(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式による変調信号を受信する受信装置に備えられる適応等化器において、
タップ付き遅延線を有し、このタップ付き遅延線により受信信号を所定のタップ係数で重み付け合成して等化信号を出力するトランスバーサルフィルタと、
このトランスバーサルフィルタから出力される等化信号の信号点をＩ−Ｑ信号点配置図における収束点に収束させるためのタップ係数を、所定のアルゴリズムに基づき算出するタップ係数制御手段とを具備し、
このタップ係数制御手段は、
ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）アルゴリズムに基づき、このアルゴリズムにおける前記信号点の前記収束点からのずれεを評価するための評価関数を、互いに異なる２つの評価関数に切り替えつつ前記タップ係数を算出し、
前記２つの評価関数のうち一方の評価関数は、
ｙを等化信号出力とし、Ｒを定数とし、ｋをインデックスとしたとき、次式（１）に示されるＪｔであることを特徴とする記載の適応等化器。
【数１】
0003908474.tif 000009
【請求項２】
前記２つの評価関数のうち他方は、
ｙを等化信号出力とし、Ｒを定数とし、ｍをインデックスとしたとき、次式（２）に示されるＪ１２であることを特徴とする請求項１に記載の適応等化器。
【数２】
0003908474.tif 000010
【請求項３】
前記タップ係数制御手段は、前記タップ係数の更新ごとに前記評価関数を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化器。
【請求項４】
前記タップ係数制御手段は、ＣＭＡアルゴリズムで算出されたタップ係数に基づく信号点の前記収束点からのずれεが予め定められた閾値よりも小さくなった場合に、前記タップ係数を算出するためのアルゴリズムを、前記ＣＭＡアルゴリズムから所定の参照信号系列に基づく最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化器。
【請求項５】
前記タップ係数制御手段は、前記最小平均２乗誤差アルゴリズムにより前記タップ係数を算出するに際して、前記等化信号の信号点に最も近い前記収束点に対応するビット列を前記参照信号系列として、前記タップ係数を算出することを特徴とする請求項４に記載の適応等化器。
【請求項６】
多値ＱＡＭ変調方式による変調信号を受信する受信装置に備えられる適応等化器において、
タップ付き遅延線を有し、このタップ付き遅延線により受信信号を所定のタップ係数で重み付け合成して等化信号を出力するトランスバーサルフィルタと、
このトランスバーサルフィルタから出力される等化信号の信号点をＩ−Ｑ信号点配置図における収束点に収束させるためのタップ係数を、所定のアルゴリズムに基づき算出するタップ係数制御手段とを具備し、
このタップ係数制御手段は、
ｙを等化信号出力とし、Ｒを定数とし、ｋおよびｍをインデックスとしたとき、
ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）アルゴリズムに基づき、このアルゴリズムにおける前記信号点の前記収束点からのずれεを評価するための評価関数を、前記タップ係数の更新ごとに、次式（１）に示されるＪｔまたは次式（２）に示されるＪ１２に交互に切り替えつつ前記タップ係数を算出することを特徴とする適応等化器。
【数３】
0003908474.tif 000011
【請求項７】
前記タップ係数制御手段は、ＣＭＡアルゴリズムで算出されたタップ係数に基づく信号点の前記収束点からのずれεが予め定められた閾値よりも小さくなった場合に、前記タップ係数を算出するためのアルゴリズムを前記ＣＭＡアルゴリズムから、前記等化信号の信号点に最も近い前記収束点に対応するビット列を前記参照信号系列とする最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えることを特徴とする請求項６に記載の適応等化器。
【請求項８】
多値ＱＡＭ変調方式による変調信号を直交復調してＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンド信号を出力する直交復調器と、
この直交復調器から出力されるＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンド信号をそれぞれディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、
このＡ／Ｄ変換器によりディジタル変換されたＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンド信号をそれぞれ波形等化して出力する適応等化器と、
この適応等化器の出力から、それぞれＩチャネルおよびＱチャネルの搬送波成分を抽出する搬送波再生部と、
この搬送波再生部の出力から受信データを複合する復号処理部とを具備し、
前記適応等化器は、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の適応等化器であることを特徴とする受信装置。
【請求項９】
多値ＱＡＭ変調方式による変調信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、
このＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号を、少なくとも前記変調信号のナイキスト周波数以上のレートでオーバサンプリングするサンプリング部と、
このサンプリング部から出力される信号を波形等化して出力する適応等化器と、
この適応等化器の出力から、前記変調信号の搬送波成分を抽出する搬送波再生部と、
この搬送波再生部の出力から受信データを複合する復号処理部とを具備し、
前記適応等化器は、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の適応等化器であることを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
タップ付き遅延線により、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式による変調信号を所定のタップ係数で重み付け合成するトランスバーサルフィルタを有する適応等化器において、前記トランスバーサルフィルタから出力される等化信号の信号点をＩ−Ｑ信号点配置図における収束点に収束させるための前記タップ係数を算出する方法であって、
ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）アルゴリズムに基づき、このアルゴリズムにおける前記信号点の前記収束点からのずれεを評価するための評価関数を、互いに異なる２つの評価関数に切り替えつつ前記タップ係数を算出する第１ステップを具備し、
前記２つの評価関数のうち一方の評価関数は、
ｙを等化信号出力とし、Ｒを定数とし、ｋをインデックスとしたとき、次式（１）に示されるＪｔであることを特徴とするタップ係数算出方法。
【数６】
0003908474.tif 000012
【請求項１１】
前記２つの評価関数のうち他方は、
ｙを等化信号出力とし、Ｒを定数とし、ｍをインデックスとしたとき、次式（２）に示されるＪ１２であることを特徴とする請求項１０に記載のタップ係数算出方法。
【数７】
0003908474.tif 000013
【請求項１２】
前記第１ステップは、前記タップ係数の更新ごとに前記評価関数を切り替えることを特徴とする請求項１０に記載のタップ係数算出方法。
【請求項１３】
さらに、前記第１ステップにおいて算出されたタップ係数により、前記信号点の前記収束点からのずれεが予め定められた閾値よりも小さくなった場合に、
前記タップ係数を算出するためのアルゴリズムを、前記ＣＭＡアルゴリズムから所定の参照信号系列に基づく最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替える第２ステップを具備することを特徴とする請求項１０に記載のタップ係数算出方法。
【請求項１４】
前記第２ステップは、前記最小平均２乗誤差アルゴリズムにより前記タップ係数を算出するに際して、前記等化信号の信号点に最も近い前記収束点に対応するビット列を前記参照信号系列として、前記タップ係数を算出するステップであることを特徴とする請求項１３に記載のタップ係数算出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式を用いた通信システムで使用される受信装置と、この受信装置において伝搬路波形歪みを軽減するために使用される適応等化器と、この適応等化器におけるタップ係数の算出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の無線通信の発展は著しく、利用者は、無線端末によって、音声だけでなく画像データなどの大容量情報を扱うケースが増えてきている。このような大容量の情報を高速に伝送するためには、広帯域の信号を使用するとともに遅延波による干渉への対策やフェージングへの対策を行うことが不可欠である。
【０００３】
高速伝送においては、多重波伝搬による遅延歪み（周波数選択性フェージング）の影響が無視できない。遅延歪みにより符号間干渉が生じると、アイ開口が閉じたり横ずれしたりする現象が起こるため、誤り率特性が劣化する。
【０００４】
この遅延歪みへの対策として、適応等化器が使用される。適応等化器は、時間変化する遅延歪みを適応的に補償するデバイスであり、符号間干渉を軽減するのに役立つ。
【０００５】
適応等化器には、信号処理空間、等化アルゴリズムにおける信号推定手法、およびタップ利得更新アルゴリズムに応じて様々なタイプがある。信号処理空間には、時間領域で行うものと周波数領域で行うものがあり、いずれの場合にも同様のタップ利得更新アルゴリズムを適用できる。時間領域の適応等化器においては、受信された信号の時系列がそのまま合成されるのに対して、周波数領域で等化する場合には、受信信号系列がフーリエ変換された後に合成される。
【０００６】
また適応等化器には、入力信号系列を線形推定理論に基づいて合成する線形適応等化器と、信号合成過程において２値判定などの非線型演算を含む非線型適応等化器がある。これらの適応等化器は、いずれも遅延波によって発生する符号間干渉の影響を低減するように動作する。
【０００７】
適応等化器の装置構成には、トランスバーサルフィルタを用いるものや、ビタビアルゴリズムなどの最尤系列推定（ＭＬＳＥ）を用いたものなどがある。伝搬路歪みが致命的でない場合には、回路構成や制御の簡単さ、等化アルゴリズムの簡易さの面から線形適応等化器が有効であり、特にトランスバーサルフィルタ型適応等化器は多くのモデムで実現されている。
【０００８】
図１７は、トランスバーサルフィルタを用いた適応等化器の概略構成を示すブロック図である。図１７に示される適応等化器は、Ｎ−１個のレジスタ５０１を有するタップ付き遅延線５、Ｎ個の重み付け器５０２、加算器５０３、および、タップ係数制御部５０４を備える。図１７ではＮ＝５である。タップ付き遅延線５は、ディジタル信号領域ではシフトレジスタにより構成され、入力信号をサンプル毎に順次シフトする。それとともに、タップ係数制御部５０４で求められたタップ係数が各時刻の入力サンプルに乗積され、重み付られたＮ個のサンプルが加算器５０３で合成される。
【０００９】
このような動作により、入力信号ｘ（ｎ）（ｉｎｐｕｔ）から波形等化された出力信号ｙ（ｎ）（ｏｕｔｐｕｔ）が得られる。このとき、トランスバーサルフィルタの出力は次式（３）で表現される。
【００１０】
【数８】
0003908474.tif 000002
【００１１】
式（３）においてｎはインデックスであり、ここではサンプル時間ｎを示す。ｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）は、それぞれサンプル時間ｎのときの入力値、出力値を表し、Ｎはトランスバーサルフィルタのタップ数を示し、Ｃｋはタップ係数を示す。タップ係数Ｃｋは、ある時刻での波形歪みの逆特性となる。タップ係数の決定方法には様々なアルゴリズムがあるが、簡易なものに平均２乗誤差を最小にするＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムがある。このアルゴリズムは最急降下法に基づいた計算手法であり、下記に示される規則（４）、（５）に従ってタップ係数をサンプル毎に逐次更新してゆくものである。
【００１２】
【数９】
0003908474.tif 000003
【００１３】
式（４）、（５）において、ｘｋ（ｍ）は時刻ｍにおいてｋ番目のレジスタに保持されている受信信号値を示し、ｄ（ｍ）は時刻ｍにおいてｋ番目のレジスタに保持されている参照信号系列を示す。μはステップ定数であり、ｘ＊ｋはｘｋの複素共役を示す。なお式（４）、（５）における参照信号系列ｄ（ｍ）は、システム内で使用される送受信機間において互いに既知であるものとする。
【００１４】
このようにＬＭＳアルゴリズムは、信号の引き込み過程において参照信号系列ｄ（ｍ）を必要とするため、参照信号系列ｄ（ｍ）を含む特定のトレーニング信号の定義されたシステムに適用される。よって参照信号系列が定義されていないシステムにあっては、受信信号の潜在的特徴を利用したブラインドアルゴリズムを適用しなければならない。この種のブラインドアルゴリズムとして、例えば定包絡線変調方式に使用されるＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）がある。
【００１５】
ところで、多値ＱＡＭは信号帯域を増やすことなく情報伝送レートを高速化できる変調方式である。図１５に、１６ＱＡＭにおける信号点配置の例を示す。この図に示されるように、多値ＱＡＭは、直交する二つのキャリア成分、すなわちＩチャネル（同相成分）とＱチャネル（直交成分）とにそれぞれＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）信号を載せることにより、振幅・位相に関する多値変調を行う方式である。図１５にはグレイ符号化によるビット−シンボル変換を示す。
【００１６】
ただし多値ＱＡＭ方式は、多値化を行わない変調方式に比べ雑音に対する耐性が低いため、主に有線通信において用いられてきた。しかしながら近年では、多信号帯域を増やすことなく情報伝送レートを高速化できるという利点から様々な通信システムに適用されようとしている。
【００１７】
例えば現在では、マイクロ波を使った地上ディジタル伝送方式などの無線通信分野における多値ＱＡＭ方式が実用化されている。さらに今後は、使用周波数帯域の逼迫している無線通信システムや、高速情報伝送を必要とする次世代無線アクセス方式などへの応用が考えられている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
このように多値ＱＡＭ変調方式は、その利点から多くの通信システムに適用されようとしている。しかしながら、マイクロ波による地上波ディジタル放送システムなどにあっては、送信データの送出が連続的であることや、周波数帯域が逼迫しているなどの事情から、トレーニング信号などの余剰ビットを設け難いという事情がある。
【００１９】
このような、参照信号系列の定義されていない通信システムに多値ＱＡＭ変調方式を適用するには、上記したようなブラインドアルゴリズムによる波形等化を実施せねばならない。しかしながら多値ＱＡＭ信号が定包絡線信号でないことから、例えばＣＭＡ適応等化器を用いた場合には、評価関数やパラメータの与え方によっては波形等化が十分になされないことがある。このため受信品質が劣化するという不具合があった。
【００２０】
本発明は上記事情によりなされたもので、その目的は、特定の参照信号系列を必要とせず多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させ、これにより受信性能の向上を図り得る適応等化器、受信装置およびタップ係数算出方法を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に係わる適応等化器は、多値ＱＡＭ変調方式による変調信号を受信する受信装置に備えられる適応等化器にあって、
タップ付き遅延線を有し、このタップ付き遅延線により受信信号を所定のタップ係数で重み付け合成して等化信号を出力するトランスバーサルフィルタと、このトランスバーサルフィルタから出力される等化信号の信号点をＩ−Ｑ信号点配置図における収束点に収束させるためのタップ係数を、所定のアルゴリズムに基づき算出するタップ係数制御手段とを具備し、
このタップ係数制御手段に、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）アルゴリズムに基づき、このアルゴリズムにおける前記信号点の前記収束点からのずれεを評価するための評価関数を、互いに異なる２つの評価関数に切り替えつつ前記タップ係数を算出させるようにした。
【００２２】
このような手段を講じることにより、ＣＭＡアルゴリズムに基づいてタップ係数が算出され、このタップ係数により波形等化が施される。ＣＭＡアルゴリズムは参照信号系列を必要としないアルゴリズムであることから、本発明に係わる適応等化器は、参照信号系列の定義されていない通信システムでも適用できる。また、ＣＭＡはどのような評価関数を用いたとしても簡易な信号処理を実現するアルゴリズムであるため、適応等化器の回路規模を小さくでき、リアルタイム処理にも向いている。
【００２３】
また本発明では、ＣＭＡアルゴリズムにおいて、評価関数を固定的に設定するのではなく、タップ係数を算出するにあたり異なる評価関数を切り替えつつ使用するようにしている。この場合、ｙを等化信号出力とし、Ｒを定数とし、ｋおよびｍをインデックスとしたとき、例えば次式（１）に示されるＪｔと、次式（２）に示されるＪ１２とを評価関数として採用し、これらの評価関数を交互に切り替えるようにすると良い。
【００２４】
【数１０】
0003908474.tif 000004
【００２５】
このような手段を講じることにより、ＣＭＡアルゴリズムをＱＡＭ変調方式に適用した場合でも、後述する観測事実に基づいて、良好な波形等化出力を得ることが可能となる。
【００２６】
また本発明に係わる適応等化器のタップ係数制御手段は、ＣＭＡアルゴリズムで算出されたタップ係数に基づく信号点の前記収束点からのずれεが予め定められた閾値よりも小さくなった場合に、前記タップ係数を算出するためのアルゴリズムを、前記ＣＭＡアルゴリズムから所定の参照信号系列に基づく最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えることを特徴とする。
【００２７】
最小平均２乗誤差アルゴリズムにおける参照信号系列としては、等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を使用すると良い。
【００２８】
このような手段を講じることにより、受信信号の引き込み過程においてはＣＭＡアルゴリズムのもとで、トレーニング信号すなわち参照信号系列を必要とせず波形等化処理がなされる。そうして、信号点が収束点に或る程度収束したのちに、例えばＬＭＳなどの最小平均２乗誤差アルゴリズムに基づきタップ係数の算出が継続される。
【００２９】
信号点を収束点に収束させる能力においては、最小平均２乗誤差アルゴリズムのほうがＣＭＡよりも優れている。したがって上記の手法により、受信信号波形の等化性能を更に向上させることが可能になる。
【００３０】
すなわち本発明に係わる適応等化器では、受信信号の引き込み過程においてはＣＭＡアルゴリズムを適用することで、特定の参照信号系列を使用しなくとも済むようにしている。その際、評価関数を切り替えつつタップ係数を算出することにより、ＣＭＡの波形等化性能を向上させるようにしている。さらに、ＣＭＡアルゴリズムで信号点が十分に収束したのちに、より波形等化性能の高い最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えることで、波形等化性能の更なる向上を促すようにしている。このようにすることで、受信性能の向上を図ることが可能になる。
【００３１】
ＱＡＭ変調方で変調された信号を、最小平均２乗誤差アルゴリズムにより波形等化するシステムは、従来から知られていた。また最小平均２乗誤差アルゴリズムにおいて、等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を参照信号系列とするシステムも、従来から知られていた。
【００３２】
しかしながらこの種のシステムにあっては、特に受信信号の引き込み過程にあっては、予め定義された参照信号系列が必須である。さもないと、誤った収束点に信号が引き込まれる、いわゆる位相回転が生じる虞が有る。等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を参照信号系列とする方式では、位相回転からの回復が不可能である。
【００３３】
これに対し本発明では、引き込み過程においてＣＭＡアルゴリズムを使用しているので、位相回転の虞なく、受信信号を引き込むことが可能になる。受信信号を正しい収束点に引き込んだ後では、等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を参照信号系列としても問題は無い。
【００３６】
以上をまとめると本発明では、波形等化性能においてはやや劣るものの参照信号系列を必要としないという利点を生かして、ＣＭＡアルゴリズムにより、位相回転の虞なく受信信号を引き込むようにしている。そうして、ＣＭＡによる或る程度の波形等化ののち、より波形等化性能の高い最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えるようにしている。このようにすることで、特定の参照信号系列を必要とせず多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させることが可能になり、その効果は、６４ＱＡＭや１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭのように多値数の多い変調方式を用いるにあたりますます顕著になる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態に係わる受信装置を備えた送受信装置の構成を示すブロック図である。この送受信装置は、６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどの、多値ＱＡＭ変調方式を採用したシステムにおいて使用される。この送受信装置は、アンテナ１０１と、ハイブリッド回路３０と、受信装置１０と、送信装置２０と、制御部１０９とを備える。送信装置２０に与えられた送信信号は多値ＱＡＭ変調され、ハイブリッド回路３０を介してアンテナ１０１から出力される。アンテナ１０１に到来した多値ＱＡＭ変調信号はハイブリッド回路３０を介して受信装置１０に与えられ、復調された受信信号が出力される。
【００３８】
受信装置１０は、高周波受信回路（ＲＦ／ＩＦ）１０２と、直交復調器１０３と、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０４−１、１０４−２と、リサンプラ１０５−１、１０５−２と、適応等化器１０６−１、１０６−２と、キャリア（搬送波）再生部１０７−１、１０７−２と、復号処理部１０８とを備える。
【００３９】
アンテナ１０１に到来したＱＡＭ変調信号は、高周波受信回路（ＲＦ／ＩＦ）１０２において、無線周波数帯でフィルタリングおよび低雑音増幅がなされたのち周波数変換され、中間周波数信号に変換される。この中間周波数信号は、フィルタリング処理およびＡＧＣ処理などが施されて、直交復調器１０３に入力される。
【００４０】
直交復調器１０３に与えられた中間周波数信号は直交復調され、互いに直交するＩチャネル（Ｉ−ｃｈ）およびＱチャネル（Ｑ−ｃｈ）の複素ベースバンド信号が出力される。各チャネルのベースバンド信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器１０４−１、１０４−２に入力され、ディジタル信号に変換される。
【００４１】
各チャネルのディジタル信号は、それぞれリサンプラ１０５−１、１０５−２に入力され、所定のサンプリングレートおよびサンプリングタイミングでリサンプルされて互いの同期がとられる。これにより、Ａ／Ｄ変換器１０４−１、１０４−２のサンプリングレートを任意に設計することが可能になる。
【００４２】
リサンプラ１０５−１、１０５−２の出力は、それぞれ適応等化器１０６−１、１０６−２に与えられ、遅延歪みを補償して符号間干渉を低減するための処理が施される。適応等化器１０６−１、１０６−２の出力は、それぞれキャリア再生部１０７−１、１０７−２に与えられ、再生されたキャリアによってベースバンドに落とされ、残留キャリア成分（キャリア周波数誤差）および位相オフセットが取り除かれる。そうして、得られた複素ベースバンド信号は復号処理部１０８においてＱＡＭ復号される。
【００４３】
リサンプラ１０５−１，１０５−２におけるリサンプルタイミングやサンプリング周波数、適応等化器１０６−１，１０６−２における入出力タイミングやタップ係数の更新処理、キャリア再生部１０７−１，１０７−２における入出力タイミングおよび再生方法などは、制御部１０９においてフレキシブルに制御される。制御部１０９は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）などの書き換え可能なデバイスによって実現され、パラメータや制御内容などを容易に変更できる。
【００４４】
適応等化器１０６−１，１０６−２は、図１７に示されたブロック図と同様の構成により実現される。ただし、本実施形態においてはタップ係数制御部５０４の機能において、従来のトランスバーサルフィルタ型適応等化器と異なる。
【００４５】
取り扱う信号がディジタル信号領域にあることから、適応等化器１０６−１，１０６−２はシフトレジスタやＭＡＣ（積和演算器）などを備えて実現される。シフトレジスタのタップ数はシステム仕様に合わせて最適化される。
【００４６】
次に、本発明に係わる適応等化器１０６−１，１０６−２におけるタップ係数制御部５０４の作用につき説明する。本発明に係わる適応等化器１０６−１，１０６−２は、波形等化用の参照信号系列がない通信システムにおける受信装置ヘの適用を前提としている。このことから本実施形態に係わる適応等化器では、装置導入時に即座に受信信号を等化できるブラインドアルゴリズムを採用し、なかでも、ＣＭＡアルゴリズムを用いている。
【００４７】
まず、ＣＭＡアルゴリズムにつき概略を説明する。ＣＭＡは、次式（６）、（７）に示されるタップ係数更新式を有する。
【００４８】
【数１１】
0003908474.tif 000005
【００４９】
式（６）、（７）において、Ｒは定包絡線用アルゴリズムであるＣＭＡの基準包絡線値である。評価関数Ｊｐｑはパラメータｐ、ｑ（自然数）によって異なる。パラメータｐ、ｑとして、一般的には１または２が用いられることが多い。したがってＣＭＡにおけるタップ係数更新式は、次式（８）〜（１０）のように表される。
【００５０】
【数１２】
0003908474.tif 000006
【００５１】
式（８）〜（１０）において、θはキャリア再生部１０７−１、１０７−２において再生された位相オフセットであり、ｅ−ｊθによりＣＭＡで生じるphase ambiguityが補償される。
【００５２】
また、パラメータｐ、ｑを１または２とした場合の評価関数は、次式（２）および（１１）〜（１３）に示される。
【００５３】
【数１３】
0003908474.tif 000007
【００５４】
従来のシステムでは、ＣＭＡは包絡線レベルが一定値である変調方式に対して適用されていた。よってＲの値は、包絡線値と同じに設定されていた。しかしながら本実施形態においては、変調信号の包絡線レベルが時間的に変動する多値ＱＡＭ変調方式に対してＣＭＡを適用するため、Ｒの値を設定するのに工夫を要する。
【００５５】
ところで、ＣＭＡアルゴリズムは、伝搬路歪みによって与えられた包絡線の変動分に対して平均的に一定値となるように働く。このことから、多値ＱＡＭ変調方式における多値数にかかわらずＲの値は一つでよいことがわかる。また、Ｒは長期的にはＱＡＭ信号の信号点配置の大きさ、つまり信号点間距離を変化させるのに効いてくるため、適切な値が存在する。一般に、Ｒの値をＱＡＭ信号の最大包絡線値よりもやや小さい値に設定すると、波形等化後の出力のＩ−Ｑ信号点配置が正常になることが知られている。
【００５６】
図２〜図５に、１６ＱＡＭ信号をそれぞれ式（２）および（１１）〜（１３）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す。なおこれらの図は、実験によりオシロスコープに表示された画面を模式的に示すものであるが、必要であれば、画面を撮影した画像を提出する用意が有る。図２が式（１１）に、図３が式（２）に、図４が式（１２）に、図５が式（１３）に、それぞれ対応する。
【００５７】
１６ＱＡＭの信号点配置においては、大きく３つの包絡線上にシンボルが位置する。図２〜図５に示されるように、Ｊ１２の場合は中間包絡線上の各シンボルが最も内側の包絡線レベルに近寄る形状となる。また、Ｊ２２の場合は中間包絡線上の各シンボルが最も外側の包絡線レベルに近寄る形状となる。Ｊ１１とＪ２１の場合は不適当な等化結果となる。
【００５８】
これらの現象から、本実施形態においては、Ｊ１２とＪ２２の中間状態をもつ新たな評価関数Ｊｔを導入する。次式（１）に、評価関数Ｊｔを示す。
【００５９】
【数１４】
0003908474.tif 000008
【００６０】
Ｊｔは式（２）と（１１）の中間の次元をとるように、式の次元を修正したものである。このＪｔを適用したところ、図６に示されるように、中間包絡線上のシンボルがやや外側寄りであるものの、信号点の散らばりが最も小さくなる結果（約２２〜２３％）が得られる。
【００６１】
さらに本実施形態のタップ係数制御部５０４においては、ＣＭＡアルゴリズムにより受信信号波形を等化するに際して、その評価関数を、Ｊ１２とＪｔとに、タップ係数の更新ごとに交互に切り替えるようにする。このようにしたときの信号点配置を図７に示す。
【００６２】
図７に示されるように、ＣＭＡアルゴリズムにおいて、タップ係数の更新ごとに評価関数をＪ１２（式（２））およびＪｔ（式（１））に交互に切り替えた場合には、図６に比して信号点の散らばりがさらに小さくなる（約１６〜１７％）ことがわかる。この結果は、実用上十分であると評価することができる。
【００６３】
図８〜図１１に、６４ＱＡＭ信号を式（２）および（１１）〜（１３）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す。なおこれらの図は、実験によりオシロスコープに表示された画面を模式的に示すものであるが、必要であれば、画面を撮影した画像を提出する用意が有る。図８が式（１１）に、図９が式（２）に、図１０が式（１）に、図１１が式（２）と式（１）とを交互に切り替えた場合を示す。
【００６４】
図１２のフローチャートを参照して、図１に示される適応等化器１０６−１、１０６−２におけるタップ係数を算出するための手順を説明する。この手順は、主として制御部１０９およびタップ係数制御部５０４におけるソフトウェア制御により実施される。
【００６５】
図１に示される受信装置１０においては、タップ係数が更新される時間間隔が、予め設定されている。すなわちタップ係数は周期的に更新されるが、それぞれの周期にかかる時間を、イタレーション（iteration）と称する。図１２のフローチャートにおいては、イタレーションにｍなるインデックスが付され、イタレーションの状態が区別される。
【００６６】
図１２において、イタレーションがｍの状態からタップ係数の更新処理が開始される（ステップＳ１）。ここから、イタレーションｍが偶数か、奇数であるかの判定がなされる（ステップＳ２）。すなわちステップＳ２でＰは整数である。ｍが奇数であれば（ステップＳ２でＮ）、評価関数としてＪｔが選択され、（ステップＳ４）、式（１）のもとでＣＭＡアルゴリズムにより誤差値｜ε｜が算出される（ステップＳ５）。
【００６７】
次に、ステップＳ５で算出された誤差値εと、予め定められた閾値δとの大小が比較される（ステップＳ６）。ステップＳ６でＹであれば、誤差値εが閾値δよりも大きいわけであるから、信号点の収束はまだ不十分であることになる。よってｍ＝ｍ＋１としたのち（ステップＳ７）次のイタレーションに移り、処理手順はステップＳ２に戻る。
【００６８】
先にｍが奇数であったので、次はｍが偶数となる。よって処理手順はステップＳ３に移り、評価関数としてＪ１２が選択され、（ステップＳ３）、式（２）のもとでＣＭＡアルゴリズムにより誤差値｜ε｜が算出される（ステップＳ５）。
【００６９】
このようにして、イタレーションごとに、すなわちタップ係数の更新ごとに評価関数を交互に切り替えつつ、ＣＭＡアルゴリズムにより誤差値εが算出される。このサイクル（ステップＳ２、Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７）の中で、等化信号ｙは次第に収束すべき点に収束していき、やがて誤差値εが閾値δよりも小さくなる。すると、ステップＳ６においてＮが判定され、処理手順はステップＳ８に移行する。そうして、ステップＳ８以降においては、例えばＬＭＳなどの最小平均２乗誤差アルゴリズムに基づいて、誤差値εすなわちタップ係数の算出が継続される。
【００７０】
ここで、δとしては例えばＱＡＭにおける隣接信号点間距離の半分の値を設定すると、ＬＭＳが正しく動作することが知られている。本実施形態のＬＭＳにおいては、適応等化器１０６−１，１０６−２の出力すなわち等化信号を判定した信号を参照信号系列として用いるようにする。
【００７１】
なお、ここで述べた、等化信号を判定した信号とは、等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を意味する。例えば１６ＱＡＭの場合、図１５のＩ−Ｑ信号点配置図を参照すると、Ｓ１からＳ１６なる収束点が有る。等化信号が、例えば図１５の（×）印の位置に出現したとすると、この信号点に最も近い収束点はＳ７である。Ｓ７には“０１００”なるビット列が対応付けられており、ＬＭＳなどの最小平均２乗誤差アルゴリズムにおいては、このビット列を参照信号系列として用いるようにする。
【００７２】
図１２に示される手順により、ＣＭＡだけでは収束が遅く、かつ収束時の誤り率特性が十分でないとしても、適応等化器１０６−１、１０６−２から出力される等化信号を所定の誤差範囲内にまで追い込めれば、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）アルゴリズムに切り替えることにより所望の誤り率を達成することができる。つまり、ＣＭＡである程度まで等化したのち、参照信号系列を判定帰還するアルゴリズムを用いることにより、誤り率を十分に小さくすることが可能となる。
【００７３】
波形等化アルゴリズムをＣＭＡからＬＭＳに切り替えることにより、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合、それぞれ図１３、図１４に示されるように、信号等化後の信号点の散らばりはさらに小さくなる。
【００７４】
以上に説明した構成により、既知の参照信号系列を送出しない通信システムにおいても、波形歪みを良好に等化することが可能となり、劣悪なフェージング環境下でも誤り率を改善することができるようになる。また、適応等化器１０６−１，１０６−２をトランスバーサルフィルタで構成しているため、ロールオフフィルタなどのスペクトル整形フィルタも同時に実現でき、回路規模の縮小化が図れる。
【００７５】
このように本実施形態では、多値ＱＡＭ変調方式による変調信号を受信する受信装置に備えられるトランスバーサルフィルタ型適応等化器１０６−１，１０６−２において、ＣＭＡアルゴリズムによりタップ係数を算出するようにしている。これにより、参照信号系列を不要とする。また、ＣＭＡアルゴリズムによりタップ係数を算出する際に使用する評価関数を、イタレーションごとにＪ１２またはＪｔに交互に切り替えるようにしている。これによりＣＭＡアルゴリズムの波形等化性能の向上を図る。また、各評価関数により算出された誤差値εを規定値δと比較し、誤差値εが規定値δよりも小さくなった場合には、タップ係数の算出アルゴリズムをＣＭＡから最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替える。また最小平均２乗誤差アルゴリズムにおいては、適応等化器１０６−１，１０６−２から出力される等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を、参照信号系列として使用するようにしている。このようにすることで、波形等化性能のさらなる向上を図る。
【００７６】
これらのことから、特定の参照信号系列を必要とせず多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させ、これにより受信性能の向上を図り得る適応等化器、受信装置およびタップ係数算出方法を提供することが可能になる。
【００７７】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。
図１６を参照して、本発明の他の実施形態に係わる受信装置につき説明する。図１６に示される受信装置は、図１に示される受信装置１０に置き代えることが可能であり、図１０に示される受信装置１０から直交復調器１０３を排除したものとなっている。したがって、Ａ／Ｄ変換器、リサンプラ、適応等化器、キャリア再生部は１系統のみとなり、それぞれ１０４，１０５，１０６，１０７なる符号を付して示す。
【００７８】
図１６に示される受信装置においては、リサンプラ１０５におけるサンプルタイミングを図１に示される受信装置よりも高速に設定するようにする。具体的にはリサンプラ１０５において、適切なサンプルタイミングで４倍オーバサンプリングする。これにより等価的にHilbert変換が施され、複素信号サンプルの１チャネルとＱチャネルが結び付けられて、受信信号にはＩチャネルとＱチャネルの値が時間的に交互に現れるようになる。
【００７９】
この特徴を利用すると、直交復調をすることなく複素信号の実数部と虚数部を得ることができるようになる。したがって、比較的高い周波数を持つパスバンドにおいて、実数信号が入力される一つのトランスバーサルフィルタで適応等化器１０６を実現することができる。
【００８０】
オーバーサンプリングレートは、ナイキスト周波数と同じかそれ以上であればよく、Hilbert変換を簡易に行うことを考慮すると、実信号帯域の４倍または複素信号帯域の２倍が適当である。またサンプリングタイミングは、信号アイ開口が平均的に最大となる識別点を見つけ、その点をもとに４倍オーバーサンプリングした各サンプルを用いるようにすると良い。あるいは、信号が平均的にゼロクロスする識別点をもとにオーバーサンプリングを実施するようにしても良い。
【００８１】
上記の構成によれば、直交復調器１０３が不要となるメリットのほか、Ａ／Ｄ変換器１０４や直交復調に関する低域フィルタ、増幅器、ミキサなどの部品点数を削減することが可能になる。また、高いＩＦ周波数帯域においてＡ／Ｄ変換し、アンダーサンプリングすることによって、必要な最高クロック周波数を低くできるようになる。このような理由から、図１６に示される受信装置は、ソフトウェア無線機のハードウェア構成としても有効である。
【００８２】
このほか本発明に係わる適応等化器１０６（１０６−１，１０６−２）においては、タップによるシフトがシンボル間隔ではなく、その分数間隔となっている分数間隔適応等化器（ＦＳＥ：Fractionally Spaced Equalizer）により、トランスバーサルフィルタを構成してもよい。この場合、適応アルゴリズムの制御負荷は大きくなるが、アルゴリズムの収束を速め、かつ安定した収束値を得ることが可能になる。さらには、ＢＥＲ特性を最も劣化させる要因である半シンボル遅延波による影響を軽減することができる。
【００８３】
また、図１２のフローチャートに示した閾値による判定では、誤差の瞬時値によりＬＭＳに切り替わるタイミングが早すぎる場合がありえる。これを避けるため、誤差値εを所定のイタレーション区間だけ観測し、区間内の平均誤差としきい値δの大小を比較する方法を採るようにしても良い。このようにすることによって、誤動作をの虞を軽減することが可能になる。
【００８４】
また本実施形態では、最小平均２乗誤差アルゴリズムとしてＬＭＳを用いた場合を説明したが、ＳＭＩやＲＬＳといった他の参照信号系列を用いるアルゴリズムを適用した場合もその効果は変わらない。
【００８５】
また、ＣＭＡアルゴリズムにおいて評価関数を切り替えるタイミングは、イタレーションごとに限らない。例えば所定のサンプリングレートにおけるＮサンプル毎に切り替えるようにしても良い。
このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施を行うことができる。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明では、多値ＱＡＭ変調方式による変調信号を受信する受信装置において、ＣＭＡアルゴリズムにより、評価関数を切り替えつつ波形等化を行うようにしている。これにより、符号間干渉により歪んだ受信信号波形を良好に復元することができる。したがって、劣悪な伝搬路環境下、または高周波受信回路のロスや歪みが大きい場合にでも符号誤り率を改善することが可能になる。
【００８７】
また本発明では、ＣＭＡによりある程度歪みを等化した後に、タップ係数の算出アルゴリズムを最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えるようにした。これにより、誤り率の更なる改善を図ることが可能になる。さらに、受信信号の引き込み過程でＣＭＡアルゴリズムを使用していることから、本発明に係わる適応等化器および受信装置は、信号の中に既知の参照信号系列が含まれないシステムに対しても適用することができる。よって、幅広い通信システムにおいて使用することが可能になる。
【００８８】
これらのことから、特定の参照信号系列を必要とせず多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させ、これにより受信性能の向上を図り得る適応等化器、受信装置およびタップ係数算出方法を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態に係わる受信装置を備えた送受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】  １６ＱＡＭ信号を式（１１）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図３】  １６ＱＡＭ信号を式（２）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図４】  １６ＱＡＭ信号を式（１２）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図５】  １６ＱＡＭ信号を式（１３）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図６】  １６ＱＡＭ信号を、本発明の実施の形態に係わる式（１）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図７】  １６ＱＡＭ信号を、タップ係数の更新ごとに評価関数をＪ１２およびＪｔに交互に切り替えて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図８】  ６４ＱＡＭ信号を式（１１）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図９】  ６４ＱＡＭ信号を式（２）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１０】  ６４ＱＡＭ信号を、本発明の実施の形態に係わる式（１）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１１】  ６４ＱＡＭ信号を、タップ係数の更新ごとに評価関数をＪ１２およびＪｔに交互に切り替えて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１２】  図１に示される適応等化器１０６−１、１０６−２におけるタップ係数を算出するための手順を示すフローチャート。
【図１３】  波形等化アルゴリズムをＣＭＡからＬＭＳに切り替えた場合の１６ＱＡＭ信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１４】  波形等化アルゴリズムをＣＭＡからＬＭＳに切り替えた場合の６４ＱＡＭ信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１５】  １６ＱＡＭにおける信号点配置図の一例を示す図。
【図１６】  本発明の他の実施形態に係わる受信装置の構成を示すブロック図。
【図１７】  トランスバーサルフィルタを用いた適応等化器の概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１０…受信部
２０…送信部
３０…ハイブリッド回路
１０１…アンテナ
１０２…高周波受信回路
１０３…直交復調器
１０４−１、１０４−２…Ａ／Ｄ変換器
１０５−１、１０５−２…リサンプラ
１０６−１、１０６−２…適応等化器
１０７−１、１０７−２…キャリア再生部
１０８…復号処理部
１０９…制御部
５０１…タップ付き遅延線
５０２…重み付け器
５０３…加算器
５０４…タップ係数制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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