(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号空間配置において固定の2つの位置間を交互に推移するような変調信号により角度変調された被変調信号について同相成分と直交成分とに分離するために使用するローカル信号発振器に含まれる出力周波数誤差を、検波器出力信号の時間波形における極大値と極小値との中間値に基づいて検出すると共に、該検出した周波数誤差情報を用いて前記ローカル信号発振器の出力周波数誤差を補正制御するように構成したことを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記検波器出力信号の時間波形が極大値と極小値とを生じる時間間隔に基づいてシンボル同期信号を生成するように構成したことを特徴とする請求項1記載の復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は角度変調方式の復調回路に関し、特に復調回路におけるローカル信号発振器の出力周波数誤差を補正する手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のデジタル移動通信システムにおいては、変調効率が1bps/Hz(データ伝送速度/占有帯域幅)を有し被変調波形が振幅に変調情報を持たない定包絡線のためフェージング変動に強いGMSK、4値FM、或いはPLL4相PSKなどの角度変調方式が採用されてきた。近年、変調効率を2bps/Hzとしたより信号伝送効率の高いπ/4シフトQPSK方式が開発され、デジタル自動車電話システムやデジタルMCA(Multi Channel Access)システムにおいて採用されている。
【０００３】
π/4シフトQPSKは、信号2ビット分を1シンボルとして4つのシンボル状態、即ち、変調信号の2ビットの組合せ(-1,-1)、(-1,1)、(1,-1)、(1,1)に対応して搬送波位相変化を±45゜、±135゜と変化させた4値(4相)位相変調方式であり、定包絡線変調方式の一種である。比較的容易な直線性補償技術を併用することにより、搬送波位相シフトによる電力スペクトラムの広がりを狭くすることができるので、隣接チャネル間干渉を低くすることができる等の特徴を有している。
【０００４】
一方、上述したπ/4シフトQPSKを復調する方式としては、同期検波方式或いは遅延検波方式を用いるのが一般的であり、理論的には被変調信号から基準位相をもつ搬送波を再生しそれと受信波位相とを比較してデータ(変調信号)を復号する同期検波方式の方が優れた特性を有している。しかし、同期検波方式は高速フェージングが発生し易い移動通信において前記搬送波再生等が難しく、遅延検波方式の方が所定の遅延時間を有する遅延回路において遅延された被変調波の位相と次の被変調波位相とを比較し、相対的な位相変化を検出して変調信号データを復号するので搬送波再生が不要であり、従って、同期検波方式より良好な特性をもつ。
【０００５】
図6は、従来のπ/4シフトQPSKを復調するための遅延検波方式を用いた復調回路の構成例を示す機能ブロック図である。この図に示す復調回路は、ローカル信号発振器102とπ/2移相器103と乗算器104、105とから構成される被変調信号の同相成分と直交成分とを検出する直交検波部101と、変調信号のシンボル変化に対応する被変調信号の相対的位相変化を検出すると共に変調信号を復号して出力する前記直交検波部101に接続された遅延検波器106と、シンボル同期信号を生成し判定器108,109と並列直列変換器113にシンボル同期信号を出力する前記遅延検波器106に接続されたシンボル同期生成器107と、正弦波の2値信号(-1、+1)の符号を判定し矩形波信号を出力する前記遅延検波器106に接続された判定器108、109と、該判定器108、109の出力信号の複素共役を作る複素共役器110と、前記遅延検波器106の出力信号と前記複素共役器110の出力信号とを乗算する複素乗算器111と、該複素乗算器111の出力信号より前記ローカル信号発振器102に含まれる周波数誤差△fを推定し、該推定した結果を前記ローカル信号発振器にフィードバックする周波数誤差推定器112と、前記判定器108、109のパラレル出力信号をシリアル信号に変換する並列直列変換器113とにより構成される。
【０００６】
この復調回路は、ローカル信号発振器102出力に周波数誤差が含まれない場合、被変調信号が直交検波部101に入力すると、乗算器104、105の出力に入力被変調波信号の周波数とローカル信号発振器102の出力周波数との差に応じた周波数をもつ被変調信号の同相成分と直交成分とが導出される。この同相成分と直交成分の信号は遅延検波器106において変調信号のシンボル変化に対応する被変調信号の相対的位相差として検波され、この位相差により上述した送信時に重み付けられた変調信号のシンボルデータが復号される。図7は、遅延検波器106の出力における復号された信号の信号空間配置図である。この図に示されるように、ローカル信号発振器102に周波数誤差が含まれない場合は、信号をI軸とQ軸からそれぞれ45°シフトした位置に配置するように設計される。この信号は判定器108、109においてI成分とQ成分の信号の符号が判定された後に並列直列変換器103においてシリアルデータに変換されて変調信号が復調される。
【０００７】
しかし、一般的にはローカル信号発振器102出力には周波数誤差(Δf)が含まれるので、遅延検波器106から出力される信号は図7に示した信号空間配置からずれてくる。図8は、ローカル信号発振器102出力に周波数誤差が含まれる場合の遅延検波器106の出力における信号の信号空間配置図である。信号位相の時間的変化は周波数変化として捉えられるので、逆に周波数がΔf変化した場合は信号位相がΔθ変化することになる。従って、ローカル信号発振器102出力が基準からΔfずれると、図8に示したように信号が信号空間配置において位相角がΔθだけシフトする。このΔθの位相シフトは、後述する理由によりBER(Bit Error Rate、信号誤り確率)特性を劣化させる。
【０００８】
図8に示したローカル信号発振器102がΔfの周波数誤差をもつときの信号空間配置が図7に示した周波数誤差が無いときの信号空間配置に比べてBER特性が劣化する理由は、雑音等により信号の位相ジッタ(位相ゆらぎ)が発生すると、符号判定器108,109における判定しきい値マージンが図7においては±45°であるが、図8においてはしきい値マージンが片方向(Q軸方向)に45°以下に減少し、例えば、(1,1)の変調信号を(-1,1)と誤って判定する確率が大きくなるためである。
【０００９】
そこで、図8に示した信号空間配置におけるΔθの位相シフトを補償するため、遅延検波器106出力信号と複素共役器110による符号判定器108、109出力信号の共役信号とを複素乗算器111により複素乗算する方法を用いていた。図9は、これらの複素演算処理を信号空間配置において説明する図である。図9に示されるように、例えば、遅延検波器106出力信号が信号空間配置の第1象限にあるとすれば、複素共役器110入力信号(71)は、ローカル信号発振器に周波数誤差がないときの位置になることが知られており、この信号の共役を取った信号(72)と図8に示される遅延検波器106出力信号(73)との複素乗算の結果得られる複素乗算器111出力信号(74)は、I軸上からΔθの位置となる。
【００１０】
遅延検波器106出力信号が図8に示された空間位置のどの象限にあっても、上述した複素演算の結果は、I軸上からΔθの位置となる。従って、図8に示すように遅延検波器106の出力においては変調信号の4種類のシンボルに対応する4つのΔθをI軸からの絶対値で表すためには4つの値が必要であったが、複素乗算器111の出力においては1つのΔθ(絶対値)により表すことができる。従って、この複素乗算器111出力信号に基づき周波数誤差推定器112において位相シフト値Δθを一義的に求めることができ、この位相シフト値の時間微分により周波数誤差Δfを推定することができる。
【００１１】
このΔfの情報をローカル信号発振器102にフィードバックすることにより、ローカル信号発振器102の出力周波数をΔfを打ち消すように制御して、上述したローカル信号発振器102の出力周波数誤差に係わるBER特性の劣化を防止することができる。
【００１２】
なお、シンボル同期生成器107としては、零クロス検出法が用いられている。即ち、遅延検波器106の出力信号を取り出して正弦波信号の零レベル(正弦波信号の正負最大値の中間に位置するレベル)とクロスするポイントを検出し、該零クロスポイントから1/2シンボル周期ずれた位置を求め、これをサンプルタイミング信号として出力し判定器108,109と並列直列変換器113を動作させる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上述したような従来の復調回路においては以下に示すような問題点があった。つまり、ローカル信号発振器の出力周波数誤差を検出するためには、まず、符号判定器108,109におけるサンプルタイミングを決定するためにシンボル同期生成器107によりシンボル同期を確立した後、判定器108,109により符号判定された出力信号を複素共役器に入力し複素乗算器により複素演算して周波数誤差を検出する必要があった。従って、シンボル同期の確立とローカル信号発振器の周波数誤差検出とを同時に行うことができないので、復調回路としての同期捕捉に時間がかかり、結果として利用者の通話開始までに時間がかかる等問題であった。
また、ローカル信号発振器の出力周波数誤差を検出するために回路構成が複雑な複素共役器や複素乗算器のような複素演算器を必要とし、復調回路全体を小型化する上で問題であった。
本発明は、上述した従来の復調回路に関する問題を解決するためになされたもので、シンボル同期の確立とローカル信号発振器の出力周波数誤差検出とが同時にでき、しかも複素演算器を使用せずに回路の小型化が可能な復調回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係わる復調回路の請求項1記載の発明は、信号空間配置において固定の2つの位置間を交互に推移するような変調信号により角度変調された被変調信号について同相成分と直交成分とに分離するために使用するローカル信号発振器に含まれる出力周波数誤差を、検波器出力信号の時間波形における極大値と極小値との中間値に基づいて検出すると共に、該検出した周波数誤差情報を用いて前記ローカル信号発振器の出力周波数誤差を補正制御するように構成する。
本発明に係わる復調回路の請求項2記載の発明は、請求項1記載の復調回路において、前記検波器出力信号の時間波形が極大値と極小値とを生じる時間間隔に基づいてシンボル同期信号を生成するように構成する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図示した実施の形態例に基づいて本発明を詳細に説明する。図1は本発明に係わる復調回路の実施の形態例を示す機能ブロック図である。この例に示す復調回路は、π/4シフトQPSKを復調するための復調回路であり、ローカル信号発振器2とπ/2移相器3と乗算器4、5とから構成する被変調信号の同相成分と直交成分とを検出するための直交検波部1と、変調信号のシンボル変化に対応する被変調信号の相対的位相変化を検出すると共に変調信号を復号して出力する前記直交検波部1に接続された遅延検波器6と、正弦波の2値信号(-1、+1)の符号を判定し矩形波信号を出力する前記遅延検波器6に接続された判定器8、9と、該判定器8、9のパラレル出力信号をシリアル信号に変換する並列直列変換器10と、前記遅延検波器106の同相成分或いは直交成分の出力信号(図1では同相成分の出力信号を用いている)の極大値と極小値とを検出する極大極小検出器11と、該極大極小検出器11の出力信号に基づいて前記ローカル信号発振器2に含まれる周波数誤差Δfを推定する前記ローカル信号発振器2に接続される周波数誤差推定器12と、前記極大極小検出器11の出力信号に基づいてシンボル同期信号を生成し前記判定器8,9と並列直列変換器10にシンボル同期信号を出力するシンボル同期生成器13とから構成する。
【００１６】
この図に示す復調回路において、ローカル信号発振器2出力に周波数誤差がない場合は、被変調信号が直交検波部1に入力すると、乗算器4、5の出力に入力被変調信号の周波数とローカル信号発振器2の出力周波数との差に応じた周波数をもつ被変調信号の同相成分と直交成分とが導出される。この信号は遅延検波器6においてシンボル変化に対応する被変調信号間の相対的位相差が検出され、この位相差により上述した送信時に重み付けられた変調信号のシンボルデータが復号される。この復号された信号は判定器8、9においてI成分とQ成分の信号の符号が判定された後に並列直列変換器10においてシリアルデータに変換されて変調信号が復調されること従来技術と同様である。
【００１７】
このとき、変調信号が信号空間配置において特定の2つの位置間の推移を繰り返すプリアンブル信号(同期を取るために送信信号の各フレームの先頭に配置される決められたパターンの信号)である場合について考察する。図2は、ローカル信号発振器2に周波数誤差がない場合の被変調信号がプリアンブル信号であるときの遅延検波器6の出力における信号の信号空間配置の例を示す図である。この図に示すように、遅延検波器6の出力信号はI軸とQ軸からそれぞれ45°シフトした位置を往復する。
【００１８】
図3は、図2に示した信号をI軸に対する振幅変化の時間経過を表した図である。図2に示す信号空間配置における信号位置の推移は、時間経過に対してはI軸の原点(Q軸との交点)を基準にして周期的に変化するので、時間波形として表すと図3のようになる。
【００１９】
しかし、ローカル信号発振器2の出力周波数にΔfの誤差があるときは、上述したように信号空間配置が誤差のないときに比べてΔθシフトする(図8参照)。図4は、ローカル信号発振器2の出力周波数にΔfの誤差があるときの図2に対応する信号空間配置図である。また、図5は、図4に示した信号をI軸に対する振幅変化の時間経過を表した図である。図4に示す信号空間配置における信号位置の推移は、時間経過に対してはI軸の原点(Q軸との交点)から負(左)側にシフトした点を中心にして周期的に変化するので、図5に示すように全体が負側にシフトした時間波形となる。
【００２０】
極大極小検出器11は、図5に示した信号が入力すると微分器を用いて信号を微分し信号の極大値と極小値とを求めると共に、図5に示す極大値と極小値との中間値ΔIを算出する。このΔIは図4に示したΔθの位相シフトの結果発生したものであり、Δθに対応して一義的に決まるものである。従って、ΔIが算出できればΔθが求まり、周波数誤差推定器12においてこのΔθを時間微分すればΔf(ローカル信号発振器2の出力周波数誤差)が求まるので、周波数誤差推定器12はこのΔf情報をローカル信号発振器2に送り、出力周波数誤差を打ち消すようにローカル信号発振器2を制御する。
【００２１】
また、シンボル同期生成器13は、極大極小検出器11の出力信号から信号レベルが極大極小となる間隔の時間を検出し、この検出時間の中間を遅延検波器6に入力した信号のシンボルと判断すると共にこれをシンボル同期時間として判定器8,9と並列直列変換器10とに供給するようにしている。
【００２２】
以上説明したように、本発明に係わる復調回路は、シンボル同期生成とは無関係に遅延検波器6出力信号の時間波形の極大値と極小値とからローカル信号発振器2の出力周波数誤差を検出するようにしたものである。
従って、本発明に係わる復調回路はシンボル同期生成とローカル信号発振器2の出力周波数誤差の検出とが同時に実施できるので、従来の復調回路に比べてより速く同期捕捉ができると共に、複素演算器を必要としないので回路を小型化できる。
【００２３】
以上、遅延検波器出力信号が信号空間配置図の第1象限と第2象限との間を推移する例について説明したが、遅延検波器出力信号がその他の象限、例えば、第2象限と第3象限との間を推移するようなプリアンブル信号の場合でも、上述と同様な動作によりローカル信号発振器の出力周波数誤差を検出することができる。なお、この場合は、図5に示した波形をQ軸に対する振幅変化で表すようにすると都合がよい。
【００２４】
上述した極大極小検出器11において、検出した信号の極大値或いは極小値が雑音等により変動する場合があるが、このときは所定の時間間隔において複数の極大値と極小値とを検出し、これらの平均を取るようにすれば検出精度を向上させることができる。
【００２５】
【発明の効果】
本発明は以上説明したように遅延検波器の出力信号波形の極大値と極小値との中間値に基づいてローカル信号発振器の出力周波数誤差を算出するようにしたので、シンボル同期確立とローカル信号発振器の出力周波数誤差検出とが同時にでき、従って、復調回路としての同期捕捉が速く、しかも複素演算器を必要としないので小型化が容易な復調回路を実現する上で著効を奏す。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる復調回路の実施の形態例を示す機能ブロック図
【図２】本発明に係わる復調回路におけるローカル信号発振器の出力周波数に誤差がない場合の遅延検波器出力の信号空間配置例を示す図
【図３】図2に示した信号をI軸に対する振幅変化の時間経過により表した図
【図４】本発明に係わる復調回路におけるローカル信号発振器の出力周波数に誤差が有る場合の遅延検波器出力の図2に対応する信号空間配置を示す図
【図５】図4に示した信号をI軸に対する振幅変化の時間経過により表した図
【図６】従来のπ/4シフトQPSK復調回路の構成例を示す機能ブロック図
【図７】従来のπ/4シフトQPSK復調回路におけるローカル信号発振器の出力周波数に誤差がない場合の遅延検波器出力の信号空間配置を示す図
【図８】従来のπ/4シフトQPSK復調回路におけるローカル信号発振器の出力周波数に誤差が有る場合の遅延検波器出力の信号空間配置を示す図
【図９】従来のπ/4シフトQPSK復調回路における複素演算処理を信号空間配置において説明する図
【符号の説明】
1・・直交検波部
2・・ローカル信号発振器
3・・π/2移相器
4、5・・乗算器
6・・遅延検波器
8、9・・符号判定器
10・・並列直列変換器
11・・極大極小検出器
12・・周波数誤差推定器
13・・シンボル同期生成器
101・・直交検波部
102・・ローカル信号発振器
103・・π/2移相器
104、105・・乗算器
106・・遅延検波器
107・・シンボル同期生成器
108、109・・符号判定器
110・・複素共役器
111・・複素乗算器
112・・周波数誤差推定器
113・・並列直列変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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