(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
各々が正規分布状の波形を有し、かつ互い異なる搬送周波数を有する複数のパルス状信号が重畳された多重化信号を受け取り、前記多重化信号を個々のパルス状信号に分離し、時間軸上で重なり合わないように出力する分波器であって、
前記多重化信号を伝搬する少なくとも１つの線路と、
前記線路に沿って配列された複数の共振器と、
を備え、
前記線路の分散特性は、前記共振器との電磁界結合によって生じる非線形部分を有しており、前記パルス状信号の搬送周波数は、前記分散特性の非線形部分の周波数帯域に含まれており、前記線路を伝搬する前記パルス状信号の位相速度が前記搬送周波数に応じて異なっている分波器。
【請求項２】
前記共振器の個数は３以上であり、隣接する共振器の間隔は略一定である請求項１に記載の分波器。
【請求項３】
前記複数の共振器の各々は、相互に同一の構造を有している請求項２に記載の分波器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、異なる周波数の搬送波を有する複数のパルス状信号を重畳することによって生成される多重化信号を搬送波の周波数毎に分波することができる分波器に関するものである。また、本発明は、上記の複数のパルス状信号を重畳することができる合波器にも関している。
【背景技術】
【０００２】
近年、異なる周波数の搬送波を有する複数のパルス状信号を重畳することによって生成される多重化信号の伝送が注目されている。このような多重化信号の伝送を行なう場合、分波器および合波器が必要になる。
【０００３】
図１２は、サーキュレータと帯域通過フィルタを備えた従来の分波器を示している。このような分波器は、例えば非特許文献１に記載されている。
【０００４】
図１２の分波器では、１つの線路に複数段のサーキュレータ１９２が接続され、各段におけるサーキュレータ１９２から帯域通過フィルタ１９３が分岐している。図１２では、ｎ個の帯域通過フィルタ１９３が使用されている。
【０００５】
入力ポート１９１から入力された高周波信号は、まず、初段のサーキュレータ１９２によって初段の帯域通過フィルタ１９３に導かれる。初段の帯域通過フィルタ１９３は通過周波数帯Ｆ１を有しており、導かれた高周波信号の中で帯域Ｆ１に相当する周波数成分の信号のみを初段の出力ポート１９４に出力する。高周波信号のうち、帯域Ｆ１以外の波長成分を有する高周波信号は、再び初段のサーキュレータ１９２を介して次の段のサーキュレータ１９２に導かれる。この高周波信号は、通過周波数帯Ｆ２を有する帯域通過フィルタによって出力ポートに出力される。
【０００６】
３段目以降でも同様の分波が行なわれる結果、多数の周波数成分が重畳された高周波信号を所望の通過周波数帯Ｆｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｎ）ごとに分離することが可能になる。
【特許文献１】特開２００４−２５４２０５号公報
【特許文献２】特開２００４−２３５８０９号公報
【非特許文献１】「マイクロ波回路の基礎とその応用−基礎知識から新しい応用まで−」（小西良弘著、第３版１９９５年６月１０日発行（第３０６頁、図４．１６））
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
通信システムの仕様によっては、分波器に低損失性および急峻な濾波特性が要求される。ミリ波帯の通信システムで上記従来の分波器を使用する場合は、導波管フィルタを帯域通過フィルタ１９３として用いることが多い。
【０００８】
導波管フィルタは、通過帯域では損失が低く、阻止帯域では抑圧特性に優れるが、小型軽量化が困難な装置である。このため、図１２に示すように複数のフィルタが必要となる分波器に使用すると、分波器が大型化し、価格も上昇するという問題がある。
【０００９】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、小型軽量化に適した安価な分波器および合波器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の分波器は、各々が正規分布状の波形を有し、かつ互い異なる搬送周波数を有する複数のパルス状信号が重畳された多重化信号を受け取り、前記多重化信号を個々のパルス状信号に分離し、時間軸上で重なり合わないように出力する分波器であって、前記多重化信号を伝搬する少なくとも１つの線路と、前記線路に沿って配列された複数の共振器とを備え、前記線路の分散特性は、前記共振器との電磁界結合によって生じる非線形部分を有しており、前記パルス状信号の搬送周波数は、前記分散特性の非線形部分の周波数帯域に含まれており、前記線路を伝搬する前記パルス状信号の位相速度が前記搬送周波数に応じて異なっている。
【００１１】
好ましい実施形態において、前記共振器の個数は３以上であり、隣接する共振器の間隔は略一定である。
【００１２】
好ましい実施形態において、前記複数の共振器の各々は、相互に同一の構造を有している。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、線路に沿って複数の共振器を配列し、線路と共振器との間で電磁界結合を行なうことにより、線路の分散特性に特異性を出現させることができる。この分散特性の特異性を利用し、信号遅延時間の周波数依存性を生じさせることにより、多重化信号を時間軸上で分離することが可能になる。
【００２９】
本発明の分波器は、大きなフィルタ装置を必要しないため、異なる周波数を有する複数の搬送波によるパルス通信の分野で、通信機器の小型軽量化および低価格化を推進することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
まず、本発明の分波器の基本的構成と動作原理を説明する。
【００３１】
図１を参照する。本発明の分波器は、異なる周波数を有する複数の電気信号が多重化された多重化信号を受け取り、この多重化信号を複数の電気信号に分離する分波器である。この分波器は、図１に示すように、基板１と、基板１上に形成されて多重化信号を伝搬する線路２と、線路２に沿って基板１上に配列された複数の共振器３とを備えている。
【００３２】
本発明の分波器における線路２の分散特性（周波数と波数との関係）は、共振器３との電磁界結合によって生じる非線形部分（周波数が波数に比例しない部分）を有している。このため、線路２を伝搬する電気信号の位相速度が周波数に応じて異なっている。以下、図面を参照して、この点を詳細に説明する。
【００３３】
まず、図２を参照する。図２は、線路２を伝搬する高周波信号（例えば周波数１ＧＨｚ以上のミリ波信号）の周波数ｆと波数ｋとの間の関係（分散特性）を示すグラフである。図２のグラフおいて、横軸は信号の波数ｋを示し、縦軸は信号の周波数ｆを示している。この波数ｋは、線路２上における信号の波長をλとするとき、２π／λに等しい。
【００３４】
まず、比較例として基板１の上に共振器３が配置されていない場合、即ち、通常のマイクロストリップ線路の場合における波数ｋと周波数ｆとの関係を考える。この場合、マイクロストリップ線路の線路構造に起因する分散特性に特異性は殆んど生じない。このため、基板１の誘電率に周波数依存性がない限り、図２の点線で示すように、ほぼ直線的な分散関係が得られる。
【００３５】
線路２を伝搬する正弦波信号の位相速度は、図２における分散曲線の勾配に等しい。このため、共振器が存在しない場合のマイクロストリップ線路を伝搬する高周波信号の位相速度は、周波数に依存しない定数Ｖ０となる。その結果、周波数の異なる高周波信号は同一長さの線路２を同じ時間で伝播することになる。この時間を「遅延時間」と称することとする。
【００３６】
他方、基板１上に共振器３が存在する本発明の分波器の場合、線路２を伝播する正弦波信号は、共振器３との電磁界結合により擾乱を受け、線路２を伝搬する信号の一部が線路２を逆向きに進行することになる。
【００３７】
図１に示すように複数の共振器３が線路２に沿って配列され、かつ、信号の伝搬波長λが共振器３の間隔ｄの２倍に等しいとき、すなわちλ＝２ｄが成立する場合、各共振器３で生成される各散乱波の位相が揃うため、散乱波が互いに強め合い、入射波と干渉して定在波を形成する。この結果、２ｄに等しい伝搬波長λの正弦波信号は、線路２を伝播できなくなる。
【００３８】
図２における実線は、図１に示す分波器における線路２の分散特性を示している。この分散特性は、点線で示される直線を漸近線とする２つの湾曲した曲線から構成されている。図２のグラフからわかるように、周波数Ｆ０〜Ｆ０'の範囲における高周波信号は線路２を伝搬することができない。この意味で、周波数Ｆ０〜Ｆ０'は、半導体や絶縁体におけるバンドギャップに対応する。
【００３９】
本発明の分波器では、線路２上の伝搬波長λと間隔２ｄとの差異が大きくなるほど、散乱波は強め合うことがなくなり、また、共振器３が共振しなくなる。このため、伝搬波長λと間隔２ｄとの差異が大きくなるに従い、図２の実線は点線に漸近する。これに対し、伝搬波長λが間隔２ｄに近づくに従って、線路上を伝搬する信号の位相速度は零に近づく（定在波に近づく）。伝搬波長λが２ｄに等しいとき、波数ｋはπ／ｄになる。信号の位相速度が零に等しくなることは、実線で示される分散曲線の勾配がｋ＝π／ｄにおいて零になることと同じである。
【００４０】
図２において実線の分散特性曲線が点線から大きくずれる波数領域（特異領域）では、正弦波信号の波数に依存して信号の位相速度が大きく変化する。図３は、この特異領域における周波数と位相速度との関係を示すグラフである。図３における周波数Ｆｌ〜Ｆｈは、図２の特異領域に含まれる複数の波数に対応している。
【００４１】
図３からわかるように、周波数が変化すると、線路２を伝搬する信号の位相速度は０からＶ０まで変化する。位相速度の変化が特に大きな周波数領域は、周波数Ｆｌ〜Ｆｈの範囲と周波数Ｆｌ'〜Ｆｈ'の範囲である。例えば、周波数Ｆｌ〜Ｆｈの範囲においては、線路２を伝搬する正弦波の遅延時間τは、その周波数ｆに依存する。周波数Ｆｌ'〜Ｆｈ'の範囲においても同様である。遅延時間τは周波数ｆの関数であるので、τ＝τ（ｆ）と表すことができる。
【００４２】
共振器配列が並進対称性を有しているため、分散の特異点は、ｋ'＝ｋ＋ｎπ／ｄ（ｎは整数）で発生する。本発明の分波器では、高周波信号の周波数帯が決まっている場合、ｎが１以上の高次モードを適用しようとすると、共振器間隔を大きくすることが必要になる。このことは、分波器を大きくしてしまうため、好ましくない。
【００４３】
次に、図４および図５を参照して、パルス状信号を本発明の分波器に入力した場合の動作を説明する。
【００４４】
図４は、ｎ個のパルス状信号８１が合波される様子を示している。各パルス状信号８１は、周波数がＦｉ（ｉ＝１、２、…、ｎ）の正弦波と、パルス長τ０の正規分布状波形を有したパルス信号との積により生成されている。このため、各パルス状信号８１は、正弦波信号の周期で強弱を繰り返すパルス長τ０の波束となる。
【００４５】
パルス状信号８１は、パルスが重なるように重畳され、多重化信号８２が生成される。パルス状信号８１の搬送波周波数が相互に異なるため、多重化信号８２中において、重畳前のパルス状信号８１は互いに干渉することなく存在している。このため、例えばパルス状信号８１の有無で１ビットの信号を伝送する場合、多重化信号８２はｎビットの情報を１つのパルスに内包させることが可能である。
【００４６】
以上のようにして生成された多重化信号８２を本発明の分波器に入力すると、各パルス状信号８１が線路２を通過する時間（遅延時間）は、搬送波周波数毎に異なる。この結果、図５に示すように、各パルス状信号８１を時間軸上に分解することできる。搬送周波数Ｆ１〜Ｆｎは、前述の分散特性が特異性を示す周波数帯域に含まれており、かつＦｌ≦Ｆｉ≦Ｆｈの関係が満足しているものとする。この場合、線路２は、多重化信号８２に含まれる各パルス状信号８１は、その搬送波周波数Ｆｉに応じて異なる遅延時間τ（Ｆｉ）を示す。したがって、｜τ（Ｆｉ）−τ（Ｆｊ）｜（ただし、ｉ≠j）がパルス長τ０より大きければ、分波器から出力される各パルスは時間軸上に重なり合うことがない。その結果、図５に示すように、多重化された信号を各々に独立して取り出す（分波する）ことが可能になる。なお、このような分波は、多重化信号８２からのデータを復調していることに対応する。
【００４７】
図６は、パルス幅１０ｎｓの３つのパルス状信号を合波することによって形成した多重化信号を示している。３つのパルス状信号の搬送波周波数は、それぞれ、０．９２ＧＨｚ、１．８５ＧＨｚ、および２．７７ＧＨｚである。
【００４８】
図７は、本発明による分波器によって上記の多重化信号を分波して形成した３つのパルス状信号の波形を示している。ここで用いた分波器における線路の遅延特性は、以下の式で表されるものであるとして、計算機によるシミュレーションを行なった。図７の波形は、このシミュレーションの結果によるものである。
【００４９】
τ（Ｆ）＝Ｅｘｐ（−０．０３８ｉ・Ｆ2）
【００５０】
ここで、ｉは虚数単位、すなわち（−１）1/2である。
【００５１】
図７からわかるように、重畳されていた３つのパルス状信号は、時間軸上で重なり合っていない独立したパルス状信号に分解されている。
【００５２】
以上の説明からわかるように、必要な遅延特性τ（Ｆ）を実現するように共振器３および線路２を設計すれば、図６に示す信号を図７に示すように時間軸上で分波できる。なお、搬送周波数Ｆｉは、Ｆｌ'≦Ｆｉ≦Ｆｈ'を満足していてもよい。
【００５３】
本発明の分波器は可逆的な構成を有しているため、図５の右側に示されるパルス状信号に適切なタイミングで入力すると、多重化信号８２を形成することが可能である。このため、本発明の分波器は合波器としても機能することができる。すなわち、本発明は、分波器、合波器、また分波・合波器に広く適用できる。
【００５４】
一般的な電力合成器の特性は強い周波数依存性を有しているため、パルス信号のように広い周波数成分からなる信号に対応することは困難である。しかし、本発明の合波器によれば、パルス状信号の多重化が可能になる。
【００５５】
再び図１を参照して、本発明の分波器の構成をより詳しく説明する。
【００５６】
本発明で用いる基板１は、所望の周波数帯において、例えばフッ素樹脂やアルミナセラミックのように誘電損失の低い誘電体材の平行平板から形成されることが好ましい。誘電損失を低減することにより、伝送損失による電力低下を抑制し、通信機器の特性劣化を防止することができる。
【００５７】
基板１は、通常に入手可能なアルミナセラミックなどの誘電体から形成されている。市販のアルミナセラミックの厚さ面内バラツキは、数μｍ／ｍｍ以下であり、表面の平均表面粗さ（Ｒａ）は０．１μｍ以下である。また、アルミナセラミックの誘電率および誘電正接は、それぞれ、２５ＧＨｚ帯において約１０および０．００１である。このようなアルミナセラミックは、本発明の基板１として好適に用いられる。
【００５８】
上記のアルミナセラミックから形成された基板１の厚さおよび誘電率の面内分布は非常に小さいため、所望の周波数帯における電気特性を議論する際に、ほぼ均一な厚さおよび誘電率を有する高周波基板として取り扱うことができる。
【００５９】
基板１の上面に形成された線路２は、基板１の上面に導電体層を形成した後、その導電体層をパターニングすることによって作製することができる。導電体層の形成は、圧延、電鋳、または薄膜堆積技術によって行なうことができる。薄膜堆積技術には、蒸着に代表される物理的薄膜堆積技術や、ＣＶＤに代表される化学的薄膜堆積技術が含まれる。この導体層の厚さは、線路２を伝搬する高周波信号の周波数帯における表皮深さ以上の値に設定される。
【００６０】
線路２の材料として導電率が５．６×１０7Ｓｉｅ／ｍの銅を用いる場合を考える。この場合、周波数２５ＧＨｚにおける銅の表皮深さは０．４３μｍであるので、形成する銅の厚さは、０．４３μｍ以上に設定することが好ましい。
【００６１】
好ましい実施形態において、基板１の上面に導電体の箔を接合した後、これをパターニングすることによって線路２を形成する。基板１の下面には、その全面を覆うように導体箔を接合し、電気的接地レベルの導電層（不図示）を形成している。このように、本実施形態では、マイクロストリップ線路が形成される。
【００６２】
図１に示す線路２は直線状であり、同一の線路幅を有している。線路２の線路幅は、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスが所望の値になるように決定される。通常の高周波回路に用いられる回路素子の入出力インピーダンスは５０Ωである。このため、インピーダンス整合を達成するように、このようなマイクロストリップ線路の特性インピーダンスも５０Ωに設定することが望ましい。厚さ１２７μｍのアルミナセラミックから基板１を形成した場合、線路幅を１２７μｍに設定すれば、周波数２５ＧＨｚにおいて約５０Ωの特性インピーダンスを実現できる。
【００６３】
共振器３は、広い周波数帯にわたって共振する低損失性の共振器であることが好ましい。共振器３と線路２との距離は、線路２を伝搬する高周波信号と共振器３との間で充分な電磁界結合が生じるように決定される。高周波信号と線路２との間の電磁界結合は、高周波信号の周波数が共振器３の共振周波数に近い場合に強くなる。
【００６４】
線路２の特性インピーダンスは、上記電磁界結合の大きさによって変化する。線路２を伝搬する高周波信号の周波数帯における線路２の特性インピーダンスが共振器３によって５０Ωから大きくずれないように、線路２と共振器３との距離を決定する。インピーダンス不整合による特性劣化が生じないようにするには、基板１上における各部位における定在波比を１．５以下にすることが好ましい。このためには、線路２の特性インピーダンスが３３Ω〜７５Ωの範囲内に含まれることが好ましい。したがって、共振器３との距離は、線路２の特性インピーダンスが３３Ω〜７５Ωの範囲内に含まれるように設定されている。
【００６５】
図１に示す分波器では、複数の共振器３は全て同一の構成を有している。また、各共振器３と線路２との距離が略一定に設定されている。このため、線路２上を伝播する高周波信号と各共振器３との間に生じる電気的相互作用は、すべての共振器において略同一である。
【００６６】
また、隣接する２つの共振器３の距離も等しい大きさｄに設定されている。ここで、線路２を伝搬する高周波信号は正弦波であり、かつ、その周波数は共振器３の共振周波数に等しく、伝搬波長がλであるとする。この場合、λとｄとの間には、以下の関係が設立するようにｄを決定することが好ましい。
【００６７】
ｄ≒λ／２
【００６８】
例えば分波器の動作周波数帯が３０ＧＨｚである場合において、基板１が厚さ１２７μｍのセラミックから形成されているとき、線路２上の伝搬波長λは約３．８ｍｍとなるので、ｄは１．９ｍｍに設定される。
【００６９】
当然、共振器３は、線路２を伝搬する高周波信号との間で電磁界結合を生じるように配置される。共振器３の個数は、２個以上であればよい。
【００７０】
以下、図８を参照しつつ、本発明による合波器の一例を説明する。
【００７１】
図８に示される合波器は、基本的には分波器と同一の構成を有しているため、その内部構成の説明は割愛し、その合波動作を説明することにする。
【００７２】
図８に示すように、複数のパルス状信号が本発明の合波器に入力されると、各パルス状信号が合波器内の線路を通過する時間（遅延時間）が搬送波周波数毎に異なるため、各パルス状信号を時間軸上に合成し、多重化信号８２を形成することができる。
【００７３】
合波器に入力する各パルス状信号の搬送周波数Ｆ１〜Ｆｎは、前述の分散特性が特異性を示す周波数帯域に含まれており、かつＦｌ≦Ｆｉ≦Ｆｈの関係が満足しているものとする。より具体的には、図３のグラフに示すように、周波数がＦ１、・・・、Ｆｎ−１、Ｆｎと高くなるにつれて位相速度が低下する場合を考える。この場合、合波器内の線路を伝播する各パルス状信号は、その搬送波周波数Ｆｉに応じて異なる遅延時間τ（Ｆｉ）を示す。遅延時間τ（Ｆｉ）は、合波器に早くに入力されたパルス状信号ほど大きくなるため、遅延時間τ（Ｆｉ）と入力タイミングとを調節することにより、各パルス状信号の出力時期を整合させることが可能になる。
【００７４】
合波器から出力される多重化信号８２中には、重畳前のパルス状信号が互いに干渉することなく存在している。このため、例えばパルス状信号の有無で１ビットの信号を伝送する場合、多重化信号８２はｎビットの情報を１つのパルスに内包させることが可能である。このような多重化信号８２は、本発明の分波器を用いれば、図５に示すようにして容易に分波され、もとのパルス状信号を再生することができる。
【００７５】
以下、図面を参照しながら、本発明の分波器の実施形態を説明する。なお、以下に説明する構成は、そのまま合波器または分波・合波器にも採用することができる。
【００７６】
（実施形態１）
まず、図９を参照しながら、本発明による分波器の最初の実施形態を説明する。
【００７７】
本実施形態の分波器の基本的構成は、図１に示す分波器の構成と同様である。本実施形態に特徴的な点は、図９に示す縮退分離型の共振器を有していることにある。この共振器３は、図９に示すように、切り欠き２１が形成された円形の導体パターン（以下、「円形パッチ」と略称する）から構成されている。なお、図９には１つの共振器３が示されているが、現実には複数の共振器３が基板１上に周期的に配列されている。このことは、図１０〜１６に示す例においても同様である。
【００７８】
共振周波数をｆｒ（Ｈｚ）、基板１の比誘電率をｅｒとすると、円形パッチの半径ｒ（ミリメートル）は、以下の式から決定することができる。
【００７９】
ｒ＝８．７８×１０10／（ｆｒ×ｅｒ1/2）
【００８０】
円形パッチに発生する最低次の共振周波数における電磁界分布は、「共振モード」と称される。切り欠き２１の無い円形パッチでは、１つの共振周波数において線形的に独立した２つの共振モードが存在するため、この共振モードは２重に縮退している。この縮退は、円形パッチの回転対称性に起因して生じている。したがって、図９に示すような切り欠き２１を設けることにより、この対称性を崩すと、縮退を解くことができる。
【００８１】
切り欠き２１のない円形パッチの共振周波数をＨとすると、切り欠き２１を設けることにより、共振周波数がＨ＋δＨおよびＨ−δＨ（δＨ＞０）に分離される。すなわち、切り欠き２１を設けることにより、共振器は２つの異なる周波数で共振するようになる。また、それぞれの共振によって形成される電磁界（共振モード）は、相互に独立な基底モードである。切り欠きのない円形パッチの帯域がΔＨであるとすれば、上記の縮退分離により、帯域をほぼΔＨ＋２δＨに広げることができる。なお、δＨの大きさは、円形パッチの面積に対する切り欠き２１の面積の比率で近似できる。
【００８２】
図９の共振器３は、縮退分離型共振器と呼ばれる。このような縮退分離型共振器は、円形パッチの代わりに、正方形の導体パターンや、円形または方形リング状の導体パターンを用いても実現できる。
【００８３】
所望の共振周波数における真空中での伝搬波長を基板１の比誘電率の１／２乗で割った値は実効伝搬波長λ'である。このλ'を用いると、正方形の導体パターンの一辺の長さは１／２λ'に設定されることが好ましい。円形・方形リング状の導体パターンの場合、その導体の中心を通る閉じた線の長さを約１λ'に設定することが好ましい。
【００８４】
切り欠き２１の形状は、各パッチの幾何学的対称性を崩すものならば任意である。また、切り欠き２１の代わりに、スタブなどの導体パターンをパッチに付加しても良い。このように縮退を解くために付加する形態特徴部（切り欠きや追加された導体部）のパターンは任意であるが、その面積は、パッチの面積に比べて充分に小さく設定される。円形・方形リング状の導体パターンを用いる場合にも、導体パターンにスタブを付加したり、あるいは、導体パターンの一部で線路幅を局所的に変化させるようにしてもよい。
【００８５】
対称性の高い形状を有するパターンと対称性を崩すためのパターンとを具備する共振器の構造は、上述したものに限定されない。例えば、扁平率の小さな楕円形状パッチや楕円リング、あるいは長辺と短辺の差が小さな矩形状のパッチや矩形リングを用いても、縮退分離型の共振器を構成することができる。
【０１１４】
（本発明の分波・合波器を備えた装置）
以下、図１０を参照しながら、本発明による分波・合波器を備えた装置のシステム構成例を説明する。
【０１１５】
図１０は、本発明の分波・合波器を内蔵した通信装置により構成された無線通信システムを示している。通信は周波数多重化されたパルス状信号により行なわれるため、大容量のデータ伝送が可能となる。
【０１１６】
本実施形態における通信装置は、携帯電話に代表される無線端末であるが、本発明はこのような場合に限定されず、電波により相互に情報を伝送する機能を備えた機器であればよい。本発明の分波・合波器は、通信装置に含まれる他の回路構成や、無線通信システムのシステム構成に依らず、適用可能であり、その効果を発揮しうる。
【０１１７】
以下、図１１を参照しつつ、通信装置の構成例を説明する。図１１は、本発明の分波・合波器を内蔵した通信装置（送信機および受信機）における信号処理ブロック図である。
【０１１８】
送信機１１は、入力データ１２をパルス状の波形を有する高周波信号に変調し、変調信号を自由空間中に放射する。送信機１１は、図示されるように、直並列変換器１３、パルス発生器１４、変調回路群１５、合波器１６、および、アンテナ１７を備えている。合波器１６は、前述した本発明の実施形態に係る合波器である。
【０１１９】
受信機１８は、自由空間中を伝播するパルス状の波形を有する高周波信号を受信し、受信信号を復調することによって入力データ１２を出力データ１９として再現する。この受信機１８は、アンテナ１１０、歪補正器１１１、本発明の分波器１１２、復調回路群１１３、アナログデジタル変換器１１４、および並直列変換器１１５を備えている。
【０１２０】
次に、送信機１１に入力された入力データ１２が無線伝送によって受信機１８に到達し、出力データ１９として再生するまでの一連の信号処理手続きについて説明する。時間的に直列に配列されたデジタル信号からなる入力データ１２は、直並列変換器１３によりｎ本の並列データ列に展開される。各並列データ列はパルス発生器１４により、例えば「０」のデータに対してはパルス「有り」を、また「１」のデータに対してはパルス「無し」を対応させてパルスを発生させる。なお、パルスはデータ列によらず全て同一波形であるとする。その後、変調回路群１５によって、変換されたパルス信号は並列データ列毎に異なる周波数を有する搬送波が重畳される。そして各々の変調信号は本発明の合波器１６によって同相合成され一つのパルス信号となり、アンテナ１７を通して空間に放射される。
【０１２１】
空中を伝播してきた多重化されたパルス信号はアンテナ１１０により受信され、伝搬経路やアンテナ１７、１１０等の周波数特性により発生するパルス信号の歪みが、歪補正器１１１により除去される。そして、本発明の分波器１１２を通過させることによって、既に述べたように多重化されたパルスを時間軸上に展開する。その後、ｎ個の復調回路群１１３によって、展開信号から周波数成分の重畳されたパルス信号のみを抽出して、その出力をアナログデジタル変換器１１４に通ずることにより、２値「０」、「１」からなるｎ本の並列データ列を生成する。そして、最後に並直列変換器１１５によって、それらを時間軸上に直列に配列された１本のデータ列として出力データ１９を合成する。以上のようにして、送信機１１に入力された入力データ１２は受信機１８に伝送される。
【０１２２】
このような装置およびシステムは、通信装置間の無線通信に用いられるだけではなく、近接するＬＳＩチップ間の信号伝送に適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１２３】
本発明の分波器および合波器は、簡単な回路構成でありながら、異なる周波数の搬送波を有したパルス状信号が重畳された多重化信号を時間軸方向に分解できるため、周波数多重化されたパルス通信機器の変復調回路等として有用である。
【０１２４】
本発明の装置は、これからの発展・普及が期待されているウルトラワイドバンド通信に好適に用いられる。
【図面の簡単な説明】
【０１２５】
【図１】本発明の分波器の概略構成を示す上面図である。
【図２】本発明による分波器における線路を伝搬する高周波信号の波数ｋと周波数ｆの関係を示すグラフである。
【図３】本発明による分波器における線路を伝播する正弦波の位相速度の周波数依存性を示した特性図である。
【図４】複数の異なる周波数の搬送波を有するパルス状信号を用いたパルス信号の多重化方法を示す図である。
【図５】多重化信号を本発明の分波器に入力して得られる信号波形の変化を示す図である。
【図６】３つのパルス信号を重畳することによって得られる入力信号の波形を示す図である。
【図７】図６に示されるパルス信号を本発明の分波器に入力して得られる出力信号の波形を示す図である。
【図８】複数のパルス信号を本発明の合波器に入力して得られる信号波形の変化を示す図である。
【図９】円形導体を用いた縮退分離型の共振器の概略構造を示した斜視図である。
【図１０】本発明の分波・合波器を内蔵した通信装置により構成された無線通信システムを示している。
【図１１】本発明の分波・合波器を内蔵した通信装置（送信機および受信機）における信号処理ブロック図である。
【図１２】従来の分波器の構成を示した概略回路構成図である。
【符号の説明】
【０１２６】
１  基板
２  線路
３  共振器
１１  導体地体
２１  切り欠き
３１  線路共振器要素
５１  結合線路
５２  飛び越し結合線路
８１  パルス状信号
８２  多重化信号
１７１、１７２  接続線路
１７３、１７４、１７５  分波部
１９１  入力ポート
１９２  サーキュレータ
１９３  帯域通過フィルタ
１９４  出力ポート
【図１】
0003917164.tif 000002
【図２】
0003917164.tif 000003
【図３】
0003917164.tif 000004
【図４】
0003917164.tif 000005
【図５】
0003917164.tif 000006
【図６】
0003917164.tif 000007
【図７】
0003917164.tif 000008
【図８】
0003917164.tif 000009
【図９】
0003917164.tif 000010
【図１０】
0003917164.tif 000011
【図１１】
0003917164.tif 000012
【図１２】
0003917164.tif 000013