(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可溶性リンク（２）を経て保護される再充電可能バッテリ（１）用の充電／放電保護回路であって、制御論理（１０）を備え、該制御論理は、バッテリ電圧、保護回路の充電／放電端子（５、６）における電圧に依存して負荷スイッチ（３）を開閉し、
制御論理（１０）は過電圧検出器（１４）を備え、該過電圧検出器は、開放負荷電流スイッチ（３）の両端における電圧が前記保護回路の電気的強度に依存する所定の電圧限界に達したときに短絡スイッチ（２０）を閉じ、該短絡スイッチ（２０）は、可溶性リンク（２）を介してバッテリ端子と結合されている、
ことを特徴とする充電／放電保護回路。
【請求項２】
前記電圧限界が超えられたときに、制御論理（１０）は、短絡スイッチ（２０）の時間遅延した閉成に続いて以前に開放した負荷電流スイッチ（３）を閉じることを特徴とする、請求項１に記載の保護回路。
【請求項３】
制御論理（１０）は、バッテリから第１の供給電圧を受け取り、補助電圧源（１６）、特に充電バッファ・コンデンサから第２の供給電圧を受け取る、ことを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の保護回路。
【請求項４】
過電圧検出器は双安定フリップフロップ（１４６）を備えることを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載の保護回路。
【請求項５】
双安定フリップフロップ（１４６）の出力信号は、一方では、遅延要素（１５）に供給され、該遅延要素は短絡スイッチ（２０）を閉じる制御信号を与え、他方では、インバータ（１３）を介してＡＮＤゲート（１２）の第１の入力に供給され、該ＡＮＤゲートの出力信号は負荷スイッチ（３）を制御することを特徴とする、請求項４に記載の保護回路。
【請求項６】
充電または放電電流の大きさを決定するための電流センサとしての抵抗（４）を特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の保護回路。
【請求項７】
負荷電流スイッチ（３）の伝送抵抗は電流感知抵抗として使用されることを特徴とする、請求項６に記載の保護回路。
【請求項８】
制御論理（１０）は、バッテリ側の過電圧または不足電圧を認識するために、それぞれ比較器（Ｄ１、Ｄ２）を備え、および過電圧または不足電圧の場合に比較器出力信号は負荷スイッチ（３）の開放をトリガすることを特徴とする、請求項１から７のいずれかに記載の保護回路。
【請求項９】
充電／放電端子（５、６）と並列に結合されたフィルタ・コンデンサ（７）を特徴とする、請求項１から８のいずれかに記載の保護回路。
【請求項１０】
コンデンサを除いて、少なくとも低電力損失の全ての回路要素は１チップ上に集積されることを特徴とする、請求項１から９のいずれかに記載の保護回路。
【請求項１１】
コンデンサを除いて、負荷スイッチ（３）、短絡スイッチ（２０）および可溶性リンク（２）を含む回路の全ての部品が１チップ上に集積されることを特徴とする、請求項１０に記載の保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、可溶性リンクによって保護された再充電可能バッテリ用の充電／放電保護回路であって、制御論理回路を備え、制御論理回路が、バッテリ電圧、保護回路の充電／放電端子における電圧、および充電／放電電流の大きさに依存して負荷スイッチを開閉する充電／放電保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
そのような保護回路は、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ  ＩｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄのＵＣＣ３９５２という名称の集積回路（ＩＣ）として知られている。この回路は、とりわけバッテリの充電／放電回路電圧を監視し、充電時には負荷スイッチを経てバッテリから充電デバイスを切断し、放電時には負荷（例えば移動送信器）を切断する。さらに、保護回路は、電流感知抵抗器を経て放電電流を監視し、制限（例えば３Ａ）を超えたときに負荷スイッチを開く。
【０００３】
既知の保護回路の電気的強度、および負荷スイッチの破壊電圧は、（理論的に予想される）最大印加電圧に対し設計しなければならず、この電圧は、例えば欠陥充電デバイス、または実際の電圧よりも大きな電圧を有するバッテリに対し意図された充電デバイス、あるいはより多数の電池に接続したときに生じる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
集積回路技術において高い電気的強度、個々の破壊電圧を達成するために、大きなシリコン面積、および／または特別な技術が必要である。あるいは、実際のバッテリ電圧に釣り合った電気的強度を制御論理に与えることができるが、その場合、それに対応する高い破壊電圧を有する外部構成要素として負荷スイッチを実現する必要がある。
【０００５】
本発明の課題は、通常動作で通常の機能を提供する上述したタイプの充電／放電保護回路を作成するという要求に基づいており、ただし回路の電気的強度は、実際の最大バッテリ電圧のみから決定され、従って経済的であり、集積回路技術で製造されるときにＩＣチップ上に不動産をほとんど必要としない。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この課題は、本発明に従って、過電圧検出器を制御論理回路に提供することにより、上述のタイプの保護回路を用いて創作的に解決される。過電圧検出器は、保護回路の電気的強度に依存する固定電圧限界に達したときに作動され、短絡スイッチを閉じる。短絡スイッチを閉じることにより、可溶性リンクを介してバッテリ端子を接続する。
【０００７】
この文脈で、用語「Ａバッテリ＠」および「Ａバッテリ電圧＠」は、再充電可能電流源、またはその電位を表し、特に唯一の電池、例えばリチウムイオン電池を備える電圧源をまた表す。そのような電圧源は典型的に、移動電話用に提供され、それにより特別な安全規則を受ける。特に、大きな過充電は、それに伴って爆発および出火の危険のために信頼性をもって防止しなければならない。これは、本発明によって提案するように、最悪の場合の条件に必要な電気的強度よりもかなり低い電気的強度を持つ回路技術を用いて達成される。さらに、これは、適切な所定電圧限界に達したときに短絡スイッチを閉じることによって達成され、この結果生じる短絡回路が可溶性リンクの保証した破壊へと導き、それにより危険な電流過充電からバッテリを保護する。
【０００８】
従って、本発明によって提案される実施形態は、低い破壊電圧を有する、標準サブマイクロ技術における保護回路を経済的に実現することを可能にする。これにより、所望ならば、保護回路の他の構成要素により同じチップ上に集積されることを負荷スイッチに許容し、ところでそれは現在、ディスクリート構成要素としてしばしば実現される。
【０００９】
過電圧検出器は、好ましくは、開放負荷電流スイッチを介する電圧を供給電圧として受信する。この場合、過電圧検出器が応答する電圧限界は、負荷電流スイッチのブレークスルー電圧よりもわずかに低い電圧と定義される。
【００１０】
代わりに、過電圧検出器は、、充電／放電端子における電圧とバッテリ接点における電圧との差を供給電圧として受信することができる。このとき、電圧限界は、少なくとも全ての機能的に重要な回路構成要素が依然として信頼して動作する最大電位と定義される。
【００１１】
電圧限界を超えたときに、制御論理は、短絡スイッチの時間遅延した閉成に続き以前開放の負荷電流スイッチを閉じることが好ましい。本発明で考慮する故障モードにおいて負荷電流スイッチが開放する理由は、保護回路は、通常動作に対する最大許容可能負荷電流が超えたことを決定し、それに従って負荷電流スイッチを開放するからである。電圧限界を超えたときに負荷電流スイッチを閉じることによって、高電位が負荷電流スイッチを経て低減される。しかしこのとき、許容できないほど高い負荷電流が流れる。これは、電流が十分高い場合に、可溶性リンクの所望の溶融をすでにもたらしている場合がある。電流が十分高くない場合、短絡スイッチは、ミリ秒、または最大でも秒の範囲内の遅延時間後に閉じ、それにより可溶性リンクの破壊を開始する。
【００１２】
制御論理回路は、適切には、バッテリから第１の供給電圧を受信し、バッテリ電圧が非常に低いときには充電バッファ・コンデンサなど補助電圧源から少なくとも第２の供給電圧を受ける。これは、現在企図されている故障モードにおいて、保護回路は、可溶性リンクが壊されるまでは機能するように必要な供給電圧により供給されることを保証する。
【００１３】
過電圧検出器は、好ましくは双安定フリップフロップを含み、それにより短絡スイッチの閉成は、所定の電圧限界を短時間だけ超えたときでさえ開始される。
保護回路の他の実現は請求項に列挙される。それらは、通常動作での保護回路の機能、すなわち過負荷、深いサイクル放電、および許容可能な最大充電または放電電流の超過からバッテリまたは電流源からの保護、ならびに保護回路を集積する能力に関連する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明による保護回路の一実施形態を、概略的に簡便化して図面に示す。
図１によれば、リチウムイオン電池１の負の供給側が、高速可溶性リンク２（公称トリップ電流が例えば４アンペア）、ゲート半導体負荷スイッチ３を介して充電／放電接続の接点５に、そして電流感知抵抗器４と直列に結合されている。充電／放電接続の他方の接点６は、リチウムイオン電池１の正の供給側に結合されている。接点５および６と並列にフィルタ・コンデンサ７が結合され、急峻の電圧上昇から保護する。
【００１５】
保護回路は、好ましくは集積回路の形式であり、参照番号１０で全体を表された制御論理を備える。制御論理は、抵抗分圧器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３によって低減され、差動増幅器Ｄ１およびＤ２を使用するバッテリ電圧Ｖbattを、内部発生基準電圧Ｖrefと比較する。不足電圧の場合、差動増幅器Ｄ１は出力信号ＵＶを生成する。過電圧の場合、差動増幅器Ｄ２は出力信号ＯＶを生成する。さらに、制御論理は、充電および放電電流をそれぞれ所定の最大値と比較する。そのために、差動増幅器Ｄ３またはＤ４は、負荷スイッチ３と電流感知抵抗器４の間で測定される電圧Ｖsense、または端子５での出力電圧Ｖoutを、定電流源Ｉ1およびＩ2に直列の抵抗Ｒ４またはＲ５を介してＶoutまたはＶsenseから導出することができる対応する基準電圧と比較する。差動増幅器Ｄ3、Ｄ4は、それぞれ最大の充電または放電電流に達したときに、それぞれ出力信号ＯＣＣ、ＯＣＤを送る。
【００１６】
差動増幅器Ｄ１からＤ４の出力信号ＵＶ、ＯＶ、ＯＣＣおよびＯＣＤは、ＯＲゲート１１を介してＡＮＤゲート１２の入力の一方に結合され、ゲートの他方の入力は、通常動作で、インバータ１３の出力から信号ＡＨ＠を受信する。このとき、ＡＮＤゲート１２の出力信号ＶLは負荷スイッチ３の開放を制御する。
【００１７】
開放負荷スイッチの両端間における電位を監視するために、過電圧検出器１４（双安定フリップフロップの特性を有する）は、それぞれバッテリ電圧Ｖbattおよび電圧Ｖsenseを受信する。過電圧検出器１４は、負荷スイッチ３の破壊電圧に依存し、画定した電圧限界に達しまたはそれを超えたときに第２の安定状態に切り替わる。過電圧検出器１４は、この第２の状態における出力信号を送出し、この信号はインバータ１３を介してＡＮＤゲート１２の第２の入力をＡＬ＠にセットし、それにより負荷スイッチ３を閉じて、過電圧を除去する。遅延要素１５は同じ出力信号を受信し、典型的には数百ミリ秒の遅延後にコネクタＶkに制御信号を送出し、この信号は短絡スイッチ２０の閉成を制御し、短絡スイッチ２０は可溶性リンク２を介してバッテリ端子を接続する。この時点で、すなわち時間遅延中に、外部端子５、６に接続された電圧源（例えば欠陥充電デバイス）が可溶性リンク２の破壊をまだもたらしていない場合、可溶性リンク２は、リチウムイオン電池１によって送出される高い短絡回路電流によって即座に壊される。これにより、リチウムイオン電池１を外部端子５、６から信頼可能に分離する。
【００１８】
その後の電位上昇は、保護回路を永久的に使えなくする可能性は高い。しかしこれは、意図している交換条件である。
点線は、制御論理１０の部品をＩＣ上に位置することができることを示す。同じＩＣ上に負荷スイッチ３、および／または短絡スイッチ２０、および／または可溶性リンク２を集積することもできる。
【００１９】
短絡スイッチ２０を閉じることにより、保護回路の外部供給電圧が瞬時に降下する。しかし、短絡スイッチ２０および負荷スイッチ３は、少なくとも可溶性リンク２が確実に破壊されるまでの十分長い時間、制御信号を受信しなければならない。これは、電圧Ｖbattと保護回路の端子Ｖsupplとの間に配置されたバッファ・コンデンサ１６によって達成される。バッファ・コンデンサ１６は通常、半導体スイッチ１７（ダイオードとして示される）によってバッテリ電圧まで充電される。外部供給電圧が降下してなくなった場合、スイッチ１７が開き、バッファ・コンデンサ１６は十分長い時間にわたって、点線で示した接続を介して過電圧検出器１４、遅延要素１５、インバータ１３、およびＡＮＤゲート１２に対する供給電圧を送出する。
【００２０】
図２に、過電圧検出器の一実施形態の一例を示す。外部端子での参照符号は図１の符号に対応している。電圧ＶbattおよびＶsenseは、抵抗器Ｒ11、Ｒ12を介してそれぞれトリガ要素１４１、１４２に印加される。トリガ要素は、単にツェナー・ダイオードと逆バイアス・ダイオードの直列接続として象徴的に示されている。正方向におけるＶbattとＶsenseの差が、負荷スイッチ３の破壊電圧よりも低い選定しきい値に達したときに、トリガ要素１４１は導通状態になる。これによりＮＭＯＳトランジスタＴ１が導通状態になる。負荷抵抗器Ｒ13における電位はＶbattに向かって上昇する。ここから、後続のシュミット・トリガ１４３が急峻の信号を生成し、その信号がＮＡＮＤゲート１４５の第１の入力に印加される。その結果、ＮＡＮＤゲート１４５の出力がＡＨ＠に切り替わり、それにより後続のＤ型フリップフロップ１４６のクロック入力に関して立上りクロック信号Ｃｌｋが生成され、Ｄ型フリッププロップのＤ入力はＡＨ＠に維持され、それにより出力ＱもＡＨ＠に切り替わる。出力Ｑは、図１における回路ブロック１４の出力に対応する。
【００２１】
同様に、ＶbattとＶsenseの差が負方向における所定の電圧限界に達した場合、トリガ要素１４２、ＮＭＯＳトランジスタＴ２、およびＮＭＯＳトランジスタＴ３によって電圧が生成され、これが次いで、第２のシュミット・トリガ１４４、およびＮＡＮＤゲート１４５の第２の入力を介して、Ｄ型フリップフロップ１４５の出力にまた信号ＡＨ＠を発生する。この場合、ＮＭＯＳトランジスタＴ３は単にカスコード・トランジスタとして働き、トランジスタＴ１の許容可能ドレイン・ソース電圧を超えることがないよう保証する。
【００２２】
図３は、図１による保護回路に関する過電圧検出器１４の一実施形態の別の例を示す。図２による実施形態とは異なり、しかし原理的には同じ構成を有して、トリガ要素は、ＶbattおよびＶsenseではなくＶcommonおよびＶsenseによって、すなわち負荷スイッチ３が開いているときの充電／放電端子５、６の電位によって供給を受ける。その他の点では、この回路は図２による回路と同じ要素を使用し、したがって、やはり同じ参照番号を有する。ただし、カスコード・トランジスタを必要とせず、ＮＭＯＳトランジスタの代わりにＰＭＯＳを必要とする。
【００２３】
さらに、図２および３による回路の組合せがいくつかの利点を有することがある。例えば、負の過電圧は、図２による回路を用いて実施することができ、正の過電圧は、図３による回路を用いて実施することができる。さらなる改良として、しきい値電圧が例えば温度変化と無関係になるようにトリガ要素１４１、１４２を修正することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ブロック図である。
【図２】  図１による保護回路内部での過電圧検出器の第１の実施形態を示す図である。
【図３】  過電圧検出器の第２の実施形態を示す図である。
【符号の説明】
１  リチウムイオン電池
２  可溶性リンク
３  負荷スイッチ
４  電流感知抵抗器
５、６  接点
７  フィルタ・コンデンサ
１０  制御論理回路
１１  ＯＲゲート
１２  ＡＮＤゲート
１３  インバータ
１４  過電圧検出器
１５  遅延要素
１６  バッファ・コンデンサ
２０  短絡スイッチ
１４２、１４３  シュミット・トリガ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４  差動増幅器
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３  抵抗分圧器
Ｖbatt  バッテリ電圧
【図１】
0004011349.tif 000002
【図２】
0004011349.tif 000003
【図３】
0004011349.tif 000004