(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、チョークコイルと、自己消弧型のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続された逆導通ダイオードと、加熱コイルと共振コンデンサからなる共振回路と、逆導通ダイオード電流検知手段と、前記スイッチング素子のオンオフ信号を発生する発振回路を含む制御回路と、前記スイッチング素子両端に並列に接続された放電抵抗とを有し、前記チョークコイルのインダクタンスは略１ｍＨ以下とし、前記直流電源と、前記チョークコイルは直列に接続され、前記チョークコイルの他端と、前記直流電源の他端は、前記スイッチング素子と前記共振回路とに並列に接続され、前記スイッチング素子は、両端電圧が所定値以上のとき、自己短絡する自己短絡手段を有し、前記発振回路は逆導通ダイオードに電流が流れている期間にオフ信号を発生する誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭及びレストランなどで使用される誘導加熱調理器などの誘導加熱装置に関するもので、さらに詳しくはそのインバータ回路構成と制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の誘導加熱装置のインバータ回路構成と制御方法について、図７〜９に基づいて説明する。
【０００３】
図７は、誘導加熱装置のインバータの基本回路である。１は直流電源で、具体的には商用交流電源から整流器を介して得ている。２は加熱コイルで、図には特に記していないが、この上に被加熱物が載置され、加熱コイル２からの高周波磁界により誘導加熱される。３は加熱コイル２と並列接続された共振コンデンサ、４はスイッチング素子で、この素子のオン・オフにより、加熱コイルに高周波電流が供給される。スイッチング素子４には駆動電力が、バイポーラトランジスタなどより大幅に少なくてすむＩＧＢＴを用いており、その耐圧は９００Ｖ、電流定格は６０Ａである。５はスイッチング素子４と並列接続された逆導通ダイオード、６はスイッチング素子４のコレクタ−エミッタ間電圧などを検知し、スイッチング素子４のオン・オフを制御する制御回路である。
【０００４】
図８は、図７のインバータの動作時の各部波形を示した図である。（ア）は制御回路６から出力されるスイッチング素子４のドライブ信号で、ＨＩＧＨの時にスイッチング素子４がオンする。（イ）はスイッチング素子４及び逆導通ダイオード５に流れる電流を示している。（ウ）はスイッチング素子４のコレクターエミッタ間に生じる電圧である。
【０００５】
図９は、図８の動作波形中、スイッチング素子４がオンからオフに遷移する期間（すなわちターンオフ時）のコレクタ電流、コレクタ−エミッタ間電圧を拡大した図である。図でテール電流とはＩＧＢＴ特有の現象であり、素子のスイッチング速度が低速なものほど、その発生期間が長い。またテール電流の温度特性は正であり、スイッチング素子が高温になるほど発生期間は長くなり、損失が大きくなる。
【０００６】
以上より、本インバータの動作によって発生するスイッチング素子４の損失は、図８のドライブ信号がＨＩＧＨの期間中に発生する導通損失と、図９に示すターンオフ時の損失すなわちターンオフ損失の二つに分類される。
【０００７】
導通損失は、スイッチング素子４のコレクタ電流と、そのコレクタ電流と相関のあるオン電圧の積で決定される。一般に導通損失の損失温度特性は、ほぼフラットか、スイッチング素子の性能によっては負である。
【０００８】
本インバータにおいてスイッチング素子４は２０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚ程度の周波数でオン・オフしており、その発生損失は素子性能にもよるが、概略３０〜４０Ｗ程度である。また発生損失のうち、ターンオフ損失の比率は、動作周波数にもよるが、概略３０〜５０％程度である。発生損失が大きいため、スイッチング素子４はヒートシンクに取り付けられ、冷却ファンによって強制冷却されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の誘導加熱装置には以下に記す課題があった。第１の課題は、動作時に冷却ファンが駆動するため、その騒音が大きく、使用者に不快感を与えるというものである。この騒音は特に鍋物など調理器を使用者が囲んで使用する場合において問題となる。炊飯器に応用したものにおいては、タイマー炊飯などで早朝あるいは深夜などに動作させた場合、同様にこの騒音が使用者に不快感を与える。この課題は、一般の電熱ヒータタイプ、あるいはガスコンロなどの調理器においてはないことから、誘導加熱装置特有の重大な課題である。また損失全体の温度特性は、ターンオフ損失の温度特性が支配的であり、スイッチング素子４の素子温度が上昇すると、損失も上昇するため、ファンによる強制空冷の設計は充分な検討が必要であり、開発工数上の問題も抱えている。
【００１０】
第２の課題は、素子の制御が、なんらかの異常原因（瞬時停電や雷サージなどの電源異常あるいは、外来ノイズなど）で、所定タイミングから外れた場合、スイッチング素子４の耐圧以上の電圧が発生する可能性があるというものである。一般にスイッチング素子４は、耐圧以上の電圧がかかると即時に破壊するため、図には特に記載していないが、スイッチング素子４の両端電圧や、入力電圧を検知して、異常時には即座に発振を停止する保護回路が必要となっている。この保護回路は、インバータ定数（加熱コイル２や共振コンデンサ３などの電気的定数）と密接な関係があり（インバータ定数によって通常動作時のコレクタ−エミッタ間電圧の波形が異なるため）、種々の誘導加熱装置の開発毎に、回路定数を見直す必要があり、開発工数上のネックのひとつとなっている。
【００１１】
本発明は上記従来の課題を解決し、冷却ファン騒音を充分低減でき、かつ上記保護回路が不要にも関わらず、スイッチング素子破壊を防止できる安全な誘導加熱装置を簡単な構成で実現することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、直流電源と、チョークコイルと、自己消弧型のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続された逆導通ダイオードと、加熱コイルと共振コンデンサからなる共振回路と、逆導通ダイオード電流検知手段と、前記スイッチング素子のオンオフ信号を発生する発振回路を含む制御回路と、前記スイッチング素子両端に並列に接続された放電抵抗とを有し、前記チョークコイルのインダクタンスは略１ｍＨ以下とし、前記直流電源と、前記チョークコイルは直列に接続され、前記チョークコイルの他端と、前記直流電源の他端は、前記スイッチング素子と前記共振回路とに並列に接続され、前記スイッチング素子は、両端電圧が所定値以上のとき、自己短絡する自己短絡手段を有し、前記発振回路は逆導通ダイオードに電流が流れている期間にオフ信号を発生等させるものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
請求項１記載の発明は、直流電源と、チョークコイルと、自己消弧型のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続された逆導通ダイオードと、加熱コイルと共振コンデンサからなる共振回路と、逆導通ダイオード電流検知手段と、前記スイッチング素子のオンオフ信号を発生する発振回路を含む制御回路と、前記スイッチング素子両端に並列に接続された放電抵抗とを有し、前記チョークコイルのインダクタンスは略１ｍＨ以下とし、前記直流電源と、前記チョークコイルは直列に接続され、前記チョークコイルの他端と、前記直流電源の他端は、前記スイッチング素子と前記共振回路とに並列に接続され、前記スイッチング素子は、両端電圧が所定値以上のとき、自己短絡する自己短絡手段を有し、前記発振回路は逆導通ダイオードに電流が流れている期間にオフ信号を発生する誘導加熱装置とするものである。
【００１４】
本構成により、スイッチング素子に流れる電流は共振波形となり、その電流がゼロすなわち、逆導通ダイオードに流れている期間にターンオフするため、スイッチング素子の損失として、ターンオフ損失は発生せず、導通損失のみとなり、スイッチング素子の損失を大幅に低減することができる。さらにターンオフ損失がないため、損失温度特性は、ほぼフラットあるいは負の特性となり、熱的に極めて安定で冷却設計の容易なインバータ回路を得ることができる。また、上記所定値をスイッチング素子の耐圧よりも低めに設定することにより、なんらかの異常原因で、素子の耐圧以上の電圧が発生した場合においても、スイッチング素子自体が自己短絡（自己クランプ）して破壊を免れるため、従来必要であった外部回路による保護（外部回路により異常を検知し、スイッチング素子をオフさせる保護動作）を必要としない。さらに、スイッチング素子の両端に放電抵抗を設けているため、発振停止時に残留するスイッチング素子両端の高電圧を速やかに放電することが可能となり、不要な高電圧部位を長時間発生することを防ぐことができる。
【００１５】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について説明する。図１は本発明の第１の実施例を示す図である。図１において１１は、直流電源で、具体的には商用交流電源を整流器を介して得ている。１２は、直流電源１１に直列に接続されたチョークコイルで、そのインダクタンスは本実施例の場合３００μＨとしている。１３は、スイッチング素子で、逆導通ダイオード１４と並列に接続されている。１５は加熱コイルで、図には特に記載していないが、コイル上に鍋などの被加熱物が載置されている。１６は共振コンデンサで、加熱コイル１５と直列接続され、この２つの部品で共振回路を形成している。１７は発振回路１９を含む制御回路で、スイッチング素子１３の制御を行う。１８は、自己短絡手段で、スイッチング素子１３の両端が所定値（具体的には通常動作時に発生する電圧よりも高く、スイッチング素子１３の耐圧よりも低い値）以上となったときスイッチング素子１３を自己短絡させるものである。２１はスイッチング素子１３両端に接続された放電抵抗である。２２は逆導通ダイオード電流１４の電流を検知する検知手段で、本実施例においては、カレントトランスを用いている。制御回路１７は、逆導通ダイオード電流検知手段２２の出力により、ダイオード電流が発生すると、発振回路のオフ信号を出すように制御する。また電力制御は発振周波数によって行う。
【００１６】
図２は通常動作時におけるスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）波形である。図でスイッチング素子は駆動信号がＨＩＧＨの時にオンし、ＬＯＷの時にオフする。図２（イ）に示すように電流波形は本インバータ回路構成にすることにより、共振波形となり、スイッチング素子１３に流れる電流がゼロすなわち逆導通ダイオード１４に電流が流れている間にオフするため、従来のターンオフ損失は発生せず、大幅な低損失化が可能となる。
【００１７】
図３は、何らかの異常原因でスイッチング素子１３のオンオフタイミングが狂い、スイッチング素子１３にサージ電圧が発生したときのスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）波形である。
図に示すようにスイッチング素子１３に電流が流れている状態で、オフとなった時、スイッチング素子１３の両端電圧には極めて高いサージ電圧が発生するが、本実施例の場合、所定値において、スイッチング素子１３が自己短絡し、スイッチング素子１３の耐圧を越えることがない。
【００１８】
図４は、自己短絡時のスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）と駆動端子電圧（Ｖｇｅ）の拡大波形で、自己短絡手段１８によりスイッチング素子１３の両端電圧が所定値を越えると、駆動端子電圧が上昇し、スイッチング素子１３のスレッシュ電圧を超えて、自己短絡させる。
【００１９】
図５は、発振停止時におけるスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）波形である。スイッチング素子１３の発振停止後、両端電圧は高電圧（ただし耐圧以下の電圧）となるが、放電抵抗２１を設けているため、速やかに低下する。
【００２０】
以上の説明で明らかなように、本第１の実施例によれば簡単な構成でスイッチング素子１３の損失を低減し、かつ異常時でもスイッチング素子１３の耐圧破壊がなく、また発振停止時においても高電圧が残留することがない安全な誘導加熱装置を得ることができる。
【００２１】
（実施例２）
以下、本発明の第２の実施例について説明する。図６は本発明の第２の実施例を示す図である。図６において発振回路１９は、あらかじめ設定された所定のオン時間でスイッチング素子１３を駆動する。電力制御は、発振周波数で行う。その他の部分は第１の実施例と同様である。図３においては何らかの異常原因で、駆動信号のタイミングが狂い、本来オフすべきタイミングよりも、早くオフ信号が発生した場合についての動作波形として説明したが、例えば急激な負荷変動で、スイッチング素子１３に流れる電流がゼロまで到達しない（すなわち逆導通ダイオード１４に電流が流れない）異常状態においては、第１の実施例では、駆動信号がＨＩＧＨに保持される可能性がある。この場合、スイッチング素子１３に電流が流れ続けて破壊にいたる。しかしながら、本実施例の構成とすることにより、ダイオード電流の有無に関わらずスイッチング素子１３がオフするため、上記破壊を防止することが可能となるものである。
【００２２】
また、スイッチング素子１３に電流が流れている間にターンオフすると図３に示すようなサージ電圧が発生するが、上記したように自己短絡により素子破壊に至らない。
【００２３】
【発明の効果】
以上のように、請求項１記載の発明によれば、スイッチング素子に流れる電流を共振波形とし、ゼロ電流にて遮断することから、ターンオフ損失が発生せず、極めて低損失かつ、熱的に安定した誘導加熱装置を簡単な構成で得ることができる。また電源異常、発振異常などで、スイッチング素子に耐圧を越えるような電圧が発生した場合においても、スイッチング素子自体が自己短絡して破壊を防ぐ構成としているため、従来のように電圧を検知して、発振を停止する様な開発工数の大なる保護回路は不要となる。この種の電流共振インバータにおいては、一般的にチョークコイルのインダクタンスを充分大きく（１ｍＨ以上）して、必ず充分なダイオード電流が流れる様にする（サージ電圧の発生から極力逃げる、あるいはサイリスタなどをスイッチング素子として使用しているため）が、本構成においては自己消弧型のスイッチング素子を使用していることに加えて、上記自己短絡保護を有しているため、チョークコイルのインダクタンスは小と出来、結果低コスト化や、チョークコイルの発熱をも抑えることが可能となるものである。さらにこの種の電流共振インバータにおいては、上記サージ電圧保護のため、ＣＲスナバなどを用いてサージ吸収を行う例もあるが、本構成においては不要となることはいうまでもなく、スナバ回路のコストや発熱も考慮する必要はない。スイッチング素子の両端に放電抵抗を設けているため、発振停止時おける高電圧の残留を速やかに除去することが可能となり、安全な誘導加熱装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施例である誘導加熱装置の回路構成図
【図２】  同、通常動作時の動作波形図
【図３】  同、異常時の動作波形図
【図４】  同、異常時の保護動作波形を示す図
【図５】  同、発振停止時の動作波形図
【図６】  本発明の第２の実施例である誘導加熱装置の回路構成図
【図７】  従来の誘導加熱装置の回路構成図
【図８】  同、動作波形図
【図９】  同、スイッチング素子のターンオフ時の動作波形図
【符号の説明】
１１  直流電源
１２  チョークコイル
１３  スイッチング素子
１４  逆導通ダイオード
１５  加熱コイル
１６  共振コンデンサ
１７  制御回路
１８  自己短絡手段
１９  発振回路
２０  共振回路
２１  放電抵抗
２２  逆導通ダイオード電流検知手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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