(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機が送信した同期ワードと同じ信号系列の同期ワード信号を出力する同期ワード生成器と、
上記同期ワード信号と受信信号を入力とし、受信信号と同期ワード信号との相関を計算し、その相関値を相関出力信号として出力する相関器と、
相関出力信号を入力とし、一定の時間幅内の上記相関出力信号の電力和を、時間幅を時間的にずらしながら求める電力測定部と、
その電力測定部が求めた電力和を一定の基準により比較してＬ個（Ｌは１以上の整数）の電力和がそれぞれ得られる各タイミングを選択し、選択されたＬ個のタイミングに基づいて、シンボル同期タイミング信号を生成出力するシンボル同期タイミング生成器と、
上記Ｌ個のシンボル同期タイミング信号を用いて、受信信号を各々サンプリングするサンプラと、
上記サンプリングされた受信信号を入力とし、適応等化処理して判定シンボル信号を出力する適応等化器と
を具備する適応等化装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
上記電力測定部よりの電力和が入力され、しきい値より大きい電力和が得られるタイミングを上記シンボル同期タイミング生成器へ出力する電力比較器を備えることを特徴とする適応等化装置。
【請求項３】
請求項２記載の装置において、
上記しきい値は複数設定され、これらしきい値を超えた電力和中の最も大きい値を超えた電力和のみが得られるタイミングを上記シンボル同期タイミング生成器へ出力する電力比較器を備えることを特徴とする適応等化装置。
【請求項４】
送信機が送信した同期ワードと同じ信号系列の同期ワード信号を出力する同期ワード生成器と、
同期ワード信号と受信信号を入力とし、受信信号と同期ワード信号との相関を計算し、その相関値を相関出力信号として出力する相関器と、
相関出力信号を入力とし、一定時間幅内の上記相関出力信号の電力和を、時間幅を時間的にずらしながら求める電力測定部と、
電力測定器が求めた電力和の大きさがしきい値を最初に超えたタイミングを検出し、このタイミングに基づいてシンボル同期タイミング信号を生成出力するシンボル同期タイミング生成器と、
シンボル同期タイミング信号と受信信号を入力とし、受信信号をサンプリングするサンプラと、
そのサンプラによりサンプリングされた受信信号を入力とし、適応等化処理して判定シンボル信号を出力する適応等化器と、
を具備する適応等化装置。
【請求項５】
送信機が送信した同期ワードと同じ信号系列の同期ワード信号を出力する同期ワード生成器と、
同期ワードと受信信号を入力とし、受信信号と同期ワードとの相関を計算し、その相関値を相関出力信号として出力する相関器と、
相関出力信号としきい値信号を入力とし、一定時間幅内の相関出力信号の平均値及び分散値を、時間幅を時間的にずらしながら求め、平均値がしきい値信号より大きいタイミングにおける分散値をＫ個（Ｋは１以上の整数）出力する電力分散値測定部と、
上記Ｋ個のタイミングに基づいてＫ個のシンボル同期タイミング信号を生成するシンボル同期タイミング生成器と、
上記Ｋ個のシンボル同期タイミング信号を用いて、受信信号をそれぞれサンプリングするサンプラと、
上記サンプリングされた受信信号を入力とし、適応等化処理して判定シンボル信号を出力する適応等化器と
を具備する適応等化装置。
【請求項６】
請求項１又は５記載の装置において、
先行波のタイミングに基づきシンボル同期タイミング信号を生成する第２シンボル同期タイミング生成器と、
上記シンボル同期タイミング生成器よりのシンボル同期タイミング信号と、
上記第２シンボル同期タイミング生成器よりのシンボル同期タイミング信号とを通信品質に応じて適応的に切り替えて上記サンプラへ供給するタイミング選択器とを備えることを特徴とする適応等化装置。
【請求項７】
請求項５記載の装置において、
上記相関出力信号を入力とし、上記一定の時間幅内の上記相関出力信号の電力和を、時間的にずらしながら求める電力測定部と、その電力測定部が求めた電力和中より選択したＬ個（Ｌは１以上の整数）の各電力和がそれぞれ得られる各タイミングを求め、これらＬ個のタイミングに基づいて、シンボル同期タイミング信号を生成出力する第２シンボル同期タイミング生成器と、上記シンボル同期タイミング生成器よりのシンボル同期タイミング信号と、上記第２シンボル同期タイミング生成器よりのシンボル同期タイミング信号とを通信品質に応じて適応的に切り替えて上記サンプラへ供給するタイミング選択器とを備えることを特徴とする適応等化装置。
【請求項８】
請求項１、４又は５記載の装置において、
上記電力測定部又は上記電力分散値測定部は、上記サンプラのサンプリング周期で上記一定時間幅内の相関出力信号をサンプリングし、サンプリングされた信号の電力和又は分散値を求める構成を含むことを特徴とする適応等化装置。
【請求項９】
請求項１、４又は５記載の装置において、
上記適応等化器は、時間領域での等化処理と共に空間領域における信号処理を行う時空等化器であることを特徴とする適応等化装置。
【請求項１０】
請求項１又は５記載の装置において、
上記Ｌ又はＫは複数であり、上記適応等化器は、上記複数のサンプリングされた受信信号と各レプリカ信号との誤差信号電力をそれぞれ出力する推定誤差出力部と、これら推定誤差出力部の誤差信号電力を加算して誤差信号電力として入力する適応等化処理部とを備えることを特徴とする適応等化装置。
【請求項１１】
請求項１又は５記載の装置において、
上記Ｌ又はＫは複数であり、上記適応等化器は、上記複数のサンプリングされた受信信号に対して行われる適応等化処理部と、これら適応等化処理部よりの出力に通信品質に応じた処理を行って最終出力とする最終処理部とを備えることを特徴とする適応等化装置。
【請求項１２】
請求項１、４又は５記載の装置において、
複数のアンテナからの受信信号に対しそれぞれ重み付けを行って、マルチビームアンテナ指向特性を形成し、そのマルチビームの各ビームよりの受信信号をそれぞれ上記サンプラへ出力するマルチビーム生成器と、
上記マルチビーム生成器からの各受信信号ごとに上記相関器、上記電力測定部又は電力分散値測定部及び上記シンボル同期タイミング生成器を備え、上記シンボル同期タイミング生成器よりのシンボル同期タイミング信号が、対応するビーム受信信号が供給される上記サンプラへ供給されることを特徴とする適応等化装置。
【請求項１３】
送信機が送信した同期ワードと同じ信号系列の同期ワード信号を生成する過程と、
受信信号と上記同期ワード信号との相関を計算し、その相関値を相関出力信号とする過程と、
一定の時間幅内の上記相関出力信号の電力和を時間幅を時間的にずらしながら求める過程と、
上記電力和を一定の基準により比較してＬ個（Ｌは１以上の整数）を選択し、選択した電力和がそれぞれ得られるタイミングに基づいて、シンボル同期タイミング信号を生成する過程と、
上記Ｌ個のシンボル同期タイミング信号を用いて、上記受信信号を各々サンプリングする過程と、
上記サンプリングされた受信信号に対し、適応等化処理して判定シンボル信号を求める過程と
を有する適応等化方法。
【請求項１４】
請求項１３記載の方法において、
上記Ｌ個の選択はしきい値より大きい電力和を選択して上記Ｌ個のタイミングを求めることを特徴とする適応等化方法。
【請求項１５】
請求項１３記載の方法において、
上記Ｌ個の選択は電力和の大きい順に選択することを特徴とする適応等化方法。
【請求項１６】
請求項１３記載の方法において、
上記Ｌ個の選択は、複数のしきい値より大きい電力和中の、最も大きいしきい値より大きい電力和を選択してタイミングを求めることを特徴とする適応等化方法。
【請求項１７】
送信機が送信した同期ワードと同じ信号系列の同期ワード信号を生成する過程と、
受信信号と上記同期ワード信号との相関を計算し、その相関値を相関出力信号とする過程と、
一定の時間幅内の上記相関出力信号の電力和を時間的にずらしながら求める過程と、
上記電力和の大きさがしきい値を最初に超えたその電力和が得られるタイミングを検出し、このタイミングに基づいてシンボル同期タイミング信号を生成する過程と、
シンボル同期タイミング信号と受信信号を用いて、上記受信信号をサンプリングする過程と、
上記サンプリングされた受信信号に対し、適応等化処理して判定シンボル信号を求める過程と、
を有する適応等化方法。
【請求項１８】
送信機が送信した同期ワードと同じ信号系列の同期ワード信号を生成する過程と、
受信信号と上記同期ワード信号との相関を計算し、その相関値を相関出力信号とする過程と、
一定時間幅内の相関出力信号の平均値及び分散値を、時間幅を時間的にずらしながら求め、平均値がしきい値信号より大きいタイミングにおける分散値をＫ個（Ｋは１以上の整数）求める過程と、
上記Ｋ個のタイミングに基づいて、シンボル同期タイミング信号を生成する過程と、
上記Ｋ個のシンボル同期タイミング信号を用いて、上記受信信号を各々サンプリングする過程と、
上記サンプリングされた受信信号に対し、適応等化処理して判定シンボル信号を求める過程と
を有する適応等化方法。
【請求項１９】
請求項１３、１７又は１８記載の方法において、
上記一定時間幅内の相関電力信号を、上記受信信号に対するサンプリング周期でサンプリングし、そのサンプリングされた信号の和を上記電力和とし、又はサンプリングされた信号の電力分散値を上記分散値とすることを特徴とする適応等化方法。
【請求項２０】
請求項１３又は１８記載の方法において、
先行波のタイミングに基づき第２シンボル同期タイミング信号を生成する過程と、上記シンボル同期タイミング信号と、上記第２シンボル同期タイミング信号とを通信品質に応じて、上記受信信号の上記サンプリングに用いるシンボル同期タイミング信号として適応的に切り替える過程を含むことを特徴とする適応等化方法。
【請求項２１】
請求項１８記載の方法において、
上記一定の時間幅内の上記相関出力信号の電力和を、時間幅を時間的にずらしながら求める過程と、上記電力和中から選択したＬ個（Ｌは１以上の整数）の各電力和がそれぞれ得られる各タイミングを求め、これらＬ個のタイミングに基づいて、第２シンボル同期タイミング信号を生成する過程と、上記シンボル同期タイミング信号と、上記第２シンボル同期タイミング信号とを通信品質に応じて、上記受信信号の上記サンプリングに用いるシンボル同期タイミング信号として適応的に切り替える過程とを含むことを特徴とする適応等化方法。
【請求項２２】
請求項１８記載の方法において、
上記一定の時間幅内の上記相関出力信号の電力和を、時間幅を時間的にずらしながら求める過程と、上記電力和中から選択したＬ個（Ｌは１以上の整数）の各電力和がそれぞれ得られる各タイミングを求め、これらＬ個のタイミングに基づいて、第２シンボル同期タイミング信号を生成する過程と、先行波のタイミングに基づき第３シンボル同期タイミング信号を生成する過程と、上記シンボル同期タイミング信号と、上記第２シンボル同期タイミング信号と、上記第３シンボル同期タイミング信号とを通信品質に応じて、上記受信信号の上記サンプリングに用いるシンボル同期タイミング信号として適応的に切り替える過程とを含むことを特徴とする適応等化方法。
【請求項２３】
請求項１３又は１８記載の方法において、
上記Ｌ又はＫは複数であり、上記適応等化処理は、上記複数のサンプリングされた受信信号と各レプリカ信号との誤差信号電力を求め、これら誤差信号電力を加算し、その加算した誤差信号電力に基づき適応等価処理を行ってシンボル判定を行うことを特徴とする適応等化方法。
【請求項２４】
請求項１３又は１８記載の方法において、
上記Ｌ又はＫは複数であり、上記適応等化処理は上記複数のサンプリングされた受信信号に対してそれぞれ適応等化処理を行い、これら適応等化処理の結果に対し、通信品質に応じた処理を行って最終結果とすることを特徴とする適応等化方法。
【請求項２５】
請求項１３、１７又は１８記載の方法において、
上記適応等化処理は時間領域での等化処理と共に空間領域での信号処理を行うことを特徴とする適応等化方法。
【請求項２６】
請求項１３、１７又は１８記載の方法において、
複数のアンテナからの受信信号に対しそれぞれ重み付けを行ってマルチビーム指向特性を形成し、そのマルチビームの各ビームよりの受信信号ごとにそれぞれ上記相関計算を行い、上記電力和又は上記分散値に基づくシンボル同期タイミング信号を求め、これら各シンボル同期タイミング信号により対応するビーム受信信号をサンプリングすることを特徴とする適応等化方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は例えば移動通信で用いることができ、干渉を除去する適応等化装置及びその方法に関し、特に適応等化処理を効果的に行わせるためのシンボル同期タイミング生成手段及びその方法に係わるものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信において干渉を除去する技術として適応等化器がある。適応等化器は、時間軸上での信号処理により、自分の信号ではあるが時間的に遅れてくる遅延波の間で起る符号間干渉を合成、除去するために従来から用いられている。このような適応等化器で用いる受信信号のシンボル同期タイミングの検出方法について従来例を以下に説明する。従来の方法では、最も早く到着するパスである先行波にシンボルタイミングを同期させていた。この場合の構成例を図１に示す。図に示していないが送信側では受信側で送信シンボルパターンが既知であるような長い同期ワード信号をまず送信し、その後、送信しようとする情報内容を示すデータを送信する。受信側では図に示していないが送信側からの受信電波を増幅、復調してベースバンド信号とされ、かつデジタル系列とされ、このデジタル系列の受信信号が入力端子１１に入力されこの受信信号と、同期ワード生成器１２からの同期ワード信号との相関を相関器１３で求めることにより伝搬路応答を推定する。この伝搬路応答、つまり相関器１３の出力信号は例えば図２に示すように変化し、しきい値信号設定器１４からのしきい値信号Ｔｈｓと相関出力信号Ｓｉｇｃとをシンボル同期タイミング生成器１５で比較し、相関出力信号Ｓｉｇｃがしきい値信号Ｔｈｓを超える最初のタイミングｔ１を検出し、先行波のシンボル同期タイミングを得る。このシンボル同期タイミング信号で入力端子１１からのデジタル化された受信信号を、サンプラ１６において、サンプリングし、その出力であるサンプリング信号を適応等化器１７へ入力し、適応等化器１７は入力されたサンプリング信号を適応等化処理して、判定シンボル信号を出力端子１８に出力する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
この従来の先行波にシンボル同期タイミングを合わせる方法では、等化範囲が時間的に限られている適応等化器１７を用いる場合、その等化範囲外に電力が大きい相関出力信号が存在することがあり、この場合十分な等化が行えず、その結果特性が劣化するという問題があった。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
この発明では、少くとも１シンボル長以上、好ましくは適応等化器の等化範囲にほぼ相当する長さより以上の一定時間幅内で相関器から得られた相関出力信号の電力和を、その一定時間幅を時間的にずらしながら算出し、この発明の１面ではこの電力和が最大となるタイミングを検出し、このタイミングに基づいてシンボル同期タイミングを生成する。この発明の他の面では上記電力和が最初にしきい値を超えたタイミングを検出し、このタイミングに基づいてシンボル同期タイミングを生成する。
【０００５】
この構成により、適応等化器の等化範囲内のパス電力和を最大とすることができるため、効果的に等化処理を行うことができる。この結果、良好な受信特性が期待できる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
第１実施例
この発明の第１実施例の構成を図３に図１と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。相関器１３では、同期ワード生成器１２で生成された同期ワード信号と入力端子１１からの受信信号との相関を出力する。この時、同期ワード信号としては、従来技術においても用いられているが、自己相関が高くかつ干渉波との相互相関は低いようなシンボルパターン、例えばＰＮ符号列を用いることにより、希望信号のシンボルタイミングを検出でき、かつ干渉波の影響を除去することができる。
【０００７】
一方、この実施例では電力測定部２２において、一定時間幅内の相関出力Ｓｉｇｃの和が、この時間幅を時間的に順次ずらされながら求められる。例えば窓信号生成器２１を設け、窓信号生成器２１から適応等化器１７の等化範囲と同じ時間幅の窓信号を出力する。例えば、等化範囲が４シンボル遅延の場合には、時間幅４Ｔ（Ｔはシンボル周期）の間で１となり、それ以外では０となるような窓信号を生成する。この窓信号と相関器１３よりの相関出力信号Ｓｉｇｃとを電力測定部２２に入力する。電力測定部２２では窓信号の範囲内における相関出力信号Ｓｉｇｃの電力和を、窓信号の時間的位置をずらして順次計算する。この様子を図４に示す。入力端子１１よりのベースバンド受信信号は、例えばシンボル周期Ｔの１／１６間隔でサンプリングされてデジタル化された系列であり、同期ワード生成器１２からの同期ワード信号も同一周期のデジタル化された系列であり、従って、相関出力信号Ｓｉｇｃも同一周期のデジタル系列である。図４Ａにこの相関出力信号Ｓｉｇｃの例を簡便的に連続波形として示した。図４Ｂに示すように等化範囲時間、この例では４Ｔの幅だけレベルが１、他は０の窓信号＃１を、相関出力信号のサンプル周期、この例ではＴ／１６だけ順次ずらして＃２，＃３，…とし、これら窓信号＃１，＃２，＃３，…のそれぞれがレベル１の間における相関出力信号Ｓｉｇｃの和をそれぞれ求める。つまり窓信号＃１に対しては、相関出力信号中の図４Ａに斜線を施した部分の和を求める。
【０００８】
電力測定部２２の具体例としては例えば一定時間幅が４Ｔで受信信号のサンプル周期がＴ／１６の前記例の場合は図５Ａに示すように４×１６個のシフト段をもつシフトレジスタ１１１の１端に相関出力信号Ｓｉｇｃを入力し、このシフトレジスタ１１１をＴ／１６のクロックＣｓでシフト動作させその入力と各シフト段の出力との総和を加算器１１２でとれば、Ｔ／１６ずつ順次ずれた窓信号内の電力和がＴ／１６ごとに得られる。あるいは図５Ｂに示すように相関器１３よりのＴ／１６ごとの相関出力信号をメモリ１１３に書き込み、例えば同期ワード信号の終と対応する相関出力信号の書き込みが終了すると読出しアドレス発生器１１４から４Ｔ分データに対応する４×１６のアドレスを発生させてメモリ１１３から記憶データを読出し、その読出した４×１６のデータ（相関出力信号）を加算器１１５で加算し、次に１アドレス分ずらして、読出しアドレスを４×１６発生させてメモリ１１３の記憶データを読出し加算器１１５で加算することを１アドレス分ずらしながら繰返してもよい。この場合、加算器１１５でその４×１６個のデータの加算値に対し、その最初のデータを減算すると共に次のアドレスのデータを加算することを順次行えばよい。このメモリ１１３への書込みを終了する前に読出しを並列的に行ってもよい。
【０００９】
なお、窓信号をずらす量は相関出力信号Ｓｉｇｃのサンプル周期に限らず、その整数倍、例えば２〜４倍、あるいはそれより大きくてもよい。しかし求めるシンボル同期タイミングの精度は窓信号のずれ量が小さい程高くなる。なお図３において、入力端子１１に入力されるデジタル系列の受信信号のデジタル化の際に用いたサンプリングクロックがサンプリング発生器１９から同期ワード生成器１２、窓信号生成器２１、電力測定器２２に入力され、相互のタイミングがとられる。
【００１０】
ただし電力和を図５Ａを参照し述べたようにシフトレジスタを用いて求める場合は窓信号発生器２１は不用である。
シンボル同期タイミング生成器２３では、電力測定部２２が出力する電力和の中で、最も電力が大きなものが得られるタイミングを用いて、シンボル同期タイミングを生成する。図４に示したような窓信号であれば、電力和が最大となる窓信号の立ち上がりタイミングをシンボル同期タイミングとすれば良い。
上述において窓信号の時間長（幅）、つまり電力測定部２２で電力和を求める一定時間幅は適応等化器１７の等化範囲と同じ時間的範囲が好ましいとしたが、窓信号の時間長は短かくても１シンボル周期程度以上とし、長い方はいくらでも長くしてもよいが、実用的には前記等化範囲の時間的範囲の２倍程度が考えられる。また電力測定部２２で求める電力和の数は最低は２個であり、最高は、同期ワード信号の発生から終了まで順次ずらした窓信号について電力和を求めればよい。しかし順次得られる電力和があるしきい値以下になり、この状態が所定回数連続すると、電力和を求めることを中止し、それまでに得られた電力和から最大のものを選択するようにしてもよい。なお電力和を求め始めた際も電力和がしきい値以上のものが得られるようになってからの電力和を有効なものとし、それ以後のものから最大のものを選択するようにしてもよい。
【００１１】
サンプラ１６では、シンボル同期タイミング信号を用いて受信信号をサンプリングする。適応等化器１７では、サンプラ１６からのサンプリング信号を入力とし、等化処理を行う。適応等化器１７の構成例を図６に示す。この構成はＭＬＳＥ（Maximum Likelihood Sequence Estimation）型と呼ばれ、最尤系列推定を行って受信信号を等化するものである（例えばJ.G. Proakis ：“Digital Communications 3rd Edition，”McGraw-Hill pp. 249-254(1995)参照）。この適応等化器では、まず受信信号のシンボル系列候補信号を生成する。送信時に帯域制限や符号化のための処理が行われている場合には、それらを考慮してシンボル系列候補信号を生成する。次にシンボル系列候補信号に、パラメータ推定器３１が出力する適応等化手段重み付け係数を、レプリカ生成器３２で複素乗算し、その乗算結果を合成することにより受信信号のレプリカを生成する。レプリカ生成器３２の構成例を図７に示す、シンボル系列候補信号にそれぞれ適応等化器重み付け係数をそれぞれ複素乗算する複数の複素乗算器２４とこれら乗算結果を加算する複素加算器２５から構成されている。また、各複素乗算器２４に入力されるシンボル系列候補信号をタップ入力信号としてパラメータ推定器３１へ出力する。
【００１２】
このレプリカ信号と適応等化器の入力信号（サンプラ１６の出力信号）を加算器３３で差をとることにより推定誤差信号を生成する。通常はこの推定誤差信号が二乗器３４で二乗され、この二乗値が、最尤系列推定器（ＭＬＳＥ）３５で最尤系列推定を行うためのビタビアルゴリズムにおけるブランチメトリックとして用いられる。最後にビタビアルゴリズムで求められる最も確からしいシンボルパターンを判定シンボルとして出力端子１８に出力し、受信信号の復調が行われる。一方、パラメータ推定器３１では推定誤差信号とタップ入力信号を用いて、適応等化器重み付け係数を更新する。この更新には適応アルゴリズムを用いればよく、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムやＲＬＳ（Recursive Least Square）アルゴリズムを用いることができる（例えばJ.G. Proakis ：“Digital Communications 3rd Edition，”McGraw-Hill pp. 639-644，pp. 654-660(1995)参照）。また、適応等化器重み付け係数の初期収束のためには、ＭＬＳＥ処理部３５よりのシンボル系列候補信号にかえてトレーニング信号と呼ばれる受信側で既知であるシンボルパターンを端子３６より、切替スイッチ３７を介してレプリカ生成器３２に入力して用いることができる。具体的には最初にシンボル系列候補信号の代わりにトレーニング信号を用いて、適応等化器重み付け係数を収束させ、その後スイッチ３７をＭＬＳＥ３５側に切替えてシンボル系列候補信号を用いて、シンボルの復調を行う。適応等化器については例えばJ.G. Proakis ：“Digital Communications 3rd Edition，”McGraw-Hill pp. 636-676(1995)を参照されたい。
【００１３】
以上説明したように、この第１実施例ではシンボル同期タイミング生成器２３において一定時間幅（窓信号）内の電力が最大となるような同期タイミングを生成しているため、適応等化器１７において合成できるパス電力が最大となる。この結果、従来のシンボル同期タイミング生成器と比較して、希望信号電力対雑音電力比の面で有利となり、受信特性が改善できる。なお、シンボル同期タイミング生成器２３は必ずしも１シンボル周期の信号に限らない、例えば、適応等化器１７が１／２シンボル周期間隔のトランスバ−サルフィルタを持つ線形等化器の場合は１／２シンボル周期でサンプラ１６におけるサンプリングを行う。
第２実施例
この発明の第２実施例の構成と第１実施例との差異は、電力測定部２２における相関信号の電力測定方法の違いにある。適応等化器におけるレプリカ生成器３２では、図７に示したように、ある時間間隔でタップ入力信号を構成しているため、この時間間隔でサンプリングした受信信号に対して等化を行うこととなる。このため、レプリカ生成器３２のタップ間隔を考慮してシンボル同期タイミングを決定することにより、より効果的にパスダイバーシチ効果を得ることができる。適応等化器におけるタップ間隔としては、１シンボル間隔のものが多いが、この場合には、電力測定部２２における電力測定方法は以下のようになる。
【００１４】
窓信号の範囲内の相関出力信号をシンボル間隔毎にサンプルし、これらのサンプリング信号の電力和を計算する。この動作を窓信号の時間的位置をずらしながら繰り返し行う。例えば図４において窓信号の時間幅が４Ｔであれば、図４Ｂ中に示すように窓信号＃１，＃２,＃３,…における両端エッジと、３つの破線で示したタイミングにおける相関出力信号の各５つのサンプル値の和がそれぞれ計算される。図５Ａに示したシフトレジスタを用いて相関出力信号Ｓｉｇｃの電力和を求める場合は、図８に示すように、図５Ａと同一様に４×１６段シフトレジスタ１１１を用い、サンプリングクロックＣｓ（図３中のサンプリングクロック発生器１９の出力）によりシフト動作させて、相関出力信号Ｓｉｇｃを取込むが、入力信号と各１６シフト段ごとの出力を加算器１１２で加算する。この加算値（電力和）がＴ／１６ごとに出力されることになる。
【００１５】
シンボル同期タイミング生成器２３では、これらの電力和の中で最大となるタイミングを検出する。この方法により受信信号の到来パスがシンボル間隔毎だけでなく不規則な間隔で分布している環境においても、パスダイバーシチ効果を最大限得ることができるタイミングを検出できる。この第２実施例における相関出力信号の和をとる間隔は図３中のサンプラ１６によるサンプリング間隔にすればよく、必ずしも１シンボル間隔ではない。
第３実施例
この発明の第３実施例の構成を図９に図３と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この実施例では適応等化手段として、アダプティブアレーアンテナ処理と適応等化処理とを併用する時空等化構成としている。
【００１６】
アダプティブアレーアンテナは、自分の信号である希望波の方向にアンテナ利得が相対的に高いビームを向け、他ユーザの信号などの干渉波の方向に、相対的に利得が著しく低いヌルを向けるような指向特性ビームパターンを信号状況の変化に応じて適応的に生成するものである。このため同一の周波数（チャネル）を用いる干渉波、すなわち同一チャネル干渉を除去するために有効な技術である。このアダプティブアレーアンテナと適応等化器を融合させたものが時空等化器である。アダプティブアレーアンテナについては例えばR.T. Compton, Jr.：“Adaptive Antennas-Concepts and Performance,”Prentice-Hall, Englewood Cliffs(1988)を参照されたい。
【００１７】
時空等化器では、適応等化器の等化範囲を超えるため等化できないような長遅延波や同一チャネル干渉をアダプティブアレーアンテナにより除去し、適応等化器は等化範囲内にある遅延波について等化処理を行う。このように空間領域における等化処理を追加することにより、時間領域における信号処理のみでは演算量の増大からハードウェア化が困難となるような伝搬環境においても、合理的なハードウェア規模で等化処理が可能となる。
図９において、アダプティブアレーアンテナの各素子からの受信信号は入力端子１１−１〜１１−Ｎにベースバンド信号（デジタル化された）として入力され、これらＮ系統の受信信号はサンプラ１６−１〜１６−Ｎでそれぞれシンボル同期タイミング信号によりサンプリングされ、これら生成されるＮ系統のサンプリング信号は適応等化器４１に入力され、等化処理が行われる。この実施形態における適応等化器４１の構成例を図１０に示す。図６に示した適応等化器と異なる点は、アダプティブアレーアンテナ処理合成部５１を備えている点である。端子５２−１〜５２−ＮからのＮ系統のサンプリング信号はアダプティブアレーアンテナ処理合成部５１により合成され、この合成信号に対して等化処理が行われる。アダプティブアレーアンテナ処理合成部５１の構成例を図１１に示す。端子５２−１〜５２−ＮよりのＮ系統のサンプリング信号とＮ個のアダプティブアレーアンテナ（ＡＡＡ）重み付け係数とをそれぞれ複素乗算するＮ個の複素乗算器５３−１〜５３−Ｎと、これらＮ個の複素乗算器の出力が複素加算される複素加算器５４から構成されている。またアダプティブアレーアンテナ処理合成部５１で用いる重み係数はパラメータ推定器５５で求めており、推定誤差信号とアダプティブアレーアンテナ処理合成部５１における複素乗算器５３−１〜５３−Ｎの入力である第２タップ入力信号を用いて計算することができる。時空等化器について例えばRyuji Kohno：“Spatial and Temporal Communication Theory Using Adaptive Antenna Array”，IEEE Personal Communications, pp. 28-35, Feb. 1998，A.J. Paulraj and B.C. Ng, “Space-Time Modems for Wireless Personal Communications”，IEEE Personal Communications, pp. 36-48, Feb. 1998を参照されたい。
【００１８】
この実施例では、受信信号はＮ系統あるが、どれか１つの系統の受信信号を用いて相関器１３で同期ワード信号との相関を求めれば十分である。しかし、複数の受信信号と同期ワード信号との各相関を求め、これら相関出力信号を例えば加算、平均することにより、より精度良く相関出力信号を求めることが可能となる。
第４実施例
この発明の第４実施例の構成を図１２に示す。電力比較器６１及びシンボル同期タイミング生成器６２以外の各部は、図３に示した第１実施例及び第２実施例と同様である。電力比較器６１では、電力測定部２２で求められた電力和を比較して、大きいものから順にＬ個のタイミング点（Ｌは１以上の整数）選択する。Ｌが１の場合、この実施例は第１実施例と同一のものとなる。このＬの値の最大は、電力測定部２２で求めた電力和の数であるが、ハードウェア規模を考慮して設定すればよい。シンボル同期タイミング生成器６２では、選択されたＬ個の各電力和のタイミングに応じてシンボル同期タイミング信号を各々出力する。この実施例では、これらＬ個のシンボル同期タイミング信号に対応するサンプラ１６−１〜１６−Ｌを備えており、各々のサンプラ１６−１〜１６−Ｌでは入力端子１１からの受信信号をシンボル同期タイミング生成器６２よりのＬ個のシンボル同期タイミング信号によりそれぞれサンプリングする。適応等化器６３では、これらのＬ個のサンプリング信号を用いて等化処理を行う。
【００１９】
図１３にこの場合の適応等化器６３の構成例を示す。サンプラ１６−１〜１６−Ｌよりのサンプリング信号は端子６４−１〜６４−Ｌからそれぞれ推定誤差出力部６５−１〜６５−Ｌに入力される。推定誤差出力部６５−１に示すように図６に示したと同様の構成のパラメータ推定器３１−１、レプリカ生成器３２−１、加算器３３−１、二乗器３４−１を備え、他の推定誤差出力部６５−２〜６５−Ｌも各々のシンボル同期タイミングに対応するパラメータ推定部、加算器、二乗器及びレプリカ生成器を備えている。この例では、レプリカ生成及びパラメータ推定はＬ個のシンボル同期タイミング毎に行い、各々の加算器の推定誤差信号の二乗値を全て加算器６６で足し合わせてブランチメトリックとして、ＭＬＳＥ処理部３５でＭＬＳＥ処理を行っている。ＭＬＳＥ処理部３５の代わりに他の適応等化処理を行ってもよい。
【００２０】
また図１４に示すように、各推定誤差出力部６５−１〜６５−ＬにそれぞれＭＬＳＥ処理部３５−１〜３５−Ｌをも用意し、それぞれ各シンボル同期タイミングごとに独立に等化処理を行った後、品質対応処理部６７において各ＭＬＳＥ処理部３５−１〜３５−Ｌの出力に対して、通信品質に応じた処理を行って最終的な出力を得る、といった構成とすることも可能である。この場合通信品質に応じた処理としては、例えば得られた等化器出力（ＭＬＳＥ処理出力）を用いて、図中に破線で示すようにこれらの多数決判定を多数決判定器６９で行う方法や、ＭＬＳＥ処理部３５−１〜３５−Ｌがそれぞれ出力した時のその出力と対応する加算器３３−１〜３３−Ｌの各誤差信号の二乗の大きさに応じた重みを、ＭＬＳＥ処理部３５−１〜３５−Ｌの出力にそれぞれ付けて加算器６８で加算し、その加算信号をしきい値回路６８ａで２値化して出力する。この後者については、推定誤差がより小さいものを通信品質が良いとして大きな重み付けを行えば良い。
【００２１】
また第３実施例のようにアダプティブアレーアンテナ処理合成部を用いることも可能である。この場合の構成例を図１５に示す。入力端子１１−１〜１１−Ｎよりの各受信信号は、シンボル同期タイミング生成器６２からの第１シンボル同期タイミング信号によりサンプラ１−１〜１−Ｎでそれぞれサンプリングされ、第２シンボル同期タイミング信号によりサンプラ２−１〜２−Ｎでそれぞれサンプリングされ、…、第Ｎシンボル同期タイミング信号によりサンプラＬ−１〜Ｌ−Ｎでそれぞれサンプリングされ、適応等化器７１に入力される。
【００２２】
適応等化器７１は図１６に示すようにサンプラ１−１〜１−Ｎの出力が推定誤差出力部７２−１に入力され、推定誤差出力部７２−１は図１０に示した構成と同様に、レプリカ生成器３２−１、誤差算出用加算器３３−１、誤差二乗器３４−１、アダプティブアレーアンテナ処理合成部５１−１、パラメータ推定器５５−１より構成される。サンプラ２−１〜２−Ｎの出力〜サンプラＬ−１〜Ｌ−Ｎの出力がそれぞれ推定誤差出力部７２−２〜７２−Ｌに入力される。推定誤差出力部７２−２〜７２−Ｌはそれぞれ推定誤差出力部７２−１と同様な構成とされている。推定誤差出力部７２−１〜７２−Ｌよりの二乗誤差信号は加算器６６で加算されてＭＬＳＥ処理部３５に入力される。
【００２３】
アダプティブアレーアンテナを用いることで、適応等化器の等化範囲外のパスを除去することができ、受信特性をさらに向上させることが可能となる。
以上の説明では、必要な部分をＬ系統用意することを前提にしてきたが、各部を時分割的に利用することによりＬよりも小さい値で実現することができ、これによりハードウェア規模の低減が図れる。
以上説明したように、この実施例では複数のシンボル同期タイミングを用いることで、より多くのパスを合成できるようになるため、受信特性が改善される。
第５実施例
この発明の第５実施例では、図１２及び図１５における電力比較器６１において、第４実施例のようにシンボル同期タイミング生成時に、単純に電力和の大きい順に固定的にＬ個のタイミングを選択するのではなく、図１７Ａに示すようにしきい値設定器７０にしきい値Ｔｈを予め設定し、電力測定部２２からの電力和中の電力比較器６１でしきい値Ｔｈを超えるＱ個（Ｑは１＜Ｑ＜Ｌ＜Ｍを満たす整数）に基づき、-Ｑ個のシンボル同期タイミングを生成する。この操作により、通信状況に応じて適応的にＱの値が選択されることとなり、例えば電力和が上からＬ番目以内ではあるが、等化処理を行っても受信特性の改善効果が小さいような小さな電力和の窓信号から求めたシンボル同期タイミングに対する等化処理を省略することができ、この結果、等化処理全体の演算量を削減することが可能となる。つまりクレーム中でＬ個のタイミング選択はＬ個は所定値ではなく、しきい値以上の電力和の数のことも意味するものである。
【００２４】
また、選択されたＬ点のうち上位数点で十分な受信特性を発揮できる窓信号内の電力和が得られる場合においても、それ以下の電力和に基づくシンボル同期タイミングについての等化処理を省略することで、受信特性をほとんど劣化させることなく、等化処理における演算量の削減が可能となる。つまり、比較的大きなしきい値を超える電力和の数が予め決めた数（例えば１とか２など）あれば、そのしきい値を超えた電力和に基づくシンボル同期タイミングについてのみ等化処理をする。例えば図１７Ｂに示すように電力測定部２２からのＭ個の電力和はそれぞれ電力比較器６１ａ，６１ｂ，６１ｃへ供給されそれぞれしきい値Ｔｈａ，Ｔｈｂ，Ｔｈｃ（Ｔｈａ＞Ｔｈｂ＞Ｔｈｃ）と比較され、各電力比較器６１ａ，６１ｂ，６１ｃはそれぞれＭ個の入力電力和中のしきい値を越えたものが出力され、電力比較器６１ａからは受信状態が良好であっても１又は２個の電力和が出力される程度にしきい値Ｔｈａが設定され、電力比較器６１ｂからは３乃至４個が出力され、比較器６１ｃでは５〜７個が出力されるように他のしきい値が選定される。電力比較器６１ｂの出力は禁止ゲート１２１へ供給され、禁止ゲート１２１は電力比較器６１ａよりしきい値を超える出力により禁止され、電力比較器６１ｃの出力は禁止ゲート１２２へ供給され、禁止ゲート１２２は電力比較器６１ｂよりしきい値を超える出力により禁止される。電力比較器６１ａ、禁止ゲート１２１，１２２の各出力はシンボル同期タイミング生成器６２に入力され、その入力された各電力和と対応したタイミングのシンボル同期タイミング信号を出力する。
【００２５】
この実施例では、Ｑの値が変動するため、レプリカ生成器やパラメータ推定器等を何系統用意するのかという問題が生じるが、ハードウェア規模に余裕のあるときには十分な数を用意し、Ｑの値が小さい場合は、このうちの一部を利用するという方法がある。この場合は、全てを動作させる場合と比較して、消費電力を減らせるといったメリットがある。また、ハードウェア規模を削減したい場合は、第４実施例で述べたように、レプリカ生成器やパラメータ推定器などを時分割で利用すれば良い。
第６実施例
この発明の第６実施例の機能構成を図１８に示す。この実施例ではシンボル同期タイミング生成器を２つ備えた構成となる。つまり図３に示した電力測定部２２からの電力和が最大となるタイミングにシンボル同期タイミング信号を生成するシンボル同期タイミング生成器２３の他に、図１に示した従来のシンボル同期タイミング生成器１５を設け、相関出力信号がしきい値信号設定器１４からのしきい値を超えるタイミング、つまり受信波の先行波のタイミングからシンボル同期タイミングを生成している。
【００２６】
これらシンボル同期タイミング生成器１５と２３からの各シンボル同期タイミング信号をタイミング選択器８１で切替えて、サンプラ１６へ供給する。この実施例では、各シンボル同期タイミングでのサンプリング信号に対する適応等化処理を例えば時分割的に行い、通信品質に応じて何れのシンボル同期タイミング信号で復調処理を行うか決定する。通信品質としては、例えば、各々のシンボル同期タイミング信号による、トレーニング信号区間の最後のシンボルにおける推定誤差信号を用い、これら誤差信号の大きさを比較し、推定誤差電力が小さくなるタイミングで復調処理を行うように、タイミング選択器８１を制御すればよい。
第７実施例
この発明の第７実施例の機能構成を、図３と対応する部分に同一参照番号を付けて図１９に示す。この実施例においては電力測定部９１で、図４Ｂに示したように順次ずれた窓信号＃１，＃２，＃３,…内の各相関出力信号の電力和を、順次出力してシンボル同期タイミング生成器９２に入力し、シンボル同期タイミング生成器９２では、入力された電力和が、しきい値信号設定器９３に設定されているしきい値信号を、最初に超えた時の窓信号のタイミングに基づいてシンボル同期タイミング信号を生成する。その他は図３に示した構成と同様である。この第７実施例においても、その相関出力信号の電力和は、サンプラ１６のサンプリング間隔でサンプルしたものの和を用いてもよい。
第８実施例
図２０Ａに示すように、電波の到来パスが異なる方向のいくつかの群Ｇ１，Ｇ２，…,ＧＰに分かれ、かつ図２０Ｂに示すようにこれらパスよりの受信信号Ｇ１′，Ｇ２′，…,ＧＰ′の遅延時間が大きく異なる伝搬路環境では、第１及び第２実施例（関連して第３，４，５，６実施例も含む）で示した構成では、適応等化器のタップ数が少ない場合、十分良好な受信特性が得られない場合がある。この実施例では、このような伝搬環境においても効果的に等化処理が行えるようにする。
【００２７】
この第８実施例の構成を図２１に、図３と対応する部分に同一参照番号に付加番号を付けて示す。この実施例では第２実施例で用いた構成に加え、Ｎ系統のアレーアンナテ受信信号を入力端子１１−１,…,１１−Ｎより入力とし、マルチビーム生成器１０１によりＰ系統のビームの受信信号を出力し、これらＰ系統ビーム受信信号がＰ系統の相関器１３−１，…,１３−Ｐへ出力されると共に、Ｐ系統のサンプラ１６−１，…,１６−Ｐへ出力され、相関器１３−１,…，１３−Ｐではその入力された各ビームの受信信号と同期ワード生成器１２からの同期ワード信号との相関がとられ、これら各相関出力信号は電力測定部２２−１，…,２２−Ｐにおいて窓信号生成器２１からの窓信号の範囲内における各相関出力信号の電力和がそれぞれ計算され、これらの計算はその窓信号の時間位置が順次ずらされて行われる。電力測定部２２−１，…,２２−Ｐよりの各順次出力される電力和はそれぞれシンボル同期タイミング生成器２３−１，…,２３−Ｐに入力され、各シンボル同期タイミング生成器２３−１，…,２３−Ｐにおいて、それぞれ電力和の中で最も電力が大きくなる窓信号のタイミングを用いて、シンボル同期タイミングを生成し、そのタイミングで、サンプラ１６−１，…,１６−Ｐの対応するビームの受信信号をサンプリングする。これらサンプラ１６−１，…,１６−Ｐの各サンプリング出力は適応等化器１０５へ供給される。
【００２８】
マルチビーム生成器１０１の構成例を図２２に示す。図１１に示したアダプティブアレーアンテナと同様に、各アンテナ受信入力端子１１−１，…,１１−Ｎよりの入力信号に対し、乗算器１０２−１,…,１０２−Ｎでそれぞれ重み付け係数を乗じ、これら乗算結果を加算器１０３−１で足し合わせることでマルチビームの１つのビームの出力信号を得る。図１１に示したアダプティブアレーアンナテの信号の到来状況に応じて適応的に重み付け係数を更新することにより、１つのビーム出力信号を出力するのに対して、マルチビーム生成器１０１では信号の到来状況に関わらず予め求めた重み付け係数を用いて固定方向の１つのビームの受信信号を出力し、かつそのような固定方向のビーム形成器１０４−１,…,１０４−Ｐの複数個を設ける点が異なる。このようにマルチビーム生成器１０１では、Ｐ組の重み付け係数を用いてＰ系統のビームをビーム形成器１０４−１,…，１０４−Ｐにより生成するが、それらのビームは、それぞれメインビーム方向が異なり、例えば図２３に示すように通常は全てのビームＧ１，…，ＧＰを用いることにより全ての電波到来方向をカバーできるように生成される。このような性質を持つビームは例えばＢｕｔｌｅｒ  Ｍａｔｒｉｘ回路を用いることで容易に生成できる。図２３はＢｕｔｌｅｒ  Ｍａｔｒｉｘ回路を用いて形成したマルチビームの例である（例えば、J. Ltva and T.K. Lo：“Digital Beamforming in Wireless Communications,”Artech House, Boston London pp. 22-34, (1996)参照）。
【００２９】
マルチビーム生成器１０１によって得られたＰ系統のマルチビーム受信信号Ｇ１′，…，ＧＰ′は、先に述べたようにそれぞれ相関器１３−１，…,１３−Ｐ、電力測定部２２−１，…,２２−Ｐを通して、シンボル同期タイミング生成器２３−１，…,２３−Ｐに入力され、Ｐ個のシンボル同期タイミング信号が生成される。これらＰ個のシンボル同期タイミング信号を用いてサンプラ１６−１，…,１６−Ｐにおいて、Ｐ系統のビーム受信信号Ｇ１′，…，ＧＰ′からＰ系統のサンプリング信号を生成する。つまり各シンボル同期タイミング生成器２３−１，…，２３−Ｐにおいては図２４に示すように図４を参照して説明したと同様に対応する電力測定部２２−１，…,２２−Ｐにおける各電力和が最も大となるタイミングがシンボル同期タイミングとされる。図２１では各ビーム系統ごとに相関器、電力測定部、シンボル同期タイミング生成器及びサンプラを用意しているが、これらの部を各々の系統において時分割で使用しても良い。
【００３０】
このようにして生成されたＰ系統のサンプリング信号は適応等化器１０５に入力され、等化処理が行われる。この実施例における適応等化器１０５の構成例を図２５に示し、図１０と対応する部分に同一参照番号を付けてある。サンプラ１６−１，…,１６−ＰからのＰ系統のサンプリング信号は線形合成器１０６において重み付けされた後合成され、この合成信号に対して等化処理が行われる。等化処理の内容については第３実施例と同様である。つまりこの場合の線形合成器１０６は図１０中のアダプティブアレイアンテナ処理合成部５１と対応する。線形合成器１０６に対する重み付け係数は固定としてもよい。
【００３１】
このように、マルチビームの各異なる方向のビーム毎にシンボル同期タイミングを検出することにより、図２４に示したように時間領域だけでなく空間領域も用いてシンボル同期タイミングを検出することが可能となる。図２０に示した到来電波のパス例のように、到来パス群Ｇ１，…，ＧＰ間で受信信号の遅延時間が大きく異なり、かつ空間的にも離れている場合において、受信信号を空間領域で分離し、分離した受信信号毎にシンボル同期タイミングを検出することにより、適応等化器１０５の等化範囲が小さい場合でも、十分良好な受信特性を得ることができる。
【００３２】
この図２１に示したマルチビーム生成器１０１を用い、各ビームごとに受信信号に対し、この発明によるシンボル同期を行う手法は先に述べた第１乃至第７実施例に対しても適用することができる。図１２に示したように和電力が大きいＬ個のタイミングを用いる場合は、図２１中の各サンプラ１６−１，…,１６−Ｐのそれぞれについて、Ｌ個のサンプラを設け、つまり、図１５中の入力端子１１−１，…,１１−Ｎに、マルチビーム生成器１０１からのＰ個の出力信号をそれぞれ供給したと同様な構成とすればよく、適応等化器１０５の構成は例えば図１６に示したものと同様な構成とすればよい。
第９実施例
図２６Ａに示すように、電波が複数パスＧ１，…，ＧＰより到来しているが、図２６Ｂに示すようにそのうち受信電力が比較的大きいパスの受信信号Ｇ１′が他のパスの受信信号Ｇ２′，…，ＧＰ′より時間的に離れて到来している伝搬路環境を考える。この場合、第１乃至８実施例で示した構成では電力の大きい１つのパスの受信信号Ｇ１′が窓信号内に入るようにシンボル同期タイミングを合わせることになり、他のパスの受信信号Ｇ２′，…，ＧＰ′は等化範囲ＴAER 外に存在することになる。この結果等化範囲ＴAER 内の電力は最大となるが、パスが１つしかないためパスダイバーシチ効果を十分に得られず、フェージング環境下では良好な受信特性が得られない場合がある。この実施例ではこのような伝搬環境においても良好な受信特性を得られるようにする。
【００３３】
この第９実施例の機能構成を図２７に図１２と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この実施例では第１乃至８実施例で用いた電力測定部２２の代わりに電力分散値測定部１３１を用いることを特徴としている。電力分散値測定部１３１は、窓信号生成器２１よりの窓信号としきい値信号設定器１３２より出力される、しきい値信号Ｐthを入力とし、窓信号内における１サンプル毎の相関出力信号電力を測定し、その電力平均値ＰN を平均値計算部１３１ａで計算し、また電力分散値σ2 を分散値計算部１３１ｂで算出する。算出された電力平均値ＰN が上記しきい値信号Ｐthより大きいと、比較部１３１ｃで判定したものと対応する電力分散値σ2 を、例えば分散値が小さい順にＫ個（Ｋは１以上の整数）を分散値比較部１３１ｄで選択出力する。Ｋの値はハードウェア規模を考慮して決定すれば良い。なお窓信号内の各相関出力信号のサンプル値をｘ（ｎ）、窓信号内のサンプル数をＮとすると分散値σ2 はσ2 ＝（１／Ｎ）Σn-1N（ｘ（ｎ）−ＰN)2 により求められる。
【００３４】
上記電力分散値測定部１３１によって出力された電力分散値σ2 は、シンボル同期タイミング生成器１３３に入力され、これらＫ個の各電力分散値σ2と対応するタイミング、例えば対応する窓信号の立上りタイミングに基づきシンボル同期タイミング信号を出力する。例えば窓信号内の分散値が０となる時は、窓信号内の各サンプル点にパスが等電力で存在している状態を示しており、適応等化処理によりパスダイバーシチ効果を最大限得ることができる。以上の過程によりシンボル同期タイミング信号が生成され、サンプラ１６−１〜１６−Ｋにより、受信信号のサンプリング信号が生成され、これらサンプリング信号は適応等化器６３に入力され、等化処理が行われる。この実施例における適応等化器６３の構成は図１３、図１４に示したものと同様の構成を使用することができる。
【００３５】
このようにこの第９実施例を用いることで、合成信号電力は最大とは限らないが、等化範囲内に多くのパスが存在するシンボル同期タイミングを検出することができ、パスダイバーシチ効果により、フェージング環境下においても良好な受信特性を期待できる。
第１０実施例
この第１０実施例は図２８に示すように、図１８に示した第６実施例に図２７に示した電力分散値測定部１３１を用いる構成を加えたものである。第６実施例では２つであったシンボル同期タイミング生成器１５及び２３（図１２中の６２）の他に、３つ目のシンボル同期タイミング生成器１３３を備える。これらシンボル同期タイミング生成器１５，６２及び１３３からの各シンボル同期タイミング信号をタイミング選択器８１で切り替えて、サンプラ１６−１〜１６−Ｌ（又は１６−Ｋ）へ供給する。サンプラとしてはＬとＫの大きい方の数だけ用意する。
【００３６】
第６実施例と同様に、各同期タイミングで適応等化処理を例えば時分割的に行い、通信品質を基準に何れのシンボル同期タイミング信号をとるかをタイミング選択器８１を制御して決定する。
この結果、より伝搬環境に適したシンボル同期タイミングを検出することが可能となり、受信特性の向上が期待できる。なお図２８において、電力測定器２２、電力比較器６１及びシンボル同期タイミング生成器６２と、しきい値信号設定器１４及びシンボル同期タイミング生成器１５との一方を省略してもよい。
【００３７】
これら第９実施例、第１０実施例により、電波が複数パスで到来し、しかも、そのうち受信電力が比較的大きいパスが他のパスより時間的に離れて到来している伝搬路環境においても、適応等化器においてパスダイバーシチ効果をより獲得できるシンボル同期タイミングを検出することが可能となり、受信特性を改善できる。
第７実施例乃至第９実施例のそれぞれに対しても第２実施例を適用し、電力測定部９１又は電力分散測定部１３１において、窓信号の範囲内の相関出力信号を、サンプラ１６又は１６−１〜１６−Ｐのサンプリング間隔毎にサンプルし、これらサンプリング信号の電力和又は電力分散値を計算してもよい。またこの第６実施例、第７実施例、第９実施例及び第１０実施例に対しても、第３実施例と同様に適応等化器１７をアダプティブアレーアンテナ処理と適応等化処理とを併用する時空等化構成としてもよい。更に第６実施例と同様に、第７実施例、第８実施例に図１に示した従来のシンボル同期タイミング生成器１５を併用し、両シンボル同期タイミング信号を通信品質に応じて選択的に使用するようにしてもよい。第９実施例及び第１０実施例においてＫが複数の場合に、図１３又は図１４に示す適応等化処理を行えばよい。第９実施例及び第１０実施例に対しても第８実施例に示したようなマルチビーム受信にも適用できる。
【００３８】
上述した各実施例はそれぞれコンピュータによりプログラムを実行させて機能させることもできる。
【００３９】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明により、適応等化器における等化処理をより効果的に行えるシンボル同期タイミングを検出することが可能となり、受信特性を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の適応等化装置の機能構成を表す図。
【図２】従来のシンボルタイミング手段における相関出力信号と検出タイミングの例を表す波形図。
【図３】この発明の第１実施例の機能構成を表す図。
【図４】この発明に用いる相関出力信号と窓信号の関係例を示す波形図。
【図５】Ａは図３中の電力測定部２２の具体例を示す図、Ｂはその他の例を示す図である。
【図６】図３中の適応等化器１７（ＭＬＳＥ型適応等化器）の機能構成例を表す図。
【図７】図６中のレプリカ生成器３２の構成例を表わす図。
【図８】この発明の第２実施例における電力測定部２２の具体例を示す図。
【図９】この発明の第３実施例の機能構成例を表す図。
【図１０】図９中の適応等化器４１の機能構成例を表す図。
【図１１】図９中のアダプティブアレーアンテナ処理合成部５１の構成例を表す図。
【図１２】この発明の第４実施例の機能構成例を表す図。
【図１３】図１２中の適応等化器６３の機能構成例を表す図。
【図１４】図１２中の適応等化器６３の他の機能構成例を表す図。
【図１５】第４実施例においてアダプティブアレーアンテナ処理合成部を用いた場合の機能構成例を表す図。
【図１６】図１５中の適応等化器７１の機能構成例を表す図。
【図１７】Ａはしきい値以上の電力和に基づくタイミングを検出する例を示す機能構成図、Ｂは電力和の大きさに応じた数のタイミングを検出する例を示す機能構成図である。
【図１８】この発明の第６実施例の機能構成を表す図。
【図１９】この発明の第７実施例の機能構成を表す図。
【図２０】Ａは電波の到来パスが異なる方向の群に分かれている状態例を示す図、Ｂは異なる方向のパス間で受信信号の遅延時間が大きく異なる例を示す図である。
【図２１】この発明の第８実施例の機能構成を表す図。
【図２２】図２１中のマルチビーム生成器１０１の具体例を示す図。
【図２３】マルチビームの例を示す図。
【図２４】図２１に示した実施例におけるシンボル同期タイミングの生成動作を示す図。
【図２５】図２１中の適応等化器１０５の具体的機能構成例を示す図。
【図２６】Ａは電波の到来パスが異なる方向に分かれている状態例を示す図、Ｂは１つのパスの受信電力が大きく、これと遅延時間が大きく異なる小さい受信電力の複数のパスが生じている状態を示す図である。
【図２７】この発明の第９実施例の機能構成を示す図。
【図２８】この発明の第１０実施例の機能構成を示す図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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