(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のサンプリングクロック信号を生成するクロック生成部と、
変調信号の信号点の推定同期タイミングの推定に用いるサンプリングクロック信号を、前記クロック生成部で生成される第１のサンプリングクロック信号から、前記第１のサンプリングクロック信号と異なる位相のサンプリングクロック信号である第２のサンプリングクロック信号へ、切り替える入力切替部と、
前記第１のサンプリングクロック信号に従って前記変調信号の信号点の第１の推定同期タイミングである第1のタイミングと、前記第２のサンプリングクロック信号に従って前記変調信号の信号点の第２の推定同期タイミングである第２のタイミングと、を推定するタイミング推定部と、
前記第1のタイミングと前記第2のタイミングとに基づき前記変調信号の信号点の同期タイミングを推定する高精度タイミング推定部と、
を備える受信機。
【請求項２】
さらに、前記第１のサンプリングクロック信号から前記第１のサンプリングクロック信号と異なる位相のサンプリングクロック信号である前記第２のサンプリングクロック信号を生成する位相制御部を備える請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記位相制御部は、前記第１のサンプリングクロック信号の極性を反転させることで前記第２のサンプリングクロック信号を生成する請求項１記載の受信機。
【請求項４】
前記第２のサンプリングクロック信号は、前記第１のサンプリングクロック信号との位相差が１８０度のクロック信号である請求項１から請求項３までのいずれかに記載の受信機。
【請求項５】
前記高精度タイミング推定部は、前記第1のタイミングの尤度を示す第1の信頼度と前記第2のタイミングの尤度を示す第2の信頼度とに基づいて前記変調信号の信号点の同期タイミングを推定する請求項１から請求項４までのいずれかに記載の受信機。
【請求項６】
前記高精度タイミング推定部は、前記第1の信頼度と前記第2の信頼度とのうち高い信頼度を有する、信号点の推定同期タイミングを前記変調信号の信号点の同期タイミングとする請求項５記載の受信機。
【請求項７】
前記高精度タイミング推定部は、第1の信頼度と前記第2の信頼度に基づいて補間処理により前記変調信号の信号点の同期タイミングを推定する請求項６記載の受信機。
【請求項８】
さらに、前記高精度タイミング推定部が前記変調信号の信号点の同期タイミングの推定を行うか否かのモード信号を出力する制御部を備える請求項１から請求項７までのいずれかに記載の受信機。
【請求項９】
前記高精度タイミング推定部は、前記高精度タイミング推定部が前記変調信号の信号点の同期タイミングの推定を行う状態であることを示す信号である動作モード信号が前記制御部から出力されているとき、前記変調信号の信号点の同期タイミングの推定を行い、
前記高精度タイミング推定部が前記変調信号の信号点の同期タイミングの推定を行わない状態であることを示す信号である非動作モード信号が前記制御部から出力されているとき、前記動作モードで得られる信号点の同期タイミングを、前記非動作モード信号が出力されているときの信号点の同期タイミングとする請求項８記載の受信機。
【請求項１０】
前記信号点の同期タイミングに基づいて決定されるサンプリングクロックの位相に応じて変調される変調信号を送信する送信部を備える請求項１から請求項９いずれかに記載の受信機。
【請求項１１】
前記変調信号は、デジタル変調される信号である請求項１から請求項１０までのいずれかに記載の受信機。
【請求項１２】
所定のサンプリングクロック信号を生成するクロック生成ステップと、
前記生成ステップで生成される第１のサンプリングクロック信号に従って変調信号の信号点の第１の推定同期タイミングである第1のタイミングを推定する第1のタイミング推定ステップと、
前記変調信号の信号点の推定同期タイミングの推定に用いるサンプリングクロック信号を、前記第１のサンプリングクロック信号から前記第１のサンプリングクロック信号と異なる位相のサンプリングクロック信号である第２のサンプリングクロック信号へ切り替える入力切替ステップと、
前記第２のサンプリングクロック信号に従って前記変調信号の信号点の第2の推定同期タイミングである第２のタイミングを推定する第2のタイミング推定ステップと、
前記第1のタイミングと前記第2のタイミングとに基づき前記変調信号の信号点の同期タイミングを推定する高精度タイミング推定ステップと、
からなる受信方法。
【請求項１３】
第１のサンプリングクロック信号を生成するクロック生成部と、
前記第１のサンプリングクロック信号から前記第１のサンプリングクロック信号と異なる位相のサンプリングクロック信号である第２のサンプリングクロック信号を生成する位相制御部と、
デジタル変調信号のサンプリングに用いるサンプリングクロック信号を、前記第１のサンプリング信号から、前記第２のサンプリングクロック信号へ、切り替える入力切替部と、
前記第１のサンプリングクロック信号に従ってサンプリングされる前記変調信号のサンプリング値を用いて前記変調信号の信号点の第1の推定同期タイミングである第1のタイミングと、前記第２のサンプリングクロック信号に従ってサンプリングされる前記変調信号のサンプリング値を用いて前記変調信号の信号点の第2の推定同期タイミングである第２のタイミングと、を推定するタイミング推定部と、
前記第1のタイミングの尤度を示す第1の信頼度と前記第2のタイミングの尤度を示す第2の信頼度とのうち高い信頼度を有する、信号点の推定同期タイミングを前記変調信号の信号点の同期タイミングとする高精度タイミング推定部と、
を備える受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてディジタル変調された信号を復調する受信機、およびディジタル変復調を行う送受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年の無線通信分野では、周波数の利用効率向上が期待でき、誤り訂正、データ圧縮等の信号処理との親和性が良い、ＬＳＩ化が容易である、等の理由により、ディジタル通信方式が主流となっており、広く利用されている。ディジタル通信方式に対応した送受信機の構成としては、例えば特開昭55-79541号公報が開示されている。
【０００３】
以下、図８を参照して、従来のディジタル送受信機における受信部の一般的な構成と動作について簡単に説明する。図８において、受信したディジタル変調信号８００１は、直交検波手段８０１により直交周波数変換され、ベースバンド帯の同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）が生成される。直交検波手段８０１の構成としては、ミキサ８０１１、８０１２、９０度移相器８０１３、発振器８０１４、フィルタ８０１５、８０１６による構成がよく知られている。
【０００４】
Ａ／Ｄ変換手段８０２では、クロック生成手段８０６から出力されるサンプリングクロック８００５に基づいてＩ信号の量子化が行われ、量子化されたディジタルＩ信号８００２が出力される。Ａ／Ｄ変換手段８０３においても、同様にサンプリングクロック８００５に基づいてＱ信号の量子化が行われ、量子化されたディジタルＱ信号８００３が出力される。この例では、サンプリングクロックは、シンボルレートの整数倍の周波数で供給されるものとする。
【０００５】
タイミング推定手段８０４は、シンボルレートの整数倍のサンプリングレートで量子化されたディジタルＩ、Ｑ信号を用いて、ディジタル変調信号８００１の信号点のタイミングを推定する。ディジタル復調手段８０５では、推定されたタイミング情報に基づいて、量子化されたＩ信号、Ｑ信号のデータのうち、信号点に最も近いサンプルデータを用いて復調を行い、復調されたデータ列８００４を出力する。
【０００６】
以上のような構成により、Ａ／Ｄ変換器８０２、８０３により量子化されたディジタル値を用いて、タイミング同期、ディジタル復調が行われ、復調結果が得られる。このような構成とすることにより、Ａ／Ｄ変換器８０２、８０３以降を全てディジタルで処理できるので、ＬＳＩ化が容易になる、というメリットがある。
【０００７】
ここで、Ａ／Ｄ変換器８０２、８０３へ供給するサンプリングクロックの周波数のシンボルレートに対する比（以下、オーバサンプル数）が大きいほど、理想的な信号点に近い点でサンプルできる確率が高くなる。したがって、タイミング推定手段８０４において高精度なタイミング推定が可能となり、ディジタル復調手段８０５における受信感度性能は向上する。
【０００８】
しかしながら、オーバサンプル数を大きくすると、Ａ／Ｄ変換器８０２、８０３において高い動作性能が必要となるため、消費電流の増大や、コストの増加を招くこととなる。このため、オーバサンプル数は、それぞれの通信システムの要求仕様やコスト等のバランスを考慮して決定されることが多い。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図８のような従来のディジタル送受信機を、非常に高精度な送受信タイミングが要求される通信システムの端末として適用する場合、以下のような課題が生じる。
【００１０】
システムの親局側からダウンリンク送信されたディジタル変調信号に対し、端末側では高精度にタイミング同期をとり、得られたタイミング情報に基づいてアップリンク送信のタイミングを決定する必要がある。タイミング同期を高精度に行うためには、一般的には、Ａ／Ｄ変換器におけるオーバサンプル数を大きく設定する必要がある。例えば、シンボル周期の±１／３２のタイミング精度が要求される通信システムの場合、３２倍以上のオーバサンプル数がＡ／Ｄ変換器に要求される。これは、通常のディジタル復調機で十分な受信感度性能を得るには十分過ぎる性能であり、端末の構成上、消費電流、コストの増加等の面でデメリットが生じる。
【００１１】
本発明は、ディジタル送受信機における、上記のような問題点を解消するためになされたものであり、ディジタル送受信機におけるＡ／Ｄ変換器、あるいはＤ／Ａ変換器のサンプリングの周期を、システム的な精度仕様から要求されるものより低減し、端末の消費電流、およびコストの低減を図ることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の受信機は、入力されるディジタル変調信号を直交周波数変換してベースバンド帯の同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）を出力する直交周波数変換手段と、サンプルタイミング毎に入力信号を量子化し、量子化されたディジタル信号を出力する第１、第２のアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換手段と、ディジタル変調信号のシンボルタイミングを推定し、タイミング推定結果を出力するするタイミング推定手段と、ディジタルＩ、Ｑ信号を用いて、ディジタル変調信号を復調し復調結果を出力するディジタル復調手段と、ディジタル変調信号のシンボルレートの整数倍のクロック信号を発生し、かつ位相制御信号に応じて位相を１８０度の位相差の関係で切り換え、サンプリングクロック信号として出力するクロック生成手段と、クロック信号の位相を１８０度の位相差で定期的に交互に切り換える位相制御信号を生成するクロック位相制御手段と、タイミング推定手段におけるタイミング推定結果を用いて、２倍の時間分解能でタイミング推定を行い、高精度タイミング推定結果を出力する高精度タイミング推定手段とを設けたものである。
【００１３】
また、本発明の送受信機は、前記受信機の構成に加えて、送信データを変調し、送信Ｉ、Ｑ信号のディジタル値を生成するディジタル変調手段と、サンプルタイミング毎にディジタル値をアナログ信号に変換して出力する、第１、第２のディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換手段と、アナログ信号に変換された送信Ｉ信号と送信Ｑ信号を用いて直交変調を行い送信ディジタル変調信号を出力する直交変調手段とを設けたものである。
【００１４】
本発明によれば、ディジタル送受信機におけるＡ／Ｄ変換手段、あるいはＤ／Ａ変換手段のサンプリング周波数を、システム的に要求されるタイミング精度の分解能に相当する周波数よりも低減することが可能となり、端末の消費電流、およびコストの低減を図ることが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、入力されるディジタル変調信号を直交周波数変換してベースバンド帯の同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）を出力する直交周波数変換手段と、前記Ｉ信号とサンプリングクロック信号を入力とし、前記サンプリングクロック信号に応じたサンプルタイミング毎に前記Ｉ信号を量子化し、量子化されたディジタルＩ信号を出力する第１のアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換手段と、前記Ｑ信号と前記サンプリングクロック信号を入力とし、前記サンプリングクロック信号に応じたサンプルタイミング毎に前記Ｑ信号を量子化し、量子化されたディジタルＱ信号を出力する第２のＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタルＩ信号と前記ディジタルＱ信号を用いて、前記ディジタル変調信号のシンボルタイミングを推定し、タイミング推定結果を出力する第１のタイミング推定手段と、前記ディジタルＩ信号と前記ディジタルＱ信号、および前記タイミング推定結果を用いて前記ディジタル変調信号を復調し、復調結果を出力するディジタル復調手段と、前記ディジタル変調信号のシンボルレートの整数倍のクロック信号を発生し、かつ位相制御信号に応じて位相を１８０度の位相差の関係で切り換え、前記サンプリングクロック信号として前記第１のＡ／Ｄ変換手段と前記第２のＡ／Ｄ変換手段へ供給する第１のクロック生成手段と、前記クロック信号の位相を１８０度の位相差で定期的に交互に切り換える前記位相制御信号を生成する第１のクロック位相制御手段と、前記位相制御信号により制御された位相が０度の時のタイミング推定結果と１８０度の時のタイミング推定結果を用いて、前記第１のタイミング推定手段の２倍の時間分解能でタイミング推定を行い、高精度タイミング推定結果を出力する高精度タイミング推定手段とを設けたものである。
【００１６】
これにより、第１および第２のＡ／Ｄ変換手段へ供給するサンプリングクロックの位相を、１８０度の位相関係で定期的に交互に切り換え、各々の位相の時のタイミング推定結果を用いて高精度タイミング推定を行うという作用を有する。
【００１７】
請求項２に記載の発明は、請求項１記載の受信機における第１のクロック生成手段の代わりに、制御信号に応じて位相を９０度単位で変更可能なクロック信号を発生する第２のクロック生成手段を設け、第１のクロック位相制御手段の代わりに、第１のタイミング推定手段において推定されたタイミング推定結果に最も近いサンプルタイミングを基準として、前記クロック信号の位相を９０度進める位相制御信号と９０度遅らせる位相制御信号とを定期的に交互に出力し、前記各位相制御信号を前記第２のクロック生成手段へ供給する第２のクロック位相制御手段を設けたものであり、シンボルタイミング推定手段において推定されたシンボルタイミングを基準として、サンプリングクロックの位相を、−９０度と＋９０度で定期的に交互に切り換える、という作用を有する。
【００１８】
請求項３に記載の発明は、請求項２記載の受信機における第２のクロック生成手段の代わりに、クロック信号の位相を０度から３６０度の間で４段階以上の複数段階で制御可能な第３のクロック生成手段を設け、第２のクロック位相制御手段の代わりに、高精度タイミング推定手段における高精度タイミング推定結果のタイミング情報を基準として、前記クロック信号の位相を９０度進める位相制御信号と９０度遅らせる位相制御信号とを定期的に交互に出力し、前記各位相制御信号を前記第３のクロック生成手段へ供給する第３のクロック位相制御手段を設けたものであり、サンプリングクロックの位相の制御を、請求項１および２記載の発明より高精度に制御する、という作用を有する。
【００１９】
請求項４に記載の発明は、請求項１記載の受信機における第１のタイミング推定手段として、ディジタルＩ信号とディジタルＱ信号を用いて、入力される変調信号のシンボルタイミングを推定し、タイミング推定結果と前記タイミング推定結果の信頼度情報とを出力する第２のタイミング推定手段を設け、高精度タイミング推定手段として、第１のクロック生成手段が一方の位相に制御されている間に前記第２のタイミング推定手段において推定された第１のタイミング推定結果と第１のタイミング信頼度情報と、もう一方の位相に制御されている間に推定された第２のタイミング推定結果と第２のタイミング信頼度情報とを用い、前記２通りのタイミング推定結果のうち、信頼度の高い方のタイミング推定結果を選択し、高精度タイミング推定結果として出力するタイミング推定結果選択手段を設けたものであり、サンプリングクロックの位相がそれぞれの位相状態にある間に推定されたタイミング推定結果のうち、より信頼度の高い方の推定結果を選択する、という作用を有する。
【００２０】
請求項５に記載の発明は、請求項４記載の受信機における高精度タイミング推定手段として、第１のクロック生成手段おいて一方の位相に制御されている間に第２のタイミング推定手段において推定された第１のタイミング推定結果と第１のタイミング信頼度情報と、もう一方の位相に制御されている間に推定された第２のタイミング推定結果と第２のタイミング信頼度情報とを用いて、内挿補間によりタイミング推定を行い、得られた推定結果を高精度タイミング推定結果として出力するタイミング推定結果補間手段を設けたものであり、サンプリングクロックがそれぞれの位相状態にある間に推定したタイミング推定結果の信頼度情報に基づいて、得られた２通りのタイミング推定結果のうち、より理想的なタイミングに近いタイミング推定を行う、という作用を有する。
【００２１】
請求項６に記載の発明は、請求項１記載の受信機において、第１のＡ／Ｄ変換手段から出力されるディジタルＩ信号の各々の前後２サンプルずつを用いて、内挿補間により補間ディジタル値を生成し、前記ディジタルＩ信号列の各サンプルの間に前記補間ディジタル値を挿入し、ディジタルＩ信号列の２倍のデータ数となる補間ディジタルＩ信号を出力する第１のディジタル値補間手段と、第２のＡ／Ｄ変換手段から出力されるディジタルＱ信号に対し、前記第１のディジタル値補間手段と同様の処理を行い、ディジタルＱ信号の２倍のデータ数となる補間ディジタルＱ信号を出力する第２のディジタル値補間手段とを設け、ディジタル復調手段は、前記補間ディジタルＩ信号と前記補間ディジタルＱ信号とを用いて復調を行うこととし、第１のタイミング推定手段と高精度タイミング推定手段の代わりに、前記補間ディジタルＩ信号と前記補間ディジタルＱ信号とを用いてディジタル変調信号のシンボルタイミングを推定し、推定結果を前記ディジタル復調手段へ供給すると共に、高精度タイミング推定結果として出力する第３のタイミング推定手段を設けたものであり、補間ディジタルＩ信号と補間ディジタルＱ信号とを用いて、復調およびタイミング推定を行う、という作用を有する。
【００２２】
請求項７に記載の発明は、請求項６記載の受信機において、第１のクロック生成手段の代わりに、位相が互いに１８０度異なる第１のサンプリングクロックと第２のサンプリングクロックを、ともに出力する第４のクロック生成手段を設けたものであり、第１のＡ／Ｄ変換手段と第２のＡ／Ｄ変換手段へ、それぞれ位相の異なるサンプリングクロック供給する、という作用を有する。
【００２３】
請求項８に記載の発明は、請求項１記載の受信機において、第１のＡ／Ｄ変換手段から出力されるディジタルＩ信号の各々の前後複数サンプルを用いて、高次の内挿補間により高次補間ディジタル値を生成し、前記ディジタルＩ信号の各サンプルの間に前記高次補間ディジタル値を挿入し、ディジタルＩ信号の２倍のデータ数となる高次補間ディジタルＩ信号を出力する第３のディジタル値補間手段と、第２のＡ／Ｄ変換手段から出力されるディジタルＱ信号に対し、前記第３のディジタル値補間手段と同様の処理を行い、ディジタルＱ信号の２倍のデータ数となる高次補間ディジタルＱ信号を出力する第４のディジタル値補間手段とを設け、ディジタル復調手段は、前記高次補間ディジタルＩ信号と前記高次補間ディジタルＱ信号とを用いて復調を行うこととし、第１のタイミング推定手段と高精度タイミング推定手段の代わりに、前記高次補間ディジタルＩ信号と前記高次補間ディジタルＱ信号とを用いてディジタル変調信号のシンボルタイミングを推定し、推定結果を前記ディジタル復調手段へ供給すると共に、高精度タイミング推定結果として出力する第４のタイミング推定手段を設けたものであり、高次補間ディジタルＩ信号と高次補間ディジタルＱ信号とを用いて、復調およびタイミング推定を行う、という作用を有する。
【００２４】
請求項９に記載の発明は、請求項１記載の受信機において、動作モードと非動作モードの２通りのモード信号を定期的に切り換えて出力する制御手段を設け、第１のタイミング推定手段と高精度タイミング推定手段は、前記モード信号に応じてタイミング推定の動作／非動作を切り換えられるものとし、第１のクロック位相制御手段は、前記モード信号が動作モードの場合には、位相を０度および１８０度に交互に切り換える位相制御信号を出力し、前記モード信号が非動作モードの場合には、過去の前記動作モード時に前記高精度タイミング推定手段において推定された高精度タイミング推定結果のタイミングに同期した位相にクロックの位相を固定にする位相制御信号を出力するものであり、タイミング推定と位相制御を行う動作モードと、タイミング推定と位相制御ともに行わない非動作モードとを定期的に切り換える、という作用を有する。
【００２５】
請求項１０に記載の発明は、請求項１記載の受信機の構成に加えて、送信データを変調し、送信ディジタルＩ信号と送信ディジタルＱ信号を生成するディジタル変調手段と、前記ディジタルＩ信号とサンプリングクロック信号を入力とし、前記サンプリングクロック信号に応じたサンプルタイミング毎に前記ディジタルＩ信号をアナログ信号に変換し、送信Ｉ信号としてを出力する第１のディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換手段と、前記ディジタルＱ信号と前記サンプリングクロック信号を入力とし、前記サンプリングクロック信号に応じたサンプルタイミング毎に前記ディジタルＱ信号をアナログ信号に変換し、送信Ｑ信号として出力する第２のＤ／Ａ変換手段と、前記送信Ｉ信号と前記送信Ｑ信号を用いて直交変調を行い、送信ディジタル変調信号を出力する直交変調手段とを設け、前記第１のＤ／Ａ変換手段と前記第２のＤ／Ａ変換手段へ供給する前記サンプリングクロック信号として、第１のクロック生成手段から出力され、高精度タイミング推定手段における高精度タイミング推定結果に同期した位相のクロックを、位相切り換え無しの状態で供給することとした送受信機であり、受信したディジタル変調信号から推定されたタイミング推定結果に基づいて、送信信号のサンプリングクロックのタイミングを決定し送信する、という作用を有する。
【００２６】
請求項１１に記載の発明は、請求項１０記載の送受信機における受信機の構成として、請求項１記載の受信機の代わりに請求項４記載の受信機の構成としたものであり、受信機において、サンプリングクロックの位相が２通りの状態で推定されたそれぞれのタイミング推定結果のうち、信頼度の高い方の推定結果を用いて、送信信号のサンプリングクロックのタイミングを決定する、という作用を有する。
【００２７】
請求項１２に記載の発明は、請求項１０記載の送受信機における受信機の構成として、請求項１記載の受信機の代わりに請求項６記載の受信機の構成としたものであり、受信機において、補間処理により２倍の個数に増えたディジタルＩ、Ｑ信号を用いて推定されたタイミング推定結果に基づいて、送信信号のサンプリングクロックのタイミングを決定する、という作用を有する。
【００２８】
請求項１３に記載の発明は、請求項９記載の送受信機における受信機の構成として、請求項１記載の受信機の代わりに請求項７記載の受信機の構成としたものであり、受信機において、高次補間処理により２倍の個数に増えたディジタルＩ、Ｑ信号を用いて推定されたタイミング推定結果に基づいて、送信信号のサンプリングクロックのタイミングを決定する、という作用を有する。
【００２９】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図７を用いて説明する。
【００３０】
（実施の形態１）
図１は第１の実施の形態における受信機の構成を示し、図１において直交検波手段１０１は、入力されるディジタル変調信号１００１を直交周波数変換してベースバンド帯の同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）を出力するものであり、例えば図８における直交検波手段８０１のように構成される。本実施の形態では、ディジタル変調信号の変調方式は特に問わない。また、直交検波手段１０１へ入力される前に、周波数変換、増幅、不要周波数帯の信号の除去（フィルタリング）等が既に行われ、適切な入力レベル、周波数帯に設定されているものとする。
【００３１】
Ａ／Ｄ変換手段１０２は、サンプリングクロック１００２に基づいてＩ信号をディジタル値に量子化し、量子化されたディジタルＩ信号を出力するものである。Ａ／Ｄ変換手段１０３は、Ａ／Ｄ変換手段１０２と同様のものであり、Ｑ信号を量子化し、ディジタルＱ信号を出力するものである。本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換手段１０２および１０３の変換方式、およびビット分解能については特に問わず、システム仕様から決定されるものが用いられればよい。
【００３２】
図９のようにタイミング推定手段１０４は、ディジタルＩ信号とディジタルＱ信号を用いて、ディジタル変調信号１００１のシンボルタイミングを推定し、タイミング推定結果１００３とタイミング推定結果の信頼度情報１００６を出力するものであり、例えば図９に記載したように、振幅ピーク検出手段１０４１と振幅ピーク値出力手段１０４２により構成されるものとする。
【００３３】
振幅ピーク検出手段１０４１は、ディジタルＩ信号とディジタルＱ信号を用いて、受信信号振幅がピークとなるオーバサンプルタイミング検出し、このタイミングをシンボルタイミング推定結果１００３として出力するものである。
【００３４】
この際、ピーク検出は各シンボル毎に行ってもよいし、複数シンボルにわたって各オーバサンプルタイミング毎の振幅値を累積し、累積値がピークとなるオーバサンプルタイミングをシンボルタイミング推定結果１００３として出力する構成としてもよい。振幅ピーク値出力手段１０４２は、振幅ピーク検出手段１０４１において受信信号振幅のピークが検出された際の振幅値を信頼度情報１００６として出力するものである。
【００３５】
また、受信するディジタル変調信号がバーストにより構成され、バースト内にユニークワード等の既知シンボル列が挿入されている場合には、図１０のように、タイミング推定手段１０４は、既知シンボル列記憶手段１０４３、相関演算手段１０４４、相関ピーク検出手段１０４５と相関ピーク値出力手段１０４６により構成されるものとしてもよい。
【００３６】
既知シンボル列規則手段１０４３は、バースト内に挿入されている既知シンボル列のベクトル情報をあらかじめ記憶しておき、必要に応じて読み出されるものである。相関演算手段１０４４は、ディジタルＩ、Ｑ信号列と既知シンボル列との相関演算をし、相関値を出力するものである。
【００３７】
相関ピーク検出手段１０４５は、相関演算手段１０４４から出力される相関値がピークとなるオーバサンプルタイミングを検出し、このタイミングをシンボルタイミング推定結果１００３として出力するものである。相関ピーク値出力手段１０４６は、相関ピーク検出手段１０４５において相関値のピークが検出された際の相関値を信頼度情報１００６として出力するものである。
【００３８】
ディジタル復調手段１０５は、タイミング推定結果１００３に基づき、ディジタルＩ、Ｑ信号を用いてディジタル復調を行い、復調結果１００４を出力するものである。本実施の形態では、復調の方式については特に問わない。
【００３９】
クロック生成手段１０６は、変調信号のシンボルレートの整数倍のクロック信号を発生し、かつ位相制御信号に応じてクロック信号の位相を１８０度切り換えるものであり、例えば、基準となるクロック信号を発生する発振手段１０６１と、発振手段１０６１から出力される基準クロック信号の極性を反転し、位相が１８０度異なる反転クロック信号を出力する極性判定手段１０６２と、位相制御信号に応じて基準クロック信号と反転クロック信号のうち一方を選択して出力する入力切換手段１０６３により構成されるものとする。また、本実施の形態では、例として、クロック信号の周波数をシンボルレートの８倍に設定することとする。
【００４０】
クロック位相制御手段１０７は、クロック生成手段１０６において発生するクロック信号の位相を定期的に交互に切り換える位相制御信号を生成するものであり、例えば、定期的にトリガ信号を出力するタイマ１０７１と、タイマ１０７１から出力されるトリガ信号に応じて、入力切換手段１０６３の入力を切り換える制御信号を生成し、位相制御信号として出力する切換信号生成手段１０７２により構成されるものとする。ここで、位相を切り換える時間間隔は、シンボル長に対して十分長い間隔であるものとし、例えば、ディジタル変調信号が時分割多重通信方式でバースト単位で送受信される場合、一バースト間隔、あるいは数バースト間隔であるものとする。
【００４１】
高精度タイミング推定手段１０８は、クロック信号の位相が０度と１８０度各々の期間における、タイミング推定手段１０４によるタイミング推定結果１００３を用いて、その２倍の時間分解能でタイミング推定を行い、高精度タイミング推定結果１００５を出力するものである。本実施の形態では、位相が０度の時と１８０度の時の２通りのタイミング推定結果のうち、信頼度の高い方の推定結果を選択する構成とする。
【００４２】
以上のように構成された受信機において、入力されるディジタル変調信号１００１を直交復調し、Ａ／Ｄ変換手段１０２、１０３でディジタル値に量子化した後、シンボルタイミング推定、ディジタル復調処理を行う動作については、従来の技術の項における図１の受信機の動作と同様である。ここでは、図１と異なる動作をする部分について説明する。
【００４３】
クロック位相制御手段１０７において、定期的に位相切換の制御信号が出力されると、クロック生成手段１０６では、それに応じて入力切換手段１０６３の入力が切り換り、クロック信号の位相が反転する。このように定期的に位相が反転する信号をサンプリングクロックとしてＡ／Ｄ変換手段１０２および１０３へ供給する。
【００４４】
タイミング推定手段１０４では、クロックの位相が０度、１８０度のそれぞれの場合においてシンボルタイミング推定が行われる。その推定精度は、シンボルタイミングとクロック信号の位相関係に応じて、±（サンプリング周期／２）の範囲で誤差を生じ、本実施の形態では±Ｔ／１６となる。ここで、高精度タイミング推定手段１０８において、クロックの位相が０度の時のタイミング推定結果と１８０度の時のタイミング推定結果の双方を用いてタイミング推定を行うと、２倍の精度（この場合、±Ｔ／３２）でタイミング推定を行うのとほぼ同等の推定精度が期待できる。
【００４５】
図２において、クロックの位相が０度の時のタイミング推定結果(a)と、１８０度の時のタイミング推定結果(b)では、(b)の方がより理想的な信号点のタイミングに近く、推定結果の信頼度が高くなるはずである。例えば、タイミング推定手段１０４が振幅ピーク検出手段１０４１と振幅ピーク値出力手段１０４２による構成されているとすると、振幅ピーク値出力手段１０４２から出力される信頼度情報１００６、すなわち振幅ピーク値が大きい方がより理想的な信号点のタイミングに近いタイミングということになる。
【００４６】
以上のように本発明の実施の形態によれば、Ａ／Ｄ変換器１０２、１０３へ供給するサンプリング・クロックの周期の２倍の時間分解能で、シンボルタイミングを推定することがことが可能となる。したがって、例えばシステム的に±Ｔ／３２のタイミング精度が必要なシステムにおいても、端末のＡ／Ｄ変換器１０２、１０３におけるサンプリング・クロックは８倍オーバサンプリングで実現可能となり、端末の消費電流、およびコストの低減を図ることが可能となる。
【００４７】
なお、本実施の形態では、クロック生成手段１０６を、発振手段１０６１と極性反転手段１０６２と入力切換手段１０６３による構成としたが、この限りではなく、クロック信号の位相を位相制御信号に応じて反転できるものであればよい。また、ＰＬＬ（位相同期ループ）制御による位相制御方式によるものとしてもよい。
【００４８】
また、クロックの位相を、基準となるタイミングに対して０度と１８０度で切り換える構成としたが、この限りではなく、例えば−９０度と＋９０度で切り換える構成としてもよい。また、基準とするタイミングは、タイミング推定手段１０４において推定されたタイミングとしてもよいし、高精度タイミング推定手段１０８において推定されたタイミングとしてもよい。
【００４９】
また、本実施の形態では、高精度タイミング推定手段１０８として、２通りのタイミング推定結果のうち、信頼度の高い方の推定結果を選択する構成としたが、この限りではなく、２通りのタイミング推定結果の時間的な中間点を求める構成としてもよい。
【００５０】
（実施の形態２）
図３は、第２の実施の形態における受信機の構成を示し、図３において、タイミング推定結果補間手段３０１は、高精度タイミング推定手段として動作するものであり、タイミング推定手段１０４において推定した２通りのタイミング推定結果とその信頼度情報を用いて、内挿補間によりタイミング推定を行うものであり、動作の詳細については、以下で説明する。図３におけるその他の構成と動作については、図１と同様である。
【００５１】
以上のように構成された受信機において、第１の実施の形態と異なる動作について、以下で説明する。今、タイミング推定手段１０４において、クロックの位相が一方（この場合、０度とする）の場合に得られたタイミング推定結果をｔ１、その信頼度情報をｃ１とする。また、クロックの位相がもう一方（この場合、１８０度とする）の場合に得られたタイミング推定結果をｔ２、その信頼度情報をｃ２とする。ここで、タイミング推定結果ｔ１、ｔ２は、図２に示すように、シンボルの切り換わりタイミングに最も近いサンプル点からの時間で示されるものとする。
【００５２】
ディジタル変調信号１００１は、ＢＰＳＫ変調された信号であるものとし、タイミング推定手段１０４におけるタイミング推定は、シンボル内の各サンプル点毎の振幅平均値が最大となる点を求めることにより行うこととし、その信頼度情報ｃ１、ｃ２は、振幅値により表されるものとする。内挿補間によるタイミング推定結果ｔ０は、式（１）のようにして求めることができる。
【００５３】
ｔ０＝（ｃ１×ｔ１＋ｃ２×ｔ２）／（ｃ１＋ｃ２）    式（１）
２つの信頼度情報ｃ１、ｃ２が、ほとんど等しい場合には、２つのタイミング推定結果ｔ１、ｔ２の中間点が推定結果となり、信頼度情報に差が生じている場合には、より信頼度情報の大きい方のタイミング推定結果に近い推定結果が得られることになる。
【００５４】
以上のように本発明の実施の形態によれば、位相の異なる２通りのタイミング推定結果を用い、その内挿補間によりタイミング推定を行うことにより、サンプリングクロック周期よりも詳細な分解能で、かつ高精度なタイミング推定が可能となる
なお、本実施の形態では、ディジタル変調信号として、ＢＰＳＫ変調信号を用い、タイミング推定手段１０４として、最大振幅となるサンプル点を求める方法を用いたが、この限りではなく、ディジタル変調の方式に応じた、タイミング推定手段を用いてもよい。また、信頼度情報として、振幅値を用いることとしたが、この限りではなく、例えば、シンボルタイミングとして選択されたサンプル点における位相値と、理想的な位相値との誤差量を用いる構成としてもよい。
【００５５】
（実施の形態３）
図４は、第３の実施の形態における受信機の構成を示し、図４において、図１の構成と異なるのは、ディジタル値補間手段４０１、４０２を設け、タイミング推定手段１０４と高精度タイミング推定手段１０８の代わりにタイミング推定手段４０３を設け、ディジタル復調手段１０５の代わりにディジタル復調手段４０４を設け、クロック位相制御手段１０７を除いた点であり、その他の構成と動作については図１と同様である。
【００５６】
ディジタル値補間手段４０１は、Ａ／Ｄ変換手段１０２から出力されるサンプル値の各々の前後２サンプルずつを用いて、内挿補間により補間ディジタル値を生成し、サンプル値の間に補間サンプル値を挿入し、補間ディジタルＩ信号として出力するものである。ディジタル値補間手段４０２は、Ａ／Ｄ変換手段１０３から出力されるサンプル値を入力とし、ディジタル値補間手段４０２と同様の動作を行い、補間ディジタルＱ信号を出力するものである。
【００５７】
タイミング推定手段４０３は、図１のタイミング推定手段１０４に対して２倍のサンプル数となる補間ディジタルＩ、Ｑ信号を用いてタイミング推定を行い、タイミング推定結果を高精度タイミング推定結果４００１として出力するとともに、ディジタル復調手段４０４へ供給するものである。ディジタル復調手段４０４は、タイミング推定手段４０３から出力される高精度タイミング推定結果４００１に基づき、補間ディジタルＩ、Ｑ信号を用いてディジタル復調を行い、復調結果４００２を出力するものである。
【００５８】
以上のように構成された受信機において、第１の実施の形態と異なる動作について、以下で説明する。ディジタル補間手段４０１、４０２では、それぞれＡ／Ｄ変換手段１０２、１０３から出力されたディジタルＩ、Ｑ信号のサンプル値（図５における●印）を用い、前後２サンプル間の内挿補間値（図５における○印）を求め、用いた２サンプル値の間に補間値を挿入し、もとの２倍のサンプル数とした補間ディジタルＩ、Ｑ信号を出力する。ここで、ある時点（ｔ＝ｋ）における前後２サンプルのＩ，Ｑ値を｛Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）｝、｛Ｉ（ｋ＋１）、Ｑ（ｋ＋１）｝とすると、補間ディジタルＩ、Ｑ値｛Ｉ’、Ｑ’｝は、式（２）、（３）、（４）、（５）で求めることができる。
【００５９】
Ｉ’（２ｋ）    ＝Ｉ（ｋ）                            式（２）
Ｑ’（２ｋ）    ＝Ｑ（ｋ）                            式（３）
Ｉ’（２ｋ＋１）＝｛Ｉ（ｋ）＋Ｉ（ｋ＋１）｝／２      式（４）
Ｑ’（２ｋ＋１）＝｛Ｑ（ｋ）＋Ｑ（ｋ＋１）｝／２      式（５）
この補間処理は線形補間のため、真のＩ、Ｑ値を求めることはできないが、若干の誤差を含む程度でＩ、Ｑ値の推定が可能である。
【００６０】
タイミング推定手段４０３、およびディジタル復調手段４０４では、補間処理により２倍に増えたサンプルデータを用いてタイミング推定、およびディジタル復調を行う。
【００６１】
以上のように本発明の実施の形態によれば、サンプリングクロック周波数を２倍にした場合とほぼ同等の精度でタイミング推定、およびディジタル復調が可能となり、Ａ／Ｄ変換手段におけるサンプリング周波数を従来よりも低減することが可能となり、受信機の消費電流およびコストを削減することが可能となる。
【００６２】
なお、本実施の形態では、補間処理として前後２サンプルの値を用いた線形補間（２次補間）を用いることとしたが、この限りではなく、より補間処理の精度を高めるために、複数サンプルの値を用いて高次補間処理を用いることとしてもよい。
【００６３】
また、本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換手段１０２および１０３へ供給するサンプリングクロックを同じ位相としたが、この限りではなく、例えば双方へ供給するクロックの位相を互いに１８０度異なる関係に設定してもよい。これにより、Ｉ、Ｑ信号のどちらか一方でも、より理想的な信号点に近いタイミングでサンプリングされることとなり、より高精度なタイミング推定およびディジタル復調が期待できる
（実施の形態４）
図６は、第４の実施の形態における受信機の構成を示し、図６において、制御手段６０１は、動作モードと非動作モードの２通りのモード信号を出力し、タイミング推定手段６０２、高精度タイミング推定手段６０３、およびクロック位相制御手段６０４へ供給するものである。本実施の形態では、この２通りのモード信号を、定期的に交互に切り換えるものとする。ここで、定期的とは、バースト長に対して十分長く、例えば数十バースト毎に切り換えるものとする。
【００６４】
タイミング推定手段６０２、高精度タイミング推定手段６０３、およびクロック位相制御手段６０４は、制御手段６０１から動作モード信号が供給される間は、それぞれ図１におけるタイミング推定手段１０４、高精度タイミング推定手段１０８、およびクロック位相制御手段１０７と同様の動作を行うものであり、非動作モード信号が供給される間の動作については、以下で説明する。図６におけるその他の構成と動作については図１と同様である。
【００６５】
以上のように構成された受信機において、制御手段６０１から動作モード信号が出力されている間の動作については、図１と同様である。  制御手段６０１から非動作モード信号が出力されている間の動作について、以下で説明する。
【００６６】
タイミング推定手段６０２、および高精度タイミング推定手段６０３では、非動作モード信号が供給されると、タイミング推定の動作を行わず推定結果を出力しない。クロック位相制御手段６０４では、非動作モード信号が供給されると、過去の動作モード時に高精度タイミング推定手段６０３において高精度タイミング推定結果が選択されていた方の位相に固定する位相制御信号を出力する。
【００６７】
以上のように本発明の実施の形態によれば、非動作モード時には、動作モード時に行った高精度タイミング推定結果に基づいて、サンプリングクロックの位相が固定されるため、より正確なディジタル復調が可能となる。
【００６８】
なお、本実施の形態では、制御手段６０１における動作モード信号と非動作モード信号の切り換えを数十バースト毎に定期的に行うこととしたが、この限りではなく、システムと受信機におけるクロックの安定度が高い場合には、切り換えの間隔を長期間にしてもよい。また、動作モード時と非動作モード時の時間は等しい必要はなく、非動作モードである時間の方が極めて長い設定としてもよい。また、動作モードの設定を、受信機の電源投入時やシステムへの初期同期試行時のみとし、一旦同期が確立した後は、非動作モードで固定することとしてもよい。また、タイミング推定手段６０２における信頼度情報を監視し、信頼度が低くなったときにのみ動作モードとする構成としてもよい。
【００６９】
（実施の形態５）
図７は、第５の実施の形態における送受信機の構成を示し、図７において、ディジタル変調手段７０１は、送信データ７００１をディジタル変調し、送信ディジタルＩ信号７００２と送信ディジタルＱ信号７００３を生成するものである。本実施の形態では、ディジタル変調の方式は特に問わない。
【００７０】
Ｄ／Ａ変換手段７０２は、送信ディジタルＩ信号７００２をサンプリングクロック毎にアナログ信号に変換して出力するものである。Ｄ／Ａ変換手段７０３は、送信ディジタルＱ信号７００３をサンプリングクロック毎にアナログ信号に変換して出力するものである。直交変調手段７０４は、アナログのＩ信号およびＱ信号を用いて直交変調を行い、ディジタル変調信号７００４を出力するものである。
【００７１】
クロック位相制御手段７０５、およびクロック生成手段７０６は、ディジタル変調信号１００１を受信する際には、図１におけるクロック位相制御手段１０７、およびクロック生成手段１０６と同様の動作を行い、ディジタル変調信号７００４を送信する際には、高精度タイミング推定手段１０８において推定された高精度タイミング推定結果に同期させる位相制御信号をクロック位相制御手段７０５において出力し、これに基づき、クロック生成手段７０６においてクロック信号を生成し、Ｄ／Ａ変換手段７０２および７０３へサンプリングクロックとして供給するものである。図７におけるその他の構成と動作については図１と同様である。
【００７２】
以上のように構成された送受信機において、受信、復調および高精度タイミング推定を行う動作については、図１と同様である。以下で、送信の際の動作について述べる。
【００７３】
送信データ７００１は、ディジタル変調手段７０１においてディジタル変調され、送信ディジタルＩ信号７００２および送信ディジタルＱ信号７００３が生成される。これらは、それぞれＤ／Ａ変換手段７０２および７０３においてアナログ信号に変換される。変換の際、サンプリングクロックはクロック生成手段７０６から供給されるが、その位相は、高精度タイミング推定手段１０８において、ディジタル変調信号１００１を受信した際に推定された高精度タイミング推定結果に同期した位相を用いる。
【００７４】
具体的には、タイミング推定手段１０４において、クロックの位相が０度の時のタイミング推定結果と、１８０度の時のタイミング推定結果のうち、高精度タイミング推定手段１０８において選択された方のクロックの位相に設定するように、クロック位相制御手段７０５から位相制御手段が出力され、これに応じて、位相制御されたクロック信号がクロック生成手段７０６から供給される。Ｄ／Ａ変換手段７０２、７０３においてそれぞれアナログ値に変換されたＩ信号、およびＱ信号は、直交変調手段７０４において直交変調され、ディジタル変調信号７００４が出力される。
【００７５】
以上のように本発明の実施の形態によれば、受信時に行った高精度タイミング推定の結果に基づき、送信時のサンプリングクロックの位相を決定し、送信処理を行うことにより、システムとして要求される送信タイミングの精度に対して、Ｄ／Ａ変換手段に供給するサンプリングクロックのレートを低速に抑えることが可能となり、端末の消費電流及びコストを低減することが可能となる。
【００７６】
なお、本実施の形態では、受信機を図１の構成としたが、この限りではなく、例えば図３、図４や図６の構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における受信機の回路系統図
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるサンプリングタイミングの一例を示すタイミングチャート
【図３】本発明の第２の実施の形態における受信機の回路系統図
【図４】本発明の第３の実施の形態における受信機の回路系統図
【図５】本発明の第３の実施の形態におけるサンプリングタイミングと補間ディジタル値の一例を示すタイミングチャート
【図６】本発明の第４の実施の形態における受信機の回路系統図
【図７】本発明の第５の実施の形態における送受信機の回路系統図
【図８】従来の受信機の一例を示す回路系統図
【図９】タイミング推定手段の構成の一例を示した図
【図１０】タイミング推定手段の構成の一例を示した図
【符号の説明】
１０１    直交検波手段
１０２、１０３  Ａ／Ｄ変換手段
１０４    タイミング推定手段
１０５    ディジタル復調手段
１０６    クロック生成手段
１０６１  発振手段
１０６２  極性反転手段
１０６３  入力切換手段
１０７    クロック位相制御手段
１０７１  タイマ
１０７２  切換信号生成手段
１０８    高精度タイミング推定手段
１００１  ディジタル変調信号
１００２  サンプリングクロック
１００３  タイミング推定結果
１００４  復調結果
１００５  高精度タイミング推定結果
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003890867.tif 000009
【図９】
0003890867.tif 000010
【図１０】
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