(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号発生手段から発生した送信用の搬送波信号を入力信号で変調した変調信号とし、該変調信号を増幅して出力信号とし送信する送信回路と、前記出力信号の一部を帰還信号として分岐させて該帰還信号及び前記搬送波信号で復調して復調帰還信号とし、前記入力信号と前記復調帰還信号の差から補償入力信号を得る前記送信回路の負帰還回路と、前記復調帰還信号に用いられる前記搬送波信号の位相を前記帰還信号に合わせるための位相手段とを有するデジタル無線通信装置の高周波電力増幅器において、
前記帰還信号が所定値を越えるか否かで２値化する２値化手段と、
前記２値化手段の出力信号とバースト信号の立ち上がりタイミングを示す信号とから、前記入力信号と前記帰還信号との位相差を推定して前記位相手段の制御信号を出力する位相制御手段を備えることを特徴とする高周波電力増幅装置。
【請求項２】
前記位相制御手段が、
前記２値化手段のサンプリングのクロック信号と前記２値化手段の出力信号との論理積を出力するＡＮＤ手段と、
前記ＡＮＤ手段の出力信号をバースト信号の立ち上がりタイミングを示す信号まで計数してリセットする計数手段と、
前記計数手段の出力と入力信号の位相から期待されるクロック信号との差を得る演算手段と、
前記演算手段の演算結果を前記位相手段における位相制御量に変換する変換手段と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項３】
前記２値化手段における所定値は、ＩＱ仮想平面におけるＱが０（Ｉ軸）又はＩが０（Ｑ軸）の値である
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項４】
前記バースト信号の立ち上がりタイミングを示す信号が、
ＩＱ仮想平面におけるＩ又はＱの信号が立ち上がる期間のクロック信号の数である
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項５】
前記位相制御手段は、前記入力信号と前記帰還信号の位相差を、ＩＱ仮想平面における少なくとも前記帰還信号の立ち上がり時に、該信号がＩ軸又はＱ軸と交差するタイミングの差に置き換えて検出する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電力増幅装置。
【請求項６】
前記位相制御手段における前記信号がＩ軸又はＱ軸と交差するタイミングの検出は、信号のＩ又はＱが正から負に変わるか逆に負から正に変わることで検出する
ことを特徴とする請求項５に記載の高周波電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル無線通信装置の高周波電力増幅装置に関し、特に、送信用高周波電力増幅器の非線形歪みを補償するために負帰還制御を行うＴＤＭＡ方式のデジタル無線装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の携帯電話やＰＨＳ等では周波数の有効利用のためにＴＤＭＡ方式のデジタル無線通信技術が用いられており、そのようなデジタル無線通信装置では、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ等の線形変調方式が用いられることが多くなっている。一方、無線通信装置の高周波電力増幅装置には入力のレベルの変化をそのまま増幅して出力するような線形の増幅度が望まれるが、実際の高周波電力増幅装置の増幅特性は非線形の歪みを有している。
多くのデジタル無線通信装置では、上記の高周波電力増幅装置の増幅特性における非線形の歪みを、出力の一部を負帰還回路で復調しながら戻し、その線形が期待される増幅度と実際の高周波電力増幅装置の出力の差を補償するようにしている。そのような負帰還増幅装置の例として、カーティシャンループ型の負帰還増幅装置が上げられる。
以下に図１０を用いて、従来のカーティシャンループ型の負帰還増幅装置の構成の一例を説明する。
端子１５と端子１６には、入力ベースバンド信号Ｉ及びＱが入力される。このＩとＱとは、線形変調方式におけるデジタル値をベースバンドの位相変化に投影させるための仮想平面の直交する２軸の値であり、入力ベースバンド信号の位相がＩとＱの合成角に対応し、入力ベースバンド信号の振幅がＩとＱの値で表される。
減算器１と減算器２では、入力ベースバンド信号Ｉ及びＱから、増幅後のアンテナ出力信号より復調されて負帰還で戻された帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を減算して、その結果の差信号Ｉｘ及びＱｘを出力する。
直交変調器３は、後述する発信器７で発生する角周波数ωｃの搬送波信号を入力した差信号Ｉｘ及びＱｘにより直交変調してアンテナ送信用の直交変調波Ｓを出力するものである。直交変調波Ｓは、次の式で表される。
Ｓ＝Ｉｘｃｏｓωｃｔ＋Ｑｘｓｉｎωｃｔ
電力増幅器４は、直交変調器３から入力した直交変調波Ｓを、増幅して送信信号ＳＡとして出力する。
【０００３】
アンテナ５は、デジタル無線通信装置の送信波を放射し、或いは受信波を受けるためのものであり、この図１０の場合には、送信信号ＳＡを放射する。
減衰器６は、電力増幅器４で増幅された送信信号ＳＡを、負帰還回路における増幅前の回路のレベルまで減衰させて帰還信号ＳＢを出力する。
発信器７は、無線送受信用の角周波数ωｃの搬送波信号を発生するためのものである。
位相器８は、発信器７で発生した搬送波信号の位相を任意の角周波数分だけシフトした復調用搬送波信号を出力できるものである。
直交復調器９は、入力した帰還信号ＳＢを復調用搬送波信号で直交復調して、帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を出力する。
この帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’は、前述したように負帰還信号として減算器１と減算器２に入力されて入力ベースバンド信号Ｉ及びＱとの差信号が出力され、その差信号が小さくなるように電力増幅器４の増幅度が制御されることで、電力増幅器４の非線形歪みを補償することができる。
ところで、このような負帰還を行うデジタル無線通信装置の高周波増幅器では、一般的に負帰還回路の負帰還ループの長さや電力増幅器４の周波数特性や温度特性、アンテナ５の負荷変動等により、送信信号ＳＡに比べて帰還信号ＳＢが遅延し、両者の搬送波の位相が異なってしまう。従って、上記位相器８の位相シフト量が固定値であると、上記理由から遅延量が変化する場合に入力ベースバンド信号ＳＡと帰還ベースバンド信号ＳＢとで搬送波の位相に違いが発生し、負帰還増幅器の歪みの補償特性が劣化してしまう。
【０００４】
上記した送信信号ＳＡに比べて帰還信号ＳＢが遅延し、両者の搬送波の位相は異なることを、説明のためＩＱ仮想平面に例示した図が図１１である。
図１１では、ＩＱ仮想平面上に入力ベースバンド信号ＳＡに対して帰還ベースバンド信号ＳＢが遅延したことにより位相差Δθを有している場合を示している。入力ベースバンド信号ＳＡ及び帰還ベースバンド信号ＳＢは、それぞれＩ軸とＱ軸に沿った、入力ベースバンド信号ＩとＱ及び帰還ベースバンド信号Ｉ’とＱ’の合成ベクトルとして示され、その合成ベクトルＳＡに対して合成ベクトルＳＢは位相差Δθだけ位相が遅れて示される。このようにＩＱ仮想平面上の入力ベースバンド信号ＳＡに対して帰還ベースバンド信号ＳＢが遅延して合成ベクトルに位相差が発生すると、負帰還増幅器の歪みの補償特性が劣化する。
ここで図１０に戻り、位相器８が固定値であると、上記のように負帰還増幅器の歪みの補償特性が劣化してしまうので、位相器８を遅延量の変化に合わせて変化できるように、従来のカーティシャンループ型負帰還増幅器では、入力ベースバンド信号ＳＡと帰還ベースバンド信号ＳＢの位相差を検出して、その位相差分だけ位相器８で発信器７の搬送波の位相をシフトさせて直交復調器９に入力させるようにしている。
まず、入力ベースバンド信号ＩとＱをＡ／Ｄ変換器１１と１２でデジタル信号に変換した信号と、帰還ベースバンド信号Ｉ’とＱ’をＡ／Ｄ変換器１３と１４でデジタル信号に変換した信号とを位相制御回路１０に入力して、両信号の位相差を次式に従って計算する。
Δθ＝ｔａｎ-1（Ｑ’／Ｉ’）- ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）
位相制御回路１０では、計算結果の位相差Δθに基づいて、位相器８で発信器７の搬送波の位相を位相差Δθだけシフトさせる制御信号を出力し、その結果、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差は軽減され、最終的に負帰還増幅器の歪みの補償特性の劣化が軽減される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のデジタル無線通信装置の高周波電力増幅器では、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差を得るためには、４つのＡ／Ｄ変換器が必要になり、それぞれの変換器のタイミングを正確に一致させる必要が有った。さらに、４つのＡ／Ｄ変換器の入力ベースバンド信号ＩとＱ及び帰還ベースバンド信号Ｉ’とＱ’の入力信号から入力ベースバンド信号ＳＡと帰還ベースバンド信号ＳＢの合成ベクトルを演算し、両合成ベクトルの位相差Δθを計算するため演算量が大きく演算素子の回路規模が大きくなり結果的にコストアップになっている。
本発明は、上記した背景に鑑みてなされたもので、簡易な構成の位相制御回路とすることにより性能劣化無く小型で安価な高周波電力増幅器を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するため、本発明では、送信回路の負帰還回路と帰還信号を復調するために用いられる搬送波信号の位相を帰還信号に合わせるための位相手段とを有するデジタル無線通信装置の高周波電力増幅器において、帰還信号が所定値を越えるか否かで２値化する２値化手段と、２値化手段の出力信号とバースト信号の立ち上がりタイミングを示す信号から、入力信号と帰還信号の位相差を推定して位相手段の制御信号を出力する位相制御手段を備えることを特徴とし、送信回路のバースト信号の立ち上がり時に、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号をサンプリングしてＩＱ仮想平面のＩ軸或いはＱ軸における交点を検出し、その検出された交点の正負の順により入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差を推定して位相器の位相制御量を決定している。
即ち、請求項１の発明は、信号発生手段から発生した送信用の搬送波信号を入力信号で変調した変調信号とし、該変調信号を増幅して出力信号とし送信する送信回路と、前記出力信号の一部を帰還信号として分岐させて該帰還信号及び前記搬送波信号で復調して復調帰還信号とし、前記入力信号と前記復調帰還信号の差から補償入力信号を得る前記送信回路の負帰還回路と、前記復調帰還信号に用いられる前記搬送波信号の位相を前記帰還信号に合わせるための位相手段とを有するデジタル無線通信装置の高周波電力増幅器において、前記帰還信号が所定値を越えるか否かで２値化する２値化手段と、前記２値化手段の出力信号とバースト信号の立ち上がりタイミングを示す信号とから、前記入力信号と前記帰還信号との位相差を推定して前記位相手段の制御信号を出力する位相制御手段を備えることを特徴とする。
請求項２の発明は、前記位相制御手段が、前記２値化手段のサンプリングのクロック信号と前記２値化手段の出力信号との論理積を出力するＡＮＤ手段と、前記ＡＮＤ手段の出力信号をバースト信号の立ち上がりタイミングを示す信号まで計数してリセットする計数手段と、前記計数手段の出力と入力信号の位相から期待されるクロック信号との差を得る演算手段と、前記演算手段の演算結果を前記位相手段における位相制御量に変換する変換手段とを備えることを特徴とする。
請求項３の発明は、前記２値化手段における所定値は、ＩＱ仮想平面におけるＱが０（Ｉ軸）又はＩが０（Ｑ軸）の値であることを特徴とする。
請求項４の発明は、前記バースト信号の立ち上がりタイミングを示す信号が、ＩＱ仮想平面におけるＩ又はＱの信号が立ち上がる期間のクロック信号の数であることを特徴とする。
請求項５の発明は、前記位相制御手段は、前記入力信号と前記帰還信号の位相差を、ＩＱ仮想平面における少なくとも前記帰還信号の立ち上がり時に、該信号がＩ軸又はＱ軸と交差するタイミングの差に置き換えて検出することを特徴とする。
請求項６の発明は、前記位相制御手段における前記信号がＩ軸又はＱ軸と交差するタイミングの検出は、信号のＩ又はＱが正から負に変わるか逆に負から正に変わることで検出することを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明のデジタル無線通信装置の高周波電力増幅器を図を用いて説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示すブロック図である。
図１において、従来技術の図１０と同じ機能を示すものには同じ番号を付与している。具体的には、送信系及び負帰還系の端子１５と端子１６、減算器１と減算器２、直交変調器３、電力増幅器４、アンテナ５、減衰器６、発信器７、位相器８、及び、直交復調器９については従来技術の図１０と同様であるのでここでは説明を省略する。
従来技術の図１０が本発明の図１で特に異なる点としては、従来技術の図１０では、位相制御回路１０に入力する信号は、入力ベースバンド信号のＩとＱの双方と帰還ベースバンド信号のＩ’とＱ’の双方を各々独自のＡ／ＤコンバータでＡ／Ｄ変換した信号であり、位相制御回路１０では、その４信号から入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差を検出して位相制御信号を位相器８に送出していた点が挙げられる。
一方、本発明の図１の位相制御回路１８の入力する信号は、帰還ベースバンド信号のＩ’のゼロクロスコンパレータ１７で検出された２値化信号Ｉ’ｚと、バースト立ち上がりのタイミング信号ＴＵ、及び、サンプルクロックＣＬＫであり、それらの信号から入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差を推定して位相制御信号を位相器８に送出するものである。  尚、位相制御回路１８へ入力する２値化信号は、本実施形態では２値化信号Ｉ’ｚとしたが、帰還ベースバンド信号のＩ’かＱ’の少なくともどちらか一方（又は両方）の信号をゼロクロスコンパレータで検出した２値化信号として用いることができる。
【０００８】
ゼロクロスコンパレータ１７は、直交復調器９で復調された帰還ベースバンド信号ＳＢのＩ’信号（又はＱ’信号）が入力されて、その信号がＩＱ仮想平面のＩ軸（又はＱ軸）と交差する（ゼロクロスする）点を検出して、その交差点がＩ軸（又はＱ軸）における正負の違いの２値化信号Ｉ’ｚ（又はＱ’ｚ）を出力する。
位相制御回路１８は、前記２値化信号Ｉ’ｚ  、後述するバースト立ち上がりタイミング信号ＴＵ、及び、サンプルクロックＣＬＫが入力されて、入力ベースバンド信号ＳＡと帰還ベースバンド信号ＳＢの立ち上がり時における位相差Δθを推定して、その位相差に従って位相器８への位相制御出力を行うものである。ここで、本発明の基本的な概念であるＩＱ仮想平面における入力と帰還ベースバンド信号の立ち上がり時の位相差の検出について説明する。
【０００９】
図２は、ＩＱ仮想平面での入力或いは帰還のどちらかのベースバンド信号が立ち上がり時にＱ軸と交差する（ゼロクロスする）点での位相差の検出範囲を示す図である。
ＩＱ仮想平面においてバースト信号の立ち上がり信号は、立ち上がり信号ＬＳ１のように表される。この立ち上がり信号ＬＳ１が入力ベースバンド信号の立ち上がり時のものであるとすると、理想的な帰還ベースバンド信号の立ち上がり信号は、この立ち上がり信号ＬＳ１と位相差が０°で立ち上がり信号ＬＳ１と同一の軌跡となる信号である。ところが、実際の帰還ベースバンド信号は前述した電力増幅器の周波数特性等で位相が遅延するので、例えば、図２の立ち上がり信号ＬＳ２のように表される。
言い換えれば、この立ち上がり信号ＬＳ２は、立ち上がり信号ＬＳ１が入力ベースバンド信号の立ち上がり時である場合の、位相差が９０°遅れた場合の帰還ベースバンド信号を表していると言える。
ＩＱ仮想平面のＱ軸の正側で、入力ベースバンド信号の立ち上がり時の位相と帰還ベースバンド信号の立ち上がり時の位相を検出できるのは、入力と帰還の双方のベースバンド信号が立ち上がり時にＱ軸の正側と交差（ゼロクロス）することが必要になるので、双方のベースバンド信号の立ち上がり時が図２の立ち上がり信号ＬＳ２と立ち上がり信号ＬＳ３の間であれば、その位相差が検出可能ということになる。この場合の立ち上がり信号ＬＳ２は、Ｑ軸の正側と交差するのが、立ち上がり時から送信電力が一定になる直前の立ち上がり信号の軌跡であり、立ち上がり信号ＬＳ３は、Ｑ軸の正側と立ち上がり時に交差しなくなる直前の立ち上がり信号の軌跡を表している。
ＩＱ仮想平面のＱ軸の正側と負側、及びＩ軸の正側と負側で上記のように立ち上がり信号の位相差を検出することで、ＩＱ仮想平面のほぼ全面での位相差の検出が可能になる。
【００１０】
図３は、上記のバースト信号の立ち上がり信号の位相差を検出する様々な場合を説明する図である。
図３（ａ）は、図２と同様な立ち上がり信号がＩＱ仮想平面のＱ軸の正側を通過する場合で、この場合にはＩの値（２値化信号Ｉ’ｚ  ）が正から負に変わるタイミングを検出することで位相差を検出することになる。
図３（ｂ）は、立ち上がり信号がＩＱ仮想平面のＱ軸の負側を通過する場合で、この場合にはＩの値（２値化信号Ｉ’ｚ  ）が負から正に変わるタイミングを検出することで位相差を検出することになる。
図３（ｃ）は、立ち上がり信号がＩＱ仮想平面のＩ軸の負側を通過する場合で、この場合にはＱの値（２値化信号Ｑ’ｚ  ）が正から負に変わるタイミングを検出することで位相差を検出することになる。
図３（ｄ）は、立ち上がり信号がＩＱ仮想平面のＩ軸の正側を通過する場合で、この場合にはＱの値（２値化信号Ｑ’ｚ  ）が負から正に変わるタイミングを検出することで位相差を検出することになる。
【００１１】
図４は、送信時の入力ベースバンド信号のバースト信号の立ち上がりのタイミングを示す図である。
図４（ａ）は、バースト信号の立ち上がり期間のタイミング信号を表すタイミングチャートである。
バースト信号は、送信期間ＴＸＴの時間出力されると、そのバースト信号の立ち上がり時に立ち上がり期間ＢＬが発生する。この立ち上がり期間ＢＬを後述する立ち上がり信号発生装置で検出してバースト信号の立ち上がりのタイミング信号ＴＵを得る。
図４（ｂ）は、ＩＱ仮想平面における入力ベースバンド信号のバースト信号の立ち上がり期間の信号軌跡を表す図である。
バースト信号の立ち上がり時には、ＩＢ１、ＩＢ２、ＩＢ３、ＩＢ４のような反時計回りに立ち上がり期間の信号ベクトルが連続して推移していき、図４（ａ）における送信期間ＴＸＴが立ち上がった後の安定した値の送信電力を示す点線の円の値まで信号ベクトルが達すると立ち上がり期間が終了する。
【００１２】
図５は、ＩＱ仮想平面における帰還ベースバンド信号の立ち上がり期間の信号ベクトルの軌跡を表す図である。
帰還ベースバンド信号信号の立ち上がり時には、ＦＢ１、ＦＢ２、ＦＢ３、ＦＢ４、ＦＢ５のような反時計回りに立ち上がり期間の信号ベクトルが連続して推移していき、立ち上がった後の安定した値を示す点線の円の値まで信号ベクトルが達すると立ち上がり期間が終了する。
図４（ｂ）と図５の位相差が、求めようとしている位相差Δθであり、本願では、その位相差を信号ベクトルがＱ軸と交差するタイミングの違いから推定して求めている。
図６は、図１の位相制御回路１８の一実施形態を示すブロック図である。
ＡＮＤ回路２１では、サンプリングのためのクロック信号ＣＬＫとゼロクロスコンパレータ１７からの２値化された出力の信号Ｉ’ｚが入力され、両信号のＡＮＤ条件が満たされる場合に信号を出力する。
カウンタ２２は、前記ＡＮＤ回路２１の出力信号と図４（ａ）に示したバースト信号の立ち上がりのタイミング信号ＴＵを入力するカウンタであり、タイミング信号ＴＵでリセットされた後に、前記ＡＮＤ回路２１の出力をカウントする。
前記ＡＮＤ回路２１の出力信号は、前記クロック信号ＣＬＫと信号Ｉ’ｚがＡＮＤ条件で出力される信号であるので、信号Ｉ’ｚが正である間のクロック信号ＣＬＫのクロックパルス数がカウンタ２２でカウントされた結果の出力値Ｋが出力される。
減算器２３では、カウンタ２２の出力値Ｋと、予め求められた入力ベースバンド信号の立ち上がり信号ベクトルの位相軌跡がＱ軸と交差するタイミングを示すサンプリングのクロックパルス数Ｄが入力され、そのＫからＤを減算した値が出力される。
重みづけ回路２４では、減算器２３の出力から入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差を推定し、その位相差に応じて重みづけ（×α）を行い位相制御量Ｐを得て、位相器８に位相制御量Ｐを出力する。
上記位相制御回路１８で、カウンタ２２の出力値Ｋは、入力ベースバンド信号のバースト信号でリセットされてから帰還ベースバンド信号の信号ベクトルがＱ軸と交差するまでのタイミングを示し、入力ベースバンド信号の立ち上がりのタイミングは後述するＩＱ信号発生器等から予め求めることができるので、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相差Δθを求めることができる。
【００１３】
図７は、図６の位相制御回路１８の各入力とカウンタ２２の出力Ｋの値の変化を表すタイミングチャートである。
バースト信号の立ち上がりのタイミング信号ＴＵがオンされると、ゼロクロスコンパレータ１７の出力信号Ｉ’ｚもオンされ、ＡＮＤ回路２１へ入力されて、サンプリングのクロックパルスがカウンタ２２でカウントされ始める。
帰還ベースバンド信号がＱ軸と交差してＩの値が正から負になるとゼロクロスコンパレータ１７の出力信号Ｉ’ｚがオフになりＡＮＤ回路２１の出力も無くなるのでカウンタ２２でのクロックパルスのカウントが中止されその中止された時のカウンタの値Ｋがカウンタ２２から減算器２３へ出力される。
バースト信号の立ち上がりのタイミング信号ＴＵがオフになると、カウンタ２２のカウンタの値Ｋがリセットされ、次のバースト立ち上がりのタイミング信号ＴＵがオンされるまではカウンタの値は０になる。
【００１４】
図８は、バースト信号の立ち上がりのタイミング信号ＴＵの発生装置の一実施形態を示すブロック図である。
ＩＱ信号発生器３１では、デジタル無線通信装置の送信データ信号ＴＤとサンプリングのクロック信号ＣＬＫ、及び、バースト信号のタイミングＢＴが入力され、入力された送信データ信号ＴＤとクロック信号ＣＬＫに基づいてＩ、Ｑ信号が発生され、タイミングＢＴで送信するバーストのタイミングが決定される。
タイミング信号発生装置３２では、サンプリングのクロック信号ＣＬＫとバースト信号のタイミングＢＴが入力され、  ＩＱ信号発生器３１における遅延時間と同等時間だけ遅延され、ＩＱ信号発生器３１におけるバースト信号のＩ、Ｑ信号が立ち上がる処理と同等時間だけカウントされたクロック信号ＣＬＫが、バースト信号の立ち上がりのタイミング信号ＴＵとして出力される。
遅延素子４１では、バースト信号のタイミングＢＴをＩＱ信号発生器３１の遅延時間τだけ遅延させて出力する。
遅延素子４２では、サンプリングのクロック信号ＣＬＫをＩＱ信号発生器３１の遅延時間τだけ遅延させて出力する。
カウンタ４３は、遅延素子４２から出力されたクロック信号ＣＬＫをカウントする。
フリップフロップ４４は、遅延素子４１からのバースト信号のタイミングＢＴの入力によりセットされてタイミング信号ＴＵの出力を開始し、カウンタ４３からのＩＱ信号発生器３１におけるバースト信号のＩ、Ｑ信号が立ち上がる処理と同等時間だけカウントされたクロック信号ＣＬＫが入力されるとリセットされてタイミング信号ＴＵの出力を中止し、再度、遅延素子４１からのバースト信号のタイミングＢＴの入力されるまでタイミング信号ＴＵの出力は行わない。
【００１５】
図９は、図８のタイミング信号ＴＵの発生装置の一実施形態に入出力される各信号のタイミングチャートである。
サンプリングのクロックＣＬＫは、コンスタントにクロックパルスとしてＩＱ信号発生器３１とタイミング信号発生装置３２に入力され、送信データＴＤとバースト信号のタイミングＢＴが同じタイミングでＩＱ信号発生器３１とタイミング信号発生装置３２に入力される。
ＩＱ信号発生器３１からのＩ、Ｑ信号は遅延時間τだけ遅延されて出力を開始し、その際にクロックＣＬＫで数パルス分の立ち上がり期間が発生する。例えば、ＩＱ信号発生器３１からのＩ、Ｑ信号の発生時の立ち上がり期間が６パルスのクロック数（データ６ビット分）とすると、タイミング信号ＴＵも６パルスのクロック数の期間だけ出力される。
従って、タイミング信号発生装置３２から出力されるタイミング信号ＴＵは、遅延時間τだけ遅延されたＩ、Ｑ信号の立ち上がり期間として出力される。
上記のように構成することで、従来は入力ベースバンド信号と出力からの帰還ベースバンド信号のそれぞれのＩ、Ｑ信号をＡ／Ｄ変換して多大な演算を行って位相制御を行っていたことが、簡単な構成で且つ少ない演算量でできることになる。
尚、本実施形態では、位相制御回路１８に入力する信号にタイミング信号ＴＵとしてタイミング信号発生装置３２から出力されるタイミング信号を用いたが、従来技術と同様に入力ベースバンド信号Ｉ、Ｑからタイミング信号ＴＵを得て本発明を実施することもできる。
又、本実施形態では、ＩＱ仮想平面でＱ軸の正側と帰還ベースバンド信号が交差するタイミングを主体に記述したが、ＩＱ仮想平面でＱ軸の負側、或いは、Ｉ軸の正側や負側においても、上記と同様な構成や方法を用いて各軸をベースバンド信号が交差するタイミングを検出することで、入力ベースバンドと帰還ベースバンドの位相差を推定して位相制御量Ｐを得ることができる。
【００１６】
【発明の効果】
以上のように本発明に係る高周波電力増幅装置では、性能を劣化させることなく、従来に比べて位相制御回路を簡単な構成にでき、且つ演算量が少なくなり、従って、小型で安価な高周波増幅回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】ＩＱ仮想平面での入力或いは帰還のどちらかのベースバンド信号が立ち上がり時にＱ軸と交差する（ゼロクロスする）点での位相差の検出範囲を示す図である。
【図３】（ａ）乃至（ｄ）は上記のバースト信号の立ち上がり信号の位相差を検出する様々な場合を説明する図である。
【図４】（ａ）はバースト信号の立ち上がり期間のタイミング信号を表すタイミングチャートであり、（ｂ）はＩＱ仮想平面における入力ベースバンド信号のバースト信号の立ち上がり期間の信号軌跡を表す図である。
【図５】ＩＱ仮想平面における帰還ベースバンド信号の立ち上がり期間の信号ベクトルの軌跡を表す図である。
【図６】図１の位相制御回路１８の一実施形態を示すブロック図である。
【図７】図６の位相制御回路１８の各入力とカウンタ２２の出力Ｋの値の変化を表すタイミングチャートである。
【図８】バースト信号の立ち上がりのタイミング信号ＴＵの発生装置の一実施形態を示すブロック図である。
【図９】図８のタイミング信号ＴＵの発生装置の一実施形態に入出力される各信号のタイミングチャートである。
【図１０】従来のカーティシャンループ型の負帰還増幅装置の構成の一例を説明するブロック図である。
【図１１】ＩＱ仮想平面上に入力ベースバンド信号ＳＡに対して帰還ベースバンド信号ＳＢが遅延したことにより位相差Δθを有する場合を示す図である。
【符号の説明】
１  、２、２３・・・減算器、  ３・・・直交変調器、  ４・・・電力増幅器、  ５・・・アンテナ、  ６・・・減衰器、  ７・・・発振器、  ８・・・位相器、  ９・・・直交復調器、  １０、１８・・・位相制御回路、  １１、１２、１３、１４・・・Ａ／Ｄ変換器、  １５、１６・・・端子、  １７・・・２値化回路、２１・・・ＡＮＤ回路、  ２２、４３・・・カウンタ、  ２４・・・重みづけ回路、  ３１・・・ＩＱ信号発生器、  ３２・・・タイミング信号発生装置、  ４１、４２・・・遅延素子、  ４４・・・フリップフロップ
【図１】
0003865335.tif 000002
【図２】
0003865335.tif 000003
【図３】
0003865335.tif 000004
【図４】
0003865335.tif 000005
【図５】
0003865335.tif 000006
【図６】
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【図７】
0003865335.tif 000008
【図８】
0003865335.tif 000009
【図９】
0003865335.tif 000010
【図１０】
0003865335.tif 000011
【図１１】
0003865335.tif 000012