(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ電磁変換上での帯域特性が異なる信号を、同一の磁気ヘッド及びロータリートランスを使用して磁気記録媒体から少なくとも再生する信号再生装置において、
上記磁気ヘッド及びロータリートランスの等価インダクタンスと共振容量とから決定される共振周波数を、上記電磁変換上での帯域特性が異なる信号の形態に応じて可変或いは切り替える共振周波数変更手段と、
上記共振周波数をダンピングするための帰還ループを有し、上記共振周波数変更手段の出力を増幅する可変利得差動増幅器とを備え、
上記共振周波数変更手段は、上記ロータリートランスの第１の端子と第２の端子の間に接続された第１のコンデンサと、
一方の端子が上記ロータリートランスの第１の端子に接続された第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサと同じ容量を有し、一方の端子が上記ロータリートランスの第２の端子に接続された第３のコンデンサと、
上記第２のコンデンサの他方の端子を接地する第１のトランジスタと、
上記第３のコンデンサの他方の端子を接地する第２のトランジスタとを有し、
上記電磁変換上での帯域特性が異なる信号の形態に応じて、上記第１及び第２のトランジスタのオンオフ及び上記可変利得差動増幅器の帰還ループのゲインを切り替えることを特徴とする信号再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気記録媒体に記録されている電磁変換上で帯域特性の異なる信号を、同一のヘッド及びロータリートランスを使用して再生する信号再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば磁気テープに記録されている信号を再生する場合、その信号の再生のために要求される電磁変換上の信号形態（フォーマット）に応じて、ヘッド及びロータリートランスは最適となるように決められている。
【０００３】
したがって、例えば広帯域のディジタル信号と狭帯域のアナログ信号のように、それぞれ所要帯域特性の異なる電磁変換上の信号を再生する場合は、それらディジタル信号とアナログ信号の各々信号形態に合わせて、それぞれ専用の再生ヘッド及びロータリートランスが使用される。なお、この場合のロータリートランスは、上記ディジタル信号とアナログ信号にそれぞれ対応して多チャンネル化される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述したように、それぞれ所要帯域特性の異なる電磁変換上の信号を再生することを目的として、それぞれ専用の再生ヘッドを複数設けたり、また、ロータリートランスを多チャンネル化すると、コストアップを招くと共に、構成も大型化する。すなわち例えば、ディジタル信号とアナログ信号にそれぞれ対応した専用再生ヘッドを設けると共に、それに対応するロータリートランスを設けた場合は、何れか一方の信号のみを再生する場合の構成と比較して、コスト及び構成が２倍以上となってしまう。
【０００５】
また例えば、通常時はディジタル信号の記録再生を行うが、従来のアナログ信号についても再生のみ可能とするような上位互換性（この場合、上位機能はディジタル記録再生となる）を有するディジタル記録再生装置を構成することを考えた場合、上述したようなコストアップ及び構成の大型化は大きな負担となる。
【０００６】
一方で、それぞれ所要帯域特性の異なる電磁変換上の信号を同一のヘッド及びロータリートランスを使用して再生すること、例えばある一つの信号形態（フォーマット）に対して最適化したヘッド及びロータリートランスを使用して再生しようとすると、当該最適な信号形態以外の形態の信号を再生した場合に、Ｃ／Ｎが悪化してしまうことになる。もちろん、何れの信号形態に対しても最適化されていないヘッド及びロータリートランスを使用した場合は、全ての信号形態の信号を再生した場合にＣ／Ｎが悪化してしまう。
【０００７】
そこで、本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、それぞれ所要帯域特性の異なる電磁変換上の信号を、同一のヘッド及びロータリートランスを使用して良好（Ｃ／Ｎの改善）に再生可能にすると共に、コストアップと構成の大型化をも防止可能な信号再生装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るそれぞれ電磁変換上での帯域特性が異なる信号を、同一の磁気ヘッド及びロータリートランスを使用して磁気記録媒体から少なくとも再生する信号再生装置は、上記磁気ヘッド及びロータリートランスの等価インダクタンスと共振容量とから決定される共振周波数を、上記電磁変換上での帯域特性が異なる信号の形態に応じて可変或いは切り替える共振周波数変更手段と、上記共振周波数をダンピングするための帰還ループを有し、上記共振周波数変更手段の出力を増幅する可変利得差動増幅器とを備える。上記共振周波数変更手段は、上記ロータリートランスの第１の端子と第２の端子の間に接続された第１のコンデンサと、一方の端子が上記ロータリートランスの第１の端子に接続された第２のコンデンサと、上記第２のコンデンサと同じ容量を有し、一方の端子が上記ロータリートランスの第２の端子に接続された第３のコンデンサと、上記第２のコンデンサの他方の端子を接地する第１のトランジスタと、上記第３のコンデンサの他方の端子を接地する第２のトランジスタとを有する。そして、上記電磁変換上での帯域特性が異なる信号の形態に応じて、上記第１及び第２のトランジスタのオンオフ及び上記可変利得差動増幅器の帰還ループのゲインを切り替える。
【０００９】
すなわち本発明によれば、例えば、ディジタル信号或いはアナログ信号等の所要帯域特性の異なる電磁変換上の信号を、同一の磁気ヘッド及びロータリートランスを使用して再生する場合に、それら異なる帯域の信号形態に応じて共振周波数とそのダンピング量を可変若しくは切り替えることにより、各帯域でＣ／Ｎ、振幅特性を最適にしている。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１１】
本発明の信号再生装置の参考例となる磁気記録再生装置の主要部の構成として、図１には磁気ヘッド１及びロータリートランス２の構成（図１の（Ａ））とその等価回路（図１の（Ｂ）、以下ヘッドロータリー系３と呼ぶ）を示し、図２にはそれらヘッド１及びロータリートランス２（ヘッドロータリー系３）とアンプ５及び制御回路６、共振容量（Ｃｔ）等を示している。
【００１２】
以下、これら図１及び図２を参照しながら、本発明の参考例となる磁気記録再生装置の基本的な機能について説明する。なお、この磁気記録再生装置の具体的な動作説明については後述する。
【００１３】
一例として、ディジタル記録再生時に要求されるヘッドロータリー系３での電磁変換上の帯域は、記録波長を例えば０．４９μｍ程とすると、２０ＭＨｚ以上の帯域が必要となる。一方、アナログ記録再生時に要求されるヘッドロータリー系３での所要帯域は、例えばいわゆるハイバンドタイプの８ｍｍビデオのフォーマットを例にとると、ホワイトクリップの先端でも１０ＭＨｚ以下である。
【００１４】
また、ヘッドロータリー系３の伝送周波数特性に生じるヘッド共振周波数ω０は、一般に、所要帯域の上限に置かれ、Ｃ／Ｎ及び振幅位相特性が最適となるようにダンピング（制動）がなされている。したがって、この共振周波数ω０までがヘッドロータリー系３の伝送帯域となる。
【００１５】
さらに、そのヘッド共振周波数ω０は、ヘッドアンプ５の入り口からヘッドロータリー系３側を見たインダクタンス（ヘッドロータリー系の等価変換インダクタンス）をＬｔとし、ロータリートランス２のローター側のインダクタンスをＬｒ、ステータ側のインダクタンスをＬｓ、ロータリートランス２のその巻き数比をｎ、結合係数をｋ、ヘッドインダクタンスをＬｈ、その他ハーネス及びアンプ５の入力を含む全容量（共振容量）をＣｔ（Ｃｔ＝Ｃｉ＋Ｃｓ）とし、また、簡単のためおよその抵抗分を無視（Ｒｈ＝Ｒｓ＝０）すると、下記式のようになる。
【００１６】
Ｌｔ＝ｎ２＊Ｌｒ｛１−Ｌｒｋ２／（Ｌｒ＋Ｌｈ）｝
ω０＝Ｉ／√（ＬｔＣｔ）
また、信号形態（フォーマット）の一例としていわゆる８ｍｍビデオを例に取ると、上記ロータリートランスの巻き数比ｎは２対５である。この８ｍｍビデオのフォーマットに対して、例えば巻き数比ｎで２倍以上の広帯域化（ディジタル化）を実現しようとすると、当該巻き数比ｎは２対３となる。なお、巻き数比ｎで２倍以上の広帯域化を行う場合、その巻き数比ｎが２対３となるのは、巻き数比ｎには整数比しか許されないためである。更に、共振容量Ｃｔを改善すると、ヘッド共振周波数ω０は約２倍となる。また、このように構成された系において、例えば広帯域の信号（ディジタル信号）時のみ、テープとヘッドの相対速度を、狭帯域の信号（アナログ信号）を再生する時の２倍以上に設定すれば、容易に広帯域の信号（ディジタル信号）の記録再生装置が実現可能となる。
【００１７】
しかし、このような記録再生装置において、例えば従来の狭帯域の信号（アナログ信号）を再生すると、上記巻き数比ｎの減少により、アンプ５への入力信号レベルは従来比で約−４．４ｄＢ程度低下することになる。このままだと、再生限界周波数近傍ではアンプノイズ等の影響を受けやすく、Ｃ／Ｎ上不利となり画質低下を来すことになる。
【００１８】
ここで、アンプ５の帰還ループのゲイン（利得）をＫａ、その入力換算等価雑音抵抗をｒとすると、ヘッドロータリー系３は図２のように近似することができる。なお、図中の抵抗Ｒはヘッド共振周波数をフィードバックしてダンピングするための抵抗である。
【００１９】
これにより、この系の入力換算トータルノイズｅｔｈは、測定帯域幅を１Ｈｚとすると、次式のようになる。なお、Ｒｈ＝Ｒｓ＝０とする。
【００２０】
ｅ２ｔｈ＝４ｋＴ｛（１−ω２ＬｔＣｔ）２（ｒ＋ｒ２／Ｒ）＋（ωＬｔ）２／Ｒ｝
なお、この式中のｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。また、この式中の｛  ｝内は入力換算等価雑音の全抵抗である。さらに当該式の第１項はアンプ５からのノイズ源を示し、第２項はダンピング抵抗Ｒからのノイズ源を示す。但し、図２中の入力換算等価雑音抵抗ｒは伝達関数に含まれないものとする。
【００２１】
この式から、アンプノイズ源の影響は、おおよそヘッド共振周波数ω＝ω０で最小となることが判る。つまり、広帯域の信号（ディジタル信号）或いは狭帯域の信号（アナログ信号）に応じて、そのヘッド共振周波数をシフトするように構成すれば、目的とする再生限界周波数におけるＣ／Ｎはそれぞれの再生帯域で効果的に改善できることが判る。なお、詳細な構成は後述するが、図２中の制御部６のように、これに要するコストも僅かであることが判る。
【００２２】
次に、伝送上良好な振幅位相特性を得るための最適ダンピング抵抗Ｒの値は、次式で与えられる。
【００２３】
Ｒ＝（１＋Ｋａ）＊√（Ｌｔ／２Ｃｔ）
この式において、アンプ５の帰還ループのゲインＫａを０とすれば無帰還時を表すことになるが、帰還ループのゲインＫａの増加とともに大きなダンピング抵抗値を用いることができ、また、前式からダンピング抵抗Ｒの抵抗値が大きい程、Ｃ／Ｎ改善に有効であることが判る。
【００２４】
ところで、狭帯域の信号（アナログ信号）と広帯域の信号（ディジタル信号）といったような再生帯域の異なる信号を同一のヘッドロータリー系３で再生する場合、上記共振容量Ｃｔを操作してヘッド共振周波数をシフトしてＣ／Ｎ改善するわけであるが、上記式から判るように、最適な振幅位相特性となるダンピング抵抗Ｒの値も変えなければ歪みを伴うことになる。
【００２５】
ところが、ダンピング抵抗Ｒはアンプ５（ＩＣ）に内蔵される抵抗であるため固定値となる。一方、ダンピング抵抗Ｒが固定値であっても、共振容量Ｃｔの変化に対応してアンプ５の帰還ループのゲインＫａを操作すれば、上記式は容易に成り立つことが判る。つまり、狭帯域の信号（アナログ信号）の再生時には、上記共振容量Ｃｔを増やしてヘッド共振周波数を下げ、同時に帰還ループのゲインＫａを増加させるようにすれば、振幅位相特性を最適とすることができる。この場合、振幅位相特性を任意操作しても、ダンピング抵抗Ｒは固定値のため、Ｃ／Ｎは何ら変わらないことは明らかである。
【００２６】
図２においては、制御部６によって共振容量Ｃｔと帰還ループのゲインＫａを制御することで、上述したような最適な振幅位相特性を実現可能としている。
【００２７】
以下、上記図２の構成について説明する。
【００２８】
この図２において、例えば磁気テープを再生することによりヘッド１に誘起された信号電圧はロータリートランス２によりｎ倍されＶ１となる。この信号電圧Ｖ１の信号は、当該ヘッドロータリー系３の等価変換インダクタンスＬｔとその共振容量Ｃｔとで形成されるローパスフィルタを通過し、アンプ５に入力される。
【００２９】
上記ローパスフィルタで生じるいわゆるヘッド共振周波数は、帰還ループのゲインＫａとダンピング抵抗Ｒ及び容量Ｃｆで形成される帰還ループにより、その振幅位相特性が補正され、ゲインＫ３の増幅器５３を経て出力される。
【００３０】
また、帰還ループのゲインＫａは、増幅器５１とその反転増幅器５２のゲインＫ１とＫ２の乗算値（Ｋａ＝Ｋ１＊Ｋ２）により決定され、当該帰還ループのゲインＫａを構成するゲインＫ２は制御部６からのゲインコントロール信号ｇｃにより制御される。例えば、当該ゲインコントロール信号ｇｃの電圧値が下がればゲインＫ２が増加すなわち帰還ループのゲインＫａが増加するように動作する。
【００３１】
当該ゲインコントロール信号ｇｃの電圧値は制御部６における各抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ６により設定され、また当該設定された電圧値のゲインコントロール信号ｇｃをアンプ５の増幅器５２に供給するか否かはトランジスタＱ４のオン／オフにより制御される。
【００３２】
また、共振容量Ｃｔは、容量Ｃｉ及びＣｓのコンデンサにより決定される（Ｃｔ＝Ｃｉ＋Ｃｓ）ものであり、当該共振容量Ｃｔを決定するための容量ＣｉとＣｓのうち、例えば容量Ｃｓはヘッド共振周波数を下げるためのもの、すなわち共振容量Ｃｔを増やしてヘッド共振周波数を下げるための付加容量である。
【００３３】
この付加容量Ｃｓを使用するか否かは、記録時において影響が無いように制御部６のトランジスタＱ１とＲ２、Ｑ２とＲ２、及びＱ３により制御される。例えば共振容量Ｃｔを増やしてヘッド共振周波数を下げる場合には、上記トランジスタＱ１からＱ３をオンさせるように制御する。
【００３４】
また、上記帰還ループのゲインＫ２を増加させる制御を行うか否かを選択するトランジスタＱ４と、上記共振容量Ｃｔを増加させる（付加容量Ｃｓを制御する）か否かを選択するためのトランジスタＱ３（Ｑ１〜Ｑ３）との動作は、モードコントロール信号ｍｃによりオン／オフ制御される。
【００３５】
当該モードコントロール信号ｍｃは、電磁変換上での帯域特性が異なる信号の形態に応じて決定される信号、すなわち本実施の形態の場合、再生する信号が例えば広帯域の信号（ディジタル信号）であるか又は狭帯域の信号（アナログ信号）であるかに応じて決定される信号であり、広帯域の信号（ディジタル信号）の記録再生時にはロー（Ｌ）レベルとなされ、狭帯域の信号（アナログ信号）の再生時にはハイ（Ｈ）レベルとなされるものである。
【００３６】
例えば、広帯域の信号（ディジタル信号）の記録再生時に、当該モードコントロール信号ｍｃがロー（Ｌ）レベルとなされると、これによりトランジスタＱ３からＱ１まで、及びトランジスタＱ４がそれぞれオフ（オープン）となる。一方、狭帯域の信号（アナログ信号）の再生時に、当該モードコントロール信号ｍｃがハイ（Ｈ）レベルとされると、これによりトランジスタＱ３からＱ１まで、及びトランジスタＱ４はそれぞれオンする。
【００３７】
このようにモードコントロール信号ｍｃがハイレベルになると、トランジスタＱ３からＱ１までがオンし、共振容量Ｃｔの付加容量Ｃｓによってヘッド共振周波数は下がり、同時にトランジスタＱ４がオンしてゲインコントロール信号ｇｃの電圧が下がって帰還ループのゲインＫａは増加し、これにより、振幅位相特性は最適となるように補正される。
【００３８】
この図２の例は、ヘッドロータリー系３の出力を不平衡処理した１チャンネル相当分の回路例であるが、多チャンネルの場合も各チャンネルにおいて図２と同様に構成すればよい。
【００３９】
次に、図３には、本発明のヘッドロータリー系３の出力を平衡処理した１チャンネル相当分の回路構成例を示す。なお、一般に、平衡入力処理は同相不要信号の除去に対して強い。この図３において、図１や図２と同じ構成要素（各素子等）には同一の指示符号を付し、重複する部分の説明は省略する。なお、図３は、記録アンプ１１も同時に記載しているがその説明は省略する。
【００４０】
この図３の構成例では、平衡処理を行うため、アンプ（再生アンプ１２）には差動アンプ２１を使用している。当該差動アンプ２１は、図２の場合と同様のゲインコントロール信号ｇｃによりゲインが制御される。すなわち、当該ゲインコントロール信号ｇｃの電圧値は制御部１３における各抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ６により設定され、また当該設定された電圧値のゲインコントロール信号ｇｃを再生アンプ１２の反転増幅器５２に供給するか否かはトランジスタＱ４のオン／オフにより制御される。そして、反転増幅器５２のゲインは、制御部１３からのゲインコントロール信号ｇｃにより制御される。
【００４１】
また、当該図３の構成例では、平衡処理を行うため、共振容量Ｃｔを構成する付加容量を２Ｃｓとし、この付加容量２Ｃｓのためのコンデンサを２つ用意している。これら２つの付加容量２Ｃｓを使用するため、制御部１３には新たに追加された付加容量２Ｃｓの制御用にトランジスタＱ５も新たに追加し、平衡を崩さないように処理している。なお、これら付加容量２Ｃｓは等価的には図２の付加容量と同じである。
【００４２】
この図３の構成において、記録時は再生アンプ１２をオフし、制御部１３ではトランジスタＱ１，Ｑ５とＱ４がオフ（オープン）となるようにモードコントロール信号ｍｃがローレベルになされる。これにより、記録アンプ１１によって記録がなされる。一方、再生時は再生アンプ１２がオンされると共に、例えば広帯域の信号（ディジタル信号）の再生時には、制御部１３にてトランジスタＱ１，Ｑ５とＱ４がオフとなるようにモードコントロール信号ｍｃがローレベルになされ、また、例えば狭帯域の信号（アナログ信号）の再生時には、制御部１３にてトランジスタＱ１，Ｑ５とＱ４がオンとなるようにモードコントロール信号ｍｃがハイレベルになされる。
【００４３】
このように、広帯域の信号（ディジタル信号）の記録再生系に対して最小限の付加回路で狭帯域の信号（アナログ信号、本実施の形態では８ｍｍビデオのフォーマット）の再生時のＣ／Ｎを改善している。
【００４４】
次に、図４には、本実施の形態の磁気記録再生装置における信号再生時の特性図を示す。なお、この図４には、一例として、Ｒｈ＝１３、Ｒｓ＝１、ｒ＝１２、Ｌｓ＝３．５９μＨ、Ｌｈ＝１μＨ、ｎ＝１．５、Ｋ＝０．９５、Ｒ＝３０ｋ、Ｃｉ＝２５ｐＦ、Ｃｓ＝６８ｐＦとし、Ｃｔ＝Ｃｉは広帯域信号の再生時を、Ｃｔ＝Ｃｉ＋Ｃｓは狭帯域信号の再生時の入力換算雑音ｄＢｍ／√（Ｈｚ）を表している。
【００４５】
この図４から、本実施の形態によれば、狭帯域信号の再生時において１０ＭＨｚ近傍のＣ／Ｎが１．３ｄＢほど改善されることが判る。
【００４６】
以上説明したように、例えば、広帯域の信号（ディジタル信号）或いはそれよりも狭帯域の信号（アナログ信号）をヘッドロータリー系で再生する場合、広狭帯域専用のヘッドと多チャンネルロータリートランスとの組み合わせで実現すると、材料費、新規設計等の大幅なコストアップ要因となり装置を安価に提供できないが、本発明実施の形態においては、新たなチャンネルを設けることなく、いわゆる従来からのロータリートランスを広帯域化したものを使用可能とし、また、目的とする広狭伝送特性のＣ／Ｎ及び振幅位相特性の最適化を外部付加容量とダンピング補正のための帰還ループのゲインの切り替えることのみで実現し、これにより、回路構成が簡単となり、且つ広帯域回路に与える影響を無くし、更に、例えば広帯域の信号（ディジタル信号）の記録再生装置において上位互換機能として狭帯域の信号（アナログ信号）を簡易且つ安価な構成で再生可能となっている。
【００４７】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、本発明の信号再生装置においては、磁気ヘッド及びロータリートランスの等価インダクタンスと共振容量とから決定される共振周波数を、電磁変換上での帯域特性が異なる信号の形態に応じて可変或いは切り替えることにより、それぞれ所要帯域特性の異なる電磁変換上の信号を、同一の磁気ヘッド及びロータリートランスを使用して良好（Ｃ／Ｎの改善）に再生可能であり、また、コストアップと構成の大型化をも防止可能である。
【００４８】
すなわち本発明の信号再生装置によれば、広帯域の信号或いはそれよりも狭帯域の信号を再生する場合に、新たなチャンネルを設けることなく同一のヘッドロータリー系を使用可能で、また目的とする広狭伝送特性のＣ／Ｎ及び振幅位相特性の最適化を実現し、回路構成を増加させることなく、且つ広帯域回路に与える影響を無くし、更に、広帯域の信号の記録再生装置において上位互換機能として狭帯域の信号を簡易且つ安価な構成で再生可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ヘッド及びロータリートランスとその等価回路（ヘッドロータリー系）を示す回路図である。
【図２】  ヘッドロータリー系の出力を不平衡処理した１チャンネル相当分の構成例を示す回路図である。
【図３】  ヘッドロータリー系の出力を平衡処理した１チャンネル相当分の構成例を示す回路図である。
【図４】  本実施の形態の磁気記録再生装置における信号再生時の特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１  ヘッド、２  ロータリートランス、３  ヘッドロータリー系、５，１２  アンプ、６，１３  制御部
【図１】
0003988290.tif 000002
【図２】
0003988290.tif 000003
【図３】
0003988290.tif 000004
【図４】
0003988290.tif 000005