(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに異なる搬送波周波数の複数のチャンネルを有しかつ上記複数のチャンネルがブロック形状を有するように配置されてなる周波数多重化信号をそれぞれ受信する少なくとも第１と第２のアンテナを有するスペースダイバーシチ型アンテナ装置と、
上記第１のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第１の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正の周波数領域に位置するようなブロック形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第１の周波数多重化信号を出力する第１の周波数変換手段と、
上記第２のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第２の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、負の周波数領域に位置するようなブロック形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第２の周波数多重化信号を出力する第２の周波数変換手段と、
上記第１の周波数変換手段から出力される第１の周波数多重化信号と、上記第２の周波数変換手段から出力される第２の周波数多重化信号とを合成して、合成後の周波数多重化信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成後の周波数多重化信号について、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの信号が互いに異なる回路で処理することにより、上記周波数多重化信号を、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの同一のチャンネルの信号の周波数成分のみにチャンネル分離するチャンネル分離手段と、
上記チャンネル分離手段から出力された、各２つの同一のチャンネルの信号のうちより大きな電力を有する信号をチャンネル毎に選択して出力する選択出力手段とを備えたことを特徴とするスペースダイバーシチ型受信装置。
【請求項２】
互いに異なる搬送波周波数の複数のチャンネルを有しかつ上記複数のチャンネルが隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離して櫛形形状を有するように配置されてなる周波数多重化信号をそれぞれ受信する少なくとも第１と第２のアンテナを有するスペースダイバーシチ型アンテナ装置と、
上記第１のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第１の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正及び負の周波数領域のうちの隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離するような所定の第１の周波数領域に位置するような櫛形形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第１の周波数多重化信号を出力する第１の周波数変換手段と、
上記第２のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第２の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正及び負の周波数領域のうちの隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離しかつ上記第１の周波数領域とは異なる所定の第２の周波数領域に位置するような櫛形形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第２の周波数多重化信号を出力する第２の周波数変換手段と、
上記第１の周波数変換手段から出力される第１の周波数多重化信号と、上記第２の周波数変換手段から出力される第２の周波数多重化信号とを合成して、合成後の周波数多重化信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成後の周波数多重化信号について、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの信号が互いに異なる回路で処理することにより、上記周波数多重化信号を、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの同一のチャンネルの信号の周波数成分のみにチャンネル分離するチャンネル分離手段と、
上記チャンネル分離手段から出力された、各２つの同一のチャンネルの信号のうちより大きな電力を有する信号をチャンネル毎に選択して出力する選択出力手段とを備えたことを特徴とするスペースダイバーシチ型受信装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載のスペースダイバーシチ型受信装置において、
上記チャンネル分離手段は、少なくとも１段のフィルタバンクを備え、
第１段目のフィルタバンクは、
上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネルの信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の正域通過フィルタと、
上記第１の正域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第１の処理手段と、
上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネルの信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の負域通過フィルタと、
上記第１の負域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第２の処理手段とを備え、
上記周波数多重化された複数のチャンネルの信号を少なくとも２つのチャンネルの信号にチャンネル分離することを特徴とするスペースダイバーシチ型受信装置。
【請求項４】
請求項３記載のスペースダイバーシチ型受信装置において、
上記チャンネル分離手段は、少なくとも２段のフィルタバンクを備え、
第２段目のフィルタバンクは、
上記第１の処理手段から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、
上記第２の正域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第３の処理手段と、
上記第１の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第２の負域通過フィルタと、
上記第２の負域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第４の処理手段と、
上記第２の処理手段から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の正域通過フィルタと、
上記第３の正域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第５の処理手段と、
上記第２の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の負域通過フィルタと、
上記第３の負域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第６の処理手段とを備え、
上記周波数多重化された複数のチャンネルの信号を少なくとも４つのチャンネルの信号にチャンネル分離することを特徴とするスペースダイバーシチ型受信装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のスペースダイバーシチ型受信装置において、
上記周波数多重化信号の各チャンネルの信号は、ＰＳＫ変調信号であることを特徴とするスペースダイバーシチ型受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、少なくとも２つのアンテナを有するスペースダイバーシチ型アンテナ装置によって受信された、複数のチャンネルの周波数多重化信号を、上記周波数多重化信号を各チャンネルの信号に分離するためのチャンネル分離用フィルタ装置を用いて、受信するためのスペースダイバーシチ型受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在使用されている、いわゆる簡易型携帯電話システムと呼ばれる第１の従来例のパーソナルハンディホンシステム（以下、ＰＨＳシステムという。）においては、図１８（ａ）に示すように、１つの基地局に対して１つの搬送波を使用する帯域を使用しており、ここで、時分割多重アクセス−時分割二重方式（以下、ＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式という。）が用いられており、１つの基地局に対して最大３個の移動端末の同時使用が可能である。実際のＰＨＳシステムでは、回線制御用のチャンネルが必要であるために、図１８（ｂ）に示すように、１方向に対して４チャンネルを用いていわゆるピンポン伝送を行っている。
【０００３】
第２の従来例のＰＨＳシステムにおいて、１つのサービスエリア内において端末数を増大させるために、図１９（ａ）及び（ｂ）に示すように、複数の搬送波ＣＡ１，ＣＡ２，ＣＡ３を用いており、言い換えれば、１つの搬送波を使用する基地局の数を１つのサービスエリア内で複数個以上に増大させている。ここで、基地局が使用する搬送波の周波数については、基地局の発呼時又は移動端末局の発呼時に、予め割り当てられた７７チャンネルのうちの空きのチャンネルを使用している。また、従来例のＰＨＳシステムにおいては、各チャンネルの分離に帯域通過フィルタを使用し、さらに、π／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の変調信号の復調に遅延検波方式が広く用いられている。
【０００４】
しかしながら、第１と第２の従来例の周波数多重チャンネルを用いる無線システムにおいて、各チャンネルの分離に帯域通過フィルタを使用した場合、帯域通過フィルタにおいてインダクタンス回路を使用するために回路が大型になるとともに製造コストが比較的高く、帯域通過帯域の中心周波数の調整が難しいという問題点があった。また、π／４シフトＱＰＳＫの変調信号の復調に遅延検波方式を用いた場合、回路が比較的複雑になるという問題点があった。
【０００５】
この問題点を解決するために、本特許出願人は、特開平９−２００１６５号の特許出願において、
（ａ）第１と第２の従来例に比較して回路が小型・軽量であって製造コストを低減でき、しかも帯域通過帯域の中心周波数を精度よく調整することができるチャンネル分離用フィルタ装置と、
（ｂ）第１と第２の従来例に比較して回路が簡単であるＰＳＫ復調装置と、
（ｃ）第１と第２の従来例に比較して回路が簡単であるＰＳＫ受信装置とを提案している。以下、これらの第３の従来例の装置について詳述する。
【０００６】
図２０は、第３の従来例である、チャンネル分離用フィルタバンク１０と、フィルタバンクを用いた復調器１１とを備えたπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置を示すブロック図であり、図２１及び図２２は、図２０のチャンネル分離用フィルタバンク１０を示すブロック図であり、図２３は、図２０の復調器１１を示すブロック図である。第３の従来例の受信装置は、正域通過フィルタ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ；以下、ＰＰＦという。）と負域通過フィルタ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ；以下、ＮＰＦという。）とダウンサンプリング処理器（Ｄｏｗｎ−ｓａｍｐｌｉｎｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；以下、ＤＳＣという。）とを用いて構成したチャンネル分離用フィルタバンク１０と、ＰＰＦとＮＰＦとＤＳＣとを用いて構成したフィルタバンクを用いた復調器１１とを備えたことを特徴としている。まず、ＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤＳＣの動作原理と理論解析について説明する。
【０００７】
＜ＰＰＦ及びＮＰＦの動作原理と理論解析＞
周波数多重化された複数の信号を分離するためには、一般的に、伝達関数ＨL（ｚ）を有する低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦという。）と、伝達関数ＨH（ｚ）を有する高域通過フィルタ（以下、ＨＰＦという。）とを用いて低周波成分と高周波成分とに分離している。第３の従来例では、信号を正と負の周波数で２分割可能な複素フィルタを用いており、ここで、正の周波数成分のみを通過させ伝達関数ＨP（ｚ）を有するＰＰＦと、負の周波数成分のみを通過させ伝達関数ＨN（ｚ）を有するＮＰＦとを用いる。これらＰＰＦとＮＰＦは、従来技術の有限インパルス応答型ディジタルフィルタ（以下、ＦＩＲ型ディジタルフィルタという。）を用いて構成される。
【０００８】
図２９にＦＩＲ型ディジタルフィルタの構成を示す回路図を示す。図２９に示すように、入力信号は、所定の増幅度ｈ（０）を有する増幅器５０２−０を介して加算器５０３に入力されるとともに、それぞれ所定の同一遅延量を有し互いに縦続に接続された複数（Ｍ−１）個の遅延回路５０１−１乃至５０１−（Ｍ−１）及び、所定の増幅度ｈ（Ｍ−１）を有する増幅器５０２−（Ｍ−１）を介して加算器５０３に入力される。また、遅延回路５０１−１から出力される信号は所定の増幅度ｈ（１）を有する増幅器５０２−１を介して加算器５０３に入力され、遅延回路５０１−２から出力される信号は所定の増幅度ｈ（２）を有する増幅器５０２−２を介して加算器５０３に入力され、以下同様にして、遅延回路５０１−ｍから出力される信号は所定の増幅度ｈ（ｍ）を有する増幅器５０２−ｍを介して加算器５０３に入力され、ここで、ｍは１，２，３，…，Ｍ−１である。加算器５０３は、入力される複数Ｍ個の信号を加算して加算結果の信号を出力信号として出力する。ここで、増幅器５０２−ｍは、入力信号に対して増幅度ｈ（ｍ）を乗算する乗算器と考えることもできる。
【０００９】
次に、図２９のＦＩＲ型ディジタルフィルタで実現されるＬＰＦのインパルス応答は、増幅度であるフィルタ係数ｈ（ｍ）によって次式のように表される。
【００１０】
【数１】
0003888757.tif 000002
【００１１】
ここで、フィルタ係数ｈ（ｍ）は全て実数なので、時間軸で見たＬＰＦのインパルス応答処理後のサンプリング信号は図３０（ａ）のようになる。次に、図３０（ｂ）に示すように、ｍが１つ進むごとにフィルタ係数ｈ（ｍ）が複素平面上で−π／２ずつ回転することによってできるＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）は次式で表せる。
【００１２】
【数２】
0003888757.tif 000003
【００１３】
上記数２により、ＬＰＦの伝達関数ＨL（ｚ）と、ＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）との間の関係は次のように表せる。
【００１４】
【数３】
0003888757.tif 000004
【００１５】
さらに、ＬＰＦの伝達関数ＨL（ｚ）と、ＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）の振幅周波数振幅特性とは、次式のように関係づけられる。
【００１６】
【数４】
｜ＨN（ｅjω）｜＝｜ＨL（ｅjπ/2・ｅjω）｜＝｜ＨL（ｅj(ω+π/2)）｜
【００１７】
上記数４からも分かる通り、ＮＰＦはＬＰＦの振幅周波数特性（図３１）を周波数軸上でπ／２だけ負の周波数の方向に周波数軸上でシフトした振幅周波数特性（図３２）になることが分かる。従って、図３２に示すように、ＮＰＦは、０から−πまでの負の正規周波数範囲で帯域幅πの３ｄＢ通過帯域を有する。
同様にして、ｍが１つ進むごとにフィルタ係数ｈ（ｍ）が複素平面上でπ／２ずつ回転してできるＰＰＦの伝達係数ＨP（ｚ）はＬＰＦの伝達関数ＨL（ｚ）を正の周波数の方向に周波数軸上でπ／２だけシフトすることによって求めることができ、図３３に示す。従って、図３３に示すように、ＰＰＦは、０からπまでの正の正規周波数範囲で帯域幅πの３ｄＢ通過帯域を有する。
【００１８】
図２９のＦＩＲ型ディジタルフィルタを用いて段数Ｍ＝１２のＰＰＦ及びＮＰＦを構成したときのフィルタ係数の設計例を表１及び表２に示す。
【００１９】
【表１】
0003888757.tif 000005
【００２０】
【表２】
0003888757.tif 000006
【００２１】
＜ＤＳＣの理論＞
ダウンサンプリングとは、デシメーションともいわれ、ＤＳＣはサンプリング速度を低下させる回路である。デシメーション係数Ｍｄは、サンプリング信号のデシメート（すなわち、間引き）の割合を表しており、レベルＭｄとも呼ばれる。Ｍｄは２以上の自然数である。また、入力信号系列をｘ（ｎ）とし、出力信号系列をｙ（ｎ）とすれば、入力信号系列ｘ（ｎ）と出力信号系列ｙ（ｎ）の関係は次式で表される。
【００２２】
【数５】
ｙ（ｎ）＝ｘ（Ｍｄ・ｎ），ｎ＝１，２，３，…
【００２３】
Ｍｄ＝２の場合におけるダウンサンプリング処理を図３４（ａ）及び（ｂ）に示す。図３４（ａ）及び（ｂ）から分かる通り、入力信号系列ｘ（ｎ）を２個おきに、すなわち１個とばしにサンプリングすることにより、ダウンサンプリングされた出力信号系列ｙ（ｎ）を得ることができる。図３４（ａ）及び（ｂ）において、ｔｓは入力信号系列ｘ（ｎ）のサンプリング周期である。
【００２４】
＜ダウンサンプリング処理による振幅周波数特性＞
ＤＳＣの入力信号系列ｘ（ｎ）と出力信号系列ｙ（ｎ）の各振幅周波数特性Ｘ（ｅjω），Ｙ（ｅjω）の関係を以下で求める。この関係式を導くために、信号系列ｘ’（ｎ）を以下のように定義しておく。
【００２５】
【数６】
ｘ’（ｎ）＝ｘ（ｎ），ｎ＝０，Ｍｄ，２Ｍｄ，３Ｍｄ，…のとき
＝０，その他のとき
【００２６】
この信号系列ｘ’（ｎ）はｘ（ｎ）と周期Ｍｄのインパルス列の掛け合わせたものに相当する。すなわち、信号系列ｘ’（ｎ）は次式のように表される。
【００２７】
【数７】
0003888757.tif 000007
【００２８】
上記数７における右辺の［］内は周期Ｍｄのインパルス列のフーリエ級数表示である。ここで、表記の明確化のため、ｌ＝ｌ（小文字のエル）である。数７における右辺の［］内をＱとおく。これは次のようにして確かめることができる。ｎが周期Ｍｄの整数倍でない場合、Ｑは次式で表される。
【００２９】
【数８】
0003888757.tif 000008
【００３０】
一方、ｎがＭｄの整数倍である場合、Ｑは次式で表される。
【００３１】
【数９】
0003888757.tif 000009
【００３２】
上の準備のもとで、出力信号系列ｙ（ｍ）をｚ変換すると次式で表される。
【００３３】
【数１０】
ｙ（ｍ）＝ｘ（Ｍｄ・ｍ）＝ｘ’（Ｍｄ・ｍ）
であるので、
【数１１】
0003888757.tif 000010
【００３４】
ここで、ｘ’（ｍ）は周期Ｍｄの整数倍を除いて０であるから次式のように書くことができる。
【００３５】
【数１２】
0003888757.tif 000011
【００３６】
以上の式をまとめると次式のように表せる。
【００３７】
【数１３】
0003888757.tif 000012
ただし、
【数１４】
Ｗ＝ｅ-j2π/Md
【００３８】
ダウンサンプリング処理は、一般的に上記数１３のような特性を有するが、簡単のため、Ｍｄ＝２の場合における特性について考えてみる。上記数１３のＭｄに２を代入すると次式のようになる。
【００３９】
【数１５】
0003888757.tif 000013
【００４０】
上記数１５の右辺は２つの項に分かれているが、それぞれには重要な意味がある。つまり、数１５の右辺の第１項である｛（１／２）Ｘ（ｚ1/2）｝の振幅周波数特性は、元のＸ（ｚ）に比べて振幅が１／２になり、帯域幅が２倍になっている。また、数１５の右辺の第２項の｛１／２（ｅ-jπ・ｚ1/2）｝の周波数振幅特性はその第１項の式をさらに周波数軸上で±πずつ繰り返しシフトさせて理想的には無限に続く折り返し繰り返し特性を有することがわかる。以上のことを考慮すれば、図３５（ａ）に示すＸ（ｚ）を、Ｍｄ＝２でダウンサンプリング処理した後のＹ（ｚ）の振幅周波数特性は図３５（ｂ）に示す特性となる。なお、スペクトルの範囲は［０，２π］から［−π，π］に置換している。
すなわち、ダウンサンプリング処理によって、元のＸ（ｚ）に比べて振幅が１／２になり、帯域幅が２倍になるとともに、周波数軸上で±πずつ繰り返しシフトさせた折り返し繰り返し特性を有する。ここで、入力信号の周波数帯域の条件が｜ωa｜≦π／４のもとでは、ダウンサンプリング処理後でも折り返し繰り返し特性の各帯域は重ならない。
【００４１】
以上説明したＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤＳＣを用いて図２０乃至図２２に図示のチャンネル分離用フィルタバンク１０を構成している。
【００４２】
次いで、図２３の復調器１１を、チャンネル分離用フィルタバンク１０のときと同様にＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤＳＣを用いて構成することができる新しい原理を以下に説明する。図３６に、例えばＰＨＳシステムで用いられるπ／４シフトＱＰＳＫの信号空間ダイアグラムを示す。図３６から明らかなように、同一の振幅円上でπ／４ずつずれた８個の信号点Ｐ１乃至Ｐ８を有する。
【００４３】
図３７に、π／４シフトＱＰＳＫ変調信号のスペクトル特性を示す。図３７から明らかなように、当該ＱＰＳＫの４つの変調された符号に応じて変調信号のエネルギーのピークが変化し、信号が存在するピークの周波数を検出すれば一義的に符号を決定することができることがわかる。これを模式的に書けば、図３８のようになる（図３８において振幅値は正確ではない場合がある。）。図３８に示すように、正規化ω／２π上で、−πから＋πまでの正規化周波数の範囲で、符号００のピークが正の正規化周波数ωc00のときにあり、符号０１のピークが正の正規化周波数ωc01（＞ωc00）のときにあり、符号１０のピークが負の正規化周波数ωc10のときにあり、符号１１のピークが負の正規化周波数ωc11（＜ωc10）のときにあることがわかる。ここで、各符号のピークはある時刻において１つしか存在しない。すなわち、各符号のピークの正規化周波数を検出すれば、当該ＱＰＳＫ変調信号を復調することができる。第３の従来例では、復調器１１をチャンネル分離用フィルタバンク１０のときと同様にＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤＳＣを用いて構成する。
【００４４】
＜ＱＰＳＫ受信装置の構成及び動作＞
図２０を参照して、第３の従来例であるチャンネル分離用フィルタバンク１０と、フィルタバンクを用いた復調器１１とを備えたπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の構成及び動作について説明する。第３の従来例では、図２４（ａ）に示すように、当該無線システムにおいては、互いに２ｆ0のチャンネル間隔で周波数軸上で並置された８個のチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ８の無線信号を用いて通信を行う。すなわち、８個のチャンネルの信号は周波数分割多重化された信号群であり、８個のチャンネル信号は必ずしも常にすべてが存在していなくてもよい。ここで、チャンネルＣＨ１の搬送波周波数をｆcc1とし、以下同様に、チャンネルＣＨｍの搬送波周波数をｆccmとする。図２４（ａ）及び以下の図面においては、１つのチャンネルの帯域とそれに隣接するチャンネルの帯域との間は０としているが、実際に無線システムを構成する際には、マージンの周波数が設定される。
【００４５】
図２０において相手方の送信装置のアンテナから送信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号の送信無線信号はアンテナ１で受信された後、８個のチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ８の全帯域の信号のみを通過させて増幅する高周波増幅器２を介して分配器３に出力する。ここで、ＱＰＳＫ変調信号は送信装置において入力されるパラレル２ビットのデータ信号に応じて搬送波信号をＱＰＳＫ変調された信号である。分配器３は、入力された信号を２分配し、分配された一方の信号を混合器４ａに出力するとともに、分配された他方の信号を混合器４ｂに出力する。局部発振器５は、局部発振周波数ｆLO＝（ｆcc4＋ｆcc5）／２を有する局部発振信号を発生して混合器４ａに出力するとともに、入力信号をπ／２だけ移相するπ／２移相器６を介して混合器４ｂに出力する。混合器４ａは、入力される２つの信号を乗算して混合し、混合後の信号を、周波数８ｆ0以下を通過させるＬＰＦ７ａを介してＡ／Ｄ変換器８ａに出力する。一方、混合器４ｂは、同様に、入力される２つの信号を乗算して混合し、混合後の信号を、周波数８ｆ0以下を通過させるＬＰＦ７ｂを介してＡ／Ｄ変換器８ｂに出力する。従って、分配器３によって２分配された信号は、混合器４ａ，４ｂ及びＬＰＦ７ａ，７ｂから構成される周波数変換部１２によって、図２４（ｂ）に示すように、チャンネルＣＨ４の搬送波周波数ｆcc4とチャンネルＣＨ５の搬送波周波数ｆcc5との平均周波数が周波数０となるように、すなわち、正の周波数にチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ４の信号成分が存在する一方、負の周波数にチャンネルＣＨ５乃至ＣＨ８の信号成分が存在するように周波数変換される。図２０において、高周波増幅器２からＡ／Ｄ変換器８ａ，８ｂまでの構成を、以下、高周波及び中間周波信号処理部２０という。
【００４６】
Ａ／Ｄ変換器８ａ，８ｂはそれぞれ、入力されたアナログ信号を所定のサンプリングレートでディジタル信号データにＡ／Ｄ変換し、互いに直交するＩチャンネルデータ信号及びＱチャンネルデータ信号をチャンネル分離用フィルタバンク１０に出力する。チャンネル分離用フィルタバンク１０は、詳細後述するように、８チャンネルのデータ信号をチャンネル毎に周波数分離し、すなわちチャンネル分離することにより、チャンネルＣＨ１のＩチャンネルデータ信号及びＱチャンネルデータ信号を復調器１１−１に出力し、以下同様に、チャンネルＣＨｍのＩチャンネルデータ信号及びＱチャンネルデータ信号を復調器１１−ｍに出力する（ｍ＝２，３，…，８）。これに応答して、復調器１１−ｍ（ここで、ｍ＝１，２，…，ｍ；以下、復調器１１−１乃至１１−８を総称して１１という。）は、入力された信号を、復調データ信号にＱＰＳＫ復調して出力する。
【００４７】
＜チャンネル分離用フィルタバンクの構成＞
図２１及び図２２を参照して、図２０のチャンネル分離用フィルタバンク１０の構成について説明する。なお、図２１乃至図２３において、信号線上で２と示しているのは、その信号線を流れる信号が複素数の信号であり、互いに直交する実数部のＩチャンネルデータ信号と虚数部のＱチャンネルデータ信号とを表わす。当該チャンネル分離用フィルタバンク１０は、第１段目乃至第３段目のフィルタバンク１０ａ，１０ｂ，１０ｃから構成される。各段のフィルタバンクは、１組又は複数組のＰＰＦとＮＰＦのペアと、ＰＰＦの出力をダウンサンプリング処理するＤＳＣと、ＮＰＦの出力をダウンサンプリング処理するＤＳＣとから構成される。
【００４８】
ここで、各ＰＰＦ１０１，２０１，２２１，３０１，３２１，３４１，３６１は互いに同一の規格、すなわち、０から８ｆ0までの同一の正の通過帯域を有して構成され、入力された複素数のデータ信号を当該正の通過帯域の信号成分のみを帯域通過させて出力する。また、各ＮＰＦ１１１，２１１，２３１，３１１，３３１，３５１，３７１は、互いに同一の規格、すなわち、０から−８ｆ0までの同一の負の通過帯域を有して構成され、入力された複素数のデータ信号を当該負の通過帯域の信号成分のみを帯域通過させて出力する。さらに、各ＤＳＣ１０２，１１２，２０２，２１２，２２２，２３２，３０２，３１２，３２２，３３２，３４２，３５２，３６２，３７２は、互いに同一の規格で構成され、入力された複素数のデータ信号をＭｄ＝２のダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出力する。ここで、Ｍｄ＝２のダウンサンプリング処理においては、詳細後述したように、入力されるデータ信号を１個ずつおきにダウンサンプリングすることにより、出力されるデータ信号は、入力されるデータ信号に比較して振幅値が１／２になりかつ各チャンネルの帯域が２倍になるとともに、±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返したスペクトルを有する。
【００４９】
図２１に示すように、Ａ／Ｄ変換器８ａから出力されるＩチャンネルデータ信号は１段目のフィルタバンク１０ａのＰＰＦ１０１及びＮＰＦ１１１に入力される一方、Ａ／Ｄ変換器８ｂから出力されるＱチャンネルデータ信号は第１段目のフィルタバンク１０ａのＰＰＦ１０１及びＮＰＦ１１１に入力される。
【００５０】
第１段目のフィルタバンクにおいて、ＰＰＦ１０１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ１０２を介して第２段目のフィルタバンク１０ｂのＰＰＦ２０１及びＮＰＦ２１１に入力される一方、ＮＰＦ１１１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ１１２を介して第２段目のフィルタバンク１０ｂのＰＰＦ２２１及びＮＰＦ２３１に入力される。
【００５１】
従って、ＰＰＦ１０１からの出力データ信号は、図２５（ａ）に示すように、０から８ｆ0までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ４の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ１０２からの出力データ信号は、図２５（ｃ）に示すように、０から１６ｆ0までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ４の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペクトルを有する。一方、ＮＰＦ１１１からの出力データ信号は、図２５（ｂ）に示すように、０から−８ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ５乃至ＣＨ８の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ１１２からの出力データ信号は、図２５（ｄ）に示すように、０から−１６ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ５乃至ＣＨ８の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペクトルを有する。
【００５２】
第２段目のフィルタバンク１０ｂにおいて、ＰＰＦ２０１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ２０２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰＦ３０１及びＮＰＦ３１１に入力される一方、ＮＰＦ２１１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ２１２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰＦ３２１及びＮＰＦ３３１に入力される。また、ＰＰＦ２２１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ２２２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰＦ３４１及びＮＰＦ３５１に入力される一方、ＮＰＦ２３１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ２３２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰＦ３６１及びＮＰＦ３７１に入力される。
【００５３】
従って、例えば、ＰＰＦ２０１からの出力データ信号は、図２６（ａ）に示すように、０から８ｆ0までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ３及び至ＣＨ４の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ２０２からの出力データ信号は、図２６（ｃ）に示すように、０から１６ｆ0までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ３及びＣＨ４の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペクトルを有する。また、例えば、ＮＰＦ２１１からの出力データ信号は、図２６（ｂ）に示すように、０から−８ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１及びＣＨ２の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ２１２からの出力データ信号は、図２６（ｄ）に示すように、０から−１６ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１及びＣＨ２の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペクトルを有する。
【００５４】
第３段目のフィルタバンク１０ｃにおいて、ＰＰＦ３０１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３０２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ４のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−４に出力される。また、ＮＰＦ３１１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３１２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ３のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−３に出力される。
ＰＰＦ３２１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３２２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ２のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−２に出力される。また、ＮＰＦ３３１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３３２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ１のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−１に出力される。ＰＰＦ３４１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３４２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ８のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−８に出力される。また、ＮＰＦ３５１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３５２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ７のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−７に出力される。ＰＰＦ３６１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３６２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ６のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−６に出力される。また、ＮＰＦ３７１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３７２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ５のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−５に出力される。
【００５５】
従って、例えば、ＰＰＦ３２１からの出力データ信号は、図２７（ａ）に示すように、０から８ｆ0までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ２の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ３２２からの出力データ信号は、図２７（ｃ）に示すように、０から１６ｆ0までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ２の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペクトルを有する。また、例えば、ＮＰＦ３３１からの出力データ信号は、図２７（ｂ）に示すように、０から−８ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ３３２からの出力データ信号は、図２７（ｄ）に示すように、０から−１６ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペクトルを有する。他のチャンネルのデータ信号の成分は同様に処理され、各ＤＳＣ３０２，３１２，３２２，３３２，３４２，３５２，３６２，３７２から復調器１１−ｍ（ｍ＝１，２，…８）には、各チャンネルＣＨｍの帯域信号成分のみが出力されることになる。
【００５６】
図２２において、各レベル検出器１０３，１１３，２０３，２１３，２２３，２３３，３０３，３１３，３２３，３３３，３４３，３５３，３６３，３７３は同一の構成を有し、入力される複素数の信号の振幅値を演算して演算結果を信号レベル信号として出力する。各ＤＳＣ１０２，１１２，２０２，２１２，２２２，２３２，３０２，３１２，３２２，３３２，３４２，３５２，３６２，３７２から出力される各データ信号はそれぞれレベル検出器１０３，１１３，２０３，２１３，２２３，２３３，３０３，３１３，３２３，３３３，３４３，３５３，３６３，３７３に入力され、各レベル検出器１０３，１１３，２０３，２１３，２２３，２３３，３０３，３１３，３２３，３３３，３４３，３５３，３６３，３７３から出力される各信号レベル信号はフィルタバンク動作コントローラ１００に入力される。これに応答して、フィルタバンク動作コントローラ１００は、信号レベル信号が０となった（すなわち、信号が無くオフである）状態のときに、それを検出したＤＳＣ以降の回路における動作を不動作制御信号によりディスエーブルして停止するとともに、対応する復調器１１から出力される復調データ信号の符号を００とする（この００は所定の別の符号であってもよい。）。この不動作制御信号による動作により、それを検出したＤＳＣ以降の回路に対する供給電源電流を０とすることにより、消費電流を節約することができる。
【００５７】
以上のチャンネル分離用フィルタバンク１０においては、３段構成のフィルタバンクについて述べているが、本発明はこれに限らず、１段、２段又は４段以上の構成のフィルタバンクを構成してもよい。ＰＰＦとＮＰＦのフィルタ対で構成した場合、ｎ段のフィルタバンクは、２n個のチャンネルを分離することできるが、２段目以降においてＰＰＦ又はＮＰＦの片方を省略することにより、２n個以外の任意の複数のチャンネルを分離することができるように構成できる。
【００５８】
＜復調器１１の構成＞
図２３を参照して、図２０の復調器１１−１乃至１１−８の構成について説明する。復調器１１−１乃至１１−８の各構成は同一であるので、以下では、１つの復調器１１について説明する。当該復調器１１は、図２３に示すように、周波数変換部１１ａと、信号復調部１１ｂとから構成される。
【００５９】
周波数変換部１１ａは、２個の混合器４０１ａ，４０１ｂ、局部発振周波数８ｆ0の局部発振信号を発生する局部発振器４０２、π／２移相器４０３、それぞれ０から±８ｆ0までの周波数成分を低域ろ波する２個のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂとから構成され、図２０の周波数変換部１２と同様に、図２８の（ａ）及び（ｂ）に示すように、入力されるデータ信号を出力されるデータ信号における各チャンネルの帯域信号成分の中心が周波数０となるように、すなわち、局部発振周波数８ｆ0を用いて周波数変換する。周波数変換後の複素数のデータ信号は、ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから信号復調部１１ｂのＤＳＣ４１１に出力される。
【００６０】
信号復調部１１ｂの前段の部分（ＮＰＦ４１６、ＰＰＦ４２６、ＮＰＦ４３６又はＰＰＦ４４６まで）は、図２１の構成と比較して分かるように、周波数帯域成分を分離するための回路であり、図２１の回路におけるチャンネルＣＨ３乃至ＣＨ６をチャンネル分離するための回路に対応する。ここで、各ＰＰＦ４２２，４２４，４２６，４４６は互いに同一の規格、すなわち、図３８に示す周波数ｆ＝ω／２π軸上で０からπまでの同一の正の通過帯域を有して構成され、入力された複素数のデータ信号を当該正の通過帯域の信号成分のみを帯域通過させて出力する。また、各ＮＰＦ４１２，４１４，４１６，４３６は互いに同一の規格、すなわち、図３８に示す周波数ｆ＝ω／２π軸上で０から−πまでの同一の負の通過帯域を有して構成され、入力された複素数のデータ信号を当該正の通過帯域の信号成分のみを帯域通過させて出力する。さらに、各ＤＳＣ４１１，４１３，４１５，４２３，４２５は、互いに同一の規格で構成され、入力された複素数のデータ信号をＭｄ＝２のダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出力する。ここで、Ｍｄ＝２のダウンサンプリング処理においては、詳細後述したように、入力されるデータ信号を１個ずつおきにダウンサンプリングすることにより、出力されるデータ信号は、入力されるデータ信号に比較して振幅値が１／２になりかつ各チャンネルの帯域が２倍になるとともに、±πずつシフトさせて繰り返したスペクトルを有する。
【００６１】
図２３において、π／４シフトＱＰＳＫ変調信号のピークは図３７に示すように−π／２から＋π／２までの範囲にあるので、ＤＳＣ４１１は、周波数軸上で２倍するために、入力データ信号をＭｄ＝２のダウンサンプリング処理を実行して、処理後のデータ信号をＮＰＦ４１２及びＰＰＦ４２２に出力する。そして、ＮＰＦ４１２から出力されるデータ信号はＤＳＣ４１３、ＮＰＦ４１４及びＤＳＣ４１５とを介してＮＰＦ４１６及びＰＰＦ４２６に出力される。一方、ＰＰＦ４２２から出力されるデータ信号はＤＳＣ４２３、ＰＰＦ４２４及びＤＳＣ４２５を介してＮＰＦ４３６及びＰＰＦ４４６に出力される。ここで、ＰＰＦ４２２及びＰＰＦ４２４は正の正規化周波数側に位置する符号００の信号成分のピークと符号０１の信号成分のピークを分離抽出するために用いられる一方、ＮＰＦ４１２及び４１４は負の正規化周波数側に位置する符号１１の信号成分のピークと符号１０の信号成分のピークを分離抽出するために用いられる。ここで、２段のＰＰＦ４２２及びＰＰＦ４２４又はＮＰＦ４１２及び４１４を用いているのは、４つのピークが図３７に示すように正規化周波数０に近接して存在しているためである。そして、ＮＰＦ４１６、ＰＰＦ４２６、ＮＰＦ４３６、及びＰＰＦ４４６によりそれぞれ符号１１、１０、０１及び００の信号成分のピークを帯域ろ波することができる。
【００６２】
ＮＰＦ４１６から出力される複素数のデータ信号はレベル検出器４１７に入力されてその振幅値が演算された後、演算結果を示す信号レベル信号が比較器４１８の非反転入力端子に入力される。また、ＰＰＦ４２６から出力される複素数のデータ信号はレベル検出器４２７に入力されてその振幅値が演算された後、演算結果を示す信号レベル信号が比較器４２８の非反転入力端子に入力される。さらに、ＮＰＦ４３６から出力される複素数のデータ信号はレベル検出器４３７に入力されてその振幅値が演算された後、演算結果を示す信号レベル信号が比較器４３８の非反転入力端子に入力される。さらにまた、ＰＰＦ４４６から出力される複素数のデータ信号はレベル検出器４４７に入力されてその振幅値が演算された後、演算結果を示す信号レベル信号が比較器４４８の非反転入力端子に入力される。
【００６３】
ここで、各比較器４１８，４２８，４３８，４４８の各反転入力端子は接地され、すなわち０のデータ信号が入力され、従って、各比較器４１８，４２８，４３８，４４８は各符号を示すピークが存在するか否かを検出し、検出したときはＨレベルの検出信号を符号識別器４５０に出力する一方、検出しないときＬレベルの検出信号を符号識別器４５０に出力する。各レベル検出器４１７，４２７，４３８，４４７から出力される信号レベル信号は加算器４５１に入力されて加算された後、加算結果を示す信号が基準クロック再生回路４５２に入力される。これに応答して、基準クロック再生回路４５２は、入力される加算結果の信号に基づいて、ピークが存在する時間位置を基準クロックの立ち上がりで示す基準クロックを再生して符号識別器４５０に出力する。符号識別器４５０は、基準クロックの立ち上がり時に、比較器４１８からＨレベルの検出信号が入力されるとき、符号１１の復調データ信号を出力し、比較器４２８からＨレベルの検出信号が入力されるとき、符号１０の復調データ信号を出力し、比較器４３８からＨレベルの検出信号が入力されるとき、符号０１の復調データ信号を出力し、比較器４４８からＨレベルの検出信号が入力されるとき、符号００の復調データ信号を出力する。
【００６４】
以上の復調器１１において、ＤＳＣ４１３及び４２３の後段にそれぞれ、図２２のチャンネル分離用フィルタバンク１０と同様にレベル検出器４６１，４６２を設け、信号復調部動作コントローラ４７０により、ＤＳＣ４１３の出力において信号が存在しないときは、不動作制御信号を用いてＮＰＦ４１４から後段の回路の動作を停止する一方、ＤＳＣ４２３の出力において信号が存在しないときは、不動作制御信号を用いてＰＰＦ４２４から後段の回路の動作を停止する。
【００６５】
図３９は、第３の従来例のチャンネル分離用フィルタバンク１０を用いて構成された、第４の従来例のスペースダイバーシチ型受信装置の構成を示すブロック図である。この第４の従来例は、第３の従来例の図２４の周波数多重化送信信号を、スペースダイバーシチ構成の２つのアンテナ１ａ及び１ｂを用いて受信するときの受信装置の構成である。
【００６６】
図３９において、アンテナ１ａで受信された周波数多重化送信信号は、図２０の高周波及び中間周波信号処理部２０と同一の構成を有する高周波及び中間周波信号処理部２０ａ及び、図２０のチャンネル分離用フィルタバンク１０と同一の構成を有するチャンネル分離用フィルタバンク１０ａとによって処理された後、各チャンネルの信号がそれぞれマルチプレクサ２１−１乃至２１−８の各入力端子Ａに入力される。一方、アンテナ１ｂで受信された周波数多重化送信信号は、図２０の高周波及び中間周波信号処理部２０と同一の構成を有する高周波及び中間周波信号処理部２０ｂ及び、図２０のチャンネル分離用フィルタバンク１０と同一の構成を有するチャンネル分離用フィルタバンク１０ｂとによって処理された後、各チャンネルの信号がそれぞれマルチプレクサ２１−１乃至２１−８の各入力端子Ｂに入力される。これに応答して、各マルチプレクサ２１−１乃至２１−８は、入力端子Ａ及びＢに入力される信号のうち入力信号の電力が大きい信号を出力端子Ｃからそれぞれチャンネル毎に復調器１１−１乃至１１−８に出力する。そして、復調器１１−１乃至１１−８はそれぞれ入力された信号を例えばＰＳＫ復調して復調後の復調データ信号を各チャンネル毎に出力する。
【００６７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、第４の従来例においては、２つのアンテナ１ａ及び１ｂに対応して、２つのチャンネル分離用フィルタバンク１０ａ及び１０ｂを備える必要があり、回路構成が大きくなるという問題点があった。
【００６８】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、第４の従来例に比較して回路構成が簡単であるスペースダイバーシチ型受信装置を提供することにある。
【００６９】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る請求項１記載のスペースダイバーシチ型受信装置は、互いに異なる搬送波周波数の複数のチャンネルを有しかつ上記複数のチャンネルがブロック形状を有するように配置されてなる周波数多重化信号をそれぞれ受信する少なくとも第１と第２のアンテナを有するスペースダイバーシチ型アンテナ装置と、
上記第１のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第１の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正の周波数領域に位置するようなブロック形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第１の周波数多重化信号を出力する第１の周波数変換手段と、
上記第２のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第２の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、負の周波数領域に位置するようなブロック形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第２の周波数多重化信号を出力する第２の周波数変換手段と、
上記第１の周波数変換手段から出力される第１の周波数多重化信号と、上記第２の周波数変換手段から出力される第２の周波数多重化信号とを合成して、合成後の周波数多重化信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成後の周波数多重化信号について、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの信号が互いに異なる回路で処理することにより、上記周波数多重化信号を、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの同一のチャンネルの信号の周波数成分のみにチャンネル分離するチャンネル分離手段と、
上記チャンネル分離手段から出力された、各２つの同一のチャンネルの信号のうちより大きな電力を有する信号をチャンネル毎に選択して出力する選択出力手段とを備えたことを特徴とする。
【００７０】
また、本発明に係る請求項２記載のスペースダイバーシチ型受信装置は、互いに異なる搬送波周波数の複数のチャンネルを有しかつ上記複数のチャンネルが隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離して櫛形形状を有するように配置されてなる周波数多重化信号をそれぞれ受信する少なくとも第１と第２のアンテナを有するスペースダイバーシチ型アンテナ装置と、
上記第１のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第１の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正及び負の周波数領域のうちの隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離するような所定の第１の周波数領域に位置するような櫛形形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第１の周波数多重化信号を出力する第１の周波数変換手段と、
上記第２のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第２の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正及び負の周波数領域のうちの隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離しかつ上記第１の周波数領域とは異なる所定の第２の周波数領域に位置するような櫛形形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第２の周波数多重化信号を出力する第２の周波数変換手段と、
上記第１の周波数変換手段から出力される第１の周波数多重化信号と、上記第２の周波数変換手段から出力される第２の周波数多重化信号とを合成して、合成後の周波数多重化信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成後の周波数多重化信号について、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの信号が互いに異なる回路で処理することにより、上記周波数多重化信号を、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの同一のチャンネルの信号の周波数成分のみにチャンネル分離するチャンネル分離手段と、
上記チャンネル分離手段から出力された、各２つの同一のチャンネルの信号のうちより大きな電力を有する信号をチャンネル毎に選択して出力する選択出力手段とを備えたことを特徴とする。
【００７１】
また、請求項３記載のスペースダイバーシチ型受信装置は、請求項１又は２記載のスペースダイバーシチ型受信装置において、
上記チャンネル分離手段は、少なくとも１段のフィルタバンクを備え、
第１段目のフィルタバンクは、
上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネルの信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の正域通過フィルタと、
上記第１の正域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第１の処理手段と、
上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネルの信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の負域通過フィルタと、
上記第１の負域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第２の処理手段とを備え、
上記周波数多重化された複数のチャンネルの信号を少なくとも２つのチャンネルの信号にチャンネル分離することを特徴とする。
【００７２】
さらに、請求項４記載のスペースダイバーシチ型受信装置は、請求項３記載のスペースダイバーシチ型受信装置において、
上記チャンネル分離手段は、少なくとも２段のフィルタバンクを備え、
第２段目のフィルタバンクは、
上記第１の処理手段から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、
上記第２の正域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第３の処理手段と、
上記第１の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第２の負域通過フィルタと、
上記第２の負域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第４の処理手段と、
上記第２の処理手段から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の正域通過フィルタと、
上記第３の正域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第５の処理手段と、
上記第２の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の負域通過フィルタと、
上記第３の負域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第６の処理手段とを備え、
上記周波数多重化された複数のチャンネルの信号を少なくとも４つのチャンネルの信号にチャンネル分離することを特徴とする。
【００７３】
またさらに、請求項５記載のスペースダイバーシチ型受信装置は、請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のスペースダイバーシチ型受信装置において、上記周波数多重化信号の各チャンネルの信号は、ＰＳＫ変調信号であることを特徴とする。
【００７４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００７５】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明に係る第１の実施形態であるスペースダイバーシチ型受信装置の構成を示すブロック図である。この第１の実施形態においては、送信装置から送信される周波数多重化信号が、互いに異なる搬送波周波数の複数のチャンネルを有しかつ上記複数のチャンネルがブロック形状を有するように配置されてなり、図２０の処理部２０と同様の構成を有する高周波及び中間周波信号処理部（以下、処理部ともいう。）２０ａから出力される信号と、図２０の処理部２０と同様の構成を有する高周波及び中間周波信号処理部２０ｂから出力される信号とを合成して出力する合成器２２と、合成器２２から出力される信号に対して、第３の従来例と同様の構成を有してチャンネル分離処理を実行するチャンネル分離フィルタバンク１０と、チャンネル分離フィルタバンク１０から出力された各２つの同一のチャンネルのうち大きな信号を選択するマルチプレクサ２１とを備えたことを特徴とする。ここで、第１の実施形態は、図２１乃至図２３に図示した回路を使用する。
【００７６】
処理部２０ａは、局部発振周波数ｆLO＝（ｆcc4＋ｆcc5）／２＋８f0を有し、アンテナ１ａで受信された複数のチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ４を有する周波数多重化信号（図３（ａ）参照。）を、そのスペクトルが、正の周波数領域に位置するようなブロック形状のスペクトル（ｂブロック）を有するように周波数変換して周波数変換後の周波数多重化信号を合成器２２に出力する。一方、処理部２０ｂは、局部発振周波数ｆLO＝（ｆcc4＋ｆcc5）／２を有し、アンテナ１ｂで受信された複数のチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ４を有する周波数多重化信号（図３（ａ）参照。）を、そのスペクトルが、負の周波数領域に位置するようなブロック形状のスペクトル（ａブロック）を有するように周波数変換して周波数変換後の周波数多重化信号を合成器２２に出力する。合成器２２は、処理部２０ａ及び２０ｂからの２つの信号を合成してチャンネル分離フィルタバンク１０に出力する。チャンネル分離フィルタバンク１０は、第３の従来例と同様の構成を有してチャンネル分離処理を実行し、以下のように各信号を出力する。
（ａ）ＤＳＣ３７２からチャンネルＣＨ１ａの信号をマルチプレクサ２１−１の入力端子Ａに出力する。
（ｂ）ＤＳＣ３３２からチャンネルＣＨ１ｂの信号をマルチプレクサ２１−１の入力端子Ｂに出力する。
（ｃ）ＤＳＣ３６２からチャンネルＣＨ２ａの信号をマルチプレクサ２１−２の入力端子Ａに出力する。
（ｄ）ＤＳＣ３２２からチャンネルＣＨ２ｂの信号をマルチプレクサ２１−２の入力端子Ｂに出力する。
（ｅ）ＤＳＣ３５２からチャンネルＣＨ３ａの信号をマルチプレクサ２１−３の入力端子Ａに出力する。
（ｆ）ＤＳＣ３１２からチャンネルＣＨ３ｂの信号をマルチプレクサ２１−３の入力端子Ｂに出力する。
（ｇ）ＤＳＣ３４２からチャンネルＣＨ４ａの信号をマルチプレクサ２１−４の入力端子Ａに出力する。
（ｈ）ＤＳＣ３０２からチャンネルＣＨ４ｂの信号をマルチプレクサ２１−４の入力端子Ｂに出力する。
【００７７】
これに応答して、各マルチプレクサ２１−１乃至２１−８は、入力端子Ａ及びＢに入力される信号のうち入力信号の電力が大きい信号を出力端子Ｃからそれぞれチャンネル毎に復調器１１−１乃至１１−８に出力する。そして、復調器１１−１乃至１１−８はそれぞれ入力された信号を例えばＰＳＫ復調して復調後の復調データ信号を各チャンネル毎に出力する。
【００７８】
以下に、図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性を示す。
（Ａ）図３（ａ）は図２０の高周波増幅器２の出力信号の振幅周波数特性図であり、図３（ｂ）は図２０のＮＰＦ７ａ，７ｂの各出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｂ）図４（ａ）は図２１のＰＰＦ１０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、図４（ｂ）は図２１のＮＰＦ１１１の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｃ）図５（ａ）は図２１のＤＳＣ１０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、図５（ｂ）は図２１のＤＳＣ１１２の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｄ）図６（ａ）は図２１のＰＰＦ２０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、図６（ｂ）は図２１のＰＰＦ２２１の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｅ）図７（ａ）は図２１のＤＳＣ２０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、図７（ｂ）は図２１のＤＳＣ２２２の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｆ）図８（ａ）は図２１のＰＰＦ３０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、図８（ｂ）は図２１のＰＰＦ３２１の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｇ）図９（ａ）は図２１のＤＳＣ３０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、図９（ｂ）は図２１のＤＳＣ３４２の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｈ）図１０（ａ）は図２１のＤＳＣ３０２からマルチプレクサ２１−４を介して復調器１１−４に入力された後、復調器１１−４の各ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから出力される出力信号の振幅周波数特性図であり、図１０（ｂ）は図２１のＤＳＣ３４２からマルチプレクサ２１−４を介して復調器１１−４に入力された後、復調器１１−４の各ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから出力される出力信号の振幅周波数特性図である。
【００７９】
以上説明したように、第１の実施形態によれば、図３（ａ）に図示した４チャンネルからなる周波数多重化信号を、第３の従来例に比較して、１個のチャンネル分離フィルタバンク１０のみを用いてチャンネル分離処理を行うことができるので、第３の従来例に比較して回路構成を簡単にすることができ、これにより、装置の製造コストを大幅に低減することができるとともに、消費電力をほぼ半減させることができる。
【００８０】
＜第２の実施形態＞
図２は、本発明に係る第２の実施形態であるスペースダイバーシチ型受信装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態が第１の実施形態と異なるのは、以下の構成である。
【００８１】
送信装置から送信される周波数多重化信号が、図１１（ａ）に示すように、互いに異なる搬送波周波数の複数のチャンネルを有しかつ上記複数のチャンネルが隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離して櫛形形状を有するように配置されてなり、これにより、周波数変換及び合成後の周波数多重化信号は、図１１（ｂ）において示すようになる。ここで、処理部２０ａは局部発振周波数ｆLO＝（ｆcc4＋ｆcc5）／２＋ｆ0を有し、処理部２０ｂは局部発振周波数ｆLO＝（ｆcc4＋ｆcc5）／２を有する。処理部２０ａは、アンテナ１ａで受信された複数のチャンネルＣＨ１ｂ乃至ＣＨ４ｂを有する周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正及び負の周波数領域のうちの隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離するような所定の第１の周波数領域に位置するような櫛形形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第１の周波数多重化信号を出力する一方、処理部２０ｂは、アンテナ１ａで受信された複数のチャンネルＣＨ１ａ乃至ＣＨ４ａを有する周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正及び負の周波数領域のうちの隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離しかつ上記第１の周波数領域とは異なる所定の第２の周波数領域に位置するような櫛形形状を有するように周波数変換して周波数変換後の周波数多重化信号を出力する。
【００８２】
チャンネル分離フィルタバンク１０は、第３の従来例と同様の構成を有してチャンネル分離処理を実行し、以下のように各信号を出力する。
（ａ）ＤＳＣ３２２からチャンネルＣＨ１ａの信号をマルチプレクサ２１−１の入力端子Ａに出力する。
（ｂ）ＤＳＣ３３２からチャンネルＣＨ１ｂの信号をマルチプレクサ２１−１の入力端子Ｂに出力する。
（ｃ）ＤＳＣ３０２からチャンネルＣＨ２ａの信号をマルチプレクサ２１−２の入力端子Ａに出力する。
（ｄ）ＤＳＣ３１２からチャンネルＣＨ２ｂの信号をマルチプレクサ２１−２の入力端子Ｂに出力する。
（ｅ）ＤＳＣ３６２からチャンネルＣＨ３ａの信号をマルチプレクサ２１−３の入力端子Ａに出力する。
（ｆ）ＤＳＣ３７２からチャンネルＣＨ３ｂの信号をマルチプレクサ２１−３の入力端子Ｂに出力する。
（ｇ）ＤＳＣ３４２からチャンネルＣＨ４ａの信号をマルチプレクサ２１−４の入力端子Ａに出力する。
（ｈ）ＤＳＣ３５２からチャンネルＣＨ４ｂの信号をマルチプレクサ２１−４の入力端子Ｂに出力する。
【００８３】
以下に、図２のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性を示す。
（Ａ）図１１（ａ）は図２０の高周波増幅器２の出力信号の振幅周波数特性図であり、図１１（ｂ）は図２０のＮＰＦ７ａ，７ｂの各出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｂ）図１２（ａ）は図２１のＰＰＦ１０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、図１２（ｂ）は図２１のＮＰＦ１１１の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｃ）図１３（ａ）は図２１のＤＳＣ１０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、図１３（ｂ）は図２１のＤＳＣ１１２の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｄ）図１４（ａ）は図２１のＰＰＦ２０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、図１４（ｂ）は図２１のＤＳＣ２０２の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｅ）図１５（ａ）は図２１のＰＰＦ３０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、図１５（ｂ）は図２１のＮＰＦ３１１の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｆ）図１６（ａ）は図２１のＤＳＣ３０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、図１６（ｂ）は図２１のＤＳＣ３１２の出力信号の振幅周波数特性図である。
（Ｇ）図１７（ａ）は図２１のＤＳＣ３０２からマルチプレクサ２１−２を介して復調器１１−２に入力された後、復調器１１−２の各ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから出力される出力信号の振幅周波数特性図であり、図１７（ｂ）は図２１のＤＳＣ３１２からマルチプレクサ２１−２を介して復調器１１−２に入力された後、復調器１１−２の各ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから出力される出力信号の振幅周波数特性図である。
【００８４】
以上説明したように、第２の実施形態によれば、図１１（ａ）に図示した４チャンネルからなる周波数多重化信号を、第３の従来例に比較して、１個のチャンネル分離フィルタバンク１０のみを用いてチャンネル分離処理を行うことができるので、第３の従来例に比較して回路構成を簡単にすることができ、これにより、装置の製造コストを大幅に低減することができるとともに、消費電力をほぼ半減させることができる。
【００８５】
＜変形例＞
以上の実施形態のチャンネル分離用フィルタバンク１０においては、ＱＰＳＫ変調信号のためのチャンネル分離用フィルタバンク１０について述べているが、本発明はこれに限らず、ＦＳＫやＱＡＭなどの他の変調信号又は搬送波信号などの非変調信号のチャンネルを分離するために用いることができる。
【００８６】
実施形態で用いる図４の比較器４１８，４２８，４３８，４４８において、信号の存在を検出するしきい値として０レベルを用いているが、本発明はこれに限らず、０に近い正の数を用いてもよい。
【００８７】
実施形態で用いる復調器１１において、ＮＰＦ４１２からＤＳＣ４１５までの２段のフィルタバンク構成とし、ＰＰＦ４２２からＤＳＣ４２５までの２段のフィルタバンク構成としているが、本発明はこれに限らず、それぞれ１段のフィルタバンク構成としてもよい。この場合、１段のフィルタバンクの最後のＤＳＣの後段にレベル検出器を設け、当該ＤＳＣの出力において信号が存在しないときは、当該ＤＳＣの後段以降の回路の動作を停止する。また、ＤＳＣ４１１は、ＰＳＫ変調信号のスペクトラム特性に応じて不要なときは省略してもよい。
【００８８】
なお、以上の本実施形態では、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用いているが、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６値ＰＳＫ、２５６値ＰＳＫ又はシフト動作や差動動作をしないなどの他のＰＳＫ変調方式でも本実施形態と同様に符号に応じてピークの周波数が変化するので、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ、１６値ＰＳＫ、２５６値ＰＳＫなどの他のＰＳＫ変調方式でも復調器１１と同様に復調器を構成することができる。
【００８９】
以上の実施形態においては、４個のチャンネルを有する無線システムについて述べているが、本発明はこれに限らず、２個以上のチャンネルを有する無線システムに適用することができる。
【００９０】
以上の実施形態においては、フィルタバンクを用いた復調器１１を備えているが、本発明はこれに限らず、従来技術の遅延検波方式の復調器を用いてもよい。
以上の実施形態において、ＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤＳＣを用いて構成された復調器１１を用いているが、ＦＦＴを用いてＰＳＫのエネルギーのピークを検出することにより符号識別を行ってもよい。
【００９１】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係る請求項１記載のスペースダイバーシチ型受信装置によれば、互いに異なる搬送波周波数の複数のチャンネルを有しかつ上記複数のチャンネルがブロック形状を有するように配置されてなる周波数多重化信号をそれぞれ受信する少なくとも第１と第２のアンテナを有するスペースダイバーシチ型アンテナ装置と、
上記第１のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第１の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正の周波数領域に位置するようなブロック形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第１の周波数多重化信号を出力する第１の周波数変換手段と、
上記第２のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第２の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、負の周波数領域に位置するようなブロック形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第２の周波数多重化信号を出力する第２の周波数変換手段と、
上記第１の周波数変換手段から出力される第１の周波数多重化信号と、上記第２の周波数変換手段から出力される第２の周波数多重化信号とを合成して、合成後の周波数多重化信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成後の周波数多重化信号について、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの信号が互いに異なる回路で処理することにより、上記周波数多重化信号を、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの同一のチャンネルの信号の周波数成分のみにチャンネル分離するチャンネル分離手段と、
上記チャンネル分離手段から出力された、各２つの同一のチャンネルの信号のうちより大きな電力を有する信号をチャンネル毎に選択して出力する選択出力手段とを備える。
従って、例えば、図３（ａ）に図示した４チャンネルからなる周波数多重化信号を、第３の従来例に比較して、１個のチャンネル分離フィルタバンク１０のみを用いてチャンネル分離処理を行うことができるので、第３の従来例に比較して回路構成を簡単にすることができ、これにより、装置の製造コストを大幅に低減することができるとともに、消費電力をほぼ半減させることができる。
【００９２】
また、本発明に係る請求項２記載のスペースダイバーシチ型受信装置によれば、互いに異なる搬送波周波数の複数のチャンネルを有しかつ上記複数のチャンネルが隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離して櫛形形状を有するように配置されてなる周波数多重化信号をそれぞれ受信する少なくとも第１と第２のアンテナを有するスペースダイバーシチ型アンテナ装置と、
上記第１のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第１の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正及び負の周波数領域のうちの隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離するような所定の第１の周波数領域に位置するような櫛形形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第１の周波数多重化信号を出力する第１の周波数変換手段と、
上記第２のアンテナで受信された複数のチャンネルを有する第２の周波数多重化信号を、そのスペクトルが、正及び負の周波数領域のうちの隣接する各２つのチャンネルを互いに１つのチャンネル分だけ分離しかつ上記第１の周波数領域とは異なる所定の第２の周波数領域に位置するような櫛形形状を有するように周波数変換して周波数変換後の第２の周波数多重化信号を出力する第２の周波数変換手段と、
上記第１の周波数変換手段から出力される第１の周波数多重化信号と、上記第２の周波数変換手段から出力される第２の周波数多重化信号とを合成して、合成後の周波数多重化信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成後の周波数多重化信号について、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの信号が互いに異なる回路で処理することにより、上記周波数多重化信号を、上記少なくとも２つのアンテナに対応する各２つの同一のチャンネルの信号の周波数成分のみにチャンネル分離するチャンネル分離手段と、
上記チャンネル分離手段から出力された、各２つの同一のチャンネルの信号のうちより大きな電力を有する信号をチャンネル毎に選択して出力する選択出力手段とを備える。
従って、例えば、図１１（ａ）に図示した４チャンネルからなる周波数多重化信号を、第３の従来例に比較して、１個のチャンネル分離フィルタバンク１０のみを用いてチャンネル分離処理を行うことができるので、第３の従来例に比較して回路構成を簡単にすることができ、これにより、装置の製造コストを大幅に低減することができるとともに、消費電力をほぼ半減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る第１の実施形態であるスペースダイバーシチ型受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  本発明に係る第２の実施形態であるスペースダイバーシチ型受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】  図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２０の高周波増幅器２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２０のＮＰＦ７ａ，７ｂの各出力信号の振幅周波数特性図である。
【図４】  図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ１０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＮＰＦ１１１の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図５】  図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＤＳＣ１０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＤＳＣ１１２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図６】  図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ２０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＰＰＦ２２１の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図７】  図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＤＳＣ２０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＤＳＣ２２２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図８】  図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ３０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＰＰＦ３２１の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図９】  図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＤＳＣ３０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＤＳＣ３４２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１０】  図１のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＤＳＣ３０２からマルチプレクサ２１−４を介して復調器１１−４に入力された後、復調器１１−４の各ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから出力される出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＤＳＣ３４２からマルチプレクサ２１−４を介して復調器１１−４に入力された後、復調器１１−４の各ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから出力される出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１１】  図２のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２０の高周波増幅器２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２０のＮＰＦ７ａ，７ｂの各出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１２】  図２のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ１０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＮＰＦ１１１の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１３】  図２のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＤＳＣ１０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＤＳＣ１１２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１４】  図２のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ２０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＤＳＣ２０２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１５】  図２のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ３０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＮＰＦ３１１の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１６】  図２のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＤＳＣ３０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＤＳＣ３１２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１７】  図２のスペースダイバーシチ型受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＤＳＣ３０２からマルチプレクサ２１−２を介して復調器１１−２に入力された後、復調器１１−２の各ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから出力される出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＤＳＣ３１２からマルチプレクサ２１−２を介して復調器１１−２に入力された後、復調器１１−２の各ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから出力される出力信号の振幅周波数特性図である。
【図１８】  （ａ）は、第１の従来例のＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式の周波数特性図であり、（ｂ）は、第１の従来例のＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式の時分割多重フォーマットを示すタイミングチャートである。
【図１９】  （ａ）は、第２の従来例のＰＨＳ方式のシステム構成を示す外観図であり、（ｂ）は、第２の従来例のＰＨＳ方式の周波数配置を示す振幅周波数特性図である。
【図２０】  第３の従来例である、チャンネル分離用フィルタバンク１０と、フィルタバンクを用いた復調器１１とを備えたπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置を示すブロック図である。
【図２１】  図２０のチャンネル分離用フィルタバンクの第１の部分を示すブロック図である。
【図２２】  図２０のチャンネル分離用フィルタバンクの第２の部分を示すブロック図である。
【図２３】  図２０の復調器１１を示すブロック図である。
【図２４】  図２０のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２０の高周波増幅器２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２０のＬＰＦ７ａ，７ｂの出力信号の振幅周波数特性図である。
【図２５】  図２０のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ１０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＮＰＦ１１１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｃ）は図２１のＤＳＣ１０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｄ）は図２１のＤＳＣ１１２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図２６】  図２０のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ２０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＮＰＦ２１１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｃ）は図２１のＤＳＣ２０２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｄ）は図２１のＤＳＣ２１２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図２７】  図２０のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２１のＰＰＦ３２１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２１のＮＰＦ３３１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｃ）は図２１のＤＳＣ３２２の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｄ）は図２１のＤＳＣ３３２の出力信号の振幅周波数特性図である。
【図２８】  図２０のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２３の復調器１１−１のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂの出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は図２３の復調器１１−１のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂの出力信号の振幅周波数特性図である。
【図２９】  図２１及び図２２のＰＰＦ及びＮＰＦを構成するために用いるＦＩＲ型ディジタルフィルタを示すブロック図である。
【図３０】  （ａ）は図２９のＦＩＲ型ディジタルフィルタのＬＰＦのインパルス応答処理後のサンプリング信号を複素平面に対する時間軸で示すタイミングチャートであり、（ｂ）は図２９のＦＩＲ型ディジタルフィルタのＮＰＦのインパルス応答処理後のサンプリング信号を複素平面に対する時間軸で示すタイミングチャートである。
【図３１】  第３の従来例の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の振幅周波数特性を示す図である。
【図３２】  図２１及び図２２の回路で用いる負域通過フィルタ（ＮＰＦ）の振幅周波数特性を示す図である。
【図３３】  図２１及び図２２の回路で用いる正域通過フィルタ（ＰＰＦ）の振幅周波数特性を示す図である。
【図３４】  （ａ）は、図２１及び図２２のダウンサンプリング処理器の処理前のサンプリング信号を時間軸で示すタイミングチャートであり、（ｂ）は、図２１及び図２２のダウンサンプリング処理器の処理後のサンプリング信号を時間軸で示すタイミングチャートである。
【図３５】  （ａ）は、図２１及び図２２のダウンサンプリング処理器の処理前の信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）は、図２１及び図２２のダウンサンプリング処理器（Ｍｄ＝２）の処理後の信号の振幅周波数特性図である。
【図３６】  図２０の受信装置で用いるπ／４シフトＱＰＳＫの信号空間ダイヤグラムを示す図である。
【図３７】  図２０の受信装置で用いるπ／４シフトＱＰＳＫの変調信号のスペクトル特性を示す図である。
【図３８】  図２２の復調器１１における符号識別処理を示す振幅周波数特性図である。
【図３９】  第３の従来例のチャンネル分離用フィルタバンク１０を用いて構成された、第４の従来例のスペースダイバーシチ型受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ…アンテナ、
２…高周波増幅器、
３…分配器、
４ａ，４ｂ…混合器、
５…局部発振器、
６…π／２移相器、
７ａ，７ｂ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
８ａ，８ｂ…Ａ／Ｄ変換器、
１０…チャンネル分離用フィルタバンク、
１１，１１−１乃至１１−８…復調器、
１１ａ…周波数変換部、
１１ｂ…信号復調部、
２０ａ，２０ｂ…高周波及び中間周波信号処理部、
２１−１乃至２１−４…マルチプレクサ、
２２…合成器、
１００…フィルタバンク動作コントローラ、
１０１，２０１，２２１，３０１，３２１，３４１，３６１…正域通過フィルタ（ＰＰＦ）、
１１１，２１１，２３１，３１１，３３１，３５１，３７１…負域通過フィルタ（ＮＰＦ）、
１０２，１１２，２０２，２１２，２２２，２３２，３０２，３１２，３２２，３３２，３４２，３５２，３６２，３７２…ダウンサンプリング処理器（ＤＳＣ）、
１０３，１１３，２０３，２１３，２２３，２３３，３０３，３１３，３２３，３３３，３４３，３５３，３６３，３７３…レベル検出器、
４０１ａ，４０１ｂ…混合器、
４０２…局部発振器、
４０３…π／２移相器、
４０４ａ，４０４ｂ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
４１１，４１３，４１５，４２３，４２５…ダウンサンプリング処理器（ＤＳＣ）、
４１２，４１４，４１６，４３６…負域通過フィルタ（ＮＰＦ）、
４２２，４２４，４２６，４４６…正域通過フィルタ（ＰＰＦ）、
４１７，４２７，４３７，４４７，４６１，４６２…レベル検出器、
４１８，４２８，４３８，４４８…比較器、
４５０…符号識別器、
４５１…加算器、
４５２…基準クロック再生回路、
４７０…信号復調部動作コントローラ、
５０１，５０１−１乃至５０１−（Ｍ−１）…遅延回路、
５０２−０乃至５０２−（Ｍ−１）…増幅器、
５０３…加算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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