(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信された直接拡散信号の電力遅延プロファイルの受信レベル測定値に応じて、希望波信号を含む有効なパスを検出するパス検出装置であって、
前記受信レベル測定値の累積確率を計算する累積確率計算手段と、
計算された前記累積確率のうち、あらかじめ定められた前記希望波信号を含まない領域の第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）までの所定の累積確率をもつ第１から第Ｎまでの所定の前記受信レベルを検出し、該第１から第Ｎまでの所定の受信レベルに基づいて、前記希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するための閾値を設定する閾値設定手段と、
前記受信レベル測定値が前記閾値を超えるタイミングのパスを、前記希望波信号を含む有効なパスとして検出するパス検出手段、
を有することを特徴とするパス検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信におけるパス検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
多重伝搬路環境においては、１つの送信局から送信された波が複数の伝搬経路を経ることにより、遅延時間の異なる複数の到来波となって受信局に到来する。直接拡散符号分割多元接続（DS-CDMA：Multicarrier Direct Sequence Code Division Multiple Access）方式においては、Rake合成を行うことによって、マルチパスを積極的に利用した受信が可能となる。このようなRake合成を行うパスを選択するために、パス検出装置が用いられる。
【０００３】
図４は、従来のパス検出装置を模式的に示すブロック構成図である。
図中、２はマッチドフィルタであり、符号拡散された受信信号が基準周波数信号と直交復調されることにより得られた、複素ベースバンド信号、言い換えれば、受信Ｉ相信号および受信Ｑ相信号を入力して、拡散符号のレプリカとの相関をとることにより逆拡散を行う。逆拡散された受信信号は、拡散符号のチップ周期毎に、位相補償およびRake合成器３およびパス検出装置７に出力される。
位相補償およびRake合成部３は、逆拡散された受信信号に含まれた複数のパスの各シンボルの相関出力のタイミングを一致させて、チャネル推定値の複素共役を乗算して合成することにより、位相補償および最大比合成を行う。
各パスのチャネル推定は、具体的には、各パスにおけるパイロットシンボルの振幅および位相の測定値から、各パスのデータシンボルの時点におけるチャネル推定をする。
【０００４】
パス検出装置２１は、受信信号の電力遅延プロファイルを測定することにより、個々の到来波（パス）を検出し、希望波信号のパスのみをRake合成するように位相補償およびRake合成器３を制御する。
パス検出装置２１は、電力測定器２２、パス選択器７、閾値設定器２３を有している。
電力測定器２２は、逆拡散された信号の受信電力レベルを測定する。その出力は、電力遅延プロファイルとなる。
閾値設定部２３は、電力遅延プロファイルから熱雑音成分（干渉成分を含む）の平均電力Paveを推定し、この推定値に基づいてパス選択部７に対して閾値を設定する。
パス選択部７は、電力遅延プロファイルの複数の相関値出力の中から、閾値設定部２３において設定された閾値を超えるものを、希望波信号を含んでいる有効なパスであるとして選択し、位相補償およびRake合成部３に出力する。
【０００５】
図５は、送信信号のフレームフォーマットの構成図である。
１フレームはNFスロットからなり、各スロットは、先頭部に挿入された複数NP個のパイロットシンボルPと、その後の複数ND個のデータシンボルとから構成されている。
以下、従来のパス検出方法について詳述する。
従来の第１のパス検出方法としては、図４に示したパス検出装置２１が、パイロットシンボルの電力遅延プロファイルに基づいて行う。１スロット中のパイロットシンボル数を複数個とすることにより、同相加算を行ってパス検出精度を上げている。
【０００６】
図６は、従来の第１のパス検出方法を説明するための電力遅延プロファイルの模式的説明図である。拡散符号の１周期（nチップ）を横軸にとり、チップ周期毎の測定タイミング（サンプルタイミング）における受信レベルを縦軸にとっている。１拡散符号周期における測定タイミングの数は、拡散率に等しい数（拡散符号のチップ数）である。オーバサンプリングを行う場合は、さらにオーバサンプリング倍の数になる。
(1)  測定タイミング毎に、Np個のパイロットシンボルの受信信号を同相加算する。
すなわち、Np個のパイロットシンボルの受信Ｉ信号を加算（I＝I1＋I2＋…＋INp）して２乗した値(I2）と、Np個のパイロットシンボルの各受信Ｑ信号を加算（Q＝Q1＋Q2＋…＋QNp）して２乗した値（Q2）とを加算した値（I2＋Q2）を、上述した各測定タイミングにおける受信電力レベルとする。
(2)  電力遅延プロファイルにおけるn個の測定タイミング中から、最も受信電力レベルの大きなm個（mはRake受信に寄与するパスの数、フィンガー数）の受信電力レベルを除いた残りの（n−m）個の受信電力レベルを時間平均して、これを平均熱雑音電力レベルPaveとする。
(3)  所定値ΔPを用いてPave×ΔPを閾値に設定する。この閾値よりも大きなパスを有効パスとすることにより、熱雑音電力のみのパスの受信信号をRake合成しないようにする。
【０００７】
移動通信においては、受信機に到来するマルチパス数は、通信の状況に応じて変化するため、Rake受信に寄与するパスの数をmに固定する方法では、平均熱雑音電力レベルPaveが正確に測定できない。そのため、有効パスの推定精度が悪くなる。
特に、マルチパスがmよりも多く到来した場合、Paveの計算に希望波信号のパスが含まれてしまうため、Paveが実際よりも大きくなってしまう。ΔPは一般に固定値に設定されるため、結果としてPave×ΔPの値が上昇し、本来有効であるはずのパスが無効であると判定してしまうおそれがある。
【０００８】
また、図示を省略するが、パス検出の第２の従来技術として次のような方法が、特開平１０−３３６０７２号公報等で知られている。パイロットシンボルの電力遅延プロファイルに基づいてパス検出を行う。
遅延プロファイルの中から最小受信信号電力Sminおよび最大受信信号電力Smaxを検出する。最小受信信号電力Sminに対し、閾値Δnoise［dB］を設定し、最大受信信号電力Smaxに対して閾値ΔRake［dB］を設定する。
L個の信号成分のうち、受信信号電力S（l）（1≦l≦L）が、
S（l）≧max｛Smin＋Δnoise，Smax−ΔRake｝
を満たす信号成分を選択する。
【０００９】
閾値Δnoiseの設定により、熱雑音（干渉成分を含む）のみの測定タイミングの受信信号レベルをRake合成しないようにする。閾値ΔRakeの設定により、一時的に低下したパスであってもRake合成に使用できるように、有効なSINR（Signalto Interference Noise Ratio）を有するマルチパスであればRake合成する。
ところが、伝搬環境が変化すれば、希望波の受信レベルも熱雑音レベルも大きく変化する。ところが、上述したΔRake，Δnoiseは固定値であるから、これらを適切に選択しなかった場合、パス検出が適切に行われなくなる。
【００１０】
また、パス検出の第３の従来技術として次のような方法が、特開２０００−７８１１０号公報等で知られている。
(1)マッチドフィルタ２の出力から直接に求められる、パイロット信号を含む受信信号の電力遅延プロファイルに巡回積分を施すことにより、受信信号レベルの平均化を行う。
(2)(1)で求めた電力遅延プロファイルから、平均値および標準偏差を求め、標準偏差に所定の重み付けを施した値に平均値を加算して閾値を得る。平均化された受信信号電力がこの閾値よりも大きなパスを有効パスとして選択する。
【００１１】
ところが、電力遅延プロファイルから平均値および標準偏差を求める際、全ての受信信号から求めるので、有効なパスの希望波信号も含まれる。したがって、希望波信号の受信電力の大きさによって、受信レベルの平均値および標準偏差が変動する。ところが、本来求めたい値は、熱雑音（干渉成分を含む）の平均値および標準偏差であるから、適切な閾値の推定が困難である。
【００１２】
上述した説明でのパス検出装置２１は、DS-CDMA用のものであった。
最近、第４世代の移動通信システム用にマルチキャリア直接拡散符号分割多元接続（MC/DS-CDMA：Multicarrier Direct Sequence Code Division MultipleAccess）方式が検討されており、例えば、Shinsuke Hara,"Overview of MulticarrierCDMA",IEEE Communication Magazine Dec.1997,p.126-133のFig.4などで知られている。
このMC/DS-CDMAは、互いに直交周波数関係にある複数のサブキャリアを用い、送信データを各サブキャリアチャネルに分配して各サブキャリアを変調するとともに、各変調信号を同一かまたは異なる拡散符号系列で拡散し、拡散された変調信号を合成して送信信号とするものである。このMC/DS-CDMAにおいても、マルチパスを有効に利用するためにRake合成を行うにはパス検出装置が必要である。
なお、各変調信号を異なる拡散符号系列で拡散してもよい。
【００１３】
図７は、MC/DS-CDMA通信システムに用いる送信機および受信機の概要構成を示すブロック構成図である。図７（ａ）はブロック構成を示し、図７（ｂ）は送信シンボル系列を示す。
説明を簡単にするために、１次変調はBPSK（Binary Phase Shift Keying）とし、かつ、受信側では、受信I信号のみを用いて位相変動を考慮しない。
図７（ａ）の送信側において、３１は直並列変換器である。図７（ｂ）に示すように、送信シンボル列は、パイロットシンボルも含み、サブキャリアの総数Ncを１単位として送信シンボルを分配し、各サブキャリアチャネルの送信シンボル系列を乗算器３２0，３２1，……３２Nc-1に出力し、拡散符号系列c0（t），c1（t），…，cNc-1（t）と乗算し、サブキャリアチャネル毎に符号拡散する。
３３はIFFT（高速逆フーリエ変換）部であって、サブキャリアチャネル対応に乗算器３４0，３４1，……３４Nc-1を有し、符号拡散された送信シンボルを、サブキャリアチャネル毎にそれぞれの直交キャリアcos（2πf0t），cos（2πf1t），……，cos（2πfNc-1t）と乗算する。各乗算出力は、合成器３５において合成されて送信信号s（t）となる。
【００１４】
一方、受信側において、受信信号r(t）は、FFT（高速フーリエ変換部）３６に入力され、乗算器３７0，３７1，……，３７Nc-1に供給され、各直交キャリアcos（2πf0t），cos（2πf1t），……，cos（2πfNc-1t）と乗算されて、各サブキャリアチャネルの受信信号が出力される。この受信信号は、乗算器３８0，３８1，……，３８Nc-1において、拡散符号レプリカc0（t），c1（t），…，cNc-1（t）と乗算されて逆拡散され、低域通過フィルタ（LPF）３９0，３９1，……，３９Nc-1を通して不要周波数成分が除去され、判定器４０0，４０1，……，４０Nc-1において、１次変調BPSKに対応した２値化がなされる。
判定器４０0，４０1，……，４０Nc-1の出力は、並直列（Ｐ／Ｓ）変換器５において、送信データビット列と同じ受信データビット列が出力される。
【００１５】
上述したMC/DS-CDMAの個々のサブキャリアチャネルに注目すれば、従来のDS-CDMAと同様である。したがって、個々のサブキャリアチャネルについて、上述した従来のRake合成およびパス検出装置をそのまま使用することが可能である。
しかし、上述したように、従来のパス検出装置には問題があった。また、MC/DS-CDMAのマルチキャリアを有効に利用したパス検出装置が望まれていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、有効パスの検出精度が高いパス検出装置を提供することを目的とするものである。
また、マルチキャリアを有効に利用することにより、有効パスの検出精度が高いMC/DS-CDMAに適したパス検出装置を提供することを目的とするものである。
【００１７】
請求項１に記載の発明においては、受信された直接拡散信号の電力遅延プロファイルの受信レベル測定値に応じて、希望波信号を含む有効なパスを検出するパス検出装置であって、前記受信レベル測定値の累積確率を計算する累積確率計算手段と、計算された前記累積確率のうち、あらかじめ定められた前記希望波信号を含まない領域の第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）までの所定の累積確率をもつ第１から第Ｎまでの所定の前記受信レベルを検出し、該第１から第Ｎまでの所定の受信レベルに基づいて、前記希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するための閾値を設定する閾値設定手段と、前記受信レベル測定値が前記閾値を超えるタイミングのパスを、前記希望波信号を含む有効なパスとして検出するパス検出手段を有するものである。
したがって、希望波信号を含むパスの影響を受けない閾値を用いて有効パスを検出するので、希望波信号であるパスの受信レベルが変動しても、また、到来するマルチパス数が変化しても、有効パスの推定精度が悪くならないので、パス検出が適切に行われる。
また、熱雑音の累積確率分布に基づいた閾値を用いて有効パスを検出することになるので、熱雑音レベルの変動があっても、有効パスの推定精度が悪くならないので、パス検出が適切に行われる。
なお、符号分割多元接続通信システムにおける受信信号は、上述した直接拡散信号となるが、必ずしも符号分割多元接続システムに限られず、例えば、１対１通信システムにおける直接拡散受信信号であってもよい。
また、上述した閾値設定手段は、希望波信号を含まない領域での所定の累積確率値をもつ受信レベルに基づいて平均熱雑音電力レベルを推定し、この推定平均熱雑音電力レベルに所定値を乗算するなどの重み付けをすることにより、希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するための閾値を設定するようにしてもよい。
【００２１】
したがって、複数の所定の累積確率に基づいて閾値を設定しているので、計算された累積確率のばらつきなどの不確かさの影響が軽減されて適切な閾値を設定することができるので、有効パスの推定精度が向上する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明をMC/DS-CDMAに適用した場合について説明する。しかし、マルチキャリアを必ずしも用いる必要のない構成については、DS-CDMAにも適用可能である。
図１は、本発明をMC/DS-CDMA方式に適用した実施の一形態を示すブロック構成図である。送信側の構成は図７と同様であるので説明を省略する。各サブキャリアチャネルは、それぞれ、図５に示したフレームフォーマットで送信される。すなわち、パイロットシンボルは、各サブキャリアチャネルにおいて、同じタイミングで同数挿入されて送信されるとする。
【００２３】
図中、従来技術を説明するために用いた図４，図７と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。２0，２1，……，２Nc-1は、サブキャリアチャネル対応に設けられたマッチドフィルタ、３0，３1，……，３Nc-1はサブキャリアチャネル対応に設けられた位相補償およびRake合成器、４はパス検出器、６は電力測定器、８は閾値設定器、９0，……，９Nc-1はサブキャリアチャネル対応に設けられた同相加算器、１０0，……，１０Nc-1はサブキャリアチャネル対応に設けられた電力計算器、１１は平均化器、１２はデータ格納器、１３は累積確率計算器、１４は平均熱雑音電力検出器、１５は重み付け器である。
【００２４】
直交復調されて得られた受信I信号および受信Q信号は、FFT部１に入力されて、サブキャリアチャネル毎の受信I信号，受信Q信号に変換され、位相補償およびRake合成器３0，３1，……，３Nc-1に出力されるとともに、電力測定器６内の各同相加算器９0，……，９Nc-1に出力される。
位相補償およびRake合成器３0，３1，……，３Nc-1においては、選択されたパスの位相補償およびRake合成を行い、１次変調に対応したデータ判定（デマッピング）を行ってP/S変換器５に出力する。P/S変換器５は、各サブキャリアチャネルでデータ判定された受信データを並直列変換して、送信データ系列に対応した受信データ系列を出力する。
【００２５】
この実施形態の第１の特徴は、複数のサブキャリアチャネルの電力遅延プロファイルから全サブキャリアチャネルに共通の１つの電力遅延プロファイルを求めることにある。その結果、電力遅延プロファイルのサンプル数がサブキャリアチャネル数倍だけ多く取れるので、後述する累積確率計算の信頼性が高くなる。累積確率分布から閾値を決定しているので、閾値の精度が向上し、その結果受信品質が向上する。
また、電力遅延プロファイルのサンプル数が多く取れるので、図５に示したように、１フレームが複数スロットで構成されているとき、例えば、１フレームの最初のスロットのパイロットシンボルについてのみ電力遅延プロファイルを計算しても、累積確率計算をするのに十分な数のサンプルが得られるので、サンプル数の点だけからいえば、１フレーム中の後続するスロットにわたって電力遅延プロファイルを計算しなくてもよい。
【００２６】
電力測定器６においては、各サブキャリアチャネルについて、従来技術で説明したように、同相加算器９0，９1，……，９Nc-1において、１スロットを単位として、連続する複数個のパイロットシンボルを測定タイミング毎に連続する複数シンボルにわたって同相加算を行い、同相加算した後のI相成分，Q相成分の各出力を、各電力計算器１０0……，１０Nc-1において、I相成分を２乗しQ相成分を２乗し、両者を加算することにより、電力遅延プロファイルを計算する。
【００２７】
平均化器８において、全サブキャリアチャネルについて平均化することにより、全サブキャリアチャネルに共通の１つの電力遅延プロファイルとして、１スロットにつき、（拡散率）×（オーバサンプリング数）個のサンプル値を出力する。さらに、複数スロット（例えば、１フレーム）のパイロット信号の電力遅延プロファイルを用いて、時間方向の電力平均を行ってもよい。
上述した説明では、全てのサブキャリアチャネルの電力遅延プロファイルを用いたが、単に複数のサブキャリアチャネルの電力遅延プロファイルを用いるだけでも、１つのサブキャリアチャネルだけを用いた場合よりも、累積確率の値の信頼性が高くなる。
【００２８】
この実施形態の第２の特徴は、算出された電力遅延プロファイルから累積確率を計算し、ある累積確率となる受信レベルを求め、この受信レベルに基づいて平均熱雑音電力レベルPaveを推定する点にある。
電力測定器６から出力される電力遅延プロファイルは、閾値設定器８にも出力されて、各測定タイミングの受信レベルのサンプル値がデータ格納器１２に記憶される。
累積確率計算器１３は、所定の測定期間、例えば１スロット内のパイロット信号の１周期にわたって、各測定タイミングの受信レベルのサンプル値が格納されている。その中で、受信レベルの低いものから順番に、受信レベルの値が大きくなる毎に出現個数を累積計数して行く。
【００２９】
格納されるサンプルの総数は予め決まっている。例えば１スロット内のパイロット信号の１周期にわたって格納されるサンプルの総数は、拡散率（拡散符号のチップ数）×オーバーサンプリング数×マルチキャリア数である。
上述した累積計数した値をサンプルの総数で割れば、累積確率となる。したがって、上述した累積計数は、累積確率計算と実質的に同じである。以後、累積確率で説明するが、累積計数値そのものについて評価しても、累積確率の評価と実質的に同じである。
【００３０】
図２は、受信電力レベルの累積確率分布を示す第１のグラフである。
図中、横軸は受信レベルであって、例えば、平均熱雑音電力レベルなどを0［dB］にとった相対受信レベル［dB］で表す。縦軸は、累積確率分布［％、ただし、対数スケールの％］である。
熱雑音分布は理論的にわかっており、例えば、レイリー分布となる。有効パスの信号を含んだサンプルが存在しないと仮定すれば、図中、一点鎖線より左側の領域の実線と右側の領域の破線とで示すような累積確率分布を示す。この場合、熱雑音確率分布の平均値レベルである平均熱雑音電力レベルPaveを与える累積確率は63％となる。シミュレーションあるいは実測値に基づいて累積確率分布のテーブルを設定してもよい。
【００３１】
しかし、実際は有効パスの信号成分を含んだサンプルが受信レベルの高い側の領域に存在する。したがって、ある程度受信レベルが大きくなると、累積確率の上昇が緩やかになる（図中一点鎖線より右側の領域の実線）。
拡散符号のチップ数を１０００程度とし、マルチパスの数が４程度であるとすると、希望波信号を含んだ有効パスのサンプル数よりも、熱雑音信号のみのサンプル数が十分多いことになる。
したがって、図１に示した累積確率計算器１３が累積確率値63％を計数したとき、平均熱雑音電力検出器１４は、そのときの受信レベルを検出して平均熱雑音電力レベルPaveとみなす。この平均熱雑音電力レベルPaveには、有効なパスの信号成分が含まれていないので、正確に平均熱雑音電力レベルPaveを算出することができる。
また、後述するように、これに重み付けを行った値を閾値とすれば、熱雑音電力のみのサンプルをRake合成しないようにし、有効なパスのサンプルだけをRake合成することが可能となる。
【００３２】
重み付け器１５は、平均熱雑音電力レベルPaveに、予め設定した重み係数ΔPを乗算（リニアスケールの場合に乗算し、デシベル換算では10log10（ΔP）を加算する）したものをパス選択のための閾値としてパス選択器７に出力する。この閾値は、希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するためのものである。
したがって、パス選択器７は、平均熱雑音電力レベルPaveにΔPを乗算した値よりも大きな電力であるパスを有効パスとして選択する。
すなわち、１拡散符号周期内において、電力測定器６から出力される受信レベルが閾値を超えたときの測定タイミングにおいてのみ、各サブキャリアチャネルに対応したマッチドフィルタ２0，２1，……，２Nc-1から出力される受信I信号およびQ信号（パイロットシンボルおよびデータシンボル）を、位相補償およびRake合成器３0，３1，……，３Nc-1に出力してRake合成させる。
正確に算出された平均熱雑音電力レベルPaveを用いるので、有効パスの推定精度が向上し、Rake合成による受信品質が向上する。
【００３３】
上述した所定値ΔPの値は、実験的に決めてもよいし、累積分布の標準偏差などを利用して理論的に決定してもよい。
また、所定の累積確率の値に対応する受信レベル自体が直接的に閾値となるようにすることも可能である。
しかし、閾値となる受信レベルを、例えば、累積確率が90％程度のところになるように設定すると、この領域では希望波を含む有効なパスが含まれている可能性がある。したがって、このような閾値の受信レベルに対応した累積確率の値を直接的に検出すると、有効なパスの影響を受ける不適切な閾値を与える場合がある。
したがって、一旦、希望波の信号が含まれていないことが確からしい受信レベルに対応した累積確率を検出して、そのときの受信レベルに所定値を乗算（リニア計算）するなどして重み付けすることにより、閾値を設定した方が、正確な閾値を得ることができる。
【００３４】
上述した説明では、累積確率計算によって平均熱雑音電力レベルPaveを求め、予め設定した重み計数ΔPを乗算することにより最終的にパス選択のための閾値を決定した。
マルチパス数が十分少ない場合、平均熱雑音電力レベルPaveを、累積確率値63％を計算することにより求めることができる。しかし、累積確率値63％に相当するレベルの信号に希望波成分が含まれる場合がないとは限らない。そこで、平均熱雑音電力レベルPave以外の「ある受信レベル」（PaveよりもΔ1dB低いレベル）を予め設定しておき、対応する累積確率の値（CDF1％）を検出してもよい。
すなわち、累積確率計算器１３が、累積確率の値（CDF1％）を算出したとき、平均熱雑音電力検出器１４は、このときの受信レベルの測定値に、平均熱雑音電力レベルPaveとの差に相当する所定値（Δ1dB）を加算することにより、平均熱雑音電力レベルPaveを出力する。
重み付け器１５は、これにΔPを乗算する（リニア計算）ことにより、先に説明した閾値と同じ閾値を出力する。
【００３５】
上述した説明では、平均熱雑音電力レベルPaveを求めてから閾値を設定しているが、希望波信号を含まない領域での所定の累積確率値をもつ「ある受信レベル」を検出し、この所定の「ある受信レベル」に重み付けを行うことによって、直ちに、希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するための閾値を設定してもよい。
例えば、累積確率が所定値（CDF1％）になるときの、「ある受信レベル」（PaveよりもΔ1dB低いレベル）にΔ1＋10log（ΔP）を加算する（対数計算）ことによって、直ちに、希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するための閾値を設定する。
【００３６】
「ある受信レベル」としては、例えば、平均熱雑音電力レベルPaveよりも2dB低いレベル（累積確率は約50％）にしたり、Paveよりも10dB低いレベル（累積確率は約10％）にしたり、Paveよりも20dB低いレベル（累積確率は約1％）にしたりできる。しかし、余りにも受信レベルを下げすぎても、受信レベルが存在しなかったり、レベルが小さいものから順に計算する場合、サンプル数が不足して統計的な信頼性が得られなかったりする点に留意する必要がある。
上述した累積確率分布は、電力計算に使用するサブキャリア数が増減した場合は、サンプルの総数が増減するだけであるので、分布曲線は変化しない。一方、パイロットシンボルの同相加算数Npを増減すると、加算したことにより、受信レベルは10log（Np）［dB］大きくなり、分布曲線の形状は変化しないが右方向にシフトする。
【００３７】
図３は、受信電力レベルの累積確率分布を示す第２のグラフである。この図を参照して、平均熱雑音電力レベルPaveを求める他の方法を説明する。
図２と同様に、横軸は受信レベル［dB］、縦軸は累積確率［対数スケールの％］である。
図１に示した平均熱雑音電力検出器１４は、累積確率計算器１３が出力する複数の累積確率値を検出し、それぞれに対応した「ある受信レベル」の値から、平均熱雑音電力レベルPaveを推定する。
図３に示すように、累積確率値としてCDF1，CDF2，……，CDFN（Nは２以上の整数）を予め設定し、それぞれに対応する受信レベルは、Paveか、あるいはそれよりも、それぞれΔ1，Δ2，……，ΔN小さい値であるとする。
【００３８】
このように、累積確率分布が、なるべく、63％以下、あるいは、63％未満の小さな点を複数点選択しておき、それぞれの累積確率に対応する受信レベルに基づいて、平均熱雑音電力レベルPave、あるいは閾値を推定するようにすれば、１点だけでは推定が不確かであった累積確率が、より確実に、平均熱雑音電力レベルPave、ひいては、閾値を高精度に設定できる。拡散符号のチップ数が少ない場合には有効である。
具体的な推定方法として種々の形態が考えられるが、ここでは一例を説明するに止める。選択点数は４点とする。
【００３９】
累積確率CDF1における受信レベルがP1であったとすると、これから推定される平均熱雑音電力レベルPave1の値は、次式の通りとなる。
Pave1＝P1＋Δ1
他の累積確率CDF2〜CDF4についても同様に、次式の通りとなる。
Pave2＝P2＋Δ2
Pave3＝P3＋Δ3
Pave4＝P4＋Δ4
上述したPave1〜Pave4は、理論的には等しくなるはずであるが、測定値のばらつきにより必ずしも一致しない。そこで、これらを仮の平均熱雑音電力レベルとみなして、次のような平均熱雑音電力レベルPaveの推定計算を行う。
Pave1〜Pave4の中から任意の複数個（2個）を次々に選んで、誤差が所定値、例えば、１％以内であれば、その２つは信頼できる推定値であるとみて、その２つの平均値を平均熱雑音電力レベルPaveと推定する。
また、Pave1〜Pave4中の任意の２個の誤差が最小である２つの平均値を平均熱雑音電力レベルPaveと推定してもよい。
【００４０】
この平均熱雑音電力レベルPaveを求める方法においても、平均熱雑音電力レベルPaveを求めることなく、希望波信号を含まない領域での複数の所定の累積確率値をもつ複数の「ある受信レベル」を検出し、この複数の所定の「ある受信レベル」にそれぞれの重み付けを行うことによって、直ちに、希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するための閾値を設定してもよい。
例えば、累積確率CDF1〜CDF4に対応する複数のある受信レベルP1〜P4に基づいて、複数の仮の閾値P1＋（Δ1＋10log（ΔP）），P2＋（Δ2＋10log（ΔP）），P3＋（Δ3＋10log（ΔP）），P4＋（Δ4＋10log（ΔP））（いずれも、対数計算）を求め、それらの中から、任意の複数個を次々に選んで、誤差が所定値、例えば、1％以内であれば、その２つは信頼できる推定値であるとみて、その２つの平均値を、希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するための閾値とする。
また、それらの中から、任意の２個の誤差が最小である２つの平均値を希望波信号が含まれる領域と含まれない領域とを判別するための閾値としてもよい。
【００４１】
なお、上述した説明では、有効パスのデータを逆拡散するための相関器と、パス検出用の電力測定を行うための相関器を共通のマッチドフィルタで実現していた。しかし、有効パスのデータを逆拡散するための相関器と、パス検出用の電力測定を行うための相関器とを別に設けてもよい。また、逆拡散をするための相関器としてマッチドフィルタを用いたが、これに代えて、スライディング相関器を用いてもよい。ただし、スライディング相関器は、１つのパスの相関値を出力するのに拡散符号の１周期を要する。特に、パス選択に用いる相関器として使用する場合、時分割処理、あるいは、複数のスライディング相関器の並列動作等によって複数のパス検出を行う必要がある。
【００４２】
上述した説明では、MC/DS-CDMA方式を前提とし、全てのサブキャリアチャネルの電力遅延プロファイルを１つの電力遅延プロファイルとみなし、そこから累積確率分布を求めて閾値を決定し、全てのサブキャリアチャネルの電力遅延プロファイルの平均値と比較することにより、パス選択をしている。
しかし、全てのサブキャリアチャネルでなくても、１または複数の電力遅延プロファイルを１つの電力遅延プロファイルとみなし、そこから累積確率分布を求めて累積確率分布を求めて閾値を決定したり、およびまたは、１または複数のサブキャリアチャネルの、電力遅延プロファイルの平均値と閾値とを比較したりしてもよい。
その場合、検出された有効パスは、上述した少なくとも１つのサブキャリアチャネルに限るものとしてもよいが、マルチパスは、全てのサブキャリアチャネルについて同一になることから、検出された有効パスは、全てのサブキャリアチャネルに共通のものとすることができる。
【００４３】
また、DS-CDMA方式用のパス検出装置においても、１チャネルの電力遅延プロファイルしか得られないものの、上述した累積確率によるパス検出をすることにより、希望波信号を含んだ有効パスの受信信号を、熱雑音のみの受信信号から閾値で切り分けることにより、品質の良いRake合成を行うことできる。
サンプル数が十分取れずに累積確率分布のばらつきが見られる場合には、複数スロットあるいは複数フレームにわたってパイロットシンボルの遅延プロファイルを測定して格納してもよい。
【００４４】
【発明の効果】
上述した説明から明らかなように、本発明によれば、有効パスの選択をするための閾値を正確に設定することができ、有効パスの検出精度が向上するという効果がある。
また、本発明によれば、MC/CDMA方式に適用した場合、マルチキャリアを有効に利用することができ、有効パスの検出精度が向上するという効果がある。
これらの結果、Rake合成の受信品質が向上することになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明をMC/DS-CDMA方式に適用した実施の一形態を示すブロック構成図である。
【図２】受信電力レベルの累積確率分布を示す第１のグラフである。
【図３】受信電力レベルの累積確率分布を示す第２のグラフである。
【図４】従来のパス検出装置を模式的に示すブロック構成図である。
【図５】送信信号のフレームフォーマットの構成図である。
【図６】従来の第１のパス検出方法を説明するための電力遅延プロファイルの模式的説明図である。
【図７】  MC/DS-CDMAの送信機および受信機の概要を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１…FFT部、２0〜２Nc-1…マッチドフィルタ、３0〜３Nc-1…位相補償およびRake合成器、４…パス検出器、５…P/S変換器、６…電力測定器、７…パス選択器、８…閾値設定器、９0〜９Nc-1…同相加算器、１０0〜１０Nc-1…電力計算器、１１…平均化器、１２…データ格納器、１３…累積確率計算器、１４…平均熱雑音電力検出器、１５…重み付け器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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