(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ信号に対応した駆動信号が与えられるデータ側光変調部と、前記データ信号のビットレートの１／２倍の周波数を有するクロック信号に対応した少なくとも２つの駆動信号が与えられるクロック側光変調部と、を有し、キャリア抑圧ＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する光変調器の制御装置であって、
前記光変調器から出力される信号光のスペクトルから特定の周波数成分を抽出して光強度を検出するモニタ部と、
該モニタ部で検出された光強度に基づいて、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相ずれ、並びに、前記データ信号および前記クロック信号の間の位相ずれを判断し、該各位相ずれが小さくなるように、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相差、並びに、前記データ信号および前記クロック信号の間の位相差をフィードバック制御する制御部と、
を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の制御装置であって、
前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相ずれに対するフィードバック制御を行うとき、
前記モニタ部は、データ信号のビットレートをＢｂ／ｓとし、ｎを１以上の正数として、前記光変調器から出力される信号光のスペクトル中心周波数からｎ×ＢＨｚ離れた周波数成分を抽出可能な光フィルタを有し、該光フィルタにより前記信号光から抽出した周波数成分の光強度を検出し、
前記制御部は、前記モニタ部で検出された光強度が最小となるように、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相差をフィードバック制御することを特徴とする光変調器の制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の制御装置であって、
前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相ずれに対するフィードバック制御を行うとき、
前記モニタ部は、データ信号のビットレートをＢｂ／ｓとし、ｎを１以上の正数として、前記光変調器から出力される信号光のスペクトル中心周波数から−（２ｎ−１）×Ｂ／２Ｈｚ離れた周波数成分を抽出可能な第１光フィルタと、前記信号光のスペクトル中心周波数から＋（２ｎ−１）×Ｂ／２Ｈｚ離れた周波数成分を抽出可能な第２光フィルタとを有し、該各光フィルタにより前記信号光から抽出した各々の周波数成分の光強度を検出し、
前記制御部は、前記モニタ部で検出された各光強度がほぼ等しくなるように、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相差をフィードバック制御することを特徴とする光変調器の制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載の制御装置であって、
前記データ信号および前記クロック信号の間の位相ずれに対するフィードバック制御を行うとき、
前記モニタ部は、前記光変調器から出力される信号光のスペクトル中心周波数に一致する周波数成分を抽出可能な光フィルタを有し、該光フィルタにより前記信号光から抽出した周波数成分の光強度を測定し、
前記制御部は、前記モニタ部で測定された光強度が最大となるように、前記データ信号および前記クロック信号の間の位相差をフィードバック制御することを特徴とする光変調器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信に用いる光変調器の制御技術に関し、特に、キャリア抑圧ＲＺ（Carrier-Suppressed Return-to-Zero：以下、ＣＳ−ＲＺとする）変調方式に対応した信号光を生成するのに好適な光変調器の制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、光信号の伝送速度が１０Ｇｂ／ｓ等である光伝送システムの実用化が開始されているが、近年の急激なネットワーク利用の増加によりさらなるネットワーク大容量化が求められ、さらには、超長距離化の要求も高まっている。
伝送速度が１０Ｇｂ／ｓ以上の光伝送システムでは、波長分散による波形への影響が大きくなり光スペクトルが広がってしまうためチャネル光を高密度に配置したＷＤＭ伝送が困難になる。特に、４０Ｇｂ／ｓの光伝送システムにおいては、波長分散が伝送距離を制限する要因の一つになる。
【０００３】
上記のような問題を解決するための１つの手段として、光伝送路の分散値を正確に測定して補償する分散補償技術が検討されている（例えば、特開平１１−７２７６１号公報や特願２０００−２６９２３１号等）。また、上記ののような光伝送システムの実現には、分散耐力が少しでも大きい変調方式の開発も不可欠である。具体的には、光伝送システムの長距離化のために良好な光ＳＮ比を確保できる、すなわち、自己位相変調（Self Phase Modulation：ＳＰＭ）効果に強く、光伝送路への光入力パワーの上限を高くできる変調方式が必要である。さらには、大容量化のために高密度のＷＤＭ光伝送が可能な光スペクトルの狭い変調方式が必要である。
【０００４】
近年、新規の変調方式としてキャリア抑圧ＲＺ（ＣＳ−ＲＺ）変調方式などの研究が行われている（例えば、Y.Miyamoto et.al., "320Gbit/s (8x40Gbit/s)WDM transmission over 367-km zero-dispersion-flattened line with 120-km repeater spacing using carrier-suppressed return-to-zero pulse format", OAA'99 PD, PdP4等）。このＣＳ−ＲＺ変調方式は、後述するようにＲＺ変調方式と比較して光スペクトル幅が２／３倍となるため波長分散トレランスが広く、ＷＤＭでの高密度チャネル配置が可能という利点を持つ。また、自己位相変調効果による波形劣化が小さいので長距離化のための光ＳＮ比の確保が可能になる。
【０００５】
図１４は、４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ変調信号を生成するための基本構成を示す図である。
図１４において、光源１００は、連続光を発生する。この光源１００から出力される連続光は、直列に接続された２つのＬｉＮｂＯ3変調器（以下、ＬＮ変調器とする）１１０，１２０に順に入力されて変調される。
【０００６】
前段のＬＮ変調器１１０は、例えば、データ信号生成部１１１で生成されるビットレートが４０Ｇｂ／ｓでＮＲＺ変調方式に対応したデータ信号が、図示しない信号電極に駆動信号として印加されることにより、光源１００からの連続光をデータ信号に従って変調し、図１５（ａ）に例示したような波形を有する４０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ信号光を後段のＬＮ変調器１２０に出力する。
【０００７】
後段のＬＮ変調器１２０は、例えば、２つの信号電極を有するマッハツェンダ（ＭＺ）型変調器等が用いられ、データ信号のビットレートの１／２倍の周波数を有するクロック信号に基づいて生成した第１駆動信号および第２駆動信号が各信号電極に印加されることにより、前段のＬＮ変調器１１０からのＮＲＺ信号光をさらに変調し、図１５（ｂ）に例示したような波形を有する４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光を出力する。ここでは、周波数が２０ＧＨｚで正弦波等の波形を有するクロック信号がクロック信号生成部１２１で生成され、そのクロック信号が分岐器１２４で２分岐された後に、位相器（phase shifter)１２５Ａ，１２５Ｂで位相差がほぼ１８０°となるように調整され、さらに、増幅器１２６Ａ，１２６Ｂで各々の振幅が調整されて、ＬＮ変調器１２０の各信号電極に印加される第１および第２駆動信号となる。
【０００８】
また、データ信号およびクロック信号の位相については、クロック信号生成部１２１で生成されたクロック信号の一部が分岐器１２２で分岐されてデータ信号生成部１１１に伝えられることで同期がとられると共に、位相器１２３によってクロック信号の位相が調整されることで各信号間の位相差が制御されている。
ここで、４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光が生成される原理を、図１６に示したＬＮ変調器の駆動電圧に対する光強度特性を用いて簡単に説明する。
【０００９】
一般に、駆動電圧に対する光強度特性が周期的に変化する光変調器を用いてＮＲＺ変調方式やＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する場合、上記光強度特性の隣り合う「山、谷」または「谷、山」に相当する駆動電圧（以下、この駆動電圧をＶπとする）を光変調器に与えることで変調が行われる。なお、ここでの光強度特性の「山」とは発光の頂点のことであり、「谷」とは消光の頂点のことである。
【００１０】
一方、ＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する場合には、図１４に示した前段のＬＮ変調器１１０でデータ信号に従って変調された４０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ信号光が、後段のＬＮ変調器１２０でデータ信号のビットレートの１／２倍の周波数を有する２０ＧＨｚのクロック信号に従ってさらに変調されることになり、この後段のＬＮ変調器１２０については、図１６の左側に示すように、駆動電圧に対する光強度特性の「山、谷、山」に相当する駆動電圧（以下、この駆動電圧を２Ｖπとする）が与えられる。この光の変調は、クロック信号の−１，０，１の各レベルがそれぞれ光のオン、オフ、オンの各状態に対応させて行われ、生成されるＣＳ−ＲＺ信号光は図１６の右側に示すような２値の光波形になる。このＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光は、それぞれのビットの光位相が０またはπの値を持つことになるため、例えば図１７の光スペクトルの計算結果に示すように、ＲＺ変調方式の信号光に比べて、光スペクトルのキャリア成分が抑圧されるようになる。
【００１１】
上記のようにして生成されたＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光は、例えば図１８に示す光スペクトルおよび光波形の各実験結果にあるように、ＲＺ変調方式の光波形と形状のほぼ等しい光波形が得られ、光スペクトル幅についてはＲＺ変調方式の場合よりも狭くなる。また、例えば図１９に示す波長分散耐力に関する実験結果にあるように、パワーペナルティの値が１ｄＢ以下になるトータル波長分散の範囲が、ＲＺ変調方式の場合に約４０ｐｓ／ｎｍであるのに対してＣＳ−ＲＺ変調方式の場合には約５０ｐｓ／ｎｍであり、ＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光は、ＲＺ変調方式の信号光に比べて分散トレランスが拡大されることが分かる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した信号光は、上記のような利点を持っているが、クロック信号に基づいて駆動される後段の光変調器に与える第１および第２駆動信号間の位相を精密に調整しなければならないと共に、前段の光変調器の駆動に用いられるデータ信号および上記クロック信号間の位相も精密に調整しなければならないという欠点がある。さらには、温度などの環境変化により位相ずれが発生する可能性があるため、システム運用中に各信号の位相変化を検出してフィードバック制御を行うことが必須になる。
【００１３】
しかしながら、ＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した光変調器について、上記のような駆動信号間の位相ずれの検出やフィードバック制御に関する具体的な技術の提案はこれまでになされていなかった。
本発明は上記の点に着目してなされたもので、光変調器の駆動系の信号間の位相ずれを確実に検出し、最適な駆動条件が安定して得られるように駆動信号間の位相差を制御することのできる光変調器の制御技術を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明にかかる光変調器の制御装置の１つの態様は、データ信号に対応した駆動信号が与えられるデータ側光変調部と、データ信号のビットレートの１／２倍の周波数を有するクロック信号に対応した少なくとも２つの駆動信号が与えられるクロック側光変調部と、を有し、ＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する光変調器の制御装置であって、光変調器から出力される信号光のスペクトルから特定の周波数成分を抽出して光強度を検出するモニタ部と、そのモニタ部で検出された光強度に基づいて、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相ずれ、並びに、前記データ信号および前記クロック信号の間の位相ずれを判断し、該各位相ずれが小さくなるように、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相差、並びに、前記データ信号および前記クロック信号の間の位相差をフィードバック制御する制御部と、を備えて構成されるものである。
【００１５】
かかる構成では、光変調器から出力されるＣＳ−ＲＺ信号光の特定の周波数成分の光強度がモニタ部によって検出され、その光強度に基づいて、クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相ずれ、並びに、データ信号およびクロック信号の間の位相ずれが判断され、各々の位相ずれが小さくなるように、クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相差、並びに、データ信号およびクロック信号の間の位相差の双方がフィードバック制御されて最適化されるようになる。これにより、ＣＳ−ＲＺ信号光を安定した駆動条件で生成することが可能になる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に関連した光変調器の制御装置の構成例を示すブロック図である。
図１において、本光変調器は、光源１で発生する連続光を、直列に接続された２つのＬＮ変調器１０，２０に順に入力して変調し、ＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光を出力するものである。この光変調器には、各ＬＮ変調器１０，２０を通過した信号光のスペクトルから特定の周波数成分についての光強度をモニタするモニタ部３０と、そのモニタ結果に基づいて、ここではＬＮ光変調器２０に与えられる駆動信号間の位相ずれを判断し、その位相ずれが小さくなるように各駆動信号の位相を制御する制御用ＣＰＵ４０とが設けられている。なお、ここでは、ＬＮ変調器１０がデータ側光変調部に相当し、ＬＮ変調器２０がクロック側光変調部に相当する。
【００２０】
前段のＬＮ変調器１０は、例えば、データ信号生成部１１で生成されるＮＲＺ変調方式に対応したＢｂ／ｓ（例えば、４０Ｇｂ／ｓなど）のビットレートを有するデータ信号が、図示しない信号電極に駆動信号として印加されることにより、光源１からの連続光を変調してＢｂ／ｓのＮＲＺ信号光を後段のＬＮ変調器２０に出力する。
【００２１】
後段の変調器は、例えば、光導波路を第１の分岐光導波路および第２の分岐光導波路に２分岐する部分と、第１および第２の分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２の分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１および第２の電極（信号電極）を利用して第１および第２の分岐光導波路の屈折率を制御して、その屈折率差に応じて周期的な光強度特性を得るマッハツェンダ型光変調器であり、リチウムナイオベート（ＬＮ）基板で構成されたＬＮ変調器２０である。このＬＮ変調器２０の第１および第２の電極に対しては、クロック信号生成部２１、分岐器２２，２４、位相器２３，２５Ａ，２５Ｂおよび増幅器２６Ａ，２６Ｂから構成される駆動回路によって電圧が与えられる。この駆動電圧は、第１および第２の電極間の電位差により光変調器の光強度特性が１周期分となるように、各々の振幅が増幅器２６Ａ，２６Ｂで調整されると共に、各々の位相が位相器２３，２５Ａ，２５Ｂからなる位相制御手段で調整されて、それぞれの電極に印加される。上記のような後段のＬＮ変調器２０は、データ信号のビットレートの１／２倍の周波数、すなわち、Ｂ／２Ｈｚ（例えば、２０ＧＨｚなど）の周波数を有するクロック信号に基づいて生成した第１駆動信号および第２駆動信号が各信号電極に印加されることにより、前段のＬＮ変調器１０からのＮＲＺ信号光をさらに変調して４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光を出力する。ここでは、周波数がＢ／２Ｈｚで正弦波等の波形を有するクロック信号がクロック信号生成部２１で生成され、そのクロック信号が分岐器２４で２分岐される。分岐された各クロック信号は、後述する制御用ＣＰＵ４０からの出力信号に従って制御される位相器（phase shifter)２５Ａ，２５Ｂで各々の位相が調整された後に、増幅器２６Ａ，２６Ｂで振幅がそれぞれ調整されて、ＬＮ変調器２０の各信号電極に第１および第２駆動信号として印加される。
【００２２】
また、クロック信号生成部２１と分岐器２４の間に設けられた分岐器２２および位相器２３は、データ信号とクロック信号の間の位相を調整するためのものである。具体的には、クロック信号生成部２１で生成されたクロック信号の一部が分岐器２２で分岐されてデータ信号生成部１１に伝えられることにより、データ信号とクロック信号の間の位相同期がとられると共に、位相器２３によってクロック信号の位相が調整されることで各信号間の位相差が制御される。
【００２３】
なお、前述したクロック信号に対応した駆動信号間の位相差を調整する位相制御手段内の位相器２５Ａ，２５Ｂおよびデータ信号とクロック信号の間の位相差を調整する位相器２３としては、例えば、可変長同軸管または電圧制御型などを使用することが可能である。
モニタ部３０は、例えば、光カプラ３１、狭帯域光フィルタ３２Ａ、光パワーメータ３３および制御用ＣＰＵ４０を備えて構成される。光カプラ３１は、後段のＬＮ変調器２０から出力されるＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光の一部をモニタ光として分岐して狭帯域光フィルタ３２Ａに送る。狭帯域光フィルタ３２Ａは、透過帯の帯域幅が十分に狭く、かつ、その透過帯の中心周波数（中心波長）が後述するようにデータ信号のビットレートに応じて予め設定されたフィルタ特性を有し、光カプラ３１で分岐されたモニタ光から所望の周波数成分のみを抽出する。光パワーメータ３３は、狭帯域光フィルタ３２Ａで抽出されたモニタ光のパワー（光強度）を測定し、その結果を制御用ＣＰＵ４０に出力する。制御用ＣＰＵ４０は、光パワーメータ３３で測定されたモニタ光パワーに基づいて、ここでは、後段のＬＮ変調器２０に与えられる各駆動信号の位相を調整する位相器２５Ａ，２５Ｂにおける位相調整量をフィードバック制御する。この制御用ＣＰＵ４０によるフィードバック制御は、次に述べるようなクロック信号に対応した駆動信号間の位相変化に対するＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光スペクトルの変化特性に基づいて行われるものである。なお、ここではモニタ部３０および制御用ＣＰＵ４０が検出手段として機能することになる。
【００２４】
図２は、クロック信号に対応した駆動信号間の位相を変化させときに生成されるＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光スペクトルおよび光波形を測定した実験結果を示す図である。ここでは、ＬＮ変調器２０に与えられる駆動信号間の位相差が最適化されているときの状態（図で位相変化なしの状態）を基準にして、位相ずれが５ｐｓずつ大きくなるように各駆動信号の位相を変化させている。図２に示すように、僅か５ｐｓ（同軸ケーブル長に換算すると１ｍｍ）の位相ずれであっても、ＣＳ−ＲＺ信号光の波形は大きく劣化してしまうことが分かる。また、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルについては、位相変化なしの状態では、信号光のスペクトル中心波長（周波数）にキャリアが発生せず、その中心波長から周波数で±１×Ｂ／２，±３×Ｂ／２，±５×Ｂ／２，…（ｎを１以上の正数として一般化すると、±（２ｎ−１）×Ｂ／２）Ｈｚ離れた位置にキャリアがそれぞれ発生する。一方、位相ずれが生じた状態では、上記のキャリアに加えて、中心波長から周波数で±１×Ｂ，±２×Ｂ，…（ｎを１以上の正数として一般化すると、±ｎ×Ｂ）Ｈｚ離れた位置にもキャリアがそれぞれ発生することが分かる。
【００２５】
そこで、図１の構成例では、信号光のスペクトル中心波長から周波数で±ｎ×ＢＨｚ離れた位置のキャリアに注目して位相ずれを判断し、クロック信号に対応した駆動信号間の位相差が最適化されるように各位相器２５Ａ，２５Ｂのフィードバック制御を行うようにしている。すなわち、図１のモニタ部３０に用いる狭帯域光フィルタ３２Ａについて、その透過帯の中心波長がＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長から周波数で±ｎ×ＢＨｚ離れたいずれかの位置に設定されるようにし、この狭帯域光フィルタ３２Ａで抽出されるモニタ光のパワーが最小となるように、位相器２５Ａ，２５Ｂにおける位相調整量が制御用ＣＰＵ４０によってフィードバック制御される。具体的に、例えば図３の光スペクトルに示すような中心波長が１５５２ｎｍ等に設定された４０ＧＨｚのＣＳ−ＲＺ信号光を生成する場合には、その信号光のスペクトル中心波長から周波数で４０ＧＨｚだけ長波長側に離れた位置に狭帯域光フィルタ３２Ａの透過中心波長が設定される。図３においては、破線で示した部分が狭帯域光フィルタ３２Ａの透過帯に対応している。狭帯域光フィルタ３２Ａで抽出されるモニタ光に含まれるキャリア成分のパワーは、図３の破線部分からも明らかなように駆動信号間の位相変化が小さくなるほど減少するので、光パワーメータ３３で測定されるモニタ光パワーの値が最も小さくなるように位相器２５Ａ，２５Ｂをフィードバック制御することで、クロック信号に対応した駆動信号間の位相差を最適化することができるようになる。
【００２６】
なお、ここでは、狭帯域光フィルタ３２Ａの透過中心波長が、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長から周波数で４０ＧＨｚだけ長波長側に離れた位置に設定される一例を示したが、本発明はこれに限らず、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長から周波数で±ｎ×ＢＨｚ（ｎ＝２，３，…）離れたいずれかの位置に狭帯域光フィルタ３２Ａの透過中心波長が設定されるようにしてもよい。
【００２７】
上記のように図１の構成例によれば、ＣＳ−ＲＺ信号光の特定の周波数に発生するキャリア成分の変化をモニタすることによって、クロック信号に対応した駆動信号間の位相ずれを確実に検出してフィードバック制御を行うことができるようになるため、ＣＳ−ＲＺ信号光を安定した駆動条件で生成することが可能になる。このような光変調器は、例えばＣＳ−ＲＺ変調方式を用いた超高速光伝送システムなどに使用される光送信装置の光変調器として好適である。
【００２８】
次に、本発明に関連した光変調器の制御装置の他の構成例について説明する。
図４は、上記他の構成例を示すブロック図である。なお、図１の構成例と同じ部分には同一の符号を付してその説明を省略するものとし、以下、他の図面においても同様とする。
図４において、本構成例が前述した図１の構成例と異なる部分は、モニタ部３０の狭帯域光フィルタ３２Ａに代えて、光カプラ３４と２つの狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃを設けた部分であり、その他の部分の構成については、図１の構成例の場合と同様である。
【００２９】
光カプラ３４は、光カプラ３１で分岐されたモニタ光をさらに２分岐して狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃにそれぞれ送る。各狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃは、透過帯の帯域幅が十分に狭く、かつ、その透過帯の中心波長が、データ信号のビットレートＢｂ／ｓ、ｎを１以上の正数として、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長から周波数で±（２ｎ−１）×Ｂ／２Ｈｚ離れたいずれかの位置に設定されたフィルタ特性をそれぞれ有する。これらの狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃは、それぞれ、光カプラ３４で分岐されたモニタ光から所望の周波数成分のみを抽出して光パワーメータ３３に出力するものである。
【００３０】
このような図４の構成例では、各狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃで抽出された各々のモニタ光のパワーが光パワーメータ３３で測定され、その測定結果に基づいて各位相器２５Ａ，２５Ｂにおける位相調整量が制御用ＣＰＵ４０によりフィードバック制御される。ここでの制御用ＣＰＵ４０によるフィードバック制御は、前述の図２に示したように、クロック信号に対応した駆動信号間の位相差が最適値から変化すると、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長から周波数で−（２ｎ−１）×Ｂ／２Ｈｚ離れたキャリア成分と、＋（２ｎ−１）×Ｂ／２Ｈｚ離れたキャリア成分との間にパワーの差が生じることに注目して行われる。
【００３１】
すなわち、制御用ＣＰＵ４０は、各狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃで抽出された各々のモニタ光パワーがほぼ等しくなるように、各位相器２５Ａ，２５Ｂの位相調整量をフィードバック制御する。具体的に、例えば図５の光スペクトルに示すような中心波長が１５５２ｎｍ等に設定された４０ＧＨｚのＣＳ−ＲＺ信号光を生成する場合には、その信号光のスペクトル中心波長から周波数で２０ＧＨｚだけ短波長側に離れた位置に狭帯域光フィルタ３２Ｂの透過中心波長が設定され、また、信号光のスペクトル中心波長から周波数で２０ＧＨｚだけ長波長側に離れた位置に狭帯域光フィルタ３２Ｃの透過中心波長が設定される。各狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃで抽出される各々のモニタ光に含まれるキャリア成分のパワーは、図５の破線部分からも明らかなように駆動信号間の位相変化が小さくなるほど同じ値に近づくので、光パワーメータ３３で測定される各モニタ光のパワー値がほぼ等しくなるように位相器２５Ａ，２５Ｂをフィードバック制御することで、クロック信号に対応した駆動信号間の位相差を最適化することができるようになる。
【００３２】
なお、ここでは、各狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃの透過中心波長が、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長から周波数で±２０ＧＨｚ離れた位置にそれぞれ設定される一例を示したが、本発明はこれに限らず、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長から周波数で±（２ｎ−１）×Ｂ／２Ｈｚ（ｎ＝２，３，…）離れたいずれかの位置に狭帯域光フィルタ３２Ａの透過中心波長が設定されるようにしてもよい。
【００３３】
上記のように図４の構成例によれば、ＣＳ−ＲＺ信号光の特定の２つの周波数に発生するキャリア成分の変化をモニタすることにでも、クロック信号に対応した駆動信号間の位相ずれを確実に検出してフィードバック制御を行うことができるようになるため、ＣＳ−ＲＺ信号光を安定した駆動条件で生成することが可能になる。
【００３４】
次に、本発明に関連した光変調器の制御装置の別の構成例について説明する。
図６は、上記別の構成例を示すブロック図である。図６において、本構成例が上述した図１の構成例と異なる部分は、モニタ部３０の狭帯域光フィルタ３２Ａに代えて狭帯域光フィルタ３２Ｄを設け、クロック信号の位相を調整してデータ信号との位相差を制御する位相器２３における位相調整量が制御用ＣＰＵ４０によってフィードバック制御されるようにした部分である。なお、その他の部分の構成については図１の構成例の場合と同様である。
【００３５】
狭帯域光フィルタ３２Ｄは、透過帯の帯域幅が十分に狭く、かつ、その透過帯の中心波長をＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長に一致させたフィルタ特性を有し、光カプラ３１で分岐されたモニタ光から所望の周波数成分のみを抽出して光パワーメータ３３に送るものである。制御用ＣＰＵ４０は、光パワーメータ３３で測定されたモニタ光のパワーを基に、次に述べるようなデータ信号とクロック信号の間の位相変化に対するＣＳ−ＲＺ信号光スペクトルの変化特性を利用して、位相器２３のフィードバック制御を行うものである。
【００３６】
図７は、データ信号とクロック信号の間の位相を変化させときに生成されるＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルおよび光波形を測定した実験結果を示す図である。ここでは、データ信号とクロック信号の間の位相差が最適化されているときの状態（図で位相変化なしの状態）を基準にして、位相ずれが５ｐｓずつ大きくなるようにクロック信号の位相を変化させている。図７に示すように、僅か５ｐｓ（同軸ケーブル長に換算すると１ｍｍ）の位相ずれであっても、ＣＳ−ＲＺ信号光の波形は大きく劣化してしまうことが分かる。また、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルについては、データ信号とクロック信号の間の位相差が最適点からずれると、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長のパワーが減少することが分かる。
【００３７】
そこで、図６の構成例では、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長パワーに注目して位相ずれを判断し、データ信号とクロック信号の間の位相差が最適化されるように位相器２３のフィードバック制御を行うようにしている。具体的に、例えば図８の光スペクトルに示すような中心波長が１５５２ｎｍ等に設定された４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光を生成する場合には、その信号光のスペクトル中心波長に一致させて狭帯域光フィルタ３２Ｄの透過中心波長が設定される。この狭帯域光フィルタ３２Ｄで抽出されるモニタ光のパワーは、図８の破線部分からも明らかなように、データ信号とクロック信号の間の位相変化が小さくなるほど増加するので、光パワーメータ３３で測定されるモニタ光パワーの値が最大になるように位相器２３をフィードバック制御することで、データ信号とクロック信号の間の位相差を最適化することができるようになる。
【００３８】
上記のように図６の構成例によれば、ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトル中心波長のパワー変化をモニタすることによって、データ信号とクロック信号の間の位相ずれを確実に検出してフィードバック制御を行うことができるようになるため、ＣＳ−ＲＺ信号光を安定した駆動条件で生成することが可能になる。
次に、本発明にかかる光変調器の制御装置の第１実施形態について説明する。本実施形態では、上述した図１および図６に示した各構成例を組み合わせることにより、クロック信号に対応した駆動信号間の位相差の最適化と、データ信号およびクロック信号間の位相差の最適化とを同時に実現可能にすることを考える。
【００３９】
図９は、本発明にかかる光変調器の制御装置の第１実施形態の構成を示すブロック図である。図９の構成では、モニタ部３０において、光カプラ３１で分岐されたモニタ光が光カプラ３４でさらに２分岐され、一方の分岐光が図１の構成例で用いた狭帯域光フィルタ３２Ａに送られ、他方の分岐光が図６の構成例で用いた狭帯域光フィルタ３２Ｄに送られる。そして、各狭帯域光フィルタ３２Ａ，３２Ｄで抽出された各々のモニタ光のパワーが光パワーメータ３３でそれぞれ測定され、それらの測定結果に基づいて、制御用ＣＰＵ４０により、各位相器２３，２５Ａ，２５Ｂの位相調整量がそれぞれフィードバック制御される。
【００４０】
制御用ＣＰＵ４０によるフィードバック制御は、具体的には例えば図１０に示すように、狭帯域光フィルタ３２Ａで抽出されたモニタ光のパワーが最小になるように位相器２５Ａ，２５Ｂがフィードバック制御されることで、クロック信号に対応した駆動信号間の位相差が最適化され、また、狭帯域光フィルタ３２Ｄで抽出されたモニタ光のパワーが最大になるように位相器２３がフィードバック制御されることで、データ信号とクロック信号の間の位相差が最適化される。
【００４１】
上記のように第１実施形態によれば、クロック信号に対応した駆動信号間の位相ずれと、データ信号およびクロック信号間の位相ずれとを同時に検出してフィードバック制御を行うことができるようになるため、ＣＳ−ＲＺ信号光をより一層安定した駆動条件で生成することが可能になる。
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態では、上述した図４および図６の各構成例を組み合わせることにより、クロック信号に対応した駆動信号間の位相差の最適化と、データ信号およびクロック信号間の位相差の最適化とを同時に実現可能にすることを考える。
【００４２】
図１１は、本発明にかかる光変調器の制御装置の第２実施形態の構成を示すブロック図である。図１１の構成では、モニタ部３０において、光カプラ３１で分岐されたモニタ光が光カプラ３５でさらに３つに分岐され、第１および第２の分岐光が図４の構成例で用いた狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃにそれぞれ送られ、第３の分岐光が図６の構成例で用いた狭帯域光フィルタ３２Ｄに送られる。そして、各狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃ，３２Ｄで抽出された各々のモニタ光のパワーが光パワーメータ３３でそれぞれ測定され、それらの測定結果に基づいて、制御用ＣＰＵ４０により、各位相器２３，２５Ａ，２５Ｂの位相調整量がそれぞれフィードバック制御される。
【００４３】
制御用ＣＰＵ４０によるフィードバック制御は、具体的には例えば図１２に示すように、狭帯域光フィルタ３２Ｂ，３２Ｃで抽出された各モニタ光のパワーがほぼ等しくなるように位相器２５Ａ，２５Ｂがフィードバック制御されることで、クロック信号に対応した駆動信号間の位相差が最適化され、また、狭帯域光フィルタ３２Ｄで抽出されたモニタ光のパワーが最大になるように位相器２３がフィードバック制御されることで、データ信号とクロック信号の間の位相差が最適化される。
【００４４】
上記のように第２実施形態によっても、前述した第１実施形態の場合と同様に、クロック信号に対応した駆動信号間の位相ずれと、データ信号およびクロック信号間の位相ずれとを同時に検出してフィードバック制御を行うことができるようになるため、ＣＳ−ＲＺ信号光をより一層安定した駆動条件で生成することが可能になる。
【００４５】
なお、上述した第１、第２実施形態では、モニタ部３０において狭帯域光フィルタ３２Ａ〜３２Ｄで抽出したモニタ光のパワーを光パワーメータ３０を使用して測定する一例を示したが、本発明はこれに限らず、例えば図１３のモニタ部３０’に示すように、狭帯域光フィルタ３２Ａ〜３２Ｄで抽出したモニタ光をフォトダイオード（ＰＤ）等の受光素子３６で受光して電気信号に変換し、その電気信号のパワーを電気パワーセンサ３７を使用して測定するようにしてもよい。
【００４６】
また、４０Ｇｂ／ｓのビットレートを有するデータ信号と、２０ＧＨｚの周波数を有するクロック信号とに従って、４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光を生成する場合について具体的に説明したが、本発明におけるビットレートの設定は上記の具体例に限定されるものではない。
なお、図１、図４、図６、図９および図１１では、駆動回路はクロック信号生成部２１、分岐器２２，２４、位相器２３，２５Ａ，２５Ｂおよび増幅器２６Ａ，２６Ｂから構成されている。また、位相制御手段は位相器２３，２５Ａ，２５Ｂで構成されている。さらに、検出手段はモニタ部および制御用ＣＰＵ４０で構成されている。
【００４７】
以上、本明細書で開示した主な発明について以下にまとめる。
【００４８】
（付記１）  キャリア抑圧ＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する光変調器の制御装置であって、
前記光変調器から出力される信号光のスペクトルから特定の周波数成分を抽出して光強度を検出するモニタ部と、
該モニタ部で検出された光強度に基づいて、前記光変調器に与えられる複数の駆動信号間の位相ずれを判断し、該位相ずれが小さくなるように前記駆動信号間の位相差を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の制御装置。
【００４９】
（付記２）  付記１に記載の制御装置であって、
前記光変調器は、データ信号に対応した駆動信号が与えられるデータ側光変調部と、前記データ信号のビットレートの１／２倍の周波数を有するクロック信号に対応した少なくとも２つの駆動信号が与えられるクロック側光変調部と、を有し、
前記制御部は、前記モニタ部で検出された光強度に基づいて、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相ずれと、データ信号とクロック信号の間の位相ずれとの少なくとも一方を判断し、該位相ずれが小さくなるように当該信号間の位相差をフィードバック制御することを特徴とする光変調器の制御装置。
【００５０】
（付記３）  付記２に記載の制御装置であって、
前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相ずれに対するフィードバック制御を行うとき、
前記モニタ部は、データ信号のビットレートをＢｂ／ｓとし、ｎを１以上の正数として、前記光変調器から出力される信号光のスペクトル中心周波数からｎ×ＢＨｚ離れた周波数成分を抽出可能な光フィルタを有し、該光フィルタにより前記信号光から抽出した周波数成分の光強度を検出し、
前記制御部は、前記モニタ部で検出された光強度が最小となるように、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相差をフィードバック制御することを特徴とする光変調器の制御装置。
【００５１】
（付記４）  付記２に記載の制御装置であって、
前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相ずれに対するフィードバック制御を行うとき、
前記モニタ部は、データ信号のビットレートをＢｂ／ｓとし、ｎを１以上の正数として、前記光変調器から出力される信号光のスペクトル中心周波数から−（２ｎ−１）×Ｂ／２Ｈｚ離れた周波数成分を抽出可能な第１光フィルタと、前記信号光のスペクトル中心周波数から＋（２ｎ−１）×Ｂ／２Ｈｚ離れた周波数成分を抽出可能な第２光フィルタとを有し、該各光フィルタにより前記信号光から抽出した各々の周波数成分の光強度を検出し、
前記制御部は、前記モニタ部で検出された各光強度がほぼ等しくなるように、前記クロック側光変調部に与えられる駆動信号間の位相差をフィードバック制御することを特徴とする光変調器の制御装置。
【００５２】
（付記５）  付記２に記載の制御装置であって、
データ信号とクロック信号の間の位相ずれに対するフィードバック制御を行うとき、
前記モニタ部は、前記光変調器から出力される信号光のスペクトル中心周波数に一致する周波数成分を抽出可能な光フィルタを有し、該光フィルタにより前記信号光から抽出した周波数成分の光強度を測定し、
前記制御部は、前記モニタ部で測定された光強度が最大となるように、データ信号とクロック信号の間の位相差をフィードバック制御することを特徴とする光変調器の制御装置。
【００５３】
（付記６）  付記１に記載の制御装置であって、
前記モニタ部は、前記光変調器から出力される信号光のスペクトルから抽出した特定の周波数成分の光強度を測定する光パワーメータを有することを特徴とする光変調器の制御装置。
【００５４】
（付記７）  付記１に記載の制御装置であって、
前記モニタ部は、前記光変調器から出力される信号光のスペクトルから抽出した特定の周波数成分を受光して光強度に応じた電気信号を生成する受光素子と、該受光素子で生成された電気信号のパワーを測定する電気パワーセンサとを有することを特徴とする光変調器の制御装置。
【００５５】
（付記８）  光導波路を第１の分岐光導波路および第２の分岐光導波路に２分岐する部分と、前記第１および第２の分岐光導波路を合成する部分とを有し、前記第１および第２の分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１の電極を利用して前記第１および第２の分岐光導波路の屈折率を制御して、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る光変調器と、
該光変調器の光強度特性の１周期に基づいて変調動作するように前記第１および第２の電極に対して電圧を加える駆動回路と、
該駆動回路の位相を制御する位相制御手段と、
前記光変調器の出力の特定光波長成分を検出する検出手段とを含み、
該検出手段の検出結果に基づいて、前記位相制御手段により前記駆動回路の位相が制御されることを特徴とする光変調器の制御装置。
【００５６】
（付記９）  キャリア抑圧ＲＺ変調方式に対応した信号光を送信する光送信器であって、
連続光を発生する光源と、
該光源からの連続光をキャリア抑圧ＲＺ変調方式に従って変調する光変調器と、
該光変調器から出力される信号光のスペクトルから特定の周波数成分を抽出して光強度を検出するモニタ部と、
該モニタ部で検出された光強度に基づいて、前記光変調器に与えられる複数の駆動信号間の位相ずれを判断し、該位相ずれが小さくなるように前記駆動信号間の位相差を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光送信器。
【００５７】
（付記１０）  キャリア抑圧ＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する光変調器の制御方法であって、
前記光変調器から出力される信号光のスペクトルから特定の周波数成分を抽出して光強度を検出し、
該光強度に基づいて、前記光変調器に与えられる複数の駆動信号間の位相ずれを判断し、
該位相ずれが小さくなるように前記駆動信号間の位相差を制御する過程を含んでなることを特徴とする光変調器の制御方法。
【００５８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明にかかる光変調器の制御技術によれば、ＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する光変調器について、生成されたＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルから特定の周波数成分を抽出してその光強度をモニタするようにしたことで、駆動系の信号間の位相ずれを確実に検出することができるようになり、最適な駆動条件が安定して得られるように駆動信号間の位相差を制御することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に関連した光変調器の制御装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】上記図１の構成例に関連して、クロック信号に対応した駆動信号間の位相を変化させときに生成されるＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルおよび光波形を測定した実験結果を示す図である。
【図３】上記図１の構成例において生成されるＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルを位相変化に応じて具体的に示した図である。
【図４】本発明に関連した光変調器の制御装置の他の構成例を示すブロック図である。
【図５】上記図４の構成例において生成されるＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルを位相変化に応じて具体的に示した図である。
【図６】本発明に関連した光変調器の制御装置の別の構成例を示すブロック図である。
【図７】上記図６の構成例に関連して、データ信号とクロック信号の間の位相を変化させときに生成されるＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルおよび光波形を測定した実験結果を示す図である。
【図８】上記図６の構成例において生成されるＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルを位相変化に応じて具体的に示した図である。
【図９】本発明にかかる光変調器の制御装置の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１０】上記の第１実施形態において生成されるＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルを位相変化に応じて具体的に示した図である。
【図１１】本発明にかかる光変調器の制御装置の第２実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１２】上記の第２実施形態において生成されるＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルを位相変化に応じて具体的に示した図である。
【図１３】本発明の各実施形態に関連したモニタ部の他の構成例を示すブロック図である。
【図１４】ＣＳ−ＲＺ変調信号を生成するための基本構成を示す図である。
【図１５】図１４の基本構成において生成される信号光の波形例を示す図であって、（ａ）は前段のＬＮ変調器からの出力波形、（ｂ）は後段のＬＮ変調器からの出力波形である。
【図１６】ＣＳ−ＲＺ信号光が生成される原理を説明するための図である。
【図１７】ＣＳ−ＲＺ信号光のスペクトルについてキャリア成分が抑圧されることを説明するための計算結果を示す図である。
【図１８】ＣＳ−ＲＺ信号光についての光スペクトルおよび光波形の特徴を説明するための実験結果を示す図である。
【図１９】ＣＳ−ＲＺ信号光についての波長分散耐力に関する特徴を説明するための実験結果を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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