(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号（ＵＢ）を発生するための受信回路（１０，１１，１２，１３，１４，１５，１６）と、処理すべきベースバンド信号（ＵＢ）のＤＣ成分を補償し、ＤＣ補償された出力信号を出力するためのＤＣ成分補償装置（３０）と、シグナルプロセッサ段（１８）とを有し、
前記ベースバンド信号（ＵＢ）は前記ＤＣ成分補償装置（３０）に供給され、
ＤＣ補償された出力信号が前記シグナルプロセッサ段（１８）に供給される形式の無線送受信機において、
ＤＣ成分補償装置（３０）は、減算手段（３１）と、比較手段（３３）と、計数装置（３４）とを有し、
前記減算手段（３１）は、ベースバンド信号（ＵＢ）とＤＣ補償信号（ＵＫ）との間の信号差（ＵＢ-ＵＫ）を形成し、
フィルタリングされた前記信号差（ＵＢ−ＵＫ）は、前記ＤＣ補償された出力信号としてシグナルプロセッサ段（１８）に供給され、
前記比較手段（３３）は、前記フィルタリングされた信号差（ＵＢ−ＵＫ）を所定の基準値（Ｕref）と比較し、ＤＣ成分が検出されたことを指示する比較結果を出力し、
前記比較結果は前記計数装置（３４）に供給され、該計数装置の計数方向（Ｕ／Ｄ）は前記比較結果に依存して決定され、該比較結果のカウントアップによりＤＣ補償信号（ＵＫ）は増大する、
ことを特徴とする無線送受信機。
【請求項２】
ＤＣ補償信号（ＵＫ）を形成するためのＤＣ成分補償装置（３０）は変換手段（３６）を有し、該変換手段は計数装置（３４）の計数値の最高位ビット（ＭＳＢ）を比例するアナログ値に変換するために使用される
請求の範囲第１項記載の無線送受信機。
【請求項３】
ＤＣ成分補償装置（３０）は、平滑手段（３７）を有し、該平滑手段は計数装置（３４）の出力信号を平滑化するために使用される
請求の範囲第１項または第２項記載の無線送受信機。
【請求項４】
電流制御器（２１）が設けられており、該電流制御器は電流節約信号（ＰＤ４）を、無線送受信機の動作状態に依存して無線送受信機の個別の回路素子をセットするために発生し、
ＤＣ成分補償装置（３０）は、前記電流節約信号（ＰＤ４）がＤＣ成分補償装置（３０）を電流節約状態にセットするとき、ＤＣ補償信号（ＵＫ）の値が保持されるように構成されている
請求の範囲第１項から第３項までのいずれか１項記載の無線送受信機。
【請求項５】
計数装置（３４）は、前記電流節約信号（ＰＤ４）が供給されるときに計数過程を中断するための手段（Ｉ）を有する
請求の範囲第１項から第４項までのいずれか１項記載の無線送受信機。
【請求項６】
計数装置（３４）はクロック入力側（Ｃ１）を有し、
クロック発生器（３５）がクロック信号（Ｔ）の発生のために設けられており、
該クロック信号は計数装置（３４）のクロック入力側（Ｃ１）に供給され、
前記電流節約信号（ＰＤ４）はクロックの発生を中断するために使用される
請求の範囲第１項から第５項までのいずれか１項記載の無線送受信機。
【請求項７】
無線送受信機は、有利には移動無線セット、例えばハンドヘルドであり、
時分割多重アクセスモード（ＴＤＭＡ）で動作する
請求の範囲第１項から第６項までのいずれか１項記載の無線送受信機。
【請求項８】
ＤＣ成分補償装置（３０）は、信号差（ＵＢ-ＵＫ）を時分割積分するための積分手段（３４、３５）を有している
請求の範囲第１項から第７項までのいずれか１項記載の無線送受信機。
【発明の詳細な説明】
本発明は電子装置、より具体的には、処理すべき入力信号のＤＣ成分を補償するための装置を有する無線送受信機に関し、この補償装置は入力信号とＤＣ補償信号との信号差を、検出されたＤＣ成分に依存して形成するための手段を有する。
例えばオーディオ増幅器、無線受信機等でＡＣ信号が処理される場合、ＡＣ信号は段で処理される。所定のＤＣ動作点を検出するために、ＡＣ信号は処理段で所定のＤＣレベルに変換される。例えば、カップリングキャパシタまたはカップリング変成器はＡＣ成分だけを後続の段に通過させる。これらは処理段の間に挿入接続される。
カップリングキャパシタおよびカップリング変成器は、とくに低周波数で使用する場合に所定の大きさを有する。抵抗、ダイオード、トランジスタ等を有する回路装置は容易に集積回路に多数を集積することができるが、大容量のカップリングキャパシタの容積はコストに有利な集積の妨げとなる。このようなカップリングキャパシタはしたがって、集積回路の外の外部素子として設けられる。このことはモジュールのコスト、モジュールの素子のコストおよびモジュールのサイズを上昇させる。大容量のカップリングキャパシタの別の不利な点は、必然的に、例えば時分割信号のベースバンド処理用移動無線受信機（キャパシタンスはμＦの領域）で、このような大きなキャパシタを有する回路は約５７０μｓｅｃのバーストを受信した後、約４ｍｓｅｃの受信休止の間のバッテリー容量を節約する長さでは簡単にターンオフできないことである。長いターンオフ、ターンオフ時定数のため、回路は新たに受信したバーストを十分に迅速には調整できないこととなる。したがって、ベースバンド回路は引き続きターンオン状態に留まらなければならないこととなり、そのためバッテリーの動作時間が低下する。
集積回路では、個別の処理段は通常、ＤＣ結合されている。このことは、処理すべき入力信号（例えばベースバンドミキサからの）のＤＣ成分が回路の有効なダイナミックレンジを低減するか、または回路を飽和させることを意味する。飽和の場合にはそれ以上機能しなくなる。
例えば、ＧＳＭ無線電話の経路を送受信するためベースバンド処理を行う集積回路ＡＤ７００２のデータシートから、デジタルオフセットレジスタを有するＤＣ成分補償構成素子により入力電圧オフセットを補償することが公知である。校正サイクル中に測定されたＤＣ成分がＩＣの各入力フィルタ毎に別個にデジタルオフセットレジスタに記憶される。相応のレジスタに記憶されたＤＣ成分の値は、相応するフィルタ出力信号から、通常動作サイクルの間、減算される。この手段は、少なくとも集積回路が最初に使用されるときに繰り返され、またＤＣ成分変動が例えば温度変動のため除去できない場合には規則的に繰り返される。しかし校正サイクル中の測定に対しては、入力信号を使用することはできない。そのため入力信号がないときにも得られるＤＣ成分だけが測定される。さらに校正動作中にＩＣを使用することはできない。
本発明の課題は、冒頭に述べた形式の無線送受信機において、無線送受信機が動作中であっても送受信機の機能に影響を与えることなしに、ベースバンド信号に含まれるＤＣ成分に対して作用する補償を行うように改善することである。さらに、ＤＣ成分補償装置は離散構造に対しても、集積構造に対しても適合するように構成する。
冒頭に述べた形式の装置において前記課題は、ＤＣ成分補償装置が計数装置を有し、この計数装置の計数方向を検出されたＤＣ成分によって決定するように構成して解決される。
ＤＣ補償信号を入力信号から減算することにより、ＤＣレベルを入力ＤＣレベルに関係なく設定することができる。回路装置の利点は、信号差を形成するための手段を、ＤＣ成分を測定し、ＤＣ補償信号を発生するように構成でき、しかも簡単に集積できる素子を有することである。入力信号中のＤＣ成分の連続測定とＤＣ補償信号の連続形成により、測定されたＤＣ成分が連続的に、装置の動作中に除去される。計数装置にはさらに、例えばキャパシタのような受動記憶素子なしで構成できるという利点がある。計数装置の計数速度およびカウンタ長さが平滑化時定数を決定する。集積カウンタは次のように構成される。すなわち、ターンオフ状態では非常に長い時間（１００日のオーダー）を計数し、作動電圧がこのような計数装置に再び供給されれば計数動作を直ちに継続できるように構成される。したがってこのような回路装置はとくに、タイムスロットモード、すなわちメッセージが短いタイムスロットで交換される無線送受信機での適用に有利である。補正値は、装置がスイッチオーバーまたはターンオフされても失われることがない。したがってこのようなＤＣ成分補償装置をとくに、時分割またはＧＳＭのようなＴＤＭＡ装置で使用することができる。さらに後続回路、例えばＤＣ補償信号を処理する回路のダイナミックレンジが付加的に非常に拡大されることも利点である。
ＤＣ補償信号は瞬時の計数値から次のようにして簡単に形成することができる。すなわち、ＤＣ補償信号形成装置が変換手段を有し、この変換手段が計数装置
のハイバリュー計数値を比例するアナログ値に変換する。計数装置の計数値をＤＣ補償信号に変換するために、例えば計数値をデジタル／アナログ変換器によりアナログ電圧値に変換することができる。
ＤＣ補償信号は次のようにして簡単に平滑化することができる。すなわち、装置に計数装置のハイバリュー出力を平滑化するための平滑手段を設けるのである。非常に簡単な実施例では、カウンタのハイバリュー出力側の１つがキャパシタに接続されている。キャパシタの相応の高抵抗負荷と、カウンタの相応の高速計数により、この集積キャパシタは非常に僅かなキャパシタンスしか必要とせず、そのためこのキャパシタを集積化することができる。
とりわけそのバッテリーがハンドヘルドの大きさに依存して制限されたサービス寿命しか有しないハンドヘルドに存在するバッテリーの有効寿命は、ＤＣ成分補償装置が、ＤＣ補償信号の値（この値は電流を節約するためのスイッチング信号が供給されるときに得られる）をターンオフ状態では保持するようにすると延長することができる。有利にはＤＣ補償装置は、電流を節約するためのスイッチング信号が発生したときに回路が非動作状態になるか、または電力消費が非常に低い状態になるよう切り替えられるように構成される。回路が再びターンオンすると、ＤＣ補償信号を回路がターンオフした時の値にセットすることのできる手段を使用することができる。これらの手段の１つは、電流節約のためのスイッチング信号が発生するとき、計数値がバッファされ、計数動作がレジュームされたとき相応にセットされるようにする。このようなＤＣ補償装置はとくに、電子装置の動作時間が、いくつかの回路素子が電流節約のためにターンオフされる休止によって中断される場合に適する。カップリングキャパシタを使用したならば、カップリングキャパシタが休止インターバルの間に放電することとなるので問題である。比較的大きなキャパシタンスを有するカップリングキャパシタが非常に低い信号成分の伝送のために使用されるなら、電子回路をターンオフさせないような調整時間が生じてしまう。
計数装置が、計数プロセスを電流節約のためのスイッチング信号によって中断するための手段を有していれば、ＤＣ補償信号を、計数装置の計数過程を中断することによるターンオフインターバルの間、簡単に記憶することができる。
ＤＣ成分補償装置がデジタル信号処理段の入力側に設けられれば、無線送受信機において、高周波信号がベースバンド領域に変換される場合、装置は低周波信号成分を低減することができる。低カットオフ周波数を有するこのような信号のＤＣ絶縁のために、相応のカップリングキャパシタは非常に大きなキャパシタンスを有する。これと反対に、本発明の回路構成によって、カットオフ周波数はクロック周波数と最大可能計数値だけに依存する。大きな最大計数値を実行するための集積計数段は僅かなスペースしか必要としないから、相応するカップリングキャパシタにより必要となるスペースと比較して、１Ｈｚ以下のカットオフ周波数を問題なしに実現することができる。
ＤＣ成分は正確に次のようにして基準値に設定することができる。すなわち、基準値と信号差を比較するための比較回路をＤＣ成分の検出のために設けるのである。ＤＣ成分を基準値と比較するためのコンパレータはＤＣ成分を測定する比較回路としてとくに適する。これによって、ＤＣ補償装置の出力側でＤＣ動作点を正確に基準電圧により定義することができる。この動作点では、信号のＡＣ成分が正確に対称である。集積回路でこの基準電圧は有利には、すべての段に供給される中央バイアス電圧に相応する。
ＡＣ電圧信号がＤＣ補償に影響を及ぼさないようにするため、ＤＣ成分補償装置は信号差を時分割積分するための積分手段を有する。その結果、測定されたＤＣ成分は、ＤＣ補償信号が発生されたとき時間に関する平均値に調整される。積分時間は最低周波数有効信号成分の逆数よりも非常に長くなるように選定される。有利には時分割積分のための手段は、それらが僅かなスペースしか必要としないように集積することができる。計数装置は有利な実施例では積分手段として設けられている。
以下本発明を図面に示された実施例に基づいて詳細に説明する。
図１は、無線送受信機の概略図である。
図２は、無線送受信機の受信部とＤＣ成分補償装置の第１の実施例のブロック回路図、この送受信機は電流節約回路を有する。
図３は、電流節約回路の信号線図である。
図４は、ＤＣ成分補償装置の別の実施例のブロック回路図である。
実施例は、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）用の移動無線セットを示す。ここでは送信信号と受信信号が相互に、異なる時点でデータパケットとして時間圧縮されて送信および受信される。この目的のためには、１つの共通のアンテナ１で十分である。このアンテナはアンテナスイッチ２を介して、無線送受信機の受信部３または送信部４に接続される。制御回路５がアンテナスイッチ２、受信部３および送信部４を制御するために設けられている。受信された信号は公知のように処理され、スピーカ６を介して再生される。音声信号はマイクロフォン７により記録され、公知のように送信部４により処理される。
制御回路５はさらに、ターンオフ信号を発生するための制御部を有する。個別のサブアセンブルは別個の電流節約モードに、ターンオフ信号によってもたらすことができる。例えば、低周波エリアでの信号処理は、連続音声入力および出力を保証するため、無線変換の間、連続的にターンオンされているべきであるが、高周波送信部および受信部はそれらに割り当てられたタイムスロットの間だけ動作することができる。割り当てられたタイムスロットの間にある時間インターバルでは、したがって関連する送信部および受信部を電流節約状態にもたらすことができる。
図２は、図１に示された無線送受信機の概略図の受信回路を示す。アンテナ１０を介して受信された入力信号はバンドフィルタ１１で予選択され、ＨＦ増幅器１２に増幅される。増幅された信号はＨＦミキサ１３に供給される。ＨＦミキサはまた第１の混合信号を局部発振器１４から受信し、このミキサで信号が第１の中間周波数に変換される。中間周波数信号は中間周波数フィルタ１５でろ波され、引き続きベースバンド信号ＵＢに、ベースバンドミキサ段１６でベースバンド発振器１７から到来する第２の混合信号によって変換される。このベースバンド信号ＵＢはＤＣ成分補償装置３０の入力信号を形成する。
送信側で使用される変調形式に依存して、ベースバンド信号ＵＢは非常に低周波の信号成分を含むことがある。この信号成分は信号を等価およびデコードするために無視してはならない。一方、ベースバンド信号ＵＢはまたＤＣ成分を含み、このＤＣ成分はデジタル信号プロセッサ１８での引き続くデジタル信号処理でのダイナミックレンジを低減することとなる。この理由から、ＤＣ成分補償装置３０は、後で説明するように、ベースバンドミキサ１６の出力側とデジタル信号プロセッサ１８の入力側との間に挿入される。
ＤＣ補償装置３０は信号差を形成するための回路３１を有し、この回路の第１の入力側にはベースバンド信号ＵＢが、第２の入力側にはＤＣ補償信号ＵＫが供給される。信号差を形成するための回路は、例えば相応に接続された差動増幅器であり、ベースバンド信号ＵＢとＤＣ補償信号ＵＫとの間の信号差ＵＢ−ＵＫを形成する。この差信号ＵＢ−ＵＫはシグナルプロセッサ１８と、ローパスフィルタ３２を介してコンパレータ３３に供給される。
電圧コンパレータ３３はろ波された差信号ＵＢ−ＵＫを基準値Ｕrefと比較する。後で詳細に説明するように、基準電圧ＵrefによりＤＣ補償装置３０の出力信号ＵＡのＤＣ成分を正確に基準電圧Ｕrefに設定することができる。電圧コンパレータ３３による比較結果は計数装置３４の計数方向入力側Ｕ／Ｄに供給される。計数装置はアップ／ダウンカウンタとして構成されている。クロック発生器３５により発生されるクロック信号はカウンタ３４のクロック入力側ＣＬに供給される。カウンタ３４はバイナリカウンタであり、これの出力信号はカウンタ結果の個別ビットに相当する。カウンタ３４の最上位出力信号はデジタル／アナログ変換器３６に供給される。
電圧コンパレータ３３の出力側はバイナリ信号を形成し、この信号によりカウンタ３４の計数方向Ｕ／Ｄが制御される。この制御は、差信号ＵＢ−ＵＫが基準電圧Ｕrefを上回れば増分計数が行われるようにする。このようにして、カウンタ３４の計数値、すなわちＤＣ補償信号ＵＫは、差信号が基準電圧Ｕrefより上にあるときは増分される。信号差ＵＢ−ＵＫがＵrefより小さければ反対のことが行われる。平滑化時定数はこの装置によって行われる。この平滑化はカウンタ３４のビット長Ｎとクロック発生器３５のクロック周波数Ｔに依存する。平滑化時定数は、最大計数値２N-1とクロック周波数ｆの商の結果である。
平滑化時定数は次のように選定すべきである。すなわち、これが入力信号ＵＢの低周波信号成分の持続時間を越えるように選定すべきである。一方、これのサンプリング周波数に応じて、クロック発生器３５のクロック周波数は処理すべき最大入力周波数の２倍でなければならない。ローパスフィルタ３２のカットオフ周波数は相応に選定すべきである。ＧＳＭ装置では、例えばベースバンド信号ＵＢの最大使用可能周波数（約１００ｋＨｚ）からスタートしなければならない。
タイムスロット間の受信休止の間、電流制御器（ＰＤ論理回路）２１が設けられていて、これが個別の回路素子を電流節約状態にセットし、関連する制御信号ＰＤ１，ＰＤ２，ＰＤ３，ＰＤ４を発生する。電流制御器２１の機能を説明するために、図３は、電流制御器２１の出力信号を受信されたＴＤＭＡタイムスロットに対してプロットされたものを示す。第１の電流節約信号ＰＤ１はＨＦ増幅器１２の電力消費を制御する。ＨＦ増幅器１２の時間調整により、関連するタイムスロットの開始する前にＨＦ増幅器の１２の調整時間に従ってＨＦ増幅器１２が再動作される。受信タイムスロットの終了時に、ＨＦ増幅器１２は再び電流節約状態にセットされる。電流節約制御信号ＰＤ２は局部発振器１４に対するものであり、ＰＤ３はベースバンド発振器１７に対するものであり、これらの信号はこれら発振器の比較的に長い調整時間を相応に考慮している。一方、電流節約制御信号ＰＤ４はＤＣ補償装置３０に対するものであり、調整時間を考慮する必要はなく、ＤＣ補償装置３０を処理すべきタイムスロットの開始時に電流節約状態からアクティブ状態へリセットし、受信すべきタイムスロットの終了時にアクティブ状態から電流節約状態へセットする。次に電流節約制御信号ＰＤ４はクロック発生器３５の入力側Ｉ（インヒビット）に供給される。電流節約制御信号ＰＤ４が有効であれば、クロック発生器３５によるクロックＴの発生は中断される。カウンタ３４の適切な構造により、カウンタ３４の内部レジスタは新たなクロック信号が到来するまでそのレジスタ状態に留まる。
集積モジュール、とりわけＣＭＯＳモジュールでの電力消費はとりわけクロック周波数に依存するから、ＤＣ補償装置３０の電力消費はクロック信号Ｔを中断することで格段に低減される。クロック信号がターンオフされることを除いては、電力消費を低減するためのそれ以上の手段、またはＤＣ補償信号を記憶するためのそれ以上の手段は必要ない。
図４は、ＤＣ補償装置３０の非常に簡単な実施例を示す。図２に示された受信要素はここでは省略されている。カウンタ３４の種々のハイバリュー出力信号をデジタイザに供給する代わりに、ここではカウンタ３４のハイバリュー出力信号の１つだけが信号差を形成するための回路３１に供給される。１つのキャパシタ３７だけアースとカウンタ３４の出力側との間に挿入されており、このキャパシタはＤＣ補償信号ＵＫを平滑化するように構成されている。カウンタ３４がオーバーフローしたときのエラー機能を除外するため、所定の条件下ではカウンタ３４の最上位出力信号（ＭＳＢ）をＤＣ補償信号ＵＫの形成に使用しないことも有利である。平滑キャパシタ３７の高抵抗負荷により、そのキャパシタンスを非常に小さく選択することができる。これにより平滑キャパシタ３７も集積することができる。この簡単な実施例により、デジタイザが平滑キャパシタ３７に対して必要な所要スペースが低減される。
【図１】
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【図３】
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【図４】
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【図２】
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