引き込みの処理とＤＣオフセット除去の処理とを並行して行うようにしているので、ベースバンド信号内にＤＣオフセットが付加された場合であっても、復調処理が正常に行われるまでの時間を短縮することができ、結果的に伝送効率を向上させることができる。
【０１２４】
なお、上述した実施の形態１では、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）を含む絶対値信号β１（ｔ）〜β３（ｔ）を式（１１）〜（１３）に示すように、１／２シンボル時間間隔の差分の絶対値から求めるようにしているが、１／ｎシンボル時間間隔の差分の絶対値から求めるようにしてもよい。なお、ｎは２以上の自然数である。この場合、絶対値信号β１（ｔ）に対応するβ１１（ｔ）は、次式（２２）のようになる。すなわち、
β11（ｔ）＝(|Ｉ(t)−Ｉ(t-T/n)|2＋|Ｑ(t)−Ｑ(t-T/n)|2)1/2
…（２２）
である。
【０１２５】
また、絶対値信号β２（ｔ）に対応するβ１２（ｔ）は、次式（２３）のようになる。すなわち、
β12（ｔ）＝|Ｉ(t)−Ｉ(t-T/n)|2＋|Ｑ(t)−Ｑ(t-T/n)|2
…（２３）
である。
【０１２６】
さらに、絶対値信号β３（ｔ）に対応するβ１３（ｔ）は、次式（２４）のようになる。すなわち、
β13（ｔ）＝|Ｉ(t)−Ｉ(t-T/n)|＋|Ｑ(t)−Ｑ(t-T/n)|  …（２４）
である。
【０１２７】
これらの絶対値信号β１１（ｔ）〜β１３（ｔ）を用いた復調処理は、１シンボル時間毎に、ｎサンプルされた受信ベースバンド信号を用い、シンボル周期の１／ｎで変化する絶対値信号β１１（ｔ）〜β１３（ｔ）を式（１５）に適用することによって実現することができる。
【０１２８】
また、上述した実施の形態１では、平均値Ｍ［Δβ３（ｔb）×（−１）i］を用いているが、平均値Ｍ［Δβ３（ｔa）］を用いてもよいのは言うまでもない。
【０１２９】
さらに、上述した実施の形態１では、ＱＰＳＫ変調方式を用いた通信方式における受信装置の構成を例にあげて説明したが、これに限らず、ベースバンド信号の変化量が平均的にナイキスト点時刻近傍で緩慢となり、ナイキスト点からシンボル周期の１／２時間後に急峻となる特性を有する変調方式、たとえば、ＢＰＳＫ変調方式、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式、ＦＳＫ変調方式等を用いた受信装置に適用できる。
【０１３０】
また、上述した実施の形態１では、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉiおよび直交振幅成分データ系列Ｑiの全てのビットを用いることを前提として説明したが、これに限らず、各データ系列Ｉi，Ｑiのそれぞれ上位ｎビット（ｎ≧１）のみを用いて処理を行うようにしてもよい。これによれば、ほぼ同等の精度で高速処理を達成することができる。
【０１３１】
実施の形態２．
つぎに、実施の形態２について説明する。実施の形態１では、平均化部２２が位相検出データ系列γiを平均化することによって、絶対値信号β３（ｔ）の位相逆転現象を確率的に除去するようにしていたが、この実施の形態２では、この位相逆転現象を検出し、この位相逆転現象が生じたときの絶対値信号β３（ｔ）を除去する重み付けを行って位相逆転現象を確実に除去するようにしている。
【０１３２】
第１０図は、この発明の実施の形態２である振幅差分型位相検出部２１の構成を示すブロック図であり、この振幅差分型位相検出部２１の構成以外の構成部分は、第１図に示した実施の形態１の構成と同一の構成である。
【０１３３】
第１０図において、同相振幅変動量算出部４１ａは、Ａ／Ｄ変換器１１ａによってサンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉiの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|を算出し、直交振幅変動量算出部４１ｂは、Ａ／Ｄ変換器１１ｂによってサンプリングされた直交振幅成分データ系列Ｑiの変動量の絶対値である直交振幅成分変動量|Ｑi−Ｑi-1|を算出する。なお、ｉは、自然数であり、ｉ＝１，２，３，…である。また、サンプリング周期は、１シンボル周期の１／２である。
【０１３４】
重み付け部４４ａは、まず同相振幅成分データ系列Ｉiをもとに次式（２５）に示す同相振幅シンボル時間変動量δＩiを算出する。すなわち、
δＩi＝|Ｉi−Ｉi-2|  i＝０，２，４，…のとき
δＩi＝δＩi-1      i＝１，３，５，…のとき  …（２５）
である。一方、重み付け部４４ｂは、直交振幅成分データ系列Ｑiをもとに次式（２６）に示す直交振幅シンボル時間変動量δＱiを算出する。すなわち、
δＱi＝|Ｑi−Ｑi-2|  i＝０，２，４，…のとき
δＱi＝δＱi-1      i＝１，３，５，…のとき  …（２６）
である。
【０１３５】
そして、重み付け部４４ａは、同相振幅変動量算出部４１ａが算出した同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|に同相振幅シンボル時間変動量δＩiを乗算する重み付けを行い、重み付け部４４ｂは、直交振幅変動量算出部４１ｂが算出した同相振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|に直交振幅シンボル時間変動量δＱiを乗算する重み付けを行う。
【０１３６】
合成振幅変動量算出部４２は、重み付け部４４ａ，４４ｂによってそれぞれ重み付けされた同相振幅変動量δＩi×|Ｉi−Ｉi-1|と直交振幅変動量δＱi×|Ｑi−Ｑi-1|とを加算し、次式（２７）に示す合成振幅変動量β２３iを算出する。すなわち、
β２３i＝δＩi×|Ｉi−Ｉi-1|＋δＱi×|Ｑi−Ｑi-1|
…（２７）
である。この合成振幅変動量β２３iのデータ系列は、実施の形態１で示した合成振幅変動量β３iのデータ系列に対し、１シンボル間で信号遷移が生じない場合にはδＩiあるいはδＱiが０となり、信号遷移しないときの同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|あるいは直交振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|は、結果として除去されることになる。
【０１３７】
差分値算出部４３は、この合成振幅変動量β２３iに対して式（１９）を用いて位相検出データ系列γiを算出し、平均化部２２に出力する。従って、位相逆転現象が生じた場合の情報は、平均化部２２の平均処理には加味されないことになり、結果として、低位相ジッタを実現することができる。
【０１３８】
ここで、実施の形態１における合成振幅変動量β１iのデータ系列に対応した処理を行う場合には、合成振幅変動量算出部４２は、次式（２８）に示す合成振幅変動量β２１iを算出する。すなわち、
β２１i＝
（δＩi×|Ｉi−Ｉi-1|2＋δＱi×|Ｑi−Ｑi-1|2）1/2
…（２８）
である。
【０１３９】
同様に、実施の形態１における合成振幅変動量β２iのデータ系列に対応した処理を行う場合には、合成振幅変動量算出部４２は、次式（２９）に示す合成振幅変動量β２２iを算出する。すなわち、
β２２i＝δＩi×|Ｉi−Ｉi-1|2＋δＱi×|Ｑi−Ｑi-1|2
…（２９）
である。
【０１４０】
また、同相振幅シンボル時間変動量δＩiおよび直交振幅シンボル時間変動量δＱiの演算処理を簡易化し、処理回路規模を小さく、あるいは高速処理を実現するようにしてもよい。すなわち、同相振幅シンボル時間変動量δＩiを２値判定したデータ系列ＩＨi（ｉ＝０，１，２，３，…）を次式（３０）のように定義する。すなわち、
ＩＨi＝１  （δＩi≧εのとき）
ＩＨi＝０  （δＩi＜εのとき）  …（３０）
とし、直交振幅シンボル時間変動量δＱiを２値判定したデータ系列ＱＨi（ｉ＝０，１，２，３，…）を次式（３１）のように定義する。すなわち、
ＱＨi＝１  （δＱi≧εのとき）
ＱＨi＝０  （δＱi＜εのとき）  …（３１）
とする。但し、εは、予め設定される閾値である。データ系列ＩＨi，ＱＨiが０であることは、１シンボル間で信号遷移がなかった場合であり、位相逆転現象が生じていることを意味する。
【０１４１】
このデータ系列ＩＨi，ＱＨiを用いて各重み付け部４４ａ，４４ｂは、同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|および直交振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|を重み付けする。式（２７）〜（２９）に対応させると、次式（３２）〜（３４）に示す合成振幅変動量β３１i〜β３３iが算出される。すなわち、
β３３i＝ＩＨi×|Ｉi−Ｉi-1|＋ＱＨi×|Ｑi−Ｑi-1|
…（３２）
β３１i＝
（ＩＨi×|Ｉi−Ｉi-1|2＋ＱＨi×|Ｑi−Ｑi-1|2）1/2
…（３３）
β３２i＝ＩＨi×|Ｉi−Ｉi-1|2＋ＱＨi×|Ｑi−Ｑi-1|2
…（３４）
となる。このような２値判定したデータ系列ＩＨi，ＱＨiによって重み付けした合成振幅変動量β３１i〜β３３iを用いて、差分値算出部４３は位相検出データ系列γiを生成し、平均化部２２に出力する。
【０１４２】
つぎに、第１１図に示すフローチャートを参照して、復号器３における一連の復号処理手順について説明する。まず、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂは周波数変換部２から入力されるベースバンド信号の同相成分および直交成分をサンプリングクロックＳＫによってサンプリングし、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉiと直交振幅成分データ系列Ｑiとをタイミング再生部１２およびナイキストデータ抽出部１３に出力する（ステップＳ４１）。そして、その後タイミング再生部１２によるタイミング再生処理（ステップＳ５１〜Ｓ５８）とデータ判定処理（ステップＳ６１〜Ｓ６５）とが並行処理される。
【０１４３】
タイミング再生処理（ステップＳ５１〜Ｓ５８）では、まず同相振幅変動量算出部４１ａが同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|を算出し、直交振幅変動量算出部４１ｂが直交振幅成分変動量|Ｑi−Ｑi-1|を算出する（ステップＳ５１）。その後、重み付け部４４ａ，４４ｂは、同相振幅シンボル時間変動量δＩi，直交振幅シンボル時間変動量δＱiをそれぞれ同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|，直交振幅成分変動量|Ｑi−Ｑi-1|に重み付けを行う（ステップＳ５２）。さらに、合成振幅変動量算出部４２は、重み付けされた同相振幅変動量δＩi×|Ｉi−Ｉi-1|と直交振幅変動量δＱi×|Ｑi−Ｑi-1|とを加算した合成振幅変動量β２３iを算出する（ステップＳ５３）。その後、差分値算出部４３は、この合成振幅変動量β２３iから位相検出データ系列γiを算出する（ステップＳ５４）。そして、平均化部２２は、位相検出データ系列γiの平均値を求め、この平均値に基づいた位相制御の制御信号Ｖiを位相制御部２３に出力し（ステップＳ５５）、位相制御部２３は、制御信号ＶiをもとにサンプリングクロックＳＫの位相制御を行う（ステップＳ５６）。この位相制御されたサンプリングクロックＳＫは、ベースバンド信号内の後続するデータ系列をサンプリングするＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂのサンプリングクロックＳＫとして用いられ、タイミング同期が確立される。その後、２分周器２４は、位相制御されたサンプリングクロックＳＫを２分周し（ステップＳ５７）、再生シンボルクロックＲＣとしてナイキストデータ抽出部１３および復号器４に出力し（ステップＳ５８）、上述した処理を繰り返す。
【０１４４】
一方、タイミング再生処理（ステップＳ５１〜Ｓ５８）に並行して、データ判定処理（ステップＳ６１〜Ｓ６５）が行われる。すなわち、ナイキストデータ抽出部１３は、再生シンボルクロックＲＣのタイミングで同相振幅成分データ系列Ｉiおよび直交振幅成分データ系列Ｑiのナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjを抽出し（ステップＳ６１）、オフセット検出部１４は、このナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjの値をもとに、同相成分のＤＣオフセット成分ＩＤaおよび直交成分のＤＣオフセット成分ＩＤbをオフセット補正部１５に出力する（ステップＳ６２）。その後、オフセット補正部１５は、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjから、オフセット検出部１４で検出したＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaをそれぞれ差分することによって、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjのＤＣオフセットを補正し、データ判定部１６に出力する（ステップＳ６３）。さらに、データ判定部１６は、オフセット補正部１５によってＤＣオフセットが補正されたデータ系列のデータ判定を行い（ステップＳ６４）、復調データとして復号器４に出力し（ステップＳ３５）、上述した処理を繰り返す。
【０１４５】
上述した復調処理は、復調処理の開始時点において、サンプリングクロックＳＫおよび再生シンボルクロックＲＣがベースバンド信号にタイミング位相同期が確立したものではないが、上述したステップＳ５１〜Ｓ５８の処理を繰り返すことによってタイミング位相同期が確立し、このタイミング位相同期が確立した段階でデータ判定処理（ステップＳ６１〜Ｓ６５）による復調データの出力も正常となる。
【０１４６】
なお、１シンボル間の信号遷移が発生しない場合があるのは、データ部、すなわちランダムパターン受信時のみであるので、このランダムパターン受信時のみに上述した重み付け処理を行うようにするとよい。すなわち、ステップＳ５２における重み付け処理を行うか否かの判断ステップを加え、プリアンブル受信時には、重み付け処理を行わず、ランダムパターン受信時には、重み付け処理を行うようにする。
【０１４７】
この実施の形態２によれば、実施の形態１の作用効果に加えて、ランダムパターン受信時における位相ジッタをさらに低減することができ、タイミング誤差によるＢＥＲの劣化をさらに低減した復調処理を行うことができる。
【０１４８】
実施の形態３．
つぎに、実施の形態３について説明する。実施の形態２では、位相逆転現象が生じる絶対値信号β３（ｔ）を重み付け部４４ａ，４４ｂの重み付けによって削除するようにしているが、この実施の形態３では、位相逆転現象が生じた場合における絶対値信号β３（ｔ）の値を有効利用するようにしている。
【０１４９】
第１２図は、この発明の実施の形態３である振幅差分型位相検出部２１の構成を示すブロック図であり、この振幅差分型位相検出部２１の構成以外の構成部分は、第１図に示した実施の形態１の構成と同一の構成である。
【０１５０】
第１２図において、同相振幅変動量算出部５１ａは、Ａ／Ｄ変換器１１ａによってサンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉiの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|を算出し、直交振幅変動量算出部５１ｂは、Ａ／Ｄ変換器１１ｂによってサンプリングされた直交振幅成分データ系列Ｑiの変動量の絶対値である直交振幅成分変動量|Ｑi−Ｑi-1|を算出する。なお、ｉは、自然数であり、ｉ＝１，２，３，…である。また、サンプリング周期は、１シンボル周期の１／２である。
【０１５１】
合成振幅変動量算出部５２は、同相振幅変動量算出部５１ａが算出した同相振幅変動量|Ｉi −Ｉi-1|と直交振幅変動量算出部５１ｂが算出した直交振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|とを加算し、式（１８）に示した合成振幅変動量β３iを算出する。
【０１５２】
差分値算出部５３は、この合成振幅変動量β３iのデータ系列をもとに、式（１９）に示した位相検出データ系列γi＝（β３i−β３i-1）×（−１）iを算出し、反転出力部５６に出力する。
【０１５３】
一方、信号遷移量算出部５４ａは、重み付け部４４ａと同じように、同相振幅成分データ系列Ｉiをもとに式（２５）に示した同相振幅シンボル時間変動量δＩiを算出し、算出結果を遷移判定部５５に出力する。また、信号遷移量算出部５４ｂは、重み付け部４４ｂと同じように、直交振幅成分データ系列Ｑiをもとに式（２６）に示した直交振幅シンボル時間変動量δＱiを算出し、算出結果を遷移判定部５５に出力する。
【０１５４】
遷移判定部５５は、信号遷移量算出部５４ａ，５４ｂから出力された同相振幅シンボル時間変動量δＩiと直交振幅シンボル時間変動量δＱiとをもとに、次式（３５）に示す遷移判定を行う。すなわち、
Ｈi＝１  δＩi≧εまたはδＱi≧εのとき
Ｈi＝０  δＩi＜εかつδＱi＜εのとき  …（３５）
である。但し、ｉ＝０，１，２，３，…であり、εは、予め設定される閾値である。判定結果がＨi＝１のときは、信号遷移が有る場合であり、位相逆転現象は生じていない。また、判定結果がＨi＝０のときは、信号遷移が無い場合であり、位相逆転現象が生じている。
【０１５５】
反転出力部５６は、遷移判定部５５による判定結果をもとに、次式（３６）に示す位相検出データ系列γiの反転／非反転出力を行う。すなわち、
γi＝（β３i−β３i-1）×（−１）i  Ｈi＝１のとき
γi＝−（β３i−β３i-1）×（−１）i  Ｈi＝０のとき  …（３６）
である。これにより、反転出力部５６から出力される位相検出データ系列γiは常にシンボル周波数成分ｓ（ｔ）を含んだ出力となる。
【０１５６】
なお、合成振幅変動量算出部５２は、式（２０）に示した合成振幅変動量β１iを算出してもよいし、式（２１）に示した合成振幅変動量β２iを算出するようにしてもよい。
【０１５７】
つぎに、第１３図に示すフローチャートを参照して、復号器３における一連の復号処理手順について説明する。まず、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂは周波数変換部２から入力されるベースバンド信号の同相成分および直交成分をサンプリングクロックＳＫによってサンプリングし、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉiと直交振幅成分データ系列Ｑiとをタイミング再生部１２およびナイキストデータ抽出部１３に出力する（ステップＳ７１）。その後、タイミング再生部１２によるタイミング再生処理（ステップＳ８１〜Ｓ８９）とデータ判定処理（ステップＳ９１〜Ｓ９５）とが並行処理される。
【０１５８】
タイミング再生処理（ステップＳ８１〜Ｓ８９）では、まず同相振幅変動量算出部５１ａが同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|を算出し、直交振幅変動量算出部５１ｂが直交振幅成分変動量|Ｑi−Ｑi-1|を算出する（ステップＳ８１）。さらに、合成振幅変動量算出部５２は、同相振幅変動量|Ｉi−Ｉi-1|と直交振幅変動量|Ｑi−Ｑi-1|とを加算した合成振幅変動量β３iを算出する（ステップＳ８２）。さらに、差分値算出部５３は、この合成振幅変動量β３iから位相検出データ系列γiを算出する（ステップＳ８３）。
【０１５９】
一方、信号遷移量算出部５４ａ，５４ｂは、同相振幅シンボル時間変動量δＩi，直交振幅シンボル時間変動量δＱiをそれぞれ算出し、その結果をもとに遷移判定部５５は、信号遷移が無いか否かを判断する（ステップＳ８４）。信号遷移が無い場合（ステップＳ８４，ＹＥＳ）には、反転出力部５６は、位相検出データ系列γiを反転出力して平均化部２２に出力し（ステップＳ８５）、信号遷移がある場合（ステップＳ８４，ＮＯ）には、反転出力部５６は、位相検出データ系列γiを反転出力せずにそのまま平均化部２２に出力する。
【０１６０】
その後、平均化部２２は、位相検出データ系列γiの平均値を求め、この平均値に基づいた位相制御の制御信号Ｖiを位相制御部２３に出力し（ステップＳ８６）、位相制御部２３は、制御信号ＶiをもとにサンプリングクロックＳＫの位相制御を行う（ステップＳ８７）。この位相制御されたサンプリングクロックＳＫは、ベースバンド信号内の後続するデータ系列をサンプリングするＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂのサンプリングクロックＳＫとして用いられ、タイミング同期が確立される。その後、２分周器２４は、位相制御されたサンプリングクロックＳＫを２分周し（ステップＳ８８）、再生シンボルクロックＲＣとしてナイキストデータ抽出部１３および復号器４に出力し（ステップＳ８９）、上述した処理を繰り返す。
【０１６１】
一方、タイミング再生処理（ステップＳ８１〜Ｓ８９）に並行して、データ判定処理（ステップＳ９１〜Ｓ９５）が行われる。すなわち、ナイキストデータ抽出部１３は、再生シンボルクロックＲＣのタイミングで同相振幅成分データ系列Ｉiおよび直交振幅成分データ系列Ｑiのナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjを抽出し（ステップＳ９１）、オフセット検出部１４は、このナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjの値をもとに、同相成分のＤＣオフセット成分ＩＤaおよび直交成分のＤＣオフセット成分ＩＤbをオフセット補正部１５に出力する（ステップＳ９２）。その後、オフセット補正部１５は、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjから、オフセット検出部１４で検出したＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaをそれぞれ差分することによって、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjのＤＣオフセットを補正し、データ判定部１６に出力する（ステップＳ９３）。さらに、データ判定部１６は、オフセット補正部１５によってＤＣオフセットが補正されたデータ系列のデータ判定を行い（ステップＳ９４）、復調データとして復号器４に出力し（ステップＳ９５）、上述した処理を繰り返す。
【０１６２】
上述した復調処理は、復調処理の開始時点において、サンプリングクロックＳＫおよび再生シンボルクロックＲＣがベースバンド信号にタイミング位相同期が確立したものではないが、上述したステップＳ５１〜Ｓ５８の処理を繰り返すことによってタイミング位相同期が確立し、このタイミング位相同期が確立した段階でデータ判定処理（ステップＳ９１〜Ｓ９５）による復調データの出力も正常となる。
【０１６３】
なお、１シンボル間の信号遷移が発生しない場合があるのは、データ部、すなわちランダムパターン受信時のみであるので、このランダムパターン受信時のみに、上述した遷移判定を行うようにしてもよい。
【０１６４】
この実施の形態３によれば、位相逆転現象が生じた場合に、位相検出データ系列γiを反転出力するようにしているので、実施の形態１および２の作用効果に加えて、全ての位相検出データ系列γiをタイミング位相制御に用いることができ、タイミング位相誤差によるＢＥＲの劣化をさらに低減することができる。
【０１６５】
実施の形態４．
つぎに、実施の形態４について説明する。実施の形態１〜３は、いずれも位相制御部２３がフィードバック制御によってサンプリングクロックＳＫのタイミング位相を制御していたが、この実施の形態４では、タイミング位相制御および再生シンボルクロックの生成を、自走クロックを用いたフィードフォワード制御によって行うようにしている。
【０１６６】
第１４図は、この発明の実施の形態４である復調器を有する受信装置の全体構成を示す図であり、特にこの受信装置に採用される復調器の詳細構成を示している。
【０１６７】
第１４図において、アンテナ１は、ＱＰＳＫ変調信号を含むＲＦ信号を受信し、周波数変換部２は、このＲＦ信号を増幅、帯域制限、周波数変換等を行って同相成分と直交成分とのベースバンド信号を復調器３に出力する。
【０１６８】
復調器３のＡ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂは、それぞれ自走クロック生成部６７が生成する４倍クロックＳＫ４をもとに、時刻ｔ＝τ＋ｋＴ／４において、ベースバンド信号の同相成分と直交成分とをサンプリングし、このサンプリングした同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkをタイミング再生部６２およびナイキストデータ抽出部６３に出力する。ここで、Ｔはシンボル周期、τは、タイミング誤差で、−Ｔ／２≦τ≦Ｔ／２の範囲の値であり、ｋは、自然数で、ｉ＝１，２，３…の値をもつ。なお、Ａ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂにおけるサンプリングは、４倍クロックＳＫ４の立ち上がりエッジで行われる。また、Ａ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂによるサンプリングは、自走の４倍クロックＳＫ４によって行われるため、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkは必ずしもナイキスト点時刻におけるデータが含まれているとは限らない。この点、実施の形態１〜３では、タイミング再生処理によってタイミング位相同期が確立した後の同相振幅成分データ系列Ｉiおよび直交振幅成分データ系列Ｑiは、ナイキスト点時刻でサンプリングされたデータ系列となっている。
【０１６９】
タイミング再生部６２は、Ａ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂから出力された同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkと、自走クロック生成部６７から発生した４倍クロックＳＫ４を４分周した自走シンボルクロックＳＫ１とのタイミング位相差を算出し、このタイミング位相差を用いた再生シンボルクロックＲＣを生成する。
【０１７０】
ナイキストデータ抽出部６３は、ナイキスト点時刻におけるデータ系列Ｉj，Ｑjを、４倍クロックＳＫ４によってサンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkと、タイミング再生部６２が出力する再生シンボルクロックＲＣとを用いて補間し、出力する。但し、ｊは自然数であり、ｊ＝１，２，３，…である。
【０１７１】
このナイキストデータ抽出部６３による補間は、まず再生シンボルクロックＲＣの立ち上がりエッジの時刻をｔaとすると、同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkのうち、次式（３７）を満足する自然数ｍに対応するデータＩm，Ｑm，Ｉm+1，Ｑm+1を選択する。すなわち、
τ＋ｍＴ／４≦ｔa＜τ＋（ｍ＋１）×Ｔ／４  …（３７）
を満たすデータＩm，Ｑm，Ｉm+1，Ｑm+1を選択する。
【０１７２】
ナイキストデータ抽出部６３は、その後、データＩm，Ｑm，Ｉm+1，Ｑm+1と、再生シンボルクロックＲＣの立ち上がり時刻ｔaとをもとに、ナイキスト点時刻におけるデータ系列Ｉj，Ｑjを、補間処理によって求める。たとえば、１次補間を行う場合には、次式（３８）に示す補間処理を行う。すなわち、
Ｉj＝Ｉm＋(Ｉm+1−Ｉm)×(ｔa−τ＋ｍＴ/４)/(Ｔ/４)
Ｑj＝Ｑm＋(Ｑm+1−Ｑm)×(ｔa−τ＋ｍＴ/４)/(Ｔ/４)
…（３８）
とする１次補間を行って、ナイキスト点時刻におけるデータ系列Ｉj，Ｑjを求める。
【０１７３】
オフセット検出部６４は、抽出されたナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjからそれぞれＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaを検出し、オフセット補正部６５に出力する。このＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaは、ローパスフィルタを用いて検出することができ、たとえば、移動平均回路によって実現することができる。この移動平均回路によってオフセット検出部６４を構成する場合には、同相および直交の移動平均値がそれぞれＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaとなる。
【０１７４】
オフセット補正部６５は、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjから、オフセット検出部６４で検出したＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaをそれぞれ差分することによって、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjのＤＣオフセットを補正し、データ判定部６６に出力する。
【０１７５】
データ判定部６６は、オフセット補正部６５によってＤＣオフセットが補正されたデータ系列のデータ判定を行い、復調データＤＡとして復号器４に出力し、復号器４は、この復調データＤＡをもとに復号処理を行う。なお、データ判定部６６のデータ判定は、変調方式に対応した同期検波方式あるいは遅延検波方式によって行う。
【０１７６】
つぎに、第１５図および第１６図を参照してタイミング再生部６２について説明する。第１４図に示すタイミング再生部６２は、振幅差分型位相検出部７１、平均化部７２、クロック生成部７３、および４分周器７４を有する。
【０１７７】
４分周器７４は、４倍クロック生成部６７から出力される４倍クロックＳＫ４を４分周し、自走シンボルクロックＳＫ１として振幅差分型位相検出部７１およびクロック生成部７３に出力する。
【０１７８】
振幅差分型位相検出部７１は、第１５図に示すように、同期振幅変動量算出部８１ａ、直交振幅変動量算出部８１ｂ、合成振幅変動量算出部８２、π／２移相器８３、乗算器８４ａ，８４ｂを有する。
【０１７９】
第１５図において、同相振幅変動量算出部８１ａは、Ａ／Ｄ変換器６１ａによってサンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|を算出し、直交振幅変動量算出部８１ｂは、Ａ／Ｄ変換器６１ｂによってサンプリングされた直交振幅成分データ系列Ｑkの変動量の絶対値である直交振幅成分変動量|Ｑk−Ｑk-2|を算出する。なお、ｋは、自然数であり、ｋ＝１，２，３，…である。また、サンプリング周期は、１シンボル周期の１／４である。
【０１８０】
合成振幅変動量算出部８２は、同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|と直交振幅変動量|Ｑk−Ｑk-2|とを加算し、次式（３９）に示す合成振幅変動量β３kを算出する。すなわち、
β３k＝|Ｉi−Ｉk-2|＋|Ｑk−Ｑk-2|  …（３９）
である。
【０１８１】
一方、π／２移相器８３は、自走シンボルクロックＳＫ１のシンボル複素周波数成分のデータ系列ＳＣkを次式（４０）に示すように、余弦部分と正弦部分とに分離する。すなわち、
ＳＣk＝cos２πｆs(ｋＴ/4)＋sin２πｆs(ｋＴ/4)  …（４０）
である。
【０１８２】
乗算器８４ａ，８４ｂは、次式（４１）に示す乗算をそれぞれ行い、乗算後のデータ系列ｄＣk，ｄＳkをそれぞれ出力する。この乗算を行うのは自走シンボルクロックＳＫ１と合成振幅変動量β３kとの相関値を求め、この相関値から、自走シンボルクロックＳＫ１を基準としたタイミング誤差τを検出し、このタイミング誤差τを打ち消した再生シンボルクロックＲＣを再生するためである。
【０１８３】
ｄＣk＝β３k×cos２πｆs(ｋT/4)
ｄＳk＝β３k×sin２πｆs(ｋT/4)  …（４１）
【０１８４】
この式（４１）における「cos２πｆs(ｋT/4)」の値は、ｋ＝１，２，３，…であるため、「０，−１，０，１，０，−１，０，１，…」という単純な値となり、また、「sin２πｆs(ｋT/4)」の値は、ｋ＝１，２，３，…であるため、「１，０，−１，０，１，０，−１，０，…」という単純な値となるので、式（４１）の演算は単純で高速に行うことができる。
【０１８５】
なお、合成振幅変動量β３kは、実施の形態１〜３と同様に、式（２０）の合成振幅変動量β１kとしてもよいし、式（２１）の合成振幅変動量β２kとしてもよい。
【０１８６】
平均化部７２は、乗算後のデータ系列ｄＣkの各平均値あるいは累積値Ｍ［ｄＣk］を求めてクロック生成部７３に出力するとともに、データ系列ｄＳkの各平均値あるいは累積値Ｍ［ｄＳk］を求めてクロック生成部７３に出力する。この平均値の算出には、たとえば、移動平均フィルタ（ＦＩＲフィルタ）、無限インパルス型フィルタ（ＩＩＲフィルタ）等を用いることができる。この平均化部７２のフィルタの時定数（移動平均フィルタで構成する場合には、移動平均の段数）を小さくすることで、プリアンブル受信中における高速なタイミング位相引き込みを実現することができる。また、逆に平均化部７２のフィルタの時定数（移動平均フィルタで構成する場合には、移動平均の段数）を大きくすることで、データ部、すなわちランダムパターン受信中において低移相ジッタとすることができる。なお、この時定数あるいは段数の切替時期は、当初プリアンブル受信を行うため、初期設定として時定数を小さく、あるいは段数を小さく設定しておき、タイミング位相同期が確立したランダムパターン受信時に時定数を大きくし、あるいは段数を大きくすればよい。
【０１８７】
クロック生成部７３は、第１６図に示すように、タイミング位相差算出部９１と、判定部９３を含む移相部９２とを有する。タイミング位相差算出部９１は、平均化部７２から入力される平均値Ｍ［ｄＣk］，Ｍ［ｄＳk］をもとに、次式（４２）を用いてタイミング位相差Δθを算出し、移相部９２に出力する。すなわち、
Δθ＝tan-1(Ｍ［ｄＣk］／Ｍ［ｄＳk］)  …（４２）
である。
【０１８８】
移相部９２は、自走シンボルクロックＳＫ１をΔθ移相させた、ここではΔθ遅らせた信号を再生シンボルクロックＲＣとして、ナイキストデータ抽出部６３および復号器４に出力する。
【０１８９】
ここで、自走シンボルクロックＳＫ１をΔθ移相させる場合におけるクロック位相のジャンプを発生させないために、次式（４３）に示す直交変調処理を行って位相処理を行う。すなわち、移相される再生シンボルクロックのシンボル複素周波数成分をＲＳ（ｔ）とすると、
ＲＳ(t)＝cos(−Δθ)×cos２πｆst＋sin(−Δθ)×sin２πｆst
…（４３）
となる。そこで、判定部９３は、ＲＳ（ｔ）≧１である場合には論理「１」とし、ＲＳ（ｔ）＜１である場合には論理「０」とする２値判定を行って、論理「１」のときにクロックを発生させることによってクロック移相のジャンプが発生しないようにしている。
【０１９０】
つぎに、第１７図に示すフローチャートを参照して、復号器３における一連の復号処理手順について説明する。まず、Ａ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂは周波数変換部２から入力されるベースバンド信号の同相成分および直交成分を自走の４倍クロックＳＫ４によってサンプリングし、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkと直交振幅成分データ系列Ｑkとをタイミング再生部６２出力する（ステップＳ１０１）。その後タイミング再生部６２によるタイミング再生処理（ステップＳ１１１〜Ｓ１１８）とデータ判定処理（ステップＳ１２１〜Ｓ１２５）とが並行処理される。
【０１９１】
タイミング再生処理（ステップＳ１１１〜Ｓ１１８）では、まず４分周器７４が４倍クロックＳＫ４を４分周し、この４分周した自走シンボルクロックＳＫ１を振幅差分型移相検出部７１およびクロック生成部７３に出力する（ステップＳ１１１）。その後、同相振幅変動量算出部８１ａが同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|を算出し、直交振幅変動量算出部８１ｂが直交振幅成分変動量|Ｑk−Ｑk-2|を算出する（ステップＳ１１２）。さらに、合成振幅変動量算出部８２は、同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|と直交振幅変動量|Ｑk−Ｑk-2|とを加算した合成振幅変動量β３kを算出する（ステップＳ１１３）。その後、乗算器８４ａ，８４ｂは、自走シンボルクロックＳＫ１を基準として、この合成振幅変動量β３kが含むシンボル周波数のタイミング誤差であるデータ系列ｄＣk，ｄＳkを算出して、平均化部７２に出力する（ステップ１１４）。
【０１９２】
その後、平均化部７２は、入力されたデータ系列ｄＣk，ｄＳkの平均値Ｍ［ｄＣk］，Ｍ［ｄＳk］を算出してクロック生成部７３に出力する（ステップＳ１１５）。クロック生成部７３のタイミング位相差算出部９１は、平均値Ｍ［ｄＣk］，Ｍ［ｄＳk］をもとにタイミング位相差Δθを算出する（ステップＳ１１６）。移相部９２は、タイミング位相差Δθをもとに自走シンボルクロックＳＫ１を移相し（ステップＳ１１７）、再生シンボルクロックＲＣとして、ナイキストデータ抽出部６３および復号器４に出力し（ステップＳ１１８）、上述した処理を繰り返す。
【０１９３】
一方、タイミング再生処理（ステップＳ１１１〜Ｓ１１８）に並行して、データ判定処理（ステップＳ１２１〜Ｓ１２５）が行われる。すなわち、ナイキストデータ抽出部１３は、同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkと、再生シンボルクロックＲＣとをもとに、補間処理したナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjを抽出し（ステップＳ１２１）、オフセット検出部６４は、このナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjの値をもとに、同相成分のＤＣオフセット成分ＩＤaおよび直交成分のＤＣオフセット成分ＩＤbをオフセット補正部６５に出力する（ステップＳ１２２）。その後、オフセット補正部６５は、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjから、オフセット検出部６４で検出したＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaをそれぞれ差分することによって、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjのＤＣオフセットを補正し、データ判定部６６に出力する（ステップＳ１２３）。さらに、データ判定部６６は、オフセット補正部６５によってＤＣオフセットが補正されたデータ系列のデータ判定を行い（ステップＳ１２４）、復調データＤＡとして復号器４に出力し（ステップＳ１２５）、上述した処理を繰り返す。
【０１９４】
なお、上述した実施の形態４では、ベースバンド信号がＡ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂの入力レンジ以内であることを前提として述べたが、これに限らず、周波数変換部２がリミタ増幅器等によって一定振幅に増幅されたベースバンド信号を出力する場合においても、同様に適用することができる。
【０１９５】
また、上述した実施の形態４では、合成振幅変動量β１k〜β３kを式（１１）〜（１３）に示すように、１／２シンボル時間間隔の差分の絶対値から求めるようにしているが、式（２２）〜（２４）に示すように、１／ｎシンボル時間間隔の差分の絶対値から求めるようにしてもよい。なお、ｎは２以上の自然数である。
【０１９６】
さらに、上述した実施の形態４では、ＱＰＳＫ変調方式を用いた通信方式における受信装置の構成を例にあげて説明したが、これに限らず、ベースバンド信号の変化量が平均的にナイキスト点時刻近傍で緩慢となり、ナイキスト点からシンボル周期の１／２時間後に急峻となる特性を有する変調方式、たとえばＢＰＳＫ変調方式、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式、ＦＳＫ変調方式等を用いた受信装置に適用できる。
【０１９７】
また、上述した実施の形態４では、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkの全てのビットを用いることを前提として説明したが、これに限らず、各データ系列Ｉk，Ｑkのそれぞれ上位ｎビット（ｎ≧１）のみを用いて処理を行うようにしてもよい。これによれば、ほぼ同等の精度で高速処理を達成することができる。
【０１９８】
この実施の形態４によれば、タイミング再生部６２がベースバンド信号の同相振幅成分Ｉ（ｔ）および直交振幅成分Ｑ（ｔ）の振幅差分値の絶対値情報をもとに、シンボル周波数成分ｓ（ｔ）を含む絶対値信号β３（ｔ）あるいはこれに等価な絶対値信号β１（ｔ），β２（ｔ）を求めてタイミング位相検出を行うようにしているので、ベースバンド信号内のＤＣオフセットの有無およびベースバンド信号の振幅制限の有無にかかわらず、プリアンブル受信時における高速タイミング位相引き込みとデータ部でのランダムパターン受信時における低位相ジッタとを実現することができる。
【０１９９】
また、簡単な加減算処理のみによって求まる絶対値信号β３（ｔ）と自走シンボルクロックＳＫ１との相関演算によってタイミング誤差を推定することができるため、第２２図あるいは第２６図に示した座標変換部１１０のような演算規模の大きな処理を行わなくて済み、復調器、あるいはこれを用いた受信装置の小型軽量化を促進することができる。
【０２００】
さらに、実施の形態１〜３と異なり、フィードフォワード制御によって再生シンボルクロックを再生するようにしているので、初期のタイミング位相がどのような値であっても、タイミング位相引き込みに要する時間は、平均化部７２におけるフィルタの時定数（移動平均フィルタで構成する場合にはフィルタ段数）で決定され、安定したタイミング位相引き込み動作を実現することができる。
【０２０１】
また、復調器内部では、タイミング位相引き込みの処理とＤＣオフセット除去の処理とを並行して行うようにしているので、ベースバンド信号内にＤＣオフセットが付加された場合であっても、復調処理が正常に行われるまでの時間を短縮することができ、たとえばプリアンブルデータの短縮によって結果的に伝送効率を向上させることができる。
【０２０２】
実施の形態５．
つぎに、実施の形態５について説明する。実施の形態４では、平均化部２２が乗算後のデータ系列ｄＣk，ｄＳkを平均化することによって、実施の形態１と同様に合成振幅変動量β３kの移相逆転現象を確率的に除去するようにしていたが、この実施の形態５では、実施の形態２と同様に、この位相逆転現象を検出し、この位相逆転現象が生じたときの絶対値信号β３kを除去する重み付けを行って、位相逆転現象を確実に除去するようにしている。
【０２０３】
第１８図は、この発明の実施の形態５である振幅差分型位相検出部７１の構成を示すブロック図であり、この振幅差分型位相検出部７１の構成以外の構成部分は、第１４図に示した実施の形態４の構成と同一の構成である。
【０２０４】
第１８図において、振幅差分型位相検出部７１は、実施の形態４と同様に、同期振幅変動量算出部８１ａ、直交振幅変動量算出部８１ｂ、合成振幅変動量算出部８２、π／２移相器８３、乗算器８４ａ，８４ｂを有するとともに、重み付け部８５ａ，８５ｂを有する。
【０２０５】
第１８図において、同相振幅変動量算出部８１ａは、Ａ／Ｄ変換器６１ａによってサンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|を算出し、直交振幅変動量算出部８１ｂは、Ａ／Ｄ変換器６１ｂによってサンプリングされた直交振幅成分データ系列Ｑkの変動量の絶対値である直交振幅成分変動量|Ｑk−Ｑk-2|を算出する。なお、ｋは、自然数であり、ｋ＝１，２，３，…である。また、サンプリング周期は、１シンボル周期の１／４である。
【０２０６】
一方、重み付け部８５ａは、まず同相振幅成分データ系列Ｉkをもとに次式（４４）に示す同相振幅シンボル時間変動量δＩkを算出する。すなわち、
δＩk＝|Ｉk−Ｉk-4|  i＝４，８，１２，…のとき
δＩk＝δＩk-1      i≠４，８，１２，…のとき  …（４４）
である。また、重み付け部８５ｂは、直交振幅成分データ系列Ｑkをもとに次式（４５）に示す直交振幅シンボル時間変動量δＱkを算出する。すなわち、
δＱk＝|Ｑk−Ｑk-4|  i＝４，８，１２，…のとき
δＱk＝δＱk-1      i≠４，８，１２，…のとき  …（４５）
である。
【０２０７】
そして、重み付け部８５ａは、同相振幅変動量算出部８１ａが算出した同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|に同相振幅シンボル時間変動量δＩkを乗算する重み付けを行い、重み付け部８５ｂは、直交振幅変動量算出部８１ｂが算出した同相振幅変動量|Ｑk−Ｑk-2|に直交振幅シンボル時間変動量δＱkを乗算する重み付けを行う。
【０２０８】
合成振幅変動量算出部８２は、重み付け部８５ａ，８５ｂによってそれぞれ重み付けされた同相振幅変動量δＩk×|Ｉk−Ｉk-2|と直交振幅変動量δＱk×|Ｑk−Ｑk-2|とを加算し、次式（４６）に示す合成振幅変動量β３kを算出する。すなわち、
β３k＝δＩk×|Ｉk−Ｉk-2|＋δＱk×|Ｑk−Ｑk-2|
…（４６）
である。この合成振幅変動量β３kのデータ系列は、実施の形態４で示した合成振幅変動量β３kのデータ系列に対し、１シンボル間で信号遷移が生じない場合にはδＩkあるいはδＱkが０となり、信号遷移しないときの同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|あるいは直交振幅変動量|Ｑk−Ｑk-2|は、結果として除去されることになる。
【０２０９】
乗算器８４ａ，８４ｂに入力される合成振幅変動量β３kには、位相逆転現象が生じたものが除去されているため、乗算による相関処理を行っても、誤ったタイミング誤差をもつデータ系列ｄＣk，ｄＳkとして平均化部７２に出力することはなく、結果として低位相ジッタを実現することができる。
【０２１０】
なお、式（２８），（２９）に対応した次式（４７），（４８）に示す合成振幅変動量β１k，β２kを用いてもよい。すなわち、
β１k＝（δＩk×|Ｉk−Ｉk-2|2＋δＱk×|Ｑk−Ｑk-2|2）1/2
…（４７）
β２k＝δＩk×|Ｉk−Ｉk-2|2＋δＱk×|Ｑk−Ｑk-2|2
…（４８）
である。
【０２１１】
また、同相振幅シンボル時間変動量δＩkおよび直交振幅シンボル時間変動量δＱkの演算処理を簡易化し、処理回路規模を小さく、あるいは高速処理を実現するようにしてもよい。すなわち、同相振幅シンボル時間変動量δＩkを２値判定したデータ系列ＩＨk（ｋ＝１，２，３，…）を次式（４９）のように定義する。すなわち、
ＩＨk＝１  （δＩk≧εのとき）
ＩＨk＝０  （δＩk＜εのとき）  …（４９）
とし、直交振幅シンボル時間変動量δＱkを２値判定したデータ系列ＱＨk（ｋ＝１，２，３，…）を次式（５０）のように定義する。すなわち、
ＱＨk＝１  （δＱk≧εのとき）
ＱＨk＝０  （δＱk＜εのとき）  …（５０）
とする。但し、εは、予め設定される閾値である。データ系列ＩＨk，ＱＨkが０であることは、１シンボル間で信号遷移がなかった場合であり、位相逆転現象が生じていることを意味する。
【０２１２】
このデータ系列ＩＨk，ＱＨkを用いて各重み付け部８５ａ，８５ｂは、同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|および直交振幅変動量|Ｑk−Ｑk-2|を重み付けする。式（４６）〜（４８）に対応させると、次式（５１）〜（５３）に示す合成振幅変動量β３１k〜β３３kが算出される。すなわち、
β３３i＝ＩＨi×|Ｉi−Ｉi-1|＋ＱＨi×|Ｑi−Ｑi-1|
…（５１）
β３１i＝
（ＩＨi×|Ｉi−Ｉi-1|2＋ＱＨi×|Ｑi−Ｑi-1|2）1/2
…（５２）
β３２i＝ＩＨi×|Ｉi−Ｉi-1|2＋ＱＨi×|Ｑi−Ｑi-1|2
…（５３）
となる。このような２値判定したデータ系列ＩＨk，ＱＨkによって重み付けした合成振幅変動量β３１k〜β３３kを用いて、乗算器８４ａ，８４ｂは、データ系列ｄＣk，ｄＳkを生成し、平均化部７２に出力する。
【０２１３】
つぎに、第１９図に示すフローチャートを参照して、復号器３における一連の復号処理手順について説明する。まず、Ａ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂは周波数変換部２から入力されるベースバンド信号の同相成分および直交成分を自走の４倍クロックＳＫ４によってサンプリングし、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkと直交振幅成分データ系列Ｑkとをタイミング再生部６２出力する（ステップＳ１３１）。その後タイミング再生部６２によるタイミング再生処理（ステップＳ１４１〜Ｓ１４９）とデータ判定処理（ステップＳ１５１〜Ｓ１５５）とが並行処理される。
【０２１４】
タイミング再生処理（ステップＳ１４１〜Ｓ１４９）では、まず４分周器７４が４倍クロックＳＫ４を４分周し、この４分周した自走シンボルクロックＳＫ１を振幅差分型移相検出部７１およびクロック生成部７３に出力する（ステップＳ１４１）。その後、同相振幅変動量算出部８１ａが同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|を算出し、直交振幅変動量算出部８１ｂが直交振幅成分変動量|Ｑk−Ｑk-2|を算出する（ステップＳ１４２）。その後、重み付け部８５ａ，８５ｂは、同相振幅シンボル時間変動量δＩk，直交振幅シンボル時間変動量δＱkをそれぞれ同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|，直交振幅成分変動量|Ｑk−Ｑk-2|に重み付けを行う（ステップＳ１４３）。さらに、合成振幅変動量算出部８２は、重み付けされた同相振幅変動量δＩk×|Ｉk−Ｉk-2|と直交振幅変動量δＱk×|Ｑk−Ｑk-2|とを加算した合成振幅変動量β３kを算出する（ステップＳ１４４）。その後、乗算器８４ａ，８４ｂは、自走シンボルクロックＳＫ１を基準として、この合成振幅変動量β３kが含むシンボル周波数のタイミング誤差をもつデータ系列ｄＣk，ｄＳkを算出して、平均化部７２に出力する（ステップ１４５）。
【０２１５】
その後、平均化部７２は、入力されたデータ系列ｄＣk，ｄＳkの平均値Ｍ［ｄＣk］，Ｍ［ｄＳk］を算出してクロック生成部７３に出力する（ステップＳ１４６）。クロック生成部７３のタイミング位相差算出部９１は、平均値Ｍ［ｄＣk］，Ｍ［ｄＳk］をもとにタイミング位相差Δθを算出する（ステップＳ１４７）。移相部９２は、タイミング位相差Δθをもとに自走シンボルクロックＳＫ１を移相し（ステップＳ１４８）、再生シンボルクロックＲＣとして、ナイキストデータ抽出部６３および復号器４に出力し（ステップＳ１４９）、上述した処理を繰り返す。
【０２１６】
一方、タイミング再生処理（ステップＳ１４１〜Ｓ１４９）に並行して、データ判定処理（ステップＳ１５１〜Ｓ１５５）が行われる。すなわち、ナイキストデータ抽出部１３は、同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkと、再生シンボルクロックＲＣとをもとに、補間処理したナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjを抽出し（ステップＳ１５１）、オフセット検出部６４は、このナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjの値をもとに、同相成分のＤＣオフセット成分ＩＤaおよび直交成分のＤＣオフセット成分ＩＤbをオフセット補正部６５に出力する（ステップＳ１５２）。その後、オフセット補正部６５は、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjから、オフセット検出部６４で検出したＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaをそれぞれ差分することによって、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjのＤＣオフセットを補正し、データ判定部６６に出力する（ステップＳ１５３）。さらに、データ判定部６６は、オフセット補正部６５によってＤＣオフセットが補正されたデータ系列のデータ判定を行い（ステップＳ１５４）、復調データＤＡとして復号器４に出力し（ステップＳ１５５）、上述した処理を繰り返す。
【０２１７】
なお、１シンボル間の信号遷移が発生しない場合があるのは、データ部、すなわちランダムパターン受信時のみであるので、このランダムパターン受信時のみに上述した重み付け処理を行うようにするとよい。すなわち、ステップＳ１４３における重み付け処理を行うか否かの判断ステップを加え、プリアンブル受信時には、重み付け処理を行わず、ランダムパターン受信時には重み付け処理を行うようにする。
【０２１８】
この実施の形態５によれば、実施の形態４の作用効果に加えて、ランダムパターン受信時における位相ジッタをさらに低減することができ、タイミング誤差によるＢＥＲの劣化をさらに低減した復調処理を行うことができる。
【０２１９】
実施の形態６．
つぎに、実施の形態６について説明する。実施の形態５では、位相逆転現象が生じる合成振幅変動量β３kを重み付け部８５ａ，８５ｂの重み付けによって削除するようにしているが、この実施の形態６では、実施の形態３と同様に、位相逆転現象が生じた場合における合成振幅変動量β３kの値を有効利用するようにしている。
【０２２０】
第２０図は、この発明の実施の形態６である振幅差分型位相検出部７１の構成を示すブロック図であり、この振幅差分型位相検出部７１の構成以外の構成部分は、第１４図に示した実施の形態４の構成と同一の構成である。
【０２２１】
第２０図において、振幅差分型位相検出部７１は、実施の形態４と同様に、同期振幅変動量算出部８１ａ、直交振幅変動量算出部８１ｂ、合成振幅変動量算出部８２、π／２移相器８３、乗算器８４ａ，８４ｂを有するとともに、信号遷移量算出部８６ａ，８６ｂ、遷移判定部８７、および反転部８８を有する。
【０２２２】
第２０図において、同相振幅変動量算出部８１ａは、Ａ／Ｄ変換器６１ａによってサンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkの変動量の絶対値である同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|を算出し、直交振幅変動量算出部８１ｂは、Ａ／Ｄ変換器６１ｂによってサンプリングされた直交振幅成分データ系列Ｑkの変動量の絶対値である直交振幅成分変動量|Ｑk−Ｑk-2|を算出する。なお、ｋは、自然数であり、ｋ＝１，２，３，…である。また、サンプリング周期は、１シンボル周期の１／４である。
【０２２３】
さらに、合成振幅変動量算出部８２は、同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|と直交振幅変動量|Ｑk−Ｑk-2|とを加算した合成振幅変動量β３kを算出し、乗算器８４ａ，８４ｂに出力する。
【０２２４】
一方、信号遷移量算出部８６ａは、まず同相振幅成分データ系列Ｉkをもとに式（４４）に示した同相振幅シンボル時間変動量δＩkを算出し、算出結果を遷移判定部８７に出力する。また、信号遷移量算出部８６ｂは、直交振幅成分データ系列Ｑkをもとに式（４５）に示した直交振幅シンボル時間変動量δＱkを算出し、遷移判定部８７に出力する。
【０２２５】
遷移判定部８７は、信号遷移量算出部８６ａ，８６ｂから出力された同相振幅シンボル時間変動量δＩkと直交振幅シンボル時間変動量δＱkとをもとに、次式（５４）に示す遷移判定を行う。すなわち、
Ｈk＝１  δＩk≧εまたはδＱk≧εのとき
Ｈk＝０  δＩk＜εかつδＱk＜εのとき  …（５４）
である。但し、ｋ＝１，２，３，…であり、εは、予め設定される閾値である。判定結果がＨk＝１のときは、信号遷移が有る場合であり、位相逆転現象は生じていない。また、判定結果がＨk＝０のときは、信号遷移が無い場合であり、位相逆転現象が生じている。遷移判定部８７は、この判定結果を反転部８８に出力する。
【０２２６】
反転部５６は、遷移判定部５５による判定結果がＨk＝１のときは、式（４１）によってそのまま乗算後のデータ系列ｄＣk，ｄＳkを平均化部７２に出力し、判定結果がＨk＝０のときは、次式（５５）に示す位相反転されたデータ系列ｄＣk，ｄＳkを平均化部７２に出力する。
【０２２７】
ｄＣk＝β３k×(−cos２πｆs(ｋT/4))
ｄＳk＝β３k×(−sin２πｆs(ｋT/4))  …（５５）
【０２２８】
この式（５５）における「−cos２πｆs(ｋT/4)」の値は、ｋ＝１，２，３，…であるため、「０，１，０，−１，０，１，０，−１，…」という単純な値となり、また、「−sin２πｆs(ｋT/4)」の値は、ｋ＝１，２，３，…であるため、「−１，０，１，０，−１，０，１，０，…」という単純な値となるので、式（５５）の演算は式（４１）と同様に単純で高速に行うことができる。
【０２２９】
なお、合成振幅変動量算出部８２は、合成振幅変動量β１kを算出してもよいし、合成振幅変動量β２kを算出するようにしてもよい。
【０２３０】
つぎに、第２１図に示すフローチャートを参照して、復号器３における一連の復号処理手順について説明する。まず、Ａ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂは周波数変換部２から入力されるベースバンド信号の同相成分および直交成分を自走の４倍クロックＳＫ４によってサンプリングし、サンプリングされた同相振幅成分データ系列Ｉkと直交振幅成分データ系列Ｑkとをタイミング再生部６２出力する（ステップＳ１６１）。その後タイミング再生部６２によるタイミング再生処理（ステップＳ１７１〜Ｓ１８０）とデータ判定処理（ステップＳ１８１〜Ｓ１８５）とが並行処理される。
【０２３１】
タイミング再生処理（ステップＳ１７１〜Ｓ１８０）では、まず４分周器７４が４倍クロックＳＫ４を４分周し、この４分周した自走シンボルクロックＳＫ１を振幅差分型移相検出部７１およびクロック生成部７３に出力する（ステップＳ１７１）。その後、同相振幅変動量算出部８１ａが同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|を算出し、直交振幅変動量算出部８１ｂが直交振幅成分変動量|Ｑk−Ｑk-2|を算出する（ステップＳ１７２）。さらに、合成振幅変動量算出部８２は、同相振幅変動量|Ｉk−Ｉk-2|と直交振幅変動量|Ｑk−Ｑk-2|とを加算した合成振幅変動量β３kを算出する（ステップＳ１７３）。
【０２３２】
一方、信号繊維量算出部８６ａ，８６ｂは、同相振幅シンボル時間変動量δＩk，直交振幅シンボル時間変動量δＱkを算出し、算出結果を遷移判定部８７に出力し、遷移判定部８７は、この算出結果をもとにベースバンド信号の信号遷移が無いか否かを判断する（ステップＳ１７４）。ベースバンド信号の信号遷移が無い場合（ステップＳ１７４，ＹＥＳ）には、反転部８８によって自走シンボルクロックＳＫ１を反転出力させて乗算器８４ａ，８４ｂに出力させ、ベースバンド信号の信号遷移が有った場合（ステップＳ１７４，ＮＯ）には、反転部８８による自走シンボルクロックＳＫ１を反転させずに、そのまま自走シンボルクロックを乗算器８４ａ，８４ｂに出力させる。
【０２３３】
その後、乗算器８４ａ，８４ｂは、自走シンボルクロックＳＫ１を基準として、この合成振幅変動量β３kが含むシンボル周波数のタイミング誤差をもつデータ系列ｄＣk，ｄＳkを算出して平均化部７２に出力する（ステップ１７６）。
【０２３４】
その後、平均化部７２は、入力されたデータ系列ｄＣk，ｄＳkの平均値Ｍ［ｄＣk］，Ｍ［ｄＳk］を算出してクロック生成部７３に出力する（ステップＳ１７７）。クロック生成部７３のタイミング位相差算出部９１は、平均値Ｍ［ｄＣk］，Ｍ［ｄＳk］をもとにタイミング位相差Δθを算出する（ステップＳ１７８）。移相部９２は、タイミング位相差Δθをもとに自走シンボルクロックＳＫ１を移相し（ステップＳ１７９）、再生シンボルクロックＲＣとして、ナイキストデータ抽出部６３および復号器４に出力し（ステップＳ１８０）、上述した処理を繰り返す。
【０２３５】
一方、タイミング再生処理（ステップＳ１７１〜Ｓ１８０）に並行して、データ判定処理（ステップＳ１８１〜Ｓ１８５）が行われる。すなわち、ナイキストデータ抽出部１３は、同相振幅成分データ系列Ｉkおよび直交振幅成分データ系列Ｑkと、再生シンボルクロックＲＣとをもとに、補間処理したナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjを抽出し（ステップＳ１８１）、オフセット検出部６４は、このナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjの値をもとに、同相成分のＤＣオフセット成分ＩＤaおよび直交成分のＤＣオフセット成分ＩＤbをオフセット補正部６５に出力する（ステップＳ１８２）。その後、オフセット補正部６５は、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，Ｑjから、オフセット検出部６４で検出したＤＣオフセット成分ＩＤa，ＱＤaをそれぞれ差分することによって、ナイキスト点のデータ系列Ｉj，ＱjのＤＣオフセットを補正し、データ判定部６６に出力する（ステップＳ１８３）。さらに、データ判定部６６は、オフセット補正部６５によってＤＣオフセットが補正されたデータ系列のデータ判定を行い（ステップＳ１８４）、復調データＤＡとして復号器４に出力し（ステップＳ１８５）、上述した処理を繰り返す。
【０２３６】
なお、１シンボル間の信号遷移が発生しない場合があるのは、データ部、すなわちランダムパターン受信時のみであるので、このランダムパターン受信時のみに、上述した遷移判定処理を行うようにするとよい。
【０２３７】
この実施の形態６によれば、実施の形態４の作用効果に加えて、位相逆転現象が生じた場合に、振幅差分型位相検出部７１は、反転されたデータ系列ｄＣｋ，ｄＳｋを平均化部７２に出力するようにしているので、ランダムパターン受信時における位相ジッタをさらに低減することができ、タイミング誤差によるＢＥＲの劣化をさらに低減した復調処理を行うことができる。
【０２３８】
この発明にかかる位相検出装置、タイミング再生装置、復調装置、およびこれを用いた受信装置、並びに移相検出方法、タイミング再生方法、復調方法、およびこれを用いた受信方法は、衛星通信、移動体通信等の各種のディジタル通信分野に有用であり、プリアンブル内での高速なタイミング位相引き込みとデータ部における低移相ジッタを実現するとともに装置の軽量小型化を促進することができる位相検出装置、タイミング再生装置、復調装置、およびこれを用いた受信装置に適している。
【０２３９】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明によれば、同相振幅変動量算出手段が、ベースバンド信号の振幅同相成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である同相振幅変動量を算出し、直交振幅変動量算出手段が、前記ベースバンド信号の振幅直交成分をシンボル周期の１／ｎ（ｎは２以上の自然数）で差分した値の絶対値である直交振幅変動量を算出し、合成振幅変動量算出手段が、前記同相振幅変動量と前記直交振幅変動量とを加算した合成振幅変動量を算出し、この算出した合成振幅変動量をもとに前記ベースバンド信号に対するタイミング位相を直接検出するようにしているので、簡易な構成によってタイミング位相を検出することができる、という効果を奏する。また、合成振幅変動量は、同相振幅成分および直交振幅成分の単純な加減算の演算処理によって行われるので、高速処理が可能であるとともに、位相検出のための構成を小型軽量化することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  第１図は、この発明の実施の形態１である復調器を有する受信装置の全体構成を示す図であって、特にこの受信装置に採用される復調器の詳細構成を示す図である。
【図２】  第２図は、プリアンブル受信時におけるＤＣオフセットの無いベースバンド信号の同相振幅成分および直交振幅成分の時間変化と合成振幅変動量の時間変化を示す図である。
【図３】  第３図は、ランダムパターン受信時におけるＤＣオフセットの無いベースバンド信号の同相振幅成分および直交振幅成分の時間変化と合成振幅変動量の時間変化を示す図である。
【図４】  第４図は、プリアンブル受信時におけるＤＣオフセットがあるベースバンド信号の同相振幅成分および直交振幅成分の時間変化と合成振幅変動量の時間変化を示す図である。
【図５】  第５図は、ランダムパターン受信時におけるＤＣオフセットのがあるベースバンド信号の同相振幅成分および直交振幅成分の時間変化と合成振幅変動量の時間変化を示す図である。
【図６】  第６図は、第１図に示した振幅差分型位相検出部の詳細構成を示す図である。
【図７】  第７図は、第１図に示した復調器の復調処理手順を示すフローチャートである。
【図８】  第８図は、プリアンブル受信時においてＤＣオフセットが無く、かつリミタ増幅器によって一定振幅に制限されたベースバンド信号の同相振幅成分および直交振幅成分の時間変化と合成振幅変動量の時間変化を示す図である。
【図９】  第９図は、ランダムパターン受信時においてＤＣオフセットが無く、かつリミタ増幅器によって一定振幅に制限されたベースバンド信号の同相振幅成分および直交振幅成分の時間変化と合成振幅変動量の時間変化を示す図である。
【図１０】  第１０図は、この発明の実施の形態２である復調器を有する受信装置内の振幅差分型位相検出部の詳細構成を示す図である。
【図１１】  第１１図は、この発明の実施の形態２である復調器による復調処理手順を示すフローチャートである。
【図１２】  第１２図は、この発明の実施の形態３である復調器内の振幅差分型位相検出部の詳細構成を示す図である。
【図１３】  第１３図は、この発明の実施の形態３である復調器による復調処理手順を示すフローチャートである。
【図１４】  第１４図は、この発明の実施の形態４である復調器を有する受信装置の全体構成を示す図であって、特にこの受信装置に採用される復調器の詳細構成を示す図である。
【図１５】  第１５図は、第１４図に示した振幅差分型位相検出部の詳細構成を示す図である。
【図１６】  第１６図は、第１４図に示したクロック生成部の詳細構成を示す図である。
【図１７】  第１７図は、第１４図に示した復調器による復調処理手順を示すフローチャートである。
【図１８】  第１８図は、この発明の実施の形態５である復調器内の振幅差分型位相検出部の詳細構成を示す図である。
【図１９】  第１９図は、この発明の実施の形態５である復調器による復調処理手順を示すフローチャートである。
【図２０】  第２０図は、この発明の実施の形態３である復調器内の振幅差分型位相検出部の詳細構成を示す図である。
【図２１】  第２１図は、この発明の実施の形態６である復調器による復調処理手順を示すフローチャートである。
【図２２】  第２２図は、従来の復調器を有する受信装置の全体構成を示す図である。
【図２３】  第２３図は、プリアンブル受信時におけるＤＣオフセットの無いベースバンド信号の位相の時間変化と位相変動量の時間変化を示す図である。
【図２４】  第２４図は、ランダムパターン受信時におけるＤＣオフセットが無いベースバンド信号の位相の時間変化と位相変動量の時間変化を示す図である。
【図２５】  第２５図は、ＱＰＳＫ変調方式におけるＤＣオフセットがある場合とない場合とのコンスタレーション図である。
【図２６】  第２６図は、ベースバンド信号に含まれたＤＣオフセットを除去する構成を有した従来の復調器を有した受信装置の全体構成図である。
【図２７】  第２７図は、ＤＣオフセットが付加された状態におけるプリアンブル受信時におけるベースバンド信号の位相の時間変化と位相変動量の時間変化を示す図である。
【図２８】  第２８図は、ＤＣオフセットが付加された状態におけるランダムパターン受信時におけるベースバンド信号の位相の時間変化と位相変動量の時間変化を示す図である。
【符号の説明】
１  アンテナ
２  周波数変換部
３  復調器
４  復号器
１１ａ，１１ｂ  Ａ／Ｄ変換器
１２  タイミング再生部
１３  ナイキストデータ抽出部
１４  オフセット検出部
１５  オフセット補正部
１６  データ判定部
２１  振幅差分型位相検出部
２２  平均化部
２３  位相制御部
２４  ２分周器
４１ａ  同相振幅変動量算出部
４１ｂ  直交振幅変動量算出部
４２  合成振幅変動量算出部
４３  差分値算出部
４４ａ，４４ｂ  重み付け部
６１ａ，６１ｂ  Ａ／Ｄ変換器
６２  タイミング再生部
６３  ナイキストデータ抽出部
６４  オフセット検出部
６５  オフセット補正部
６６  データ判定部
７１  振幅差分型位相検出部
７２  平均化部
７３  クロック生成部
７４  ４分周器
８１ａ  同期振幅変動量算出部
８１ｂ  直交振幅変動量算出部
８２  合成振幅変動量算出部
８３  π／２移相器
８４ａ，８４ｂ  乗算器
８５ａ，８５ｂ  重み付け部
８６ａ，８６ｂ  信号遷移量算出部
８７  遷移判定部
８８  反転部
９１  タイミング位相差算出部
９２  移相部
９３  判定部
【図１】
0003908033.tif 000002
【図２】
0003908033.tif 000003
【図３】
0003908033.tif 000004
【図４】
0003908033.tif 000005
【図５】
0003908033.tif 000006
【図６】
0003908033.tif 000007
【図７】
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【図８】
0003908033.tif 000009
【図９】
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【図１０】
0003908033.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0003908033.tif 000014
【図１４】
0003908033.tif 000015
【図１５】
0003908033.tif 000016
【図１６】
0003908033.tif 000017
【図１７】
0003908033.tif 000018
【図１８】
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【図１９】
0003908033.tif 000020
【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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