(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信し後段に接続されるＯＦＤＭ受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、
該ダイバーシティ回路が、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、
該複数のアンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号の内の少なくとも２以上のアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号に共通で且つシンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴへの信号取り込み期間であるＦＦＴ共通窓期間を算出し、算出した該ＦＦＴ共通窓期間を表すＦＦＴ共通窓期間信号を出力するＦＦＴ共通窓期間算出回路と、
該ＦＦＴ共通窓期間算出回路から出力されるＦＦＴ共通窓期間信号を入力し、該ＦＦＴ共通窓期間を除く期間内で前記複数のアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号あるいは更に前記複数のアンテナ信号を切替える時刻のＯＦＤＭ信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、
該アンテナ信号切替え制御信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路と、
該選択アンテナ信号を出力する出力端子と、前記ＦＦＴ共通窓期間信号を出力する出力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタ。
【請求項２】
互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ
回路を有するダイバーシティ受信装置であって、
該ダイバーシティ回路が、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、
該複数のアンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号の内の少なくとも２以上のアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号に共通で且つシンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴへの信号取り込み期間であるＦＦＴ共通窓期間を算出し、算出した該ＦＦＴ共通窓期間を表すＦＦＴ共通窓期間信号を出力するＦＦＴ共通窓期間算出回路と、
該ＦＦＴ共通窓期間算出回路から出力されるＦＦＴ共通窓期間信号を入力し、該ＦＦＴ共通窓期間を除く期間内で前記複数のアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号あるいは更に前記複数のアンテナ信号を切替える時刻のＯＦＤＭ信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、
該アンテナ信号切替え制御信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路とを備えたダイバーシティ回路であって、
且つ前記該選択アンテナ信号を、前記ＦＦＴ共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を用いて復調処理することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
【請求項３】
互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信し後段に接続されるＯＦＤＭ受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、
該ダイバーシティ回路が、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、
入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択し、選択したアンテナ信号の番号を選択アンテナ信号番号として出力する回路部と、
前記複数のアンテナ信号と前記選択アンテナ信号番号を入力し、前記選択した番号のアンテナ信号に最適なＦＦＴへの信号取り込み期間であるＦＦＴ窓期間を算出し、算出したＦＦＴ窓期間を表す新ＦＦＴ窓期間信号と、既に選択されているアンテナ信号に対する最適なＦＦＴ窓期間を表す現ＦＦＴ窓期間信号を出力する新ＦＦＴ窓期間算出回路と、
前記現ＦＦＴ窓期間信号と前記新ＦＦＴ窓期間信号を入力し、前記新ＦＦＴ窓期間信号が指定する期間と前記現ＦＦＴ窓期間信号が指定する期間を除く期間内で、既に選択されているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号と、該アンテナ信号の切替えと同時に前記現ＦＦＴ窓期間信号から前記新ＦＦＴ窓期間信号に切替えて得られる選択ＦＦＴ窓期間信号、あるいは更に該アンテナ信号を切替える時刻のＯＦＤＭ信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、
該アンテナ信号切替え制御信号と前記選択ＦＦＴ窓期間信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路と、
該選択アンテナ信号を出力する出力端子と、前記選択ＦＦＴ窓期間信号を出力する出力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタ。
【請求項４】
互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ回路を有するダイバーシティ受信装置であって、
該ダイバーシティ回路が、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、
入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択し、選択したアンテナ信号の番号を選択アンテナ信号番号として出力する回路部と、
前記複数のアンテナ信号と前記選択アンテナ信号番号を入力し、前記選択した番号のアンテナ信号に最適なＦＦＴへの信号取り込み期間であるＦＦＴ窓期間を算出し、算出したＦＦＴ窓期間を表す新ＦＦＴ窓期間信号と、既に選択されているアンテナ信号に対する最適なＦＦＴ窓期間を表す現ＦＦＴ窓期間信号を出力する新ＦＦＴ窓期間算出回路と、
前記現ＦＦＴ窓期間信号と前記新ＦＦＴ窓期間信号を入力し、前記新ＦＦＴ窓期間信号が指定する期間と前記現ＦＦＴ窓期間信号が指定する期間を除く期間内で、既に選択されているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号と、該アンテナ信号の切替えと同時に前記現ＦＦＴ窓期間信号から前記新ＦＦＴ窓期間信号に切替えて得られる選択ＦＦＴ窓期間信号、あるいは更に該アンテナ信号を切替える時刻のＯＦＤＭ信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、
該アンテナ信号切替え制御信号と前記選択ＦＦＴ窓期間信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路とを備えたダイバーシティ回路であって、
且つ前記該選択アンテナ信号を、前記ＦＦＴ共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を用いて復調処理することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として例えば互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下ＯＦＤＭ方式と記す）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号等を受信するダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するＯＦＤＭ受信装置ならびにダイバーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。この内、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式については、映像情報メディア学会誌１９９８Ｖｏｌ．５２、Ｎｏ．１１に詳しく記されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、図２に模式的に示す様に、一定の伝送帯幅内に互いに直交する複数本、例えば約１４００本のキャリア（搬送波）を設け、情報符号によって、指定キャリアを６４ＱＡＭ等の変調方式で変調して伝送する方式である。
また、その時間波形は、図３に模式的に示す様に、有効シンボル期間Ｔｓの信号の一部ｂの部分を先頭部分ｂ’にコピーして構成するガードインターバルを有している。この信号構造により、ＯＦＤＭ方式ではマルチパスに強い特性が得られる。
【０００４】
しかし、ＯＦＤＭ方式といえども万能ではなく、更なる改善が要望されている。通常、携帯電話や自動車電話等における多重電波伝播環境や移動受信環境下での受信特性の改善にはダイバーシティ受信方式が用いられており、ＯＦＤＭ方式への適用の検討も進められている。
【０００５】
その第１の方法として、例えば２本のアンテナで受信したＯＦＤＭ信号の中の互いに対応するキャリアの信号同士を比較し、信頼性の高い方のキャリアの信号を選択して復号する方法が、特開２００１−１５６７３８号公報に提案されている。
【０００６】
しかしこの方法では、各アンテナで受信したＲＦ信号をほぼ完全に復調する必要があり、実質的に受信機２台分の回路が必要になる。そのため、効果は大きいものの、装置が大きくまた高価なものになる欠点がある。
【０００７】
逆に最も回路規模が小さな第２の方法として、各アンテナで受信し増幅した信号をそのまま加算し、各キャリアの信号のレベルを平均化する方法が特開２０００−２７８２４３号公報に提案されている。
【０００８】
しかし、この方法ではそれぞれのアンテナで受信された多数の波が更に加算されるため、結果的にレーレー分布の波形、従ってレベルが激しく変動する波形に近づくため、余り大きな効果が得られない。
【０００９】
回路規模が中間的な第３の方法として、複数のアンテナで受信される信号の内、最もレベルが高い信号を選択して復調する方法が、特開平１１−２０５２９０号公報に提案されている。
【００１０】
以下、この方法について更に詳しく説明する。
図４は、従来のＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信機の回路構成図である。アンテナ１ａで受信された信号であるＲＦ信号ａは、受信回路２ａでベースバンドの信号ａにダウンコンバートされた後、遅延回路３ａと相関演算回路４ａに入力される。遅延回路３ａで１有効シンボル期間Ｔｓ遅延された信号は２つに分岐され、その一方は直接ＯＦＤＭ信号選択回路５に入力される。また、もう一方は相関演算回路４ａに入力される。
【００１１】
相関演算回路４ａは、受信回路２ａから直接入力されたベースバンドの信号ａと遅延回路３ａで１有効シンボル期間遅延されたベースバンドの信号ａ’の間の相関値を算出する回路である。更に具体的には、受信回路２ａから直接入力された図５（ａ）のベースバンドの信号ａと１有効シンボル期間遅延された図５（ｂ）のベースバンドの信号ａ’の間の、同一タイミングの信号同士の複素乗算ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*を実施して得た図５（ｃ）の信号を、ガードインターバルと同じ期間幅である図５（ｄ）に模式的に示す範囲で加算した値Σ｛ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*｝を順次算出する。ここで、ｓ*は複素信号ｓの共役複素信号を表す。
【００１２】
算出された値は相関信号として相関演算回路４ａから出力され、ＯＦＤＭ信号選択回路５に入力される。この様にして算出された相関信号の波形を図５（ｅ）に示す。この相関信号の波形は、注目しているシンボルの有効シンボル期間と、これに続くシンボルのガードインターバルの境界でピークを持ち、そのピーク値は、入力されたＲＦ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号成分のレベルと共に増加する特性を持つ。
【００１３】
他のアンテナ１ｂと１ｃで受信されたＲＦ信号ｂとｃに対しても同様の信号処理が施され、遅延回路３ｂと３ｃから出力されたベースバンドの信号ｂ’とｃ’、および相関演算回路４ｂと４ｃで算出された相関信号ｂとｃもＯＦＤＭ信号選択回路５に入力される。
【００１４】
図６は、ＯＦＤＭ信号選択回路５の回路構成である。最大値比較回路６では、入力された各相関信号ａ〜ｃのピーク値を検出すると共にそのピーク値を比較し、ピーク値が最大になる相関信号の番号を選択して出力する。セレクタ回路７では、入力された複数のベースバンドの信号の中から、選択された相関信号の番号と同じ番号のベースバンドの信号、例えば相関信号ａが選択された時はベースバンドの信号ａ’をセレクトして出力する。
ＯＦＤＭ信号選択回路５で選択され出力されたベースバンドの信号は図４のＯＦＤＭ信号復調回路８で復調され、復号された情報符号が出力される。
【００１５】
図４のダイバーシティ受信装置では、ＯＦＤＭ復調回路８は一式有れば良く、ダイバーシティ受信装置の第１の方法に比べて回路規模が約半分以下ですむ効果が得られる。また、受信レベルが最も高いと思われるアンテナで受信されたＲＦ信号から算出されたベースバンドの信号を選択して復調するため、第２の方法の様に多数の波が加算されて効果を打ち消すこともなく、比較的大きな効果が得られる。そのため、回路規模と効果のバランスの取れたダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このダイバーシティ受信機を、例えばマイクロ波帯のＦＰＵに適用しようとすると、以下の問題が発生する。
【００１７】
第１の問題点は、相関演算回路４ａ〜４ｃで算出された相関信号のピーク値が、必ずしもアンテナで受信されたＲＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号のレベルを表していない点である。
ＦＰＵの場合、アンテナで受信した高周波数のＲＦ信号を増幅して中間周波数のＩＦ信号にダウンコンバートする回路部にはＡＧＣ回路が組み込まれており、変換されたＩＦ信号レベルがほぼ一定になるように制御される。言い換えると、受信されたＯＦＤＭ信号とＲＦ回路部で発生する雑音成分を加算した、加算信号のレベルが一定になるように制御される。
【００１８】
受信されたＯＦＤＭ信号が主波の１波のみの場合、アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号のレベルがＲＦ回路部で発生する雑音レベルを無視できなくなるレベル以下に低下すると、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号成分のレベルも低下する。この時、ＩＦ信号のレベルを一定に保つため、変わりに雑音成分のレベルが増加する。
【００１９】
一方、雑音成分には一定時間遅延した雑音との間に相関関係がなく、雑音成分の相関信号の平均値はほぼ零になる。そのため、相関信号のピーク値はＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号のレベルを表すことになる。従って、相関信号のピーク値を比較することにより、従来例で期待したように、アンテナで受信されるＯＦＤＭ信号のレベルを比較することができる。
【００２０】
例えば、アンテナで受信するＯＦＤＭ受信レベルが充分高い場合、図７（ａ）の破線の様にピーク値が大きな相関信号が得られる。この時のＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号と雑音成分のレベルの関係を図７（ｂ）の上段と下段に模式的に示す。これに対し、実線の相関信号の様に、ピーク値が破線のピーク値の１／２に低下した時は、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号のレベルが半分に低下したことを示している。この時低下したＯＦＤＭ信号レベル分のパワーは図７（ｃ）の下段に示す雑音成分の増加で補われ、ＩＦ信号レベルは一定に保たれる。従って、この時得られるＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値は約０ｄＢとなり、６４ＱＡＭ等の多値数の高い変調方式のＯＦＤＭ信号は復調できないことを判断できる。
【００２１】
しかし、受信されたＯＦＤＭ信号に主波と同等レベルの大きな遅延波が混入すると事情が大きく変化する。
この時得られる相関波形は、主波の相関信号と遅延波の相関信号を加算した図８（ａ）に実線で示す波形になり、そのピーク値のレベルは、破線で示す相関信号のピーク値の約１／２のレベルに低下する。しかしこの場合、主波のレベルの低下は図８（ｂ）の中段に示す遅延波のレベルで補われているため、図８（ｂ）の下段に示す様に、ＩＦ信号には雑音がほとんど含まれていない。一方、ＯＦＤＭ信号にはガードインターバルがあるため、図８（ｂ）の様に遅延波が混入しても、雑音レベルが低ければ充分復号可能である。
【００２２】
図７（ａ）の実線の相関信号が得られるベースバンドの信号ａと図８（ａ）の実線の相関信号が得られるベースバンドの信号ｂを従来の方法で比較して選択する場合、僅かでもピーク値が高ければ、図７（ａ）の実線の相関信号が得られるベースバンドの信号ａを選択することになる。しかし、この選択に従ってベースバンドの信号を切替えると、それまで問題なく復号されていたベースバンドの信号ｂから、Ｃ／Ｎ値がほぼ０ｄＢで復号が困難なベースバンドの信号ａに切り替わることになり、ダイバーシティ制御に誤動作が発生する問題が生じる。
【００２３】
第２の問題点は、ベースバンドの信号を切替えるタイミングが任意のタイミングに設定されているため、ベースバンドの信号を切替える１シンボルの信号が全く復調できず、大きな符号誤りが発生する点である。
【００２４】
図４のＯＦＤＭ復調回路８では、図９（ａ）に模式的に示す様に、入力されたＯＦＤＭ信号の同一シンボル内の中から１有効期間Ｔｓの信号部分を抜き出し、ＦＦＴして各キャリア信号を復調する。
この時、ＦＦＴに取り込む信号期間中にベースバンドの信号の切替えが実施されると、復調されたキャリア信号に大きな歪が発生し、このシンボルの符号を復号できなくなる問題が生じる。
【００２５】
この場合、ＦＦＴに取り込む信号部分を除く期間、例えば太い破線の矢印で示すガードインターバルの頭の部分で切替える方法が考えられるが、ＯＦＤＭ信号の場合、問題は更に複雑である。
すなわち、通常、アンテナ１ａと１ｂで受信されるＯＦＤＭ信号の主波は、図９（ｂ）の様に、そのレベルだけでなく遅延時間も変化する。そのため、例えばベースバンドの信号ａを選択している時、単純にそのガードインターバルの頭でベースバンドの信号ｂに切替えると、新たに選択されたベースバンドの信号ｂに含まれるＯＦＤＭ信号に対しては、隣のシンボルに跨った信号を抜き出してＦＦＴすることになる。従って、シンボル同期がアンテナ１ｂで受信されるＯＦＤＭ信号に引き込まれるまでの間、シンボル間干渉雑音が増加し、一定期間符号誤りが増加する問題が生じる。
【００２６】
第３の問題点は、ダイバーシティ受信装置の第３の方法は第１の方法に比べて回路規模が約半分ですむが、ダイバーシティ受信するための専用の装置が必要になり、ユーザーにとって、依然として高額な出費が必要になる点である。
【００２７】
本発明の目的は、遅延波の存在を考慮して選択することによって上記の問題を解決し、常にその時点で最良のアンテナで受信されたＲＦ信号から符号を復号して符号誤りの少ない情報符号を得ることができ、しかも選択するＲＦ信号を切替える際にも、符号誤りが増加しないダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するＯＦＤＭ受信装置ならびにダイバーシティ受信装置を提供することにある。
【００２８】
本発明の他の目的は、通常の受信用のＦＰＵを所有していれば、容易にダイバーシティ受信を可能にするダイバーシティ・アダプタを提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信し後段に接続されるＯＦＤＭ受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、該複数のアンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号の内の少なくとも２以上のアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号に共通で且つシンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴへの信号取り込み期間であるＦＦＴ共通窓期間を算出し、算出した該ＦＦＴ共通窓期間を表すＦＦＴ共通窓期間信号を出力するＦＦＴ共通窓期間算出回路と、該ＦＦＴ共通窓期間算出回路から出力されるＦＦＴ共通窓期間信号を入力し、該ＦＦＴ共通窓期間を除く期間内で前記複数のアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号あるいは更に前記複数のアンテナ信号を切替える時刻のＯＦＤＭ信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、該アンテナ信号切替え制御信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路と、該選択アンテナ信号を出力する出力端子と、前記ＦＦＴ共通窓期間信号を出力する出力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタである。
【００３０】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ回路を有するダイバーシティ受信装置であって、該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、該複数のアンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号の内の少なくとも２以上のアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号に共通で且つシンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴへの信号取り込み期間であるＦＦＴ共通窓期間を算出し、算出した該ＦＦＴ共通窓期間を表すＦＦＴ共通窓期間信号を出力するＦＦＴ共通窓期間算出回路と、該ＦＦＴ共通窓期間算出回路から出力されるＦＦＴ共通窓期間信号を入力し、該ＦＦＴ共通窓期間を除く期間内で前記複数のアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号あるいは更に前記複数のアンテナ信号を切替える時刻のＯＦＤＭ信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、該アンテナ信号切替え制御信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路とを備えたダイバーシティ回路であって、且つ前記ＯＦＤＭ受信装置が、前記該選択アンテナ信号を、前記ＦＦＴ共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を用いて復調処理することを特徴とするダイバーシティ受信装置である。
【００３１】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信し後段に接続されるＯＦＤＭ受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択し、選択したアンテナ信号の番号を選択アンテナ信号番号として出力する回路部と、前記複数のアンテナ信号と前記選択アンテナ信号番号を入力し、前記選択した番号のアンテナ信号に最適なＦＦＴへの信号取り込み期間であるＦＦＴ窓期間を算出し、算出したＦＦＴ窓期間を表す新ＦＦＴ窓期間信号と、既に選択されているアンテナ信号に対する最適なＦＦＴ窓期間を表す現ＦＦＴ窓期間信号を出力する新ＦＦＴ窓期間算出回路と、前記現ＦＦＴ窓期間信号と前記新ＦＦＴ窓期間信号を入力し、前記新ＦＦＴ窓期間信号が指定する期間と前記現ＦＦＴ窓期間信号が指定する期間を除く期間内で、既に選択されているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号と、該アンテナ信号の切替えと同時に前記現ＦＦＴ窓期間信号から前記新ＦＦＴ窓期間信号に切替えて得られる選択ＦＦＴ窓期間信号、あるいは更に該アンテナ信号を切替える時刻のＯＦＤＭ信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、該アンテナ信号切替え制御信号と前記選択ＦＦＴ窓期間信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路と、該選択アンテナ信号を出力する出力端子と、前記選択ＦＦＴ窓期間信号を出力する出力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタである。
【００３２】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ回路を有するダイバーシティ受信装置であって、該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択し、選択したアンテナ信号の番号を選択アンテナ信号番号として出力する回路部と、前記複数のアンテナ信号と前記選択アンテナ信号番号を入力し、前記選択した番号のアンテナ信号に最適なＦＦＴへの信号取り込み期間であるＦＦＴ窓期間を算出し、算出したＦＦＴ窓期間を表す新ＦＦＴ窓期間信号と、既に選択されているアンテナ信号に対する最適なＦＦＴ窓期間を表す現ＦＦＴ窓期間信号を出力する新ＦＦＴ窓期間算出回路と、前記現ＦＦＴ窓期間信号と前記新ＦＦＴ窓期間信号を入力し、前記新ＦＦＴ窓期間信号が指定する期間と前記現ＦＦＴ窓期間信号が指定する期間を除く期間内で、既に選択されているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号と、該アンテナ信号の切替えと同時に前記現ＦＦＴ窓期間信号から前記新ＦＦＴ窓期間信号に切替えて得られる選択ＦＦＴ窓期間信号、あるいは更に該アンテナ信号を切替える時刻のＯＦＤＭ信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、該アンテナ信号切替え制御信号と前記選択ＦＦＴ窓期間信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路とを備えたダイバーシティ回路であって、且つ前記ＯＦＤＭ受信装置が、前記該選択アンテナ信号を、前記ＦＦＴ共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を用いて復調処理することを特徴とするダイバーシティ受信装置である。
【００３３】
本発明は、前記ダイバーシティ・アダプタから出力される前記選択アンテナ信号を入力する入力端子と、前記ＦＦＴ共通窓期間信号を入力する入力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を入力する入力端子と、前記選択アンテナ信号を前記ＦＦＴ共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を使用して復調する手段とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。
【００３４】
本発明は、伝送信号を受信し後段に接続される受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、
該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択する選択手段と、該選択アンテナ信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタである。
【００３５】
本発明において、前記ダイバーシティ回路は、前記ダイバーシティ・アダプタに入力される第１の形態のアンテナ信号と同じ形態の選択アンテナ信号を出力することを特徴とするダイバーシティ・アダプタである。
【００３６】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が有するＦＦＴ共通窓期間算出回路が、前記複数のアンテナ信号入力端子から入力された全てのアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の内、最も先行して受信されるＯＦＤＭ信号を先頭とする受信信号をＦＦＴに取り込むのに最適な期間をＦＦＴ共通窓期間として算出して出力するＦＦＴ共通窓期間算出回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００３７】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が有するＦＦＴ共通窓期間算出回路が、新たに選択したアンテナ信号と既に選択されていたアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の内、最も先行して受信されるＯＦＤＭ信号を先頭とする受信信号をＦＦＴに取り込むのに最適な期間をＦＦＴ共通窓期間として算出して出力するＦＦＴ共通窓期間算出回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００３８】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が有するＦＦＴ共通窓期間算出回路が、前記複数のアンテナ信号入力端子から入力された全てのアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号のシンボル間干渉雑音レベルが最も小さくなる期間をＦＦＴ共通窓期間として算出して出力するＦＦＴ共通窓期間算出回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００３９】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が有するＦＦＴ共通窓期間算出回路が、新たに選択したアンテナ信号と既に選択されていたアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号のシンボル間干渉雑音レベルが最も小さくなる期間をＦＦＴ共通窓期間として算出して出力するＦＦＴ共通窓期間算出回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００４０】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が、個別の前記アンテナ信号を入力し、前記アンテナ信号に含まれる伝送信号成分を一定遅延時間幅の成分毎に分離すると共に、その中の最大のパワーレベルと共に増加する第１の値と、前もって定める一定遅延時間範囲の成分の総パワーレベルと共に増加する第２の値を算出した後、更に第１の値と第２の値の乗算値を算出し、アンテナ信号評価信号として出力する複数のアンテナ信号評価回路と、前記複数のアンテナ信号評価信号を入力し、評価値が最も高いアンテナ信号の番号を選択して選択アンテナ信号番号として出力するアンテナ信号選択回路とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００４１】
本発明において、前記アンテナ信号評価回路が、入力される前記アンテナ信号が有するＯＦＤＭ信号に含まれる時間的に同一の波形を有する信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するＧ相関算出回路と、該Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、相関信号のピーク値を算出して出力する相関ピーク値算出回路と、前記Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値をＯＦＤＭ信号のパワー値として出力するＯＦＤＭ信号パワー算出回路と、該相関ピーク値算出回路から出力される相関信号のピーク値と、該ＯＦＤＭ信号パワー算出回路から出力されるＯＦＤＭ信号のパワー値を入力し、該ピーク値と該パワー値の乗算値をアンテナ信号評価信号として出力する評価値算出回路を備えたアンテナ信号評価回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００４２】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が、一部のアンテナ信号を他のアンテナ信号より多く遅延させる遅延回路を有するダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００４３】
本発明において、前記アンテナ信号入力端子は、アンテナ信号が入力されない時に終端抵抗を有するキャップを装着できる構造を有するか、使用しないときに終端抵抗に接続するスイッチを有することを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００４４】
本発明において、前記アンテナ信号選択回路から出力される選択アンテナ信号番号等から各アンテナ信号の番号が選択される頻度を算出してアンテナ選択頻度信号を構成すると共に、該アンテナ選択頻度信号を装置の外部に出力するアンテナ選択頻度信号出力端子、あるいは該アンテナ選択頻度信号を表示する表示部を有することを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００４５】
本発明において、前記各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分あるいはＯＦＤＭ信号成分のレベルを一定遅延時間幅の成分毎に分離して得られる複数の遅延プロファイルか、該各アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号から算出される複数の相関信号の波形を、基準となる信号に対して同じ位置関係の波形として同時あるいは個別に観測できる信号を出力する出力端子を有し、または前記複数の遅延プロファイルか該複数の相関信号の波形を、該基準となる信号に対して同じ位置関係の波形として同時あるいは個別に観測できる表示部を有する、あるいは更に、該遅延プロファイルか該相関信号の波形と同時に、該ＦＦＴ共通窓期間も観測できる信号を出力する出力端子、あるいは該ＦＦＴ共通窓期間も観測できる表示部を有する、あるいは更に、選択しているアンテナ信号から算出される遅延プロファイルか相関信号の波形を明示する信号を出力する出力端子、あるいは該選択しているアンテナ信号から算出される遅延プロファイルか相関信号の波形を、他と異なる色か太さの線等、他とは異なる種類の線で明示する表示部を有することを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【００４６】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を図１に示す。このダイバーシティ受信システムは、アンテナ１０ａ，１０ｂと、ダイバーシティ・アダプタ２０とＯＦＤＭ受信装置６０との組合せからなり、アンテナ１０ａ，１０ｂを付したＲＦ回路部と、ＯＦＤＭ受信装置６０との間に、ダイバーシティ・アダプタ２０を挿入して両者間を接続するダイバーシティ受信システムを構成するようにしている。
【００４７】
このダイバーシティ受信システムは、アンテナ１０ａ，１０ｂに接続された高周波数回路部であるＲＦ回路部で変換され出力された中間周波数帯のＩＦ信号をダイバーシティ・アダプタ２０に入力する構成になっている。しかし、ダイバーシティ・アダプタの中にＲＦ回路部を設け、アンテナで受信した信号であるＲＦ信号を直接ダイバーシティ・アダプタに入力するようにシステムを構成しても良い。また、ＲＦ信号を上記のＩＦ信号の周波数帯とは異なる周波数帯のＩＦ信号、あるいはベースバンドの信号に変換して得た信号を入力するようにシステムを構成しても良い。
【００４８】
本実施の形態ではＩＦ信号を入力する例を用いて説明するが、本実施の形態は、何れのシステム構成の場合にも適用できる。この適用を容易にするため、ダイバーシティ・アダプタに入力するこれらの形態の信号を「第１の形態のアンテナ信号」あるいは単に「アンテナ信号」と総称して説明する。
また、アンテナの本数は任意で良いが、図の煩雑を避けるため、以下、２本の場合を用いて説明する。
【００４９】
図１において、アンテナ１０ａと１０ｂに接続されたＲＦ回路部から出力されたＩＦ信号（第１の形態のアンテナ信号）は、アンテナ信号入力端子２１ａと２１ｂからダイバーシティ・アダプタ２０に入力され、更にその中のダイバーシティ回路３０に入力される。
【００５０】
次に、ダイバーシティ回路３０の内部回路構成を詳しく説明する。アンテナ１０ａのＲＦ回路部から出力されたＩＦ信号ａ（第１の形態のアンテナ信号ａ）は、アンテナ信号遅延回路３１ａとダウンコンバータ３２ａに入力される。ダウンコンバータ３２ａに入力されたＩＦ信号ａ（アンテナ信号ａ）はベースバンド信号ａにダウンコンバートされた後、アンテナ信号評価回路３３ａに入力される。なお、第１の形態のアンテナ信号がベースバンドの信号である場合は、この回路は不要である。
【００５１】
アンテナ信号評価回路３３ａは、ベースバンド信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号のレベル等から受信されたＯＦＤＭ信号の良否を評価する回路で、その評価結果をアンテナ信号評価信号ａとして出力する。この評価方法については後述する。アンテナ信号遅延回路３１ａは、この評価のための時間遅れを調整することをメインとする遅延回路である。
【００５２】
アンテナ１０ｂのＲＦ回路部から出力されたＩＦ信号ｂ（アンテナ信号ｂ）も同様に処理され、ダウンコンバータ３２ｂでコンバートダウンされ、アンテナ信号評価回路３３ｂから、その評価結果であるアンテナ信号評価信号ｂが出力される。
【００５３】
アンテナ信号評価回路３３ａと３３ｂから出力されたアンテナ信号評価信号ａとアンテナ信号評価信号ｂはアンテナ信号選択回路３４に入力され、評価値が最も高いアンテナ信号の番号が算出される。そして、算出された番号を表す選択アンテナ信号番号が出力される。
【００５４】
一方、ＦＦＴ共通窓期間算出回路３５は、入力される複数のアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号に共通な、最適なＦＦＴへの信号取り込み期間を算出する回路である。この期間の算出は、ダウンコンバータ３２ａと３２ｂの出力信号を直接入力して算出しても良い。しかし、本実施の形態のアンテナ信号評価回路３３では、演算の過程で、図４で説明した相関信号を算出する。そこで、この相関信号を用いてＦＦＴへの信号取り込み期間を算出するように構成した。そのため、ＦＦＴ共通窓期間算出回路３５には、アンテナ信号評価回路３３ａと３３ｂから出力される相関信号ａと相関信号ｂを入力するように接続している。この最適な抜き出し期間の算出方法については、評価方法同様、後述する。
【００５５】
ＦＦＴ共通窓期間算出回路３５からは、算出した最適なＦＦＴへの信号取り込み期間を表すＦＦＴ共通窓期間信号と、同時に算出されるシンボル同期信号を出力する。
ＦＦＴ共通窓期間信号はアンテナ信号切替え制御回路３６に入力すると同時に、出力端子２４を通してダイバーシティ・アダプタ２０の外に出力する。
【００５６】
また、シンボル同期信号は、アンテナ信号切替え制御回路３６に入力すると同時に、アンテナ信号評価回路３３ａと３３ｂ、およびクロックパルス発生回路３７に入力する。アンテナ信号評価回路３３ａと３３ｂでは、このシンボル同期信号を用いて評価すべき信号のタイミングを決定する。また、クロックパルス発生回路３７では、ディジタル回路で用いるクロックパルス周波数を制御する制御信号をこのシンボル同期信号を用いて算出し、制御する。なお、ＦＦＴ共通窓期間信号もシンボル期間を周期とする信号になるため、この信号をそのままシンボル同期信号として用いても良い。
【００５７】
アンテナ信号切替え制御回路３６は、入力されるＦＦＴ共通窓期間信号とシンボル同期信号と選択アンテナ信号番号を用いて接続するアンテナ信号の番号を決定し、実際に接続するアンテナ信号を切替えるアンテナ信号切替え回路３８を制御するアンテナ信号切替え制御信号を算出して出力する回路である。
【００５８】
選択するアンテナ信号の決定方法としては数多くの方法が考えられる。ここでは、その一例を取り上げ、以下に説明する。
すなわち、例えば入力される選択アンテナ信号番号に最も高い頻度で発生する番号ｂを検出する。そして、既に選択されているアンテナ信号ａの番号ａが発生する頻度に対してその番号ｂが発生する頻度が一定以上高くなった時、ＦＦＴ共通窓期間信号が指定する期間以外の期間内、例えば図１０（ａ）のＦＦＴ共通窓期間信号が指定する期間が終わった直後に、図１０（ｂ）のアンテナ信号切替え制御信号を変更すれば良い。
【００５９】
この時、同時に、アンテナ信号を切替えたシンボルを表すアンテナ信号切替えシンボル信号、例えば図１０（ｃ）に示す信号を発生させ、アンテナ信号切替え制御回路３６から出力し、更に出力端子２３を通してダイバーシティ・アダプタ２０の外に出力する。
【００６０】
アンテナ信号切替え回路３８では、アンテナ信号切替え制御回路３６から出力されるアンテナ信号切替え制御信号に従い、それまで接続されていたアンテナ信号、例えばアンテナ信号ａから新たに選択されたアンテナ信号、例えばアンテナ信号ｂに切替えて、出力端子２２を通してダイバーシティ・アダプタ２０の外に出力する。
【００６１】
次に、アンテナ信号評価回路３３で実施する信号処理の内容を更に詳しく説明する。
図１１は、本発明の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるアンテナ信号評価回路３３の回路構成を示す図である。Ｇ（ガードインターバル）相関算出回路４１は、図４の遅延回路３ａと相関演算回路４ａと同様の回路で構成される回路である。この回路はＯＦＤＭ信号に含まれる時間的に同一な信号部分間の相関値を算出して出力する回路であり、図１２に太い実線で例示される相関信号が出力される。算出した相関信号は相関ピーク値算出回路４２とＯＦＤＭ信号パワー算出回路４３に入力するだけでなく、ＦＦＴ共通窓期間算出回路３５（図１）で使用するために、アンテナ信号評価回路３３から出力しておく。
【００６２】
相関ピーク値算出回路４２は、図１２に太い実線で示す波形の最大値を算出する回路である。
また、ＯＦＤＭ信号パワー算出回路４３はＯＦＤＭ信号のパワー値を算出する回路であり、前もって定める一定期間、例えばガードインターバルの３倍の期間の相関信号の、図１２の斜線部分の信号の総和（面積）を算出することで、このパワー値を算出する。
【００６３】
この演算でＯＦＤＭ信号のパワー値に比例する値が算出できるのは、以下の理由による。すなわち、相関演算回路４で複素乗算して得られる図５（ｃ）の矩形波形の部分のレベルは、各時刻のガードインターバル信号の振幅の二乗値になる。一方、ＯＦＤＭ信号のパワーは、この振幅値の二乗値を十分長い時間で加算平均した値である。従って、この矩形の部分の値を加算して得られる図５（ｅ）のピーク値は、近似的にＯＦＤＭ信号のパワー値に比例した値になる。
【００６４】
Ｇ相関算出回路４１から出力される相関信号の波形は、例えば１波しか受信されないときでも、図１３（ａ）の様な三角形の波形になる。しかし、その底辺の長さはガードインターバルの２倍の一定値になるため、その面積は相関信号のピーク値、従ってＯＦＤＭ信号のパワー値に比例した値になる。
【００６５】
受信された信号に複数の遅延波が混入した場合、例えば２波のＯＦＤＭ信号が同時に受信された場合の相関信号の波形は図１３（ｂ）の様になるが、この波形は図１３（ｃ）の２つの三角波形の和として構成される。従って、図１２の斜線部分の面積、すなわち斜線部の信号の和を算出することにより、受信されたＯＦＤＭ信号のパワーに比例する値を算出することができる。
【００６６】
相関ピーク値算出回路４２で算出された相関信号のピーク値とＯＦＤＭ信号パワー算出回路４３から出力されたＯＦＤＭ信号のパワー値は、乗算回路４４で乗算された後、アンテナ信号評価信号として出力される。
【００６７】
乗算回路４４による乗算は以下の問題点を解決するために実施する。すなわち、図８を用いて説明した第１の問題点を解決するには、アンテナ信号評価信号として、ＯＦＤＭ信号パワー算出回路４３で算出したＯＦＤＭ信号のパワー値を用いればよい。しかしこの場合、別の問題が発生する。すなわち、主波１波しか受信されない場合の破線の相関信号から算出されるＯＦＤＭ信号のパワー値と、ほぼ同レベルの２波で構成される信号が受信された場合の実線の相関信号から算出されるＯＦＤＭ信号のパワー値はほぼ同一の値になる。
【００６８】
しかし、２波で構成される受信信号の場合、互いに位相が反転してレベルが大きく低下するキャリアが発生する。そのため、同一パワーであっても、２波の場合より１波の場合の方が、符号誤り率の低い符号を復号することができる。
【００６９】
ＯＦＤＭ信号のパワー値へのピーク値の乗算は、この２波と１波の差を表現するために実施するものである。従って、乗算する値はピーク値の平方根等、主波のパワーレベルと共に増加する値であれば、任意の値を用いることができる。
【００７０】
このアンテナ信号評価信号を用いてアンテナ信号を選択することにより、受信されたＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択でき、またＯＦＤＭ信号のパワーが同等である場合は、主波のレベルが高いアンテナ信号を選択することができるようになる。そして、常にＯＦＤＭ信号の復調に最適なアンテナ信号を選択できるダイバーシティ受信を実現できるようになる。
【００７１】
なお、以上、アンテナ信号評価回路は、相関信号を用いて評価する場合のみ説明したが、アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の遅延波成分の分布とレベルが検出できる信号を用いて算出すればよいのは明らかである。例えば、ＯＦＤＭ信号に挿入されているパイロット信号を周波数分析する等の方法で算出した遅延プロファイルを用いても良い。この場合、相関信号のピーク値の代わりに遅延プロファイルのピーク値を用い、また遅延プロファイルの振幅値が各ＯＦＤＭ信号成分のパワー値に比例するときは、相関信号の波形の総和（面積）の代わりに遅延プロファイルの波形の総和（面積）を用いて同様の演算を実施するようにすれば良い。
【００７２】
次に、ＦＦＴ共通窓期間算出回路３５で実施する信号処理の内容を更に詳しく説明する。
図１４は、本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるＦＦＴ共通窓期間算出回路３５の回路構成例である。図１のアンテナ信号評価回路３３ａで算出された相関信号ａとアンテナ信号評価回路３３ｂで算出された相関信号ｂは、それぞれ図１４のＦＦＴ窓期間算出回路５１ａとＦＦＴ窓期間算出回路５１ｂに入力される。
【００７３】
ＦＦＴ窓期間算出回路５１ａは、入力される相関信号ａから、アンテナ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号にとってＦＦＴに信号を取り込むのに最適な期間を算出し、算出した期間をＦＦＴ窓位置信号として出力する回路である。
【００７４】
最も簡単な回路は、図１２のピーク値が得られる時刻あるいはこの時刻より一定クロック時間前の時刻を最後尾として、これより前の有効シンボル期間Ｔｓを、ＦＦＴに信号を取り込むのに最適な期間として算出する回路である。しかし、この回路では、レベルが小さな先行波があると先行波によるシンボル間干渉雑音が発生する欠点がある。
【００７５】
この欠点を低減する回路としては、例えば、ピーク値の定数分の１の閾値を設定してその閾値を越える最先の時刻を検出し、この時刻から先行波の最後尾の時刻を算出すると共に、算出した最後尾の時刻より前の有効シンボル期間をＦＦＴに取り込むのに最適な期間として算出する回路が考えられる。
【００７６】
ただし、本発明では、対応するアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号にとって最適なＦＦＴ窓位置を算出する回路であれば、どの回路を用いても良い。そこで、以下、前者の回路を用いるものとして説明する。
【００７７】
図１４において、アンテナ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号が図１５（ａ）のタイミングの波形の時は、ＦＦＴ窓期間算出回路５１ａから図１５（ｂ）のＦＦＴ窓位置信号ａが出力される。また、アンテナ信号ｂに含まれるＯＦＤＭ信号が図１５（ｃ）のタイミングの波形の時は、ＦＦＴ窓期間算出回路５１ｂから図１５（ｄ）のＦＦＴ窓位置信号ｂが出力される。
【００７８】
このＦＦＴ窓位置信号ａとＦＦＴ窓位置信号ｂは図１４の最先期間算出回路５２に入力される。最先期間算出回路５２では、最も先行するＦＦＴ窓位置信号を選択し、図１５（ｅ）に示すＦＦＴ共通窓期間信号として出力する。
【００７９】
ところで、ＯＦＤＭ信号は、同じシンボル期間内の信号であれば、どの期間の信号を抜き出してＦＦＴしても正しく復調することができる。しかし、抜き出した信号に隣接するシンボルの信号が混入するとシンボル間干渉雑音が発生し、復号される符号の質が著しく劣化する問題が発生する。
【００８０】
しかし、ＦＦＴ共通窓期間算出回路３５で上記のようにして算出されたＦＦＴ共通窓期間信号の期間は、受信されるＯＦＤＭ信号の遅延時間がガードインターバルの長さ以下であれば、複数のアンテナで受信される全てのＯＦＤＭ信号の同じシンボル期間内にある。従って、常にＦＦＴ共通窓期間信号で指定される期間の信号を抜き出してＦＦＴすることにより、どのアンテナ信号に切替えても、常に、シンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復号することができるようになる。
【００８１】
また、ＦＦＴ共通窓期間信号が指定する期間以外の期間でアンテナ信号を切替えるようにすれば、アンテナ信号の切替えの影響をほとんど無視できるようになる。そのため、頻繁にアンテナ信号を切替えても符号誤りが増加することが無く、常に最良のアンテナ信号を選択して用いることができるようになる。
【００８２】
なお、ＦＦＴ窓期間算出回路として、ＦＦＴに信号を取り込む幅Ｔｓの期間の位置を移動した時、発生するシンボル間干渉雑音が最小になる期間の位置を、例えば上記の遅延プロファイル等を用いて算出し、ＦＦＴ窓位置信号として出力する回路を用いても、同様の効果を得ることができる。この時、個々のアンテナ信号に対してシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間を算出し、算出した複数のＦＦＴ窓位置信号を用いて上記と同様の手順でＦＦＴ共通窓期間信号を算出しても良い。
【００８３】
あるいは、全てのアンテナ信号の遅延プロファイルを加算して得られる遅延プロファイル等から、全てのアンテナ信号に対してシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間をＦＦＴ共通窓期間信号として算出し、出力するようにしても良い。  あるいは、既に選択しているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号の遅延プロファイルを加算して得られる遅延プロファイル等を用いて、この２つのアンテナ信号に対してシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間をＦＦＴ共通窓期間信号として算出し、出力するようにしても良い。
この他、上記の遅延プロファイルの代わりに相関信号を用いても良い。
【００８４】
図１に戻り、ダイバーシティ・アダプタ２０で選択され出力端子２２から出力される選択アンテナ信号（ＩＦ信号）、出力端子２４から出力されるアンテナ信号切替えシンボル信号および出力端子２３から出力されるＦＦＴ共通窓信号は、それぞれ、ＯＦＤＭ受信装置６０の各入力端子６２，６３，６４を通してＯＦＤＭ受信装置６０内に入力され、選択アンテナ信号がＯＦＤＭ復調される。
【００８５】
図１６は、本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるＯＦＤＭ受信装置６０の内部構成を示す図である。
ところで、通常のＯＦＤＭ受信機の回路構成は、シンボル同期回路６８内で図５と同様の処理を実施し、算出した相関信号のピーク位置を用いて入力されたＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号のシンボル同期を確立する構成になっている。また、ＦＦＴへの信号の取り込み期間の位置はこの相関信号のピーク位置を基に算出し、算出されたＦＦＴ窓期間信号をＦＦＴ用信号抜き出し回路６６に入力して、入力ＩＦ信号をダウンコンバータ６５でコンバートダウンしたベースバンド信号から抜き出した信号を、ＦＦＴして復調する構成になっている。
【００８６】
しかし、ＯＦＤＭ受信装置６０で改めて算出されたＦＦＴ窓期間は、ダイバーシティ・アダプタ２０でアンテナ信号を切替えた直後から一定期間の間、図９（ｂ）に示す様に最適なＦＦＴ取り込み期間よりずれ、隣接するシンボルの信号を抜き出してＦＦＴすることになる。そのため、シンボル間干渉雑音が増加し、復号された符号の質が著しく劣化する問題が発生する。
【００８７】
そこで本実施の形態では、ダイバーシティ・アダプタ２０のダイバーシティ回路３０から出力されるＦＦＴ共通窓期間信号とアンテナ信号切替えシンボル信号を、ＯＦＤＭ受信装置６０に入力する。そして、図１６のＦＦＴ用信号抜き出し回路６６では、入力されたＦＦＴ共通窓期間信号を用いてＦＦＴに入力する信号を抜き出すようにする。
【００８８】
この様に、ＦＦＴ共通窓期間信号で指定される期間の信号を抜き出すようにすると、上記した様に、ＦＦＴへの信号の取り込み期間は、常に、切替えられたＯＦＤＭ信号の同一のシンボル期間内にあり、隣接するシンボルの信号が混入することが無い。そのため、何れのアンテナ信号に切替えても、常に、シンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復号することができるようになる。
【００８９】
一方、同時に入力されるアンテナ信号切替えシンボル信号は、アンテナ信号の切替えのタイミングをＯＦＤＭ受信装置６０に知らせるための信号である。この信号は各種の信号処理過程で利用できる。
【００９０】
例えば、局所発信周波数を再生するＬｏ同期回路６９では、現シンボルの信号と前シンボルの信号を比較して周波数ずれを検出して制御する。そのため、アンテナ信号を切替えた直後のシンボルで検出される周波数ずれ量には大きな誤差が発生し、局所発信周波数の制御で誤動作が発生する問題が生じる。
【００９１】
しかし、このアンテナ信号切替えシンボル信号を用い、アンテナ信号が切替えられたシンボル期間に検出された周波数ずれ量を無視するように制御することにより、局所発信周波数の制御で発生する誤動作を防止することができる。
【００９２】
以上、ダイバーシティ・アダプタからは、入力した第１の形態のアンテナ信号であるＩＦ信号と同じ形態のアンテナ信号であるＩＦ信号を出力する場合を説明した。しかし、アンテナ信号切替え回路３８より前段あるいは後段で、入力される第１の形態のアンテナ信号とは異なる形態のアンテナ信号、例えば第１の形態のアンテナ信号とは異なる中間周波数帯のＩＦ信号またはベースバンドの信号にダウンコンバートする等の第２の受信処理を施して得られた第２の形態のアンテナ信号を出力するようにしても良い。
【００９３】
ただしこの場合、ＯＦＤＭ受信装置６０は、この第２の形態のアンテナ信号を処理する受信装置に変更する必要がある。例えば第２の形態のアンテナ信号がベースバンドの信号の場合は、図１６の回路の中のダウンコンバータ６５を取り除いた回路構成の受信装置を用いる必要がある。また別の例として、アンテナから直接ＲＦ信号を第１の形態のアンテナ信号として入力し、ダイバーシティ・アダプタの内部で第２の形態のアンテナ信号であるＩＦ信号に変換して出力するように構成しても良い。何れの場合も、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００９４】
本実施の形態に対抗する形態としてダイバーシティ・アダプタとＯＦＤＭ受信装置を一体化する形態がある。しかしこの形態では、比較的使用頻度が少ないダイバーシティ受信のために高価なダイバーシティ専用ＯＦＤＭ受信機を準備しておくことが必要になるため、ユーザーにとって大きな負担となる。また、ダイバーシティ専用ＯＦＤＭ受信機は、アンテナ信号の入力端子の増加からも明らかなように回路規模が増加し、受信機が大形化する問題が生じる。また、ダイバーシティのアンテナ本数を増加するには、前もってそれだけ大きく高価なダイバーシティ専用ＯＦＤＭ受信機を購入しておかなければならない問題が生じる。
【００９５】
これに対し、図１のシステム構成では、ＯＦＤＭ受信装置６０に、図１６のダウンコンバータ６５とシンボル同期回路６８が内蔵されているため、ダイバーシティ・アダプタ２０に内蔵されているダウンコンバータ３２ａ，３２ｂやＧ相関算出回路４１（図１１）との重複による無駄が発生する欠点はあるものの、ダイバーシティ・アダプタ２０には、図１６のＯＦＤＭ信号復調回路６７内のＦＦＴ回路等の高価な回路が不要なため、比較的安価に製作することができる。そのため、ダイバーシティ受信システム全体としては、ダイバーシティ・アダプタとＯＦＤＭ受信装置を一体化した場合に比較し、システムを安価に構成することができる効果が得られる。
【００９６】
しかも、ダイバーシティ・アダプタに入力するアンテナ信号の形態とダイバーシティ・アダプタで選択して出力するアンテナ信号の形態を、共に通常の受信装置の入力信号と同じＩＦ信号にしておくと、ダイバーシティ受信をしたいユーザーは、ダイバーシティ用のＦＦＴ共通窓期間信号とアンテナ信号切替えシンボル信号の入力端子を有する通常のＯＦＤＭ受信機を前もって購入しておけば、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを追加購入するだけで、ダイバーシティ受信が可能になる効果が得られる。
【００９７】
この時、前もって購入した通常のＯＦＤＭ受信機にはＩＦ信号を１本しか入力する必要が無いため装置が小形になり、通常のＯＦＤＭ受信機として支障なく使用することができる。また、ダイバーシティ受信するアンテナ本数を増したい時は、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを買い換えるだけでよく、ユーザー負担を大幅に低減できる効果が得られる。
【００９８】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ・アダプタとＯＦＤＭ受信装置を用いると、受信されたＯＦＤＭ信号のパワーが高く、含まれるＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値が高いアンテナ信号が正しく選択されるだけでなく、パワーが同等である場合は主波のレベルが高いアンテナ信号が選択されるようになるため、常にＯＦＤＭ信号の復調に最適なアンテナ信号を選択できるダイバーシティ受信を実現できる効果が得られる。
【００９９】
また、ＦＦＴ共通窓期間信号で指定される期間の信号を抜き出してＦＦＴすることにより、どのアンテナ信号に切替えても、常に、シンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復調することができるようになる。そのため、頻繁にアンテナ信号を切替えても符号誤りが増加することが無く、常に最良のアンテナ信号を選択して用いることができるようになる。
【０１００】
また、ダイバーシティ専用ＯＦＤＭ受信機に比べ、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを追加購入するだけでダイバーシティ受信が可能になるため、ユーザー負担を大幅に低減できる。
【０１０１】
また、同時に用いる通常のＯＦＤＭ受信機はＩＦ信号を１本しか入力する必要が無いため装置が小形になり、通常のＯＦＤＭ受信機として支障なく使用することができる効果が得られる。
【０１０２】
次に、本発明の第２の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を図１７に示す。本実施の形態においては、第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの構成を、さらに発展させ、ＯＦＤＭ信号以外の伝送信号にも適用可能としたダイバーシティ受信システムの構成である。
【０１０３】
このダイバーシティ受信システムは、アンテナ１０ａ，１０ｂと、ダイバーシティ・アダプタ２０’と受信装置６０’との組合せからなり、アンテナ１０ａ，１０ｂを付したＲＦ回路部と、受信装置６０’との間に、ダイバーシティ・アダプタ２０’を挿入して両者間を接続するダイバーシティ受信システムを構成するようにしている。
【０１０４】
図１７において、アンテナ１０ａと１０ｂに接続されたＲＦ回路部から出力されたＩＦ信号（第１の形態のアンテナ信号）は、アンテナ信号入力端子２１ａ’と２１ｂ’からダイバーシティ・アダプタ２０’に入力され、更にその中のダイバーシティ回路３０’に入力される。ダイバーシティ回路３０’では、二つの上記ＩＦ信号を入力とし、そのうちの良好なアンテナ信号を選択アンテナ信号として選択し、出力端子２２’に出力する。そして受信装置６０’で選択アンテナ信号を復調する。
【０１０５】
ダイバーシティ回路３０’による上記選択の具体例としては、入力された複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択する。
【０１０６】
このように、受信装置の前段に接続するダイバーシティ回路を受信装置から分離してダイバーシティ・アダプタとすれば、ダイバーシティ受信をしたいユーザーは、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを追加購入するだけで、ダイバーシティ受信が可能になる効果が得られる。この時、前もって購入した通常の受信機にはＩＦ信号を１本しか入力する必要が無いため装置が小形になり、通常の受信機として支障なく使用することができる。また、ダイバーシティ受信するアンテナ本数を増したい時は、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを買い換えるだけでよく、ユーザー負担を大幅に低減できる効果が得られる。
【０１０７】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ・アダプタを用いると、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを追加購入するだけでダイバーシティ受信が可能になるため、ユーザー負担を大幅に低減できる。
【０１０８】
また、同時に用いる通常の受信機はＩＦ信号を１本しか入力する必要が無いため装置が小形になり、通常の受信機として支障なく使用することができる効果が得られる。
【０１０９】
次に、本発明の第３の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を図１８に示す。このシステムは、図１のダイバーシティ・アダプタとＯＦＤＭ方式の受信装置を一体化したものである。一体化することで無駄になる重複回路を削除した点と、ダイバーシティ回路からＦＦＴ用信号抜き出し回路への信号の受け渡しをベースバンドの信号に変えた点を除けば、基本的な考え方は第１の実施の形態と同一である。
【０１１０】
アンテナ１０ａと１０ｂに接続されたＲＦ回路部から出力されたＩＦ信号（第１の形態のアンテナ信号）は、ダイバーシティ専用ＯＦＤＭ受信装置７０に入力され、更にその中のダイバーシティ回路３０に入力される。
【０１１１】
図１９は、ダイバーシティ回路３０の内部構成を示す図である。アンテナ１０ａのＲＦ回路部から出力されたＩＦ信号ａ（第１の形態のアンテナ信号ａ）はダウンコンバータ３２ａでベースバンド信号ａにダウンコンバートされた後、アンテナ信号遅延回路３１’ａとアンテナ信号評価回路３３ａに入力される。アンテナ１０ｂのＲＦ回路部から出力されたＩＦ信号ｂも同様にベースバンド信号ｂにダウンコンバートされた後、アンテナ信号遅延回路３１’ｂとアンテナ信号評価回路３３ｂに入力される。
【０１１２】
アンテナ信号評価回路３３ａ及びアンテナ信号評価回路３３ｂからアンテナ信号切替え制御回路３６までの処理は第１の実施の形態と同じなので、説明を省略する。
【０１１３】
アンテナ信号切替え回路３８’は、ＩＦ信号（第１の形態のアンテナ信号ａ）の代わりにダウンコンバータ３２ａから出力されたベースバンド信号ａ（第２の形態のアンテナ信号ａ）を入力して切替える点を除けば 、図１のアンテナ信号切替え回路３８と同一の機能を有する回路である。すなわち、アンテナ信号遅延回路３１’ａとアンテナ信号遅延回路３１’ｂから出力されるベースバンド信号ａとベースバンド信号ｂ（アンテナ信号ａとアンテナ信号ｂ）を、アンテナ信号切替え制御回路３６から出力されるアンテナ信号切替え制御信号に従って選択して出力する回路である。
【０１１４】
アンテナ信号切替え回路３８’で選択されたベースバンド信号（アンテナ信号）とＦＦＴ共通窓期間算出回路３５で算出されたＦＦＴ共通窓期間信号は、図１８のＦＦＴ用信号抜き出し回路６６に入力される。そして、選択されたベースバンド信号の中からＦＦＴ共通窓期間信号が指定する期間の信号部分を抜き出し、ＯＦＤＭ信号復調回路６７内のＦＦＴ回路に入力し復調する。
【０１１５】
図１９のアンテナ信号切替え制御回路３６から出力されるアンテナ信号切替えシンボル信号は局所発信周波数の同期回路であるＬｏ同期回路６９（図１８）に入力され、ベースバンド信号（アンテナ信号）を切替えた一定シンボル期間、局所発信周波数の制御を停止するように制御する。
【０１１６】
本実施の形態のダイバーシティ専用受信装置ではダイバーシティ回路が一体化されているため、受信装置が大形で高価になる上、ダイバーシティするアンテナ本数を増やそうとすると、改めて高価なダイバーシティ専用受信装置を買いなおさなければならないという欠点はあるものの、第1の実施の形態と同様のアンテナ信号選択性能と符号誤り率低減効果を得ることができるだけでなく、アンテナ信号遅延回路をディジタル化するのが容易で、ダイバーシティ回路の規模を縮小できる効果が得られる。
【０１１７】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ専用ＯＦＤＭ受信装置を用いると、ダイバーシティ・アダプタを用いる場合と同様の効果が得られるだけでなく、ダイバーシティ回路の規模を縮小できる効果が得られる。
【０１１８】
次に、本発明の第４の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を説明する。本実施の形態はダイバーシティ回路３０の内部の回路構成に関するものであり、アンテナ信号遅延回路とアンテナ信号切替え回路に入力する信号が第１の形態のアンテナ信号であるか第２の形態のアンテナ信号であるかの点を除けば、図１と図１９の回路に同様に適用できる。
【０１１９】
次に、本発明の第５の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路３０の回路構成を図２０に示す。図１９の回路との違いは、一方のアンテナ、例えばアンテナａに繋がるダウンコンバータ３２ａとアンテナ信号遅延回路３１’ａの間に、新たな遅延回路３９ａを挿入した点のみである。そこで、以下、図２０のダイバーシティ回路３０の信号処理方法の考え方を説明する。
【０１２０】
本実施の形態によるダイバーシティ受信システムは、以下の様な伝播路環境の場合に威力を発揮する。すなわち、図２１に例示するように、送信機と受信機の間を高いビルが遮りアンテナａに直接波が全く届かないが、遠くの山や高いビルで反射した波がアンテナｂで受信可能な場合である。
【０１２１】
この場合、２つのアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の間には、図２２（ａ）と図２２（ｃ）に示す様に、ガードインターバルを超える時間差が生じる場合がある。この場合、それぞれのアンテナ信号に対して算出される最適なＦＦＴ窓期間信号は図２２（ｂ）と図２２（ｄ）の様になり、２つの期間の内の先行する期間である図２２（ｂ）の期間を共通の期間として算出しても、図２２（ｃ）のアンテナ信号ｂの隣接シンボルの信号の一部である横線部分の信号も抜き出されてＦＦＴに入力されるため、シンボル間干渉雑音が発生してしまう問題が生じる。
【０１２２】
しかし、図２２（ｅ）の様に先行するアンテナ信号ａを前もって遅延してあれば、ＦＦＴへの最適な取り込み期間は図２２（ｆ）の様になり、アンテナ信号を切替えてもシンボル間干渉雑音が発生しない図２２（ｇ）に示す共通のＦＦＴへの信号取り込み期間を算出することができるようになる。
【０１２３】
図２０で新たに挿入した遅延回路３９ａは、この先行するアンテナ信号ａを一定期間遅延するために挿入したものである。従って、実際には、アンテナ１０ａとアンテナ信号遅延回路３１’ａの間であればどこに挿入しても良い。また、アンテナ信号遅延回路３１’ａの遅延時間を長くしても良い。ただしこの場合は、アンテナ信号遅延回路３１’ａの遅延時間の増加に合わせ、図１４のＦＦＴ窓期間算出回路５１ａで算出したＦＦＴ窓位置信号ａを一定時間遅延した後、最先期間算出回路５２でＦＦＴ共通窓期間信号を算出するように変更しておく必要がある。また、アンテナ信号毎に遅延回路３９ａ、遅延回路３９ｂ（図示していない）等を設け、アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の主波の遅延時間等により、各遅延回路の遅延時間を制御できるようにしておくのが好ましいのは言うまでも無い。
【０１２４】
その他の回路の信号処理は第１と第２の実施の形態と同様に実施すればよい。そのため、本実施の形態では、第１と第２の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、ガードインターバルを超えて遅延したＯＦＤＭ信号を受信するアンテナがあっても、シンボル間干渉雑音が発生しない、良好なダイバーシティ受信を実現できると云う新たな効果が得られるようになる。
【０１２５】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ回路を用いてシステムを構成すると、第１と第２の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、ガードインターバルを超えて遅延したＯＦＤＭ信号を受信するアンテナがあっても、シンボル間干渉雑音が発生しない、良好なダイバーシティ受信を実現できる効果を得ることができる。
【０１２６】
次に、本発明の第５の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるＦＦＴ共通窓期間算出回路３５の内部構成を図２３に示す。
図２３の回路では、図１４の回路と異なり、図１のアンテナ信号評価回路３３ａのＧ相関算出回路４１で算出された相関信号ａとアンテナ信号評価回路３３ｂのＧ相関算出回路４１で算出された相関信号ｂを加算回路５３で加算した後、１つのＦＦＴ窓期間算出回路５１に入力する。そして、相関信号ａと相関信号ｂの加算信号に対する最適なＦＦＴへの信号の取り込み期間を算出し、ＦＦＴ共通窓期間信号として出力する。
【０１２７】
この回路では、全てのアンテナ信号に共通な、ＦＦＴへの最適な信号の取り込み期間が自動的に算出されるため、図１４の回路と同様の効果が得られるだけでなく、回路規模を小さくできる新たな効果を得ることができる。
【０１２８】
次に、本発明の第５の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の内部構成を図２４に示す。第４の実施の形態と同様に、図１と図１９の回路に適用できる。なお、本実施の形態では図１のシステム構成を前提として説明する。
【０１２９】
本実施の形態における新現ＦＦＴ窓期間算出回路４０の内部構成を図２５に示す。
本実施の形態の第１の特徴は、複数のアンテナ信号に共通の最適なＦＦＴへの信号取り込み期間を示すＦＦＴ共通窓期間信号の代わりに、選択されているアンテナ信号に対して最適なＦＦＴへの信号取り込み期間を示す選択ＦＦＴ窓期間信号を算出して出力するようにした点である。そのために、図１のＦＦＴ共通窓期間算出回路３５を、新現ＦＦＴ窓期間算出回路４０に置き換えた。
【０１３０】
また、第２の特徴は、第１の特徴による変更に伴い、アンテナ信号を切替えるタイミングを変更した点にある。そのために、図１のアンテナ信号切替え制御回路３６で実施する処理内容を変更した。
【０１３１】
この２回路以外の回路は第１の実施の形態と同様に動作させればよいので説明を省略し、以下、新現ＦＦＴ窓期間算出回路４０とアンテナ信号切替え制御回路３６’の信号処理方法のみ説明する。
【０１３２】
新現ＦＦＴ窓期間算出回路４０の内部回路の構成例を図２５に示す。アンテナ信号評価回路３３ａと３３ｂから入力された相関信号ａとｂはそれぞれＦＦＴ窓期間算出回路５１ａと５１ｂに入力され、各アンテナ信号に対する最適なＦＦＴ窓期間信号ａとｂが算出される。算出されたＦＦＴ窓期間信号ａとｂは現ＦＦＴ窓期間算出回路７１と新ＦＦＴ窓期間算出回路７２に入力される。
【０１３３】
この内、現ＦＦＴ窓期間算出回路７１には、アンテナ信号切替え制御回路３６’（図２４）から出力される図１０（ｂ）のアンテナ信号切替え制御信号が同時に入力される。そして、現在選択されているアンテナ信号の番号のＦＦＴ窓期間信号、例えばＦＦＴ窓期間信号ａが選択され、現ＦＦＴ窓期間算出回路７１から現ＦＦＴ窓期間信号として出力される。
【０１３４】
他方、新ＦＦＴ窓期間算出回路７２には、アンテナ信号選択回路３４（図２４）から出力された選択アンテナ信号番号が同時に入力される。そして、選択アンテナ信号番号が示す番号のアンテナ信号のＦＦＴ窓期間信号、例えばＦＦＴ窓期間信号ｂが選択され、新ＦＦＴ窓期間算出回路７２から新ＦＦＴ窓期間信号として出力される。
【０１３５】
図２４の新現ＦＦＴ窓期間算出回路４０から出力される現ＦＦＴ窓期間信号と新ＦＦＴ窓期間信号は、アンテナ信号選択回路３４から出力される選択アンテナ信号番号と共にアンテナ信号切替え制御回路３６’に入力される。
【０１３６】
アンテナ信号切替え制御回路３６’では、第１の実施の形態と同様、例えば選択アンテナ信号番号に発生する頻度が高いアンテナ信号の番号ｂを選択する。そして、図２６（ａ）の現ＦＦＴ窓期間信号と図２６（ｂ）の新ＦＦＴ窓期間信号のＯＲ論理で得られる図２６（ｃ）のＯＲ期間を除く期間内、例えば現ＦＦＴ窓期間信号と新ＦＦＴ窓期間信号の内の時間的に遅れたＦＦＴ窓期間信号の期間が終わった直後に、図２６（ｄ）のアンテナ信号切替え制御信号でそれまで選択されていたアンテナ信号のコードａを新たに選択されたアンテナ信号のコードｂに変更する。
【０１３７】
また同時に、アンテナ信号を切替えたシンボルを表す図２６（ｅ）に例示するアンテナ信号切替えシンボル信号と、それまで選択されていたＦＦＴ窓期間信号ａを新たなアンテナ信号のＦＦＴ窓期間信号ｂに変更された図２６（ｆ）の選択ＦＦＴ窓期間信号を、アンテナ信号切替え制御回路３６’から出力する。
【０１３８】
図２４のダイバーシティ回路３０で置き換えられた図１のダイバーシティ回路３０から出力され、更にダイバーシティ・アダプタ２０から出力されたアンテナ信号切替えシンボル信号と選択ＦＦＴ窓期間信号は、ＯＦＤＭ受信装置６０に入力される。この時、選択ＦＦＴ窓期間信号はＦＦＴ共通窓期間信号の代わりに受信装置６０に入力される。
【０１３９】
ＯＦＤＭ受信装置６０の内部回路を示す図１６の回路のＦＦＴ用信号抜き出し回路６６では、この選択ＦＦＴ窓期間信号に従って信号を抜き出し、ＯＦＤＭ信号復調回路６７内でＦＦＴする。そのため、アンテナ信号を切替えた時に図２７（ｃ）の様にシンボル位置が急に変化しても、図２７（ｄ）の選択ＦＦＴ窓期間信号の様に、選択されたアンテナ信号に対して常に最適な期間が抜き出されてＦＦＴされ、隣接するシンボルの信号が混入することが無い。そのため、第１の実施の形態と同様、常にシンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復号することができるようになる。
【０１４０】
特に、ＦＦＴ窓期間算出回路としてシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間を算出する回路を用いる場合、複数のアンテナ信号全体としてシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間位置と、個々のアンテナ信号としてシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間位置は必ずしも一致しない。そのため、この方法で算出したＦＦＴ共通窓期間信号を用いて抜き出した信号に含まれるシンボル間干渉雑音レベルは、個々のアンテナ信号のＦＦＴ窓期間信号で抜き出した信号に含まれるシンボル間干渉雑音レベルより大きくなる欠点があった。
【０１４１】
しかし、本実施の形態を適用すると、どのアンテナ信号を選択してもシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間位置から信号を抜き出してＦＦＴすることになるため、第１の実施の形態の場合より、更にシンボル間干渉雑音の影響が少ない、良好な符号を復号することができるようになる。
【０１４２】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ回路を用いてシステムを構成すると、第１と第２の実施の形態より更に、良好なダイバーシティ受信を実現できる。
【０１４３】
なお、上記のダイバーシティ回路では、受信状態の評価演算を実施することによる時間遅れを補正するためのアンテナ信号遅延回路３１あるいはアンテナ信号遅延回路３１’を設ける場合について説明した。
【０１４４】
しかし、ダイバーシティ受信を実施する場合でも、それほど頻繁にアンテナ信号を切替えることは無い。通常は、数百シンボル程度に１回、短くても数十シンボルに１回程度の切替え頻度になる。
【０１４５】
従って、評価のためのデータの取り込み時刻と実際にアンテナ信号を切替える時刻が１シンボル期間程度ずれても影響は少ない。そのため、アンテナ信号遅延回路３１あるいはアンテナ信号遅延回路３１’は必ずしもなくても良い。また、アンテナ信号遅延回路３１あるいはアンテナ信号遅延回路３１’を設けない方が、逆に回路規模を縮小できる効果が得られる。
【０１４６】
また、図１９の様にアンテナ信号切替え回路３８’にベースバンドの信号を入力する回路で構成する場合は、アンテナ信号評価回路３３内のＧ相関算出回路４１（図１１）が有する遅延回路３をアンテナ信号遅延回路３１’として共用し、遅延回路３から出力される信号をアンテナ信号切替え回路３８’に入力するようにしても良い。
【０１４７】
また、以上の説明では、ＲＦ回路部が有するＡＧＣ回路の性能が高く、ダイバーシティ回路に入力されるＩＦ信号のレベルが充分一定であるものとして説明した。しかし、このＡＧＣ回路の性能が低く、入力されるＩＦ信号にレベル変動がある場合は、アンテナ信号評価回路に入力する前に、ディジタル回路等でレベル変動を補正しておくのが望ましい。
【０１４８】
また、アンテナ信号評価回路でアンテナ信号を評価する際、評価値の変動の頻度による重み値を乗算する等の方法で、変動の激しいアンテナ信号が選択され難くなるようにするのが望ましい。
【０１４９】
また、図２８に示すように、アンテナ信号入力端子２１ａ，２１ｂ，・・は、終端抵抗８１を有するキャップ８２を装着できる構造にしておき、ダイバーシティするアンテナ本数を減らす場合は、空いているアンテナ信号入力端子に終端抵抗を有するキャップを装着する様にするのが望ましい。
【０１５０】
あるいは、図２９に示すように、各アンテナ信号入力端子２１ａ，２１ｂ，・・とダイバーシティ回路３０のアンテナ信号遅延回路３１ａ，３１，・・の間に終端抵抗８３ａ，８３ｂ，・・を有するスィッチ８４ａ，８４ｂ，・・を設けておき、使用しないアンテナ信号入力端子は、スイッチの終端抵抗で終端しておくことが望ましい。図２９においては、入力端子２１ａ，２１ｂとスイッチ８４ａ，８４ｂを別々にしたが、一体化して、入力端子にアンテナが装着されないときに終端抵抗で終端しておき、入力端子にアンテナが装着されたときに終端抵抗を放して信号接続するようにしてもよい。
【０１５１】
これにより、接続されていない入力端子に発生する雑音によってアンテナ信号の選択を乱されることが無くなり、安定したダイバーシティ受信を実現することができるようになる。
【０１５２】
また、アンテナ信号選択回路３４に、相関信号のピーク値とＯＦＤＭ信号のパワー値を乗算して算出したアンテナ信号評価信号を入力するのではなく、相関信号のピーク値とＯＦＤＭ信号のパワー値を個別に入力するようにする。そして、まずＯＦＤＭ信号のパワー値を比較して一定レベル以上のアンテナ信号を選択した後、その選択したアンテナ信号の相関信号のピーク値が最大になるアンテナ信号を選択する等、ＯＦＤＭ信号のパワー値と相関信号のピーク値を用いて２次元的なきめ細かな判別基準を設けて選択するようにしても良い。
【０１５３】
また、以上、アンテナ２本の場合で説明した。しかし、アンテナが３本以上のときは、ＦＦＴ共通窓期間算出回路で算出するＦＦＴ共通窓期間信号は、全てのアンテナ信号に共通なＦＦＴへの最適な信号取り込み期間であることが望ましいが、既に選択されていたアンテナ信号とＯＦＤＭ信号選択回路で新たに選択されたアンテナ信号の２本のアンテナ信号だけに共通なＦＦＴへの最適な信号取り込み期間を算出するようにしても良い。この様に対象となるアンテナ信号の本数を少なくすると、アンテナ切替えに直接影響を受けるアンテナ信号間のみに共通な期間を算出すればよくなるため、より良好な期間を選択することができるようになる効果が得られる。
【０１５４】
また、図１の様に頻度カウンタ回路９１を設け、選択アンテナ信号番号等から、各アンテナ信号が選択された頻度を表すアンテナ選択頻度信号を算出すると共に、この信号を出力するアンテナ選択頻度信号出力端子２６を設け、この出力端子２６から出力される信号をオシロスコープ等の表示装置で、例えば図３０（ａ）あるいは図３０（ｂ）の様に視覚的に観測できるようにすることにより、使用頻度の低いアンテナを把握してその方向を調整し直す等の実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【０１５５】
なお、この各アンテナ信号が選択された頻度を表す表示の効果は、ＯＦＤＭ方式の伝送装置に限らず、搬送波が１本の通常の伝送信号を受信するダイバーシティ受信装置に適用することにより、同様の効果を得ることができる。
【０１５６】
また、上記の複数の遅延プロファイルか相関信号の波形を、図１の様にスィッチ９２を設けてシンポル期間毎に順番に切替え、基準となる信号に対して同じ位置関係の波形として同時あるいは個別に観測できる信号とし、この観測できる信号を出力する出力端子２５を設け、この出力端子２５から出力される信号をオシロスコープ等の表示装置で、例えば図３１の様に視覚的に観測しながら選択されるアンテナ信号の性能を把握できるようにすることにより、ダイバーシティの効果を確認しながら実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。この場合、図３０に示す様に、ＦＦＴ共通窓期間も同時に観測できる様にするのが好ましい。あるいは更に、現在選択されているアンテナ信号の遅延プロファイルまたは相関信号を、他と異なる色か太さの線等、他とは異なる種類の線で明示するようにしておくことが好ましい。
【０１５７】
以上、本発明の実施の形態によれば、ダイバーシティ・アダプタとＯＦＤＭ受信装置を用いると、常にＯＦＤＭ信号の復調に最適なアンテナ信号を選択できるダイバーシティ受信を実現できる効果が得られる。
【０１５８】
また、どのアンテナ信号に切替えても、常に、シンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復調するダイバーシティ受信を実現できる効果が得られる。
【０１５９】
また、頻繁にアンテナ信号を切替えても符号誤りが増加することが無く、常に最良のアンテナ信号を選択して用いることができるようになる。
【０１６０】
また、ダイバーシティ専用受信機に比べ、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを買い増しするだけでダイバーシティ受信が可能になるため、ユーザー負担を大幅に低減できる。
【０１６１】
また、同時に用いる受信装置本体が小形になり、通常の受信機として支障なく使用することができる効果が得られる。
【０１６２】
【発明の効果】
本発明によれば、遅延波の存在を考慮して選択することによって上記の問題を解決し、常にその時点で最良のアンテナで受信されたＲＦ信号から符号を復号して符号誤りの少ない情報符号を得ることができ、しかも選択するＲＦ信号を切替える際にも、符号誤りが増加しないダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するＯＦＤＭ受信装置ならびにダイバーシティ受信装置を得ることができる。また本発明によれば、通常の受信用のＦＰＵを所有していれば、容易にダイバーシティ受信を可能にするダイバーシティ・アダプタを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を示す図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式伝送信号のキャリア構造を示す図である。
【図３】ＯＦＤＭ方式伝送信号の構造を示す図である。
【図４】従来のダイバーシティ受信機の回路構成を示す図である。
【図５】相関演算回路で実施する演算を示す図である。
【図６】従来のダイバーシティ受信機におけるＯＦＤＭ信号選択回路の回路構成を示す図である。
【図７】従来のダイバーシティ受信機の第１の問題に関する第１の説明をするための図である。
【図８】従来のダイバーシティ受信機の第１の問題に関する第２の説明をするための図である。
【図９】従来のダイバーシティ受信機の第２の問題に関する説明をするための図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の動作を説明するための図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるアンテナ信号評価回路の回路構成を示す図である。
【図１２】本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるアンテナ信号評価回路の第１の動作を説明するための図である。
【図１３】本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるアンテナ信号評価回路の第２の動作を説明するための図である。
【図１４】本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるＦＦＴ共通窓期間算出回路の回路構成を示す図である。
【図１５】本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるＦＦＴ共通窓期間算出回路の動作を説明するための図である。
【図１６】本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ受信システムで用いるＯＦＤＭ受信装置の内部構成を示す図である。
【図１７】本発明の第２の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を示す図である。
【図１８】本発明の第３の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を示す図である。
【図１９】本発明の第４の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の内部構成を示す図である。
【図２０】本発明の第５の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の回路構成を示す図である。
【図２１】本発明の第５の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの利用方法を説明するための図である。
【図２２】本発明の第５の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の動作を説明するための図である。
【図２３】本発明の第５の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるＦＦＴ共通窓期間算出回路の内部構成を示す図である。
【図２４】本発明の第５の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の内部構成を示す図である。
【図２５】本発明の第５の実施の形態のダイバーシティ回路における新現ＦＦＴ窓期間算出回路の回路構成を示す図である。
【図２６】本発明の第５の実施の形態のアンテナ信号切替え制御回路の動作を説明するための図である。
【図２７】本発明の第５の実施の形態ダイバーシティ受信システムにおけるＯＦＤＭ受信装置の動作を説明するための図である。
【図２８】本発明の実施の形態において、空いているアンテナ入力端子の第１の説明するための図である。
【図２９】本発明の実施の形態において、空いているアンテナ入力端子の第２の説明するための図である。
【図３０】各アンテナ信号が選択された頻度の表示例を示す図である。
【図３１】各アンテナ信号の遅延プロファイルあるいは相関信号の表示例を示す図である。
【符号の説明】
１ａ〜１ｃ：アンテナ、２ａ〜２ｃ：受信回路、３，３ａ〜３ｃ：遅延回路、４，４ａ〜４ｃ：相関演算回路、５：ＯＦＤＭ信号選択回路、６：最大値比較回路、７：セレクタ回路、８：ＯＦＤＭ信号復調回路、１０ａ，１０ｂ：アンテナ、２０，２０’：ダイバーシティ・アダプタ、２１ａ，２１ｂ，２１’ａ，２１’ｂ：入力端子、２２，２２’，２３，２４，２５，２６：出力端子、３０：ダイバーシティ回路、３１ａ，３１ｂ，３１’ａ，３１’ｂ：アンテナ信号遅延回路、３２ａ，３２ｂ：ダウンコンバータ、３３ａ，３３ｂ：アンテナ信号評価回路、３４：アンテナ信号選択回路、３５：ＦＦＴ共通窓期間算出回路、３６，３６’：アンテナ信号切替え制御回路、３７：クロックパルス発生回路、３８，３８’：アンテナ信号切替え回路、３９ａ：遅延回路、４０：新現ＦＦＴ窓期間算出回路、４１：Ｇ相関算出回路、４２：相関ピーク値算出回路、４３：ＯＦＤＭ信号パワー算出回路、４４：乗算回路、５１，５１ａ，５１ｂ：ＦＦＴ窓期間算出回路、５２：最先期間算出回路、５３：加算回路、６０：ＯＦＤＭ受信装置、６０’：受信装置、６２，６３，６４：入力端子、６５：ダウンコンバータ、６６：ＦＦＴ用信号抜き出し回路、６７：ＯＦＤＭ信号復調回路、６８，６８’：シンボル同期回路、６９：Ｌｏ同期回路、７０：ダイバーシティ専用ＯＦＤＭ受信装置、７１：現ＦＦＴ窓期間算出回路、７２：新ＦＦＴ窓期間算出回路、８１：終端抵抗、８２：キャップ、８３ａ，８３ｂ：終端抵抗、８４ａ，８４ｂ：スィッチ、９１：頻度カウンタ回路、９２：スィッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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