(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検出物理量に応じた電圧レベルの検出信号を発生するセンサ回路と、
このセンサ回路の温度に応じた電圧レベルの温度信号を発生する温度検出回路と、
前記被検出物理量及びセンサ回路の温度と無関係に一定の電圧レベルとなる基準信号を発生する基準電圧発生回路と、
前記検出信号、温度信号及び基準信号を選択的に出力するアナログマルチプレクサと、
このアナログマルチプレクサから順次出力される電圧レベルの信号を増幅する増幅手段と、
反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延回路を含んで成り、前記増幅手段により増幅された前記電圧レベルの検出信号、電圧レベルの温度信号及び電圧レベルの基準信号が前記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えられた各状態で当該リングゲート遅延回路にパルス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて前記検出信号、温度信号及び基準信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路からのデジタルデータに基づいた演算処理により前記検出信号に応じた物理量検出値を前記温度信号及び基準信号により補正した状態で算出する信号処理手段とを備えたことを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
被検出物理量に応じた電圧レベルの検出信号を発生するセンサ回路と、
このセンサ回路の温度に応じた電圧レベルの温度信号を発生する温度検出回路と、
前記被検出物理量及びセンサ回路の温度と無関係に一定の電圧レベルとなる基準信号を発生する基準電圧発生回路と、
前記検出信号、温度信号及び基準信号を選択的に出力するアナログマルチプレクサと、
オペアンプ及び抵抗を組み合わせて成り、増幅出力電圧を持ち上げるための定電圧電源を有し、前記アナログマルチプレクサから順次出力される電圧レベルの信号を増幅する増幅手段と、
反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延回路を含んで成り、前記増幅手段により増幅された前記電圧レベルの検出信号、電圧レベルの温度信号及び電圧レベルの基準信号が前記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えられた各状態で当該リングゲート遅延回路にパルス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて前記検出信号、温度信号及び基準信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路からのデジタルデータに基づいた演算処理により前記検出信号に応じた物理量検出値を前記温度信号及び基準信号により補正した状態で算出する信号処理手段とを備えたことを特徴とするセンサ装置。
【請求項３】
前記センサ回路の検出対象となる物理量が圧力であることを特徴とする請求項１または２記載のセンサ装置。
【請求項４】
前記センサ回路の印加圧力をＰ、前記検出信号、温度信号及び基準信号を前記Ａ／Ｄ変換回路により変換した各デジタルデータをそれぞれ圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、また、センサ回路の感度の温度係数をｃ、センサ回路の室温感度をｄ、圧力検出値のオフセットの温度係数をｅ、圧力検出値の室温オフセット値をｆ、温度検出値の温度係数をａ、温度検出値の室温オフセット値をｂとした場合、前記信号処理手段は、
0003915238.tif 000003
の演算処理を実行して印加圧力Ｐを算出するように構成されていることを特徴とする請求項３記載のセンサ装置。
【請求項５】
動作状態で前記センサ回路、温度検出回路、基準電圧発生回路、アナログマルチプレクサ及び増幅手段に対し定電圧出力を供給するように設けられた電源回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路が前記検出信号、温度信号及び基準信号をデジタルデータに変換する動作を終了したときに前記電源回路の動作を停止させる制御を行う制御手段とを備えたことを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のセンサ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサ回路からのアナログ量の検出信号をＡ／Ｄ変換回路によりデジタルデータに変換した後に信号処理することによって物理量を検出するようにしたセンサ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば圧力センサ装置においては、感度やオフセットに対する温度補償をアナログ的に行うようにしており、図６には、このような温度補償機能を備えた圧力センサ装置の回路例が示されている。尚、この圧力センサ装置は、半導体チップ（例えばシリコンチップ）上に形成されるものであるが、圧力センサ５０は別チップに形成される。
【０００３】
この図６に示した回路の動作は以下の通りである。即ち、Ｖｋ、Ｖｘ、Ｖｚ、Ｖｔの各端子には、Ｄ／Ａ変換器の出力電圧が印加されるようになっている。
【０００４】
Ｖｋ端子に対してＤ／Ａ変換器の出力電圧が印加されると、オペアンプＯＰ１によって、トランジスタＴ１に流れる電流ｉ１が制御されるものであり、その電流ｉ１のレベルは上記出力電圧に応じたものとなる。ゲージ抵抗ＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＤをフルブリッジ接続して成る圧力センサ５０には、上記電流ｉ１に比例した定電流Ｉがカレントミラー回路６０を通じて供給される。従って、Ｖｋ端子への出力電圧を変化させることによりセンサ感度を調整することができる。
【０００５】
圧力センサ５０にあっては、定電流Ｉが供給された状態では、その一対の出力端子（ＲＡ・ＲＢ及びＲＣ・ＲＤの各共通接続点）から印加圧力に応じた電圧レベルの検出信号を出力するものであり、その検出信号は、オペアンプＯＰ２及びＯＰ３を含んで成る差動増幅回路７０で増幅された後に、さらに補正演算用のオペアンプＯＰ４で増幅されるものであり、その最終的な増幅出力がセンサ出力Ｖｏｕｔ（圧力検出値）となる。
【０００６】
Ｖｚ端子に対してＤ／Ａ変換器の出力電圧が印加されると、オペアンプＯＰ５を通じて抵抗Ｒ１に電流が流れるものであり、その電流レベルは当該出力電圧に応じたものとなる。この電流は、オペアンプＯＰ４の帰還抵抗Ｒ２に流れ込むことによって、センサ出力Ｖｏｕｔの電位を変化させる。従って、Ｖｚ端子への出力電圧を変化させることによりセンサ出力Ｖｏｕｔのゼロオフセットを調節することができる。
【０００７】
Ｖｘ端子に対してＤ／Ａ変換器の出力電圧が印加されると、温度検出ブロック８０内のオペアンプＯＰ６によって、当該温度検出ブロック８０に流れ込む電流が制御される。この温度検出ブロック８０は、オペアンプＯＰ６の他に抵抗Ｒ３〜Ｒ６及びオペアンプＯＰ７を備えたもので、抵抗Ｒ４は温度特性を有した温度補償用の抵抗（例えば拡散抵抗）、抵抗Ｒ３、Ｒ５、Ｒ６は温度特性がない抵抗（例えばＣｒＳｉ）である。この場合、各抵抗Ｒ３〜Ｒ６の抵抗値は、圧力センサ装置が基準温度にある状態において温度検出ブロック８０からの出力電流ｉｘがゼロとなるように設定される。
【０００８】
そして、圧力センサ装置の温度が基準温度と異なる状態では、ｉｘ≠０になるため、抵抗Ｒ７に電流ｉｘが流れる。この電流ｉｘによって、カレントミラー回路６０を通じてセンサ回路５０に流れ込む電流Ｉが補正されるものであり、以てセンサ回路５０の感度についての温度特性の補正が行われる。
【０００９】
Ｖｔ端子に対してＡ／Ｄ変換器の出力電圧が印加されると、温度検出ブロック９０内のオペアンプＯＰ８によって、当該温度検出ブロック９０に流れ込む電流が制御される。この温度検出ブロック９０は、オペアンプＯＰ８の他に抵抗Ｒ８〜Ｒ１１及びオペアンプＯＰ９を備えたもので、抵抗Ｒ９は温度特性を有した温度補償用の抵抗（例えば拡散抵抗）、抵抗Ｒ８、Ｒ１０、Ｒ１１は温度特性がない抵抗（例えばＣｒＳｉ）である。この場合、各抵抗Ｒ８〜Ｒ１１の抵抗値は、圧力センサ装置が基準温度にある状態において温度検出ブロック９０からの出力電流ｉｔがゼロとなるように設定される。
【００１０】
そして、圧力センサ装置の温度が基準温度と異なる状態では、ｉｔ≠０になるため、その電流ｉｔが抵抗Ｒ２に流れ込むことによって、センサ出力Ｖｏｕｔの電位を変化させる。従って、Ｖｔ端子への出力電圧を変化させることによりセンサ出力Ｖｏｕｔのゼロオフセットについての温度特性の補正が行われる。
【００１１】
基準検出ブロック１００は、センサ回路５０に対する印加圧力及び温度と無関係に一定レベルの基準電圧信号を発生するためもので、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４及びオペアンプＯＰ１０より成り、その基準電圧信号は、補正演算用のオペアンプＯＰ４に対して、回路定数のばらつきなどに起因した誤差を補正するため信号として与えられる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記のようにアナログ的な補正演算を行う従来構成の圧力センサ装置では、多数のオペアンプ（図６の例では合計１０個）が必要であるが、オペアンプは小型化が難しいという一般的事情がある。このため、従来構成の装置ではチップ面積が大きくならざるを得ず、全体の小型化が困難になるという問題点があった。
【００１３】
また、経時変化に伴いチップ表面を覆う保護膜の応力が解放されるなどして、各オペアンプのオフセットが初期値からずれたり、各抵抗のペア比が初期値から崩れたりする現象（所謂耐久変動）が発生すると、各部の回路定数が種々変動することが避けられないという事情があるため、最終的に得られる圧力検出値の精度が低下するという問題点もある。
【００１４】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、全体の小型化を実現できると共に、物理量検出値の精度を長期間に渡って良好な状態に維持できるようになるなどの効果を奏するセンサ装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１記載の手段を採用することができる。この手段によれば、アナログマルチプレクサは、センサ回路からの検出信号、基準電圧発生回路からの基準信号、検出回路からの温度信号を選択的に通過させるようになる。増幅手段は、アナログマルチプレクサから順次出力される電圧レベルの信号を増幅するようになり、ここで増幅された電圧レベルの検出信号、電圧レベルの温度信号及び電圧レベルの基準信号は、Ａ／Ｄ変換回路によりデジタルデータに変換される。
【００１６】
信号処理手段は、Ａ／Ｄ変換回路により変換されたデジタルデータに基づいた演算処理を行うことにより、前記検出信号に応じた物理量検出値を前記温度信号及び基準信号により補正した状態で算出するようになる。
【００１７】
つまり、検出信号、温度信号及び基準信号をアナログマルチプレクサを通じて時分割処理すると共に、それらの電圧レベルの信号に対応した複数種類のデジタルデータを同一の増幅手段及びＡ／Ｄ変換回路を用いて採取し、斯様に採取したデジタルデータに基づいた補正演算（デジタル演算）により、感度などに対する温度補償を施した精度の高い物理量検出値を得るようにしている。
【００１８】
従って、温度補償をアナログ的に行うようにした図６の従来構成の装置のように、多数のオペアンプを必要としないものであり、以て全体の小型化を実現できるようになる。また、比較的大きな面積を占有することになる増幅手段を、検出信号、温度信号及び基準信号の増幅用に兼用する構成となっているから、多数の増幅手段を設ける必要がなくなるものであり、この面からも全体の小型化を実現できるようになる。
【００１９】
さらに、最終的にデジタルデータに変換される検出信号、温度信号及び基準信号は、全て同じアナログ回路（アナログマルチプレクサ、増幅手段、Ａ／Ｄ変換回路）を通過する構成であるから、その信号伝送系統での回路定数の変動に起因した各信号のドリフト成分が互いにキャンセルされることになる。この結果、耐久変動による影響を除去できるようになって、物理量検出値の精度を長期間に渡って良好な状態に維持できるようになる。
【００２０】
この場合、センサ回路からの電圧レベルの検出信号、温度検出回路からの電圧レベルの温度信号、基準電圧発生回路からの電圧レベルの基準信号を、Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート遅延回路に電源電圧として与えると、当該Ａ／Ｄ変換回路は、このように電源電圧が与えられた各状態でリングゲート遅延回路にパルス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて上記検出信号、温度信号及び基準信号をデジタルデータに変換するようになる。
【００２１】
このようなリングゲート遅延回路を利用したＡ／Ｄ変換回路にあっては、変換速度の大幅な向上を実現できるという利点があるため、物理量検出値の算出のために必要な時間の大幅な短縮を実現できるようになる。
請求項２記載のセンサ装置が具備する増幅手段は、オペアンプ及び抵抗を組み合わせて成り、増幅出力電圧を持ち上げるための定電圧電源を有し、前記アナログマルチプレクサから順次出力される電圧レベルの信号を増幅する。
【００２２】
請求項５記載のセンサ装置によれば、Ａ／Ｄ変換回路が電圧レベルの検出信号、電圧レベルの温度信号及び電圧レベルの基準信号をデジタルデータに変換する動作を終了したときに、制御手段が電源回路の動作を停止させるようになるから、その電源回路を通じた不要な電力消費が抑制されるようになって、特に電池駆動する構成が採用される場合に極めて有用になるものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、本発明を半導体圧力センサ装置に適用した第１実施例について図１ないし図３を参照しながら説明する。
全体の電気的構成を示す図１において、本実施例による半導体圧力センサ装置は、圧力検出用のセンサ部１と、このセンサ部１からの出力を処理するための信号処理部２とを備えた構成となっており、これらセンサ部１及び信号処理部２は、異なる半導体チップ上に分離した状態で形成されている。
【００２４】
センサ部１は、ピエゾ抵抗係数が大きな半導体チップ（例えばシリコン単結晶基板）を利用して形成されたもので、圧力検出用ブリッジ回路３（本発明でいうセンサ回路に相当）と、この圧力検出用ブリッジ回路３の温度を検出するための温度検出用ブリッジ回路４（本発明でいう温度検出回路に相当）とにより構成されている。
【００２５】
これらのうち、圧力検出用ブリッジ回路３は、半導体チップに設けたダイヤフラム上に拡散抵抗により形成した抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4を図示のようにフルブリッジ接続して成るもので、印加圧力の増大に応じて各抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4の抵抗値が図１に矢印で示す態様（上向きの矢印は抵抗値が増加することを示し、下向きの矢印は抵抗値が減少することを示す）で変化する構成となっている。また、圧力検出用ブリッジ回路３の入力端子Ｐ１及びＰ２間には、定電圧電源端子＋Ｖccから一定電圧が印加されるようになっている。
【００２６】
従って、圧力検出用ブリッジ回路３の一方の出力端子Ｑ１（抵抗素子Ｒd1及びＲd2の共通接続点）の電位は印加圧力の増大に応じて上昇し、また、他方の出力端子Ｑ２（抵抗素子Ｒd3及びＲd4の共通接続点）の電位は印加圧力の増大に応じて低下するものであり、出力端子Ｑ１及びＱ２間からは、印加圧力に応じた電圧レベルの検出信号Ｓｄが出力されることになる。尚、上記検出信号Ｓｄは、圧力検出用ブリッジ回路３の温度にも依存して変動するものであり、斯様な温度ドリフト除去用のデータを得るために前記温度検出用ブリッジ回路４が設けられている。
【００２７】
この温度検出用ブリッジ回路４は、拡散抵抗（温度係数は１５００〜１７００ppm/℃程度）により形成された感温抵抗素子Ｒt1、Ｒt2と、温度係数が零に近い材料である例えばＣｒＳｉにより形成された抵抗素子Ｒc1、Ｒc2とを図示のようにフルブリッジ接続することにより構成されている。また、温度検出用ブリッジ回路４の入力端子Ｐ３及びＰ４間にも、定電圧電源端子＋Ｖccから一定電圧が印加されるようになっている。
【００２８】
従って、温度検出用ブリッジ回路４の一方の出力端子Ｑ３（感温抵抗素子Ｒt1及び抵抗素子Ｒc1の共通接続点）の電位は検出温度の上昇に応じて上昇し、また、他方の出力端子Ｑ４（感温抵抗素子Ｒt2及び抵抗素子Ｒc2の共通接続点）の電位は検出温度の低下に応じて低下するものであり、出力端子Ｑ３及びＱ４間からは、圧力検出用ブリッジ回路３の温度に応じた電圧レベルの温度信号Ｓｔが出力されることになる。
【００２９】
一方、前記信号処理部２は、半導体チップ上に以下に述べるような各回路要素を形成した構成となっている。
基準電圧発生回路５は、拡散抵抗により形成した抵抗素子Ｒa1及びＲa2を備えたもので、それら抵抗素子Ｒa1及びＲa2の直列回路を定電圧電源端子＋Ｖcc及びグランド端子間に接続した構成となっている。この場合、抵抗素子Ｒa1及びＲa2の温度係数は厳密に一致するものであり、従って、基準電圧発生回路５の出力端子Ｑ５（抵抗素子Ｒa1及びＲa2の共通接続点）からは、前記圧力検出用ブリッジ回路３に作用する圧力（被検出圧力）及び当該ブリッジ回路３の温度と無関係に一定の電圧レベルとなる基準信号Ｓａが出力されることになる。尚、この基準電圧発生回路５は、前記センサ部１側の半導体チップ上に形成することも可能である。
【００３０】
アナログマルチプレクサ６は、上記圧力検出用ブリッジ回路３からの検出信号Ｓｄ、温度検出用ブリッジ回路４からの温度信号Ｓｔ、基準電圧発生回路５からの基準信号Ｓａを、後述する制御ブロック７から与えられるセレクト信号に基づいて選択出力するためのものである。
【００３１】
高入力インピーダンス差動増幅回路８（本発明でいう増幅手段に相当）は、オペアンプ８ａ、８ｂ及び抵抗８ｃ、８ｄ、８ｅを組み合わせて成る周知構成のもので、前記アナログマルチプレクサ６から順次出力される信号を増幅してＡ／Ｄ変換回路９に与えるようになっている。この場合、差動増幅回路８には、その増幅出力電圧を持ち上げるための定電圧電源８ｆ及び抵抗８ｇが付随して設けられている。尚、差動増幅回路８の電源は、前記定電圧電源端子＋Ｖccから与えられるようになっている。
【００３２】
上記Ａ／Ｄ変換回路９は、基本的には特開平５−２５９９０７号公報に記載されたＡ／Ｄ変換回路と同様構成のものであり、詳細には図示しないが、反転動作時間が電源電圧に応じて変化するＮＡＮＤゲート１０ａ（本発明でいう反転回路に相当）と、同じく反転動作時間が電源電圧に応じて変化する偶数個のインバータ１０ｂ（同じく本発明でいう反転回路に相当）とをリング状に連結して成るリングゲート遅延回路１０（以下の説明では、リングゲート遅延回路をＲＧＤ（Ring Gate Delay ）と略称する）、このＲＧＤ１０内でのパルス信号の周回数をカウントするための周回数カウンタ１１、この周回数カウンタ１１の計数値を上位ビットとし、且つＲＧＤ１０内の各インバータ１０ｂの出力を下位ビットとして格納するためのスタックメモリ１２などを含んで構成されている。
【００３３】
このような構成のＡ／Ｄ変換回路９による変換原理の大略は以下の通りである。即ち、ＲＧＤ１０内のＮＡＮＤゲート１０ａに対し、図２に示すようなパルス信号ＰＡを与えると、ＮＡＮＤゲート１０ａ及び各インバータ１０ｂがその電源電圧に応じた速度で逐次的に反転動作を開始して、そのパルス信号ＰＡの入力期間中は信号周回動作が継続して行われるものであり、斯様なパルス信号周回数を示す二進数のデジタルデータが、スタックメモリ１２に対しリアルタイムで与えられることになる。この後、図２に示すように、一定のサンプリング周期Δｔ（例えば〜１００μ秒）を得るためのパルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２をラッチすれば、そのスタックメモリ１２内の各ラッチデータの差に基づいて、インバータ１０ｂに与えられている電源電圧を二進数のデジタルデータに変換した値が得られるようになる。
【００３４】
この場合、ＲＧＤ１０内のＮＡＮＤゲート１０ａ及びインバータ１０ｂには、前記差動増幅回路８から電源電圧が与えられる構成となっている。従って、Ａ／Ｄ変換回路９にあっては、差動増幅回路８からの出力信号、つまり、アナログマルチプレクサ６を通じて選択出力される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａをデジタルデータに変換することになる。
【００３５】
尚、以下においては、Ａ／Ｄ変換回路９による変換データのうち、検出信号Ｓｄに対応したデジタルデータを圧力情報Ｄ、温度信号Ｓｔに対応したデジタルデータを温度情報Ｔ、基準信号Ｓａに対応したデジタルデータを基準情報Ａと呼ぶことにする。
【００３６】
ここで、圧力情報Ｄと圧力検出用ブリッジ回路３に対する印加圧力Ｐとの間には次式▲１▼のような関係がある。
Ｄ＝｛（ｃｔ＋ｄ）×Ｐ＋ｅｔ＋ｆ｝×β（ｔ）        ……▲１▼
但し、ｔ：圧力検出用ブリッジ回路３の温度
ｃ：圧力検出用ブリッジ回路３の感度の温度係数
ｄ：圧力検出用ブリッジ回路３の室温感度
ｅ：圧力検出値のオフセットの温度係数
ｆ：圧力検出値の室温オフセット値
また、β（ｔ）は、差動増幅回路８の温度特性やＲＧＤ１０の遅延時間の温度特性などに依存した非線形項であり、これが圧力検出値の精度劣化の要因となるものである。
【００３７】
上記▲１▼式からＰの解を得るためには、ｔが必要であり、また、非線形の係数であるβ（ｔ）を除去する必要がある。このため、温度検出用ブリッジ回路４を通じて温度情報Ｔを得ると共に、基準電圧発生回路５を通じて基準情報Ａを得るようにしている。
【００３８】
この場合、温度情報Ｔと圧力検出用ブリッジ回路３の温度ｔとの間には次式▲２▼のような関係が存在するものである。
Ｔ＝（ａｔ＋ｂ）×β（ｔ）        ……▲２▼
但し、ａ：温度検出値の温度係数
ｂ：温度検出値の室温オフセット値
【００３９】
また、基準情報Ａは、圧力検出用ブリッジ回路３に作用する圧力及び温度と無関係に一定の電圧レベルとなる基準信号Ｓａを、差動増幅回路８により増幅し且つＡ／Ｄ変換回路９によりデジタル変換したデータであるから、次式▲３▼が成立することになる。
【００４０】
Ａ＝β（ｔ）        ……▲３▼
【００４１】
上記▲２▼、▲３▼の式を用いてＰについて解くと、非線形項β（ｔ）が削除された状態の次式▲４▼が得られる。
0003915238.tif 000002
【００４２】
ＥＰＲＯＭ１３には、▲４▼式に基づいた圧力Ｐの演算に必要な係数ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆが補正係数として予め記憶されている。
【００４３】
補正演算回路１４（本発明でいう信号処理手段に相当）は、上記▲４▼式を利用した圧力Ｐの演算を、制御ブロック７からの指令を受けて行うものであり、その演算時には、スタックメモリ１２から読み出した圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯＭ１３から読み出した補正係数（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を使用する構成となっている。そして、補正演算回路１４による演算結果は、センサ部１による検出圧力を示す圧力データとしてＩ／Ｏブロック１５から出力される。
【００４４】
さて、図３には、制御ブロック７による制御内容が概略的に示されており、以下これについて関連した作用と共に説明する。
即ち、制御ブロック７は、まず、アナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生回路５からの基準信号Ｓａを選択するためのセレクト信号を出力する（ステップＳ１）。すると、差動増幅回路８から上記基準信号Ｓａを増幅した電圧信号が出力されるようになり、この電圧信号がＡ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号として印加されるようになる。
【００４５】
この後、制御ブロック７は、パルス信号ＰＡ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ２を実行する。このルーチンＳ２では、図２に示す時刻ｔ１〜ｔ２の期間中においてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ１後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミング（具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２の期間において４回立ち上がる状態）で出力する。
【００４６】
これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行われると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータの差（例えば３回目の立ち上がりと４回目の立ち上がりにおける各ラッチデータの差）に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（基準信号Ｓａを増幅した電圧信号）に応じたデジタルデータが基準情報Ａとして得られるようになる。
【００４７】
制御ブロック７は、上記出力制御ルーチンＳ２の実行に応じて基準情報Ａを取り込んだ後には、アナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生回路５からの温度信号Ｓｔを選択するためのセレクト信号を出力する（ステップＳ３）。すると、差動増幅回路８から上記温度信号Ｓｔを増幅した電圧信号が出力されるようになり、この電圧信号が、Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号として印加されるようになる。
【００４８】
この後、制御ブロック７は、パルス信号ＰＡ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ４を実行する。このルーチンＳ４では、図２に示す時刻ｔ３〜ｔ４の期間中においてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ３後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミングで出力する。
【００４９】
これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行われると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータの差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（温度信号Ｓｔを増幅した電圧信号）に応じたデジタルデータが温度情報Ｔとして得られるようになる。
【００５０】
制御ブロック７は、上記出力制御ルーチンＳ４の実行に応じて温度情報Ｔを取り込んだ後には、アナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生回路５からの検出信号Ｓｄを選択するためのセレクト信号を出力する（ステップＳ５）。すると、差動増幅回路８から上記検出信号Ｓｄを増幅した電圧信号が出力されるようになり、この電圧信号が、Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号として印加されるようになる。
【００５１】
この後、制御ブロック７は、パルス信号ＰＡ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ６を実行する。このルーチンＳ６では、図２に示す時刻ｔ５〜ｔ６の期間中においてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ５後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミングで出力する。
【００５２】
これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行われると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータの差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（検出信号Ｓｄを増幅した電圧信号）に応じたデジタルデータが圧力情報Ｄとして得られるようになる。
【００５３】
尚、本実施例の場合、上述した出力制御ルーチンＳ２、Ｓ４、Ｓ６の実行時において、スタックメモリ１２からラッチデータの差に基づいたデジタルデータを３回取り込むことができるから、それらを平均化した値をデジタルデータ（基準情報Ａ、温度情報Ｔ及び圧力情報Ｄ）として得る構成とすることもできる。
【００５４】
制御ブロック７は、上記出力制御ルーチンＳ６の実行後には、補正演算回路１４に対して演算指令を出力する（ステップＳ７）。すると、補正演算回路１４にあっては、スタックメモリ１２から読み出した圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯＭ１３から読み出した補正係数（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を使用して、前記▲４▼式の演算を行うものであり、その演算結果を、センサ部１による検出圧力を示す圧力データとしてＩ／Ｏブロック１５から出力するようになる。
【００５５】
この後、制御ブロック７は、所定の待機時間が経過するまで待機し（ステップＳ８）、当該待機時間が経過したときにステップＳ１へ戻るようになる。従って、一連の圧力検出動作（Ｓ１〜Ｓ７）は、上記待機時間が経過する毎に周期的に行われることになる。
【００５６】
要するに上記した本実施例によれば、検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａをアナログマルチプレクサ６を通じて時分割処理すると共に、それらの信号Ｓｄ、Ｓｔ及びＳａに対応した各デジタルデータ（圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ、基準情報Ａ）を同一の差動増幅回路８及びＡ／Ｄ変換回路９を用いて採取し、斯様に採取したデジタルデータを利用した▲４▼式の補正演算（デジタル演算）を行う構成としており、これによって、感度やオフセットなどに対する温度補償を施した精度の高い圧力検出値を得ることができるものである。
【００５７】
上記のような本実施例の回路構成によれば、差動増幅回路８にオペアンプ８ａ、８ｂを利用するだけで、温度補償をアナログ的に行うようにした図６の従来構成の装置のように多数のオペアンプを必要としないものであり、全体の小型化を実現できるようになる。
【００５８】
上記のように圧力検出値の算出に利用される▲４▼式からは、Ｔ／Ａ及びＤ／Ａの値を一定に保持できれば耐久変動による影響を無視できるということが理解できる。この場合、本実施例では、▲４▼式の演算に供するために最終的に圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａに変換される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａは、全て同じアナログ回路（アナログマルチプレクサ６、差動増幅回路８、Ａ／Ｄ変換回路９）を通過する構成であるから、その信号伝送系統での回路定数の変動に起因した各信号のドリフト成分が互いにキャンセルされることになって、上記Ｔ／Ａ及びＤ／Ａが経時変化することがなくなる。この結果、耐久変動による影響を除去できるようになって、圧力検出値の精度を長期間に渡って良好な状態に維持できるようになる。
【００５９】
また、圧力検出値の精度のさらなる向上を実現するためには、差動増幅回路８として増幅能力が高い大型のものを使用することになるが、当該差動増幅回路８は、検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａの増幅用に兼用する構成となっているから、多数の差動増幅回路を設ける必要がなくなるものであり、この面からも全体の小型化を実現できるようになる。
【００６０】
本実施例のように、ＲＧＤ１０を利用したＡ／Ｄ変換回路９にあっては、変換速度の大幅な向上（つまりサンプリング時間の大幅な短縮）を実現できるという利点があるため、圧力検出値の算出に必要な時間を短縮できるようになる。
【００６１】
（第２の実施の形態）
図４及び図５には本発明の第２実施例が示されており、以下これについて前記第１実施例と異なる部分のみ説明する。
図４に、本実施例によるセンサ装置の全体構成が概略的な機能ブロック図により示したもので、第１実施例と同一構成の差動増幅回路８、Ａ／Ｄ変換回路９をブロック化した状態で表現すると共に、第１実施例におけるセンサ部１（センサ回路３、温度検出回路４より成る）、基準電圧発生回路５、アナログマルチプレクサ６を一つのブロックにまとめたセンシング部１６として表現している。従って、このセンシング部１６からは、検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａが出力されることになる。
【００６２】
電源回路１７は、例えば電池（図示せず）の出力端子＋Ｂから給電されるもので、その動作状態で定電圧電源端子＋Ｖccから一定電圧を出力するようになっており、この定電圧出力が前記センシング部１６、差動増幅回路８及びＡ／Ｄ変換回路９に与えられる。この電源回路１７は、その動作を選択的に停止できるように構成されたもので、制御手段たる制御ブロック７′から出力される通電指令信号Ｓon及び断電指令信号Ｓoff に応じて動作開始及び動作停止するようになっている。尚、制御ブロック７′、ＥＰＲＯＭ１３、補正演算回路１４及びＩ／Ｏブロック１５の電源は、上記図示しない電池から与えられる構成となっている。
【００６３】
上記制御ブロック７′は、第１実施例における制御ブロック７と同様の制御機能を備えたもので、これ以外に以下に述べるような制御機能を備えた構成となっている。
【００６４】
即ち、全体の消費電力の時間推移特性を表した図５に示すように、制御ブロック７′は、所定タイミングｔ１（例えば外部のマイクロコンピュータからのセンシング動作開始指令を受けたタイミング、或いはタイマにより設定された周期的なセンシング動作タイミングなど）において、電源回路１７に通電指令信号Ｓonを与えることにより、当該電源回路１７を動作させるものであり、以てセンシング部１６、差動増幅回路８、Ａ／Ｄ変換回路９に電源を供給する。これに伴い全体の消費電力は図５に示すように増大する。
【００６５】
制御ブロック７′は、上記のような電源供給動作後に、第１実施例における図３のような制御を実行することにより、センシング部１６からの基準信号Ｓａ、温度信号Ｓｔ及び検出信号Ｓｄにそれぞれ対応したデジタルデータである基準情報Ａ、温度情報Ｔ及び圧力情報Ｄを取得するものである。
【００６６】
そして、制御ブロック７′は、Ａ／Ｄ変換回路９が、センシング部１６からの検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａをデジタルデータに変換する動作（基準情報Ａ、温度情報Ｔ及び圧力情報Ｄを取得する動作）を終了したタイミングｔ２に至ったときに、電源回路１７に断電指令信号Ｓoff を与えることにより、当該電源回路１７を動作停止させるものであり、これによりセンシング部１６、差動増幅回路８、Ａ／Ｄ変換回路９に対する電源供給が停止される。これに伴い全体の消費電力は図５に示すように減少する。そして、制御ブロック７′は、上記のような電源供給停止後に、補正演算回路１４に対して演算指令を出力することによって、当該補正演算回路１４によって、センサ部１による検出圧力を演算させると共に、その演算結果を圧力データとしてＩ／Ｏブロック１５から出力させるようになる。
【００６７】
従って、この第２実施例の構成によれば、アナログ回路部分（センシング部１６、差動増幅回路８、Ａ／Ｄ変換回路９）の動作が不要となったタイミングｔ２以降においては、それらアナログ回路部分に対する電源供給が自動的に停止され、次のセンシングタイミングが来るまでの間はその停止状態がそのまま保持されることになるから、不要な電力消費を抑制できるようになるものであり、特に本実施例のように電池駆動する構成を採用した場合に極めて有用になる。
【００６８】
（その他の実施の形態）
尚、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
半導体圧力センサ装置に適用した例を説明したが、加速度、磁束、湿度などの他の物理量を検出するためのセンサ装置に広く適用することができる。Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０は、基本的な構成例を示したものであり、これと異なる構成のＲＧＤを設けることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す全体の電気的構成図
【図２】作用説明用のタイミングチャート
【図３】制御ブロックによる制御内容を示すフローチャート
【図４】本発明の第２実施例の構成を示す概略的な機能ブロック図
【図５】作用説明用のタイミングチャート
【図６】従来構成例を示す電気的構成図
【符号の説明】
１はセンサ部、２は信号処理部、３は圧力検出用ブリッジ回路（センサ回路）、４は温度検出用ブリッジ回路（温度検出回路）、５は基準電圧発生回路、６はアナログマルチプレクサ、７は制御ブロック、７′は制御ブロック（制御手段）、８は差動増幅回路（増幅手段）、９はＡ／Ｄ変換回路、１０はリングゲート遅延回路、１０ａはＮＡＮＤゲート（反転回路）、１０ｂはインバータ（反転回路）、１１は周回数カウンタ、１２はスタックメモリ、１４は補正演算回路（信号処理手段）、１６はセンシング部、１７は電源回路を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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