(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の各相とＭ（Ｍは２以上）相出力の電力変換器の各相出力とが、１方向のみ通電できる片方向半導体スイッチが双方向通電の可能となる方向に２個並列接続され、かつ各々の前記片方向半導体スイッチが独立にオンオフできるよう構成された双方向半導体スイッチで直接接続され、出力電圧指令に応じて前記各双方向半導体スイッチをオンオフ制御し、任意の電圧を出力する前記電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
異常状態が発生した場合、前記双方向半導体スイッチを用いて、前記ＰＷＭサイクロコンバータの出力全相を前記交流電源の相電圧値が中間となる相に接続して短絡状態にし、
前記短絡状態において、前記交流電源の相電圧値の中間となる相が順次切り替わるのに同期し、前記短絡状態を当該相での短絡状態に切り替えていくことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの保護方法。
【請求項２】
交流電源の各相とＭ（Ｍは２以上）相出力の電力変換器の各相出力とが、１方向のみ通電できる片方向半導体スイッチが双方向通電の可能となる方向に２個並列接続され、かつ各々の前記片方向半導体スイッチが独立にオンオフできるよう構成された双方向半導体スイッチで直接接続され、出力電圧指令に応じて前記各双方向半導体スイッチをオンオフ制御し、任意の電圧を出力する前記電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
異常状態が発生した場合には、前記双方向半導体スイッチを用いて、前記ＰＷＭサイクロコンバータの出力全相を前記交流電源の相電圧値が中間となる相に接続して短絡状態にし、前記短絡状態において、前記交流電源の相電圧値の中間となる相が順次切り替わるのに同期し、前記短絡状態を当該相での短絡状態に切り替えていくことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ。
【請求項３】
交流電源の各相とＭ（Ｍは２以上）相出力の電力変換器の各相出力とが、１方向のみ通電できる片方向半導体スイッチが双方向通電の可能となる方向に２個並列接続され、かつ各々の前記片方向半導体スイッチが独立にオンオフできるよう構成された双方向半導体スイッチで直接接続され、出力電圧指令に応じて前記各双方向半導体スイッチをオンオフ制御し、任意の電圧を出力する前記電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
異常状態が発生した場合、前記交流電源の任意の１の相に接続された双方向半導体スイッチを全てオン状態とし、
出力各相ごとに出力電流のゼロクロスを検出し、
ゼロクロスを検出した出力相に接続された前記双方向半導体スイッチを遮断することを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの保護方法。
【請求項４】
請求項３記載のＰＷＭサイクロコンバータの保護方法において、
異常状態が発生した場合、前記交流電源の任意の１の相に接続された双方向半導体スイッチのうち出力電流の方向に対応した側の片方向半導体スイッチのみオン状態とし、
出力各相ごとに出力電流のゼロクロスを検出し、
ゼロクロスを検出した出力相に接続された前記片方向半導体スイッチを遮断することを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの保護方法。
【請求項５】
ゼロクロスを検出した出力相に接続された前記双方向半導体スイッチを遮断し、かつ前記ＰＷＭサイクロコンバータのはじめに遮断された出力相に係る出力端子と他の出力端子との間に発生する端子間電圧を検出し、
遮断されていない出力相を前記双方向半導体スイッチにより短絡接続する前記交流電源の１の相として、前記遮断された双方向半導体スイッチの両端子間に印加される電圧を小さくできる前記交流電源の１の相を選択し接続することを特徴とする請求項３記載のＰＷＭサイクロコンバータの保護方法。
【請求項６】
前記遮断された双方向半導体スイッチの両端子間に印加される電圧を小さくできる相が切り替わるのに同期し、遮断されていない出力相を前記双方向半導体スイッチにより短絡接続する前記交流電源の１の相として、前記遮断された双方向半導体スイッチの両端子間に印加される電圧を小さくできる相に接続を切り替えていくことを特徴とする請求項５記載のＰＷＭサイクロコンバータの保護方法。
【請求項７】
交流電源の各相とＭ（Ｍは２以上）相出力の電力変換器の各相出力とが、１方向のみ通電できる片方向半導体スイッチが双方向通電の可能となる方向に２個並列接続され、かつ各々の前記片方向半導体スイッチが独立にオンオフできるよう構成された双方向半導体スイッチで直接接続され、出力電圧指令に応じて前記各双方向半導体スイッチをオンオフ制御し、任意の電圧を出力する前記電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
異常状態が発生した場合には、前記交流電源の任意の１の相に接続された双方向半導体スイッチを全てオン状態とし、出力各相ごとに出力電流のゼロクロスを検出し、ゼロクロスを検出した出力相に接続された前記双方向半導体スイッチを遮断することを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ。
【請求項８】
請求項７記載のＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
異常状態が発生した場合には、前記交流電源の任意の１の相に接続された双方向半導体スイッチのうち出力電流の方向に対応した側の片方向半導体スイッチのみオン状態とし、出力各相ごとに出力電流のゼロクロスを検出し、ゼロクロスを検出した出力相に接続された前記片方向半導体スイッチを遮断することを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＰＷＭサイクロコンバータ駆動時に異常状態が発生した場合、モータ誘起電圧以上のサージ電圧の発生を防ぎ、ＰＷＭサイクロコンバータを安全に停止させることを目的とした保護方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
モータ駆動用インバータにおいては、過電流、過電圧、瞬時停電、あるいは外部からの緊急停止指令等、インバータ動作を緊急停止する必要のある何らかの異常状態が発生した場合、半導体スイッチを同時にＯＦＦにしても、半導体スイッチと並列に接続されたダイオードにより、モータに流れている電流が三相全波整流され、平滑コンデンサ等、ＤＣリンクキャパシタに流れ込む。これによりモータのインダクタンス部に存在するエネルギーはＤＣリンクキャパシタに貯蔵され、モータ誘起電圧以上の電圧は発生しない。
しかしながらＰＷＭサイクロコンバータは、三相交流電源電圧を直接任意の電圧・周波数に変換するＡＣ−ＡＣ直接電力変換装置であるため、その回路構成においてＤＣリンクキャパシタを有さない。これによりエネルギー貯蔵部がなく、モータのインダクタンス部に存在するエネルギーによりサージ電圧を発生し、場合によっては過電圧破壊を起こしてしまう。
この過電圧抑制方法として、図１に示すＤＣクランプ型スナバ回路を用いる場合は、スナバ用キャパシタに静電容量の大きなものを用いることで過電圧を抑制することができる。
また、他の保護方式として、特開２０００−１３９０７６のような方式も考えられる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述のスナバ用キャパシタを用いた場合、モータのインダクタンス値が大きくなると、それに比例して静電容量を大きくする必要がある。これを実現するためには電解コンデンサなどの短寿命部品を使う必要があり、ＰＷＭサイクロコンバータの大きな利点が損なわれてしまう。
また一般に、使用するモータのインダクタンス値は通電するまで不明の場合が多い。そのため、スナバ用キャパシタの静電容量を決定する場合、想定しうる最大のインダクタンスを考慮して決定する必要があり、これにより更なる静電容量の増加を検討しなくてはならない。
特開２０００−１３９０７６のような方式を用いる場合、入力電源が確立していることが条件であり、瞬時停電や、電源遮断が発生した場合、サージ電圧を抑制することができない。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＰＷＭサイクロコンバータの駆動時に過電流などの異常状態が発生した場合、まず、ＰＷＭサイクロコンバータの出力全相を交流電源の１の入力相に全て接続させ、出力を短絡状態にする。その場合、モータの誘起電圧により電流が流れるが、この電流はモータの誘起電圧とモータ内部インピータンスのみで決定される。
しかし、この電流によりモータは制動トルクを発生してしまう。そこで、まず短絡した際、各相ごと出力電流がゼロになった瞬間、いいかえればゼロクロスの際に、その出力相に接続されている双方向半導体スイッチをすべて遮断する。これにより、モータのインダクタンスエネルギーが無い状態で双方向半導体スイッチの遮断を行い、モータ誘起電圧以上の電圧は発生しない。
また、短絡電流が三相交流電流であるため、電流のゼロクロスが最初に来た出力相に接続された双方向半導体スイッチから順次遮断していくと、遮断された相のスイッチの両端に、最悪、３相交流電源の線間電圧とモータ線間誘起電圧の和の最大値が印加される恐れがある。これを回避するため、出力短絡のために接続する３相交流電源の１の入力相を、遮断された双方向半導体スイッチの両端子間に印加される電圧を最も小さくできる入力相に順次切り替えていけば、１相遮断した場合でも先の最大電圧印加を防止できる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的実施例に基づいて説明する。
図１は本発明を実施するための、ＰＷＭサイクロコンバータのシステム構成を示す。図２は本発明を実施するための、電流方向検出回路を示す。図３は本発明を実施するための、電流波形と、スイッチングパターンを示す。図４は本発明を実施するための、電圧波形とスイッチングパターンを示す。
まず、図１についてＰＷＭサイクロコンバータは三相交流電源１とモータ５への入力となる三相出力との間を計９個の双方向スイッチ群４を用いて直接接続し、交流電源電圧を直流に変換することなく、任意の周波数・電圧を出力することができる。しかし、双方向スイッチ群４の入力段には、各双方向スイッチのオン・オフ動作に伴いパルス状の電流が流れる。そのために三相交流リアクトル２と三相交流キャパシタ３を用いてフィルタを構成している。また、双方向スイッチ群の保護回路として、スナバダイオード群７とスナバダイオード群８によりＤＣクランプ型スナバ回路１３を構成し、直流化された電流をスナバ用キャパシタ６に吸収することで、双方向スイッチの保護を行う。
【０００６】
このような回路構成において、ＰＷＭサイクロコンバータを動作させるが、その動作中、過電流、過電圧、瞬時停電、あるいは外部からの緊急停止指令等、インバータ動作を緊急停止する必要のある何らかの異常状態が発生した場合、装置を安全に停止させるための保護動作が必要になる。まず、考えられるのが双方向スイッチ群４を全遮断する方法（以下ベースブロックとする）である。この時、モータ５に電流が流れていると、モータ５のインダクタンス部には電流の２乗に比例したエネルギーが蓄えられていることになる。このエネルギーは、双方向スイッチの遮断、いいかえればベースブロックを行うと、スナバダイオード群７を介し、スナバ用キャパシタ６に吸収される。この時、モータ５のインダクタンスが大きい場合、または、流れている電流が大きい場合は、スナバ用キャパシタ６の端子間電圧が著しく上昇し、最悪過電圧破壊を招く可能性がある。
この対処方法としては、スナバ用キャパシタ６の静電容量を大きくすることが考えられる。しかし、静電容量の大きなＤＣコンデンサを採用するには、電解コンデンサを用いなくてはならない。これは少スペース、長寿命というＰＷＭサイクロコンバータの大きな利点を損なうことになる。
【０００７】
また、特開２０００−１３９０７６のような方法を用いて、交流電源に電流を回生する方法も考えられる。しかし、その方法は交流電源側が正常であることが前提であり、交流電源遮断や瞬時停電が起こった場合、電流を流す経路が無くなり、結果、上記と同じようにＤＣクランプ型スナバ回路１３に電流が流れ込み、過電圧破壊を起こしてしまう。
【０００８】
このような問題を解決する手段として、本発明では、通常電流制御に用いる出力電流検出器１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗから得られる出力電流信号９Ｕ，９Ｖ，９Ｗを図２のようなコンパレータ回路を用い、電流の正負をデジタル信号に変換した出力電流方向信号１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを作成する。この信号の立ち上がり、もしくは立下りのエッジでは、出力電流はほとんどゼロである。そのため、双方向スイッチを遮断する場合、この出力電流方向信号のエッジにより、その相に接続されている双方向スイッチを全て遮断（例えば双方向スイッチ群４のうち、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を全て遮断する）すれば、モータのインダクタンス部に蓄えられたエネルギーが小さい時に遮断することになるので、スナバ用キャパシタ６へ充電がごくわずかですむ。
【０００９】
しかし、実際の動作においては、異常が発生した場合、すぐに保護動作を起こす必要がある。よって本発明では、異常が発生した場合、まず双方向スイッチ群４を用いてモータ５の全出力端子を短絡状態とし、ＰＷＭサイクロコンバータの入力部（３相交流電源１側）と出力部（モータ５側）を切り離す。するとモータ５の誘起電圧により各出力相ごとに各々短絡電流が流れ、この各相出力電流のゼロクロスで各相の双方向スイッチを遮断することで、スナバ用キャパシタ６の端子間電圧上昇を抑えながら、安全に運転停止することができる。この動作を図３を用いて説明する。
通常のスイッチングを行うことでモータ５を駆動している状態から、異常信号が発生した場合を想定する。
図３中の異常信号がＨｉｇｈになると、まず、双方向スイッチ群４のうちＲ相に接続されている双方向スイッチＳ１、Ｓ４、Ｓ７を常にＯＮとし、それ以外の双方向スイッチをＯＦＦとする。これによりモータ５の全出力端子を短絡させる。この実施例では、モータ５の全出力端子の短絡を双方向スイッチを構成する２つの片方向半導体スイッチをともにオンすることで実現しているが、出力電流方向信号１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗにより検出した出力電流の方向に対応する片方向半導体スイッチングのみをオンすることでも同様な効果は実現できる。
【００１０】
次に出力短絡したことにより、モータ誘起電圧により各出力相ごとに各々短絡電流が流れる。この電流のゼロクロスを検出するが、図３ではまずＵ相の電流がＬｏｗからＨｉｇｈになり、ゼロクロスが検出される。この瞬間に双方向スイッチＳ１をＯＦＦとする。するとＶ相とＷ相の電流は、その瞬間から単相交流電流となる。よって、残りの２相の電流がゼロになった瞬間で同時にＳ４とＳ７をＯＦＦにする。これによりスナバ用キャパシタ６に過充電することなく、安全にＰＷＭサイクロコンバータを運転停止とすることができる。
【００１１】
この遮断方法を用いた場合、懸念される問題点も存在する。それは最初のゼロクロスで１相のみ遮断した場合、遮断された双方向スイッチの両端に３相交流電源１の線間電圧とモータ５の線間誘起電圧の和が印加され、これにより過電圧となる可能性がある。そこで、初期状態の出力短絡状態の時に、３相交流電源１のうち、遮断された双方向スイッチの両端に印加される電圧を小さくできる入力相で短絡状態を作ることで、１相遮断となった場合でも、当該相に係る双方向スイッチの両端に印加される電圧を小さく抑えることができる。
上記第１の方法として、異常状態が発生した場合、３相交流電源１のうち相電圧の中間電圧相に接続することで出力短絡状態を作る。この場合、短絡接続する３相交流電源１の入力相を中間電圧相とすることで、遮断された双方向スイッチの両端に印加される電圧、すなわち３相交流電源の線間電圧とモータ線間誘起電圧の和に関し、３相交流電源の線間電圧を小さくして、前記印加電圧を小さく抑えることが可能となる。
この動作を、さらに図４で説明する。
図４中のスイッチング例（２）においては、中間電圧相がＳ→Ｒ→Ｔ→Ｓ→Ｒ→Ｔと移り変わっている。その場合、短絡させる双方向スイッチも、Ｓ２・Ｓ５・Ｓ８→Ｓ１・Ｓ４・Ｓ７→Ｓ３・Ｓ６・Ｓ９→Ｓ２・Ｓ５・Ｓ８→Ｓ１・Ｓ４・Ｓ７→Ｓ３・Ｓ６・Ｓ９と変化する。これにより、常に出力短絡が行われる入力相は入力電圧の中間電圧相となるため、Ｕ相電流のゼロクロスでＳ２をＯＦＦし、Ｓ１・Ｓ２・Ｓ３が全てＯＦＦとなってもＳ１・Ｓ２・Ｓ３それぞれの双方向スイッチの両端に印加される電圧を小さい状態に保つことができる。
また第２の方法として、まず１相遮断する瞬間に、ＰＷＭサイクロコンバータの出力端子間電圧を測定し、遮断した相の出力端子電圧が他の相に比べて大きい場合には３相交流電源の入力相電圧の小さい相で出力短絡状態を作り、また、遮断した相の出力端子電圧が他の相に比べて小さい場合には入力相電圧の大きい相で出力短絡状態を作り、これによって遮断された双方向スイッチの両端に印加される電圧を小さく抑えることが可能となる。
さらに、１相遮断したのちもＰＷＭサイクロコンバータの出力端子間電圧を継続的に測定し、短絡状態を作る３相交流電源の入力相を上記による最適な入力相に順次切り替えていくことで、遮断された双方向スイッチの両端に印加される電圧を小さく保持することが可能となる。
【００１２】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明を用いることで、ＰＷＭサイクロコンバータ駆動時に過電流などの異常状態が発生しても、ＤＣクランプ型スナバ回路として静電容量の小さなスナバ用キャパシタを用いることができ、双方向半導体スイッチの遮断時におけるサージ電圧の発生を抑えることができ、遮断中に双方向半導体スイッチ両端に印加される電圧を低減でき、従って、過電圧等により装置を破損することなく安全に運転停止できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施するための、ＰＷＭサイクロコンバータのシステム構成を示したもの
【図２】本発明を実施するための、電流方向検出回路を示したもの
【図３】本発明を実施するための、電流波形と、スイッチングパターンを示したもの
【図４】本発明を実施するための、電圧波形とスイッチングパターンを示したもの
【符号の説明】
１     三相交流電源
２     三相交流リアクトル
３    三相交流キャパシタ
４     双方向スイッチ群
５     モータ
６     スナバ用キャパシタ
７     スナバダイオード群１
８     スナバダイオード群２
９Ｕ     出力電流信号１
９Ｖ     出力電流信号２
９Ｗ     出力電流信号３
１０Ｕ,１０Ｖ,１０Ｗ   出力電流検出器
１１Ｕ  コンパレータ１
１１Ｖ  コンパレータ２
１１Ｗ  コンパレータ３
１２Ｕ  出力電流方向信号１
１２Ｖ  出力電流方向信号２
１２Ｗ  出力電流方向信号３
１３   ＤＣクランプ型スナバ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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