(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所望の信号と不所望の振幅変調干渉信号とを含む所定の信号チャネル帯域を選択する手段と、
信号の搬送波周波数から中間周波数分だけオフセットされた発振周波数を持つ局部発振信号を用いて、前記所望の信号を直交信号に直接変換し、かつ、前記不所望の振幅変調干渉信号を直接検出し、前記直交信号は前記中間周波数を持つ中間周波信号に等しい周波数を持ち、前記中間周波信号は半チャネルの間隔を持ち、前記所望の信号の帯域幅の一端付近に前記不所望の振幅変調干渉信号を配置する、周波数ダウンコンバート手段と、
直接検出された前記不所望の振幅変調干渉信号と前記直交信号に含まれる前記干渉信号の近傍の前記所望の信号の一部とを除去するフィルタと、
前記フィルタを通過した直交信号の歪みを等化し、かつ前記フィルタを通過した直交信号を検出し、前記所望の信号を再構築するイコライザと、を備え、
前記フィルタにより除去される前記所望の信号の一部は、前記フィルタにより導入された歪みを含むことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記受信機は、
前記周波数ダウンコンバート手段の出力に接続された複数のハイパスフィルタと、
前記複数のハイパスフィルタの出力に接続され、前記複数のハイパスフィルタの出力間に９０度の位相シフトを生成する位相シフト手段と、
前記位相シフト手段の出力に接続された減算手段と、を備えることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記受信機が多相受信機であることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項４】
前記フィルタは、多相フィルタ手段を含み、
前記直交信号を前記多相フィルタ手段に結合する交流結合手段を有する直流ブロック手段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項５】
前記多相フィルタ手段がジャイレータフィルタ手段を含むことを特徴とする請求項４記載の受信機。
【請求項６】
前記多相フィルタ手段がトランスコンダクタ積分フィルタ手段を含むことを特徴とする請求項４記載の受信機。
【請求項７】
前記等化手段がビタビ等化手段を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項８】
前記イコライザは、前記受信機により受信されたトレーニング・シーケンスを用いて学習され、これにより、前記フィルタにより導入された歪みと送信機および前記受信機の間で生じる多相歪みとを除去することを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項９】
前記中間周波信号の周波数は、直接検出された前記不所望の振幅変調干渉信号の周波数より高いことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、セルラー電話およびコードレス電話、ページングにおける特定の用途（これらのみに限定されるものではない）および周波数アナライザのような集積化受信機を必要とするその他の用途を有する、集積化受信機に関する。
【０００２】
【従来技術】
集積化受信機のための代表的なアーキテクチャとしては、ゼロＩＦ（ＺＩＦ）アーキテクチャがあり、このアーキテクチャでは受信した信号を２つの信号路に分割し、それぞれのミキサーに加え、ミキサーには受信した信号をＺＩＦに周波数をダウンコンバートするような値の周波数を有する局部発振器の信号が印加されている。それぞれのミキサーに印加される局部発振器の信号は約９０度だけ相対的に位相がずれている。ミキサーのうちの一方からの信号路は合相すなわちＩチャンネルと称され、他方のミキサーは直角すなわちＱチャンネルと称される。ＩチャンネルとＱチャンネルの混合積はローパスフィルタを通過され、それらの差成分を発生し、これら差成分はその後復調される。
【０００３】
ＺＩＦ受信機における周知の問題は、種々のステージが直結されていること、および必要とする混合積の一部が直流であるかまたはそれに近くなっていることにも起因して直流オフセットが生じる問題がある。種々のステージ内で直流オフセットが生じると、受信機の回路の感度が極度に低下し、これによりこれらステージの直結が禁止されることとなる。この直結オフセットの作用を解消する技術として、連続するステージの間に交流結合回路またはそれより複雑な直流ブロック回路を設ける技術がある。これにより、必ず必要とする混合積のいくつらかが損失することとなる。当技術分野では、この技術はノッチと称され、ＺＩＦにおいて、またはその周辺において、周波数応答にノッチを生じさせる技術である。このノッチの幅は、一般に交流結合回路で使用される容量値に応じて決まる。従って、ノッチの幅を最小にするには高い値の容量が使用される。しかしながら、容量の値が大きくなればなるほど、交流結合の時定数が長くなり、これにより振幅変調された、またはパルス状の妨害信号によって生じる直流オフセットの変化から受信機が回復できる速度が制限される。より小さい値の容量を使用することにより交流結合の時定数を短くできるが、これによってノッチの幅が広くなり、所望する信号の多くが除去されることとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
米国特許明細書第4,944,025 号は、交流結合および自動利得制御を行うダイレクトコンバージョンタイプのＦＭ受信機を開示している。この受信機は無線周波数の信号を受信し、受信した信号を周波数をダウンコンバートし、信号をフィルタに通し、その後、この信号の周波数をアップコンバートし、次に復調する。周波数ダウンコンバート、フィルタリングおよびアップコンバージョンは位相が直角関係にあるミキサーを使用して行われ、これらミキサーのそれぞれの出力は増幅器、ローパスフィルタおよびミキサーに次々に交流結合される。直流結合に起因する周波数スペクトル内のノッチの問題を解消するため、周波数ダウンコンバートミキサーに直角位相で供給される局部発振器の周波数は、ノッチの幅と変調された信号のベースバンド幅との合計に等しい値だけ、受信された信号の公称搬送波周波数からオフセットされている。数値の例を挙げれば、このオフセット量はチャンネルの間隔の約４分の１に対応する。ローパスフィルタのバンド幅は必要とする信号のバンドを通過するが、隣接チャンネル上の信号をブロックするような値となっている。米国特許第4,944,025 号に開示された発明は、交流結合によって生じたノッチに起因する問題を緩和しようとするものであるが、交流結合用コンデンサの選択に制約がある。この理由は、ノッチの大きさに応じて決まるオフセット周波数が高くなるにつれ、隣接チャンネルの信号の周波数が所望する信号の周波数に接近し、簡単なフィルタリングでこのような信号を分離することがより困難となるので、交流結合を過度に疎に緩和すればイメージ信号の除去が不適当となるからである。
【０００５】
ダイレクトコンバージョンタイプの受信機で発生し、米国特許第4,944,025 号では検討されていない別の問題として、無線信号バンド幅内で強力な振幅変調信号が存在することが挙げられる。この信号は直接検波され、ＺＩＦバンドに生じるので、フィルタリングでは除去できない。
【０００６】
従って、本発明の課題は、集積ダイレクトコンバージョン受信機における交流結合の制限を緩和できるようにすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、直流からオフセットされた周波数で位相が直角関係にあるＩＦ信号を発生するために受信した信号の周波数をダウンコンバートするための手段と、前記位相が直角関係あるＩＦ信号における直流オフセットをブロックするための手段と、所望するＩＦ信号を回復するための手段と、前記所望するＩＦ信号を等化させ前記ＩＦ信号内に存在する変調信号を検出するための手段とを備えた受信機が提供される。
【０００８】
本発明は信号が送信機から離れた点からイコライザに入るまでの信号路内で生じるひずみのすべてを信号イコライザで解消するとの認識に基づくものである。従って、低い値のコンデンサを使用し、よって変調信号をほぼひずんでいない状態で回復しながら振幅またはパルス状の妨害波によって生じた直流オフセットの変化からの受信機の回復に対する交流結合時定数の影響を少なくすることにより、ノッチの幅を広くすることができる。
【０００９】
この受信機はフェージング受信機または多相受信機のような種々のアーキテクチャを有することができる。
周波数オフセット量は既知の妨害信号を所望信号のバンド幅の一方のエッジまたはバンド幅からはずれた位置に位置させるように選択できる。
【００１０】
本発明の一実施例では、所望するＩＦ信号を回復するための手段は、多相フィルタ手段を含み、この多相フィルタ手段はジャイレータフィルタ手段またはトランスコンダクタ積分フィルタ手段として構成でき、複素入力信号に応答して複素出力信号を発生でき、所望する信号のイメージ信号を有効にフィルタで除去できる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
次に、添付図面を参照して実施の形態により本発明について説明する。
【００１２】
説明の便宜上、ＧＳＭデジタルセルラー電話システムを参照して、以下本発明について説明する。
図１に示されたゼロＩＦ（ゼロ中間周波数）受信機は、当該周波数バンドを選択する無線周波数バンドパスフィルタ１２に結合されたアンテナ１０を含む。このバンドパスフィルタ１２からの出力信号は２つの信号路Ｉ、Ｑに分割される。この信号路の各々はミキサー（混合器）１４、１６を有する。これらミキサー１４、１６の第１入力はバンドパスフィルタ１２の出力に結合されており、これらミキサー１４、１６の第２入力には発振器１８からの局部発振信号が加えられている。ミキサー１４に供給された局部発振信号は、９０度位相シフター２０によってミキサー１４へ加えられる信号に対して約９０度だけ位相がずれされている。それぞれのローパスフィルタ２２、２４には混合積信号が印加され、これらフィルタの出力は復調器２６へ供給され、この復調器はターミナル２８上の出力として所望する信号を出力する。
【００１３】
このタイプの受信機の作動は周知である。局部発振器の周波数はアンテナ１０で受信された信号の公称搬送波周波数にほぼ対応しており、これにより入力信号の周波数はほぼＺＩＦまでダウンコンバートされる。
【００１４】
本明細書の冒頭に記載のように、図１に示された基本受信機の問題の１つとして直流オフセットの問題がある。ミキサー１４、１６とそれぞれのローパスフィルタ２２、２４との間で交流結合を行うと、ノッチが生じる。既に説明したように、コンデンサによってこの交流結合を行う場合において、高い値のコンデンサを使用すると、ノッチの幅を狭くできるが、この場合、受信機の回路の応答が低速となり、高い値のコンデンサを集積化することが困難となるという欠点がある。低い値のコンデンサを使用するという別の方法は、コンデンサを集積化でき、回路のスピードが高速となるという利点が得られるが、ノッチが比較的広くなる。
【００１５】
所望する信号のバンド幅が強力な振幅変調信号を含む妨害源に比較的近い場合、このタイプの受信機には別の問題が生じる。このことは図２Ａに示されており、この図はバンドパスフィルタ１２の無線バンド幅ＲＦＢＷを破線で示している。バンド幅ＲＦＢＷ内には公称搬送波周波数ＦW を中心に対称的に配置された周波数変調信号である所望する信号と、公称搬送波周波数ＦH およびＦL をそれぞれ中心とする上下の隣接チャンネルと、搬送波ＦU および側波帯ＦAMP を含む強力な振幅変調された信号が存在する。図２ＢはＦW にて、またはこの周辺の局部発振周波数を使用してミキサー１４、１６内で行われた周波数のダウンコンバージョンの結果を示し、ＦW 以下の信号成分はゼロ周波数を中心に折りたたまれるので、所望する信号の高い方の周波数の半分と低い周波数の半分が互いに重なり合い、高い方のチャンネルＦH と低いほうのチャンネルＦL とが互いに重なり、ダイレクト検波の結果として所望する信号のバンド幅内に不要信号の振幅変調成分ＦAMP が存在することとなる。この不要信号ＦAMP は所望信号のバンド幅内に存在するので、所望する信号に影響を与えることなくチャンネルフィルタリングによって除去することはできない。
【００１６】
この問題を解消する１つの方法として、ＺＩＦから所望するＩＦバンドを離間させ、このＩＦバンドをダイレクト検波された妨害波ＦAMP のＩＦバンドよりも高くすることが挙げられる。このようにすると、ハイパスフィルタを使用して不要信号から所望する信号を分離できる。しかしながら、ハイパスフィルタは交流結合を行うための低い値のコンデンサを使用することに等しいので、これによりノッチの幅が広くなり、これにより不要なイメージ応答が生じ、これを抑制する必要が生じることとなる。
【００１７】
このイメージ抑制を行う２つの可能な方法として、フェージング受信機または多相受信機を使用することが挙げられる。
図３は、不要妨害波ＦAMP よりも高く、これと異なる中間周波数を生じさせるように局部発振信号を選択したフェージング受信機を示す。この中間周波数は、例えばチャンネル間隔の半分の値を有するので、受信機を集積受信機として製造できる。
【００１８】
このフェージング受信機はバンドパスフィルタ１２に接続されたアンテナ１０を含み、このフィルタの出力は周波数ダウンコンバート用ミキサー１４、１６の第１入力に接続されている。局部発振器１８の周波数は所望する信号の公称搬送波の周波数からずれた周波数（ＦW ＋Ｆif）となっており、この発振機の出力は直接ミキサー１６の第２入力へ供給され、９０度位相シフター２０によってミキサー１４の第２入力へ供給される。ミキサー１４、１６の出力にはそれぞれハイパスフィルタ２３、２５が結合されている。これらハイパスフィルタ２３、２５の出力には位相シフトデバイス３０、３２が接続されている。位相シフター３０、３２の間の相対的な位相のずれは約９０度であるが、導入される実際の位相のずれは任意とすることができる。これら位相シフタ３０、３２の出力は加算（または差分）ステージ３４のそれぞれの入力へ印加され、所望する信号を回復し、所望する信号はバンドパスフィルタ３６へ印加される。
【００１９】
上記のように、ハイパスフィルタ２３、２５を使用することにより比較的広いノッチＮＯが生じ、このノッチは図７Ｂに示されるように所望する周波数バンドの低いほうの周波数端をひずませる。このような送信機とアンテナ１０との間の信号チャンネルにおける他のひずみとともに、ハイパスフィルタによって生じたひずみを解消するために、ステージ３４の出力にはイコライザ５２が結合されている。このイコライザ５２はビタビタイプのイコライザまたは判別フィードバックイコライザのような適当なイコライザとすることができる。このイコライザ５２のフィルタ係数はトレーニング信号として使用するのに適した信号を使用してトレーニングする。ＧＳＭの場合、この信号は受信機トレーニングシーケンスを含む。
【００２０】
フェージング受信機を効果的にするには充分なイメージ抑制を行う必要がある。これによりミキサー１４、１６を同一とし、位相シフター２０によって生じる位相のずれおよび位相シフター３０と３２との間の相対的な位相のずれを９０度とし、最後にステージ３４で完全な加算または減算を行う必要がある。集積回路を用いてもこのことは保証できない。現実には信号は数学的な複素数の性質を有するが、図３に示された回路は信号があたかも２つの別個の実数信号であるかのように、これら信号の実数部および虚数部を処理する。複素信号をより効果的に処理できるようにするために、フィルタ２３、２５、位相シフター３０、３２および加算ステージ３４を多相フィルタと置換することができる。
【００２１】
多相フィルタはそれ自体公知であり、図４は、例えば英国特許第1,174,710 号の図３に開示されている公知の対称的多相フィルタを示す。図示された多相フィルタは４位相ネットワークセクションを含み、各位相ネットワークは入力ターミナルと、これに関連する位相の出力ターミナルとの間に接続された抵抗器Ｒを含む。コンデンサＣは各位相ネットワークの入力を、隣接する前方位相ネットワークの出力に結合するようになっている。図示されるように、入力電圧Ｖ1 、ｊＶ1 、−Ｖ1 、−ｊＶ1 および電流Ｉ1 、ｊＩ1 、−Ｉ1 、−ｊＩ1 は出力電圧Ｖ2 、ｊＶ2 、−Ｖ2 、−ｊＶ2 および電流Ｉ2 、ｊＩ2 、−Ｉ2 、−ｊＩ2 と同じように、複素数の性質を有する。
【００２２】
図５は、ジャイレータを使用して製造された別の公知の対称的多相フィルタ５０を示す。このタイプの多相フィルタはＪ・Ｏ・フォアマンによる博士論文「電子システムにおけるモノリシック回路としてのジャイレータ」（オランダ、ニーメゲンのカソリックユニバーシティ、１９７７年６月１６日、９１〜１０３ページ）に開示されている。ここに示された多相フィルタはジャイレータを使用して実現された３次のＬＣチャンネルフィルタ４０、４２を含み、このフィルタのステージの各々はジャイレータ４４、４６および４８によってクロスリンクされている。フィルタ４０はＩ信号路に設け、フィルタ４２はＱ信号路に設けることができる。ＬＣフィルタはコンデンサＣ１０、Ｃ１２とキャパシタンスＣ１１およびジャイレータＧ１０およびＧ１２によってシミュレートされたインダクタンスを含む。フィルタ４２は同じ構造であるので説明しない。
【００２３】
図６は、図３に示された受信機と同じフロントエンドを有する集積化多相受信機を示すが、簡潔にするためにこれについては再度説明しない。ミキサー１４、１６の出力はそれぞれのコンデンサ５４、５６によって多相フィルタ５０の入力結合されており、発生したひずみを軽減または解消し、所望する信号を回復させるよう、多相フィルタ５０からの出力はイコライザおよび検波器５２に結合されている。
【００２４】
図６ではＦifは多相フィルタ５０を通過するが、−Ｆifはフェージング受信機の場合よりもより効果的にブロックされる。Ｆifの値はチャンネル間隔の半分に選択されているので、チャンネル間隔は２００ｋＨｚとなっているＧＳＭの場合では、Ｆifは１００ｋＨｚである。
【００２５】
図７Ａは、ミキサー１４、１６の各々の出力を略図で示す。直接検波されたＡＭ妨害波ＦAMP はＦifを中心としてほぼ対称的な所望する信号のバンドの低いほうの周波数端にあるか、またはこれに隣接する。チャンネル間隔の半分にこのＦifを選択する場合、公称搬送波周波数ＦH およびＦL を中心とする高低隣接チャンネルも示されている。Ｓは多相フィルタによるイメージ抑制度を示す。
【００２６】
図７Ｂは所望する信号のバンドの半分だけ低い周波数をひずませ、ほぼＦAMP を除去するような充分な幅のノッチＮＯを生じさせる小さい値のキャパシタンスを使用した交流結合の効果（曲線ＡＣ）を示す。コンデンサ５４、５６の値が低くなればなるほど、生じるノッチＮＯが広くなり、これにより所望する信号バンドのひずみがより大きくなる。イコライザ５２を多相フィルタ５０の出力に結合すると、交流結合用コンデンサ５４、５６によって生じるひずみの効果を実質的に解消できる。この理由は、イコライザ５２がひずみ源のすべてのみならず送信アンテナと受信アンテナとの間の信号チャンネルに起因して生じるひずみに関して受信した信号を等化させようとするからである。従って、イコライザ５２からの出力は実質的にひずんでいない妨害波のない信号を含む。ＧＳＭの場合、基地局から送信された信号はトレーニングシーケンスを含み、このトレーニングシーケンスは交流結合用コンデンサ５４、５６によって生じたひずみと共に、送信アンテナと受信アンテナとの間のマルチパス効果に応答してイコライザの係数をトレーニングするのに使用できる。イコライザ５２はビタビタイプのイコライザまたは判別フィードバックイコライザのような適当なイコライザを含むことができる。
【００２７】
図８は、３次のトランスコンダクタ積分フィルタ手段として構成した多相フィルタ手段を示す。合相Ｉセクションおよび位相直角Ｑセクションはトランスコンダクタの一部への入力信号の極性を別にすれば、ほぼ同一である。
【００２８】
説明の便宜上、合相Ｉセクションについて詳細に説明し、位相直角Ｑセクションの対応する部品を示すのに「’」を付けた参照番号を使用する。トランスコンダクタ６２（６２’）の非反転入力６０（６０’）には入力信号ＩIN（ＱIN）が印加される。このトランスコンダクタ６２の反転入力６４には積分器６８の出力６６からフィードバックされた信号が加えられる。トランスコンダクタ６２の出力７０はトランスコンダクタ７４、７８のそれぞれの出力７２、７６と共にノード８０で加算され、加算信号は積分器６８の入力８２に印加される。図８では、積分器の各々はシャントコンデンサＳＣを備えたオペアンプＡを含む。
【００２９】
積分器６８の出力６６はトランスコンダクタ７８’および８４の非反転入力およびトランスコンダクタ６２の反転入力６４に結合されている。トランスコンダクタ７８’の反転入力はアースに接続されている。積分器６８’の出力６６’はトランスコンダクタ６４’および７８の反転入力およびトランスコンダクタ８４’の非反転入力に結合されている。トランスコンダクタ７８の非反転入力はアースに接続されている。
【００３０】
トランスコンダクタ８４の出力は別のトランスコンダクタ８８の出力が接続された加算ノード８６に結合されている。加算ノード８６は積分器９０に結合され、積分器の出力はトランスコンダクタ７４の反転入力およびトランスコンダクタ８８’および９２の非反転入力に結合されている。積分器９０’の出力はトランスコンダクタ７４’および８８の反転入力およびトランスコンダクタ９２’の非反転入力に結合されている。トランスコンダクタ７４、７４’の非反転入力はトランスコンダクタ８８の非反転入力およびトランスコンダクタ８８’の反転入力と同じようにアースに接続されている。
【００３１】
トランスコンダクタ９２、９４の出力はノード９６に結合され、このノード９６は積分器９８の入力に結合されている。積分器９８の出力はトランスコンダクタ８４および９２の非反転入力およびトランスコンダクタ９４’の非反転入力に結合されている。積分器９８’の出力はトランスコンダクタ８４’、９２’および９４の反転入力に結合されている。トランスコンダクタ９４の非反転入力およびトランスコンダクタ９４’の反転入力はアースに接続されている。出力ＩOUT およびＯOUT もそれぞれ積分器９８、９８’の出力から得られる。
【００３２】
所望する場合、トランスコンダクタ積分器形フィルタは、スイッチ式コンデンサ内に均等物として電流スイッチ式の関連するデジタル装置を有することができる。
【００３３】
当業者が本明細書を読めば、上記以外の変形例が明らかとなろう。かかる変形例は集積受信機およびその部品の設計、製造および用途において既に公知となっており、本明細書に記載した特徴事項の替わりに、またその特徴事項に加えて使用できる別の特徴事項を実行できる。本願では特徴事項の特定の組み合わせにに関する特許請求の範囲を記載したが、本願の開示範囲は特許請求の範囲に現時点で請求したものと同じ発明に関連するか否かとは無関係に、また本発明が解決するものと同じ技術的課題のうちのいくつかまたはすべてを緩和する否かとは無関係に、新規な特徴事項、または明示的または暗示的に本明細書に開示した特徴事項の新規な組み合わせ、またはそれらの一般化された特徴事項を含むものである。よって、本願出願人は本願の手続きにおいて、または本願から派生する別の出願の手続きにおいて、かかる特徴事項および／またはかかる特徴事項の組み合わせに関しても特許請求の範囲をあらたに記載できることについて警告するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】基本的ダイレクトコンバージョンタイプのＺＩＦ受信機のブロック略図。
【図２】アンテナで受信された信号及びミキサーの出力における信号を示す図。
【図３】本発明に従って製造された集積受信機の一実施例のブロック略図。
【図４】公知の対称的多相フィルタを示す構成図。
【図５】ジャイレータを使用して製造された別の公知の対称的多相フィルタを示す構成図。
【図６】本発明に従って製造された集積受信機の別の実施例のブロック略図。
【図７】図６に示された回路の動作を説明する波形図。
【図８】トランスコンダクタ積分器フィルタのブロック略図。
【符号の説明】
１０  アンテナ
１２  バンドパスフィルタ
１４、１６  ミキサー
１８  発振器
２０  フェーズシフター
２３、２５  ハイパスフィルタ
３０、３２  フェーズシフター
３４  加算ステージ
３６  バンドパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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