(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
全波駆動及び半波駆動の駆動電流を切替出力するモータ駆動回路であって、
モータへの出力端にモータ駆動電流を出力するソース側出力トランジスタと、
このソース側出力トランジスタのエミッタベース間を接続する抵抗と、
電源側の端子に前記出力端の電圧に応じて決定される前記出力トランジスタのベースに近い電圧を受け、ベースに電源電圧に応じて設定される電圧を受け、該電源電圧に応じて設定される電圧と前記出力端の電圧とを比較して前記ソース側出力トランジスタの飽和時にオンしてグランド側へ電流を流すことで、出力トランジスタの飽和を検出する飽和検出トランジスタと、
この飽和検出トランジスタのグランド側の端子に接続され、半波駆動時において、前記飽和検出トランジスタに流れる電流を遮断する電流遮断トランジスタと、
前記飽和検出トランジスタの前記電流遮断トランジスタに接続される側の電圧を電源電圧に近い電圧に維持する電圧維持手段と、
を有し、
半波駆動時において、前記飽和検出トランジスタに流れる電流を遮断したときに、前記飽和検出トランジスタに印加される電圧を所定以下に保持することを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動回路であって、
前記電圧維持手段は、
前記飽和検出トランジスタの前記電流遮断トランジスタに接続される側を電源に接続する抵抗を含むことを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項３】
全波駆動及び半波駆動の駆動電流を切替出力するモータ駆動回路であって、
エミッタが出力端に接続され、出力端にモータ駆動電流を出力するソース側出力トランジスタと、
このソース側出力トランジスタのエミッタベース間を接続する抵抗と、
電源側の端子に前記出力端の電圧に応じて決定される前記出力トランジスタのベースに近い電圧を受け、自己のベースに供給される信号に応じた電流を前記出力トランジスタのベース電流として供給する電流制御トランジスタと、
この電流制御トランジスタのグランド側に接続され、半波駆動時において、前記電流制御トランジスタに流れる電流を遮断する電流遮断トランジスタと、
前記電流制御トランジスタ上流側に設けられ、前記電流制御トランジスタの上流側の電圧を電源電圧に近い電圧に維持する電圧維持手段と、
を有し、
半波駆動時において、前記電流制御トランジスタに流れる電流を遮断したときに、前記電流制御トランジスタに印加される電圧を所定以下に保持することを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項４】
請求項３に記載のモータ駆動回路であって、
前記電圧維持手段は、
電源に接続されたダイオード接続され一定の電圧降下を有するトランジスタと、
このダイオード接続されたトランジスタに接続され、このトランジスタに流れる電流をグランドに流す抵抗と、
このトランジスタと抵抗の接続点がベースに接続され、前記電流制御トランジスタの上流側の電圧を電源電圧に近い電圧に保持する電圧調整トランジスタと、
を有することを特徴とするモータ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、全波駆動及び半波駆動の駆動電流を切替出力するモータ駆動回路、特に半波駆動時出力端電圧上昇への対策に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、モータの駆動電流を制御するＩＣが各種利用されている。このＩＣでは、複数のスイッチングトランジスタを有し、このオンオフによって、所定の駆動電流をモータに供給してモータを駆動する。例えば、駆動するモータが三相のモータであれば、駆動回路は、電源とアース間に直列接続された２つのスイッチングトランジスタ（ソース側及びシンク側のスイッチングトランジスタ）からなるアームを３つ有し、各アームの中間点をモータの各相モータコイルに接続する。そして、異なるアームにおけるソース側スイッチングトランジスタとシンク側トランジスタを順次オンすることによって、各相のモータコイルに順次駆動電流を流し、モータを回転させる。このような駆動方法を全波駆動という。
【０００３】
ここで、この方式では、モータの最大回転数は、モータで発生する逆起電力と駆動回路の電源電圧とで決定される。すなわち、逆起電力が電源電圧に等しくなるとそれ以上の電流がモータコイルに供給できなくなり、この回転数が最大回転数になる。
【０００４】
一方、電源電圧をそのままとして、モータの最大回転数を上昇させる方法として半波駆動がある。この半波駆動では、モータコイルの中点を電源に接続する。そして、ソース側のスイッチングトランジスタを常時オフとし、シンク側のスイッチングトランジスタのみ順次オンする。これによって、モータコイルの中点からモータコイルの半分に電流が順次流れる。従って、モータコイルの各端部に発生する逆起電力は、電源電圧を中心として０〜電源電圧の２倍の電圧の間でふれることになり、理論的に最大回転数が２倍になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このように、半波駆動を利用することによって、電源電圧を低くしたまま、モータの最大回転数を上昇することができる。しかし、半波駆動を行った場合には、逆起電力が電源電圧の２倍にもなる。従って、モータ駆動回路の出力端においては、電源電圧の２倍の電圧が現れる。一方、通常の回路において、電源電圧が最大電圧であることを前提としている。従って、このモータ駆動回路において、電源電圧の２倍の電圧が現れると、耐圧が不足し、トランジスタなどの素子が破壊される可能性がある。
【０００６】
本発明は、半波駆動の際の半波駆動による耐圧不足を解消できるモータ駆動回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、半波駆動の駆動電流を切替出力するモータ駆動回路であって、ソース側の出力トランジスタのエミッタベース間を接続する抵抗と、上記出力トランジスタのベースに近い電圧を一端側に受け、半波駆動時に電流が遮断されるトランジスタと、このトランジスタの他端を電源電圧に近い電圧に維持する電圧維持手段と、を有し、半波駆動時において、上記トランジスタに印加される電圧を所定以下に保持することを特徴とする。
【０００８】
半波駆動時には、モータに発生する逆起電圧は、電源電圧より高くなる。従って、モータの逆起電力を一端に受けるトランジスタの中には、大きな電圧が印加され大きな耐圧が要求される場合もある。本発明では、このようなトランジスタの他端の電圧を電源電圧に維持することで、トランジスタに印加される電圧を小さくして耐圧を大きくせずに破壊を防止する。
【０００９】
また、本発明は、上記トランジスタは、電源電圧と前記モータへの出力端の電圧を比較してモータ駆動電流を出力する出力トランジスタの飽和を検出する飽和検出トランジスタであることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明は、上記トランジスタは、上記出力トランジスタのベース電流を決定するトランジスタであることを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００１２】
「第１実施形態」
図１は、第１実施形態の回路を示す図である。エミッタが電源に接続されたＰＮＰトランジスタＱ１２のコレクタは、プリドライブ回路に接続されており、このプリドライブ電流が、ＰＮＰトランジスタＱ１２に流れる。このトランジスタＱ１２のベース、コレクタ間は短絡されており、またベースはエミッタが電源（電源電圧Ｖｓ：例えば１２Ｖ）に接続されたＰＮＰトランジスタＱ１４のベースに接続されている。従って、トランジスタＱ１２とＱ１４はカレントミラーを構成し、トランジスタＱ１２に流れる電流と同一の電流がトランジスタＱ１４に流れる。トランジスタＱ１４のコレクタは、コレクタが電源に接続されたＮＰＮ型の出力トランジスタＱ１６のベースに接続されている。従って、トランジスタＱ１４に流れるプリドライブ電流が出力トランジスタＱ１６にベース電流として供給され、プリドライブ電流に応じたモータ駆動電流が出力端ＯＵＴに得られる。また、出力トランジスタＱ１６のエミッタ、ベース間には、Ｅ−Ｂ抵抗Ｒ１６が設けられている。これによって、出力端ＯＵＴの電圧が上昇した際において、ベース側の電圧を上昇することで、出力トランジスタＱ１６を保護している。
【００１３】
また、トランジスタＱ１４のコレクタには、ＰＮＰ型の飽和検出トランジスタＱ１８のエミッタが接続されている。そして、この飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタは、ＰＮＰ型トランジスタＱ２０を介し、ＮＰＮトランジスタＱ２２のベースに接続されている。このトランジスタＱ２２のエミッタはグランドに接続され、コレクタは帰還アンプＡ１０に接続されている。従って、飽和検出トランジスタＱ１８がオンして、ここに電流が流れると、この電流によって、トランジスタＱ２２がオンする。帰還アンプＡ１０は、トランジスタＱ２２のオンにより、出力トランジスタＱ１６の飽和を検出し、帰還出力を制御して飽和防止を図る。なお、トランジスタＱ２０については後述する。
【００１４】
さらに、エミッタが電源に接続され、コレクタベース間が短絡されたＰＮＰトランジスタＱ２８が設けられている。このトランジスタＱ２８のコレクタは抵抗Ｒ１０、定電流源ＣＣ１０を介し、グランドに接続されている。従って、抵抗Ｒ１０の上流側は、電源電圧Ｖｓより１ＶBEだけ低い電圧になり、抵抗Ｒ１０の下流側は、この抵抗Ｒ１０の抵抗値と定電流源ＣＣ１０の定電流量の積の電圧だけさらに低い電圧になる。
【００１５】
この抵抗Ｒ１０の下流側が、飽和検出トランジスタＱ１８のベースに接続されている。飽和検出トランジスタＱ１８のベースは、基本的に出力端ＯＵＴと同一の電圧である。従って、飽和検出トランジスタＱ１８は、出力端ＯＵＴの電圧がＱ１８のベースの電圧より高くなったときにオンする。従って、出力端ＯＵＴの電圧が、電源電圧Ｖｓから１ＶBE分引き、さらに抵抗Ｒ１０での電圧降下分引いた電圧より高くなったときに、飽和検出トランジスタＱ１８がオンする。そこで、この抵抗Ｒ１０の抵抗値の設定により、飽和検出電圧を所望の値に設定することができる。
【００１６】
このようにして、全波駆動の際に、出力端ＯＵＴの電圧が出力トランジスタＱ１６が飽和する電圧にまで上昇した場合には、飽和検出トランジスタＱ１８がオンになる。これによって、トランジスタＱ２２がオンし、帰還アンプＡ１０がモータ駆動電流を抑え、出力トランジスタＱ１６の飽和状態を解消する。なお、このような回路は、各相の出力トランジスタについてそれぞれ設けられる。
【００１７】
このような回路において、全波駆動のみを行っている場合は問題ないが、半波駆動を行うと、飽和検出トランジスタＱ１８において、耐圧が不足し、これが破壊されるおそれがある。まず、半波駆動の場合には、出力端ＯＵＴの電圧は、全波駆動の２倍になるため、飽和検出トランジスタＱ１８のオンに伴うトランジスタＱ２２のオンを禁止する必要がある。そこで、トランジスタＱ２２をオンしないようにするが、こうするとトランジスタＱ２２のベースはほぼグランド電位になる。この場合において、飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタがトランジスタＱ２２のベースに直接接続されていると、飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタはほぼグランド電位になり、エミッタが２Ｖｓ近い電圧になり、飽和検出トランジスタＱ１８に大きな逆電圧が印加される。
【００１８】
そこで、本実施形態においては、トランジスタＱ２０を飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタとトランジスタＱ２２の間に挿入する。すなわち、飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタにトランジスタＱ２０のエミッタを接続し、トランジスタＱ２０のコレクタをトランジスタＱ２２のベースに接続する。そして、飽和検出トランジスタＱ１８、Ｑ２０のコレクタは抵抗Ｒ１２、Ｒ１４を電源に接続されている。また、トランジスタＱ２０のベースは、ＮＰＮトランジスタＱ２４のベースに接続されており、このトランジスタＱ２４のコレクタ及びベースは、抵抗Ｒ１２とＲ１４の中間点に接続されている。さらに、トランジスタＱ２４のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＱ２６のコレクタに接続され、トランジスタＱ２６のエミッタがグランドに接続されている。トランジスタＱ２６のベースには、全波／半波切替信号が入力されている。
【００１９】
全波／半波切替信号は全波駆動時にＨであり、このＨによってトランジスタＱ２６がオンになる。そこで、全波駆動時には、トランジスタＱ２４、Ｒ１４に電流が流れ、トランジスタＱ２４のコレクタは抵抗Ｒ１４に応じて所定の電圧になる。飽和検出トランジスタＱ１８がオフの場合には、トランジスタＱ２０、Ｑ２２ともオフになっている。そして、飽和検出トランジスタＱ１８がオンになると、抵抗Ｒ１２によってトランジスタＱ２０のベース電圧がそのコレクタ電圧より所定値下がり、トランジスタＱ２０がオンになり、トランジスタＱ２２もオンになる。
【００２０】
一方、半波時には、全波／半波切替信号はＬとなり、トランジスタＱ２６は、オフする。従って、トランジスタＱ２４、Ｑ２０もオフとなる。従って、抵抗Ｒ１２、Ｒ１４を介し電源に接続された飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタは、電源電圧Ｖｓに固定される。従って、飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタエミッタ間電圧は、最大でもＶｓに維持される。従って、飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタエミッタ間の逆電圧がＶｓの２倍に近い電圧になることを防止でき、飽和検出トランジスタＱ１８の耐圧を通常の電源電圧Ｖｓを考慮したものとしても問題がなくなる。
【００２１】
以上のように、本実施形態によれば、半波駆動時における飽和検出トランジスタＱ１８のコレクタの電圧を電源電圧Ｖｓに固定するため、半波駆動時における飽和検出トランジスタＱ１８に印加される逆電圧を電源電圧Ｖｓ以下に抑えることができ、飽和検出トランジスタＱ１８の破壊を有効に防止することができる。
【００２２】
「第２実施形態」
図２は、第２実施形態の構成を示す図である。定電流トランジスタＱ３０は、エミッタがグランドに接続されたＮＰＮ型トランジスタであり、ベースに所定の電圧を受け、一定電流を流す。この定電流トランジスタＱ３０のコレクタには、３つの相の出力電流をそれぞれ決定するためのプリドライブ電流を出力するためのＮＰＮ型のドライブトランジスタＱ３２、Ｑ３４、Ｑ３６のエミッタが、接続されている。図においては、トランジスタＱ３２の相に関する回路のみを示し、これについてのみ説明する。他の相についても回路は同様である。
【００２３】
トランジスタＱ３２のコレクタは、後述するＮＰＮ型のトランジスタＱ３８を介しＰＮＰ型トランジスタＱ４０のコレクタに接続されている。このトランジスタＱ４０のエミッタは電源に接続されており、コレクタベース間は短絡されている。トランジスタＱ４０のベースは、ＰＮＰ型トランジスタＱ４２のベースに接続されている。従って、トランジスタＱ４０、Ｑ４２はカレントミラーを構成する。トランジスタＱ４２のエミッタは電源に接続されており、コレクタは、出力トランジスタＱ４４のベースに接続されている。出力トランジスタＱ４４のコレクタは電源に接続されており、エミッタは出力端ＯＵＴに接続されている。また、出力トランジスタＱ４４のエミッタベース間には、Ｅ−Ｂ抵抗Ｒ２０が設けられている。
【００２４】
この回路において、トランジスタＱ３２のベースに所定の三差動駆動信号が供給されると、これに応じた電流がトランジスタＱ３２に流れ、これがトランジスタＱ４０、Ｑ４２を介し、出力トランジスタＱ４４のベース電流となり、これに応じた電流が出力端ＯＵＴから出力される。なお、３つのトランジスタＱ３２、Ｑ３４、Ｑ３６に供給される三差動駆動信号は、位相が互いに１２０°異なる信号である。
【００２５】
このような回路において、全波駆動時は、定電流トランジスタＱ３０はオンされ、サーボ信号に伴う電流を流しており、トランジスタＱ３２、Ｑ３４、Ｑ３６が順次オンし、トランジスタＱ３２に流れるドライブ電流に応じて出力トランジスタＱ４４からモータ駆動電流が出力される。
【００２６】
一方、半波駆動時には、ソース側の出力トランジスタＱ４４を、オフする。このために、定電流トランジスタＱ３０はオフされ、トランジスタＱ３２、Ｑ３４、Ｑ３６がオフされ、トランジスタＱ４０、Ｑ４２がオフされて、Ｑ４４がオフされる。ここで、半波駆動時には、出力端ＯＵＴの電圧は、電源電圧Ｖｓの約２倍にまで上昇する。従って、トランジスタＱ４０の下流側も、ほぼ同一の電圧（２Ｖｓ）にまで上昇する。従って、トランジスタＱ３８がないと、トランジスタＱ３２のコレクタも同じ電圧となる。一方、定電流トランジスタＱ３０は半波駆動時にオフされており、このコレクタ側電圧もグランドに近い電圧、例えば２Ｖ程度になっている。従って、トランジスタＱ３２のコレクタエミッタ間には大きな電圧がかかり、そのままでは破壊のおそれがある。
【００２７】
そこで、本実施形態では、トランジスタＱ４０のコレクタのトランジスタＱ３２のコレクタの間にＮＰＮ型トランジスタＱ３８を挿入配置している。このトランジスタＱ３８のベースは、トランジスタＱ４６のエミッタと抵抗Ｒ２２の接続点に接続されている。トランジスタＱ４６は、コレクタ及びベースが電源に接続されており、抵抗Ｒ２２の他端は、グランドに接続されている。従って、トランジスタＱ４６のエミッタは、電源電圧Ｖｓより１ＶBEだけ低い電圧になっている。
【００２８】
このため、トランジスタＱ３８のベースは、ほぼ電源電圧Ｖｓ（電源電圧Ｖｓより１ＶBE低い電圧）に固定される。従って、トランジスタＱ３２のコレクタ側電圧もほぼ電源電圧Ｖｓに固定されることになり、トランジスタＱ３２のコレクタエミッタ間に印加される逆電圧を減少することができ、このトランジスタＱ３２の耐圧を電源電圧Ｖｓに応じたものにしても、これが破壊されることを防止することができる。
【００２９】
なお、トランジスタＱ４８、Ｑ５０は、トランジスタＱ３８と同様の機能を達成するもので、半波駆動時におけるトランジスタＱ３４、Ｑ３６のコレクタ電位をほぼ電源電圧Ｖｓに維持する。また、本実施形態におけるトランジスタＱ４０、Ｑ４２、Ｑ４４が第１実施形態におけるトランジスタＱ１２、Ｑ１４、Ｑ１６に対応し、抵抗Ｒ２０が第１実施形態の抵抗Ｒ１６に対応する。
【００３０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、半波駆動時において、出力電圧に近い電圧を一端側に受けるトランジスタの他端側を電源電圧に近い電圧に維持することで、トランジスタに印加される逆電圧を小さくして、保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  第１実施形態の回路の構成を示す図である。
【図２】  第２実施形態の回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
Ｑ１６  出力トランジスタ、Ｑ１８  飽和検出トランジスタ。
【図１】
0003987631.tif 000002
【図２】
0003987631.tif 000003