(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力供給用変圧器に接続された線路導体を含む配電系統内に発生するアーク故障を検出するアーク故障検出方法であって、
該アーク故障検出方法は、
前記導体内を流れる電流の変化率を監視して、該電流の変化率を表す電流変化率信号を発生する工程と、
該電流変化率信号が、選択されたしきい値を越える度に、電流変化率超過パルスを発生する工程と、
選定された周波数範囲外に発生した前記電流変化率を表す信号またはパルスを実質的に除去するために、前記電流変化率信号と前記パルスとの少なくとも一方を濾波し、通過した信号またはパルス、すなわち、前記選定された周波数範囲内の前記電流の変化を表す前記信号またはパルスを保存する工程と
を有し、更に、
前記選定された周波数範囲は、少なくとも１００ＫＨｚの高さにまで及んでおり、前記除去された信号は、電力周波数信号を含み、
前記アーク故障検出方法は、更に、
選定された期間内に発生した前記通過した信号またはパルスの数を表す信号を発生する工程と、
線路を遮断するしきい値を越える通過した信号またはパルスの発生を表す前記数に応答して、アーク故障確認信号を発生する工程と
を有する
ことを特徴とするアーク故障検出方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって、変化率信号が選定されたしきい値を越える度にパルスを発生する前記ステップは、変化率信号の振幅を所定の基準信号と比較することを含む方法。
【請求項３】
請求項１記載のアーク故障検出方法であって、前記濾過工程は、６０Ｈｚから１ＭＨｚの周波数範囲に含まれない周波数範囲の電流変化率を表す電流変化率信号を、実質的に除去するために、前記電流変化率信号を濾過する工程であることを特徴とするアーク故障検出方法。
【発明の詳細な説明】
関連出願の相互参照
本出願は１９９５年３月１３日に出願した特許出願第０８／４０２，６８７号“選定されたアーク故障信号の阻止装置および方法”、１９９５年３月１３日に出願した特許出願第０８／０４２，６００号“電圧感知アーク故障検出器および検出方法”、１９９５年３月１３日に出願した特許出願第０８／４０２，５７５号“アーク故障検出システムおよび検出方法”、１９９５年３月１３日に出願した特許出願第０８／４０３，０８４号“アーク故障検出器のテスト装置およびテスト方法”、および１９９５年３月１３日に出願した特許出願第０８／４０３，０３３号“電流感知アーク故障検出器および検出方法”の一部継続出願である。
前記した各出願は本発明と譲受人が同じであり、その各々の全体が本開示の一部としてここに組み入れられている。
発明の分野
本発明は電気回路の保護に関し、特に、従来の回路遮断器では典型的に無視されている危険なアーク故障の検出に関する。
発明の背景
住居、商業および産業応用における電気系統には通常公益施設から受電するための分電盤が使用されている。電力は過電流保護装置を通って１つ以上の負荷へ給電する指示された分岐回路へ送られる。典型的には、これらの過電流装置は、負荷へ給電する導体の限界を越える場合に電流を遮断するように設計されたサーキットブレーカやヒューズ等の遮断器である。回路を遮断することにより、火災が発生して怪我をする危険性や財産の損害を被る可能性が低減される。
サーキットブレーカはリセット機構により再使用できるため、好ましい種類の回路遮断器である。典型的には、電流過負荷や地絡等の断路やトリップ状態による電気回路の遮断がサーキットブレーカにより行われる。電流がトリップ電流によって決まる時間だけブレーカの連続定格を越える時に電流過負荷状態が生じる。地絡故障トリップ状態は線路導体と接地導体等の中性線導体間を流れる電流の不平衡、電流経路を地絡させる人間、もしくは大地へのアーク故障により生じる。
アーク故障は、一般的に、切断した導体の終端間、負荷へ給電する２本の導体間、もしくは導体と大地間のイオン化されたガス中を流れる電流として定義される。サーキットブレーカをトリップさせないアーク故障により重大な問題が生じる。アーク故障電流レベルは分岐や負荷インピーダンスによりサーキットブレーカのトリップ曲線設定値よりも低いレベルまで低減することができる。さらに、接地された導体や人間に接触しないアーク故障により地絡保護回路はトリップされない。
アーク故障を生じる状況は沢山ある。例えば、腐食、摩耗もしくは経年変化した配線や絶縁、緩んだ接続、絶縁を貫通する釘やステープルにより損傷した配線、および繰り返し過負荷、雷撃等による電気的応力等である。これらの故障により導体絶縁が損傷して許容できない温度に達することがある。近くに可燃材がある場合には、アーク故障により火災が発生することがある。
“擬似”アーク故障を生じる状況も沢山ある。例えば、配電系統の１つの分岐回路にアーク故障が発生すると、ロードセンターを介して分岐回路間に直列経路が作り出されるため、別の分岐回路に擬似故障信号が生じる場合が多い。その結果、２つ以上の分岐回路の回路遮断器が誤トリップする。もう１つの例は、アーク故障のように見える高周波外乱を電気回路内に生じる。アーク溶接器、電気ドリル等のノイズの多い負荷である。
発明の要約
従来の回路遮断器では無視されているアーク故障状況を確実に検出するアーク故障検出システムおよび方法を提供することが本発明の目的である。
本発明のもう１つの目的は、最小のコストで既存の住居、商業および産業施設に簡便に組み込むことができるアーク故障検出システムを提供することである。
本発明のもう１つの目的は、電気回路を使用して、ノイズの多い負荷だけでなく装置や家庭用機器の危険なアーク故障と正常動作とを識別するアーク故障検出システムおよび方法を提供することである。
本発明のさらにもう１つの目的は、配電系統の多数の分岐回路を電気的に分離するアーク故障検出システムを提供することである。
当業者ならば、添付図および請求の範囲と共に本明細書を読めば本発明の他の目的および利点がお判りであろう。
本発明に従って、線路導体の電流の変化率を監視して変化率を表す信号を発生し、変化率信号が選定されたしきい値を越える度にパルスを発生し、変化率信号および／もしくはパルスを濾波して選定された周波数範囲外の電流変化を表す信号やパルスを実質的に解消し、残りのパルスを監視して選定された時間間隔内に生じるパルス数が所定のしきい値を越える時を検出し、選定された時間間隔内にしきい値を越える数のパルスの発生に応答してアーク故障検出信号を発生する、配電系統のアーク故障を検出するシステムを提供することにより前記した目的が実現される。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明を実現するアーク故障検出システムのブロック図。
図２は図１に例示するアーク故障検出システムを実施する電気回路の回路図。
図３ａ−図３ｇは図２のさまざまな点における波形。
図４は図２の回路の比較器およびシングルショットパルス発生器の替わりに使用する代替回路の回路図。
図５は図１に例示する故障検出システムを実施する別の回路の回路図。
詳細な説明
次に、図面特に図１を参照して、アーク故障検出器１０ａ，１０ｂ……１０ｎが電源として電力会社の変圧器１４を有する配電系統１２のｎ分岐に接続されている。配電系統１２は線路導体１６ａ，１６ｂ……１６ｎおよび対応するセンサ２１ａ，２１ｂ……２１ｎ，線路遮断器２２ａ，２２ｂ……２２ｎ，および阻止フィルタ２３ａ，２３ｂ……２３ｎを介して負荷２０ａ，２０ｂ……２０ｎへ配電する中性線導体１８ａ，１８ｂ……１８ｎを含んでいる。線路導体１６および中性線導体１８は典型的には２４０Ｖもしくは１２０Ｖであり、周波数は６０Ｈｚである。
好ましくは、各線路遮断器２２は、従来技術で周知のように、所与の過負荷状態に応答してブレーカ接点をトリップさせて開路状態とし、対応する負荷２０を電源から断路する熱／磁気特性を有する過負荷トリップ機構を含むサーキットブレーカである。線路もしくは中性線地絡に応答してトリップソレノイドを励起しサーキットブレーカをトリップさせて接点を開く地絡遮断回路をサーキットブレーカ２２に設けることも知られている。
センサ２１は各線路導体１６の電流の変化率を監視して変化率を表す信号を発生する。各センサ２１からの変化率信号は対応するアーク検出器１０へ送られ、変化率信号が選定されたしきい値を越えて増加する度にパルスが発生される。そこから発生された変化率信号および／もしくはパルスは濾波されて、選定された周波数範囲外の信号やパルスが解消される。次に、最終パルスが監視されて、選定された時間間隔内に生じるパルス数が予め定められたしきい値を越える時が検出される。しきい値を越える場合には、検出器１０は対応する線路遮断器２２をトリップするのに使用することができるアーク故障検出信号を発生する。
センサ２１から生じる変化率信号の変動パターンは、回路の状態が正常な負荷であるか、正常な切り替えイベントであるか、位相制御点弧負荷であるか、あるいはアーク故障イベントであるかを示す。所望の変化率信号を発生するのに適切なセンサの一例は、電流を運ぶ負荷線路を取り巻く環状コアを有し、コアに感知コイルが螺旋状に巻かれているトロイダルセンサである。コアはフェライト、鉄等の磁性材料で作られるか、もしくは磁束の迅速な変化に応答できる透磁性粉体により成型されている。好ましいセンサは２４−３６番銅線を２００ターン巻回して感知コイルを形成するフェライトコアを使用している。コアに空隙を設けて透磁率をおよそ３０まで低減することができる。好ましくは、並列アークにより比較的高い電流が発生される間は飽和せず、このような高い電流レベルでもアーク検出をできるようにされる。
線路導体の電流変化率を感知する他の手段も本発明により考え出すことができる。ファラデーの法則により、いかなるコイルもその中を通る磁束の変化率に比例する電圧を発生する。アーク故障に伴う電流により導体周りに磁束が発生され、センサ２１のコイルがこの磁束と交差して信号を発生する。他の適切なセンサとして、磁性材コアもしくはエアコアを有するトロイダル変圧器、磁性材の積層コアを有するインダクタや変圧器、および印刷回路板上に載置されたインダクタが含まれる。さまざまなセンサ構成が本発明により考えられ、本体内に空隙を含むトロイドが含まれる。
好ましくは、センサ２１から生じる変化率信号は選定された周波数帯域内の変化率の変動しか表していない。好ましくは、センサの帯域特性は、下位周波数遮断点により電源周波数信号が阻止され、上位周波数遮断店によりはんだ銃、電動鋸、電動ドリル、等の機器、装置、もしくは工具のようなノイズの多い負荷の存在により発生する高周波信号が阻止されるようにされている。したがって、センサ２１からの出力はアーク故障に伴う選定された周波数帯域に限定され、やっかいなトリップを生じることがある変化率信号のスプリアス変動が解消もしくは低減される。例として、センサの帯域特性は、（１）電源周波数信号を阻止する６０Ｈｚの下位周波数遮断点すなわち下限、および（２）ノイズの多い負荷に伴う高周波信号を全て有効に阻止する１ＭＨｚの上位周波数遮断点すなわち上限を有している。センサの帯域特性のこれら特定の周波数遮断点は単なる例に過ぎず、ノイズの多い負荷信号だけでなく電源信号の実際の周波数範囲に従って他の適切な周波数遮断限界を採用することができる。
所望の帯域特性はセンサの自己共振周波数を適切に選定して調整することにより実現される。電流型センサはその動作特性の関連する上限周波数遮断点すなわちロールオフ点を定義する所定の自己共振周波数を有するように選定される。好ましくは、電流型センサは、被監視負荷線路内の電流変動の変化率を検出するように作動する時に、所望の帯域濾波特性を示すように設計される。本発明により、選定された周波数帯域内の信号出力を帯域濾波する他の手段も考えられる。例えば、回路内の帯域フィルタもしくはその組合せを使用して、選定された周波数帯域に対する遮断点の上下の周波数を減衰させることができる。
図２に１つのアーク検出器１０の好ましい回路を示す。センサ２１は電流信号の所望の変化率（一般的に、“ｄｉ／ｄｔ信号と呼ばれる）を出力電圧の形で発生し、それはセンサおよびダイオードＤ３を介して比較器回路３０に接続される。変化率信号は負荷線路１６を取り巻くコアの上に巻回されたセンサコイルＴ１から生じる。高電力遷移状態中にクランプ装置として働く一対のダイオードＤ１，Ｄ２がセンサコイルＴ１に並列接続されている。高電力遷移状態中に、ダイオードＤ１，Ｄ２に並列接続された抵抗体Ｒ１によりセンサの自己リンギングが減衰される。抵抗体Ｒ１に並列な一対のキャパシタＣ１，Ｃ２、および比較器３０の入力に直列接続された抵抗体Ｒ２とインダクタＬ１は、それにより形成される濾波回路網の所望のロールオフ特性を達成するのを助けるように同調されている。例えば、図２の回路の部品について以下に例示する値により、センサはおよそ１０ｋＨｚからおよそ１００ｋＨｚまで広がる帯域幅を有し、その両側のロールオフは急峻である。
図３ａから図３ｇまでの一連の波形を参照すれば、図２の回路の動作をより明確に理解することができる。図３ａは６０Ｈｚの交流電力を運び、時間ｔ１において高周波外乱を経験する線路導体１６に接続された発信器からの実際の波形である。高周波外乱はセンサ２１が感心する周波数範囲内であるため（例えば、およそ１０ｋＨｚからおよそ１００ｋＨｚ）、外乱により、センサ２１（図２の回路内のＡ点）からのｄｉ／ｄｔ出力信号（図３）に時間ｔ１で始まる高周波ノイズのバーストが生じる。ノイズバーストは時間ｔ１からほぼｔ２まで比較的高い振幅を有し、時間ｔ２からおよそｔ３までは低い振幅が続く。
比較器３０において、センサ２１からの変化率信号の大きさが一定の基準信号と比較され、変化率信号の大きさが基準信号の大きさと交差する時だけ比較器３０は出力電圧を発生する。それにより、検出器１０はセンサ２１から発生される低レベル信号を無視するようになる。基準信号の大きさにより設定されるしきい値よりも高い振幅を有する信号は全て、大きい信号の影響を低減する予め設定された最大値まで増幅される。比較器３０において、トランジスタＱ１はそのベースが抵抗体Ｒ３によりハイとされて常時ターンオンされる。ダイオードＤ３はしきい値を変えて、センサ２１からの負のパルスだけをトランジスタＱ１のベースへ送られるようにする。比較器への信号がしきい値（後記する回路値に対しては−２．０Ｖ）よりも降下すると、トランジスタＱ１がターンオンされる。それにより、トランジスタＱ１のコレクタは供給電圧Ｖｃｃ、抵抗体Ｒ４およびシングルショットパルス発生器４０によって決まる所定の電圧まで上昇する。このコレクタ電圧は比較器回路３０の出力である。トランジスタＱ１がターンオフされている限りコレクタ電圧はハイであり、それはセンサ２１からの信号が再びしきい値よりも上昇するまで継続する。次に、トランジスタＱ１が再びターンオンされてコレクタ電圧が降下する。最終結果は比較器からのパルス出力であり、パルスの幅はトランジスタＱ１がターンオフされる時間間隔に対応し、それはセンサ２１からの負となる信号が比較器のしきい値よりも低い時間間隔に対応する。
センサ出力のノイズバーストは濾波されて図２の回路内のＢ点に図３ｃに示す波形を発生する。図２の回路内のＣ点の波形を図３ｄに示し、Ｃ点において濾波されたｄｉ／ｄｔ信号に供給電圧Ｖｃｃからの直流バイアスを加えることにより振幅が低減されて直流オフセットが導入されることが判る。これはトランジスタＱ１のベースへの入力信号となる。
トランジスタＱ１の出力は、入力信号の負となるピークに対応する一連の正となるパルスである。図２のＤ点におけるトランジスタ出力を図３ｅに示す。図３ｃに示す濾波されたｄｉ／ｄｔ信号のあるしきい値を越える負となるピークだけに対応する出力パルスを発生することにより、トランジスタ回路は比較器として機能することが判る。図３ｅに示すように、回路のこの点において、パルスは幅および振幅の両方が変動する。
幅および振幅の両方が変動する比較器３０の出力パルスを、幅および振幅が実質的に一定である一連のパルスへ変換するために、比較器の出力はシングルショットパルス発生器回路４０へ与えられる。このハイパスフィルタ回路はトランジスタＱ１のコレクタに直列接続された一対のキャパシタＣ３，Ｃ４、およびキャパシタＣ４の両側から接地へ並列接続された２つの抵抗−ダイオード対を含んでいる。次に、この回路から発生されるパルスについて、図３に示す波形に関連してより詳細に説明する。出力パルスは主として等幅かつ等振幅であるが、著しく大きいもしくは小さいパルスによってより大きいもしくは小さいパルスが生じることもある。
図３ｅの可変幅および可変振幅パルスは、シングルショットパルス発生器回路４０により幅および振幅が実質的に一定の一連のパルスへ変換される。図２の回路のＥ点におけるこの回路４０の出力を図３ｆに示す。図３ｆに示す全てのパルスのサイズが実質的に同じであるが、極端に大きいもしくは小さいｄｉ／ｄｔスパイクにより大きいもしくは小さいパルスが発生されることもある。しかしながら、比較器３０から出力パルスを発生するのに十分な大きさのスパイクであれば、Ｅ点における大部分のパルスはｄｉ／ｄｔ信号の対応するスパイクの振幅および持続時間とは実質的に無関係である。
回路４０から発生される実質的に均一なパルスは限流抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ２のベースへ与えられる。トランジスタのベースから接地へ接続されたキャパシタＣ５により帯域フィルタのロールオフの鮮鋭度が改善される。トランジスタＱ２は回路４０により発生されるパルスを積分する積分回路５０の初めの部分である。パルスによりトランジスタがオンオフされてトランジスタのエミッタと接地間に接続されたキャパシタＣ６が充放電される。抵抗体Ｒ９がキャパシタＣ６に並列接続され、供給電圧とトランジスタＱ２のコレクタ間に接続された抵抗体Ｒ８によりキャパシタＣ６の充電電流レベルが決定される。任意所与の時点におけるキャパシタの充電の大きさは、選定された時間間隔にわたって受信されるパルスの積分を表す。パルスは幅および振幅が実質的に均一であるため、任意所与の時点における積分の大きさは、主として、その時点にすぐ先行する選定された時間間隔内に受信されるパルス数の関数となる。したがって、積分の値を使用してアーク故障が発生しているかどうかを確認することができる。
図２の回路内のＦ点で取り出された回路５０から発生される積分信号を図３ｇに示す。積分器回路は回路４０からパルスを受信する度に充電され、すぐに放電を開始することが判る。パルスが十分高いレートで現れ１つのパルスにより生じる充電が次のパルスが到来する前に生じる放電よりも小さい場合のみ電荷が累積される。積分信号をトリップしきい値レベルＴＲ（図３ｇ）まで増大させるのに十分な数およびレートでパルスが到来する場合には、ＳＣＲ１がトリガされてサーキットブレーカがトリップする。アーク故障を表すｄｉ／ｄｔ信号に応答した時だけこれが生じるように回路が設計されている。
ＳＣＲ１がターンオンされると、トリップソレノイドＳ１が励起され、通常の方法で回路から負荷が断路される。特に、ＳＣＲ１をターンオンすると、ダイオードＤ７−Ｄ１０により形成されるダイオードブリッジを介して線路から中性点へ電流が流れ、線路１６のサーキットブレーカ接点を開くようにソレノイドが励起されて、システムの被保護部が電源から断路される。ダイオードブリッジの直流端子はＳＣＲ１の両端間に接続され、限流抵抗体Ｒ１０と直列のツェナーダイオードＤ６により電圧レベルが設定される。バリスタＶ１が過度抑制器としてダイオードブリッジの両端間に接続されている。濾波キャパシタＣ７がツェナーダイオードＤ６の両端間に接続されている。サーキットブレーカ接点が開くとトリップ回路の電源が消失するが、接点はリセットされるまで開いたままである。
前記した所望の結果を生じる回路の一例は、下記の値を有する図２の回路である。
Ｄ１      １Ｎ４１４８
Ｄ２      １Ｎ４１４８
Ｄ３      １Ｎ４１４８
Ｄ４      １Ｎ４１４８
Ｄ５      １Ｎ４１４８
Ｄ６      ２７ｖ  ツェナー
Ｒ１      ３．０１Ｋ
Ｒ２      １．３Ｋ
Ｒ３      １７４Ｋ
Ｒ４      ２７．４Ｋ
Ｒ５      １０Ｋ
Ｒ６      １０Ｋ
Ｒ７      １０Ｋ
Ｒ８      ４．２Ｋ
Ｒ８      ４．７５Ｋ
Ｒ１０    ２４Ｋ
Ｌ１      ３３００μＨ
Ｌ２      ５００μＨ
Ｌ３      ５００μＨ
Ｃ１      ０．１２μＦ
Ｃ２      ０．００１μＦ
Ｃ３      ０．００１μＦ
Ｃ４      ０．００１μＦ
Ｃ５      ０．００１μＦ
Ｃ６      ６．８μＦ
Ｃ７      １．０μＦ
Ｃ８      １．０μＦ
Ｑ１      ２Ｎ２２２２Ａ
Ｑ２      ２Ｎ２２２２Ａ
ＳＣＲ１  ＰＯＷＥＲＥＸ製ＣＲ０８ＡＳ−１２同等品
Ｖｃｃ    ２７ｖ
サーキットブレーカは最も広く使用される線路遮断器であるが、出力装置は比較器、ＳＣＲ、リレー、ソレノイド、回路モニタ、コンピュータインターフェイス、ランプ、可聴警報器等とすることができる。
図２の回路にはいくつかの修正を加えられることが理解できるであろう。例えば、センサとコンピュータ間の個別の帯域フィルタは演算増幅器を使用するアクティブフィルタに置換することができる。別の例として、図２のシングルショットパルス発生器の替わりにシングルショットタイマを使用することができる。この回路はアクティブフィルタからの出力信号を集積回路タイマへのトリガ入力として受信することができ、タイマの出力は図２の回路の抵抗体Ｒ９およびキャパシタＣ６により形成される同じ積分器回路へ抵抗体を介して与えられる。
図２のＡ点と積分器回路間の全回路の替わりに使用することができる周波数／電圧変換回路を図４に示す。この回路において、図２のＡ点からの信号は、アナログデバイス社製ＡＤ５３７等の周波数／電圧変換集積回路５５へ抵抗体Ｒａを介して与えられる。集積回路５５の出力は従来のウインド比較器を形成する一対の比較器へ与えられる。特に、回路５５の出力は比較器５６の反転入力および比較器５７の非反転入力へ与えられる。比較器５６，５７の他方の入力はウインドの限界を設定する２つの基準信号Ａ，Ｂを受信する、すなわち、ウインド比較器を通過する唯一の信号は基準Ａよりも小さく基準Ｂよりも大きいものだけである。
電流ではなく線路電圧の変化率、すなわち、ｄｖ／ｄｔを感知するアーク検出器１０を図５に示す。この回路のセンサは線路導体１６と接地につながるインダクタＬ１０との間に接続されたキャパシタＣ１０である。インダクタＬ１０は所望の周波数帯域内、例えば、１０ｋＨｚと１００ｋＨｚの間、に入る信号しか通さない帯域フィルタの一部を形成する。フィルタ網は第１のインダクタＬ１０に並列な抵抗体Ｒ１０、キャパシタＣ１１、第２のインダクタＬ１１、および抵抗体Ｒ１０とキャパシタＣ１１との間に接続された抵抗体Ｒ１１も含んでいる。抵抗体Ｒ１０はキャパシタＣ１０とインダクタＬ１０間のリンギングを減衰させ、抵抗体Ｒ１１は回路のしきい値すなわち感度を調整する。インダクタＬ１０，Ｌ１１は通過域の上端で低周波ロールオフを与え、キャパシタＣ１１は通過域の下端で高周波ロールオフを与える。
キャパシタＣ１０は線路バスに誘電体を取り付けてバスがキャパシタの一方のプレートを形成するようにして構成される。キャパシタの第２のプレートはバスの反対側に取り付けられる。センサ回路は第２のプレートに接続される。
前記した帯域フィルタの出力は比較器６０へ与えられて選定されたしきい値よりも小さい信号が排除され、大きい信号は予め選定された最大振幅へ制限される。フィルタ出力は抵抗体Ｒ１１を介して比較器６０の反転入力へ加えられ、非反転入力はＶｃｃと接地間に接続された一対の抵抗体Ｒ１２，Ｒ１３により形成される分圧器により設定される基準信号を受信する。比較器６０はセンサから受信した非常に低レベルの信号を排除する。線路導体１６上にアークが無い場合に、比較器６０は常時オフとされしたがって比較器の出力はローである。センサからの電圧信号が基準信号（例えば、−０．２Ｖ）よりも一層負であれば、比較器の出力はハイとなり積分器回路を駆動するトランジスタＱ２に順バイアスが加えられる。トランジスタＱ２のベースから−Ｖｃｃに接続されたキャパシタＣ１２により高周波ノイズが濾波される。比較器出力とトランジスタＱ２のベースとの間にダイオードＤ１１が接続されていて、キャパシタＣ１２を早まって放電させてしまう負の信号を阻止する。図５の回路の残りは図５のそれと同じである。
故障が発生したら、配電系統のアーク故障が発生した分岐を配電系統の残りから分離することが望ましい。電流型センサを使用する図１の系統では、このような分離は配電系統の各分岐において負荷線路１６と中性線路１８間に接続されたキャパシタＣ８によって行われる。キャパシタＣ８は線路遮断器２２と電源１４間に配置されていて、負荷２０のインピーダンスとは無関係に、負荷線路１６から中性線路１８へのアーク故障に対する低インピーダンス経路を提供する。したがって、アーク故障により発生される高周波電流に対して電力変圧器１４は高インピーダンスには見えるが、キャパシタＣ８により分岐回路間の直列経路の生成が防止される。
分離キャパシタＣ８により、全負荷がオフラインとされてインピーダンスが高い場合でもセンサ２１は感応することができる。負荷がオンラインとされると、インピーダンスは減少する。分離キャパシタＣ８が無い場合には、分岐回路間に直列経路が生成される。例えば、アーク故障が発生している第１の分岐回路の中性線路に沿った電流は、第１の分岐回路の負荷線路に沿って進むことができる。次に、電流は第２の分岐回路の負荷線路へ続き、第２の分岐回路の中性線路に沿って流れることができる。分離キャパシタＣ８は分岐回路間にこの経路が形成されるのを防止する。
図５に示す電圧型センサでは、負荷線路１６内のインダクタＬ２により各分岐回路に対する分離がなされる。各インダクタＬ２は線路遮断器２２とセンサ２１間に配置され、アーク故障により生じる電流に対してインピーダンスを与える。
分離キャパシタＣ８および分離インダクタＬ２は、分岐回路内の各位置において同時に使用することができる。センサが分岐回路の電流および電圧の両方の変化を監視してアーク故障を検出する場合、この組合せは特に有用である。アーク故障検出システムは、負荷２０の正常動作により発生する擬似アーク故障信号や他のやっかいな出力信号を阻止する各分岐回路内の阻止フィルタ２３も含んでいる。各阻止フィルタ２３は各分岐回路内のセンサ２１と負荷２０との間に接続されていて、擬似アーク故障信号がセンサ２１へ送られるのを防止する。図２および図５に示すように、好ましい阻止フィルタは各分岐回路の負荷線路１６と中性線路１８間に接続された一対のキャパシタＣ９ａ，Ｃ９ｂを含んでいる。インダクタＬ３が負荷線路１６内の２つのキャパシタＣ９ａ，Ｃ９ｂ間に接続されている。好ましくは、キャパシタＣ９ａ，Ｃ９ｂはおよそ０．４７μＦの線路両端間定格を有している。インダクタＬ３は５００μＨにおいて１５Ａの定格およびおよそ３．８１ｃｍ（１．５インチ）径、３．３３５ｃｍ（１．３１３インチ）長のディメンジョンを有している（例えば、Ｄａｌｅ  ＩＨＶ１５−５５）。もちろん、これらの値は電気系統および負荷２０の電力定格に対して調整することができる。
キャパシタＣ９ａは、ノイズの多い負荷の上流の壁内のアークのような、そのキャパシタの上流で発生する任意の直列アークに対して低インピーダンス経路を生成する。これにより、直列アークは阻止フィルタを含む分岐内で検出することができる。インダクタＬ３はノイズの多い負荷により生成される信号を大部分減衰するインピーダンスを生成する。このインダクタは、典型的には１５もしくは２０Ａである、装置の負荷電流を運ぶサイズとされている。第２のキャパシタＣ９ｂは、負荷２０の両端間に低インピーダンスを生成することにより、インダクタＬ３に必要なインダクタンスの量を低減する。
阻止フィルタ２３の１つの利点は、ノイズの多い負荷２０に接続することが判っている特定の分岐回路上で局所的に使用できることである。阻止フィルタ２３を使用する費用は、必要なところだけで使用すればよいため低減される。また、阻止フィルタ２３は住居および商業スペースにおける既存の配電系統に容易に組み込むことができる。
通常の１２０Ｖ系統に関して本発明を説明してきたが、それは、１２，１２０，２４０，４８０，６００および１８５００Ｖを含む任意の標準電圧に応用することができる。本発明は住居、商業および産業応用における、シングルショットもしくは多相系統の交流全周波数および直流で使用するのに適している。本発明は自動車、航空、および船舶のニーズ、発電機やＵＰＳ等の独立駆動源、および初期保護を必要とするキャパシタバンクに応用することができる。
サーキットブレーカについて本発明を説明してきたが、回路／負荷監視装置、モータ監視装置、コンセント、コードプラグ、ポータプル診断装置、機器、開閉器、フューズにも使用することができる。
本発明の多くの応用の中の１つの応用は、地絡回路遮断器（ＧＦＣＩ）に使用することである。地絡遮断器の例は、接地経路を介して電流が幾分電源へ戻る時に給電線路から装置を断路する高速サーキットブレーカである。正常な状況では、全電源が給電導体内で供給され戻される。しかしながら、故障が発生して接地へ幾分漏電すると、ＧＦＣＩは供給導体内の電流差を感知する。通常およそ６ｍＡであるＧＦＣＩのトリップレベルを故障レベルが越えると、ＧＦＣＩは回路を断路する。
一般的に、３種のＧＦＣＩが利用できる。第１の独立密閉型は、３０Ａまでの１２０Ｖ，２線式および１２／２４０Ｖ，３線式回路に利用できる。第２のタイプは１５，２０，２５，もしくは３０ＡのサーキットブレーカとＧＦＣＩが同じプラスチックケース内で組み合わされている。それは分電盤内の通常のブレーカの替わりに取り付けられ、通常１２０Ｖ，２線式、もしくは１２０／２４０Ｖ，３線式を利用できるが２４０Ｖ，２線式回路の保護にも使用できる。第２のタイプは回路上の全てのアウトレットに対して地絡および過負荷保護を行う。同じ筐体内にコンセントおよびＧＦＣＩを有する第３のタイプはこのコンセントへ差し込んだ装置の地絡保護しか行わない。同じ回路の下流に設けられた他の通常のコンセントへ差し込んだ装置を保護する貫通型ＧＦＣＩもある。
地絡装置はスクエア  ディー社からＧＲＯＵＮＤ  ＳＥＮＳＯＲ▲Ｒ▼，ＭＯＭＥＬＩＮＥ▲Ｒ▼，ＱＯ▲Ｒ▼，ＴＲＩＬＬＩＡＮＴ▲Ｒ▼およびＭＩＣＲＯＬＯＧＩＣ▲Ｒ▼地絡モジュールのカタログ名で市販されている。この地絡装置は配電系統の幹線、フィーダ、およびモータ回路の保護に適している。それは地絡リレーおよび地絡感知装置としても使用できる。前記したアーク検出システムは、前記した全てのタイプのＧＦＣＩにより提供される回路保護を補足するのに有利に使用することができる。
ここで使用したアーク故障という用語には、直列アーク（線路および中性線路）もしくは並列アーク（線路間、線路対接地、もしくは線路対中性線路）による故障が含まれる。ここで使用したアークという用語には、気体や絶縁媒体を通る放電だけでなく、高いインピーダンス故障やブレーカをトリップさせるのに十分なエネルギや電流は流れないが損傷を与える熱その他の望ましくない影響を及ぼす他の所期の回路や予期せぬ回路が含まれる。
ここで使用した相互インダクタンスという用語は、電磁誘導を生じることができる近隣インダクタンスもしくは誘導装置により共有される特性である。ここで使用した電流もしくは電圧変動率という用語は、測定に対応する時間にわたって電流や電圧の変化を測定したものである。電流により導体周りに磁束が発生し、それは電流の変動と共に迅速に変化する。
本発明の特定の実施例および応用について例示しかつ説明してきたが、本発明はここに開示された厳密な構造や構成には制約されず、請求の範囲に明示された発明の精神および範囲を逸脱することなく前記した説明のさまざまな修正、変更、およびバリエーションが明らかであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図３ｄ】
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【図３ｅ】
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【図３ｆ】
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【図３ｇ】
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【図４】
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【図５】
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