(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パスバンド信号を処理し、等化信号を発生する信号処理装置であって、
パスバンドフィードフォワード等化器（ＦＦＥ）（９０２）及びパスバンド決定フィードバック等化器（ＤＦＥ）（９０１）を含み、前記パスバンド信号を処理し、前記等化信号を発生するパスバンド適応等化器（９００）と、
マルチプレクサ（９０６）を有し、前記パスバンド適応等化器に結合され、前記パスバンド適応等化器のパラメータを初期化し、且つ更新する等化器制御回路（９０１）と、
前記パスバンド適応等化器及び前記等化器制御回路に結合され、前記等化信号をデローテイトさせ、ベースバンド信号を形成するデローテータ（９０３）と、
前記デローテータ及び前記等化器制御回路に結合され、前記ベースバンド信号を量子化し、量子化記号を発生する量子化器（９０５）と、
前記デローテータ及び前記量子化器に結合され、特定の変調フォーマットの受信信号から生成された前記量子化記号を再タイミングする記号再タイミング回路（９２２）と、を備え、
前記フィードフォワード等化器及び前記決定フィードバック等化器は、前記等化器制御回路に結合され、それぞれが信号結合器（９０４）に結合されている出力端子を有し、前記信号結合器の出力信号が前記等化信号であり、
前記等化器制御回路の前記マルチプレクサは、前記決定フィードバック等化器を、決定フィードバックモード及び無限インパルス応答（ＩＩＲ）モードのうちの１つで選択的に作動させるように設定されている信号処理装置。
【請求項２】
前記等化器制御回路は、
前記デローテータ及び前記量子化器に結合された、エラー信号を発生するエラー発生器（９１４）と、
前記エラー発生器に結合された、前記エラー信号をローテイトすると共に、ローテイトされた前記信号を前記パスバンド適応等化器に結合するローテータ（９１８）とを更に備える請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記パスバンド適応等化器が、定係数アルゴリズムによるブラインド等化を使用して調整される係数を有する請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項４】
信号取得期間中に、前記フィードフォワード等化器は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして作動し、前記決定フィードバック等化器は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとして作動する請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記パスバンド信号が、直交振幅変調（ＱＡＭ）信号、残留側波帯（ＶＳＢ）信号、又はオフセットＱＡＭ（ＯＱＡＭ）信号であり、
前記記号再タイミング回路は、前記ＶＳＢ変調又は前記ＯＱＡＭ変調された受信信号から生成された前記量子化記号を再タイミングし、前記ＱＡＭ変調された受信信号から生成された前記量子化記号はバイパスされる請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項６】
ディジタル変調フォーマットを有する信号を受信する受信機であって、
受信信号をディジタル化するアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器（１０８）と、
前記Ａ／Ｄ変換器に結合され、前記ディジタル化受信信号に応じて中心周波数を有する複素信号を発生する直交復調器（１０９）と、
前記直交復調器に結合され、前記複素信号をフィルタリングする整合フィルタ（１１０）と、
前記Ａ／Ｄ変換器及び前記整合フィルタに結合され、複数のデジタル変調信号から正確なタイミング信号を生成するクロック回路（１２６）と、
前記整合フィルタに結合され、前記複素信号が前記キャリア信号を含む場合は常に発振器を前記複素信号内のキャリア信号にロックし前記複素信号が前記キャリア信号を含む場合には常に前記複素信号の中心周波数を調製するキャリアトラッキング回路（５３）と、
前記キャリアトラッキング回路に結合され、且つ、複数のデジタル変調信号フォーマットで作動するように各々が構成されたパスバンドフィードフォワード等化器（ＦＦＥ）（９０２）及びパスバンド決定フィードバック等化器（ＤＦＥ）（９１０）を含む、前記複素信号のパスバンド信号を等化して等化信号を生成するパスバンド適応等化器（９００）と、
マルチプレクサ（９０６）を有し、前記パスバンド適応等化器に結合され、前記パスバンド適応等化器のパラメータを初期設定し、且つ更新する等化器制御回路（９０１）と、
前記パスバンド適応等化器に結合され、前記等化信号をベースバンド信号に変換するデローテータ（９０３）と、
前記デローテータ及び前記等化器制御回路に結合され、前記ベースバンド信号を量子化し、量子化記号を発生する量子化器（９０５）と、
前記デローテータ及び前記量子化器に結合され、特定の変調フォーマットの受信信号から生成された前記量子化記号を再タイミングする記号再タイミング回路（９２２）と、を備え、
前記パスバンド適応等化器は、前記パスバンドフィードフォワード等化器及び前記パスバンド決定フィードバック等化器に結合され、前記パスバンドフィードフォワード等化器及び前記パスバンド決定フィードバック等化器からの出力信号を結合して前記等化信号を生成する信号結合器（９０４）を更に有し、
前記等化器制御回路の前記マルチプレクサは、前記決定フィードバック等化器を、決定フィードバックモード及び無限インパルス応答（ＩＩＲ）モードのうちの１つで選択的に作動させるように設定されている受信機。
【請求項７】
前記パスバンド適応等化器が、定係数アルゴリズムに従ったブラインド等化を用いて調整された係数を持つ請求項６に記載の受信機。
【請求項８】
更に、
前記デローテータ及び前記量子化器に結合された、エラー信号を発生するエラー発生器（９１４）と、
前記エラー発生器に結合された、前記エラー信号をローテイトするローテータ（９１８）と、
前記ローテータ及び前記パスバンド適応等化器に結合された、前記ローテイトエラー信号を前記パスバンド適応等化器のための制御信号に変換する信号変換器（９２４）とを備え、
前記信号変換器が、
前記ローテイトエラー信号を実成分及び虚成分に変換する複素−実／虚変換器（９４４）と、
前記複素−実／虚変換器に結合され、ＱＡＭ信号が受信される場合、虚成分を選択し、且つＶＳＢ信号或いはＯＱＡＭ信号が受信される場合、全然信号を選択しないマルチプレクサ（９４６）と、
前記複素−実／虚変換器及び前記マルチプレクサに結合され、前記実成分及び選択信号を前記パスバンド適応等化器のための前記制御信号に変換する複素形成変換器（９４８）とを備えている請求項６に記載の受信機。
【請求項９】
直交振幅変調（ＱＡＭ）信号、残留側波帯（ＶＳＢ）変調信号、又はオフセットＱＡＭ（ＯＱＡＭ）信号を受信する受信機であって、
受信信号をディジタル化するアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器（１０８）と、
前記Ａ／Ｄ変換器に結合され、前記ディジタル化受信信号に応じて中心周波数を有する複素信号を発生する直交復調器（１０９）と、
前記直交復調器に結合され、前記複素信号をフィルタリングする整合フィルタ（１１０）と、
前記整合フィルタに結合され、前記複素信号が前記キャリア信号を含む場合は常に発振器を前記複素信号内のキャリア信号にロックし、前記複素信号が前記キャリア信号を含む場合には常に前記複素信号の中心周波数を調製するキャリアトラッキング回路（５３）と、
前記キャリアトラッキング回路に結合され、前記複素信号を等化するパスバンド適応等化器（９００）であって、パスバンドフィードフォワード等化器（ＦＦＥ）（９０２）、パスバンド決定フィードバック等化器（ＤＦＥ）（９１０）、並びに、前記ＦＦＥ及び前記ＤＦＥに結合されると共に前記ＦＦＥ及び前記ＤＦＥからの出力信号を結合して等化信号を生成する信号結合器（９０４）を有するパスバンド適応等化器（９００）と、
前記パスバンド適応等化器に結合され、前記等化信号をベースバンド信号に変換するデローテータ（９０３）と、
前記デローテータに結合され、前記ベースバンド信号を量子化し、量子化記号を発生する量子化器（９０５）と、
前記デローテータ及び前記量子化器に結合され、受信したＶＳＢ信号又はＯＱＡＭ信号から生成された前記量子化記号を再タイミングして記号サンプルを生成し、受信したＱＡＭ信号についてはバイパスされる記号再タイミング回路（９２２）と、
前記記号再タイミング回路及び前記デローテータに結合され、発振器を前記量子化記号又は前記記号サンプルにロックするキャリアリカバリ回路（９１２）と、
前記デローテータ及び前記記号再タイミング回路に結合され、前記記号サンプル又は前記量子化記号と前記ベースバンド信号とに基づいてエラー信号を発生するエラー発生器（９１４）と、
前記エラー発生器に結合され、前記エラー信号をローテイトする第１のローテータ（９１８）と、
前記第１のローテータ及び前記パスバンド適応等化器に結合され、前記ローテイトされた前記エラー信号を前記パスバンド適応等化器のための制御信号に変換する第１の信号変換器（９２４）と、
前記記号再タイミング回路に結合され、前記記号サンプル又は前記量子化記号をローテートする第２のローテータ（９１６）と、
前記パスバンド適応等化器及び前記第２のローテータに結合され、前記等化信号、或いは、ローテートされた前記記号サンプル又は前記量子化記号を出力信号として選択するマルチプレクサ（９０６）と、
前記マルチプレクサ及び前記パスバンド適応等化器に結合され、マルチプレクサの前記出力信号を前記ＤＦＥの入力信号に変換する第２の信号変換器（９２６）と、
を備える受信機。
【請求項１０】
前記量子化器は、象限モード、オクタントモード、又は決定指向モードで作動し、
前記マルチプレクサは、前記量子化器が前記決定指向モードで作動する場合に、前記決定フィードバック等化器を選択的に前記決定フィードバックモードで作動するようにする請求項９に記載の受信機。
【請求項１１】
ディジタル変調フォーマットを有する信号を受信する受信機であって、
受信信号をディジタル化するアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器（１０８）と、
前記Ａ／Ｄ変換器に結合され、前記ディジタル化受信信号に応じて中心周波数を有する複素信号を発生する直交復調器（１０９）と、
前記直交復調器に結合され、前記複素信号をフィルタリングする整合フィルタ（１１０）と、
前記整合フィルタに結合され、前記複素信号が前記キャリア信号を含む場合は常に発振器を前記複素信号内のキャリア信号にロックし前記複素信号が前記キャリア信号を含む場合には常に前記複素信号の中心周波数を調製するキャリアトラッキング回路（５３）と、
前記キャリアトラッキング回路に結合され、且つパスバンドフィードフォワード等化器（ＦＦＥ）及びパスバンド決定フィードバック等化器（ＤＦＥ）を含む、前記複素信号を等化するパスバンド適応等化器（９００）と、
前記パスバンド適応等化器に結合され、前記パスバンド適応等化器のパラメータを初期設定し、且つ更新する等化器制御回路（９０１）と、
前記パスバンド適応等化器に結合され、前記等化信号をベースバンド信号に変換するデローテータ（９０３）と、
前記デローテータ及び前記等化器制御回路に結合され、前記ベースバンド信号を量子化し、記号サンプルを発生する量子化器（９０５）と、
前記デローテータ及び前記量子化器に結合された、エラー信号を発生するエラー発生器（９１４）と、
前記エラー発生器に結合された、前記エラー信号をローテイトするローテータ（９１８）と、
前記ローテータ及び前記パスバンド適応等化器に結合された、前記ローテイトエラー信号を前記パスバンド適応等化器のための制御信号に変換する信号変換器（９２４）とを備え、
前記信号変換器が、
前記ローテイトエラー信号を実成分及び虚成分に変換する複素−実／虚変換器（９４４）と、
前記複素−実／虚変換器に結合され、ＱＡＭ信号が受信される場合、虚成分を選択し、且つＶＳＢ信号或いはＯＱＡＭ信号が受信される場合、全然信号を選択しないマルチプレクサ（９４６）と、
前記複素−実／虚変換器及び前記マルチプレクサに結合され、前記実成分及び選択信号を前記パスバンド適応等化器のための前記制御信号に変換する複素形成変換器（９４８）とを備えている受信機。
【発明の詳細な説明】
本発明は、残留側波帯（ＶＳＢ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）、オフセットＱＡＭ、或いは他の同様なディジタル変調フォーマットの何れかで変調されたディジタル信号を受信するために使用されることができる受信機に関するものである。
開示の背景
ディジタルデータ伝送は、電子通信産業にとって益々重要になっている。ディジタルデータ伝送システムでは、伝送ディジタル信号は、それの各々がディジタル信号で所定のデータビット数を示す一連の符号化記号を含んでいる。このような記号を符号化する１つの公知の方法は、連続ビット群（例えば、６ビット或いは７ビット）が対応する記号に符号化するＱＡＭである。各々のこのような記号は、同相（即ち実）成分Ｉ及び直角位相（即ち虚）成分Ｑを含む複素信号によって表わされる。この複素信号の値は、コンステレーション（constellation）と呼ばれる複素平面上の対応する所定の位置数（例えば、それぞれ６４或いは１２８）の中の１つである。従って、この複素信号はＲＦキャリア上に変調される。ディジタル残留側波帯（ＶＳＢ）変調、スタガＱＡＭ変調、４直角位相変移（ＱＰＳＫ）変調を含む他の符号化方法は公知である。ディジタル信号受信機は、ディジタル信号を前述のように受信し、この信号を処理し、この信号によって示された情報を再生し、この信号を後の時間に再生するために例えば磁気テープ上に記憶することができなければならない。例えば、ディジタル信号として伝送されるテレビジョン信号は、今日伝送されたアナログテレビジョン信号を、すぐ補充し、最後にはこのアナログテレビジョン信号を取り換える。テレビジョン受信機は、前述の可能なフォーマットの中の何れかのディジタル伝送信号を受信できなければならない。
各信号フォーマットは、タイミング及びキャリアリカバリ、信号取得及び等化、及びベースバンド復調に対する特別の要求を有する。従って、従来技術は、単一受信機内のいろいろな信号フォーマットの中の１つ或いは多くて２つを復調する技術を教示している。しかしながら、これらの受信機は、一般的には、各復調器が信号フォーマットの中の１つを別々に復調する２つの復調器を１つのハウジングに含んでいる。このように分岐された復調はあまりにも高価な回路総数を必要とする。
従って、共通の回路を使用して複数の信号フォーマットを復調する受信機に対する技術上の要求がある。
発明の概要
これまで従来技術に関連した欠点は、本発明の複数ディジタル変調フォーマット受信機によって解決される。この受信機は、ＲＦ／ＩＦフロントエンドと、復調器と、ＱＡＭ、ＯＱＡＭ、ＶＳＢ等を含む複数ディジタル変調フォーマットを処理できる信号プロプロセッサを含んでいる。より詳細には、受信機は、アンテナ、衛星ディッシュアンテナ及びダウンコンバータ、ケーブルネットワーク或いは他のディジタル信号供給源に結合されているＲＦ／ＩＦフロントエンドを含んでいる。このフロントエンドは、復調のための複数の使用可能なチャンネルから特定のチャンネルを選択し、変調信号をダウン変換し、近ベースバンドＩＦ信号を形成する。復調器は、ＲＦ／ＩＦフロントエンドに結合され、更にサンプルクロック信号に応答する。このサンプルクロック信号は、正確なクロック信号をいろいろな変調フォーマットから得る、復調器内のタイミングリカバリ回路を使用して得られる。汎用タイミングリカバリ回路は、整合フィルタコンプリメントを使用し、タイミングリカバリ信号を供給するだけでなく直角位相データを整合フィルタリングする。タイミングリカバリ信号は、整合フィルタのコンプリメントであるパスバンドを有するバンドエッジフィルタによって発生される。このタイミングリカバリ信号は、近ベースバンドＩＦ信号がアナログ／ディジタル変換器によって同期サンプルされるようにＶＣＸＯをロックするために使用される。復調器は、最終的に記号情報を整合フィルタの出力に発生する。
サンプルクロック信号を発生するタイミングリカバリ回路の代わりに、ディジタル化は、フリーランニング発振器を使用して行うことができ、ディジタル信号はその後補間できる。
記号情報は、パスバンド適応等価器及び量子化器を含んでいる信号プロセッサで処理される。適応等価器は、フィードフォワード等価器並びにともにディジタル変調の複数フォーマットから記号を適応等化する機能を果たす決定フィードバック等価器を含んでいる。量子化器の出力は、任意のディジタルテレビジョン信号、例えば、ＱＡＭ、ＶＳＢ或いはＯＱＡＭによって伝達される情報を示す一連の量子化記号値である。
【図面の簡単な説明】
本発明の教示は、添付図面とともに下記の詳細な説明を考察することによって容易に理解できる。
図１は、本発明の原理によるディジタルテレビジョン信号受信機のブロック図である。
図２は、受信機サンプリングクロックを送信クロックに同期化する、図１に示されたディジタルテレビジョン信号受信機の詳細ブロック図である。
図３は、受信機サンプリングクロックを送信クロックに同期化する、図１に示されたディジタルテレビジョン信号受信機の他の実施形態の詳細ブロック図である。
図４は、図１及び図２に示されたディジタルテレビジョン信号受信機で使用するためのフィルタ装置の詳細ブロック図である。
図５は、図３に示された受信機で使用されるヒルベルトフィルタの詳細ブロック図である。
図６は、図４に示された受信機で使用される位相検出器の詳細ブロック図である。
図７は、適応等価器及び関連コントローラの詳細ブロック図である。
図８は、キャリアリカバリ回路の詳細ブロック図である。
図９及び図１０は、図１１に示されたディジタルテレビジョン信号受信機の動作を理解する際に役に立つ複素平面図である。
図１１は、改良された初期化技術を使用する量子化器の詳細ブロック図である。
図１２は、図７の記号再タイミング回路の詳細ブロック図を示している。
図１３は、図１のキャリアトラッキング回路の詳細ブロック図を示している。
理解を容易にするために、できるだけ、同一参照番号が、図に共通する同一エレメントを示すために使用されている。
詳細な説明
本発明は、複数ディジタル変調フォーマットを復調できる受信機である。従って、本発明は、直交振幅変調（ＱＡＭ）、残留側波帯（ＶＳＢ）、オフセットＱＡＭ変調（ＯＱＡＭ）等のようなディジタルフォーマットの変調データを伝送するディジタル伝送システムのいかなる受信機にも適用可能である。このような受信機のための１つの実用的な使用法は、テレビジョン受信機がテレビジョン情報を家庭に伝達する複数ディジタル変調フォーマットにさらされてもよいディジタルテレビジョン伝送システムの内部にある。図面において、細いラインは、実信号のような実データ信号経路信号或いは制御信号の何れかを示している。太いラインは、複素信号（即ち、同相信号及び直角位相信号）を伝達するデータ信号経路を示している。データ信号はアナログ信号或いはマルチビットディジタル信号であってもよい。図面に示された回路要素に加えて、ディジタル変調受信機には回路要素があるが、これらの付加要素は、一般に応用指向であり、本発明を理解するのに必要ない。それ自体、これらの要素は、簡単にするために、図面から省かれた。ディジタル変調受信機設計の技術の当業者は、どんな付加要素が必要であるか理解し、設計法を実行し、これらの付加要素と図面に示された要素とを相互接続する。
図１は、本発明の原理により実現されたディジタル変調受信機１００のブロック図である。図１に示された受信機の一部は、ＲＦ／ＩＦフロントエンド５０と、復調器５２と、キャリアトラッキング回路５３と、信号プロセッサ５４と、利用回路５６とを含んでいる。本発明の重要な特徴は、復調器５２のＡ／Ｄクロック回路１２６及び信号プロセッサ５４で使用される等化技術に見いだされる。特に、クロック回路１２６は正確なタイミング信号を複数ディジタル変調信号フォーマットから発生するが、等化技術は、パスバンド信号及びフォワード等化及び複数ディジタル変調信号で作動する選択フィードバック等化の両方の機能によって実行される。
ＲＦ／ＩＦフロントエンドは、ＲＦキャリア上に変調されたディジタル変調信号（例えば、ＱＡＭ、ＯＱＡＭ或いはＶＳＢ信号）の供給源（図示せず）に結合されている無線周波数／中間周波数（ＲＦ／ＩＦ）チューナ１０２を含んでいる。ＲＦ変調ディジタル信号は、例えば、アンテナ或いはケーブルシステムであってもよい。ＲＦ／ＩＦチューナ１０２の出力端子はミキサ１０４の第１の入力端子に結合されている。局部発振器１２４はミキサ１０４の第２の入力端子に結合されている。ミキサ１０４の出力端子は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の入力端子に結合されている近ベースバンド信号を発生する。従来のチャンネル選択及びダウン変換技術を使用して、ＲＦ／ＩＦフロントエンド５０は、チューナ１０２で１つのチャンネルを選択し、ミキサ１０４を使用して選択チャンネルをダウン変換し、ダウン変換信号をローパスフィルタリングし、近ベースバンドＩＦ信号を発生する。
ＬＰＦ１０６の出力端子は、復調器５２内のアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０８の信号入力端子に結合されている。Ａ／Ｄ変換器１０８の出力端子は、直交復調器１０９の入力端子に結合されている。Ａ／Ｄ変換器１０８は、アナログ近ベースバンド信号を変調信号を示す一連のマルチビットディジタルサンプルに変換する。Ａ／Ｄ変換器１０８に供給されたサンプリング信号の周波数および位相は、後述されるように送信機のサンプルクロックに同期されるように（後述される）Ａ／Ｄ変換器クロック回路１２６によって調整される。
その代わりに、Ａ／Ｄ変換器は、非同期サンプリング信号（フリーランニング発振器）によって駆動され、ディジタル補間器（補間フィルタ）が後に続く可能性がある。
Ａ／Ｄ変換器１０８からのディジタル信号は、直交復調器１０９で復調され、複素ディジタル近ベースバンド信号の実（同相）成分及び虚（直角位相）成分を示すそれぞれの信号を発生する。直交復調器１０９の出力端子は、複素パスバンド（近ベースバンド）ディジタル信号を示す一連のマルチビットディジタル信号を発生し、整合フィルタコンプリメント１１０の入力端子に結合されている。次に、この複素ディジタル信号は、送信パルス形状に合致される特性を有する整合フィルタコンプリメント１１０にフィルタリングされる。
整合フイルタコンプリメント１１０の第１の出力端子はＡ／Ｄ変換器のサンプルクロック回路１２６に結合されている。下記に更に述べられるように、このクロック回路（タイミングリカバリ回路）は、いろいろなディジタル変調信号から正確なタイミング信号を発生する。Ａ／Ｄ変換器のサンプルクロック回路１２６の出力端子は、Ａ／Ｄ変換器１０８のサンプルクロック入力端子に結合されている。整合フィルタコンプリメント１１０の第２の出力端子は、キャリアトラッキング回路５３の信号入力端子に結合されている。この回路は、受信機をＶＳＢ信号のキャリアに同期させるように作動する。ＱＡＭ信号に関して、回路５３はバイパスされる。回路５３の出力は信号プロセッサ５４に結合されている。この信号プロセッサは、パスバンド信号を等化し、量子化し、出力経路１５上に一連の量子化記号を発生する。出力経路１５は、量子化記号を利用回路５６に伝える。利用回路は、例えば、記号をディジタルデータに変換する回路であってもよい。次に、このデータは、ビデオ信号によって表される画像を表示するディスプレイ装置、ビデオカセットレコーダのような記憶装置、或いはディスクドライブに結合される。
図２は、受信機サンプリングクロックをディジタル変調信号のための送信クロックに同期させる図１に示された復調器５２の詳細ブロック図である。図２において、（図１の）ＬＰＦ１０６からのアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器１０８によって一連の連続マルチビットディジタル信号に変換されている。直交復調器１０９は、ディジタル信号シーケンスによって示されたディジタル信号を、公知のように図２に別々に示された同相Ｉ（実）成分信号及び直角位相Ｑ（虚）成分信号に復調する。
Ｉ成分信号は第１のルート乗コサインフィルタコンプリメント２０２の入力端子に結合され、且つＱ成分信号は第２のルート乗コサインフィルタコンプリメント２０４の入力端子に結合されている。第１及び第２の整合フィルタコンプリメント２０２及び２０４は、それぞれ組み合わせて整合フィルタコンプリメント１１０を形成する。第１の整合フィルタコンプリメント２０２の第１の出力端子は、整合フィルタ１１０のＩ出力端子に結合され、第１の整合フィルタコンプリメント２０２の第２の出力端子は公知の複素信号生成回路２０６の第１の入力端子に結合されている。第２の整合フィルタコンプリメント２０４の第１の出力端子は、整合フィルタ１１０のＱ出力端子に結合され、第２の整合フィルタコンプリメント２０４の第１の出力端子は、整合フィルタ１１０のＱ出力端子に結合され、第２の整合フィルタコンプリメント２０４の第２の出力端子は、複素信号生成回路２０６の第２の入力端子に結合されている。この複素信号生成回路２０６の出力端子は、正負のバンドエッジ成分信号を得る第１及び第２のバンドエッジ成分信号をそれぞれ得る第１及び第２の３タップヒルベルトフィルタ２０８及び２１０のそれぞれの入力端子に結合されている。このヒルベルトフィルタ構造は図５に関して下記に詳細に開示されている。第１のヒルベルトフィルタ２０８の出力端子は複素乗算器２１４の第１の入力端子に結合されている。第２のヒルベルトフィルタ２１０の出力端子は、その入力端子に信号の複素共役を計算する複素共役回路２１２を通して複素乗算器２１４の第２の入力端子に結合されている。この複素乗算器２１４の出力端子は位相検出器２１６の入力端子に結合されている。この位相検出器２１６の出力端子は、ループフィルタ２１８と電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）２２０との直列接続を通してＡ／Ｄ変換器１０８のサンプルクロック入力端子に結合されている。
動作において、第１及び第２の整合フィルタコンプリメント、２０２及び２０４のそれぞれは、送信パルス形状に合致されたローパスフィルタリング出力信号をそのそれぞれの第１の出力端子に発生する。これらの出力信号は、（図１の）キャリアトラッキング回路５３に供給される。第１及び第２の整合フィルタコンプリメント２０２及び２０４のそれぞれは、バンドエッジタイミングリカバリのために使用され、且つ複素信号生成回路２０６に供給される相補ハイパスフィルタリング出力信号をそのそれぞれの第２の出力端子にも発生する。複素信号生成回路２０６、第１及び第２のヒルベルトフィルタ２０８及び２１０、複素共役回路２１２及び複素乗算器２１４の組み合わせによることによって、Ａ／Ｄ変換器１０８に供給されたサンプリング信号のタイミングエラーを示す信号が生する。
単一回路を使用する図示された実施形態は、ＯＱＡＭ信号、ＱＡＭ信号、或いはＶＳＢ信号を処理するために配置されている。整合フィルタコンプリメント２０２及び２０４のそれぞれからのハイパスフィルタリング信号は、ディジタル変調信号のバンドエッジを示す正負の高周波成分を含んでいる。タイミング信号を発生するために、第１及び第２のヒルベルトフィルタ２０８及び２１０のそれぞれは正負の高周波成分を抽出する。一方の高周波成分と他方の高周波数成分の複素共役との複素積は、複素乗算器２１４及び共役回路２１２との組み合わせによって発生される。位相検出器２１６は、信号の一方の複素成分、例えば、虚成分を検出する。位相検出器２１６、ループフィルタ２１８及びＶＣＸＯ２２０の組み合わせによってこの複素成分をゼロにするように作動し、従っていかなるタイミングオフセットも除去する。
図示した実施形態は、ＶＳＢ変調データを含む信号に対して正しいタイミングを発生する。しかしながら、ＱＡＭ変調データを含む信号に関して、図示した実施形態は、ＱＡＭシンボル速度の２倍のサンプリングクロックを発生する。これは、記号が他のクロックパルス毎に生じることを意味する。特に、１つのクロックパルスは記号時間に発生し、次のクロックパルスは記号間の交差時間に発生し、次のクロックパルスが次の記号時間等に生じる。ＱＡＭデータ信号を受信している場合、これはサンプリングクロック信号の位相あいまいさを生じる。このあいまいさを除去するために、タイミングリカバリ回路は、図３に関して後述するようにＱＡＭ式変調及びＶＳＢ式変調の両方に合致するように修正される。しかしながら、量子化記号から得られた位相あいまいさ分解能のより伝統的な技術も応用可能である。通信受信機設計の当業者は、いかに信号プロセッサに関する等価器及び量子化器から得られた情報を使用するかを理解し、このあいまいさを伝統的に解決し、どのクロックパルスがシンボル時間に発生し、交差時間に発生するかを決定する。
従来の装置では、２つの別個のフィルタ、即ち適応等価器のための一方の整合フィルタ、タイミングリカバリ回路のための高周波バンドエッジ成分を生じる１つの別個のフィルタが必要である。本出願では、単一フィルタは、低周波整合フィルタリング信号及び相補ハイパスフィルタリング信号を生じる。これは、サンプルタイミング回路のこの回路を簡単にし、この回路を実現するコストを減少させる。更に、この整合フィルタコンプリメントは、実成分を処理する１つのフィルタ部及び虚成分を処理する第２のフィルタ部を有する実専用フィルタである。整合フィルタコンプリメント１１０の詳細の説明は図４に関して下記に記載されている。
更に、従来の装置は、その各々の実現が、実成分に対して１つのフィルタ及び虚成分に対して１つのフィルタの２つのフィルタを必要とした正負の高周波バンドエッジ成分を得るために２つの複素フィルタを必要とした。従って、従来の装置は、本発明による２つの代わりに４つのフィルタを必要とした。更に、本出願では、少しも乗算器を必要としない２つの比較的簡単なヒルベルトフィルタは、正負の高周波成分を得る。
図３は、受信機サンプリングクロックを送信クロックに同期させる、図２に示した受信機の一部の他の実施形態の詳細ブロック図である。図３に示した他の実施形態は、ＱＡＭ変調フォーマット、ＯＱＡＭ変調フォーマット或いはＶＳＢ変調フォーマットを含む信号に対するサンプリングクロックを同期化できる。しかしながら、この実施形態は、前述されたＱＡＭ変調データを含む信号に対する位相あいまいさが除去されるように修正された。図２に示した要素と同様である図３の要素は、同じ参照番号によって示され、下記に詳述されない。
図３では、一対の入力端子Ｉ及びＱは、（図２の）それぞれの整合フィルタコンプリメント２０２及び２０４からの複素信号の実成分信号及び虚成分信号を受信する。実成分信号入力端子Ｉは、第１のヒルベルトフィルタ２０８の実入力端子及び公知の可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２の実入力端子に結合されている。虚成分信号Ｑは、第１のマルチプレクサ２６０の第１のデータ入力端子及び可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２の虚入力端子に結合されている。ゼロ値信号は、第１のマルチプレクサの第２のデータ入力端子に結合され、第１のマルチプレクサ２６０の出力端子は第１のヒルベルトフィルタ２０８の虚入力端子に結合されている。
第１のヒルベルトフィルタ２０８のそれぞれの実出力端子及び虚出力端子は、複素マルチプレクサ２６４及び複素乗算器２１４の対応する対のデータ入力端子に結合されている。複素乗算器２１４の一対の実出力端子及び虚出力端子は、複素マルチプレクサ２６４の第２の対の入力端子に結合されている。複素マルチプレクサ２６４の一対の出力端子は、第１の位相検出器（ＰＤ）２１６′の対応する対の入力端子に結合され、ＰＤ２１６′の出力端子は減算器２６６の非反転入力端子に結合されている。減算器２６６の出力端子は、（図２の）ループフィルタ２１８の入力端子に結合されている。
可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２の実出力端子は第２のヒルベルトフィルタ２１０の実入力端子に結合されている。可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２の虚出力端子は第２のマルチプレクサ２６８の第１のデータ入力端子に結合されている。ゼロ値信号が第２のマルチプレクサ２６８の第２のデータ入力端子に結合され、第２のマルチプレクサ２６８の出力端子は第２のヒルベルトフィルタ２１０の虚入力端子に結合されている。第２のヒルベルトフィルタ２１０のそれぞれの実出力端子及び虚出力端子は、複素共役回路２１２のそれぞれの入力端子及び第２の位相検出器ＰＤ２１６″に結合されている。複素共役回路２１２の一対の実出力端子及び虚出力端子は、複素乗算器２１４の対応する第２の対の入力端子に結合されている。
第２のＰＤ２１６″の出力端子は、第３のマルチプレクサ２７０の第１のデータ入力端子に結合され、ゼロ値信号は第３のマルチプレクサ２７０の第２のデータ入力端子に結合されている。第３のマルチプレクサ２７０の出力端子は、減算器２６６の反転入力端子に結合されている。制御信号入力端子ＣＳは、第１、第２及び第３のマルチプレクサ２６０、２６８及び２７０のそれぞれの制御入力端子、複素マルチプレクサ２６４の制御入力端子、及び可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２の制御入力端子に結合されている。
動作において、制御信号入力端子ＣＳからの制御信号は、図３のタイミングリカバリ回路がＶＳＢ信号或いはＯＱＡＭ信号を受信するようにセットされるべきである場合、第１の状態を有し、タイミングリカバリ回路がＱＡＭ変調信号を受信するようにセットされるべきである場合、第２の状態を有する。
ＶＳＢ／ＯＱＡＭ信号が受信されている場合、制御信号は、マルチプレクサ及び可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２を条件付け、図３に示す回路を図２に示す装置に配置する。特に、可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路は、その入力端子の信号を変えないでその出力端子に送るように条件付けられる。第１のマルチプレクサ２６０は、Ｑ入力端子からの信号を第１のヒルベルトフィルタ２０８に送るように条件付けられ、第２のマルチプレクサ２６８は、可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２からの信号を第２のヒルベルトフィルタ２１０に送るように条件付けられる。複素マルチプレクサ２６４は、複素乗算器２１４からの信号を第１の位相検出器２１６′に結合するように条件付けられ、第３のマルチプレクサ２７０は、ゼロ値信号を減算器２６６に送るように条件付けられる。結果として生じる装置は図２に示された装置と同じである。
しかしながら、ＱＡＭ信号が受信されるべきである場合、制御信号ＣＳは第２の状態に置かれる。この場合、入力信号の実成分及び虚成分が交換される可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２は、出力信号を発生する様に条件付けられる。即ち、可制御Ｉ／Ｑスワッパ回路２６２の実出力端子の信号はその虚入力端子からの信号であり、虚出力端子の信号はその実端子からの信号である。第１及び第２のマルチプレクサ２６０及び２６８は、それぞれゼロ値信号をその対応するヒルベルトフィルタ２０８及び２１０の虚入力端子にそれぞれ送るように条件付けられる。複素マルチプレクサ２６４は、第１のヒルベルトフィルタ２０８の出力を第１の位相検出器２１６′に結合するように条件付けられ、第３のマルチプレクサ２７０は、第２の位相検出器２１６″の出力を減算器２６６に結合するように条件付けられる。この構成では、第１及び第２の位相検出器２１６′及び２１６″、及び減算器２６６の組み合わせによって、図２に示した位相検出器２１６として作動する。
何れの配置においても、ヒルベルトフィルタ２０８及び２１０は、テレビジョン信号の正負の高周波バンドエッジ成分を引き出し、位相検出器２１６′及び２１６″は、前述のように、補正信号を発生し、（図２の）Ａ／Ｄ変換器１０８のタイミングを制御する。
図４は、図１及び図２或いは図３に示したディジタル変調受信機で使用するための整合フィルタコンプリメントのより詳細なブロック図である。図４は、整合フィルタコンプリメント２０２及び／又は２０４の配置を示している。図４で、タップ付遅延線３０２の入力端子は、（図２の）直交復調器１０９の出力端子に結合されている。タップ付遅延線３０２は、偶数タップ及び奇数タップ並びに中心タップ（ＣＴ）を含み、各々が、公知のように、それぞれに異なる時限によって遅延される信号のコピーを入力端子に発生する複数の出力端子を含んでいる。複数の係数乗算器３０４のそれぞれの入力端子は、タップ付遅延線３０２の対応する出力端子に結合されている。中心タップＣＴを含むタップ付遅延線３０２の奇数タップに結合されている係数乗算器３０４のそれぞれの出力端子は、第１の信号結合器３０６の対応する入力端子に結合されている。タップ付遅延線３０２の偶数タップに結合されている係数乗算器のそれぞれの出力端子は第２の信号結合器３１０の対応する入力端子に結合されている。第１の信号結合器３０６の出力端子は、加算器３０８の第１の入力端子及び減算器３０９の非反転入力端子に結合されている。第２の信号結合器３１０の出力端子は、加算器３０８の第２の入力端子及び減算器３０９の反転入力端子に結合されている。加算器３０８の出力端子は、ローパスフィルタリング整合フィルタ出力信号を供給し、（図１の）信号プロセッサ５４に結合されている。減算器３０９の出力端子は、相補ハイパスフィルタリングバンドエッジ信号を供給し、（図２の）複素形成回路２０６に供給される。
動作において、図４のフィルタ装置は、入力信号の相補ローパスフィルタリングバージョン及びハイパスフィルタリングバージョンを供給する。ローパスフィルタリングバージョンは、送信パルス、例えば、記号毎に２つのサンプルを有するルート乗コサイン形状に合致される周波数特性を有する。相補ハイパスフィルタリングバージョンは、バンドエッジタイミングリカバリを生じるために使用することができる。このように、単一フィルタ＋単一付加減算器は両方の機能を生じるために使用することができる。これは、このように構成されたテレビジョン受信機の製造コストを減少する。
図５は、図１に示した受信機に使用するヒルベルトフィルタ２０８を示すより詳細なブロック図である。図５において、実入力端子Ｒin及び虚入力端子Ｉinは、（図２の）第１及び第２の整合フィルタコンプリメント２０２及び２０４のそれぞれに対応した出力端子に結合されている。Ｒin入力端子は、第１の遅延回路２３０の入力端子及び第１の減算器２３６の非反転入力端子に結合されている。第１の遅延回路２３０の出力端子は、第２の遅延回路２３２の入力端子及び信号を２と乗算する乗算器２３１に結合されている。乗算器の出力は、非反転入力端子に結合されている。乗算器の出力は第２の減算器２３４に結合されている。第２の遅延回路２３２の出力端子は第１の減算器２３６の反転入力端子に結合されている。
Ｉin入力端子は、第３の遅延回路２４０の入力端子及び信号を２倍する乗算器２４１に結合されている。この乗算器の出力は、第３の減算器２４４の非反転入力端子に結合されている。第３の遅延回路２４０の出力端子は、第４の遅延回路２４２の入力端子及び信号を２倍する乗算器２４１に結合されている。乗算器の出力は加算器２３８の第１の入力端子に結合されている。第４の遅延回路２４２の出力端子は、第３の減算器２４４の反転入力端子に結合されている。第１の減算器２３６の出力端子は、加算器２３８の第２の入力端子に結合され、第３の減算器２４４の出力端子は、第２の減算器２３４の反転入力端子に結合されている。第２の減算器２３４の出力端子は、実出力信号Ｒoutを発生し、加算器２３８の出力端子は虚出力信号Ｉoutを発生する。それぞれの実出力端子及び虚出力端子、Ｒout及びＩoutは、図２の複素形成回路２０６の対応する入力端子に結合されている。
図５に示すヒルベルトフィルタは、前述のように、整合フィルタコンプリメントフィルタ１１０からのバンドエッジ信号の正の高周波成分を得るように公知のように作動する。しかしながら、このヒルベルトフィルタは乗算器を必要とせずに、その代わりにその全てが乗算器回路に比べて比較的安価である遅延回路、加算器及び減算器だけを必要とする。負の高周波成分を得るためのヒルベルトフィルタ２１０は、減算器２３６及び２４４の入力端子の符号を反転することによって図５に示されるのと同様に構成される。
図６は、図３に示した受信機の一部に使用されている位相検出器のより詳細なブロック図である。図６において、実信号入力端子Ｒは乗算器２５０の第１の入力端子Ｒに結合されている。虚信号入力端子Ｉは公知のＳＧＮ回路の入力端子に結合されている。ＳＧＮ回路の出力端子は、乗算器２５０の第２の入力端子に結合されている。乗算器２５０の出力端子は、位相検出器の出力信号ＯＵＴを発生する。図６に示した位相検出器は、複素信号の位相を示す信号をその入力端子に発生する。図１３は、図１のキャリアトラッキングループ５３のブロック図を示している。このループはＶＳＢ及びＯＱＡＭの受信中だけ使用される。ＱＡＭに関して、このループを通過し、例えば、乗算器１３１４をゼロを出力するようにセットされる。このトラッキングループ５３は、１記号期間遅延部１３００と、一対の乗算器１３０４及び１３０６と、負のヒルベルトフィルタ１３０２と、キャリアトラッキングループ１３０８とを含んでいる。この回路は、図１の整合バンドエッジフィルタ１１０の相補ローパス出力及びハイパス出力に結合されている。ローパス入力は遅延部１３００に結合されている。遅延部の出力は、乗算器１３０４の一方の入力に結合されている。遅延時間は、１シンボル期間或いはそれ以上であってもよい、ヒルベルトフィルタ１３０２を通過するのに信号に対して必要な時間に等しい。このハイパスフィルタリング出力は負のヒルベルトフィルタ１３０２に結合されている。このヒルベルトフィルタはＶＳＢ信号に対するパイロットトーンを中心とされる。このヒルベルトフィルタの出力は、第２の乗算器１３０６の入力に結合されている。第１の乗算器１３０４の出力は、（図１の）信号プロセッサに結合されているキャリアトラッキングループ１３０８の出力である。ローパスフィルタリング信号が単一等価器がＱＡＭ信号、ＶＳＢ信号及びＯＱＡＭ信号をフィルタリングするために使用することができるような位相ロック信号を使用してローパスフィルタリング信号の周波数をオフセットできるように乗算器１３０４のためのタイミング信号を生成するために使用される。オフセット信号の位相ロックを容易にするために、キャリアループ１３０８は、乗算器１３０６の出力に結合されている位相検出器１３１０と、ループフィルタ１３１２、マルチプレクサ１３１４と、数値制御発振器１３１６とを含んでいる。この位相検出器は、ＮＣＯ１３１６の複素信号出力と負ヒルベルトフィルタ１３０２の出力とを乗算する乗算器１３０６によって発生されるタイミング信号の位相エラーを検出する。ループフィルタ１３１２は、低周波成分を位相検出器の出力信号から得る。マルチプレクサ１３１４は、キャリアループ１３０８を使用可能／使用禁止する。例えば、ＱＡＭに関して、全然ローパスフィルタリング入力のオフセットである必要がない。従って、キャリアループは使用禁止され、マルチプレクサ１３０４は、ＱＡＭ信号を変えないで等価器に送る。しかしながら、ＶＳＢ受信モード及びＯＱＡＭ受信モードでは、タイミングループ１３０８は、使用可能にされ、ローパス信号をオフセットさせる。それ自体、ＱＡＭが受信されている場合、マルチプレクサ１３１４は、ゼロ値入力端子に結合されているその出力端子を有している。全ての他の信号に関して、ループフィルタの出力は、マルチプレクサ１３１４を通ってＮＣＯ１３１６に結合され、数値制御発振器１３１６のための制御電圧を形成する。この発振器の出力は、乗算器１３０４及び１３０６の両方に結合されている。名目上は、ＶＳＢ信号に関して、この発振器の出力は記号周波数の０．２５倍にセットされ、アナログ信号に関して、この出力は記号周波数の０．２５倍に対してセットされる。このように、ハイパスフィルタ及び負ヒルベルトフィルタは、タイミングループ１３０８がｅパイロットトーンにロックされるようにパイロットトーンをＶＳＢ信号から得る。
図７は、図１に示した信号プロセッサ５４の詳細ブロック図である。この信号プロセッサは、適応等価器９００と、コントローラ９０１と、デローテータ９０３と、等価器９０５とを含んでいる。このコントローラ９０１は、初期信号取得時に係数を適応等価器９００にセットし、信号の受信中、チャンネルの変化に応じて係数を調整する。本発明の等価器は、“トレーニングシーケンス”を使用しないで、フィルタ係数を初期設定する点で“ブラインド”等価器である。それ自体、この係数は等価器の出力信号を考慮して調整される。他のアルゴリズムはブラインド等化を行うのに役立つけれども、ＱＡＭ信号を受信する場合、本発明は、ゴダールアルゴリズムとしても知られている周知の定係数アルゴリズム（constant modulus algorithm）（ＣＭＡ）を使用する。ＶＳＢ信号を受信する場合、本発明は周知のサトウのブラインドアルゴリズムを使用する。
適応等価器９００は、フィードフォワード等価器（ＦＦＥ）９０２と、選択決定フィードバック等価器（ＤＦＥ）９１０とを含んでいる。更に、コントローラ９０１は、マルチプレクサ９０６と、第１及び第２の信号変換器９２４及び９２６と、複素共役回路９２０と、第１のリローテータ９１６と、第２のリローテータ９１８と、エラー発生器９１４と、キャリアリカバリ回路９１２とを含んでいる。これらの要素は下記のように相互接続されている。入力端子９０５は、（図１の）キャリアトラッキング回路５３の出力端子に結合されている。入力端子９０５は、フィードフォワード等価器（ＦＦＥ）９０２の入力端子に結合されている。ＦＦＥ９０２の出力端子は信号結合器９０４の第１の入力端子に結合されている。信号結合器９０４の出力端子は、コントローラ９０１のマルチプレクサ９０６の第１のデータ入力端子及びデローテータ９０３に結合されている。マルチプレクサ９０６の入力端子は第２の信号変換器９２６のデータ入力端子に結合されている。第２の信号変換器は、１記号遅延部９２８と、“複素−実／虚”信号変換器９３０と、マルチプレクサ９３２と、“複素形成”回路９３４とを含んでいる。遅延複素信号は、複素信号変換器９３０に結合され、実信号及び虚信号を複素信号から得る。この実信号は、複素形成回路９３４の実入力に直接に結合されている。この虚信号はマルチプレクサ９３２の第１の入力に結合されている。第２の入力はゼロに結合されている。ＱＡＭ受信中、虚信号は、選択され、マルチプレクサ出力端子に結合されている。しかしながら、ＶＳＢ／ＯＱＡＭ受信中、マルチプレクサは、複素形成回路９３４の虚端子に信号を全然供給しない。この複素形成回路９３４は、実信号及び虚信号をＤＦＥ９１０によって使用するための複素信号に変換する。ＤＦＥ９１０の出力端子は、信号結合器９０４の第２の入力端子に結合されている。
デローテータ９０３の出力端子は、量子化器９０５の入力端子に結合されている。量子化器は、符号スライサ９３６と、ＱＡＭスライサ９３８と、マルチプレクサ９４０とを含んでいる。このマルチプレクサは、符号値或いは記号値の何れかを量子化器の出力として選択する。ＶＳＢ／ＯＱＡＭモードでは、量子化器は、サトウのアルゴリズムが等化を実行するまで、符号値だけを開始し、それから、量子化器は、ＱＡＭスライサに切り替えられ、記号サンプルを供給する。ＱＡＭモードでは、量子化器はＱＡＭスライシングを実行するように常にセットされる。ＱＡＭスライサは、最大予測コンステレーションサイズ、例えば２５６-ＱＡＭスライサを量子化するように選択される。マルチプレクサの出力は、記号再タイミング回路９２２に結合されている。
記号再タイミング回路９２２は、ＶＳＢ／ＯＱＡＭモード中だけ使用される。ＱＡＭモード中、この回路は破線矢印９４２によって示されるようにバイパスされる。記号再タイミング回路は、下記に図１２に関して詳述される。回路９２２の出力端子は、キャリアリカバリ回路９１２の第１の入力、エラー発生器９１４の第１の入力端子及び第１のリローテータ９１６の入力端子に結合されている。量子化器９０５の出力端子は、キャリアリカバリ回路９１２の第２の入力端子、エラー発生器９１４の第２の入力端子、及びリローテータ９１６のデータ入力端子に結合されている。第１のリローテータ９１６の出力端子はマルチプレクサ９０６の第２のデータ入力端子に結合されている。エラー発生器９１４の出力端子は、エラー信号ｅを発生し、第２のリローテータ９１８のデータ入力端子に結合されている。第２のリローテータ９１８の出力端子は第１の信号変換器９２４に結合されている。第１の信号変換器は、複素−実／虚変換器９４４と、マルチプレクサ９４６と、複素形成回路９４８とを含んでいる。第２の信号変換器９２６のように、この変換器は、複素入力信号を実信号及び虚信号に変換し、実信号を複素形成回路９４８に結合し、虚信号を複素形成回路９４８に選択的に結合し、複素信号を発生する。マルチプレクサは、ＱＡＭモード中、虚成分を選択し、ＶＳＢ／ＯＱＡＭモード中、全然信号を選択しない。変換器９２４からの複素出力は、ＤＦＥ９１０及びＦＦＥ９０２のそれぞれの制御入力端子に結合されている。
キャリアリカバリ回路９１２の出力端子は、デローテータ９０３の制御入力端子及び複素共役回路９２０の入力端子に結合されている。複素共役回路９２０の出力端子は第１及び第２のリローテータ９１６及び９１８のそれぞれの制御入力端子に結合されている。
動作において、ＦＦＥ９０２と、ＤＦＥ９１０と信号結合器９０４とを含む適応等価器９００は、キャリア信号が取り出される前に、パスバンドの経路９０５上の入力信号を作動させる。量子化器９０７と、エラー発生器９１４と、キャリアリカバリ回路９１２とを含む回路の残りはベースバンドで作動する。デローテータ９０３は、キャリアリカバリ回路９１２の制御の下でパスバンドからベースバンドへの変換を実行する。
ＱＡＭに関して、適応等価器９００は、その係数を新しく受信された信号に適合させるための公知の定係数アルゴリズム（ＣＭＡ）を使用する。ＶＳＢに関して、等価器は、サトウのブラインド等化アルゴリズムを使用し、記号データを等化するようにＣＭＡアルゴリズムに切り替える前に符号ビットを等化する。このアルゴリズムは、等価器の出力の記号間干渉の量によって決まる等化基準を使用するが、記号コンステレーションサイズ及びキャリア位相とは無関係である。初期信号取得中、ＦＦＥ９０２及びＤＦＥ９１０の両方の係数を同時に適合させるために、マルチプレクサ９０６は、信号取得期間中、信号結合器９０４の出力をＤＦＥ９１０の入力端子に結合するように条件付けられる。従って、信号取得期間中、ＦＦＥ９０２及びＤＦＥ９１０は、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）及び無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタのそれぞれとして作動する。
この装置は２つの長所を提供する。まず第一に、ＩＩＲとして作動されるＤＦＥ９１０は、信号取得中、ＦＦＥ９０２のみが提供するよりも優れたＩＳＩ相殺を提供する。従って、適応量子化器の係数が（下記により詳細に述べられているように）収束された後に量子化器９０５によって行われた決定は、従来技術の装置の決定よりもより正確である可能性があり、従って、後のデータリカバリが適切に続行する可能性が多い。これは、従来技術で使用可能であるより簡単な制御回路を有するより簡単な回路構造を生じる。第二に、信号獲得期間後に、ＦＦＥ９０２からＤＦＥ９１０への係数の移動がない。これによって、従来技術より利用できる単純な制御回路を有する単純な回路構造となる。
適応等価器９００からの等化信号はパスバンド信号である。通常の動作中、この信号は、（下記により詳細に述べられている）キャリアリカバリ回路９１２の制御の下にデローテータ９０３の動作によってベースバンドに変換される。デローテータ９０３からのベース信号は、次に記号再タイミング回路９２２及び量子化器９０７によって処理され、送信記号に対応する推定受信記号を発生する。
しかしながら、信号取得期間中、適応等価器９００の係数が（前述のように）収束された後、キャリア信号は、下記により詳細に述べられているように、取得されねばならない。このキャリアリカバリ期間中、ＦＦＥ９０２及びＤＦＥ９１０はＦＩＲ／ＩＩＲ装置に残る。いろいろのディジタル変調フォーマットに対するキャリアリカバリを実行するために、記号再タイミング技術は使用されねばならなく、特に量子化は、受信機が処理することを目的としている変調フォーマットの幾つかに対する記号位置間に生じ得る。それ自体、本発明は、ベースバンドでこの記号を訂正する記号再タイミング回路９２２を含み、ベースバンドシーケンスがどちらのディジタル変調フォーマットが受信されているとしても量子化及びキャリアリカバリに適切であることを確実にする。
特に、図１２は、図７の記号再タイミング回路９２２の詳細ブロック図を示している。再タイミング回路９２２は、一対の複素−実／虚変換器１２００及び１２０２と、複素形成回路１２０４と、一対の１記号遅延部１２０６及び１２０８と、一対の複素形成回路１２１０及び１２１２とを含んでいる。量子化器（図７の９４０）からの複素信号は、変換器１２００に結合され、量子化信号の実成分及び虚成分を発生する。この実成分は、複素形成回路１２１０及び１２０４の実入力端子に結合されている。この実成分は、遅延部１２０８（１記号期間）にも結合されている。遅延部の出力は、複素形成回路１２１０の虚入力に結合されている。回路１２１０からの複素信号は、キャリアリカバリ回路（図７の９１２）の一方の入力を形成する。
ローテータ９０３からの複素信号は、複素−実／虚変換器１２０２に結合されている。変換器１２０２の虚出力は回路１２０４に結合されている。この回路は記号サンプルを発生する。変換器１２０２の実出力は、複素形成回路１２１２の実入力及び遅延部１２０６の入力に結合されている。遅延部１２０６の出力は、回路１２１２の虚入力を形成する。回路１２１２によって発生された複素信号は、キャリアリカバリ回路（図７の９１２）の入力Ｂに結合されている。
図８は、図７に示されたキャリアリカバリ回路９１２の詳細ブロック図を示している。キャリアリカバリ回路は、量子化器９０５によって行われた決定に基づいてキャリア信号の位相を追跡する。この回路は、ＱＡＭ信号を受信することに対して一方の速度（例えば、速度Ｆs）及びＶＳＢ信号及びＯＱＡＭ信号を受信することに対してＱＡＭクロッキング速度の２倍（例えば、速度２Ｆs、）でクロックされる。キャリアリカバリ回路は、位相検出器８００と、ループフィルタ８１６とＶＣ０８１８とを含んでいる。第１の入力端子（入力Ａ）は、記号再タイミング回路（図１２の９２２）から複素共役回路８０２に結合されている。回路８０２の出力はリローテータ８０６の一方の入力に結合されている。第２の入力端子（入力Ｂ）は、記号再タイミング回路から複素絶対値回路８０４及びリローテータ８０６の第２の入力に結合されている。リローテータの出力は、複素−実／虚変換器８０８に結合されている。実成分は無視され、虚成分は、ｘ／ｙ割算器８１４のｘ端子に結合されている。入力Ｂの信号の絶対値を発生する複素絶対値回路８０４の出力は、加算器８１０を使用して定数（例えば、１．０×１０-6）に加算される。加算器の出力は、ｘ／ｙ割算器８１４のｙ入力である。前述の回路は、ＱＡＭ信号及びＶＳＢ／ＯＱＡＭ信号の両方に対する位相エラー信号を発生する位相検出器である。
位相検出器８００の出力は、ＶＣＯ８１８を制御する低周波（例えば、ＤＣ）信号を発生するループフィルタ８１６に接続されている。この出力は、信号プロセッサ（図１の５４）内部で信号をデローテイト或いはリローテイトするために使用される位相ロック周波である。
図７に戻ると、通常の動作中、デローテータ９０３からの非回転の受信信号は、ＱＡＭ量子化器或いはスライサ９０５によって処理され、この受信信号が最も近接している複素平面上のコンステレーション点を決定する。スライサ９３８の出力は、この最も近接しているコンステレーション点の値を有する複素信号である。しかしながら、受信機が新しい信号を最初に受信する場合、キャリア周波数及び位相はまだ得られていない。従って、スライサ９３８によって行われる決定はしばしば不正確である。キャリアを得ようとする試みにおいて不正確な決定を用いることは、このような取得をそこない、取得を阻止さえもするであろう。
キャリアを最初に得るために、スライサ９３８によって行われる決定は最初に雑な方法で行われる。例えば、図９に示す複素平面を参照すると、４つの点、即ち１，２，３，及び４からなる代用コンステレーションをとる動作を開始する場合、各々は、原点から、４５度、１３５度、２２５度及び３１５度の角度のそれぞれに沿って半径ｒにある。このコンステレーションにより作動する量子化器は、入力端子の入力複素信号が第１の象限にあるときは常に点１に対応する信号を発生する。この量子化器は、入力複素信号が第２の象限にあるときは常に点２に対応する信号を発生する。以下同様である。従来の装置では、このような量子化器は、行われた決定が十分に正確であるまでこのコンステレーションを使用して作動する。例えば、決定の９０％が正確であるとすれば、量子化器は、象限モードから全コンステレーションを必要とする決定が行われる全決定指向モードに切り替えられる。
しかしながら、ある場合には、象限モードのＱＡＭスライサ９３８を作動することによって実行される部分キャリア取得は、全決定指向モードに切り替えられる場合、量子化器がロックを実行できるのには十分でない。本発明によれば、象限モードで作動するスライサが所望の精度を達成した後、スライサは、精モード動作を開始するが、まだ全決定指向モード動作を開始しない。図１０を参照するに、複素平面はオクタントに分割され、代用コンステレーションは、８つの点、即ち１、２、３、４、５、６、７及び８からなる量子化で使用され、各々は、原点から、２２．５度、６７．５度、１１２．５度、１５７．５度、２０２．５度、２４７．５度、２９２．５度、及び３３７．５度の角度に沿って半径ｒにある。量子化がこのモードで作動する場合、点１を含むオクタントにあるいかなる入力信号も、量子化器を条件付けし、点１の値を有する信号を発生する。点２を含むオクタントにあるいかなる入力信号も、量子化器を条件付けし、点２の値を有する信号を発生する。以下同様である。オクタントモードで作動する量子化器が所望の精度を達成した場合、結果として生じるエラーは、象限モードで作動する量子化器によって発生されたものよりも非常に少ない。量子化器が全決定指向モードに切り替えられた場合、キャリアリカバリが達成されることは、象限モードよりも非常に可能性がある。
図１１は、前述のように、量子化をオクタントモードで実行する量子化器９０５の一部（ＱＡＭスライサ９３８）の詳細ブロック図である。図１１では、（図８の）記号再タイミング回路９２２の出力端子から複素信号のＩ成分及びＱ成分を受信するように結合されている別個のＩ入力端子及びＱ入力端子が示されている。Ｉ入力端子は、第１の絶対値回路７０２及び第１の符号決定回路７０４のそれぞれの入力端子に結合されている。第１の符号決定回路７０４の出力端子は、角度計算回路７０６のＹ０入力端子に結合されている。Ｑ入力端子は、第２の絶対値回路７０８及び第２の符号決定回路７１０のそれぞれの入力端子に結合されている。第２の符号決定回路７１０の出力端子は、角度計算回路７０６のＹ１入力端子に結合されている。第１の絶対値回路７０２の出力端子は、減算器７１２の非反転入力端子に結合され、第２の絶対値回路７０８の出力端子は、減算器７１２の反転入力端子に結合されている。減算器７１２の出力端子は、第３の符号決定回路７１４の入力端子に結合されている。第３の符号決定回路７１４の出力端子は、角度計算回路７０６のＹ２入力端子に結合されている。角度計算回路７０６の出力端子は、極−直交変換器７１６の第１の入力端子に結合されている。極−直交変換器７１６の第２の入力端子は値ｒを有する信号源に結合されている。極−直交変換器７１６のそれぞれのＩ出力端子及びＱ出力端子は、出力端子１５、デローテータ制御回路１２２及び（図１の）適応等価器制御回路１２０に結合されている。
動作において、各符号決定回路（７０４、７１０及び７１４）は、その入力信号の値が正である場合、ロジック‘０’信号を発生し、その入力信号の値が負である場合、ロジック‘１’信号を発生する。図１０を再び参照すると、第１の符号決定回路７０４からの出力信号の値がロジック‘０’である場合、入力複素信号の値は、図示された複素平面の右半分にあり、この出力信号の値がロジック‘１’である場合、入力複素信号の値は、複素平面の左半分にある。同様に、第２の符号決定回路７１０からの出力信号の値がロジック‘０’である場合、入力複素信号の値は、図示された複素平面の上半分にあり、この出力信号の値がロジック‘１’である場合、入力複素信号の値は、複素平面の下半分にある。第３の符号決定回路７１４からの出力信号の値がロジック‘０’である場合、入力複素信号の値が水平Ｉ軸に隣接するオクタント、即ちオクタント１、４、５或いは８にあり、この出力信号の値がロジック‘１’である場合、この入力複素信号の値が垂直Ｑ軸に隣接するオクタント、即ちオクタント２、３、６、或いは７にある。角度計算回路７０６は、Ｙ０、Ｙ１及びＹ２入力端子に信号を発生し、どのオクタントに入力複素信号があるかを決定し、このオクタントを二分する角度を生成する。例えば、Ｙ０がロジック‘０’である場合、複素信号が複素平面の右半分にあることを示し、Ｙ２がロジック‘０’である場合、複素信号が複素平面の上半分にあることを示し、Ｙ１がロジック‘０’である場合、複素信号が水平Ｉ軸に隣接するオクタントにあることを示している。これはオクタント１である。オクタント１の二等分線面の角度は２２．５度である。角度決定回路は図１０に示されるように配置された８つのエントリルックアップテーブルを備えてもよい。
極−直交変換器７１６は、角度計算回路７０６によって生成された角度及び半径入力信号ｒを利用し、この角度及び半径に対応する直交複素座標（同相（実）Ｉ成分及び直角位相（虚）Ｑ成分）を公知のように生成する。固定半径入力ｒは、選択サイズＱＡＭコンステレーションに対するコンステレーション点のサイズ及び配置から公知のように予め決定されてもよいＱＡＭコンステレーションの平均半径であるように選択されてもよい。この変換から生じるＩ成分及びＱ成分は、量子化器がオクタントモードで作動している間、選択コンステレーション点として量子化器９０７の出力に供給される。極−直交変換器７１６はルックアップテーブルも備えてもよい。当業者は、信号ｒが一定のままであるならば、信号ｒに対する入力端子を有することは必要ないことであることをなお一層理解し、実際の実現において、角度決定回路７０６及び極−直交変換器７１６は、ＹＯ入力信号、Ｙ１入力信号及びＹ２入力信号に直接対応する直交Ｉ座標及びＱ座標を生成する単一の８つのエントリルックアップテーブルを備えてもよい。
図７を再び参照すると、量子化器９０５の入力信号及び量子化器９０５からの出力信号は、記号再タイミング回路９２２を通ってキャリアリカバリ回路９１２に供給される。（前述の）量子化器の各作動モードでは、キャリアリカバリ回路９１２はキャリア信号を発生する。このキャリア信号は、デローテータ９０３に供給され、推定受信記号を示す等化信号の位相及び振幅を変え、この記号を理想的コンステレーションと整列させる。
量子化器が、前述のように、象限モードの動作からオクタントモードの動作へ、次に全決定指向モードになった後、マルチプレクサ９０６は、次に、量子化器からの決定をＩＩＲとしてよりもむしろ決定フィードバック等価器としての動作を開始するＤＦＥ９１０に結合するように条件付けられる。この作動モードでは、ＦＦＥ９０２及びＤＦＥ９１０の係数はチャンネル状態の変化を追跡する。エラー発生器９１４からのエラー信号は、受信記号を示す、量子化器入力端子の複素値の信号と推定受信記号を示す、量子化器の出力端子の信号との差を示している。このエラー信号は、ＦＦＥ９０２及びＤＦＥ９１０の制御入力端子に結合されている。ＦＦＥ９０２及びＤＦＥ９１０は、エラー信号に応じて、エラー信号を最少にしようとして、公知のようにその係数を調整する。
しかしながら、図７から、適応等価器９００はパスバンド（デローテイトされない）信号で作動しているのに対して、量子化器９０５及びキャリアリカバリ回路９１２はベースバンド（非回転される）信号で作動していることが分かる。パスバンドの信号で作動している間、適応等価器９００がその係数を適切に調整することができるために、その両方がベースバンド信号である、量子化器９０５からの決定及びエラー発生器９１４からのエラー信号は、第１及び第２のリローテータ９１６及び９１８のそれぞれによってパスバンドへ後方へリローテイトされる。第１及び第２のリローテータ９１６及び９１８のそれぞれに対する制御信号は、デローテータ９０３に対するキャリアリカバリ回路９１２によって発生される制御信号から得られる。キャリアリカバリ回路９１２からの制御信号は、複素共役回路９２０によって共役される。共役制御信号は、この共役制御信号に応じて、デローテータ９０３の逆の動作を実行し、量子化器９０５からの決定及びエラー発生器９１４からのエラー信号のそれぞれをパスバンドへ後方へリローテイトするリローテータ９１６及び９１８に供給される。従って、適応等価器９００はパスバンドで作動し続けることができるのに対して、キャリアリカバリ回路９１２及びエラー発生器９１４はベースバンドで作動し続けることができる。
一般に、信号取得期間中にパスバンドで作動することから通常の作動モード中ベースバンドで作動することへ適応等価器を切り替えることは困難である。しかし、従来の装置では、通常の作動モード中適応等価器のＤＦＥ部にフィードバックされるべきである決定がベースバンドにあるために、これが必要である。本出願の装置は、適応等価器係数がパスバンドで最初に収束でき、次に、ＱＡＭキャリアが取得された後、適応等価器係数が決定フィードバックモードでパスバンドで作動し続けるという長所を提供する。この装置は、適応等価器の動作をキャリアリカバリ回路及び量子化器の動作からも分離する。
ＱＡＭ、ＯＱＡＭ及びＶＳＢに対して同様に作動する有効適応等価器を有するために、信号プロセッサ５４の３つの信号は変更されねばならない。まず第一に、ＱＡＭモードでは、記号再タイミング回路９２２はバイパスされ、ＶＳＢ／ＯＱＡＭモードでは、記号は回路９２２によって再タイミングされる。第二に、ＱＡＭモードでは、信号プロセッサのクロック速度は記号速度（Ｆｓ）と等しい。しかしながら、ＶＳＢ／ＯＱＡＭモードでは、クロック速度が２倍にされる。それ自体、信号プロセッサ５４は、ＣＳ信号に応じてクロック速度を切り替えるデュアル速度切り替え可能なクロック９２４を含んでいる。
最後に、信号変換器９２４及び９２６は、ＶＳＢ／ＯＱＡＭでは、適応等価器は実信号によって制御されるのに対して、ＱＡＭモードでは、制御は複素信号で行われる。
本発明の教示を組み込むいろいろな実施形態がここに図示され、詳述されているけれども、当業者はさらにこれらの教示を組み込む多数の他のいろいろの実施形態を容易に発明できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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