(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、
上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、
上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値に制御されるようにオンデューティ比が設定された上記矩形波信号を生成し、前記スイッチング素子に出力するデューティ比設定回路と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
上記デューティ比設定回路は、
第１基準電圧と上記検知電圧とを入力し、その差に応じた制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、
上記制御電圧を入力し、上記オンデューティ比が上記制御電圧の変化に対して単調に変化する矩形状の第１パルス信号を出力する第１パルス発生回路と、
所定オンデューティ比を有する矩形状の第２パルス信号を発生する第２パルス発生回路と、
上記第１パルス信号と第２パルス信号のいずれか一方を選択し、上記矩形波信号として出力する選択回路であって、
上記制御電圧を変化させたとき上記第１パルス信号のオンデューティ比が小さくなる方向を第１方向とし、逆に大きくなる方向を第２方向とすると、
上記制御電圧が第２基準電圧に比して上記第１方向側に偏っているときに、上記第１パルス信号を選択して出力し、
上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して上記第２方向側に偏っているときに、上記第２パルス信号を選択して出力する
選択回路と、
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第２基準電圧は、前記入力電圧を減少させても、前記出力電圧を所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比の前記第１パルス信号を生成する前記制御電圧よりも前記第２方向側の値を有する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記選択回路は、
前記制御電圧を前記第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第１方向側に偏っているときには前記第１パルス信号の選択を指示し、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第２方向側に偏っているときには前記第２パルス信号の選択を指示する切換信号を出力する切換信号発生回路と、上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路と、を備える
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１パルス発生回路は、
前記第１パルス信号の周波数を設定する周波数設定回路を有し、
前記第２パルス発生回路は、
上記第１パルス信号と同期する前記第２パルス信号であって、設定される上記第１パルス信号及び第２パルス信号の周波数に拘わらず、オンデューティ比が一定の第２パルス信号を発生する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号よりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、
上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、
上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値になるように、オンデューティ比を設定した上記矩形波信号を、上記スイッチング素子に出力してフィードバック制御するデューティ比設定回路と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
上記デューティ比設定回路は、
上記検知電圧に基づいて設定される上記矩形波信号のオンデューティ比が実質的に１００％となり上記フィードバック制御が不能となったときには、所定オンデューティ比を有する上記矩形波信号を発生する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記入力電圧を供給する電池と、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧を用いて駆動される電子機器本体と、
を備える電子機器。
【請求項７】
スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータに用いて、上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値に制御されるように上記矩形波信号のオンデューティ比を設定するデューティ比設定回路であって、
第１基準電圧と上記検知電圧とを入力し、その差に応じた制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、
上記制御電圧を入力し、オンデューティ比が上記制御電圧の変化に応じて単調に変化する矩形状の第１パルス信号を出力する第１パルス発生回路と、
所定のオンデューティ比を持つ矩形状の第２パルス信号を発生する第２パルス発生回路と、
上記第１パルス信号と第２パルス信号のいずれか一方を選択して出力する選択回路であって、
上記制御電圧が変化したとき上記第１パルス信号のオンデューティ比が小さくなる方向を第１方向とし、逆に大きくなる方向を第２方向とすると、
上記制御電圧が第２基準電圧に比して上記第１方向側の値であるときに、上記第１パルス信号を選択して出力し、
上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して上記第２方向側の値であるときに、上記第２パルス信号を選択して出力する
選択回路と、
を備えるデューティ比設定回路。
【請求項８】
請求項７に記載のデューティ比設定回路であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに用いたとき、前記第２基準電圧は、前記入力電圧を減少させても、前記出力電圧を所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比の前記第１パルス信号を生成する前記制御電圧よりも前記第２方向側の値を有する
デューティ比設定回路。
【請求項９】
スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータに用いるデューティ比設定回路であって、
上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値になるように、オンデューティ比を設定した上記矩形波信号を、上記スイッチング素子に出力してフィードバック制御し、
上記検知電圧に基づいて設定される上記矩形波信号のオンデューティ比が実質的に１００％となり上記フィードバック制御が不能となったときには、所定オンデューティ比を有する上記矩形波信号を発生する
デューティ比設定回路。
【請求項１０】
ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
請求項７〜請求項９のいずれか１項に記載のデューティ比設定回路と、
前記コンバータ回路と、
前記出力電圧検知回路と、を備える
ＤＣ−ＤＣコンバータと、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記入力電圧を供給する電池と、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧を用いて駆動される電子機器本体と、
を備える電子機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、電子機器、及びデューティ比設定回路に関するものである。
【０００２】
【関連技術】
直流電圧を所定のレベルに変換できるＤＣ−ＤＣコンバータは、小型化・高効率化に伴い、多種多様の電子機器の電源装置に使用され、その使用範囲がますます拡大されている。このような電子機器、特に、ノートブック型のパーソナルコンピュータや携帯電話端末などの携帯電子機器では、電源としてアルカリ電池などの１次電池や、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの２次電池などの電池を用いて、電子機器本体内のＩＣや電子回路、モータ、液晶表示装置などを動作させるため、ＤＣ−ＤＣコンバータは必須な装置となっている。
【０００３】
一般にＤＣ−ＤＣコンバータは、矩形波信号によるスイッチング素子のオンオフにより、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路のほか、この出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路、及び、この検知電圧に基づいて、出力電圧が所定値に制御されるように矩形波信号のデューティ比をフィードバック制御するデューティ比設定回路を備える。これによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は一定値に制御される。
【０００４】
ところで、電子機器、特に携帯電子機器の長時間使用を可能にすることが求められている。そこで、電池が十分なエネルギーを持ち端子間電圧つまり入力電圧が高い状態のみならず、使用によってエネルギーを放出して端子間電圧（入力電圧）が低くなった場合でも、動作可能であり、所定値の出力電圧を電子機器本体に供給できるＤＣ−ＤＣコンバータが求められている。つまり、動作可能な入力電圧範囲の広いＤＣ−ＤＣコンバータが求められている。
また、多様な仕様の機器に対応可能とするために、出力電圧の設定範囲がより広いＤＣ−ＤＣコンバータも求められている。
ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、矩形波信号のオンデューティ比が１００％になると、電圧変換できなくなり、ステップアップ型では出力電圧が接地電位まで低下する。また、ステップダウン型では出力電圧が入力電圧（電池の電圧）まで上昇する。また、現実にはオンデューティ比は１００％を超えることはあり得ない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、ＤＣ−ＤＣコンバータは、電池の消耗などにより入力電圧が低下すると、出力電圧を所定値とするため、矩形波信号のオンデューティ比を上昇させて制御を維持する。このため、ついには矩形波信号のオンデューティ比が１００％近くになる。
このような場合、ノイズや電圧変動等によるわずかな出力電圧の変動により、デューティ比設定回路で設定する矩形波信号のオンデューティ比が計算上１００％となってしまうことがある。すると、ＤＣ−ＤＣコンバータは適切な出力電圧を出力できなくなり、出力電圧が低下（ステップアップ型のとき）または上昇（ステップダウン型のとき）するから、出力電圧の実際値と所定値との差がさらに大きくなるため、デューティ比設定回路で設定するオンデューティ比をますます大きな値にしようとする。従って、このような状態になると、ＤＣ−ＤＣコンバータは、フィードバック制御が不能となり、出力電圧は急速に接地電圧まで低下し、あるいは入力電圧まで上昇する。このため、電子機器の電源断までに必要な退避動作を十分行うことができないことがある。
【０００６】
そこで、このような事態を防ぐべく、以下の方法を採ることがある。即ち、ノイズや電圧変動などを見込んで、デューティ比設定回路で設定しうる最大オンデューティ比を１００％より低め（例えば８０％）に設定しておく。これにより、矩形波信号のデューティ比が最大オンデューティ比となって、フィードバック制御不能となった以降は、最大デューティ比で決まる出力電圧が発生されるので、必要な退避動作を行うことができる。
しかし、このようにしたＤＣ−ＤＣコンバータでは、矩形波信号のオンデューティ比を最大オンデューティ比以上にできないから、動作可能な入力電圧範囲が狭く、あるいは出力可能な出力電圧範囲が狭くなってしまう。
【０００７】
そこで、出力電圧検知回路の検知電圧を基に、フィードバック制御のために適切なオンデューティ比の第１パルス信号を形成するのとは別に、最大オンデューティ比を決定する固定されたオンデューティ比を持つ第２パルス信号を別途生成する。そして、第１パルス信号と第２パルス信号の論理処理により、オンデューティ比の小さい方の信号を選択して出力するようにしたＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（図１参照）。このＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力端子Piに入力された電池などの入力電圧Vinを昇圧して、出力端子Poから出力電圧Voutを出力するＤＣ−ＤＣコンバータである。このＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力電圧Vinを出力電圧Voutに変換するコンバータ回路１１０と、出力電圧Voutに応じた検知電圧Vdを出力する出力電圧検知回路１２０と、この検知電圧Vdを基にスイッチング素子Ｍ１に印加する矩形波信号PSのオンデューティ比Donを設定するデューティ比設定回路１３０とを有している。
【０００８】
このうち、コンバータ回路１１０は、スイッチング素子であるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１、コイルＬ１、コンデンサＣ１、逆流防止用のダイオードＤ１から構成されている。トランジスタＭ１のドレインはコイルＬ１を介して直流入力電圧Vinが印加されている。また、トランジスタＭ１のソースはグランドに接続されている。ダイオードＤ１はアノードがトランジスタＭ１のドレインに接続され、カソードが出力端子Poに接続されている。コンデンサＣ１は出力端子Poとグランドの間に接続されている。
そして、トランジスタＭ１がオン・オフ制御されることによって、出力端子Poから出力される出力電圧Voutは、入力電圧Vinより高い電圧、即ち昇圧されて出力される。トランジスタＭ１のオン時間Tonとオフ時間Toffの比を変化させることにより、この出力電圧Voutを所定値に制御することができる。
具体的には、出力電圧Voutは、Vout＝｛（Ton＋Toff）／Toff｝Vin＝Vin／Doffで与えられる。ここで、オフデューティ比Doffは、Doff＝Toff／（Ton＋Toff）である。また、オンデューティ比Donは、Don＝Ton／（Ton＋Toff）＝1−Doffである。従って、Doff＋Don＝１となるため、Vout＝Vin／Doff＝Vin／（１−Don）となる。
【０００９】
出力電圧検知部１２０では、出力端子Poの出力電圧Voutを抵抗器Ｒ１，Ｒ２で抵抗分割して、検知電圧Vdをデューティ比設定回路１３０に入力する。
デューティ比設定回路１３０は、誤差増幅器１３１、三角波発振回路１３３、パルス幅変調回路１３４、パルス信号発生回路１３５、ＡＮＤ回路１３７から構成される。
【００１０】
このデューティ比設定回路１３０の動作について図２，図３を参照して説明する。誤差増幅器１３１は、検知電圧Vdを基準電圧発生回路１３２で生成した基準電圧Vrefと比較し、両電圧Vd,Vrefの差電圧を増幅して制御電圧Vfbを発生する。三角波発振回路１３３は、最大値Vcmaxと最小値Vcminの範囲で変化する三角波状の三角波電圧Vctを出力する（図２（ａ）参照）。三角波発振回路１３３で生成した三角波電圧Vctと、制御電圧Vfbとをパルス幅変調回路１３４で比較すると、制御電圧Vfbでパルス幅変調（ＰＷＭ）された第１パルス信号PWOが生成される（図２（ｂ）参照）。なお、三角波発振回路１３３は、三角波電圧Vctのほか、この三角波電圧Vctが最大値Vcmaxとなったタイミングtmaxで信号レベルが切り替わるタイミング信号TMをパルス信号発生回路１３５に出力する。
【００１１】
このパルス信号発生回路１３５では、タイミング信号TMを用いて、タイミングtmaxで立ち上がる比較的短いパルス幅の第２パルス信号PSOを発生する（図２（ｃ）参照）。ＡＮＤ回路１３７には、第１パルス信号PWOと、第２パルス信号PSOをインバータ１３６で反転させた反転第２パルス信号PSOxとを入力する。すると、図２（ｄ）に示すように、制御電圧Vfbが三角波電圧Vctの最大値Vcmaxよりも十分低い場合には、第１パルス信号PWOが選択されて矩形波信号PSとして出力される（図２（ｅ）参照）。このとき、フィードバック制御により、Vout＝(R1+R2)Vref／R2と、Vout＝Vin／（１−Don）とが同時に満足されるように、誤差増幅器１３１の出力電圧Vfbが制御され、パルス幅変調回路１３４の出力する第１パルス信号PWO（矩形波信号PS）のオンデューティ比Donが制御される。
一方、制御電圧Vfbが三角波電圧Vctの最大値Vcmaxに近づいて、第１パルス信号PWOのローレベルの幅が、反転第２パルス信号PSOxのローレベルの幅よりも狭くなると、反転第２パルス信号PSOxが選択されて矩形波信号PSとして出力される。
【００１２】
つまり、電池が消耗していないために入力電圧Vinが高い場合などでは、オンデューティ比Donは比較的小さな値で足りるため、ＡＮＤ回路１３７で、第１パルス信号PWOが選択され、出力電圧Voutが一定値に維持される。しかし、電池が消耗などにより入力電圧Vinが低くなると、オンデューティ比Donは大きな値となる。そして、反転第２パルス信号PSOxのオンデューティ比Donの方が小さな値となると、ＡＮＤ回路１３７で、反転第２パルス信号PSOxが選択され、Vout＝Vin／（１−Don）によって与えられる出力電圧Voutが出力される。このようにすることで、デューティ比設定回路１３０で設定する矩形波信号PSのオンデューティ比の最大値が定められ、ノイズや電圧変動等に拘わらず、反転第２パルス信号PSOxの持つ最大オンデューティ比まではＤＣ−ＤＣコンバータ１００を駆動することができる。しかも、オンデューティ比Donが１００％となることが防止されるから、オンデューティ比Donが１００％となって、出力電圧Voutが接地電圧まで低下し、あるいは入力電圧Vinまで上昇することも防止される。このため、デューティ比設定回路１３０で設定しうる最大オンデューティ比をより１００％に近づける（例えば９０％とする）ことができるので、より低い入力電圧Vinでも一定の出力電圧Voutを得ることができる。あるいはより広い範囲の出力電圧Voutを出力させることができる。
【００１３】
しかし、このＤＣ−ＤＣコンバータ１００においては、ＡＮＤ回路１３７に入力される第１パルス信号PWOと反転第２パルス信号PSOxは、パルス幅変調回路１３４とパルス発生回路１３５とで別々に生成されるものであるから、回路遅延により互いの変化タイミングに若干ズレが生じ、両者の変化タイミングを一致させることは困難である。従って、制御電圧Ｖｆｂが三角波電圧Vctの最大値Vcmaxに近い値になると、図３（ａ）〜（ｅ）に示すように、第１パルス信号PWOと第２パルス信号PSOとの変化タイミングのズレによって、ＡＮＤ回路１３７から出力される矩形波信号PSが、第１パルス信号PWOと第２パルス信号PSOとが重なった異常波形となることがあり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作不安定を招く虞がある。そこで、回路遅延を考慮し、第２パルス信号PSOのパルス幅を極端に狭くすること、つまり反転第２パルス信号PSOx及び第２パルス信号PSOのオンデューティ比を極端に大きくすることはできなかった。このため、この形態においても、入力電圧の範囲や出力電圧の範囲を十分に拡げることはできなかった。
【００１４】
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであって、動作不安定を生じないＤＣ−ＤＣコンバータ、さらには、動作可能な入力電圧範囲が広く、あるいは出力可能な出力電圧範囲が広いＤＣ−ＤＣコンバータ、及びこれを用いた電子機器を提供することを目的とする。また、コンバータ回路の制御において、動作不安定を生じないデューティ比設定回路、さらには、コンバータ回路の動作可能な入力電圧範囲を広く、あるいは出力可能な出力電圧範囲を広くできるデューティ比設定回路、及びこれを用いた電子機器を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段、作用及び効果】
しかして、請求項１に記載の解決手段は、スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値に制御されるようにオンデューティ比が設定された上記矩形波信号を生成し、前記スイッチング素子に出力するデューティ比設定回路と、を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、上記デューティ比設定回路は、第１基準電圧と上記検知電圧とを入力し、その差に応じた制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、上記制御電圧を入力し、上記オンデューティ比が上記制御電圧の変化に対して単調に変化する矩形状の第１パルス信号を出力する第１パルス発生回路と、所定オンデューティ比を有する矩形状の第２パルス信号を発生する第２パルス発生回路と、上記第１パルス信号と第２パルス信号のいずれか一方を選択し、上記矩形波信号として出力する選択回路であって、上記制御電圧を変化させたとき上記第１パルス信号のオンデューティ比が小さくなる方向を第１方向とし、逆に大きくなる方向を第２方向とすると、上記制御電圧が第２基準電圧に比して上記第１方向側に偏っているときに、上記第１パルス信号を選択して出力し、上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して上記第２方向側に偏っているときに、上記第２パルス信号を選択して出力する選択回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００１６】
このＤＣ−ＤＣコンバータによれば、選択回路において、制御電圧と第２基準電圧との比較により、第１パルス信号と第２パルス信号のいずれかを選択する。このため、前記した関連技術と異なり、オンデューティ比が大きくなった場合に、矩形波信号が、第１パルス信号と第２パルス信号とが重なった異常波形となることがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作不安定を生じる虞がない。また、両者の変化タイミングのズレや回路遅延を考慮して第２パルス信号のオンデューティ比を設定する必要が無い。
第１パルス信号は制御電圧が第２基準電圧より第１方向側の値であるときに選択される。第１方向は、制御電圧を変化させたとき第１パルス信号のオンデューティ比が小さくなる方向である。起動当初や第１パルス信号から第２パルス信号への切換時などの過渡的な期間を除けば、第１パルス信号が選択されている場合、制御電圧により、出力電圧が所定値になるようにオンデューティ比が制御される。つまりフィードバック制御が行われている状態となっている。
一方、制御電圧が第２基準電圧よりも２方向側の値となると、第２パルス信号が選択される。第２パルス信号は、所定オンデューティ比を有しているので、コンバータ回路では、Vout＝Vin／（１−Don）に従って、この所定オンデューティ比で決まる出力電圧を発生することができる。なお、第２パルス信号の所定オンデューティ比は１００％未満であることはいうまでもない。
【００１７】
なお、本明細書において、オンデューティ比は、コンバータ回路において、スイッチング素子がオンする時間割合を表す。従って、デューティ比設定回路等においても、スイッチング素子に印加される矩形波信号と同じタイミングでハイ／ローのレベルが切り替わるパルス信号については、スイッチング素子がオンする時間に相当する側のレベルの継続期間をオン時間として、そのパルス信号のデューティ比をオンデューティ比として表すこととする。従って、あるパルス信号におけるハイレベルが、スイッチング素子におけるオンに対応している場合には、ハイレベルの継続期間をオン時間として、オンデューティ比を計算する。逆に、あるパルス信号におけるローレベルが、スイッチング素子におけるオンに対応している場合には、ローレベルの継続期間をオン時間として、オンデューティ比を計算する。
また、本明細書において、選択とは、選択される信号と選択により得られた信号とが、同じタイミングでレベル反転している関係となっていることをいう。従って、選択回路における論理処理のため、選択回路に入力される第１パルス信号あるいは第２パルス信号と、出力される矩形波信号とが、同じタイミングでレベル反転している関係となっていれば、互いに論理反転した関係となっていても、矩形波信号は、第１パルス信号あるいは第２パルス信号を選択したものであるとする。
【００１８】
さらに請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第２基準電圧は、前記入力電圧を減少させても、前記出力電圧を所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比の前記第１パルス信号を生成する前記制御電圧よりも前記第２方向側の値を有するＤＣ−ＤＣコンバータとすると良い。
【００１９】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第２基準電圧は、入力電圧を減少させても、出力電圧を所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比、例えば９９％のオンデューティ比の第１パルス信号を生成する制御電圧よりも第２方向側の値を有する。このため、第１パルス信号を用いてフィードバック制御が継続されている状態では、制御電圧が第２基準電圧よりも第２方向側に偏ることがないから、第１パルス信号を用いてフィードバック制御が継続されている状態でありながら、強制的に第２パルス信号が矩形波信号として選択されることはあり得ない。つまり、矩形波信号として第１パルス信号を選択して出力電圧を所定値に維持していたが、入力電圧の低下などによって、もはや出力電圧を所定値に維持する制御が不能となった場合に、初めて制御電圧が第２基準値よりも第２方向側の値となって、第２パルス信号が選択されるようになる。
【００２０】
このため、理論上は、第１パルス信号のオンデューティ比がほぼ１００％になるまで、第１パルス信号によってフィードバック制御を継続することができる。但し、現実には、矩形波信号のノイズや電圧変動などによる変動、あるいはコイルやスイッチング素子等の特性の影響でコンバータ回路で電圧変換できる最大のオンデューティ比など、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する回路の特性で決定され、フィードバック制御を継続可能なオンデューティ比の上限がある。
従って、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、これを構成する回路の特性で決定され、フィードバック制御継続可能なオンデューティ比の上限まで、第１パルス信号によってフィードバック制御を継続することができる。つまり、このＤＣ−ＤＣコンバータによれば、たとえ入力電圧が低下しても、これを構成する回路の特性で制限されるオンデューティ比の上限まで、フィードバック制御により所定値の出力電圧を発生できるから、入力電圧範囲として最大の範囲を確保することができる。また、出力電圧範囲も最大の範囲を確保することができる。
【００２１】
さらに、請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記選択回路は、前記制御電圧を前記第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第１方向側に偏っているときには前記第１パルス信号の選択を指示し、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第２方向側に偏っているときには前記第２パルス信号の選択を指示する切換信号を出力する切換信号発生回路と、上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータとすると良い。
【００２２】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、選択回路は、制御電圧と第２基準電圧とを比較して切換信号を出力する切換信号発生回路と、切換信号により第１パルス信号または第２パルス信号を選択して出力する切換回路とを備える。このため、簡易な構成で制御電圧に基づいて、第１パルス信号と第２パルス信号のいずれかを選択して矩形波信号として出力することができる。
【００２３】
あるいは、請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記選択回路は、前記制御電圧が前記第２基準電圧に比して小さな値であるときに、前記第１パルス信号を選択して出力し、上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して大きな値であるときに、前記第２パルス信号を選択して出力する選択回路であり、上記制御電圧を第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧よりも小さいときに切換信号をローレベルとし、上記制御電圧が上記第２基準電圧よりも大きいときに上記切換信号をハイレベルとする切換信号発生回路と、上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路であって、上記切換信号がローレベルのときに上記第１パルス信号を出力し、上記切換信号がハイレベルのときに上記第２パルス信号を出力する切換回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータとするのが好ましい。
【００２４】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、選択回路は、制御電圧と第２基準電圧とを比較して切換信号を出力する切換信号発生回路と、切換信号により第１パルス信号または第２パルス信号を選択して出力する切換回路とを備える。このため、簡易な構成で制御電圧に基づいて、第１パルス信号と第２パルス信号のいずれかを選択して矩形波信号として出力することができる。
【００２５】
さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記切換回路は、前記切替信号と第２パルス信号とを入力するＮＡＮＤ回路と、上記第１パルス信号と上記ＮＡＮＤ回路の出力とを入力するＡＮＤ回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータとするのが好ましい。
【００２６】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、切換回路にＮＡＮＤ回路とＡＮＤ回路を有しており、簡易な構成で切換信号に基づいて、第１パルス信号と第２パルス信号のいずれかを選択して矩形波信号として出力することができる。
【００２７】
さらに、請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１パルス発生回路は、前記第１パルス信号の周波数を設定する周波数設定回路を有し、前記第２パルス発生回路は、上記第１パルス信号と同期する前記第２パルス信号であって、設定される上記第１パルス信号及び第２パルス信号の周波数に拘わらず、オンデューティ比が一定の第２パルス信号を発生するＤＣ−ＤＣコンバータとすると良い。
【００２８】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、これを使用する電子機器の特性に応じて、スイッチング素子をオンオフさせる矩形波信号の周波数を適宜選択、設定することができるようにしてあるのが好ましい。一方、第１パルス信号の周波数を変化させると、第２パルス信号の周波数も同期して変化する場合、パルス幅を固定しておくと、このオンデューティ比は変化前とは別の固定値になる場合がある。しかし、第２パルス信号を矩形波信号として用いる場合には、出力電圧はVout＝Vin／（１−Don）で決まるので、オンデューティ比Donが設定される周波数によって変化することで、出力電圧まで変化することになり、好ましくないことがある。
これに対し、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１パルス発生回路に周波数設定回路を有し、前記第２パルス発生回路では、第１パルス信号に同期し、しかも、周波数に拘わらず、オンデューティ比が一定の第２パルス信号を発生する。第１パルス信号の周波数を周波数設定回路によって適宜設定しても、第２パルス信号のオンデューティ比が一定に保たれるから、第２パルス信号を矩形波信号として用いる場合に、設定する周波数によって出力電圧が変動することがなくなる。
【００２９】
さらに、請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１パルス信号発生回路は、第１コンデンサを含み、上記第１コンデンサに所定電流量を流入させる第１期間と、上記第１コンデンサから上記所定電流量を流出させる第２期間とを交互に発生させて、上記第１コンデンサの端子間電圧を三角形状に変化させる三角波発生回路であって、上記第１期間から第２期間への切替タイミングで電圧レベルがハイからローまたはローからハイに切り替わるタイミング信号を出力する三角波発生回路を有し、前記第２パルス信号発生回路は、上記所定電流量に等しいミラー電流を流すカレントミラー回路と、上記第１コンデンサより小さな静電容量を有する第２コンデンサと、上記タイミング信号に従って、上記第２コンデンサへの上記ミラー電流の流入による充電及びこの第２コンデンサの放電を交互に切り換えて行う充放電回路と、上記第２コンデンサへの上記充電時においてこの第２コンデンサの端子間電圧が所定電圧レベルを超えるタイミング、及び上記タイミング信号の切換タイミングに基づき、上記第２パルス信号を生成する論理処理回路と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータとするのが好ましい。
【００３０】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１パルス信号発生回路は、三角波を発生するほか、この三角波が最大値となるタイミングで電圧レベルが切り替わるタイミング信号を出力する三角波発生回路を有する。さらに、第２パルス信号発生回路は、カレントミラー回路と、第２コンデンサと、タイミング信号に従って、第２コンデンサへのミラー電流による充放電を切り換える充放電回路と、第２コンデンサの充電時における端子間電圧が所定電圧レベルを超えるタイミングとタイミング信号の切換タイミングに基づいて第２パルス信号を生成する論理処理回路とを有する。
従って、第１パルス信号発生回路では、例えば、所定電流量を決める抵抗値を変化させることで、三角波の周波数を変更することができる上、この三角波に同期したタイミング信号を出力することができる。また、第２パルス信号発生回路では、この三角波に同期した、従ってこの三角波から生成する第１パルス信号に同期した第２パルス信号を生成できる上、三角波従って第１パルス信号の周波数を変更しても、第２パルス信号のオンデューティ比は一定に保つことができる。
【００３１】
さらに請求項５に記載の他の解決手段は、スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号よりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値になるように、オンデューティ比を設定した上記矩形波信号を、上記スイッチング素子に出力してフィードバック制御するデューティ比設定回路と、を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、上記デューティ比設定回路は、上記検知電圧に基づいて設定される上記矩形波信号のオンデューティ比が実質的に１００％となり上記フィードバック制御が不能となったときには、所定オンデューティ比を有する上記矩形波信号を発生するＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００３２】
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、検知電圧に基づいて設定される矩形波信号のオンデューティ比が、実質的に１００％となってしまうと、コンバータ回路ではもはや電圧変換をすることができず、出力電圧が低下あるいは上昇し始めるので、出力電圧を所定値に保つことができないことになる。すると、ますますオンデューティ比を大きくする方向にフィードバック制御しようとするので、フィードバック制御が不能となり、出力電圧が接地電位まで低下、あるいは入力電圧まで上昇することになる。
これに対し、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、フィードバック制御不能となったときには、所定デューティ比を有する矩形波信号を発生する。このため、フィードバック制御によって出力電圧を所定値に維持し続けることはできないものの、所定オンデューティ比によって定まる出力電圧を発生することができる。
従って、このＤＣ−ＤＣコンバータで駆動されるノードブック型のパーソナルコンピュータや携帯電話端末、モータ制御などにおいて、電池の消耗などにより入力電圧が低下した場合にも、所定の退避動作を行うなど、入力電圧の低下への対応を行わせる時間的余裕を与えることができる。
【００３３】
また、このＤＣ−ＤＣコンバータでは、オンデューティ比が実質上１００％になるまでフィードバック制御によって出力電圧を一定値に保つことができる。このため、このＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧範囲を最も大きくとることができ、また、出力電圧範囲を最も大きくとることができる。
なお、本明細書において、オンデューティ比が実質的に１００％である場合とは、オンデューティ比が１００％となった場合のほか、以下を含む。即ち、矩形波信号のオンデューティ比が大きな値（例えば９９．５％）となり、たとえスイッチング素子にこの矩形波信号を入力しても、コンバータ回路のスイッチング素子やコイル等その他の回路素子の特性により、オンデューティ比１００％の信号を入力したのと同様に、出力電圧が接地電位まで低下し、あるいは入力電圧まで増加してしまうオンデューティ比を含む。
【００３４】
さらに請求項６に記載の他の解決手段は、上記いずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、上記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記入力電圧を供給する電池と、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧を用いて駆動される電子機器本体と、を備える電子機器である。
【００３５】
この電子機器では、電池を電源として上記のＤＣ−ＤＣコンバータで電圧変換をして電子機器本体を駆動している。このため、電池の消耗によってＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧が低下して、オンデューティ比が大きくなった場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作が不安定になることがない。さらに、スイッチング素子のオンデューティ比が大きくなりすぎて、フィードバック制御を継続できなくなるまで、一定値の出力電圧を得て電子機器本体を駆動できるから、電子機器本体の電池による使用可能時間がより長くされた電子機器にできる場合もある。
さらに、フィードバック制御を継続できなくなった後も、第２パルス信号である所定オンデューティ比の矩形波信号でスイッチング素子をオンオフさせることができるから、この所定オンデューティ比と入力電圧（電池の端子間電圧）で決まる出力電圧が得られるから、データやシステム情報をメモリに退避するなど、電源断の前に必要な退避動作を行わせることも可能となる。
なお、本発明の電子機器としては、電池によってＤＣ−ＤＣコンバータを駆動し、その出力電圧を用いて電子機器本体を駆動するものであればいずれのものでも良い。具体的には、例えば、ノートブック型など可搬性のパーソナルコンピュータ、携帯電話端末、コンパクトディスク，ＤＶＤなどの記録媒体に画像や音声その他の情報を記録しあるいは読み出すための可搬性の録音機器、録画機器及び再生機器などが挙げられる。
【００３６】
また、請求項７に記載の他の解決手段は、スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータに用いて、上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値に制御されるように上記矩形波信号のオンデューティ比を設定するデューティ比設定回路であって、第１基準電圧と上記検知電圧とを入力し、その差に応じた制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、上記制御電圧を入力し、オンデューティ比が上記制御電圧の変化に応じて単調に変化する矩形状の第１パルス信号を出力する第１パルス発生回路と、所定のオンデューティ比を持つ矩形状の第２パルス信号を発生する第２パルス発生回路と、上記第１パルス信号と第２パルス信号のいずれか一方を選択して出力する選択回路であって、上記制御電圧が変化したとき上記第１パルス信号のオンデューティ比が小さくなる方向を第１方向とし、逆に大きくなる方向を第２方向とすると、上記制御電圧が第２基準電圧に比して上記第１方向側の値であるときに、上記第１パルス信号を選択して出力し、上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して上記第２方向側の値であるときに、上記第２パルス信号を選択して出力する選択回路と、を備えるデューティ比設定回路である。
【００３７】
本発明のデューティ比設定回路は、コンバータ回路と出力電圧検知回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータに用いるものであり、制御電圧発生回路、第１パルス発生回路、第２パルス発生回路のほか、選択回路を有し、制御電圧と第２基準電圧との比較結果に応じて、制御電圧に応じてオンデューティ比が変化する第１パルス信号と所定オンデューティ比を有する第２パルス信号のいずれかを選択する。このため、前記した関連技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１００におけるデューティ比設定回路１３０と異なり、オンデューティ比が大きくなった場合に、矩形波信号が、第１パルス信号と第２パルス信号とが重なった異常波形となることがない。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作不安定を生じる虞がない。また、両者の変化タイミングのズレや回路遅延を考慮して第２パルス信号のオンデューティ比を設定する必要が無い。
【００３８】
また、このデューティ比設定回路によれば、制御電圧が第２基準電圧よりも第１方向側の場合には、制御電圧に応じたオンデューティ比を持つ矩形波信号（第１パルス信号）を出力することができる。従って、コンバータ回路のスイッチング素子のオンオフを制御して、出力電圧を一定値に保つようにフィードバック制御を行うことができる。一方、制御電圧が第２方向側、つまりオンデューティ比が大きくなる方向に変化して、第２基準電圧を超えると、所定オンデューティ比を持つ矩形波信号（第２パルス信号）を出力することができる。このため、電源電池の消耗によりＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が低下するなどして、このデューティ比設定回路に加えられる制御電圧が第２方向に大きく変化しても、スイッチング素子に加えられる矩形波信号のオンデューティ比が１００％となって、出力電圧が接地電位まで低下したり、入力電圧まで増加してしまうことがない。
【００３９】
さらに、請求項７に記載のデューティ比設定回路であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに用いたとき、前記第２基準電圧は、前記入力電圧を減少させても、前記出力電圧を所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比の前記第１パルス信号を生成する前記制御電圧よりも前記第２方向側の値を有するデューティ比設定回路とすると良い。
【００４０】
本発明のデューティ比設定回路は、これをＤＣ−ＤＣコンバータに用いたとき、入力電圧を減少させても、出力電圧を所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比、例えば９９％のオンデューティ比の第１パルス信号を生成する制御電圧よりも、第２基準電圧は第２方向側の値を有する。このため、このデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１パルス信号を用いてフィードバック制御が継続されている状態では、制御電圧が第２基準電圧よりも第２方向側に偏ることがない。従って、第１パルス信号を用いてフィードバック制御が継続されている状態でありながら、強制的に第２パルス信号が矩形波信号として選択されることはあり得ない。つまり、矩形波信号として第１パルス信号を選択して出力電圧を所定値に維持していたが、入力電圧の低下などによって、もはや出力電圧を所定値に維持する制御が不能となった場合に、初めて制御電圧が第２基準値よりも第２方向側の値となって、第２パルス信号が選択されるようになる。
【００４１】
このため、理論上は、第１パルス信号のオンデューティ比がほぼ１００％になるまで、第１パルス信号によってフィードバック制御を継続することができる。但し、現実には、矩形波信号のノイズや電圧変動などによる変動、あるいはコイルやスイッチング素子等の特性の影響でコンバータ回路で電圧変換できる最大のオンデューティ比など、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する回路の特性で決定され、フィードバック制御を継続可能なオンデューティ比の上限がある。
従って、本発明のデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、これを構成する回路の特性で決定され、フィードバック制御継続可能なオンデューティ比の上限まで、第１パルス信号によってフィードバック制御を継続することができる。つまり、このデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータによれば、たとえ入力電圧が低下しても、これを構成する回路の特性で制限されるオンデューティ比の上限まで、フィードバック制御により所定値の出力電圧を発生できるから、入力電圧範囲として最大の範囲を確保することができる。また、出力電圧範囲も最大の範囲を確保することができる。
【００４２】
さらに、請求項７または請求項８に記載のデューティ比設定回路であって、前記選択回路は、前記制御電圧を前記第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第１方向側に偏っているときには前記第１パルス信号の選択を指示し、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第２方向側に偏っているときには前記第２パルス信号の選択を指示する切換信号を出力する切換信号発生回路と、上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路と、を備えるデューティ比設定回路とするのが好ましい。
【００４３】
このデューティ比設定回路では、選択回路は、制御電圧と第２基準電圧とを比較して切換信号を出力する切換信号発生回路と、切換信号により第１パルス信号または第２パルス信号を選択して出力する切換回路とを備える。このため、簡易な構成で制御電圧に基づいて、第１パルス信号と第２パルス信号のいずれかを選択して矩形波信号として出力することができる。
【００４４】
あるいは、請求項７または請求項８に記載のデューティ比設定回路であって、前記選択回路は、前記制御電圧が前記第２基準電圧に比して小さな値であるときに、前記第１パルス信号を選択して出力し、上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して大きな値であるときに、前記第２パルス信号を選択して出力する選択回路であり、上記制御電圧を第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧よりも小さいときに切換信号をローレベルとし、上記制御電圧が上記第２基準電圧よりも大きいときに上記切換信号をハイレベルとする切換信号発生回路と、上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路であって、上記切換信号がローレベルのときに上記第１パルス信号を出力し、上記切換信号がハイレベルのときに上記第２パルス信号を出力する切換回路と、を備えるデューティ比設定回路とするのが好ましい。
【００４５】
このデューティ比設定回路では、選択回路は、制御電圧と第２基準電圧とを比較して切換信号を出力する切換信号発生回路と、切換信号により第１パルス信号または第２パルス信号を選択して出力する切換回路とを備える。このため、簡易な構成で制御電圧に基づいて、第１パルス信号と第２パルス信号のいずれかを選択して矩形波信号として出力することができる。
【００４６】
さらに、上記デューティ比設定回路であって、前記切換回路は、前記切替信号と第２パルス信号とを入力するＮＡＮＤ回路と、上記第１パルス信号と上記ＮＡＮＤ回路の出力とを入力するＡＮＤ回路と、を備えるデューティ比設定回路とするのが好ましい。
【００４７】
このデューティ比設定回路では、切換回路にＮＡＮＤ回路とＡＮＤ回路を有しており、簡易な構成で切換信号に基づいて、第１パルス信号と第２パルス信号のいずれかを選択して矩形波信号として出力することができる。
【００４８】
さらに、請求項７または請求項８に記載のデューティ比設定回路であって、前記第１パルス発生回路は、前記第１パルス信号の周波数を設定する周波数設定回路を有し、前記第２パルス発生回路は、上記第１パルス信号と同期する前記第２パルス信号であって、設定される上記第１パルス信号及び第２パルス信号の周波数に拘わらず、オンデューティ比が一定の第２パルス信号を発生するデューティ比設定回路とするのが好ましい。
【００４９】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、これを使用する電子機器の特性に応じて、スイッチング素子をオンオフさせる矩形波信号の周波数を適宜選択、設定することができるようにしてあるのが好ましい。一方、第１パルス信号の周波数を変化させると、第２パルス信号の周波数も同期して変化する場合、第２パルス信号のオンデューティ比は変化前とは別の固定値になる場合がある。しかし、第２パルス信号を矩形波信号として用いている場合には、出力電圧はVout＝Vin／（１−Don）で決まるので、オンデューティ比Donが周波数によって変動することで、出力電圧まで周波数によって変動することになり、好ましくないことがある。
これに対し、このデューティ比設定回路では、第１パルス発生回路に周波数設定回路を有し、前記第２パルス発生回路では、第１パルス信号に同期し、しかも、周波数に拘わらず、オンデューティ比が一定の第２パルス信号を発生する。第１パルス信号の周波数を周波数設定回路によって適宜設定しても、第２パルス信号のオンデューティ比が一定に保たれるから、第２パルス信号を矩形波信号として用いる場合に、本発明のデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、設定する周波数によって出力電圧が変動することがなくなる。
【００５０】
さらに、上記デューティ比設定回路であって、前記第１パルス信号発生回路は、第１コンデンサを含み、上記第１コンデンサに所定電流量を流入させる第１期間と、上記第１コンデンサから上記所定電流量を流出させる第２期間とを交互に発生させて、上記第１コンデンサの端子間電圧を三角形状に変化させる三角波発生回路であって、上記第１期間から第２期間への切替タイミングで電圧レベルがハイからローまたはローからハイに切り替わるタイミング信号を出力する三角波発生回路を有し、前記第２パルス信号発生回路は、上記所定電流量に等しいミラー電流を流すカレントミラー回路と、上記第１コンデンサより小さな静電容量を有する第２コンデンサと、上記タイミング信号に従って、上記第２コンデンサへの上記ミラー電流の流入による充電及びこの第２コンデンサの放電を交互に切り換えて行う充放電回路と、上記第２コンデンサへの上記充電時においてこの第２コンデンサの端子間電圧が所定電圧レベルを超えるタイミング、及び上記タイミング信号の切換タイミングに基づき、上記第２パルス信号を生成する論理処理回路と、を有するデューティ比設定回路とするのが好ましい。
【００５１】
このデューティ比設定回路では、第１パルス信号発生回路は、三角波を発生するほか、この三角波が最大値となるタイミングで電圧レベルが切り替わるタイミング信号を出力する三角波発生回路を有する。さらに、第２パルス信号発生回路は、カレントミラー回路と、第２コンデンサと、タイミング信号に従って、第２コンデンサへのミラー電流による充放電を切り換える充放電回路と、第２コンデンサの充電時における端子間電圧が所定電圧レベルを超えるタイミングとタイミング信号の切換タイミングに基づいて第２パルス信号を生成する論理処理回路とを有する。
従って、第１パルス信号発生回路では、例えば、第１コンデンサの静電容量や所定電流量を決める抵抗値などを変化させることで、三角波の周波数を変更することができる上、この三角波に同期したタイミング信号を出力することができる。また、第２パルス信号発生回路では、この三角波に従ってこの三角波から生成する第１パルス信号に同期した第２パルス信号を生成できる上、三角波に従って第１パルス信号の周波数を変更しても、第２パルス信号のオンデューティ比は一定に保つことができる。
【００５２】
さらに請求項９に記載の他の解決手段は、スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータに用いるデューティ比設定回路であって、上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値になるように、オンデューティ比を設定した上記矩形波信号を、上記スイッチング素子に出力してフィードバック制御し、上記検知電圧に基づいて設定される上記矩形波信号のオンデューティ比が実質的に１００％となり上記フィードバック制御が不能となったときには、所定オンデューティ比を有する上記矩形波信号を発生するデューティ比設定回路である。
【００５３】
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、検知電圧に基づいて設定される矩形波信号のオンデューティ比が、実質的に１００％となってしまうと、コンバータ回路ではもはや電圧変換をすることができず、出力電圧が低下あるいは上昇し始めるので、出力電圧を所定値に保つことができないことになる。すると、ますますオンデューティ比を大きくする方向にフィードバック制御しようとするので、フィードバック制御が不能となり、出力電圧が接地電位まで低下、あるいは入力電圧まで上昇することになる。
これに対し、本発明のデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、フィードバック制御不能となったときには、デューティ比設定回路において所定デューティ比を有する矩形波信号を発生する。このため、フィードバック制御によって出力電圧を所定値に維持し続けることはできないものの、所定オンデューティ比によって定まる出力電圧を発生することができる。
従って、このように本発明のデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータで駆動されるノードブック型のパーソナルコンピュータや携帯電話端末、モータ制御を要する電子機器などにおいて、電池の消耗などにより入力電圧が低下した場合にも、データやシステム情報のメモリへの退避等、所定の退避動作を行うなど、入力電圧の低下への所要の対応を行わせる時間的余裕を与えることができる。
【００５４】
また、このデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、オンデューティ比が実質上１００％になるまでフィードバック制御によって出力電圧を一定値に保つことができる。このため、このデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧範囲を大きくとることができ、また、出力電圧範囲を大きくとることができる。
【００５５】
さらに請求項１０に記載の他の解決手段は、ＤＣ−ＤＣコンバータであって、上記いずれか１項に記載のデューティ比設定回路と、前記コンバータ回路と、前記出力電圧検知回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータと、上記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記入力電圧を供給する電池と、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧を用いて駆動される電子機器本体と、を備える電子機器である。
【００５６】
この電子機器では、電池を電源として、上記のデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータで電圧変換をして電子機器本体を駆動する。このため、電池の消耗によってＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧が低下して、オンデューティ比が大きくなった場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作が不安定になることがない。さらに、スイッチング素子のオンデューティ比が大きくなりすぎて、フィードバック制御を継続できなくなるまで、一定値の出力電圧を得て電子機器本体を駆動できるから、電子機器本体の電池による使用可能時間をより長くされた電子機器にできる場合もある。
【００５７】
また、フィードバック制御を継続できなくなった後も、第２パルス信号である所定オンデューティ比の矩形波信号でスイッチング素子をオンオフさせることができるから、この所定オンデューティ比と入力電圧（電池の端子間電圧）で決まる出力電圧が得られるから、データやシステム情報をメモリに退避するなど、電源断の前に必要な退避動作を行わせることも可能となる。
なお、本発明の電子機器としては、電池によってデューティ比設定回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータを駆動し、その出力電圧を用いて電子機器本体を駆動するものであればいずれのものでも良いが、例えば、ノートブック型など可搬性のパーソナルコンピュータ、携帯電話端末、コンパクトディスク，ＤＶＤなどの記録媒体に画像や音声その他の情報を記録しあるいは読み出すための可搬性の録音機器、録画機器及び再生機器などが挙げられる。
【００５８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１０、デューティ比設定回路２０、及び電子機器１を、図４〜図８の図面を参照しつつ説明する。まず、図４により、本実施形態におけるデューティ比設定回路２０の動作の原理を説明する。第１パルス信号発生回路２３では、次述する誤差増幅器２１で生成した制御電圧Vfbを入力し、これによりパルス幅変調された第１パルス信号PWOを生成する。一方、別途所定のオンデューティ比を有する第２パルス信号PSOを第２パルス信号発生回路２６で生成しておく。この２つのパルス信号PWO，PSOを選択回路２７に入力し、制御電圧Vfbによりそのいずれかを選択して矩形波信号PSとして出力する。
【００５９】
このようにすることで、制御電圧Vfbによりパルス幅変調された矩形波信号PSを出力することができる上、同じ制御電圧Vfbを用いて所定オンデューティ比を有する矩形波信号PSを出力することができる。
しかも、第１パルス信号PWOと第２パルス信号PSOのいずれかを選択するから、両者の変化タイミングのズレによって、矩形波信号PSの波形が異常になることもない。
さらに、制御電圧Vfbの値が、第１パルス信号PWOのオンデューティ比が実質上１００％となるときの制御電圧Vfbの値よりも第２方向側の値となったときに、矩形波信号PSとして第１パルス信号PWOを選択するのに代えて、第２パルス信号PSOを選択することに切り換えるようにすれば、第１パルス信号PWOによる制御を、オンデューティ比が実質上１００％となるまで行うことができる。従って、このＤＣ−ＤＣコンバータ１０は広い入力電圧Vinの範囲で電圧変換をすることができる。また、広い出力電圧Voutの範囲で電圧変換をすることができる。
【００６０】
次いで、本実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１０の回路構成及び動作をを、図５〜図７に従って説明する。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、正の入力電圧Vinを正の出力電圧Voutに変換するコンバータ回路１１０と、出力電圧Voutに応じた検知電圧Vdを出力する出力電圧検知回路１２０と、この検知電圧Vdを基にスイッチング素子Ｍ１のオンデューティ比Donを設定するデューティ比設定回路２０とを有している。
【００６１】
このうち、コンバータ回路１１０は、既に説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１００のコンバータ回路１１０（図１参照）と同じであり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１、コイルＬ１、コンデンサＣ１、逆流防止用のダイオードＤ１から構成されている。トランジスタＭ１のドレインにはコイルＬ１を介して入力電圧Vinが印加され、ソースはグランドに接続している。ダイオードＤ１のアノードがトランジスタＭ１のドレインに接続し、カソードが出力端子Poに接続している。コンデンサＣ１は出力端子Poとグランドの間に接続されている。
そして、トランジスタＭ１のオン・オフ制御により、入力電圧Vinが、昇圧されて出力電圧Voutとして出力される。トランジスタＭ１のオン時間Tonとオフ時間Toffの比を変化させることにより、この出力電圧Voutを予め定めた値に制御することができる。具体的には、出力電圧Voutは、Vout＝｛（Ton＋Toff）／Toff｝Vin＝Vin／（１−Don）で与えられる。
【００６２】
出力電圧検知部１２０も、既に説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧検知部１２０（図１参照）と同じであり、出力端子Poの出力電圧Voutを抵抗器Ｒ１，Ｒ２で抵抗分割して、検知電圧Vdをデューティ比設定回路１３０に入力する。
【００６３】
一方、デューティ比設定回路２０は、既に説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１００のデューティ比設定回路１３０（図１参照）とは若干異なる。即ち、誤差増幅器２１、第１パルス信号発生回路２３、第２パルス信号発生回路２６、選択回路２７から構成される。
誤差増幅器２１は、反転入力端子に入力した検知電圧Vdを、第１基準電圧発生回路２２で生成し非反転入力端子に入力した第１基準電圧Vref1と比較し、２つの電圧VdとVref1との差電圧を増幅して制御電圧Vfbを生成する。
【００６４】
第１パルス信号発生回路２３は、三角波発振回路２４とパルス幅変調回路２５とを有する。このうち三角波発振回路２４では、図６（ａ）に示すように、最大値Vcmaxと最小値Vcminの範囲で変化する三角波状の三角波電圧Vctを出力する。パルス幅変調回路２５の反転入力端子に三角波電圧Vctを、非反転入力端子に制御電圧Vfbを入力して比較すると、三角波電圧Vctが制御電圧Vfbを超えた場合にローレベルとなるため、制御電圧Vfbによってパルス幅が単調に変化する。具体的には、制御電圧Vfbが大きくなると、ハイレベルのパルス幅が大きくなるように、パルス幅変調（ＰＷＭ）された第１パルス信号PWOが生成される。
なお、三角波発振回路２４は、三角波電圧Vctのほか、この三角波電圧Vctが最大値Vcmaxとなったタイミングtmaxで信号レベルが切り替わるタイミング信号TMを第２パルス信号発生回路２６に出力している。また、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０及びデューティ比設定回路２０においては、制御電圧Vfbが大きくなると、第１パルス信号PWOのオンデューティ比が大きくなることから、電圧値が小さくなる方向が第１方向であり、大きくなる方向が第２方向である。
【００６５】
この第２パルス信号発生回路２６では、このタイミング信号TMを用いて、三角波電圧Vctが最大値Vcmaxとなったタイミングtmaxで立ち上がる所定のオンデューティ比（例えば９５％）を有する第２パルス信号PSOを発生する。なお後述するように、切換回路３０でこの第２パルス信号PSOが選択されたときには、第２パルス信号PSOがローレベルとなった場合にトランジスタＭ１がオンとなる。そこで、第２パルス信号PSOについては、ローレベルの期間をオン時間Tonとしてオンデューティ比を計算する。
【００６６】
選択回路２７では、前述したように、第１パルス信号PWOと第２パルス信号PSOを入力し、このうちのいずれかを選択して矩形波信号PSとして出力する。選択回路２７は、切換信号PCを生成する切換信号発生回路２８と、切換信号PCに基づいて第１パルス信号PWO及び第２パルス信号PSOのいずれかを切り換えて出力する切換回路３０とを有する。このうち切換信号発生回路２８では、制御電圧Vfbを第２基準電圧Vref2と比較して、切換信号PCを出力する。この切換信号PCは、制御電圧Vfbが第２基準電圧Vref2よりも小さな値である場合、つまり制御電圧Vfbが第２基準電圧Vref2に比して第１方向側の値であるときには、ローレベルとなる。一方、制御電圧Vfbが第２基準電圧Vref2よりも大きな値である場合、つまり制御電圧Vfbが第２基準電圧Vref2に比して第２方向側の値であるときには、ハイレベルとなる。また、切換回路３０は、ＮＡＮＤ回路３１とＡＮＤ回路３２を有し、ＮＡＮＤ回路３１は、第２パルス信号PSOと切換信号PCとを入力し、ＮＡＮＤ出力信号PNを出力する。このＮＡＮＤ出力信号PNと第１パルス信号PWOとをＡＮＤ回路３２に入力し、矩形波信号PSとしてトランジスタＭ１に出力する。
【００６７】
まず、電池が消耗していないために入力電圧Vinが十分高い場合など、制御電圧Vfbが低く抑えられ、三角波電圧Vctの最大値Vcmaxよりも小さい場合（図６（ａ）参照）について検討する。この場合には、制御電圧Vfbの大小に従ってパルス幅が変化する第１パルス信号PWOが生成される（図６（ｂ）参照）。  なお、第２基準電圧Vref2は、入力電圧Vinを減少させても、出力電圧Voutを所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比（例えば９９％）を持つ第１パルス信号PWOを生成する制御電圧Vfbよりも第２方向側の値、つまり大きな値にしてある。さらに具体的には、三角波電圧Vctの最大値Vcmaxよりも大きな値にしてある。このため、切換信号PCはローレベルを維持したままとなる（図６（ｃ）参照）。
【００６８】
一方、第２パルス信号発生回路２６で生成される第２パルス信号PSOは、三角波電圧Vctが最大値Vcmaxとなったタイミングtmaxで立ち上がり、短時間で立ち下がる短いパルス幅を持つ（図６（ｄ）参照）。この第２パルス信号PSOの波形は制御電圧Vfbに影響されることなく、所定のオンデューティ比（例えば９５％）を有する。
切換信号PCがローレベルであるため、ＮＡＮＤ回路３１のＮＡＮＤ出力信号PNは、第２パルス信号PSOに拘わらず、ハイレベルを維持したままとなる（図６（ｅ）参照）。このため、ＡＮＤ回路３２の出力である矩形波信号PSは、第１パルス信号PWOと同じになる。つまり矩形波信号PSとして第１パルス信号PWOが選択されて出力される（図６（ｆ）参照）。
【００６９】
ついで、電池が消耗したため入力電圧Vinが低くなるなどにより、制御電圧Vfbが高くなった場合について検討する。この場合（図７（ａ）左側参照）には、制御電圧Vfbは三角波電圧Vctの最大値Vcmaxに近づく。しかし、制御電圧Vfbが三角波電圧Vctの最大値Vcmaxより小さい期間Ｔ１においては、パルス幅が異なるものの、前述と同様にして、第１パルス信号PWOが生成される（図７（ｂ）左側参照）。なお、第１パルス信号PWOはパルス幅変調回路２５で生成されるため、三角波電圧Vctよりも若干遅れが生じるから、三角波電圧Vctが最大値Vcmaxとなるタイミングtmaxよりも若干遅れて立ち下がる。
上述したように、第２基準電圧Vref2は、三角波電圧Vctの最大値Vcmaxよりも大きくしてあるので、切換信号PCはローレベルを維持したままとなる（図７（ｃ）左側参照）。
【００７０】
一方、第２パルス信号発生回路２６で生成される第２パルス信号PSOは、制御電圧Vfbの変化に影響されることなく、タイミングtmaxで立ち上がり、短時間で立ち下がる短いパルス幅を持ち、一定のオンデューティ比を有する（図７（ｄ）左側参照）。図７（ｂ）と比較すると容易に理解できるように、第１パルス信号PWOと第２パルス信号PSOとの変化タイミングには違いが生じている。回路遅延による影響である。
しかし、切換信号PCがローレベルであるため、ＮＡＮＤ回路３１のＮＡＮＤ出力信号PNは、第２パルス信号PSOに拘わらず、ハイレベルを維持したままとなる（図７（ｅ）左側参照）。このため、ＡＮＤ回路３２から出力される矩形波信号PSは、第２パルス信号PSOに拘わらず、第１パルス信号PWOと同じになる（図７（ｆ）左側参照）。つまり、前記した関連技術（図３（ｅ）参照）のように、矩形波信号PSが異常波形となることはない。第２パルス信号PSOと第１パルス信号PWOとを合成することなく、第１パルス信号のみを選択したからである。
【００７１】
そしてさらに入力電圧Vinが低下することにより、あるいはノイズ等の外乱により、制御電圧Vfbがさらに上昇する場合がある。すると、制御電圧Vfbが三角波電圧Vctの最大値Vcmaxを超える（図７（ａ）右側参照）ので、図７（ｂ）右側に示すように、第１パルス信号PWOのオンデューティ比Donが100%となり、ハイレベルを維持し続け、トランジスタＭ１をオンし続ける。このため、コンバータ回路１１０で電圧変換ができなくなり、出力電圧Voutが急速に低下し始める。すると、検知電圧Vdが低下するため、誤差増幅器２１における検知電圧Vdと第１基準電圧Vref1との差が大きくなり、ますます制御電圧Vfbが大きくなり、ついには、制御電圧Vfbが第２基準電圧Vref2をも超える。すると、切換信号発生回路２８で発生する切換信号PCがローレベルからハイレベルに切り換えられる（図７（ｃ）右側参照）。このように制御電圧Vfbが三角波電圧Vctの最大値Vcmaxより大きい期間Ｔ２においては、もはやフィードバック制御によって出力電圧Voutを一定値に維持することはできない。
【００７２】
なお、第２パルス信号発生回路２６では、制御電圧Vfbの変化に影響されることなく、生成される第２パルス信号PSOを生成している（図７（ｄ）右側参照）。一方、ＮＡＮＤ回路３１では、切換信号PCがハイレベルとなっているので、第２パルス信号PSOをちょうど反転したＮＡＮＤ出力信号PNが出力される（図７（ｅ）右側参照）。従って、ＡＮＤ回路３２から出力される矩形波信号PSは、第１パルス信号PWOに拘わらず、第２パルス信号PSOを反転したＮＡＮＤ出力信号PNと同じになる（図７（ｆ）右側参照）。つまり第２パルス信号PSOが選択される。このため、矩形波信号PSのオンデューティ比Donが過渡的に１００％となる場合を除けば、期間Ｔ２では所定のオンデューティ比（たとえば９５％）を有する矩形波信号PSを発生することができる。従って、コンバータ回路１１０では、矩形波信号PS（第２パルス信号PSO）のオンデューティ比Donで決定される出力電圧Voutが出力される。
【００７３】
かくして本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、出力電圧Voutを一定値にフィードバック制御している場合、理論上は、第１パルス信号のオンデューティ比がほぼ１００％になるまで、第１パルス信号によってフィードバック制御を継続することができる。但し、現実には、矩形波信号PSのノイズや電圧変動などによる変動、あるいはコイルＬ１やスイッチング素子Ｍ１等の特性の影響でコンバータ回路１１０で電圧変換できる最大のオンデューティ比など、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を構成する回路の特性で決定され、フィードバック制御を継続可能なオンデューティ比の上限がある。
従って、このＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、前記した関連技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１００等に比して、動作可能な入力電圧Vinの範囲を大きく取ることができる。あるいは逆に、可能な出力電圧Voutの範囲を大きくとることができる。
【００７４】
このため、例えば図８に示すように、電池ＢＡを電源とし、デューティ比設定回路２０を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１０によって電子機器本体５０を駆動する電子機器１では、電池ＢＡの消耗によって入力電圧Vinが低下しても、広い範囲にわたって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が正常に動作して出力電圧Voutを一定に保つ。かくして、前記した関連技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１００等よりも長時間にわたって電子機器本体５０を動作させることができる。
その上、このＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、電池の消耗などによって入力電圧Vinが極端に低くなり、制御電圧Vfbが大きくなってフィードバック制御不能となった場合でも、所定のオンデューティ比Donを有する矩形波信号PSにより、Vout＝Vin／（１−Don）で与えられる出力電圧Voutを出力し続けることができる。このため、パーソナルコンピュータなどの電子機器本体５０において、データやシステム情報のハードディスクや不揮発性メモリへの退避、ハードディスクの磁気ヘッドの退避、格納など退避動作を適切に行ってから、安全に電源断などの動作を行うことができる。
【００７５】
（変形形態）
次いで、変形形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ２１０及びデューティ比設定回路２２０について、図９〜図１２を参照しつつ説明する。図９に変形形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の回路図を示す。この図９を実施形態にかかる回路図（図５参照）と比較すると理解できるように、本変形形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は、実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１０の回路構成とほぼ同様である。但し、第１パルス発生回路２３０のうちの三角波発振回路２４０、及び第２パルス信号発生回路２６０が実施形態と異なるので、異なる部分を中心に説明する。
図１０に三角波発振回路２４０の回路構成を示す。アンプＡＭＰ１では所定の基準電圧V0と周波数設定抵抗ＲＴの端子電圧Vrとを比較し、その差に応じた出力をトランジスタＱ１のベースに印加するので、周波数設定抵抗ＲＴの端子電圧Vrが一定になるように制御される。従って、トランジスタＱ２を通じて流れる電流I1が一定値（I1＝Vr／Rt）に制御される。周波数設定抵抗ＲＴは外付けされるため、その抵抗値Rtを選択することで、電流I1の値を変更することができる。
さらに、この電流I1が流れるトランジスタＱ３と、トランジスタＱ４，Ｑ５とはカレントミラー回路を構成しているから、トランジスタＱ４，Ｑ５を流れるミラー電流I2,I3はそれぞれ電流I1に等しい一定電流とされる（I1＝I2＝I3）。
【００７６】
また、２ヶのトランジスタＱ６とトランジスタＱ７とがカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ８がオフのときには、トランジスタＱ７がオンするとともに、２ヶのトランジスタＱ６もオンする。ここで、トランジスタＱ７には、トランジスタＱ５を通じて一定のミラー電流I3が流れるので、２ヶのトランジスタＱ６それぞれにこれと同じ電流I3が流れる。一方、トランジスタＱ８がオンすると、トランジスタＱ７がオフするとともに、２ヶのトランジスタＱ６もオフする。
従って、トランジスタＱ８がオンしてトランジスタＱ６がオフとなる場合、トランジスタＱ４を通じて流れる電流I2は第１コンデンサＣＴに流入するので、その端子電圧（三角波電圧）Vctは、直線状に増加する。一方、トランジスタＱ８がオフして２つのトランジスタＱ６がオンとなる場合、２つのトランジスタＱ６に合計で２×I3（＝２×I2）の電流が流れる。つまり、トランジスタＱ４からの電流I2のみならず、第１コンデンサＣＴからも電流I2分だけ放電する。従って、その端子電圧Vctが直線状に減少する。
【００７７】
ここで、ＳＲフリップフロップＦＦの反転出力Ｑｘがハイレベルとなり、トランジスタＱ８がオンして、トランジスタＱ６がオフし、第１コンデンサＣＴが充電されてその端子電圧Vctが増加している場合を想定する。端子電圧Vctが上昇して、基準電圧Vcminよりも大きくなると、コンパレータＣＰ２の出力はローレベルとなるが、ＳＲフリップフロップＦＦの出力Ｑ，Ｑｘは変化しない。その後さらに端子電圧Vctが上昇して、基準電圧Vcmaxよりも大きくなると、コンパレータＣＰ１の出力はハイレベルとなり、ＳＲフリップフロップＦＦをセットする。すると、その出力Ｑはハイレベルとなるとともに、反転出力Ｑｘはローレベルに変化する。このため、トランジスタＱ８がオフして、トランジスタＱ６がオンし、第１コンデンサＣＴが放電されてその端子電圧Vctが減少する。
【００７８】
すると、その直後に端子電圧Vctが基準電圧Vcmaxよりも小さくなり、コンパレータＣＰ１の出力はローレベルとなるが、ＳＲフリップフロップＦＦの出力Ｑ，Ｑｘは変化しない。その後さらに端子電圧Vctが低下して、基準電圧Vcminよりも小さくなると、コンパレータＣＰ２の出力はハイレベルとなり、ＳＲフリップフロップＦＦをリセットする。すると、その出力Ｑはローレベルとなるとともに、反転出力Ｑｘはハイレベルに変化する。このため、トランジスタＱ８がオンして、トランジスタＱ６がオフし、第１コンデンサＣＴが充電されて再びその端子電圧Vctが増加する。
このようにして、第１コンデンサＣＴの端子電圧（三角波電圧）Vctは、最大値Vcmaxと最小値Vcminの間で三角波状に変化を繰り返す。
この三角波発振回路２４０では、第１コンデンサＣＴの静電容量値Ct、あるいは周波数設定抵抗ＲＴの抵抗値Rtを変更することで、三角波電圧Vctの周波数fo及び周期Ｔを変更することができる。具体的には、fo＝Vr／（2Ct・Rt・（Vcmax-Vcmin））、Ｔ＝１／fo＝（2Ct・Rt・（Vcmax-Vcmin））／Vrで与えられる。従って、本変形形態では、周波数設定抵抗ＲＴが周波数設定回路に相当する。
【００７９】
また、ＳＲフリップフロップＦＦの出力Ｑは、三角波電圧Vctが最大値Vcmaxとなったタイミングtamx（図６（ａ）参照）でローレベルからハイレベルに切り替わるタイミング信号TMとして、第２パルス信号発生回路２６０に入力される。なお、この三角波発振回路２４０は、前記した実施形態においても使用することができる。
【００８０】
さらに、この三角波発振回路２４０では、トランジスタＱ３のベース電圧をバイアス信号ＢＩとして出力するようにしている。例えば図１１に示す第２パルス信号発生回路２６０に用いると、周波数設定抵抗ＲＴの抵抗値Rtを変更して、三角波電圧Vctの周波数foを変更しても、生成する第２パルス信号PSOのオンデューティ比を一定にすることができる。以下、第２パルス信号発生回路２６０の各部の動作を図１２を参照して説明する。トランジスタＱ９は、上述の三角波発振回路２４０（図１０参照）のトランジスタＱ３とカレントミラー回路を構成しているため、このトランジスタＱ９を流れるミラー電流I4は、トランジスタＱ３を流れる電流I1に等しい。タイミング信号TMが図１２（ａ）のように変化したとき、第１インバータＩＮＶ１の出力TMxは、図１２（ｂ）のように変化する。出力TMxがローレベルのときは、トランジスタＱ１０がオフとなるので、電流I4が第２コンデンサＣ２に流れ込むため、電位Vc2は直線状に増加する（図１２（ｃ）参照）。なお、第２コンデンサＣ２の静電容量を第１コンデンサＣＴのそれより小さくしてある。充電によって第１コンデンサＣＴより早く電位Vc2を増加させるためである。電位Vc2がしきい電位Vthを超えると、第２インバータＩＮＶ２の出力PIが反転してローレベルとなる（図１２（ｄ）参照）。従って、ＡＮＤ回路ＡＤでタイミング信号TM（図１２（ａ）参照）と出力PIとのＡＮＤ処理をすれば、タイミング信号TMと出力PIのいずれもがハイレベルとなった期間のみハイレベルとなって、短いパルス幅の第２パルス信号PSOを得ることができる。
【００８１】
しかも、このパルス幅Toff、及び電位Vc2の増加の傾き（図１２（ｃ）参照）は、電流I4（＝I1）に比例する。一方、三角波発振回路２４０で生成する三角波電圧Vctの周期Ｔは、前述のように、周波数設定抵抗ＲＴの抵抗値Rtに比例する。従って、周波数設定抵抗ＲＴの抵抗値Rtを変化させて三角波電圧Vctの周波数fo（周期Ｔ）を変化させると、それに応じて第２パルス信号PSOのパルス幅Toffが変化するので、結局、第２パルス信号PSOのデューティ比（オンデューティ比）は変化しないこととなる。
かくして、この変形形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ２１０では、周波数設定抵抗ＲＴの抵抗値Rtを適宜変更することで、使用する電子機器本体５０の仕様に合わせて、三角波電圧Vctやこれによって生成される第１パルス信号PWO（矩形波信号PS)の周波数を適宜変更することかできる。しかも、電池ＢＡ等の消耗により、矩形波信号PSとして第２パルス信号PSOを用いる場合にも、そのオンデューティ比Donが周波数によって変わらないので、入力電圧Vinが同じならば、Vout＝Vin／（１−Don）で与えられる同じ大きさの出力電圧Voutが出力されることとなり都合がよい。
【００８２】
以上において、本発明を実施形態及び変形形態に即して説明したが、本発明は実施形態等に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で、適宜変更して適用できることはいうまでもない。
例えば、上記実施形態等では、三角波発振回路２４，２４０とパルス変調回路２５とを備える第１パルス発生回路２３，２３０を例示した。適切なオンデューティ比を有する第１パルス信号を容易に得ることができるからである。但し、第１パルス発生回路は、所定の繰り返し電圧波形を有する発振信号を生成する発振回路と、この発振信号の電圧と制御電圧Vfbとを比較して第１パルス信号PWOを生成するパルス幅変調回路とを有していれば良い。従って、発振回路で生成する繰り返し電圧波形としては、電圧の上昇と下降の傾きが等しい三角波電圧Vct（図６（ａ）参照）のほか、正弦波、鋸歯状波など、一定振幅、一定周期を持ついずれの繰り返し波形を用いることもできる。なかでも、実施形態等で示したように、制御電圧の変化とオンデューティ比の変化が１次式の関係となる三角波とするのが特に好ましい。
【００８３】
また、上記実施形態等では、デューティ比設定回路２０，２２０を、ステップアップ型のコンバータ回路１１０を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１０，２１０に用いた。しかし、ステップダウン型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用することもできる。
また、第２基準電圧Vref2が三角波電圧Vctの最大値Vcmaxより大きい場合について説明したが、最大値Vcmaxよりも小さい値を採用することもできる。但し、こうすると、第１パルス信号PWOのオンデューティ比が１００％よりも低い特定の値となった時点で、制御電圧Vfbが第２基準電圧Vref2を越えてしまい、第２パルス信号が選択される。従って、第２基準電圧Vref2は三角波電圧Vctの最大値Vcmaxより大きいのくしておくのが好ましい。
【００８４】
さらに、上記実施形態等では、第２パルス信号PSOを、三角波発振回路２４，２４０からのタイミング信号TMによって生成した。即ち、第２パルス信号PSOは、第１パルス発生回路２３，２３０において第１パルス信号PWOと同期して生成されるタイミング信号TMに基づいて、第２パルス発生回路２６，２６０で生成される。このため、第２パルス信号PSOと第１パルス信号PWOとは、同じ周波数を有する同期した信号となっている。これにより、第２パルス信号PSOを生成するのに独自の発振回路などを備える必要がないので、簡単な第２パルス発生回路２６，２６０の構成で第２パルス信号PSOを容易に生成できる。  しかし、第２パルス信号PSOは、所定オンデューティ比を有する信号であれば、第１パルス信号PWOと同期していなくても良い。従って、第１パルス信号とは独立に生成するようにしても良い。但し、第１パルス信号PWO、第２パルス信号PSOのいずれが選択された場合でも、矩形波信号PSの周波数を所望の値としたい場合には、周波数の調整が面倒となるので、変形形態に示したように両者を同期させるのが好ましい。
【００８５】
また、上記実施形態等では、正の出力電圧Voutを出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１０，２１０を例示した。しかし、負の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータに適用することもできる。
また、上記実施形態等では、制御電圧Vfbが増加すると矩形波信号PS（第１パルス信号PWO）のオンデューティ比が大きくなるように、デューティ比設定回路２０を構成した。しかし、これとは逆に、制御電圧Vfbが低下すると矩形波信号PS（第１パルス信号PWO）のオンデューティ比が大きくなるように、デューティ比設定回路を構成することもできる。さらには、デューティ比設定回路を含むＤＣ−ＤＣコンバータを負電圧で駆動するように構成することもできる。
【００８６】
（付記１）
スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、
上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、
上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値に制御されるようにオンデューティ比が設定された上記矩形波信号を生成し、前記スイッチング素子に出力するデューティ比設定回路と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
上記デューティ比設定回路は、
第１基準電圧と上記検知電圧とを入力し、その差に応じた制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、
上記制御電圧を入力し、上記オンデューティ比が上記制御電圧の変化に対して単調に変化する矩形状の第１パルス信号を出力する第１パルス発生回路と、
所定オンデューティ比を有する矩形状の第２パルス信号を発生する第２パルス発生回路と、
上記第１パルス信号と第２パルス信号のいずれか一方を選択し、上記矩形波信号として出力する選択回路であって、
上記制御電圧を変化させたとき上記第１パルス信号のオンデューティ比が小さくなる方向を第１方向とし、逆に大きくなる方向を第２方向とすると、
上記制御電圧が第２基準電圧に比して上記第１方向側に偏っているときに、上記第１パルス信号を選択して出力し、
上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して上記第２方向側に偏っているときに、上記第２パルス信号を選択して出力する
選択回路と、
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記２）
付記１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第２基準電圧は、前記入力電圧を減少させても、前記出力電圧を所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比の前記第１パルス信号を生成する前記制御電圧よりも前記第２方向側の値を有する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記３）
付記１または付記２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記選択回路は、
前記制御電圧を前記第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第１方向側に偏っているときには前記第１パルス信号の選択を指示し、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第２方向側に偏っているときには前記第２パルス信号の選択を指示する切換信号を出力する切換信号発生回路と、上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路と、を備える
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記４）
付記１または付記２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記選択回路は、
前記制御電圧が前記第２基準電圧に比して小さな値であるときに、前記第１パルス信号を選択して出力し、
上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して大きな値であるときに、前記第２パルス信号を選択して出力する
選択回路であり、
上記制御電圧を第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧よりも小さいときに切換信号をローレベルとし、上記制御電圧が上記第２基準電圧よりも大きいときに上記切換信号をハイレベルとする切換信号発生回路と、
上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路であって、上記切換信号がローレベルのときに上記第１パルス信号を出力し、上記切換信号がハイレベルのときに上記第２パルス信号を出力する切換回路と、を備える
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記５）
付記４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記切換回路は、
前記切替信号と第２パルス信号とを入力するＮＡＮＤ回路と、
上記第１パルス信号と上記ＮＡＮＤ回路の出力とを入力するＡＮＤ回路と、を備える
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記６）
付記１〜付記５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１パルス発生回路は、
前記第１パルス信号の周波数を設定する周波数設定回路を有し、
前記第２パルス発生回路は、
上記第１パルス信号と同期する前記第２パルス信号であって、設定される上記第１パルス信号及び第２パルス信号の周波数に拘わらず、オンデューティ比が一定の第２パルス信号を発生する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記７）
付記６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１パルス信号発生回路は、
第１コンデンサを含み、上記第１コンデンサに所定電流量を流入させる第１期間と、上記第１コンデンサから上記所定電流量を流出させる第２期間とを交互に発生させて、上記第１コンデンサの端子間電圧を三角形状に変化させる三角波発生回路であって、
上記第１期間から第２期間への切替タイミングで電圧レベルがハイからローまたはローからハイに切り替わるタイミング信号を出力する
三角波発生回路を有し、
前記第２パルス信号発生回路は、
上記所定電流量に等しいミラー電流を流すカレントミラー回路と、
上記第１コンデンサより小さな静電容量を有する第２コンデンサと、
上記タイミング信号に従って、上記第２コンデンサへの上記ミラー電流の流入による充電及びこの第２コンデンサの放電を交互に切り換えて行う充放電回路と、
上記第２コンデンサへの上記充電時においてこの第２コンデンサの端子間電圧が所定電圧レベルを超えるタイミング、及び上記タイミング信号の切換タイミングに基づき、上記第２パルス信号を生成する論理処理回路と、を有する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記８）
スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号よりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、
上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、
上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値になるように、オンデューティ比を設定した上記矩形波信号を、上記スイッチング素子に出力してフィードバック制御するデューティ比設定回路と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
上記デューティ比設定回路は、
上記検知電圧に基づいて設定される上記矩形波信号のオンデューティ比が実質的に１００％となり上記フィードバック制御が不能となったときには、所定オンデューティ比を有する上記矩形波信号を発生する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記９）
付記１〜付記８のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記入力電圧を供給する電池と、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧を用いて駆動される電子機器本体と、
を備える電子機器。
（付記１０）
スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータに用いて、上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値に制御されるように上記矩形波信号のオンデューティ比を設定するデューティ比設定回路であって、
第１基準電圧と上記検知電圧とを入力し、その差に応じた制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、
上記制御電圧を入力し、オンデューティ比が上記制御電圧の変化に応じて単調に変化する矩形状の第１パルス信号を出力する第１パルス発生回路と、
所定のオンデューティ比を持つ矩形状の第２パルス信号を発生する第２パルス発生回路と、
上記第１パルス信号と第２パルス信号のいずれか一方を選択して出力する選択回路であって、
上記制御電圧が変化したとき上記第１パルス信号のオンデューティ比が小さくなる方向を第１方向とし、逆に大きくなる方向を第２方向とすると、
上記制御電圧が第２基準電圧に比して上記第１方向側の値であるときに、上記第１パルス信号を選択して出力し、
上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して上記第２方向側の値であるときに、上記第２パルス信号を選択して出力する
選択回路と、
を備えるデューティ比設定回路。
（付記１１）
付記１０に記載のデューティ比設定回路であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに用いたとき、前記第２基準電圧は、前記入力電圧を減少させても、前記出力電圧を所定値に制御し続け得る最も大きなオンデューティ比の前記第１パルス信号を生成する前記制御電圧よりも前記第２方向側の値を有する
デューティ比設定回路。
（付記１２）
付記１０または付記１１に記載のデューティ比設定回路であって、
前記選択回路は、
前記制御電圧を前記第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第１方向側に偏っているときには前記第１パルス信号の選択を指示し、上記制御電圧が上記第２基準電圧より前記第２方向側に偏っているときには前記第２パルス信号の選択を指示する切換信号を出力する切換信号発生回路と、
上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路と、を備える
デューティ比設定回路。
（付記１３）
付記１０または付記１１に記載のデューティ比設定回路であって、
前記選択回路は、
前記制御電圧が前記第２基準電圧に比して小さな値であるときに、前記第１パルス信号を選択して出力し、
上記制御電圧が上記第２基準電圧に比して大きな値であるときに、前記第２パルス信号を選択して出力する
選択回路であり、
上記制御電圧を第２基準電圧と比較して、上記制御電圧が上記第２基準電圧よりも小さいときに切換信号をローレベルとし、上記制御電圧が上記第２基準電圧よりも大きいときに上記切換信号をハイレベルとする切換信号発生回路と、
上記切換信号、前記第１パルス信号、及び第２パルス信号を入力し、上記切換信号に従って、第１パルス信号及び第２パルス信号のいずれかを出力する切換回路であって、上記切換信号がローレベルのときに上記第１パルス信号を出力し、上記切換信号がハイレベルのときに上記第２パルス信号を出力する切換回路と、を備える
デューティ比設定回路。
（付記１４）
付記１３に記載のデューティ比設定回路であって、
前記切換回路は、
前記切替信号と第２パルス信号とを入力するＮＡＮＤ回路と、
上記第１パルス信号と上記ＮＡＮＤ回路の出力とを入力するＡＮＤ回路と、を備える
デューティ比設定回路。
（付記１５）
付記１０〜付記１４のいずれか１項に記載のデューティ比設定回路であって、
前記第１パルス発生回路は、
前記第１パルス信号の周波数を設定する周波数設定回路を有し、
前記第２パルス発生回路は、
上記第１パルス信号と同期する前記第２パルス信号であって、設定される上記第１パルス信号及び第２パルス信号の周波数に拘わらず、オンデューティ比が一定の第２パルス信号を発生する
デューティ比設定回路。
（付記１６）
付記１５に記載のデューティ比設定回路であって、
前記第１パルス信号発生回路は、
第１コンデンサを含み、上記第１コンデンサに所定電流量を流入させる第１期間と、上記第１コンデンサから上記所定電流量を流出させる第２期間とを交互に発生させて、上記第１コンデンサの端子間電圧を三角形状に変化させる三角波発生回路であって、
上記第１期間から第２期間への切替タイミングで電圧レベルがハイからローまたはローからハイに切り替わるタイミング信号を出力する
三角波発生回路を有し、
前記第２パルス信号発生回路は、
上記所定電流量に等しいミラー電流を流すカレントミラー回路と、
上記第１コンデンサより小さな静電容量を有する第２コンデンサと、
上記タイミング信号に従って、上記第２コンデンサへの上記ミラー電流の流入による充電及びこの第２コンデンサの放電を交互に切り換えて行う充放電回路と、
上記第２コンデンサへの上記充電時においてこの第２コンデンサの端子間電圧が所定電圧レベルを超えるタイミング、及び上記タイミング信号の切換タイミングに基づき、上記第２パルス信号を生成する論理処理回路と、を有する
デューティ比設定回路。
（付記１７）
スイッチング素子を含み、このスイッチング素子を矩形波信号によりスイッチングして、入力電圧をこれと異なる電圧値の出力電圧に変換するコンバータ回路と、上記出力電圧の電圧値を検知し、検知電圧を出力する出力電圧検知回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータに用いるデューティ比設定回路であって、
上記検知電圧に基づいて、上記出力電圧が所定値になるように、オンデューティ比を設定した上記矩形波信号を、上記スイッチング素子に出力してフィードバック制御し、
上記検知電圧に基づいて設定される上記矩形波信号のオンデューティ比が実質的に１００％となり上記フィードバック制御が不能となったときには、所定オンデューティ比を有する上記矩形波信号を発生する
デューティ比設定回路。
（付記１８）
ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
付記１０〜付記１７のいずれか１項に記載のデューティ比設定回路と、
前記コンバータ回路と、
前記出力電圧検知回路と、を備える
ＤＣ−ＤＣコンバータと、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記入力電圧を供給する電池と、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧を用いて駆動される電子機器本体と、
を備える電子機器。
【図面の簡単な説明】
【図１】関連技術にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す回路図である。
【図２】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作波形を示す説明図である。
【図３】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータについて、制御電圧Ｖｆｂが大きくなった場合の各部の動作波形を示す説明図である。
【図４】本発明にかかるデューティ比設定回路の動作原理を説明する説明図である。
【図５】実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す回路図である。
【図６】実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作波形を示す説明図である。
【図７】実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータについて、制御電圧Ｖｆｂが大きくなった場合の各部の動作波形を示す説明図である。
【図８】実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電子機器の構成を示す回路図である。
【図９】変形形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す回路図である。
【図１０】三角波発生回路の回路構成を示す回路図である。
【図１１】第２パルス信号発生回路の回路構成を示す回路図である。
【図１２】第２パルス信号発生回路の各部の動作波形を示す説明図である。
【符号の説明】
１  電子機器
１０，２１０  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０，２２０  デューティ比設定回路
１１０  コンバータ回路
１２０  出力電圧検知回路
２１  誤差増幅器（制御電圧発生回路）
２３，２３０  第１パルス信号発生回路
２４，２４０  三角波発生回路（発振回路）
２５  パルス幅変調回路
２６，２６０  第２パルス信号発生回路
２７  選択回路
２８  切換信号発生回路
３０  切換回路
３１  ＮＡＮＤ回路
３２  ＡＮＤ回路
５０  電子機器本体
Vin  入力電圧
Vout  出力電圧
Vd  検知電圧
Vref1  第１基準電圧
Vfb  制御電圧
Vref2  第２基準電圧
Vct  三角波電圧
PC  切換信号
PWO  第１パルス信号
PSO  第２パルス信号
PN  ＮＡＮＤ出力信号
PS  矩形波信号
TM  タイミング信号
BI  バイアス信号
ＲＴ  周波数設定抵抗
ＣＴ  第１コンデンサ
Ｃ２  第２コンデンサ
ＢＡ  電池
【図１】
0003963257.tif 000002
【図２】
0003963257.tif 000003
【図３】
0003963257.tif 000004
【図４】
0003963257.tif 000005
【図５】
0003963257.tif 000006
【図６】
0003963257.tif 000007
【図７】
0003963257.tif 000008
【図８】
0003963257.tif 000009
【図９】
0003963257.tif 000010
【図１０】
0003963257.tif 000011
【図１１】
0003963257.tif 000012
【図１２】
0003963257.tif 000013