(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光ピックアップより出力される１つまたは複数の高周波信号を入力して光ディスクの信号記録面における光ビームの位置的または光学的なサーボ上の誤差を検出するための光ディスク用サーボエラー検出回路であって、
各々の前記高周波信号のトップエンベロープおよび／またはボトムエンベロープを検出して、前記トップエンベロープおよび／またはボトムエンベロープの波形を表すアナログのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号を生成するエンベロープ検出手段と、
前記アナログのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号をディジタルのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段と、
前記ディジタルのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号をディジタル演算処理にかけて１つまたは複数のサーボエラー信号を生成するサーボエラー信号生成手段と
を有し、
前記アナログ−ディジタル変換手段が、複数のアナログのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号を同時にサンプリングして時分割方式で複数のディジタルのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号に変換するサーボエラー検出回路。
【請求項２】
前記高周波信号を前記エンベロープ検出手段に供給する前に所望の利得で増幅するための利得制御増幅器を有する請求項１に記載のサーボエラー検出回路。
【請求項３】
前記複数の高周波信号が前記光ピックアップの４分割受光領域からそれぞれ出力される４つの高周波信号を含み、
前記サーボエラー信号生成手段が、互いに対角線上に位置する前記光ピックアップの受光領域からの２つの前記高周波信号のトップエンベロープ信号のそれぞれの和及びそれら２つの和の差である演算結果に基づいたフォーカスエラー信号を生成する請求項１又は２に記載のサーボエラー検出回路。
【請求項４】
前記複数の高周波信号が前記光ピックアップの４分割受光領域からそれぞれ出力される４つの高周波信号を含み、
前記サーボエラー信号生成手段が、互いに対角線上に位置する前記光ピックアップの受光領域からの２つの前記高周波信号のトップエンベロープ信号のそれぞれの和及びそれら２つの和の和である演算結果に基づいたプル・イン信号を生成する請求項１又は２に記載のサーボエラー検出回路。
【請求項５】
前記複数の高周波信号が前記光ピックアップの４分割受光領域からそれぞれ出力される４つの高周波信号を含み、
前記サーボエラー信号生成手段が、トラック方向に対して互いに前後に位置する前記光ピックアップの受光領域からの２つの前記高周波信号のボトムエンベロープ信号のそれぞれの和及びそれら２つの和の差である演算結果に基づいたトラッキングエラー信号を生成する請求項１又は２に記載のサーボエラー検出回路。
【請求項６】
前記光ピックアップがカプラ・タイプであり、
前記サーボエラー信号生成手段が、前記光ピックアップにおける前段の受光領域からの信号に基づく第１の高周波信号のトップエンベロープ信号と、前記光ピックアップにおける後段の受光領域からの信号に基づく第２の高周波信号のトップエンベロープ信号との差である演算結果に基づいたフォーカスエラー信号を生成する請求項１又は２に記載のサーボエラー検出回路。
【請求項７】
前記光ピックアップがカプラ・タイプであり、
前記サーボエラー信号生成手段が、前記光ピックアップにおける前段の受光領域からの信号に基づく第１の高周波信号のトップエンベロープ信号と、前記光ピックアップにおける後段の受光領域からの信号に基づく第２の高周波信号のトップエンベロープ信号との和である演算結果に基づいたプル・イン信号を生成する請求項１又は２に記載のサーボエラー検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ディスク装置におけるサーボ機構に係り、特に光ビームの位置的または光学的な誤差を検出するための光ディスク用サーボエラー検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１５に、光ディスク装置における従来のフォーカスエラー検出回路の一構成例を示す。このフォーカスエラー検出回路は、各々オペアンプをベースとして構成されるアナログの加算回路２００，２０２、減算回路２０４、係数乗算器２０６，オフセット調整回路２０８および増幅回路２１０を有している。
【０００３】
光ピックアップ（図示せず）が備える光検出器２１２の受光領域（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）のうち、一方の対角線上に位置する受光領域Ａ，Ｃからそれぞれ得られる高周波信号（以下、ＲＦ信号と称する。）ＳＡ，ＳＣが加算回路２００の両入力端子に入力され、他方の対角線上に位置する受光領域Ｂ，Ｄからそれぞれ得られるＲＦ信号ＳＢ，ＳＤが加算回路２０２の両入力端子に入力される。なお、これらのＲＦ信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤは光ピックアップ内でＩ−Ｖ変換された電圧信号であり、外部からピックアップにバイアス電圧として与えられるリファレンス電圧を基準レベルとしている。
【０００４】
一方の加算回路２００は、両入力信号ＳＡ，ＳＣの和をとり、和信号（ＳＡ＋ＳＣ）を出力する。この和信号（ＳＡ＋ＳＣ）は減算回路２０４の正側入力端子に入力される。他方の加算回路２０２は、両入力信号ＳＢ，ＳＤの和をとり、和信号（ＳＢ＋ＳＤ）を出力する。この和信号（ＳＢ＋ＳＤ）は係数乗算器２０６で係数Ｇbを乗算されてから減算回路２０４の負側入力端子に入力される。乗算係数Ｇbは非点収差法におけるコマ収差のバランスを補正するためのものである。
【０００５】
減算回路２０４は、両入力信号の差をとり、差信号{（ＳＡ＋ＳＣ）−Ｇb（ＳＢ＋ＳＤ）}を出力する。この差信号はフォーカシング誤差を表す信号であるが、通常はたとえばオフセット調整回路２０８でオフセット分Offsetをキャンセルし、増幅回路２１０でゲインをＧa倍に上げ、さらにはアンチ・エリアシング・フィルタまたはローパスフィルタ（図示せず）に通したものをフォーカスエラー信号ＦＥとして後段のＡ／Ｄコンバータ（図示せず）に供給するようにしている。
【０００６】
このフォーカスエラー検出回路においてフォーカスエラー信号ＦＥを生成するための演算式は次式（１）のように表される。
FE＝Ga{(SA＋SC)−Gb(SB+SD)−Offset}        ‥‥‥（１）
【０００７】
図１６に、プッシュ・プル方式における従来のトラッキングエラー検出回路の一構成例を示す。このトラッキングエラー検出回路も、各々オペアンプをベースとして構成されるアナログの加算回路２１４，２１６、減算回路２１８、増幅回路２２０およびオフセット調整回路２２２を有している。一方の加算回路２１４は、光検出器の左側の受光領域Ａ，ＤからのＲＦ信号ＳＡ，ＳＤの和をとって、和信号（ＳＡ＋ＳＤ）を出力する。他方の加算回路２１６は、右側の受光領域Ｂ，ＣからのＲＦ信号ＳＢ，ＳＣの和をとって、和信号（ＳＢ＋ＳＣ）を出力する。減算回路２１８は、両和信号の差をとって、差信号{（ＳＡ＋ＳＤ）−（ＳＢ＋ＳＣ）}を出力する。この差信号はトラッキング誤差を表す。通常は、増幅回路２２０でゲインをＧc倍に上げ、オフセット調整回路２２２でオフセット分Offsetをキャンセルし、さらにはアンチ・エリアシング・フィルタまたはローパスフィルタ（図示せず）に通したものをトラッキングエラー信号ＴＥとして後段のＡ／Ｄコンバータ（図示せず）に供給するようにしている。
【０００８】
このトラッキングエラー検出回路においてトラッキングエラー信号ＴＥを生成するための演算式は次式（２）のように表される。
TE＝Gc{(SA＋SD)− (SB+SD) }−Offset        ‥‥‥（2）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来のサーボエラー検出回路は、オペアンプをベースとする各種のアナログ演算回路を組み合わせて構成されている。ここで問題点の１つは汎用性が乏しいことである。光ディスク装置においては、光ピックアップや光ディスク等の仕様によって光検出器の出力信号の形態やレベルが異なるので、各仕様に応じてサーボエラー検出回路を作り直したりゲインやオフセット値を変更する必要が出てくる。たとえば、上記フォーカスエラー検出回路においてオフセット調整回路２０８と増幅回路２１０とを互いに（前後関係を）入れ替えるにしても、演算式の上ではオフセット値Offsetが括弧の外にあるか中にあるかの違いであるが、ＩＣ（半導体集積回路）レベルでは別個の回路構成となる。
【００１０】
また、上記のような非点収差法は一例であり、外にも３，４種類のフォーカスエラー検出方式がある。トラッキングエラーの検出にしても、上記のようなプッシュ・プル方式は一例であり、外にもいろいろな方式が用いられている。このため、各方式・各仕様毎にサーボエラー検出回路を用意する必要があった。
【００１１】
また、回路構成が複雑になりやすいという問題もある。たとえば、ＣＤ−ＲＯＭ等の通常のスタンプディスクに較べてディスク反射率が約１／４以下であるＲＷ系（書き換え型の相変化タイプ）の光ディスクを再生する装置では、光検出器より出力されるＲＦ信号のレベルが相当低いので、そのぶんサーボエラー検出回路内でゲインを大きく上げて対応しなければならない。この点、従来のサーボエラー検出回路では、演算の各段毎にオペアンプ用のオフセット・キャンセル回路を置かねばならず、それらの調整や設定のために回路構成が複雑になり、上記の演算式（１），（２）で表されるような簡単な構成では済まなくなる。
【００１２】
さらに、サーボエラー信号の精度上の問題もある。光ディスク装置では、サーボエラー信号の精度がサーボの精度を左右する。たとえばトラッキングサーボでは、光ピックアップを現在トラッキング中のトラックから別のトラックへジャンプ移動させる場合、トラッキングエラー信号の精度が良くないと目標トラック付近でトラッキングサーボをかけてからオントラックさせるまでに多くの時間を費やしたりオントラックを正確に行うのが難しくなる。
【００１３】
図１７に、トラックジャンプの際に光検出器の受光領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄよりそれぞれ得られるＲＦ信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤの波形を模式的に示す。各ＲＦ信号の波形においてボトムに正弦波状のレベル変化Ｓteが現れるのは、光ピックアップより光ディスクの信号記録面に照射されるレーザ光のビームスポットがラジアル方向に一定速度でトラック部とトラック間ミラー部（ピットの存在しない平坦部分）とを交互に横切るためである。つまり、ビームスポットがトラック部を横切るときはピットによる強度変調または回折が極大化し（それによって反射光ビームの光強度が極小化し）、ビームスポットＳＰがミラー部を横切る時は強度変調が極小化する（それによって反射光ビームの光強度が極大化する）ためである。通常、ビームスポットはミラー部の中心にあるときでも隣接するトラックにその一部が重なり、重なり部分において強度変調を受ける。このため、ＲＦ信号においては、ボトムレベルの極大点がトップレベルほどには高くはならず、極大点付近でも高周波の変調成分が持続している。プッシュ・プル方式において、そのようなトラッキング変調成分Ｓteは、ＲＦ信号ＳＡ，ＳＤの間では同相であり、ＲＦ信号ＳＢ，ＳＣの間でも同相であり、ＲＦ信号（ＳＡ，ＳＤ）とＲＦ信号（ＳＢ，ＳＣ）との間では逆相関係にある。
【００１４】
従来のトラッキングエラー検出回路（図１６）では、光検出器の受光領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄよりそれぞれ得られるＲＦ信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤに対してアナログの演算回路（２１４，２１６，２１８）が所要のプッシュ・プル演算を行うことにより、ビームスポットのラジアル方向の位置的誤差を表すトラッキングエラー信号ＴＥを得ることができる。しかしながら、低速再生、高速再生に拘わらず、ローパスフィルタを通すことによってトラッキングエラー信号ＴＥが大幅（約１／２）に減衰してＳＮ特性が悪化するという問題がある（図１８、図１９参照）。これは、ＲＦ信号のトップエンベロープ成分がほぼ平坦であることに起因する。また、低速再生の場合、ＲＦ信号の周波数とトラッキング信号成分の周波数とが比較的近接しており、ローパスフィルタによって両信号を分離することは難しく、図１８に示すようにトラッキングエラー信号ＴＥにＲＦ信号成分ＲＦnが残存し易いという問題もある。
【００１５】
ＣＤ(Compact Disc）やＤＶＤ(Digital Versatile Disk)等の一般の光ディスクでは、トラック上に記録するデータの変調方式としてＥＦＭ(Eight to Fourteen Modulation)やEFM Plusが用いられ、“０”の長さが最低２個以上連続し、１１個以上は連続しないという［２，１０］ＲＬＬ(Run-length Limited）符号条件を満たすように３Ｔ〜１１Ｔ（Ｔは１ビット分の長さ）の範囲内にピットの長さが制限されている。したがって、たとえばＣＤにおいて、１倍速で再生した場合のチャネル・クロックの周波数は４．３２ＭＨｚであるが、ＲＦ信号の周波数は３Ｔ／３Ｔの場面が最大で７２０ｋＨｚであり、１１Ｔ／１１Ｔの場面では１９６ｋＨｚ程度まで低くなる。トラッキングサーボを正確に行うには、トラッキングエラー信号においてこのようなＲＦ信号成分が無視できるほど小さいのが望ましい。
【００１６】
しかしながら、従来のトラッキングエラー検出回路では、通常数１０ｋＨｚのトラッキング変調成分Ｓteから得られるトラッキングエラー信号ＴＥに対して１９６ｋＨｚ程のＲＦ信号成分は、ローパスフィルタに通してもきれいに分離またはカットするのは難しい。
【００１７】
また、ディジタル信号に変換するに際しては、後段のＡ／Ｄコンバータの入力レンジに合わせるために、演算回路（２１４，２１６，２１８）および増幅回路２２０でトラッキングエラー信号ＴＥの振幅を大きくすることになるが、ＲＦ信号成分も一緒に増幅されてしまうため、ゲインを十分に上げることはできない。また、ＲＦ信号成分が混じっているために、ディジタル信号の精度もよくない。
【００１８】
一方、ＣＤ３０倍速やＤＶＤ６倍速以上の高速再生では、ＲＦ信号の帯域が１０ＭＨｚ以上になり、演算回路（２１４，２１６，２１８）の帯域が数ＭＨｚ程度しかない場合は、それらの演算回路がローパスフィルタとして作用し、ＲＦ信号成分を減衰させるだけでなくトラッキングエラー信号ＴＥの元になるトラッキング変調成分Ｓteまで１／２に減衰つまり半減させてしまい、これによってＳＮが６ｄＢも低下してしまう。
【００１９】
従来のフォーカスエラー検出回路（図１５）でも、やはりフォーカスエラー信号の精度がよくなく、ＳＮが低いという問題がある。他の各種サーボエラー検出方式においても、同様の問題がみられる。
【００２０】
本発明は、かかる従来技術の問題点に鑑みてなされたもので、高精度化、安定化、低コスト化およびテスタビリティーの向上を実現する光ディスク用サーボエラー検出回路を提供することを目的とする。
【００２１】
本発明の別の目的は、汎用性の高い光ディスク用サーボエラー検出回路を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の光ディスク用サーボエラー検出回路は、  光ピックアップより出力される１つまたは複数の高周波信号を入力して光ディスクの信号記録面における光ビームの位置的または光学的なサーボ上の誤差を検出するための光ディスク用サーボエラー検出回路であって、各々の前記高周波信号のトップエンベロープおよび／またはボトムエンベロープを検出して、前記トップエンベロープおよび／またはボトムエンベロープの波形を表すアナログのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号を生成するエンベロープ検出手段と、前記アナログのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号をディジタルのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段と、前記ディジタルのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号をディジタル演算処理にかけて１つまたは複数のサーボエラー信号を生成するサーボエラー信号生成手段とを有し、前記アナログ−ディジタル変換手段が、複数のアナログのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号を同時にサンプリングして時分割方式で複数のディジタルのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号に変換する構成とした。
【００２３】
本発明の光ディスク用サーボエラー検出回路では、光ピックアップより与えられる高周波信号に含まれるサーボエラー検出に必要な信号成分をエンベロープ検出手段にて該高周波信号のトップエンベロープおよび／またはボトムエンベロープの形態で低周波の信号に置き換えてから、アナログ−ディジタル変換手段にてディジタル信号に変換したうえで、ディジタル演算部で所要の演算式を演算して所望のサーボエラー信号を生成する。その際、アナログ−ディジタル変換手段は、複数のアナログのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号を同時（並列的）にサンプリングしてから時分割方式で複数のディジタルのトップエンベロープ信号および／またはボトムエンベロープ信号に変換する。
【００２４】
本発明の光ディスク用サーボエラー検出回路において、好適な一態様によれば、高周波信号をエンベロープ検出手段に供給する前に所望の利得で増幅するための利得制御増幅器が設けられる。
別の好適な一態様によれば、前記複数の高周波信号が前記光ピックアップの４分割受光領域からそれぞれ出力される４つの高周波信号を含み、前記サーボエラー信号生成手段が、互いに対角線上に位置する前記光ピックアップの受光領域からの２つの前記高周波信号のトップエンベロープ信号のそれぞれの和及びそれら２つの和の差である演算結果に基づいたフォーカスエラー信号を生成する。
別の好適な一態様によれば、前記複数の高周波信号が前記光ピックアップの４分割受光領域からそれぞれ出力される４つの高周波信号を含み、前記サーボエラー信号生成手段が、互いに対角線上に位置する前記光ピックアップの受光領域からの２つの前記高周波信号のトップエンベロープ信号のそれぞれの和及びそれら２つの和の和である演算結果に基づいたプル・イン信号を生成する。
別の好適な一態様によれば、前記複数の高周波信号が前記光ピックアップの４分割受光領域からそれぞれ出力される４つの高周波信号を含み、前記サーボエラー信号生成手段が、トラック方向に対して互いに前後に位置する前記光ピックアップの受光領域からの２つの前記高周波信号のボトムエンベロープ信号のそれぞれの和及びそれら２つの和の差である演算結果に基づいたトラッキングエラー信号を生成する。
別の好適な一態様によれば、前記光ピックアップがカプラ・タイプであり、前記サーボエラー信号生成手段が、前記光ピックアップにおける前段の受光領域からの信号に基づく第１の高周波信号のトップエンベロープ信号と、前記光ピックアップにおける後段の受光領域からの信号に基づく第２の高周波信号のトップエンベロープ信号との差である演算結果に基づいたフォーカスエラー信号を生成する。
別の好適な一態様によれば、前記光ピックアップがカプラ・タイプであり、前記サーボエラー信号生成手段が、前記光ピックアップにおける前段の受光領域からの信号に基づく第１の高周波信号のトップエンベロープ信号と、前記光ピックアップにおける後段の受光領域からの信号に基づく第２の高周波信号のトップエンベロープ信号との和である演算結果に基づいたプル・イン信号を生成する。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図１４を参照して本発明の好適な実施形態を説明する。
【００２６】
図１に、本発明の一実施形態における光ディスク装置の要部の構成を示す。  光ディスク１０は中心孔を有するドーナツ形のディスク(円盤)であり、その信号記録面（図１では下面）１０ａにはピットの列を同心円状（厳密にはスパイラル状）に並べたトラックが形成されている。再生時には、スピンドルモータ１２がたとえばＣＬＶ（Constant Linear Velocity）方式により所定の線速度で光ディスク１０を回転駆動する。
【００２７】
光ディスク１０の信号記録面１０ａと対向してディスク半径方向に移動可能な光ピックアップ１４が設けられる。光ピックアップ１４は、光ディスク１０の信号記録面１０ａにレーザ光ＬＢを集光照射し、信号記録面１０ａからの反射光ビームを検出して光電変換し、ピット列の凹凸パターンに対応した波形を有する電気信号を生成する。光ピックアップ１４より出力された電気信号はＲＦアンプ１６に供給され、このＲＦアンプ１６で再生データ信号やトラッキングエラー信号ＴＥおよびフォーカスエラー信号ＦＥ等の各種サーボエラー信号が生成される。ＲＦアンプ１６より出力された再生データ信号ＳＭは信号処理部（図示せず）に入力され、そこでデコードやエラー訂正等の所要の信号処理を受ける。ＲＦアンプ１６より出力されたサーボエラー信号はピックアップサーボ１８に送られる。このピックアップサーボ１８により、レーザ光ＬＢのビームスポットＳＰをトラック（ピット列）に位置決めまたは追従させるためのトラッキング制御や、ビームスポットＳＰをピットに程よく収束させるためのフォーカシング制御等が行われる。
【００２８】
図２に、光ピックアップ１４に光電変換部として内蔵される光検出器の一例を示す。この光検出器２０は、いわゆる３ビーム方式用のものであり、４分割受光領域（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）とその左右両側の一対の２分割受光領域（Ｇ，Ｈ），（Ｅ，Ｆ）とを有する。３ビーム方式では、光ディスク１０の信号記録面１０ａに対して光ピックアップ１４より主ビームＬＢと左右一対の副ビームＬＢL，ＬＢRとの計３本の光ビームが集光照射され、信号記録面１０ａからの主ビームＬＢに対応する戻り光または反射光のビームＬＢ’は中心部の４分割受光領域（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）に集光入射し、副ビームＬＢL，ＬＢRにそれぞれ対応する戻り光または反射光のビームＬＢL’，ＬＢR’は左右両側の２分割受光領域（Ｇ，Ｈ），（Ｅ，Ｆ）に集光入射する。受光領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈより、受光した光の光量または強度に応じた高周波信号またはＲＦ信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＦ，ＳＧ，ＳＨがそれぞれ生成される。これらのＲＦ信号はピックアップ１４内でＩ−Ｖ変換された電圧信号であり、外部からピックアップにバイアス電圧として与えられるリファレンス電圧Ｖcのレベルを基準にしている。
【００２９】
図３に、この実施形態におけるサーボエラー検出回路の構成を示す。このサーボエラー検出回路は、入力増幅部２２と、エンベロープ検出部２４と、アナログ−ディジタル変換部２６と、ディジタル演算部２８とを有する。
【００３０】
入力増幅部２２は、光ピックアップ１４から出力されるＲＦ信号をそれぞれ入力する複数の利得制御増幅器３０を有している。これらの利得制御増幅器３０は、たとえばオペアンプからなり、光ピックアップ１４に与えられるのと同一のリファレンス電圧Ｖcを基準レベルとして入力ＲＦ信号ＳＡ〜ＳＨを所望の利得でそれぞれ増幅する。この前段の利得増幅により、光ディスクの種類による振幅の誤差を吸収してＲＦ信号の基準レベルを所定値に揃えることもできる。
【００３１】
エンベロープ検出部２４は、各々の利得制御増幅器３０の出力に対してトップエンベロープ回路３２とボトムエンベロープ回路３４とを充てている。
【００３２】
各トップエンベロープ回路３２は、たとえばコンデンサ型のピークホールド回路からなり、各ＲＦ信号ＳＡ〜ＳＨのトップエンベロープを検出し、そのトップエンベロープ波形を表すトップエンベロープ信号ＳＡtop〜ＳＨtopを出力する。各トップエンベロープ信号ＳＡtop〜ＳＨtopにはＲＦ信号成分が殆ど含まれていない。各トップエンベロープ回路におけるピークホールド回路のドループレート(Droop Rate)は、ＲＦ信号のトップエンベロープ波形に追従できるような値に設定される。特に、光ディスク１０が傾いていたり、ピックアップ１４内で対物レンズの光軸がずれていたりすると、ＲＦ信号のトップレベルが振動するので、そのようなトップレベルの振動波形にも追従できるようなドループレートに選ばれてよい。
【００３３】
各ボトムエンベロープ回路３４は、たとえばコンデンサ型のピークホールド回路からなり、各ＲＦ信号ＳＡ〜ＳＨのボトムエンベロープを検出し、そのボトムエンベロープ波形を表すボトムエンベロープ信号ＳＡbtm〜ＳＨbtmを出力する。各ボトムエンベロープ信号ＳＡbtm〜ＳＨbtmにはＲＦ信号成分が殆ど含まれていない。各ボトムエンベロープ回路におけるピークホールド回路のドループレートは、ＲＦ信号のボトムエンベロープ波形に追従できるように、特にトラック・ジャンプ時のトラッキング変調成分にも十分追従できるような値に設定される。
【００３４】
各トップエンベロープ回路３２および各ボトムエンベロープ回路３４の出力は、アナログ−ディジタル変換部２６において各サンプル・ホールド回路３６を介してマルチプレクサ３８の各対応する入力端子に供給される。各サンプル・ホールド回路３６に与えられるサンプリング・クロックＳＨclockは、システム・クロックまたはデコード用のクロックを利用したものでよい。このサンプリング・クロックの周波数は、サーボ制御に必要な信号の帯域の最低２倍あればよく、通常は数１００ｋＨｚ程度で十分である。
【００３５】
マルチプレクサ３８は、入力ＲＦ信号ＳＡ〜ＳＨに対して機能する全て（この例では計１６本）のトップエンベロープ回路３２およびボトムエンベロープ回路３４からそれぞれの出力信号つまりトップエンベロープ信号ＳＡtop〜ＳＨtopおよびボトムエンベロープ信号ＳＡbtm〜ＳＨbtmを入力する。そして、それら１６個の入力信号の中から一時または１サイクルに１つだけを選択して後段のＡ／Ｄコンバータ４０に転送する。たとえば、サンプリング周波数を２００ｋＨｚとした場合は、１サンプリング・クロック内に１６本全てのＡ／Ｄ変換を実行しなくてはならないので、マルチプレクサ３８におけるスイッチング速度およびＡ／Ｄコンバータ４０におけるＡ／Ｄ変換速度は３．２ＭＨｚ以上としてよい。また、Ａ／Ｄコンバータ４０における分解能は、後段のサーボ制御回路では一般に８ビットのＡ／Ｄコンバータが用いられるので、それと同等またはそれ以上の精度にするのが望ましい。
【００３６】
こうして、アナログ−ディジタル変換部２６において、全ての入力ＲＦ信号ＳＡ〜ＳＨに対応するアナログのトップエンベロープ信号ＳＡtop〜ＳＨtopおよびボトムエンベロープ信号ＳＡbtm〜ＳＨbtmが時分割方式によって同時的にディジタルのトップエンベロープ信号ＱＡtop〜ＱＨtopおよびボトムエンベロープ信号ＱＡbtm〜ＱＨbtmにそれぞれ変換される。
【００３７】
ディジタル演算部２８は、汎用化されたディジタル回路で構成されており、アナログ−ディジタル変換部２６からのディジタルのトップエンベロープ信号ＱＡtop〜ＱＨtopおよびボトムエンベロープ信号ＱＡbtm〜ＱＨbtmについてプログラミング可能なディジタル演算処理を施すことにより、各種のサーボエラー信号を生成する。
【００３８】
図４に、ディジタル演算部２８においてフォーカスエラー信号ＦＥ，プル・イン信号ＰＩおよびトラッキングエラー信号ＴＥを生成するためのディジタル演算処理の等価回路を示す。
【００３９】
フォーカスエラー演算部４２は、非点収差法により次式（３）を演算してディジタルのフォーカスエラー信号ＦＥを生成する。
FE＝Gfe{Kfe(QAtop＋QCtop)−(QBtop＋QDtop)}−FEoffset  ‥‥‥（３）
【００４０】
このフォーカスエラー演算部４２は、等価回路的には、加算回路４４，４６、係数乗算器４８、減算回路５０、利得制御増幅器５２およびオフセット調整回路５４で構成される。加算回路４４は、受光領域Ａ，Ｃから得られるトップエンベロープ信号ＱＡtop，ＱＣtopの和をとり、和信号（ＱＡtop＋ＱＣtop）を生成する。加算回路４６は、受光領域Ｂ，Ｄから得られるトップエンベロープ信号ＱＢtop，ＱＤtopの和をとり、和信号（ＱＢtop＋ＱＤtop）を生成する。係数乗算器４８は、和信号（ＱＡtop＋ＱＣtop）に非点収差法におけるコマ収差のバランス補正用の係数Ｋfeを乗算する。減算回路５０は、両和信号Ｋfe（ＱＡtop＋ＱＣtop），（ＱＢtop＋ＱＤtop）の差をとり、差信号{Ｋfe（ＱＡtop＋ＱＣtop）−（ＱＢtop＋ＱＤtop）}を生成する。この差信号つまり基本フォーカスエラー信号について、利得制御増幅器５２はゲインをＧfe倍に上げ、オフセット調整回路５４はオフセットＦＥoffsetをキャンセルする。
【００４１】
非点収差法においては、光ディスク１０に対してピックアップ１４内の対物レンズが近すぎると、光検出器２０において受光領域Ａ，Ｃから生成されるＲＦ信号ＳＡ，ＳＣのレベルが受光領域Ｂ，Ｄから生成されるＲＦ信号ＳＢ，ＳＤのレベルよりも高くなり、フォーカスエラー信号ＦＥは＋側にオフセットする。反対に、光ディスク１０に対してピックアップ１４内の対物レンズが遠すぎると、ＲＦ信号ＳＡ，ＳＣのレベルよりもＲＦ信号ＳＢ，ＳＤのレベルが高くなり、フォーカスエラー信号ＦＥは−側にオフセットする。そこで、フォーカスエラー信号ＦＥのレベルを零に近づけるようにフォーカシングサーボが行われる。
【００４２】
プル・イン演算部５６は次式（４）を演算してディジタルのプル・イン信号ＰＩを生成する。
PI＝Gpi{ (QAtop＋QCtop)＋(QBtop＋QDtop)}−PIoffset  ‥‥‥（４）
【００４３】
このプル・イン演算部５６は、等価回路的には、加算回路４４，４６，５８、利得制御増幅器６０およびオフセット調整回路６２を有する。加算回路５８は、加算回路４４，４６からのそれぞれの和信号の和をとり、総和信号{（ＱＡtop＋ＱＣtop）＋（ＱＢtop＋ＱＤtop）}を出力する。この総和信号または基本プル・イン信号について、利得制御増幅器６０はゲインをＧpi倍に上げ、オフセット調整回路６２はオフセットＰＩoffsetをキャンセルする。
【００４４】
このプル・イン演算部５６で得られるプル・イン信号ＰＩは、光ディスク１０に対するピックアップ１４の距離間隔に応じてレベルが変化する。すなわち、光ディスク１０に対してピックアップ１４を近づけるほどＲＦ信号（ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤ）全体のレベルが高くなり、したがってプル・イン信号ＰＩのレベルが高くなる。たとえば電源投入直後の初期化において、プル・イン信号ＰＩをモニタ信号としてピックアップ１４を光ディスク１０に適切に近づけることができる。
【００４５】
トラッキングエラー演算部６４は、プッシュ・プル方式により次式（５）を演算してディジタルのトラッキングエラー信号TＥを生成する。
TE＝Gte{ (QAbtm＋QDbtm)−(QBbtm＋QCbtm)}−TEoffset  ‥‥‥（５）
【００４６】
このトラッキングエラー演算部６４は、等価回路的には、加算回路６６，６８、減算回路７０、利得制御増幅器７２およびオフセット調整回路７４で構成される。一方の加算回路６６は、受光領域Ａ，Ｄから得られるボトムエンベロープ信号ＱＡbtm，ＱＤbtmの和をとり、和信号（ＱＡbtm＋ＱＤbtm）を生成する。他方の加算回路６８は、受光領域Ｂ，Ｃから得られるボトムエンベロープ信号ＱＢbtm，ＱＣbtmの和をとり、和信号（ＱＢbtm＋ＱＣbtm）を生成する。減算回路７０は、両和信号の差をとり、差信号{（ＱＡbtm＋ＱＤbtm）−（ＱＢbtm＋ＱＣbtm）}を出力する。この差信号つまり基本トラッキングエラー信号について、利得制御増幅器７２はゲインをＧte倍に上げ、オフセット調整回路７４はオフセットＴＥoffsetをキャンセルする。
【００４７】
ここで、トラッキングエラー演算部６４における信号処理の作用を簡単に説明する。トラックジャンプの際には、光検出器２０の受光領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄからそれぞれ得られるＲＦ信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤのボトムにトラッキング変調成分Ｓteが現れる（図１７）。エンベロープ検出部２４において各ＲＦ信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤから導出されるアナログのボトムエンベロープ信号ＳＡbtm，ＳＢbtm，ＳＣbtm，ＳＤbtmはトラッキング変調成分Ｓteとほぼ等しいピーク対ピーク値（Ｖgとする）を有している。アナログ−ディジタル変換部２６で生成されるディジタルのボトムエンベロープ信号ＱＡbtm，ＱＢbtm，ＱＣbtm，ＱＤbtmも波形的にはアナログ信号と同じピーク対ピーク値（Ｖg）を有している。したがって、トラッキングエラー演算部６４において加算回路６６，６８よりそれぞれ得られる和信号（ＱＡbtm＋ＱＤbtm），（ＱＢbtm＋ＱＣbtm）のピーク対ピーク値は、図５に示すように２倍（２Ｖg）の大きさに増大する。そして、両和信号（ＱＡbtm＋ＱＤbtm），（ＱＢbtm＋ＱＣbtm）は逆相関係にあるので、減算回路７０より得られる差信号{（ＱＡbtm＋ＱＤbtm）−（ＱＢbtm＋ＱＣbtm）}のピーク対ピーク値は、図５に示すようにさらに２倍（４Ｖg）の大きさに増大する。
【００４８】
ディジタル演算部２８においては、上記したようなフォーカスエラー信号ＦＥ，プル・イン信号ＰＩおよびトラッキングエラー信号ＴＥ以外にも様々なサーボエラー信号たとえばセンターエラー信号ＣＥ、ミラー信号MIRR、欠陥検出信号DFT等をデジタル演算処理によって生成することができる。
【００４９】
図６に、別の実施例による光ピックアップ１４内の光検出器の受光領域配置構成を示す。この受光領域配置構成は、いわゆるカプラ・タイプであり、光ディスクからの反射光ビームが光学的に前段の受光領域（Ａ1，Ａ3，Ａ4，Ａ2）にいったん入射し、そこで反射したビームが光学的に後段の受光領域（Ｂ1，Ｂ3，Ｂ4，Ｂ2）に入射するようになっている。ここで、前段において、左側領域Ａ1，Ａ3同士および右側領域Ａ2，Ａ4同士がそれぞれ同相関係にあり、左側領域Ａ1，Ａ3と右側領域Ａ2，Ａ4とは互いに逆相関係にある。後段においても、左側領域Ｂ1，Ｂ3同士および右側領域Ｂ2，Ｂ4同士がそれぞれ同相関係にあり、左側領域Ｂ1，Ｂ3と右側領域Ｂ2，Ｂ4とは互いに逆相関係にある。そして、前段の左側領域Ａ1，Ａ3と後段の右側領域Ｂ2，Ｂ4は同相関係にあり、前段の右側領域Ａ2，Ａ4と後段の左側領域Ｂ1，Ｂ3とは同相関係にある。
【００５０】
各受光領域Ａ1，Ａ3，Ａ4，Ａ2，Ｂ1，Ｂ3，Ｂ4，Ｂ2から、受光した光の光量または強度に応じた高周波信号またはＲＦ信号ＳＡ1，ＳＡ3，ＳＡ4，ＳＡ2，ＳＢ1，ＳＢ3，ＳＢ4，ＳＢ2が生成される。やはり、これらのＲＦ信号はピックアップ１４内でＩ−Ｖ変換により得られる電圧信号であり、外部からピックアップにバイアス電圧として与えられるリファレンス電圧Ｖcのレベルを基準にしている。
【００５１】
通常は、ピックアップ１４に備え付けられているアナログ演算回路により次式（６），（７），（８），（９）の演算処理が行われ、４種類の加え合わせＲＦ信号ＰＤ1，ＰＤ2，ＳＥ，ＳＦがピックアップ１４より出力される。
ＰＤ1＝ＳＡ1＋ＳＡ3＋ＳＡ4＋ＳＡ2      ‥‥‥（６）
ＰＤ2＝ＳＢ1＋ＳＢ3＋ＳＢ4＋ＳＢ2      ‥‥‥（７）
ＳＥ＝ＳＡ2＋ＳＡ4＋ＳＢ1＋ＳＢ3      ‥‥‥（８）
ＳＦ＝ＳＡ1＋ＳＡ3＋ＳＢ2＋ＳＢ4      ‥‥‥（９）
【００５２】
図７に示すように、上記カプラ・タイプのピックアップ１４より出力されるＲＦ信ＰＤ1，ＰＤ2，ＳＥ，ＳＦもそのまま本実施形態のサーボエラー検出回路に入力してよい。この場合、入力増幅部２２およびエンベロープ検出部２４では、入力ＲＦ信号４本分の利得制御増幅器３０およびトップエンベロープ回路３２，ボトムエンベロープ回路３４を使用することになる。
【００５３】
したがって、エンベロープ検出部２４では、入力ＲＦ信号ＰＤ1，ＰＤ2，ＳＥ，ＳＦからアナログのトップエンベロープ信号ＰＤ1top，ＰＤ2top，ＳＥtop，ＳＦtopおよびボトムエンベロープ信号ＰＤ1btm，ＰＤ2btm，ＳＥbtm，ＳＦbtmが生成される。そして、アナログ−ディジタル変換部２６では、それらのトップエンベロープ信号ＰＤ1top，ＰＤ2top，ＳＥtop，ＳＦtopおよびボトムエンベロープ信号ＰＤ1btm，ＰＤ2btm，ＳＥbtm，ＳＦbtmが時分割方式により同時にディジタルのトップエンベロープ信号ＱＤ1top，ＱＤ2top，ＱＥtop，ＱＦtopおよびボトムエンベロープ信号ＱＤ1btm，ＱＤ2btm，ＱＥbtm，ＱＦbtmにそれぞれ変換される。
【００５４】
ディジタル演算部２８は、アナログ−ディジタル変換部２６からのディジタルのトップエンベロープ信号ＱＤ1top，ＱＤ2top，ＱＥtop，ＱＦtopおよびボトムエンベロープ信号ＱＤ1btm，ＱＤ2btm，ＱＥbtm，ＱＦbtmを入力信号としてプログラミング可能なディジタル演算処理を行って、各種のサーボエラー信号を生成する。
【００５５】
図８に、この実施例のディジタル演算部２８においてフォーカスエラー信号ＦＥおよびプル・イン信号ＰＩを生成するためのディジタル演算処理の等価回路を示す。
【００５６】
フォーカスエラー演算部７８は、次の式(10)を演算してディジタルのフォーカスエラー信号ＦＥを生成する。
FE＝Gfe{ (Kfe・QD1top−QD2top)}−TEoffset  ‥‥‥(10)
【００５７】
このフォーカスエラー演算部７８の等価回路は、係数乗算器８０、減算回路８２、利得制御増幅器８４およびオフセット調整回路８６を有する。係数乗算器８０は、加え合わせＲＦ信号ＰＤ1から導出されるトップエンベロープ信号ＱＤ1topにコマ収差バランス補正用の係数Ｋfeを乗算する。減算回路８２は、係数乗算器８０の出力信号（Ｋfe・ＱＤ1top）と加え合わせＲＦ信号ＰＤ2から導出されるトップエンベロープ信号ＱＤ2topとの差をとり、差信号（Ｋfe・ＱＤ1top−ＱＤ2top）を生成する。この差信号を基本フォーカスエラー信号として、利得制御増幅器８４はゲインをＧfe倍に上げ、オフセット調整回路８６はオフセットＦＥoffsetをキャンセルする。
【００５８】
プル・イン演算部８８は、次式(11)を演算してディジタルのプル・イン信号ＰＩを生成する。
PI＝Gpi・ (QD1top＋QD2top)−PIoffset  ‥‥‥(11)
【００５９】
このプル・イン演算部８８の等価回路は、加算回路９０と利得制御増幅器９２とオフセット調整回路９４とを有する。加算回路９０は、両トップエンベロープ信号ＱＤ1top，ＱＤ2topの和をとり、和信号（ＱＤ1top＋ＱＤ2top）を生成する。この和信号つまり基本プル・イン信号のゲインを利得制御増幅器９２によりＧpi倍に上げ、オフセット調整回路９４によりオフセットＰＩoffsetをキャンセルしたものがプル・イン信号ＰＩとして出力される。
【００６０】
図９に、この実施例のディジタル演算部２８においてトラッキングエラー信号ＴＥを生成するためのディジタル演算処理の等価回路を示す。このトラッキングエラー演算部９６は、トップホールド・プッシュプル（ＴＰＰ）法により次式(12)を演算してディジタルのトラッキングエラー信号ＴＥを生成する。
0003879060.tif 000002
【００６１】
このトラッキングエラー演算部９６の等価回路は、係数乗算器９８，１００、減算回路１０２，１０４，１０６、１０８、イコライザ１１０、係数乗算器１１２、加算回路１１４、利得制御増幅器１１６およびオフセット調整回路１１８で構成される。
【００６２】
係数乗算器９８，１００および減算回路１０２，１０４は、ＲＦ信号ＳＥ，ＳＦにおけるトップレベルの変動に応じたオフセットを補償するための回路である。光ディスク１０が傾いていたり、ピックアップ１４内で対物レンズの光軸がずれていたりすると、図１０に示すように、ＲＦ信号においてはトップレベルが振動してその振動成分がボトムレベルにも波及し、ボトム側のトラッキング変調成分Ｓteにもトップレベルの振動に応じたオフセットが現れる。この実施例では、ＲＦ信号におけるそのようなトップレベルの変動ＳＥtwをトップエンベロープ信号Ｓtopの形態で分離し、トップエンベロープ信号Ｓtopにオフセット影響度を表す係数Ｋteを乗じて得られる信号Ｋte・Ｓtopをボトムエンベロープ信号Ｓbtmから差し引くことで、トップレベルの変動Ｓtwに応じたトラッキング変調成分Ｓteのオフセットをキャンセルする。しかも、そのようなオフセット補償をディジタル演算処理で行う。
【００６３】
このトラッキングエラー演算部９６において、減算回路１０２，１０４の出力には、トップレベルの影響を取り除かれた補正ボトムエンベロープ信号（ＱＥbtm−Ｋte・ＱＥtop)，（ＱＦbtm−Ｋte・ＱＦtop) がそれぞれ得られる。したがって、減算回路１０６の出力に得られる差信号{（ＱＥbtm−Ｋte・ＱＥtop)−（ＱＦbtm−Ｋte・ＱＦtop) }を基本トラッキングエラー信号としてよい。
【００６４】
この実施例では、トラッキングエラー信号ＴＥの周波数特性を調整するための回路も備えている。この周波数特性調整回路は、減算回路１０８とイコライザ１１０と利得制御増幅器１１２とで構成されている。減算回路１０８は、両ボトムエンベロープ信号ＱＥbtm，ＱＦbtmの差をとり、その差信号（ＱＥbtm−ＱＦbtm）をアライメント信号ＡＬとして出力する。イコライザ１１０は、所望の周波数帯域成分を強調（増幅）または減衰させてアライメント信号ＡＬの周波数特性を変える。こうして所望の周波数特性を有するアライメント信号ＡＬつまりＥＱＲ（ＱＥbtm−ＱＦbtm）が、利得制御増幅器１１２で利得をＧal倍に上げてから、加算回路１１４にて減算回路１０６からの基本トラッキングエラー信号に加算される。こうして周波数特性を調整された基本トラッキングエラー信号について、利得制御増幅器１１６はゲインをＧte倍に上げ、オフセット調整回路１１８はオフセットＴＥoffsetをキャンセルする。
【００６５】
図１１に、ディジタル演算部２８においてトラッキングエラー信号ＴＥを生成するための別の実施例によるディジタル演算処理の等価回路を示す。このトラッキングエラー演算部１２０は、次式(13)を演算してディジタルのトラッキングエラー信号ＴＥを生成する。
0003879060.tif 000003
【００６６】
このトラッキングエラー演算部１２０の等価回路は、減算回路１０８，１２２，１２６、イコライザ１１０、係数乗算器１１２，１２４、加算回路１１４、利得制御増幅器１１６およびオフセット調整回路１１８で構成されている。この実施例では、減算回路１０８の出力に得られる差信号（ＱＥbtm−ＱＦbtm）を、アライメント信号ＡＬとしてイコライザ１１０に与えるだけでなく、補正前のトラッキングエラー信号として減算回路１２６の正側入力端子にも与える。一方、減算回路１２２により両トップエンベロープ信号ＱＥtop，ＱＦtopの差をとって差信号（ＱＥtop−ＱＦtop）を生成し、この差信号に係数乗算器１２４でオフセット影響度を表す係数Ｋteを乗じて得られる信号Ｋte（ＱＥtop−ＱＦtop）を減算回路１２６の負側入力端子に与える。減算回路１２６は、減算により両入力信号の差をとり、差信号{（ＱＥbtm−ＱＦbtm）−Ｋte（ＱＥtop−ＱＦtop）}を出力する。次式(14)より、この減算回路１２６の出力は図９のトラッキングエラー演算部９６における減算回路１０６の出力と等価であることがわかる。ソフトウェアを変更するだけで容易に変形できる。
0003879060.tif 000004
【００６７】
図１１には、センターエラー演算部１２８の等価回路も示されている。このセンターエラー演算部１２８は、次式(15)を演算してディジタルのセンターエラー信号ＣＥを生成する。
CE＝Gce (QEtop− QFtop)−CEoffset          ‥‥‥(15)
【００６８】
このセンターエラー演算部１２８の等価回路は、減算回路１２２と利得制御増幅器１３０とオフセット調整回路１３２とを有している。減算回路１２２は、トラッキングエラー演算部１２０と共用されており、両トップエンベロープ信号ＱＥtop，ＱＦtopの差をとって差信号（ＱＥtop−ＱＦtop）を出力する。この差信号（ＱＥtop−ＱＦtop）を利得制御増幅器１３０およびオフセット回路１３２に通してセンターエラー用のゲイン調整およびオフセット調整を施したものをセンターエラー信号ＣＥとする。このセンターエラー信号ＣＥは、光ピックアップ１４（特に対物レンズ）のラジアル方向の位置的誤差を表すサーボエラー信号として利用される。
【００６９】
図１２に、この実施例のディジタル演算部２８においてＲＦ振幅検出信号ＴＰＡ、ディスク欠陥検出信号ＤＦＴ、ミラー検出信号MIRRおよびディスク検出信号DSKDETを生成するための等価回路を示す。
【００７０】
ＲＦ振幅検出部１３４は、次式(16)を演算してディジタルのＲＦ振幅検出信号ＴＰＡを生成する。
0003879060.tif 000005
【００７１】
このＲＦ振幅検出部１３４は、等価回路的には、加算回路１３６，１３８、トップホールド回路１４０、ボトムホールド回路１４２、減算回路１４４および利得制御増幅器１４６で構成される。加算回路１３６は、両トップエンベロープ信号ＱＤ1top，ＱＤ2topの和をとり、和信号（ＱＤ1top＋ＱＤ2top）を出力する。加算回路１３８は、両ボトムエンベロープ信号ＱＤ1btm，ＱＤ2btmの和をとり、和信号（ＱＤ1btm＋ＱＤ2btm）を出力する。トップホールド回路１４０は、和信号（ＱＤ1top＋ＱＤ2top）のトップレベルを一定に保持し、トップホールド信号TopHold D (QD1top＋QD2top)を出力する。ボトムホールド回路１４２は、和信号（ＱＤ1btm＋ＱＤ2btm）のボトムレベルを一定に保持し、ボトムホールド信号BottomHold D2(QD1btm＋QD2btm)を出力する。減算回路１４４は、トップホールド信号TopHold D(QD1top＋QD2top)からボトムホールド信号BottomHold D2(QD1btm＋QD2btm)を減算して、差信号{TopHold D (QD1top＋ QD2top) −BottomHold D2(QD1btm＋QD2btm)}を出力する。利得制御増幅器１４６は差信号のゲインをＧtpa倍に上げる。このＲＦ振幅検出信号ＴＰＡは、ＲＦ信号の振幅またはピーク対ピーク値の大きさを表す。
【００７２】
第１および第２のディスク欠陥検出部１４８，１６０は、それぞれ次式(17)，(18)を演算してディジタルのディスク欠陥検出信号ＤＦＴ1，ＤＦＴ2を生成する。
0003879060.tif 000006
【００７３】
等価回路において、第１のディスク欠陥検出部１４８は、加算回路１３６，１３８、トップホールド回路１４０、ボトムホールド回路１５０、減算回路１５２、減衰器１５４、加算回路１５６およびコンパレータ１５８で構成される。ボトムホールド回路１５０は、和信号（ＱＤ1btm＋ＱＤ2btm）のボトムレベルを一定に保持し、ボトムホールド信号BottomHold D1(QD1btm＋QD2btm)を出力する。減算回路１５２は、トップホールド信号TopHold D (QD1top＋QD2top)からボトムホールド信号BottomHold D1(QD1btm＋QD2btm)を減算して、差信号{TopHoldD (QD1top＋QD2top) −BottomHold D1(QD1btm＋QD2btm)}を出力する。減衰器１５４はこの差信号のゲインをATTDFT1倍に下げる。加算回路１５６は、減衰器１５４の出力信号とボトムホールド回路１５０からのボトムホールド信号BottomHold D1(QD1btm＋QD2btm)との和をとる。コンパレータ１５８は、加算回路１５６の出力信号と加算回路１３６の出力信号とを比較して、その大小関係に応じて論理値１または０の第１ディスク欠陥検出信号ＤＦＴ1を出力する。この第１ディスク欠陥検出信号ＤＦＴ1は、ＲＦ信号のトップレベルが正常のときは論理値“１”で、異常に低下したとき（光ディスクからの反射光強度が異常に低いとき）に論理値“０”となる。
【００７４】
第２のディスク欠陥検出部１６０は、加算回路１３６，１３８、トップホールド回路１４０、ボトムホールド回路１４２，１５０、減算回路１６２、減衰器１６４およびコンパレータ１６６で構成される。減算回路１６２は、加算回路１３６からの和信号（ＱＤ1top＋ＱＤ2top）とボトムホールド回路１４２からのボトムホールド信号BottomHold D2(QD1btm＋QD2btm)との差をとり、差信号{(QD1top＋ QD2top)−BottomHold D2(QD1btm＋QD2btm)}を出力する。減衰器１６４は減算回路１５２からの差信号{TopHold D (QD1top＋QD2top) −BottomHold D1(QD1btm＋QD2btm)}のゲインをATTDFT2倍に下げる。コンパレータ１６６は、減衰器１６４の出力信号と減算回路１６２の出力信号とを比較して、その大小関係に応じて論理値１または０の第２ディスク欠陥検出信号ＤＦＴ2を出力する。この第２ディスク欠陥検出信号ＤＦＴ2は、ＲＦ信号のトップレベルが正常のときは論理値“１”で、異常に上昇したとき（光ディスクからの反射光強度が異常に高いとき）に論理値“０”となる。
【００７５】
ミラー検出部１６８は、次式(19)を演算してディジタルのミラー検出信号MIRRを生成する。
0003879060.tif 000007
【００７６】
このミラー検出部１６８の等価回路は、加算回路１３６，１３８、ボトムホールド回路１７０、トップホールド回路１７２、ローパスフィルタ１７４、減算回路１７６，減衰器１７８、加算回路１８０およびコンパレータ１８２で構成される。
【００７７】
ボトムホールド回路１７０は、加算回路１３８からの和信号（ＱＤ1btm＋ＱＤ2btm）のボトムレベルを一定に保持し、ボトムホールド信号BottomHold M(QD1btm＋ QD2btm)を出力する。トップホールド回路１７２は、加算回路１３６からの和信号（ＱＤ1top＋ＱＤ2top）のトップレベルを一定に保持し、トップホールド信号TopHold M (QD1top＋QD2top)を出力する。減算回路１７６は、トップホールド信号TopHold M (QD1top＋QD2top)からボトムホールド信号BottomHold M(QD1btm＋QD2btm)を減算して、差信号を出力する。減衰器１７８はこの差信号のゲインをATTMIRR倍に下げる。加算回路１８０は、減衰器１７８の出力信号ATTMIRR{TopHold M (QD1top＋ QD2top)−BottomHold M(QD1btm＋ QD2btm) }とボトムホールド回路１７０からのボトムホールド信号BottomHold M(QD1btm＋QD2btm)との和をとり、和信号を出力する。一方、ローパスフィルタ１７４は、加算回路１３８からの和信号（ＱＤ1btm＋ＱＤ2btm）のうち高周波成分を減衰または除去して低周波成分を出力する。コンパレータ１８２は、ローパスフィルタ１７４の出力信号LPF{ BottomHold M(QD1btm＋QD2btm) }と加算回路１８０の出力信号[BottomHold M(QD1btm＋QD2btm)+ ATTMIRR{TopHold M (QD1top＋ QD2top)−BottomHold M(QD1btm＋ QD2btm) }]とを比較して、その大小関係に応じて論理値１または０のミラー検出信号MIRRを出力する。トラック・ジャンプの際に、ミラー検出信号MIRRは、光ビームＬＢのスポットＳＰが光ディスク１０の信号記録面上のトラック部に位置しているときは論理値０で、ミラー部に在るときは論理値１になる。
【００７８】
ディスク検出部１８４は、次式(20)を演算してディジタルのディスク検出信号DSKDETを生成する。
0003879060.tif 000008
【００７９】
等価回路において、ディスク検出部１８４は、加算回路１３６，１３８、ボトムホールド回路１７０、ローパスフィルタ１９０、加算回路１９２およびコンパレータ１９４で構成される。加算回路１９２は、ボトムホールド回路１７０からのボトムホールド信号BottomHold M(QD1btm＋QD2btm)と所望の検出レベルDetect levelとの和をとり、和信号を出力する。一方、ローパスフィルタ１９０は、加算回路１３８からの和信号（ＱＤ1btm＋ＱＤ2btm）のうち高周波成分を減衰ないし除去して低周波成分を出力する。コンパレータ１９４は、ローパス・フィルタ１９０の出力信号LPF(QD1btm＋QD2btm) と加算回路１９２の出力信号{BottomHold M(QD1btm＋QD2btm) ＋Detect level}とを比較して、その大小関係に応じて論理値１または０のディスク検出信号DSKDETを出力する。このディスク検出信号DSKDETは、ピックアップ１４がディスク１０に対して設定距離内に近づくと、論理値０から論理値１になる。
【００８０】
上記したように、この実施形態のディジタル演算部２８においては、所望のサーボエラー信号を生成するための演算式をディジタルで実行できればよく、ディジタル回路の構成の仕方に特別な条件は要らない。入力ＲＦ信号の数や形態あるいはピン名も特定する必要はない。さらに、この実施形態では、入力ＲＦ信号からトップエンベロープ信号とボトムエンベロープ信号を抜き出してそれらのエンベロープ信号を基にディジタル演算処理でサーボ制御に必要な全ての信号を作るため、より汎用性のある回路を実現しやすく、様々なピックアップの方式または仕様に簡単に対応することができる。
【００８１】
サーボエラー検出回路のディジタル化は、汎用性だけでなく、回路のコンパクト化や低コスト化、テスタビリティ（検査）等にも有利である。本実施形態では、上記したような種々のサーボエラー信号を生成するに際して、同一または共通の演算を多数回行うので、１つの演算回路を時分割で使うことにより、全てのサーボエラー信号の演算を行うことができる。たとえば、上記の例でフォーカスエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥ、センターエラー信号ＣＥおよびプル・イン信号ＰＩを同時に生成する場合は、アナログ−ディジタル変換部２６におけるサンプリング周波数をたとえば２５０ｋＨｚとすると、そのサンプリング・クロックの１周期の間に上記４種類の演算を実行するには、１つの演算に１μｓｅｃを充てればよく、２０ＭＨｚ以上の内部クロックを持てば十分である。また、ディジタル演算の結果として得られるサーボエラー信号をディジタルのまま出力することにより、演算結果の精度を劣化させないだけでなく、後段のサーボ信号処理部において入力段のＡ／Ｄコンバータを不要にすることもできる。
【００８２】
もっとも、たとえば図７の実施例のように、ディジタル演算部２８より出力されるディジタルのサーボエラー信号をＤ／Ａコンバータ７６によりアナログ信号に変換して後段のＡ／Ｄコンバータ付きサーボ信号処理部へ供給することも可能である。この場合は、本実施形態のサーボエラー検出回路を搭載するＩＣを従来のアナログ演算ＩＣとそっくり置き換えることができる。
【００８３】
さらに、本実施形態では、ピックアップ１４より出力されるＲＦ信号に含まれるサーボエラー検出に必要な信号成分をＲＦ信号のトップエンベロープおよび／またはボトムエンベロープの形態で信号のレベルを落とさずに低周波の信号に置き換えてから演算処理を行うので、ＳＮ特性にすぐれた精度の高いサーボエラー信号を生成することができる。たとえば、トラッキングエラー信号ＴＥを生成する場合は、図５に示したように、ＲＦ信号成分を含まないきれいな波形のまま演算処理の過程でゲインを上げることができる。また、入力段の利得制御増幅器３０においてもゲインを有効に上げることができる。
【００８４】
なお、本実施形態では、概してオペアンプで構成される利得制御増幅器３０のオフセットをサーボをかけている最中にキャンセルすることも可能である。すなわち、アナログ−ディジタル演算部２６の各サンプル・ホールド回路３６が標本化信号をホールドしている間、各対応する利得制御増幅器３０は増幅動作を一時中断できる。そこで、この中断時間中にオフセット・キャンセル回路（図示せず）を働かせて該利得制御増幅器３０内のオフセットをキャンセルできる。
【００８５】
ここで、実際の波形モデルを用いて、ＲＦ信号から先にエンベロープを抜き出す本発明の方式とＲＦ信号を単純にローパスフィルタに通す従来方式との違いをフーリエ変換による周波数スペクトラムの面から説明する。
【００８６】
先ず、図１３の（Ａ）に示すように振幅一定のＲＦ信号ＲＦ(t)に低周波変調成分ＭＯＤ(t)（エンベロープ成分）を単純に重畳させたモデルを考える。このモデルの信号ｆ(t)は次の式(21)で表される。
0003879060.tif 000009
【００８７】
ここで、ARFおよびωRFはＲＦ信号ＲＦ(t)の振幅および周波数、AMODおよびωMODは低周波変調成分ＭＯＤ(t)の振幅および周波数である。フーリエ変換を行うと、上記の式(21)は次式(22)のようになる。なお、各積分記号∫の積分区間は−∞〜＋∞とする。
0003879060.tif 000010
【００８８】
図１３の（Ｂ）に、上記のフーリエ変換によって得られるモデル信号ｆ(t)の周波数スペクトラムを示す。
【００８９】
次に、図１４の（Ａ）に示すように振幅一定のＲＦ信号ＲＦ(t)のボトム側だけに低周波変調成分ＭＯＤ(t)を重畳させたボトム変調のモデルを考える。このモデルの信号ｆ(t)は次の式(23)で表される。
0003879060.tif 000011
【００９０】
この式(23)でも、ARFおよびωRFはＲＦ信号ＲＦ(t)の振幅および周波数、AMODおよびωMODは低周波変調成分ＭＯＤ(t)の振幅および周波数である。フーリエ変換を行うと、上記の式(23)は次式(24)のようになる。やはり、各積分記号∫の積分区間は−∞〜＋∞とする。
0003879060.tif 000012
【００９１】
図１４の（Ｂ）に、上記のフーリエ変換によって得られるモデル信号ｆ(t)の周波数スペクトラムを示す。
【００９２】
上式に具体的に数値（ＡRF＝１／２，ＡMOD＝０．４／２）を入れて、各係数の比較をしてみると、次のようになる。
0003879060.tif 000013
【００９３】
一方、0.4/2 cosωｔ（図１４(A)のボトムエンベロープ成分）をそのままフーリエ変換すると、次のようになる。
Ｈ(jω)＝0.2πδ(ω-ωMOD)＋0.2πδ（ω＋ωMOD）    ‥‥‥‥(26)
【００９４】
上式(25)，(26)から、従来方式と本発明の方式とでは、ωMODスペクトラムの振幅が0.1と0.2の関係つまり1：2の関係があることがわかる。
【００９５】
本発明は上記実施形態のサーボエラー信号生成回路に限定されるものではなく、種々のサーボエラー信号生成回路および種々のサーボエラー検出方式に適用可能である。また、本発明で用いる要素技術も様々な変形が可能であり、特に光検出手段、エンベロープ検出手段、アナログ−ディジタル変換手段、ディジタル演算手段等は上記した実施形態のものに限定されるわけではなく、他の種々の方式または構成も採用可能である。たとえば、アナログ−ディジタル変換手段に複数のＡ／Ｄコンバータを並列的に設けることも可能である。
【００９６】
さらに、サーボ処理回路をプログラマブルＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を用いて構成する場合には、アナログ・ディジタル変換処理をプログラマブルＤＳＰで行うことも可能であり、付加的な回路装置を削減することができる。また、本発明では、信号演算処理をディジタル的に行っているため、信号演算処理のプログラムを変更することで種々の光ピックアップに対応することができ、光ピックアップに合わせて新たな回路を作る必要はない。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、光ディスク用サーボエラー検出回路の汎用性を高め、高精度化、安定化、低コスト化およびテスタビリティーの向上を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態における光ディスク装置の要部の構成例を示す図である。
【図２】実施形態の光ディスク装置で用いる光検出器の受光領域配置構成の一例を示す略平面図である。
【図３】実施形態におけるサーボエラー検出回路の一構成例を示すブロック図である。
【図４】実施形態におけるサーボエラー演算部の等価回路の一例を示すブロック図である。
【図５】実施形態におけるトラッキングエラー演算部の作用を説明するための波形図である。
【図６】実施形態における光検出器の受光領域配置構成の一例を示す略平面図である。
【図７】実施形態におけるサーボエラー検出回路の一構成例を示すブロック図である。
【図８】実施形態におけるサーボエラー演算部の等価回路の一例を示すブロック図である。
【図９】実施形態におけるサーボエラー演算部の等価回路の一例を示すブロック図である。
【図１０】実施形態におけるトラッキングエラー演算部の作用を示す波形図である。
【図１１】実施形態におけるサーボエラー演算部の等価回路の一例を示すブロック図である。
【図１２】実施形態におけるサーボエラー演算部の等価回路の一例を示すブロック図である。
【図１３】本発明の方式を概念的に説明するためのモデルを示す波形図および周波数スペクトラム図である。
【図１４】従来方式を概念的に説明するためのモデルを示す波形図および周波数スペクトラム図である。
【図１５】従来のフォーカスエラー検出回路の一構成例を示すブロック図である。
【図１６】従来のトラッキングエラー検出回路の一構成例を示すブロック図である。
【図１７】トラックジャンプの際に光検出器の各受光領域から得られる電気信号の波形を模式的に示す波形図である。
【図１８】図１６のトラッキングエラー検出回路における一問題点を示す波形図である。
【図１９】図１６のトラッキングエラー検出回路における一問題点を示す波形図である。
【符号の説明】
１０    光ディスク
１４    光ピックアップ
２０    光検出器
２２    入力増幅器部
２４    エンベロープ検出部
２６    アナログ−ディジタル変換部
２８    ディジタル演算部
３２    トップエンベロープ回路
３４    ボトムエンベロープ回路
３６    サンプル・ホールド回路
３８    マルチプレクサ回路
４０    Ａ／Ｄコンバータ
４２    フォーカスエラー演算部
５６    プル・イン演算部
６４    トラッキングエラー演算部
７６    Ｄ／Ａコンバータ
７８    フォーカスエラー演算部
８８    プル・イン演算部
９６，１２０    トラッキングエラー演算部
１２８    センターエラー演算部
１３４    ＲＦ振幅検出部
１４８，１６０    ディスク欠陥検出部
１８０    ミラー検出部
１８４    ディスク検出部
【図１】
0003879060.tif 000014
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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