(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号の振幅を表す包絡線入力信号（１０２）および送信信号の位相を表す位相データ（１０４）に基づいてＲＦ送信信号を生成するディジタル変調装置（１００）であって、当該ディジタル変調装置（１００）は：  前記ＲＦ送信信号の周波数と実質的に等しい周波数を有し、実質的に一定な振幅を有する定振幅信号を、出力するリミッタ（１０６）；
前記位相データ（１０４）と前記定振幅信号に基づいてＲＦ送信周波数（ｆｏ）を生成する送信周波数設定手段（１０８）；
前記ＲＦ送信信号から抽出した包絡線信号および前記包絡線入力信号（１０２）の差を表す差信号を生成する差信号生成手段（１１０）；
前記ＲＦ送信周波数（ｆｏ）および前記差信号に基づいてＲＦ送信信号を生成する増幅手段（１２０）；
から構成され、前記送信周波数設定手段（１０８）は：
前記位相データ（１０４）と前記定振幅信号を受信する分周器（１０８２）；
フィルタ（１０８４）により濾波された前記分周器（１０８２）からの信号を受信し、ＲＦ送信周波数を有する信号を出力する電圧制御発振器（１０８６）；
から構成されることを特徴とするディジタル変調装置（１００）。
【請求項２】
前記分周器（１０８２）が分数分周器であることを特徴とする請求項１記載のディジタル変調装置。
【請求項３】
前記フィルタ（１０８４）がループ・フィルタまたはナイキスト・フィルタであることを特徴とする請求項１記載のディジタル変調装置。
【請求項４】
送信信号の振幅を表す包絡線入力信号（１０２）および送信信号の位相を表す位相データ（１０４）に基づいてＲＦ送信信号を生成するディジタル変調装置（３００）であって、当該ディジタル変調装置（１００）は：
前記ＲＦ送信信号の周波数と所定の周波数差を有する内部処理周波数（ｆｉ）を有し、実質的に一定な振幅を有する定振幅信号を、出力するリミッタ（１０６）；
前記位相データ（１０４）と前記定振幅信号に基づいてＲＦ送信周波数（ｆｏ）を生成する送信周波数設定手段（１０８）；
前記ＲＦ送信信号から抽出した包絡線信号および前記包絡線入力信号（１０２）の差を表す差信号を生成する差信号生成手段（１１０）；
前記ＲＦ送信周波数（ｆｏ）および前記差信号に基づいてＲＦ送信信号を生成する増幅手段（１２０）；
から構成され、前記送信周波数設定器（１０８）は：
前記位相データ（１０４）と前記定振幅信号を受信する分周器（１０８２）；
フィルタ（１０８４）により濾波された前記分周器（１０８２）からの信号を受信し、ＲＦ送信周波数を有する信号を出力する電圧制御発振器（１０８６）；
から構成されることを特徴とするディジタル変調装置（３００）。
【請求項５】
前記分周器（１０８２）が分数分周器であることを特徴とする請求項４記載のディジタル変調装置。
【請求項６】
前記フィルタ（１０８４）がループ・フィルタまたはナイキスト・フィルタであることを特徴とする請求項４記載のディジタル変調装置。
【請求項７】
送信信号の振幅を表す包絡線入力信号（１０２）および送信信号の位相を表す位相データ（１０４）に基づいてＲＦ送信信号を生成するディジタル変調装置（４００）であって、当該ディジタル変調装置（１００）は：
前記ＲＦ送信信号の周波数と所定の周波数差を有する内部処理周波数（ｆｉ）を有し、実質的に一定な振幅を有する、定振幅信号を出力するリミッタ（１０６）；
前記位相データ（１０４）と前記定振幅信号に基づいてＲＦ送信周波数（ｆｏ）を生成する送信周波数設定手段（１０８）；
前記ＲＦ送信信号から抽出した包絡線信号および前記包絡線入力信号（１０２）の差を表す差信号を生成する差信号生成手段（１１０）；
前記ＲＦ送信周波数（ｆｏ）および前記差信号に基づいてＲＦ送信信号を生成する増幅手段（１２０）；
から構成され、前記送信周波数設定手段（１０８）は：
前記位相データ（１０４）と前記定振幅信号を受信する分周器（１０８２）；
フィルタ（１０８４）により濾波された前記分周器（１０８２）からの信号を受信し、内部処理周波数（ｆｉ）を有する信号を出力する電圧制御発振器（１０８６）；
前記内部処理周波数（ｆｉ）を有する信号の周波数をＲＦ送信周波数に変換するミキサ（１２８）；
から構成されることを特徴とするディジタル変調装置（４００）。
【請求項８】
前記分周器（１０８２）が分数分周器であることを特徴とする請求項７記載のディジタル変調装置。
【請求項９】
前記フィルタ（１０８４）がループ・フィルタまたはナイキスト・フィルタであることを特徴とする請求項７記載のディジタル変調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は通信装置に関し、特に、ディジタル送信機に用いられるディジタル変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
一般にディジタル送信機では、２進情報で表されるベースバンド信号をアナログのＲＦ送信信号に変換するためディジタル変調装置を使用する。ディジタル変調装置にはポーラ・ループ(polar loop)やカーテシアン・ループ(cartesian loop)等を使用するものがあるが、いずれの方法においてもＩＱ変調装置（直交変調装置）を使用している。ＩＱ変調装置では、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）との間の９０度の位相差およびゲインを正確に維持する必要がある。さもなくば、キャリア・リークやイメージ周波数が発生してしまうためである。このため、位相差およびゲインを補償する様々な試みがなされているが、回路規模が大きく複雑になるというデメリットが伴う。本発明は、ＩＱ変調装置を用いないディジタル変調装置を提供することを目的とする。さらに、本発明は回路構成の簡素化を図ることを目的とする。
【０００３】
【課題を解決するための手段】
上述した課題は、送信信号の振幅を表す包絡線入力信号（１０２）および送信信号の位相を表す位相データ（１０４）に基づいてＲＦ送信信号を生成するディジタル変調装置（１００）により解決される。ディジタル変調装置（１００）は、ＲＦ送信信号の周波数に等しい周波数を有し、振幅が一定な定振幅信号を出力するリミッタ（１０６），位相データ（１０４）と定振幅信号に基づいてＲＦ送信周波数（ｆｏ）を生成する送信周波数設定器（１０８），ＲＦ送信信号から抽出した包絡線信号および前記包絡線入力信号（１０２）の差信号を生成する差信号生成手段（１１０），並びにＲＦ送信周波数（ｆｏ）および差信号に基づいてＲＦ送信信号を生成する増幅段（１２０）から構成される。送信周波数設定器（１０８）は、位相データ（１０４）と定振幅信号を受信する分周器（１０８２），およびフィルタ（１０８４）により濾波された分周器（１０８２）からの信号を受信し、ＲＦ送信周波数を有する信号を出力する電圧制御発振器（１０８６）から構成される。
【０００４】
【実施例】
図１は、本発明によるディジタル変調器（１００）を示すブロック図である。アンテナ（１３０）は方向性結合器を介してアッテネータ（１２２）の第１端子に結合される。アッテネータ（１２２）の第２端子はリミッタ（１０６）の入力に結合される。リミッタ（１０６）の出力は、第１，第２入力端子を有する分数分周器（１０８２）の第１入力端子に結合され、第２入力端子はディジタル信号である位相データ（１０４）を受信する。分数分周器（１０８２）の出力は、局部発振器（１０８１）に結合される位相検出器（ＰＤ）の入力に結合される。位相検出器ＰＤ（１０８３）の出力はナイキスト・フィルタ（１０８４）に入力される。ナイキスト・フィルタ（１０８４）の出力は電圧制御発振器ＶＣＯ（１０８６）の入力に結合される。
【０００５】
一方、包絡線入力信号（１０２）は、送信する信号の振幅成分に相当するアナログ信号であり、オペアンプ（１１０４）の第１入力に結合される。ミキサ（１１０２）の第１入力はリミッタ（１０６）の入力に結合され、第２入力はリミッタ（１０６）の出力に結合され、ミキサ（１１０２）の出力はオペアンプ（１１０４）の第２入力に結合される。
【０００６】
次に、第１，第２入力を有する変調増幅器（１２０２）の第１入力は電圧制御発振器（１０８６）の出力に結合され、第２入力はオペアンプ（１１０４）の出力に結合される。電力増幅器（１２０４）の入力は変調増幅器（１２０２）の出力に結合され、電力増幅器（１２０４）の出力はアンテナ（１３０）に結合される。
【０００７】
図２は、包絡線入力信号（１０２）および位相データ（１０４）を生成するブロック図を示す。図２ではマッピングやナイキスト・フィルタ等の演算をＤＳＰを利用して行っているがこれに限定するものではない。ＤＳＰを利用すると、個々のディスクリート素子を使用する場合に比べて回路構成が簡易になる。以下、変調方式がπ／４ＱＰＳＫである場合を例にとって説明する。図中左側に示されるシリアル・データは、２ビットの信号（シンボル）に変換され、信号コンステレーション上の対応する位置にマッピングする。次にマッピングされた位置（座標）に基づいて、極座標化を行う。極座標化は、信号の同相成分および直交成分に基づいて振幅の大きさ（Ｍａｇ）および位相（θ）を計算することにより行われる。振幅の大きさを表す信号はナイキスト・フィルタを介してアナログ信号に変換され、振幅データ（１０２）となる。位相を表す（θ）は、微分して周波数データに変換され、位相データ（１０４）となる。
【０００８】
動作を次に説明する。
【０００９】
包絡線入力信号（１０２）および位相データ（１０４）には、たとえばπ／４ＱＰＳＫ信号の振幅および位相を表す信号が与えられる。位相信号は例えば４８００ボーのシンボル速度を有するディジタル信号であり、送信周波数設定器（１０８）に入力される。一方、アッテネータ（１２２）を介してＲＦ送信信号がリミッタ（１０６）に入力される。リミッタ（１０６）が出力する定振幅信号は、ＲＦ送信信号の周波数に実質的に等しいＲＦ送信周波数を有し、一定の振幅を有する信号である。送信周波数設定器（１０８）は、この定振幅信号と位相データ（１０４）を利用して、ＲＦ送信周波数（ｆｏ）にロックアップするように動作する。すなわち、局部発振器（１０８１）から得られる周波数を定数倍してナイキスト・フィルタ（１０８４）で余分な周波数成分を除去した後、電圧制御発振器（１０８６）からＲＦ送信周波数（ｆｏ）を有する信号を変調増幅器（１２０２）に出力する。
【００１０】
一方、ミキサ（１１０２）は、第１端子から得られるＲＦ送信信号と、第２端子から得られる定振幅信号に基づいて包絡線信号すなわち振幅信号成分を抽出し、その包絡線信号をオペアンプ（１１０４）の第２入力に与える。オペアンプ（１１０４）の第１入力には、包絡線入力信号すなわち送信する信号の振幅成分に相当するアナログ信号が与えられる。オペアンプ（１１０４）は、第１，第２入力に与えられた信号の差に相当する差信号を変調増幅器（１２０２）の第２入力に与える。変調増幅器（１２０２）は電圧制御発振器（１０８６）からの信号およびオペアンプ（１１０４）からの信号に基づいてＲＦ送信信号を生成し、電力増幅器ＰＡ（１２０４）で増幅した後、アンテナ（１３０）から送信する。
【００１１】
本実施例では分周器（１０８２）として分数分周器（Fractional-N)を使用しているが、これに限定されない。しかし、分数分周器を利用するとロック・アップ時間を短くすることができる。ロック・アップ時間（τ）は、一般に、局部発振器（１０８１）の周波数（ｆｒ）とサンプリング数により次式に基づいて計算される。
【００１２】
τ＝（１／ｆｒ）＊（サンプリング数）
たとえば、局部発振器の周波数（ｆｒ）が１０ｋＨｚであり、位相データ（１０４）に応じて分周器（１０８２）の出力が１０００，１００１，１００２のように変化する場合、電圧制御発振器（１０８６）から得られる周波数は１０ｋＨｚ＊１０００＝１０ＭＨｚ，１０．０１ＭＨｚ，１０．０２ＭＨｚのように変化する。この場合、ロック・アップ時間（τ）は、サンプリング数を例えば１００とすると、およそ１／１０ｋ＊１００＝１０ｍｓｅｃとなる。ロック・アップ時間を短くするには局部発振器の周波数（ｆｒ）を高くすればよいが、分周器の出力は一般に１０００，１００１，１００２のような整数値しかとることができないのでこの例の場合は上記の値（１０ｍｓｅｃ）が限界になる。本実施例では通常の分周器ではなく分数分周器を使用しているので、その出力は整数値に限られない。上記の場合、局部発振周波数（ｆｒ）を１ＭＨｚとし、分数分周器からの出力を１０．００，１０．０１，１０．０２のように変化させると、電圧制御発振器から得られる信号の周波数は、上記の場合と同様に１０．００ＭＨｚ，１０．０１ＭＨｚ，１０．０２ＭＨｚとなる。この場合のロック・アップ時間（τ）は、サンプリング数を同じく１００とすると、およそ１／１ＭＨｚ＊１００＝１００μｓｅｃとなり、上記の数値（１０ｍｓｅｃ）と比較して１／１００の時間でロック・アップさせることができる。
【００１３】
本実施例ではナイキスト・フィルタ（１０８４）を使用しているが、これに限定されず、ループ・フィルタ等の他の種類のフィルタを使用することも可能である。しかし、ナイキスト・フィルタを利用すると、シンボル間の遷移を滑らかに行うことができる。π／４ＱＰＳＫでは送信する信号の位相は±４５度および±１３５度で変化する。位相データ（１０４）のシンボル・レートが４８００ボーであるとすると、周波数上は４５＊４８００／３６０＝６００Ｈｚ，１３５＊４８００／３６０＝１８００Ｈｚで変化する。このため、ループ・フィルタを用いる場合は、シンボル間を補間することによって周波数の遷移を滑らかに行わせる必要がある。これに対してナイキスト・フィルタを使用する場合にはシンボル間の補間を要しない。ループ・フィルタの周波数応答特性は、補間を行ったシンボル間の遷移に誤差を生じさせないように高いカットオフ特性を要するが、ナイキスト・フィルタにはそのような高いカット・オフ周波数は必要なく、滑らかな周波数応答特性を有するためである。
【００１４】
このように本実施例では、ＩＱ変調器を使用することなく信号処理を行っているので、回路構成を複雑にすることなくディジタル変調を良好に行うことができる。また、本実施例のような構成を採用しているので、位相成分のみを伝える飽和増幅器を、増幅器（１２０２）の前に使用することが可能になる。これにより、たとえばハイゲインの多段リニア増幅器で生じる広帯域ノイズを抑制することができる。
【００１５】
図３は、本発明によるディジタル変調器の他の実施例（３００）を示すブロック図である。図１と同じ参照番号を付したものは、同様の働きを行う。図３に示す実施例では、ミキサ（１２４）の第１入力がアッテネータ（１２２）の第２端子に結合され、第２入力が局部発振器（１２６）に結合され、ミキサ（１２４）の出力がリミッタ（１０６）の入力およびミキサ（１１０２）の第１入力に結合されている。局部発振器（１２６）は、オフセット・シンセサイザとして機能する。すなわち、ディジタル変調器（３００）の内部処理周波数をＲＦ送信周波数（ｆｏ）とは異なる（ｆｉ）で行わせることにより、ディジタル変調器（３００）内へのＲＦ送信周波数（ｆｏ）の回り込みを抑制するものである。これにより、送信周波数と内部処理周波数との干渉を防止することができる。回路を構成する素子が局部発振器（１２６）およびミキサ（１２４）の分だけ増加するが、ＲＦ送信周波数（ｆｏ）の回り込みの大きい部分に与える影響を減少させることができる。
【００１６】
図４は、本発明によるディジタル変調器の他の実施例（４００）を示すブロック図である。図１，図３と同じ参照番号を付したものは、同様の働きを行う。図４に示す実施例では、図３に示す実施例に加えて局部発振器（１２６）に結合される第１入力と、電圧制御発振器（１０８６）の出力に結合される第２入力と、変調増幅器（１２０２）の第１入力に結合される出力を有するミキサ（１２８）が設けられている。図４に示す実施例は、図３と同様に内部処理周波数（ｆｉ）を用いてディジタル変調機内で処理を行わせるものである。図４に示す実施例では、新たにミキサ（１２８）を要するが、電圧制御発振器（１０８６）の出力する周波数も内部処理周波数（ｆｉ）であり、アンテナ（１３０）からのＲＦ送信周波数（ｆｏ）の回り込みを一層抑制することができる。したがって、送信周波数と内部処理周波数との干渉を一層防止することができる。
【００１７】
以上本発明をπ／４ＱＰＳＫ変調方式について説明してきたが、本発明はこれに限定されず、たとえば１６ＱＡＭを含むシングル・キャリア（シンボルが１つのベクトルで表現できるのもの）変調方式一般に使用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明によるディジタル変調器を示すブロック図である。
【図２】図２は、ＤＳＰを利用して振幅および位相の入力データを生成するブロック図を示す。
【図３】図３は、本発明によるディジタル変調器の他の実施例を示すブロック図である。
【図４】図４は、本発明によるディジタル変調器の他の実施例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００，３００，４００  ディジタル変調器
１０２  包絡線入力信号
１０４  位相データ
１０６  リミッタ
１０８  送信周波数設定器
１０８１  局部発振器
１０８２  分周器
１０８３  位相検出器
１０８４  フィルタ
１０８６  電圧制御発振器
１１０  差信号生成手段
１１０２  ミキサ
１１０４  オペアンプ
１２０  増幅段
１２０２  変調増幅器
１２０４  電力増幅器
１２２  アッテネータ
１２４，１２８  ミキサ
１２６  局部発振器
１３０  アンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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