(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信データを入力する入力端とＩ信号およびＱ信号を出力するＩ信号出力端およびＱ信号出力端とを有するベースバンド信号発生器と、前記Ｑ信号出力端または前記Ｉ信号出力端に接続され、インピーダンス変換をするインピーダンス変換回路と、前記インピーダンス変換回路に接続されたフィルタと、前記フィルタに接続され、発信器から発振された搬送波の変調を行なう直交変換器とを備え、前記インピーダンス変換回路は、ベースが前記Ｑ信号出力端または前記Ｉ信号出力端に接続されたトランジスタと、前記トランジスタのエミッタに接続された第１の調整用抵抗と、前記第１の調整用抵抗に前記フィルタと並列になるように接続された第２の調整用抵抗と、前記第２の調整用抵抗に接続され、前記トランジスタのベース・エミッタ間の温度による電圧変動を補償する温度補償回路とを有することを特徴とする変調回路。
【請求項２】
温度補償回路は、少なくとも１個以上のダイオードを有していることを特徴とする請求項１に記載の変調回路。
【請求項３】
温度補償回路は、トランジスタを有していることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の変調回路。
【請求項４】
温度補償回路は、ＦＥＴを有していることを特徴とする請求項２に記載の変調回路。
【請求項５】
トランジスタのベース・エミッタ間の電圧値と温度補償回路の電圧値は同じであり、さらに、第１の調整用抵抗の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗の抵抗値をＲ2、フィルタのインピーダンスをＺinとした場合、
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2）かつ、 Ｒ1：Ｒ2＝１：（ｎ＋ｍ）
ｎ：ダイオードの数
ｍ：トランジスタの数（ＦＥＴ使用時はｍ＝０）
であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の変調回路。
【請求項６】
トランジスタのベース・エミッタ間の電圧値と温度補償回路の電圧値は異なっており、さらに、第１の調整用抵抗の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗の抵抗値をＲ2とした場合
ベース・エミッタ間の電圧値：温度補償回路の電圧値＝Ｒ1：Ｒ2
であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の変調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は従来の変調回路を示すブロック図である。図６において１は送信データ、２はベースバンド信号発生器、３ａはベースバンド信号発生器２で発生したベースバンド信号の同相成分であるＩ信号、３ｂはベースバンド信号の直交成分であるＱ信号、３ｃはＤＣレベル変換されたＩ信号、３ｄはＤＣレベル変換されたＱ信号、３ｅは帯域制限されたＩ信号、３ｆは帯域制限されたＱ信号、４はエミッタフォロアによるＩ信号用インピーダンス変換回路、５はエミッタフォロアによるＱ信号用インピーダンス変換回路、６はＩ信号用ベースバンドパスフィルタ、７はＱ信号用ベースバンドパスフィルタ、８は局部発振器、８ａは搬送波（キャリア）、９は直交変調器、１０は変調波である。
【０００３】
また、Ｉ信号用インピーダンス変換回路４は調整用抵抗４ｃ、４ｄで構成されている。なお、４ｂはトランジスタのベース・エミッタ間電圧、４ｅはＤＣオフセット基準電圧である。
さらに、Ｑ信号用インピーダンス変換回路も同様の構成である。
【０００４】
次に、従来の変調回路の動作を説明する。
送信データ１はベースバンド信号発生器２でＩ信号３ａ、Ｑ信号３ｂに変換された後、Ｉ信号用インピーダンス変換回路４でＤＣレベル変換及びインピーダンス変換されてＩ信号用バンドパスフィルタ６の入力インピーダンスとマッチングをとった後、Ｉ信号用バンドパスフィルタ６で帯域制限され、直交変調器９に入力される。
また、Ｑ信号も、Ｑ信号用インピーダンス変換回路５及びＱ信号用バンドパスフィルタ７で同様の処理がなされ直交変調器９に入力される。
局部発振器８からは直交変調器９に搬送波８ａが入力され、Ｉ信号，Ｑ信号により変調を行ない、変調波１０が生成される。
ところで、一般に変調回路では、直交変調器に入力されるベースバンド信号にＤＣオフセットが生じると、キャリアリークが発生するので、これを防止する必要がある。
【０００５】
このＤＣオフセットとキャリアリークの関係について、図７〜図１０により説明する。ここでは一例としてＱＰＳＫ（Quadrature  Phase  Shift  Keying  ）変調方式の場合を示す。
図７は帯域制限される前のＩ信号３ｃまたはＱ信号３ｄのベースバンド信号のレベルを示したものである。
図８は、この時の位相遷移状態をベクトルで表したものである。ここでは、対称性が良く、Ｉ信号，Ｑ信号それぞれバランスがとれていることがわかる。
【０００６】
一方、図９は、一例としてＩ信号レベルにのみＤＣオフセットａが生じた場合を示したものである。
ここでは説明を簡単にするため、Ｑ信号はＤＣオフセットが生じていないものとしている。
この時の位相遷移状態は図１０のようになる。ここでは、上記ＤＣオフセットａの分だけ位相遷移が直流的にずれることがわかる。従って、このずれの分、搬送波７ａの無変調成分が発生し、変調波１０中に上記無変調成分が漏洩する（＝キャリアリーク）。
【０００７】
上記の関係は、Ｑ信号レベルにＤＣオフセットが生じた場合についても同様である。また、Ｉ信号，Ｑ信号の両方にそれぞれＤＣオフセットが生じた場合は、各ＤＣオフセットのベクトル合成分だけ位相遷移にずれが生じ、上記と同様な原理でキャリアリークが発生することになる。なお、ここではＱＰＳＫ変調方式について説明したが、他のディジタル変調方式についても上記と同様な考え方によりベースバンド信号のＤＣオフセットとキャリアリークの関係が説明できる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図６の変調回路では、ベースバンド信号にＤＣオフセットが発生しないようにするため、調整用抵抗４ｃ、５ｃ、４ｄ、５ｄ及びＤＣオフセット基準電圧４ｅ、５ｅにより、ベースバンド信号３ｃ、３ｄのＤＣレベル調整を行ない、キャリアリークが最小となるように調整している。
しかし、ベース・エミッタ間電圧４ｂ、５ｂの温度変動を適切な方法で補償できないため、結果として帯域制限されたＩ信号３ｅ、帯域制限されたＱ信号３ｆのＤＣレベルに温度変動が生じ、キャリアリークが発生するという問題があった。
【０００９】
また図１１は従来の変調回路の他の例であり、サーミスタ４ｈ、５ｈによりベース・エミッタ間電圧４ｂ、５ｂの温度変動を補償しようとするものである。
しかし、この変調回路では調整用抵抗４ｆ、４ｇ、５ｆ、５ｇの値はフィルタ６、７の入力インピーダンスと整合をとる必要があるため、調整範囲が限られるので、ベース・エミッタ間電圧４ｂ、５ｂの温度変化特性と、サーミスタ４ｈ、５ｈにおける抵抗値の温度変化特性を合せることが難しくなり、広い温度範囲についてＤＣレベルの温度変動を補償できず、帯域制限されたＩ信号３ｅ、帯域制限されたＱ信号３ｆのＤＣレベルに温度変動が発生するという問題があった。
【００１０】
以上のように、従来の変調回路では、エミッタフォロアで構成されたインピーダンス変換回路に対して、ベース・エミッタ間電圧の温度変動を補償する適切な方法がなかったため、Ｉ信号、Ｑ信号のＤＣレベルに温度変動が発生し、キャリアリークが増加して伝送特性が劣化してしまう。
【００１１】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、温度によるＩ信号，Ｑ信号のＤＣレベル変動を補償することにより、Ｉ信号，Ｑ信号のＤＣレベルの温度変動を抑え、キャリアリーク増加を抑制し、伝送特性の劣化を防ぐ変調回路を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明における変調回路では、送信データを入力する入力端とＩ信号およびＱ信号を出力するＩ信号出力端およびＱ信号出力端とを有するベースバンド信号発生器と、Ｉ信号出力端またはＱ信号出力端に接続され、インピーダンス変換をするインピーダンス変換回路と、インピーダンス変換回路に接続されたフィルタと、フィルタに接続され、発信器から発振された搬送波の変調を行なう直交変換器とを備え、インピーダンス変換回路は、ベースがＱ信号出力端またはＩ信号出力端に接続されたトランジスタと、トランジスタのエミッタに接続された第１の調整用抵抗と、第１の調整用抵抗にフィルタと並列になるように接続された第２の調整用抵抗と、第２の調整用抵抗に接続され、トランジスタのベース・エミッタ間の温度による電圧変動を補償する温度補償回路を有するようにした。
【００１３】
また、温度補償回路は、少なくとも１以上のダイオードを有するものとした。
また、温度補償回路はトランジスタを有するものとした。
また、温度補償回路はＦＥＴを有するものとした。
【００１４】
また、トランジスタのベース・エミッタ間の電圧値と温度補償回路の電圧値は同じであり、さらに、第１の調整用抵抗の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗の抵抗値をＲ2、フィルタのインピーダンスをＺinとした場合、
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2） かつ、Ｒ1：Ｒ2＝１：（ｎ＋ｍ）
ｎ：ダイオードの数
ｍ：トランジスタの数（ＦＥＴ使用時はｍ＝０）
であるようにした。
【００１５】
また、トランジスタのベース・エミッタ間の電圧値と温度補償回路の電圧値は異なっており、さらに、第１の調整用抵抗の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗の抵抗値をＲ2とした場合
ベース・エミッタ間電圧値：温度補償回路の電圧値＝Ｒ1：Ｒ2
であるようにした。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明による変調回路の実施の形態１を示すブロック図である。
図中１は送信データ、２はベースバンド信号発生器、３ａはベースバンド信号の同相成分であるＩ信号、３ｂはベースバンド信号の直交成分であるＱ信号、３ｃはＤＣレベル変換されたＩ信号、３ｄはＤＣレベル変換されたＱ信号、３ｅは帯域制限されたＩ信号、３ｆは帯域制限されたＱ信号、４はエミッタフォロアによるＩ信号用インピーダンス変換回路、５はエミッタフォロアによるＱ信号用インピーダンス変換回路、６はＩ信号用ベースバンドパスフィルタ、７はＱ信号用ベースバンドパスフィルタ、８は局部発振器、８ａは搬送波、９は直交変換器、１０は変調波である。また、インピーダンス変換回路４は、トランジスタ４ａ、第１の調整用抵抗４ｃ、第２の調整用抵抗４ｄ、ダイオード４ｊを有する温度補償回路４ｉで構成されている。なお、４ｂはトランジスタのベース・エミッタ間電圧(Vbe1)、４ｋはダイオード４ｊの順方向電圧(Vf)、４ｌはＤＣオフセット基準電圧(V2)である。
さらに、Ｑ信号用インピーダンス変換回路５は、Ｉ信号用インピーダンス変換回路４と同様の構成である。なお、以降では、インピーダンス変換回路４の各構成・電圧と、それに相当するインピーダンス変換回路５の各構成・電圧を同様のものとして示す場合、インピーダンス変換回路５の各構成・電圧に関しては()内に記載することとする。
【００１７】
次に、本変調回路の動作を説明する。送信データ１はベースバンド信号発生器でＩ信号，Ｑ信号に変換された後、インピーダンス変換回路４によりＤＣレベル変換及びインピーダンス変換されてフィルタ６の入力インピーダンスとマッチングをとった後、フィルタ６により帯域制限されてから直交変調器９に入力される。
また、Ｑ信号もＱ信号用インピーダンス変換回路５及びＱ信号用ベースバンドパスフィルタ７で同様の処理がなされ、直交変調器９に入力される。
局部発振器８からは直交変調器９に搬送波８ａが入力され、Ｉ信号，Ｑ信号により変調を行ない、変調波１０が生成される。
【００１８】
また、第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）及びＤＣオフセット基準電圧４ｌ（５ｌ）によりベースバンド信号３ｃ、３ｄにおけるＤＣレベルの調整を行なわれ、キャリアリークが最小となるように調整されている。
さらに、ダイオード４ｊ（５ｊ）がトランジスタ４ａ（５ａ）におけるベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償している。なお、これは順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度特性が同じであれば、第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）の抵抗値をＲ2、フィルタ６、７の入力インピーダンスをＺinとした時、
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2） かつ、Ｒ1：Ｒ2＝１：１
となるように設定することで可能である。これによりベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）と順方向電圧４ｋ（５ｋ）のバランスをとることが出来、ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償出来る。
【００１９】
また、順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度特性が異なる場合は、温度係数の比率（ｋ）が
ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）：順方向電圧４ｋ（５ｋ）
＝１：ｋ（ｋ＞０）      ならば      Ｒ1：Ｒ2=１：ｋ
となるようにＲ1とＲ2の比率を調整することで適切な温度補償を行なうことが出来る。
この結果、ベースバンド信号３ｃ、３ｄにおけるＤＣレベルの温度変動に対して補償を行うことができる様になり、直行変調器８に入力される帯域帯域制限されたＩ信号３ｅ、帯域帯域制限されたＱ信号３ｆにおける温度変動によるＤＣレベルの変化を抑制することができ、結果としてキャリアリークの発生を防止できる。
なお、ここではダイオードの段数が１段の場合を示したが、ダイオードの段数を複数に増やすことも可能である。
これによりトランジスタ４ａ（５ａ）の動作点の選択範囲を広げられ、動作点をより最適に設定することが出来る。ダイオードがシリーズにｎ段接続される場合、順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度特性が同じであれば、第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）の抵抗値Ｒ1、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）の抵抗値Ｒ2、フィルタ６、７の入力インピーダンスをＺinとした時、
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2） かつ、Ｒ1：Ｒ2＝１：ｋ×ｎ
となるように設定することで、ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償できる。
また、順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度特性の異なる場合は、トランジスタのベース・エミッタ間の電圧値と温度補償回路の電圧値は異なっており、さらに、第１の調整用抵抗の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗の抵抗値をＲ2とした場合
ベース・エミッタ間電圧値：温度補償回路の電圧値＝Ｒ1：Ｒ2
であるようにした。
【００２０】
このように、温度補償用ダイオード４ｊ（５ｊ）の段数を変更することでトランジスタ４ａ（５ａ）の動作点をより最適に設定出来るとともに、ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償でき、ベースバンド信号のＤＣレベルの温度変動を抑え、キャリアリークを抑制することが出来る。
【００２１】
実施の形態２．
実施の形態１では、温度補償回路でダイオードを用いたが、トランジスタを用いることも可能である。
図２は、本発明による変調回路の実施の形態２を示すブロック図である。なお、図２では、図１と同一の構成及び相当する構成には同一の符号を付している。
図２中、４ｍ（５ｍ）は温度補償用トランジスタ、４ｎ（５ｎ）は温度補償用トランジスタのベース・エミッタ間電圧(Vbe2)、４ｏ（５ｏ）はオフセット回路電源電圧(V3)、４ｐ（５ｐ）は温度補償用トランジスタを有する温度補償回路である。
【００２２】
ここでは、実施の形態１の場合と同様、キャリアリークを防止するため第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）、及びＤＣオフセット基準電圧４ｌ（５ｌ）によりベースバンド信号３ｃ、３ｄにおけるＤＣレベルの調整を行なう。ＤＣオフセット基準電圧４ｌ（５ｌ）はオフセット回路電源電圧４ｐと分離されているため、電源電圧変動の影響を受けない。また、オフセット回路電源電圧４ｏ（５ｏ）の変動に対しても、ベースバンド信号３ｃ、３ｄのＤＣレベルが変動しにくい。トランジスタ４ｍ（５ｍ）は上記トランジスタ４ａ（５ａ）におけるベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償するためのものであり、仮にベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）と４ｎ（５ｎ）の温度特性が同じ場合、第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）の抵抗値をＲ2、フィルタ６、７の入力インピーダンスをＺinとした時
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2） かつ、Ｒ1：Ｒ2＝１：１
となるように設定することで、上記ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）と４ｎ（５ｎ）のバランスをとることが出来、ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償出来る。また、ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）と４ｎ（５ｎ）の温度特性の傾きが異なる場合も、温度係数の極性（正・負）が同じあれば、Ｒ1とＲ2の比率を調整することで適切な温度補償を行なうことが出来る。
この結果、ベースバンド信号３ｃ、３ｄにおけるＤＣレベルの温度変動に対して補償を行なうことが出来る様になり、結果として直交変調器８に入力される帯域制限されたＩ信号３ｅ、帯域制限されたＱ信号３ｆにおける温度変動によるＤＣレベルの変化を抑制することが出来、結果としてキャリアリークを防止することが出来る。
【００２３】
実施の形態３．
実施の形態１では、補償用回路としてダイオードのみを用い、実施の形態２では、補償用回路としてトランジスタのみ用いたが、ダイオードとトランジスタを組み合わせて補償用回路を構成してもよい。
図３は本発明による変調回路の実施の形態３を示すブロック図である。
なお、図３中、図１と同一の構成及び相当する構成には同一の符号を付す。
図３中、４ｋ（５ｋ）は温度補償用ダイオード、４ｆ（５ｆ）はダイオードの順方向電圧(Vf)、４ｈ（４ｈ）は温度補償用トランジスタ、４ｊ（５ｊ）は温度補償用トランジスタのベース・エミッタ間電圧(Ｖbe2)、４ｑ（５ｑ）はＤＣオフセット基準電圧(V2a)、４ｒ（５ｒ）は温度補償用ダイオード４ｋ（５ｋ）と温度補償用トランジスタ４ｈ（５ｈ）を有する温度補償回路である。
【００２４】
ここではキャリアリークを防止するため第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）、及びＤＣオフセット基準電圧４ｋ（４ｋ）によりベースバンド信号３ｃ、３ｄにおけるＤＣレベルの調整を行なう。
ＤＣオフセット基準電圧４ｋ（５ｋ）はオフセット回路電源電圧４ｐ（５ｐ）と分離されているため、電源電圧変動の影響を受けない。また、オフセット回路電源電圧４ｐ（５ｐ）の変動に対しても、ベースバンド信号３ｃ、３ｄのＤＣレベルが変動しにくい点は実施の形態２と同様である。ダイオード４ｊ（５ｊ）及びトランジスタ４ｍ（５ｍ）は上記トランジスタ４ａ（５ａ）におけるベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償するためのものである。仮に順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）及び４ｎ（５ｎ）の温度特性が同じ場合、第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）の抵抗値をＲ2、フィルタ６、７の入力インピーダンスをＺinとした時、
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2） かつ、Ｒ1：Ｒ2＝１：２
となるように設定することで、上記ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）と４ｎ（５ｎ）、及び上記順方向電圧４ｋ（５ｋ）のバランスをとることが出来、ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償出来る。また、順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）、４ｎ（５ｎ）の温度特性が異なる場合も、温度係数の極性（正・負）がそれぞれ同じあれば、Ｒ1とＲ2の比率を調整することで適切な温度補償を行なうことが出来る。また、上記はダイオードの段数が１段の場合を示したが、ダイオードの段数を複数に増やすことも可能である。これによりトランジスタ４ａ（５ａ）の動作点の選択範囲を広げられ、動作点をより最適に設定することが出来る。ダイオードがシリーズにｎ段接続される場合、順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）、４ｎ（５ｎ）の温度特性が同じであれば、第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）をＲ1、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）の抵抗値をＲ2、フィルタ６、７の入力インピーダンスをＺinとした場合、
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2） かつ、Ｒ1：Ｒ2＝１：（ｎ＋１）
となるように設定することで、ベース・エミッタ間電圧４ｂの温度変動を補償出来る。
【００２５】
実施の形態４．
実施の形態３では、温度補償回路をダイオードとトランジスタで構成したが、ＦＥＴとダイオードとで構成するようにしても良い。
図４は本発明による変調回路の実施の形態４を示すブロック図である。、なお、図４中、図３と同一の構成及び相当する構成には同一の符号を付す。
図４において、４ｌ（５ｌ）は温度補償用ダイオード、４ｍ（５ｍ）はダイオードの順方向電圧(Vf)、４ｓ（５ｓ）はＦＥＴ、４ｔ（５ｔ）はＦＥＴのゲート・ソース間電圧(Vgs)、４ｕ（５ｕ）はＤＣオフセット基準電圧(V2b)、４ｖ（５ｖ）は温度補償用ダイオード４ｌ（５ｌ）とＦＥＴ４ｓ（５ｓ）を有する温度補償用回路である。
【００２６】
実施の形態３の場合と同様、キャリアリークを防止するため第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）、及びＤＣオフセット基準電圧４ｃ（５ｃ）によりベースバンド信号３ｃ、３ｄにおけるＤＣレベルの調整を行なう。ＤＣオフセット基準電圧４ｃ（５ｃ）はオフセット回路電源電圧４ｐ（５ｐ）と分離されているため、電源電圧変動の影響を受けない。また、オフセット回路電源電圧４ｐ（５ｐ）の変動に対して、ベースバンド信号３ｃ、３ｄのＤＣレベルが変動しにくい点も実施の形態３と同様である。これに加えて、ここでは次のような特徴がある。通常、ベースバンド信号が正の場合と負の場合ではＤＣオフセット回路を流れる負電流値が異なるため、実施の形態３の場合、トランジスタ４ｍ（５ｍ）のベースにおける入力インピーダンスがベースバンド信号レベルに応じて変化し、ＤＣオフセット基準電圧４ｃ（５ｃ）がベースバンド信号レベルに合わせて変動しやすくなる問題がある。この点、ここではＦＥＴ４ｓ（５ｓ）を使用しているため、上記のようなベースバンド信号レベルによる負荷電流値変化に対してもゲートの入力インピーダンスが変化せず、ＤＣオフセット基準電圧４ｃ（５ｃ）がベースバンド信号レベルに応じて変動しないため、Ｉ信号３ｃ、Ｑ信号３ｄのＤＣレベル変換においてＤＣレベル変動のない安定した動作が得られる。ダイオード４ｊ（５ｊ）は上記トランジスタ４ａ（５ａ）におけるベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償するためのものである。ＦＥＴのゲート・ソース間電圧は、原理的に温度特性が極めて小さく無視出来るので、ここではダイオード４ｊ（５ｊ）による温度補償効果だけを考慮すれば良い。従って、
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2） かつ、Ｒ1：Ｒ2＝１：１
となるように設定することで、上記ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）とダイオードの順方向電圧４ｋ（５ｋ）のバランスをとることが出来、ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償出来る。また、順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度特性が異なる場合も、温度係数の極性（正・負）がそれぞれ同じあれば、Ｒ1とＲ2の比率を調整することで適切な温度補償を行なうことが出来る。なお、ここではダイオードの段数が１段の場合を示したが、ダイオードの段数を複数に増やすことも可能である。これによりトランジスタ４ａの動作点の選択範囲を広げられ、動作点をより最適に設定することが出来る。ダイオードがシリーズにｎ段接続される場合、順方向電圧４ｋ（５ｋ）とベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度特性が同じであれば、第１の調整用抵抗４ｃ（５ｃ）の抵抗値をＲ1、第２の調整用抵抗４ｄ（５ｄ）の抵抗値をＲ2、フィルタ６、７の入力インピーダンスをＺinとした場合、
Ｚin＝（Ｒ1・Ｒ2）／（Ｒ1＋Ｒ2） かつ、Ｒ1：Ｒ2＝１：ｎ
となるように設定することで、ベース・エミッタ間電圧４ｂ（５ｂ）の温度変動を補償出来る。
この結果、ベースバンド信号３ｃ、３ｄにおけるＤＣレベルの温度変動に対して補償を行なうことが出来る様になり、結果として直交変調器８に入力される帯域制限されたＩ信号３ｅ、帯域制限されたＱ信号３ｆにおける温度変動によるＤＣレベルの変化を抑制することが出来、結果としてキャリアリークを防止することが出来る。
【００２７】
図５は本発明による変調回路の実施の形態１と従来の例について、キャリアリークと温度の関係の例を示すグラフである。なお実施の形態２，３，及び４についても上記実施の形態１と同様なグラフで表されるため、説明を省略する。本発明による変調回路は、温度補償回路の作用により従来に比べ温度変動に対してキャリアリーク量の変化が少ないことを示している。
【００２８】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、温度補償回路により、トランジスタのベース・エミッタ間の温度変動を補償するので、Ｉ信号、Ｑ信号のＤＣレベルの温度変動を抑えることができて伝送特性の劣化を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による変調回路の実施の形態１を示すブロック図である。
【図２】  本発明による変調回路の実施の形態２を示すブロック図である。
【図３】  本発明による変調回路の実施の形態３を示すブロック図である。
【図４】  本発明による変調回路の実施の形態４を示すブロック図である。
【図５】  キャリアリークと温度の関係を示すグラフである。
【図６】  従来の変調回路を示すブロック図である。
【図７】  ベースバンド信号（Ｉ又はＱ）レベルを示すグラフである。
【図８】  ＱＰＳＫ変調方式における位相遷移状態を示すベクトル図である。
【図９】 ＤＣオフセットがある場合のＩ信号レベルを示すグラフである。
【図１０】 Ｉ信号にＤＣオフセットがある場合の位相遷移状態を示すベクトル図である。
【図１１】  従来の別の変調回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  送信データ
２  ベースバンド信号発生器
３  ベースバンド信号
３ａ  Ｉ信号
３ｂ  Ｑ信号
３ｃ  ＤＣレベル変換されたＩ信号
３ｄ  ＤＣレベル変換されたＱ信号
３ｅ  帯域制限されたＩ信号
３ｆ  帯域制限されたＱ信号
４  Ｉ信号用インピーダンス変換回路
４ａ  トランジスタ
４ｂ  ベース・エミッタ間電圧（Vbe1）
４ｃ、４ｄ  調整用抵抗
４ｅ  ＤＣオフセット基準電圧
４ｆ、４ｇ  調整用抵抗
４ｈ  サーミスタ
４ｉ  温度補償回路
４ｊ  温度補償用ダイオード
４ｋ  ダイオードの順方向電圧（Vf）
４ｌ  ＤＣオフセット基準電圧(V2)
４ｍ  温度補償用トランジスタ
４ｎ  温度補償用トランジスタのベース・エミッタ間電圧（Vbe2）
４ｐ  温度補償回路
４ｑ  オフセット回路電源電圧(V3)
４ｒ  温度補償回路
４ｒ  ＤＣオフセット基準電圧(V2ａ)
４ｓ  ＦＥＴ
４ｔ  ＦＥＴのゲート・ソース間電圧(Vgs)
４ｕ  ＤＣオフセット基準電圧(V2ｂ)
４ｖ  温度補償回路
５  Ｑ信号用インピーダンス変換回路
５ａ  トランジスタ
５ｂ  ベース・エミッタ間電圧（Vbe1）
５ｃ、５ｄ  調整用抵抗
５ｅ  ＤＣオフセット基準電圧
５ｆ、５ｇ  調整用抵抗
５ｈ  サーミスタ
５ｉ  温度補償回路
５ｊ  温度補償用ダイオード
５ｋ  ダイオードの順方向電圧（Vf）
５ｌ  ＤＣオフセット基準電圧(V2)
５ｍ  温度補償用トランジスタ
５ｎ  温度補償用トランジスタのベース・エミッタ間電圧（Vbe2）
５ｏ  オフセット回路電源電圧(V3)
５ｐ  温度補償回路
５ｑ  ＤＣオフセット基準電圧(V2ａ)
５ｒ  温度補償回路
５ｓ  ＦＥＴ
５ｔ  ＦＥＴのゲート・ソース間電圧(Vgs)
５ｕ  ＤＣオフセット基準電圧(V2ｂ)
５ｖ  温度補償回路
６  Ｉ信号用フィルタ
７  Ｑ信号用フィルタ
８  局部発振器
８ａ  搬送波
９  直交変調器
１０  変調波
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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