(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第二の期間に続く第三の期間中に、第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第三の期間に続く第四の期間中に、第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、かつ、前記送波したそれぞれのパルス化連続波による対象物からの反射波を検出するための送受手段と、
前記反射波の位相を検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段から順次得る位相信号から、固定物からの信号を除去するためのフィルタリング手段と、
前記フィルタリング手段を介して得る位相信号から、前記第一の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第二の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第三の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、ならびに、前記第四の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差を検出するための第一の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから、送波間隔の差Tsに対する位相差の差ベクトルを３個求め、これらを加算するための第二の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから、送波間隔の差2Tsに対する位相差の差ベクトルを２個求め、これらを加算するための第三の位相差検出手段と、
前記第二の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから位相差を得て、その位相差を参照して、第三の位相差検出手段により得た送波間隔の差２Ｔｓの位相差を送波間隔Ｔｓの位相値に補正するための位相差変換手段と、
前記位相差変換手段により得た位相差を位相ベクトルに変換後、変換した位相ベクトルを前記第二の位相差検出手段により得た位相差の差ベクトルに加算して、位相差の差ベクトルおよび位相差の差を得るための第四の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た４個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを予め定められた基準に従って選択し、当該選択した位相差ベクトルの位相差を補正するための位相差補正手段と、
前記位相差補正手段により得た位相差を、対象物体の移動速度を示す量に換算して表示するための表示手段と
を備え、
前記フィルタリング手段は、
各送波間隔に対応するフィルタ遅延時間により個別の特性を持つ、ＭＴＩ（Moving Target Indication）フィルタを有して構成されることを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項２】
請求項１記載のパルスドプラ計測装置において、
前記位相差変換手段は、
前記第二の位相差検出手段で加算して得られた位相差の差ベクトルの偏角である位相差の差ΔΔθ（Ｔｓ）、および、前記第三の位相差検出手段で加算して得られた位相差の差ベクトルの偏角である位相差の差ΔΔθ（２Ｔｓ）に対して、
ΔΔθ（Ｔｓ）・ΔΔθ（２Ｔｓ）≧０
が成立するとき、前記位相差の差ΔΔθ（２Ｔｓ）を、
θ＝ΔΔθ（２Ｔｓ）／２
なる位相差θに補正し、
ΔΔθ（Ｔｓ）≧０、かつ、ΔΔθ（２Ｔｓ）＜０が成立するとき、前記位相差の差ΔΔθ（２Ｔｓ）を、
θ＝ΔΔθ（２Ｔｓ）／２＋π
なる位相差θに補正し、
ΔΔθ（Ｔｓ）＜０、かつ、ΔΔθ（２Ｔｓ）≧０
が成立するとき、前記位相差の差ΔΔθ（２Ｔｓ）を、
θ＝ΔΔθ（２Ｔｓ）／２−π
なる位相差θに補正することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項３】
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第二の期間に続く第三の期間中に、第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第三の期間に続く第四の期間中に、第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、かつ、前記送波したそれぞれのパルス化連続波による対象物からの反射波を検出するための送受手段と、
前記反射波の位相を検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段から順次得る位相信号から、固定物からの信号を除去するためのフィルタリング手段と、
前記フィルタリング手段を介して得る位相信号から、前記第一の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第二の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第三の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、ならびに、前記第四の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差を検出するための第一の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから、送波期間の差Ｔｓに対する位相差の差のベクトルを３個求め、これらを加算して得る位相差の差ベクトルの偏角から位相差の差を求めるための第二の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た４個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを予め定められた基準に従って選択し、当該選択した位相差ベクトルの位相差を補正するための位相差補正手段と、
前記位相差補正手段により得た位相差を、対象物体の移動速度を示す量に換算して表示するための表示手段と
を備え、
前記フィルタリング手段は、
各送波間隔に対応するフィルタ遅延時間により個別の特性を持つ、ＭＴＩ（Moving Target Indication）フィルタを有して構成されることを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載のパルスドプラ計測装置において、
前記位相差補正手段は、
前記第一から第四の送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓのうちの前記選択した位相差ベクトルに対応する送波間隔と、前記送波間隔の差Ｔｓの逆数と、前記第四の位相差検出手段により得た位相差の差とを乗じた指標Ｅｓに対して、
（２ｎ−１）π＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π
を満たす整数ｎを用いて、前記選択した位相差ベクトルの位相差Δθｇを補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｇ＋ｎ・２π
により求め、
０＜α≦０．５πの範囲で予め定められる第１の閾値αと、０＜β≦πの範囲で予め定められる第２の閾値βと、整数ｎとに対して、前記指標Ｅｓと前記選択した位相差ベクトルの位相差Δθｇとが、
（２ｎ＋１）π−β＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π、かつ、Δθｇ＜−π＋α
を満たす第１の場合に、前記補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｃｇ＋２π
と訂正し、
（２ｎ＋１）π＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π＋β、かつ、Δθｇ＞＋π−α
を満たす第２の場合に、前記補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｃｇ−２π
と訂正することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項記載のパルスドプラ計測装置において、
前記位相差補正手段は、
前記４個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを選択するに際し、４個の位相差ベクトルから、予め定められた閾値より大きなパワー値の位相差ベクトルを選択する第一の選択を行い、前記第一の選択で複数の位相差ベクトルが選択されたとき、最も短い送波間隔に対応する位相差ベクトルを選択する第二の選択を行うことを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項６】
請求項１から４のいずれか一項記載のパルスドプラ計測装置において、
前記位相差補正手段は、
前記４個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを選択するに際し、４個の位相差ベクトルのパワー値を互いに比較して、パワー値が最も大きい位相差ベクトルを選択することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一項記載のパルスドプラ計測装置において、
前記送受手段は、
速度を計測すべき対象領域について、パルス化連続波を送波および受波する部位を走査線に沿って走査し、
前記表示手段は、
前記走査される各部位ごとの移動速度を示す量を、前記走査線を複数含むフレームごとに表示し、
前記送受手段は、
前記走査線におけるパルス化連続波の送受を、第一の期間中は第一の走査線上で第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰返し対象に向け送波し、これに続く第二の期間中は第二の走査線上で第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰返し送波し、これに続く第三の期間中は第三の走査線上で第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰返し送波し、これに続く第四の期間中は第四の走査線上で第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰返し送波し、これに続く第五の走査線上は前記第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰返し送波し、これに続く第六の走査線上は前記第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、これに続く第七の走査線上は第一の期間中の第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し送波し、各走査線上の期間中の送波間隔でそれぞれのパルスによる対象物からの反射波を検出することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項８】
請求項１から６のいずれか一項記載のパルスドプラ計測装置において、
前記送受手段は、
速度を計測すべき対象領域について、パルス化連続波を送波および受波する部位を走査線に沿って走査し、
前記表示手段は、
前記走査される各部位ごとの移動速度を示す量を、前記走査線を複数含むフレームごとに表示し、
前記送受手段は、
前記走査線におけるパルス化連続波の送受を、隣合う走査線上の第一の走査線上で第一の期間中は第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、これに続く第二の期間中は第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、これに続く隣合う第二の走査線上で第一の期間中は第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、これに続く第二の期間中は第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、これに続く隣合う第三の走査線上で第一の走査線上と同一の送波間隔で、第四の走査線上は第二の走査線上と同一の送波間隔で、送波を繰り返し送波することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項９】
請求項１から６のいずれか一項記載のパルスドプラ計測装置において、
前記送受手段は、
速度を計測すべき対象領域について、パルス化連続波を送波および受波する部位を走査線に沿って走査し、
前記表示手段は、
前記走査される各部位ごとの移動速度を示す量を、前記走査線を複数含むフレームごとに表示し、
前記送受手段は、
前記走査線におけるパルス化連続波の送受を、対象領域の一部に定められる第１の範囲を走査する走査線について、第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第二の期間に続く第三の期間中に、第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第三の期間に続く第四の期間中に、第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第１の範囲以外の第２の範囲を走査する走査線については、前記送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１０】
請求項９記載のパルスドプラ計測装置において、
外部から指示を受け付けるためのインタフェースをさらに有し、
前記送受手段は、
前記インタフェースにより受け付けられる指示に従って、前記第１の範囲を定めることを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１１】
請求項９記載のパルスドプラ計測装置において、
前回計測されたフレームにおける速度の分布に基づいて前記第１の範囲を指示するための範囲指示手段をさらに有し、
前記送受手段は、
前記範囲指示手段の指示に従って、前記第１の範囲を定めることを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１２】
請求項１１記載のパルスドプラ計測装置において、
前記範囲指示手段は、
前回計測されたフレームにおける速度勾配が予め定められた閾値より大きい部位について、その部位を含む範囲を前記第１の範囲として指定することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１３】
請求項１１記載のパルスドプラ計測装置において、
前記範囲指示手段は、
前回計測されたフレームにおける速度勾配が、当該フレームにおいて最大となる部位について、その部位を含む範囲を前記第１の範囲として指定することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１４】
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
パルス化連続波を対象物体に向けて送波するための送波手段と、
対象物体からの反射波を検出するための送受手段と、
前記送受手段によって検出された反射波の位相ベクトルを検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段により検出された位相ベクトルから、反射波のドプラシフトを求めるための信号処理手段と、
前記信号処理手段により求められたドプラシフトが示す対象物体の速度を表示するための表示手段と
を有し、
前記送波手段は、
予め定められた送波間隔で繰り返されるパルス列を、予め定められた階差で送波間隔が異なる３種以上の送波間隔で送波し、
前記信号処理手段は、
前記位相検出手段により検出された位相ベクトルを、対応する送波間隔をフィルタ遅延時間としてフィルタリングを実施するためのフィルタリング手段と、
前記位相ベクトル間の位相差ベクトルおよび位相差を求めるための位相差演算手段と
を有し、
前記位相差演算手段は、
各パルス列について、隣接する位相ベクトル対のそれぞれの複素共役積の総和を求めるための加算手段と、
前記送波間隔でパルスが送波されることに伴うエイリアシングを、エイリアシング回数を決定する指標を用いて位相差を補正するエイリアシング補正手段と、
前記指標による位相差の誤補正を、前記指標、前記位相差、および、予め定められた閾値を用いて訂正する位相差誤補正訂正手段と
を備え、
前記エイリアシング補正手段は、
前記階差に相当する送波間隔となる位相差ベクトルの２つ以上の位相差の差、および、前記階差の２倍に相当する送波間隔となる位相差ベクトルの１つ以上の位相差の差に基づいて、前記指標を求めることを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１５】
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、かつ、前記送波したそれぞれのパルス化連続波による対象物からの反射波を検出するための送受手段と、
前記反射波の位相を検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段から順次得る位相信号から、固定物からの信号を除去するためのフィルタリング手段と、
前記フィルタリング手段を介して得る位相信号から、前記第一の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、ならびに、前記第二の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差を検出するための第一の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから、送波期間の差Ｔｓに対する位相差の差のベクトル、および、位相差の差を求めるための第二の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た２個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを、予め定められた閾値より大きなパワー値の位相差ベクトルを送波間隔の短いものを優先して選択し、当該選択した位相差ベクトルの位相差を補正するための位相差補正手段と、
前記位相差補正手段により得た位相差を、対象物体の移動速度を示す量に換算して表示するための表示手段と
を備え、
前記フィルタリング手段は、
各送波間隔に対応するフィルタ遅延時間により個別の特性を持つ、ＭＴＩ（Moving Target Indication）フィルタを有して構成され、
前記位相差補正手段は、
前記第一と第二との送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓのうちの前記選択した位相差ベクトルに対応する送波間隔と、前記送波間隔の差Ｔｓの逆数と、前記第二の位相差検出手段により得た位相差の差とを乗じた指標Ｅｓに対して、
（２ｎ−１）π＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π
を満たす整数ｎを用いて、前記選択した位相差ベクトルの位相差Δθｇを補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｇ＋ｎ・２π
により求め、
０＜α≦０．５πの範囲で予め定められる第１の閾値αと、０＜β≦πの範囲で予め定められる第２の閾値βと、整数ｎとに対して、前記指標Ｅｓと前記選択した位相差ベクトルの位相差Δθｇとが、
（２ｎ＋１）π−β＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π、かつ、Δθｇ＜−π＋α
を満たす第１の場合に、前記補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｃｇ＋２π
と訂正し、
（２ｎ＋１）π＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π＋β、かつ、Δθｇ＞＋π−α
を満たす第２の場合に、前記補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｃｇ−２π
と訂正することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１６】
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第二の期間に続く第三の期間中に、第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第三の期間に続く第四の期間中に、第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、かつ、前記送波したそれぞれのパルス化連続波による対象物からの反射波を検出するための送受手段と、
前記反射波の位相を検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段から順次得る位相信号から、位相差を求めるための位相差検出手段と、
前記位相差検出手段により得た位相差を、対象物体の移動速度を示す量に換算して表示するための表示手段と
を備え、
前記位相差検出手段は、
前記位相信号から、不要信号成分を低減させるためのフィルタリングステップと、
前記第一の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第二の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第三の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、ならびに、前記第四の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差を検出する第一の位相差検出ステップと、
前記第一の位相差検出ステップにおいて得た位相差ベクトルから、送波間隔の差Tsに対する位相差の差ベクトルを３個求め、これらを加算する第二の位相差検出ステップと、
前記第一の位相差検出ステップにおいて得た位相差ベクトルから、送波間隔の差2Tsに対する位相差の差ベクトルを２個求め、これらを加算する第三の位相差検出ステップと、
前記第二の位相差検出ステップにより得た位相差ベクトルから位相差を得て、その位相差を参照して、第三の位相差検出ステップにおいて得た送波間隔の差２Ｔｓの位相差を送波間隔Ｔｓの位相値に補正するための位相差変換ステップと、
前記位相差変換ステップにおいて得た位相差を位相ベクトルに変換後、変換した位相ベクトルを前記第二の位相差検出ステップにおいて得た位相差ベクトルに加算して、位相差ベクトルおよび位相差を得るための第四の位相差検出ステップと、
前記第一の位相差検出ステップにより得た４個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを予め定められた基準に従って選択し、当該選択した位相差ベクトルの位相差を補正するための位相差補正ステップと
を含む位相差検出プログラムに従って位相差を検出するディジタルシグナルプロセッサを用いて構成されることを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１７】
請求項１６記載のパルスドプラ計測装置において、
前記位相差検出プログラムにおける前記フィルタリングステップは、
与えられた位相信号からトレンド成分を得て、信号成分から前記トレンド成分を差し引く演算を、前記ディジタルシグナルプロッセッサが実行するための手順が記述されていることを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１８】
請求項１から１７のいずれか一項記載のパルスドプラ計測装置において、
前記送受手段は、
超音波を送受するためのトランスデューサを有して構成され、超音波のパルス化連続波を送受することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項１９】
請求項１から１７のいずれか一項記載のパルスドプラ計測装置において、
前記送受手段は、
電磁波を送受するためのアンテナと、
パルス化連続波を前記アンテナに供給するためのパルス生成部と、
前記アンテナに到来した電波を受け付けるための受信部と、
前記パルス生成部および前記受信部のいずれかを切り替えて前記アンテナに接続するためのスイッチ部と
を有し、
前記パルス生成部は、
信号を発振するための発振器と、
信号をパルス化するためのパルス変調器と、
パルス化された信号を増幅するための増幅器と
を有し、
前記受信部は、
前記パルス生成部で生成された信号を受け付け、受け付けた信号と前記アンテナに到来した電波とを混合して同相信号を検出し、かつ、受け付けた信号に対して９０度移相された信号と前記アンテナに到来した電波とを混合して直交信号を検出するための混合検出器と、
前記同相信号および直交信号をそれぞれ増幅するための増幅器と
を有することを特徴とするパルスドプラ計測装置。
【請求項２０】
予め定められた階差Ｔｓを有する４種の送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓ、（Ｔｓ＜Ｔ）で送波された波動の、計測対象による応答を示す４個の系列の位相ベクトル｛ｗｋ｝0 ，｛ｗｋ｝1 ，｛ｗｋ｝2 ，｛ｗｋ｝3 を受け付けて、応答による位相差を求めるための位相差検出方法において、
４個の系列の位相ベクトル｛ｗｋ｝0 ，｛ｗｋ｝1 ，｛ｗｋ｝2 ，｛ｗｋ｝3 を、それぞれの送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓをフィルタ遅延時間としてそれぞれフィルタリングを実施し、
前記フィルタリングを実施された各系列の位相ベクトル｛ｖｋ｝0 ，｛ｖｋ｝1 ，｛ｖｋ｝2 ，｛ｖｋ｝3 について、前記各系列ごとに、隣接する位相ベクトルの複素共役積の各系列における総和として加算された位相差ベクトルＺ0 ，Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 を求め、
前記各系列ごとに求めた位相差ベクトルＺ0 ，Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 から、前記階差Ｔｓに相当する送波間隔に対応する第１種の位相差の差ベクトルΔＺ01 ，ΔＺ12 ，ΔＺ23 を求め、これらを加算して第１種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ1 、および、その偏角である第１種の位相差の差ΔΔθｓ1 を求め、
前記各系列ごとに求めた位相差ベクトルＺ0 ，Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 から、前記階差Ｔｓの２倍に相当する送波間隔に対応する第２種の位相差の差ベクトルΔＺ02 ，ΔＺ13を求め、これらを加算して、第２種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ2 、および、その偏角である第２種の位相差の差ΔΔθｓ2 を求め、
前記第２種の位相差の差ΔΔθｓ2 を前記階差Ｔｓに相当する送波間隔に対応する位相差の差ΔΔθｓ2 ｃに補正し、
前記位相差の差ΔΔθｓ2 ｃを偏角とする位相差の差ベクトルΔＺｓ2 ｃを、前記第１種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ1 に加算して、第３種の位相差ベクトルの差の和ΔＺｓ3 、および、その偏角である第３種の位相差の差ΔΔθｓ3 を求め、
前記位相差ベクトルＺ0 ，Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 のうち、パワー値が最も大きい位相差ベクトルを１つ選択し、
前記第３種の位相差の差ΔΔθｓ3 と、前記選択した位相差ベクトルの送波間隔と、（１／Ｔｓ）とを乗じた量を参照して、前記選択した位相差ベクトルの位相差を補正することを特徴とする位相差検出方法。
【請求項２１】
予め定められた階差Ｔｓを有する４種の送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓ、（Ｔｓ＜Ｔ）で送波された波動の、計測対象による応答を示す４個の系列の位相ベクトル｛ｗｋ｝0 ，｛ｗｋ｝1 ，｛ｗｋ｝2 ，｛ｗｋ｝3 を受け付けて、応答による位相差をコンピュータを用いて検出するための位相差検出プログラムを記録した記録媒体において、
４個の系列の位相ベクトル｛ｗｋ｝0 ，｛ｗｋ｝1 ，｛ｗｋ｝2 ，｛ｗｋ｝3 を、それぞれの送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓをフィルタ遅延時間としてそれぞれフィルタリングを実施し、
前記フィルタリングを実施された各系列の位相ベクトル｛ｖｋ｝0 ，｛ｖｋ｝1 ，｛ｖｋ｝2 ，｛ｖｋ｝3 について、前記各系列ごとに、隣接する位相ベクトルの複素共役積の各系列における総和として加算された位相差ベクトルＺ0 ，Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 を求め、
前記各系列ごとに求めた位相差ベクトルＺ0 ，Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 から、前記階差Ｔｓに相当する送波間隔に対応する第１種の位相差の差ベクトルΔＺ01 ，ΔＺ12 ，ΔＺ23 を求め、これらを加算して第１種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ1 、および、その偏角である第１種の位相差の差ΔΔθｓ1 を求め、
前記各系列ごとに求めた位相差ベクトルＺ0 ，Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 から、前記階差Ｔｓの２倍に相当する送波間隔に対応する第２種の位相差の差ベクトルΔＺ02 ，ΔＺ13を求め、これらを加算して、第２種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ2 、および、その偏角である第２種の位相差の差ΔΔθｓ2 を求め、前記第２種の位相差の差ΔΔθｓ2 を前記階差Ｔｓに相当する送波間隔に対応する位相差の差ΔΔθｓ2 ｃに補正し、
前記位相差の差ΔΔθｓ2 ｃを偏角とする位相差の差ベクトルΔＺｓ2 ｃを、前記第１種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ1 に加算して、第３種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ3 、および、その偏角である第３種の位相差の差ΔΔθｓ3 を求め、
前記位相差ベクトルＺ0 ，Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 のうち、パワー値が最も大きい位相差ベクトルを１つ選択し、
前記第３種の位相差の差ΔΔθｓ3 と、前記選択した位相差ベクトルの送波間隔と、（１／Ｔｓ）とを乗じた量を参照して、前記選択した位相差ベクトルの位相差を補正することをコンピュータに実行させるための位相差検出プログラムを記録した記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、物体の速度をドプラ偏移により検出するためのパルスドプラ計測装置および位相差検出方法に係り、特に、計測距離を保ったまま、不確定になることなく、計測可能な速度範囲を拡大した高限界速のパルスドプラ計測装置および位相差検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ドプラ（Doppler）効果による超音波の周波数偏移から流速を検出するための装置として、例えば、パルス化連続波（pulsed continuous wave）を用いるパルスドプラ流速計が挙げられる。従来のパルスドプラ流速計では、パルスが、繰り返し周期（または送波間隔）Ｔで送波されるとき、測定可能なドプラ周波数は、１／（２Ｔ）である。これに伴い、計測可能な最大流速も制限される。
【０００３】
本願発明者らが、先に、USP4,751,847において提案した超音波速度計（ultrasonic velocity meter）では、送波パルスの繰り返し周期を、ＴとＴ＋Ｔｓとの２種類（ここで、Ｔｓ＜Ｔとする。）としている。これにより、ドプラ周波数の測定可能な上限は、１／（２Ｔｓ）となり、計測可能な周波数領域が、従来のパルスドプラ流速計における方法に比べて、Ｔ／Ｔｓ倍に拡大される。
【０００４】
ところが、ドプラ周波数を得るための演算として、周期Ｔで繰り返される送波における相関値、および、および周期（Ｔ＋Ｔｓ）で繰り返される送波における相関値をそれぞれ求め、それぞれ求めた相関値の複素共役積の偏角を求めている。このため、Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）は、Ｔ／Ｔｓに応じて低下するという問題がある。
【０００５】
また、拡大された周波数領域、すなわち、±１／（２Ｔｓ）内に、ＭＴＩ（Moving Target Indication）フィルタの零点が現れ、その付近が計測不可領域（ブラインド周波数）となるという問題がある。
【０００６】
さらに、本願発明者らが、先に、USP4,955,386において提案したパルスドプラ流速計（pulse Doppler flow speed meter）では、第一の期間中では、送波間隔Ｔおよび送波間隔（Ｔ＋Ｔｓ）で交互にパルスを送波し、第二の期間中では、送波間隔（Ｔ＋Ｔｓ）および送波間隔（Ｔ＋２Ｔｓ）で交互にパルスを送波し、第三の期間中では、送波間隔（Ｔ＋２Ｔｓ）および送波間隔（Ｔ＋３Ｔｓ）で交互にパルスを送波して、パルス送波の繰り返し周期を４種類としている。そして、前記送波されたパルスの反射から、前記送波間隔Ｔｓに関する３つの位相差の差を得て加算している。これにより、Ｓ／Ｎを向上し、さらに、前記計測不可領域を解消している。
【０００７】
また、このような流速の測定を、１種類の送波間隔Ｔを用いて、計測位置を走査しつつ行って流速分布を得て、カラー画像で表示するＣＦＭ（Color Flow Mapping）が行われている。例えば、超音波により血液の流速分布を計測し、カラー映像で表示するＣＦＭ装置が、心臓病などの迅速な診断に広く利用されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、計測においては、Ｓ／Ｎをさらに改善することが望まれている。
【０００９】
また、上述のパルスドプラ流速計での送波方式には、パルスの送波回数が、通常方式（パルスが、単一の繰り返し周期Ｔで送波される方式）と比べて多くなるという課題がある。すなわち、位相差の加算平均回数と、ＭＴＩフィルタの段数との和の６倍に比例してパルスの送波回数が増加するので、パケット長（送波期間）が長くなるという問題がある。パケット長の増加は、流速分布の計測、例えば、前記ＣＦＭ装置への応用などにおいて、フレームレイト（Frame Rate：FR［ｆｒ／ｓｅｃ］）を低下させる。
【００１０】
本発明は、パケット長を増加をさせずに、ドプラ周波数の計測精度を向上させることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明の第１の態様によれば、
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第二の期間に続く第三の期間中に、第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第三の期間に続く第四の期間中に、第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、かつ、前記送波したそれぞれのパルス化連続波による対象物からの反射波を検出するための送受手段と、
前記反射波の位相を検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段から順次得る位相信号から、固定物からの信号を除去するためのフィルタリング手段と、
前記フィルタリング手段を介して得る位相信号から、前記第一の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第二の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第三の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、ならびに、前記第四の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差を検出するための第一の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから、送波間隔の差Tsに対する位相差の差ベクトルを３個求め、これらを加算するための第二の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから、送波間隔の差2Tsに対する位相差の差ベクトルを２個求め、これらを加算するための第三の位相差検出手段と、
前記第二の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから位相差を得て、その位相差を参照して、第三の位相差検出手段により得た送波間隔の差２Ｔｓの位相差を送波間隔Ｔｓの位相値に補正するための位相差変換手段と、
前記位相差変換手段により得た位相差を位相ベクトルに変換後、変換した位相ベクトルを前記第二の位相差検出手段により得た位相差の差ベクトルに加算して、位相差の差ベクトルおよび位相差の差を得るための第四の位相差検出手段と、前記第一の位相差検出手段により得た４個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを予め定められた基準に従って選択し、当該選択した位相差ベクトルの位相差を補正するための位相差補正手段と、
前記位相差補正手段により得た位相差を、対象物体の移動速度を示す量に換算して表示するための表示手段とを備え、
前記フィルタリング手段は、各送波間隔に対応するフィルタ遅延時間により個別の特性を持つ、ＭＴＩ（Moving Target Indication）フィルタを有して構成されること
を特徴とするパルスドプラ計測装置が提供される。
【００１２】
本発明の第２の態様によれば、
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第二の期間に続く第三の期間中に、第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第三の期間に続く第四の期間中に、第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、かつ、前記送波したそれぞれのパルス化連続波による対象物からの反射波を検出するための送受手段と、
前記反射波の位相を検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段から順次得る位相信号から、固定物からの信号を除去するためのフィルタリング手段と、
前記フィルタリング手段を介して得る位相信号から、前記第一の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第二の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第三の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、ならびに、前記第四の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差を検出するための第一の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから、送波期間の差Ｔｓに対する位相差の差のベクトルを３個求め、これらを加算して得る位相差の差ベクトルの偏角から位相差の差を求めるための第二の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た４個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを予め定められた基準に従って選択し、当該選択した位相差ベクトルの位相差を補正するための位相差補正手段と、
前記位相差補正手段により得た位相差を、対象物体の移動速度を示す量に換算して表示するための表示手段とを備え、
前記フィルタリング手段は、各送波間隔に対応するフィルタ遅延時間により個別の特性を持つ、ＭＴＩ（Moving Target Indication）フィルタを有して構成されること
を特徴とするパルスドプラ計測装置が提供される。
【００１３】
本発明の第３の態様によれば、
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
パルス化連続波を対象物体に向けて送波するための送波手段と、
対象物体からの反射波を検出するための送受手段と、
前記受波手段によって検出された反射波の位相ベクトルを検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段により検出された位相ベクトルから、反射波のドプラシフトを求めるための信号処理手段と、
前記信号処理手段により求められたドプラシフトが示す対象物体の速度を表示するための表示手段とを有し、
前記送波手段は、予め定められた送波間隔で繰り返されるパルス列を、予め定められた階差で送波間隔が異なる３種以上の送波間隔で送波し、
前記信号処理手段は、
前記位相検出手段により検出された位相ベクトルを、対応する送波間隔をフィルタ遅延時間としてフィルタリングを実施するためのフィルタリング手段と、
前記位相ベクトル間の位相差ベクトルおよび位相差を求めるための位相差演算手段とを有し、
前記位相差演算手段は、
各パルス列について、隣接する位相ベクトル対のそれぞれの複素共役積の総和を求めるための加算手段と、
前記送波間隔でパルスが送波されることに伴うエイリアシングを、エイリアシング回数を決定する指標を用いて位相差を補正するエイリアシング補正手段と、前記指標による位相差の誤補正を、前記指標、前記位相差、および、予め定められた閾値を用いて訂正する位相差誤補正訂正手段とを備え、
前記エイリアシング補正手段は、
前記階差に相当する送波間隔となる位相差ベクトルの２つ以上の位相差の差、および、前記階差の２倍に相当する送波間隔となる位相差ベクトルの１つ以上の位相差の差に基づいて、前記指標を求めること
を特徴とするパルスドプラ計測装置が提供される。
【００１４】
本発明の第４の態様によれば、
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、かつ、前記送波したそれぞれのパルス化連続波による対象物からの反射波を検出するための送受手段と、
前記反射波の位相を検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段から順次得る位相信号から、固定物からの信号を除去するためのフィルタリング手段と、
前記フィルタリング手段を介して得る位相信号から、前記第一の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、ならびに、前記第二の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差を検出するための第一の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから、送波期間の差Ｔｓに対する位相差の差のベクトル、および、位相差の差を求めるための第二の位相差検出手段と、
前記第一の位相差検出手段により得た２個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを、予め定められた閾値より大きなパワー値の位相差ベクトルを送波間隔の短いものを優先して選択し、当該選択した位相差ベクトルの位相差を補正するための位相差補正手段と、
前記位相差補正手段により得た位相差を、対象物体の移動速度を示す量に換算して表示するための表示手段とを備え、
前記フィルタリング手段は、各送波間隔に対応するフィルタ遅延時間により個別の特性を持つ、ＭＴＩ（Moving Target Indication）フィルタを有して構成され、
前記位相差補正手段は、
前記第一と第二との送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓのうちの前記選択した位相差ベクトルに対応する送波間隔と、前記送波間隔の差Ｔｓの逆数と、前記第二の位相差検出手段により得た位相差の差とを乗じた指標Ｅｓに対して、
（２ｎ−１）π＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π
を満たす整数ｎを用いて、前記選択した位相差ベクトルの位相差Δθｇを補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｇ＋ｎ・２π
により求め、
０＜α≦０．５πの範囲で予め定められる第１の閾値αと、０＜β≦πの範囲で予め定められる第２の閾値βと、整数ｎとに対して、前記指標Ｅｓと前記選択した位相差ベクトルの位相差Δθｇとが、
（２ｎ＋１）π−β＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π、かつ、Δθｇ＜−π＋α
を満たす第１の場合に、前記補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｃｇ＋２π
と訂正し、
（２ｎ＋１）π＜Ｅｓ≦（２ｎ＋１）π＋β、かつ、Δθｇ＞＋π−α
を満たす第２の場合に、前記補正した位相差Δθｃｇを、
Δθｃｇ＝Δθｃｇ−２π
と訂正すること
を特徴とするパルスドプラ計測装置が提供される。
【００１５】
本発明の第５の態様によれば、
対象物体の移動速度を計測するためのパルスドプラ計測装置において、
第一の期間中に、第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波を繰り返し対象に向け送波し、前記第一の期間に続く第二の期間中に、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第二の期間に続く第三の期間中に、第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、前記第三の期間に続く第四の期間中に、第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波を繰り返し送波し、かつ、前記送波したそれぞれのパルス化連続波による対象物からの反射波を検出するための送受手段と、
前記反射波の位相を検出するための位相検出手段と、
前記位相検出手段から順次得る位相信号から、位相差を求めるための位相差検出手段と
前記位相差検出手段により得た位相差を、対象物体の移動速度を示す量に換算して表示するための表示手段とを備え、
前記位相差検出手段は、
前記位相信号から、不要信号成分を低減させるためのフィルタリングステップと、
前記第一の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第二の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、前記第三の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差、ならびに、前記第四の送波間隔の位相差ベクトルおよび位相差を検出する第一の位相差検出ステップと、
前記第一の位相差検出ステップにおいて得た位相差ベクトルから、送波間隔の差Tsに対する位相差の差ベクトルを３個求め、これらを加算する第二の位相差検出ステップと、
前記第一の位相差検出ステップにおいて得た位相差ベクトルから、送波間隔の差2Tsに対する位相差の差ベクトルを２個求め、これらを加算する第三の位相差検出ステップと、
前記第二の位相差検出ステップにより得た位相差ベクトルから位相差を得て、その位相差を参照して、第三の位相差検出ステップにおいて得た送波間隔の差２Ｔｓの位相差を送波間隔Ｔｓの位相値に補正するための位相差変換ステップと、前記位相差変換ステップにおいて得た位相差を位相ベクトルに変換後、変換した位相ベクトルを前記第二の位相差検出ステップにおいて得た位相差ベクトルに加算して、位相差ベクトルおよび位相差を得るための第四の位相差検出ステップと、
前記第一の位相差検出ステップにより得た４個の位相差ベクトルから１個の位相差ベクトルを予め定められた基準に従って選択し、当該選択した位相差ベクトルの位相差を補正するための位相差補正ステップとを含む位相差検出プログラムに従って位相差を検出するディジタルシグナルプロセッサを用いて構成されること
を特徴とするパルスドプラ計測装置が提供される。
【００１６】
本発明の第６の態様によれば、
予め定められた階差Ｔｓを有する４種の送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓ、（Ｔｓ＜Ｔ）で送波された波動の、計測対象による応答を示す４個の系列の位相ベクトル｛ｗｋ｝0，｛ｗｋ｝1，｛ｗｋ｝2，｛ｗｋ｝3を受け付けて、応答による位相差を求めるための位相差検出方法において、
４個の系列の位相ベクトル｛ｗｋ｝0，｛ｗｋ｝1，｛ｗｋ｝2，｛ｗｋ｝3を、それぞれの送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓをフィルタ遅延時間としてそれぞれフィルタリングを実施し、
前記フィルタリングを実施された各系列の位相ベクトル｛ｖｋ｝0，｛ｖｋ｝1，｛ｖｋ｝2，｛ｖｋ｝3について、前記各系列ごとに、隣接する位相ベクトルの複素共役積の各系列における総和として加算された位相差ベクトルＺ0，Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3を求め、
前記各系列ごとに求めた位相差ベクトルＺ0，Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3から、前記階差Ｔｓに相当する送波間隔に対応する第１種の位相差の差ベクトルΔＺ01，ΔＺ12，ΔＺ23を求め、これらを加算して第１種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ1、および、その偏角である第１種の位相差の差ΔΔθｓ1を求め、
前記各系列ごとに求めた位相差ベクトルＺ0，Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3から、前記階差Ｔｓの２倍に相当する送波間隔に対応する第２種の位相差の差ベクトルΔＺ02，ΔＺ13を求め、これらを加算して、第２種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ2、および、その偏角である第２種の位相差の差ΔΔθｓ2を求め、
前記第２種の位相差の差ΔΔθｓ2を前記階差Ｔｓに相当する送波間隔に対応する位相差の差ΔΔθｓ2ｃに補正し、
前記位相差の差ΔΔθｓ2ｃを偏角とする位相差の差ベクトルΔＺｓ2ｃを、前記第１種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ1に加算して、第３種の位相差ベクトルの差の和ΔＺｓ3、および、その偏角である第３種の位相差の差ΔΔθｓ3を求め、
前記位相差ベクトルＺ0，Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3のうち、パワー値が最も大きい位相差ベクトルを１つ選択し、
前記第３種の位相差の差ΔΔθｓ3と、前記選択した位相差ベクトルの送波間隔と、（１／Ｔｓ）とを乗じた量を参照して、前記選択した位相差ベクトルの位相差を補正すること
を特徴とする位相差検出方法が提供される。
【００１７】
本発明の第７の態様によれば、
予め定められた階差Ｔｓを有する４種の送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓ、（Ｔｓ＜Ｔ）で送波された波動の、計測対象による応答を示す４個の系列の位相ベクトル｛ｗｋ｝0，｛ｗｋ｝1，｛ｗｋ｝2，｛ｗｋ｝3を受け付けて、応答による位相差をコンピュータを用いて検出するための位相差検出プログラムを記録した記録媒体において、
４個の系列の位相ベクトル｛ｗｋ｝0，｛ｗｋ｝1，｛ｗｋ｝2，｛ｗｋ｝3を、それぞれの送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓ，Ｔ＋３Ｔｓをフィルタ遅延時間としてそれぞれフィルタリングを実施し、
前記フィルタリングを実施された各系列の位相ベクトル｛ｖｋ｝0，｛ｖｋ｝1，｛ｖｋ｝2，｛ｖｋ｝3について、前記各系列ごとに、隣接する位相ベクトルの複素共役積の各系列における総和として加算された位相差ベクトルＺ0，Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3を求め、
前記各系列ごとに求めた位相差ベクトルＺ0，Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3から、前記階差Ｔｓに相当する送波間隔に対応する第１種の位相差の差ベクトルΔＺ01，ΔＺ12，ΔＺ23を求め、これらを加算して第１種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ1、および、その偏角である第１種の位相差の差ΔΔθｓ1を求め、
前記各系列ごとに求めた位相差ベクトルＺ0，Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3から、前記階差Ｔｓの２倍に相当する送波間隔に対応する第２種の位相差の差ベクトルΔＺ02，ΔＺ13を求め、これらを加算して、第２種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ2、および、その偏角である第２種の位相差の差ΔΔθｓ2を求め、
前記第２種の位相差の差ΔΔθｓ2を前記階差Ｔｓに相当する送波間隔に対応する位相差の差ΔΔθｓ2ｃに補正し、
前記位相差の差ΔΔθｓ2ｃを偏角とする位相差の差ベクトルΔＺｓ2ｃを、前記第１種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ1に加算して、第３種の位相差の差ベクトルの和ΔＺｓ3、および、その偏角である第３種の位相差の差ΔΔθｓ3を求め、
前記位相差ベクトルＺ0，Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3のうち、パワー値が最も大きい位相差ベクトルを１つ選択し、
前記第３種の位相差の差ΔΔθｓ3と、前記選択した位相差ベクトルの送波間隔と、（１／Ｔｓ）とを乗じた量を参照して、前記選択した位相差ベクトルの位相差を補正すること
をコンピュータに実行させるための位相差検出プログラムを記録した記録媒体が提供される。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
【００１９】
以下の説明において、四種類の送波間隔を用い、位相差の差のＳ／Ｎ改善の演算を行う方式を四周期法と呼ぶ。
【００２０】
本実施の形態におけるパルスドプラ計測装置は、対象の速度を計測するに際し、四周期法によりＳ／Ｎ改善した位相差の差ΔΔθを得て、ΔΔθの指標により、位相差Δθのエイリアシングを補正する位相差補正方式を行うものである。
【００２１】
図１を参照して、本実施の形態におけるパルスドプラ計測装置の概略の構成について説明する。
【００２２】
図１において、本実施の形態におけるパルスドプラ計測装置１００は、超音波を送受するための送受波部２０と、受波された反射波の位相信号を検出するための位相比較部５と、検出された位相信号からドプラシフトを求めるためのドプラシフト検出部３０と、検出されたドプラシフトが示す速度を表示するための表示部４０とを有して構成される。
【００２３】
前記送受波部２０は、パルス信号を生成するための送波回路１と、前記送波回路１により生成されたパルス信号を超音波に変換して対象物に送波し、かつ、対象物における反射波を検出するためのトランスデューサ２と、前記トランスデューサ２で検出された反射波を、後段で処理可能な信号に変換するための受波回路４とを有して構成される。
【００２４】
前記受波回路４は、例えば、インピーダンスを変換する機能、信号強度を増幅する機能などを備える。例えば、バッファアンプを用いて受波回路４を構成することができる。
【００２５】
次に、図２を参照して、前記ドプラシフト検出部について説明する。
【００２６】
図２において、ドプラシフト検出部３０は、ＭＴＩフィルタ６と、位相差検出部７，９および１０と、記憶部８，１１および１２と、変換部１３と、指標変換部１４と、位相差補正部１５と、周波数検出部１６とを有して構成される。また、ドプラシフト検出部３０は、位相信号を受け付け、予め格納された位相差検出プログラムに従って位相差を検出するディジタルシグナルプロセッサ（Digital Signal Processor；DSP）を用いて構成することもできる。この位相差検出プログラムは、後述する二周期法、または、四周期法による位相差検出方法による、位相差を検出するための手順を記述するものである。位相差検出プログラムは、ディジタルシグナルプロセッサに固定的に格納されていてもよいし、記録媒体に記録された位相差検出プログラムを読み込んでもよい。ドプラシフト検出部３０は、不要成分を信号成分から除去するためのディジタルフィルタと、位相差を検出するための位相差検出プログラムを搭載したディジタルシグナルプロセッサとを用いて構成してもよいし、また、フィルタ機能および位相差を検出する機能を共に実現するプログラムを搭載したディジタルシグナルプロセッサを用いて構成することもできる。
【００２７】
以下、図１および図２を参照して、本パルスドプラ計測装置の動作について説明する。
【００２８】
超音波送波回路１は、超音波トランスデューサ２を用いて第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し対象の血流３に向け送波し、これに続く第二の期間中は第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、これに続く第三の期間中は第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、これに続く第四の期間中は第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波する。なお、ここで、Ｔｓ＜Ｔである。
【００２９】
上述のように送波されたそれぞれのパルスの、対象の血流３からの反射波は、受波回路４で受波される。そして、参照信号との混合による位相比較が位相比較部５により行われ、毎回の位相信号を得る。これを位相ベクトルｗｋとすると、式（１）のように表される。
【００３０】
【数１】
0003874502.tif 000002
【００３１】
ここで、Ｗｋとθｋとは、ｋ番目の反射信号の振幅と位相とをそれぞれ表す。ただし、ｗｃｋは、ｗｋの実部であり、ｗｓｋはｗｋの虚部である。
【００３２】
ＭＴＩフィルタ６は、固定物体（例えば、血流速度の測定においては、生体の血管壁など）からの不要信号成分をフィルタリングにより位相信号から除去するためのものである。この目的のために、ＭＴＩフィルタ６は、例えば、一次差分のＭＴＩフィルタ（高域通過フィルタ）、トレンド除去を行うＭＴＩフィルタなどを用いることができる。ここで、トレンド除去フィルタは、信号成分のトレンドまたは、回帰直線を除去する動作を行うものである。すなわち、信号からトレンド成分を得て、信号成分から前記トレンド成分を差し引く演算を行う。この演算処理は、トレンドが除去された結果（残差）をｖｋとすると、次式（２）のように表される。
【００３３】
【数２】
0003874502.tif 000003
【００３４】
ここで、ｖｃｋは、ｖｋの実部であり、ｖｓｋは、ｖｋの虚部である。また、ａｃ、ｂｃは、実部の回帰係数、ａｓ、ｂｓは虚部の回帰係数である。
【００３５】
従って、式（２）示した演算をするための手順を記述したプログラムを、ディジタルシグナルプロセッサが行うことにより、トレンド成分を除去するフィルタ機能を実現することができる。これにより、ＭＴＩフィルタ６をディジタルシグナルプロセッサによって構成することができる。また、このフィルタ機能を実現するための手順、および、以下に述べる位相差を検出するための手順が記述されたプログラムに従って動作するディジタルシグナルプロセッサを用いてドプラシフト検出部３０を構成することができる。
【００３６】
なお、ＭＴＩフィルタ６は、例えば、低次のディジタルハイパスフィルタを用いて構成することができる。
【００３７】
次に、位相差検出部７は、この信号間の位相差ベクトルと位相差を、複素共役演算により求める。ここで、位相差ベクトルをＺｎで表すと、位相差ベクトルＺｎは、次の式（３-１）のように示される。
【００３８】
【数３】
0003874502.tif 000004
【００３９】
式（３-１）において、ｃｏｎｊｇ（  ）は、複素共役を表す。Ｎは、雑音抑圧のための加算回数である。超音波パルス送波の期間における、この加算区間をパケットと呼ぶ。なお、パケット内においては、対象物体の速度が一定であると仮定している。位相差をΔθｎとすると、位相差Δθｎは、次式（３-２）のように表される。
【００４０】
【数４】
0003874502.tif 000005
【００４１】
ここで、ωｄは、ドプラ角周波数であり、ドプラ周波数ｆｄとは、ωｄ＝２πｆｄの関係にある。また、式（３-２）において、ATAN２（ｙ／ｘ）は、符号を考慮した引数が与えられ、±π［ｒａｄ］の範囲の値域を有し、その値が、逆正接関数Arctan（ｙ／ｘ）により定義される関数である。ＭＴＩフィルタの動作においては、零点およびその付近では、複素共役積Ｚｎの振幅値が劣化する。このため、偏角Δθが不正確になる。そこで、振幅√｜Ｚｎ｜に関する閾値Ｐｗを設け、誤差周波数を区別して除去する。ここで、Δθｚは、零落ち位相差と呼ぶ設定値である。また、零落ち位相差Δθｚは、周期Ｔを用いて、Δθｚ＝２πｆｚＴとかける。このときの、ｆｚを零落ち周波数と呼ぶ。通常方式は、式（３-２）の位相差Δθｎを得て表示している。位相差検出部７は、式（５）の位相差ベクトルＺａと位相差Δθａとの他、順次、Ｔ＋Ｔｓに対する位相差ベクトルＺｂ、および、位相差Δθｂと、Ｔ＋２Ｔｓに対する位相差ベクトルＺｃ、および、位相差Δθｃと、Ｔ＋３Ｔｓに対する位相差ベクトルＺｄ、および、位相差Δθｄとを得る。これらは、記憶部８に蓄積される。
【００４２】
四周期法について説明するに先立って、従来の二周期法の複素共役積演算による位相差の差ΔΔθを得る動作について、位相差検出部７および９における処理を中心として説明する。
【００４３】
パケット内において対象物体の速度を一定と仮定できるとき、超音波送波間隔Ｔ＋Ｔｓに対する位相差Δθｂは、送波間隔Ｔに対する位相差Δθａに較べ、位相回転がＴｓ時間分多く含まれる。この位相回転量を、位相差の差と呼び、ΔΔθｎ（＝Δθｂ−Δθａ）と表す。また、位相差の差のベクトルＵは、ＺａとＺｂとの複素共役積によって与えられ、これを位相差演算値Ｕと呼ぶ。このとき、位相差演算値Ｕと位相差の差ΔΔθｎとは、位相差検出部９の複素共役積と偏角検出とにより得られる。位相差演算値Ｕを式（４-１）に、位相差の差ΔΔθを式（４-２）に示す。ただし、ＡＴＡＮ２（ｙ／ｘ）は、上述と同様に定義される関数を示す。ここで、Ｚａ≠０であるならば、位相差演算値Ｕは、式（４-１）’に従って求めてもよい。
【００４４】
【数５】
0003874502.tif 000006
【００４５】
【数６】
0003874502.tif 000007
【００４６】
二周期法では、式（４-２）の位相差の差ΔΔθｎを得て、対象物体の速度を表示する。二周期法での位相差の差ΔΔθｎから得られるドプラ周波数の測定限界は、式（４-２）から、±１／（２Ｔｓ）である。従来の通常方式と比較すると、測定限界はＴ／Ｔｓ倍になる。なお、ＭＴＩフィルタ６における零点およびその付近では、位相差演算値Ｕの振幅値が劣化するので、偏角ΔΔθが不正確になる。そこで、振幅の閾値Ｐａｍを設けて、誤差周波数を区別し除去する。このため、ΔΔθｚ（＝２πｆｚＴｓ）を零落ち位相差の差、ｆｚを零落ち周波数と呼び区別する。以上が二周期法の処理である。
【００４７】
次に、エイリアシングを生じた位相差を補正する、位相差の補正方式について説明する。ところで、位相差の差のＳ／Ｎは、複素共役演算を行うことにより、従来の通常方式より低下する。そのため、位相差の差ΔΔθは、低Ｓ／Ｎの場合、計測誤差が通常のΔθより大きい。しかしながら、低Ｓ／Ｎの場合であっても、位相差の差ΔΔθは、凡その位相値が得られると考える。そこで、二周期法の位相差の差ΔΔθｎを指標に用い、パケット内において、位相差Δθａまたは位相差Δθｂのいずれかを選択し、選択した位相差について、エイリアシングを位相差補正部１５により補正した上で表示する。
【００４８】
個別間隔ＭＴＩフィルタを用いる場合、計測範囲−１／（２Ｔｓ）〜＋１／（２Ｔｓ）において、位相差ベクトルＺａは、零点±１／Ｔの倍数周波数において振幅値が劣化し、またＺｂは、零点±１／（Ｔ＋Ｔｓ）の倍数周波数において振幅値が劣化し、偏角が不正確になる。なお、各送波間隔の個別のフィルタ遅延時間により個別の特性を持つＭＴＩフィルタにより固定物からの信号を除去するフィルタリング手段のことを個別間隔ＭＴＩフィルタと呼ぶ。そのため雑音レベルできまる選択の閾値Ｐw1を設けてＳ／Ｎの良い位相差ベクトルＺを選択することにより、精度の良い位相差を得るのものである。そのための候補の位相差Δθｇとする。位相差ベクトルＺの選択は、式（５）に示す場合分けにより、適当な位相差Δθｇを選択するものである。
【００４９】
【数７】
0003874502.tif 000008
【００５０】
従って、次式（６）に示すΔθｇを得る。
【００５１】
【数８】
0003874502.tif 000009
【００５２】
ここで、ｆｚは零落ち周波数である。
【００５３】
位相差ベクトルの各加算回数は従来通りなので、位相差ΔθｇのＳ／Ｎは従来並みである。得られるドプラ周波数の測定限界はそれぞれ、式（６）から±１／（２Ｔ）、あるいは、±１／｛２（Ｔ＋Ｔｓ）｝であり、この倍数周波数で周期的にエイリアシングを生じる。
【００５４】
位相差補正部１５は、位相差のエイリアシングを補正するためのものである。位相差補正部１５は、後述する位相差補正方式またはエイリアシング補正方式に従う演算を行い、前記位相差のエイリアシングの補正を実行する。すなわち、位相差補正部１５では、二周期法の、凡そのΔΔθを何回折り返したかの指標Ｅｓとして用いる。これにより、Δθｇのエイリアシングを補正することが可能となる。その指標Ｅｓを、指標変換部１４によって求める。補正後の位相差をΔθｃｇと表し、補正位相差と呼ぶ。補正位相差Δθｃｇと指標Ｅｓとを次の式（７）に示す。すなわち、
【００５５】
【数９】
0003874502.tif 000010
【００５６】
である。式（７）における不等式の整数ｎを決定することができれば、エイリアシングが解決された位相差（速度）が、従来並のＳ／Ｎにて得られる。この整数ｎを補正数と呼ぶ。表示には、この補正位相差Δθｃｇを用いる。ここで、Δθｇは、通常方式のＳ／Ｎが保証されている。
【００５７】
この位相差補正部１５では、指標Ｅｓ［ｒａｄ］が、２πの分解能で正しく求まれば、Δθｇを補正することが可能である。例えば、指標Ｅｓが、補正数ｎ＝１を満たすとき、補正量を＋２πとして、Δθｇが負方向に一度のエイリアシングを生じることを補正する。また、補正数ｎ＝２を満たすとき、補正量を＋４πとして、Δθｇが負方向へ二度のエイリアシングを生じることを補正する。ここで、補正数ｎ＝０のときは、Δθｇが従来の計測範囲内にあるため、Δθｇのエイリアシングについては、補正を必要としない。ただし、雑音による誤動作を防ぐためには、走査線上と走査線間の、走査線上の、または、走査線間において、指標Ｅｓの数パケットの加算平均値が連続する値を示すとき、この補正を働かせるとよい。
【００５８】
しかしながら、信号対雑音比が低いとき、雑音のために、指標Ｅｓが±（２ｎ＋１）π（ｎ：整数）の各境界付近で誤る可能性がある。このため、補正が期待されるように働かない懸念がある。図３に示したように、例えば、位相差＋πの境界近辺において、真値は＋πを越えない値であるのに、指標Ｅｓが雑音のせいで、誤って＋πを越えた値を指示する。そのため、補正数ｎ＝０とすべきところを、補正数ｎ＝１と誤り、位相差ΔθｇをΔθｇ＋２πと誤補正することになってしまう。逆に、真値は＋πを越えた値なのに、誤った指標Ｅｓが＋πを越えない値を指示し、そのため、補正数ｎ＝１、すなわち、位相差Δθｇ＋２πとすべきところ、ｎ＝０と誤って、Δθｇとなり正しく補正されないことになる。
【００５９】
この位相差の誤補正を訂正することが位相差補正部１５のもう一つの機能である。そこで新たな情報としてΔΔθｇとΔθｇとの関係において、位相差Δθｇを利用することで確実な訂正が可能となる。位相差Δθｇは、指標ＥｓよりＳ／Ｎが良く、負方向（正方向）のエイリアシングを生じているならば、Δθｇが−π付近の値（＋π付近の値）となる現象を利用する。図３に示したごとく、（２ｎ＋１）πの境界の一つ、位相差＋πの境界を例にとって誤補正の訂正について説明する。まず、Δθｇが＋π付近にある場合、指標Ｅｓがｎ＝１を満たし＋π〜＋３πを示しても、＋πを少し越えたところに存在するならば、エイリアシングの補正誤りを生じていると見なせる。そこで、位相差補正部１５により補正値Δθｃｇから２πを差し引くことにより補正誤りを訂正できる。あるいは、Δθｇが−π付近にある場合、指標Ｅｓがｎ＝０を満たし−π〜＋πを示しても、＋π付近に存在すれば、エイリアシングの補正誤りを生じていると見なせるため、位相差補正部１５により補正値Δθｃｇに２πを加算することにより補正誤りを訂正することができる。これ以外の場合、エイリアシングの補正誤りは生じていないと見なす。すなわち、つぎに示す位相差補正部１５による訂正方式において、Δθｇに関する訂正閾値αと指標Ｅｓに関する訂正閾値βとを設け、＋（２ｎ＋１）πの境界付近では補正値Δθｃｇは、次の式（８）に示すように、補正誤りが、
【００６０】
【数１０】
0003874502.tif 000011
【００６１】
と訂正される。ただし、前記閾値α、βの値としては、α＝０．３π〜０．５π、β＝０．５π〜０．７πが適当である。以下訂正方式も含めて単に補正方式と呼ぶ。
【００６２】
得られた補正位相差Δθｃｇは、周波数検出部１６によりドプラ角周波数ωｄに変換される。これを式（９）に示す。
【００６３】
【数１１】
0003874502.tif 000012
【００６４】
以上が補正方式の説明である。指標Ｅｓは、二周期法により得たΔΔθを用いた。
【００６５】
次に、四周期法について以下説明する。
【００６６】
二周期法による速度計測限界の向上により、ＭＴＩフィルタの零点では、個別間隔ＭＴＩ法では、周波数１／（Ｔ＋Ｔｓ）、１／Ｔの倍数周波数は信号の振幅値が零となることから、位相差演算において位相差演算値Ｕの振幅値が劣化するので、正確な偏角（ドプラ周波数）は得られない。このとき、位相差補正部１５の指標Ｅｓは、零点および零点近辺では不正確となるため、正しく補正が働かない。この、いわゆるブラインド速度（ブラインド周波数）の問題を解決するため、四周期法を考案している。すなわち、超音波パルスの送波方式を工夫し、パケット内でＭＴＩフィルタを組み合わせて特性の改善を行い、周波数の零点を補償することにより、測定不能の周波数を解消させられる。以下、モデルドプラ信号を用いて説明する。
【００６７】
位相比較器から得られる直交検波波形は複素数の位相信号である。この位相信号（モデルドプラ信号）は、次の式（１０）で表される。
【００６８】
【数１２】
0003874502.tif 000013
【００６９】
ここで、εは初期位相、Ａ（ｔ）は信号の振幅値、Ｗ（ｔ）は雑音成分、Ｃ（ｔ）は、固定物体によるクラッタであり、直流付近の低周波数成分である。クラッタの原因としては、例えば、血液の流速の計測における血管壁によるクラッタが挙げられる。ここで、簡単のため、振幅Ａ（ｔ）は正規化によりパケット内１、クラッタＣ（ｔ）は固定クラッタで、一定値Ｃ、Ｓ／Ｎは無限大（Ｗ（ｔ）＝０）とする。
【００７０】
四周期法では、Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２ＴｓとＴ＋３ＴｓのＴｓごとに異なる四種類の送波間隔でパルス化連続波（例えば、超音波パルス）の送波を行うとき、各送波間隔はＴｓの整数倍の関係となる。例えば、Ｔ／Ｔｓ＝５のとき、５Ｔｓ，６Ｔｓ，７Ｔｓ，８Ｔｓである。雑音を抑圧させ、周波数の変動を安定化させるためそれぞれ複数回送受し、それぞれＮ回の位相差の演算加算をする。
【００７１】
パケットでは、個別間隔ＭＴＩ法により、それぞれの送波区間にて送波間隔Ｔ，送波間隔（Ｔ＋Ｔｓ），送波間隔（Ｔ＋２Ｔｓ），および，送波間隔（Ｔ＋３Ｔｓ）を、ＭＴＩフィルタの各遅延時間とする。
【００７２】
このとき，送波間隔Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋２Ｔｓおよび＋３Ｔｓにおける位相差ベクトルを、それぞれＺｃａ， Ｚｃｂ， Ｚｄａ， Ｚｄｂと表せば，位相差検出部７の出力として、
Ｚｃａ＝２{1- cosωＴ}exp(jωＴ)，
Ｚｃｂ＝２{1- cosω(T+Ts)}exp{jω(T+Ts)}，
Ｚｄａ＝２{1- cosω(T+２Ts)}exp{jω(T+２Ts)}，
Ｚｄｂ＝２{1- cosω(T+３Ts)}exp{jω(T+３Ts)}
がそれぞれ得られる。
【００７３】
このとき、送波間隔Ｔと送波間隔（Ｔ＋Ｔｓ）の期間中における、二周期法の演算による位相差演算値（位相差の差のベクトル）をＵｃと表し、また、送波間隔（Ｔ＋２Ｔｓ）と送波間隔（Ｔ＋３Ｔｓ）との期間中における、位相差演算値をＵｄで表せば、
【００７４】
【数１３】
0003874502.tif 000014
【００７５】
が位相差検出部９の出力としてそれぞれ得られる。なお、ＭＴＩフィルタは一次差分を用いている。このとき、送波間隔Ｔと送波間隔（Ｔ＋Ｔｓ）との組では、周波数（１／Ｔ）および周波数｛１／（Ｔ＋Ｔｓ）｝の倍数周波数ごとに零点が生じる。また、送波間隔（Ｔ＋２Ｔｓ）および送波間隔（Ｔ＋３Ｔｓ）の組では、周波数１／（Ｔ＋２Ｔｓ）および周波数１／（Ｔ＋３Ｔｓ）の倍数周波数ごとに零点が生じる。この零点では、ＵｃとＵｄとは、振幅値がそれぞれ零になる。このため、前記の零点ではドプラ角周波数ωｄが得られない。これが二周期法のブラインド周波数の問題である。そこで、四周期法では、変換部１３において、ＵｃとＵｄとを加算演算する。
【００７６】
【数１４】
0003874502.tif 000015
【００７７】
このとき、これらの零点１／Ｔ，１／（Ｔ＋Ｔｓ），１／（Ｔ＋２Ｔｓ），１／（Ｔ＋３Ｔｓ）は１／Ｔｓの整数倍の周波数以外では互いに一致することはないから、式（１２）の右辺の振幅項が零になることはない。零となるのは、例えば、Ｔ／Ｔｓ＝５の設定では、振幅値は、
４［｛１−ｃｏｓω（６Ｔｓ）｝｛１−ｃｏｓω（５Ｔｓ）｝＋｛１−ｃｏｓω（８Ｔｓ）｝｛１−ｃｏｓω（７Ｔｓ）｝］
であるから、ω＝ｎ２π／Ｔｓ（ｎ：整数）のときである。従って、本計測範囲−１／（２Ｔｓ）〜＋１／（２Ｔｓ）の周波数では、振幅値が零になることはないので、ドプラ角周波数ωｄが得られる。四周期法において個別間隔ＭＴＩ法によるＭＴＩフィルタを用いる際、零点を解消させることができ、ブラインド周波数の問題は解決する。
【００７８】
四周期法において個別間隔ＭＴＩ法によるＭＴＩフィルタを適用すると、低Ｓ／Ｎ条件ではＳ／Ｎ改善の観点から、送波回数をこれ以上増すことなく、送波間隔Ｔ＋Ｔｓと送波間隔Ｔ＋２Ｔｓに対する位相差演算値をも得て加算することができる。その位相差演算値をＵｅで表せば位相差検出部９では、
【００７９】
【数１５】
0003874502.tif 000016
【００８０】
が得られる。結局、位相差検出部９により、３個の位相差演算値Ｕｃ、ＵｄとＵｅを得る。変換部１３では式（１３）を式（１２）に加算する。加算平均値をＵｃｄｅで表せば、このとき、変換部１３では、
【００８１】
【数１６】
0003874502.tif 000017
【００８２】
を得る。四周期法では加算により振幅項が増加するので、雑音抑圧効果が期待できる。なお、雑音項は省略している。
【００８３】
さらにＳ／Ｎ改善の観点から、四周期法では、位相差検出部１０により、差の２倍の送波間隔２Ｔｓの位相差演算値をも得て加算により雑音抑圧を行う。この２Ｔｓの位相差演算値の正確な（折り返しのない）計測範囲は送波間隔Ｔｓの計測範囲の半分の−１／（４Ｔｓ）〜＋１／（４Ｔｓ）である。しかしながら、式（１４）のＵｃｄｅから得られる偏角をΔΔθ（Ｔｓ）で表せば、変換部１３ではこの偏角ΔΔθ（Ｔｓ）により折り返しを検知して位相差の補正後、さらに式（１４）に加算し雑音抑圧を行う。以下、これを四周期法における位相差の差のＳ／Ｎ改善方式と呼び、式（１５）〜式（２１）を用いて説明する。
【００８４】
送波間隔ＴとＴ＋２Ｔｓ間の二周期法の演算による位相差演算値をＵｐで表せば、
【００８５】
【数１７】
0003874502.tif 000018
【００８６】
また、送波間隔Ｔ＋ＴｓとＴ＋３Ｔｓとの間の位相差演算値をＵｑで表せば、
【００８７】
【数１８】
0003874502.tif 000019
【００８８】
が位相差検出部１０によりそれぞれ得られる。このとき、送波ＴとＴ＋２Ｔｓの組では、１／Ｔと１／（Ｔ＋２Ｔｓ）の倍数周波数、送波Ｔ＋ＴｓとＴ＋３Ｔｓの組では、１／（Ｔ＋Ｔｓ）と１／（Ｔ＋３Ｔｓ）の倍数周波数ごとに零点が生じるので、振幅値がそれぞれ零になる。そのせいで、この零点ではドプラ角周波数ωｄが得られない。そこで、式（１５）と式（１６）とを変換部１３で加算演算する。加算平均値をＵｐｑで表せば、すなわち、
【００８９】
【数１９】
0003874502.tif 000020
【００９０】
を変換部１３で得る。ここでも、零点１／Ｔ、１／（Ｔ＋Ｔｓ）、１／（Ｔ＋２Ｔｓ）、１／（Ｔ＋３Ｔｓ）は、１／（２Ｔｓ）の整数倍の周波数以外では互いに一致することはないから、零点の悪影響が緩和され、式（１７）の右辺の振幅項Ａｐｑが零になることはない。式（１７）におけるＵｐｑの偏角をΔΔθ（２Ｔｓ）で表せば、偏角ΔΔθ（２Ｔｓ）は、次式（１８）よって求められる。
【００９１】
【数２０】
0003874502.tif 000021
【００９２】
すなわち、Ｕｐｑの偏角ΔΔθ（２Ｔｓ）を変換部１３で得る。ただし、Ｒｅ（Ｕｐｑ）はＵｐｑの実部であり、Ｉｍ（Ｕｐｑ）はＵｐｑの虚部である。式（１８）においては、周波数ｆｄが±１／（４Ｔｓ）（ΔΔθ（２Ｔｓ）が±π）を越えるとエイリアシングを生じる。しかしながら、ΔΔθ（Ｔｓ）によりΔΔθ（２Ｔｓ）のエイリアシングを補正した上、位相を変更し、位相ベクトル（複素数値）に変換後加算することによりＳ／Ｎ改善を図れる。同一速度の計測に対してΔΔθ（２Ｔｓ）は、ΔΔθ（Ｔｓ）に較べて位相が２倍回転しているからである。すなわち、変換部１３では、式（１９）と式（２０）に示す位相差変換処理により、
【００９３】
【数２１】
0003874502.tif 000022
【００９４】
【数２２】
0003874502.tif 000023
【００９５】
を得る。最終的に得る偏角ΔΔθｇで表せば、式（２１）に示すΔΔθｇ
【００９６】
【数２３】
0003874502.tif 000024
【００９７】
を変換部１３で得る。式（２０）の位相差変換処理はΔΔθ（Ｔｓ）が、π／４程度の正確さがあれば、正しく働く。位相差の差の加算回数は、式（１２）と比べれば、２．５倍（式（１４）と比べれば、１．７倍に相当する）に増加するのでＳ／Ｎの改善が図れる。ただし、Ｓ／Ｎの劣化に応じてΔΔθ（Ｔｓ）が不正確となるときが限界になる。なお、既に述べた従来の二周期法の式（７）におけるΔΔθに代わって指標変換部１４では各送波間隔に対応し偏角ΔΔθｇを用いて場合に応じて指標Ｅｓは、次の式（２２）に示されるように、
【００９８】
【数２４】
0003874502.tif 000025
【００９９】
と変換される。
【０１００】
位相差補正部１５では、この四周期法により得た指標Ｅｓを用いるので、零点および零点近辺において従来より正確な指標となるため、全計測領域−１／（２Ｔｓ）〜＋１／（２Ｔｓ）で従来より正しく働き、折り返した周波数（位相差）は、より正確に補正可能となる。
【０１０１】
使用するデータのパケット長は増加させずに位相差の差の加算回数は増加できるのは利点である。パケット内における演算処理方式を工夫しているので、フレームレイトに影響は少ない。位相差検出部９と位相差検出部１０は並列に演算可能であるから、位相差演算値を得るための処理時間を従来より長くしないことができる。
【０１０２】
変換部１３では，θはΔΔθ(Ts)とΔΔθ(2Ts) との関係を予め演算し、θおよびcosθ，sinθの値をメモリに記憶しておく。なお、入力値であるΔΔθ(2Ts)の変化域は[-2π, +2π]、ΔΔθ(Ts)の変化域は[-π, +π]であり、出力値θの変化域は[-π, +π]である。
【０１０３】
しかし、変換部１３では、式（１９）は、ΔΔθ（Ｔｓ）を得た後の処理となるので、この処理に相当する処理時間の増加は避けられない。
【０１０４】
特に、Ｓ／Ｎが比較的よい場合は、式（１５）から式（２０）の処理は不要とできる。式（１４）のＵｃｄｅの偏角を得て、式（２１）のΔΔθｇに代替えしてもよい。このとき簡便な処理構成となる。
【０１０５】
なお、従来の二周期法による位相差の差を得るには、Ｕｃを得る演算でよい。式（１２）から式（２０）の処理は不要である。Ｕｃの偏角を得て式（２１）のΔΔθｇに代替してもよい。このとき、さらに簡便な処理構成となる。
【０１０６】
以上、各部の機能を一次差分のＭＴＩフィルタで解析し検証し説明したが、ＭＴＩフィルタの種類と次数に関係なく他のＭＴＩフィルタを用いてもブラインド周波数を解消させた上で、Ｓ／Ｎの改善ができる。
【０１０７】
通常方式と比べ、二周期法はＴ＋Ｔｓの位相差ベクトルＺｂの加算回数Ｎが余分に要るため、パケット長は２倍以上の（Ｎ＋ｐ）・（２Ｔ＋Ｔｓ）となる。ただし、Ｎは、位相差ベクトルの加算平均回数、ｐは、ＭＴＩフィルタの段数（次数）である。
【０１０８】
四周期法では、さらに、Ｔ＋２Ｔｓ、Ｔ＋３Ｔｓの位相差ベクトルＺｃ、Ｚｄの加算回数Ｎが余分に要るため、通常方式と比べれば、パケット長は４倍以上の（Ｎ＋ｐ）・（４Ｔ＋６Ｔｓ）となるという課題がある。なお、これに対して、USP4,955,386における従来の交互のパルスの送波をする和間隔法のＭＴＩフィルタよれば、パケット長が（Ｎ＋ｐ）・（６Ｔ＋９Ｔｓ）となり、より長くなる。
【０１０９】
上述の説明では、パケットにおける処理を中心として説明したが、各走査線上の各パケットで以上のごとく動作があり、各深度に対応してドプラ周波数が得られる。そして、走査線の方向を変えながら送受することにより、２次元上の情報を取得することができる。このようにして取得された流速は、２次元上に表示、例えば、各ピクセルを流速に応じた色相で表示するカラー映像化を行うことができる。すなわち、ある走査線上における各パケットのドプラ角周波数（位相差）ωｄが得られ、続いて、隣接する各走査線上で、同様に１走査線分のドプラ角周波数ωｄが得られる。走査線番号および深度を座標軸とする２次元上の流速を求めることができ、これを１フレームとして表示する。
【０１１０】
このような、パルスドプラ流速計としては、例えば、同一の走査線上で、第一の期間中は第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し対象に向け送波し、これに続く第二の期間中は第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、これに続く第三の期間中は第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、これに続く第四の期間中は第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、それぞれのパルスによる対象物からの反射波を検出する送受手段と、毎回の反射信号を基準信号と混合して位相信号を検出する位相検出手段と、順次得る各送波間隔Ｔ、Ｔ＋Ｔｓ、Ｔ＋２Ｔｓ、Ｔ＋３Ｔｓに対応する位相信号において、それぞれ個別のフィルタ遅延時間により個別の特性を持つＭＴＩフィルタにより固定物からの信号を除去するためのフィルタリング手段と、第一の送波間隔Ｔの位相差ベクトルと位相差、第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓの位相差ベクトルと位相差、第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓの位相差ベクトルと位相差、第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓの位相差ベクトルと位相差とを検出する第一の位相差検出手段と、第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから送波間隔Ｔｓの位相差の差のベクトル３個を求め、加算平均する第二の位相差検出手段と、つぎに第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから送波間隔２Ｔｓの位相差の差のベクトル２個を求め、加算平均する第三の位相差検出手段と、第二の位相差検出手段により得た位相差ベクトルから位相差を得て、その位相差を参照して第三の位相差検出手段により得た送波間隔２Ｔｓの位相差を送波間隔Ｔｓの位相値に補正する第一の位相補正手段と、第一の位相補正手段により得た位相差を位相ベクトルに変換後、第二の位相差検出手段により得た位相差ベクトルに加算し、位相差ベクトルと位相差を得る第四の位相差検出手段と、前記位相差を参照して第一の位相差検出手段により得た位相差ベクトルのパワー値を比較して大きいパワー値の位相差を選択後、その位相差を補正する第二の位相補正手段と、得られた第二の位相補正手段の位相差を、速度あるいは周波数に換算して、フレーム単位で映像表示するための表示手段とを有する構成とすることができる。
【０１１１】
前記表示手段としては、例えば、上述したＣＦＭにより、流速を２次元表示する表示手段を用いることができる。
【０１１２】
このような装置にあっては、上述したように、パケットが長くなるために、四周期法では、フレームレイト（Frame Rate）が１／４になる。あるいは、同一フレームレイトを保つためには、視野角を１／４としなければならない。
【０１１３】
そこで、本発明のもう一つの目的は、フレームレイトを通常方式並みにすることである。
【０１１４】
本発明のもう一つの特徴的構成は、図４に示すように、異なる走査線上で第一の走査線上の第一の期間中は第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し対象に向け送波し、これに続く第二の走査線上の第二の期間中は第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、これに続く第三の走査線上の第三の期間中は第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、これに続く第四の走査線上の第四の期間中は第四の送波間隔Ｔ＋３Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、それぞれのパルスによる対象物からの反射波を検出し、毎回の反射信号を基準信号と混合して位相信号を検出し、順次得る各送波間隔Ｔ、Ｔ＋Ｔｓ、Ｔ＋２Ｔｓ、Ｔ＋３Ｔｓに対応する位相信号において、それぞれ個別のフィルタ遅延時間により個別の特性を持つＭＴＩフィルタにより固定物からの信号を除去し、各送波間隔に対応する位相差ベクトルを求め、位相差の差ベクトルは第一から第四の４つ走査線上の位相差ベクトルから上述に同様の演算によりΔΔθｇを求めることを特徴とする。また、これに続く第五の走査線上は第三の期間中の第三の送波間隔Ｔ＋２Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、これに続く第六の走査線上は第二の期間中の第二の送波間隔Ｔ＋Ｔｓでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、これに続く第七の走査線上は第一の期間中の第一の送波間隔Ｔでパルス化連続波の超音波パルスを繰り返し送波し、それぞれのパルスによる対象物からの反射波を検出し、各送波間隔に対応する位相差ベクトルを求め、位相差の差ベクトルは第四から第七の４つ走査線上の位相差ベクトルから上述に同様の演算によりΔΔθｇを求めるものである。以下走査線上に対応してこのように増減する超音波パルスを繰り返し送波し、４つ走査線上の位相差ベクトルから上述に同様の演算によりΔΔθｇを得るものである。
【０１１５】
補正される位相差は第一の走査線上の第一の期間中からＺａ、これに続く第二の走査線上の第二の期間中はＺｂ、これに続く第三の走査線上の第三の期間中はＺｃ、これに続く第四の走査線上の第四の期間中はＺｄを得る。このとき指標変換部１４では各送波期間では各送波間隔に対応し偏角ΔΔθｇを用いて、指標Ｅｓは、次の式（２３）に示すように、
【０１１６】
【数２５】
0003874502.tif 000026
【０１１７】
と場合に応じて変換される。主な演算処理は上述した手順と同様に行うことができるので、ここでは、相違する処理内容について説明する。
【０１１８】
補正のための候補の位相差を式（２４）に示す。振幅が小さくて、補正すべき適当な位相差がない場合は隣接の走査線上から借用する。すなわち、
【０１１９】
【数２６】
0003874502.tif 000027
【０１２０】
の場合に分け、適当な位相差Δθｇとして選択する。この位相差Δθｇは、次の式（２５）に示ように、
【０１２１】
【数２７】
0003874502.tif 000028
【０１２２】
と求められる。指標変換部１４の指標Ｅｓを用いて位相差補正部１５により位相差Δθｇは補正される。得られた各走査線上の補正位相差Δθｃｇは、周波数検出部１６によりドプラ角周波数ωｄに変換される。すなわち、次の式（２６）に示すように変換される。
【０１２３】
【数２８】
0003874502.tif 000029
【０１２４】
さらに、これに続く、第５の走査線上の第３の期間中からＺｃ、これに続く第６の走査線上の第２の期間中はＺｂ、これに続く第７の走査線上の第１の期間中はＺａ、これに続く第８の走査線上の第２の期間中はＺｂを得る。各超音波走査線上で以上のごとく動作があり、各深度に対応して、ドプラ周波数（位相差）ωｄが得られ、続いて、各超音波走査線上で同様にドプラ角周波数ωｄが得られ２次元上にカラー表示される。この方式によれば、フレームレイトは通常方式並みである。しかし、ΔΔθｇを得るのに隣接の４（実質３）走査線上の位相差演算値を必要とするので、その間物体の速度が大きく変化しないという仮定を要するという課題がある。
【０１２５】
そこで、四周期法と通常方式とを混在させて、前記の課題を改善させてもよい。フレームレイト（Frame Rate）の低下、または、表示視野角の劣化を最小限に防ぐことができる。以下、走査線６４本の通常方式との比較をする。
【０１２６】
一方法として、四周期法を１走査線おき、または、２走査線おきに実施することもできる。その間の走査線には通常方式を実施する。通常方式部分に折り返しがあれば、対象物体の速度が領域的に連続と仮定して、隣接の走査線の四周期法の情報を用いて折り返しを訂正する。走査線間では速度が大きく変化してもよい。ところが、２走査線おきの場合でさえ、フレームレイトを低下させない条件では走査線３１本となり、表示視野角は通常方式と比べて３１／６４≒１／２に劣化する。
【０１２７】
他の一方法として、図５に示したコンベックス電子走査のようにＫ本の走査線のうち、互いに隣接する第ｐから第ｑの走査線に四周期法を実施し、それ以外の走査線については通常方式を実施する。表示視野角の劣化を防ぐためである。この場合、通常部分では高速の流れは、折り返したままの表示となる。
【０１２８】
図５に示すように、Ｋ＝４０本のうち８本の走査線は四周期法を実施し、それ以外の３２本の走査線は通常方式を実施する。高速の流れがその８本の走査線に対応するよう走査制御を行えば、すなわち、四周期法を実施する第ｐから第ｑの走査線番号を選択変更すると、高速の流れは通常方式では折り返した表示だったところが折り返しが訂正された表示となる。このとき表示視野角は通常方式と比べて４０／６４＝５／８に劣化するがフレームレイトの低下はない。速度が領域的に連続であることを仮定する必要もない。
【０１２９】
上記のように四周期法を実施する範囲は、予め固定的に定められてもよいし、外部からの指示に従って定めてもよい。
【０１３０】
また、四周期法を実施する範囲を、前回計測されたフレームの２次元上の流速分布における速度勾配または速度の変化分を、ΔＶ（Ｌｎ，Ｐｎ）とすれば、（ただし、Ｌｎは走査線番号、Ｐｎはパケット番号である）、ΔＶ（Ｌｎ、Ｐｎ）の値に基づいて指定するための範囲指示部を備え、これの指示に従って、四周期法を実施する範囲を定めてもよい。範囲指示部では、例えば、前回計測されたフレームにおける速度勾配ΔＶ（Ｌｎ，Ｐｎ）が予め定められた閾値γより大きい部位について、その部位を含む範囲を四周期法を実施する範囲として指定してもよいし、前回計測されたフレームにおける速度勾配ΔＶ（Ｌｎ，Ｐｎ）が、当該フレームにおいて最大となる部位について、その部位を含む範囲を四周期法を実施する範囲として指定してもよい。
【０１３１】
次に、上述した各方式、すなわち、和間隔ＭＴＩ法、個別間隔ＭＴＩ法にもとづくＭＴＩフィルタを用いた二周期法、四周期法、および、その指標による位相差の補正方式について、ドブラ周波数計測のシミュレーション実験の結果について説明する。
【０１３２】
ＭＴＩフィルタは、トレンド除去ＭＴＩフィルタまたは一次のＭＴＩフィルタを採用する。雑音抑圧のための位相差ベクトル演算の加算回数Ｎは、異なる各送波区間で同一としている。送波間隔に関しては、Ｔ＝２５０μｓｅｃ，Ts＝５０μｓｅｃとするので、従来の計測範囲−２ｋＨｚ〜＋２ｋＨｚに対し、達成される計測限界は、±１／（２Ｔｓ）＝±１／１００μｓｅｃ＝±１０ｋＨｚとなり、５倍に拡大する。従来、同一の計測深度ＣＴ／２＝１５００（ｍ／ｓｅｃ）・２５０（μｓｅｃ）／２＝１８．２５ｃｍを保ったままである。無雑音のとき、計測値は、原点である零周波数に対して点対称である。そこで、計測シミュレーション実験では、式（１０）に示す位相信号において、正領域のみ入力ドプラ周波数を与え、各パケットごと送波間隔Ts＝５０μｓｅｃ（すなわち、ｔ＝Ｔｓｉ，ｉ＝１，２，３，…）で生成し、配列メモリに蓄え、ドブラ周波数を計測する各方式の演算を実施する。送波間隔Ｔ＝２５０μｓｅｃ，Ｔ＋Ts＝３００μｓｅｃ，Ｔ＋２Ｔｓ＝３５０μｓｅｃ，Ｔ＋３Ｔｓ＝４００μｓｅｃの位相信号は、配列メモリから各送波方式に応じて、それぞれ５点，６点，７点，８点ごとに読み出して使用する。
【０１３３】
雑音成分Ｗ（ｔ）の実部、虚部には、白色雑音を与える。白色雑音は、正規乱数Ｎ（０，１）により、実部、虚部それぞれ異なる初期値にて発生させている。なお、正規乱数は、一様乱数１２個から１個演算出力される。得た正規乱数は、メモリに蓄え、各パケットごとにランダムな先頭番地から読み出し、繰り返し利用している。
【０１３４】
初期位相ε＝０、雑音Ｗ（ｔ）の実行値を一定値（｜Ｗ（ｔ）｜＝８）とし、信号の振幅値Ａ（ｔ）とクラッタの振幅Ｃ（ｔ）とを変えて、所定のＳ／ＮおよびＳ／Ｃ（信号対クラッタ比）を設定する。例えば、所要のＳ／Ｎ＝４８ｄＢの設定のとき、固定物体（血管壁）のクラッタＣ＝１２６７９１で、Ｓ／Ｃ＝−３６ｄＢになる。以下、断らなければ図の横軸は入力ドブラ周波数、縦軸は、各方式の演算により得た出力のドプラ周波数である。この出力ドプラ周波数を観察し、右上がりの対角線上にあれば、対象物体（血球）速度の運動方向が正しく、計測精度がよいと言える。
【０１３５】
計測演算誤差の定量的評価方法として、入力ドプラ周波数ｆｄと演算計測周波数Ｅ（ｆｄ）との差を次式（２７）によって定義される誤差偏差平方和（以下、誤差平方和という）ＲＭＳＥで評価を行う。ただし、Ｍはパケット数である。
【０１３６】
【数２９】
0003874502.tif 000030
【０１３７】
以下、二周期法を２-ＰＲＴ、四周期法を4-ＰＲＴと略称することがある。
【０１３８】
まず、和間隔ＭＴＩ法と、個別間隔ＭＴＩの各送波方式による演算計測誤差の比較実験について説明する。
【０１３９】
二周期法における和間隔ＭＴＩの送波方式（Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ，Ｔ＋Ｔｓ，…）と、個別間隔ＭＴＩの送波方式（Ｔ，Ｔ，Ｔ，…，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋Ｔｓ，Ｔ＋Ｔｓ，…）、および、参考のための通常方式（Ｔｓ，Ｔｓ，Ｔｓ，…）につき、高Ｓ／Ｎから低Ｓ／Ｎに入力条件を変えて、各演算計測結果を比較評価する。ここでは、ＭＴＩフィルタの違いによる計測値への影響を避けるため、クラッタＣ＝０とするので、ＭＴＩフィルタの演算処理は省いて、ドプラ周波数の演算計測精度を評価する。
【０１４０】
パケット長は、このとき、和間隔ＭＴＩの送波方式、個別間隔ＭＴＩの送波方式とも、Ｎ（２Ｔ＋Ts）＋１となり差はない。ただし、通常方式の位相差の加算回数Ｎ＝１６回、二周期法は、Ｎ＝８回（全１６回）である。シミュレーション信号には、ＰＲＦ＝１／Ts＝２０ｋＨｚ（Ts＝５０μｓｅｃ）に対して、エイリアシングが容易には発生しない入力ドプラ周波数ｆｄ＝５００Ｈｚ（＝ＰＲＦ／４０）を１つ選び、Ｍ＝１０００パケット固定し、計測限界を５倍（Ｔ：Ｔ＋Ts＝５：６）、あるいは、２．５倍（Ｔ：Ｔ＋Ts＝５：７）に設定し、（ただし、Ｔ＝５Ｔｓ＝２５０μｓｅｃ）、ドプラ周波数演算計測を実施し、出力ドプラ周波数を表示して、これらを観察比較する。なお、表示は、１０００パケットのうち、前半の５００点について行い、この５００点について評価する。
【０１４１】
計測限界が５倍のとき、ドプラ周波数の表示上は、入力Ｓ／Ｎ＝４８ｄＢ〜２７ｄＢでは、各方式の間に顕著な差違は見られない。
【０１４２】
ところが、入力Ｓ／Ｎ＝２１ｄＢ〜６ｄＢの中では、図６、図７に示すように、明らかに差違が見られる。すなわち、和間隔ＭＴＩの送波方式、個別間隔ＭＴＩの送波方式の順に計測値の分布が小さくなっている。計測値の分布が帯域２ｋＨｚ（＝２／Ｔ）を明らかに越えるものは、和間隔ＭＴＩの送波方式では、入力Ｓ／Ｎ＝１２ｄＢ（図６（ａ））であり、個別間隔ＭＴＩの送波方式では、６ｄＢ（図７（ｂ））に対してである。このことから、和間隔ＭＴＩの送波方式に比べて、個別間隔ＭＴＩは明らかにＳ／Ｎが良いと言える。
【０１４３】
入力Ｓ／Ｎ＝４８ｄＢ〜３ｄＢの演算結果による誤差平方和ＲＭＳＥ（ｆｄ）には、表示上の差違が明瞭に現れている（図８）。図８において、Sum-２-ＰＲＴ5は、和間隔ＭＴＩの送波方式の５倍計測限界、Sum-２-ＰＲＴ2.5は、同じく２．５倍計測限界をそれぞれ表し、また、Resp-PRT5は、個別間隔ＭＴＩの送波方式の５倍計測限界、Resp-PRT2.5は、個別間隔ＭＴＩの送波方式の２．５倍計測限界を表す。そして、PRF20kHzは、通常方式を表す。
【０１４４】
誤差平方和での入力Ｓ／Ｎ換算（同一の誤差平方和の値を持つ入力Ｓ／Ｎ）によれば、計測限界が２．５倍から５倍になると、和間隔ＭＴＩの送波方式が６ｄＢの差、個別間隔ＭＴＩの送波方式が６〜３ｄＢの差があり劣化する。すなわち、和間隔ＭＴＩの送波方式は、個別間隔ＭＴＩの送波方式に比べ、およそ３〜１２ｄＢの差があり、劣っている。
【０１４５】
この理由として、和間隔ＭＴＩ法を適用するための送波方式において二周期法の位相差ベクトル演算は、送波Ｔと、送波Ｔ＋Tsとが交互であり、相関演算で独立したとびとびの雑音相関値を加算している。それが、個別間隔ＭＴＩの送波方式は、位相差ベクトル演算が連なり、雑音相関演算の加算が重なっている。これは、通常方式と同一の雑音抑圧効果があると考えられる。
【０１４６】
そこで、以下に、個別間隔ＭＴＩ法のＭＴＩフィルタを用いクラッタあり（Ｓ／Ｃ＝−３６ｄＢ）、入力Ｓ／Ｎ＝４８ｄＢ〜３ｄＢに変えて評価実験を行った結果について説明する。
【０１４７】
まず、二周期法と四周期法の比較実験について説明する。
【０１４８】
ブラインド周波数に対する四周期法の効果を確認するために、式（１０）で表されるモデルドプラ信号に、入力ドプラ周波数ｆｄ＝＋１０Ｈｚ〜＋９９９０Ｈｚを２０Ｈｚごとに与え（Ｍ＝５００パケット）、二周期法と四周期法とによりそれぞれ演算計測し、出力のドプラ周波数を比較する。四周期法は、位相差の差の加算回数３回の方式、すなわち、式（１４）を利用している。いずれにも、トレンド除去ＭＴＩフィルタを用いている、位相差ベクトルの加算回数は、四周期法ではＮ＝８（全３２回）、二周期法では、倍のＮ＝１６（全３２回）である。二周期法が不利な条件にならないように考慮している。その結果、二周期法の場合は、Ｓ／Ｎ＝１８ｄＢでは、図９（ａ）に示すように、零点周波数３３３３．３Ｈｚ、４０００Ｈｚ、６６６６．６Ｈｚ、８０００Ｈｚ、９９９９．９Ｈｚの全てに対応する誤差の発生が見られる（図中丸印）。さらに、図９（ｂ）に示すように、Ｓ／Ｎ＝９ｄＢにて、誤差が帯域２ｋＨｚを越えることもあり、計測値は不正確となる。また、零点周波数ではさらに多くの誤差が見られる（図中丸印）。
【０１４９】
対する四周期法は、図１０に示すように、零点による影響は全く見られない。
【０１５０】
次に、零点周波数３３３３Ｈｚ、４０００Ｈｚの付近での効果を詳細に検査するために、シミュレーション信号には、入力ドプラ周波数ｆｄ＝＋３１００Ｈｚ〜＋４２００Ｈｚを２．２Ｈｚごとに与え（Ｍ＝５００）、他の条件を変えず各演算を実施する。
【０１５１】
比較的よいＳ／Ｎ＝１８ｄＢの場合は、二周期法では、図１１（ａ）に示すように、零点周波数３３３３Ｈｚ、４０００Ｈｚ付近での零点における大誤差が見える。これに対して、四周期法では、図１１（ｂ）に示すように、同じＳ／Ｎにて影響は全くない。
【０１５２】
また、低いＳ／Ｎ＝９ｄＢにても、二周期法では、図１２（ａ）に示すように、零点による悪影響があり、さらに大誤差がみえる。一方、四周期法では、図１２（ｂ）に示すように、悪影響はなく、零点周波数付近での四周期法における補償の効果は大きい。
【０１５３】
これらの結果から、四周期法により、零点による測定不可周波数は解消し、従って、ブラインド周波数の問題が解決されることが確認された。
【０１５４】
二周期法では、Ｓ／Ｎが悪くなるにつれて、測定不可周波数範囲は、より拡大している。四周期法は、高Ｓ／Ｎから低Ｓ／Ｎのすべての入力条件において、測定不可周波数はない。
【０１５５】
この実験の送波方式において、パケット長は、四周期法では、Ｎ＝８（全３２回）にて、Ｎ（４Ｔ＋６Ｔｓ）＋Ｔ＝１０６５０μｓｅｃ、二周期法では、倍の加算回数Ｎ＝１６（全３２回）ではＮ（２Ｔ＋Ts）＋Ｔ＝９０５０μｓｅｃ、である。フレームレイトがほぼ同一条件に近づくように配慮している。
【０１５６】
四周期法では、いずれの零点の問題も解消され、正確な計測周波数を表示している。しかしながら、補正方式には、場合に応じて二周期法と四周期法の指標Ｅｓのどちらを用いてもかまわない。
【０１５７】
次に、四周期法の個別間隔ＭＴＩ法におけるＳ／Ｎ改善効果について説明する。
【０１５８】
式（１３）〜式（２０）に従って行われる、四周期法による位相差の差のＳ／Ｎ改善方式は、まず良好なＳ／Ｎ＝４８ｄＢ（図１３（ａ））にて、出力周波数が対角線に並ぶことで、正常動作を確認している。ＭＴＩフィルタはトレンド除去ＭＴＩを用いている。
【０１５９】
図１４および図１５は、入力Ｓ／Ｎ６ｄＢでの計測値を示している。位相差ベクトルの加算回数Ｎ＝８回（全３２回）であり、位相差の差の加算回数が２回の場合の計測値を、図１４（ａ）に示し、また、位相差の差の加算回数が３回の場合を、図１４（ｂ）に、位相差の差のベクトルの加算回数が５回のＳ／Ｎ改善方式を適用した場合を、図１５に示し、これらを比較して説明する。
【０１６０】
これらの実験条件において、どれも演算計測値は対角線上に集まっており、位相差の差の加算回数の増加に伴い、Ｓ／Ｎが改善するので、図１５に示すように、ヒゲ状の大誤差が消え、明らかな計測精度の改善が見られる。図１６に示した定量的評価では、５回加算のＳ／Ｎ改善方式は２回加算の方式と比べて、入力Ｓ／Ｎ換算によれば、入力Ｓ／Ｎ＝４８〜１８ｄＢでは、少なくとも１２ｄＢの改善があり、入力Ｓ／Ｎ＝１８〜９ｄＢでは、少なくとも６ｄＢの改善があり、入力Ｓ／Ｎ＝９〜３ｄＢでは、少なくとも１．５〜１ｄＢの改善がある。
【０１６１】
ただし、低入力Ｓ／Ｎのとき、＋１０ｋＨｚ付近では、折り返しによる誤差と、０Ｈｚ付近では、ＭＴＩフィルタの偏差による誤差が僅かに残存する（図１５）。そこで、図１６の誤差平方和は中間の領域（１０１０Ｈｚ〜９５９０Ｈｚ、Ｍ＝４３０）で評価して、前記ＭＴＩフィルタの偏差などによる誤差を避けている。というのは、＋１０ｋＨｚの入力に対し、エイリアシングにより−１０ｋＨｚが一度生じると誤差平方和には、およそ、最大
【０１６２】
【数３０】
0003874502.tif 000031
【０１６３】
にもなる値の増加があり、正当な評価に影響を及ぼすからである。
【０１６４】
次に、エイリアシング補正方式の効果について説明する。
【０１６５】
ここでは、補正方式と、ＰＲＦ２０ｋＨｚの通常方式とを比較して評価する。
【０１６６】
四周期法のΔΔθｇ（式（２１））による指標Ｅｓ（式（２２））を用いる補正方式（式（７）と式（８）の処理）は、良好なＳ／Ｎ＝４８ｄＢにて、図１３（ｂ）に示すように正しく働き、計測値は対角線状に正確に並び、何ら誤差は見られない。従って、補正方式の考え方は基本的に問題がないことが確認できる。Ｓ／Ｎがよいときは、図１３（ａ）に示す指標Ｅｓと、図１３（ｂ）に示す補正位相差との差違が判別できないほどである。なお、両者とも位相差［ｒａｄ］を周波数［Ｈｚ］に変換して表示している。図１７（ａ）に示す低いＳ／Ｎ＝９ｄＢの場合、あるいは、図１７（ｂ）に示すＳ／Ｎ＝６ｄＢの場合にて、やはり補正方式は正しく働き、正確な計測値を得ている。式（８）において、閾値α＝０．５π、β＝０．６πとして実行すると、このとき、訂正方式が効果的に働き、補正数ｎ（式（７））の整数値の切り替わる境界２ｋＨｚ（＋π）、６ｋＨｚ（＋３π）付近も補正誤りの発生は見られない。
【０１６７】
試みに、この訂正方式（式（８）の処理）を省いた場合は、図１８に示すように、この境界２ｋＨｚ、６ｋＨｚの各±４ｋＨｚ付近に補正誤りが現れる（図中、丸印）。このことで、訂正方式の効果が確認できる。なお、訂正方式における閾値の決定に際しては、α＝０．３π，０．４π，０．５πのそれぞれと、β＝０．５π，０．６π，０．７πのそれぞれとを組み合わせてみた結果、適当な閾値を決めている。＋１０ｋＨｚ付近では、エイリアシングを避けるための処理による若干の零落ちは見えるけれど、この位相差ベクトルの加算回数Ｎ＝８（全３２回）なら、ある程度の雑音に対しても問題がないことが確認できる。特に、低いＳ／Ｎ＝６ｄＢのとき、図１５に示す指標と比べて、明らかに精度がよくなるので、補正方式には、Ｓ／Ｎが大変よくなるのと同様の効果がある。
【０１６８】
図１９を参照して、補正方式の誤差平方和の他との比較について説明する。図中、菱形印は、補正方式を用いた場合の誤差平方和であり、四角印は、位相差の差の加算の回数が５回の場合を示している。また、三角印は、通常方式を表し、黒い三角は、Ｎ＝１６、白抜きの三角は、Ｎ＝８の場合である。図１９において、補正方式と通常方式との差違が明らかである。補正方式は、通常方式にも劣ることはない。
【０１６９】
入力Ｓ／Ｎ＝６ｄＢ以上では、補正方式（式（７），（８））は、むしろ、ＰＲＦ２０ｋＨｚの通常方式（Ｎ＝８，１６）以上のＳ／Ｎが獲得できた。指標Ｅｓ［ｒａｄ］が範囲２πの分解能で正しく求まる限り、補正方式は正しく機能している。
【０１７０】
しかし、図２１（ａ）に示したごとく入力Ｓ／Ｎ＝３ｄＢでは指標Ｅｓ［ｒａｄ］が範囲２πを越える。このため、四周期法の指標誤りが増加する。従って、補正は正しく機能せず、誤差が急上昇していることが分かった。
【０１７１】
なお、四周期法には、＋１０ｋＨｚ付近では、折り返しによる誤差が僅かにある。通常方式は折り返しは全くないが、＋０Ｈｚ付近では、ＭＴＩフィルタの偏差による誤差がＳ／Ｎ＝１８ｄＢ以下では大きくなる。そこで、ここでの誤差平方和は、それを避ける中間の領域（１０１０Ｈｚから９８９０Ｈｚ，Ｍ＝４４０）で評価している。
【０１７２】
補正方式では、大誤差をパケット内で除去する処理をしている。ＣＦＭでは、誤差が大きいドプラ周波数を表示すると、画面が赤青色にチラツクので、黒く消して見易くしている。誤差の出る場合に除去する手がかりとしては、振幅値と、周波数の標準偏差（分散値）とがある。
【０１７３】
二周期法では、零点周波数では、振幅値が零で計測値が存在しない。また、零点付近も振幅が非常に小さくなるから、計測値は不正確となる。雑音の振幅に対し、信号の振幅が非常に小さくなるからである。これを防ぐため、振幅値により出力拒絶、すなわち、振幅値を監視することにより、出力が閾値以下の微小振幅値を持つ周波数は、０Ｈｚ（ただし、本実験では、０Ｈｚだと評価できないので、零落ち周波数ｆｚ＝４０Ｈｚとしている）に設定している。これを零落ちと略称している。
【０１７４】
また標準偏差（分散値）も大きくなる。Ｓ／Ｎの低下に応じて誤差が大きくなり、さらに、零点の付近では特に誤差が大きいからである。
【０１７５】
二周期法では、閾値Ｐａｍ＝１０〜３５０、Ｐw1＝６０〜２６０に変えて、零点の付近での大誤差を除去するかどうか検討をしている。
【０１７６】
四周期法では、前出の図１７および図１８の計測値を得るに際して、出力拒絶の閾値Ｐａｍ＝１０〜３５０（式（４−２））、切り替えの閾値Ｐw1＝６０〜２１０（式（５））に変えて大誤差が消滅するか検討している。その結果、全個数５００点に対し、閾値Ｐw1＝１５０、Ｐａｍ＝８０の設定で、Ｓ／Ｎ＝９ｄＢで（図１７（ａ））零落ち１７点である。残り４８９点は、正常の出力値である。Ｓ／Ｎ＝６ｄＢで（図１７（ｂ））零落ち２７点である。残り４７１点は正常の出力値である。いずれも補正誤差０点である。
【０１７７】
対する二周期法では、閾値Ｐw1＝２６０、Ｐａｍ＝８０の設定で、Ｓ／Ｎ＝９ｄＢのとき、零落ち６４点、正常出力値４４３点である。図２０に示したとうり、ブラインド周波数の問題による測定不可周波数領域が明瞭に見られる（図２０（ａ））。なお、このときの指標Ｅｓは、図９（ｂ）である。Ｓ／Ｎ＝６ｄＢのときは、零落ち４１３点、補正誤差０点であり、正常出力値が２割を切り、ほぼ計測不可である。そこで、改善のため閾値Ｐw1＝２６０をＰw1＝２４０に下げると、結果は零落ち３５８点、補正誤差２点が出現する（図２０（ｂ）中の丸印）。逆に考えれば、補正誤差２点をなくすために、５５点の正常出力値を消していたことになる。閾値を大きくして補正誤差を消すのは容易であった。しかし、その際ひどく多くの正常出力値が消えてしまう。誤差のみを消すことは困難である。閾値を大きくしても、正常の出力値が減るのに対し、フィルタの零周波数付近の誤差のある出力値は、期待したように減らないことがわかった。
【０１７８】
四周期法では、低いＳ／Ｎでも、零点の悪影響が解消され、誤りなく、正確に計測できている。なお、本実験では周波数の標準偏差は、単独または、振幅値と組み合わせても有用ではなかったことを付け加える。また、パケット間の平均処理は未実施である。
【０１７９】
次に、エイリアシング補正方式により補正可能な入力条件についての実験結果を説明する。
【０１８０】
入力Ｓ／Ｎ＝３ｄＢでは、Ｎ＝８にては四周期法も、指標Ｅｓ［ｒａｄ］が２πを越え、指標誤りが増加するため、補正は正しく機能しないことがわかった（図２１（ａ））。
【０１８１】
その結果は、零落ち１４３点、補正誤り１７点（図２１（ａ）中丸印）であり、正常出力値は、残り３４０点である。そこで、閾値Ｐw1＝１５０、Ｐａｍ＝１８０のままで、加算回数を２倍以上のＮ＝１８（全７２回）に増加して試みたところ（図２１（ｂ））、Ｓ／Ｎが改善し、指標誤りが減少するため、補正は正しく機能している。ただし、全個数５００点のうち、零落ち６４点（１２．８％）、補正誤り０点、残り４３６点は、正常の出力値である。パケット長は、Ｎ（４Ｔ＋６Ｔｓ）＋Ｔ＝１８・１３００＋２５０＝２３．６５ｍｓｅｃであり、Ｍモード並のデータ取得時間を要する。
【０１８２】
しかしながら、比較的良好なＳ／Ｎ＝２１ｄＢにては、僅かな加算回数Ｎ＝１（全４回）でも、一次ＭＴＩフィルタを用いて好結果（図２２）を得た。パケット長は、Ｎ（４Ｔ＋６Ｔｓ）＋Ｔ＝１８・１３００＝２６００μｓｅｃであり短い。
【０１８３】
さらに、指標誤りがどの程度の悪条件まで大丈夫か、加算回数を変えて検査究明する。加算回数が少ないときは、一次ＭＴＩフィルタ、加算回数が多いときはトレンド除去ＭＴＩフィルタを用いる。その結果、入力Ｓ／Ｎ＝４８ｄＢから、３ｄＢずつ下げて検査実施すると、次第に、零落ちの個数が増えるが、補正誤り０点の効果的な補正が働くのは、一次ＭＴＩフィルタでは、Ｎ＝１（全４回）にて、入力Ｓ／Ｎ＝２１ｄＢまで、そのときの零落ち２０点、Ｎ＝２（全８回）にて、入力Ｓ／Ｎ＝１８ｄＢまで、そのときの零落ち２３点、Ｎ＝５（全２０回）にて、入力Ｓ／Ｎ＝１５ｄＢまで、そのときの零落ち２９点で好結果を得る。
【０１８４】
続いてトレンド除去ＭＴＩでは、Ｎ＝４（全１６回）にて、入力Ｓ／Ｎ＝１２ｄＢまで、そのときの零落ち３４点、Ｎ＝６（全２４回）にて、入力Ｓ／Ｎ＝９ｄＢまで、そのときの零落ち２３点、Ｎ＝８（全３２回）にて、入力Ｓ／Ｎ＝６ｄＢまで、そのときの零落ち２３点、Ｎ＝１８（全７２回）にて、入力Ｓ／Ｎ＝３ｄＢまで、そのときの零落ち６４点が限度である。
【０１８５】
いずれも、さらに入力Ｓ／Ｎを３ｄＢ下げると、零落ちが１００点（２０％）を越えるけれど、入力Ｓ／Ｎ＝３ｄＢの条件を除き測定可能である。
【０１８６】
ただし、Ｎ＝４では、Ｐａｍ＝３４０、Ｎ＝６では、Ｐａｍ＝１６３に調整変更し、補正誤りを避けている。一次ＭＴＩフィルタでは、Ｐａｍ＝６５０を用いている。
【０１８７】
このように、加算回数に比例してＳ／Ｎが改善するので、補正の限界が向上する。ここで、限界となるのは、指標Ｅｓが真値の±２ｋＨｚ以内である。限界を越えると、指標Ｅｓが誤るので補正方式の能力の限界に達することにより、計測値は領域の全帯域の±１０ｋＨｚに分布する。なお、パケット長は、一次ＭＴＩを用いるときは、Ｎ＝２にて、（Ｎ＋１）（４Ｔ＋６Ｔｓ）＝３９００μｓｅｃ、Ｎ＝５にて、７８００μｓｅｃ、であり、トレンド除去ＭＴＩでは、Ｎ＝４では、６５００μｓｅｃであり、Ｎ＝６では、８０５０μｓｅｃである。
【０１８８】
まとめると、上述したシミュレーション実験の結果から、個別間ＭＴＩ法の送波方式における二周期法の演算が、和間隔ＭＴＩ法の送波方式より、Ｓ／Ｎが優れていることが確認された。さらに、全加算回数を同一にする（パケット長が同じである）条件で、二周期法で生じるブラインド速度は、四周期法により解消することが確認された。個別間隔ＭＴＩ法に礎づくトレンド除去ＭＴＩフィルタを用い、四周期法により得た指標を用いるエイリアシング補正方式は、通常の５倍の計測限界において、従来なみのＳ／Ｎのドプラ周波数を得ている。
【０１８９】
エイリアシングの補正方式が補正誤りなしに働くのは、低い入力Ｓ／Ｎ＝６ｄＢでは、加算回数Ｎ＝８（全３２回）、さらに低い入力Ｓ／Ｎ＝３ｄＢでは、加算回数Ｎ＝１８回（全７２回）が必要となる。しかしながら、比較的良好なＳ／Ｎ＝２１ｄＢにおいては、Ｎ＝１（全４回）でもよく、中程度のＳ／Ｎ＝１２ｄＢでは、Ｎ＝４（全１６回）で好結果を得ている。
【０１９０】
以上、血流の速度を超音波により計測する場合を中心にして説明したが、本発明が適用される対象物体、計測に用いられる波動の態様はこれに限らない。すなわち、本発明は、ドプラ効果を利用して速度を計測するものであるから、上述した態様の他にも、例えば、水中走行物体の速度を実時間で計測表示する装置、音波あるいはレーザーにより物体の速度を実時間で計測表示する装置、電波による、空中飛行物体の速度を実時間で計測表示する装置、電波により気象観測における竜巻などの流水滴（hydrometeors）の速度を実時間で計測表示する装置（ドプラレーダー）などにも適用可能である。
【０１９１】
このとき、計測に用いる波動の態様に応じて、トランスデューサ２０（図１参照）選択することにより様々な波動のパルス化連続波を用いてパルスドプラ計測を行うことができる。例えば、水中で動作する超音波トランスデューサを用いることにより、水中、海中の物体の速度を計測するためのソナー装置を構成することができる。このようなソナー装置に本発明を適用することにより、例えば、海洋生物、海流などの速度を、距離が曖昧になることなく計測限界速度を向上させ、かつ、従来どうり雑音を低減した状態で計測でき、また、従来どうりの高いフレームレイトを維持することがことができる。また、レーザー光源と、位相検出機能を有する受光部とを備えたトランスデューサを用いることにより、パルス化されたレーザー光を用いたパルスドプラ計測装置を構成することができる。
【０１９２】
また、電波を用いたパルスドプラ計測装置の送受波部は、例えば、図２３に示すように構成することができる。
【０１９３】
図２３において、送受波部２０は、電磁波を送受するためのアンテナ２２と、パルス化連続波を前記アンテナに供給するためのパルス生成部２３と、前記アンテナに到来した電波を受け付けるための受信部２４と、前記パルス生成部および前記受信部のいずれかを切り替えて前記アンテナに接続するためのスイッチ部２１とを有して構成される。
【０１９４】
前記パルス生成部２３は、信号を発振するための発振器２３ａと、信号をパルス化するためのパルス変調器２３ｂと、パルス化された信号を増幅するための増幅器２３ｃとを備えている。
【０１９５】
前記受信部２４では、前記パルス生成部２３で生成された信号を受け付け、受け付けた信号と前記アンテナ２２に到来した電波とを混合して同相信号を検出し、かつ、受け付けた信号と９０度移相した信号と前記アンテナ２２に到来した電波とを混合して直交信号を検出するための混合検出器２４ａと、前記同相信号および直交信号をそれぞれ増幅するための増幅器２４ｂ，２４ｃとが備えられている。
【０１９６】
【発明の効果】
四周期法は通常方式の計測限界の５倍程度を通常方式と同一の信号対雑音比で表示可能とする。ブラインド周波数の問題が解決するので計測不可領域はない。パルスの送波回数がさらに増加することなく位相差演算値のＳ／Ｎ改善が図れる。すなわち、従来の交互のパルスの送波をする和間隔法のＭＴＩフィルタと比べて、パケット長が（Ｎ＋ｐ）（６Ｔ＋９Ｔｓ）から（Ｎ＋ｐ）（４Ｔ＋６Ｔｓ）となり短くなる。低Ｓ／Ｎ条件では四周期法を同一の走査線上で用いればフレームレイトは１／４となる。しかしながら、異なる走査線上で用いればフレームレイトは通常方式並みである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施の形態におけるパルスドプラ計測装置を示すブロック図である。
【図２】  本発明の一実施の形態におけるドプラシフト検出部を示すブロック図である。
【図３】  位相差の補正と訂正部の動作概念図である。
【図４】  超音波パルスの送波順序と送波間隔を示す説明図である。
【図５】  本発明を適用した他の実施の形態における走査方法を示す説明図である。
【図６】  単一のｆｄ＝５００Ｈｚに対する二周期法による演算結果の比較を、Ｓ／Ｎ＝１２ｄＢの場合について示す図であって、（ａ）和間隔ＭＴＩの送波方式、（ｂ）個別間隔ＭＴＩの送波方式が適用された場合である。
【図７】  図６と同様の比較について、Ｓ／Ｎ＝６ｄＢの場合を示す図である。
【図８】  入力Ｓ／Ｎによる誤差平方和の変化を示すグラフである。図中、四角印は、個別間隔ＭＴＩを用いた２-ＰＲＴの５倍限界、菱形印は、和間隔ＭＴＩを用いた２-ＰＲＴの５倍限界を表す。
【図９】  二周期法（２-ＰＲＴ）で加算回数１６（全３２回）の場合を示す図であって、（ａ）Ｓ／Ｎ＝１８ｄＢ、（ｂ）Ｓ／Ｎ＝９ｄＢの場合であり、ＭＴＩフィルタは、個別間隔ＭＴＩ法のトレンド除去ＭＴＩフィルタである。
【図１０】  四周期法（4-ＰＲＴ）で加算回数８（全３２回）であり、Ｓ／Ｎ＝９ｄＢの場合である。また、ＭＴＩフィルタは、個別間隔ＭＴＩ法のトレンド除去ＭＴＩフィルタである。
【図１１】  ３３３３．３Ｈｚおよび４０００Ｈｚにおける零点付近の出力周波数の比較を、Ｓ／Ｎ＝１８ｄＢの場合について示す図であって、（ａ）個別間隔ＭＴＩを用いた２-ＰＲＴ、（ｂ）個別間隔ＭＴＩを用いた4-ＰＲＴの場合である。
【図１２】  図１１と同様の比較を、Ｓ／Ｎ＝９ｄＢの場合について示す図である。
【図１３】  個別間隔ＭＴＩを用いた4-ＰＲＴの場合の図であり、（ａ）、4-ＰＲＴによる指標Ｅｓと、（ｂ）指標Ｅｓを用いた補正方式との比較を、入力Ｓ／Ｎ＝４８ｄＢの場合を示す図である。
【図１４】  指標ＥｓのＳ／Ｎ改善の効果を示す図であって、位相差の差のベクトルの加算回数が、（ａ）２回、（ｂ）３回である。入力Ｓ／Ｎ＝６ｄＢである。
【図１５】  図１４と同様の比較のため、位相差の差のベクトルの加算回数が５回の場合を示す図である。入力Ｓ／Ｎ＝６ｄＢである。
【図１６】  位相差の差のベクトルの加算回数の差異による誤差平方和。図中、加算回数が菱形印は２回、四角印は３回、三角印は５回を示す。
【図１７】  個別間隔ＭＴＩを用いた４-ＰＲＴから得た指標Ｅｓを用いた補正方式の効果を示す図であって、入力Ｓ／Ｎが、（ａ）９ｄＢ、（ｂ）６ｄＢのときである。
【図１８】  図１７の（ｂ）Ｓ／Ｎ＝６ｄＢの条件に対して、訂正方式を除いた場合を示す図である。
【図１９】  指標を用いた補正方式（個別間隔ＭＴＩを用いた4-ＰＲＴによる）と、通常方式（ＰＲＦ＝２０ｋＨｚ）の、Ｎ＝８、およびＮ＝１６の場合で、入力Ｓ／Ｎに対する誤差平方和の比較を示す図である。
【図２０】  個別間隔ＭＴＩを用いた２-ＰＲＴの指標による補正方式がブラインド周波数を出現させることを示す図であって、（ａ）Ｓ／Ｎ＝９ｄＢ、（ｂ）Ｓ／Ｎ＝６ｄＢの場合である。
【図２１】  指標Ｅｓを用いた補正方式の効果を、個別間隔ＭＴＩを用いた4-ＰＲＴについて示す図であって、（ａ）は、入力Ｓ／Ｎ＝３ｄＢでは、加算回数Ｎ＝８（全３２回）で補正誤差が出現するため、（ｂ）は、加算回数を、Ｎ＝１８（全７２回）に増加させたＳ／Ｎ改善を示している。
【図２２】  図２１と同様に指標Ｅｓを用いた補正方式の効果を、個別間隔ＭＴＩを用いた4-ＰＲＴについて示す図であって、比較的高いＳ／Ｎ＝２１ｄＢで、個別間隔ＭＴＩによる一次のＭＴＩフィルタを用い、位相差の加算回数Ｎ＝１（全４回）について示す図である。
【図２３】  電磁波を送受するための送受波部の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…送波回路、２…超音波（アレイ）トランスデューサ、３…対象物、４…受波回路、５…位相比較部、６…ＭＴＩフィルタ、７，９，１０…位相差検出部、８，１１，１２…記憶部、１３…変換部、１４…指標変換部、１５…位相差補正部、１６…周波数検出部、２０…送受波部、２１…送受切り替えスイッチ、２２…アンテナ、２３…パルス生成部、２３ａ…発振器、２３ｂ…パルス変調器、２３ｃ増幅器、２４…受信部、２４ａ…混合検出器、２４ｂ，２４ｃ…増幅器、３０…ドプラシフト検出部、４０…表示部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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