(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をオンオフするスイッチング手段と、前記スイッチング手段に接続され、所定の周期で共振電流を生成する共振回路と、前記生成された共振電流を平滑して負荷に電流と電圧を出力する平滑回路と、前記スイッチング手段をオンオフさせるべく設定されたスイッチング周期でスイッチング信号を出力する制御手段とを備えてなる共振型直流電圧変換器において、前記制御手段は、前記入力電圧を検知する入力電圧検知手段と、前記平滑回路の出力電圧を検知する出力電圧検知手段と、前記平滑回路の出力電流値を所定の閾値以下に抑制する出力電流制限手段とを備え、前記出力電流制限手段は、前記入力電圧検知手段により検知された入力電圧値と前記出力電圧検知手段により検知された出力電圧値とから前記所定の閾値に対応する前記スイッチング信号の周期を算出し、この算出した周期以上で前記スイッチング信号を出力するようにしたことを特徴とする共振型直流電圧変換器。
【請求項２】
前記所定の閾値に対応するスイッチング信号の周期Ｔlimは、下記式により与えられるものであることを特徴とする請求項１記載の共振型直流電圧変換器。
【数１】
0003927046.tif 000007
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振型直流電圧変換器に係り、特に、その出力電流を制限する手段に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、直流電圧変換器として、スイッチング素子を周期的にオンオフするようにしたスイッチモードコンバータが知られている。このスイッチモードコンバータは、スイッチング周期信号の周波数、すなわちスイッチング周波数ｆｓが高くなるとスイッチング損失が増大する。そのため、従来のスイッチモードコンバータでは、共振用リアクトルおよび共振用コンデンサからなる共振回路を用いて、電圧共振を利用してゼロ電圧でスイッチングを行う方式や、電流共振を利用してゼロ電流でスイッチングを行う方式などを採用することにより、スイッチング損失を低減するようにしている。
【０００３】
図３は、従来の共振型直流電圧変換器の回路図である。この変換器は、入力端子Ｐi1，Ｐi2に接続されるスイッチング素子Ｑ１と共振回路２と平滑回路とを直列接続して、入力電圧を変換して出力端子Ｐo1、Ｐo2に接続される負荷８に供給するように構成され、一方、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖoとを取り込んでフィードバック量を設定する演算部３０を備えて構成されている。制御部３は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとからスイッチング素子をオンオフするスイッチング周期Ｔｓを設定し、所定の出力電圧Ｖｏが得られるように制御するものである。
【０００４】
図４は、図３の回路におけるゼロ電流スイッチング方式の動作を説明する信号波形図である。一般に、ゼロ電流スイッチング方式の直流電圧変換器では、ダイオードにより共振電流ｉ＜０のときにスイッチング素子に電流が流れないように構成され、スイッチング素子は、制御部３によって、オンされてからＴ１００の時間を経過した後にオフされるように制御される。共振電流ｉ≧０の時間をＴｏとすると、スイッチング素子のオン時間Ｔ１００は、Ｔ１００＞Ｔｏの一定値に設定されている。
【０００５】
ところで、制御部３は、負荷８の変動状態に応じてスイッチング周期Ｔｓを変更するように（例えば負荷状態が重くなると、周期Ｔｓを短く、すなわちスイッチング周波数ｆｓを高く）設定して、出力電圧を安定させるべく、出力電流を増加させるようになっている。
【０００６】
しかしながら、負荷８が例えば異常等を含めて必要以上に重くなった場合、出力電流が増加し過ぎて定格電流値を越える虞れがある。そこで、従来は、出力電流検出回路３４を付設し、制御部３は、出力電流検出回路３４で検出された出力電流が定格電流値に達している場合、出力電流を定格電流値に維持するべく電流制御を行うように構成されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の構成では、出力電流を定格電流値以下に維持制御するために、例えばホール素子または低抵抗及び配線等からなる出力電流検出回路を別途設ける必要があり、その分、回路の大型化とコストアップとなっている。
【０００８】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、出力電流検出回路を設けることなく出力電流を定格値等、所定の閾値以下に維持制御し得る共振型直流電圧変換器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、入力電圧をオンオフするスイッチング手段と、前記スイッチング手段に接続され、所定の周期で共振電流を生成する共振回路と、前記生成された共振電流を平滑して負荷に電流と電圧を出力する平滑回路と、前記スイッチング手段をオンオフさせるべく設定されたスイッチング周期でスイッチング信号を出力する制御手段とを備えてなる共振型直流電圧変換器において、前記制御手段は、前記入力電圧を検知する入力電圧検知手段と、前記平滑回路の出力電圧を検知する出力電圧検知手段と、前記平滑回路の出力電流値を所定の閾値以下に抑制する出力電流制限手段とを備え、前記出力電流制限手段は、前記入力電圧検知手段により検知された入力電圧値と前記出力電圧検知手段により検知された出力電圧値とから前記所定の閾値に対応する前記スイッチング信号の周期を算出し、この算出した周期以上で前記スイッチング信号を出力するようにしたことを特徴とするものである。
【００１０】
請求項１に記載の発明によれば、前記スイッチング信号は、設定されたスイッチング周期で前記制御手段によって出力され、前記スイッチング手段は、前記出力されたスイッチング信号によりオンオフされ、前記入力電圧は、前記スイッチング手段によりオンオフされる。また、前記共振電流は、所定の周期で共振する共振回路によって生成され、平滑回路によって平滑される。さらに、前記スイッチング信号は、前記制御手段によって、前記検知された入力電圧値と出力電圧値とから算出された前記所定の閾値に対応する周期以上の周期で出力される。この場合、出力電流値は、ほぼ前記所定の閾値以下に抑制される。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、請求項１記載の共振型直流電圧変換器において、前記所定の閾値に対応するスイッチング信号の周期Ｔlimは、下記式により与えられるものであることを特徴としている。
【００１２】
【数２】
0003927046.tif 000002
【００１３】
請求項２に記載の発明によれば、前記所定の閾値に対応する前記スイッチング信号の周期Ｔlimは、上記計算式を演算することによって求められる。この場合、ＬＵＴ（Ｌｏｏｋ  Ｕｐ  Ｔａｂｌｅ）メモリに前記求められた周期Ｔlimを予め記憶しておく態様としてもよい。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施形態に係る共振型直流電圧変換器を示す回路図である。本変換器は、コンバータ回路１と、制御部３とを備え、コンバータ回路１は、トランジスタ（スイッチング手段）Ｑ１と、共振回路２とを備えている。
【００１５】
コンバータ回路１は、入力端子Ｐｉ１，Ｐｉ２間に印加される直流入力電圧Ｖｉより低い直流出力電圧Ｖｏを生成して出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に接続される負荷８に印加するもので、公知の全波形ゼロ電流スイッチング方式の降圧形コンバータを構成している。
【００１６】
すなわち、このコンバータ回路１は、入力電圧ＶｉをチョッピングするトランジスタＱ１と、このトランジスタＱ１と逆並列に接続され、電流を逆方向に流すためのダイオードＤ１とを備えると共に、トランジスタＱ１に直列に接続された共振用リアクトルＬ１および共振用コンデンサＣ１とからなる共振回路２と、リアクトルＬ２およびコンデンサＣ２とからなり出力電圧Ｖｏの脈動を抑制するための低域通過フィルタ（平滑回路）と、トランジスタＱ１がオフしたときにリアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーを放出するための還流用ダイオードＤ２とから構成されている。
【００１７】
制御部３は、演算部３０とドライブ回路３１とから構成されている。ドライブ回路３１は、演算部３０からの制御信号３２に従ってトランジスタＱ１をオンオフさせるものである。演算部３０は、マイコン、メモリ、Ａ／Ｄ変換器等からなり、ドライブ回路３１に制御信号３２を出力してトランジスタＱ１のオンオフを制御するもので、以下の機能▲１▼〜▲４▼を有する。
【００１８】
▲１▼出力電圧Ｖｏと入力電圧Ｖｉを検出する機能
▲２▼トランジスタＱ１をオンにした後、ｉ＜０、すなわち共振電流ｉが反転してダイオードＤ１に流れている間に、トランジスタＱ１をオンからオフに切り替えるゼロ電流スイッチングを行う機能
▲３▼検出した出力電圧Ｖｏが予め設定された値に一致するように、トランジスタＱ１のスイッチング周波数を制御する機能
▲４▼出力電流Ｉｏが、前記所定の閾値Ｉlim以下の値を維持するように、トランジスタＱ１のスイッチング周波数を制御する機能
上記▲１▼〜▲３▼の機能は、公知の手段により実現されている。
【００１９】
次に、▲４▼の機能の実現手段について説明する。
図１のコンバータ回路１において、入力端子Ｐｉ１、Ｐｉ２に入力されるエネルギーと、出力端子Ｐｏ１、Ｐｏ２から出力されるエネルギーはロスがないとすると等しくなる。
従って、下記式の関係が成立する。
【００２０】
【数３】
0003927046.tif 000003
【００２１】
また、スイッチング周波数ｆｓは、ｆｓ＝１／Ｔｓ  の関係があるため、式（１）から、
Ｖｉ・Ｉｉ・Ｔｏ・ｆｓ＝Ｖｏ・Ｉｏ  ・・・（２）
となる。
【００２２】
上記式（２）から、
ｆｓ＝Ｖｏ・Ｉｏ／（Ｖｉ・Ｉｉ・Ｔｏ）・・・（３）
上記式（３）で、トランジスタＱ１がオンしている状態の時に入力端子Ｐｉ１、Ｐｉ２から見たコンバータ回路１の入力インピーダンスをＺｎとすると、
ｆｓ＝Ｖｏ・Ｉｏ・Ｚｎ／（Ｖｉ・Ｖｉ・Ｔｏ）
＝ｋ・Ｖｏ・Ｉｏ／（Ｖｉ・Ｖｉ）  ・・・（４）
ただし、 ｋ＝Ｚｎ／Ｔｏ          ・・・・（５）
が得られる。
【００２３】
また、共振用リアクトルＬ１に流れる共振電流ｉは、下記式（６）で示される。
【００２４】
【数４】
0003927046.tif 000004
【００２５】
ここで、ｆｎは共振用リアクトルＬ１および共振用コンデンサＣ１からなる共振回路の共振周波数、Ｉｐは共振電流ｉの交流成分の振幅である。この共振周波数ｆｎ、および共振周期Ｔｎは、下記式（７）で示される。
１／ｆｎ＝Ｔｎ＝２π√（Ｌｒ・Ｃｒ）  ・・・（７）
但し、共振用リアクトルＬ１のインダクタンスをＬｒ、共振用コンデンサＣ１のキャパシタンスをＣｒとする。
【００２６】
図２は、式（６）で示される共振電流ｉの電流波形を示したものである。ここで、出力電流Ｉｏ＝０のときは、Ｔｏ＝Ｔｎ／２となり（図２(ｂ)参照）、Ｉｏ＝Ｉｐのときは、Ｔｏ＝Ｔｎになる（図２(ｃ)参照）。また、出力電流Ｉｏ＞Ｉｐになるとゼロ電流スイッチングができなくなってしまうため、ＩｏはＩｐ以下の電流値である必要がある。そこで、出力電流値が越えないように抑制する所定の閾値を、例えばＩlim＝Ｉｐと定める。そうすると、出力電流Ｉｏ＝Ｉlimになるとき、トランジスタＱ１の導通時間Ｔｏ＝Ｔｎになるので、Ｉｏが零からＩlimまで変化すると共に、ＴｏはＴｎ／２からＴｎまで変化することになる。
【００２７】
出力電流Ｉｏが零からＩlimまで変化した場合、前記式（４）により、スイッチング周波数ｆｓは、零からｆｓ＝ｋ・Ｖｏ・Ｉlim／（Vｉ・Vｉ）まで変化する。このとき前記式（５）により、ｋはＺｎ・２／ＴｎからＺｎ／Ｔｎまで変化し、ｆｓを小さくする方向に働くが、ｋの変化率はＩｏの変化率より小さいため、この区間の前記式（４）の傾きは正となり、ｆｓは常に増加方向となる。
【００２８】
したがって、出力電流Ｉｏ＝Ｉlimのときのｆｓの周波数をｆlimとすると、スイッチング周波数ｆｓが出力電流Ｉｏの増加に伴って増加し、ｆｓ＝ｆlim、すなわちＴｓ＝Ｔlimとなったとき、同時にＩｏ＝Ｉlimおよび、ｋ＝Ｚｎ／Ｔｎが成立する。
【００２９】
ここで、ＺｎはトランジスタＱ１がオンしている状態の時に入力端子Ｐｉ１、Ｐｉ２から見た共振回路側の入力インピーダンスであり、コンバータ回路１に固有の値となる。また、Ｔｎは、前記式（７）で示されるとおり、共振用リアクトルＬ１のインダクタンスＬｒと共振用コンデンサＣ１のキャパシタンスＣｒで決定される値である。したがって、ｋはコンバータ回路１に固有の固定値となる。以上の関係により制限周波数ｆlimおよび制限周期Ｔlimは、
【００３０】
【数５】
0003927046.tif 000005
【００３１】
となる。
【００３２】
また、演算部３０のメモリにｋの値とＩlimの値、および前記式（８）を予め格納しておく。演算部３０は、出力電圧Ｖｏを検出し、Ｖｏが出力電圧の目標値よりも低い場合には現在のスイッチング周期Ｔｓを短くして新たなスイッチング周期Ｔｓ２を算出し、Ｖｏが出力電圧の目標値よりも高い場合には現在のスイッチング周期Ｔｓを長くして新たなスイッチング周期Ｔｓ２を算出する。そして、演算部３０はスイッチング周期Ｔｓを前記算出されたＴｓ２の時間幅に変更し、前記変更されたスイッチング周期Ｔｓで制御信号３２を出力する。ドライブ回路３１は、前記出力された制御信号３２に従ってスイッチング信号３３を出力する。トランジスタＱ１は、前記出力されたスイッチング信号３３によってオンオフされる。したがって、負荷状態が重くなって出力電圧が目標値よりも低くなると周期Ｔｓがより短い時間に設定され、出力電流Ｉｏが増加させられる。また、負荷状態が軽くなって出力電圧が目標値よりも高くなると周期Ｔｓがより長い時間に設定され、出力電流Ｉｏが減少させられる。その結果、出力電圧Ｖｏは、ほぼ前記出力電圧の目標値になるように制御される。
【００３３】
しかしながら、負荷８が例えば異常等を含めて必要以上に重くなった場合、出力電流が増加し過ぎてＩlimを越える虞れがある。そこで、演算部３０は、Ｖｏが出力電圧の目標値よりも低い場合にはスイッチング周期Ｔｓをより短い時間に設定して新たなスイッチング周期Ｔｓ２を算出するとともに、入力電圧Ｖｉを検出し、前記検出した出力電圧Ｖｏ、入力電圧Ｖｉ、前記メモリに格納したｋの値とＩlimの値、および前記式（８）とからＩlimに対応するスイッチング信号の周期Ｔlimを算出する。そして、前記算出したＴｓ２とＴlimとを比較演算し、その結果がＴｓ２＜Ｔlimになった場合には、スイッチング周期ＴｓをＴlimの時間幅に変更し、スイッチング周期ＴｓをＴlim以上の時間幅に維持する。
【００３４】
スイッチング周期ＴｓがＴlim以上の時間幅に維持されると、前記式（８）の関係によって、出力電流Ｉｏは、ほぼＩlim以下の電流値に維持される。
【００３５】
なお、本実施形態では、前記式（８）の関係から、Ｔlimを演算算出する例を説明したが、あらかじめ入力電圧値と出力電圧値との関係とからＩlimに対応するスイッチング信号の周期Ｔlimを演算算出、あるいは実験により測定する等の手段により求め、演算部３０のＬＵＴメモリに予め記憶しておき、このＬＵＴメモリを参照してＴlimを算出する構成としてもよい。
【００３６】
また、本実施形態では、平滑回路がリアクトルおよびコンデンサからなる構成例を示したが、出力電圧Ｖｏの脈動を抑制するものであれば、コンデンサ等による他の構成としてもよい。
【００３７】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に記載の発明によれば、出力電流検出回路を設けることなく出力電流を定格値等、所定の閾値以下に維持制御し得る共振型直流電圧変換器が提供できる。
【００３８】
請求項２に記載の発明によれば、前記所定の閾値に対応するスイッチング信号の周期Ｔlimは、下記式により計算することができる。
【００３９】
【数６】
0003927046.tif 000006
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を説明するための回路図である。
【図２】本発明の一実施形態を説明するための電流波形図である。
【図３】従来例を説明するための回路図である。
【図４】従来例を説明するための信号波形図である。
【符号の説明】
１  コンバータ回路
２  共振回路
３  制御部（制御手段）
３０  演算部（入力電圧検知手段、出力電圧検知手段、出力電流制限手段）
３１  ドライブ回路
３２  制御信号
３３  スイッチング信号
３４  出力電流検出回路
８  負荷
Ｃ１  共振用コンデンサ
Ｃ２  コンデンサ
Ｄ１  ダイオード
Ｄ２  還流用ダイオード
Ｌ１  共振用リアクトル
Ｌ２  リアクトル
Ｐｉ１，Ｐｉ２  入力端子
Ｐｏ１，Ｐｏ２  出力端子
Ｑ１  トランジスタ（スイッチング手段）
【図１】
0003927046.tif 000008
【図２】
0003927046.tif 000009
【図３】
0003927046.tif 000010
【図４】
0003927046.tif 000011