(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
帯域幅効率が極めて高い通信方法であって、
第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第一着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンからなる第二着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第三遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる第三着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
前記第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第四遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第二離散周波数トーンからなる第四着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる前記第一発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第二遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第四離散周波数トーンからなる前記第二発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第三遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる前記第三発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第四遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第四離散周波数トーンからなる前記第四発信ワイヤレス信号を基地局で伝送する、
諸ステップを含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項２】
請求の範囲１に記載の帯域幅効率が極めて高い通信方法において、前記第一および第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔がＴＤＭＡフレーム間隔の一部であり、前記方法が、前記第一遠隔局から前記基地局への通信能力を増大させるものであり、
前記ＴＤＭＡフレーム間隔で付加的な時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる第五着信ワイヤレス信号を基地局で受信するステップを更に含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項３】
請求の範囲１に記載の帯域効率性が極めて高い通信方法において、前記第三および第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔がＴＤＭＡフレーム間隔の一部であり、前記方法が前記基地局から前記第一遠隔局への通信能力を増大させるものであり、
付加的な時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる第五発信ワイヤレス信号を基地局で伝送するステップを更に含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項４】
帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一地理的位置にある第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第一着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二地理的位置にある第二遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる第二着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
空間デスプレッドウェイトを用いて、基地局で受信された第一および第二着信信号を空間デスプレッドし、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第三遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンからなる第三着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
前記第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第四遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第二離散周波数トーンからなる第四着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
空間スプレッドウェイトを用いて、基地局で第一および第二発信ワイヤレス信号を空間スプレッドし、
第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一地理的位置にある前記第一遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる第一発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第二地理的位置にある前記第二遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる前記第二発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第三遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる前記第三発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第四遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第四離散周波数トーンからなる前記第四発信ワイヤレス信号を基地局で伝送する、
諸ステップを含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項５】
請求の範囲４に記載の帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
一つのＴＤＭＡ間隔でバイナリーソースからＮビットデータのバイナリーシーケンスを基地局に送信し、
前記バイナリーシーケンスを、ビットのシンボルに変換し、
前記シンボルを複数のＰ要素のベクトルへ変換し、
リンク制御チャンネル（ＬＣＣ）から一つのシンボルを加えて、複数のＰ＋１要素のベクトルを生成し、
得られたベクトルをトレリス符号化し、符号化した複数のＰ＋１要素（各要素は、（Ｐ＋１）ＱＡＭコンステレーション信号セット内の信号）のベクトルを出力し、
基地のパイロットシンボルを加えて、複数のＰ＋２要素の出力ベクトルを生成し、
複数のＱ個のアンテナの一つに従って出力ベクトルをスプレッドウェイトで重み付けし、該出力ベクトルをアンテナから伝送し、
前記アンテナ各々に向けられた出力ベクトルの要素を逆ＤＦＴ周波数ビンに配置し、ここで時間ドメインシンボルに変換し、
時間ドメインシンボルを離散周波数出力トーンにマッピングし、
基地局から前記離散周波数出力トーンを伝送する、
諸ステップを更に含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項６】
請求の範囲５に記載の帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記空間スプレッドステップを、引き続くＴＤＭＡ間隔でＮビットデータの次のバイナリーシーケンスに対して繰り返すステップを更に含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項７】
請求の範囲４に記載の帯域効率性が極めて高い通信方法において、前記空間デスプレッドステップが、
前記複数のアンテナ全て上で基地局で信号を受信し、
前記信号をデジタル的に標本化し、これらを周波数ドメインへ変換し、
前記変換された信号をデスプレッドして、これらをデスプレッドウェイトを用いて空間的にデスプレッドし、
前記デスプレッドされた信号をアンテナから加えて、得られたＰ＋２要素のベクトルを生成し、
前記ベクトルの各要素を位相補正係数で乗じ、ベクトルからパイロットシンボルをはぎ取り、残りのベクトルを生成し、
上記残りのベクトルをトレリス復号化し、Ｐ個のシンボルのトラヒックデータと、１個のシンボルのＬＣＣデータを生成する、
諸ステップを更に含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項８】
請求の範囲７に記載の帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記空間スプレッドステップを引き続くＴＤＭＡ間隔で繰り返すステップを更に含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項９】
帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第一偏波方向に偏波している第一着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる第二偏波方向に偏波している第二着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
前記第一および第二偏波方向を検出することによって、基地局で受信した第一および第二着信信号を区別し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第三遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンからなる第三着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
前記第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第四遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第二離散周波数トーンからなる第四着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
第一および第二発信ワイヤレス信号を、基地局で、これらをそれぞれ前記第一および第二偏波方向へ偏波することによって、形成し、
第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一地理的位置にある前記第一遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる前記第一偏波方向に偏波している前記第一発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第二地理的位置にある前記第二遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる前記第二偏波方向に偏波している前記第二発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第三遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている前記複数の前記第三離散周波数トーンからなる第三発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第四遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている前記複数の前記第四離散周波数トーンからなる第四発信ワイヤレス信号を基地局で伝送する、
諸ステップを含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項１０】
請求の範囲９に記載の帯域幅効率が極めて高い通信方法において、前記第一遠隔局が第一地理的位置にあり、前記第二遠隔局が第二地理的位置にあり、前記方法が、
空間デスプレッドウェイトを用いて、基地局で受信した第一および第二着信信号を空間デスプレッドし、
空間スプレッドウェイトを用いて、基地局で第一および第二発信ワイヤレス信号を空間スプレッドする、
諸ステップを更に含むことを特徴とする帯域幅効率が極めて高い通信方法。
【請求項１１】
耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる信号であって、第一データを備える第一着信ワイヤレス信号であって、第一ダイバーシチ受信パスを有する前記第一信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる、前記第一データを備える第二着信ワイヤレス信号であって、前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関の第二ダイバーシチ受信パスを有する前記第二信号を基地局で受信し、
前記第一着信ワイヤレス信号に対して前記第一ダイバーシチ受信パスを基地局で選択して、あるいは前記第二着信ワイヤレス信号に対して前記第二ダイバーシチ受信パスを選択して、前記第一データを受信し、
第一ダイバーシチ伝送パスに伝送するために第一発信ワイヤレス信号を基地局で生成して、そして第二ダイバーシチ伝送パスに伝送するために第二発信ワイヤレス信号を生成し、前記第一ダイバーシチ伝送パスは前記第二ダイバーシチ伝送パスとは高度に無相関とし、
第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一ダイバーシチ伝送パス上で前記第一遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる前記第一発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第二ダイバーシチ伝送パス上で前記第一遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる前記第二発信ワイヤレス信号を基地局で伝送する、
諸ステップを含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１２】
請求の範囲１１に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記選択ステップが、最大比結合であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１３】
請求の範囲１１に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記選択ステップが、等ゲイン結合であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１４】
請求の範囲１１に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一空間特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二空間特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であり、
前記第一ダイバーシチ伝送パスが第三空間特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが第四空間特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが前記第一ダイバーシチ伝送パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１５】
請求の範囲１１に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一偏波特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二偏波特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であり、
前記第一ダイバーシチ伝送パスが第三偏波特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが第四偏波特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが前記第一ダイバーシチ伝送パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１６】
請求の範囲１１に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一時特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二時特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であり、
前記第一ダイバーシチ伝送パスが第三時特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが第四時特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが前記第一ダイバーシチ伝送パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１７】
請求の範囲１１に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一周波数特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二周波数特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であり、
前記第一ダイバーシチ伝送パスが第三周波数特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが第四周波数特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが前記第一ダイバーシチ伝送パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１８】
請求の範囲１１に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一周波数ホッピング特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二周波数ホッピング特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であり、
前記第一ダイバーシチ伝送パスが第三周波数ホッピング特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが第四周波数ホッピング特性を備え、前記第二ダイバーシチ伝送パスが前記第一ダイバーシチ伝送パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１９】
請求の範囲１１に記載の耐フェード性が改良され、帯域効率性が極めて高い通信方法において、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンからなる信号であって、第二データを備える第三着信ワイヤレス信号であって、第三ダイバーシチ受信パスを有する前記第三信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第二遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第二離散周波数トーンからなる、前記第二データを備える第四着信ワイヤレス信号であって、前記第三ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関の第四ダイバーシチ受信パスを有する前記第四信号を基地局で受信し、
前記第三着信ワイヤレス信号に対して前記第三ダイバーシチ受信パスを基地局で選択して、あるいは前記第四着信ワイヤレス信号に対して前記第四ダイバーシチ受信パスを選択して、前記第二データを受信する、
諸ステップを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２０】
請求の範囲１９に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第三遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる第五着信ワイヤレス信号を基地局で受信し、
前記第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第四遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第二離散周波数トーンからなる第六着信ワイヤレス信号を基地局で受信する、
諸ステップを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２１】
請求の範囲２０に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第三ダイバーシチ伝送パスに伝送するために第三発信ワイヤレス信号を基地局で生成して、そして第四ダイバーシチ伝送パスに伝送するために第四発信ワイヤレス信号を生成し、前記第三ダイバーシチ伝送パスは前記第四ダイバーシチ伝送パスとは高度に無相関であり、
前記第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第三ダイバーシチ伝送パス上で前記第二遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第四離散周波数トーンからなる前記第三発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第四ダイバーシチ伝送パス上で前記第二遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第四離散周波数トーンからなる前記第四発信ワイヤレス信号を基地局で伝送する、
諸ステップを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２２】
請求の範囲２１に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第三遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる第五発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第四遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第四離散周波数トーンからなる第六発信ワイヤレス信号を基地局で伝送する、
諸ステップを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２３】
耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる信号であって、第一データを備える第一着信ワイヤレス信号であって、第一ダイバーシチ受信パスを有する前記第一信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる、前記第一データを備える第二着信ワイヤレス信号であって、前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関の第二ダイバーシチ受信パスを有する前記第二信号を基地局で受信し、
前記第一着信ワイヤレス信号に対して前記第一ダイバーシチ受信パスを基地局で選択して、あるいは前記第二着信ワイヤレス信号に対して前記第二ダイバーシチ受信パスを選択して、前記第一データを受信し、
第一発信ワイヤレス信号を基地局で生成して、そして第二発信ワイヤレス信号を生成し、
第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる前記第一発信ワイヤレス信号を基地局で伝送し、
前記第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる前記第二発信ワイヤレス信号を基地局で伝送する、
諸ステップを含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２４】
請求の範囲２３に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、前記選択ステップが、最大比結合であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２５】
請求の範囲２３に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、前記選択ステップが、等ゲイン結合であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２６】
請求の範囲２３に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一空間特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二空間特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２７】
請求の範囲２３に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一偏波特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二偏波特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２８】
請求の範囲２３に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一時特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二時特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項２９】
請求の範囲２３に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一周波数特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二周波数特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３０】
請求の範囲２３に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一周波数ホッピング特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二周波数ホッピング特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３１】
請求の範囲２３に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンからなる信号であって、第二データを備える第三着信ワイヤレス信号であって、第三ダイバーシチ受信パスを有する前記第三信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第二遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第二離散周波数トーンからなる、前記第二データを備える第四着信ワイヤレス信号であって、前記第三ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関の第四ダイバーシチ受信パスを有する前記第四信号を基地局で受信し、
前記第三着信ワイヤレス信号に対して前記第三ダイバーシチ受信パスを基地局で選択して、あるいは前記第四着信ワイヤレス信号に対して前記第四ダイバーシチ受信パスを選択して、前記第二データを受信する、
諸ステップを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３２】
耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で基地局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる信号であって、第一データを備える第一着信ワイヤレス信号であって、第一ダイバーシチ受信パスを有する前記第一信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で基地局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる、前記第一データを備える第二着信ワイヤレス信号であって、前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関の第二ダイバーシチ受信パスを有する前記第二信号を基地局で受信し、
前記第一着信ワイヤレス信号に対して前記第一ダイバーシチ受信パスを遠隔局で選択して、あるいは前記第二着信ワイヤレス信号に対して前記第二ダイバーシチ受信パスを選択して、前記第一データを受信し、
第一発信ワイヤレス信号を遠隔局で生成して、そして第二発信ワイヤレス信号を生成し、
第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記基地局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる前記第一発信ワイヤレス信号を遠隔局で伝送し、
前記第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記基地局へ前記第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第三離散周波数トーンからなる前記第二発信ワイヤレス信号を遠隔局で伝送する、
諸ステップを含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３３】
請求の範囲３２に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、前記選択ステップが、最大比結合であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３４】
請求の範囲３２に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、前記選択ステップが、等ゲイン結合であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３５】
請求の範囲３２に記載の、耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一空間特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二空間特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３６】
請求の範囲３２に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一偏波特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二偏波特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３７】
請求の範囲３２に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一時特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二時特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３８】
請求の範囲３２に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一周波数特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二周波数特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項３９】
請求の範囲３２に記載の耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
前記第一ダイバーシチ受信パスが第一周波数ホッピング特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが第二周波数ホッピング特性を備え、前記第二ダイバーシチ受信パスが前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関であることを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項４０】
請求の範囲３２に記載の耐フェード性が改良され、帯域効率性が極めて高い通信方法において、前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔がＴＤＭＡフレーム間隔の一部であり、前記方法が前記基地局から前記遠隔局への通信能力を増大させるものであり、
前記ＴＤＭＡフレーム間隔で付加的な時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記基地局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる付加的な着信ワイヤレス信号を遠隔局で受信する、
ステップを更に含むことを特徴とする通信方法。
【請求項４１】
耐フェード性が改良され、帯域幅効率が極めて高い通信方法において、
第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔であって、ＴＤＭＡフレーム間隔の一部である第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる信号であって、第一データを備える第一着信ワイヤレス信号であって、第一ダイバーシチ受信パスを有する前記第一信号を基地局で受信し、
前記第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる、前記第一データを備える第二着信ワイヤレス信号であって、前記第一ダイバーシチ受信パスとは高度に無相関の第二ダイバーシチ受信パスを有する前記第二信号を基地局で受信し、
前記第一着信ワイヤレス信号に対して前記第一ダイバーシチ受信パスを基地局で選択して、あるいは前記第二着信ワイヤレス信号に対して前記第二ダイバーシチ受信パスを選択して、前記第一データを受信し、
前記第一遠隔局から前記基地局への通信能力を、選択的に増大させ、前記ＴＤＭＡフレーム間隔で付加的な時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で前記第一遠隔局から前記第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の前記第一離散周波数トーンからなる付加的な着信ワイヤレス信号を基地局で受信する、
ステップを更に含むことを特徴とする通信方法。
【発明の詳細な説明】
関連出願についての説明
本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社（ＡＴ＆Ｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ，  Ｉｎｃ．）から同日即時特許出願として出願されたギボンズ（Ｇｉｂｂｏｎｓ）らの名称「小電力操作モードを有する遠隔ワイヤレス装置（ＲＥＭＯＴＥ  ＷＩＲＥＬＥＳＳ  ＵＮＩＴ  ＨＡＶＩＮＧ  ＲＥＤＵＣＥＤ  ＰＯＷＥＲ  ＯＰＥＲＡＴＩＮＧ  ＭＯＤＥ）」の同時係属米国特許出願第 号に関連し、この特許を参考文献として引用する。
本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社（ＡＴ＆Ｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ，  Ｉｎｃ．）から同日即時特許出願として出願されたグレッグ  ヴェンチミラ（Ｇｒｅｇ  Ｖｅｉｎｔｉｍｉｌｌａ）の名称「遠隔局と基地局との同期ロックを示す方法（ＭＥＴＨＯＤ  ＴＯ  ＩＮＤＩＣＡＴＥ  ＳＹＮＣＨＲＯＮＩＺＡＴＩＯＮ  ＬＯＣＫ  ＯＦ  Ａ  ＲＥＭＯＴＥ  ＳＴＡＴＩＯＮ  ＷＩＴＨ  Ａ  ＢＡＳＥ  ＳＴＡＴＩＯＮ）」の同時係属米国特許出願第 号に関連し、この特許を参考文献として引用する。
本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社（ＡＴ＆Ｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ，  Ｉｎｃ．）から同日即時特許出願として出願されたエリオット  フール（Ｅｌｌｉｏｔｔ  Ｈｏｏｌｅ）の名称「遅延補正（ＤＥＬＡＹ  ＣＯＭＰＥＮＳＡＴ１０Ｎ）」の同時係属米国特許出願第 号に関連し、この特許を参考文献として引用する。
発明の背景
発明の分野
本発明は、ワイヤレス周波数分割二重通信システムにおける通信システムおよび方法の改良に関する。
関連技術の説明
ワイヤレス通信システム、例えば、セルラおよびパーソナル通信システムは、限られたスペクトル帯域幅を用いて操作される。大人口のユーザに良好なサービスを提供するには、乏しい帯域幅資源を極めて効率的に用いなければならない。高いユーザ要求と乏しい帯域幅資源という二律背反を処理する通信システムの例に挙げられるのは、例えば、セルラおよびパーソナル通信システム通信といったワイヤレス通信システムである。
帯域幅効率、つまり、所与のスペクトルバンド幅内で伝送できる情報量を増加するために、多岐にわたる技法がこのようなシステムに対して提案されてきている。これらの技法の多くは、多数のユーザに対して同じ通信資源を何度も用いながらも、各ユーザのメッセージの認識性は保持しようとするものである。これらの技法は一般に多重アクセスプロトコルと称されている。これら多重アクセスプロトコルとしては、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）、空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）が挙げられる。これら多重アクセスプロトコルの技術的基盤については、１９９６年プレンティスホール社（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ）刊行のラッパポート（Ｒａｐｐａｐｏｒｔ）の著書「ワイヤレス通信の原理と実際（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ａｎｄ  Ｐｒａｃｔｉｃｅ）」に議論されている。
時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）プロトコルは、多岐にわたるユーザからの情報を時分割多重化によって、与えられた一本の周波数バンド幅で多数のユーザからの情報を送信する。この多重化法では、特定の時間間隔（タイムスロット）が特定のユーザに割り当てられる。特定の情報が伝送されるタイムスロットを知ることによって、通信チャンネルの受信端で各ユーザのメッセージを分離し、再構成することが可能となる。
コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）プロトコルは、ユニークなコードを用いて、各ユーザデータ信号を他のユーザ信号データから区別する。特定の情報の伝送に付加されたユニークなコードを知ることによって、通信チャンネルの受信端で各ユーザのメッセージを分離し、再構成することが可能となる。ＣＤＭＡプロトコルには、変調方式によって分類される四タイプがある。直接シーケンス（または疑似ノイズ）、周波数ホッピング、時間ホッピング、それから混成システムである。ＣＤＭＡプロトコルの技術的基盤については、１９９６年アーテックハウス社（Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ）刊行のプラサド（Ｐｒａｓａｄ）の著書「ワイヤレスパーソナル通信のＣＤＭＡ（ＣＤＭＡｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」に議論されている。
直接シーケンスＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）プロトコルは、データ信号よりも高い帯域幅のコード信号でデータ信号を変調することによって、周波数スペクトルの広域部分にユーザデータ信号を拡散する。コード信号の周波数は、データ信号の周波数より遥かに大きくなるように選択される。データ信号が、コード信号で直接的に変調され、その結果得られたコード化データ信号が、広い周波数範囲を連続的にカバーする単一の広帯域搬送波を変調する。ＤＳ−ＣＤＭＡで変調された搬送波信号を伝送後、受信機は、ローカル発生バージョンのユーザ自身のユニーク信号を用いて、受信された信号を復調し、再構成された信号を得る。受信機は、このように、他のたくさんのユーザのデータ信号を含んだ変調搬送波からユーザ自身のデータ信号を抽出することができる。
周波数ホッピング拡散スペクトル（ＦＨＳＳ）プロトコルは、ユニークコードを用いて、ユーザのデータ信号の順次バーストに対する狭帯域搬送波周波数の値を変化させる。搬送波周波数の値は、上記ユニークコードに従って広範囲の周波数スペクトラム上を時間的に変化する。スペクトラム拡散多重アクセス（ＳＳＭＡ）方式という術語も、比較的広範囲の周波数域を用いこの上に比較的狭帯域幅のデータ信号を分散するＤＳ−ＣＤＭＡやＦＨＳＳのようなＣＤＭＡプロトコルに用いられている。
時間ホッピングＣＤＭＡ（ＴＨ−ＣＤＭＡ）プロトコルは、単一の狭帯域幅の搬送波周波数を用いて、ユーザのユニークコードで決められた間隔でユーザーデータのバーストを送信する。混成ＣＤＭＡ方式には、二つ以上のＣＤＭＡプロトコル、例えば、直接シーケンス／周波数ホッピング（ＤＳ／ＦＨ）、直接シーケンス／時間ホッピング（ＤＳ／ＴＨ）、周波数ホッピング／時間ホッピング（ＦＨ／ＴＨ）、直接シーケンス／周波数ホッピング／時間ホッピング（ＤＳ／ＦＨ／ＴＨ）を組み合わせたものを用いるＣＤＭＡシステム全てが含まれる。
空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）伝送プロトコルは、放射パターンが互いに空間的に重ならない方向性のあるエネルギービームを形成し、異なる箇所のユーザと通信する。適応アンテナアレイを、位相をずらしたパターンで駆動して、選択された受信機の方向へエネルギーを同時に指向させることができる。このような伝送技法を用いることによって、他の多重化方式も別々に指向するビーム各々に再使用できる。例えば、ＣＤＭＡに用いられた特定のコードを二本の異なるビームに伝送することができる。従って、該ビームが互いに重なり合わなければ、同じビームを受信しない限り、異なるユーザーに同じコードを割り当てることができる。
周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）プロトコルは、特定のユーザに特定の周波数スロットを与えることによって、すなわち、異なるユーザに関連した情報を周波数分割多重化することによって、一本の周波数帯域で多数のユーザにサービスを提供する。特定の情報が存在する周波数スロットを知ることによって、通信チャンネルの受信端で各ユーザの情報を再構成することが可能となる。
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）法は、例えば、パルス信号がＦＤＭＡフォーマットで伝送される時に直面する問題に対処する。通信科学に周知の原理に従えば、継続時間が限られたこのような信号は、周波数空間において信号の帯域幅を本質的に拡大する。従って、周波数チャンネルを異なるようにしても、相当程度重なり合ってしまい、ユーザを認識するパラメータとして周波数を用いるという、ＦＤＭＡによって立つ原理を成り立たなくしてしまう危険性がある。しかし、ＯＦＤＭの原理を用いれば、信号の継続時間が限定されることにより周波数チャンネルが重なりあってしまうという事実にかかわらず、特定の周波数で伝送されるパルス情報を分離することができる。ＯＦＤＭ法では、データ送信速度と搬送波周波数との間の特定の関係が必要である。具体的には、全信号周波数帯域をＮ個の周波数サブチャンネルに分割する。その際、各サブチャンネルは同じデータ送信速度１／Ｔを有するようにする。次に、これらのデータストリームを、周波数が１／Ｔだけ離れている多数の搬送波に多重化する。これらの制約下で信号を多重化すると、１／Ｔの倍数のところでゼロとなる周波数応答を有する各搬送波が得られる。従って、データ送信速度に関連する広帯域化故にチャンネルが互いに重なり合う事実があるにかかわらず、多くの搬送波チャンネル間には干渉が存在しなくなる。ＯＦＤＭについては、例えば、チャン（Ｃｈａｎｇ）が雑誌（Ｂｅｌｌ  Ｓｙｓ．  Ｔｅｃｈ．  Ｊｏｕｒ．，  Ｖｏｌ．  ４５，  ｐｐ．  １７７５  −  １７９６，  Ｄｅｃ．  １９９６）や米国特許第４，４８８，４４５号に開示している。
パラレルデータ伝送は、ＦＤＭＡ関連の技法である。これは、また、マルチトーン伝送（ＭＴ）、離散マルチトーン伝送（ＤＭＴ）、あるいはマルチ搬送波伝送（ＭＣＴ）とも称される。パラレルデータ伝送は、単純なＦＤＭＡに較べて顕著な計算上の利点がある。この技法では、各ユーザの情報が分割され、標準のＦＤＭＡのように単一の周波数上でなく、異なる周波数、つまり「トーン」上に伝送される。この技法の一例では、ＮＦビット／秒のインプットデータは、Ｆビット／秒のデータ伝送速度のＮビットのグループにグループ化される。次に、Ｎ個の搬送波、つまり「トーン」を用いてこれらのビットを伝送する。各伝送波は秒当たりＦビットを伝送する。搬送波は、ＯＦＤＭの原理を用いて間隔を開けることが可能である。
搬送波の位相および振幅を双方共に変えて、マルチトーン伝送における信号を示すことができる。従って、マルチトーン伝送はＭ値のデジタル変調スキームで行うことができる。Ｍ値変調スキームでは、２ビット以上をグループ化してシンボルを形成し、Ｍ個の可能な信号の一つを各シンボル期間中に伝送する。Ｍ値デジタル変調スキームの例としては、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）、高次の４相振幅変調（ＱＡＭ）が挙げられる。ＱＡＭでは、信号は、搬送波の位相と振幅で示される。高次のＱＡＭでは、多数の信号点が振幅／位相の複素面上で区別可能である。例えば、６４値ＱＡＭでは、６４個の信号点が区別できる。０と１の６ビットは、６４個の異なる組み合わせをとることができるので、６ビットのシーケンスのデータシンボルを、例えば、可能な６４セットの中から、位相と振幅との１セット値だけを伝送することによって、６４値ＱＡＭで搬送波に変調することができる。
上記の時相およびスペクトル相多重化技法の幾つかを組み合わせることが提案されている。例えば、シリング（Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇ）の米国特許第５，２６０，９６７号にはＴＤＭＡとＣＤＭＡとを組み合わせることが開示されている。ブルッカート（Ｂｒｕｃｋｅｒｔ）の米国特許第５，２９１，４７５号、およびバーソロミュー（Ｂａｒｔｈｏｌｏｍｅｗ）の米国特許第５，３１９，６３４号にはＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、およびＣＤＭＡを組み合わせることが提案されている。
多くの時相およびスペクトル多重アクセス技法を空間多重アクセス技法と組み合わせることが他に提案されている。例えば、１９９１年１２月１２日出願のロイ（Ｒｏｙ）の米国特許第５，５１５，３７８号には「同じ周波数、コード、または時相チャンネルにある多重メッセージを、これらは異なる空間チャンネルにあるという事実を用いて分離する」ことが提案されている。ロイは、「アンテナアレイ」を用いて移動セルラ通信に彼の技法を具体的に適用することを提唱している。同じ様な提案は、スウェールズ（Ｓｗａｌｅｓ）らがＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｖｅｈ．  Ｔｅｃｈｎｏ１．  Ｖｏｌ．  ３９，  Ｎｏ．  １  Ｆｅｂｒｕａｒｙ  １９９０において、デービス（Ｄａｖｉｓ）らがＡ．Ｔ．Ｒ．，Ｖｏｌ．  ２２，  Ｎｏ．  １，  １９８８およびＴｅｌｅｃｏｍ  Ａｕｓｔｒａｌｉａ，  Ｒｅｖ．  Ａｃｔ．，  １９８５／８６  ｐｐ．４１−４３で行っている。
ガードナー（Ｇａｒｄｎｅｒ）とシェル（Ｓｃｈｅｌｌ）は、１９９２年６月２３日出願の米国特許第５，２６０，９６８号において「空間的に分離可能な」放射パターンに関連して「スペクトル的に離れている」通信チャンネルを用いることを提案している。放射パターンは、適応アンテナアレイを用いて信号の「自己コヒーレンス（ｓｅｌｆ  ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ）」性質を復元することによって決定される。「基地局の［適応アンテナアレイ］を自己コヒーレンス復元操作中の信号処理に関連して用いて、異なる特定箇所から到来するユーザの時相およびスペクトル的に重なり合っている信号を分離する」と記載されている。この特許の発明の要約の項を参照のこと。しかし、この特許では、適応解析と自己コヒーレンス復元は、最適ビームパターンを決定するためにだけ用いられているのは、「．．．従来のスペクトルフィルタは．．．空間的に分離不可能なフィルタを分離するために．．．［用いられる］．．．」との記載から分かる。
ウィンターズ（Ｗｉｎｔｅｒｓ）は、「適応アレイ処理」を提唱しており、１９９３年１０月２０日出願の米国特許第５，４８１，５７０号の欄１の６６〜６７行および欄２の１４〜１６行には「複数のアンテナからの周波数ドメインデータは、．．．復調のためのチャンネル分離と時相ドメインへの変換のために一緒にされる、」と記載されている。
アジー（Ａｇｅｅ）は、「通信ネットワークの基地局でＭ−素子のマルチポートアンテナを使えば、Ｍ倍だけネットワークの周波数再使用を増し、適切な復調に必要な入力ＳＩＮＲの範囲を大幅に広げることできる．．．」ことを示している。（出典は、”Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ：  Ｔｒｅｎｄｓ  ａｎｄ  Ｃｈａｌｌｅｎｇｅｓ”，  Ｒａｐｐａｐｏｒｔ，  Ｗｏｅｒｎｅｒ  ａｎｄ  Ｒｅｅｄ，  ｅｄｉｔｏｒｓ，  Ｋｌｕｗｅｒ  Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，  １９９４，  ｐｐ．  ６９−８０  の６９ページの箇所、またＰｒｏｃ．  Ｖｉｒｇｉｎｉａ  Ｔｅｃｈ．  Ｔｈｉｒｄ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  Ｊｕｎｅ  １９９３，  ｐｐ．  １５−１から１５−１２を参照のこと。）
ガードナー（Ｇａｒｄｎｅｒ）とシェル（Ｓｃｈｅ１１）も、１９９２年６月２３日出願の米国特許第５，２６０，９６８号において「二重通信に対して同じ周波数を用いるために．．．基地局とユーザからの信号を時分割多重化する．．．」「全ての移動局から基地局で受信した情報は、基地局から全ての移動局へ送信した情報とは一時的に分離される」と記載している。記載箇所については、欄５の４４行以降を参照のこと。同じ様な意味で、米国特許第４，３８３，３３２号には、ワイヤレス多重素子適応アンテナアレイＳＤＭＡシステムが開示されている。この方式では所要の適応信号処理全てが、「時分割再伝送技法」を用いて基地局でベースバンドで行われている。
ファゼル（Ｆａｚｅｌ）の発表記録（”Ｎａｒｒｏｗ−Ｂａｎｄ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，  Ｒｅｃｏｒｄ，  １９９４  Ｔｈｉｒｄ  Ａｎｎｕａｌ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  ＩＥＥＥ，  １９９４，  ｐｐ．  ４６−５０）には、分散スペクトラムとＯＦＤＭとを組み合わせた方式に基づく伝送スキームが記載されている。複数のサブキャリア周波数には、これらに割り当てられた分散ベクトル成分があり、受信機サイトに周波数ダイバーシチが提供される。このスキームは、周波数ドメイン解析を用いて干渉を推算する。得られた干渉は、受信されたサブキャリア各々に逆分散前に重み付けするのに用いられる。この操作の結果、干渉を含むサブキャリアをスイッチオフすることになる。
マルチアクセスのプロトコルを幾つか組み合わせて帯域幅効率を改良しようとする提案が既往技術で行われているにもかかわらず、このような組み合わせの実用には殆ど成功しなかった。プロトコルを組み合わせれば組み合わせるほど、最適操作パラメータを計算することが困難になる。多重アクセスプロトコルの組み合わせを行う通信ネットワークは、一層複雑、かつ高価になる。従って、多重アクセスプロトコルの組み合わせを用いる帯域幅効率の高い通信を行うことは、依然として挑戦的なテーマである。
発明の概要
本発明を用いると、近くのＰＣＳサービス帯域がシステムの操作に干渉してしまう帯域外調波で操作している環境下に高品質ＰＣＳ通信を行うことができる。本発明の帯域幅効率の極めて高い通信は、時分割二重化法（ＴＤＤ）、周波数分割二重化法（ＦＤＤ）、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、直交周波数分割多重化法（ＯＦＤＭ）、空間ダイバーシチ、および偏波（ポーラリゼーション：polarization）ダイバーシチ形式を多彩かつユニークな組み合わせで用いる方法である。本発明は、優れた耐フェード性を提供する。本発明は、ユーザが通信している際に更に別のＴＤＭＡスロットを割り当てることによって、ユーザの利用できる帯域幅をオンデマンドで変えることができるようにする。
本発明の態様の一つでは、ＴＤＤ、ＦＤＤ、ＴＤＭＡ、およびＯＦＤＭを組み合わせて、基地局が多くの遠隔局と効率的に通信することができるようになる。本方法は、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第一着信ワイヤレス信号を基地局で受信するステップを含む。次に、本方法は、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンからなる第二着信ワイヤレス信号を基地局で受信するステップを含む。従って、第一局と第二局とは、直交周波数分割多重化されている離散周波数トーンの異なるセットを有する。
次に、本方法は、第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第三遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第三着信ワイヤレス信号を基地局で受信するステップを含む。従って、第一局と第三局とは、異なるＴＤＭＡ間隔で離散周波数トーンの同じセットを共有することによって時分割多重化される。
次に、本方法は、第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第四遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンからなる第四着信ワイヤレス信号を基地局で受信するステップを含む。従って、第二局と第四局とは、異なるＴＤＭＡ間隔で離散周波数トーンの同じセットを共有することによって時分割多重化される。
次に、本方法は、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる第一発信ワイヤレス信号を基地局で伝送するステップを含む。従って、第一遠隔局と基地局とは、異なるＴＤＭＡ間隔でそれぞれの信号を伝送することによって時分割二重化（ＴＤＤ）される。従って、更に、第一遠隔局と基地局とは、異なる周波数帯域で離散周波数トーンの異なるセット上にそれぞれの信号を伝送することによって周波数分割二重化（ＦＤＤ）される。
次に、本方法は、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第四離散周波数トーンからなる第二発信ワイヤレス信号を基地局で伝送するステップを含む。従って、第二遠隔局と基地局とは、異なるＴＤＭＡ間隔でそれぞれの信号を伝送することによって時分割二重化（ＴＤＤ）される。従って、更に、第二遠隔局と基地局とは、異なる周波数帯域で離散周波数トーンの異なるセット上にそれぞれの信号を伝送することによって周波数分割二重化（ＦＤＤ）される。
次に、本方法は、第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第三遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる第三発信ワイヤレス信号を基地局で伝送するステップを含む。従って、第三遠隔局と基地局とは、異なるＴＤＭＡ間隔でそれぞれの信号を伝送することによって時分割二重化（ＴＤＤ）される。従って、更に、第三遠隔局と基地局とは、異なる周波数帯域で離散周波数トーンの異なるセット上にそれぞれの信号を伝送することによって周波数分割二重化（ＦＤＤ）される。
次に、本方法は、第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第四遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第四離散周波数トーンからなる第四発信ワイヤレス信号を、基地局で伝送するステップを含む。従って、第四遠隔局と基地局とは、異なるＴＤＭＡ間隔でそれぞれの信号を伝送することによって時分割二重化（ＴＤＤ）される。従って、更に、第四遠隔局と基地局とは、異なる周波数帯域で離散周波数トーンの異なるセット上にそれぞれの信号を伝送することによって周波数分割二重化（ＦＤＤ）される。
本発明の態様の別の一つでは、ＴＤＤ、ＦＤＤ、ＴＤＭＡ、ＯＦＤＭおよび空間ダイバーシチを組み合わせて、基地局が多くの遠隔局と効率的に通信することができるようになる。これは、ウェイト（ｗｅｉｇｈｔ）をデスプレッド（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ：非拡散）およびスプレッド（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ：拡散）することによって制御される基地局の多重素子アンテナアレイを用いて可能となる。スプレッドウェイトを用いれば、基地局が発信する信号を、互いに地理的に十分離れている遠隔局に指向させることができる。デスプレッドウェイトを用いれば、基地局が受信する感度を、互いに地理的に十分離れている遠隔局が伝送する信号源に向けて指向させることができる。
本方法は、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一地理的位置にある第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第一着信ワイヤレス信号を基地局で受信するステップを含む。次に、本方法は、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二地理的位置にある第二遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第二着信ワイヤレス信号を、基地局で受信するステップを含む。次に、本方法は、空間デスプレッドウェイトを用いることによって基地局で受信した第一および第二受信信号を空間的にデスプレッドするステップを含む。空間ダイバーシチが提供されるのは、デスプレッドウェイトを用いれば、基地局が、それぞれ第一遠隔局と第二遠隔局に向けて基地局の受信感度を指向させることができるからである。
その後で、本方法は、空間スプレッドウェイトを用いて基地局で第一および第二発信ワイヤレス信号を空間的にスプレッドするステップを行う。次に、本方法は、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一地理的位置にある第一遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる第一発信ワイヤレス信号を基地局で伝送するステップを含む。次に、本方法は、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二地理的位置にある第二遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる第二発信ワイヤレス信号を基地局で伝送するステップを含む。空間ダイバーシチが提供されるのは、スプレッドウェイトを用いれば、基地局が、それぞれ第一遠隔局と第二遠隔局に向けて基地局が伝送する信号を指向させることができるからである。
本発明の態様の別の一つでは、ＴＤＤ、ＦＤＤ、ＴＤＭＡ、ＯＦＤＭおよび偏波ダイバーシチを組み合わせて、基地局が多くの遠隔局と効率的に通信することができるようになる。これは、基地局のアンテナと遠隔局のアンテナとが直交偏波信号を区別するように設計されているので可能となる。基地局と第一遠隔局との間で交信される信号は、一方向へ偏波され、基地局と第二遠隔局との間で交信される信号は、これと直交する方向へ偏波される。
本方法は、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第一偏波方向の第一着信ワイヤレス信号を基地局で受信するステップを含む。次に、本方法は、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局から第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンからなる第二着信ワイヤレス信号を基地局で受信するステップを含む。次に、本方法は、第一および第二偏波方向を検出することによって、基地局で受信した第一および第二受信信号を区別するステップを含む。偏波ダイバーシチが提供されるのは、基地局と第一遠隔局との間で交信される信号が一方向へ偏波され、基地局と第二遠隔局との間で交信される信号がこれと直交する方向へ偏波されるからである。
その後で、本方法は、それぞれ第一および第二偏波方向へ偏波することによって第一および第二発信ワイヤレス信号を形成するステップを行う。次に、本方法は、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一地理的位置にある第一遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる第一偏波方向へ偏波された第一発信ワイヤレス信号を基地局で伝送するステップを含む。次に、本方法は、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二地理的位置にある第二遠隔局へ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンからなる第二偏波方向へ偏波された第二発信ワイヤレス信号を基地局で伝送するステップを含む。偏波ダイバーシチが提供されるのは、基地局と第一遠隔局との間で交信される信号が、一方向へ偏波され、基地局と第二遠隔局との間で交信される信号が、これと直交する方向へ偏波されるからである。
本発明の態様の更に別の一つでは、ＴＤＤ、ＦＤＤ、ＴＤＭＡ、ＯＦＤＭ、空間ダイバーシチおよび偏波ダイバーシチを組み合わせて、基地局が多くの遠隔局と効率的に通信することができるようになる。この結果得られる本発明は、乏しい帯域資源を極めて効率的に用い、大人口のユーザに良好なサービスを提供することになる。
同時に、本発明は、セルラ通信やパーソナルコミュニケーションのようなワイヤレス通信に有利に適用される。この分野では帯域幅は、ユーザの数とニーズに比較して乏しい。このような本発明の適用は、移動、固定、または最小限に移動性のシステムに対して行うことが出来る。しかし、本発明は、他の、非ワイヤレス通信システムにも同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
図面において、
図１は、ＰＷＡＮ  ＦＤＤ方式のアーキテクチャ図で、基地局と通信する遠隔局を含んでいる。
図１．１は、ＰＷＡＮエアリンクＲＦバンド構成図である。
図１．２は、物理チャンネル図である。
図１．３は、ＰＷＡＮ物理層フレーミング構造図である。
図１．４は、ＴＤＭＡスロットパラメータ図である。
図１．５は、ＰＷＡＮ６４キロビット／秒データチャンネル図である。
図１．６は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するベーストランスミッタの機能ブロック図である。
図１．７は、ベース局のＣＬＣ／ＢＲＣトランスミッションに対するブロック図である。
図１．８は、ＣＬＣ／ＢＲＣチャンネル上のＱＰＳＫ変調に対するグレーコード化マッピング図である。
図１．９は、２個の連続ＴＤＭＡフレーム上のＣＬＣ／ＢＲＣメッセージの多重分離図である。
図１．１０は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するベース局レシーバの機能ブロック図である。
図１．１１は、ＣＡＣに対するベース局レシーバの機能ブロック図である。
図１．１２は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するＲＵトランスミッタの機能ブロック図である。
図１．１３は、ＲＵ端末のＣＡＣトランスミッションに対するブロック図である。
図１．１４は、２個の連続ＴＤＭＡフレーム上のＣＡＣメッセージの多重分離図である。
図１．１５は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するＲＵレシーバの機能ブロックダイアグラム図である。
図１．１６は、ＲＵ端末のＣＬＣ／ＢＲＣレシーバのベースバンドを示す図である。
図２．１は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するベーストランスミッタの機能ブロック図である。
図２．２は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するベース局レシーバの機能ブロック図である。
図３．１は、フォーワードビームパターンとそのＲＵ端末ＲＳＳＩに対する効果を示す図である。
図３．２は、受信するＲＵを収容するために変えられたフォーワードビームパターン図である。
図４．１は、プロセッシングダイアグラム図である。
図４．２は、基地局で見られる信号の図である。
図４．３は、遅延補正が行われている図である。
好ましい態様の説明
図１は、本発明の周波数分割二重化（ＦＤＤ）パーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）システムのアーキテクチャ図である。この方式では、は時分割二重化（ＴＤＤ）、周波数分割二重化（ＦＤＤ）、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、空間ダイバーシチおよび偏波ダイバーシチを多岐にわたるユニークな組み合わせて一緒に用いる本発明の方法が採用される。
図１は、本発明においてどのようにＴＤＤ，ＦＤＤ，ＴＤＭＡ，およびＯＦＤＭが組み合わされ、基地局Ｚが多くの遠隔局Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘと効率的に通信できるかについて大筋を示す。基地局Ｚは、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局Ｕから第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンＦ２からなる第一着信ワイヤレス信号１０を受信する。ＴＤＭＡ間隔の構成は、図１．５に示される。詳細については、以下に議論される。次に、基地局Ｚは、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局Ｗから第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンＦ４からなる第二着信ワイヤレス信号１２を受信する。従って、第一、び第二局Ｕ，Ｗは、直交周波数分割多重化されている離散周波数トーンＦ２，Ｆ４という異なるセットを有する。
図１の基地局Ｚは、第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第三遠隔局Ｖから第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンＦ２からなる第三着信ワイヤレス信号１４を受信する。第一および第二ＴＤＭＡ間隔は、図１．５に示されているように同じＴＤＭＡフレームの一部である。従って、第一、第三局Ｕ，Ｖは、異なるＴＤＭＡ間隔で離散周波数トーンＦ２という同じセットを共有することによって時分割多重化される。
図１の基地局Ｚは、第二時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第四遠隔局Ｘから第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第二離散周波数トーンＦ４からなる第四着信ワイヤレス信号１６を受信する。従って、第二、第四局Ｗ，Ｘは、異なるＴＤＭＡ間隔で離散周波数トーンＦ４という同じセットのを共有することによって時分割多重化される。
図１の基地局Ｚは、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局Ｕへ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンＦ１からなる第一発信ワイヤレス信号１８を伝送する。従って、第一遠隔局Ｕと基地局Ｚは、異なるＴＤＭＡ間隔でそれぞれ自局の信号１０、１８を伝送することによって、時分割二重化（ＴＤＤ）される。第一、第二、第三、第四ＴＤＭＡ間隔は、図１．５に示されるように、相互に異なる時間に起こる。従って、更に、第一遠隔局Ｕと基地局Ｚは、異なる周波数帯域で離散周波数トーンＦ２，Ｆ１という異なるセットに乗せてそれぞれの信号１０、１８を送信することによって、周波数分割二重化（ＦＤＤ）される。
図１の基地局Ｚは、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局Ｗへ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第四離散周波数トーンＦ３からなる第二発信ワイヤレス信号２０を伝送する。従って、第二遠隔局Ｗと基地局Ｚは、異なるＴＤＭＡ間隔でそれぞれ自局の信号１２、２０を伝送することによって、時分割二重化（ＴＤＤ）される。従って、更に、第二遠隔局Ｗと基地局Ｚは、異なる周波数帯域で離散周波数トーンＦ４，Ｆ３という異なるセットに乗せてそれぞれの信号１２、２０を送信することによって周波数分割二重化（ＦＤＤ）される。
図１の基地局Ｚは、第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第三遠隔局Ｖへ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンＦ１からなる第三発信ワイヤレス信号２２を伝送する。従って、第三遠隔局Ｖと基地局Ｚは、異なるＴＤＭＡ間隔でそれぞれ自局の信号１４、２２を伝送することによって、時分割二重化（ＴＤＤ）される。従って、更に、第三遠隔局Ｖと基地局Ｚは、異なる周波数帯域で離散周波数トーンＦ２，Ｆ１という異なるセットに乗せてそれぞれの信号１４、２２を送信することによって周波数分割二重化（ＦＤＤ）される。
図１の基地局Ｚは、第四時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第四遠隔局Ｘへ、第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第四離散周波数トーンＦ３からなる第四発信ワイヤレス信号２４を伝送する。従って、第四遠隔局Ｘと基地局Ｚは、異なるＴＤＭＡ間隔でそれぞれ自局の信号１６、２４を伝送することによって、時分割二重化（ＴＤＤ）される。従って、更に、第四遠隔局Ｘと基地局Ｚは、異なる周波数帯域で離散周波数トーンＦ４，Ｆ３という異なるセットに乗せてそれぞれの信号１６、２４を送信することによって周波数分割二重化（ＦＤＤ）される。
図１は、本発明の別の一つの態様を示すもので、ＴＤＤ，ＦＤＤ，ＴＤＭＡ，ＯＦＤＭ、および空間ダイバーシチを組み合わせて、基地局が多くの遠隔局と効率的に通信できるようにする。これが可能なのは、基地局Ｚに多重素子アンテナアレイＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを設け、これをスプレッドウェイトとデスプレッドウェイトを用いて制御するからである。スプレッドウェイトを用いれば、基地局Ｚが伝送する信号を、互いに地理的に十分離れている遠隔局Ｕ，Ｖに指向させることができる。デスプレッドウェイトを用いると、お互いに十分に地理的に離れている遠隔局ＵとＶから伝送された信号源に向けて基地局Ｚの受信感度を指向させることができる。この態様での空間ダイバーシチの効果は、遠隔局Ｕ，Ｖが同じ離散周波数トーンＦ１，Ｆ２および同じＴＤＭＡ間隔を共有することで示される。図１の基地局Ｚは、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一地理的位置にある第一遠隔局Ｕから第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンＦ２からなる第一着信ワイヤレス信号１０を受信する。図１の基地局Ｚは、同じ第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二地理的位置にある第二遠隔局Ｖから第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンＦ２からなる第二着信ワイヤレス信号１４を受信する。図１の基地局Ｚは、空間デスプレッドウェイトを用いて、基地局Ｚで受信した第一および第二着信信号１０、１４を空間的にスプレッドする。空間ダイバーシティを用いるのは、デスプレッドウェイトを用いると、それぞれ第一遠隔局Ｕと第二遠隔局Ｖに向けて基地局の受信感度を指向させることができるからである。
その後で、図１の基地局Ｚは、空間デスプレッドウェイトを用いて、基地局で第一および第二発信信号１８、２２を空間的にスプレッドする。次に、図１の基地局Ｚは、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一地理的位置にある第一遠隔局Ｕへ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンＦ１からなる第一発信ワイヤレス信号１８を伝送する。図１の基地局Ｚは、同じ第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二地理的位置にある第二遠隔局Ｖへ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンＦ１からなる第二発信ワイヤレス信号２２を伝送する。空間ダイバーシチを用いるのは、スプレッドウェイトを用いると、基地局が伝送する信号を、それぞれ第一および第二遠隔局Ｕ、Ｖへ指向させることができるからである。
図１は、本発明の更に別の一つの態様を示すもので、ＴＤＤ，ＦＤＤ，ＴＤＭＡ，ＯＦＤＭ、および偏波ダイバーシチを組み合わせて、基地局Ｚが多くの遠隔局Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘと効率的に通信できるようにするものである。これが可能なのは、基地局ＺにアンテナＡ，Ｂ，Ｃ，またはＤを設け、遠隔局Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘの所のアンテナが直交偏波信号を区別するように設計されているからである。基地局Ｚと第二遠隔局Ｖとの間で交換される信号は、直交方向に偏波されている。この態様での偏波ダイバーシチの効果は、遠隔局Ｕ，Ｖが同じ離散周波数トーンＦ１，Ｆ２および同じＴＤＭＡ間隔を共有することで示される。
図１の基地局Ｚは、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一遠隔局Ｕから第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンＦ２からなる第一偏波方向に偏波された第一着信ワイヤレス信号１０を受信する。図１の基地局Ｚは、第一時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二遠隔局Ｖから第一周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第一離散周波数トーンＦ２からなる第二偏波方向に偏波された第二着信ワイヤレス信号１４を受信する。図１の基地局Ｚは、第一および第二偏波方向を検出することによって、基地局で受信した第一および第二着信信号１０、１４を区別する。偏波ダイバーシチを用いるのは、基地局Ｚと第一遠隔局Ｕとの間で交換される信号が一つの方向に偏波され、基地局Ｚと第二遠隔局Ｖとの間で交換される信号が直交方向に偏波されるからである。
その後で、図１の基地局Ｚは、これらを第一および第二偏波方向にそれぞれ偏波することによって、基地局で第一、第二発信信号１８、２２を生成する。次に、図１の基地局Ｚは、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第一地理的位置にある第一遠隔局Ｕへ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンＦ１からなる第一偏波方向に偏波された第一発信ワイヤレス信号１８を伝送する。次に、図１の基地局Ｚは、第三時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）間隔で第二地理的位置にある第二遠隔局Ｖへ第二周波数帯域で直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）されている複数の第三離散周波数トーンＦ１からなる第二偏波方向に偏波された第二発信ワイヤレス信号２２を伝送する。偏波ダイバーシチを用いるのは、基地局Ｚと第一遠隔局Ｕとの間で交換される信号が一つの方向に偏波され、基地局Ｚと第二遠隔局Ｖとの間で交換される信号が直交方向に偏波されるからである。
本発明の更に別の態様では、ＴＤＤ，ＦＤＤ，ＴＤＭＡ，ＯＦＤＭ、空間ダイバーシチおよび偏波ダイバーシチを組み合わせて、基地局Ｚが多くの遠隔局Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘと効率的に通信できるようにする。その結果得られる本発明は、乏しい帯域幅ソースを極めて効率的に用いて、大人口のユーザに良好なサービスを提供することになる。
本発明のＰＷＡＮ方式は、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲の利用可能帯域１０ＭＨＺに均等に配置された全部で３２００個の離散したトーン（搬送波）を備える。トーン間隔は３．１２５ｋＨｚである。トーンの全セットには、最も低い周波数のトーンからスタートして逐次０から３１９９までの数がつけられている。これらのトーンは、基地局と複数の遠隔ユニットとの間のトラヒック（通話量：通信量）メッセージとオーバーヘッドメッセージとを搬送するために用いられる。
更に、本発明のＰＷＡＮ方式は、オーバーヘッドトーンを用いて、同期を行い、基地局と遠隔ユニットとの間に制御情報を通す。共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）を基地局が用い、遠隔ユニットへ制御情報を伝達する。共通アクセスチャンネル（ＣＡＣ）を用いて、遠隔局から基地ユニットへメッセージを伝達する。各チャンネルに割り当てられるトーングルーピングが一つある。これらのオーバーヘッドチャンネルは、遠隔ユニットが基地局と制御メッセージを交換している時に遠隔ユニット全部に共通に用いられる。
各トーンセット内に選択されたトーンは、周波数帯域全体に分散されたパイロットと称される。パイロットトーンは、既知のデータパターンを備えているので、これを用いて正確なチャンネル予測が可能である。既知の振幅と位相とを有する一連のパイロットトーンは、既知のレベルを有し、約３０ｋＨｚの間隔で配置され、全伝送帯域にわたってチャンネル応答（すなわち、通信チャンネル特性によってもたらされる振幅と位相の歪み）を正確に示す。
第１節  ＰＷＡＮのＦＤＤ物理層
１．１  概要
ＰＷＡＮのＦＤＤ方式は、ＴＤＭＡ構造を用いて、多様なデータレートを提供し、遠隔局（ＲＵ）で混成ＦＤＤ／ＴＤＤ技法を用いることが出来るようにする。ＦＤＤの用い方は、ベース局とＲＵ局が２個の別々の帯域で発信と受信を行うような意味であり、ＴＤＤは、所与のコネクションに対して、ベース局とＲＵ局双方が異なるＴＤＭＡスロットで発信と受信を行うのを示すのに用いられる。これは、システム全体の能力には効果は何等ない。ただ、これは、ＲＵ設計を簡略化する手段であり、二重化装置（デュプレクサ）がＲＵ側では要らないということを確実にするだけである。
１．２  周波数の定義
ＰＷＡＮネットワークのエアリンクに割り当てられる全帯域は、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲のＰＣＳスペクトラムでは１０ＭＨＺである。全帯域は、低ＲＦバンドと高ＲＦバンドと呼ばれる二つの５ＭＨＺバンドに分割される。低ＲＦバンド中の最低の周波数と高ＲＦバンド中の最低の周波数との間の分離幅（ΔＦ）は、８０ＭＨＺである。ＰＷＡＮネットワークに対するベース周波数（f base）は、低ＲＦバンドの最低の周波数と定義されるが、これは特定のＰＣＳ周波数バンドに左右される。図１．１に示されるように、ＰＷＡＮ周波数割当は、低周波数バンドと局周波数バンドとからなる。
利用可能の帯域幅である各５ＭＨＺには、均等に配置された、全部で１６００個のトーン（搬送波）がある。トーン間隔は３．１２５ｋＨｚである。トーンの全セットには、最も低い周波数のトーンからスタートして逐次０から３１９９までの数が付けられる。Ｔｉはｉ番目のトーンの周波数である。
0003967385.tif 000002
ここに、fbaseはベース周波数であり、Δｆは３．１２５ｋＨｚで、ΔＦは８０ＭＨＺである。等価式として、上記の関係は以下のように示すこともできる。
0003967385.tif 000003
３２００のトーンのセットは、トーンスペースである。トーンスペース中のトーンは、二つの機能：ベアラ（ｂｅａｒｅｒ）データの伝送とオーバーヘッドデータの伝送とに用いられる。ベアラデータの伝送に用いられるトーンがベアラトーンであり、パイロットチャンネルに占有されるトーンがオーバーヘッドトーンである。
ベアラトーン
ベアラトーンは、１６０個の物理チャンネルに分割され、これらは８０個のフォーワード物理チャンネル（ＦＰＣ）と８０個のリバース物理チャンネル（ＲＰＣ）からなる。これらのチャンネルの内の幾つかは利用できない。ＰＷＡＮの間のガードバンドとして、また隣接バンドの他のサービスに用いなければならないからである。物理チャンネル各々は、図１．２に示すように１８個のトーンを有する。トーンの、ｉ番目のＦＰＣｉへ、それからｉ番目のＲＰＣｉへのマッピングは、それぞれ表１．１と表１．２とに示される。
オーバーヘッドトーン
オーバーヘッドトーンは、以下のチャンネルに用いられる。
・  フォーワード制御チャンネル：ＦＣＣ
・  リバース制御チャンネル：ＲＣＣ
これらのチャンネルは、１６０個のオーバーヘッドトーンのセットを使える。以下の式は、オーバーヘッドトーンのマッピングを示す。
ＦＣＣ（ｉ）＝Ｔ10i                     ０≦ｉ≦159
ＲＣＣ（ｉ）＝Ｔ1600+10i                ０≦ｉ≦159
１．３  タイミングとフレーミングの定義
フレーミング（ｆｒａｍｉｎｇ）構造は図１．３に示される。この図に示される最小時間単位はＴＤＭＡスロットである。８個のＴＤＭＡスロットでＴＤＭＡフレーム１個となる。１６個のＴＤＭＡフレームがマルチフレームとなり、３２個のマルチフレームが集まってスーパーフレームとなる。フレーム同期はスーパーフレームレベルで行われる。マルチフレームの境界は、スーパーフレームの境界で定められる。
図１．４に示されるように、ＴＤＭＡスロット全部に、伝送バースト（ｂｕｒｓｔ）とガード時間がある。データは、マルチトーンを用いて各バースト期間に伝送される。バースト持続時間は、Ｔｂｕｒｓｔである。ガード持続時間であるＴｇｕａｒｄが各バースト後に挿入される。表１．３はＴＤＭＡスロットパラメタの値を示す。
１．４  ベアラチャンネルの定義
ＰＷＡＮベアラチャンネルは、３．１２５ｋＨｚだけ離れた１８トーンを有する単一物理チャンネルを用いる。従ってベアラチャンネルの帯域幅占有は、５６．２５ｋＨｚである。ベアラチャンネルは、トラヒック情報または制御（アクセスおよび同報）情報を搬送するのに用いることができる。
ＰＷＡＮトラヒックチャンネルは、割り当てられたＴＤＭＡスロットの数に左右されるが、１６キロビット／秒〜６４キロビット／秒で搬送することができる。１６キロビット／秒のＰＷＡＮトラヒックチャンネルは、ＴＤＭＡフレーム当たり１個のＴＤＭＡスロットを用い、３２キロビット／秒のＰＷＡＮトラヒックチャンネルは、ＴＤＭＡフレーム当たり２個のＴＤＭＡスロットを用い、６４キロビット／秒のＰＷＡＮトラヒックチャンネルは、ＴＤＭＡフレーム当たり４個のＴＤＭＡスロットを用いる。これは、図１．５に示される通りである。図１．５では、空間分割マルチアクセスは無いものと仮定している。しかし、ユーザが地理的に離れており、トランシーバがその距離の離れを利用して空間ビームを成形することが出来れば、所与のＴＤＭＡスロット上でユーザ１名を超えてサポートすることが可能である。
１．５  伝送フォーマット
１．５．１  トラヒックチャンネル変調モード
この方式の総括能力を増加させるため、そして多様な干渉レベル、伝播環境、可能な所要伝送範囲に本方式の実行可能の展開を確実に図るため、ＰＷＡＮは、多彩にわたる符号化変調スキーム（レート）を用いることができる。チャンネル条件が良好な場合は、効率的な高速度符号を用いることが出来る。条件が悪くなれば、低速の符号化変調スキームが用いられる。これは、ワイヤレスローカルループ方式に対する利用度要求値が高いことを考慮すると、特に重要である。
例として、帯域幅効率速度３／４の１６ＱＡＭを用いることを考慮する。より低速の符号化を用いることもできる。
１．５．２  ベース局の伝送フォーマット
１．５．２．１  ベース局トランスミッタ機能ブロック図
１．５．２．１．１  トラヒックチャンネル（実施例）
ベース局は、セル中の多くのＲＵへ情報を伝送する。この項は、１６キロビット／秒〜６４キロビット／秒のトラヒックチャンネルに対する伝送フォーマットを、ベース局から単一のＲＵへ伝送する１キロビット／秒〜４キロビット／秒のリンク制御チャンネル（ＬＣＣ）と共に記載する。１６キロビット／秒のリンクは、ＴＤＭＡフレーム当たり１個のＴＤＭＡスロットを割り当てることによって行われる。ＴＤＭＡフレームは３ミリ秒の長さなので、有効データ伝送速度は、（１６キロビット／秒）×（ＴＤＭＡフレーム当たりのＴＤＭＡスロットの数）である。高速データ伝送を行うには、この項に記載の処理を、適用可能なＴＤＭＡスロット毎に繰り返して行う。例えば、６４キロビット／秒のリンクに対しては、フレーム当たり４個のＴＤＭＡスロットを割り当てる必要がある。この場合、ここで記載の処理を、所与のＴＤＭＡフレーム内で４回繰り返す。図１．６のベース局トランスミッタに対するブロック図は１個のＴＤＭＡスロットに対するデータ処理を示す。
バイナリーソースは、１個のＴＤＭＡスロットに４８ビットのデータを伝達する。８進変換ブロックへ該ビットを送ると、バイナリーシーケンスが３ビットシンボルのシーケンスに変換される。シンボルシーケンスは１６要素ベクトルへ変換される。リンク制御チャンネル（ＬＣＣ）からシンボル１個を加えて１７要素ベクトルを生成する。
該ベクトルは、トレリス（ｔｒｅｌｌｉｓ）符号化される。トレリス符号化は、最も有意なシンボル（ベクトルの最初の要素）で始まり、ベクトルの最後の要素（ＬＣＣシンボル）に至るまで順次継続して行われる。トレリス符号化器の出力は、１７要素ベクトルであり、ベクトルの各要素は、１６ＱＡＭコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）信号点セット内の信号である。
既知のパイロットシンボルを加えて、１８要素のベクトルを作る。パイロットはこのベクトルの最初の要素である。
得られたベクトルを８個の異なるアンテナに伝送する。ベクトルの要素は、伝送に用いられるアンテナ素子に従ってウェイト付けが行われる。これらのウェイトをどのようにして導出するかに付いては、第２節に記載が見出される。
各アンテナに向けられた１８個のシンボルは、次いで逆ＤＦＴ周波数ビン（物理チャンネルに相当）に配置され、ここで時間ドメインに変換される。該シンボルは、ｉ番目のフォーワード物理チャンネルＦＰＣｉ上のトーンにマッピングされる。共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）／同報チャンネル（ＢＲＣ）シンボルのマッピングは、表１．４に示される。デジタルサンプルはアナログへ変換され、ＲＦ変換され、対応するアンテナ素子（０から７）へ送られ、空中を伝送される。
この処理は、次の適用可能ＴＤＭＡスロットで伝送される次の４８ビットバイナリーデータに対して最初から繰り返される。図１．６は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するベース局トランスミッタの機能ブロック図である。
１．５．２．１．２  ＣＬＣ／ＢＲＣチャンネル
ＣＬＣ／ＢＲＣ伝送に対するブロック図は、図１，７に示される。ＣＬＣ／ＢＲＣ情報の生成は、ＣＬＣ／ＢＲＣ伝送毎に７２ビットデータを生成するバイナリーソースで示される。この７２ビットシーケンスは、短縮リード・ソロモン（Ｒｅｅｄ  Ｓｏｌｏｍｏｎ）ＲＳ（６３，３５）コードを用いてＲＳ符号化され、４０ＲＳシーケンス（つまり、２４０ビットシーケンスに相当）を生成する。
該２４０ビットシーケンスは、次いで直交位相偏移キー（ＱＰＳＫ）変調される。ここでは、２ビット毎に各ビットが、図１．８に示されるグレーマッピングに従ってコンステレーションポイントにマッピングされる。
ＱＰＳＫ変調器の出力は、１２０個のシンボルシーケンス（Ｓ０〜Ｓ１１９）である。該ＱＰＳＫシンボルは、２４個のパイロットシンボル（Ｐ０〜Ｐ２３）でインターリーブされ、データシンボル５個毎にパイロット１個が挿入される。これで、１４４個のシンボルシーケンスとなる。次に、該シーケンスは、時間多重分離され、８，１８要素ベクトルとなり、図１．９に示されるように８個のＴＤＭＡスロット（２個のＴＤＭＡフレーム）で伝送される。
所与の１８要素ベクトルは８本の異なるアンテナに伝送される。ベクトルの要素は、伝送に用いられるアンテナ素子に従ってウェイト付けが行われる。これらの重みをどのようにして導出するかに付いては、第２節に記載が見出される。
各アンテナに向けられた１８個のシンボルは、次いで逆ＤＦＴ周波数ビン（物理チャンネルに相当）に配置され、ここで時間ドメインに変換される。該デジタルサンプルは、アナログへ変換され、ＲＦ変換され、対応するアンテナ素子（０から７）へ送られ、空中を伝送される。表１．４は、ｉ番目の物理チャンネル上のＣＬＣ／ＢＲＣ伝送に対するトーンへシンボルをマッピングするのを示す。
１．５．２．２  ベース局レシーバ機能ブロック図
１．５．２．２．１  トラヒックチャンネル（実施例）
図１．１０は、トラヒックチャンネルに対するベース局レシーバの機能ブロック図を示す。所与のＴＤＭＡスロットに、かつ所与の物理チャンネル上でベース局は８素子アンテナ全部に信号を受信する。該信号は、ダウン変換され、デジタル標本化され、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて元の周波数ドメインへ変換される。特定のトラヒックチャンネルに対しては、多重分離装置を用いて適切なトーンが選択される。アンテナ全てからのトーンは、次いでデスプレッダへ送られる。デスプレッダは、所与のアンテナからの全てのトーンに所与のウェイトを付ける。所与のウェイトは、第２節に記載のように計算し、異なるアンテナからのトーン全てに加える（８、１８ベクトルの付加）ことができる。得られた１８要素ベクトルは、次いでイコライザへ送られ、ここで各ベクトル要素は、位相補正ファクターが乗じられ、パイロットシンボルがシーケンスからはぎ取られる。残りの１７シンボルはトレリス復号器へ送られ、１６シンボル（４８ビット）のトラヒックデータと、１シンボル（３ビット）のＬＣＣデータが作られる。
この処理は、次の適用可能ＴＤＭＡスロットで伝送される次の４８ビットバイナリーデータに対して最初から繰り返される。図１．１０は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するベース局レシーバの機能ブロック図である。
１．５．２．２．２  共通アクセスチャンネル（ＣＡＣ）
図１．１１は、ＣＡＣに対するベース局レシーバの機能ブロック図を示す。所与のＴＤＭＡスロットに、かつ所与の物理チャンネル上でベース局は８素子アンテナ全部に信号を受信する。該信号は、ダウン変換され、デジタル標本化され、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて元の周波数ドメインへ変換される。特定のＣＡＣチャンネルに対しては、多重分離装置を用いて適切なトーンが選択される。アンテナ全てからのトーンは、次いでデスプレッダへ送られる。デスプレッダは、所与のアンテナからの全てのトーンに所与のウェイトを付ける。所与のウェイトは、第２節に記載のように計算し、異なるアンテナからのトーン全てに加える（８、１８ベクトルの付加）ことができる。得られた１８要素ベクトルは、次いでイコライザへ送られ、ここで各トーンは、位相補正ファクターが乗じられ、９個のパイロットシンボルがシーケンスからはぎ取られる。該９要素ベクトルは、次にＱＰＳＫ復調される。ベクトルの各要素は、２ビットの情報を示すＱＰＳＫシンボルだから、復調器は１８ビットの情報を出力する。
時間多重化装置は、８個の連続ＴＤＭＡスロットで受信したシンボルを集め、１４４ビットのＲＳ符号化情報を生成する。つまり、２４ＲＳシンボルブロックを生成する（ＲＳシンボルは各々６ビットの長さである）。次に、該ＲＳブロックを復号し、１２ＲＳシンボル、つまり７２ビットの、ＲＵから送信されるオリジナルのＣＡＣ情報を作成する。図１．１１は、ＣＡＣに対するベース局レシーバの機能ブロック図である。
１．５．２．３．ＲＵトランスミッタ機能ブロック図
１．５．２．３．１  トラヒックチャンネル
ＲＵは、セル中の単一ベース局へ情報を伝送する。この項は、１６キロビット／秒〜６４キロビット／秒のトラヒックチャンネルに対する伝送フォーマットを、ＲＵからそのベース局へ伝送する１キロビット／秒〜４キロビット／秒のリンク制御チャンネル（ＬＣＣ）と共に記載する。１６キロビット／秒のリンクは、フレーム当たり１個のＴＤＭＡスロットを割り当てることによって行われる。高速データ伝送を行うには、この項に記載の処理を、適用可能なＴＤＭＡスロット毎に繰り返して行う。例えば、６４キロビット／秒のリンクに対しては、フレーム当たり４個のＴＤＭＡスロットを割り当てる必要がある。
図１．１２のＲＵトランスミッタに対するブロック図は１個のＴＤＭＡスロッートに対するデータ処理を示す。
バイナリーソースは、１個のＴＤＭＡスロットで４８ビットのデータを伝達する。８進変換ブロックへ該ビットを送ると、バイナリーシーケンスが３ビットシンボルのシーケンスに変換される。シンボルシーケンスは１６要素ベクトルへ変換される。リンク制御チャンネル（ＬＣＣ）からシンボル１個を加えて１７要素ベクトルを生成する。
該ベクトルは、トレリス符号化される。トレリス符号化器の出力は、もう一つの１７要素ベクトルであり、各要素は１６ＱＡＭコンステレーション信号点セット内の信号である。
次に、既知のパイロットシンボルを加えて、１８要素のベクトルを作る。該１８個の要素は、逆ＤＦＴ周波数ビン（物理チャンネルに相当）に配置され、ここで時間ドメインに変換される。該デジタルサンプルは、アナログへ、ＲＦ変換され、アンテナへ送られ、空中を伝送される。
この処理は、次の適用可能ＴＤＭＡスロットで伝送される次の４８ビットバイナリーデータに対して最初から繰り返される。図１．１２は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するＲＵ端末トランスミッタの機能ブロック図である。
１．５．２．３．２  共通アクセスチャンネル（ＣＡＣ）
ＲＵ端末のＣＡＣ伝送のブロック図は、図１．１３に示される。ＣＡＣ情報の生成は、ＣＡＣ伝送毎に７２ビットデータを発生するバイナリーソースで示される。該７２ビットシーケンスは、短縮リード・ソロモンＲＳ（６３，３５）コードを用いてＲＳ符号化され、２４ＲＳシンボルシーケンス（つまり、１１４ビットシーケンスに相当）を生成する。
該１１４ビットシーケンスは、ＱＰＳＫ変調され、２ビット毎に各２ビットが、グレーマッピングに従ってコンステレーションポイントにマッピングされる。従って、ＱＰＳＫ変調器の出力は、７２個のシンボルシーケンス（Ｓ０〜Ｓ７１）である。該ＱＰＳＫシンボルは、７２個の既知のパイロットシンボル（Ｐ０〜Ｐ７１）でインターリーブされ、データシンボル１個毎にパイロット１個が挿入される。これで、１４４個のシンボルシーケンスとなる。該シーケンスは、時間多重分離され、８，１８要素ベクトルとなり、図１．１４に示されるように８個のＴＤＭＡスロット（２個のＴＤＭＡフレーム）で伝送される。表１．５は、ｉ番目の逆物理チャンネル上のＣＡＣ伝送に対するトーンへシンボルをマッピングするのを示す。
各ＴＤＭＡスロットで、該１８個のシンボルは、ＤＦＴ周波数ビン（物理チャンネルに相当）に配置され、ここで時間ドメインに変換される。該デジタルサンプルは、アナログへ、ＲＦ変換され、アンテナへ送られ、空中を伝送される。図１．１４は、２個の連続ＴＤＭＡフレーム上のＣＡＣメッセージの多重分離を示す。
１．５．２．４  ＲＵ局レシーバ機能ブロック図
１．５．２．４．１  トラヒックチャンネル
図１．１５は、ＲＵ局レシーバの機能ブロック図を示す。所与のＴＤＭＡスロットに、かつ所与の物理チャンネル上でＲＵ局はアンテナに信号を受信する。該信号は、ダウン変換され、デジタル標本化され、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて元の周波数ドメインへ変換される。特定のトラヒックチャンネルに対しては、多重分離装置を用いて適切なトーンが選択される。該１８トーンが、イコライザへ送られ、ここで各トーンは、位相補正ファクターが乗じられ、パイロットシンボルがシーケンスからはぎ取られる。残りの１７シンボルはトレリス復号器へ送られ、１６シンボル（４８ビット）のトラヒックデータと、１シンボル（３ビット）のＬＣＣデータが作られる。
図１．１５は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するＲＵ局レシーバの機能ブロック図である。
１．５．２．４．２  共通リンクおよび同報チャンネル（ＣＬＣ／ＢＲＣ）
図１．１６は、ＣＬＣ／ＢＲＣレシーバにおけるベースバンド処理を示すブロック図である。所与のＴＤＭＡスロットに、ＣＬＣ／ＢＲＣ伝送に用いられる所与の物理チャンネル上でＲＵ局はアンテナ経由で時間ドメイン信号を受信する。該信号は、ダウン変換され、デジタル標本化され、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて元の周波数ドメインへ変換される。ＣＬＣ／ＢＲＣに対しては、多重分離器を用いて適切なトーンが選択される。該１８トーンが、イコライザへ送られ、ここで各トーンは、位相補正ファクターが乗じられ、３個のパイロットシンボルがシーケンスからはぎ取られる。残りの１５要素は、次にＱＰＳＫ復調される。従って、復調器は３０ビットの情報を出力する。
時間多重化装置は、８個の連続ＴＤＭＡスロット中のデータを集め、２４０ビットのＲＳ符号化情報を生成する。つまり、４０ＲＳシンボルブロックを生成する（ＲＳシンボルは各々６ビットの長さである）。次に、該ＲＳブロックを復号し、１２ＲＳシンボル、つまり７２ビットの、ベース局から送信されるオリジナルのＣＬＣ／ＢＲＣ情報を作成する。
第２節  ＰＷＡＮのＦＤＤ空間処理
緒論
空間処理は、能力を増強し、サービスの質を向上させるためにＰＷＡＮ物理層に組み込まれる。これは、空間分離によって周波数を再利用すること、およびコーチャンネルの干渉波を抑えることによって達成される。周波数分割二重化（ＦＤＤ）方式では、送信と受信バンドの周波数が広く離れているので、チャンネルの往復使用は行えない。従って、正逆チャンネルに異なるビーム成形戦略が必要である。
この節は、特に、ＰＷＡＮベース局で空間処理を行うのに必要な機能について記載する。遠隔ユニットでの空間処理はオプションであり、行えば、空間自由度を得る潜在的可能性があり、能力が更に増強される。
ビーム成形方式にある主な機能について、フォーワードリンクとリバースリンク双方について記載する。記載内容としては、ビーム成形ウェイトの適用、ウェイトの計算、適応、および参照パイロットの導入が挙げられる。
２．１  狭帯域の仮定
ビーム成形方式に本質的な主な仮定の一つに対処するのが一番重要である。周波数が、狭域バンドであるか広域バンドであるかの仮定である。ＰＷＡＮ方式では、ビーム成形は全て狭域バンドであると仮定される。方式を初めに狭帯域と定義するのが必要である。そうすれば、異なるアレイ素子での周波数応答がよくマッチし、受信された空間サンプルがアレイの一端から次の端まで十分に相関されることが確実になる。
この仮定は、基地局アンテナアパチャに対する観察時間−帯域幅積の関係を用いて解析的に吟味することが出来る。それは、当該周波数バンドのビームパターンに存在するミスマッチを観察することによってもテストすることができる。
アンテナアパチャに対する観察−時間間隔は、平面波形がアンテナアパチャを完全に横切るのに要する時間と定義される。これは、信号到来角の関数である。観察時間−帯域幅積（ＴＢＷＰ）は、観察間隔と信号帯域幅との積である。アレイが狭帯域と考えられるには、ＴＢＷＰは、到来角全てに対して１より遥かに小さくなければならない。
８素子で均一間隔のリニアアパチャに対するＴＢＷＰを手早く計算してみると、ＰＷＡＮに対するこのＴＢＷＰへの制約が与えられるはずである。これが均一間隔のアレイに対する観察間隔の限界ケースだからである。式２．１と式２．２とはこの計算を示す。ここで、Ｔｄは観察時間間隔で、ＢＷは信号帯域幅（１１２．５ｋＨｚ）、Ｎはアレイ素子の数（８）、そしてｃは光の速度である。
（式２．１）  Ｔｄ＝（素子間隔＊ｓｉｎ（到来角）／ｃ）＊（Ｎ−１）
＝（２．６３ｅ−１０）＊（８−１）＝１．８４ｅ−９
（式２．２）  ＴＢＷＰ＝１．８４ｅ−９＊ＢＷ
＝１．８４ｅ−９＊１１２．５ｅ０３＝２．０７ｅ−０４
ＴＢＷＰ＝２．０７ｅ−０４＜＜１
この計算は、最大観察間隔に対してオフボアサイト（エンドファイアにおいて）の最大到来角９０°として行われた。式２．２から分かるように、ＴＢＷＰは最大遅延に対して１より遥かに小さい（他の角度では全てＴＢＷＰはこれより小さい）ので、狭帯域の仮定が成り立つ。
また、この仮定について、リニアアレイに対してシミュレーションを行って調べたが、結果は、この帯域幅ではビームパターンのミスマッチは、無視できる程の平均自乗誤差（ＭＳＥ）であったので、やはり狭帯域の仮定が確かめられた。
２．２  遠いフィールドの仮定
ＰＷＡＮビーム成形システムに本質的な、もう一つの重要な仮定は、遠いフィールドの仮定である。この意味は、ビーム成形機能が、近いフィールド（＜〜４メートル）からではなく、遠いフィールド（＞〜４メートル）から受信した波形に対して設計されるということである。この仮定を行うと、設計者は、アンテナアパチャに衝突するどんな伝播波形も平面波フロントとして処理することができる。従って、信号が二つのアンテナ素子の間を伝播するのは、単純な遅延として特性付けられる。信号は、平面波フロントのどの点でも等しい強度を有していると仮定される。
２．３  フォーワードチャンネル
ベース局からＲＵ端末へのフォーワードリンク上では、ビーム成形は、空間的に離れたＲＵ端末間を隔離するために用いられる。ベース局から伝送するに当たっては、ビーム成形は、受信したＲＵ送信から導出された到来方向の推算に基づいている。ＲＵ端末レシーバでは、空間隔離は、アンテナアパチャ自体の所でデータを一緒にして連続固定ビームパターンを得ることによって行なわれる。
２．３．１  ベース局トランスミッタ
ベース局トランスミッタに対する単一トラヒックチャンネルの機能図は、図２．１に示される。この図は、空間処理機能に直接かかわるベース局トランスミッタ成分について描いてある。スプレッダブロックは図２．１では陰になっているし、アンテナアレイもそうである。図２．１は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するベース局トランスミッタの機能ブロック図である。
２．３．１．１  アンテナアレイ
ベース局トランスミッタに対するアンテナアレイは、各アレイ素子から空間的にウェイト付けられた信号を伝送するＮ個のセンサを備える。このアレイは、幾何学的には半円形となっており、各素子間の間隔は均一または不均一である。
２．３．１．２  ウェイトの適用
フォーワード方向のビーム成形は、複雑なウェイトマトリクス、Ｗを適用することによって行われる。マトリクスＷは、各ユーザに対応するウェイトベクトルを成分とし、伝送信号が所望のＲＵ端末（複数を含む）方向へは増強されるが、他の伝送方向へは全て減衰するようにウェイトが付けられる。ウェイトの適用は次の式で示される。
（式２．３）    Ｘ＝ＷＹ
式２．３は、ベースバンドトーンデータ、Ｙをウェイトマトリクス、Ｗで乗算して得られたマトリクス、Ｘを示し、このＸを変調し、伝送する。
２．３．１．３  ウェイトの導出
基地局トランスミッタ内のスプレッダブロックは、空間ウェイトマトリックス、Ｗを提供し、これを、伝送するべきトーンへ適用する。このマトリクスは、幾つかの方法の中の一つを用いて導出することができる。該方法としては、アンテナアレイアパチャの空間分離から導出されるデータ独立固定ビームウェイトから得る方法、アンテナアレイアパチャで受信したデータの二次統計量から導出されるデータの統計的最適ビームウェイトをリアルタイムの適応計算によって得る方法、または他の一つのベース局サブシステムからインターフェイスを通じてウェイトタイプを得る方法が挙げられる。
ウェイト導出の各方法には、空間隔離、コーチャンネル干渉排除、システム処理の複雑さなどに関してある種の利点がそれぞれにある。
データ独立固定ビームウェイトを用いると、ベースバンドサブシステムの方でリアルタイムで計算する労が一番少なくなる。これらのウェイトを前もって計算し、リアルタイムにはコールがあった時点でルックアップテーブルを見るようにできるからである。データ独立ウェイトを用いると、ダウンリンク伝送間の空間隔離が行われ、空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）ができるが、ヌル点を指向してコーチャンネル干渉波を直接抑制することにはならない。しかし、これらの干渉波の抑制は、主ローブ／副ローブ比で与えられる空間隔離では本質的に存在する。しかし、直接的にコーチャンネル干渉波にヌル点を適応して指向させるという利点（空間隔離度や減衰度の向上）は得られない。
統計的最適ビーム成形ウェイトを用いると、コーチャンネル干渉波が直接抑制されるが、処理電力を増大することが必要だし、ウェイトの計算の収斂時間がかかるので、応答なしの時間が増えることになる。また、注記すべきは、ＦＤＤ方式では、到来方向（ＤＯＡ）の推算を行っても、チャンネル効果はフォーワードおよびリバース帯域の広域周波数分離に独立なので、伝送ビーム成形器が正確なマルチパス成分を推算できるようにはならない。これが意味するところは、伝送ビーム成形器は、干渉しているＲＵ端末からの見通し線（ＬＯＳ）伝送をヌル点に固定できるだけということである。しかし、このアプローチの重要な便益は、主ビームの隔離度が向上し、従ってデータ独立ウェイトに較べて空間隔離度が増大することである。
２．３．１．４  ウェイト更新
ウェイトマトリクス、Ｗ、は定期的に更新される。この更新は、フォーワードリンクチャンネル、並びにそのチャンネル上で連続的に分解・合成されている個々のリンクの変化を追尾するために必要である。データ独立ウェイト法では、チャンネル追尾は適用されず、ウェイト更新は通話単位ベースに基づいている。統計的最適ウェイト法では、更新間隔はチャンネル統計量（時間−帯域幅積およびチャンネル定常性）から導出される適応速度に基づいている。
２．３．１．５  参照信号
ベース局は、参照リンクメンテナンスパイロット（ＬＭＰ）を伝送し、コヒーレント復調に対する位相参照と、ビーム成形誤差推算を行うための所望の信号推算とを提供する。参照信号は、フォーワードリンクとリバースリンク双方のリンクに伝送される。こうすると、基地局は、平均自乗誤差（ＭＳＥ）を測定し、到来方向推算に依らないでリバースリンク上に最適ビーム形の解を導出するのに用いることができる。
２．３．１．６  到来方向の推算
ＲＵ伝送に対する到来角の先験的知識が、通話毎に所望の信号に伝送ビームを指向させるのに必要である。この情報は、ＤＯＡ推算技法を用いて集めなければならない。
２．３．２  ＲＵ端末レシーバ
ＲＵベースバンド空間処理技法は、アレイアパチャで空間処理を行い、連続ビームを成形する。
２．４  リバースチャンネル
ＲＵ端末からベース局へのリバースリンク上では、ビーム成形は、空間的に離れたＲＵ端末間を隔離し、コーチャンネル干渉波を抑制するために用いられる。このリンク上では、ＲＵ伝送の到来角についての先験的知識は要らないが、むしろ参照信号適応ビーム成形が用いられる。
２．４．１  ベース局レシーバ
ベース局レシーバに対する単一トラヒックチャンネルの機能図は、図２．２に示される。この図は、空間処理機能に直接かかわるベース局トランスミッタ成分について描いてある。デスプレッダブロックは図２．２では陰になっているし、アンテナアレイもそうである。図２．２は、レート３／４の１６ＱＡＭモードの単一トラヒックチャンネルに対するベース局レシーバの機能ブロック図である。
２．４．１．１  アンテナアレイ
ベース局レシーバに対するアンテナアレイは、各アレイ素子のところのアパチャに衝突する波形をサンプルするＮ個のセンサを備える。このアレイは、幾何学的には半円形となっており、各素子間の間隔は均一または不均一である。
２．４．１．２  ウェイトの適用
リバース方向の空間処理は、複雑なウェイトマトリクス、Ｗを適用することによって行われる。マトリクスＷは、各ユーザに対応するウェイトベクトルを成分とし、受信信号が所望のＲＵ端末方向へは増強されるが、他の方向へは全て減衰するように行われる。ウェイトの適用は次の式で示される。
（式２．４）    Ｙ＝ＷＸ
式２．４は、ベースバンドトーンデータ、Ｘをウェイトマトリクス、Ｗで乗算して得られるデスプレッドトーンデータ、Ｙを示す。
２．４．１．３  ウェイトの導出
基地局レシーバ内のデスプレッダブロックは、空間ウェイトマトリックス、Ｗを提供し、これを受信データへ適用する。このマトリクスは、幾つかの方法の中の一つを用いて導出することができる。該方法としては、アンテナアレイアパチャの空間分離から導出されるデータ独立固定ビームウェイトから得る方法、アンテナアレイアパチャで受信した二次統計量から導出される統計的最適ビームウェイトをリアルタイムの適応計算によって得る方法、または他の一つのベース局サブシステムからインターフェイスを通じてウェイトタイプを得る方法が挙げられる。
ウェイト導出の各方法には、空間隔離、コーチャンネル干渉波排除、システム処理の複雑さなどに関してある種の利点がそれぞれにある。
データ独立固定ビームウェイトを用いると、ベースバンドシステムの方でリアルタイムで計算する労が一番少なくなる。これらのウェイトを前もって計算しリアルタイムにはコールがあった時点でルックアップテーブルを見るようにできるからである。データ独立ウェイトを用いると、アップリンク伝送間の空間隔離が行われ、空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）ができるが、ヌル点を指向してコーチャンネル干渉波を直接抑制することにはならない。しかし、これらの干渉波の抑制は、主ローブ／副ローブ比で与えられる空間隔離では本質的に存在する。しかし、直接的にコーチャンネル干渉波にヌル点を適応して指向させるという利点（空間隔離度や減衰度の向上）は得られない。
統計的最適ビーム成形ウェイトを用いると、コーチャンネル干渉波が直接抑制されるが、処理電力を増大することが必要だし、ウェイトの計算の収斂時間がかかるので、応答なしの時間が増えることになる。
２．４．１．４  ウェイト更新
ウェイトマトリクス、Ｗ、は定期的に更新される。この更新は、リバースリンクチャンネル、並びにそのチャンネル上で連続的に分解・合成されている個々のリンクの変化を追尾するために必要である。データ独立ウェイト法では、チャンネル追尾は適用されず、ウェイト更新は通話単位ベースに基づいている。統計的最適ウェイト法では、更新間隔はチャンネル統計量（時間−帯域積およびチャンネル定常性）から導出される適応速度に基づいている。
２．４．１．５  到来方向の推算
リバースリンク上では、受信データセットをフォーワードリンクに適用して行われる。この情報があると、ベース局伝送ビーム成形器が目的のＲＵにビームを指向させることができ、統計的最適ウェイトに対しては、干渉しているＲＵでゼロとなる。ＰＷＡＮのようなワイヤレスローカルシステムに対しては、到来角推算の追尾は要らない。ソースＲＵは空間に固定されているからである。前述したように、到来角推算は、ＰＣＳ帯域に独立であるという欠点があり、従ってマルチパス効果を追尾しない。
２．４．１．６  参照パイロット
ベース局は、参照リンクメンテナンスパイロット（ＬＭＰ）を伝送し、コヒーレント復調にたいする位相参照と、ビーム成形誤差推算を行うための所望の信号推算とを提供する。参照信号は、フォーワードリンクとリバースリンクと双方のリンクに伝送される。こうすると、基地局は、平均自乗誤差（ＭＳＥ）を測定し、到来方向推算に依らないでリバースリンク上に最適ビーム形の解を導出するのに用いることができる。
２．４．２  ＲＵトランスミッタ
ＲＵベースバンド空間処理技法は、アレイアパチャで空間処理を行い、連続ビームを成形する。
第３節  ＰＷＡＮチャンネル割当
緒論
トラヒックチャンネルをＲＵ端末に対して確立する時、ベース局は、ＲＵ端末の所要のサービスグレードに合うチャンネルを割り当てなければならない。
３．１  ＲＵの能力
チャンネル割当アルゴリズムとしては、現在生きているＲＵと新しいＲＵ各々の能力に関する情報を知る必要がある。将来の機器が異なるＩＦ帯域上で操作する場合は、チャンネル割当アルゴリズムとしては、各機器がサポートできるのは何かについて知る必要がある。
第一世代のＰＷＡＮでは、ＲＵ端末は１ＭＨｚ操作帯域をサポートする。このサイズがあると、１６本のチャンネル上で操作可能となる。あるＲＵ端末がＲＵのＩＤで認識されると、ベース局は、チャンネル割当アルゴリズム、例えば、周波数（ＩＦ）、帯域（ＢＷ）、サポートされているベアラ（Ｂ）チャンネルの数、サポートされているボイスコードのタイプ（複数を含む）などに対するＲＵの所要情報を含むデータベースを探索する。
３．２  到来方向（ＤＯＡ）
本方式は、能力を増強するのにＳＤＭＡに依存するので、極めて重要なパラメータは各ＲＵ端末に対するＤＯＡである。チャンネル割当アルゴリズムは、現在生きている通話に含まれるＲＵ端末全てのＤＯＡとこれから関連する新しいＲＵ端末のＤＯＡとを知る必要がある。
最初は、割当アルゴリズムとしては、新しいＲＵと他の生きているＲＵとの間のＤＯＡ分離を、幾つかの利用可能なクラスタ上で単に最大限化するようなものを考案できればよかった。しかし、システムユーザの数が増えて行くに従って、単にＤＯＡだけでなく他の情報もチャンネル選択に組み込む必要が生じる。
ＤＯＡ推算には、幾つかのアルゴリズムが候補に挙がっている。
・  空間内挿付のコヒーレント信号−サブスペース
・  ＳＳ−ＤＯＡ
・  ＭＵＳＩＣ
・  ＥＳＰＲＩＴ
３．３  チャンネル測定
一番良いチャンネルを選択するには、ＲＵ端末側である程度の数のチャンネルを測定し、結果をベース局に報告し、リンク確立時にＲＵに対する一番良いチャンネルを選択するのに用いなければならない。これらの測定には、ＲＳＳＩやＳＩＮＲがある。表３．１が示すのは、受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）と、信号／干渉比（ＳＩＮＲ）情報をどのように到来ＲＵへチャンネルを割り当てるのに用いることができるかについての概要である。
明白なことは、チャンネル上のＲＳＳＩが低いほど、これは良い候補になるということである。この場合、当該チャンネル上の当該ＲＵ端末には、どの基地局からもほとんどエネルギーが投射されていなからである。しかし、ＲＵ端末は、図３．１に示されるように、フォーワードアンテナ副ローブからのエネルギーを測定することができる。図３．１からは、サービス中の基地局が、確立されているＲＵに対するビームパターンを変えて、着信するＲＵにヌル点を指向させれば、着信するＲＵを収容することができることが見られる。同様に、着信するＲＵに対するビームパターンは、確立しているＲＵへヌル点を指向させたものになる。この状況は、図３．２に示される。図３．１は、フォーワードビームパターンとＲＵのＲＳＳＩに対するその効果を示す。図３．２は、着信するＲＵを収容するために変えられえたフォーワードビームパターンを示す。
ＲＳＳＩ情報だけでは、サービス中のベース局のビーム副ローブと周りの基地局からの干渉とを区別することは不可能である。インターセルエネルギーとイントラセルエネルギーとの間を決めるのを支援するために、ＳＩＮＲ測定を用いる。ＳＩＮＲが低い値は、チャンネル上のノイズと干渉のレベルが高いことを示す。ＳＩＮＲが高い値は、サービス中の基地局からクリアな信号がでていることを示す。であるから、図３．１に示される状況では、該ＲＵは、相当程度大きいＲＳＳＩとかなり高いＳＩＮＲをレポートする。着信ＲＵのＤＯＡが確立ＲＵから十分遠い場合は、図３．２に示されるように、フォーワードビームパターンを少し変えて着信ＲＵを収容することができる。
簡略法として、以上三つのデータを一緒にしてチャンネル候補評価ファクタ（ＣＡＦ）に纏めることができる。三つの望ましい状況とは、ＤＯＡが非常に離れていること、ＲＳＳＩが小さいこと、ＳＩＮＲが高いことである。チャンネル候補を定量的に表現する式は、
（式３．１）CAF(n)=fDOA(n)+f RSSI(n)-fSINR(n)
（式３．２）fDOA(n)=a1(180-min(|DOA e(k)-DOA i|))全てのｋについて
（式３．３）f RSSI(n)=a2(133+RSSI(n))
（式３．４）fSINR(n)=a3(SINR RU端末(n)+SINRベース局(n))
ＣＡＦの値が低いのは、当該チャンネルが、より優れた候補であることを示す。理想的チャンネルはＣＡＦの値が０のチャンネルである。式３．２〜式３．４においてａ１，ａ２、ａ３は、三つの項のスケールファクタである。式３．１の第一項は、ＤＯＡ情報を評価する。最大可能分離は、１８０°である。ＤＯＡに大きな差があると、第一項を小さくする。式３．１の第二項はＲＳＳＩ測定値を評価する。レシーバのノイズフロアは−１３３ｄＢｍである。これは理想的な測定値で、当該チャンネルでは何の活動も行われていないことを示す。だから、−１３３ｄＢｍより大きい値はＣＡＦを理想から偏らせる。式３．１の第三項はチャンネルＳＩＮＲの効果を示す。ＳＩＮＲＲＵ端末が大きいのは、ＣＡＦが優れていることである。ＲＵへ投射されているエネルギーがサービス中のベース局から送られていることを意味するからである。同様に、ＳＩＮＲベース局が大きいのは、そのチャンネル上では他のセルのＲＵからの干渉が少ないことを意味する。
例：
ａ１＝ａ２＝１、  ａ３＝１／２
ＲＵ端末は、サービス中のセルからトラヒックチャンネルを要求する。ＲＵはトラヒック確立の一部分として、以下の測定をリポートする。
ＲＳＳＩ（１）＝−９５ｄＢｍ
ＳＩＮＲＲＵ（１）＝９．３ｄＢ
ＲＳＳＩ（２）＝−９５ｄＢｍ
ＳＩＮＲＲＵ（２）＝４．５ｄＢ
サービス中のベース局は、着信するＲＵのＤＯＡを４２°と測定する。チャンネル１上には１２７°のＲＵがある。チャンネル２上には１３３°の端末がある。また、ＳＩＮＲベース局（１）＝１２ｄＢ，ＳＩＮＲベース局（２）＝１３ｄＢである。
ＣＡＦ（１）＝（１８０−｜１２７−４２｜）＋（１３３−９５）
−０．５（９．３＋１２）
＝１２２．３５
ＣＡＦ（２）＝（１８０−｜１３３−４２｜）＋（１３３−９５）
−０．５（４．５＋１３）
＝１１８．２５
前記ＲＵは、両チャンネル上で同じＲＳＳＩを測定した。チャンネル１上の既存ＲＵのＤＯＡは、チャンネル２上の既存ＲＵのＤＯＡよりも僅かによかった。チャンネル１に対するベース局のＳＩＮＲ測定値は、チャンネル２に対するベース局のＳＩＮＲ測定値よりも僅かによかった。最も大きな差を付けた測定値は、この場合ＲＵのＳＩＮＲであった。
ＳＩＮＲを効果的に測定するためには、ＲＵ端末とベース局は、信号が所与のセルに属するものかどうかについて知覚しなければならない。このようなメカニズムがなければ、ＳＩＮＲ測定値は、同じＲＳＳ１値の隣接ベース局からの信号に対するもののように、サービス中の基地局からの所与のＲＳＳＩレベルの信号に対するものと同じになる。異なるセルの信号を区別する方法は、トラヒックチャンネル上に参照パイロットを、異なる位相で、あるいは基地局オフセットコードから導出される位相シーケンスで符号化することである。
３．４  手順
１．  アイドルモードで、各ＲＵは運用できる可能性のある各チャンネルのＲＳＳＳＩとＳＩＮＲとを測定し、主観的ベストから主観的ワーストまでを順序付ける。
２．  ｍｅａｓ＿ｒｐｔｓというパラメータがある。これは、各基地局の同報通信チャンネル上に送られ、トラヒック接続を確立しようとする時にＲＵがどれだけ多くのチャンネル測定をベース局に送るかを述べるものである。
３．  トラヒック接続を確立しようとする時，ＲＵは、ベストｍｅａｓ＿ｒｐｔｓチャンネル測定値をＳＣＡＣチャンネル上でベース局へ送る。
４．  ベース局は、ＲＵが送ってきたチャンネル測定値を用いて、ＲＵが送ったセットの候補チャンネル各々に対するＣＡＦを計算する。
５．  ＲＵが送ったチャンネルのセットの中で一本または複数の本数のチャンネルが受入可能のＣＡＦを持つ場合は、ベストのＣＡＦを有するチャンネルを選択する。
６．  ＲＵが送ったチャンネルのセットの中で一本のチャンネルも受入可能のＣＡＦを持たない場合は、ベース局は、ＲＵ端末から次のベストのセットのｍｅａｓ＿ｒｐｔｓチャンネル測定値を送るように要求する。
７．  基地局は、ステップ４からステップ６までの繰り返しを、許容できるチャンネルが見付かりそれを用いるまで、あるいは、候補チャンネルのリストが使われ切るまで、行い、その時点で通話はブロックされる。
第４節  ＰＷＡＮ同期
緒論
ここでは、ＲＵ同期とベース局遅延補正アルゴリズムが議論される。両アルゴリズム共、時間に関する同期（基地局遅延補正）か時間と周波数に関する同期（ＲＵ同期）かのいずれの同期を達成することを目的とする。
４．１  ＲＵ同期
遠隔ユニット（ＲＵ）が初期化され、基地局から伝送を受ける時波形の到来時間は未知である。また、ＲＵ信号パイロット（ＲＳＰ）が前に規定のＦＦＴビン内に存在することはない。基地局発振器とＲＵ発振器は僅かに異なる周波数で操作しているからである。同期アルゴリズムの目的は、ＲＵ処理ウィンドウ、つまり受信ゲートを波形に一致させ、ＲＵ参照発振器（ＶＣＸＯ）を調整して、基地局と同じ周波数で操作させることである。
同期は、２段処理として示される。第一に、時間と周波数双方での同期波形の獲得を行わなければならない。ＲＵ受信ゲートを調整して信号エネルギーの大部分を含むようにし、上記ＲＵのＶＣＸＯを調整してＲＵ−ベース局周波数のディスパリティの大部分を除く。残留周波数オフセットをゼロにし、平均周波数オフセットをゼロに保つには、ＲＵ操作中に連続的に働く頑強な周波数予測法が必要である。周波数エラーが除かれた後では、該ＲＵは、基地局に周波数ロックされたと称される。ゼロ周波数エラーを維持することは、バックグランドで連続的に作動している周波数追尾ステップの関数である。位相ロックループ（ＰＬＬ）は、ノイズ中に浸漬された時変化位相を追尾できるので、ＲＵ端末−ベース局周波数エラーを追尾するのに効果的な周波数予測方式である。実際、ＰＬＬは、最適、すなわち、最大可能性の搬送波位相予測方式である。
このアルゴリズムの唯一の要求事項は、システムが、トーン間が等間隔の、直交周波数分割多重化方式に基づいていることである。
４．１．１  同期に要する時間
ＲＵ同期は、ＲＵの初期化の際、または同期が失われたら何時でも行われる。初期同期を行うには時間的要求事項は、ＲＵがスリーブモードの後に周波数ロックを再確立しなければならないケース程は重要でない。ＲＵのバッテリ寿命は、再確立時間を最小限に抑えるのに極めて重要な問題である。
時間と周波数帯域は、周波数ロックを得るのにどれだけかかるかを決める資源である。チャンネル効果とノイズは、時間遅延と周波数オフセットを推算するのに平均化しなければならない。時間当たりか、周波数当たりかで平均して、これらの効果を緩和することができる。利用可能な帯域を用いることと、システム要求事項に依って定められる時間的制約との間にバランスをとる必要がある。
４．１．２  ＲＵ同期の実装
４．１．２．１  同期パイロット
提唱される同期アルゴリズムは、データチャンネル構成に対する特定のモデルを仮定しない。すなわち、パイロット波形またはＲＵ信号パイロット（ＲＳＰ）のトーンマッピングについては、特定のものを仮定しない。ＲＳＰはデータチャンネルのオーバーヘッドトーンでも、離れた同期チャンネルにあっても、あるいは、メッセージフレーミング構造の一部を構成しても差し支えない。
４．１．２．２  機能の説明
同期の究極的目的は、データの復調に当たって時間と周波数のロックを達成することである。ＲＵ受信時間ゲートとデータバーストとの厳密な一致、およびＲＵ発振器と基地局との周波数ロックが、ＦＦＴビンデータの直交性のため、従って信頼性ある復調のために必要である。同期は、多重ステップ手順で行われる。先ず疎な調整が時間と周波数とに行われ、次いで精密調整がシステム規格に合うように時間と周波数とに行われる。疎時間調整、疎周波数調整、精密時間調整、周波数追尾と名付けられた諸ステップを、以下に略記する。
１．疎時間調整
波形は、ＲＳＰ周波数を決定するには受信ゲート内になければならない。疎時間調整は、周波数オフセット波形にマッチしたフィルタで行われる。
２．疎周波数調整
周波数ドメインのマッチしたフィルタバンクからの出力によって、周波数オフセットの疎な推算が行われる。ＲＵのＶＣＸＯを調整して、ＲＵオシレータを、基地局オシレータの規定の周波数許容度内にする。
３．周波数追尾
位相−ロックループ（ＰＬＬ）を駆動して残留周波数オフセットをゼロにし、ＲＵのＶＣＸＯを連続的に調整して、平均周波数差をゼロに維持する。
４．精密時間調整
これは、波形とＲＵ受信ゲートとを最終的に必要な精度内に調整する。
４．１．２．３  処理の説明
処理ステップの高レベルブロック図が、図４．１に示される。図４．１は、各処理ステップの目的を達成するのに用いられる方法を示す。周波数追尾段階を除いて、フィルタ処理のマッチングが時間と周波数獲得の主なツールである。フィルタのマッチングは、各ステップで異なるが、コンセプトは同一である。疎な時間調整は、周波数オフセット波形にマッチするフィルタインパルス応答を用いる。疎な周波数調整は、フィルタバンクを用いて、周波数オフセットを推算する。最終の時間調整は、正確に規定された周波数に整調されている単一フィルタを用いる。
４．２  遅延補正
あるＲＵを設ける時、ベース局から受信した信号に関してその信号を何時伝送すれば他のＲＵからの信号と同じ時刻にその信号がベース局に着くかを知る必要がある。ベース局は、ＲＵ信号の期待到来時間と実際到来時間の差を測定する。次にこの測定情報をＲＵへ伝送する。そうすればＲＵは、ベース局へ信号を送る時刻を進めたり、遅らせたりすることができる。
図４．２は、ベース局に現れる信号を示す。ベース局が期待するのは、その最後のバーストを伝送した後ＲＵからの信号が５５マイクロ秒後に到着することである。図４．３は、ベース局とＲＵとに現れる信号を示す。ＲＵが補正される前は、そのＲＵが伝送する信号は、他のＲＵが伝送した信号と異なる時刻に基地局に到来する。ベース局はこの遅延を測定し、測定値をＲＵへ伝送する。ＲＵは次いで伝送時間を調整してこの遅延を補正する。
遅延補正は、ＲＵ設定時でも通話セットアップ時でも行うことができる。遅延補正計算ルーチンは、遅延計算に用いられる信号の平均信号パワーを調べ、これがある閾値以上ならば、遅延補正測定を行う。図４．３は遅延補正が行われている状態を示す。
４．２．１  アルゴリズムの説明
遅延補正は、遅延補正パイロット（ＤＣＰ）と呼ばれるパイロットトーンの位相を測定することによる。ＲＵはＤＣＰをベース局へ送る。各ＤＣＰは同一の位相シフトを有する。ＲＵが適切に補正された場合は、ＤＣＰトーンは基地局にお互いの位相で到着する。ＲＵからの信号が遅延している場合は、各ＤＣＰトーンは位相シフトを伴う。位相シフトはＤＣＰ周波数に比例する。ベース局は各ＤＣＰの位相を測定し、リニアリグレッション法を用いて、測定された位相を直線化する。この直線の勾配が遅延に比例する。ゼロ勾配は、遅延補正が必要無いことを示し、ゼロでない勾配は、信号が進みすぎて（または遅れすぎて）到来しているので、ＲＵが信号を遅延して（または進めて）伝送する必要があることを示す。
マルチパス効果とノイズは、位相測定を壊してしまう。これは、位相測定を周波数について（ＤＣＰについて）および時間について（順次のデータバーストについて）平均化することによって緩和できる。
、第５節  ダイバーシチ
緒論
ダイバーシチは、通信レシーバに関する技法の一つで、通信用に高度に非相関の信号パスを見出だすことによって、電波伝播のランダム特性を利用する。ダイバーシチ決定はレシーバで行われる。一つの電波パスが深いフェージング現象を起こす場合、他の独立パスが強い信号を持っている可能性がある。選択されるパスを複数にすることによって、レシーバの瞬時および平均Ｓ／Ｎ比が改善される可能性がある。
空間ダイバーシチでは、多重の基地局または遠隔局を受信するアンテナを用いてダイバーシチ受信を行う。
偏波ダイバーシチでは、遠隔局と基地局との間の水平および垂直偏波パスを無相関とする。各偏波の信号に対する相関分離は、遠隔局アンテナ間の多重チャンネル反射によって行われる。所与の遠隔局とその基地局との間のリンクの特性に依存する。
周波数ダイバーシチは、搬送波周波数を一本を超えた本数で用いて情報を伝送するものである。
時間ダイバーシチは、チャンネルのコヒーレンス時間を超える間隔で情報を繰り返して伝送するものである。従って、独立のフェージング条件で多重に繰り返された信号が受信される。
ダイバーシチ受信方法には四つの範疇がある。
１．選択ダイバーシチ
２．フィードバックダイバーシチ
３．最大比結合
４．等ゲインダイバーシチ
選択ダイバーシチでは、ｍ個の復調器を用いてｍ個のダイバーシチブランチを作る。最大の瞬時ＳＮＲを有するレシーバブランチが復調器に接続される。
フィードバックまたはスキャンダイバーシチでは、ｍ個の信号を固定シーケンースでスキャンし続けて、所定の閾値以上のものを探し出す。
最大比結合では、ｍ個のブランチ全てからの信号を、各々の信号電圧／ノイズパワー比にしたがって重み付けし、その後に和をとる。
等ゲイン結合では、ブランチの重みは全て１にするが、各ブランチからの信号は、コー位相処理され、等ゲイン結合ダイバーシチが得られる。
周波数ダイバーシチがフェージング現象を緩和するために用いられるけれども、唯一つの手段というわけではない。コヒーレンス帯域幅が利用可能の帯域幅を超える可能性のあるＦＤＤベースの方式では、周波数ダイバーシチの効果性は、フェージングを避けるには十分でない。直交偏波成分を受信することが、フェージングと戦う補助的手段として用いられる。偏波ダイバーシチは、本発明のＰＷＡＮ方式に用いられる。
５．１  周波数ダイバーシチ
５ＭＨＺバンドに８×２（空間×周波数）を実装した時に可能な最大周波数分離は、２．５ＭＨＺである。周波数分離は、両方の搬送波が同時にフェードする可能性を最小限に抑えるために、チャンネルコヒーレンス帯域を超えなければならない。相関９０％と５０％の中間周波数に対応するコヒーレンス帯域は、チャンネルを概略的に特性化するために用いられる。コヒーレンス帯域幅を０．９０相関レベルで算出するのは、以下の式で行われる。
Ｂｃ  ≒  １／（５０δτ）
ここに、δτは、遅延スプレッド（ｒｍｓ）である。コヒーレンス帯域が０．５０相関中間周波数成分で定義される時は、上式は、次のようになる。
Ｂｃ  ≒  １／（５δτ）
表５．１は相関レベルの関数として、遅延スプレッド（ｒｍｓ）の下限と上限とを、ＰＣＳバンドで測定して、見通し線と非見通し線パスを含めてリストする。
５０％相関レベルでは、上限は、ＰＷＡＮのＦＤＤ方式の周波数ダイバーシチで利用可能な２．５ＭＨＺ周波数間隔を超える。ここに提示のデータは、ＰＷＡＮ展開に期待されるコヒーレンス帯域の決定的な測定値としてではない。むしろ、環境の不確かさがある状況下では、コヒーレンス帯域は、周波数ダイバーシチに利用可能のシステム帯域を容易に超える危険性があることを示すためである。このような状況下では、他のメカニズム、例えば偏波をダイバーシチとして考慮しなければならない。
５．２  偏波ダイバーシチ
５．２．１  緒論
偏波ダイバーシチは、伝送された偏波成分から直交する偏波成分へエネルギーが漏洩するマルチパス傾向を利用する。例えば、トランスミッタ側は、垂直に偏波する成分を放射するが、レシーバは垂直と水平の偏波成分のエネルギーを双方とも受信する。フェージングが一成分に影響するが、他成分にはしないならば、この信号を偏波ダイバーシチ方式で受信することができる。
５．２．２  結果
９００ＭＨＺおよび１８００ＭＨＺシステムに対する偏波ダイバーシチを用いると水平空間ダイバーシチゲインに相当するダイバーシチゲインが得られる。偏波ダイバーシチは、周波数ダイバーシチと一緒に、あるいはその代替として用いられる。結論の幾つかを挙げると、次の通り。
・  マルチパスで水平と垂直の偏波成分を用いた場合のフェージング間の相関は、９５％の時間の間で０．７０以下と非常に小さい。相関値は０．１０未満。
・  偏波ダイバーシチ受信方式を用いると、強いマルチパス環境下で単一リニア偏波チャンネルよりも改良された性能を得ることができる。性能は、水平空間ダイバーシチ方式で得られる性能に相当する。
・  ダイバーシチ性能は、伝送するアンテナが垂直成分に加えて水平成分を強く励起すると向上する。これは、傾斜４５°リニア偏波または円形偏波を用いて得られる。このケースでは、平均受信信号は、空間ダイバーシチ方式に比べて１ｄＢ未満の損失となるに過ぎない。
・  偏波ブランチの最大比結合は、文献に一般に仮定されている。これを用いると、選択ダイバーシチや等ゲイン結合に比べて最も優れた性能が得られる。選択ダイバーシチに比べて、最大比結合を用いると、マルチパス効果を緩和して３ｄＢものゲイン利得を得ることができる。
・  マルチパス環境下では、典型的なクロス偏波レベルは、伝送アンテナの偏波レベルに対して約−１０ｄＢである。
５．３  偏波分散方式
直交する偏波成分を十分に相関分離して、マルチパスフェージングに対して抵抗性を持たせることができる。（しかし、ダイバーシチを可能とさせるクロス偏波の程度が高いと、干渉抑制メカニズムとしての偏波に不利に働く。）ＰＷＡＮ方式に偏波ダイバーシチを実装するシナリオは以下の通りである。
・  ベース局およびＲＵ双方で偏波ダイバーシチを受信。
・  傾斜４５°リニア偏波または円形偏波を用いて伝送。
・  二重傾斜４５°リニア偏波か、あるいは垂直（Ｖ）および水平（Ｈ）成分を用いて受信。
・  最大比結合または等ゲイン結合で偏波ブランチを結合する。最大比結合の最適性と、等ゲイン結合の実装の容易性とのトレードオフ評価を行って、最適解を決定する。
かくして得られた本発明は、乏しい帯域リソースを高度に効率的に用いて、大人口のユーザに良好なサービスを提供する。
本発明の好ましい態様は、上記に詳細に記載したけれども、本発明の精神または本質を逸脱することなく、本発明に多くの部分的改変が可能であることは当業者には明白であろう。従って、前記の記載は、説明目的であり、本発明を限定するものと考えてはならず、本発明の範囲は以下の請求の範囲に鑑みて決められるべきである。
【図１】
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【図１．１】
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【図１．２】
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【図１．３】
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【図１．４】
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【図１．５】
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【図１．６】
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【図１．７】
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【図１．８】
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【図１．９】
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【図１．１０】
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【図１．１１】
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【図１．１２】
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【図１．１３】
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【図１．１４】
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【図１．１５】
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【図１．１６】
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【図２．１】
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【図２．２】
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【図３．１】
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【図３．２】
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【図４．１】
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【図４．２】
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【図４．３】
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