(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流駆動電源を一対の電極用ブラシより整流子を介してスイッチングしつつ回転子コイルに供給する直流モータにおける回転子の回転動作を検出する回転検出装置において、
前記直流モータの一対の給電端子を介して前記一対の電極用ブラシに前記直流駆動電源の高電位と低電位を切替え可能に印加する半導体スイッチにより、当該直流モータを正転駆動または逆転駆動するモータ駆動回路と、
前記回転子の回転を検出するために前記電極用ブラシとは別途に設けられた回転検出用ブラシと、
前記一対の給電端子における端子間電圧を分圧して比較基準電圧を生成する分圧手段を含む比較基準電圧生成手段と、
前記回転検出用ブラシにより検出される電圧と前記比較基準電圧生成手段により生成される比較基準電圧とを比較する比較器と
を具備することを特徴とする直流モータの回転検出装置。
【請求項２】
前記分圧手段は、前記モータの端子間電圧を分圧して前記比較基準電圧を得るための分圧比を２／８以上で且つ３／８以下の範囲内としたことを特徴とする請求項１に記載の直流モータの回転検出装置。
【請求項３】
直流駆動電源を一対の電極用ブラシより整流子を介してスイッチングしつつ回転子コイルに供給する直流モータにおける回転子の回転動作を制御する回転制御装置において、
前記直流モータの一対の給電端子を介して前記一対の電極用ブラシに前記直流駆動電源の高電位と低電位を切替え可能に印加する半導体スイッチにより、当該直流モータを正転駆動または逆転駆動するモータ駆動回路と、
前記回転子の回転を検出するために前記電極用ブラシとは別途に設けられた回転検出用ブラシと、
前記一対の給電端子における端子間電圧を分圧して比較基準電圧を生成する分圧手段を含む比較基準電圧生成手段と、
前記回転検出用ブラシにより検出される電圧と前記比較基準電圧生成手段により生成される比較基準電圧とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応動して前記モータ駆動回路を制御するモータ制御回路とを具備することを特徴とする直流モータの回転制御装置。
【請求項４】
前記分圧手段は、前記モータの端子間電圧を分圧して前記比較基準電圧を得るための分圧比を２／８以上で且つ３／８以下の範囲内としたことを特徴とする請求項３に記載の直流モータの回転制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、機械的作動の駆動源として直流モータ（ＤＣモータ）を用い且つ該直流モータの回転動作に係る回転速度の安定化制御および累積回転数の制御などが要求される装置に係り、特に、回転子コイルに接続されて回転子に一体的に設けられた整流子に、固定子側に設けられた一対の電極用ブラシを摺接し、直流駆動電源を、該電極用ブラシおよび整流子により切換えて前記回転子コイルに供給して、直流モータにおける前記回転子の回転動作に係る回転方向、回転速度および回転位置等の少なくともいずれかを含む情報を検出して前記回転子の回転動作を制御するのに好適な直流モータの回転検出装置および回転制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、カメラにおいて、撮影レンズとしてのズームレンズをズーミングさせるためのズーム動作、測距情報等の被写体距離情報に基づき撮影レンズおよび結像面の少なくとも一方を光軸に沿ってフォーカシング駆動して合焦させるためのフォーカス駆動、あるいは撮影フィルムの巻上げおよび巻戻しを行なうためのフィルム給送駆動などの機械的作動の駆動源として、ブラシ式の直流モータが用いられることが多い。ブラシ式の直流モータは、固定子に永久磁石等を用いて複数の固定磁極を形成し、回転子の複数の磁極を形成する複数の回転子コイルに、回転子と一体に回転する整流子および固定子と一体に固定されて前記整流子に摺接するブラシを介して、直流駆動電源を固定子側から回転角度に応じて切換えて前記回転子コイルに供給して回転子を回転させる。
【０００３】
このような直流モータとしては、例えば３極モータの場合、図５に示すように、直流駆動電源Ｅ０から一対の電極用ブラシＢ０１およびＢ０２を介して、これら一対の電極用ブラシＢ０１およびＢ０２に摺接する整流子ＣＭ０に給電する。一対の電極用ブラシＢ０１およびＢ０２は、整流子ＣＭ０に対して１８０°異なる位置で当接している。整流子ＣＭ０は、回転子と一体に動作する円筒面を形成して設けられ、この場合、該円筒面を等角度間隔でほぼ１２０°毎に３等分した３個の接触片（接片）で構成される。整流子ＣＭ０の各隣接する接触片間には、３個の回転子コイルがそれぞれ接続されて、これら回転子コイルにより３個の回転子磁極を形成している。
これら回転子磁極は、電極用ブラシＢ０１およびＢ０２と整流子ＣＭ０の各接触片との接触状態が、回転角度に応じて変化することによって、極性が切り換えられて、固定子側の永久磁石からなる、例えば一対の固定子磁極（図示せず）との間で回転駆動力を発生する。回転子の回転に伴い、各回転子磁極が各固定子磁極に逐次対峙するとともに、電極用ブラシＢ０１およびＢ０２と整流子ＣＭ０の各接触片との接触状態が変化して、各回転子磁極の極性が逐次切り換えられることによって、回転磁界が生成されて、回転子の回転が継続的に維持される。
【０００４】
すなわち、直流電源Ｅ０から一対の電極用ブラシＢ０１およびＢ０２に電圧が印加されると、電極用ブラシＢ０１およびＢ０２のうちの一方から他方に回転子コイルを介して電流が流れ、回転子コイルにより磁界を発生して、回転子磁極を形成する。このように回転子コイルにより発生した磁界と、固定子磁極による磁界との作用により、回転子が回転する。
このようなモータの回転を検出する方法としては、ロータリエンコーダ方式が一般的である。すなわち、モータの回転出力軸またはそれに応動する伝達機構内に、周面にスリットを形成した回転スリット円盤を設け、該回転スリット円盤の周面のスリットをフォトインタラプタで検出することにより、回転を検出する。この方法は、的確な回転検出を行なうことができるが、ロータリエンコーダを構成する回転スリット円盤およびフォトインタラプタ等が必要となり、そのためのスペースの増大およびコストの上昇を伴うこととなる。
【０００５】
また、図６および図７に示すように駆動電流のリップルから回転を検出する方法もある。
すなわち、図６に示すように、駆動電源Ｅ０からモータの駆動電流を給電する電極用ブラシＢ０１およびＢ０２のうちの一方の電極用ブラシＢ０２に給電する給電路に抵抗Ｒ０を直列に介挿して、抵抗Ｒ０の端子電圧を検出すると、例えば図７に示すような駆動電流の６０°周期のリップル波形が得られる。このリップル波形は、回転子の回転角度位置に対応しているから、これを適宜波形整形するなどして、回転角度位置に応じたパルス信号を得ることができる。この方法は、コストおよびスペースの面では有利であるが、ノイズ等による誤検出のおそれがあるなど、検出精度の面で不安がある。
これに対して、特開平４−１２７８６４号公報等には、一対の電極用ブラシとは別に回転検出用ブラシを設けて回転検出を行なう方式が示されている。回転検出用ブラシは、一対の電極用ブラシと同様に整流子に摺接して、整流子における電圧を抽出する。この回転検出用ブラシで検出した信号をもとにして回転を検出する。
【０００６】
具体的には、例えば、前記特開平４−１２７８６４号公報には、図８に示すような構成が開示されている。モータＭ０の一対の電極用ブラシＢ０１およびＢ０２とは別途に回転検出用ブラシＢＤ０が設けられている。回転検出用ブラシＢＤ０には、微分回路１０１、時定数リセット回路１０２および時定数回路１０３が順次直列的に接続されている。前記時定数回路１０３の出力は、比較器１０５の非反転入力端に接続されている。比較器１０５の反転入力端には、比較基準電圧発生部１０４の出力が接続されていて、比較器１０５の出力は、図示極性のダイオード１０６を介してリレー１０７（の励磁コイル）の一端に接続される。リレー１０７（の励磁コイル）の他端は、駆動電源Ｅ０の一端に接続される。駆動電源Ｅ０の前記一端には、リレー１０７の接点１０７ａを直列に介して一対の電極用ブラシＢ０１およびＢ０２のうちの一方の電極用ブラシＢ０１が接続されており、駆動電源Ｅ０の他端には、前記一対の電極用ブラシＢ０１およびＢ０２のうちの他方の電極用ブラシＢ０２が接続されている。リレー１０７（の励磁コイル）の前記一端は、図示極性のダイオード１０８を直列に介してモータ起動回路１０９のトランジスタ１０９ａのコレクタに接続されている。
トランジスタ１０９ａのベースには、抵抗１０９ｂを介してモータ起動信号が供給され、トランジスタ１０９ａのベースとエミッタとの間に抵抗１０９ｃが接続されている。トランジスタ１０９ａのエミッタは、駆動電源Ｅ０の前記他端に接続されている。
【０００７】
図９に、このような構成における各部の信号波形、すなわち、モータ起動回路１０９に入力されるモータ起動信号、回転検出用ブラシＢＤ０の検出信号ＳＡ０、微分回路１０１の出力信号ＳＢ０、時定数回路１０３の出力信号ＳＣ０、比較器１０５の出力信号ＳＤ０、リレー１０７の動作信号および駆動電源Ｅ０からモータＭ０への駆動電源供給の各波形が示されている。
モータ起動信号によりモータ起動回路１０９のトランジスタ１０９ａがオンとなると、リレー１０７がオンとなって接点１０７ａが閉じ、電極用ブラシＢ０１およびＢ０２を介してモータＭ０に電力が供給され、モータＭ０の回転が開始される。モータＭ０の回転に伴い回転検出用ブラシＢＤ０からパルス列ＳＡ０が出力され、微分回路１０１で微分されて、各パルスの前縁に同期した信号ＳＢ０が時定数リセット回路１０２に供給される。時定数リセット回路１０２は、信号ＳＢ０に同期して時定数回路１０３をリセットし、時定数回路１０３から信号ＳＣ０として図９に示すような波形の信号を出力させる。
【０００８】
モータＭ０が通常の回転速度で回転している定常状態においては、時定数回路１０３の出力信号ＳＣ０が比較基準電圧発生部１０４から供給される比較基準電圧を超えることはない。この状態では、比較器１０５の出力信号ＳＤ０は“Ｌ（低レベル）”であり、リレー１０７は励磁されオン状態を続けて、モータＭ０に対する給電は維持される。ところが、過負荷等によりモータＭ０の回転速度が低下すると、時定数回路１０３の出力信号ＳＣ０が比較基準電圧を超え、比較器１０５の出力信号ＳＤ０が“Ｈ（高レベル）”となり、リレー１０７に励磁電流が流れなくなってオフとなり、接点１０７ａが開いてモータＭ０に対する給電は停止される。このようにして、モータＭ０の回転速度の低下を検出し、モータＭ０を停止させて、モータＭ０に過大な電流が流れ続けることを防止する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述した特開平４−１２７８６４号公報等に開示された方法では、モータの回転速度がある程度よりも低下した場合にのみリレーを動作させることが示されているに過ぎず、回転方向、回転数、回転速度および回転位置等を高精度に検出し、回転方向制御、回転数制御および回転速度制御等に利用するための技術については明確に示されていない。
また、本出願人は、先に特願平１１−３７１９３６号として、モータを駆動するための電圧が変化した場合についても良好な回転検出を可能とする技術（詳細は後述する）を提案したが、この特願平１１−３７１９３６号に示した技術では、モータの負荷変動によるモータ端子間の電圧変動に対しては考慮されておらず、負荷変動によって正確な回転信号パルスが得られなくなるおそれがある。
【００１０】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたもので、簡単で且つスペースを占有しない構成により、回転検出用ブラシを備えた直流モータの回転速度および回転数を常に的確に検出し、効果的な回転制御を可能とする直流モータの回転検出装置および回転制御装置を提供することを目的としている。
すなわち、本発明の請求項１の目的は、特に、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成で、モータの駆動電圧の変動のみならず、モータ回転中の負荷変動等によるモータ端子間の電圧変動にも対応するとともに、いずれの回転方向にも効果的な回転検出を可能とする直流モータの回転検出装置を提供することにある。
本発明の請求項２の目的は、特に、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成で、信頼性の高い回転信号パルスを得ることができる直流モータの回転検出装置を提供することにある。
【００１１】
また、本発明の請求項３の目的は、特に、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成で、モータの駆動電圧の変動のみならず、モータ回転中の負荷変動等によるモータ端子間の電圧変動にも対応するとともに、いずれの回転方向にも効果的な回転検出に基づく高精度の回転制御を可能とする直流モータの回転制御装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した本発明に係る直流モータの回転検出装置は、上述した目的を達成するために、
直流駆動電源を一対の電極用ブラシより整流子を介してスイッチングしつつ回転子コイルに供給する直流モータにおける回転子の回転動作を検出する回転検出装置において、
前記直流モータの一対の給電端子を介して前記一対の電極用ブラシに前記直流駆動電源の高電位と低電位を切替え可能に印加する半導体スイッチにより、当該直流モータを正転駆動または逆転駆動するモータ駆動回路と、
前記回転子の回転を検出するために前記電極用ブラシとは別途に設けられた回転検出用ブラシと、
前記一対の給電端子における端子間電圧を分圧して比較基準電圧を生成する分圧手段を含む比較基準電圧生成手段と、
前記回転検出用ブラシにより検出される電圧と前記比較基準電圧生成手段により生成される比較基準電圧とを比較する比較器と
を具備することを特徴としている。
請求項２に記載した本発明に係る直流モータの回転検出装置は、前記分圧手段は、前記モータの端子間電圧を分圧して前記比較基準電圧を得るための分圧比を２／８以上で且つ３／８以下の範囲内としたことを特徴としている。
【００１３】
請求項３に記載した本発明に係る直流モータの回転検出装置は、上述した目的を達成するために、
直流駆動電源を一対の電極用ブラシより整流子を介してスイッチングしつつ回転子コイルに供給する直流モータにおける回転子の回転動作を制御する回転制御装置において、
前記直流モータの一対の給電端子を介して前記一対の電極用ブラシに前記直流駆動電源の高電位と低電位を切替え可能に印加する半導体スイッチにより、当該直流モータを正転駆動または逆転駆動するモータ駆動回路と、
前記回転子の回転を検出するために前記電極用ブラシとは別途に設けられた回転検出用ブラシと、
前記一対の給電端子における端子間電圧を分圧して比較基準電圧を生成する分圧手段を含む比較基準電圧生成手段と、
前記回転検出用ブラシにより検出される電圧と前記比較基準電圧生成手段により生成される比較基準電圧とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応動して前記モータ駆動回路を制御するモータ制御回路とを具備することを特徴としている。
【００１４】
請求項４に記載した本発明に係る直流モータの回転制御装置は、前記分圧手段が、前記モータの端子間電圧を分圧して前記比較基準電圧を得るための分圧比を２／８以上で且つ３／８以下の範囲内としたことを特徴としている。
【００１５】
【作用】
すなわち、本発明の請求項１による直流モータの回転検出装置は、直流駆動電源を一対の電極用ブラシより整流子を介してスイッチングしつつ回転子コイルに供給する直流モータにおける回転子の回転動作を検出する回転検出装置において、前記直流モータの一対の給電端子を介して前記一対の電極用ブラシに前記直流駆動電源の高電位と低電位を切替え可能に印加する半導体スイッチにより、当該直流モータを正転駆動または逆転駆動するモータ駆動回路を設け、前記回転子の回転を検出するために前記電極用ブラシとは別途に回転検出用ブラシを設け、比較基準電圧生成手段に含まれる分圧手段により、前記一対の給電端子における端子間電圧を分圧して比較基準電圧を生成して、前記回転検出用ブラシにより検出される電圧と前記比較基準電圧生成手段により生成される比較基準電圧とを比較器により比較する。
このような構成により、特に、スペースをとらない簡単で安価な構成で、モータの駆動電圧の変動のみならず、モータ回転中に負荷変動等によりモータ端子間電圧が変動し、それによって回転検出用ブラシの電圧が変化しても良好な回転信号が得られると共にいずれの回転方向にも効果的な回転検出が可能である。
【００１６】
本発明の請求項２による直流モータの回転検出装置は、前記分圧手段が、前記モータの端子間電圧を分圧して前記比較基準電圧を得るための分圧比を２／８以上で且つ３／８以下の範囲内とする。
このような構成により、特に、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成で、信頼性の高い回転信号パルスを得ることができる。
【００１７】
本発明の請求項３による直流モータの回転制御装置は、直流駆動電源を一対の電極用ブラシより整流子を介してスイッチングしつつ回転子コイルに供給する直流モータにおける回転子の回転動作を制御する回転制御装置において、直流モータの一対の給電端子を介して前記一対の電極用ブラシに前記直流駆動電源の高電位と低電位を切替え可能に半導体スイッチを用いたモータ駆動回路により、当該直流モータを正転駆動または逆転駆動するとともに、前記回転子の回転を検出するために前記電極用ブラシとは別途に回転検出用ブラシを設け、前記モータの一対の給電端子における端子間電圧を分圧する分圧手段を含む比較基準電圧生成手段により比較基準電圧を生成して、前記回転検出用ブラシにより検出される電圧と前記比較基準電圧生成手段により生成される比較基準電圧とを比較器により比較し、モータ制御回路が、該比較器の出力に応動して前記モータ駆動回路を制御する。
このような構成により、特に、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成で、モータの駆動電圧の変動のみならず、モータ回転中の負荷変動等によるモータ端子間の電圧変動に対しても、また、正転および逆転のいずれの回転方向においても効果的な回転検出に基づく高精度の回転制御が可能である。
本発明の請求項４による直流モータの回転制御装置は、前記分圧手段が、前記モータの端子間電圧を分圧して前記比較基準電圧を得るための分圧比を２／８以上で且つ３／８以下の範囲内とする。
このような構成により、特に、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成で、モータ端子間の電圧変動にも対応するとともに、いずれの回転方向にも効果的な回転検出に基づく高精度の回転制御が可能である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に基づき、図面を参照して本発明の直流モータの回転検出装置および回転制御装置を詳細に説明する。
まず、本発明の実施の形態を説明する前に、給電のための電極用ブラシとは別途に回転を検出するための回転検出用ブラシを備えた直流モータの回転検出装置について先に本出願人が出願している特開２００１−２５１８８２に示された例を参照して説明する。
図１０は、特開２００１−２５１８８２に示された直流モータの回転検出装置の一例の構成を示している。図１０に示す直流モータの回転検出装置は、駆動電源Ｅ１からスイッチＳＷ１を介して駆動電力が供給されて駆動される直流モータＭ１の回転を検出するものであり、直流モータＭ１には、一対の電極用ブラシＢ１１およびＢ１２と回転検出用ブラシＢＤ１を設けている。図１０の直流モータの回転検出装置は、ノイズ除去回路１１１、比較基準電圧生成手段１１２および比較器１１３を具備する。
【００２０】
ノイズ除去回路１１１は、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号の急峻なサージ状の波形等のノイズ成分を除去して比較器１１３に供給する。比較基準電圧生成手段１１２は、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号を回転速度に応じたパルス周期およびパルス幅のパルス列に変換するための比較基準電圧を生成し、比較器１１３に供給する。比較器１１３は、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号からノイズ除去回路１によりノイズが除去された信号と、比較基準電圧生成手段１１２により生成される比較基準電圧とを比較して、回転速度に応じたパルス周期およびパルス幅のパルス列を出力する。
上述し且つ図１０に示す直流モータの回転検出装置をさらに具体的に構成した他の一例が図１１に示す直流モータの回転検出装置であり、これも特開２００１−２５１８８２に示されている。図１１に示す直流モータの回転検出装置は、図１０の場合と同様に駆動電源Ｅ１からスイッチＳＷ１を介して駆動電圧Ｅｏが供給されて駆動される直流モータＭ１の回転を検出するものであり、モータＭ１には、一対の電極用ブラシＢ１１およびＢ１２とは別途に回転検出用ブラシＢＤ１を設けている。
【００２１】
図１１の回転検出装置は、ノイズ除去回路１１１Ａ、比較基準電圧生成手段１１２Ａおよび比較器１１３を具備する。
ノイズ除去回路１１１Ａは、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号の急峻なサージ状の波形等のノイズ成分を除去して比較器１１３に供給する回路であり、定電圧ダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１を有している。定電圧ダイオードＺＤ１は、例えばツェナーダイオード等からなり、回転検出用ブラシＢＤ１と駆動電源Ｅ１の共通低電位側との間に接続される。抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１は順次直列に接続されて、これらの直列回路が、抵抗Ｒ１を回転検出用ブラシＢＤ１側とし且つコンデンサＣ１を駆動電源Ｅ１の共通低電位側として、定電圧ダイオードＺＤ１と並列に、回転検出用ブラシＢＤ１と駆動電源Ｅ１の共通低電位との間に接続される。コンデンサＣ１の両端すなわち、該コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点と、駆動電源Ｅ１の共通低電位との間の電圧が比較器１１３の非反転入力端（＋側）に供給される。
【００２２】
比較基準電圧生成手段１１２Ａは、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号を回転速度に応じたパルス周期およびパルス幅のパルス列に変換するための比較基準電圧を生成して比較器１１３に供給する部分であり、ポテンショメータＶＲ１により構成される。ポテンショメータＶＲ１の固定側両端が電源電圧Ｖｃｃと共通低電位とにそれぞれ接続され、該ポテンショメータＶＲ１の可動端と共通低電位との間の電圧、例えばＥｏ／４にほぼ相当する電圧、が比較器１１３の反転入力端（−側）に供給される。
比較器１１３は、図１０の場合とほぼ同様の機能を呈するように構成され、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号からノイズ除去回路１１１Ａによりノイズが除去された信号が非反転入力側（＋側）に、比較基準電圧生成手段１１２Ａにより生成される比較基準電圧（Ｅｏ／４）が反転入力側（−側）にそれぞれ供給されて、両者を比較する。比較器１１３は、ノイズ除去回路１１１Ａの出力が比較基準電圧（Ｅｏ／４）を超えると電源電圧Ｖｃｃ、つまり“Ｈ”となり、ノイズ除去回路１１１Ａの出力が比較基準電圧（Ｅｏ／４）以下では共通低電位つまり“Ｌ”となって、回転速度に応じたパルス周期およびパルス幅のパルス列を出力する。
【００２３】
次に、図１１の直流モータの回転検出装置の動作について、図１２に示す各部の波形図を参照して説明する。図１２には、高速回転時および低速回転時における回転検出用ブラシＢＤ１の出力信号ＳＡ１、ノイズ除去回路１１１Ａの出力信号ＳＢ１および比較器１１３の出力信号ＳＣ１の各信号電圧波形を示している。
回転検出用ブラシＢＤ１を有する直流モータＭ１は、出力電圧Ｅｏの直流駆動電源Ｅ１にスイッチＳＷ１を直列に介して接続されており、該直流モータＭ１の回転検出用ブラシＢＤ１をノイズ除去回路１１１Ａに接続している。ノイズ除去回路１１１Ａは、上述したように抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路に並列にツェナーダイオード等の定電圧ダイオードＺＤ１が並列に接続されている。定電圧ダイオードＺＤ１は、モータＭ１の回転子巻線、すなわち回転子コイルの自己誘導作用による逆起電力による電圧をクランプする。抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１は、両者の接続点から出力を取り出して、高周波成分を除去するためのローパスフィルタを構成している。ローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の接続点から取り出した出力を、比較器１１３の非反転入力端（＋側）に供給する。
【００２４】
スイッチＳＷ１を閉じると直流モータＭ１に駆動電源Ｅ１からの直流電圧Ｅｏが供給され、電極用ブラシＢ１１およびＢ１２を介して回転子コイルが励磁されて、永久磁石等により磁極が形成された固定子に対して、回転子が回転する。この直流モータＭ１の回転により、回転検出用ブラシＢＤ１にほぼパルス状の電圧信号ＳＡ１が発生する。回転検出用ブラシＢＤ１から出力される電圧信号ＳＡ１のパルス列の各パルスの前縁部、つまり図１２に示す立ち上がり部分、の急峻なサージ状の波形は、ブラシに当接する整流子の接触片が切り替わるときに、各接触片に接続された回転子コイルに流れる電流の大きさが瞬間的に変化するため、回転子コイルの自己誘導作用により発生する電圧によるものであり、その大きさは、回転速度に応じてコイルを流れる電流の大きさにより変化する。
また、各パルス波形の傾斜部分は、回転子コイルに流れる電流およびコイルの直流抵抗成分により生ずる電圧と、コイルが磁界中を回転することにより生ずる誘導電圧とが合成されたものである。高速回転時は後者の誘導電圧が支配的となり、低速回転時は前者の抵抗成分による電圧が支配的となる。
【００２５】
したがって、この傾斜部分の傾斜角度は、図１２にも示されているように、回転が低速であるほど傾斜が緩やかとなり、平坦に近くなる。
ノイズ除去回路１１１Ａの出力信号ＳＢ１の波形は、上述したサージ波形および回転検出用ブラシＢＤ１と整流子との接触により生じる機械的ノイズ等の高周波ノイズが除去されている。比較器１１３は、このノイズ除去回路１１１Ａの出力信号ＳＢ１の電圧とポテンショメータＶＲ１から取り出される、例えば約Ｅｏ／４、の比較基準電圧とを比較する。このため比較器１１３の出力信号ＳＣ１としては、この場合、電圧Ｖｃｃである“Ｈ”と、この場合、共通低電位、つまりグラウンドレベル（ＧＮＤ）、である“Ｌ”の２種類のレベルのいずれかしかあらわれず、安定した矩形波が得られる。
なお、ノイズ除去回路１１１Ａは、使用する直流モータの特性や使用する電力あるいは信号処理回路システムの電圧等に応じて適宜構成すれば良く、このノイズ除去回路１１１Ａは、必ずしも必須の構成ではなく、使用する直流モータの特性や使用する電力あるいは信号処理回路システムの電圧等によっては、省略することもできる。
【００２６】
図１３に示す直流モータの回転検出装置は、図１０および図１１の場合と同様に駆動電源Ｅ１からスイッチＳＷ１を介して駆動電圧Ｅｏが供給されて駆動される直流モータＭ１の回転を検出するものであり、モータＭ１には、一対の電極用ブラシＢ１１およびＢ１２とは別途に回転検出用ブラシＢＤ１を設けている。図１３の回転検出装置は、ノイズ除去回路１１１Ｂ、比較基準電圧生成手段１１２Ｂおよび比較器１１３を具備する。
ノイズ除去回路１１１Ｂは、図１１に示したノイズ除去回路１１１Ａと全く同様に定電圧ダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１を有して構成され、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号の急峻なサージ状の波形等のノイズ成分を除去して比較器１１３に供給する。
定電圧ダイオードＺＤ１は、例えばツェナーダイオード等からなり、回転検出用ブラシＢＤ１と駆動電源Ｅ１の共通低電位側との間に接続される。抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１は、順次直列に接続されて、これらの直列回路が、抵抗Ｒ１を回転検出用ブラシＢＤ１側とし且つコンデンサＣ１を駆動電源Ｅ１の共通低電位側として、定電圧ダイオードＺＤ１と並列に、回転検出用ブラシＢＤ１と駆動電源Ｅ１の共通低電位（グラウンド電位）との間に接続される。コンデンサＣ１の両端、すなわち、該コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点と、駆動電源Ｅ１の共通低電位と、の間の電圧が比較器１１３の非反転入力端（＋側）に供給される。
【００２７】
比較基準電圧生成手段１１２Ｂは、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号を回転速度に応じたパルス周期およびパルス幅のパルス列に変換するための比較基準電圧を生成して比較器１１３に供給する部分であり、図１１の比較基準電圧生成手段１１２Ａとほぼ同様にポテンショメータＶＲ２により構成されるが、ポテンショメータＶＲ２の固定側両端は、直流モータＭ１の電極用ブラシＢ１１と電極用ブラシＢ１２との間に接続され、該ポテンショメータＶＲ２の可動端と共通低電位との間の電圧、例えばＥｏ／４、が比較器１１３の反転入力端（−側）に供給される。
比較器１１３は、図１０および図１１の場合とほぼ同様の構成を有し、回転検出用ブラシＢＤ１の検出信号からノイズ除去回路１１１Ｂによりノイズが除去された信号が非反転入力側に、比較基準電圧生成手段１１２Ｂにより生成される比較基準電圧Ｅｏ／４が反転入力側にそれぞれ供給されて、両者を比較する。比較器１１３は、ノイズ除去回路１１１Ｂの出力が比較基準電圧Ｅｏ／４を超えると電源電圧Ｖｃｃ、つまり“Ｈ”となり、ノイズ除去回路１１１Ｂの出力が比較基準電圧Ｅｏ／４以下では共通低電位つまり“Ｌ”となって、回転速度に応じたパルス周期およびパルス幅のパルス列を出力する。
【００２８】
次に、図１３の直流モータの回転検出装置の動作について、図１４に示す各部の波形図を参照して説明する。図１４には、直流モータＭ１の駆動電圧Ｅｏが次第に下がって行くときの回転検出用ブラシＢＤ１の出力信号ＳＡ２、ノイズ除去回路１１１Ｂの出力信号ＳＢ２および比較器１１３の出力信号ＳＣ２の各信号電圧波形を示している。
図１３の構成における図１１との相違点は、比較基準電圧生成手段１１２Ｂの電源を直流モータＭ１の駆動電源と同一としている点である。
直流モータＭ１の駆動電圧Ｅｏが次第に低下するときには、各部の電圧は図１４に示すように、回転検出用ブラシＢＤ１の出力信号ＳＡ２およびノイズ除去回路１１１Ｂの出力信号ＳＢ２の電圧はＥｏの変化に伴って、次第に低下する。なお、このとき直流モータＭ１の負荷トルクが一定であれば回転速度も次第に遅くなる。
【００２９】
しかしながら、比較基準電圧であるポテンショメータＶＲ２の出力電圧もＥｏに比例して下がってくるので、比較器１１３の反転入力と非反転入力との大小関係、すなわち比率は、ほぼ一定に保たれることになる。したがって、比較器１１３の出力信号ＳＣ２としては、直流モータＭ１の端子電圧Ｅｏの変動にかかわらず安定した矩形波を得ることができる。
直流モータを使用する装置においては、直流モータへの印加電圧を変化させることにより回転速度を制御すること、言い換えれば直流モータの発生トルクを制御することは、しばしば行われる。一方、電源に電池を使用する装置においては、直流モータの端子電圧が頻繁に変動することになる。上述した図１３の直流モータの回転検出装置は、このように直流モータの端子電圧が変化しても、安定した回転検出信号が得られるようにしたものである。
さて、モータを使用する機器においては、モータのオン／オフや回転方向の制御を行うためのスイッチング手段としてトランジスタ等の半導体がしばしば用いられる。
【００３０】
そこで、図１５および図１６を参照して、スイッチング手段としてトランジスタを使用した場合の例を説明する。
図１５は、図１３におけるスイッチＳＷ１に代えてトランジスタＱ０を使用した場合の（一部をブロックで示した）回路構成図である。但し、図１３におけるスイッチＳＷ１が、電源Ｅ１の高電位側（＋側）とモータＭ１の一方の電極用ブラシＢ１１との間に直列に挿入されているのに対して、図１５のトランジスタＱ０は、電源Ｅ１の共通低電位側（−側）にエミッタが、そしてモータＭ１の他方の電極用ブラシＢ１２にコレクタがそれぞれ接続され、ベースに供給されるオン／オフ信号に応動して電源Ｅ１の共通低電位側とモータＭ１の電極用ブラシＢ１２との間をオン／オフ動作させるように構成している。
図１５におけるノイズ除去回路１１１Ｃは、図１３のノイズ除去回路１１１Ｂ等と同様の構成であり、比較基準電圧生成手段１１２Ｃも、基本的には図１３の比較基準電圧生成手段１１２Ｂと同様であるが、ポテンショメータＶＲ２に代えて固定抵抗、すなわち抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４、の直列回路を用いている。
【００３１】
次に、図１５の直流モータの回転検出装置における動作を説明する。トランジスタＱ０がオンとなると、電源Ｅ１から一定電圧である電源電圧ＥｏがモータＭ１に印加されてモータＭ１が回転する。モータＭ１が回転すると、回転検出用ブラシＢＤ１には、検出信号（ＳＡ３）があらわれ、そのノイズ成分が除去された信号（ＳＢ３）がノイズ除去回路１１１Ｃの出力側にあらわれる。この検出信号（ＳＢ３）と比較基準電圧生成手段１１２Ｃによる比較基準電圧ＶＤが比較器１１３に入力され、比較器１１３の出力（ＳＣ３）としてパルス列が出力される。なお、ＶＤは、次の数１であらわされる。
【００３２】
【数１】
0003911155.tif 000002
【００３３】
この様子をもう少し詳しく観察すると、まず、トランジスタＱ０がオンとなった直後は、モータＭ１に起動電流として大きな電流が流れるため、トランジスタの飽和電圧Ｖｓａｔが大きく、その後、モータＭ１の回転速度が上昇するにつれてモータＭ１に流れる電流が小さくなるので、トランジスタＱ０の飽和電圧Ｖｓａｔも小さくなる（トランジスタＱ０の飽和電圧ＶｓａｔはトランジスタＱ０に流れる電流にほぼ比例する）。すなわち、図１５の電極用ブラシＢ１２における電圧ＶＥは、モータＭ１の回転速度が遅いときには高くなり、回転速度が速いときには小さくなる。このときの各部の電圧を図１６に示す。
【００３４】
図１６に示すように回転検出用ブラシＢＤ１にあらわれる検出信号ＳＡ３の振幅（電圧の変化幅）も回転速度が遅いときは小さく、回転速度が速いときは大きくなる。
一方、比較基準電圧生成手段１１２Ｃによる比較基準電圧ＶＤは、駆動電源Ｅ１の一定電圧である電源電圧Ｅｏを抵抗Ｒ３とＲ４で分圧しているため、やはり一定電圧となる（数１参照）。
このように、回転検出用ブラシＢＤ１にあらわれる検出信号の振幅ＳＡ３がモータＭ１の回転速度によって変化するのに対して、比較基準電圧ＶＤは一定であるため、この二つの電圧を比較することによって正しい回転信号パルスを得ることは難しくなる。
具体的には、図１５のノイズ除去回路１１１Ｃの出力ＳＢ３の波形図に示すように、例えば、比較基準電圧ＶＤとして電圧ＶＤ１を設定すると、回転速度が遅いときは比較器１１３の出力に安定した正しいパルスが得られるが、回転速度が速いときは検出信号と比較基準電圧ＶＤの電圧レベルＶＤ１とが近いため、わずかなノイズによって比較器１１３の出力として適正な回転信号パルスを得ることができなくなる。
【００３５】
また、比較基準電圧ＶＤとして、電圧ＶＤ１よりも低い電圧ＶＤ２を設定すると、回転速度が速いときは比較器１１３の出力側に安定した適正なパルスが得られるが、回転速度が遅いときは検出信号と比較基準電圧ＶＤの電圧レベルＶＤ２が近いため、わずかなノイズによって比較器１１３の出力として適正な回転信号パルスを得ることができなくなる。
このように、モータＭ１における動き始めと定常回転になったときとのモータＭ１の電流の違いのため、あるいは定常回転中に負荷トルクが変動してモータＭ１の回転速度が遅くなったときなどのように、モータ電流が変化することによりトランジスタの飽和電圧Ｖｓａｔが変化するため、言い換えればモータの端子間電圧が変化するために、適正な回転信号パルスを得ることができなくなる。
【００３６】
本発明はこのような問題を解決するものであり、図１に本発明の第１の実施の形態に係る直流モータの回転検出装置の構成を、そして図２にその各部の波形図を示している。
図１に示す直流モータの回転検出装置は、電源Ｅ１１、モータＭ１１、トランジスタＱ１０、ノイズ除去回路１、比較基準電圧生成手段２および比較器３を有して構成している。図１に示す直流モータの回転検出装置における電源Ｅ１１、モータＭ１１、トランジスタＱ１０、ノイズ除去回路１、比較基準電圧生成手段２および比較器３は、それぞれ図１５における電源Ｅ１、モータＭ１、トランジスタＱ０、ノイズ除去回路１１１Ｃ、比較基準電圧生成手段１１２Ｃおよび比較器１１３に相当し、図１５に示した直流モータの回転検出装置とほぼ同様の構成である。すなわち、モータＭ１１には、電極用ブラシＢ１１１およびＢ１１２、並びに回転検出用ブラシＢＤ１１が設けられており、一方の電極用ブラシＢ１１１は、電源Ｅ１１の高電位側（＋側）に接続され、他方の電極用ブラシＢ１１２は、トランジスタＱ１０のコレクタに接続されている。
【００３７】
トランジスタＱ１０は、エミッタが電圧Ｅｏの共通低電位側（−側）に接続され、ベースには、該トランジスタＱ１０のスイッチング制御用のオン／オフ信号が与えられている。したがって、電源Ｅ１１から出力される電源電圧Ｅｏは、モータＭ１１の一方の電極用ブラシＢ１１１とトランジスタＱ１０のエミッタとの間に供給される。比較基準電圧生成手段２を構成する抵抗は、この場合も、抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４とし、これら抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との直列回路で比較基準電圧生成手段２を構成しているものとする。
但し、図１に示す構成では、比較基準電圧生成手段２を構成する抵抗の直列回路の抵抗Ｒ４側の一端（つまり低電位側）を、駆動電源Ｅ１１の低電位側（−側）でなく、モータＭ１１の低電位側の電極用ブラシＢ１１２への接続点、すなわちスイッチング用のトランジスタＱ１０のコレクタに接続している。
図１の構成におけるノイズ除去回路１の出力ＳＢ４および比較器３の出力ＳＣ４の波形を図２に示している。
上述のような構成における比較基準電圧ＶＤは、数２であらわされる。
【００３８】
【数２】
0003911155.tif 000003
【００３９】
すなわち、数２から次の数３が得られる。
【００４０】
【数３】
0003911155.tif 000004
【００４１】
一方、図２に示すように、回転検出用ブラシＢＤ１１に基づくノイズ除去回路１の出力ＳＢ４の電圧は、ほぼパルス状の波形となり、その振幅はモータＭ１１の電極用ブラシＢ１１１およびＢ１１２の間の端子電圧に比例する。したがって、ほぼパルス状の波形の高電位側の電圧は、Ｋを比例定数として近似的に次の数４であらわされる。
【００４２】
【数４】
0003911155.tif 000005
【００４３】
すなわち、数４は数５とあらわすことができる。
【００４４】
【数５】
0003911155.tif 000006
【００４５】
また、低電位側の電圧は、トランジスタＱ１０のコレクタと、モータＭ１１の電極用ブラシＢ１１２との接続点の電圧ＶＥに近いので、近似的に次の数６としても問題はない。
【００４６】
【数６】
0003911155.tif 000007
【００４７】
上述のように、回転検出用ブラシＢＤ１１を介して得られるほぼパルス状の波形の電圧の高電位側が数５で、低電位側が数６であらわされるため、これと比較する基準電圧ＶＤを、理想的には（数５＋数６）／２とすれば、比較器３の出力ＳＣ４（図２参照）として安定した回転パルス信号を得ることができることになる。このＶＤを計算すると数７が得られる。
【００４８】
【数７】
0003911155.tif 000008
【００４９】
数７において、比例定数Ｋが、ほぼ１／２に近いので、仮にこれを１／２とすると数８が得られる。
【００５０】
【数８】
0003911155.tif 000009
【００５１】
数３と数８を比較することにより、数９が成立するような抵抗値に抵抗Ｒ３およびＲ４を選定すればよいことがわかる。
【００５２】
【数９】
0003911155.tif 000010
【００５３】
上述した図１に示す直流モータの回転検出装置が本発明に係る第１の実施の形態である。
次に、モータの両方向の回転制御を行う場合の直流モータの回転制御装置について説明する。
まず、初めに先に出願した特開２００１−２５１８８２に示されたモータの両方向の回転制御を行う場合の直流モータの回転制御装置の例について説明する。
図１７に示す直流モータの回転制御装置は、直流モータＭ２および駆動電源回路Ｅ２に加えて、モータ駆動回路１１５、ノイズ除去回路１１６、比較基準電圧生成手段１１７、比較基準電圧選択手段１１８、比較器１１９およびモータ制御回路１２０を具備する。
図１７の直流モータの回転制御装置においては、駆動電源回路Ｅ２からモータ駆動回路１１５を介して駆動電力が供給されて駆動される直流モータＭ２の回転を制御する。モータＭ２には、一対の電極用ブラシＢ２１およびＢ２２と回転検出用ブラシＢＤ２を設けている。電圧Ｅｏの直流電源からなる駆動電源回路Ｅ２の正負出力端間には、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４によりブリッジ回路を構成してなるスイッチング部を含むモータ駆動回路１１５が接続されている。
【００５４】
モータ駆動回路１１５の出力端子の一方、すなわちトランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ３のコレクタとの接続点、に直流モータＭ２の一方の電極用ブラシＢ２１が、モータ駆動回路１１５の出力端子の他方、すなわちトランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ４のコレクタとの接続点、に直流モータＭ２の他方の電極用ブラシＢ２２が接続されている。
モータ駆動回路１１５の制御入力側は、モータ制御回路１２０に接続されており、モータ制御回路１２０からのモータ制御信号によって、トランジスタＱ１〜Ｑ４がオン／オフ制御され、直流モータＭ２の正転、逆転および停止等の制御が行なわれる。
直流モータＭ２の回転検出用ブラシＢＤ２の出力は、ノイズ除去回路１１６に入力され、該ノイズ除去回路１１６の出力は、比較器１１９の非反転入力端（＋側）に接続されている。
一方、比較基準電圧生成手段１１７は、２個のポテンショメータＶＲ２１およびＶＲ２２の直列回路からなり、これらポテンショメータＶＲ２１およびＶＲ２２の各固定端側の直列回路がモータ駆動回路１１５と並列に駆動電源回路Ｅ２に接続されている。
【００５５】
つまり、各ポテンショメータＶＲ２１およびＶＲ２２の出力は、共通低電位に対して電源電圧Ｅｏに比例した電圧を発生し、例えばポテンショメータＶＲ２１は、ほぼ３Ｅｏ／４の電圧をその可動端から取り出し、ポテンショメータＶＲ２２は、ほぼＥｏ／４の電圧をその可動端から取り出すように設定されている。
比較基準電圧選択手段１１８は、２個のアナログスイッチＡＳＷ１およびＡＳＷ２と１個のインバータＩＮＶとで構成され、ポテンショメータＶＲ２１の可動端から取り出した出力がアナログスイッチＡＳＷ１の入力に、ポテンショメータＶＲ２２の可動端から取り出した出力がアナログスイッチＡＳＷ２の入力にそれぞれ接続され、アナログスイッチＡＳＷ１およびアナログスイッチＡＳＷ２の出力は比較器１１９の反転入力端（−側）に共通に接続されている。アナログスイッチＡＳＷ１およびＡＳＷ２のコントロール端子には、モータ制御回路１２０からの制御信号である比較基準電圧選択信号が、一方のアナログスイッチＡＳＷ１にはインバータＩＮＶを介して反転されて供給され、他方のアナログスイッチＡＳＷ２には、直接供給されている。
【００５６】
すなわち、アナログスイッチＡＳＷ１およびＡＳＷ２は、モータ制御回路１２０からの比較基準電圧選択信号により、いずれか一方がオンとなり他方がオフとなるように制御されて、比較基準電圧生成手段１１７のポテンショメータＶＲ２１およびＶＲ２２のうちの一方の出力のみを比較器１１９の反転入力端に供給する。比較器１１９の出力である回転パルス信号は、モータ制御回路１２０に供給される。モータ制御回路１２０は、マイクロコンピュータ等を用いて構成され、比較器１１９の出力および必要ならば外部からの制御指示を受けて、モータ駆動回路１１５に対するモータ制御信号および比較基準電圧選択手段１１８に対する比較基準電圧選択信号をそれぞれ生成し、モータ駆動回路１１５および比較基準電圧選択手段１１８に供給する。
なお、アナログスイッチＡＳＷ１およびＡＳＷ２は、そのコントロール端子の信号の状態が“Ｈ”であるか“Ｌ”であるかによってオン／オフ動作し、オン状態では、入力端子に入力された電圧をそのまま出力端子に出力し、オフ状態では、入力端子に入力された電圧は出力端子に出力しない。具体的には、例えば、コントロール端子が“Ｈ”のときオンとなって入力信号を通過させ、“Ｌ”のときオフとなって出力をハイインピーダンス状態とする。
【００５７】
次に、図１７の直流モータの回転制御装置の動作について、図１８に示す各部の波形図を参照して説明する。
図１８には、直流モータＭ２が、（ａ）時計方向（ＣＷ）に回転するとき、並びに（ｂ）反時計方向（ＣＣＷ）に回転するときにおける比較基準電圧選択信号（インバータＩＮＶおよびアナログスイッチＡＳＷ２に対する共通の入力）、比較器１１９の反転入力端（−端）の入力信号、および比較器１１９の出力信号の各信号電圧波形を示している。
この場合、モータ制御回路１２０からモータ制御信号が出力され、モータ駆動回路１１５のトランジスタＱ１およびトランジスタＱ４がオンとなると、モータＭ２が時計方向に回転するものとする。それと同時にモータ制御回路１２０から比較基準電圧選択信号として“Ｈ”が出力される。直流モータＭ２の回転検出用ブラシＢＤ２の電圧は、ノイズ除去回路１１６を介して比較器１１９の非反転入力端（＋端）に入力される。
【００５８】
このとき、比較器１１９の反転入力端子には、比較基準電圧が入力されている。この場合、比較基準電圧選択信号が“Ｈ”であるのでアナログスイッチＡＳＷ１はオフ、アナログスイッチＡＳＷ２がオンとなっているので、比較基準電圧ＶＤとしてはポテンショメータＶＲ２２で設定された電圧Ｅｏ／４が選択されている。したがって、比較器１１９の出力には、図１８（ａ）に示すような矩形波が得られることになる。
次に、モータ制御回路１２０からモータ駆動回路１１５のトランジスタＱ２およびトランジスタＱ３をオンとするモータ制御信号と、比較基準電圧選択信号として“Ｌ”の信号が出力される。そうすると、直流モータＭ２は、反時計方向に回転し、回転検出用ブラシＢＤ２の検出電圧に基づく電圧は、比較器１１９の非反転入力端において、図１８（ｂ）に示すような波形となる。
また、比較基準電圧選択信号によりアナログスイッチＡＳＷ１がオン、アナログスイッチＡＳＷ２がオフとなるので、比較基準電圧としては、ポテンショメータＶＲ２１で設定された電圧３Ｅｏ／４が選択される。したがって、比較器１１９の出力には、図１８（ｂ）に示すような矩形波が得られる。
【００５９】
このように比較器１１９の出力には、直流モータＭ２のどちらの回転方向に対しても回転信号としてのパルス列が得られるわけであるが、前述したような問題が残る。すなわちモータの負荷変動等により回転速度が変化し、モータの電流が変化するとトランジスタの飽和電圧が変化し、それによって回転検出用ブラシにあらわれる電圧振幅が変化するのに対して、比較基準電圧は駆動電源回路Ｅ２による電源電圧Ｅｏ（一定電圧）に比例する一定電圧であるため、比較器１１９の出力側に正しい回転信号パルスを得ることができなくなる。
上述した問題を解決する本発明の第２の実施の形態に係る直流モータの回転制御装置の構成を図３に示し、そして図４にその各部の波形図を示している。
【００６０】
図３に示す本発明の第２の実施の形態の直流モータの回転制御装置は、直流モータＭ１２および駆動電源回路Ｅ１２に加えて、モータ駆動回路５、ノイズ除去回路６、比較基準電圧生成手段７、比較器９およびモータ制御回路１０を具備する。図３の直流モータの回転制御装置は、図１７とほぼ同じ構成であるが、次の点で相違している。
すなわち、図３の構成においては、比較基準電圧生成手段７がポテンショメータＶＲ２１およびＶＲ２２の代わりに固定抵抗Ｒ３とＲ４の直列回路で構成され、さらに図１７ではポテンショメータＶＲ２１とＶＲ２２の直列回路が電源回路Ｅ２の両端間にモータ駆動回路１１５と並列に接続されて共通に電源供給を受けていたのに対して、図３では固定抵抗Ｒ３とＲ４の直列回路が、電極用ブラシＢ１２１とＢ１２２との間に、つまりモータＭ１２自体に並列に、接続されている。そして固定抵抗Ｒ３と固定抵抗Ｒ４との接続点が比較器９の反転入力端に接続されている。つまり、図３の構成では、図１７における比較基準電圧選択手段１１８に対応するものがなく、比較基準電圧選択信号も不要となっている。
【００６１】
図３の直流モータの回転制御装置の動作について、全体的な動作は図１７の場合とほぼ同様であるので、ここではその詳細な説明は省略し、回転検出用ブラシＢＤ１２にあらわれる検出信号および比較基準電圧ＶＤについて図４を参照して詳細に説明する。
回転検出用ブラシＢＤ１２にあらわれる検出信号は、ほぼパルス状の波形となり、その電圧振幅はモータＭ１２の端子電圧、すなわち電極用ブラシＢ１２１およびＢ１２２にそれぞれ接続された端子間の電圧、にほぼ比例する。今、仮にモータ制御信号によりモータ駆動回路５のトランジスタのＱ１とＱ４がオンとなってモータＭ１２が回転しているとすると、検出信号のほぼパルス状の波形の高電位側の電圧は、回路の共通低電位（グラウンド：ＧＮＤ）を基準とし且つ比例定数をＫとすると、数１０であらわされる。
【００６２】
【数１０】
0003911155.tif 000011
【００６３】
ここで、トランジスタＱ１〜Ｑ４の各飽和電圧Ｖｓａｔ（Ｑ１）〜Ｖｓａｔ（Ｑ４）は、ほぼ等しいので、これらを全てＶｓａｔであらわすと、数１１となる。
【００６４】
【数１１】
0003911155.tif 000012
【００６５】
すなわち、数１２が得られる。
【００６６】
【数１２】
0003911155.tif 000013
【００６７】
また、低電位側の電圧は、数１３となる。
【００６８】
【数１３】
0003911155.tif 000014
【００６９】
そこで、このほぼパルス状の波形と比較する比較基準電圧ＶＤを（数１２＋数１３）／２とすれば、安定した比較が行えるはずである。比較基準電圧ＶＤを計算すると数１４となる。
【００７０】
【数１４】
0003911155.tif 000015
【００７１】
ここで、比例定数Ｋは、１／２に近い値であるので、仮にＫ＝１／２とすると数１５が得られる。
【００７２】
【数１５】
0003911155.tif 000016
【００７３】
一方、図３の回路構成における比較基準電圧ＶＤは、数１６となる。
【００７４】
【数１６】
0003911155.tif 000017
【００７５】
上述と同様に、トランジスタＱ１〜Ｑ４の各飽和電圧Ｖｓａｔ（Ｑ１）〜Ｖｓａｔ（Ｑ４）を全てＶｓａｔであらわすと、数１７となる。
【００７６】
【数１７】
0003911155.tif 000018
【００７７】
したがって、数１５と数１７からＲ４／（Ｒ３＋Ｒ４）＝１／４となるような抵抗Ｒ３およびＲ４を選定すればよいことがわかる（図４（ａ）参照）。
また、モータ制御信号によりトランジスタＱ２とＱ３がオンとなってモータＭ１２が上述とは逆の方向に回転する場合についても、上述と同様にして説明することができる（図４（ｂ）参照）。
上述した図３に示す直流モータの回転制御装置が本発明の第２の実施の形態である。
【００７８】
次に、図１および図３に示した第１および第２の実施の形態において、比較基準電圧生成手段２および７は固定抵抗Ｒ３とＲ４の直列回路で構成され、それぞれモータＭ１１およびＭ１２に並列的に接続され、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点が比較器３および９に入力されている。つまり、モータＭ１１およびＭ１２の端子電圧を抵抗分圧して、それを比較基準電圧としている。上述した第１および第２の実施の形態では、その分圧比｛Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝を計算上の理想値に基づく１／４とするのが理想的であるとしているが、現実的には、上述した計算において近似している部分の誤差を考慮した方が良い場合がある。
一番大きな誤差の要因は、回転検出用ブラシＢＤ１１またはＢＤ１２にあらわれる略パルス状の波形の低電位側の電圧を、上述の場合にはモータＭ１１またはＭ１２の電極用ブラシＢ１１２またはＢ１２２側の端子電圧（−側端子の電圧）とほぼ同じとして近似している点にある。実際には、モータＭ１１またはＭ１２に電流が流れると、モータＭ１１またはＭ１２の電極ブラシＢ１１２またはＢ１２２と整流子との間の接触抵抗により電圧ドロップ（電圧降下）が生じ、その分だけ、回転検出用ブラシＢＤ１１またはＢＤ１２の電圧の低電位側の電圧は上昇することになる（図１６参照）。
【００７９】
したがって、それを考慮して、比較基準電圧ＶＤを生成するためのモータＭ１１またはＭ１２の端子電圧の抵抗Ｒ３とＲ４による分圧比を１／４（＝２／８）以上３／８以下とすれば、より信頼性の高い比較を行うことができ、比較器３または９の出力として安定した回転パルス信号を得ることが可能となる。
【００８０】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成により、回転検出用ブラシを備えた直流モータの回転速度および回転数を常に的確に検出し、モータ端子間の電圧変動にも対応するとともに、いずれの回転方向にも効果的な回転検出および回転制御を可能とする直流モータの回転検出装置および回転制御装置を提供することができる。
【００８１】
すなわち、本発明の請求項１の直流モータの回転検出装置によれば、直流駆動電源を一対の電極用ブラシより整流子を介してスイッチングしつつ回転子コイルに供給する直流モータにおける回転子の回転動作を検出する回転検出装置において、前記直流モータの一対の給電端子を介して前記一対の電極用ブラシに前記直流駆動電源の高電位と低電位を切替え可能に印加する半導体スイッチにより、当該直流モータを正転駆動または逆転駆動するモータ駆動回路とを設け、
前記回転子の回転を検出するために前記電極用ブラシとは別途に設けられた回転検出用ブラシを設け、
比較基準電圧生成手段に含まれる分圧手段によって、前記一対の給電端子における端子間電圧を分圧して比較基準電圧を生成して、
前記回転検出用ブラシにより検出される電圧と前記比較基準電圧生成手段により生成される比較基準電圧とを比較器により比較することにより、モータの駆動電圧の変動のみならず、モータ回転中に負荷変動等によるモータ端子間電圧が変動し、それによって回転検出用ブラシの電圧が変化しても良好な回転信号が得られ、しかもいずれの回転方向にもスペースをとらない簡単で且つ安価な構成で、効果的な回転検出が可能となる。
【００８２】
また、本発明の請求項２の直流モータの回転検出装置によれば、前記分圧手段が、前記モータの端子間電圧を分圧して前記比較基準電圧を得るための分圧比を２／８以上で且つ３／８以下とすることにより、特に、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成で、信頼性の高い回転信号パルスを得ることができる。
【００８３】
本発明の請求項３の直流モータの回転検出装置によれば、直流駆動電源を一対の電極用ブラシより整流子を介してスイッチングしつつ回転子コイルに供給する直流モータにおける回転子の回転動作を制御する回転制御装置において、前記直流モータの一対の給電端子を介して前記一対の電極用ブラシに前記直流駆動電源の高電位と低電位を切替え可能に印加する半導体スイッチにより、当該直流モータを正転駆動または逆転駆動するモータ駆動回路を設け、前記回転子の回転を検出するために前記電極用ブラシとは別途に回転検出用ブラシを設け、比較基準電圧生成手段に含まれる分圧手段によって、前記一対の給電端子における端子間電圧を分圧して比較基準電圧を生成して、
前記回転検出用ブラシにより検出される電圧と前記比較基準電圧生成手段により生成される比較基準電圧とを比較器により比較し、モータ制御回路が前記比較器の出力に応動して前記モータ駆動回路を制御することにより、モータの駆動電圧の変動のみならず、モータ回転中の負荷変動等によるモータ端子間の電圧変動に対しても、効果的な回転検出に基づく高精度の回転制御が可能となり、特に、いずれの回転方向においても、スペースをとらない簡単で安価な構成にも拘わらず、高精度の回転制御が可能となる。
【００８４】
さらに、本発明の請求項４の直流モータの回転制御装置によれば、前記分圧手段は、前記モータの端子間電圧を分圧して前記比較基準電圧を得るための分圧比を２／８以上で且つ３／８以下の範囲内とすることにより、特に、スペースをとらない簡単で且つ安価な構成で信頼性の高い回転信号パルスを得ることができ、その結果、高精度の回転制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る直流モータの回転検出装置の要部の構成を模式的に且つ一部をブロックとして示す回路構成図である。
【図２】図１の直流モータの回転検出装置の動作を説明するための各部波形図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る直流モータの回転制御装置の要部の構成を模式的に且つ一部をブロックとして示す回路構成図である。
【図４】図３の直流モータの回転制御装置におけるモータが（ａ）第１の方向に回転するときおよび（ｂ）それとは逆の第２の方向に回転するときの動作を説明するための各部波形図である。
【図５】ブラシ式直流モータの基本構成および動作を説明するための模式図である。
【図６】ブラシ式直流モータの従来の回転検出方式の一例を説明するための模式図である。
【図７】図６の例における回転検出の原理を説明するための波形図である。
【図８】回転検出用ブラシを用いる従来の直流モータの回転検出装置の一例を説明するための模式的な回路構成図である。
【図９】図８の例における回転検出の動作を説明するための各部波形図である。
【図１０】回転検出用ブラシを用いる従来の直流モータの回転検出装置の他の一例を説明するための模式的な回路構成図である。
【図１１】回転検出用ブラシを用いる従来の直流モータの回転検出装置のその他の一例を説明するための模式的な回路構成図である。
【図１２】図１１の例における回転検出の動作を説明するための各部波形図である。
【図１３】回転検出用ブラシを用いる従来の直流モータの回転検出装置のさらにその他の一例を説明するための模式的な回路構成図である。
【図１４】図１３の例における回転検出の動作を説明するための各部波形図である。
【図１５】回転検出用ブラシを用い且つモータの駆動電圧の変動を考慮した従来の直流モータの回転検出装置の一例を説明するための模式的な回路構成図である。
【図１６】図１５の例における回転検出の動作を説明するための各部波形図である。
【図１７】回転検出用ブラシを用い且つモータの駆動電圧の変動を考慮した従来の直流モータの回転制御装置の一例を説明するための模式的な回路構成図である。
【図１８】図１７の例における回転検出の動作を説明するための各部波形図である。
【符号の説明】
１，６  ノイズ除去回路
２，７  比較基準電圧生成手段
３，９  比較器
５  モータ駆動回路
１０  モータ制御回路
Ｅ１１  電源
Ｅ１２  電源回路
Ｍ１１，Ｍ１２  モータ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１０  トランジスタ
Ｒ３，Ｒ４  抵抗（固定抵抗）
Ｂ１１１，Ｂ１１２，Ｂ１２１，Ｂ１２２  電極用ブラシ
ＢＤ１１，ＢＤ１２  回転検出用ブラシ
【図１】
0003911155.tif 000019
【図２】
0003911155.tif 000020
【図３】
0003911155.tif 000021
【図４】
0003911155.tif 000022
【図５】
0003911155.tif 000023
【図６】
0003911155.tif 000024
【図７】
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【図８】
0003911155.tif 000026
【図９】
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【図１０】
0003911155.tif 000028
【図１１】
0003911155.tif 000029
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0003911155.tif 000034
【図１７】
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【図１８】
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