(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フローティング電源回路を含み、該フローティング電源回路は、地気に対して第1および第2の所定の電圧を有する直流電源から給電されて、対をなす第1および第2の端子に電力を供給する電力供給回路において、該電力供給回路は、
前記直流電源の正側端子に接続されて、第1および第2の端子にそれぞれ電流を流出する第1および第2の電流源と、
前記直流電源の負側端子に接続されて、第1および第2の端子からそれぞれ電流が流入する第3および第4の電流源と、
第1および第2の端子の間の同相信号を検出する同相信号検出手段と、
第1および第2の所定の電圧から基準電圧を生成する基準電圧手段と、
前記検出した同相信号の電圧と前記基準電圧との差分電圧を検出する差分検出手段と、
該差分電圧に基づいて第1および第2の電流源と第3および第4の電流源の電流を制御する第1の制御手段とを含み、
第1の制御手段は、前記検出した同相信号の電圧に応じて第1ないし第4の電流源の電流を制御して、該同相信号に対する該電力供給回路のインピーダンスを低下させることを特徴とする電力供給回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電力供給回路において、該回路は、
前記フローティング電源回路の出力端子と第1および第2の端子との間に配設された第1のスイッチ手段と、
前記フローティング電源回路の出力端子と第2および第1の端子との間に交差接続された第2のスイッチ手段とを含むことを特徴とする電力供給回路。
【請求項３】
請求項２に記載の電力供給回路において、第1の制御手段は、第1のスイッチ手段を閉成して第2のスイッチ手段を開放し、前記フローティング電源回路の出力電圧もしくは電流を定格値から実質的にゼロに低減し、該出力電圧もしくは電流が実質的にゼロになると、第1のスイッチ手段を開放して第2のスイッチ手段を閉成し、その後、前記フローティング電源回路の出力電圧もしくは電流を前記定格値に増大させることを特徴とする電力供給回路。
【請求項４】
請求項１または２に記載の電力供給回路において、該回路は、第1ないし第4の電流源のオンオフを制御する制御回路を含むことを特徴とする電力供給回路。
【請求項５】
請求項４に記載の電力供給回路において、該回路は、第1ないし第4の電流源の出力側に接続されたダイオードを含むことを特徴とする電力供給回路。
【請求項６】
請求項５に記載の電力供給回路において、該回路は、第1ないし第4の電流源の出力側と前記ダイオードと間の接続点と地気との間に配設されたキャパシタを含むことを特徴とする電力供給回路。
【請求項７】
請求項２に記載の電力供給回路において、該回路は、
第1および第2の端子の間の中点電位を検出する中点電位手段と、
該検出した中点電位が第1および第2の所定の電圧の間の範囲内にあるか否かを判定する判定手段とを含み、
前記中点電位が前記範囲外にあるときは、第1または第2のスイッチ手段は、前記フローティング電源回路を切り離すことを特徴とする電力供給回路。
【請求項８】
請求項1に記載の電力供給回路において、該回路は、
第1ないし第4の電流源の電流を監視する監視手段と、
第1ないし第4の電流源の電流を制限する制限手段とを含み、
該制限手段は、第1ないし第4の電流源のいずれかの電流が所定の閾値を越えると、該電流源の電流を該所定の値以下に制限することを特徴とする電力供給回路。
【請求項９】
請求項1に記載の電力供給回路において、該回路は、
第1および第2の電流源と第1の端子との間に挿入された第1のダイオードと、
第3および第4電流源と第2の端子との間に挿入された第2のダイオードと、
第1および第2の電流源の出力側間に挿入され縦列接続された第1および第2の抵抗と、
第3および第4の電流源の出力側間に挿入され縦列接続された第3および第4の抵抗と、
第1および第2の抵抗の中間接続点と第3および第4の抵抗の間の中間接続点との間に順次縦列接続されたダイオード、２つのスイッチ手段およびダイオードの組合せとを含み、
前記同相電圧検出手段は、前記縦列接続された２つのスイッチ手段の中間接続点の電位を検出することを特徴とする電力供給回路。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力供給回路において、前記２つのスイッチ手段は、前記ダイオードと縦列接続されたトランジスタを含むことを特徴とする電力供給回路。
【請求項１１】
請求項10に記載の電力供給回路において、該回路は、交換機の加入者線に接続され、第1または第2の電流源と第3または第4の電流源とを対にしてそれらの電流を制御する第2の制御手段を含み、第2の制御手段は、前記フローティング電源回路がオフしている期間、前記対とした電流源から第1および第2の端子に前記加入者線の監視用信号電圧を出力させることを特徴とする電力供給回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえば交換機の加入者回路等の通信装置に用いられる電力供給回路、とくに、商用電力線から加入者線に誘起される電磁誘導等、外部電磁誘導による同相信号の影響を除去できる電源供給回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電話局等の通信事業者内の交換機の加入者回路は、２本の通信線すなわち加入者線により顧客の加入者端末装置に対して直流電流の供給、音声信号の送受、呼出信号の送出、給電電流等の監視を行なっている。この直流電流の供給を行なうのが電力供給回路であり、通常スイッチングレギュレータを用いたDCDCコンバータが使用される。
【０００３】
一般に電話方式には、アナログ通信方式とISDNデジタル通信方式（ISDN: Integrated Services Digital Network）が供用され、それらに対応するアナログ加入者回路とデジタル加入者回路では要求される電力供給回路の特性が異なる。デジタル方式では、対地バランス特性を改善するために、対地インピーダンスの大きい、いわゆるフローティング給電方式を採用している。アナログ方式では、加入者線路は電蝕防止のために負電位とする、すなわち対地インピーダンスの小さい非フローティング電力供給方式が採用されている。したがって、加入者端末装置がアナログ方式の場合とデジタル方式の場合とに応じて、給電回路の給電方式をフローティングもしくは非フローティングのいずれかに選択的に設定する必要があり、例えば特開平11−41634号公報には、そのための回路が示されている。
【０００４】
特開平11−41634号公報においては、非フローティング回路を実現するために、同公報の図７にフローティング／非フローティング切換え回路が示され、これは、DCDCコンバータの変換トランスの二次側中点にタップを設け、別に定めた特定の電圧源をこれに接続して、スイッチを介してこれをオンオフすることによりフローティング／非フローティングの切替えができるようにしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の回路では、加入者線に誘起される同相信号、例えば商用電力線からの交流誘導電流が加入者回路に重畳されると、DCDCコンバータの動作条件が変化し差動雑音を発生することとなる。より詳細には、同公報に記載の回路において、非フローティングに対応させるために用いたDCDCコンバータの絶縁トランスの二次側中点タップの一方の片側巻線では、誘導同相電流のために電流が相殺されて減少し、他方の巻線では誘導電流が相加されて巻線を流れる総電流が増加する。このことは、DCDCコンバータの二次側の差動電圧のバランスが変化し雑音発生の起因となる。
【０００６】
同公報にはまた、その図8において、非フローティング化の回路として縦列接続されたトランジスタによるものが例示されている。この場合においても、DCDCコンバータの出力ラインに例えば同相電流が重畳されたとき、一方のライン上の同相電流は一方のトランジスタにより電流が吸収されるとしても、他方のライン上の同相電流はトランジスタの極性が逆であるため、この重畳電流を吸収することはできず、結局、差動雑音が発生する。これらの同相電流は、電圧電流検出回路により検出し負帰還ループにより相殺されることになるが、上述の理由により完全にキャンセルすることは困難であった。
【０００７】
また、フローティング／非フローティングを切り替えるためのスイッチには、このような同相電流が流れるため、10ミリアンペア以上の容量をもち耐電圧も50ボルト以上のスイッチ素子が必要であった。
【０００８】
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、商用電源等の外部源に起因して加入者回路に重畳され発生する同相電流等の影響を除去し、差動雑音の発生を最小化した電力供給回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明による電力供給回路は、フローティング電源回路を含み、フローティング電源回路は、地気に対して第1および第2の所定の電圧を有する直流電源から給電されて、対をなす第1および第2の端子に電力を供給し、電力供給回路は、直流電源の正側端子に接続されて第1および第2の端子にそれぞれ電流を流出する第1および第2の電流源と、直流電源の負側端子に接続されて、第1および第2の端子からそれぞれ電流が流入する第3および第4の電流源と、第1および第2の端子の間の同相信号を検出する同相信号検出手段と、第1および第2の所定の電圧から基準電圧を生成する基準電圧手段と、この検出した同相信号の電圧と前記基準電圧との差分電圧を検出する差分検出手段と、差分電圧に基づいて第1および第2の電流源と第3および第4の電流源の電流を制御する第1の制御手段とを含み、第1の制御手段は、検出した同相信号の電圧に応じて第1ないし第4の電流源の電流を制御して、同相信号に対する該電力供給回路のインピーダンスを低下させる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に添付図面を参照して本発明による電力供給回路の実施例を詳細に説明する。図1は本発明による電力供給回路を電話交換機の加入者回路に適用した実施例の構成を示すブロックダイアグラムである。図１において、実施例の電力供給回路は1対の端子100、102を有し、これは、図示しない外部加入者線路との接続点であり、図示しない外部の電話機等の通信端末装置へ電力を供給するインタフェース点である。本電力供給回路は、交換機に配設された状態では外部加入者線路に接続される。本電力供給回路は基本的には、電力を供給する直流電源304と、直流電源304から電力の供給を受け加入者回路へ必要な直流電圧および電力を供給するDCDCコンバータ200と、４個の電流源500、550、600、650と、同相電圧検出用の抵抗104、106および基準電圧作成用の抵抗108、110と、差動増幅器400とが図示のように接続されて構成されている。
【００１１】
直流電源304の正側端子300の電位V(300)は、本実施例では地気すなわち接地電位に固定されている。したがって、直流電源304の負側はマイナス電圧V(300)を供給する。DCDCコンバータ200は、PWM (パルス幅変調)制御回路230を有し出力端子202、204に電力を供給するスイッチングレギュレータである。制御回路230は、図示しない出力電圧電流検出回路の出力に応動してこのスイッチングレギュレータを制御する。直流電源304の正側端子300および負側端子302は、DCDCコンバータ200の電力変換絶縁トランス216の一次側巻線216Aにスイッチング素子220を介して接続されている。そのスイッチング動作は、本電力供給回路出力の図示しない電圧電流検出回路の検出結果により制御回路230からスイッチングパルス幅変調された制御信号でオンオフ制御される。スイッチング素子220はスイッチング用のトランジスタで構成することができる。電力変換絶縁トランス216の二次巻線216Bは、一次巻線216Aとは絶縁され、二次巻線216Bの誘起電流出力は、整流回路210により直流電圧に整流平滑化され、出力端子202、204を経由して加入者線路に電力を供給する。整流回路210は本実施例では、図示のように接続されたダイオード214とキャパシタ212とで構成されている。
【００１２】
同相電圧検出用の抵抗104および106は、本実施例の電力供給回路の出力端子100および102の間に縦列に接続され、２つの抵抗の中間接続点は差動増幅器400の一方の入力に接続されている。また、基準電圧作成用の抵抗108および110は、直流電源304の出力端子300および302の間に縦列に接続され、これら２つの抵抗の中間接続点は、この差動増幅器400のもう他方の差動入力に接続されている。抵抗108および110のこの接続点からは、直流電源304の電圧を分圧した電圧が基準電圧として差動増幅器400に供給される。
【００１３】
直流電源304の正側端子300は、電流源500を介して電力供給回路出力端子100に接続され、同出力端子300はまた、他の電流源550を介して電力供給回路出力端子102に接続されている。一方、この直流電源304の他方の負側端子302は、電流源600を介してこの電力供給回路の出力端子100へ接続され、同端子302はまた、他の電流源650を介して端子102へ接続されている。
【００１４】
差動増幅器400は2つの出力端子112および114を有し、出力側端子112はそれぞれ、電流源500および550の制御端子502および552に接続され、電流源500および550の電流を制御する。同様に、差動増幅器400の他方の出力端子114はそれぞれ、電流源600および650の制御端子602および652に接続され、電流源600および650の電流を制御する。
【００１５】
差動増幅器400は、電流源500および550、ならびに600および650の制御について次のように構成されている。いま、直流電源端子300および302の電位をそれぞれV(300)、V(302)と表わす。また、1対の端子100および102の間に接続された同相電圧検出用抵抗104および106の抵抗値をそれぞれR1およびR2とし、それぞれの端子電圧をV(100)、V(102)と表わす。また、この直流電源端子300および302の間に接続された基準電圧作成用抵抗108および110の抵抗値をそれぞれR3およびR4とし、抵抗R1とR2の中間接続点の電位をVC、抵抗R3とR4の中間接続点の電位をVRとする。いま、簡単のためR1=R2、R3=R4とすると、
【００１６】
【数１】
VC = {V(100)+V(102)}/2           (1)
【００１７】
【数２】
VR = {V(300)+V(302)}/2           (2)
差動増幅回路400は、電位VCおよびVRの差分電圧を増幅し、電流源500、550、600、650に以下の式(3)、(4)および(5)に示す電流を流す。電流源500および550は、直流電源端子300から端子100または102方向へそれぞれI(500)、I(550)を、また電流源600および650は、端子100または102から直流電源端子302方向へI(600)、I(650)の電流を流す。
【００１８】
【数３】
VC<VR  の場合には、
I(500)=I(550)=A(VC-VR), I(600)=I(650)=0    (3)
【００１９】
【数４】
VC>VR  の場合には、
I(500)=I(550)=0, I(600)=I(650)=A(VR-VC)    (4)
【００２０】
【数５】
VC=VR の場合には、
I(500)=I(550)=I(600)=I(650)=0              (5)
ただし、Aは差動増幅器400の増幅率である。なお、1対の端子100、102上に同相電流または同相電圧がない正常状態では、式(5)のようにVC=VRとなる。
【００２１】
以下、図１を参照して本実施例の動作原理を説明する。たとえば、商用電力線等から電磁誘導等により同相信号誘導成分が加入者線に重畳されたとする。すると、図１に示す電力供給回路では、端子100および102に同相電流が流れ込み、端子100と端子102のいずれも電位が上昇する。その結果、抵抗104および106を介して両抵抗の中間接続点の電位VCも上昇する。一方、直流電源304から抵抗108および110を介して中間接続点に供給される電位VRは一定であり、式(4)における条件VC>VRが成立するから、差動増幅器400は、電流源I(600)およびI(650)に電流を流すようにこれを制御する。このとき電流源I(600)およびI(650)を流れる電流値は(4)式に示され、この値が誘導による重畳電流に等しくなるように、つまりVC=VRとなるように、差動増幅器400とこれら電流源および抵抗とからなる負帰還により制御が行なわれる。電流の方向は端子100および102から端子302への方向であり、加入者線路からの誘導同相電流は、電流源I(600)およびI(650)を介して吸収されるから、DCDCコンバータ200への影響はない。
【００２２】
同相信号に対するインピーダンスは、例えば電位VCがΔVだけ上昇した場合の同相電流の変化分ΔIとすると、
【００２３】
【数６】
ΔV/ΔI=ΔV/2I(600)=ΔV/2A(VC-VR)=1/2A              (6)
となる。
【００２４】
逆に、端子100および102から電流が流れ出す方向の同相電流が重畳された場合は、VC<VRとなり、式(3)に示したように、電流源I(500)およびI(550)に電流A(VR-VC)が端子300より端子100および102方向へ流れ込み、誘導による電流分を吸収する。こうして前述のように、差動増幅器400は、電流(VR-VC)が誘導電流に等しくなるようにその増幅率Aが制御される。このように、商用電源等による誘導電流を電流源により吸収できるため、DCDCコンバータ200への影響を除去し、差動雑音を発生せず、DCDCコンバータ200に流れる電流は変化せず、安定した電圧を加入者線路に送出できることになる。
【００２５】
また、フローティングまたは非フローティングを選択的に切り替える必要がある適用例では、上述した4個の電流源500、550、600、650を停止（電流をゼロ）に設定することで、DCDCコンバータ200をフローティング電源として機能させることができる。したがって、従来技術のスイッチによる方法に比較して、とくに回路を追加する必要がなく容易にフローティング設定を実現できる。
【００２６】
図２は本発明の他の実施例を示すブロック図である。以降の図において、同様の構成部分には同一の符号を付して説明は省略する。この実施例は、図１の実施例において、供給するフローティング電源の極性をスムースに反転することのできる機能を付加したものである。
【００２７】
より詳細には、図２に示す電力供給回路は、端子100と端子202との間にスイッチ802を、また端子102と端子202との間にはスイッチ804を、さらに端子100と端子204との間にはスイッチ806を、そして端子102と端子204との間にはスイッチ808を挿入した構成になっていて、その他の構成は図１と同様である。図２において、スイッチ802および808をオン、スイッチ802および806をオフとすると、図１に説明した実施例と同じ状態になる。これらのスイッチ802、804、806、808は、同図に概念的に示す制御回路810によって、その開閉が制御される。スイッチ802、804、806、808は各種のものが適用可能で、機械的スイッチ、電磁リレー、トランジスタスイッチ、MOSスイッチ、フォトカプラ、サイリスタスイッチ等が適用できる。
【００２８】
制御回路810によって、スイッチ802および808をオフ、交差スイッチ804およびスイッチ806をオンとすると、端子102を正極性とする極性反転した電流供給が可能となる。本例の場合でも、差動増幅器400の入力電圧差分が実質的にゼロになるように差動増幅器400の出力により電流源を制御することにより、1対の端子100および102上にある同相信号成分を除去することができるのは、図１に示した実施例と同様である。
【００２９】
また、本実施例の場合、スイッチ802、804、806および808のすべてをオフとすると、DCDCコンバータ200からの電流供給は行なわないが、1対の端子100、102上の同相成分は図１と同様、電流源500、550、600および650により吸収することができる。
【００３０】
加入者線路では、電話機等の端末に対し供給電流の極性を反転させることで情報を伝える場合がある。その場合、さらに、本実施例の図２電力供給回路を用いることにより、この極性反転を滑らかに行なうことが可能であり、極性反転による情報伝達の目的に使用して好適である。図２において、制御回路810は、以下のステップによる制御で滑らかな極性反転ができる。
ステップ１：  スイッチ802および808をオンとし、スイッチ804および806をオフとする。これによりDCDCコンバータ200は負荷に定格電圧を発生し供給する。
ステップ２：  DCDCコンバータ200の電圧あるいは電流を減少させるように制御する。
ステップ３：  DCDCコンバータ200の出力電圧あるいは電流が実質的にゼロになった段階でスイッチ802および808をすべてオフとする。
ステップ４：  スイッチ804および806をオンとし、DCDCコンバータ200の出力電圧あるいは電流を定格値まで増大させる。
【００３１】
上記ステップの制御期間において、抵抗104、106、108および110、電流源500、550、600および650、ならびに差動増幅器400はすべて動作を継続し、1対の端子100、102への同相誘導電流の補償動作は正常に行なわれ、差動雑音等の発生はない。
【００３２】
図２の実施例によれば、図１の実施例において、４個のスイッチ802、804、806、808をDCDCコンバータ200の出力側に挿入する構成にしたため、同相インピーダンスを一定に保ったまま、同相電流を吸収しつつ雑音を発生させずに給電回路の極性反転が可能となった。
【００３３】
図３は本発明の他の実施例の具体的回路構成を示し、この実施例は、図１に示した実施例の構成を具体的な回路で実現し、さらにこれに、電流源のオンオフ機能を追加し、かつ電流源のコレクタ側に直列にダイオードを挿入して、回路保護機能を強化した例である。
【００３４】
図３において、図１の電流源500は具体的に、演算増幅器504、抵抗506、トランジスタ508およびダイオード510が図示のように接続されて構成されている。より具体的には、直流電源端子300から端子512を経由して抵抗506、PNPトランジスタ508、ダイオード510が接続され、端子514を経て端子100に接続されている。トランジスタ508のベースは、演算増幅器509を介して端子502から差動増幅器400の制御出力端子112に接続されている。電流源550の内部構成は、電流源500と同じである。ただし電流源550のダイオードは端子102と接続されている。
【００３５】
図３における電流源600は、演算増幅器604および抵抗606、NPNトランジスタ608、およびダイオード610の縦列接続により構成され、ダイオード610は端子614を経て端子100へ、抵抗606は端子612を経て直流電源端子302へ接続されている。電流源600は制御端子602を有し、これは差動増幅器400のもう一方の出力端子114と接続されている。電流源650は電流源600と同一構成である。
【００３６】
差動増幅器400は、演算増幅器402、トランジスタ404、406、408、410、互いに縦列接続された複数のダイオード412により構成され、差動増幅器400の出力は、端子112から電流源500、550の制御入力端子502等へ、端子114から電流源600、650の制御入力端子602等に、図示のように接続されている。直列接続されたダイオード群412は、トランジスタで構成する差動増幅器400のバイアスを電流源700の電流を制御することにより生成する。同相電流が印加されたときの通常動作時には、電流源700に適切な電流を流すことにより、図１に示した動作をさせることができる。
【００３７】
本実施例では、電流源700が直流電源端子300と差動増幅器400のダイオード412のアノード端子412に接続され、ダイオードのカソード416側は抵抗704を介して直流電源端子302に接続されて差動増幅器400のバイアス電圧を供給する。電流源700に電流を流した場合、電流源500、550、600、650のいずれかが導通することとなり、非フローティング電力供給回路として動作する。
【００３８】
電流源700の電流をゼロとして差動増幅器400を停止させたとき、差動増幅器400の出力はオープンとなる。電流源500、550、600、650に駆動入力が無いため、これらの電流源の各トランジスタには電流は流れずオフとなり、そのコレクタ側はハイインピーダンスすなわちフローティング給電動作となる。各トランジスタのコレクタ側にはダイオード510などのダイオードが接続され、トランジスタに対していずれの極性の電圧が印加されてもハイインピーダンスを保持することができる。この状態のときに加入者線路の1対の端子100、102に外部から同相電圧が印加され線路電圧が電源端子300、302を超えた場合でも雑音の発生や部品の劣化を防止することが可能である。例えば、外部から雷サージなどの異常高電圧が印加された場合でも、トランジスタのコレクタ耐圧とダイオードの逆方向耐電圧までは電流源を保護することができる。なお、図３の実施例では、差動増幅器400の制御出力は電流として電流源に伝達されるように構成されているが、電圧制御出力として電流源を制御するように構成することも可能である。
【００３９】
図３の実施例によれば、電流源700を付加し、この電流源の電流を制御することで、差動増幅器の動作、停止を制御し、４個の電流源500、550、600、650を一括してオンオフでき、簡単にフローティング、非フローティングの切り替えができるとともに、電流源700の電流をゼロとすることで、電流源をハイインピーダンスとすることができるため、線路側から異常高電圧が印加されても電流源を保護できる。
【００４０】
図４は、本発明のさらに他の実施例を示し、これは、図３の実施例において、アナログ電話などの非フローティング給電とデジタル端末給電などのフローティング給電の要求特性にそれぞれに好適に適用できるようにしたである。具体的には、電流源500のトランジスタ508のコレクタ端子とダイオード510との間の接続点がキャパシタ516を介して接地されている。他の電流源550、600、650に関しても同様に、キャパシタ566、616、666をそれぞれ電流源550、600、650のそれぞれのコレクタ端子と地気との間に接続する構成である。その他の構成は図３と同様であり同一の符号を付して説明は省略する。
【００４１】
図４の回路において、電流源700をオンとし非フローティング給電の状態としたとき、電流源700の電流は差動増幅器400のバイアス電流となり、電流源500、550、600、650は導通状態となる。このとき、各電流源のダイオード（電流源500の場合510）には電流が流れて導通状態となっている。したがって、キャパシタ516は、ライン端子100にダイオード514を介して接続されているから、対地間に接続されていることとなる。同様に、他の電流源550についても、キャパシタ566が端子102と接地間に接続されることになる。電流源600、650についても、キャパシタ616、666がそれぞれ端子100もしくは端子102と接地との間に接続されている。すなわち、端子100にはキャパシタ516、616の容量の和が等価的に対地間に付加されたことになり、また端子102にはキャパシタ566、666の容量の和が等価的に対地間に付加されたこととなる。一方、電流源700がオフの時はフローティング給電状態であり、電流源500、550、600、650は非導通状態で電流が流れないから、ダイオード516、566、616、666にも電流は流れず、この4個のキャパシタは端子100および102から切り離され、したがって対地間からもキャパシタが切り離された状態となる。
【００４２】
加入者線路に誘起される放送電波などによる妨害を防止するためや、同相発振に対する安定度を高めるために、対地キャパシタを接続することが有効であるが、アナログ端末とデジタル信号端末では伝送周波数帯域の相違により対地キャパシタの最適値が異なる。一般に、アナログ信号端末に比較してデジタル信号端末では周波数帯域が高周波域にある。本実施例の場合、アナログ端末には非フローティング給電動作とし、デジタル端末にはフローティング給電動作とすることにより、アナログ信号端末のときには大きな対地キャパシタを接続し、デジタル信号端末では対地キャパシタを切り離す構成としている。したがって、別にスイッチ等の追加部品を用いることなく、このような特性の切替を行ない、最適な特性を確保できる。なお、フローティング給電動作時に小容量の対地容量が必要な場合には、端子100、102にそれぞれキャパシタを接続すればよい。
【００４３】
図４の実施例によれば、アナログ端末給電の非フローティング動作とデジタル端末給電のフローティング給電の場合のそれぞれの最適対地キャパシタを非フローティングとフローティング給電の切り替え操作だけで自動的に最適キャパシタに切り替えられる。
【００４４】
図５は、図２に示した本発明の他の実施例をさらに変形した具体的回路構成例を示す。図５において、図２の実施例との相違は、ダイオード908および910を縦列接続し、さらに両ダイオードの中間接続点に抵抗108および110の中間接続点を接続している点である。また、ダイオード908の他端からトランジスタ902、904で構成されるカレントミラー回路のトランジスタ902のコレクタ端子へ接続し、同カレントミラー回路を構成するトランジスタ902および904のコレクタは、電源端子300(本実施例の場合は接地電位)に接続されている。トランジスタ904のコレクタは、図示しない外部制御回路のアラーム端子900に接続されている。一方ダイオード910の他端はトランジスタ906のエミッタ端子に接続され、このトランジスタ906のコレクタ端子はアラーム端子900に接続され、ベース端子は電源端子302に接続されている。その他は図２と同様であり、以下の説明は相違する部分について行なう。
【００４５】
抵抗104および106の抵抗値が互いに等しいとすると、加入者線路が接続される端子100、102に接続された抵抗104、106により分圧された中点の電圧VCは、加入者線路の中点電位となる。中点電位VCが電源電位V(300)より高い電位になると、ダイオード908が導通し、外部制御回路から電流がアラーム端子900を経てトランジスタ902、904で構成するカレントミラー回路に流入する。
【００４６】
一方、中点電位VCが電源電位V(302)より低くなると、ダイオード910が導通し、外部制御回路から電流がベース接地回路として動作するトランジスタ906へアラーム端子900を経て流入する。
【００４７】
中点電位VCがV(300)とV(302)の間にあるときは、ダイオード908、910とも導通しないため、電流は流れず、アラーム端子900からの電流の流入はない。すなわちこの回路は、加入者線路の中点電位が電源電圧の範囲から超えた場合にこれを検出し、アラーム端子900にこの検出結果を出力することができる。この検出結果により外部制御回路を駆動し、電流源500、550、600、650をオフするか、スイッチ802、804、806、808をオフするか、あるいはDCDCコンバータ200等の回路要素を切離し、こうすることによって、加入者線路に異常な電圧が発生したときに、本電力供給回路を保護することができる。
【００４８】
図５の実施例によれば、本電力供給回路の加入者線路側（端子100、102）にダイオード２個とトランジスタ３個を付加することにより、電源供給回路の電源電圧を超えるような過電圧が加入者線路に発生した場合を検出して、検出結果により４個の電流源およびDCDCコンバータ200を開放する機能を持たせたため、電力供給回路を保護することができる。
【００４９】
図６は本発明のさらに他の実施例を示し、この実施例は、図３の実施例において、直流電源端子300と電流源500の制御入力端子502との間にスイッチ710を介してダイオード712、714を縦列接続し、直流電源端子302と電流源600の制御入力端子602間にスイッチ720を介してダイオード722、724を縦列接続した構成である。その他の構成は図３と同様であり、同一のものには同一の符号を付してある。本実施例は、このような構成によって、非フローティング動作の電力供給回路において同相電流が異常に増大したことを検出し、回路を保護する機能を付加したものであり、その他の機能は図３の実施例と同様であり、説明を省略し相違点について説明する。
【００５０】
加入者線路端子100、102に同相電流が流れたとき、各電流源500、550、600、650に同相電流と逆向きの電流が流る。したがって、例えば電流源500の抵抗506の両端には電圧降下が発生するから、この電圧を監視することにより同相電流の大きさを監視できる。他の電流源についても同様である。いまスイッチ710もしくは720がオフとなっている状態において、ある定められた閾値電圧V21を越えるような電圧降下が抵抗506もしくは606の両端に発生したときには、スイッチ710もしくは720をオンとすると、電流源500、600に加わる制御電圧は、縦列接続したダイオード712、714の電圧降下もしくはダイオード722、724の電圧降下にバイアスされる。そこで、電流源500、550もしくは電流源600、650の制御電圧もダイオードの電圧降下分以上に大きくなることはなく、したがって電流源電流がある値以上に大きくなることを制限し、回路を保護することができる。すなわち、1対の端子100、102に異常な同相電流が流入したときに、過大電流を検出することによりダイオードの直列抵抗値で決まる値以上の電流が電流源に流れないようにして、線路端子側からの過大同相電流から回路を保護することができる。なお、図６では、直列ダイオードの数を2個としたが、制限するべき電流に応じてダイオードの個数を変更してもよいし、ダイオードとしてはツェナーダイオードを用いることも可能である。
【００５１】
なお、異常状態がなくなり電圧降下が閾値V22を超えない状態となったら、再度スイッチ710もしく720をオフして、正常状態に戻すことができる。その際、閾値電圧をV21>V22とすれば、定常状態と保護状態とを繰り返す不安定状態を防止できる。
【００５２】
図６の実施例によれば、電流源の電流を監視し、電流が定められた値を超えるような場合に、電流源の制御電圧を抑えることができるため、例えば加入者線路の絶縁不良による過大電流が電流源に流れることを防止し、回路を保護することがだきる。
【００５３】
また、この実施例では、電流源の抵抗506、606の電圧降下を検出するように構成されているが、抵抗702もしくは704の電圧降下を監視して検出するように構成することもできる。
【００５４】
さらに、本実施例では、過大電流を抵抗の電圧降下分を監視して制御する構成をとっているが、電流源保護としてはこのスイッチ710もしくは720を省略することも可能である。直列ダイオードの両端の順方向バイアス電圧を超える過大電流が流れると、電流源の制御入力電圧はダイオードの順方向電圧降下にクランプされるから、電流源に印加される制御電圧も自動的に制限されることになる。すなわち、スイッチ710、720を除去できる。この場合、ダイオードの特性および個数は、制限すべき電圧降下すなわち制限電流値により決まる。
【００５５】
以上の他、電流源の電流を制限する方法としては、電流源内部の出力トランジスタのベースをダイオードやツェナーダイオードでクランプする方法でもよく、入力過大同相電流を検出して電流制限する方法であれば、いかなる方法を用いてもよい。
【００５６】
上記実施例は、電流源保護に関して説明したが、異常状態を検出したらDCDCコンバータ200を図２に示すスイッチ802、804、806、808等により開放して保護するように構成することもできる。
【００５７】
図７は本発明のさらに他の実施例を示し、この実施例は、電力供給装置を給電停止状態に設定したときに、加入者線路端子100、102を端子外部から見たときに本給電回路を完全に切り離すことのできる機能を付加したものである。本実施例によれば、例えば端子100、102が接続されている状態で線路の絶縁抵抗試験等を行なう場合に、図１に示す回路構成では抵抗104、106等の影響が無視できないが、本実施例では試験結果に給電回路の抵抗分等の影響を排除した試験が可能となる。以下図面を参照して構成を説明する。
【００５８】
図７に示す実施例について、図１のそれとの相違点に関して説明する。図１に示す実施例から抵抗104、106は削除され、電流源500と直列にダイオード1008を端子100との間に挿入する。同様に、電流源550と直列にダイオード1010が、また電流源600と直列にダイオード1012が、さらに電流源650と直列にダイオード1014がそれぞれ端子102、端子100、端子102の間に挿入されている。また、電流源500およびダイオード1008の接続点514と電流源550およびダイオード1010の接続点564との間に抵抗1000、1002を縦列接続し、また電流源600およびダイオード1012の接続点614と電流源650およびダイオード1014の接続点654との間に抵抗1004、1006を縦列接続する。抵抗1000、1002の接続点と抵抗1004、1006の接続点との間にダイオード1016を、またスイッチ1020、1022、およびダイオード1018を順次直列に接続し、スイッチ1020および1022の中間接続点を差動増幅器400の前述の削除した抵抗104、106の中間接続点が接続されていた差動入力端子に接続する。以上の構成となっている。
【００５９】
上記構成において、スイッチ1020および1022をオンとし、差動増幅器400および電流源500、550、600、650を能動状態とすると、ダイオード1008、1010、1012、1014、1016および1018は導通状態となる。抵抗1000および1002の接続点の電位は、端子100と同102の間の電位差を抵抗1000および1002で分圧した電位とダイオード1008または1010のそれぞれの順方向電圧降下との和となる。同様に、抵抗1004と同1006の間の接続点の電位は、端子100と同102の間の電位差を抵抗1004および1006で分圧した電位とダイオード1012または1014のそれぞれの順方向電圧降下との和となる。ここで抵抗1000、1002、1004、1006およびダイオード1008、1010、1012、1014の順方向電圧降下の値が等しいとすると、スイッチ1020、1022の接続点には端子100および102の電位の中点電位VCが得られる。この電位VCを差動増幅器400に入力することにより、図１で説明したように同相信号に対する負帰還回路が構成され、同相電流を吸収することができる。
【００６０】
スイッチ1020および1022をオフとし、電流源500、550、600、650をすべてオフ状態とすると、ダイオード1008、1010、1012、1014、1016、1018は非導通状態となる。この状態で端子100もしくは102に異常電圧が印加されても、それがダイオードおよび電流源回路の耐電圧を超えないかぎり、端子100、102から抵抗1000、1002、1004、1006に電流が流れることはない。
【００６１】
本実施例によれば、同相電流の吸収を行なうモードと吸収を行なわないフローティングモードとを切り替える機能を有する装置で、フローティングモードの時に端子100、102に接続されている抵抗成分を完全に切り離すことができ、フローティング時の回路のバランス特性や消費電力低減を実現することができる。このことを利用し、本電力供給装置が停止状態にあるときに、端子100、102に接続された外部回路から本給電回路の抵抗成分を切り離すことができるため、例えば、端子100、102に接続された加入者線路の絶縁抵抗試験などを行なう場合に、図１に示す実施例における抵抗104、106などのように試験結果に影響を与えることがなく、測定精度を向上させることができる。
【００６２】
図８は、図７に示した実施例のスイッチ1020、1022の具体的回路例を示したものである。スイッチ1020、1022以外の部分は図３に示す回路と同じであるので、説明は省略する。スイッチ1020および1022は、トランジスタ1030および1032とダイオード1034および1036と、電流源1038および1040がそれぞれ図示のように接続されて構成されている。より具体的には、スイッチ1020のトランジスタ1030のコレクタはダイオード1016に接続し、同トランジスタのエミッタはスイッチ1022のトランジスタのエミッタに接続し、同トランジスタのコレクタ端子からダイオード1018に接続する構成となっている。トランジスタスイッチ1020および1022のトランジスタのエミッタの接続点は、図７で示したように差動増幅器400の入力に接続し、端子100および102の中点電位を負帰還させ同相電流の吸収動作を行なう。なお、スイッチ1020および1022は、それぞれのトランジスタのベース電流を対応する電流源1038および1040によりそれぞれ制御することで、スイッチをオンオフする。トランジスタスイッチ1020、1022をオフし、電流源700をオフとすると、４個の電流源500、550、600、650の出力トランジスタおよびトランジスタスイッチ1020、1022はすべてオフとなり、端子100および102の間から抵抗1000、1002、1004、1006はすべて開放される。各電流源トランジスタのコレクタ側はハイインピーダンスとなり、電流源に挿入されたダイオードの逆耐圧を超えない限り、端子100、102に印加された加入者線路上の過大電圧に対して回路の絶縁を保持しかつ保護できる。
【００６３】
図７および図８の実施例によれば、端子100および102に接続されている電力給電回路の抵抗分がスイッチ1020、1022をオフすることで完全に切り離されるため、フローティング時のバランス特性を改善でき、また消費電力の低減が可能である。加入者線端子外部から本給電回路を見たときに、同相電流補償回路の抵抗1000、1002、1004、1006が切り離され、例えば絶縁試験のときにこの抵抗の影響を除去できる。
【００６４】
図９は本発明の他の実施例を説明するためのブロック図である。本実施例は、前述した電流源を利用し、当該加入者端末へのアクセスの有無を検出してDCDCコンバータ200をオンオフする制御部300を設けることで、システムの平均消費電力を低減することのできる方式を提供するものである。
【００６５】
本実施例では、図１に示す実施例において、制御部1300を付加し、制御部1300の制御線1302を電流源500の制御端子に、また制御線1304を電流源650の制御端子にそれぞれ接続した構成である。その他の構成は図１と同じであり、図１と同一のものは同一の符号を付して説明は省略する。
【００６６】
図９の実施例において、制御部1300から何らの制御信号も送出しないときは、図１の実施例で説明したと同様の動作を行なう。この回路は、差動増幅器400をオフ、DCDCコンバータ200を非能動状態とした状態で、制御部1300から電流源500および650にそれぞれ制御信号を制御線1302、1304により印加して、電流源500および650から加入者線端子100および102に対する電流を供給する構成としたものである。制御部1300は、当該加入者回路が受信もしくは発呼待機状態のとき、DCDCコンバータ200を動作停止させ、電流源500および650に対し端子100および102の線路の状態を監視するための信号電流を流すよう、制御線1302および1304により指示する。
【００６７】
電話回線において、例えば当該加入者回路の端子100、102に対し発呼がされると、電流源500および650の電流変化を制御部1300において電流検出回路により検出し、DCDCコンバータ200を能動状態とすることで、通話状態に移行させる。本実施例によれば、比較的消費電力の大きいDCDCコンバータを待機状態では停止させておくことで、加入者回路の平均消費電力を低減したシステムを構築することができる。
【００６８】
図９の実施例によれば、付加した制御部により電流源500、550、600、650のオンオフを行なうことができるため、必要最小限の発呼監視回路のみを動作させ、待機時にはDCDCコンバータを非能動とすることにより、システムの平均消費電力を低減することが可能となる。
【００６９】
これまでに説明した実施例において、トランジスタはバイポーラ型であったが、勿論、MOS型トランジスタやGaAs型トランジスタなどの他のタイプのトランジスタであってもよい。また、電源の電圧、極性を特定し、例えば端子300の電位を地気とし、電位は端子300から端子302に向かって下降する実施例であったが、電位、極性はこれらに特定するものではなく、変更可能である。
【００７０】
実施例の説明ではまた、交流信号やデジタル信号を阻止するためのフィルタ、チョークコイル、電子化インダクタ（電子化チョーク）などについて言及しなかったが、もちろんこれらの素子を端子100と202の間や、端子102と204の間に挿入しても、本発明の効果を制限するものではない。
【００７１】
本発明は、従来方式である加入者線路端子間の電圧、または電流を検出することによる出力電圧制御方法をDCDCコンバータに使用することを制限するものではない。また、本発明を適用するDCDCコンバータの方式には、とくに制限はなく、フライバック型やフォワード型など各種方式のものが適用できる。また、DCDCコンバータでなくても、絶縁型の電源であれば問題なく、例えばトランス結合のシリーズレギュレータでもよいし、また、制御信号の伝達にフォトカプラー等の分離素子を採用してもよい。DCDCコンバータの出力に逆流防止ダイオードを挿入することなど、本発明の原理を逸脱しなければ、どのような回路を付加してもよい。
【００７２】
これまでの実施例の説明では、抵抗104、106、108、110の値を互いに等しいものとしたが、異なる抵抗値とすることにより、電力供給回路あるいは外部の加入者回路の不平衡分を補償することもできる。また４個の電流源500、550、600、650の電流変換比特性をそれぞれ変えて、電力供給回路あるいは外部の加入者回路の不平衡（アンバランス）分を補償することもできる。
【００７３】
上述の実施例では、基準電位VRの生成に抵抗108、110を用いているが、もちろん別の方式の基準電位生成手段を用いることも可能である。
【００７４】
さらに、以上説明した各変形実施例を組み合わせてもよいことは、言うをまたない。
【００７５】
【発明の効果】
このように本発明によれば、フローティング電源を設けて、直流電源端子より電力の供給を受け、２端子からなる端子対に電力を供給する給電回路において、第１の端子に電流を供給する２個の電流源と、第２の端子から電流を吸収する２個の電流源を備え、２端子の対の同相信号を検出し、検出結果に対応してこの電流源の各々の電流を制御して、同相信号に対する電力供給回路のインピーダンスを低下させるように構成したため、商用電力線等からの同相交流誘導電流などに起因して発生するDCDCコンバータの差動雑音を除去可能となり、電子交換機の加入者回路、デジタル加入者線伝送システムの局内回線終端回路に用いて好適である。また、通信装置に限らず、電源回路電流供給回路に一般的に適用できる。
【００７６】
またフローティング、非フローティング電源としての切替は、４個の電流源の電流をすべてゼロとすることで、フローティング電源として動作するから従来回路に比較して簡単な構成でかつ容易に切り替えができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源供給回路の実施例の構成を示す概略機能ブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例の構成を示す機能ブロック図である。
【図３】図１に示す実施例の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。
【図４】図３に示す実施例を変形した他の実施例の構成を示す回路ブロック図である。
【図５】本発明の他の実施例の構成を示す機能ブロック図である。
【図６】本発明の他の実施例の構成を示す回路ブロック図である。
【図７】本発明の他の実施例の構成を示す機能ブロック図である。
【図８】図７に示す実施例の詳細な構成例を示す回路構成図である。
【図９】本発明の他の実施例の構成を示す機能ブロック図である。
【符号の説明】
100、102  電力供給回路出力端子
200  DCDCコンバータ
210  整流回路
216  電力変換絶縁トランス
220  スイッチング素子
230  PWM（パルス幅変調）制御回路
300  電源端子（地気）
301  電源端子（負端子）
304  直流電源
400  差動増幅器
500、550、600、650、700、1038、1040  電流源
802、804、806、808  スイッチ
900  アラーム端子
1020、1040  スイッチング回路
1300  制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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