(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力から所望の直流電圧を生成する主直流電源と、主直流電源の出力電圧が印加される電力増幅器を最終段に備えるとともに電力増幅器により増幅される高周波を生成する駆動回路を備えた高周波電源と、高周波電源から高周波電流が供給される誘導コイルと、誘導コイルの周囲に生じる高周波電磁界が作用することにより放電して発光する放電ガスがバルブ内に封入された無電極放電灯と、駆動回路に出力電圧を印加する制御直流電源とを備え、主直流電源が、両端電圧を主直流電源の出力電圧とする平滑コンデンサと、平滑コンデンサへの充電経路に順方向に挿入された第１のダイオードと、平滑コンデンサと第１のダイオードとの直列回路に直列接続されたインダクタと、平滑コンデンサと第１のダイオードとインダクタとの直列回路とともに形成する直列回路が整流回路の出力端間に接続された第１のスイッチング素子と、平滑コンデンサと第１のダイオードとの直列回路に並列接続された第２のスイッチング素子と、インダクタと第２のスイッチング素子との直列回路に並列接続されインダクタと第１のダイオードと平滑コンデンサとともに形成する閉回路において第１のダイオードと順方向に接続される第２のダイオードと、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを同期させてオンオフする制御回路とにより構成され、制御直流電源の構成要素は主直流電源の構成要素の一部と共用されており、制御直流電源は、両端電圧を制御直流電源の出力電圧とする第２の平滑コンデンサと、第２の平滑コンデンサに直列接続された第２のインダクタと、第２のインダクタとともに形成する直列回路が前記整流回路の出力端間に接続される第１のスイッチング素子と、第２のインダクタと第２の平滑コンデンサとの直列回路に並列接続され第１のスイッチング素子のオフ期間に第２のインダクタの蓄積エネルギを第２の平滑コンデンサに充電する経路を形成する第３のダイオードと、第１のスイッチング素子をオンオフさせる制御回路とを備える極性逆転型のチョッパ回路であることを特徴とする無電極放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記制御直流電源の出力電圧が前記主直流電源の出力電圧以下に設定されていることを特徴とする請求項１記載の無電極放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記制御回路が、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子との間に駆動トランスを備え、駆動トランスには第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とにそれぞれ接続される２個の２次巻線が設けられていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の無電極放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バルブ内に封入した放電ガスにバルブの外部空間に配置した誘導コイルから高周波電磁界を作用させることにより放電ガスを電離ないし励起させて光出力を得る無電極放電灯を点灯させるために用いる無電極放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、ガラス製のバルブ内に放電ガス（たとえば水銀および希ガスの混合ガス）を封入した無電極放電灯を用い、バルブの外部空間に配置した誘導コイルから放電ガスに高周波電磁界を作用させることによって無電極放電灯を点灯させるようにした無電極放電灯点灯装置が知られている。バルブは透明材料により形成され、必要に応じて内面に蛍光物質が塗布される。また、バルブには各種形状が知られているが、たとえば球状に形成され、球状のバルブでは誘導コイルが外周に近接して巻回される。このような構成の無電極放電灯はバルブの内部空間に電極を備えていないから、電極の消耗がなく長寿命であるという利点を有している。無電極放電灯点灯装置としては、たとえば、特開平８−２２３９１４号公報に開示されたものがあり、同公報において複数の図面に示された回路を組み合わせると、ほぼ図８に示す構成の無電極放電灯点灯装置が得られる。
【０００３】
図示する無電極放電灯点灯装置は、無電極放電灯１に近接して配置された誘導コイル２に高周波電力を供給する高周波電源３を備え、誘導コイル２と高周波電源３との間には、両者のインピーダンスを整合させて反射を抑制することにより無電極放電灯１に高周波電力を効率よく供給させるためのマッチング回路４が設けられる。高周波電源２は、基本的には水晶振動子Ｘを用いて数百ｋＨｚ〜数百ＭＨｚの範囲の特定周波数で発振する発振回路５と、発振回路５の出力を増幅する前置増幅器６と、前置増幅器６の出力を電力増幅する電力増幅器７とにより構成される。しかして、高周波電源２から誘導コイル２に高周波電流を流すことにより、誘導コイル２の周囲に高周波電磁界を形成し、この高周波電磁界を無電極放電灯１に封入された放電ガスに作用させることによって、放電を生じさせて高周波プラズマ電流を発生させ、放電ガスの電離ないし励起によって発光させるのである。ここに、放電ガスの種類によって発光色は異なるが、水銀と希ガスとの混合ガスを放電ガスに用いる場合には、高周波プラズマ電流が生じると主として紫外線が取り出される。そこで、無電極放電灯１のバルブの内側に紫外線励起型の蛍光物質を塗布しておくことにより、可視光を取り出すことが可能になる。
【０００４】
高周波電源２には主直流電源Ｅ１から電源が供給されており、高周波電源２は直流電力を高周波交流電力に変換する機能を有するから、一種の電力変換器と言える。すなわち、高周波電源３の最終段に設けた電力増幅器７において電力変換を行い、この電力増幅器７を駆動するための高周波を生成する駆動回路８が発振回路５と前置増幅器６とにより構成されている。電力増幅器７は主直流電源Ｅ１の出力端間に接続された一対のＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の直列回路を備え、各ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２が駆動トランスＴ１を介して前置増幅器６の出力を受けるように構成されている。ここに、図示例ではＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２が前置増幅器６の出力によってスイッチングされるように構成されており、電力増幅器７はＤ級動作になっている。このようにＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２はオンオフされから、以下では、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２をスイッチング素子と呼ぶ。
【０００５】
駆動回路８には主直流電源Ｅ１とは異なる制御直流電源Ｅ２から電源が供給される。制御直流電源Ｅ２は、主直流電源Ｅ１の出力を降圧する降圧型のチョッパ回路により構成され、主直流電源Ｅ１は、商用電源のような交流電源ＡＣをダイオードブリッジ回路のような整流回路ＤＢにより全波整流した脈流電圧を昇圧する昇圧型のチョッパ回路により構成されている。
【０００６】
主直流電源Ｅ１は、整流回路ＤＢの出力端間にインダクタＬ１１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１１との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ１１の両端間にダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１１との直列回路が接続された構成を有する。また、スイッチング素子Ｑ１１のオンオフは、主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１１が一定に保たれるように制御回路ＣＮ１によってＰＷＭ制御される。主直流電源Ｅ１は周知の昇圧型のチョッパ回路であって、スイッチング素子Ｑ１１のオン期間にインダクタＬ１１に電流を流してエネルギを蓄積し、スイッチング素子Ｑ１１のオフ期間においてインダクタＬ１１から放出されるエネルギを整流回路ＤＢの出力に重畳しダイオードＤ１１を通して平滑コンデンサＣ１１を充電する。したがって、平滑コンデンサＣ１１の両端電圧である出力電圧Ｖ１１を、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅのピーク値よりも昇圧させることができる。主直流電源Ｅ１として昇圧型のチョッパ回路を用いていることにより、主直流電源Ｅ１がアクティブフィルタとして機能するから、交流電源ＡＣからの入力電流歪の増加を抑制するとともに入力力率を高くすることができる。つまり、交流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間にスイッチング素子Ｑ３のオンオフによって生じる高周波雑音を阻止する程度のローパスフィルタを設けることによって、交流電源ＡＣからの入力電流を滑らかに連続させることが可能になる。
【０００７】
一方、制御直流電源Ｅ２は、主直流電源Ｅ１に設けた平滑コンデンサＣ１１の両端間にスイッチング素子Ｑ１２とインダクタＬ１２と平滑コンデンサＣ１２との直列回路を接続し、さらにインダクタＬ１２と平滑コンデンサＣ１２との直列回路に転流用のダイオードＤ１２を並列接続した構成を有する。スイッチング素子Ｑ１２のオンオフは、制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１２が一定に保たれるように制御回路ＣＮ２によってＰＷＭ制御される。すなわち、制御直流電源Ｅ２は周知の降圧型のチョッパ回路であって、スイッチング素子Ｑ１２のオン期間にインダクタＬ１２を通して平滑コンデンサＣ１２を充電するとともにインダクタＬ１２にエネルギを蓄積し、スイッチング素子Ｑ１２のオフ期間において平滑コンデンサＣ１２とダイオードＤ１２とを通る経路でインダクタＬ１２の蓄積エネルギを放出させることによって平滑コンデンサＣ１２を充電する。したがって、平滑コンデンサＣ１２の両端電圧である出力電圧Ｖ１２は、入力電圧である主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１１よりも降圧されることになる。
【０００８】
ところで、上述した回路には、以下のような欠点がある。いま、交流電源ＡＣの電圧の実効値をＶａｃとすると、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅのピーク値は１．４１×Ｖａｃであるから、交流電源ＡＣの電圧Ｖａｃが１００Ｖであるときに、主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１１として１３０Ｖが必要であるとすれば、１．４１×Ｖａｃ＝１４１Ｖ＞１３０Ｖであるから、昇圧型のチョッパ回路を用いることができない。つまり、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅのピーク値と主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１１との差が小さいときには昇圧型のチョッパ回路では対応できない場合がある。一方、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅのピーク値と主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１１とが上述の関係であれば降圧型のチョッパ回路を用いることが考えられるが、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅのピーク値と主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１１との差が小さいときには、降圧型のチョッパ回路を用いるとスイッチング素子Ｑ１１のオフ期間が長くなり、また整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅがゼロボルト付近になると交流電源ＡＣからの入力電流が流れない休止期間が生じるから、昇圧型のチョッパ回路を用いる場合に比較して、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢへの入力電流の波形歪が大きくなるという問題が生じる。さらに、交流電源ＡＣの電圧変動によって定格電圧の９０％になったとすると、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅのピーク値が、１．４１×９０Ｖ≒１２７Ｖ＜１３０Ｖであって降圧型のチョッパ回路を用いることができなくなる。
【０００９】
要するに、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅと主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１１との差が小さいときには、交流電源ＡＣからの入力電流の波形歪が小さいことはもちろんのこと、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅの昇圧と降圧との両方の動作が可能であるような回路が要求される。この種の回路としては、特開平５−１６８２４１号公報などに記載された極性逆転型（１石式昇降圧型）のチョッパ回路が考えられる。
【００１０】
特開平５−１６８２４１号公報に記載された極性逆転型のチョッパ回路は、図９に示すように、交流電源ＡＣを全波整流する整流回路ＤＢの出力端間に、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１３とインダクタＬ１３との直列回路を接続し、平滑コンデンサＣ１３とダイオードＤ１３との直列回路をインダクタＬ１３と並列に接続した構成を基本としている。この構成では、平滑コンデンサＣ１３とスイッチング素子Ｑ１３とダイオードＤ１３との直列回路が、整流回路ＤＢの出力端間に接続されるが、ダイオードＤ１３はスイッチング素子Ｑ１３のオン時に平滑コンデンサＣ１３に充電電流が流れるのを阻止する極性としてある。また、平滑コンデンサＣ１３の両端電圧である出力電圧Ｖ１３を分圧回路ＤＴ３を通して制御回路ＣＮ３で監視し、出力電圧Ｖ１３が一定電圧に保たれるように駆動回路ＤＲ３を通してスイッチング素子Ｑ１３をオンオフさせるように構成されている。図示例では交流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に高周波阻止用のローパスフィルタＦを挿入してある。
【００１１】
この回路の動作を簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ１３のオン時には、スイッチング素子１３とインダクタＬ１３との直列回路に整流回路ＤＢから電流が流れ、インダクタＬ１３にエネルギが蓄積される。一方、スイッチング素子Ｑ１３のオフ時にはインダクタＬ１３に蓄積されたエネルギがダイオードＤ１３を通して平滑コンデンサＣ１３に流れ、平滑コンデンサＣ１３が充電される。この構成では、平滑コンデンサＣ１３はインダクタＬ１３の蓄積エネルギのみによって充電されるから、スイッチング素子Ｑ１３のオンオフを制御してインダクタＬ１３の蓄積エネルギを調節することによって、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅのピーク値に対して出力電圧Ｖ１３を昇圧することと降圧することとのいずれもが可能になっている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した構成を採用すると、出力電圧Ｖ１３の極性が整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅの極性に対して逆転するものであるから、制御回路ＣＮ３および駆動回路ＤＲ３への電源を整流回路ＤＢから取り出すことができず、交流電源ＡＣから低周波電源トランスＴ２で降圧することにより制御回路ＣＮ３および駆動回路ＤＲ３への電源を確保しなければならない。低周波電源トランスＴ２は、高周波用のトランスに比較して大型であり、小型化の障害になるとともに、部品点数の増加によってコスト高になるという問題が生じる。
【００１３】
さらに、この構成では、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅの極性と出力電圧Ｖ１３の極性とが逆転していることによって、整流回路ＤＢにおける基準電位と負荷Ｚの基準電位とが異なっているから、負荷Ｚの基準電位が変動することになる。無電極放電灯点灯装置では、このチョッパ回路の負荷Ｚが高周波電源３になるから、負荷Ｚの基準電位が変動するとノイズの発生量が増加することになる。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、電力増幅器に印加する電圧の調節範囲を広げるように直流電源として昇圧と降圧との両方が可能なものを用い、しかも整流回路の出力電圧と電力増幅器に印加される電圧との基準電位を一致させることによってノイズの発生量を少なくし、さらには低周波電源トランスを用いる必要がなく小型化、軽量化、低価格化が可能な無電極放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力から所望の直流電圧を生成する主直流電源と、主直流電源の出力電圧が印加される電力増幅器を最終段に備えるとともに電力増幅器により増幅される高周波を生成する駆動回路を備えた高周波電源と、高周波電源から高周波電流が供給される誘導コイルと、誘導コイルの周囲に生じる高周波電磁界が作用することにより放電して発光する放電ガスがバルブ内に封入された無電極放電灯と、駆動回路に出力電圧を印加する制御直流電源とを備え、主直流電源が、両端電圧を主直流電源の出力電圧とする平滑コンデンサと、平滑コンデンサへの充電経路に順方向に挿入された第１のダイオードと、平滑コンデンサと第１のダイオードとの直列回路に直列接続されたインダクタと、平滑コンデンサと第１のダイオードとインダクタとの直列回路とともに形成する直列回路が整流回路の出力端間に接続された第１のスイッチング素子と、平滑コンデンサと第１のダイオードとの直列回路に並列接続された第２のスイッチング素子と、インダクタと第２のスイッチング素子との直列回路に並列接続されインダクタと第１のダイオードと平滑コンデンサとともに形成する閉回路において第１のダイオードと順方向に接続される第２のダイオードと、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを同期させてオンオフする制御回路とにより構成され、制御直流電源の構成要素は主直流電源の構成要素の一部と共用されており、制御直流電源は、両端電圧を制御直流電源の出力電圧とする第２の平滑コンデンサと、第２の平滑コンデンサに直列接続された第２のインダクタと、第２のインダクタとともに形成する直列回路が前記整流回路の出力端間に接続される第１のスイッチング素子と、第２のインダクタと第２の平滑コンデンサとの直列回路に並列接続され第１のスイッチング素子のオフ期間に第２のインダクタの蓄積エネルギを第２の平滑コンデンサに充電する経路を形成する第３のダイオードと、第１のスイッチング素子をオンオフさせる制御回路とを備える極性逆転型のチョッパ回路であることを特徴とするものである。
【００２４】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記制御直流電源の出力電圧が前記主直流電源の出力電圧以下に設定されていることを特徴とするものである。
【００２５】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記制御回路が、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子との間に駆動トランスを備え、駆動トランスには第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とにそれぞれ接続される２個の２次巻線が設けられていることを特徴とするものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
（基本構成）
本例は、図１に示すように、図８に示した従来構成における主直流電源Ｅ１の構成を変更したものである。主直流電源Ｅ１は、２石式の昇降圧型のチョッパ回路であって、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流する整流回路ＤＢの出力端間（直流出力端間）に、スイッチング素子Ｑ１４とインダクタＬ１４とダイオードＤ１４と平滑コンデンサＣ１４との直列回路を接続し、ダイオードＤ１４と平滑コンデンサＣ１４との直列回路にスイッチング素子Ｑ１５を並列に接続し、さらにインダクタＬ１４とスイッチング素子Ｑ１５との直列回路にダイオードＤ１５を並列に接続した構成を有している。スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５にはＭＯＳＦＥＴが用いられ、ダイオードＤ１４，Ｄ１５はインダクタＬ１４に蓄積されたエネルギを、インダクタＬ１４−ダイオードＤ１４−平滑コンデンサＣ１４−ダイオードＤ１５−インダクタＬ１４の経路で放出させ、ダイオードＤ１４，Ｄ１５を通る経路で平滑コンデンサＣ１４に充電電流を流すことができる極性で接続されている。
【００２７】
平滑コンデンサＣ１４の両端電圧であるチョッパ回路の出力電圧Ｖ１４は制御回路ＣＮ４により監視され、制御回路ＣＮ４の出力は駆動トランスＴ４を介して各スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５に与えられる。つまり、駆動トランスＴ４は、制御回路ＣＮ４の出力端間にコンデンサＣ１５との直列回路が接続される１次巻線ｎ４１と、各スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５のゲート−ソースにそれぞれ接続される２個の２次巻線ｎ４２，ｎ４３を備え、制御回路ＣＮ４から出力される１つの制御信号によって、両スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５を同時にオンオフさせる。つまり、駆動トランスＴ４を用いることによって、スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５に印加する電圧波形を同形状にすることができ、スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５のオンオフのタイミングを正確に一致させることができるから、スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５のオンオフのタイミングのずれによって生じる損失を低減することができる。ここに、スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５のオンオフのタイミングは、制御回路ＣＮ４で監視している出力電圧Ｖ１４が一定電圧に保たれるように決定され、制御回路ＣＮ４はスイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５を一定周期でオンオフさせるとともにオンデューティを変化させるＰＷＭ制御を行う。なお、制御回路ＣＮ２，ＣＮ４には、たとえばＮＥＣ社製の集積回路であるμＰＣ４９４を用いることができる。
【００２８】
上述した主直流電源Ｅ１の動作について説明する。上述したように両スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５は制御回路ＣＮ４から出力される制御信号によって、同時につまり同期するようにオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５がオンである期間には、整流回路ＤＢ−スイッチング素子Ｑ１４−インダクタＬ１４−スイッチング素子Ｑ１５−整流回路ＤＢの経路で電流が流れることによって、インダクタＬ１４にエネルギが蓄積される。その後、両スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５がオフになると、インダクタＬ１４に蓄積されたエネルギが、インダクタＬ１４−ダイオードＤ１４−平滑コンデンサＣ１４−ダイオードＤ１５−インダクタＬ１４の経路で放出されて、平滑コンデンサＣ１４が充電される。
【００２９】
すなわち、図２（ａ）（ｂ）のように両スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５を同期させてオンオフすることにより、インダクタＬ１４には図２（ｃ）のように三角波状の電流が流れ、平滑コンデンサＣ１４はインダクタＬ１４が蓄積エネルギを放出するときに充電される。また、制御回路ＣＮ４が監視している出力電圧Ｖ１４を一定に保つように、スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５のオンデューティ（＝（オン期間／オンオフの周期）×１００％）が制御されるから、出力電圧Ｖ１４は図２（ｄ）のように一定電圧になる。
【００３０】
上述した動作から明らかなように、インダクタＬ１４にエネルギを蓄積する際には両スイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５をオンにし、インダクタＬ１４のエネルギを放出させて平滑コンデンサＣ１４を充電する際にはスイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５をオフにすることにより平滑コンデンサＣ１４を整流回路ＤＢとは切り離すことになる。したがって、インダクタＬ１４の蓄積エネルギのみによって平滑コンデンサＣ１４を充電するようにして出力電圧Ｖ１４を整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅに対して昇圧することと降圧することとを可能として出力電圧Ｖ１４を広範囲に調節可能としながらも、整流回路ＤＢの基準電圧と平滑コンデンサＣ１４の基準電圧との極性を一致させることができるのである。
【００３１】
上述した構成によって、整流回路ＤＢの基準電位と高周波電源３の基準電位とが同電位になり、高周波電流が流れる側の基準電位（グランド電位）が不安定になることがないから、高周波電源３において数百ｋＨｚ〜数百ＭＨｚというような高周波を生成してもノイズの発生を抑制することができる。また、制御回路ＣＮ４の動作用の電源を確保するための低周波電源トランスが不要であり、小型化が可能になる。
【００３２】
なお、制御直流電源Ｅ２は主直流電源Ｅ１の出力を入力電源としているから、主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との差が小さく、スイッチング素子Ｑ１２の休止期間が長くなる場合でも、交流電源ＡＣからの入力電流にほとんど影響はなく、とくに平滑コンデンサＣ１４の容量を十分に大きくしておけば、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢに入力される（実際にはローパスフィルタを介して入力される）電流の波形歪が増加することはない。また、主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ２との差が十分に大きい場合には、制御直流電源Ｅ２の入力電源を整流回路ＤＢの出力から直接とるようにすることが可能であり、この構成を採用しても入力電流歪はほとんど増加しない。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００３３】
（参考例１）
本例は、図３に示すように、基本構成において主直流電源Ｅ１の一方のスイッチング素子Ｑ１４を制御直流電源Ｅ２のスイッチング素子Ｑ１２として兼用することにより、スイッチング素子Ｑ１２を省略したものである。すなわち、主直流電源Ｅ１においてスイッチング素子Ｑ１４とインダクタＬ１４との接続点と整流回路ＤＢの負極側の出力端との間に、ダイオードＤ１６とインダクタＬ１６と平滑コンデンサＣ１６との直列回路を接続し、平滑コンデンサＣ１６の両端電圧を制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１６とするものである。
【００３４】
この構成の制御直流電源Ｅ２では、スイッチング素子Ｑ１４のオン期間に整流回路ＤＢからスイッチング素子Ｑ１４−ダイオードＤ１６−インダクタＬ１６−平滑コンデンサＣ１６の経路で電流が流れて平滑コンデンサＣ１６が充電され、スイッチング素子Ｑ１４のオフ期間においてインダクタＬ１６−平滑コンデンサＣ１６−ダイオードＤ１５−ダイオードＤ１６−インダクタＬ１６の経路でインダクタＬ１６の蓄積エネルギが放出される。このような動作によって基本構成と同様に降圧型のチョッパ回路として機能する。
【００３５】
本例では主直流電源Ｅ１が２個のスイッチング素子Ｑ１４，Ｑ１５を備えており、一方のスイッチング素子Ｑ１４は整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１４とを切り離すために設けられたものではあるが整流回路ＤＢの正極と主直流電源Ｅ１の出力端の正極との間に挿入された形であって、降圧型のチョッパ回路において用いるスイッチング素子と同様の位置に設けられている。また、ダイオードＤ１５は転流用であるから降圧型のチョッパ回路において用いる転流用のダイオードと同様に用いることが可能である。そこで、このような主直流電源Ｅ１の構成上の特徴を利用し、スイッチング素子Ｑ１４を降圧型のチョッパ回路のスイッチング素子として用い、ダイオードＤ１５を降圧型のチョッパ回路における転流用のダイオードに用いるように他の構成部品を追加することで、降圧型のチョッパ回路として制御直流電源Ｅ２を構成することが可能になっているのである。なお、スイッチング素子Ｑ１４のオンオフは制御回路ＣＮ４により制御され、制御回路ＣＮ４は主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４を決定するから、制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１６を主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と独立して調節することはできないが、主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１６との比は、インダクタＬ１４とインダクタＬ１６とを適宜に選択することによってある程度は調節が可能となる。
【００３６】
上述した構成および動作によって明らかなように、本例では基本構成に比較すると、スイッチング素子Ｑ１４がスイッチング素子Ｑ１２の機能に共用されるからスイッチング素子Ｑ１２が省略され、同様に、ダイオードＤ１５がダイオードＤ１２の機能に共用され、制御回路ＣＮ４が制御回路ＣＮ２の機能に共用される。また、インダクタＬ１６および平滑コンデンサＣ１６はインダクタＬ１２および平滑コンデンサＣ１６に相当する。したがって、スイッチング素子Ｑ１２、ダイオードＤ１２、制御回路ＣＮ２が省略され、逆流阻止用のダイオードＤ１６が追加されたことになって、全体としては部品点数が削減されて、コストが低減される。しかも、発熱量が比較的大きいスイッチング素子Ｑ１２およびダイオードＤ１２が省略されたことによって、放熱板などの放熱構造を簡素化することができて小型化につながり、しかもスイッチング損失の低減によって発熱量が抑制され、構成部品の寿命を長くすることになる。その結果、小型かつ寿命の長い無電極放電灯点灯装置を低価格で提供することが可能になる。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００３７】
（参考例２）
本例は、図４に示すように、参考例１からインダクタＬ１６およびダイオードＤ１６を省略するとともに、主直流電源Ｅ１におけるインダクタＬ１４に代えて中間タップ付きのインダクタＬ１４′を用い、平滑コンデンサＣ１６の正極をインダクタＬ１４′のタップに接続したものである。以下の説明のために、インダクタＬ１４′においてスイッチング素子Ｑ１４とタップとの間を巻線ｎ１４と呼び、タップとダイオードＤ１４との間を巻線ｎ１５と呼ぶ。つまり、参考例１と同様に、主直流電源Ｅ１の一方のスイッチング素子Ｑ１４を制御直流電源Ｅ２のスイッチング素子Ｑ１２として兼用してスイッチング素子Ｑ１２を省略している。
【００３８】
この構成の制御直流電源Ｅ２では、スイッチング素子Ｑ１４のオン期間に整流回路ＤＢからスイッチング素子Ｑ１４−インダクタＬ１４の巻線ｎ１４−平滑コンデンサＣ１６の経路で電流が流れて平滑コンデンサＣ１６が充電され、スイッチング素子Ｑ１４のオフ期間においてインダクタＬ１４の巻線ｎ１４−平滑コンデンサＣ１６−ダイオードＤ１５−インダクタＬ１４の巻線ｎ１４の経路でインダクタＬ１４の蓄積エネルギが放出される。このような動作によって基本構成と同様に降圧型のチョッパ回路として機能する。
【００３９】
要するに、本例では、スイッチング素子Ｑ１４を降圧型のチョッパ回路のスイッチング素子として用い、ダイオードＤ１５を降圧型のチョッパ回路における転流用のダイオードに用い、さらには主直流電源Ｅ１に中間タップ付きのインダクタＬ１４′を用いてインダクタＬ１４′の一部の巻線ｎ１４を降圧型のチョッパ回路におけるインダクタとして用いることによって、降圧型のチョッパ回路として制御直流電源Ｅ２を構成することが可能になっている。ここに、制御回路ＣＮ４も主直流電源Ｅ１と制御直流電源Ｅ２とで共用されており、スイッチング素子Ｑ１４のオンオフは制御回路ＣＮ４により制御され、制御回路ＣＮ４は主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４を決定するから、制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１６を主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と独立して調節することはできないが、主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１６との比は、インダクタＬ１４′における中間タップの位置を調節することによってある程度は調節が可能となる。
【００４０】
上述した構成および動作によって明らかなように、本例では参考例１に比較して、インダクタＬ１６およびダイオードＤ１６がさらに省略されるから、基本構成に比較すると、スイッチング素子Ｑ１２、ダイオードＤ１２、制御回路ＣＮ２、インダクタＬ１２が省略されたことになり（主直流電源Ｅ１と共用されたことになり）、部品点数が削減されてコストが低減される。とくに、比較的大型でありかつ質量が比較的大きいインダクタＬ１６を省略することによって、小型化かつ軽量化を図ることができ、インダクタＬ１６による発熱も低減されることになる。つまり、参考例１における効果に加えて、一層の低価格化、小型化、軽量化が可能になる。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００４１】
（参考例３）
本例は、図５に示すように、参考例１の構成に対してダイオードＤ１６を省略し、インダクタＬ１４とダイオードＤ１４との接続点にインダクタＬ１６の一端を接続したものである。言い換えると、参考例２におけるインダクタＬ１４′の２つの巻線ｎ１４，ｎ１５を各別のインダクタＬ１４，Ｌ１６に分割し、かつ巻線ｎ１５の接続先を入れ換えた形になる。したがって、参考例２では主直流電源Ｅ１に用いるインダクタＬ１４′のインダクタンスが、制御直流電源Ｅ２に用いるインダクタ（つまり、巻線ｎ１４）のインダクタンスよりも大きかったのに対して、本例では主直流電源Ｅ１に用いるインダクタＬ１４のインダクタンスが、制御直流電源Ｅ２に用いるインダクタ（つまり、インダクタＬ１４とインダクタＬ１６との直列回路）よりも小さくなっている。
【００４２】
この構成の制御直流電源Ｅ２では、スイッチング素子Ｑ１４のオン期間に整流回路ＤＢからスイッチング素子Ｑ１４−インダクタＬ１４−インダクタＬ１６−平滑コンデンサＣ１６の経路で電流が流れて平滑コンデンサＣ１６が充電され、スイッチング素子Ｑ１４のオフ期間においてインダクタＬ１４およびインダクタＬ１６−平滑コンデンサＣ１６−ダイオードＤ１５−インダクタＬ１４およびインダクタＬ１６の経路でインダクタＬ１４およびインダクタＬ１６の蓄積エネルギが放出される。このような動作によって基本構成と同様に降圧型のチョッパ回路として機能する。
【００４３】
本例では、スイッチング素子Ｑ１４を降圧型のチョッパ回路のスイッチング素子として用い、ダイオードＤ１５を降圧型のチョッパ回路の転流用のダイオードに用い、インダクタＬ１４を降圧型のチョッパ回路のインダクタとして用いることによって、降圧型のチョッパ回路として制御直流電源Ｅ２を構成することが可能になっている。ただし、参考例２に対してはインダクタＬ１６が追加されることになり、参考例１に対してはダイオードＤ１６が省略されていることになる。さらに、制御回路ＣＮ４も主直流電源Ｅ１と制御直流電源Ｅ２とで共用されているから、制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１６を主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と独立して調節することはできないが、主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１６との比は、インダクタＬ１４とインダクタＬ１６とを適宜に選択することによってある程度は調節することが可能であり、しかも参考例２に比較してインダクタＬ１４，Ｌ１６が別に設けられているから調節範囲を広くとることが可能である。
【００４４】
上述した構成および動作によって明らかなように、本例では参考例１に比較してダイオードＤ１６が省略されるから、基本構成に比較すると、スイッチング素子Ｑ１２、ダイオードＤ１２、制御回路ＣＮ２が省略されたことになり（主直流電源Ｅ１と共用されたことになり）、部品点数が削減されてコストが低減される。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００４５】
（実施の形態）
本実施形態は、図６に示すように、参考例１の構成に対して制御直流電源Ｅ２の構成を降圧型のチョッパ回路ではなく、極性逆転型のチョッパ回路に置き換えたものである。また、電力増幅器７についても構成を変更してある。
【００４６】
本実施形態の制御直流電源Ｅ２は、主直流電源Ｅ１のスイッチング素子Ｑ１４にインダクタＬ１７を直列接続し、このインダクタＬ１７に平滑コンデンサＣ１７とダイオードＤ１７との直列回路を並列接続してある。ダイオードＤ１７の極性は平滑コンデンサＣ１７を充電する充電電流に対して順方向となるように、ダイオードＤ１７のアノードを平滑コンデンサＣ１７の負極に接続してある。言い換えると、スイッチング素子Ｑ１４とインダクタＬ１７との接続点にダイオードＤ１７のカソードが接続され、平滑コンデンサＣ１７において整流回路ＤＢの負極側の出力端に接続されている一端が、平滑コンデンサＣ１７の正極となるような接続関係としてある。
【００４７】
この構成の制御直流電源Ｅ２では、スイッチング素子Ｑ１４のオン期間に整流回路ＤＢからスイッチング素子Ｑ１４−インダクタＬ１７の経路で電流が流れてインダクタＬ１７にエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１４のオフ期間においてインダクタＬ１７−平滑コンデンサＣ１７−ダイオードＤ１７−インダクタＬ１７の経路でインダクタＬ１７の蓄積エネルギが放出され、このときに平滑コンデンサＣ１７が充電される。
【００４８】
本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１４を極性逆転型のチョッパ回路のスイッチング素子として用い、かつ主直流電源Ｅ１と制御直流電源Ｅ２とで制御回路ＣＮ４を共用している。したがって、参考例１と同様に、制御直流電源Ｅ２に別途のスイッチング素子を用いる場合に比較すると部品点数が少なくなり、低コスト化が可能になり、発熱量の大きい部品の個数が低減されることで放熱のための構成が簡素化され、かつ発熱量の低減にもつながることになる。本実施形態では、制御回路ＣＮ４が主直流電源Ｅ１と制御直流電源Ｅ２とで共用されているから、制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１７を主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と独立して調節することはできないが、主直流電源Ｅ１の出力電圧Ｖ１４と制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１７との比は、インダクタＬ１４とインダクタＬ１７とを適宜に選択することによってある程度は調節することが可能である。
【００４９】
整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｒｅと制御直流電源Ｅ２の出力電圧Ｖ１７との差が小さい場合には、本実施形態のように制御直流電源Ｅ２に極性逆転型のチョッパ回路を用いることによって、降圧型のチョッパ回路を用いる場合に比較すると、スイッチング素子Ｑ１４の休止期間を少なくすることが可能になり、結果的に交流電源ＡＣから整流回路ＤＢに入力される電流波形の歪をより小さくすることが可能になる。
【００５０】
上述した構成および動作によって明らかなように、本実施形態では制御直流電源Ｅ２を独立したチョッパ回路として構成する場合に比較すると、主直流電源Ｅ１と制御直流電源Ｅ２とでスイッチング素子Ｑ１４や制御回路ＣＮ４を共用していることによって、部品点数が削減されてコストが低減される。
【００５１】
ところで、本実施形態では電力増幅器７が、１個のＭＯＳＦＥＴＱ３のみを用いた１石式であって、ＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインにインダクタＬ３を接続したＭＯＳＦＥＴＱ３とインダクタＬ３との直列回路を主直流電源Ｅ１の出力端間に接続し（つまり、平滑コンデンサＣ１５に並列接続し）、駆動回路８の出力を駆動トランスＴ３を介してＭＯＳＦＥＴＱ３に入力している。また、ＭＯＳＦＥＴＱ３のドレイン−ソースには３個のコンデンサＣ３〜Ｃ５を接続してある。
【００５２】
この電力増幅器７はＣ級動作となるように構成されており、また駆動トランスＴ３により駆動回路８とは絶縁してある。したがって、電力増幅器７におけるスイッチング損失がＤ級動作を行う場合と同様に高効率であり、装置全体の発熱量は比較的少なくなる。また、駆動回路８と電力増幅器７とが駆動トランスＴ３により絶縁され、駆動回路８の基準電位と電力増幅器７の基準電位とが異なっているが、駆動回路８は電力増幅器７に比較すると小電力で動作するから、極性逆転型のチョッパ回路から電力増幅器７に電源を供給するようにした従来構成に比較すると、小電力で動作する駆動回路８においてのみ基準電位が異なっている本実施形態のほうがノイズの発生は少なくなる。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００５３】
（変形例）
本例は、図７に示すように、基本構成に対して制御直流電源Ｅ２を省略し、主直流電源Ｅ１を駆動回路８への電源供給にも共用しているものである。ただし、駆動回路８に印加する電圧は電力増幅器７に印加する電圧よりも降圧する必要があるから、主直流電源Ｅ１と駆動回路８との間に降圧用のインピーダンス素子としての抵抗Ｒｄを挿入することにより、駆動回路８への印加電圧を電力増幅器７への印加電圧よりも降圧している。この構成によって、制御直流電源Ｅ２が不要になり参考例１よりも部品点数が少なくなる。
【００５４】
また、本例では、電力増幅器７として主直流電源Ｅ１の出力端間に、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソースとインダクタＬ４との直列回路を接続し、駆動回路８の出力を駆動トランスを介在させることなくスイッチング素子Ｑ４に与えている。スイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソースにはコンデンサＣ６が並列接続され、さらにスイッチング素子Ｑ４のドレインからインダクタＬ２とコンデンサＣ２との直列回路を通して高周波電力をマッチング回路４に出力している。本例の電力増幅器７はＤ級動作の構成と同様に高効率が得られ発熱量が比較的少なくなるようにＥ級増幅を行っている。また、Ｅ級動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ４のターンオフ時にゼロボルトスイッチング動作になりターンオフ損失が低減される。
【００５５】
他の構成および動作は基本構成と同様であって、本例では制御直流電源Ｅ２を用いることなく抵抗Ｒｄの追加のみで駆動回路８に給電し、また駆動トランスを用いることなく電力増幅器７を駆動し、さらには電力増幅器７が１石式であるから、基本構成に比較すると部品点数が大幅に少なくなり、しかも電力増幅器７でのターンオフ損失の低減によって発熱量も低減されることになる。
【００５６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、主直流電源がインダクタに蓄積したエネルギのみで平滑コンデンサを充電する構成であって、整流回路の出力電圧に対して主直流電源の出力電圧の昇圧と降圧とを可能とする構成であるから、整流回路の出力電圧のピーク値と主直流電源の出力電圧との差が比較的小さい場合でも第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の休止期間が長くなることはなく、結果的に交流電源からの入力電流歪が増加することがない。しかも、電力増幅器の基準電位を整流回路の基準電位と同電位になるから、高周波電流の流れる側の基準電位が安定し、高周波電源において数百ｋＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波を生成しても発生するノイズを抑制することができる。さらに、低周波電源トランスなどを設ける必要がないから、低周波電源トランスを用いる従来構成に比較すると、小型化、軽量化、低価格化を実現することができる。しかも、主直流電源と制御直流電源とが、第１のスイッチング素子と制御回路とを共用しているので、制御直流電源のために別途にスイッチング素子を設ける場合に比較すると部品点数が削減されるのは言うまでもなく、発熱量が比較的大きいスイッチング素子やダイオードの削減によって放熱構造が簡素化され、小型化および低コスト化が可能であり、しかも全体としての発熱量が低減されて温度上昇の抑制により無電極放電灯点灯装置の寿命が長くなる。
【００６５】
請求項２の発明のように、制御直流電源の出力電圧が前記主直流電源の出力電圧以下に設定されているものでは、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６６】
請求項３の発明のように、制御回路が、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子との間に駆動トランスを備え、駆動トランスには第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とにそれぞれ接続される２個の２次巻線が設けられているものでは、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが１つの駆動トランスを介して制御されるから、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とのオンオフのタイミングを一致させやすく、結果的に損失を少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  基本構成を示す回路図である。
【図２】  同上の動作説明図である。
【図３】  参考例１を示す回路図である。
【図４】  参考例２を示す回路図である。
【図５】  参考例３を示す回路図である。
【図６】  本発明の実施の形態を示す回路図である。
【図７】  変形例を示す回路図である。
【図８】  従来例を示す回路図である。
【図９】  他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  無電極放電灯
２  誘導コイル
３  高周波電源
７  電力増幅器
８  駆動回路
ＡＣ  交流電源
Ｃ１４  平滑コンデンサ
Ｃ１６  （第２の）平滑コンデンサ
Ｃ１７  （第２の）平滑コンデンサ
ＣＮ４  制御回路
Ｄ１４  （第１の）ダイオード
Ｄ１５  （第２の）ダイオード
Ｄ１７  （第３の）ダイオード
ＤＢ  整流回路
Ｅ１  主直流電源
Ｅ２  制御直流電源
Ｌ１４  インダクタ
Ｌ１４′  インダクタ
Ｌ１６  （第２の）インダクタ
Ｌ１７  （第２の）インダクタ
ｎ１４，ｎ１５  巻線
ｎ４２，ｎ４３  ２次巻線
Ｑ１４  （第１の）スイッチング素子
Ｑ１５  （第２の）スイッチング素子
Ｒｄ  抵抗
Ｔ４  駆動トランス
【図１】
0003888066.tif 000002
【図２】
0003888066.tif 000003
【図３】
0003888066.tif 000004
【図４】
0003888066.tif 000005
【図５】
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【図６】
0003888066.tif 000007
【図７】
0003888066.tif 000008
【図８】
0003888066.tif 000009
【図９】
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