(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調する復調装置であって、ＦＳＫ信号の複数倍の周波数を基本とするクロック発生手段と、このクロックによって動作し、受信したＦＳＫ信号が入力される多段シフトレジスタと、受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を測定し、サンプリング位置の決定及び変更を行うパルス幅測定手段と、パルス幅測定結果から前述の多段シフトレジスタの出力を選択する多段シフトレジスタ出力選択手段と、選択された多段シフトレジスタの出力をサンプリングし、サンプリングの結果からデータ０、１の判定を行い復調データを出力する復調データ出力手段とを備えたことを特徴とする復調装置。
【請求項２】
プログラムされたコンピュータによってデータ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調する復調装置であって、受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を測定する測定パルス幅測定手段と、パルス幅測定結果からサンプリングポイントを決定するサンプリングポイント決定手段と、決定されたサンプリングポイントでサンプリングすることでデータ０、１の判定を行い、復調データを出力する復調データ出力手段とを備えたことを特徴とする復調装置。
【請求項３】
プログラムされたコンピュータによってデータ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調する復調方法であって、受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を測定するパルス幅測定ステップと、パルス幅測定結果からサンプリングポイントを決定するサンプリングポイント決定ステップと、決定されたサンプリングポイントでサンプリングすることでデータ０、１の判定を行い、復調データを出力する復調データ出力ステップとを含むことを特徴とする復調方法。
【請求項４】
プログラムされたコンピュータによってデータ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調するための復調プログラムを記録した記録媒体であって、前記復調プログラムはコンピュータに受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を算出させ、算出させたパルス幅によって受信したＦＳＫ信号のサンプリングポイントを決定、サンプリングの結果からデータ０、１を判定、復調させることを特徴とするＦＳＫ復調プログラムを記録した記録媒体。
【請求項５】
復調した受信信号を格納する手段と、格納した復調信号のビット位置を算出する手段とを備え、ビット位置の算出結果によって多段シフトレジスタの出力を選択することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項６】
請求項１、請求項２又は請求項５のいずれかに記載の復調装置とＦＳＫ変調装置と送受信制御装置を備えたことを特徴とするデータ送受信装置。
【請求項７】
復調した受信信号を格納する手段と、格納した復調信号のビット位置を算出する手段とを備え、ビット位置の算出結果によってＦＳＫ変調装置を制御することを特徴とする請求項６記載のデータ送受信装置。
【請求項８】
請求項６又は請求項７記載のデータ送受信装置を１個の半導体基板上に形成したことを特徴とするデータ送受信装置。
【請求項９】
請求項６乃至請求項８のいずれかに記載のデータ送受信装置を複数台接続したことを特徴とするＬＡＮシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル伝送技術において周波数変復調を行うＦＳＫ復調装置及びデータ送受信装置及びＬＡＮシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のＦＳＫ信号復調装置としては、特開昭６３−２６８３１４号公報に示される復調装置が考えられる。図１４は従来の復調装置の基本的構成図を示す。水晶発振器１、多段シフトレジスタ２、排他的オア回路３及び５、Ｄフリップフロップ４及び６、アンド回路７、バイナリカウンタ８、インバータ回路９により構成される。
【０００３】
復調装置に入力された２値化されたＦＳＫ信号は、水晶発振器１で動作する多段シフトレジスタ２に入力され、ビットセルの境界の変化点を排他的オア回路５によって検出した時に、ＦＳＫ信号のサンプリングを排他的オア回路３によって行い、Ｄフリップフロップ４でラッチすることにより、ＮＲＺ信号に復調する。また、ビットセルの境界での変化点検出からバイナリカウンタ８を動作させ、一定期間Ｄフリップフロップ４のクロックを止めることでビットセルの中間の変化点による動作をマスクする。
【０００４】
上記のような構成の復調装置において、水晶発信器１の周波数をＦＳＫ信号の伝送レート（５Ｍｂｐｓ）の８倍（４０ＭＨｚ：２５ｎｓ）とし、ＦＳＫ信号はデータ１が２．５ＭＨｚの１／２波長、データ０が５ＭＨｚの１波長の２つの周波数に対応させ、ＦＳＫ信号の変化点がノイズまた、部品のバラツキ等により±１クロックのジッタが発生した場合のジッタ許容について、図１４の基本的構成図と図１５のタイミングチャートを用い説明する。
【０００５】
ＦＳＫ信号に±１クロック（±２５ｎｓ）のジッタが発生した場合（ＦＳＫ信号９００）、データ０のレベル変化は２クロックから６クロックで発生し、データ１のレベル変化は６クロックから１０クロックで発生することから、６クロックでのレベル変化はデータ０とデータ１の判定ができない。データ０に±１クロックのジッタが発生した場合の最小レベル変化（ＦＳＫ信号９０１）と最大レベル変化（ＦＳＫ信号９０２）において、正常にデータ０を判定するＦＳＫ信号のサンプリング（排他的オア回路３によって行われる）ポイントが存在しない。すなわち、±１クロックのジッタ（±２５ｎｓ）は許容しない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来例による構成の復調装置において、上記のような伝送レート、ＦＳＫ信号に対して±２５ｎｓのジッタが発生する場合のジッタ許容値を上げる方法としては、水晶発振器１の周波数を高速化する方法が考えられる。例えば水晶発振器１の周波数を１０倍（４００ＭＨｚ：２．５ｎｓ）とした場合、ジッタの許容値は±２２．５ｎｓ（±９クロック）となり、ほぼ実用上において問題ないレベルとなる。しかし、このようにＦＳＫ信号を高速にサンプリングする必要があるため、水晶発振器１は復調するＦＳＫ信号に対して非常に高速な部品を使用しなければならず、また、水晶発振器１で動作を行う周辺回路も同様である。一般に、高速で動作する部品は高価であり、また、消費電流も大きくなるという欠点がある。また、ＦＳＫ信号１ビット当たりのサンプリング数を減らすため、水晶発振器１の動作スピードを落とした場合、ＦＳＫ信号にのっているノイズ、ＦＳＫ信号の波形歪みにより発生するジッタに対して弱くなり、誤復調が発生するおそれがある。
【０００７】
また、上記のような従来例による構成の復調装置では、ＦＳＫ信号のビットセルの境界の変化点を検出することで、ビットセルの中間の変化点をマスクする構成となっているため、ＦＳＫ信号の復調開始時にＦＳＫ信号９０３の９０４の位置にノイズが発生した場合、以降、ビットセルの中間の変化点とビットセルの境界の変化点とを誤認識することから、誤復調が発生するおそれがある。
【０００８】
本発明では、上記のような問題を解決し、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保した復調装置及びデータ送受信装置及びＬＡＮシステムを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するために、本発明においては、データ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調する復調装置であって、ＦＳＫ信号の複数倍の周波数を基本とするクロック発生手段と、このクロックによって動作し、受信したＦＳＫ信号が入力される多段シフトレジスタと、受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を測定し、サンプリング位置の決定及び変更を行うパルス幅測定手段と、パルス幅測定結果から前述の多段シフトレジスタの出力を選択する多段シフトレジスタ出力選択手段と、選択された多段シフトレジスタの出力をサンプリングし、サンプリングの結果からデータ０、１の判定を行い復調データを出力する復調データ出力手段とを備えるように構成される。こうすることにより、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保した復調装置を提供することができる。
【００１０】
また、上記の復調装置において、復調した受信信号を格納し、格納した復調信号のビット位置を算出するように構成される。こうすることにより、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保した復調装置を提供することができる。
【００１１】
また、上記の復調装置とＦＳＫ変調装置と送受信制御装置を備えたデータ送受信装置として構成される。こうすることにより、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置を提供することができる。
【００１２】
また、上記のデータ送受信装置において、復調した受信信号を格納し、格納した復調信号のビット位置を算出し、ビット位置の算出結果からＦＳＫ変調装置を制御するように構成される。こうすることにより、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置を提供することができる。
【００１３】
また、上記のデータ送受信装置を複数台接続したＬＡＮとして構成される。こうすることにより、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保したＬＡＮシステムを提供することができる。
【００１４】
また、上記のデータ送受信装置を１個の半導体基板上に形成するように構成される。こうすることにより、配線が不要となり、消費電流が抑えられ、小型で低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置を提供することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、データ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調する復調装置であって、ＦＳＫ信号の複数倍の周波数を基本とするクロック発生手段と、このクロックによって動作し、受信したＦＳＫ信号が入力される多段シフトレジスタと、受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を測定し、サンプリング位置の決定及び変更を行うパルス幅測定手段と、パルス幅測定結果から前述の多段シフトレジスタの出力を選択する多段シフトレジスタ出力選択手段と、選択された多段シフトレジスタの出力をサンプリングし、サンプリングの結果からデータ０、１の判定を行い復調データを出力する復調データ出力手段とを備えたことを特徴とする復調装置であり、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保した復調装置を提供することができる。
【００１６】
本発明の請求項２に記載の発明は、プログラムされたコンピュータによってデータ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調する復調装置であって、受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を測定するパルス幅測定手段と、パルス幅測定結果からサンプリングポイントを決定するサンプリングポイント決定手段と、決定されたサンプリングポイントでサンプリングすることでデータ０、１の判定を行い、復調データを出力する復調データ出力手段とを備えたことを特徴とする復調装置であり、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とした復調装置を提供することができる。
【００１７】
本発明の請求項３に記載の発明は、プログラムされたコンピュータによってデータ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調する復調方法であって、受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を測定するパルス幅測定ステップと、パルス幅測定結果からサンプリングポイントを決定するサンプリングポイント決定ステップと、決定されたサンプリングポイントでサンプリングすることでデータ０、１の判定を行い、復調データを出力する復調データ出力ステップとを含むことを特徴とする復調方法であり、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とした復調方法を提供することができる。
【００１８】
本発明の請求項４に記載の発明は、プログラムされたコンピュータによってデータ０、１を２つの周波数に対応させたＦＳＫ信号を復調するための復調プログラムを記録した記録媒体であって、該復調プログラムはコンピュータに受信した復調する前のＦＳＫ信号のパルス幅を算出させ、算出させたパルス幅によって受信したＦＳＫ信号のサンプリングポイントを決定、サンプリングの結果からデータ０、１を判定、復調させることを特徴とするＦＳＫ復調プログラムを記録した記録媒体であり、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とした記録媒体を提供することができる。
【００１９】
本発明の請求項５に記載の発明は、復調した受信信号を格納する手段と、格納した復調信号のビット位置を算出する手段とを備え、ビット位置の算出結果によって多段シフトレジスタの出力を選択することを特徴とする請求項１記載の復調装置であり、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保した復調装置を提供することができる。
【００２０】
本発明の請求項６に記載の発明は、請求項１、請求項２又は請求項５のいずれかに記載の復調装置とＦＳＫ変調装置と送受信制御装置を備えたことを特徴とするデータ送受信装置であり、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置を提供することができる。
【００２１】
本発明の請求項７に記載の発明は、復調した受信信号を格納する手段と、格納した復調信号のビット位置を算出する手段とを備え、ビット位置の算出結果によってＦＳＫ変調装置を制御することを特徴とする請求項６記載のデータ送受信装置であり、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置を提供することができる。
【００２２】
本発明の請求項８に記載の発明は、請求項６又は請求項７記載のデータ送受信装置を１個の半導体基板上に形成したことを特徴とするデータ送受信装置であり、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置を提供することができる。
【００２３】
本発明の請求項９に記載の発明は、請求項６乃至請求項８のいずれかに記載のデータ送受信装置を複数台接続したことを特徴とするＬＡＮシステムであり、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタ、に対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格、かつ高い通信品質を確保したＬＡＮシステムを提供することができる。
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図１３を用いて説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の第１の実施の形態における復調装置の基本的構成を示すものである。復調装置１０１は、多段シフトレジスタ１０２と、パルス幅測定部１０３と、シフトレジスタ出力選択部１０４と、復調部１０５と、水晶発振器１０６を備えている。また、水晶発振器１０６は入力されるＦＳＫ信号の複数倍の周波数のクロックを多段シフトレジスタ１０２、パルス幅測定部１０３、復調部１０５に供給する構成となっている。
【００２５】
以上のように構成された復調装置において、図１の基本的構成とそのタイミングチャートである図２を用いてその動作を説明する。ここでは、水晶発振器１０６の周波数をＦＳＫ信号の伝送レート（５Ｍｂｐｓ）の８倍（４０ＭＨｚ：クロック１０８）とし、ＦＳＫ信号はデータ１が２．５ＭＨｚの１／２波長、データ０が５ＭＨｚの１波長の２つの周波数に対応させ、ＦＳＫ信号１０７（信号１０７ａ）の変化点がノイズ、また部品のバラツキ等により±１クロックのジッタが発生した場合（信号１０７ｂ）のＮＲＺ復調動作を説明する。
【００２６】
ジッタが発生したＦＳＫ信号（信号１０７ｂ）が復調装置１０１の多段シフトレジスタ１０２及びパルス幅測定部１０３に入力される。多段シフトレジスタ１０２は、入力される信号１０７ｂを一定時間遅延させた後、１クロック間隔で遅延させた信号１Ｑから３Ｑ、また更に１クロック遅延させた信号を同様に１クロック間隔で遅延させた信号５Ｑから７Ｑをシフトレジスタ出力選択部１０４に出力する。パルス幅測定部１０３は、入力された信号１０７ｂのパルス幅を常時測定し、パルス幅が７クロックから１０クロックであった場合にデータ１を検出したと判断し、サンプリング位置の決定及び変更を行うため、パルス幅測定結果を２ビットで表し、ラッチしてシフトレジスタ出力選択部１０４に出力する信号（信号１１０）。またパルス幅測定部１０３は、サンプリング位置の決定及び変更を示す信号１０９を復調部１０５に出力する。上記のＦＳＫ信号の場合、データ０、１を判定するためには１ビットあたり最低２ポイントでのサンプリングが必要である。その２ポイントのサンプリング位置は３種類（１Ｑと５Ｑ、２Ｑと６Ｑ、３Ｑと７Ｑ）であり、この３種類のサンプリング位置の決定及び変更を多段シフトレジスタ１０２の出力を選択することで行う。多段シフトレジスタ１０２の出力選択は３種類であるため、２ビットで十分である。
【００２７】
シフトレジスタ出力選択部１０４は、パルス幅測定部１０３から入力されたシフトレジスタ出力選択信号（信号１１０）によって、多段シフトレジスタ１０２から入力される１Ｑから７Ｑを上記の組み合わせで１種類選択し、２ビット（信号１１１、信号１１２）で復調部１０５に出力する。復調部１０５はパルス幅測定部１０３が出力する信号１０９により、サンプリング位置の決定及び変更を認識すると、ＦＳＫ信号１ビット間隔（８クロック間隔）のサンプリング信号（信号１１３）を生成し、シフトレジスタ出力選択部１０４から入力される信号１１１、及び信号１１２のサンプリングを行う。また、サンプリングの結果からデータ０、１を判定し、判定結果から復調信号（復調信号１１４：ＮＲＺ）を生成し出力する。
【００２８】
以上のように、本実施の形態１によれば、ジッタ含んだＦＳＫ信号のパルス幅を測定し、パルス幅の測定結果によって多段シフトレジスタ１０４の出力を選択することでサンプリング位置の決定及び変更を行うことから、ジッタを含んだＦＳＫ信号であっても、高速な水晶発振器を用いずノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保した復調装置を提供することができる。
【００２９】
なお、本実施の形態１におけるサンプリング位置の決定及び変更は、データ１と認識されるパルス幅測定結果によって行われているが、本実施の形態に限るものではなく、パルス幅を測定することによって行われるものであれば同様の効果が得られる。
また、本実施の形態１におけるサンプリング位置の決定及び変更は、データ１と認識されるパルス幅測定結果によってのみ行われているが、本実施の形態に限るものではなく、更に続くパルス幅の測定結果によって、より詳細にサンプリング位置の決定及び変更を行うことで、更にノイズ、ジッタに対して強く良好な復調が可能となる。
また、ＦＳＫ信号の周波数、水晶発振器の周波数、伝送レートは本実施の形態１に限るものではなく、パルス幅を測定することによってサンプリング位置の決定及び変更が行われるものであれば同様の効果が得られる。
たお、本実施の形態１によればＦＳＫ信号１ビットあたり２ポイントのサンプリングであるが、本実施の形態に限るものではなく、パルス幅を測定することによってサンプリング位置の決定及び変更が行われるものであれば、サンプリングポイントを増やすことで同様の効果、または更にノイズ、ジッタに対して強く良好な復調が可能となる。
【００３０】
（実施の形態２）
図３は本発明の第２の実施の形態における復調装置の基本的構成を示すものである。復調装置２０１は、受信したＦＳＫ信号を演算装置２０４に出力するＦＳＫ信号入力部２０２と、復調したＦＳＫ信号を出力する復調信号出力部２０６と、ＦＳＫ信号入力部２０２から入力されるＦＳＫ信号を復調し、復調した信号を復調信号出力部２０６に出力する演算装置２０４と、演算装置２０４が実行するプログラムを記録するプログラムＲＯＭ２０３と、演算結果を保持するＲＡＭ２０５とで構成される。
【００３１】
上記のように構成された復調装置において、図３の基本的構成と、ノイズ、ジッタが発生した場合のＦＳＫ信号のサンプリングポイントを示す図４と、ＲＡＭ２０５のレジスタ構成を示す図５と、演算装置２０４が実行するプログラムのフローチャートである図６及び図７を用いて本実施の形態の動作を説明する。ここでは、演算装置２０４による演算は、入力されるＦＳＫ信号の伝送レート（５ｋｂｐｓ）８倍（４０ｋＨｚ）となる演算装置２０４のタイマ割り込みである周期起動（２５ｕｓのインターバルタイマ）によって行われ、ＦＳＫ信号のデータ１を２．５ｋＨｚの１／２波長、ＦＳＫ信号のデータ０を５ｋＨｚの１波長の２つの周波数に対応させ、ＦＳＫ信号の変化点がノイズ、また部品のバラツキ等により±２５ｕｓ（タイマ割り込み１周期分）のジッタが発生した場合のＮＲＺ復調動作を説明する。
【００３２】
演算装置２０４が演算結果を保持するＲＡＭ２０５には、図５に示すように、ＦＳＫ信号入力部２０２から入力されるＦＳＫ信号をタイマ割り込み毎にサンプリングし、結果を格納するＦＳＫサンプリングレジスタ（ＦＳＫＲＥＧ：サンプリング結果の格納毎に１ビットシフトされる：ＳＰ１→ＳＰ２→・・・ＳＰ８）と、復調動作開始を示す復調開始フラグ（ＳＴ）、データ１の検出によるサンプリングポイントの決定を示すサンプリングポイント決定フラグ（ＩＣ）、ＦＳＫ信号のサンプリングポイントを示すテーブル（ＴＡ）、ＦＳＫ信号のパルス幅を測定するカウンタ（ＰＷ）、データ１検出によるサンプリングポイントの決定及び変更から８回のタイマ割り込みをカウントし、周期的にＦＳＫ信号のサンプリングを行うカウンタ（ＳＣ）、データ１の復調において８回のタイマ割り込み期間Ｈを出力するためのＮＲＺ復調カウンタ（ＤＷ）が構成されている。また、各レジスタ、フラグ、カウンタの初期値はＦＳＫＲＥＧ＝０、ＳＴ＝ＩＣ＝ＴＡ＝０、ＰＷ＝ＳＣ＝０、ＤＭ＝８であり、演算装置２０４に入力されるＦＳＫ信号も初期値はＬレベルである。
【００３３】
復調装置２０１に入力されるＦＳＫ信号２０７は、ＦＳＫ信号入力部２０２を介し、演算装置２０４に入力される。演算装置２０４における処理は、図６及び図７に示すように、まず、入力されるＦＳＫ信号を伝送レートの８倍の周期であるタイマ割り込みでサンプリングし、結果をＦＳＫＲＥＧのＳＰ１に順次格納する。ＳＰ１に格納されている前回のタイマ割り込みでのサンプリング結果はＳＰ２にビットシフトされる（Ｓ２０１）。次に前回のサンプリング結果との一致を検出することによりＦＳＫ信号の変化点検出を行う（Ｓ２０２）。ＦＳＫ信号の変化点検出によりＦＳＫ信号の入力を認識し、復調開始を示すＳＴをセットする（Ｓ２０３）。ＳＴがセットされると、次のＦＳＫ信号の変化点検出までタイマ割り込み毎にＰＷを＋１づつインクリメントし（Ｓ２０４）、次の変化点検出時にＰＷの値からＦＳＫ信号のパルス幅測定を行う（Ｓ２０５、Ｓ２０６）。ここで、上記のＦＳＫ信号が入力され、変化点にジッタが±２５ｕｓ発生した場合、ＰＷの取りうる値は１から９であり、その中でデータ１と認識される値は６から９となる。データ１の検出でＦＳＫ信号のサンプリングポイントを決定する。データ１検出でのサンプリングポイントは図４に示した２通り（ＳＰ３とＳＰ７、ＳＰ４とＳＰ８）であり、ＦＳＫ信号のパルス幅測定結果からＴＡを書き換えることによってどちらかが選択される（Ｓ２０７、Ｓ２０８）。データ１検出によってサンプリングポイントが決定されるとサンプリングポイントの決定を示すＩＣをセットする（Ｓ２０９）。データ１検出によりＴＡを参照し（Ｓ２１０）、ＴＡの値からＦＳＫＲＥＧに格納されているＦＳＫ信号のサンプリングを行いデータ判定する（Ｓ２１１、Ｓ２１２）。データ判定の結果、データが１ならば復調信号２１０であるＮＲＺ信号データ１を生成する。ＮＲＺ信号データ１はＤＭをクリアすることで生成される（Ｓ２１３）。ＤＭの初期値は８であり、クリアされるとタイマ割り込み毎にＤＭの値を判定し（Ｓ２１４）、ＤＭが８となるまで＋１づつインクリメントする（Ｓ２１５）。ＤＭが０から８となるまで、演算装置２０４はＮＲＺ信号のデータ１であるＨレベルを出力する（Ｓ２１６）。また、ＤＭが８以上の場合はＮＲＺ信号のデータ０であるＬレベルを出力する（Ｓ２１７）。また、サンプリングポイントが決定され、ＩＣがセットされると、タイマ割り込み毎にＳＣが＋１ずつインクリメントされ（Ｓ２１８、Ｓ２１９）、ＳＣが８（ＦＳＫデータ１ビット間隔のインターバル）となると（Ｓ２２０）、データ１検出時と同様にＴＡを参照し（Ｓ２１０）、ＴＡの値からＦＳＫＲＥＧに格納されているＦＳＫ信号のサンプリングを行いデータ判定する（Ｓ２１１、Ｓ２１２）。ここで、ＣＳによるＦＳＫ信号のサンプリングはサンプリングポイントを変更せずに、以前にデータ１検出によって決定されたサンプリングポイントによって行われる。また、復調動作の終了は１２回のタイマ割り込みでＦＳＫ信号の変化点が検出されない時（Ｓ２２１）に行われ、各カウンタ及びフラグを初期化しＦＳＫ信号のサンプリング及びデータ判定を終了する（Ｓ２２２）。
【００３４】
以上のように、本実施の形態２によれば、ジッタ含んだＦＳＫ信号のパルス幅を測定し、パルス幅の測定結果によってサンプリングポイントの決定及び変更を行うことから、ジッタを含んだＦＳＫ信号であっても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とした復調装置を提供することができる。
【００３５】
なお、本実施の形態２おけるサンプリング位置の決定及び変更は、データ１と認識されるパルス幅測定結果によって行われているが、本実施の形態に限るものではなく、パルス幅を測定することによって行われるものであれば同様の効果が得られる。
また、本実施の形態２におけるサンプリング位置の決定及び変更は、データ１と認識されるパルス幅測定結果によってのみ行われているが、本実施の形態に限るものではなく、更に続くパルス幅の測定結果によって、より詳細にサンプリング位置の決定及び変更を行うことで、更にノイズ、ジッタに対して強く良好な復調が可能となる。
また、ＦＳＫ信号の周波数、タイマ割り込みの周期、伝送レートは本実施の形態に限るものではなく、パルス幅を測定することによってサンプリング位置の決定及び変更が行われるものであれば同様の効果が得られる。
また、本実施の形態２によればＦＳＫ信号１ビットあたり２ポイントのサンプリングであるが、本実施の形態に限るものではなく、パルス幅を測定することによってサンプリング位置の決定及び変更が行われるものであれば、サンプリングポイントを増やすことで同様の効果、または更にノイズ、ジッタに対して強く良好な復調が可能となる。
【００３６】
（実施の形態３）
図８は本発明の第３の実施の形態における復調装置の基本的構成を示すものである。復調装置３０１は、多段シフトレジスタ３０２と、パルス幅測定部３０３と、シフトレジスタ出力選択部３０４と、復調部３０５と、ビット位置算出部３０６と、復調信号格納バッファ３０７と、水晶発振器３０８を備えている。水晶発振器３０８は、入力されるＦＳＫ信号の複数倍の周波数のクロックを多段シフトレジスタ３０２、パルス幅測定部３０３、復調部３０５、ビット位置算出部３０６、復調信号格納バッファ３０７に供給する構成となっている。
【００３７】
以上のように構成された復調装置において、図８の基本的構成とそのタイミングチャートである図９を用いて本実施の形態の動作を説明する。ここでは、水晶発振器３０８の周波数をＦＳＫ信号の伝送レート（５Ｍｂｐｓ）の８倍（４０ＭＨｚ：クロック３０９）とし、ＦＳＫ信号はデータ１が２．５ＭＨｚの１／２波長、データ０が５ＭＨｚの１波長の２つの周波数に対応させ、ＦＳＫ信号３１０の変化点がノイズ、また部品のバラツキ等により±１クロックのジッタが発生した場合のＲＺ信号復調動作を説明する。
【００３８】
第１の実施の形態で示した通り、ＦＳＫ信号３１０が、図９に示すデータ３１２がデータ１、データ３１３がデータ１、データ３１４がデータ１、データ３１５がデータ０のデータ列であり、３１６、３１７に示す１クロックのジッタが発生した場合、パルス幅測定部３０３はシフトレジスタ出力選択部３０４にパルス幅測定結果（信号３２７）を出力する。シフトレジスタ出力選択部３０４は信号３２７に従い、多段シフトレジスタ３０２の出力を選択し復調部３０５へ出力する。復調部３０５はパルス幅測定部３０３からのサンプリング位置の決定及び変更を認識するとＦＳＫ信号１ビット間隔（８クロック間隔）のサンプリング信号を生成し、シフトレジスタ出力選択部３０４から入力される信号のサンプリングを行う。また、サンプリングの結果からデータ０、１を判定し、判定結果から復調信号（復調信号３１１：ＲＺ）を生成出力する。ここで、復調部３０５が行うサンプリングをＦＳＫ信号３１０に対応させると、図９のサンプリングポイント３１８となり、データ３１５に１クロックのジッタが発生した場合、データ３１５におけるサンプリングポイントは、ＦＳＫ信号３１０の信号変化間の中心から１クロックずれ、ＦＳＫのサンプリング（サンプリングポイント３１８）に対するＦＳＫ信号３１８のマージンが少なくなる。
【００３９】
復調信号格納バッファ３０７は、復調部３０５が出力する復調信号３１１をクロック３０９で同期をとりながら順次格納する。ビット位置算出部３０６は、復調信号格納バッファ３０７に順次格納される復調信号３１１のビット境界を常に監視し（３２２、３２３、３２４、３２５）、ビット位置を算出することで復調信号３１１にジッタが発生したことを認識する（データ３１９、データ３２０、データ３２１において発生するジッタ３２４、３２５）。例えば、図９で示すようなジッタ３２４、３２５が発生し、３２４から３２５が８クロック（データ１ビット）であった場合、ビット位置算出部３０６は、信号３２８をシフトレジスタ出力選択部３０４に出力する。シフトレジスタ出力選択部３０４はビット位置算出部３０６から入力される信号３２８を優先し、信号３２８によって多段シフトレジスタ３０２の出力選択を行い、復調部３０５へ選択した信号を出力する。この場合の復調部３０５が行うサンプリングをＦＳＫ信号３１０に対応させると、図９のサンプリングポイント３２６となり、データ３１５に１クロックのジッタが発生しても、データ３１５におけるサンプリングポイントは、ＦＳＫ信号３１０の信号変化間の中心であり、安定した位置でのサンプリングが可能となる。
【００４０】
以上のように、本実施の形態３によれば、ジッタ含んだＦＳＫ信号のパルス幅を測定し、パルス幅の測定結果と、復調信号からビット位置を算出し、ビット位置の算出結果によって多段シフトレジスタ３０２の出力を選択することで、サンプリング位置の決定及び変更を行うことから、ジッタを含んだＦＳＫ信号であっても、高速な水晶発振器を用いなくとも、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保した復調装置を提供することができる。
【００４１】
なお、シフトレジスタ出力選択部がパルス幅測定結果と、ビット位置の算出結果のどちらを優先するかは、本実施の形態に限るものではなく、パルス幅の測定結果と、ビット位置の算出結果によってサンプリング位置の決定及び変更が行われるものであれば、同様の効果が得られる。
また、データ列、及びジッタの発生パターンによるビット位置の算出結果は、本実施の形態に限るものではなく、パルス幅の測定結果と、ビット位置の算出結果によってサンプリング位置の決定及び変更が行われるものであれば、同様の効果が得られる。
また、ＦＳＫ信号の周波数、水晶発振器の周波数、伝送レートは、本実施の形態に限るものではなく、パルス幅の測定結果と、ビット位置の算出結果によってサンプリング位置の決定及び変更が行われるものであれば、同様の効果が得られる。
【００４２】
（実施の形態４）
図１０は本発明の第４の実施の形態における車両内のＬＡＮシステムの基本的構成を示すものであり、第１の実施の形態又は第３の実施の形態に示した復調装置４０２ａと、変調装置４０３ａと、送受信制御装置４０４ａによって構成されたデータ送受信装置４０１ａと、第１の実施の形態又は第３の実施の形態に示した復調装置４０２ｂと、変調装置４０３ｂと、送受信制御装置４０４ｂによって構成されたデータ送受信装置４０１ｂと、同様に構成されたデータ送受信装置４０１ｃと、その他のデータ送受信装置の複数が、トランシーバ４０５ａと、トランシーバ４０５ｂと、トランシーバ４０５ｃと、その他のトランシーバとをそれぞれ介して伝送路４０６に接続されており、伝送路４０６の両端がそれぞれ終端４０７ａ、４０７ｂに接続されている。また、データ送受信装置４０１ａはナビゲーション装置４０８に接続され、データ送受信装置４０１ｂはＣＤチェンジャ装置４０９に接続されるように構成されている。
【００４３】
上記のように構成されたＬＡＮシステムにおいて、図１０の基本的構成を用いて、ナビゲーション装置４０８がＣＤチェンジャ装置４０９に地図データ要求を送信し、ＣＤチェンジャ装置４０９が地図データ要求を受信するまでの本実施の形態の動作について説明する。ナビゲーション装置４０８はディスプレイ等の表示手段に地図を表示するため、ＣＤチェンジャ装置４０９に対して地図データ要求を送信する。ナビゲーション装置４０８から出力された地図データ要求は、データ送受信装置４０１ａの送受信制御装置４０４ａに入力される。送受信制御装置４０４ａは、ナビゲーション装置４０８から入力された地図データ要求をＬＡＮシステムのプロトコルに従い、ベースバンド信号として（例えばＮＲＺ信号）変調装置４０３ａに出力する。変調装置４０３ａは、送受信制御装置４０４ａから入力されたＮＲＺ信号をＦＳＫ変調し、トランシーバ４０５ａ、伝送路４０６、トランシーバ４０５ｂを介し、データ送受信装置４０１ｂの復調装置４０２ｂに出力する。データ送受信装置４０１ｂの復調装置４０２ｂは、トランシーバ４０５ａ、伝送路４０６、トランシーバ４０５ｂを介して入力されたＦＳＫ信号をベースバンド信号（ＮＲＺ信号）に復調し送受信制御装置４０４ｂに出力する。送受信制御装置４０４ｂは、復調装置４０２ｂによって復調されたＮＲＺ信号をＬＡＮシステムのプロトコルに従い地図データ要求としてＣＤチェンジャ装置４０９に出力する。
【００４４】
この一連のデータ送受信動作において、復調装置４０２ｂは第１の実施の形態又は第３の実施の形態に示す復調装置であり、例えば各データ送受信装置の変調装置及び受信装置を構成する回路部品のバラツキによって発生するジッタ、各データ送受信装置の動作周波数差によって発生するジッタ、各トランシーバを構成する回路部品のバラツキによって発生するジッタ、伝送路のインピーダンス不整合から反射の影響による波形歪みによって発生するジッタ、外来ノイズが伝送路、又は各データ送受信装置に影響を与え波形を歪ませることによって発生するジッタ等を含んだＦＳＫ信号であっても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調が可能である。
【００４５】
以上のように、本実施の形態４によれば、ジッタを含んだＦＳＫ信号であっても、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置及びＬＡＮシステムを提供することができる。
【００４６】
なお、本実施の形態４におけるＬＡＮシステムの形態（トポロジ）は、本実施の形態に限るものではなく、第１の実施の形態に示した復調装置を用いたものであれば同様の効果が得られる。
【００４７】
（実施の形態５）
図１１は本発明の第５の実施の形態におけるＬＡＮシステムの基本的構成を示すものであり、第１の実施の形態に示した復調装置５０２ａと、変調装置５０３ａと、ビット位置算出部５０４ａと、復調信号格納バッファ５０５ａと、送受信制御装置５０６ａによって構成されたデータ送受信装置５０１ａがトランシーバ５０７ａを介して伝送路５０８に接続されている。また、同様に第１の実施の形態に示した復調装置５０２ｂと、変調装置５０３ｂと、ビット位置算出部５０４ｂと、復調信号格納バッファ５０５ｂと、送受信制御装置５０６ｂによって構成されたデータ送受信装置５０１ｂがトランシーバ５０７ｂを介して伝送路５０８に接続されている。更に、複数のデータ送受信装置がトランシーバを介して伝送路５０８に接続されており、伝送路５０８の両端がそれぞれ終端５０９ａ、５０９ｂに接続されるように構成されている。
【００４８】
以上のように構成された復調装置において、図１１の基本的構成とそのタイミングチャートである図１２を用いて本実施の形態の動作を説明する。ここでは、データ送受信装置５０１の動作クロックをＦＳＫ信号の伝送レート（５Ｍｂｐｓ）の８倍（４０ＭＨｚ）とし、ＦＳＫ信号はデータ１が２．５ＭＨｚの１／２波長、データ０が５ＭＨｚの１波長の２つの周波数に対応させ、ＦＳＫ信号の変化点がノイズ、また部品のバラツキ等により±１クロックのジッタが発生した場合のＲＺ信号復調動作を説明する。
【００４９】
送受信制御装置５０６ａはＬＡＮシステムのプロトコルに従い、ベースバンド信号を（例えばＲＺ信号）変調装置５０３ａに出力する。変調装置５０３ａは、送受信制御装置５０６ａから入力されたＲＺ信号をＦＳＫ変調し（送信ＦＳＫ信号５１０）、トランシーバ５０７ａ、伝送路５０８を介し、復調装置５０２ａに出力する。復調装置５０２ａは、入力されたＦＳＫ信号（受信ＦＳＫ信号５１１）をベースバンド信号（ＲＺ信号）に復調し（復調信号５１２）、送受信制御装置５０６ａと復調信号格納バッファ５０５ａに出力する。復調信号格納バッファ５０５ａは、復調装置５０２ａが出力する復調信号５１２をデータ送受信装置５０１ａの動作クロック（４０ＭＨｚ）で同期をとりながら順次格納する。ビット位置算出部５０４ａは、復調信号格納バッファ５０５ａに順次格納される復調信号５１２のビット境界を常に監視し（５１６、５１７、５１８、５１９、５２０）、ビット位置を算出することで復調信号５１２にジッタが発生したことを認識する（５１８）。ビット位置算出部５０４ａは、復調信号５１２の５１８においてジッタが発生したことを認識することにより、受信ＦＳＫ信号５１１の５１５のジッタを認識し（トランシーバ５０７ａ、伝送路５０８を介すことにより発生するデータ１のビット終了時が１クロック分欠ける）、受信ＦＳＫ信号５１５に発生するジッタを打ち消すための送信ＦＳＫ信号５１０を出力するように変調装置５０３ａを制御する（データ１のビット終了時を１クロック分延ばす：５１３、５１４）。伝送路５０８全体が強電界下において外来ノイズを受けた場合、伝送信号の周波数によって（ＦＳＫ信号の周波数）伝送信号にのるノイズレベルが異なり、ＦＳＫ信号のデータ１、データ０に発生するジッタには偏りが見られることから復調信号５１２に発生するジッタを打ち消すような変調装置５０３ａの制御を行うことで受信ＦＳＫ信号５１１にジッタが発生しなくなり、良好な復調動作が可能となる。
【００５０】
また、ＬＡＮシステム全体の電源が入り、各データ送受信装置がデータの送受信を開始する初期状態において、例えば、送受信制御装置５０６ａが決まったデータ列である送信信号を変調装置５０３ａ、トランシーバ５０７ａ、伝送路５０８、トランシーバ５０７ｂ、復調装置５０２ｂを介して送受信制御装置５０６ｂに出力する。送受信制御装置５０６ｂは復調信号を受信し、復調信号格納バッファ５０５ｂは復調信号を格納し、ビット位置算出部５０４ｂはビット位置算出結果から変調装置制御情報を送受信制御装置５０６ｂに出力する。送受信制御装置５０６ｂは、ビット位置算出部５０４ｂから入力された変調装置制御情報を変調装置５０３ｂ、トランシーバ５０７ｂ、伝送路５０８、トランシーバ５０７ａ、復調装置５０２ａを介して送受信制御装置５０６ａに出力する。送受信制御装置５０６ａは、入力された変調装置制御情報をビット位置算出部５０４ａに出力する。ビット位置算出部５０４ａは、入力された変調装置制御情報により変調装置５０３ａを制御する。以上の動作により、データ送受信装置５０１ａが出力するＦＳＫ信号を復調装置５０２ｂにて良好に復調することが可能となる。このような動作をＬＡＮに接続されるデータ送受信装置がそれぞれ行うことで、それぞれの復調装置にて良好な復調動作が可能となる。
【００５１】
以上のように、本実施の形態５によれば、ジッタを含んだＦＳＫ信号であっても、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置及びＬＡＮシステムを提供することができる。
【００５２】
なお、本実施の形態５におけるＬＡＮシステムの形態（トポロジ）は、本実施の形態に限るものではなく、ビット位置の算出結果によって変調装置の制御が行われるものであれば、同様の効果が得られる。
また、データ列、及びジッタの発生パターンによるビット位置の算出結果は、本実施の形態に限るものではなく、ビット位置の算出結果によって変調装置の制御が行われるものであれば、同様の効果が得られる。
また、ＦＳＫ信号の周波数、水晶発振器の周波数、伝送レートは、本実施の形態に限るものではなく、ビット位置の算出結果によって変調装置の制御が行われるものであれば、同様の効果が得られる。
【００５３】
（実施の形態６）
図１３は本発明の第６の実施の形態におけるデータ送受信装置の基本的構成を示すものであり、上記した実施の形態４又は５記載のデータ送受信装置を１個の半導体基板上に形成したものである。図１３（ａ）は、上記した第４の実施の形態で示したデータ送受信装置６０１ａであり、第１の実施の形態又は第３の実施の形態に示した復調装置６０２ａと、変調装置６０３ａと、送受信制御装置６０４ａが１個の半導体基板上に構成されている。データ送受信装置６０１ａの送受信制御装置６０４ａに入力される送信信号は、システムのプロトコルに従い、ベースバンド信号として（例えばＮＲＺ信号）変調装置６０３ａに出力される。変調装置６０３ａは、送受信制御装置６０４ａから入力されたＮＲＺ信号をＦＳＫ変調し伝送路へと出力する。伝送路から入力されるＦＳＫ信号は、復調装置６０２ｂに入力される。復調装置６０２ａは、入力されたＦＳＫ信号をベースバンド信号（ＮＲＺ信号）に復調し送受信制御装置６０４ａに出力する。送受信制御装置６０４ａは、復調装置６０２ａによって復調されたＮＲＺ信号をシステムのプロトコルに従い、データ送受信装置６０１ａに接続される機器に出力する。
【００５４】
また、図１３（ｂ）は、上記した第５の実施の形態で示したデータ送受信装置６０１ｂであり、第１の実施の形態に示した復調装置６０２ｂと、変調装置６０３ｂと、送受信制御装置６０４ｂと、復調信号格納バッファ６０５と、ビット位置算出部６０６が１個の半導体基板上に構成されている。データ送受信装置６０１ｂの送受信制御装置６０４ｂに入力される送信信号は、システムのプロトコルに従い、ベースバンド信号として（例えばＮＲＺ信号）変調装置６０３ｂに出力される。変調装置６０３ｂは、送受信制御装置６０４ｂから入力されたＮＲＺ信号をＦＳＫ変調し伝送路へと出力する。伝送路から入力されるＦＳＫ信号は復調装置６０２ｂに入力される。復調装置６０２ｂは、入力されたＦＳＫ信号をベースバンド信号（ＮＲＺ信号）に復調し、送受信制御装置６０４ｂと復調信号格納バッファ６０５に出力する。送受信制御装置６０４ｂは、復調装置６０２ｂによって復調されたＮＲＺ信号をシステムのプロトコルに従い、データ送受信装置６０１ｂに接続される機器に出力する。復調信号格納バッファ６０５は、復調装置６０２ｂによって復調されたＮＲＺ信号をデータ送受信装置６０１ｂの動作クロックで同期をとりながら順次格納する。ビット位置算出部６０６は、復調信号格納バッファ６０５に順次格納される復調信号のビット境界を常に監視し、ビット位置を算出し、ビット位置の算出結果によって変調装置６０３ｂを制御する。また、ビット位置算出部６０６は、送受信制御装置６０４ｂ間で変調装置制御情報を送受信することが可能となっている。
【００５５】
以上のように、本発明の実施の形態６によれば、データ送受信装置６０１ａ及びデータ送受信装置６０１ｂを１個の半導体基板上に形成することにより、各データ送受信装置の中の各装置の配線が極力短くなることから、各装置間の配線から放出されるノイズによるジッタが少なくなる。また、プリント基板上の配線が不要となることから、小型化、低価格化が可能となり、消費電流が抑えることができ、安定した良好な復調が可能となる。従って、消費電流が抑えられ、小型で低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置を提供することができる。
【００５６】
【発明の効果】
以上のように本発明は、高速な水晶発振器を用いなくても、ノイズ、ジッタに対して強く良好な復調を可能とし、消費電流を抑えた、低価格かつ高い通信品質を確保した復調装置と、データ送受信装置と、ＬＡＮシステムを提供することができる。また、配線を不要として消費電流が抑えられ、小型で低価格かつ高い通信品質を確保したデータ送受信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における復調装置の基本的構成を示すブロック図
【図２】第１の実施の形態における復調装置のタイミング図
【図３】第２の実施の形態における復調装置の基本的構成を示すブロック図
【図４】第２の実施の形態における復調装置のタイミング図
【図５】第２の実施の形態におけるＲＡＭのレジスタ構成図
【図６】第２の実施の形態における復調装置のフロー図
【図７】第２の実施の形態における復調装置のフロー図（続き）
【図８】第３の実施の形態における復調装置の基本的構成を示すブロック図
【図９】第３の実施の形態における復調装置のタイミング図
【図１０】第４の実施の形態におけるＬＡＮシステムの基本的構成を示すブロック図
【図１１】第５の実施の形態におけるＬＡＮシステムの基本的構成を示すブロック図
【図１２】第５の実施の形態におけるＬＡＮシステムのタイミング図
【図１３】第６の実施の形態におけるデータ送受信装置の基本的構成を示すブロック図
【図１４】従来技術における復調装置の基本的構成を示すブロック図
【図１５】従来技術における課題を示すタイミング図
【符号の説明】
１０１・・・・・復調装置
１０２・・・・・多段シフトレジスタ
１０３・・・・・パルス幅測定部
１０４・・・・・シフトレジスタ出力選択部
１０５・・・・・復調部
１０６・・・・・水晶発振器
１０７・・・・・ＦＳＫ信号
１０８・・・・・クロック
１０９・・・・・サンプリング位置の決定及び変更
１１０・・・・・パルス幅測定結果
１１４・・・・・復調信号
【図１】
0003916798.tif 000002
【図２】
0003916798.tif 000003
【図３】
0003916798.tif 000004
【図４】
0003916798.tif 000005
【図５】
0003916798.tif 000006
【図６】
0003916798.tif 000007
【図７】
0003916798.tif 000008
【図８】
0003916798.tif 000009
【図９】
0003916798.tif 000010
【図１０】
0003916798.tif 000011
【図１１】
0003916798.tif 000012
【図１２】
0003916798.tif 000013
【図１３】
0003916798.tif 000014
【図１４】
0003916798.tif 000015
【図１５】
0003916798.tif 000016