(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれがバランス型に構成されるとともに、入力信号に対して縦続接続された複数のアッテネータ回路と、
それぞれが差動接続された１対のトランジスタおよび定電流源から構成され、上記複数のアッテネータ回路よりも１つ多い複数の差動アンプと、
この複数の差動アンプの数だけ設けられた複数のスイッチ素子と、
上記複数の差動アンプの数よりも少ない複数のカスコードアンプと、
この複数のカスコードアンプの出力端に共通に接続された取り出し回路と
を有し、
上記複数のアッテネータ回路のうち、第１段目のアッテネータ回路の入力端が、上記入力信号の供給される入力端に接続され、
上記複数のアッテネータ回路のうち、第２段目以降のアッテネータ回路の入力端が、その前段のアッテネータ回路の出力端にそれぞれ接続され、
上記複数の差動アンプは上記定電流源が共通とされ、
上記複数のスイッチ素子は、上記複数の差動アンプにおける上記１対のトランジスタと、上記共通の定電流源との間にそれぞれ接続され、
上記複数の差動アンプのうち、第１の差動アンプの入力端が、上記入力信号の供給される入力端に接続され、
上記複数の差動アンプのうち、残る差動アンプの入力端が、上記複数のアッテネータ回路の出力端にそれぞれ接続され、
上記複数のカスコードアンプは、上記複数のアッテネータ回路の前段の差動アンプから上記取り出し回路に向かって上記差動アンプを流れるリーク信号が無視できない差動アンプの数ごとに、上記複数の差動アンプにおける上記１対のトランジスタを共通の入力側として構成され、
上記複数のカスコードアンプにおける出力側トランジスタのベースに所定のバイアス電圧がそれぞれ供給されるとともに、
上記複数のカスコードアンプの上記出力側トランジスタのエミッタと、電源との間に、プルアップ用の抵抗器がそれぞれ接続され、
制御信号により上記複数のスイッチ素子が選択的に動作状態に制御されて上記取り出し回路から上記動作状態に制御したスイッチ素子の接続されている差動アンプの出力信号が取り出される
ようにした可変利得アンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は可変利得アンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル音声放送として、ヨーロッパではＤＡＢ（Ｅｕｒｅｋａ１４７規格にしたがったデジタル音声放送）が採用され、日本ではＩＳＤＢ−Ｔが提案されている。
【０００３】
そして、ＩＳＤＢ−Ｔは、
伝送帯域幅：432 ｋHz（狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔのとき）
変調方式  ：ＯＦＤＭ
多重方式  ：ＭＰＥＧ２
を採用することにより、複数チャンネルのデジタルオーディオデータやデジタルデータを同時に放送するものである。
【０００４】
なお、放送に使用する周波数帯は、狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔのとき、88ＭHz〜108 ＭHzおよび170 ＭHz〜222 ＭHzが予定されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＡＭ受信機にはＡＧＣ回路が設けられ、ＡＭ検波出力のレベルが受信電界強度にかかわらず一定となるように制御されている。すなわち、高周波信号あるいは中間周波信号の信号ラインに、可変利得アンプが設けられ、その利得が、ＡＭ検波出力に含まれる直流電圧（ＡＧＣ電圧）によりフィードバック制御されている。
【０００６】
そして、可変利得アンプとして、例えば図６に示すような回路がある。すなわち、信号源Ａ10の出力信号がアッテネータ回路Ａ11〜Ａ13に順に供給され、アッテネータ回路Ａ11〜Ａ13からは順にレベルが小さくされた信号が出力される。そして、この出力信号が差動アンプＡ21〜Ａ23にそれぞれ供給されるとともに、信号源Ａ10の出力信号が差動アンプＡ20に供給される。また、差動アンプＡ20〜Ａ23は共通の負荷抵抗器Ｒa 、Ｒb に接続される。
【０００７】
そして、制御電圧ＶCTL と、バイアス電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc との大小関係にしたがって、以下のような動作が行われる。
【０００８】
(1) ＶCTL ＜Ｖa のとき
トランジスタＱa がオンとなり、トランジスタＱb がオフとなるので、定電流源Ｑg が差動アンプＡ20に接続されたことになり、差動アンプＡ20だけが有効に動作する。したがって、信号源Ａ10の出力信号が、差動アンプＡ20を通じて抵抗器Ｒa 、Ｒb に取り出される。
【０００９】
(2) Ｖa ＜ＶCTL ＜Ｖa ＋Ｖb のとき
トランジスタＱa がオフとなり、トランジスタＱb がオンとなるとともに、トランジスタＱc がオンとなり、トランジスタＱd がオフとなるので、定電流源Ｑg が差動アンプＡ21に接続されたことになり、差動アンプＡ21だけが有効に動作する。したがって、アッテネータ回路Ａ11の出力信号が、差動アンプＡ21を通じて抵抗器Ｒa 、Ｒb に取り出される。
【００１０】
(3) Ｖa ＋Ｖb ＜ＶCTL ＜Ｖa ＋Ｖb ＋Ｖc のとき
トランジスタＱe がオンとなって差動アンプＡ22だけが有効に動作するので、アッテネータ回路Ａ12の出力信号が、差動アンプＡ22を通じて抵抗器Ｒa 、Ｒb に取り出される。
【００１１】
(4) ＶCTL ＞Ｖa ＋Ｖb ＋Ｖc のとき
トランジスタＱf がオンとなって差動アンプＡ23だけが有効に動作するので、アッテネータ回路Ａ13の出力信号が、差動アンプＡ23を通じて抵抗器Ｒa 、Ｒb に取り出される。
【００１２】
したがって、図６の回路は、制御電圧ＶCTL により利得が４段階に変化する可変利得アンプとして動作することになる。
【００１３】
そして、さらに、トランジスタＱa 〜Ｑf を能動領域でも動作させることにより、トランジスタＱa 、Ｑc 、Ｑe 、Ｑf のコレクタ電流を、制御電圧ＶCTL に対して例えば図７に示すように変化させると、利得を連続的に変化させることができる。
【００１４】
すなわち、例えば、ＶCTL ＝Ｖa のときには、定電流源Ｑg の出力電流がトランジスタＱa 、Ｑc に分流してそれぞれのコレクタ電流となるので、差動アンプＡ20、Ａ21の両方が有効に動作する。したがって、信号源Ａ10の出力信号が差動アンプＡ20を通じて取り出され、アッテネータ回路Ａ11の出力信号が差動アンプＡ21を通じて取り出されるとともに、このとき、差動アンプＡ20の出力電流と、差動アンプＡ21の出力電流とが抵抗器Ｒa 、Ｒb において加算される。
【００１５】
ただし、このとき、差動アンプＡ20、Ａ21の動作電流は、定電流源Ｑg の出力電流が分流した電流であって、トランジスタＱa 、Ｑc が完全にオンのときよりも小さいので、差動アンプＡ20、Ａ21の利得は、トランジスタＱa 、Ｑc が完全にオンのときよりも小さくなっている。
【００１６】
したがって、ＶCTL ＝Ｖa のときには、この可変利得アンプは、差動アンプＡ20だけが有効に動作しているときの利得と、差動アンプＡ21だけが有効に動作しているときの利得との中間の利得となる。そして、制御電圧ＶCTL が基準電圧Ｖa から離れていけば、定電流源Ｑg の出力電流がトランジスタＱa 、Ｑc に分流するときの比率が制御電圧ＶCTL に対応して変化するので、可変利得アンプの利得は、ＶCTL ＝Ｖa のときの利得から変化していく。
【００１７】
したがって、この可変利得アンプの利得は、制御電圧ＶCTL に対応して、差動アンプＡ20により決まる最大利得から、アッテネータ回路Ａ11〜Ａ13および差動アンプＡ23により決まる最小利得までの間を連続して変化することになる。
【００１８】
こうして、図６の回路は可変利得アンプとして動作しているわけであるが、トランジスタＱa 〜Ｑf が能動領域で動作しているとき、コレクタ・エミッタ間電圧として0.5 Ｖ程度を必要とする。そして、トランジスタＱa 〜Ｑf のコレクタ・エミッタ間は、電源に対して３段に積み重ねられている。また、差動アンプＡ20〜Ａ23のトランジスタが、それらのベース・エミッタ間電圧として0.7 Ｖ程度を必要とする。
【００１９】
したがって、この可変利得アンプは、全体として、少なくとも、
コレクタ・エミッタ間電圧×３＋ベース・エミッタ間電圧
＝0.5 Ｖ×３＋0.7 Ｖ
＝2.2 Ｖ
の動作電圧を必要とし、回路の低電圧化には適さない。
【００２０】
さらに、可変利得アンプを上述したようなデジタル音声放送の受信機のＡＧＣ回路に使用する場合には、可変利得アンプは低歪みであることも要求される。すなわち、ＤＡＢやＩＳＤＢ−Ｔでは、１つの放送波が複数のキャリア信号から構成されている。例えば、狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔの場合、放送波は、モード１のときには、４ｋHzおきに分布する109 個のキャリア信号から構成され、モード２のときには、１ｋHzおきに分布する433 個のキャリア信号から構成されている。
【００２１】
したがって、デジタル音声放送の受信機において、可変利得アンプの直線性が悪いと、その可変利得アンプを通過する受信信号や中間周波信号に歪みを生じてしまい、その歪み成分が本来のキャリア信号と区別のつかないことがある。したがって、デジタル音声放送の受信機のＡＧＣ回路に使用される可変利得アンプには、歪みの発生の少ないことも要求される。
【００２２】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
それぞれがバランス型に構成されるとともに、入力信号に対して縦続接続された複数のアッテネータ回路と、
それぞれが差動接続された１対のトランジスタおよび定電流源から構成され、上記複数のアッテネータ回路よりも１つ多い複数の差動アンプと、
この複数の差動アンプの数だけ設けられた複数のスイッチ素子と、
上記複数の差動アンプの数よりも少ない複数のカスコードアンプと、
この複数のカスコードアンプの出力端に共通に接続された取り出し回路と
を有し、
上記複数のアッテネータ回路のうち、第１段目のアッテネータ回路の入力端が、上記入力信号の供給される入力端に接続され、
上記複数のアッテネータ回路のうち、第２段目以降のアッテネータ回路の入力端が、その前段のアッテネータ回路の出力端にそれぞれ接続され、
上記複数の差動アンプは上記定電流源が共通とされ、
上記複数のスイッチ素子は、上記複数の差動アンプにおける上記１対のトランジスタと、上記共通の定電流源との間にそれぞれ接続され、
上記複数の差動アンプのうち、第１の差動アンプの入力端が、上記入力信号の供給される入力端に接続され、
上記複数の差動アンプのうち、残る差動アンプの入力端が、上記複数のアッテネータ回路の出力端にそれぞれ接続され、
上記複数のカスコードアンプは、上記複数のアッテネータ回路の前段の差動アンプから上記取り出し回路に向かって上記差動アンプを流れるリーク信号が無視できない差動アンプの数ごとに、上記複数の差動アンプにおける上記１対のトランジスタを共通の入力側として構成され、
上記複数のカスコードアンプにおける出力側トランジスタのベースに所定のバイアス電圧がそれぞれ供給されるとともに、
上記複数のカスコードアンプの上記出力側トランジスタのエミッタと、電源との間に、プルアップ用の抵抗器がそれぞれ接続され、
制御信号により上記複数のスイッチ素子が選択的に動作状態に制御されて上記取り出し回路から上記動作状態に制御したスイッチ素子の接続されている差動アンプの出力信号が取り出される
ようにした可変利得アンプ
とするものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
［ＩＳＤＢ−Ｔ受信機］
ＩＳＤＢ−Ｔ受信機は、例えば図１に示すように構成される。なお、図１は、狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔ用の受信機の場合であり、ダイレクトコンバージョン方式に構成された場合である。
【００２５】
すなわち、狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔの放送波がアンテナ１１により受信され、この受信信号が電子同調方式のアンテナ同調回路１２に供給されて目的とする周波数の受信信号Ｓ12が取り出され、この信号Ｓ12がＡＧＣ用の可変利得アンプ１３および電子同調方式の段間同調回路１４を通じてミキサ回路１５Ａ、１５Ｂに供給される。
【００２６】
また、ＰＬＬ２１において受信信号Ｓ12のキャリア周波数（中心周波数）の２倍の周波数の発振信号が形成され、この発振信号が分周回路２２に供給されて受信信号Ｓ12のキャリア周波数に等しく、かつ、位相が互いに90°異なる２つの信号に分周され、この分周信号がミキサ回路１５Ａ、１５Ｂに局部発振信号として供給される。
【００２７】
こうして、ミキサ回路１５Ａ、１５Ｂにおいて、受信信号Ｓ12は位相が互いに90°異なるベースバンド信号Ｓ15A 、Ｓ15B 、すなわち、Ｉ軸およびＱ軸のベースバンド信号Ｓ15A 、Ｓ15B に周波数変換される。
【００２８】
なお、このとき、ＰＬＬ２１から、そのＶＣＯ（図示せず）の可変容量ダイオードに供給される制御電圧の一部が取り出され、この制御電圧が同調回路１２、１４に同調電圧として供給され、受信信号Ｓ12に対する同調が実現される。
【００２９】
そして、ミキサ回路１５Ａ、１５Ｂからの信号Ｓ15A 、Ｓ15B が、ローパスフィルタ１６Ａ、１６Ｂ→ＡＧＣ用の可変利得アンプ１７Ａ、１７Ｂ→ローパスフィルタ１８Ａ、１８Ｂの信号ラインを通じて復調回路１９に供給される。この復調回路１９は、図示はしないが、ＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理に対応して、複素フーリエ変換、周波数デインターリーブ、タイム・デインターリーブ、複数のチャンネルのうちの目的とするチャンネルのデジタルオーディオデータの選択、エラー訂正およびデータ伸長などの復調処理を行うものである。
【００３０】
したがって、復調回路１９からは、複数の番組（チャンネル）のうちの目的とする番組のオーディオ信号Ｌ、Ｒが取り出される。
【００３１】
また、このとき、ローパスフィルタ１８Ａ、１８Ｂからの信号Ｓ15A 、Ｓ15B がＡＧＣ検波回路２５に供給されてＡＧＣ電圧Ｖ25が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ25が可変利得アンプ１７Ａ、１７Ｂに利得の制御信号として供給される。
【００３２】
さらに、ミキサ回路１５Ａ、１５Ｂからの信号Ｓ15A 、Ｓ15B がＡＧＣ検波回路２３に供給されて遅延ＡＧＣ電圧Ｖ23が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ23が加算回路２４に供給されるとともに、ＡＧＣ電圧Ｖ25が加算回路２４に供給される。そして、加算回路２４からはＡＧＣ電圧Ｖ23、Ｖ25の加算電圧Ｖ24が取り出され、この電圧Ｖ24が可変利得アンプ１３に利得の制御信号として供給される。
【００３３】
したがって、ＡＧＣ電圧Ｖ24により同調回路１２からの受信信号Ｓ12に対してＡＧＣが行われるとともに、ＡＧＣ電圧Ｖ25によりローパスフィルタ１６Ａ、１６Ｂからのベースバンド信号Ｓ15A 、Ｓ15B に対してＡＧＣが行われる。そして、このとき、ＡＧＣ電圧Ｖ24は、遅延ＡＧＣ電圧Ｖ23とＡＧＣ電圧Ｖ25との加算電圧であるから、受信信号Ｓ12に対するＡＧＣ範囲を拡大することができる。
【００３４】
また、この受信機は、同調回路１２、１４、ＰＬＬ２１のＶＣＯの共振回路および復調回路１９を除いて、１チップＩＣ化することができる。
【００３５】
［可変利得アンプ］
可変利得アンプ１３は、例えば図２に示すように、縦続接続された例えば３段のアッテネータ回路３１〜３３と、その入力信号および各段の出力信号を選択的に取り出す差動アンプ４０〜４３と、カスコードアンプ５１〜５４とから構成される。
【００３６】
すなわち、図２の可変利得アンプ１３においては、同調回路１２の同調コイル（図示せず）の２次コイルＬ12に抵抗器Ｒ01〜Ｒ03の直列回路が接続され、同調回路１２からは受信信号Ｓ12がバランス型に取り出される。また、このとき、同調回路１２の出力インピーダンスは、例えば50Ωとされる。
【００３７】
また、アッテネータ回路３１〜３３は、例えば図３に示すように、構成される。すなわち、一方の入力端子Ｔ31と出力端子Ｔ33との間に、コンデンサＣ31および抵抗器Ｒ31の並列回路が接続されるとともに、出力端子Ｔ33と中点端子Ｔ35との間に、抵抗器Ｒ32およびコンデンサＣ32の並列回路が接続される。また、他方の入力端子Ｔ32と出力端子Ｔ34との間に、コンデンサＣ33および抵抗器Ｒ33の並列回路が接続されるとともに、出力端子Ｔ34と中点端子Ｔ35との間に、抵抗器Ｒ34およびコンデンサＣ34の並列回路が接続される。
【００３８】
こうして、素子Ｒ31〜Ｒ34、Ｃ31〜Ｃ34によりバランス型アッテネータ回路３１〜３３がそれぞれ構成される。
【００３９】
そして、これらアッテネータ回路３１〜３３は、バランス型のラダーアッテネータ回路３０を構成しているものでもあり、アッテネータ回路３１〜３３のうち、前段のアッテネータ回路の出力端子Ｔ33、Ｔ34が次段のアッテネータ回路の入力端子Ｔ31、Ｔ32に接続される。また、アッテネータ回路３１の入力端子Ｔ31、Ｔ32が同調回路１２の出力端、すなわち、抵抗器Ｒ02の両端に接続され、端子Ｔ35が互いに接続される。
【００４０】
そして、この場合、アッテネータ回路３１〜３３のそれぞれにおいて、
Ｃ31・Ｒ31＝Ｃ32・Ｒ32
Ｃ33・Ｒ33＝Ｃ34・Ｒ34
とされる。
【００４１】
また、各アッテネータ回路３１〜３３の減衰量を等しくする場合には、アッテネータ回路３１の素子Ｒ31〜Ｒ34、Ｃ31〜Ｃ34と、アッテネータ回路３２の素子Ｒ31〜Ｒ34、Ｃ31〜Ｃ34との値が互いに等しくされるとともに、アッテネータ回路３３の素子Ｒ32、Ｒ34の値が、アッテネータ回路３１の素子Ｒ32、Ｒ34の値の１／２倍とされ、アッテネータ回路３３の素子Ｃ32、Ｃ34の値が、アッテネータ回路３１の素子Ｃ32、Ｃ34の値の２倍とされる。
【００４２】
さらに、各アッテネータ回路３１〜３３の１段あたりの減衰量を１／ｎ〔倍〕（ただし、ｎ＞１）とすれば、
Ｒ32／Ｒ31＝２／（ｎ−１）
Ｃ31／Ｃ32＝２／（ｎ−１）
とされる。例えば、１段あたりの減衰量は８dBとされる。
【００４３】
そして、図２において、トランジスタＱ01、Ｑ02のエミッタが、スイッチ用のトランジスタＱ03のコレクタ・エミッタ間を通じ、接地を基準電位点とする定電流源６０に接続されて差動アンプ４０が構成され、トランジスタＱ01、Ｑ02のベースが、抵抗器Ｒ02の両端にそれぞれ接続される。
【００４４】
また、トランジスタＱ11、Ｑ12のエミッタが、スイッチ用のトランジスタＱ13のコレクタ・エミッタ間を通じて定電流源６０に接続されて差動アンプ４１が構成され、トランジスタＱ11、Ｑ12のベースがアッテネータ回路３１の出力端子Ｔ33、Ｔ34にそれぞれ接続される。
【００４５】
さらに、トランジスタＱ21〜Ｑ23およびＱ31〜Ｑ33により、差動アンプ４２および４３が同様に構成され、トランジスタＱ21、Ｑ22のベースがアッテネータ回路３２の出力端子Ｔ33、Ｔ34にそれぞれ接続され、トランジスタＱ31、Ｑ32のベースがアッテネータ回路３３の出力端子Ｔ33、Ｔ34にそれぞれ接続される。また、アッテネータ回路３１〜３３の端子Ｔ35と接地との間に、直流バイアス電源ＶBBが接続される。
【００４６】
また、トランジスタＱ03のベースと接地との間に直流バイアス電源ＶB0が接続され、トランジスタＱ03、Ｑ13、Ｑ23、Ｑ33の各ベースの間に可変電圧源ＶB1、ＶB2、ＶB3がそれぞれ接続される。
【００４７】
この場合、可変電圧源ＶB1、ＶB2、ＶB3の出力電圧ＶB1、ＶB2、ＶB3は、ＡＧＣ電圧Ｖ24により制御されて変化するものであり、所定の電圧レベルをＶL 、ＶM 、ＶH （ただし、ＶL ＜ＶM ＜ＶH ）とすると、
▲１▼        Ｖ24＜ＶL のとき、トランジスタＱ03だけをオンにする。
▲２▼  ＶL ≦Ｖ24＜ＶM のとき、トランジスタＱ13だけをオンにする。
▲３▼  ＶM ≦Ｖ24＜ＶH のとき、トランジスタＱ23だけをオンにする。
▲４▼  ＶH ≦Ｖ24      のとき、トランジスタＱ33だけをオンにする。
を実現するように変化するものである。
【００４８】
一例として、▲１▼の場合には、ＶB1＝−ΔＶ（ΔＶは、トランジスタＱ03側が−極、トランジスタＱ13側が＋極となる極性の電圧）、ＶB2＝０、ＶB3＝０とする。すると、トランジスタＱ03、Ｑ13は定電流源６０に対して差動接続されているので、トランジスタＱ03がオン、トランジスタＱ13がオフとなる。また、トランジスタＱ23、Ｑ33はトランジスタＱ13と等しいベースバイアス電圧となるので、トランジスタＱ23、Ｑ33もオフとなる。したがって、この電圧配分は、▲１▼の場合となる。
【００４９】
また、▲２▼の場合には、ＶB1＝ΔＶ、ＶB2＝−ΔＶ、ＶB3＝０とする。すると、トランジスタＱ03、Ｑ13は定電流源６０に対して差動接続されているので、トランジスタＱ03がオフ、トランジスタＱ13がオンとなる。また、トランジスタＱ23、Ｑ33はトランジスタＱ03と等しいベースバイアス電圧となるので、トランジスタＱ23、Ｑ33もオフとなる。したがって、この電圧配分は、▲２▼の場合となる。
【００５０】
さらに、▲３▼の場合には、ＶB1＝０、ＶB2＝ΔＶ、ＶB3＝−ΔＶとする。すると、トランジスタＱ03、Ｑ23は定電流源６０に対して差動接続されているので、トランジスタＱ03がオフ、トランジスタＱ23がオンとなるとともに、トランジスタＱ13はトランジスタＱ03と等しいベースバイアス電圧となるので、トランジスタＱ13もオフとなる。さらに、トランジスタＱ33もトランジスタＱ03と等しいベースバイアス電圧となるので、トランジスタＱ33もオフとなる。したがって、この電圧配分は、▲３▼の場合となる。
【００５１】
また、▲４▼の場合には、ＶB1＝０、ＶB2＝０、ＶB3＝ΔＶとする。すると、トランジスタＱ03、Ｑ33は定電流源６０に対して差動接続されているので、トランジスタＱ03がオフ、トランジスタＱ33がオンとなる。また、トランジスタＱ13、Ｑ23はトランジスタＱ03と等しいベースバイアス電圧となるので、トランジスタＱ13、Ｑ23もオフとなる。したがって、この電圧配分は、▲４▼の場合となる。
【００５２】
こうして、ＡＧＣ電圧Ｖ24に対応して電圧ＶB1〜ＶB3の極性を上記のように変更することにより、トランジスタＱ03〜Ｑ33を▲１▼〜▲４▼のようにオンオフ制御することができる。
【００５３】
したがって、制御電圧ＶB1、ＶB2、ＶB3は、ＡＧＣ電圧Ｖ24に対応してトランジスタＱ03〜Ｑ33のオン・オフを制御し、定電流源６０の出力電流をコレクタ電流Ｉ03、Ｉ13、Ｉ23、Ｉ33に振り分けるものである。あるいは、制御電圧ＶB1、ＶB2、ＶB3は、定電流源６０を、トランジスタ（Ｑ01、Ｑ02）〜（Ｑ31、Ｑ32）に対して選択的に接続し、差動アンプ４０〜４３のうちの対応する差動アンプを有効に動作させるものでる。
【００５４】
そして、制御電圧ＶB1、ＶB2、ＶB3は、上記のようなオンオフ制御に加え、電圧Ｖ24が▲１▼〜▲４▼の境界付近の値のときには、トランジスタＱ03〜Ｑ33のうち、その境界に対応するトランジスタを能動領域で動作させるものでもある。この点について、図４により説明すると、次のとおりである。
【００５５】
すなわち、図４は、ＡＧＣ電圧Ｖ24と、トランジスタＱ03、Ｑ13、Ｑ23、Ｑ33のコレクタ電流Ｉ03、Ｉ13、Ｉ23、Ｉ33との関係を示す。そして、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲１▼の範囲にあるときには、トランジスタＱ03はオン、他のトランジスタはオフなので、コレクタ電流Ｉ03は定電流源６０により決まる一定の大きさであり、コレクタ電流Ｉ13、Ｉ23、Ｉ33は０である。
【００５６】
しかし、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲１▼の範囲であっても、▲２▼に近づくにつれ、トランジスタＱ03はオフ方向に変化してコレクタ電流Ｉ03は次第に小さくなっていく。また、このとき、トランジスタＱ13がオフからオン方向に変化してコレクタ電流Ｉ13が次第に大きくなっていく。
【００５７】
そして、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲１▼から▲２▼になると、コレクタ電流Ｉ03はさらに小さくなっていき、最後には０となるが、コレクタ電流Ｉ13はさらに大きくなっていき、定電流源６０により決まる一定の大きさとなる。そして、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲２▼の範囲であっても、▲３▼に近づくにつれ、コレクタ電流Ｉ13は次第に小さくなっていく。また、このとき、コレクタ電流Ｉ23が次第に大きくなっていく。
【００５８】
さらに、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲３▼、▲４▼の範囲にあるときも、コレクタ電流Ｉ23、Ｉ33が同様に変化する。
【００５９】
したがって、▲１▼〜▲４▼の境界付近では、トランジスタＱ03〜Ｑ33は能動領域で動作していることになる。
【００６０】
そして、トランジスタＱ01、Ｑ11のコレクタが、ベース接地のトランジスタＱ51のエミッタに接続されてカスコードアンプ５１が構成され、トランジスタＱ02、Ｑ12のコレクタが、ベース接地のトランジスタＱ52のエミッタに接続されてカスコードアンプ５２が構成される。
【００６１】
また、トランジスタＱ21、Ｑ31のコレクタが、ベース接地のトランジスタＱ53のエミッタに接続されてカスコードアンプ５３が構成され、トランジスタＱ22、Ｑ32のコレクタが、ベース接地のトランジスタＱ54のエミッタに接続されてカスコードアンプ５４が構成される。
【００６２】
さらに、この場合、トランジスタＱ51、Ｑ53の各コレクタは共通の負荷抵抗器Ｒ61に接続され、トランジスタＱ52、Ｑ54の各コレクタは共通の負荷抵抗器Ｒ62に接続され、これら負荷抵抗器Ｒ61、Ｒ62に得られる信号が次段の同調回路１４に供給される。また、トランジスタＱ51〜Ｑ54のエミッタが、抵抗器Ｒ51〜Ｒ54により電源電位＋ＶCCにプルアップされる。
【００６３】
このような構成によれば、同調回路１２から受信信号Ｓ12が出力されると、この信号Ｓ12はアッテネータ回路３１〜３３により所定量ずつ順に減衰され、したがって、アッテネータ回路３１〜３３からはレベルが例えば８dBずつ順に小さくされた受信信号Ｓ12が出力される。
【００６４】
また、直流バイアス電源ＶBBからのバイアス電圧が、アッテネータ回路３１〜３３の抵抗器Ｒ31〜Ｒ34を通じてトランジスタＱ01〜Ｑ32のベースにそれぞれ供給される。
【００６５】
そして、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲１▼の場合には、制御電圧ＶB1〜ＶB3によりトランジスタＱ03だけがオンとなって定電流源６０がトランジスタＱ01、Ｑ02のエミッタに接続される。したがって、▲１▼の場合には、差動アンプ４０が有効に動作することになり、トランジスタＱ01、Ｑ02と、トランジスタＱ51、Ｑ52とが、カスコードアンプ５１、５２を構成することになる。そして、このとき、トランジスタＱ13〜Ｑ33がオフなので、差動アンプ４１〜４３およびカスコードアンプ５３、５４の各トランジスタはオフである。
【００６６】
したがって、▲１▼の場合には、同調回路１２から出力される受信信号Ｓ12が、差動アンプ４０により選択されるとともに、カスコードアンプ５１、５２を通じて次段へと出力される。
【００６７】
また、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲２▼の場合には、制御電圧ＶB1〜ＶB3によりトランジスタＱ13だけがオンとなるので、差動アンプ４１が有効に動作する。したがって、第１段目のアッテネータ回路３１から出力される受信信号Ｓ12が、差動アンプ４１により選択されるとともに、カスコードアンプ５１、５２を通じて次段へと出力される。
【００６８】
さらに、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲３▼の場合には、制御電圧ＶB1〜ＶB3によりトランジスタＱ23だけがオンとなり、差動アンプ４２が有効に動作する。また、このとき、トランジスタＱ03、Ｑ13、Ｑ33がオフなので、差動アンプ４０、４１、４３およびカスコードアンプ５１、５２の各トランジスタはオフである。
【００６９】
したがって、第２段目のアッテネータ回路３２から出力される受信信号Ｓ12が、差動アンプ４２により選択されるとともに、カスコードアンプ５３、５４を通じて出力される。
【００７０】
そして、ＡＧＣ電圧Ｖ24が▲４▼の場合には、制御電圧ＶB1〜ＶB3によりトランジスタＱ33だけがオンとなって差動アンプ４３だけが有効に動作するので、第３段目のアッテネータ回路３３から出力される受信信号Ｓ12が、差動アンプ４３により選択されるとともに、カスコードアンプ５３、５４を通じて出力される。
【００７１】
したがって、図２の回路は、ＡＧＣ電圧Ｖ24により利得が４段階に変化する可変利得アンプとして動作することになる。
【００７２】
そして、さらに、この可変利得アンプは、トランジスタＱ03〜Ｑ33のコレクタ電流Ｉ03〜Ｉ33を図７に示すように変化させ、トランジスタＱ03〜Ｑ33を能動領域でも動作させているので、制御電圧ＶCTL に対して利得を連続的に変化させることができる。
【００７３】
すなわち、例えば、Ｖ24＝ＶL のときには、定電流源６０の出力電流がトランジスタＱ03、Ｑ13に分流するので、差動アンプ４０、４１の両方が有効に動作する。したがって、同調回路１２の出力信号が差動アンプ４０を通じて取り出され、アッテネータ回路３１の出力信号が差動アンプ４１を通じて取り出されるとともに、このとき、差動アンプ４０の出力電流と、差動アンプ４１の出力電流とがカスコードアンプ５１、５２において加算される。
【００７４】
ただし、このとき、差動アンプ４０、４１の動作電流は、定電流源６０の出力電流が分流した電流であって、トランジスタＱ03、Ｑ13が完全にオンしているときよりも小さいので、差動アンプ４０、４１の利得は、トランジスタＱ03、Ｑ13が完全にオンしているときよりも小さくなっている。
【００７５】
したがって、Ｖ24＝ＶL のときには、この可変利得アンプは、差動アンプ４０だけが有効に動作しているときの利得と、差動アンプ４１だけが有効に動作しているときの利得との中間の利得となる。そして、ＡＧＣ電圧Ｖ24が基準電圧ＶL から離れていけば、定電流源６０の出力電流がトランジスタＱ03、Ｑ13に分流するときの比率がＡＧＣ電圧Ｖ24に対応して変化するので、可変利得アンプの利得は、Ｖ24＝ＶL のときの利得から変化していく。
【００７６】
したがって、この可変利得アンプの利得は、ＡＧＣ電圧Ｖ24に対応して、差動アンプ４０により決まる最大利得から、アッテネータ回路３１〜３３および差動アンプ４３により決まる最小利得までの間を連続して変化することになる。
【００７７】
こうして、図２の回路によれば、同調回路１２およびアッテネータ回路３１〜３３の各出力信号が、ＡＧＣ電圧Ｖ24にしたがって差動アンプ４０〜４３により選択あるいは合成され、カスコードアンプ５１、５２あるいは５３、５４を通じて取り出される。したがって、この図２の回路は利得が連続的に変化す可変利得アンプ１３として動作していることになる。また、このとき、ＡＧＣが行われることになる。
【００７８】
そして、この場合、特に上述の可変利得アンプ１３によれば、トランジスタＱ01〜Ｑ32のコレクタ・エミッタ間と、トランジスタＱ03〜Ｑ33のベース・エミッタ間とが直列に接続されているので、
コレクタ・エミッタ間電圧＋ベース・エミッタ間電圧
＝0.5 Ｖ＋0.7 Ｖ
＝1.2 Ｖ
の動作電圧があれば動作することになり、回路の低電圧化に適している。
【００７９】
また、同調回路１２およびアッテネータ回路３１〜３３の出力信号のうち適正なレベルの受信信号Ｓ12を差動アンプ４０〜４３により選択して取り出しているので、すなわち、受信信号Ｓ12をアッテネータ回路３１〜３３により適正なレベルにしてから差動アンプ４０〜４３により取り出しているので、歪みの発生を抑えることができる。
【００８０】
さらに、アッテネータ回路３１〜３３においては、コンデンサＣ31〜Ｃ34によっても信号の分圧ないし減衰が行われるので、抵抗器Ｒ31〜Ｒ34の値を、同調回路１２の出力インピーダンス50Ωに比べて十分に高く、例えば1.25ｋΩと高くすることができ、したがって、抵抗器Ｒ31〜Ｒ34によりノイズフィギュアが悪化することがなく、ノイズの少ない可変利得アンプとすることができる。
【００８１】
また、定電流回路６０の出力電流がすべてのトランジスタを選択的に流れるので、無駄な電流が少なく、回路の省電流化ができる。さらに、直流バイアス電源ＶBBからのバイアス電圧は、抵抗器Ｒ31〜Ｒ34を通じてトランジスタＱ01〜Ｑ32に供給されるので、トランジスタＱ01〜Ｑ32にバイアス電圧を供給するための回路を新たに設ける必要がない。
【００８２】
また、コンデンサＣ31〜Ｃ34の値に、トランジスタＱ01〜Ｑ32の入力容量を加味することにより、その入力容量を無視することができる。さらに、Ｃ31・Ｒ31＝Ｃ32・Ｒ32、Ｃ33・Ｒ33＝Ｃ34・Ｒ34とすることにより、周波数特性を平坦にすることもできる。したがって、周波数特性を広帯域化することができる。
【００８３】
さらに、例えば、アッテネータ回路３３から出力される受信信号Ｓ12が、差動アンプ４３およびカスコードアンプ５３、５４を通じて負荷抵抗器Ｒ61、Ｒ62に取り出されている場合には（▲４▼の場合には）、トランジスタＱ51、Ｑ52はオフなので、同調回路１２からの受信信号Ｓ12が、トランジスタＱ01、Ｑ02のベース・コレクタ間容量を通じてコレクタにリークしてきても、そのリーク信号は、トランジスタＱ51、Ｑ52により阻止され、負荷抵抗器Ｒ61、Ｒ62には出力されない。したがって、抵抗器Ｒ61、Ｒ62には、リーク信号の含まれない、すなわち、目的とするレベルの受信信号Ｓ12が得られる。
【００８４】
したがって、アッテネータ回路３１〜３３および差動アンプ４１〜４３に対応するアッテネータ回路および差動アンプを多段接続して利得の制御範囲をより広くする場合、あるいはＡＧＣ範囲をより広くする場合、これを確実に実現することができる。例えば、アッテネータ回路および差動アンプの５段を縦続接続するとともに、そのアッテネータ回路の１段あたりの減衰量を８dBとすれば、40dBの可変利得範囲を得ることができる。
【００８５】
さらに、例えば、トランジスタＱ51、Ｑ52がオフのときには、そのエミッタは抵抗器Ｒ51、Ｒ52により電源電位にプルアップされるので、トランジスタＱ51、Ｑ52は十分にオフであり、したがって、トランジスタＱ01、Ｑ02のベース・コレクタ間容量ＣBC、ＣBCを通じてコレクタにリークしてくるリーク信号を確実に阻止することができる。
【００８６】
また、例えば、トランジスタＱ51、Ｑ52がオフのときには、そのエミッタは抵抗器Ｒ51、Ｒ52により電源電位にプルアップされ、ベース・エミッタ間は逆バイアスされるので、そのベース・エミッタ間の接合が導通する現象も抑えることができる。したがって、レベルの大きな入力信号を扱うことができるとともに、この点からも利得の制御範囲を広くすることができる。
【００８７】
さらに、差動アンプ４０〜４３に対してトランジスタＱ51〜Ｑ54がカスコード接続されているので、差動アンプ４０〜４３を多段接続しても、出力寄生容量の増加を抑えることができ、高周波における利得の低下を抑えることができる。
【００８８】
また、可変利得アンプ１３の処理する受信信号Ｓ12の周波数を、使用する素子のＣＲ積により決まる周波数よりも遥かに高くすることができ、その場合には、アッテネータ回路３１〜３３の減衰量はコンデンサＣ11〜Ｃ34の容量比だけで決まるので、トランジスタＱ01〜Ｑ32の入力容量を補正するだけでよい。さらに、ＩＣ化もできる。
【００８９】
［ＩＳＤＢ−Ｔ受信機の他の例］
図５は、狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔ用の受信機がスーパーヘテロダイン方式に構成されている場合である。
【００９０】
すなわち、狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔの放送波がアンテナ１１により受信され、この受信信号が電子同調方式のアンテナ同調回路１２に供給されて目的とする周波数の受信信号Ｓ12が取り出され、この信号Ｓ12がＡＧＣ用の可変利得アンプ１３および電子同調方式の段間同調回路１４を通じてミキサ回路１５Ａ、１５Ｂに供給される。
【００９１】
また、ＰＬＬ２１において所定の周波数の発振信号が形成され、この発振信号が分周回路２２に供給されて受信信号Ｓ12のキャリア周波数（中心周波数）よりも例えば500 ｋHzだけ高く、かつ、位相が互いに90°異なる２つの信号に分周され、この分周信号がミキサ回路１５Ａ、１５Ｂに局部発振信号として供給される。
【００９２】
こうして、ミキサ回路１５Ａ、１５Ｂにおいて、受信信号Ｓ12は位相が互いに90°異なる２つの中間周波信号Ｓ15A 、Ｓ15B （中間周波数は500 ｋHz）に周波数変換される。
【００９３】
なお、このとき、ＰＬＬ２１から、そのＶＣＯ（図示せず）の可変容量ダイオードに供給される制御電圧の一部が取り出され、この制御電圧が同調回路１２、１４に同調電圧として供給され、受信信号Ｓ12に対する同調が実現される。
【００９４】
そして、ミキサ回路１５Ａ、１５Ｂからの中間周波信号Ｓ15A 、Ｓ15B が、ローパスフィルタ１６Ａ、１６ＢおよびＡＧＣ用の可変利得アンプ１７Ａ、１７Ｂを通じて移相回路２６Ａ、２６Ｂに供給され、この移相回路２６Ａ、２６Ｂにおいて、例えば、中間周波信号Ｓ15A 、Ｓ15B に含まれる本来の信号成分が同相となり、かつ、イメージ成分が逆相となるように移相される。そして、この移相後の中間周波信号Ｓ15A 、Ｓ15B が加算回路２７に供給され、加算回路２７からは、イメージ成分が相殺され、本来の信号成分を有する中間周波信号Ｓ15が取り出される。
【００９５】
続いて、この中間周波信号Ｓ15が、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ２８→ＡＧＣ用の可変利得アンプ１７→ローパスフィルタ１８の信号ラインを通じて復調回路１９に供給され、復調回路１９からは、複数の番組のうちの目的とする番組のオーディオ信号Ｌ、Ｒが取り出される。
【００９６】
また、このとき、ローパスフィルタ１８からの中間周波信号Ｓ15がＡＧＣ検波回路２５に供給されてＡＧＣ電圧Ｖ25が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ25が可変利得アンプ１７に利得の制御信号として供給される。
【００９７】
さらに、ローパスフィルタ１６Ａ、１６Ｂからの中間周波信号Ｓ16A 、Ｓ16B がＡＧＣ検波回路２３に供給されて遅延ＡＧＣ電圧Ｖ23が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ23が加算回路２４に供給されるとともに、ＡＧＣ電圧Ｖ25が加算回路２４に供給される。そして、加算回路２４からはＡＧＣ電圧Ｖ23、Ｖ25の加算電圧Ｖ24が取り出され、この電圧Ｖ24が可変利得アンプ１３に利得の制御信号として供給される。
【００９８】
したがって、ＡＧＣ電圧Ｖ24により同調回路１２からの受信信号Ｓ12に対してＡＧＣが行われるとともに、ＡＧＣ電圧Ｖ25によりバンドパスフィルタ２８からの中間周波信号Ｓ15に対してＡＧＣが行われる。そして、このとき、ＡＧＣ電圧Ｖ24は、遅延ＡＧＣ電圧Ｖ23とＡＧＣ電圧Ｖ25との加算電圧であるから、受信信号Ｓ12に対するＡＧＣ範囲を拡大することができる。
【００９９】
そして、この受信機においても、可変利得アンプ１３を例えば図２に示すように構成することができるとともに、ＩＣ化ができる。
【０１００】
なお、図２において、カスコードアンプ５１〜５４は、差動アンプにおけるリーク信号がさらに他の差動アンプにリークすることを阻止するものであるから、カスコードアンプは差動アンプにおけるリーク信号が無視できない段数ごとに設ければよいことになる。例えば、アッテネータ回路の１段あたりの減衰量が６〜８dBであれば、図２に示すように、差動アンプの２段ごとにカスコードアンプをもうければ、効果的である。
【０１０１】
【発明の効果】
この発明によれば、低い電源電圧で動作することができる。また、アッテネータ回路の出力信号のうち適正なレベルの信号を選択して取り出しているので、歪みの発生を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明の一形態を示す接続図である。
【図３】この発明の一形態を示す接続図である。
【図４】この発明を説明するための特性図である。
【図５】この発明の一形態を示す系統図である。
【図６】この発明を説明するための接続図である。
【図７】図６の回路を説明するための特性図である。
【符号の説明】
１１…アンテナ、１２…同調回路、１３…可変利得アンプ、１４…同調回路、１５Ａ、１５Ｂ…ミキサ回路、１６Ａ、１６Ｂ…ローパスフィルタ、１７Ａ、１７Ｂ…可変利得アンプ、１８Ａ、１８Ｂ…ローパスフィルタ、１９…復調回路、２１…ＰＬＬ、２２…分周回路、２３…ＡＧＣ検波回路、２４…加算回路、２５…ＡＧＣ検波回路、２６Ａ、２６Ｂ…移相回路、２７…加算回路、２８…バンドパスフィルタ、３１〜３３…アッテネータ回路、４０〜４３…差動アンプ、５１〜５４…カスコードアンプ、６０…定電流源
【図１】
0003952114.tif 000002
【図２】
0003952114.tif 000003
【図３】
0003952114.tif 000004
【図４】
0003952114.tif 000005
【図５】
0003952114.tif 000006
【図６】
0003952114.tif 000007
【図７】
0003952114.tif 000008