(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のタイプの受信信号と第２のタイプの受信信号とを入力するための受信機であって、
受信信号に応答して、ミキサ入力信号を供給するための入力部であって、第１のタイプ及び第２のタイプの両方の受信信号が存在する周波数帯域で同調できるバンドパスフィルタを有する当該入力部と、
前記ミキサ入力信号に応答して、中間周波数信号を供給するためのミキサと、
第１のタイプの受信信号を入力するとき前記中間周波数信号を処理するために結合された第１の中間周波数信号処理装置と、
第２のタイプの受信信号を入力するとき前記中間周波数信号を処理するために結合された第２の中間周波数信号処理装置と
を有する受信機において、前記バンドパスフィルタが、
同調可能な第１の共振回路と、
同調可能な第２の共振回路と、
これら第１及び第２の共振回路間の結合を切り換えるための手段であって、これによりバンドパスフィルタが第１のタイプの受信信号と第２のタイプの受信信号とを異なって弁別するために切り換え可能である当該手段と、
を有し、
これら第１及び第２の共振回路間のインダクタンスが、疎結合状態と密結合状態との間で前記結合を変更するために切り換えられ、
前記バンドパスフィルタが前記第１のタイプの受信信号を弁別するように切り換えられる場合に前記結合が前記疎結合状態であり、
前記バンドパスフィルタが前記第２のタイプの受信信号を弁別するように切り換えられる場合に前記結合が前記密結合状態である、
ことを特徴とする受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の受信機において、前記バンドパスフィルタはイメージ抑圧キャパシタを有し、このキャパシタを介して入力信号が第２の共振回路に入力されることを特徴とする受信機。
【請求項３】
第１のタイプの受信信号と第２のタイプの受信信号とを入力するための受信機と、
この受信機を制御しデータ信号を処理するための制御ユニットと
を有するマルチメディア装置であって、前記受信機が、
受信信号に応答して、ミキサ入力信号を供給するための入力部であって、第１のタイプ及び第２のタイプの両方の受信信号が存在する周波数帯域で同調できるバンドパスフィルタを有する当該入力部と、
前記ミキサ入力信号に応答して、中間周波数信号を供給するためのミキサと、
第１のタイプの受信信号を入力するとき前記中間周波数信号を処理するために結合された第１の中間周波数信号処理装置と、
第２のタイプの受信信号を入力するとき前記中間周波数信号を処理するために結合された第２の中間周波数信号処理装置と
を有する、マルチメディア装置において、前記バンドパスフィルタが、
同調可能な第１の共振回路と、
同調可能な第２の共振回路と、
これら第１及び第２の共振回路間の結合を切り換えるための手段であって、これによりバンドパスフィルタが第１のタイプの受信信号と第２のタイプの受信信号とを異なって弁別するために切り換え可能である当該手段と、
を有し、
これら第１及び第２の共振回路間のインダクタンスが、疎結合状態と密結合状態との間で前記結合を変更するために切り換えられ、
前記バンドパスフィルタが前記第１のタイプの受信信号を弁別するように切り換えられる場合に前記結合が前記疎結合状態であり、
前記バンドパスフィルタが前記第２のタイプの受信信号を弁別するように切り換えられる場合に前記結合が前記密結合状態である、
ことを特徴とするマルチメディア装置。
【請求項４】
第１のタイプの受信信号と第２のタイプの受信信号とを入力するためのチューナであって、
受信信号に応答して、ミキサ入力信号を供給するための入力部であって、第１のタイプ及び第２のタイプの両方の受信信号が存在する周波数帯域で同調できるバンドパスフィルタを有する当該入力部と、
前記ミキサ入力信号に応答して、中間周波数信号を供給するためのミキサとを有するチューナにおいて、前記バンドパスフィルタが、
同調可能な第１の共振回路と、
同調可能な第２の共振回路と、
これら第１及び第２の共振回路間の結合を切り換えるための手段であって、これによりバンドパスフィルタが第１のタイプの受信信号と第２のタイプの受信信号とを異なって弁別するために切り換え可能である当該手段と、
を有し、
これら第１及び第２の共振回路間のインダクタンスが、疎結合状態と密結合状態との間で前記結合を変更するために切り換えられ、
前記バンドパスフィルタが前記第１のタイプの受信信号を弁別するように切り換えられる場合に前記結合が前記疎結合状態であり、
前記バンドパスフィルタが前記第２のタイプの受信信号を弁別するように切り換えられる場合に前記結合が前記密結合状態である、
ことを特徴とするチューナ。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、例えばＴＶ信号のような第１のタイプ及び例えばＦＭ無線信号のような第２のタイプの受信信号を入力するための受信機に関係する。本発明はまた、このような受信機を組み込んだマルチメディア装置にも関係する。この受信機は、例えばＴＶ及びＦＭ無線受信のためのマルチメディア装置の機能性を強める。このマルチメディア装置は、連結カードがプラグインされるスロットを持つパーソナルコンピュータ（ＰＣ）でもよい。この受信機は、これら連結カードの一つで実行される。したがって、このＰＣは、ＦＭ無線及びＴＶの局により伝送された情報をアクセスできる。
背景技術
ＴＶ及びＦＭ無線信号を受信できる受信機は、米国公報第５、１４８、４２０号に述べられている。従来の受信機では、ＴＶ及びＦＭ無線信号は、ＦＭトラップフィルタを介してシングルのチューナに印加される。このＦＭトラップフィルタは、８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚまでのＦＭ無線帯域内の受信信号をある程度まで絞る。米国公報第５、１４８、４２０号は、好ましい結果がこのやり方で得られることをクレームする。
このシングルチューナでは、ミキサは、特定の受信信号をＴＶ受信では一般的な約４０ＭＨｚの固定の中間周波数（ＩＦ）に変換する。このチューナにより作られたＩＦ信号は、ＴＶ又はＦＭ無線受信に対して異なって作られる。ＴＶ受信に対しては、このＩＦ信号は、大部分の今の受信機でのＩＦ信号処理に非常に似たやり方で処理される。ＦＭ無線受信に対しては、このＩＦ信号は、フィルタユニットを介してシングルチップのＦＭ無線集積回路（ＩＣ）に印加される。このＦＭ無線ＩＣでは、前記ＩＦ信号は、通常のやり方でさらに処理される公称１０．７ＭＨｚのＦＭＩＦ信号を得るために、周波数変換される。
米国公報第５、１４８、４２０号は感度及び過負荷の問題を扱っているけれども、従来の受信機は、多くの応用で不適切に働く。特に、従来技術の受信機は、どちらかというと程度の低いＦＭ無線受信を持つ。
発明の開示
本発明の目的は、上述の従来の受信機より程度の高いパフォーマンスを持つ受信機を提供することである。
本発明の一つの特徴は、特許請求の範囲第１項に規定された受信機を提供することである。
本発明のもう一つの特徴によると、マルチメディア装置は、このような受信機を有する。
さらに本発明の他の特徴は、特許請求の範囲第６項に規定されたチューナを提供することである。
本発明は、ＴＶ及びＦＭ無線信号の両方の受信に用いられてもよい。このような使用の例では、切り換え可能なバンドパスフィルタは、共通のミキサに供給するためにＴＶ及びＦＭ無線信号を弁別する。この切り換え可能なバンドパスフィルタは、所望の受信信号に同調される。ＴＶ受信に対しては、前記バンドパスフィルタは、大部分の今のＴＶ受信機のミキサ入力フィルタのものと類似のフィルタ特性を持つ。ＦＭ受信に対しては、前記バンドパスフィルタは、ＴＶ受信のものより略狭い通過帯域を供給するために切り換えられる。
本発明は、以下のことを考慮している。切り換え可能なバンドパスフィルタは、低コストで実施でき、その上比較的小さなサイズで実施できる。上述の例を参照して、前記切り換え可能なバンドパスフィルタ及びミキサの両方を有するチューナは、従来のＴＶチューナのものと比較できるコスト及びサイズで実施できる。
上述の例は、従来の受信機と比べてもよい。上述の例では、前記切り換え可能なバンドパスフィルタは、相対的に大きな振幅を持つ不所望のＦＭ無線信号を絞ることにより、ミキサの過負荷を防止する。従来の受信機内のＦＭトラップは、この目的のためには必要とされない。従来の受信機内のＦＭトラップは、不所望のＦＭ無線信号だけでなく所望のＦＭ無線信号をも絞ることにより、ＦＭ受信の感度を下げてしまう。上述の例の切り換え可能なバンドパスフィルタがＦＭ無線帯域の選択を提供するという事実により、略良好な感度が、従来技術の受信機と比較して得られる。加えて、この感度は、ＣＥＮＥＬＥＣ ＥＮ５５０２０標準のような、ある公的基準を満足することができる。
さらに、上述の例におけるコスト及びサイズは、従来の受信機のコスト及びサイズより、事実上小さくなる。第１に、前記切り換え可能なバンドパスフィルタ自身は、前記ＦＭトラップより小さく且つ安くできる。第２に、この切り換え可能なバンドパスフィルタは、前記ミキサに後続する他のフィルタに課せられる条件を緩やかに、例えば、これらのフィルタが小さく且つ安くてもよいようにする。この観点から、チューナとＦＭ無線ＩＣとの間に結合されるフィルタユニットが参照され、このフィルタユニットは、相対的に厳しい条件、したがって相対的なコスト及びサイズについての条件を満足しなければならない。切り換え可能なバンドパスフィルタが従来の受信機のチューナに用いられたならば、このフィルタユニットに課せられる条件は、より緩やかになり、結果的にフィルタユニットはより小さく且つ安くできる。
本発明は、特にマルチメディアアプリケーションに適している。多くのマルチメディアアプリケーションは、標準サイズの連結カードを用いる。冒頭に示したように、本発明による受信機は、標準サイズの連結カードで実施されてもよい。受信機の相対的に小さなサイズは、この標準サイズの連結カード上の他の回路のためのスペースを残し、これはこのカードの機能性をさらに強める。受信機の一部は、マルチメディア装置内のデジタル信号により作られる干渉に対抗するために、シールドされた金属ボックス内に好ましくは囲まれていることに注意されたい。受信機が小さくなる程、このシールドされた金属ボックスは小さなスペースですみ、非常に多様なマルチメディアアプリケーションに対して適した受信機となる。
本発明は、図に示される例を参照して、詳細にこれ以降述べられるだろう。さらに、従属項により規定された有利な実施の詳細もまた、示された例を参照して述べられるだろう。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明によるチューナの例をブロック図で示し、第２図は、第１図のチューナに対する共振回路の簡略化された等価の回路図であり、第３ａ図は第２図のチューナに対する切り換え可能なバンドパスフィルタの等価の回路図であり、第３ｂ図は第２図のチューナで実施される切り換え可能なバンドパスフィルタの例を回路図で示し、第４図はゲイン対周波数により第３ｂ図の回路のフィルタ特性をプロットしたものであり、第５図は第２図のチューナを有するマルチメディア装置の例を簡略な図で示したものである。
発明を実施するための最良の形態
本発明は、ＴＶ及びＦＭ無線信号の両方を受信できる第１図のチューナを参照して述べられるだろう。この観点から、第１図のチューナの実例が、第２図から第４図で述べられ、第１図のチューナのマルチメディアアプリケーションの例が、第５図を参照して述べられるだろう。最後に、本発明の特許請求の範囲がこれらの図で示された例を越えるものであることを示すために、いくつかのコメントが述べられるだろう。
第１図のチューナを参照して、ＴＶ及びＦＭ無線信号は、入力ＴＶＩＮ及びＦＭＩＮにそれぞれ印加される。第１図のチューナは、例えばＴＶ又はＦＭの信号のタイプ及び周波数のような所望の受信信号に関係する同調制御データＴＣＤを受ける。この所望の受信信号に応答して、第１図のチューナは出力部ＩＦＯＵＴで中間周波数信号ＩＦＳを供給する。
第１図のチューナは、二つのモード、所望の受信信号がＴＶ信号ならばＴＶモード、所望の受信信号がＦＭ無線信号ならばＦＭモードで動作する。ＴＶモードでは、中間周波数信号ＩＦＳは、これ以降ＴＶ−ＩＦと略されて呼ばれる、３８．９ＭＨｚの中間周波数にある。ＦＭモードでは、中間周波数信号ＩＦＳは、これ以降ＦＭ−ＩＦと略されて呼ばれる、１０．７ＭＨｚにある。
第１図のチューナは、３バンド概念に基づいている。これは、第１図のチューナがそれぞれ３つの周波数帯域である、高帯域、中間帯域、低帯域でＴＶ信号を処理するために３つの別々の分枝を有することを意味する。各分枝は、以下の部分、入力フィルタＲＦＩ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌ、入力増幅器ＲＦＡ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌ、バンドパスフィルタＢＰＦ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌ、ミキサＭＩＸ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌ、発振回路ＯＳＣ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌ及び発振共振回路ＯＲＣ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌを有する。これらの部品に対して用いられる参照符号−Ｈ，−Ｍ，−Ｌは、関連する部品が高帯域、中間帯域又は低帯域のどれに属するかを示す。第１図のチューナは、ミキサ発振集積回路ＭＯＩＣ、例えば第１図の長方形の破線で示されたＭＯＩＣ内に部品を有するフィリップス半導体事業部により製造されたタイプＴＤＡ５７３６を用いて実施されてもよい。
第１図のチューナでは、ＦＭ無線信号は、低帯域分枝で処理される。スイッチＳＷＩＮは、低帯域分枝を入力ＴＶＩＮ又は入力ＦＭＩＮの何れかと結合する。最初に述べられた場合では、ＴＶ信号が低帯域分枝に供給され、最後に述べられた場合では、ＦＭ無線信号が低帯域分枝に供給される。
各分枝では、入力フィルタＲＦＩ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌは、入力増幅器ＲＦＡ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌの過負荷を防止するために、前記所望の受信信号から周波数的に相対的に離れている信号を絞る。増幅器ＲＦＡ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌは、ゲイン制御電圧Ｖａｇｃにより制御される。バンドパスフィルタＢＰＦ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌは、不所望の信号をさらに絞る。ミキサＭＩＸ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌは、前記所望の受信信号を発振信号ＯＳＳ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌと乗算することにより、前記所望の受信信号の周波数シフトを行う。発振信号ＯＳＳ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌは、発振信号ＯＳＳ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌの周波数を決める発振回路ＯＳＣ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌ及び発振共振回路ＯＲＣ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌにより生成される。このミキサは、中間周波数増幅器ＩＦＡＭＰを介して、中間周波数信号ＩＦＳを供給する。
各分枝では、ＰＬＬが、それぞれの分枝の発振信号ＯＳＳ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌを制御する。このＰＬＬは、従来のやり方で、発振信号増幅器ＯＳＳＡを介して受信された発振信号ＯＳＳ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌとチューナ制御データＴＣＤとから同調電圧Ｖｔｕｎを駆動する。この同調電圧Ｖｔｕｎは、発振共振回路ＯＲＣ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌに印加される。ＴＶモードでは、低帯域分枝の発振信号ＯＳＳ−Ｌは、前記所望の受信信号とＴＶ−ＩＦ（３８．９ＭＨｚ）との和である周波数に設定される。ＦＭモードでは、発振信号ＯＳＳ−Ｌは、前記所望の受信信号とＦＭ−ＩＦ（１０．７ＭＨｚ）との和である周波数に設定される。
各分枝では、同調電圧Ｖｔｕｎはまた、入力フィルタＲＦＩ−Ｈ／−Ｍ／−Ｌ及びバンドパスフィルタのそれぞれの通過帯域を変えるために用いられる。この通過帯域は、好ましくは前記所望の受信信号を包含する。そうでないならば、前記所望の受信信号は歪み、不所望の信号が充分には絞られない。ＴＶモードでは、前記通過帯域は、前記発振信号周波数とＴＶ−ＩＦとの差を包含すべきである。ＦＭモードでは、前記通過帯域は前記発振信号周波数とＦＭ−ＩＦとの差に中心がくるべきである。前記受信帯域を通って同調している間、前記発振信号の周波数に関する前記通過帯域の位置は、これ以降トラッキングと呼ばれる。
ＰＬＬはまた、モード切り換え信号ＴＶ／ＦＭを供給する。低帯域分枝では、モード切り換え信号ＴＶ／ＦＭは、発振共振回路ＯＲＣ−Ｌを切り換えるために用いられる。発振信号ＯＳＳ−Ｌは、同調電圧Ｖｔｕｎの所与の値に対して、ＦＭモードでよりもＴＶモードでより高い周波数に切り換えられる。入力フィルタＲＦＩ−Ｌ及びバンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌのそれぞれの通過帯域は、同調電圧Ｖｔｕｎの所与の値に対して略定数のままである。したがって、一方で入力フィルタＲＦＩ−ＬとバンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌとの、他方で発振信号ＯＳＳ−Ｌとの周波数オフセットが切り換えられる。この周波数オフセットは、ＴＶモードではＴＶ−ＩＦへ、ＦＭモードではＦＭ−ＩＦへ好ましくは切り換えられる。
加えて、モード制御信号ＴＶ／ＦＭは、低帯域分枝のバンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌの通過帯域幅を好ましくは切り換える。ＴＶモードでは、バンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌは、相対的に広い通過帯域、例えば１０ＭＨｚを好ましくは持ち、一方ＦＭモードでは、好ましくは通過帯域は相対的に狭い、例えば１ＭＨｚである。
第２図は、第１図のチューナの低帯域分枝内の発振共振回路ＯＲＣ−Ｌ、バンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌ及び入力フィルタＲＦＩ−Ｌの実行のための基本的共振回路を示す。この第２図の基本共振回路は、インダクタンスＬｐ、制御可能なキャパシタンスＣｖａｒ、パダーキャパシタンスＣｐａｄ、及びパラレルキャパシタンスＣｐａｒを有する。この制御可能なキャパシタンスの値は、同調電圧Ｖｔｕｎに依存する。この制御可能なキャパシタンスは、従来のやり方で同調電圧Ｖｔｕｎが印加されるバリキャップダイオードでもよい。
第１図のチューナの実施では、同一のバリキャップダイオードが、低帯域分枝内の入力フィルタＲＦＩ−Ｌ、バンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌ及び発振共振回路ＯＲＣ−Ｌに用いられる。前記同一のバリキャップダイオードの容量は、同調電圧Ｖｔｕｎの関数として２．５ｐＦと６１．５ｐＦとの間で可変できる。他の素子の値は、ＴＶモード及びＦＭモードの両方において良好なトラッキングが得られるように好ましく選ばれる。
テーブル１は、第２図の基本共振回路内の他の素子の好ましい値を示す。ＲＦと名付けられた列は、低帯域分枝内のバンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌ及び入力フィルタＲＦＩ−Ｌに対する好ましい素子の値を挙げている。ＲＦ＋３８．９ＭＨｚと名付けられた列は、ＴＶモードでの低帯域発振共振回路ＯＲＣ−Ｌに対する好ましい素子の値を拳げている。ＲＦ＋１０．７ＭＨｚと名付けられた列は、ＦＭモードでの低帯域発振共振回路ＯＲＣ−Ｌに対する好ましい素子の値を挙げている。Ｆｒｅｓと名付けられた行は、それぞれの基本共振回路が同調できる周波数帯域を示す。例えば、低帯域分枝内のバンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌは、４６ＭＨｚから１７５ＭＨｚまでの周波数帯域を通じて同調できる。
0003979669.tif 000002
発振共振回路ＯＲＣ−Ｌでは、インダクタンスＬｐは、ＴＶモードでよりもＦＭモードでより高い値を持つべきである。同じことが、パダーキャパシタンスＣｐａｄに適用される。しかしながら、パラレルキャパシタンスＣｐａｒは、ＴＶモードでよりもＦＭモードで低いべきである。
ＦＭモード及びＴＶモードで発振共振回路ＯＲＣ−Ｌ内の好ましい素子の値を得るために、３個のスイッチが使用できる。第２図を参照して、示されてない、スイッチとキャパシタンスとの直列配列が、パダーキャパシタンスＣｐａｄと平行に結合できる。同じことが、パラレルキャパシタンスＣｐａｒと平行に結合できる。インダクタンスＬｐは、示されていないが、直列の２つのインダクタンスに分離でき、スイッチはこれらインダクタンスの一つに並列に結合できる。第１図を参照して、これらスイッチは、モード切り換え信号ＴＶ／ＦＭにより制御される。
第３ａ図は、第１図のチューナの低帯域分枝用のバンドパスフィルタの等価の回路図である。第３ａ図の回路図では、２つの共振回路がある。第１の共振回路は、インダクタンスＬＢ１、制御可能なキャパシタンスＣＢｖａｒ１及びキャパシタンスＣＢｐａｄ１を含む。第２の回路は、インダクタンスＬＢ２、制御可能なキャパシタンスＣＢｖａｒ２及びキャパシタンスＣＢｐａｄ２を含む。第３ａ図の回路図はさらに、補助キャパシタンスＣＢａｕｘ１及びＣＢａｕｘ２、補助可変キャパシタンスＣＢｖａｒ３、及びイメージ抑圧キャパシタンスＣｉｍを含む。
第３ａ図の二つの共振回路は、上部結合キャパシタンスＣＢｔｏｐ及び第１の下部結合インダクタンスＬｆｃ１により、相互に結合される。さらに、第２の下部結合インダクタンスＬｆｃ２及びスイッチＳＢの直列配置は、第１の下部結合インダクタンスＬｆｃ１と並列に結合される。したがって、切り換え可能なインダクタの下部結合が得られる。スイッチＳＢが閉じるとき、スイッチＳＢが開くときよりもこのインダクタの下部結合は弱い。
第１図及び第３ａ図を参照して、モード制御信号ＴＶ／ＦＭは、スイッチＳＢを制御する。ＴＶモードでは、スイッチＳＢは、第３ａ図の２つの共振回路間の密結合を得るために、開かれている。ＦＭモードでは、スイッチＳＢは、第３ａ図の２つの共振回路の間の疎結合を得るために閉じられる。
第３ｂ図は、第１図のチューナの低帯域分枝内の入力増幅器ＲＦＡ−ＬとミキサＭＩＸ−Ｌとの間に結合されるバンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌの実例を示す。
第３ｂ図は、第３ａ図の回路と比べて下記の特徴を持つ。第１に、第３ｂ図の実例では、第１の下部結合インダクタンスＬｆｃ１が、２つの下部結合インダクタＬｆｃ１ａ及びＬｆｃ１ｂにより実施される。２つの下部結合インダクタＬｆｃ１ａ及びＬｆｃ１ｂの各々は、インダクタＬＢ１及びＬＢ２にそれぞれ結合される一端を持ち、下部結合キャパシタンスＣｆｃを介して他の結合インダクタと結合される。下部結合キャパシタンスＣｆｃは、前記低帯域内の周波数で相対的に低いインピーダンスを持ち、近似的に、短絡回路としてみなされる。
第３ａ図の回路と比較して、第３ｂ図の実例の第２の特徴は、第３ｂ図のシングルキャパシタＣＢｐｃが第３ａ図で２つ別々に示されているキャパシタンスＣＢｐａｄ１及びＣＢｐａｄ２を提供することである。単一キャパシタＣＢｐｃを用いる理由は素子の効率化であり、フィルタ特性がこれによりほとんど影響を受けないという事実からである。第１図のチューナ内のバンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌとしての第３ａ図の回路の実施では、キャパシタンスＣｐａｄ１及びＣｐａｄ２の好ましい値は、相対的に高い。第３ｂ図の実施例のキャパシタＣＢｐｃは、第３ａ図で示されている二つの高い値のキャパシタンスＣｐａｄ１及びＣｐａｄ２を実効的に提供し、これらは制御可能なキャパシタンスＣＢｖａｒ１及びＣＢｖａｒ２と信号グランドとの間にそれぞれある。第３ｂ図の実施例でのキャパシタＣＢｐｃが高い値を持ち、結果として相対的に低いインピーダンスを持つという事実により、このキャパシタＣＢｐｃの結果としてフィルタ特性に影響を与えるだろう共振回路間のカップリングがほとんどない。
第３ｂ図の実施例では、バリキャップダイオードは、制御可能なＣＢｖａｒ１，ＣＢｖａｒ２及びＣＢｖａｒ３を形成する。これらバリキャップダイオードは、抵抗ＣＢＲ２及びＣＢＲ３の少なくとも一つを介して同調電圧Ｖｔｕｎを受ける。抵抗ＣＢＲ１は、ミキサＭＩＸ−Ｌとの結合を適正化するための、補助キャパシタＣＢａｕｘ２と直列に結合される。
第３ｂ図の実施例では、スイッチダイオードＤＢｓｗは、第３ａ図に示されるスイッチＳを効果的に構成する。ＴＶモードでは、このスイッチダイオードＤＢｓｗは、前記共振回路間の密結合を得るために、非導通である。ＦＭモードでは、スイッチダイオードＤｓｗは、前記共振回路間の疎結合を得るために、導通である。加えて、以下の素子は、密結合状態と疎結合状態との間の結合を切り換えるために用いられる。補助キャパシタＣＢａｕｘ３は、スイッチダイオードＤＢｓｗを第二の下部結合インダクタンスＬｆｃ２と結合させる。第１図のチューナでのモードスイッチ信号ＴＶ／ＦＭが、抵抗ＣＢＲ４を介して前記スイッチダイオードに印加される。補助のキャパシタＣＢａｕｘ４は、誘導下部結合から前記ＴＶ／ＦＭモードスイッチ信号を運ぶライン上への不所望のフィードスルーの信号を抑圧する。
第３ｂ図の実施例では、満足できるパフォーマンスを提供する素子の値は、下記の通りである。
Ｃim:0.06pＦ
ＣＢaux1:2pＦ
ＣＢtop:0.1pＦ
Ｃfc:680pＦ
ＣＢpc:4.7nＦ
ＬＢ1,ＬＢ2:175nＨ
Ｌfc1a,Ｌfc1b:32nＨ
Ｌfc2:6nＨ
上記リストにない素子の値は、フィルタ特性にとって重要ではない。
第３ｂ図に示される電気的素子の全てがディスクリート素子で実現される必要はない。特に、イメージキャパシタンスＣｉｍ、上部結合キャパシタンスＣＢｔｏｐ及び第２の下部結合インダクタンスＬＦｃ２は、第３ｂ図の回路を実現するために用いられるプリント回路基板（ＰＣＢ）の適切なレイアウトにより得られてもよい。例えば、ＰＣＢトラックは、下部結合インダクタンスＬｆｃ２を構成してもよい。加えて、スイッチダイオードＤＢｓｗの漂遊インダクタンスはまた、下部結合インダクタンスＬｆｃ２に効果的に寄与してもよい。関連するＰＣＢトラック間の容量結合はイメージキャパシタンスＣｉｍを供給し、その上上部結合キャパシタンスＣＢｔｏｐが相対的に小さな値の他のキャパシタンスと同様に得られる。
第４図は、同調電圧Ｖｔｕｎのある値に対して、及び上記リストアップされた値で、第３ｂ図の実施例のフィルタ特性を示したものである。第４図では、デシベル（ｄＢ）で表されたゲインＧが垂直軸にプロットされ、メガヘルツ（ＭＨｚ）で表された周波数が水平軸にプロットされる。第４図は、ゲイン対周波数の二つのプロット、ＴＶとして示されたもの及びＦＭとして示されたものを含み、これらはＴＶモード及びＦＭモードをそれぞれ示す。
第４図は、第３ｂ図の実施例のＴＶモード及びＦＭモードでのフィルタ特性間の差を明瞭に示す。第１に、このフィルタ特性の通過帯域は、ＴＶモードよりもＦＭモードのほうがより狭い。ＴＶモードでは、３ｄＢ通過帯域は約１０ＭＨｚ幅であり、ＴＶ受信信号のバンド幅より幾分広い。ＦＭモードでは、３ｄＢ通過帯域は約２．５ＭＨｚに減る。
第２に、ＴＶモードでは、前記通過帯域は二つのピークを持ち、一方ＦＭモードでは、一つのピークである。これら二つのピークは明らかに、第３ｂ図の実施例での前記共振回路間の、ＴＶモードでの、密結合の結果である。前記一つのピークは、スイッチダイオードＤｓｗが非導通のときＦＭモードでの、疎結合の結果である。
第３に、ＦＭモードでの通過帯域の中心周波数は、ＴＶモードでのよりも僅かに高い。換言すれば、スイッチダイオードＤｓｗの状態が変化するとき、小さく離調する。この離調は、第３ｂ図の実施例での共振回路間の誘導下部結合を切り換えることにより生じる。この切り換えは、これらの共振回路内の効果的誘導値を変え、これにより共振周波数を変える。第１図のチューナを参照して、ＴＶモードからＦＭモードへの切り換え又はその逆のとき、バンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌの前記離調は、何の現実的問題もない。どの離調も発振共振回路ＯＲＣ−Ｌの整列内で、例えば満足できるトラッキングを得るために作られる整列内で考慮できる。バンドパスフィルタＢＰＦ−Ｌ内のあらゆる離調の観点から、入力フィルタＲＦＩ−Ｌを補正することも可能である。
第４に、前記通過帯域は、ＴＶモードでよりＦＭモードでいくらか低いゲインを持つ。この効果も、第３ｂ図の実施例での前記共振回路間の結合と関係する。第３ｂ図の実施例で疎結合の方が、密結合でよりも信号損失が多い。
第５に、前記フィルタ特性は、ＴＶモードとＦＭモードとで異なるノッチを含む。ＴＶモードでは、ノッチは前記通過帯域を越えてＴＶ−ＩＦの約２倍の所に位置する。ＦＭモードでは、ノッチは前記通過帯域を越えてＦＭ−ＩＦの約２倍の所に位置する。これらノッチは、受信信号路においてミキサＭＩＸ−Ｌへ要求されるイメージ抑圧に寄与する。これらノッチは、イメージキャパシタンスＣｉｍによりとても影響を受け、このことは以下に説明できる。
インダクタンスＬＢ２を含む、第２の共振回路は、イメージキャパシタンスＣｉｍを介して信号を受け取る。第２の共振回路はまた、インダクタンスＬＢ１を含む第１の共振回路を介して信号を受け取る。共振周波数で、これらの信号は同相であり、イメージキャパシタンスＣｉｍは上部結合キャパシタンスＣｔｏｐと同様に、容量的上部結合に寄与する。しかしながら、ある周波数、上記共振周波数から相対的に離れたところでは、前記信号は逆相となり、ほぼ互いに打ち消し合うだろう。これは、第４図に示されるノッチとして明示される。適当に素子の値を選択することにより、ＴＶモード及びＦＭモードの両方で第４図に示されるように、これらの値がイメージ抑圧に実質的に寄与するようにノッチを位置づけることができる。したがって、ＴＶモードからＦＭモードへ切り換えるとき、又はその逆に切り換えるとき、前記イメージ抑圧は新しいＩＦにより自己調整する。
第５図は、第１図のチューナＴＵＮを有するマルチメディア装置の例を示す。
第１図のチューナＴＵＮは、マルチメディア装置の連結カードホルダーＨＯＬに差し込まれる連結カードＰＣＡＯに実行される。第１図のチューナＴＵＮとは別に、この連結カードは、ＴＶＩＦ信号処理回路ＴＶＩＦＣ及びＦＭＩＦ信号処理回路ＦＭＩＦＣを有する。後者のこれら回路は、ＩＦ分離フィルタＩＦＳＦを介して第１図のチューナＴＵＮにより供給される中間周波数信号ＩＦＳを受ける。
第１図のチューナＴＵＮ、ＩＦ分離フィルタＩＦＳＦ及びＴＶＩＦ信号処理回路ＴＶＩＦＣは、シールドされた金属箱ＳＭＢに収容される。前述の部品とともにこのシールドされた金属箱ＳＭＢは製造され、連結カード製造業者に売られてもよい。
第５図のマルチメディア装置は、ユーザインタフェースＵＩＦ、制御ユニットＣＣＵ、画像表示装置ＰＤＤ及び音声再生ユニットＳＲＵを含む。ユーザは、ユーザインタフェースＵＩＦを介して所望の受信信号を選択する。例えば、ユーザは、ユーザインタフェースＵＩＦの一部であるキーボードのプログラム番号を入力する。制御ユニットＣＣＵは、第１図のチューナＴＵＮが所望の受信信号を選択するように、連結カードＰＣＡＯを効果的に制御する。例えば、制御ユニットＣＣＵは、示されていないが、前記所望の受信信号の周波数及び信号のタイプ、ＦＭ又はＴＶと関係してメモリに記録された命令を与える。これらの命令は、チューナ制御データＴＣＤとして第１図のチューナＴＵＮに供給される。連結カードＰＣＡＯは、例えば前記所望の受信信号から得られる、音声及び／又はビデオ情報を供給する。この情報は、制御ユニットＣＣＵ内でさらに処理されてもよい。この音声及び／又はビデオ情報は、音声再生ユニットＳＲＵ及び画像表示装置ＰＤＤそれぞれを介してユーザに提供される。
明らかに、本発明は、上述の例とは違って実施されてもよい。この観点から、特許請求の範囲の参照符号は、該当するクレームを制限するように解釈できない。クレームされた発明の範囲が上述の例を越えることを示すために、いくつかの最終付言がなされる。
本発明はＴＶ及びＦＭ無線受信の組み合わせに制限されるものでないことは、注意すべきである。
本発明は受信信号の二つの異なるタイプに制限されるものでないことにも、注意すべきである。例えば、３つのタイプの受信信号を入力するための受信機では、バンドパスフィルタは、３つ又はそれ以上の異なるフィルタ特性を供給するために切り換え可能でもよい。
本発明は、第１図に示されるような、３バンドチューナ概念に制限されないことは、さらに注意すべきである。原則として、本発明は、他のチューナ概念、例えば２バンドチューナ概念に適用されてもよい。
最後に、本発明はマルチメディアアプリケーションに制限されないことに注意すべきである。本発明は、ＴＶ受像機及びビデオテープレコーダのような、受信機を有する装置に用いられてもよい。
【図１】
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【図２】
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【図５】
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【図３ａ】
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【図４】
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【図３ｂ】
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