(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブチャネル上に情報を同時に送信する通信装置であって：
前記複数のサブチャネルの各々の情報を符号化してコードワードを生成するエンコーダ回路であって、前記エンコーダ回路は、
複数のサブチャネルの各々に関して第１符号化法により情報を符号化してチャネル符号化情報を生成する第１の符号化手段と、
前記複数のサブチャネルの各々に関して第２符号化法により前記チャネル符号化情報を符号化する第２の符号化手段とを含み、前記第２符号化手段は、前記第２符号化法が第１符号化法における冗長性から導かれる変換に基づいて行われるように構成され、前記第２符号化法は前記第１符号化法のみによって符号化されたのと同じ情報の特性に対応する対をなすユークリッド距離特性を有するコードワードを生成し、前記変換が前記コードワードから導かれる被変調複合信号包絡線は、前記第１符号化法のみによって符号化された場合の被変調情報のピーク対平均包絡線電力比（ＰＭＥＰＲ:peak-to-mean envelope power ratio）に対してＰＭＥＰＲが減少するように選択される、前記エンコーダ回路；および
前記エンコーダ回路に動作的に接続され、前記コードワードに従って前記サブチャネルを変調し、複合信号包絡線を生成する変調手段；
によって構成されることを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記変換が、前記第２符号化法によってのみ符号化される情報と、ピーク包絡線電力の昇順の順位付けを有する関連マップから得られるトレーニング・ベクトルの集合との関数である請求項１記載の通信装置。
【請求項３】
前記変換が、前記第１符号化法により符号化される情報に対する定マスク・ベクトルのシンボル・モジューロ−υ加算によって構成され、このとき０，１，...，υ−１は被暗号化情報内の各符号の可能な値を表す、請求項１又は２に記載の通信装置。
【請求項４】
第１符号化法が線形誤差修正符号化法である請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項５】
コードワードがバイナリ符号コードワードである請求項１ないし４のうちいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項６】
複数のサブチャネルが直交周波数分割多重により構成される請求項１ないし５のうちいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項７】
通信装置が無線通信装置である請求項１ないし６のうちいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項８】
複数チャネル上に情報を同時に送信する方法であって：
第１の符号化手段により、複数のサブチャネルの各々に関して第１符号化法により情報を符号化してチャネル符号化情報を生成する段階；
第２の符号化手段により、前記複数のサブチャネルの各々に関して第２符号化法により前記チャネル符号化情報を符号化する段階であって、前記第２符号化法が第１符号化法における冗長性から導かれる変換に基づいて行われ、前記第２符号化法は前記第１符号化法のみによって暗号化されたのと同じ情報の特性に対応する対をなすユークリッド距離特性を有するコードワードを生成し、前記変換は、前記コードワードから導かれる被変調複合信号包絡線が、前記第１符号化法のみによって符号化された場合の被変調情報のピーク対平均包絡線電力比（ＰＭＥＰＲ）に対してＰＭＥＰＲが減少するように選択される、チャネル符号化情報を符号化する段階；および
前記コードワードに従って前記サブチャネルを変調し、複合信号包絡線を生成する段階；
によって構成されることを特徴とする方法。
【請求項９】
前記変換が前記第１符号化法によってのみ符号化される情報と、ピーク包絡線電力の昇順の順位付けを有する関連マップから得られるトレーニング・ベクトルの集合との関数である請求項８記載の方法。
【請求項１０】
変換が前記第１符号化法により符号化される情報に対する定マスク・ベクトルのシンボル・モジューロ−υ加算によって構成され、このとき０，１，...，υ−１は被暗号化情報内の各符号の可能な値を表す、請求項８または９記載の方法。
【請求項１１】
第１符号化法が線形誤差修正符号化法である請求項８ないし１０のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項１２】
コードワードがバイナリ符号コードワードである請求項８ないし１１のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項１３】
複数のサブチャネルが直交周波数分割多重により構成される請求項８ないし１２のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項１４】
複数のサブチャネルが無線サブチャネルである請求項８ないし１３のうちいずれか１項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は、一般に直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexed）通信システムなどの多重搬送波通信システムに関し、特にこのようなシステムにおける送信に関して、ピーク対平均包絡線電力比を制御する機構に適応可能である。
従来技術の概要
OFDMなどの多重搬送波送信法は、デジタル・オーディオ放送（DAB：Digital Audio Broadcasting）や広帯域ワイヤレス域内通信網（LAN：Local Area Networks）を含む多くの異なる種類の通信システムに関して提案されている。この方法の利点は、１つの信号に関して複数の、遅延され、減衰され、位相シフトされた経路の加算により起こり、そのために歪んだ特性を示す、高度に時間分散したチャネル内で、無限の送信速度が理論的に可能であることである。残念ながら、OFDMにより生成される複合信号包絡線は、高いPMEPR（この用語は普通は「波高率」とも呼ばれる）を呈する。さらに、多重搬送波システムにおいて歪みとスペクトル拡散（たとえば隣接チャネル混信）の効果を軽減するために、線形の（結果として非効率的な）送信増幅器が、このような複合信号包絡線の増幅には必要となる。
上記の欠点に加えて、（指定されたピーク包絡線電力（PEP：Peak Envelope Power）制限に関する）多重搬送波信号の平均電力は、定包絡線単搬送波信号（たとえば、セルラ通信システムで用いられるガウス最小位相変調（GMSK：Gaussian Minimum Shift-Keyed）信号など）の平均電力よりかなり低い。その結果、現在は、システムのために多重搬送波送信法を選択しても、使用可能な電力範囲を最大限利用していない。
従って、一般的に通信システムに使用可能な制限された周波数スペクトルの中で多重搬送波信号の利用に伴う生来の利点を得るために、多重搬送波送信法のPMEPRを削減することが望ましい。
発明の概要
本発明の第１局面により、複数のサブチャネル上に同時に情報を送信する通信装置であって：複数のサブチャネルの各々に関して第１符号化法により情報を符号化ないし暗号化する手段であって、前記第１符号化法が第２符号化法と第２符号化法内の冗長性（redundancy）から導かれる変換とを組み込み、前記第１符号化法は前記第２符号化法のみによって暗号化されたのと同じ情報の特性に対応する対をなす（pairwise）ユークリッド距離特性を有するコードワードを生成し、前記変換が前記コードワードから導かれる被変調複合信号包絡線が、前記第２符号化法のみによって暗号化された対応する被変調情報のピーク対平均包絡線電力比（PMEPR：peak-to-mean envelope power ratio）に相対して削減されるPMEPRを有するように選択される暗号化手段；および前記コードワードに従って前記サブチャネルを変調し、複合信号包絡線を生成する変調手段；によって構成されることを特徴とする。
暗号化手段は：複数のサブチャネルの各々に関して情報を前記第２符号化により暗号化してチャネル暗号化情報を生成する第１暗号化手段；および複数のサブチャネルの各々に関して前記変換によりチャネル暗号化情報を暗号化する第２暗号化手段であって、前記変換がチャネル暗号化情報を、チャネル暗号化情報のそれに対応する対をなすユークリッド距離特性を有するコードワードに変換する第２暗号化手段；によって構成される。
好適な実施例においては、変換は、前記第２符号化法によってのみ暗号化される情報と、ピーク包絡線電力の昇順の順位付けを有する関連マップから得られたトレーニング・ベクトルの集合との関数である。また、変換は前記第２符号化法により暗号化される情報に対する定マスク・ベクトルの符号加算モジューロ−υによって構成される。ただし０，１，...，υ−１は被暗号化情報内の各符号の可能な値を表す。
本発明の別の局面においては、複数チャネル上に情報を同時に送信する方法であって：複数のサブチャネルの各々に関して第１符号化法により情報を暗号化する段階であって、前記第１符号化法が第２符号化法と第２符号化法内の冗長性から導かれる変換とを組み込み、前記第１符号化法は前記第２符号化法のみによって暗号化されたのと同じ情報の特性に対応する対をなすユークリッド距離特性を有するコードワードを生成し、前記変換が前記コードワードから導かれる被変調複合信号包絡線が、前記第２符号化法のみによって暗号化された対応する被変調情報のピーク対平均包絡線電力比（PMEPR）に相対して削減されるPMEPRを有するように選択される暗号化段階；および前記コードワードに従って前記サブチャネルを変調し、複合信号包絡線を生成する段階；によって構成されることを特徴とする。
暗号化段階は：複数のサブチャネルの各々に関して情報を前記第２符号化により暗号化してチャネル暗号化情報を生成する暗号化段階；および複数のサブチャネルの各々に関して前記変換によりチャネル暗号化情報を暗号化する暗号化段階であって、前記変換がチャネル暗号化情報を、チャネル暗号化情報のそれに対応する対をなすユークリッド距離特性を有するコードワードに変換する暗号化段階；によって構成される。
本発明は、過剰なPEPを回避するように、被送信シーケンスを暗号化することにより、PMEPRを大幅に改善することのできる機構を提供するという利点を有する。
【図面の簡単な説明】
本発明の実施例を、添付の図面を参照して説明する。
第１図は、従来技術による時間分散チャネルを形成する機構の構造図である。
第２図は、従来技術による多重搬送波システムの時間領域信号の形式を示す波形図である。
第３図は、第２図の多重搬送波システムの時間領域信号に関する典型的な線形増幅器の動作特性および動作点を示す。
第４図は、本発明の好適な実施例による多重搬送波トランシーバのブロック図である。
第５図は、第４図の多重搬送波トランシーバ内で生成されるコードワード・ベクトルを表す。
第６図は、第４図の多重搬送波トランシーバ内で用いるためにマスク・ベクトルを計算する（本発明の好適な実施例による）過程を示す。
第７図は、第４図の多重搬送波トランシーバにより利用される波形の時間領域表現と、第２図の多重搬送波システムの時間領域信号とを対比するグラフである。
好適な実施例の詳細説明
第１図を参照して、従来技術による時間分散チャネルが形成される機構の構造図を示す。明確には、データ信号r(t)が複数の経路（そのうち２つだけを図示する）に送られる。経路の１つは、時間遅延１０，減衰器１２および位相オフセット１３を備える。あとの時点で、複数の代替経路が合成され（加算ブロック１４で表す）、歪み信号R(t)が得られる。言うまでもないが、データ信号r(t)の帯域幅が大きくなると、時間遅延の期間が信号に影響する程度が大きくなり、使用可能な帯域幅の使用を制限する。
第２図は、従来技術による多重搬送波システムの時間領域信号の形式を表す波形図である。実際には、第２図は複数の周波数サブチャネル２０〜２６（この例では４つのサブチャネル）の間にデータ（図示せず）を分配することにより、時間遅延の影響を軽減するOFDM法を表す。通常、第１サブチャネル（サブチャネル１）の周波数と、この方法における他のサブチャネルとの間には周波数関係が存在する。たとえば、サブチャネル２はサブチャネル１の２倍の周波数であり、サブチャネル３はサブチャネル１の３倍の周波数であるなど。言うまでもないが、このようにデータを分配すると、各サブチャネルは固有の遅延拡散に対する感受性が下がる。従って、各サブチャネルからの個別の信号を重ね合わせる（加算ブロック２９で発生）と、比較的低い（が発振している）信号プロフィル３３により隔てられる電力スパイク３２を有する複合包絡線３０が生成される。しかし、電力スパイク３２は、複合包絡線３０全体の平均電力レベル３６より実質的に値の大きいピーク包絡線電力（PEP：peak envelope power）を有する。
次に第３図を参照して、第２図の多重搬送波システムの時間領域信号に関する典型的な線形増幅器（図示せず）の動作特性４０と動作点４２とを示す。線形増幅器は、入力信号と出力信号との間に制約された線形利得を提供することは明白であろう。ある特定の入力電力（Pin）閾値４４において、増幅器の非線形性４６が起こる。たとえば、線形送信機（など）を必要とする通信システムにおいて線形増幅器の利用を最適化するためには、入力信号（この場合は、複合信号包絡線３０の時間領域表現）を動作点４２の周辺に置く。さらに詳しくは、複合信号包絡線３０を、その平均電力レベル３６が（増幅器の利得を考慮した場合に）所望の出力レベルを提供するように配置し、それにより大多数の信号包絡線３０が増幅器の線形範囲４８内に入る。残念ながら、電力スパイク３２のPEP３４は、その上に含まれる情報が増幅器の非線形性４６により歪みをうける効果により、増幅器の動作の線形範囲を超える。しかし、より厳格には、ETSI（European Techinical Standard Industry：ヨーロッパ電気通信標準協会）などの標準化組織は、指定された最大送信電力出力レベル、たとえば１０ワットなどの動作規準順守を要求する。従って、電力スパイク３２の比較的高い（しかし比較的頻度の小さい）PEPに対応するには、入力信号（複合信号包絡線３０）は、動作点４２をより低いレベルに再配置することを必要とし、それにより平均送信電力の増幅が小さくなり、（線形増幅器が用いられる）送信機の範囲がそれに応じて減じられる。
第４図は、本発明の好適な実施例により構築される多重搬送波トランシーバ６０のブロック図であるが、本発明は双方向通信装置に限らないこと、また、多重搬送波送信機を多重搬送波受信機（原則的に、破線輪郭線６１で囲まれた回路構成の組み合わせと、その機能が後述されるマスク・ベクトルの形の変換とにより構成される）とは物理的に分離した装置と見なすこともできることを理解頂きたい。多重搬送波送信機は、データ・ストリーム６３を生成するデータ源６２，シリアル−パラレル変換器６４，チャネル・エンコーダ６６，コンバイナ６８，k台の同一変調器の列７０および（メモリに記憶される）マスク・ベクトル７２によって構成される。この例では、データ源は、データ符号のストリームを生成し、その各々が論理値０，１，...，υ−１のうち任意の値をとることができる。ただし、υは１より大きな整数である。説明される実施例においては、υ＝２，すなわちデータ源はバイナリ・データを生成する。論理値は、任意の既知の方法により、電圧レベルまたは信号位相などの物理値で表すことができる。これらの論理値をs=ejφの形式で、複素平面内の単位円上の点として表現することができる。ただし、
0003886536.tif 000002
でφはそれぞれ、2π.0/υ,2π,1/υ,2π.(υ-1)/υの値をとる。たとえば、υ=4のとき、論理値０，１，２，３は、それぞれ複素数値１，j，−１および−ｊにより表すことができる。一般には、論理値は、上記のように厳格である必要はない。すなわち、論理値は、s=m.ejφの形式の任意の複素数となる。ただしｍは任意の大きさを示し、φは任意の位相を示す。
シリアル−パラレル変換器６４は、データ・ストリーム６３に応答して、データ・ストリーム６３をパラレル・データ・ワード７４に変換し、次にこれがチャネル・エンコーダ６６に入力されて、ブロック暗号化され、エラー制御を容易にする。チャネル・エンコーダ６６から出力されるコードワード・ベクトル７５は、コンバイナ６８内でマスク・ベクトル７２により変換され、コンバイナ６８の出力はｋ台の同一変調器列７０に印加されて、最終的に送信に適した複合信号包絡線７８を有する出力信号７６を生成する。ｋ台の同一変調器列７０内の各変調器は、特定のサブチャネル周波数に割り当てられ、サブチャネル間の間隔は直交する。すなわち、サブチャネル（搬送波）間に干渉が起こらない。多重搬送波送信機（トランシーバまたは受信機）の動作制御は、マイクロプロセッサ（図示せず）により実行されるが、これは容易に理解頂けよう。
第５図を簡単に参照して、コードワード・ベクトル７５の形式が示される。各コードワード・ベクトル７５は、ｎ個の情報ビット８０と、k-n個のパリティ・チェック・ビット８２とで構成されるｋ個のバイナリ数値（ビット）によって構成され、コードワード・ベクトル７５の長さがサブチャネル（搬送波）の数、すなわち多重搬送波送信に用いられる変調器の数を定義する。コードワード・ベクトル７５およびマスク・ベクトル７２は、等しい長さ、すなわちｋビットである。k-n個のパリティ・ビットは、チャネル暗号化過程により設けられる。
多重搬送波信号の複合包絡線７８は、数学的には：
0003886536.tif 000003
と表すことができる。
ただし被送信信号は
0003886536.tif 000004
であり、r*(t)は複素共役数；si(t)はｉ番目の搬送波のパラレル・データ；fiはｉ番目の搬送波の周波数である。包絡線電力はu(t)2である。
言うまでもなく、本発明において企図されるような線形ブロック・コードは、必然的にすべてゼロのコードワードを含む。このコードワードは、OFDMシステムに関して最大の可能なPEPを生成する。このPEP（と、その定期的出現に伴う問題と）を避けるために、本発明の開示される実施例は、変調に先立ち、コードワード・ベクトル７５の各ビットを、ビット加算モジューロ２を介して、マスク・ベクトル７２内の対応ビットと合成するので、これがデータの前処理となり、出力信号７６において削減されたPMEPRを生成する。υ＞２の場合は、加算は符号モジューロ−υで実行される。一般的な場合（s=m.ejφ）は、この合成は、複素数形式で表されるコードワード・ベクトル７５とマスク・ベクトル７２の符号乗算により実行される。
さらに詳しくは、コードワード・ベクトル７５内の情報ビット８０の数ｎが固定されるので（システムに関して選択されたコード、たとえばハミング・コードに比してゴーレイ・コードなどのコードパリティ・ビットにより提供される確実性により）、可能なコードワード・ベクトル７５の数は有限である。すなわち２nである。しかし、マスク・ベクトルの組み合わせの数は２kであり、この組み合わせ数は、普通ははるかに大きい。
従って、マスク・ベクトル７２は、可能なコードワード・ベクトル７５のいずれとも一致しないように選択され、それを加算しても、変調領域の全ゼロの場合には類似しない。実際、本発明は、符号化法にパリティ・チェック・ビットを含めることにより提供される冗長性を利用する。すなわち、（少なくとも１つのパリティ・チェック・ビットを含めることにより使用可能になり、正当なコードワード・ベクトルを形成しない）加算ワードの１つをマスク・ベクトルに用いる。
２つのベクトル間の類似性（たとえば相関）を判定するには多くの方法があるが、２つのベクトル間のユークリッド距離を最小限に抑えるという概念を本発明のこの実施例では用いて、マスク・ベクトル７２の選択を評価する。２つのｋビット複素数ベクトル
a=(a(1),a(2),a(3),...,a(k))および
b=b(1),b(2),b(3),...,b(k))間のユークリッド距離dは：
0003886536.tif 000005
により定義され、以下、
0003886536.tif 000006
として示される。言うまでもなく、論理値が０ないしυ−１の場合のユークリッド距離を導くには、これらの値をまず上記の複素平面上の単位円上の点として表さねばならない。
第６図は、第４図の多重搬送波トランシーバ内で用いるためにマスク・ベクトル７２（長さｋビットの孤立データ・ワード）が決定される過程を示す。特に、２k個の可能なｋビットベクトルpiの可能性のある全部が生成され、これらのベクトルpiの各ビットは、ｋ台の変調器列７０から適切な変調器により変調されて、可能なベクトルpiの各々に関してPEP値を得る。２n個のコードワード・ベクトル７５によって構成されるベクトpiのグループ９０が無視され、（２k−２n）個のベクトルpiの残りのグループ９２が作表されて、PEPの大きさ９４の順にランクを付けられた関連マップを生成する。ベクトルpiの残りのグループ９２の順位付けされたマップから、２n個の第１（最低）ベクトルpiの部分集合９６がまず選択される。この部分集合９６は、チャネル・エンコーダ６６により生成される２n個のコードワード・ベクトル７５と全く同じであるが、複合包絡線７８のPMEPRが削減されている、対をなすユークリッド距離特性を潜在的に有するトレーニング・ベクトルの初期部分集合を表す。（バイナリ論理値の場合は、対をなすユークリッド特性の保存は、対をなすハミング距離特性の保存と同等である）。
コードワード９０の集合と部分集合９６との間の類似性を評価するために、各コードワード・ベクトルは、次の等式を満たすテスト・マスク・ベクトルωにより修正される：
ω=pi*ch
iとhが指標であり、*がビットによる排他的OR（加算モジューロ２）を表す特定の個別値i,hについては、chがｈ番目のコードワード・ベクトルであり、piは部分集合９６内のトレーニング・ベクトルである。さらに詳しくは、（例示のために）４つの代替コードによって成立するブロック・コードワード９０の集合を考えると、初期部分集合のトレーニング・ベクトル９６は、４つのトレーニング・ベクトル（４つの最小PEP値を有する）を含むように配列される。コードワード・ベクトルの集合の第１要素９７は、トレーニング・ベクトルの集合の第１要素９８と数学的に合成され（本実施例においては排他的OR演算され）、第１テスト・マスク・ベクトルを生成する。この第１テスト・マスク・ベクトルが系統的に適応されて、以下の等式に従って、すべての被修正コードワード・ベクトル間のユークリッド距離dihに関するゼロ値と、トレーニング・ベクトルの初期部分集合９６の全要素の順列とを得る目的で、４つのコードワード・ベクトルの各々を修正する：
0003886536.tif 000007
しかし、非ゼロのユークリッド距離が記録される場合は、第１テスト・マスク・ベクトルを拒否し、ことによると第１テスト・マスク・ベクトルを計算するために用いられたのと同じコードワード・ベクトルと、次に低いPEP値を有する部分集合９６からの異なるトレーニング・ベクトル９９とを組み合わせて第２テスト・マスク・ベクトルを計算しなければならない。次に、第２テスト・マスク・ベクトルは、すべての被修正コードワード・ベクトル間のユークリッド距離のゼロ値と、トレーニング・ベクトル９６の初期部分集合の全要素の順列とを得ることを目的として、４つのコードワード・ベクトル各々を修正するために、系統的に用いられる。ここでも、非ゼロのユークリッド距離が記録される場合は、第２テスト・マスク・ベクトルを拒否して、別の（新しい）テスト・マスク・ベクトルが生成される。明らかに、４つのコードワード・ベクトルおよびトレーニング・ベクトル９６の初期部分集合により、すべての被修正コードワード・ベクトル間のゼロ・ユークリッド距離（および直接マッピング）と、全トレーニング・ベクトルの順列とを発見するために、１６の可能なテスト・マスク・ベクトルが系統的に生成され適用される。しかし、１６の可能なテスト・マスク・ベクトルのいずれもが直接マッピングを生成せず、トレーニング・ベクトルの数を増やして、（２n＋１）個のトレーニング・ベクトルを含むより大きな部分集合１００を生成することが必要になる場合もある。より大きな部分集合を、順位付けの中で次に低いPEPを有するトレーニング・ベクトルを加算することにより大きくすることが好ましい。全ゼロ・ユークリッド距離結果を得られるテスト・マスク・ベクトルの検索は、この拡大された部分集合１００により再開される。必要に応じて・トレーニング・ベクトルの数をさらに増やして、トレーニング・ベクトルの部分集合の大きさが、（２k−２n）個の可能なトレーニング・ベクトルの普遍集合１０２の大きさに近づくようにする。第６図に示されるマッピングは、テスト・マスク・ベクトルを導き出す方法と、マスク・ベクトル７２を決定するためにそれを用いる方法とを示す。
非ゼロ・ユークリッド距離が発見されるまでテスト・マスク・ベクトルはあらゆる演算群について一定であり、修正されないことが理解頂けよう。これは２つの理由から、必要である。すなわち、第１の理由は、ブロック・コードの対をなすユークリッド距離特性をすべての可能なコードワード・ベクトル９０に関して維持しなければならないこと；第２に、chコードワード・ベクトルのpiトレーニング・ベクトルに対するマッピングは１つしか必要とされないことである。従って、コードワード・ベクトルの集合を、同一の対をなすユークリッド距離特性を有するトレーニング・ベクトルの集合にマッピングする、最初のテスト・マスク・ベクトルが所望の変換を表すので、そのシステムに関してマスク・ベクトル７２として指定される。実際には、マスク・ベクトルを用いることにより、最悪の場合の全ゼロ・コードワードが送信されることはなくなる。
マスク・ベクトルを選択するための、開示される過程は次に原則を満足する：
「ユークリッド距離がすべてのコードワードに関してゼロである」ならば、
「ωを最適な重みベクトルとして認知する」
さもなければ「トレーニング集合の大きさを大きくする」
終了
演算を少なくするには、２n個超のトレーニング・ベクトルによって構成される初期部分集合を選択するか、さらに／あるいは、トレーニング部分集合の大きさを一度に２以上増やすことが望ましい。しかし、このような状況では、結果として得られるPMEPRが最適値より大きくなる可能性がある。
第７図は、第４図の多重搬送波トランシーバにより利用される波形の時間領域表現と、第２図の多重搬送波システムの時間領域信号とを対比するグラフである。従来技術による時間領域包絡線３０とは対照的に、マスク・ベクトル７２を、各サブチャネルについて各コードワード・ベクトル７５に適用すると、PMEPRを減ずる効果がある。新しい複合信号包絡線７８は、従来技術による複合信号包絡線３０よりも極端な偏位が少ない新しい信号プロフィル１１０を有する領域により隔てられる、削減されたPEPスパイクを有する。
本発明の符号化法を用いることにより、より効率的な方法で線形増幅器を使用することができるという利点が得られる。これは、複合信号包絡線のPEP値が小さくなり、複合信号包絡線の電力のピーク対ピーク変動が対応して小さくなるためである。包絡線の電力プロフィルのこのような減少により、増幅器は、その非線形範囲に向かう動作点で動作することができるようになり、増幅器のクリッピングが必要でなくなる。さらに、特に規制的なピーク電力制限について、本発明を利用する送信機は送信範囲が大きくなる。これは、複合信号包絡線の平均電力が大きくなるためである。また、本発明の符号化法を用いると、符号化情報性からマスク・ベクトルが導かれて変調の一部となるので、スペクトル効率が下がらない。従って、情報を運ぶサブキャリヤ・サブチャネルを追加する必要がない。
また、広帯域データを分割して、それを複数の狭帯域搬送波（サブチャネル）上に送信することにより、通信システム内に高速のエコライザが必要でなくなる。
第４図を再度参照して、本発明の好適な実施例による多重搬送波受信機６２が示される。多重搬送波受信機は、複合信号包絡線７８を有する多重搬送波信号７６を受信するように構成される。被受信信号７６は、ｋ台の同一復調器列１１２に印加され、k台の同一復調器列１１２内の各復調器は特定のサブチャネル周波数に割り当てられる。（送信に用いられる）マスク・ベクトル７２が、コンバイナ１１６内で、k台の復調器列１１２から発する信号１１４に印加され、信号１１４を、チャネル・デコーダ１２０内のチャネル解読に適した信号フォーマット１１８に解読する。チャネル・デコーダ１２０からチャネル解読された信号は、最終的に、パラレル・フォーマットまたはシリアル・フォーマットで、ビジュアル・ディスプレイまたはオーディオ回路構成などのデータ・シンク１２４に送られる。シリアル・フォーマットで送られる場合は、チャネル・デコーダ１２０とデータ・シンク１２４との間に、パラレル−シリアル変換器１２６が配置される。多重搬送波受信機６２の動作制御は、言うまでもなく、マイクロプロセッサ（図示せず）により実行される。
本発明の受信機６１の代替実施例においては、パケット・ヘッダ（たとえばGSMの時間スロット内に送信されるミッドアンブル同期シーケンスに類似する）を介して同期が行われる場合には、コンバイナ１１６を省略することもできる。この同期の存在を用いて、マスク・ベクトル７２により情報信号７８に導入されたチャネル位相オフセット（または回転）を除去することができることは言うまでもない。さらに明確には、復調器１１２において必然的に利用される同期シーケンスは、マスク・ベクトル７２が時間分散チャネル（第１図参照）の一部として出現するようにあらかじめ決められており、結果的に、同期とマスク・ベクトルの効果は復調の間に除去される。その結果、受信機には追加の処理は必要でなくなり、本発明により提案される符号化法に移行しても現在の受信機を再設計する必要はない。
もちろん、上記の説明は例としてあげられたに過ぎず、詳細部分の修正を本発明の範囲内で加えることができることは言うまでもない。たとえば、マスク・ベクトルは、１回しか決定する必要がなく、実際には、チャネル・エンコーダ６６内に内蔵される符号の固定変換を構成する。従って、マスク・ベクトルをあらかじめコード内の各コードワードと組み合わせておき、結果として得られる被変換コードワードをチャネル・エンコーダ６６に記憶することができる。チャネル・エンコーダは、データ・ストリーム６３を暗号化して、１回の合成動作においてマスク・ベクトルに適用し、コンバイナを省略することもできる。同様の修正を受信機６１に行うこともできる。上記の説明は、無線送信の一般的文脈において本発明を論じるが、多重搬送波システムが、多重情報搬送波の通信資源として光ファイバ技術を利用することもできることは言うまでもない。また、好適な実施例のトレーニング・ベクトルは、PEPの大きさ９４により順位付けがなされて配列されるが、この順位付けによりチャネル符号化に与えられる変調の機能は、固有の符号化冗長性から導かれるマスク・ベクトルを有する多重搬送波システムの個別のサブチャネルの符号化により導かれる利点および恩恵を補うものと考えられる。従って、複合信号包絡線は改善されたPMEPRを有することになるが、可能な限り最低のPMEPRを有する複合信号包絡線を生成するためにマスク・ベクトルを最適化しなくても済む場合がある。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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