(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の駆動条件に基づいて負荷の駆動制御を行う駆動制御回路と、
この駆動制御回路に対して駆動用電源を供給する電源供給回路と、
前記負荷の駆動制御を行うための制御用信号に基づいて前記電源供給回路による駆動用電源の供給を制御することで、通常モードと電力消費を低減するスタンバイモードとの切替えを行うモード切替え手段とを備え、
前記モード切替え手段は、前記制御用信号のレベルに応じてコンデンサの充放電を切り替える充放電切替え回路を備えると共に、
前記コンデンサの端子電圧に基づいて前記通常モードと前記スタンバイモードとの切替えを行い、
前記制御用信号は、前記負荷の駆動条件に応じてパルス信号のデューティ比が変化する信号であり、
前記モード切替え手段は、前記充放電切替え回路によって前記コンデンサに対する接続が切り替えられることにより前記コンデンサを充電及び放電する充電回路及び放電回路を備え、
前記充電及び放電回路は、両者間における充電電流及び放電電流の割合が、前記通常モードと前記スタンバイモードとの切替えを行うためのモード切替えしきい値に対応する前記パルス信号のデューティ比に略等しくなるように予め設定されていることを特徴とする負荷駆動制御装置。
【請求項２】
所定の駆動条件に基づいて負荷の駆動制御を行う駆動制御回路と、
この駆動制御回路に対して駆動用電源を供給する電源供給回路と、
前記負荷の駆動制御を行うための制御用信号に基づいて前記電源供給回路による駆動用電源の供給を制御することで、通常モードと駆動用電源の供給を停止するスタンバイモードとの切替えを行うモード切替え手段とを備え、
前記モード切替え手段は、前記制御用信号のレベルに応じてコンデンサの充放電を切り替える充放電切替え回路を備えると共に、
前記コンデンサの端子電圧に基づいて前記通常モードと前記スタンバイモードとの切替えを行い、
前記制御用信号は、前記負荷の駆動条件に応じてパルス信号のデューティ比が変化する信号であり、
前記モード切替え手段は、前記充放電切替え回路によって前記コンデンサに対する接続が切り替えられることにより前記コンデンサを充電及び放電する充電回路及び放電回路を備え、
前記充電及び放電回路は、両者間における充電電流及び放電電流の割合が、前記通常モードと前記スタンバイモードとの切替えを行うためのモード切替えしきい値に対応する前記パルス信号のデューティ比に略等しくなるように予め設定されていることを特徴とする負荷駆動制御装置。
【請求項３】
前記モード切替えしきい値に対応するデューティ比は、前記負荷の駆動開始条件に対応するデューティ比よりも小に設定されていることを特徴とする請求項１または２記載の負荷駆動制御装置。
【請求項４】
所定の駆動条件に基づいて負荷の駆動制御を行う駆動制御回路と、
この駆動制御回路に対して駆動用電源を供給する電源供給回路と、
前記負荷の駆動制御を行うための制御用信号に基づいて前記電源供給回路による駆動用電源の供給を制御することで、通常モードと駆動用電源の供給を停止するスタンバイモードとの切替えを行うモード切替え手段とを備え、
前記制御用信号は、前記負荷の駆動条件に応じて前記パルス信号の周波数が変化する信号であり、
前記モード切替え手段は、前記パルス信号の周波数を検出して、その検出した周波数の高低に応じて前記通常モードと前記スタンバイモードとの切替えを行うことを特徴とする負荷駆動制御装置。
【請求項５】
所定の駆動条件に基づいて負荷の駆動制御を行う駆動制御回路と、
この駆動制御回路に対して駆動用電源を供給する電源供給回路と、
前記負荷の駆動制御を行うための制御用信号に基づいて前記電源供給回路による駆動用電源の供給を制御することで、通常モードと駆動用電源の供給を停止するスタンバイモードとの切替えを行うモード切替え手段とを備え、
前記制御用信号は、前記負荷の駆動条件に応じてレベルがデジタル的に変化するシリアル信号であり、
前記モード切替え手段は、前記シリアル信号をパラレル信号に変換し、このパラレル信号のデータ値に基づき前記通常モードと前記スタンバイモードとの切替えを行うことを特徴とする負荷駆動制御装置。
【請求項６】
前記電源供給回路は、主電源から与えられる電力に基づいて前記駆動用電源を供給する構成であり、
前記モード切替え手段は、前記主電源電圧を参照することにより、その主電源電圧の変化に応じて前記通常モードと前記スタンバイモードとの移行タイミングを変化させるように構成されていることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の負荷駆動制御装置。
【請求項７】
前記負荷の駆動状態を検出し、その駆動状態に基づいて前記制御用信号を出力する負荷駆動状態検出手段を備え、
前記モード切替え手段は、前記制御用信号により前記負荷の駆動が停止状態へ移行したことを検知すると、前記通常モードから前記スタンバイモードへ移行することを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の負荷駆動制御装置。
【請求項８】
前記モード切替え手段は、前記制御用信号により前記負荷の駆動が異常状態となったことを検知した場合にも、前記通常モードから前記スタンバイモードへ移行することを特徴とする請求項７記載の負荷駆動制御装置。
【請求項９】
前記駆動制御回路の制御状態を検出し、その制御状態に基づいて前記制御用信号を出力する制御状態検出手段を備え、
前記モード切替え手段は、前記制御用信号により前記駆動制御回路の制御が異常状態となったことを検知すると、前記通常モードから前記スタンバイモードへ移行することを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載の負荷駆動制御装置。
【請求項１０】
前記電源供給回路は、前記駆動用電源の供給制御を複数のスイッチング素子により行うように構成されており、
前記駆動用電源電圧の昇圧動作を行う昇圧回路と、
この昇圧回路の昇圧出力に基づいて、前記複数のスイッチング素子による前記駆動用電源の電圧降下の影響を補償するように構成される電圧降下補償回路とを備えていることを特徴とする請求項１乃至９の何れかに記載の負荷駆動制御装置。
【請求項１１】
前記電源供給回路より供給される前記駆動用電源電圧の昇圧動作を行う昇圧回路を有すると共に、
前記昇圧回路の昇圧出力を利用して生成した駆動用電源を前記駆動制御回路に供給する電源生成回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至１０の何れかに記載の負荷駆動制御装置。
【請求項１２】
前記電源生成回路は、前記モード切替え手段により前記スタンバイモードから前記通常モードに移行した際に前記昇圧回路の動作を開始させることを特徴とする請求項１１記載の負荷駆動制御装置。
【請求項１３】
前記駆動制御回路は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子で構成され前記負荷を駆動する駆動回路を備え、
前記モード切替え手段により前記スタンバイモードに移行した状態にある場合には、前記駆動回路を構成する複数のスイッチング素子の内何れか１つ以上をオンすることで、前記負荷に対して制動をかけるように構成される制動手段を備えてなることを特徴とする請求項１乃至１２の何れかに記載の負荷駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定の駆動条件に基づいて負荷の駆動制御を行う駆動制御回路を備えた負荷駆動制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、自動車に搭載されるエアコンディショナ（エアコン）に用いられるブロワモータやクーリングファンモータを負荷として駆動制御するものにおいては、モータの運転が停止している期間における不要な電力消費をできるだけ抑制したいという要請がある。
【０００３】
このため、従来は、例えば図１４に示すように、電源供給回路１及び駆動制御回路２からなりモータ３を駆動制御するコントローラ４と、このコントローラ４に対して駆動用電源を供給するバッテリ５との間にリレー６を介挿して、エアコンの運転を停止する時にはリレー６をオフすることにより、バッテリ１からコントローラ４及びモータ３への電源供給を停止するようにしたものがある。
【０００４】
また、図１５に示すように、コントローラ４にイグニッションスイッチ７のオンオフ信号を入力するようにして、電源供給回路１を、イグニッションスイッチ７がオンされていることを条件として、バッテリ５からコントローラ４及びモータ３への電源供給を行うように構成したものがある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１４に示す方式では、リレー６には閉路（オン）時に比較的大なる電流が流れるため、その電流に耐え得る大形のリレーが必要となりコストアップしてしまう。また、図１５に示す方式では、コントローラ４にイグニッションスイッチ７の信号を入力するための端子（ポート）を独立に設ける必要があり、やはりコストアップしてしまうという問題がある。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、コストの上昇をできるだけ抑制した上で、不要な電力消費を低減することができる負荷駆動制御装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、負荷の駆動制御を行うための制御用信号に基づいて、電源供給回路から駆動制御回路に対する駆動用電源の供給を制御することで通常モードと電力消費を低減するスタンバイモードとの切替えを行う。従って、従来とは異なり、大形のリレーを用いたり、イグニッションスイッチのオンオフ信号を駆動制御回路に与えることなく通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うことができるので、コストの上昇を抑制して不要な電力消費を低減することが可能となる。
【０００８】
請求項２記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、負荷の駆動制御を行うための制御用信号に基づいて、電源供給回路から駆動制御回路に対する駆動用電源の供給を制御することで通常モードと電源供給を停止するスタンバイモードとの切替えを行う。従って、請求項１と同様に、従来とは異なり、大形のリレーを用いたり、イグニッションスイッチのオンオフ信号を駆動制御回路に与えることなく通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うことができるので、コストの上昇を抑制して不要な電力消費を低減することが可能となる。
【０００９】
請求項１または２記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、充放電切替え回路により制御用信号のレベルに応じてコンデンサの充放電を切り替え、そのコンデンサの端子電圧に基づいて通常モードとスタンバイモードとの切替えを行う。例えば、制御用信号が信号レベルに応じて負荷の駆動条件を指定する信号である場合に、充放電切替え回路により信号レベルが基準電圧を上回るとコンデンサを充電し、基準電圧を下回るとコンデンサを放電するように設定する。
【００１０】
そして、コンデンサの端子電圧が所定レベルを下回ると通常モードからスタンバイモードに移行するように設定することで、制御用信号により示される特定の負荷駆動条件をモード切替えのしきい値としてスタンバイモードに移行することにより、消費電力を低減することができる。また、コンデンサの端子電圧に基づいてモード切替えを行うことで、外来ノイズが印加されても、そのレベルを平滑化して影響を排除することができ、切替え動作を確実に行うことができる。
【００１１】
請求項１または２記載の負荷駆動制御装置によれば、制御用信号が負荷の駆動条件に応じてパルス信号のデューティ比を変化させる信号である場合に、充電及び放電回路間の充放電電流の割合がモード切替えしきい値に対応する前記デューティ比に略等しくなるように予め設定されているので、例えば、制御用信号のデューティ比が前記しきい値に応じた値に一致している場合は、コンデンサの端子電圧は略一定となる。
【００１２】
そして、例えば、制御用信号のデューティ比が前記しきい値に応じた値を下回ると、コンデンサの端子電圧を下降させるように充放電切替え回路の切替えを設定すれば、請求項３と同様に、制御用信号により指定される特定の負荷駆動条件を前記しきい値としてスタンバイモードに移行することができる。
【００１３】
請求項３記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替えしきい値に対応するデューティ比を、負荷の駆動開始条件に対応するデューティ比よりも小に設定するので、例えば、負荷の駆動開始条件が成立する前にスタンバイモードから通常モードに移行することによって、負荷の起動を迅速に行うことができる。
【００１４】
請求項４記載の負荷駆動制御装置によれば、制御用信号が負荷の駆動条件に応じてパルス信号の周波数を変化させる信号である場合に、モード切替え手段は、前記パルス信号の周波数の高低に応じて通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うので、請求項１または２と同様の効果が得られる。
【００１５】
請求項５記載の負荷駆動制御装置によれば、制御用信号が、負荷の駆動条件に応じてレベルがデジタル的に変化するシリアル信号である場合に、モード切替え手段は、前記シリアル信号をパラレル信号に変換し、このパラレル信号のデータ値に基づき通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うので、請求項１または２と同様の効果が得られる。
【００１６】
請求項６記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、主電源電圧の変化に応じて通常モードとスタンバイモードとの移行タイミングを変化させるので、例えば、電源供給回路がバッテリを主電源として駆動用電源を供給する場合に、バッテリの使用状態に応じて主電源電圧がある程度低下した場合にはスタンバイモードから通常モードへの移行タイミングがより遅くなるように、また、通常モードからスタンバイモードへの移行タイミングがより速くなるようにすることによってバッテリの電力消費を抑制して使用可能な時間をより長期化することができる。
【００１７】
請求項７記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、負荷駆動状態検出手段が出力する制御用信号により負荷の駆動が停止状態へ移行したことを検知すると通常モードからスタンバイモードへ移行するので、負荷の駆動が実質的に停止状態になった場合に、適切なタイミングでスタンバイモードへ移行させることができる。
【００１８】
請求項８記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、前記制御用信号により負荷の駆動が異常状態となったことを検知した場合にも、通常モードからスタンバイモードへ移行する。従って、例えば負荷がモータである場合に、モータに過電流が流れたりモータがロックしたりするなどの異常が生じた場合には、スタンバイモードへ移行して駆動制御回路に対する電源供給を停止することで、負荷を保護すると共に電力消費を低減することができる。
【００１９】
請求項９記載の負荷駆動制御装置によれば、制御状態検出手段は、駆動制御回路の制御状態を検出し、その制御状態に基づいて制御用信号を出力する。そして、モード切替え手段は、前記制御用信号により駆動制御回路の制御が異常状態となったことを検知すると通常モードからスタンバイモードへ移行する。従って、例えば、駆動制御回路を構成する素子が過熱状態となった場合にスタンバイモードへ移行して駆動制御回路に対する電源供給を停止することで、駆動制御回路を保護すると共に電力消費を低減することができる。
【００２０】
請求項１０記載の負荷駆動制御装置によれば、電圧降下補償回路は、駆動用電源電圧の昇圧動作を行う昇圧回路の昇圧出力に基づいて、電源供給回路を構成する複数のスイッチング素子による駆動用電源の電圧降下の影響を補償するので、駆動用電源の電圧をより高く維持した状態で駆動制御回路に供給することができ、電源の使用効率を向上させることができる。
【００２１】
請求項１１記載の負荷駆動制御装置によれば、電源生成回路は、電源供給回路より供給される駆動用電源電圧を昇圧回路により昇圧し、その昇圧出力を利用して生成した駆動用電源を駆動制御回路に供給するので、十分な電圧レベルを有する駆動用電源を供給することができ、請求項９と同様に、電源の使用効率を向上させることができる。
【００２２】
請求項１２記載の負荷駆動制御装置によれば、電源生成回路は、モード切替え手段によりスタンバイモードから通常モードに移行した際に昇圧回路の動作を開始させるので、昇圧回路は昇圧出力が必要とされる場合にのみ動作することになり、電力消費を抑えることができる。
【００２３】
請求項１３記載の負荷駆動制御装置によれば、制動手段は、モード切替え手段によりスタンバイモードに移行した状態にある場合には、駆動回路を構成する複数のスイッチング素子の内何れか１つ以上をオンすることで負荷に対して制動をかける。従って、負荷が例えばファンを回転させるファンモータである場合は、ファンモータが駆動制御回路により駆動制御されていない状態であっても、ファンが風などの外力を受けてファンモータが回転することが想定される。このような場合でも、制動手段によってファンモータに制動をかけることにより回転を停止させることができ、不要な起電力や騒音の発生を防止することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明を、自動車に搭載されるエアコンディショナ（カーエアコン）のブロアモータについて適用した場合の第１実施例について、図１乃至図７を参照して説明する。図４は、電気的構成を示す機能ブロック図である。この図４において、例えば、ブラシレスモータからなるモータ（負荷）１１の回転軸には、カーエアコンのファン１２が取り付けられている。ファン１２は、自動車のフロント内部に配置されており、モータ１１により回転駆動されて例えばエバポレータ（図示せず）により冷却された空気を車室内に送風するようになっている。
【００２５】
モータ１１は、駆動制御回路１３により駆動制御されるようになっている。駆動制御回路１３には、自動車のバッテリ１５（Ｂａｔｔ）を主電源ＶB として、電源供給回路１４より駆動用電源ＶBLが供給されるようになっている。電源供給回路１４は、リレーなどのスイッチを介さずにバッテリ１５に直接接続されている。外部からは、モータ１１の回転数を指定するための駆動指令信号（制御用信号）が駆動制御回路１３及びスタンバイ回路（モード切替え手段）１６に与えられるようになっている。
【００２６】
スタンバイ回路１６は、与えられた駆動指令信号が示すモータ１１の駆動指令値に応じて、モード切替え信号を電源供給回路１４に出力するようになっている。そして、電源供給回路１４は、そのモード切替え信号に応じて、駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給する通常モードと、その供給を停止して電力消費を低減するスタンバイモードとの切替えを行うようになっている。尚、ここでスタンバイモードとは、図４に示すバッテリ１５より供給され、駆動制御回路１３，電源供給回路１４によって消費される電流が、通常モードに比べて極めて少ない状態となるモードであり、例えば、消費電流が１ｍＡ以下となる状態を示す。
【００２７】
図２は、駆動制御回路１３のより詳細な電気的構成を示すものである。この図２において、駆動制御回路１３は、マイクロコンピュータを中心として構成される制御回路１７と駆動回路１８とで構成されている。駆動回路１８は、ｎチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子，以下、単にＦＥＴと称す）１９乃至２４を三相ブリッジ接続してなるインバータで構成されている。また、各ＦＥＴ１９乃至２４のソース−ドレイン間には、図示しないフリーホイールダイオードが接続（若しくは素子として一体に構成）されている。
【００２８】
そして、駆動回路１８の正側母線１８ａはバッテリ１５（Ｂａｔｔ）に直結されている。制御回路１７の電源端子は、電源供給回路１４の電源供給端子に接続されており、駆動回路１８の負側母線１８ｂは、グランドに接続されている。制御回路１７には、制御用電源回路（図示せず）が内蔵されており、電源供給回路１４より供給される例えば１４Ｖ程度の駆動用電源ＶBLから、例えば５Ｖ程度の制御用電源を生成して内部回路に供給するようになっている。
【００２９】
また、モータ１１は、三相のステータコイル１１ｕ，１１ｖ及び１１ｗがΔ結線されており、そのコイル１１ｕ及び１１ｖ，１１ｖ及び１１ｗ，１１ｗ及び１１ｕの共通接続点には、駆動回路１８の出力端子１８ｕ，１８ｖ及び１８ｗが夫々接続されている。そして、駆動回路１８の負側アームを構成するＦＥＴ２２乃至２４のゲートには、制動回路（制動手段）２５の出力端子が夫々接続されている。制動回路２５には、バッテリ１５より主電源ＶB が直接供給されている。
【００３０】
制動回路２５は、スタンバイ回路１６により与えられるモード切替え信号がスタンバイモードを示す場合には、制御回路１７に内蔵されているゲート駆動回路に代わってＦＥＴ２２乃至２４のゲートを駆動するようになっている。また、通常モードにおいては、制動回路２５の出力端子はハイインピーダンス状態となるように構成されている。
【００３１】
図１は、スタンバイ回路１６の電気的構成をより詳細に示すものである。この図１において、バッテリ１５には、スタンバイ回路１６のＩ0 ／ＶREF 発生回路２６が接続されている。Ｉ0 ／ＶREF 発生回路２６は、バッテリ１５より供給される電源より定電流Ｉ0 と基準電圧ＶREF とを生成して、スタンバイ回路１６の各部に適宜供給するようになっている。
【００３２】
Ｉ0 ／ＶREF 発生回路２６が出力する基準電圧ＶREF は、第１コンパレータ２７の非反転入力端子に与えられており、その第１コンパレータ２７の反転入力端子には、外部より駆動指令信号が与えられるようになっている。そして、第１コンパレータ２７の出力端子は、充放電切替え回路２８に対して切替え制御信号として与えられている。
【００３３】
ここで、駆動指令信号は、モータ１１の回転数を例えばパルス信号のローレベルデューティ比によって指定する信号であり（図５参照）、駆動制御回路１３は、デューティ比が２０％（駆動開始条件）以上になると、モータ１１の駆動を開始して回転数制御を行うようになっている。
【００３４】
充放電切替え回路２８は、充電回路２９，放電回路３０及び切替え制御回路３１により構成されている。切替えスイッチのシンボルで表されている切替え制御回路３１は、第１コンパレータ２７により出力される切替え制御信号に応じて、一端がグランドに接続されているコンデンサ３２の他端（出力端子３１ａ）を、充電回路２９または放電回路３０の一端（入力端子３１ｂまたは３１ｃ）に接続するように切替えを行うようになっている。尚、切替え制御回路３１は、実際にはトランジスタなどにより構成されている。
【００３５】
充電及び放電回路２９及び３０は、その他端がバッテリ１５及びグランドに夫々接続されており、コンデンサ３２に対する充放電電流の割合が、前述した通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うためのしきい値（モード切替えしきい値）に対応する駆動指令信号のデューティ比に略等しくなるように予め設定されている。
【００３６】
例えば、モード切替えしきい値に対応する駆動指令信号のデューティ比が５％である場合、充電回路２９が切替え制御回路３１（３１ｂ→３１ａ）を介してコンデンサ３２に接続された場合に、コンデンサ３２をバッテリ１５により充電する電流値を１９０μＡに設定し、また、放電回路３０が切替え制御回路３１（３１ｃ→３１ａ）を介してコンデンサ３２に接続された場合に、コンデンサ３２に充電された電荷をグランドに放電する電流値を１０μＡに設定する。即ち、充放電電流の割合（放電電流値／（充電電流値＋放電電流値））＝１０／（１９０＋１０）＝５％となっている。
【００３７】
切替え制御回路３１の出力端子３１ａは、第２コンパレータ３３の反転入力端子に接続されており、第２コンパレータ３３の非反転入力端子には、Ｉ0 ／ＶREF 発生回路２６が出力する基準電圧ＶREF が与えられている。そして、第２コンパレータ３３の出力端子は、インバータ３４を介してオンオフスイッチのシンボルで表されている電源供給回路１４の制御信号端子に接続されており、電源供給回路１４に対してモード切替え信号を与えるようになっている。そして、前述したように、電源供給回路１４は、モード切替え信号に応じて、バッテリ１５から駆動用電源ＶBLを駆動制御回路１３に供給する通常モードとその供給を停止するスタンバイモードとの切替えを行うものである。
【００３８】
図３は、電源供給回路１４の詳細な電気的構成を示すものである。ｎｐｎ形のトランジスタ３４ａはインバータ３４を構成するものであり、抵抗を介してベースに第２コンパレータ３３の出力信号を受けるようになっている。トランジスタ３４ａのコレクタは、Ｉ0 ／ＶREF 発生回路２６の一部をなし定電流Ｉ0 を供給するｐｎｐ形のトランジスタ２６ａのコレクタに接続されており、定電流Ｉ0 が供給されるようになっていると共に、抵抗（必ずしも必要としない）を介してｎｐｎ形のトランジスタ３５のベースに接続されている。また、トランジスタ３４ａのエミッタは、グランド（ＧＮＤ）に接続されている。
【００３９】
トランジスタ３５のコレクタは、抵抗３６ａ及び３６ｂの直列回路を介してバッテリ１５（Ｂａｔｔ）に接続されていると共に、トランジスタ３７のコレクタに接続されている。また、トランジスタ３５のエミッタは、抵抗を介してグランドに接続されていると共にｎｐｎ形のトランジスタ３７のベースに接続されている。そして、トランジスタ３７のエミッタはグランドに接続されている。
【００４０】
抵抗３６ａ及び３６ｂの共通接続点は、エミッタがバッテリ１５に接続されているｐｎｐ形のトランジスタ３８のベースに接続されている。そのトランジスタ３８のコレクタは、ｎｐｎ形のトランジスタ３９のベースに接続されていると共に、抵抗を介してトランジスタ３９のエミッタに接続されている。トランジスタ３９のコレクタは、バッテリ１５に接続されており、トランジスタ３９のエミッタは、駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給するようになっている。
【００４１】
次に、本実施例の作用について図６をも参照して説明する。例えば、図６の区間Ａに示すように、初期状態として駆動指令信号が出力されておらず（ローレベルデューティ比０％）モータ１１の回転は停止しており、モード切替え信号のレベルはローとなっている。従って、電源供給回路１４は、バッテリ１５からの駆動用電源ＶBLの供給を停止しており、スタンバイモードにある（図６（ｃ）参照）。
【００４２】
この状態から、カーエアコンの運転が開始され、ファン１２による所定の送風量が要求されてモータ１１の回転数がデューティ比約６０％の駆動指令信号により指定されたとする（図６，区間Ｂ）。そして、第１コンパレータ２７は、駆動指令信号のレベルが基準電圧ＶREF （３．７５Ｖ）よりも低い場合はハイレベル，基準電圧ＶREF よりも高い場合はローレベルとなる切替え制御信号を切替え制御回路３１に出力する。
【００４３】
切替え制御回路３１は、切替え制御信号のレベルのロー，ハイに応じてコンデンサ３２を充電回路２９，放電回路３０に接続する。すると、図６（ｂ）に示すように、コンデンサ３２は、切替え制御信号がハイレベルの場合は１９０μＡの電流により充電され、切替え制御信号がローレベルの場合は、充電された電荷が１０μＡの電流で放電される。
【００４４】
ここで、駆動指令信号のデューティ比が５％であれば、
（充電電流値）×（充電時間：ローレベル期間）
＝（放電電流値）×（放電時間：ハイレベル期間）
となるので、コンデンサ３２の端子電圧は初期値から変化しない。そして、駆動指令信号のデューティ比が５％を超えた場合は、上式の（左辺）＞（右辺）となって充電電荷量が放電電荷量を上回り、コンデンサ３２の端子電圧は初期値から上昇する。この場合、デューティ比が小さい（即ち、モータ１１に対する回転数指令が低い）程『スタンバイ→通常』への移行は遅くなり、デューティ比が大きい（即ち、モータ１１に対する回転数指令が高い）程『スタンバイ→通常』への移行は速くなる。
【００４５】
従って、図６（ｂ）に示すように、コンデンサ３２の端子電圧は０Ｖから上昇し、基準電圧ＶREF を超えると、第２コンパレータ３３は出力信号をローレベルにする。すると、インバータ３４を構成するトランジスタ３４ａはオフ状態となり、電源供給回路１４のトランジスタ３５には、トランジスタ２６ａを介して定電流Ｉ0 が供給されてベース電流が流れ、トランジスタ３５はオンする。
【００４６】
トランジスタ３５がオンすることによってトランジスタ３７にもベース電流が供給されて、トランジスタ３７もオンする。すると、トランジスタ３８もベース電流が流れてオンとなり、トランジスタ３８も同様にオンすることで、電源供給回路１４は、バッテリ１５から駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給するようになり、スタンバイモードから通常モードに移行する（図６，区間Ｂ→Ｃ）。
【００４７】
一方、通常モードにある状態から、カーエアコンの運転が停止されて駆動指令信号のデューティ比が５％を下回ると、コンデンサ３２は放電回路３０を介して放電され、その端子電圧は第２コンパレータ３３のしきい値（基準電圧ＶREF ）以下となり、第２コンパレータ３３は切替え制御信号をローレベルにする。すると、電源供給回路１４は、通常モードからスタンバイモードに移行して、駆動制御回路１３に対する駆動用電源ＶBLの供給を停止する（図６，区間Ｄ→Ｅ）。
【００４８】
また、一旦通常モードに移行すると、その状態からスタンバイモードに移行する場合にはヒステリシスを持たせるため、Ｉ0 ／ＶREF 生成回路２６により与えられる基準電圧ＶREF を若干低下させるようになっている（図６（ｂ），（ｃ）参照）。従って、区間Ｄに示すように、駆動指令信号のデューティ比を急に０％としても、直ぐには『通常→スタンバイ』へと移行しない。
【００４９】
次に、駆動制御回路１３及び制動回路２５を中心とする作用について説明する。駆動制御回路１３の制御回路１７は、通常モードにおいて駆動用電源が供給され、モータ１１を介してファン１２を回転させる場合には、図示しない位置センサなどによりモータ１１のロータの回転位置を検出し、その回転位置に応じた適当なタイミングを以て、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１９乃至２４のゲートに各相毎に例えば互いに１２０度の位相差を有するゲート信号を与えることによりモータ１１を駆動する。尚、駆動タイミングは周知の方式に基づくものである。
【００５０】
ここで、図７は、制御回路１７に内蔵されているゲート駆動回路４０の一構成例を一部のみ示すものである。ゲート駆動回路４０は、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ４０ａ及びｎチャネルＭＯＳＦＥＴ４０ｂからなるＣＭＯＳＦＥＴで構成されており、ＦＥＴ４０ａのソースには電源供給回路１４から供給される駆動用電源ＶBLが与えられ、ＦＥＴ４０ｂのソースはグランドに接続されている。そして、両ＦＥＴ４０ａ及び４０ｂのドレインは、ＦＥＴ２２のゲートに接続されている。
【００５１】
通常モードの場合は、両ＦＥＴ４０ａ及び４０ｂのゲートにローレベルの制御信号が与えられると、ＦＥＴ４０ａがオン，ＦＥＴ４０ｂがオフすることで、ゲートレベルがハイとなりＦＥＴ２２はオンする。この場合、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴは全て電圧駆動されるので、電流消費は殆ど生じない。
【００５２】
ところで、スタンバイモードにおいては、駆動制御回路１３自体に駆動用電源ＶBLは供給されないので、ゲート駆動回路４０によりＦＥＴ２２を制御することはできない。そこで、制動回路２５は、スタンバイ回路１６よりスタンバイモードであることを示すローレベルのモード切替え信号が与えられると、ＦＥＴ２２乃至２４のゲートをハイレベルにドライブしてＦＥＴ２２乃至２４をオンすることによりモータ１１の各相巻線１１ｕ，１１ｖ及び１１ｗの各両端をグランドに接続する。この場合、制動回路２５は、スタンバイモードの間はＦＥＴ２２乃至２４のゲートを連続的にドライブしても良いし、また、一定間隔で間欠的にドライブしても良い。
【００５３】
このように、スタンバイモードにおいては制動回路２５が動作することにより、駆動制御回路１３により駆動トルクが与えられない状態にあるモータ１１に対して、例えば、自動車が走行することでファン１２が風を受けて、モータ１１を回転させようとする外力が作用する場合であっても、各相巻線１１ｕ，１１ｖ及び１１ｗの各両端をグランドに接続することで制動をかけることができる。
【００５４】
以上のように本実施例によれば、スタンバイ回路１６を、パルス信号のデューティ比によってモータ１１の回転数を指定する駆動指令信号のレベルが基準電圧ＶREF を下回ると充放電切替え回路２８によってコンデンサ３２を充電し、基準電圧ＶREF を上回るとコンデンサ３２を放電するように設定し、コンデンサ３２の端子電圧が基準電圧ＶREF を下回れば電源供給回路１４に駆動制御回路１３に対する駆動用電源ＶBLの供給を停止させて、通常モードからスタンバイモードに移行するように構成した。
【００５５】
従って、駆動指令信号により指定されるモータ１１の駆動条件（回転数）を判定してスタンバイモードに移行することができるので、従来とは異なり、駆動制御回路１３に対する駆動用電源ＶBLの供給を停止するためにリレーを用いたりイグニッションスイッチの信号を利用する必要がなく、部品数や入力信号数を増加させることでコストを上昇をさせずに消費電力を低減することができる。
【００５６】
そして、コンデンサ３２の端子電圧を基準電圧ＶREF と比較することによりモード切替えを行う構成としたので、スタンバイ回路１６に外来ノイズが印加されても、そのレベルをコンデンサ３２により平滑化して影響を排除することができ、モード切替え動作を確実に行うことができる。
【００５７】
また、充電及び放電回路２９及び３０間の充放電電流の割合を、駆動指令信号のモード切替えしきい値に対応するデューティ比に等しくなるように設定したので、パルス信号のデューティ比により負荷の駆動条件を指定することで、本実施形態のようにノイズなどの影響による誤動作が生じ難い信号形式を採用した場合でも、しきい値を判定して通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うことができる。
【００５８】
更に、本実施例によれば、モード切替えしきい値に対応するデューティ比を、モータ１１の駆動開始条件に対応するデューティ比よりも小に設定したので、駆動開始条件が成立する前にスタンバイモードから通常モードに移行することにより予め駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給することができるので、駆動開始条件の成立した場合にはモータ１１の起動を迅速に行うことができる。
【００５９】
尚、本実施形態では、スタンバイモードにおいて電源供給回路１４から駆動制御回路１３への電源供給を停止するようにしているが、スタンバイ回路１６から直接、或いは電源供給回路１４を介して駆動制御回路１３に内蔵されている電源供給を行う回路（例えば、定電流回路など）の動作を停止させるようにしても良い。
【００６０】
（第２実施例）
図８及び図９は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例は、第１実施例における電源供給回路１４の欠点を改善するものである。即ち、図３において、スタンバイモードから通常モードに移行して電源供給回路１４が駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給する場合は、前述のように、バッテリ１５の電源ＶB がトランジスタ（スイッチング素子）３８及び３９を介して駆動用電源ＶBLとして供給される。
【００６１】
この場合、駆動用電源ＶBLの電圧は、バッテリ１５の電源ＶB の電圧から、トランジスタ３８のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCE及びトランジスタ３９のベース−エミッタ間電圧ＶBE分だけ降下することになる。即ち、
ＶBL＝ＶB −ＶCE(Tr38)−ＶBE(Tr39)                      …（１）
となることで、駆動用電源ＶBLの電圧は電源ＶB の電圧よりも１Ｖ程度低下してしまう。そこで、第２実施例では、電源供給回路１４に上記電圧降下分を補償する電圧降下補償回路４１を付加したものである。以下、電圧降下補償回路４１の構成及び作用について説明する。
【００６２】
図８において、駆動用電源ＶBLを供給する電源供給回路１４の電源出力線を電源母線ＰL として、電圧降下補償回路４１の要部をなす昇圧回路４２が以下のように構成されている。尚、特に示さない限り、トランジスタはｎｐｎ形である。並列接続されている２つのトランジスタ４３ａ及び４３ｂのコレクタは、抵抗を介して電源母線ＰL に接続されており、エミッタはグランドに接続されている。トランジスタ４３ａ及び４３ｂのベースには、外部より昇圧動作を制御するためのクロック信号が与えられるようになっている。尚、クロック信号は、電源母線ＰL より電源供給されるクロック発生回路から供給されるものである。
【００６３】
また、トランジスタ４３ａ及び４３ｂのコレクタは、並列接続されている２つのトランジスタ４４ａ及び４４ｂ並びに４５ａ及び４５ｂのベースに、夫々抵抗を介して接続されている。トランジスタ４４ａ及び４４ｂのコレクタは、２つの抵抗からなる直列回路を介して出力線ＰDLに接続されていると共に、並列接続されている２つのトランジスタ４６ａ及び４６ｂのベースに接続されており、トランジスタ４４ａ及び４４ｂのエミッタはグランドに接続されている。
【００６４】
トランジスタ４５ａ及び４５ｂのコレクタは、２つの抵抗４７ａ及び４７ｂからなる直列回路を介してトランジスタ４６ａ及び４６ｂのエミッタに接続されており、トランジスタ４５ａ及び４５ｂのベースは抵抗を介してグランドに接続され、エミッタはグランドに直接接続されている。
【００６５】
並列接続されている２つのトランジスタ４８ａ及び４８ｂ並びに４９ａ及び４９ｂは、夫々ダイオード接続されており、トランジスタ４８ａ及び４８ｂのエミッタは電源母線ＰL に接続され、トランジスタ４９ａ及び４９ｂのコレクタはコンデンサ５０を介してグランドに接続されている。そして、トランジスタ４８ａ及び４８ｂのコレクタは、トランジスタ４９ａ及び４９ｂのエミッタに接続されていると共に、コンデンサ５１の両端子５１ａ，５１ｂを介して抵抗４７ａ及び４７ｂの共通接続点に接続されている。
【００６６】
そして、トランジスタ４９ａ及び４９ｂのコレクタは、昇圧電圧の出力線ＰDLに接続されていると共に、トランジスタ５２のコレクタに接続されている。トランジスタ５２のコレクタは、抵抗を介して自身のベース及びトランジスタ５３のコレクタに接続されている。抵抗５４ａ及び５４ｂの直列回路は、電源母線ＰL とグランドとの間に接続されており、両者の共通接続点は、トランジスタ５３のベースに接続されている。また、トランジスタ５２及び５３のエミッタは、グランドに接続されている。以上が昇圧回路４２を構成している。
【００６７】
トランジスタ５５及び５６は、トランジスタ３５及び３７と対称に構成されており、トランジスタ５５のベースは、抵抗を介してトランジスタ３４ａのコレクタに接続されている。そして、トランジスタ５５及び５６のコレクタは、抵抗５７ａ及び５７ｂの直列回路を介して出力線ＰDLに接続されている。ｐｎｐ形のトランジスタ５８のエミッタは出力線ＰDLに接続されており、ベースは、抵抗５７ａ及び５７ｂの共通接続点に接続されている。そして、トランジスタ５８のエミッタは、抵抗５９ａ及び５９ｂの直列回路を介して電源母線ＰL に接続されている。
【００６８】
抵抗５９ａ及び５９ｂの共通接続点は、並列接続されている２つのトランジスタ６０ａ及び６０ｂのベースに接続されており、トランジスタ６０ａ及び６０ｂのエミッタ，コレクタは、トランジスタ３９のエミッタ，コレクタに夫々接続されている。昇圧回路４２に以上を加えたものが、電圧降下補償回路４１を構成している。
【００６９】
次に、第２実施例の作用について図９をも参照して説明する。尚、以下の説明では、抵抗による電圧降下分は無視している。先ず、トランジスタ４３ａ及び４３ｂのベース▲１▼には、外部より例えば３５ＫＨｚ程度のクロック信号が与えられ（図９（ａ）参照）、トランジスタ４３ａ及び４３ｂは、そのクロック信号に同期してオンオフする。従って、トランジスタ４３ａ及び４３ｂのコレクタの電位は、クロック信号のレベルがハイの時は略グランドレベル、クロック信号のレベルがローの時は略ＶBLレベルとなる（図９（ｂ）参照）。
【００７０】
そして、トランジスタ４３ａ及び４３ｂのコレクタ電位▲２▼が略ＶBLレベルの時はトランジスタ４５ａ及び４５ｂがオンすると共に、トランジスタ４４ａ及び４４ｂがオンしてトランジスタ４６ａ及び４６ｂはオフするので、コンデンサ５１の端子５１ｂの電位▲３▼は略グランドレベルとなる。この時、コンデンサ５１の端子電圧ＶC は、トランジスタ４８ａ及び４８ｂを介して略ＶBLレベル
ＶC ＝ＶBL−ＶF (Tr48)−ＶCE(Tr45)                      …（２）
に充電される。
【００７１】
また、電位▲２▼が略グランドレベルの時は、トランジスタ４５ａ及び４５ｂがオフ，トランジスタ４４ａ及び４４ｂがオフ，トランジスタ４６ａ及び４６ｂがオンとなり、電位▲３▼は略ＶBLレベル
電位▲３▼＝ＶBL−ＶCE(Tr46)                                …（３）
となる（図９（ｃ）参照）。
【００７２】
従って、コンデンサ５１の端子５１ａの電位▲４▼は、電位▲３▼が略グランドレベルの時は略ＶBLレベル
電位▲４▼＝ＶBL−ＶF (Tr48)−ＶCE(Tr45)                    …（４）
であり、電位▲３▼が略ＶBLレベルの時は、（３）＋（４）により略ＶBLの２倍のレベル
電位▲４▼＝ＶBL−ＶCE(Tr46)＋ＶBL−ＶF (Tr48)−ＶCE(Tr45)  …（５）
となり、電位▲５▼は、電位▲４▼−ＶF (Tr49)であるから、その概略電圧は、
電位▲５▼＝２（ＶBL−ＶF −ＶCE）                          …（６）
となる。
【００７３】
そして、コンデンサ５０は電位▲４▼により充電されるので、その端子電圧▲５▼は、電源が供給電力より少ない状態で使用されていると仮定すると図９（ｅ）に示すように次第に上昇して、最終的には２（ＶBL−ＶF −ＶCE）程度に達する。
【００７４】
而して、モード切替え信号が通常モードへの移行を示すローレベルとなった場合には、トランジスタ３５及び５５が同時にオンすることで、電源供給回路１４のトランジスタ３８及び３９と同時に、電圧降下補償回路４１のトランジスタ５８並びに６０ａ及び６０ｂがオンする。
【００７５】
この時、トランジスタ５８並びに６０ａ及び６０ｂは、電源供給回路１４からの供給電圧ＶBLよりも十分に高い電圧２（ＶBL−ＶF −ＶCE）により動作することになり、飽和領域での動作が可能となる。従って、最終的に、電源母線ＰL 、即ち、駆動制御回路１３に供給される駆動用電源電圧ＶBL′は、
ＶBL′＝ＶB −ＶCE(Tr60)                                  …（７）
となるので、電源供給回路１４において生じる電圧降下を補償することが可能となる。
【００７６】
また、昇圧回路４２から得られる昇圧出力（電位▲５▼）は、図２に示す駆動回路１８のハイサイドスイッチ（上アーム）となるＦＥＴ１９乃至２１を駆動させるため、制御回路１７よりそれらの各ゲートにゲート信号として各出力される。
【００７７】
以上のように、電圧降下補償回路４１及び昇圧回路４２は、電源供給回路１４が作動することで動作し始める回路となっており、電源供給回路１４が作動して電源母線ＰL に駆動用電源ＶBLが供給されて初めて昇圧動作が可能となる。即ち、スタンバイモードから通常モードに移行した後に昇圧動作するものであり、無用な電力消費を抑制することができる。
【００７８】
そして、昇圧回路４２から昇圧出力が出力線ＰDLに供給されるようになると、電源供給回路１４のトランジスタ３８及び３９はカットオフされる。即ち、電圧降下補償回路４１は、電源供給回路１４より駆動用電源ＶBLの供給が開始されたことをトリガとして駆動用電源ＶBL′を生成し駆動制御回路１３に供給するものであり、電源供給回路１４と電圧降下補償回路４１とを組み合わせたものが電源生成回路１００を構成している。
【００７９】
一方、通常モードからスタンバイモードに移行する際には、モード切替え信号によりトランジスタ３４ａがオンし、トランジスタ３５，３７及びトランジスタ５５，５６がオフすることでトランジスタ３８，３９及びトランジスタ５８，６０ａ，６０ｂがオフするので、駆動用電源ＶBL′が生成できなくなり、駆動制御回路１３への電源供給は停止される。
【００８０】
また、この時、モード切替え信号によりクロック発生回路からのクロック信号は停止され、電源母線ＰL の電位が低下することでトランジスタ５３がオフとなり、トランジスタ５３がオンすることによってコンデンサ５０に蓄積された電荷は放電される。
【００８１】
以上のように第２実施例によれば、電源供給回路１４に電圧降下補償回路４１を併設して、または、これらを電源生成回路１００として、電源供給回路１４から供給される駆動用電源電圧ＶBLを、昇圧回路４２により略倍に昇圧した昇圧出力に基づいてトランジスタ５８並びに６０ａ及び６０ｂを動作させるようにしたので、電源供給回路１４において生じる電圧降下を補償することができ、または、より電圧の高い駆動用電源ＶBL′を生成して駆動制御回路１３に供給することが可能となり、バッテリ１５の使用効率を向上させることができる。
尚、トランジスタ５８並びに６０ａ及び６０ｂは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに置き換えても良い。
【００８２】
（第３実施例）
図１０は本発明の第３実施例を示すものである。第３実施例における駆動指令信号（制御用信号）の形式は、第１及び第２実施例のようにパルス信号のデューティ比によりモータ１１の回転数を指定するものとは異なり、パルス信号の周波数を変化させて指定するようになっている。例えば、パルス信号の周波数が高くなるに従ってモータ１１の回転数を上昇させるようにする。そして、スタンバイ回路（モード切替え手段）６１は、所定時間内における駆動指令信号パルスの入力数をカウントするパルス数カウンタによって構成されている。その他の構成は第１実施例と同様である。
【００８３】
斯様に構成された第３実施例によれば、モータ１１に対する回転数指令が低下して、スタンバイ回路６１によりカウントされるパルス入力数が、前記指令がゼロ近傍であると判断するのに十分な程度に低下した場合に通常モードからスタンバイモードに移行するように設定するすることで、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００８４】
（第４実施例）
図１１は本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例における駆動指令信号（制御用信号）の形式は、上述の第１〜第３実施例とは異なり、所定ビット数のシリアル信号によりモータ１１の回転数を指定するものである。即ち、前記シリアル信号のレベルがデジタル的（Ｈｉ，Ｌｏの２値）に変化するビット列のパターンによって回転数を指定するようになっている。そして、スタンバイ回路（モード切替え手段）７０は、入力されるシリアル信号を例えば４ビットのパラレルデータに変換し、そのデータ値が所定値に達した場合に通常モードに移行し、所定値を下回るとスタンバイモードに移行するように切り換える。
【００８５】
スタンバイ回路７０によってパラレルに変換されたデータは、Ｄ／Ａ変換回路７１を介して駆動制御回路１３に与えられる。Ｄ／Ａ変換回路７１以降のモータ１１の駆動制御に関する作用は、他の実施例と同様である。以上のように構成された第４実施例によっても、駆動指令信号に基づきスタンバイモードと通常モードとの切替えを行うことができる。
【００８６】
（第５実施例）
図１２は本発明の第５実施例を示すものである。第５実施例におけるスタンバイ回路（モード切替え手段）６２は、第１乃至第３実施例のように駆動指令信号の状態を参照するだけではなく、例えば、モータ１１の回転数を直接検出するセンサ（負荷駆動状態検出手段）６３（例えば、ロータの回転位置検出を行うためのホールＩＣ等）による検出信号（制御用信号）をも参照するようになっている。
【００８７】
そして、スタンバイ回路６２は、例えば第３実施例のスタンバイ回路６１と同様にカウンタを中心として構成されており、所定時間内においてセンサ６３がロータの回転に伴って（例えば、電気角１２０度毎に）出力する検出信号のパルス数をカウントすることで、モータ１１の回転数を直接検出するようになっている。その他の構成は第１実施例と同様である。
【００８８】
斯様に構成された第５実施例によれば、モータ１１の回転数が低下して、スタンバイ回路６２によりカウントされるパルス入力数が、回転数がゼロ近傍であると判断するのに十分な程度に低下した場合に通常モードからスタンバイモードに移行するように設定することで、第３実施例と同様の効果が得られる。
【００８９】
尚、本発明における制御用信号とは、負荷の駆動制御を行うために使用される信号を広く意味するものであり、具体的には、上記実施例において記載したように、モータ１１の回転数を指定するために外部より与えられる駆動指令信号や、駆動制御回路１３がモータ１１の駆動制御を行う場合に必要とするセンサ６３の位置検出信号など、モータの駆動状態、或いは制御状態などを反映する信号を示す。
【００９０】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
制御用信号における駆動開始条件のデューティ比が２０％である場合に、モード切替えしきい値のデューティ比は５％とするものに限らず、例えば、３％や１０％などに設定しても良い。また、２０％を超える値に設定しても良い。
ＣＭＯＳＦＥＴで構成されるゲート駆動回路４０に代えて、図１３に示すように、バイポーラトランジスタで構成されるゲート駆動回路６４を配置しても良い。ゲート駆動回路６４を構成するｎｐｎ形のトランジスタ６５のコレクタには、電源供給回路１４から供給される駆動用電源ＶBLが与えられていると共に、抵抗を介して自身のベースが接続されている。トランジスタ６５のベースは、ｐｎｐ形のトランジスタ６６のベース及びｎｐｎ形のトランジスタ６７のコレクタに接続されている。
【００９１】
トランジスタ６５のエミッタは、トランジスタ６６のエミッタ及びＦＥＴ２２のゲートに接続されている。トランジスタ６６のコレクタ及びトランジスタ６７のエミッタは、グランドに接続されている。そして、ＦＥＴ２２のゲートには、制動回路（制動手段）６８を構成するｐｎｐ形のトランジスタ６８ａのコレクタが接続されている。トランジスタ６８ａのエミッタは、バッテリ１５の電源ＶB が供給されるようになっている。
【００９２】
以上のように構成されたゲート駆動回路６４は、トランジスタ６７のベースにハイレベルの信号が与えられると、トランジスタ６７及び６６がオン，トランジスタ６５はオフする。従って、ＦＥＴ２２は、ゲートがローレベルとなりオフする。また、トランジスタ６７のベースにローレベルの信号が与えられると、トランジスタ６７及び６６がオフ，トランジスタ６５はオンするので、ＦＥＴ２２は、ゲートがハイレベルとなりオンする。
【００９３】
そして、スタンバイモードにおいては、ゲート駆動回路６４には駆動用電源ＶBLは供給されないので、制動回路６８の図示しない制御部により、トランジスタ６８ａのベースにローレベルの信号を与えることで（例えば、１０μＡ程度の電流でベースを引っぱるなど）、ＦＥＴ２２乃至２４のゲートをハイレベルにドライブしてＦＥＴ２２乃至２４をオンさせる。この場合、制動回路２５と同様に、スタンバイモードの間はＦＥＴ２２乃至２４のゲートを連続的にドライブしても良いし、一定間隔で間欠的にドライブしても良い。以上のようにゲート駆動回路６４及び制動回路６８を構成した場合も、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００９４】
駆動指令信号は、モータ１１の回転数をパルス信号のデューティ比を変化させて指定する信号に限ることなく、信号レベルを変化させて指定する信号であっても良い。斯様な形式の駆動指令信号が外部より与えられる場合でも、第１実施例におけるスタンバイ回路１６は、基準電圧ＶREF のレベルを適宜調整することによりそのまま適用することが可能である。
例えば、駆動指令信号の信号レベルが基準電圧ＶREF で与えられるモード切替えしきい値を超えると、第１コンパレータ２７の出力信号によりコンデンサ３２が連続的に充電されるようになりその端子電圧が上昇して、第２コンパレータ３３より“スタンバイ→通常”へ移行するようにモード切替え信号が出力されるようになる。逆に、駆動指令信号の信号レベルがモード切替えしきい値を下回るとコンデンサ３２は連続的に放電されることになるので、端子電圧が下降して“通常→スタンバイ”へ移行するようにモード切替え信号が出力される。
【００９５】
また、モード切替え手段を、バッテリ１５の端子電圧ＶB を参照することにより、バッテリ１５の使用状態に応じて端子電圧ＶB がある程度低下した場合には“スタンバイ→通常”への移行タイミングがより遅くなるように、また、“通常→スタンバイ”への移行タイミングがより速くなるように基準電圧ＶREF のレベルを調整するように構成するのが好ましい。斯様に構成すれば、バッテリ１５の電力消費を抑制して使用可能な時間をより長期化することができる。
駆動回路を構成するスイッチング素子は、ＦＥＴ１９乃至２４に限ることなく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴであっても良い。但し、制動回路２５については、この限りではない。
負荷駆動状態検出手段としては、その他、例えば、モータ１１のロックや過電流などの駆動状態を検出するためにモータ電流を検出する電流検出器であっても良く、その電流検出信号を制御用信号としても良い。また、制御状態検出手段として、駆動回路１８のＦＥＴ１９乃至２４の温度などを検出する温度センサを用いても良い。そして、モード切替え手段を、通常モードにおいて制御用信号によりモータ１１のロックや過電流を検出した場合や、ＦＥＴ１９乃至２４の異常過熱を検出した場合には、スタンバイモードに移行するように構成しても良い。斯様に構成すれば、モータ１１や駆動回路１８を保護することができると共に、異常状態の発生時における電力消費をも抑制することができる。
【００９６】
昇圧回路としては、コイルやトランスを用いて昇圧チョッパ回路を構成しても良い。
スタンバイモードにおいて制動回路２５によりモータ１１に制動をかける場合は、必ずしもＦＥＴ１９乃至２１を全てオンする必要はなく、ＦＥＴ１９乃至２１の内の何れか１つまたは何れか２つをオンするようにしても良い。また、制動回路２５の出力端子を駆動回路１８の上アーム側のＦＥＴ２２乃至２４のゲートに接続して同様に制御を行っても良い。更に、ＦＥＴ１９乃至２４の内の何れか２つをオンするようにしても良い。但し、同一相の上下アームのＦＥＴを同時にオンするパターンを除くことは言うまでもない。
制動回路２５または６８は、必要に応じて設ければ良い。
モータ１１の容量が小さい場合には、駆動回路１８に対しても電源供給回路１３を介して駆動用電源ＶBLを供給するようにしても良い。
モータ１１は、Δ結線に限ることなく、Ｙ結線であっても良い。
また、負荷は、モータ１１に限ることはない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例におけるスタンバイ回路の詳細な電気的構成を示す図
【図２】駆動制御回路のより詳細な電気的構成を示す図
【図３】電源供給回路の詳細な電気的構成を示す図
【図４】全体の電気的構成を示す機能ブロック図
【図５】駆動指令信号のパルスデューティ比とモータの回転数との関係を示す図
【図６】駆動指令信号とスタンバイ回路の各部の信号波形を示す図
【図７】制御回路に内蔵されているゲート駆動回路の一構成例を一部のみ示す図
【図８】本発明の第２実施例における電圧降下補償回路の電気的構成を示す図
【図９】電圧降下補償回路の各部の信号波形を示す図
【図１０】本発明の第３実施例を示す図４相当図
【図１１】本発明の第４実施例を示す図４相当図
【図１２】本発明の第５実施例を示す図４相当図
【図１３】ゲート駆動回路の他の構成例を示す図
【図１４】従来技術を示す図４相当図（その１）
【図１５】従来技術を示す図４相当図（その２）
【符号の説明】
１１はモータ（負荷）、１２はファン、１３は駆動制御回路、１４は電源供給回路、１５はバッテリ（主電源）、１６はスタンバイ回路（モード切替え手段）、１８は駆動回路、１９乃至２４はパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、２５は制動回路（制動手段）、２７は第１コンパレータ、２８は充放電切替え回路、２９は充電回路、３０は放電回路、３２はコンデンサ、３３は第２コンパレータ、３８及び３９はトランジスタ（スイッチング素子）、４１は電圧降下補償回路、４２は昇圧回路、６１及び６２はスタンバイ回路（モード切替え手段）、６３はセンサ（負荷駆動状態検出手段）、６８は制動回路（制動手段）、７０はスタンバイ回路（モード切替え手段）、１００は電源生成回路を示す。
【図１】
0003941290.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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