(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域ベースの移動電話の中のインバンド相互変調ひずみを検出し低減させるための装置において、
低雑音増幅器、制御信号に応えて該低雑音増幅器をバイパスするための切換え可能な手段、及び受信信号をデジタル信号に変換するための変換器を有する、広帯域スペクトル内の信号を受信するための受信機、及び
デジタル信号を受信し、予め定められたサンプリング間隔でそこから複数のサンプルを抽出し、各周波数値がいくつかの大きさからなる範囲内の１つの大きさを有する複数の周波数値を含む、複数のサンプルの各々についてのスペクトル推定を実行し、それらの大きさの範囲内で第１の大きさのグループと第２の大きさのグループを識別し、該第１のグループはそれらの大きさの範囲の上端において予め定められた数の大きさを含んでおり、干渉推定量を決定するため第１の大きさのグループについて第１の平均された大きさをコンピュータ処理し、受信信号のための雑音推定量を決定するために第２のグループについて第２の平均された大きさをコンピュータ処理し、第１の平均された大きさ及び第２の平均された大きさから干渉統計量を計算し、干渉統計量を予め定められたしきい値と比較し、干渉統計量がしきい値を超えた場合に、低雑音増幅器をバイパスするべく切換え可能な手段に対しバイパス指令を提供するための、デジタル信号プロセッサ、
をそなえてなる装置。
【請求項２】
前記スペクトル推定は、離散フーリエ変換を用いてデジタル信号プロセッサ内で行なわれる請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記複数の周波数値には離散フーリエ変換のＮ個のビンが含まれており、デジタル信号プロセッサはさらに、Ｎ個の平均ビンの大きさを提供するべく複数のサンプルから各ビンについての平均ビンの大きさを計算し、第１の平均された大きさ及び第２の平均された大きさはＮ個の平均ビンの大きさから計算される請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記複数のサンプルの各々は、１つのフィルタが各ビンに対応する形でＮ個のフィルタの列によって濾波される請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記デジタル信号プロセッサが、高速フーリエ変換を用いて離散フーリエ変換をコンピュータ処理する請求項２に記載の装置。
【請求項６】
前記干渉統計量には、第１の平均された大きさと第２の平均された大きさとの比が含まれている請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記しきい値は、インバンド相互変調雑音が存在することがわかっている場合に、干渉統計量に等しくセットされる請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記デジタル信号プロセッサは、バイパス指令と関連させて利得制御信号を生成し、該利得制御信号に対する応答性をもつ利得制御ブロック及び可変利得増幅器をさらに含み、該利得制御ブロックは、デジタル信号プロセッサが利得制御信号を生成するとき可変利得増幅器の利得を増大させる請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記低雑音増幅器がバイパスされた時点で受信信号を減衰させるための切換え可能な手段に接続されている減衰器をさらにそなえてなる請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
広帯域幅受信信号内でインバンド干渉信号を検出するための方法において、
アナログ受信信号を受信する段階、
アナログ受信信号をデジタル信号に変換する段階、
予め定められたサンプリング間隔でデジタル信号から複数のサンプルを抽出する段階、
各周波数値がいくつかの大きさからなる範囲内の１つの大きさをもつ複数の周波数値を含む、複数のサンプルの各々についてのスペクトル推定を実行する段階、
高レベルのインバンド干渉信号をもつ複数の値の周波数値を表わす第１の大きさのグループを該大きさの範囲内で識別する段階、
干渉統計量を決定するために該大きさの範囲内で第２の大きさのグループに対し第１の大きさのグループを比較する段階、及び
インバンド相互変調ひずみを表わす予め定められたしきい値に対し干渉統計量を比較する段階、
をそなえてなる方法。
【請求項１１】
スペクトル推定を実行する段階には、離散フーリエ変換を計算することが含まれる請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
複数の周波数値には離散フーリエ変換のＮ個のビンが含まれており、スペクトル推定を実行する段階にはさらに、Ｎ個の平均ビンの大きさを提供するべく複数のサンプルから各ビンについての平均ビンの大きさを計算することが含まれ、第１の大きさのグループ及び第２の大きさのグループがＮ個の平均ビンの大きさからとられる請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
スペクトル推定の段階にはさらに、１つのフィルタが各ビンに対応する状態でＮ個のフィルタの列を通して複数のサンプルの各々を濾波することが含まれている、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
濾波段階には、無限インパルス応答濾波を用いることが含まれている請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
離散フーリエ変換を計算する段階が高速フーリエ変換を内含する請求項１１に記載の方法。
【請求項１６】
離散フーリエ変換が６４ポイントを有する請求項１１に記載の方法。
【請求項１７】
干渉統計量が、第１の平均された大きさと第２の平均された大きさとの比を含んでなる請求項１０に記載の方法。
【請求項１８】
第１の大きさのグループがＭ個の平均ビンの大きさを内含し、ここでＭは高レベルインバンド干渉信号をもつビンの数であり、ＭはＮよりも小さく、第２の大きさのグループが（Ｎ−Ｍ）個の平均ビンの大きさを含んでいる請求項１２に記載の方法。
【請求項１９】
第１の大きさのグループがＭ個の平均ビンの大きさを含み、ここでＭは高レベルのインバンド干渉信号をもつＮ個のビンのサブセットであり、第２の大きさのグループは（Ｎ−（Ｍ＋Ａ））個の平均ビンの大きさを含み、ここでＡは高レベルのインバンド干渉信号をもつビンに隣接して位置づけされたＮ個のビンのサブセットである請求項１２に記載の方法。
【請求項２０】
しきい値は、高レベル狭帯域干渉信号が存在することがわかっている場合、干渉統計量に等しくセットされる請求項１０に記載の方法。
【請求項２１】
低雑音増幅器及びデジタル信号プロセッサを有する移動電話受信機において、広帯域幅受信信号内でインバンド干渉を生成する高レベル狭帯域干渉信号から結果として得られるひずみ積を検出し減少させるための方法であって、
アナログ受信信号を受信する段階、
アナログ受信信号をデジタル信号に変換する段階、
予め定められたサンプリング間隔でデジタル信号から複数のサンプルを抽出する段階、
デジタル信号プロセッサにおいて、各周波数値がいくつかの大きさからなる範囲内の１つの大きさをもつ複数の周波数値を含む、複数のサンプルの各々についてのスペクトル推定を実行する段階、
高レベル狭帯域干渉信号を表わす第１の大きさのグループ及び広帯域幅受信信号のためのベース雑音レベルを表わす第２の大きさのグループであって、第１のグループはいくつかの大きさの範囲の高い端部にて予め定められた数の大きさを含むものを、該大きさの範囲内で識別する段階、
インバンド干渉の干渉推定量を決定するために第１の大きさのグループについての第１の平均された大きさをコンピュータ処理する段階、
受信信号のための雑音推定量を決定するために第２のグループについて第２の平均された大きさをコンピュータ処理する段階、
第１の平均された大きさと第２の平均された大きさとから干渉統計量を計算する段階、及び
干渉統計量を予め定められたしきい値と比較し、干渉統計量がしきい値を超えた場合に、低雑音増幅器をバイパスするためスイッチに対してバイパス指令を提供する段階、
をそなえてなる方法。
【請求項２２】
前記デジタル信号プロセッサは、バイパス指令と関連させて利得制御信号を生成し、さらに、利得制御信号に対する応答性をもつ利得制御ブロック及び可変利得増幅器を含み、該利得制御ブロックは、該デジタル信号プロセッサが該利得制御信号を生成したとき該可変利得増幅器の利得を増大させる請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
スペクトル推定を実行する段階には、離散フーリエ変換を計算することが含まれている請求項２１に記載の方法。
【請求項２４】
前記複数の周波数値には離散フーリエ変換のＮ個のビンが含まれており、スペクトル推定を実行する段階にはさらに、Ｎ個の平均ビンの大きさを提供するために複数のサンプルから各ビンについての平均ビンの大きさを計算することが含まれ、第１の大きさのグループ及び第２の大きさのグループがＮ個の平均ビンの大きさからとられる請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
スペクトル推定の段階にはさらに、１つのフィルタが各ビンに対応する状態でＮ個のフィルタの列を通して複数のサンプルの各々を濾波することが含まれている請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
濾波段階には、無限インパルス応答濾波を用いることが含まれている請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
離散フーリエ変換を計算する段階が複素高速フーリエ変換を実行することを内含する、請求項２２に記載の方法。
【請求項２８】
離散フーリエ変換が６４ポイントを有する請求項２２に記載の方法。
【請求項２９】
干渉統計量が、第１の平均された大きさと第２の平均された大きさとの比を含んでなる請求項２１に記載の方法。
【請求項３０】
第１の大きさのグループがＭ個の平均ビンの大きさを内含し、ここでＭは高レベルインバンド干渉信号をもつビンの数であり、ＭはＮよりも小さく、第２の大きさのグループが（Ｎ−Ｍ）個の平均ビンの大きさを含んでいる請求項２３に記載の方法。
【請求項３１】
第１の大きさのグループがＭ個の平均ビンの大きさを含み、ここでＭは高レベルのインバンド干渉信号をもつＮ個のビンのサブセットであり、第２の大きさのグループは（Ｎ−（Ｍ＋Ａ））個の平均ビンの大きさを含み、ここでＡは高レベルのインバンド干渉信号をもつビンに隣接して位置づけされたＮ個のビンのサブセットである請求項２３に記載の方法。
【請求項３２】
該しきい値は、高レベル狭帯域干渉信号が存在することがわかっている場合に干渉統計量に等しくセットされる請求項２１に記載の方法。
【請求項３３】
低雑音増幅器、及びＣＤＭＡ帯域幅内のアナログ受信信号をデジタル信号プロセッサに転送されるデジタル信号へと変換するための少なくとも１つのデジタル−アナログ変換器を有するＣＤＭＡ移動電話受信機のフロントエンドにおいて、インバンド相互変調ひずみを検出するための方法であって、
干渉統計量を提供するためにインバンド相互変調ひずみに帰することのできる信号の大きさと雑音信号に帰することのできる信号の大きさとを実質的に区別するようにＣＤＭＡ帯域幅内の周波数で離散的な信号の大きさの推定値を計算するために、デジタル信号プロセッサ内でスペクトル推定を実行する段階、及び
予め定められた干渉しきい値と干渉統計量とを比較する段階、
をそなえてなる方法。
【請求項３４】
スペクトル推定を実行する段階には、
予め定められたサンプリング間隔でデジタル信号から複数のサンプルを得る段階、
各ビンが離散的な信号の大きさをもつ、ある周波数ドメイン内のＮ個のビンを提供するために複数のサンプルの各々について離散フーリエ変換を実行する段階、
Ｎ個の平均された信号の大きさを得るために複数のサンプルを横切ってＮ個のビンのうちの各々のビンについて離散的な信号の大きさを平均する段階、
Ｎ個のビンのうちの各々のビンをデジタル式に濾波する段階、
Ｎ個の平均された信号の大きさ内のＭ個の最も高い大きさのグループをもつＮ個のビンのうちのＭ個のビンを識別する段階、
干渉推定量を提供するためにＭ個の最高の大きさを平均する段階、
雑音推定量を提供するために（Ｎ−Ｍ）個の平均された信号の大きさを平均する段階、
干渉推定量及び雑音推定量から干渉対雑音比を計算する段階、及び
インバンド相互変調ひずみを表わす予め定められたしきい値と、干渉対雑音比を比較する段階、
をそなえている請求項３３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般に、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）の移動電話システムにおける、相互変調ひずみ（ＩＭＤ）の検出及びＩＭＤの低減のための方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
セルラー移動電話の加入者の急激な成長率、音声のみならずデータ伝送のためのセルラー電話の使用の必要性、そしてアナログセルラーシステムの容量に限界があることなどが、増大された容量及びより高品質の信号を提供するためのデジタルセルラーシステムの実施の推進要因となっている。或る時点で、アナログシステムからデジタルシステムへの完全な移行が起こるかもしれない。しかしながらその時まで、２つのシステムは共存しなければならず、デジタルセルラーに対する付加的なスペクトル割当ては全く無いと思われることから、デジタル及びアナログセルラーシステムは、受信用として８６９〜８９４MHz 、信号送信用として８２４〜８４９MHz という同じスペクトルを共用しなければならない。
【０００３】
ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）技術を用いるデジタルセルラーシステムは、なかでも周波数計画の容易さ、容量の増大（少なくとも理論上は）及びハンドオフの改善といったものを含め、その他の提案されたデジタル技術すなわちＴＤＭＡ及びＦＤＭＡ（それぞれ、時分割多元接続及び周波数分割多元接続）に比べいくつかの利点をもつ。ＣＤＭＡシステムは、ＡＭＰＳ（ａｄｖａｎｃｅｄ  ｍｏｂｉｌｅ  ｐｈｏｎｅ  ｓｙｓｔｅｍ）を用いたアナログセルラーシステムがすでに充分確立されている高密度市場すなわち大都市へと導入されてきた。これらの領域内では、ＣＤＭＡ基地局は、数多くの既存のＡＭＰＳ基地局の中にまばらに点在している。ＣＤＭＡ移動局（ＣＤＭＡセルラー加入者）とＣＤＭＡ基地局との間の距離及びＡＭＰＳ基地局の相対的近接性に応じて、ＡＭＰＳ送信機からの信号は、ＣＤＭＡ電話に過大な負荷を与え得る重大な干渉（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を発生する可能性がある。このことは、受信機フロントエンドにある高感度増幅器が高レベルのＡＭＰＳ信号で駆動されている場合に、それが増幅器の転送機能の非線形領域内で作動するために起こるのである。非線形動作領域においては、周波数成分が混合して、受信されたスペクトル内の各信号に加え新しい周波数項を作り出す。相互変調ひずみ（ＩＭＤ）をその有意な構成要素（コンポーネント）とするこの干渉は、ＣＤＭＡ電話が物理的にＣＤＭＡ基地局から遠いものの、ＡＭＰＳ専用（同じ位置に設定（ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）されていない）基地局の近くにある（位置設定されている）場合に発生する。このような状況下で発生するＩＭＤは、「移動性の発生ＩＭＤ（ｍｏｂｉｌｅ−ｇｅｎｅｒａｔｅｄ  ＩＭＤ）」とラベル付けされてきた。
【０００４】
移動性の発生ＩＭＤ（以下単に「ＩＭＤ」と呼ぶ）が発生した場合、過剰駆動された出力レベルで作動するときの装置の非線形性に起因して２つ以上の信号が受信機内で混合し、時として受信機通過帯域内に入る周波数でＩＭＤ積信号（ＩＭＤ  ｐｒｏｄｕｃｔ  ｓｉｇｎａｌｓ）を生成する。通過帯域内のＩＭＤ積がＣＤＭＡ信号強度に比べて充分なレベルにある場合、それは望まれる受信信号と干渉する可能性がある。ＣＤＭＡ帯域はＡＭＰＳ帯域よりも４１倍広い受信機帯域幅を有することから、ＩＭＤ積（ＩＭＤ  ｐｒｏｄｕｃｔ）が、ＣＤＭＡ帯域内に入る確率は比較的高い。こうして、ＡＭＰＳ，ＮＡＭＰＳ（狭帯域ＡＭＰＳ）又はＩＳ−１３６ベースのＴＤＭＡを含む狭帯域システムが、ＩＳ−９５ベースのＤＳ−ＣＤＭＡ（直接シーケンスＣＤＭＡ）といった広帯域システムに亘ってパルス妨害タイプ（ｐｕｌｓｅ−ｊａｍｍｉｎｇ  ｔｙｐｅ）の干渉をひき起こすメカニズムが作り出される。
【０００５】
ＩＭＤは一般に、移動電話受信機（フロントエンド）の能動段においてアンテナとチャンネル選択性フィルタの間で発生する。「先行技術」を示す図１は、ＣＤＭＡ電話受信機フロントエンドのための典型的な能動段のブロックダイヤグラムである。能動段１００には、一般には、デュープレクサ（送受切替器）１０８を介して信号を受信するＲＦ低雑音増幅器（「ＲＦ  ＬＮＡ」）１０２、ミクサ１０４（これは局部発振器に結合されている）及びＩＦ増幅器１０６が内含されている。干渉信号は、フロントエンドＲＦフィルタ１１０を通過し、チャンネル選択性ＩＦフィルタ１１２に達するまで阻止されない。この時点までにＩＭＤ積はすでに生成されており、ＤＳ−ＣＤＭＡ信号の通過帯域内に位置づけられている。
【０００６】
標準規格ＩＳ−９５に準拠する移動電話についての実用的な相互変調スプリアスレスポンス減衰は約５８dBである。この減衰レベルは、大衆市場をターゲットにしたセルラー電話の必要条件と一貫性をもつコストで、適正な電力消費を提供する。しかしながら、試験的ＣＤＭＡ／ＡＭＰＳデュアルモードネットワーク上で行なわれたフィールドテストは、５８dBの減衰が不適当であることを示した。図２は、５８dBの相互変調干渉許容余裕（ｔｏｌｅｒａｎｃｅ  ｍａｒｇｉｎ）を表わすライン２０での、ＡＭＰＳ信号出力レベル（水平軸に沿ったもの）と、望まれるＣＤＭＡ出力レベル（垂直軸に沿ったもの）の間の関係例を示している。５８dBのラインは、ネットワークが高度に負荷を受けた場合に受容可能な音声品質を維持するのに必要とされる最低の搬送波対干渉比（Ｃｉ／Ｉ）に対応する。このラインより下の点は、Ｃｉ／Ｉがこのラインより上で増大している状態で、劣化した音声の品質と増大した呼ドロップ率を表わしている。実際のフィールドテスト測定点は、参照番号２２で示された領域の中に示されており、測定された点は全てこのラインのはるか下にあり、ＩＳ−９５ベースのＣＤＭＡ電話についての重大な問題点を表わしている。
【０００７】
高レベルの干渉が存在する領域内でＣＤＭＡサービスを提供することに対する考えられる１つの解決法は、ＣＤＭＡセルをＡＭＰＳ又はその他の狭帯域セルと同じ位置に設定することである。この措置は、基地局の１対１の調和がきわめてコスト高になることから、特に確立したＡＭＰＳテリトリ内へのＣＤＭＡの初期的導入に対しては実用的でない。ＡＭＰＳ基地局は非常に数多く存在することから、ＣＤＭＡシステムは、ＣＤＭＡ加入者がその他の同じ位置に設定されていないＡＭＰＳサイト（ｓｉｔｅ）の近くにあるとき、近−遠効果（ｎｅａｒ−ｆａｒ  ｅｆｆｅｃｔ）に起因してシステム干渉をなおも受けやすくなる。考えられるもう１つの解決法は、ＬＮＡのダイナミックレンジ能力を増大させ、特定的に最大出力処理能力を増大させることによって、干渉に対する受信機の免疫を改善させることである。しかしながら、この解決法は、受信機に対する供給電流の増大を必要とし、ＣＤＭＡの有意な利点の１つ、つまりセルラー電話内の電池寿命の延長及び通話及び待受け（ｓｔａｎｄ−ｂｙ）時間の延長という利点をくつがえすことから、同様に実用的でない。これらの解決法は実質的な妥協無しで干渉問題を無くすることのできないものであることから、ＩＭＤ干渉を最小限におさえることに努力が向けられてきた。
【０００８】
ＩＭＤは、受信機内に注入される２つ以上のトーン（ｔｏｎｅ）によって生成されるピークスプリアスレベルの形で定義づけされ得る。ＩＭＤの影響を最小限におさえるための１つの解決法は、移動局のフロントエンドすなわちアンテナと能動要素との間で強いＩＭＤ（ＩＩＰ3 （三次遮断点（ｔｈｉｒｄ−ｏｒｄｅｒｉｎｔｅｒｃｅｐｔ  ｐｏｉｎｔ）））信号を減衰させることにある。三次遮断点は、一般には、受信機について、入力された２つのトーン出力に等しい三次ひずみ積を作り出すために必要とされる入力（２つのトーンの形での）として定義づけされる。ＩＩＰ3 が高くなればなるほど、与えられたレベルの入力トーンについて生成されるＩＭＤ積のレベルは低いものとなる。低雑音増幅器（ＬＮＡ）は低いＩＩＰ3 を有すること、そして弱い望まれた信号を受信した時点で標的（ｔａｒｇｅｔ）雑音指数を提供するためにそれが必要とされることから、それは、選択的な、すなわち切換え式のバイパス及び／又は減衰の点に対して論理的な選択である。ＬＮＡは、設計パーティションに応じて１５dBと２２dBの間で典型的に変動しうるステップサイズ（ただしこれは０dB以上のいずれかの場所の一範囲をカバーすることができる）をもつ広帯域幅ステップ増幅器である。
【０００９】
本明細書に参考として取り込まれているＰＦ  Ｄｅｓｉｇｎ，１９９６年１２月号，ｐ４６〜５３で発表された「ＣＤＭＡセルラー電話におけるＩＭひずみの低減」という題の論文の中でＢａｉｎが記述したものを含め、ＩＭＤ積のレベルを低減させるためにさまざまな方法が提案されてきた。Ｂａｉｎは、ある与えられた信号についてのＲＦ入力レベルを決定し、そのレベルが予め定められたしきい値を上回る場合にはＬＮＡに先立ち減衰器内で切換えを行なうための方法について記述している。ＬＮＡはバイパスされず、受信機フロントエンド内で活動状態にあり続ける。減衰器は、固定式でも可変式でもよい。しきい値及び検出は両方共ＡＭＰＳ信号レベルに関係なく合計受信信号レベルに基づいていることから、信号対雑音比（ＳＮＲ）は犠牲にされ、ＡＭＰＳ信号レベルがＣＤＭＡ信号レベルよりもはるかに大きい場合、呼（ｃａｌｌ）がドロップする危険性は高い。この状況下で、組合された信号は減衰器内で切換えするのに充分なほどに高いが、比較的弱いＣＤＭＡ信号は、増幅なしでは検出することができないような低いレベルにあり、その結果呼は喪失する。
【００１０】
もう１つの方法は、本明細書に参考として取り込まれているＷｈｅａｔｌｅｙ等の国際特許出願（国際出願第ＷＯ９６／１９０４８；国際出願第ＰＣＴ／９５ＵＳ／１６００２号、表題：「干渉に対する受信機の免疫を増大させるための方法及び装置」）の中で記述されている。この方法は、受信信号を第１のスイッチ位置で増幅器入力端に、又は第２のスイッチ位置で増幅器をバイパスする帯域フィルタに直接結合させるため、１対のスイッチを用いる。マイクロコントローラが受信信号の出力を監視し、合計の受信信号出力が予め定められたしきい値を上回ったのに応答して第１の位置と第２の位置との間で切換えを行なう。１つの変形形態では、内含された受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）からのもう１つの予め定められた出力しきい値及び情報に基づいて、フロントエンド利得が連続的に調整される。Ｂａｉｎによって提案されている方法におけるように、減衰の活動化は、望ましくないＡＭＰＳ信号（又はその他の干渉源）の相対的寄与を参考にすることなく、合計受信信号レベルに基づいている。従って、減衰器の設定が高すぎるか又は受信信号の増幅が低すぎるために、低レベルのＣＤＭＡ信号がドロップする危険性が残る。
【００１１】
増幅器バイパスの不必要な活動化を回避するためにＩＭ干渉（ＩＭ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）に対しより特定的な反応を提供することに向けての努力は、ＩＭ干渉がランダムプロセスであって移動チャンネル環境内での干渉の検出を困難な仕事にしているという事実によって妨げられている。図８は、ＦＦＴプロセッサの出力から決定されるようなＣＤＭＡ帯域幅を横切ってのＩＭＤの存在の一例を提供している。ＡＭＰＳ基地局の方向に走行する間に行なわれたフィールド測定を使って生成されたこのプロットは、合計帯域幅内の小さな帯域幅内で干渉がどのように現われるか、及びそれが帯域幅を横切ってどのようにランダムに広がっているかを例示している。ＩＭＤ出力レベルを検出するのに全帯域幅が使用される場合、狭帯域干渉の影響を適切に考慮に入れることは不可能である。
【００１２】
ＩＭＤからの類似の干渉は、受信機フロントエンドでの低雑音増幅器の使用及び必要とされる全てのセルラーチャンネルの同時受信に起因して、広帯域ＰＣＳ１９００（パーソナルコミュニケーションサービス）無線電話においても見受けられる。ＰＣＳ帯域は、信号受信については１９３０〜１９９６MHz 、そして信号送信については１８５０〜１９１０MHz にあり、従って同じ入力スペクトル内にＡＭＰＳ信号の重複は全く無い。しかしながらＩＭＤは、低雑音増幅器内の２つ以上の入力信号の混合（ｍｉｘｉｎｇ）の積であることから、それでもなお近隣のＡＭＰＳ基本局又はその他の発信源（ｓｏｕｒｃｅ）からの高レベルで比較的狭帯域の信号がＰＣＳ１９００移動電話内のＩＭ積（ＩＭ  ｐｒｏｄｕｃｔｓ）を結果としてもたらし、その結果信号は劣化し呼がドロップする可能性がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
以上の理由から、ＣＤＭＡ−及びその他の広帯域ベースの移動電話システムをＡＭＰＳサービスエリア内に有効に組込むため、ＩＭＤ濾波メカニズムの中の感度の過剰補償又は欠如に起因して発生する広帯域ベースの呼のドロップの発生を最小限におさえるＩＭＤ積低減操作の選択的活性化のためＡＭＰＳに由来するＩＭＤ干渉を検出するための方法及びシステムに対するニーズがなおも存在する。ＩＭＤ干渉が存在するか否かを決定するための優れた方法には、干渉の性質を正確に考慮することが必要とされる。先行技術の解決法はこのような考慮を行なうことができなかった。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の利点は、ＡＭＰＳベースのシステムからの信号といった広帯域スペクトル内に入る狭帯域信号により導入されるＩＭＤ干渉（ＩＭＤ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の各成分の識別（特定）を可能にするＣＤＭＡ又はその他の広帯域ベースシステム内の相互変調ひずみを検出するための方法及び装置を提供するという点にある。
【００１５】
本発明のもう１つの利点は、ＣＤＭＡ又はその他の広帯域内で狭帯域に起因する相互変調積（ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｐｒｏｄｕｃｔｓ）が検出された時点で、ＩＭＤ干渉の減少のため濾波機能を制御するための方法及び装置を提供するという点である。
１つの実施例においては、広帯域移動セルラー電話の受信機のフロントエンドにおいて、低雑音増幅器をバイパスして受信信号を低雑音増幅器の出力側上の１点に伝えるための切換え型バイパス接続が提供される。バイパス接続内には減衰器を内含させることもできる。切換え型バイパスは、デジタル信号プロセッサによって生成された制御信号により活性化される。デジタル信号プロセッサは、合計受信信号出力（ＲＳＳＩ）に対するＩＭＤ干渉の相対的寄与を検出し決定するために受信信号を解析し、ＩＭＤ干渉が予め定められたレベルを上回るとき、低雑音増幅器をバイパスするべく制御信号を送る。
【００１６】
ＩＳ−９５ＣＤＭＡセルラー電話又はＰＣＳ１９００移動電話が、インバンド（ｉｎ−ｂａｎｄ）ＩＭＤをひき起こす大きな近帯域（ｎｅａｒ−ｂａｎｄ）信号の存在下にある時を見分けるためのスペクトル推定を実行することによって、ＩＭＤ干渉の存在の識別（ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）が達成される。一実施例においては、受信信号が受信機フロントエンドの１つ又はそれ以上の能動段を通過した後、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器で受信信号から一連のデータサンプルを収集することによって、スペクトル推定が実行される。収集した各サンプルを用いて、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）をコンピュータ処理してデータの複数のビン（ｂｉｎ）を生成する。このとき、各ビン（ｂｉｎ）について大きさすなわち振幅（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ  ｖａｌｕｅ）が計算される。周波数ドメイン内の各ビンについて１つのフィルタの割合でフィルタ列（ｆｉｌｔｅｒ  ｂａｎｋ）にデータを通すことにより、収集された各サンプルについて各ビンのための平均の大きさ（ａｖｅｒａｇｅ  ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）が計算され、その後、ＬＮＡをバイパスするために充分なＩＭＤが受信信号内に存在するか否かを決定する決定アルゴリズムにより演算処理される。ＩＭＤレベルがＬＮＡのバイパスを保証するのに充分高い場合、ＤＳＰは、ＬＮＡのバイパスに起因する利得損失を補償するべく可変利得増幅器（ＶＧＡ）を制御するための自動利得制御（ＡＧＣ）ブロックに対し信号を提供することになる。
【００１７】
データ収集は、短かい持続時間の割込みルーチンの間に行なわれ、このルーチンの期間はハードウェアの複雑性、電池の寿命及び検出の頑強性すなわち検出器信頼性の間の平衡化（ｂａｌａｎｃｉｎｇ）に基づいて決定される。好ましい実施形態においては、検出器は、ＩＳ−９５規格によると２０ミリセカンドである全てのフレームの始めで更新される。割込みは、約１msec以下のオーダーという短かい持続時間のものであり、少量の合計処理資源しか消費せず、従ってエンドユーザーにとってトランスペアレントである。
【００１８】
インバンドＩＭＤの存在の決定はスペクトル推定に基づいていることから、自己相関（ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）、ウィンドウ処理型ＦＦＴ（ｗｉｎｄｏｗｅｄ  ＦＦＴ）、バーグ法（Ｂｕｒｇ  ｍｅｔｈｏｄ）、及びその他のパラメータ方法（ｐａｒａｍｅｔｒｉｃ  ｍｅｔｈｏｄｓ）を含むその他の統計的方法を使用することもできる。
【００１９】
移動セルラー電話内で生成されるＩＭＤを濾波するための方法として記述されているものの、発明力あるこの方法は、狭帯域同一チャンネル干渉及び基地局送信機で生成されるＩＭＤといったようなＣＤＭＡ又はその他の広帯域移動電話によって受信され得る非移動局で生成されるＩＭＤ干渉を濾波するためにも利用可能である。一般に、この発明力ある方法及び装置は、ＩＭＤが１つの要因でないエリア内のセルラー電話のノイズフロア（ｎｏｉｓｅ  ｆｌｏｏｒ）を犠牲にすることなく、又電力消費を付加したり又はコストを増大させることなく、セルトラヒックローディングに移動セルラー電話を適合させるための手段を提供する。
【００２０】
本発明は、同じ番号が同じ部品を指示している添付図面と合わせて本発明の好ましい実施形態についての以下の詳細な記述を考慮することによって、容易に理解することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
好ましい実施形態についての以下の詳細な記述は、ＣＤＭＡ移動電話に対するこの発明力ある方法及び装置の応用について論述するものである。相互変調ひずみは数多くのＲＦシステムにおいて干渉を生成し移動電話における著しい問題となっていることから、本明細書で記述する方法は、ＰＣＤ１９００移動電話を含むその他の広帯域ベースの移動電話にも同様に応用可能である。
【００２２】
以下の詳細な説明は、当該技術分野において一般に周知のものである数多くの頭字語を利用している。便宜上、標準的には各頭字語の最初の例に定義づけが備わっているものの、以下の表１に、頭字語とそのそれぞれの定義づけのリストが提供されている。
0003955672.tif 000002
0003955672.tif 000003
本発明の検出及び濾波（ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）方法の実施のための好ましい実施形態のアーキテクチャのブロック図が図３に提供されている。送信された信号はアンテナ３０１で受信され、広帯域通過フィルタ３０２を通過させられ、この信号は、受信機による復調のために考慮すべき８６９〜８９４MHz の受信チャンネルのみを通過する（ＰＣＳ１９００については１９３０〜１９９０MHz ）。閉じられている場合、スイッチ３０３は、広帯域フィルタを通った信号を低雑音増幅器（ＬＮＡ）３０５、そして外側のノード３２４に結合させる。開いている場合、スイッチ３０３は広帯域フィルタを通った信号をスイッチ３０４に結合し、このスイッチ３０４は、閉じられている場合、信号を減衰器３０６内に通し、次にノード３２４へと伝える。受信機の初期始動中、ＬＮＡ３０５は信号の位置設定を容易にするため高利得にセットされ、ＩＭＤ検出機能が実行されＩＭＤの存在を表示するための信号を提供するまでそこにとどまる。
【００２３】
ノード３２４からその経路（ルート）に応じて減衰又は増幅を受けたか、又は何も変化されなかった（減衰器が具備されていない場合）信号は、ミキサ／局部発振器（ＬＯ）３０７に結合され、この局部発振器は受信信号を第１の中間周波数（ＩＦ）信号にダウン変換する。第１のＩＦ信号は帯域通過フィルタ３０８内で濾波され、自動利得制御装置（ＡＧＣ）３１５により提供される制御信号に従って可変利得増幅器（ＶＧＡ）３０９によって増幅される。ＶＧＡ３０９の出力から、第１のＩＦ信号は分割され、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３１２，３１３を通ってアナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）３１８に結合されているミキサ／ＬＯ  ３１０，３１１において第２のＩＦ信号へと変換される。ＬＰＦ３１２，３１３は、好ましくは、当該技術分野において知られている通りのＣＤＭＡ  ＳＡＷフィルタである（例えば図１参照）。標準的に周波数基準とするための水晶発振器及び位相検出器を内含する周波数合成装置３１４は、ミキサ３０７，３１０及び３１１に対し結合されたＬＯの周波数を調整するため制御電圧信号を生成する。
【００２４】
Ａ／Ｄ３１８からのデジタル出力は、自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック３１５，ＰＮサーチャ３１７及び、各々が局部ＰＮ発生器を含む３つの並列なフィンガーをもつＲａｋｅ復調器３１９に結合される。ＣＤＭＡ信号の片側の帯域幅は０．６１４４MHz であり、従ってＡ／Ｄ３１８からのデジタル信号は、サンプリング理論の必要条件を満たすために１．２２８８MHz の最小データ速度でサンプリングされる。
【００２５】
Ｒａｋｅ復調器３１９の各フィンガーからの出力は、最大比混合器（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）３２０で合計され、チャンネルデコーダブロック３２１に伝えられる。チャンネルデコーダブロック３２１からデータは５０Hzのフレーム速度でデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３３０に伝えられる。実施を容易にし、移動電話の全体的サイズを減少させるため、ＡＧＣブロック３１５、サンプルバッファ３１６、サーチャブロック３１７、Ｒａｋｅ復調器３１９、混合器（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）３２０及びチャンネル復号器（デコーダ）３２１、そしてさまざまな要素間の接続（例えば３２２，３２３）は好ましくは、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）上に集積されている。
【００２６】
受信信号（ＲＸ）からのＩ（同相）及びＱ（直角位相）信号の獲得は、中に集積された位相復調器（図示せず）によりサーチャブロック３１７内で実行される。サーチャブロックは同様に、Ｉ及びＱサンプルが中に記憶されるサンプルバッファ３１６として別に示されたＲＡＭをも内含する。サンプルバッファ３１６は６４×９ビットワードから成り、ここで各ワードの下位４ビット（０，１，２，３）はＱサンプルに、次の４ビット（４，５，６，７）はＩサンプルに対応する。ＭＳＢ（最上位ビット）、ビット８は、ＲＸ  ＩＱ獲得モードの間にゼロにセットされるべきである。６４の複素データサンプルの選択は、短かいコンピュータ処理時間のための充分に小さいサンプルサイズに対して解像度を得るための充分大きいサンプルの必要性を平衡化させることに基づいている。６４のデータサンプルから、６４ポイントのＤＦＴがコンピュータ処理され、１９．２KHz の間隔どりで６４の周波数ビンを生成する。ＡＭＰＳ信号帯域幅は３０KHz であることから、この解像度の度合は充分な有効範囲（ｃｏｖｅｒａｇｅ）を提供する。幾分かの性能低下が発生する可能性があることを留意すべきではあるものの、許容可能な結果を達成するにはそれ以下又はそれ以上のサンプルサイズを選択することもできる、ということは明白である。例えば、３２ポイントのＦＦＴが使用されたとすると、ビンの間隔どりは３８．４KHz となり、単一のビン間隔内に入るＡＭＰＳ信号を見のがす危険性が出てくる。サーチャブロック３１７は同様に、測定を行ない受信信号出力を表示するＤＳＰ３３０に対する信号を提供するＲＳＳＩ検出器（図示せず）をも内含する。
【００２７】
ＲＸ  ＩＱの獲得中、サーチャブロックの探索機能は、約１ミリセカンド以下のオーダーで短時間中断される。別に例示されているもののサーチャブロック３１７の一部であるサンプルバッファ３１６内に記憶されたＩ及びＱサンプルは、ＤＳＰ３３０まで転送され、そこで２０ミリセカンド毎に６４ポイントの複素高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が実行される。この反復速度は、ＩＳ−９５規格に従ったフレーム速度に基づいているが、その他の反復速度も使用できる。
【００２８】
ＡＧＣブロック３１５は、ＶＧＡ３０９の利得を設定するために接続３２３を用いてＤＳＰ３３０からの制御信号を受信する（この接続の実施は、レジスタへのＤＳＰ３３０の書込みによるものであり、このときこのレジスタは当該技術分野において知られているように、信号をＡＧＣブロック上に伝える、ということに留意すべきである。単純化を期して、機能的接続は参照番号３２３により表わされている）。この制御信号は、ＬＮＡ３０５がバイパスされたときＡＧＣブロック３１５が利得損失を補償できるように、ＩＭＤが存在することをＤＳＰが決定したことに応答して提供される。ＤＳＰ３３０は雑音推定量及びＲＳＳＩならびにＩＭＤのレベルを決定することから、ＡＧＣブロック３１５はＶＧＡ３０９の利得を受信信号に適したレベルにセットする。
【００２９】
ＲＸ信号内でＩＭＤを検出する方法では、２つの全く異なるケースが発生するという仮定がなされる。第１のケースは、望まれる周波数帯域（８６９〜８９４MHz ）の中にＣＤＭＡ信号のみが存在するというものである。第２のケースでは、望ましいスペクトルの中にＣＤＭＡ信号及びＩＭ干渉の両方が存在するということが仮定されている。本発明の好ましい実施形態に従うと、ＩＭＤを検出するためのテストは、（１）電話内のＤＳＰプロセッサのＦＦＴ出力を収集し、（２）テスト統計量を生成し、（３）統計量をしきい値に比較することである。各々のテストの後の成果は、ＩＭＤが存在するか否かの決定である。
【００３０】
ここで図４を参照すると、Ａ／Ｄ３１８からサーチャブロック３１７まで、ダウン変換された受信信号を転送することから始めて、ステップ４０１に始まりステップ４２０に終わる２０msecの割込みが起こり、その間に、ＲＸ  ＩＱサンプルが獲得され、サンプルバッファ３１６内に記憶され（ステップ４０２）、ＩＭＤの存在についてテストするべく演算処理される（ステップ４０３〜４０６）。ＤＳＰ３３０へのサンプルの転送後、ＦＦＴは、受信した時間ドメイン信号を周波数ドメインに変形させて、周波数スペクトル内にＮ個の離散的なサンプルを提供する（ステップ４０３）。好ましい実施形態の場合、Ｎ＝６４である。Ｎ個のビンの各々は、コンピュータ処理され（ステップ４０４）、この場合には当該技術分野において既知の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタであるＮ個のデジタルフィルタのうちの対応する１つを通して処理される（ステップ４０５）１つの大きさ（振幅）を有する（例えば、Ｍａｒｖｅｎ  ａｎｄ  Ｅｗｅｒｓの「デジタル信号処理への単純なアプローチ」１９９６，Ｗｉｌｅｙ  Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ，Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋを参照のこと）。結果として得られた値は、ＤＳＰ３３０内のメモリの中に記憶され、その間にもう１つのフレームからのデータが収集される。ＦＦＴのコンピュータ処理及び濾波（ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）のステップ（４０４，４０５）が４つのフレームについて完了した時、各々の個々のビンについての平均的な大きさが計算される。結果は、各ＤＦＴビンについての平均出力である。
【００３１】
Ｎ個のビンのうち、Ｍ個の最大値が、最高の平均出力を有するものとして識別（特定）される。Ｍ個の最大値をもつビンを除いて、サンプル帯域幅全体を横切る残りの（Ｎ−Ｍ）個のビンのための平均出力が計算される。この値は「雑音推定量（ｎｏｉｓｅ  ｅｓｔｉｍａｔｅ）」を表わす。
図５は、ＦＦＴプロセッサによって生成された記録の仮説例を提供している。ここには、各々全く異なる大きさｒk をもつＤＦＴビン番号１〜８が示されている。Ｍを３に設定すると、ビン２，３及び５は最大値を有し、雑音推定量を計算するためにビン１，４及び６〜８を残す。
【００３２】
干渉信号の数及びそのそれぞれの周波数は先天的に（ｐｒｉｏｒｉ）わかっていないことから、Ｍの値は、それが特別のネットワークの構成の一つの機能であることから、好ましくはフィールド測定を用いて選択される。Ｍの値は、雑音推定量からそれないように充分低く、かつ干渉信号が雑音推定量をバイアスしないように充分高いものでなくてはならない。Ｍのための値の選択は、同様に、ＲＦ受信連鎖に応じて、移動電話のフロントエンドアーキテクチャと共に変動することになる。
【００３３】
Ｍ個の最大ビンのための平均出力は、平均干渉信号すなわち「干渉推定量（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｅｓｔｉｍａｔｅ）」を提供するために計算され、干渉対雑音比（ＩＮＲ）はステップ４０６でコンピュータ処理される。簡単に図５を参照すると、平均的な干渉信号の大きさ（振幅）は、ビン２，３及び５の平均から決定されることになる。
【００３４】
ステップ４０７では、ＤＳＰ３２０は、ＬＮＡ３０５の現在の利得設定値が高いか低いかを見極めるようにチェックする。初期のパワーアップの間、ＬＮＡ利得は、望まれる信号の信頼性ある位置設定を容易にするため「ハイ（ｈｉｇｈ）」に設定される。現在のサンプル収集及び処理シーケンス（ステップ４０１〜４０６）の後、始動後の最初のテストであること、又はＩＭＤが以前に存在していなかったことのいずれかの理由で利得が「ハイ」に設定された場合、ＩＮＲは、ステップ４０９で予め定められたしきい値と比較される。しきい値は、ネットワークの構成により左右され、フィールドテストにより最も容易に決定することができる。しきい値を設定するための考えられる１つの方法は、ＩＭＤが存在するとわかっている場合にＩＮＲの予想値に等しくしきい値ｔを設定することである。
【００３５】
ＩＮＲがしきい値を上回る場合、ステップ４１１において、ＬＮＡ３０５をバイパスするべく指令が送られ、受信信号を減衰器３０６を通して分流させる。ＬＮＡ利得が低い場合、又はＩＮＲがしきい値より低い場合、受信信号は、その信号強度（ＲＳＳＩ）があまりにも低くＬＮＡ３０５での高い利得なしでは検出不可能であるか否かを見極めるために評価される（ステップ４０８）。ＲＳＳＩが低い場合、バイパスはオフに切換わり、ＬＮＡ３０５の利得は高く設定される（ステップ４１０）。ステップ４０９においてＩＮＲがしきい値より低い場合、そしてステップ４０８で受信信号が検出不可能なほど低くない場合、サンプリングの割込みは終結される（ステップ４２０）。
【００３６】
受信機連鎖からＬＮＡ３０５を切換えると、結果として全体的利得はより小さいものとなり、ＩＭ積の出力の三次減少がもたらされる。しかしながら、受信機連鎖からＬＮＡを削除すると、また、ノイズフロアも増大し、このことは低い信号対雑音比での性能に対し不利な影響をもたらす可能性がある。従って、ＬＮＡをバイパスすることによって全てのＩＭ積に応答できるわけではなく、ＣＤＭＡでの呼の実質的劣化が起こるようなレベルにあるものだけに応答できるような平衡化（ｂａｌａｎｃｉｎｇ）が起こらなくてはならない。
【００３７】
ＩＭＤの存在の推定のために好ましい実施形態において使用されるアルゴリズムには、以下のような各ステップが含まれる。
１）次のＦＦＴアルゴリズムを利用して複素数値入力データを用いたＤＦＴをコンピュータ処理する。
【００３８】
【数１】
0003955672.tif 000004
【００３９】
なお式中、
Ｎは、ＦＦＴの長さ（前述の理由からＮ＝６４）であり、
Ｘl （ｎ）は、ｌ番目のフレームのｎ番目のサンプルについて１．２２８８MHz の速度でサンプリングされたＡ／Ｄからの複素入力データである。
２）エネルギー周波数ドメインサンプルをコンピュータ処理する。
【００４０】
【数２】
0003955672.tif 000005
【００４１】
３）出力をＮ個の独立したＩＩＲフィルタ列（ｆｉｌｔｅｒ  ｂａｎｋｓ）に転送する。
【００４２】
【数３】
0003955672.tif 000006
【００４３】
なお式中、
Ｒl+1 （ｋ）は、時間（ｌ＋１）でのｋ番目のＤＦＴビンの出力であり、
Ｃl は、ＩＩＲフィルタ係数である。
４）最小のＲl 1 から最大のＲl P+M までのＮ個のＤＦＴビン、Ｒl （ｋ）を順序づけする。
【００４４】
【数４】
0003955672.tif 000007
【００４５】
なお式中、Ｎ＝Ｐ＋Ｍである。
【００４６】
【数５】
0003955672.tif 000008
【００４７】
【数６】
0003955672.tif 000009
【００４８】
５）Ｒmax 上でのＩＭＤ推定量を以下のとおり定義づける。
【００４９】
【数７】
0003955672.tif 000010
【００５０】
６）Ｒmin 上での背景雑音（ｂａｃｋｇｒｏｕｎｄ  ｎｏｉｓｅ）の推定量を以下の通り定義づけする。
【００５１】
【数８】
0003955672.tif 000011
【００５２】
７）干渉対バックグラウンド信号出力比（ＩＮＲ）をコンピュータ処理し、予め定められたしきい値と比較する。
【００５３】
【数９】
0003955672.tif 000012
【００５４】
なお式中、
ｔはしきい値であり、
Ｈ1 は、干渉信号が存在するとき真であるという仮説であり、
Ｈ2 は、干渉信号が全く存在しない時真である。
前述の通り、しきい値ｔは一般に、ＡＭＰＳとＣＤＭＡ基地局の相対的密度及びその間の距離に対し考えられるだけの考慮を払って、特定のネットワークの性能基準を満たすように設定されている。しきい値を決定するために考えられる１つの手段は、ＩＭＤが存在するときに予想されるＳＮＲに等しくしきい値ｔを設定することである。
【００５５】
干渉信号を１つの周波数ビンの中に封じ込めることができず従ってそのエネルギーは隣接するビン内に存在することになるため、雑音推定量がバイアスされる可能性がある。このバイアスを減少させるための１つのアプローチは、矩形以外のものであるウィンドウ関数を使用することであり、その場合はコンピュータ処理上の複雑さを増大させる。考えられるもう１つのアプローチは、Ｍ個の最大ビンに隣接するビンを捨てることである。この後者の方法は、推定量での使用に利用できるサンプルが少なくなるために雑音推定量に対し何らかの影響をもつ可能性がある一方で、このような妥協は、ＩＭＤ信号の漏れを無くする上でのその有効性のために正当化され得る。
【００５６】
図６及び７は、それぞれＩＭＤが存在しないときとＩＭＤが存在するときのＩＮＲコンピュータ処理段階（図４のステップ４０６）の出力をそれぞれ表わす。これらのプロットは、プロトタイプ（ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ）ＣＤＭＡ移動セルラー電話を用いて収集されたフィールド測定値を用いて生成されたものである。テスト電話は、図６に示されているとおり、ＩＭＤが全く存在しない場合１０dBの予想テスト統計量（ＩＮＲ）を有する。４０dBのしきい値で、ＩＮＲは明らかにしきい値のはるか下にあり、バイパススイッチの誤ったトリガリングという明らかな危険性は全くない。
【００５７】
テスト電話が既知のＩＭＤエリアに向かって走行した時、図７に示す通り、テスト統計量（ＩＮＲ）はＡＭＰＳ基地局が近づくにつれて増大し、ＩＭＤが実質的に存在したことを表わしている。ここでも又、プロットに表わされているような４０dBのしきい値に比べて、ＩＭＤの全てではないものの一部分は、誤ったトリガリングを最小限におさえるような妥協においてＬＮＡの切換え型バイパスをトリガすることになる。
【００５８】
上述の方法は、ＩＭＤが存在するか否かを決定するべくスペクトル推定を使用することから、当業者には、スペクトルを推定するために類似の要領でその他の統計的方法を用いることもできるということは明らかであろう。使用可能なその他の方法としては、自己相関、ウィンドウ処理型ＦＴＴ、Ｂｕｒｇ法、及び線形予測符号化（ＬＰＣ）において用いられるアルゴリズムを含むパラメータ法がある（例えば、前出のＴｈｅｒｒｅｉｎ，Ｃ，Ｗ．，「離散的ランダム信号及び統計的信号処理」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｉｎｇｅｌｗｏｏｄ  Ｃｌｉｆｆｓ，ＮＪ；Ｍａｒｖｅｎ及びＥｗｅｒｓを参照のこと）。ＬＰＣ法は、すでにアルゴリズムがボコーダ（ｖｏｃｏｄｅｒ）で利用されておりほとんど又は全く付加的なハードウェア又はソフトウェアをそなえることなくＤＳＰの処理能力及び適切なアルゴリズムを再使用できるようにすることができることから、移動電話での使用に特に適している可能性がある。一般にＩＭＤの検出方法の実施のための装置は、移動電話のアーキテクチャ内にすでにその多くが存在するハードウェアコンポーネントを用いて実施可能であり、従ってボコーダ及びＩＭＤ検出機能のためにＬＰＣといった多目的アルゴリズムが使用されなくても、最小コストで実施を達成することができるようになっている。
【００５９】
ＩＭＤを検出し濾波するための発明力ある方法及び装置は、ＣＤＭＡスペクトルが一般に平担であるという事実により、ＣＤＭＡのために特に有効である。ＣＤＭＡ帯域内のＩＭＤを識別する能力は、先行技術の方法において使用されるような合計受信信号出力のみに対する依存とは異なり、ＩＭＤの実際の存在に基づく選択的濾波の導入を可能にし、かくして、発明力あるこの方法及び装置を、確立されたＡＭＰＳ又は類似のサービスエリア内にＣＤＭＡセルラーネットワークを導入することの問題点に対処するのにきわめて適したものにしている。発明力あるこの方法及び技術の応用は同様に、ＰＣＳ１９００移動電話を含むその他の広帯域移動電話システムにとっても有利である。
【００６０】
当業者にとっては、本発明の精神又は範囲から逸脱することなく本発明のシステムにおいてさまざまな修正及び変更を加えることができるということは明らかである。かくして、本発明は、特許請求の範囲及びそれと等価のものの範囲内に入ることを条件として、本発明の修正及び変形形態をも網羅するものであることが意図されている。
【００６１】
要するに本発明は、ＣＤＭＡセルラー又は広帯域ＰＣＳ移動電話受信機のフロントエンドにおいて、増幅器バイパス接続を通して受信信号を送るように、低雑音増幅器３０５をバイパスするために切換え式バイパス接続が設けられる。該増幅器バイパス接続は、減衰器３０６を内含することができる。切換え式バイパスはデジタル信号プロセッサにより生成された制御信号によって活性化される。デジタル信号プロセッサは受信信号を解析して、合計受信信号出力に対するＩＭＤ干渉の相対的寄与を検出して決定し、ＩＭＤ干渉が予め定められたレベルを上回った時点で低雑音増幅器をバイパスするべく制御信号を送る。ＩＭＤ干渉の存在の識別は、移動電話がＡＭＰＳ又はインバンドＩＭＤをひき起こすその他の狭帯域基地局からの大きい近帯域（ｎｅａｒ−ｂａｎｄ）信号の存在下にあるときを見分けるべくスペクトル推定によって行なわれる。好ましい実施形態においては、スペクトル推定は、受信信号から一連のデータサンプルを収集し、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて離散フーリエ変換（ＤＦＴ）をコンピュータ処理して周波数ドメインデータを生成し、フィルタ列にデータを通過させ、次に決定アルゴリズムを用いて、ＬＮＡをバイパスするのに充分なＩＭＤが受信信号の中に存在するか否かを決定することによって、実行される。ＩＭＤレベルがＬＮＡのバイパスを保証するのに充分なほど高い場合、ＤＳＰは、ＬＮＡのバイパスに起因する利得損失を補償するべく可変利得増幅器（ＶＧＡ）を制御するための自動利得制御（ＡＧＣ）ブロックに対し信号を提供することになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】セルラー電話受信機のフロントエンドにおける従来の能動段のブロック図である。
【図２】ＣＤＭＡ信号強度とＡＭＰＳ信号強度の関係を表わすプロット図である。
【図３】他の受信機機能を伴う本発明に従ったセルラー電話受信機のフロントエンドのブロック図である。
【図４】ＩＭＤの検出のためのプロセスを示すフローチャートである。
【図５】ＩＭＤが存在する場合のサンプル信号のＤＦＴの仮説例を示す周波数と振幅との関係を示すプロット図である。
【図６】ＩＭＤが無い場合の、フィールドデータを用いた、経時的なコンピュータ処理された干渉対雑音比のプロット図である。
【図７】ＩＭＤが存在する場合の、フィールドデータを用いた、経時的なコンピュータ処理された干渉対雑音比のプロット図である。
【図８】ＣＤＭＡ周波数帯域内のＩＭＤを示す高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の出力のプロット図である。
【符号の説明】
３０１…アンテナ
３０２，３０８…帯域通過フィルタ
３０３，３０４…スイッチ
３０５…ＬＮＡ（低雑音増幅器）
３０６…減衰器
３０７…局部発振器（ＬＯ）
３０９…可変利得増幅器（ＶＧＡ）
３１２，３１３…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
３１４…周波数合成装置
３０７，３１０，３１１…ミキサ
３１５…自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック
３１７…サーチャブロック
３１８…Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル変換器）
３１９…Ｒａｋｅ復調器
３２０…最大比混合器
３２１…チャンネルデコーダブロック
３３０…デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
【図１】
0003955672.tif 000013
【図２】
0003955672.tif 000014
【図３】
0003955672.tif 000015
【図４】
0003955672.tif 000016
【図５】
0003955672.tif 000017
【図６】
0003955672.tif 000018
【図７】
0003955672.tif 000019
【図８】
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