(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力レベルが測定されるＲＦ信号を受信するよう結合された入射電力ポートと、平衡信号を受信するよう結合された比較ポートと、バイアス信号を受信するよう結合されたバイアス入力と、前記バイアス信号から得られ振幅が前記ＲＦ信号と前記平衡信号との電力レベルの差に比例して異なる第１及び第２の差信号が出現する第１及び第２の差出力と、を有して成る熱測定ブリッジと、
前記第１及び第２の差信号に結合されて、そこから平衡信号を発生し、該平衡信号の電力レベルを調整して、前記第１及び第２の差信号の振幅差を最小限に調整するサーボ回路と、
前記平衡信号に結合される入力と補償出力とを有する補償回路と、
それぞれ、一端が前記補償出力に結合され、他端はそれぞれ前記入射電力ポートと前記比較ポートとに結合されている第１及び第２のアイソレーション回路網と、
を備えて成り、
前記補償回路が、前記入射電力ポートと前記比較ポートとに等しい量の追加電力を供給することと、前記補償回路が、前記追加電力を調整して、前記追加電力と前記ＲＦ信号の電力と前記平衡信号の電力との合計が一定になるようにすることを特徴とするＲＦ電力計。
【請求項２】
前記第１及び第２のアイソレーション回路網が、抵抗値が等しい抵抗器であることを特徴とする請求項１に記載のＲＦ電力計。
【請求項３】
前記補償回路に、アナログ整形増幅器が含まれていることを特徴とする請求項１に記載のＲＦ電力計。
【請求項４】
前記平衡信号に結合されてデジタル電力レベル信号を発生するアナログ・デジタル変換器をさらに有し、前記補償回路に、前記デジタル電力レベル信号によってアドレス指定されデジタル補償値を送り出すルック・アップ・テーブルをさらに有し、入力が前記デジタル補償値に結合され、出力が前記補償出力に結合されたデジタル・アナログ変換器もさらに備えて成る請求項１に記載のＲＦ電力計。
【請求項５】
前記熱量測定ブリッジに熱的に結合された加熱抵抗と、
熱量測定ブリッジに熱的に結合された温度センサと、
温度センサに結合され、前記熱量測定ブリッジを一定の周囲温度に維持する温度コントローラと、
をさらに備えて成る請求項１に記載のＲＦ電力計。
【請求項６】
前記サーボ回路に積分器が含まれ、
前記ＲＦ電力計が、
前記ＲＦ信号が前記入射電力ポートに印加される前に、該ＲＦ信号に直列に結合され、前記入射電力ポートにおける前記ＲＦ信号の電力レベルを選択された時間にほぼゼロに低減する回路と、
前記選択された時間中に、前記ＲＦ信号に対して検出可能な最小の非ゼロ電力レベルに対応する選択された固定値が前記平衡信号用に前記サーボ回路によって発生されるようにするオフセット回路と、
前記サーボ回路内の誤差信号に結合され、前記選択された時間中に、前記バイアス入力と前記第１の差出力との間の分路における導電を変動させることによって、該誤差信号をゼロにゼロ調整し、別の時間中は、分路における導電を選択された時間中の最新値に維持するゼロ平衡回路と、
を備えて成ることを特徴とする請求項１に記載のＲＦ電力計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、一般に電力計に関し、特に、熱量測定ブリッジを用いた熱測定ＲＦ電力計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ここ十年ほどの間における半導体の開発、及び、無線周波数スペクトル割当てにおける最近の変化は、セルラー・テレフォン・サービス及びＧＭＲＳに用いられるような各種携帯用トランシーバの用途及び市場の力強い成長に貢献してきた。製品となるものは、やはり、試験しなければならないし、必要に応じて、修理し、試験しなければならない。米国におけるＣＤＭＡ及び欧州におけるＧＳＭのようなスペクトル拡散技術の出現によって、試験装置に含まれる技術的精巧度をさらに高めて、被試験デバイスの性能の特徴を評価できるようにすることが必要になる。こうした試験装置は、信頼できることと、比較的小型であること（ラックに一杯の独立した計器からなるシステムを販売しようとする者に当てはめる必要はないが．．．）に加えて、将来の発展に適応可能であることが望ましい。
【０００３】
こうしたテスト・セットがなすべきことの中に、ＲＦ電力の測定がある。こうしたテスト・セットの電力測定モジュールは、従って、小さく、正確で、帯域が広く、ＣＷ以外のパルス変調用途に適合し、安価であることが望ましい。これは、全くのところ、本質的に異なる要件のリストであり、セルラー・テレフォンのような無線装置に用いられるテスト・セットの設計者にかなりの難問を課すことになる。
【０００４】
熱量測定ＲＦ電力計は、ＲＦ電力を終端負荷に受け入れ、発生する熱をブリッジのアームの１つである温度依存抵抗に熱的に結合する装置である。これによって、ブリッジの平衡がくずれ、サーボ・ループ内に誤差信号が生じる。サーボは、これに応答して、その熱が温度感応ブリッジのもう１つのアームに結合される、独立しているが、同一の終端負荷にＤＣまたは低周波電力を供給する。供給された電力は、サーボ・ループが、ブリッジの平衡をとり直すのにどれだけの電力を必要とするかを計測することによって測定される。この種の熱量測定ＲＦ電力計は、ある時期周知のところであった。例えば、ヒューレット・パッカード・モデル４３４Ａ熱量測定電力計に関する操作及びサービス・マニュアル（およそ１９６１年頃）を参照されたい。この技法のより最近の例については、１９８７年７月のヒューレット・パッカード・ジャーナル、ページ２６の「Ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ−Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｐｅｆｏｒｍａｎｃｅ  ｉｎ  ａｎ  Ａｎａｌｏｇ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｅｔｅｒ」と題する論文において知ることができる。
【０００５】
熱量測定ブリッジの正確度は、温度、とりわけ、ブリッジの両端間に生じる温度差によって影響を受ける。ブリッジ内の素子の電気的値は、トリミングによって平衡をとることができるが、それでも温度係数を備えており、物理的な部分内における熱経路の制御は極めて困難である。その結果、測定される電力を加えるといった、熱勾配下においては、ブリッジは、熱勾配に対するブリッジ自体の非対称応答のため不平衡になる可能性がある。時間的に、定常状態条件が維持される場合、勾配がならされ、正確な応答が得られるようになる。この熱的時定数応答時間の必要をなくすことができれば、望ましい。
【０００６】
制御ループは、増幅器または積分器を用いて、フィードバック信号を形成することが可能である。小さい変化を測定しなければならないとか、ＤＣ測定技法が許容できないドリフトを被りがちであるといった多くの状況において、ＡＣ測定技法にシフトすることが望ましい。こうした場合、積分器に結合された同期検波器が、増幅された誤差信号から実際のフィードバック信号を形成する魅力のある組み合わせを形成する。熱量測定による電力測定技法の場合、積分器の出力を利用して、熱を発生させると、積分器からの出力の極性のいずれによっても平衡点が生じる可能性がある。しかし、極性の一方は、例えばフィードバック信号と誤差信号との間における変化であるという間違った論理的認識をそれに結び付ける。システムが該状態になると、フィードバックはもはや負ではなくなり、正になる。結果として、一般に、最悪の場合のマージンを予測して、ブリッジが実際に平衡状態にある場合でも、積分器の出力がその範囲内においてゼロに近づかないようにすることが必要になる。サーボ・ループの論理に対する複雑化の要因として、その非理性的な強制的解決は、実際には処理しやすいが、それにもかかわらず、小さい信号レベルを測定できる正確度に制限を加えるという欠点がある。ブリッジが実際に平衡状態にある場合、積分器の出力が、ゼロにかなり接近して効力を発揮できるようにすることによって、このダイナミック・レンジに対する制限を排除することができれば望ましい。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、熱量測定ブリッジにおける示差加熱の影響を低減することのできる装置を提供することを目的とする。
本発明は、また、小さい入力信号レベルでも正確に測定することのできる装置を提供することを目的とする。
本発明は、さらに、フィードバック・ループ内の積分器の出力がゼロ近辺でも動作させることのできる装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
熱量測定ブリッジ内における示差加熱の問題に対する解決策は、まず、外部からブリッジを加熱し、結果生じる温度を制御することである。所望の場合には、実際の断熱オーブンを利用することができるが、断熱しなくても、加熱される熱質量を頼みにすれば十分な可能性もある。
【０００９】
示差加熱の問題に対する第２の解決策は、測定すべき供給される電力に応じて変動する量だけ、内部的にブリッジを加熱することである。これは、第１の例における熱勾配の主たる発生源を排除する働きをする。熱量測定ブリッジの２つの終端負荷に対する共通モードの入力信号として、この熱を加えることによって、ブリッジ自体が不平衡状態にならなくなり、従って、その共通電力を測定しようとしない。測定すべき実際の入力電力は、当初、ブリッジを不平衡にするので、以前のように測定も行われる。定電源回路が、測定される電力の表示に応答し、測定電力（並びにブリッジを平衡にする等量のフィードバック電力）と共通モード電力の和を、フル・スケール測定に対応する一定の値、実際のところは、それよりわずかに大きい値に保持する働きをする。これによって、応答時間を延長する、ブリッジ内の内部熱過渡現象が排除される。
【００１０】
十分にゼロに近づけて積分器の出力を有効に作用させることができないという問題に対する解決策は、加えられる入力を周期的に除去して、真の平衡状態からの適正なわずかなオフセットをサーボ・ループに導入し、その後、独立したサンプル及びホールド制御ループによってブリッジの正確な平衡状態にすることである。「周期的」は、１秒間に１回、１秒間に１０回、あるいは、望ましい場合には、各測定の開始時を意味するものとみなすことが可能である。
【００１１】
【実施例】
ここで図１を参照すると、セルラ・テレフォン及びＧＭＲＳトランシーバのような無線通信装置に用いられるテスト・セットの概略ブロック図が示されている。ＤＵＴ２、すなわち、被試験装置は、被試験無線通信装置を表している。この特定のテスト・セット１の場合、２つの信号発生器１０及び１１と、２つの受信器１３及び１４が設けられている。２つの受信器のうち、受信器＃１  １３は、ＲＥＣＥＩＶＥＲ  ＲＥＳＵＬＴＳ（受信器結果）１５と呼ばれる測定データを作成する各種測定回路に結合されている。受信器（１３、１４）及び信号発生器（１０、１１）の動作は、プロトコル発生及び認識マシン１７によって制御される。これは、主として、一方では、ディスプレイ及び制御パネル（不図示）を介してオペレータと、あるいは、別のコンピュータ・システムのような外部コントローラと対話して、実施すべき測定または試験のタイプを選択または指定し、もう一方では、テスト・セットの内部資源（例えば、信号発生器１０、１１及び受信器１３、１４）と対話して、該測定及び試験をセット・アップし、実施する、組み込み式マイクロプロセッサ制御システムである。プロトコル発生及び認識マシン１７の重要なタスクは、無線通信装置がそれに従って機能する、ＣＤＭＡ及びＧＳＭのような各種規格を構成する特定の特性及び働きを考慮する能力である。
【００１２】
すなわち、信号コンバイナ／セパレータ３によって、ＤＵＴ２がテスト・セット１の各種信号発生器及び受信器に結合されるのは明らかである。主として、コンバイナ／セパレータ３は、信号発生器１０及び１１と、受信器１３及び１４によるＤＵＴ２への同時アクセスを可能にする専用パワー・スプリッタ及びパワー・コンバイナの働きをする。この働きは、個々のコンポーネント５、６、及び、７によって概略が示されている。コンバイナ／セパレータ３における要素５、６、及び、７については、それらが、ＤＵＴと信号発生器及び受信器との個々の間に一定の望ましいアイソレーションが得られるようにしなければならないという点、損失を生じてはならないという点、及び、帯域がかなり広くなければならない（例えば、５０ＭＨｚ未満から２ＧＨｚを超える）という点を除けば、これ以上述べることはあまりない。現在関心があるのは、コンバイナ／スプリッタ素子５をＤＵＴ２に接続する経路１８に生じるＲＦ電力の測定である。
【００１３】
このために、適合する方向性結合器とすることが可能な、例えば、線路１８に生じるものより２０ｄＢ低い信号を抽出し、出力がＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ（電力測定結果）９と呼ばれる場合のある電力測定モジュール８に該信号を加えるサンプラ４について特に言及することにする。ＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ９は、ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＲＥＳＵＬＴＳ１５と共に、ＤＵＴ２の性能の生測定値を構成するものとみなすことができる。これらの測定値は、プロトコル発生及び認識マシン１７によって解釈される。
【００１４】
次に図２を参照すると、拡大された電力測定モジュール８がブロック図の形１９で示されている。ＤＵＴ２からのＲＦ電力が、線路１８及び結合器４によって、その利得をゼロを含む都合の良い量に設定することが可能な利得段２０に結合される。利得段２０からの信号がスイッチ２１に加えられる。スイッチ２１を位置２２につけると、ＤＵＴの出力が、（利得段２０を介して）テスト・ポートに接続される。これによって、テスト・セット自体の試験及び較正が容易になる。また、スイッチ２１を位置２３に設定することによって、ダイオード電力センサを利用する「高速」電力測定モジュール２５にＤＵＴを結合することも可能である。「高速」電力測定モジュール２５の応答時間は、マイクロ秒単位であり、その出力情報２７ａは、ＰＯＷＥＲ  ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ  ＲＥＳＵＬＴＳ９の一部として利用可能になるし、同時に、自動レンジ・コントローラに対する入力としても加えられる。自動レンジ・コントローラ２８の出力は、利得段２０の利得を設定するために利用される。スイッチ２１は、利得段の出力電力レベルを「低速」電力測定モジュール２６のダイナミック・レンジの範囲内に納まる値に利得段２０の利得を設定することができるように、組み込み式制御システムによって、周期的に特に位置２３に設定される。もちろん、云うまでもないことではあるが、例えば、パルス化電力測定のように、高速応答が必要とされる場合にはいつでも、「高速」電力測定モジュール２５を利用して、ＤＵＴにおける１次電力測定を実施することも可能である。高速電力測定モジュール２５がどうなっているかに関するこれ以上の情報に興味のある者は、１９９５年１０月２５日に出願された、Melvin D.Humpherysによる「METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING RF POWER IN A TEST SET」と題する米国特許出願第０８／５４８，０６７号を参照するのが有効であることに気づくであろうと思われる。
【００１５】
引き続き、スイッチ２１を位置２４に設定する場合に得られる構成について詳説するのが好都合であることは明らかである。こうした場合について云えば、信号ＡＣＴＵＡＬ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ（実際の低速電力入力）３０は、電力センサが熱量測定ブリッジである「低速」電力測定モジュール２６の入力に結合される。「低速」電力測定モジュール２６の出力は、ＰＯＷＥＲ  ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ  ＲＥＳＵＬＴＳ９の一部をなす情報２７ｂである。主として関心のあるのは、「低速」電力測定モジュール２６の動作及び構成に関するいくつかの様相である。
【００１６】
次に、図３に示すブロック図について考察する。示されているのは、「低速」電力測定モジュール２６の概略ブロック図である。ブロック図の上方左側には、入力信号ＡＣＴＵＡＬ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ３０があり、下方右側には、ＰＯＷＥＲ  ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ  ＲＥＳＵＬＴＳ９の一部をなす出力信号２７ｂがある。ここでの関心は、これら２つの信号間に何が起きるかである。
【００１７】
入力信号ＡＣＴＵＡＬ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ３０は、抵抗値が温度にかなり依存する検知抵抗器３５に熱的にしっかりと結合された、５０Ωの終端抵抗器３２を含む熱量測定ブリッジ基板３１に加えられる。検知抵抗器３５は、負荷抵抗器３４と直列に接続され、分圧器を形成する。基準信号発生器４６は、抵抗器３４と３５によって形成される分圧器のタップ、その他に加えられる、５ＫＨｚの信号４７を発生する。従って、分圧器のタップにおける５ＫＨｚの信号の振幅は、（主として）終端抵抗器３２において消費される電力量によって決まる。
【００１８】
次に信号ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ（比較用低速電力入力）  ５７について述べることにする。それは、抵抗器３２と同じ５０Ω抵抗器３３に加えられるＤＣまたは低周波信号である。抵抗器３３は、検知抵抗器３５と同じ検知抵抗器３７に熱的にしっかりと結合されている。抵抗器３７は、やはり、負荷抵抗器３４と同一の負荷抵抗器３６と直列に接続されており、抵抗器３６及び３７が抵抗器３４及び３５によって形成される分圧器に対応する分圧器を形成している。抵抗器３６及び３７によって形成される分圧器は、やはり、その上端が５ＫＨｚの基準信号４７に結合されている。この第２の分圧器のタップに生じる信号４１の振幅は、信号ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ５７の電力レベルがＡＣＴＵＡＬ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ３０の電力レベルと同じである場合には必ず、信号４０の振幅に等しくなるのが理想である。信号４０と４１の差をゼロにするようゼロ調整することによって、信号５７にサーボ制御を加えて、信号３０と整合させるのが、２つの信号３０と５７の間における回路要素の仕事である。それが済むと、信号３０の電力レベルは、信号５７の振幅の直接測定値と、抵抗器３３が５０Ωであるという知識によって、推定することが可能になる。しかし、その途中、誤差の機会がかなり生じることになる。
【００１９】
続けると、熱量測定ブリッジ基板３１は、薄膜及び集積回路技法を用いて製作される単一アセンブリである。５０Ω抵抗器３２及び３３は、例えば、曲がりくねったチタン・トレースから形成され、アセンブリ３１全体がそれ用の小さい容器にパッケージされる。しかし、この特定の用途に合わせて特に設計された部品ではない。それは、確かに、ＲＦ電力センサになるように設計されたものであるが、たまたま、その仕様及び公差がある以前の用途に合うように選択されている既存の部品であった。経済的理由から、この既存の部品を利用し、結果生じるいくつかの「欠点」を受け入れる方法を見つけることが望ましい。（それが「悪い」部品であるということではない；我々が、初めてその設計を行うのであれば、我々の意図する用途により適合するようにいくつかの変更を行ったであろうということがより重要である。しかし、我々がそうしたとしても、今探求しようとしている問題が完全に消滅することはない。）
【００２０】
従って、最初に、信号５７の電力レベルを調整することによって信号４０と４１の差を零にするサーボ・ループ全体について述べることにする。それが済めば、その「欠点」の説明に戻り、それについて何をなすべきかを説明することができるようになる。
【００２１】
従って、まず、信号４０及び４１が、出力が低域フィルタ４３に加えられる差動増幅器４２に結合される。低域フィルタ４３の主たる目的は、サーボ・ループの動的挙動（ステップ応答）を設定するのを補助し、増幅された誤差信号の高調波を抑制することにある。低域フィルタ４３の出力は、対数増幅器４４に結合され、該増幅器の出力は、さらに、同期検波器４５に加えられる。同期検波器４５は、増幅された５ＫＨｚの誤差信号を整流する働きをし、結果生じるＤＣ信号は、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ５７が高すぎるか、あるいは、低すぎるかを表した極性を有しており、スイッチ４８を介して、動的ゼロ調整の場合には積分器４９に、あるいは、別の時には積分器５２に加えられる。積分器５２は、整流された誤差信号が引き続き存在することに応答し、整流された誤差信号が消失するまで、出力に上昇または下降するランプを生じさせる。これら「別の時」（すなわち、電力測定時）には、積分器５２の出力は、スイッチ５５を介して、利得１の増幅器とすることが可能な緩衝増幅器５６に結合される。前記緩衝増幅器は、５０Ωの抵抗器３３の比較的低いインピーダンスを駆動するのに必要な影響力を及ぼす。さらに、緩衝増幅器５６は、２つの入力がそれぞれスイッチ５５を経由した積分器５２の出力と低周波ＡＣ信号８３（例えば２５ＫＨｚ）とであるアナログ乗算回路８２に置き換えることが可能であることが分かる。こうして、信号ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ５７が、ＤＣ信号の代わりにＡＣ信号になる。この主サーボ・ループが、平衡になると（おそらく、数ミリ秒ほど）、ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）８４は、積分器の出力信号（緩衝増幅器５６の入力または乗算器８２の入力に加えられる）の振幅を測定し、ＰＯＷＥＲ  ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ  ＲＥＳＵＬＴＳ  ９の一部をなす出力２７ｂを発生する。
【００２２】
次に、事態を好転させるいくつかの改良について考察を加えることにする。まず、電力測定が実際には差分測定であることは明らかである。すなわち、実際に求めているのは、電力が供給された時点の測定電力から電力が供給されていない時点の残留「測定電力」を引いた値である。もちろん、残留測定電力は、実際の電力を表すものではなく、システムにおけるドリフトまたは他の不均衡状態である。これらの不均衡状態の１つは、実際には電力が供給されていない場合の、主サーボ・ループの動作点に関するものである。
【００２３】
しばらくの間、システムが真に理想的であるものと仮定する。従って、ゼロの場合、信号４０及び４１のＲＦは、全く等しく、ループのどこにおいても誤差信号はゼロである。すなわち、積分器５２の出力はゼロになる。次に、ＡＣＴＵＡＬ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ３０にわずかな量の電力が加えられたとすると、誤差増幅器４２からの誤差信号が整流され、例えば、積分器５２に加えられる正の信号が生じる。さらに、それによって、正に向かうランプを生じ、これが最終的にはループを平衡状態に戻すことなる。積分器によってオーバシュートが生じるか、あるいは、実際の入力電力レベルが低下すると、同期検波器４５が、整流誤差信号の符号を逆転し、積分器は、下方に戻るランプを生じる。しかし、積分器の出力の符号は、正のままである。
【００２４】
次に、実際のシステムには、必ず不均衡状態及びオフセットが存在するが、わずかである。このことは、積分器のわずかな出力によって、ループが平衡状態になるということを表している。供給される電力を測定する必要がなければ、積分器のわずかな出力の静止状態は、同じぐらい容易にわずかに負の出力になる可能性があり、結局、それによって、ループの平衡をとるべき抵抗器３３に電力を生じることになる。熱は熱である。しかし、それでは、制御信号の論理的な意味はいったいどうなるのであろうか？  ループがオーバシュートを生じる場合、同期検波器４５からの信号の極性は負のままであり、これによって、積分器５２の出力が駆動されていっそう負性を強め、オーバシュートがさらに増大する。換言すれば、制御信号の論理的な意味が逆転したことになる。この結果、サーボは、それ自体をレールまで駆動し、ロック・アップする。明らかに、この動作モードは、回避しなければならない。実際問題として、これは、ノイズ、ドリフト、または、他のマージン損失条件によって、サーボ・システムがふとしたことでエッジを超えてしまうほど、ループの実際の動作上の「零点」を積分器の実際のクロスオーバに近接して設定してはならないということを表している。より優れたメカニズムがない場合、この状況に強引に適応しようとすれば、単純に、安全な動作領域内における実際には１０パーセントのポイントであるところに動作上の零点を置くことになる。これは、有効に作用するが、ダイナミック・レンジを使いきるので、低電力レベルの測定がより不正確になる。
【００２５】
図４を参照することが、この時点では有効である。図４は、縦座標６５に沿ったＡＣＴＵＡＬ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮのさまざまな量に対するサーボ・ループのゼロ調整に必要な、横座標６４に沿ったＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮのグラフ６２である。熱量測定ブリッジ３１の対称性のため、グラフに結果として生じる勾配は１であり、１０ミリワットの比較信号５７によって、１０ミリワットの入力信号の平衡がとれる。従って、ライン６３は、軸に対して４５度をなすように描かれている。レンジ６７は、積分器５２の出力が負に向かうことを気にしなければ、ループが動作する理想のレンジである。しかし、これまで見てきたように、その実現は実際的ではない。点線６６が有害なケースを表している。ゼロが適用される電力条件がループの実際のクロスオーバ・ポイントに接近しないようにするため、動作レンジ６８を採用することができる。これは、ただ単に、最悪のケースが積み重なった不適当なマージンによってグラフ６２の原点に近すぎる実動作点が生じるのを阻止するのに十分なオフセットを、ループに組み込むことによって行われる。さらに、ただ単に、レンジ６８にスケーリングを施して、実際に供給される電力のレンジを表すようにするだけである。すなわち、レンジ６８の下方端における１０パーセントのポイントは、供給される電力を表しておらず、一方、フル・スケールのポイントは、供給されるフル・スケールの電力を表している。上述のように、それは、これが有効に働かないということではない。それによって、ダイナミック・レンジが妨げられ、低電力レベルの測定がより不正確になることが、より重大なことである。
【００２６】
より有効なのは、レンジ６９を動作レンジとして安全に採用できるということであり、その下方端は例えば１パーセントである。これは、そもそも、組み合わせると、１０パーセントのマージンが必要であることを示唆することになる、オフセットと不均衡とを減少させることができなくても、あるいは、減少させないよう選ぶ場合であっても、望まれる。簡単に云えば、いわば、別の制御ループの制御下において、恐ろしい危険とすぐ隣り合わせに、主ループを操作することを代わりに選択するということである。図３をもう１度参照すると、それがいかにして行われるかが示されている。
【００２７】
まず、２つの抵抗分割器（３４／３５及び３６／３７）までたどることが可能な熱量測定ブリッジ３１の不均衡に対抗する方法が必要である。このための第１のツールは、別様であれば線路３０に生じる入力ＡＣＴＵＡＬ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮを除去する能力である。これは、利得段２０（図２参照）の利得をゼロに設定することによって実現する。このための第２のツールは、抵抗器７０及びＤＡＣ５１である（「プログラマブル抵抗器」とみなす）。たとえ分圧器が最終的に公差の許容可能範囲のどこまで達したにせよ、抵抗器７０は、それ自体で、ループが一方に不均衡になることを保証するのに十分なほど小さい。ＤＡＣ５１は、さらに、少なくとも第１の方向における最悪のケースの不均衡に等しい量だけ、反対の方向にループを戻すことができるように選択される。これは、ＤＡＣ５１に関してあるセッティングを施すと、真のゼロ・クロスオーバにおいて、おそらくは、安全のためほんの少しプラスしたポイントにおいてループの平衡を正確にとるのに役立つことが保証されるということを冗長に述べたものである。ＤＡＣ５１は、当初、例えば１パーセント点に設定される。ＤＡＣ５１は、上記の有望な動的ゼロ制御ループの能動部分ではなく、単に、ドリフトする可能性があるが、それにもかかわらず、動的ゼロ制御ループの範囲の「中心にくる」初期動作点をもたらすものであるという点に留意されたい。
【００２８】
求められている制御ループは、主サーボ・ループの動作上の零点を動的に設定するものである。これを行うため、スイッチ４８及び５５は、図示されているのとは反対の位置に周期的に（一緒に）設定される。これによって、同期検波器４５の出力が積分器４９の入力に接続され、積分器の出力５０は、入力の１つとしてアナログ乗算器７１に加えられる。アナログ乗算器７１に対するもう１つの入力は、５ＫＨｚの基準信号４７である。アナログ乗算器７１の出力は、誤差増幅器４２に結合される擬似誤差信号（あたかもブリッジ３１の分圧器からのような）とみなすことが可能である。前述のところと同様、主サーボ・システムは、誤差増幅器からの出力がゼロになるように、それ自体ゼロ調整する。ところで、この動作時に、ブリッジ抵抗器３３に送り込まれる電力がなければ、このゼロ調整は、実際には、主ループをちょうど正確なループのクロスオーバ・ポイントに押しやることになりがちであるが、行うには極めてリスクの大きいことであり、確実に大変な事態を生じることになる。しかし、ブリッジ抵抗器３３の電力をゼロにはさせない！ そうはしないで、スイッチ５５の働きと、緩衝増幅器５３に加えられるわずかなオフセットによって、１パーセントの点に設定する。従って、積分器４９及びアナログ乗算器７１の動的ゼロ・サーボ・ループのゼロ調整は、１パーセント点に設定することになるということである。このゼロ調整が実施されると、スイッチ４８及び５５は、通常位置に戻される。積分器４９は、次の動的ゼロ・サイクルまで、ほとんどドリフトの生じないように、その最後の出力を保持するだけである。
【００２９】
熱量測定ブリッジ３１の性能は、一定温度で動作するように構成することによってさらに向上させることが可能である。このため、加熱抵抗器３９及び検知抵抗器３８と連係するように、基板温度コントローラ６１が設けられる。これら２つの素子は、実際にはブリッジ基板３１の一部ではないが、そうすることも可能である。既存の部品が利用されたということと、マスクのキーパが該部品を修正するという考えに慎重であったという点が想起される。従って、検知抵抗器をブリッジ・センサに近接して配置し、次に、両方とも熱質量の共通のキャノピの下に入れ、さらに、その全てを加熱抵抗器のリングで包囲した。こうした全てがプリント回路基板に実装される。これによって、熱量測定ブリッジ・センサ（基板）の温度が約１°Ｃに制御される。説明したばかりの作業全体が、おそらく、高さ１／４インチとした場合、１平方インチのボード・スペースの約１／２を占めることになる。真性の断熱オーブンが用いられた場合には、ブリッジ・センサの温度をより有効に制御できるようになる。
【００３０】
しかし、そうであったとしても、ＡＣＴＵＡＬ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ３０の供給及び除去に、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ５７の全く同じだけの（主サーボ・ループによってなる）供給及び除去が伴うため、やはり、ブリッジ内の各種素子の平均温度に短期の変化が生じる。これらの動作温度の過渡変化によって、分圧器を構成する抵抗器の温度係数におけるトラッキング誤差を明らかにすることが可能である。いかにすれば、電力が供給されない場合でも、あたかも供給されいるかのように、ブリッジ３１を暖まった状態に保つことができるであろうか？
【００３１】
線路３０及び５７を介して電力が供給されていないものと仮定する。次に、抵抗器５８及び５９を介して、それぞれ、抵抗器３２及び３３に全く同じ量の電力を供給する。その供給される量が、ほぼ、抵抗器３２及び３３がフル・スケールの測定条件下において受ける量であると仮定する。（実際の測定は、当初、ブリッジの平衡をくずし、従って、誤差信号を介して再平衡化を誘発する）。しかし、今論じているこれらの条件は、測定条件ではない。抵抗器３２及び３３のそれぞれに同じ電力を供給しているものと仮定しているので、その加熱は、ブリッジの平衡をくずさない；誤差増幅器４２に誤差信号が生じないので、積分器５２はランプを生じない。測定条件はブリッジの初期不平衡を生じるが、駆動抵抗器５８及び５９は生じない。抵抗器５８及び５９は、定電源回路６０によって生じる信号ＤＥＬＴＡ  ＰＯＷＥＲ（Δ電力）  ７４によって駆動される。主サーボ・ループには、定電源回路６０が抵抗器５８及び５９を駆動しているのか否かが分からない。というのも、その効果は、共通モードであり、熱量測定ブリッジ３１の平衡をくずさないためである。従って、主サーボは、定電源回路が存在するか否かに関係なく、それを供給された電力として扱う。
【００３２】
定電源回路６０は、ＰＯＷＥＲ  ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ  ＲＥＳＵＬＴＳ  ９を求めるため計測される同じ信号５７をモニタするので、抵抗器５８及び５９を介してブリッジにどれだけの電力（ＤＥＬＴＡ  ＰＯＷＥＲ  ７４）を供給すべきか分かっている。測定のため、供給電力がゼロの場合、信号５７はその最小値になり（動的ゼロ・ループがそれをゼロに近接しているが、安全に離れた状態に保つという点を想起されたい）、従って、定電源回路６０は、抵抗器３２及び３３のそれぞれにおいて全く等しい全電力加熱を生じる必要がある。測定すべき入力電力がフル・スケールの１／２の場合、フル・スケールの平衡が、定電源回路６０によって終端抵抗器３２及び３３においてとられる。また、測定すべき入力電力がフル・スケールの場合には、定電源回路６０による電力供給は生じない。
【００３３】
従って、定電源回路６０は、ただ単に、信号５７の最小偏位から最大偏位までを抵抗器５８及び５９の共通端における適正な偏位にマッピングするだけである。該マッピングの正確な関係は、抵抗器３２及び３３の５０Ωの値と比較して選択された抵抗器５８及び５９の４００Ωの抵抗によって決まる。抵抗器５８及び５９の４００Ωという値は、その存在によって生じる不連続を最小限に抑えるために選択された。
【００３４】
ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ５７をＡＣ信号とＤＣ信号のいずれかにすることができる可能性について前述したことにもかかわらず、今や明らかなように、定電源回路６０を用いなければならない場合には、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ５７がＡＣ信号であれば、有利である。こうして、ＤＣブロックが位置７２及び７３に存在するよう構成することが可能になる。こうして、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ５７の有無にかかわらず、定電源回路によって加えられるＤＣ電力が終端抵抗器３３によって消費されるのは、今や確実である。同じことのために、定電源回路６０によって生じる電力はＡＣとして送り出されるように構成することが可能である。
【００３５】
定電源回路６０について説明した特定の方法は、おそらく、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ５７のアナログ値に基づいて動作し、抵抗器５８及び５９に対して駆動ＤＥＬＴＡ  ＰＯＷＥＲ７４を発生するアナログ回路に最も適したものである。抵抗器５８及び５９に対する駆動電力を生じる代替方法は、そのセッティングがデジタル値２７ｂ（ＰＯＷＥＲ  ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ  ＲＥＳＵＬＴＳ  ９）に基づく計算またはルック・アップ・テーブルから求められるＤＡＣを、定電源回路６０に含めることである。
【００３６】
図５Ａ〜Ｃには、可能性のあるこうした定電源回路６０の１つに関するいくつかの態様が示されている。関心のある関係式は、Ｐａｐｐ+Ｐｃｏｍｐ+△Ｐ＝Ｃである。この意味するところは、測定すべき供給される電力（３０）と結果得られる匹敵する電力（５７）が生じ、おそらく、Ｐａｐｐのフル・スケールの２倍とするのが最良である、ある一定の量まで、デルタ電力（７４）に加えると、熱量測定ブリッジの平衡がとれるということである。また２Ｐｃｏｍｐ+△Ｐ＝Ｃで表すことも可能である。簡略化のため、厳密な立証は省略し、読者に対して、電力が電圧の二乗に比例することと、定電圧源６０が発生する必要のある総電力量を終端抵抗器３２及び３３に送るためには、それをアイソレーション抵抗器５８と５９の間で分割しなければならないということに留意するよう念押しするだけにしておく。
【００３７】
平易にするため、一時的に、緩衝増幅器５６が存在せず、その代わりに、乗算器８２及び２５ＫＨｚ基準信号８３が含まれるものと仮定する。終端抵抗器３２及び３３のいずれかに加えることが可能な電力レベルの範囲は、−１６ｄＢｍ〜＋８ｄＢｍ、または、５０Ωの場合ほぼ２５ｍＶ〜５００ｍＶである。アナログ乗算器８２は、より高いレベル（数ボルト）における動作にはるかによく適している。この解決策は、ノイズ及び非線形性がより好ましくないレベルにおいてアナログ乗算器８２を動作させるようとするのではなく、その出力を減衰させることである。４００Ωの抵抗器を位置８１に配置するものと仮定する。これによって、アナログ乗算器８２の出力と終端抵抗器３３の両端間に生じるものとの間に９：１の減衰が生じることになる。（この時点でも、ＡＤＣ８４の出力２７ｂの解釈に調整を加えることが必要であるという点に留意されたい；今やそれは９倍も大きくなっている。）全体として、これは、上述の乗算器の性能の理由から有効であるが、やはり、このパラグラフの最初のセンテンスにおいて主張されていた平易さが得られる（または、複雑さが取り払われる）。この平易さが得られるのは、今では、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ  ＳＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＩＮ  ５７を生じる回路（８２または５６）及びＤＥＬＴＡ  ＰＯＷＥＲ  ７４を生じる回路６０には、全て、同じ９：１の減衰を伴うためである。この対称性のため、Ｐａｐｐ+Ｐｃｏｍｐ+△Ｐ＝Ｃ及び２Ｐｃｏｍｐ+△Ｐ＝Ｃに関して前に述べたことが、５０Ωの終端抵抗器３２及び３３に当てはまるだけでなく、４００Ωアイソレーション／減衰抵抗器の適合する１つを備えたものとの直列組み合わせにも当てはまるものと理解することが可能になる。
【００３８】
これらの前置きが無事に理解されたにもかかわらず、ここで、図５Ａのグラフ７５について検討することにする。横座標７６は、アナログ乗算器８２の出力（または、おそらく、４００Ω抵抗器が位置８１にある限り、緩衝増幅器５６の出力）に生じる電圧を表している。縦座標７７は、定電源回路６０によってＤＥＬＴＡ  ＰＯＷＥＲ  ７４のために発生させるべき対応する電圧を表している。上述の平易さが得られると、曲線７５が円の象限になることを証明することが可能になる。
【００３９】
入力から出力への（ちょうど）こうした伝達関数を備えるアナログ回路は、かなり困難である。現状況では、近似が極めて満足のゆく働きをすることが明らかになっている。近似は、図５Ｂにグラフ７８として示されている。図５Ｃに描かれているものと同様のさまざまな整形増幅回路の任意の１つを利用して、当該技術の熟練者が求めることができるのは、区分的線形近似である。図５Ｃには、定電源回路６０のアナログ例として利用することが可能な、汎用形態の整形増幅回路が示されている。この図から分かるように、基本的な概念は、増幅器７９を非線形フィードバック回路網８０で包囲することである。非線形フィードバック回路網８０は、ダイオード、ツェナー、及び、おそらく他の増幅器を含むことが可能である。こうした近似が極めて有効に働く理由の１つは、図５Ａの正確なグラフ７５には、低電力レベルにおいて、最小のｄｘ／ｄｙが含まれており、高電力レベルにおいて、最大のｄｘ／ｄｙが含まれていることにある。これらの極値は、おそらく、最も関心のある領域であり、図５Ｃの整形増幅回路によって得られる近似によってかなりうまく表現される。定電源回路６０が、信号２７ｂに基づくルック・アップ・テーブルまたは計算によって駆動されるＤＡＣ（不図示）で実施された場合、近似は、実際にほぼ完全になる可能性がある。
【００４０】
ところで、アイソレーション抵抗器５８及び５９とは異なる抵抗値が位置８１に存在することを所望する者はどうなっているのか。おそらく、その位置には全く抵抗がないはずである。それでは？  それはさておき、変化しているのは、図５Ａのグラフ７５の円の象限から楕円の象限への変化だけである。図５Ｃに示すような回路を用いるか、あるいは、信号２７ｂに基づくルック・アップ・テーブルまたは計算によって駆動されるＤＡＣを用いて、その近似を求めるのは、円の象限に関してそれを行うのと同様、困難なことではない。
【００４１】
定電源回路６０によって、動的ゼロ機構（４９、５０、７１）が向上するのは明らかである。なぜそうなるかについては、動的ゼロ機構によって、最初に、加えられた入力３０が除去され、次に、ゼロにされるということを想起すれば明らかになるであろう。除去時にかなりのレベルの電力が加えられる場合、正確なゼロに設定できるようになる前に、熱過渡現象を終結させるには、かなりの時間量の経過が必要になる。同様に、ゼロ設定操作の後、再び電力を加えると、別の熱過渡現象が生じ、この存在が、正確な読み取りの妨げになる。定電源回路６０によって、これらの過渡現象が排除され、測定システム全体が、動作温度の適合する変化によって導入される、一時的な不均衡に関連した熱平衡時間なしで済ますことができるようになる。定電源回路は、動作温度の変化をなくすことによってこれを行う。
【００４２】
最後に、定電源回路が存在する場合の、緩衝増幅器５６または乗算器８２に関するもう１つの目的については明らかであろう。もう１つの目的とは、アイソレーションである。すなわち、それらは、定電源回路６０によって発生するレベルが、ＡＤＣ８４によって測定され、信号２７ｂ及びＰＯＷＥＲ  ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ  ＲＥＳＵＬＴＳ  ９に影響を及ぼす（実際のところ、不適当に）のを阻止する。
【００４３】
以上、本発明の実施例について詳述したが、以下、本発明の各実施態様の例を示す。
【００４４】
[実施態様１]
電力レベルが測定されるＲＦ信号を受信するよう結合された入射電力ポート（３２）と、平衡信号（５７）を受信するよう結合された比較ポート（３３）と、バイアス信号（４７）を受信するよう結合されたバイアス入力と、前記バイアス信号から得られ、振幅が前記ＲＦ信号と前記平衡信号との電力レベルの差に比例して異なる、第１（４０）及び第２（４１）の差信号が出現する第１、第２の差出力と、を有して成る熱測定ブリッジ（３１）と、
前記第１、第２の差信号に結合されて、そこから平衡信号（５７）を発生し、該平衡信号の電力レベルを調整して、前記第１、第２の差信号の振幅差を最小限に調整するサーボ回路（４２〜４５、５２、５６）と、
前記平衡信号に結合される入力と補償出力（７４）とを有する補償回路（６０）と、
それぞれ、一端が前記補償出力に結合され、他端はそれぞれ前記入射電力ポートと前記比較ポートとに結合されている第１（５８）、第２（５９）のアイソレーション回路網と、
を備えて成り、前記補償回路が、前記入射電力ポートと前記比較ポートとに等しい量の追加電力を供給することと、前記補償回路が、前記追加電力を調整して、前記追加電力と前記ＲＦ信号の電力と前記平衡信号の電力との合計が一定になるようにすることを特徴とするＲＦ電力計。
【００４５】
[実施態様２]
前記第１（５８）、第２（５９）のアイソレーション回路網が、抵抗値が等しい抵抗器であることを特徴とする、実施態様１に記載のＲＦ電力計。
【００４６】
[実施態様３]
前記補償回路に、アナログ整形増幅器（７９、８０）が含まれていることを特徴とする、実施態様１に記載のＲＦ電力計。
【００４７】
[実施態様４]
前記平衡信号（５５）に結合されてデジタル電力レベル信号を発生するアナログ・デジタル変換器（８４）をさらに有し、前記補償回路に、前記デジタル電力レベル信号によってアドレス指定されデジタル補償値を送り出すルック・アップ・テーブルをさらに有し、入力が前記デジタル補償値に結合され、出力が前記補償出力に結合されたデジタル・アナログ変換器もさらに備えて成る、実施態様１に記載のＲＦ電力計。
【００４８】
[実施態様５]
前記熱量測定ブリッジに熱的に結合された加熱抵抗（３９）と、
熱量測定ブリッジに熱的に結合された温度センサ（３８）と、
温度センサに結合され、前記熱量測定ブリッジを一定の周囲温度に維持する温度コントローラ（６１）と、
をさらに備えて成る、実施態様１に記載のＲＦ電力計。
【００４９】
[実施態様６]
前記サーボ回路に積分器（５２）が含まれ、前記ＲＦ電力計が、
前記ＲＦ信号が前記入射電力ポートに印加される前に、該ＲＦ信号に直列に結合され、前記入射電力ポートにおける前記ＲＦ信号の電力レベルを選択された時間にほぼゼロに低減する回路と、
前記選択された時間中に、前記ＲＦ信号に対して検出可能な最小の非ゼロ電力レベルに対応する所定の固定値が前記平衡信号用に前記サーボ回路によって発生されるようにするオフセット回路（５３、５４）と、
前記サーボ回路内の誤差信号に結合され、前記選択された時間中に、前記バイアス入力と前記第１の差出力と間の分路（７１）における導電を変動させることによって、該誤差信号をゼロにゼロ調整し、別の時間中は、分路における導電を選択された時間中の最新値に維持するゼロ平衡回路（４９、５０）と、
備えて成ることを特徴とする、実施態様１に記載のＲＦ電力計。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明を用いることにより、熱量測定ブリッジにおける示差加熱の影響を低減することができる。また、小さい入力信号レベルでも正確に測定することができる。さらに、フィードバック・ループ内の積分器の出力をゼロ近辺で動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】セルラ・テレフォン及びＧＭＲＳトランシーバのような無線通信装置のための、本発明に従って構成され、機能する、ＲＦ電力測定能力を具備するテスト・セットの概略ブロック図である。
【図２】図１のテスト・セットのＲＦ電力測定部分について拡大した、さらにもう１つの概略ブロック図である。
【図３】熱量測定ブリッジにおける動的ゼロ調整及び定温電力消費を伴う熱量測定ＲＦ電力計を表した、図２のブロック図の一部に関する拡大ブロック図である。
【図４】図３の熱量測定ＲＦ電力計について関心のある動作のいくつかの様相を示す線図である。
【図５Ａ】図３のブロック図に示された定電源回路を表した線図である。
【図５Ｂ】図３のブロック図に示された定電源回路を表した線図である。
【図５Ｃ】図３のブロック図に示された定電源回路を表した線図である。
【符号の説明】
１：テスト・セット
２：被試験装置
３：信号コンバイナ／セパレータ
４：サンプラ
８：電力測定モジュール
１０、１１：信号発生器
１３、１４：受信器
１７：プロトコル発生及び認識マシン
１８：経路
２０：利得段
２１：スイッチ
２５：高速電力測定モジュール
２６：低速電力測定モジュール
２８：自動レンジ・コントローラ
３１：熱量測定ブリッジ基板
３２：終端抵抗器
３３：抵抗器
３４、３６：負荷抵抗器
３５、３７：検知抵抗器
４２：誤差増幅器
４３：低域フィルタ
４５：同期検波器
４６：基準信号発生器
４８、５５：スイッチ
４９、５２：積分器
５１：デジタル・アナログ変換器
５６：緩衝増幅器
５８、５９：駆動抵抗器
６０：定電源回路
７０：抵抗器
７１：アナログ乗算器
７９：増幅器
８０：非線形フィードバック回路網
８２：アナログ乗算回路
８４：アナログ・デジタル変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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