(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に１次巻線の一端が接続される第１のトランスと、前記第１のトランスの１次巻線の他端と順方向に一端が接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第１ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第２ダイオードと、前記第２ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第２コンデンサと、前記第１のトランスと第１ダイオードの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が接続される第２のトランスと、前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に順方向に一端が接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第１ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第２ダイオードと、前記第２ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子に１次巻線の一端が接続される第１のトランスと、前記第１のトランスの１次巻線の他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第２コンデンサと、前記第１のトランスと第１コンデンサの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が接続される第２のトランスと、前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
前記負荷回路は、前記２次巻線の直列回路の両端に一対のフィラメントの一端が接続される放電灯と、各フィラメントの他端に接続される共振用のコンデンサとを具備することを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧から直流電圧への整流平滑を行い、この整流平滑で得た直流電圧を高周波電圧に変換して負荷回路に高周波電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１２は従来の電源装置の一例を示す回路図である（特開２０００−３１２４８３号公報参照）。この電源装置は、交流電源ＡＣからの交流電圧を直流電圧に全波整流する整流器ＤＢと、この整流器ＤＢの正極性出力端子と順方向にアノードが接続されるダイオードＤ１１と、このダイオードＤ１１のカソードと整流器ＤＢの負極性出力端子との間に接続される平滑用のコンデンサＣ１０と、ダイオードＤ１１のカソードと順方向にアノードが接続されるダイオードＤ１２と、このダイオードＤ１２のカソードと整流器ＤＢの負極性出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ制御を行う制御回路１０と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの正極性出力端子との間に接続される１次巻線ｎ１１を有するとともに負荷回路１１と接続される２次巻線ｎ１２を有するトランスＴ１１と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２とそれぞれ並列接続されるコンデンサＣ１１，Ｃ１２とを備えている。但し、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、例えばＭＯＳＦＥＴからなり、ソース・サブストレートが接続されており、ドレインおよびソースにそれぞれカソードおよびアノードが接続（逆並列接続）される寄生ダイオードを有する構造になっている。
【０００３】
また、制御回路１０は、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせるものであり、スイッチング周波数が、１周期の間で交流電源ＡＣの電圧が一定と見なせる程度に設定される。
【０００４】
また、負荷回路１１は、２次巻線ｎ１２の両端と各一端が接続される一対のフィラメントを有する放電灯（蛍光灯）ＦＬと、上記一対のフィラメントの各他端間に接続される予熱・共振用のコンデンサＣ１１１とにより構成されている。
【０００５】
さらに、トランスＴ１１はリーケージトランスであり、このトランスＴ１１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ１１１とにより共振回路が形成される。
【０００６】
次に、上記構成の従来装置の回路動作について図１３および図１４を参照して説明する。ただし、図１３の時刻ｔ１１はスイッチング素子Ｑ２のオン時刻を示す。また、図１３における電圧ＶQ1、ＶQ2、ＶC11 、ＶC12 および電流ＩT11 、ＩQ1、ＩQ2、Ｉinの各々は図１２に示す同符号の信号と対応している。同様に、図１４>における電圧ＶC11 、ＶC12 、ＶT11 、および電流ＩT11 、Ｉinの各々も図１２に示す同符号の信号に対応している。さらに、図１４の電流ＩFLは放電灯ＦＬに流れる電流を示す。
【０００７】
図１３の時刻ｔ１１でスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギが放出されてトランスＴ１１→ダイオードＤ１１→平滑コンデンサＣ１０→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードの径路で電流が流れる。図１３の時刻ｔ１２の時、トランスＴ１１に蓄積されるエネルギがゼロとなり、平滑コンデンサＣ１０が直流電源となって平滑コンデンサＣ１０→コンデンサＣ１１→トランスＴ１１→スイッチング素子Ｑ２の径路で電流が流れる。さらに、図１３の時刻ｔ１３の時、平滑コンデンサＣ１０の両端電圧ＶC10とコンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11を加算した電圧が交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓより低くなり、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→トランスＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢの径路で電流が流れて入力電流を取り込む。
【０００８】
図１３の時刻ｔ１４の時、スイッチング素子Ｑ１はオン、スイッチング素子Ｑ２はオフし、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギが放出されて、トランスＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１２→平滑コンデンサＣ１０→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣ→整流器ＤＢの径路で電流が流れる。また、図１３の時刻ｔ１５の時、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギがゼロとなり、コンデンサＣ１１，Ｃ１２が直流電源となってコンデンサＣ１１→コンデンサＣ１２→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１１の径路で電流が流れる。さらに、図１３の時刻ｔ１６の時、コンデンサＣ１２の充電電圧がゼロとなり、コンデンサＣ１１が直流電源となってコンデンサＣ１１→ダイオードＤ１２→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１１の径路で電流が流れる。そして、図１３の時刻ｔ１７の時、回路動作は時刻ｔ１１のときと同様となり、これら一連の回路動作により、トランスＴ１１の２次巻線ｎ１２より負荷回路１１に高周波電力が供給される。すなわち、交流電流ＡＣの１周期において、上記の主要な信号波形を観察すると図１４に示すようになる。ここで、この図１４に示すように、交流電源ＡＣの電源電圧が正弦波状に上昇及び下降すると、コンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11が正弦波状に下降及び上昇すると同時に、コンデンサＣ１２の両端電圧ＶC12は、交流電源ＡＣの正弦波状の電源電圧と同様に上昇及び下降することによって、１次巻線ｎ１１に印加する電圧ＶT11は、ほぼ一定の変動振幅電圧になる。この結果、２次側の負荷回路１１に流れる電流ＩFLの波高率が小さくなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例は、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の高周波電圧を足し合わせて１次巻線ｎ１１に印加する電圧ＶT11をほぼ一定の振幅の高周波電圧とすることにより２次側の負荷回路１１に流れる電流ＩFLの波高率を小さくするものである。しかしながら、整流器ＤＢで整流された脈流の全周期に対して、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の高周波電圧を足し合わせることによって１次巻線ｎ１１に印加する電圧ＶT11を完全に一定電圧とすることは困難であり、脈流波形の山部と谷部の間の位相において電圧ＶT11は低下し、そのときの出力電流も低下することになる。
【００１０】
また、脈流山部と脈流谷部の間の位相の電圧ＶT11が低下するところでは、負荷回路１１に流れる共振電流が減少し、スイッチング素子Ｑ２の回生電流は図１５のＩQ2のように脈流山部と脈流谷部の間の位相にて減少する。このため、負荷インピーダンスの変動などによってこの付近で回生電流が少なくなり、回生電流がなくなるとゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズが増大する恐れがある。特に、放電灯負荷のように負荷インピーダンスが変動するようなものにおいて顕著に現れる。
【００１１】
さらに、平滑コンデンサＣ１０は有限の容量であるため、平滑コンデンサＣ１Ｏの両端電圧ＶC10は、図１５に示すような交流電源ＡＣの電源周波数の２倍の周波数のリプル電圧を持つことになる。これに伴い、コンデンサＣ１１，Ｃ１２等の電圧もこのリプル電圧が重畳される。図１５に示す破線は平滑コンデンサＣ１０の両端電圧ＶC10のリプル電圧成分が０のときの包絡線である。これによって、両端電圧ＶC10がその平均値よりも小さい期間ではコンデンサＣ１１の振動電圧ＶC11は小さくなり、平滑コンデンサＣ１０の両端電圧ＶC10がその平均値よりも大きい期間ではコンデンサＣ１１の振動電圧ＶC11は大きくなる。これはトランスＴ１１の電圧ＶT11にも現れるため、電圧ＶC10がその平均値よりも小さい期間で、かつ脈流山部と脈流谷部の間の位相において電圧ＶT11が低下するところでは、さらに電圧ＶT11が低下して出力電流も低下することになる。そのため、出力電流の波高率の低減に限界がある。また、スイッチング素子Ｑ２の回生電流もさらに小さくなり、上述のゼロ電圧スイッチング動作を満足しない領域に入る危険性がさらに高まることになる。
【００１２】
このように、従来の電源装置においては、出力電流の波高率低減に限界があり、また、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子のストレスもしくはノイズが増加するといった課題があった。
【００１３】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、出力電流の波高率を低下させるとともにスイッチング素子へのストレスもしくはノイズの増加を防止する電源装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に１次巻線の一端が接続される第１のトランスと、前記第１のトランスの１次巻線の他端と順方向に一端が接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第１ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第２ダイオードと、前記第２ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第２コンデンサと、前記第１のトランスと第１ダイオードの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が接続される第２のトランスと、前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたことを特徴とし、整流器の脈流出力の谷部における第１及び第２コンデンサの充電電圧のピーク値を上昇させるとともに、整流器の脈流出力の山部における第１及び第２コンデンサの充電電圧のピーク値を低下させることができるため、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行い、スイッチング素子のストレス若しくはノイズの増加を防止することができる。しかも、整流器の脈流出力の谷部と山部の間の位相において負荷回路の共振電流の低下が抑制できるから、出力電流の低下を防いで波高率を更に低下させることができる。
【００１５】
請求項２の発明は、上記目的を達成するために、交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に順方向に一端が接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第１ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第２ダイオードと、前記第２ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子に１次巻線の一端が接続される第１のトランスと、前記第１のトランスの１次巻線の他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第２コンデンサと、前記第１のトランスと第１コンデンサの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が接続される第２のトランスと、前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたことを特徴とし、整流器の脈流出力の谷部において第１及び第２のトランスの１次側電圧を上昇させるとともに、整流器の脈流出力の山部における第１及び第２のトランスの１次側電圧を低下させることができるため、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行い、スイッチング素子のストレス若しくはノイズの増加を防止することができる。しかも、整流器の脈流出力の谷部と山部の間の位相において負荷回路の共振電流の低下が抑制できるから、出力電流の低下を防いで波高率を更に低下させることができる。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記負荷回路は、前記２次巻線の直列回路の両端に一対のフィラメントの一端が接続される放電灯と、各フィラメントの他端に接続される共振用のコンデンサとを具備することを特徴とし、請求項１又は２の発明と同様の作用を奏する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態の電源装置は負荷である放電灯ＦＬに高周波電力を供給して点灯させる放電灯点灯装置として構成されるものである。ただし、負荷は放電灯ＦＬに限定されるものではなく、放電灯ＦＬ以外を負荷とする電源装置全般に本発明の技術思想が適用可能である。
【００１８】
本実施形態は、図１に示すように交流電源ＡＣからの交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジからなる整流器ＤＢと、整流器ＤＢの正極性出力端子に１次巻線ｎ１１の一端が接続される第１のトランスＴ１１と、第１のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の他端にアノードが接続されるダイオードＤ１１（第１ダイオード）と、ダイオードＤ１１のカソードと整流器ＤＢの負極性出力端子との間に接続される平滑コンデンサＣ１０と、ダイオードＤ１１のカソードにアノードが接続されるダイオードＤ１２（第２ダイオード）と、ダイオードＤ１２のカソードと整流器ＤＢの負極性出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と逆並列接続される寄生ダイオード（図示せず）と、整流器ＤＢの正極性出力端子と平滑コンデンサの低電位側の端子との間に接続されるコンデンサＣ１１（第１コンデンサ）と、ダイオードＤ１２と並列に接続されるコンデンサＣ１２（第２コンデンサ）と、第１のトランスＴ１１及びダイオードＤ１１の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に１次巻線ｎ２１が接続される第２のトランスＴ２１と、第１のトランスＴ１１の２次巻線ｎ１２と第２のトランスＴ２１の２次巻線ｎ２２の直列回路に直列に接続される負荷回路１１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフする制御回路１０とを備えている。また負荷回路１１は、２次巻線ｎ１２，ｎ２２の直列回路の両端に一対のフィラメントの一端が接続される放電灯ＦＬと、各フィラメントの他端に接続される共振用のコンデンサＣ１１１とを具備する。なお、制御回路１０は従来例と共通であって、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせるものであり、スイッチング周波数が、１周期の間で交流電源ＡＣの電圧が一定と見なせる程度に設定される。
【００１９】
本実施形態の回路動作は基本的に従来例と同様であり、従来例との相違点を中心に説明する。スイッチング素子Ｑ２がオンして交流電源ＡＣから入力電流Ｉinを引き込んだ後、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１に蓄積されていたエネルギが放出され、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→第１のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１２→平滑コンデンサＣ１０→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、入力電流を引き込みつつコンデンサＣ１２を充電する。整流器ＤＢから出力される脈流電圧の谷部（脈流谷部）においては、入力電流の引き込み量が少ないので、ほぼダイオードＤ１１はオフ状態のままであり、そのため、脈流谷部での動作は、従来例とほぼ同様である（図２の実線参照）。しかしながら、整流器ＤＢから出力される脈流電圧の山部（脈流山部）においては、入力電流の引き込み量が多くなり、スイッチング素子Ｑ２のオフ時におけるダイオードＤ１１のアノード電圧も平滑コンデンサＣ１０の電圧ＶC10に近いので、ダイオードＤ１１がオンして、図２の破線で示すように、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→第１のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→ダイオードＤ１１→平滑コンデンサＣ１０→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れる。従って、この経路で電流が流れる分だけコンデンサＣ１２への充電電流を減少させることができ、コンデンサＣ１２の両端電圧ＶC12のピーク値も低下できる（図４の実線の包絡線参照）。
【００２０】
故に、コンデンサＣ１２の容量を適切に選べば、脈流谷部付近でのコンデンサＣ１２の両端電圧ＶC12のピーク値を高く、脈流山部付近でのコンデンサＣ１２の両端電圧ＶC12のピーク値を低くすることが可能となる。
【００２１】
次に、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の電流が反転すると、平滑コンデンサＣ１０→コンデンサＣ１２→スイッチング素子Ｑ１→第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１→第１のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→コンデンサＣ１１→平滑コンデンサＣ１０の経路でコンデンサＣ１１への充電を開始する。上記動作と同様に、脈流谷部においてはほぼダイオードＤ１１はオフ状態のままであり、そのため、脈流谷部での動作は、従来例とほぼ同様である（図３の実線参照）。脈流山部においては、ダイオードＤ１１がオンして、図３の破線で示すように、コンデンサＣ１２→スイッチング素子Ｑ１→第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１→ダイオードＤ１１→コンデンサＣ１２の経路で電流が流れる。従って、この経路で電流が流れる分だけ従来例に比べて脈流谷部におけるコンデンサＣ１１への充電量を増加させることができ、脈流谷部におけるコンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11のピーク値を高くすることが可能となる。
【００２２】
一方、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の２次側において、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１１１とで構成される共振回路には、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の１次電圧ＶT11，ＶT21をそれぞれ巻数比倍した電圧の和が印加されることになる。脈流谷部において、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の両端電圧ＶC11，ＶC12のピーク値を高くすることができるので、脈流谷部付近での共振電流及び出力電流を増加させることが可能となる。この結果、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の１次電圧の和（ＶT11＋ＶT21）は図４に実線で示すような包絡線の電圧となり、これによって共振回路の脈流山部と脈流谷部の間の位相における印加電圧の低下を抑制することができる。なお、図４における破線は従来例動作の包絡線である。これによって、この位相での負荷回路１１の共振電流の低下を抑制し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時におけるスイッチング素子Ｑ２の回生電流を確保することができるので、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れることがなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる。さらに、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、負荷回路１１の共振電流の低下を抑制できるので、この位相における出力電流の低下を抑制でき、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【００２３】
上述のように本実施形態では、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行ない、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。また本実施形態では、スイッチング素子Ｑ２のオフ後に第１のトランスＴ１１のエネルギ放出によって平滑コンデンサＣ１０を充電する充電電流は交流電源ＡＣから引き込む入力電流Ｉinであり、脈流山部付近でのコンデンサＣ１２の充電電流の減少とともに、第２のトランスＴ２１及びスイッチング素子Ｑ２に流れる入力電流Ｉinを減らし、第２のトランスＴ２１及びスイッチング素子Ｑ２のストレスを低減できるという利点もある。なお、詳しい説明は省略するが、コンデンサＣ１１を整流器ＤＢの正極性出力端子とダイオードＤ１１のカソードとの間に接続した構成や、コンデンサＣ１２をダイオードＤ１２のカソードと整流器ＤＢの負極性出力端子との間に接続した構成でも同様の効果を奏し得ることは明らかである。
【００２４】
（実施形態２）
図５に本実施形態の回路図を示す。ただし、本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。すなわち、本実施形態が実施形態１と異なる点は、ダイオードＤ１１のアノードが整流器ＤＢの正極性出力端子と第１のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１との接続点に接続されている点と、コンデンサＣ１１の高電位側の端子が第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の１次巻線ｎ１１，ｎ２１の接続点に接続されている点にある。
【００２５】
本実施形態の回路動作は基本的に従来例並びに実施形態１と同様であり、これらとの相違点を中心に説明する。スイッチング素子Ｑ２がオンした後しばらくは第２のトランスＴ２１の残留エネルギによってスイッチング素子Ｑ２に回生電流が流れ、第２のトランスＴ２１の残留エネルギがゼロになるとコンデンサＣ１１が放電を開始する（図６の実線参照）。これによって、コンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11が低下し、整流器ＤＢの正極性出力端子の電圧以下になると交流電源ＡＣから入力電流Ｉinが流れ始める（図６の破線参照）。しかしながら、第１のトランスＴ１１によって入力電流Ｉinは徐々に増加するので、この後も図６の実線で示すように、コンデンサＣ１１からの放電が引き続き行なわれ、コンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11は整流器ＤＢの正極性出力端子の電圧よりもさらに減少する。この後、スイッチング素子Ｑ２がオフになると第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１に蓄積されていたエネルギが放出され、交流電源ＡＣ→第１のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→コンデンサＣ１１→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路と、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→第１のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１２→平滑コンデンサＣ１０→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、入力電流Ｉinを引き込みつつコンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１０を充電する。
【００２６】
ここで、脈流谷部においては、入力電流Ｉinの引き込み量が少ないため、第１のトランスＴ１１の残留エネルギによるコンデンサＣ１１への充電量は少なく、電圧ＶC11の増加は少ない。そのため、スイッチング素子Ｑ１がオンして第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の残留エネルギがなくなった後に、平滑コンデンサＣ１０→コンデンサＣ１２→スイッチング素子Ｑ１→第２のトランスＴ２１→コンデンサＣ１１→平滑コンデンサＣ１０という経路（図７の実線参照）でコンデンサＣ１１への充電を始めるときの第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１に印加される電圧ＶT21は高くなる。
【００２７】
また、コンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11が平滑コンデンサＣ１０の両端電圧ＶC10に達すると、図７の破線で示すようにコンデンサＣ１２→スイッチング素子Ｑ１→第２のトランスＴ２１→第１のトランスＴ１１→ダイオードＤ１１→コンデンサＣ１２という経路で電流が流れ始めるが、第１のトランスＴ１１によりこの電流は徐々に増加する。このため、コンデンサＣ１１の充電はコンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11が平滑コンデンサＣ１０の両端電圧ＶC10を越えた後もしばらく持続し、コンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11は平滑コンデンサＣ１０の両端電圧ＶC10よりも高くなる。
【００２８】
こうしてスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、このコンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11が第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１に印加されることになる。第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の２次側において、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１１１とで構成される共振回路には、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の１次電圧ＶT11，ＶT21をそれぞれ巻数比倍した電圧の和が印加されることになる。上記脈流谷部の動作において、第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１に印加される電圧ＶT21を高くすることができるので、脈流谷部付近での共振電流及び出力電流を増加させることが可能となる。
【００２９】
一方、脈流山部においては入力電流の引き込み量が多いため、第１のトランスＴ１１の残留エネルギも大きくなり、このエネルギ放出によるコンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11の増加も大きくなる。そのため、スイッチング素子Ｑ１がオンして第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の残留エネルギがなくなり、平滑コンデンサＣ１０→コンデンサＣ１２→スイッチング素子Ｑ１→第２のトランスＴ２１→コンデンサＣ１１→平滑コンデンサＣ１０という経路（図７の実線参照）でコンデンサＣ１１の充電が始まるときの第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１に印加される電圧ＶT21を脈流谷部のときに比べて抑えることが可能である。また、コンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11が平滑コンデンサＣ１０の両端電圧ＶC10に達したのちも、脈流谷部のときと同様にコンデンサＣ１１の充電は持続するが、第２のトランスＴ２１の１次巻線ｎ２１に印加される電圧ＶT21を低くしていれば共振電流が抑えられるので、コンデンサＣ１１の両端電圧ＶC11は平滑コンデンサＣ１０の両端電圧ＶC10よりも高くなるが脈流谷部での値よりも抑えられる。
【００３０】
これらの動作によって第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１の１次巻線ｎ１１，ｎ２１に印加される電圧の和（ＶT11＋ＶT21）は、図８に示すような実線の包絡線の波形となり、これによって共振回路の脈流山部と脈流谷部の間の位相における印加電圧（ＶT11＋ＶT21）の低下を抑制することができる。なお、図８の破線は従来例動作の包絡線である。而して、脈流山部と脈流谷部の間の位相での負荷回路１１の共振電流の低下を抑制し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時におけるスイッチング素子Ｑ２の回生電流を確保することができるので、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れることなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる。さらに、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、負荷回路１１の共振電流の低下を抑制できるので、この位相における出力電流の低下を抑制でき、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。その結果、本実施形態でも実施形態１と同様に、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行ない、出力電流の波高率の更なる低減が可能となる。
【００３１】
ところで、本実施形態では、図９に示すように第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１にリーケージトランスを用いた構成を例示したが、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１のどちらか一方をリーケージトランス、他方をリーケージインダクタンスをほぼ持たないトランスとしても同様の効果を奏することは言うまでもない。また、図１０に示すように第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１をトランスＴ１１’，Ｔ２１’とインダクタＬ１０に分けた構成としても良い。この場合、インダクタＬ１０のインダクタンス値は本実施形態の第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１のリーケージインダクタンスの和の値と略等しくなるようにする。加えて、第１及び第２のトランスＴ１１，Ｔ２１のどちらか一方をリーケージインダクタンスをほぼ持たないトランスとインダクタに分けた構成にしても良いことは言うまでもない。さらに、図１０の構成において、トランスＴ１１’，２１’の巻数比が１：１の場合、図１１に示す回路構成とすることも可能である。この場合、インダクタＬ１１，Ｌ２１のインダクタンス値はそれぞれ第１及び第２のトランスＴ１１’，Ｔ２１’の励磁インダクタンスの値と略等しくなるようにする。
【００３２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に１次巻線の一端が接続される第１のトランスと、前記第１のトランスの１次巻線の他端と順方向に一端が接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第１ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第２ダイオードと、前記第２ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第２コンデンサと、前記第１のトランスと第１ダイオードの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が接続される第２のトランスと、前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたので、整流器の脈流出力の谷部における第１及び第２コンデンサの充電電圧のピーク値を上昇させるとともに、整流器の脈流出力の山部における第１及び第２コンデンサの充電電圧のピーク値を低下させることができるため、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行い、スイッチング素子のストレス若しくはノイズの増加を防止することができ、しかも、整流器の脈流出力の谷部と山部の間の位相において負荷回路の共振電流の低下が抑制できるから、出力電流の低下を防いで波高率を更に低下させることができるという効果がある。
【００３３】
請求項２の発明は、交流出力を直流出力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子に順方向に一端が接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第１ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第２ダイオードと、前記第２ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の各々と逆並列接続されるダイオードと、前記整流器の一方の出力端子に１次巻線の一端が接続される第１のトランスと、前記第１のトランスの１次巻線の他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードの他端と前記平滑コンデンサの何れか一方の端子との間に接続される第２コンデンサと、前記第１のトランスと第１コンデンサの接続点と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が接続される第２のトランスと、前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線の直列回路に接続される負荷回路と、前記一対のスイッチング素子を交互にオン、オフする制御回路とを備えたので、整流器の脈流出力の谷部において第１及び第２のトランスの１次側電圧を上昇させるとともに、整流器の脈流出力の山部における第１及び第２のトランスの１次側電圧を低下させることができるため、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行い、スイッチング素子のストレス若しくはノイズの増加を防止することができ、しかも、整流器の脈流出力の谷部と山部の間の位相において負荷回路の共振電流の低下が抑制できるから、出力電流の低下を防いで波高率を更に低下させることができるという効果がある。
【００３４】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記負荷回路は、前記２次巻線の直列回路の両端に一対のフィラメントの一端が接続される放電灯と、各フィラメントの他端に接続される共振用のコンデンサとを具備するので、請求項１又は２の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す概略回路構成図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明用の波形図である。
【図５】実施形態２を示す概略回路構成図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】同上の動作説明用の波形図である。
【図９】同上の要部を示す回路図である。
【図１０】同上の他の構成の要部を示す回路図である。
【図１１】同上の他の構成の要部を示す回路図である。
【図１２】従来例を示す概略回路構成図である。
【図１３】同上の動作説明用の波形図である。
【図１４】同上の動作説明用の波形図である。
【図１５】同上の動作説明用の波形図である。
【符号の説明】
ＡＣ  交流電源
ＤＢ  整流器
Ｃ１０  平滑コンデンサ
Ｃ１１，Ｃ１２  コンデンサ
Ｄ１１，Ｄ１２  ダイオード
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｔ１１  第１のトランス
Ｔ２１  第２のトランス
１０  制御回路
１１  負荷回路
ＦＬ  放電灯
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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