(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁束指令とトルク指令を入力しｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を出力するベクトル制御手段と、前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令を入力し変調率指令大きさと制御位相角を出力する極座標変換器と、周波数指令を入力し磁束位相角を出力する積分器と、前記制御位相角と前記磁束位相角を加算し変調率指令位相角を出力する加算器と、前記変調率指令大きさと前記変調率指令位相角を入力し変調率指令を出力する変調率指令演算器と、前記変調率指令位相角を入力しキャリア周波数を出力するキャリア周波数演算器と、前記変調率指令と前記キャリア周波数を入力しスイッチングパルスを出力するキャリア比較手段と、前記スイッチングパルスを入力する電力変換器とから構成されるＰＷＭインバータ装置において、
前記キャリア周波数演算器の入力に前記周波数指令を追加することを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項２】
前記周波数指令を前記磁束指令と前記トルク指令と検出速度とから演算する周波数指令演算器を追加することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電動機を制御するＰＷＭインバータ装置に関するもので、特に電圧指令をキャリアに同期させるＰＷＭ制御（以下、キャリア同期モードと称す）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２は、一従来例を示すブロック図であり、１はベクトル制御手段、２は誘導機、３は積分器、４は極座標変換器、５は加算器、６は変調率指令演算器、７はキャリア周波数演算器、８はキャリア比較手段、９は電力変換器である。以下、図２に従い動作を説明する。
【０００３】
ベクトル制御手段１は、磁束指令φ＊とトルク指令τ＊を入力し、ベクトル制御演算を実施し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を出力する。極座標変換器４は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊から数１を用いて、変調率指令大きさα０と制御位相角θＰＩを演算する。
【０００４】
【数１】
0004007693.tif 000002
【０００５】
ここで、ＶＤＣはインバータ直流電圧である。
積分器３は、周波数指令ω＊を数２で積分し、磁束位相角θｆを出力する。
【０００６】
【数２】
0004007693.tif 000003
【０００７】
加算器５は、極座標変換器の出力である制御位相角θＰＩと積分器の出力である磁束位相角θｆを数３に示すごとく、
【０００８】
【数３】
0004007693.tif 000004
【０００９】
と加算し、変調率指令位相角θを出力する。
変調率指令演算器６は、変調率指令大きさα０と変調率指令位相角θから、変調率指令α＊を演算する。
キャリア周波数演算器７は、数４に従い、キャリア周波数ｆｃを演算する。
【００１０】
【数４】
0004007693.tif 000005
【００１１】
ここで、ｎは変調率指令α＊の１周期に対するキャリア半周期の比である。
キャリア比較手段８は、キャリア周波数演算器７で演算されたキャリア周波数ｆｃで変調率指令α＊をキャリア比較し、スイッチングパルスＧを出力する。なお、キャリア周波数演算器７に入力されるキャリア切り替え信号ＳＷ１は、キャリア周波数を一定とするモードと、キャリア同期モードとを切り替える信号である。
スイッチングパルスＧは、電力変換器９に与えられ、誘導機２の速度、トルクを制御する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来技術においては、以下に示す問題点がある。
キャリア周波数ｆｃは、（５）式で演算されるが、（４）式によれば、（５）式中には制御位相角θＰＩの微分項が入ってくる。制御位相角θＰＩはベクトル制御手段１の出力から演算され、細かく振動することが予想される。
よって、細かく振動する制御位相角θＰＩを微分して得られるキャリア周波数ｆｃは、大きく振動するおそれがある。キャリア周波数ｆｃが大きく振動すれば、ＰＷＭインバータ負荷に供給される電圧が不安定となる。
本発明は上述した点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、これらの欠点を解決し、ＰＷＭインバータ負荷に供給される電圧が不安定とならないＰＷＭインバータ装置を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前述の問題点を解決するために、本発明では以下の手段を施す。
請求項１においては、従来技術に対し、キャリア周波数演算器７に周波数指令ω＊を新たに入力する。
【００１４】
請求項２においては、磁束指令φ＊とトルク指令τ＊と検出速度ωｍとを入力し、周波数指令ω＊を演算する周波数演算器１０を追加する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例を示すブロック図である。ここでは、従来技術に対して変更した点のみを説明する。
キャリア周波数演算器７は、周波数指令ω＊を入力し、数５にてキャリア周波数ｆｃを演算する。
【００１６】
【数５】
0004007693.tif 000006
【００１７】
なお、加算器５の出力である変調率指令位相角θを用いて、変調率指令１周期に対するキャリア半周期の比ｎを変えることによりキャリアと変調率指令α＊の位相合わせを行う。これにより、（６）式中には微分演算がなくなり、キャリア周波数ｆｃは安定となる。
周波数指令演算器１０では周波数指令ω＊を演算する。ここでは、周波数指令ω＊演算の一例を示す。最初に、磁束指令φ＊とトルク指令τ＊からすべり周波数指令ωｓ＊を数６で演算する。
【００１８】
【数６】
0004007693.tif 000007
【００１９】
ここで、Ｒ２は誘導機２の二次抵抗値である。その後、検出速度ωｍとすべり周波数指令ωｓ＊を数７に示すように、
【００２０】
【数７】
0004007693.tif 000008
【００２１】
で加算して周波数指令ω＊を得る。このように、周波数指令ω＊を磁束指令φ＊とトルク指令τ＊と検出速度ωｍより演算することにより、周波数指令ω＊が安定し、キャリア周波数ｆｃは安定する。
【００２２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、キャリア同期ＰＷＭ制御において、安定したキャリア周波数が得られる。また、キャリア周波数が安定することにより、ＰＷＭインバータ負荷に安定した電圧を与えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１      ベクトル制御手段
２      誘導機
３      積分器
４      極座標変換器
５      加算器
６      変調率指令演算器
７      キャリア周波数演算器
８      キャリア比較手段
９      電力変換器
１０      周波数指令演算器
φ＊      磁束指令
τ＊      トルク指令
ωｍ      検出速度
ｆｃ      キャリア周波数
Ｖｄ＊      ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊      ｑ軸電圧指令
ω＊      周波数指令
α０      変調率指令の大きさ
θＰＩ      制御位相角
θｆ      磁束位相角
θ      変調率指令位相角
α＊      変調率指令
Ｇ      スイッチングパルス
ＳＷ１      キャリア切り替え信号
ＶＤＣ      インバータ直流電圧
ｎ      変調率指令１周期に対するキャリア半周期の比
ωｓ＊      すべり周波数指令
Ｒ２      二次抵抗値
【図１】
0004007693.tif 000009
【図２】
0004007693.tif 000010