(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御発振器の出力周波数と基準周波数との位相を位相比較器で比較しその比較結果に応じてチャージポンプからアクティブループフィルタに対して吐出電流又は吸込み電流を供給し、該アクティブループフィルタの出力信号より前記電圧制御発振器の発振周波数を制御するＰＬＬ回路において、
前記アクティブループフィルタを、前記チャージポンプの出力端子が接続される反転入力端子と出力端子との間にフィルタ回路が接続され、非反転入力端子にバイアス電源が接続された第１の演算増幅器から構成し、
前記チャージポンプを、前記位相比較器の一方の出力信号によって第１の電流源から前記出力端子に吐き出す電流のオン／オフを制御する第１のスイッチ素子と、前記位相比較器の他方の出力信号によって前記出力端子から第２の電流源に吸い込む電流のオン／オフを制御する２のスイッチ素子と、前記第１の電流源の電流と所定の比例関係にある電流を吐き出す第３の電流源と、前記第２の電流源の電流と前記比例関係にある電流を吸い込み、且つ前記第３の電流源と電源間に直列接続された第４の電流源と、前記バイアス電源の電圧又はそれと同じ電圧と前記第３，第４の電流源の共通接続点の電圧を比較して両電圧が一致するよう前記第１，第３の電流源を制御する第２の演算増幅器から構成した、
ことを特徴とするＰＬＬ回路。
【請求項２】
請求項１において、前記第２の演算増幅器を、
前記バイアス電源の電圧又はそれと同じ電圧と前記第３，第４の電流源の共通接続点の電圧を比較して両電圧が一致するよう前記第２，第４の電流源を制御する第３の演算増幅器に置換したことを特徴とするＰＬＬ回路。
【請求項３】
請求項１において、前記チャージポンプを、
出力端子に吐出電流を供給する第５の電流源と、前記位相比較器の一方の出力信号によって前記出力端子から第６の電流源に吸い込む電流のオン／オフを制御する３のスイッチ素子と、前記位相比較器の他方の出力信号によって前記出力端子から第７の電流源に吸い込む電流のオン／オフを制御する４のスイッチ素子と、前記第５の電流源の電流と所定の比例関係にある電流を吐き出す第８の電流源と、前記第６，第７の電流源の電流と前記比例関係にある電流を吸い込み、且つ前記第８の電流源と電源間に直列接続された第９の電流源と、前記バイアス電源の電圧又はそれと同じ電圧と前記第８，第９の電流源の共通接続点の電圧を比較して両電圧が一致するよう前記第５，第８の電流源を制御する第４の演算増幅器とから構成したチャージポンプに置換した、
ことを特徴とするＰＬＬ回路。
【請求項４】
請求項３において、前記第４の演算増幅器を、
前記バイアス電源の電圧又はそれと同じ電圧と前記第８，第９の電流源の共通接続点の電圧を比較して両電圧が一致するよう前記第６，第７，第９の電流源を制御する第５の演算増幅器に置換したことを特徴とするＰＬＬ回路。
【請求項５】
請求項１において、前記第１のスイッチ素子のオン時にそこで発生する電圧と同じ電圧を発生する第１の抵抗を前記第３の電流源に直列接続し、前記第２のスイッチ素子のオン時にそこで発生する電圧と同じ電圧を発生する第２の抵抗を前記第４の電流源に直列接続したことを特徴とするＰＬＬ回路。
【請求項６】
請求項３において、前記第３又は第４のスイッチ素子のオン時にそこで発生する電圧と同じ電圧を発生する第３の抵抗を前記第９の電流源に直列接続したことを特徴とするＰＬＬ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル位相比較器を使用したＰＬＬ回路におけるチャージポンプに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル位相比較器を使用したＰＬＬ回路は、図４に示すように構成されており、基準発振器１１で発振したパルス信号を分周器１２で分周した信号frの位相と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１３から出力するパルス信号を分周器１４で1/nに分周した信号fsの位相をディジタル位相比較器１５で比較して、その比較結果に応じてチャージポンプ１６の出力を増減させ、このチャージポンプ１６の出力信号をアクティブループフィルタ１７で積分した電圧により前記したＶＣＯ１３の発振周波数を制御するものである。
【０００３】
位相比較器１５は、複数個のゲート回路によって構成され（図示せず）、Ｒ端子に入力する基準信号frとＶ端子に入力するＶＣＯ出力信号fsの位相を比較し、その比較結果に応じてＵ端子、Ｄ端子から信号を出力する。
【０００４】
チャージポンプ１６は、抵抗Ｒ１により設定された電流を基準電流とするカレントミラー接続のトランジスタＱ１〜Ｑ３、トランジスタＱ２のコレクタ電流を基準電流とするカレントミラー接続のトランジスタＱ４，Ｑ５、位相比較器１５のＵ端子の信号で制御されオンすることによりトランジスタＱ５から電流i5を吐き出させるスイッチＳ１，位相比較器１５のＤ端子の信号で制御されオンすることによりトランジスタＱ３に電流i3を吸い込ませるスイッチＳ２を具備する。電流i3とi5は同じに設定されている。
【０００５】
そして、位相比較器１５のＲ端子の信号frよりもＶ端子の信号fsの位相が進んでいるとき（図５の(a)）は、Ｕ端子によってスイッチＳ１がオン／オフを繰り返し、Ｄ端子の信号によってスイッチＳ２がオフ状態に固定されるので、アクティブループフィルタ１７に対して間欠的に電流i5を吐き出す。逆に、Ｒ端子の信号frよりもＶ端子の信号fsの位相が遅れているとき（図５の(b)）は、Ｕ端子によってスイッチＳ１がオフ状態に固定され、Ｄ端子の信号によってスイッチＳ２がオン／オフを繰り返すので、アクティブループフィルタ１７から間欠的に電流i3を吸い込む。つまり、信号fsの位相が進んでいるときは、電流i5を間欠的に吐き出し、遅れているときは電流i3を間欠的に吸い込む。
【０００６】
アクティブループフィルタ１７は、反転増幅器OP1と、その反転入力端子と出力端子との間に接続されたフィルタ回路F1と、電圧Ｖ１のバイアス電源１７１からなり、チャージポンプ１６が電流i5を吐き出すときは出力電圧を減少させ、逆に電流i3を吸い込むときは出力電圧を増大させる。
【０００７】
ＶＣＯ１３は、アクティブループフィルタ１７の出力電圧が高くなると発振周波数を高くし、逆に低くなると発振周波数を低くする。
【０００８】
以上から、分周器１４から出力する信号fsが分周器１２から出力する信号frより位相が進んでいるときは、チャージポンプ１６から電流i5が吐き出されてアクティブループフィルタ１７の出力電圧が低くなり、ＶＣＯ１３の発振周波数が低くなる。逆の場合はアクティブループフィルタ１７の出力電圧が高くなって発振周波数が高くなる。そして、両信号fr、fsの位相が合致すると定常状態となる。このときのＶＣＯ１３で発振する信号周波数は、ｎ・frとなる。
【０００９】
一方、図６は別のチャージポンプ１８の構成を示す図であり、抵抗Ｒ２により設定された電流を基準電流とするカレントミラー接続のトランジスタＱ１１〜Ｑ１４、トランジスタＱ１２のコレクタ電流を基準電流とするカレントミラー接続のトランジスタＱ１５，Ｑ１６、位相比較器１９のＡ端子の信号で制御されオンすることによりトランジスタＱ１４に電流i14を吸い込ませるスイッチＳ１１、位相比較器１９のＢ端子の信号の信号で制御されオンすることによりトランジスタＱ１３に電流i13を吸い込ませるスイッチＳ１２を具備する。トランジスタＱ１６の電流i16、前記電流i13，i14は互いに同じに設定されている。
【００１０】
ここで使用する位相比較器１９は、Ｖ端子の信号fsの位相がＲ端子の信号frの位相より進んでいるときは、Ａ端子の信号によってスイッチＳ１１をオフ状態に固定し、Ｂ端子の信号によってスイッチＳ１２のオン／オフを繰り返させるので、スイッチＳ１１，Ｓ１２がオフのとき、アクティブループフィルタ１７に電流i16を吐き出す。逆に、Ｖ端子の信号fsの位相がＲ端子の信号frの位相より遅れているときは、Ａ端子の信号によってスイッチＳ１１をオン状態に固定し、Ｂ端子の信号によってスイッチＳ１２のオン／オフを繰り返させるので、スイッチＳ１１，Ｓ１２がオンのとき、アクティブループフィルタ１７から電流i13を吸い込む。つまり、信号fsの位相が進んでいるときは、電流i16を間欠的に吐き出し、遅れているときは電流i13を間欠的に吸い込む。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記した図４に示したチャージポンプ１６では、トランジスタＱ５の電流i5、トランジスタＱ３の電流i3に対する帰還が無いため、デバイスのアーリ電圧の差等によって、その電流i3 ＝ i5は保証されていない。すなわち、コレクタ電圧に対するコレクタ電流の特性曲線が完全な飽和曲線ではなく、動作点がその傾斜領域になるため、コレクタ電流がコレクタ電圧に依存する。このような事情は、図６に示したチャージポンプ１８でも同じである。
【００１２】
そして、吐出電流と吸込み電流の値が一致しないときは、低い周波数から目標周波数にロックするまでの時間と高い周波数から目標の周波数にロックするまでの時間が異なったり、また吐出電流と吸込み電流の差であるオフセットによってアクティブループフィルタ１７の出力が変動し、ＶＣＯ１３のＣ／Ｎが悪化する場合があった。
【００１３】
本発明の課題は、吐出電流と吸込み電流が常に同一となるようにしたチャージポンプを有するＰＬＬ回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を達成するための第１の発明は、電圧制御発振器の出力周波数と基準周波数との位相を位相比較器で比較しその比較結果に応じてチャージポンプからアクティブループフィルタに対して吐出電流又は吸込み電流を供給し、該アクティブループフィルタの出力信号より前記電圧制御発振器の発振周波数を制御するＰＬＬ回路において、前記アクティブループフィルタを、前記チャージポンプの出力端子が接続される反転入力端子と出力端子との間にフィルタ回路が接続され、非反転入力端子にバイアス電源が接続された第１の演算増幅器から構成し、前記チャージポンプを、前記位相比較器の一方の出力信号によって第１の電流源から前記出力端子に吐き出す電流のオン／オフを制御する第１のスイッチ素子と、前記位相比較器の他方の出力信号によって前記出力端子から第２の電流源に吸い込む電流のオン／オフを制御する２のスイッチ素子と、前記第１の電流源の電流と所定の比例関係にある電流を吐き出す第３の電流源と、前記第２の電流源の電流と前記比例関係にある電流を吸い込み、且つ前記第３の電流源と電源間に直列接続された第４の電流源と、前記バイアス電源の電圧又はそれと同じ電圧と前記第３，第４の電流源の共通接続点の電圧を比較して両電圧が一致するよう前記第１，第３の電流源を制御する第２の演算増幅器から構成した。
【００１５】
第２の発明は、第１の発明において、前記第２の演算増幅器を、前記バイアス電源の電圧又はそれと同じ電圧と前記第３，第４の電流源の共通接続点の電圧を比較して両電圧が一致するよう前記第２，第４の電流源を制御する第３の演算増幅器に置換して構成した。
【００１６】
第３の発明は、第１の発明において、前記チャージポンプを、出力端子に吐出電流を供給する第５の電流源と、前記位相比較器の一方の出力信号によって前記出力端子から第６の電流源に吸い込む電流のオン／オフを制御する３のスイッチ素子と、前記位相比較器の他方の出力信号によって前記出力端子から第７の電流源に吸い込む電流のオン／オフを制御する４のスイッチ素子と、前記第５の電流源の電流と所定の比例関係にある電流を吐き出す第８の電流源と、前記第６，第７の電流源の電流と前記比例関係にある電流を吸い込み、且つ前記第８の電流源と電源間に直列接続された第９の電流源と、前記バイアス電源の電圧又はそれと同じ電圧と前記第８，第９の電流源の共通接続点の電圧を比較して両電圧が一致するよう前記第５，第８の電流源を制御する第４の演算増幅器とから構成したチャージポンプに置換して構成した。
【００１７】
第４の発明は、第３の発明において、前記第４の演算増幅器を、前記バイアス電源の電圧又はそれと同じ電圧と前記第８，第９の電流源の共通接続点の電圧を比較して両電圧が一致するよう前記第６，第７，第９の電流源を制御する第５の演算増幅器に置換して構成した。
【００１８】
第５の発明は、第１の発明において、前記第１のスイッチ素子のオン時にそこで発生する電圧と同じ電圧を発生する第１の抵抗を前記第３の電流源に直列接続し、前記第２のスイッチ素子のオン時にそこで発生する電圧と同じ電圧を発生する第２の抵抗を前記第４の電流源に直列接続して構成した。
【００１９】
第６の発明は、第３の発明において、前記第３又は第４のスイッチ素子のオン時にそこで発生する電圧と同じ電圧を発生する第３の抵抗を前記第９の電流源に直列接続して構成した。
【００２０】
【発明の実施の形態】
［実施形態１］
図１は本発明の実施形態１のチャージポンプ１０とその近くの回路を示す図であり、抵抗Ｒ１により設定された電流を基準電流とするカレントミラー接続のトランジスタＱ１〜Ｑ３、演算増幅器OP2の出力電流を基準電流とするカレントミラー接続のトランジスタＱ４〜Ｑ６、位相比較器１５のＵ端子の信号で制御されオンすることによりトランジスタＱ５から電流i5を吐き出させるスイッチＳ１，位相比較器１５のＤ端子の信号で制御されオンすることによりトランジスタＱ３に電流i3を吸い込ませるスイッチＳ２を具備する。演算増幅器OP2はその非反転入力端子がトランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタに共通接続され、反転入力端子がアクティブループフィルタ１７のバイアス電源１７１に接続されている。図４に示したチャージポンプ１６とは、トランジスタＱ４のベース・コレクタ間を開放し、トランジスタＱ６と演算増幅器OP2を追加した点が異なっている。
【００２１】
このチャージポンプ１０では、スイッチＳ１，Ｓ２の共通接続点（出力端子）の電圧Ｖ２と演算増幅器OP1の非反転入力端子の電圧Ｖ１（アクティブループフィルタ１７のバイアス電源Ｖ１の電圧）とが、演算増幅器OP1の作用により同一となる。つまり、演算増幅器OP1の反転入力端子と非反転入力端子とがイマジナリショートとなるので、Ｖ１＝Ｖ２となる。
【００２２】
また、演算増幅器OP2の非反転入力端子の電圧Ｖ３と反転入力端子の電圧Ｖ１についてみても、トランジスタＱ６，Ｑ４を経由する帰還ループの動作によって同一となり、Ｖ３＝Ｖ１となる。したがって、Ｖ３＝Ｖ２＝Ｖ１に制御されることになり、トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタ電圧がバイアス電源１７１の電圧Ｖ１によって固定される。したがって、トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタ電圧／コレクタ電流特性の動作点が固定される。
【００２３】
このときトランジスタＱ４に流れる電流i4は、演算増幅器OP2の作用により電圧Ｖ１に対応した電流である。また、トランジスタＱ５に流れる電流i5も同作用により電圧Ｖ１に対応した電流である。そして、トランジスタＱ４，Ｑ５の面積比をＷ１とすれば、i5＝i4・Ｗ１となる。一方、トランジスタＱ２に流れる電流i2は、i2＝i4である。そして、トランジスタＱ２，Ｑ３の面積比を上記と同じＷ１に設定すれば、i3＝i2・Ｗ１＝i4・Ｗ１＝i5となる。つまり、i3＝i5が電圧Ｖ１にリンクした形で保証される。なお、このとき、電源電圧Vccが変動すると、トランジスタＱ４、Ｑ５のエミッタ・コレクタ間電圧は変動するが、トランジスタＱ２、Ｑ３のエミッタ・コレクタ間電圧は変動せず、電流i2は一定であり、よってi4 ＝ i2は保持され、i5 ＝ i3も保持される。
【００２４】
図２は変形例のチャージポンプ１０’を示す図であり、演算増幅器OP2の反転入力端子に別に設けた電圧源１０１を接続し、さらにトランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタに抵抗Ｒ３，Ｒ４を接続したものである。この電圧源１０１の電圧は、アクティブループフィルタ１７のバイアス電源１７１の電圧Ｖ１と同じ値に設定する。抵抗Ｒ３はスイッチＳ２がオンしたときにそこで発生する電圧と同じ電圧を発生させるためのもの、Ｒ４はスイッチＳ１がオンしたときにそこで発生する電圧と同じ電圧を発生させるためのものである。
【００２５】
スイッチＳ１，Ｓ２がオンしたときは理想的にはその内部抵抗は０であるが、トランジスタを使用する場合には若干の内部抵抗が存在する。このため、電圧Ｖ２＝Ｖ３に制御した状態では、トランジスタＱ４とＱ５でそのエミッタ・コレクタ間の電圧に差が生じてきて、電流i4とi5の比率が設計値と異なってくる。トランジスタＱ２とＱ３でも同様にそのエミッタ・コレクタ間の電圧に差が生じてきて、電流i2とi5の比率が設計値と異なってくる。この結果、i5 ＝ i3が保証できなくなる恐れがある。そこでここでは、抵抗Ｒ４を接続することでトランジスタＱ４とＱ５のエミッタ・コレクタ電圧を同一にし、抵抗Ｒ３を接続することでトランジスタＱ２．Ｑ３のエミッタ・コレクタ間電圧を同一にしている。他の動作は図１のチャージポンプ１０と同じである。
【００２６】
なお、以上の図１，図２のチャージポンプ１０，１０’では、演算増幅器OP2の出力によりトランジスタＱ４，Ｑ５を制御するようにしたが、トランジスタＱ２，Ｑ３を制御するようにしても同様に動作する。このときは、演算増幅器OP2の反転入力端子と非反転入力端子を逆に接続した上で、トランジスタＱ４，Ｑ５を抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１に対応した回路で駆動し、トランジスタＱ２，Ｑ３をトランジスタＱ６に対応した回路で駆動すればよい。また、以上では電流源にバイポーラトランジスタを使用したが、電界効果トランジスタを使用することもできる。
【００２７】
［実施形態２］
図３は実施形態２のチャージポンプ２０とその近くの回路を示す図であり、抵抗Ｒ２により設定された電流を基準電流とするカレントミラー接続のトランジスタＱ１１〜Ｑ１４、演算増幅器OP3の出力電流を基準電流とするカレントミラー接続のトランジスタＱ１５〜Ｑ１７、位相比較器１９のＡ端子の信号で制御されオンすることによりトランジスタＱ１４に電流i14を吸い込ませるスイッチＳ１１，位相比較器１９のＢ端子の信号で制御されオンすることによりトランジスタＱ１３に電流i13を吸い込ませるスイッチＳ１２を具備する。演算増幅器OP3はその非反転入力端子がトランジスタＱ１２，Ｑ１５のコレクタに共通接続され、反転入力端子がアクティブループフィルタ１７のバイアス電源１７１に接続されている。図６に示したチャージポンプ１８とは、トランジスタＱ１５のベース・コレクタ間を開放し、トランジスタＱ１７と演算増幅器OP3を追加した点が異なっている。
【００２８】
このチャージポンプ２０でも、前記したチャージポンプ１０と同様に、バイアス電源１７１の電圧Ｖ１に対して、演算増幅器OP1の反転入力端子の電圧Ｖ４、演算増幅器OP3の非反転入力端子の電圧Ｖ５が同じ電圧になり、Ｖ１＝Ｖ４＝Ｖ５となる。したがって、トランジスタＱ１２，Ｑ１５のコレクタ電圧がＶ５＝Ｖ１に固定され、この状態でi12 ＝ i15となるので、トランジスタＱ１５，Ｑ１６の面積比、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の面積比、トランジスタＱ１２，Ｑ１４の面積比を、各々同一に設定しておけば、i14 ＝ i15 ＝ i16となり、アクティブループフィルタ１７に対する吸込み電流と吐出電流が同一となる。なお、図２に示したように演算増幅器OP3の反転入力端子に電圧Ｖ１の独立した電圧源を接続しても良い。また、トランジスタＱ１２のコレクタに、図２における抵抗Ｒ３に相当する抵抗を接続して、スイッチＳ１１，Ｓ１２のオン時における電圧降下と同じ電圧降下がその抵抗で発生するようにしても良い。
【００２９】
なお、図３のチャージポンプ２０では、演算増幅器OP3の出力によりトランジスタＱ１５，Ｑ１６を制御するようにしたが、トランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４を制御するようにしても同様に動作する。このときは、演算増幅器OP3の反転入力端子と非反転入力端子を逆に接続した上で、トランジスタＱ１５，Ｑ１６を抵抗Ｒ２とトランジスタＱ１１に対応した回路で駆動し、トランジスタＱ１３〜Ｑ１５をトランジスタＱ１７に対応した回路で駆動すればよい。また、以上では電流源にバイポーラトランジスタを使用したが、電界効果トランジスタを使用することもできる。
【００３０】
【発明の効果】
以上から本発明によれば、アクティブループフィルタに対する吐出電流と吸込み電流の値を、そのアクティブフィルタのバイアス電源の電圧にリンクさせた形で同一値に保証できる。このため、ロックするまでの時間に差が出たり、ＶＣＯのＣ／Ｎが悪化することを防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態１のチャージポンプとその近くの回路の回路図である。
【図２】  図１のチャージポンプの変形例の回路図である。
【図３】  本発明の実施形態２のチャージポンプとその近くの回路の回路図である。
【図４】  従来のＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。
【図５】  位相比較器の動作説明用の波形図である。
【図６】  別の例のチャージポンプとその近くの回路の回路図である。
【符号の説明】
１１：基準発振器、１２：分周器、１３：ＶＣＯ、１４：分周器、１５：位相比較器、１６：チャージポンプ、１７：アクティブループフィルタ、１８：チャージポンプ、１９：位相比較器、
１０，１０’，２０：チャージポンプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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