(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路と、前記電流モード制御回路により制御される並列接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部と、前記電流モード制御回路の制御電圧に前記Ｎ個のＤＣ−ＤＣ変換部の各発振周波数に同期しそのＮ倍周波数波形を発生重畳させるＮ倍周波数波形発生回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記Ｎ倍周波数波形発生回路は、前記スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオン位相と同一位相のＮ倍の周波数波形を発生重畳させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記Ｎ倍周波数波形発生回路は、前記スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオフ位相と同一位相のＮ倍の周波数波形を発生重畳させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記Ｎ倍周波数波形発生回路は、前記スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオンまたはオフ位相よりの任意の遅れ位相と同一位相のＮ倍の周波数波形を発生重畳させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記Ｎ倍周波数波形発生回路をスロープ補償回路として兼用したことを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路と、前記電流モード制御回路により制御される並列接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部と、第Ｋ番目のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号に第（Ｋ＋１）番目のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオン位相と同一位相より開始し時間経過とともに上昇する電圧波形を発生重畳させる次位相同期波形発生回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項７】
スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路と、前記電流モード制御回路により制御される並列接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部と、前記ＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号にＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオン位相から１８０度進んだ位相より開始し時間経過とともに上昇する電圧波形を発生重畳させるδ＝０．５同期波形発生回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】
スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路と、前記電流モード制御回路により制御される並列接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部と、前記電流モード制御回路の制御電圧に前記Ｎ個のＤＣ−ＤＣ変換部の各発振周波数に同期しそのＮ倍周波数波形を発生重畳させるＮ倍周波数波形発生回路と、前記Ｎ倍周波数波形発生回路をオン、オフする切り替え回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項９】
スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路と、前記電流モード制御回路により制御される並列接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部と、前記電流モード制御回路の制御電圧に前記Ｎ個のＤＣ−ＤＣ変換部の各発振周波数に同期しそのＮ倍周波数波形を発生重畳させるＮ倍周波数波形発生回路と、前記Ｎ倍周波数波形発生回路の出力レベルを増減する可変回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記切り替え回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換部のオン時比率を検出することにより動作するように構成したことを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記可変回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換部のオン時比率を検出することにより動作するように構成したことを特徴とする請求項９記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記電流モード制御回路が定電流制御を行うことを特徴とする請求項８〜１１の何れかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記ＤＣ−ＤＣ変換部が双方向変換機能を有し、前記電流モード制御回路が外部信号により前記ＤＣ−ＤＣ変換部の入力または出力を制御するように切り替わることを特徴とする請求項８〜１２の何れかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記ＤＣ−ＤＣ変換部の入力または出力に接続される電源または負荷がバッテリーであることを特徴とする請求項８〜１３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記Ｎ倍周波数波形発生回路の一周期出力電圧波形が時間経過とともに低下することを特徴とする請求項１〜５、８〜１４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＤＣ−ＤＣ変換スイッチング電源装置に関し、特にＤＣ−ＤＣ変換部を複数並列接続したスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、中電力、大電力用のＤＣ−ＤＣ変換スイッチング電源装置においては、効率アップ、小型軽量化のためスイッチング電源装置やそのＤＣ−ＤＣ変換部を複数並列接続して構成されることが多い。特に、近年は「インターリーブ方式」といわれる、並列接続されたスイッチング電源装置やＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチ電流の位相を互いにずらす方式によって、入力電流の実効値を低下させ、効率アップを図ることが多い。
【０００３】
図３４に従来例の３並列構成時のインターリーブ方式のスイッチング電源装置を示す。同図において、１ａ、１ｂ、１ｃは各々第１、第２、第３のＤＣ−ＤＣ変換部、１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉは各々ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃのスイッチング電流を検出した電圧信号（なお、以下、「スイッチング電流信号」と記す）、２は電流モード制御回路、２１ａ、２１ｂ、２１ｃは各々第１、第２、第３の比較器、２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏは各々比較器２１ａ、２１ｂ、２１ｃの出力パルス、２２は検知信号制御用回路、２２ｏはその制御電圧、３はＤＣ電源、４は負荷である。なお、同図においては、インターリーブ方式に必要なＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃのスイッチ電流の位相を互いにずらすスイッチング電流の位相遅延回路はここでの説明が不要のため省略している。
【０００４】
電流モード制御回路２は、並列接続されたＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃの出力電圧もしくは電流を検知信号制御用回路２２により検出し、制御のための制御電圧２２ｏを出力し、この制御電圧２２ｏとスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉを各々比較器２１ａ、２１ｂ、２１ｃにて比較し、各々出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏを出力する。この出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏにて各々ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃのスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのピーク値が制御電圧２２ｏと同一になるように制御される。その結果、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃの出力電圧もしくは電流は一定に制御される。
【０００５】
図３５（ａ）に、制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉ、出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏの基本波形を示す。しかし、実際にはＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃ内はスイッチング電流がオン、オフすることにより各々のオン、オフ時にスパイク電流や回路内共振電流が流れる。このＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃと電流モード制御回路２は、検知信号制御用回路２２の検出入力や比較器２１ａ、２１ｂ、２１ｃのスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉの入力、出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏおよび０Ｖ（またはグランド）にて接続されている。そのため、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃ内で各々のオン、オフ時に発生したスパイク電流や回路内共振電流がこの接続ループ経由にて電流モード制御回路２内に流れることがある。
【０００６】
また、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃあるいはＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃ内のスイッチを駆動する回路と電流モード制御回路２が同一プリント基板上に構成され、その配置や結線が近接する場合、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃ内で発生したスパイク電流や回路内共振電流が電磁誘導等でリップルノイズとして電流モード制御回路２に重畳されることも多い。
【０００７】
このような電流モード制御回路２へのスパイク電流の流れ込みやリップルノイズの重畳は回路接続方法や配置でかなり低減される。しかし、完全に除去することは難しく、制御電圧２２ｏにもリップルノイズとして重畳される。
【０００８】
この場合、図３５（ｂ）に示すように、出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏが正規パルス幅より狭くなる誤動作が発生する。重畳された部分の制御電圧２２ｏ電位がスイッチオンノイズやリップル電位となり制御電圧２２ｏ以下の部分が実質上低下する。すなわち、他のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流オン、オフによるノイズ、リップルでの制御電圧２２ｏ電位の低下部が正規パルス幅以内に位置する場合、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのピーク値は低下した制御電圧２２ｏ電位と比較される結果、出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏのパルス幅を狭くする。
【０００９】
さらに、検知信号制御用回路２２により出力電圧もしくは電流が一定になるよう制御されるため、最終的には誤動作によるパルス幅の狭い部分とそれによる出力電圧もしくは電流の低下を補うための正規パルス幅より広い部分とが混在することになる。入力電圧３、負荷４の条件やＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃ内の入出力フィルター定数、検知信号制御用回路２２の応答速度などにより混在の状態が変わり、出力電圧もしくは電流のリップル成分が正常動作時に比べて大きくまた不定期に変動する。またＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃ内のトランスもしくはチョーク等のインダクター部品にピーク値の異なるスイッチ電流が不定期に流れることによりコアのギャップや巻線間の絶縁テープなどが機械振動し音が発生することも多い。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例では、図３５（ｂ）に示すように、インターリーブ構成にて複数並列接続されたＤＣ−ＤＣ変換部を同一の電流モード制御回路により制御する場合、他のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流オン、オフ時に発生したスパイク電流や回路内共振電流にて制御電圧２２ｏに重畳されたノイズ、リップルにより制御のための出力パルスが狭くなる。その結果、出力電圧もしくは電流のリップル成分が不定期に大きく変動し、ＤＣ−ＤＣ変換部内のトランスもしくはチョーク等のインダクター部品から音が発生する。
【００１１】
本発明は、上記従来の問題点に鑑み、インターリーブ構成にて電流モード制御を行う時にもパルス幅の誤動作を生じることなく、出力電圧もしくは電流のリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じないインターリーブ方式のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路と、前記電流モード制御回路により制御される並列接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部と、前記電流モード制御回路の制御電圧に前記Ｎ個のＤＣ−ＤＣ変換部の各発振周波数に同期しそのＮ倍周波数波形を発生重畳させるＮ倍周波数波形発生回路とを備えたものである。
【００１３】
以上の構成によれば、Ｎ倍周波数波形発生回路の出力を制御電圧に重畳させることにより、ノイズ、リップル重畳にて実質的に低下した制御電圧電位を上昇させることができ、インターリーブ構成にて電流モード制御を行う時にもパルス幅の誤動作を生じることなく、出力電圧もしくは電流のリップル変動やインダクター部品の音の発生を起こさないインターリーブ方式スイッチング電源装置を構成することができる。
【００１４】
また、上記Ｎ倍周波数波形発生回路にて発生させて制御電圧に重畳させるＮ倍の周波数波形の出力は、スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオン位相と同一位相とすることができる。
【００１５】
一方、上記Ｎ倍周波数波形発生回路にて発生させて制御電圧に重畳させるＮ倍の周波数波形の出力を、スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオフ位相と同一位相とすると、パルス幅の変動が大きい場合にも、上記作用・効果を奏することができる。
【００１６】
さらに、上記Ｎ倍周波数波形発生回路にて発生させて制御電圧に重畳させるＮ倍の周波数波形の出力を、スイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオンまたはオフ位相よりの任意の遅れ位相と同一位相とすることによっても、パルス幅の変動が大きい場合にも、上記作用・効果を奏することができる。
【００１７】
また、上記Ｎ倍周波数波形発生回路をスロープ補償回路として兼用することもでき、スイッチング電流を検出した電圧信号にスロープ補償波形を印加した場合に比して、制御範囲の縮小を大幅に抑制でき、スロープ補償追加による入出力範囲の縮小を回避することができる。
【００１８】
また、上記電流モード制御回路と、電流モード制御回路により制御される並列接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部と、第Ｋ番目のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号に第（Ｋ＋１）番目のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオン位相と同一位相より開始し時間経過とともに上昇する電圧波形を発生重畳させる次位相同期波形発生回路とを備えても、スロープ補償が必要な条件下においても、制御範囲の縮小を大幅に抑制でき、スロープ補償追加による入出力範囲の縮小を回避することができる。
【００１９】
また、上記電流モード制御回路及びＤＣ−ＤＣ変換部と、ＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号にＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流を検出した電圧信号または同等信号のオン位相から１８０度進んだ位相より開始し時間経過とともに上昇する電圧波形を発生重畳させるδ＝０．５同期波形発生回路とを備えると、スロープ補償が必要な条件下においても、一層制御範囲の縮小を抑制でき、スロープ補償追加による入出力範囲の縮小を回避することができる。
【００２０】
また、上記電流モード制御回路及びＤＣ−ＤＣ変換部と、制御電圧にＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部の各発振周波数に同期しそのＮ倍周波数波形を発生重畳させるＮ倍周波数波形発生回路と、Ｎ倍周波数波形発生回路をオン、オフする切り替え回路とを備えると、バッテリー負荷のように定電流制御を行う場合に、Ｎ倍周波数波形の重畳をオフすることでその重畳による誤動作を伴うことなく、スムーズに定電流推移が可能となる。
【００２１】
また、上記電流モード制御回路及びＤＣ−ＤＣ変換部と、制御電圧にＮ個のＤＣ−ＤＣ変換部の発振周波数に同期しそのＮ倍周波数波形を発生重畳させるＮ倍周波数波形発生回路と、Ｎ倍周波数波形発生回路の出力レベルを増減する可変回路とを備えると、バッテリー負荷のように定電流制御を行う場合に、重畳されるＮ倍周波数波形をスムーズに変化させることができ、その重畳による誤動作を伴うことなく、スムーズに定電流推移が可能となる。
【００２２】
また、上記切り替え回路、可変回路は、ＤＣ−ＤＣ変換部のオン時比率（δ）を検出することにより動作するように構成するのが好ましい。
【００２３】
また、ＤＣ−ＤＣ変換部が双方向変換機能を有し、電流モード制御回路が外部信号によりＤＣ−ＤＣ変換部の入力または出力を制御するように切り替わるようにするのが好適である。
【００２４】
また、ＤＣ−ＤＣ変換部の入力または出力に接続される電源または負荷がバッテリーである場合に、上記作用効果が顕著である。
【００２５】
また、Ｎ倍周波数波形発生回路の一周期出力電圧波形は、時間経過とともに低下するものであることが好適である。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のスイッチング電源装置の各実施形態について、図１〜図３３を参照しながら説明する。
【００２７】
（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態のスイッチング電源装置について、図１〜図４を参照しつつ説明する。本実施形態のスイッチング電源装置は、図１に示すように、スイッチング電流を検出した電圧信号（以下、「スイッチング電流信号」と記す）または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路２と、電流モード制御回路２により制御される並列接続されたＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃと、ＤＣ−ＤＣ変換部の発振周波数に同期しその３倍周波数波形を発生して制御電圧に重畳させる３倍周波数波形発生回路５とで構成されている。
【００２８】
従来例のスイッチング電源装置におけるものと同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付してその説明を省略する。図２に、３倍周波数波形発生回路５の重畳される前の出力波形、３倍周波数波形発生回路５の出力波形が重畳された制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉ、出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏの波形を示す。そして、図３（ａ）に、３倍周波数波形発生回路５の具体的構成の一例を示し、図３（ｂ）にその各部波形を示す。また、図４に従来例と本実施形態との制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉとの関係を比較して示す。
【００２９】
本実施形態においては、３倍周波数波形発生回路５は、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃのスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉを発振周波数同期入力として利用している。また、３倍周波数波形はスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのオン位相と同一位相である。
【００３０】
３倍周波数波形発生回路５の具体的構成例を、図３（ａ）を参照して簡単に説明すると、コンデンサ５１ａ、抵抗５２ａにて構成される微分回路にてスイッチング電流信号１ａｉの立ち上がり、 立下りはスパイクパルスに変換される。しかし、立下りのスパイクパルスはダイオード５３ａにてクランプされるため、インバータ５４ａの入力には正パルスのみ印加される。インバータ５４ａの出力はスイッチング電流信号１ａｉの立ち上がり位相のみがローレベルのパルス出力となる。ＤＣ電源５１４、抵抗５６にて充電されるコンデンサ５７はダイオード５５ａ、５５ｂ、５５ｃを経由してインバータ５４ａ、５４ｂ、５４ｃ出力がローレベルのとき各インバータ出力に放電される。そのためコンデンサ５７はスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉの各立ち上がりに同期し充電開始する３倍周波数波形となる。抵抗５８，５９，５１０，５１１、増幅器５１２にて反転増幅されコンデンサ５１３経由にて交流成分のみ３倍周波数波形発生回路５の出力５ｏとして電流モード制御回路２内の検知信号制御用回路２２の出力である制御電圧２２ｏに重畳される。
【００３１】
図３（ｂ）に、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉ、インバータ５４ａ、５４ｂ、５４ｃ入出力、コンデンサ５７、増幅器５１２出力の波形を表している。抵抗５６の替わりに定電流ダイオードや定電流回路を使用することでコンデンサ５７の波形は三角波になる。なお、図３（ａ）は３倍周波数波形発生回路５の一例で、これに限定されるものではなく、種々の回路にて構成できる。
【００３２】
図４に示すように、従来例では他のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流オン、オフによるノイズ、リップル位相が正規パルス幅以内に位置する場合、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのピーク値はノイズ、リップル重畳にて低下した制御電圧２２ｏ電位と比較され出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏのパルス幅が正規パルス幅より狭くなってしまう。しかし、本実施形態においては３倍周波数波形発生回路５の出力５ｏが一周期電圧波形が時間経過とともに低下する波形を制御電圧２２ｏに重畳することにより、ノイズ、リップル重畳にて実質的に低下した制御電圧２２ｏ電位を上昇させている。他のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流オンノイズ位相と正規パルス位相間での出力５ｏ重畳波形の電圧低下とスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉの上昇分がノイズ、リップル重畳にて実質的に低下した電圧分を上回るように出力５ｏ重畳波形の電圧低下を設定することにより、他のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流オンノイズ位相にてのパルス幅縮小が防止できる。そのため出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動の発生もなく、またＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音を生じることがない。また、各ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃの発振周波数に同期した３倍周波数波形としているため、比較器２１ａ、２１ｂ、２１ｃに対して同一位相、同一波形を印加することができスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉを同一にすることができる。そのため各ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃの電力が同一化でき、 電力不均衡による信頼性低下を防止することができる。
【００３３】
以上説明したように、第１の実施形態のスイッチング電源装置は、従来例の図３４のように、インターリーブ構成にて電流モード制御を行う時にパルス幅の縮小を生じることがない。したがって、出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じないインターリーブ方式スイッチング電源装置を構成できる。
【００３４】
なお、ＤＣ−ＤＣ変換部について、具体的構成は示していないが絶縁、 非絶縁を問わず、いかなる方式においても実施可能である。
【００３５】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態のスイッチング電源装置について、図５、図６を参照しつつ説明する。なお、本実施形態のブロック図は、上記第１の実施形態のブロック図（図１）と同一である。本実施形態は、第１の実施例形態のスイッチング電源装置と、３倍周波数波形発生回路５の出力５ｏがスイッチング電流信号または同等信号のオフ位相と同一位相であることのみ異なる。それ以外は全て第１の実施形態と同一構成、機能であるため、その部分に同じ符号を付しその説明は省略し、３倍周波数波形発生回路５の出力５ｏがスイッチング電流信号または同等信号のオフ位相と同一位相である点についてのみ説明する。
【００３６】
図５に、第１の実施形態と本実施形態との制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉとの関係を比較して示す。図６（ａ）に、スイッチング電流信号または同等信号のオフ位相と同一位相となる３倍周波数波形発生回路５の具体的構成の一例を示し、図６（ｂ）にその各部波形を示す。
【００３７】
図６（ａ）の３倍周波数波形発生回路５の具体的構成例は、スイッチング電流または同等信号のオフ位相と同一位相とするために、第１の実施形態の具体的構成例である図３（ａ）の各入力部にインバータ５１５ａ、５１５ｂ、５１５ｃを追加したことのみ異なる。図６（ｂ）に示すように、追加したインバータ５１５ａ、５１５ｂ、５１５ｃの動作によりコンデンサ５７は、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉの各立ちさがりに同期し充電開始する３倍周波数波形となる。従って制御電圧２２ｏに重畳される出力５ｏはスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのオフ位相と同一位相の一周期電圧波形が時間経過とともに低下する３倍周波数波形となる。
【００３８】
図５に示すように、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのオンと同一位相に同期する第１の実施形態の場合、制御電圧２２ｏに重畳される３倍周波数波形の位相は各スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉに対してオンで低下開始し各々他のＤＣ−ＤＣ変換部１ｂ、１ｃ、１ａのスイッチング電流信号１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉのオン位相にて低下が終了しリセットされる。また、この位相が制御電圧２２ｏの最低電位となる。そのため３倍周波数波形の一周期電位変化とスイッチング電流信号の上昇傾斜にて定まるパルス位相が誤動作を発生しないパルス幅の下限となる。そのため入力変化が広範囲のためパルス幅変動幅が大きい場合や入出力電圧比が大きくパルス幅が狭い設定になる場合などにパルス下限位相が制御範囲となり誤動作が問題となる。
【００３９】
本実施形態の場合には、制御電圧２２ｏに重畳される３倍周波数波形の位相は各スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉに対してオフで低下終了しリセット、各々他のＤＣ−ＤＣ変換部１ｃ、１ａ、１ｂのスイッチング電流信号１ｃ、１ａ、１ｂのオフ位相にて低下開始される。そのため、パルス幅が変化しても必ず制御電圧２２ｏの最低電位である３倍周波数波形の低下終了位相にて出力パルス２１ａｏ、２１ｂｏ、２１ｃｏが決定される。他のＤＣ−ＤＣ変換部１ｂ、１ｃ、１ａのスイッチング電流信号１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉのオンにて重畳されたノイズ、リップルはパルス幅の縮小に伴い３倍周波数波形の低下傾斜を低下終了位相側に移動する。従って本実施形態での誤動作を発生しないパルス幅の下限は、図５の破線にて示すように重畳されたノイズ、リップルが低下終了位相近辺にありその最低電位がスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉの上昇傾斜と交差する位相である。重畳されたノイズ、リップルの大きさに対して、３倍周波数波形の傾斜、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉの上昇傾斜が大きいほど誤動作を発生しないパルス幅の下限は低下する。ただし最も拡大されたとしても、発振周期の１／３であることはいうまでもない。このように本実施形態においては第１の実施形態の場合に比較して誤動作を発生しないパルス幅範囲の拡大が可能である。
【００４０】
したがって、本実施形態のスイッチング電源装置はインターリーブ構成にて電流モード制御を行う時に入力範囲が広い等のパルス幅の変動幅が大きい場合にも、従来例の図３４のようにパルス幅の縮小を生じることがなく、出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じないインターリーブ方式スイッチング電源装置が構成できる。
【００４１】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態のスイッチング電源装置について、図７、図８を参照しつつ説明する。なお、本実施形態のブロック図は上記第１の実施形態のブロック図（図１）と同一である。本実施形態は第１の実施形態のスイッチング電源装置と３倍周波数波形発生回路５の出力５ｏがスイッチング電流信号または同等信号のオン位相よりある時間遅延した位相と同一位相であることのみ異なる。それ以外は全て第１の実施形態と同一構成、機能であるためその部分に同じ符号を付しその説明は省略し、３倍周波数波形発生回路５の出力５ｏがスイッチング電流信号または同等信号のオン位相よりある時間遅延した位相と同一位相である点についてのみ説明する。
【００４２】
図７に、上記第１の実施形態と本実施形態との制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉとの関係を比較して示す。図８（ａ）はスイッチング電流信号または同等信号のオン位相よりある時間遅延した位相と同一位相となる３倍周波数波形発生回路５の具体的構成の一例を示し、図８（ｂ）はその各部波形を示す。
【００４３】
図８（ａ）の３倍周波数波形発生回路５の具体的構成の一例はスイッチング電流信号または同等信号のオン位相よりある時間遅延した位相と同一位相とするために、第１の実施形態の具体的構成例を示す図３（ａ）のダイオード５５ａ、５５ｂ、５５ｃとコンデンサ５７との間に遅延回路５１７、抵抗５１６を追加したことのみ異なる。図８（ｂ）に示すように追加した抵抗５１６、遅延回路５１７の動作によりコンデンサ５７は、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉの各立ち上がりよりある時間遅延した位相と同一位相にて充電開始する３倍周波数波形となる。従って制御電圧２２ｏに重畳される出力５ｏはスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのオン位相よりある時間遅延した位相と同一位相の一周期電圧波形が時間経過とともに低下する３倍周波数波形となる。上記第２の実施形態で説明したように第１の実施形態の場合、オン位相と同一位相としたことによる誤動作を発生しないパルス幅の下限制限のためパルス幅の変動幅が大きい場合や入出力電圧比が大きくパルス幅が狭い設定になる場合などにパルス下限位相が制御範囲となり誤動作が問題となる。図７に破線で示すように、本実施形態においてはオン位相より遅延した位相より３倍周波数波形の低下開始を行うことによりオン同一位相時に３倍周波数波形下限電位で制限されていたパルス幅下限が他のＤＣ−ＤＣ変換部１ｂ、１ｃ、１ａのスイッチング電流信号１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉのオンにて重畳されたノイズ、リップルの下限電位で制限される。その結果パルス幅下限値が拡大できる。
【００４４】
従って、本実施形態のスイッチング電源装置はインターリーブ構成にて電流モード制御を行う時に入出力電圧比が大きくパルス幅が狭い設定になる条件においても従来例の図３４のようにパルス幅の縮小を生じることがなく、出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じないインターリーブ方式スイッチング電源装置が構成できる。
【００４５】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態のスイッチング電源装置について図９〜図１５を参照しつつ説明する。図９に本実施形態のスイッチング電源装置のブロック図を示す。図９に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチング電流信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路２と、電流モード制御回路２により制御される並列接続されたＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂと、制御電圧にＤＣ−ＤＣ変換部の各発振周波数に同期しその２倍周波数波形を発生重畳させるスロープ補償回路兼用２倍周波数波形発生回路５とで構成されている。上記第１の実施形態のスイッチング電源装置におけるものと同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、その説明は省略する。
【００４６】
電流モード制御においては、チョークもしくはトランス電流が連続電流でありそのオン時比率（δ）が０．５以上のときサブハーモニック発振と呼ばれる発振が発生し、そのためスロープ補償と呼ばれる対策を行う必要があることが知られている。図１０（ａ）は従来の電流モード制御回路に対する一般的なスロープ補償の印加方法を示している。スロープ補償回路６の出力は比較器２１の入力である検知信号制御用回路出力２２ｏもしくはスイッチング電流信号のいずれか一方に印加される。図１０（ｂ）はスロープ補償回路６の出力がスイッチング電流信号に印加されたときの波形である。本来のスイッチング電流信号にスロープ補償回路６の出力分が重畳されたものが検知信号制御用回路出力２２ｏと比較される。図１０（ｃ）はスロープ補償回路６の出力が検知信号制御用回路出力２２ｏに印加されたときの波形である。スロープ補償回路６の出力はスイッチング電流信号に印加する場合は時間と共に増加し、検知信号制御用回路出力２２ｏに印加する場合は時間と共に減少する波形である。
【００４７】
図１１は第１の実施形態にてスロープ補償回路６を追加したときのブロック図である。なお、ＤＣ−ＤＣ変換部は２並列接続構成である。同一の検知信号制御用回路出力２２ｏにてＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂを制御しているため、スロープ補償回路６の出力は検知信号制御用回路出力２２ｏに印加することができない。そのためスロープ補償回路６の出力６ａｏ、６ｂｏはスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉに印加している。なお、スロープ補償回路６の入力はＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂの発振周波数信号１ａｓ、１ｂｓとしている。
【００４８】
図１２にスロープ補償回路６の具体的構成の一例を示す。ＤＣ−ＤＣ電源６１ａ、スイッチ６２ａ、６２ｂ、 抵抗６３ａ、６３ｂ、６４ａ、６４ｂコンデンサ６５ａ、６５ｂ、 ダイオード６６ａ、６６ｂにて構成されている。図１３は図１１での制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、スロープ補償回路６出力６ａｏ、６ｂｏの波形を表している。図１３に示すようにスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉは本来スイッチング電流信号にスロープ補償回路出力分が重畳されている。また制御電圧２２ｏにも第１の実施形態にて説明の２倍周波数波形が重畳されている。どちらの重畳分も本来の制御電位を嵩上げし、時間と共に増加する。言い換えると、 制御できる範囲を減少させており、時間と共に制御範囲が狭くなる。本実施形態においては、２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをスロープ補償として利用することにて制御範囲の縮小幅を抑制している。図１４は図９での制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉの波形、図１５（ａ）は図１１でのスロープ補償量、図１５（ｂ）は本実施形態の図９でのスロープ補償量を示している。図１５（ａ）に示すようにスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉに重畳されるスロープ補償波形は一般的にオン位相より印加されている。スロープ補償として必要な条件は印加波形の傾斜角度である。またチョークもしくはトランスの励磁リセット電流の傾斜角度の１／２以上が必要ともいわれている。オン位相よりスロープ補償波形が印加されると図１５ａに示すようにサブハーモニック発振の抑制のためのスロープ補償が必要とされ始める時比率（δ）０．５時点（オン位相より１８０度進んだ位相）にてすでに大きなスロープ補償電圧が印加されている。従ってオフ時点ではオン時比率（δ）０．５（オン位相より１８０度進んだ位相）よりスロープ補償波形を印加する場合に比較し、この電圧分が余分に印加され制御範囲を縮小していることになる。本実施形態の場合、２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをスロープ補償としても兼用している。２倍周波数波形発生回路５がオン位相と同一位相の場合は、オン時比率（δ）０．５（オン位相より１８０度進んだ位相）より低下開始しオン時比率（δ）１（オン位相より３６０度進んだ位相）にてリセットされるスロープ補償波形となる。当然、各発振周波数に同期した２倍周波数波形のため各スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉに対して同一のスロープ補償がされる。必要なスロープ補償傾斜角度が、重畳されたノイズ、リップルによる誤動作対策での傾斜角度を上回る場合はその傾斜差による電圧分がスロープ補償のみで縮小される制御範囲となる。図１５（ｂ）はこのときの波形を示している。重畳されたノイズ、リップルによる誤動作対策での傾斜角度が必要なスロープ補償傾斜角度を上回る場合は、スロープ補償のみで縮小される制御範囲はない。
【００４９】
従って本実施形態によれば、第１の実施形態と同様の効果を有するだけでなく、２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをスロープ補償としても兼用することにより第１の実施形態にて各スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉにスロープ補償波形を印加した場合に比べて、制御範囲の縮小を大幅に抑制でき、スロープ補償追加による入出力範囲の縮小等を回避できる。
【００５０】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態のスイッチング電源装置について図１６〜図１９を参照しつつ説明する。図１６に本実施形態のスイッチング電源装置のブロック図を示す。図１６において、本実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチング電流信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路２と、電流モード制御回路２により制御される並列接続されたＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃと、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃのスイッチング電流１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉまたは同等信号にＤＣ−ＤＣ変換部１ｂ、１ｃ、１ａのスイッチング電流１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉまたは同等信号のオン位相と同一位相より開始し時間経過とともに上昇する電圧波形を発生重畳させる次位相同期波形発生回路７とで構成されている。上記第１の実施形態のスイッチング電源装置におけるものと同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、その説明は省略する。
【００５１】
図１７に、制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉ、次位相同期波形発生回路７の出力７ａｏ、７ｂｏ、７ｃｏの波形を示す。図１８（ａ）に次位相同期波形発生回路７の具体的構成の一例を示し、図１８（ｂ）にその各部波形を示す。図１９に図１６でのスロープ補償量を示している。
【００５２】
本実施形態においては、第１〜第４の実施形態が３倍周波数波形発生回路５により制御電圧２２ｏにＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃの各発振周波数に同期する３倍周波数波形を重畳させることに対して、次位相同期波形発生回路７によりスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉに他のＤＣ−ＤＣ変換部１ｂ、１ｃ、１ａのスイッチング電流信号１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉのオン位相と同一位相の時間と共に増加する波形を重畳させることのみが異なる。次位相同期波形発生回路７はスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃを入力として他のＤＣ−ＤＣ変換部１ｂ、１ｃ、１ａのスイッチング電流信号１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉのオン位相と同一位相の時間と共に増加する波形を出力７ａｏ、７ｂｏ、７ｃｏとして出力する。
【００５３】
次位相同期波形発生回路７の具体的構成の一例である図１８（ａ）について簡単に説明する。スイッチング電流信号１ａｉと１ｂｉ、１ｂｉと１ｃｉ、１ｃｉと１ａｉを入力とするＮＡＮＤ７１ａと７２ａ、７１ｂと７２ｂ、７１ｃと７２ｃにて各々スイッチング電流信号１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉと同一位相の正パルスを発生させる。各々抵抗７４ａ、７４ｂ、７４ｃ、ダイオード７３ａ、７３ｂ、７３ｃ、コンデンサ７５ａ、７５ｂ、７５ｃにて各々スイッチング電流信号１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉと同一位相より開始する時間と共に増加する波形を出力する。図１８ｂはスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、ＮＡＮＤ７１ａ、７２ａ出力、スイッチング電流信号１ａｉへの出力７ａｏの波形を表している。なお、図１８（ａ）に示したものは次位相同期波形発生回路７の一例であり、種々の回路にて構成できこの限りではない。
【００５４】
本実施形態においては、図１９に示すようにスロープ補償が必要な条件下にては一般的なオン位相よりスロープ補償波形が印加される場合と比較しオン位相より開始での次位相スイッチオン時点でのスロープ補償量が削減できる。そのためオン位相よりスロープ補償波形が印加される場合の制御電圧２２ｏ電位に比較し、制御電圧２２ｏ電位がスロープ補償量の削減分低下する。これにより制御範囲の縮小を大幅に抑制できる。また第１の実施形態と同様に従来例にての他のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流オンによるノイズ、リップル重畳でのパルス幅縮小にも対応できている。
【００５５】
したがって、本実施形態においては第１の実施形態と同様の効果を有するだけでなく、スロープ補償が必要な条件下にては第１の実施形態にてスイッチング電流信号のオン位相よりスロープ補償波形を印加した場合に比べて、制御範囲の縮小を大幅に抑制でき、スロープ補償追加による入出力範囲の縮小等を回避できる。
【００５６】
したがって、本実施形態のスイッチング電源装置は出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じず、スロープ補償が必要な条件下にてもスロープ補償追加による入出力範囲の縮小の少ないインターリーブ方式スイッチング電源装置が構成できる。
【００５７】
（第６の実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態のスイッチング電源装置について図２０〜図２３を参照しつつ説明する。図２０に本実施形態のスイッチング電源装置のブロック図を示す。図２０に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチング電流信号または同等信号と制御電圧とを比較しスイッチ電流パルスを制御する電流モード制御回路２と、電流モード制御回路２により制御される並列接続されたＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃと、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂ、１ｃのスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉまたは同等信号にスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉまたは同等信号のオン位相からオン時比率（δ）０．５（１８０度進んだ位相）より開始し時間経過とともに上昇する電圧波形を発生重畳させるδ＝０．５同期波形発生回路８とで構成されている。
【００５８】
上記第５の実施形態のスイッチング電源装置におけるものと同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、その説明は省略する。図２１に、制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉ、δ＝０．５同期波形発生回路８の出力８ａｏ、８ｂｏ、８ｃｏの波形を示す。図２２（ａ）にδ＝０．５同期波形発生回路８の具体的構成の一例を示し、図２２（ｂ）にその各部波形を示す。図２３は図２０でのスロープ補償量を示している。
【００５９】
本実施形態においては、第５の実施形態が次位相同期波形発生回路７によりスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉに他のＤＣ−ＤＣ変換部１ｂ、１ｃ、１ａのスイッチング電流信号１ｂｉ、１ｃｉ、１ａｉのオン位相と同一位相の時間と共に増加する波形を重畳させることに対して、δ＝０．５同期波形発生回路８によりスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉにスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉまたは同等信号のオン位相からオン時比率（δ）０．５（１８０度進んだ位相）より開始し時間経過とともに上昇する電圧波形を発生重畳させることのみが異なる。δ＝０．５同期波形発生回路８はスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃを入力としてスイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉまたは同等信号のオン位相からオン時比率（δ）０．５（１８０度進んだ位相）より開始し時間経過とともに上昇する電圧波形を出力８ａｏ、８ｂｏ、８ｃｏとして出力する。
【００６０】
δ＝０．５同期波形発生回路８の具体的構成の一例である図２２（ａ）について簡単に説明する。スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉを入力とするパルス発生器８１ａ、８１ｂ、８１ｃ、ＮＡＮＤ８２ａ、８２ｂ、８２ｃにて各々スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのオン位相からオン時比率（δ）０．５遅延した（１８０度進んだ位相）正パルスを発生させる。抵抗８４ａ、８４ｂ、８４ｃ、ダイオード８３ａ、８３ｂ、８３ｃ、コンデンサ８５ａ、８５ｂ、８５ｃにて各々スイッチング電流信号１ａｉ、１ｂｉ、１ｃｉのオン位相からオン時比率（δ）０．５遅延した位相（１８０度進んだ位相）より開始する時間と共に増加する波形を出力する。図２２（ｂ）はスイッチング電流信号１ａｉ、パルス発生器８１ａ、ＮＡＮＤ８２ａ出力、スイッチング電流信号１ａｉへの出力８ａｏの波形を表している。なお、図２２（ａ）に示したものは、δ＝０．５同期波形発生回路８の一例であり、種々の回路にて構成できこの限りではない。
【００６１】
本実施形態においては、図２３に示すようにスロープ補償が必要な条件下にては一般的なオン位相よりスロープ補償波形が印加される場合と比較しオン位相より開始でのδ＝０．５時点（１８０度進んだ位相）でのスロープ補償量が削減できる。また第５の実施形態の次位相スイッチオン位相より開始の場合よりも、さらにスロープ補償量が削減可能である。そのためオン位相よりスロープ補償波形が印加される場合の制御電圧２２ｏ電位に比較し、制御電圧２２ｏ電位がスロープ補償量の削減分低下する。これにより制御範囲の縮小を大幅に抑制できる。また第１の実施形態と同様に従来例にての他のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチング電流オンによるノイズ、リップル重畳でのパルス幅縮小にも対応できている。
【００６２】
したがって、本実施形態においては第１の実施形態と同様の効果を有するだけでなく、スロープ補償が必要な条件下にては第５の実施形態以上に、制御範囲の縮小を大幅に抑制でき、スロープ補償追加による入出力範囲の縮小等を回避できる。
【００６３】
したがって、本実施形態のスイッチング電源装置は出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じず、スロープ補償が必要な条件下にてもスロープ補償追加による入出力範囲の縮小の少ないインターリーブ方式スイッチング電源装置が構成できる。
【００６４】
（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態のスイッチング電源装置について図２４〜図２７を参照しつつ説明する。図２４は、本実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。本実施形態は、第１の実施形態のスイッチング電源装置と電流モード制御回路２内の比較器２１ａの出力２１ａｏを入力とするδ検出回路１０とδ検出回路１０の出力に接続され２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをオンオフするオンオフ回路９とを追加したことのみ異なる。それ以外は全て第１の実施形態と同一構成、機能であるためその部分に同じ符号を付しその説明は省略し、追加したδ検出回路１０とオンオフ回路９についてのみ説明する。
【００６５】
図２５は定電流域での制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉの変化波形を表わしている。図２６（ａ）は定電流域を含むスイッチング電源装置の出力電圧、電流特性、図２６（ｂ）その出力電流、δ特性を示している。図２７（ａ）はδ検出回路１０およびオンオフ回路９の具体的構成の一例を示し、図２７（ｂ）その各部波形を表している。
【００６６】
本実施形態において、オンオフ回路９はＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂの出力特性が定電流特性を示す等のδ変化の大きな場合に２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをオンオフするよう動作する。ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂの負荷４がバッテリーである場合、出力特性は図２６（ａ）に示すように定電流特性が用いられる場合が多い。図２６（ｂ）に示すように定電圧域ではδの変化はほとんどないが、定電流域においては大きく変化する。２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏにて制御電圧２２ｏに重畳される２倍周波数波形は、ＤＣ−ＤＣ変換部１ｂのスイッチオンノイズでのパルス幅縮小を防止できる。しかし、第２の実施形態で述べているように、重畳波形の最低電位による誤動作が発生し下限パルス位相が限定されている。バッテリー充電での定電流制御域の設定条件によっては、前記誤動作開始下限パルス位相を含めて定電流制御域となることが多い。本実施形態においては、図２４に示すように、比較器２１ａの出力２１ａｏを入力とするδ検出回路１０にてパルス幅を検出しオンオフ回路９内の設定により前記誤動作開始下限パルス位相になる前後に２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをオフにする。バッテリーの放電方向で説明すると、図２５に示すように２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをオフにしないと、誤動作時パルスに移行するが、その直前位相にてオフにする場合誤動作なしにてその位相を通過する。また、定電流域においては、δが低下するとともに出力電圧も低下し、 電力も低下するため制御電圧２２ｏに重畳されるＤＣ−ＤＣ変換部１ｂのスイッチオンノイズも低下する。そのためさらに電圧低下しパルス幅がＤＣ−ＤＣ変換部１ｂのスイッチオンノイズ位相に接近しても重畳されるスイッチオンノイズが小さいため誤動作を発生せず通過できる。充電方向の場合は、逆に誤動作時パルス位相を通過後、２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをオンすることにより誤動作を発生せず通過できる。
【００６７】
δ検出回路１０およびオンオフ回路９の具体的構成の一例を図２７（ａ）を参照して簡単に説明する。比較器２１ａの出力２１ａｏのパルス入力を抵抗１０１、コンデンサ１０２からなるδ検出回路１０にて平均化し、抵抗９１経由にてＤＣ電源９５、抵抗９２、９３で設定される電圧と比較器９６にて比較し、比較器９６出力をオンオフする。抵抗９４は検出のヒステリシス特性用である。この出力は、例えば図３（ａ）の３倍周波数波形発生回路内のコンデンサ５７に接続され、比較器出力２１ａｏのパルス幅が狭い時、比較器９６出力がローレベルになることでコンデンサ５７の電荷を放電し３倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをオフとする。図２７（ｂ）はそのときの各部の波形を表している。
【００６８】
なお、図２７（ａ）はδ検出回路１０およびオンオフ回路９の一例を示し、種々の回路にて構成できこの限りではない。また、δ検出回路１０の入力として本実施形態では、比較器出力２１ａｏを用いているが、ＤＣ−ＤＣ変換部の動作パルスδを検出できる信号であれば問題はない。
【００６９】
以上説明したように本実施形態においては、電流モード制御回路２がバッテリー負荷時のように定電流制御を行う場合に、δ検出回路１０およびオンオフ回路９により、 制御電圧２２ｏに重畳された２倍周波数波形をオフさせ２倍周波数波形重畳による誤動作を伴うことなくスムーズに定電流推移が可能である。
【００７０】
したがって、本実施形態によるスイッチング電源装置は出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じず、負荷がバッテリーなどのように定電流制御が必要な場合でも誤動作のないインターリーブ方式スイッチング電源装置が構成できる。
【００７１】
（第８の実施形態）
次に、本発明の第８の実施形態のスイッチング電源装置について図２８〜図３０を参照しつつ説明する。図２８は本実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。本実施形態は、第７の実施形態のスイッチング電源装置が２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをオンオフ回路９にてオンオフすることに対して２倍周波数波形電圧可変回路１１にて２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏ波形の電圧を可変することのみ異なる。それ以外は全て第７の実施形態と同一構成、機能であるためその部分に同じ符号を付しその説明は省略し、２倍周波数波形電圧可変回路１１の動作についてのみ説明する。図２９は定電流域での制御電圧２２ｏ、スイッチング電流信号１ａｉの変化波形を表わしている。図３０（ａ）にδ検出回路１０および２倍周波数波形電圧可変回路１１の具体的構成の一例を示し、図３０（ｂ）にその各部波形を示す。
【００７２】
本実施形態においては、第７の実施形態が制御電圧２２ｏに重畳された２倍周波数波形の最低電位による誤動作開始下限パルス位相になる前後に２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏをオンオフ回路９によりオフし誤動作を防止しているのに対して、δ検出回路１０でのδに比例した電圧により２倍周波数波形電圧可変回路１１にて２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏ波形電圧を小さくすることにより誤動作を防止している。第７の実施形態では充電方向時のオンオフ回路９での２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏ波形オン時に２倍周波数波形発生回路５の回路構成によっては回路応答のため設定重畳波形電圧より大きな電圧波形が印加されることがある。この場合、この大きな印加波形の最低電圧により比較器出力２１ａｏのパルス幅が狭くなり発振停止する場合がある。本実施形態では、図２９に示すようにδ検出回路１０でのδに比例した電圧に比例した大きさの２倍周波数波形発生回路５の出力５ｏ波形電圧を印加できるため、充電方向であっても問題なく定電流推移が可能である。
【００７３】
２倍周波数波形電圧可変回路１１の具体的構成の一例を示す図３０（ａ）を参照して簡単に説明する。δ検出回路１０にて平均化されたδに比例する電圧を抵抗１１１，１１２、１１３、１１４、ＤＣ電源１１７、トランジスタ１１６、ダイオード１１５にて構成される２倍周波数波形電圧可変回路１１にてδに比例する電流に変換する。この出力は、例えば図３（ａ）の３倍周波数波形発生回路内コンデンサ５７に接続され、比較器出力２１ａｏのパルス幅が狭い時は充電電流が少なくなり、コンデンサ５７の充電電圧波形が低下し３倍周波数波形発生回路５の出力５ｏ波形電圧を小さくする。図３０（ｂ）にそのときの各部の波形を表している。なお、図３０（ａ）は２倍周波数波形電圧可変回路１１の一例であり、種々の回路にて構成できこの限りではない。また、２倍周波数波形電圧可変回路１１の入力として、δ検出回路１０を用いているが、制御電圧２２ｏを用いても問題はない。
【００７４】
以上説明したように本実施形態においては、電流モード制御回路２がバッテリー負荷時のように定電流制御を行う場合に、２倍周波数波形電圧可変回路１１により、 制御電圧２２ｏに重畳された２倍周波数波形電圧をスムーズに変化させるため２倍周波数波形重畳による誤動作を伴うことなくスムーズに定電流推移が可能である。
【００７５】
したがって、本実施形態によるスイッチング電源装置は出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じず、負荷がバッテリーなどのように定電流制御が必要な場合でも誤動作のないインターリーブ方式スイッチング電源装置が構成できる。
【００７６】
（第９の実施形態）
次に、本発明の第９の実施形態のスイッチング電源装置について図３１〜図３３を参照しつつ説明する。図３１に本実施形態のスイッチング電源装置のブロック図を示す。本実施形態では、第７の実施形態のスイッチング電源装置に、外部信号１３により入力または出力を制御するように切り替わる検出切り替え回路１２を追加し、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂを双方向変換機能を有する構成としていることのみ異なる。それ以外は全て第７の実施形態と同一構成、機能であるためその部分に同じ符号を付しその説明は省略し、外部信号１３により入力または出力を制御するように切り替わる検出切り替え回路１２、ＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂの双方向変換機能についてのみ説明する。
【００７７】
図３２に検出切り替え回路１２のブロック図、図３３に双方向変換機能を有するＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂの具体的構成の一例を示す。本実施形態は、第７の実施形態の電流モード制御によるインターリーブ方式スイッチング電源装置を外部信号１３による検出切り替え回路１２の検出切り替えによりＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂの高圧側から低圧側へ、低圧側から高圧側へと双方向変換を可能にするものである。図３２に示す検出切り替え回路１２のブロック構成例では、外部信号１３がないときは切り替えスイッチ１２３が実線の状態にあり、高圧側検出回路１２１の出力をシャットダウンさせ、低圧側検出回路１２２出力が検知信号制御回路２２に伝達される。そのため、低圧側が制御されＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂの高圧側から低圧側への電力伝達が行われる。外部信号１３が印加される場合、切り替えスイッチ１２３が破線の状態に切り替わり、 高圧側検出回路１２１出力が検知信号制御回路２２に伝達される。このため、高圧側が制御されＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂの低圧側から高圧側への電力伝達が行われる。なお、この双方向変換機能を行うためには、ＤＣ電源３、負荷４がバッテリー等のエネルギー蓄積部品かまたはそれに接続されていることが必要である。
【００７８】
図３３において、スイッチ１ａ１、１ａ２を交互にオンオフし低圧側が制御されるときには、スイッチ１ａ１の駆動が制御され降圧回路として動作し、チョーク１ａ３、コンデンサ１ａ５、スイッチ１ａ２およびダイオード１ａ７経由にて電力伝達される。高圧側が制御されるときにはスイッチ１ａ２の駆動が制御され昇圧回路として動作しスイッチ１ａ１およびダイオード１ａ６、コンデンサ１ａ４経由にて伝達される。なお、図３３は双方向変換機能を有するＤＣ−ＤＣ変換部の構成の一例を示すだけで、絶縁、非絶縁を問わず双方向変換機能を有する回路構成であれば問題なく適用可能である。
【００７９】
以上説明したように本実施形態においては、双方向変換機能を有するＤＣ−ＤＣ変換部１ａ、１ｂが外部信号による検出切り替え回路１２の切り替えにより双方向電源動作を行い、入出力に接続されたバッテリー等を定電流制御充電する場合に、δ検出回路１０およびオンオフ回路９により、 制御電圧２２ｏに重畳された２倍周波数波形をオフさせ２倍周波数波形重畳による誤動作を伴うことなくスムーズに定電流推移が可能である。
【００８０】
したがって、本実施形態によるスイッチング電源装置は出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じず、ＤＣ−ＤＣ変換部が双方向動作を行い、入出力負荷がバッテリーなどのように定電流制御が必要な場合でも誤動作のないインターリーブ方式スイッチング電源装置が構成できる。
【００８１】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置によれば、以上説明したようにインターリーブ構成にて電流モード制御を行う場合に他のＤＣ−ＤＣ変換部のスイッチオンノイズ重畳による制御パルス幅の縮小を生じることがない。したがって、出力電圧もしくは電流の不定期なリップル変動やＤＣ−ＤＣ変換部内のインダクター部品の音の発生を生じないインターリーブ方式スイッチング電源装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図２】同実施形態のスイッチング電源装置における波形図である。
【図３】同実施形態のスイッチング電源装置における３倍周波数波形発生回路の具体構成を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は波形図である。
【図４】従来例と第１の実施形態のスイッチング電源装置における制御電圧、スイッチング電流信号、比較器の出力パルスの関係を比較して示した説明図である。
【図５】本発明の第２の実施形態と第１の実施形態のスイッチング電源装置における制御電圧、スイッチング電流信号、比較器の出力パルスの関係を比較して示した説明図である。
【図６】本発明の第２の実施形態のスイッチング電源装置における３倍周波数波形発生回路の具体的構成例を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は波形図である。
【図７】本発明の第３の実施形態と第１の実施形態のスイッチング電源装置における制御電圧、スイッチング電流信号、比較器の出力パルスの関係を比較して示した説明図である。
【図８】本発明の第３の実施形態のスイッチング電源装置における３倍周波数波形発生回路の具体的構成例を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は波形図である。
【図９】本発明の第４の実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図１０】従来例の電流モード制御回路に対する一般的なスロープ補償の印加方法を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）、（ｃ）は波形図である。
【図１１】本発明の第１の実施形態スイッチング電源装置にスロープ補償回路を追加した時のブロック図である。
【図１２】図１１におけるスロープ補償回路の具体構成例の回路図である。
【図１３】図１１における制御電圧、スイッチング電流信号、スロープ補償回路の出力の波形図である。
【図１４】本発明の第４の実施形態のスイッチング電源装置における波形図である。
【図１５】本発明の第１と第４の実施形態におけるスロープ補償量を示し、（ａ）は第１の実施形態にスロープ補償回路を追加した時のスロープ補償量を示す図、（ｂ）は第４の実施形態おけるスロープ補償量を示す図である。
【図１６】本発明の第５の実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図１７】同実施形態における制御電圧、スイッチング電流信号、次位相同期波形発生回路の出力の波形図である。
【図１８】同実施形態における次位相同期波形発生回路の具体的構成の一例を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は波形図である。
【図１９】同実施形態におけるスロープ補償量の説明図である。
【図２０】本発明の第６の実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図２１】同実施形態における制御電圧、スイッチング電流信号、δ＝０．５同期波形発生回路の出力の波形図である。
【図２２】同実施形態におけるδ＝０．５同期波形発生回路の具体的構成の一例を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は波形図である。
【図２３】同実施形態におけるスロープ補償量の説明図である。
【図２４】本発明の第７の実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図２５】同実施形態における定電流動作域での制御電圧、スイッチング電流信号の波形変化を示す図である。
【図２６】同実施形態における定電流域を含む出力特性を示し、（ａ）は出力電流、電圧特性図、（ｂ）は出力電流、δ特性図である。
【図２７】同実施形態におけるδ検出回路およびオンオフ回路の具体的構成の一例を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は波形図である。
【図２８】本発明の第８の実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図２９】同実施形態における定電流動作域での制御電圧、スイッチング電流信号の波形変化を示す図である。
【図３０】同実施形態におけるδ検出回路および２倍周波数波形電圧可変回路の具体的構成の一例を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は波形図である。
【図３１】本発明の第９の実施形態のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図３２】同実施形態における検出切り替え回路のブロック図である。
【図３３】同実施形態における双方向変換機能を有するＤＣ−ＤＣ変換部の具体的構成の一例を示す回路図である。
【図３４】従来例のインターリーブ方式スイッチング電源装置のブロック図である。
【図３５】同従来例における波形図で、（ａ）は制御電圧、スイッチング電流信号、比較器の出力パルスの基本波形図、（ｂ）はスイッチオンノイズによる誤動作時の制御電圧、スイッチング電流信号、比較器の出力パルスの波形図である。
【符号の説明】
１ａ  第１のＤＣ−ＤＣ変換部
１ａ１、１ａ２  スイッチ
１ａ３  チョーク
１ａ４、  １ａ５  コンデンサ
１ａ６、１ａ７  ダイオード
１ｂ  第２のＤＣ−ＤＣ変換部
１ｃ  第３のＤＣ−ＤＣ変換部
１ａｉ  ＤＣ−ＤＣ変換部１ａのスイッチング電流信号
１ｂｉ  ＤＣ−ＤＣ変換部１ｂのスイッチング電流信号
１ｃｉ  ＤＣ−ＤＣ変換部１ｃのスイッチング電流信号
１ａｓ  ＤＣ−ＤＣ変換部１ａの発振周波数信号
１ｂｓ  ＤＣ−ＤＣ変換部１ｂの発振周波数信号
２  電流モード制御回路
２１  比較器
２１ａ  第１の比較器
２１ｂ  第２の比較器
２１ｃ  第３の比較器
２１ａｏ  比較器２１ａの出力パルス
２１ｂｏ  比較器２１ｂの出力パルス
２１ｃｏ  比較器２１ｃの出力パルス
２２  検知信号制御用回路
２２ｏ  制御電圧（検知信号制御用回路の出力）
３  ＤＣ電源
４  負荷
５  ３倍周波数波形発生回路
５ｏ  ３倍周波数波形発生回路の出力
５１ａ、５１ｂ、５１ｃ、５７、５１３  コンデンサ
５２ａ、５２ｂ、５２ｃ、５６、５８、５９、５１０、５１１、５１６  抵抗
５３ａ、５３ｂ、５３ｃ、５５ａ、５５ｂ、５５ｃ  ダイオード
５４ａ、５４ｂ、５４ｃ、５１５ａ、５１５ｂ、５１５ｃ  インバータ
５１２  増幅器
５１４  ＤＣ電源
５１７  遅延回路
６  スロープ補償回路
６ａｏ  スイッチング電流信号１ａｉに対するスロープ補償回路出力
６ｂｏ  スイッチング電流信号１ｂｉに対するスロープ補償回路出力
６１ａ  ＤＣ電源
６２ａ、６２ｂ  スイッチ
６３ａ、６３ｂ、６４ａ、６４ｂ  抵抗
６５ａ、６５ｂ  コンデンサ
６６ａ、６６ｂ  ダイオード
７  次位相同期波形発生回路
７ａｏ  スイッチング電流信号１ａｉへの次位相同期波形発生回路の出力
７ｂｏ  スイッチング電流信号１ｂｉへの次位相同期波形発生回路の出力
７ｃｏ  スイッチング電流信号１ｃｉへの次位相同期波形発生回路の出力
７１ａ、７１ｂ、７１ｃ、７２ａ、７２ｂ、７２ｃ  ＮＡＮＤ
７３ａ、７３ｂ、７３ｃ  ダイオード
７４ａ、７４ｂ、７４ｃ  抵抗
７５ａ、７５ｂ、７５ｃ  コンデンサ
８  δ＝０．５同期波形発生回路
８ａｏ  スイッチング電流信号１ａｉへのδ＝０．５同期波形発生回路の出力
８ｂｏ  スイッチング電流信号１ｂｉへのδ＝０．５同期波形発生回路の出力
８ｃｏ  スイッチング電流信号１ｃｉへのδ＝０．５同期波形発生回路の出力
８１ａ、８１ｂ、８１ｃ  パルス発生器
８２ａ、８２ｂ、８２ｃ  ＮＡＮＤ
８３ａ、８３ｂ、８３ｃ  ダイオード
８４ａ、８４ｂ、８４ｃ  抵抗
８５ａ、８５ｂ、８５ｃ  コンデンサ
９  オンオフ回路
９１、９２、９３、９４  抵抗
９５  ＤＣ電源
９６  比較器
１０  δ検出回路
１０１  抵抗
１０２  コンデンサ
１１  ２倍周波数波形電圧可変回路
１１１、１１２、１１３、１１４  抵抗
１１５  ダイオード
１１６  トランジスタ
１１７  ＤＣ電源
１２  検出切り替え回路
１２１  高圧側検出回路
１２２  低圧側検出回路
１２３  切り替えスイッチ
１３  外部信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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