(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流の入力信号から、１つの１８０度ハイブリッド回路を用いて、該入力信号と同相の第１、第２の信号および該入力信号と逆相の第３、第４の信号を得る手順と、
前記第１の信号と前記第３の信号をそれぞれ正側で半波整流して合成することで第５の信号を得る手順と、
前記第２の信号と前記第４の信号をそれぞれ負側で半波整流して合成することで第６の信号を得る手順と、
前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせるとともに、両者を半波整流して合成することによって、前記入力信号を４逓倍した信号を得る手順とを備えたことを特徴とする周波数４逓倍方法。
【請求項２】
前記第５の信号の半波整流後の直流レベルと前記第６の信号の半波整流後の直流レベルが略一致するように、前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせることを特徴とする、請求項１に記載の周波数４逓倍方法。
【請求項３】
前記第５の信号の半波整流後の最大振幅と前記第６の信号の半波整流後の最大振幅が略一致するように、前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせることを特徴とする、請求項１に記載の周波数４逓倍方法。
【請求項４】
前記第５の信号の半波整流用のダイオードにおける１周期あたりの導通時間と前記第６の信号の半波整流用のダイオードにおける１周期あたりの導通時間が略一致するように、前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせることを特徴とする、請求項１に記載の周波数４逓倍方法。
【請求項５】
交流の入力信号が入力され、１つの１８０度ハイブリッド回路を介して、該入力信号と同相の第１、第２の信号および該入力信号と逆相の第３、第４の信号を出力する信号分配回路と、
前記第１の信号と前記第３の信号をそれぞれ正側で半波整流して合成することで第５の信号として出力する第１のプッシュプッシュダブラ回路と、
前記第２の信号と前記第４の信号をそれぞれ負側で半波整流して合成することで第６の信号として出力する第２のプッシュプッシュダブラ回路と、
前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせるとともに、両者を半波整流して合成することによって、前記入力信号を４逓倍した信号を出力する第３のプッシュプッシュダブラ回路とを備えたことを特徴とする周波数４逓倍器。
【請求項６】
前記第３のプッシュプッシュダブラ回路の出力側に、前記入力信号の４倍付近の周波数を通す帯域通過フィルタを備えることを特徴とする、請求項５のいずれかに記載の周波数４逓倍器。
【請求項７】
請求項５または６のいずれかに記載の周波数４逓倍器を用いたことを特徴とする電子装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数４逓倍方法、周波数４逓倍器およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
発振器の用途として、水晶発振器では直接発振することが難しい高い周波数にもかかわらず、水晶発振器と同等の周波数安定度を有する信号が必要とされる用途がある。
このような場合には、低い周波数の水晶発振器の出力信号を周波数逓倍器で逓倍して所望の周波数の信号を得るということが一般的に行われる。
周波数逓倍器としては、従来から２逓倍、３逓倍、４逓倍などの様々なものが提案されている。
例えば、特開平７−２７３５５２号公報には従来の周波数２逓倍器の構成例が開示されており、あるいは特開平５−２５１９３３号公報には従来の周波数４逓倍器の構成例が開示されている。
ここでは、従来の周波数４逓倍器として、特開平５−２５１９３３号公報に開示された周波数４逓倍器について説明する。
この４逓倍器においては、入力信号は９０度ハイブリッド回路に入力されて位相が９０度異なる２つの信号に分配される。
次に、その２つの信号をそれぞれ、１つの１８０度ハイブリッド回路と２つの半波整流回路と１つの０度ハイブリッド回路からなる全波整流回路によって全波整流する。
この全波整流回路から出力される信号は、入力信号の負の部分を正側に折り返した波形となっているため、その最大点や最小点は入力信号の２倍の周期で繰り返される。
この４逓倍器においては、全波整流回路を２つ備えており、その２つの入力信号は位相が９０度異なるため、出力される２つの全波整流信号も入力信号における位相９０度分だけ互いに時間的なずれがある。
すなわち、一方の全波整流回路の出力信号の最大点と最大点の中間すなわち最小点に、他方の全波整流回路の出力信号の最大点が位置するようになる。
最小点に関しても同じ関係となる。
この従来例においては、２つの信号にこのような関係を持たせるために、９０度ハイブリッド回路が用いられているものと考えられる。
このような２つの信号を０度ハイブリッド回路で合成すると、一方の信号の最大点や他方の信号の最大点のタイミングにおいては最小点となり、逆に一方の信号と他方の信号の振幅が交わるタイミングにおいては最大点となる信号が出力される。
この最大点や最小点は、入力信号の１周期の間に４回現れるため、この出力信号には入力信号の４倍の周波数成分が含まれることになる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開平５−２５１９３３号公報に開示された周波数４逓倍器においては、詳細な回路図は示されていないものの、１つの９０度ハイブリッド回路と２つの１８０度ハイブリッド回路と３つの０度ハイブリッド回路を必要とするため、部品点数が多く、回路規模が大きくなるという問題があると考えられる。
また、９０度ハイブリッド回路を用いているが、２つの１／４波長の線路を並べて結合させる方式の一般的な９０度ハイブリッド回路は、その構造上適用周波数範囲が狭く、それを用いた周波数４逓倍器においても適用周波数範囲が狭くなるという問題がある。
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、小規模な回路構成と広い適用周波数範囲を有する周波数４逓倍方法、周波数４逓倍器およびそれを用いた電子装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の周波数４逓倍方法は、交流の入力信号から、１つの１８０度ハイブリッド回路を用いて、該入力信号と同相の第１、第２の信号および該入力信号と逆相の第３、第４の信号を得る手順と、前記第１の信号と前記第３の信号をそれぞれ正側で半波整流して合成することで第５の信号を得る手順と、前記第２の信号と前記第４の信号をそれぞれ負側で半波整流して合成することで第６の信号を得る手順と、前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせるとともに、両者を半波整流して合成することによって、前記入力信号を４逓倍した信号を得る手順とを備えたことを特徴とする。
また、前記第５の信号の半波整流後の直流レベルと前記第６の信号の半波整流後の直流レベルが略一致するように、前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせることを特徴とする。
あるいは、前記第５の信号の半波整流後の最大振幅と前記第６の信号の半波整流後の最大振幅が略一致するように、前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせることを特徴とする。
さらには、前記第５の信号の半波整流用のダイオードにおける１周期あたりの導通時間と前記第６の信号の半波整流用のダイオードにおける１周期あたりの導通時間が略一致するように、前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせることを特徴とする。
また、本発明の周波数４逓倍器は、交流の入力信号が入力され、１つの１８０度ハイブリッド回路を介して、該入力信号と同相の第１、第２の信号および該入力信号と逆相の第３、第４の信号を出力する信号分配回路と、前記第１の信号と前記第３の信号をそれぞれ正側で半波整流して合成することで第５の信号として出力する第１のプッシュプッシュダブラ回路と、前記第２の信号と前記第４の信号をそれぞれ負側で半波整流して合成することで第６の信号として出力する第２のプッシュプッシュダブラ回路と、前記第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせるとともに、両者を半波整流して合成することによって、前記入力信号を４逓倍した信号を出力する第３のプッシュプッシュダブラ回路とを備えたことを特徴とする。
また、本発明の周波数４逓倍器は、前記第３のプッシュプッシュダブラ回路の出力側に、前記入力信号の４倍付近の周波数を通す帯域通過フィルタを備えることを特徴とする。
また、本発明の電子装置は、上記の周波数４逓倍器を用いたことを特徴とする。
このように構成することにより、本発明の周波数４逓倍方法およびその方法による周波数４逓倍器においては、適用周波数範囲が広く、変換効率が高く、不要信号の発生が少なくなり、しかも小型化を図ることができる。
また、本発明の電子装置においては、低損失化を図ることができる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明の周波数４逓倍器の一実施例のブロック図を示す。
【０００６】
図１において、周波数４逓倍器１は、入力信号ｓ１を、入力信号ｓ１と同相の信号ｓ２および逆相の信号ｓ３に分配する１８０度ハイブリッド回路２と、信号ｓ２をいずれも信号ｓ２と同相の信号ｓ４および信号ｓ５に分配する０度ハイブリッド回路３と、信号ｓ３をいずれも信号ｓ３と同相の信号ｓ６および信号ｓ７に分配する０度ハイブリッド回路４と、信号ｓ４と信号ｓ６をそれぞれ正側で半波整流する２回路入りの半波整流回路６と、半波整流回路６の２つの出力信号を合成して信号ｓ８として出力する０度ハイブリッド回路７と、信号ｓ５と信号ｓ７をそれぞれ負側で半波整流する２回路入りの半波整流回路９と、半波整流回路９の２つの出力信号を合成して信号ｓ９として出力する０度ハイブリッド回路１０と、信号ｓ８と信号ｓ９を、その直流レベルが小さくなる方向にレベルシフトさせるとともに、両者を正側で半波整流する２回路入りの半波整流回路１２と、半波整流回路１２の２つの出力信号を合成して信号ｓ１０として出力する０度ハイブリッド回路１３から構成されている。
このうち、１８０度ハイブリッド回路２と０度ハイブリッド回路３と０度ハイブリッド回路４で信号分配回路５を構成している。
【０００７】
また、半波整流回路６と０度ハイブリッド回路７で第１のプッシュプッシュダブラ（Ｐｕｓｈ  Ｐｕｓｈ  Ｄｏｕｂｌｅｒ）回路８を、半波整流回路９と０度ハイブリッド回路１０で第２のプッシュプッシュダブラ回路１１を構成している。
また、半波整流回路１２と０度ハイブリッド回路１３で第３のプッシュプッシュダブラ回路１４を構成している。
このうち、信号ｓ４、信号ｓ５、信号ｓ６、信号ｓ７、信号ｓ８、信号ｓ９がそれぞれ第１の信号、第２の信号、第３の信号、第４の信号、第５の信号、第６の信号である。
なお、信号を全波整流して２逓倍するプッシュプッシュダブラ回路の回路については、名称はともかくとして公知技術であり、例えば特開平７−２７３５５２号公報にも開示されている。
【０００８】
次に、図２に、周波数４逓倍器１の具体的な構成例の回路図を示す。
図２において、図１と同じ機能を示す部分には同じ記号を付している。
図２において、信号分配回路５は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタのベースに入力信号ｓ１を入力し、コレクタから信号ｓ４と信号ｓ５を、エミッタから信号ｓ６と信号ｓ７を取り出すように構成されている。
この場合、コレクタから取り出される信号ｓ４と信号ｓ５は入力信号ｓ１と同相になり、エミッタから取り出される信号ｓ６と信号ｓ７は入力信号ｓ１と逆相になる。
【０００９】
信号分配回路５は実質的には１８０度ハイブリッド回路２のみで構成されており、０度ハイブリッド回路３および４に相当する部分は、エミッタおよびコレクタにおける直流カット用のそれぞれ２つのコンデンサにつながる配線の接続によって実現されている。
【００１０】
また、第１のプッシュプッシュダブラ回路８は、信号ｓ４と信号ｓ６がそれぞれアノードから入力されるとともにカソードが接続された２つのダイオードと、ダイオードのアノードにそれぞれバイアスをかける抵抗で構成されている。
信号ｓ８は２つのダイオードのカソードの接続点から出力される。
【００１１】
第１のプッシュプッシュダブラ回路８は実質的には半波整流回路６のみで構成されており、０度ハイブリッド回路７に相当する部分は、２つのダイオードのカソードにつながる配線の接続（ワイヤード・オア回路）によって実現されている。
０度ハイブリッド回路７がワイヤード・オア回路で代替できるのは、半波整流回路６の２つのダイオードによって０度ハイブリッド回路７の２つの信号入力端子間のアイソレーションが保たれるからである。
【００１２】
同じく、第２のプッシュプッシュダブラ回路１１は、信号ｓ５と信号ｓ７がそれぞれカソードから入力されるとともにアノードが接続された２つのダイオードと、ダイオードのカソードにそれぞれバイアスをかける抵抗で構成されている。
信号ｓ９は２つのダイオードのアノードの接続点から出力される。
【００１３】
第２のプッシュプッシュダブラ回路１１は実質的には半波整流回路９のみで構成されており、０度ハイブリッド回路１０に相当する部分は、第１のプッシュプッシュダブラ回路８の場合と同じ理由で２つのダイオードのアノードにつながる配線の接続（ワイヤード・オア回路）によって実現されている。
なお、第１のプッシュプッシュダブラ回路８と第２のプッシュプッシュダブラ回路１１において、ダイオードにバイアスをかけるのは、ダイオードの電圧・電流曲線の立ち上がり部分で整流動作をさせるためである。
【００１４】
そして、第３のプッシュプッシュダブラ回路１４は、信号ｓ８と信号ｓ９がそれぞれアノードから入力されるとともにカソードが接続された２つのダイオードと、１つのダイオードのアノードと、２つのダイオードのカソードにそれぞれバイアスをかける抵抗で構成されている。
１つのダイオードのアノードにかけるバイアスは第２のプッシュプッシュダブラ回路１１の２つのダイオードのアノードにかけるバイアスにもなっている。
信号ｓ１０は２つのダイオードのカソードの接続点から出力される。
【００１５】
第３のプッシュプッシュダブラ回路１４は実質的には半波整流回路１２のみで構成されており、０度ハイブリッド回路１３に相当する部分は、第１のプッシュプッシュダブラ回路８の場合と同じ理由で２つのダイオードのカソードにつながる配線の接続（ワイヤード・オア回路）によって実現されている。
なお、信号分配回路５、プッシュプッシュダブラ回路８、１１、１４に対する直流電源の電圧としては正の電圧＋Ｖｃｃが用いられている。
【００１６】
ここで、図３に、入力信号ｓ１から出力信号ｓ１０までの信号波形を示し、これを用いて周波数４逓倍器１の動作について説明する。
図３においては、入力信号ｓ１の２周期分の時間（２Ｔ）に対応する各信号の波形を示している。
なお、図３における記号ｓ１１、ｓ１２は別の実施例に関するものであり、後述する。
【００１７】
まず、交流の入力信号ｓ１は正弦波である。
入力信号ｓ１と同相である信号ｓ２、信号ｓ４、信号ｓ５も同じ波形となる。
一方、信号ｓ３、信号ｓ６、信号ｓ７は入力信号ｓ１とは逆相になっている。
互いに逆相の信号ｓ４と信号ｓ６をプッシュプッシュダブラ回路８においてそれぞれ正側で半波整流して合成した信号ｓ８は、略円弧状の最大点と略Ｖ字状の最小点を有する一般的な半波整流波形となっている。
互いに逆相の信号ｓ５と信号ｓ７をプッシュプッシュダブラ回路１１においてそれぞれ負側で半波整流して合成した信号ｓ９は、一般的な半波整流波形である信号ｓ８に対して上下を反転させた略逆Ｖ字状の最大点と略円弧状の最小点を有する波形となっている。
【００１８】
なお、最小点や最大点における略Ｖ字状（略逆Ｖ字状）の波形は理想的なダイオードを用いた場合の波形であって、実際のダイオードを用いる場合には約０．６Ｖの順方向電圧があることなどによって、たとえバイアスがかけられていても略Ｕ字状（略逆Ｕ字状）などに丸められる場合がある。
【００１９】
信号ｓ８および信号ｓ９は、単に半波整流されただけでは、それぞれ正部分のみあるいは負部分のみであるため、その直流レベル（交流成分を平滑したときの電圧レベル）の絶対値が大きい。
そのため、２つのプッシュプッシュダブラ回路８、１１および次段のプッシュプッシュダブラ回路１４のダイオードにかけられたバイアスによって、プッシュプッシュダブラ回路１４のダイオードで整流される前に、その直流レベルの絶対値が小さくなる方向にレベルシフトされる。
その際、信号ｓ８と信号ｓ９の正の部分が時間的に離れず、重なり合わず、交互に繰り返されるようにされる。
【００２０】
また、信号ｓ８の正の部分の積分値（図３の信号ｓ８におけるハッチング部分Ｓ８の面積）と信号ｓ９の正の部分の積分値（図３の信号ｓ９におけるハッチング部分Ｓ９の面積）が等しくなるようにされる。
この場合、信号ｓ８と信号ｓ９をそれぞれ正側で半波整流すると、その直流レベルが互いに一致することになる。
【００２１】
このように直流レベルがレベルシフトされた信号ｓ８と信号ｓ９をプッシュプッシュダブラ回路１４において正側で半波整流して合成した信号ｓ１０は、図３に示すように、信号ｓ８と信号ｓ９の正側のみを足し合わせたものになる。
このうち、信号ｓ９の正側は略逆Ｖ字状の最大点を含む部分である。
この部分を最終的な信号ｓ１０の最大点の１つとして利用するという点に、従来例で示した方式との最大の違いがある。
この信号ｓ１０を見ると、入力信号ｓ１の１周期に相当する期間Ｔに４回の振幅を含んでいる。
この４回の振幅の周期は、いずれも入力信号ｓ１の周期Ｔの１／４となっている。
これより、信号ｓ１０が入力信号ｓ１の４倍の周波数成分を主として有していることは容易に想像できる。
そこで、この信号ｓ１０を、入力信号ｓ１の主として４倍波を通過させる帯域通過フィルタ（図示せず）を通して得られる信号は、図３の最下段に示すように入力信号ｓ１の４逓倍波となる。
なお、信号ｓ１０における略逆Ｖ字状の部分は、実際には上述のように略逆Ｕ字状になるため、信号ｓ１０における高調波成分は比較的少ない。
【００２２】
図４に、本願発明者のシミュレーションによる信号ｓ１０のスペクトル分布を示す。
ここで、入力信号ｓ１の周波数は５MHｚである。
図４より、入力信号の周波数の４逓倍の周波数である２０MHｚのレベルが極端に高く、他の周波数のレベルは十分に低いことが分かる。
したがって、変換効率が高く、不要信号の発生が少ないことがわかる。
また、目的によっては帯域通過フィルタは必ずしも必要ではないことも分かる。
このように、交流の入力信号から、それと同相の第１、第２の信号および逆相の第３、第４の信号を得て、第１の信号と第３の信号をそれぞれ正側で半波整流して合成して第５の信号を得て、第２の信号と第４の信号をそれぞれ負側で半波整流して合成して第６の信号を得て、第５の信号と前記第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にレベルシフトさせるとともに、両者を半波整流して合成することによって、入力信号を４逓倍した信号を効率よく得ることができる。
そして、本発明の周波数４逓倍器１においては、９０度ハイブリッド回路を用いる必要がないので、適用周波数範囲が制限される要因が少なく、広帯域において周波数４逓倍器として動作させることができる。
【００２３】
また、０度ハイブリッド回路として、ワイヤード・オア回路のような単に配線を接続するだけの構成を用いることができるため、回路構成を大幅に単純化して、１つの１８０度ハイブリッド回路と３つの２回路入りの半波整流回路だけで構成でき、回路構成の小規模化や低価格化を実現できる。
【００２４】
また、本発明の周波数４逓倍器１においては、全ての構成要素を半導体と抵抗とコンデンサのみで構成できるので、集積回路化とそれによる低価格化が容易であるというメリットもある。
【００２５】
なお、上記の実施例においては、第５の信号である信号ｓ８と第６の信号である信号ｓ９をレベルシフトするときに、２つの信号の正の部分が時間的に離れず、重なり合わず、交互に繰り返されるようにされるとしたが、少しぐらいであれば重なり合ったり離れていたりしていても構わないもので、効率は低下するものの、ほぼ同等の効果が得られるものである。
【００２６】
ところで、上記の実施例においては、信号ｓ８と信号ｓ９をプッシュプッシュダブラ回路１４において正側で半波整流して合成する際に、直流レベルの絶対値が小さくなる方向にレベルシフトさせて、信号ｓ８の正の部分の積分値と信号ｓ９の正の部分の積分値が等しくなるようにしていた。
【００２７】
この、直流レベルが小さくなる方向にレベルシフトさせる目標値の設定方法としては次のような方法も考えられる。
【００２８】
ひとつは、図５に示すように、信号ｓ８の正の部分の電圧の高さＨ８と信号ｓ９の正の部分の電圧の高さＨ９が等しくなるようにしてもよい。
この場合、信号ｓ８と信号ｓ９をそれぞれ正側で半波整流すると、その最大振幅が互いに一致することになる。
【００２９】
あるいは、図６に示すように、入力信号ｓ１の１／２周期あたりの信号ｓ８の正の部分の期間Ｔ８と信号ｓ９の正の部分の期間Ｔ９が等しくなるようにしてもよい。
この場合、信号ｓ８と信号ｓ９をそれぞれ正側で半波整流するとき、半波整流用のダイオードにおける１周期あたりの導通時間が互いに略一致することになる。
なお、これらの場合においても、信号ｓ８と信号ｓ９をレベルシフトするときに、必ずしも２つの信号の正の部分が時間的に離れず、重なり合わず、交互に繰り返されるようにしなくても、少しぐらいであれば重なり合ったり離れていたりしていても構わないもので、効率は低下するものの、ほぼ同等の効果が得られるものである。
【００３０】
次に、図７に、図１に示した本発明の周波数４逓倍器と同じブロック図であって、具体的な構成が異なる別の実施例の回路図を示す。
図７において、図２と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
図７において、周波数４逓倍器２０の信号分配回路２１は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタが用いられている以外は図２における信号分配回路５と同じ構成になっている。
但し、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いるために、直流電源の電圧としては負の電圧−Ｖｅｅが用いられている。
【００３１】
また、第１のプッシュプッシュダブラ回路２２、第２のプッシュプッシュダブラ回路２３および第３のプッシュプッシュダブラ回路２４も、各ダイオードにバイアスをかける抵抗の接続先が＋Ｖｃｃからグランドへ、あるいはグランドから−Ｖｅｅに変わったことを除いて、図２における第１のプッシュプッシュダブラ回路８、第２のプッシュプッシュダブラ回路１１、および第３のプッシュプッシュダブラ回路１４と同じ構成になっている。
このように構成された周波数４逓倍器２０においても、能動素子の変更に伴ってトランジスタやダイオードへの直流バイアスのかけ方が変わった点を除いて周波数４逓倍器１と同じ構成を備えているため、実質的に同じ作用効果を奏するものである。
【００３２】
次に、図８に、本発明の周波数４逓倍器のさらに別の実施例のブロック図を示す。
図８において、図１と同一もしくは同等の部分に同じ記号を付し、その説明を省略する。
図８に示した周波数４逓倍器３０において、図１の周波数４逓倍器１との違いは信号分配回路の構成だけである。
図８において、信号分配回路３１は、入力信号ｓ１をいずれも入力信号ｓ１と同相の信号ｓ１１および信号ｓ１２に分配する０度ハイブリッド回路３２と、信号ｓ１１を互いに逆相の信号ｓ４および信号ｓ６に分配する１８０度ハイブリッド回路３３と、信号ｓ１２を互いに逆相の信号ｓ５および信号ｓ７に分配する１８０度ハイブリッド回路３４から構成されている。
信号ｓ４と信号ｓ５は入力信号ｓ１と同相であり、それぞれ第１の信号および第２の信号になる。
また、信号ｓ６と信号ｓ７は入力信号ｓ１に対して逆相になり、それぞれ第３の信号および第４の信号になる。
【００３３】
次に、図９に、周波数４逓倍器３０の具体的な構成例の回路図を示す。
図９において、図８と同じ機能を示す部分には同じ記号を付している。
図９において、信号分配回路３１は、入力信号ｓ１を信号ｓ１１および信号ｓ１２に分配するための配線の分岐（これが０度ハイブリッド回路３２に相当する）と、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタのベースに信号ｓ１１を入力し、コレクタから信号ｓ４を、エミッタから信号ｓ６を取り出す１８０度ハイブリッド回路３３と、同じくＮＰＮ型のバイポーラトランジスタのベースに信号ｓ１２を入力し、コレクタから信号ｓ５を、エミッタから信号ｓ７を取り出す１８０度ハイブリッド回路３４から構成されている。
なお、信号ｓ１１と信号ｓ１２の波形は、図３に示すように入力信号ｓ１や信号ｓ４、信号ｓ５と同じである。
このように信号分配回路３１を構成しても、第１の信号（信号ｓ４）、第２の信号（信号ｓ５）、第３の信号（信号ｓ６）、第４の信号（信号ｓ７）を取り出すことができるという点において、信号分配回路５との機能的な相違点はない。
そのため、１８０度ハイブリッド回路が２つ必要になるという点で周波数４逓倍器１には及ばないものの、周波数４逓倍器３０においても周波数４逓倍器１とほぼ同様の作用効果を奏することができる。
なお、周波数４逓倍器３０においては、信号分配回路３１においてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いたが、もちろん周波数４逓倍器２０の信号分配回路２１のようにＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いても構わない。
【００３４】
次に、図１０に、図８に示した本発明の周波数４逓倍器と同じブロック図であって、具体的な構成が異なる別の実施例の回路図を示す。
図１０において、図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
図１０において、周波数４逓倍器４０は、信号分配回路４１と３つのプッシュプッシュダブラ回路４４、４５および４６から構成されている。
信号分配回路４１は２つの１８０度ハイブリッド回路４２、４３を備えている。
１８０度ハイブリッド回路４２、４３と図９に示した１８０度ハイブリッド回路３３、３４との違いは、２つのＮＰＮ型のバイポーラトランジスタのベース・グランド間にバイアス用の抵抗を追加した点だけで、動作的な違いはほとんどない。
また、図１０における各プッシュプッシュダブラ回路４４、４５、４６と図９に示したプッシュプッシュダブラ回路８、１１、１４との違いは、それぞれ直流阻止用のコンデンサを介して接続するようにした点と、それに応じて全ての整流用ダイオードの両側にバイアス用の抵抗を設けた点だけで、動作的な違いはない。
すなわち、周波数４逓倍器４０の周波数４逓倍器３０との違いは、信号分配回路やプッシュプッシュダブラ回路のバイアス抵抗を完全に備えた点だけである。
【００３５】
このように構成された周波数４逓倍器４０においては、周波数４逓倍器１とほぼ同様の作用効果を奏するのはもちろんであるが、信号分配回路やプッシュプッシュダブラ回路のバイアス抵抗を完全に備えることによって、バイアス条件設定の自由度が増し、不要信号の少なくなる最適なバイアス条件の設定が容易になる。
なお、上記の各実施例においては、１８０度ハイブリッド回路としてバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタからそれぞれ出力を取り出す構成を採用していたが、バイポーラトランジスタに代えてＦＥＴを用いて、そのドレインとソースからそれぞれ出力を取り出す構成を採用しても構わないものである。
【００３６】
また、同種の二次巻線を２つ有する、あるいはセンタータップの付いた二次巻線を有する高周波トランスを用いた周知の１８０度ハイブリッド回路を採用しても構わないものである。
【００３７】
図１１に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。
図１１において、電子装置の１つである携帯電話端末５０は、筐体５１と、その中に配置されたプリント基板５２と、プリント基板５２上に実装された本発明の周波数４逓倍器１を備えている。
周波数４逓倍器１は、基準信号源から出力される信号を４逓倍して所望の周波数に変換するために用いられる。
たとえば、直接所望の周波数で発振する発振器を作るのは不可能ではないが、十分な周波数安定性能を得にくかったり高価になったりするのに対して、その１／４の周波数で十分な性能を有する発振器が低価格で入手できるような場合に、本発明の周波数４逓倍器は特に役に立つ。
【００３８】
このように構成された携帯電話端末５０においては、本発明の周波数４逓倍器１を用いているため、変換効率が高く、不必要な増幅回路などを省略して装置の小型化と低損失化を図ることができる。
なお、図１１においては電子装置として携帯電話端末を示したが、電子装置としては携帯電話端末に限るものではなく、例えば発振回路と本発明の周波数４逓倍器を組み合わせてなる発振器や、基準信号入力部に本発明の周波数４逓倍器を備えることによって、そこにさらに発振器を接続するだけで通信装置になる回路モジュールなど、本発明の周波数４逓倍器を用いたものであれば何でも構わないものである。
【００３９】
【発明の効果】
本発明の周波数４逓倍方法および周波数４逓倍器によれば、交流の入力信号から、１つの１８０度ハイブリッド回路を用いて、該入力信号と同相の第１、第２の信号および該入力信号と逆相の第３、第４の信号を得て、第１の信号と第３の信号をそれぞれ正側で半波整流して合成することで第５の信号を得て、第２の信号と第４の信号をそれぞれ負側で半波整流して合成することで第６の信号を得て、最後に第５の信号および第６の信号を、その直流レベルが小さくなる方向にそれぞれレベルシフトさせるとともに、両者を半波整流して合成することによって、高い変換効率で入力信号を４逓倍した信号を得ることができる。
また、周波数４逓倍器においては、小型化と低価格化を図ることができる。
また、本発明の電子装置によれば、本発明の周波数４逓倍器を用いることによって、小型化と低損失化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の周波数４逓倍器の一実施例を示すブロック図である。
【図２】 図１の周波数４逓倍器の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】 図１の周波数４逓倍器の各部の信号波形を示す波形図である。
【図４】 図１の周波数４逓倍器の出力信号のスペクトル分布を示す特性図である。
【図５】 図１の周波数４逓倍器の異なるレベルシフト条件での各部の信号波形を示す波形図である。
【図６】 図１の周波数４逓倍器のさらに異なるレベルシフト条件での各部の信号波形を示す波形図である。
【図７】 図１の周波数４逓倍器の別の具体的な構成を示す回路図である。
【図８】 本発明の周波数４逓倍器の別の実施例を示すブロック図である。
【図９】 図８の周波数４逓倍器の具体的な構成を示す回路図である。
【図１０】 図８の周波数４逓倍器の別の具体的な構成を示す回路図である。
【図１１】 本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【符号の説明】
１、２０、３０、４０…周波数４逓倍器
２、３３、３４、４２、４３…１８０度ハイブリッド回路
３、４、７、１０、１３、３２…０度ハイブリッド回路
５、２１、３１、４１…周波数分配回路
６、９、１２…半波整流回路
８、１１、１４、２２、２３、２４、４４、４５、４６…プッシュプッシュダブラ回路
５０…携帯電話端末
以上
【図１】
0003982286.tif 000002
【図２】
0003982286.tif 000003
【図３】
0003982286.tif 000004
【図４】
0003982286.tif 000005
【図５】
0003982286.tif 000006
【図６】
0003982286.tif 000007
【図７】
0003982286.tif 000008
【図８】
0003982286.tif 000009
【図９】
0003982286.tif 000010
【図１０】
0003982286.tif 000011
【図１１】
0003982286.tif 000012