(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２以上の周波数帯で送信を行なう無線通信機用の電子部品であって、
少なくとも出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタの組が上記各周波数帯に応じてそれぞれ設けられかつそれらが１つの絶縁基板上に搭載され、各組の出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタはそれぞれこの順序で接続されており、
上記整合回路と上記ロウパスフィルタとの接続点から上記ロウパスフィルタ側を見たときの２倍高調波のインピーダンスの位相が、上記接続点から上記整合回路側を見たときの２倍高調波のインピーダンスの位相に対して、１８０°±９０°の範囲内に上記ロウパスフィルタにより設定されていることを特徴とする電子部品。
【請求項２】
上記ロウパスフィルタは、容量素子とインダクタンス素子とが並列に接続されてなる共振回路と、該共振回路の出力点と定電位点との間に接続された容量素子とから構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電子部品。
【請求項３】
上記整合回路は、容量素子とインダクタンス素子とが並列に接続されてなる共振回路を含んで構成されていることを特徴とする請求項２に記載の電子部品。
【請求項４】
送信信号と受信信号の切換えを行なう送受信切換え回路が、さらに上記絶縁基板に搭載されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電子部品。
【請求項５】
上記出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタの組が、２以上の周波数帯の各周波数帯に応じてそれぞれ設けられ、いずれか１つの周波数帯の２倍高調波は他のいずれかの周波数帯にあることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電子部品。
【請求項６】
上記２以上の周波数帯の受信信号の分波を行なう分波回路が、さらに上記絶縁基板に搭載されていることを特徴とする請求項５に記載の電子部品。
【請求項７】
上記２以上の周波数帯のうち１つはＧＳＭ方式の９００ＭＨｚ帯であることを特徴とする請求項１に記載の電子部品。
【請求項８】
上記２以上の周波数帯のうち他の１つは、ＤＣＳ方式の１．８ＧＨｚ帯であることを特徴とする請求項７に記載の電子部品。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信機における送信信号の基本波を低損失で伝送しかつ高調波を所定のレベル以下に低減させる技術に関し、例えばマルチバンド方式の携帯電話機を構成するフロントエンド・モジュールに利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機に内蔵されるシステムは、マイクロコンピュータやメモリ、信号の変復調を行なう高周波回路などのＬＳＩと、セラミックのような絶縁基板にトランジスタ素子や容量素子、インダクタンス素子などの複数のＩＣを搭載したモジュールと呼ばれる電子部品とが、プリント基板上に実装されて構成されており、実装密度を高めるために電子部品の点数を減らす努力がなされている。例えば、現在、デュアルバンド方式の携帯電話機システム用のモジュールとしては、送信用パワーアンプとインピーダンス整合回路を搭載したモジュールや送受信切換えスイッチ回路と分波器を搭載したモジュールなどが実用化されており、フロントエンド部はこれらの２つのモジュールを主体として構成されている。
【０００３】
なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の電子部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
携帯電話機は小型軽量化の要求が非常に高い。携帯電話機の小型軽量化を図る上で、電子部品の点数を減らし基板の実装密度を高めることが重要である。そこで、本発明者らは、従来は別の部品とされていた上記２つのモジュールを一体化して１つのモジュールとすることについて検討した。
【０００５】
ところで、携帯電話機のシステムにおいては、送受信用のアンテナ端子のインピーダンスは５０Ωと規定されているが、送信用パワーアンプの出力インピーダンスは５０Ωよりもずっと低いため、送信用パワーアンプとアンテナ端子との間にインピーダンス整合回路（以下、単に整合回路と呼ぶ）が設けられる。一方、送信用パワーアンプからアンテナ端子までの伝送路においては、基本波の伝送損失が小さくかつ基本波周波数の整数倍の周波数の高調波を充分に低減できることが要求される。
【０００６】
従来、携帯電話機の送信系における高調波を低減する技術として、例えば特開平１１−２３４０６２号に開示されているように、出力パワーアンプと整合回路との間に、インダクタンス素子と容量素子とを並列に接続した共振回路を設け、該共振回路の共振点を高調波の周波数と一致させることで、高調波成分を減衰させるようにした発明がある。また、高調波成分を減衰させるロウパスフィルタを、整合回路の後段すなわち整合回路と送受信切換え回路との間に設ける技術もある。
【０００７】
ここで、整合回路への高調波成分の飛び込みなどを考慮すると、高調波成分を低減させるには、ロウパスフィルタを整合回路の後段に設ける方が望ましいといえる。そこで、本発明者らは、出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路とを１モジュール化するに当たり、整合回路の後段に共振回路を含むロウパスフィルタを設ける方式を採用することとし、それについて検討を行なった。
なお、出力パワーアンプで発生する基本波の高次高調波は、２倍高調波が最も大きく３倍高調波、４倍高調波……となるほどレベルが低くなる。従って、高調波の遮断には２倍高調波を低減することが最も重要である。
【０００８】
例えば、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）とＤＣＳ（Digital Cellular System）のデュアルバンド携帯電話機においては、９００ＭＨｚを基本波とするＧＳＭ送信時に、１７６０〜１８０４ＭＨｚの帯域での２倍高調波レベルが−３０ｄＢｍ以下、また１８０５〜１８３０ＭＨｚの帯域での２倍高調波レベルが−３６ｄＢｍ以下であることが規格によって定められている。特に、ＤＣＳの基本波周波数は１．８ＧＨｚであるため、ＧＳＭ送信側からＤＣＳ受信側へのノイズの飛込みを防止するため上記のように１８００ＭＨｚ近傍での条件が厳しくされている。
【０００９】
図３（ａ）には、インダクタンス素子Ｌ０と容量素子Ｃ０とからなる共振回路を含み低損失で信号を伝送可能なロウパスフィルタの一般的な回路例を示す。容量素子Ｃ１，Ｃ２は、インピーダンスを整合させて低損失で信号を伝送させるためのものである。かかる共振回路を含むロウパスフィルタを用いてその共振点を基本波の２倍高調波の周波数に一致させることにより、２倍高調波を充分に低減することができ、実際にモジュールに組み込んだ場合にもロウパスフィルタそれ自身は２倍高調波を所望の値（例えば−３０ｄＢ）以下に減衰できることが分かった。ところが、出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路とを組み込んだモジュール全体としては、２倍高調波を−３０ｄＢｍ下に低減できないことが明らかになった。
【００１０】
この発明の目的は、少なくとも出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタとを含む無線通信機用のモジュールであって、整合回路の後段に共振回路からなるロウパスフィルタを設けた場合に基本波を低損失で伝送できかつモジュール全体で２倍高調波を所望のレベル以下に低減することが可能な無線通信機用のモジュールを提供することにある。
【００１１】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、少なくとも出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタとが１つの絶縁基板上に搭載して各回路を上記順序で接続してなる携帯電話機などの無線通信機用のフロントエンド・モジュールにおいて、整合回路とロウパスフィルタとの接続点から整合回路側とロウパスフィルタ側をそれぞれ見たときの２倍高調波のインピーダンスの位相関係を１８０°±９０°の範囲内に設定するようにしたものである。
【００１３】
上記した手段によれば、ロウパスフィルタにより２倍高調波のインピーダンスの位相が整合しない位置に回転される（変える）ため、基本波の伝送損失の低下を抑えつつ、整合回路とロウパスフィルタとの間に所望の長さの伝送線路を挿入することなく基本波の２倍高調波成分を所望の値以下に低減させることができるようになる。
【００１４】
ここで、フロントエンド・モジュールは、出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタ以外に、送信信号と受信信号の切換えを行なう送受信切換え回路や、複数の周波数帯の受信信号の分波を行なう分波回路等を搭載したものであってもよい。
【００１５】
また、上記ロウパスフィルタとしては、インダクタンス素子と容量素子とを並列に接続した共振回路と該共振回路の入力点および出力点と定電位点との間に接続されるべき基本波の低損失化とインピーダンス整合を図るための容量素子とからなり、出力点側の容量素子のみ有し入力点側の容量素子を持たないようにしたロウパスフィルタを用いるのが望ましい。
【００１６】
また、上記整合回路は、容量素子とインダクタンス素子とが並列に接続されてなる共振回路を含んだ構成にすると良い。これにより、整合回路内で２倍高調波成分を減衰させ、さらにロウパスフィルタで２倍高調波成分を減衰させることで、一層低レベルに抑えることができる。
【００１７】
さらに、少なくとも出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタとが１つの絶縁基板上に搭載され各回路が上記順序で接続されてなる上記モジュールを設計するに当たっては、上記整合回路と上記ロウパスフィルタとの接続点から上記ロウパスフィルタ側を見たときの２倍高調波のインピーダンスの位相を、上記接続点から上記整合回路側を見たときの２倍高調波のインピーダンスの位相に対して、１８０°±Ｘ（Ｘは９０°以内）の範囲内に設定し、上記Ｘは規格値に所定のマージン量を加えた値に基づいて決定するようにするのが望ましい。
【００１８】
これにより、２倍高調波の減衰量がそれほど大きくないフィルタ回路を用いても全体としての２倍高調波の減衰量が大きなモジュールを得ることができ、設計が容易となり、製造プロセスの条件も緩やかになる。つまり、フィルタのみで所望の減衰量を得ようとすると、そのような特性を有するフィルタを設計する設計者の負担が大きくなったり製造プロセスの条件が厳しくなったりするが、フィルタで位相を回すことで２倍高調波をさらに減衰させることができるので、フィルタの設計が容易となり、製造プロセスの条件も緩やかにできる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
本発明者らは、出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路とを１モジュール化する際の検討において、共振回路を含むロウパスフィルタを用いた場合、ロウパスフィルタそれ自身は２倍高調波を所望のレベル以下に減衰できるがモジュール全体としては２倍高調波を所望のレベル以下に低減できないことを見出した。
【００２０】
そして、その理由は、当初、出力パワーアンプから送受信切換え回路側への空中伝播による高調波の飛び込みが原因であると考えて、図６のように、整合回路を含むパワーアンプＨＰＡとロウパスフィルタを含むアンテナ切換えスイッチＡＮＴＳＷとの間に所望の長さの伝送線路（５０Ωセミリジッドケーブル(semi rigid cable)：以下、ケーブルと称する）Ｌを挿入するとともにその長さを変えて、図６の系全体での２倍高調波のレベルを測定してみた。
【００２１】
その結果を図７に示す。この図７から、２倍高調波のレベルはケーブルの長さに応じて変わるものの比例関係にはなく、ある周期性をもって変化していることに気がついた。このことから、ケーブルの挿入による２倍高調波の低減効果は、２倍高調波の空中伝播ではなく出力パワーアンプと送受信切換え回路との間のある位相関係が影響しているのではないかと考えるに至った。そこで、ケーブルの長さと位相関係および周期性を定量化するため、ケーブルの長さの変化量を２倍波インピーダンスの位相変化量に換算してみた。
【００２２】
具体的には、整合回路とケーブルとの接続点からケーブル側を見た時の２倍波インピーダンスＺANTを測定することによりケーブルの長さと２倍波インピーダンスの相対的な位相関係を調べた。その結果を図８に示す。図８より、ケーブルの長さと２倍波インピーダンスの相対位相との間には明らかに相関があることが分かる。
これに基づいて、ケーブルの長さを変化させた場合の上記２倍波インピーダンスＺANTと２倍高調波のレベルを、周波数１８３０ＭＨｚの信号について調べた。その結果を図９および図１０に示す。
【００２３】
図９は各２倍波インピーダンスＺANTを、スミスチャートにおいてショート点（Ｚ＝０）を基準点（位相０）として時計回りに位相を回してプロットしたもの、図１０は図９の各点▲１▼〜▲９▼の基準点「０」からの相対的な位相と２倍高調波レベルとの関係を表わしたものである。なお、図９および図１０において、▲１▼はケーブルの始端側のコネクタにおいて生じる位相回り、▲２▼はケーブルの終端側のコネクタにおいて生じる位相回りである。図１０より、２倍高調波レベルは２倍波インピーダンスの相対位相に対して周期的に変化していることが分かる。
【００２４】
ＧＳＭとＤＣＳのデュアルバンド方式の規格では前述のように１８０５〜１８３０ＭＨｚの帯域での２倍波レベルが−３６ｄＢｍ以下であることが定められている。従って、図１０より▲１▼と▲５▼を除く▲２▼〜▲４▼および▲６▼〜▲９▼の点で規格を満足している。さらに、約１０％のマージンを考慮して、「２倍波レベル−４０ｄＢｍ以下」を条件にすると、▲２▼と▲７▼〜▲９▼の位相において条件を満足し、▲１▼と▲３▼〜▲６▼の位相において条件を満足していないことが分かる。これを図９において示すと、破線Ａで囲まれた領域にある位相が条件を満たさないものである。
【００２５】
次に、整合回路とケーブルとの接続点から整合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPAの位相を求めたところ約２００°であった。これを図１０に示すと、符号ａ１，ａ２のような位相位置になる。これより、整合回路とケーブルとの接続点からケーブル側を見たときの２倍波インピーダンスＺANTの位相と、整合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPAの位相とが一致する位置で２倍高調波レベルが最も大きくなり、逆に両者の位相関係が１８０°ずれた位置でレベルが最も小さくなることが分かる。
【００２６】
一方、整合回路とケーブルとの接続点から整合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPAを、上記各点▲１▼〜▲９▼とともにスミスチャート上にプロットすると、図１１に▲印で示すような位置になる。そして、この点を基準とすると上記各位相のうち上記「２倍波レベル−４０ｄＢｍ以下」の条件を満たすものは、ＺHPAの位相から９０°〜１８０°の範囲に包含されることが分かった。
【００２７】
ここで、前述のように、ＺHPAの位相から１８０°ずれた位置で２倍波レベルが最も良くなることから考えると、図１１にはプロットされているものはないが、１８０°〜２７０°の範囲の位相でも「２倍波レベル−４０ｄＢｍ以下」の条件を満たすことが推測できる。つまり、ＺHPAの位相から１８０°±９０°の範囲に入るような２倍波インピーダンスＺANTとなるようにケーブルの長さを決定してやれば、条件を満たすことができる。
【００２８】
なお、１８０°±９０°の範囲は２倍波レベルを−４０ｄＢｍ以下にするための条件であり、上限値を変えればそれに応じて範囲も変わる。例えば、マージンを２５％としてレベルを−４５ｄＢｍ以下に設定した場合には、図１０より▲８▼と▲９▼の点しか条件を満たすことができないので、その場合の範囲は図１１より１８０°±４５°であることが分かる。
【００２９】
ところが、比誘電率が▲９▼程度のセラミックを基板とし、それにケーブルを配置して、該ケーブルで上記のような位相関係を満足させようと考えたところ、上記のような位相関係を満たすためのケーブルの長さは１０数ｍｍにも達し、出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路とを１モジュール化する際に、モジュールの小型化に対する障害になることが分かった。そこで、ロウパスフィルタにおいて位相を調整することを思いつき、そのようなロウパスフィルタの形式について検討を行なった。その結果、図３（ｂ）に示すようなロウパスフィルタを使用することで、基本波を低損失で伝送できかつ２倍高調波を規格以下に低減できるモジュールを実現できることを見出し、本発明に至った。
【００３０】
なお、図３（ａ）に示す回路形式のロウパスフィルタを使用してインダクタンスと容量の定数を変えることでも２倍波インピーダンスの位相を回転させることは可能であるが、そのようにするとフィルタ本来の２倍波に対する減衰量が劣化するので好ましくない。
【００３１】
図１は、ＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受信が可能なデュアルバンド方式の携帯電話機に利用して好適なフロントエンド部の一実施例を示す。
図１において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００は本発明を適用したフロントエンド・モジュール、２００は受信信号を中間周波数にダウンコンバートして復調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調したりする高周波処理回路、３００は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したりするベースバンド回路、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号からノイズを除去するフィルタ、ＬＮＡ１，ＬＮＡ２は受信信号を増幅するロウノイズ・アンプである。
【００３２】
なお、これらのうち例えばフィルタＦＬＴ１とアンプＬＮＡ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ２とアンプＬＮＡ２はＤＣＳ用の回路とされる。高周波処理回路２００は１つあるいは数個の半導体集積回路で構成されている。ベースバンド回路３００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やマイクロプロセッサ、半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成することができる。
【００３３】
フロントエンド・モジュール１００は、高周波処理回路２００からの送信信号を増幅する出力パワーアンプ１１１，１１２、インピーダンス整合回路１２１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ１３１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２、受信信号から直流成分をカットする容量１５１，１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波器１６０などから構成され、これらの回路および素子は後述のように１つのセラミック基板上に実装されてモジュールを構成する。
【００３４】
この実施例のモジュールは、送受信用アンテナＡＮＴが接続される端子１７０のインピーダンスが５０Ωとなるように構成される。また、インピーダンス整合回路１２１，１２２と高調波を減衰させるロウパスフィルタ１３１，１３２との接続点のインピーダンスおよびロウパスフィルタ１３１，１３２と送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２の接続点のインピーダンスもそれぞれ５０Ωとなるように設計されている。
【００３５】
また、特に制限されるものでないが、この実施例においては、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２はベースバンド回路３００から供給される切換え制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２によって切換えが行なわれるように構成されている。
【００３６】
図２は、図１のフロントエンド・モジュール１００における一方の送信部（例えばＧＳＭ）の具体的な回路構成例を示す。
図２において、Ｔｒ１は出力パワーアンプ１１１の最終段のトランジスタで、このトランジスタＴｒ１のゲート端子に送信信号が入力され、ドレイン端子には基本波の１／４波長の電気長を有するλ／４伝送線路ＴＬ１を介して電源電圧Ｖｄが印加されており、λ／４伝送線路ＴＬ１とトランジスタＴｒ１のドレイン端子との接続ノードにインピーダンス整合回路１２１が接続されている。なお、ＴＬ１は、λ／４線路でなく、コイルインダクタンスであっても良い。
【００３７】
特に制限されるものでないが、この実施例においては、インピーダンス整合回路１２１は、インダクタンス素子と容量素子とからなる並列共振回路ＰＲと、伝送線路と容量素子とからなる整合手段ＩＭと、ロウパスフィルタ１３１側からパワーアンプ側への直流ノイズをカットする容量素子ＤＣが設けられており、インピーダンス整合回路１２１の出力ノードのインピーダンスは５０Ωになるように回路の定数が設定されている。出力用トランジスタＴｒ１は、図２にはＭＯＳＦＥＴとして示されているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（high-electron-mobility transistor）等であってもよい。
【００３８】
送受信切替え用のスイッチ回路１４１は、入力端と出力端のインピーダンスが５０Ωであり、ロウパスフィルタ１３１側から見たインピーダンスの位相を変化させないものが望ましいが、かかる特性を有するスイッチ回路は一般的な設計者であれば比較的容易に設計できるとともに、従来より携帯電話機用のアンテナスイッチ回路モジュールで用いられているスイッチ回路によって実現できるので、具体的な回路例は省略する。
【００３９】
分波器１６０は、並列共振回路および該並列共振回路のアンテナ端子１７０と反対側のノードと接地電位点との間に接続された容量素子と共振回路と送受信切替え用のスイッチ回路１４１との間に設けられたＤＣ遮断用容量素子Ｃ１１とからなるロウパスフィルタＬＰＦと、並列共振回路および該並列共振回路のアンテナ端子１７０と反対側のノードと接地電位点との間に接続されたインダクタンス素子と共振回路と送受信切替え用のスイッチ回路１４２との間に設けられたＤＣ遮断用容量素子Ｃ１２からなるハイパスフィルタＨＰＦと、から構成されている。
【００４０】
ロウパスフィルタ１３１は、インダクタンス素子Ｌ０と容量素子Ｃ０とからなる並列共振回路および該共振回路の出力点と接地電位点との間に接続され基本波の低損失化とインピーダンス整合を図るための容量素子Ｃ２とから構成されている。このような形式のロウパスフィルタを使用することにより、２倍波インピーダンスの位相を所望の位置に回転させて２倍高調波レベルを−４０ｄＢｍ以下にしている。以下、このフィルタの特性について詳しく説明する。
【００４１】
図３（ａ）に示すインダクタンス素子Ｌ０と容量素子Ｃ０とを並列に接続した共振回路と該共振回路の入力点および出力点と接地電位点との間に接続され基本波の低損失化とインピーダンス整合を図るための容量素子Ｃ１，Ｃ２からなる一般的なロウパスフィルタの２倍波減衰特性を示すと図４（ａ）のようになる。また、図３（ａ）の回路から入力端側の容量Ｃ１を省略した図３（ｂ）のロウパスフィルタの２倍波減衰特性を示すと図４（ｂ）のようになる。図４（ａ）と（ｂ）を比較すると分かるように、いずれのフィルタもフィルタそれ自身は２倍高調波を同じ程度に減衰することができる。
【００４２】
一方、図３（ａ）と（ｂ）のフィルタの位相特性をスミスチャートで表わすと図５のようになる。図５において、ＬＰＦａは図３（ａ）のフィルタの位相特性を、ＬＰＦｂは図３（ｂ）のフィルタの位相特性をそれぞれ示している。また、▼印は図３（ａ）のフィルタにおける２倍波（１．８ＧＨｚ）インピーダンスの位相位置を、また▽印は図３（ｂ）のフィルタにおける２倍波インピーダンスの位相位置を示す。
【００４３】
図５より、図３（ｂ）のフィルタを使用すれば、図３（ａ）のフィルタの２倍波インピーダンス位相に対して約９０°位相を回転できることが分かる。これによって、２倍高調波に対してわざとフィルタ回路が位相マッチングしないようにして、フィルタを通過する間に２倍高調波を低減させることができる。
【００４４】
発明の課題の欄で説明したように、図３（ａ）のような一般的なロウパスフィルタを整合回路の後段に接続したモジュールでは２倍高調波を−３０ｄＢｍ以下に低減できないが、図３（ｂ）のフィルタを使用した図１の実施例のモジュールでは２倍波インピーダンスの位相を約９０°回転させることで２倍高調波を−３０ｄＢｍ以下に低減させることができる。
【００４５】
なお、図３（ａ）のフィルタの基本波（９００ＭＨｚ）に対するインピーダンスの位相は、図５のスミスチャートでは▲印で示すように中央（５０Ωで損失無しの点）に位置する。一方、図３（ｂ）のフィルタの基本波に対するインピーダンスの位相は、図５のスミスチャートでは△印のような所に位置する。図３（ａ）のフィルタも図３（ｂ）のフィルタも、もともと基本波に対する挿入損失は非常に小さいので、インピーダンスの位相不整合による減衰作用は無視できる程度に低い。
【００４６】
ところで、図３（ｂ）のフィルタは、低損失化の容量Ｃ１，Ｃ２のうちＣ１を持たないため、図４（ａ）と（ｂ）とを比較すると明らかなように、図３（ａ）のロウパスフィルタに比べると伝送損失が多少増加する。しかし、その増加量は比較的小さいので、伝送損失の低下があっても２倍高調波を−３０ｄＢｍ以下に低減することができるという利点から、モジュールのトータルの性能としては本実施例のモジュールの方が高いと考え、図３（ｂ）の回路形式のフィルタを採用することとした。
【００４７】
また、２つのモジュールで構成された従来のフロントエンド部では、２つのモジュールの配置を変えることでモジュール間を結合する伝送線路（配線）の長さを変えて２倍高調波を低減させていたが、モジュールの配置は設計者の経験による感で決定しており、モジュールの配置を正確に決定する有効な手段がないとともに、伝送線路の長さが長くなってシステムの小型化を妨げる原因となっていた。
【００４８】
これに対し、本実施例を適用することによりモジュールの小型化が容易になるとともに、確実に２倍高調波を低減させることができるようになる。なお、２モジュールで構成された従来のフロントエンド部で、２つのモジュールの配置を変えるということは、モジュール間を結合する伝送線路（配線）の長さを変えることに相当し、伝送線路の長さを変えることによって結果として本実施例のフィルタ回路のようにインピーダンスの位相を回転させていたものと考えることはできる。しかし、従来の設計は、伝送線路（配線）の長さを変えることでインピーダンスの位相を回転させるという積極的な意図を持って行なっていたものではなかった。仮にそのような意図で行なっているのならば、経験によらず計算で伝送線路の長さを決定できたはずだからである。
【００４９】
図１２には、図１に示されている回路をモジュール化したときのデバイス構造を示す。なお、図１２は実施例のフロントエンド・モジュールの構造を正確に表わしたものではなく、その概略が分かるように細部を省略した構造図として表わしたものである。
【００５０】
図１２に示されているように、本実施例のモジュールの本体１０は、アルミナなどのセラミック板からなる複数の誘電体板１１を積層して一体化した構造にされている。各誘電体板１１の表面または裏面には、所定のパターンに形成し表面に金メッキを施した銅などの導電体からなる導体層１２が設けられている。１２ａは導体層１２からなる配線パターンである。また、各誘電体板１１の表裏の導体層１２もしくは配線パターン同士を接続するために、各誘電体板１１にはスルーホールと呼ばれる孔１３が設けられ、この孔内には導電体が充填されている。
【００５１】
図１２の実施例のモジュールでは、６枚の誘電体板１１が積層されており、上から第１層目と第３層目と第６層目の裏面側にはほぼ全面にわたって導体層１２が形成され、それぞれ接地電位ＧＮＤを供給するグランド層とされている。そして、残りの各誘電体板１１の表裏面の導体層１２は、伝送線路等を構成するのに使用されている。この導体層１２の幅と誘電体板１１の厚みを適宜に設定することにより、伝送線路はインピーダンスが５０Ωとなるように形成される。
【００５２】
第１層目から第３層目の誘電体板１１には、ＧＳＭ系のパワーアンプＩＣ２１とＤＣＳ系のパワーアンプＩＣ２２を設置するために矩形状の穴が設けられ、この穴の内側に各ＩＣが挿入され穴の底に接合材１４によって固定されているとともに、その穴の底に相当する第４層目の誘電体板１１とそれよりも下側の各誘電体板１１にはビアホールと呼ばれる孔１５が設けられ、この孔内にも導電体が充填されている。このビアホール内の導電体は、ＩＣ２１，ＩＣ２２で発生した熱を最下層の導体層に伝達して放熱効率を向上させる役目を担っている。
【００５３】
ＩＣ２１，ＩＣ２２の上面の電極と所定の配線パターン１２ａとはボンディングワイヤ３１により電気的に接続されている。また、第１層目の誘電体板１１の表面には、前記整合回路１２１やフィルタ回路１３１等を構成するための容量素子や抵抗素子、インダクタンス素子などのチップ型電子部品３２が複数個搭載されている。なお、これらの素子は、電子部品を使用せずに誘電体板１１の表裏面の導体層を利用して基板内部に形成することも可能である。
【００５４】
実施例のモジュールをプリント基板に実装して電気的接続を図るための外部端子は、図１３に示すように、モジュール本体１０の裏面に所定の形状に形成された導体層からなる電極パッド４１として設けられており、この電極パッドとシステムのプリント基板上に設けられている対応する部位（配線の一部もしくは配線と接続されている導電層）との間に半田ボール等を介在させることによりプリント基板上に実装させることができるように構成されている。
なお、図１３に示されている電極パッド４１の配置と形状は一例であり、これに限定されるものでない。また、図１３において、電極パッド４１以外の部位には、前述したように、接地電位を供給するグランド層となる導体層１２がほぼ全面的に形成されている。
【００５５】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００５６】
例えば、図１のモジュールでは、▲１▼出力パワーアンプ１１１，１１２と、▲２▼インピーダンス整合回路１２１，１２２と、▲３▼ロウパスフィルタ１３１，１３２と、▲４▼送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２と、▲５▼直流カット用の容量１５１，１５２と、▲６▼分波器１６０とを１つのセラミック基板に搭載しモジュールとして構成したが、▲１▼出力パワーアンプ１１１，１１２と、▲２▼インピーダンス整合回路１２１，１２２と、▲３▼ロウパスフィルタ１３１，１３２とを１つのモジュールとして構成する場合や▲１▼出力パワーアンプ１１１，１１２と、▲２▼インピーダンス整合回路１２１，１２２と、▲３▼ロウパスフィルタ１３１，１３２と、▲４▼送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２とを１つのモジュールとして構成する場合等にも本発明を適用することができ、それによって同様な効果を得ることができる。
【００５７】
さらに、従来の高周波電力増幅器モジュールには、通話に必要な出力電力となるようにパワーアンプの後段にパワーアンプの出力レベルを検出するカプラと、該カプラの出力に基づいて出力トランジスタ素子のバイアス電圧を制御するＡＰＣ（Automatic Power Control）回路とを設けたものがあるが、本実施例のフロントエンド・モジュールにおいても同様なカプラとＡＰＣ回路をも含んで１モジュールとして構成するようにしても良い。
【００５８】
また、図２の実施例においては、整合回路１２１の後段にロウパスフィルタ１３１を一つだけ接続したものを示しているが、さらにその後段にロウパスフィルタを接続して３次以上の高調波を減衰できるようにしても良い。さらに、図２の実施例においては、整合回路１２１内にも共振回路ＰＲが設けられているが、この共振回路を省略した伝送線と容量素子とからなる整合回路とするようにしてもよい。送受信切替え用のスイッチ回路１４１も図２に示されている構成のものに限定されない。
【００５９】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受信が可能なデュアルバンド携帯電話機に使用して有効なフロントエンド・モジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、３以上の方式による送受信が可能なマルチバンド携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムに利用することができる。
【００６０】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、整合回路の後段に共振回路からなるロウパスフィルタを設けた場合にも基本波を低損失で伝送できかつモジュール全体で２倍高調波を所望の値以下に低減することが可能な無線通信機用のモジュールを得ることができる。また、これにより、従来は２つのモジュールで構成されていたものを１つのモジュールで構成することができ、このモジュールを使用した携帯電話機などの無線通信機の小型化が可能になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受信が可能なデュアルバンド携帯電話機に利用して好適なフロントエンド部の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１のフロントエンド・モジュールにおける一方の送信部（例えばＧＳＭ）の具体的な回路構成例を示す回路図である。
【図３】図３（ａ）は共振回路を含むロウパスフィルタの一般的な回路例を示す回路図、図３（ｂ）は本発明を適用したモジュールに用いたロウパスフィルタの回路例を示す回路図である。
【図４】図４（ａ）は図３（ａ）のロウパスフィルタの２倍波減衰特性を示すグラフ、図４（ｂ）は図３（ｂ）のロウパスフィルタの２倍波減衰特性を示すグラフである。
【図５】図３（ａ）と（ｂ）のフィルタの位相特性を示すスミスチャートである。
【図６】パワーアンプとアンテナ切換えスイッチとを接続するケーブルの長さと２倍高調波レベルとの関係を調べるために構成した系を示す概念図である。
【図７】図６の系でケーブルの長さを変えたときの２倍高調波レベルと周波数との関係を示すグラフである。
【図８】図６の系におけるケーブルの長さと２倍高調波のインピーダンスの相対位相との関係を示すグラフである。
【図９】図６の系において、パワーアンプとケーブルとの接続点からアンテナスイッチ側を見たときのケーブルの長さに対応した各２倍高調波のインピーダンスＺANTの位相をスミスチャートに示した説明図である。
【図１０】図９の各点▲１▼〜▲９▼の基点「０」からの相対的な位相と２倍高調波レベルとの関係を表わしたグラフである。
【図１１】図６の系において、パワーアンプとケーブルとの接続点からアンテナスイッチ側を見たときのケーブルの長さに対応した各２倍高調波のインピーダンスＺANTの位相と、パワーアンプとケーブルとの接続点からパワーアンプ側を見たとき２倍高調波のインピーダンスＺHPAの位相との関係をスミスチャートに示した説明図である。
【図１２】図１に示されている回路をモジュール化したときのデバイス構造を示す一部断面斜視図である。
【図１３】実施例のモジュールの裏面の構成例を示す底面図である。
【符号の説明】
ＡＮＴ  送受信用アンテナ
ＦＬＴ１，ＦＬＴ２  フィルタ
ＬＮＡ１，ＬＮＡ２  ロウノイズ・アンプ
１００  フロントエンド・モジュール
１１１，１１２  出力パワーアンプ
１２１，１２２  インピーダンス整合回路
１３１，１３２  ロウパスフィルタ
１４１，１４２  送受信切替え用のスイッチ回路
１６０  分波器
２００  高周波処理回路
１０    モジュール本体
１１    誘電体板
１２    導体層
２１，２２  パワーアンプＩＣ
３１    ボンディングワイヤ
３２    チップ型電子部品（容量素子、インダクタンス素子）
４１    電極パッド
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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