(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定数ｎビットの入力データを順次シフトするｎ段のシフトレジスタと、該シフトレジスタの各出力段の出力にフィルタ係数を乗じて加算するようにした非巡回型ディジタルフィルタにおいて、前記ｎ段のシフトレジスタを拡散符号系列が入力されると共に、シフトクロックが入力される夫々ｎ／２段に分割した第１及び第２のシフトレジスタと、ｎ個の逆拡散符号を格納する参照符号レジスタと、前記シフトクロックに応じて前記参照符号レジスタの奇数段及び偶数段を選択して出力する第１及び第２の選択手段と、前記第１のシフトレジスタの各段の出力と前記第１の選択手段の出力とを乗算する第１の乗算手段と、前記第２のシフトレジスタの各段の出力と前記第２の選択手段の出力とを乗算する第２の乗算手段と、前記第１の乗算手段及び第２の乗算手段の乗算結果を加算して相関強度を出力する相関強度演算手段とを備え、前記第１及び第２のシフトレジスタは、何れか一方がシフトクロックの立ち上がりでシフト動作し、他方が当該シフトクロックの立ち下がりでシフト動作するように構成され、且つ前記第１及び第２の選択手段は、シフトクロックがオン状態であるときに前記何れか一方が前記参照符号レジスタの偶数段を前記第１の乗算手段に、他方が奇数段を前記第２の乗算手段に夫々出力し、当該シフトクロックがオフ状態であるときに前記何れか一方が前記参照符号レジスタの奇数段を前記第１の乗算手段に、他方が偶数段を前記第２の乗算手段に夫々出力するように構成されていることを特徴とする非巡回型ディジタルフィルタ。
【請求項２】
前記第１及び第２の選択手段は前記参照符号レジスタの２段分毎に配設されて奇数段及び偶数段を選択するマルチプレクサで構成され、前記第１及び第２の乗算手段は排他的論理和回路で構成され、前記相関強度演算手段は加算回路で構成されていることを特徴とする請求項１記載の非巡回型ディジタルフィルタ。
【請求項３】
基地局からのスペクトラム拡散したＲＦ信号を受信することによりパス同期保持を含む動作を行うＣＤＭＡ方式を採用した無線通信機器において、受信したＲＦ信号をベースバンド信号に変換するＲＦ受信部と、入力されるディジタル信号を保持すると共に、拡散符号を参照符号として保持し、これらの相間をとりながらスペクトラム逆変換を行って受信データを出力する相間部と、受信データを復調するベースバンド復調部とを備え、前記相間部及びベースバンド復調部の何れか一方の入力側を前記ＲＦ受信部に接続し、その出力側に他方を接続し、前記相間部は、請求項１又は２に記載の非巡回型ディジタルフィルタで構成されるマッチトフィルタを有することを特徴とする無線通信機器。
【請求項４】
他の無線通信端末との間で無線ローカルエリアネットワークを形成して情報データを直接拡散を行うスペクトル拡散通信方式でパケット送信するようにした無線通信機器において、受信した情報データをベースバンド信号に変換するＲＦ受信部と、入力されるディジタル信号を保持すると共に、拡散符号を参照符号として保持し、これらの相間をとりながらスペクトラム逆変換を行って受信データを出力する相間部と、受信データを復調するベースバンド復調部と、受信データに基づいてパケット処理を行うパケット処理部とを備え、前記相間部及びベースバンド復調部の何れか一方の入力側を前記ＲＦ受信部に接続し、その出力側に他方を接続し、その出力側にパケット処理部を接続し、前記相間部は、請求項１又は２に記載の非巡回方ディジタルフィルタで構成されるマッチトフィルタを有することを特徴とする無線通信機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散通信システムやＣＤＭＡ方式の通信システムにおいてセル同期捕捉や復調同期捕捉に使用するマッチトフィルタ等のシフトレジスタを使用した非巡回型ディジタルフィルタ及びこれを使用した無線受信機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＣＤＭＡ方式に使用する非巡回型ディジタルフィルタを構成するマッチトフィルタとしては、例えば特開平１０−１７８３８６号公報に記載されているものが知られている。
この従来例では、拡散コードにより拡散変調して送信されたパケットをアンテナで受信して受信復調部で復調した受信信号は拡散コードによる拡散変調された状態にあり、この受信信号をマッチトフィルタに供給する。このマッチトフィルタは、受信信号を入力してシフトする例えば６４ビット構成のシフトレジスタと、このシフトレジスタと同一のビット構成の拡散コード系列を設定するレジスタと、シフトレジスタとレジスタとの間のビット対応に乗算する乗算器と、乗算器の出力信号を加算する加算部とを含む構成を有し、また、受信信号はプリアンブル部とデータ部とからなるパケット形式の構成であり、例えば拡散コードのチップ周期でサンプリングされ、ＡＤ変換により−１．０〜＋１．０間のディジタル値となる。そして、シフトレジスタは、受信信号のサンプリング周期に従って１チップ周期毎に受信信号をシフトすることになる。なお、受信信号をオーバーサンプリングし、即ち、拡散コードの１チップ周期より短い周期でサンプリングしてＡＤ変換し、シフトレジスタはそのサンプリング周期に従って受信信号をシフトする構成として、相関値の精度を上げる構成が一般的である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の非巡回型ディジタルフィルタにあっては、受信信号に対する拡散コード系列のビット数に対応した段数のシフトレジスタを設け、このシフトレジスタに受信信号を順次シフトしながら格納しているようにしているので、伝送速度が１．６ＭＨｚである場合に、拡散コード系列を８ビットで構成したときに１チップの周波数が１．６×８＝１２．８ＭＨｚとなり、シフトレジスタが高速でスイッチングを繰り返すため、消費電力が大きく、ＣＤＭＡ方式を採用した携帯電話に使用するベースバンドチップでの受信時消費電力のかなりの部分を非巡回型ディジタルフィルタが占めており、省電力化の要望に応えられないという未解決の課題がある。
【０００４】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、省電力化を計ることができる非巡回型ディジタルフィルタ及びこれを使用した無線受信機器を提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、請求項１に係る非巡回型ディジタルフィルタは、所定数ｎビットの入力データを順次シフトするｎ段のシフトレジスタと、該シフトレジスタの各出力段の出力にフィルタ係数を乗じて加算するようにした非巡回型ディジタルフィルタにおいて、前記ｎ段のシフトレジスタを拡散符号系列が入力されると共に、シフトクロックが入力される夫々ｎ／２段に分割した第１及び第２のシフトレジスタと、ｎ個の参照符号を格納する参照符号レジスタと、前記シフトクロックに応じて前記参照符号レジスタの奇数段及び偶数段を選択して出力する第１及び第２の選択手段と、前記第１のシフトレジスタの各段の出力と前記第１の選択手段の出力とを乗算する第１の乗算手段と、前記第２のシフトレジスタの各段の出力と前記第２の選択手段の出力とを乗算する第２の乗算手段と、前記第１の乗算手段及び第２の乗算手段の乗算結果を加算して相関強度を出力する相関強度演算手段とを備え、前記第１及び第２のシフトレジスタは、何れか一方がシフトクロックの立ち上がりでシフト動作し、他方が当該シフトクロックの立ち下がりでシフト動作するように構成され、且つ前記第１及び第２の選択手段は、シフトクロックがオン状態であるときに前記何れか一方が前記参照符号レジスタの偶数段を前記第１の乗算手段に、他方が奇数段を前記第２の乗算手段に夫々出力し、当該シフトクロックがオフ状態であるときに前記何れか一方が前記参照符号レジスタの奇数段を前記第１の乗算手段に、他方が偶数段を前記第２の乗算手段に夫々出力するように構成されていることを特徴としている。
【０００９】
この請求項１に係る発明においては、マッチトフィルタ構成を有し、例えば第１のシフトレジスタに、入力される符号系列の奇数番目をシフトクロックの立ち上がりで順次シフト動作させ、第２のシフトレジスタに、符号系列の残りの偶数番目をシフトクロックの立ち下がりで順次シフト動作させる。このとき、シフトクロックのオン状態であるときに第１の選択手段で参照符号レジスタの偶数段を第１の乗算手段に、第２の選択手段で参照符号レジスタの奇数段を第２の乗算手段に出力し、逆にシフトクロックのオフ状態であるときに第１の選択手段で参照符号レジスタの奇数段を第１の乗算手段に出力し、第２の選択手段で参照符号レジスタの偶数段を第２の乗算手段に出力する。このため、第１及び第２の乗算手段でシフトクロックが立ち上がる時点及び立ち下がる時点から僅かに遅れた時点で第１のシフトレジスタの各出力段の出力と第１の選択手段の出力とを乗算し、これら乗算結果を相関強度演算手段で加算することにより、相関出力を出力する。
【００１０】
また、請求項２に係る非巡回型ディジタルフィルタは、請求項１に係る発明において、前記第１及び第２の選択手段は前記参照符号レジスタの２段分毎に配設されて奇数段及び偶数段を選択するマルチプレクサで構成され、前記第１及び第２の乗算手段は排他的論理和回路で構成され、前記相関強度演算手段は加算回路で構成されていることを特徴としている。
【００１１】
この請求項２に係る発明においては、第１及び第２のシフトレジスタのシフト動作が行われた後に、シフトクロックのオン・オフ状態に応じて各マルチプレクサが参照符号レジスタの奇数段及び複数段を交互に選択するスイッチング動作を行って、第１及び第２のシフトレジスタにおける各段の出力が入力された排他的論理和回路に参照符号を出力するので、シフトクロックの４パルス分で８ビットの符号系列の相関出力を得ることができる。
【００１２】
さらに、請求項３に係る無線受信機器は、基地局からのスペクトラム拡散した信号を受信することによりパス同期保持を含む動作を行うＣＤＭＡ方式を採用した無線受信機器において、受信信号をベースバンド信号に変換するＲＦ受信部と、入力されるディジタル信号を保持すると共に、拡散符号を参照符号として保持し、これらの相関をとりながらスペクトラム逆変換を行って受信データを出力する相関部と、受信データを復調するベースバンド復調部とを備え、前記相関部及びベースバンド復調部の何れか一方の入力側を前記ＲＦ受信部に接続し、その出力側に他方を接続し、前記相関部は、請求項１又は２に記載の非巡回型ディジタルフィルタで構成されるマッチトフィルタを有することを特徴としている。
【００１３】
この請求項３に係る発明においては、ＲＦ受信部から出力されるベースバンド信号を相間部でスペクトラム逆拡散を行った受信データをベースバンド復調部で復調するか、又はＲＦ受信部から出力されるベースバンド信号をベースバンド復調部で復調してから相関部でスペクトラム逆拡散を行うことにより、ＣＤＭＡ方式のデータ受信を行い、相関部は請求項１又は２に記載の非巡回型ディジタルフィルタで構成されるマッチトフィルタを有する。
【００１４】
さらにまた、請求項４に係る無線受信機器は、他の無線通信端末との間で無線ローカルエリアネットワークを形成して情報データを直接拡散を行うスペクトル拡散通信方式でパケット送信するようにした無線受信機器において、受信した情報データをベースバンド信号に変換するＲＦ受信部と、入力されるディジタル信号を保持すると共に、拡散符号を参照符号として保持し、これらの相間をとりながらスペクトラム逆変換を行って受信データを出力する相間部と、受信データを復調するベースバンド復調部と、受信データに基づいてパケット処理を行うパケット処理部とを備え、前記相間部及びベースバンド復調部の何れか一方の入力側を前記ＲＦ受信部に接続し、その出力側に他方を接続し、その出力側にパケット処理部を接続し、前記相間部は、請求項１又は２に記載の非巡回方ディジタルフィルタで構成されるマッチトフィルタを有することを特徴としている。
【００１５】
この請求項４に係る発明においては、ＲＦ受信部から出力されるベースバンド信号を相間部でスペクトラム逆拡散を行った受信データをベースバンド復調部で復調するか、又はＲＦ受信部から出力されるベースバンド信号をベースバンド復調部で復調してから相関部でスペクトラム逆拡散を行うことにより、無線ローカルエリアネットワークのデータ受信を行い、相関部は請求項１又は２に記載の非巡回型ディジタルフィルタで構成されるマッチトフィルタを有する。
【００１６】
【発明の効果】
【００１７】
請求項１に係る発明によれば、マッチトフィルタの構成を有し、例えば第１のシフトレジスタに、入力される符号系列の奇数番目をシフトクロックの立ち上がりで順次シフト動作させ、第２のシフトレジスタに、符号系列の残りの偶数番目をシフトクロックの立ち下がりで順次シフト動作させると共に、シフトクロックのオン状態であるときに第１の選択手段で参照符号レジスタの偶数段を第１の乗算手段に、第２の選択手段で参照符号レジスタの奇数段を第２の乗算手段に出力し、逆にシフトクロックのオフ状態であるときに第１の選択手段で参照符号レジスタの奇数段を第１の乗算手段に出力し、第２の選択手段で参照符号レジスタの偶数段を第２の乗算手段に出力し、両乗算手段の出力を加算手段で加算して相関強度出力を得る構成としたので、シフトクロックの両エッジ部で第１のシフトレジスタ及び第２のシフトレジスタを交互にシフト動作させて、シフトレジスタを分割しないで使用する場合と等価なシフト動作を確保しながらクロックレートを半減させて、省電力化を計ることができるという効果が得られる。
【００１８】
また、請求項２に係る発明によれば、第１及び第２のシフトレジスタのシフト動作が行われた後に、シフトクロックのオン・オフ状態に応じて各マルチプレクサが参照符号レジスタの奇数段及び複数段を交互に選択するスイッチング動作を行って、第１及び第２のシフトレジスタにおける各段の出力が入力された排他的論理和回路に参照符号を出力するので、シフトクロックの４パルス分で８ビットの符号系列の相関出力を得ることができるという効果が得られる。
【００１９】
さらに、請求項３に係る発明によれば、ＲＦ受信部から出力されるベースバンド信号を相間部でスペクトラム逆拡散を行った受信データをベースバンド復調部で復調するか、又はＲＦ受信部から出力されるベースバンド信号をベースバンド復調部で復調してから相関部でスペクトラム逆拡散を行うことにより、無線ローカルエリアネットワークのデータ受信を行い、相関部は請求項１又は２に記載の非巡回型ディジタルフィルタで構成されるマッチトフィルタを有するので、ＣＤＭＡ方式を採用した無線通信機器で最も電力消費の多いベースバンドチップでの省電力化を計ることができ、モバイル機器、ノート型パーソナルコンピュータ等の省電力が要求される携帯型情報端末等に適用して好適な無線受信機器を提供することができるという効果が得られる。
【００２０】
また、請求項４に係る発明によれば、ＲＦ受信部から出力されるベースバンド信号を相間部でスペクトラム逆拡散を行った受信データをベースバンド復調部で復調するか、又はＲＦ受信部から出力されるベースバンド信号をベースバンド復調部で復調してから相関部でスペクトラム逆拡散を行うことにより、無線ローカルエリアネットワークのデータ受信を行い、相関部は請求項１又は２に記載の非巡回型ディジタルフィルタで構成されるマッチトフィルタを有するので、無線ローカルエリアネットワークを構成したときの各無線受信機器で最も電力消費の多いベースバンドチップでの省電力を計ることができ、無線ローカルネットワークを構成する無線受信機器全体の省電力化を計ることができるという効果が得られる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を伴って説明する。
図１は本発明をＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式の通信システムに適用した場合の一例を示す概略構成図であり、無線送信機１０では送信データと符号発生器１で発生された所定数ｎビットの拡散符号Ｃ(t) とを乗算器２で乗算して拡散データを形成し、この拡散データをＤ／Ａ変換器３でアナログ信号に変換し、これを変調部４で変調し、送信アンプ５で増幅して送信アンテナ６から送信する。
【００２２】
一方、無線受信機２０では、受信アンテナ１１で、拡散データを受信すると、ＲＦアンプ１２でＲＦ増幅を行ってから復調部１３で復調し、Ａ／Ｄ変換器１４でディジタル信号に変換して逆拡散用データとし、これを相関部１９に入力する。この相関部１９では、Ａ／Ｄ変換器１４から出力される逆拡散用ディジタルデータを非巡回型ディジタルフィルタとしてのマッチトフィルタ１５に供給して逆拡散符号Ｃとの積和（相関出力）を求め、これをピーク検出部１６に供給して同期捕捉信号ＴＳを得、この同期捕捉信号ＴＳを逆拡散符号発生器１７に供給して逆拡散符号Ｃ(t) を発生させ、この逆拡散符号Ｃ(t) とＡ／Ｄ変換器１４から出力される逆拡散データとを乗算器１７で乗算することにより、送信データと同一の受信データを再生する。
【００２３】
ここで、マッチトフィルタ１５は、図２に示すように、逆拡散用デ- タを８ビットとしたとき、この拡散符号列の奇数番目を入力してシフト動作する４つのＤ型フリップフロップＤＦ１１〜ＤＦ１４を直列に接続した第１のシフトレジスタ２１と、同様に、逆拡散用デ- タの偶数番目を入力してシフト動作する４つのＤ型フリップフロップＤＦ２１〜ＤＦ２４を直列に接続した第２のシフトレジスタ２２とが並列に接続されていると共に、８ビットの逆拡散符号を格納した参照符号レジスタ２３を備えている。
【００２４】
そして、参照符号レジスタ２３には、その一方の出力側に第１の選択手段を構成する４つのマルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４が接続され、他方の出力側に第２の選択手段を構成する４つのマルチプレクサＭＰ２１〜ＭＰ２４が接続されている。
さらに、マルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４の出力とＤ型フリップフロップＤＦ１１〜ＤＦ１４の出力とが第１の乗算手段を構成する排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１４に入力され、マルチプレクサＭＰ２１〜ＭＰ２４の出力とＤ型フリップフロップＤＦ２１〜ＤＦ２４の出力とが第２の乗算手段を構成する排他的論理和回路ＥＯ２１〜ＥＯ２４に入力され、これら各排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１４及びＥＯ２１〜ＥＯ２４の出力が加算器２５に入力され、この加算器２５でシフトクロックＣＫの立ち上がり及び立ち下がり時点から僅かに遅れた時点で各排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１４及びＥＯ２１〜ＥＯ２４の出力を加算して相関強度を算出し、これを相関強度出力としてピーク検出部１６に出力する。
【００２５】
ここで、第１のシフトレジスタ２１及び第２のシフトレジスタ２２には、受信データの２ビットに１周期が対応するシフトクロックＣＫが入力され、このシフトクロックＣＫのオフ状態からオン状態となる立ち上がり時点で第１のシフトレジスタ２１の各Ｄ型フリップフロップＤＦ１１〜ＤＦ１４がシフト動作し、シフトクロックＣＫのオン状態からオフ状態となる立ち下がり時点で第２のシフトレジスタ２２の各Ｄ型フリップフロップＤＦ２１〜ＤＦ２４がシフト動作する。
【００２６】
また、各マルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４の夫々にもシフトクロックＣＫが入力され、このシフトクロックＣＫがオン状態であるときに参照符号レジスタ２３の偶数段の出力を選択し、オフ状態であるときに参照符号レジスタ２３の奇数段の出力を選択して、排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１４に出力する。
さらに、各マルチプレクサＭＰ２１〜ＭＰ２４の夫々にもシフトクロックＣＫが入力され、このシフトクロックＣＫがオン状態であるときに参照符号レジスタ２３の奇数段の出力を選択し、オフ状態であるときに参照符号レジスタ２３の偶数段の出力を選択して、排他的論理和回路ＥＯ２１〜ＥＯ２４に出力する。
【００２７】
次に、上記実施形態の動作を図３のタイムチャートを伴って説明する。
今、無線送信機１０側から図３（ａ）に示すように８ビットの拡散符号Ｃ(t) でなり、夫々“１”及び“０”のデータを表す送信データＤ１及びＤ２を右端のビットＤ１１からＤ１２、Ｄ１３……の順に受信側に送信するものとする。
無線受信機２０側では、送信データＤ１及びＤ２を受信アンテナ１１で受信し、ＲＦアンプ１２でＲＦ増幅を行ってから復調部１３で復調し、これをＡ／Ｄ変換器１４でディジタルデータに変換することにより、逆拡散用データとなって相関部１９のマッチトフィルタ１５に供給され、このマッチトフィルタ１５で逆拡散符号Ｃとの間で相関演算を行い相関強度出力をピーク検出部１６に出力する。
【００２８】
このピーク検出部で相関強度出力の最大及び最小のピークを検出して対応する同期捕捉信号ＴＳを発生し、これを逆拡散符号発生器１７に供給する。この逆拡散符号発生器１７では同期捕捉信号ＴＳに同期して逆拡散符号系列Ｃ(t) を発生し、これを乗算器１８に供給することにより、この乗算器１８で逆拡散用データに逆拡散符号系列Ｃ(t) を乗算して送信データと同一の受信データを再生する。
【００２９】
そして、マッチトフィルタ１５では、参照符号レジスタ２３に図３(ｃ) 〜( ｋ) の右側第２段目に示すように左端出力段から順に参照符号Ｃ８  、Ｃ７  、Ｃ６  、Ｃ５  、Ｃ４  、Ｃ３  、Ｃ２  、Ｃ１  の値「０００１１１０１」が格納されているものとする。この状態で、図３（ａ）に示す逆拡散用データが入力されると、逆拡散用データと同期して入力される図３（ｂ）に示すシフトクロックＣＫの立ち上がり時点で黒地に白の数字で表される奇数番データＤ１１、Ｄ１３……が第１のシフトレジスタ２１に順次格納され、シフトクロックＣＫの立ち下がり時点で偶数番データＤ１２、Ｄ１４……が第２のシフトレジスタ２２に順次格納される。
【００３０】
一方、マルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４は、シフトクロックＣＫがオフ状態であるときに参照符号レジスタ２３の奇数番目における符号Ｃ7 、Ｃ5 、Ｃ3 、Ｃ1 の値「０１１１」を選択し、オン状態であるときに参照符号レジスタ２３の偶数番目における符号Ｃ8 、Ｃ6 、Ｃ4 、Ｃ2 の値「００１０」を選択し、逆にマルチプレクサＭＰ２１〜ＭＰ２４はシフトクロックＣＫがオフ状態であるときに参照符号レジスタ２３の偶数番目における符号Ｃ8 、Ｃ6 、Ｃ4 、Ｃ2 の値「００１０」を選択し、オン状態であるときに参照符号レジスタ２３の奇数番目における符号Ｃ7 、Ｃ5 、Ｃ3 、Ｃ1の値「０１１１」を選択する。
【００３１】
したがって、今、図３（ａ）に示す最初の８ビットの逆拡散用データＤ１「０００１１１０１」がシフトクロックＣＫの立ち上がり及び立ち下がりの両エッジ部で、第１のシフトレジスタ２１及び第２のシフトレジスタ２２に交互に入力されて、図３（ｃ）に示すように、奇数番目のビットデータＤ１５、Ｄ１３及びＤ１１の値「１１１」が第１のシフトレジスタ２１のＤ型フリップフロップＤＦ１１，ＤＦ１２及びＤＦ１３に夫々格納されている状態で、時点ｔ０  でシフトクロックＣＫが図３（ｂ）に示すように立ち上がることにより、奇数番目の最後のデータＤ１７の値「０」がフリップフロップＤＦ１１に格納されると、それまでフリップフロップＤＦ１１〜ＤＦ１３に格納されていた「１１１」のデータが夫々ＤＦ１２〜ＤＦ１４にシフトされて、第１のシフトレジスタ２１のＤ型フリップフロップＤＦ１１、ＤＦ１２、ＤＦ１３及びＤＦ１４に、図３（ｃ）に示すように、奇数番目のデータＤ１７、Ｄ１５、Ｄ１３及びＤ１１の値「０１１１」が格納される。
【００３２】
次いで、偶数番目の最初から３つのデータＤ１６、Ｄ１４及びＤ１２の値「０１０」が第２のシフトレジスタ２２のＤ型フリップフロップＤＦ２１，ＤＦ２２及びＤＦ２３に格納されている状態で、時点ｔ１  でシフトクロックＣＫの立ち下がることにより、偶数番目の最後のデータＤ１８の値「０」がＤ型フリップフロップＤＦ２１に格納されると、各フリップフロップＤＦ２１〜Ｄ２３に格納されていたデータ「０１０」が夫々フリップフロップＤＦ２２〜ＤＦ２４にシフトされることにより、第２のシフトレジスタ２２のＤ型フリップフロップＤＦ２１、ＤＦ２２、ＤＦ２３及びＤＦ２４には図３（ｃ）に示すように偶数番目のデータＤ１８、Ｄ１６、Ｄ１４及びＤ１２の値「００１０」が格納される。
【００３３】
この時点ｔ１  より僅かに遅れた時点ｔ２  ではシフトクロックＣＫがオフ状態であるので、第１の選択手段としてのマルチプレクサＭＰ１１，ＭＰ１２，ＭＰ１３及びＭＰ１４では、参照符号レジスタ２３の奇数番目の出力を選択するので、これらマルチプレクサＭＰ１１，ＭＰ１２，ＭＰ１３及びＭＰ１４から図３（ｃ）に示すように参照符号Ｃの奇数番目の符号Ｃ７  、Ｃ５  、Ｃ３  及びＣ１  の値「０１１１」が出力され、同様に、第２の選択手段としてのマルチプレクサＭＰ２１，ＭＰ２２，ＭＰ２３及びＭＰ２４では、参照符号レジスタ２３の偶数番目の出力を選択するので、これらマルチプレクサＭＰ２１，ＭＰ２２，ＭＰ２３及びＭＰ２４から図３（ｃ）に示すように参照符号Ｃの偶数番目の符号Ｃ８  、Ｃ６  、Ｃ４  及びＣ２  の値「００１０」が出力される。
【００３４】
この結果、第１及び第２のシフトレジスタ２１及び２２に格納されているデータは、図３（ｃ）で右側第１段目に図示したように、逆拡散用データＤ１がその順に格納されていることになり、マルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４及びＭＰ２１〜ＭＰ２４で選択された参照符号も図３（ｃ）で右側第２段目に図示した参照符号となり、従来のように８つのＤ型フリップフロップを直列に接続した場合と等価なシフト動作を行っていることになる。
【００３５】
このため、排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１４はその入力データが等しくなるので、全て低レベルの出力となると共に、他方の排他的論理和回路ＥＯ２１〜ＥＯ２４もその入力データが等しくなるので、全て低レベルの出力となり、加算器２５で算出される相関度強度出力は最低レベルの「０」となり、これがピーク検出部１６に供給されることにより、このピーク検出部１６で最小ピーク値であると判断してパルス状の同期捕捉信号ＴＳを逆拡散符号発生器１７に供給し、逆拡散符号系列Ｃ(t) が乗算器１８に出力開始される。
【００３６】
このとき、時点ｔ３  でシフトクロックＣＫが立ち上がると、逆拡散用データＤ１に続く逆拡散用データＤ２の先頭データＤ２１の値「０」が図３（ｄ）に示すように、第１のシフトレジスタ２１のＤ型フリップフロップＤＦ１１に格納されることにより、各フリップフロップＤＦ１１〜ＤＦ１４のデータがシフトされて、これらの格納データは「００１１」となる。このとき、第２のシフトレジスタ２２の各フリップフロップＤＦ２１〜ＤＦ２４はシフト動作を行わないので、前回の格納データ「００１０」を維持する。
【００３７】
そして、時点ｔ３  より僅かに遅れた時点ｔ４  では、シフトクロックＣＫがオン状態となっているので、第１の選択手段としてのマルチプレクサＭＰ１１，ＭＰ１２，ＭＰ１３及びＭＰ１４で参照符号レジスタ２３の偶数出力を選択することにより、これらマルチプレクサＭＰ１１，ＭＰ１２，ＭＰ１３及びＭＰ１４から図３（ｄ）に示すように参照符号Ｃの偶数番目における符号Ｃ8 、Ｃ6 、Ｃ4 及びＣ2 の値「００１０」が出力され、逆に第２の選択手段としてのマルチプレクサＭＰ２１，ＭＰ２２，ＭＰ２３及びＭＰ２４から図３（ｄ）に示すように参照符号Ｃの奇数番目における符号Ｃ7 、Ｃ5 、Ｃ3 及びＣ1 の値「０１１１」が出力される。
【００３８】
この結果、図３（ｄ）の右側１段目に示すように、第１のシフトレジスタの内容が従来例と同様にシフトさせた場合の偶数番目のデータとなり、第２のシフトレジスタの内容が奇数番目のデータとなり、これに応じて参照符号も入れ換えられるので、従来のように８つのＤ型フリップフロップを直列に接続した場合と等価なシフト動作を行っていることになる。
【００３９】
このため、排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１３から低レベルの出力、ＥＯ１４から高レベルの出力が得られると共に、ＥＯ２１，ＥＯ２３から低レベルの出力、ＥＯ２２，ＥＯ２４から高レベルの出力が得られることにより、加算器２５から出力される相関強度出力が「３」となり、ピーク検出部１６でピーク値ではないと判断されて同期捕捉信号ＴＳの出力は停止される。
【００４０】
その後、シフトクロックＣＫの立ち下がり時点で図３（ｅ）に示すように、第２のシフトレジスタ２２に逆拡散データＤ２における最初の偶数番データＤ２２の値「１」が格納されることにより、シフト動作によってその内容が「１００１」に更新され、第１のシフトレジスタ２１はシフト動作しないので図３（ｅ）に示すように「００１１」を保持する。また、マルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４からは図３（ｅ）に示すように参照符号Ｃの奇数番目における符号Ｃ７  、Ｃ５  、Ｃ３  及びＣ１  の値「０１１１」が出力され、マルチプレクサＭＰ２１〜ＭＰ２４からは図３（ｅ）に示すように参照符号Ｃの偶数番目における符号Ｃ8 、Ｃ6 、Ｃ4 及びＣ2 の値「００１０」が出力される。この場合も図３（ｅ）の右側１段目に示すように、８段のシフト動作と等価なシフト動作となる。
【００４１】
このため、排他的論理和回路ＥＯ１１，ＥＯ１３，ＥＯ１４，ＥＯ２２の出力が低レベルとなり、残りのＥＯ１２，ＥＯ２１，ＥＯ２３及びＥＯ２４の出力が高レベルとなることにより、加算器２５から「４」の相関強度出力が得られ、これがピーク検出部１６に供給されるがピーク値ではないと判断されて同期捕捉信号ＴＳの出力停止状態が継続される。
【００４２】
その後、シフトクロックＣＫの立ち上がり及び立ち下がりに応じて順次図３（ｆ）〜図３（ｊ）に示すように逆拡散用データＤ２の奇数番目のデータＤ２３が第１のシフトレジスタ２１に、偶数番目のデータＤ２４が第２のシフトレジスタ２２に、奇数番目のデータＤ２５が第１のシフトレジスタ２１に、偶数番目のデ- タＤ２６が第２のシフトレジスタ２２に格納されて行き、夫々の相関強度出力は「５」，「４」，「３」，「４」，「５」となり、ピーク検出部１６でピーク値ではないと判断されて同期捕捉信号ＴＳの出力停止状態が継続される。
【００４３】
そして、図３（ｋ）に示すように、逆拡散用データＤ２における最後の偶数番データＤ２８の値「１」が第２のシフトレジスタ２２のフリップフロップＤＦ２１に格納されて、その内容が「１１０１」となり、第１のシフトレジスタ２１の内容は「１０００」を維持する。この結果、第１のシフトレジスタ２１の格納データが図３（ｋ）の右側第１段目に示すように、８段のシフトレジスタで構成した場合の奇数番データとなり、第２のシフトレジスタ２２の格納データが偶数番データとなる。
【００４４】
この直後では、シフトクロックＣＫがオフ状態であるので、マルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４で参照符号レジスタ２３の参照符号Ｃの奇数番目における符号Ｃ7 、Ｃ5 、Ｃ3 及びＣ1 の値「０１１１」を選択し、マルチプレクサＭＰ２１〜ＭＰ２４で参照符号Ｃの偶数番目における符号Ｃ8 、Ｃ6 、Ｃ4 及びＣ2 の値「００１０」を選択しているので、排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１４及びＥＯ２１〜ＥＯ２４の全ての出力が高レベルとなり、加算器２５で算出される相関強度出力が「８」となり、これがピーク検出部１６に供給されるので、このピーク検出部１６で最大ピーク値と判断されてパルス状の同期捕捉信号ＴＳが出力され、これに応じて逆拡散符号発生器１７から再度逆拡散符号列Ｃ(t) が出力され、乗算器１８で次の逆拡散用データＤ３に乗算されて、送信データと同一の受信データが再生される。
【００４５】
このように、上記実施形態によると、シフトレジスタを拡散符号のビット数の半分の段数となる第１のシフトレジスタ２１及び第２のシフトレジスタ２２に分割して並列に接続し、その一方をシフトクロックＣＫの立ち上がりでシフト動作させ、他方をシフトクロックＣＫの立ち下がりでシフト動作させると共に、マルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４及びＭＰ２１〜ＭＰ２４でシフトクロックＣＫのオン・オフ状態に応じて参照符号レジスタ２３に格納されている参照符号の奇数番目及び偶数番目を選択し、各シフトレジスタの各段の出力とマルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４及びＭＰ２１〜ＭＰ２４の出力とを排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１４及びＥＯ２１〜ＥＯ２４に供給して不一致のときに高レベルの出力を得、これを加算器２５で加算して、相関強度出力を得るようにしているので、８ビットの逆拡散データを再生する場合に、シフトパルスＣＫが４パルス分で済み、１ビットが通過するＤ型フリップフロップ数が４つで済むことから、従来例のように８段のシフトレジスタを適用した場合の８パルス且つ通過フリップフロップ数が８の半分となるので、シフトクロックＣＫクロックレートを半減させることができ、大きな省電力化を計ることができる。このとき、マルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４及びＭＰ２１〜ＭＰ２４で新たにスイッチング動作を生じるが、参照符号は１ビットであるので、多ビットのシフトレジスタでのスイッチング回数の削減効果の方が遥かに大きい。したがって、マッチトフィルタ１５を使用した無線受信機２０全体の省電力化を計ることができ、内蔵バッテリを長寿命化することができる。
【００４６】
なお、上記実施形態においては、拡散符号が８ビットである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、任意のビット数に設定することができる。
また、上記実施形態においては、参照符号レジスタ２３に逆拡散用データＤ１に相当する参照符号を格納した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、逆拡散用データＤ２に相当する参照符号を格納するようにしてもよく、さらには逆拡散用データの奇数番目と偶数番目とを入れ換えた参照符号とすることもでき、この場合にはマルチプレクサＭＰ１１〜ＭＰ１４及びＭＰ２１〜ＭＰ２４のシフトクロックＣＫに応じた選択を上記実施形態と逆に入れ換えればよい。また、逆拡散用データＤ１又はＤ２に相当する参照符号の奇数番目及び偶数番目の符号を格納した２つの参照符号レジスタを設け、これらをマルチプレクサで選択して、排他的論理和回路ＥＯ１１〜ＥＯ１４及びＥＯ２１〜ＥＯ２４に供給するようにしてもよい。
【００４７】
さらに、シフトレジスタの分割数は上記実施形態のように２分割に限らず、３分割、４分割等の任意分割数とすることができ、これに応じて参照符号レジスタ２３の出力段の選択ビット数範囲を増加させればよい。
さらにまた、上記実施形態においては、無線受信機２０でＲＦアンプ１２から出力されるベースバンド信号を復調器１３で復調してからＡ／Ｄ変換器１４でディジタル信号に変換して相関部１９に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図４に示すように、ＲＦアンプ１２で増幅したベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器１４でディジタル信号に変換し、これを図２に示すマッチトフィルタ１５を有する相関部１９に供給してスペクトル逆拡散を行った後、ベースバンド復調部２７で復調してから処理回路２８に供給することによりＣＤＭＡ電話受信機２９を構成するようにしてもよい。
【００４８】
なおさらに、上記実施形態においては、本発明をマッチトフィルタに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ｎ段のシフトレジスタとその各出力段の出力にフィルタ係数を乗算して加算するようにした非巡回型ディジタルフィルタに適用し得るものである。
また、上記実施形態においては、本発明をＣＤＭＡ方式の通信システムに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図５に示すように、直接拡散（ＤＳ：Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ又はＤｉｒｅｃｔ  Ｓｐｒｅａｄ）を行うスペクトル拡散（ＳＳ：Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）方式を採用した無線ローカルエリアネットワーク用の無線受信機器３０に適用することができる。すなわち、無線受信機器３０は、無線アンテナ１１で受信した受信信号をＲＦアンプ１２で増幅した信号をＡ／Ｄ変換器１４でディジタル信号に変換し、これを図２に示すマッチトフィルタ１５を有する相関部１９でスペクトル逆拡散を行ってから、ベースバンド復調部３１で復調してからパケット処理部３２で受信パケットからデータを抽出してノート型パーソナルコンピュータ、モバイル機器等の省電力化を要求される携帯型情報端末３３に供給すると共に、この携帯型情報端末３３から無線受信機器３０に必要な電力の供給を受けるように構成されている。この場合も、相関部１９のマッチトフィルタ１５で省電力化を計ることができるので、無線受信機器３０全体の省電力化を計ることができ、無線受信機器３０を接続する携帯型情報端末３３の内蔵バッテリを長寿命化することができる。なお、Ａ／Ｄ変換器１４及び相関部１９とベースバンド復調部３１との接続順序を入れ換えてもよい。この他、拡散符号を使用した他の無線受信機器にも本発明を適用し得るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明をＣＤＭＡ方式の通信システムに適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の非巡回型ディジタルフィルタを構成するマッチトフィルタを示すブロック図である。
【図３】マッチトフィルタの動作の説明に供するタイムチャートである。
【図４】図１の変形例を示すブロック図である。
【図５】本発明を無線ローカルエリアネットワーク用の無線受信器に適用した場合の実施形態を示す図である。
【符号の説明】
１０…無線送信機、１１…受信アンテナ、１２…ＲＦアンプ、１３…復調部、１４…Ａ／Ｄ変換器、１５…マッチトフィルタ、１６…ピーク検出部、１７…逆拡散符号発生器、１８…乗算器、１９…相関部、２０…無線受信機、２１…第１のシフトレジスタ、２２…第２のシフトレジスタ、２３…参照符号レジスタ、２５…加算器、ＤＦ１１〜ＤＦ１４，ＤＦ２１〜ＤＦ２４…Ｄ型フリップフロップ、ＭＰ１１〜ＭＰ１４，ＭＰ２１〜ＭＰ２４…マルチプレクサ、ＥＯ１１〜ＥＯ１４，ＥＯ２１〜ＥＯ２４…排他的論理和回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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