(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ヘリカルスキャン記録方法を基にした磁気テープ記録システムにおいて使用されるパイロットトーンをトラッキング制御するための検出装置であって、
磁気テープから導出されたプレーバック信号に含まれる各パイロットトーンと相応のパイロットキャリアとを乗算することによって直交ミキシングが行われた後、ベースバンド内へ伝送された２つのパイロットトーンの振幅平方の差異が形成され、
その後、ローパスフィルタリングおよび平方され、
該回路には、第１パイロットトーンの振幅決定のためのブランチ（１）と、第１ブランチに対して並列な、第２パイロットトーンの振幅決定のためのブランチ（２）とが設けられており、
各パイロットトーンブランチ（１、２）は、乗算器（Ｍ１０、Ｍ１１；Ｍ２０、Ｍ２１）と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ１０、ＬＰＦ１１；ＬＰＦ２０、ＬＰＦ２１）と、平方器（Ｑ１０、Ｑ１１；Ｑ２０、Ｑ２１）との直列接続によってそれぞれ形成された２つの並列なサブブランチの形態であり、
乗算器（Ｍ１０，Ｍ１１；Ｍ２０，Ｍ２１）内で、該磁気テープに由来するプレーバック信号が、各パイロットトーンの周波数のパイロットキャリアと乗算され、
各サブブランチ内で用いられるパイロットトーンキャリアは、相互に９０°だけ位相シフトされて、クロック信号（Ｔ）の周波数分割によって発生され、
各サブブランチの結果が加算される形式のものにおいて、
該クロック信号（Ｔ）を発生するため、周波数制御されるクロック発振器（ＶＣＯ）を有する回路が設けられており、
該回路は、プレーバックの開始直後に、該クロック信号（Ｔ）を基準として発生するために、ローカル的に設けられた水晶（ＸＯ）を使用し、
該回路は、クロック発振器（ＶＣＯ）が磁気テープに由来するプレーバック信号に同期された後、水晶基準（ＸＯ）からプレーバック信号のデータクロックに切り替えられ、
該クロック信号（Ｔ）を発生するための該回路は、位相検出器（ＰＤ）および周波数検出器（ＦＤ）を有し、
該位相検出器（ＰＤ）および周波数検出器（ＦＤ）は、
（ｉ）基準として水晶（ＸＯ）を使用し、デバイダ（Ｄ）を介して該クロック（Ｔ）を該位相検出器（ＰＤ）へフィードバックし、該クロック（Ｔ）は、記録されたトラックを見つけて該クロック発振器（ＶＣＯ）を調整するために使用されるＰＬＬモードと、
（ｉｉ）到着したプレーバック信号のデータクロック（ＲＴ）を使用して、プレーバックモード時に、該デバイダ（Ｄ）を介して該クロック（Ｔ）を該位相検出器（ＰＤ）へフィードバックするＰＬＬモードと、
（ｉｉｉ）該水晶（ＸＯ）によって発生された周波数と、到着した該プレーバック信号のデータクロック（ＲＴ）の周波数とを、周波数検出器（ＦＤ）を使用して比較することにより、該磁気テープの速度を測定するモード
とを行うために使用されるように構成されていることを特徴とする、パイロットトーンのための検出回路。
【請求項２】
クロック発振器（ＶＣＯ）のフリーランニング周波数は、ディジタル制御バス（ＣＢ）によって調節され、
水晶（ＸＯ）は、基準クロックを得るために使用され、
該基準クロックは入力信号として、前記位相検出器（ＰＤ）の入力端に印加される、請求項１記載の回路。
【請求項３】
周波数制御されたクロック発振器（ＶＣＯ）の制御電圧（Ｕｃ）は回路の外部ピン（Ｐ）において取り出されて使用される、請求項１または２記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気テープ記憶の場合におけるトラッキング制御のために、特にテープ上に記録されるパイロットトーンを用いるヘリカルスキャン磁気テープ記録の場合におけるトラッキング制御のために、用いられるパイロットトーンのための検出回路及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気テープを用いる記録装置、たとえば現在まだ定義フェーズまたは試行フェーズにある将来のディジタルビデオレコーダ、の場合における読みとり／書き込みヘッドの位置制御のために、望まれる信号が乱されることのないよう特定の無変調トーンが記録期間テープのヘリカルトラック上の望まれる信号上に重畳される。たとえば、１９８８年８月のコンシュマーエレクトロニクス上のＩＥＥＥ会報第３４巻第３号５９７ページ以降の、ボルガー他による４０ｍｍドラム、単独アクチュエーターおよびＤＣＴを基にしたビットレート削減を持つ実験的ディジタルＶＣＲからは、異なる周波数Ｆ１およびＦ２の２つのパイロットトーンがトラックまたはヘリカルトラック上に記録されることが知られている。そのような方法は、図５に例として描かれており、トラック１および３は、望ましい信号だけを含んでいるが、パイロットトーン周波数Ｆ１またはＦ２のスペクトルコンポーネントを含まず、一方付加的にトラック０は周波数Ｆ１のパイロットトーンを含み、トラック２は周波数Ｆ２のトーンを含み、そしてさらにトラック４は周波数Ｆ１のパイロットトーンを含んでいる。このトラックシーケンスは４つの連続として繰り返される。その寸法および磁界配分を考慮すると、磁気ヘッドは、当該のトラックの左および右の隣接トラックのコンポーネントもまたプレーバック信号内に生ずるという特性を持っているため、プレーバックの間には、これらパイロット信号が検出され、そして次に現在のヘッド位置上のステートメントを記録されている磁化パターンに関連することを可能とさせる。こうして、トラック１のプレーバックの間には、トラック０および２のコンポーネントが、そしてその結果、特にそれらのパイロットトーンがまた、信号内において出会うこともある。周波数Ｆ１およびＦ２のコンポーネントをフィルタすることによって取り出し、複数のパイロットトーン信号の振幅を決定し、そしてそれにより複数の振幅間の差異を形成することにより、ヘッドがトラック０またはトラック２により接近することが出来る情報を含む制御された変数が規定される。その結果、そのような差異信号が読み出し／書き込みヘッドの位置を制御するために用いられることが出来る。ディジタル情報の大きな容量、すなわちデータの書き込みおよび記録のための高い記録密度、を考慮すると正確な位置決めが必要であるため、そのようなヘッドの正確な位置決めは特にディジタルビデオレコーダの場合に必要である。図５による例の場合には、パイロット信号が２トラックごとにのみ存在するので、この方法は当然ながらトラック１、３、５‥‥においてのみ用いることが出来る。しかし、機械的ヘッド装置の慣性を考慮すると、パイロットトーン情報の周期的な出現はヘッド位置決めを制御するのに充分である。
【０００３】
前述論文は、２つのパイロットトーンがそれぞれのバンドパスフィルタによって分離され、そして引き続いて整流される方法を開示している。強い望まれる信号から弱いパイロットトーンを分離するためには、用いられるフィルタは極めて狭帯域（Ｑ係数８０‥‥１００）とされるべきであり、そして雑音および線形度に関して良好なダイナミックな特性を持つべきである。公知の実際的なフィルタは明確なディスクリート素子（ＬＣ）を用いている。この場合の不都合は、狭帯域およびＱ係数によって、これらＬＣフィルタが効果であり、そしてまた個別に支度されなくてはならないことである。さらに別の不都合は、もしテープ速度における変化があれば、パイロットトーン周波数が変動することであり、その結果所定のバンドパスフィルタの前もって決められた狭帯域を用いるならば、ヘッド位置を制御するためのパイロットトーン振幅の評価は単にテープの特定のプレーバック速度においてのみ可能となるにすぎない。スローモーション動作または他の特別な効果モードの間には、たとえば制御は機能しないか、または振幅の誤評価を与え、これが自動制御装置に供給され、これによっては何のデータ再生も達成されることはない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このため、パイロットトーンの振幅の簡単な、そして信頼出来る決定を可能とする、ヘリカルスキャン方法を基にした磁気テープのための記録装置の場合における、パイロットトーンを持つトラッキング制御のための回路および方法を提供することが本発明の目的である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この課題は請求項１および２６の構成要件によって達成される。本発明の改善的な発展形態はサブクレームに規定されている。
【０００６】
【発明の実施の形態】
本発明によれば、プレーバック信号内に存在するパイロットトーンの振幅は、直交ミキシングと呼ばれる方法によって求められる。換言すれば、パイロットトーン信号は「ベースバンド」に変換され、その結果振幅を決定するための必要なフィルタリングはローパス範囲におけるフィルタリングによって実行されることが可能である。この場合、それぞれのパイロットトーン周波数Ｆ１またはＦ２に関する信号発生器はそれぞれの場合に、２つのパイロットトーンキャリアを供給し、これらはもし２つのパイロットトーンが用いられるならば、互いに他に９０゜だけそれぞれ位相シフトされる。プレーバック信号Ｖは相当する乗算器内でこれらパイロットトーンキャリアと混合される。得られた積はローパスフィルタされ、平方され、そして合計され、その結果それぞれのパイロットトーンに関して得られた信号はパイロットトーン振幅の平方に相当する。もし２つのパイロットトーンが用いられるならば、２つのパイロットトーン振幅間の差異はこうして、ヘッドのトラック位置上の情報を含むように決定され、これは読み出し／書き込みヘッドの位置を制御するための自動制御装置に供給されることが出来る。
【０００７】
本発明による回路または本発明による方法は、（アナログまたはディジタル形式において）充分に集積されることができ、何の調整も必要とせず、そして安価である。本発明による手法のさらに別の利点は、復調のために達成されるパイロットキャリアがデータ情報の再発生されたチャンネルクロックに結合出来ることであり、その結果としてビデオレコーダの異なる速度がもはや、ヘッドの位置の制御に何の影響も与えることがない。もしテープ速度に何らかのワウおよびフラッタが存在すれば、周波数選択が信号に追従する。このことは特に、早送り、スローモーションモードまたは他の特別な効果モードの場合に重要となる。
【０００８】
理想的には、テープから読み出されたプレーバック信号が、直交ミキシングへのプレーバック信号を供給する前にローパスフィルタでフィルタされることが望ましく、その結果、周波数Ｆ１およびＦ２より上のスペクトルコンポーネントが除去される。このことは回路の引き続くブロックの、または方法の、ダイナミックスに、すなわち処理速度に負わせる要求を改善的に節減させる。さらにまた、ミキサに供給されるローカルパイロットトーン信号が正確に正弦的でないならば、上流ローパスフィルタが必要である。その結果、パイロットトーンの高調波におけるスペクトルコンポーネントは、ミキサの前で抑圧される。上流ローパスフィルタがパイロットトーンの両方の信号パスによって共有されるため、このことはまた回路がアナログ形態であるならば整合のために改善的である。もし回路がディジタル形態であるならば、上流ローパスフィルタはプレーバック信号のデシメーション、すなわち帯域幅の削減、をもたらし、その結果より遅い速度においてサンプリング定理を基にして引き続く動作の計算を実行することを可能とする。
【０００９】
２つのパイロットトーンの復調のために、２つのパイロットトーン発生器が必要であり、これはパイロットトーンに関して、再発生されたシステムクロック（＝プレーバック信号のデータクロック）の分割によって発生されることが改善的に可能となる。このシステムクロックはＡ／Ｄ変換およびチャンネル復調器のディジタル部分に関して必要となる。
【００１０】
たとえば、ＤＶＣカセット（ＤＶＣ＝ディジタルビデオカセット）の場合においては、パイロットトーンは、
Ｆ１＝ＦＳ／６０＝６９７ｋＨｚ
Ｆ２＝ＦＳ／９０＝４６４．４ｋＨｚ、の周波数を持ち、
ＦＳはシステムクロック周波数（約４１．８ＭＨｚ）である。
【００１１】
都合よいことに、本発明による手法はアナログ形式の回路に関しても、およびプレーバック信号が適切な分解能を持つディジタル形式で利用されるならばディジタル形式の回路に関しても使用されることが出来る。この場合には、必要とされるローパスフィルタはディジタルフィルタによって実現される。
【００１２】
ディジタル化バージョンの場合には、上流入力ローパスフィルタを一連のサブフィルタに分割することが改善的に可能である。Ａ／Ｄコンバータからの読み出し信号は高サンプリングレートに達するため、第１サブフィルタはこの高いデータレートにおいて動作する必要がある。しかし、第１サブフィルタは最初にデータレートをデシメートする効果を有しているため、時分割多重されたハードウェアによる処理は引き続くサブフィルタに関して可能であり、この信号は今や第１ローパスフィルタに関係するよりもより低い帯域幅を有している。引き続くローパスサブフィルタのさらなるデシメーションは、パイロットトーンを含む信号のデータレートを、乗算器（復調器）が単独の並列／直列構造によって実現出来る程度に低めるという効果を有している。さらに、入力ローパスフィルタを一連のローパスフィルタに分割することは、第１フィルタに続くフィルタが関係するパイロットトーンの周波数に適合できるような利点を提供する。
【００１３】
以下の関係は、乗算器に加えられるパイロットトーンキャリア信号に関して適用される。
【００１４】
Ａ０（ｔ）＝Ｃｃｏｓ（２ｐｉ［Ｆｓ／６０］ｔ）  （１）
Ａ１（ｔ）＝Ｃｓｉｎ（２ｐｉ［Ｆｓ／６０］ｔ）  （１）
Ｂ０（ｔ）＝Ｃｃｏｓ（２ｐｉ［Ｆｓ／９０］ｔ）  （２）
Ｂ１（ｔ）＝Ｃｓｉｎ（２ｐｉ［Ｆｓ／９０］ｔ）  （２）
Ｆｓはプレーバック信号のデータクロックである。場合（１）はパイロットトーンＦ１に相当し、一方場合（２）は、パイロットトーンＦ２に相当する。安全側となるため、ディジタルの場合においては、サンプリングはサンプリング定理による最小必要周波数よりも高い周波数、
Ｆｓ１＝Ｆｓ／２０  および
Ｆｓ２＝Ｆｓ／３０
で行われる。
【００１５】
その結果、以下はサンプルされた値のシーケンスに関して得られる。
【００１６】
Ａ０（ｋ）＝Ｂ０（ｋ）＝Ｃｃｏｓ（２ｐｉ  ｋ／３）    Ｋ＝０，１，２
Ａ１（ｋ）＝Ｂ１（ｋ）＝Ｃｓｉｎ（２ｐｉ  ｋ／３）    Ｋ＝０，１，２
こうして、単に２から３の異なる数値がキャリアを発生するために発生されるべきである。
【００１７】
乗算または復調に引き続き、信号のサンプリングレートは引き続く処理段階がディジタル信号プロセッサによって容易に行い得る程度にまでデシメートされる。このことは、すでにディジタル信号プロセッサ、たとえばディジタルサーボプロセッサ、を含む装置においては好都合である。
【００１８】
乗算器のローカル入力に存在する復調のためのパイロットトーンキャリアは、ローカルクロック信号Ｔから周波数分割によって発生させることが望ましく、このことは、一方ではローカル的に設けられた水晶による周波数において発生されるか、または記憶媒体からのシステムクロックと共に到達するデータ信号に同期させるかして、ローカルクロック信号として用いることが可能である。
【００１９】
プレーバックの開始直後には、水晶基準が用いられ、一方入力されたデータ信号またはプレーバック信号にクロックが同期した後には、後者のクロックが用いられることが望ましい。
【００２０】
都合よいことに、パイロットトーンブランチのローパスフィルタは、集積回路上に配置されることが出来、一方入力ローパスフィルタは外部的である。集積回路上に全てのローパスフィルタを配置することもまた可能である。
【００２１】
さらに、この回路はクロック発振器をプレーバック信号のシステムクロックに同期させるフェーズロックループの一部である、周波数制御されたクロック発振器および位相検出器を持つことが出来る。この場合には、ディジタル制御バスによって、そのフリーランニング周波数においてクロック発振器は調節されることが可能である。クロック発振器のフリーランニング周波数を調節するために、後に位相検出器の入力端に印加される、既知の周波数の水晶発振器からの基準クロックを用いることが出来る。次に周波数制御されたクロック発振器の制御電圧がこの場合、回路の外部ピンにおいて取り出されて使用される。都合よいことに、フェーズロックループは位相検出器の１つの入力端に現れる入力信号の周波数を乗算するので、クロックはデバイダを通してフィードバックされる。このクロック周波数は、２つのパイロットトーン周波数を発生させるためにデバイダ係数として４の係数が存在するように、都合よく選択される。この場合には、４のデバイダ係数は最終段として接続され、その結果信号発生器は０゜および９０゜の位相位置を持つパイロットトーンキャリアを、２つのパイロットトーンのそれぞれに供給することが出来る。
【００２２】
ディジタルの場合においては、パイロットトーンブランチのローパスフィルタはＭＴＡ（ムービングタイムアベレージ）フィルタとして設計される。
【００２３】
都合よいことに、クロックを発生させるための装置は、３つの動作モードを有しており、
ｉ）  トラックを発見するために、そして発振器を調節するために、水晶発振器および、デバイダＤを通してクロック（Ｔ）のフィードバックを用いるＰＬＬ動作；
ｉｉ）  特に特別な効果モードにおいて、プレーバック信号のデータクロックおよび、プレーバック動作においてデバイダＤを通してフィードバックを用いるＰＬＬ動作；
ｉｉｉ）  テープ速度を測定するために、周波数検出器ＦＤの助けを得て、水晶発振器の周波数と、データクロックの周波数とを比較する。
【００２４】
この回路は、部分的には並列な算術および論理の助けを得て、そして部分的にはディジタル信号プロセッサ上のプログラムとして、実現することが出来る。
【００２５】
【実施例】
本発明は、図面を参照しながら以下に説明される。
【００２６】
図１は、図５に説明されているような記録された、利用される２つのパイロットトーンの振幅から磁気テープ記録装置の書き込み読み出しヘッドの位置決めのための制御信号Ｙを求めるための検出回路の１つの望ましい実施例を示している。たとえばこの場合、トラック０は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ１を含み、トラック１は望まれる信号のみを含み、トラック２は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ２を含み、トラック３は望まれる信号のみを含み、そしてトラック４は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ１を含む、以下同様。アナログの場合における１つの実施例が表現されている。テープから読み出された信号Ｕ(プレーバック信号）が第１共通ローパス入力フィルタＬＰＦ１においてローパスフィルタされ、パイロットトーン周波数Ｆ１またはＦ２それぞれより上の強いスペクトルコンポーネントを除去させる。結果として得られたローパスフィルタされたプレーバック信号Ｖは、周波数Ｆ１に関しては第１直交ミキシングブランチ１に、そしてパイロットトーン周波数Ｆ２に関しては第２直交ミキシングブランチ２に供給される。第２直交ミキシングブランチはパイロットトーン周波数に関してのみ第１と異なっており、第１直交ミキシングブランチ１は以下のように説明される。信号発生器ＳＧ１はパイロットトーン周波数Ｆ１の２つのキャリアを供給し、これらは図１に表されているように、互いに９０゜だけ位相シフトされている。絵画的に表現すれば、このことは一方の場合にはサイン波発振が行われ、そして他の場合にはコサイン波発振が行われる。直交ミキシングブランチ１は２つのサブブランチを含んでおり、これらはそれぞれ、ミキサＭ１０、ローパスフィルタＬＰＦ１０および平方器Ｑ１０によって、そしてミキサＭ１１、ローパスフィルタＬＰＦ１１および平方器Ｑ１１によって形成されている。ローパスフィルタされたプレーバック信号Ｖは、信号発生器ＳＧ１によって発生されたキャリアと乗算器Ｍ１０およびＭ１１内で混合される。ミキサ内で得られた積は、それぞれのローパスフィルタＬＰＦ１０およびＬＰＦ１１内でローパスフィルタされ、そして引き続いて相当する平方器Ｑ１０およびＱ１１内で平方される。ローパスフィルタＬＰＦ１０およびＬＰＦ１１を適切に選択することにより、高次高調波が抑圧され、その結果、平方器の中ではパイロットトーン振幅に相当する１／４の値を持つｃｏｓ２またはｓｉｎ２が各々の場合に形成される。ポイントＡ１において２つの値を加算することにより、結果的に出力信号Ｘ１として、これ自体は無意味であるが、１／４の一定の係数によって乗算された、パイロットトーンＦ１の振幅平方が得られる。同じ動作が直交ブランチ２においても実行され、ここでは信号発生器ＦＧ２が互いに他に９０゜だけ位相シフトされた周波数Ｆ２の２つのパイロットトーンキャリアを発生する差異があるのみである。この場合、直交ブランチ２は、乗算器Ｍ２０およびＭ２１、ローパスフィルタＬＰＦ２０およびＬＰＦ２１、および平方器Ｑ２０およびＱ２１を含んでおり、２つのサブブランチの結果はポイントＡ２において加えられ、その結果純粋なノーマライズ係数を表す、１／４の係数によって乗算された振幅平方を持つ��周波数Ｆ２に関するパイロットトーン振幅の平方である出力信号Ｘ２として提供される。パイロットトーンＦ１およびＦ２の振幅平方である、得られた２つの出力信号は、減算器Ｄ１内で互いに他から減算され、そして制御信号Ｙを与える。都合よいことに、変数Ｘ１およびＸ２の絶対値を形成することは何の利点も提供せず、そしてさらに計算の複雑さを増加させ、そして正確さを減ずるのみであるため、振幅平方が制御信号として用いられる。
【００２７】
信号発生器ＳＧ１およびＳＧ２の必要な周波数を発生させるため、信号発生器は、位相検出器ＰＤおよび周波数制御されたクロック発振器ＶＣＯを含むフェーズロックループ（ＰＬＬ）内で発生されるクロック周波数Ｔによって制御される。周波数制御されるクロック発振器は、そのフリーランニング周波数において、信号Ａｄによって、そしてディジタル制御バスＣＢによって調整されることが出来る。調整のために、既知周波数の水晶発振器からの基準クロックが位相検出器ＰＤの入力端Ｉに加えられる。ＰＬＬは、位相検出器ＰＤの入力Ｉに存在する入力信号の周波数を乗算し、この目的のためにデバイダＤが位相検出器ＰＤへの、クロック信号Ｔのフィードバックパス内に配置されることが出来る。
【００２８】
図２は、信号発生器ＳＧ１およびＳＧ２のためのクロック周波数を実現させる方法を示している。データクロックレートの２倍が周波数制御されたクロック発振器ＶＣＯから出力され、そして第１デバイダ内で係数１５だけ分割される。並列ブランチの後、係数１５だけ減ぜられたクロック周波数は係数２だけさらに別のデバイダＣ２１内で、または係数３だけデバイダＣ２２内で分割される。得られた周波数はそれぞれデバイダＣ３１またはＣ３２に供給され、ここでは周波数は４の係数だけさらに減ぜられる。結果として信号発生器ＳＧ１に関して得られるものは、第１パイロットトーン周波数Ｆ１であり、これはプレーバック信号のデータクロックレートの１／６０であり、そして信号発生器ＳＧ２においては、データクロックレートの１／９０であるパイロットトーン周波数Ｆ２である。
【００２９】
図２の左上方に示されているのはパルス図であり、最上方列はデバイダＣ３１またはＣ３２における入力クロックを表しており、これはそれぞれ２の係数によって半分に減ぜられ、そして出力信号ＢおよびＣを提供するが、これらはそれぞれの信号発生器ＳＧ１またはＳＧ２の出力において９０゜だけ互いに関して位相シフトされている。
【００３０】
図３は、図１による検出器回路のディジタル形態を示している。用いられるパイロットトーン周波数Ｆ１およびＦ２に相当する方法で入ってくるディジタルプレーバック信号Ｕの帯域幅をデシメートするために、図１のローパス入力フィルタが共通ローパス入力フィルタＬＰＦ１８と、それぞれの場合に引き続く、周波数Ｆ１の直交ミキシングブランチのためのローパスフィルタＬＰＦ１９、およびパイロットトーン周波数Ｆ２の直交ミキシングブランチのためのローパスフィルタＬＰＦ２９に分割される。このことは、引き続く処理段階におけるサンプリングレートがデシメートされ、その結果以下に示すように、ポイントＡにおいてはディジタルプレーバック信号がまだフルサンプリングレートを持っているが、一方第１ローパスフィルタＬＰＦ１８の後のポイントＡ１においては、このレートはすでにデシメートされているという利点を有している。結果として、時分割多重されたハードウェアによる処理はポイントＡ１からポイントＢまでの引き続く回路部分において可能である。フィルタブロックＬＰＦ１９およびＬＰＦ２９におけるさらなるデシメートが行われ、その結果、信号Ｖ１およびＶ２のレートは、全ての乗算器Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ２０およびＭ２１が簡単な並列／直列構造によって実現出来る程度に低くされる結果となる。引き続くローパスフィルタブロックＬＰＦ１０、ＬＰＦ１１、ＬＰＦ２０およびＬＰＦ２１において、４つの信号のサンプルレートは、全ての引き続く処理段階がディジタル信号プロセッサによって実行出来る程度にデシメートされる。これは特に、既にディジタルサーボプロセッサを含んでいる装置においては好都合である。ハードウェアとディジタル信号プロセッサとの間のインターフェイスはポイントＢによって図３に描かれている。
【００３１】
図４は、検出器装置のためのクロックＴを発生するための可能な全体配置を示している。周波数制御される発振器ＶＣＯは３つの動作モードによって制御され、すなわち一方ではトラックを発見するために、そして発振器ＶＣＯを調整するために、外部水晶発振器周波数を用いるＰＬＬ動作、およびデバイダＤを通してのクロックのフィードバックであり、他方ではプレーバック信号のデータクロックを用いるＰＬＬ動作、およびプレーバックモードにおいてデバイダＤを通したクロックのフィードバックであり、これは特に特別効果モードの場合に好都合であり、そしてテープ速度を測定するために周波数検出器ＦＤの助けを得て、水晶発振器の周波数をデータクロックの周波数と比較することである。得られた値は、外部ピンＰを通して、または制御バスＣＢを通してディジタル形態で読み出すことが出来る。
【００３２】
都合よいことに、この回路は集積されたＣＭＯＳ回路上に充分なディジタル形態（振幅および時間ディスクリート）で実現することが可能である。この場合、入力信号Ｕはプレーバック信号のためのＡ／Ｄコンバータから得られる。フィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ１１、ＬＰＦ１２、ＬＰＦ２０およびＬＰＦ２１は、ＭＴＡフィルタまたは櫛形フィルタとして知られている特別なフィルタ構造で備えられる。
【００３３】
【発明の効果】
パイロットトーンの振幅の簡単な、そして信頼出来る決定を可能とする、ヘリカルスキャン方法を基にした磁気テープのための記録装置の場合における、パイロットトーンを持つトラッキング制御のための回路および方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】アナログの場合における検出回路を示す図。
【図２】ミクスされるべきパイロットトーンキャリアの発生を示す図。
【図３】ディジタル形態におけるパイロットトーン検出器を示す図。
【図４】信号クロックを発生させるためのクロック発生を示す図。
【図５】２つのパイロットトーンを用いる、ヘリカルスキャン記録方法を表す図。
【符号の説明】
Ｕ          プレーバック信号
Ｖ          ローパスフィルタされたプレーバック信号
Ｔ          クロック
ＬＰＦ１    ローパスフィルタ
１          第１パイロットトーンブランチ
２          第２パイロットトーンブランチ
Ｍ１０      乗算器
Ｍ１１      乗算器
Ｍ２０      乗算器
Ｍ２１      乗算器
ＳＧ１      信号発生器
ＳＧ２      信号発生器
ＬＰＦ１０  ローパスフィルタ
ＬＰＦ１１  ローパスフィルタ
ＬＰＦ２０  ローパスフィルタ
ＬＰＦ２１  ローパスフィルタ
ＬＰＦ１８  ローパスフィルタ
ＬＰＦ１９  ローパスフィルタ
ＬＰＦ２９  ローパスフィルタ
Ｑ１０      平方器
Ｑ１１      平方器
Ｑ２０      平方器
Ｑ２１      平方器
Ａ１        加算器
Ａ２        加算器
Ｘ１        集合信号
Ｘ２        集合信号
Ｄ１        減算器
Ｙ          差異信号
ＰＤ        位相検出器
ＶＣＯ      周波数制御されたクロック発振器
ＣＢ        制御バス
Ａｄ        調節用信号
Ｄ          デバイダ
ＦＤ        周波数検出器
Ｓ１０      スイッチ
Ｓ１１      スイッチ
Ｓ２０      スイッチ
ＸＯ        外部水晶発振器
Ｐ          端子
Ｖ１        ローパスフィルタされた信号
Ｖ２        ローパスフィルタされた信号
【図１】
0003962118.tif 000002
【図２】
0003962118.tif 000003
【図３】
0003962118.tif 000004
【図４】
0003962118.tif 000005
【図５】
0003962118.tif 000006