(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数信号のための入力と、前記無線周波数信号を中間周波数に変換し、かつ前記中間周波信号の同位相および直交位相バージョンを生成するための直交位相ダウンーコンバージョン手段と、フィルタ処理された同位相および直交位相信号を提供するために前記同位相および直交位相信号に作用する複素フィルタリング手段と、前記同位相および直交位相信号の1つのみをデジタル化するためのAD変換手段と、前記デジタル化された信号にデジタル信号処理を行うための手段と、デジタルの同位相および直交位相信号を生成するために前記処理された信号に作用する信号生成手段とを有する、受信機。
【請求項２】
前記複素フィルタリング手段が、受動多相(polyphase)フィルタを有することを特徴とする、請求項1に記載の受信機。
【請求項３】
前記AD変換手段がシグマ‐デルタADCを有することを特徴とする、請求項1または2に記載の受信機。
【請求項４】
前記AD変換手段が複数の異なるクロック・スピードで動作可能であることを特徴とする、請求項1から3の何れか１つに記載の受信機。
【請求項５】
前記中間周波数が、低またはゼロの何れかとすることができることを特徴とする、請求項1から4の何れか1つに記載の受信機。
【請求項６】
前記無線周波数信号が、セルラ方式通信標準に従い、かつ前記低中間周波数が、前記標準で規定された前記チャネル間隔の半分であることを特徴とする、請求項5に記載の受信機。
【請求項７】
デローテーション(derotation)手段が、前記デジタル同位相および直交位相信号をベースバンドに変換するために設けられていることを特徴とする、請求項1から6の何れか1つに記載の受信機。
【請求項８】
前記信号生成手段が、第1および第2のフィルタを有し、かつ前記フィルタの各々を通過した信号に適用される前記位相シフトが、90°だけ異なることを特徴とする、請求項1から7の何れか1つに記載の受信機。
【請求項９】
前記フィルタが、線形位相特性を有することを特徴とする、請求項8に記載の受信機。
【請求項１０】
デジタル信号処理を行うための前記手段および前記信号生成手段の組合せが、第１および第２のフィルタによって提供されることを特徴とする、請求項１から７のいずれか１つに記載の受信機。
【請求項１１】
請求項１から１０の何れか１つに記載の受信機を有する集積回路
【発明の詳細な説明】
【発明が属する技術分野】
【０００１】
本発明は、特に、GSMおよびUMTSのようなデジタル通信システムに適用される（しかしこれに限定されない）無線受信機と、このような無線受信機を含む集積回路とに関する。
【従来の技術】
【０００２】
ニア・ゼロIF(near-zero-IF)受信機（多相(polyphase)受信機としても知られている）は、GSM(Global System for Mobile communication)およびDECT(Digital Enhanced Cordless Telecommunications)のような無線通信システム用として公知である。このような受信機は、従来のスーパーヘテロダイン(superhet)受信機と同様の性能を提供するが、オフチップ・チャネル・フィルタを必要としないため、集積化するのが極めて容易であるという利点を有する。公知の多相受信機の一具体例は、欧州特許出願第0797292号に開示されている。
【０００３】
公知のゼロIF受信機と比較して、多相受信機は、DCオフセットと二次の相互変調積の生成に関する問題を除去することによって、性能を実質的に向上させている。多相受信機の重要な機能は、複素信号処理が、フロントエンドのダウンコンバータの出力と復調器への入力との間でIF信号に行われるので、所望信号のいかなるイメージも適切に抑制させることが保証されることである。
【０００４】
低IF受信機に関する最近の変形例の場合、AD変換(analogue-to-digital conversion)が、フロントエンドのダウンコンバータの直後に行われる。このことは、チャンネル・フィルタリングをデジタル領域内で完全に行うことを可能にした。このような受信機は、国際特許出願WO00／22735に開示されている。この変更例は、ADC(Analogue-to-Digital Converter)からダイナミックレンジ能力の増加を必要としたが、受信機のチャネル・フィルタ特性をソフトウェアで変化させることを可能とすることにより、フレキシビリティを拡大させた。これによってマルチモード受信機の設計が非常に容易になった。
【０００５】
GSMシステムに使用される公知のこのような受信機の実施例が、図1に示されている。無線信号は、アンテナ102によって受信され、バンドパス・フィルタ104によってフィルタ処理が行われ、そして低ノイズ増幅器106によって増幅される。信号は、次いで、100kHz（GSMチャネル間隔の半分）のIFにおいて同位相(I)および直交位相(Q)の信号を生成するために、第1および第2のミキサ108、110によって、ミキシングされる。これらのミキサには、LO(Local Oscillator)112から、（第1のミキサ108にゼロ位相シフトの信号を提供し、かつ第2のミキサ110に90°位相シフトの信号を提供する）位相シフト・ブロック114を介して、これらのそれぞれのLOポートに信号が供給される。
【０００６】
IおよびQ信号は、ハイパス・フィルタ116によってフィルタ処理が行われ、次いで、それらは、多相バンドパス・ループ・フィルタが組み込まれている複素シグマ‐デルタ(sigma-delta) ADCを有するデジタル化ブロック118に供給される。このようなADCは、WO00／22735に開示されている。デジタル化ブロック118からのIおよびQ出力は、13MHzのビット・レートでシングル・ビットのデジタル信号を有する。多相バンドパス・フィルタリングおよびデシメーション(decimation)・ブロック120は、24分の1にビット・レートを減らすので、このブロックからの出力信号は、541.667kHzのビット・レートで14-ビットの信号を有する。更なるフィルタリングおよびデシメーション・ブロック122により、ベースバンドの信号についてローパス・フィルタリングおよびデローテーション(derotation)処理が行われ、270.833kHzのGSMビット・レートで15-ビットの出力信号が得られる。次いで、この信号は、等化(equqlisation)および復調ブロック(EQ)124によって処理されて、その後、受信機の残り部分のデジタル信号処理回路に出力126として提供される。
【０００７】
この後者の変更例は、マルチモード受信機には好ましいが、（WO00／22735で開示されているシグマ‐デルタ ADCに用いられているような）複素ノイズ・シェーピングを有する複素ADCが必要であることは、必ずしも望ましいことではない。例えば、モードを変える時に、ADCの帯域幅およびそのクロック・スピードを、変更させなければならない場合、複素ADCは、設計がより困難となる。このことは、要求された帯域幅およびクロック・スピードが、変換効率の観点から現時点での最高の技術水準で実現できる限界である場合、特に当てはまる。更なる考察として、1つ以上の受信モードで、IFがゼロにセットされる場合、（それが実際には低IF受信機にとってのみ望ましいので）複素ADCの必要性は実質的に減少する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の目的は、したがって、IFがゼロであるか否かにかかわらず、全ての受信モードに対して非複素 ADCの効率的な利用が可能である受信機を提供することである。
【０００９】
本発明によると、無線周波数信号のための入力と、無線周波数信号を中間周波数に変換し、かつ中間周波信号の同位相および直交位相バージョンを生成するための直交位相ダウン-コンバージョン(conversion)手段と、フィルタ処理された同位相および直交位相信号を提供するために同位相および直交位相信号に作用するための複素フィルタリング手段と、同位相および直交位相信号の1つだけをデジタル化するためのAD変換手段と、デジタル化された信号にデジタル信号処理を行うための手段と、デジタルの同位相および直交位相信号を生成するために処理された信号に作用するための信号生成手段とを有する、受信機が、提供される。
【００１０】
同位相および直交位相IF信号の1つのみを量子化することによって、複素（または多相）ADCおよび複素チャネル・フィルタが、不必要となる。このことにより、消費電力をかなり削減することが可能となる。このような受信機は、特に、1つのモードが低IFを使用し、かつ別のモードがゼロIFを使用しているような、マルチモード動作に適している。何故ならば、クロック・スピードおよびノイズ・シェーピング・プロファイルが異なる範囲で動作する非複素ADCの設計が、それらの複素等価物の設計よりはるかにシンプルであるからである。
【００１１】
受信機フロントエンドからのIF出力の内IまたはQ成分しか量子化しないことによって、単一のADCの量子化帯域幅をゼロ周波数で折り返すようにして、所望信号帯域幅を効果的に2倍にさせることが出来る。しかしながら、この増加した帯域幅に起因してクロック・スピードを増加させねばならないにもかかわらず、単一のADCしか使用しないことにより、全体的な消費電力は、減少するであろう。
【００１２】
非複素ADCによりイメージが除去されることが無いため、このADCの前には、複素フィルタが必要となる。このようなフィルタは、受動型であるので、何ら余分の電力も消費しない受動多相フィルタとすることができる。
【００１３】
好適な実施例の場合、ADCは、シグマ‐デルタADCである。別の好適な実施例の場合、デジタル同位相および直交位相信号は、ベースバンドにそれらの周波数を変換するためにデローテート(derotate)される。
【００１４】
本発明の別の実施例の場合、受信機は集積回路にて実施される。
【００１５】
本発明は、イメージ除去フィルタリングを、サンプリングおよびデジタル化の前にIF信号に行うならば、低IF受信機での非複素ADCおよびチャンネル・フィルタの使用が可能になるという（従来技術にはない）認識に基づく。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
次に、本発明の実施例を、具体例として、添付の図面を用いて説明する。
【００１７】
図面において、同じ参照番号は、一致する機能を示すために使用されている。
【００１８】
図2は、本発明に従って製作された低IF受信機アーキテクチャのGSM実施例のブロック図である。フロントエンドは、入って来るRF信号をチャネル間隔の半分の低IF（GSMの場合チャネル間隔は200kHzであるので、このIFは、100kHzである）にミキシングする直交位相ダウンコンバータを使用する。受信機のこの部分は、本質的に図1で上述されたものと同じであるので、再度記載することはしない。
【００１９】
ミキサ108、110によるダウンコンバージョン(downconversion)の後、（IおよびQ信号を有する）複素低IF信号が、所望信号のイメージ・バンド内（すなわち、-200kHz〜0Hz）に存在する如何なる干渉も除去する、受動多相フィルタであるイメージ除去フィルタ(IR)202に渡される。このようなフィルタは、公知であり、例えば、論文、M J Gingellによる 「シーケンス非対称多相ネットワークを使用した単側波帯変調(Single sideband modulation using sequence asymmetric polyphase networks)」(Electric Communications, No 48, 1973)に開示されている。直接シリコン上に集積化することができる受動多相フィルタは、RC回路網により容易に実現することが出来る。イメージ除去フィルタ202は、所望信号を、他の全ての干渉と同様に、0Hzから200kHzのバンドに渡す。しかしながら、いかなるイメージ干渉も除去することによって、受信機のその後の全てのフィルタを「実」にする（すなわち、IおよびＱ信号の何れか一方にしか作用しない）ことが可能になる。適切な多相フィルタの周波数応答の具体例は、図3に示される。
【００２０】
イメージ除去フィルタ202の後、信号のQ成分の処理は、終了する。一方、I成分は、ハイパス・フィルタ204を介して、単一の、2ポートのシグマ‐デルタ（ΣΔ）変調器206に、与えられ、処理は続く。信号のQ成分を処理しないことによる効果は、所望信号エネルギーの半分を取り込み、かつ周波数スペクトルの負の側にそれを折り返すことである。したがって、（シグマ‐デルタ変調器206のノイズ・スペクトルと同じように）信号は、ゼロ周波数に関して対称となり、かつ400kHzの帯域幅を占める。このような信号は、変調器206の変換効率を最大にする。
【００２１】
ハイパス・フィルタ204は、先行するフロントエンドの回路によって生成されたDCオフセットを除去する。GSMアプリケーションのための多相受信機の研究により、フィルタ204の適切なカットオフ周波数が、6kHzであることが判明した。この周波数は、所望信号の重大な低下をもたらすことなく、受信機に、大信号のオーバー・ドライブ効果からの充分な回復時間を与える。
【００２２】
要求されたノイズ・シェーピングを得るために、変調器206の次数およびそのクロック・スピードを、適切に選択しなければならない。最小入力信号レベル（現時点での最高の技術水準で、-108dBm）で、BER（ビット・エラー・レート）に関してGSM仕様を満たすために、信号対量子化ノイズ比は、400kHzの帯域幅（すなわち、-200kHz〜+200kHz）で約17dBでなければならない。この数値は、全体的なＳＮ比が7dBであること、および量子化ノイズ・レベルがフロントエンドのノイズより10dB低いことの必要性から導かれる。ADCへの最も大きい入力信号は、-23dBmでのブロッキング干渉である。
【００２３】
変調器206からのデジタル出力信号は、デジタル・チャネル・フィルタ208によってフィルタ処理される。このフィルタは、（典型的に、GSMのビット・レートの約48倍である）シグマ‐デルタ変調器206のクロック・レートに等しいサンプリング・レートで動作する。これは、（両側周波数軸で見た場合、幅400kHzのバンドパス応答に似ている）約200kHzのカットオフ周波数を有するローパス周波数応答を有する。このような周波数応答は、図4に例示されている。フィルタ208は、イメージ干渉（イメージ除去フィルタ202によって取り扱われる低側の隣接チャネルでの干渉）を除いて、受信機入力に到着する全ての干渉を減らし、かつ変調器206によって生成される広帯域の量子化ノイズの大部分を減らすと言う二重の役割を果たす。  フィルタ208の出力の信号の典型的周波数スペクトルは、図5に示されている。実線で示される所望信号の2半分は、ハイパス・フィルタ204によって生成されるホールによって隔てられていて、かつゼロ周波数の両側に位置する。破線で示されるイメージ干渉の残留は、所望信号と同じ周波数空間を占めるが、そのレベルは、イメージ除去フィルタ202を適用することによる減衰のため問題にならないほど低い。-200kHz〜200kHzのバンドの外側に、一点鎖線で示される一部の残留シグマ‐デルタ・ノイズおよび大きい干渉に起因する電力も、存在するが、このような信号は、次のフィルタリングによって容易に除去することができる。
【００２４】
一旦、信号の高周波成分がチャネル・フィルタ208によって除去されると、IF信号は、ダウン・サンプリング・ブロック(DS)210によって、GSMビット・レートの約4倍のサンプリング・レートに、ダウン・サンプリング(down-sampled)させる（すなわち、デシメイト(decimated)させる）ことができる。このことは、所望信号のQ成分の再構成のために必要な処理リソースおよび消費電力を減らす。所望信号を再び複素化することは、低IFからゼロ周波数までのその完全な周波数変換（またはデローテーション(de-rotation)）、およびデータビットを得るためのその次の復調を容易にするために、必要である。
【００２５】
したがって、ダウン・サンプリングの後、信号は、それを一対のFIRフィルタに渡すことにより、複素化される。ここで、第1のフィルタ212は、線形位相ローパス応答を有し、かつ第2のフィルタ214は、通過帯域の中央の狭いノッチの生成、および負の周波数に対して+90°で、かつ正の周波数に対して-90°である追加の90°位相シフトを挿入することを除いて、同じ応答を有している。第2のフィルタ214は、新規のQ成分を作成する。これは、ノッチの幅が、そのインパルス応答の長さを決定する、タイム・バウンドされた(time-bounded)ヒルベルト変換と等価物を実行する。先行するハイパス・フィルタ204によって生成されたノッチの幅より僅かに狭いまたはそれに等しい幅が、通常、適切であろう。
【００２６】
図6は、8kHzのホール幅を有し、276のタップを有するFIRフィルタである、適切な第2のフィルタ214の典型的周波数応答を示す。第1のフィルタ212の主要機能は、I成分の経路に第2のフィルタ214によってQ成分の経路内に挿入されたそれと同じ時間遅延を正確に挿入することである。両方のフィルタ212、214のインパルス応答は、正確に同じ長さでなければならない。第1および第2のフィルタは、チャネル・フィルタ208の後においても、所望信号の帯域幅の外側に残存しているいかなる干渉も更に削除するように設計することができる。これらのカットオフ周波数を変えることは、実質的にフィルタ212、214の必要な長さに何の効果も与えず、かつ、事実上コストの発生無しに追加のフィルタリングを導入することを可能にする。カットオフ周波数の選択は、フィルタ212、214が必要とするサンプリング・レートに若干関連するが、これが、いかなる重大な問題も発生させない場合、このことにより提供されるフィルタリングにより、ベースバンド内で更にフィルタリングを必要とすることが軽減される。
【００２７】
所望信号のQ成分をリストアすることは、正の側にその周波数スペクトルの負の半分を折り返し、これによって、帯域幅が200kHzに減少する効果を有する。信号内の全電力は、したがって、イメージ除去フィルタ202への入力で見られるオリジナルの値に戻る。電力密度は、6dB増加する。フィルタ212、214の組み合わせられた出力の複素周波数応答は、図7に示される。
【００２８】
一旦、Q成分が作成されると、IおよびＱ信号は、デローテーション・ブロック216に渡される。ここで、信号源218によって提供される-100kHzの複素音との複素乗算を行うことによって、これらは、ベースバンドにデローテートされる。このデローテーションにより所望信号がゼロの中央の周波数にシフトされる。
【００２９】
図2に示される具体的な実施例の場合、IおよびＱ信号は、カットオフ周波数が80kHzの各ローパス・ベースバンド・フィルタ220によってフィルタ処理される。フィルタ220の出力の信号の典型的周波数スペクトルが、図8に示されている。実線は所望信号を示し、破線は残留イメージ干渉を示す。
【００３０】
次いで、信号は、等化および復調ブロック(EQ)222によって処理され、そして受信機の残り部分のデジタル信号処理回路に出力126として提供される。
【００３１】
本発明によるアーキテクチャが正しく機能することを確認するために、システムシミュレーションが、実行された。例えば、図9は、周知のTU50チャンネル・モデル（50km/hの最大速度を伴う典型的都市のプロファイル）を使用して、所望信号電力S（dBm単位）の範囲に対するBERを決定するシミュレーションの結果のグラフである。新規の受信機アーキテクチャに対してシミュレートされた結果は、実線で示され、全体として複素信号処理を使用した、ベンチマーク・多相受信機に対する結果は、破線で示されている。新規の受信機の感度が、少なくともベンチマーク・多相受信機と同程度以上に良いことは、明白である。他のシミュレーションにより、新規のアーキテクチャが、隣接チャネルとより大きい周波数オフセットでのそれら両方に対して、要求された選択性を提供することができることも確認された。
【００３２】
上述の実施例の変更例の場合、チャネル・フィルタ208および複素信号再構成フィルタ212、214は、2つのFIRフィルタを有する単一のフィルタリング・ブロックに組み合わせられている。この組み合わせられたフィルタリング・ブロックは、シグマ‐デルタ変調器206の出力のビット・ストリーム性質を利用することができるので、このような実施例は、必要なディジタルハードウエア・リソースを少なくすることができる。実質上、チャネル・フィルタ208およびダウン・サンプリング・ブロック210の機能は、フィルタ212、214内に組み込まれる。
【００３３】
フィルタ212、214の必要な周波数応答を決定するために、これらのフィルタを、その一方が他方のヒルベルト変換である2つの実フィルタとしてではなく、ゼロ周波数に関して非対称応答を有する単一の複素フィルタと考える方が、よりシンプルである。標準デジタル総合ツールを使用すると、必要な帯域幅および選択性を有する、単一の実FIRフィルタを設計することができる。この場合、複素応答を得ることは、+100kHzの周波数シフトを適用すると言う直裁な事項となる。実および虚インパルス応答は、シフトされた周波数応答に離散的逆フーリエ変換を行うことによって得ることができる。
【００３４】
図10は、僅かな回数の設計繰返しの後に、得られる、フィルタ212、214の適切なペアの複素周波数応答を示す。必要な減衰テンプレートは、破線で示される。応答は、（±1MHzを越えた周波数で100dBを越える）テンプレートの境界の範囲内で充分なストップバンド(stopband)減衰を有する、20kHz〜180kHzの通過帯域にわたって極めて小さいリップルを示す。このような応答は、フィルタ212、214に、最小の歪で所望信号を渡すこと、充分な減衰を隣接するおよび交互のチャンネル干渉に適用すること、及びシグマ‐デルタ変調器206によって生成された高周波ノイズの大部分を除去することを可能とする。
【００３５】
上述の受信機アーキテクチャは、第二世代セルラーシステム（例えば、GSM、AMPS、IS136およびPDC1900）およびコードレス・システム（例えば、DECTおよびブルートゥース）を含む、公知のニア・ゼロIF多相アーキテクチャのそれにも同様に適用できる。これらの適用の場合、有効な電力削減を、達成することができる。このアーキテクチャは、CDMA/TDMA共有のマルチモード能力を有する受信機に対してさえより有効である。特定の具体例として、一適用例は、IFがゼロおよび100kHzの間で切替わるデュアルモードUMTS/GSM受信機である。他の適用例（例えば、CDMA2000/IS95/IS136/AMPS受信機）も、可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】上述の公知の低IF受信機アーキテクチャのブロック図である。
【図２】本発明に従って製作された低IF受信機アーキテクチャのブロック図である。
【図３】図2のアーキテクチャにおけるイメージ除去フィルタの周波数(f)（kHz単位）に対する減衰(A)（dB単位）を示すグラフである。
【図４】図2のアーキテクチャにおけるチャネル・フィルタの周波数(f)（kHz単位）に対する減衰(A)を示すグラフである。
【図５】チャネル・フィルタの出力での信号の周波数(f)（kHz単位）に対する振幅(A)を示すグラフである。
【図６】直交位相再構成フィルタの周波数(f)（kHz単位）に対する減衰(A)を示すグラフである。
【図７】一対のFIRフィルタによって実信号から生成される複素信号の周波数(f)（kHz単位）に対する振幅(A)を示すグラフである。
【図８】等化および復調の直前の信号の周波数(f)（kHz単位）に対する振幅(A)を示すグラフである。
【図９】図2の受信機アーキテクチャに対する信号電力(S)（dBm単位）に対するシミュレートされたビット・エラー・レート(BER)のグラフである。
【図１０】組み合わせられたチャネル・フィルタおよび直交位相再構成フィルタの周波数(f)（kHz単位）に対する減衰(A)を示すグラフである。
【符号の説明】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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