(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相成分および直交位相成分を有し、±π／４と±３π／４の値を利用したＱＰＳＫ拡散を用いた受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号を処理する複素シーケンス除去ユニットであって、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に対して複素拡散シーケンスの位相を処理して第１および第２の制御シーケンスを出力する制御ユニット（１５５）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の同相成分を受信し、第１の制御シーケンスに応答してそれを否定する第１の否定ユニット（１５０ｉ）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の直交位相成分を受信し、第１の制御シーケンスに応答してそれを否定する第２の否定ユニット（１５０ｑ）と、
第１および第２の否定ユニットから同相および直交位相信号を受信し、第２の制御シーケンスに応答して受信同相および直交位相信号を交換して出力するスイッチユニット（１５２）と、
を含み、
前記ユニットは、０、±π／２、πシフト操作のみを利用したＱＰＳＫ拡散シーケンス除去を行うことを特徴とする複素シーケンス除去ユニット。
【請求項２】
第１の制御シーケンスは第１の否定ユニットにより実施される否定を制御する同相第１制御シーケンス、および第２の否定ユニットにより実施される否定を制御する直交位相第１制御シーケンスを含むことを特徴とする請求項１記載の複素シーケンス除去ユニット。
【請求項３】
スイッチユニットは同相出力および直交位相出力を有し、さらに、
同相信号を受信し、第２の制御シーケンスに応答して同相出力もしくは直交位相出力に接続されるように作動する同相スイッチ（１５８ｉ）と、
直交位相信号を受信し、第２の制御シーケンスに応答して直交位相出力もしくは同相出力に接続されるように作動する直交位相スイッチ（１５８ｑ）と、
を含むことを特徴とする請求項１記載の複素シーケンス除去ユニット。
【請求項４】
同相成分および直交位相成分を有し、±π／４と±３π／４の値を利用したＱＰＳＫ拡散を用いた受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号を処理し複素シーケンス除去を達成する方法であって、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に対して複素拡散シーケンスの位相を処理するステップ（１５５）と、
処理された位相に応答して、受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の同相成分を否定するステップ（１５０ｉ）と、
処理された位相に応答して、受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の直交位相成分を否定するステップ（１５０ｑ）と、
処理された位相に応答して、出力同相および直交位相信号を交換するステップ（１５２）と、
を含み、
前記処理するステップは、０、±π／２、πシフト操作のみを利用した複素シーケンス除去を実行することを特徴とする方法。
【請求項５】
対数振幅成分および位相成分を有し、±π／４と±３π／４の値を利用したＱＰＳＫ拡散を用いた受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号を処理する複素シーケンス除去ユニットであって、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に対する複素拡散シーケンスに関する位相オフセットを抽出する位相変換器（１７８）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の位相成分と複素拡散シーケンスの抽出した位相オフセットを合計して合計位相を出力する合計器（１８２）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の対数振幅成分および合計位相を含む対数領域内の複素信号を形成する手段と、
を含むことを特徴とする複素シーケンス除去ユニット。
【請求項６】
さらに、形成された複素信号を受信し次に変換してデカルト座標内に出力する変換器を含むことを特徴とする請求項５記載の複素シーケンス除去ユニット。
【請求項７】
対数振幅成分および位相成分を有し、±π／４と±３π／４の値を利用したＱＰＳＫ拡散を用いた受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号を処理して複素シーケンス除去を達成する方法であって、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に対する複素拡散シーケンスに関する位相オフセットを抽出するステップ（１７８）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の位相成分と複素拡散シーケンスの抽出した位相オフセットを合計して合計位相を出力するステップ（１８２）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の対数振幅成分および合計位相を含む対数領域内の複素信号を形成するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項８】
さらに、形成された複素信号を変換してデカルト座標内に出力するステップ（１８４）とを含むことを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項９】
対数振幅成分および位相成分を有し、±π／４と±３π／４の値を利用したＱＰＳＫ拡散を用いた受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号を処理する相関器であって、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に対する複素拡散シーケンスに関連する位相オフセットを抽出する位相変換器（１７８）と、
出力対数振幅成分を累算する第１の累算およびダンプユニット（１９０）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の位相成分と複素拡散シーケンスの抽出した位相オフセットを合計して絶対値合計位相を出力する合計器（１８２）と、
出力絶対値合計位相を累算して正規化する第２の累算およびダンプユニット（１９４）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に関連する対数振幅成分およびダンプされ累算合計位相を含む対数領域内の複素信号を形成する手段と、
を含むことを特徴とする相関器。
【請求項１０】
第１の累算およびダンプユニットは累算された対数振幅成分の算術平均を計算することを特徴とする請求項９記載の相関器。
【請求項１１】
第２の累算およびダンプユニットは累算され、正規化された絶対値合計位相の算術平均を計算することを特徴とする請求項９記載の相関器。
【請求項１２】
さらに、形成された複素信号を受信し変換してデカルト座標内に出力する変換器（１８４）を含むことを特徴とする請求項９記載の相関器。
【請求項１３】
対数振幅成分および位相成分を有し、±π／４と±３π／４の値を利用したＱＰＳＫ拡散を用いた受信直接シーケンススペクトルを拡散通信信号を処理する方法であって、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に対する複素拡散シーケンスに関する位相オフセットを抽出するステップ（１７８）と、
対数振幅成分を累算するステップ（１９０）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の位相成分と複素拡散シーケンスの抽出した位相オフセットを合計して絶対値合計位相を出力するステップ（１８２）と、
出力絶対値合計位相を累算して正規化するステップ（１９４）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に関する累算された対数振幅成分および累算され、正規化された絶対値合計位相を含む対数領域内の複素信号を形成するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１４】
出力対数振幅成分を累算するステップは累算された対数振幅成分の算術平均を計算するステップを含むことを特徴とする請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
出力絶対値合計位相を累算して正規化するステップは累算され、正規化された絶対値合計位相の算術平均を計算するステップを含むことを特徴とする請求項１３記載の方法。
【請求項１６】
さらに、複素信号を変換してデカルト座標内に出力するステップを含むことを特徴とする請求項１３記載の方法。
【請求項１７】
対数振幅成分および位相成分を有し、±π／４と±３π／４の値を利用したＱＰＳＫ拡散を用いた受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号を処理する相関器であって、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に対する複素拡散シーケンスに関連する位相オフセットを抽出する位相変換器（１７８）と、
出力対数振幅成分を累算する第１の累算およびダンプユニット（１９０）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の位相成分と複素拡散シーケンスの抽出した位相オフセットを合計して絶対値合計位相を出力する合計器（１８２）と、
出力合計位相を循環平均化して累算位相を出力する手段と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に関連するダンプされた累算対数振幅成分および累算合計位相を含む対数領域内の複素信号を形成する手段と、
を含むことを特徴とする相関器。
【請求項１８】
第１の累算およびダンプユニットは累算対数振幅成分の算術平均を計算することを特徴とする請求項１７記載の相関器。
【請求項１９】
循環平均化手段は、
出力合計位相を正弦および余弦値へ変換する正弦／余弦変換器（３０２）と、
正弦および余弦値を累算し、かつ累算された正弦および余弦値の算術平均を計算して累算位相を出力する第２の累算およびダンプユニット（３０４）と、
を含むことを特徴とする請求項１７記載の相関器。
【請求項２０】
さらに、その複素信号を変換してデカルト座標内に出力する手段を含むことを特徴とする請求項１７記載の相関器。
【請求項２１】
対数振幅成分および位相成分を有し、±π／４と±３π／４の値を利用したＱＰＳＫ拡散を用いた受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号を処理する方法であって、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に対する複素拡散シーケンスに関連する位相オフセットを抽出するステップ（１７８）と、
対数振幅成分を累算するステップ（１９０）と、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号の位相成分と複素拡散シーケンスの抽出した位相オフセットを合計して絶対値合計位相を出力するステップ（１８２）と、
出力合計位相を循環平均化して累算位相を出力するステップと、
受信直接シーケンススペクトル拡散通信信号に関連する累算対数振幅成分および累算合計位相を含む対数領域内の複素信号を形成するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２２】
出力対数振幅成分を累算するステップは累算対数振幅成分の算術平均を計算するステップを含むことを特徴とする請求項２１記載の方法。
【請求項２３】
循環平均化ステップは、
出力合計位相に対して正弦／余弦変換を実施して正弦および余弦値を発生するステップ（３０２）と、
累算された正弦および余弦値の算術平均を計算して累算位相を出力するステップ（３０４）と、
を含むことを特徴とする請求項２１記載の方法。
【請求項２４】
さらに、複素信号を変換してデカルト座標内に出力するステップを含むことを特徴とする請求項２１記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
発明の技術分野
本発明はスペクトル拡散通信システムに関し、特に、直接シーケンススペクトル拡散通信信号の逆拡散（デスプレッディング）に関する。
関連技術の説明
米国および世界の他の国において、セルラー電話産業の商業的運用は驚異的な進歩を遂げている。主要都市エリアにおける成長は予想を遥かに凌ぐものであり、システム容量を越えてきている。このような傾向が続けば、急速な成長の影響は間もなく最も小さい市場にさえ及ぶであろう。継続する成長に関する主要な問題点は、セルラーサービスプロバイダーに割り当てられる電磁スペクトルの量が固定されたままで顧客ベースが拡大していることである。高品質サービスを維持して価格上昇を回避するだけでなく、これらの容量増大ニーズを満たすために革新的な解決策が必要とされている。
現在、チャネルアクセスは主として周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）および時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方法を使用して達成されている。周波数分割多元接続システムでは、通信チャネルは信号の送信電力が集中される単一無線周波数帯域である。時分割多元接続システムでは、チャネルは同じ無線周波数にわたる周期的な時間間隔列内にタイムスロットを含んでいる。
スペクトル拡散は無線通信において商業的応用を見つけつつある通信技術を含んでいる。スペクトル拡散システムは第２次大戦頃から存在している。初期の応用は主として軍事向けであった（スマートジャミングおよびレーダ関連）。しかしながら、今日デジタルセルラー無線、陸上移動無線、および屋内外パーソナル通信網を含む商業的応用にスペクトル拡散システムを使用することに関心が高まってきている。
スペクトル拡散通信機では、基本データレートのデジタルビットストリームが送信データレート（すなわちチップレート）へ拡散される。この拡散操作には冗長度を付加しながらそのデータレートを高めるビットストリームにユーザユニークデジタルコード（拡散すなわちシグネチャシーケンス）を適用することが含まれる。典型的に、そこではデジタルビットストリームにデジタルコードが乗じられる（すなわち、論理的にＸＯＲされる）。次に、その結果得られる送信データシーケンス（チップ）が１形式の直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）を使用して変調される。この出力信号は他の同様に処理された出力信号に加えられ通信媒体を介してマルチチャネル通信される。多数のユーザ（チャネル）の出力信号が１つの送信通信周波数を有利に共用し、周波数領域および時間領域の両方で多数の信号が互いの頂部に配置されるように見える。しかしながら、適用されるデジタルコードはユーザユニークであるため、共用通信周波数を介して送信される各出力信号は同様にユニークとなり、受信機において適切な処理技術を応用することにより互いに識別することができる。スペクトル拡散受信機では、受信信号が復調されて関心のあるユーザに対する適切なデジタルコードが加えられて（すなわち、乗算されて）逆拡散されるか、あるいは所望の送信信号からコーディングを移して基本データレートへ戻す。しかしながら、このデジタルコードが他の送受信信号へ適用される所では、信号はそのチップレートを維持するため逆拡散は行われない。したがって、逆拡散操作は受信信号を適切なデジタルコードと比較する相関プロセスを有効に含んでいる。
多くのスペクトル拡散通信システムにおいて、送信データシーケンスには２つの成分、同相（Ｉ）成分および直交位相（Ｑ）成分が含まれている。これらの成分は典型的には複素信号の実および虚部と考えられる。スペクトル拡散送信機では、複素拡散シーケンスが適用され、２つの成分は変調され（直交位相偏移変調プロセスに従って）結合されて一般化された送信用出力信号が形成される。受信信号も同様に同相および直交位相成分を含むため、スペクトル拡散受信機により実施される逆拡散操作は受信複素信号を適切なデジタルコード（シグネチャシーケンス）に相関させなければならない。典型的に、それは一方が同相サンプルを供給され他方が直交位相サンプルを供給される２個のスカラー相関器を使用して達成される。しかしながら、複素拡散シーケンスが使用されると、４個のスカラー相関器が必要となり相関プロセスの複雑さが増す。
移動通信シーケンスにおいて２つの場所間で送信される信号はエコー歪や時間分散の作用を受ける。マルチパス分散は信号が１つではなく多数のパスに沿って受信機へ進み、そのため受信機が異なるランダムに変化する遅延および振幅を有する多くのエコーを受信する場合に生じる。典型的にそれは、例えば、大きい建物や近くの連山からの信号反射により生じる。スペクトル拡散通信システム内にマルチパス時間分散が存在する場合には、受信信号はさまざまなパスに沿って伝搬した送信信号（“レイ”と呼ばれる）のマルチパスバージョン（すなわちイメージ）の合成を含んでいる。典型的に、送信信号のこれらのバージョンは互いに１シンボル周期よりも短い相対時間遅延を有している。ある状況では、マクロダイバシティおよびソフトハンドオフと同様に、遅延はより大きいことがある。
複素送信スペクトル拡散信号に対するマルチパス時間分散が存在するために、受信および相関プロセスは著しく複雑化する。重み付け和を使用してマルチパス寄与分を一緒にレーキするためにそう呼ばれるＲＡＫＥ受信機が信号の多数のレイを受信するのに使用される。送信信号の各イメージに対して１個の相関装置（同相相関部および直交位相相関部を含む）が設けられる。各相関装置は遅延線を使用してその対応する信号イメージ（レイ）と揃えられる。次に、各相関装置における受信時間分散信号はその受信信号振幅に比例して重み付けされ、得られる信号は合計されて（同相および直交位相）出力されさらに処理される。
またあるシステムでは、全体拡散シーケンスが実際上多数のシーケンスの組合せを含むことができる。例えば、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）スペクトル拡散通信に対するデジタルセルラー標準ＴＩＡ  ＩＳ−９５では、下り情報は実シグネチャシーケンスを使用して拡散される。情報は同相および直交位相スクランブリングシーケンスによりさらにスクランブルされる。したがって、実拡散シーケンスの上に複素スクランブリングシーケンスを合成するため、全体拡散シーケンスは複素となる。受信機では、信号処理に複素相関が必要であるため、従来の技術を使用すると複雑さが高度化する。多数のチャネル（例えば、トラフィックおよびパイロット）を同時に逆拡散する必要がある場合には、複雑さはさらに高くなる。
したがって、マルチパス時間分散、合成拡散およびマルチチャネル受信を免れない複素スペクトル拡散通信信号を処理するための複雑さを低減した相関アーキテクチュアが必要とされている。
発明の概要
本発明は直接シーケンススペクトル拡散通信信号の逆拡散（デスプレッディング）に有効な多数の複雑性を低減したアーキテクチャを備えている。送信された直接シーケンススペクトル拡散通信信号を受信し処理する相関器は一般に複素シーケンス除去ユニットと、累算及びダンプユニットとを含んでいる。
複素シーケンス除去ユニットに対する第１の逆拡散アーキテクチャにおいて、チップ離隔複素サンプル（Chip-spaced complex samples）は受信されて位相回転複素逆拡散シーケンスと効果的に乗算される。複素否定ユニットはチップ離隔（スペースド）複素サンプルを受信して、複素逆拡散シーケンスに基づいてサンプルを選択的に否定することによって乗算の第１の部分を実行する。複素シーケンス除去ユニットは更に、複素逆拡散シーケンスに基づいて選択的に否定した同相及び直交位相サンプル値を選択的に交換することによって乗算の第２の部分を実行する複素スイッチを含んでいる。
複素シーケンス除去ユニットに対する第２の逆拡散アーキテクチャにおいて、チップスペースド複素サンプルは対数定義域（ドメイン）にて表わされ、この対数定義域において、第１の数はモジュロ２π定義域での信号振幅の対数を表わし、第２の数は信号位相を表わす。適切な複素逆拡散シーケンスに関係する位相は、チップスペースド複素サンプルの検出位相に加えられる。必要であれば、位相調整を含む得られた複素信号は次いで対数極線定義域（log-polar domain）からデカルト定義域に変換することができる。
ＣＤＭＡ相関器に対する第３の逆拡散アーキテクチャにおいて、複素シーケンス除去ユニットは対数極線定義域にあるチップスペースド複素サンプルを処理する。チップスペースド複素サンプルの対数の振幅が決定され、算数的に平均される。チップスペースド複素サンプルの位相は、適切な複逆非拡散シーケンスに関係する位相と組み合わされて、逆拡散位相を得るようになっている。対数一極線定義域にある算数的に平均した振幅及び位相を含む得られた複素信号は次いで更なる処理のためにデカルト座標に変換し戻される。
ＣＤＭＡに対する第４の逆拡散アーキテクチャにおいて、複素シーケンス除去ユニットは対数極線定義域にあるチップスペースド複素サンプルを処理する。チップスペースド複素サンプルの対数の振幅が決定される。チップスペースド複素サンプルの位相は適切な複素逆拡散シーケンスに関係する位相と組み合わされて、逆拡散位相を得るようになっている。これらの位相の循環平均演算が行われる。対数極線定義域にある平均した振幅及び位相を含む得られた複素信号は次いで更なる処理のためにデカルト座標に変換し戻される。
また、ＣＤＭＡ相関器に対する第５の逆拡散アーキテクチャにおいて、スペクトル拡散通信の送信に使用されるシーケンス全体は複数の構成シーケンスを備えており、この際、複数の構成シーケンスのうちの１つが全チャンネルによって共有されている。共通のデスクランブラー（descrambler）が全チャンネルから共有シーケンスを除去するために受信機に設けられる。次いで、得られた信号は複数の個々の相関器に送られて、チャンネル特定シーケンスを除去するようになっている。
【図面の簡単な説明】
本発明の方法及び装置のより完全な理解は添付図面と関連して以下の詳細な説明を参照することによって得ることができる。
図１はスペクトル拡散通信システムのブロック図である。
図２は図１のスペクトル拡散通信システムに使用する逆拡散相関器のブロック図である。
図３は図２に図示されると共に、図１のスペクトル拡散通信システムに使用する逆拡散相関器のより詳細なブロック図である。
図４は本発明の改良式複素シーケンス除去ユニットに対する第１の実施例のブロック図である。
図５Ａ及び図５Ｂは複素拡散シーケンスの構成要素に対する可能値を図示している。
図６は本発明の改良式複素シーケンス除去ユニットに対する第２の実施例のブロック図である。
図７は本発明の改良式相関器に対する第１の実施例のブロック図である。
図８は本発明の改良式相関器に対する第２の実施例のブロック図である。
図９は本発明の改良式相関器に対する別の実施例のブロック図である。
図面の詳細な説明
ここで、直接シーケンススペクトラム拡散通信システム１００のブロック図が示されている図１を参照する。情報データストリームは回線１０１上で受信される。次いで、拡散器１０２は符号定数（signature）（即ち拡散）シーケンスとして既知のはるかに高いレートのデータストリームを受信した情報データストリームに印加して、回線１０３上に「チップ（chip）」の拡散した、即ち送信したデータシーケンスを発生する。より高いレートの拡散シーケンスとより低いレートの情報データストリームのこの組合せはしばしば拡散化またはコード化と称せられる。情報データストリームの拡散化は、排他的論理和動作を行って情報データストリームと拡散シーケンスとを論理的に組み合わせる（ビットがプラスまたはマイナス１の割り当てられた値であれば、算術乗算と等価）ことによって果たすことができる。拡散化の他の形式は既知である。例えば、Ｍビットのセットは各ビットを使用してＮ個のコードワード（Ｎ＝２M）のセットのうちの１つを選択することによって拡散される。コードワードのセットは、例えばウォルシュ（Walsh）またはハダマード（Hadamard）コードワードのセット等の直交セットであることができる。示してはいないが、拡散器１０２は回線１０３上に拡散データシーケンスを出力する前に、多数の拡散化及びスクランブル化プロセスを果すことができ、このうちの幾つかは全ての送信したチャンネルに共通である（または共有される）。
次いで、拡散データシーケンスは変調器１０４によって高周波搬送波上で変調される。拡散データシーケンスのシンボルが２進数であれば、２進シフトキーイング（ＢＰＳＫ：binary phase shift beying）が変調器１０４によって行われる。しかしながら、拡散データシーケンスのシンボルが複素数であれば、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ：quadrature phase shift beying）またはオフセット−ＱＰＳＫが変調器１０４によって行われる。次いで、変調した拡散データシーケンスが電磁波を使用する送信用の放送アンテナ１０６を通る。
受信アンテナ１０８は送信した変調拡散データシーケンスの信号エネルギーを収集し、このエネルギーを無線受信機１１０を通過させる。受信機１１０は必要に応じて増幅、ろ波、混合及びＡ／Ｄ変換を行って、受信した無線信号を複素数、即ち、同相（Ｉ）成分及び直交位相（Ｑ）成分の双方を有するベースバンド信号に変換する。これらの成分は通常チップ期間当り少なくとも一回サンプリングされ、バックアメモリ（図示せず）に記憶してもしなくとも良い。
複素ベースバンド信号は１つ以上の相関器１１２を通り、この相関器１１２はデータサンプルと既知の拡散シーケンスとの相関をとる。このことはしばしば逆拡散化（despreading）と称せられる。何故ならば、相関は、逆拡散シーケンスが正確に受信サンプルシーケンスと時間的に合わされるときに、多数の拡散データ値と可干渉的（コヒーレント）に組み合わさって単一の情報値に戻すからである。出力相関は１つ以上の検出器１１４に対してもたらされ、検出器１１４は元元の情報データストリームを生成し戻す。使用される検出器の形式は無線チャンネルの特性及び複雑性制限によって決まる。検出器の形式は、必要に応じて、チャンネル推定及び可干渉性（コヒーレント）ＲＡＫＥ組合せ、または差分検出及び組合せを含み得る。
ここで、図１のスペクトル拡散通信システム１００に使用する相関器１１２のブロック図を示している図２を参照する。複素ベースバンド信号出力に対する複素チップサンプルを回線１２１を通して複素シーケンス除去ユニット１２０にもたらす。複素シーケンス除去ユニット１２０は、逆拡散シーケンスを備えた適切な複素拡散シーケンス（ｓ（ｋ））の要素の共役（コンジュゲート）によってこれらのチップサンプルを乗算する。得られたチップサンプルは回線１２３を通して複素累算及びダンプユニット１２２に出力される。複素累算及びダンプユニット１２２はシンボル期間当り１回の割合いで相関値（Ｘで示される）を収集してこれを出力する。
図２に図示されると共に、図１のスペクトル拡散通信システム１００に使用される相関器１１２のより詳細なブロック図を示す図３を参照する。回線１２１ｉ上で複素シーケンス除去ユニット１２０によって受信された複素ベースバンド信号の同相成分（Ｉ（ｔ）によって示す）のチップスペースドサンプルは乗算器１３２及び１３４の双方にもたらされる。乗算器１３２には拡散シーケンスの同相成分（ｉ（ｋ）で示す）が供給され、乗算器１３４には拡散シーケンスの負の直交位相成分（−ｑ（ｋ）で示す）が供給される。同様に、回線１２１ｑ上で複素シーケンス除去ユニット１２０によって受信された複素ベースバンド信号の直交位相成分（Ｑ（ｔ）で示す）のチップスペースドサンプルは乗算器１３６及び１３８の双方にもたらされる。乗算器１３６には拡散シーケンスの同相成分（ｉ（ｋ）で示す）が供給され、乗算器１３８には拡散シーケンスの直交位相成分（ｑ（ｋ）で示す）が供給される。拡散シーケンスｉ（ｋ）及びｑ（ｋ）は一般にプラス１またはマイナス１の値であるため、乗算器１３２、１３４、１３６及び１３８は、何れかがｉ（ｋ）及びｑ（ｋ）の値によって決まる受信したサンプル値またはその負の値を通すプログラム可能変換器として実施することができる。
乗算器１３２及び１３８の各出力は加算器１４０によって合算されて、回線１２３ｉ上の同相の得られたチップサンプル信号（Ｉ′（＋）で示す）として複素シーケンス除去ユニット１２０から出力される。次いで、出力した同相信号は複素累算及びダンプユニット１２２で累算される。同様に、乗算器１３４及び１３６の各出力は加算器１４２によって合算され、回線１２３ｑ上の直交位相の得られたチップサンプル信号（Ｑ′（ｔ）で示す）として複素シーケンス除去ユニット１２０から出力される。次いで、出力した直交位相信号は複素累算及びダンプユニット１２２において累算される。複素累算及びダンプユニット１２２は、相関値（Ｘで示す）の実数部及び虚数部の双方をもたらすシンボル期間につき１回の割合いでダンプされリセットされる。複素累算及びダンプユニット１２２が乗算器１３２、１３４、１３６及び１３８のレート、速度の２倍でランする場合、加算器１４０及び１４２は必要とされないことに留意すべきである。
従って、相関器１１２は２つの動作を実行する。第１の動作は複素シーケンス除去ユニット１２０によって実行される機能性を備えている。第２の動作は複素累算及びダンプユニット１２２によって実行される機能性を備えている。本発明は第１及び第２の動作の双方の複雑性を低減することに取り組んでいる。
ここで、本発明の改良式複素シーケンス除去ユニット１２０′に対する第１の実施例のブロック図を示す図４を参照する。複素拡散（またはスクランブル）シーケンスは次のように書き表わすことができる。
ｓ（ｋ）＝ｉ（ｋ）＋ｊｑ（ｋ）                （１）
式中、ｉ（ｋ）は拡散シーケンスの同相成分であり、ｑ（ｋ）は拡散シーケンスの直交位相成分である。ｉ（ｋ）及びｑ（ｋ）の双方はプラス１またはマイナス１の値である。従って、図５Ａに示すように位置付けしている複素拡散シーケンスｓ（ｋ）に対して４つの可能な値がある。これらの値を４５度回転すると共に２の平方根で除することによって、図５Ｂに示すように、回転した複素拡散シーケンスｓ′（ｋ）に対する４つの可能な値はプラス１、マイナス１、プラスｊ及びマイナスｊとなる。相関器１１２の改良式複素シーケンス除去ユニット１２０′は有益にもこの関係を使用して、回転したシーケンスが零の虚数部または零の実数部の何れかを有するということを利用することによって複素シーケンス除去プロセスを簡略化している。４５度の回転は唯一の可能な回転ではないことと、本発明は例えば１３５度、２２５度または３１５度の回転等の全ての他の有益な回転を組み込むことを意図していることに留意すべきである。
複素シーケンス除去プロセスは本質的に、受信した複素ベースバンド信号と、複素拡散シーケンスの共役を備えた逆拡散シーケンスとの乗算を備えている。改良式複素シーケンス除去ユニット１２０′において、否定ユニット１５０は受信した複素ベースバンド信号値を選択的に否定するかまたは否定しないことによって、受信した複素ベースバンド信号と、回転した複素逆拡散シーケンスとの乗算の一部分を実行する。同相否定ユニット１５０ｉは回線１２１ｉに接続して、複素ベースバンド信号の同相成分（Ｉ（ｔ）で示す）のチップスペースドサンプルを受信する。対応する直交位相否定ユニット１５０ｑは回線１２１ｉに接続して、複素ベースバンド信号の直交位相成分（Ｑ（ｔ）で示す）のチップスペースドサンプルを受信する。
改良式複素シーケンス除去ユニット１２０′は、受信した複素ベースバンド信号値の対応する同相及び直交位相サンプルを選択的に交換するかまたは交換しないことにより、受信した複素ベースバンド信号と回転した複素拡散シーケンスとの乗算のリセットを実行するスイッチ１５２を更に含んでいる。このスイッチ１５２は同相回線１５６ｉに接続すると共に選択的にスイッチされて、同相のチップサンプル信号（Ｉ′（ｔ）で示す）を出力する同相回線１５６ｉ及び回線１２３ｉの間の第１の位置接続と、直交位相チップサンプル信号（Ｑ′（ｔ）で示す）を出力する同相回線１５６ｉ及び回線１２３ｑの間の第２の位置接続とを成すように制御可能な第１のスイッチ素子１５８ｉを備えている。第２のスイッチ５素子１５８ｑは直交位相回線１５６ｑに接続されると共に選択的にスイッチされて、直角位相チップサンプル信号（Ｑ′（ｔ）で示す）を出力する直交位相回線１５６ｑ及び回線１２３ｑの間の第１の位置接続と、同相のチップサンプル信号（Ｉ′（ｔ）で示す）を出力する直交位相回線１５６ｑ及び回線１２３ｉの間の第２の位置接続を成すように制御可能である。
否定ユニット１５０ｉ及び１５０ｑと第１及び第２のスイッチ素子１５８ｉ及び１５８ｑの選択的動作は制御ユニット１５５によって制御される。この制御ユニット１５５は複素拡散シーケンスｓ（ｋ）を受信して回線１５４上の第１及び第２の制御シーケンス信号を否定ユニット１５０ｉ及び１５０ｑと第１及び第２のスイッチ素子１５８ｉ及び１５８ｑに出力し、本質的にチップスペースドサンプルと回転した複素拡散シーケンスｓ′（ｋ）の４５度の回転値の共役Ｓ″（ｋ）との乗算を行う。回転した複素拡散シーケンスｓ′（ｋ）または共役Ｓ″（ｋ）を計算することは実際には必要でないことに留意されたい。むしろ、制御ユニット１５５内の内蔵された論理が複素拡散シーケンスｓ（ｋ）を処理して、同相の第１の制御シーケンス信号を介して同相否定ユニット１５０ｉを制御して、ｓ（ｋ）が−１＋ｊまたは１＋ｊ形式であれば（即ち、回転した共役シーケンスｓ″（ｋ）が−１または−ｊであれば）、複素ベースバンド信号の同相成分を否定するようになっている。そうでなければ、同相否定ユニット１５０ｉによって何らの否定も行われない（即ち、シーケンスｓ″（ｋ）は１またはｊである）。内蔵された論理は同様に直交位相の第１の制御シーケンス信号を介して直角位相否定ユニット１５０ｑを制御して、ｓ（ｋ）が−１＋ｊまたは−１−ｊ形式であれば（即ち、回転したシーケンスｓ″（ｋ）が−１またはｊであれば）、複素ベースバンド信号の直交位相成分を否定するようになっている。さもなくば、直交位相否定ユニット１５０ｑによって何らの否定も行われない（即ち、回転したシーケンスｓ″（ｋ）は１または−ｊである）。スイッチ１５２に関して、ｓ（ｋ）が１−ｊまたは−１＋ｊ形式であれば（即ち、回転シーケンスｓ″（ｋ）が１または−１であれば）、内蔵される論理は第１及び第２のスイッチ素子１５８ｉ及び１５８ｑの双方を第２の制御シーケンス信号を介して第１の位置に置き、これによって同相回線１５６ｉを回線１２３ｉに接続すると共に、直交位相回線１５６ｑを回線１２３ｑに接続する。さもなくば、第１及び第２のスイッチ素子１５８ｉ及び１５８ｑの双方を第２の位置に置いて（即ち、回転したシーケンスｓ″（ｋ）はｊまたは−ｊである）、同相回線１５６ｉを直交位相回線１２３ｑに接続すると共に、直交位相回線１５６ｑを同相回線１２３ｉに接続する。否定器の実用的実施は、例えば否定した値及び否定しない値の双方を有効にすると共に、２方向選択スイッチを使用してこれらのうちの一方を選択して出力することであり得る。この種の装置はＣＭＯＳシリコン集積回路の技術を使用して経済的に極めて小型に製造することができる。
ここで、本発明の改良式複素シーケンス除去ユニット１２０″に対する第２の実施例のブロック図を示している図６を参照する。複素数（例えば、Ａ＋ｊＢ）はデカルト（ｘ，ｙ）形式または極座標（Ｒ，Ｏ）形式の何れかで表わすことができる。これらの２つの形式の間の変換は、等式ｘ＝Ｒcos（Ｏ）及びｙ＝Ｒsin（Ｏ）の助力を得て容易に行うことができる。ｒ＝log（Ｒ）である対数極(ｒ、ｏ）形式（log-polar（ｒ，ｏ）form）は前述した各形式の代替例である。前述すると共に、図５Ａにて示したように、複素拡散シーケンスｓ（ｋ）に対して４つの可能な値がある。複素拡散シーケンスにおけるこれらの４つの値のおのおのが１つの振幅を有するので、信号処理にて拡散シーケンスの振幅変化を考慮する必要はない。しかしながら、複素拡散シーケンスの位相は変化して、受信したベースバンド信号値の各位相値の変更を引き起こす。こうして、＋４５°、＋１３５°、＋２２５°（−１３５°）及び＋３１５°（−４５°）の位相オフセット値が、複素拡散シーケンスの各値によって決まる受信した複素ベースバンド信号値に加算される。同様に、図５Ｂに図示した位相回転複素拡散シーケンスに関して、０°、＋９０°、＋１８０°、及び＋２７０°（−９０°）の各位相オフセット値が、受信した複素ベースバンド信号値に加算される。相関器１１２の改良式複素シーケンス除去ユニット２２０″は有益にも固定数の位相オフセット値を使用して、複素シーケンス除去プロセスを簡略化する。
複素シーケンス除去プロセスは本質的に、受信した複素ベースバンド信号を複素拡散シーケンスとの乗算を備えている。前述した対数極形式を思い出せば、複素シーケンス除去プロセスと関連して実行されるような対数定義域乗算において、加算になることに留意されたい。従って、改良式複素シーケンス除去ユニット１２０″の第２の実施例において、受信した信号は対数極形式で表わされ、複素シーケンス除去プロセスは、対数極複素ベースバンド信号の位相部分及び複素拡散シーケンスによって特定された位相オフセットを用いて、モジュロ２π位相加算または減算演算を通して行われる。次いで、このプロセスの結果は、必要であれば、デカルト形式に変換し戻して出力することができる。
従って、改良式複素シーケンス除去ユニット１２０″は、ポール・ダブリュー・デント（Paul W. Dentによる１９９１年９月１０日付で発行され、参照によって本願に組み込まれる「対数極信号処理（Log-Polar Signal Processing）」と題する米国特許第５，０４８，０５９号に開示されている処理を実施する対数極信号処理ユニット１７０を備えている。対数極信号処理ユニット１７０は回線１２１に接続されて、ＲＦまたはＩＦ信号を受信すると共に、回線１７２を介して受信した信号の振幅の対数値を出力する。対数極線信号処理ユニット１７０は更に受信した信号を処理すると共に、その位相を抽出して回線１７６に出力する。対数極線信号処理ユニット１７０は信号を制限すると共に対数振幅波形をもたらす一連の飽和増幅器を備えることができる。制限された信号は、参照によって本願に組み込まれる米国特許第５，１４８，３７３号に開示されている方法を含んで任意の既知の方法を使用して各位相値を決定するのに使用される。
改良式複素シーケンス除去ユニット１２０″は複素拡散シーケンスｓ（ｋ）を受信するように接続した位相変換器１７８をまた更に備えている。この位相変換器１７８は複素拡散シーケンスを処理して、４つの可能な位相オフセット値（図５Ａ及び図５Ｂを参照）を抽出して回線１８０上に位相オフセット信号φ（ｋ）として出力する。位相変換器１７８内の内蔵した論理は、ｓ′（ｋ）の共役の位相に対応する位相オフセット信号φ（ｋ）に対する各値を発生するルックアップテーブル機能性を実施することが好ましい。加算器／減算器または合算器１８２を改良式複素シーケンス除去ユニット１２０″に設けて、回線１７６上の受信した複素ベースバンド信号出力の抽出した位相と、回線１８０上の位相オフセット出力とを組み合わせて、送信機での拡散によって引き起こされる位相シフトを除去するようになっている。加算器／減算器または合算器１８２に対する入力は一般に整数、即ち、整数の使用を考慮すれば、製造及び使用するのが簡単なモジュロ演算装置からの固定小数点値である。
次いで、対数極信号処理ユニット１７０から出力された受信信号（回線１７２）の振幅の対数及び加算器／減算器または合算器１８２からの各位相シフト値は変換器１８４によって処理され、この変換器１８４は、デカルト形式が後続の処理に対して所望されると仮定すれば、回線１２３ｉ上の同相出力（Ｉ′（ｔ）で示す）及び回線１２３ｑ上の直交位相出力（Ｑ′（ｔ）で示す）に対して、非スクランブル化対数極値をデカルト形式に変換する。
ここで、本発明の改良式相関器１１２′に対する第１の実施例のブロック図を示す図７を参照する。図２及び図３の相関器１１２は本質的に、累算及びダンプ回路を用いて、受信信号と複素拡散またはスクランブルシーケンスの複素共役との積の演算平均を計算する。改良式相関器１１２′は代わりに、幾何学的及び乗法的平均の計算についてのその動作に基礎を置く。この際、乗法的平均は対数値に関する演算平均を含むことに留意されたい。従って、改良式相関器１１２′において、受信した複素ベースバンド信号の振幅の対数及びその位相（オフセットとしての）の双方は相関プロセスを行うのに使用される。
同様に、図６を参照すると、図７の改良式相関器１１２′は、回線１２１に接続してＲＦまたは２Ｆ信号を出力すると共に、回線１７２上の受信した複素ベースバンド信号の振幅と回線１７６上の受信した複素ベースバンド信号の位相の対数を出力する対数極信号処理ユニット１７０を備えている。受信した複素ベースバンド信号の振幅に関して前述した乗法的平均化機能性を行うために、対数振幅は回線１７２上を通して対数定義域での加算のために対数極信号処理ユニット１７０から累算及びダンプユニット１９０に出力される。累算及びダンプユニット１９０は、シンボル期間につき一度演算的に平均した対数振幅値をもたらすシンボル期間につき一度ダンプされリセットされる。
改良式相関器１１２′はまた更に、複素拡散シーケンスｓ（ｋ）を受信するように接続された位相変換器１７８を備えている。この位相変換器１７８は複素拡散シーケンスを処理して４つの可能なオフセット値（図５Ａ及び図５Ｂを参照）を抽出して、位相オフセット信号φ（ｋ）として回線１８０上に出力する。位相加算器または合算器１８２を設けて、回線１７６上の受信した複素ベースバンド信号の検出した位相と回線１８０上の位相オフセットとを合算して、複素拡散シーケンス位相に基づいて複素ベースバンド信号中の位相シフトを行う。
各位相値の加算は、位相の循環特性（即ち、０°及び３６０°は同一）のために対数振幅値の加算としてのプロセスと率直に同一ではない。複素シーケンス除去の後、０°（即ち、０ラジアン）近くの各位相値はプラス１の値の送信を意味し、一方、１８０°（即ち、πラジアン）近くの各位相値はマイナス１の値の送信を意味する。受信した複素ベースバンド信号の位相に関して前述した乗法的平均化機能性を実行するため、対数定義領域にある位相加算器または合算器１８２から出力された受信した複素ベースバンド信号の複素拡散シーケンスシフト位相は−１８０°及び１８０°（−π及びπラジアン）の間、または或る程度等価の形式として表わされ、絶体値変換器１９２と累算及びダンプユニット１９４において処理される。累算及びダンプユニット１９４は、シンボル期間当り１回演算的に平均化した絶体値位相値を正現化ユニット１９６にもたらすシンボル期間につき１回ダンプされリセットされる。
絶体値変換器１９２、累算及びダンプユニット１９４、及び正現化ユニット１９６はこうして以下の等式に従って位相βを形成する。
0003933704.tif 000002
式中、θ（ｋ）は回線１７６上に出力した受信複素ベースバンド信号の検出位相であり、φ（ｋ）は回線１８０上に出力した複素符号定数シーケンスｓ′（ｋ）の共役の位相オフセットであり、かつＮは平均化が生じる累算した値の数である。
累算及びダンプユニット１９０から出力された演算的に平均した対数振幅値及び正規化ユニット１９６から出力された演算的に平均した位相値は、必要に応じて、変換器１８４によって処理することができ、この変換器１８４は非拡散信号を対数極形式からデカルト形式に変換して、回線１９８ｉ及び１９８ｑ上に相関値（Ｘで示す）の実数部及び虚数部をそれぞれ出力する。このことは本質的に対数定義域にある振幅及び位相の演算平均をデカルト領域にある乗法的または幾何学的平均に変換するものである。
ここで、本発明の改良式相関器１１２″の別の実施例を示す図９を参照する。類似の参照番号は図７における対応する部分を指し、その繰返し説明は行わないこととする。位相加算器または合算器の各出力は、位相の正弦（sin）の平均及び位相の余弦（cos）の平均を計算する循環平均化の使用を通して平均される。位相加算器または合算器１８２の出力は、正弦及び余弦の各値を生成する正弦／余弦変換器３０２において処理される。累算及びダンプユニット３０４では、正弦及び余弦の各値が或る一定の期間に渡って別々に累算され、次いでダンプされて、平均した正弦及び余弦の各値をもたらすようになっている。累算及びダンプユニット１９０からの平均の正弦及び余弦の各値と平均の対数振幅の各値がフォーマッタ３０６にもたらされ、このフォーマッタ３０６はこれらの各数量をデカルトまたは対数極線値等の更なる処理に適した形式に変換する。例えば、対数極線値への変換は、逆正接関数を使用して平均の正弦及び平均の余弦を平均の角度に変換することによって行われる。別の可能性は、平均対数振幅値を平均振幅値に変換すると共に、平均正弦値及び平均余弦値をそれぞれ掛け合わせることによって、平均同相値及び平均直交位相値に変換することである。
スペクトル拡散通信システムのコード分割多元接続（ＣＤＭＡ：code division multiple access）において、拡散シーケンスまたは符号定数シーケンス全体は、共に組み合わされた多数の成分シーケンスの結果であって良い。更に、多数のチャンネルに同一で共通の成分シーケンスのうちの１つ以上のものを共有させることは既知である。例えば、ティー・アイ・エー  アイ・エス−９５（ＴＩＡ  ＩＳ−９５）によって特定されるダウンリンクにおいて、全てのチャンネルはパイロット・シーケンスと称する共通の複素スクランブル・シーケンスを共有する。次いで、各チャンネルは、実数即ち非複素シーケンスである異なるウォルシュ・コードワードを使用して個別に拡散される。しかしながら、チャンネルのうちの１つはデータ変調されないで、チャンネルタップ推定量を得るのに使用する基準のまたは純粋のパイロットシーケンスチャンネルをもたらす。従来の受信機では、例えばアイ・エス−９５（ＩＳ−９５）指定の符号定数シーケンスに関して、個別の相関器１１２（図３及び図４を参照）が復調すべき各チャンネルに対して設けられる。この例において、個別の相関器は複素の、即ち、デスクランブル化データを実数のウォルシュ・コードワードと相関付けることに留意されたい。
ここで、本発明の改良式相関器に対する別の実施例のブロック図を示す図８を参照する。送信した各チャンネルが共通のスクランブルまたは拡散シーケンスを共有するとき、受信機２００は全ての復調すべき受信チャンネルに関して共通のデスクランブルまたは逆拡散ユニット２０２を共有する。こうして、多数のチャンネルに対して回線２０４上で受信した複素チップサンプルは共通のデスクランブルまたは逆拡散ユニット２０２によって処理されて、共通のシーケンスを除去することとなる。次に、共通のデスクランブルまたは逆拡散ユニットからの各出力は、異なるシーケンスと関係がある複数の非共通または個々のデスクランブル及び逆拡散ユニット２０６によって処理されて、それらの出力に、異なる受信チャンネル（ＸA及びＸBで示す）に対する異なる相関値をもたらすようになっている。これらの個々の非スクランブル及び逆拡散ユニットは、図７に示すような相関器１１２′を備えることができる。前述したＩＳ−９５ダウンリンク例に関して、共通のシーケンスは複素スクランブルシーケンスを備え、かつ共通のデスクランブルまたは逆拡散ユニット２０２は適切なデスクランブラー（descrambler）である。個々のデスクランブル及び逆拡散ユニット２０６に対して、ウォルシュコード相関器は各受信したチャンネルを処理すると共に、異なるシーケンスと関係するのに使用して、異なる相関値をもたらすことができる。
例えば、ＩＳ−９５ベースＣＤＭＡ電話器は多数のＲＡＫＥフィンガを有しており、この際、各フィンガは共通のデスクランブルユニットと、一方がパイロットチャンネル用で他方がトラフィックチャンネル用の２つの個々のデスクランブル及び逆拡散ユニットを備えている。２つの個々の逆拡散ユニットが異なるウォルシュコードと関係することが必要な場合、それらは大多数の処理を共有することができる。このことは、一方のウォルシュコードのビットの半分が常に他方のウォルシュコードの対応するビットと一致することにより、一方、残りは相互に反転されることとなる。こうして、一致するビットに渡って合計（平均）を計算すると共に、２つのコード間で異なるビットに渡って平均を別々に計算することは、共通の逆拡散ユニット２０２にとって有益である。出力はシンボル期間当り２つの平均から成る。次いで、個々の逆拡散器２０６は、２つの平均の和及び大幅に低減した量の計算処理を必要とする差分をそれぞれ計算する。
一例は処理のこの低減を図示する助けとなる。２つのウォルシュ・コードワードが次の通りであると仮定する。
0003933704.tif 000003
一致する各ビットは次の通りであり、
0003933704.tif 000004
また一致しない各ビットは次の通りである。
0003933704.tif 000005
ここで、ウォルシュ・コードワード＃１のビット極性は比較を行うのに使用されている。前述のことに従って、一致する８ビットに渡る第１の平均が計算され、一致のビットが零であるときに平均されている値の符号を反転する。不一致の８ビットに渡る第２の平均が同様にして計算される。これらの２つの平均が加算されるとき、第１のコードのビット極性は不一致ビットに対するデフォルト（default）によって使用されたために、得られた１６ビット平均は２つのウォルシュコードのうちの第１のコードとの相関を表わす。第１の平均から第２の平均を減算することによって、第２の平均に寄与する全ての値の符号が効果的に反転されて、第１のコードワードのそれらに関して反転されて第２のコードとの相関の結果を得るようになっている、第２のウォルシュ・コードワードに対する不一致のビットと一致させられる。
こうして、シンボル期間当り２つの中間結果を生む１つの共通動作（２０２）を実行することによって、２つの異なるウォルシュコードとの２つの相関を得ることができる。これらの結果は、低減したレート（この特定例に対しては１／８）での処理によって更に組み合わされて、所望の２つの相関を生成する。労力の低減は、異なるウォルシュコードとの多くの相関が要求されるときにも適合し、この結果、最終的には全てのウォルシュコードを計算すべきときの高速ウォルシュ変換構造（Fast Walsh transform structure）につながる。米国特許第５，３５６，４５４号は高速ウォルシュ変換に対する効率的な回路を開示しており、その内容は参照によって本願に組み込まれる。
本発明の方法及び装置の各実施例を添付図面において図示すると共に、前述の詳細な説明において説明したが、この発明は開示した各実施例に制限されるものではなく、前述すると共に以下の請求の範囲によって規定されるこの発明の精神から逸脱することなく、多数の再構成、変形及び変換が可能であることを了知されたい。
【図１】
0003933704.tif 000006
【図２】
0003933704.tif 000007
【図３】
0003933704.tif 000008
【図４】
0003933704.tif 000009
【図５Ａ】
0003933704.tif 000010
【図５Ｂ】
0003933704.tif 000011
【図６】
0003933704.tif 000012
【図８】
0003933704.tif 000013
【図７】
0003933704.tif 000014
【図９】
0003933704.tif 000015