(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１００Ｖ系交流電源から入力する交流電力をスイッチング電源部によって変換して出力する電源装置において、
前記交流電源とスイッチング電源部との間にリーケージトランスを介装し、
該リーケージトランスの１次側に前記交流電源を、２次側に前記スイッチング電源部をそれぞれ接続し、前記リーケージトランスの１次側から見た等価漏れインダクタンスが５ｍＨ乃至１００ｍＨであり、
前記リーケージトランスの１次側又は２次側の端子間及び該各端子とアース間にそれぞれラインバイパス用コンデンサを接続し、その各ラインバイパス用コンデンサのキャパシタンスと前記１次側又は２次側から見た等価漏れインダクタンスとによってノイズフィルタを形成したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
２００Ｖ系交流電源から入力する交流電力をスイッチング電源部によって変換して出力する電源装置において、
前記交流電源とスイッチング電源部との間にリーケージトランスを介装し、
該リーケージトランスの１次側に前記交流電源を、２次側に前記スイッチング電源部をそれぞれ接続し、前記リーケージトランスの１次側から見た等価漏れインダクタンスが５０ｍＨ乃至２５０ｍＨであり、
前記リーケージトランスの１次側又は２次側の端子間及び該各端子とアース間にそれぞれラインバイパス用コンデンサを接続し、その各ラインバイパス用コンデンサのキャパシタンスと前記１次側又は２次側から見た等価漏れインダクタンスとによってノイズフィルタを形成したことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の電源装置において、前記各ラインバイパス用コンデンサを、それぞれ低周波用コンデンサと高周波用コンデンサとの並列回路で構成したことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
１００Ｖ系交流電源又は２００Ｖ系交流電源から入力する交流電力をスイッチング電源部によって変換して出力する電源装置において、
前記交流電源とスイッチング電源部との間にリーケージトランスを介装し、
該リーケージトランスの１次側に前記交流電源を、２次側に前記スイッチング電源部をそれぞれ接続し、
前記リーケージトランスの１次側及び２次側の各端子間及び該各端子とアース間にそれぞれラインバイパス用コンデンサを接続し、その１次側の各ラインバイパス用コンデンサのキャパシタンスと前記リーケージトランスの１次漏れインダクタンスとによって１次側のノイズフィルタを、前記２次側の各ラインバイパス用コンデンサのキャパシタンスと前記リーケージトランスの２次漏れインダクタンスとによって２次側のノイズフィルタをそれぞれ形成したことを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項４記載の電源装置において、前記１次側のノイズフィルタを低周波域のノイズフィルタにし、前記２次側のノイズフィルタを高周波域のノイズフィルタにしたことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電源とスイッチング電源部との間にリーケージトランスを介装した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のリーケージトランスは、主として熔接装置や放電灯装置等の電源部に使用されていた。
これらの装置は、作動中又はスタート時にショート又はそれに近い状態になることが多いため、過負荷に対する安全手段として、負荷電流の増大に伴う２次側の出力電圧の低下が、通常のトランスに比べて遥かに大きいというリーケージトランスの性質を利用したものである。
【０００３】
そのため、従来のリーケージトランスは、図１０の（Ａ），（Ｂ）にそれぞれ側面図及び上面図を示すように、コア３０の中央脚の互いに分離して巻いた１次巻線３１と２次巻線３２の間に、それぞれＩ字型コアからなる適当な厚さの２個のパスコア３３，３４を挿入した構成を有し、その１次２次間の結合度を低くしたことによる出力電流対出力電圧の低下特性のみが重要視され、１次又は２次の漏れインダクタンスの値、あるいは１次側又は２次側から見た等価漏れインダクタンスの値は、何等問題とされないものが殆どであった。
【０００４】
したがって、従来のリーケージトランスのカタログ上ではこれらの漏れインダクタンスの値は全く不明であり、製造上管理されていないから、仮に漏れインダクタンスの値を測定したとしても、個々の製品毎のバラツキが極めて大きかった。さらに、一般的な電源装置としては、出力電流対出力電圧特性の変動は小さいことが要求されているため、電圧変動の大きなリーケージトランスが使用されることはなかった。
【０００５】
一方、１次直流電力を入力しスイッチングによってそれぞれ、例えば定電圧制御された２次直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ、又は例えば周波数制御された２次交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータ等のスイッチングコンバータを備えた電源装置は、その電力容量に比べて小型軽量でありコストも安いため、広く使用されてきた。
【０００６】
しかしながら、スイッチングコンバータを備えた電源装置は、例えばドロッパ等を備えた電源装置に比べて電力効率は遥かに優れているが、スイッチングによる高周波域のノイズが極めて大きい。また、交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する時に、コンデンサ入力型の平滑回路を用いると、力率の低下と共に低周波域のノイズが大きくなるため、国内では１９９６年から自主規制されており、欧州では１９９８年から強制実施されるＦＣＣ，ＣＩＳＰＲ等のＥＭＩ規制に対応出来ないという問題があった。
【０００７】
そのため、例えば出力容量が２００Ｗ以下の比較的小出力のスイッチングコンバータと１次整流平滑回路とからなるスイッチング電源部を備えた電源装置において、図１１に示すように、交流電源１から絶縁トランス４０を介して入力する交流電力のラインに対して、ダイオードブリッジ４１に直列にインダクタ４２を接続したインダクタ方式を採用し、ピーク電流を抑制して力率を改善すると共に、高調波電流を減少させて高調波電流規制をクリアしたものがあった。
【０００８】
また、例えば出力容量が２００Ｗを超える中出力又は大出力のスイッチングコンバータを備えた電源装置においては、図１２に示すように、通常の１次整流平滑回路に代えてアクテイブフィルタ４３を設け、交流電源１から絶縁トランス４０，ノイズフィルタ（ＮＦ）４４を介して入力する交流電流が交流電圧の絶対値に略比例するようにして、力率を略１００％まで改善すると共に、電源周波数系の低周波域における高調波電流を大幅に減少させた、いわゆるツー・コンバータ方式のものがあった。
【０００９】
あるいは、図１１に示した１次整流平滑回路から平滑用のコンデンサを除いて全波整流しただけの１次直流電力をそれぞれ、そのままスイッチングコンバータに入力させるコンデンサレス方式や、１次直流電力のライン間に放電用ダイオードを介して接続したコンデンサを用いた部分平滑方式や、スイッチングコンバータのトランスの１次巻線とコンデンサとの直列回路に並列にスイッチング素子を接続し、インダクタを介して１次直流電力を入力する昇圧方式等の高調波電流対策を備えたワン・コンバータ方式を用いたものもあった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、インダクタ方式はその対象が電源周波数の高調波で低周波域にあるから、出力容量に比べてそのインダクタンス値を大きくする必要があり、インダクタが大型化して重くなり、コストも上昇するため、その用途は小出力の電源装置に限定され、中出力や大出力の電源装置に対して、実用上適用出来るものではなかった。
【００１１】
また、アクティブフィルタを設けたツー・コンバータ方式は、力率の改善と低周波域の高調波電流については効果的であるが、互いに独立した２個のスイッチング素子が存在するため、高周波域のノイズ源が増えただけでなく、互いに干渉し合って広帯域の複雑なノイズが発生し、そのノイズ対策が困難且つ複雑になってコストが上昇するという問題があった。
【００１２】
あるいは、スイッチングコンバータそのものがＥＭＩノイズ対策を有するワン・コンバータ方式は、現在なお各種の方式が開発されつつあるが、軽負荷時にスイッチング素子に印加される電圧が上昇してスイッチング素子の耐圧をオーバしたり、入力電流制御と出力電圧制御とを１つのスイッチングで同時に行うために制御能力が不充分になる等、広帯域のノイズが問題になるスイッチング電源として主力となる方式は未だ確立されていないのが実状である。
【００１３】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、構成が簡単でコストも安く、しかも効果的なＥＭＩノイズ，入力高調波電流対策が得られることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、１００Ｖ系交流電源又は２００Ｖ系交流電源から入力する交流電力をスイッチング電源部によって変換して出力する電源装置において、上記交流電源とスイッチング電源部との間にリーケージトランスを介装し、該リーケージトランスの１次側に上記交流電源を、２次側に上記スイッチング電源部をそれぞれ接続し、上記交流電源が１００Ｖ系交流電源である場合は、上記リーケージトランスの１次側から見た等価漏れインダクタンスが５ｍＨ乃至１００ｍＨであるようにする。
【００１５】
また、交流電源が２００Ｖ系電源である場合は、上記リーケージトランスの１次側から見た等価漏れインダクタンスを５０ｍＨ乃至２５０ｍＨにする。
【００１６】
そして、上記リーケージトランスの１次側又は２次側の端子間及び該各端子とアース間にそれぞれラインバイパス用コンデンサを接続し、その各ラインバイパス用コンデンサのキャパシタンスと１次側又は２次側から見た等価漏れインダクタンスとによってノイズフィルタを形成する。
上記各ラインバイパス用コンデンサを、それぞれ低周波用コンデンサと高周波用コンデンサとの並列回路で構成してもよい。
【００１７】
あるいは、１００Ｖ系交流電源又は２００Ｖ系交流電源から入力する交流電力をスイッチング電源部によって変換して出力する電源装置において、
上記交流電源とスイッチング電源部との間にリーケージトランスを介装し、
該リーケージトランスの１次側に上記交流電源を、２次側に上記スイッチング電源部をそれぞれ接続し、リーケージトランスの１次側及び２次側の各端子間及び該各端子とアース間にそれぞれラインバイパス用コンデンサを接続し、その１次側の各ラインバイパス用コンデンサのキャパシタンスとリーケージトランスの１次漏れインダクタンスとによって１次側のノイズフィルタを、２次側の各ラインバイパス用コンデンサのキャパシタンスとリーケージトランスの２次漏れインダクタンスとによって２次側のノイズフィルタをそれぞれ形成してもよい。
【００１８】
その場合、上記１次側のノイズフィルタを低周波域のノイズフィルタに、上記２次側のノイズフィルタを高周波域のノイズフィルタにしてもよい。
【００１９】
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して具体的に説明する。
図１は、この発明の基礎となる電源装置の構成の一例を示す回路図である。図１に示した電源装置１０は、リーケージトランス２とスイッチング電源部３とにより構成され、交流電源１からリーケージトランス２の１次側に入力する交流電力は、リーケージトランス２を介してその２次側からスイッチング電源部３に出力される。
【００２１】
【数１】
ＥＬm1＝Ｌm1＋（Ｎ1／Ｎ2）２×Ｌm2
ＥＬm2＝Ｌm2＋（Ｎ2／Ｎ1）２×Ｌm1
【００２２】
リーケージトランス２の符号Ｎ１及びＮ２は、それぞれ１次側及び２次側の巻線を示すと共にその巻数をも示し、１次及び２次の巻線Ｎ１及びＮ２は互いに絶縁されている。また、符号Ｌｍ１及びＬｍ２は、それぞれ１次側及び２次側の漏れインダクタンスを示し、１次側又は２次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ１又はＥＬｍ２は、数１に示した式によってそれぞれ求められる。
【００２３】
スイッチング電源部３は、ダイオードブリッジ４と平滑用のコンデンサＣ０とからなり、交流電力を１次直流電力に変換するコンデンサ入力型の整流平滑回路と、１次直流電力を定電圧制御された２次直流電力に変換して図示しない負荷に出力するＤＣ−ＤＣコンバータであるスイッチングコンバータ５とにより構成されている。
【００２４】
一般に、スイッチングコンバータ５内の図示しない高周波用トランスによって、１次直流電力側と２次直流電力側とが互いに絶縁されているから、交流電源１から入力する交流電力が負荷にリークして感電することはないが、もし過負荷等により高周波用トランスが過熱して、絶縁が破壊されるような事故が発生しても、リーケージトランス２の１次２次間が互いに絶縁されているから、感電のような重大事故を招く恐れがない。
【００２５】
さらに、リーケージトランス２は従来のリーケージトランスと異なり、例えば後述するような構成にして、製造に際して１次及び２次の漏れインダクタンスＬｍ１及びＬｍ２を予め設定した値になるように正確に管理することにより、１次，２次の巻数Ｎ１，Ｎ２から数１によって求められる１次側及び２次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ１及びＥＬｍ２の値も精度よく管理することが可能になる。
【００２６】
しかも、そのようにして得られる１次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ１を、交流電源１が１００Ｖ系電源であれば５ｍＨ乃至１００ｍＨ、２００Ｖ系電源であれば５０ｍＨ乃至２５０ｍＨに設定することにより、それぞれの高調波を含む交流電源周波数系の低周波域及びスイッチング周波数系の高周波域におけるノイズを効果的に抑制することが出来る。
【００２７】
ノイズ抑制の効果を高めるためには、１次側から見た（２次側から見ても同様に）等価漏れインダクタンスＥＬｍ１（又はＥＬｍ２）の値を大きくした方がよいことは明らかであるが、後述する実施例に見られるように、等価漏れインダクタンスを余り大きくすると１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との間の結合度が低下するため、負荷電流の増大に伴う出力電圧の低下が大きくなるという問題がある。
【００２８】
したがって、一般的な用途の電源装置に用いるトランスとしては、１次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ１を１００Ｖ系電源ならば５〜１００ｍＨ、２００Ｖ系電源ならば５０〜２５０ｍＨの範囲に設定したものが、ノイズ抑制の効果及び出力電圧低下の許容度の両面から見て、最もバランスの良くとれたリーケージトランスである。
【００２９】
負荷電流に対する出力電圧の変動率を変えることなく、ノイズ抑制の効果をさらに向上させるために、リーケージトランス２にラインバイパス用コンデンサを接続したこの発明による電源装置の実施形態を図２乃至図４にそれぞれ示す。このようにラインバイパス用コンデンサを接続しても、リーケージトランス２の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との結合度が変るものではないから、出力電圧の低下特性は何等の影響も受けることはない。
【００３０】
図２に示した第１の実施形態である電源装置１１は、リーケージトランス２の１次側にラインバイパス用コンデンサを接続したものであり、１次巻線Ｎ１の両端子間に、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路とコンデンサＣ１３とをそれぞれ並列に接続し、直列回路を構成するコンデンサＣ１１とＣ１２との中間点をアース（フレームグランド）に接続したものであり、図１に示した電源装置１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３１】
一般にラインバイパス用コンデンサは、接続された２本のラインに重畳するノイズのうち、対称成分（逆相成分）をコンデンサＣ１３によって除去し、残る非対称成分をそれぞれコンデンサＣ１１又はＣ１２を介してアースに落すことにより除去するものであるが、電源装置１１では、リーケージトランス２の１次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ１と各コンデンサＣ１１〜Ｃ１３のキャパシタンスとの組合せによって、低周波域又は高周波域あるいは低周波域及び高周波域のノイズをさらに大幅に抑制することが出来る。
【００３２】
すなわち、ラインバイパス用の各コンデンサＣ１１〜Ｃ１３を低周波用コンデンサ又はそれより遥かにキャパシタンスの小さい高周波用コンデンサによって構成することにより、等価漏れインダクタンスＥＬｍ１との組合せでそれぞれ低周波域又は高周波域のノイズを抑制出来る。さらに回路図としては変らないが、各コンデンサＣ１１〜Ｃ１３をそれぞれ低周波用コンデンサと高周波用コンデンサとの並列回路で構成することにより、低周波域及び高周波域のノイズを共に抑制することが出来る。
【００３３】
図３に示した第２の実施形態である電源装置１２は、リーケージトランス２の２次側にラインバイパス用コンデンサを接続したものであり、２次巻線Ｎ２の両端子間に、コンデンサＣ２１，Ｃ２２の直列回路とコンデンサＣ２３とをそれぞれ並列に接続し、直列回路を構成するコンデンサＣ２１とＣ２２との中間点をアースに接続したものであり、図１及び図２に示した電源装置１０及び１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３４】
ラインバイパス用の各コンデンサＣ２１〜Ｃ２３の作用と、２次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ２との組合せによる作用及び効果とは、各コンデンサＣ２１〜Ｃ２３及び等価漏れインダクタンスＥＬｍ２をそれぞれ各コンデンサＣ１１〜Ｃ１３及び等価漏れインダクタンスＥＬｍ１と置き換えて考えれば、電源装置１１と同様であるから詳しい説明は省略する。
【００３５】
図４に示した第３の実施形態である電源装置１３は、リーケージトランス２の１次側及び２次側にそれぞれラインバイパス用コンデンサを接続したものであり、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の両端子間に、それぞれコンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路とコンデンサＣ１３、及びコンデンサＣ２１，Ｃ２２の直列回路とコンデンサＣ２３を並列に接続し、それぞれ直列回路を構成するコンデンサＣ１１とＣ１２及びコンデンサＣ２１とＣ２２の中間点をアースに接続したものであり、図１〜図３に示した電源装置１０〜１２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３６】
電源装置１３は、それぞれリーケージトランス２の１次側のラインバイパス用コンデンサＣ１１〜Ｃ１３と漏れインダクタンスＬｍ１からなるノイズフィルタ、及び２次側のラインバイパス用コンデンサＣ２１〜Ｃ２３と漏れインダクタンスＬｍ２からなるノイズフィルタにより構成された直列２段のノイズフィルタを備えているから、電源装置１１，１２に比べて、より高いノイズ抑制効果が得られることはいうまでもない。
【００３７】
さらに、例えば１次側のノイズフィルタに低周波域のノイズを、２次側のノイズフィルタに高周波域のノイズをそれぞれ分担させることも出来る。
なお、ノイズフィルタの帯域はそれほど厳密なものではないから、それぞれ１次側及び２次側のラインバイパス用コンデンサと組み合せる漏れインダクタンスＬｍ１及びＬｍ２に代えて、等価漏れインダクタンスＥＬｍ１及びＥＬｍ２を考えても、実用上ほぼ同じ効果が得られる。
【００３８】
図５は、図１乃至図４に示した電源装置１０〜１３に用いるリーケージトランス２のコアの中央脚に嵌め込む巻線用のボビンの構成の一例を、そのボビンにそれぞれ巻かれた１次巻線，２次巻線及び挿入されたパスコアと共に示す図であり、図５の（Ａ）はボビンの縦断面図を、同図の（Ｂ）はその上面図をそれぞれ示したものである。
【００３９】
図５に示したボビン２０は、その中心軸に沿ったコアの中央脚に嵌め込むための孔２０ｈと、それぞれ中心軸に直交してその周囲を取り巻く３個の溝２０ａ，２０ｂ，２０ｃとを有し、溝２０ａと２０ｂにはそれぞれ１次巻線２１と２次巻
線２２とが巻き込まれ、溝２０ｃにはその幅によって規制される所定の厚さを有するコの字型コアからなるパスコア２３が、その溝２０ｃによりガイドされて正しい位置になるように、挿入されている。
【００４０】
したがって、１次巻線２１と２次巻線２２とを磁気結合させるためのコア（の中央脚）から外れた漏れ磁力線によって、１次巻線，２次巻線が部分的に直接結合することを抑制するパスコア２３が、１次巻線２１及び２次巻線２２に対して相対的に正しい位置になる。すなわち、組み立てに際して、それぞれ予め理論的又は実験的に設定された１次２次間の結合度、１次側及び２次側の漏れインダクタンスＬｍ１及びＬｍ２又は等価漏れインダクタンスＥＬｍ１及びＥＬｍ２の再現性がよいから、図１０に示した従来のリーケージトランスに比べてバラツキが極めて少なくなる。
【００４１】
図６は、巻線用のボビンの構成の他の例を示す図であり、図５に示した一体構成のボビン２０と異なり、２個の部分により構成されている。
図６に示したボビンは第１及び第２のボビン２５及び２６により構成され、図６の（Ａ）はボビン２５，２６を組み合せて示す縦断面図を、同図の（Ｂ）は第１のボビン２５のパスコアをガイドするための段２５ｄを示す底面図をそれぞれ示したものである。
【００４２】
ボビン２０（図５）と同様に、ボビン２５，２６には、それぞれその中心軸に沿ったコアの中央脚に嵌め込むための孔２５ｈ，２６ｈと、それぞれ中心軸に直交してその周囲を取り巻く溝２５ａ，２６ｂとを有し、溝２５ａ，２６ｂにはそれぞれ１次巻線２１と２次巻線２２とが巻き込まれている。
ボビン２５の段２５ｄにはその高さによって規制される所定の厚さを有するコの字型コアからなるパスコア２３が、その段２５ｄによりガイドされて正しい位置になるように、ボビン２６との間に挿入されているから、その作用及び効果も図５に示したボビン２０と同様である。
【００４３】
図７は、ボビン２０の溝２０ｃ（図５）に、あるいはボビン２５の段２５ｄによって生じたボビン２６との隙間（図６）に、それぞれ挿入されるパスコアの構成の一例を示す平面図である。
図７の（Ａ）は１個のコアからなるパスコアの例を、同図の（Ｂ）及び（Ｃ）は、それぞれ２個のコアからなるパスコアの例を示している。
【００４４】
パスコア自体は、図１０に示した従来例のように、２個のＩ字型コアを互いに対称の位置に配置してもよいが、図７の（Ａ）に示したようなコの字型コア２３を用いれば１個のコアで済むから、部品管理が容易で組立工数も短くなる効果がある。ただし、１次２次間の結合度や１次，２次漏れインダクタンスＬｍ１，Ｌｍ２があまり変らないようにするために、２個のＩ字型コアの場合に比べてその厚さを変えたほうがよい。
【００４５】
また、リーケージトランスのコアの中央脚の全周にわたって、パスコアで１次，２次巻線間をカバーする場合に、図７の（Ｂ）又は（Ｃ）に示したように、脚を短くした２個のコの字型コア２３ａの組み合せ、又はコの字型コア２３とＩ字型コア２４との組み合せによって構成すれば、２個のコアで済むから組立工数が短くなる。両者のうちいずれかといえば、図７の（Ｂ）に示した同型のコアの組み合せの方が部品管理の点で簡単である。
【００４６】
図７に示した各パスコアにおいて、磁力線は常に紙面に対して垂直方向に作用し、紙面に平行すなわちパスコアに沿って磁路が形成されるものではないから、コの字型コアの開口部や２個組み合せたコア間の間隔の大小は、１次２次間の結合度や１次及び２次の漏れインダクタンスＬｍ１及びＬｍ２に多少関係する要因になるだけで、他に悪影響はない。
【００４７】
図８及び図９は、以上説明したようなボビンとパスコアとを用いたリーケージトランスの実施例において、無負荷時と最大負荷時の１次電圧（入力電圧）に対する２次電圧（出力電圧）の変化の一例を示す線図であり、図８又は図９は、それぞれ２個のＩ字型コアを対称的に組み合せたパスコアの厚さを１５ｍｍ又は７ｍｍに設定した場合の例を示している。
【００４８】
図８において、１０Ｖ毎に変化させた１次電圧に応じて出力される２次電圧を、無負荷時は＋マーク、最大負荷時は丸マークでそれぞれ示している。
また、それぞれ互いに同じマークの間を実線で結んで示した１５ｍｍ厚のパスコアを挿入した場合の特性と比較するために、そのパスコアを挿入しない場合の特性を、同じマークの間を破線で結んで示している。
【００４９】
１５ｍｍ厚のパスコアを挿入した（実線で示す特性の）１００Ｖ系電源用のリーケージトランスは、１次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ１が略１００ｍＨになり、ノイズ特に低周波域のノイズを改善するのに十分な大きな値が得られ、しかも無負荷時と最大負荷時の特性から明らかなように、１次電圧に対する２次電圧の電圧低下比及び負荷に対する電圧変動率は満足出来る程度に収まっている。なお、同じパスコアの条件の２００Ｖ系電源用のリーケージトランスも、電圧低下比及び電圧変動率が問題ない範囲で、２１２ｍＨの等価漏れインダクタンスＥＬｍ１が得られた。
【００５０】
参考のため、破線で結んで示したパスコア無しの場合の特性は、パスコア有りの場合に比べて、電圧低下比（無負荷時の２次電圧／１次電圧の値）は若干大きくなる程度であるが、（負荷に対する）電圧変動率は大幅に良くなっている。逆にいえば、それだけリーケージトランスの特徴が失われている訳で、１次及び２次の漏れインダクタンスＬｍ１及びＬｍ２が小さくなり、ノイズを改善するのに十分な大きさの値が得られない。
【００５１】
図９に示したパスコアの厚さが７ｍｍの場合の特性は、図８に示した特性に比べて、電圧低下比と電圧変動率とが、いずれも１５ｍｍ厚のパスコア有りと無しの略中間位の（パスコア有りよりも好ましい）値を示しており、１００Ｖ系電源用のリーケージトランスとして６７ｍＨの等価漏れインダクタンスＥＬｍ１が得られた。
なお、特性は図示しないが、パスコアの厚さを４ｍｍに設定した時には、５２ｍＨの等価漏れインダクタンスＥＬｍ１が得られている。
【００５２】
以上の説明を要約すると、この発明による電源装置１１〜１３は、交流電源１とスイッチング電源部３との間にリーケージトランス２を介装したことにより、リーケージトランス２の１次側及び２次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ１，ＥＬｍ２によって低周波域及び高周波域のノイズ、特に低周波域の入力高調波電流ノイズを抑制することが出来ると共に、スイッチング電源部３内の（高周波用）トランスと直列に作用して、いずれか一方の絶縁が破壊されても感電事故の発生を防止する。
【００５３】
特に、リーケージトランス２の１次側から見た等価漏れインダクタンスＥＬｍ１を、１００Ｖ系電源であれば５ｍＨ〜１００ｍＨ、２００Ｖ系電源であれば５０ｍＨ〜２５０ｍＨに設定することにより、ノイズ特に低周波域の入力高調波電流ノイズを改善するのに十分な値が得られ、しかも電圧低下比と電圧変動率を実用上満足出来る範囲に収めることが出来る。
さらに、リーケージトランス２の１次側又は２次側あるいはその両側に、それぞれラインバイパス用コンデンサＣ１１〜Ｃ１３又はＣ２１〜Ｃ２３を設けてノイズフィルタを形成したので、ノイズをより一層抑制することが出来る。
【００５４】
また、リーケージトランス２のパスコアを、従来のように２個のＩ字型コアで形成してもよいが、１個のコの字型コアあるいは２個のコの字型コアの組み合せ又はコの字型コアとＩ字型コアとの組み合せで構成すれば、組立工数を短縮し、部品管理が容易になる。
【００５５】
さらに、それぞれ巻線用のボビン２０の溝２０ｃ、又は２個組ボビン２５，２６の段２５ｄのようなガイドを設ければ、パスコアの挿入に当って容易かつ正確に位置を決めることが出来るから、組立工数を短縮すると共に、１次，２次の漏れインダクタンスＬｍ１，Ｌｍ２の値のバラツキを小さくすることが出来る。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明による電源装置は構成が簡単でコストも安く、しかも効果的なＥＭＩノイズ，入力高調波電流対策が施されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の基礎となる電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【図２】  この発明の第１の実施形態である電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【図３】  この発明の第２の実施形態である電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【図４】  この発明の第３の実施形態である電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【図５】  図１乃至図４に示したリーケージトランスの巻線用ボビンの構成の一例を示す図である。
【図６】  同じくリーケージトランスの巻線用ボビンの構成の他の一例を示す図である。
【図７】  図５又は図６に示した巻線用ボビンに挿入されるパスコアの構成の一例を示す平面図である。
【図８】  この発明によるリーケージトランスの１次電圧対２次電圧特性の一例を示す線図である。
【図９】  パスコアの厚さを変えたリーケージトランスの１次電圧対２次電圧特性の一例を示す線図である。
【図１０】  リーケージトランスの従来例の構成を示す図である。
【図１１】  入力交流ラインにインダクタを備えた従来の電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【図１２】  入力側にアクティブフィルタを備えた従来の電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：交流電源              ２：リーケージトランス
３：スイッチング電源部    ４：ダイオードブリッジ
５：スイッチングコンバータ
１０〜１３：電源装置      ２０，２５，２６：ボビン
２１：１次巻線            ２２：２次巻線
Ｃ１１〜Ｃ１３：１次側のラインバイパス用コンデンサ
Ｃ２１〜Ｃ２３：２次側のラインバイパス用コンデンサ
ＥＬｍ１：１次側から見た等価漏れインダクタンス
Ｌｍ１，Ｌｍ２：１次又は２次漏れインダクタンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図１０】
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【図８】
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【図９】
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【図１１】
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【図１２】
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