(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
調光信号レベルに応じてパルス幅変調信号を発生させる回路と、前記パルス幅変調信号によりオン、オフするスイッチ回路を備え、トランスの一次側にロイヤー発振回路を形成し、トランスの二次側に冷陰極放電ランプを接続し、前記トランスの二次側の出力電圧により前記冷陰極放電ランプを点灯する冷陰極放電ランプ点灯回路において、
前記パルス幅変調信号を発生させる回路は、三端子レギュレータを使用した電源電圧を供給して形成した三角波電圧が非反転入力端子に加えられ、反転入力端子に調光信号電圧と分圧した電源電圧とを重畳した電圧が常時加えられているコンパレータ回路であって、
前記スイッチ回路のオン期間に前記ロイヤー発振回路が発振動作し、前記電源電圧が増加した場合に前記スイッチ回路のオン・デューティ比を小さくして前記ロイヤー発振回路の発振期間を短くし、前記電源電圧が減少した場合に前記スイッチ回路のオン・デューティ比を大きくして前記ロイヤー発振回路の発振期間を長くして、前記冷陰極放電ランプに流れるランプ電流の平均通電電流を制御してなることを特徴とする冷陰極放電ランプ点灯回路。
【請求項２】
前記コンパレータ回路の反転入力端子は、抵抗を介して電源と接続されていることを特徴とする請求項１に記載の冷陰極放電ランプ点灯回路。
【請求項３】
前記コンパレータ回路の反転入力端子に加えられる電圧が、調光電圧と電源電圧の変動分を増幅した電圧とを重畳した電圧であることを特徴とする請求項１に記載の冷陰極放電ランプ点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、冷陰極放電ランプの点灯回路に関するものであり、詳しくは、冷陰極放電ランプをデューティ調光方式により輝度を調整する回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、デューティ調光方式により輝度を制御している冷陰極放電ランプの点灯回路の一形態を示す概略構成図である。
図に示すように、冷陰極放電ランプ１１は、ＲＯＹＥＲ発振回路１２により形成された高周波電圧（６０ｋＨｚ程度）がトランス１３によって昇圧され、その昇圧された高電圧（６００〜１６００Ｖ）により点灯されている。このような回路構成を有する冷陰極放電ランプの点灯回路では、通常、ＲＯＹＥＲ発振回路の発振動作を一定周期ごとにオン／オフさせ、一定周期に対するオン期間の比率、即ち、ＲＯＹＥＲ発振回路の発振動作のデューティ比をＰＷＭ（Ｐulseu ＷidthＭodulation ）回路１７によって変化させることでその輝度を調整している。図５に示す形態においては、ＰＷＭ回路１７のＩＣ（コンパレータ）Ｘ4 から出力されたＨ／Ｌ（Ｈigh 状態／Ｌow状態）の輝度調整波形１６がスイッチ回路１４に入力され、このスイッチ回路１４からの出力信号によってＲＯＹＥＲ発振回路１２を制御している。そして、冷陰極放電ランプ１１の輝度調整波形１６のデューティ比は、コンパレータＸ4 の反転入力端子に入力される調光信号電圧の大きさにより制御される。
【０００３】
図６に、コンパレータＸ4 の入力端子に入力される電圧波形と、出力端子から出力される電圧波形を示す。
コンパレータＸ4 の非反転入力端子には、三角波電圧Ｖa が入力され、反転入力端子には、調光信号電圧１８（Ｖb1、Ｖb2、Ｖb3）が入力される。そして、出力端子には、前記調光信号電圧Ｖb1、Ｖb2、Ｖb3に応じた矩形波電圧Ｖo1、Ｖo2、Ｖo3がそれぞれ出力される。例えば、反転入力端子に調光信号電圧Ｖb1が入力された場合には、この調光信号電圧Ｖb1と非反転入力端子に入力される三角波電圧Ｖa とが比較され、調光信号電圧Ｖb1よりも三角波電圧Ｖa の方が大きい期間では出力端子の電圧レベルはＨ（High）状態となり、調光信号電圧Ｖb1よりも三角波電圧Ｖa の方が小さい期間では出力端子の電圧レベルはＬ（Low ）状態となって出力される。即ち、出力端子には矩形波電圧Ｖo1が出力される。同様にして、反転入力端子に調光信号電圧Ｖb2、Ｖb3が入力された場合には、調光信号電圧Ｖb2、Ｖb3と三角波電圧Ｖa とがそれぞれ比較され、出力端子からはＶo2、Ｖo3の矩形波電圧がそれぞれ出力される。
【０００４】
このように、調光信号電圧の大きさにより一周期内のＨ期間とＬ期間の比率が変化するＰＷＭ信号が出力され、調光信号電圧が小さいほどＨ期間が長くなっている。この出力電圧はスイッチ回路１４のトランジスタＱ1 に入力され、Ｈ期間中トランジスタＱ1、Ｑ2 を導通し、ＲＯＹＥＲ発振回路１２を発振動作させ、高周波電圧がトランス１３によって昇圧され冷陰極放電ランプ１１に加えられる。そして、冷陰極放電ランプ１１は、調光信号電圧が低い程、即ち、出力波形のデューティ比が大きい程その輝度は高くなる。通常、調光信号電圧が０〜５Ｖまで変化した時、ＰＷＭ信号のデューティ比は、１０〜１００％の範囲で変化するように設定されている。
【０００５】
図７は、デューティ調光方式による冷陰極放電ランプの点灯回路の従来例を示す構成図である。
ＲＯＹＥＲ発振回路１２は、トランジスタＱ3、Ｑ4 、コンデンサＣ2 、トランス（Ｔ1 ）１３とから構成される電圧共振型回路であり、前述したように、スイッチ回路１４のトランジスタＱ1、Ｑ2 が導通すると、ＤＣ電源（１２Ｖ）からトランジスタＱ2 及びＲ8 を介してＲＯＹＥＲ発振回路１２のトランジスタＱ3、Ｑ4 に直流バイアスが加えられ発振する。この例においては、ＲＯＹＥＲ発振回路１２の発振周波数を６０ｋＨｚに設定し、トランス１３の２次側には約６００〜１６００ＶP-P の交流電圧が発生すように昇圧している。
【０００６】
ＰＷＭ回路１７を構成するコンパレータＸ4 の非反転入力端子に入力される三角波電圧Ｖa は、オペアンプＸ2、Ｘ3 により形成されている。まず、オペアンプＸ2 の出力電圧を非反転入力端子に抵抗R14 を介して正帰還することにより矩形波電圧が形成される。オペアンプＸ2 の出力端子と反転入力端子間のツェナーダイオードZD2、ZD3 は矩形波電圧の波高値を一定にするために接続されている。オペアンプＸ2 の出力電圧である矩形波電圧は、オペアンプＸ3 の反転入力端子に入力されている。オペアンプＸ3 は積分器を形成しており、出力端子から反転入力端子にコンデンサＣ6 を介して帰還がかけられている。これにより、入力された矩形波電圧は積分され、矩形波電圧と同じ周波数の三角波電圧となってオペアンプＸ3 の出力端子から出力される。通常、三角波電圧の周波数は１００〜６００Ｈｚに設定される。また、三端子レギュレータＸ1 は、前記オペアンプＸ2、Ｘ3 及びコンパレータＸ4 へ電源電圧を供給する電源として使用されている。三端子レギュレータＸ1 の使用により、電源電圧（１２Ｖ）の変動に対しても安定した電源電圧を供給することが可能なため、ＰＷＭ信号電圧の変動を少なくすることができる。
【０００７】
しかし、性能上、電源電圧は±１０％程度の変動を有するものであり、前記従来例において電源電圧（１２Ｖ）が±１０％変動した場合には、トランス１３の一次側の電圧も±１０％変動してしまう。この結果、昇圧されたトランス１３の二次側の電圧が変動（±１０％）するので、冷陰極放電ランプ１１に流れる電流も変動して輝度が変動してしまうことになる。
そこで、この輝度の変動を防止するために以下に示すような方式の回路が使用されていた。
【０００８】
図８は、電源電圧の変動による輝度の変動を減少させるために、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を使用した回路構成図である。
コンパレータＸ4 から出力されるＰＷＭ信号はトランジスタＱ1 に加えられる。これにより、トランジスタＱ1、Ｑ2 は導通しオペアンプＸ5、Ｘ6 に電源電圧が供給される。また、抵抗Ｒ1 の両端には、冷陰極放電ランプに流れる電流に比例した電圧が印加されている。この電圧をダイオードＤ1 及びコンデンサＣ9 で整流、平滑しオペアンプＸ6 の反転入力端子に加える。加えられた電圧は、非反転入力端子に入力されている基準電圧Ｖref と比較され、その出力電圧がオペアンプＸ5 の反転入力端子に入力されている。一方、オペアンプＸ5 の非反転入力端子には、三角波電圧（通常１００〜３００ｋＨｚ）が入力されているため、出力端子からはＰＷＭ信号が出力される。
【０００９】
そして、このＰＷＭ信号のＨ期間中にトランジスタＱ5 及びＱ6 が導通し、ＲＯＹＥＲ発振回路に電圧が加えられ発振動作して、冷陰極放電ランプに電流が流れる。即ち、オペアンプＸ5 から出力されるＰＷＭ信号は、冷陰極放電ランプ１１に流れる電流が減少してＲ1 に加わる電圧が小さくなると、Ｈ期間が長く（デューティ比が大きく）なり、ＲＯＹＥＲ発振回路１２の発振期間を長くする。そして、これとは逆に冷陰極放電ランプ１１に流れる電流が増加すると、Ｈ期間が短くなり（デューティ比が小さく）なり、ＲＯＹＥＲ発振回路１２の発振期間を短くする。これにより、冷陰極放電ランプに流れる電流は、電源電圧が変動した場合にもほぼ一定の値となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、電源電圧の変動による影響を減少させるために、ＤＣ／ＤＣコンバータを使用する場合には以下のような欠点があった。
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の消費電力が大きく、未使用時の消費電力に対して約１０％の増加となっていた。また、部品点数の増加により、コストアップするとともに、ＭＴＢＦ（meantime between fail ）の短縮、即ち、信頼性の低下を招いていた。更には、近年の技術傾向である小型化にも反する結果となっていた。
【００１１】
本発明は上記課題に着目してなされたのもであり、電源電圧の変動による冷陰極放電ランプに流れる電流の変動を減少させるとともに、追加する回路の部品点数及び消費電力の増加を抑え、小型かつ低コストで、信頼性に優れた冷陰極放電ランプ点灯回路を提供する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
課題を解決するための手段として、請求項１の発明では、調光信号レベルに応じてパルス幅変調信号を発生させる回路と、前記パルス幅変調信号によりオン、オフするスイッチ回路を備え、トランスの一次側にロイヤー発振回路を形成し、トランスの二次側に冷陰極放電ランプを接続し、前記トランスの二次側の出力電圧により前記冷陰極放電ランプを点灯する冷陰極放電ランプ点灯回路において、前記パルス幅変調信号を発生させる回路は、三端子レギュレータを使用した電源電圧を供給して形成した三角波電圧が非反転入力端子に加えられ、反転入力端子に調光信号電圧と分圧した電源電圧とを重畳した電圧が常時加えられているコンパレータ回路であって、前記スイッチ回路のオン期間に前記ロイヤー発振回路が発振動作し、前記電源電圧が増加した場合に前記スイッチ回路のオン・デューティ比を小さくして前記ロイヤー発振回路の発振期間を短くし、前記電源電圧が減少した場合に前記スイッチ回路のオン・デューティ比を大きくして前記ロイヤー発振回路の発振期間を長くして、前記冷陰極放電ランプに流れるランプ電流の平均通電電流を制御してなることを特徴とするものである。
【００１３】
請求項２の発明では、前記コンパレータ回路の反転入力端子は、抵抗を介して電源と接続されていることを特徴とするものである。
【００１４】
請求項３の発明では、前記コンパレータ回路の反転入力端子に加えられる電圧が、調光電圧と電源電圧の変動分を増幅した電圧とを重畳した電圧であることを特徴とするものである。
【００１５】
本発明は、ＰＷＭ信号によりＲＯＹＥＲ発振回路の発振期間を制御して冷陰極放電ランプに流れる電流を制御している点灯回路において、電源電圧の変動により変化する冷陰極放電ランプの電流量に対し、ＰＷＭ信号を形成するコンパレータの入力端子に電源電圧の変動分を入力して、ＰＷＭ信号のデューティ比を変化させることにより、前記電源電圧の変動による冷陰極放電ランプの電流の変化方向とは逆方向に電流を変化させている。この逆方向の制御により、冷陰極放電ランプに流れる電流の変動を減少させる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る冷陰極放電ランプ点灯回路の実施の形態を添付図面に基づいて説明する。
図１は、電源電圧（１２Ｖ）の変動による冷陰極放電ランプに流れる電流の変動を減少させるために、電源（１２Ｖ）とコンパレータＸ4 の反転入力端子間に抵抗Ｒｘを追加接続した回路図である。但し、その他の回路構成については図７に示す従来例と同一であり、基本的動作も同一であるため、その部分についての詳細な説明は以下省略する。
【００１７】
図に示すように、コンパレータＸ4 の非反転入力端子には、オペアンプＸ2、Ｘ3 で形成された三角波電圧Ｖａが入力されている。そして、この三角波電圧Ｖａは反転入力端子に入力される電圧と比較され、出力端子からＰＷＭ信号となって出力される。ＰＷＭ信号のＨ期間は、反転入力端子に入力される電圧の大きさが大きいほど短く、その電圧が小さくなるにしたがって長くなる。つまり、反転入力端子に入力する電圧の大きさを変化させることによりＲＯＹＥＲ発振回路の発振動作期間を制御することができ、その結果、冷陰極放電ランプに流れる電流の量を変化させることができる。
【００１８】
この実施の形態では、コンパレータＸ4 の反転入力端子に調光信号電圧１８及び電源電圧（１２Ｖ）を抵抗ＲｘとＲ20とで分圧した電圧が重畳されている。したがって、電源電圧（１２Ｖ）が変動して増加した場合には、Ｘ4 の反転入力端子に入力される前記抵抗ＲｘとＲ20との分圧が、電源電圧（１２Ｖ）の変動分に比例して増加するため、ＰＷＭ信号のデューティ比は小さくなり、ＲＯＹＥＲ発振回路１２の発振期間が短くなって、冷陰極放電ランプ１１に流れる電流が減少する方向に動作する。しかし、一方では、電源電圧（１２Ｖ）が増加した場合には、トランス１３の一次側のＲＯＹＥＲ発振回路による発振電圧が増加し、それに伴い二次側の電圧も増加して冷陰極放電ランプ１１に流れる電流は増加する方向に動作している。その結果、冷陰極放電ランプ１１に流れる平均通電電流の変動は減少することとなる。また、逆に電源電圧（１２Ｖ）が減少した場合には、ＲＯＹＥＲ発振回路１２の発振電圧が減少するが、ＰＷＭ信号による発振期間が長くなるため、冷陰極放電ランプ１１に流れる平均通電電流の変動は、電源電圧が増加した場合と同様に減少することとなる。
【００１９】
図２は、他の実施の形態であって、電源電圧（１２Ｖ）の変動による冷陰極放電ランプに流れる電流の変動を減少させるために、電源（１２Ｖ）の変動分を増幅回路１９によって増幅し、調光信号電圧に重畳させ、コンパレータＸ4 の反転入力端子に入力させたものである。即ち、回路構成としては、図１に示す抵抗Ｒｘに変えて増幅回路１９を追加接続するものである。
オペアンプＸ7 の非反転入力端子には、電源電圧を抵抗Ｒ1 とＲ2 とで分圧した電圧が入力されている。電源電圧が変動すると、その変動分はオペアンプＸ7 によって増幅され、出力端子から出力される。尚、オペアンプＸ7 の増幅度は、帰還抵抗Ｒｆ等により電源電圧の変動幅等にしたがって適宜定められる。そして、この出力電圧をコンパレータＸ4 の非反転入力端子に入力される三角波電圧の波高値に対応させ抵抗Ｒ4 と抵抗Ｒ5 とにより分圧し、調光信号に重畳してコンパレータＸ4 の反転入力端子に入力する。この増幅された電源電圧の変動分に応じてコンパレータＸ4 から出力されるＰＷＭ信号のＨ期間、即ち、ＲＯＹＥＲ発振回路の発振期間が制御され、冷陰極放電ランプに流れる電流の量の変動を減少させることができる。
【００２０】
【実施例】
実施例１として、コンパレータＸ4 の反転入力端子と電源（１２Ｖ）間に抵抗Ｒｘを接続追加したときの、電源電圧（１２Ｖ）の変動に対する冷陰極放電ランプ１１に流れる電流の変動を測定した。図３にその測定結果を示す。
オペアンプＸ2、Ｘ3 によって形成され、コンパレータＸ4 の非反転入力端子に入力される三角波電圧Ｖａの下限電圧を０．５Ｖに設定する。また電源電圧（１２Ｖ）の変動幅を１０．８〜１３．２Ｖ（１２±１０％）と想定し、電源電圧が１０．８Ｖの時、抵抗ＲｘとＲ20とで分圧されるＲ20の両端にかかる電圧が０．５Ｖとなるように抵抗ＲｘとＲ20の値を設定する（但し、この時の調光信号電圧は０Ｖとする）。
そして、電源電圧を１０．８〜１３．２Ｖまで変化させた時の冷陰極放電ランプ１１に流れる電流を、抵抗Ｒｘを接続追加した場合と追加しない場合（従来例）においてそれぞれ測定した。
【００２１】
図３に示すように、従来例と比較すると電源電圧の変化による冷陰極放電ランプ１１に流れる電流の変化は少なくなっている。
【００２２】
実施例２として、コンパレータＸ4 の反転入力端子と電源（１２Ｖ）間に、電源電圧の変動分を増幅する増幅回路１９を追加接続した時の、電源電圧（１２Ｖ）の変動に対する冷陰極放電ランプ１１に流れる電流の変動を測定した。図４にその測定結果を示す。
オペアンプＸ4 の反転入力端子には、実施例１と同様に三角波電圧Ｖａが加えられている。また、増幅回路１９の増幅度は２に設定している。そして、電源電圧が１２Ｖの時、冷陰極放電ランプ１１を流れる平均通電電流が６ｍＡとなるように調光信号電圧を調整する。
そして、電源電圧を１０．８〜１３．２Ｖまで変化させた時の冷陰極放電ランプ１１に流れる電流を、増幅回路１９を接続追加した場合と追加しない場合（従来例）においてそれぞれ測定した。
【００２３】
図４に示すように、従来例と比較すると電源電圧の変化による冷陰極放電ランプ１１に流れる電流の変化は少なくなっている。
【００２４】
【発明の効果】
上述のように、請求項１記載の発明では、コンパレータ回路の非反転入力端子に三角波電圧を加え、反転入力端子に調光信号電圧と分圧した電源電圧とを重畳して加えパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を形成しているので、電源電圧の変動分、即ち、前記反転入力端子に入力される分圧した電源電圧の変動分に対応してＰＷＭ信号のＨ期間を変化させ、ＲＯＹＥＲ発振回路の発振期間を制御することができ、電源電圧が変動した場合にも、冷陰極放電ランプに流れる電流の変動幅を小さくすることができる。
【００２５】
請求項２記載の発明では、コンパレータの入力端子と電源間に抵抗を追加接続するだけで冷陰極放電ランプに流れる電流の変動を減少させることができため、コスト的に極めて安価であり、回路の小型化にも適している。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を使用した従来方式と比較して、消費電力を１０％以上減少させることができる。更に、使用する部品点数が少ないことから、信頼性に優れ、製品の長寿命化を可能とすることができる。
【００２６】
請求項３記載の発明では、増幅回路１９を使用して、電源電圧の変動分を増幅し、この電圧によりＰＷＭ信号のＨ期間を制御しているので、電源電圧の変動幅、冷陰極放電ランプに流れる電流の量等に応じて増幅回路１９の増幅度を適宜設定でき、回路ごとに最適な制御状態にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る冷陰極放電ランプ点灯回路の実施の一形態を示す図である。
【図２】本発明に係る冷陰極放電ランプ点灯回路の別の実施の一形態を示す図である。
【図３】電源電圧の変化に対する冷陰極放電ランプに流れる電流の変化を表すグラフである。
【図４】図３とは別の回路を使用したときの、電源電圧の変化に対する冷陰極放電ランプに流れる電流の変化を表すグラフである。
【図５】従来用いられているデューティ調光方式により輝度を制御する冷陰極放電ランプの点灯回路の一形態を示す概略図である。
【図６】図５の点灯回路において、ＰＷＭ信号を形成するコンパレータの各入出力端子の電圧波形を示す図である。
【図７】デューティ調光方式による冷陰極放電ランプの点灯回路の従来例を示す図である。
【図８】冷陰極放電ランプに流れる電流の変動を減少させる回路方式の従来例を示す図である。
【符号の説明】
１１  冷陰極放電ランプ
１２  ＲＯＹＥＲ発振回路
１３  トランス
１４  スイッチ回路
１６  輝度調整波形
１７  ＰＷＭ回路
１８  調光信号電圧
１９  増幅回路
Ｘ2 Ｘ3   オペアンプ
Ｘ4   コンパレータ
【図１】
0003932406.tif 000002
【図２】
0003932406.tif 000003
【図３】
0003932406.tif 000004
【図４】
0003932406.tif 000005
【図５】
0003932406.tif 000006
【図６】
0003932406.tif 000007
【図７】
0003932406.tif 000008
【図８】
0003932406.tif 000009