(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２本の伝送線路を、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に平行に隣接して配置させた伝送線路対であって、
前記各伝送線路は、
誘電体又は半導体により形成された基板の一方の面に配置され、当該面内における第１の回転方向に湾曲するように形成された第１の信号導体と、
上記第１の回転方向と逆方向である第２の回転方向に湾曲するように形成され、上記面において上記第１の信号導体と電気的に直列に接続して配置された第２の信号導体とを備え、
少なくとも上記第１の信号導体の一部及び上記第２の信号導体の一部を含んで、伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号が伝送される伝送方向反転部を含んで構成された回転方向反転構造が、上記信号の伝送方向に対して複数直列に接続されて構成されている、伝送線路対。
【請求項２】
上記それぞれの伝送線路が、同じ線路長を有する請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項３】
上記それぞれの伝送線路の配線領域の中心間距離が、当該伝送線路の上記配線領域の幅の１．１倍から２倍に設定される請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項４】
上記それぞれの伝送線路が互いに鏡面対称に配置される請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項５】
上記それぞれの伝送線路が互いに同じ線路形状を有し、当該それぞれの伝送線路は、上記信号の伝送方向に垂直な方向に一の上記伝送線路を平行移動させた配置関係を有する請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項６】
上記それぞれの伝送線路が互いに同じ線路形状を有し、当該それぞれの伝送線路は、上記信号の伝送方向及び当該信号の伝送方向に垂直な方向のそれぞれの方向に、一の上記伝送線路を平行移動させた配置関係を有する請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項７】
上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体における上記それぞれの湾曲の形状が円弧形状である請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項８】
上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体との接続部の中心に対して、当該第１の信号導体と当該第２の信号導体とが点対称に配置される請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項９】
上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体及び上記第２の信号導体のそれぞれは、１８０度以上の回転角度を有する上記湾曲形状を備える請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項１０】
上記それぞれの伝送線路において、上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して９０度を超える角度を有する方向を、その信号の伝送方向とする請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項１１】
上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、１８０度の角度を有する方向をその信号の伝送方向とする請求項１０に記載の伝送線路対。
【請求項１２】
上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体とを電気的に接続する第３の信号導体をさらに備え、上記第３の信号導体を含んで、上記伝送方向反転部が構成される請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項１３】
上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体とが誘電体を介して電気的に接続され、上記誘電体、上記第１の信号導体、及び上記第２の信号導体によりキャパシタ構造が形成される請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項１４】
上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体及び上記第２の信号導体が、伝送信号の周波数において、それぞれ非共振な線路長に設定される請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項１５】
上記第３の信号導体が、伝送信号の周波数において、非共振な線路長に設定される請求項１２に記載の伝送線路対。
【請求項１６】
隣接する上記回転方向反転構造が、第４の信号導体により接続される請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項１７】
上記第４の信号導体は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向と異なる方向に配置される請求項１６に記載の伝送線路対。
【請求項１８】
上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の０．５倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項１９】
上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の１倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項２０】
上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の２倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項２１】
上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の５倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された請求項１に記載の伝送線路対。
【請求項２２】
請求項１に記載の少なくとも一対の上記伝送線路対に差動信号を与え、差動伝送線路として機能させる伝送線路群。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタル信号を伝送する伝送線路が結合可能に対に配置された伝送線路対や伝送線路群、さらにこのような伝送線路対を含む高周波回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
このような従来の高周波回路において、伝送線路として用いられているマイクロストリップ線路の模式的な断面構成を図２６Ａに示す。図２６Ａに示すように、誘電体又は半導体からなる基板１０１の表面に信号導体１０３が形成されており、基板１０１の裏面には接地導体層１０５が形成されている。このマイクロストリップ線路に高周波電力が入力されると、信号導体１０３から接地導体層１０５の方向へ電界が生じ、電気力線に垂直に信号導体１０３を囲む方向に磁界が生じ、その結果、この電磁界が信号導体１０３の幅方向と直交する長さ方向へ高周波電力が伝播させる。なお、マイクロストリップ線路において、信号導体１０３や接地導体層１０５は必ずしも基板１０１の表面や裏面に形成される必要はなく、基板１０１を多層回路基板として実現すれば、信号導体１０３や接地導体層１０５を回路基板の内層導体面内に形成することも可能である。
【０００３】
以上説明したのは、シングルエンドの信号を伝送する場合の伝送線路についてであるが、図２６Ｂの断面図を示すように、マイクロストリップ線路構造を２本平行に配置し、それぞれに逆位相の信号を伝送させることにより、差動信号伝送線路として用いることも出来る。この場合、対の信号導体１０３ａ、１０３ｂには逆位相の信号が流れることから、接地導体層１０５を省略することも可能である。
【０００４】
また、図２７Ａにその断面構造を示し、図２７Ｂにその上面図を示すように、従来のアナログ回路や高速デジタル回路では、２本以上の伝送線路１０２ａ、１０２ｂが隣接して平行にその配置間隔が高密度に配置されることが多く、隣接伝送線路間にはクロストーク現象が生じ、アイソレーション劣化の問題が起こる場合が多い。非特許文献１において示されているように、クロストーク現象の起源は、相互インダクタンスと相互キャパシタンスの両者に求めることができる。
【０００５】
ここで、誘電体基板１０１を回路基板として、２本並列に近接して配置された伝送線路対の斜視図である図２８（図２７Ａ及び図２７Ｂの構成に相当する斜視図）を用いて、クロストーク信号発生の原理を説明する。２本の直線状の伝送線路１０２ａ、１０２ｂは、誘電体基板１０１の裏面に形成された接地導体１０５をその接地導体部分として、また、誘電体基板１０１の表面２８１において互いに近接かつ平行に配置された２本の信号導体をその信号導体部分として構成されている。これらの伝送線路１０２ａ、１０２ｂの両端がそれぞれ図示されていない抵抗により終端されると、２本の伝送線路１０２ａ、１０２ｂを、電流が流れる閉じた電流ループ２９３ａと２９３ｂとにそれぞれ置換して考えることによって、２本の伝送線路１０２ａ、１０２ｂの持つ高周波回路特性を理解することが可能となる。
【０００６】
また、図２８に示すように、電流ループ２９３ａ、２９３ｂは、誘電体基板１０１の表面２８１において電流を流す信号導体と、戻り電流が流れる基板裏面の接地導体１０５と、誘電体基板１０１に垂直な方向に両導体を接続する抵抗素子（図示しない）により構成される。ここでこのような回路内（すなわち電流ループ内）に導入した抵抗素子とは物理的な素子ではなく、信号導体に沿って抵抗成分が分布する仮想的なものでよく、伝送線路が持つ特性インピーダンスと同じ値をもっているものと考えればよい。
【０００７】
次に、図２８を用いて、それぞれの電流ループ２９３ａにおいて高周波信号が流れた場合に生じるクロストーク現象について具体的に説明する。まず、高周波信号の伝送にともなって、電流ループ２９３ａにおいて図中の矢印の方向に高周波電流８５３が流れると、電流ループ２９３ａを鎖交して高周波磁場８５５が発生する。２本の伝送線路１０２ａと１０２ｂは互いに近接して配置されているので、高周波磁場８５５は伝送線路１０２ｂの電流ループ２９３ｂをも鎖交してしまい、電流ループ２９３ｂには誘導電流８５７が流れる。これが、相互インダクタンスに起因したクロストーク信号発現の原理である。
【０００８】
上記原理に基づき、電流ループ２９３ｂにおいて発生する誘導電流８５７の向きは、電流ループ２９３ａにおける高周波電流８５３とは逆向きの方向に、近端側の端子（すなわち、図示手前側の端部の端子）に向かって流れる。高周波磁場８５５の強度は電流ループ２９３ａのループ面積に依存し、誘導電流８５７の強度は電流ループ２９３ｂを鎖交する高周波磁場８５５の強度に依存することから、２本の伝送線路１０２ａ及び１０２ｂにより構成される伝送線路対の結合線路長Ｌｃｐが長くなるほどクロストーク信号強度が増大する。
【０００９】
さらに、上述した相互インダクタンスに起因するクロストーク現象以外に、２本の信号導体間に生じている相互キャパシタンスに起因することによっても、伝送線路１０２ｂには別のクロストーク信号が誘発される。相互キャパシタンスにより生じるクロストーク信号は方向性を持たず、遠端側にも近端側にも同強度ずつ発生する。ここで、高速信号伝送時に、クロストーク現象に付随して伝送線路対に生じる電流要素を図２９の模式説明図に示す。図２９に示すように、伝送線路１０２ａの図示左側の端子１０６ａに電圧Ｖｏを印加すると、パルス立ち上がり部に含まれる高周波成分に伴って伝送線路１０２ａへ高周波電流要素Ｉｏが流れる。この高周波電流要素Ｉｏによる相互キャパシタンスに起因して生じる電流Ｉｃと相互インダクタンスに起因して生じる電流Ｉｉとの差がクロストーク電流として、隣接配置された伝送線路１０２ｂの遠端側のクロストーク端子１０６ｄに流れ込む。一方、近端側のクロストーク端子１０６ｃには、電流ＩｃとＩｉの和に相当するクロストーク電流が流れ込む。このように伝送線路対が高密度に近接して配置される条件においては、一般的に電流Ｉｉの強度が電流Ｉｃの強度よりも強くなるため、端子１０６ａに印加された電圧Ｖｏの符号と逆符号になる負の符号のクロストーク電圧Ｖｆが遠端側クロストーク端子１０６ｄで観測される。よって、クロストークの効果を抑圧するためには、相互インダクタンスの低減が必要となる。
【００１０】
ここで、従来の伝送線路における典型的なクロストーク特性例を説明する。例えば、図２７Ａ及び図２７Ｂに示すように、誘電率３．８、厚さＨ＝２５０μｍでその裏面の全面を接地導体層１０５とした樹脂材料の誘電体基板１０１の表面に、配線幅Ｗ＝１００μｍの２本の信号導体、すなわち伝送線路１０２ａ、１０２ｂを配線間距離Ｇ＝６５０μｍの設定で平行に配置した構造の高周波回路を作製し、結合線路長Ｌｃｐが５ｍｍのものを従来例１、Ｌｃｐが５０ｍｍのものを従来例２とする。２本の伝送線路１０２ａ、１０２ｂの配置間隔である配線間隔Ｄは、Ｇ＋（Ｗ／２）×２＝７５０μｍである。なお、それぞれの信号導体は共に、導電率３×１０８Ｓ／ｍ、厚さ２０μｍの銅配線とした。
【００１１】
このような従来例１、２の高周波回路構造に対して、４端子測定での順方向の通過特性（端子１０６ａから端子１０６ｂ）とともに、遠端方向のアイソレーション特性（端子１０６ａから端子１０６ｄ）について、図３０に示す従来例１、２の高周波回路についてのアイソレーション特性の周波数依存性を示すグラフ形式の図を用いて、以下に説明する。なお、図３０のグラフにおいては、横軸に周波数（ＧＨｚ）、縦軸にアイソレーション特性Ｓ４１（ｄＢ）を示している。
【００１２】
図３０のアイソレーション特性Ｓ４１に示すように、クロストーク強度は周波数が上がるにつれて強くなる。具体的には、図中細線で示した従来例１（Ｌｃｐ＝５ｍｍ）では、５ＧＨｚ以上の周波数帯域では３０ｄＢ、１０ＧＨｚ以上の周波数帯域では２５ｄＢ、２０ＧＨｚ以上の周波数帯域では２０ｄＢのアイソレーション特性さえも満足できないことが判る。また、図中実線で示した従来例２（Ｌｃｐ＝５０ｍｍ）では、５ＧＨｚ以上の周波数帯域では１２ｄＢ、１０ＧＨｚ以上の周波数帯域では７ｄＢ、２０ＧＨｚ以上の周波数帯域ではわずか３ｄＢのアイソレーションさえ確保できないことが判る。このように扱う信号が高周波になるほど、更には、結合線路長Ｌｃｐが長くなるほど、クロストーク強度は単調に増加する傾向がある。また、配置間隔Ｄを減じた場合においても、クロストーク強度は単調に増加してしまう。
【００１３】
【非特許文献１】シグナル・インテグリティ入門（ＣＱ出版社２００２年）ｐｐ．７９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、従来のマイクロストリップ線路においては、以下に示す原理的な課題がある。
【００１５】
複数本の従来のマイクロストリップ線路を並列配置することにより発生する順方向のクロストーク現象は、以下の２つの観点から回路の誤動作の要因となり得る。まず、第一に、伝送信号が入力された端子が接続される出力端子においては信号強度の予期せぬ低下が生じるため、回路誤動作が発生するという点である。第二に、伝送信号に含まれる広帯域な周波数成分の中でも、特に高周波成分ほど漏洩強度が高くなることから、クロストーク信号は時間軸上で非常にシャープなピークを持つことになり、隣接する伝送線路が接続された回路において誤動作が発生するという点である。特に、このようなクロストーク現象は、伝送される信号に含まれる高周波成分の電磁波の実効波長λｇの０．５倍以上に渡って結合線路長Ｌｃｐが設定される場合に顕著となる。
【００１６】
上述の従来例２の高周波回路において、立ち上がり時間、立ち下がり時間５０ピコ秒、パルス電圧１Ｖのパルスを端子１０６ａへ入力した場合、遠端側の端子１０６ｄで観察されるクロストーク波形を図３１に示す。なお、図３１は、縦軸に電圧（Ｖ）、横軸に時間（ｎｓｅｃ）を示している。図３１に示すように、観測されたクロストーク電圧Ｖｆの絶対値は１７５ｍＶに達した。なお、正符号のパルス電圧の立ち上がりに対応したクロストーク信号の符号が逆符号となったのは、上述においても説明したように、相互インダクタンスにより誘導されたクロストーク電流Ｉｉが、相互キャパシタンスの効果により生じたクロストーク電流Ｉｃよりも強度が強かったことに起因している。
【００１７】
しかし、一方では、市場からの厳しい回路小型化要求に応えるため、微細な回路形成技術を用いて、隣接回路間の距離、すなわち伝送線路間の距離を可能な限り短縮した密な配置で高周波回路が実現される必要がある。また、一般的に、音声データだけでなく画像データや動画データなど扱うアプリケーションの多様化に伴って、半導体チップやボードのサイズは益々大型化しているので、回路間で配線が隣接して引き回される距離が延び、平行結合線路の結合線路長が増加の一途をたどっている。さらに、伝送信号の高速化に伴い、従来の高周波回路で許容されてきた平行結合線路長でも、実効的に線路長が増大することになり、クロストーク現象が顕著となりつつある。すなわち、従来の伝送線路の技術では、高周波帯域で高いアイソレーションを維持した高周波回路を省面積で形成することが求められながら、その要求を満たすことが困難であるという問題がある。
【００１８】
従って、本発明の目的は、上記問題を解決することにあって、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタル信号を伝送する伝送線路対において、良好なアイソレーション特性を維持することができる伝送線路対、及び伝送線路群を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。
【００２０】
本発明の第１態様によれば、誘電体又は半導体により形成された基板の一方の面に配置され、当該面内における第１の回転方向に湾曲するように形成された第１の信号導体と、
上記第１の回転方向と逆方向である第２の回転方向に湾曲するように形成され、上記面において上記第１の信号導体と電気的に直列に接続して配置された第２の信号導体とを備え、
少なくとも上記第１の信号導体の一部及び上記第２の信号導体の一部を含んで、伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号が伝送される伝送方向反転部を含んで構成された回転方向反転構造が、上記信号の伝送方向に対して複数直列に接続されて構成された２本の伝送線路を、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に平行に隣接して配置させた伝送線路対を提供する。
【００２１】
すなわち、上記２本の伝送線路において、線状の上記第１の信号導体を上記第１の回転方向に湾曲させるように形成し、当該第１の信号導体における終端と、上記第２の信号導体の始端とを電気的に接続し、線状の当該第２の信号導体を上記第２の回転方向に湾曲させるように形成することにより、上記回転方向反転構造が構成されている。
【００２２】
ここで、「回転方向反転構造」とは、線状の信号導体により形成される電気的に一続きの線路であって、当該線路において伝送される信号の向き（方向）を、上記第１の回転方向から上記第２の回転方向へと反転させる構造を有する線路である。
【００２３】
さらに、それぞれの伝送線路において、少なくとも上記第１の信号導体の一部及び上記第２の信号導体の一部、あるいは他の信号導体を含んで、上記伝送線路における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号を伝送する「伝送方向反転部」が形成されている。
【００２４】
上記第１態様の伝送線路対の採用により、隣接配置される伝送線路間の相互インダクタンスの低減が可能となり、クロストーク強度が低減できる。また、上記伝送線路内の回転方向反転構造においては、信号導体が少なくとも異なる方向に２回は湾曲されて形成されているため、伝送線路全体としての信号の伝送方向に対して、局所的には異なる方向に高周波電流が導かれる構造になっている。従来の伝送線路において、クロストークの原因である相互インダクタンスを増大せしめている原因は、隣接伝送線路と常に平行な方向に高周波電流が流れていたため、片方の伝送線路において生じた高周波磁界が、常に隣接伝送線路とも鎖交してしまう、という両伝送線路間の配置関係にある。しかしながら、隣接伝送線路において電流を進行させる局所的な方向を平行関係からずらすほど、片方の伝送線路において発生した高周波磁界と隣接伝送線路が鎖交する条件が緩和される。更に、伝送線路の局所的な進行方向を９０度よりも大きく傾けることによって、伝送線路が形成する電流ループが局所的に分断され、面積が制限されるため、効果的に相互インダクタンスを減じることが可能となる。従って、上記第１態様の伝送線路の構成では隣接伝送線路との相互インダクタンスを低下させ、クロストーク量を低減することができるものである。
【００２５】
さらに、信号の伝送方向を反転させる伝送方向反転部が設けられていることにより、当該伝送方向反転部において、逆向きの誘導電流を発生させて、伝送線路全体において総合的に発生する誘導電流量を低減させることができ、クロストーク量をさらに低減することができる。
【００２６】
本発明の第２態様によれば、上記それぞれの伝送線路が、同じ線路長を有する第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００２７】
本発明の第３態様によれば、上記それぞれの伝送線路の配線領域の中心間距離が、当該伝送線路の上記配線領域の幅の１．１倍から２倍に設定される第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００２８】
本発明の第４態様によれば、上記それぞれの伝送線路が互いに鏡面対称に配置される第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００２９】
本発明の第５態様によれば、上記それぞれの伝送線路が互いに同じ線路形状を有し、当該それぞれの伝送線路は、上記信号の伝送方向に垂直な方向に一の上記伝送線路を平行移動させた配置関係を有する第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３０】
本発明の第６態様によれば、上記それぞれの伝送線路が互いに同じ線路形状を有し、当該それぞれの伝送線路は、上記信号の伝送方向及び当該信号の伝送方向に垂直な方向のそれぞれの方向に、一の上記伝送線路を平行移動させた配置関係を有する第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３１】
本発明の第７態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体における上記それぞれの湾曲の形状が円弧形状である第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３２】
本発明の第８態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体との接続部の中心に対して、当該第１の信号導体と当該第２の信号導体とが点対称に配置される第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３３】
本発明の第９態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体及び上記第２の信号導体のそれぞれは、１８０度以上の回転角度を有する上記湾曲形状を備える第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３４】
本発明の第１０態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して９０度を超える角度を有する方向を、その信号の伝送方向とする第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３５】
本発明の第１１態様によれば、上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、１８０度の角度を有する方向をその信号の伝送方向とする第１０態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３６】
本発明の第１２態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体とを電気的に接続する第３の信号導体（導体間接続用信号導体）をさらに備え、上記第３の信号導体を含んで、上記伝送方向反転部が構成される第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３７】
本発明の第１３態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体とが誘電体を介して接続され、上記誘電体、上記第１の信号導体、及び上記第２の信号導体によりキャパシタ構造が形成される第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３８】
本発明の第１４態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、上記第１の信号導体及び上記第２の信号導体が、伝送信号の周波数において、それぞれ非共振な線路長に設定される第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００３９】
本発明の第１５態様によれば、上記第３の信号導体が、伝送信号の周波数において、非共振な線路長に設定される第１２態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００４１】
本発明の第１６態様によれば、隣接する上記回転方向反転構造が、第４の信号導体により接続される第１５態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００４２】
本発明の第１９態様によれば、上記第４の信号導体は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向と異なる方向に配置される第１６態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００４３】
本発明の第１８態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の０．５倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００４４】
本発明の第１９態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の１倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００４５】
本発明の第２０態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の２倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００４６】
本発明の第２１態様によれば、上記それぞれの伝送線路において、伝送信号の周波数における実効波長の５倍以上の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第１態様に記載の伝送線路対を提供する。
【００４７】
本発明の第２２態様によれば、第１態様に記載の少なくとも一対の上記伝送線路対に差動信号を与え、差動伝送線路として機能させる伝送線路群を提供する。
【００４８】
上記第１態様のように、上記複数の回転方向反転構造を直列に接続して伝送線路を形成すれば、伝送信号に対して連続的に本発明の有利な効果を与えることができる。また、上記複数の回転方向反転構造は直接接続されるような場合であっても良いし、また、第１６態様のように、第４の信号導体により接続されるような場合であっても良い。
【００４９】
上記第１８態様や第１９態様のように、伝送信号の周波数における実効波長の０．５倍以上、さらに好ましくは１倍以上の実効線路長にわたり上記回転方向反転構造を連続して配列すれば、本発明の伝送線路対ではクロストーク抑制効果を強めることができる。また、上記第２０態様や第２１態様のように、伝送信号の周波数における実効波長の２倍以上、さらに好ましくは５倍以上の実効線路長にわたり上記回転方向反転構造を連続して配列すれば、本発明の伝送線路対では隣接伝送線路構造とのクロストーク抑制効果をより強めることができる。
【００５０】
なお、本発明の伝送線路対において、上記第１及第２の信号導体、さらに上記第３の信号導体、及び上記第４の信号導体は、それぞれ伝送する電磁波の波長に対して短い線路長に設定されることが伝送信号の共振を回避するためには好ましい。具体的には、各構造の実効線路長は伝送信号の周波数における電磁波の実効波長の１／４未満に設定されることが好ましい。
【００５１】
また、本発明の伝送線路対の上記回転方向反転構造内においては、第１の信号導体と第２の信号導体の接続部、若しくは、第１の信号導体と第２の信号導体を接続する上記第３の信号導体の中心を回転軸として、第１の信号導体と第２の信号導体が回転対称の関係で配置されることが好ましい。また、何らかの理由で回転対称性の維持が困難な場合でも、第１の信号導体と第２の信号導体の回転回数Ｎｒを等しくすることにより本発明の有利な効果を得ることができる。
【００５２】
また、上記第３の信号導体及び上記第４の信号導体を、上記伝送線路全体としての信号の伝送方向に対して完全に平行ではない方向に設定することにより、両信号導体箇所において隣接伝送線路との間に生じる相互インダクタンスを低減できるので、本発明の有利な効果をさらに高めることができる。
【００５３】
また、本発明の伝送線路を２本隣接して配置することにより、従来の伝送線路を同配線密度で同本数だけ隣接配置した場合よりも、必ずクロストーク強度を低減することができる。２本の伝送線路間の関係は、信号伝送方向に対して垂直な方向へ平行移動した平行関係であってよいし、鏡面対称関係でもよい。また、平行関係もしくは鏡面対称関係にある２本の線路のうち一方を信号の伝送方向にさらに追加平行移動することによりクロストーク強度をさらに低減できる。最適な追加平行移動距離は、複数設けられた回転方向反転構造の設定周期の半分である。
【００５４】
また、本発明の伝送線路を２本隣接して配置し、両伝送線路に逆位相の信号を与えれば、差動信号伝送線路に本発明の有利な効果を持たせることができる。この場合、２本の伝送線路をそれぞれ鏡面対称の関係で配置することにより、差動伝送モードからコモンモードへの不要なモード変換を回避することができる。また、本発明の伝送線路を２本用いた差動信号線路対を、さらに２対以上配置する場合においては、同様の理由により、各差動信号線路対はそれぞれ鏡面対称の関係で配置されることが実用上好ましい。
【発明の効果】
【００５５】
本発明の伝送線路対によれば、隣接伝送線路への不要なクロストーク信号の発生を回避出来るので、極めて配線密度が高く、省面積で、高速動作時にも誤動作が少ない高周波回路の提供が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５６】
本発明の記述を続ける前に、添付図面において同じ部品については同じ参照符号を付している。
【００５７】
以下本発明の実施の形態について、不要輻射を抑制する原理、さらに周辺伝送線路との間のアイソレーションが改善される原理について、図面を参照しながら説明する。
【００５８】
（実施形態）
本発明の一の実施形態にかかる伝送線路が、２本平行にかつ結合可能に隣接配置されることにより構成された伝送線路対１０の模式平面図を図１に示す。図１に示すように、伝送線路対１０は、誘電体基板１の表面に形成された２本の信号導体３ａ、３ｂと、誘電体基板１の裏面に形成された接地導体層５とを備えており、これにより互いにその全体的な信号の伝送方向を平行としかつその線路長が同一である２本の伝送線路２ａ、２ｂが構成されている。また、それぞれの信号導体３ａ及び３ｂは、後述する回転方向反転構造７という大略螺旋形状の回転構造を有する信号導体部分を備えている。まず、このような伝送線路２ａ、２ｂが有する回転方向反転構造７の詳細な構造の説明、並びに当該構造により得られる不要輻射抑制の原理、及びアイソレーション改善の原理について、具体的に説明する。
【００５９】
また、当該説明にあたって、図１に示す伝送線路対１０より、１本の伝送線路２ａを抜き出して模式的に示す模式平面図を図２Ａに示し、また、図２Ａの伝送線路２ａにおけるＡ１−Ａ２線断面図を図２Ｂに示す。
【００６０】
図２Ａ及び図２Ｂに示すように、誘電体基板１の表面には信号導体３ａが、裏面には接地導体層５が形成されており、これらにより伝送線路２ａが構成されている。仮に、図２Ａにおいて図示左側から右側へと信号を伝送する場合、本実施形態の伝送線路２ａの信号導体３ａは、少なくとも一部の領域において、基板１の表面内における第１の回転方向（図示時計方向）Ｒ１に高周波電流を１回転だけ螺旋形状に回転させる（すなわち、３６０度回転させる）第１の信号導体７ａと、第１の回転方向Ｒ１とは逆方向の第２の回転方向（図示反時計方向）Ｒ２に高周波電流を１回転だけ螺旋形状に回転させる（すなわち反転させる）第２の信号導体７ｂが、接続部９において接続された構造となっている。本実施形態においては、このような構造が回転方向反転構造７となっている。なお、図２Ａに示す信号導体３ａにおいて、第１の信号導体７ａと第２の信号導体７ｂとの範囲を明確に示すために、それぞれの信号導体７ａ及び７ｂには、互いに異なるハッチング模様を付している。
【００６１】
図２Ａに示すように、回転方向反転構造７は、所定の線路幅ｗを有する信号導体により形成されており、第１の回転方向Ｒ１に向けて湾曲されて形成された滑らかな円弧による螺旋形状を有する第１の信号導体７ａと、第２の回転方向Ｒ２に向けて湾曲されて形成された滑らかな円弧による螺旋形状を有する第２の信号導体７ｂと、第１の信号導体７ａの一の端部と第２の信号導体７ｂの一の端部とを電気的に接続する接続部９とを備えている。さらに、図２Ａに示すように、第１の信号導体７ａと第２の信号導体７ｂは、接続部９の中心を基点として、回転対称（あるいは点対称）の配置関係にあり、接続部９の中心において誘電体基板１を垂直に貫通する軸（図示せず）が、上記回転対称の回転軸に相当する。
【００６２】
さらに、図２Ａに示すように、回転方向反転構造７において、第１の信号導体７ａは、その湾曲曲率が比較的小さな半円弧形状の信号導体と、その湾曲曲率が比較的大きな半円弧形状の信号導体とが接続されることにより、３６０度回転構造を有する螺旋形状の信号導体を形成しており、第２の信号導体についても同様である。そして、上記湾曲曲率が大きな２本の半円弧形状の信号導体が、接続部９において互いに電気的に接続されることにより、回転方向反転構造７が構成されている。なお、図２Ａに示すように、回転方向反転構造７のそれぞれの端部、すなわち、第１の信号導体７ａの外側端部及び第２に信号導体７ｂの外側端部は、略直線状の外部信号導体４に接続されている。
【００６３】
また、回転方向反転構造７において、仮に図示左側から右側への方向を伝送線路２全体における信号の伝送方向とした場合に、当該伝送方向が反転された方向に信号を伝送する伝送方向反転部８（図示点線で囲まれた部分）が構成されている。なお、この伝送方向反転部８は、第１の信号導体７ａの一部と第２の信号導体７ｂの一部とにより構成されている。
【００６４】
ここで、伝送線路における信号の伝送方向について、図３３に示す伝送線路（すなわち、伝送線路対を構成する一方の伝送線路）の模式平面図を用いて以下に説明する。本明細書において、信号導体の形状が湾曲された形状を有している場合には、伝送方向とはその接線方向であり、信号導体の形状が直線形状を有しているような場合には、伝送方向とはその長手方向となる。具体的には、図３３に示すように、直線形状を有する信号導体部分と、円弧形状を有する信号導体部分とを有する信号導体５０３により構成された伝送線路５０２を例とすると、直線形状の信号導体部分における局所的な位置Ｐ１及びＰ２においては、その伝送方向Ｔは、信号導体の長手方向である図示右向き方向となる。一方、円弧形状を有する信号導体部分における局所的な位置Ｐ２〜Ｐ５においては、当該局所的な位置Ｐ２〜Ｐ５における接線方向がそれぞれの伝送方向Ｔとなる。
【００６５】
また、図３３の伝送線路５０２において、その伝送線路５０２全体における信号の伝送方向６５を図示右向きとし、この方向をＸ軸方向、このＸ軸方向に同一平面において直交する方向をＹ軸方向とすると、位置Ｐ１〜Ｐ６におけるそれぞれの伝送方向Ｔは、Ｘ軸方向の成分であるＴｘと、Ｙ軸方向の成分であるＴｙとに分解することができる。位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ５、及びＰ６においては、Ｔｘが＋（プラス）Ｘ方向の成分を有する一方、位置Ｐ３及びＰ４においては、Ｔｘが−（マイナス）Ｘ方向の成分を有する。本明細書においては、このようにその伝送方向が−Ｘ方向の成分を有する部分が、「伝送方向反転部」となっている。具体的には、位置Ｐ３及びＰ４は、伝送方向反転部５０８内における位置であり、図３３の信号導体において、ハッチングを付した部分が伝送方向反転部５０８となっている。本実施形態の伝送線路においては、必ずこのような伝送方向反転部が含まれて構成される。なお、このような伝送方向反転部が配置されることにより得られる効果等についての説明は後述する。
【００６６】
また、図３の本実施形態の変形例にかかる伝送線路１２ａの模式平面図に示すように、回転方向反転構造７を複数回直列に接続して、伝送線路１２ａを構成することが本発明の有利な効果を得るためには好ましい。図３では互いに隣接されるそれぞれの回転方向反転構造７は、他の信号導体を介することなく、直接的に接続された構成となっている。なお、図３においては、本実施形態の変形例にかかる伝送線路対のうちの１本の伝送線路１２ａのみを図示しており、図示しない他方の伝送線路は、図３に図示される伝送線路１２ａと同じ形状および線路長を有している。
【００６７】
また、図４の本実施形態の変形例にかかる伝送線路２２ａの模式平面図に示すように、回転方向反転構造２７内の第１の信号導体２７ａ及び第２の信号導体２７ｂの回転回数Ｎｒの設定を、図２Ａにおける回転方向反転構造７におけるＮｒ＝１回とは異なり、Ｎｒ＝０．７５回と設定するような場合であっても良い。また、図５の伝送線路３２ａの模式平面図に示すように、回転方向反転構造３７内の第１の信号導体３７ａ及び第２の信号導体３７ｂの回転回数Ｎｒを１．５回に設定するような場合であっても良い。いずれの伝送線路２２ａ、３２ａにおいても、回転方向反転構造２７、３７及び伝送方向反転部２８、３８が含まれた構成が採用されている。なお、図４の伝送線路２２ａ及び図５の伝送線路３２ａにおいては、図示点線で囲まれた部分が伝送方向反転部２８、３８であり、図５の伝送線路３２ａの各回転方向反転構造３７においては、伝送方向反転部３８は２つの部分に分けて構成されている。また、図示はしていないが、これ以外の回転回数Ｎｒを設定するような場合であっても良い。また、図４及び図５においても図３と同様に形状および線路長を同じとする伝送線路対のうちの１本の伝送線路のみを図示している。
【００６８】
本発明の伝送線路において回転方向反転構造を設ける距離については、隣接伝送線路間の配置間隔Ｄ（例えば、図１の伝送線路対１０の配置間隔Ｄ）を各伝送線路の配線幅（線路幅）ｗ（例えば、図２Ａの信号導体３ａの配線幅ｗ）の１倍〜１０倍程度の範囲内に設定する通常の回路ボード内での設定条件における隣接伝送線路間のクロストーク特性を考慮して、以下の条件を満足することが好ましい。
【００６９】
すなわち、上記通常の条件では、隣接伝送線路間の結合が弱い場合においては、線路結合長Ｌｃｐが伝送周波数の実効波長の５倍程度に達した場合に、隣接伝送線路間のクロストーク強度が最大値をとることがあり、逆に結合が強い場合においては、線路結合長Ｌｃｐが伝送周波数の実効波長の２倍程度に達した場合に、隣接伝送線路間のクロストーク強度が最大値をとることがある。例えば、従来例２の高周波回路における結合線路長Ｌｃｐが５０ｍｍは、クロストーク強度が無視できない値になっている周波数２０ＧＨｚにとって実効波長の５倍に相当している。また、このようなクロストーク現象は、伝送される信号の周波数における実効波長λｇの少なくとも０．５倍以上に渡って結合線路長Ｌｃｐが設定されるような場合に顕著となる。従って、隣接伝送線路構造とのクロストーク抑制を目的とする場合、回転方向反転構造が複数接続されている領域が、伝送される信号の周波数における実効波長λｇの０．５倍以上、好ましくは２倍以上、より好ましくは５倍以上の長さにわたり設定されることが好ましい。
【００７０】
なお、本実施形態の伝送線路２ａにおいては、信号導体３が誘電体基板１の最表面に形成されている場合にのみ限られるものではなく、内層導体面（例えば、多層構造基板における内層表面）に形成されているような場合であっても良い。同様に、接地導体層５も誘電体基板１０１の最裏面に形成されている場合にのみ限られるものではなく、内層導体面に形成されているような場合であっても良い。すなわち、本明細書において、基板の一方の面（あるいは表面）とは、単層構造の基板あるいは積層構造の基板における最表面若しくは最裏面、又は内層表面のことである。
【００７１】
具体的には、図３４の伝送線路２Ａの模式断面図（すなわち、伝送線路対を構成する２本の伝送線路のうちの１本の伝送線路のみを示す模式断面図（以下、図３５及び図３６においても同様））に示すように、誘電体基板１の一方の面（図示上面）Ｓに信号導体３が配置され、他方の面（図示下面）に接地導体層５が配置された構造において、誘電体基板１の一方の面Ｓに別の誘電体層Ｌ１が配置され、接地導体層５の下面にさらに別の誘電体層Ｌ２が配置されるような場合であってもよい。さらに、図３５の模式断面図に示す伝送線路２Ｂのように、誘電体基板１自体が複数の誘電体層１ａ、１ｂ、１ｃ、及び１ｄからなる積層体Ｌ３として構成され、この積層体Ｌ３の一方の面（図示上面）Ｓに信号導体３が配置され、他方の面（図示下面）に接地導体層５が配置されるような場合であってもよい。また、図３４に示す構成と図３５に示す構成とが組み合わされた構成を有する図３６に示す伝送線路２Ｃのように、積層体Ｌ３の一方の面Ｓに別の誘電体層Ｌ１が配置され、接地導体層５の下面にさらに別の誘電体層Ｌ２が配置されるような場合であってもよい。図３４から図３６のいずれの構成の伝送線路２Ａ、２Ｂ、及び２Ｃにおいても、符号Ｓにて示す表面が「基板の表面（一方の面）」となる。
【００７２】
また、図２Ａに示す伝送線路２ａにおいては、第１の信号導体７ａと第２の信号導体７ｂの間は接続部９において直接接続されているが、本実施形態にかかる伝送線路は、このような場合についてのみ限られるものではない。このような場合に代えて、例えば、図６の模式平面に示す伝送線路４２ａのように、回転方向反転構造４７において第１の信号導体４７ａと第２の信号導体４７ｂとが、直線（若しくは非回転構造）の導体間接続用信号導体の一例である第３の信号導体４７ｃを介して接続されるような場合であっても良い。この場合、第３の信号導体４７ｃの中点を１８０度回転対称の回転軸と設定することができる。なお、図６に示す伝送線路４２ａにおいて、図示点線にて囲まれた部分である伝送方向反転部４８は、第１の信号導体４７ａの一部と、第２の信号導体４７ｂの一部と、第３の信号導体４７ｃの全部とにより構成されている。
【００７３】
また、回転方向反転構造７の接続部９には、信号導体が配置されるような場合に限られるものではない。このような場合に代えて、例えば、図７に示すように、伝送線路５２ａの回転方向反転構造５７において、第１の信号導体５７ａと第２の信号導体５７ｂと電気的に接続する接続部５９に誘電体５７ｃが配置され、通過する高周波信号にとって通過可能となるに十分な容量値を有するキャパシタで高周波的に両者が接続されるような場合であっても良い。このような場合にあっては、回転方向反転構造５７がキャパシタ構造を有することとなる。なお、図７の伝送線路５２ａにおいて、図示点線にて囲まれた部分である伝送方向反転部５８は、第１の信号導体５７ａの一部と、第２の信号導体５７ｂの一部と、誘電体５７ｃとにより構成されている。
【００７４】
また、図３に示す伝送線路１２ａにおいては、隣接する回転方向反転構造７の間には、その他の導体を介させることなく、直接接続としたが、このように直接接続が行われるような場合についてのみ限られるものではない。このような場合に代えて、例えば、図６に示す伝送線路４２ａのように、直線（若しくは非回転構造等）の構造間接続用信号導体の一例である第４の信号導体４７ｄを介して、隣接する回転方向反転構造４７同士を接続するような場合であっても良い。また、図示はしないが、このような構造間の電気的な接続は、容量でキャパシタを構成するように行われるような場合であっても良い。
【００７５】
また、導体配線を所定の回転方向に湾曲させて形成する第１の信号導体７ａ及び第２の信号導体７ｂは、必ずしも螺旋円弧形状である必要はなく、多角形、矩形の配線の足し合わせによって構成されてもよいが、信号の不要な反射を回避するためには、なだらかな曲線を描いて実現されることが好ましい。信号伝送経路が曲げられると回路的にはシャントのキャパシタンスが発生するため、この効果を減じるため、第１の信号導体及び第２の信号導体は、第３の信号導体や第４の信号導体の線路幅と比べて細い線路幅ｗでその一部が実現されるような場合であっても良い。
【００７６】
また、一の回転方向反転構造において、第１の信号導体と第２の信号導体の回転回数Ｎｒは、その設定が必ずしも同じである場合にのみ限られるものではないが、回転回数Ｎｒを等しく設定されることが好ましい。また、このように回転回数Ｎｒを一の回転方向反転構造において考えるような場合に代えて、一の回転方向反転構造における第１の信号導体と第２の信号導体の組み合わせと、上記一の回転方向反転構造に隣接配置される回転方向反転構造における第１の信号導体と第２の信号導体の組み合わせを考慮して、総回転回数Ｎｒの和が０（ゼロ）に近い値になるよう設定するような場合であっても、本発明の有利な効果を得ることができる。
【００７７】
また、第１の信号導体７ａ、第２の信号導体７ｂ、及び接続部９により構成され、伝送方向反転部８を含む回転方向反転構造７を少なくとも１個以上有している同じ線路長の伝送線路により構成される伝送線路対であれば、本発明の効果を得ることができるが、特にこのような回転方向反転構造が複数配置されている伝送線路が用いられることが、より好ましい。
【００７８】
次に、本実施形態の伝送線路が隣接伝送線路との間のクロストーク抑制を可能とする原理、及び不要輻射を抑制する原理について、以下に説明する。
【００７９】
本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路２ａにおいては、まず、信号導体３ａの各部位が隣接する伝送線路２ｂと平行な位置関係を常に保つことがないよう配置関係が工夫されており、この結果、直線的に配置された従来の伝送線路対と比較して、隣接伝送線路との間に生じていた相互インダクタンスの低減を図ることができ、クロストーク強度抑圧効果を得ることができる。この工夫された配置関係は、例えば、伝送線路２ａが備える回転方向反転構造７において、第１の信号導体７ａと第２の信号導体７ｂがそれぞれ所定の回転方向に湾曲された構造を有していることから実現される。
【００８０】
既に背景技術でも説明したように、従来の伝送線路構造を採用した場合の隣接伝送線路間のクロストークの主要因は相互インダクタンスに起因した誘導電流である。従来の伝送線路対において、伝送線路間の相互インダクタンスが強くなってしまう原因は、伝送線路が仮想的に形成する電流ループと、もう一方の伝送線路の形成する電流ループとが、両伝送線路が隣接して配置されている区間長（すなわち結合線路長）に渡って、常に平行に近接配置され続けている点にある。この条件では、片方の電流ループを鎖交する高周波磁束が発生すると、もう片方の電流ループを必ず鎖交してしまい、相互インダクタンスが大きな値になってしまう。
【００８１】
このような２つの電流ループ間に生じる相互インダクタンスを低減させるためには、２つの電流ループを平行ではなく、相対的な角度をもって配置する、また、各電流ループのループ面積を減じる、という２つの方法が有効である。従って、本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路２ａにおいては、信号導体３ａに回転方向反転構造７を導入し、相互インダクタンスの効果的な削減を実現する。すなわち、回転方向反転構造７の導入は、局所的な信号導体の向きを伝送線路２ａ全体における信号伝送方向に平行でない方向に強制的に向けるため、伝送線路２ａ、２ｂが形成する電流ループのループ同士の配置関係が平行でない箇所を積極的に生じさせ、また、ループ同士が平行に配置される局所的な箇所においても、そのループ面積を従来の伝送線路を採用した場合と比較して格段に低減させている。
【００８２】
さらに、本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路２ａ、２ｂにおいては、２つの電流ループ間に生じる相互インダクタンスをさらに低減する方法を採用すべく構造が最適化される。すなわち、局所的に電流を信号伝送方向とは逆の方向に流す伝送方向反転部８を意図的に設定し、通常の伝送線路とは逆の方向に誘導電流を生じさせて、総合的な相互インダクタンスを抑制する構造である。
【００８３】
伝送線路内を進行する高周波電流が局所的に形成する電流ループの配置を、従来のマイクロストリップ線路と異ならせることによって、本実施形態の伝送線路が隣接伝送線路間クロストークを低減する原理について、図８に示す模式説明図を用いてさらに具体的に説明する。
【００８４】
既に背景技術において図２８の模式斜視図を用いて説明したように、従来の伝送線路対の伝送線路１０２ａにおいては、進行する高周波電流８５３が電流ループ２９３ａを流れると、電流ループ２９３ａを直交する高周波磁場８５５が誘導される。誘導された高周波磁場８５５は隣接伝送線路１０２ｂが形成する電流ループ２９３ｂを鎖交するため、相互インダクタンスに基づきクロストークの要因となる誘導電流８５７が発生する。ここで、相互インダクタンスの強度は両伝送線路のそれぞれの電流ループのループ面積の積とその方向がなす角の余弦に比例する。
【００８５】
一方、図８の模式説明図には、矢印６５の方向に高周波電流を進行する本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路２ｂ（伝送線路対１０における伝送線路２ａと同じ構成を有している）において、回転方向反転構造７内の回転回数Ｎｒがそれぞれ０．５の場合の構造を模式的に示す。なお、図１及び図２Ａに示す本実施形態の伝送線路対における伝送線路２ａが備える回転方向反転構造７は、その回転回数Ｎｒが１を有する構造のものであるが、図８の伝送線路２ｂを用いた説明においては、その説明の理解を容易にすることを目的として、回転回数Ｎｒが０．５に設定された構造を用いて以下の説明を行うものとする。
【００８６】
また、図８においては、伝送線路２ａ内の局所的な部位における高周波電流の向きを矢印で示すと共に、それらの高周波電流要素が対となる接地導体５の戻り電流と共に仮想的に形成する局所的な電流ループ７３、７４の一部を示している。なお、説明の理解を容易なものとするため、本実施形態の伝送線路２ｂと平行に配置されクロストークを受ける隣接伝送線路２ａはその図示を省略している。
【００８７】
図８に示すように、信号導体３ａの局所的な向きと信号の伝送方向６５（伝送線路２ａ、２ｂ全体としての信号の伝送方向）が平行である箇所で生じる電流ループ７３では、隣接伝送線路が形成する電流ループと鎖交することが可能な高周波磁束８５５を発生させるので、従来と同じように相互インダクタンスによる誘導電流は隣接伝送線路に発生している。しかし、本実施形態の伝送線路対における伝送線路２ａは、第１の信号導体７ａ及び第２の信号導体７ｂが湾曲形状に形成されているため、信号導体部分において信号の伝送方向が局所的に向きを変える箇所がある。これにより、例えば信号の伝送方向６５と直交する向きに信号導体が局所的に曲げられた箇所での電流ループ７４は、隣接伝送線路の方向へ向いた高周波磁場８５５を発生させることが原理的に不可能であり、相互インダクタンスの増加に寄与しない構造となる。また、信号導体における局所的な湾曲部分は、従来の伝送線路では線路長に渡り連続していた電流ループを長さ方向に分断する効果を発現し始めている。その結果、少なくとも回転回数Ｎｒが０．５を超える値に設定されれば、電流ループ７３のループ面積を低減させ、相互インダクタンスの強度を抑圧できることが分かる。従って、本実施形態の伝送線路２ｂ、すなわち伝送線路２ａ及び２ｂにより構成される伝送線路対１０は、回転回数Ｎｒが０．５を超える値に設定されれば、従来の伝送線路よりもクロストーク強度の低減が可能となるものである。
【００８８】
次に、図１に示す本実施形態の伝送線路対１０において、各伝送線路２ａ、２ｂに伝送される高周波電流の向きを簡略化した模式説明図を図９に示す。なお、図８を用いた説明により、信号の伝送方向６５とは垂直な方向に局所的に信号導体が配置された箇所は、両伝送線路間の相互インダクタンスへの寄与が無視できると考え、図９の模式説明図からは省略している。さらに、信号伝送方向６５と垂直でも平行でもなく斜め方向に信号が伝送する大部分の箇所は、伝送方向に垂直な方向と平行な方向の２方向にその成分をベクトル的に分解することが可能であることから、図１に示した構造の伝送線路対１０における各々の伝送線路２ａ、２ｂにおけるそれぞれの回転方向反転構造７は、模式的に６本の平行結合線路である局所部位６１ａ、６１ｂ、６３ａ、６３ｂ、６５ａ、６５ｂに近似して示すことができる。
【００８９】
図９に示すように、本実施形態の伝送線路２ｂにおいては、信号導体が局所的に方向を転換する箇所が局所部位６１ｂと６５ｂの両端などで生じているだけでなく、一部の局所部位６３ｂにおいては、信号の伝送方向６５とは逆向きの方向に信号導体が電流を流す局所的な構造、すなわち信号の伝送方向を反転させる伝送方向反転部を含む構成が実現されている。図９において矢印で電流の向きを示すように、隣接伝送線路２ａを伝送する高周波電流８５３により生じる誘導電流は、伝送線路２ｂにおける局所部位６１ｂ及び６５ｂと、局所部位６３ｂとでは逆向きに発生する。よって、局所部位６３ｂにおいて誘導電流（すなわち逆向きに生じる誘導電流）が生じる分だけ、伝送線路２ｂ全体において総合的に発生する誘導電流量を低減させることができ、クロストークを抑制することができる。なお、本明細書において、「信号の伝送方向を反転させる」とは、例えば図９に示すように、信号伝送方向６５をＸ軸方向、このＸ軸方向に直交する方向をＹ軸方向とした場合において、信号導体における伝送される信号の方向を表すベクトルに、少なくとも−ｘ成分が生じるようにすることである。この条件は、上述の図８の説明でも示した、回転回数Ｎｒが０．５を超えた値に設定される条件を含んでいる。
【００９０】
なお、伝送線路２ａにおいて伝送される高周波電流８５３との距離が最も遠い伝送線路２ｂにおける局所部位６５ｂでは、発生される誘導電流の強度も小さく、伝送線路２ｂ全体にて総合的に生じる誘導電流量に対して無視して考えることが可能である。また、本実施形態において隣接伝送線路との配線間隔を一定とした場合、従来の直線状の伝送線路を採用した場合と比較して、局所部位６１ｂは伝送線路２ａと近接されるものの、配線が近接した状態での線路間の相互インダクタンスは更なる線路間隔の近接に対して値が飽和する傾向があるので、局所部位６１ｂで生じる誘導電流量は局所部位６３ｂで生じる誘導電流と比較して極端に高くはならない。この結果、局所部位６３ｂの導入による従来とは逆方向の誘導電流の発生が、伝送線路間の相互インダクタンスを効果的に低減することが可能となる。
【００９１】
なお、図９の模式説明図においては、伝送線路２ｂにおいて問題とする局所部位６３ｂでの電流方向を信号の伝送方向６５とは完全に反転した方向として図示しているが、実際には局所部位６３ｂが信号伝送方向６５と９０度を超える角度を持つ向きを有していれば（すなわち、−ｘ成分を持つ向きを有していれば）、模式説明図中に示したように、信号伝送方向６５に対して逆の方向の誘導電流の成分が部分的に生じているものと捉えることができる。従って、本実施形態の伝送線路対を構成する伝送線路２ｂにおいては、信号伝送方向６５と９０度を超えて異なる方向に局所的に信号を伝送する信号導体である伝送方向反転部を回転方向反転構造７内に含むことが必要であり、信号伝送方向６５と１８０度反転された方向に信号を伝送する伝送方向反転部が含まれることが好ましい。
【００９２】
本実施形態の伝送線路対１０を用いて説明した上記原理を基に、本発明の伝送線路が隣接伝送線路との間のクロストークを抑制するために特に好ましい条件を以下に示す。
【００９３】
まず、本発明の伝送線路の回転方向反転構造内において、回転構造の回転回数Ｎｒが０．５を超える値に設定されれば、当該回転方向反転構造内において、伝送線路全体としての信号の伝送方向とは９０度を超えて異なる方向へ電流を局所的に導く部位、すなわち伝送方向反転部を必ず生じさせることができるため、効果的にクロストーク抑制効果が得られる。
【００９４】
また、仮に回転回数Ｎｒが０．５よりも小さい値であったとしても、回転方向反転構造内において、第１の信号導体と第２の信号導体とを接続する第３の信号導体が採用される場合、又は、複数の回転方向反転構造間を接続する第４の信号導体が採用される場合においては、信号導体の少なくとも一部位の向きを、信号伝送方向と９０度を超えて異なる方向へ電流を局所的に導くよう設定すれば、クロストーク抑圧効果を効果的に得ることが可能である。
【００９５】
なお、本発明の伝送線路対を構成するそれぞれの伝送線路内において回転方向反転構造を複数回直列に接続する場合、例えば図５に示したように、一の回転方向反転構造３７が有する第２の信号導体３７ｂと、当該一の回転方向反転構造３７に隣接する別の一の回転方向反転構造３７が有する第１の信号導体３７ａとの互いの回転方向が逆向きに設定される配置の採用が、クロストーク抑制効果を得るためには好ましい条件である。
【００９６】
また、図１０の模式平面図に示す伝送線路６２ａのように、隣接する回転方向反転構造６７、６７間を、信号の伝送方向６５に平行な第４の信号導体６７ｄを用いて接続することにより、回転方向反転構造６７（図示左端に配置）に含まれる第２の信号導体６７ｂと、隣接する回転方向反転構造６７（図示中央に配置）に含まれる第１の信号導体６７ａとを、同一の回転方向（すなわち第２の回転方向Ｒ２）に設定することも可能である。しかしながら、図１０に示す伝送線路６２ａの構造では、第４の信号導体６７ｄが信号の伝送方向６５と平行に配置されることとなるため、相互インダクタンス低減のために本発明の伝送線路が行ってきた工夫が最大限採用されているとはいえない。すなわち、第４の信号導体６７ｄは、隣接伝送線路と平行して配置される区間長（線路長）が長いので、却って本発明の伝送線路が有する相互インダクタンス低減の効果を低下させてしまう恐れがある。また、第４の信号導体６７ｄが伝送線路の中で隣接伝送線路に最も近接した位置に配置されるような構成であれば、隣接伝送線路との間の相互キャパシタンスが不要に増加する恐れもある。
【００９７】
よって、同じ回転回数Ｎｒの回転方向反転構造を採用して本発明の有利な効果を効果的に得るためには、図１０の構造の伝送線路６２ａより、図１１の構造の伝送線路７２ａを採用することが好ましい。すなわち、図１１の伝送線路７２ａのように、第４の信号導体７７ｄを、信号の伝送方向６５に対して平行に配置させず、傾斜された方向に配置させることが好ましい。なお、図１１の伝送線路７２ａのように、隣接する回転方向反転構造７７同士を接続する第４の信号導体７７ｄが、略直線状に形成されながら、信号伝送方向６５に対して傾斜された方向に配置されるような構造においては、それぞれの回転方向反転構造７７の同じ配置形状となる。
【００９８】
また、第４の信号導体を伝送する間に伝送信号の位相が極端に回転することは好ましくないので、第４の信号導体の線路長は伝送される信号の周波数における実効波長の４分の１未満の線路長に設定されることが好ましい。なお、図１０及び図１１においても図３等と同様に、伝送線路対を構成する２本の伝送線路のうちの１本の伝送線路のみを示している。
【００９９】
ここまでは、本発明の伝送線路の採用が相互インダクタンスを低減し、クロストーク現象が抑圧される原理について説明したが、次に、本発明の伝送線路が有していて、従来の伝送線路にはない、産業上利用するにあたって有利となる特性について詳しく説明する。
【０１００】
当該説明にあたって、まず、２本の隣接伝送線路間クロストーク特性の配線間隔Ｄ依存性の典型例を模式的にグラフ形式の図として図１２に示す。なお、図１２においては、本発明の伝送線路対を採用した場合の特性として回転方向反転構造の回転回数Ｎｒが１回転の伝送線路対（すなわち、伝送方向反転部を含む構成）の特性と、その比較例として回転方向反転構造の回転回数Ｎｒが０．５回転の伝送線路対（すなわち、伝送方向反転部を含まない構成）の特性をそれぞれ実線で示し、従来の直線状の伝送線路対を採用した場合の特性を点線で示している。また、図中に示した特性は特定の周波数、例えば１０ＧＨｚでのクロストーク特性である。配線間隔Ｄは図１において示したように、総配線形成領域の中心間の間隔として定義され、比較した３つの例で配線間隔Ｄは同一に設定している。すなわち、図中で比較した３つの例においては、単位幅あたりの伝送線路の配線本数密度は同一である。また、本発明の伝送線路対における局所的な信号導体幅ｗは、比較例の伝送線路対の信号導体幅ｗと、従来の伝送線路の例における信号導体幅ｗと同一であり、それぞれの伝送線路の実効的な特性インピーダンスは同一という設定で比較している。
【０１０１】
図１２に示すように、従来の伝送線路対においては、配線間隔Ｄを減じればクロストーク量は単調増加する。このため従来の伝送線路対を採用すれば、所定の値以上のクロストーク抑制効果を得るためには、配線間隔Ｄを増加させて、伝送線路の配線密度を下げる以外に方法がない。しかしながら、本発明の伝送線路対（回転回数Ｎｒ＝１回転）は、配線間隔Ｄの値を徐々に減じていくと、従来の伝送線路対とはまったく異なるクロストーク特性を示し始める。すなわち、配線間隔Ｄの値が所定の配線間隔Ｄ３以下の値となると、クロストーク量は極端に減少し始め、従来の伝送線路対よりもはるかに良好な値へと改善されていく。具体的には、回転方向反転構造の回転回数Ｎｒが１回転である本発明の伝送線路対においては、クロストーク強度は配線間隔Ｄ＝Ｄ２（Ｄ２＜Ｄ３）で極小値をとり、従来の伝送線路対との特性改善量ΔＳは最大に達する。配線間隔Ｄ＜Ｄ２では、クロストーク強度は増加し始めるが、それでも従来の伝送線路対の構成よりははるかに良好な特性を達成することができる。伝送線路間が非常に近接し、配線領域間隔ｄが０に近づく配線間隔Ｄ＝Ｄｃに達するまで、本発明のクロストーク抑圧効果は維持される。解析的に求められる配線間隔Ｄ＝Ｄｃの条件では、配線領域間隔ｄは現実的なプロセスルールで実現困難な程度まで低い値になるため、本発明の伝送線路対は、同じ配線本数密度の条件下で現実的なプロセスルールを仮定すると、従来の伝送線路対よりも常に良好なアイソレーション特性を得ることができるという産業上非常に有利な効果を有する。
【０１０２】
さらに、本発明の伝送線路対の好ましい特徴として、最小クロストーク強度を実現する配線間隔Ｄ値であるＤ２が周波数依存性を有さない点が挙げられる。すなわち、どの周波数であっても常に配線間隔Ｄ＝Ｄ２の場合に、隣接伝送線路間のクロストーク強度は最小値となる。よって、今後機器内で扱う信号の伝送速度が向上し、信号に含まれる高周波成分の周波数が変化しても、新たに配線ルールを設定し直す必要もなく、本発明の有利な効果を持続して得ることができる。
【０１０３】
また、配線間隔Ｄ２と特性改善量ΔＳと本発明の伝送線路対の構造との関係を定性的に説明すると、第１の信号導体と第２の信号導体の回転回数Ｎｒが１回転程度と大きい値であった場合には、配線間隔Ｄ＝Ｄ２の条件は配線本数密度が低い構造に相当するものの、非常に良好なアイソレーション特性を得ることができる。逆に回転回数Ｎｒが小さい構造、例えば比較例の伝送線路対のように回転回数Ｎｒ＝０．５回転という構造を採用すれば、配線間隔Ｄ＝Ｄ２の条件は従来の伝送線路対よりは良好なアイソレーション特性を得ることができるものの、クロストーク強度抑圧量は本発明の伝送線路対（回転回数Ｎｒ＝１回転の構成）ほどではなくなる。しかしながら、非常に配線密度が高い条件でクロストーク量を極小値にすることができるということになり、どちらも産業上有意な効果を提供することができる。
【０１０４】
上述したクロストークが極小値を取る現象は、本発明の伝送線路対において、従来の伝送線路対よりも配線領域間隔ｄが減少したことによる相互キャパシタンス増加に起因している。背景技術で説明したように、クロストーク電流は、相互キャパシタンスに起因するＩｃと相互インダクタンスに起因する誘導電流Ｉｉとの差に相当し、通常の伝送線路対ではＩｉ＞Ｉｃとなっている。本発明の伝送線路対においては、上述したように誘導電流Ｉｉを低減する構造を採用しているが、更に、従来の伝送線路対よりも総配線領域幅Ｗが広いことから隣接伝送線路との間の配線領域間隔ｄが減少するのでＩｃを効果的に増大させてもいる。この結果、配線間隔Ｄ＝Ｄ２の条件では逆符号で等強度となったＩｉとＩｃが遠端側のクロストーク端子において相殺され、クロストーク信号強度を最小化することを可能とすることができる。なお、上記説明を裏付けるように、配線間隔Ｄ＜Ｄ２ではＩｉ＜Ｉｃであるので遠端側のクロストーク端子におけるクロストーク電圧は配線間隔Ｄ＞Ｄ２の場合とは逆の符合となる。
【０１０５】
また、本発明の伝送線路対では従来の伝送線路対より総配線領域幅Ｗが増大しているので、極端に小さい配線間隔Ｄ値は物理的に設定できない。例えば、総配線領域幅Ｗが配線幅ｗの５倍に設定されれば、配線間隔Ｄはｗの５倍以下に設定できなくなるが、解析的に求めた配線間隔Ｄｃの値は、信号導体の回転構造の回転回数Ｎｒなどの条件が変化しても、配線幅ｗの５．２倍程度の値に集中する結果が得ることができる。また、総配線領域幅Ｗが配線幅ｗの３倍に設定された場合、解析により求めた配線間隔Ｄｃは配線幅ｗの３．２倍程度である。すなわち、総配線領域間の間隙ｄが配線幅ｗの５分の１以上に保たれれば、本発明の伝送線路対は従来の伝送線路対よりも良好なアイソレーションが維持できるものと考えられる。
【０１０６】
また、通常、配線間隔Ｄ３は総配線領域幅Ｗの２倍程度である。Ｄ＞Ｄ３でも、従来の伝送線路対を採用した場合と比較した本発明の優位な効果はその度合いが低減するものの、従来の伝送線路対に比べ特性が劣化することはない。すなわち、本発明の伝送線路対は、配線領域間隔ｄが極端に低下した場合を除いては、全ての配線密度条件において従来の伝送線路対よりクロストークが抑制されるという有利な効果を提供することが可能である。
【０１０７】
相互インダクタンス低減や不要輻射抑制の目的では、回転方向反転構造内の回転回数Ｎｒの設定は、大きい値となるほど有利な効果が得られるものの、第１の信号導体と第２の信号導体の電気長が伝送電磁波の実効波長に対して無視できない線路長に達すると、本発明の効果が失われることにもなる。また、回転回数Ｎｒの増加は、総配線領域幅Ｗの増加も招き、回路の省面積化にとって好ましくない。また、総配線長の増加は、信号遅延の原因ともなると考えられる。また、伝送周波数帯域の上限においては電磁波の実効波長は短くなるので、回転数を高く設定すれば、第１の信号導体及び第２の信号導体の配線長が電磁波波長に近づき共振条件に近づくことにもなるため反射が生じやすくなり、本発明の伝送線路対の使用帯域が制限されることになり、実用上好ましくない。このような信号の不要な反射は、伝送される信号の強度低下や不要な輻射につながるだけでなく、群遅延特性の劣化を招いてしまうためシステムとしては伝送エラーレートの低下につながり好ましくない。よって、第１の信号導体及び第２の信号導体における回転回数Ｎｒの実用的な設定上限は、通常の用途では２回転以下とすることが好ましい。
【０１０８】
また、本発明の伝送線路対を用いる場合、群遅延特性に関しては、２種類の問題が存在することが考えられる。第１の問題は総遅延量の増大であり、第２の問題は高周波になるほど遅延量が増大する遅延分散の問題である。上記第１の問題である総遅延量の増大は、本発明の伝送線路対を用いる際には、根本的には不可避の問題である。しかしながら、本発明の伝送線路対における配線の引き伸ばしによる遅延量増加の度合いは、従来の伝送線路対と比べて数％から数十％程度の遅延量増加に留まる範囲であり、この程度の遅延量の増加は実用上大きな問題にはならないと考えられる。
【０１０９】
また、上記第２の問題として挙げている伝送帯域の高周波側に向かうほど遅延量が増大して、伝送パルス形状の崩れの要因となる遅延分散については容易に回避可能である。これは、本発明の構造内の各部位が電磁波の実効波長に対して無視できない電気長に達することにより生じる問題である。一般に、平面高周波回路の伝送線路構造は線路幅と基板厚の比を保つことにより同じ等価インピーダンスの伝送線路を実現することができるので、基板厚を薄く設定するほど総線路幅は縮小される。よって、各部位の電気長も実効波長に対して無視できるようになり、本発明の有利な効果を減じることなく、上記第２の問題として挙げた遅延分散の問題を解決することができる。
【０１１０】
ここで、例として、本発明の伝送線路対の構造を基板厚Ｈ１が大きい誘電体基板に形成した場合の伝送線路８２ａの模式平面図を図１３Ａに示し、これに対して、本発明の伝送線路対を基板厚Ｈ２が小さい誘電体基板に形成した場合の伝送線路９７ａの模式平面図を図１３Ｂに示し、両者の構成を比較する。なお、図１３Ａ及び図１３Ｂにおいては、伝送線路対を構成する２本の伝送線路のうちの１本の伝送線路のみを示している。図１３Ａに示す伝送線路８２ａにおいては、総線路幅Ｗ１が大きく設定されることになるので、回転方向反転構造８７をはじめとする各部位が大きくなっているが、図１３Ｂに示す伝送線路９２ａにおいては、回路基板厚の低減に伴い総線路幅Ｗ２（すなわちＷ２＜Ｗ１）が小さく設定されるので、回転方向反転構造９７をはじめとする回路を構成する各部位の電気長は縮小されることがわかる。このことは、回路構造を薄く、配線幅をできる限り微細にしていく高密度配線化のトレンドが進行するほど、本発明の伝送線路対構造の対応できる伝送帯域の上限周波数を向上させることが可能であることを示している。
【０１１１】
次に、本実施形態にかかる伝送線路対１０の構成を利用した応用例として図１４Ａ及び図１４Ｂに示す伝送線路対の模式平面図を用いて以下に説明する。
【０１１２】
まず、図１４Ａに示す伝送線路対１１０においては、図５に示した伝送線路３２ａを２本用いて平行に隣接配置させた構成を有している。このような伝送線路対１１０においては、それぞれの伝送線路１１２ａ及び１１２ｂを、シングルエンドの信号の伝送経路として機能させて、線路間アイソレーションを良好な値に維持した伝送線路対（あるいは伝送線路群）として実現させることができる。
【０１１３】
この場合、図１４Ａに示すように、伝送線路１１２ａに対して近接配置されたもう一つの伝送線路１１２ｂは、信号の伝送方向６５に対して垂直な方向６８に、伝送線路１１２ａを平行移動させた関係で配置される。また、図１４Ｂの伝送線路対１２０に示すように、２本の等価な伝送線路１２２ａと１２２ｂの配置関係は、鏡面対称であってもよい。
【０１１４】
さらに、図１５の模式平面図に示す伝送線路対１３０のように、伝送線路１３２ａに対して近接配置されるもう一つの伝送線路１３２ｂは、信号の伝送方向６５に対して垂直な方向６７に第１の平行移動を行った後、さらに信号の伝送方向６５に平行に第２の平行移動を行って得られる配置関係で配置されることがさらに好ましい。また、図示しないが、鏡面対称の関係の伝送線路の一方だけをさらに信号の伝送方向６５へ平行移動した関係も好ましい。第２の平行移動の最適な移動距離は、両伝送線路における複数の回転方向反転構造の周期の半分である。
【０１１５】
図１４Ａの伝送線路対１１０と図１５の伝送線路対１３０との比較からも明らかなように、第１の平行移動だけでは、伝送線路１１２ａと伝送線路１１２ｂの配線領域間隔ｄがきわめて小さい値となると同時に、両伝送線路間の局所的な最短配線間距離ｇも小さな値となるので、両伝送線路間の相互キャパシタンスが増加してクロストーク強度の低減効果が減少することが考えられる。一方、図１５の伝送線路対１３０に示すように、第１の平行移動に加えてさらに信号の伝送方向に平行な第２の平行移動を行えば、伝送線路１３２ａと伝送線路１３２ｂとの配線領域間隔ｄは変化しなくても、配線間の局所的な最短配線間距離ｇを広げることが可能となるので、両伝送線路間の相互キャパシタンスは低減される。よって、相互インダクタンスと相殺するために必要な強度の相互キャパシタンスを得るためには、両伝送線路間の配線間隔Ｄをさらに低減する必要があり、結果的に上記第２の平行移動はアイソレーションを維持し、かつ、配線本数密度を向上させるという有利な効果を与えることができ好適である。  
【０１１６】
いずれの場合も、伝送線路１１２ａ、１２２ａ、１３２ａと伝送線路１１２ｂ、１２２ｂ、１３２ｂの配線幅ｗ、総配線領域幅Ｗ、配線領域間距離ｄとすれば、ｄはｗの５分の１以上かつＷの１倍以下の条件が好ましく、さらに好ましくは、ｄはｗの２分の１以上かつＷの０．６倍以下の範囲内に設定されることが好ましい。当該範囲内において、本発明の伝送線路対（伝送線路群）における各伝送線路間のアイソレーションは最も良い値をとる。
【０１１７】
また、本発明の伝送線路対を差動信号の伝送経路として用いる場合には、図１６にその模式平面図を示すように、伝送線路１４２ａと対になり差動伝送線路対１４０を形成する伝送線路１４２ｂは、信号の伝送方向６５に平行な面に対して、鏡面対称の関係で配置されることが好ましい。差動信号は、差動伝送線路の奇モードによりサポートされて伝送するため、奇モードから偶モードへの不要なモード変換を起こさないためには、回路の鏡面対称配置が有効である。従来の伝送線路対と比較してシングルエンド信号伝送時の非放射性という有利な特性を有する本発明の伝送線路対構造を差動伝送線路として用いることにより、差動伝送線路にコモンモード信号が重畳した場合の放射特性の改善という有利な効果が得られる。また、周辺差動伝送線路とのアイソレーションの維持という有利な効果を得ることができる。
【０１１８】
なお、上述の説明においては、本実施形態の伝送線路対１０における２本の信号導体３ａ及び３ｂが、図３２Ａの模式断面図に示すように、例えば、誘電体基板１の表面、すなわち同一の面内に形成されるような場合について説明したが、本実施形態の伝送線路対はこのような場合についてのみ限定されるものではない。このような場合に代えて、例えば、図３２Ｂの模式断面図に示すように、誘電体基板１が第１の基板１ａ及び第２の基板１ｂが積層されるように構成される多層構造基板である場合であって、第１の基板１ａの図示上面に一の信号導体３ａが形成され、第２の基板１ｂの図示上面に他の信号導体３ｂが形成されるというように、２本の信号導体が同一平面に配置されず、異なる平面に配置されるような場合であってもよい。
【０１１９】
（実施例）
次に、本実施形態の伝送線路（あるいは伝送線路対）についてのいくつかの実施例について以下に説明する。
【０１２０】
まず、本実施形態の実施例、及びこの実施例に対する比較例として、誘電率３．８、総厚２５０μｍの誘電体基板の表面上に銅配線により厚さ２０μｍ、幅１００μｍの信号導体を形成し、裏面全面にも同じく銅配線により厚さ２０μｍの接地導体層を形成して、マイクロストリップ線路構造を構成した。クロストーク強度の測定は線路長Ｌｃｐを５ｍｍに統一して比較した。入力端子は同軸コネクタに接続し、出力側の端子は特性インピーダンスとほぼ同じ抵抗値である１００Ωの抵抗で接地終端し、端子での信号反射による悪影響を測定結果から減じた。総配線領域幅Ｗは５００μｍとし、回転方向反転構造内で第１の信号導体及び第２の信号導体を回転回数Ｎｒでもって湾曲させるように形成した。このような実施例及び比較例にかかる伝送線路対の特性を、直線型の従来の伝送線路対である従来例１の特性と比較した。２種類以上の伝送線路の特性を比較する場合、基板条件、配線長Ｌｃｐ、配線幅ｗ、配線間隔Ｄは常に統一した。
【０１２１】
具体的には、比較例１の伝送線路対の構造は、回転回数Ｎｒが０．５に相当する伝送線路対、すなわち、回転方向反転構造は有するが伝送方向反転部を有さない構造の伝送線路対であり、外径２５０μｍ、内径１５０μｍの半円弧形状の信号導体を互いに異なる回転方向に湾曲させて連続して９周期接続した構造である。配線間隔Ｄ＝７５０μｍは、総配線領域幅Ｗに対して１．５倍に、配線幅ｗに対しては７．５倍に相当している。比較例１の伝送線路対は、従来例１の伝送線路対の構造中の２本の線路（すなわち伝送線路対）をどちらも直線状の伝送線路から上記構造を有する伝送線路に置換して構成しものである。２本の伝送線路は形状、大きさが同一であり、片方の伝送線路を信号伝送方向に垂直な方向に７５０μｍ移動させた関係になっている。また、配線間隔Ｄは変えずに、片方の伝送線路ともう一方の伝送線路の配置関係を鏡面対称とした比較例２の伝送線路対も作製した。
【０１２２】
図１７に比較例１の伝送線路対と従来例１の伝送線路対とのクロストーク特性の比較を示す。なお、図１７においては、縦軸にクロストーク特性Ｓ４１（ｄＢ）を示し、横軸に周波数（ＧＨｚ）を示している。図１７より明らかなように、比較例１の伝送線路対では測定した全周波数帯域（〜３０ＧＨｚ）に渡って、従来例１の伝送線路対よりも良好な分離特性が得られた。例えば、従来例１においては１０ＧＨｚ以上の周波数帯域では２５ｄＢ以下にクロストーク強度を維持できないのに比べ、比較例１では２５ＧＨｚ以下の周波数帯域で２０ｄＢ以下にクロストーク強度を抑圧することができた。
【０１２３】
また、比較例２の伝送線路対においては、比較例１とほぼ同等の値である２３ＧＨｚ以下の周波数帯域で２０ｄＢ以下のクロストーク強度特性を実現できた。また、比較例１において、平行関係であった２本の伝送線路のうち１本だけを信号伝送方向に２５０μｍずらして構成した比較例１−２では、３２ＧＨｚ以下の周波数帯域で２０ｄＢ以下の低クロストーク特性を維持できた。なお、２５０μｍの移動距離は、回転方向反転構造の周期の半分に相当している。また、比較例１において９回にわたって直列に繰り返し配置した回転方向反転構造の繰り返し回数を５、１に減じた伝送線路対においても効果は低減したものの、同様に全周波数帯域で従来例１より良好な分離特性が得られた。
【０１２４】
また、従来例１と比較例１の群遅延特性の比較を図１８に示す。なお、図１８においては、縦軸に群遅延量（ピコ秒）を示し、横軸に周波数（ＧＨｚ）を示している。従来例１において４８ピコ秒程度であった遅延量は、比較例１においては２０％前後の増加が見られたが、この程度の遅延量の増加は実用上問題にならない範囲であると言える。
【０１２５】
次に、本実施形態の実施例である実施例１、２の伝送線路対として、比較例１、２の伝送線路においては、回転方向反転構造の回転回数Ｎｒが０．５であった信号導体の回転回数Ｎｒを０．７５回転、１回転と増やした伝送線路をそれぞれ２本ずつ平行に配置し、一方の伝送線路からもう一方の伝送線路への順方向クロストーク強度、および通過強度特性を測定した。すなわち、回転方向反転構造を有するが伝送方向反転部を有さない構造の比較例１、２に対して、実施例１及び２では回転方向反転構造及び伝送方向反転部を共に有するようにした。信号導体は、総配線幅５００μｍを超えないよう構成した。具体的にはｗの値を比較例１の１００μｍからから７５μｍへ減じて回転方向反転構造を構成した。実施例１（Ｎｒ＝０．７５）、２（Ｎｒ＝１）を構成する伝送線路も、実効的な特性インピーダンスはそれぞれ１０２Ω、１０５Ωに相当しており、測定時の端子終端インピーダンスは１００Ωとした。実施例１においては回転方向反転構造を８周期、実施例２においては７周期連続して配置した。図１７において、比較例１、従来例１の特性に加えて、実施例１、２におけるクロストーク特性の周波数依存性を加えた。図１７より明らかなように、比較例１に対して回転回数が増加された実施例１及び２では、クロストーク強度の抑圧効果がさらに向上した。
【０１２６】
また、図１８において、比較例１、従来例１の通過群遅延特性に加え、実施例１、２における通過群遅延特性の周波数依存性を加えた。図１８より明らかなように、回転回数が増加するにつれて、遅延量は増加したが、例えば、実施例１（Ｎｒ＝０．７５）の遅延量増加は従来例１と比較して４５％増にとどまっており、やはり実用上問題にはならないレベルであった。以上のそれぞれの実施例より、回転回数を変化させた場合においても、本発明の伝送線路対が総合的に良好な特性を高周波回路にもたらすことが実証できた。
【０１２７】
次に実施例２の伝送線路対における回路構造を２分の１に縮小した伝送線路対構造を実施例２−２の伝送線路として、当該伝送線路対構造の特性を測定した。すなわち、基板厚（１２５μｍ）、総配線幅（２５０μｍ）、配線幅ｗ（３７．５μｍ）、配線間間隔Ｄ（３７５μｍ）と実施例２における各パラメータを２分の１へ減じた。但し、銅配線の厚さは２０μｍのままで、配線長も５ｍｍのままとした。回転方向反転構造の繰り返し回数は実施例２の２倍である１４回に達した。実施例２と実施例２−２のクロストーク特性比較を図１９に、群遅延特性比較を図２０に示す。図１９及び図２０にはそれぞれ、基板厚１２５μｍ、総配線幅２５０μｍ、配線間間隔３７５μｍの２本のマイクロストリップ線路から構成される従来例２Ａの特性をそれぞれ加えて示した。
【０１２８】
図１９に示すように、構造縮小によりクロストーク抑圧効果は若干低減したものの、同スケールでの従来の伝送線路対特性である従来例２Ａよりははるかに良好な特性が全帯域で得られた。また、図２０に示すように、実施例２において群遅延特性が高周波になるほど劣化していた問題点は、基板厚が低減され第１の信号導体および第２の信号導体の実効線路長が短縮された実施例２−２において改善することができた。
【０１２９】
また、比較例１及び実施例２について隣接伝送線路間の配線間隔Ｄを増減した場合の比較例及び実施例、並びに従来例１と比べて配線間隔Ｄを増減した場合の従来例も作製した。まず、比較例１と従来例１との対比について説明すると、比較例１は配線間隔Ｄが同条件に設定された従来例１と比べて、常に良好なクロストーク抑制効果を示した。図２１Ａと図２１Ｂに、周波数１０ＧＨｚと２０ＧＨｚでの従来例１と比較例１におけるクロストーク強度の配線間隔Ｄ依存性を示す。なお、図２１Ａ及び図２１Ｂにおいて、横軸は配線間隔Ｄを総配線領域幅Ｗで規格化した値を用いた。また、従来例１の伝送線路においてはｗ＝Ｗであるが、計算上本発明の伝送線路の値である５００μｍを用いてＤ／Ｗの値を計算した。
【０１３０】
図２１Ａ及び図２１Ｂより明らかなように、異なる周波数においても、同じＤ値において、クロストークの極小値が得られた。また、配線間隔をＷの１．１倍にまで減じても（配線領域間隔ｄはｗの半分に相当）比較例１のクロスト−ク特性は従来の伝送線路対の特性を上回った。解析結果では、比較例１でｄをｗの５分の１にまで減じても、同条件の従来の伝送線路対よりも低いクロストーク強度を示した。
【０１３１】
次に、実施例２と従来例１との対比について説明する。当該説明にあたって、図２２Ａ及び図２２Ｂに、周波数１０ＧＨｚと２０ＧＨｚでの従来例１と実施例２におけるクロストーク強度の配線間隔Ｄ依存性を示す。図２２Ａ及び図２２Ｂより明らかなように、実施例２においても、比較例１と同様に、周波数に依存しないＤ値であるＤ＝１．８×Ｗにおいて、クロストークの極小値が得られるだけでなく、比較例１を上回るクロストーク抑圧効果を得た。また、配線間隔をＷの１．１倍にまで減じても（配線領域間隔ｄはｗの半分に相当）実施例２のクロスト−ク特性は従来の伝送線路対の特性を上回った。さらに解析結果では、実施例２でｄをｗの５分の１にまで減じても、同条件の従来の伝送線路対よりも低いクロストーク強度を示した。また、いずれの場合においても、配線間隔Ｄを総配線領域幅Ｗの３倍以上の値に設定しても、従来例１のクロストーク特性を上回る特性を得ることができた。
【０１３２】
さらに、実施例２において平行に配置されていた隣接伝送線路間の一方を、信号伝送方向に２５０μｍ移動した実施例２−３のクロストーク特性の配線間隔Ｄへの依存性を図２３Ａ及び図２３Ｂに示す。実施例２−３においては、実施例２よりも高密度な配線条件となるＤ＝１．６×Ｗの条件でクロストークの極小値が得られただけでなく、実施例２を上回るクロストーク抑圧効果を得た。
【０１３３】
また、実施例２−３の構成で配線間隔Ｄを７５０μｍとし、結合線路長Ｌｃｐを５０ｍｍまで延長した実施例２−４を作製した。実施例２−４と従来例２（Ｌｃｐ＝５０ｍｍ）のクロストーク強度の比較を図２４に示す。図２４より明らかなように、全測定周波数帯域に渡って、良好なクロストーク抑圧効果が得られた。また、実施例２−４に、電圧１Ｖ、立ち上がり時間および立下り時間が５０ピコ秒のパルスを印加して、遠端クロストーク端子でのクロストーク波形を測定した。この条件は、図３１に示した従来例２の伝送線路対でのクロストーク波形測定の条件と同一のものである。また、図２５には、実施例２−４と従来例２（共にＬｃｐ＝５０ｍｍ）のクロストーク波形の時間領域での測定結果を示す。図２５より明らかなように、従来例２の伝送線路対では１７５ｍＶのクロストーク電圧が発生していたが、実施例２−４ではその４分の１の強度の４５ｍＶまでクロストーク強度を抑圧することができた。なお、図２３Ａ及び図２３Ｂにおいて実施例２−３のクロストーク強度のＤ依存性を示したように、実施例２−４におけるＤの設定はＤ２値（１．６×Ｗ＝８００μｍ）よりも低くなっているので、クロストーク信号の電圧は従来とは逆符号になっている。
【０１３４】
なお、上記様々な実施形態のうちの任意の実施形態を適宜組み合わせることにより、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。
【０１３５】
本発明は、添付図面を参照しながら好ましい実施形態に関連して充分に記載されているが、この技術の熟練した人々にとっては種々の変形や修正は明白である。そのような変形や修正は、添付した請求の範囲による本発明の範囲から外れない限りにおいて、その中に含まれると理解されるべきである。
【０１３６】
２００５年３月３０日に出願された日本国特許出願Ｎｏ．２００５−９７３７０号の明細書、図面、及び特許請求の範囲の開示内容は、全体として参照されて本明細書の中に取り入れられるものである。
【産業上の利用可能性】
【０１３７】
本発明にかかる伝送線路、伝送線路対、又は伝送線路群は、周辺空間への不要輻射を抑制し、周辺回路や隣接伝送線路へ信号を漏洩させることなく、信号を低損失で伝送させることが可能であり、結果的に、密配線による回路面積縮小、従来では信号漏洩が原因で困難であった回路の高速動作、を両立させることが可能となる。また、フィルタ、アンテナ、移相器、スイッチ、又は発振器等の通信分野の用途にも広く応用でき、電力伝送やＩＤタグなどの無線技術を使用する各分野においても使用され得る。
【図面の簡単な説明】
【０１３８】
本発明のこれらと他の目的と特徴は、添付された図面についての好ましい実施形態に関連した次の記述から明らかになる。
【図１】図１は、本発明の一の実施形態にかかる伝送線路対の模式斜視図である。
【図２Ａ】図２Ａは、図１の伝送線路対のうちの１本の伝送線路の模式平面図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは、図２Ａの伝送線路におけるＡ１−Ａ２線模式断面図である。
【図３】図３は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、複数の回転方向反転構造が直列に接続された構成を示す図である。
【図４】図４は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、回転方向反転構成の回転回数が０．７５に設定された構成を示す図である。
【図５】図５は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、回転方向反転構成の回転回数が１．５に設定された構成を示す図である。
【図６】図６は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、第３の信号導体及び第４の信号導体を含む構成を示す図である。
【図７】図７は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、キャパシタ構造を有する構成を示す図である。
【図８】図８は、上記実施形態の伝送線路対内における電流ループが満たす条件を説明するための模式説明図である。
【図９】図９は、上記実施形態の伝送線路対において局所的に進行する高周波電流の向きを示す模式説明図である。
【図１０】図１０は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、隣接する回転方向反転構成における回転方向が逆向きに設定された構成を示す図である。
【図１１】図１１は、図１０の伝送線路の構成において、隣接する回転方向反転構成における回転方向を同じ向きに設定した構成を示す模式平面図である。
【図１２】図１２は、本発明の一例の伝送線路対、比較例の伝送線路対、及び従来の伝送線路対のクロストーク強度の配線密度依存性の比較を示すグラフ形式の模式図である。
【図１３Ａ】図１３Ａは、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対における一本の伝送線路を示す模式平面図であって、誘電体基板が厚く設定された構成を示す図である。
【図１３Ｂ】図１３Ｂは、図１３Ａの伝送線路に比して、誘電体基板が薄く設定された構成を示す模式平面図である。
【図１４Ａ】図１４Ａは、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対であって、両伝送線路が平行移動の配置関係にある構成を示す模式平面図である。
【図１４Ｂ】図１４Ｂは、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対であって、両伝送線路が鏡面対称の配置関係にある構成を示す模式平面図である。
【図１５】図１５は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対であって、図１４Ａの構成よりさらに一の伝送線路を信号の伝送方向に平行移動した配置関係にある構成を示す模式平面図である。
【図１６】図１６は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対であって、差動伝送線路として用いられる構成を示す模式平面図である。
【図１７】図１７は、上記実施形態の実施例１及び２、これらの実施例に対する比較例１の伝送線路対と従来例１の伝送線路対のアイソレーション特性の周波数依存性を示す図である。
【図１８】図１８は、実施例１及び２、並びに比較例１の伝送線路対と従来例１の伝送線路対の通過群遅延特性の周波数依存性を示す図である。
【図１９】図１９は、実施例２、２−２の伝送線路対と従来例２Ａの伝送線路対のアイソレーション特性の周波数依存性を示す図である。
【図２０】図２０は、実施例２、２−２の伝送線路対と従来例２Ａの伝送線路対の通過群遅延特性の周波数依存性を示す図である。
【図２１Ａ】図２１Ａは、比較例１の伝送線路対と従来例１の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔Ｄ依存性（周波数１０ＧＨｚ）を示す図である。
【図２１Ｂ】図２１Ｂは、比較例１の伝送線路対と従来例１の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔Ｄ依存性（周波数２０ＧＨｚ）を示す図である。
【図２２Ａ】図２２Ａは、実施例２の伝送線路対と従来例１の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔Ｄ依存性（周波数１０ＧＨｚ）を示す図である。
【図２２Ｂ】図２２Ｂは、実施例２の伝送線路対と従来例１の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔Ｄ依存性（周波数２０ＧＨｚ）を示す図である。
【図２３Ａ】図２３Ａは、実施例２−３の伝送線路対と従来例１の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔Ｄ依存性（周波数１０ＧＨｚ）を示す図である。
【図２３Ｂ】図２３Ｂは、実施例２−３の伝送線路対と従来例１の伝送線路対のクロストーク強度の配線間隔Ｄ依存性（周波数２０ＧＨｚ）を示す図である。
【図２４】図２４は、実施例２−４の伝送線路対と従来例２の伝送線路対のクロストーク強度の周波数依存性を示す図である。
【図２５】図２５は、実施例２−４の伝送線路対と従来例２の伝送線路対にパルス印加した際に、遠端クロストーク端子において観測されたクロストーク電圧波形を示す図である。
【図２６Ａ】図２６Ａは、従来の伝送線路の伝送線路断面構造を示す図であって、シングルエンド伝送の場合の図である。
【図２６Ｂ】図２６Ｂは、従来の伝送線路対の伝送線路断面構造を示す図であって、差動信号伝送の場合の図である。
【図２７Ａ】図２７Ａは、従来の伝送線路対における模式断面図である。
【図２７Ｂ】図２７Ｂは、図２７Ａの従来の伝送線路対の模式平面図である。
【図２８】図２８は、従来の伝送線路対において、相互インダクタンスに起因するクロストーク信号発生の原理を説明するための模式説明図である。
【図２９】図２９は、従来の伝送線路対において、クロストーク現象に関係する電流要素の関係を示す模式説明図である。
【図３０】図３０は、従来例１および従来例２の伝送線路対のクロストーク強度の周波数依存性を示す図である。
【図３１】図３１は、従来例２の伝送線路対にパルス印加した際に、遠端クロストーク端子において観測されたクロストーク電圧波形を示す図である。
【図３２Ａ】図３２Ａは、上記実施形態の伝送線路対の模式断面図であり、同一平面に２本の信号導体が配置された構成を示す図である。
【図３２Ｂ】図３２Ｂは、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路対の模式断面図であり、異なる平面に２本の信号導体が配置された構成を示す図である。
【図３３】図３３は、本発明の上記実施形態の伝送線路における伝送方向及び伝送方向反転部を説明するための模式平面図である。
【図３４】図３４は、上記実施形態の伝送線路において、誘電体基板の表面に別の誘電体層が配置された構成を示す模式断面図である。
【図３５】図３５は、上記実施形態の伝送線路において、誘電体基板が積層体である構成を示す模式断面図である。
【図３６】図３６は、上記実施形態の伝送線路において、図３４の伝送線路と図３５の伝送線路の構成を組み合わせた構成を示す模式断面図である。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１Ａ】
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【図２１Ｂ】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２３Ａ】
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【図２３Ｂ】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６Ａ】
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【図２６Ｂ】
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【図２７Ａ】
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【図２７Ｂ】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２Ａ】
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【図３２Ｂ】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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