(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御整流素子（１）とダイオード（２）を逆並列接続してなる放電スイッチと、負荷コイル（３）と、充電用直流電源（４）と、充電抵抗器（５）とを直列接続し、該充電用直流電源（４）と充電抵抗器（５）とを直列接続した部分にコンデンサ（６）を並列接続して、該コンデンサ（６）に充電された電荷を放電スイッチを介し該負荷コイル（３）に急放電し、パルス大電流を発生させるパルス発生器において、該負荷コイル（３）に補償用コイル（７）とダイオード（８）とを直列接続してなる補償回路を並列接続し、該負荷コイル（３）に流れる電流波形の第１波目の波高値（ｉ４ｐ）と第２波目の波高値（ｉ２ｐ）とがほぼ等しくなるよう構成したことを特徴とするパルス発生器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、加速器（例えばシンクロトロン）等で光速近くに加速された荷電粒子（電子、陽子、イオン等）をパルス磁界で偏向または振り分ける電磁石を、１サイクル正弦波パルス電流で励磁するためのパルス発生器で、尖頭電流（例えば数１０００Ａ）、パルス幅（例えば数１０μｓ〜数ｍｓ）のパルス発生器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のパルス大電流発生回路を図３に示す。この図３で、２はダイオード、４は充電用直流電源、５は充電抵抗器、６はコンデンサ、９はサイリスタ、１０は電磁石コイル、１１は放電回路を一巡する各部に分散する抵抗成分を集中定数とした回路抵抗で、サイリスタ９とダイオード２は逆並列接続として放電スイッチを構成している。充電用直流電源４から充電抵抗器５を介してコンデンサ６に蓄えた電荷をサイリスタ９にトリガパルスを加えターンオンさせると、回路抵抗１１と電磁石コイル１０の直列回路に急放電される。そのときサイリスタ９を通じて電磁石コイル１０に正弦波（サイン）状の電流ｉ1 が流れると同時にコンデンサ６の電圧は余弦波（コサイン）状に降下して行くが、放電電流が反転しようとするゼロ時点で、サイリスタ９の整流機能により自動的にターンオフして正弦波半波電流の発生を完結する。
【０００３】
この時点ではコンデンサ６の電圧は負の最大電圧に達しており、サイリスタ９がターンオフすると同時にダイオード２には負の最大電圧が加わりコンデンサ６の負電圧は回路抵抗１１と電磁石コイル１０の直列回路を通じて、電流ｉ2 が流れ始める。電流ｉ2 は電流ｉ1 とは逆方向に正弦波状に流れ、コンデンサ６の電圧は余弦波状に再度正極に復帰して行く。引き続き電流ｉ2 が反転する時点で、ダイオード２の整流機能により電流遮断され、負方向の正弦波半波電流の発生を完結する。コンデンサ６の電圧は正の尖頭値近くまで復帰した状態で保持され、繰り返し正弦波を発生するまでの間に初期電圧まで再充電される。これらの状態を図４（ａ）、図４（ｂ）に表しているが、図４（ａ）はコンデンサ６の電圧波形であり、図４（ｂ）は放電スイッチの電流波形である。
【０００４】
次に図３に示す回路構成で、コンデンサ６を電圧Ｅボルトに充電後、急放電した場合に放電スイッチに流れる電流ｉ（ｔ）およびコンデンサ６の電圧Ｖc （ｔ）は下記（１）および（２）式で表される。
【０００５】
【数１】
0003881090.tif 000002
【０００６】
半周期減衰率ηは（１）式による放電電流の第１波目の正の波高値ｉ1pと第２波目の負の波高値ｉ2pとの比として（３）式で表される。
【０００７】
【数２】
0003881090.tif 000003
【０００８】
また、（３）式の半周期減衰率ηを用いて第１波、第２波の波高値（ｉ2p、ｉ1p）並びにコンデンサの反転電圧（Ｅr ）、コンデンサの復帰電圧（Ｅf ）を表すと次式となる。
【０００９】
【数３】
0003881090.tif 000004
【００１０】
実際の急放電回路には電磁石コイルの巻線抵抗やコンデンサの内部抵抗をはじめ、回路のリード抵抗等の抵抗が存在し、図３では急放電回路を一巡する各部に分散する抵抗を集中定数として回路抵抗１１で示しているが、この回路抵抗の存在により指数関数的に減衰する正弦波電流となり、正半サイクルの波高値と負の波高値とは異なる。減衰率は回路抵抗１１の関数となり極力低減化が図られるが無視することはできず、正弦波振動電流を得るために回路抵抗１１の抵抗値Ｒは、Ｒ2≪２Ｌ／Ｃを満たす充分小さな値が要求されるため、電磁石コイルの巻線や配線部材には温度上昇や機械応力から要求される導体断面以上の物が必要とされ、機器の大型化が避けられず、コストが高価になる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記した従来の欠陥を補正して、第１波目の波高値と第２波目の波高値が同じ値のパルス大電流を発生させるパルス発生器を提供するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の課題を解決するため、補正用コイルとダイオードを直列接続した補償回路を、負荷コイルと放電スイッチとの間に並列接続し、第１波目と第２波目の波高値を同じ値とするものである。
【００１３】
即ち、制御整流素子１とダイオード２を逆並列接続してなる放電スイッチと、負荷コイル３と、充電用直流電源４と充電抵抗器５とを直列接続し、該充電用直流電源４と充電抵抗器５とを直列接続した部分にコンデンサ６を並列接続して、該コンデンサ６に充電された電荷を該放電スイッチを介し該負荷コイル３へ急放電し、パルス大電流を発生させるパルス発生器において、該負荷コイル３に補償用コイル７とダイオード８とを直列接続してなる補償回路を並列接続し、該負荷コイル３に流れる電流波形の第１波目の波高値（ｉ４ｐ）と第２波目の波高値（ｉ２ｐ）とがほぼ等しくなるよう構成したことを特徴とするパルス発生器である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
上記のように本発明は、補償用コイルとダイオードを直列接続した補償回路を、負荷コイルに並列接続することで、負荷コイルに流れる第１波目と第２波目の波高値を同じ値とすることができるものである。
【００１５】
【実施例１】
図１に示す本発明のパルス発生器の実施例について説明する。充電用直流電源４より充電抵抗器５を通じてコンデンサ６に充電後、制御整流素子１をトリガパルスでターンオンして負荷コイル３へ急放電するのは、先に説明した従来技術による図３の場合と同じであるが、ダイオード８と補償用コイル７を直列接続した補償回路を負荷コイル３に並列接続している点が異なる。回路抵抗１１は、説明の便宜上、放電回路を一巡する各部に分散する抵抗成分を集中定数として、この場所に置く。尚、ここで用いる制御整流素子１はサイリスタとした。
上記制御整流素子１をターンオンして急放電すると、該制御整流素子から流れる電流ｉ1 はダイオード８の順方向として補償用コイル７に電流ｉ3 並びに負荷コイル３に電流ｉ4 となって分流して流れる。この間の電圧、電流波形を図２（ａ）並びに図２（ｂ）に区間Ｔ1 で示す。この区間Ｔ1 において、補償用コイル７と負荷コイル３を並列接続した合成インダクタンスＬ０ は（４）式に置き換えることができる。
【００１６】
【数４】
0003881090.tif 000005
【００１７】
ここで、区間Ｔ1 における諸定数は次のようになる。
【００１８】
【数５】
0003881090.tif 000006
【００１９】
一方、ｔ＝Ｔ1 にて制御整流素子１の電流ｉ1 は反転し遮断するとともに、ダイオード２に順方向の電流ｉ２ が流れ始める。電流ｉ２ の通電開始時のコンデンサ電圧は先の（７）式による反転電圧Ｅr であり、かつ補償用コイル７に流れる電流は、ダイオード８が逆方向となり阻止され、放電電流は全て負荷コイル３を通じて流れる。すなわち、区間Ｔ2 における諸定数は次のようになる。
【００２０】
【数６】
0003881090.tif 000007
【００２１】
本発明による正負両波高値の等しい正弦波を発生させるには（６）式で示す正の電流波高値ｉ4ｐと（９）式で示す負の電流波高値ｉ2pとが等しくなることであり、補償用コイル７のインダクタンスを（１０）式を満たすよう調整することにより実現される。
【００２２】
【数７】
0003881090.tif 000008
【００２３】
ここで、回路定数を次のように設定した場合、
コンデンサ静電容量            Ｃ  ＝１０００μＦ
充電用直流電圧                Ｅ  ＝１０００Ｖ
負荷コイルのインダクタンス    Ｌm ＝１．０ｍＨ
回路抵抗値                    Ｒ  ＝  ５０ｍΩ
適正補償コイルのインダクタンスは、上式の（４）、（５）、（８）、（１０）式より求めると、Ｌd ＝５．６２ｍＨとなり、この数値のインダクタンスの補償用コイルを用いることで１サイクルの正の波高値ｉ４ｐと負の波高値ｉ２ｐはほぼ等しくなり、その前後のインダクタンスで波高値比は正負何れにも調整可能であるが、両者の値は±２％の範囲で合わせることが望ましい。
上記範囲を外れると、減衰量を充分に抑えることができず、補償効果が低下する。（参考までに補正回路を用いない場合、正負の波高値には約２．５％以上の差を生じる。）
なお、制御素子として上記実施例では、サイリスタを用いたが、他に外部制御信号でも通電制御できる。すなわち、サイラトロン、イグナイトロン、トランジスタ、ＦＥＴ、ＧＴＯでも上記と同等の作用を有することを確認した。
【００２４】
【発明の効果】
充電されたコンデンサを急放電しパルス電流を発生させる従来方式においては、回路抵抗により、１サイクルの正負の波高値を等しくすることはできず、減衰量を抑えるには回路抵抗を下げるしかなかった。このため発熱や機械強度等で要求される導体断面以上のものが必要になり、寸法、重量が大形化するのみならず経済性からも限界があった。本発明によれば回路抵抗に直接制約されず補償回路で過補償も可能になり、経済性のみならず小形、軽量化の面でも有利であり、従来方式では物理的に不可能であった分野へも活用範囲を広げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明のパルス発生器の実施例を示す回路図である。
【図２】図２は、本発明のパルス発生器での動作図を示し、（ａ）はコンデンサの電圧波形、（ｂ）は放電スイッチの電流波形である。
【図３】図３は、従来のパルス発生器の実施例を示す回路図である。
【図４】図４は、従来のパルス発生器での動作図を示し、（ａ）はコンデンサの電圧波形、（ｂ）は放電スイッチの電流波形である。
【符号の説明】
１  制御整流素子
２  ダイオード
３  負荷コイル
４  充電用直流電源
５  充電抵抗器
６  コンデンサ
７  補償用コイル
８  ダイオード
９  サイリスタ
１０  電磁石コイル
１１  回路抵抗
Ｌd   補償用コイルのインダクタンス
Ｌm   負荷コイルのインダクタンス
【図１】
0003881090.tif 000009
【図２】
0003881090.tif 000010
【図３】
0003881090.tif 000011
【図４】
0003881090.tif 000012