(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
車両に搭載されてＤ級増幅を行う無帰還のパワーアンプと、
このパワーアンプに供給されるオーディオ信号のレベルを制御する可変アッテネータ回路と、
この可変アッテネータ回路を制御して音量を制御する制御回路と、
上記車両に搭載されたバッテリーの出力電圧が供給される直流ラインフィルタと、
この直流ラインフィルタの出力電圧の大きさを基準値と比較する電圧比較回路と
を有し、
上記直流ラインフィルタの出力電圧を上記パワーアンプにその電源電圧として供給するとともに、
上記バッテリの出力電圧の変動により生じる上記パワーアンプの出力信号のレベル変動を相殺するように、上記電圧比較回路の比較出力を上記可変アッテネータ回路にその制御信号として供給する
ようにしたパワーアンプ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はパワーアンプ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アンプに負帰還をかけると、負帰還をかけていないときに比べ、周波数特性、歪み特性、Ｓ／Ｎなどの特性が改善される。このため、オーディオ用のパワーアンプには、一般に負帰還がかけられている。図６は、パワーアンプにおける負帰還を簡略的に示すもので、アナログオーディオ信号が、パワーアンプ１の非反転入力端に供給されて増幅され、その増幅出力がスピーカ２に供給されるとともに、その増幅出力の一部が帰還回路３を通じてパワーアンプ１の反転入力端に帰還される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、車載用のオーディオ機器、いわゆるカーオーディオのパワーアンプに負帰還をかけると、車両の走行時、音質が劣化してしまう。すなわち、図６において、車両の走行中は、スピーカ２は常に振動にさらされているが、この振動によりスピーカ２の振動板が振動し、スピーカ２には、その振動に起因する逆起電圧Ｖvを生じる。
【０００４】
そして、この逆起電圧Ｖvは帰還回路３を通じてパワーアンプ１の反転入力端に供給されてしまうが、これは、逆起電圧Ｖvと逆相の電圧がパワーアンプ１の非反転入力端に供給されたことと等価である。つまり、逆起電圧Ｖvが帰還回路３を通じて入力オーディオ信号に重畳されたことになる。したがって、カーオーディオのパワーアンプに負帰還をかけると、車両の走行時、音質が劣化してしまう。
【０００５】
図７は、スピーカ２として口径が一般的な16cmのものを使用した場合に、振動によりスピーカ２に生じる逆起電圧Ｖvの観測波形の例を示すもので、この逆起電圧Ｖvの大きさは1.35Ｖp-p、すなわち、およそ500ｍＶrmsに達している。しかも、この程度の大きさの逆起電圧Ｖvは、車両の走行中、かなり頻繁に発生する。
【０００６】
そして、スピーカ２のインピーダンスを４Ωとすれば、パワーアンプ１のダンピングファクタは一般に100程度であり、このとき、パワーアンプ１の出力インピーダンスは0.04Ω程度である。したがって、帰還回路３の帰還率βを1/16とすれば、スピーカ２に生じた逆起電圧Ｖvがパワーアンプ１の反転入力端に供給されるときの電圧値は、
500ｍＶrms×0.04Ω／（0.04Ω＋４Ω）×（1/16）＝0.31ｍＶ
となる。
【０００７】
そして、パワーアンプ１の利得を40dB（＝100倍）とすれば、パワーアンプ１の反転入力端に供給された逆起電圧Ｖvが増幅されてアンプ１の出力端に現れるときの電圧値は、
0.31ｍＶ×100倍＝31ｍＶ
となる。したがって、通常の車両内におけるアンプ出力を0.1Ｗ〜５Ｗとすれば、そのときの出力電圧は、
（0.1Ｗ×４Ω）^0.5＝0.63Ｖ
・・・
（５Ｗ×４Ω）^0.5＝4.47Ｖ
であるから、パワーアンプ１の出力信号のＳ／Ｎは、
20log（0.63Ｖ／31ｍＶ）＝26dB
・・・
20log（4.47Ｖ／31ｍＶ）＝43dB
となり、音質にかなりの影響を与えていることがわかる。
【０００８】
したがって、車載用のパワーアンプに負帰還をかけることは音質の上から好ましいことではない。
【０００９】
しかし、パワーアンプに負帰還をかけない場合には、電源電圧の変動が出力の変動として現れてしまう。特に、いわゆるＤ級のパワーアンプは、オーディオ信号をＰＷＭ信号に変換し、図８に示すように（この図では、簡単のため、ＰＷＭ信号は無変調としている）、そのＰＷＭ信号により電源電圧をスイッチングし、そのスイッチング出力（斜線部分）を積分してオーディオ出力としているので、電源電圧に変動があると、その影響が顕著に現れてしまう。
【００１０】
そして、カーオーディオでは、車両のすべての電源を１つのバッテリから共通に得ているので、バッテリの電圧には、
▲１▼  エンジン停止時と、エンジンスタート直後とにおける電圧の変動
▲２▼  オルタネータや各種のモータなどが作動したときに発生するオーディオ帯域のノイズ
を生じている。したがって、車両に無帰還のＤ級パワーアンプを搭載すると、その出力は▲１▼項および▲２▼項により大きく影響されてしまい、音質が大きく劣化してしまう。
【００１１】
図９は、▲１▼項により生じるバッテリ電圧の変化の観測波形を示すもので、エンジンのスタートの前後で、バッテリ電圧は12Ｖから13.6Ｖに上昇し、エンジンを停止すると、再び12Ｖに戻っている。また、この電圧変動は、数Hz（エンジンスタート時では、およそ2.5Hz）のゆっくりとした変動となっている。そして、このような電圧変動があると、無帰還のＤ級パワーアンプでは、出力が２dB程度変化してしまい、聴感上、問題となってしまう。
【００１２】
また、図１０および図１１は、▲２▼項によりバッテリの電圧に生じるノイズの観測波形を示すもので、図１０は停車時の波形、図１１は走行時の波形である。そして、この観測結果によれば、バッテリ電圧に数ｋHzのノイズの乗っているが、このノイズは、無帰還のＤ級パワーアンプでは、出力の可聴帯域にノイズとして現れてしまう。
【００１３】
このため、無帰還のＤ級パワーアンプを車両に搭載する場合には、バッテリ電圧をＤＣ／ＤＣコンバータなどにより安定化してからＤ級アンプに供給するようにしている。しかし、その場合には、パワーアンプの出力に対応してかなりの容量のＤＣ／ＤＣコンバータが必要となり、装置全体の大型化や価格の上昇などを生じてしまうとともに、発熱対策も必要になってしまう。
【００１４】
この発明は、以上のような点にかんがみ、無帰還のパワーアンプにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータなどを使用しなくても、電源電圧の変動や電源電圧に乗っているノイズが音質に与える影響を抑止しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
車両に搭載されてＤ級増幅を行う無帰還のパワーアンプと、
このパワーアンプに供給されるオーディオ信号のレベルを制御する可変アッテネータ回路と、
この可変アッテネータ回路を制御して音量を制御する制御回路と、
上記車両に搭載されたバッテリーの出力電圧が供給される直流ラインフィルタと、
この直流ラインフィルタの出力電圧の大きさを基準値と比較する電圧比較回路と
を有し、
上記直流ラインフィルタの出力電圧を上記パワーアンプにその電源電圧として供給するとともに、
上記バッテリの出力電圧の変動により生じる上記パワーアンプの出力信号のレベル変動を相殺するように、上記電圧比較回路の比較出力を上記可変アッテネータ回路にその制御信号として供給する
ようにしたパワーアンプ装置
とするものである。
したがって、バッテリの電圧変動の影響がオーディオ信号のレベル変化により相殺されるとともに、バッテリの電圧に乗っているノイズが直流ラインフィルタにより除去される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明によるパワーアンプの一例を示すもので、この例においては、パワーアンプ１０が無帰還のＤ級アンプに構成されている場合である。このため、デジタルオーディオ信号Ｄinが、入力端子１１から音量調整用（レベル制御用）の可変アッテネータ回路１２を通じてＰＷＭ変調回路１３に供給され、オーディオ信号Ｄinは１対のＰＷＭ信号ＤA、ＤBに変換される。
【００１７】
この場合、図２に示すように、ＰＷＭ信号ＤA、ＤBのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Ｄinの示すレベル（信号ＤinをＤ／Ａ変換したときの瞬時レベル。以下同様）に対応して変化するものであるが、一方のＰＷＭ信号ＤAのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Ｄinの示すレベルの大きさとされ、他方のＰＷＭ信号ＤBのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Ｄinの示すレベルの２の補数の大きさとされる。また、ＰＷＭ信号ＤA、ＤBは、その立ち上がり時点がＰＷＭ信号ＤA、ＤBの１サイクル期間Ｔcの開始時点に固定され、その立ち下がり時点がオーディオ信号Ｄinの示すレベルに対応して変化するものとされる。
【００１８】
さらに、ＰＷＭ信号ＤA、ＤBのキャリア周波数ｆc（＝１／Ｔc）は、デジタルオーディオ信号Ｄinのサンプリング周波数ｆsの例えば16倍とされ、ｆs＝48ｋHzとすれば、
ｆc＝16ｆs＝16×48ｋHz＝768ｋHz
とされる。
【００１９】
そして、このＰＷＭ変調回路１２から出力される一方のＰＷＭ信号ＤAがドライブ回路１４Ａに供給されて図３Ａに示すように、信号ＤAと同レベルおよびレベル反転した１対のドライブ用のパルス電圧＋ＤA、−ＤAが形成され、これらパルス電圧＋ＤA、−ＤAが、１対のスイッチング素子、例えばｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ11、Ｑ12）のゲートにそれぞれ供給される。このＦＥＴ（Ｑ11、Ｑ12）はプッシュプル回路１５Ａを構成するものであり、ＦＥＴ（Ｑ11）のドレインが電源ライン２４に接続され、そのソースがＦＥＴ（Ｑ12）のドレインに接続され、このＦＥＴ（Ｑ12）のソースが接地に接続される。なお、電源ライン２４には、後述するように、カーバッテリからの電圧＋ＶDDが供給される。
【００２０】
そして、ＦＥＴ（Ｑ11）のソースおよびＦＥＴ（Ｑ12）のドレインが、コイルおよびコンデンサを有する積分用のローパスフィルタ１６Ａを通じてスピーカ１７の一端に接続される。
【００２１】
また、ＰＷＭ変調回路１１から出力される他方のＰＷＭ信号ＤBに対しても、ＰＷＭ信号ＤAに対してと同様に構成される。すなわち、ＰＷＭ信号ＤBがドライブ回路１４Ｂに供給されて図３Ｂに示すように、信号ＤBと同レベルおよびレベル反転した１対のドライブ用のパルス電圧＋ＤB、−ＤBが形成され、これらパルス電圧＋ＤB、−ＤBが、プッシュプル回路１５Ｂを構成する１対のｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ13、Ｑ14）のゲートにそれぞれ供給される。そして、ＦＥＴ（Ｑ13）のソースおよびＦＥＴ（Ｑ14）のドレインが、コイルおよびコンデンサを有する積分用のローパスフィルタ１６Ｂを通じてスピーカ１７の他端に接続される。
【００２２】
したがって、＋ＤA＝“Ｈ”のときには、−ＤA＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ（Ｑ11）がオンになるとともに、ＦＥＴ（Ｑ12）がオフになるので、ＦＥＴ（Ｑ11、Ｑ12）の接続点の電圧ＶAは、図３Ｃに示すように、電圧＋ＶDDとなる。また、逆に、＋ＤA＝“Ｌ”のときには、−ＤA＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ（Ｑ11）がオフになるとともに、ＦＥＴ（Ｑ12）がオンになるので、ＶA＝０となる。
【００２３】
同様に、＋ＤB＝“Ｈ”のときには、−ＤB＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ（Ｑ13）がオンになるとともに、ＦＥＴ（Ｑ14）がオフになるので、ＦＥＴ（Ｑ13、Ｑ14）の接続点の電圧ＶBは、図３Ｄに示すように、電圧＋ＶDDとなる。また、逆に、＋ＤB＝“Ｌ”のときには、−ＤB＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ（Ｑ13）がオフになるとともに、ＦＥＴ（Ｑ14）がオンになるので、ＶB＝０となる。
【００２４】
そして、ＶA＝＋ＶDD、かつ、ＶB＝０の期間には、図１および図３Ｅに示すように、ＦＥＴ（Ｑ11、Ｑ12）の接続点から、ローパスフィルタ１６Ａ→スピーカ１７→ローパスフィルタ１６Ｂのラインを通じて、ＦＥＴ（Ｑ13、Ｑ14）の接続点に、電流ｉが流れる。
【００２５】
また、ＶA＝０、かつ、ＶB＝＋ＶDDの期間には、ＦＥＴ（Ｑ13、Ｑ14）の接続点から、ローパスフィルタ１６Ｂ→スピーカ１７→ローパスフィルタ１６Ａのラインを通じて、ＦＥＴ（Ｑ11、Ｑ12）の接続点に、逆向きに電流ｉが流れる。さらに、ＶA＝ＶB＝＋ＶDDの期間、およびＶA＝ＶB＝０の期間には、電流ｉは流れない。つまり、プッシュプル回路１５Ａ、１５ＢがＢＴＬ回路を構成していることになる。
【００２６】
そして、電流ｉの流れる期間は、もとのＰＷＭ信号ＤA、ＤBが立ち上がっている期間に対応して変化するとともに、電流ｉがスピーカ１７を流れるとき、電流ｉはローパスフィルタ１６Ａ、１６Ｂにより積分されるので、結果として、スピーカ１７を流れる電流ｉは、デジタルオーディオ信号Ｄinの示すレベルに対応したアナログ電流であり、電力増幅された電流となる。つまり、電力増幅された出力がスピーカ１７に供給されることになる。
【００２７】
こうして、端子１１からスピーカ１７までの信号ラインは、無帰還のＤ級パワーアンプとして動作する。
【００２８】
また、このとき、マイクロコンピュータにより制御回路３０が構成されるとともに、この制御回路３０には各種の操作キー３３が接続され、これら操作キー３３のうちの音量のアップキーあるいはダウンキーを操作すると、制御回路３０において、所定の音量データが形成され、この音量データが可変アッテネータ回路１２にその制御信号Ｄ30として供給されて可変アッテネータ回路１２を通じるデジタルオーディオ信号Ｄinのレベル（Ｄ／Ａ変換したときのレベル）が制御される。したがって、操作キー３０のうちのアップキーあるいはダウンキーを操作することにより音量を変更することができる。
【００２９】
ただし、以上の構成だけでは、電源ライン２４の電圧＋ＶDDに変動があったり、ノイズが乗っていると、上述のようにスピーカ１７に供給されるオーディオ出力の音質が劣化してしまう。
【００３０】
このため、この発明においては、さらに次のように構成される。すなわち、カーバッテリ２１が、イグニションキーに連動してオンオフされるスイッチ２２→コイルＬ23およびコンデンサＣ23を有する直流ラインフィルタ２３の電流ラインを通じて電源ライン２４に接続され、バッテリ２１の出力電圧が電源ライン２４に電源電圧＋ＶDDとして供給される。
【００３１】
また、電源ライン２４の電源電圧＋ＶDDの大きさが検出され、その検出結果にしたがって可変アッテネータ回路１２の減衰量が制御される。図１においては、電源電圧＋ＶDDの大きさの検出を制御回路３０により行う場合である。すなわち、電源ライン２４の電源電圧＋ＶDDが、制御回路３０に内蔵されているＡ／Ｄコンバータ回路３１に供給されてデジタルデータＤ31にＡ／Ｄ変換され、このデータＤ31が電圧比較回路３２に供給される。この電圧比較回路３２は、制御回路３０を構成するマイクロコンピュータが所定のルーチンを実行することにより等価的に実現されるものである。
【００３２】
そして、電圧比較回路３２において、電源電圧＋ＶDDのデータＤ31が基準電圧に対応する所定の基準値ＤREFと比較され、その比較出力が制御信号Ｄ30の一部として可変アッテネータ回路１２に供給され、可変アッテネータ回路１２の減衰量が、電源電圧＋ＶDDが高くなるときに大きくなる極性で制御される。
【００３３】
このような構成によれば、バッテリ２１の出力電圧に、▲２▼項に起因するノイズが乗っていても、このノイズは直流ラインフィルタ２３により除去されてからプッシュプル回路１５Ａ、１５Ｂに供給される。例えば、直流ラインフィルタ２３が、カットオフ周波数が100Hzで、カットオフ特性が−40dB／decであるとすると、バッテリ２１の出力電圧に周波数が例えば１ｋHzのノイズが乗っているとき、そのレベルを−43dB減衰させることができる。
【００３４】
図４および図５は、プッシュプル回路１５Ａ、１５Ｂに供給される電源電圧＋ＶDDの観測波形を示すもので、図４は停車時の波形、図５は走行時の波形である。これら波形は、図１０および図１１の波形に対応するが、▲２▼項に起因するノイズは観測されない。
【００３５】
したがって、▲２▼項に起因するノイズがスピーカ１７に供給される増幅出力に含まれることがないので、▲２▼項に起因する音質の劣化を抑えることができる。
【００３６】
また、プッシュプル回路１５Ａ、１５Ｂに供給される電源電圧＋ＶDDが高くなると、図８からも明らかなように、スピーカ１７に供給される信号電圧が大きくなるはずであるが、図１のパワーアンプ１０においては、電源電圧＋ＶDDが基準値ＤREFに対応する電圧値よりも高くなると、電圧比較回路３２の比較出力が大きくなって可変アッテネータ回路１２の減衰量が大きくなるので、スピーカ１７に供給される信号電圧は小さくなり、これにより電源電圧＋ＶDDの上昇による信号電圧の上昇が相殺される。
【００３７】
逆に、電源電圧＋ＶDDが低くなると、スピーカ１７に供給される信号電圧が小さくなるはずであるが、このとき、電圧比較回路３２の比較出力が小さくなって可変アッテネータ回路１２の減衰量が小さくなるので、スピーカ１７に供給される信号電圧は大きくなり、これにより電源電圧＋ＶDDの上昇による信号電圧の低下が相殺される。
【００３８】
したがって、▲１▼項によりプッシュプル回路１５Ａ、１５Ｂに供給される電源電圧＋ＶDDが変動しても、これは可変アッテネータ回路１２の減衰量の変化により相殺され、スピーカ１７に供給される信号電圧の大きさは一定に保持される。このとき、電源電圧＋ＶDDの変動は、上述のように数Hzと非常に遅いので、可変アッテネータ回路１２における信号レベルの制御は、遅延なく行うことができる。
したがって、▲１▼項により電源電圧＋ＶDDが変動しても、スピーカ１７の出力が変動することがない。
【００３９】
こうして、上述のパワーアンプ１０によれば、無帰還であるが、バッテリ２１の出力電圧に、▲１▼項および▲２▼項に起因する電圧変動やノイズなどを生じても、スピーカ１７に供給される信号電圧が変動したり、ノイズが乗ったりすることがなく、したがって、優れた音質の音響出力を得ることができる。また、パワーアンプ１０は無帰還であるから、車両の走行によりスピーカ１７が振動しても、音質の劣化がない。
【００４０】
しかも、そのために特殊なハードウェアを必要とすることがなく、また、プッシュプル回路１５Ａ、１５Ｂに供給される電源電圧＋ＶDDを安定化するためにＤＣ／ＤＣコンバータ回路などの安定化電源回路を必要とすることもないので、コストの上昇を最小に抑えることができる。
【００４１】
なお、上述において、ＰＷＭ信号ＤinはＰＮＭ信号などとすることもできる。
【００４２】
〔この明細書で使用している略語の一覧〕
Ａ／Ｄ        ：Analog to Digital
ＢＴＬ        ：Balanced TransformerLess
Ｄ／Ａ        ：Digital to Analog
ＤＣ／ＤＣ    ：Direct Current to Direct Current
ＦＥＴ        ：Field Effect Transistor
ＭＯＳ−ＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor type FET
ＰＮＭ        ：Pulse Number Modulation
ＰＷＭ        ：Pulse Width Modulation
Ｓ／Ｎ        ：Signal to Noise ratio
【００４３】
【発明の効果】
この発明によれば、無帰還パワーアンプの音質を損なうことがなく、また、無帰還のパワーアンプであっても、車の振動などでスピーカーに発生する逆起電圧の影響を受けることがなく、音質の劣化を防ぐことができる。
【００４４】
しかも、そのために特殊なハードウェアを必要とすることがなく、また、電源電圧を安定化するためにＤＣ／ＤＣコンバータ回路などの安定化電源回路を必要とすることもないので、コストの上昇を最小に抑えることができるとともに、省スペース化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明を説明するための波形図である。
【図３】この発明を説明するための波形図である。
【図４】この発明の適用結果を説明するための観測波形の図である。
【図５】この発明の適用結果を説明するための観測波形の図である。
【図６】この発明を説明するための接続図である。
【図７】この発明を説明するための観測波形の図である。
【図８】この発明を説明するための波形図である。
【図９】この発明を説明するための観測波形の図である。
【図１０】この発明を説明するための観測波形の図である。
【図１１】この発明を説明するための観測波形の図である。
【符号の説明】
１０…パワーアンプ、１１…入力端子、１２…可変アッテネータ回路、１３…ＰＷＭ変調回路、１４Ａおよび１４Ｂ…ドライブ回路、１５Ａおよび１５Ｂ…プッシュプル回路、１６Ａおよび１６Ｂ…ローパスフィルタ、１７…スピーカ、２１…カーバッテリ、２３…ＤＣラインフィルタ、３０…制御回路、３１…Ａ／Ｄコンバータ回路、３２…比較回路、３３…操作キー
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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