(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する２個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる２組の直列回路と、前記２組の直列回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置。
【請求項２】
単相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する２個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる２組の直列回路と、前記２組の直列回路にそれぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記直列コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記直列コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置。
【請求項３】
単相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された複数の一次巻線を有する１個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる直列回路と、前記直列回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置。
【請求項４】
３相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する６個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる６組の直列回路と、前記６組の直列回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置。
【請求項５】
３相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する６個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる６組の直列回路と、前記６組の直列回路にそれぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記直列コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記直列コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置。
【請求項６】
３相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された２個の一次巻線を有する３個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる３組の直列回路と、前記３組の直列回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置。
【請求項７】
３相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された２個の一次巻線を有する３個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる３組の直列回路と、前記３組の直列回路にそれぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記直列コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記直列コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置。
【請求項８】
前記変圧器は鉄心には磁気エネルギー蓄積のための空隙を設けてある請求項１ないし７のいずれかに記載の直流アーク溶接用電源装置。
【請求項９】
前記コンデンサの端子間または出力端子間には前記コンデンサの蓄積電荷を放電するための抵抗器を並列に接続してある請求項１ないし８のいずれかに記載の直流アーク溶接用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流を整流して所望の出力電圧・電流の直流を得るようにした直流アーク溶接用電源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９に単相の商用交流電源から電力を得る方式の従来の直流アーク溶接用電源装置の例を示す。同図において、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は電極４ａおよび被溶接物４ｂからなるアーク溶接負荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およびダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、インバータ回路の出力電圧をアーク溶接に適した電圧に変換する変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整流回路ＲＥＣ２、この整流回路ＲＥＣ２の出力と出力端子との間に設けられた直流リアクトルＬ１、出力電流を検出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１とＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にかつ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３からなる。
【０００３】
図９の装置においては、商用交流電源１からの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流となり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換された後に整流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直流となり、直流リアクトルＬ１を介してアーク溶接負荷４に供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１にて検出されて出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３に供給されてこの差信号ΔＩが減少する方向にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４の導通時間率が調整されて、出力電流が設定値に保たれるように制御される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方式の従来装置においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を図１０の波形図にて説明する。図１０（ａ）は図９の装置における商用交流電源１の電圧波形を示し、同図（ｂ）はコンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流波形を示す。図１０から容易にわかるように、正弦波の入力電圧に対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の端子電圧が入力電圧の両波整流波形よりも低い期間においてのみ流れる。このために、入力電流は入力電圧位相のピーク点附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波形となり、極端な歪波電流となる。このために商用交流電源１に対しては、この期間にのみ大きな負担がかかることになり、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、同図（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ませることになって、商用交流電源側に過大な負担をかけ、電源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一電源に接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚しい場合にはこれらを誤動作させることも発生する。また、入力電圧波形に対して、入力電流波形の位相が極端にずれることから、商用周波交流電源に対する装置の力率が極めて低いものとなる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記従来装置の課題を解決するために、単相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する２個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる２組の直列回路と、前記２組の直列回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【０００６】
本発明の第２の発明は、単相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する２個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる２組の直列回路と、前記２組の直列回路にそれぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記直列コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記直列コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【０００７】
また、第３の発明は、単相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された複数の一次巻線を有する１個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる直列回路と、前記直列回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【０００８】
本発明の第４の発明は、３相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する６個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる６組の直列回路と、前記６組の直列回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【０００９】
本発明の第５の発明は、３相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する６個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる６組の直列回路と、前記６組の直列回路にそれぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記直列コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記直列コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【００１０】
本発明の第６の発明は、３相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された２個の一次巻線を有する３個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる３組の直列回路と、前記３組の直列回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【００１１】
さらに、本発明の第７の発明は、３相の商用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接続された２個の一次巻線を有する３個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとからなる３組の直列回路と、前記３組の直列回路にそれぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記直列コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記直列コンデンサの他方の端子とから出力を引き出した直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の実施の形態の例を接続図にて示す。同図において、１は商用交流電源、１１は電力加工部、４はアーク溶接負荷であり、電極４ａおよび被溶接物４ｂからなる。電力加工部１１は入力電流を平滑化する高周波フィルタＬＦ１１、ダイオードＤ１０ないしＤ１４およびダイオードＤ２１、Ｄ２２、変圧器Ｔ１１およびＴ１２の各一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐおよび二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓ、コンデンサＣ１１、直流リアクトルＬ１１、抵抗器Ｒ１１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２１、比較器２２およびパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３からなる。
【００１３】
変圧器Ｔ１１、Ｔ１２の各一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐは商用交流電源１からの電力を両波整流するダイオードＤ１１ないしＤ１４からなるブリッジ回路の正・負各ブランチに直列に図示のように挿入されており、このブリッジ整流回路の直流出力を短絡するようにスイッチング素子ＴＲ１０が設けられている。変圧器Ｔ１１、Ｔ１２の各二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓはそれぞれダイオードＤ１１、Ｄ１２と直列にされてコンデンサＣ１１に並列接続されている。また、直流リアクトルＬ１１は、コンデンサＣ１１の一方の端子と出力端子の一方との間に接続されてアーク溶接に適した出力電流変化の時定数を与える。この変圧器Ｔ１１、Ｔ１２の各巻線およびダイオードＤ２１、Ｄ２２の各極性は図示の・印の通りであり、スイッチング素子ＴＲ１０の導通時に一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐに流れる電流によって二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓに誘起される電圧をそれぞれダイオードＤ２１、Ｄ２２が阻止する極性に定められている。なおダイオードＤ１０はスイッチング素子に逆方向の電圧が印加されないようにするための保護用ダイオードである。
【００１４】
図２は図１の装置の動作を説明するための各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電源１の電圧波形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波形、（ｃ）はスイッチング素子ＴＲ１０を流れる電流波形、（ｄ）は変圧器Ｔ１１の二次巻線Ｔ１１ｓの誘起電圧波形、（ｅ）は二次巻線Ｔ１１ｓの電流波形、（ｆ）は二次巻線Ｔ１２ｓの誘起電圧波形、（ｇ）は二次巻線Ｔ１２ｓの電流波形、（ｈ）はコンデンサＣ１１の端子電圧、即ち出力電圧波形、（ｉ）は商用交流電源１からの流入電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してある。
【００１５】
図２の線図を参照して図１の装置の動作を説明する。いま、ダイオードＤ１１が順方向となる交流電源１の半波Ｔ1 においてスイッチング素子ＴＲ１０が導通すると変圧器Ｔ１１の一次巻線Ｔ１１ｐに図２（ｃ）に示すように交流電源１の瞬時値に比例した電流が流れ、これによって二次巻線Ｔ１１ｓに図示の極性の電圧が誘起される（Ｔon時）。しかし、この誘起電圧はダイオードＤ２１に対しては逆極性であるので、これに阻止されて二次巻線Ｔ１１ｓには図２（ｅ）のＴon時に示すように電流は流れない。このため、一次巻線Ｔ１１ｐに流れた電流は変圧器Ｔ１１に電磁エネルギーとして蓄えられる。次にＴon期間の終りにスイッチング素子ＴＲ１０が遮断するとそれまでに蓄えられた電磁エネルギーが二次巻線Ｔ１１ｓを通じて放出され、図中に示した極性と逆の極性の電圧を誘起し、ダイオードＤ２１を通してコンデンサＣ１１に図２（ｅ）に示すように蓄積エネルギーに比例した電流が流れてこれを充電する。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小にかかわらず図２（ｄ）に示すようにコンデンサの端子電圧を超える値にまで達するので、交流電源電圧の瞬時値にかかわらずコンデンサの充電がすべての位相において行なわれる。変圧器Ｔ１１に蓄積された電磁エネルギーの放出が終る頃に再びスイッチング素子ＴＲ１０を導通させると、変圧器Ｔ１１は再び磁気エネルギーの蓄積を開始する。上記をくりかえして期間Ｔ1 が終了し期間Ｔ2 に入ると、変圧器Ｔ１１にかわって変圧器Ｔ１２の一次巻線Ｔ１２ｐにダイオードＤ１３を通して電流が流れて同様の動作を継続することになる。
【００１６】
コンデンサＣ１１の端子電圧は直流リアクトルＬ１１を介して出力端子に引き出されてアーク溶接負荷４に供給される。アーク溶接負荷４に流れる電流は電流検出器ＣＴ１１によって検出信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが演算されて、この差信号ΔＩに応じた導通時間率となるようにＰＷＭ制御回路２３がパルス幅を決定し、スイッチング素子ＴＲ１０をＯＮ−ＯＦＦ制御する。したがってＰＷＭ制御回路２３の出力周波数を商用交流電源よりも十分に高く、例えば１０ＫＨｚないし数１０ＫＨｚの高周波としておけば、交流電源１からの入力電圧波形のすべての位相において電力が供給されることになる。このとき、入力電流はＰＷＭ制御回路の動作周波数の高周波成分を含むことになるが、入力側に小容量のコンデンサからなる高周波フィルタＬＦ１１を設けることにより入力電流を平坦化することができ、図２（ｉ）に示すようにほぼ正弦波状で電圧位相に一致した電流波形とすることができる。
【００１７】
図１の装置において、変圧器Ｔ１１、Ｔ１２としてはスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ周波数に応じた高周波変圧器を用意すればよいのでその鉄心断面積は小さなものでよく、また、スイッチング素子ＴＲ１０が導通している期間中に流れる電流によって電磁エネルギーを蓄えるためにその磁路の途中に適宜空隙を設けると都合がよい。
【００１８】
さらに、本発明の装置においては、スイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中に変圧器Ｔ１１、Ｔ１２に電磁エネルギーを蓄え、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断期間中にこれをアーク溶接負荷４に放出するものである。それ故、変圧器の鉄心がスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦの１周期で完全に磁束がリセットされるようにスイッチング素子の導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦの１周期における導通時間の割合）が最大出力時にも５０％以下になるようにＰＷＭ制御回路を設計しておくことが望ましい。
【００１９】
なお、図１の装置において、抵抗器Ｒ１１は動作停止時にコンデンサＣ１１に充電されている電荷を放電するためのものであり、アーク溶接終了時には、動作停止と同時にアーク溶接負荷４が開放となるのが通常であるので、残留電荷を安全に放電して、感電の危険性を防止する。この抵抗器Ｒ１１の抵抗値としてはコンデンサＣ１１の充電電荷を数秒程度の間に放電する値に選定しておくと、先の溶接終了直後のアーク再起動時はいまだコンデンサＣ１１には相当量の電荷が充電されているのでアークの再起動が容易となるので都合がよい。
【００２０】
また、図１において、変圧器Ｔ１１、Ｔ１２の各一次巻線は、ダイオードＤ１１ないしＤ１４によって構成されるブリッジ形整流回路の各半波を負担する各ブランチの途中であればどこでもよく、ダイオードＤ１２、Ｄ１４に直列にしても、また一次巻線Ｔ１１ｐをダイオードＤ１１に一次巻線Ｔ１２ｐをダイオードＤ１２にそれぞれ直列に接続してもよい。さらにまた、一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐをそれぞれ２個設けて、これらをそれぞれダイオードＤ１１、Ｄ１２またはダイオードＤ１３、Ｄ１４に分けて直列に接続してもよい。
【００２１】
図３は本発明の別の実施の形態を示す接続図であり、図１の装置の二次巻線Ｔ１１ｓとＴ１２ｓとをそれぞれ直列ダイオードとともに直列に接続したものに相当し、これに従ってコンデンサもＣ２１とＣ２２の２個を設けてある。また、出力制御は、電流検出器にかえて電圧検出器ＶＴ１１を、また出力電流設定器にかえて出力電圧設定器２４を設けてある。これらによって出力電圧Ｖｆを検出し、出力電圧設定器２４の設定値Ｖｒと比較器２５にて比較し、差信号ΔＶ＝Ｖｒ−Ｖｆを得てこの差信号が減少する方向にＰＷＭ制御回路２３からの出力パルス幅を変化させるようにして、出力電圧を設定値に保つようにしている。同図のその他の動作は図１に示した装置と同様であるので動作の詳細な説明は省略する。
なお、図３の装置においても変圧器Ｔ１１、Ｔ１２の各一次巻線をそれぞれ２個に分割してダイオードＤ１１、Ｄ１２、ダイオードＤ１３、Ｄ１４に分けて直列に接続してもよい。
【００２２】
図３の装置においては図１の装置の２倍の電圧が得られるので比較的高い電圧を要求される用途に適する。
【００２３】
図４は、２個の変圧器を用いるかわりに２個の一次巻線を有する変圧器Ｔ１３を用いて本発明を実施するときの例を示した接続図であり、図１に示した変圧器Ｔ１１およびＴ１２の各一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐにかえて１個の変圧器の一次巻線Ｔ１３ｐ１とＴ１３ｐ２とを両波整流回路の正・負各ブランチに挿入してある。また、これに伴って二次巻線は１個としダイオードＤ２３と直列にしてコンデンサＣ１１と並列に接続してある。同図の装置において、その他は図１と同機能のものに同符号を付してある。
【００２４】
図４の装置においても、図１の装置と同様にダイオードＤ１１が順方向となる半波の期間にスイッチング素子ＴＲ１０が導通することにより変圧器Ｔ１３ｐ１を流れる電流によって電磁エネルギーが蓄積され、その後にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断されるとこの電磁エネルギーが二次巻線Ｔ１３ｓを通して放出されてコンデンサＣ１１を充電し、またダイオードＤ１３が順方向となる半波においては一次巻線Ｔ１３ｐ２に電磁エネルギーが蓄積されて、これが二次巻線Ｔ１３ｓを通して放出されてコンデンサＣ１１を充電するように動作する。
【００２５】
図５は、図４の装置を一部変形したものであり、変圧器Ｔ１３の第２の一次巻線Ｔ１３ｐ２をダイオードＤ１２と直列にしたものであり、その動作は図４の装置と全く同じである。
なお、図４および図５の装置において、一次巻線Ｔ１３ｐを４つに分割してＴ１３ｐ１ないしＴ１３ｐ４とし、各一次巻線をそれぞれダイオードＤ１１ないしＤ１４に直列にしてもよいのはもちろんである。
【００２６】
図６は、図１の装置と図５の装置とを合体させた例を示す接続図であり、変圧器はＴ１４とＴ１５の２個を使用し、かつ各変圧器にはそれぞれ２個の一次巻線Ｔ１４ｐ１、Ｔ１４ｐ２およびＴ１５ｐ１、Ｔ１５ｐ２を設けてある。また各一次巻線は交流電源１の各半波においてスイッチング素子ＴＲ１０が導通したときにそれぞれ一方の一次巻線Ｔ１４ｐ１とＴ１５ｐ２またはＴ１４ｐ２とＴ１５ｐ１に電流が流れて各変圧器に電磁エネルギーを蓄え、これをスイッチング素子ＴＲ１０の遮断時にそれぞれの二次巻線Ｔ１４ｓまたはＴ１５ｓを通して放出してコンデンサＣ１１を充電するようになっている。これらの動作は図１、図３、図４の各装置と同様であるので詳細な説明は省略する。
なお、同図において変圧器の一次巻線Ｔ１４ｐ１とＴ１５ｐ１、またはＴ１４ｐ２とＴ１５ｐ２、またはＴ１４ｐ２とＴ１５ｐ１またはＴ１４ｐ１とＴ１５ｐ２とをそれぞれ入れかえても同様の機能を発揮する。
【００２７】
図７は、本発明を３相交流電源に対して実施したときの形態の例を示す接続図である。同図において、３は３相商用交流電源、３１は電力加工部であり、高周波フィルタＬＦ３１、一次巻線Ｔ３１ｐと二次巻線Ｔ３１ｓとを有する変圧器Ｔ３１、同様に一次巻線Ｔ３２ｐないしＴ３６ｐと二次巻線Ｔ３２ｓないしＴ３６ｓをそれぞれ有する変圧器Ｔ３２ないしＴ３６、ダイオードＤ１０、Ｄ３１ないしＤ３６、Ｄ４１ないしＤ４６、スイッチング素子ＴＲ１０、コンデンサＣ１１、直流リアクトルＬ１１、抵抗器Ｒ１１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２１、比較器２２およびＰＷＭ制御回路２３からなる。
【００２８】
図７の装置においてダイオードＤ３１ないしＤ３６は３相両波整流回路を構成している。図中イ、ロ、ハのうちイ点が最高電位にある期間は一周期２πのうちにπ／３あり、この期間にスイッチング素子ＴＲ１０が導通すると変圧器Ｔ３１ｐ、ダイオードＤ３１、スイッチング素子ＴＲ１０、ダイオードＤ３４と変圧器Ｔ３４ｐの直列回路およびダイオードＤ３６と変圧器ＴＲ３６ｐの直列回路の経路を電流が流れて各変圧器の二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３４ｓ、Ｔ３６ｓにそれぞれ図示の極性の電圧が誘起される。しかるにこれらの電圧はそれぞれ直列に接続されたダイオードＤ４１、Ｄ４４、Ｄ４６に対して逆極性であるので各二次巻線には電流は流れず、このために各一次巻線に流れた電流はそれぞれの変圧器に電磁エネルギーとして蓄えられる。次にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると、この蓄積された電磁エネルギーによって各二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３４ｓ、Ｔ３６ｓに図示と逆の極性の電圧が発生し、それぞれ順方向となる直列ダイオードＤ４１、Ｄ４４、Ｄ４６を通してコンデンサＣ１１を充電する。このときに各二次巻線に発生する電圧は蓄積された電磁エネルギーの大きさにはほとんど関係なく、この電磁エネルギーをコンデンサＣ１１に対して放出するのに十分な電圧まで上昇することは図１の装置にて説明したのと同様である。
【００２９】
つぎにスイッチング素子ＴＲ１０が導通すると変圧器Ｔ３１、Ｔ３４、Ｔ３６が再び電磁エネルギーの蓄積を開始し、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断によって再びこれを放出してコンデンサＣ１１を充電する。この動作を図のイ点の電位がロおよびハの各点の電位よりも高い期間、商用交流電源３の電圧の位相角でπ／３の期間、くりかえされる。
【００３０】
つぎに図のハ点が最低電位となるので変圧器Ｔ３６と変圧器Ｔ３１、Ｔ３３が同様に動作し、つぎに図のロ点の電位が他の点よりも高くなって変圧器Ｔ３３と変圧器Ｔ３２、Ｔ３６が同様の動作をする。さらに図のイ点が最も低い電圧になると変圧器Ｔ３２と変圧器Ｔ３３、Ｔ３５が、ハ点が最高電位になる期間では、変圧器Ｔ３５と変圧器Ｔ３３、Ｔ３４が、ロ点が最低電位となる期間では変圧器Ｔ３４と変圧器Ｔ３１、Ｔ３５がそれぞれ上記と同様の動作をそれぞれ商用交流の電圧位相のπ／３の期間ずつくりかえして商用交流電源の１周期（２π）を終了する。
【００３１】
図７の装置においても図３に示した例と同様に各変圧器の二次巻線Ｔ３１ｓないしＴ３６ｓを直列ダイオードＤ４１ないしＤ４６の各組毎に並列にコンデンサを接続したものを６組つくり、これらをすべて直列にして総合出力をアーク溶接負荷４に供給するようにしてもよく、またこれらの中間的な装置として二次巻線とダイオードとの直列回路の組を適宜直列または並列にして所望の出力電圧を得るようにしてもよい。
【００３２】
図８は３相の商用交流電源に本発明を適用した別の実施の形態の例を示す接続図であり、ダイオードＤ５１ないしＤ５６によって構成されるブリッジ式３相両波整流回路の正・負各ブランチに変圧器Ｔ３７ないしＴ３９の各２個の一次巻線Ｔ３７ｐ１、Ｔ３７ｐ２、Ｔ３８ｐ１、Ｔ３８ｐ２、Ｔ３９ｐ１、Ｔ３９ｐ２が直列に接続されており、この両波整流回路の出力を短絡する位置にスイッチング素子ＴＲ１０が接続されている。また各変圧器の二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８ｓ、Ｔ３９ｓはそれぞれダイオードＤ６１ないしＤ６３と直列に接続され、各変圧器の二次巻線とダイオードとの直列回路は並列に接続されてこれにコンデンサＣ１１が並列接続されている。
また、変圧器Ｔ３７ないしＴ３９の各一次巻線Ｔ３７ｐ１、Ｔ３７ｐ２、Ｔ３８ｐ１、Ｔ３８ｐ２、Ｔ３９ｐ１、Ｔ３９ｐ２と二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８ｓ、Ｔ３９ｓはをれぞれ図中に・印で示すように極性が定められており、これに対して、ダイオードＤ６１ないしＤ６３の極性も図示の通りに定められている。
【００３３】
変圧器およびダイオードの各極性を図示のように定めると、スイッチング素子ＴＲ１０の導通時には変圧器Ｔ３７ないしＴ３９の各二次巻線Ｔ３７ｓないしＴ３９ｓに誘起される電圧はそれぞれ直列ダイオードＤ６１ないしＤ６３によって阻止される極性となる。同図のその他の部分は図７の装置と同機能のものに同符号を付してある。
【００３４】
図８の装置においては、スイッチング素子ＴＲ１０の導通によって変圧器の一次巻線Ｔ３７ｐ１とＴ３８ｐ２、Ｔ３９ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ３９ｐ２とＴ３７ｐ１、Ｔ３８ｐ１の組合せ、一次巻線Ｔ３８ｐ１とＴ３７ｐ２、Ｔ３９ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ３７ｐ２とＴ３８ｐ１、Ｔ３９ｐ１の組合せ、一次巻線Ｔ３９ｐ１とＴ３７ｐ２、Ｔ３８ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ３８ｐ２とＴ３７ｐ１、Ｔ３９ｐ１の組合せ、に順次電流が流れてそれぞれの変圧器に電磁エネルギーが蓄積され、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断によってこれらの蓄積エネルギーが各変圧器の二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８ｓ、Ｔ３９ｓからそれぞれ直列ダイオードＤ６１、Ｄ６２、Ｄ６３を通して放出されてコンデンサＣ１１を充電する。このときの動作は図７の装置と本質的に異なるところはない。
【００３５】
図７および図８の装置においても商用交流電源３からの入力電流は高周波フィルタＬＦ３１にて平坦化されて電源電圧位相と同相の略正弦波電流となる。
【００３６】
図１および図４ないし図８の各実施例においては、出力電流を電流検出器によって検出してこれを出力電流設定器の設定値と比較して、差信号が減少する方向にスイッチング素子ＴＲ１０の導通時間率を変化させる方式のものを示したが本発明はこれに限らず図３の装置のように出力電圧を検出してこれを設定値と比較して、差が減少するようにスイッチング素子の導通時間率を制御するものでも本発明は適用できる。
【００３７】
さらにまた、出力電流と出力電圧とを設定し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号に夫々係数を乗じて加算し、このかさんちに応じてスイッチング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の電圧・電流特性の装置を得るようにしてもよい。この場合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とすればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の電源装置となる。
【００３８】
また、上記各実施例においては、スイッチング素子の制御方法としてはその動作周波数を一定にしてその１周期内における導通時間の割合を変化させるＰＷＭ制御方式のものについて説明したが、本発明はこれに限らず、スイッチング素子の１回の導通時間の長さは一定とし、くりかえし周波数を誤差信号に応じて変化させるＰＦＭ制御（パルス周波数制御）方式のものにも本発明は適用できる。
【００３９】
【発明の効果】
本発明は、上記の通り商用交流電源からの入力電流が入力電圧波形と同相でかつ略同波形となるので、過大な入力電圧降下を発生させることがなく、商用交流電源回路の過負荷防止用の遮断器を誤動作させたり、波形歪のために同一電源に接続されている他の機器を誤動作させることもない。また装置自体の力率も１に近くなるので無効電力の発生がなく、高力率の装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示す接続図。
【図２】図１の装置の動作を説明するための線図。
【図３】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図４】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図５】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図６】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図７】本発明を３相交流電源に適用したときの実施の形態を示す接続図。
【図８】本発明を３相交流電源に適用したときの別の実施の形態を示す接続図。
【図９】従来の装置の例を示す接続図。
【図１０】図９の従来装置の動作を説明するための各部の波形を示す線図。
【符号の説明】
１、３    商用交流電源
４        アーク溶接負荷
１１〜１５、３１、３２    電力加工部
２１      出力電流設定器
２２、２５    比較器
２３      ＰＷＭ制御回路
２４      出力電圧設定器
Ｄ１０〜Ｄ１４    ダイオード
Ｄ２１、Ｄ２２    ダイオード
Ｄ３１〜Ｄ３６    ダイオード
Ｄ４１〜Ｄ４６    ダイオード
Ｄ５１〜Ｄ５６    ダイオード
Ｄ６１〜Ｄ６３    ダイオード
ＴＲ１０    スイッチング素子
Ｔ１１ｐ    変圧器一次巻線
Ｔ１２ｐ    変圧器一次巻線
Ｔ１３ｐ１、Ｔ１３ｐ２    変圧器一次巻線
Ｔ３１ｐ〜Ｔ３６ｐ        変圧器一次巻線
Ｔ３７ｐ１、Ｔ３７ｐ２    変圧器一次巻線
Ｔ３８ｐ１、Ｔ３８ｐ２    変圧器一次巻線
Ｔ３９ｐ１、Ｔ３９ｐ２    変圧器一次巻線
Ｔ１１ｓ〜Ｔ１３ｓ        変圧器二次巻線
Ｔ３１ｓ〜Ｔ３９ｓ        変圧器二次巻線
Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃ２２    コンデンサ
Ｌ１１      直流リアクトル
Ｒ１１      抵抗器
ＬＦ１１、ＬＦ３１    高周波フィルタ
ＶＴ１１    電圧検出器
ＣＴ１１    電流検出器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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