(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁石式発電機が蓄電池を充電するための正極性出力発生時に充電される第１の充電手段（Ｃ１）と、
前記正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時に該出力電圧と前記第１の充電手段（Ｃ１）の充電電圧とによって充電される第２の充電手段（Ｃ３）と、
前記第２の充電手段（Ｃ３）の充電電圧が所定電圧となった時前記磁石式発電機の出力を短絡する短絡手段と、
前記第２の充電手段（Ｃ３）に所定のオフセット電圧を持たせるオフセット電圧発生手段（Ｄ１，Ｒ２）とを具備することを特徴とする磁石式発電機の電圧調整装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は小型自動二輪車等に用いて好適な磁石式発電機の電圧調整装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
小型二輪自動車等のエンジンによって駆動される磁石式発電機の電圧調整装置としては、例えば特公平６−６７１３１号に記載されているようなものがある。図２はこの公報に記載されている従来の、磁石式発電機及びその電圧調整装置並びにそれらの周辺回路を示す回路図である。図２において、１は磁石式発電機の巻線であり、図示していないエンジンによって回転駆動された磁石が発生する回転磁界を受け、端子ＣＨ及び中間タップ端子ＬＡと接地端子Ｅとの間に交流電圧を発生する。２はヘッドランプであり、端子ＬＡと接地端子Ｅの間に接続されて、巻線１から出力される交流電圧が両端子に印加される。３は磁石式発電機の電圧調整装置（以下、単に電圧調整装置と称する）であり、ヘッドランプ２に印加される電圧を制御するランプ制御回路３１と、バッテリ４及びスイッチ６を介して接続されているストップランプ等の直流電気負荷５に印加される電圧を制御する充電制御回路３２とから構成されている。
【０００３】
ランプ制御回路３１は、４個のダイオードＤ１０、Ｄ１１、Ｄ１２、及びＤ１３からなり巻線１の端子ＬＡと接地端子Ｅの間の交流出力を整流する全波整流回路ＲＥ１０と、コンデンサＣ１０及び抵抗Ｒ１０からなり全波整流回路ＲＥ１０の出力電圧を平滑する平滑回路Ｓ１０と、コンデンサＣ１０の端子電圧に応じてオン・オフするＰＮＰトランジスタＱ１０と、サイリスタＳＣＲ１０と、そのゲート抵抗Ｒ１１とから構成されている。またサイリスタＳＣＲ１０のカソード端子は端子ＬＡに、アノード端子は接地端子Ｅに、ゲート端子はトランジスタＱ１０のコレクタ端子にそれぞれ接続されている。
【０００４】
これらの構成によってランプ制御回路３１は、ヘッドランプ２に印加される交流電圧の大きさに応じた値を全波整流回路ＲＥ１０と平滑回路Ｓ１０を用いて検出し、検出した電圧がトランジスタＱ１０のベース−エミッタ電圧等で決められる所定の電圧（ヘッドランプ２の端子電圧で約１３Ｖの電圧）以上の場合にサイリスタＳＣＲ１０を短絡制御（オン）することによって、ヘッドランプ２の端子電圧を一定値に制御する。
【０００５】
充電制御回路３２は、端子ＣＨにアノード端子が接続され、バッテリ４の正極端子（Ｂ端子）にカソード端子が接続されているサイリスタＳＣＲ２０と、サイリスタＳＣＲ２０のアノード端子に一端が接続されている抵抗Ｒ２０と、抵抗Ｒ２０の他端にアノード端子が接続されているダイオードＤ２０と、サイリスタＳＣＲ２０のカソード端子とゲート端子の間に接続されている抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２０と、ダイオードＤ２０のアノード端子にカソード端子が接続されているツェナーダイオードＺＤ２０とから構成されている。なお、ダイオードＤ２０のカソード端子はサイリスタＳＣＲ２０のゲート端子に接続され、ツェナーダイオードＺＤ２０のアノード端子は接地されている。
【０００６】
これらの構成によって充電制御回路３２は、バッテリ４及び直流電気負荷５に印加される直流電圧がツェナーダイオードＺＤ２０のツェナー電圧、ダイオードＤ２０の順方向電圧等によって決まる所定値を越えた場合にサイリスタＳＣＲ２０の通流率を下げることによって、直流電圧を所定値に制御するように作用する。
【０００７】
図２において、ランプ制御回路３１では、サイリスタＳＣＲ１０のアノード端子が接地されているので、サイリスタＳＣＲ１０による端子ＬＡ−接地間の短絡制御は端子ＬＡからの出力が負極性であるときにのみ行われる。他方、充電制御回路３２では、端子ＣＨにサイリスタＳＣＲ２０のアノード端子が接続されているので、サイリスタＳＣＲ２０による通流率制御は端子ＣＨからの出力が正極性であるときにのみ行われる。つまり、ランプ制御回路３１と充電制御回路３２は、互いに極性の異なる交流波形の各半波に対してそれぞれのサイリスタＳＣＲ１００、ＳＣＲ２０の点弧角の制御を行う。
【０００８】
上述したようにヘッドランプ２には端子ＬＡから出力される交流出力が極性にかかわらず印加され、ランプ制御回路３１で端子ＬＡからの負極性の出力に対して短絡制御が行われる。したがって、ヘッドランプ２に印加される電圧の実効値を所定値に制御するためには、正負両極性の印加電圧を検出して、その検出電圧に基づいてサイリスタＳＣＲ１０の短絡制御を行う必要がある。このために図２に示すランプ制御回路３１では、全波整流回路ＲＥ１０で端子ＬＡの交流電圧の絶対値を求め、さらに平滑回路Ｓ１０を用いて平均化して、基準となる電圧を検出している。
【０００９】
この場合平滑回路Ｓ１０の回路定数は、１周期において正負両極性の電圧波形を同一極性に変換した波形を平均化し、かつ所望の制御精度を確保するのに十分な交流分の除去特性を持つように決定されなければならない。このような回路定数を得るには図２に示す平滑回路Ｓ１０では一般にコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０で決まる時定数の値を、交流波形の１周期の長さの数倍程度の長さに設定することになる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような整流回路と平滑回路とを用いるランプ制御回路３１における端子ＬＡの電圧検出は、定常状態での検出精度はある程度確保することはできても、過渡状態における電圧検出の応答性を例えば交流周期の１周期の長さに比べて十分短いような特性とすることは困難であった。
【００１１】
図２においてバッテリ４が満充電状態となり、バッテリ４の端子電圧が所定の電圧より大きくなると、サイリスタＳＣＲ２０の通流率制御が開始される。このサイリスタＳＣＲ２０がオン・オフ動作を開始すると、それに伴って端子ＣＨの出力が階段状に変動し、端子ＬＡにも同様の出力変動が発生する。しかし、平滑回路Ｓ１０による平滑後の電圧検出の応答性が交流周期の１周期の長さに比べて遅い場合、このような出力変動に対して各周期毎に応答したサイリスタＳＣＲ１０の短絡制御を行うことはできない。
【００１２】
また、仮にこのような従来の回路を用いて電圧検出精度をさらに向上させようとした場合、それにともなって発生する検出の遅れと、エンジン回転速度、バッテリ４の状態、電気負荷５の動作状況等の組み合わせによっては、巻線１からの出力変動の周期と電圧検出の応答とが電圧制御の発振状態を生じさせ、それによって間欠的な出力の変動が発生する場合が考えられる。このような間欠的な変動が生じると、例えばサイリスタＳＣＲ１０が長期間オンしてしまい、ヘッドランプ２がちらつく現象が発生する可能性がある。
【００１３】
また、エンジン回転速度が高い場合には巻線１から出力される交流出力の周波数が高くなるので、この場合平滑回路Ｓ１０での交流分に対する減衰量が大きくなる。したがってコンデンサＣ１０の端子間で検出される電圧変化の大きさが小さくなる。したがって、サイリスタＳＣＲ１０のオン・オフ時に生じる電位差が小さくなり、ノイズ等によって発生するわずかな電圧変動によっても、サイリスタＳＣＲ１０のオン・オフ状態が影響される場合が発生する恐れがある。
【００１４】
この発明は、このような背景の下になされたもので、従来の装置に比べてヘッドランプの印加電圧の制御における制御性を向上させることができる磁石式発電機の電圧調整装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するためにこの発明による磁石式発電機の電圧調整装置は、磁石式発電機が蓄電池を充電するための正極性出力発生時に充電される第１の充電手段（Ｃ１）と、正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時に該出力電圧と第１の充電手段（Ｃ１）の充電電圧とによって充電される第２の充電手段（Ｃ３）と、第２の充電手段（Ｃ３）の充電電圧が所定電圧となった時、磁石式発電機の出力を短絡する短絡手段とを具備することを特徴としている。
【００１６】
また、この発明による磁石式発電機の電圧調整装置は、さらに第２の充電手段（Ｃ３）に所定のオフセット電圧を持たせるオフセット電圧発生手段（Ｄ１，Ｒ２）を具備することを特徴としている。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の一実施の形態について説明する。図１はこの発明の一実施の形態による磁石式発電機の電圧調整装置の構成を示すブロック図であり、この図において、図２の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。
【００１８】
図１において７０は電圧調整装置であり、ランプ制御回路７１と充電制御回路３２とから構成されている。なお、図１では図２に示した充電制御回路３２の内部構成の図示を省略している。ランプ制御回路７１はサイリスタＳＣＲ１と、本発明の特徴となる部分のサイリスタＳＣＲ１のゲート制御回路８０とから構成されている。このランプ制御回路７１は、図２に示すランプ制御回路３１と同様の機能を有する回路であるが、この場合、図２に示すサイリスタＳＣＲ１０に対応するサイリスタＳＣＲ１のカソード端子は端子ＬＡではなく端子ＣＨに、また同様に抵抗Ｒ１１（図２）に対応する抵抗Ｒ７の一方の端子は端子ＬＡではなく端子ＣＨに接続されている。
【００１９】
この場合、サイリスタＳＣＲ１がオンすると、端子ＣＨと接地端子Ｅ間が短絡される。巻線１の端子ＣＨと端子Ｅ間が短絡されると、端子ＬＡの出力も接地されたことと同様になるので、端子ＣＨを短絡する場合も端子ＬＡを短絡する場合と基本的には同様の動作状態となる。ただし、端子ＣＨを短絡する場合には、サイリスタＳＣＲ１を流れる短絡電流の過渡的な変化が端子ＬＡを短絡する場合よりもゆるやかにすることができるので、端子ＬＡにおける出力電流と電圧の変化をよりゆるやかにすることができる。なお、本実施の形態において図２に示す回路と同様なものを適用することも可能である。
【００２０】
ゲート制御回路８０は、端子ＬＡと接地端子Ｅの間に順に直列に接続されているコンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、及びダイオードＤ１と、同様に直列接続されている抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ２、及びコンデンサＣ３と、抵抗Ｒ１とダイオードＤ２の接続点とコンデンサＣ２、Ｃ３間の接続点間に接続されている抵抗Ｒ２と、エミッタ端子が接地されているＰＮＰトランジスタＱ１と、アノード端子がコンデンサＣ２、Ｃ３間の接続点に接続されて、カソード端子がトランジスタＱ１のベース端子に接続されているツェナーダイオードＺＤ１と、トランジスタＱ１のベース、エミッタ端子間に接続されている抵抗Ｒ５と、トランジスタＱ１のコレクタ端子に一端が接続されている抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ６の他端とサイリスタＳＣＲ１のゲート端子間に接続されているダイオードＤ２と、抵抗Ｒ７とから構成されている。なお、ダイオードＤ１のカソード端子は接地され、ダイオードＤ２のカソード端子はサイリスタＳＣＲ１のゲート端子に接続され、そして、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点と抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点は互いに接続されている。
【００２１】
次に、ゲート制御回路８０の動作について説明する。
ツェナーダイオードＺＤ１が不導通の状態のとき、コンデンサＣ３には２通りの経路（抵抗Ｒ２を通る経路と抵抗Ｒ４を通る経路）で端子ＬＡの交流電圧が印加される。つまりコンデンサＣ３の充放電は端子ＬＡの電圧によって交流的に行われる。ここでコンデンサＣ３の充電と放電は、図示した向きの電流の流れとして定義する。また、本実施の形態によれば充電と放電は、端子ＬＡの交流電圧の１周期中に各１回だけ行われる。この点は、図２に示す従来の回路においてコンデンサＣ１０に対して１周期中に２回の充電が行われるのと異なる本発明の動作上の大きな特徴である。
【００２２】
ここで仮に図示したものと異なり、コンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３に係る回路構成が端子ＬＡと接地端子Ｅ間で対称な関係である場合を考えると、その場合コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは接地電位を中心にして正／負対称に振れる電圧となる。しかし、実際にはこの実施の形態では、各コンデンサＣ１〜Ｃ３とダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３との接続関係は端子ＬＡと接地端子Ｅ間で対称ではなく、特にダイオードＤ１を設けることで正負の方向で導通又は不導通に変化する回路が形成されている。このダイオードＤ１の動作によってコンデンサＣ３の端子電圧ＶCは負側にオフセットされた電圧となる。
【００２３】
これはダイオードＤ１があるためにコンデンサＣ３の放電時の電流が、充電時の電流に比べて少なくなるために生じるものである。すなわち、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ２を介してコンデンサＣ３に充放電される電流が端子ＬＡの極性にかかわらずほぼ正負で等しい変化を示すのに対して、抵抗Ｒ２を通ってコンデンサＣ３を充放電する電流は、放電時にダイオードＤ１でクランプされる電圧に対応した分減少した（つまり充電電流＞放電電流の関係の）充放電で不均一な電流となるからである。この抵抗Ｒ２を通ってコンデンサＣ３から放電される電流が、上述した端子電圧ＶCの負側のオフセット電圧を発生させる。結果としてコンデンサＣ３の端子間には、この充放電電流のアンバランスによる負極性のオフセット電圧と各周期毎の充放電電流による交流電圧とを加えた電圧が現れることになる。
【００２４】
なお、１個のダイオードＤ１の順方向電圧によって十分な充放電電流のアンバランスを生じさせるためには、抵抗Ｒ２の抵抗値をある程度大きくして、抵抗Ｒ２を流れる放電電流によって発生する電圧降下にある程度の大きさを持たせる必要がある（例えばツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧程度の電圧値）。そのため、このオフセット電圧は抵抗Ｒ２の値とコンデンサＣ３の値によって決まる遅延特性を有して変化することになる。ただし、この遅延特性は平滑を目的とするものではないので、図２に示す平滑回路Ｓ１０による遅延時間に比べれば非常に小さな値に抑えることができる。
【００２５】
端子ＬＡが負の場合、コンデンサＣ３は端子ＬＡの負極性の電圧によって図１に示す極性で充電される。したがって、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは、オフセット電圧の値から交流分によるコンデンサＣ３の充電に伴って徐々に低下する。そして、端子電圧ＶC＝−（ＶZD1＋ＶBE(Q1)）となると（ここでＶZD1はツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧、ＶBE(Q1)はトランジスタＱ１のベース−エミッタ・オン電圧である）、トランジスタＱ１にベース電流が流れ、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間がオンする。トランジスタＱ１がオンすると、サイリスタＳＣＲ１が点弧する。サイリスタＳＣＲ１が点弧すると、端子ＬＡ−端子Ｅ間が短絡され、ヘッドランプ２に電流が流れなくなる。このようにして端子ＬＡの交流波形の負の電圧の絶対値（実効値）が大きくなり、コンデンサＣ３の負の電圧値の大きさが所定の値を越えると、サイリスタＳＣＲ１が短絡制御されて、結果としてヘッドランプ２に加わる電圧が一定値に制御されることになる。
【００２６】
一方、端子ＬＡの電圧が正の場合、コンデンサＣ１が図示する方向の抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を介して流れる充電電流によって充電される。この場合、充電電流は抵抗Ｒ２等を介さずにダイオードＤ１を通って流れるので、コンデンサＣ１の充電電圧はコンデンサＣ３の場合に比べると短時間に変化する。したがって、コンデンサＣ１には各周期毎の正の半波波形に応じた電圧が充電される。そしてコンデンサＣ１の充電電圧は端子ＬＡの次の負の電圧発生時に、この端子ＬＡの電圧に加わって、他のコンデンサ等からなる回路に印加される電圧を形成する。
【００２７】
例えば、端子ＬＡの電圧が正の場合に、ある定常状態からこの時、交流波形の正の電圧値が低くなったと仮定すると、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１及びダイオードＤ１を通って流れる電流の値が低下する。つまり、このときコンデンサＣ１の充電電流が減少する。これによってコンデンサＣ１の端子電圧が低下するので、次に端子ＬＡの電圧が負となった場合にコンデンサＣ３に印加される電圧値が低下することになる。この結果、コンデンサＣ３の充電量が減少することになり、負のオフセット電圧の大きさが小さくなる。これによってサイリスタＳＣＲ１が点弧するタイミングが遅れるので、ヘッドランプ２に加わる負側の電圧が増える方向となり、結果的にヘッドランプ２に加わる電圧が一定になるように制御される。
【００２８】
上記の動作においてコンデンサＣ３の端子電圧ＶCは、端子ＬＡの交流電圧が回路定数により分圧された値を交流分として含んだ電圧として変化する。つまり端子電圧ＶCは交流動作しているので、エンジンの回転速度が変化して周波数が変動した場合にも上述した基本的な動作は影響されず、上記と同様の動作にて常に安定した制御特性を得ることができる。
【００２９】
ここで、図３を参照して、図１に示す本発明の実施形態の回路動作の詳細について説明する。図３は、図１に示す本発明による実施形態における端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLAおよびコンデンサＣ３の端子電圧ＶCの時間変化を示す図である。端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLAが負の場合、コンデンサＣ３には、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２を通る回路で電荷が充電される。コンデンサＣ３の端子電圧ＶCの電圧の変化の割合は電圧ＶLAが大きいほど大きくなるので、端子電圧ＶCがツェナーダイオードＺＤ１およびトランジスタＱ１をオンする電圧−（ＶZD1＋ＶBE(Q1)）に達する時間は、電圧ＶLAが大きいほど短くなる。コンデンサＣ３の端子電圧ＶCが−（ＶZD1＋ＶBE(Q1)）に達すると、サイリスタＳＣＲ１がオンして、電圧ＶLAはサイリスタＳＣＲ１のオン電圧で決まる値となる（図３では簡略化のため０Ｖとしている）。この時、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは、ツェナーダイオードＺＤ１およびトランジスタＱ１のベース−エミッタ間ダイオードによって決まる電圧−（ＶZD1＋ＶBE(Q1)）にクランプされる（この図では−８．５Ｖ）。図３に示すように、電圧ＶLAとして、実線で示す電圧を印加する場合と、それより大きい破線で示す電圧を印加する場合を比較すると、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは破線で示す大きい電圧が印加された場合のほうが短時間でサイリスタＳＣＲ１をオンさせる電圧に達している。
【００３０】
サイリスタＳＣＲ１がオンすると、コンデンサＣ３に充電された電荷がコンデンサＣ２によって放電され、コンデンサＣ３とコンデンサＣ２の静電容量の比で決まる電圧分、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCの絶対値が低下する。そして、ツェナーダイオードＺＤ１およびトランジスタＱ１がオフする。その後、コンデンサＣ３の電荷は抵抗Ｒ２を介して放電され、電圧ＶCの絶対値は徐々に低下して行く。
【００３１】
次に、電圧ＶLAが正になると、コンデンサＣ３の電荷は、さらに抵抗Ｒ２を介して放電され、電圧ＶCの絶対値はさらに低下して行く。ただし、電圧ＶLAが正の場合には、コンデンサＣ３に印加される電圧はダイオードＤ１の順方向電圧によって制限されるので、コンデンサＣ３の電荷は端子電圧ＶLAの大きさによらずほぼ一定の状態で放電されて行く（図３では−６．５Ｖまで低下している）。このように、電圧ＶLAが正の場合のコンデンサＣ３の放電量は、電圧ＶLAの波形やサイリスタＳＣＲ１がオンするタイミングの変化によらず、常にほぼ一定の値となる。
【００３２】
以上のように、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは、充電時には絶対値のピーク値が一定となり、また放電時には電荷の放電量が各波形ごとに大きく変化せずにほぼ一定となるので、充電開始前の電圧値に大きな差が生じることがなくなる。この結果、各波形ごとにほぼ独立してサイリスタＳＣＲ１のオン・オフ制御を行うことが可能となる。
【００３３】
一方、図２に示すような従来の回路では、端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLAを全波整流した電圧波形を、交流波形の１周期の長さの数倍程度の長さの時定数を有するコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０からなる平滑回路Ｓ１０を用いて平滑して、検出電圧として使用している。このため、電圧の検出には平滑回路Ｓ１０による遅れが伴うことになる。図４は端子電圧ＶLAの変化に対するコンデンサＣ１０の端子電圧ＶC1の時間変化の一例を示すものである。なお、図２に示す回路図では、端子電圧ＶLAを全波整流した電圧波形をコンデンサＣ１０およびトランジスタＱ１０のベース−エミッタ間に直接印加するようにしているが、この場合には、ヘッドランプ２に印加される電圧と同等の大きさの直流電圧がトランジスタＱ１０のベース−エミッタ間に直接印加されることになる。したがって、実際にはある程度大きさの抵抗素子をコンデンサＣ１０とトランジスタＱ１０のベース間に設置する必要がある。図４は、この条件を考慮して、コンデンサＣ１０とトランジスタＱ１０のベース間に抵抗素子が介在していることを仮定した上でコンデンサＣ１０の端子電圧ＶC1の動作波形を描いたものである。トランジスタＱ１０をオンするときのコンデンサＣ１０の端子電圧ＶC1の値をしきい値ＶTHとすると、実線で示すような変動の比較的小さい波形が端子ＬＡ−Ｅ間に印加されたとき、コンデンサＶC1の電圧波形は電圧ＶTHの近傍で、各波形ごとにトランジスタＱ１０をオンオフする電圧となる。しかし、破線で示すような大きな振幅を持つ波形が印加された場合、コンデンサＣ１０の端子電圧ＶC1の絶対値は、破線の曲線で示すように大きく増加し、そして、コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０等によって決まる時定数に従って、徐々に低下して行くことになる。このような場合、後続する波形の振幅の大きさによらず、トランジスタＱ１０はオンし続けてしまい、サイリスタＳＣＲ１０が連続的にオンすることになる。このように、従来の装置では、各波形ごとに独立して制御をおこなうことができない場合があるので、場合によっては制御電圧が短時間変動してしまうことなどが考えられる。一方、本発明の実施形態によれば、各波形ごとに通流率制御を行うことができるので、従来に比べて制御性をよくすることができる。
【００３４】
以上述べたように、本実施の形態によれば、検出電圧を蓄えるコンデンサＣ３が端子ＬＡの入力交流電圧に連動して充放電動作する。また、整流回路を用いずにコンデンサＣ３の電圧を充放電させ、平滑回路を用いていないので、交流波形の１周期毎に応答性の良いヘッドランプ２の印加電圧の制御を行うことが可能となる。
【００３５】
また、交流波形の１周期毎に応答して、各周期でのヘッドランプ２の印加電圧が所定の値となるようにサイリスタＳＣＲ１の点弧のタイミングを調節するので、例えば数周期分の期間にわたってヘッドランプ２がオフするようなことがないので、ヘッドランプ２のちらつきが発生するようなこともない。
【００３６】
また、高回転時にもコンデンサＣ３の端子電圧の波形には、回転数によらずに大きな変化が現れるので、ノイズの混入などによる誤動作のない、安定した電圧検出を行うことができる。
【００３７】
次に、本発明による電圧調整装置の制御特性を、小型二輪車等において実際に用いる場合の周辺回路との組み合わせにおいて説明する。図５は、図１に示す直流電気負荷５を実際の回路にあわせてより具体的に示した回路図である。図５において、５１はストップランプ、５２はブレーキスイッチ、５３はＤＣ−ＣＤＩ（直流−コンデンサ・ディスチャージ・イグナイタ）、５４は昇圧コイル、５５は点火プラグである。ＤＣ−ＣＤＩ５３は、バッテリ４の直流端子電圧を昇圧して内部のコンデンサに充電し、所定の点火タイミングで充電した電荷を放電して、昇圧コイル５４に供給する。昇圧コイル５４は、ＤＣ−ＣＤＩ５３から供給された電流を一次側巻線に流し、２次側巻線から昇圧した電圧を出力する。そして、点火プラグ５５は、図示していないエンジン内において昇圧コイル５４の２次側巻線から出力された電圧によって発火する。
【００３８】
図６は、図５に示すＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流と端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLA間の関係を示す図であり、ＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流（Ａ）と端子電圧ＶLA（Ｖ）の時間変化を表した波形図である。この場合、エンジン回転速度Ｎeが比較的低く、電圧ＶLAが十分上昇しておらず、負側波形のサイリスタＳＣＲ１による通流率の制御が開始されていない状態を示している。また、巻線１を有する磁石式発電機の磁極数は８極であり、エンジンの回転速度の４倍の周波数の交流電圧が巻線１から出力される場合を示している。図６に示すように、ＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流は、エンジンの１回転中で一定にはなっておらず、１回転中において１つのピークを持って変化する。これに対して、磁石式発電機の巻線１から出力される電流は、ＤＣ−ＣＤＩ５３へ直接供給されて消費されるとともに、バッテリ４からＤＣ−ＣＤＩ５３へ供給された電流分を充電するために消費される。このため一回転中における巻線１の出力電圧波形は、各周期の間で互いに異なったものとなる。
【００３９】
図７は、図５に示す回路において、エンジン回転速度Ｎeを変化させたときのヘッドランプ２の印加電圧ＶLの変化の特性の一例を示したものである。実線で示す電圧は通常時すなわち負荷がＤＣ−ＣＤＩ５３のみの場合のものであり、破線で示す電圧はブレーキスイッチ５２がオンされて、ストップランプ５１が点灯しているときのものである。通常、この図に示すように、ストップランプ５１がオンすることにより、巻線１の出力電圧が垂下してヘッドランプ２に印加される電圧は低下する。なお、比較のため、図７には、図２に示すような従来の回路を用いた場合の通常時の特性を一点鎖線で示している。図６に示すように、エンジン回転速度が低く、サイリスタＳＣＲ１（あるいはサイリスタＳＣＲ１０）の通流率制御が開始されていない状態では、本発明による電圧調整装置７０と従来の装置３においてランプ印加電圧ＶLの制御性には差は生じない。
【００４０】
次に、エンジン回転速度が少し上昇した▲１▼の点において、４周期の波形中、１周期の波形が制御電圧を越える電圧に上昇したことを仮定する。ただし、この場合においても、４周期全体における実効電圧の平均値は制御電圧に達していないものとする。この点において、従来例では、ランプ電圧ＶLの平均値が所定の制御電圧に達していないので、依然として通流率制御が開始されておらず、回転速度の上昇にあわせて電圧ＶLは上昇する。これに対して、本発明による電圧調整装置７０では、１周期の波形であっても制御電圧を越える電圧が検出された場合には、その周期の波形に対して通流率制御が開始されるので、その結果、通流率制御が行われた分だけ従来例の電圧に比べて本発明の実施形態ではヘッドランプ２の端子電圧ＶLが低下することになる。
【００４１】
図８（ａ）および図９（ａ）は、図７に示す▲１▼のエンジン回転速度における本発明の電圧調整装置７０（図８（ａ））および従来の電圧調整装置３（図９（ａ））によるヘッドランプ２に印加される電圧ＶLの制御波形の一例を示す図である。本発明の電圧調整装置７０では各波形ごとに通流率の制御が行われるので、図８（ａ）に示すように、所定の制御電圧を越えた波形すなわちここでは１番目の周期の電圧波形に対して、サイリスタＳＣＲ１の短絡制御が行われる。この結果、１番目の波形の電圧の実効値は１３．２Ｖに制御され、１３．２Ｖに満たない他の周期の波形に対してはサイリスタＳＣＲ１の短絡制御が行われず、それぞれ１３．２Ｖ未満の値となっている。結果として図８（ａ）に示すエンジン１回転におけるヘッドランプ２の端子電圧ＶLの平均は、１２．７Ｖrmsとなる。一方、図９（ａ）に示す従来の装置による制御波形では、１番目の周期の電圧は１３．２Ｖrmsを越える１３．５Ｖrmsとなっているものの、平均の電圧が１３．２Ｖrmsに達していないので、４周期すべての波形に対して通流率制御が実行されていない。
【００４２】
次に、図７に示す▲２▼の回転速度の場合について説明する。この回転速度では、４周期の波形実効値電圧の平均値は制御電圧に達しているものとする。この回転速度では、本発明の電圧調整装置７０では図８（ｂ）に示すように１３．２Ｖrmsに達する１番目と４番目の周期の波形に対して制御が行われて電圧値が１３．２Ｖrmsに制御され、他の２周期に波形には制御が実行されない。この結果、平均電圧は１２．９Ｖrmsとなる。これに対して、同じ▲２▼の回転速度における従来の装置による制御波形は、図９（ｂ）に示すように、全体として平均電圧が制御電圧１３．２Ｖrmsに達しているため、制御電圧以下の電圧実効値を有する２番目の周期の波形を含めた１、２、および４番目の周期の波形に対して制御が行われて、平均電圧が１３．２Ｖrmsに制御される。
【００４３】
そして、図７に示す▲３▼の回転速度では、本発明の電圧調整装置７０では図８（ｃ）に示すように１３．２Ｖrmsに達する４周期の波形すべてに対して制御が行われて各周期の波形の電圧値がそれぞれ１３．２Ｖrmsに制御される。一方、従来の装置による制御波形は図９（ｃ）に示すように、全体として平均電圧が制御電圧１３．２Ｖrmsと一致するように各周期の波形に対して制御が行われる。ただし、各周期の波形に対する通流率は、平均の値に基づいて決定されるため、各波形の電圧値はそれぞれ異なった値になる。
【００４４】
このように、本発明の電圧調整装置によれば、所定の制御電圧に基づいて、１周期ごとに異なる波形の電圧を独立して制御するので、平均値で制御する従来例に比べて、ストップランプ５１をオフした時とオンした時の電位差が小さくなる。図７に示す例では、エンジン回転速度が低い領域（ストップランプをオンした時に制御電圧を維持できない回転速度域）において、従来例によるストップランプをオフした時とオンした時の電位差が最大２．５Ｖ程度となっているのに対して、本発明の電圧調整装置では電位差が最大２．０Ｖ以下となる。このように本発明によれば、ストップランプ５１をオフした時とオンした時のヘッドランプ２に印加される電圧の差を小さくなることができるので、ストップランプ５１をオン・オフすることによるヘッドランプ２の明るさの明滅の大きさを従来に比べ低減することが可能となる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、 正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時に該出力電圧と、正極性出力によって充電されている第１の充電手段の充電電圧とによって充電される第２の充電手段の電圧に応じて、磁石式発電機の出力を短絡するので、整流回路やその出力を平滑する回路を設ける必要がなく、従来の装置に比べて応答正の良い磁石式発電機の電圧制御を行うことができる。また、回転速度が低い領域における負荷変化に対する制御電圧の変動を低く抑えることができるので、ヘッドランプの明滅などを従来に比べて小さく抑えることが可能となる。
【００４６】
また、請求項２記載の発明によれば、第２の充電手段に所定のオフセット電圧を持たせることができるので、磁石式発電機の出力を短絡するための短絡手段を簡単な構成で実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の一実施の形態による磁石式発電機の電圧調整装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  従来の磁石式発電機の電圧調整装置の構成を示すブロック図である。
【図３】  図１に示す電圧調整装置７０の動作を説明するための波形図である。
【図４】  図２に示す従来の電圧調整装置３の動作を説明するための波形図である。
【図５】  図１に示す磁石式発電機の負荷としてＤＣ−ＣＤＩおよびストップランプを用いる場合の構成を示すブロック図である。
【図６】  図５に示す構成における動作を説明するための波形図である。
【図７】  図５に示す構成におけるヘッドランプ２の印加電圧ＶLの速度特性図である。
【図８】  図５に示す構成におけるヘッドランプ２の印加電圧ＶLの制御波形図である。
【図９】  従来の構成におけるヘッドランプ２の印加電圧ＶLの制御波形図である。
【符号の説明】
１  磁石式発電機の巻線
２  ヘッドランプ
４  バッテリ
３２  充電制御回路
７０  磁石式発電機の電圧調整装置
７１  ランプ制御回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ
Ｄ１  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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