(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可飽和磁芯と、
前記可飽和磁芯に巻回された主巻線と、
前記可飽和磁芯に巻回された副巻線と、
前記副巻線自体で前記可飽和磁芯を非飽和状態から飽和状態に遷移するときの電流を前記副巻線に流す電源と
を具備し、前記可飽和磁芯は、前記主巻線に前記副巻線の電流と同方向に電圧を印加した場合に該電圧を印加した直後から飽和状態を呈し、前記主巻線に前記副巻線の電流と逆方向に電圧を印加した場合に非飽和状態の初期状態から所定の電圧時間積に達した時点で飽和状態に遷移することを特徴とする可飽和リアクトル。
【請求項２】
充電用直流電源と、該充電用直流電源に並列接続されたスイッチ素子と、直列接続された可飽和リアクトルとコンデンサとを該スイッチ素子に並列接続し、さらに直列接続された可飽和リアクトルとコンデンサとを該並列接続されたコンデンサに並列接続する構成を順次持たせて前記スイッチ素子のオンを契機としてコンデンサに蓄積されたエネルギーを順次後段のコンデンサに転送する磁気パルス圧縮回路と、該磁気パルス圧縮回路の最終段のコンデンサに並列接続されたレーザ放電部とを有するパルスレーザ用電源装置において、
前記充電用直流電源からの充電電流が流れる前記磁気パルス圧縮回路の可飽和リアクトルは、
可飽和磁芯と、
前記可飽和磁芯に巻回された主巻線と、
前記可飽和磁芯に巻回された副巻線と、
前記副巻線自体で前記可飽和磁芯を非飽和状態から飽和状態に遷移するときの電流を前記副巻線に流す電源と
を具備し、前記可飽和磁芯は、前記主巻線に前記副巻線の電流と同方向に電圧を印加した場合に該電圧を印加した直後から飽和状態を呈し、前記主巻線に前記副巻線の電流と逆方向に電圧を印加した場合に非飽和状態の初期状態から所定の電圧時間積に達した時点で飽和状態に遷移することを特徴とするパルスレーザ用電源装置。
【請求項３】
前記磁気パルス圧縮回路の最終段の可飽和リアクトル以外の可飽和リアクトルは、前記磁気パルス圧縮回路の第１段の可飽和リアクトルであることを特徴とする請求項２に記載のパルスレーザ用電源装置。
【請求項４】
前記磁気パルス圧縮回路の最終段の可飽和リアクトルに直列接続され、該磁気パルス圧縮回路によるエネルギー転送方向を導通方向とするダイオードをさらに具備したことを特徴とする請求項２または３に記載のパルスレーザ用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流の方向によって、高インダクタンス状態および低インダクタンス状態を切り換える磁気スイッチ機能と、低インダクタンスの導通機能とをもった高速かつ大電力用の整流作用を実現する可飽和リアクトルおよびこれを用いたパルスレーザ用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、フェライトやアモルファス磁性体等の磁芯を用いた可飽和リアクトルは、その透磁率の非直線性を使用した磁気スイッチとして用いられている。この可飽和リアクトルは、主巻線が磁芯に所定回数巻回された構成となっている。主巻線に流れる電流量Ｉを増加させると、図５に示すように磁束密度Ｂも増大し、磁束密度ＢがＢ０に達すると、磁芯はその後電流の増加にかかわらず、一定の磁束密度Ｂ０を維持する飽和状態となる。この飽和状態では、磁芯のインダクタンスは非常に小さい値となる。この結果により、可飽和リアクトルは磁気スイッチ機能を提供することになる。なお、主巻線に対して異なる方向から電流を流した場合においても、同様の磁気スイッチ機能を提供し、非飽和状態から飽和状態に遷移する電流値の絶対値と磁束密度の値は同じで、いわゆるＢ−Ｈ特性は原点に関して点対称となっている。
【０００３】
このような可飽和リアクトルの改良として、特開昭６２−７６５１１号公報には、可飽和鉄心に主導線の他に補助導線を巻回し、この補助導線に主導線の電流に応じてバイアス電流を流すことにより主導線の電流に対するスイッチング作用を制御する磁気スイッチが記載され、これにより、補助導線の電流量を変化させることで、主導線の電流量とは無関係に所望のタイミングでスイッチング作用を行うことができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、特開昭６２−７６５１１号公報に記載された磁気スイッチのような補助導線を有する従来の可飽和リアクトルは磁気リセット用に補助巻線を設けている。
【０００５】
例えば、図６に示すパルスレーザ用電源装置では、充電用電流源であるチャージャ１１によってコンデンサＣ１１に電荷が直接蓄積される。このコンデンサＣ１１に蓄積された電荷は、スイッチＳＷ１のオンを契機として電荷エネルギーの転送が開始される。すなわち、スイッチＳＷ１のオンに伴って可飽和リアクトルＳＬ１１の両端子間の発生電圧が増大し、所定のアシスト時間経過後電圧時間積に達して飽和状態となってオンとなり、コンデンサＣ１１に蓄積された電荷は、可飽和リアクトルＳ１１、スイッチＳＷ１を介し、電流Ｉ１１としてコンデンサＣ１１の反対側に転送される。その後、可飽和リアクトルＳＬ１２の両端子間電圧の発生によりその電圧でのアシスト時間経過後の時点で可飽和リアクトルＳＬ１２が飽和状態となってオンとなり、コンデンサＣ１１に転送された電荷を電流Ｉ１２としてピーキングコンデンサＣＰ１に転送する。ピーキングコンデンサＣＰ１に転送された電荷は、電流Ｉ１３としてレーザ放電部ＬＤ１を放電させ、レーザパルス発振を実現させる。
【０００６】
しかし、図６に示すパルスレーザ用電源装置においてスイッチＳＷ１をオンにしてコンデンサＣ１１に充電された電荷を転送する際、コンデンサＣ１１に充電された電荷はこの電荷転送によって充電時に正であったコンデンサＣ１１の端子電位Ｐ０は負に急激に変化する極性反転が起こり、端子電位Ｐ０が負になった時点からチャージャ１１から電流Ｉ０１が吸い出される。この結果、チャージャ１１による充電電流が設計値以上に増加する場合が生じ、チャージャ１１を壊し、またチャージ精度を悪化させる場合があるという問題点があった。
【０００７】
一方、図７に示すパルスレーザ用電源装置では、チャージャ１２は、可飽和リアクトルＳＬ２１を介して少なくともコンデンサＣ１２を充電する。スイッチＳＷ２のオンに伴って可飽和リアクトルＳＬ２１の両端子間電圧が発生し、所定の電圧時間積に達して可飽和リアクトルＳＬ２１がオンになると、電流Ｉ２１としてコンデンサＣ１２に蓄積されている電荷はコンデンサＣ１２の反対側の端子に転送される極性反転が行われる。その後、可飽和リアクトルＳＬ２２の両端子間電圧の発生によりその電圧でのアシスト時間経過後の時点で可飽和リアクトルＳＬ２２がオンとなり、電流Ｉ２２としてコンデンサＣ１２に転送された電荷はピーキングコンデンサＣＰ２に転送される。ピーキングコンデンサＣＰ２に転送された電荷は、電流Ｉ２３としてレーザ放電部ＬＤ２を放電させ、レーザパルス発振を実現させる。
【０００８】
しかし、図７に示すパルスレーザ用電源装置においてチャージャ１２が可飽和リアクトルＳＬ２１を介してコンデンサＣ１２を充電する際、チャージャ１２からの充電電流にリップルがある場合、このリップル周波数によって可飽和リアクトルＳＬ２１のインダクタンスが大きくなり、コンデンサＣ１２への充電が抑制され、可飽和リアクトルＳＬ２１のチャージャ１２側の点Ｐ１にサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、スイッチＳＷ２の耐電圧を超えて該スイッチＳＷ２を破損する場合があるとともに、このサージ電圧によってコンデンサＣ１１の端子電圧を正確に検出することができないという問題点があった。
【０００９】
この場合、可飽和リアクトルＳＬ２１が、充電電流の方向を導通状態とし、充電された電荷の磁気圧縮動作に対して磁気スイッチ機能をもつと、サージ電圧が生じないでスイッチＳＷ２を保護することができ、しかもリップルをもつ電流を充電電流として用いることができる。
【００１０】
そこで、本発明はかかる問題点を除去し、導通状態と磁気スイッチ機能とを電流の方向に対応してもたせた可飽和リアクトルおよびこれを用いたパルスレーザ用電源装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段および効果】
第１の発明は、可飽和磁芯と、前記可飽和磁芯に巻回された主巻線と、前記可飽和磁芯に巻回された副巻線と、前記副巻線自体で前記可飽和磁芯を非飽和状態から飽和状態に遷移するときの電流を前記副巻線に流す電源とを具備し、前記可飽和磁芯は、前記主巻線に前記副巻線の電流と同方向に電圧を印加した場合に該電圧を印加した直後から飽和状態を呈し、前記主巻線に前記副巻線の電流と逆方向に電圧を印加した場合に非飽和状態の初期状態から所定の電圧時間積に達した時点で飽和状態に遷移することを特徴とする。
【００１２】
第１の発明では、副巻線に流す電流を該副巻線自体で可飽和磁芯を非飽和状態から飽和状態に丁度遷移するときの値に設定しているため、この副巻線に流れる電流によって生じる磁束の方向と同じ方向に磁束を生じさせる方向で主巻線に電圧が印加された場合、飽和状態が維持されて主巻線は低インダクタンス状態、すなわち導通状態となる。一方、この副巻線に流れる電流によって生じる磁束を打ち消す方向に磁束を生じさせる方向で主巻線に電圧が印加された場合、非飽和状態の初期状態、すなわち高インダクタンス状態から所定の電圧時間積に達した時点で飽和状態、すなわち低インダクタンス状態に遷移する。この結果、主巻線に流れる電流方向によって導通状態と磁気スイッチ機能状態との両状態を併せ持った可飽和リアクトルが実現される。換言すれば、主巻線に流れる一電流方向のみに可飽和リアクトルの磁気スイッチ機能を持たせ、他電流方向は導通させるという整流的作用をもった素子が実現される。
【００１３】
特に本可飽和リアクトルは、可飽和リアクトル自体がもつ、高電力特に高電圧に耐え得る高速デバイスであることから、半導体電力デバイスでは耐えることができない高電圧部署に用いることができる。
【００１４】
第２の発明は、充電用直流電源と、該充電用直流電源に並列接続されたスイッチ素子と、直列接続された可飽和リアクトルとコンデンサとを該スイッチ素子に並列接続し、さらに直列接続された可飽和リアクトルとコンデンサと該並列接続されたコンデンサに並列接続する構成を順次持たせて前記スイッチ素子のオンを契機としてコンデンサに蓄積されたエネルギーを順次後段のコンデンサに転送する磁気パルス圧縮回路と、該磁気パルス圧縮回路の最終段のコンデンサに並列接続されたレーザ放電部とを有するパルスレーザ用電源装置において、前記充電用直流電源からの充電電流が流れる前記磁気パルス圧縮回路の可飽和リアクトルは、可飽和磁芯と、前記可飽和磁芯に巻回された主巻線と、前記可飽和磁芯に巻回された副巻線と、前記副巻線自体で前記可飽和磁芯を非飽和状態から飽和状態に遷移するときの電流を前記副巻線に流す電源とを具備し、前記可飽和磁芯は、前記主巻線に前記副巻線の電流と同方向に電圧を印加した場合に該電圧を印加した直後から飽和状態を呈し、前記主巻線に前記副巻線の電流と逆方向に電圧を印加した場合に非飽和状態の初期状態から所定の電圧時間積に達した時点で飽和状態に遷移することを特徴とする。
【００１５】
第２の発明は、第１の発明である可飽和リアクトルをパルスレーザ用電源装置における第１段の可飽和リアクトルに適用したものである。これにより、第１段の可飽和リアクトルを用いたパルス圧縮過程を実現するとともに、第１段の可飽和リアクトルを介して第１段のコンデンサに電荷を蓄積する際、第１段の可飽和リアクトルの充電用直流電源側にサージ電圧が発生せず、該サージ電圧によるスイッチ素子の破壊を防止することができる。
【００１６】
第３の発明は、第２の発明において、前記磁気パルス圧縮回路の最終段の可飽和リアクトル以外の可飽和リアクトルは、前記磁気パルス圧縮回路の第１段の可飽和リアクトルであることを特徴とする。
【００１７】
これにより、第２の発明と同様な作用効果を奏する。
【００１８】
第４の発明は、第２または第３の発明において、前記磁気パルス圧縮回路の最終段の可飽和リアクトルに直列接続され、該磁気パルス圧縮回路によるエネルギー転送方向を導通方向とするダイオードをさらに具備したことを特徴とする。
【００１９】
これにより、充電中のレーザ放電部にかかる電圧を小さくし、充電中の不要な放電をなくすことができるとともに、レーザ放電部に対するエネルギー供給後の残余のエネルギーを前段のコンデンサに回生し、次パルス発振時におけるエネルギー消費効率を格段に向上することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態である可飽和リアクトルの構成を示す図である。図１において、磁芯１は、フェライト等の強磁性体で構成される。この磁芯１には、主巻線２が所定回数巻回されるとともに、副巻線３も、一定回数巻回される。副巻線３には電流ｉｂを流す固定電流源としての電流源４が接続される。従って、電流源４が図１に示すように巻回された副巻線３に電流ｉｂを流すと磁芯１内に磁束が矢印Ａ０の方向に発生する。また、主巻線２に電流ｉ１を流すと磁芯１内には矢印Ａ１の方向に磁束が発生し、電流ｉ２を流すと磁芯１内には矢印Ａ２の方向に磁束が発生する。この磁芯１内に発生した磁束の合成は、磁束密度Ｂを用いて表される。
【００２２】
図２は、図１の可飽和リアクトルのＢ−Ｈ特性を示している。すなわち、横軸に主巻線２に流れる電流Ｉによって生じる磁界Ｈを示し、縦軸に磁芯１内に生じた磁束密度Ｂを示している。この場合、電流Ｉは、電流ｉ１の方向を正にとり、矢印Ａ１の方向を磁束密度Ｂの正の方向としている。
【００２３】
図２において、副巻線３をもたない場合、Ｂ−Ｈ特性は、主巻線２を流れる電流Ｉのみによって決定され、破線５に示すＢ−Ｈ特性を描く。すなわち、電流Ｉが電流ｉ１の方向に流れると矢印Ａ１の方向に磁束が発生し、電流ｉ１の増大に伴って磁束密度Ｂが増大し、磁束密度ＢがＢｂに到達した時点で飽和する。逆に、電流Ｉが電流ｉ２の方向に流れると矢印Ａ２の方向に磁束が発生し、電流ｉ２の増大に伴って磁束密度Ｂが負の方向に増大し、磁束密度Ｂが−Ｂｂに到達した時点で飽和する。この飽和状態に達するまでの間は高インダクタンス状態であり、電流Ｉが流れるのを阻止するが、飽和状態に達すると電流Ｉの増大にかかわらず、磁束密度Ｂは一定となり、低インダクタンス状態を呈し、電流Ｉの導通を許容する。
【００２４】
同様にして、副巻線３を持たせて電流源４から電流ｉｂを流すと、磁芯１には既に磁束密度Ｂが発生していることになる。ここで、副巻線３に流す電流ｉｂの値を磁芯１が非飽和状態から飽和状態に遷移する値となるように設定しておくと、図２の実線６に示すようなＢ−Ｈ特性を描き、主巻線２に電流Ｉが流れないときは、副巻線３に流れる電流ｉｂによる磁束密度Ｂだけが磁芯１内に発生しているため、電流Ｉが電流ｉ１方向に少しでも流れると、非飽和状態となり、一方電流Ｉが電流ｉ２方向に少しでも流れると、飽和状態となる。この場合、電流Ｉが電流ｉ１方向に流れている場合、非飽和状態から飽和状態に遷移させるためには、副巻線３を設けない場合の２倍の電流量が必要となる。
【００２５】
このようにして、磁芯１に副巻線３を巻回して磁芯が飽和状態に変化する最小限の電流ｉｂを流しておくことにより、主巻線２に対する磁芯１のＢ−Ｈ特性がシフトし、主巻線２の電流方向が電流ｉ１の方向に流れる場合、副巻線３を設けない場合と同様な磁気スイッチ効果を呈し、主巻線２の電流方向が電流ｉ２の方向に流れる場合、常に低インダクタンス状態を呈することになる。いわば、片側のみが可飽和リアクトルの機能を呈する。
【００２６】
従って、図１に示す可飽和リアクトルは、主巻線２の電流方向によって電流の流れを制限するダイオード的な機能を持つことになる。但し、電流の流れが制限される方向に流れる電流は、可飽和リアクトルが飽和状態に達することにより、この制限が解除される。
【００２７】
この図１に示す可飽和リアクトルは、簡単な構成であるとともに、大電力、大電流特に高電圧に耐えることができ、しかも高速スイッチングが可能な構造であるため、大電力用半導体素子ではカバーできない領域に適用することができる。
【００２８】
この図１に示す可飽和リアクトルを用いたパルスレーザ用電源装置について図３および図４を参照して説明する。
【００２９】
図３において、このパルスレーザ用電源装置は、スイッチ素子ＳＷと、直列接続された可飽和リアクトルＳＬ１およびコンデンサＣ１とがそれぞれ充電用直流電源１１に並列接続される。また、直列接続された可飽和リアクトルＳＬ２、ダイオードＤ１およびピーキングコンデンサＣＰはコンデンサＣ１に並列接続される。また、レーザ放電部ＬＤがピーキングコンデンサＣＰに並列接続される。この場合、ダイオードＤ１はピーキングコンデンサＣＰから可飽和リアクトルＳＬ３への方向を導通方向としている。すなわち、ダイオードＤ１は、パルス圧縮転送時におけるエネルギー転送方向を導通方向としている。ここで、可飽和リアクトルＳＬ１は図１に示す可飽和リアクトルを用いている。すなわち、可飽和リアクトルＳＬ１は、主巻線１２の他に副巻線１３を磁芯に巻回し、副巻線１３に円流源１４からの電流を予め流しておく。この電流値は上述したように非飽和状態から飽和状態に遷移する点の値である。この場合、充電用直流電源１１からの充電電流Ｉ０が流れる電流方向に対しては低インダクタンス状態となり、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が電流Ｉ１として流れる電流方向に対しては磁気スイッチ機能を発揮するように接続される。
【００３０】
充電用直流電源１１によって印加される直流高電圧によってコンデンサＣ１が充電される。この際、可飽和リアクトルＳＬ１は低インダクタンス状態となっているので、たとえ充電用直流電源１１からの充電電流Ｉ０にリップルがある場合にも可飽和リアクトルＳＬ１の充電用直流電源１１側の点Ｐにはサージ電圧が発生しない。一方、ピーキングコンデンサＣＰは充電されない。ダイオードＤ１によってピーキングコンデンサＣＰへの電荷移動が阻止されるからである。
【００３１】
従って、図４に示すように、充電が完了した段階におけるコンデンサＣ１の端子電圧ＶＣ１は＋Ｅボルト、ピーキングコンデンサＣＰの端子電圧ＶＣＰは０ボルトとなっている。
【００３２】
その後、ゲートＧ１に所定電圧を印加してスイッチ素子ＳＷをオンにするとコンデンサＣ１に蓄積された電荷の転送が開始される。すなわち、スイッチ素子ＳＷのオンによって可飽和リアクトルＳＬ１の端子電圧が急激に増大し、可飽和リアクトルＳＬ１の電圧時間積に達する時間が経過すると飽和し、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスが急激に減少してオン状態となる。この結果、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は図３に示すように、電流Ｉ１として流れ、コンデンサＣ１の極性が反転する。従って、図４に示すようにコンデンサＣ１の端子電圧ＶＣ１は＋Ｅボルトから−Ｅボルトに変化する。このコンデンサＣ１の極性反転の期間Ｔ１において、ピーキングコンデンサＣＰに蓄積されていた電荷は、可飽和リアクトルＳＬ２がオフ状態であるにもかかわらず、可飽和リアクトルＳＬ１を介して漏れ、微小な電圧降下が生じるが、この漏れはコンデンサＣ１の端子電圧ＶＣ１が０ボルトに達した以降に生じるので非常に小さな値である。
【００３３】
その後、コンデンサＣ１の極性反転による可飽和リアクトルＳＬ２の電圧時間積の時間経過後に可飽和リアクトルＳＬ２がオンとなり、極性反転によって転送されてコンデンサＣ１に蓄積された電荷が電流Ｉ２として流れ、ピーキングコンデンサＣＰに転送される。
【００３４】
このピーキングコンデンサＣＰに転送された電荷は、電流Ｉ３としてレーザ放電部ＬＤに印加され、レーザ放電部ＬＤの放電によってレーザ媒質が励起され、レーザ発振することになる。レーザ放電部ＬＤで消費された電流以外の残余の電流は、その後レーザ放電部ＬＤとピーキングコンデンサＣＰとの間で数回共振するが、その都度ダイオードＤ１、可飽和リアクトルＳＬ２を介し、電流Ｉ４としてコンデンサＣ１に回生される。しかも、ダイオードＤ１の整流作用によってダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に回生された電荷はピーキングコンデンサＣＰに戻ることが阻止される。これにより、ピーキングコンデンサＣＰに転送された電荷は、レーザ放電部ＬＤの放電に寄与するとともに、残余の電荷は再びコンデンサＣ１に回生され、次の充電エネルギーを削減することができ、エネルギー消費効率を非常に大きくすることができる。
【００３５】
なお、可飽和リアクトルＳＬ１，ＳＬ２の飽和後インダクタンスを設定することにより、期間Ｔ２は期間Ｔ１に比べて短くなり、転送される電流値が圧縮されてパルス状のエネルギーがレーザ放電部ＬＤに供給されることになる。
【００３６】
このようにして、可飽和リアクトルＳＬ１を図１に示す可飽和リアクトルとすることにより、充電用直流電源１１からの充電電流をスムーズに導通させて、コンデンサＣ１に電荷を蓄積することができるとともに、この充電時に可飽和リアクトルＳＬ１の充電用直流電源１１側にサージ電圧が生じないので、スイッチ素子ＳＷを壊すことがなく、該スイッチ素子の耐圧を保証することができる。しかも、コンデンサＣ１に蓄積された電荷を転送する場合には、磁気スイッチとして機能するため、可飽和リアクトルＳＬ１はダイオード的な一方向性の可飽和リアクトルとしての機能を提供することになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態である可飽和リアクトルの構成を示す図である。
【図２】図１に示す可飽和リアクトルのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図３】図１に示す可飽和リアクトルを用いたパルスレーザ用電源装置の構成を示す図である。
【図４】図３に示すパルスレーザ用電源装置のコンデンサＣ１およびピーキングコンデンサＣＰの電圧変化を示すタイミングチャートである。
【図５】従来の可飽和リアクトルのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図６】従来のパルスレーザ用電源装置の一例を示す図である。
【図７】従来のパルスレーザ用電源装置の一例を示す図である。
【符号の説明】
１…磁芯  ２，１２…主巻線  ３，１３…副巻線  ４，１４…電流源
Ｉ，ｉｂ，ｉ１，ｉ２，Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４…電流
１１…充電用直流電源  ＳＷ…スイッチ素子  Ｇ１…ゲート
ＳＬ１，ＳＬ２…可飽和リアクトル  Ｄ１…ダイオード
Ｃ１…コンデンサ  ＣＰ…ピーキングコンデンサ
ＬＤ…レーザ放電部  ＶＣ１，ＶＣＰ…端子電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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