(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流回路と、
該整流回路の後段に接続される昇圧チョッパ型正弦波コンバータと、
該昇圧チョッパ型正弦波コンバータの後段に接続され、一次コイルと、二次コイルと、帰還コイルとで構成される昇圧トランスを有する電圧共振型インバータと、
該電圧共振型インバータの出力端に接続されるメタルハライドランプと、
前記昇圧チョッパ型正弦波コンバータおよび前記電圧共振型インバータで共用されるパワースイッチ素子と、
制御入力端の電圧に応じて前記パワースイッチ素子のオンオフを制御する第１の制御回路と、
電源投入時から所定期間内は、前記第１の制御回路の制御入力端に供給する電圧を一定値にクランプし、その後は前記メタルハライドランプのランプ電流が定電流になるように前記制御入力端に供給する電圧を制御する第２の制御回路と、を備えることを特徴とする高力率高輝度放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記ランプ電流の直流成分をカットするコンデンサを設けることを特徴とする請求項１に記載の高力率高輝度放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記メタルハライドランプの動作周波数をスイッチング周波数６００ＫＨｚに設定し、高周波点灯を行うことを特徴とする請求項１に記載の高力率高輝度放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記ランプ電流の交流成分のみを検出して、前記第１の制御回路にフィードバックし、ランプ電流の定電流制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の高力率高輝度放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記第１の制御回路の電源電圧は、前記帰還コイルに発生するスイッチング電圧をチョークインプット型整流回路により、直流、平滑化して得られることを特徴とする請求項１に記載の高力率高輝度放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は高輝度の放電灯を点灯させる高力率高輝度放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４に、高力率インバータを用いた従来の高輝度放電灯点灯装置の回路図を示す。図４において、商用交流電源ＡＣをダイオードＤ１０１〜Ｄ１０４とインダクタＬＦとコンデンサＣＦとを含む整流回路にて直流化し、その出力はチョークコイルＬ１０１とパワースイッチ素子ＳＷ１とダイオードＤ１０５とコンデンサＣとを含む昇圧チョッパ型正弦波コンバータに印加される。昇圧チョッパ型正弦波コンバータには、その負荷として電圧共振型インバータが接続されている。
【０００３】
昇圧チョッパ型正弦波コンバータについて簡単に説明する。入力電流Ｉｉを商用交流電源電圧ｅｉの波形と同一するため、まず抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２により商用交流電源電圧ｅｉを検出し、掛算器ＭＰ１に入力する。この電圧は商用交流電源電圧ｅｉと同一波形の電流指令値Ｉｉ* となる。一方、抵抗Ｒ１０４により、電流Ｉｉ’を検出し、コンパレータＣＭＰ１にて電流指令値Ｉｉ* と電流Ｉｉ’を比較し、差に比例したＰＷＭ信号を作り出し、これにより昇圧チョッパ型正弦波コンバータのパワースイッチ素子ＳＷ１を駆動すれば高調波の抑制と高力率をフィードフォワード制御にて達成できる。このようにすると商用交流電源電圧ｅｉの変動や負荷変動に対し、出力Ｖｏが安定化されない。従って、出力Ｖｏを定電圧回路により出力Ｖｏの変動分ΔＶｏを得て、これと商用交流電源電圧ｅｉとの積をとり、電流指令値Ｉｉ* を作り出す。これによりフィードバック回路が構成され、電流指令値Ｉｉ* の振幅が出力Ｖｏの変動分により変化し、出力Ｖｏが安定化され、同時に商用交流電源電圧ｅｉと同一の電流波形が得られる。
【０００４】
このようにスイッチングごとの平均電流が入力電圧に比例するので、スイッチング波形の高周波成分をＬＦ、ＣＦによるローパスフィルタで取り除くことにより、ＡＣラインの一周期では図５に示すように入力電圧と相似型になり、力率はほぼ１が得られる。電圧共振型インバータは、昇圧トランスＴ１０１とパワースイッチ素子（ＰＯＷＥＲ ＭＯＳ−ＦＥＴ）ＳＷ２とコンデンサＣＲと電圧共振型スイッチング電源用制御ＩＣとからなる。コンデンサＣＲは昇圧トランスＴ１０１の一次インダクタンスと直列共振回路を構成し、パワースイッチ素子ＳＷ１がオフのときのドレイン電圧波形を正弦波状にする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の高力率インバータでは効率は（昇圧チョッパ型正弦波コンバータの効率）×（電圧共振型インバータの効率）となり、高効率が得にくく、部品点数も多く、小型化、低価格化が困難である。また、電源投入時には、パワースイッチ素子に過大な電圧ストレスが印加されるという問題がある。そこで本発明は、昇圧チョッパ型正弦波コンバータと電圧共振型インバータを同一のパワースイッチ素子で動作させる簡単で安価な回路構成でありながら、パワースイッチ素子に過大な電圧ストレスが印加されることを防止できる高輝度放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題解決のため、本発明の一態様によれば、整流回路と、該整流回路の後段に接続される昇圧チョッパ型正弦波コンバータと、該昇圧チョッパ型正弦波コンバータの後段に接続され、一次コイルと、二次コイルと、帰還コイルとで構成される昇圧トランスを有する電圧共振型インバータと、該電圧共振型インバータの出力端に接続されるメタルハライドランプと、前記昇圧チョッパ型正弦波コンバータおよび前記電圧共振型インバータで共用されるパワースイッチ素子と、制御入力端の電圧に応じて前記パワースイッチ素子のオンオフを制御する第１の制御回路と、電源投入時から所定期間内は、前記第１の制御回路の制御入力端に供給する電圧を一定値にクランプし、その後は前記メタルハライドランプのランプ電流が定電流になるように前記制御入力端に供給する電圧を制御する第２の制御回路と、を備えることを特徴とする高力率高輝度放電灯点灯装置が提供される。
【０００７】
【作用】
本発明は、昇圧チョッパ型正弦波コンバータと電圧共振型インバータのパワースイッチ素子を共通とし、単一の周波数変調型制御回路によってパワースイッチ素子のオンオフを制御して、省部品点数で低価格なでありながら、パワースイッチ素子に過大な電圧ストレスが印加されることを防止できる高力率高輝度放電灯点灯装置となる。
【０００８】
【実施例】
本発明の一実施例を、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明の高輝度放電灯点灯装置の基本構造を示す回路図である。図１においてＴ１は電圧共振型インバータの一次コイルＮＰ、二次コイルＮＳ、帰還コイルＮｆを備えた昇圧トランスである。ＩＣ１は電圧共振型スイッチング電源用制御回路（以下、制御回路という）であり、集積回路からなる。Ｑ１はパワースイッチ素子（ＰＯＷＥＲ−ＭＯＳ−ＦＥＴ）である。抵抗Ｒ２は起動用抵抗で、電源がオンすると該起動用抵抗Ｒ２により制御回路ＩＣ１に電源が供給され、これが動作する。制御回路ＩＣ１の発振開始によりパワースイッチ素子Ｑ１はスイッチング動作し、昇圧トランスＴ１の帰還コイルＮｆにスイッチング電圧が発生する。この電圧をダイオードＤ１４、Ｄ１５、チョークコイルＬ２、コンデンサＣ１２によるチョークインプット型整流平滑回路により直流化し、制御回路ＩＣ１の電源電圧としている。チョークインプット型整流回路を採用した理由は昇圧トランスＴ１がフォワード型動作となり、スイッチング周波数も高いので、整流ダイオードのスイッチングロスが大きくなるからである。制御回路ＩＣ１は、電圧制御発振器ＶＣＯ、ワンショットマルチバイブレータＭＢ１、パルス周波数変調器ＰＦＭ、ドライバＤＢ、エラーアンプＯＰＡ１、５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発生回路ＳＶＧを含む。
【０００９】
商用交流電源ＡＣはブリッジ整流器ＲＥＣにより全波整流され、力率改善用の昇圧型チョッパ型正弦波コンバータの入力電圧となる。昇圧チョッパ型正弦波コンバータはチョークコイルＬ１とダイオードＤ１とコンデンサＣＳとパワースイッチ素子Ｑ１とで構成されている。コンデンサＣＲは電圧共振用コンデンサである。昇圧トランスＴ１の一次コイルＮＰに直列にパワースイッチ素子Ｑ１が接続されている。また昇圧トランスＴ１の二次コイルには、メタルハライドランプＭＬとチョークコイルＬＢとランプ電流検出用コンデンサＣ２０が直列に接続されている。
【００１０】
次に本発明の実施例動作を説明する。パワースイッチ素子Ｑ１は、力率改善用の昇圧チョッパ型正弦波コンバータと電圧共振型インバータとに共通である。チョークコイルＬ１に流れる電流のピーク値は入力電圧にほぼ比例するため、スイッチングによる高調波を取り除くことにより入力電圧に相似形となる。
【００１１】
図１の回路において、ブリッジ整流器ＲＥＣにＡＣ電源が投入された当初はメタルハライドランプＭＬが点灯せず、これには電流が流れていないので、電流検出用コンデンサＣ２０の両端の電圧は０Ｖである。またメタルハライドランプＭＬの点灯初期にはグロー放電の状態なのでランプ電流が安定せず、電圧共振型インバータの出力波形も正負非対称なので、コンデンサＣ２０が無いとランプ電流はＤＣ成分を持つ。またＤＣオフセット電流、すなわちメタルハライドランプＭＬの平均電流が変動するのでランプ電流が不連続的に変化し、輝度が大きく変動する。コンデンサＣ２０を入れることによりランプ電流の直流成分はカットされるので、コンデンサＣ２０の両端の電圧は安定した正負対称の波形となり、ランプ電流も安定する。コンデンサＣ２０の両端の電圧をコンデンサＣ２０、抵抗Ｒ２１により交流化した後、ダイオードＤ１２、コンデンサＣ１１により整流、平滑され、可変抵抗ＶＲ１により分圧されて、ＯＰＡ２の反転入力端子に入力される。コンデンサＣ２１、抵抗Ｒ２１はメタルハライドランプＭＬの点灯初期にランプ電流が正負非対称になることによりコンデンサＣ１１にＤＣ電圧が発生し、オペアンプＯＰＡ２の出力電圧が低下し、制御回路ＩＣ１が間欠発振することを防ぐためのものである。ＡＣ電源が投入された直後は、電流検出用コンデンサＣ２０の両端の電圧は０Ｖであるので、ＯＰＡ２の反転入力端子の電圧は０Ｖである。
【００１２】
従って、ＯＰＡ２の出力はハイレベルであり、制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧もハイレベルである。制御回路ＩＣ１は、制御入力端の電圧が低くなると発振周波数が高くなり、逆に制御入力端の電圧が高くなると発振周波数が低下するような、いわゆるパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行う。従って、メタルハライドランプＭＬにランプ電流が流れている定常動作時に比べて電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は低下する。従って、定常動作時よりも昇圧トランスＴ１の一時電流は増えるので、その出力電圧も大きくなる。昇圧トランスＴ１の巻数比をその出力電圧が１ＫＶ以上になるように選べばメタルハライドランプＭＬはグロー放電を開始する。グロー放電からアーク放電に着実に移行させ点灯状態にするには、メタルハライドランプＭＬの放電維持電圧（１００Ｖ）の２倍以上の電圧をこれに印加する必要があるが、グロー放電時にはメタルハライドランプＭＬを流れる電流は定常動作時よりも少ないので、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数も定常動作時より低い。また上述の巻数比の設定から昇圧トランスＴ１の出力電圧を２００Ｖ以上に設定するのは可能である。スイッチング周波数はメタルハライドランプＭＬの音響的共鳴効果を避けるために６００ＫＨｚに選んでいる。チョークコイルＬＢは、メタルハライドランプＭＬが点灯時に該ランプ両端の電圧は放電維持電圧（１００Ｖ）になるので、昇圧トランスＴ１の二次側の出力電圧と放電維持電圧の差を分担するバラストインダクタである。チョークコイルＬＢはコンデンサに置き換えても動作は可能である。
【００１３】
メタルハライドランプＭＬを流れるランプ電流を定電流制御するには、ランプ電流を電流検出用のコンデンサＣ２０で検出しダイオードＤ１２、コンデンサＣ１１で整流、平滑した直流電圧をオペアンプＯＰＡ２を介して、制御回路ＩＣ１の制御入力端に接続する事により行われる。すなわち、何等かの原因でランプ電流が増加すると、電流検出用のコンデンサＣ２０の両端の電圧は上昇する。従って、制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧は低下する。従って、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は上昇し、ランプ電流は減少する。可変抵抗ＶＲ１はランプ電流設定用の可変抵抗器である。コンデンサＣＲは昇圧トランスＴ１の一次インダクタンスＬＰと直列共振回路を構成し、パワースイッチ素子Ｑ１がオフ時のドレイン電圧波形を正弦波状にする。Ｒ１３はパワースイッチ素子Ｑ１のゲートドライブ抵抗、Ｄ１３はパワースイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間の蓄積電荷引き抜き用のダイオードである。ダイオードＤ１４、Ｄ１５、コンデンサＣ１２は制御回路ＩＣ１の電源供給用整流器を構成する。ダイオードＤ１６、コンデンサＣ２２抵抗Ｒ２は制御回路 ＩＣ１の起動用電源供給回路である。
【００１４】
次に制御回路ＩＣ１の動作を、図１及び図２を用いて、詳しく説明する。メタルハライドランプＭＬのランプ電流が何等かの原因で増加すると制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧は低下し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は高くなる。電圧制御発振器ＶＣＯの出力の立ち下がりでワンショットマルチバイブレータＭＢ１のワンショットはセットされ、その出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１６はワンショットの出力パルス幅決定用でその時定数で定まる時間Ｔｏｆｆの間、ワンショットの出力をハイレベルに保つ。Ｔｏｆｆは昇圧トランスＴ１の一次インダクタンスＬＰ、電圧共振用コンデンサＣＲ等のばらつきや温度変化による共振周波数の変動を考慮して、電圧共振動作が満足されるように設定する。すなわちＴｏｆｆは一定のまま、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数（＝スイッチング周波数）を変化させるパルス周波数制御を行う。コンデンサＣ１４、抵抗Ｒ１４は電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数決定用のものである。抵抗Ｒ１６、Ｒ１７はエラーアンプＯＰＡ２の＋入力端のＤＣバイアス用素子であり、抵抗Ｒ１５、コンデンサＣ１５はエラーアンプＯＰＡ２の位相補正用の素子である。ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１７はＡＣライン電圧の整流平滑用の素子である。
【００１５】
次に本発明の第２の実施例を説明する。図３に示す実施例回路は図１に示す第１の実施例とほぼ同様な回路であるが、電源投入時にパワースイッチ素子Ｑ１にかかる電圧ストレスを抑制するための制御回路を付加したものである。なお、ＩＣ１は制御回路であり、図１に示すものと同様な構成を有するので詳細な構成と作用の説明を省略するとともに、図１の回路図に示す部品と同一符号を付し、また実施例回路全体の詳細な説明は省略する。
【００１６】
図３において、電源を投入すると起動用のトランジスタＱ３はオンし、該トランジスタＱ３のエミッタ電圧はツェナーダイオードＺＤ３（ツェナー電圧Ｖ３−０．６Ｖ）となる。この電圧をＩＣ１の動作開始電圧以上にすれば、制御回路ＩＣ１は動作を開始する。これにより帰還コイルＮｆにはスイッチング電圧が発生し、ダイオードＤ１４、Ｄ１５、チョークコイルＬ２、コンデンサＣ１２によるチョークインプット型整流回路によりトランジスタＱ２はオンする。ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧Ｖ２をツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖ３より大きく選ぶことによりトランジスタＱ３はオフし、制御回路ＩＣ１への電力供給はトランジスタＱ２より行われる。ダイオードＤ６はトランジスタＱ３のベースエミッタ電圧の逆耐圧保護用である。抵抗Ｒ３０、コンデンサＣ３１はタイマーＩＣ ＩＣ２のトリガー信号を作る。電源投入直後はコンデンサＣ３１の電圧は０Ｖなので、タイマーＩＣ ＩＣ２はトリガーされ、一定時間ＴＬＩＭの間、出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ５０、コンデンサＣ５０はタイマーＩＣ ＩＣ２の出力パルス巾決定用素子である。ＴＬＩＭの期間はトランジスタＱ１１がＯＮするため、制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧はツェナーダイオードＺＤ１の電圧を抵抗Ｒ２７とＲ２８とで分圧した電圧ＶＬＩＭにほぼ等しくなる。この電圧ＶＬＩＭを適当な値に設定することにより、制御回路ＩＣ１の発振周波数は固定され、昇圧チョッパ型正弦波コンバータの出力電圧は一定に保たれるので、パワースイッチ素子Ｑ１に過大な電圧ストレスが印加される事を防止できる。電源投入後、時間ＴＬＩＭを経過するとタイマーＩＣＩＣ２の出力はローレベルとなり、トランジスタＱ１１がＯＦＦするため、制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧はオペアンプＯＰＡ２の出力電圧に等しくなり、ランプ電流が定電流制御されるようになる。
【００１７】以上、本発明を上述の実施例によって説明したが、本発明の主旨の範囲内で種々の変形や応用が可能であり、これらの変形や応用を本発明の範囲から排除するものではない。
【００１８】
【発明の効果】
本発明によれば、昇圧チョッパ型正弦波コンバータと電圧共振型インバータを共通のパワースイッチ素子で動作させることにより、パワースイッチ素子の数を一個減らすことができ、効率の向上、小型化、低価格化が出来るとともに、電源投入時に制御回路の制御入力端に入力する前記ランプ電流の検出値に対応した電圧を所定期間中クランプして、昇圧チョッパ型正弦波コンバータの出力電圧を一定に保つことにより、パワースイッチ素子に過大な電圧ストレスが印加されることを防止することができる。
（１）メタルハライドランプに直列にコンデンサを接続し、直流電流をカットすることによりランプ電流波形は正負対称となり安定し、放電状態も安定する。
（２）メタルハライドランプの動作周波数を６００ＫＨｚに設定することにより、音響的共鳴効果を避けることができる。
（３）ランプ電流の交流成分のみ検出して制御回路にフィードバックし、ランプ定電流制御を行うことにより放電状態を安定化することができる。
（４）制御回路の電源電圧は、昇圧トランスの帰還コイルに発生するスイッチング電圧をチョークインプット型整流回路により、直流、平滑化して得られることにより、特別に、電源を用意する必要がなく、回路構成を簡略化でき、安価な回路となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、本発明の一実施例の回路図である。
【図２】  図２は、動作を説明する波形図である。
【図３】  図３は、本発明の第２の実施例の回路図である。
【図４】  図４は、従来例の回路図である。
【図５】  図５は、従来例の入力電圧と入力電流の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
Ｔ１  昇圧トランス
ＮＰ  一次コイル
ＮＳ  二次コイル
Ｎｆ  帰還コイル
ＩＣ１  電圧共振型スイッチング電源用制御回路（制御回路）
Ｑ１  パワースイッチ素子
ＭＬ  メタルハライドランプ
【図１】
0003881387.tif 000002
【図２】
0003881387.tif 000003
【図３】
0003881387.tif 000004
【図４】
0003881387.tif 000005
【図５】
0003881387.tif 000006