(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を交流に変換するインバータ回路の出力電流を制御する制御回路であって、
所定の電流値に対応する第１の閾値、またはその所定の電流値よりも大きい電流値に対応する第２の閾値を選択的に出力する閾値出力手段と、
負荷に供給する電流と上記閾値出力手段により出力される閾値とを比較する１つの比較器と、
負荷に供給する電流が上記閾値出力手段により出力される閾値よりも大きいと上記１つの比較器により判断された場合に、その負荷へ供給する電流を抑制する抑制手段と、
上記閾値出力手段が上記第１の閾値を出力している期間に、負荷に供給する電流が上記閾値出力手段により出力される閾値よりも大きいと上記１つの比較器により判断された場合に、上記閾値出力手段が出力すべき閾値を上記第１の閾値から上記第２の閾値に切り替え、さらに、所定時間が経過した時点で上記閾値出力手段が出力すべき閾値を上記第２の閾値から上記第１の閾値に戻す制御手段と、
を有する制御回路。
【請求項２】
上記所定時間が経過した後に上記閾値出力手段が上記第２の閾値を出力することを禁止する禁止手段をさらに有する
ことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
上記所定時間が経過したときから更に第２の所定時間が経過するまでの期間、上記閾値出力手段が上記第２の閾値を出力することを禁止する禁止手段をさらに有する
ことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流を交流に変換するインバータ回路の出力電流を制御する回路に係わる。
【０００２】
【従来の技術】
直流電源の出力を交流に変換するインバータ回路は、広く普及している。たとえば、商用電源（ここでは、電圧の実効値が１００Ｖｒｍｓの交流）に接続される電化製品を自動車等の中で使用できるようにするためには、バッテリの出力からその商用電源と同等の交流を生成するためのインバータ回路が必要になる。
【０００３】
図７は、従来のインバータ回路の一例の構成図である。ここでは、Ｈブリッジ回路を用いたインバータ回路を採り上げて説明する。
Ｈブリッジ回路１０１は、４つのスイッチング素子（たとえば、ＭＯＳトランジスタ）Ｓ１〜Ｓ４を有し、直流電圧ＶH が供給される。制御回路１０２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する制御信号を生成する。電流検出回路１０３は、負荷１０４に供給される電流を検出し、その検出結果を制御回路１０２に通知する。制御回路１０２は、電流検出回路１０３により検出された負荷電流が所定値よりも大きかった場合（即ち、過電流が発生した場合）、その電流を小さくするか、あるいはその電流を停止するようにＳ１〜Ｓ４を制御する。
【０００４】
上記構成のインバータ回路の動作を図８を参照しながら説明する。制御回路１０２は、通常、Ｈブリッジ回路１０１が第１の状態（Ｓ１およびＳ３をオンにするとともに、Ｓ２およびＳ４をオフにする状態）と第２の状態（Ｓ１およびＳ３をオフにすると共に、Ｓ２およびＳ４をオンにする状態）とを交互に繰り返すような制御信号を出力する。ここでは、Ｓ１〜Ｓ４用の制御信号が「Ｈ」レベルのとき、対応するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン状態になるものとしている。第１の状態の期間においては、スイッチング素子Ｓ１→負荷１０４→スイッチング素子Ｓ３という方向に電流が流れ、一方、第２の状態の期間においては、スイッチング素子Ｓ２→負荷１０４→スイッチング素子Ｓ４という方向に電流が流れる。このようにして、負荷１０４に交流電流が供給される。
【０００５】
インバータ回路は、通常、過電流防止機能を備えている。すなわち、上記インバータ回路において、過電流（負荷電流が制限値を越える）が発生すると、制御回路１０２は、Ｈブリッジ回路１０１を強制的に停止状態にして負荷電流を減少させる。ここでは、制御回路１０２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をすべてオフ状態にすることにより負荷１０４への電流供給を停止している。そして、負荷電流が制限値以下に戻れば、制御回路１０２は、Ｈブリッジ回路１０１に上記第１の状態と第２の状態を繰り返えさせるための制御信号を再び出力する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
電化製品の中には、容量性負荷と呼ばれるものがある。容量性負荷とは、大型のコンデンサを有する負荷のことを言い、例えば、テレビ等が該当する。容量性負荷は、一般に、上記コンデンサを充電した状態で使用する。従って、容量性負荷を迅速に起動するためには、そのコンデンサを短時間で充電する必要がある。所定容量のコンデンサを短時間で充電するためには、供給する電流値を大きくする必要がある。すなわち、容量性負荷の起動時には、通常、そのコンデンサが充電されるまでの間、大きな電流が要求されることになる。
【０００７】
ところが、インバータ回路は、通常、上述したような過電流防止機能を備えている。このため、容量性負荷がその起動時に大きな電流を要求すると、インバータ回路の過電流防止機能が働き、インバータ回路はその容量性負荷が要求する電流を十分に供給できない。この結果、容量性負荷の立上り時間が長くなってしまう。もちろん、大容量のインバータ回路を用いれば容量性負荷を迅速に起動することは可能であるが、通常動作状態の定格電力をはるかに上回るインバータ回路を用いることは、コストや収容スペースの点でのデメリットが大きい。ユーザにとっては、できるだけ小容量のインバータ回路で負荷を迅速に起動できることが望ましい。
【０００８】
また、機器によっては、電源投入後の所定時間内に起動できなかった場合に、以降の入力を受け付けないようにする保護機能を備えるものがある。このような機器が容量性負荷であった場合には、その機器の定格がインバータ回路の定格の範囲内であっても、起動時間が長くなると上記保護機能が働いて機器自体が動作しなくなってしまうことが起こり得る。
【０００９】
このように、上記インバータ回路に容量性負荷を接続した場合、その負荷を起動するまでの時間が長かったり、場合によってはその負荷を起動できないこともあった。
なお、上述の問題は、容量性負荷のみに係わるものではなく、モータの起動時やランプの電源投入時にも生じる。すなわち、モータ負荷の場合には、その起動時に十分な電流を供給できないと始動性が良好でなくなり、また、ランプ負荷の場合には、電源投入直後に素早くフィラメントを暖めることができない。
【００１０】
本発明の課題は、上記課題を解決することであり、容量性負荷などを迅速かつ確実に起動できるインバータ回路を実現するための制御回路を提供することである。特に、インバータ回路自体の電気的容量を大きくすることなく、容量性負荷等を迅速かつ確実に起動できるようにする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の制御回路は、直流を交流に変換するインバータ回路の出力電流を制御する回路であって、以下の各手段を有する。
閾値出力手段は、所定の電流値に対応する第１の閾値またはその所定の電流値よりも大きい電流値に対応する第２の閾値を選択的に出力する。１つの比較器は、負荷に供給する電流と閾値出力手段により出力される閾値とを比較する。抑制手段は、負荷に供給する電流が上記閾値出力手段により出力される閾値よりも大きいと上記１つの比較器により判断された場合に、その負荷へ供給する電流を抑制する。制御手段は、上記閾値出力手段が上記第１の閾値を出力している期間に、負荷に供給する電流が上記閾値出力手段により出力される閾値よりも大きいと上記１つの比較器により判断された場合に、上記閾値出力手段が出力すべき閾値を上記第１の閾値から上記第２の閾値に切り替え、さらに、所定時間が経過した時点で上記閾値出力手段が出力すべき閾値を上記第２の閾値から上記第１の閾値に戻す。
なお、上記制御回路において、上記所定時間が経過した後に上記閾値出力手段が上記第２の閾値を出力することを禁止する禁止手段をさらに有するようにしてもよい。また、上記所定時間が経過したときから更に第２の所定時間が経過するまでの期間、上記閾値出力手段が上記第２の閾値を出力することを禁止する禁止手段をさらに有するようにしてもよい。
【００１２】
上記構成によれば、負荷電流が大きくなったときには、過電流を監視するための閾値が一時的に通常の閾値よりも大きくなる。このことにより、負荷には瞬間的に大きな電流が供給される。
【００１３】
本発明の他の態様の制御回路は、容量性負荷に接続可能なインバータ回路の出力電流を制御する制御回路であって、当該インバータ回路から負荷に供給される負荷電流が閾値を越えたときにその負荷へ供給する電流を抑制する過電流防止手段と、当該インバータ回路の電源投入後またはリセット後の最初の過電流に対してのみ上記閾値を通常時の閾値よりも大きくする制御手段を有する。
このような構成とすれば、当該インバータ回路の電源投入後またはリセット後の最初の過電流に対してのみ上記閾値が通常時の閾値よりも大きくなる。したがって、容量性負荷のように、その起動時において大きな電流を要求する負荷に対して十分な電流を供給でき、短時間で動作させることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は、本実施形態の制御回路の回路図である。この制御回路は、図７に示す制御回路１０２に対応する。すなわち、この制御回路は、図７に示す電流検出回路１０３の出力を参照しながら、Ｈブリッジ回路１０１を制御することにより、直流を交流に変換して負荷１０４に交流電流を供給する。なお、図１では、Ｈブリッジ回路１０１、電流検出回路１０２および負荷１０４を省略しているが、以下の説明の中でそれらを参酌することがある。
【００１５】
本実施形態の制御回路は、電流制御部１０およびデューティ制御部３０から構成される。電流制御部１０は、負荷１０４に供給する電流を監視し、過電流を検出するとその旨をデューティ制御部３０に通知する。デューティ制御部３０は、直流電源の出力を実効値が１００Ｖの交流に変換するための制御信号を生成してＨブリッジ回路１０１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に供給する。また、デューティ制御部３０は、電流制御部１０から過電流が発生した旨の通知を受けると、負荷１０４へ供給する電流を抑制（減少または停止）させるような制御信号を生成してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に供給する。
【００１６】
電流制御部１０は、以下の点で既存の過電流検出回路と異なる。即ち、既存の過電流検出回路は、負荷電流と予め決められた閾値（制限電流）とを比較し、負荷電流がその閾値を越えるか否かにより過電流を検出する。これに対して、電流制御部１０は、負荷電流と比較するための閾値を少なくとも２つ持ち、必要に応じてそれらの閾値を切り換えながら過電流を監視する。本実施形態では、２つの閾値を使用する。これら２つの閾値は、互いに異なる電流値に対応しており、小さい電流に対応する閾値を第１の閾値、大きい電流に対応する閾値第２の閾値と呼ぶことにする。
【００１７】
電流制御部１０は、通常、第１の閾値を用いて過電流を監視する。そして、負荷電流がその第１の閾値を越えたときには、負荷電流と比較される閾値を第１の閾値から第２の閾値に変更する。このとき、電流制御部１０は、過電流が発生したことをデューティ制御部３０へは通知しない。また、負荷電流と比較される閾値として第２の閾値を用いる期間は、予め決められた所定の時間のみであり、その期間が経過した後は、閾値は第１の閾値に戻される。
【００１８】
上記構成によれば、第２の閾値は第１の閾値よりも大きいので、負荷電流が第１の閾値を越えた直後の所定の期間内においては、当該インバータ回路は、負荷１０４に大きな電流を供給できる。なお、負荷電流が第２の閾値を越えた場合には、電流制御部１０は、過電流が発生したことをデューティ制御部３０に通知する。
【００１９】
電流制御部１０は、上述のように、負荷電流が第１の閾値を越えたときに第２の閾値を用いるが、このようにして第２の閾値を用いるのは、電源投入後またはリセット後に初めて負荷電流が第１の閾値を越えたときのみである。このような構成を導入した理由は、以下の通りである。すなわち、負荷１０４として、たとえば、テレビ等の容量性負荷を接続したとすると、定格以上の大きな電流が要求されるのは、その負荷の起動時である。したがって、この場合、電源投入後の所定の期間（容量性負荷が有するコンデンサが充電されるまでの期間）だけ大きな電流を供給できればよい。このような理由により、電源投入後またはリセット後に初めて負荷電流が第１の閾値を越えたときにのみ第２の閾値を用いるようにしている。なお、当然のことではあるが、負荷電流が第１の閾値を越えるごとに閾値を第２の閾値に切り換えるのであれば、実質的に第１の閾値を設けている意味がない。
【００２０】
このように、本実施形態のインバータ回路の出力電流を制御する制御回路は、負荷の起動時においてのみ過電流の許容値を大きくし、インバータ回路はその間に負荷に大きな電流を供給できる。
次に、電流制御部１０およびデューティ制御部３０の構成および動作を詳細に説明する。
【００２１】
コンパレータ１１は、電流検出回路１０３により検出された負荷電流と、閾値出力回路１２の出力とを比較し、負荷電流がその閾値を越えると「Ｌ」レベルを出力する。コンパレータ１１の出力は、トランジスタＱ２を介してデューティ制御部３０に転送されると共に、その論理値が反転させられてナンド回路１３に入力される。
【００２２】
閾値出力回路１２は、トランジスタＱ３、および抵抗Ｒ１〜Ｒ３から構成される。トランジスタＱ３は、ワンショット回路１４のＱ出力により制御される。閾値出力回路１２の出力は、このトランジスタＱ３の状態により変化する。即ち、閾値出力回路１２は、トランジスタＱ３がオフ状態のときは、第１の閾値Ｖ１＝Ｖcc・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）を出力する。一方、トランジスタＱ３がオン状態のときは、トランジスタＱ３のオン抵抗を無視すると、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３とが並列に接続された状態となるので、閾値出力回路１２は、第２の閾値Ｖ２＝Ｖcc・Ｒ２／（Ｒa ＋Ｒ２）を出力する。なお、Ｒa ＝Ｒ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）である。ここで、Ｒ１＞Ｒa であるので、Ｖ１＜Ｖ２となる。すなわち、閾値出力回路１２は、ワンショット回路１４から「Ｈ」レベルを受信すると、その出力をＶ１からＶ２に上昇させる。
【００２３】
ナンド回路１３の他方の端子には、ワンショット回路１４のＱ出力が入力されている。そして、ナンド回路１３の出力は、ワンショット回路１４、１５の各入力端子、およびフリップフロップ１６のクロック端子に転送される。
ワンショット回路１４は、立下りエッジを検出すると、接続されている抵抗の抵抗値とコンデンサの容量によって決まる時間だけそのＱ出力を「Ｈ」レベルにする。即ち、ワンショット回路１４は、フリップフロップ１７の出力によりクリアされていない状態においては、負荷電流が上昇してコンパレータ１１の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切り替わると、所定時間だけＱ出力を「Ｈ」レベルにする。また、ワンショット回路１４の反転Ｑ出力は、フリップフロップ１７のクロック端子に転送される。
【００２４】
ワンショット回路１５は、基本的には、ワンショット回路１４と同じ動作をする。ただし、ワンショット回路１５の時定数は、ワンショット回路１４の時定数と比べて十分に短い。これらの時定数につては後述する。ワンショット回路１５のＱ出力は、トランジスタＱ１のベース端子、およびフリップフロップ３４のクリア端子に入力されている。
【００２５】
フリップフロップ１６は、リセット信号が入力されると、「Ｌ」レベルを出力する。なお、リセット信号は、この制御回路に電力を供給する電源が投入されたときに生成される。そして、フリップフロップ１６は、そのクロック端子に立上りエッジが入力されると、以降、その出力を「Ｈ」レベルに保持する。フリップフロップ１６の出力は、トランジスタＱ２の制御端子に入力される。
【００２６】
フリップフロップ１７は、フリップフロップ１６と同様に、リセット信号が入力されると、「Ｌ」レベルを出力する。また、フリップフロップ１７のクロック端子にはワンショット回路１４の反転Ｑ出力が接続されており、フリップフロップ１７は、そのクロック端子において立上りエッジを検出すると、以降、「Ｈ」レベルを保持する。即ち、負荷電流が上昇してコンパレータ１１の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切り替わり、それに伴ってワンショット回路１４が所定パルス幅のパルスを出力した際、そのパルスの終了タイミングにおいてフリップフロップ１７の出力が「Ｈ」レベルになる。フリップフロップ１７の出力は、ワンショット回路１４および１５のクリア端子に入力される。したがって、上述のようにしてフリップフロップ１７の出力が「Ｈ」レベルに切り換えられると、以降、ワンショット回路１４および１５は、パルス生成動作をしなくなる。
【００２７】
トランジスタＱ１は、ワンショット回路１５の出力により制御される。トランジスタＱ１は、Ｈブリッジ回路１０１を制御するパルス信号（制御信号）のデューティを決定する際に用いる三角波を消滅させるか否かを切り換える。トランジスタＱ１がオン状態のときに、デューティ制御部３０において三角波が消滅させられる。トランジスタＱ２は、フリップフロップ１６の出力により制御される。トランジスタＱ２は、コンパレータ１１の出力をデューティ制御部３０に伝えるか否かを切り換える。トランジスタＱ２がオフ状態のときには、過電流が検出された場合であっても、そのことはデューティ制御部３０へは伝えられない。
【００２８】
デューティ制御部３０は、基本的には既存技術と同じ動作をする。ただし、リセット後に最初に負荷電流が第１の閾値を越えた場合の動作は、既存技術とは異なる。まず、既存技術と基本的に同じ動作をする部分について説明する。
アンプ３１は、エラーアンプであり、Ｈブリッジ回路１０１に供給される直流電圧ＶH と予め決められている参照電圧Ｖref とを比較し、その差分を増幅して出力する。直流電圧ＶH が一定の期間は、アンプ３１の出力も一定である。発振器３２は、図２に示すように、負荷電流の向きを交互に反転させるタイミングを指示するパルス信号、およびデューティを決定する際に用いる三角波（のこぎり波）を生成する。このパルス信号と三角波とは、互いに同期している。コンパレータ３３は、アンプ３１の出力と三角波とを比較し、アンプ３１の出力レベルの方が大きい期間には「Ｌ」レベルを出力し、アンプ３１の出力レベルの方が小さい期間には「Ｈ」レベルを出力する。コンパレータ３３の出力の「Ｈ」レベルと「Ｌ」レベルの時間比を「デューティ」と呼ぶ。あるいは、コンパレータ３３の出力の「Ｈ」レベルの時間と、「Ｈ」レベルの時間と「Ｌ」レベルの時間との和との比を「デューティ」と呼ぶ。
【００２９】
フリップフロップ３４は、発振器３２が出力するパルス信号に基づいて、１組のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、または１組のスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のうちの一方の組に属する各スイッチング素子を導通可能な状態にするための信号を生成する。たとえば、図２において、パルスＰ１からパルスＰ２までの期間は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３が導通可能状態であり、パルスＰ２からパルスＰ３までの期間は、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４が導通可能状態である。導通可能状態において実際に各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン状態（導通状態）となるか否かは、コンパレータ３３の出力によって決まる。すなわち、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、それぞれ、導通可能状態であり且つコンパレータ３３の出力が「Ｈ」レベルのときにオン状態となる。そして、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３がオン状態のときには、負荷１０４に第１の極性の電圧が印加され、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４がオン状態のときには、負荷１０４に第１の極性と反対の極性の電圧が印加される。
【００３０】
デューティ制御部３０は、ワンショット回路１５のＱ出力を受信することにより、既存技術とは異なる動作をする。即ち、フリップフロップ３４は、ワンショット回路１５のＱ出力が「Ｈ」レベルになるとリセットされる。フリップフロップ３４は、リセットされている期間は、Ｑ出力として「Ｌ」レベルを出力し、反転Ｑ出力として「Ｈ」レベルを出力する。このことにより、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３は強制的に導通可能状態となり、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４は強制的に非導通可能状態となる。
【００３１】
また、コンパレータ３３に入力される三角波は、ワンショット回路１５のＱ出力が「Ｈ」レベルになると、トランジスタＱ１がオン状態となり、発振器３２に接続されているコンデンサが放電するので、消滅する。即ち、ワンショット回路１５のＱ出力が「Ｈ」レベルになると、発振器３２は実質的に初期化される。
【００３２】
次に、図３を参照しながら、上記構成の制御回路の動作を説明する。
まず、この制御回路の電源が投入されると、リセット信号が生成され、フリップフロップ１６および１７に入力される。このことにより、フリップフロップ１６および１７の出力は、「Ｌ」レベルとなる。したがって、トランジスタＱ２はオフ状態となる。また、ワンショット回路１４および１５は、コンパレータ１１の出力を待つ状態であり、それぞれＱ出力は「Ｌ」レベル、反転Ｑ出力は「Ｈ」レベルとなっている。このため、トランジスタＱ１およびＱ３はオフ状態となっている。したがって、閾値出力回路１２は、閾値としてＶ１＝Ｖcc・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）を出力する。
【００３３】
負荷１０４に流れる電流（電流検出回路１０２の出力）が閾値（閾値出力回路１２の出力Ｖ１）よりも小さい期間は、ワンショット回路１４、１５、フリップフロップ１６、１７、閾値出力回路１１、トランジスタＱ１、Ｑ２は上記初期状態を保持する。したがって、電流制御部１０は、負荷電流と閾値Ｖ１とを比較することにより過電流を監視する。また、デューティ制御部３０は、過電流が検出されない期間は、図２に示す動作に従ってＨブリッジ回路１０１を駆動するための制御信号を生成する。
【００３４】
上記状態において、負荷１０４として容量性負荷を接続し、その容量性負荷を起動したものとする。容量性負荷は、上述したように大型のコンデンサを有し、一般に、そのコンデンサを充電した状態で使用する。したがって、容量性負荷の起動時には、そのコンデンサが充電されるまでの間、大きな電流が要求されることになる。
【００３５】
容量性負荷の起動等に伴って負荷電流が閾値Ｖ１を越えると、コンパレータ１１の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切り替わる。この立下りエッジは、ナンド回路１３を介してワンショット回路１４および１５に伝えられる。ワンショット回路１４は、このエッジを検出すると、Ｑ出力を所定時間だけ「Ｈ」レベルにする。ワンショット回路１４のＱ出力が「Ｈ」レベルになると、トランジスタＱ３がオン状態となり、閾値出力回路１１は、閾値としてＶ２＝Ｖcc・Ｒ２／（Ｒa ＋Ｒ２）を出力する。尚、Ｒa ＝Ｒ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）である。
【００３６】
同様に、ワンショット回路１５は、上記エッジを検出するとそのＱ出力を所定時間だけ「Ｈ」レベルにする。ワンショット回路１５のＱ出力が「Ｈ」レベルになると、トランジスタＱ１がオン状態になると共に、フリップフロップ３４がクリアされる。トランジスタＱ１がオン状態になると、発振器３２に接続されているコンデンサの放電が完了した時点で三角波が消滅する。このようにして三角波が消滅した状態になると、アンプ３１の出力レベルは実質的に一定なので、コンパレータ３３の出力は「Ｌ」レベルに固定される。この状態は、発振器３２が負荷電流の方向を切り換えるための次のパルスを出力するまで継続される。一方、フリップフロップ３４は、クリア状態においては、そのＱ出力を「Ｌ」レベルに固定し、また、その反転Ｑ出力を「Ｈ」レベルに固定する。したがって、デューティ制御部３０は、Ｈブリッジ回路１０１に対する制御信号として、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３をオン状態にし、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４をオフ状態にする信号を出力する。なお、ワンショット回路１５が出力するパルスのパルス幅は、発振器３２に接続されているコンデンサを十分に放電できる程度の時間とする。
【００３７】
デューティ制御部３０が上述の制御信号を出力すると、Ｈブリッジ回路１０１は、スイッチング素子Ｓ１→負荷１０４→スイッチング素子Ｓ３という経路で電流を流す。このとき、過電流を検出するための閾値は、閾値出力回路１２において閾値Ｖ１よりも大きい閾値Ｖ２に設定されているので、負荷１０４には閾値Ｖ１よりも大きな電流を供給することができる。ただし、負荷電流が閾値Ｖ２よりも大きくなることは許されない。
【００３８】
上記構成によれば、閾値Ｖ１を越える大電流は、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４を介して流れることはなく、常にスイッチング素子Ｓ１およびＳ３を介して流れる。したがって、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３の電流容量を大きくしておけば（たとえば、閾値Ｖ２に相当する電流程度）、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４としては電流容量の小さいもの（たとえば、閾値Ｖ１程度）を用いることができる。
【００３９】
なお、容量性負荷の起動等に伴って負荷電流が閾値Ｖ１を越えると、コンパレータ１１の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切り替わるが、このとき、トランジスタＱ２はオフ状態なので、負荷電流が閾値Ｖ１を越えたという事実は、デューティ制御部３０には通知されない。このため、負荷１０４に閾値Ｖ１よりも大きな電流を供給することができる。
【００４０】
閾値が閾値Ｖ２に上昇することにより負荷電流が閾値よりも小さくなると、コンパレータ１１の出力は、「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに戻る。この立上りエッジは、ナンド回路１３を介してフリップフロップ１６に伝えられる。フリップフロップ１６は、このエッジを検出すると、「Ｈ」レベルを出力することによりトランジスタＱ２をオン状態にする。トランジスタＱ２がオン状態になると、コンパレータ１１の出力がデューティ制御部３０へ伝えられるようになる。即ち、閾値がいったん閾値Ｖ２に設定された後は、コンパレータ１１によって過電流が検出されると、そのことがデューティ制御部３０に通知されるようになる。
【００４１】
デューティ制御部３０は、以下の３つのイベントの中のいずれか１つが発生するまでの間、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４をオフ状態とする制御信号を出力しつづける。（１）負荷電流が閾値Ｖ２を越える。（２）アンプ３１の出力が三角波のレベルよりも小さくなる。（３）三角波のレベルがピークに到達する（負荷電流の方向を切り換えるパルス信号を発振器３２から受信する）。上記（１）または（２）の場合には、コンパレータ３３の出力が「Ｈ」レベルとなり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対する制御信号がすべて「Ｌ」レベルとなる。したがって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がすべてオフ状態になり、負荷１０４に電流が流れなくなる。一方、上記（３）の場合には、フリップフロップ３４のＱ出力および反転Ｑ出力がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルとなり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４が通電可能状態になる。このとき、三角波は通常時と同じように出力されているので、Ｈブリッジ回路１０１は通常の動作を行う。
【００４２】
ワンショット回路１４は、容量性負荷の起動時に負荷電流が閾値Ｖ１を越えたことに伴うコンパレータ１１の立下りエッジを検出してから所定の時間が経過すると、Ｑ出力を「Ｌ」レベルに戻し、反転Ｑ出力を「Ｈ」レベルに戻す。ワンショット回路１４のＱ出力が「Ｌ」レベルになると、トランジスタＱ３がオフ状態となり、閾値出力回路１２は、閾値として閾値Ｖ１を出力する。したがって、以降、コンパレータ１１は、この閾値Ｖ１を用いて過電流を監視する。また、ワンショット回路１４の反転Ｑ出力が「Ｈ」レベルになると、以降、リセットされるまでフリップフロップ１７のＱ出力が「Ｈ」レベルとなる。そして、フリップフロップ１７のＱ出力が「Ｈ」レベルとなると、ワンショット回路１４および１５は、クリアされて休止状態になる。すなわち、ワンショット回路１４の時定数として設定されている時間が経過した後は、ワンショット回路１４および１５は、過電流の発生によりコンパレータ１１の出力にエッジが生じても、そのエッジを無視する。換言すれば、電流制御部１０は、リセット後（電源投入後）の最初の過電流検出時においてのみ閾値を通常時よりも高くするが、以降は、過電流が発生しても閾値を閾値Ｖ１のまま変化させることはない。
【００４３】
なお、ワンショット回路１４の時定数および閾値Ｖ２は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３がその安定動作領域内で動作するような値を設定する。また、ワンショット回路１４の時定数を、例えば、上記三角波の周期と同じ程度とすれば、負荷電流が通常の閾値（閾値Ｖ１）を越えてもよい期間は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３がオン状態になる期間に限定され、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４に閾値Ｖ１を越える大きな電流が流れることはない。
【００４４】
上記実施例では、過電流をモニタするための閾値として、ある電流値に相当する第１の閾値およびその第１の閾値よりも大きな電流値に相当する第２の閾値を用意し、電源投入後またはリセット後に初めて負荷電流が上記第１の閾値を越えたときにのみ第２の閾値を用いる構成を示したが、本発明は、この構成に限定されるものではない。以下では、過電流をモニタするための閾値を、定期的に上記第１の閾値から上記第２の閾値に切り換えることを許容する構成を示す。
【００４５】
図４は、本発明の他の実施形態の電流制御部の回路図である。なお、図４においては、デューティ制御部３０を描いていないが、その構成および動作は図１を参照しながら説明した通りである。
図４に示す電流制御部は、図１に示した電流制御部１０と比較すると、フリップフロップ１６およびトランジスタＱ２が取り除かれ、また、ワンショット回路１８および１９が新たに設けられている。ワンショット回路１８は、ワンショット回路１４の反転Ｑ出力の立上りエッジをトリガとしてパルスを１つ出力する。また、ワンショット回路１９は、ワンショット回路１８の反転Ｑ出力の立上りエッジをトリガとしてパルスを１つ出力する。そして、ワンショット回路１９のＱ出力は、フリップフロップ１７のクリア端子に入力される。なお、フリップフロップ１７は、リセット信号またはワンショット回路１９のＱ出力のうちの少なくとも一方が「Ｈ」となると、以降、ワンショット回路１４からの立上りエッジを検出するまで「Ｌ」を出力する。以下、図４に示す電流制御部の動作を図５に示すタイミング図を参照しながら説明する。
【００４６】
リセット信号を受信してから、負荷電流が閾値Ｖ１を初めて越えることによって閾値出力回路１２が閾値Ｖ２を出力するまでの動作は、基本的に、図１に示した電流制御部１０の動作と同じである。この後、図４に示す電流制御部においては、ワンショット回路１４の反転Ｑ出力が「Ｌ」から「Ｈ」に切り替わることをトリガとして、ワンショット回路１８がその反転Ｑ出力を「Ｌ」にする。ワンショット回路１８がその反転Ｑ出力を「Ｌ」にする時間（以下、「周期時間」と呼ぶ）は、ワンショット回路１８に接続されている抵抗の抵抗値およびコンデンサの容量によって決まる。ここで、ワンショット回路１４の反転Ｑ出力が「Ｌ」から「Ｈ」に切り替わるタイミングは、閾値出力回路１２の出力が閾値Ｖ２から閾値Ｖ１に戻るタイミングである。したがって、ワンショット回路１８は、負荷電流を監視するための閾値が閾値Ｖ２から閾値Ｖ１に戻ったときから周期時間が経過するまでの間、「Ｌ」を出力することになる。
【００４７】
周期時間が経過し、ワンショット回路１８の反転Ｑ出力が「Ｌ」から「Ｈ」に変わると、ワンショット回路１９はパルスを生成する。このパルスは、フリップフロップ１７に対するリセット信号である。したがって、フリップフロップ１７は、ワンショット回路１９からパルスを受信すると、「Ｌ」を出力する。ワンショット回路１９の出力が「Ｌ」になると、ワンショット回路１４および１５のリセット状態が解除される。すなわち、負荷電流を監視するための閾値が閾値Ｖ２から閾値Ｖ１に戻ったときから周期時間が経過すると、フリップフロップ１７がリセットされ、ワンショット回路１４および１５は、それぞれ、コンパレータ１１からの信号を受け付ける状態に入る。ここで、「コンパレータ１１からの信号を受け付ける状態」とは、コンパレータ１１が過電流を検出したときに、閾値出力回路１２に対して、閾値を閾値Ｖ１から閾値Ｖ２へ切り換えることを指示することができる状態を言う。
【００４８】
上記状態において過電流が発生すると、即ち負荷電流が閾値Ｖ１を越えると、ワンショット回路１４は、閾値出力回路１２に対してその出力を閾値Ｖ１から閾値Ｖ２へ切り換えることを指示し、これにより閾値出力回路１２が閾値Ｖ２を出力する。そして、コンパレータ１１は、この閾値Ｖ２を用いて過電流をモニタする。なお、閾値出力回路１２が閾値Ｖ２を出力する期間がワンショット回路１４の時定数によって決まることは図１を参照しながら説明した通りである。また、過電流をモニタするための閾値が閾値Ｖ２から閾値Ｖ１に戻った後は、上述の処理を繰り返す。
【００４９】
このように、図４に示す電流制御部においては、過電流を検出するための閾値を大きくすることによって大電流を許容した後、ワンショット回路１８の時定数によって決まる周期時間が経過するまでの間はその閾値を小さい値に固定する。そして、その周期時間が経過した後には、必要に応じて閾値を大きくできるような構成としている。この周期時間は、閾値が大きかった期間に大電流が流れることによって発熱したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４（特に、Ｓ１およびＳ３）が十分に冷却される時間とする。
【００５０】
上記図４に示す構成を導入すれば、インバータ回路から負荷へ瞬間的に大電流を供給したにも係わらず、負荷がさらに電流を要求した場合には、インバータ回路は再び大電流を供給することができる。このとき、大電流が供給されるのは短時間であり、また、ある大電流が供給されてから次の大電流が許容されるまでの間隔としては、負荷が破壊されないような時間が設定されている。この結果、負荷の破壊を防ぎながら、負荷を起動する能力が向上する。
【００５１】
なお、図４に示す電流制御部において、温度検出機能を設けてもよい。温度検出機能は、例えば、このインバータ回路に接続されるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の近傍に設ける温度センサ４１を含む。温度センサ４１の出力は、図６（ａ）に示すように、オア回路４２を介してワンショット回路１４、１５のクリア端子に入力される。なお、この温度センサ４１は、検出した温度が予め決められている所定の温度を越えた場合に「Ｈ」を出力してワンショット回路１４をリセットする。
【００５２】
また、図６（ｂ）に示すように、温度センサ４１が所定の温度を越えたことを検出した場合に、コンパレータ３３の出力を「Ｈ」とするような構成を導入してもよい。
上記構成によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度が上昇したときには、負荷が要求する場合であってもインバータは大電流を流すことが許可されなくなる。このことにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、過電流またはそれに伴う発熱から保護される。
【００５３】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を保護するための他の構成として、大電流を流す回数を制限する機能を設けることも考えられる。この機能は、図６（ｃ）に示すように、ワンショット回路１９から出力されるパルスの数をカウントするカウンタ４３を設け、そのカウンタのカウント値が所定値を越えたときにワンショット回路１４をリセットする回路により実現される。
【００５４】
【発明の効果】
本発明の制御回路によれば、電源投入後またはリセット後の最初の過電流に対して、負荷電流を監視するための閾値を通常時の閾値よりも大きくするように制御するので、起動時に大きな電流を要求する負荷に対して十分な電流を供給でき、そのような負荷を確実にかつ素早く起動できる。
【００５５】
また、通常時は、閾値を元の値に戻すので、インバータ自体を大容量とする必要はない。
さらに、瞬間的な大電流を繰り返し流せるようにした構成では、その大電流を許可する間隔を所定時間以上に制限したので、負荷は、破壊を起こさない範囲で大電流を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態の制御回路の回路図である。
【図２】デューティ制御部の基本動作を説明する図である。
【図３】本実施形態の制御回路の動作を説明するタイミング図である。
【図４】本発明の他の実施形態の電流制御部の回路図である。
【図５】図４に示す電流制御部の動作を説明するタイミング図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は、図４に示す電流制御部の付加回路の実施例である。
【図７】従来のインバータ回路の一例の構成図である。
【図８】図７に示したインバータ回路の動作を説明するタイミング図である。
【符号の説明】
１０        電流制御部
１１        コンパレータ
１２        閾値出力回路
１４、１５  ワンショット回路
１６、１７  フリップフロップ
１８、１９  ワンショット回路
３０        デューティ制御回路
３２        発振器
３３        コンパレータ
３４        フリップフロップ
１０１      Ｈブリッジ回路
１０２      制御回路
１０３      電流検出回路
１０４      負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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