(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動通信ユニットを含む符号分割多元接続通信システムにおいて、パワー制御セットポイント閾値を調整する方法であって：
前記移動通信ユニットから通信信号を受信して、被受信通信信号を形成する段階；
前記被受信通信信号に基づいて、第１信号品質インジケータを生成する段階；
前記被受信通信信号に基づいて、第２信号品質インジケータを生成する段階；
被推定信号対雑音比を生成する段階；
第２信号品質インジケータ基準を中心にした所定の基準領域を設定する段階であって、前記第２信号品質インジケータ基準は、前記第１信号品質インジケータに関連する、段階；および
前記第２品質インジケータと前記所定の基準領域との間の比較に基づいて、前記パワー制御セットポイント閾値を調整する段階；
によって構成されることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記第１信号品質インジケータは、フレーム消去情報からなることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記基準領域が中心とする前記第２信号品質インジケータ基準は、前記フレーム消去情報の特性に基づいて可変であることを特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項４】
前記フレーム消去情報の特性は、フレーム消去レートをさらに含んで構成されることを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記第２品質インジケータは、シンボル・エラー・レート・インジケータ，総合メトリックおよび他の品質インジケータからなるグループから選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項６】
パワー制御コマンドは、前記パワー制御セットポイント閾値と、少なくとも一つの被受信シンボルの被推定信号対雑音比とに基づいて生成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】
パワー制御コマンドは、前記パワー制御セットポイント閾値と、パワー制御グループ内のシンボルの被推定信号対雑音比とに基づいて生成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記被推定信号対雑音比は、復調器によって生成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項９】
前記第１および第２品質インジケータは、複数の被復調通信信号から得られた複数のこのようなインジケータから選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項１０】
前記第１および第２品質インジケータは、最良の合成・加重した品質値に基づいて選択されることを特徴とする請求項９記載の方法。
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、一般に、ワイヤレス通信システムに関し、さらに詳しくは、ワイヤレス通信システムにおいてパワー制御セットポイント閾値を調整するための方法および装置に関する。
【０００１】
（関連発明）
本発明は、１９９６年３月１５日に出願された出願番号第０８／６１６，５４２号「通信システムにおけるパワー制御のための方法および装置(Method and Apparatus for Power Control in a Communication System)」（整理番号ＣＥ０２９９４Ｒ），１９９６年６月２７日に出願された出願番号第０８／６７２，１５５号「通信システムにおけるレート判定のための方法および装置(Method and Apparatus for Rate Determination in a Communication System)」（整理番号ＣＥ０３１４２Ｒ）および１９９６年３月１５日に出願された出願番号第０８／６１６，７９７号「通信システムにおけるパワー制御のための方法および装置(Method and Apparatus for Power Control in a Communication System)」（整理番号ＣＥ０２９７９Ｒ）に関連する。
【０００２】
（従来の技術）
符号化通信信号を利用する通信システムは、当技術分野で周知である。このようなシステムの一つに、本明細書においてＩＳ−９５Ａとして記される米国電気通信工業会暫定規格９５Ａ(Telecommunication Industry Association Interim Standard 95A)（ＴＩＡ／ＥＩＡ  ＩＳ−９５Ａ）において規定されるような、直接シーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ：direct sequence code division multiple access）セルラ通信システムがある。ＩＳ−９５Ａによると、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムで用いられる符号化通信信号は、基地サイトのカバー・エリア(coverage area)において通信する移動または携帯無線電話機などの通信ユニットから、システムの基地サイトに、共通の１．２５ＭＨｚ帯域幅で送信される信号からなる。
【０００３】
符号化通信信号を利用する通信システムは、移動通信ユニットの送信エネルギを制御するチャネル・パワー制御方法を採用することが知られている。逆方向リンク（移動通信ユニットから基地サイト）のパワー制御は、各移動通信ユニットからのパワーができるだけ最小のパワー・レベルにて基地サイトに着信することを保証するように、移動通信ユニットによって送信されるパワーを変える。移動通信ユニットの送信パワーが低すぎる場合、音声品質は劣化する。移動通信ユニットのパワーが高すぎる場合、移動通信ユニットは高品質の音声を有するかもしれないが、スペクトル拡散システムにおける各移動通信ユニットの信号が同一周波数上で一般に送信されるので、それによって生じる余分な干渉がシステム容量全体を劣化させる。雑音スペクトル密度に対する情報ビット当たりのエネルギの比として定義される、雑音密度当たりのビット・エネルギ、すなわち、Ｅｂ／Ｎｏ、に反比例する雑音の大きさは、他の移動通信ユニットの送信のそれぞれの受信信号パワーに正比例する。従って、信号の堅牢性(integrity)、すなわち、フレーム消去レート（ＦＥＲ：frame erasure rate）によって特徴付けられる堅牢性を維持しながら、できるだけ最も低いパワー・レベルにて送信することが移動通信ユニットにとって有利である。
【０００４】
また、送信が実質的に同じパワー・レベルにて基地局によって受信されるように、すべての移動通信ユニットのパワーをダイナミックに調整することが望ましい。これを達成するためには、最寄りの送信機が最も離れた送信機のパワーに比べて、最大８０ｄＢだけ自局のパワーを低減することが必要である。
【０００５】
ＣＤＭＡ通信システムにおいて逆方向チャネル・パワーを制御する現在の方法については、米国電子工業会暫定規格９５Ａ（ＴＩＡ／ＩＳ−９５Ａ）のセルラ・システム遠隔ユニット基地局互換性規格(Cellular System Remote Unit 0Base Station Compatibility Standard)において説明されている。ＴＩＡ／ＩＳ−９５Ａで説明されているように、パワー制御グループが移動通信ユニットから送信され、基地局によって受信される。基地局は、パワー制御グループのエネルギをセットポイント閾値(setpoint threshold)と比較し、それに応じてパワーアップまたはパワーダウンするように、移動通信ユニットにパワー調整コマンドを送信することによって、移動通信ユニットに指示する。通常状態では、このような閉ループ・パワー制御方法を利用することによって、受信信号のＥｂ／Ｎｏを実質的に一定レベルに維持するセットポイント閾値が得られる。しかし、変化する状態では、例えば、移動局が変化する速度で移動している場合、与えられたＦＥＲに対して異なるＥｂ／Ｎｏが必要になる。従って、一定のＥｂ／Ｎｏを維持すると、異なる状態では移動局について異なるＦＥＲが生じる。
【０００６】
ゆえに、閾値調整が生じる時間期間を低減しながら、移動通信システムのパワー・レベル必要性を調整する、ワイヤレス通信システムにおいてパワー制御セットポイント閾値を調整するための方法および装置が必要とされる。
【０００７】
（好適な実施例の説明）
ワイヤレス通信システムにおいてパワー制御セットポイント閾値を調整するための方法を提供する。本方法は、受信機において、移動通信ユニットから通信信号を受信して、被受信通信信号を形成する段階と、前記被受信通信信号に基づいて、第１信号品質インジケータを生成する段階と、前記被受信通信信号に基づいて、第２信号品質インジケータを生成する段階と、被推定信号対雑音比を生成する段階とを含む。本方法はさらに、第２信号品質インジケータ基準を中心にした所定の基準領域を設定する段階であって、前記第２信号品質インジケータ基準は前記第１信号品質インジケータに関連する、段階と、前記第２品質インジケータと前記所定の基準領域との間の比較に基づいて、前記パワー制御セットポイント閾値を調整する段階とを含む。
【０００８】
デコーダに応答するコントローラが提供される。一般的にいうと、前記コントローラは、復号された被受信通信信号に基づいて、第１信号品質インジケータを受信する手段と、前記復号された被受信通信信号に基づいて、第２信号品質インジケータを受信する手段とを含む。前記コントローラはさらに、第２信号品質インジケータ基準を生成する手段であって、前記第２信号品質インジケータ基準は前記第１信号品質インジケータに関連する、手段と、前記第２信号品質基準インジケータ基準を中心にした所定の基準領域を設定する手段と、前記第２信号品質インジケータと前記所定の基準領域との間の比較に基づいて、パワー制御セットポイント閾値を調整する手段とを含む。
【０００９】
ここで、同様な参照番号は同様な構成要素を表す図面を参照して、図１は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）デジタル無線電話システムなどの、ワイヤレス通信システム１００を示す。基地局８１０，８１２，８１４は、基地局８１２が担当するエリア８２０内で動作する移動局８１６と通信する。エリア８２２，８２４は、基地局８１４，８１０がそれぞれ担当する。基地局８１０，８１２，８１４は、基地局コントローラ８５０などの集中コントローラに結合され、この基地局コントローラ８５０は、とりわけ、プロセッサ８６２およびメモリ８６４を含み、またこの基地局コントローラは、同様にプロセッサ８６２およびメモリ８６４を含む移動交換局(mobile switching center)８６０に結合される。
【００１０】
基地局８１０，８１２，８１４と移動局８１６との間の多元接続ワイヤレス通信は、無線周波数（ＲＦ）チャネルを介して行われ、このＲＦチャネルは、音声，データおよびビデオなどのデジタル通信信号が送信される物理的な経路を提供する。基地局から移動局への通信は、順方向リンク・チャネル上で行われる、一方、移動局から基地局への通信は逆方向リンク・チャネル上にある。さらに、移動通信ユニットのチャネル・パワー制御は、逆方向リンク上で行われる。ＣＤＭＡチャネル化(channelization)を利用する通信システムについては、ＴＩＡ暫定規格ＩＳ−９５Ａ "Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular Systems, Telecommunications Industry Association, Washington, D.C. July 1993" ［ＩＳ−９５Ａ］および"TIA Telecommunications System Bulletin: Support for 14.4 kbps Data Rate ad PCS Interaction for Wideband Spread Spectrum Cellular Systems," February 1996 ［公報］において詳細に説明されており、ＩＳ−９５Ａおよび公報はともに本明細書に参考として含まれる。
【００１１】
図１に示すように、順方向通信信号８１３は、基地局８１２によって移動局８１６に、ページング・チャネル(Paging Channel)またはトラヒック・チャネル(Traffic Channel)などのＩＳ−９５順方向リンク・チャネル上で送信される。逆方向通信信号８１５は、移動局８１６によって基地局８１２に、アクセス・チャネル(Access Channel)またはトラヒック・チャネルなどのＩＳ−９５逆方向リンク・チャネルを介して送信される。
【００１２】
データおよび音声だけでなく、順方向通信信号８１３は、パワー制御ビット（ＰＣＢ：power control bit）を搬送し、このパワー制御ビットは、レイリー／リシアン・フェージング(Reyleigh/Rician fading)，干渉レベル変動（例えば、音声アクティビティまたは負荷），送信アンテナと受信アンテナの利得の差および他の関連損に応答して、フィードバック・アルゴリズムを介して、移動局８１６の送信パワーを変更する。移動局８１６の送信パワーは、基地局８１２などのソース基地局において、順方向通信信号８１２に重畳された被送信ＰＣＢの受信時に変更される。
【００１３】
図２は、逆方向通信信号８１５を生成する、移動局８１６などの移動局で用いられる送信機１０のブロック図である。音声，ビデオまたは他の種類の情報でもよいデータ・ビット・ストリーム１７は、可変レート符号器(variable-rate coder)１９に入り、この可変レート符号器１９は、変化する送信データ・レートを有する一連の送信チャネル・フレームからなる信号２１を生成する。各フレームの送信データ・レートは、データ・ビット・ストリーム１７の特性に依存する。
【００１４】
エンコーダ・ブロック２８は、畳み込みエンコーダ(convolutional encoder)３０およびインタリーバ(interleaver)３２を含む。畳み込みエンコーダ３０では、送信チャネル・フレームは、フレームの以降の復号を容易にする畳み込み符号化アルゴリズムなどの周知のアルゴリズムを利用して、レート１／３エンコーダによって符号化される。インタリーバ３２は、ブロック・インタリーブ方法など、周知の手法を利用して、フレームの内容をシャッフルすべく動作する。
【００１５】
図３に示すように、デジタル符号化・インタリーブされたビットの各フレーム３４は、６個の符号化ビットからなる９６個のグループを含み、全部で５７６ビットある。６符号化ビットの各グループは、ウォルシュ符号(Walsh code)など、６４個のシンボルのうちの一つに対するインデクス３５を表す。ウォルシュ符号は、６４×６４アダマール行列、すなわち、２の累乗である次元を有するビットの正方行列の一つの行または列に対応する。一般に、ウォルシュ符号を構成するビットは、ウォルシュ・チップ(Walsh chips)という。
【００１６】
図２に戻って、フレーム３４における９６個のウォルシュ符号インデクス３５のそれぞれは、Ｍ次直交変調器(M-ary orthogonal modulator)３６に入力され、このＭ次直交変調器３６は、好ましくは６４次直交変調器である。各入力されたウォルシュ符号インデクス３５について、Ｍ次直交変調器３６は、出力３８において、対応する６４ビットのウォルシュ符号Ｗ３９を生成する。従って、Ｍ次直交変調器３６に入力される各フレーム３４について、一連の９６個のウォルシュ符号Ｗ３９が生成される。
【００１７】
スクランブラ／拡散器(scrambler/spreader)ブロック４０は、とりわけ、周知のスクランブル手法を利用して、擬似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスをこの一連のウォルシュ符号Ｗ３９に適用する。ブロック４２において、スクランブルされた一連のウォルシュ符号Ｗ３９は、ＯＱＰＳＫ(offset quaternary phase-shift keying)変調プロセスまたは他の変調プロセスを利用して位相変調され、アップコンバートされ、アンテナ４６から通信信号Ｓ（Ｔ）１２として送信される。
【００１８】
図４は、通信信号Ｓ（Ｔ）１２（図２に図示）として移動局８１６によって当初送信された通信信号Ｒ（Ｔ）１８を受信する、基地局８１２（図１に図示）などの基地局内の受信機６０の部分的なブロック図を示す。通信信号Ｓ（Ｔ）１２は、マルチパス・フェージング，経路損(path loss)および陰影妨害(shadowing)を受けて、被受信通信信号Ｒ（Ｔ）１８になる。受信機６０は、好ましくは、多数の指(fingers)を有するレーキ受信機(RAKE receiver)であるが、一つの指しか図示していない。受信機６０は、コヒーレントでも、非コヒーレントでも、擬似コヒーレントでもよい。
【００１９】
アンテナ６２は、多数の被受信フレームからなる通信信号Ｒ（Ｔ）１８を受信する。通信信号Ｒ（Ｔ）１８の濾波，周波数ダウンコンバートおよび位相復調などのフロントエンド処理は、ブロック６４における周知の方法および回路によって行われる。
【００２０】
ブロック６４からの被処理信号６５は、デスクランブラ／逆拡散器(de-scrambler/de-spreader)ブロック６６に入る。デスクランブラ／逆拡散器ブロック６６は、とりわけ、スクランブラ・ブロック４４（図２に図示）によって一連のウォルシュ符号Ｗ３９（これも図２に図示）に適用されたＰＮ符号を除去する。ＩＳ−９５逆方向リンク・チャネルでは、被受信信号１８の受信フレームは、９６個の被受信シンボル、すなわち、ウォルシュ符号を含み、これらはそれぞれ６４ビット長である。しかし、被受信ウォルシュ符号は、さまざまなチャネル・パラメータによって送信中に変更されており、受信機６０に対しては、単純に被受信信号サンプルとして現れる。ただし、本明細書では、被受信ウォルシュ符号は、被受信ウォルシュ符号ＲＷ６８という。
【００２１】
図４に戻って、各被受信ウォルシュ符号ＲＷ６８は、デスクランブラ／逆拡散器６６を出た後、高速アダマール変換（ＦＨＴ：Fast Hadamard Transform）などの直交復調器７０に入力される。ＦＨＴ７０は、そのサイズに応じて、加算器のアレイとして、あるいは多重化した加算器(multiplexed adder)として、市販のハードウェアを利用して構築できる。あるいは、ＦＨＴ７０は、モトローラ社製ＤＳＰ、パート番号５６１６６などのデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）または特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を利用して構築してもよい。
【００２２】
被受信ウォルシュ符号ＲＷ６８を受信すると、ＦＨＴ７０は多数の出力信号７２を生成する。ウォルシュ符号ＲＷ６８当たり、６４個の出力信号７２がＦＨＴ７０によって生成される。各出力信号７２は、Ｍ次直交変調器３６（図２に図示）によって生成された６４個のウォルシュ符号Ｗ３９のうちの一つを参照するインデクスを有する。従って、ＩＳ−９５逆方向リンク・チャネルでは、被受信ウォルシュ符号グループＲＷ６８がＦＨＴ７０に入力されると、６４個の被送信ウォルシュ符号３９に相関する６４個の出力信号７２が生成される。なお、インデクスを有するだけでなく、各出力信号７２は、関連した複素数Ｃ（図示せず）も有することを理解されたい。複素数の実数部および虚数部のそれぞれに、７ビットが好ましくは割り当てられるが、それよりも少ないまたは多いビットも可能である。簡単なように、インデクスおよび複素数は、総じて出力信号７２と記す。
【００２３】
各出力信号７２はさらに、関連したエネルギ値Ｃ２（図示せず）を有し、このエネルギ値Ｃ２は、出力信号７２に関連する複素数Ｃを大きさ２乗(magnitude-squaring)することによって一般に算出されるウォルシュ・シンボル・エネルギ値として表すことができる。ウォルシュ・シンボル・エネルギ値Ｃ２は、ＦＨＴ７０に入力された被受信ウォルシュ符号ＲＷ６８のグループに対応するウォルシュ符号Ｗ３９を出力信号７２がインデクスする信頼度(measure of confidence)または尤度(likelihood）に一般に対応する。最大のウォルシュ・シンボル・エネルギ値を有する出力信号７２のインデクスは、勝利ウォルシュ・シンボル・エネルギ値(winning Walsh symbol energy)７４として表される関連エネルギ値を有する勝利ウォルシュ・インデクス(winning Walsh index)として表すことができる。勝利ウォルシュ・シンボル・エネルギ値７４は、任意の適切なビット幅を有してもよく、例えば、１４ビット幅でもよい。
【００２４】
出力信号７２を処理すると、デインタリーバ(de-interleaver)７８および畳み込みデコーダ８０を含んでもよいデコーダ７６は、被受信信号Ｒ（Ｔ）１８をさらに復調し、被送信通信信号Ｓ（Ｔ）１２を推定する。デコーダ７６の要素は当技術分野で周知であり、さまざまな方法で構築できる。復調プロセスの後、図２に示すエンコーダ２８と実質的に同様なリエンコーダ(re-encoder)（図示せず）は、図３に示す被送信デジタル符号化・インタリーブされたビットを再生して、当技術分野で周知の方法に従ってさらに処理するためにこれらをＢＳＣ８５０に転送する。
【００２５】
図１に戻って、ＩＳ−９５Ａはサーボループ(servo-loop)を規定し、信号エネルギ変動を検出し、周知の開ループパワー制御アルゴリズムならびに閉ループパワー制御アルゴリズムを利用して、移動局８１６の送信パワーを調整することによりこれらの変動を補償する。移動局８１６において実行される開ループ・パワー制御は、経路損および陰影妨害により逆方向通信信号８１５および順方向通信信号８１３が受ける共通あるいは対称的な損失を補償することを試みる。内ループ(inner loop)と外ループ(outer loop)からなる閉ループ・パワー制御は、逆方向通信信号８１５が受ける高速（レイリー／リシアン）フェージングを補償し、かつ順方向通信信号８１３と逆方向通信信号８１５との間の非対称損失を補償するように設計される。内ループは、移動局８１６と基地局との間で分配され、パワー制御ビット（以下で説明する）を送信することにより、フィードバック機構を提供する。パワー制御ビットは、順方向通信信号８１３上でシンボルを穴あけする(puncturing)ことによって送信される。パワー制御ビットは、基地局８２０において最適な信号対雑音レベルを達成するように、移動局８１６の送信パワーを変える。パワー制御ビットが値１または０であるかの判定は、内ループ比較器（以下で説明する）からの出力に基づく。
【００２６】
図４を参照して、６つの勝利ウォルシュ・シンボル・エネルギ値は、１．２５ｍｓ毎に一つのパワー制御グループを表す。６つの勝利ウォルシュ・シンボルの累算は、アキュムレータ７５において行われ、被推定Ｅｂ／Ｎｏを表すパワー制御グループ・メトリック９８を生じる。
【００２７】
パワー制御グループ・メトリック９８は、内ループ比較器９５によって、外ループ・セットポイント・コントローラ３００からの出力と比較される。外ループ・セットポイント・コントローラ３００は、現行の方法を利用して、一般にハード・フレーム品質情報という、フレーム品質情報、例えば、フレーム消去（ＦＥ：frame erasure)出力、をデコーダ７６から受信する。外ループ・セットポイント・コントローラ３００から出力される外ループ・セットポイント閾値９３（以下で説明する）は、移動局８１６の一貫した通話品質を維持するために、フレーム品質の大きな変化を防ぐべく２０ｍｓ毎に更新される。
【００２８】
図５は、次のようにして外ループ・セットポイント・コントローラ３００において実施されるように、外ループ・セットポイント閾値９３を経時的に調整することによって生成される、従来の鋸歯パターン５００を示す。初期セットポイント閾値は、受信機６０の感度に対応する予定の公称動作ポイントに基づいて選択され、高速アタック(fast attack)から低速減衰(slow decay)期間によって特徴付けられるように、経時的に変化する。減衰速度は、ＦＥＲの所要値によって決定される。外ループ・セットポイント・コントローラ３００は、フレーム消去が生じるまで、受信した各フル・レート・フレームについて実質的に小さい所定の量だけ、外ループ・セットポイント閾値９３を低減する。フレーム消去が生じると、外ループ・セットポイント閾値９３は、あるステップ・サイズだけ増加される。このステップ・サイズはあらかじめ決められ、消去がフル・レート・フレームであるかサブ・レート・フレームであるかどうかに依存する。経時的に、得られた外ループ・セットポイント閾値９３は、大きな増加とそれに続く多くの小さな減少という形式で、ダイナミックに変化し、その結果、図５に示す鋸歯パターン５００の様相を呈する。
【００２９】
図４において、外ループ・セットポイント閾値９３は、内ループ比較器９５においてパワー制御グループ・メトリック９８と比較されるが、比較器は当技術分野で周知である。内ループ比較器出力９４の値が負である場合、内ループ比較器９５はパワー制御ビット１をマルチプレクサ１０５に送り、このパワー制御ビット１は、移動局８１６によって受信されると、移動局８１６の送信パワーを１ｄＢだけ低減する。比較器出力９４の値が正の場合、内ループ比較器９５はパワー制御ビット０をマルチプレクサ１０５に送り、このパワー制御ビット０は、移動局８１６によって受信されると、移動局８１６の送信パワーを１ｄＢだけ増加する。従って、ＰＣＧ上で測定された勝利ウォルシュ・シンボルエネルギと、被受信通信信号Ｒ（Ｔ）１８のＦＥＲとによって構成されるパワー制御グループ・メトリック９８に応答して、受信機６０によって生成されるＰＣＢに対する移動局８１６の応答は、移動局８１６の以降の送信パワーを調整するためのフィードバック機構を提供する。
【００３０】
この従来のアルゴリズムは、閾値レベルが長い期間のフレーム・エラー、例えば、移動局８１６が十分高いパワー・レベルで送信していない、あるいは高速に変化する条件を受けながら送信している場合のフレーム・エラーに寄与しないことを保証しようとしているが、移動局８１６の送信パワー・レベルは、長い時間期間で必要以上に高いままとなることがあり、不必要にシステム雑音に寄与することがある。
【００３１】
本発明の好適な実施例において、図６は、本発明による、図４に示すような外ループ・セットポイント・コントローラ３００のブロック図を示す。デコーダ・ブロック７６は、被受信信号７２などの通信信号を復調器７０から受信する。フレーム消去ＦＥ（図４に関連して説明）などの第１信号品質インジケータ１９３を生成するだけでなく、デコーダ・ブロック７６は、各フレームについて、例えば、シンボル・エラー・レートである第２信号品質インジケータ１９４，ｑ、を生成し、これはソフト・フレーム品質インジケータと一般にいう。
【００３２】
図６を参照して、第１信号品質インジケータ１９３ＦＥに関連する出力は、フィルタ・ブロックｆ3（ＦＥ）２０２において、所定の数のフレームでの平均フレーム消去レートを算出するために用いられ、平均（ＦＥＲ）２０４を生成する。平均ＦＥＲ２０４は、第２信号品質インジケータ基準２０６，ｑr、を調整するために用いられる。この調整は、フィルタ・ブロックｆ3（ＦＥ）２０２を介して測定された平均ＦＥＲ２０４と、あらかじめ決められたターゲットＦＥＲ２０７、例えば、０．０１、との間の差に基づく。
【００３３】
変数δは、消去間の被推定平均時間と、消去間のターゲット時間との間の差を表し、δ＝ＦＥＲ-1−０．０１-1によって表すことができる。
【００３４】
δ＜０の場合、ｑrはα1｜ＦＥＲ-1−０．０１-1｜β1だけ減少される。
【００３５】
δ＞０の場合、ｑrはα2｜ＦＥＲ-1−０．０１-1｜β2だけ増加され、ここでαｓおよびβｓは所定の定数である。よって、第２信号品質インジケータ基準２０６，ｑr、の値は、デコーダ７６から出力された第１信号品質インジケータ１９３から推定されたＦＥＲに応じて、経時的に増減する。
【００３６】
第１信号品質インジケータ１９３を生成するのと実質的に同時に、デコーダ・ブロック７６は第２品質インジケータ１９４，ｑ、を生成する。第２信号品質インジケータ１９４は、フィルタ関数ブロック１９６，ｆ1（ｑ）、に入力される。現フレームと前フレームについて平均化した、平均の第２信号品質インジケータ１９４に基づく値を表す出力ｆ1（ｑ）１９８は、フィルタ関数ブロック１９６から出力され、比較器２００に入力される。
【００３７】
比較器２００は、出力ｆ1（ｑ）１９８の値を、出力２０８におけるｑrの値と比較し、比較器出力Δ２１０を生成する。比較器出力２１０は、次式によって表すことができる。
【００３８】
Δ＝ｆ1（ｑ）−ｑr
比較器出力Δ２１０は、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）２１２に入力され、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４を生成する。比較器出力Δ２１０が所定の値６０４（図７に関連して説明），δ、よりも小さい、すなわち、｜Δ｜＜δである場合、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４は０であり、そのためパワー制御セットポイント閾値２１６を変えない。比較器出力２１０が所定の値６０４，δ、よりも高い、すなわち、Δ＞δである場合、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４は、パワー制御セットポイント閾値２１６をｆ2（Δ）＝κ1Δだけ増加させ、ここでκ1は所定の定数であり、よってパワー制御セットポイント閾値２１６を増加する。比較器出力２１０が所定の値６０４，δ、よりも低い、すなわち、Δ＜−δである場合、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４は、パワー制御セットポイント閾値２１６をｆ2（Δ）＝κ2Δだけ減少させ、ここでκ2は所定の定数であり、よってパワー制御セットポイント閾値２１６を低減する。
【００３９】
図７において、所定の値６０４，δ、は、第２信号品質インジケータ基準２０６より上および下の等距離として示され、所定の基準領域６０５，２δ、を形成する。図６に関連して説明したように、第２信号品質インジケータ基準２０６，ｑr、の値は、フィルタ・ブロックｆ3（ＦＥ）２０２によって推定されたＦＥＲに応じて経時的に可変であり、それにより第２信号品質インジケータ基準２０６，ｑr、を上下に調整する。平均した第２信号品質インジケータ１９４に基づく値を表す出力ｆ1（ｑ）１９８も示されている。
【００４０】
よって、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４は、鋸歯パターン５００に比べて実質的に滑らかなパワー制御セットポイント閾値２１６を生成する。図８は、本発明の好適な実施例に従って、パワー制御セットポイント閾値２１８によって生成されたパターンの例と、従来の方法に従って生成された鋸歯パターン５００との間の比較を示す。
【００４１】
フィルタ・ブロックｆ3（ＦＥ）２０２，フィルタ関数ブロックｆ1（ｑ）１９６およびセットポイント・コントローラｆ2（Δ）２１２は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を利用して構築してもよく、あるいは特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）動作として内蔵してもよい。
【００４２】
図６に戻って、パワー制御セットポイント閾値出力２１８と、少なくとも一つの被受信勝利ウォルシュ・シンボルの被推定信号対雑音比またはＰＣＧ上で測定された勝利ウォルシュ・シンボル・エネルギを表すパワー制御グループ・メトリック９８とは、パワー制御コマンド２１９を生成するために用いられ、このパワー制御コマンド２１９は、ＰＣＢ２３０の値が１であるか０であるかどうかを以降で決定する。パワー制御セットポイント閾値２１６およびパワー制御グループ・メトリック９８は、内ループ比較器９５において比較され、パワー制御コマンド２１９が得られる。パワー制御コマンド２１９の値が負の場合、内ループ比較器９５はパワー制御ビット２３０の値１をマルチプレクサ１０５に送り、このパワー制御ビット２３０の値１は、移動局８１６（図１）によって受信されると、移動局８１６の送信パワーを１ｄＢだけ低減する。パワー制御コマンド２１９の値が正の場合、内ループ比較器９５はパワー制御ビット２３０の値０をマルチプレクサ１０５に送り、このパワー制御ビットの値０は、移動局８１６によって受信されると、移動局８１６の送信パワーを１ｄＢだけ増加する。従って、ＰＣＧ上で測定された勝利ウォルシュ・シンボル・エネルギと第１信号品質インジケータ１９３とによって構成されるパワー制御グループ・メトリック９８と、被受信通信信号Ｒ（Ｔ）１８の第２信号品質インジケータ１９４とに応答して、受信機６０によって生成されるＰＣＢに対する移動局８１６の応答は、移動局８１６の以降の送信パワーを調整するためのフィードバック機構を提供する。
【００４３】
別の実施例では、第２信号品質インジケータ１９４は、総合メトリック（ＴＭ：total metric）または他のソフト品質インジケータとなるように選択してもよい。フレーム消去ＦＥ（図４に関連して説明）などの第１信号品質インジケータ１９３を生成するだけでなく、デコーダ・ブロック７６は、各フレームについて、第２信号品質インジケータ１９４，ｑ、例えば、総合メトリックを生成し、これはソフト・フレーム品質インジケータともいう。
【００４４】
図６に戻って、第１信号品質インジケータ１９３，ＥＥ、に関連する出力は、フィルタ・ブロックｆ3（ＦＥ）２０２において、所定の数のフレームでの平均ＦＥＲを算出するために用いられ、平均フレーム消去レート（ＦＥＲ）２０４を生成する。平均ＦＥＲ２０４は、第２信号品質インジケータ基準２０６，ｑr、を調整するために用いられる。この調整は、測定された平均ＦＥＲ２０４と、あらかじめ決められたターゲットＦＥＲ２０７、例えば、０．０１との間の差に基づく。
【００４５】
変数δは、消去間の被推定平均時間と、消去間のターゲット時間との間の差を表し、δ＝ＦＥＲ-1−０．０１-1として表すことができる。
【００４６】
δ＜０の場合、ｑrはα1｜ＦＥＲ-1−０．０１-1｜β1だけ増加される。
【００４７】
δ＞０の場合、ｑrはα2｜ＦＥＲ-1−０．０１-1｜β2だけ減少され、ここでαｓおよびβｓは所定の定数である。よって、第２信号品質インジケータ基準２０６，ｑr、の値は、デコーダ７６から出力された第１信号品質インジケータ１９３から推定されたＦＥＲに応じて、経時的に増減する。
【００４８】
第１信号品質インジケータ１９３を生成するのと実質的に同時に、デコーダ・ブロック７６は第２品質インジケータ１９４，ｑ、を生成する。第２信号品質インジケータ１９４は、フィルタ関数ブロック１９６，ｆ1（ｑ）、に入力される。現フレームと前フレームについて平均化した、平均の第２信号品質インジケータ１９４に基づく値を表す出力ｆ1（ｑ）１９８は、フィルタ関数ブロック１９６から出力され、比較器２００に入力される。
【００４９】
比較器２００は、出力ｆ1（ｑ）１９８の値を、出力２０８におけるｑrの値と比較し、比較器出力Δ２１０を生成する。比較器出力２１０は、次式によって表すことができる。
【００５０】
Δ＝ｆ1（ｑ）−ｑr
比較器出力Δ２１０は、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）２１２に入力され、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４を生成する。比較器出力Δ２１０が所定の値６０４（図７に関連して説明）、δ、よりも小さい、すなわち、｜Δ｜＜δである場合、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４は０であり、そのためパワー制御セットポイント閾値２１６を変えない。比較器出力２１０が所定の値６０４，δ、よりも高い、すなわち、Δ＞δである場合、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４は、パワー制御セットポイント閾値２１６をｆ2（Δ）＝κ1Δだけ減少させ、ここでκ1は所定の定数であり、よってパワー制御セットポイント閾値２１６を低減する。比較器出力２１０が所定の値６０４，δ、よりも低い、すなわち、Δ＜−δである場合、セットポイント・コントローラｆ2（Δ）出力２１４は、パワー制御セットポイント閾値２１６をｆ2（Δ）＝κ2Δだけ増加させ、ここでκ2は所定の定数であり、よってパワー制御セットポイント閾値２１６を増加する。
【００５１】
外ループ・セットポイント・コントローラ３００は基地局８１２にある受信機６０（図４）と同位置にあることが示されているが、外ループ・セットポイント・コントローラ３００は、集中コントローラ、例えば、ＢＳＣ８５０にあってもよい。従って、デコーダ７６から出力される第１信号インジケータ１９３および第２信号インジケータ１９４は、ＢＳＣ８５０における外ループ・セットポイント・コントローラ３００に転送して、パワー制御コマンド２１９を生成するように処理してもよい。
【００５２】
さらに、デコーダ７６は、ＢＳＣ８５０などの集中コントローラにあってもよい。従って、第１信号インジケータ１９３および第２信号インジケータ１９４を利用して算出されるパワー制御セットポイント閾値２１６は、基地局８１２に転送してもよい。パワー制御セットポイント閾値２１６を基地局８１２に転送した後、パワー制御コマンド２１９は、図６に関連して説明した方法に従って生成できる。
【００５３】
上記のいずれの場合でも、移動局８１６に関連する複数の被受信通信信号Ｒ（Ｔ）１８は、デコーダ７６などの複数のデコーダによる複数の復調・復号された信号と、それに続いて、複数の第１信号品質インジケータおよび第２品質インジケータを生じる。外ループ・セットポイント・コントローラ３００は、複数の信号品質インジケータから、最も高い加重・加算された品質値を有する第１信号品質インジケータ１９３および第２信号品質インジケータ１９４を選択する。
【００５４】
ＩＳ−９５Ａ逆方向リンク・チャネルについて特に言及してきたが、本発明は、順方向リンクＩＳ−９５Ａチャネルを含むがそれに限定されない任意のデジタル・チャネルに適用可能であり、また欧州のＴＤＭＡシステムであるＧＳＭ(Groupe Special Mobile)，日本のＴＤＭＡシステムであるＰＤＣ(Pacific Digital Cellular)および米国のＴＤＭＡシステムである暫定規格５４（ＩＳ−５４）などのすべてのＴＤＭＡシステムにおけるすべての順方向および逆方向リンクＴＤＭＡチャネルにも適用可能である。
【００５５】
セルラ方式のデジタル通信システムに適用される本発明の原理は、パーソナル通信システム，トランクド・システム(trunked systems)，衛星システムおよびデータ・ネットワークを含むがそれらに限定されない他の種類の通信システムにも適用される。同様に、あらゆる種類のデジタル無線周波数チャネルに適用される本発明の原理は、無線周波数シグナリング・チャネル，電子データ・バス，ワイヤライン・チャネル，光ファイバ・リンクおよび衛星リンクなど、他の種類の通信チャネルにも適用される。
【００５６】
さらに、発明の他の形式、ならびに上記の特定の実施例以外の実施例は、特許請求の範囲およびその同等の精神および範囲から逸脱せずに考案できることは明白である。例えば、いわゆるソフト・フレーム品質インジケータを利用する２つの方法について、本明細書では説明した。
【図面の簡単な説明】
【図１】  典型的なワイヤレス通信システムのブロック図である。
【図２】  通信信号波形を生成する従来の基地局送信機のブロック図である。
【図３】  図２に示す送信機によって生成される従来のデジタル符号化・インタリーブされたフレームを示す図である。
【図４】  図２に示す送信機によって生成された通信信号波形を受信する受信機の部分的なブロック図である。
【図５】  図４に示す通信信号を受信する装置によって生成される外ループ・セットポイント閾値を示す図である。
【図６】  本発明による、図４に示すような外ループ・セットポイント・コントローラのブロック図である。
【図７】  図６に示す外ループ・セットポイント・コントローラによって生成される、第２信号品質インジケータ基準を示す図である。
【図８】  本発明の好適な実施例によるパワー制御セットポイント閾値パターンと、図５に示す従来の外ループ・セットポイント閾値パターンとの間の比較を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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