(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正母線と負母線の間に、各相毎に、主スイッチング素子（３ａ〜３ｆ）と、この主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオード手段（４ａ〜４ｆ）が複数直列接続されて構成されており、直流電圧源（１）と負荷（５）との間に設けられて電力変換を行う電力変換部（２）と、
前記正母線と前記負母線の間に直列接続された共振用コンデンサ（６）と共振用リアクトル（７）を有する共振回路（８）と、
前記複数の主スイッチング素子を所定のパターンでスイッチングさせて前記電力変換を行わせる制御手段（１３）と、
前記直流電圧源に直列に接続され、前記正母線と前記負母線の間に直列接続された複数の主スイッチング素子がオンしたときに、それらの主スイッチング素子に過電流が流れるのを防止する過電流防止手段（９）とを備え、
前記制御手段は、スイッチングさせる相における前記正母線と前記負母線の間に直列接続された複数の主スイッチング素子のうち、それまでオフしていた主スイッチング素子をオンさせて前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルによる共振を開始させ、この共振により共振電流が負荷電流より大きくなってオフに切り換える主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオード手段に電流が流れているときに、前記オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるものであり、
さらに、前記正母線と前記負母線の間の電圧を検出する電圧検出回路（１５）を備え、
前記制御手段は、前記電圧検出回路によって検出された前記正母線と前記負母線の間の電圧が負の電圧になったときに、前記オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる共振形電力変換装置であって、
前記過電流防止手段は、リアクトル（９ａ）であり、前記リアクトルは、前記共振用コンデンサおよび前記共振用リアクトルにより共振を行うときに、前記リアクトルと前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルによって共振が生じないようなインダクタンス値を有するものであり、
さらに、前記リアクトルと結合された電圧クランプ用リアクトル（１０ａ）を有して前記正母線と前記負母線の間の電圧を所定電圧にクランプする電圧クランプ回路（１０）を備え、前記制御手段は、前記電圧クランプ用リアクトルに流れる電流がゼロ又は極小値になっている状態を検出して、前記共振を開始させることを特徴とする共振形電力変換装置。
【請求項２】
正母線と負母線の間に、各相毎に、主スイッチング素子（３ａ〜３ｆ）と、この主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオード手段（４ａ〜４ｆ）が複数直列接続されて構成されており、直流電圧源（１）と負荷（５）との間に設けられて電力変換を行う電力変換部（２）と、
前記正母線と前記負母線の間に直列接続された共振用コンデンサ（６）と共振用リアクトル（７）を有する共振回路（８）と、
前記複数の主スイッチング素子を所定のパターンでスイッチングさせて前記電力変換を行わせる制御手段（１３）と、
前記直流電圧源に直列に接続され、前記正母線と前記負母線の間に直列接続された複数の主スイッチング素子がオンしたときに、それらの主スイッチング素子に過電流が流れるのを防止する過電流防止手段（９）とを備え、
前記制御手段は、スイッチングさせる相における前記正母線と前記負母線の間に直列接続された複数の主スイッチング素子のうち、それまでオフしていた主スイッチング素子をオンさせて前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルによる共振を開始させ、この共振により共振電流が負荷電流より大きくなってオフに切り換える主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオード手段に電流が流れているときに、前記オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるものであり、
さらに、前記複数の主スイッチング素子のそれぞれの両端間電圧を検出する電圧検出回路（１５）を備え、
前記制御手段は、前記オフに切り換える主スイッチング素子の両端間電圧を前記電圧検出回路によって検出し、前記オフに切り換える主スイッチング素子の両端間電圧が負の電圧になったときに、前記オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる共振形電力変換装置であって、
前記過電流防止手段は、リアクトル（９ａ）であり、前記リアクトルは、前記共振用コンデンサおよび前記共振用リアクトルにより共振を行うときに、前記リアクトルと前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルによって共振が生じないようなインダクタンス値を有するものであり、
さらに、前記リアクトルと結合された電圧クランプ用リアクトル（１０ａ）を有して前記正母線と前記負母線の間の電圧を所定電圧にクランプする電圧クランプ回路（１０）を備え、前記制御手段は、前記電圧クランプ用リアクトルに流れる電流がゼロ又は極小値になっている状態を検出して、前記共振を開始させることを特徴とする共振形電力変換装置。
【請求項３】
正母線と負母線の間に、各相毎に、主スイッチング素子（３ａ〜３ｆ）と、この主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオード手段（４ａ〜４ｆ）が複数直列接続されて構成されており、直流電圧源（１）と負荷（５）との間に設けられて電力変換を行う電力変換部（２）と、
前記正母線と前記負母線の間に直列接続された共振用コンデンサ（６）と共振用リアクトル（７）を有する共振回路（８）と、
前記複数の主スイッチング素子を所定のパターンでスイッチングさせて前記電力変換を行わせる制御手段（１３）と、
前記直流電圧源に直列に接続され、前記正母線と前記負母線の間に直列接続された複数の主スイッチング素子がオンしたときに、それらの主スイッチング素子に過電流が流れるのを防止する過電流防止手段（９）とを備え、
前記制御手段は、スイッチングさせる相における前記正母線と前記負母線の間に直列接続された複数の主スイッチング素子のうち、それまでオフしていた主スイッチング素子をオンさせて前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルによる共振を開始させ、この共振により共振電流が負荷電流より大きくなってオフに切り換える主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオード手段に電流が流れているときに、前記オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるものであり、前記共振を開始してから所定時間が経過したときに、前記オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる共振形電力変換装置であって、
前記過電流防止手段は、リアクトル（９ａ）であり、前記リアクトルは、前記共振用コンデンサおよび前記共振用リアクトルにより共振を行うときに、前記リアクトルと前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルによって共振が生じないようなインダクタンス値を有するものであり、
さらに、前記リアクトルと結合された電圧クランプ用リアクトル（１０ａ）を有して前記正母線と前記負母線の間の電圧を所定電圧にクランプする電圧クランプ回路（１０）を備え、前記制御手段は、前記電圧クランプ用リアクトルに流れる電流がゼロ又は極小値になっている状態を検出して、前記共振を開始させることを特徴とする共振形電力変換装置。
【請求項４】
前記負荷と前記リアクトルと前記共振用リアクトルのそれぞれのインダクタンス成分Ｌｍ、Ｌｄ、Ｌｒが、Ｌｍ＞Ｌｄ＞Ｌｒの関係を満たしていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の共振形電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機、交流回転機などの負荷と直流電源との間に設けられて電力変換を行う共振形電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、共振形電力変換装置として、共振回路によって常時共振を行う全共振型のものがある。この場合、常時共振を行っているため共振用リアクトルでの導通損失が大きくなるという問題がある。この問題を解決するものとして、スイッチング時にのみ共振を行う部分共振形のものが提案されており、その一例として、図２１に示すものがある（ＵＳＰ５，０４７，９１３号明細書参照）。
【０００３】
この図２１は、３相共振形電力変換装置の１相分を表している。図に示すように、直列接続された分圧用コンデンサ４２、４３から構成される回路と、直列接続されたフライホイールダイオード４９、５０から構成される回路と、直列接続された主スイッチング素子５１、５２から構成される回路と、直列接続された共振用コンデンサ５３、５４から構成される回路が、それぞれ直流電圧源４１に対して並列に接続されている。
【０００４】
また、補助スイッチング素子４６とフライホイールダイオード４４が逆並列接続された回路と、補助スイッチング素子４７とフライホイールダイオード４５が逆並列接続された回路と、共振用リアクトル４８が直列接続された回路が設けられており、その一方の端子は分圧用コンデンサ４２、４３の接続点に接続され、他方の端子は、フライホイールダイオード４９、５０の接続点と、主スイッチング素子５１、５２の接続点と、共振用コンデンサ５３、５４の接続点にそれぞれ接続されている。
【０００５】
このような構成において、主スイッチング素子５１をオンからオフに、主スイッチング素子５２をオフからオンにスイッチングする場合、補助スイッチング素子４６をオンして、共振用インダクタ４８と共振用コンデンサ５３により共振を発生させ、主スイッチング素子５１の電圧が０Ｖとなった時にスイッチングを行う。また、主スイッチング素子５１をオフからオンに、主スイッチング素子５２をオンからオフにスイッチングする場合、補助スイッチング素子４７をオンして、共振用インダクタ４８と共振用コンデンサ５４により共振を発生させ、主スイッチング素子５２の電圧が０Ｖとなった時にスイッチングを行う。このような動作により、スイッチング損失をゼロにすることができる。
【０００６】
なお、他の２相については、分圧用コンデンサ４２、４３を共通使用して、上記した構成要素４４〜５４と同じ構成のものが備えられている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した３相共振形電力変換装置においては、共振用リアクトル３個、共振用コンデンサ６個、補助スイッチング素子６個、フライホイールダイオード６個が必要となる。さらに、各相に共通した部品として、分圧用コンデンサ２個が必要である。よって、これらの付加部品による電力変換装置の大型化や高コスト化、補助スイッチング素子を付加したことによる制御回路の複雑化という問題がある。
【０００８】
本発明は上記問題に鑑みたもので、上記したような複雑な構成にすることなく簡素な構成で部分共振形の電力変換装置を実現することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明においては、共振用コンデンサ（６）と共振用リアクトル（７）を有する１つの共振回路（８）により、複数相の主スイッチング素子（３ａ〜３ｆ）を有する電力変換部（２）の上下アームを短絡して共振を発生させ、この共振時に電力変換部の主スイッチング素子をスイッチングさせて転流を行うようにしている。
【００１０】
ここで、請求項１〜４に記載の発明では、スイッチングさせる相における正母線と負母線の間に直列接続された複数の主スイッチング素子のうち、それまでオフしていた主スイッチング素子をオンさせて共振用コンデンサと共振用リアクトルによる共振を開始させ、この共振により共振電流が負荷電流より大きくなってオフに切り換える主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオード手段に電流が流れているときに、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる制御手段（１３）を設けている。
【００１１】
このように共振によってフライホイールダイオード手段に電流が流れはじめた状態においては、そのフライホイールダイオード手段に逆並列接続された主スイッチング素子をオフにスイッチングさせても、スイッチング損失が発生しない。従って、ゼロ電圧スイッチングを実現することができる。この場合、直列接続された共振用コンデンサおよび共振用リアクトルによって、各相の主スイッチング素子をゼロ電圧スイッチングしているため、従来のような補助スイッチング素子を使用することなく共振形の電力変換装置を実現することができる。
【００１２】
ここで、上記したオフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるために、請求項１に記載の発明では、正母線と負母線の間の電圧を検出する電圧検出回路（１５）を備え、制御手段は、電圧検出回路によって検出された正母線と負母線の間の電圧が負の電圧になったときに、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる。また、請求項２に記載の発明では、正母線と負母線の間の電圧を検出する電圧検出回路（１５）を備え、制御手段は、オフに切り換える主スイッチング素子の両端間電圧を電圧検出回路によって検出し、オフに切り換える主スイッチング素子の両端間電圧が負の電圧になったときに、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる。さらに、請求項３に記載の発明では、共振を開始してから所定時間が経過したときに、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる。
【００１４】
また、請求項１〜４に記載の発明では、主スイッチング素子のスイッチング時に直流電圧源（１）から主スイッチング素子に過電流が流れるのを防止する過電流防止手段（９）を設けているので、過電流による主スイッチング素子の破壊を防止することができる。この過電流防止手段としては、請求項１〜３に記載の発明のようにリアクトル（９ａ）とし、共振用コンデンサと共振用リアクトルにより共振を行うときに、リアクトルと共振用コンデンサと共振用リアクトルによって共振が生じないようなインダクタンス値を有するものとすることができる。この場合、請求項４に記載のように、過電流を防止するリアクトルと共振用リアクトルのインダクタンス成分Ｌｄ、Ｌｒの関係がＬｄ＞Ｌｒとなるようにする必要がある。さらに、電力変換部から負荷へ電力を問題なく供給できるように、負荷とリアクトルのインダクタンス成分Ｌｍ、Ｌｄの関係をＬｍ＞Ｌｄとするとよい。
【００１５】
また、請求項１〜３に記載の発明のように、上記したリアクトルと結合された電圧クランプ用リアクトル（１０ａ）を有して正母線と負母線の間の電圧を所定電圧にクランプする電圧クランプ回路（１０）を設けるようにすれば、正母線と負母線の間の電圧を所望の電圧に制限することができる。この場合、電圧クランプ用リアクトルに流れる電流がゼロ又は極小値になっている状態を検出して共振を開始させるようにすれば、クランプ時の電流変動に影響されずに共振を発生させることができる。
【００２１】
なお、上記した括弧内の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示す実施形態について説明する。
図１に、本発明の一実施形態に係る共振形電力変換装置の全体構成を示す。なお、この実施形態では、直流電圧源１の直流電圧を電力変換部２により交流電圧に変換し、３相交流電動機などの負荷５を駆動するようにしている。
【００２３】
この電力変換部２は、正母線と負母線の間に、自己消弧型スイッチング素子として主スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）３ａ〜３ｆが３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）でブリッジ結線された構成となっている。また、主スイッチング素子３ａ〜３ｆには、逆並列ダイオード（フライホイールダイオード）４ａ〜４ｆがそれぞれ接続されている。そして、１つの主スイッチング素子とこれに逆並列接続された１つのフライホイールダイオードにより１つのアームを構成しており、正母線に接続されている方が上アーム、負母線に接続されている方が下アームとなる。また、この電力変換部２において、主スイッチング素子３ａ、３ｂ、主スイッチング素子３ｃ、３ｄ、主スイッチング素子３ｅ、３ｆは、制御部１３によってそれぞれ１２０°位相をずらしてオンオフ制御され、負荷５に３相の交流電圧を出力する。
【００２４】
また、正母線と負母線の間には、共振用コンデンサ６および共振用リアクトル７が直列接続されている。共振用コンデンサ６および共振用リアクトル７は、共振回路８を構成しており、後述するように、正母線と負母線間の上下アームのそれぞれの主スイッチング素子が共にオンして、共振電流が流れる経路が形成されたときに共振を行う。
【００２５】
また、直流電圧源１に直列に短絡防止手段９が接続されている。この短絡防止手段９としては、例えばリアクトル９ａを用いることができる。このリアクトル９ａは、共振用リアクトル７のインダクタンス成分よりも大きいもので、正母線と負母線間の上下アームのそれぞれの主スイッチング素子が共にオンして、正母線と負母線の間が短絡しても各主スイッチング素子に過電流が流れるのを防止している。すなわち、上下アームが短絡したときの直流電圧源１と電力変換部２の間の短絡をリアクトル９ａにより防止し、主スイッチング素子に過電流が流れないようにしている。
【００２６】
さらに、正母線と負母線の間の電圧を所定電圧にクランプする電圧クランプ回路１０が設けられている。この電圧クランプ回路１０は、リアクトル９ａと差動接続された電圧クランプ用リアクトル１０ａとダイオード１０ｂから構成されている。電圧クランプ用リアクトル１０ａとダイオード１０ｂは、直流電圧源１に並列接続されており、クランプ時に電圧クランプ用リアクトル１０ａに電流が流れたとき、直流電圧源１に電力を回生させるように構成されている。なお、電圧クランプ用リアクトル１０ａの巻き数とリアクトル９ａの巻き数の比は、ｎ（１＜ｎ）となっている。
【００２７】
上記構成において、その作動を、図３に示す信号波形図を参照して説明する。なお、図３において、ｉS1は上アームを流れる電流、ｉS2は下アームを流れる電流、ｉLrは共振用リアクトル７を流れる電流、ｉLdはリアクトル９ａを流れる電流、ｉLcは電圧クランプ用リアクトル１０ａに流れる電流、ＶPNは共振用コンデンサ６および共振用リアクトル７の両端間の電圧、すなわち上下アーム間電圧を示している。
【００２８】
電力変換部２のスイッチング動作を、スイッチングさせる相をＵ相として、主スイッチング素子３ａからフライホイールダイオード４ｂへの転流、さらにフライホイールダイオード４ｂから主スイッチング素子３ａへの転流を例にとって説明する。
まず、主スイッチング素子３ａからフライホイールダイオード４ｂに転流を行う場合について説明する。この転流を行う前の状態においては、主スイッチング素子３ａがオンして負荷側に電流が供給されている。そして、主スイッチング素子３ｂをオンする（図３のｔa 時点）と、正母線と負母線の間が短絡、すなわち電力変換部２の上下アームが短絡し、共振用コンデンサ６、共振用リアクトル７、主スイッチング素子３ａ、３ｂにより共振経路が形成されて共振電流が流れ始める。このとき、共振電流と負荷電流ｉl とは同一方向に流れるため、主スイッチング素子３ａには負荷電流と共振電流が重畳した電流が流れる。また、主スイッチング素子３ｂには共振電流が流れる。なお、電力変換部２をアーム短絡させても、リアクトル９ａにより各主スイッチング素子に過電流は流れない。また、共振用コンデンサ６と共振用リアクトル７により共振を行うときに、リアクトル９ａは、上下アームの短絡時にリアクトル９ａと共振用コンデンサ６と共振用リアクトル７によって共振が生じないように共振用リアクトル７より十分大きなインダクタンス値（例えば２桁程度大きい値）を有している。
【００２９】
この後、共振電流が逆極性となり、共振電流の絶対値が負荷電流よりも大きくなる（図３のｔb 時点〜ｔc 時点）と、フライホイールダイオード４ａ、４ｂを通って電流が流れる。このため、主スイッチング素子３ａ、３ｂの各コレクタエミッタ間電圧は負となる。このｔb からｔc の期間において、主スイッチング素子３ａのゲート端子にオフ信号を与えると、ゼロ電圧スイッチングによりスイッチング損失が発生しない。
【００３０】
そして、共振電流が次第に減少し、フライホイールダイオード４ａがオフすると、負荷電流はフライホイールダイオード４ｂを流れ始める（図３のｔc 時点）。このとき、リアクトル９ａを流れる電流のうち、フライホイールダイオード４ｂに流れる電流と同等の電流が、共振用コンデンサ６、共振用リアクトル７を通して流れるため、共振用コンデンサ６が充電され、共振用コンデンサ６の正極の電位が上昇する。そして、共振用コンデンサ６および共振用リアクトル７の両端間の電圧ＶPNが直流電圧源１の直流電圧の（１＋１／ｎ）倍になったとき（図３のｔd 時点）、電圧ＶPNはこの値にクランプされ、電圧クランプ用リアクトル１０ａと電圧クランプ用ダイオード１０ｂからなる電圧クランプ回路１０に電流が流れ始め、直流電圧源１に電力が回生される。なお、ｎは（電圧クランプ用リアクトル１０ａの巻数）／（リアクトル９ａの巻数）である。また、リアクトル９ａを流れる電流と電圧クランプ用リアクトル１０ａを流れる電流は、スイッチング周期ではほとんど変化しない。
【００３１】
次に、フライホイールダイオード４ｂから主スイッチング素子３ａに転流を行う場合について説明する。
主スイッチング素子３ａをオンする（図３のｔe 時点）と、電力変換部２の上下アームが短絡し、共振用コンデンサ６、共振用リアクトル７、主スイッチング素子３ａ、３ｂによる共振経路で共振電流が流れる。このとき、共振電流と負荷電流ｉl とは同一方向に流れるため、主スイッチング素子３ａには負荷電流と共振電流が重畳した電流が流れる。
【００３２】
この後、共振電流が逆極性となり、共振電流の絶対値が負荷電流よりも大きくなる（図３のｔf 時点〜ｔg 時点）と、フライホイールダイオード４ａ、４ｂを通って電流が流れる。このため、主スイッチング素子３ａ、３ｂの各コレクタエミッタ間電圧は負となる。このｔf からｔg の期間において、主スイッチング素子３ｂのゲート端子にオフ信号を与えると、ゼロ電圧スイッチングによりスイッチング損失が発生しない。そして、共振電流が次第に減少すると、フライホイールダイオード４ａ、４ｂの順にオフし、共振が終了して初期状態に戻る。
【００３３】
なお、Ｕ相以外の他のＶ相、Ｗ相においても、上記と同様の転流動作を行ってゼロ電圧スイッチングを行う。
このように本実施形態によれば、１組の共振用コンデンサ６、共振用リアクトル７を用いて、３相分の主スイッチング素子をゼロ電圧スイッチングする一括転流を行う構成としているので、従来のような補助スイッチング素子を使用することなく部分共振形の電力変換装置を実現することができる。
【００３４】
次に、上記した主スイッチング素子３ａ〜３ｆをスイッチング制御して電力変換部２から所望の交流電圧を出力させる制御部１３について説明する。
この制御部１３は、図１に示すように、ゲート信号発生回路１４と、電圧検出回路１５と、制御回路１６と、ドライブ回路１７によって構成されている。図２に、それらの具体的な回路構成を示す。
【００３５】
図２において、ゲート信号発生回路１４は、Ｕ相上アームゲート信号発生回路１４ａ、Ｕ相下アームゲート信号発生回路１４ｂ、Ｖ相上アームゲート信号発生回路１４ｃ、Ｖ相下アームゲート信号発生回路１４ｄ、Ｗ相上アームゲート信号発生回路１４ｅ、Ｗ相下アームゲート信号発生回路１４ｆから構成されており、例えば、負荷５を駆動するためのパルス幅変調された信号（ＰＷＭ信号）をそれぞれ出力する。
【００３６】
電圧検出回路１５は、共振用コンデンサ６および共振用リアクトル７の両端間の電圧、すなわち上下アーム間電圧ＶPNを検出する。
制御回路１６は、コンパレータ１６ａと、ＯＲゲート１６ｂ〜１６ｇと、ラッチ回路１６ｈ〜１６ｍから構成されており、上アームゲート信号、下アームゲート信号をドライブ回路１７に出力する。
【００３７】
このような構成において、上記したＵ相での転流を例にとって制御部１３の作動を説明する。
転流を行う前の状態においては、図３に示すように、Ｕ相上アームゲート信号発生回路１４ａから出力される上アームＰＷＭ信号がハイレベル（図３中においてＯＮで示す）、Ｕ相下アームゲート信号発生回路１４ｂから出力される下アームＰＷＭ信号がローレベル（図３中においてＯＦＦで示す）になっており、ラッチ回路１６ｈから出力される上アームゲート信号がハイレベル、ラッチ回路１６ｉから出力される下アームゲート信号がローレベルになっている。また、上下アーム間電圧ＶPNは正の電圧になっているため、その電圧が電圧検出回路１５にて検出され、コンパレータ１６ａからはハイレベルの信号が出力されている。
【００３８】
この状態において、転流を行うために上アームＰＷＭ信号がハイレベルからローレベルに変化（ＯＮ→ＯＦＦ）し、下アームＰＷＭ信号がローレベルからハイレベルに変化（ＯＦＦ→ＯＮ）したとする。このとき、ラッチ回路１６ｉにおいては、ＣＬＫ（クロック）端子に入力される電圧がハイレベルに変化するため、下アームゲート信号がハイレベルになる。従って、主スイッチング素子３ｂがオンし（図３のｔa 時点）、上述したように共振用コンデンサ６、共振用リアクトル７、主スイッチング素子３ａ、３ｂにより共振電流が流れる経路が形成されて共振が発生する。
【００３９】
この後、共振電流が逆極性となり、共振電流の絶対値が負荷電流よりも大きくなる（図３のｔb 時点）と、フライホイールダイオード４ａ、４ｂを通って電流が流れる。このため、上下アーム間電圧ＶPNが負の電圧になり、コンパレータ１６ａから出力される信号がローレベルになる。そして、ＯＲ回路１６ｂの出力がローレベルとなり、ラッチ回路１６ｈから出力される上アームゲート信号がローレベルになるため、主スイッチング素子３ａがオフ信号し、ゼロ電圧スイッチングが行われる。
【００４０】
また、上アームＰＷＭ信号がハイレベルに変化（ＯＦＦ→ＯＮ）し、下アームＰＷＭ信号がローレベルに変化（ＯＮ→ＯＦＦ）する場合には、まずラッチ回路１６ｈから出力される上アームゲート信号がハイレベルになって主スイッチング素子３ａがオンする（図３のｔe 時点）。
この後、共振電流が逆極性となり、共振電流の絶対値が負荷電流よりも大きくなる（図３のｔf 時点）と、フライホイールダイオード４ａ、４ｂを通って電流が流れ、上下アーム間電圧ＶPNが負の電圧になる。このため、コンパレータ１６ａから出力される信号がローレベルになり、ラッチ回路１６ｉから出力される下アームゲート信号がローレベルになるため、主スイッチング素子３ｂがオフ信号し、ゼロ電圧スイッチングが行われる。
【００４１】
なお、上記した実施形態においては、上下アーム間電圧ＶPNが負の電圧になったことを検出して、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるようにしていたが、共振用コンデンサ６と共振用リアクトル７による共振が開始して上下アーム間電圧ＶPNが０Ｖ近傍の正の電圧に低下したことを検出して、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるようにしてもよい。要は、共振用コンデンサ６と共振用リアクトル７による共振によって正母線と前記負母線の間の電圧が実質的に０Ｖになったことを検出して、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるようにすればよい。
【００４２】
また、上記した実施形態においては、負荷５として交流電動機を用いるものを示したが、回生制動を行う交流回転機であってもよい。
また、上記した実施形態においては、主スイッチング素子３ａ〜３ｆとしてＩＧＢＴを用いるものを示したが、ＭＯＳＦＥＴ、パワートランジスタ、サイリスタ、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）、ＭＣＴ（モスコントロールサイリスタ）などを用いることができる。
【００４３】
また、上記した実施形態においては、フライホイールダイオード手段としてフライホイールダイオード４ａ〜４ｆを用いるものを示したが、それと同様の整流作用を有するものであれば、他のものを用いてもよい。
また、共振回路８における直列接続された共振用コンデンサ６と共振用リアクトル７は、予め用意された複数の共振用コンデンサと複数の共振用リアクトルの中からそれぞれ選択された１つ若しくは複数のものの組み合わせのものとしてもよい。このようにすることによって、所望の共振周波数および／又は出力電流のピーク値を設定することができる。なお、共振用コンデンサ６と共振用リアクトル７は、直列接続されていればその接続順序は逆であってもよい。
【００４４】
また、上記した実施形態においては、制御回路１６をハードウェアにて構成するものを示したが、マイクロコンピュータ等のコンピュータ手段によるソフトウェアにて構成することもできる。この場合の制御処理を図４に示す。なお、この図４に示すものは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相における１つの相についてスイッチングを行う場合の制御処理を示している。
【００４５】
まず、他の相のスイッチングによって上下アームが短絡しているか否かを判定する（ステップ１０１）。上下アームが短絡しているときには、そのままスイッチングを行ってもゼロ電圧スイッチングとなるので、その相のスイッチングを行う（ステップ１０２）。
上下アームが短絡していないときには、その相における上下アームを短絡させる（ステップ１０３）。この後、電圧検出回路１５にて検出された上下アーム間電圧ＶPNが負の電圧になったか否かを判定する（ステップ１０４）。そして、上下アーム間電圧ＶPNが負電圧になると、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる（ステップ１０５）。このようにして、ある相でのスイッチングを完成させる。
【００４６】
また、上記した実施形態では、上下アーム間電圧ＶPNが負の電圧になったときに、主スイッチング素子のスイッチングを行うものを示したが、オフに切り換える主スイッチング素子の両端電圧が負の電圧になっていることを検出して、その主スイッチング素子をオフさせるようにしてもよい。
この場合、図５（ａ）に示すように、電圧検出回路１５は、主スイッチング素子３ａ〜３ｆのそれぞれの両端間電圧をそれぞれ検出し、上下アームの短絡後、オフに切り換える主スイッチング素子の両端電圧が負の電圧（その主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオードに電流が流れているときの主スイッチング電圧の両端電圧で、例えば−１．５Ｖ）になっているときに、その主スイッチング素子をオフさせる。なお、電圧検出回路１５は、主スイッチング素子３ａ〜３ｆのそれぞれの両端間電圧を検出する６つの電圧検出回路から構成されており、そのうちの１つの電圧検出回路の構成を図５（ｂ）に示す。この図５（ｂ）に示す電圧検出回路１５ａは、主スイッチング素子３ａの両端電圧を検出するもので、２つの抵抗と２つのコンデンサにより主スイッチング素子の両端電圧を分圧し、バッファを介して検出電圧を出力するように構成されている。なお、図１に示す電圧検出回路１５も、電圧検出回路１５ａと同様に構成されている。
【００４７】
また、主スイッチング素子３ａ〜３ｆのそれぞれの両端間電圧を検出する代わりに、オフに切り換える主スイッチング素子に流れる電流を、例えばその主スイッチング素子を構成要素とするカレントミラー回路によって検出し、オフに切り換える主スイッチング素子に電流が流れなくなったときに、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるようにしてもよい。図６にその具体的な回路を示す。このものは図１に示す電圧検出回路１５に代わり電流検出回路１８を適用したものである。電流検出回路１８は、各主スイッチング素子３ａ〜３ｆに流れる電流を検出する６つの電流検出回路から構成されている。これらの電流検出回路は、上述したカレントミラー回路以外の構成として、例えば特公平８−３４２２１号公報や特許第２７１５３９９号公報に示されるような主スイッチング素子に対して集積化された手段も適用可能である。また、オフに切り換える主スイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオードに流れる電流を、例えばそのフライホイールダイオードに並列接続された電流検出用のダイオードによって検出し、そのフライホイールダイオードに電流が流れているときに、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるようにしてもよい。
【００４８】
また、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるタイミングとして、上記したような電圧もしくは電流の検出によるものに限らず、共振を開始してからの経過時間に基づいて行うようにすることもできる。すなわち、共振用コンデンサ６のキャパシタンスをＣとし共振用リアクトル７のインダクタンスをＬとすると、共振の周期は２π（ＬＣ）1/2 となるため、共振を開始してから、π（ＬＣ）1/2 と２π（ＬＣ）1/2 の間の時間で共振電流の絶対値が負荷電流よりも大きくなるまでの時間ｔを設定し、図７に示すように、共振を開始してから設定時間ｔが経過したときにオフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる。この実施形態における制御回路１６の制御処理を図８に示す。ステップ１０３において上下アームを短絡させて共振を発生させた後、設定時間ｔが経過したことを判定する（ステップ１０６）と、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせる（ステップ１０５）。
【００４９】
なお、共振電流が負の電流となっている期間においてはスイッチング損失を低減することができるため、スイッチング損失の低減という観点からすれば、上記した設定時間ｔは、π（ＬＣ）1/2 ＜ｔ＜２π（ＬＣ）1/2 の関係を満たしていればよい。
また、設定時間ｔを判定して上下アームを短絡させる回路の場合、図９に示すように、共振回路８あるいは主スイッチング素子３ａ〜３ｆに電圧検出回路あるいは電流検出回路を設ける必要がなく、その分、電力変換部２を簡素化できる。
【００５０】
また、図１に示すように、直流電圧源１に直列にリアクトル９ａを接続し、電圧クランプ回路１０によって正母線と負母線の間の電圧を所定電圧にクランプする構成の場合、そのクランプ時に、共振用リアクトル７を流れる電流ｉLr、リアクトル９ａを流れる電流ｉLdは、図３に示すように変動する。このような電流変動時に共振を開始するのは好ましくない。
【００５１】
そこで、そのような電流変動時を電圧クランプ用リアクトル１０ａに流れる電流ｉLcにより検出し、その電流ｉLcがゼロ又は極小値になっているときに共振を開始させるようにすれば、上記した電流変動時でないときに共振を発生させることができる。この場合、電圧クランプ用リアクトル１０ａに流れる電流ｉLcの検出は、電圧クランプ用リアクトル１０ａの両端間電圧を電圧検出回路により検出して、あるいは電圧クランプ用リアクトル１０ａに流れる電流ｉLcをホール素子等により直接検出して行うことができる。この場合の具体的な回路を図１０に示す。この回路は例えば図９に示す回路に対して電圧クランプ用リアクトル１０ａに流れる電流ｉLCを検出する電流検出回路１９を設けたものである。この電流検出回路１９は電流ｉLCを検出して制御回路１６にて電流ｉLCが極小またはゼロかを判定し、上下アーム短絡を実行する。
【００５２】
電圧クランプ時における上下アーム短絡のタイミングについて、図１１を用いて具体的に説明する。なお、図１１に示す電流ｉLCは電流値の大きさとして示すものである。この図において電流ｉLCは共振回路８の作用により振動する電流となるが抵抗性分により減衰する電流となる。電流ｉLCがゼロまたは極小値になっている状態とは、グラフの時刻ｔ1 、ｔ2 、ｔ3 〜ｔ4 である。例えば、ＰＷＭ信号によるスイッチング指令、すなわち上下アーム短絡指令が時刻ｔ1 とｔ2 との間に生じた場合、その指令の次に電流ｉLCが極小値となる時刻ｔ2 に上下アーム短絡のための主スイッチング素子のスイッチングを行う。また、上下アーム短絡指令が時刻ｔ2 とｔ3 との間に生じた場合、その指令の次に電流ｉLCがゼロとなる時刻ｔ3 〜ｔ4 の期間に上下アーム短絡のための主スイッチング素子のスイッチングを行う。こうすることによって上下アーム短絡時における主スイッチング素子のスイッチング損失を低減できる。すなわち、電流ｉLCが大きい場合には主スイッチング素子をスイッチングした際に電流ｉLCに基づく電流が主スイッチング素子を瞬時に流れるため損失を生じることとなるが、電流ｉLCが極小値またはゼロの場合にスイッチングを行うことで損失を最小限に抑制することができるというものである。この実施形態における制御回路１６の制御処理を図１２に示す。この制御処理においては、上記した電圧又は電流の検出手段により検出された電圧クランプ用リアクトル１０ａに流れる電流ｉLcにより、その電流ｉLcがゼロ又は極小値になったか否かを判定し（ステップ１０７）、電流ｉLcがゼロ又は極小値になったときに上下アームを短絡させる（ステップ１０３）。なお、ステップ１０８では、図４、図５、図８で示したいずれかの方法で、オフに切り換えるタイミングになったか否かを判定する。
【００５３】
図１３に、上記した電流検出回路１９の詳細な回路図を示す。電圧クランプ回路１０を流れる電流を例えばホール素子からなる電流センサ１９１で検出して、それを電圧変換部１９２にて電圧に変換する。その電圧は電流に比例する信号である。その信号をオペアンプを用いた微分演算回路１９３に入力する。この回路の出力信号は、電流の微分信号となり、電流の傾きにより正の値あるいは負の値となる。今回の場合、極小値を越えると微分演算回路１９３からの出力信号は負から正となり、比較演算部１９４では出力がローからハイに切り替わる。比較演算部１９４からのローからハイに切り替わった信号を立ち上がりエッジ検出回路１９５にて検出し、極小値を検出する。
【００５４】
また、制御回路１６としては、次のように構成することもできる。図１４にその具体的な回路を示し、図１５にその回路における各部の信号波形を示す。
この制御回路１６は、ゲート信号発生回路１４からの入力信号、すなわち図２に示すゲート信号発生回路１４ａ〜１４ｆからのＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの上下アームゲート信号（図１４中にＵ+ 、Ｕ- 、Ｖ+ 、Ｖ- 、Ｗ+ 、Ｗ- として示す）に基づきゲート信号スイッチングタイミングを検出するゲート信号スイッチングタイミング検出部１６１と、このゲート信号スイッチングタイミング検出部１６１からの信号により上下アームを短絡させる短絡信号を出力するパルス信号発生回路部１６２と、このパルス信号発生回路部１６２からの信号とゲート信号発生回路１４からの入力信号のＯＲ論理にて出力信号Ｕ+ 、Ｕ- 、Ｖ+ 、Ｖ- 、Ｗ+ 、Ｗ- をドライブ回路１７に出力するＯＲ回路部１６３から構成されている。
【００５５】
ゲート信号スイッチングタイミング検出部１６１は、入力信号Ｕ+ 、Ｕ- 、Ｖ+ 、Ｖ- 、Ｗ+ 、Ｗ- の立ち上がりタイミングでパルス信号を発生するワンショットマルチバイブレータ１６１ａ〜１６１ｆを備えており、ワンショットマルチバイブレータ１６１ａ〜１６１ｆのいずれかからパルス信号が出力されると、ＯＲ回路１６１ｇはスイッチングタイミングを示すパルス信号を出力する。パルス信号発生回路部１６２は、ラッチ回路１６２ａを備えており、ＯＲ回路１６１ｇからの出力信号の立ち上がり時を検出してハイレベルの短絡信号を出力する。このラッチ回路１６２ａからの短絡信号は、ＯＲ回路部１６３におけるＯＲ回路１６３ａ〜１６３ｆを介してドライブ回路１７に出力される。その結果、電力変換部２における全ての主スイッチング素子３ａ〜３ｆがオンし、上下アームが短絡する。
【００５６】
また、パルス信号発生回路部１６２は、ワンショットマルチバイブレータ１６２ｂ、１６２ｃを備えており、ワンショットマルチバイブレータ１６２ｂはＯＲ回路１６１ｇからの出力信号の立ち上がりタイミングで一定期間ローレベルとなるパルス信号を出力し、ワンショットマルチバイブレータ１６２ｃは、ワンショットマルチバイブレータ１６２ａからの出力信号の立ち上がりタイミングで、一定期間ローレベルとなるパルス信号を出力する。そして、ラッチ回路１６２ａは、ローアクティブであるＣＬＲ端子にローレベル信号が入力されると、その出力信号をローレベルにする。従って、このパルス信号発生回路部１６２からは、図１５に示すように、入力信号Ｕ+ 、Ｕ- 、Ｖ+ 、Ｖ- 、Ｗ+ 、Ｗ-   のいずれかがハイレベルに変化すると、一定時間ｔだけハイレベルの短絡信号を出力し、電力変換部２における全ての主スイッチング素子３ａ〜３ｆをオンさせて、上下アームを短絡させるようにする。
【００５７】
なお、上記した短絡時間ｔは、図８に示す設定時間ｔと同様にして設定されており、時間によって上下アームの短絡が解除される。但し、この実施形態においても、図１、図４、図５に示すものと同様、上下アーム間電圧ＶPNが負の電圧になった時などにおいて短絡を解除するように構成することもできる。
また、上記した実施形態においては、スイッチング時に３相を一括して短絡するものを示したが、任意の１相あるいは任意の２相を短絡するようにしてもよい。
【００５８】
なお、上記した実施形態のように３相を一括して短絡する全相短絡は、共振電流が各相を１／３ずつ流れるため、各相の素子の抵抗成分による発熱が減少する（発熱量＝抵抗成分×共振電流×共振電流）。また、各相のスイッチング素子の共振電流ピーク値が１／３になるため電流ストレスが低減できる。また、各相短絡制御に比べ短絡の制御が一括であるため単純である。
【００５９】
また、上記した種々の実施形態においては、過電流防止手段もしくは短絡防止手段としてリアクトル９ａを用いるものを示したが、図１６に示すように、スイッチング手段９ｂを用いてもよい。この場合、スイッチング手段９ｂは、制御回路１６により、少なくとも共振を開始させる前から、オフに切り換える主スイッチング素子をオフさせるまでの期間、オフするように制御される。具体的には、図４、図８に示す制御処理の場合には、ステップ１０３の前にスイッチング手段９ｂをオフさせるステップを設け、ステップ１０５の後にスイッチング手段９ｂをオンさせるステップを設ける。なお、スイッチング手段９ｂとしては、一方向性若しくは双方向性の半導体素子を用いることができる。また、この実施形態では、電圧クランプ回路１０として、アノードが電力変換部２側に接続されカソードが直流電圧源１に接続されたダイオード１０ｃを有して構成されている。
【００６０】
なお、主スイッチング素子３ａ〜３ｆとして耐圧の高い半導体素子を用いる場合には、電圧クランプ回路１０をなくして構成することができる。但し、負荷５として回生制動を行う交流回転機を用いた場合には、回生制動時に電力変換部２から直流電源１に電流を流す必要があるため、スイッチング手段９ｂとしては例えばＳＩＴ（静電誘導トランジスタ）などの双方向性の半導体素子を用いる。同様に、図１に示す構成においても、主スイッチング素子３ａ〜３ｆとして耐圧の高い半導体素子を用いる場合には、電圧クランプ回路１０をなくして構成することができる。
【００６１】
また、電圧クランプ回路１０としては、図１７に示すように構成することができる。この場合、電圧クランプ回路１０は、直流電圧源１に直列に接続された第２の直流電圧源１０ｄと、アノードが電力変換部２側に接続されカソードが第２の直流電圧源１０ｄに接続されたダイオード１０ｅを有して構成される。このように構成した場合、第２の直流電圧源１０ｄの電圧分だけクランプする電圧が高くなり、クランプして電力回生する期間が短くなるため、負荷５を駆動する場合の駆動が行いやすくなる。また、使用状況によっては第２の直流電圧源１０ｄを省いた構成としてもよい。
【００６２】
さらに、電圧クランプ回路１０としては、図１８に示すように構成することができる。この場合、電圧クランプ回路１０は、直流電圧源１に直列に接続された大容量のコンデンサ１０ｆと、アノードが電力変換部２側に接続されカソードがコンデンサ１０ｆに接続されたダイオード１０ｇと、クランプ時にコンデンサ１０ｆを充放電させるスイッチング手段１０ｈを有して構成される。このように構成した場合、クランプ時にダイオード１０ｇを介してコンデンサ１０ｆに電力が回生されコンデンサ１０ｆが充電されるが、この充電によってコンデンサ１０ｆの電位が高くなるため、クランプ時の後半部分においてスイッチング手段１０ｈをオンさせてコンデンサ１０ｆを放電させる。すなわち、クランプ時においてコンデンサ１０ｆを充放電させる。その充電期間と放電期間は等しくする必要があり、上述したようにクランプ時の前半に充電を行い、クランプ時の後半に放電を行うようにする他、クランプ時に所定時間毎に充放電を繰り返すようにしてもよい。この場合、スイッチング手段１０ｈのオンオフは制御回路１６によって制御される。なお、スイッチング手段１０ｈとしては半導体素子を用いることができる。
【００６３】
また、図１９に直流電圧源１と共振回路８、電力変換部２との間に平滑用コンデンサ１１を設けた回路を示す。これは、直流電圧源１が電力変換部２から離れて配置されている場合、電力変換部２が要求する電力に対して遅延なく供給できるように、電力変換部２の近くに配置されるものである。なお、この図では制御回路等は図示していない。
【００６４】
また、電力変換部２としては、上記した構成のものに限らず、上アーム、下アームそれぞれを２つの主スイッチング素子で構成した３レベル電力変換などの多レベル電力変換にも同様に適用することができる。また、多相のものに限らず、図２０に示すような単相のものにも同様に適用することができる。
以上、各種実施形態について説明したが、本発明の特徴は、共振回路２及び電力変換部の主スイッチング素子３ａ〜３ｆの上下アームの短絡状態を使った共振によるゼロ電流スイッチングといえる。この基本構成に対し、上下アームを短絡させた場合に上下アームに過大な電流が流れてしまうことを防止する短絡防止手段過（もしくは電流防止手段）としてリアクトルやスイッチがあり、また、電圧クランプ回路１０として電圧クランプ用の結合リアクトル、ダイオード、電源＋ダイオード、コンデンサ＋スイッチ＋ダイオードがあり、これら各種組合せは可能である。ただし、短絡防止手段がスイッチの場合には電圧クランプ回路としては結合リアクトルを用いることはできない。そして、主スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定する手段も共振回路両端電圧検出、各主スイッチング素子電圧あるいは電流検出、各ＦＷＤ（ダイオード）電流検出や時間制御等様々な例を示したが、上述の短絡防止手段及び電圧クランプ回路を含め適宜組み合わすことが可能である。
【００６５】
また、短絡防止手段、電圧クランプ回路、スイッチングタイミング決定手段は上述のものに限らず、その機能を果たす構成であれば他の構成を用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】図１中の制御部１３の具体的な回路構成を示す図である。
【図３】図１、図２に示す１相分の各部の信号波形を示す図である。
【図４】本発明の他の実施形態に係る制御回路１６の制御処理を示すフローチャートである。
【図５】本発明の他の実施形態に係わる共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図６】本発明の他の実施形態に係わる共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図７】本発明の他の実施形態を説明するための波形図である。
【図８】本発明の他の実施形態に係る制御回路１６の制御処理を示すフローチャートである。
【図９】本発明の他の実施形態に係わる共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図１０】本発明の他の実施形態に係わる共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図１１】本発明の他の実施形態を説明するための波形図である。
【図１２】本発明の他の実施形態に係る制御回路１６の制御処理を示すフローチャートである。
【図１３】図１０中の電流検出回路１９の具体的な回路構成を示す図である。
【図１４】本発明の他の実施形態に係る制御回路１６の構成を示す図である。
【図１５】図１４に示す制御回路１６中の各部の信号波形を示す図である。
【図１６】本発明の他の実施形態に係る共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図１７】本発明の他の実施形態に係る共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図１８】本発明の他の実施形態に係る共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図１９】本発明の他の実施形態に係わる共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図２０】本発明の他の実施形態に係る共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【図２１】従来の共振形電力変換装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１…直流電圧源、２…電力変換部、３ａ〜３ｆ…主スイッチング素子、
４ａ〜４ｆ…フライホイールダイオード、５…負荷、
６…共振用コンデンサ、７…共振用リアクトル、８…共振回路、
９…リアクトル、１０…電圧クランプ回路、
１０ａ…電圧クランプ用リアクトル、１０ｂ…ダイオード、１３…制御部、
１４…ゲート信号発生回路、１５…電圧検出回路、１６…制御回路、
１７…ドライブ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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