(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電体平板上に、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極で励振された弾性表面波を受信する第２のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極との中間に、励起された弾性表面波の振幅を制御する第３のすだれ状電極と、さらに前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極と前記第３のすだれ状電極の両側に１対の反射器を前記弾性表面波の伝搬方向に配置して共振子型の縦多重モードＳＡＷフィルタを構成し、
前記反射器、前記第１のすだれ状電極、前記第２のすだれ状電極および前記第３のすだれ状電極を、前記圧電体平板上に金属の平行導体を周期的に配置して構成し、
前記反射器と前記第１のすだれ状電極との最も近接した平行導体間の距離を、前記第１のすだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちのスペース幅とし、前記反射器と前記第２のすだれ状電極との最も近接した平行導体間の距離は、前記第２のすだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちのスペース幅とし、
前記第１のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ１および前記第２のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ２（＝ＰＴ１）を、前記第３のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ３より小さく（ＰＴ３＞ＰＴ１、ＰＴ２）設定し、かつ、前記ＰＴ１および前記ＰＴ２を、反射器の平行導体の配列周期長ＰＲより小さい設定とし、
前記第１のすだれ状電極と第３のすだれ状電極間、および、前記第３のすだれ状電極と第２のすだれ状電極間に、接地電位側に接続した交差導体１および交差導体２を配置し、前記交差導体１の幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１を、弾性表面波の波長をλとして、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）とし、前記交差導体２の幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ２を、弾性表面波の波長をλとして、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）とし、前記Ｄ１および前記Ｄ２を２０から１００μｍあるいは２λから３λの範囲とし、
前記第１のすだれ状電極、前記第２のすだれ状電極および前記第３のすだれ状電極の全体が有するトータル反射係数Γを１０＞Γ＞０．８としたエネルギー閉込型とし、
前記弾性表面波が定在する伝搬方向Ｘの中央位置に対してほぼ対称な変位振幅関数を有する、基本波対称縦モードＳ０と、前記中央位置に対してほぼ斜対称な変位振幅関数を何する基本波斜対称縦モードＡ０から合成される２重モードフィルタを構成したことを特徴とする縦多重モードＳＡＷフィルタ。
【請求項２】
圧電体平板上に、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極で励振された弾性表面波を受信する第２のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極との中間に、励起された弾性表面波の振幅を制御する第３のすだれ状電極と、さらに前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極と前記第３のすだれ状電極の両側に１対の反射器を前記弾性表面波の伝搬方向（縦方向Ｘ）に配置して共振子型の縦多重モードＳＡＷフィルタを構成し、
前記反射器、前記第１のすだれ状電極、前記第２のすだれ状電極および前記第３のすだれ状電極を、前記圧電体平板上に金属の平行導体を周期的に配置して構成し、
前記反射器と前記第１のすだれ状電極との最も近接した平行導体間の距離を、前記第１のすだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちのスペース幅とし、前記反射器と前記第２のすだれ状電極間の最も近接した平行導体間の距離を、前記第２のすだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちのスペース幅とし、
前記第１のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ１および前記第２のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ２（＝ＰＴ１）を、前記第３のすだれ状電模の配列周期長ＰＴ３より大きく（ＰＴ３＜ＰＴ１、ＰＴ２）設定し、かつ、前記ＰＴ１および前記ＰＴ２を、反射器の配列周期長ＰＲより小さい設定とし、
前記第１のすだれ状電極と前記第３のすだれ状電極間、および、前記第３のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極間に、接地電位側に接続した交差導体１および交差導体２を配置し、前記交差導体１の幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１を、弾性表面波の波長をλとして、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）とし、前記交差導体２の幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ２を、弾性表面波の波長をλとして、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）とし、前記Ｄ１および前記Ｄ２を２０から１００μｍあるいは２λから３λの範囲とし、
前記第１のすだれ状電極、前記第２のすだれ状電極および前記第３のすだれ状電極の全体が有するトータル反射係数Γを１０＞Γ＞０．８としたエネルギー閉込型とし、
前記弾性表面波が定在する伝搬方向Ｘの中央位置に対してほぼ対称な変位振幅関数を有する、基本波対称縦モードＳ０と、前記中央位置に対してほぼ斜対称な変位振幅関数を有する基本波斜対称縦モードＡ０と、振動変位振幅に２つの節を有して前記中央位置に対してほぼ対称な１次対称縦モードＳ１とから合成される３重モードフィルタを構成したことを特徴とする縦多重モードＳＡＷフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【発明の属する技術分野】
本発明は弾性表面波（以下ＳＡＷ（Surface  Acoustic  Wave）という）を利用して得られる共振子型の縦多重モードＳＡＷフィルタにおいて、振動モードの変位状態を制御するために、第３のすだれ状電極を設けたＳＡＷフィルタに関する。
【従来の技術】
従来の共振子型の縦多重モードＳＡＷフィルタの構成法に関しては、２個のすだれ状電極（以下略してＩＤＴ（Interdigital  Transducer）という）を有するものについて、特開昭６１−２８５８１４号公報に開示されており、また３個のＩＤＴを有するものについて、特開平１−２３１４１７号公報に開示されている。
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これらの従来技術においては、利用する複数の縦共振モード（Ｓ０，Ａ０、Ｓ１等と略記する）を独立にコントロールして、２個から３個の共振モードの共振振幅を等しくし、かつ通過帯域幅を目的の幅に設定することが困難であるという課題があった。そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、通過帯域幅の設定が比較的容易で、上側端と下側端周波数近傍での挿入損失が等しく、平坦な伝送特性を有する共振子型の縦多重モードＳＡＷフィルタを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
本願の第１の発明になる縦多重モードＳＡＷフィルタは、圧電体平板上に、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極で励振された弾性表面波を受信する第２のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極との中間に、励起された弾性表面波の振幅を制御する第３のすだれ状電極と、さらに前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極と前記第３のすだれ状電極の両側に１対の反射器を前記弾性表面波の伝搬方向に配置して共振子型の縦多重モードＳＡＷフィルタを構成し、前記反射器、前記第１のすだれ状電極、前記第２のすだれ状電極および前記第３のすだれ状電極を、前記圧電体平板上に金属の平行導体を周期的に配置して構成し、前記反射器と前記第１のすだれ状電極との最も近接した平行導体間の距離を、前記第１のすだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちのスペース幅とし、前記反射器と前記第２のすだれ状電極との最も近接した平行導体間の距離は、前記第２のすだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちのスペース幅とし、前記第１のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ１および前記第２のすだれ電極の平行導体の配列周期長ＰＴ２（＝ＰＴ１）を、前記第３のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ３より小さく（ＰＴ３＞ＰＴ１、ＰＴ２）設定し、かつ、前記ＰＴ１および前記ＰＴ２を、反射器の平行導体の配列周期長ＰＲより小さい設定とし、前記第１のすだれ状電極と第３のすだれ状電極間、および、前記第３のすだれ状電極と第２のすだれ状電極間に、接地電位側に接続した交差導体１および交差導体２を配置し、前記交差導体１の幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１を、弾性表面波の波長をλとして、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）とし、前記交差導体２の幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ２を、弾性表面波の波長をλとして、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）とし、前記Ｄ１および前記Ｄ２を２０から１００μｍあるいは２λから３λの範囲とし、前記第１のすだれ状電極、前記第２のすだれ状電極および前記第３のすだれ状電極の全体が有するトータル反射係数Γを１０＞Γ＞０．８としたエネルギー閉込型とし、前記弾性表面波が定在する伝搬方向Ｘの中央位置に対してほぼ対称な変位振幅関数を有する、基本波対称縦モードＳ０と、前記中央位置に対してほぼ斜対称な変位振幅関数を何する基本波斜対称縦モードＡ０から合成される２重モードフィルタを構成したことを特徴とする。
第１の発明においては、フィルタの入出力電極である、第１のＩＤＴと第２のＩＤＴとの間に、第３のＩＤＴを設け、さらにそれぞれのＩＤＴの周波数を独立に設定することにより、縦軸方向に定在して振動する独立な２つの固有振動モードＳ０とＡ０の周波数配置と挿入損失を制御することができる。
そして、ＰＴ１，ＰＴ２、ＰＴ３の関係を、第１の発明のように、設定することにより、Ａ０モードの挿入損失を減少させて両モードの挿入損失を等しくでき、従って平坦な通過特性で、かつ１０００から１５００ｐｐｍ程度の帯域幅を持つ縦２重モードフィルタを実現することができる。
また、Ｄ１およびＤ２の値によっては、発生する共振モードがＳ０とＡ０の２つに限定されず、Ｓ０より高い周波数側に未知の振動モードが発生する場合がある。しかしながら、上記のように、Ｄ１、Ｄ２を設定すれば、前述の未知の振動モードは発生せず、Ｓ０とＡ０とからなる正規の縦２重モードフィルタを実現できる。また、Ｄ１とＤ２とを２０から１００μｍの範囲あるいは２λから３λの範囲に設定すれば、１０００から１５００ｐｐｍの通過帯域幅の実現に影響を与えることがない。
本願の第２の発明になる縦多重モードＳＡＷフィルタは、圧電体平板上に、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極で励振された弾性表面波を受信する第２のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極との中間に、励起された弾性表面波の振幅を制御する第３のすだれ状電極と、さらに前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極と前記第３のすだれ状電極の両側に１対の反射器を前記弾性表面波の伝搬方向（縦方向Ｘ）に配置して共振子型の縦多重モードＳＡＷフィルタを構成し、前記反射器、前記第１のすだれ状電極、前記第２のすだれ状電極および前記第３のすだれ状電極を、前記圧電体平板上に金属の平行導体を周期的に配置して構成し、前記反射器と前記第１のすだれ状電極との最も近接した平行導体間の距離を、前記第１のすだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちのスペース幅とし、前記反射器と前記第２のすだれ状電極間の最も近接した平行導体間の距離を、前記第２のすだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちのスペース幅とし、前記第１のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ１および前記第２のすだれ状電極の平行導体の配列周期長ＰＴ２（＝ＰＴ１）を、前記第３のすだれ状電模の配列周期長ＰＴ３より入きく（ＰＴ３＜ＰＴ１、ＰＴ２）設定し、かつ、前記ＰＴ１および前記ＰＴ２を、反射器の配列周期長ＰＲより小さい設定とし、前記第１のすだれ状電極と前記第３のすだれ状電極間、および、前記第３のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極間に、接地電位側に接続した交差導体１および交差導体２を配置し、前記交差導体１の幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１を、弾性表面波の波長をλとして、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）とし、前記交差導体２の幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ２を、弾性表面波の波長をλとして、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）とし、前記Ｄ１および前記Ｄ２を２０から１００μｍあるいは２λから３λの範囲とし、前記第１のすだれ状電極、前記第２のすだれ状電極および前記第３のすだれ状電極の全体が有するトータル反射係数Γを１０＞Γ＞０．８としたエネルギー閉込型とし、前記弾性表面波が定在する伝搬方向Ｘの中央位置に対してほぼ対称な変位振幅関数を有する、基本波対称縦モードＳ０と、前記中央位置に対してほぼ斜対称な変位振幅関数を有する基本波斜対称縦モードＡ０と、振動変位振幅に２つの節を有して前記中央位置に対してほぼ対称な１次対称縦モードＳ１とから合成される３重モードフィルタを構成したことを特徴とする。
フィルタの入出力電極である、第１のＩＤＴと第２のＩＤＴとの間に、第３のＩＤＴを設け、さらにそれぞれのＩＤＴの周波故を独立に設定することにより、縦軸方向に定在して振動する独立な２つの固有振動Ｓ０とＡ０、さらにＳ１モードの周波数配置と挿入損失を制御することができる。
そして、ＰＴ１、ＰＴ２、ＰＴ３を、第２の発明のように、設定することにより、Ｓ１、Ａ０モードの挿入損失を減少させて、Ｓ０モードの挿入損失とほぼ等しくでき、平坦な通過特性を実現できる。また、Ｓ０とＡ０間の周波数およびＡ０とＳ１間の周波数差を等しくできるために、フィルタインピーダンスを等しくでき、このためリップルの小さな縦３重モードフィルタを実現することができる。
また、Ｄ１およびＤ２の値によっては、発生する縦共振モードがＳ０、Ａ０、Ｓ１の３つに限定されず、Ｓ０より高い周波数側に未知の振動モードが発生する場合がある。しかしながら、上記のように、Ｄ１、Ｄ２を設定すれば、前述の未知の振動モードは発生せず、Ｓ０、Ａ０、Ｓ１からなる正規の縦３重モードフィルタが実現できる。また、Ｄ１とＤ２とを、２０から１００μｍの範囲あるいは２λから３λの範囲に設定することにより、１５００から２５００ｐｐｍの通過帯域幅の実現に影響を与えることがない。
【発明の実施の形態】
本発明の具体的な実施の形態を説明する前に、本発明が依っている原理について解説する。先ず本発明に係わる基本的な事項について説明する。
水晶、タンタル酸リチウム、ＰＺＴ、四ほう酸リチウム等の圧電体材料から平板を切り出して、その表面を鏡面研磨した後、レイリー型、ラム型、リーキー型等の弾性表面波の位相伝搬方向に対して直交して、アルミニウム、銅等の金属からなる多数の電極指を周期的に平行配置してＩＤＴを形成し、さらにその両側に一対の反射器を、前記と同様に多数のストリップ導体を平行かつ周期的に配置すれば、１ボート型ＳＡＷ共振子を得ることができる。
この１ポート型ＳＡＷ共振子において、前記ＩＤＴを構成する際の要点として、正電極と負電極を１対としてＭ対からなるＩＤＴを構成した場合に、ＩＤＴの電極全体でのトータル反射係数Γを次式（１）の通り定義して、１０＞Γ＞０．８とすれば、振動エネルギーが共振子の中央に集中した、いわゆるエネルギー閉込型ＳＡＷ共振子（参考文献：エネルギー閉じ込め弾性表面波杖振子，信学技法ＵＳ８７−３６，ｐｐ９−１６（１９８７．９．））を実現できることが知られている。
Γ＝４ＭｂＨ／λ          （１）
但し、ここでＭは前記ＩＤＴの対数、ｂは電極１本当たりの弾性表面波の反射係数、Ｈは前記導体の膜厚、λは弾性表面波の波長である。
例えば、ＳＴカット水晶板でＡｌ導体で形成されたＩＤＴであれば、ｂ＝０．２５５、Ｈ／λ＝０．０３としてＭ＝８０対とすれば、図１に示すようなエネルギー閉じ込め型の１ポートＳＡＷ共振子を構成できる。このときΓ＝２．４４８程度となる。
こうして得られるエネルギー閉じ込め型ＳＡＷ共振子において、弾性表面波の伝搬方向に直交して、前記ＳＡＷ共振子の幅方向に横インハーモニックモードと呼ばれる定在波が立つことが知られている。
前記横インハーモニックモードを支配する方程式（下記の（２）式）とその固有モードが有する変位の解析は、発明者等の文献：”常温に動的及び静的零温度係数をもつＫカット水晶ＳＡＷ共振子”（第２５回ＥＭシンポジウム，Ｐ．７９〜８０）に「３．３  横モードの共振周波数」として説明されている。
ａω32Ｖ（Ｙ），YY＋(ω2-ω02)Ｖ（Ｙ）＝０          （２）
但し、ここでＶ（Ｙ），YYは変位関数Ｖ（Ｙ）の二階微分の簡略記述であり、ωは角周波数、ω0は該当する領域の素子角周波数、ａは横方向の実効的せん断剛性定数（無次元）、Ｖ（Ｙ）は幅方向の表面波変位の振幅、Ｙは表面波の波長で規格化したｙ座標である。
発明者等は、さらに前記（２）式の方程式が、従来は「モード結合理論」とか、「音響伝搬路の電気的等価回路解析」で計算されてきた、縦インハーモニックモードについても、定数ａを変更すれば適用可能であることを見いだした。
具体例にその内容を説明すると、前記ＳＴカットにおいては、横インハーモニックモード群は周波数下降型のエネルギー閉じ込め型であり（ａ＝０．０３３の正値）、従って前記横インハーモニックモード群の共振周波数は全て主共振周波数より高い側に存在するという事実に対応する。
一方、前記縦インハーモニックモード群は、横インハーモニックモード群に対して周波数上昇型のエネルギー閉じ込め型（ａ＝−４．４の負値）であるという相違があるため、前記縦インハーモニックモード群の共振周波数は主共振周波数より小さい側に存在するという事実に対応する。
換言すれば、振動エネルギーが集中して閉じ込められる鎖域のＩＤＴの周波数を周辺領域のＩＤＴの周波数より下げることによってエネルギー閉じ込めが実現されるのは横インハーモニックモード群であり（周波数下降型）、振動エネルギーが集中して閉じ込められる領域のＩＤＴの周波数を周辺領域のＩＤＴの周波数より上げることによってエネルギー閉じ込めが実現されるのは縦インハーモニックモード群である（周波数上昇型）ということである。
前述の相違は前記定数ａの正負に対応している。前記のａ値は、１ポート型ＳＡＷ共振子についての実測平均値である。式（２）を縦モードに適用するためには、ａ＝−４．４かつ座標ＹをＸとすればよいから、Ｘ軸方向に関する方程式は、次式（３）となる。通例、前記Ｘ軸方向を縦方向と呼ぶ。
ａxω02Ｕ（Ｘ），xx＋(ω2-ω02)Ｕ（Ｘ）＝０          （３）
但し、ここでＵ（Ｘ），xxは変位関数Ｕ（Ｘ）の二階微分の簡略記述であり、ωは角周波数、ω0は該当する領域の素子角周波数、ａxは縦方向の実効的せん断剛性定数（無次元）、Ｕ（Ｘ）は縦方向の表面波変位の振幅、Ｘは表面波の波長で規格化したｘ座標である。
さらに式（３）を用いて縦方向Ｘに関するエネルギー閉じ込め状態の検討を行なうことができる。
一例として、図３の場合について説明する。図３においては、前記１ポート型ＳＡＷ共振子のＩＤＴ領域は、空間角周波数ωT＝２πＶs／（２ＰＴ）で表される前記素子角周波数ω0を有する。ただし、Ｖsは弾性表面波速度、ＰＴはＩＤＴの有する電極指の周期長である。また前記反射器は素子角周波数ω0＝ωR＝２πＶs／（２ＰＲ）である。ただし、ＰＲは反射器の有するストリップ導体の周期長である。前記ω0は、みてのとおり座標Ｘの関数ω0（Ｘ）と書けるため、周波数ポテンシャル関数と呼ぶことができる（図３上部の縦軸）。この場合ωR＜ωTとしてある。ωTについて２水準の設定値３０１，３０３について、式（３）を用いて振動変位解Ｕ（Ｘ）を求めると、図３の下部の変位図が得られる。３０１のωTに対して、３０５のＵ（Ｘ）が、３０３のωTに対して３０４のＵ（Ｘ）が得られる。
図３に示すように、３０５のＵ（Ｘ）曲線の方が３０４より中央位置に集中する変位分布を有していることがわかる。この事実はωR＜ωTの設定により、いわゆる縦方向Ｘに関して、エネルギー閉じ込め現象が発生することを表している。本発明はこの現象を利用したものである。この事実は、従来の伝送線等価回路によるシミュレーションとか、モード結合理論による計算でも検証することができる。
以降、素子の設計条件を分かり易く記述するために、前記ωR及びωTを規格化して表示することにする。こうすることによって、素子周波数が変わっても一般的に適用できる。図４にその方法を示す。図中横軸は周波数であり、縦軸は前記反射器の反射係数Γ（ｆ）とＩＤＴが有する放射コンダクダンス特性Ｇ（ｆ）を相対スケールで示す。このＧ（ｆ）はＩＤＴのもつアドミタンス特性Ｙ（ｆ）の実部であり、弾性表面波の放射量を表す。一方反射係数Γ（ｆ）は前記反射器に入射する弾性表面波振幅Ａと反射器において反射された反射波振幅Ｂの比Ｂ／Ａである。前記Ｇ（ｆ）は周波数ｆT0において最大値Ｇmaxをとり、また前記Γ（ｆ）は周波数ｆR0において最大値Γmaxをとる。同図の配置は、アルミニウム電極を用いて、水晶のＳＴカットＸ伝搬のようなエネルギー上昇型閉じ込めの基板特性をもつ場合において見られるものである。そこで前記の周波数ｆR0，ｆT0から物性値ε＝（ｆR0−ｆT0）／ｆR0を定義して、本発明の設計パラメータの基準値として使用することにする。本発明に係わる基本事項の説明を一通り終えたので、つぎに実施例をもとに具体的に内容を説明する。
（実施例１）
以下、本発明について、まず縦多重モードフィルタのうち、振動モードが基本波対称縦モードＳ０と基本波斜対称縦モードＡ０から合成される縦２重モードフィルタにつき、一実施形態を図１と図２により、またその特性を図５から図１１を用いて説明する。
図１は本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタの一実施例である。図１中の各部の名称は、１００は圧電体平板、破線にて囲まれた１０１は反射器１、１０７は反射器２、１０２、１０４と１０６はすだれ状電極（ＩＤＴ１，ＩＤＴ３，ＩＤＴ２）、１１２と１１３等は反射器１および反射器２のストリップ導体、１１４と１１５等はそれぞれ、前記ＩＤＴ１（１０２）の負極側電極指（接地側電極指）と正極側電極指、軸直線１１６は前記ストリップ導体及び電極指に直交する弾性表面波伝搬方向であるＸ軸であり、前記軸１１６に直交して、前述の周波数ポテンシャルを表すω軸を表示した。階段状の直線で表された１１７は、本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタが有する、Ｘ軸方向の状態で表わす周波数ポテンシャル関数である。さらに、１０３と１０５は、それぞれ、弾性表面波の伝搬路を交差して、隣接するＩＤＴの電極指を接続する交差導体１と交差導体２と呼ぶものである。ただし、交差導体２（１０５）の片端部は切れた状態になっている。１０８は１０２の送信側ＩＤＴ１の正極の電極指群に接続する信号源、１１０は受信側のＩＤＴ２の正極側電極指群に接続する負荷抵抗、１０９と１１１の記号は本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタを外部接地端子（外付けの容器であるアース等）に接続した状態を表わす。反射器１（１０１）、反射器２（１０７）の周期的に配列されたストリップ導体の周期長をＰＲで表し、ＩＤＴ１（１０２）、ＩＤＴ２（１０６）、ＩＤＴ３（１０４）の電極指の周期長をそれぞれＰＴ１，ＰＴ２、ＰＴ３で表している。
圧電体平板１００は例えば、水晶単結晶により切り出される水晶板（ＳＴカットとかＫカット）あるいはタンタルにリチウム等の鏡面研磨が施された圧電基板よりなる。また、ＩＤＴ１０２、１０４と１０６および反射器１０１と１０７を形成する導体パターンは、圧電体平板上に、Ａ１等の導体金属膜を蒸着あるいはスパッタ等の薄膜形成手段により形成し、フォトリソグラフィ技術によりパターン形成して得られる。３個のＪＤＴ及び１対の反射器全体で２端子対の縦多重モードＳＡＷフィルタを構成している。
本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタを構成する際の要点は、まず第一に、電極指１１４（負電極）と１１５（正電極）を１対と数えて、３個のＩＤＴ１，ＩＤＴ２，ＩＤＴ３全体が有する総対数をＭ対としたときに、ＩＤＴの電極全体でのトータル反射係数Γを前述の（１）式の通り定義して、１０＞Γ＞０．８とした、いわゆるエネルギー関込型ＳＡＷ共振子を構成することである。
例えば、水晶のＳＴカットにおいて、Ａｌ導体で形成されたＩＤＴであれば、ｂ＝０．２５５、Ｈ／λ＝０．０３としてＭ＝８０対とすれば、十分に図１の１ポートＳＡＷ共振子を構成できる。このときΓ＝２．４４８程度となることはすでに述べた通りである。本発明の場合には、前記Ｍを３つのＩＤＴ１と、ＩＤＴ２、ＩＤＴ３に分割して、第１のＩＤＴ１をフィルタの送信側にし、ＩＤＴ２を受信側に配置したものである。また、反射器１とＩＤＴ１との間の最近接した平行導体間の距離は、ＩＤＴ１の１周期長か有するライン（金属導体で被覆された部分）とスペース（金属導体が無い部分）のうちスペースの幅としている。反射器２とＩＤＴ２との間の最接近した平行導体間の距離も同様である。
つぎに構成上の第２の要点は、ＩＤＴ１、ＩＤＴ２およびＩＤＴ３が、図１中の階段状の線１１７で示された周波数ポテンシャルをもつことである。ＩＤＴ１は周波数ポテンシャル値ω1を、ＩＤＴ２は周波数ポテンシャル値ω2（＝ω1）を、ＩＤＴ３は周波数ポテンシャル値ω3を有する。
これらの周波数ポテンシャルと周期長との関係式はすでに述べたような関係となる。即ち、ω1＝２πＶs／（２×ＰＴ１）、ω2＝２πＶs／（２×ＰＴ２）、ω3＝２πＶs／（２×ＰＴ３）、ωR＝２πＶs／（２×ＰＲ）の関係にある。本発明においては、ω1,ω2＞ω3かつω1，ω2＞ωRの関係に設定する。さらにこの関係式に前記周期長の関係式を代入すると、ＰＴ３＞ＰＴ１，ＰＴ２およびＰＴ１、ＰＴ２＜ＰＲが得られる。さらにＰＲで規格化した値を用いると都合がよい。即ち、ＩＴｉ＝（ＰＲ−ＰＴｉ）／ＰＲ／ε（ｉ＝１〜３）と定義する。前記ＩＴｉを各々のＩＤＴの周波数上昇率と呼ぶことにする。これらの詳細な値は後述する。
以上の構成にて得られる本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタの動作状態を図２に示す。図中の２００と２０１は本発明に利用する２つの固有な振動モードの変位振幅の状態（実際の振動状態ｖ（Ｘ）＝Ｕ（Ｘ）ｓｉｎ（ｋＸ＋φ）の包絡線形状Ｕ（Ｘ））を示している。Ｓ０モードは基本波縦対称モードを、Ａ０モードは基本波斜対称縦モードど呼ばれるものである。図中２０２と２０６は反射器１と反射器２、２０３、２０４、２０５はそれぞれＩＤＴ１、ＩＤＴ３、ＩＤＴ２である。２０７は弾性表面波の伝搬方向を示すＸ軸、２０８は前記変位Ｕ（Ｘ）の大きさを示す軸である。
次に、本発明の縦多重モードＳＡＷ７フィルタが示す動作特性につき、前述の図１の実施例について、図５から図１１を用いて説明する。
まず、図９に縦多重モードＳＡＷフィルタの動作伝送特性９００を負荷抵抗５０Ω（図１の１１０）とした５０Ω系にて測定したものである。図９中においで、前記モードＳ０は周波数ｆ（Ｓ０）において、挿入損失Ｓｂ（Ｓ０）（ｄＢ）値を、また前記モードＡ０は周波数ｆ（Ａ０）において、挿入損失Ｓｂ（Ａ０）（ｄＢ）値をとっている。これらはそれぞれ、前記基本波対称縦モードＳ０の共振振幅と基本波斜対称縦モードＡ０の共振振幅の大きさを表している。井振振幅が大きい程Ｓｂ（Ｓ０）、Ｓｂ（Ａ０）の値は小さくなる。従来例においては、図９のように挿入損失Ｓｂ（Ａ０）はＳｂ（Ｓ０）より大きく、フィルタの通過帯域の平坦性を損なう結果となっていた。
本発明は、このフィルタの通過帯域の平坦性を改善したものであり、その手法は、図１の１０４に示すＩＤＴ３を、Ｓ０とＡ０の振動モード振幅を制御すべく設けたことにより達成している。
図５に、前記ＩＤＴ１（図１の１０２）の周波数上昇率ＩＴ１を変えた場合の、前記Ｓｂ（Ｓ０）とＳｂ（Ａ０）の変化の様子を示す。ＩＤＴ３の周波数上昇率ＩＴ３は０〜０．７の範囲とした。図中の５００がＡ０モードのＳｂ（Ａ０）、５０１がＳ０モードのＳｂ（Ｓ０）値である。ＴＤＴ１の周波数上昇率を１以上に上昇することにより、Ｓｂ（Ａ０）はＳｂ（Ｓ０）に近づき、結果としてフィルタの平坦性が回上する。この現象が発生する原因は、図２のＡ０（２０１）モードが、ＩＤＴ１とＩＤＴ２の周波数上昇率を１より大きくとることにより、エネルギー閉じ込め現象がより増大し共振子のＱ値（共振先鋭度）が大きくなり、挿入損失が小さくなるためと解釈できる（図３参照のこと）。こうして得られた本発明の５０Ω系伝送特性は図１０の曲線１０００のようになる。この場合においては、Ｓｂ（Ａ０）≒Ｓｂ（Ｓ０）が実現している。また負荷抵抗ＲＬ（図１の１１０）を３００Ωとしてマッチングをとった状態においては、図１１の動作伝送特性１１００が得られる。同図から３ｄＢ通過帯は平坦となっていることがわかる。
最後に、本発明の他の構成条件について説明する。共通の構成条件として、圧電体平板（図１の１００）が水晶ＳＴカットＸ伝播（３０度から４０度の回転Ｙ板におけるＸ軸方向へ伝搬する弾性表面波を使用する状態）であり、ＩＤＴの交差幅は３０から４０波長（λ）、アルミニウムから形成される電極膜厚みＨと弾性表面波波長λ（＝２×ＰＴ１）の比Ｈ／λは２％から４％程度の範囲にある。図１の他の構成条件として、ＩＤＴ１、ＩＤＴ２，ＩＤＴ３の電極指対数Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の設定と図１の１０３と１０５にて示された交差導体１および交差導体２の幅寸法，Ｄ１、Ｄ２について、図６から図８を用いて述べる。
図６はトータルの対数Ｍ（＝Ｍ１＋Ｍ２＋Ｍ３）に対する、フィルタの通過帯域幅を与えるｆ（Ｓ０）とｆ（Ａ０）の周波数差Δｆ＝（ｆ（Ｓ０）−ｆ（Ａ０））／ｆ（Ｓ０）（ｐｐｍ単位）の特性６００を示したものである。周波数温度特性が良い水晶基板に対して求められることが多い１０００〜１５００ｐｐｍ程度の前記Δｆを得るためには、Ｍが１４０から１８０対程度がよいことがわかる。
次に図７は各ＩＤＴの対数を設定する条件について示したものである（直線７００）。ＩＤＴの分割数ＤＩＶにより、各対数値はＭ１＝Ｍ２＝Ｍ／ＤＩＶ、Ｍ３＝Ｍ−２×Ｍ１にて決定される。ＩＤＴの分割数ＤＩＶが２．１から２．４の範囲であれば１０００から１５００ｐｐｍ程度の通過帯域幅のものが得られる。
次に、図８はＤ１、Ｄ２の交差導体幅を決定する条件について述べている。まず基本的条件としては、単一の共振モード（Ｓ０とＡ０のみ）を発生させるために、ＩＤＴ１とＩＤＴ３との間および、ＩＤＴ２とＩＤＴ３との間に、接地電位側に接続したクロスバスバー導体を配置し、このクロスバスバー導体幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１、Ｄ２を、弾性表面波の波長をλ＝２（ＰＴ１）あるいは２（ＰＴ２）として、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）となるように構成することが必要である。この条件からはずれた場合には、Ｓ０モードのさらに高周波数側１００００ｐｐｍ付近に非エネルギー閉じ込め型基本波モードと推測される未知なるモードが発生する。これは基板の属性のひとつである上側伝搬帯の放射波が原因であると推測される。図８において、Ｄ１、Ｄ２が２０から１００μｍ（２〜３λ程度に相当）の範囲であれば、１０００から１５００ｐｐｍの通過帯域幅Δｆが確保できることがわかる。ただし、周波数上昇率はＩＴ１＝ＩＴ２＝１．６、ＩＴ３＝０．７とした。
（実施例２）
つぎに、本発明の第２の実施例について、縦多重モードフィルタのうち、振動モードが基本波対称縦モードＳ０と基本波斜対称縦モードＡ０、さらに１次対称縦モードＳ１の３つから合成される縦３重モードフィルタについて、一実施例を図１２と図１３により、またその特性を図１４から図１９を用いて説明する。なお、本願では、基本波を０次としているので、１次は高次モードに相当する。
図１２は本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタの他の例である縦３重モードＳＡＷフィルタの一実施例である。図１中の各部の名称は、１２００は圧電体平板、破線にて囲まれた１２０１は反射器１、１２０７は反射器２、１２０２、１２０４と１２０６はすだれ状電極（ＩＤＴ１，ＩＤＴ３，ＩＤＴ２）、１２１２と１２１３等は反射器１および反射器２のストリップ導体、１２１４と１２１５等はそれぞれ、前記ＩＤＴ１の負極側電極（接地側電極）と正極側電極指、軸直線１２１６は前記ストリップ導体及び電極指に直又する弾性表面波伝搬方向であるＸ軸であり、前記軸１２１６に直交して、前述の周波数ポテンシャルを表すω軸を表示した。階段状の直線で表された１２１７は、本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタが有する、Ｘ軸方向の状態で表わす周波数ポテンシャル関数である。さらに、１２０３と１２０５は、それぞれ、弾性表面波の伝搬路を交差して、隣接するＩＤＴの電極指を接続する交差導体１と交差導体２と呼ぶものである。ただし、１２０５の片端部は切れた状態になっている。１２０８は１２０２の送信側ＩＤＴ１の正極の電極指群に接続する信号源、１２１０は受信側のＩＤＴ２の正極側６極指群に接続する負荷抵抗、１２０９と１２１１の信号は本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタを外部接地端子（外付けの容器であるアース等）に接続した状態を表わす。反射器１（１２０１）、反射器２（１２０７）の周期的に配列されたストリップ導体の周期長をＰＲで表し、ＩＤＴ１（１２０２）、ＩＤＴ２（１２０６）、ＩＤＴ３（１２０４）の電極指の周期長をそれぞれＰＴ１、ＰＴ２，ＰＴ３で表している。
圧電体平板１２００は例えば、水晶単結晶より切り出される水晶板（ＳＴカットとかＫカット）あるいはタンタル酸リチウム等の鏡面研磨が施された圧電基板よりなる。また、ＩＤＴ１２０２、１２０４と１２０６および反射器１２０１と１２０７を形成する導体パターンは、圧電体平板上に、Ａｌ等の導体金属膜を蒸着あるいはスパッタ等の薄膜形成手段により形成し、フォトリソグラフィ技術によりパターン形成して得られる。３個のＩＤＴ及び１対の反射器全体で２端子対の縦多重モードＳＡＷフィルタ（３重モードＳＡＷフィルタ）を構成している。
本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタを構成する際の要点は、まず第一に、電極指１２１４（負電極）と１２１５（正電極）を１対と数えて、３個のＩＤＴ１，ＩＤＴ２，ＩＤＴ３全体が有する総対数をＭ対としたときに、ＩＤＴの電極全体でのトータル反射係数Γを前述の（１）式の通り定義して、１０＞Γ＞０．８とした、いわゆるエネルギー閉込型ＳＡＷ共振子を構成することである。
例えば、水晶のＳＴカットにおいて、Ａｌ導体で形成されたＩＤＴであれば、ｂ＝０．２５５、Ｈ／λ＝０．０３としてＭ＝８０対とすれば、十分に図１２の１ポートＳＡＷ共振子を構成できる。このときΓ＝２．４４８程度となることはすでに述べた通りである。本発明の場合には、前記Ｍを３つのＩＤＴ１と、ＩＤＴ２、ＩＤＴ３に分割して、第１のＩＤＴＩをフィルタの送信側にし、ＴＤＴ２を受信側に配置したものである。また、反射器１とＩＤＴ１との間の最近接した平行導体間の距離は、ＩＤＴ１の１周期長が有するライン（金属導体で被覆された部分）とスペース（金属導体が無い部分）のうちスペースの幅としている。反射器２とＩＤＴ２との間の最接近した平行導体間の距離も同様である。
つぎに構成上の第２の要点は、ＩＤＴ１，ＩＤＴ２、ＩＤＴ３が、図１２中の階段状の線１２１７で示された周波数ポテンシャル関数をもつことである。ＩＤＴ１は周波数ポテンシャル値ω1を、ＩＤＴ２は周波数ポテンシャル値ω2（＝ω1）を、ＩＤＴ３は周波数ポテンシャル値ω3を有する。
これらの周波数ポテンシャルと周期長との関係式はすでに述べたような関係となる。即ち、ω1＝２πＶs／（２×ＰＴ１）、ω2＝２πＶs／（２×ＰＴ２）、ω3＝２πＶs／（２×ＰＴ３）、ωR＝２πＶs／（２×ＰＲ）の関係にある。本発明の実施例２においては、ω1，ω2＜ω3かつω1，ω2，ω3＞ωRの関係に設定する。さらにこの関係式に前記周期長の関係式を代入すると、ＰＴ３＜ＰＴ１，ＰＴ２およびＰＴ１、ＰＴ２＜ＰＲが得られる。さらにＰＲで規格化した値を用いると都合がよい。即ち、ＩＴｉ＝（ＰＲ−ＰＴｉ）／ＰＲ／ε（ｉ＝１〜３）と定義する。前記ＩＴｉを各々のＩＤＴの周波数上昇率と呼ぶことにする。これらの詳細な値は後述する。
以上の構成にて得られる本発明の縦多重（３重）モードＳＡＷフィルタの動作状態を図１３に示す。図中の１３００と１３０１、１３１０は不発明に利用する３つの固有な振動モードの変位振幅の状態（実際の振動状態ｖ（Ｘ）＝Ｖ（Ｘ）ＳＩＮ（ｋＸ＋φ）の包絡線形状Ｕ（Ｘ））を示している。Ｓ０モードは基本波縦対称モードを、Ａ０モードは基本波斜対称縦モード、Ｓ１モードは１次対称縦モードと呼ばれるものである。図中１３０２と１３０６は反射器１と反射器２、１３０３、１３０４、１３０５はそれぞれＩＤＩ１、ＩＤＴ３、ＩＤＴ２である。１３０７は弾性表面波の伝搬方向を示すＸ軸、１３０８は前記変位Ｕ（Ｘ）の大きさを示す軸である。
次に、本発明の縦多重（３重）モードＳＡＷフィルタが示す動作特性につき、前述の図１２の実施例について、図１４から図１９を用いて説明する。
まず、図１８に縦多重モードＳＡＷフィルタの動作伝送特性１８００を負荷抵抗50Ω（図１２の１２１０）とした５０Ω系にて測定したものである。図１８中において、モードＳ０の周波数ｆ（Ｓ０）において、挿入損失Ｓｂ（Ｓ０）（ｄＢ）値を、モードＡ０の周波数ｆ（Ａ０）において、挿入損失Ｓｂ（Ａ０）（ｄＢ）値を、モードＳ１の周波数ｆ（Ｓ１）において、挿入損失Ｓｂ（Ｓ１）（ｄＢ）値をとっている。これらはそれぞれ、前記基本波対称縦モードＳ０の共振振幅と基本波斜対称縦モードＡ０の共振振幅、１次対称縦モードＳ１の共振振幅の大きさを表している。井振振幅が大きい程Ｓｂ（Ｓ０）、Ｓｂ（Ａ０）、Ｓｂ（Ｓ１）の値は小さくなる。従来例においては、図１８のように挿入損失Ｓｂ（Ｓ１）、Ｓｂ（Ａ０）はＳｂ（Ｓ０）より大きく、フィルタの通過帯域の平坦性を損なう結果となっていた他、３個のモード間の周波数差ＤＦ１＝ｆ（Ｓ０）−ｆ（Ａ０）およびＤＦ２＝ｆ（Ａ０）−ｆ（Ｓ１）が著しく異なり、結果としてフィルタインピーダンスが前記周波数領域ＤＦＩとＤＦ２において異なり、振幅特性にリップルが発生していた。
本発明は、このフィルタの通過帯域の平坦性を改善したものであり、その手法は、図１２の１２０４に示すＩＤＴ３を、Ｓ０とＡ０、Ｓ１の振動モード振幅を制御すべく設けたことにより達成している。
図１４に、前記ＩＤＴＩ（図１２の１２０２）の周波数上昇率ＩＴ１＝ＩＴ２を変えた場合の、前記Ｓｂ（Ｓ０）とＳｂ（Ａ０）、Ｓｂ（Ｓ１）の変化の様子を示す。ＩＤＴ３の周波数上昇率ＩＴ３は１．３０とした。図中の曲線１４００がＳ０モードのＳｂ（Ｓ０）、曲線１４０１がＡ０モードのＳｂ（Ａ０）、曲線１４０２がＳ１モードのＳｂ（Ｓ１）値である。IＤＴ１を１．１から０．８とすることにより（＜ＩＴ３）、Ｓｂ（Ｓ１）はＳｂ（Ｓ０）、Ｓｂ（Ａ０）に近づき、結果としてフィルタの平坦性が向上する。ことに、ＩＴ１＝１．０５のＰ点付近において、前記周波数差ＤＦＩ＝ＤＦ２が成り立ち、前述の通りリップルが無い最適条件となる。なお、１４０３はＤＦ１、１４０１はＤＦ２を表す。この現象が発生する原因は、図２のＡ０（２０１）モードが、ＩＤＴＩとＩＤＴ２の周波数上昇率をＩＤＴ３より小さくとることにより、モードＳ１のエネルギー閉じ込め現象が減少して、共振周波数がＳ０モードに接近したものと考えられる。こうして得られた本発明の伝送特性は図１９の曲線１９００の様になる。この場合においては、負荷抵抗ＲＬ（図１２の１２１０）を３００Ωとして、マッチングをとった状態にある。同図から３ｄＢ通過帯は平坦となっていることがわかる。
最後に、本発明の他の構成条件について説明する。共通の構成条件として、圧電体平板（図１２の１２００）が水晶ＳＴカットＸ伝播（３０度から４０度の回転Ｙ板におけるＸ軸方向へ伝搬する弾性表面波を使用する状態）であり、ＩＤＴの交差幅は３０から４０波長（λ）、アルミニウムから形成される電極膜厚みＨと弾性表面波波長λ（＝２×ＰＴ１）の比Ｈ／λは２％から４％程度の範囲にある。図１２の他の構成条件として、ＩＤＴ１、ＩＤＴ２，ＩＤＴ３の電極指の対数Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の設定と、図１２の１２０３と１２０５にて示された交差導体１および交差導体２の幅寸法Ｄ１、Ｄ２につき図１５、図１６、図１７を用いて述べる。
図１５はトータルの対数Ｍ（＝Ｍ１＋Ｍ２＋Ｍ３）に対する、フィルタの通過帯域幅を与えるｆ（Ｓ０）とｆ（Ｓ１）の差Δｆ＝（ｆ（Ｓ０）−ｆ（Ｓ１））／ｆ（Ｓ０）（ｐｐｍ単位）の特性１５００を示したものである。周波数温度特性が良い水晶基板に対して求められることが多い１５００〜２５００ｐｐｍ程度の前記Δｆを得るためには、Ｍが２００から３００対程度がよいことがわかる。また、図中の曲線１５０１は、Ａ０モードの挿入損失ＳＢ（Ａ０）（ｄＢ）であり、このＭの範囲でほぼ平坦な特性をとる。
次に、図１６はＩＤＴ１、ＩＤＴ２、ＩＤＴ３の対数Ｍ１，Ｍ２、Ｍ３を設定する条件について示したものである（直線１６００、１６０１）。ＩＤＴの分割数ＤＩＶにより、それぞれの対数の値はＭ１＝Ｍ２＝Ｍ／ＤＩＶ、Ｍ３＝Ｍ−２×Ｍ１にて決定される。ＩＤＴの分割数ＤＩＶが２．１から２．４の範囲であれば１８００から２０００ｐｐｍ程度の通過帯域幅のものが得られる。また、Ａ０モードの挿入損失をみると、５±１ｄＢ範囲にあり十分な特性である（曲線１６０１）。
次に、図１７は前記Ｄ１、Ｄ２の又差導体幅を決定する条件について述べている。まず基本的条件としては、単一の共振モード（Ｓ０とＡ０、Ｓ１のみ）を発生させるために、ＩＤＴＩとＩＤＴ３間および、ＩＤＴ２とＩＤＴ３間に、接地電位側に接続したクロスパスバー導体を配置し、このクロスパスバー導体幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１、Ｄ２を、弾性表面波の波長をλ＝２（ＰＴ１）あるいは２（ＰＴ２）として、ｎλ＋（１／４）λ、あるいはｎλ＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）となるように構成することが必要である。この条件からはずれた場合には、Ｓ０モードのさらに高周波数側１００００ｐｐｍ付近に非エネルギー閉じ込め型基本波モードと推測される未知なるモードが発生する。これは基板の属性のひとつである上側伝搬帯の放射波が原因であると推測される。図１７において、Ｄ１、Ｄ２が２０から１００μｍ（２〜３λ程度に相当）の範囲であれば、１７００から１９００ｐｐｍの通過帯域幅Δｆが確保できることがわかる。ただし前記周波数上昇率はＩＴ１＝ＩＴ２＝１．０、ＩＴ３＝１．３、Ｍ＝Ｍ１＋Ｍ２＋Ｍ３＝２５８対、ＤＩＶ＝２．３とし、フィルタの公称周波数は３００から５００ＭＨｚ範囲とした。さらに、ＩＴ３の範囲は１．３を含む０．９〜１．５の範囲で前述とほぼ同等な特性が得られることがわかった。
最後に、図２０と図２１において、本発明の実施例１と実施例２に共通する構成につき説明する。まず図２０は、前述のＩＤＴＩとＩＤＴ２（例えば図１の１０２と１０６のすだれ状電極）について、横インハーモニックモードを抑圧するための重み付け電極の構成である。前記横インハーモニックモード群は、前述の式（２）において、計算される固有モード群である。本発明の縦多重モードフィルタにおいては、前述のＳ０、Ａ０、Ｓ１モードに付随する横インハーモニックモードを完全に抑圧する必要がある。この方法として余弦関数（ｃｏｓ（Ｙ））のよるＩＤＴの幅重み付けを行うことが知られている(文献;Ｗ．Ｈ．Ｈaydlet  al:“MULTIMODE  SAW  RESONATORS−A  METHOD  TO  STUDY  THE  OPTIMUMRESONATORDESIGN”,  Ultrasonics  Symposium  Proceedings  1976)。この方法により横インハーモニックモードが抑圧される理由は、各モードが相互に直交する変位を有しており、特定のモード変位に比例してＩＤＴの励振領域を形成すれば、前記特定モードのみを励振できることによる。ここで相互に直交するとは、２つの固有モードの変位関数ψｉ（Ｙ）とψｊ（Ｙ）の積のＹについての積分が零となることである。
本発明に用いたＩＤＴの幅重み付け法は、従来の方法をさらに精密にしたものであり、図２０が図示する次のような手段によるものである。
前記ＩＤＴ１（第１のすだれ状電極）およびＩＤＴ２（第２のすだれ状電極）の交差幅を設定する関数Ｗｃ（Ｘ）（図２０の２００６のＹ（Ｘ）、ただしＷｃ（Ｙ）＝２Ｙ（Ｘ）の関係にある。）が、Ａを任意定数とし、ｋ0を基本波モードＳ０のＹ軸方向（２００１）波数として、横インハーモニックモードの前記基本波モードＳ０の変位関数ψ0（Ｙ）をψ0（Ｙ）＝Ａｃｏｓ（ｋ0Ｙ）とするとともに、Ｘ0を前記すだれ状電極のＸ軸方向中央位置（Ｙ軸のある位置とする）とし、さらにＸとＹの関係式Ａｃｏｓ（ｋ0Ｙ）＝｜Ｘ−Ｘ0｜を使って、Ｗｃ（Ｘ）＝Ａｃｏｓ（ｋ0Ｙ）の式で決定されている。さらに、ＩＤＴ１（第１のすだれ状電極）およびＩＤＴ２（第２のすだれ状電極）の交差幅の寸法Ｗｃ（Ｘ）は、ＩＤＴの正負極性の給電導体間に接続する電極指群を、１／４波長以下の分割幅で分離して形成している（図２０のＧ）。この様にすることにより、正負電極指の一対が形成する電界により励振される弾性変位が、前記分割部で途切れずになめらかにＹ軸方向に伝搬して、不来の変位状態ψ0（Ｙ）を発生することができる。従って、各モード間の直交性が良く保たれ、横インハーモニックモードの抑圧が優れてできることになる。
つぎに、図２１を用いて本発明の第３のすだれ状電極（ＩＤＴ３）の他の構成につき説明する。図２１中の２１００と２１０１は前述の第１のすだれ状電極（ＩＤＴ１）と第２のすだれ状電極（ＩＤＴ２）の部分を示す。破線で囲まれた領域２１０２は第３のすだれ状電極（ＩＤＴ３）である。この領域は分割部分２１０３により２つの部分２１０４と２１０５に分かれており、電極指群２１０６と２１０７等は、給電導体２１０８、２１０９、２１１３、２２１４等のいずれかに接続した状態と、全く接続しない状態を交互にとるものとする。
まず最初に、分割領域２１０３による効果を説明する。図２１中の２１１０は、弾性表面波の伝搬方向を示すＸ軸、２１１１は縦モードの変位量Ｕ（ｘ）の相対値を表す軸である。また曲線２１１２は、本発明に用いる振動モードの一つである基本波斜対称モードＡ０の振幅の包絡線変位Ｕ（Ｘ）の形である（変位関数、ｖ（Ｘ）＝Ｕ（Ｘ）、ｃｏｓ（ｋＸ）のＵ（Ｘ）のこと）。分割部分２１０３を境にして変位２１１２は、同一極性側にある電極指に発生する電荷の極性は逆相となっており、分割線がなければ短絡してジュール熱を発生し、エネルギー損失が発生することになって、共振の抵抗分が発生して、Ａ０モードの挿入損失が増加することになる。もっとも、以上の現象によるエネルギー損失が軽微な場合、すなわち、第３のすだれ状電極の電極指の対数Ｍ３が少ない場合のことであるが、このような場合には、前記電極指群２１０６と２１０７等の全てを、両側の給電導体２１０８、２１０９、２１１３、２１１４に接続して用いてもかまわない。
以上詳細に述べたことは水晶でなく他の材料を用いた縦多重モードＳＡＷフィルタでも成り立ちうるし、周波数下降型の基板に対しては周波数ポテンシャル軸の方向を逆に取ると同様に成り立つことは容易に推測できる。このことは、半導体基板における電流の運搬をつかさどるキャリア（弾性表面波に相当）が電子（マイナス電荷）（弾性表面波の上側伝搬帯に相当）か、正孔（ホール）（プラス電荷）（弾性表面波の下側伝搬帯）の違いに喩えると理解し易い。
以上述べたように不発明によれば、例えば周波数上昇型でエネルギー閉じ込め型のＳＡＷ共振子を構成した上でＩＤＴを３個に分割し、第一のＩＤＴ１を入力端子対に、第二のＩＤＴ２を出力端子対にし、第一と第二の中間に第三のＩＤＴ３を新たに設けて、フィルタを合成する２つの縦モードＳ０とＡ０、あるいは３つの縦モードＳ０とＡ０とＳ１の振動変位の振幅を制御できるようにし、ＩＤＴ１、ＩＤＴ２、ＩＤＴ３の電極周期長を変えて周波数ポテンシャルを適正化することにより、Ｓ０とＡ０、あるいはＳ０とＡ０．５Ｓ１の共振振幅強度を等価にして、縦多重モードＳＡＷフィルタの通過帯域の伝送特性を平坦化できる。その結果、水晶基板のような周波数温度特性に優れかつ、電気機械結合係数の小さな基板を使って、挿入損失と帯域外減衰量において優れた特性を有する共振子型の縦多重モードフィルタにおいて、１０００から１５００ｐｐｍの比較的広い帯域幅が実現でき、今後多大なメリットが期待できる。
（産業上の利用可能性）
最近とみに移動体通信がさかんとなり、電波事情が輻輳するために、空中伝播路のノイズが増加している。このような中で、特定小電力や微弱無線等の狭帯域な無線装置も依然使われている。
本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタは、これら無線装置の受信機側の帯域通過フィルタとして使うことにより、装置の高信頼な動作とＳ／Ｎ向上を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の縦多重モードＳＡＷフィルタを示す平面図。
【図２】本発明の一実施例である縦多重モードＳＡＷフィルタの振動変位の状態を示す概念図。
【図３】ＳＡＷ共振子のエネルギー閉じ込め現象を説明する概念図。
【図４】グレイティングを形成した圧電体基板の基本物性を示す特性図。
【図５】本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタの周波数ポテンシャルと挿入損失の関係を示す特性図。
【図６】図１本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタのトータル対数Ｍ−対−振動モード間周波数差を示す特性図。
【図７】図１本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタのＩＤＴ分割数ＤＩＶ−対−振動モード間周波数差を示す特性図。
【図８】図１本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタのＩＤＴ間隔Ｄ１、Ｄ２−対−振動モード間周波数差を示す特性図。
【図９】従来の縦多重モードＳＡＷフィルタの５０Ω系での伝送特性を示す特性図。
【図１０】本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタの５０Ω系での伝送特性を示す特性図。
【図１１】本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタのインピーダンスマッチング状態での伝送特性を示す特性図。
【図１２】本発明の他の実施例の縦多重モードＳＡＷフィルタを示す平面図。
【図１３】本発明の他の実施である縦多重モードＳＡＷフィルタの振動変位の状態を示す概念図。
【図１４】本発明の他の実施例が示す縦多重モードＳＡＷフィルタの周波数ポテンシャルと帯域幅および挿入損失の関係を示す特性図。
【図１５】本発明の他の実施例が示す図１２縦多重モードＳＡＷフィルタのトータル対数Ｍ−対−振動モード間周波数差を示す特性図。
【図１６】図１２本発明の他の実施例が示す縦多重モードＳＡＷフィルタのＩＤＴ分割数ＤＩＶ−対−振動モード間周波数差を示す特性図。
【図１７】図１２本発明の他の実施例が示す縦多重モードＳＡＷフィルタのＩＤＴ間隔Ｄ１、Ｄ２−対−振動モード間周波数差および挿入損失を示す特性図。
【図１８】図１２本発明の他の実施例が示す縦多重モードＳＡＷフィルタの５０Ω系での伝送特性を示す特性図。
【図１９】図１２の縦多重モードＳＡＷフィルタのインピーダンスマッチング状態での伝送特性を示す特性図。
【図２０】本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタにおける、第１および第２のＩＤＴの一実施例が示す平面図。
【図２１】本発明の縦多重モードＳＡＷフィルタにおける、第３のＩＤＴの一実施例が示す平面図。
【符号の説明】
１００…圧電体平板、１０１…反射器１、１０２…すだれ状電極（ＩＤＴ１）、１０４…すだれ状電極（ＩＤＴ３）、１０６…すだれ状電極（ＩＤＴ２）、１０７…反射器２、１１４…電極指（負電極）、１１５…電極指（正電極）、１２００…圧電体平板、１２０１…反射器１、１２０２…すだれ状電極（ＩＤＴ１）、１２０４…すだれ状電極（ＩＤＴ３）、１２０６…すだれ状電極（ＩＤＴ２）、１２０７…反射器２、１２１４…電極指（負電極）、１２１５…電極指（正電極）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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