(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と前記主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合により搬送波成分同士が打ち消し合うことにより、前記主増幅器で発生した歪成分を検出する歪み検出ループと、前記結合により得られた信号を前記主増幅器の出力信号に再結合させる歪み補償ループと、並びにこの再結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し再結合時に歪み成分同士が打ち消し合うよう振幅および位相調整を施す手段と、を含むフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路において、
第１および第２のパイロット信号源から得られる第１および第２のパイロット信号を前記主増幅器の入力信号または出力信号に挿入し、前記再結合を経た信号の一部を分岐して取り出し、
前記分岐して取り出した信号を帯域通過させて前記第１のパイロット信号を含み前記第２のパイロット信号を含まない第１のパイロット信号成分を得、前記第１のパイロット信号成分を前記第２のパイロット信号によって直交ミキシングすることにより前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号の周波数の差の周波数にダウンコンバートして、互いに位相が直交する関係にある一組の第１のダウンコンバート信号とし、前記分岐して取り出した信号を別に帯域通過させて前記第２のパイロット信号を含み前記第１のパイロット信号を含まない第２のパイロット信号成分とし、前記第２のパイロット信号成分を前記第１のパイロット信号によって直交ミキシングすることにより前記差の周波数にダウンコンバートして、互いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号とし、
前記第１のパイロット信号と前記第２のパイロット信号を利用して同期検波のための信号を発生する同期検波用信号発生手段から供給される、前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号の周波数との差の周波数の同期検波用信号を用いて、
前記互いに位相が直交する関係にある一組の第１のダウンコンバート信号の同相成分、および前記互いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号の同相成分を合成した信号と、前記互いに位相が直交する関係にある一組の第１のダウンコンバート信号の直交成分、および前記互いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号の直交成分を合成した信号とを、それぞれ同期検波することにより前記手段への制御信号を発生させる、フィードフォワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項２】
前記同期検波用信号発生手段は、前記第１のパイロット信号と前記第２のパイロット信号とをミキシングして、前記ミキシングした信号のうち、前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号の周波数との差の周波数の信号を帯域通過させ、前記帯域通過した信号を複数の経路に分配する、請求項１に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項３】
前記第１のダウンコンバート信号と前記第２のダウンコンバート信号とを切り替えて検波する、請求項１に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項４】
前記第１のダウンコンバート信号を使用して検波する時間と、前記第２のダウンコンバート信号を使用して検波する時間は、重み付けされて決定される、請求項３に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項５】
前記第１および第２のパイロット信号の周波数は、全ての前記搬送波に基づいて決定されており、前記重み付けは、前記全ての搬送波のうち、実際に使用される搬送波によって決定される、請求項４に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項６】
前記第１および第２のパイロット信号源の発振器を構成する素子と、前記第１のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子と、前記第２のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子と、が実質的に同一の温度特性の素子である、請求項１に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項７】
前記第１および第２のパイロット信号源の発振器を構成する素子と、前記第１のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子と、前記第２のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子と、が同一温度制御のオーブン上に設置されている、請求項１に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路。
【請求項８】
周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と前記主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合により搬送波成分同士が打ち消し合うことにより、前記主増幅器で発生した歪成分を検出する歪み検出ループと、前記結合により得られた信号を前記主増幅器の出力信号に再結合させる歪み補償ループと、並びにこの再結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し再結合時に歪み成分同士が打ち消し合うよう振幅および位相調整を施す手段と、を含むフィードフォワード歪補償増幅器において、
請求項１に記載のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路を備えるフィードフォワード歪補償増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主増幅器において発生する歪み、たとえば相互変調歪みを補償するためのフィードフォワード（以下「ＦＦ」と略す）ループを備えたＦＦ歪補償増幅器について、特にＦＦループを最適化するための、フィードフォワード歪補償増幅器の制御回路やフィードフォワード歪補償増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信用の基地局などでは、所定の周波数間隔を有しそれぞれ適宜変調されているマルチキャリア信号を、高周波増幅した後で無線送信する。高周波増幅に用いる増幅器の線形性が十分良好でないと、たとえば相互変調歪み等、各種の歪みが発生する。この歪みは、正常かつ高品質な通信を実現する上で支障になる。そのため、マルチキャリア信号の増幅に対しては、マルチキャリア信号が属する周波数帯域全体に亘り良好な線形性が要求され、この歪みの許容値には厳しい仕様がある。
【０００３】
このようなマルチキャリア信号の増幅に適する歪補償増幅器を実現する手法の一つとして、特開２０００−１９６３６６号公報等に記載されているＦＦ増幅方式がある。
【０００４】
ＦＦ増幅方式では、信号入力端から主増幅器を経て信号出力端に到る信号経路、即ち増幅すべき信号および増幅した信号を伝送するための信号経路（以下、この信号経路を本線と呼ぶものとする）上で、主増幅器より後段にある点から分岐した信号と、この本線上で主増幅器より前段にある点から分岐した信号に関して、それぞれ経由した信号経路の電気長が互いに等しく、且つ、両信号が互いに同振幅かつ逆位相になっていれば、この両信号を結合させることにより搬送波成分を打ち消し、主増幅器およびその周辺回路によって生じた歪みに相当する信号を取り出すことができる。
【０００５】
このようにして取り出された歪みに相当する信号を歪補償ループを通過させ、本線上の信号と再結合させる。本線上で生じる信号遅延が歪補償ループにおける信号遅延で補償され、または本線上の信号に含まれる歪成分と歪補償ループから得られる信号とが互いに同振幅で逆位相になるように歪補償ループまたは本線にて振幅や位相の調整が適宜行われると、上述した信号再結合作用によって、主増幅器にて発生した歪みを補償することができる。
【０００６】
図８に、従来におけるＦＦ増幅器の一構成例を示す。この図において、信号入力端ＩＮから入力される例えばマルチキャリア信号は、ハイブリッドＨＹＢ１により２分岐される。２分岐された信号の一方は、主増幅器Ａ１にて増幅され、ハイブリッドＨＹＢ２に到る。もう一方の信号は、遅延線Ｄ１を介してＨＹＢ２に供給される。この遅延線Ｄ１は主増幅器Ａ１にて発生する信号遅延を補償するための遅延線であり、Ｄ１を介して遅延された信号は、ＨＹＢ２によって主増幅器Ａ１にて発生した歪みを含む信号と結合される。
【０００７】
このように主増幅器Ａ１の出力信号から分岐された信号と遅延線Ｄ１を経由した信号とを結合させることによって搬送波成分をキャンセルし、主増幅器Ａ１で発生する歪みを取り出す（検知する）には、ＨＹＢ２における結合時点で、両信号の搬送波成分が互いに逆位相で同タイミングかつ同振幅でなければならない。遅延線Ｄ１は搬送波成分同士を同タイミングにするための手段であり、可変減衰器ＡＴＴ１、可変移相器ＰＳ１並びにこれらにおける信号減衰量Ｇ１および移相量θ１を最適な値に調整および制御する制御回路１１０は、搬送波成分同士を逆位相で同振幅にするための手段である。
【０００８】
次に、図８に記載のＦＦ増幅器において、主増幅器Ａ１で増幅され、歪み成分を含む搬送波成分は、ハイブリッドＨＹＢ２に供給される。そして、搬送波信号を含まない歪み成分のみの信号は一方で遅延線Ｄ２を経由してハイブリッドＨＹＢ３に供給され、搬送波信号を含まない歪み成分のみの信号は他方で補助増幅器Ａ２で増幅され、ＨＹＢ３に供給される歪補償ループＬ２を構成している。この歪補償ループＬ２において、遅延線Ｄ２経由の信号と補助増幅器Ａ２経由の信号とを結合させることによって歪みを補償（キャンセル）するには、ＨＹＢ３における結合時点で両信号が互いに逆位相で同タイミングかつ同振幅でなければならない。遅延線Ｄ２は歪み成分同士を同タイミングにするための手段であり、可変減衰器ＡＴＴ２における信号減衰量Ｇ２および可変移相器ＰＳ２における移相量θ２を最適な値に調整および制御する制御回路１１０は、歪み成分同士を逆位相で同振幅にするための手段である。
【０００９】
図８に記載のＦＦ増幅器おいて、この歪補償ループＬ２の最適化処理は、以下のようにパイロット信号を挿入および検出することによって、実行されている。制御回路１１０は、同期検波器１３８、パイロット信号を発生させるための発振器ＯＳＣ２、およびこの発振器ＯＳＣ２の信号を同相で２分配し、一方をパイロット信号とし、他方を参照信号ＲＥＦとする同相分配器１２８を備えている。このような歪補償ループＬ２の構成において、遅延線Ｄ２経由のパイロット信号と補助増幅器Ａ２経由のパイロット信号とを結合させることによって歪みをキャンセルさせるため、可変減衰器ＡＴＴ２の振幅減衰量Ｇ２および可変移相器ＰＳ２の移相量θ２を同期検波器１３８の出力信号によって最適な値に調整および制御する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような構成の回路によって、マルチキャリア信号の増幅に適するＦＦ増幅器を実現することができる。
【００１１】
しかるに、図８に示した従来例では、パイロット信号は、１波であるので増幅器の使用帯域からある程度離れた上側または下側周波数のいずれかの信号となる。従って、たとえばこのパイロット信号が使用帯域の上側周波数のパイロット信号である場合には、その上側周波数またはそれに近い周波数における歪の除去または抑圧の性能は最適になるにしても、増幅器が実際に使用される周波数帯域の下側周波数帯域では、歪の除去または抑圧の性能は、必ずしも最適にはならない。このため、使用帯域の下側周波数のパイロット信号と上側周波数のパイロット信号の２波を用いることが望まれていた。
【００１２】
さらに、図８に示すような従来の構成例によれば、歪補償ループＬ２の出力信号が方向性結合器ＤＣ４からバンドパスフィルタＢＰＦ３に供給され、パイロット信号だけが抽出されて同期検波器３８に誤差信号ＥＲＲとして供給される。しかし、ＤＣ４から取り出される出力信号には、ＨＹＢ２でキャンセルされていても増幅された搬送波信号が含まれているので、この搬送波信号成分を除去して微弱なパイロット信号を抽出するのに非常に急峻な特性のフィルタが必要になる。しかし、このようなフィルタを実現するには物理的なサイズの大きなものが必要となり、回路を小型化することが難しかった。
【００１３】
また、この問題を回避するためには歪み補償ループＬ２の出力信号を一度ＩＦ帯へその周波数をダウンコンバートしてからフィルタリングすることも考えられるが、ダウンコンバート用のローカル発振器や、ＩＦローカル発振器などの余分な発振器が必要となり、回路規模が大きくなっていた。
【００１４】
本発明は、このような課題を考慮して、ローカル信号源用の発振器が削減され、マルチキャリア信号の周波数全体にわたる歪み抑圧を最適化することができる、フィードフォワード歪補償増幅器の制御回路やフィードフォワード歪補償増幅器を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための第１の本発明は、周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と前記主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合により搬送波成分同士が打ち消し合うことにより、前記主増幅器で発生した歪成分を検出する歪み検出ループと、前記結合により得られた信号を前記主増幅器の出力信号に再結合させる歪み補償ループと、並びにこの再結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し再結合時に歪み成分同士が打ち消し合うよう振幅および位相調整を施す手段と、を含むフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路において、
第１および第２のパイロット信号源から得られる第１および第２のパイロット信号を前記主増幅器の入力信号または出力信号に挿入し、前記再結合を経た信号の一部を分岐して取り出し、
前記分岐して取り出した信号を帯域通過させて前記第１のパイロット信号を含み前記第２のパイロット信号を含まない第１のパイロット信号成分を得、前記第１のパイロット信号成分を前記第２のパイロット信号によって直交ミキシングすることにより前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号の周波数の差の周波数にダウンコンバートして、互いに位相が直交する関係にある一組の第１のダウンコンバート信号とし、前記分岐して取り出した信号を別に帯域通過させて前記第２のパイロット信号を含み前記第１のパイロット信号を含まない第２のパイロット信号成分とし、前記第２のパイロット信号成分を前記第１のパイロット信号によって直交ミキシングすることにより前記差の周波数にダウンコンバートして、互いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号とし、
前記第１のパイロット信号と前記第２のパイロット信号を利用して同期検波のための信号を発生する同期検波用信号発生手段から供給される、前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号の周波数との差の周波数の同期検波用信号を用いて、
前記互いに位相が直交する関係にある一組の第１のダウンコンバート信号の同相成分、および前記互いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号の同相成分を合成した信号と、前記互いに位相が直交する関係にある一組の第１のダウンコンバート信号の直交成分、および前記互いに位相が直交する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号の直交成分を合成した信号とを、それぞれ同期検波することにより前記手段への制御信号を発生させる、フィードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。
【００２３】
第２の本発明は、前記同期検波用信号発生手段は、前記第１のパイロット信号と前記第２のパイロット信号とをミキシングして、前記ミキシングした信号のうち、前記第１のパイロット信号の周波数と前記第２のパイロット信号の周波数との差の周波数の信号を帯域通過させ、前記帯域通過した信号を複数の経路に分配する、第１の本発明のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。
【００２４】
第３の本発明は、前記第１のダウンコンバート信号と前記第２のダウンコンバート信号とを切り替えて検波する、第１の本発明のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。
【００２５】
第４の本発明は、前記第１のダウンコンバート信号を使用して検波する時間と、前記第２のダウンコンバート信号を使用して検波する時間は、重み付けされて決定される、第３の本発明のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。
【００２６】
第５の本発明は、前記第１および第２のパイロット信号の周波数は、全ての前記搬送波に基づいて決定されており、前記重み付けは、前記全ての搬送波のうち、実際に使用される搬送波によって決定される、第４の本発明のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。
【００２７】
第６の本発明は、前記第１および第２のパイロット信号源の発振器を構成する素子と、前記第１のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子と、前記第２のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子と、が実質的に同一の温度特性の素子である、第１の本発明のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。
【００２８】
第７の本発明は、前記第１および第２のパイロット信号源の発振器を構成する素子と、前記第１のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子と、前記第２のパイロット信号を帯域通過させて取り出すための帯域通過フィルタを構成する素子と、が同一温度制御のオーブン上に設置されている、第１の本発明のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路である。
【００２９】
第８の本発明は、周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と前記主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合により搬送波成分同士が打ち消し合うことにより、前記主増幅器で発生した歪成分を検出する歪み検出ループと、上記結合により得られた信号を前記主増幅器の出力信号に再結合させる歪み補償ループと、並びにこの再結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し再結合時に歪み成分同士が打ち消し合うよう振幅および位相調整を施す手段と、を含むフィードフォワード歪補償増幅器において、
第１の本発明のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路を備えるフィードフォワード歪補償増幅器である。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００３１】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係る回路の構成を示す。図１において、信号入力端ＩＮに信号たとえばマルチキャリア信号が方向性結合器１１に印加されると、この方向性結合器１１により二分岐される。二分岐された信号の一方は、ベクトル調整器１４に入力され、振幅および位相の調整がされ、主増幅器１６により増幅される。主増幅器１６により増幅された信号は、方向性結合器１２および遅延線１９を介して方向性結合器１３に入力され、更に、方向性結合器１３から信号出力端ＯＵＴを経由して後段の回路に出力される。
【００３２】
方向性結合器１１により二分岐されたもう一方の信号は遅延線１８を経由して方向性結合器１２に入力される。この遅延線１８は、方向性結合器１１の信号分岐点から主増幅器１６を経て方向性結合器１２の信号合成点までの経路で生じる信号遅延を補償するためのものである。
【００３３】
方向性結合器１２は主増幅器１６から出力される歪みを含む信号を二分岐する。二分岐された一方の信号は遅延線１９へ供給され、もう一方の信号は前記遅延線１８経由の信号と結合される。この結合により、搬送波成分がキャンセルされ、歪み成分が取り出される。このキャンセルをするために、前記ベクトル調整器１４において方向性結合器１１で二分岐された一方の信号の振幅および位相が調整される。このように方向性結合器１１、ベクトル調整器１４、増幅器１６、方向性結合器１２、遅延線１８によりひずみ検出ループが構成されている。
【００３４】
この結合の結果得られた信号は、方向性結合器１２から可変ベクトル調整器１５に入力され、振幅および位相の調整を受け、補助増幅器１７により増幅される。補助増幅器１７により増幅された信号は方向性結合器１３に入力される。方向性結合器１３に入力された信号は、遅延線１９を経由して入力された信号とこの方向性結合器１３において結合され（歪み成分のキャンセル）、信号出力端ＯＵＴから出力される。このように方向性結合器１２、ベクトル調整器１５、増幅器１７、方向性結合器１３、遅延線１９によりひずみ補償ループが構成されている。
【００３５】
この歪み成分のキャンセルは、本発明においては制御回路２０の働きにより、２波のパイロット信号を挿入、検出することによって実現することができる。従来の技術では１波のパイロット信号でこの機能をさせていることに対して、２波のパイロット信号を活用する本発明による方法を以下に説明する。
【００３６】
制御回路２０は、２波のパイロット信号源としてｆp1のパイロット信号を発信するパイロット信号源２６、およびｆp2のパイロット信号を発信するパイロット信号源２７を有しており、パイロット信号源２６から得られる第１のパイロット信号およびパイロット信号源２７から得られる第２のパイロット信号は、それぞれハイブリッド１０に印加される。このハイブリッド１０に印加された両パイロット信号はハイブリッド１０の内部で結合されて出力され、方向性結合器２２を介して方向性結合器１２への入力信号中に挿入され重畳される。
【００３７】
一方、ハイブリッド１０で結合された第１および第２のパイロット信号は、方向性結合器２１により取り出され、ミキサ３３に印加される。たとえば、ダイオードの２次非線形特性を利用したミキサ３３は、入力された２波のパイロット信号から直流成分と和および差のビート信号成分をＩＦフィルタ４３に出力する。ＩＦフィルタ４３は、差のビート信号成分、いわゆる中間周波数にビートダウン（ダウンコンバート）された信号だけを取り出し、分配器５１に出力する。
【００３８】
さて、前記のように挿入され重畳された第１および第２のパイロット信号は、上述したように主増幅器１６で増幅された搬送波信号とともに方向性結合器１２の一方の出力端から遅延線１９を経由して方向性結合器１３に入力され、もう一方の出力端から搬送波成分がキャンセルされた信号となって、可変ベクトル調整器１５および補助増幅器１７を経由して方向性結合器１３に供給される。
【００３９】
方向性結合器１３の出力信号は、方向性結合器２５により抽出され、分配器５２において２分岐され、それぞれバンドパスフィルタ４１およびバンドパスフィルタ４２に供給される。ここで、バンドパスフィルタ４１の帯域通過特性は第１のパイロット信号を帯域通過させるが第２のパイロット信号を通過させないように設定され、バンドパスフィルタ４２の特性は第２のパイロット信号を帯域通過させるが第１のパイロット信号成分を通過させないように設定されているので、バンドパスフィルタ４１の出力信号として第１のパイロット信号を含む第１のパイロット信号成分がミキサ３１の一方の入力端に供給される。ミキサ３１のもう一方の入力端には、第２のパイロット信号源２７から方向性結合器２４により抽出され、移相器２９で位相調整された第２のパイロット信号が印加される。同様に、バンドパスフィルタ４２から取り出される第２のパイロット信号を含む第２のパイロット信号成分がミキサ３２の一方の入力端に供給され、もう一方の入力端には第１のパイロット信号源２６から方向性結合器２３により抽出され、移相器２８で位相調整された第１のパイロット信号が印加される。
【００４０】
この結果、ミキサ３１において、バンドパスフィルタ４１から入力された第１のパイロット信号成分と移相器２９を経由して入力された第２のパイロット信号がミキシングされ、ＩＦフィルタ４４に出力される。同様に、バンドパスフィルタ４２から入力された第２のパイロット信号成分と移相器２８を経由して入力された第１のパイロット信号がミキサ３２においてミキシングされ、ＩＦフィルタ４５に供給される。ＩＦフィルタ４４および４５は、それぞれミキサ３１、ミキサ３２から供給されるミキシング出力信号から第１のパイロット信号の周波数と第２のパイロット信号の周波数の差の周波数、即ち中間周波数にビートダウンされた信号（第１のダウンコンバート信号および第２のダウンコンバート信号）を取り出し、直交ミキサ３５および直交ミキサ３６のそれぞれの一方の入力端に印加する。
【００４１】
直交ミキサ３５および３６のそれぞれのもう一方の入力端には分配器５１から前述のように第１のパイロット信号と第２のパイロット信号の間でビートダウンした中間周波数の信号が印加されている。その結果、直交ミキサ３５は、両入力端から供給された信号間で直交ミキシングを行い、低域フィルタ（図示省略されている）を通して、同相分（Ｉ）および直交分（Ｑ）の出力信号を結合点３７および３８に出力する。同様にして直交ミキサ３６から得られるＩ出力信号が結合点３７に印加され、Ｑ出力信号が結合点３８に印加される。このようにバンドパスフィルタ４１から取り出され、中間周波数に変換された第１のパイロット信号成分の振幅情報および位相情報が直交ミキサ３５のＩ出力信号およびＱ出力信号に含まれる。同様に、バンドパスフィルタ４２を経由した第２のパイロット信号成分の振幅情報および位相情報が直交ミキサ３６のＩ出力信号およびＱ出力信号に含まれる。
【００４２】
直交ミキサ３５および３６のそれぞれのＩ出力信号は、結合点３７において加え合わされ、レベル変換器３９によりレベル変換されてから可変ベクトル調整器１５へ振幅調整用の信号として供給される。同様に、直交ミキサ３５および３６のそれぞれのＱ出力信号は、結合点３８で加え合わされ、レベル変換器４０によりレベル変換されてから可変ベクトル調整器１５へ位相調整用の信号として供給される。
【００４３】
可変ベクトル調整器１５は、結合点３７および３８の出力信号がそれぞれ最小（またはゼロ）になるように方向性結合器１２から供給された信号のベクトル（振幅および位相）を制御し、方向性結合器１３の出力信号に含まれるパイロット信号が最も小さくなるようにする。
【００４４】
このようにして、本発明によるＦＦ増幅器の制御回路は、ＦＦ増幅されるマルチキャリア信号の周波数帯域の上側および下側周波数の外側でかつ適当に近接する２波のパイロット信号を利用して、ＦＦ増幅器の非直線性に起因して生じる歪みを除去することを実現できる。
【００４５】
ここで、本発明による上記制御回路の動作機能をさらに分かりやすくするため、簡単に２波の搬送波信号の場合を例にして、２波のパイロット信号との関係を図２のスペクトル図を用いて説明する。
【００４６】
図２において、２つの搬送波の周波数がｆ1およびｆ2で示され、両搬送波の相互変調により生じる歪み成分の中で最も搬送波周波数に近接する歪み成分（相互変調歪み成分）の周波数がｆxおよびｆyで示されている。さらに、これらの歪み成分を補償するためのパイロット信号の周波数は、歪み成分の周波数の外側に位置し、ｆp1およびｆp2で示されている。
【００４７】
周知のように、増幅器で非直線歪みが発生している場合、非直線歪みはかなり高次のものまで発生するが、実用上は２次歪み成分および３次歪み成分を考えればよいので、その入力信号電圧（ｅ）と出力信号電圧（Ｅ）の関係は次式で示される。
【００４８】
Ｅ＝Ｋ1ｅ＋Ｋ2ｅ2＋Ｋ3ｅ3  （式１）
ここに、Ｋnは増幅器の直線性を表す係数である。
【００４９】
いま、増幅器の入力に次式のように２つの周波数成分をもつ信号が加わったものとする。
【００５０】
ｅ＝Ａｃｏｓω1ｔ＋Ｂｃｏｓω2ｔ  （式２）
ここに、ω1＝２πｆ1、  ω2＝２πｆ2
（式２）を（式１）に代入して展開整理すると、３次歪みの中から次の相互変調歪み成分が得られる。
【００５１】
３／４［Ｋ3Ａ2Ｂｃｏｓ（２ω1±ω2）ｔ］
および、
３／４［Ｋ3Ｂ2Ａｃｏｓ（２ω2±ω1）ｔ］
従って、これら４つの相互変調歪み成分の中で搬送波周波数ｆ1およびｆ2に最も近接する周波数は、ｆx＝（２ｆ1−ｆ2）およびｆy＝（２ｆ2−ｆ1）の成分である。
【００５２】
たとえば、ｆ1＝２１３０（ＭＨｚ）、ｆ2＝２１５０（ＭＨｚ）とすると、相互変調歪み成分は、図２に示すようにｆx＝２１１０（ＭＨｚ）およびｆy＝２１７０（ＭＨｚ）になる。従って、パイロット信号として、ｆxに対して外側になるｆp1＝２１０５（ＭＨｚ）、同様に、ｆyに対してｆp2＝２１７５（ＭＨｚ）の周波数が選ばれている。このパイロット信号の周波数を使い、既に述べた図１の制御回路２０の動作を、さらに補足説明する。
【００５３】
即ち、図２においてパイロット信号源２６のパイロット信号周波数を２１０５（ＭＨｚ）とし、パイロット信号源２７の発振周波数を２１７５（ＭＨｚ）とする。前記の説明に従い、ＩＦフィルタ４３から７０ＭＨｚにビートダウンされた信号が、分配器５１で２分配され、直交ミキサ３５および３６に供給される。
【００５４】
一方、方向性結合器２５から抽出され、分配器５２で２分配された信号は、バンドパスフィルタ４１および４２に印加される。
【００５５】
バンドパスフィルタ４１は、ｆp1＝２１０５（ＭＨｚ）の周波数のパイロット信号（第１のパイロット信号成分）を通過させ、ミキサ３１の一方の入力端に出力する。ミキサ３１のもう一方の入力端には、方向性結合器２４で抽出されたｆp2＝２１７５（ＭＨｚ）のパイロット信号が移相器２９を経由して、入力されているので、ミキサ３１の両入力端から供給された信号がミキサ３１で混合され、ビート信号となってＩＦフィルタ４４に出力される。
【００５６】
ＩＦフィルタ４４は入力信号の中から差のビート信号、即ち７０（ＭＨｚ）の中間周波数にビートダウンされた信号を通過させ、直交ミキサ３５の一方の入力端に印加する。従って、方向性結合器２５から抽出され、バンドパスフィルタ４１を経由して得られた周波数ｆp1のパイロット信号成分が、中間周波数にダウンコンバートされて直交ミキサ３５に印加される。
【００５７】
直交ミキサ３５は、既に述べたように、分配器５１から両パイロット信号の差周波数（７０（ＭＨｚ））の信号がもう一方の入力端に与えられているので、たとえば同期検波あるいは乗積検波のような処理により、前記のように方向性結合器２５から抽出された出力信号に含まれる周波数ｆp1のパイロット信号成分の振幅情報および位相情報をそれぞれＩ出力信号およびＱ出力信号として出力する。
【００５８】
同様に、方向性結合器２５で抽出され、バンドパスフィルタ４２を介して取り出された周波数ｆp2のパイロット信号成分が、方向性結合器２３から抽出され、移相器２８を経由したｆp1のパイロット信号とミキサ３２において混合される。その結果、中間周波数（７０（ＭＨｚ））にビートダウン（ダウンコンバート）されたｆp2のパイロット信号成分がＩＦフィルタ４５を介して取り出され、直交ミキサ３６に供給される。直交ミキサ３６の動作機能は、直交ミキサ３５と同様であり、方向性結合器２５により抽出された信号に含まれる周波数ｆp2のパイロット信号成分の振幅情報および位相情報をＩ出力信号およびＱ出力信号として出力する。
【００５９】
直交ミキサ段以降の動作については、既に説明しているので、ここでは省略する。
【００６０】
（実施の形態２）
図３に本発明の実施の形態２に係る回路の構成を示す。図３において、図１に示した実施の形態１の回路と同様の、または対応する構成ブロックには同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００６１】
図３の方向性結合器１３から出力される信号は、実施の形態１と同様に、方向性結合器２５を介して分配器５２に供給され、ここで２分配されて、バンドパスフィルタ４１および４２に入る。バンドパスフィルタ４１は、実施の形態１で説明したように、バンドパスフィルタ４１に入力された信号の中から第１のパイロット信号源２６から出力される周波数ｆp1のパイロット信号成分（第１のパイロット信号成分）を帯域通過させ、直交ミキサ３５の一方の入力端に印加する。同様に、バンドパスフィルタ４２は、第２のパイロット信号源２７から出力される周波数ｆp2のパイロット信号成分（第２のパイロット信号成分）を帯域通過させ、直交ミキサ３６の一方の入力端に印加する。
【００６２】
直交ミキサ３５では、このバンドパスフィルタ４１から入力してきたｆp1のパイロット信号成分が、もう一方の入力端から入力される、方向性結合器２４により取り出され移相器２９で位相調整されたｆp2の第２のパイロット信号により、直交ミキシングされる。直交ミキサ３５の出力端には、直交ミキシングされた結果得られる同相分（Ｉ）並びに直交分（Ｑ）の出力信号が得られる。この出力信号を図示されていないが、フィルタ処理して高調波成分を除去すると、中間周波数（ｆp2とｆp1の差の周波数）にダウンコンバートされた上記第１のパイロット信号成分（第１のダウンコンバート信号）のＩ出力信号（Ｉ−ＩＦ）およびＱ出力信号（Ｑ−ＩＦ）が得られ、ミキサ５５および５６の一方の入力端にそれぞれ印加される。すなわち、Ｉ出力信号（Ｉ−ＩＦ）とＱ出力信号（Ｑ−ＩＦ）は、位相が互いに直交する関係にある一組の第１のダウンコンバート信号として、ミキサ５５および５６にそれぞれ入力される。
【００６３】
同様に、直交ミキサ３６では、バンドパスフィルタ４２から入力されたｆp2のパイロット信号成分が、もう一方の入力端から供給される方向性結合器２３で取り出され、移相器２８で位相調整されたｆp1の第１のパイロット信号により、直交ミキシングされる。この結果、直交ミキサ３５の出力信号と同様に中間周波数にダウンコンバートされた第２のパイロット信号成分（第２のダウンコンバート信号）のＩ出力信号（Ｉ−ＩＦ）およびＱ出力信号（Ｑ―ＩＦ）が得られ、ミキサ５３および５４の一方の入力端にそれぞれ印加される。すなわち、Ｉ出力信号（Ｉ−ＩＦ）とＱ出力信号（Ｑ−ＩＦ）は、位相が互いに直交する関係にある一組の第２のダウンコンバート信号として、ミキサ５３および５４にそれぞれ入力される。
【００６４】
上記ミキサ５５のもう一方の入力端には実施の形態１と同様に、分配器５１から第１のパイロット信号の周波数ｆp1と第２のパイロット信号の周波数ｆp2の差周波数（中間周波数）にビートダウンされた信号が印加されており、上記のように入力されている中間周波数にビートダウン（ダウンコンバート）された第１のダウンコンバート信号（Ｉ−ＩＦ）を同期検波する。こうして、ミキサ５５で同期検波された信号は、フィルタ（図示されていない）により高調波成分が除去されることにより、第１のパイロット信号成分のＩ出力信号として結合点３７に印加される。
【００６５】
同様に、ミキサ５６では、直交ミキサ３５から供給される第１のパイロット信号成分の中間周波数にビートダウンされた第１のダウンコンバート信号（Ｑ−ＩＦ）信号が同期検波され、高調波成分がフィルタ除去され、Ｑ出力信号として結合点３８に印加される。ミキサ５３および５４においても同様に、直交ミキサ３６から供給された第２のパイロット信号成分が中間周波数にビートダウンされた第２のダウンコンバート信号（Ｉ−ＩＦ）および（Ｑ−ＩＦ）が同期検波され、Ｉ出力信号およびＱ出力信号としてそれぞれ結合点３７および結合点３８に印加される。
【００６６】
結合点３７において、第１のダウンコンバート信号の上記Ｉ出力信号および第２のダウンコンバート信号の上記Ｉ出力信号が合成され、実施の形態１と同様にレベル変換器３９を経由して可変ベクトル調整器１５にフィードバックされる。同様に、結合点３８では上記Ｑ出力信号が合成され、レベル変換器４０を経由して可変ベクトル調整器１５にフィードバックされる。
【００６７】
可変ベクトル調整器１５は、実施の形態１と同様に、ＦＦ増幅器の出力端に出力される出力信号に含まれる第１および第２のパイロット信号が最小になるようにするために、結合点３７および３８の出力信号が最小（ゼロ）になるように方向性結合器１２から供給された信号のベクトル（振幅および位相）を制御する。
【００６８】
なお本実施の形態の変形例として、図４に示す回路も考えられる。図４の回路において図３の回路と異なる点は、図４の回路では、直交ミキサ３５を経て第１のパイロット信号成分が中間周波数（ｆp1とｆp2の差の周波数）にダウンコンバートされた第１のダウンコンバート信号のＩ出力信号（Ｉ−ＩＦ）と、直交ミキサ３６を経て第２のパイロット信号成分が中間周波数にダウンコンバートされた第２のダウンコンバート信号のＩ出力信号（Ｉ−ＩＦ）とが結合点３７で同相合成され、同様に、直交ミキサ３５を経て第１のパイロット信号成分が中間周波数にダウンコンバートされた第１のダウンコンバート信号のＱ出力信号（Ｑ−ＩＦ）と、直交ミキサ３６を経て第２のパイロット信号成分が中間周波数にダウンコンバートされた第２のコンバート信号のＱ出力信号（Ｑ−ＩＦ）とが結合点３８で同相合成され、それらがそれぞれミキサ５７、ミキサ５８で、第１のパイロット信号の周波数ｆp1と第２のパイロットの信号周波数ｆp2の差周波数（中間周波数）にビートダウンされた信号により同期検波されている点である。それ以外の動作は、図３の回路と同様である。
【００６９】
図３の回路ではＩ−ＩＦおよびＱ−ＩＦを同期検波するのにミキサが４個必要であったのが、図４の回路では必要なミキサの数は２個になっている。つまりこのような回路構成とすることにより、同期検波で必要なミキサの数を少なくすることができる。
【００７０】
実施の形態２の回路によれば、位相が互いに直交する関係の信号にしているので検波処理が簡単になる。
【００７１】
（実施の形態３）
図５に本発明による実施の形態３に係る回路の構成を示す。図５において、図１および図３に示した実施の形態１および２の回路と同様の、または対応する構成ブロックには同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００７２】
実施の形態２と同様に、図５に記載の回路においても方向性結合器２５を介して分配器５２に印加される方向性結合器１３からの出力信号は、２分配され、バンドパスフィルタ４１および４２に入る。バンドパスフィルタ４１は、入力された信号から周波数ｆp1の第１のパイロット信号成分を帯域通過させ、帯域通過された第１のパイロット信号成分は、直交ミキサ３５の一方の入力端に印加する。
【００７３】
直交ミキサ３５は、この第１のパイロット信号成分を、もう一方の入力端から入力された周波数ｆp2の第２のパイロット信号と直交ミキシングして、同相分（Ｉ）および直交分（Ｑ）のミキシング出力信号を出力する。これらのミキシング出力信号をフィルタ（図示省略）に通して高調波成分を除去すると、第１のパイロット信号成分が中間周波数（ｆp1とｆp2の差の周波数）にダウンコンバートされた第１のダウンコンバート信号のＩ信号（Ｉ−ＩＦ）およびＱ信号（Ｑ−ＩＦ）が得られ、それぞれ検波器ミキサ５５ａおよび５６ａに印加され、レベル検波される。
【００７４】
同様に、直交ミキサ３６は、バンドパスフィルタ４２を帯域通過した周波数ｆp2の第２のパイロット信号成分を第１のパイロット信号と直交ミキシングする。こうして、第２のパイロット信号成分が中間周波数にダウンコンバートされた第２のダウンコンバート信号のＩ信号（Ｉ−ＩＦ）およびＱ信号（Ｑ−ＩＦ）もまた得られ、それぞれ検波器ミキサ５３ａおよび５４ａに印加され、レベル検波される。
【００７５】
検波器ミキサ５３ａによりレベル検波された上記第１のパイロット信号成分のＩ信号（Ｉ−ＩＦ）は、図示されていないが、低域フィルタ処理されて、Ｉ信号として結合点３７に印加される。同様に、検波器ミキサ５３ａによりレベル検波された第２のパイロット信号成分のＩ信号（Ｉ−ＩＦ）も低域フィルタ処理され、Ｉ信号として結合点３７に印加される。こうして低域フィルタ処理されたＩ信号同士が結合点３７において合成される。
【００７６】
同様に、検波器ミキサ５６ａおよび検波器ミキサ５４ａにより、レベル検波され、低域フィルタ処理された第１および第２のパイロット信号成分のＱ信号が、結合点３８に印加され、結合点３８において合成される。
【００７７】
結合点以降の機能動作は、前記実施の形態１および２と同様であるので、記述を省略する。なお、上記検波器ミキサ５３ａ〜５６ａは、２次非線形検波器または包絡線検波器または直線検波器のいずれでもよい。この場合図５に示すように、図１あるいは図２に示すミキサ３３、ＩＦフィルタ４３および分配器５１を省略することができる。
【００７８】
（実施の形態４）
以上までの本発明の実施の形態の制御回路においては、第１のダウンコンバート信号および第２のダウンコンバート信号の両方を検波することにより、レベル変換した後、可変ベクトル調整器１４に導入する、として説明してきたが、第１のダウンコンバート信号と、第２のダウンコンバート信号とを切り替えて、検波してレベル調整した後、可変ベクトル調整器に導入してもよい。このような例を実施の形態４として図６に示す。
【００７９】
図６に示す回路構成は、図１に示す回路構成を変形したものである。図１に示される回路と同様の、または対応する構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。図６に示す回路構成においては、分配器５１、結合点３７、３８が無く、直交ミキサ３５、３６の代わりに直交ミキサ６２が使用される。そして、直交ミキサ６２にはスイッチ６１の出力端が接続され、スイッチ６１の入力端の一方にはＩＦフィルタ４４の出力側が接続され、スイッチ６１の入力端の他方にはＩＦフィルタ４５の出力側が接続されている。ここでスイッチ６１としては、半導体スイッチが使用されている。そして、直交ミキサ６２の出力側は、レベル変換器３９、４０に接続されている。
【００８０】
次にこのような構成の回路の動作を説明する。
【００８１】
スイッチ６１は、まずＩＦフィルタ４４と直交ミキサ６２を接続し、直交ミキサ６２は第１のダウンコンバート信号を検波する。そして、所定時間の経過後、スイッチ６２は、ＩＦフィルタ４５と直交ミキサ６２を接続するように切り替わり、直交ミキサ６２は第２のダウンコンバート信号を検波する。その後スイッチ６１は、上記所定の時間の経過後再びＩＦフィルタ４４と直交ミキサ６２を接続し、直交ミキサ６２は第１のダウンコンバート信号を検波する。スイッチ６１は、以上の動作を繰り返すことにより、次々と第１のダウンコンバート信号と第２のダウンコンバート信号を選択し、直交ミキサ６２は、交互に第１のダウンコンバート信号と第２のダウンコンバート信号を検波する。
【００８２】
このとき、スイッチ６１が十分に速く第１のダウコンバート信号と第２のダウンコンバート信号を次々と切り替えることができれば、実施の形態１〜３までに記載の回路と同様の効果を得ることができる。また、このような構成の回路によれば、実施の形態１から３に記載した構成の回路に比べて、直交ミキサの数が削減され、分配器５１、結合点３７、３８が不要となるので、さらに回路構成を小型化することができる。
【００８３】
なお、上記の動作は、スイッチ６１が第１のダウンコンバート信号を選択する時間と第２のダウンコンバート信号を選択する時間が同一時間として切り替わるとして説明したが、第１のダウンコンバート信号を選択している時間と、第２のダウンコンバート信号を選択する時間が変えられて、スイッチ６１が切り替えられてもよい。すなわち、第１のダウンコンバート信号を選択する時間と第２のダウンコンバート信号を選択する時間に重み付けがされてスイッチ６１が切り替えられてもよい。次にそのような場合の例を説明する。
【００８４】
図７は、等間隔に配置された４つの搬送波が使用される場合の相互変調歪、パイロット信号のスペクトルを示す。４つの搬送波の周波数は、ｆ1、ｆ2、ｆ3、ｆ4（ｆ1＜ｆ2＜ｆ3＜ｆ4）で示され、これら４つの搬送波の相互変調により生じる歪み成分の中で最も搬送周波数に近接する歪み成分（相互変調歪み成分）の周波数が上記と同様にｆx、ｆyで示される。さらに、これらの歪み成分を補償するためのパイロット信号の周波数は、上記と同様に４つの搬送波の周波数ｆ1、ｆ2、ｆ3、ｆ4 により決定され、図７に、歪み成分の外側に位置するｆp1およびｆp2として示されている。
【００８５】
例えば、４つの搬送波のうちの２つの搬送波が選択されて使用している基地局の場合、２つの搬送波の選択の仕方によって、最も搬送波に近接する各歪み成分の周波数が上記のように決定されたｆxおよびｆyからずれることがある。この場合、ずれている割合に応じて、あらかじめ第１のダウンコンバート信号を選択する時間と、第２のダウンコンバート信号を選択する時間に重み付けがされてスイッチ６１が切り替わる。すなわち、ずれている割合によって、各歪み成分の所望の抑圧比を決定し、その決定した歪み成分の抑圧比が、第１のダウンコンバート信号を選択する時間の合計と第２のダウンコンバート信号を選択する時間の合計との比に一致してスイッチ６１が切り替わるように切替周期があらかじめ設定される。例えば、各歪み成分の所望の抑圧比が７：３であれば、スイッチ６１が第１のダウンコンバート信号を選択する時間の合計と、第２のダウンコンバート信号を選択する時間の合計の比が７：３となるように、スイッチ６１が切り替えられる。このとき、スイッチ６１は、Ｗｉｄｅｂａｎｄ ＣＤＭＡの基地局ではパワーコントロールの周期である３００μｓｅｃより充分に速い速度で動作する必要がある。このようにすることにより、搬送波の選択の仕方により、搬送波に近接する各歪み成分の周波数がｆx、ｆyからずれていても効果的に各歪み成分を除去することができる。
【００８６】
なお、図７に示す例では、４つの搬送波が等間隔に配置されているとして示しているが、間隔が不均一に配置された４つの搬送波が使用されることもある。その場合、搬送波に最も近い各歪み成分の周波数は、上記の等間隔に配置された４つの搬送波が使用される場合に決定された周波数ｆx、ｆyから、ずれる。そして、ずれている割合に応じて上記と同様にしてスイッチ６１が第１のダウンコンバート信号と第２のダウンコンバート信号を重み付けされた周期で切り替えられる。
【００８７】
また、搬送波が使用帯域内で低域側または高域側に偏った配置で使用されることもあるが、このような場合も、上記と同様に所望の抑圧比でスイッチ６１が切り替えられ、上記と同様の効果を得ることができる。
【００８８】
また、本実施の形態においては、スイッチ６１が周期的に切り替えられる、として説明してきたが、基地局によっては、搬送波の片側の歪み成分しか問題にならない場合もある。その場合は、スイッチ６１が第１のダウンコンバート信号、または第２のダウンコンバート信号のいずれか一方のみを選択する、ということも有り得る。
【００８９】
また、本実施の形態においては、図１に記載の回路においてスイッチ６１が導入され、第１のダウンコンバート信号と第２のダウンコンバート信号とを切り替える、として説明してきたが、図３および図５の回路において、切替手段が導入されて第１のダウンコンバート信号と第２のダウンコンバート信号とが切り替えられる構成であってもよい。その場合は（Ｉ−ＩＦ）信号と（Ｑ−ＩＦ）信号において、それぞれ第１コンバート信号と第２コンバート信号とを切り替える必要があるため、切替手段としては、連動するスイッチ（図示せず）が使用される。
【００９０】
また、本実施の形態においては、第１のパイロット信号成分に近接する歪み成分と、第２のパイロット信号成分に近接する歪み成分の所望の抑圧比が７：３の例で示したが、任意の他の比であってもよく、１０：０、５：５、０：１０等であってもよい。その場合は、これらの比の時間で第１のダウンコンバート信号と第２のダウンコンバート信号が選択されるようにスイッチ６１が動作する。
【００９１】
また、上記の歪み成分の所望の抑圧比は、温度変化による増幅器の歪み特性の変化により変動することがある。その場合は、所望の歪み成分の抑圧比の変動に応じて第１のダウンコンバート信号と第２のダウンコンバート信号とを選択するようにスイッチ６１を動作させればよい。
【００９２】
上記説明した本発明による実施の形態１〜４では、第１および第２のパイロット信号源から発生された第１および第２のパイロット信号成分が、バンドパスフィルタ４１および４２を帯域通過して取り出されている。したがって、温度の変化に伴って生ずる発振周波数の変化並びにフィルタ特性の変化は、制御回路２０の性能に影響する。このため、発振素子ならびにフィルタを構成する素子の温度特性が同一の特性を有する素子を選択することにより、またはこれらの素子が同一の傾向の温度特性になるように補償することにより、あるいは各温度素子が同一の温度に維持されるように同一のオーブンにより加温して制御することにより、温度変化による回路特性の低下を軽減することができる。
【００９３】
また、以上までの実施の形態の説明においては、方向性結合器２５から取り出された信号は、分配器５２によって分配され、分配された信号がバンドパスフィルタ４１、４２に通過されてからそれぞれミキシングされるとして説明してきたが、方向性結合器２５から取り出された信号が、分配器５２により分配されその一方が第２のパイロット信号によりミキシングされ、他方が第１のパイロット信号によりミキシングされ、ミキシングされた信号がそれぞれフィルタを通過することにより、第１のダウンコンバート信号、および第２のダウンコンバート信号として取り出されてもよい。
【００９４】
また、以上までの説明では、第１のパイロット信号および第２のパイロット信号は、主増幅器１６の入力側に挿入され重畳される、として説明してきたが、主増幅器１６の出力側に挿入され重畳される構成であってもよく、その場合も上記と同様の効果を得ることができる。
【００９５】
上記までの実施の形態のフィードフォワード歪補償増幅器の制御回路によれば、２波のパイロット信号を用いてＦＦ増幅器の非直線歪みの抑圧制御を行なうようにしたことにより、実際に使用されるマルチキャリア信号の周波数帯域全体にわたる歪み抑圧を最適化することを可能にする。
【００９６】
さらに、ローカル発振器を別に設けることなく、パイロット信号を利用して信号を中間周波数帯へダウンコンバートして、フィルタリングや増幅等の信号処理をすることにより、これらの信号処理が高周波帯で行なわれるよりも容易にできるばかりでなく、回路実装も容易且つ小形化される。従って、ローカル発振器の削減も含め、小形低価格のＦＦ増幅器の制御回路が提供できる。
【００９７】
【発明の効果】
本発明によれば、ローカル発振器が削減され、ＦＦ増幅器の実際に使用されるマルチキャリア信号の周波数帯域全体にわたる歪み抑圧を最適化することを可能にした、フィードフォワード歪補償増幅器の制御回路やフィードフォワード歪補償増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の実施の形態１に係る回路の構成を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１〜３の回路の動作機能の説明に用いる搬送波信号、歪み成分およびパイロット信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図３】図３は、本発明の実施の形態２に係る回路の構成を示す図である。
【図４】図４は、本発明の実施の形態２の変形例に係る回路の構成を示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施の形態３に係る回路の構成を示す図である。
【図６】図６は、本発明の実施の形態４に係る回路の構成を示す図である。
【図７】図７は、実施の形態４の動作機能の説明に用いる搬送波信号、歪み信号およびパイロット信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図８】図８は、従来のＦＦ増幅器の一例構成を示す図である。
【符号の説明】
１１，１２，１３  方向性結合器
１４  ベクトル調整器
１５  可変ベクトル調整器
１６，１７  増幅器
１８，１９  遅延線
２０  制御回路
２１〜２５  方向性結合器
２６，２７  パイロット信号源
２８，２９  移相器
３１，３２，３３  ミキサ
３５，３６  直交ミキサ
３７，３８  結合点
３９，４０  レベル変換器
４１，４２  バンドパスフィルタ
４３，４４，４５  ＩＦフィルタ
５１，５２  分配器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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