(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域の受信信号を増幅するＡＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、前記アナログ／ディジタル変換手段の出力から所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離手段と、前記チャネル分離手段の出力信号を復調する復調手段で構成される広帯域ディジタル受信機において、
前記アナログ／ディジタル変換手段の出力信号にサンプル補間を施すサンプル補間手段と、該サンプル補間手段の出力をアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力と前記アナログ信号との減算を行う減算手段と、前記減算手段の出力を増幅する第２のＡＧＣ増幅手段と、前記第２のＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変換する第２のアナログ／ディジタル変換手段とを、前記チャネル分離手段の前段に接続したことを特徴とする広帯域ディジタル受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル移動体通信で使用される受信機において、受信信号を広帯域のままＡ／Ｄ変換する場合に、小型・低価格のＡ／Ｄ変換器を使用することができる広帯域ディジタル受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル回路技術の発達により、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジタル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるので、修正、変更が容易であるというメリットも得られる。
ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野においてもディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例として通信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフトウェア無線機（Joe Mitola,"The Software Radio Architecture",IEEE Communication Magazine May1995 Vol.33 No.5）が提案されている。
【０００３】
図５は、一般にアナログ回路で行うチャネル分離をディジタル回路で行うようにした、従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図である。なお、広帯域ディジタル受信機とは、 受信した広帯域信号をそのままＲＦ帯あるいはＩＦ帯においてA／D変換し、チャネル分離以降の処理をディジタル回路で行う受信機である。（関連特許：“ディジタル無線周波受信機”特願昭61-504791号）同図に示すように、この受信機は、無線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡＧＣアンプ７と、アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器８と、所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離器９と、該チャネル分離器出力信号からデータ信号を復調する復調器１１とで構成される。
【０００４】
図５において、アンテナ１で受信された受信信号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは、本広帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致するよう設定される。例えば、ＰＤＣ８００ＭＨｚ方式携帯電話システムでは１６ＭＨｚの帯域幅となる。ここで前記ＲＦバンドパスフィルタ２の通過帯域幅をＷとする。
次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受けた受信信号は、ミキサ３、ローカル発振器４及びＩＦバンドパスフィルタ５により周波数変換及び帯域制限を施されてＩＦ信号となる。前記ＩＦバンドパスフィルタ５の帯域幅即ちＩＦ信号の帯域幅は、ＲＦバンドパスフィルタと同じＷである。該ＩＦ信号は、ＡＧＣアンプ７で増幅された後Ａ／Ｄ変換器８で広帯域ディジタル信号に変換される。前記ＡＧＣアンプ７の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器８への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器８の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御される。
前記広帯域ディジタル信号は、チャネル分離器９に入力され、所望の狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号に分離される。ここでの狭帯域（チャネル帯域）は、例えばＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話システムでは、帯域幅は２５ｋＨｚである。
チャネル分離された狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器１１においてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信号となる。
【０００５】
ところで、移動体通信システムの基地局においては、通常、複数の移動端末局の位置関係は時々刻々と変化するので、希望局と干渉局からの電波信号を同時に受信した際の両者の入力信号レベルの比は非常に大きくなる場合がある。そのため、受信機各部の回路は十分なダイナミックレンジを持つ必要がある。
干渉局が受信機に近く、希望局が遠くにある場合には、例えば図６に示すように、前記Ａ／Ｄ変換器８の入力信号におけるスペクトルは、両局からの受信信号のレベル差が大きく、この例では干渉局信号レベルは希望局信号レベルに比べて７０ｄＢ大きい。このレベル差の信号をＡ／Ｄ変換して希望局信号を復調しようとすると、復調の為のマージンも考慮して、Ａ／Ｄ変換器８には少なくとも８０ｄＢのダイナミックレンジが必要である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、通常、前記の８０ｄＢのダイナミックレンジをＡ／Ｄ変換のためのビット数に換算すると１４ビットとなる。広帯域ディジタル受信機に必要なサンプリング速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）で１４ビットという大きなダイナミックレンジのＡ／Ｄ変換器は現状では非常に高価、大型で消費電流も多くなってしまうという欠点があった。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、性能劣化を起こすことなくＡ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジ（ビット数）を低減し、安価で小型、しかも消費電流の少ないＡ／Ｄ変換器を使用できる広帯域ディジタル受信機を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１の発明においては、広帯域の受信信号を増幅するＡＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、前記アナログ／ディジタル変換手段の出力から所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離手段と、前記チャネル分離手段の出力信号を復調する復調手段で構成される広帯域ディジタル受信機において、前記アナログ／ディジタル変換手段の出力信号にサンプル補間を施すサンプル補間手段と、該サンプル補間手段の出力をアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力と前記アナログ信号との減算を行う減算手段と、前記減算手段の出力を増幅する第２のＡＧＣ増幅手段と、前記第２のＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変換する第２のアナログ／ディジタル変換手段とを、前記チャネル分離手段の前段に接続したことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図面に示した実施の形態に基づいて説明する。
図１は、請求項１の発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図である。同図に示すように、本受信機は、無線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパスフィルタ５と、入力信号の振幅レベルを対数圧縮する対数アンプ６と、増幅用のＡＧＣアンプ７と、アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器８と、所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離器９と、該チャネル分離器出力信号の振幅レベルを圧縮前のレベルに伸張する指数伸張回路１０と、該指数伸張回路１０の出力信号からデータ信号を復調する復調器１１とで構成される。
【０００９】
本発明に係わる上記構成の広帯域ディジタル受信機は、図５の従来の受信機におけるＩＦバンドパスフィルタ５とＡＧＣアンプ７との間に対数アンプ６を、更にチャネル分離器９と復調器１１との間に指数伸張回路１０とを、それぞれ追加挿入した構成となっており、その他の共通部分は図５と同一の機能で動作する。そこで、以下本受信機の動作を、前記対数アンプ６と指数伸張回路１０の動作を中心に詳細に説明する。
図１において、アンテナ１で受信され、ミキサ３でＩＦ信号に変換された広帯域の受信信号は（ＰＤＣ８００ＭＨｚ方式携帯電話システムでは帯域幅１６ＭＨｚ）、通過帯域幅ＷのＲＦバンドパスフィルタ５で帯域制限された後、対数アンプ６に入力される。
ここで図６に示すようなスペクトルを呈する、干渉局が受信機に近く、希望局が遠くにある場合を考えると、この両信号のレベル比は、対数アンプ６によって理想的には次式のように圧縮される。
（圧縮後レベル比）＝ １０log (圧縮前のレベル比)
図２は対数アンプ６の出力信号のスペクトルを示す図であって、干渉信号と希望信号のレベル比は２０ｄＢに圧縮されている。
【００１０】
上記のように対数圧縮された信号は、ＡＧＣアンプ７に出力される。該ＡＧＣアンプ７の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器８への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器８の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御される。
前記ＡＧＣアンプ７で増幅された信号は、Ａ／Ｄ変換器８に入力されてディジタル信号に変換され、更にチャネル分離機９で所望の狭帯域（チャネル帯域）のディジタル信号（ＰＤＣ８００ＭＨｚ方式携帯電話では帯域幅２５ｋＨｚ）に分離される。
前記チャネル分離器９の出力信号は、前記対数アンプ６で対数圧縮されているので、指数伸張回路１０に入力され、該指数伸張回路１０よって振幅レベルの伸張を行ってもとの振幅レベルのディジタル信号に戻される。その後、復調器１１において通信システムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信号となる。
【００１１】
上記の動作において、Ａ／Ｄ変換器８の入力の干渉局信号と希望局信号のレベル比は２０ｄＢに圧縮されており、指数伸張回路１０や復調回路１１におけるマージンを考慮して、該Ａ／Ｄ変換器８は４０ｄＢのダイナミックレンジがあればよい。４０ｄＢのダイナミックレンジをＡ／Ｄ変換におけるビット数に換算すると７ビットとなる。
広帯域ディジタル受信機に必要な数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚのサンプリング速度を有し、且つ上記のダイナミックレンジを満たすＡ／Ｄ変換器には、例えば、安価、小型で消費電流の少ない汎用の８ビットＡ／Ｄ変換器を使用することができる。
尚、上記の実施例においては、対数アンプ６をＡＧＣアンプ７の直前に配置しているが、ＡＧＣアンプの前段であればバンドパスフィルタ２以降のいずれの位置に配置してもよく、指数伸張回路１０もチャネル分離器９の直前に配置することが可能である。
【００１２】
図３は、請求項２の発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図である。
同図に示すように、本受信機は、無線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパスフィルタ５と、増幅用のＡＧＣアンプ７と、アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器８と、前記Ａ／Ｄ変換器８の出力信号のサンプル補間を行うサンプル補間回路１２と、サンプル補間後のディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１３と、イメージ信号を除去するローパスフィルタ１４と、 前記ＡＧＣアンプ７の出力信号と前記ローパスフィルタ１４の出力信号とのレベル差を抽出する減算器１５と、増幅用の第２のＡＧＣアンプ１６と、アナログ受信信号をディジタルに変換する第2のＡ／Ｄ変換器１７と、所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離器９と、該チャネル分離器出力信号からデータ信号を復調する復調器１１とで構成される。
【００１３】
上記構成の広帯域ディジタル受信機においては、広帯域受信信号はＩＦ信号に変換され、ＡＧＣアンプ７で増幅されてＡ／Ｄ変換器８でディジタル信号に変換される。
ディジタル信号に変換された広帯域のＩＦ信号は、サンプル補間回路１２に入力されてサンプル補間を受ける。その結果、前記サンプル補間回路１２の出力信号は、サンプルレート及びディジタル信号データ分解能が向上する。サンプル補間の方法としては、例えば処理量の少ない線形補間などが利用できる。
図４は、干渉局が近く、希望局が遠くにある場合における、同図（ａ）は前記Ａ／Ｄ変換器８の入力信号のスペクトル図であり、同図（ｂ）は前記Ｄ／Ａ変換器１３の出力信号のスペクトル図である。
同図（ａ）に示されるように、受信信号の干渉局信号レベルは希望局信号レベルに比べて非常に大きい。そして、前記ＡＧＣアンプ７の増幅率はＡ／Ｄ変換器８の最大入力レベルを超えない範囲になるようフィードバック制御されるので、前記Ａ／Ｄ変換器８のダイナミックレンジが小さい場合は、希望局信号は量子化雑音に消されてしまう。その結果、Ａ／Ｄ変換器８の出力には、干渉局信号と量子化雑音のみが含まれていることになる。
このＡ／Ｄ変換器８の出力信号は、サンプル補間回路１２に入力されてサンプル補間が行われる。この信号は、サンプル補間によって量子化雑音信号が抑圧されてＤ／Ａ変換器１３に出力される。従って、Ｄ／Ａ変換器１３からのアナログ化された出力信号は、干渉局信号と抑圧された量子化雑音信号である。但し、該Ｄ／Ａ変換器１３は、サンプル補間後のサンプルレートと分解能（量子化ビット数）に対応しているものでなければならない。
前記Ｄ／Ａ変換器１３の出力信号はローパスフィルタ１４に入力されてイメージ信号が除去された後、減算器１５に出力される。
【００１４】
図４（ｂ）は、前記ローパスフィルタ１４から出力されるアナログ信号のスペクトル図で、ダイナミックレンジの大きな干渉局信号のレプリカが得えられる。前記減算器１５には、前記ローパスフィルタ１４の出力信号と前記Ａ／Ｄ変換器８の入力信号（ＡＧＣアンプ７の出力信号）が入力されて両信号の差の信号、即ち、図４（ｃ）に示されるように、前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のうちの干渉局信号のみが抑圧された信号を得ることができる。
この減算器出力信号は、干渉局信号のみが抑圧されているので、希望局信号は第２のＡＧＣアンプ１６で増幅された後、量子化雑音に消されることなく第２のＡ／Ｄ変換器１７で、再度ディジタル信号に変換される。前記第２のＡＧＣアンプ１６の増幅率は、第２のＡ／Ｄ変換器１７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器１７の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御される。
ディジタル信号に変換された広帯域ディジタル信号は、更にチャネル分離機９で所望の狭帯域（チャネル帯域）のディジタル信号（ＰＤＣ８００ＭＨｚ方式携帯電話では帯域幅２５ｋＨｚ）に分離され、前記チャネル分離機９の出力信号は、復調器１１において通信システムの変調方式（ＰＤＣ８００ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信号となる。
【００１５】
上述のように、本発明の受信機は、干渉局信号を抑圧した後にＡ／Ｄ変換するので、Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジは小さくて済み、従来方式に比べて量子化ビット数の小さい、安価で小型のＡ／Ｄ変換器を用いて構成することができる。反面、高速で量子化ビット数の大きなＤ／Ａ変換器を必要とする。しかし、Ａ／Ｄ変換器に比べ、 Ｄ／Ａ変換器は高速化、量子化ビット数の向上が容易であり、該 Ｄ／Ａ変換器を含む構成回路の増加を考慮しても、受信機の小型化、低コスト化において有利である。
【００１６】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の広帯域ディジタル受信機では、干渉局信号に対してサンプル補間することによって、干渉局信号と抑圧された量子化雑音信号レベルを取り出し、サンプル補間前の信号と補間後の信号との減算によって、干渉局の信号のみを抑圧した広帯域信号をＡ／Ｄ変換器に入力するように構成したので、該Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジを小さくすることが可能となり安価で小型の汎用のＡ／Ｄ変換器を使用することができる。
従って、従来の広帯域ディジタル受信機に比べ、コスト・消費電流の低減及び小型化を大きく推進できるという著しい効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  請求項１の発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図
【図２】  図１の広帯域ディジタル受信機の対数アンプ６の出力信号のスペクトル。
【図３】  請求項２の発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図
【図４】  図３の発明の広帯域ディジタル受信機の各部の信号のスペクトル、（ａ）は、Ａ／Ｄ変換器８の入力信号のスペクトル、（ｂ）は、Ｄ／Ａ変換器１３の出力信号のスペクトル、（ｃ）は、Ａ／Ｄ変換器１７の入力信号のスペクトル。
【図５】  従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図
【図６】  干渉局が近く、希望局が遠い場合のＡ／Ｄ変換器８の入力信号スペクトル。
【符号の説明】
１・・アンテナ、  ２・・ＲＦバンドパスフィルタ、    ３・・ミキサ、
４・・ローカル信号発振器、         ５・・ ＩＦバンドパスフィルタ、
６・・本発明に係わる対数アンプ、   ７・・ＡＧＣアンプ、
８・・Ａ／Ｄ変換器、               ９・・チャネル分離器、
１０・・本発明に係わる指数伸張回路、     １１・・復調器、
（以下、本発明に係わる）
１２・・サンプル補間回路、        １３・・Ｄ／Ａ変換器、
１４・・ローパスフィルタ、        １５・・減算器、
１６・・第２のＡＧＣアンプ、      １７・・第２のＡ／Ｄ変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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