(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マイクロ波発振器としてマグネトロンを用いたレーダ装置において、
ワッフルアイアン型フィルタ又はこのワッフルアイアン型フィルタの原理を応用したフィルタからなり、上記マイクロ波発振器の発振波は通過させ、その２倍周波数波を減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数の２倍周波数よりも低い値に設定した低域通過型第１フィルタと、
コルゲート型フィルタからなり、π−１モードのスプリアスを減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数よりも高い値に設定した低域通過型第２フィルタと、
上記低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとの間に介挿され、上記マイクロ波発振器の発振周波数の管内波長をλｇとすると、λｇ／４０〜λｇ／４の厚さに設定された共振窓とから混成一体型フィルタを構成し、
この混成一体型フィルタをフェライトを利用した素子よりアンテナ側に配置したことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
マイクロ波発振器としてマグネトロンを用いたレーダ装置において、
ワッフルアイアン型フィルタ又はこのワッフルアイアン型フィルタの原理を応用したフィルタからなり、上記マイクロ波発振器の発振波は通過させ、その２倍周波数波を減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数の２倍周波数よりも低い値に設定した低域通過型第１フィルタと、
コルゲート型フィルタからなり、π−１モードのスプリアスを減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数よりも高い値に設定した低域通過型第２フィルタとを備え、
上記低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとを、上記マイクロ波発振器の発振周波数の管内波長をλｇとすると、｛（λｇ／４）＋（Ｎ・λｇ／２）｝±（λｇ／８）［但し、Ｎは０を含む正の整数］の範囲内の距離に配置したことを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
上記低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとを、サーキュレータ又はロータリージョイントを挟んで配置したことを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
【請求項４】
ワッフルアイアン型フィルタ又はこのワッフルアイアン型フィルタの原理を応用したフィルタからなり、マイクロ波発振器の発振波は通過させ、その２倍周波数波を減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数の２倍周波数よりも低い値に設定した低域通過型第１フィルタと、
コルゲート型フィルタからなり、π−１モードのスプリアスを減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数よりも高い値に設定した低域通過型第２フィルタと、
上記低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとの間に介挿され、上記マイクロ波発振器の発振周波数の管内波長をλｇとすると、λｇ／４０〜λｇ／４の厚さに設定された共振窓とからなる混成一体型のフィルタ。
【請求項５】
ワッフルアイアン型フィルタ又はこのワッフルアイアン型フィルタの原理を応用したフィルタからなり、マイクロ波発振器の発振波は通過させ、その２倍周波数波を減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数の２倍周波数よりも低い値に設定した低域通過型第１フィルタと、
コルゲート型フィルタからなり、π−１モードのスプリアスを減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数よりも高い値に設定した低域通過型第２フィルタとを備え、
上記低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとを、上記マイクロ波発振器の発振周波数の管内波長をλｇとすると、｛（λｇ／４）＋（Ｎ・λｇ／２）｝±（λｇ／８）［但し、Ｎは０を含む正の整数］の範囲内の距離に配置してなるフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はレーダ装置及びフィルタ、特にマイクロ波伝送系において発生するスプリアスの低減を図ることができるレーダ装置及びフィルタの構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１２には、従来のレーダ装置の概略構成が示されており、マグネトロン１で発振されたマイクロ波（送信パルス波）は、伝送系、サーキュレータ２及びロータリージョイント３を通ってアンテナ４へ供給され、このアンテナ４から空間に放射される。一方、アンテナ４で捉えられた受信波は上記サーキュレータ２からＨＰＬ（High Power Diode Limiter）５を介してフロントエンド６へ伝送される。このフロントエンド６は、受信波を増幅し又は周波数変換し、上記ＨＰＬ５はフロントエンド６の保護用として配置される。
【０００３】
上記のようなレーダ装置では、マグネトロン１の発振周波数（基本モード）以外の高次モードの発振が生じ、また高調波が発生することから、これらの高次モードの発振出力や高調波が伝送系を通過してアンテナ４から空間に放射されるという不都合がある。そのため、従来では、マグネトロン１やその他の部材において、発振周波数である基本波以外のスプリアスの発生を抑制する様々の工夫が施されており、マグネトロン１からのスプリアスの発生は基本波の−４０ｄＢｃ（基本波レベルとの比較デシベル値）程度まで抑えられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この種のレーダ装置では、近い将来においてスプリアスの発生の更なる抑制が要請されることになり、厳しい条件（例えば基本波の−６０ｄＢｃ）のスプリアス抑制のための対策が求められている。このスプリアスとしては、主として上述のように高次モードであるπ−１モード発振波と基本波の２倍波（第２高調波）が問題となる。
【０００５】
まず、上記２倍波等の高調波はマグネトロン１で発生するだけでなく、フェライトを用いたサーキュレータ２等でも生じる。即ち、レーダ装置で使用される上記サーキュレータ２は磁性体としてフェライトを用いているが、このフェライトは非線形素子であるため、通過させる際に波形を歪ませるという性質がある。この歪みは、もちろん通常のレーダ装置の送受信を行う上では問題とならないが、非常に小さいレベルの高調波を発生させることがある。そして、マグネトロン１で発生した高調波を何らかの方法で除去したとしても、非線形の特性を持つ素子を通過することにより高調波が発生する。この高調波については、従来では抑制されていなかったが、スプリアス抑制の厳しい条件下では抑制対象となり無視することができない。
【０００６】
下記の表１には、図１２のレーダ装置の各部における２倍波のスプリアスレベルの測定値が示されている。
【表１】
0003913942.tif 000002
【０００７】
この表１からも、マグネトロン１の出力で−４０ｄＢｃ以下を満足していても、非線形素子であるサーキュレータ２を通ると、２倍波のレベルが増加していることが理解される。
【０００８】
次に、スプリアス中のπ−１モード発振波は、マグネトロン１の発振周波数の僅かに高い所、例えば９４１０ＭＨｚの基本波に対して１０８００ＭＨｚの位置に発生することから、このπ−１モード発振波を除去することが困難となる。
【０００９】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、基本波の２倍周波数波、π−１モード発振波等のスプリアスを従来よりも厳しい条件下で抑制することができるレーダ装置及びフィルタを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１又は４に係るレーダ装置及びフィルタは、ワッフルアイアン型フィルタ又はこのワッフルアイアン型フィルタの原理を応用したフィルタからなり、マイクロ波発振器の発振波は通過させ、その２倍周波数波（第２高調波）を減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数の２倍周波数よりも低い値に設定した上記低域通過型第１フィルタと、コルゲート型フィルタからなり、π−１モードのスプリアスを減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数よりも高い値に設定した低域通過型第２フィルタと、上記低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとの間に介挿され、上記マイクロ波発振器の発振周波数の管内波長をλｇとすると、λｇ／４０〜λｇ／４の厚さに設定した共振窓とを設けたことを特徴とする。
請求項２又は５に係るレーダ装置及びフィルタは、ワッフルアイアン型フィルタ又はこのワッフルアイアン型フィルタの原理を応用したフィルタからなり、マイクロ波発振器の発振波は通過させ、その２倍周波数波を減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数の２倍周波数よりも低い値に設定した低域通過型第１フィルタと、コルゲート型フィルタからなり、π−１モードのスプリアスを減衰させるために、カットオフ周波数をマイクロ波発振周波数よりも高い値に設定した低域通過型第２フィルタとを備え、上記低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとを、上記マイクロ波発振器の発振周波数の管内波長をλｇとすると、｛（λｇ／４）＋（Ｎ・λｇ／２）｝±（λｇ／８）［但し、Ｎは０を含む正の整数］の範囲内の距離に配置したことを特徴とする。
請求項３に係るレーダ装置は、請求項２記載のレーダ装置において、上記低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとを、サーキュレータ又はロータリージョイントを挟んで配置したことを特徴とする。
【００１１】
上記請求項１又は４の構成によれば、特にサーキュレータ等の非線形素子で生じた基本波の２倍波を良好に減衰させることができる。そして、ワッフルアイアン型フィルタを用いるので、基本波より高い周波数のスプリアスを広帯域で除去することが可能となる。
【００１２】
また、第１フィルタをワッフルアイアン型、第２フィルタをコルゲート型とすることにより、両者の減衰特性の利点を生かしたスプリアスの抑制が行われる。即ち、コルゲート型第２フィルタでは、急峻な変化の特性を示すことから基本波周波数に近いπ−１モード発振波を良好に減衰させることができ、またワッフルアイアン型第１フィルタによれば、基本波を減衰させずに２倍波を含む高い周波数に対して大きな減衰効果を発揮する。
【００１３】
そして、上記共振窓は第１フィルタと第２フィルタの間の位相を調整することにより、フィルタ相互の定数の影響を低減する役目をすると共に、フィルタ全体の長さを短くすることができるという利点がある。即ち、フィルタにおいて基本波の周波数に僅かに高い所に発生するπ−１モード発振波を除去するためには、基本波の近傍にあるカットオフ周波数の位置から極めて急峻に変化する周波数特性を得る（Ｑを大きくとる）ことが必要である。しかも、同一のフィルタで広帯域のスプリアス抑制を行い、２倍波の周波数までを阻止するためには、フィルタを多段に構成しなければならず、フィルタの全長が長くなり、レーダ装置が大型化することになる。
【００１４】
例えば、Ｘバンドの導波管型フィルタをコルゲート型で構成した場合は、全長が３０ｍｍ程度になる。但し、このコルゲート型フィルタでは、π−１モード発振波の除去には有効であるが、２倍波の低減ができない。
また、ワッフルアイアン型フィルタを用いる場合は、１０ｋＷ以上の高い出力で放電しないだけの上下ボス間のギャップをとると、全長が１００ｍｍ程度となり、同様にスペースを効率よく使用することができない。
【００１５】
更に、混成一体型フィルタによれば、全長の短いフィルタによって、π−１モード発振波から２倍波を含む広帯域のスプリアスを抑制することができる。また、共振窓をλｇ／４０〜λｇ／４の厚さに設定することにより、基本波の挿入損失を０．５ｄＢ以下に抑えて良好な減衰効果が得られる。
【００１６】
上記請求項２，３又は５の構成によっても、第１フィルタをワッフルアイアン型、第２フィルタをコルゲート型とすることにより、両者の減衰特性の利点を生かしたスプリアスの抑制が行える。そして、上記の両フィルタを｛（λｇ／４）＋（Ｎ・λｇ／２）｝±（λｇ／８）の範囲内の距離に配置すれば、フィルタの相互干渉や不整合が起こり難く、両フィルタの本来の特性が良好に引き出せることになる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１及び図２には、実施形態例に係る第１例のレーダ装置及びフィルタの構成が示されており、図１のレーダ装置は、従来と同様に、マイクロ波を発振するマグネトロン１、伝送方向を制御するサーキュレータ２（磁性体としてフェライトが用いられる）、ロータリージョイント３、送受信用のアンテナ４、後段のフロントエンドを保護するためのＨＰＬ５、このＨＰＬ５の出力を増幅し又は周波数変換するフロントエンド６を有している。
【００１８】
そして、第1例では、上記フェライトを用いたサーキュレータ２とロータリージョイント３との間に、基本波の第２高調波（２倍波）を減衰させる低域通過型第１フィルタ１０が設けられ、この第１フィルタ１０として、例えば図２に示すワッフルアイアン型が用いられる。このワッフルアイアン型の第１フィルタ１０は、図２に示されるように、マイクロ波伝送路の上下面に、ワッフル菓子を焼く板のように格子型模様の凹凸を設け［図２（Ｃ）］、この角形凸部のボス１１を縦方向（１段）に７個、横方向（送信伝送方向１００）に８段並べたものである。このボス１１の高さ、形状、そして同一面内又は上下のボス１１の配置間隔で、除去される周波数等が決定されることになる。なお、このボス１１の縦方向の数及び伝送方向１００の段数は任意に選択できるものである。
【００１９】
図３には、上記第１フィルタ１０の減衰特性が示されており、例えば伝送方向１００の段数を５段とした場合では、Ｘバンドの基本波（例えば周波数９４１０ＭＨｚ）を通過させるが、その近傍の周波数から第２高調波（２倍波）のスプリアスを−４０ｄＢ以上、特に２倍波は−５０ｄＢ以上除去することができる。
図４には、この第１例のレーダ装置のアンテナからの放射スペクトラム特性が示されており、図示されるように、上記基本波との比較において２倍波の出力レベルは−９４ｄＢｃまで低減され、また基本波以外のスプリアスレベルも広帯域で抑制されている。
【００２０】
上記第１例において、上記フィルタ１０はロータリージョイント３とアンテナ４の間に配置してもよく、また上記第１フィルタ１０としては、ワッフルアイアン型フィルタの原理を応用したものであれば、図２の構成に限られず、他の構成のものを用いることができる。
【００２１】
図５及び図６には、レーダ装置に用いる低域通過型フィルタの第２例の構成が示されており、この第２例のフィルタは第１フィルタと第２フィルタを共振窓で連結し一体化させたものである。即ち、図５（Ｂ），（Ｄ）に示されるように、送信伝送方向１００において、まずπ−１モード発振波のスプリアスを減衰させる低域通過型第２フィルタ１５を配置し、この後側に共振窓１６を介して２倍波を減衰させる低域通過型第１フィルタ１７を設ける。この第１フィルタ１７は、図５（Ｃ）に示されるように、５個のボス１８が伝送方向１００に垂直に並べられたものを一段だけ形成したワッフルアイアン型とされ、上記第２フィルタ１５は、２段のコルゲート型となっている。もちろん、これら段数は適宜変更設定することができる。
【００２２】
そして、図５（Ａ）に示されるように、第２フィルタ１５側から見てその開口１５Ａの電界方向Ｅ（矢示Ｈは磁界方向）を狭めるように（上下側から中央へ伸びるように）共振窓１６が形成される。この共振窓１６の厚さｔは、上記マグネトロン１の発振周波数の管内波長をλｇとすると、λｇ／４０〜λｇ／４の厚さに設定する。この厚さｔは、図６に示されるように、基本波の挿入損失を０．５ｄＢ以下にする値であり、この範囲であれば、フィルタとして使用可能となり、更に好ましい厚さは挿入損失が０．３ｄＢ以下になる値（約１７λｇ／４００〜７λｇ／４０）となる。これにより、両フィルタ１５，１７の整合を良好にとることができ、基本波の損失のない通過を確保した上でスプリアスの良好な減衰効果を得ることが可能となる。
【００２３】
図７には、上記共振窓の他の例が示されており、図７（Ａ）の共振窓１９Ａは、コルゲート型第２フィルタ１５の開口１５Ａにおいて磁界方向Ｈを狭めるように配置したものである。図７（Ｂ）の共振窓１９Ｂは、上記第２フィルタ１５の開口１５Ａの電界方向Ｅ及び磁界方向Ｈの両方を狭めるように配置したもの、図７（Ｃ）の共振窓１９Ｃは、上記開口１５Ａ（上下辺）の一部を電界方向Ｅへ伸ばしたものであり、これらの各種の形状を採用することにより、第２フィルタ１５と第１フィルタ１７の間の位相調整を行い、フィルタ相互の定数の影響を低減した上で各フィルタの利点を引き出すことができる。特に、上記共振窓１９（１５A）の電界方向Eのスリット寸法を上下ボス１１間のギャップに近い値に設定すると、フィルタ同士の相互の影響が少なく、また伝送時の損失、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を良好な値にすることができた。
【００２４】
図８には、第２例のフィルタ減衰特性の一例が示されているが、当該例では、上記第２フィルタ１５のカットオフ周波数を（基本波周波数＋１００）ＭＨｚ以上に設定し、上記第１フィルタ１７のカットオフ周波数を（基本波の２倍周波数−１００）ＭＨｚ以下に設定することにより、良好な減衰特性が得られた。例えば、図８に示されるように、基本波周波数が９４１０ＭＨｚである場合は、第２フィルタ１５のカットオフ周波数Ｋ1 が９５１０ＭＨｚ以上に設定され、第１フィルタ１７のカットオフ周波数Ｋ2 が１８７２０ＭＨｚ以下に設定される。
【００２５】
そうすると、第２フィルタ１５はコルゲート型であるからカットオフ周波数Ｋ1 から急峻に減衰する特性２００が得られ、周波数１０８００ＭＨｚのπ−１モード波を−４０ｄＢ以上減衰させることができる。また、第１フィルタ１７は１段のワッフルアイアン型であるが、カットオフ周波数Ｋ2 から急峻に減衰する特性２０１が得られ、周波数１８８２０ＭＨｚの第２高調波を−６０ｄＢ以上減衰させることができる。
【００２６】
図９には、第２例のフィルタ１４を用いた場合のアンテナ４（図１）からのスプリアス放射のレベルを測定した結果が示されており、図示されるように、基本波との比較においてπ−１モード波が−８１ｄＢｃ程度減衰し、２倍波が−１１５ｄＢｃ程度減衰した。
【００２７】
以上のように、第２例では、２段のコルゲート型第２フィルタ１５と１段のワッフルアイアン型第１フィルタ１７を共振窓１６を介して一体化したので、共振窓１５により両フィルタ間の位相調整が図られ、フィルタ相互の定数の影響が低減され、基本波を減衰させずに、π−１モード波から２倍波を含む広帯域の周波数のスプリアスを良好に減衰させることが可能となる。しかも、単一のフィルタを多段に構成する必要もないことから、フィルタ１４全体の長さを短くすることができる。なお、第２例では、上記第１フィルタ１７をコルゲート型、第２フィルタ１５をワッフルアイアン型としたが、図８で説明した減衰特性が得られる他の種類（逆の配置を含む）のフィルタで構成することも可能である。
【００２８】
図１０には、実施形態の第３例の構成が示されており、この第３例は上記の両低域通過型フィルタを所定の距離でレーダ装置に配置したものである。図１０に示されるように、送信伝送方向１００において順に第２フィルタ２１、素子２２、第１フィルタ２３と配置し、この第２フィルタ２１と第１フィルタ２３を素子２２を挟んで、｛（λｇ／４）＋（Ｎ・λｇ／２）｝±（λｇ／８）［但し、Ｎは０を含む正の整数］の範囲内の距離だけ離したものである。
【００２９】
即ち、上記第２フィルタ２１は、（基本波周波数＋１００）ＭＨｚ以上のカットオフ周波数に設定された低域通過型フィルタ、上記素子２２は導波管を含み、サーキュレータ（２）やロータリージョイント（３）、上記第１フィルタ２３は、（基本波の２倍周波数−１００）ＭＨｚ以下のカットオフ周波数に設定された低域通過型フィルタである。第２例と同様に、上記第２フィルタ２１をコルゲート型、上記第１フィルタ２３をワッフルアイアン型とすることが好ましいが、逆の構成とすることも可能である。
【００３０】
図１１には、上記第２フィルタ２１と第１フィルタ２３の距離とスプリアス減衰量の関係が示されており、距離を電気的な長さで｛（λｇ／４）＋（Ｎ・λｇ／２）｝±（λｇ／８）の範囲内にとれば、−６０ｄＢの減衰量が得られることになる。即ち、この距離の範囲では、２つのフィルタ２１，２３の相互干渉、不整合が起こり難く、フィルタ本来の特性が引き出せることが実験で確認された。
【００３１】
そして、このような第３例の構成によっても、図９で示したものと同様の特性が得られ、１０８００ＭＨｚのπ−１モード波から１８８２０ＭＨｚの２倍波までを良好に除去することが可能となる。また、上記第２フィルタ２１と第１フィルタ２３はレーダ装置伝送系内で素子２２を挟んで効率よく配置することができるので、レーダ装置の小型化に貢献することが可能である。
【００３２】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１又は４の発明によれば、マイクロ波発振器の発振波は通過させ、その２倍波を減衰させる例えばワッフルアイアン型第１フィルタを、フェライトを利用した素子よりアンテナ側に配置したので、非線形素子で生じた基本波の２倍波を良好に減衰させることができ、またスプリアスを広帯域で除去することが可能となる。
【００３３】
また、所定厚の共振窓により両フィルタ間の整合を図った上で、コルゲート型第２フィルタにより、急峻な変化の特性が得られるので、基本波に近い周波数位置のπ−１モード発振波を良好に減衰させることができ、またワッフルアイアン型第１フィルタにより、２倍波を含む高い周波数のスプリアスを良好に減衰させることができる。しかも、フィルタ全体の長さを短くできるという利点がある。
【００３４】
請求項２，３又は５の構成によれば、低域通過型の第１フィルタと第２フィルタとを所定の距離を以って配置することにより、フィルタ間の相互干渉や不整合が起こり難くなり、両フィルタの本来の特性を十分に生かしたスプリアスの除去が良好に行われる。また、レーダ装置内においてサーキュレータ等の素子を挟んだ効率のよい配置をすることにより装置の小型化も可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態の第１例に係るレーダ装置の構成を示す図である。
【図２】第１例に係るワッフルアイアン型フィルタの構成を示し、図（Ａ）は当該フィルタを図（Ｂ）の左側から見た図、図（Ｂ）は当該フィルタを図（Ｃ）のＢ−Ｂ線で切断した断面図、図（Ｃ）は当該フィルタを図（Ｂ）の中心部の伝送方向で切断し上側から見た図である。
【図３】第１例のフィルタの減衰特性を示す図である。
【図４】第１例のレーダ装置のアンテナからの放射スペクトラムを示す図である。
【図５】実施形態の第２例のフィルタ構成を示し、図（Ａ）は当該フィルタを図（Ｂ）の左側から見た図、図（Ｂ）は送信伝送方向の縦断面図、図（Ｃ）は当該フィルタを図（Ｂ）の右側から見た図、図（Ｄ）は図（Ｂ）の上半分の拡大図である。
【図６】第２例のフィルタの共振窓の厚さと基本波の挿入損失との関係を示す図である。
【図７】第２例において共振窓の各種形状を示し、図５（Ａ）に対応した図である。
【図８】第２例のフィルタの減衰特性を示す図である。
【図９】第２例のフィルタを適用したときのアンテナからの放射スペクトラムを示す図である。
【図１０】実施形態の第３例のフィルタを用いたレーダ装置の一部の構成を示す図である。
【図１１】実施形態の第３例におけるフィルタ間の距離と減衰量との関係を示す図である。
【図１２】従来のレーダ装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１  …  マグネトロン、２  …  サーキュレータ、
３  …  ロータリージョイント、
４  …  アンテナ、
１０，１７  …  第１フィルタ、
１４  …  フィルタ、  １５  …  第２フィルタ、
１６，１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃ  …  共振窓、
１８  …  ボス。
【図１】
0003913942.tif 000003
【図２】
0003913942.tif 000004
【図３】
0003913942.tif 000005
【図４】
0003913942.tif 000006
【図５】
0003913942.tif 000007
【図６】
0003913942.tif 000008
【図７】
0003913942.tif 000009
【図８】
0003913942.tif 000010
【図９】
0003913942.tif 000011
【図１０】
0003913942.tif 000012
【図１１】
0003913942.tif 000013
【図１２】
0003913942.tif 000014