(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同調回路とミキサ回路との間の信号ラインに設けられた高周波アンプと、
上記ミキサ回路の後段に設けられた中間周波増幅用アンプと、
この中間周波増幅用アンプから得られる中間周波信号に基づいてＡＧＣ電圧を形成する回路と、
上記ＡＧＣ電圧の大きさが所定値未満のとき、第１のレベルとなり、上記所定値以上のとき、第２のレベルとなる切り換え制御信号を形成する回路と、
上記ＡＧＣ電圧と上記切り換え制御信号との合成信号を形成する回路と
を有し、
上記高周波アンプは、
第１および第２のトランジスタのエミッタが第１の定電流源に接続されて第１の差動アンプが構成され、
第３および第４のトランジスタのエミッタが第２の定電流源に接続されて第２の差動アンプが構成され、
上記第１および第３のトランジスタのベースが、第１および第２の抵抗器を通じて上記同調回路に共通に接続され、
上記第１および第３のトランジスタのコレクタおよび上記第２および第４のトランジスタのコレクタが負荷に接続され、
この負荷が出力用のトランジスタを通じて上記ミキサ回路に接続されることにより、
上記第１および第３のトランジスタのベースの入力に対して逆相の出力が上記ミキサ回路に供給されるとともに、
上記ミキサ回路の入力端と、上記第１および第３のトランジスタのベースとの間に、
負帰還用の第３および第４の抵抗器が接続され、
上記第１の抵抗器と上記第３の抵抗器との抵抗比は、上記高周波アンプの利得が小さくなる値に設定され、
上記第２の抵抗器と上記第４の抵抗器との抵抗比は、上記高周波アンプの利得が、上記上記第１の抵抗器と上記第３の抵抗器との抵抗比の場合よりも大きくなる値に設定され、
上記中間周波増幅用アンプは、その利得を連続的に変更できる構成とされ、
上記切り換え制御信号により、この切り換え制御信号が上記第１のレベルのときには、
上記第１の定電流源がオフになるとともに、上記第２の定電流源がオンとなり、かつ、上記切り換え制御信号が上記第２のレベルのときには、上記第１の定電流源がオンになるとともに、上記第２の定電流源がオフとなるように、上記第１および第２の定電流源をオンオフ制御するとともに、
上記合成信号により上記中間周波増幅用アンプの利得を制御する
ようにしたＡＧＣ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ラジオ受信機などに使用されるＡＧＣ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ラジオ受信機にはＡＧＣ回路が設けられているが、このＡＧＣ回路は、受信した信号のレベルを検出してＡＧＣ電圧を形成するＡＧＣ電圧形成回路と、そのＡＧＣ電圧にしたがって受信した信号のレベルを制御するレベル制御回路とから構成されている。
【０００３】
図８および図９は、そのレベル制御回路の例を示すもので、図８の回路においては、レベル制御回路が可変アッテネータ回路により構成される場合で、この回路は、例えばアンテナ同調回路と高周波アンプとの間の信号ラインに設けられる。そして、抵抗器Ｒ1 と、トランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッタインピーダンスとによりアンテナ同調回路からの信号が分圧されるとともに、トランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッタインピーダンスがＡＧＣ電圧により制御される。したがって、次段の高周波アンプには、ＡＧＣの行われた受信信号が供給されることになる。
【０００４】
また、図９の回路においては、レベル制御回路が可変利得アンプ（利得制御アンプ）により構成される場合で、この可変利得アンプは中間周波アンプとして使用される。そして、中間周波信号がトランジスタＱ3 、Ｑ4 を通じてトランジスタＱ5 〜Ｑ8 に供給されるが、このとき、トランジスタＱ3 、Ｑ4 からトランジスタＱ5 、Ｑ8 およびトランジスタＱ6 、Ｑ7 に供給される信号電流の割り合いがＡＧＣ電圧により変化する。したがって、トランジスタＱ6 、Ｑ7 からは、ＡＧＣの行われた中間周波信号が取り出される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図８の回路においては、トランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッタ入力の電流電圧特性が指数関数なので、直線性が悪く、トランジスタＱ1 、Ｑ2 に供給される信号レベルを数十mV以下にする必要がある。したがって、最大許容入力レベルが小さく、ＡＧＣの制御範囲も広くできない。
【０００６】
また、図９の回路においても、トランジスタＱ3 、Ｑ4 の構成している差動アンプの直線性はトランジスタＱ3 、Ｑ4 の特性で制限されるので、やはり入力信号レベルを数十mV以下にする必要がある。
【０００７】
このため、一部の受信機においては、抵抗器およびスイッチ用のＰＩＮダイオードによりアッテネータ回路を構成するとともに、このアッテネータ回路をアンテナ同調回路と高周波アンプとの間の信号ラインに設け、手動操作によりＰＩＮダイオードをオン・オフして信号レベルを切り換えるようにしている。すなわち、放送局の近くで放送を受信するときには、電波が強いので、アッテネータ回路を有効に切り換え、遠距離の放送局の放送を受信するときには、電波が弱いので、アッテネータ回路を無効に切り換え、ＡＧＣ特性を補うようにしている。
【０００８】
しかし、このような切り換え操作は煩雑である。また、切り換えを間違えたり、忘れていたりすると、放送の受信品位が著しく悪くなってしまう。
【０００９】
さらに、回路をＩＣ化する場合、外付け部品が増えてしまう。また、特性の均一化の点でも好ましくない。
【００１０】
この発明は、このような問題点を解決しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
このため、この発明においては、
同調回路とミキサ回路との間の信号ラインに設けられた高周波アンプと、
上記ミキサ回路の後段に設けられた中間周波増幅用アンプと、
この中間周波増幅用アンプから得られる中間周波信号に基づいてＡＧＣ電圧を形成する回路と、
上記ＡＧＣ電圧の大きさが所定値未満のとき、第１のレベルとなり、上記所定値以上のとき、第２のレベルとなる切り換え制御信号を形成する回路と、
上記ＡＧＣ電圧と上記切り換え制御信号との合成信号を形成する回路と
を有し、
上記高周波アンプは、
第１および第２のトランジスタのエミッタが第１の定電流源に接続されて第１の差動アンプが構成され、
第３および第４のトランジスタのエミッタが第２の定電流源に接続されて第２の差動アンプが構成され、
上記第１および第３のトランジスタのベースが、第１および第２の抵抗器を通じて上記同調回路に共通に接続され、
上記第１および第３のトランジスタのコレクタおよび上記第２および第４のトランジスタのコレクタが負荷に接続され、
この負荷が出力用のトランジスタを通じて上記ミキサ回路に接続されることにより、
上記第１および第３のトランジスタのベースの入力に対して逆相の出力が上記ミキサ回路に供給されるとともに、
上記ミキサ回路の入力端と、上記第１および第３のトランジスタのベースとの間に、
負帰還用の第３および第４の抵抗器が接続され、
上記第１の抵抗器と上記第３の抵抗器との抵抗比は、上記高周波アンプの利得が小さくなる値に設定され、
上記第２の抵抗器と上記第４の抵抗器との抵抗比は、上記高周波アンプの利得が、上記上記第１の抵抗器と上記第３の抵抗器との抵抗比の場合よりも大きくなる値に設定され、
上記中間周波増幅用アンプは、その利得を連続的に変更できる構成とされ、
上記切り換え制御信号により、この切り換え制御信号が上記第１のレベルのときには、
上記第１の定電流源がオフになるとともに、上記第２の定電流源がオンとなり、かつ、上記切り換え制御信号が上記第２のレベルのときには、上記第１の定電流源がオンになるとともに、上記第２の定電流源がオフとなるように、上記第１および第２の定電流源をオンオフ制御するとともに、
上記合成信号により上記中間周波増幅用アンプの利得を制御する
ようにしたＡＧＣ回路
とするものである。
したがって、前段のアンプと後段のアンプとの総合の利得がＡＧＣ電圧により連続的に変化する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１において、アンテナ同調回路１１から目的とする周波数の受信信号ＳRXが取り出され、この信号ＳRXが高周波アンプ１２を通じてミキサ回路１３に供給されるとともに、局部発振回路１４から所定の周波数の局部発振信号がミキサ回路１３に供給され、アンプ１２からの信号ＳRXは所定の周波数の中間周波信号ＳIFに周波数変換される。そして、この信号ＳIFが、中間周波フィルタ１５および中間周波増幅用のアンプ１６を通じてＡＭ検波回路１７に供給されてオーディオ信号にＡＭ検波され、このオーディオ信号が端子１８に取り出される。
【００１３】
さらに、ＡＧＣ回路２０が次のように構成される。すなわち、高周波アンプ１２は、その利得Ｇ12を２段に切り換えることのできる利得切り換えアンプとされ、アンプ１６は、その利得Ｇ16を連続的に変更できる可変利得アンプとされる。
【００１４】
そして、検波回路１７の検波出力がローパスフィルタ２１に供給されて中間周波信号ＳIFのレベルに対応したレベルの直流電圧Ｖa 、すなわち、ＡＧＣ電圧Ｖa が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖa が電圧比較回路２４に供給されて基準電圧ＶTHと比較され、例えば図２Ａに示すように、Ｖa ＜ＶTHのときに“Ｌ”となり、Ｖa ≧ＶTHのとき“Ｈ”となる比較出力電圧Ｖ24が取り出される。
【００１５】
そして、この出力電圧Ｖ24が高周波アンプ１２に利得Ｇ12の切り換え信号として供給され、図２Ｂに示すように、アンプ１２の利得Ｇ12は、Ｖ24＝“Ｌ”のときには利得ＧHIとされ、Ｖ24＝“Ｈ”のときには利得ＧHIよりも所定の値ΔＧだけ小さい利得ＧLW＝（ＧHI−ΔＧ）とされる。
【００１６】
また、ローパスフィルタ２１からのＡＧＣ電圧Ｖa がアンプ２２を通じて減算回路２３に供給されるとともに、比較回路２４の出力電圧Ｖ24が減算回路２３に供給され、減算回路２３からは、図２Ｃに実線で示すように、
Ｖ23＝Ｖa −ｋ・Ｖ24
ｋ：減算回路２３における電圧Ｖa と電圧Ｖ24との減算比
で示される差電圧Ｖ23が取り出され、この出力電圧Ｖ23がアンプ１６に利得Ｇ16の制御信号として供給される。なお、この場合、可変利得アンプ１６の利得Ｇ16は、電圧Ｖ23が大きくなるほど、小さくなるものとする。
【００１７】
このような構成によれば、放送の受信レベルが大きくなるにつれてＡＧＣ電圧Ｖa も大きくなっていくが、Ｖa ＜ＶTHの範囲では、ＡＧＣ電圧Ｖa が大きくなるにつれて可変利得アンプ１６の利得Ｇ16は、図２Ｄに実線で示すように、小さくなっていく。
【００１８】
そして、Ｖa ＝ＶTHになると、Ｖ24＝“Ｈ”になるので、Ｇ12＝ＧLWになり、高周波アンプ１２の利得Ｇ12は値ΔＧだけ小さくなる。しかし、このとき、電圧Ｖ23が値ΔＶ（値ΔＶは、電圧Ｖ24の“Ｈ”レベルと“Ｌ”レベルとの差電圧）だけ低くなるので、アンプ１６の利得Ｇ16は、図２Ｄに実線で示すように、それまでの値からｋ・ΔＶに対応して値ΔＧだけ大きくなる。
【００１９】
しかし、Ｖa ＞ＶTHの範囲では、ＡＧＣ電圧Ｖa が大きくなるにつれて可変利得アンプ１６の利得Ｇ16は、図２Ｄに実線で示すように、小さくなっていく。
【００２０】
したがって、高周波アンプ１２における利得Ｇ12の減少分ΔＧは、アンプ１６の利得Ｇ16の増加分ΔＧにより補われることになり、高周波アンプ１２の入力端から可変利得アンプ１６の出力端までの総合の利得Ｇ10は、図２Ｄに破線で示すように、ＡＧＣ電圧Ｖa が小さいときから大きいときまで、連続して変化することになる（ただし、図２Ｄは、利得Ｇ16、Ｇ10の関係をわかりやすくするため、ＧHL＝０dBの場合である）。
【００２１】
つまり、ＡＧＣ電圧Ｖa に対して、高周波アンプ１２の利得Ｇ12が図２Ａに示すように切り換わるとともに、可変利得アンプ１６の利得Ｇ16が図２Ｄに実線で示すように変化するので、総合利得Ｇ10は、図２Ｄに破線で示すように連続して変化することになる。
【００２２】
こうして、図１のＡＧＣ回路２０によれば、ＡＧＣが行われるが、高周波アンプ１２は、利得Ｇ12が２段に切り換わるだけなので、大きなレベルの受信信号であっても適切に処理することができる。さらに、図２Ｃからも明かなように、ＡＧＣの制御範囲を、可変利得アンプ１６だけの場合に比べ、値ΔＧに対応して広くすることができる。
【００２３】
また、高周波アンプ１２は利得Ｇ12が２段に切り換わるだけでよく、可変利得アンプ１６の利得Ｇ16の制御範囲も利得Ｇ12の変化幅ΔＧに対応した大きさだけ小さくなるので、低ノイズで広い範囲にわたってＡＧＣを行うことができる。
【００２４】
さらに、後述するように、高周波アンプ１２および利得制御アンプ１６は、ＦＥＴやＰＩＮダイオードのような特別な素子を使用しないでトランジスタだけで構成することができ、ＩＣ化に有利である。
【００２５】
また、図３Ａに示すように、電圧Ｖ24にヒステリシス特性を与えれば、利得切り換えアンプ１２および可変利得アンプ１６の利得Ｇ12、Ｇ16は図３Ｂ、Ｃに示すように切り換わり、その切り換えが不安定になることがない。
【００２６】
図４はアンプ２２および減算回路２３の具体例を示し、図５は電圧比較回路２４の具体例を示し、図４の符号*1〜*5が図５の符号*1〜*5に接続される。そして、これらの図において、バイアス電圧Ｖ11がトランジスタＱ11により一定の大きさの電流に変換されるとともに、この電流が電源ラインを基準電位点とするカレントミラー回路３１に供給され、カレントミラー回路３１の出力側のトランジスタが定電流源とされる。
【００２７】
そして、図５の電圧比較回路２４において、ローパスフィルタ２１からのＡＧＣ電圧Ｖa がエミッタフォロワのトランジスタＱ12を通じてトランジスタＱ13のベースに供給されるとともに、このトランジスタＱ13にはトランジスタＱ14が接続されて差動アンプ３２が構成される。また、トランジスタＱ13、Ｑ14には負荷としてカレントミラー回路３３を構成するトランジスタＱ15、Ｑ16が接続される。そして、バイアス電圧Ｖ11が抵抗器Ｒ11、Ｒ12により分圧されて基準電圧ＶTHが形成され、この電圧ＶTHがエミッタフォロワのトランジスタＱ17を通じてトランジスタＱ14のベースに供給される。
【００２８】
さらに、トランジスタＱ13、Ｑ15のコレクタがトランジスタＱ18のベースに接続され、トランジスタＱ18のコレクタがダイオード接続されたトランジスタＱ19を通じてトランジスタＱ21のベースに接続されるとともに、トランジスタＱ21にはトランジスタＱ22が接続されて差動アンプ３３が構成され、トランジスタＱ21のコレクタがトランジスタＱ14のベースに接続される。
【００２９】
また、トランジスタＱ21のベースにトランジスタＱ23のベースが接続されるとともに、トランジスタＱ23にトランジスタＱ24が接続されて差動アンプ３４が構成される。そして、トランジスタＱ23のコレクタが、カレントミラー回路３５を構成するトランジスタＱ25、Ｑ26を通じて端子Ｔ11に接続され、トランジスタＱ24のコレクタがカレントミラー回路３６を構成するトランジスタＱ27、Ｑ28を通じて端子Ｔ12に接続される。
【００３０】
このような構成によれば、Ｖa ＝ＶTHのときには、トランジスタＱ13のコレクタ電流とトランジスタＱ15のコレクタ電流とは等しい大きさとなるので、トランジスタＱ18のベースに流れ込む電流は０であり、トランジスタＱ18はオフである。したがって、トランジスタＱ21もオフであり、差動アンプ３３は差動アンプ３２に対して有効には動作していない。
【００３１】
また、Ｖa ＞ＶTHのときには、トランジスタＱ13のコレクタ電流が減少し、トランジスタＱ14のコレクタ電流が増加してトランジスタＱ15のコレクタ電流も増加するので、トランジスタＱ18のベースに流れ込む電流はやはり０であり、したがって、トランジスタＱ21はやはりオフであり、差動アンプ３３はやはり有効に動作していない。
【００３２】
しかし、Ｖa ＜ＶTHのときには、トランジスタＱ13のコレクタ電流が増加し、トランジスタＱ14のコレクタ電流が減少してトランジスタＱ15のコレクタ電流が減少するので、トランジスタＱ13のコレクタ電流がトランジスタＱ18のベースに流れ込む。この結果、トランジスタＱ18のコレクタ電流が増加してトランジスタＱ21のベース電位が低下し、そのコレクタ電流が増加するので、トランジスタＱ14のベース電流が減少し、そのコレクタ電流も減少する。
【００３３】
したがって、トランジスタＱ13のコレクタ電流が増加するが、これは正帰還の動作なので、結果として、トランジスタＱ13はオン、トランジスタＱ14はオフとなるとともに、このとき、トランジスタＱ21はオンとなる。
【００３４】
そして、ＡＧＣ電圧Ｖa によりトランジスタＱ13〜Ｑ22が上記のようにオンオフ制御されているとき、トランジスタＱ23は、トランジスタＱ18のコレクタ出力によりトランジスタＱ21と同様に制御される。
【００３５】
したがって、Ｖa ≧ＶTHのときには、トランジスタＱ23がオフ、トランジスタＱ24がオンとなるので、トランジスタＱ25、Ｑ26がオフとなるとともに、トランジスタＱ27、Ｑ28がオンとなる。また、Ｖa ＜ＶTHのときには、トランジスタＱ23がオン、トランジスタＱ24がオフとなるので、トランジスタＱ25、Ｑ26がオンとなるとともに、トランジスタＱ27、Ｑ28がオフとなる。
【００３６】
こうして、図５の回路は電圧比較回路２４として動作し、端子Ｔ11、Ｔ12には、ＡＧＣ電圧Ｖa の大きさに対応してオンあるいはオフとなる出力、すなわち、アンプ１２の利得Ｇ12を２段に切り換えるための出力（制御電圧Ｖ24に対応する出力）が得られる。
【００３７】
さらに、図４において、ＡＧＣ電圧Ｖa がエミッタフォロワのトランジスタＱ31を通じてトランジスタＱ32のベースに供給されるとともに、このトランジスタＱ32にはトランジスタＱ33が接続されて差動アンプ４１が構成される。また、トランジスタＱ32、Ｑ33には負荷としてカレントミラー回路４２を構成するトランジスタＱ34、Ｑ35が接続されるとともに、エミッタフォロワのトランジスタＱ36のエミッタ電圧がトランジスタＱ33にベースバイアス電圧として供給される。さらに、トランジスタＱ33、Ｑ35のコレクタが、ダイオード接続されたトランジスタＱ37を通じてバイアス電源Ｖ11に接続される。
【００３８】
また、トランジスタＱ33、Ｑ35のコレクタがトランジスタＱ38、Ｑ39のベースに接続され、それらのエミッタに抵抗器Ｒ21〜Ｒ24が接続されるとともに、その分圧点に得られる電圧がトランジスタＱ36のベースに供給され、トランジスタＱ38、Ｑ39のコレクタが端子Ｔ21、Ｔ22に接続される。
【００３９】
さらに、トランジスタＱ41、Ｑ42により差動アンプ４３が構成される。そして、トランジスタＱ41のベースがトランジスタＱ21のベースに接続され、トランジスタＱ42のベースにバイアス電圧Ｖ11が供給されるとともに、そのコレクタがトランジスタＱ36のベースに接続される。
【００４０】
このような構成によれば、ＡＧＣ電圧Ｖa がトランジスタＱ36のベース電位とよりも低くなると（接地電位に近づくと）、トランジスタＱ32のコレクタ電流が減少してトランジスタＱ35のコレクタ電流が減少するとともに、トランジスタＱ33のコレクタ電流が増加するので、トランジスタＱ35のコレクタ電流と、トランジスタＱ33のコレクタ電流との差分の電流が、バイアス電源Ｖ11からトランジスタＱ37を通じてトランジスタＱ33のコレクタに流れ込む。
【００４１】
逆に、ＡＧＣ電圧Ｖa がトランジスタＱ36のベース電位とよりも高くなると、トランジスタＱ32のコレクタ電流が増加してトランジスタＱ35のコレクタ電流が増加するとともに、トランジスタＱ33のコレクタ電流が減少するので、トランジスタＱ35のコレクタ電流と、トランジスタＱ3 のコレクタ電流との差分の電流が、トランジスタＱ35のコレクタからトランジスタＱ37を通じてバイアス電源Ｖ11に流れ込む。
【００４２】
そして、トランジスタＱ37には、これに流れる電流にしたがって電圧降下を生じるので、トランジスタＱ38、Ｑ39のベース電位は、ＡＧＣ電圧Ｖa に対応して変化することになる。
【００４３】
しかし、このとき、上記のようにＡＧＣ電圧Ｖa の大きさにしたがってトランジスタＱ21がオンオフ制御されるとともに、トランジスタＱ41のベースはトランジスタＱ21のベースに接続されているので、トランジスタＱ41もトランジスタＱ21と同様にオンオフ制御される。つまり、トランジスタＱ41は、Ｖa ≧ＶTHのときにはオフとなり、Ｖa ＜ＶTHのときにはオンとなる。
【００４４】
そして、トランジスタＱ41がオフのときには、トランジスタＱ42がオンとなるので、トランジスタＱ42のコレクタ電流に対応してトランジスタＱ36のベース電流は小さくなり、そのコレクタ電流も小さくなる。逆にトランジスタＱ41がオンのときには、トランジスタＱ42がオフとなるので、トランジスタＱ36のベース電流は大きくなり、そのコレクタ電流も大きくなる。
【００４５】
つまり、Ｖa ≧ＶTHのときと、Ｖa ＜ＶTHのときとで、トランジスタＱ36のコレクタ電流が切り換わり、そのコレクタ電流は、Ｖa ≧ＶTHのときよりも、Ｖa ＜ＶTHのときのほうが大きくなる。
【００４６】
したがって、上記のようにトランジスタＱ38、Ｑ39のベース電位がＡＧＣ電圧Ｖa にしたがって変化するとき、そのベース電位はＶa ＝ＶTHを境界にして鋸歯状に変化することになるので、トランジスタＱ38、Ｑ39にコレクタ電流が流れるとき、そのコレクタ電流はＶa ＝ＶTHを境界にして鋸歯状に変化する。
【００４７】
こうして、図４の回路においては、ＡＧＣ電圧Ｖa と制御電圧Ｖ24とが合成され、端子Ｔ21、Ｔ22には、ＡＧＣ電圧Ｖa の大きさに対応して鋸歯状に変化する出力電流、すなわち、アンプ１６の利得Ｇ16を図２Ｃに示すように制御するための出力（制御電圧Ｖ23に対応する出力）が得られる。
【００４８】
図６は、この発明における利得切り換えアンプ１２の一例を示す。すなわち、トランジスタＱ51、Ｑ52のエミッタが端子Ｔ12を通じてトランジスタＱ28のコレクタに接続されて差動アンプ５１が構成され、トランジスタＱ53、Ｑ54のエミッタが端子Ｔ11を通じてトランジスタＱ26のコレクタに接続されて差動アンプ５２が構成される。そして、これら差動アンプ５１、５２に、同調回路１１の出力信号ＳRXが、抵抗器Ｒ51、Ｒ53を通じて入力信号として供給されるとともに、差動アンプ５１、５２に対して、トランジスタＱ55、Ｑ56により構成されたカレントミラー回路５３が共通の負荷として接続される。
【００４９】
そして、トランジスタＱ51、Ｑ53、Ｑ55のコレクタが、ＳＥＰＰ接続されたトランジスタＱ57、Ｑ58のベースに接続され、これらトランジスタＱ57、Ｑ58のコレクタがミキサ回路１３に接続される。また、トランジスタＱ57、Ｑ58のコレクタが抵抗器Ｒ52、Ｒ54を通じてトランジスタＱ51、Ｑ53のベースに接続される。
【００５０】
このような構成によれば、Ｖa ≧ＶTHのときには、トランジスタＱ26がオフ、トランジスタＱ28がオンなので、差動アンプ５１が動作状態、差動アンプ５２が不動作状態となり、同調回路１１からの受信信号ＳRXは差動アンプ５１およびカレントミラー回路５３を通じてトランジスタＱ57、Ｑ58に供給され、さらに、ミキサ回路１３に供給される。したがって、この回路はアンプとして働くとともに、このとき、抵抗器Ｒ52を通じて負帰還がかかり、アンプ１２の利得Ｇ12は、抵抗器Ｒ51、Ｒ52により、
Ｇ12＝Ｒ52／Ｒ51〔倍〕
となる。例えば、Ｒ51＝Ｒ52とすることにより、Ｇ12＝１倍となる。
【００５１】
また、Ｖa ＜ＶTHのときには、トランジスタＱ26がオン、トランジスタＱ28がオフなので、差動アンプ５１が不動作状態、差動アンプ５２が動作状態となり、同調回路１１からの受信信号ＳRXは差動アンプ５２およびカレントミラー回路５３を通じてトランジスタＱ57、Ｑ58に供給され、さらに、ミキサ回路１３に供給される。したがって、この回路はやはりアンプとして働くとともに、このとき、抵抗器Ｒ54を通じて負帰還がかかり、アンプ１２の利得Ｇ12は、抵抗器Ｒ53、Ｒ54により、
Ｇ12＝Ｒ54／Ｒ53〔倍〕
となる。例えば、Ｒ54＝10・Ｒ53とすることにより、Ｇ12＝10倍となる。
【００５２】
したがって、このアンプ１２は、ＡＧＣ電圧Ｖa の大きさに対応して利得Ｇ12が２段に切り換わる利得切り換えアンプとして動作する。そして、この場合、この利得切り換えアンプ１２は、負帰還アンプを基本としているので、低雑音で大きなダイナミックレンジとすることができる。
【００５３】
また、この利得切り換えアンプ１２においては、利得の切り換えのためにＦＥＴやＰＩＮダイオードのような特別な素子を必要とせず、トランジスタだけで構成することができるので、ＩＣ化に有利である。
【００５４】
図７は、利得制御アンプ１６の具体例を示すもので、この例においては、可変利得アンプ１６が、ダイオードのインピーダンスが変化することにより利得（減衰量）が変化する可変アッテネータ回路１６１と、利得が可変のアンプ１６２と、利得が固定のアンプ１６３とにより構成されている場合である。
【００５５】
すなわち、中間周波フィルタ１５から中間周波信号ＳIFが互いに逆相に取り出され、これら信号ＳIFが抵抗器Ｒ61、Ｒ62をを有する信号ライン６１、６２を通じてトランジスタＱ71、Ｑ72のベースに供給されるとともに、信号ライン６１、６２の間に、ダイオード接続されたトランジスタＱ61、Ｑ62が直列接続される。
なお、符号Ｖ61はバイアス電圧である。
【００５６】
また、電源ラインを基準電位点とするトランジスタＱ63〜Ｑ65が設けられ、それらのベースが端子Ｔ22を通じてトランジスタＱ39のコレクタに接続され、トランジスタＱ64、Ｑ65のコレクタが信号ライン６１、６２に接続される。さらに、トランジスタＱ66〜Ｑ67により接地を基準電位点とするカレントミラー回路６３が構成され、その入力側のトランジスタＱ66のコレクタがトランジスタＱ63のコレクタに接続され、その出力側のトランジスタＱ67のコレクタがトランジスタＱ61、Ｑ62の接続中点に接続される。
【００５７】
そして、上記のようにＡＧＣ電圧Ｖa にしたがってトランジスタＱ39のコレクタ電流が変化するが、そのコレクタ電流が増加するときには、トランジスタＱ64、Ｑ65のコレクタ電流が増加するとともに、トランジスタＱ63のコレクタ電流が増加してトランジスタＱ67のコレクタ電流が増加するので、トランジスタＱ61、Ｑ62を流れる電流が増加してそのインピーダンスが小さくなる。そして、トランジスタＱ61、Ｑ62のインピーダンスが小さくなれば、中間周波信号ＳIFが、中間周波フィルタ１５から信号ライン６１、６２を通じてトランジスタＱ71、Ｑ72に供給されとき、トランジスタＱ61、Ｑ62を通じて互いにキャンセルされるので、実際にトランジスタＱ71、Ｑ72に供給される中間周波信号ＳIFのレベルは小さくなる。
【００５８】
また、逆にトランジスタＱ39のコレクタ電流が減少するときには、トランジスタＱ64、Ｑ65のコレクタ電流が減少するとともに、トランジスタＱ63のコレクタ電流が減少してトランジスタＱ67のコレクタ電流が減少するので、トランジスタＱ61、Ｑ62を流れる電流も減少してそのインピーダンスが大きくなる。そして、トランジスタＱ61、Ｑ62のインピーダンスが大きくなれば、中間周波信号ＳIFは、トランジスタＱ61、Ｑ62を通じてはキャンセルされなくなるので、トランジスタＱ71、Ｑ72に供給される中間周波信号ＳIFのレベルは大きくなる。
【００５９】
なお、このとき、トランジスタＱ64、Ｑ65から流れ出るコレクタ電流の大きさと、トランジスタＱ67に流れ込むコレクタ電流の大きさとを等しくしておくことにより、これらのコレクタ電流が変化しても信号ライン６１、６２の直流電位は一定とされる。
【００６０】
こうして、トランジスタＱ61〜Ｑ67は、トランジスタＱ39のコレクタ電流、すなわち、ＡＧＣ電圧Ｖa にしたがって減衰量が変化する可変アッテネータ回路１６１として動作し、トランジスタＱ71、Ｑ72にはＡＧＣ電圧Ｖa によりレベルの制御された中間周波信号ＳIFが供給されることになる。
【００６１】
そして、このトランジスタＱ71、Ｑ72のエミッタは、後述するように定電流源として動作するトランジスタＱ76、Ｑ85のコレクタに接続されて差動アンプ７１が構成され、そのコレクタ出力がコンデンサＣ71、Ｃ72を通じてトランジスタＱ73、Ｑ74のベースに供給される。このとき、トランジスタＱ73、Ｑ74も、そのエミッタが定電流源として動作するトランジスタＱ77、Ｑ86のコレクタに接続されて差動アンプ７２を構成しているものであり、そのコレクタ出力が固定利得のアンプ１６３に供給される。
【００６２】
さらに、トランジスタＱ75〜Ｑ77により接地を基準電位点とするカレントミラー回路７３が構成される。そして、バイアス電圧Ｖ61によりトランジスタＱ75に一定のコレクタ電流が流され、トランジスタＱ76、Ｑ77は上記ように差動アンプ７１、７２の定電流源とされる。
【００６３】
また、バイアス電圧Ｖ61によりトランジスタＱ81に一定のコレクタ電流が流され、そのコレクタ電流がトランジスタＱ82に供給される。このトランジスタＱ82はトランジスタＱ83とともに、電源ラインを基準電位点としてカレントミラー回路７４を構成しているものであり、トランジスタＱ83のコレクタ電流がトランジスタＱ84に供給される。
【００６４】
そして、このトランジスタＱ84も、トランジスタＱ85〜Ｑ87とともに、接地を基準電位点としてカレントミラー回路７５を構成しているものであり、したがって、トランジスタＱ85、Ｑ86は上記のように差動アンプ７１、７２の定電流源とされる。
【００６５】
さらに、このとき、トランジスタＱ88、Ｑ89により電源ラインを基準電位点としてカレントミラー回路７６が構成され、その入力側のトランジスタＱ88に端子Ｔ21を通じてトランジスタＱ38のコレクタ電流が供給され、出力側のトランジスタＱ89のコレクタがトランジスタＱ83のベースに接続される。
【００６６】
したがって、信号ライン６１、６２からの中間周波信号ＳIFは、差動アンプ７１、７２により順に増幅され、さらに、アンプ１６３により増幅されてから検波回路１７に供給される。
【００６７】
そして、このとき、上記のようにＡＧＣ電圧Ｖa にしたがってトランジスタＱ38のコレクタ電流が変化するが、このコレクタ電流が増加するときには、トランジスタＱ88のコレクタ電流が増加してトランジスタＱ89のインピーダンスが小さくなるので、トランジスタＱ82によりトランジスタＱ83に供給されるベース電流が小さくなる。そして、トランジスタＱ83のベース電流が小さくなると、そのコレクタ電流が小さくなり、トランジスタＱ76、Ｑ77のコレクタ電流も小さくなるので、差動アンプ７１、７２の利得は小さくなる。
【００６８】
また、逆にトランジスタＱ38のコレクタ電流が減少するときには、トランジスタＱ88のコレクタ電流が減少してトランジスタＱ89のインピーダンスが大きくなるので、トランジスタＱ82によりトランジスタＱ83に供給されるベース電流が大きくなる。そして、トランジスタＱ83のベース電流が大きくなると、そのコレクタ電流が大きくなり、トランジスタＱ76、Ｑ77のコレクタ電流も大きくなるので、差動アンプ７１、７２の利得は大きくなる。
【００６９】
したがって、差動アンプ７１、７２は、トランジスタＱ38のコレクタ電流、すなわち、ＡＧＣ電圧Ｖa にしたがって利得が変化する可変利得アンプ１６２として動作し、アンプ１６３にはＡＧＣ電圧Ｖa によりレベルの制御された中間周波信号ＳIFが供給されることになる。したがって、図７の回路は、可変減衰回路１６１および可変利得アンプ１６２により２重に利得の制御を行う可変利得アンプ１６として動作することになる。
【００７０】
そして、この可変利得アンプ１６においても、利得制御のためにＦＥＴやＰＩＮダイオードのような特別な素子を必要とせず、トランジスタだけで構成することができる。
【００７１】
なお、上述において、回路２２〜２４は、回路１２〜１７とともに、１チップＩＣ化することができる。また、ＡＧＣ電圧Ｖa および比較出力電圧Ｖ24の極性によっては減算回路２３を加算回路として両電圧Ｖa 、Ｖ24を合成することになる。
【００７２】
【発明の効果】
この発明によれば、例えば高周波アンプは大きなレベルの受信信号であっても適切に処理することができる。さらに、ＡＧＣの制御範囲を、可変利得アンプだけの場合に比べて広くすることができる。また、低ノイズで広い範囲にわたってＡＧＣを行うことができる。さらに、ＡＧＣのためにＦＥＴやＰＩＮダイオードのような特別な素子を必要とせず、トランジスタだけで構成することができ、ＩＣ化に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明を説明するための波形図である。
【図３】この発明を説明するための波形図である。
【図４】この発明の一部の一形態を示す接続図である。
【図５】この発明の一部の一形態を示す接続図である。
【図６】この発明の一部の一形態を示す接続図である。
【図７】この発明の一部の一形態を示す接続図である。
【図８】この発明を説明するための接続図である。
【図９】この発明を説明するための接続図である。
【符号の説明】
１１…アンテナ同調回路、１２…高周波アンプ、１３…ミキサ回路、１４…局部発振回路、１５…中間周波フィルタ、１６…アンプ、１７…ＡＭ検波回路、２０…ＡＧＣ回路、２１…ローパスフィルタ、２２…アンプ、２３…減算回路、２４…電圧比較回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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