(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数の交流励磁電流を励磁コイルへ供給することにより管内の流体に磁界を印加し、その流体から検出した信号起電力を増幅してサンプリングし、得られた直流流量信号をディジタル情報に変換して計測流量を算出する電磁流量計であって、
商用電源として用いられる第１および第２の商用電源周波数のいずれよりも低い一定周波数の交流励磁電流を前記励磁コイルへ供給する励磁回路と、
前記サンプリングにより得られた直流流量信号に含まれる周波数成分のうち、ｆexを励磁周波数、ｆac1を前記第１の商用電源周波数、ｆac2を前記第２の商用電源周波数とした場合に、下記の式
ｆ＝｜ｍ1ｆex±ｎ1ｆac1 ｜＝｜ｍ2ｆex±ｎ2ｆac2 ｜
（但し、ｍ1，ｍ2，ｎ1，ｎ2は正整数）
を満たす周波数ｆの成分を減衰させる帯域減衰フィルタ手段を備えることを特徴とする電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁流量計に関し、特に商用電源周波数５０／６０Ｈｚより低い周波数の交流励磁電流により管内の流体に磁界を印加し、電極から得られた流体の信号起電力を信号処理することにより計測流量を得る電磁流量計に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流励磁電流を用いて管内を流れる流体の流量を計測する電磁流量計では、図７に示すように、商用電源周波数に起因するノイズの影響を低減するものが提案されている（例えば、特開２０００−２５８２１１号公報など参照）。
この電磁流量計では、励磁部８から励磁コイル（磁気回路）１０Ｄへ交流励磁電流ｉexを出力することにより、管１０Ｃ内の流体に磁界を印加し、電極１０Ａ，１０Ｂで流体から検出した信号起電力を、ＨＰＦ１を介してＡＣ増幅部２で増幅した後、サンプルホールド部３でサンプリングし、得られた直流流量信号１３を帯域減衰フィルタ４で所定の周波数成分を減衰させた後、Ａ−Ｄ変換部５でディジタル情報に変換して演算処理部６で計測流量を算出し、出力部７から流量信号として出力している。
【０００３】
図８は、電磁流量計のサンプリング動作を示すタイミングチャートであり、９Ｃはスイッチング部９からの励磁信号、１２はサンプルホールド部３へ入力される交流流量信号である。
また、９Ａ，９Ｂはスイッチング部９からサンプルホールド部３へ入力されるサンプリング信号であり、交流流量信号１２のサンプリング期間（斜線部）を規定している。
【０００４】
この場合、サンプリング期間は、その波形安定性から励磁信号９Ｃ（交流流量信号１２）の各パルスの後縁付近に設けられており、サンプルホールド部３では、このサンプリング期間だけスイッチ３Ａ，３Ｂをそれぞれ短絡して交流流量信号１２を積分し、直流流量信号１３として出力する。
なお、交流流量信号１２が正側の場合には、スイッチング信号９Ａに基づいてスイッチ３Ａのみが短絡され、交流流量信号１２が負側の場合には、スイッチング信号９Ｂに基づいてスイッチ３Ｂのみが短絡される。
【０００５】
ここで、交流流量信号１２に所定周波数の連続したノイズ、例えば商用電源周波数５０／６０Ｈｚと等しい周波数のノイズなどが混入した場合には、サンプルホールド部３の動作特性に起因して、ここから出力される直流流量信号１３にふらつき６１が発生する。
例えば、図８では、流量を一定に保持した場合の交流流量信号１２に、この種のノイズが混入している状態を示している。
【０００６】
この場合、交流流量信号１２には、隣接する各パルス波形のサンプリング期間で、混入したノイズの振幅により、それぞれ誤差ｄ０〜ｄ７が生じる。
この誤差ｄ０〜ｄ７が、サンプルホールド部３によりサンプリングされ、ふらつき６１を有する直流流量信号１３として出力されるものとなる。
図９は、サンプルホールド部におけるノイズ周波数とふらつきの関係を示す説明図であり、横軸は励磁周波数の倍数でノイズ周波数を示し、縦軸はふらつきの大きさを示している。
【０００７】
ここでは、励磁周波数ｆexと等しいノイズ周波数のノイズが混入した場合に最もふらつきが大きく、励磁周波数ｆexを中心としてここから離れるにつれてふらつきが減少し、周波数ゼロおよび励磁周波数ｆexの２倍のノイズ周波数でふらつきが理論上ゼロとなる山型の特性が見られる。
同様にして、励磁周波数の奇数倍、例えば３倍，５倍‥の各ノイズ周波数を中心とし、隣接する偶数倍、例えば２倍，４倍‥のノイズ周波数でふらつきが理論上ゼロとなる山型の特性が繰り返し見られる。
【０００８】
したがって、従来の電磁流量計では、サンプルホールド部３の後段に帯域減衰フィルタ４を設け、直流流量信号に含まれる周波数成分のうち、ｆexを励磁周波数、ｆacを商用電源周波数とした場合、
ｆ＝｜ｍｆex±ｎｆac｜（但し、ｍ，ｎは正整数）
で示す周波数ｆの成分を減衰させている。
この構成により、商用電源周波数ノイズの歪みにより発生する高調波成分の影響を抑制でき、スラリ流体が発生するスラリノイズを低減できるとともに、商用電源周波数ノイズに起因してサンプリング後の直流流量信号に発生するふらつきを減衰できるという効果が得られる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の電磁流量計では、商用電源周波数より高い所定の励磁周波数を用いることを前提としているため、電磁流量計の励磁回路（変換器）と磁気回路（検出器）が比較的高価となるという問題点があった。
商用電源周波数より高い励磁周波数、例えば８５Ｈｚを採用すると、磁束の立ち上がり時間を極めて速くしなければならないので、励磁回路においては励磁電流の立ち上がりを速くするため励磁電圧を高くする必要がある。このとき、高電圧のままでは励磁電流が立ち上がって安定した後は高電圧がすべて熱となり、変換器が発熱の影響を受けてしまう。
【００１０】
これを防止するためには、励磁電流の立ち上がりのときのみ高電圧を印加して、安定した後に低電圧へ切り替える回路構成が必要となる。また、高電圧を取り扱うために電子部品も、大型で高価な高耐圧部品を選定しなくてはならない。
一方、磁気回路も磁束の立ち上がりを速くするためには、磁気応答の速い磁性材料をコアとして選定しなければならず、そのような磁性材料は比透磁率の高いもの、比抵抗の大きいものとなり高価となる。また、金属測定管での渦電流損失の低減も実施する必要があり、それを考慮した測定管の加工が必要となるため高価となる。
【００１１】
また、励磁周波数を商用電源周波数に同期させる方式も考えられる。しかし、商用電源周波数には５０Ｈｚと６０Ｈｚの２種類があるため、５０Ｈｚ用と６０Ｈｚ用でそれぞれ除去する周波数の異なる帯域減衰フィルタが必要となるとともに、商用電源周波数に応じた励磁周波数の励磁電流を出力する励磁回路が必要がある。したがって、商用電源周波数に応じた帯域減衰フィルタと励磁回路とを持つ電磁流量計を、各商用電源周波数ごとに２機種別個に製造してもよいが、両商用電源周波数で兼用できない。あるいは２種類の帯域減衰フィルタを設け、商用電源周波数に応じた帯域減衰フィルタと励磁周波数とを切り替えて用いる構成とした場合には、回路規模が大きくなり高価となる。
【００１２】
なお、励磁周期の前半期間のサンプリング開始時刻と後半期間のサンプリング開始時刻との時間間隔が５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源の各周期の整数倍となる励磁周波数を選択することで、両商用電源の交流ノイズを除去する方式も考えられる（例えば、特開平１０−１１１１５７号公報など参照）。しかしながら、この方式では励磁周波数を２００ｍｓの整数倍にせざるを得ないことから、励磁周波数は５Ｈｚ，２．５Ｈｚ，１．６７Ｈｚといった超低周波励磁となり、スラリノイズの影響が無視できなくなる。
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、商用電源周波数に起因するふらつきやスラリノイズの影響が問題とならない程度に高精度の流量計測を実現できるとともに、比較的安価で５０Ｈｚ／６０Ｈｚの両商用電源で兼用できる電磁流量計を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明による電磁流量計は、所定周波数の交流励磁電流を励磁コイルへ供給することにより管内の流体に磁界を印加し、その流体から検出した信号起電力を増幅してサンプリングし、得られた直流流量信号をディジタル情報に変換して計測流量を算出する電磁流量計であって、商用電源として用いられる第１および第２の商用電源周波数のいずれよりも低い一定周波数の交流励磁電流を前記励磁コイルへ供給する励磁回路と、
前記サンプリングにより得られた直流流量信号に含まれる周波数成分のうち、ｆexを励磁周波数、ｆac1を前記第１の商用電源周波数、ｆac2を前記第２の商用電源周波数とした場合に、次式、ｆ＝｜ｍ1ｆex±ｎ1ｆac1 ｜＝｜ｍ2ｆex±ｎ2ｆac2 ｜（但し、ｍ1，ｍ2，ｎ1，ｎ2は正整数）を満たす周波数ｆの成分を減衰させる帯域減衰フィルタ手段を備えるものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明について図面を参照して説明する。
図１は本発明の一実施の形態である電磁流量計のブロック図であり、同図において、前述の説明（図７参照）と同じまたは同等部分には、同一符号を付してある。
図１において、検出器１０は、所定の交流励磁電流に基づいて管内の流体に磁界を印加し、流体に発生した信号起電力を検出信号として検出出力する回路部、変換器１１は、検出器１０に対して所定の交流励磁電流を出力するとともに、検出器１０からの検出信号を信号処理することにより管内の流量を算出出力する回路部である。
【００１５】
検出器１０において、電極１０Ａ，１０Ｂは被測定流体が流れる管１０Ｃの内壁に対向して配置され、流体に発生した信号起電力を検出する電極、励磁コイル１０Ｄは変換器１１からの交流励磁電流に基づいて励磁され、管１０Ｃ内の流体に磁界を印加するコイルである。
変換器１１において、スイッチング部９は、所定クロックに基づいて後述するサンプリング信号９Ａ，９Ｂおよび励磁信号９Ｃを生成出力する回路部、励磁部８はスイッチング部９からの励磁信号９Ｃに基づいて矩形波からなる所定周波数の交流励磁電流を出力する回路部である。
【００１６】
ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦという）１は、検出器１０の電極１０Ａ，１０Ｂから得られた検出信号のうち、低周波数成分を減衰させることにより、この検出信号に混入するパルス状ノイズや低周波ノイズを減衰させる回路部、ＡＣ増幅部２は、ＬＰＦ２からの検出信号を交流増幅し、流体流速に応じて振幅が変化する交流流量信号１２として出力する回路部、サンプルホールド部３は、スイッチング部９からのスイッチング信号９Ａ，９Ｂに基づいて、ＡＣ増幅部２からの交流流量信号１２をサンプリングし、流体流速に応じて直流電位が変化する直流流量信号１３として出力する回路部である。
【００１７】
帯域減衰フィルタ（以下、ＢＥＦという）４はサンプルホールド部３からの直流流量信号１３に含まれる、励磁周波数と商用電源周波数との差の周波数成分を減衰させる回路部、Ａ−Ｄ変換部５はＢＥＦ４からの直流流量信号１３を積分しディジタル情報に変換する回路部、演算処理部６はＡ−Ｄ変換部５からのディジタル情報に対して所定の演算処理を実行することにより所望の流量を算出する回路部、出力部７は演算処理部６で算出された流量を所定の信号に変換して出力する回路部である。
【００１８】
次に、図１を参照して、本発明の動作について説明する。
なお、本発明によるサンプリング動作のタイミングについては、前述の説明（図８）と同様である。
スイッチング部９からの励磁信号９Ｃに基づいて、商用電源周波数ｆac より低い所定周波数ｆexを有する矩形波の交流励磁電流が変換器１１の励磁部８から出力され、検出器１０の励磁コイル１０Ｄが励磁される。
【００１９】
これにより、励磁コイル１０Ｄが励磁されて、管１０Ｃ内を流れる流体に対して所定の磁界が印加され、流体の流速に応じた振幅を有する信号起電力が発生する。
この信号起電力は、管１０Ｃの内壁であって対向する位置に設けられた電極１０Ａ，１０Ｂにより検出され、検出信号として変換器１１に出力される。
変換器１１のＨＰＦ１では、検出器１０から得られた検出信号のうち低周波数成分が減衰して、この検出信号に混入するパルス状ノイズや低周波ノイズが減衰する。
【００２０】
続いて、ＡＣ増幅部２において、ＨＰＦ１からの出力が交流増幅され交流流量信号１２として出力される。
サンプルホールド部３では、スイッチング部９からのスイッチング信号９Ａ，９Ｂが示すサンプリング期間（図８参照）に基づいて、ＡＣ増幅部２からの交流流量信号１２がサンプリングされ直流流量信号１３として出力される。
【００２１】
なお、サンプリング期間は、その波形安定性から交流流量信号１２の各パルスの後縁付近に設けられており、サンプルホールド部３では、このサンプリング期間だけスイッチ３Ａ，３Ｂをそれぞれ短絡して交流流量信号１２を積分し、直流流量信号１３として出力する。
また、交流流量信号１２が正側の場合には、スイッチング信号９Ａに基づいてスイッチ３Ａのみが短絡され、交流流量信号１２が負側の場合には、スイッチング信号９Ｂに基づいてスイッチ３Ｂのみが短絡される。
【００２２】
ＢＥＦ４では、この直流流量信号１３のうち、励磁周波数ｆexと商用電源周波数ｆac （５０／６０Ｈｚ）との差の周波数成分が減衰する。
ここで、サンプルホールド部３から出力される直流流量信号１３のノイズ特性について説明する。
前述（図８参照）のように、交流流量信号１２に商用電源周波数のノイズが混入する場合、サンプルホールド部３の動作特性により、直流流量信号１３にふらつきが発生する。
【００２３】
図２は直流流量信号に含まれるふらつきの周波数特性を示す説明図であり、直流流量信号１３のふらつきは、励磁周波数ｆex（２１）のｍ倍の周波数と商用電源周波数ｆac （２２）のｎ倍の周波数（ｍ，ｎは正整数，かつｍまたはｎのいずれかが１以外）との差の周波数、すなわちｍｆex−ｎｆac （２３），ｍｆex＋ｎｆac （２４）に発生する。
したがって、図２に示すような周波数特性２５，２６を有するＢＥＦ４をサンプルホールド部３の後段に設けて、直流流量信号１３に含まれる差の周波数成分２３，２４を減衰させることにより、商用電源周波数ノイズに起因して発生するふらつきを減衰させることができる。
【００２４】
本実施の形態では、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの両商用電源周波数ノイズに起因して発生するふらつきを考慮した周波数成分をＢＥＦ４で減衰させている。すなわち、ｆexを励磁周波数とし、ｆac1を第１の商用電源周波数（例えば、５０Ｈｚ）、ｆac2を第２の商用電源周波数（例えば、６０Ｈｚ）とした場合、下記の式
ｆ＝｜ｍ1ｆex±ｎ1ｆac1｜＝｜ｍ2ｆex±ｎ2ｆac2｜
を満たす周波数成分ｆをＢＥＦ４で減衰させている。但し、ｍ1，ｎ1，ｍ2，ｎ2はともに正整数である。
これにより、両商用電源周波数ノイズに起因して発生する各ふらつきを減衰させることができる。
【００２５】
なお、差の周波数成分２４は、差の周波数成分２３よりも信号周波数成分（直流とその付近）から離れた高い周波数に位置していることから、一般的なＬＰＦで十分に減衰できる場合も多い。
したがって、差の周波数成分２４については、その周波数が励磁周波数ｆexより高く、後段の積分型Ａ−Ｄ変換部５あるいは演算処理部６の処理によりある程度減衰することから、ＢＥＦ４において差の周波数成分２３のみを減衰させるようにしてもよい。
このようにして、ＢＥＦ４により、直流流量信号１３から商用電源周波数ノイズに起因して発生するふらつきが減衰し、Ａ−Ｄ変換部５に出力される。
【００２６】
Ａ−Ｄ変換部５では、ＢＥＦ４からの直流流量信号１３を、その直流電位に対応するディジタル情報として出力する。
演算処理部６では、Ａ−Ｄ変換部５を介してサンプルホールド部３からの直流流量信号１３がディジタル情報として取り込まれ、所定の演算処理を実行することにより、流体流速から所望の計測流量値を算出し、出力部７で所定の信号に変換して出力する。
【００２７】
なお、ＢＥＦ４の構成については、能動フィルタやディジタルフィルタなどの一般的な構成例が考えられるが、移動平均処理の周波数特性を利用して、ＢＥＦ４をＡ−Ｄ変換部５により実現してすることにより、ＢＥＦ４を別体として設ける必要がなくなる。
図３はＡ−Ｄ変換部の構成例を示す説明図であり、（ａ）は移動平均処理部を用いた例、（ｂ）は電圧−周波数変換部を用いた例を示している。
【００２８】
図３（ａ）では、ＢＥＦ４からの出力をＡ−Ｄ変換器５Ａでディジタル情報に変換し、移動平均処理部５Ｂにおいて、これらディジタル情報のうち連続する複数個のデータの平均値を順次算出して演算処理部６へ出力される。
したがって、サンプルホールド部３からの直流流量信号１３がＡ−Ｄ変換器５Ａにより順次ディジタル情報に変換され、さらに、これらディジタル情報が移動平均処理部５Ｂで、その前または後に連続する複数のディジタル情報と平均化され、もとの直流流量信号１３に混入するパルス状ノイズが減衰する。
【００２９】
図４は移動平均処理の周波数特性を示す説明図であり、横軸は入力信号周波数ｆと移動平均時間τとのｆτ積を示し、縦軸は出力のレベルを示している。
移動平均時間τとは、順次入力されるディジタル情報において移動平均を行うデータ数分に対応する一定の時間区間のことである。
移動平均処理は、この移動平均時間τと入力信号周波数ｆとの積ｆτの整数倍の周波数で、出力レベルが大幅に減衰するという特性を有している。
【００３０】
この特性を利用して、移動平均処理を行う時間区間τを選択し、移動平均処理後の出力レベルが大幅に減衰する周波数を、前述したふらつきの周波数成分である差の周波数成分２３，２４（図２参照）と一致させることにより、直流流量信号１３に含まれるふらつきを減衰させることができる。
たとえば、励磁周波数ｆex＝２７．５Ｈｚ（ｍ＝１）で、商用電源周波数ｆac1＝５０Ｈｚ（ｎ＝１）の周波数成分が発生する場合には、低周波数側の差の周波数ｆ（＝｜ｍｆex−ｎｆac ｜）＝２２．５Ｈｚでふらつきが発生する。したがって、移動平均時間τ＝０．０４４４ｓとすることにより、ｆτ＝１となり、差の周波数ｆ＝２２．５Ｈｚを大幅に減衰させることができる。
【００３１】
なお、図３（ｂ）は、積分型のＡ−Ｄ変換部５を電圧−周波数変換部（以下、Ｖ−Ｆ変換部という）により構成したものである。
Ｖ−Ｆ変換部とは、入力信号電圧を所定の時定数で積分し、その積分電圧値に対応する周波数パルスを出力するものであり、前述した移動平均処理と同様の特性を有することが知られている。
【００３２】
ここでは、Ｖ−Ｆ変換部５Ｃからのパルスを所定期間ごとにカウンタ５Ｄで計数し、その計数値をディジタル情報として演算処理部６へ出力している。
これにより、前述のＡ−Ｄ変換器５Ａおよび移動平均処理部５Ｂを用いる場合と比較して、Ｖ−Ｆ変換部５Ｃを用いた方が回路構成部品が安価となり、変換器１１のコストダウンが図れる。
【００３３】
また、ＢＥＦ４をパッシブフィルタで構成した例を図５に示す。
図５はＢＥＦの構成例を示す回路図であり、ここでは、直列接続された容量素子４１，４２と、直列接続された抵抗素子４３，４４とが、並列的に接続されており、容量素子４１，４２の接続点と接地電位との間に抵抗素子４５が接続され、抵抗素子４３，４４の接続点と接地電位との間に容量素子４６が接続されて、ＢＥＦが構成されている。これら、容量素子４１，４２，４６と抵抗素子４３，４４，４５の値を選択することにより、所望の周波数特性を有するＢＥＦ４を構成できる。
なお、これ以外にも、ＢＥＦの構成例は多数あり、いずれを用いても同様の効果が得られる。
【００３４】
図６に、各商用電源周波数におけるふらつきの周波数成分を示す。
前述したように（図９参照）、直流流量信号１３に含まれるふらつきとしては、励磁周波数ｆexそのもの（ｍ＝１）に起因するふらつきのレベルが最も大きく、続いてｆexの奇数倍の高調波のうちｆexに近い周波数に起因するふらつきほどレベルが大きい。
また、励磁周波数ｆexより高い周波数成分については、一般的なＬＰＦで容易に減衰でき、これに起因するふらつきも容易に減衰できる。したがって、ＢＥＦ４では、励磁周波数ｆexより低い領域で発生しうるふらつきの周波数成分ｆを減衰させればよい。
【００３５】
励磁周波数ｆex＝２７．５Ｈｚとした場合、商用電源周波数ｆac1＝５０Ｈｚでは、図６（ａ）に示すように、ｆexより低い領域で発生しうるふらつきの周波数成分ｆ＝｜ｍ1ｆex±ｎ1ｆac1｜として、ｆexの奇数倍の高調波とｆac1の整数倍の高調波とから生じる、２２．５Ｈｚ（ｍ1＝１，ｎ1＝１），１７．５Ｈｚ（ｍ1＝３，ｎ1＝２），１２．５Ｈｚ（ｍ1＝５，ｎ1＝３），７．５Ｈｚ（ｍ1＝７，ｎ1＝４およびｍ1＝１３，ｎ1＝７），２．５Ｈｚ（ｍ1＝９，ｎ1＝５およびｍ1＝１１，ｎ1＝６）などのふらつきが生じる。
【００３６】
また、商用電源周波数ｆac2＝６０Ｈｚでは、図６（ｂ）に示すように、ｆexより低い領域で発生しうるふらつきの周波数成分ｆ＝｜ｍ2ｆex±ｎ2ｆac2｜として、ｆexの奇数倍の高調波とｆac2の整数倍の高調波から生じる、２２．５Ｈｚ（ｍ2＝３，ｎ2＝１），１７．５Ｈｚ（ｍ2＝５，ｎ2＝２），１２．５Ｈｚ（ｍ2＝７，ｎ2＝３），７．５Ｈｚ（ｍ2＝９，ｎ2＝４およびｍ2＝１５，ｎ2＝７），２．５Ｈｚ（ｍ2＝１１，ｎ2＝５およびｍ2＝１３，ｎ2＝６）などのふらつきが生じる。
【００３７】
本実施の形態では、これら５０Ｈｚ／６０Ｈｚの両商用電源で生ずる同一周波数成分ｆをＢＥＦ４で減衰させている。励磁周波数ｆex＝２７．５Ｈｚとした図６（ａ），図６（ｂ）の例では、２２．５Ｈｚ（ｍ1＝１，ｎ1＝１，ｍ2＝３，ｎ2＝１）のレベルが５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源のそれぞれにおいて最も大きい。
したがって、周波数成分ｆ＝２２．５Ｈｚを減衰させるＢＥＦ４を設けることにより、商用電源周波数に起因するふらつきやスラリノイズの影響が問題とならない程度に高精度の流量計測を実現できるとともに、新たな回路構成を追加することなく比較的安価で５０Ｈｚ／６０Ｈｚの両商用電源で兼用できる電磁流量計を実現できる。
【００３８】
なお、以上の説明では、信号と電源が同じ線路を共用して伝送される方式すなわち２線式の電磁流量計を例にして説明したが、これに限定されるものではなく、信号と電源とが異なる線路で伝送される方式、例えば４線式の電磁流量計であっても本発明を適用でき、前述と同様の作用効果が得られる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、サンプルホールド部３より後段に帯域減衰フィルタ４を設けて、流体流速に応じて直流電位が変化する直流流量信号１３に含まれるふらつきの周波数成分、すなわち励磁周波数ｆexの整数倍ｍ1の周波数と商用電源周波数ｆac1の整数倍ｎ1の周波数との差の周波数成分｜ｍ1ｆex±ｎ1ｆac1 ｜であり、かつ励磁周波数ｆexの整数倍ｍ２の周波数と商用電源周波数ｆac2の整数倍ｎ2の周波数との差の周波数成分｜ｍ2ｆex±ｎ2ｆac2 ｜である周波数成分ｆを減衰させるようにしたので、商用電源周波数に起因するふらつきやスラリノイズの影響が問題とならない程度に高精度の流量計測を実現できるとともに、新たな回路構成を追加することなく比較的安価で５０Ｈｚ／６０Ｈｚの両商用電源で兼用できる電磁流量計を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施の形態による電磁流量計のブロック図である。
【図２】  ふらつきの周波数特性を示す説明図である。
【図３】  Ａ−Ｄ変換部のブロック構成例を示す説明図である。
【図４】  移動平均処理の周波数特性を示す説明図である。
【図５】  ＢＥＦの構成例を示す回路図である。
【図６】  商用電源周波数と励磁周波数との関係を示す説明図である。
【図７】  従来の電磁流量計を示すブロック図である。
【図８】  サンプリング動作を示すタイミングチャートである。
【図９】  サンプルホールド部におけるノイズ周波数とふらつきの関係を示す説明図である。
【符号の説明】
１…ハイパスフィルタ、２…ＡＣ増幅部（交流増幅部）、３…サンプルホールド部、４…ＢＥＦ（帯域減衰フィルタ手段）、５…Ａ−Ｄ変換部、５Ａ…Ａ−Ｄ変換器、５Ｂ…移動平均処理部、５Ｃ…Ｖ−Ｆ変換部（電圧−周波数変換部）、５Ｄ…カウンタ、６…演算処理部、７…出力部、８…励磁部、９…スイッチング部、９Ａ，９Ｂ…サンプリング信号、９Ｃ…励磁信号、１０…検出器、１０Ａ，１０Ｂ…電極、１０Ｃ…管、１０Ｄ…励磁コイル、１１…変換器、１２…交流流量信号、１３…直流流量信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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