(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換し、交流電動機に供給する三相インバータと、
制御装置とを備えるインバータ装置において、
前記制御装置は、前記インバータの直流入力電流に基づいて交流出力電流波形に同期した繰り返し信号を出力する電流検出部を備え、
該電流検出部は、前記三相インバータの正側アームスイッチング素子三相分または負側アームスイッチング素子三相分の内、一相のみオンとし、他の二相はオフとするゲート状態においてインバータ直流入力電流をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、
二相に対してオンとし、他の一相はオフとするゲート状態においてインバータ直流入力電流をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路と、
前記電流検出部の出力に基づいて前記インバータを制御するための演算処理を行う演算処理部とを備えることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
直流電力を交流電力に変換し、交流電動機に供給する三相インバータと、
制御装置とを備えるインバータ装置において、
前記制御装置は、前記インバータの直流入力電流に基づいて交流出力電流波形に同期した繰り返し信号を出力する電流検出部を備え、
該電流検出部は、前記三相インバータの正側アームスイッチング素子三相分または負側アームスイッチング素子三相分の内、一相のみオンとし、他の二相はオフとする３種類のゲート状態と、二相に対してオンとし、他の一相はオフとする３種類のゲート状態の内、１つのゲート状態をインバータ出力電圧位相の所定位相周期毎に選択するサンプルホールド信号作成手段と、
該選択された１つのゲート状態において、インバータ直流入力電流をサンプルホールドするサンプルホールド回路と、該サンプルホールド回路の出力値に基づいて、前記インバータの出力周波数あるいは出力電圧を可変する手段とを備えることを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記制御装置は、前記サンプルホールド回路の出力値が予め設定した設定レベルを越えた時、前記インバータの出力周波数を低減する手段を備えるインバータ装置。
【請求項４】
請求項１または２において、
前記制御装置は、インバータ周波数指令を積分した基準位相および前記サンプルホールド回路の出力値を基に、交流電動機のトルク電流あるいは励磁電流を算出する手段と、該トルク電流または励磁電流の算出値に基づいて、前記インバータの出力周波数あるいは出力電圧を可変する手段を備えたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項５】
請求項１または２において、
前記制御装置は、前記インバータの各相交流電圧の最大および最小付近における前記サンプルホールド回路出力値に基づいて、インバータ出力周波数あるいは出力電圧を変化させる手段を備えたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項６】
請求項１または２において、
前記制御装置は、前記サンプルホールド回路の出力値の平均的な変化に応じて、インバータ出力周波数あるいは出力電圧を変化させる手段を備えたことを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機を可変速制御するインバータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法として、インバータの１次周波数ｆ１に比例してインバータの出力電圧Ｖ１を制御するＶ／ｆ一定制御が知られている。このものでは誘導電動機の励磁電流をほぼ一定に保つことができるが、負荷が加わると電動機の１次抵抗ｒ１による電圧降下が大きくなり、電動機の誘導起電力が小さくなる。この結果、電動機磁束が小さくなり、電動機出力トルクが減少すると言う問題がある。また、速度指令に対して実速度が低下し、速度変動率が大きくなると言う問題もある。そこで、特に中低速領域でのトルクアップを図る自動トルクブースト制御が提案されている。
【０００３】
一般的には、インバータ出力側に電流検出器を二相分設けて電動機電流を検出し、これを磁束位相で固定子座標から回転磁界座標へ変換（ｕｖｗ／ｄｑ変換）してトルク電流Ｉｑを求め、これに応じて１次抵抗電圧降下分ｒ１・Ｉｑを演算し、Ｖ／ｆ一定電圧(誘導起電力)に加算して電圧指令Ｖｍを演算している。この場合、電圧指令はＶｍ＝Ｋ・ｆ１*＋ｒ１・Ｉｑ である。ここで、Ｋは比例ゲインである。このように電流に応じて出力電圧値を増加させる制御を自動トルクブーストと呼ぶ。更にトルク電流に比例した滑り周波数ｆｓを基準の周波数ｆ0*に加算してインバータ出力周波数指令ｆ１*を演算している。この場合、ｆ１*＝ｆ0*＋Ｋｓ・Ｉｑである。この制御をすべり補償と呼ぶ。これらの方式は、インバータ出力側に電流検出器が二相分必要となるためコストアップとなる。一方、インバータ直流入力電流の平均値Ｉｄｃからトルク電流相当を演算し、これに応じてトルクブーストを行なう方式もある。これはインバータの直流側と交流側のパワーは等しいという関係から数１が成り立つため、Ｉｄｃを検出してトルク電流Ｉｑに近似な有効パワー電流Ｉqxを演算し、この大きさに応じてインバータ出力電圧を補償する方式である。
【０００４】
【数１】
0003984775.tif 000002
ここで、Ｖｄｃはインバータの直流電圧、Ｉｄｃは直流電流平均値、Ｖ１はインバータ出力電圧（相電圧）の大きさ、Ｉ１は電動機電流の大きさ、cosφ は力率である。ところが、誘導電動機などの交流電動機制御ではＶ／ｆ一定制御のため、インバータ周波数にほぼ比例して出力電圧Ｖ１を制御する。このため、低速領域ではＶ１が小さくなるので数１より明らかなようにＩｄｃが非常に小さくなる。このため有効パワー分電流Ｉqxの検出精度が低下し、自動トルクブースト制御の精度が劣化すると言う問題がある。
【０００５】
また、電流制限制御ではインバータ出力電流を三相分検出し、一相でも電流制限レベル以上になった時、インバータ出力周波数を下げて誘導電動機の滑り周波数を小さくし、電動機電流を制限レベル以下にして、過電流トリップを防止するようにしている。この場合は、電動機電流センサが少なくとも２個必要である。
【０００６】
このため、電動機電流センサレス化のため、インバータの直流入力電流からインバータの出力電流を演算検出する方式が、例えば特開平８−１９２６３号公報や特開平６−１５３５２６号公報に記載されている。また、関連技術として、インバータの直流入力電流と出力電流及びゲート状態との関係について、電気学会論文誌Ｄ（平成４年１月）の電圧形ＰＷＭコンバータの平滑コンデンサ容量低減および瞬停再始動制御法（３３ページ）に記載されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
これらの電動機電流センサレスにおいて、特開平８−１９２６３号公報記載のものでは、ゲート状態が変化する毎にすべてのゲート状態で直流電流をサンプルホールドしているため、サンプルホールド回路の出力はゲート状態が変化する毎に変化する。更に、２個のサンプルホールド回路出力値の差分(直流電流変化分)をゲート状態毎に演算しており、非常に高速なＡ／Ｄ変換器やマイクロコンピュータが必要である。また、特開平６−１５３５２６号公報に関しては、サンプルホールド回路の構成や、サンプルホールド信号の作り方など具体的な構成は記載されていない。また、従来技術はインバータ出力電流の検出方法まで記載されているが、具体的な電流制限制御や自動トルクブースト制御については記載されていない。
【０００８】
本発明は、上記課題を考慮してなされたものであり、インバータの直流入力電流から電動機電流の振幅やトルク電流，励磁電流などを検出し、これらを用いて電流制限制御，自動トルクブースト制御または速度センサレスベクトル制御などを行なうインバータの制御装置を提供する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によるインバータ装置は、直流電力を交流電力に変換し、交流電動機に供給する三相インバータと、その制御装置とを備える。制御装置は、直流入力電流に基づいて相電流波形を出力する相電流検出部と、相電流波形に基づいてインバータ装置を制御するための演算処理を行う演算処理部とを含む。本発明によれば、直流入力電流に基づいて三相交流の相電流を検出するので、各相に電流検出器を設ける必要が無くなる。このため、インバータ装置が、小型化されあるいは低価格される。さらに、相電流波形に基づいてインバータを制御するので、演算処理部を高速化することなくインバータを制御できる。
【００１０】
本発明による他のインバータ装置の制御装置は、三相インバータの正側アームスイッチング素子三相分または負側アームスイッチング素子三相分の内、一相のみオンとするゲート状態と、二相のみオンとするゲート状態（各３種類で合計６種類のゲート状態）の内、１つのゲート状態をインバータ出力電圧位相の所定周期毎に、好ましくは６０度または１２０度位相周期毎に選択するサンプルホールド信号作成手段と、該選択された１つのゲート状態においてインバータ直流入力電流をサンプルホールドするサンプルホールド回路を備える。これにより、サンプルホールド回路の出力はインバータ出力電圧位相の所定位相周期の間は電動機電流に同期して連続的に変化する。
【００１１】
次に、本発明によるさらに他のインバータ装置の制御装置は、三相インバータの正側アームスイッチング素子三相分または負側アームスイッチング素子三相分の内、一相のみオンとし、他の二相はオフとするゲート状態でインバータの直流入力電流をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、二相に対してオンとし、他の一相はオフとするゲート状態で直流入力電流をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路にサンプルホールドする。これにより、サンプルホールド回路の出力はインバータ出力電圧位相の１２０度位相周期の間は電動機電流に同期して連続的に変化する。
【００１２】
電流制限制御のためには、制御装置において、さらに、第１及び第２のサンプルホールド回路の出力値の内、１つでも予め設定した設定レベルを越えた時、インバータの出力周波数を低減するようにする。これにより誘導電動機の滑り周波数が小さくなるので、高速に電流制限ができる。
【００１３】
トルクブースト制御のためには、制御装置において、さらにインバータ出力周波数指令を積分した基準位相と第１と第２のサンプルホールド回路出力値を基に交流電動機のトルク電流や励磁電流を算出する手段と、算出した値に応じてインバータの出力周波数あるいは出力電圧を可変する手段を設ける。これにより負荷増加時、トルク分電流の増加に応じてインバータ出力電圧を増加させることで高トルク化（自動トルクブースト制御）ができる。更にトルク電流の増加に応じてインバータ出力周波数を増加させるすべり補償により速度指令に対する実速度の偏差を小さくできる。
【００１４】
本発明の他の特徴は、以下の記載より明らかになるであろう。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１において、直流電源１の直流電圧は三相インバータ２により、可変周波数かつ可変電圧の交流に変換され、誘導電動機３を可変速駆動する。次に、自動トルクブースト手段４は、目標周波数設定器５の出力とトルク電流演算値Ｉｑを基にインバータの三相交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* を出力する。また、ＰＷＭゲート信号発生手段６では、三相交流電圧指令を基にインバータのＰＷＭゲート信号を出力し、インバータ２に供給している。サンプルホールド信号作成手段７ａでは、ＰＷＭゲート信号を基にサンプルホールド回路８ａ，８ｂのサンプルホールド信号を作成し、直流電流検出器９の出力をサンプルホールドする。Ａ／Ｄ変換器が内蔵された１チップマイクロコンピュータ１０では、サンプルホールド回路の出力ｉａ及びｉｂをＡ／Ｄ変換器で入力し、トルク電流検出手段１１によりトルク電流Ｉｑを検出し、これを基に自動トルクブースト制御を行なう。
【００１６】
次に、直流電流ｉｄｃに含まれる電動機電流成分について図２を用いて説明する。三相インバータ２は半導体スイッチング素子６個と還流ダイオード６個から構成され正アームのゲート信号がＵ，Ｖ，Ｗ、負アームのゲート信号がＸ，Ｙ，Ｚである。直流電流ｉｄｃは図２から数２で表される。
【００１７】
【数２】
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ここで、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは各相の電動機電流、ゲート信号Ｘ，Ｙ，Ｚはゲート信号オンで１、オフで０となる。また、数２から（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，０，０）はｉｄｃ＝０となる。更に（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，１，１）では三相電流の和が零であるのでｉｄｃ＝０となる。そこで、ｉｄｃに電流が流れるゲート状態は図２のベクトル図に示すように６通りあり、ゲート状態に応じてｉｄｃと電動機電流の関係が求まる。
【００１８】
次に、本実施例の主要部であるサンプルホールド信号作成手段７ａの詳細回路図を図３に示す。論理積回路１２で６個のゲート状態を判別し、インバータの負アームゲート信号が一相のみオン状態（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，０，０），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，１，０），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，０，１）の信号を加算器１３ａで加算して、サンプルホールド信号ＳＨａとしている。また、インバータの負アームゲート信号が二相についてオン状態（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，１，０），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，１，１），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，０，１）の信号を加算器１３ｂで加算して、サンプルホールド信号ＳＨｂとしている。具体的な動作波形を図４に示す。図４は電圧指令に対応したＵ相変調波が一番大きく、次にＶ相で、Ｗ相が一番小さい状態を示す。デッドタイム区間Ｔｄを除くＸ，Ｙ，Ｚのゲート信号で二相のみオンする状態をＳＨｂ信号とし、一相のみオンする状態をＳＨａ信号としている。
【００１９】
次に、サンプルホールド回路の出力ｉａ，ｉｂについて図５を用いて説明する。図５はインバータ出力電圧位相より電動機電流位相が遅れた電動運転時の波形である。三相交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* のいずれか二つの波形が交差するようになる６０°位相周期の番号をＩ〜VIとすると各６０°区間におけるゲート信号波形は図６のようになる。例えば図４の波形は区間IIに相当しゲート信号Ｘの幅が一番狭く、Ｚが一番広い。ここで、Ｘ，Ｙ，Ｚの内、一相のみオン状態ではサンプルホールド回路８ａにおいてｉｄｃをｉａとして出力する。また、二相のみオン状態ではサンプルホールド回路８ｂにおいてｉｄｃをｉｂとして出力する。また、その時のｉｄｃは数２の計算式となり、各ゲート状態におけるｉａ，ｉｂの値は図６に記入したようになる。これをインバータ出力電圧の一周期で表すとｉａ，ｉｂ波形は図５となる。この結果、ｉｂの値は三相電圧の内、瞬時値電圧が最大の相の電流値が１２０度周期で出力される。また、ｉａの値は瞬時値電圧が最小の相の電流値（符号反転値）が出力される。つまり、ｉａとｉｂは位相が６０°ずれた状態で１２０度周期で電動機電流に一致した値が出力される。このようにサンプルホールド回路の出力はインバータ出力電圧位相の１２０度位相周期の間は、電動機電流に一致して連続的かつ緩慢に変化するため、この信号をＡ／Ｄ変換しマイクロコンピュータへ取り込む際には比較的低速応答なＡ／Ｄ変換器やマイクロコンピュータ内蔵Ａ／Ｄ変換器が使用できる。この結果、経済的な制御装置を実現できる。
【００２０】
次に、電流制限機能について説明する。図５に示すように力率がある程度大きい状態では、各相電流の内、瞬時値が一番大きいものがｉａまたはｉｂに出力される。例えば図５においてＩの区間で電流の瞬時値が一番大きいのはｉｖであり、この符号を反転した値がｉａに出力される。また、IIの区間はｉｕであり、これはｉｂに出力される。結果として、三相の瞬時電流の内、瞬時値の最大値がｉａまたはｉｂに出力される。そこで、ｉａ，ｉｂのいずれかが設定レベルを越えた時、過負荷と判断し、インバータ出力周波数指令を低減する。なお、インバータ出力周波数に比例してインバータ出力電圧も低減される。これにより、誘導電動機の滑り周波数が小さくなると共にインバータ出力電圧も小さくなるので電動機電流が制限され過電流トリップを防止できる。
【００２１】
次に、有効パワー分電流Ｉqxの検出方法について述べる。Ｖｕ*の位相をθとするとｉｕは数３となる。
【００２２】
【数３】
0003984775.tif 000004
ここで、Ｉ１は電流の振幅でφは力率角である。そこで、Ｖｕ* の最大値つまりθ＝９０°におけるｉｕ値は数３からＩ１・cosφ となり有効パワー分電流Ｉqxとなる。この値は、低速領域で誤差はあるが電動機のトルク電流Ｉｑに相当するため、このＩqxをトルク電流Ｉｑに代えて自動トルクブーストを行なう。具体的なＩqx検出方法は、図５に示すように、各相交流電圧の最大値付近でのｉｂ値をＩqxとして検出する。更に、各相交流電圧の最小値付近でのｉａ値をＩqxとして検出する。これはマイクロコンピュータでＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* を演算しており、最大値，最小値に関係した位相は判別できる。また直接電圧指令の位相で判別しても良い。
【００２３】
次に、Ｉq≒Ｉqx としトルク電流Ｉｑ検出値を用いた自動トルクブースト制御について図７を用いて説明する。図７は自動トルクブースト手段４の構成を示している。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*はＩｍ*・ｒ１の固定電圧を設定している。ここで、Ｉｍ*は誘導電動機の励磁電流（無負荷時の電動機電流）指令値であり、ｒ１は電動機の１次抵抗設定ゲインである。なお、これらの定数はインバータにより制御される電動機の電気定数を設定する。次に、トルク電流検出値Ｉｑを１次遅れフィルタ１４を介して比例ゲインＫｓを乗じて滑り周波数ｆｓを算出している。なお、ゲインＫｓは電動機の定格トルク電流Ｉｔoと定格滑り周波数ｆｓoからＫｓ＝ｆｓo／Ｉｔoの値を設定する。次に、加減速パターン発生手段１５では、目標周波数指令を入力して基本周波数指令ｆ０*を出力し、これに滑り周波数ｆｓを加算してインバータ出力周波数指令ｆ１*（１次周波数指令）を出力する。このように滑り周波数を加算することで、負荷が増加した場合に生じる実速度の低下が防止される。
【００２４】
また、ｆ１*に２πを乗じて１次角周波数指令ω１*とし、積分器１６によりω１*を積分して基準位相指令θｄ*としている。
【００２５】
次に、ｆ１*を入力してＶ／ｆ一定ゲイン１７を乗じて誘導起電力指令Ｅｍ*を出力する。ｑ軸電圧の補正量ΔＶｑはトルク電流検出値Ｉq を１次遅れフィルタ１４を介して１次抵抗設定ゲインｒ１を乗じることで得ている。また、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*はＥｍ*とΔＶｑを加算した出力である。次に、ｄｑ／ｕｖｗ変換手段1８では、回転磁界座標軸の電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ* を数４の演算を行ない固定子座標における交流の三相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力している。
【００２６】
【数４】
Ｖｕ*＝Ｖｄ*・cosθｄ*−Ｖｑ*・sinθｄ*
Ｖｗ*＝−Ｖｕ*／２−√３（Ｖｄ*・sinθｄ*＋Ｖｑ*・cosθｄ*）／２
Ｖｖ*＝−（Ｖｕ*＋Ｖｗ*）
このように本実施例では、直流電流のみから検出した有効パワー電流Ｉqxをトルク電流検出値Ｉq として近似し、これを基に１次抵抗による電圧降下を補償するので低周波数領域での電動機発生トルクが大きくなり、始動トルクが大きくなる。更に、滑り周波数を補正しているので負荷が大きくなっても速度低下を抑制できる。
【００２７】
次に、トルク電流を算出する他の実施例を説明する。図５に示す６０°区間Ｉ〜VIを判別し、数５の演算を行なうことで励磁電流Ｉｄとトルク電流Ｉｑを演算する。
【００２８】
【数５】
（区間Ｉ）
ｉα＝−ｉａ      ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３
Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・sin（θｄ*−２π／３）
Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・cos（θｄ*−２π／３）
（区間II）
ｉα＝ｉｂ      ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３
Ｉｄ＝ｉα・cosθｄ*＋ｉβ・sinθｄ*
Ｉｑ＝−ｉα・sinθｄ*＋ｉβ・cosθｄ*
（区間III）
ｉα＝−ｉａ      ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３
Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・sin（θｄ*−４π／３）
Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・cos（θｄ*−４π／３）
（区間IV）
ｉα＝ｉｂ      ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３
Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・sin（θｄ*−２π／３）
Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・cos（θｄ*−２π／３）
（区間Ｖ）
ｉα＝−ｉａ      ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３
Ｉｄ＝ｉα・cosθｄ*＋ｉβ・sinθｄ*
Ｉｑ＝−ｉα・sinθｄ*＋ｉβ・cosθｄ*
（区間VI）
ｉα＝ｉｂ      ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３
Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・sin（θｄ*−４π／３）
Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・cos（θｄ*−４π／３）
ここでθｄ* は、図７に示す基準位相指令で、ｉａは図１に示すサンプルホールド回路８ａの出力値、ｉｂはサンプルホールド回路８ｂの出力値である。数５で演算したトルク電流Ｉｑを図７の１次遅れフィルタ１４の入力とすることで同様に自動トルクブースト制御ができる。また、数５はサンプルホールド回路の出力値から直接Ｉｄ，Ｉｑ演算を行なっており、インバータ出力電流の瞬時値を三相分求める必要もないため演算や制御が簡単となる。
【００２９】
なお、数５に示す６０°区間Ｉ〜VIの判別は、図５に示すように三相交流電圧の瞬時値の大小比較や電圧指令の位相から判別できる。また、図６に示す６種類のゲート状態をマイクロコンピュータに取り込み、ゲート状態から６０°区間を判別しても良い。なお、励磁電流Ｉｄも検出できるのでＩｄが一定になるようにインバータ出力周波数や電圧を制御する速度センサレスベクトル制御にも適用できる。
【００３０】
次に、他の実施例を図８に示す。図１の実施例と異なる部分は、サンプルホールド回路８ｃが１個となり、サンプルホールド信号作成手段７ｂの構成が異なる点である。サンプルホールド信号作成手段７ｂの詳細構成を図９に示す。電圧位相期間判別手段１９では、交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* の正負極性から電圧位相の各６０度期間を判別している。次に、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６の６種類のゲート状態と電圧位相期間判別信号との論理積を行ない、その６個の出力を論理和回路１３Ｃで加算し、サンプルホールド信号ＳＨｃとしている。図８及び図９の構成におけるサンプルホールド回路８ｃの出力ｉｃの波形を図１０に示す。区間▲１▼は図２に示すＶ６のゲート状態であり、この状態でインバータ直流入力電流をサンプルすることによりｉｄｃ＝ｉｕなので、８ｃからはこの６０度期間ではｉｕが連続して出力される。同様に区間▲２▼はＶ４と論理積をとっており図２に示すＶ４のゲート状態においてインバータ直流入力電流をサンプルすることによりｉｄｃ＝−ｉｗなので、８ｃからはこの６０度期間では−ｉｗが連続して出力される。この結果、ｉｃ波形はインバータ出力電圧の一周期では図１０に示すように６０度周期で変化するものになる。このようにサンプルホールド回路の出力はインバータ出力電圧位相の６０度位相周期の間は、電動機電流に一致して連続的かつ緩慢に変化するため、この信号をＡ／Ｄ変換しマイクロコンピュータへ取り込む際には比較的低速応答なＡ／Ｄ変換器やマイクロコンピュータ内蔵Ａ／Ｄ変換器が使用できる。この結果、経済的な制御装置を実現できる。
【００３１】
また、図１０の波形において例えば区間▲１▼のＶｕ*の最大値におけるｉｕの値は、有効パワー電流でありトルク電流相当の値となる。同様に▲２▼〜▲６▼においては各相交流電圧の最大値及び最小値付近でのｉｃ値は有効パワー分電流Ｉqxとして検出できる。この結果、図１の実施例と同様な効果があり、従来の電動機電流センサレス方式に比べ低速域においても精度良い自動トルクブースト制御ができる。また、図1の実施例と比べサンプルホールド回路が１個となり経済的となる。
【００３２】
なお、上記各実施例では交流電動機として誘導電動機を用いて説明したが、永久磁石を用いたブラシレス直流電動機など同期電動機をインバータで制御する場合でも、本発明は同様に適用できる。また、上記各実施例では負アームのスイッチング素子のゲート状態に応じて直流入力電流をサンプルホールドしているが、同様に正アームのスイッチング素子のゲート状態に応じてサンプルホールドしても良い。
【００３３】
【発明の効果】
本発明によれば、制御回路を経済的に構成できる。
【００３４】
また、高速に電流制限ができ、インバータの過電流トリップを防止できる。
【００３５】
また、インバータ直流入力電流のみからトルク電流相当を演算できるので、経済的なインバータ装置になると共に、精度良い自動トルクブースト制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す制御装置構成図。
【図２】インバータ直流入力電流と電動機電流の関係を示す説明図。
【図３】図１に示すサンプルホールド信号作成手段７ａの詳細回路図。
【図４】図３に示すサンプルホールド信号作成手段７ａのタイムチャート図。
【図５】図１に示すサンプルホールド回路の出力波形図。
【図６】図５に示す６０°期間毎のゲート信号波形図。
【図７】自動トルクブーストの制御ブロック図。
【図８】本発明の他の実施例を示す制御装置構成図。
【図９】図８に示すサンプルホールド信号作成手段７ｂの詳細回路図。
【図１０】図８に示すサンプルホールド回路８ｃの出力波形図。
【符号の説明】
１…直流電源、２…三相インバータ、３…誘導電動機、４…自動トルクブースト制御手段、５…目標周波数設定器、６…ＰＷＭゲート信号発生手段、７ａ，７ｂ…サンプルホールド信号作成手段、８ａ，８ｂ，８ｃ…サンプルホールド回路、９…直流電流検出器、１０…１チップマイクロコンピュータ、１１…トルク電流検出手段、１２…論理積回路、１３…論理和回路、１４…１次遅れフィルタ、１５…加減速パターン発生手段、１６…積分器、１７…Ｖ／ｆ一定ゲイン、１８…ｄｑ／ｕｖｗ変換手段、１９…電圧位相期間判別手段、２０…論理積回路。
【図１】
0003984775.tif 000005
【図２】
0003984775.tif 000006
【図３】
0003984775.tif 000007
【図４】
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【図５】
0003984775.tif 000009
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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