(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振器信号を生成する局部発振器（１２７）；
前記局部発振器（１２７）に結合されて、前記局部発振器信号から同相局部発振器信号（１２２）および直角位相局部発振器信号（１２４）を生成する局部発振器位相シフト網（１３１）；
前記局部発振器位相シフト網（１３１）に結合されて、同相局部発振器信号（１２２）の位相と直角位相局部発振器信号（１２４）の位相とを検証し、前記同相局部発振器信号（１２２）の位相と前記直角位相局部発振器信号（１２４）の位相とを調整する制御信号（１３７）を生成する位相検出器（１３６）；および前記位相検出器（１３６）に結合されて、同相中間周波数信号（１２３）の位相と直角位相中間周波数信号（１２８）の位相とを前記制御信号（１３７）に応答して調整する中間周波数位相シフト網（１３８）；
によって構成されることを特徴とするイメージ阻止ミキサ（１５０）。
【請求項２】
前記同相局部発振器信号（１２２）に結合され、無線周波数信号を受信して、前記同相局部発振器信号（１２２）と前記無線周波数信号とを混合する同相ミキサ（１２０）によってさらに構成される請求項１記載のイメージ阻止ミキサ（１５０）。
【請求項３】
前記直角位相局部発振器信号（１２４）に結合され、前記無線周波数信号を受信して、前記直角位相局部発振器信号（１２４）と前記無線周波数信号とを混合する直角位相ミキサ（１２５）によってさらに構成される請求項２記載のイメージ阻止ミキサ（１５０）。
【請求項４】
前記中間周波数位相シフト網（１３８）が前記同相ミキサ（１２０）および前記直角位相ミキサ（１２５）にも結合される請求項３記載のイメージ阻止ミキサ（１５０）。
【請求項５】
前記同相中間周波数信号（１２３）と前記直角位相中間周波数信号（１２８）とに結合される加算器（１４０）によってさらに構成される請求項１記載のイメージ阻止ミキサ（１５０）。
【請求項６】
前記局部発振器位相シフト網（１３１）が：
前記局部発振器（１２７）に結合される第１キャパシタ（２４０）；
前記局部発振器（１２７）に結合される第１抵抗（２２０）；
前記第１抵抗（２２０）に結合される第２キャパシタ（２５０）；および
前記第１キャパシタ（２４０）および前記第２キャパシタ（２５０）に結合される第２抵抗（２３０）；
によって構成される請求項１記載のイメージ阻止ミキサ（１５０）。
【請求項７】
前記中間周波数位相シフト網（３３８）が着信信号（３１５）を受信し、前記同相中間周波数信号（３１７）および前記直角位相中間周波数信号（３１８）が前記着信信号（３１５）に応答して生成される請求項１記載のイメージ阻止ミキサ（３５０）。
【請求項８】
前記同相局部発振器信号（３２２）と前記同相中間周波数信号（３１７）とに結合された同相ミキサ（３２０）によってさらに構成される請求項７記載のイメージ阻止ミキサ（３５０）。
【請求項９】
前記直角位相局部発振器信号（３２４）と前記直角位相中間周波数信号（３１８）とに結合された直角位相ミキサ（３２５）によってさらに構成される請求項８記載のイメージ阻止ミキサ（３５０）。
【請求項１０】
前記中間周波数位相シフト網（３３８）が：
第１キャパシタ（４４０）；
前前記第１キャパシタ（４４０）に結合される第１抵抗（４２０）；
前記第１抵抗（４２０）に結合される第２キャパシタ（４５０）；および
前記第１キャパシタ（４４０）および前記第２キャパシタ（４５０）に結合される第２抵抗（４３０）；
によって構成される請求項７記載のイメージ阻止ミキサ（３５０）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、一般に送信機または受信機内で用いるミキサに関し、さらに詳しくは、集積回路上に実装される周波数変換ミキサに関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
従来の無線受信機は、所望の周波数から中間周波数に信号を周波数変換するミキサを実装する。中間周波数とは、着信搬送周波数と局部発振器周波数との差である。しかし、ミキサが２つの周波数、すなわち所望の周波数とそのイメージ周波数とを中間周波数に変換するという事実のために、これらの受信機は望ましくない偽応答を減衰しなければならない。一般に、中間周波数の同調濾波および慎重な選択を用いて、この望ましくない応答を削減する。
【０００３】
偽イメージ応答を削減するための代替の方法は、イメージ阻止ミキサを用いる。イメージ阻止ミキサ周波数変換器は、通常、各々が所望の信号成分とイメージ信号成分とを有する２つの信号を生成する。２つの所望信号成分は同相であり、２つのイメージ信号成分は１８０度位相がずれている。２つの信号を合計すると、所望の信号成分が加算され、イメージ信号成分が打ち消される。これらの位相シフトされたイメージ信号の生成は、平衡不平衡変換器（バラン），同調回路，ハイブリッド・カプラまたは表面弾性波（SAW ）技術で実現されるのが普通であり、これらを、高価なトリム工程を用いずに容易に１つの集積回路（IC）上に実装することはできない。
【０００４】
IC上にイメージ阻止ミキサを集積することができないので、受信機内の部品点数が増え、受信機の寸法が大きくなり、その製造コストが上がり、装置に用いられるプリント回路板の全体の設計に制約が加えられる。かくして、偽イメージ応答を阻止しながらIC上に集積することのできる周波数変換ミキサが必要である。
【０００５】
【実施例】
集積イメージ阻止ミキサは、整合された、局部発振器（LO: local oscillator）経路および中間周波数（IF: intermediate frequency）経路抵抗キャパシタ（RC: resistor-capacitor）位相シフト網を用いて精密な直角位相成分を生成する。局部発振器からのLO信号は一定の振幅を有するので、位相検出器帰還ループは、LO経路位相シフト網内で正確に９０度の位相差を容易に維持する。２つの位相シフト網は密接して整合されるので、位相検出器からの帰還制御信号も用いて、IF信号の振幅が動的に可変しても正確に９０度の位相差を維持することができる。このイメージ阻止ミキサは、ICに容易に集積できる構成部品のみを用いて集積イメージ阻止ミキサを作成し、それにより高価なトリム工程を回避する。
【０００６】
図１は、本発明の好適な実施例による通信装置の受信機内に実装される集積イメージ阻止ミキサのブロック図を示す。この図に示される通信装置１００は無線電話を表すが、無線機またはテレビジョンなど他の通信装置がその受信機内にこの集積イメージ阻止ミキサ１５０を用いてもよい。無線周波数（RF）信号がアンテナ１１０から得られ、RF段１１３を介して処理される。RF段１１３は、被受信RF信号を第１IF信号に変換する。第１IF信号は、集積能動二重平衡同相（I ）ミキサ１２０および直角位相（Q ）ミキサ１２５に接続される。
【０００７】
集積イメージ阻止ミキサ１５０内のLOおよびIF経路位相シフト網１３１，１３８の構造は、入力信号より３dB低く、±４５度シフトされた振幅をもつ出力を生成する。その結果、集積イメージ阻止ミキサ１５０の有効雑音指数は、３dB超低下される。充分な利得をもつ低ノイズ増幅器１１４を加えて雑音指数を超えるようにし、増幅されたIF信号１１５を生成すると、システムの有効雑音指数が下がる。低ノイズ増幅器１１４は任意であるが、高性能受信機に関しては好ましいことに留意されたい。
【０００８】
同相ミキサ１２０は、着信被増幅IF信号１１５を、局部発振器１２７からのLO信号を±４５度シフトさせるLO経路位相シフト網１３１により生成される同相LO信号１２２と合成する。LO経路位相シフト網１３１からの直角位相LO信号１２４は、直角位相ミキサ１２５内で、被増幅IF信号１１５と合成される。±４５度位相シフトを０度位相シフトおよび９０度位相シフトなどと容易に置き換えて、同等の直角位相信号を作成することができることに注目されたい。位相検出器１３６を有する位相ロック・ループは、帰還制御信号１３７をLO経路位相シフト網１３１に与えて、LO経路位相シフト網１３１の直角位相LO信号１２２，１２４の位相差が９０度から変化しないようにする。
【０００９】
ミキサ１２０，１２５の出力において、IF経路位相シフト網１３８は、ミキサ出力信号１２１，１２６の位相をシフトして、同相IF信号１２３と直角位相IF信号１２８との間に精密な直角位相を維持する。これは±４５度位相シフトまたは０度位相シフトと９０度位相シフトなどのいずれかを用いて実現することができる。たとえばバイポーラ相補型金属酸化膜半導体（BiCMOS）または相補型金属酸化膜半導体（CMOS）工程を用いて、整合許容値の厳格な集積イメージ阻止ミキサ１５０が作成されると、帰還制御信号１３７は両方の位相シフト網１３１，１３８を制御して、正確に９０度の位相差を維持することができる。
【００１０】
同相IF信号１２３は、所望の信号成分とイメージ信号成分とを含み、直角位相IF信号１２８は所望の信号成分と１８０度位相がシフトされたイメージ信号成分とを含む。同相および直角位相IF信号１２３，１２８は、加算器１４０内で合成されて、第２中間周波数においてイメージ信号成分が打ち消された加算信号１４５を生成する。この加算信号１４５は、IF段１８０に接続され、そこで処理され、さらにベース帯域周波数に混合され、スピーカ１９０で音声再生される。
【００１１】
集積回路がさらに高い周波数で動作するようになると、集積イメージ阻止ミキサを図示される周波数変換器部だけでなくRF段１１３にも適応することができる。
【００１２】
図２は、本発明の好適な実施例による図１に示される受信機内の位相シフト網および検出器の詳細を示す。この例では、LO経路位相シフト網１３１は、切換キャパシタ２４０，２４５，２５０，２５５と可変抵抗２２０，２３０とを有する抵抗キャパシタ（RC）ブリッジを用いて実現される。この実行例により、位相シフト網の動作周波数帯域幅が最大になる。簡略にすることが望ましい場合は、切換キャパシタの２つのバンクを単キャパシタと置き換えるか、あるいは、可変抵抗を固定抵抗用に交換して、動作周波数帯域幅を小さくすることもできる。
【００１３】
この実施例においては、LO経路位相シフト網１３１内のRCブリッジは、単終端で駆動されるので、切換キャパシタ２５０，２５５と可変抵抗２３０との間のノードが接地に結合されることに注目されたい。RCブリッジが差分駆動されると、ノードは差分LO信号の反転成分に接続されることになる。
【００１４】
位相検出器１３６は、抵抗２２０の出力の同相LO信号１２２と、キャパシタ２４０の出力の直角位相LO信号１２４とを比較する。この２つのLO信号１２２，１２４の位相差は９０度であるべきである。位相検出器１３６からの帰還制御信号１３７は、可変抵抗２２０，２３０と切換キャパシタ２４０，２４５，２５０，２５５とを調整して、９０度の位相差が維持できるようにする。
【００１５】
しかし、IF信号の動的性質により、IF直角位相成分を生成するには、（IF信号に結合された別の位相検出器を用いる）同様の方法は実際的ではない。別の位相検出器は、信号の１つの振幅が広く可変すると、２つの信号の位相差を正確に検出することができなくなる。高価なBiCMOSまたはCMOS工程などで可能な厳格な整合許容値を利用してミキサを設計すると、IF位相シフト網１３８内の抵抗およびキャパシタは、LO位相シフト網１３１の抵抗およびキャパシタに整合される。このため、可変抵抗２６０，２７０および切換キャパシタ２８０，２８５，２９０，２９５は、可変抵抗２２０，２３０および切換キャパシタ２４０，２４５，２５０，２５５と同じ比率を有することになる。また、IF経路内のRCブリッジは、差分でも（図示されるように）単終端でも駆動することができる。
【００１６】
LO経路位相シフト網１３１を制御するために本来生成される帰還制御信号１３７は、ここでは、IF経路位相シフト網１３８を制御するためにも用いられる。位相シフト網１３１，１３８内の抵抗素子および容量素子のスケーリングおよび／または増幅器２１０を用いる帰還制御信号のスケーリングにより、IF周波数とLO周波数との差による補償が可能になる。
【００１７】
図３は、本発明の好適な実施例による通信装置の送信機内に実装される集積イメージ阻止ミキサのブロック図を示す。この図に示される通信装置３００は無線電話を表すが、短波無線機など他の通信装置がこの集積イメージ阻止ミキサを用いてもよい。マイクロフォン３１０がアナログ信号を受信し、信号プロセッサ３１３がその信号を濾波して、集積イメージ阻止ミキサ３５０にその信号を接続する。
【００１８】
処理された信号３１５は、IF経路位相シフト網３３８に接続される。位相シフト網３３８は、信号３１５の位相を調整して、同相IF信号３１７および直角位相IF信号３１８を生成する。好ましくは、IF経路位相シフト網３３８は、±４５度位相シフトを用いるが、０度位相シフトおよび９０度位相シフトなどを用いて、同相および直角位相IF信号を生成することもある。同相IF信号３１７は、LO経路位相シフト網３３１からの同相LO信号３２２を混合する同相ミキサ３２０に接続される。
【００１９】
局部発振器３２７は、LO信号の位相を９０度シフトするLO経路位相シフト網３３１に接続される。ここでも、０度位相シフトおよび９０度位相シフトなどを用いることができる。修正帰還制御信号３３７を設けることにより、位相検出器３３６を有する位相ロック・ループは、位相差が９０度から変わらないようにする。直角位相LO信号３２４は、IF経路位相シフト網３３８からの直角位相IF信号３２４と混合する直角位相ミキサ３２５に接続される。帰還制御信号３３７は、IF経路位相シフト網３３８の制御も行い、IF位相差が確実に９０度になるようにする。
【００２０】
同相ミキサ３２０の出力信号３２１と直角位相ミキサ３２５の出力信号３２６とは、加算器３４０内で単純に合成されて、イメージ信号成分が阻止された加算信号３４５を生成する。次に加算信号３４５は、アンテナ３９０に接続されて、好ましくは図１に示されるような相補型受信機に同報される。
【００２１】
図４は、本発明の好適な実施例による図３に示される送信機内の位相シフト網および検出器の詳細を示す。この例では、LO経路位相シフト網３３１は、可変抵抗４６０，４７０と切換キャパシタ４８０，４８５，４９０，４９５とを有する抵抗キャパシタ（RC）ブリッジを用いて実現される。RCブリッジの抵抗と容量を両方とも可変する代わりに、集積イメージ阻止ミキサの動作周波数帯域幅を付随して小さくしながら、抵抗のみ、あるいは容量のみを可変することもできる。RCブリッジは、切換キャパシタ４９０，４９５と可変抵抗４７０との間のノードが接地に結合されるか、差分信号の判定成分に結合されるかによって、単終端または差分で駆動される。位相検出器３３６からの帰還制御信号３３７が可変抵抗４６０，４７０および切換キャパシタ４８０，４８５，４９０，４９５を制御して、直角位相信号３２２，３２４の間に９０度の位相差を確実に維持するようにする。
【００２２】
同様に、可変抵抗４２０，４３０および切換キャパシタ４４０，４４５，４５０，４５５を有するRCブリッジがIF経路位相シフト網３３８を実現するために用いられる。このRCブリッジは、切換キャパシタ４５０，４５５と可変抵抗４３０との間のノードが接地に結合されるか、差分信号の判定成分に結合されるかによって、単終端または差分で駆動される。LO経路位相シフト網３３１内の可変抵抗４６０，４７０および切換キャパシタ４８０，４８５，４９０，４９５が制御される方法で、帰還制御信号３３７も、可変抵抗４２０，４３０および切換キャパシタ４４０，４４５，４５０，４５５を制御するために用いられる。
【００２３】
図１および図２に示される受信機用途と同様に、LO経路およびIF経路位相シフト網３３１，３３８内の抵抗と容量は、BiCMOSまたはCMOS IC 製造工程などで厳格に整合される。次に、LO経路内の位相差を精密に９０度に維持するためにLO経路位相シフト網３３１が位相検出器３３６により調整されると、位相検出器３３６からの帰還制御信号３３７は、IF信号の振幅変動に関わらず、IF位相シフト網３３８を用いてIF経路内の位相差を精密に９０度に維持するためにも用いることができる。
【００２４】
能動二重平衡ミキサおよびBiCMOSまたはCMOS IC 作成工程などを用いて実現される位相検出器帰還付きの集積位相ロック直角位相発生器により、第２RC位相シフト網を第１RC位相シフト網に近接して整合することが可能になり、結果として、完全に集積されたイメージ阻止ミキサが得られる。上記には集積イメージ阻止ミキサの特定の構成部品および機能が説明されるが、本発明の精神と範囲内において、当業者にはこれよりも少ない、あるいはこれよりも多い機能が採用されることもある。本発明は、添付の請求項によってのみ制限されるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適な実施例による通信装置の受信機内に実装される集積イメージ阻止ミキサのブロック図である。
【図２】本発明の好適な実施例による図１に示される受信機内の位相シフト網および位相検出器の詳細を示す。
【図３】本発明の好適な実施例による通信装置の送信機内に実装される集積イメージ阻止ミキサのブロック図である。
【図４】本発明の好適な実施例による図３に示される送信機内の位相シフト網および位相検出器の詳細を示す。
【符号の説明】
１００  通信装置
１１０  アンテナ
１１３  RF段
１１４  低ノイズ増幅器
１１５  被増幅IF信号
１２０  同相ミキサ
１２１，１２６  ミキサ出力信号
１２２  同相LO信号
１２３  同相IF信号
１２４  直角位相LO信号
１２５  直角位相ミキサ
１２７  局部発振器
１２８  直角位相IF信号
１３１  LO位相シフト網
１３６  位相検出器
１３８  IF位相シフト網
１４０  加算器
１４５  加算信号
１５０  イメージ阻止ミキサ
１８０  IF段
１９０  スピーカ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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