(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号内に生ずる直流電圧が信号線内の直流電圧の分離手段（Ｃ１）によって分離される際の前記信号のオフセット電圧を低減し、かつ前記オフセット電圧を低減するために前記分離手段の出力（Ｐ２）に、前記分離手段の前に存在する第１の信号（Ｓ１）に基づいて形成される第２の信号（Ｓ２）が接続される方法において、
前記直流電圧の分離手段（Ｃ１）の前に存在する前記第１の信号（Ｓ１）がハイパスフィルタにかけられ、
前記第２の信号（Ｓ２）は、定電圧（Ｖref）が前記ハイパスフィルタにかけられた信号（Ｓ３）に加算されて形成され、
前記第２の信号（Ｓ２）が前記分離手段の出力（Ｐ２）に所定時間だけ接続されることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記ハイパスフィルタにかける際に、前記信号線よりも高い下限周波数が用いられることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
信号線内に信号の直流電圧成分を分離するための分離手段（Ｃ１）と、第２の信号（Ｓ２）を前記分離手段（Ｃ１）の出力（Ｐ２）に接続するための手段（３）と、前記分離手段（Ｃ１）の前に存在する第１の信号（Ｓ１）に基づいて前記第２の信号（Ｓ２）を形成するための手段（４，５）とを備える場合に信号のオフセット電圧を低減する回路装置において、
前記第２の信号（Ｓ２）を形成するための手段は、前記第１の信号（Ｓ１）をフィルタにかけるハイパスフィルタ（４）と、基準電圧（Ｖref）を前記第１の信号（Ｓ１）から導出した信号（Ｓ３）に加算するための加算器（５）と、を備え、
前記回路装置は、制御パルス（ＤＣＮ）を形成してこれを前記第２の信号（Ｓ２）を前記分離手段の出力（Ｐ２）に所定時間だけ接続するための手段（３）へと送るための手段を備えることを特徴とする回路装置。
【請求項４】
前記ハイパスフィルタ（４）の下限周波数が、信号線のインピーダンスとともに前記分離手段（Ｃ１）によって形成される信号線の下限周波数よりも高いことを特徴とする請求項３に記載の回路装置。
【請求項５】
前記第２の信号（Ｓ２）を接続するための前記手段（３）は、演算増幅器（１７，１８）と、その出力に接続された制御可能な半導体スイッチ（１５，１６）とを備えることを特徴とする請求項３または４に記載の回路装置。
【請求項６】
前記第２の信号（Ｓ２）を接続するための前記手段（３）は、その出力を高インピーダンス状態に制御可能である演算増幅器（１７ａ，１８ａ）を備えることを特徴とする請求項３または４に記載の回路装置。
【請求項７】
直接変換受信器の一部であることを特徴とする請求項３から６のいずれか一項に記載の回路装置。
【請求項８】
移動局受信器の一部であることを特徴とする請求項３から７のいずれか一項に記載の回路装置。
【請求項９】
ディジタル時分割移動通信システムの一部であることを特徴とする請求項３から７のいずれか一項に記載の回路装置。
【請求項１０】
請求項１または２に記載の方法の、ベースバンド信号のオフセット電圧を低減するための直接変換受信器への利用。
【請求項１１】
請求項１または２に記載の方法の、移動局の受信器への利用。
【請求項１２】
請求項１または２に記載の方法の、ディジタル時分割移動通信システムへの利用。
【発明の詳細な説明】
本発明は、信号のオフセット電圧を低減させる方法および回路装置に関する。本発明は、移動局のようなデータ転送用のディジタル時分割システムの受信器に好適に応用できる。オフセット電圧とは、信号に加算された電圧、すなわち本質的には受信した有効な信号には含まれない直流電圧のことである。
一般的な問題点の１つは、オフセット電圧がベースバンド信号へと加算されることである。このことは例えば、移動通信で使用されるＩ／Ｑ受信器、すなわち同相信号および直角信号においてベースバンドが形成される受信器で起こり得る。この問題はそこでは、いわゆる直接変換型受信器では特に問題となり、受信した信号がベースバンドへと直接に変換され、ベースバンドがゼロ周波数近くまで拡大する。そのときは、オフセット電圧は前段ノイズよりも著しく高くなり、そうなると信号対ノイズ比はオフセット電圧のこの作用によって大幅に劣化する。
オフセット電圧の形成の原因としては多くの種々の要因が考えられる。すなわち、
受信器のローカル発振器自体が受信器の前部、すなわち高周波部分とリンクになることがあり、そのような場合はローカル発振器の信号は無線周波数ゲート、すなわちＩ／Ｑ変調器のＲＦゲートとのアクセスを得て、ローカル発振器ゲート、すなわち実際のミキサのＬＯゲートに入る実際のローカル発振器信号とミキシングされ、ミキサの出力端子でオフセット信号を形成する。この信号の強度は、ローカル発振器信号の位相およびレベルによって左右される。このような現象は例えば特許明細書〔１〕ＵＳ５  ２１２  ８２６にさらに詳細に記載されている。
第２に、チャネル周波数に衝撃を与えるクロック発振器の高調波周波数は、ローカル発振器信号とミキシングされ、Ｉ／Ｑ復調器内のミキサーの出力端子で直流電圧を生成できる。
中間周波数を利用している受信器では、第２のローカル発振器信号自体が第１のローカル発振器信号にリンクされることがあり、このような場合は、信号は第１のミキサ内で互いにミキシングされ、その結果、それらの信号が中間周波数に影響を与えるミキシング結果を招き、Ｉ／Ｑ復調器の出力にオフセット電圧を発生する。
さらに、オフセット電圧は受信器の供給電圧のスイッチ・オンによってベースバンド信号内に発生することがある。
オフセット電圧の発生の原因になる上記の現象については、当業者には周知の現象であるので本明細書の文脈ではこれ以上詳細には説明しない。さらに、オフセット電圧を除去するには従来から幾つかの方法が公知である。すなわち、
オフセット電圧が受信時間全体を通して一定に留まっている場合は、オフセット電圧をディジタル式に除去することが可能であろう。しかしその場合には、発生し得る最高のオフセット電圧のため、アナログ／ディジタル変換器、すなわちＡ／Ｄ変換器のダイナミクスを拡張するべきであり、そのためＡ／Ｄ変換器の価格は著しく高くなってしまうだろう。加えて、付加的なディジタル信号処理にはより高いクロック周波数が必要になり、ひいてはそれによって装置の電流消費が高くなろう。
信号の漏れおよび有害な接続に起因する問題は、ＲＦシールドを増強することによって軽減できるが、そうすると装置のサイズおよび重さが増し、特に直接変換受信器に関しては、このアプローチで問題を適正に解決することはできない。
２つの中間周波数を利用することによって、問題点をほぼ完全に解決することができるが、大量の部品と中間周波数フィルタが必要であるので、受信器は高価なものになり、サイズも大きくなる。
図１は移動局の送信器−受信器の公知のブロック図であり、このブロック図では受信器はいわゆる直接変換受信器である。アンテナ１３８によって受信されるＲＦ信号は双方向フィルタ（duplex filter）１０２によって前置増幅器１０４に送られる。双方向フィルタの目的は、送信と受信の両方に同じアンテナを使用できるようにすることである。時分割システムでは、双方向フィルタの代わりに同期アンテナ切換えスイッチを使用することもできる。増幅器１０４から受信されたＲＦ信号はローパスフィルタ１０６にかけられ、Ｉ／Ｑ復調器１０８で、同相信号１０８ａと、直角信号１０８ｂとに復調される。復調に必要なローカル発振器信号１１４ｂは合成器１１４から受信される。ブロック１１０で、直流電圧の除去と自動利得制御（ＡＧＣ）とが実行される。ブロック１１０は処理ブロック１１６によって制御され、このブロックには例えばマイクロプロセッサが含まれていてもよい。自動利得制御は信号１１０ａによって調整され、オフセット電圧の除去は信号１１０ｂによって調整される。ブロック１１０から受信される信号はブロック１１２内でディジタル信号に変換され、信号はそこからさらに処理ブロック１１６内のディジタル信号処理回路へと転送される。
送信器ユニットはＩ／Ｑ変調器１２８を備えており、これは同相信号１２８ａおよび直角信号１２８ｂから搬送周波数信号を形成する。この信号は、フィルタ１３０によってローパスフィルタにかけられ、および／またはハイパスフィルタにかけられる。搬送周波数信号はＲＦ増幅器１３２によって増幅され、増幅された信号は双方向フィルタ１０２を介してアンテナ１３８へと伝送される。送信器の電力制御装置１３４は、測定された出力電力１３６およびプロセッサから受信された制御１３４ａに基づいて、ＲＦ増幅器１３２の増幅を制御する。
図１はさらに、付属の処理装置と、メモリユニット１２６と、表示装置１１８、キーボード１２０、マイクロフォン１２２、および受話口１２４からなるユーザ・インターフェース手段をも示している。
次に、図２によってこれはオフセット電圧を低減するための公知の回路装置をより詳細に説明するが、図１に示した受信器のブロック１１０にリンクしている。時分割多元アクセス（ＴＤＭＡ）の場合のような解決方法は例えば文献〔１〕に説明されている。
図２に示した回路では、ベースバンド信号Ｖinが増幅器１に伝えられる。増幅器１の出力端子Ｐ１は、コンデンサＣ１を介して増幅器２の入力端子Ｐ２に伝えられる。増幅器２の位置に例えばアナログ／ディジタル変換器を配置することもできる。増幅器２の入力端子には、抵抗Ｒ１を介して基準電圧が伝えられている。受信の開始前に、短い制御パルス（ＤＣＮ）がスイッチ３をオン状態に切換え、その場合、コンデンサＣ１の出力端子は基準電圧Ｖrefに設定され、オフセット電圧がある場合にはこれはポイントＰ２で散逸される。
図３は、ポイントＰ１に生じるベースバンド信号を示しており、この信号内でオフセット電圧が０．５ｍｓの時点で発生する。この図では、信号を示した他の全ての添付図面の場合と同様に、縦軸は信号の振幅を示し、横軸は時間を示している。ＤＣＮパルスを利用しない場合は、ポイントＰ２および出力信号Ｖoutで、ベースバンド信号に加えて、Ｖrefの値にゆっくりと接近する直流電圧成分であるゆっくりと降下するオフセット電圧が生じる。ポイントＰ２に生じる信号は図４に示してある。オフセット電圧はコンデンサＣ１を使用するだけで自力で低減できることとに留意されたい。しかし、コンデンサＣ１はベースバンド信号の下限周波数に基づいて設計される必要があり、オフセット電圧の時定数が、実際にははるかに大きいのはそのためである。
図５は、信号経路にベースバンド信号Ｖinがない場合を示しているが、ポイントＰ２ではオフセット電圧だけが生じ、これは図５にも示すＤＣＮ制御パルスを使って除去される。ＤＣＮ制御パルスの立ち上がりの後、ポイントＰ２に生じるオフセット電圧が散逸することが、図５からは容易に見て取れる。
図６は、信号経路に、オフセット電圧に加えて有効なベースバンド信号が存在する状態を示している。ＤＣＮ制御パルスは、図５に示した場合と同様にポイントＰ２に生じるオフセット電圧を除去するが、ＤＣＮ制御パルスが終了すると、ポイントＰ２には負のオフセット電圧が発生する。このような状況では、オフセット電圧は散逸せず、オフセット電圧の除去回路の動作によって、基準電圧Ｖrefの方向にゆっくりと降下する新たなオフセット電圧が発生する。オフセット電圧除去回路に起因するこの新たなオフセット電圧は、ＤＣＮ制御パルスが終了した瞬間、コンデンサＣ１で発生するベースバンド信号の瞬間値がどれくらいの大きさかによって左右される。
オフセット電圧除去回路に起因する新たなオフセット電圧を回避するには、上述の解決方法において、受信した信号が本質的にノイズであるような時点で、すなわち実際には信号受信の開始前に、オフセット電圧のゼロ化を行う必要がある。ＧＳＭ（移動通信用広域システム）およびＰＣＮ（パーソナル通信ネットワーク）システムのような移動通信用の多くの時分割システムでは、基地局によって送信される出力は、新たな時間間隔の開始前に遮断される。したがって、実際の受信の瞬間の開始前にも、すなわちオフセット電圧を除去するべき時間中にも、受信器にはベースバンド信号が存在する。上記のシステムにおいて、オフセット電圧を除去するための前述の方法が適用できない理由はそこにある。
本発明の目的は、信号のオフセット電圧を低減し、従来技術の上記の解決方法に関連する欠点を回避するための解決方法を考案することにある。
本発明の１つの思想は、コンデンサのような、直流電圧の分離手段の出力で、分離手段の前に存在する第１の信号に基づいて、好適にはハイパスフィルタにかけることによって形成される第２の信号を接続するというものである。このようにして、第２の信号の接続中に有効な信号の値を考慮に入れることができ、第２の信号を接続したことによる新たなオフセット電圧の発生を回避することができる。分離手段の「入力」および「出力」は、本明細書では有効な信号の動きの方向に基づいて定義されている。
本発明による方法の特徴は、直流電圧の分離手段の出力に接続された第２の信号が、上記の分離手段に先行する第１の信号に基づいて形成されるということにある。本発明による回路装置は、分離手段の前に存在する第１の信号に基づいて前記の第２の信号を形成するための手段を備えているということを特徴とする。本発明の好適な実施例は従属請求項に記載されている。
次に本発明を添付図面を参照してより詳細に説明する。
図１は、直接変換受信器を使用している従来から公知の移動局のブロック図を示す。
図２は、オフセット電圧を除去するための従来技術の回路装置を示す。
図３は、図２による回路装置に生じる入力信号を示す。
図４は、図２による回路装置に生じる出力信号を示す。
図５は、図２による回路装置に生じるオフセット信号と制御パルスとを示す。
図６は、図２による回路装置に生じるベースバンド信号、オフセット電圧、および制御パルスを示す。
図７は、本発明による方法の流れ図を示す。
図８は、本発明による回路装置を示す。
図９は、図８による回路装置に生ずる信号を示す。
図１０は、信号のオフセット電圧を低減するための本発明による回路装置の原理を示した図であり、この回路装置では制御可能スイッチを使用している。
図１１は、信号のオフセット電圧を低減するための本発明による回路装置の原理を示した図面であり、この回路装置では、スイッチ手段として演算増幅器を使用しており、それらの出力は高インピーダンス状態へと制御することができる。
図１２は、本発明による解決策を回路図として実際に実施したものを示している。
図１から６は、先行技術の記載の文脈で上記に説明してある。以下では、図７を使って本発明による方法を簡単に説明し、図８および９を使って本発明による回路装置とその動作とを説明する。その後、本発明の幾つかの実施例を図１０から１２を使って説明する。
図７は、信号のオフセット電圧を低減するための本発明による方法７００の流れ図である。この方法では、信号の直流電圧成分は、ブロック７０１でコンデンサＣ１のような分離手段によって分離される。同時に、分離手段の前に存在する第１の信号Ｓ１が、ハイパスフィルタ７０２にかけられ、ハイパスフィルタにかけられた信号Ｓ３は基準電圧Ｖrefへと加算され、ブロック７０３で第２の信号Ｓ２が生成される。最後に、生成された第２の信号Ｓ２が、分離手段Ｃ１の出力Ｐ２に所定時間だけ接続される。実際には次に同じベースバンド信号が分離手段の両方の端子内に入力を形成するので、第２の信号Ｓ２の接続が分離手段の出力から遮断された場合に、ベースバンド信号は分離手段の出力で顕著な新たなオフセット電圧を形成することはない。
図８は、本発明による回路装置の原理を示した図である。この回路装置は、例えば図１に示した移動局の送信器／受信器ユニットのブロック１１０に適用することができる。図８に示した構成では、ベースバンド信号Ｖinは増幅器１の入力に伝えられ、増幅器１の出力Ｐ１に生じる第１の信号Ｓ１は、２つの分岐経路へと伝えられたものである。すなわち、コンデンサＣ１を介して増幅器２に伝えられ、また、ハイパスフィルタ４を介して加算器５に伝えられたものである。加算器を使うことによって、ハイパスフィルタにかけられた信号Ｓ３は、基準電圧Ｖrefに加算される。加算の結果生じた信号、すなわち第２の信号Ｓ２は、スイッチ３に伝えられ、このスイッチは短い制御パルスＤＣＮによってオン状態へと制御される。コンデンサＣ１の端子には、ＤＣＮ制御パルスの継続期間全体を通して実際には同じベースバンド信号が存在し、したがってコンデンサ内のベースバンド信号によって電荷が発生することはほとんどない。このようにして、ＤＣＮ制御パルスが終了し、スイッチ３が開放された時、出力には顕著なオフセット電圧は生成されない。
本発明による解決策では、信号線を通過するベースバンド信号は、ＤＣＮ制御パルスの継続期間中はさえぎられることはなく、ＤＣＮ制御パルスの継続期間中、コンデンサの出力にハイパスフィルタにかけられたベースバンド信号が生ずる。ハイパスフィルタ４の下限周波数は好適には、信号線の下限周波数よりも高い。次に、第２の信号内に発生するオフセット電圧は、急速に減衰され、第２の信号を分離手段の出力に接続することによって、この分離手段内に生ずるオフセット電圧も急激に低減される。しかし、ハイパスフィルタの下限周波数がより高くても、ＤＣＮ制御パルスの継続期間を除いては実際の信号線の帯域には影響を及ぼさない。
図９は、図６に示した解決策の動作のシミュレーション結果を示している。この図では、図５に示した状況と同様のベースバンド信号とオフセット電圧とが回路内に導入されている。図７から、ＤＣＮ制御パルスの開始時点で、オフセット電圧は図５に示した状態と同様のやり方で散逸するが、ＤＣＮ制御パルスの終了時には、出力信号の直流電圧部分には変化がなく、したがって必然的にオフセット電圧が散逸されることが見て取れる。
図１０は、本発明による回路装置の原理を示した図である。この図では、Ｉ／Ｑ復調器１０からＩおよびＱ信号が得られ、これらの信号は、ローパスフィルタ１１および１２を介して、自動利得制御（ＡＧＣ）を有する増幅器１３および１４に伝えられる。その後、Ｉ信号およびＱ信号の両方とも２つの分岐経路へと分岐され、そのうちの第１の分岐は、ＤＣ分離コンデンサＣ１およびＣ２を介してＡ／Ｄ変換器ブロック１９の入力ＶiおとびＶqへと伝えられているものである。第２の分岐は、コンデンサＣ３およびＣ４と、抵抗Ｒ３およびＲ４とによって形成されたハイパスフィルタを介して、演算増幅器１７および１８、並びにスイッチ１５および１６とからなる能動スイッチ素子へと伝えられているものである。スイッチ素子は、ディジタル部品から受信された制御パルスＤＣＮによって制御される。抵抗Ｒ３およびＲ４は、基準電圧Ｖrefに接続されており、この場合は前述の基準電圧はハイパスフィルタにかけられた信号に加算される。スイッチ１５および１６が分離コンデンサＣ１およびＣ２へのオン状態へと制御されると、第２の信号は接続状態になる。これらの信号は基準電圧ＶrefとハイパスフィルタにかけられたＩおよびＱ信号との加算信号である。
図１１は、他の点では図１０と同様に動作する解決策を示しているが、図１１に示した解決策の場合は、演算増幅器１７ａおよび１８ａは能動スイッチ素子として動作し、それらの出力は高インピーダンス状態へと制御されることができる。次に、演算増幅器１７ａおよび１８ａは、演算増幅器の出力がアクティブ状態にあるＤＣＮ制御パルスの継続期間中を除く他の期間には、それらの出力が高インピーダンス状態にあるような方法で、制御信号ＤＣＮによって制御される。
図１２は、その出力が高インピーダンス状態へと制御された演算増幅器１７ａが使用された実際の実現の回路図を示している。この実現では、直流電圧の分離コンデンサＣ１用に１００ｎＦの値が用いられ、ＲＣハイパスフィルタは１０ｎＦのコンデンサＣ３と１０ｋΩの抵抗Ｒ３とから形成されている。抵抗Ｒ３を介して基準電圧も演算増幅器１７ａの入力に接続され、そこでハイパスフィルタにかけられた信号Ｖinと基準電圧Ｖrefとが加算される。加えて、Ｒ３は演算増幅器のバイアス抵抗として動作する。基準電圧Ｖrefは、好適には抵抗Ｒ３と同じくらいに高い１０ｋΩ抵抗Ｒ１によって出力信号Ｖoutに接続されている。この実施例に示した回路では、単極供給電圧＋Ｖccが用いられているので、基準信号の値は例えば、供給電圧の半分の値でもよい。双極供給電圧を用いる場合は、Ｖrefもゼロ電位にしてもよい。
本発明を用いることによって、移動局の構造で使用できる直接変換受信器を実現することが可能になる。移動局では、直接変換受信器を実現すれば、周波数合成器が１個しか必要なく、中間周波数部品、すなわち中間周波数フィルタの必要がないので、コストが大幅に節減される。装置用のＲＦシールドの必要性も少なくなり、双方向フィルタは必要ない。このように、より低いコストで、サイズがより小型で重さがより軽い移動局を構成することが可能になる。更に、移動局の電流消費も節減できる。
オフセット電圧を低減するための本発明による解決策を用いることによって、従来技術の解決策と比較して顕著な利点を達成することができる。すなわち、
オフセット電圧を修正するのにディジタル信号処理が必要ではない。
オフセット電圧をアナログ信号から確実に低減できるので、オフセット電圧があるためにアナログ／ディジタル変換器のダイナミック・レンジを増す必要はない。
オフセット電圧を低減する動作によって、信号線内のベースバンド信号が瞬間的にも中断されることはない。
本発明による解決策は少数の部品によって実現でき、ひいてはスペースがほとんど必要なく、追加の製造コストも少ない。
回路解決策に必要な部品は、Ａ／Ｄ変換器の接続に容易に統合することができる。
本発明による解決策によって、受信器の電流消費はごく僅かの増加ですむ。
この解決策を用いることによって、受信したチャネルの周波数に影響を与える、クロック信号および安定周波数のその他の妨害信号により生ずる問題点を除去することができ、それによって装置を保護する必要性が軽減される。および、
この解決策は、移動局のような従来技術の受信器に容易に追加することとができる。
本発明による解決策は、好適にはＧＳＭおよびＰＣＮシステムのようなディジタル時分割移動通信システムの受信器に適用できるが、本発明は例えば、受信したアナログ信号が、信号処理用のディジタル形式に変換されれば、アナログシステムの受信器にも適用できる。
本発明による解決策の幾つかの実施例を上記に提示した。もちろん、本発明の原理は、例えば実現の細部や利用範囲を修正することによって、請求の範囲の枠内で修正することができる。提示された回路接続や部品の数値は一例として記載したものであり、一般に公知の設計原理によって修正可能であることに留意されたい。
【図１】
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【図２】
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【図８】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図９】
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【図１２】
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【図１０】
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【図１１】
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