(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルストランスの１次巻線にパルス主電流を供給し、前記パルストランスの２次巻線に得るパルス主電流を磁気パルス圧縮して負荷に供給するパルス電源装置において、
前記パルストランスは、３次巻線を設け、かつ前記パルス主電流を２次巻線に供給してコアが磁化された後の磁化エネルギーの放出で偏磁を防止できるギャップ付きとし、
前記パルストランスの３次巻線に発生する前記パルス主電流の極性に対しては阻止方向になり、前記磁化エネルギーの放出に対しては導通して該磁化エネルギーを吸収するダイオード回路を設けたことを特徴とするパルス電源装置。
【請求項２】
前記パルストランスの２次巻線に直列に設けられ、前記磁化エネルギーの放出時に２次巻線側のインピーダンスを高めるリアクトル回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載のパルス電源装置。
【請求項３】
前記パルストランスから２次巻線側にパルス主電流を供給する期間を除いて前記３次巻線を低インピーダンスで短絡するスイッチ回路を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載のパルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用半導体スイッチを用いたパルス発生回路と磁気パルス圧縮回路を組み合わせ、高い繰り返しで狭幅の大電流パルスを発生するパルス電源装置に係り、特にパルストランスの磁気飽和・偏磁の防止に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のパルス電源装置例を図８に示す。パルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を設け、このコンデンサＣ0を高圧充電器２により初期充電しておき、半導体スイッチＳＷ0のオン制御でコンデンサＣ0から可飽和リアクトルＳＩ0を通してパルストランスＰＴにパルス電流Ｉ0を供給する。可飽和リアクトルＳＩ0は、半導体スイッチＳＷ0の完全なオン後に飽和動作してパルス電流Ｉ0を発生させることでスイッチＳＷ0の責務を軽減する。
【０００３】
パルストランスＰＴの２次側には２段の磁気パルス圧縮回路３1、３2が縦続接続され、初段の磁気パルス発生回路３1ではパルストランスＰＴで昇圧したパルス電流Ｉ1でコンデンサＣ1が高圧充電され、このコンデンサＣ1の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ1が磁気スイッチ動作することにより磁気パルス圧縮した狭幅のパルス電流Ｉ2を図示の極性で次段の磁気パルス圧縮回路３2に供給する。同様に、可飽和リアクトルＳＩ2の磁気スイッチ動作により、磁気パルス圧縮回路３2でパルス幅の磁気パルス圧縮を行い、パルス電流Ｉ3を図示の極性で出力する。
【０００４】
磁気パルス圧縮回路３2のパルス出力は、レーザヘッドのチャンバなどの負荷４に狭幅・高電圧のパルス電流を供給する。負荷４は、主放電電極ＥLMと予備電離電極ＥLAの並列回路にピーキングコンデンサＣPが設けられ、パルス電流でピーキングコンデンサＣPが一定電圧レベルまで充電されたとき、コンデンサＣP’を通した予備電離電極ＥLAによる放電で管内ガスの予備電離を行い、この予備電離により主放電電極ＥLMに主放電を得る。
【０００５】
ここで、可飽和リアクトルＳＩ0、ＳＩ1、ＳＩ2にはそれぞれ磁気リセット巻線と磁気リセット回路ＭＲ0、ＭＲ2及びＭＲ3を設け、可飽和リアクトルの飽和動作後に直流リセット電流を供給することでそれらを逆極性に励磁し飽和させておく。また、磁気リセット回路ＭＲ1は、パルストランスＰＴのリセット巻線に直流バイアス電流を供給することで鉄心の磁気飽和や偏磁を防止する。これら磁気リセット回路は、１つのリセット電源から一括してリセット電流を供給する場合もある。
【０００６】
このような構成のパルス電源装置において、負荷４の放電は、与えられたパルスエネルギーを全て消費することなく、消費しきれない一部のエネルギーがパルス発生回路１側に戻ってくる。この戻ってくるエネルギーのことをキックバックエネルギーと称している。このキックバックエネルギーは、パルス発生回路からの反射エネルギーとして負荷放電後にピーキングコンデンサＣPの再充電電圧（残留電荷）として現れる。
【０００７】
ピーキングコンデンサＣPの再充電電圧が逆極性になる場合、負荷４の状態に影響を与え、負荷がレーザヘッドになる場合には次回放電時の出力エネルギーが不安定になることがある。
【０００８】
このピーキングコンデンサＣPの逆極性の再充電電圧を無くすため、磁気パルス圧縮回路３2の出力段にダイオードＤ0を設けたり、負荷４に並列にリアクトルＬHを設け、ピーキングコンデンサＣPの再充電電圧の発生を抑制する。
【０００９】
このダイオードＤ0やリアクトルＬHの介在は、磁気リセット電流に対してパルストランスＰＴの２次側を直流的に短絡させることになり、磁気リセット回路ＭＲ1〜ＭＲ3によるパルストランスＰＴや可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2の磁気リセットに不都合が生じる。
【００１０】
すなわち、パルストランスＰＴや可飽和リアクトルＳＩ1、ＳＩ2へのリセット電圧印加に対してピーキングコンデンサＣPの残留電荷を消滅させるためのダイオードＤ0は導通方向になるし、リアクトルＬHでは短絡状態になるため、パルストランスＰＴ等のリセット電圧印加に対して、その２次側がほとんど短絡状態になり、リセット電圧を確立できない。特に、パルストランスＰＴには、磁気リセット回路ＭＲ1でリセット電流を供給して非飽和状態に戻そうとするが、２次側のダイオードＤ0等の介在により十分なリセットがなされず、その磁性体が徐々に偏磁され、やがて飽和してしまうことがある。
【００１１】
そこで、パルストランスＰＴの２次側にダイオード回路Ｄ1を設け、このダイオード回路Ｄ1の極性をパルストランスＰＴの磁気リセット電流に対して阻止方向にすることにより、パルストランスの磁気リセットを確実にし、ひいてはパルストランスの偏磁と飽和を防止すると共に、可飽和リアクトルＳＩ1、ＳＩ2の磁気リセットを確実にする。
【００１２】
なお、ダイオードＤ0やダイオード回路Ｄ1の接続方向は、負荷の構成の違いや磁気パルス圧縮回路の構成の違いにより適宜変更される。また、パルストランスＰＴに代えて可飽和トランスを設け、その２次側にダイオード回路Ｄ1を設ける場合もある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来装置は、パルストランスＰＴの２次側にダイオード回路Ｄ1を設けることにより、パルストランスＰＴの偏磁と飽和を防止し、可飽和リアクトルＳＩ1、ＳＩ2の磁気リセットを短時間で確実にすることができる。
【００１４】
ここで、ダイオード回路Ｄ1は、コンデンサＣ1に印加される高い電圧（数ｋＶ〜数百Ｖ）にも破損しない耐圧をもつ必要がある。このため、ダイオード回路Ｄ1の実際の構成は、多数のダイオード素子を直列接続したものにされる。
【００１５】
この構成のダイオード回路Ｄ1では、大容量のものが必要になるし、順方向電圧が高くなり、等価的にパルストランスＰＴの巻線比を低下させるし、回路損失が大きくなる。また、ダイオード回路Ｄ1の回路が電流Ｉ1のループインダクタンスを増し、磁気パルス圧縮効果に影響を及ぼす。
【００１６】
さらに、コンデンサＣ1からダイオード回路Ｄ1をみたときのインピーダンスは、ダイオード回路Ｄ1の電流阻止方向では無限大となるため、負荷側からのキックバックエネルギーでコンデンサＣ1が逆極性に充電されたときにコンデンサＣ1からの反射エネルギーとして再び負荷側に電荷移動がおき、負荷の次回の放電動作が不安定になる場合がある。
【００１７】
このような不都合を解消する方式として、パルストランスＰＴをギャップ付きトランスとし、ダイオード回路Ｄ1及び磁気リセット回路ＭＲ1を省いた方式が考えられる。このギャップ付きトランスを採用する場合、ダイオードＤ0やリアクトルＬHによって負荷短絡状態が発生する場合にもパルストランスＰＴの残留磁束が零に戻り、偏磁や磁気飽和を防止できる。
【００１８】
しかし、ギャップ付きパルストランスを採用したものでは、パルストランスＰＴは、そのコアがパルス主電流で磁化された後に磁束が初期値に戻ることで磁化エネルギーの放出を行う。この磁化エネルギーの放出にはコアの磁束変化でコンデンサＣ1側に電流が発生し、この電流はコンデンサＣ1を電流Ｉ1とは逆向きで充電する極性になり、コンデンサＣ1から負荷側にエネルギー移行を起こして負荷の次回の放電動作を不安定にする。
【００１９】
本発明の目的は、トランスの２次巻線にダイオード回路Ｄ1を介挿することなく、トランスの偏磁・飽和を防止しながら負荷に安定動作を得ることができるパルス電源装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記課題を解決するため、ギャップ付きパルストランスに３次巻線を設け、この３次巻線にはトランスがパルス主電流を発生するときに阻止方向になり、パルス主電流が流れた後のトランスからの磁化エネルギーの放出時に導通して該磁化エネルギーを吸収するダイオード回路を設けたものである。
【００２１】
また、トランスの２次巻線に流すパルス主電流経路に直列にリアクトル回路を設けることで磁化エネルギーの放出時に２次巻線側のインピーダンスを高め、磁化エネルギーが負荷側に放出されるのを阻止し、ダイオード回路側への放出を促進させるようにしたものである。
【００２２】
また、パルストランスがパルス主電流を発生する期間を除いて該３次巻線を低インピーダンスで短絡するスイッチ回路を設け、２次巻線側のコンデンサにパルス主電流と同じ充電極性の残留エネルギーが残るときにこのエネルギーを３次巻線を通して放出するようにしたものである。
【００２３】
したがって、本発明は以下の構成を特徴とする。
【００２４】
（第１の発明）
パルストランスの１次巻線にパルス主電流を供給し、前記パルストランスの２次巻線に得るパルス主電流を磁気パルス圧縮して負荷に供給するパルス電源装置において、
前記パルストランスは、３次巻線を設け、かつ前記パルス主電流を２次巻線に供給してコアが磁化された後の磁化エネルギーの放出で偏磁を防止できるギャップ付きとし、
前記パルストランスの３次巻線に発生する前記パルス主電流の極性に対しては阻止方向になり、前記磁化エネルギーの放出に対しては導通して該磁化エネルギーを吸収するダイオード回路を設けたことを特徴とする。
【００２５】
（第２の発明）
前記パルストランスの２次巻線に直列に設けられ、前記磁化エネルギーの放出時に２次巻線側のインピーダンスを高めるリアクトル回路を設けたことを特徴とする。
【００２６】
（第３の発明）
前記パルストランスから２次巻線側にパルス主電流を供給する期間を除いて前記３次巻線を低インピーダンスで短絡するスイッチ回路を設けたことを特徴とする。
【００２７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示す回路図である。同図が図８と異なる部分は、ダイオード回路Ｄ1を除去し、パルストランスＰＴはギャップ付きのものにすると共に３次巻線を設け、この３次巻線にはパルストランスがパルス主電流を発生した後の磁化エネルギーの放出時に導通して該磁化エネルギーを吸収するダイオード回路Ｄ2を設けた点にある。
【００２８】
ダイオード回路Ｄ2は、例えば、複数のダイオードを直列接続し、その配線インダクタンスをリアクトル分とする構成、またはダイオードに小インダクタンスになるリアクトルを直列接続した構成、さらには電流制限用抵抗を直列接続した構成にされる。
【００２９】
パルストランスＰＴの１次、２次、３次巻線の極性は「・」で示すようにし、１次巻線にパルス主電流Ｉ0が流れたときにはダイオード回路Ｄ2が阻止方向になるようその極性が決められる。
【００３０】
この構成によれば、パルストランスＰＴのパルス主電流は、全て２次巻線に移行し、負荷４にパルス電流を供給する。この後、パルストランスＰＴが磁化エネルギーを放出するとき、この電流はパルス主電流とは逆極性になり、３次巻線のダイオード回路Ｄ2が導通する。この導通では、ダイオード回路Ｄ2は、等価的にはダイオードの沿層電圧と配線インダクタンス等のみになる低インピーダンスを呈し、パルストランスＰＴからの磁化エネルギーは殆どが３次巻線側に放出され、ダイオード回路Ｄ2のダイオード等で消費される。
【００３１】
以上のことから、本実施形態では、パルストランスＰＴは、ギャップ付きにすることで、ダイオードＤ0やリアクトルＬHによって負荷短絡状態が発生する場合にも残留磁束が零に戻り、偏磁や磁気飽和を防止できる。
【００３２】
しかも、パルストランスＰＴからの磁化エネルギーの放出には、２次巻線側のコンデンサＣ1に流れる電流を減らし、コンデンサＣ1が電流Ｉ1とは逆向きで充電されるのを抑制できる。つまり、パルストランスＰＴからの磁化エネルギーの放出時にはコンデンサＣ1から負荷へのエネルギー移行を極めて小さくし、負荷の次回の放電動作を安定化することができる。
【００３３】
なお、パルストランスＰＴの１次、２次、３次の巻線数ｎ1，ｎ2，ｎ3は、適宜設計されるが、ｎ3≦ｎ1ではダイオード回路Ｄ2の耐圧を小さくできる。また、ｎ3≧ｎ2ではダイオード回路Ｄ2の電流容量を小さくでき、パルストランスＰＴからみた配線インダクタンスを２次巻線側よりも小さくでき、３次巻線側での磁化エネルギーの吸収度合いをより高くすることができる。
【００３４】
図２は、本発明の他の実施形態を示す回路図である。同図が図１と異なる部分は、パルストランスの２次巻線に直列にリアクトルＬSを設けた点にある。
【００３５】
このリアクトルＬSは、パルストランスＰＴからの磁化エネルギーの放出時に２次巻線側のインピーダンスを高め、磁化エネルギーが負荷側に放出されるのを阻止し、ダイオード回路Ｄ2側への放出を促進させるためのものである。
【００３６】
従来、パルストランスＰＴは、その入出力に狭幅のパルス電流を得るため、２次巻線に直列に介挿されるインダクタンス分を小さくする工夫をしている。図３は、パルストランスＰＴの入出力回路を等価的に示し、３次巻線を設けない場合には１次と２次巻線に介挿されるインダクタンスＬ1、Ｌ2とコンデンサ容量Ｃ1、Ｃ2によってパルス電流の振動周期τが決まり、これは以下の式になる。
【００３７】
【数１】
0003985379.tif 000002
【００３８】
この式において、インダクタンスＬ2は、パルストランスＰＴの１次側に換算すると、パルストランスの巻数ｎ1，ｎ2から１／（ｎ2／ｎ1）2倍したインダクタンス分になり、巻数比（ｎ2／ｎ1）が大きいほどパルス電流の振動周期への影響が小さくなる。つまり、パルストランスＰＴの２次巻線に介挿されるインダクタンス分はパルス電流の振動周期τにあまり大きな影響を与えない。
【００３９】
そこで、本実施形態では、パルストランスＰＴの２次巻線に直列にリアクトルＬSを介挿し、２次巻線側のインピーダンスを高める。
【００４０】
これにより、パルストランスＰＴからの磁化エネルギーの放出時（３次巻線のダイオード回路Ｄ2が導通する極性）では、２次巻線のインピーダンスが３次巻線のインピーダンスよりも十分に高くなるようにし、磁化エネルギーが負荷側に放出されるのを阻止し、ダイオード回路Ｄ2側への放出を促進させ、負荷の次回の放電動作を一層安定化する。
【００４１】
なお、リアクトルＬSは、パルストランスＰＴの１次、２次の巻数比（ｎ1／ｎ2）が小さい場合にパルス主電流の振動周期に影響があるため、このパルス主電流への影響を考慮してそのインダクタンスが決定される。このパルス主電流に対するリアクトルＬSのインダクタンス分の影響について、リアクトルＬSに並列にダイオードを設け、パルストランスＰＴからのパルス主電流に対しては該ダイオードが導通することでリアクトルＬSをバイパスさせ、磁化エネルギーの放出時には該ダイオードが阻止方向になってリアクトルＬSを介挿させることもできる。
【００４２】
図４は、本発明の他の実施形態を示す回路図である。同図が図１と異なる部分は、ダイオード回路Ｄ2にスイッチ回路を付加した点にある。
【００４３】
このスイッチ回路は、ダイオード回路Ｄ2に並列に半導体スイッチ（トランジスタなど）ＳＷ1を設け、ダイオード回路Ｄ2が阻止動作する極性の電流に対してスイッチ動作で３次巻線の両端を短絡できるようにする。また、スイッチ回路は、半導体スイッチＳＷ1をスイッチ動作させるためのゲート回路Ｇ1を設ける。
【００４４】
ゲート回路Ｇ1に印加するゲート信号は、パルストランスＰＴからのパルス主電流が流れる期間には半導体スイッチＳＷ1をオフ状態にし、それ以後はオン状態にする。
【００４５】
このようなスイッチ回路を設けることにより、パルストランスＰＴの２次巻線側のコンデンサＣ1にパルス主電流と同じ極性の残留エネルギーが残るときに、このエネルギーを３次巻線を通して放出させ、コンデンサＣ1から負荷側にエネルギーが再移行するのを防止する。
【００４６】
図５は、スイッチ回路の動作タイミングを示す。パルストランスＰＴからのパルス主電流は、時刻ｔ1に半導体スイッチＳＷ0がオンされることで、電圧ＶC0に初期充電されたコンデンサＣ0からの放電で電流Ｉ0として発生する。これに伴い、２次巻線には振動電流Ｉ1が発生し、コンデンサＣ1（電圧ＶC1）を充電する。そして、可飽和リアクトルＳＩ1が磁気スイッチ動作する時刻ｔ2では、コンデンサＣ1から負荷側へ放電する。
【００４７】
このような動作に対して、半導体スイッチＳＷ1は、少なくともパルス主電流が発生する時刻ｔ1からコンデンサＣ1が放電終了する時刻ｔ2までの期間ではオフさせておき、この期間を除いた期間にはオンさせておく。
【００４８】
図１又は図２では、３次巻線とダイオード回路Ｄ2を設けることで、パルストランスＰＴからの磁化エネルギーの放出時に３次巻線を低インピーダンスにし、２次巻線（負荷）側への残留エネルギーの再投入を防止している。しかし、パルストランスＰＴからのパルス主電流方向に対しては、３次巻線のダイオード回路Ｄ2が阻止方向になり、３次巻線側が高インピーダンスになる。
【００４９】
このため、図５に示すように、負荷からのキックバックエネルギーでコンデンサＣ1が充電時と同じ極性に再充電されたとき、この充電電荷を３次巻線側に移行させることができず、負荷側に再移行して負荷の不安定動作を起こす恐れがある。
【００５０】
そこで、本実施形態では、パルス主電流が流れる期間にはスイッチＳＷ1をオフさせてパルス主電流が３次側に流れるのを阻止しておき、コンデンサＣ1の放電時にスイッチＳＷ1をオンさせて３次巻線側を低インピーダンスにしておき、コンデンサＣ1が再充電された場合にその残留エネルギーを３次巻線側に移行させて吸収し、負荷の不安定動作を防止する。
【００５１】
なお、半導体スイッチＳＷ1には直列に電流制限用の抵抗やリアクトルを設けることもできる。逆に、図６に３次側の変形例を示すように、半導体スイッチＳＷ1の回路接続にダイオード回路Ｄ2を迂回させる構成とすることができる。この構成では、ダイオード回路Ｄ2に含まれる配線インダクタンスＬFを介することなく、十分に低いインピーダンスで残留エネルギーを吸収できる。なお、ダイオードＤ3は半導体スイッチＳＷ1に直列に設け、逆電圧から半導体スイッチＳＷ1を保護するものである。
【００５２】
以上までの各実施形態において、パルストランスＰＴの回路部分以外の構成については、従来から種々のものがあり、これら変形した回路に本実施形態を適用して同等の作用効果を得ることができる。
【００５３】
例えば、図７の（ａ）に示すように、パルストランスＰＴの２次巻線には可飽和トランスＳＴを設け、この可飽和トランスＳＴの２次巻線からコンデンサＣ１をピーキングコンデンサＣPに直列接続した直列形のパルス電源装置に対して、３次巻線とダイオード回路Ｄ2を設ける。このときのコンデンサＣ1は、可飽和トランスＳＴのトランス動作でダイオードＤ4を通して充電され、可飽和トランスＳＴの磁気スイッチ動作で放電することでピーキングコンデンサＣP側にパルス電流を供給する。
【００５４】
また、図７の（ｂ）では、（ａ）の回路構成で可飽和トランスＳＴの１次、２次の巻数比が１の場合に可飽和トランスＳＴに代えて可飽和リアクトルＳＩ3とする場合であり、動作的には直列形になる。
【００５５】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、ギャップ付きパルストランスに３次巻線を設け、この３次巻線にはトランスがパルス主電流を発生するときに阻止方向になり、磁化エネルギーの放出時に導通して磁化エネルギーを吸収するダイオード回路を設けたため、トランスの偏磁・飽和を防止しながら負荷に安定動作を得ることができる。
【００５６】
また、パルストランスの２次巻線に流すパルス主電流経路に直列にリアクトル回路を設けたため、磁化エネルギーの放出時に２次巻線側のインピーダンスを高め、磁化エネルギーが負荷側に放出されるのを阻止し、ダイオード回路側への放出を促進でき、負荷動作を一層安定化できる。
【００５７】
また、パルストランスがパルス主電流を発生する期間を除いて該３次巻線を低インピーダンスで短絡するスイッチ回路を設けたため、２次巻線側のコンデンサにパルス主電流と同じ充電極性の残留エネルギーが残るときにこのエネルギーを３次巻線を通して放出することができ、負荷動作を一層安定化できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すパルス電源装置の回路図。
【図２】本発明の他の実施形態を示すパルス電源装置の回路図。
【図３】パルストランスの入出力回路図。
【図４】本発明の他の実施形態を示すパルス電源装置の回路図。
【図５】図４の回路におけるスイッチ回路の動作タイミング。
【図６】図４の回路におけるスイッチ回路の変形例。
【図７】本発明を適用したパルス電源装置の２次側の変形例。
【図８】従来のパルス電源装置の回路例。
【符号の説明】
１…パルス発生回路
２…高圧充電器
３1、３2…磁気パルス圧縮回路
４…負荷
ＰＴ…パルストランス
ＳＷ0、ＳＷ1…半導体スイッチ
ＳＩ0、ＳＩ1、ＳＩ2、ＳＩ3…可飽和リアクトル
ＬS…リアクトル
Ｃ0、Ｃ1、Ｃ2…コンデンサ
ＣP…ピーキングコンデンサ
ＭＲ0、ＭＲ1、ＭＲ2、ＭＲ3…磁気リセット回路
Ｄ2…ダイオード回路
Ｇ1…ゲート回路
Ｄ3…ダイオード
ＳＴ…可飽和トランス
【図１】
0003985379.tif 000003
【図２】
0003985379.tif 000004
【図３】
0003985379.tif 000005
【図４】
0003985379.tif 000006
【図５】
0003985379.tif 000007
【図６】
0003985379.tif 000008
【図７】
0003985379.tif 000009
【図８】
0003985379.tif 000010