(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
その周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合に際してはその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し結合時に搬送波成分同士が打ち消しあうよう振幅及び位相調整を施し、そして結合により得られた信号を利用して主増幅器からの出力信号中に含まれる歪成分を補償する歪補償方法において、
主増幅器への入力信号又は主増幅器の出力信号の少なくとも一部を取り出し、取り出したその信号を構成する各搬送波の合計平均電力が変化しないよう当該取り出したその信号を定レベル化し、その結果得られた信号と上記結合により得られた信号とをミキサにより混合し、上記その結果得られた信号を基準として上記結合により得られた信号を同期検波することにより、制御信号を発生させ、
この制御信号により上記振幅及び位相調整の動作を制御することを特徴とする歪補償方法。
【請求項２】
請求項１記載の歪補償方法において、
上記振幅及び位相調整を、その対象となる信号のベクトル変調により実行することを特徴とする歪補償方法。
【請求項３】
請求項１又は２記載の歪補償方法において、
同期検波の対象となる信号を当該同期検波に先立ちより低い周波数に変換することを特徴とする歪補償方法。
【請求項４】
主増幅器、その周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させる歪検出ループ、この結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し結合時に搬送波成分同士が打ち消しあうよう振幅及び位相調整を施す手段、並びに結合により得られた信号を利用して主増幅器からの出力信号中に含まれる歪成分を補償する歪補償手段を備えるフィードフォワード非線形歪補償増幅器にて用いられ、上記振幅及び位相調整の動作を制御するための第１の制御信号を発生させる制御回路において、
主増幅器への入力信号又は主増幅器の出力信号の少なくとも一部を取り出し、取り出したその信号を構成する各搬送波の合計平均電力が変化しないよう当該取り出したその信号を定レベル化するＡＬＣ回路と、
前記ＡＬＣ回路による定レベル化の結果得られた信号と上記結合により得られた信号とをミキサにより混合し、前記ＡＬＣ回路による定レベル化の結果得られた信号を基準として上記結合により得られた信号を同期検波することにより上記第１の制御信号を発生させる第１の同期検波回路と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項５】
請求項４記載の制御回路において、
上記振幅及び位相調整を施す手段が、その対象となる信号をベクトル変調するベクトル変調器を含むことを特徴とする制御回路。
【請求項６】
請求項４又は５記載の制御回路において、
同期検波の対象となる信号を当該同期検波に先立ちより低い周波数に変換する手段を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項７】
上記歪補償手段が、上記結合により得られた信号を主増幅器の出力信号に再結合させる歪補償ループ、並びにこの再結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し再結合時に歪成分同士が打ち消しあうよう振幅及び位相調整を施す手段を含むフィードフォワード非線形歪補償増幅器にて用いられ、上記第１の制御信号に加え、上記再結合に係る信号の振幅及び位相調整の動作を制御するための第２の制御信号を発生させる請求項４乃至６のいずれかに記載の制御回路において、
主増幅器の出力信号にパイロット信号を挿入する手段と、
上記再結合を経た信号の一部を分岐して取り出す手段と、
取り出された信号を上記パイロット信号を基準として同期検波することにより上記第２の制御信号を発生させる第２の同期検波器と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項８】
請求項７記載の制御回路において、
上記パイロット信号を挿入に先立ちスペクトル拡散する手段と、
上記パイロット信号を基準とする同期検波に先立ち当該同期検波の対象となる信号をスペクトル逆拡散する手段と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項９】
請求項７記載の制御回路において、
主増幅器の動作周波数帯より低い周波数にて発振させた上記パイロット信号を挿入に先立ち主増幅器の動作周波数帯に属する周波数に変換する手段と、
上記パイロット信号を基準とする同期検波に先立ち当該同期検波の対象となる信号をパイロット信号の発振周波数と同じ周波数に変換する手段と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項１０】
請求項７記載の制御回路において、
主増幅器の動作周波数帯より低い周波数で発振させた上記パイロット信号をスペクトル拡散する手段と、
スペクトル拡散された上記パイロット信号を挿入に先立ち主増幅器の動作周波数帯に属する周波数に変換する手段と、
上記パイロット信号を基準とする同期検波に先立ち当該同期検波の対象となる信号をパイロット信号の発振周波数と同じ周波数に変換する手段と、
当該周波数に変換された信号をスペクトル逆拡散し上記同期検波に供する手段と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項１１】
主増幅器と、主増幅器への入力信号から分岐した信号と主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させる歪検出ループと、上記結合により得られた信号を主増幅器からの出力信号に再結合させる歪補償ループと、請求項４乃至１０のいずれかに記載の制御回路と、を備えることを特徴とするフィードフォワード非線形歪補償増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主増幅器において発生する歪例えば相互変調歪を補償するため、フィードフォワード（以下「ＦＦ」と略す）ループを備えたＦＦ非線形歪補償増幅器に関し、特にＦＦループを最適化するための制御回路や、主増幅器にて発生する歪の補償方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば移動体通信用の基地局・中継局では、所定の周波数間隔を有しそれぞれ適宜変調されている多数の搬送波を含むマルチキャリア信号を、高周波増幅した後無線送信する。高周波増幅に用いる増幅器の線形性が十分良好でないと、例えば相互変調歪等、各種の歪が発生する。この歪は、正常かつ高品質な通信を実現する上で支障になる。そのため、マルチキャリア信号の増幅に用いる増幅器に対しては、マルチキャリア信号が属する周波数帯域全体に亘り、良好な線形性が要求される。
【０００３】
マルチキャリア信号の増幅に適する超低歪増幅器を実現する手法の一つとして、特開平４−７０２０３号公報等に記載されているＦＦ増幅方式がある。
【０００４】
まず、信号入力端から主増幅器を経て信号出力端に到る信号経路、即ち増幅すべき信号及び増幅した信号を伝送するための信号経路を、本線と呼ぶものとする。ＦＦ増幅方式では、本線上で主増幅器より後段にある点から分岐した信号と本線上で主増幅器より前段にある点から分岐した信号とを結合させる歪検出ループを設ける。両信号が経由した信号経路の電気長が互いに等しく、かつ、両信号が互いに同振幅・逆位相になっていれば、上述した信号結合動作によって、搬送波成分を打ち消し、主増幅器及びその周辺回路にて生じた歪に相当する信号を取り出すことができる。
【０００５】
ＦＦ増幅方式では、更に歪補償ループを設け、歪検出ループにて取り出された信号即ち歪に相当する信号を本線上の信号に再結合させる。歪補償ループにおける信号遅延が本線上で補償されており、かつ、本線上の信号に含まれる歪成分と歪補償ループから得られる信号とが互いに同振幅・逆位相になるよう歪補償ループ又は本線にて適宜振幅や位相の調整が行われているならば、上述した信号再結合動作によって、主増幅器にて発生した歪を補償することができる。
【０００６】
図８に、従来におけるＦＦ増幅器の一例構成を示す。この図に示す増幅器では、３個のハイブリッドＨＹＢ１〜ＨＹＢ３を利用して、歪検出ループＬ１及び歪補償ループＬ２を形成している。図中、信号入力端ＩＮから主増幅器Ａ１及び同軸遅延線Ｄ２を経て信号出力端ＯＵＴに到る信号経路が本線、信号入力端ＩＮから同軸遅延線Ｄ１を経てハイブリッドＨＹＢ２の出力端に到る信号経路が歪検出ループＬ１、ハイブリッドＨＹＢ２の出力端から補助増幅器Ａ２を経てハイブリッドＨＹＢ３の出力端に到る信号経路が歪補償ループＬ２である。なお、図中のダミーロードＺ０は、線路の特性インピーダンスと等しいインピーダンスを有しており、ハイブリッドＨＹＢ１及びＨＹＢ３の端子の終端に用いられている。
【０００７】
信号入力端ＩＮに信号例えばマルチキャリア信号が印加されると、この信号はハイブリッドＨＹＢ１を介して可変減衰器ＡＴＴ１及び可変移相器ＰＳ１に入力され、これらによる振幅及び位相調整を受け、更に主増幅器Ａ１により増幅される。主増幅器Ａ１により増幅された信号は、ハイブリッドＨＹＢ２及び同軸遅延線Ｄ２を介してハイブリッドＨＹＢ３に入力され、更に、ハイブリッドＨＹＢ３から信号出力端ＯＵＴを介して後段の回路に出力される。なお、同軸遅延線Ｄ２は、歪補償ループＬ２を構成する回路例えば補助増幅器Ａ２にて発生する信号遅延を、補償するための遅延線である。
【０００８】
また、信号入力端ＩＮから入力される信号は、ハイブリッドＨＹＢ１により２分岐される。２個の分岐は成分の周波数構成上は同じ信号であるが、本線側に供給される分岐は主増幅器Ａ１にて増幅されるのに対し、歪検出ループＬ１側に供給される分岐に係る信号は、概ねその振幅のまま、ハイブリッドＨＹＢ１から同軸遅延線Ｄ１を介しハイブリッドＨＹＢ２に供給される。この同軸遅延線Ｄ１は、本線側の回路特に主増幅器Ａ１にて発生する信号遅延を補償するための遅延線である。同軸遅延線Ｄ１を介しハイブリッドＨＹＢ２に供給された信号は、ハイブリッドＨＹＢ２により歪成分を含む信号と結合される。
【０００９】
ハイブリッドＨＹＢ２は、主増幅器Ａ１から出力され歪成分を含む信号を２分岐する。２個の分岐は成分の周波数構成上は同じ信号であり、一方の分岐は本線側に、他方の分岐は歪補償ループＬ２側に供給される。ハイブリッドＨＹＢ２は、後者の分岐に係る信号を歪補償ループＬ２に供給するに際し、この信号と同軸遅延線Ｄ１経由の信号とを結合させることにより、この信号中の搬送波成分をキャンセルしかつこの信号から歪成分を取り出す。
【００１０】
この結合の結果得られた信号は、ハイブリッドＨＹＢ２から、歪補償ループＬ２を構成する可変減衰器ＡＴＴ２、可変移相器ＰＳ２及び補助増幅器Ａ２に供給され、可変減衰器ＡＴＴ２及び可変移相器ＰＳ２にて振幅及び位相調整を受け、補助増幅器Ａ２により増幅され、ハイブリッドＨＹＢ３に入力される。ハイブリッドＨＹＢ３に入力された信号は、ハイブリッドＨＹＢ３にて同軸遅延線Ｄ２経由の信号と結合され（歪成分のキャンセル）、信号出力端ＯＵＴから出力される。
【００１１】
主増幅器Ａ１の出力信号の分岐と同軸遅延線Ｄ１経由の信号とを結合させることによって搬送波成分をキャンセルし主増幅器Ａ１等で発生する歪を取り出すには、主増幅器Ａ１の出力信号の分岐に含まれている所定個数の搬送波成分と、同軸遅延線Ｄ１経由の信号に含まれている同数の搬送波成分とが、ハイブリッドＨＹＢ２における結合時点で互いに同タイミング・同振幅・逆位相でなければならない。同軸遅延線Ｄ１は搬送波成分同士を同タイミングにするための手段である。また、可変減衰器ＡＴＴ１及び可変移相器ＰＳ１並びにこれらにおける信号減衰量Ｇ１及び移相量θ１を最適な値に調整・制御する制御回路１０は、搬送波成分同士を同振幅・逆位相にするための手段である。これら、同軸遅延線Ｄ１、可変減衰器ＡＴＴ１、可変移相器ＰＳ１及び制御回路１０は、従って、専ら歪成分のみを含み搬送波成分を含まない信号が補助増幅器Ａ２に供給されるようにハイブリッドＨＹＢ２の出力を調整する手段である。
【００１２】
また、同軸遅延線Ｄ２経由の信号と補助増幅器Ａ２経由の信号とを結合させることによって歪を補償するには、第１に、補助増幅器Ａ２経由の信号が専ら歪成分のみを含み搬送波成分を含まない信号であるのが望ましい。補助増幅器Ａ２における歪発生は歪検出ループＬ１が正常動作であれば無視できるため、同軸遅延線Ｄ１の遅延時間を適切な値に設定し更に制御回路１０が可変減衰器ＡＴＴ１及び可変移相器ＰＳ１を適切に制御することにより、この条件を成り立たせることができる。歪を補償するには、第２に、同軸遅延線Ｄ２経由の信号中の歪成分と補助増幅器Ａ２経由の信号中の歪成分を表す信号とが、ハイブリッドＨＹＢ３における結合時点で互いに同タイミング・同振幅・逆位相でなければならない。同軸遅延線Ｄ２は歪成分同士を同タイミングにするための手段である。また、可変減衰器ＡＴＴ２及び可変移相器ＰＳ２並びにこれらにおける信号減衰量Ｇ２及び移相量θ２を最適な値に調整・制御する制御回路１０は、歪成分同士を同振幅・逆位相にするための手段である。
【００１３】
信号減衰量Ｇ１及び移相量θ１並びに信号減衰量Ｇ２及び移相量θ２を最適な値に調整・制御する処理、即ち歪検出ループＬ１及び歪補償ループＬ２の状態最適化処理は、制御回路１０により実行される。この最適化処理は、図８においては、制御回路１０がＣＰＵ制御の下に２種類のパイロット信号を挿入及び検出することによって、実行されている。
【００１４】
制御回路１０は、それぞれＬ１用及びＬ２用パイロット信号を発生させる発振器ＯＳＣ１及びＯＳＣ２を有しており、ハイブリッドＨＹＢ１より前段に設けられている方向性結合器ＤＣ１、ハイブリッドＨＹＢ２から補助増幅器Ａ２を経てハイブリッドＨＹＢ３に到る経路上に設けられている方向性結合器ＤＣ２、ハイブリッドＨＹＢ１から主増幅器Ａ１を経てハイブリッドＨＹＢ２に到る経路（主増幅器Ａ１内部でもよい）に設けられている方向性結合器ＤＣ３、並びにハイブリッドＨＹＢ３と信号出力端ＯＵＴの間に設けられている方向性結合器ＤＣ４と接続されている。
【００１５】
制御回路１０は、方向性結合器ＤＣ１によりＬ１用パイロット信号を入力信号中に挿入・重畳し、方向性結合器ＤＣ２によりＬ１用パイロット信号の検出を行い、方向性結合器ＤＣ２におけるＬ１用パイロット信号の検出レベルがより低くなるよう信号減衰量Ｇ１及び移相量θ１を制御することによって、歪検出ループＬ１を最適化する。即ち、ハイブリッドＨＹＢ２から補助増幅器Ａ２側に出力される信号中にＬ１用パイロット信号が現れない状態となるよう、信号減衰量Ｇ１及び移相量θ１を制御する。
【００１６】
制御回路１０は、また、主増幅器Ａ１からハイブリッドＨＹＢ２への入力信号中に方向性結合器ＤＣ３によりＬ２用パイロット信号を挿入・重畳し、方向性結合器ＤＣ４によりＬ２用パイロット信号の検出を行い、方向性結合器ＤＣ４におけるＬ２用パイロット信号の検出レベルがより低くなるよう信号減衰量Ｇ２及び移相量θ２を制御することによって、歪補償ループＬ２を最適化する。即ち、信号出力端ＯＵＴから出力される信号中にＬ２用パイロット信号が現れない状態となるよう、信号減衰量Ｇ２及び移相量θ２を制御する。
【００１７】
信号減衰量Ｇ１及び移相量θ１並びに信号減衰量Ｇ２及び移相量θ２を決定する処理は、専ら、制御回路１０内のＣＰＵ１２及び制御信号発生回路１４により行われている。
【００１８】
まず、方向性結合器ＤＣ２及びＤＣ４により検出された信号は、それぞれ、バンドパスフィルタＢＰＦ１及びＢＰＦ２による帯域外不要波除去を経た上で、信号をより簡単に取り扱えるようにするため、ミキサＭＩＸ１及びＭＩＸ２により局部発振器ＬＯＣの発振出力と混合される。その結果得られる信号のうち差周波数の成分即ちより低い周波数に変換された信号が、ローパスフィルタＬＰＦ１及びＬＰＦ２により取り出され、増幅器又はバッファＢ１及びＢ２を経て制御信号発生回路１４に入力される。制御信号発生回路１４は、ＣＰＵ１２による制御の下に、ステップバイステップの論理・手法に従い、信号減衰量Ｇ１及び移相量θ１並びに信号減衰量Ｇ２及び移相量θ２に係る制御信号を発生させる。例えば、制御信号値を任意の方向にわずかに変化させてみることにより、増幅器又はバッファＢ１及びＢ２の出力がより低レベルとなるような変化方向を探索し、その方向へと制御信号値を変化させる、といった処理を、逐次繰返し実行する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような構成の回路によって、マルチキャリア信号の増幅に適する超低歪の増幅器を実現することができる。しかしながら、上述のようにステップバイステップの処理にて制御信号を発生させるのでは、信号入力端ＩＮから入力される信号のレベルが変化したとき、波数（搬送波の個数）が変化したとき、温度が変化したとき等、主増幅器Ａ１及び補助増幅器Ａ２の動作条件に変動が生じたときに、これに迅速に追従するのが困難である。例えば、前に掲げた移動体通信用基地局の送信用ＲＦ増幅器等の分野でこの従来技術を用いる場合、動作条件の変化に対するループの応答時間、即ち動作条件が変化した後新たな動作条件下でループが平衡しパイロット検出レベルが０近傍に収束するまでに要する時間が、３〜１０秒といった長時間となってしまう。また、動作条件が変化してから歪検出ループＬ１が平衡するまでの間、補助増幅器Ａ２が過入力状態になることがあり、その場合、補助増幅器Ａ２が破損する恐れが生じる。
【００２０】
更に、Ｌ１用パイロット信号が、ハイブリッドＨＹＢ２から同軸遅延線Ｄ２を経てハイブリッドＨＹＢ３に供給される信号中に含まれているため、信号出力端ＯＵＴからの出力信号にＬ１用パイロット信号が残存してしまう。残存したＬ１用パイロット信号は、後段の回路の動作に支障となる。例えば、移動体通信用基地局の送信用ＲＦ増幅等の用途では、Ｌ１用パイロット信号が残存した出力信号をそのままアンテナに供給すると、不要スプリアスが生じてしまう。従って、図８に示した構成の回路を用いる場合、ハイブリッドＨＹＢ２の本線側出力端より後段に、Ｌ１用パイロット信号を阻止するノッチフィルタを設けるか、或いはＬ１用パイロット信号を打ち消す信号を本線上に注入する回路を設けるか、いずれかの工夫を施す。しかし、主増幅器Ａ１により増幅された信号即ち大電力の信号を濾波するノッチフィルタは、大型で高価なものになるだけでなく、回路全体の位相直線性を損なう原因にもなり、またノッチフィルタ分の挿入損失の発生による回路全体の動作効率の低下をも招く。他方、Ｌ１用パイロット信号を打ち消す信号を本線上に注入する回路は、その構成が複雑になるし、温度補償等の制御も容易でないため、現実的でない。
【００２１】
本発明は、このような問題点を解決することを課題としてなされたものであり、歪検出ループの制御のために同期検波回路を新たに採用することによって、Ｌ１用パイロット信号を不要にし、不要スプリアスの発生防止、ノッチフィルタ廃止を通じて、従来よりスプリアス放射が少なくかつ小形低価格のＦＦ増幅器を提供することを第１の目的とする。本発明は、更に、歪検出ループや歪補償ループの制御のために同期検波回路を新たに採用することによって、ＣＰＵによるステップバイステップ手順を不要にし、従来に比べ各ループの応答時間が短縮された信頼性の高いＦＦ増幅器を提供することを第２の目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成すべく、本発明は、（１）その周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させ、この結合に際してはその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し結合時に搬送波成分同士が打ち消しあうよう振幅及び位相調整を施し、そして結合により得られた信号を利用して主増幅器からの出力信号中に含まれる歪成分を補償する歪補償方法において、（２）主増幅器への入力信号又は主増幅器の出力信号の少なくとも一部を取り出し、取り出したその信号を構成する各搬送波の合計平均電力が変化しないよう当該取り出したその信号を定レベル化し、その結果得られた信号と上記結合により得られた信号とをミキサにより混合し、上記その結果得られた信号を基準として上記結合により得られた信号を同期検波することにより、制御信号を発生させ、（３）この制御信号により上記振幅及び位相調整の動作を制御することを特徴とする。上記振幅及び位相調整は、その対象となる信号のベクトル変調により実行してもよい。同期検波の対象となる信号を、当該同期検波に先立ちより低い周波数に変換するのが望ましい。
【００２３】
また、本発明は、（１）主増幅器、その周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させる歪検出ループ、この結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し結合時に搬送波成分同士が打ち消しあうよう振幅及び位相調整を施す手段、並びに結合により得られた信号を利用して主増幅器からの出力信号中に含まれる歪成分を補償する歪補償手段を備えるＦＦ増幅器にて用いられ、（２）上記振幅及び位相調整の動作を制御するための第１の制御信号を発生させる制御回路において、（３）主増幅器への入力信号又は主増幅器からの出力信号の少なくとも一部を取り出し、取り出したその信号を構成する各搬送波の合計平均電力が変化しないよう当該取り出したその信号を定レベル化するＡＬＣ（自動レベル制御）回路と、（４）前記ＡＬＣ回路による定レベル化の結果得られた信号と上記結合により得られた信号とをミキサにより混合し、前記ＡＬＣ回路による定レベル化の結果得られた信号を基準として上記結合により得られた信号を同期検波することにより上記第１の制御信号を発生させる第１の同期検波回路と、を備えることを特徴とする。上記振幅及び位相調整を施す手段は、その対象となる信号をベクトル変調するベクトル変調器を含む手段として実現してもよい。また、同期検波の対象となる信号を当該同期検波に先立ちより低い周波数に変換する手段を設けるのが望ましい。
【００２４】
本発明は、更に、（１）主増幅器、その周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させる歪検出ループ、この結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し結合時に搬送波成分同士が打ち消しあうよう振幅及び位相調整を施す手段、上記結合により得られた信号を主増幅器からの出力信号に再結合させる歪補償ループ、並びにこの再結合に際してその対象となる信号のうち少なくとも一方に関し再結合時に歪成分同士が打ち消しあうよう振幅及び位相調整を施す手段を備え、上記結合により得られた信号を上記再結合に供することにより主増幅器からの出力信号中に含まれる歪成分を補償するＦＦ増幅器にて用いられ、（２）上記結合に係る振幅及び位相調整の動作を制御するための第１の制御信号並びに上記再結合に係る信号の振幅及び位相調整の動作を制御するための第２の制御信号を発生させる制御回路において、（３）主増幅器への入力信号又は主増幅器からの出力信号をその平均電力が一定となるよう定レベル化するＡＬＣ回路と、（４）その結果得られた信号を基準として上記結合により得られた信号を同期検波することにより上記第１の制御信号を発生させる第１の同期検波回路と、（５）主増幅器の出力信号にパイロット信号を挿入する手段と、（６）上記再結合を経た信号の一部を分岐して取り出す手段と、（７）取り出された信号を上記パイロット信号を基準として同期検波することにより上記第２の制御信号を発生させる第２の同期検波器と、を備えることを特徴とする。好ましくは、上記パイロット信号を挿入に先立ちスペクトル拡散する手段と、上記パイロット信号を基準とする同期検波に先立ち当該同期検波の対象となる信号をスペクトル逆拡散する手段とを、設ける。更に好ましくは、上記パイロット信号を低い周波数で発振させておき、挿入に先立ち主増幅器の動作周波数帯に属する周波数に変換し、上記パイロット信号を基準とする同期検波に先立ち当該同期検波の対象となる信号をパイロット信号の発振周波数と同じ周波数に変換することとする。更には、スペクトル拡散の後に主増幅器の動作周波数帯への変換を実行し、パイロット信号の発振周波数と同じ周波数への変換の後にスペクトル逆拡散を実行するのが望ましい。
【００２５】
そして、本発明に係るＦＦ増幅器は、（１）主増幅器と、（２）その周波数が相異なる複数の搬送波を含む主増幅器への入力信号から分岐した信号と主増幅器の出力信号から分岐した信号とを結合させる歪検出ループと、（３）上記結合により得られた信号を主増幅器からの出力信号に再結合させる歪補償ループと、（４）本発明に係る制御回路と、を備えることを特徴とする。
【００２６】
このように、本発明においては、歪検出用のパイロット信号を廃止しているためパイロット信号に起因した不要スプリアスが発生することがなく、またこの不要スプリアスの輻射を防止するためのノッチフィルタ等の回路・装置を廃止して小型化・低価格化を実現することができる。更に、各ループの制御に同期検波を用いているため、従来行われていたステップバイステップに監視・制御する手順の廃止、ひいてはそれによる高速応答を実現できる。また、同期検波の際の参照信号乃至基準信号発生にＡＬＣ回路による定レベル化を導入したことにより、より広範囲な動作レベルにおいて同期検波器の動作を安定で信頼性あるものにすることができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態に関し図面に基づき説明する。なお、図８に示した従来の回路や参考のために付した図９に示される回路と同様の又は対応する構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２８】
（１）実施形態
図１に、本発明の一実施形態に係る回路の構成を示す。この図に示す回路は、同期検波器３６及び３８並びにＡＬＣ回路４０を有する制御回路１０Ｂを備えている。同期検波器３６及び３８はそれぞれ歪検出ループＬ１又は歪補償ループＬ２に対応して設けられており、図中ＥＲＲと記されている誤差信号を、図中ＲＥＦと記されている信号を参照信号として同期検波し（即ちこの参照信号に対する同期をかけ）、その結果得られる信号のうち振幅制御信号Ｇを用いて対応する可変減衰器を制御し、位相制御信号θを用いて対応する可変移相器を制御する。
【００２９】
同期検波器３６及び３８の一例を、図２に示す。この図の例では、誤差信号ＥＲＲを位相空間上で相直交する信号（ＥＲＲI，ＥＲＲQ）に変換して出力するハイブリッドＨＹＢ５、参照信号ＲＥＦを同相２分配する同相分配器４２、好ましくはＤＢＭ(Double Balanced Mixer)により実現されるミキサＭＩＸ７及びＭＩＸ８、好ましくは集積回路化された増幅器として実現される差動増幅器ＩＣ１及びＩＣ２、並びにミキサＭＩＸ７及びＭＩＸ８のオフセット電圧を調整するオフセット調整回路４４及び４６を備えている。
【００３０】
ミキサＭＩＸ７は、ハイブリッドＨＹＢ５からの信号ＥＲＲI（０[rad]）と同相分配器４２からの参照信号ＲＥＦとを混合し、それにより得られた信号を差動増幅器ＩＣ１の入力端子（図では非反転入力端子）に印加する。ミキサＭＩＸ８は、ハイブリッドＨＹＢ５からの信号ＥＲＲQ（−π／２[rad]）と同相分配器４２からの参照信号ＲＥＦとを混合し、それにより得られた信号を差動増幅器ＩＣ２の入力端子に印加する。差動増幅器ＩＣ１及びＩＣ２は、これらの信号を増幅して出力する。差動増幅器ＩＣ１の出力端子に現れる電圧は可変減衰器ＡＴＴ１又はＡＴＴ２に与える振幅制御信号Ｇとして、また差動増幅器ＩＣ２の出力端子に現れる電圧は可変移相器ＰＳ１又はＰＳ２に与える位相制御信号θとして、それぞれ用いられる。
【００３１】
また、差動増幅器ＩＣ１及びＩＣ２の入力端子（図では反転入力端子）には、その一端が出力端子に接続されているコンデンサＣ及びその一端が接地されている抵抗Ｒの他、オフセット調整回路４４或いは４６が接続されている。オフセット調整回路４４及び４６は、ミキサＭＩＸ７及びＭＩＸ８のうち対応するものにて発生する数ｍＶ程度のオフセット電圧をキャンセルするための回路であり、そのために必要な調整電圧を発生させ、差動増幅器ＩＣ１及びＩＣ２に基準電圧として印加する。なお、ミキサＭＩＸ７及びＭＩＸ８の出力の印加先は、ＦＦループに対し負帰還がかかるように差動増幅器ＩＣ１及びＩＣ２で差動増幅される極性である必要があるため、反転／非反転のいずれの入力端子に印加すべきかは、各可変減衰器及び各可変移相器の動作特性により決まる。これにより、差動増幅器ＩＣ１及びＩＣ２のいずれの入力端子に基準電圧を印加すべきかも決まる。
【００３２】
図１に示される制御回路１０Ｂは、上述した構成を有する同期検波器３６及び３８、同期検波器３６に参照信号を供給するＡＬＣ回路４０、Ｌ２用パイロット信号を発振する発振器ＯＳＣ２、並びにＬ２用パイロット信号を同相２分配する同相分配器２８を備えている。制御回路１０Ｂは、更にハイブリッドＨＹＢ２から補助増幅器Ａ２を経てハイブリッドＨＹＢ３に到る経路上に設けられている方向性結合器ＤＣ２、ハイブリッドＨＹＢ１から主増幅器Ａ１を経てハイブリッドＨＹＢ２に到る経路（主増幅器Ａ１内部でもよい）に設けられている方向性結合器ＤＣ３、並びにハイブリッドＨＹＢ３と信号出力端ＯＵＴとの間に設けられている方向性結合器ＤＣ４及びＤＣ９と接続されており、方向性結合器ＤＣ４の出力から帯域外雑音を除去するためのバンドパスフィルタＢＰＦ３を有している。なお、方向性結合器ＤＣ９は、本線上のいずれの箇所に設けてもよい。
【００３３】
同期検波器３６は、方向性結合器ＤＣ２から同軸遅延線Ｄ４を介して誤差信号ＥＲＲを、方向性結合器ＤＣ９から同軸遅延線Ｄ３及びＡＬＣ回路４０を介して参照信号ＲＥＦを、それぞれ取り込む。同軸遅延線Ｄ３及びＤ４は、対応する方向性結合器から同期検波器３６に到る信号経路同士の電気長の差を補償する。ＡＬＣ回路４０は、同軸遅延線Ｄ３を経てきた信号のレベルを自動制御することにより、搬送波平均電力が変化しても参照信号のレベルが変化しないよう一定に保つ。これにより、同期検波器３６内のミキサＭＩＸ７及びＭＩＸ８のＤＣオフセット変動を防止している（後述）。
【００３４】
同期検波器３８は、方向性結合器ＤＣ４からバンドパスフィルタＢＰＦ３を介して誤差信号ＥＲＲを、同相分配器２８から分配される参照信号ＲＥＦを、それぞれ取り込む。なお、同相分配器２８の分配出力のうち残りの一方は、方向性結合器ＤＣ３によりＬ２用パイロット信号として本線上の信号に挿入される。
【００３５】
ここで、上述のミキサＭＩＸ７及びＭＩＸ８のオフセット電圧は、ミキサ毎に固有であると共に、その励振レベルに依存して変化する。ミキサ毎のオフセット電圧の個体差は、概ね、上述のオフセット調整回路４４及び４６により補償できる。しかし、参照信号ＲＥＦのレベル即ち励振レベルの変化によるオフセット電圧の変化については、オフセット調整回路４４及び４６では補償できない。励振レベルの変化に伴いオフセット電圧が変化すると、可変減衰器ＡＴＴ１又はＡＴＴ２及び可変移相器ＰＳ１又はＰＳ２に対する制御信号Ｇ又はθの値が最適値からずれ、その結果歪検出ループＬ１又は歪補償ループＬ２が平衡状態から外れてしまう。そこで、本実施形態では、ミキサＭＩＸ７及びＭＩＸ８の励振レベルを一定にするために、同期検波器３８に対しては発振器ＯＳＣ２からの信号即ちレベルが安定している信号を、同期検波器３６に対してはＡＬＣ回路４０の出力即ちレベル安定化処理が施されている信号を、それぞれ参照信号ＲＥＦとして供給している。
【００３６】
図３に示すように、ＡＬＣ回路４０は、本線上に設けられている方向性結合器ＤＣ９からの信号の振幅を調整するための可変減衰器ＡＴＴ３、この振幅調整を経た信号を２分岐するハイブリッドＨＹＢ６、可変減衰器ＡＴＴ３とハイブリッドＨＹＢ６の間に設けられている増幅器又はバッファＢ３、ハイブリッドＨＹＢ６の分岐出力のうち一方を検波しその結果である検波電圧を出力する検波器ＤＥＴ、並びに好ましくは集積回路により実現されこの検波電圧を増幅する差動増幅器ＩＣ３を、備えている。
【００３７】
方向性結合器ＤＣ９からの信号は、可変減衰器ＡＴＴ３及び増幅器又はバッファＢ３を経てハイブリッドＨＹＢ６に入力される。ハイブリッドＨＹＢ６の分岐出力のうち一方は、自乗検波領域で検波ダイオードを動作させる構成を有する検波器ＤＥＴによって検波され、検波電圧は差動増幅器ＩＣ３を介してハイブリッドＨＹＢ６前段の可変減衰器ＡＴＴ３に減衰率の制御信号として供給される。ハイブリッドＨＹＢ６の分岐出力のうち他方は、可変減衰器ＡＴＴ３における減衰率の制御により、十分に広いダイナミックレンジで、一定の出力レベルに保持される。
【００３８】
検波器ＤＥＴは、例えば、本願出願人が特願平１０−１１９２９２号及び特願平１０−２５０５８２号にて開示したように、検波ダイオードと並列に温度補償用ダイオードを設け、これらのダイオードを同じ条件で順方向にバイアスし、更に温度補償用ダイオードの順方向電圧に関して温度補償を施す構成とする。このように、検波器ＤＥＴを構成する検波ダイオードを自乗検波領域で動作させると、検波器ＤＥＴの検波モードが平均値検波となるため、搬送波の波数の変化、変調の有無、変調方式の相違等だけでは、ＡＬＣ回路４０から同期検波器３６に供給する参照信号ＲＥＦのレベルは変化しない。また、一般に検波ダイオードを自乗検波領域で動作させると、温度による順方向電圧の変化ひいてはそれに起因した非線形歪や、検波効率の不均一といった問題が生じるが、上記先提案に係る構成の検波器ＤＥＴを用いることによって、これらの問題点を抑えることができる。
【００３９】
（２）効果及び変形例
以上説明した実施形態によれば、同期検波器３６及び３８を用いて歪検出ループＬ１及び歪補償ループＬ２の最適化に係る制御を行っているため、ＣＰＵによるステップバイステップ手順を行う必要がなく、動作条件の変化に対する応答が迅速化する。例えば、図８に示した従来技術では３〜１０秒といった応答時間であったのに対し、本実施形態では、歪検出ループＬ１で数百μ秒、歪補償ループＬ２で数十ｍ秒程度まで、応答時間を短縮できる。その結果、補助増幅器Ａ２への過入力も生じにくくなる。
【００４０】
また、本線上の信号に直接同期をかける同期検波器３６を設け、この同期検波器３６の出力に応じて歪検出ループＬ１の制御を行うようにしているため、Ｌ１用パイロット信号を用いる必要がない。その結果、信号出力端ＯＵＴからのＬ１用パイロット信号の漏れを防ぐためのノッチフィルタが不要になる、Ｌ１用パイロット信号を発生させるための回路が不要になる等、回路構成の簡素化や低価格化の効果も生じる。
【００４１】
更に、同期検波器３６に供給する参照信号ＲＥＦを発生させる手段として、本線上の信号の一部を取り出して平均電力検波を行い定レベル化するという手法を用いているため、波数等の変化によらず、安定して、歪検出ループＬ１を動作させることができる。
【００４２】
更に、検波器ＤＥＴとして本願出願人の先提案に係る検波器を用いているため、温度変化等の動作条件変化が生じてもそれにより動作に支障が生じることはない。
【００４３】
また、以上説明した実施形態では、信号の一部を取り出しフィードフォワードするためにハイブリッドを用いているが、ハイブリッドに代えて各種の信号分岐、信号抽出手段を用いることができる。可変減衰器に代えて可変利得増幅器を用いてもよい。信号を取り出して制御回路に供給するため又は制御回路からの信号を回路各部に挿入するための方向性結合器は、本発明の効果を損なわない限り、図示以外の箇所に移動させることもできる。各ミキサはアクティブタイプでもパッシブタイプでもよい。差動増幅器は負帰還の関係が維持できる限りにおいては反転型で用いても非反転型で用いてもよい。
【００４４】
更に、可変減衰器と可変移相器の組合せに代えて、図４に示すように、ベクトル変調器を用いてもよい。図４中、可変減衰器ＡＴＴ１及び可変移相器ＰＳ１に代わり設けられているのはベクトル変調器Ｍ１であり、可変減衰器ＡＴＴ２及び可変移相器ＰＳ２に代わり設けられているのはベクトル変調器Ｍ２である。
【００４５】
ベクトル変調器Ｍ１及びＭ２は、いずれも、図５に示すように、入力信号を直交２分配する直交分配器４８、直交分配器４８の出力のうちＩ（０[rad]）成分と利得制御信号Ｇとを混合して出力するミキサＭＩＸＩ、直交分配器４８の出力のうちＱ（−π／２[rad]）成分と位相制御信号θとを混合して出力するミキサＭＩＸＱ、並びにミキサＭＩＸＩ及びＭＩＸＱの出力を同相結合する同相結合器５０から構成されている。従って、利得制御信号Ｇ及び位相制御信号θの振幅を適宜変更することにより、同相結合器５０の出力の振幅及び位相を変化させることができる。なお、ミキサＭＩＸＩ及びＭＩＸＱはＤＢＭ等により実現できる。
【００４６】
更に、図６に示すように、同期検波器３６及び３８への入力信号に関し、図８に示した従来技術と同様、より低い周波数への変換を施してもよい。図中、ＢＰＦ１〜ＢＰＦ４は帯域外雑音を除去するためのバンドパスフィルタ、ＭＩＸ１，ＭＩＸ２，ＭＩＸ９及びＭＩＸ１０は周波数変換のためのミキサ、ＬＰＦ１〜ＬＰＦ４はミキサ出力のうち低域成分即ち周波数変換後の信号を取り出すためのローパスフィルタ、Ｂ１〜Ｂ４はこの信号を同期検波器３６又は３８に供給するためのバッファ又は増幅器、ＬＯＣは周波数変換用の局部発振器である。このように、低周波に変換した後同期検波を行う構成とすることによって、同期検波器３６及び３８における信号の取り扱いが容易になり、また、各信号経路間の電気長のずれに起因したキャンセル帯域（歪を補償できる周波数帯域）の狭帯域化を、防ぐことができる。また、低い周波数帯域では、帯域外抑圧特性の良いフィルタを容易に実現でき、これをローパスフィルタＬＰＦ１等として用いることができるため、対妨害性に優れた構成とすることができる。なお、ローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰＦ４に代え、バンドパスフィルタを設けてもよい。
【００４７】
加えて、図７に示すように、Ｌ２用パイロット信号をスペクトル拡散変調するようにしてもよい。図中、発振器ＯＳＣ２の発振出力は、同相分配器２８により同期検波器３８及びミキサＭＩＸ１１に同相２分配される。ミキサＭＩＸ１１に分配された信号は、拡散信号発生器５６が発生させた拡散信号によりミキサＭＩＸ１１において直接拡散変調され、更にミキサＭＩＸ１２において局部発振器ＬＯＣの出力を用いてより高い周波数へと変化された後に、方向性結合器ＤＣ３に供給される。また、方向性結合器ＤＣ４からの信号は、ミキサＭＩＸ１３において局部発振器ＬＯＣの出力を用いて発振器ＯＳＣ２の発振周波数へと変換された後に、拡散信号発生器５６が発生させた拡散信号によりミキサＭＩＸ１４において逆拡散により原信号に復調され、バンドパスフィルタＢＰＦ３を介して同期検波器３８に誤差信号ＥＲＲとして入力される。
【００４８】
ここに、図１に示した実施形態や図８に示した従来技術では、Ｌ２用パイロット信号として無変調信号（連続波）が使用されている。従って、Ｌ２用パイロット信号の周波数を、増幅器の使用帯域即ち搬送波成分が多数密に並んでいる周波数帯域の内部又はごく近傍に設定すると、Ｌ２用パイロット信号と搬送波成分或いはそのスプリアスとの間に相互干渉が発生する。そのため、Ｌ２用パイロット信号の周波数は、この相互干渉が生じないよう増幅器の使用帯域からある程度離れた周波数に設定する必要があった。しかし、そのような設定の下では、Ｌ２用パイロット信号の周波数における歪除去抑圧性能は最適になるにしても、増幅器が実際に使用される周波数帯域における歪除去抑圧性能は、必ずしも最適にはならない。
【００４９】
これに対し、スペクトル拡散されたＬ２用パイロット信号は、搬送波成分に対して擬似的にノイズのように作用する。従って、Ｌ２用パイロット信号の基本周波数を増幅器の使用帯域内に設定しても、上述した相互干渉は発生しない。そのため、増幅器の使用帯域内に属する基本周波数を有するＬ２用パイロット信号を用いることが可能になる。これは、増幅器が実際に使用される周波数帯域における歪除去抑圧性能を最適化できることを意味している。なお、ここでいうところのＬ２用パイロット信号の“基本周波数”は、発振器ＯＳＣ２の発振周波数と局部発振器ＬＯＣの発振周波数の和である。局部発振器ＬＯＣを用いたアップコンバート及びダウンコンバートを実行しない場合やより多段に亘り周波数変換を行う場合には、それに応じて“基本周波数”の定義も変わる。
【００５０】
また、スペクトル拡散されたＬ２用パイロット信号を用いているため、増幅器の使用帯域が若干変更されたとしても、局部発振器ＬＯＣの発振周波数を変更するだけですみ、Ｌ２用パイロット信号の周波数を変更する必要がない。従って、スペクトル拡散されたＬ２用パイロット信号を用いることには、使用帯域の変更に伴うパイロット周波数変更を簡単に実施できる、というメリットもある。
【００５１】
更に、図７に示すようにスペクトル拡散されたＬ２用パイロット信号をアップコンバートして本線上に挿入するようにした場合、アップコンバートせずに本線上に挿入する場合に比べ、スペクトル拡散／逆拡散の対象となる信号の周波数が低くなる。言い換えれば、同期検波器３８の動作がクリティカルな動作にならずに済み、また、装置の広帯域化が可能になり、その動作が比較的安定になる。また、妨害波除去性能の優れたバンドパスフィルタＢＰＦ３を安値かつ容易に使用できるため、特性も改善される。
【００５２】
（３）参考例
ところで、米国特許第５５２８１９６号に開示されているＦＦ増幅器は、Ｌ１用パイロット信号を廃止している点や、ＣＰＵ制御によるステップバイステップ手順を不要にしている点で、上述した実施形態と共通している。図１に示した実施形態との比較のため、図９に、上記米国特許により開示されている手法を図８に示した従来回路に変形適用した場合に得られる回路の構成を示す。図示されているのが上記米国特許に係る発明そのものの構成ではないこと、即ちこの図の回路自体は厳密には上記米国特許に開示も示唆もされていないことに、留意されたい。この図に示されている制御回路１０Ａは、歪検出ループＬ１の最適化のために差動比較器１６を、また歪補償ループＬ２の最適化のためにＬ２制御ユニット１８を、それぞれ設けた構成を有している。
【００５３】
図１に示した回路と図９に示した回路との間には、第１に、信号入力端ＩＮから入力される信号との間に相関を有していない信号に関してどのように動作するのかに関する相違点がある。
【００５４】
まず、図１に示した回路では、歪検出ループＬ１に係る誤差信号ＥＲＲ中に常に残存している搬送波成分を、本線上の信号を定レベル化した信号を参照信号として用いて同期検波している。従って、同期検波器３６にて取り出され可変減衰器ＡＴＴ１及び可変移相器ＰＳ１に対する制御信号として用いられるのは、信号入力端ＩＮから入力される信号と相関を有している信号、即ち信号ＥＲＲ中の複数の搬送波成分である。本線上の信号と相関を有していない信号例えばランダムなノイズが、主増幅器Ａ１にて発生した歪と同様に取り出されてしまうことはない。
【００５５】
これに対し、図９に示した回路では、方向性結合器ＤＣ５からの信号を同相分配器２０により振幅検波器２４及び位相検波器２６に同相分配し、方向性結合器ＤＣ６からの信号を同相分配器２２により振幅検波器２４及び位相検波器２６に同相分配し、振幅検波器２４及び位相検波器２６内に設けられている抵抗ブリッジにこれらの信号を入力し、この抵抗ブリッジの出力を自乗検波し直流増幅器を差動的に動作させる、という手法を採用している。即ち、even modeの成分を取り出すべく差動比較を行っている。その結果として、相関の有無によらず検出の対象となるから、ランダムなノイズが取り出され可変減衰器ＡＴＴ１及び可変移相器ＰＳ１に対する制御信号として用いられることもある。
【００５６】
このように、前者即ち本発明の実施形態は、ノイズに対する強さの面で、原理上、後者即ち従来技術の単純な組合せよりも、優れている。
【００５７】
図１に示した回路と図９に示した回路との間には、第２に、制御回路に入力すべき信号を取り出す点の位置の相違がある。
【００５８】
まず、図１の回路では、ハイブリッドＨＹＢ２から補助増幅器Ａ２を経てハイブリッドＨＹＢ３に到る経路上からの信号と、信号出力端ＯＵＴからの信号とが、信号ＥＲＲ及びＲＥＦとして同期検波器３６に入力されている。しかし、これは例の一つであり、本発明を実施するに際しては、同期検波器３６のＥＲＲ，ＲＥＦ各入力端からハイブリッドＨＹＢ２の信号結合点までの電気長が互いに等しい限り、誤差信号ＥＲＲの検出点はハイブリッドＨＹＢ２から補助増幅器Ａ２を経てハイブリッドＨＹＢ３に到る信号経路上のどの点としてもよいし、参照信号ＲＥＦの検出点は本線上のどの点としてもよい。このような高い融通性乃至設計上の高い自由度は、前述のように、図１に示した回路で本線上の信号による誤差信号の同期検波を行っていることによって、生じている。
【００５９】
これに対し、図９の回路では、ハイブリッドＨＹＢ２の入力端近傍から２種類の信号が差動比較器１６に入力されている。この回路では、上述のように差動比較を行っているため、信号を取り出す点の位置を大きく変えることはできない。従って、図１に示した回路の方が、設計の自由度が高い。なお、図９では、図示の便宜のため方向性結合器ＤＣ５をハイブリッドＨＹＢ２の入力端に記しているが、ハイブリッドＨＹＢ２の本線側入力端における搬送波振幅が非常に大きいのに対してハイブリッドＨＹＢ２の同軸遅延線Ｄ１側入力端における搬送波振幅は小さいため、実際には、方向性結合器ＤＣ５をハイブリッドＨＹＢ２の本線側入力端に設けるのは好ましくない。差動比較器１６を好適に動作させるには、方向性結合器ＤＣ５を、搬送波振幅がより小さい位置に設けるであろう。ハイブリッドＨＹＢ２の内部には、本線上の信号を２分岐する回路部分と、分岐された信号のうち一方を同軸遅延線Ｄ１経由の信号と結合させる回路部分とがあり、両回路部分を結ぶ線路上では搬送波振幅が小さいから、当該線路上に方向性結合器ＤＣ５を設けるのがよかろう。
【００６０】
図１に示した回路と図９に示した回路との間には、第３に、ＡＬＣ回路４０の有無という相違点がある。
【００６１】
まず、図１に示した回路では、本線上の信号の一部をＡＬＣ回路４０を介し参照信号ＲＥＦとして同期検波器３６に入力し、この参照信号ＲＥＦに基づき信号ＥＲＲを同期検波する、という手法を採用している。即ち、歪補償ループＬ２上の誤差信号を同期検波するのに本線上の参照信号を定レベル化し、オフセット電圧の影響をなくしている。
【００６２】
同期検波器３６の実効的なダイナミックレンジはＡＬＣ回路４０のダイナミックレンジにより定まっており、ＡＬＣ回路４０のダイナミックレンジはバッファ又は増幅器Ｂ３のゲインと可変減衰器ＡＴＴ３の減衰量の変化量で決まる。従って、これらゲイン及び減衰量の変化幅を大きくとることにより、同期検波器３６の実効的なダイナミックレンジを容易に拡大できる。これに対し、図９に示した回路では、そのようなＡＬＣ回路４０は用いられていない。
【００６３】
図１に示した回路と図９に示した回路との間には、第４に、歪補償ループＬ２に係る制御信号の生成手法に関する相違がある。即ち、図１に示した回路では、Ｌ２用パイロット信号を変調せずに同期検波器３８の参照信号として用いているのに対し、図９に示した回路では、Ｌ２用パイロット信号を低周波発振出力で変調して参照信号としている。
【００６４】
より具体的には、図９に示した回路では、まず、局部発振器ＬＯＣの発振出力を同相分配器２８によりハイブリッドＨＹＢ４と同相分配器３２とに同相２分配し、この信号からハイブリッドＨＹＢ４が直交信号即ちＩ成分（０）及びＱ成分（−π／２）を含む信号を生成し、この直交信号と低周波発振器ＯＳＣ２の直交発振出力とをミキサＭＩＸ３及びＭＩＸ４により混合し、その結果得られた信号を同相結合器３７により同相合成して、片側側波帯に係るＬ２用パイロット信号を生成している。図９に示した回路では、更に、同相分配器３２により同相２分配される信号と方向性結合器ＤＣ７及びＤＣ８からの信号に同相分配器３２からの信号とをミキサＭＩＸ５及びＭＩＸ６により混合し、更にミキサＭＩＸ５の出力を基準としてミキサＭＩＸ６の出力を同期検波器３４により同期検波することにより、可変減衰器ＡＴＴ２及び可変移相器ＰＳ２に対する制御信号を生成している。
【００６５】
従って、図９に示した回路は、図１に示した回路と同様同期検波により歪補償ループＬ２を制御しているが、Ｌ２用パイロット信号を発生させるため局部発振信号を低周波発振出力にて変調し片側側波帯を取り出す必要があること等、回路構成上の複雑さという問題を有している。
【００６６】
これらの相違点から明らかなように、図８に示した従来の回路を上記米国特許の開示に基づき変形したとしても、図１に示した回路とはならない。特に、図１に示した実施形態やその他の図に示した各変形例では、本線上の信号を同期検波回路３６の参照信号ＲＥＦとして使用できるようにするために、平均値検波に係るＡＬＣ回路４０を用いている。このような発想は、上記米国特許からは生まれ得ない。
【００６７】
また、上記米国特許の他に、特開平６−２４４６４７号公報や特開平６−８５５４８号公報に記載されている従来技術もある。これらの公報に記載されている回路では、Ｌ２用パイロット信号をスペクトル拡散して本線上に挿入し、本線上から検出した信号をスペクトル逆拡散し、その結果に基づき歪補償ループＬ２の動作を調整乃至制御している。しかし、これらの公報には、同期検波器３６の使用やそれを可能にするＡＬＣ回路４０の使用、ひいてはＬ１用パイロット信号の廃止に関する記載も示唆もない。更に、Ｌ１用パイロット信号についてもスペクトル拡散を施す旨の記載からすれば、むしろ、これらの公報に開示されている技術は、Ｌ１用パイロット信号の廃止という本発明の基本的発想に背いているといえよう。従って、これらの公報に記載されている技術を本願図８に示した従来技術や上記米国特許と組み合わせる動機自体いわゆる当業者には生じ得ない。仮に、組み合わせたとしても、その結果得られる構成と本発明に係る構成との間には、図９に示した構成と本発明に係る構成との間に存する相違点と同様の相違点が残る。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施形態に係る回路の構成を示す図である。
【図２】  この実施形態における同期検波器の構成を示す図である。
【図３】  この実施形態におけるＡＬＣ回路の構成を示す図である。
【図４】  この実施形態における振幅位相調整用の部材の変形例を示す図である。
【図５】  ベクトル変調器の一例を示す図である。
【図６】  この実施形態における制御回路の変形例を示す図である。
【図７】  この実施形態における制御回路特にその歪補償ループ関連部分の変形例を示す図である。
【図８】  ＦＦ増幅器の一例構成を示す図である。
【図９】  図８に示したＦＦ増幅器を米国特許第５５２８１９６号の開示に基づき変形した構成を参考例として示す図である。
【符号の説明】
１０Ｂ  制御回路、３６，３８  同期検波器、４０  ＡＬＣ回路、５６  拡散信号発生器、Ａ１  主増幅器、Ａ２  補助増幅器、ＡＴＴ１〜ＡＴＴ３  可変減衰器、ＤＥＴ  検波器、Ｌ１  歪検出ループ、Ｌ２  歪補償ループ、ＬＯＣ  局部発振器、Ｍ１，Ｍ２  ベクトル変調器、ＰＳ１，ＰＳ２  可変移相器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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