(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数本のアンテナと、
前記複数本のアンテナの１本をシステムの残りの部分に選択的に接続するアンテナ選択スイッチと、
前記複数本のアンテナの前記選択された１本をシステムの残部に相互接続するインピーダンス整合回路と、
前記複数本のアンテナの前記１本で受信したＲＦ信号をダウン変換して前記ＲＦ信号から中間周波数信号を生成するＲＦ／ＩＦコンバータと、
前記中間周波数信号をベースバンドに復調し、かつ前記中間周波数信号から直交ＩおよびＱベースバンド信号を提供する直交ＩＦ復調器と、
前記直交ＩおよびＱベースバンド信号を受信し、かつ通信データに関係したディジタルデータ信号をそれから提供するディジタルベースバンドプロセッサとを含んで成り、
このディジタルベースバンドプロセッサが、
前記直交ＩおよびＱベースバンド信号をディジタルＩおよびＱ信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
各々がＩおよびＱチャネルの一方に対し前記ディジタルＩおよびＱ信号を逆拡散するデュアル相関器と、
前記逆拡散したＩおよびＱチャネルを極座標に変換する直交‐極座標コンバータと、
前記極座標からデータシンボルを復調するフェイズロックドループＰＳＫ復調器と、
前記復調したデータをデスクランブルするデータ・デスクランブラーと、
前記復調およびデスクランブルしたデータを外部装置に提供するシリアルインターフェースとを含んでおり、
前記デュアル相関器が１６ビットまでプログラム可能な可変長の擬似ランダムノイズ（“ＰＮ”）コードを受信し、様々な信号タイプを復調するように長さの変化できる相関リファレンスを有することを特徴とする、擬似ランダムノイズ（“ＰＮ”）変調され位相シフトキーイング変調された通信データを表すデータ信号により変調された搬送波信号を含むＲＦ通信の受信システム。
【請求項２】
前記ベースバンドプロセッサが単一装置内に収容される、そして好ましくは単一のモノリシック装置内に収容される請求項１記載のシステム。
【請求項３】
前記Ａ／Ｄコンバータにおけるドリフトを補償するための手段を含み、ここにおいて通信の伝送時に前記Ａ／Ｄコンバータを無効にするための手段が設けられている請求項１または２に記載のシステム。
【請求項４】
前記逆拡散が擬似ランダムノイズ（“ＰＮ”）コードによって実施され、該ＰＮコードは選択可能な長さおよびコードを有し、前記受信信号は、各々が検出と偽アラームとの選択閾値を有する少なくとも２つの信号品質インジケータを用いて復調される請求項１乃至３のいずれかに記載のシステム。
【請求項５】
前記品質インジケータが１つ以上のビット同期振幅とフェイズエラーとの測定値を含んで成る請求項４記載のシステム。
【請求項６】
前記受信信号はコヒーレント復調され、引き続いて差動復号され、前記受信信号を復号するためのサンプリング周期がクロックにより提供され、前記クロックがクロック信号を選択的に反転させることによって調整される請求項１乃至５のいずれかに記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は無線周波数信号を得るためのレシーバに関し、そしてより詳細には拡張（spread）スペクトルシステムにおいて伝送された信号からデータを得るためのレシーバに関する。
【０００２】
【従来技術】
ワイヤレスシステムは先行技術において開発され、そして提案されており、ここにおいて複数の無線周波数（“ＲＦ”）送信機が一台のレシーバに対しメッセージのバーストを送り、このレシーバは各送信機から信号を得、そしてそこに含まれているデータを復調せねばならない。たとえば、ワイヤレス・ローカルエリアネットワーク（“ＬＡＮ”）において、複数個のノードであって、それらは必ずしも共に同一場所に配置されることを要しないものがベースステーション（あるいはそれら相互間であっても）と通信し、そしてそれらのノードに配置されたアプリケーションによってその利用のためにそのベースステーションに対し、またそれからデータを送ればよいのである。そのシステムはワイヤレスなので、そのどちらかをもって送信させることになる。簡単なシステムにおいて、一つのベースステーションはあらゆる所定時間の間、単一の離れたノードとのみ通信可能である。明らかに、このようなアレンジメントは所定時間内のノードおよびベースステーション間を通過し得るデータの量を制限する。通信可能なデータの量を増加させるために、ワイヤレスシステムに関して複数種類の別個の周波数を用いることは知られており、その利用はシステムによって裁定ないし決定される。この方法において数個の離れたノードが同時にベースステーションへデータを送信し、あるいはベースステーションからデータを受信することが出来る。この種のシステムは有効なスペクトルの比較的大きな帯域幅を利用しがちであり、またベースステーションに複数台のトランシーバを設けさせることにおいて、更に複数種類の通信が可能なノードに関して比較的高価である。更に、この種の従来技術によるシステムにおいて、通信に関する周波数の割り当てが利用可能な処理リソースの比較的大部分を消費し、またデータと通信するシステムの能力を劣化させる。更に他の従来技術によるシステムにおいて、各種のノードおよびベースステーションは時分割多重プロトコルを利用してもよく、ここにおいてベースユニットがデータ通信を必要とするノードに時間を割り当て、そして割り当てられた時間の間ノードによる通信を制御する。再び、このシステムを運用するために要する処理リソースにおける総経費ならびに制御メッセージによる通信リソースの消費は、この種のシステムに関して比較的高くなる可能性がある。
【０００３】
複数個の離れたノードが一台のベースステーションまたは他のノードと通信可能である他の手段はＰＮ−符号化拡張スペクトルテクノロジーを利用するものである。典型的な拡張スペクトル信号において、送信すべき信号は擬似ランダムノイズ（“ＰＮ”）コードによって変調される。この種の信号を復調させるというのは、その信号を変調するために用いたような同一のＰＮコードによって、受信した信号を復調することを一般に包含している。一度信号が復調されると、実際の信号が存在したこと、またデータを抽出するために引き続いて復調／復号することを保証するために、それは相互に関連づけられる。この種の拡張スペクトルシステムの利点の一つは、多数のノードが相互の信号を必ずしも消失させることなく同時に送信できることである。このようにして、他の先行技術によるシステムについての、或る種のノード間のタイミング問題は減少される。この種の拡張スペクトルシステムの利用はまた、高い騒音環境においてレシーバが信号を得、かつ復号するための能力に関して屡々有利である。
【０００４】
数多くのワイヤレス通信システムにおけるような拡張スペクトル信号通信において、短い、バースト性データのパケットでノードおよびベースステーション間の通信を行うことが屡々望ましい。バースト性通信は一般に多数の（バースト性通信のニーズを屡々有している）ノードをどの一つのノードにおいても重大な劣化を伴わずに、すなわち各ノードが所望待ち時間内に通信する機会を受けるように、システムにおいて連結させるものである。このようにして、或る種の通信システムにおいて、各ノードが受容可能な待ち時間内に通信する機会を有することを保証するために相対的に短くあるべきメッセージを有することが望ましい。
【０００５】
典型的な拡張スペクトルメッセージは一般に、送信された信号に対するレシーバの同期のために用いられるプレアンブルまたは見出し部分ならびにチェック部分（屡々巡回符号検査、ＣＲＣ）で、信号を規定し、それによって復号メッセージの正当性を決定するものによって先行される、送信すべきデータを含むデータ部分を有している。特に、データメッセージがバースト的であることを、すなわち短いことを望む場合、プレアンブルの長さはシステムの帯域幅あるいは特定時間内に通信可能なデータ量を決定するに際して重要である。一般に、特定の速度を有するシステムに関してプレアンブルが小さければ小さい程利用可能な帯域幅は大きくなる。しかしながら、短いプレアンブルは一般に同期に関するより少ない情報をレシーバに対し提供する。
【０００６】
バースト性通信を利用する典型的なワイヤレスＬＡＮにおいて、このシステムは各種の送信機からの多数のバーストであって、それらの各々がレシーバにより得られ、また復号されねばならぬものとして特徴づけられ得る。この種の信号を得るについての問題は、時々そうであるように、もし複数個のノードが変動する信号強度および信号対雑音比を有していると、またもし各種のノードからの通信のスタートが同期していないと、それだけ一層困難なものとされる。屡々この種のワイヤレスＬＡＮシステムにおいて、レシーバは通信の開始時間について先験的知識または送信ノードについて特別なオフ・ノミナルな特性を全く有していない。たとえば、各送信ノードは異なった周波数オフセットまたは周波数ドリフトを有しており、これはその信号をどのようにして取得および／または復号せねばならないかについて影響を及ぼすものである。
【０００７】
従来技術によるシステムにおいて、帯域幅プロセッサはＰＮ変調拡張スペクトル信号からのデータを抽出し（かつＰＮ変調によって送信される信号を変調する）ために典型的に用いられていた。代表的な従来技術による帯域幅プロセッサは、フェイズロックドループにより得られた出力によるシンボル長さ整合フィルタ相関器を用いて搬送波のオフセット周波数を除去していた。この種のシステムにおいて、その整合フィルタは拡張スペクトルリンクに関して用いられるＰＮコードシーケンスに整合するように設定される。一般に、この種の従来技術システムにおいて、信号の取得は整合フィルタからの相関出力ピークの振幅に基づいて宣言される。この典型的な従来技術のアプローチの欠点はフェイズロックドループが比較的遅いこと、ならびにもし、信号がノイズレベルに近ければ、大量のジッタを有する可能性があるということである。もし、信号の存在がノイズに基づいて誤って宣言されると、所望信号は拒絶されることになる。更に、緩慢な取得はアンテナのダイバーシティの利用を、特にメッセージのプレアンブルが持続時間において相対的に短い場合は、排除する可能性がある。或る種の従来技術システムにおいて、複数本のパラレルな受信路は多様なアンテナに関して用いられるので、それぞれのアンテナはパラレルに評価される。明らかに、この種のエレメントの重複はコスト、電力および面積の点から相対的に高価である。
【０００８】
先行技術によるベースバンドプロセッサの設計および動作に影響する他の局面はベースバンド信号のＡ／Ｄサンプリングを含んでいる。低コストのダイレクトシーケンスベースバンド復調器は、許容可能なシステム性能を維持しながらＩおよびＱ信号を標本化するために使用されるＡ／Ｄサンプリング・コンバータにおいて可能な限り少ないビットを利用している。付加的なＡ／Ｄフラッシュコンバータの各ビットは必要とされるコンパレータの数を略２倍にする。更に、製造許容範囲と温度の影響における変動の故でＡ／ＤコンバータがＲＦおよびＩＦチェーンで数デシベル変動することになるという事実に鑑みて、これらの変動の影響を除去するための措置を講じない限り従来技術のＡ／Ｄ装置のダイナミックレンジの１／２までが利用出来なくなる。
【０００９】
ダイレクトシーケンス拡張スペクトルシステムにおけるダイナミックレンジの問題に対する一つの先行技術の解決は、復調器によって受容可能な性能が成就されるまでＡ／Ｄコンバータにおけるビットの数を増加させることである。次いで、ノミナルなレベルを次のように設定する。すなわち、Ａ／Ｄコンバータへの最小信号レベルにおいて、有効ビットの所要数を満たすように、一方最大信号レベルにおいて、そのＡ／Ｄコンバータの飽和状態が受容可能なレベルに保持されるように設定する。この種のアプローチの短所は一般にＡ／Ｄコンバータの付加的なサイズおよび相当する価格においてみられ、これらはノミナルな信号レベルにおけるオペレーションについては必要とされないものである。更に、この種のアプローチは、Ａ／Ｄコンバータに続く回路もまた、これらの付加的なビットを保持するように設計されねばならず、これがハードウェアおよび稼働中の動力要件を実質的に増加させるという点において一般的に不利である。
【００１０】
ダイレクトシーケンス拡張スペクトルシステムにおける信号取得および同期化の間、受信システムのタイミングを受信信号のビットタイミングに対し調整することが通常必要である。タイミングを調整することによって、受信システムは、それが正しく取得し、かつ正確な信号を復調するという確率を増加させることが可能である。多数の従来技術システムは電圧調整発振器（“ＶＣＯ”）を利用してＡ／Ｄサンプリング・フェィズを調整していた。この解決は非常に洗練されたサンプリング・フェィズの解明を得るという利点を有しているが、一般に高価なアナログ成分を必要とするものである。他の従来技術による解法はＡ／Ｄ入力をオーバーサンプルし、そして最も接近したサンプルを用いることであった。しかしながら、この解決は通常、非常に迅速で、かつ高い電力消費を伴うＡ／Ｄコンバータを要するものである。
【００１１】
従来技術において、復調器システム中の相関器からの同位相成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）を用いることによって受信したダイレクトシーケンス拡張スペクトル信号を復調すること、およびビット同期振幅を用いて信号の品質を決定することは知られている。この種の従来技術システムにおいて、搬送波周波数オフセットは差分復調の利用または搬送波のフェイズロックドループ・トラッキングによって補償可能である。しかしながら、ＩおよびＱ成分双方の独立した処理は殆どの信号処理路（各信号成分に関するハードウェアの完全なワンセット）を通じて、一般に２倍のハードウェアを必要とするものである。更に、従来技術システムにおいて、フェイズロックドループは、バースト性通信の短いプレアンブルを取得するのに必要なスピードを成就するために、相対的にハードウェア集約的かつ複雑に成り得る。
【００１２】
ワイヤレスＬＡＮまたは他の複数のノードシステムの環境内で、誤ったデータを真のデータとして許容せず、伝送される該データを高度の確率をもって捕捉して、通信信号を信頼性をもって復号し得ることが望ましい。更に、この種のシステムに用いられるハードウェアの比較的低い価格、小さい寸法および少ない電力消費を保ちながら高性能を得ることが望ましい。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、ＲＦ通信であって、擬似ランダムノイズ（“ＰＮ”）変調され位相シフトキーイング変調された通信データを表すデータ信号により変調された搬送波信号を含んで成る前記ＲＦ通信を受信するためのシステムが提供され、該システムは：
複数本のアンテナと、
前記複数本のアンテナの１本をシステムの残りの部分に選択的に接続するアンテナ選択スイッチと、
前記複数本のアンテナの前記選択された１本をシステムの残部に相互連結するインピーダンス整合回路と、
前記複数本のアンテナの前記１本で受信したＲＦ信号をダウン変換（downconverting）して前記ＲＦ信号から中間周波数信号を生成するＲＦ／ＩＦコンバータと、
前記中間周波数信号をベースバンドに復調し、かつ前記中間周波数信号から直角ＩおよびＱベースバンド信号を供給する直角ＩＦ変調器と、
前記ＩおよびＱ信号を受信し、かつ前記通信データに関連したディジタルデータ信号をそれから提供するディジタルベースバンドプロセッサとを含んで成り、
このディジタルベースバンドプロセッサが、
ＩおよびＱ信号をディジタルＩおよびＱ信号に変換するためのＡ／Ｄコンバータと、
ＩおよびＱチャネルの１本に対しディジタル信号をそれぞれデスプレッディング（despreading）するデュアル相関器と、
デスプレッドしたＩおよびＱチャネルを極座標に変換するための直交‐極座標コンバータ（cartesian to polar converter）と、
極座標からデータシンボルを復調するためのフェイズロックドループＰＳＫ復調器と、
復調したデータをデスクランブル（descrambling）するデータ・デクスランブラーと、
復調およびデスクランブルしたデータを外部装置に対し提供するシリアルインターフェースとを含んで成ることを特徴としている。
【００１４】
本発明の目的は拡張スペクトル信号を信頼性をもって取得し、かつ誤ったアラームを伴わない新規な方法および装置を提供し、また複数の伝送ノードの１個から拡張スペクトル信号を取得するための新規な方法および装置を提供すると同時に比較的小さなプレアンブルを有する拡張スペクトル信号を取得するための方法および装置を提供することである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明を添付図面を参照しながら実施例によって以下に説明するものとする。スタンダードは提供されており、そしてそれらはワイヤレスＬＡＮシステムにおける信号の通信のために開発されつつある。これらのスタンダードはバースト性メッセージフォーマットを典型的に利用するＩＥＥＥ８０２．１１を含んでいる。図１に示すように、典型的なメッセージはパワーランピング（power ramping）、同期、信号フィールド、デスクランブリング・シード（descrambling seed）およびユニークな言語に関するフィールドを有する一定の長さのプレアンブルから成っていればよい。プレアンブルの直ぐ後でデータがスタートし、ＣＲＣフィールドがこれに続く。ＩＥＥＥ８０２．１１中に規定されるように、プレアンブルはディジタル、バイナリー・フェィズ・シフト・キイード（“ＢＰＳＫ”）変調を用いる搬送波信号に対し変調され得るものであればよい。データおよびＣＲＣ信号はＢＰＳＫか、あるいはクォータナリイ・フェィズ・シフト・キイード変調（“ＱＰＳＫ”）を利用して変調することが出来る。本発明によるトランシーバはプレアンブル、データおよび標準メッセージパケットのＣＲＣ部分を容易に取得し、かつ復号できる。しかしながら、本発明をこの１パケットフォーマットに限定する理由は無く、多数の他のフォーマットにおいて使用可能である。
【００１６】
図２は２本のアンテナ２０、２２であって、これらはセレクタスイッチ２４および従来のアンテナカプラ２６を介してトランシーバの残部に作動的に連結可能であるものを用いているトランシーバを示しており、ここにおいてアンテナカプラはトランシーバに対しアンテナ２０、２２へ／からのインピーダンスを整合するものである。第二セレクタスイッチ２８はアンテナカプラ２６をトランシーバの送信回路または受信回路のいずれかに接続する。受信回路において、第二セレクタスイッチ２８はＲＦ／ＩＦコンバータ３０に接続され、これは増幅器３２、帯域通過フィルタ３４およびダウン変換ミクサ３６を経由する入力信号を増幅する。このダウン変換ミクサ３６はまた、シンセサイザー３８からのクロック信号をもまた受信する。
【００１７】
ＲＦ／ＩＦコンバータ３０を出て行く受信信号は第二フィルタ４０において再び濾過してそれから高周波信号を除去し、そして直角ＩＦ変調器／復調器４２に供給してもよい。変調器／復調器４２内で、受信信号をして二段積分制限増幅器４４を通過させてもよく、これは受信信号を増幅し、かつ入力信号の受信信号強度（ＲＳＳＩ）を示す信号を提供する。この増幅された入力信号をＩおよびＱ（同位相（実）および直角（虚））成分に分割し、そして復調信号および復調信号と９０゜位相がずれた信号と共に二つのミクサ４６、４８内で混合してもよい。混合した信号のそれぞれを従来のアンチエイリアシングおよびシェーピングフィルタ５０、５２によって濾過して、２種類のベースバンド信号、その一方は中間周波数復調信号（ＲＸＩＲＸＱ）のＩ成分であり、そして他方はＱ成分であるものを提供してもよい。（この時に、受信信号はＰＮ変調された（すなわち、拡張）およびＰＳＫ変調されたデータを含んでいることに留意すべきである。）ＩおよびＱ成分信号はベースバンドプロセッサに供給すればよく、これはＡ／Ｄコンバータにおいてアナログ信号をディジタル信号に変換し、かつデスプレッダ５８を介して拡張スペクトル信号をデスプレッドする。このデスプレッドされた信号は変調器により変調してディジタルデータ信号を供給し、これをインターフェース回路６２を介してアプリケーションシステムにパスしてもよい。
【００１８】
送信すべきデータはインターフェース回路６２によって受信することが出来、次いで、変調器６４およびデータスプレッダ６６を介して使用され、拡張スペクトル変調信号を生成する。スプレッダ６６からの拡張信号は、そのＩおよびＱ成分の形状で、変調器／復調器４２内で増幅器６８、フィルタ７０およびミクサ７２により増幅、濾過および変調出来る。ミクサ７２から出力された変調信号は増幅器７４により増幅し、フィルタ７６により濾過し、そしてＲＦ／ＩＦコンバータ３０によりＲＦにアップコンバート（upconverted）出来る。コンバータ３０から出力された送信信号はパワー増幅器７８によりパワー増幅され、次いでスイッチ２４によって選択されたように、アンテナの１本に対し供給させることが出来る。
【００１９】
作用を説明すると、アンテナ２０、２２において受信された信号はカプラを通過させることが出来る。それぞれのアンテナはメッセージのプレアンブルの一部について使用すればよく、そしてより良い信号を受信するアンテナを利用してデータ信号を受信することが可能である。アンテナで受信された信号をＲＦ／ＩＦコンバータ３０の受信部に供給し、そこで低ノイズ増幅器であってもよい増幅器３２により増幅される。増幅された信号は帯域通過フィルタ、たとえば２．５ＧＨｚを中心とし、１ＧＨｚのＲＦ周波数領域を有するフィルタにより濾過すればよい。濾過された信号はミクサ３６中でダウンコンバージョン信号と共に混合されて中間周波数（“ＩＦ”）信号を発展させる。本発明の一実施態様において、ダウンコンバージョン信号はローカルシンセサイザーによって生成された正弦波信号であればよく、そして２．１乃至２．４９ＧＨｚの範囲内における周波数を有していればよい。従って、ＩＦ信号は１０乃至４００ＭＨｚの範囲を有していればよい。
【００２０】
ＲＦ／ＩＦコンバータ３０は独立したイネーブルおよび各受信および送信部についてパワー回路を備えることが出来る。不使用の回路部分をパワーダウンすることによってＲＦ／ＩＦコンバータ３０は装置の電力消費を減少させ、そして際だっているのは回路の受信および送信部間に隔離を設けていることである。この種の隔離は時分割多重方式システムにおいて特に重要である。
【００２１】
ＲＦ／ＩＦコンバータ３０から出力された受信信号は帯域通過フィルタ４０を介し濾過すればよく、直角ＩＦ変調器／復調器４２であって、信号が二段積分制限増幅器４４において増幅されるものに供給されればよい。制限増幅器４４は回路を含んで、受信信号に対しベースバンドのアンチエイリアシングおよびシェーピングを提供すればよい。制限増幅器４４はまた、受信信号強度インジケータ（ＲＲＳＩ）信号を提供してダウンストリーム・エレメントを受信してもよい。
【００２２】
図２を参照すると、受信信号が制限増幅器４４により増幅された後、信号を分割し、得られた信号の各形式をミクサ４６、４８へ入力するために供給してもよい。一方のミクサは局部的に合成された周期的信号により受信信号を混合し、また他方のミクサは直角変調においてよく知られるように、第一の周期的信号と位相が９０゜ずれている信号によって受信信号を混合する。信号混合の結果は２種類の信号であり、その一方は復調受信信号のＩ（同位相または実）成分であり、他方は復調受信信号のＱ（直角または虚）成分である。もし、受信信号が拡張スペクトルＰＳＫ信号であれば、ミクサ４６、４８の出力においてＩおよびＱ成分信号は拡張スペクトルＰＳＫ変調信号である。ＩおよびＱ成分信号はそれぞれチューニング可能フィルタ５０、５２中で濾過してもよい。
【００２３】
本発明の一実施態様において、直角ＩＦ変調器／復調器４２は１０乃至４００ＭＨｚの周波数域を有し、かつ制限増幅器４４は８０ｄＢ超過のゲインを提供すればよい。直角ＩＦ変調器／復調器４４の受信側と同様な（但し、逆の）態様において、送信部は、送信信号として送信についてベースバンドプロセッサから受信したＩおよびＱ信号を増幅し、濾過し、そして直角混合すればよい。送信ミクサ７２から出力された送信信号は増幅され、（ＲＦ／ＩＦコンバータ３０によって）変換されず、そして更に（パワー増幅器７８により）放射電力レベルに増幅されればよい。インピーダンス整合回路２６においてインピーダンス整合された後、アンテナ２０、２２の１本に対し増幅された送信信号が、その後提供される。
【００２４】
図３に示す本発明によるベースバンドプロセッサは全二重データパケット送信用のスプレッディング（拡張）およびデスプレッディング、変調および復調、差分フェィズシフトキイード信号（“ＤＰＳＫ”）のために必要な全ての機能を提供することが出来る。本発明は必ずしも単一の装置に限定されるものではないが、単一装置に対するこれら全機能の性能が、他の設計であって、これらの機能またはこれらの機能の部分が複数のハードウェアまたはソフトウェア駆動装置によって処理されるものを超える実質的効果を提供する。これらの効果には、より低いパワー要件、より良好な信号タイミングおよび同期化、減少した装置面積および減少した価格が含まれる。
【００２５】
図３の参照を続けると、図２と同様な構成要素には同様な参照数字を付するものとし、ベースバンドプロセッサはＡ／Ｄコンバータ５４、５６を経由して変調器／復調器４２からＩおよびＱ信号を受信する。これらのＡ／Ｄコンバータはレベル調整回路８２を介して様々な条件を超える許容範囲に維持される。これらのＡ／Ｄコンバータは３ビットコンバータであればよく、それぞれそのディジタル出力を相関器回路８４、８６に提供し、これらは特別な拡張スペクトルリンクに使用される擬似ランダムノイズ（“ＰＮ”）コードを検出することによって対象信号を取得する。相関器８４、８６は整合フィルタ相関器であればよく、これは（１）広帯域ダイレクトシーケンス拡張スペクトル（“ＤＳＳＳ”）信号情報をデスプレッドして、それをオリジナルデータレートに逆変換し、（２）望ましくない妨害信号およびノイズをスプレッドしてデータからそれらをスペクトル的に分離するものとする。
【００２６】
相関器８４、８６は可変長を有し、１６ビットまでプログラム可能なＰＮコードを受信する。これらの相関器８４、８６はそれぞれ成分チャネル（ＩおよびＱ）の一方に割り当てられ、そして共通の相関リファレンスを有し、これは長さおよびシーケンス双方において変動し、このシステムを広い範囲に及ぶ信号タイプを復調するために利用せしめ得るものである。受信信号はチップレートの２倍でサンプリングすればよく、相関器は一段おきにタップ（tap）を有している。相関器からの出力信号は直交‐極座標コンバータ８８によってＩおよびＱ形式から極形式に変換される。信号の極形式は復調器処理の残部において使用されて、独立のＩおよびＱチャネルに関してハードウェアを二重にするという必要性を減少させる。
【００２７】
シンボルトラッキングおよびタイミング回路９０はピーク相関の大きさを追跡し、かつチップタイミング・リソリューションを＋／−１／４チップに制御するために使用される。このシンボルトラッキングおよびタイミング回路９０は個々の相関器サンプルをプレアンブルの間アンテナの１本に対し所望の期間、たとえばシステムのドウェル期間にわたり平均化する。サンプルの平均化によって、ノイズの影響は減少され、僅かな早期あるいは遅延バイアスを解消するための改良された能力が可能とされる。
【００２８】
トラッキングおよびタイミング回路９０において、相関器出力サンプルの大きさは、シンボル中のサンプルの数を法として累積される。このように、相関器の大きさの合計はシンボルタイミングの各１サンプル位相において形成される。最良のサンプル位相はいずれかの側においてより小さなサンプルを有する識別可能なピークを生成することになる。他の全てのサンプルは一般に累積されたノイズから構成され、そしてそれらは大きさの合計においてより小さなものとなる。もし、受信信号が強ければ、相関器によって供給される大きさは大きいものとなり、そして従来の設計では、オーバーフローを阻止するための余分のビットを維持するために所要のアキュムレータおよび他のダウンストリーム装置を備えるものとなったであろう。対照的に、本発明においては、最大値が１／２のフルスケールを越えるとき、大きさの累積をバレル・シフティング（barrel shifting）することによって、低品位の信号に対する精度を維持しながら大信号におけるオーバーフローを阻止する。本発明の一実施態様において、この値は累積の最大有効ビット（“ＭＳＢ”）をトラッキングすることによって容易にトラップ可能である。累積のＭＳＢが１に設定されると（相関器からの全ての数字は大きさであり、従って正である）、全ての累積および引き続く相関器の出力は１ビットだけ右へ移動する。移動の数は計数することが出来、そしてそれは指数に似たやり方である。従って、大きさの最大和を有するサンプルは、受信信号の強度をアキュムレータおよび指数で維持して絶対的に示しながらアキュムレータおよびダウンストリーム装置に対し余分のビットを添加することなく識別され得るのである。
【００２９】
直交‐極座標コンバータ８８によって生成された極信号はＰＳＫ復調器１００に供給され、そして順次差分復号器１０２に、そしてデータ・デスクランブラー１０４に供給される。ＰＳＫ復調器はＢＰＳＫおよびＱＰＳＫシグナリングの両者を復調することが出来る。本発明の一特徴において、受信信号のプレアンブルはＢＰＳＫフォーマットであればよく、そして受信信号のデータはＢＰＳＫまたはＱＰＳＫフォーマットのいずれかであればよい。ＱＰＳＫおよびＢＰＳＫ信号は差分的に変調されるので、そのシンボル情報は以前のシンボルの状態に基づいている。マルチパスおよび発振器のオフセットドリフトにより導入される位相エラーはフェイズロックド搬送波トラッキングループ１００によって補償される。一実施態様において、ループは、ＰＳＫ復調器１００に対し出力される８ビットのフェイズを提供するＮＣＯを使用し、そして様々に設定されてシグナルフェイズの回転によってフェイズオフセットエラーをトラックし、かつ調整する。メッセージのプレアンブルの間に展開されるフェイズおよび周波数情報はループ１００を最小ループ整定時間にプリセットするために用いられる。
【００３０】
一実施態様において、信号品質（ＳＱ）および信号周波数（ＳＦ）測定値はシンボルタイミングの測定値と共に得られる。ビット同期レベル、信号品質（ＳＧ）および受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）が全てそれら各々の閾値を超えると、受信信号が存在すると宣言される。データを受信するために２本のアンテナのどちらが使用されるかについての決定は各アンテナについてドウェル時間中に測定値を取った後に行うことが出来る。一度特定のアンテナが選択されると、選択されたアンテナについての測定されたシンボルタイミングと搬送波周波数オフセットは、シンボルタイミングおよび搬送波をトラッキングするＮＣＯのフェイズロックドループ内に詰め込まれて、搬送波のデローテーション（de-rotation）を開始する。このように、復調回路は、バースト性通信に関して望まれる短い期間内に入力プレアンブルを再取得し、かつ復調するに際して「ヘッドスタート（有利なスタート）」を切る。
【００３１】
データ・デスクランブラー１０４は、７ビットシフトレジスタを含んで成るプログラマブル（またはユーザー設定可能である）タップを有する自己同期回路であればよい。送信すべきデータに関して、同じようなデータスクランブラー１１０が使用される。データスクランブラー１１０はＲＦ搬送波抑制を測定するため選択的に使用不能とすることが出来、その間交互１／０パターンが送信される。同様に、データ・デスクランブラーは、データを差分復調器１０２からプロセッサ・インターフェース１１４へ変化させることなく送ることができるように選択的に使用不可にされ得る。
【００３２】
送信すべきデータは、プロセッサ・インターフェース１１４によって外部装置から受信することが出来る。このプロセッサ・インターフェース１１４はデータと共に送るべきプレアンブル、ＣＲＣおよびその他のプロトコルを生成し、そしてデータおよび他のプロトコル信号をデータスクランブラー１１０および差分符号器１１６に供給してＰＮ変調されたＩおよびＱ信号であって、アンテナに関しあり得べき送信用の直角ＩＦ変調器、たとえば図２の変調器４２に対し供給可能である。
【００３３】
デスクランブルしたデータはプロセッサ・インターフェース１１４に対し供給可能であり、これは他の装置、たとえば媒体アクセス制御（“ＭＡＣ”）回路に対するデータの通過を制御することが出来る。ベースバンドプロセッサ全体を単一のチップ上に配置することが、受信信号の正確かつ適時の変調ならびにそれからのデータの抽出、特にバースト性の、短いデータパケットに対し可成りの効果を提供する。図３のベースバンドプロセッサの回路と類似の各種の回路部分が別個のハードウェア装置および／または別個の複合プログラマブル装置によって提供されて来た、知られた従来技術とは対照的に、本発明は単一装置への一体化に特に適合している。
【００３４】
図３のベースバンドプロセッサは物理層において直列データの形式で受信されたパケット化されたデータを媒体アクセス制御（“ＭＡＣ”）層に移行させるために使用することが出来る。パケット化データ中に埋め込まれているのは、物理層を制御するために使用されるヘッダ情報である。このヘッダ情報は、プレアンブル／同期フィールド、ユニーク語、信号フィールド、サービスフィールド、長さフィールドおよびＣＲＣフィールドを含んでいてもよい。信号フィールドはデータ、すなわちＤＰＳＫまたはＱＰＳＫのいずれかを変調するために用いられる信号タイプを特定するために利用される。一実施態様において、プロセッサはヘッダがＢＰＳＫであるが、データがＱＰＳＫであるデータを受信すればよい。このような状況において、一方の信号フォーマットから他方へのレシーバ切り替えのタイミングは時間臨界的である。本発明の他の特徴において、ヘッダにおけるフィールドの数はユーザーが選択可能であってよい。
【００３５】
従来技術において、物理層およびＭＡＣレベル間のインターフェースはシリアルまたはパラレルのいずれであってもよいことが知られている。最も先行の技術による実装は、パラレル回路がより迅速なタイミングを可能にするという苛酷なタイミング制限（但し、パラレルハードウェアについて可成りの付加的な出費を伴う）の故にパラレルである。ヘッダ生成および検出の物理層タスクが屡々ＭＡＣ層において、通常別個の装置によって行われる。対照的に、本発明においてヘッダ検出および類似の物理層タスクは単一装置内に埋め込めばよい。
【００３６】
ヘッダおよび類似の物理層タスクが別個の回路／装置によって取り扱われる従来技術による装置においては、回路が受容可能なヘッダを検出し、かつ復調する時点とその状態の、データを復調する回路への送信との間の或る時間が経過する。ヘッダ中のビットの数が最小に保持され、かつその他の慣例的なヘッダ機能に加えて複数本のアンテナのどちらを使用し得るかを決定する本発明において、単一ビットのスリップは上手くメッセージを復号するのとそのメッセージをミスするのとの差を意味する可能性がある。
【００３７】
ヘッダの変調の間、本発明はヘッダデータをモニターし、かつ利用してデータに関して使用すべき信号のタイプを同定する一方、複数本のアンテナ間の選択という両者を遂行する。迅速なデータ復号のためのプレアンブルにおいて展開されたデータを使用することによって、喪失ビットの数は最小化される。ヘッダを受信するに際して、ベースバンドプロセッサはデータ・デスクランブラー１０４からのシリアルデータを１６ビットのパラレルワードであって、ユニーク語について予め選択された値および信号フィールドと比較されるものに変換する。このユニーク語は一定量の時間についてサーチされて、もしそれが発見されないと、変調器／復調器はリセットされ、そしてＲＦ信号の取得は再スタートされる。一度、ユニーク語が発見されると、フィールドカウンターは、パラレル形状において入力ビットを介して、ヘッダを構成するフィールドをサーチする。各フィールドが検出されると、シリアルコントロールバスを経由して、受信データはアクセス用の内部レジスタ内に記憶される。検出されると、信号フィールドが用いられて、パケットのデータ部分に関して正確な時間においてレシーバの変調器／復調器をＢＰＳＫおよびＱＰＳＫ間で切り替える。長さフィールドが検出されると、この値はカウンターに読み込まれ、そしてデータパケットの入力ビットをトラックし、そしてパケットの最終ビットが受信されるとＭＡＣ層を信号で伝えるために使用される。プロセッサ・インターフェース１１４はまた、直ぐ自動的にＣＲＣを計算し、そして計算されたＣＲＣをメッセージ中で受信したＣＲＣと比較する。もしＣＲＣが受信データと整合しなければ、パケットは終結され、そしてレシーバを再取得にリセットする。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施態様において通信可能な信号タイプについてのフォーマットを示す代表的な図。
【図２】  通信トランシーバを示す機能的ブロック図。
【図３】  図２のトランシーバにおいて使用可能なベースバンドプロセッサについての機能的ブロック図。
【符号の説明】
２０、２２ アンテナ
２４ セレクタスイッチ
２６ アンテナカプラ（インピーダンス整合器）
３０ ＲＦ／ＩＦコンバータ
３４ 帯域通過フィルタ
４２ 直角ＩＦ変調器／復調器
４４ 二段積分制限増幅器
４６、４８ ミクサ
５４、５６ Ａ／Ｄコンバータ
５８ デスプレッダ
６２ インターフェース回路
６４ 変調器
６６ スプレッダ
８４、８６ 相関器回路
８８ 直交‐極座標コンバータ
９０ シンボルトラッキングおよびタイミング回路
１０２ 差分復号器
１０４ データ・デスクランブラー
１１０ データスクランブラー
１１４ プロセッサ・インターフェース
１１６ 差分符号器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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