(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を受信する入力端子と、前記入力信号に応答する出力信号を供給する出力端子と、電源供給端子と、前記出力端子に結合した主電流路を有する増幅トランジスタと、前記出力端子と前記電源供給端子との間に結合された負荷とを有する増幅段を具える増幅器において、前記負荷は、前記電源供給端子に結合されたソースと、前記出力端子に結合されたドレインと、ゲートとを有する第１の電界効果トランジスタと、前記出力端子に結合されたソースと、前記第１の電界効果トランジスタのゲートに結合されたドレインと、当該ドレインに結合されたゲートとを有する第２の電界効果トランジスタとを具えることを特徴とする増幅器。
【請求項２】
前記増幅器は、さらに、上記の増幅段と同様に構成された他の増幅段を含み、それぞれの増幅段の増幅トランジスタは差動増幅器として配置されていることを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
積分キャパシタが前記出力端子に結合されていることを特徴とする請求項１または２に記載の増幅器。
【請求項４】
前記積分キャパシタは電界効果トランジスタによって形成されていることを特徴とする請求項３に記載の増幅器。
【発明の詳細な説明】
本発明は、入力信号を受信する入力端子と、この入力信号に応答する出力信号を供給する出力端子と、電源供給端子と、前記出力端子に結合した主電流路を有する増幅トランジスタと、前記出力端子と前記電源供給端子との間に結合された負荷とを有する増幅段を具える増幅器に関する。
このような増幅器は当該技術分野において既知である。このような増幅器における負荷はダイオードの形をとり、この負荷ダイオードは、一般に、ダイオード接続されたトランジスタとして構成される。この場合、その増幅段の電圧利得は、増幅トランジスタのトランスコンダクタンスとダイオード接続トランジスタのトランスコンダクタンスとの比によって決まる。
既知の増幅段の欠点は、その出力端子の電圧が、そのダイオードのしきい値電圧のせいで、その電源供給端子の電圧に近づくことができないことである。ある用途に対しては、出力端子の電圧が電源供給端子の電圧に近似することが必要である。
本発明の目的は、出力端子の電圧が電源供給端子の電圧に近似する増幅段を有する増幅器を提供することである。
この目的のため、本発明は、冒頭の段落において特定されたタイプの増幅器において、前記負荷が、前記電源供給端子に結合されたソースと、前記出力端子に結合されたドレインと、ゲートとを有する第１の電界効果トランジスタと、前記出力端子に結合されたソースと、前記第１の電界効果トランジスタのゲートに結合されたドレインと、当該ドレインに結合されたゲートとを有する第２の電界効果トランジスタとを含むことを特徴とする。
この増幅器の電源供給端子と出力端子との間の電圧差は、第１の電界効果トランジスタのゲート−ソース間電圧と第２の電界効果トランジスタのゲート−ソース間電圧との電圧差に等しい。第１および第２の電界効果トランジスタを互に適切に寸法決定した場合には、この電圧差を小さくすることができる。この小さな電圧差は第１の電界効果トランジスタのソース−ドレイン間電圧も形成するので、第１の電界効果トランジスタは（一般に）飽和領域にはなくその線形動作領域にある。
この第１の電界効果トランジスタはその線形動作領域にあるという事実にもかかわらず、この負荷は、ダイオード接続された慣例の電界効果トランジスタのインピーダンス特性と同様のインピーダンス特性を有する。この負荷は、要するに、ダイオードとしてふるまい、そのしきい値電圧は、慣例のダイオードのしきい値電圧よりもはるかに小さい。
本発明を、添付の図面を参照して、さらに詳細に説明する。
図１-図３において、同様の部分あるいは要素は、同じ参照符号を有する。
図１は、慣例の増幅段を示す。ここに、この増幅段は、入力信号を受信する入力端子１と、入力信号に応答する出力信号を供給する出力端子２と、電源供給端子３と、出力端子２に結合した主電流路を有する増幅トランジスタ４と、出力端子２と電源供給端子３との間に結合されたダイオード接続された第１の電界効果トランジスタＴ１の形態の負荷５とを有する。この第１の電界効果トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧は、
ＶGS1＝√(2×I/β1)＋ＶT1  [1]
によって与えられる。
ここに、ＶGS1は第１の電界効果トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧；Ｉは第１の電界効果トランジスタＴ１の主電流路を通る直流電流；βは、電界効果トランジスタのパラメータであり、このパラメータは、ゲートの幅に正比例し、ゲートの長さに反比例し、さらに、ゲート酸化物の厚さ、電荷移動度およびゲート酸化物の誘電率に依存する。β1は第１の電界効果トランジスタＴ１に関する上記パラメータβを表し、ＶT1は第１の電界効果トランジスタＴ１のしきい値電圧である。
負荷５の微分抵抗ＲCは、直流電流Ｉに関する第１の式[1]の微分によって、計算することができる。したがって、その微分抵抗ＲCは、
ＲC＝1/√(2×Ｉ×β1)  [2]
によって与えられる。
式[2]から、この微分抵抗ＲCは、もし第１の電界効果トランジスタＴ１を通る直流電流Ｉがわかっているならば、パラメータβ1にのみ依存することになる。このパラメータβ1のばらつきはたいして大きくはない。その結果として、その微分抵抗ＲCはかなり正確に予測できる。
図２は、本発明による増幅器の増幅段の第１の実施態様を示す。
第１の増幅トランジスタ４は、例えば、バイポーラトランジスタであるが、これに代えて、図１におけるように、電界効果トランジスタとしてもよい。この増幅トランジスタ４は、端子６に結合されたエミッタを有する。この増幅段は、さらに、第２の電界効果トランジスタＴ２を含み、この第２の電界効果トランジスタＴ２は、出力端子２に結合されたソースを有するとともに、第１の電界効果トランジスタＴ１のゲートに結合されたゲート及びドレインを有する。電流源ＩＣは、この第２の電界効果トランジスタＴ２のドレインに結合される。この電流源ＩＣは、第２のトランジスタＴ２の主電流路を通る直流電流Ｉを供給する。
もし、出力端子２に積分キャパシタＣＩが結合されていると、この増幅段は、際上、積分器を構成する。この積分器の時定数は、第１および第２の電界効果トランジスタＴ１およびＴ２により形成される負荷５の微分抵抗ＲNと、積分キャパシタＣＩの容量値との積により決定される。
この微分抵抗ＲNは、
ＲN＝1/｛β1×（ＶGS1−ＶT1−ＶDS1）｝  [3]
によって与えられる。
ここに、ＶDS1は、第１の電界効果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧である。この第１の電界効果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧ＶDS1は、第１の電界効果トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧ＶGS1と第２の電界効果トランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧ＶGS2との電圧差に等しいので、この第１の電界効果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧ＶDS1は、通常、非常に低い。この結果、この微分抵抗ＲNは、
ＲN＝1/｛β1×（ＶGS1−ＶT1）｝  [4]
に近似することができる。
式[1]は、第１の電界効果トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧ＶGS1の計算に使うことはできない。なぜなら、この式は、図１に示される慣例の増幅段におけるように、第１の電界効果トランジスタＴ１が飽和領域にあるときにだけ有効なものだからである。本発明に従う増幅段において、第１の電界効果トランジスタＴ１は線形領域で動作する。逆にいえば、第２の電界効果トランジスタＴ２は飽和領域で動作する。この場合、第１の電界効果トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧ＶGS1は、
ＶGS1＝ＶGS2＋ＶDS1＝√(2×I/β2)＋ＶT2＋ＶDS1  [5]
に従う。
ここに、ＶGS2は第２の電界効果トランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧、ＶT2は第２の電界効果トランジスタＴ２のしきい値電圧、β2は第２の電界効果トランジスタＴ２に関するパラメータβである。第１の電界効果トランジスタＴ１が線形領域で動作するとき、この第１の電界効果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧ＶDS1は、第２の電界効果トランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧ＶGS2よりも十分に小さい。そのうえ、第１の電界効果トランジスタＴ１のしきい値電圧ＶT1は、第２の電界効果トランジスタＴ２のしきい値電圧ＶT2にほぼ等しい。その結果、次の近似が成立する。
ＶGS1−ＶT1＝√(2×I/β2)  [6]
式[6]を式［4に代入すると、
ＲN＝1/｛β1×√(2×I/β2)｝  [7]
になる。
式[7]を式[2]と比較することにより、本発明に従う負荷５の微分抵抗ＲNは、慣例の増幅段のダイオード接続された第１の電界効果トランジスタＴ１の微分抵抗ＲCのダイオード特性と同様のダイオード特性を有することが明らかである。これは、直流電流Ｉがわかっているならば、この微分抵抗ＲNは、そのパラメータβ1およびβ2にのみ依存すること意味する。そのパラメータβ1およびβ2のばらつきはたいして大きくはない。したがって、この微分抵抗ＲNはかなり正確に予測できる。第１および第２の電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２により構成される負荷５は、実際上、ダイオード接続の電界効果トランジスタとしてふるまい、このように形成されたダイオードのしきい値電圧は第１の電界効果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧ＶDS1に等しく、慣例のダイオードの場合のしきい値電圧よりも相当低いことがわかる。
図３は、本発明による増幅器の増幅段の第２の実施態様を示す。本実施態様は、実際上、図２に示される実施態様による２つの増幅段を具え、増幅トランジスタ４は、本例では、電界効果トランジスタとする。次の参照符号の各対、すなわち、１、１Ａ；２，２Ａ；４，４Ａ；５，５Ａ；ＩＣ，ＩＣＡ；Ｔ１，Ｔ１Ａ；Ｔ２，Ｔ２Ａ；ＣＩ，ＣＩＡは、同様の部分あるいは要素に該当する。この２つの増幅段は、互いに、端子６を介して結合され、その結果として、差動入力信号を受けるための２つの入力端子１，１Ａと、差動出力信号を供給するための２つの出力端子２，２Ａとを有する差動増幅器になる。末端の電流源ＩＴは、増幅トランジスタ４，４Ａのための直流バイアスを提供する。
増幅トランジスタ４は、図２および図３に示される導電型と反対導電型のものとすることができる。そのうえ、増幅トランジスタ４は、図２および図３のどちらの例でもイポーラトランジスタあるいは電界効果トランジスタとすることができる。この増幅器は、集積回路にも、個別構成要素にも形成することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は、増幅器の慣例の増幅段を示し、
図２は、本発明による増幅器の増幅段の第１の実施態様を示し、
図３は、本発明による増幅器の増幅段の第２の実施態様を示す。
【図１】
0003907130.tif 000002
【図２】
0003907130.tif 000003
【図３】
0003907130.tif 000004