(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁性体と、該磁性体に巻回された検出巻線とを有し、該磁性体の透磁率の変化率と外部磁界の大きさとに比例したパルス状の電気信号を前記検出巻線に発生する磁気センサ素子と、
前記磁性体にサンプリング用のパルス状ドライブ電流を流して前記磁性体の透磁率を周期的に変化させる励磁手段と、
前記パルス状の電気信号の正負それぞれのピーク値を検出するピーク値検出部と、
前記サンプリング用のパルス状ドライブ電流に同期した交流電流を前記検出巻線に流すとともに、前記パルス状の電気信号の正負それぞれのピーク値の絶対値が等しくなるように直流電流成分を前記交流電流に重畳するフィードバック回路とを備え、
前記検出巻線の直流電流成分から探知対象磁界の大きさを検出することを特徴とする磁気探知装置。
【請求項２】
前記励磁手段は前記パルス状ドライブ電流の繰り返し周波数を規定する発振器を有し、該発振器の信号を前記フィードバック回路の一部に加えることにより、前記サンプリング用のパルス状ドライブ電流の周期に前記パルス状の電気信号の正負それぞれのピーク値を同期させることを特徴とする請求項１記載の磁気探知装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地磁気等の微弱な磁界を確実に検知するための磁気探知装置に係り、とくに磁気センサ素子に用いる磁性体の特性のバラツキや温度、歪による変動の影響を極めて小さくすることのできる磁気探知装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の磁界を検知する方式としては、(1)トロイダルコア等に励磁巻線と検出巻線とを設けた平行フラックスゲート方式（励磁による磁界と検出する磁界とが平行方向となる）や、(2)アモルファス磁性合金線又は箔の周囲に検出巻線を設けるとともに、アモルファス磁性合金線又は箔自体に直接電流を流して励磁機能を持たせる直交フラックスゲート方式（励磁による磁界と検出する磁界とが直交方向となる）がある。両者とも励磁によって磁性体の透磁率を変化させ、検出巻線に外部磁界に比例する誘起電圧を発生させるものであるが、前者は励磁巻線のインピーダンスが高いため励磁速度が大きくできないため感度が低く、装置が高価になる欠点を有している。一方、後者の１例であるアモルファス磁性金属を用いるセンサーは小型化が容易で感度が高いものの、保磁力が相対的に大きくなるので零磁界での検知が困難なためバイアス磁界を必要としていた。そのためバイアス磁界印加時のセンサ出力が感度の温度変動、ドリフトの影響を受け、安定性が問題となる欠点を持っていた。
【０００３】
なお、直交フラックスゲート方式の磁気センサ素子の例は特許第２６１７４９８号に開示されており、その磁気センサ素子を用いた検出回路の１例を示すものとして特開平９−１６６４３７号がある。
【０００４】
直交フラックスゲート方式による磁気センサ素子は導電性で高透磁率を有する線状、棒状、帯状等の長手方向に直線状部分を有する磁性体に検出巻線を巻回して設け、磁性体の長手方向にパルス状の電流を通電して磁性体を周回する磁束を飽和近くまで励磁し、当該磁性体の透磁率μを大きく変化させ、その時に以下の（１）式によって生じる電圧Ｖを検出巻線に誘起させるもので、その誘起電圧Ｖが外部磁界に比例することを利用するものである。
Ｖ＝ｄ（μ・Ｈ・Ｓ）／ｄｔ           …（１）
μ：磁性体自身の透磁率
Ｈ：外部磁界
Ｓ：磁性体の断面積
但し、パルス状の電流による磁界は検出巻線を交叉する方向とは直交するため、他の交叉磁束が存在しないかぎり、誘起電圧を生じることはない。この誘起電圧の大きさは、外部の交叉磁束（磁界）や磁性体自身の透磁率が大きいほど、また印加パルスが急峻なほど大となる。従って、この目的に合う、導電性を持つ磁性体としてはコバルト系のアモルファス磁性合金線、箔等が有用である。
【０００５】
図３は直交フラックスゲート方式による磁気センサ素子の１例であり、磁気センサ素子Ｓは、エポキシ樹脂等の絶縁基板１に貼り合わせた導電性を有する帯状のアモルファス磁性合金箔をエッチングすることによって所定のパターン形状（長手方向に直線状部分を有する形状で、例えば幅５mm×長さ１５mm）の磁性体Ｍを形成し、さらに磁性体Ｍの周囲を周回するようにコイルを巻いて検出巻線Ｗdを設けたものである。磁性体Ｍの両端部は絶縁基板１に固定の励磁用端子２にそれぞれ接続され、検出巻線Ｗdの両引き出し端部は絶縁基板１に固定の検出端子３にそれぞれ接続されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、磁性体は本質的にヒステリシスを持つため、その保磁力を越える磁界がないと磁束の変化がなく、検出巻線に出力が出てこない。従って、上記の如き磁気センサ素子Ｓで地磁気等の微弱な磁界をアナログ的に検知する場合、従来はある大きさの直流バイアス磁界のもとで信号出力を得るようにしている。さらに、良好なリニアリティを望む場合、フィードバック法という手法を用いる。すなわち、外部磁界が増加する場合、その増分信号を増幅し、前記直流バイアス磁界を逆方向に減らすようにコントロールする。この時増幅回路の増幅度を可能な限り大きくすると、フィードバックの平衡状態で外部磁界と直流バイアス磁界の変化分が等しくなる。また、この平衡状態で磁気センサー素子に印加されている合成磁界は常に前記直流バイアス磁界付近の値となっており、つまり出力はこの直流バイアス磁界を動作点とした信号となっている。しかし、磁性体の透磁率（Ｂ−Ｈカーブの変化率）にはバラツキや温度変動、歪変動、ドリフトがあるため、この直流バイアス磁界を動作点とした出力信号は変動しやすく、安定になり難いこととなる。
【０００７】
本発明は、上記の点に鑑み、不安定な直流バイアス方式をやめ、直流バイアス磁界が零でも微小磁界の検出が可能で、磁性体の特性バラツキや温度変動、歪変動、ドリフトに起因する検出出力を大幅に少なくすることが可能な磁気探知装置を提供することを目的とする。
【０００８】
本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の磁気探知装置は、磁性体と、該磁性体に巻回された検出巻線とを有し、該磁性体の透磁率の変化率と外部磁界の大きさとに比例したパルス状の電気信号を前記検出巻線に発生する磁気センサ素子と、
前記磁性体にサンプリング用のパルス状ドライブ電流を流して前記磁性体の透磁率を周期的に変化させる励磁手段と、
前記パルス状の電気信号の正負それぞれのピーク値を検出するピーク値検出部と、
前記サンプリング用のパルス状ドライブ電流に同期した交流電流を前記検出巻線に流すとともに、前記パルス状の電気信号の正負それぞれのピーク値の絶対値が等しくなるように直流電流成分を前記交流電流に重畳するフィードバック回路とを備え、
前記検出巻線の直流電流成分から探知対象磁界の大きさを検出することを特徴としている。
【００１０】
前記磁気探知装置において、前記励磁手段は前記パルス状ドライブ電流の繰り返し周波数を規定する発振器を有し、該発振器の交流信号を前記フィードバック回路の一部に加えることにより、前記サンプリング用のパルス状ドライブ電流の周期に前記パルス状の電気信号の正負それぞれのピーク値を同期させるように構成してもよい。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る磁気探知装置の実施の形態を図面に従って説明する。
【００１２】
図１は磁気探知装置の実施の形態であって、図３の磁気センサ素子Ｓと組み合わせて磁気探知装置を構成するための回路構成を示す。
【００１３】
この図において、電源入力ライン６とアース端子ＣＯＭに接続されたアースグランドライン７間に直流電源Ｅよりの直流電圧（例えば５Ｖ）が供給されている。また、磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍにパルス電流を流して磁性体Ｍの透磁率を周期的に変化させる（非飽和状態から飽和状態に変化させる）励磁手段として、サンプリング信号発生用発振器１０及びドライブ回路１１が設けられている。さらに、磁気センサ素子Ｓの検出巻線Ｗdに誘起した信号を検出する信号検出手段として、ピーク値検出部１２、比較増幅部１３が設けられている。
【００１４】
前記サンプリング信号発生用発振器１０は、トランジスタＱ３，Ｑ４、抵抗Ｒ１７乃至Ｒ２０及びコンデンサＣ８，Ｃ９からなる無安定マルチバイブレータで構成されており、その発振周波数ｆsはＲ１８，Ｃ８及び、Ｒ１９，Ｃ９で決定され、図２（Ａ）,（Ｂ）のようにトランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタ側の半サイクル位相の異なる２つの方形波信号を後段のドライブ回路１１に印加している。この２つの方形波信号のうち１つの信号が所定のインピーダンス（すなわちコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１６）を通してピーク値検出出力の中点に加算されており、この方形波信号は比較増幅器１３とコンデンサＣ４による積分機能により三角波となって出力され、最終的に三角波の交流バイアス電流が磁気センサ素子Ｓの検出巻線Ｗdに流れる。
【００１５】
ドライブ回路１１は、半サイクル位相の異なる２つの方形波信号を受けて、図２（Ｃ）のような急峻な立ち上がりのパルス電流を磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍに印加通電するものであり、ここでは磁性体と限流抵抗Ｒ２５とに直列に挿入されるスイッチング用トランジスタＱ５のベースに、トランジスタＱ３のコレクタ側の方形波信号を、コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ２２との接続点と電源入力ライン６間に接続されたクランプ用ダイオードＤ３を持つコンデンサＣ１０及び抵抗Ｒ２２の直列回路を通して印加し、さらに、トランジスタＱ４のコレクタ側の方形波信号を、コンデンサＣ１１と抵抗Ｒ２３との接続点と電源入力ライン６間に接続されたクランプ用ダイオードＤ４を持つコンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ２３の直列回路を通して印加している。サンプリング信号発生用発振器１０のトランジスタＱ３，Ｑ４のターンオンに同期してトランジスタＱ５がスイッチング動作を行う結果、図２（Ｃ）の如く磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍに対して発振周波数ｆsの三角波の交流バイアス電流の頂点にて急峻な立ち上がりのパルス電流を通電することとなる（１サイクルに２回サンプリングが行われる）。
【００１６】
前記磁気センサ素子Ｓの検出巻線Ｗdと高周波阻止用コイルＬ１と抵抗Ｒ１０の直列回路には、比較増幅部１３の出力電流が供給され、該直列回路の他方の一端は基準電圧端子Ｖrefに接続されている。基準電圧端子Ｖrefは電源入力ライン６とアースグランドライン７間に接続された抵抗Ｒ１３と定電圧ダイオードＤ１の直列接続の中点に接続され、定電圧ダイオードＤ１により一定電圧（例えば、直流電源Ｅの電圧が５Ｖであれば、基準電圧端子Ｖrefが２．５Ｖ近傍）に維持されている。また、高周波阻止用コイルＬ１と抵抗Ｒ１０との接続点が出力端子Ｖoutに接続されている。抵抗Ｒ１０は磁気センサ素子Ｓの検出巻線Ｗdに流れる直流バイアス電流、すなわち外部磁界に比例する出力電圧を得るものである。
【００１７】
前記比較増幅部１３は、演算増幅器ＯＰを有し、電源電圧を抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２で分圧した比較基準電圧Ｖcomを抵抗Ｒ１１を通して演算増幅器ＯＰの非反転入力に加え、検出巻線Ｗdから発生したパルス状の電気信号は直流カット機能のコンデンサＣ６を通して比較基準電圧Ｖcomに重畳され、正負の信号をそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ２を通してピーク検出し、それぞれのピーク値をさらに抵抗Ｒ４，Ｒ５によって中点値を抵抗Ｒ７を通して演算増幅器ＯＰの反転入力に加えている。なお、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ６はコンデンサＣ１，Ｃ２のリセット用放電抵抗である。さらに、前記比較増幅部１３は、演算増幅器ＯＰの入出力間に接続された抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４からなる並列回路と、演算増幅器ＯＰの出力と検出巻線Ｗdの間に挿入された抵抗Ｒ９とコンデンサＣ５の並列回路とを有している。演算増幅器ＯＰの増幅度は抵抗Ｒ７とＲ８の比で決まり、コンデンサＣ４は方形波信号を三角波信号に変換し、コンデンサＣ５は磁気センサ素子Ｓの検出巻線Ｗdの一端を演算増幅器ＯＰの出力を通してアースグランドライン７（アース端子ＣＯＭ）へバイパスする役目を持つ。
【００１８】
検出巻線Ｗdからの信号の極性と大きさは、基準電圧側から演算増幅器側に直流バイアス電流が流れると負のパルス信号が増大し、コンデンサＣ２の電位が下がる、すなわち演算増幅器ＯＰの反転端子電位が下がり、ＯＰの出力が上がることとなり、負のフィードバック制御回路となっている。
【００１９】
この比較増幅部１３の出力電流は、前記ピーク値検出部１２による直流バイアス電流に図２（Ｄ）実線のような三角波の交流リップル電流が重畳されており、この三角波の正負のピークは前記サンプリング信号発生用発振器１０の方形波信号に同期している（つまり図２（Ｃ）のサンプリング用のパルス電流の立ち上がりに同期している）。
【００２０】
前記ドライブ回路１１によって図２（Ｃ）の如き急峻な立ち上がりのパルス電流を磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍに通電すると、検出巻線Ｗdには磁性体Ｍの長手方向のトータル磁界Ｈ（探知対象磁界である本来的な外部磁界Ｈexと検出巻線Ｗdに流れる三角波の交流リップル電流と直流バイアスによる磁界の総和）に比例したピーク値を持つパルス状の誘起電圧が図２（Ｅ）の如く得られる。この場合、リップル磁界Ｈripの極性は交互に反転しているから、図２（Ｅ）のパルス状の誘起電圧の極性も交互に反転する。また、探知対象磁界Ｈexが存在しないときには、直流バイアス磁界は零となるように制御され、三角波の交流リップル電流による交流リップル磁界Ｈripのみで、前記パルス状の誘起電圧は交互に極性が反転しても正負のピークの絶対値は同じである。なお、交流リップル磁界Ｈripの正負のピークは磁性体Ｍのヒステリシスを越える（換言すれば保磁力を越える）強さに設定されている。
【００２１】
前記ピーク値検出部１２は、図２（Ｃ）の前記ドライブ回路１１によるサンプリング用のパルス電流を前記磁気センサ素子Ｓに印加したときに検出巻線Ｗdに誘起される図２（Ｅ）のパルス状の誘起電圧の正負のピーク値をホールドする機能を持つ。つまり、トランジスタＱ１と正ピーク値ホールド用コンデンサＣ１との直列回路が電源入力ライン６とアースグランドライン７間に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点に接続されたトランジスタＱ１のベースに直流阻止用コンデンサＣ６を介して前記パルス状の誘起電圧が印加される。同様に、負ピーク値ホールド用コンデンサＣ２とトランジスタＱ２との直列回路が電源入力ライン６とアースグランドライン７間に接続され、トランジスタＱ２のベースにも直流阻止用コンデンサＣ６を介して前記パルス状の誘起電圧が印加されるようになっている。
【００２２】
図２（Ｅ）のパルス状の誘起電圧の正のピーク値に対応したコンデンサＣ１の充電電圧は放電抵抗Ｒ６の両端に供給され、負のピーク値に対応したコンデンサＣ２の充電電圧は放電抵抗Ｒ３の両端に供給されている。今、外部磁界が零の時、前記正のピーク値と負のピーク値の絶対値が等しい状態となり、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５の分圧回路の中点電位は、比較増幅部１３の演算増幅器ＯＰの非反転入力の直流レベルとほぼ一致し、演算増幅器ＯＰの出力側に直流電流成分が現れないように抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の値を設定している。
【００２３】
次に、この実施の形態の全体的な動作説明を行う。
【００２４】
磁気センサ素子Ｓが有する磁性体Ｍの長手方向に、探知対象磁界である本来的な外部磁界Ｈexが存在しなければ、トータル磁界Ｈは、検出巻線Ｗdに比較増幅部１３から図２（Ｄ）実線の三角波の交流リップル電流を流すことにより発生する交流リップル磁界Ｈripのみとなり、リップル磁界Ｈripの正負のピークのタイミングで磁性体Ｍに印加される図２（Ｃ）のパルス電流によって検出巻線Ｗdに図２（Ｅ）の如く交互に極性が反転したパルス状の誘起電圧（磁性体Ｍの透磁率の変化率とトータル磁界Ｈとの積に比例）が発生し、その正負のピークの絶対値は等しい（交流リップル磁界Ｈripの正負のピークの絶対値が等しいため）。またこの時、検出巻線Ｗdに流れるのは三角波のリップル電流のみとなり、出力端子Ｖoutと基準電圧端子Ｖref間の抵抗Ｒ１０に流れる直流電流成分はなく、出力端子Ｖoutと基準電圧端子Ｖref間の直流電位差は零となる。
【００２５】
今、地磁気等の探知対象磁界Ｈexが存在し、その向きが交流リップル磁界Ｈripの正の半サイクルに一致している場合、トータル磁界Ｈは、リップル磁界Ｈripの正の半サイクルではリップル磁界Ｈripと探知対象磁界Ｈexとが加算された磁界の強さとなり、リップル磁界Ｈripの負の半サイクルではリップル磁界Ｈripから探知対象磁界Ｈexが減算された磁界の強さになる。このため、ピーク値検出部１２において、図２（Ｅ）のパルス状の誘起電圧の正のピーク値に対応したコンデンサＣ１の充電電圧が高く、負のピーク値に対応したコンデンサＣ２の充電電圧が低くなり、この結果、演算増幅器ＯＰの反転入力の直流電位は高くなる方向に変化し、演算増幅器ＯＰの出力側の直流電圧レベルは低下する方向に変化する。従って、比較増幅部１３から検出巻線Ｗdに流される三角波のリップル電流は図２（Ｄ）の点線の如く変化し（波形自体は変化せず直流電流成分が重畳される）、リップル磁界Ｈripの正の半サイクルのピークの絶対値は減少し、リップル磁界Ｈripの負の半サイクルのピークの絶対値は増加する。このような、比較増幅部１３の負のフィードバック制御によって、リップル磁界Ｈripの正の半サイクルでのトータル磁界Ｈと負の半サイクルでのトータル磁界Ｈとがバランスし、図２（Ｅ）のパルス状の誘起電圧の正負それぞれのピーク値の絶対値が等しくなった状態で安定する。このとき、図２（Ｄ）の点線の波形からも明らかなように、出力端子Ｖoutと基準電圧端子Ｖref間の抵抗Ｒ１０に流れる直流電流成分が発生し、出力端子Ｖoutと基準電圧端子Ｖref間に直流電位差が発生し、この直流電位差は地磁気等の探知対象磁界Ｈex（磁性体Ｍの長手方向に印加された成分）に比例している。
【００２６】
なお、地磁気等の探知対象磁界Ｈexの向きがリップル磁界Ｈripの負の半サイクルに一致している場合、出力端子Ｖoutと基準電圧端子Ｖref間の直流電位差の極性が反対となる。
【００２７】
この実施の形態においては、磁気センサ素子Ｓの内部磁界の平均値は常に零になるように制御されており、そのままでは検出巻線Ｗdに誘起電圧は発生しない。誘起電圧を得るために、交流リップル電流による交流リップル磁界を重畳させていることが大きな特徴である。リップル電流の周波数は、サンプリング信号発生用発振器１０の発振周波数と同じｆsであり、リップル電流の正負のピークで磁性体Ｍにサンプリング用のパルス電流が流れるため、発生する誘起電圧も最大の値となるタイミングで行われる。
【００２８】
この実施の形態によれば、次の通りの効果を得ることができる。
【００２９】
(1)  磁気センサ素子Ｓの検出巻線Ｗdに直流バイアス電流を重畳する従来の不安定なバイアス方式をやめ、その代わりにサンプリング用のパルス電流と同期した交流のリップル電流を検出巻線Ｗdに流して、直流バイアス磁界が零でも地磁気等の探知対象の外部磁界を検出可能としている。
【００３０】
(2)  検出巻線Ｗdに誘起する交互に極性が反転したパルス状の誘起電圧の正負のピーク値の絶対値が同じになる点で平衡する動作原理であり、センサー素子の感度変動のため正負のピーク値の絶対値が変動しても平衡点の変化はない。従って、磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍの特性バラツキや、温度、歪、あるいはドリフトによる出力変動を極めて小さくすることができる。
【００３１】
(3)  また、直流バイアス磁界を印加しないため、ダイナミックレンジも従来の２倍近く取れるようになった。
【００３２】
なお、上記実施の形態では、サンプリング信号発生用発振器１０として無安定マルチバイブレータを用いたが、その他のパルス発生器（方形波発生器）を用いることも可能である。
【００３３】
また、探知対象磁界を検出するために、出力端子Ｖoutと基準電圧端子Ｖref間の直流電圧を取り出すように説明したが、出力端子Ｖoutとアース端子ＣＯＭ間の直流電圧を取り出すようにしてもよい。
【００３４】
以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る磁気探知装置によれば、磁気センサ素子の磁性体の特性選別をする必要がなく、歩留まりの向上を図ることができる。また、動作原理上、磁性体の感度や出力温度特性等の影響が無くなり、極めて安定な磁気探知装置が得られる。
【００３６】
なお、本発明の磁気探知装置は、微弱な地磁気等の静磁界を検知するのに適したものであるが、動磁界の検知にも適用可能である。また、地磁気の影響をキャンセルするブラウン管のディスプレイモニタ、ナビゲーション装置の方向探知、３次元ディスプレイ（バーチャルリアリティ）等にも応用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る磁気探知装置の実施の形態であって磁気センサ素子と組み合わせる回路構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態におけるサンプリング信号発生用発振器の出力電圧波形、ドライブ回路によるパルス電流波形、比較増幅部により磁気センサ素子の検出巻線に供給される交流リップル電流波形、及び前記検出巻線に誘起する電圧波形を示す波形図である。
【図３】直交フラックスゲート方式の磁気センサ素子を示す斜視図である。
【符号の説明】
１  絶縁基板
２  励磁用端子
３  検出端子
６  電源入力ライン
７  アースグランドライン
１０  サンプリング信号発生用発振器
１１  ドライブ回路
１２  ピーク値検出部
１３  比較増幅部
Ｃ１乃至Ｃ６，Ｃ８乃至Ｃ１１  コンデンサ
Ｒ１乃至Ｒ１１，Ｒ１５乃至Ｒ２３，Ｒ２５  抵抗
Ｑ１乃至Ｑ５  トランジスタ
ＯＰ  演算増幅器
Ｓ  磁気センサ素子
Ｍ  磁性体
Ｗd  検出巻線
【図１】
0004007464.tif 000002
【図２】
0004007464.tif 000003
【図３】
0004007464.tif 000004