(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
音源から２系統に分けて入力される音声信号のＬチャンネル成分及びＲチャンネル成分の低域周波数成分をそれぞれ抜き出すための抽出手段と、前記抽出手段によって抜き出した前記低域周波数成分が入力されるアナログ乗算器と、前記アナログ乗算器の出力信号を前記Ｌチャンネル成分及び前記Ｒチャンネル成分に加えるための加算手段とを有することを特徴とする重低音補正システム。
【請求項２】
前記音声信号から前記低域周波数成分を除去するためのハイパスフィルタを設け、前記アナログ乗算器の出力信号を前記ハイパスフィルタの出力信号に加える構成としたことを特徴とする請求項１に記載の重低音補正システム。
【請求項３】
前記アナログ乗算器と前記加算手段との間に、不要な高域周波数成分を除去するためのローパスフィルタを設けたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の重低音補正システム。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれかに記載の重低音補正システムを小型スピーカやヘッドホン等の駆動システムに用いたことを特徴とする音響装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、小型スピーカやヘッドホン等を使用して音声信号の再生を行う際に、その低域側カットオフ周波数が高いことによって生じる低音再生不良を聴感上修正し、豊かな重低音の再生を実現することができる重低音補正システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
音源から入力される音声信号の周波数帯域はスピーカの再生可能な周波数帯域に比べて広いことが普通である。そのため、音源から入力される音声信号を忠実に再生するには、再生可能な周波数帯域ができる限り広範囲に及ぶスピーカを設ける必要がある。ここで、前記スピーカの再生可能な周波数帯域の広さはスピーカの寸法や構造等によってそれぞれ固有の範囲を有しているが、一般的にスピーカの寸法が小型になるほど低域側カットオフ周波数が高くなり、低音域の再生特性は悪化する傾向にある。
【０００３】
しかしながら、ノートパソコンやポータブルオーディオ再生装置といった携帯性を求められる機器、省スペースをコンセプトとしたコンパクトオーディオシステム、あるいは自動車室内といった限られた空間に設置されるカーオーディオシステム等に採用されるスピーカもしくはヘッドホンは、その設置場所の制限等からできる限り小型・軽量なものが望まれている。そのため、どうしても低音域の再生特性が犠牲となり、使用者にとっては低音域の再生が不十分であるといった不満を禁じ得ないものとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記の課題を解決する手段として、従来の音響装置には低域周波数成分の利得増幅を行う重低音補正システムを設けている。図７は従来の重低音補正システムにおける周波数−利得特性の一例を示すグラフである。このグラフにおいて横軸は周波数を、縦軸は利得をそれぞれ示している。図中の実線１は小型スピーカの再生可能な周波数帯域（周波数ｆL〜周波数ｆH）を示しており、ここでは２０Ｈｚ（ｆL）〜２０ｋＨｚ（ｆH）の音声信号を再生可能な小型スピーカを例に挙げている。ただし、この小型スピーカの低域側カットオフ周波数ｆ0は１００Ｈｚ程度であり、１００Ｈｚ以下の低域周波数成分については十分な再生を行うことができない。
【０００５】
また、図中の破線３は従来の重低音補正システムにおける利得増幅量の周波数特性を示している。図中に示す通り、従来では０Ｈｚ〜１ｋＨｚといった低域周波数領域全体の利得を一律に増幅している。なお、図中の一点鎖線２は０ｄＢのフラットなラインを示しており、全周波数帯域で自然界に存在する音を仮定している。
【０００６】
確かに、上記のように低音域の利得を増幅する構成であれば、ある程度までは小型スピーカ等における低音域の再生特性をカバーすることができる。しかしながら、この例で示した小型スピーカの場合、いくら低域周波数成分の利得のみを上げたとしても、低域側カットオフ周波数ｆ0が１００Ｈｚであるため、それ以下（特に、２０Ｈｚ以下）の低域周波数成分を再生するには限界がある。かと言って、低音域の利得増幅を過度に行うと音割れやスピーカ筐体のビビリなど別問題が発生するため、おのずと低音域の利得増幅量も制限される。
【０００７】
さらに、前にも述べた通り、従来の重低音補正システムでは低域周波数領域全体の利得を一律に増幅しているので、ある周波数成分にとっては適当な増幅度であっても、別の周波数成分にとっては必要以上の増幅であることが多い。このため、使用者にとっては聴感上非常にうるさく感じ、本来の豊かな暖かみのある重低音とはかけ離れた再生音となっている。
【０００８】
本発明は、上記の問題点に鑑み、小型スピーカやヘッドホン等を使用して音声信号の再生を行う際に、その低域側カットオフ周波数が高いことによって生じる低音再生不良を聴感上修正し、歪みの少ない豊かな重低音の再生を実現することができる重低音補正システムを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る重低音補正システムにおいては、音源から２系統に分けて入力される音声信号のＬチャンネル成分及びＲチャンネル成分の低域周波数成分をそれぞれ抜き出すための抽出手段と、前記抽出手段によって抜き出した前記低域周波数成分が入力されるアナログ乗算器と、前記アナログ乗算器の出力信号を前記Ｌチャンネル成分及び前記Ｒチャンネル成分に加えるための加算手段とを有する構成としている。特に、前記アナログ乗算器は、入力された前記低域周波数成分を元のほぼ２倍の周波数帯域にシフトさせるとともに、その振幅を元のほぼ２乗にして出力する構成である。
【００１０】
なお、上記構成の重低音補正システムにおいては、前記音声信号から前記低域周波数成分を除去するためのハイパスフィルタを設け、前記アナログ乗算器の出力信号を前記ハイパスフィルタの出力信号に加える構成とするとよい。さらに、前記アナログ乗算器と前記加算手段との間に、不要な高域周波数成分を除去するためのローパスフィルタを設けてもよい。
【００１１】
また、本発明に係る音響装置においては、上記した重低音補正システムを小型スピーカやヘッドホン等の駆動システムに用いたことを特徴としている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る重低音補正システムにおける周波数−利得特性の一例を示すグラフである。このグラフにおいて横軸は周波数を、縦軸は利得をそれぞれ示している。図中の実線１は小型スピーカの再生可能な周波数帯域（周波数ｆL〜周波数ｆH）を示しており、ここでは２０Ｈｚ（ｆL）〜２０ｋＨｚ（ｆH）の音声信号を再生可能な小型スピーカを例に挙げている。ただし、この小型スピーカの低域側カットオフ周波数ｆ0は１００Ｈｚ程度であり、１００Ｈｚ以下の低域周波数成分については十分な再生を行うことができない。また、図中の一点鎖線２は０ｄＢのフラットなラインを示しており、全周波数帯域で自然界に存在する音を仮定している。
【００１３】
ここで、本発明に係る重低音補正システムにおいては、低域周波数領域の利得のみを一律に増幅する従来構成とは異なり、入力される音声信号の低域周波数成分（図中Ａで示す領域）を元のほぼ２倍の周波数帯域にシフトさせるとともに、その振幅を元のほぼ２乗にして出力する（図中Ｂで示す領域）手段を有する構成としている。
【００１４】
まず、本発明に係る重低音補正システムの第１実施形態について説明する。図２は第１実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。ここでは、音源から入力される音声信号がＬチャンネル成分とＲチャンネル成分を有するステレオ信号である場合を例に挙げて説明を行う。
【００１５】
図中に示すように、端子ａはバッファ１０を介してローパスフィルタ１２（以下、ＬＰＦ１２と呼ぶ）の入力端と第１加算器１５の入力端とに接続されている。また、端子ｂはバッファ１１を介してローパスフィルタ１３（以下、ＬＰＦ１３と呼ぶ）の入力端と第２加算器１６の入力端とに接続されている。ＬＰＦ１２の出力端はアナログ乗算器１４の第１入力端子ｓに接続されており、ＬＰＦ１３の出力端はアナログ乗算器１４の第２入力端子ｔに接続されている。
【００１６】
さらに、このアナログ乗算器１４の出力端子ｕは第１加算器１５及び第２加算器１６の各入力端に接続されている。第１加算器１５の出力端はバッファ１７を介して端子ｃに接続されており、第２加算器１６の出力端はバッファ１８を介して端子ｄに接続されている。なお、端子ｃ及び端子ｄは図示しないスピーカに接続されている。
【００１７】
次に、上記構成を有する重低音補正システムにおける信号処理の流れについて説明する。前記音源から端子ａに入力される音声信号のＬチャンネル成分ＬINは、バッファ１０を介してＬＰＦ１２と第１加算器１５にそれぞれ入力される。また、前記音源から端子ｂに入力される音声信号のＲチャンネル成分ＲINは、バッファ１１を介してＬＰＦ１３と第２加算器１６にそれぞれ入力される。
【００１８】
ここで、ＬＰＦ１２及びＬＰＦ１３は所定の遮断周波数（ここでは、前記スピーカの低域カットオフ周波数ｆ0に合わせて１００Ｈｚとする）を有しており、この遮断周波数よりも低い周波数成分のみを通過させる特性がある。よって、ＬＰＦ１２、１３からアナログ乗算器１４に対して出力される信号は、前記音声信号のＬチャンネル成分ＬIN及びＲチャンネル成分ＲINから低域周波数成分のみを抽出した信号となる。
【００１９】
アナログ乗算器１４はＬＰＦ１２、１３の出力信号を掛け合わせることで、元のほぼ２倍の周波数帯域にシフトさせる処理、すなわち入力信号の倍音化（あるいはオクターブ変換とも言う）を行うとともに、その振幅を元のほぼ２乗にして出力するものである。このアナログ乗算器１４の構成及び動作については後ほど詳細に説明を行う。アナログ乗算器１４の出力信号は第１加算器１５及び第２加算器１６によって、元のＬチャンネル成分ＬIN及びＲチャンネル成分ＲINに加えられる。その後、第１加算器１５の出力信号はＬチャンネル成分ＬOUTとして端子ｃから前記スピーカに出力され、第２加算器１６の出力信号はＲチャンネル成分ＲOUTとして端子ｄから前記スピーカに出力される。
【００２０】
ここで、前述したアナログ乗算器１４の構成及び動作について説明する。本実施形態に設けたアナログ乗算器１４は特別な回路構成を有するものではなく、２系統の入力信号Ｘ、Ｙに対してその積信号ＸＹを出力するといった極めて一般的なものである。
【００２１】
図３はアナログ乗算器１４の一構成例を示す回路図である。まず、本実施形態におけるアナログ乗算器１４の回路構成について説明する。ＬＰＦ１２で抽出されたＬチャンネル成分ＬINの低域周波数成分が入力される第１入力端子ｓは、結合コンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１のベースに接続されている。図中に示す差動増幅器３０はＬチャンネル成分ＬINの低域周波数成分を増幅するものであり、差動接続された一対のｎｐｎ型トランジスタＱ１、Ｑ２を有している。
【００２２】
これらのトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはそれぞれ定電流源Ｉ１、Ｉ２に接続されており、トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ間には抵抗Ｒ２が接続されている。また、トランジスタＱ１、Ｑ２のベースはそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ４を介してバイアス源（図示せず）に接続されている。一方、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタはそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２を介して共通の抵抗Ｒ３に接続されており、この抵抗Ｒ３は直流電源電圧ＶCCに接続されている。
【００２３】
ここで、差動増幅器３０の出力はトランジスタＱ１、Ｑ２の各コレクタから導出され、次段の乗算器３２の上段差動対を構成するｎｐｎ型トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８へ供給される。なお、トランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ６、Ｑ７の各ベースと共通に接続されており、トランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ５、Ｑ８の各ベースとそれぞれ接続されている。
【００２４】
次に、ＬＰＦ１３で抽出されたＲチャンネル成分ＲINの低域周波数成分が入力される第２入力端子ｔは、結合コンデンサＣ２を介してｎｐｎ型トランジスタＱ３のベースに接続されている。図中に示す差動増幅器３１はＲチャンネル成分ＲINの低域周波数成分を増幅するものであり、差動接続された一対のｎｐｎ型トランジスタＱ３、Ｑ４を有している。
【００２５】
この差動増幅器３１は前述の差動増幅器３０と同様の構成を成しており、トランジスタＱ３、Ｑ４は前述のトランジスタＱ１、Ｑ２に対応している。同様に、定電流源Ｉ３、Ｉ４は前述の定電流源Ｉ１、Ｉ２にそれぞれ対応し、ダイオードＤ３、Ｄ４は前述のダイオードＤ１、Ｄ２のそれぞれ対応している。また、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８は前述の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４にそれぞれ対応している。
【００２６】
この差動増幅器３１の出力はトランジスタＱ３、Ｑ４の各コレクタから導出され、次段の乗算器３２の下段差動対を構成するｎｐｎ型トランジスタＱ９、Ｑ１０へ供給される。なお、トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ９のベースと接続されており、トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ１０のベースとそれぞれ接続されている。
【００２７】
乗算器３２は二重平衡差動接続回路（ダブルバランス型差動接続回路）で構成されており、その下段差動対を構成するトランジスタＱ９、Ｑ１０のエミッタはそれぞれ定電流源Ｉ５、Ｉ６に接続されている。なお、これらの定電流源Ｉ５、Ｉ６の他端はいずれも接地されている。また、トランジスタＱ９、Ｑ１０のエミッタ間には抵抗Ｒ９が接続されている。一方、トランジスタＱ９のコレクタは上段差動対を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６の各エミッタに共通に接続され、トランジスタＱ１０のコレクタは上段差動対を構成するトランジスタＱ７、Ｑ８の各エミッタに共通に接続されている。
【００２８】
さらに、トランジスタＱ５、Ｑ７のコレクタはそれぞれｐｎｐ型トランジスタＱ１１のコレクタ及びベースに接続され、トランジスタＱ６、Ｑ８のコレクタはそれぞれｐｎｐ型トランジスタＱ１２のコレクタ及びベースに接続されている。ここで、トランジスタＱ１１はｐｎｐ型トランジスタＱ１４とともに第１のカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１１、Ｑ１４のベースは互いに接続されている。
【００２９】
また、トランジスタＱ１２はｐｎｐ型トランジスタＱ１３とともに第２のカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１２、Ｑ１３のベースはともに接続されている。なお、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４のエミッタはいずれも抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３を介して直流電源電圧ＶCCに接続されている。
【００３０】
一方、トランジスタＱ１３のコレクタは第３のカレントミラー回路を構成するｎｐｎ型トランジスタＱ１５、Ｑ１６の各ベース、及びトランジスタＱ１５のコレクタに接続されている。また、トランジスタＱ１４のコレクタはトランジスタＱ１６のコレクタに接続されるとともに、出力端子ｕにも接続されている。この出力端子ｕは別途、抵抗Ｒ１６を介してバイアス源（図示せず）に接続されている。なお、トランジスタＱ１５、Ｑ１６のベースは互いに接続されており、エミッタはそれぞれ抵抗Ｒ１４、Ｒ１５を介してグランドに接続されている。
【００３１】
次に、上記の回路構成を有するアナログ乗算器１４の動作について説明する。ＬＰＦ１２によって抽出されたＬチャンネル成分ＬINの低域周波数成分は差動増幅器３０によって差動増幅され、乗算器３２の上部差動対を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８に送出される。一方、ＬＰＦ１３によって抽出されたＲチャンネル成分ＲINの低域周波数成分は差動増幅器３１によって差動増幅され、乗算器３２の下部差動対を構成するトランジスタＱ９、Ｑ１０に送出される。
【００３２】
乗算器３２の上段差動対を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８では、各ベースに入力されるＬチャンネル成分ＬINの低域周波数成分と、各エミッタに入力されるＲチャンネル成分ＲINの低域周波数成分との乗算が行われ、その乗算結果はトランジスタＱ１１、Ｑ１２のコレクタ電流として取り出される。そして、これらのコレクタ電流は第１〜第３カレントミラー回路を介してトランジスタＱ１４及びトランジスタＱ１６のコレクタ電流となる。
【００３３】
よって、出力端子ｕからそれらの差分を取り出すことにより、Ｌチャンネル成分ＬINの低域周波数成分とＲチャンネル成分ＲINの低域周波数成分との乗算信号を出力として得ることができる。このように、本実施形態におけるアナログ乗算器１４は非常に簡易な回路構成であり、容易に集積化が可能である。
【００３４】
ここで、上記に説明したアナログ乗算器１４の第１入力端子ｓ及び第２入力端子ｔに対して、次の（１）式に示すような全く同一の入力信号Ｘ、Ｙを入力した場合を考える。なお、（１）式中における入力信号Ｘ、Ｙは時間ｔの関数であり、振幅Ａ、周波数ｆで振動する正弦波であるとする。
【数１】
0003909995.tif 000002
【００３５】
このような入力信号Ｘ、Ｙをアナログ乗算器１４に入力すると、その出力信号ＸＹは三角関数の変換公式から、次の（２）式のように表すことができる。
【数２】
0003909995.tif 000003
【００３６】
上の（２）式から明らかなように、アナログ乗算器１４に対して全く同一の入力信号Ｘ、Ｙを入力した場合、その出力信号ＸＹの周波数は２ｆとなり入力信号Ｘ、Ｙの周波数ｆを２倍した値となる。また、出力信号ＸＹの振幅はＡ2となり入力信号Ｘ、Ｙの振幅Ａを２乗した値となる。このように、アナログ乗算器１４に対して全く同一の信号を入力することによって、ある周波数成分を有する入力信号を元の２倍の周波数帯域にシフトさせるとともに、その振幅を元の２乗にして出力することが可能である。
【００３７】
ここで、本実施形態においてはＬＰＦ１２、１３の各出力信号を前述の入力信号Ｘ、Ｙとしてアナログ乗算器１４に入力する構成としている。このような構成とすることにより、ＬＰＦ１２、１３で抽出されたほぼ同じ信号成分の低域周波数成分（０〜１００Ｈｚ）同士を掛け合わせることになるので、アナログ乗算器１４の出力信号は元のほぼ２倍の周波数帯域（０〜２００Ｈｚ）に倍音化される。（ＬＰＦ１２、１３の出力が全く同一であればちょうど２倍の周波数帯域に倍音化される。）
【００３８】
これにより、低音再生能力の乏しい前記スピーカであっても、その再生可能な周波数帯域に前記低域周波数成分がシフトされてくるため、聴感上は前記低域周波数成分をかなり忠実に再生することが可能となる。また、前述の（２）式からも分かるように、入力信号Ｘ、Ｙに歪みがなければその出力信号ＸＹも歪むことはないため、重低音補正システムにアナログ乗算器１４を適用することで非常に高品質な重低音補正が可能となる。
【００３９】
続いて、アナログ乗算器１４による利得増幅作用について説明する。図４はアナログ乗算器１４の入出力特性を示すグラフである。このグラフにおいて横軸はアナログ乗算器１４への入力信号の振幅を示しており、縦軸はアナログ乗算器１４の出力信号の振幅を示している。ここで、図中の実線４はアナログ乗算器１４の入出力特性を示しており、破線５は入力信号がそのまま出力信号となる場合の入出力特性を示している。
【００４０】
前述した通り、アナログ乗算器１４に対して全く同一の２信号を入力すると、元の入力信号の振幅を２乗した値が出力信号の振幅となる特性があるので、入力信号の振幅が１より大きい信号はアナログ乗算器１４によって増幅され、逆に１より小さい信号は低減される。
【００４１】
ここで、本実施形態においてはＬＰＦ１２、１３の各出力信号を前述の入力信号Ｘ、Ｙとしてアナログ乗算器１４に入力する構成としている。このような構成とすることにより、ＬＰＦ１２、１３で抽出された低域周波数成分はアナログ乗算器１４によって掛け合わされ、その出力信号の振幅は元のほぼ２乗の大きさとなる。（ＬＰＦ１２、１３の出力が全く同一であればちょうど２乗の振幅となる。）よって、重低音補正システムにアナログ乗算器１４を適用することで、非常にメリハリの利いた引き締まった出力信号を得ることができる。
【００４２】
次に、本発明に係る重低音補正システムの第２実施形態について説明する。図５は第２実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。本実施形態は前述の第１実施形態をさらに発展させたものであり、第１加算器１５及び第２加算器１６に入力される元々の音声信号のＬチャンネル成分ＬIN及びＲチャンネル成分ＲINから、予め低域周波数成分を除去しておくためのハイパスフィルタ１９、２０（以下、ＨＰＦ１９、２０と呼ぶ）を設けている。そして、ＨＰＦ１９、２０の出力信号とアナログ乗算器１４の出力信号とを加えて前記スピーカに出力する構成としている。
【００４３】
ＨＰＦ１９、２０はいずれも、ＬＰＦ１２、１３及びアナログ乗算器１４から成る低音補正部に対して並列となっており、ＨＰＦ１９の入力端はバッファ１０に接続され、出力端は第１加算器１５に接続されている。一方、ＨＰＦ２０の入力端はバッファ１１に接続され、出力端は第２加算器１６に接続されている。ここでＨＰＦ１９、２０は所定の遮断周波数（ここでは、前記スピーカの低域カットオフ周波数ｆ0に合わせて１００Ｈｚとする）を有しており、この遮断周波数よりも高い周波数成分のみを通過させる特性がある。よって、ＨＰＦ１９、２０から第１加算器１５及び第２加算器１６に対して出力される信号は、元のＬチャンネル成分ＬIN及びＲチャンネル成分ＲINからアナログ乗算器１４に送られる低域周波数成分を取り除いた信号となる。
【００４４】
このような構成とすることにより、本実施形態の重低音補正システムでは、前記音源から入力されるＬチャンネル成分ＬIN及びＲチャンネル成分ＲINが元々有していた低域周波数成分をアナログ乗算器１４の出力信号に置換し、その結果得られた音声信号をＬチャンネル成分ＬOUT及びＲチャンネル成分ＲOUTとして端子ｃ及び端子ｄから出力することになる。よって、元のＬチャンネル成分ＬIN及びＲチャンネル成分ＲINが有していた低域周波数成分と、アナログ乗算器１４によって補正を受けた低域周波数成分とが互いに干渉するようなことがないので、非常に良質の低音再生が実現できる。
【００４５】
次に、本発明に係る重低音補正システムの第３実施形態について説明する。図６は第３実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。本実施形態は前述の第１実施形態もしくは第２実施形態をさらに発展させたものであり、アナログ乗算器１４と第１加算器１５及び第２加算器１６との間にローパスフィルタ２１（以下、ＬＰＦ２１と呼ぶ）を設けており、ＬＰＦ２１の入力端はアナログ乗算器１４の出力端子ｕに接続され、出力端は第１加算器１５及び第２加算器１６に接続されている。
【００４６】
ここで、ＬＰＦ２１は所定の遮断周波数（ここでは、２００Ｈｚとする）を有しており、この遮断周波数よりも低い周波数成分のみを通過させる特性がある。よって、ＬＰＦ２１から第１加算器１５及び第２加算器１６に対して出力される信号は、アナログ乗算器１４の出力信号から２００Ｈｚより高い不要な周波数成分を取り除いた信号となる。このように、アナログ乗算器１４での重低音補正によって高音域側に発生する不要な周波数成分を除去することにより、前記スピーカからの再生音はよりクリアなものとなり、非常に高忠実な再生を行うことが可能となる。
【００４７】
上記に説明した実施形態の重低音補正システムに設けたＬＰＦ１２、ＬＰＦ１３、ＨＰＦ１９、ＨＰＦ２０、及びＬＰＦ２１の各遮断周波数や、アナログ乗算器１４の出力利得といった特性値については、入力される音源、小型スピーカやヘッドホン等の周波数特性、及び使用環境等により異なる調整を行う必要がある。また、これらの特性値を過度に設定をしてしまうと、本来の音源の聴感を損なう恐れがある。こうしたことから、前記特性値を設定する際には何種類かの聴感を試し、全ての聴感に対してバランスの良い再生結果が得られるように調整を行うことが望ましい。
【００４８】
なお、他の実施形態としては単一の音源から２つの入力信号を作り、これを乗算器に入力するようにしても構わない。また、このような乗算器を多重段設けることにより、低域周波数成分をさらに強調するようにしてもよい。
【００４９】
【発明の効果】
本発明に係る重低音補正システムにおいては、音源から２系統に分けて入力される音声信号のＬチャンネル成分及びＲチャンネル成分の持つ低域周波数成分をそれぞれ抽出し、その低域周波数成分同士をアナログ乗算器によって掛け合わせることで低音補正を行う構成としている。特に、本発明に係る重低音補正システムにおけるアナログ乗算器では、入力される前記低域周波数成分を元のほぼ２倍の周波数帯域にシフトさせるとともに、その振幅を元のほぼ２乗にして出力する構成としている。
【００５０】
このような構成とすることにより、低音再生能力の乏しいスピーカであっても、その再生可能な周波数帯域に前記低域周波数成分がシフトされてくるため、聴感上は前記低域周波数成分をかなり忠実に再生することが可能となる。また、本発明に係る重低音補正システムではアナログ乗算器によって前記低域周波数成分に対する補正を行うため、入力される音声信号に歪みがなければその出力信号も歪むことはなく、非常に純粋な出力信号を得ることが可能となる。
【００５１】
また、前記アナログ乗算器では元の入力信号の振幅をほぼ２乗した値が出力信号の振幅となる特性があるので、振幅が１より大きい信号は増幅され、逆に１より小さい信号は低減される。よって、本発明に係る重低音補正システムでは非常にメリハリの利いた引き締まった感のある重低音補正を行うことができる。なお、前記低域周波数成分以外の中高域周波数成分については、何ら補正を行わずにそのまま出力するため、前記中高域周波数成分が持つ本来の聴感を損なうことがない。
【００５２】
また、上記構成に加えて、前記音源から入力される元の音声信号から前記低域周波数成分を除去するためのハイパスフィルタを設け、前記アナログ乗算器の出力信号を前記ハイパスフィルタの出力信号に加える構成とするとよい。このような構成とすることにより、この重低音補正システムは前記音声信号が元々有していた低域周波数成分を前記アナログ乗算器の出力信号によって置換する形となる。よって、元の音声信号が有していた低域周波数成分と、前記アナログ乗算器によって補正を受けた低域周波数成分とが互いに干渉するようなことがないので、非常に良質の低音再生が実現できる。
【００５３】
さらに、前記アナログ乗算器の出力信号から不要な高域周波数成分を除去するためのローパスフィルタを設けてもよい。このような構成とすることにより、前記スピーカからの再生音はよりクリアなものとなり、非常に高忠実な再生を行うことが可能となる。
【００５４】
上記したように本発明に係る重低音補正システムを音響装置における小型スピーカやヘッドホン等の駆動システムに用いることにより、低音再生能力の乏しい小型のスピーカであっても、聴感上はかなり忠実な低音再生を行うことが可能となるため、従来のように低音再生能力を求めてスピーカのサイズをむやみに大きくする必要がなくなる。よって、前記音響装置の小型化、軽量化、軽薄化、並びにローコスト化に貢献することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】    本発明に係る重低音補正システムにおける周波数−利得特性の一例を示すグラフである。
【図２】    第１実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。
【図３】    アナログ乗算器１４の一構成例を示す回路図である。
【図４】    アナログ乗算器１４の入出力特性を示すグラフである。
【図５】    第２実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。
【図６】    第３実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。
【図７】    従来の重低音補正システムにおける周波数−利得特性の一例を示すグラフである。
【符号の説明】
１２    ローパスフィルタ
１３    ローパスフィルタ
１４    アナログ乗算器
１５    第１加算器
１６    第２加算器
１９    ハイパスフィルタ
２０    ハイパスフィルタ
２１    ローパスフィルタ
３０    差動増幅器
３１    差動増幅器
３２    乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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