(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも一方が基準信号に同期した高周波信号を出力するフェーズロックドループ回路からなる２つ以上の高周波信号発生回路と、
上記高周波信号発生回路から出力される２つ以上の高周波信号を混合して送信信号を生成する送信信号生成回路と、
この送信信号を送信波として出力するアンテナとを備えた無線装置において、
上記フェーズロックドループ回路を、制御電圧に応じた周波数の高周波信号を出力する電圧制御発振器と、この高周波信号と上記基準信号との位相差に応じて変化する信号を出力する位相比較回路と、この位相比較回路の出力と上記電圧制御発振器の入力との間に接続され、所定の周波数以下の信号成分のみを通過する低域通過フィルタとで構成するとともに、
上記基準信号の高調波と上記送信波の高調波との差周波数が上記低域通過フィルタの通過域外となるように、上記高周波信号発生回路から出力される２つ以上の高周波信号の周波数を設定することを特徴とする無線装置。
【請求項２】
２つ以上の高周波信号発生回路に対してそれぞれの周波数の設定値を出力する記憶回路を設けたことを特徴とする請求項1記載の無線装置。
【請求項３】
２つ以上の高周波信号発生回路に関するそれぞれの周波数の設定値を記憶する記憶回路と、
上記基準信号の高調波と上記送信波の高調波との差周波数が上記低域通過フィルタの通過域外となるような周波数の設定を上記記憶回路から選択して出力する判定回路とを設けたことを特徴とする請求項1記載の無線装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はレーダ装置やデジタル変調波を用いて通信を行う無線装置などの送信波を出力する無線装置に係り、詳しくは、少なくとも１つが基準信号に同期する高周波信号を出力するフェーズロックドループ回路である２つ以上の高周波信号発生回路を備え、これらの回路から出力される２つ以上の高周波信号などを混合して送信信号を生成し、この送信信号に応じた送信波を出力する無線装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は従来の無線装置の構成を示すブロック図である。図において、２２は第一の周波数設定データに応じた周波数の第一高周波信号を出力する第一フェーズロックドループ回路（以下、第一ＰＬＬ回路と略記する）、２３は第二の周波数設定データに応じた周波数の第二高周波信号を出力する第二フェーズロックドループ回路（以下、第二ＰＬＬ回路と略記する）、３はこの第一高周波信号と第二高周波信号とを混合した混合信号を出力するミキサ、４はこの混合信号に含まれる不要波を減衰しこれを局部発振信号として出力する第一バンドパスフィルタ、５はこの局部発振信号をＩおよびＱのベースバンド信号で変調してデジタル変調信号として出力する直交変調器、６はデジタル変調信号の不要な周波数成分を除去する第二バンドパスフィルタ、７はデジタル変調信号を増幅する高出力増幅器、８はこの増幅されたデジタル変調信号を送信波として出力するアンテナである。
【０００３】
次に動作について説明する。
第一ＰＬＬ回路２２が第一の周波数設定データに応じて所定の第一高周波信号を出力するとともに、第二ＰＬＬ回路２３が第二の周波数設定データに応じて所定の第二高周波信号を出力すると、ミキサ３はこの第一高周波信号と第二高周波信号とを混合して混合信号を出力し、第一バンドパスフィルタ４はこの混合信号のうちの必要な信号成分のみを通過させて局部発振信号を出力する。
【０００４】
また、直交変調器５はこの局部発振信号とＩおよびＱのベースバンド信号とを混合してデジタル変調信号を生成し、第二バンドパスフィルタ６はこのデジタル変調信号の不要な周波数成分を除去し、高出力増幅器７はこのデジタル変調信号を増幅し、この増幅されたデジタル変調信号が送信波としてアンテナ８から出力される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の無線装置は以上のように構成されているので、アンテナ８から送出される送信波の一部が空中を伝播してフェーズロックドループ回路２２，２３と電磁気的に結合し、これにより位相比較信号の高調波と上記送信波の高調波との和あるいは差の周波数においてスプリアスが発生し、その結果、フェーズロックドループ回路２２，２３から不要な信号成分が出力されてしまうなどの課題があった。
【０００６】
次に具体的に説明する。
図１５は従来のフェーズロックドループ回路の標準的な構成を示すブロック図である。図において、２４は基準となる周波数の基準信号が入力される基準信号入力端子、２５は外部から入力された周波数設定データに基づき基準信号を分周比Ｒで分周し、これを位相比較器へ出力する第一分周器である。
【０００７】
また、２６は外部から入力する制御電圧に応じた周波数の高周波信号を出力する電圧制御発振器、２７はこの高周波信号を外部に出力するカプラ、２８はこのカプラ２７から出力される高周波信号を外部から入力された周波数設定データに基づき分周比Ｎで分周して出力する第二分周器、２９は第一分周器の出力信号と第二分周器の出力信号との位相差に応じたパルス幅のパルスを出力する位相比較器、３０はこのパルスを平滑化させて、これを電圧制御発振器２６に出力するループフィルタである。なお、３１は第一分周器２５、第二分周器２８および位相比較器２９を備えたフェーズロックドループＩＣである。
【０００８】
そして、このようなフェーズロックドループ回路では、電圧制御発振器２６がその制御電圧に応じて出力する高周波信号をカプラ２７を介して第二分周器２８に入力し、これを周波数設定データに基づいて分周する。他方で、第一分周器２５は周波数設定データに基づいて基準信号を分周し、位相比較器２９は上記第二分周器２８の出力とこの第一分周器２５の出力とを比較し、両者の位相差に応じたパルス幅のパルスを出力する。そして、このパルスをループフィルタ３０で平滑化して制御電圧とし、電圧制御発振器２６はこの制御電圧に応じた周波数で高周波信号を発振する。従って、最終的には上記第一分周器出力と第二分周器出力との位相差が無くなる状態で安定し、電圧制御発振器２６に入力する制御電圧のレベルも安定して、この状態における周波数の高周波信号が出力される。
【０００９】
このようなフェーズロックドループ回路に、送信波が電磁気的に結合すると、当該送信波と同一の周波数のスプリアス信号が上記位相比較器２９に入力する。すると、位相比較器２９では第一分周器出力とこのスプリアス信号が重畳した第二分周器出力とを比較し、両者の位相差に応じたパルス幅のパルスを出力することになり、電圧制御発振器２６の制御電圧は図１６に示すように本来点線のように安定するはずのものが、実線に示すようにスプリアス信号により変動してしまう。電圧制御発振器は制御電圧に対して図１７に示すような入出力特性を備えているが、図１６の実線のような電圧が入力されると、図１８に示すように直流電圧に基づく本来の高周波信号Ｆｖｃｏとともに、これからΔｆｓｐだけ離れた周波数に不要波が生成されてしまう。なお、図１６において横軸は時間、縦軸は電圧レベル、図１７において横軸は制御電圧値、縦軸は出力周波数、図１８において横軸は出力周波数、縦軸は出力レベルである。
【００１０】
通常、ループフィルタ３０は低域通過特性を有し、その遮断周波数ｆｌｐは、フェーズロックドループ回路の応答性や安定性を考慮して位相比較周波数ｆｒｅｆの１／１０〜１／２０程度に設定する。例えば位相比較周波数をｆｒｅｆ＝１００ｋＨｚ、ループフィルタ３０の遮断周波数をｆｌｐ＝１０ｋＨｚ、第二分周器２８の分周比をＮ＝１１０００とすると第一ＰＬＬ回路２２の出力周波数はｆｏｕｔ１＝１１００ＭＨｚとなる。更に、第二ＰＬＬ回路２３の出力周波数をｆｏｕｔ２＝１００ＭＨｚとすると直交変調器５に入力するＬＯ波の周波数はｆｌｏ＝１０００ＭＨｚとなり、ベースバンド信号の周波数をｆｂｂ＝１ｋＨｚとすると、アンテナから送信される送信波の周波数はｆｔｘ＝１０００．００１ＭＨｚとなる。
【００１１】
この送信波が電磁気的に結合してフェーズロックドループ回路に入力すると、図１９に示すように、送信波の第一次高調波と第一分周器の出力である位相比較信号の第１００００次高調波とが１ｋＨｚの周波数差（Δｆｓｐ＝１ｋＨｚ）で近接し、この差周波信号が位相比較器から出力される。この１ｋＨｚの差周波信号はループフィルタ３０の遮断周波数ｆｌｐよりも低いので、このループフィルタ３０を通過して電圧制御発振器２６に入力してしまう。そして、図１８に示すように所望波１１００ＭＨｚと±１ｋＨｚ離れた周波数、すなわち、１０９９．９９９ＭＨｚと１１００．００１ＭＨｚにスプリアスが発生してしまう。なお、図１９において、上段は送信波（周波数ｆｔｘ）の高調波信号の周波数分布、下段は第一分周器出力（周波数ｆｒｅｆ）の高調波信号の周波数分布である。そして、第一分周器出力（周波数ｆｒｅｆ）の高調波は１００ｋＨｚ間隔で発生し、これらと送信波（周波数ｆｔｘ）の高調波との差周波数が位相比較器２９から出力されるスプリアス周波数Δｆｓｐとなる。上述したようにｍ１＝１、ｍ２＝１００００の場合にループフィルタ３０で減衰することができないΔｆｓｐ＝１ｋＨｚなるスプリアスが発生してしまう。
【００１２】
そして従来の無線装置では、このような送信波との電磁気的な結合に基づくスプリアスの発生を抑制するために、このフェーズロックドループ回路などの部分を電気的に厳重なシールドで覆っていた。しかしながら、このような対策では、無線装置の重量が増加してしまうなどの弊害を生じてしまう問題がある。
【００１３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、電気的に厳重なシールドでフェーズロックドループ回路などを覆うことなく、この結果、無線装置の重量増加などの弊害を生じることなく、送信波とフェーズロックドループ回路との電磁気的な結合をに基づくスプリアスの発生を抑制できる無線装置を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る無線装置は、少なくとも一方が基準信号に同期した高周波信号を出力するフェーズロックドループ回路からなる２つ以上の高周波信号発生回路と、上記高周波信号発生回路から出力される２つ以上の高周波信号を混合して送信信号を生成する送信信号生成回路と、この送信信号を送信波として出力するアンテナとを備えた無線装置において、上記フェーズロックドループ回路を、制御電圧に応じた周波数の高周波信号を出力する電圧制御発振器と、この高周波信号と上記基準信号との位相差に応じて変化する信号を出力する位相比較回路と、この位相比較回路の出力と上記電圧制御発振器の入力との間に接続され、所定の周波数以下の信号成分のみを通過する低域通過フィルタとで構成するとともに、上記基準信号の高調波と上記送信波の高調波との差周波数が上記低域通過フィルタの通過域外となるように、上記高周波信号発生回路から出力される２つ以上の高周波信号の周波数を設定するものである。
【００１５】
この発明に係る無線装置は、２つ以上の高周波信号発生回路に対してそれぞれの周波数の設定値を出力する記憶回路を設けたものである。
【００１６】
この発明に係る無線装置は、２つ以上の高周波信号発生回路に関するそれぞれの周波数の設定値を記憶する記憶回路と、上記基準信号の高調波と上記送信波の高調波との差周波数が上記低域通過フィルタの通過域外となるような周波数の設定を上記記憶回路から選択して出力する判定回路とを設けたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による無線装置の構成を示すブロック図である。図において、１は第一の周波数設定データが入力され、この第一の周波数設定データにより設定された周波数である第一高周波信号を出力する第一フェーズロックドループ回路（以下、第一ＰＬＬ回路と略記する）、２は第二の周波数設定データが入力され、この第二の周波数設定データにより設定された周波数である第二高周波信号を出力する第二フェーズロックドループ回路（以下、第二ＰＬＬ回路と略記する）、３はこの第一高周波信号と第二高周波信号とを混合し、それら２つの信号の和周波信号と差周波信号とを含む混合信号を出力するミキサ（送信信号生成回路）、４は混合信号が入力され、この混合信号に含まれる上記２つの信号の差周波信号のみを通過し、これを局部発振波として出力する第一バンドパスフィルタ（送信信号生成回路）、５はこの局部発振信号とともにＩおよびＱのベースバンド信号を入力し、これらを混合してデジタル変調信号を生成する直交変調器（送信信号生成回路）、６はデジタル変調信号の不要な周波数成分を除去する第二バンドパスフィルタ（送信信号生成回路）、７はデジタル変調信号を増幅する高出力増幅器（送信信号生成回路）、８はこの増幅されたデジタル変調信号を送信波として放射するアンテナである。
【００１８】
第一ＰＬＬ回路１において、９は基準となる周波数の基準信号が入力される基準信号入力端子、１０はこの外部から入力された第一の周波数設定データにより設定された分周比Ｒにて基準信号を分周して出力する第一分周器、１１は外部から入力された第一の周波数設定データによりオーバーフロー値およびカウントアップ値を設定し、第一分周器の出力を入力信号としてオーバーフロー信号およびリセット信号を出力するアキュムレータである。
【００１９】
また、１２は制御電圧に応じた周波数の信号を第一高周波信号として出力する電圧制御発振器、１３は外部から入力された第一の周波数設定データとオーバーフロー信号およびリセット信号により分周比を切り替えながら、その時々の分周比にて第一高周波信号を分周して出力する第二分周器、１４は第一分周器の出力および上記第二分周器の出力の位相差に応じたパルス幅のパルスを出力する位相比較器（比較回路）、１５は位相比較器１４と電圧制御発振器１２との間に設けられ、所定の遮断周波数以下の信号のみを通過させて上記パルスを平滑化させ、これを電圧制御発振器１２に出力するループフィルタ（低域通過フィルタ）である。なお、１６は第一分周器１０、アキュムレータ１１、第二分周器１３および位相比較器１４を備えたフェーズロックドループＩＣである。
【００２０】
なお、第二ＰＬＬ回路２の内部構成は第一ＰＬＬ回路１と同様の構成なので図示および説明を省略する。
【００２１】
次に動作について説明する。
第一ＰＬＬ回路１の第一分周器１０、第二分周器１３およびアキュムレータ１１に対して第一の周波数設定データを入力すると、第一分周器１０は基準信号入力端子９に入力された基準信号を設定された分周比で分周し、これを出力する。他方で、電圧制御発振器１２はそれに入力された制御電圧に応じた周波数の第一高周波信号し、第二分周器１３はこの第一高周波信号を分周して得られた第一分周信号を位相比較器へ出力する。位相比較器１４はこの第一分周器の出力と第二分周器の出力とを比較し、両者の位相差に応じたパルス幅のパルスを出力する。このパルスはループフィルタ１５により平滑化され、これが電圧制御発振器１２に制御電圧として入力され、電圧制御発振器１２から出力される第一高周波信号の周波数が変化する。そして、最終的には上記第一分周器の出力と第二分周器の出力の位相差が無くなった状態で安定し、この状態における周波数の第一高周波信号が出力されることになる。
【００２２】
なお、アキュムレータ１１は第一分周器の出力に同期してオーバーフロー信号やリセット信号を出力し、これに応じて第二分周器１３の分周比を切り替えて、第一高周波信号の周波数を決定する。具体的には、このアキュムレータは、第一分周器の出力が入力される度に予め設定されたカウントアップ値でカウントし、その値が上記オーバーフロー値を超えたらオーバーフロー信号を第二分周器１３へ出力する。第二分周器１３はこのオーバーフロー信号が入力された場合、その分周比を切り替える。また、アキュムレータ１１は、オーバーフロー信号を出力した後、第一分周器の出力が入力されるとリセット信号を第二分周器１３へ出力し、第二分周器１３はこのリセット信号が入力されたらその分周比をもとにもどす。この一連の分周比の切り替え動作により、第二分周器１３はリセット信号が入力されてからオーバーフロー信号が入力されるまでの間は第一の分周比で分周し、オーバーフロー信号が入力されてからリセット信号が入力されるまでの間は第二の分周比で分周することになり、あるオーバーフロー信号から次のオーバーフロー信号が入力される期間全体としてみれば、第一の分周比と第二の分周比との中間値にて分周しているように擬制することができる。なお、リセット信号を用いる換わりにオーバーフロー信号の入力期間で切り替えるようにしてもよい。
【００２３】
また、第二ＰＬＬ回路２から出力される第二高周波信号の周波数も第二の周波数設定データに基づいて同様に制御される。
【００２４】
そして、このように第一ＰＬＬ回路１および第二ＰＬＬ回路２から第一高周波信号および第二高周波信号がミキサ３へ出力されると、ミキサ３はこれら２つの信号を混合し、その和周波信号と差周波信号とを含む混合信号を出力する。第一バンドパスフィルタ４はこの混合信号のうち、上記２つの信号の差周波信号のみを通過し、これを直交変調器５の局部発振信号として出力する。
【００２５】
直交変調器５はこの局部発振信号とＩおよびＱのベースバンド信号を混合してデジタル変調信号を生成し、第二バンドパスフィルタ６はこのデジタル変調信号の不要な周波数成分を除去し、高出力増幅器７はこのデジタル変調信号を増幅し、この増幅されたデジタル変調信号（送信信号）がアンテナ８から送信波として放射される。
【００２６】
次に第一の周波数設定データおよび第二の周波数設定データと送信波の周波数との関係について説明する。
【００２７】
まず、第一の周波数設定データに基づいて第一分周器１０が基準信号を１／Ｒに分周して出力する信号の周波数（位相比較周波数）をｆｒｅｆ、電圧制御発振器１２の第一高周波信号出力の周波数をｆｏｕｔ１、第一の周波数設定データに基づいた第二分周器１３の分周比をＮとすると下記式１の関係が成立する。
【００２８】
また、第一の周波数設定データに基づいてアキュムレータ１１に設定されるカウントアップ値をｎ、第一の周波数設定データに基づいてアキュムレータ１１に設定されるオーバーフロー基準値をｍ（但し、１≦ｎ≦ｍ、ｎ，ｍは正の整数）とする。更に、第二分周器１３に設定された２つの分周比をＭと（Ｍ＋１）とすると、上述したように第二分周器１３の分周比はアキュムレータ１１が第一分周器の出力をｍ回受ける間のうちのｎ回はＭ＋１、（ｍ−ｎ）回はＭとなるので、第二分周器１３の平均分周比Ｎは下記式２により与えられる。従って、第一高周波信号はこれらの第一の周波数設定データに基づく設定に応じて下記式３の周波数に設定される。なお、第二ＰＬＬ回路２も同様に第二の周波数設定データに基づいて所定の周波数の第二高周波信号ｆｏｕｔ２を出力する。
【００２９】
0003883743.tif 000002
【００３０】
なお、ｎは１からｍまでの値をとるので、ｆｏｕｔ１として設定することができる周波数の間隔は式３より位相比較周波数ｆｒｅｆの１／ｍになる。従って、このようなアキュムレータ１１を用いた所謂フラクショナル形フェーズロックドループ回路では、無線装置の使用目的に応じて設定される周波数間隔に比べて位相比較の周波数を高く設定することができる。このためＰＬＬ回路の収束時間を短縮することができ、周波数切り替えを高速化することが可能で、レーダ装置やデジタル変調波を用いて通信を行う無線装置などにおいて好適に用いることができる。
【００３１】
また、このようなフラクショナル形フェーズロックドループ回路では、ループフィルタ１５の遮断周波数ｆｌｐはその動作安定性を考慮して位相比較周波数ｆｒｅｆの１／１０〜１／１００程度の値に設定するのが一般的である。この値を極端に高くしたり低くしたりすると、いずれの場合にも安定した収束が得にくくなり、出力周波数を安定化させることが困難となる。
【００３２】
そして、ミキサ３はこれら第一高周波信号ｆｏｕｔ１と第二高周波信号ｆｏｕｔ２とを混合し、第一バンドパスフィルタ４は下記式４で示される周波数ｆｌｏを有する局部発振信号を出力する。また、ディジタル変調波の場合にはＩ、Ｑのベースバンド信号はある帯域幅を持っているがここでは簡単のために周波数ｆｂｂの正弦波とすると、送信信号の周波数は下記式５によりあらわされる。
【００３３】
ｆｌｏ  ＝  ｆｏｕｔ１−ｆｏｕｔ２                        ・・・式４
ｆｔｘ  ＝  ｆｌｏ＋ｆｂｂ                                ・・・式５
【００３４】
次にこのようにアンテナ８から出力された送信波がフェーズロックドループ回路と電磁気的に結合しても電圧制御発振器１２から出力されるスプリアスの発生が抑制され、フェーズロックドループ回路から不要波が出力されることがない理由について説明する。ここでは不要波の出力が抑制されるＰＬＬ回路として第一ＰＬＬ回路を例に説明する。
【００３５】
この実施の形態１では、位相比較周波数ｆｒｅｆの高調波と上記送信波ｆｔｘの高調波との差周波数が上記ループフィルタ１５の通過域外となるように、２つ以上の高周波信号発生回路１，２から出力される２つ以上の高周波信号の周波数を設定する。これを数式で表すと下記式６となる。但し、ｍ１およびｍ２は高調波成分の次数である。
【００３６】
ところで、位相比較器１４から出力されるスプリアスの周波数Δｆｓｐは下記式７であらわすことができる。同式において、右辺は出力される和あるいは差周波成分であり、周波数Δｆｓｐ（≠０）のスプリアスである。なお、ｍ１、ｍ２は下記式８で与えられる。
【００３７】
｜ｍ１・ｆｔｘ−ｍ２・ｆｒｅｆ｜  ＞  ｆｌｐ              ・・・式６
Δｆｓｐ  ＝  ｜ｍ１・ｆｔｘ±ｍ２・ｆｒｅｆ｜            ・・・式７
ｍ１  ＝  整数，
ｍ２  ＝  ｍ１・Ｎ±ｍ０，
ｍ０  ：  整数                                            ・・・式８
【００３８】
そして、上記式６では、このスプリアスの周波数Δｆｓｐがループフィルタ１５の遮断周波数ｆｌｐよりも高くなるように設定するので、このスプリアスはループフィルタ１５において減衰され、電圧制御発振器１２に入力しない。従って、この電圧制御発振器１２から不要波成分が出力されることはない。そして、このようにスプリアスをループフィルタ１５で減衰することができれば、送信波の結合を防止するためにシールドを厳重に施す必要がなくなり、その構造を簡略化でき、無線装置を軽量にすることができ、またコストを低減することができる。
【００３９】
次に具体例について示す。
例えばループフィルタ１５の遮断周波数をｆｌｐ＝５０ｋＨｚ、位相比較周波数をｆｒｅｆ＝１ＭＨｚとし、Ｍ＝１１００、ｎ＝３、ｍ＝１０とすると分周比はＮ＝１１００．３となり、その出力周波数はｆｏｕｔ１＝１１００．３ＭＨｚとなる。また、第二ＰＬＬ回路２の出力周波数をｆｏｕｔ２＝１００．２ＭＨｚ、ベースバンド信号を周波数ｆｂｂ＝１ｋＨｚの正弦波とすれば、送信波の周波数はｆｔｘ＝１０００．１０１ＭＨｚとなる。このときの送信波の１次の高調波（周波数＝１・ｆｔｘ）と位相比較信号の高調波（周波数＝ｍ２・ｆｒｅｆ）の関係を図２に示す。これより、位相比較器１４から出力されるスプリアスの周波数は両者の差周波数であるΔｆｓｐ＝１９９ｋＨｚとなり、ループフィルタ１５の遮断周波数ｆｌｐ＝５０ｋＨｚよりも十分高くなるので減衰し、電圧制御発振器１２に入力することはなく、このスプリアスに基づく不要波が出力されてしまうことはない。
【００４０】
また、送信波の２次の高調波（周波数＝２・ｆｔｘ）と位相比較信号の高調波（周波数＝ｍ２・ｆｒｅｆ）との関係を図３に示す。同図に示すように、位相比較器１４から出力されるスプリアスの周波数はΔｆｓｐ＝３９８ｋＨｚとなり、ループフィルタ１５の遮断周波数ｆｌｐ＝５０ｋＨｚよりも十分高くなっているので減衰する。なお、図示しないが、送信波の３次および４次の高調波によって生じるスプリアスについても同様にΔｆｓｐ＝４０３ｋＨｚ、Δｆｓｐ＝２０４ｋＨｚとなってループフィルタ１５において減衰する。
【００４１】
なお、第一ＰＬＬ回路１の第二分周器１３においてｎの値をｎ＝３からｎ＝５に変更し、その分周数をＮ＝１１００．５とすれば、第一高周波信号の周波数がｆｏｕｔ１＝１１００．５ＭＨｚとなり、送信波の周波数が１０００．１０１ＭＨｚからｆｔｘ＝１０００．３０１ＭＨｚに変わる。そして、この時、位相比較器１４で発生するスプリアスの周波数は図４に示すようにｆｏｕｔ１＝１１００．３ＭＨｚの場合と同様、Δｆｓｐ＝１９９ｋＨｚとなり、ループフィルタ１５で減衰することができる。すなわちこの発明の実施の形態１のような周波数の選択の組み合わせであったとしても、所望の複数の周波数の送信波を得るために、第二ＰＬＬ回路２から出力される第二高周波信号の周波数ｆｏｕｔ２を変更することなく、常に第一ＰＬＬ回路１から出力されるスプリアスがループフィルタ１５の帯域外となるようにすることができる。この実施の形態１においては第一、第二のＰＬＬ回路１，２の出力周波数を可変設定できるような構成としているが、移動体通信などのように特定の周波数帯域で一定の周波数間隔を有する複数のチャネルを用いて送受信を行う無線システムに本発明を適用する場合には、第一、第二のＰＬＬ回路１，２のうちの一方は固定周波数の信号を出力するだけで利用することができる。それゆえ、第二ＰＬＬ回路２の代わりに固定周波数の第二高周波信号だけを出力するフェーズロックドオシレータ回路（ＰＬＯ回路）を用いても同様の効果を期待することができ、この場合は更に無線装置を軽量化や簡略化する効果がある。
【００４２】
更にこのような好適な他の具体例について例示する。上記具体例では、ｍ１＝５について考えると図５に示すようにΔｆｓｐ＝５ｋＨｚとなりループフィルタ１５でこれを減衰させることはできない。このような高次のスプリアスの出力レベルは前述したｍ１＝１やｍ１＝２のような低次のものよりもその電力が小さくなるので影響が少ないが、送信波を高出力とする場合にはこのような高次のスプリアスの発生が問題視される場合もありうる。そのような場合には、例えば第二ＰＬＬ回路２から出力される第二高周波信号の周波数をｆｏｕｔ２＝１００．７ＭＨｚとすればよい。これにより、ｍ１＝１〜９までにおいてΔｆｓｐ＞５０ｋＨｚとなり、９次のスプリアスまでループフィルタ１５で減衰することができる。ｍ１＝１０のとき始めてΔｆｓｐ＝１０ｋＨｚとなり、ループフィルタ１５の帯域内にスプリアスが発生する。図６に１次から５次までについて図示する。このように、周波数の設定によっては不要波の発生をさらに抑制することができ、送信波の電磁気的な結合を遮断するためのシールドの構造をいっそう簡略化することができる。そして、無線装置を軽量にすることができ、しかも、コストを低減することができる。
【００４３】
なお、比較のために、第一ＰＬＬ回路においてループフィルタ１５の遮断周波数をｆｌｐ＝５０ｋＨｚ、位相比較周波数をｆｒｅｆ＝１ＭＨｚ、アキュムレータ１１からオーバーフロー信号が入力していないときの第二分周器１３の分周比をＭ＝１１００、アキュムレータ１１に入力する周波数設定データをｍ＝１０、ｎ＝３とし、第二分周器１３の平均分周比はＮ＝１１００．３として、出力周波数をｆｏｕｔ１＝１１００．３ＭＨｚとした場合における送信波の高調波と第一分周器の出力の高調波との関係を図７に示す。なお、第二ＰＬＬ回路２の出力周波数はｆｏｕｔ２＝１００ＭＨｚとし、ベースバンド信号の周波数をｆｂｂ＝１ｋＨｚとしている。この場合、ミキサ３に入力するＬＯ波の周波数はｆｌｏ＝１０００．３ＭＨｚであり、送信波の周波数はｆｔｘ＝１０００．３０１ＭＨｚとなる。そして、同図に示すように、ｍ１＝１、ｍ２＝１０００．３（ｍ０＝１００）のときにΔｆｓｐ＝１ｋＨｚとなるループフィルタ１５を通過するスプリアスが発生し、その結果、所望波１１００ＭＨｚと±１ｋＨｚ離れた周波数、すなわち、１０９９．９９９ＭＨｚと１１００．００１ＭＨｚに不要波が発生してしまう。このように周波数の設定によっては不要波が発生してしまう場合がある。
【００４４】
また、ここでは簡単のため、直交変調器５に入力するベースバンド信号を周波数ｆｂｂの正弦波を例に説明したが、ディジタル変調波は一般的に図８（ａ）に示すように帯域を持っており、アンテナから送信されたこのディジタル変調波がフェーズロックドループ回路に電磁気的に結合すると電圧制御発振器１２の入力には同図（ｂ）に示すように本来の直流電圧に雑音が重畳された制御信号が印加されることになり、この電圧制御発振器１２から出力される高周波信号の位相雑音が同図（ｃ）に示すように増加することになる。このような位相雑音の増加にともない、例えばディジタル変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ波を用いた場合には、図９（ａ）に示すようにコンスタレーションが劣化し、変調精度の劣化が問題となるが、この実施の形態１においてはシールドを厳重に施さなくとも図９（ｂ）に示すように良好なコンスタレーションを得ることができ、変調精度の劣化が問題となることはない。
【００４５】
以上のように、この実施の形態１によれば、２つのフェーズロックドループ回路１，２と、この２つのフェーズロックドループ回路１，２から出力される２つの高周波信号を混合して送信信号を生成するミキサ３、第一バンドパスフィルタ４、直交変換器５、第二バンドパスフィルタ６および高出力増幅器７と、この送信信号を送信波として出力するアンテナ８とを備えた無線装置において、上記各フェーズロックドループ回路１，２を、制御電圧に応じた周波数の高周波信号を出力する電圧制御発振器１２と、この高周波信号と上記基準信号との位相差に応じて変化する信号を出力する位相比較器１４と、この位相比較器１４の出力と上記電圧制御発振器１２の入力との間に接続され、所定の周波数以下の信号成分のみを通過するループフィルタ１５とで構成するとともに、上記基準信号の高調波と上記送信波の高調波との差周波数が上記ループフィルタ１５の通過域外となるように、フェーズロックドループ回路１，２から出力される２つ以上の高周波信号の周波数を設定するので、アンテナ８から送出される送信波が空中を伝播し、これらフェーズロックドループ回路１，２と電磁気的に結合したとしても、送信波の高調波と上記基準信号の高調波との差周波数がループフィルタ１５で減衰して、この信号が電圧制御発振器１２に入力することはない。
【００４６】
従って、アンテナ８から送出される送信波がこれらフェーズロックドループ回路１，２と電磁気的に結合しても、電圧制御発振器１２の制御電圧が変動することがなく、不要波が出力されることはない。また、この効果は送信波がデジタル変調波であったとしても同様である。それゆえ、フェーズロックドループ回路１，２などの部分を電気的に厳重なシールドで覆って無線装置の重量を増加させてしまうことなく、送信波とフェーズロックドループ回路１，２との電磁気的な結合に基づく不要波の発生を抑制し、デジタル変調波における変調精度の劣化を効果的に抑制できる効果がある。
【００４７】
なお、この実施の形態１では、第二ＰＬＬ回路２の出力周波数ｆｏｕｔ２を変更することで位相比較器で発生するスプリアスΔｆｓｐがループフィルタ１５の遮断周波数ｆｌｐよりも高い周波数となるようにしたが、本発明はこれに限られるものではない。例えば、第一ＰＬＬ回路１の出力周波数ｆｏｕｔ１を変更しても同様の効果を奏する。また、第一ＰＬＬ回路１の出力周波数および第二ＰＬＬ回路２の出力周波数をともに変更するようにしてもよい。
【００４８】
また、この実施の形態１では、フェーズロックドループ回路としてフラクショナル形フェーズロックドループ回路を用いた場合を示したが、これに代わって非フラクショナル形フェーズロックドループ回路を用いてもよく、この場合にも同様の効果を得ることができる。
【００４９】
実施の形態２．
図１０はこの発明の実施の形態２による無線装置の構成を示すブロック図である。図において、１７は第一高周波信号（周波数ｆｏｕｔ１）とＩおよびＱのベースバンド信号を入力してデジタル変調信号を生成する直交変調器、１８はこのデジタル変調信号と第二高周波信号（周波数ｆｏｕｔ２）とを混合し、これら２つの信号の混合波を出力するミキサである。６は第二バンドパスフィルタである。これ以外の構成は実施の形態１と同様であり説明を省略する。
【００５０】
次に動作について説明する。
第一の周波数設定データに基づいて第一のＰＬＬ回路１から第一高周波信号が出力されると、直交変調器１７はこの第一高周波信号を局部発振波としてデジタル変調信号を生成する。また、第二の周波数設定データに基づいて第二ＰＬＬ回路２から第二高周波信号が出力されると、ミキサ１８はこの第二高周波信号とデジタル変調信号とを混合し、それら２つの信号の混合波を出力する。第二バンドパスフィルタ６はこの混合波のうち２つの信号の和周波信号のみを通過させ、増幅器７で増幅後アンテナ８から出力される。これ以外の動作は実施の形態１と同様であり説明を省略する。
【００５１】
そして、この実施の形態２においても、実施の形態１と同様に上記式６を満たすように第一高周波信号ｆｏｕｔ１および第二高周波信号ｆｐｕｔ２の周波数の組み合わせを設定することにより、アンテナ８から出力された送信波ｆｔｘがフェーズロックドループ回路１，２と電磁気的に結合したとしても不要波の発生を抑制することができる。それゆえ、送信波の結合を防止するためにシールドを厳重に施す必要がなくなり、その構造を簡略化でき、無線装置を軽量にすることができ、またコストを低減することができる。
【００５２】
実施の形態３．
図１１はこの発明の実施の形態３による無線装置の構成を示すブロック図である。図において、１９は上記式６の条件を満たす１乃至複数組の第一の周波数設定データおよび第二の周波数設定データを記憶し、送信波の周波数に応じてこれを第一ＰＬＬ回路１および第二ＰＬＬ回路２に対して出力する記憶回路である。これ以外の構成は実施の形態１と同様であり説明を省略する。
【００５３】
次に動作について説明する。
記憶回路１９は送信波の周波数に応じた１組の第一の周波数設定データおよび第二の周波数設定データを出力する。これに応じて第一ＰＬＬ回路１から第一高周波信号が出力されるとともに、第二ＰＬＬ回路２から第二高周波信号が出力され、これらをベースバンド信号と混合して送信信号が生成され、これに基づく送信波がアンテナ８から出力される。これ以外の動作は実施の形態１と同様であり説明を省略する。
【００５４】
以上のように、この実施の形態３によれば、２つのフェーズロックドループ回路１，２に対してそれぞれの周波数の設定値を出力する記憶回路１９を設けたので、この記憶回路１９から出力される設定値に応じて２つのフェーズロックドループ回路１，２はそれぞれ所定の周波数の高周波信号を出力し、これに基づいて送信波とフェーズロックドループ回路１，２との電磁気的な結合に基づく不要波の発生を抑制しつつ送信波を出力することができる効果がある。
【００５５】
実施の形態４．
図１２はこの発明の実施の形態４による無線装置の構成を示すブロック図である。図において、２０は複数の第一の周波数設定データおよび複数の第二の周波数設定データを記憶する記憶回路、２１はこの記憶回路２０から任意の組み合わせの２つの設定データを読み出すとともに、この組み合わせが所定の送信波の周波数において上記式６の条件を満たすか否か判断し、満たす場合にはその２つの設定データを第一ＰＬＬ回路１および第二ＰＬＬ回路２に出力する判定回路である。これ以外の構成は実施の形態１と同様であり説明を省略する。
【００５６】
次に動作について説明する。
図１３はこの発明の実施の形態４の判定回路が実施する動作を示すフローチャートである。図において、ＳＴ１は記憶回路２０から周波数設定データを読み出すデータ読み出しステップであり、ＳＴ２はこの周波数設定データに基づいて第一ＰＬＬ回路１および第二ＰＬＬ回路２の位相比較周波数、分周比、第一高周波信号、第二高周波信号を演算するＰＬＬパラメータ演算ステップ、ＳＴ３はこの第一高周波信号、第二高周波信号およびベースバンド信号の周波数に基づいて送信信号の周波数を演算する送信周波数演算ステップ、ＳＴ４は抑制したい高調波成分の次数の初期値（通常はｍ１＝ｍ２＝１）を設定するステップ、ＳＴ５はこの高調波によるスプリアス周波数を演算するスプリアス演算ステップ、ＳＴ６はこのスプリアスの周波数がループフィルタ１５の遮断周波数よりも大きいか否かを判断する周波数判定ステップ、ＳＴ７はスプリアスの周波数がループフィルタ１５の遮断周波数よりも小さい場合に実施されるステップであって、第二高周波信号の周波数を変更する条件変更ステップである。
【００５７】
ＳＴ８はスプリアスの周波数がループフィルタ１５の遮断周波数よりも大きい場合に実施されるステップであって、ｍ２に「１」を加算するｍ２インクリメントステップ、ＳＴ９はこのインクリメント後のｍ２が予めスプリアスを抑制したい高調波成分の次数を超えているか否かを判断するｍ２演算終了判定ステップである。そして、このｍ２演算終了判定ステップＳＴ９において超えていると判定されるまでスプリアス演算ステップＳＴ５に戻る。
【００５８】
ＳＴ１０はｍ２が予めスプリアスを抑制したい高調波成分の次数を超えている場合に実施されるステップであって、ｍ１に「１」を加算するｍ１インクリメントステップ、ＳＴ１１はこのインクリメント後のｍ１が予めスプリアスを抑制したい高調波成分の次数を超えているか否かを判断するｍ１演算終了判定ステップである。そして、このｍ１演算終了判定ステップＳＴ１１において超えていると判定されるまでスプリアス演算ステップＳＴ５に戻る。逆に、このｍ１演算終了判定ステップＳＴ１１において超えていると判定されたら、その時の第一の周波数設定データと第二の周波数設定データとの組み合わせをそれぞれのＰＬＬ回路１，２へ出力する（出力ステップＳＴ１２）。
【００５９】
従って、所定の送信信号の周波数を設定するだけで、それに応じて高調波信号同士のスプリアスを抑制することができる周波数の組み合わせを選択し、それに基づいて動作させることができる。
【００６０】
以上のように、この実施の形態４によれば、２つのフェーズロックドループ回路１，２に関するそれぞれの周波数の設定値を記憶する記憶回路２０と、上記位相比較信号の高調波と上記送信波の高調波との差周波数が上記ループフィルタ１５の通過域外となるような周波数の設定を上記記憶回路２０から選択して出力する判定回路２１とを設けたので、この判別回路２１から出力される設定値に応じて各フェーズロックドループ回路１，２はそれぞれ所定の周波数の高周波信号を出力し、これに基づいて送信波とフェーズロックドループ回路１，２との電磁気的な結合に基づく不要波の発生を抑制しつつ送信波を出力することができる効果がある。
【００６１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、少なくとも一方が基準信号に同期する高周波信号を出力するフェーズロックドループ回路からなる２つ以上の高周波信号発生回路と、上記高周波信号発生回路から出力される２つ以上の高周波信号を混合して送信信号を生成する送信信号生成回路と、この送信信号を送信波として出力するアンテナとを備えた無線装置において、上記フェーズロックドループ回路を、制御電圧に応じた周波数の高周波信号を出力する電圧制御発振器と、この高周波信号と上記基準信号との位相差に応じて変化する信号を出力する位相比較回路と、この位相比較回路の出力と上記電圧制御発振器の入力との間に接続され、所定の周波数以下の信号成分のみを通過する低域通過フィルタとで構成するとともに、上記基準信号の高調波と上記送信波の高調波との差周波数が上記低域通過フィルタの通過域外となるように、上記高周波信号発生回路から出力される２つ以上の高周波信号の周波数を設定するので、アンテナから送出される送信波の一部が空中を伝播し、フェーズロックドループ回路と電磁気的に結合したとしても、その送信波の高調波と上記基準信号の高調波との差周波数のスプリアスが低域通過フィルタの通過域外に生じ、低域通過フィルタで減衰するのでこれが電圧制御発振器に入力されてしまうことはない。
【００６２】
従って、アンテナから送出される送信波がフェーズロックドループ回路と電磁気的に結合しても、電圧制御発振器の制御電圧が変動することがなく、不要波が出力されることはない。また、この効果は送信波がデジタル変調波であったとしても同様に得ることができる。それゆえ、フェーズロックドループ回路などの部分を電気的に厳重なシールドで覆って無線装置の重量を増加させてしまうことなく、送信波とフェーズロックドループ回路との電磁気的な結合に基づく不要波の発生を抑制し、デジタル変調波における変調精度の劣化を効果的に抑制できる効果がある。
【００６３】
この発明によれば、２つ以上の高周波信号発生回路に対してそれぞれの周波数の設定値を出力する記憶回路を設けたので、この記憶回路から出力される設定値に応じて２つ以上の高周波信号発生回路はそれぞれ所定の周波数の高周波信号を出力し、これに基づいて送信波とフェーズロックドループ回路との電磁気的な結合に基づく不要波の発生を抑制しつつ送信波を出力することができる効果がある。
【００６４】
この発明によれば、２つ以上の高周波信号発生回路に関するそれぞれの周波数の設定値を記憶する記憶回路と、上記基準信号の高調波と上記送信波の高調波との差周波数が上記低域通過フィルタの通過域外となるような周波数の設定を上記記憶回路から選択して出力する判定回路とを設けたので、この判別回路から出力される設定値に応じて２つ以上の高周波信号発生回路はそれぞれ所定の周波数の高周波を出力し、これに基づいて送信波とフェーズロックドループ回路との電磁気的な結合に基づく不要波の発生を抑制しつつ送信波を出力することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１による無線装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  この発明の実施の形態１の無線装置における送信波の１次の高調波（周波数＝１・ｆｔｘ）と位相比較信号の高調波（周波数＝ｍ２・ｆｒｅｆ）との関係例を示す説明図である。
【図３】  この発明の実施の形態１の無線装置における送信波の１次の高調波（周波数＝２・ｆｔｘ）と位相比較信号の高調波（周波数＝ｍ２・ｆｒｅｆ）との関係例を示す説明図である。
【図４】  この発明の実施の形態１の無線装置において第一ＰＬＬ回路の分周比を変更した場合の例を示す説明図である。
【図５】  この発明の実施の形態１の無線装置における送信波の１次の高調波（周波数＝５・ｆｔｘ）と位相比較信号の高調波（周波数＝ｍ２・ｆｒｅｆ）との関係例を示す説明図である。
【図６】  この発明の実施の形態１の無線装置における送信波の１次の高調波（周波数＝５・ｆｔｘ）と位相比較信号の高調波（周波数＝ｍ２・ｆｒｅｆ）との他の関係例を示す説明図である。
【図７】  この発明の実施の形態１の無線装置による周波数の設定と比較される従来の送信波の高調波と位相比較信号の高調波との関係例を示す説明図である。
【図８】  この発明の実施の形態１の無線装置による帯域を持ったディジタル変調波とそれによる波形を示す説明図である（（ａ）は帯域を持ったディジタル変調波の周波数分布、（ｂ）は電圧制御発振器への制御電圧の波形、（ｃ）は電圧制御発振器の出力周波数分布）。
【図９】  ディジタル変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ波を用いた場合などにおけるコンスタレーションの分布の比較図である（（ａ）は従来の場合、（ｂ）はこの発明の実施の形態１の場合）。
【図１０】  この発明の実施の形態２による無線装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】  この発明の実施の形態３による無線装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】  この発明の実施の形態４による無線装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】  この発明の実施の形態４の判定回路が実施する動作を示すフローチャートである。
【図１４】  従来の無線装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】  従来のフェーズロックドループ回路の標準的な構成を示すブロック図である。
【図１６】  従来の無線装置における電圧制御発振器への制御電圧のレベル変動を示す波形図である。
【図１７】  電圧制御発振器の入出力特性図である。
【図１８】  従来の無線装置に用いられたフェーズロックドループ回路において発生するスプリアスの例を示す電圧制御発振器の発振周波数分布図である。
【図１９】  従来の無線装置における送信波の高調波と基準信号の高調波との関係例を示す説明図である。
【符号の説明】
１  第一フェーズロックドループ回路（フェーズロックドループ回路）、２  第二フェーズロックドループ回路（フェーズロックドループ回路）、３  ミキサ（送信信号生成回路）、４  第一バンドパスフィルタ（送信信号生成回路）、５直交変換器（送信信号生成回路）、６  第二バンドパスフィルタ（送信信号生成回路）、７  高出力増幅器（送信信号生成回路）、８  アンテナ、１２  電圧制御発振器、１４  位相比較器（比較回路）、１５  ループフィルタ（低域通過フィルタ）、１９，２０  記憶回路、２１  判定回路。
【図１】
0003883743.tif 000003
【図２】
0003883743.tif 000004
【図３】
0003883743.tif 000005
【図４】
0003883743.tif 000006
【図５】
0003883743.tif 000007
【図６】
0003883743.tif 000008
【図７】
0003883743.tif 000009
【図８】
0003883743.tif 000010
【図９】
0003883743.tif 000011
【図１０】
0003883743.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
0003883743.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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