(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信したＯＦＤＭ変調信号のサイクルプリフィックス成分を抽出し、
この抽出したサイクルプリフィックス成分をフーリエ変換し、
この成分の絶対値二乗を算出し、
この絶対値二乗値のエンベロープの周期性を検出し、その位相から上記ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差を判断する
受信方法。
【請求項２】
請求項１記載の受信方法において、
上記絶対値二乗値のエンベロープの周期性を検出し、その位相の算出処理として、
その信号の（１／周期）の周波数で直交検波した後平均化し、出力された複素数の位相を求める処理を行う
受信方法。
【請求項３】
請求項１記載の受信方法において、
上記抽出したサイクルプリフィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を狭くし、
その狭くした時間範囲内のサイクルプリフィックス成分を上記フーリエ変換する
受信方法。
【請求項４】
請求項３記載の受信方法において、
上記サイクルプリフィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を狭くした場合、
短縮された繰り返し時間の４倍の時間範囲でフーリエ変換を行い、
そのフーリエ変換された信号の絶対値二乗値のエンベロープの周期性を検出する際の周期を４とした
受信方法。
【請求項５】
請求項１記載の受信方法において、
上記受信したＯＦＤＭ変調信号として、帯域毎に多元接続された信号であるとき、
フーリエ変換の後に帯域毎の信号を分離し、
その分離したそれぞれの信号の絶対値二乗値を直交検波し、平均化した値から位相を検出する
受信方法。
【請求項６】
受信したＯＦＤＭ変調信号のサイクルプリフィックス成分を抽出するサイクルプリフィックス成分抽出手段と、
該抽出手段でこの抽出したサイクルプリフィックス成分をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
該フーリエ変換変換手段で変換された成分の絶対値二乗を算出する絶対値二乗手段と、
該絶対値二乗手段の出力からエンベロープの周期性を検出する周期性検出手段と、
該周期性検出手段の出力の位相を検出する位相検出手段とを備えた
受信装置。
【請求項７】
請求項６記載の受信装置において、
上記周期性検出手段でエンベロープの周期性を検出するために、
直交検波手段で（１／周期）の周波数で直交検波し、
その直交検波された信号の平均値を平均値算出手段で算出し、
該平均値算出手段の出力としての複素数の位相を上記位相検出手段で検出する
受信装置。
【請求項８】
請求項６記載の受信装置において、
上記抽出したサイクルプリフィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を狭くするサイクルプリフィックス成分シフト手段を設け、
該サイクルプリフィックス成分シフト手段の出力を上記フーリエ変換手段に供給する
受信装置。
【請求項９】
請求項８記載の受信装置において、
上記サイクルプリフィックス成分シフト手段が出力するサイクルプリフィックス成分の繰り返し時間の４倍の時間範囲で、上記フーリエ変換手段でフーリエ変換を行い、
上記周期性検出手段で検出する際の周期を４とした
受信装置。
【請求項１０】
請求項６記載の受信装置において、
上記フーリエ変換手段でフーリエ変換された信号を所定の帯域毎に分離する分離手段を設け、
該分離手段で分離された信号に対して個別に上記周期性検出手段及び上記位相検出手段で処理を行う
受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下ＯＦＤＭと称する）変調された信号を受信する受信方法及び受信装置に関し、特に受信信号の周波数誤差を検出する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、比較的大容量のデジタルデータを無線などで伝送する場合の変調方式の一つとして、ＯＦＤＭ変調が実用化されている。ＯＦＤＭ変調方式は、送信データを複数のサブキャリアに分散されたマルチキャリアとして伝送する方式であり、大容量のデータを効率良く無線伝送することができるものである。
【０００３】
このＯＦＤＭ変調された信号の無線伝送状態として、１単位のＯＦＤＭ変調信号が所定の周波数帯域内に連続して伝送される場合がある。例えば図１２に示すように、無線電話システムなどにおいて、複数の移動局ＭＳ１，ＭＳ２，ＭＳ３，ＭＳ４から無線伝送されるＯＦＤＭ変調信号を、基地局で受信処理する場合を想定すると、各移動局ＭＳ１〜ＭＡ４からのＯＦＤＭ変調信号は、それぞれ異なる帯域Ｆ１〜Ｆ４を使用したマルチキャリア信号として伝送され、基地局では全ての帯域Ｆ１〜Ｆ４を受信処理する。このようにしてＯＦＤＭ変調波を使用して、基地局と周囲の複数の移動局との間で多元接続を行うシステムが従来から提案されている。
【０００４】
ところで、図１２に示すように複数の移動局から伝送される信号を基地局で受信処理する場合、それぞれの伝送信号毎に周波数オフセットを検出する必要がある。図１３は、従来の基地局での周波数オフセットを検出する回路構成の一例を示した図で、ここでは図１２に示す４つの移動局ＭＳ１〜ＭＳ４からの信号の周波数オフセットを検出する例としてある。アンテナ１に接続された受信処理部２で、伝送帯域の信号を一括して受信処理した後、その受信信号をそれぞれ通過帯域が異なる４つのバンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄに供給する。ここで、各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄの通過帯域は、例えば図１２に示す伝送帯域Ｆ１〜Ｆ４に対応して設定してある。
【０００５】
そして、各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄの出力を、それぞれ別の周波数オフセット検出回路４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに供給し、それぞれの周波数オフセット検出回路４ａ〜４ｄで、４つの移動局ＭＳ１〜ＭＳ４からの伝送信号の周波数オフセットを個別に検出処理する。そして、それぞれの周波数オフセット検出回路４ａ〜４ｄで検出した周波数オフセット量に基づいて、各移動局から伝送される信号の受信周波数の補正をしたり、該当する移動局側に周波数オフセットを補正させるデータを伝送するなどの補正処理を行う。
【０００６】
各周波数オフセット検出回路４ａ〜４ｄでの周波数オフセット検出処理としては、例えばＯＦＤＭ変調信号に含まれるサイクルプリフィックス成分を使用した検出処理がある。このサイクルプリフィックス成分を利用した周波数オフセット検出構成の一例を図１４に示すと、例えば各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄの出力が得られる端子５の信号を、所定期間遅延させる遅延回路６を介して乗算器７に供給すると共に、端子５に得られる信号を直接端子５に供給し、両信号の乗算処理を行う。ここで、遅延回路６の遅延量は、サイクルプリフィックス成分に含まれる固有の遅延量に設定する。このサイクルプリフィックス成分と遅延量との関係については後述する。また、遅延回路６で遅延された信号は、複素信号であり、乗算器７では複素共役の乗算処理が行われる。
【０００７】
そして、乗算器７の出力を平均化回路８に供給して、所定期間の平均をとり、その平均値を周波数オフセット値に比例した値として出力端子９に供給する。平均化回路８で平均化する期間については、例えばサイクルプリフィックス成分の１つの長さ（時間）に相当する期間とする。このように処理することで、周波数オフセット値に比例した値が出力端子９に得られる。
【０００８】
ここで、ＯＦＤＭ変調信号に含まれるサイクルプリフィックス成分について説明すると、まず複素正弦波を次の〔数１〕式に示される関数rot( )で定義する。
【０００９】
【数１】
rot(s)＝ exp（ｊ２πｓ）
【００１０】
このとき、送信用に窓がけされる前のＯＦＤＭ変調信号は、次の〔数２〕式で示すように記述できる。
【００１１】
【数２】
0003915247.tif 000002
【００１２】
ここで、ｘk は送信シンボル（ｋ番目のサブキャリアにのせられる送信シンボル）、ｆc はサブキャリア間隔である。この〔数２〕式に示される窓がけ前のＯＦＤＭ変調信号は、次の〔数３〕式で示すように表すこともできる。
【００１３】
【数３】
0003915247.tif 000003
【００１４】
ここで、Ｔc ＝１／ｆc であり、ＯＦＤＭ変調信号は、サブキャリア間隔ｆc に依存した周期Ｔc の周期関数で示される。即ち、例えばｆc ＝4.1666[kHz] ＝100[kHz]／24であるとき、Ｔc ＝240[μｓ] となり、この場合の窓がけ前のＯＦＤＭ信号は、例えば図１５に示すように、240[μｓ] の周期性を有する信号波形になる。
【００１５】
このＯＦＤＭ変調信号を送信する際には、送信ウィンドウと称される窓がけデータ（時間波形）を乗算する処理を行う。この窓がけデータを乗算した信号は、次の数式で示される。この数式において、ｗ(t) が窓がけデータ（ウィンドウ）である。
【００１６】
【数４】
0003915247.tif 000004
【００１７】
図１６は、窓がけデータの例を示す図で、上述したようにＴc ＝240[μｓ] のとき、この時間を基準とした窓がけデータを生成させる。ここでは説明を簡単にするためにウィンドウを矩形波で示してあり、上述した期間Ｔc （240[μｓ] ）に、期間Ｔg （ 40[μｓ] ）が付加された期間Ｌ（280[μｓ] ）のウィンドウとしてある。ここで、このウィンドウが乗算されたＯＦＤＭ変調波としては、１単位のウィンドウの始端部の期間Ｔg のＯＦＤＭ波と、終端部の同じ時間幅の期間Ｔg のＯＦＤＭ波とが、全く同じ波形としてあり、これをサイクルプリフィックス（Cycle Prifix）と呼ぶ。図１６に示すサイクルプリフィックスＣＰが、これに相当する。
【００１８】
この窓がけデータが乗算されたＯＦＤＭ波は、ｖ[Hz]の周波数オフセットがのった場合、次式で示される。
【００１９】
【数５】
0003915247.tif 000005
【００２０】
この信号の内で、サイクルプリフィックス部分だけに着目すると、次式で示される。
【００２１】
【数６】
0003915247.tif 000006
【００２２】
ここで、d(t)＝c(t)rot(vt) 、ａ＝ｖＴc とすれば、次式のように記述できる。
【００２３】
【数７】
0003915247.tif 000007
【００２４】
つまり、同一波形の信号d(t)が240[μｓ] 離れて、位相ａ [回転] だけ回転して繰り返されていることになる。従来のＯＦＤＭ波の周波数オフセット検出回路では、このサイクルプリフィックス成分を利用して、周波数誤差を検出していた。即ち、既に説明した図１４の周波数オフセット検出回路で、図１６に示す窓がけデータが乗算されたＯＦＤＭ波の周波数オフセットを検出する場合には、遅延回路６の遅延量として240[μｓ] を設定し、平均化回路８で平均化する期間として 40[μｓ] を設定することで、始端部のサイクルプリフィックス成分と終端部のサイクルプリフィックス成分との相関がこの回路で検出されて、周波数誤差が検出される。次の〔数８〕式は、この図１４の回路で周波数誤差が検出される状態を示したもので、複素数ｑの値の位相を求めることで周波数誤差が検出できる。
【００２５】
【数８】
0003915247.tif 000008
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１２に示すように、ＯＦＤＭ波で多元接続を行う場合、図１３に示すように、各移動局からの信号の受信系ごとに周波数オフセットの検出回路が必要であり、基地局が図１４に示す周波数オフセットの検出回路を複数備える必要があり、基地局の構成が複雑になる問題があった。
【００２７】
本発明の目的は、ＯＦＤＭ変調信号の受信時の周波数オフセットの検出が、簡単な構成で行えるようにすることにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明の受信方法は、受信したＯＦＤＭ変調信号のサイクルプリフィックス成分を抽出し、この抽出したサイクルプリフィックス成分をフーリエ変換し、この成分の絶対値二乗を算出し、この絶対値二乗値のエンベロープの周期性を検出し、その位相からＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差を判断するようにしたものである。
【００２９】
本発明の受信方法によると、検出した絶対値二乗値のエンベロープの周期性の値の位相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差に比例した値になり、周波数誤差を判断できる。
【００３０】
また本発明の受信装置は、受信したＯＦＤＭ変調信号のサイクルプリフィックス成分を抽出するサイクルプリフィックス成分抽出手段と、該抽出手段でこの抽出したサイクルプリフィックス成分をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、該フーリエ変換手段で変換された成分の絶対値二乗を算出する絶対値二乗手段と、該絶対値二乗手段の出力からエンベロープの周期性を検出する周期性検出手段と、該周期性検出手段の出力の位相を検出する位相検出手段とを備えたものである。
【００３１】
本発明の受信装置によると、位相検出手段で検出した位相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差に比例した値になり、その位相値に基づいて周波数誤差を判断できる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態を、図１〜図８を参照して説明する。
【００３３】
本例においては、ＯＦＤＭ変調信号の受信処理を行う無線通信装置に適用したものである。まず、このＯＦＤＭ変調信号の送信側の構成を図４を参照して説明する。ここでは、サブキャリア数が９６本で、サブキャリア間隔を４．１６６６［ｋＨｚ］としたＯＦＤＭ信号に変調する場合の例である。入力端子１１１に得られる送信シンボル（ここでは１単位が９６シンボル）のデータを、シリアル／パラレル変換回路１０２に供給し、９６ポイントのパラレルデータに変換した後、ゼロ挿入回路１０３に供給し、３２ポイントの０データを付加して、１２８ポイントのパラレルデータとし、この１２８ポイントのパラレルデータをポイント数１２８の逆フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）１０４に供給し、逆高速フーリエ変換による演算処理で、時間軸を周波数軸に変換する変換処理を行う。ここで、ゼロ挿入回路１０３で３２ポイントの０データを付加する処理は、ポイント数を２の巾乗の値（ここでは１２８）として、逆フーリエ変換処理回路の構成を簡単にするためである。
【００３４】
そして、逆フーリエ変換回路１０４の変換出力をパラレル／シリアル変換回路１０５に供給してシリアルデータに変換し、そのシリアルデータを送信用窓がけデータ乗算回路１０６に供給し、送信用の窓がけデータを乗算する。この送信用の窓がけデータは、例えば図５に示すように、１２８ポイントのデータに対して、所定期間Ｔc （ここでは240[μｓ] ）を設定すると共に、サイクルプリフィックスＣＰを設定するための２１ポイントの期間Ｔg （ここでは 40[μｓ] ）を付加する。この場合、始端部の２１ポイントの期間Ｔg と、終端部の２１ポイントの期間Ｔg とのサイクルプリフィックスＣＰは、全く同じ波形である。なお、ここでは説明を簡単するために、窓がけデータを矩形波として示してあるが、実際には矩形波でない場合が多い（後述する受信用の窓がけデータの場合も同様）。
【００３５】
そして、窓がけデータ乗算回路１０６で窓がけデータが乗算された送信データを、デジタル／アナログ変換器１０７に供給し、端子１０８に得られる所定の周波数のクロック（ここではサブキャリア間隔4.1666[kHz] にポイント数１２８を乗算した値である533.33[kHz] のクロック）に基づいたサンプリング周期でアナログ信号に変換し、この変換された信号を変調回路１０９に供給して送信用の変調処理を行い、その変調された信号を端子１１０から送信処理回路（図示せず）に供給して所定の送信周波数に周波数変換して、無線送信させる。
【００３６】
次に、このように無線送信されたＯＦＤＭ変調信号を受信する構成を図６に示すと、所定の周波数帯の信号を受信して中間周波信号などに周波数変換された信号が入力端子１１１に得られ、その入力端子１１１に得られる信号を復調回路１１２に供給して受信用の復調処理を行い、その復調された信号をアナログ／デジタル変換器１１３に供給し、端子１１４に得られる所定の周波数のクロック（ここでは533.33[kHz] ：このクロックは送信処理時のクロックと同じ周波数）によりサンプリング周期でデジタルデータに変換する。
【００３７】
そして、変換されたデータを受信用窓がけデータ乗算回路１１５に供給し、受信用の窓がけデータを乗算する。この受信用の窓がけデータは、例えば図５に示すように、１２８ポイントのデータを選択する時間Ｌ（ここでは２４０［μｓ］）を設定する。受信用の窓がけデータが乗算された受信データは、シリアル／パラレル変換回路１１６に供給して、所定単位毎にパラレルデータに変換し、その変換出力をフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）１１７に供給し、高速フーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変換する変換処理を行う。変換されたパラレルデータは、デマルチプレクサ１１８に供給して、所定ポイントのデータを選択し、その選択されたデータをパラレル／シリアル変換回路１１９に供給してシリアルデータに変換し、そのシリアルデータを出力端子１２０に供給する。
【００３８】
そして本例においては、アナログ／デジタル変換器１１３で変換された受信データを、周波数オフセット検出回路１０に供給する。図１は、本例の周波数オフセット検出回路１０の構成を示した図で、アナログ／デジタル変換器１１３で変換された受信データが端子１１を介してサイクルプリフィックス抽出回路１２に供給される。サイクルプリフィックス抽出回路１２では、受信したデータ中のサイクルプリフィックス成分だけを抽出し、他の部分のデータは全てＯデータとする処理を行う。即ち、本例の場合には送信時に図５に示す窓がけデータが乗算されて、サイクルプリフィックスＣＰが生成されたデータが送信されるが、サイクルプリフィックス抽出回路１２では、例えば図２に示すように、１つのウィンドウの始端部と終端部のサイクルプリフィックス成分の期間Ｔg （ここでは 40[μｓ] ）に相当する２１ポイントずつだけを抽出し、その間の１０７ポイントのデータは、全て０データとする。
【００３９】
そして、このサイクルプリフィックス抽出回路１２の出力を、シリアル／パラレル変換回路１３に供給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータをフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）１４に供給し、高速フーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変換する変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回路１３で変換するポイント数及びＦＦＴ回路１４で変換処理を行うポイント数は、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数よりも十分大きな範囲のポイント数に選定する。例えば、ＦＦＴ回路１４で変換処理を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭとしたとき、本例では繰り返し距離Ｍ＝１２８ポイントであり、変換処理ポイント数Ｎを、その４倍の値、即ち変換処理ポイント数Ｎ＝Ｍ×４＝１２８×４＝５１２とする。
【００４０】
ＦＦＴ回路１４で変換されたパラレルデータは、パラレル／シリアル変換回路１５に供給してシリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値二乗回路１６に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗した値とする。絶対値二乗回路１６で二乗した値は、乗算器１７に供給し、乗算係数発生回路１８が出力する乗算係数Ｒｏｔ（ｋＭ／Ｎ）を乗算する。この乗算器１７で係数が乗算された値は、平均化回路１９に供給し、１つのサイクルプリフィックス成分の期間Ｔｇ（ここでは４０［μｓ］）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）を位相検出回路２０に供給する。位相検出回路２０では、平均値の位相値を検出し、その検出データを端子２１から出力する。この端子２１に得られる位相検出値は、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセット量に比例した値となり、位相検出値から周波数オフセット量を判断できる。
【００４１】
ここで、この図１に示す回路で周波数オフセットが検出できることを、数式を用いて説明する。まず、ｖ[Hz]の周波数オフセットがのったＯＦＤＭ変調信号ｙ(t) を次式で示す。
【００４２】
【数９】
0003915247.tif 000009
【００４３】
このＯＦＤＭ変調信号は、サイクルプリフィックス抽出回路１２で、サイクルプリフィックスＣＰの成分が抽出されて、残りの部分が全て０データとされる。このサイクルプリフィックス抽出回路１２で抽出されるデータを、次式で示す。ここでは、図２に示すように、始端部のサイクルプリフィックスＣＰをｄ(t) とし、終端部のサイクルプリフィックスＣＰをｄ(t−Ｔc)rot(a)とする。
【００４４】
【数１０】
0003915247.tif 000010
【００４５】
この〔数１０〕式の信号をフーリエ変換回路１４でフーリエ変換することで、〔数１１〕式に示すようになる。
【００４６】
【数１１】
0003915247.tif 000011
【００４７】
さらに、このフーリエ変換された結果の絶対値の二乗を絶対値二乗回路１６で求めることで、〔数１２〕式に示すようになる。
【００４８】
【数１２】
0003915247.tif 000012
【００４９】
この〔数１２〕式において、｜Ｄ(f) ｜2 は、ほぼ白色のスペクトラムを持つと考えられるので、絶対値の二乗を求めた値は、周波数軸上で例えば図８に示すような概形をもつ信号になる。この信号は、負の値にならない信号であり、サブキャリア間隔である4.1666[kHz] 間隔で周期性を持つ信号になっている。もしも、ここで周波数オフセットがあった場合には、この波形も周波数オフセット分だけずれる。よって、この信号の周期成分を抽出し、その位相を求めるために、rot(fTc)を乗算器１７で乗算すると、次式のように示される。
【００５０】
【数１３】
0003915247.tif 000013
【００５１】
この〔数１３〕式で得られる信号を、平均化回路１９で周波数軸上で平均化する。この平均化処理をＥ[  ]とすると、ｑの平均値は次式で示される。
【００５２】
【数１４】
0003915247.tif 000014
【００５３】
この数式で求まる値rot(a)は一定値で、この値ａは周波数オフセットに比例する量であるので、周波数オフセットｖは〔数１５〕式で示される。
【００５４】
【数１５】
0003915247.tif 000015
【００５５】
以上のように、図１に示す周波数オフセット検出回路によると、周波数オフセットを係数することができる。従って、フーリエ変換された値の絶対値二乗化と位相検出処理を行うだけの簡単な構成で、正確な周波数オフセットの検出ができる。
【００５６】
なお、本実施の形態では、ＦＦＴ回路１４で変換処理を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭとしたとき、フーリエ変換の変換ポイント数Ｎを、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍの４倍としたことで、図１に示した乗算器１７及び係数発生回路１８を必要としない簡単な構成とすることも可能である。
【００５７】
即ち、フーリエ変換の変換ポイント数Ｎを、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍの４倍としたときに、乗算係数発生回路１８が発生する乗算係数Rot(kM/N) はRot(k/4)となり、乗算をしない構成とすることができる。この係数乗算器１７の代わりに適用できる回路の例を図３に示すと、絶対値二乗された値が端子３１に得られるとき、この端子３１に得られるデータをシリアル／パラレル変換回路３２に供給して４系統のパラレルデータとし、それぞれの系統のデータを個別に符号選択回路３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄに供給する。各符号選択回路３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄでは、異なる状態（実数値又は虚数値と正又は負）を選択する処理が行われる。例えば、符号選択回路３３ａでは実数値で符号を正とし、符号選択回路３３ｂでは虚数値で符号を正とし、符号選択回路３３ｃでは実数値で符号を負とし、符号選択回路３３ｄでは虚数値で符号を負とする処理を行う。
【００５８】
そして、各符号選択回路３３ａ〜３３ｄの出力を、パラレル／シリアル変換回路３４に供給してシリアルデータに戻し、そのシリアルデータを端子３５から平均化回路１９（図１参照）側に供給する。
【００５９】
このように、フーリエ変換の変換ポイント数Ｎを、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離Ｍの４倍としたとき、乗算処理の代わりに、信号の実部又は虚部の選択と符号反転処理だけで実現できる。
【００６０】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図９及び図１０を参照して説明する。
【００６１】
本例においても、上述した第１の実施の形態と同様に、ＯＦＤＭ変調信号の受信処理を行う受信装置に適用したものである。
【００６２】
本実施の形態による受信装置の全体構成については、上述した第１の実施の形態で説明した図６の構成と同じであり、受信するＯＦＤＭ変調信号のサブキャリア数（９６本）、サブキャリア間隔（4.1666[kHz] ）についても、上述した例と同じとしてある。
【００６３】
図９は、本実施の形態での周波数オフセット検出回路の構成を示したもので、以下その構成を説明すると、図６に示すアナログ／デジタル変換器１１３で変換された受信データが、端子４１を介してサイクルプリフィックス抽出回路４２に供給される。サイクルプリフィックス抽出回路４２では、受信したデータ中のサイクルプリフィックス成分だけを抽出し、他の部分のデータは全てＯデータとする処理を行う。この処理は、第１の実施の形態において、サイクルプリフィックス抽出回路１２で説明した処理と同じであり、例えば図１０のＡに示す始端部のサイクルプリフィックスＣＰと終端部のサイクルプリフィックスＣＰだけのデータになる。このときのサイクルプリフィックスＣＰの繰り返し間隔は１２８ポイント（時間で240[μｓ] ）である。
【００６４】
ここで本実施の形態においては、サイクルプリフィックス抽出回路４２で抽出された信号を、ウェーブフォームスライド回路４３に供給し、始端部のサイクルプリフィックスＣＰの位置を、終端部のサイクルプリフィックスＣＰに近い位置にスライドさせる。例えば図１０のＢに示すように、２つのサイクルプリフィックスＣＰの繰り返し間隔を３２ポイント（時間で 60[μｓ] ）とし、始端側のサイクルプリフィックスの先端部から終端側のサイクルプリフィックスの終端部までのポイント数を５３ポイントとする。
【００６５】
そして、このウェーブフォームスライド回路４３の出力を、シリアル／パラレル変換回路４４に供給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータをフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）４５に供給し、高速フーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変換する変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回路４４で変換するポイント数及びＦＦＴ回路４５で変換処理を行うポイント数は、ウェーブフォームスライド回路４３が出力するサイクルプリフィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数よりも十分大きな範囲のポイント数に選定する。例えば、ＦＦＴ回路４５で変換処理を行うポイント数をＮとし、サイクルプリフィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数をＭとしたとき、本例では繰り返し距離Ｍを３２ポイントとしてあり、変換処理ポイント数Ｎを、その４倍の値、即ち変換処理ポイント数Ｎ＝Ｍ×４＝３２×４＝１２８とする。
【００６６】
ＦＦＴ回路４５で変換されたパラレルデータは、パラレル／シリアル変換回路４６に供給してシリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値二乗回路４７に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗した値とする。絶対値二乗回路４７で二乗した値は、乗算器４８に供給し、乗算係数発生回路４９が出力する乗算係数Ｒｏｔ（ｋＭ／Ｎ）（上述したようにＮがＭの４倍であるときＲｏｔ（ｋ／４））を乗算する。この乗算器４８で係数が乗算された値は、平均化回路５０に供給し、１つのサイクルプリフィックス成分の期間Ｔｇ（ここでは４０［μｓ］）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）を位相検出回路５１に供給する。位相検出回路５１では、平均値の位相値を検出し、その検出データを端子５２から出力する。この端子５２に得られる位相検出値は、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセット量に比例した値となり、位相検出値から周波数オフセット量を判断できる。
【００６７】
本実施の形態の構成で周波数オフセットが検出できる原理については、上述した第１の実施の形態で〔数９〕式〜〔数１５〕式で説明した原理と同じであり、第１の実施の形態の場合と同様に正確な周波数オフセットを良好に検出することができる。ここで、本実施の形態の場合には、サイクルプリフィックス成分の繰り返し間隔を短くしたので、フーリエ変換回路４５での変換ポイント数を大幅をに少なくすることができ、フーリエ変換回路及びその前後のシリアル／パラレル変換回路，パラレル／シリアル変換回路の構成を大幅に簡単にできるようになる。また、演算処理に必要な処理量も大幅に削減される。
【００６８】
なお、この第２の実施の形態の場合にも、フーリエ変換処理を行うポイント数Ｎをサイクルプリフィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数Ｍの４倍としたとき、係数乗算器する構成の代わりに、第１の実施の形態で説明した図３に示すように、実数又は虚数の選択と符号反転を行う構成とすることもできる。この図３に示す構成を適用することで、さらに周波数オフセット検出回路の構成を簡単にすることができる。
【００６９】
次に、本発明の第３の実施の形態を、図１１を参照して説明する。
【００７０】
本例においても、上述した第１及び第２の実施の形態と同様に、ＯＦＤＭ変調信号の受信処理を行う受信装置に適用したものである。
【００７１】
本実施の形態による受信装置は、帯域分割されて多元接続された複数の移動局からのＯＦＤＭ変調信号の受信処理を一括して行う基地局での例（例えば従来例として図１２に示す状態の基地局）としてあり、ここでは４つの移動局からの信号を同時に受信する構成としてある。
【００７２】
図１１は、本実施の形態での周波数オフセット検出回路の構成を示したもので、以下その構成を説明すると、受信系の回路のアナログ／デジタル変換器（図６のアナログ／デジタル変換器１１３に相当する回路：但し複数の局からの信号を同時に処理する能力が必要）でデジタルデータに変換された受信データが、端子６１を介してサイクルプリフィックス抽出回路６２に供給される。サイクルプリフィックス抽出回路６２では、受信したデータ中のサイクルプリフィックス成分だけを抽出し、他の部分のデータは全てＯデータとする処理を行う。この処理は、第１の実施の形態において、サイクルプリフィックス抽出回路１２で説明した処理と同じである。また、このとき第２の実施の形態で説明したように、ウェーブフォームスライド回路を設けて、サイクルプリフィックスＣＰの繰り返し間隔を短くしても良い。
【００７３】
そして、このサイクルプリフィックス抽出回路６２の出力を、シリアル／パラレル変換回路６３に供給してパラレルデータに変換し、そのパラレルデータをフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）６４に供給し、高速フーリエ変換による演算処理で、周波数軸を時間軸に変換する変換処理を行う。シリアル／パラレル変換回路６３で変換するポイント数及びＦＦＴ回路６４で変換処理を行うポイント数は、サイクルプリフィックス抽出回路６２が出力するサイクルプリフィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数よりも十分大きな範囲のポイント数に選定する。
【００７４】
ＦＦＴ回路６４で変換されたパラレルデータは、パラレル／シリアル変換回路６５に供給してシリアルデータに変換し、そのシリアルデータを絶対値二乗回路６６に供給し、シリアルデータの絶対値を二乗した値とする。絶対値二乗回路６６で二乗した値は、乗算器６７に供給し、乗算係数発生回路６８が出力する乗算係数Ｒｏｔ（ｋＭ／Ｎ）を乗算する。
【００７５】
そして本実施の形態においては、この乗算器６７で係数が乗算された信号を、デマルチプレクサ６９に供給して、元の信号の周波数帯域毎（所定ポイント数毎）に４つの信号に分割する。その分割されたそれぞれの信号を、それぞれ別の平均化回路７０ａ，７０ｂ，７０ｃ，７０ｄに供給し、それぞれの回路で１つのサイクルプリフィックス成分の期間Ｔg （ここでは 40[μｓ] ）の平均化を行い、その平均化された値（複素数）をそれぞれ別の位相検出回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃ，７１ｄに供給する。各位相検出回路７１ａ〜７１ｄでは、平均値の位相値を検出し、その検出データをそれぞれの出力端子７２ａ〜７２ｄから出力する。このそれぞれの出力端子７２ａ〜７２ｄに得られる位相検出値が、受信した各局からのＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセット量に比例した値となり、各移動局から伝送される信号の周波数オフセット量を、個別に判断できる。
【００７６】
本実施の形態の構成で周波数オフセットが検出できる原理についても、上述した第１の実施の形態で〔数９〕式〜〔数１５〕式で説明した原理と同じであり、第１の実施の形態の場合と同様に正確な周波数オフセットを良好に検出することができる。ここで、本実施の形態の場合には、係数乗算するまでの構成については、複数の移動局からの信号を一括して処理するので、各移動局からの信号毎に回路を設けて処理する必要がなく、非常に簡単な構成で、複数の局から同時に伝送されるＯＦＤＭ変調信号の周波数オフセットを検出できる。
【００７７】
なお、この第３の実施の形態の場合にも、第２の実施の形態で説明したように、サイクルプリフィックス成分の繰り返し間隔を短くするこで、それだけフーリエ変換回路の構成にすることもできる。また、フーリエ変換処理を行うポイント数Ｎをサイクルプリフィックス成分の繰り返し距離に相当するポイント数Ｍの４倍としたとき、係数乗算器する構成の代わりに、第１の実施の形態で説明した図３に示すように、実数又は虚数の選択と符号反転を行う構成とすることもできる。この図３に示す構成を適用することで、さらに周波数オフセット検出回路の構成を簡単にすることができる。
【００７８】
また、この第３の実施の形態で説明した図１１の構成では、各局からの信号を分割する処理は、係数が乗算された後としたが、少なくともフーリエ変換された後の信号（パラレル／シリアル変換回路６５の出力信号又は絶対値二乗回路６６の出力信号）に対して分割する処理を行うことで、複数の局からの信号を一括して処理することによる回路構成の簡略化が図れる効果が得られる。
【００７９】
【発明の効果】
請求項１に記載した受信方法によると、検出した絶対値二乗値のエンベロープの周期性の値の位相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差に比例した値になり、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差を位相値から簡単に判断できるようになる。
【００８０】
請求項２に記載した受信方法によると、請求項１に記載した発明において、絶対値二乗値のエンベロープの周期性を検出し、その位相の算出処理として、その信号の（１／周期）の周波数で直交検波した後平均化し、出力された複素数の位相を求める処理を行うことで、直交検波と平均化と位相検出処理とによる簡単な処理で、周波数誤差に比例した位相値を検出できるようになる。
【００８１】
請求項３に記載した受信方法によると、請求項１に記載した発明において、抽出したサイクルプリフィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を狭くし、その狭くした時間範囲内のサイクルプリフィックス成分をフーリエ変換することで、狭くした時間範囲に対応してフーリエ変換時の変換ポイント数を少なくすることができ、フーリエ変換時の変換処理量を少なくすることができる。
【００８２】
請求項４に記載した受信方法によると、請求項３に記載した発明において、サイクルプリフィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を狭くした場合に、短縮された繰り返し時間の４倍の時間範囲でフーリエ変換を行い、そのフーリエ変換された信号の絶対値二乗値のエンベロープの周期性を検出する際の周期を４としたことで、実数又は虚数の選択と符号反転だけで、位相検出のための処理が行え、簡単な処理で位相検出ができるようになる。
【００８３】
請求項５に記載した受信方法によると、請求項１に記載した発明において、受信したＯＦＤＭ変調信号として、帯域毎に多元接続された信号であるとき、フーリエ変換の後に帯域毎の信号を分離し、その分離したそれぞれの信号の平均化した値から位相を検出することで、複数の帯域の受信データを、少なくともフーリエ変換までは一括して処理でき、多元接続された信号の周波数オフセット検出を、簡単な処理で行える。
【００８４】
請求項６に記載した受信装置によると、位相検出手段で検出した位相値が、ＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差に比例した値になり、その位相値に基づいて周波数誤差を判断でき、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波数誤差を位相を検出する簡単な構成で判断できるようになる。
【００８５】
請求項７に記載した受信装置によると、請求項６に記載した発明において、周期性検出手段でエンベロープの周期性を検出するために、直交検波手段で（１／周期）の周波数で直交検波し、その直交検波された信号の平均値を平均値算出手段で算出し、この平均値算出手段の出力としての複素数の位相を位相検出手段で検出する構成としたことで、フーリエ変換手段と平均値算出手段と位相検出手段とによる簡単な構成で、周波数誤差に比例した位相値を検出できるようになる。
【００８６】
請求項８に記載した受信装置によると、請求項６に記載した発明において、抽出したサイクルプリフィックス成分を構成する２つの信号成分の時間間隔を狭くするサイクルプリフィックス成分シフト手段を設け、このサイクルプリフィックス成分シフト手段の出力をフーリエ変換手段に供給する構成としたことで、シフトした時間間隔に対応してフーリエ変換手段での変換ポイント数を少なくすることができ、フーリエ変換手段として変換ポイント数の少ない簡単な構成のものを使用できるようになる。
【００８７】
請求項９に記載した受信装置によると、請求項８に記載した発明において、サイクルプリフィックス成分シフト手段が出力するサイクルプリフィックス成分の繰り返し時間の４倍の時間範囲で、フーリエ変換手段でフーリエ変換を行い、周期性検出手段で検出する際の周期を４としたことで、実数又は虚数の選択と符号反転だけで、位相検出のための処理構成が実現でき、簡単な構成で位相検出ができるようになる。
【００８８】
請求項１０に記載した受信装置によると、請求項６に記載した発明において、フーリエ変換手段でフーリエ変換された信号を所定の帯域毎に分離する分離手段を設け、この分離手段で分離された信号に対して個別に周期性検出手段及び位相検出手段で処理を行う構成としたことで、複数の帯域の受信データを、少なくともフーリエ変換手段までは一括して処理する構成とすることができ、多元接続されたそれぞれの伝送信号の周波数オフセットを、簡単な構成で検出できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による周波数オフセット検出回路の例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態によるサイクルプリフィックス成分の抽出状態の例を示す説明図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態による位相検出乗算部の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明のＯＦＤＭ信号の送信構成例を示すブロック図である。
【図５】送信時の窓がけデータの例を示す波形図である。
【図６】本発明のＯＦＤＭ信号の受信構成例を示すブロック図である。
【図７】受信時の窓がけデータの例を示す波形図である。
【図８】受信したＯＦＤＭ変調信号の例を示す周波数特性図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態による周波数オフセット検出回路の例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態によるサイクルプリフィックス成分の抽出状態及びシフト状態の例を示す説明図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態による周波数オフセット検出回路の例を示すブロック図である。
【図１２】基地局でのＯＦＤＭ信号の受信状態の例を示す説明図である。
【図１３】従来の基地局の構成の一例を示すブロック図である。
【図１４】従来の周波数オフセット検出回路の例を示すブロック図である。
【図１５】窓がけ前のＯＦＤＭ信号の例を示す波形図である。
【図１６】送信時の窓がけデータの例を示す説明図である。
【符号の説明】
１０…周波数オフセット検出回路、１２…サイクルプリフィックス抽出回路、１４…高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）、１６…絶対値二乗回路、１７…乗算器、１８…乗算係数発生回路、１９…平均化回路、２０…位相検出回路、４２…サイクルプリフィックス抽出回路、４３…ウェーブフォームスライド回路、４５…高速フーリエ変換回路、４７…絶対値二乗回路、４８…乗算器、４９…乗算係数発生回路、５０…平均化回路、５１…位相検出回路、６２…サイクルプリフィックス抽出回路、６４…高速フーリエ変換回路、６６…絶対値二乗回路、６７…乗算器、６８…乗算係数発生回路、６９…デマルチプレクサ、７０ａ〜７０ｄ…平均化回路、７１ａ〜７１ｄ…位相検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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