(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を準同期検波し、ベースバンド信号を出力する検波手段と、
前記ベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる同期手段と、
前記フレームの形式に基づいて前記ベースバンド信号を解析することによって、前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる前記既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出するベクトル抽出手段と、
前記信号空間上で前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得るチャネル推定手段と、
前記信号空間上で前記ベースバンド信号を示すベクトルについて、前記チャネル推定手段によって得られた誤差を補償する伝送特性補償手段とを備え、
伝送特性補償手段は、
ＲＡＫＥ受信を実現する複数のフィンガに個別に対応し、かつ前記チャネル推定手段によって得られた誤差をフィンガ毎に並行して補償する複数の手段として構成され、
前記同期手段は、
マルチパスとして形成され、かつ前記信号が伝搬した無線伝送路を介して並行して受信された個々のベースバンド信号の成分の内、前記ベクトル抽出手段によって抽出された第一のベクトルの列および第二のベクトルの列を示す成分と、前記フレームの形式との時間軸上における相関の分布として遅延プロファイルを求め、その遅延プロファイルに基づいてこれらのベースバンド信号に対するフレーム同期をとる
ことを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を同期検波し、ベースバンド信号を出力する検波手段と、
前記ベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる同期手段と、
前記フレームの形式に基づいて前記ベースバンド信号を解析することによって、前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる前記既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出するベクトル抽出手段と、
前記信号空間上で前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列によって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得るチャネル推定手段と、
前記チャネル推定手段によって得られた誤差が圧縮される値に、前記同期検波に供される局発信号の位相と振幅との双方もしくは何れか一方を維持し、あるいはベースバンド領域で補正する伝送特性補償手段と
を備えたことを特徴とする無線受信装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の無線受信装置において、
前記ベクトル抽出手段は、
前記ベースバンド信号を前記自己相関特性に基づいて解析することによって前記系列の語の列を特定し、
前記チャネル推定手段は、
前記ベクトル抽出手段によって特定された前記系列の語の列に整合した演算手順に基づいて、前記信号空間上で前記第一のベクトルと前記第二のベクトルとによって示されるべき特定の信号点の誤差の平均をとる
ことを特徴とする無線受信装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記チャネル推定手段によって得られた誤差の位相の変化率が圧縮される値に、前記準同期検波または前記同期検波に供される局発信号の周波数を維持し、あるいはベースバンド領域で補正する周波数偏差抑圧手段を備えた
ことを特徴とする無線受信装置。
【請求項５】
既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を準同期検波し、ベースバンド信号を出力する検波手段と、
前記ベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる同期手段と、
前記フレームの形式に基づいて前記ベースバンド信号を解析することによって、前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる前記既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出するベクトル抽出手段と、
前記信号空間上で前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得るチャネル推定手段と、
前記信号空間上で前記ベースバンド信号を示すベクトルについて、前記チャネル推定手段によって得られた誤差を補償する伝送特性補償手段とを備え、
前記ベクトル抽出手段は、
前記ベースバンド信号を前記自己相関特性に基づいて解析することによって前記系列の語の列を特定し、
前記チャネル推定手段は、
前記ベクトル抽出手段によって特定された前記系列の語の列に整合した演算手順に基づいて、前記信号空間上で前記第一のベクトルと前記第二のベクトルとによって示されるべき特定の信号点の誤差の平均をとる
ことを特徴とする無線受信装置。
【請求項６】
既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を準同期検波し、ベースバンド信号を出力する検波手段と、
前記ベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる同期手段と、
前記フレームの形式に基づいて前記ベースバンド信号を解析することによって、前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる前記既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出するベクトル抽出手段と、
前記信号空間上で前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得るチャネル推定手段と、
前記信号空間上で前記ベースバンド信号を示すベクトルについて、前記チャネル推定手段によって得られた誤差を補償する伝送特性補償手段と、
前記チャネル推定手段によって得られた誤差の位相の変化率が圧縮される値に、前記準同期検波または前記同期検波に供される局発信号の周波数を維持し、あるいはベースバンド領域で補正する周波数偏差抑圧手段を備えた
ことを特徴とする無線受信装置。
【請求項７】
複数のフィンガ部と、
該複数のフィンガ部から出力されたＴＦＣＩを合成して得られるＴＦＣＩに基づいてＴＦＣＩパターンを推定する推定部と、
該推定部において推定されたＴＦＣＩパターンと、既知のパイロット信号に基づいてチャネル推定を行うチャネル推定部と、
該チャネル推定に基づいてチャネル補償を行う伝送特性補償部と、
該チャネル補償の施されたデータを、推定された前記ＴＦＣＩパターンに基づいて復号する復号部と
を備えたことを特徴とする無線受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のスロットの列からなるフレームで変調された受信波を受信し、これらのスロットに配置された伝送情報を復元する無線受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式は、秘匿性と耐干渉性に富み、かつ同一チャネル干渉の抑圧と無線周波数の有効利用とが可能な多元接続方式である。
また、このようなＣＤＭＡ方式は、遠近問題の解決に必要な送信電力制御を精度よく高速に実現する技術が適用されることによってセクタゾーン毎に無線伝送特性の柔軟な設定が可能であるために、多くの移動通信システムに適用されている。
【０００３】
図７は、ＣＤＭＡ方式が適用された移動通信システムの無線基地局に備えられた無線受信装置の構成例を示す図である。
図において、アンテナ５１の給電端は帯域フィルタ（ＢＰＦ）５２を介して直交復調器５３の入力に接続され、その直交復調器５３の局発入力には局部発振器５４の出力が接続される。直交復調器５３の一方の出力は縦続接続された低域フィルタ（ＬＰＦ）５５ｉおよびＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）５６ｉを介してメモリ５７ｉの書き込みポートに接続され、その直交復調器５３の他方の出力は縦続接続された低域フィルタ（ＬＰＦ）５５ｑおよびＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）５６ｑを介してメモリ５７ｑの書き込みポートに接続される。メモリ５７ｉ、５７ｑの読み出しポートは、サーチャ５８および複数のフィンガ部５９-1〜５９-Nの対応する入力に接続され、これらのフィンガ部５９-1〜５９-Nが個別に有する第一ないし第三の出力はそれぞれ最大比合成部６０Ｓ、６０Ｔ、６０Ｄの対応する入力に接続される。最大比合成部６０Ｓの出力には後述するＰＩＬＯＴビット、ＦＢＩビットおよびＴＰＣビットの列が出力され、かつ最大比合成部６０Ｔの出力はＴＦＣＩ推定部６１を介して誤り訂正部６２の制御入力に接続される。最大比合成部６０Ｄの出力は誤り訂正部６２の対応する入力および同期制御部６３の入力に接続され、これらの誤り訂正部６２と同期制御部６３との出力にはそれぞれ後述するデータの列と同期信号とが出力される。
【０００４】
フィンガ部５９-1は、下記の要素から構成される。
・  メモリ５７ｉ、５７ｑにそれぞれ縦続接続され、かつサーチャ５８によって逆拡散符号が与えられる逆拡散器６７ｉ-1、６７ｑ-1
・  これらの逆拡散器６７ｉ-1、６７ｑ-1の出力にそれぞれ接続された２つの入力を個別に有するパイロット平均化部６８Ｓ-1、６８Ｔ-1、６８Ｄ-1
・  逆拡散器６７ｉ-1、６７ｑ-1の出力と、これらのパイロット平均化部６８Ｓ-1、６８Ｔ-1、６８Ｄ-1の個々の２つの出力とにそれぞれ接続された第一ないし第四の入力を個別に有し、かつ出力がそれぞれ最大比合成部６０Ｓ、６０Ｔ、６０Ｄの対応する入力に接続された同期検波部６９Ｓ-1、６９Ｔ-1、６９Ｄ-1
なお、フィンガ部５９-2〜５９-Nの構成については、フィンガ部５９-1の構成と同じであるので、以下では、対応する構成要素に添え番号「２」〜「Ｎ」が付加された同じ符号を付与し、ここでは、その説明および図示を省略する。
【０００５】
また、以下では、フィンガ部５９-1〜５９-Nに共通の事項については、簡単のため、添え番号「１」〜「Ｎ」の何れにも該当し得ることを意味する添え文字「Ｃ」をこれらの添え番号「１」〜「Ｎ」に代えて適用することによって記述する。
このような構成の無線受信装置では、帯域フィルタ５２は、アンテナ５１に到来した無線周波信号の内、所望の受信波の成分を抽出する。直交復調器５３は、局部発振器５４によって生成され、その受信波の周波数の公称値に所定の精度で等しい周波数の局発信号に基づいてこの受信波を準同期検波することによって、互いに直交した２つのベースバンド信号Ｉ、Ｑを生成する。
【０００６】
Ａ／Ｄ変換器５６ｉ、５６ｑは、それぞれ低域フィルタ５５ｉ、５５ｑと連係することによって、これらのベースバンド信号Ｉ、Ｑを並行してオーバサンプリングすることによって、互いに直交する離散信号Ｉｄ、Ｑｄを生成する。
メモリ５７ｉ、５７ｑは、これらの離散信号Ｉｄ、Ｑｄを時系列の順に一旦蓄積する。
【０００７】
サーチャ５８は、このようにしてメモリ５７ｉ、５７ｑに蓄積された離散信号Ｉｄ、Ｑｄと既述の逆拡散符号との相関をその逆拡散符号の周期の複数倍以上の周期に亘ってとり、この逆拡散符号の周期におけるこれらの相関の平均値の列として「遅延プロファイル」を算出しつつ蓄積する処理に並行して、下記の処理を行う。
【０００８】
・  上述した遅延プロファイルを逆拡散符号の周期で参照し、その遅延プロファイルの値が所定の閾値を上回る個々の時点に、フィンガ部５９-1〜５９-Nの内、空いているフィンガ部を割り付ける。または、遅延プロファイルを生成するたびにフィンガー部５９-1〜５９-Nへの再設定を行う。
・  このようにして割り付けられたフィンガ部に備えられた２つの逆拡散部（符号「６７」で示される。）に、上述した時点に同期し、かつ互いに直交した２つの逆拡散符号をそれぞれ与える。
【０００９】
フィンガ部５９-Cでは、逆拡散器６７ｉ-C、６７ｑ-Cは、このようにしてサーチャ５８によって与えられる２つの逆拡散符号を既述の離散信号Ｉｄ、Ｑｄに乗じることによって、上述したベースバンド信号Ｉ、Ｑにそれぞれ対応する逆拡散信号ｉ-C、ｑ-Cを生成する。
ところで、この逆拡散信号ｉ-C は、図８に示すように、語調Ｎdataが一定であり、かつ伝送されるべきデータが配置されるべき単一のフィールドからなるスロットが時系列の順に１５個連なることによって形成されたフレームの列（以下、このようなフレームの列として形成されるチャネルを「ＤＰＤＣＨ」という。）を示す。
【００１０】
また、上述した逆拡散信号ｑ-C は、例えば、図８に示すように、下記のビットが個別に配置されるべき４つのフィールドからなるスロットが時系列の順に１５個連なることによって形成されたフレームの列（以下、このようなフレームの列として形成されるチャネルを「ＤＰＣＣＨ」という。）を示す。
・  語長Ｎpilot が３ビットないし８ビットである既知のビット列として与えられ、かつスロット毎の同期に供される「ＰＩＬＯＴ」ビット
・  語長ＮTFCIが０ビットないし４ビットであり、かつ急峻な自己相関特性に併せて、なだらかであって小さな相互相関特性を有する符号系列に属すると共に、対応するスロットの形式を示すユニークなビット（またはビット列）である「ＴＦＣＩ(Transport Format Combination Indicator)」ビット
・  語長ＮFBI が０ビットないし２ビットであり、かつ送信ダイバーシチに供される「ＦＢＩ(Feedback Indicator)」ビット
・  語長ＮTPC が１ビットまたは２ビットであり、かつ既述の送信電力制御に供される「ＴＰＣ(Transmission Power Control)」ビット
なお、これらの４つのビットの列がとり得る値の組み合わせについては、図８の下部に示す通りであるが、本発明には直接関係がないので、ここでは、その説明を省略する。
【００１１】
パイロット平均化部６８Ｓ-C、６８Ｔ-C、６８Ｄ-Cは、サーチャ５８と連係し、かつＷＭＳＡ(Weighted Multi-Slot Averaging)方式に基づいて、例えば、個々のスロットのフィールドの内、上述した「ＰＩＬＯＴ」ビットが配置されるべきフィールドの期間における逆拡散信号ｉ-C、ｑ-Cを信号空間上で示すベクトルｑ１，ｑ２、…（図９(a))の平均（以下、「平均ベクトル」という。)(図９(b))を並行して求めることによって、チャネル推定を行う。
【００１２】
同期検波部６９Ｓ-Cは、サーチャ５８と連係することによって、ＤＰＣＣＨに属する個々のスロットのフィールドの内、上述した「ＦＢＩ」ビットおよび「ＴＰＣ」ビットが配置されるべきフィールドの期間における逆拡散信号ｑ-C を信号空間上で示すベクトルの和（以下、「ベクトル和Ｓ」という。）と、パイロット平均化部６８Ｓ-Cによって求められた平均ベクトルとの差に相当する逆拡散信号ｑ-CSの和（以下、「第一の復調信号」という。）Ｓ-Cを順次出力する。
【００１３】
同期検波部６９Ｔ-Cは、サーチャ５８と連係することによって、ＤＰＣＣＨに属する個々のスロットのフィールドの内、上述した「ＴＦＣＩ」ビットが配置されるべきフィールドの期間における逆拡散信号ｑ-CTを信号空間上で示すベクトルの和（以下、「ベクトル和Ｔ」という。）と、パイロット平均化部６８Ｔ-Cによって求められた平均ベクトルとの差に相当する逆拡散信号ｑ-CTの和（以下、「第二の復調信号」という。）Ｔ-Cを順次出力する。
【００１４】
同期検波部６９Ｄ-Cは、サーチャ５８と連係することによって、ＤＰＣＣＨに属する個々のスロットのフィールドの内、上述したデータが配置されるべき単一のフィールドの期間における逆拡散信号ｉ-CDを信号空間上で示すベクトルの和（以下、「ベクトル和Ｄ」という。）と、パイロット平均化部６８Ｄ-Cよって求められた平均ベクトルとの差に相当する逆拡散信号ｉ-CDの和（以下、「第三の復調信号」という。）Ｄ-Cを順次出力する。
【００１５】
また、最大比合成部６０Ｓは、フィンガ部５９-1〜５９-Nに備えられた同期検波部６９Ｓ-1〜６９Ｓ-Nによって並行して出力された第一の復調信号Ｓ-1〜Ｓ-Nを最大比合成することによって、既述のＰＩＬＯＴビット、ＦＢＩビットおよびＴＰＣビットが配置されるべきフィールドの値を示す、これらのＰＩＬＯＴビット、ＦＢＩビットおよびＴＰＣビットの信号判定の対象となるべき復調信号ＳRAKEを生成する。
【００１６】
最大比合成部６０Ｔは、フィンガ部５９-1〜５９-Nに備えられた同期検波部６９Ｔ-1〜６９Ｔ-Nによって並行して出力された第二の復調信号Ｔ-1〜Ｔ-Nを最大比合成することによって、既述のＴＦＣＩビット（伝送誤りに起因するビット誤りが含まれ得る。）が配置されるべきフィールドの値を示す復調信号ＴRAKEを出力する。
【００１７】
ＴＦＣＩ推定部６１は、この復調信号ＴRAKEで示され、かつ既述の自己相関特性に基づいて最も確かなＴＦＣＩビットの列（以下、「推定ＴＦＣＩパターン」という。）を推定する。
最大比合成部６０Ｄは、フィンガ部５９-1〜５９-Nに備えられた同期検波部６９Ｄ-1〜６９Ｄ-Nによって並行して出力された第三の復調信号Ｄ-1〜Ｄ-Nを最大比合成することによって、既述のデータ（伝送路誤りに起因するビット誤りが含まれ得る。）を示す復調信号ＤRAKEの列を出力する。
【００１８】
誤り訂正部６２は、所定の伝送路符号化方式に適合した復号化処理（例えば、ビタビ復号やターボ復号）を上述した復調信号ＤRAKEに施すことによって、無線伝送路で発生したビット誤りが訂正されたデータの列を出力する。
また、同期制御部６３には、既知のフレーム同期パターン（ＦＳＷ）を時系列の順に示し、かつ上述した復調信号ＤRAKEにフレーム毎に規定のフレーム構成に基づいて含まれるべき正規の信号点の列を示す基準ベクトルが予め、あるいはチャネル制御の手順に基づいて適宜与えられる。
【００１９】
さらに、同期制御部６３は、このようにして抽出された基準ベクトルと上述した復調信号ＤRAKEとの相関をとり、その結果が所定の閾値を上回り、極大となる時点を示す同期信号を生成する。
したがって、受信波の復調および復号化は、既述のスロット毎に含まれ、かつ既知であるＰＩＬＯＴビットが配置されるフィールドを基準として行われるチャネル推定の下で確度高く達成される。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来例では、チャネル推定がＰＩＬＯＴビットのみに基づいて行われ、そのチャネル推定の過程では複数のスロットのフィールドの内、ＰＩＬＯＴビットが配置されたフィールドを示す信号が信号空間上で積分されている。
したがって、従来例の構成は、下記の点で、３ＧＰＰ(Third Generation Partnership Project)の規定に準拠したシステムに対する適応性だけではなく、多様な付加価値や性能の向上には限界があった。
【００２１】
・  ＰＩＬＯＴビットが配置されるべきフィールドの長さが一定に保たれるとは限らないために、所望の応答性の維持と同期検波の精度とが確度高く安定には達成されない可能性があった。
・  コンプレストモード時には受信される受信波のレベルが低下するにもかかわらず、そのために生じる伝送品質の劣化については、種々のシステムの仕様の決定の際に必ずしも十分には考慮されないために、性能面における余裕度が必ずしも確保されなかった。
【００２２】
しかし、特に、加入者や伝送容量の拡大が見込まれる移動通信システムや無線ＬＡＮの分野では、将来的な増設の可能性に併せて、価格や性能の面における優位性が強く要望されている。
また、上述した問題点については、例えば、特開平１１−３５５８４９号公報に掲載されるように、「ＰＩＬＯＴビットに該当しないデータシンボルを仮判定することによって同期検波や干渉除去を実現する先行技術」が適用されることによって緩和され、あるいは解決され得る。
【００２３】
しかし、このような先行技術は、下記の点で構成が複雑であり、かつ多くの処理量を要するために、実際には適用が困難である場合があった。
・  ＴＦＣＩビットの列が復号化され、かつ特定された後に、そのＴＦＣＩビットの列に適合した拡散率ＳＦに基づく逆拡散処理が行われ、さらに、この逆拡散処理の結果として得られたデータが同期検波された後でなければ上記の仮判定は実現されない。
【００２４】
・  このような仮判定が行われた後であっても、既述のデータについては、一旦蓄積された後にあらためて検波されなければならない。
本発明は、基本的な構成が大幅に変更されることなく、チャネル推定の確度および伝送品質が確実に向上する無線受信装置を提供することを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
図１は、本発明の原理ブロック図である。
請求項１に記載の発明では、検波手段１１は、既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を準同期検波することによって、ベースバンド信号を出力する。同期手段１２は、このベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる。ベクトル抽出手段１４は、このようなフレーム同期の下で上述したフレームの形式に基づいてベースバンド信号を解析することによって、個々のスロットに含まれる既述の系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出する。チャネル推定手段１５は、信号空間上でこれらの第一のベクトルの列と第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得る。伝送特性補償手段１６は、信号空間上で上述したベースバンド信号を示すベクトルについて、チャネル推定手段１５によって得られた誤差を補償する。この伝送特性補償手段１６は、ＲＡＫＥ受信を実現する複数のフィンガに個別に対応し、かつチャネル推定手段１５によって得られた誤差をフィンガ毎に並行して補償する複数の手段として構成される。同期手段１２は、マルチパスとして形成され、かつ既述の信号が伝搬した無線伝送路を介して並行して受信された個々のベースバンド信号の成分の内、ベクトル抽出手段１４によって抽出された第一のベクトルの列および第二のベクトルの列を示す成分と、フレームの形式との時間軸上における相関の分布として遅延プロファイルを求め、その遅延プロファイルに基づいてこれらのベースバンド信号に対するフレーム同期をとる。
【００２６】
すなわち、既知の情報だけではなく、上述した急峻な自己相関特性に基づいて確度高く推定され、この既知の情報と同様に既知であると見なされ得る既述の系列の語をそれぞれ示す第一のベクトルおよび第二のベクトルが示すシンボルの誤差が求められることによって、チャネル推定が行われる。
したがって、このようなチャネル推定が上述した第一のベクトルのみで示されるシンボルの誤差が求められることによって達成されていた従来例に比べて、基本的な構成が大幅に変更されることなく、伝送品質が高められる。
【００２８】
更に、遅延プロファイルは、上述した無線伝送路を介して受信されたベースバンド信号の成分の内、個々のフレームに含まれる既知の情報だけではなく、急峻な自己相関特性に基づいて確度高く推定され、この既知の情報と同様に既知であると見なされ得る既述の系列の語をそれぞれ示す第一のベクトルの列と第二のベクトルの列とを示す成分と、これらのフレーム形式との相関の時間軸上における分布として求められる。
【００２９】
したがって、伝送特性が刻々と変化するマルチパスが形成され得る移動通信系に対しても、伝送品質が高く確保されるＲＡＫＥ受信機として柔軟に適用可能となる。
本発明にかかわる第２の無線受信装置では、検波手段１１Ａは、既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を同期検波することによって、ベースバンド信号を出力する。同期手段１２は、このベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる。ベクトル抽出手段１４は、このようなフレーム同期の下で上述したフレームの形式に基づいて既述のベースバンド信号を解析することによって、個々のスロットに含まれる既述の系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出する。チャネル推定手段１５は、信号空間上で上述した第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得る。伝送特性補償手段１６Ａは、チャネル推定手段１５によって得られた偏差が圧縮される値に、同期検波に供される局発信号の位相と振幅との双方もしくは何れか一方を維持し、あるいはベースバンド領域で補正する。
【００３０】
すなわち、既知の情報だけではなく、上述した急峻な自己相関特性に基づいて確度高く特定され、この既知の情報と同様に既知であると見なされ得る既述の系列の語をそれぞれ示す第一のベクトルおよび第二のベクトルに含まれるシンボルの誤差が求められることによって、チャネル推定が行われる。
したがって、このようなチャネル推定が上述した第一のベクトルのみで示されるシンボルの誤差が求められることによって達成されていた従来例に比べて、基本的な構成が大幅に変更されることなく、伝送品質が高められる。
【００３１】
本発明にかかわる第３の無線受信装置では、ベクトル抽出手段１４は、信号空間上でベースバンド信号を自己相関特性に基づいて解析することによって既述の系列の語の列を特定する。チャネル推定手段１５は、既述の第一のベクトルと第二のベクトルとの内、このようにして特定された系列の語の列に整合した演算手順に基づいて、信号空間上でこれらのベクトルによって示されるべき特定の信号の誤差の平均をとる。
【００３２】
すなわち、チャネル推定手段１５によって行われるチャネル推定は、フレームやそのフレームに含まれる全てまたは一部のスロットの形式が変化し得る場合であっても、その形式が上述した系列の語の列に応じて一義的に定まる限り、安定に精度よく達成される。
したがって、多様なフレーム構成に対する柔軟な適応が可能となる。
【００３３】
本発明にかかわる第４の無線受信装置では、周波数偏差抑圧手段１７は、チャネル推定手段１５によって得られた誤差の位相の変化率が圧縮される値に、既述の準同期検波または同期検波に供される局発信号の周波数を維持し、あるいはベースバンド領域で補正する。
上述した誤差の位相の変動は、一般に、準同期検波または同期検波に供された局発信号の周波数の偏差に起因して生じ、その偏差に比例した値となる。
【００３４】
したがって、これらの準同期検波や同期検波の精度および安定性が高められ、かつ伝送品質が高く維持される。
本発明にかかわる第５の無線受信装置では、検波手段は、既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を準同期検波し、ベースバンド信号を出力する。同期手段は、ベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる。ベクトル抽出手段は、フレームの形式に基づいて前記ベースバンド信号を解析することによって、前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる前記既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出する。チャネル推定手段は、信号空間上で前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得る。伝送特性補償手段は、信号空間上で前記ベースバンド信号を示すベクトルについて、前記チャネル推定手段によって得られた誤差を補償する。ベクトル抽出手段は、ベースバンド信号を前記自己相関特性に基づいて解析することによって前記系列の語の列を特定し、チャネル推定手段は、ベクトル抽出手段によって特定された前記系列の語の列に整合した演算手順に基づいて、前記信号空間上で前記第一のベクトルと前記第二のベクトルとによって示されるべき特定の信号点の誤差の平均をとる。
すなわち、既知の情報に加えて、上述した急峻な自己相関特性に基づいて確度高く推定され、この既知の情報と同様に既知であると見なされ得る既述の系列の語を示す第一のベクトルと既知の情報に対応する第二のベクトルとに含まれるシンボルの誤差が求められる際に、フレームやそのフレームに含まれる全てまたは一部のスロットの形式が変化し得る場合であっても、その形式が上述した系列の語の列に応じて一義的に定まる限り、安定に精度よく達成される。
本発明にかかわる第６の無線受信装置では、検波手段は、既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を準同期検波し、ベースバンド信号を出力する。同期手段は、ベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる。ベクトル抽出手段は、フレームの形式に基づいて前記ベースバンド信号を解析することによって、前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる前記既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出する。チャネル推定手段は、信号空間上で前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得る。伝送特性補償手段は、信号空間上で前記ベースバンド信号を示すベクトルについて、前記チャネル推定手段によって得られた誤差を補償する。周波数偏差抑圧手段は、チャネル推定手段によって得られた誤差の位相の変化率が圧縮される値に、前記準同期検波または前記同期検波に供される局発信号の周波数を維持し、あるいはベースバンド領域で補正する。
すなわち、既知の情報に加えて、上述した急峻な自己相関特性に基づいて確度高く推定され、この既知の情報と同様に既知であると見なされ得る既述の系列の語を示す第一のベクトルと既知の情報に対応する第二のベクトルとに含まれるシンボルの誤差が求められる。更に、上述した誤差の位相の変動は、一般に、準同期検波または同期検波に供された局発信号の周波数の偏差に起因して生じ、その偏差に比例した値となる。したがって、これらの準同期検波や同期検波の精度および安定性が高められ、かつ伝送品質が高く維持される。
また、本発明にかかわる第７の無線受信装置は、複数のフィンガ部と、該複数のフィンガ部から出力されたＴＦＣＩを合成して得られるＴＦＣＩに基づいてＴＦＣＩパターンを推定する推定部と、該推定部において推定されたＴＦＣＩパターンと、既知のパイロット信号に基づいてチャネル推定を行うチャネル推定部と、該チャネル推定に基づいてチャネル補償を行う伝送特性補償部と、該チャネル補償の施されたデータを、推定された前記ＴＦＣＩパターンに基づいて復号する復号部とを備える。
上述した第１の無線受信装置の下位概念の発明では、ベクトル抽出手段１４は、前記チャネル推定手段１５によって先行して得られた誤差の補償をそのベクトル抽出手段１４によって抽出された第二のベクトルの列に施す。
【００３５】
すなわち、チャネル推定手段１５によって行われたチャネル推定の結果は、個々のフレームに含まれる既知の情報を信号空間上で示す第二のベクトルの列に伴う誤差の圧縮にも適用される。
したがって、伝送品質および信頼性は、このようなチャネル推定の結果が活用されることによって向上し、かつ高く維持される。
【００３６】
上述した第１の無線受信装置に関連した発明では、チャネル推定手段１５は、そのチャネル推定手段１５によって先行して得られた誤差の補償をそのチャネル推定手段１５によって得られた誤差に施す。
すなわち、チャネル推定手段１５によって行われたチャネル推定の結果は、そのチャネル推定手段１５によって後続して行われるチャネル推定にも反映される。
【００３７】
したがって、伝送品質および信頼性は、このようなチャネル推定の結果が活用されることによって向上し、かつ高く維持される。
請求項１ないし請求項４に記載の発明の下位概念の発明では、ベクトル抽出手段１４は、スロットに個別に含まれる既述の系列の語の内、受信された信号の生成に適用された変調方式とフレームの構成とに適合し、かつ信号空間上で何らかの信号点に直接対応する語を示すベクトルの列として、第一のベクトルの列を抽出する。
【００３８】
すなわち、このような第一のベクトルの列は、上述した系列の語の先頭と末尾との双方もしくは何れか一方に配置されても、この語に先行し、あるいは後続する語やビットと何ら組み合わせられることなく何らかの信号点を示し得るベクトルの集合として抽出される。
したがって、既述の急峻な自己相関特性に基づく特定を妨げるビットや語が上述した第一のベクトルで示される語に含まれ得る変調方式やフレーム構成が適用された場合であっても、チャネル推定の精度は高く安定に確保される。
【００３９】
本発明にかかわる第１乃至第３の無線受信装置に関連した第一の発明では、同期手段１２は、急峻な自己相関特性を有する系列の語と既述のベースバンド信号との相関に基づいてフレーム同期をとる。
すなわち、フレーム同期は、フレームに同期語が含まれるとは限らない場合であっても、上述した系列の語が含まれるフレームについては安定に、かつ確実に達成される。
【００４０】
したがって、多様なフレーム構成に対する柔軟な適応が可能となる。
本発明にかかわる第１乃至第３の無線受信装置に関連した第二の発明では、同期手段１２は、同期手段１２は、急峻な自己相関特性を有する系列の語とフレームに含まれる同期語との双方と既述のベースバンド信号との相関に基づいてフレーム同期をとる。
【００４１】
すなわち、フレーム同期は、伝送路の伝送特性の劣化や外乱に起因して上述した同期語に多くのビット誤りが生じ得る場合であっても、安定に、かつ確度高く達成される。
したがって、信頼性および伝送品質が高く安定に維持される。
本発明にかかわる第１乃至第３の無線受信装置に関連した第三の発明では、同期手段１２は、フレームに含まれる同期語と既述のベースバンド信号との相関に基づくフレーム同期と、第一のベクトルの列で示される語とそのベースバンド信号との相関に基づくフレーム同期との双方をとる。
【００４２】
すなわち、フレーム同期は、同期語と、その同期語と同様に既知の情報と見なされ得る既述の系列の語との何れかに基づいて、フレームの長さより短い周期で頻度高く行われる。
したがって、信頼性および伝送品質が向上し、かつ高く維持される。
本発明にかかわる第１乃至第４の無線受信装置の下位概念の発明では、速度検出手段１８は、ベクトル抽出手段１４によって抽出された第一のベクトルの列と第二のベクトルの列と、これらの第一のベクトルおよび第二のベクトルでそれぞれ示されるべき既述の系列の語と既知の語とを示す信号点との相互相関が変化する頻度に基づいて、既述の信号の送信端の速度を求める。
【００４３】
すなわち、送信端の速度は、フレーム毎に含まれる同期語に伝送特性の劣化や外乱に起因する多くのビット誤りが伴う場合であっても、確度高く安定に求められる。
したがって、このような送信端の速度に適応した手順に基づいて行われるチャネル制御や呼設定の確度が高められ、かつ信頼性およびサービス品質が高く維持される。
【００４４】
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第一の発明では、特定の信号点は、チャネル制御と呼設定との双方もしくは何れか一方の手順に基づいて与えられる。
すなわち、フレーム毎に含まれる同期語その他の既知の情報と、既述の系列の語との双方もしくは何れか一方がチャネル制御や呼設定の手順に基づいて設定され、あるいは更新され得る場合であっても、信号空間上においてその系列の語が既知の情報として活用されることによって、伝送品質および信頼性が高く安定に維持される。
【００４５】
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第二の発明では、特定の信号点は、第一のベクトルの列と第二のベクトルの列とに共通に含まれることが既知である既知の信号点である。
すなわち、これらの特定の信号点を特定する処理の省略が可能であるので、チャネル推定にかかわる処理量の削減に併せて、効率の向上が図られる。
【００４６】
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第三の発明では、特定の信号点の数は、フレームで変調された信号の品質が低いほど大きな値に設定される。
すなわち、これらの特定の信号点を特定する処理は、上述した信号の品質が著しく劣化しない限り、無用に多くの処理量が確保されなくても効率的に確度高く達成される。
【００４７】
したがって、平均的な伝送品質および性能が高く維持される。
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第四の発明では、ベクトル抽出手段１４は、自己相関特性が急峻と見なされ得る最小の数のシンボルの列毎に順次第一のシンボルの列を特定する。
すなわち、チャネル推定その他に供される第一のベクトルの列は、既述の系列の語がその系列の語長、あるいはフレームの周期に亘って収集され、かつパックされなくても、上述した自己相関特性が保証される限り、頻度高く特定される。
【００４８】
したがって、多様なフレームの構成に対する柔軟な適応が可能となり、かつチャネル推定その他の頻度が高められる。
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第五の発明では、ベクトル抽出手段１４は、チャネル制御と呼設定との双方もしくは何れか一方の手順に整合した数のシンボルの列毎に順次第一のベクトルの列を特定する。
【００４９】
すなわち、チャネル推定その他の頻度は、既述の系列の語が上述したチャネル制御や呼設定の過程で更新され得る場合であっても、これらのチャネル制御や呼設定の形態に即して行われる。
したがって、多様な構成の無線伝送系に対する柔軟な適応が可能となる。
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第六の発明では、特定スロット識別手段１９は、チャネル制御と呼設定との双方もしくは何れか一方に整合し、かつ系列の語が一定であるべき特定のスロットの列を識別する。伝送特性補償手段１６は、特定スロット識別手段１９によって識別された特定のスロットの列毎に、その特定のスロットの列を示すシンボルの一部または全てについて、チャネル推定手段１５によって最先に得られた誤差を補償する。
【００５０】
すなわち、上述した系列の語が更新されない期間には、このような誤差を反復して求めるチャネル推定の省略が可能となる。
したがって、このような期間が過度に長くない限り、チャネル推定手段１５および伝送特性補償手段１６によって行われるべき処理の簡略化が図られる。
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第七の発明では、チャネル推定手段１５は、特定スロット識別手段１９によって識別された特定のスロットの列毎に、誤差を得る処理の反復を省略する。
【００５１】
すなわち、伝送特性補償手段１６によって参照されることがない誤差を得る無用な処理が見合わされる。
したがって、平均的な処理量および消費電力の節減が図られる。
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第八の発明では、ベクトル抽出手段１４は、特定スロット識別手段１９によって識別された特定のスロットの列毎に、第一のベクトルの列を抽出する処理の反復を省略する。
【００５２】
すなわち、伝送品質補償手段１６によって既述の誤差の補償が何ら行われない期間には、第一のベクトルの列の抽出が見合わされる。
したがって、平均的な処理量および消費電力の節減が図られる。
【００５３】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図２は、本発明の第一の実施形態を示す図である。
本実施形態には、既述のパイロット平均化部６８Ｄ-1〜６８Ｄ-Nに代わるパイロット平均化部３１Ｄ-1〜３１Ｄ-Nが備えられ、これらのパイロット平均化部３１Ｄ-1〜３１Ｄ-Nの制御入力にはＴＦＣＩ推定部６１の出力が接続された点にある。
【００５４】
図３は、本発明の第一の実施形態の動作を説明する図である。
以下、図２および図３を参照して本発明の第一の実施形態の動作を説明する。
フィンガ部５９-Cでは、パイロット平均化部３１Ｄ-Cは、ＴＦＣＩ推定部６１によって与えられる「推定ＴＦＣＩパターン」に応じて、図８(a)、(b)に示すように「ＴＦＣＩビット」の列に対して一義的に定まるフレームやスロットの構成（形式）に適合し、かつ以下に列記された事項を特定する。
【００５５】
・  信号空間上で逆拡散信号ｑ-C がとり得る信号点の内、「ＰＩＬＯＴ」ビットと「ＴＦＣＩ」ビットとを示す信号点に共通に含まれる信号点（以下、「共通信号点」という。）
・  これらの共通信号点の内、後述するチャネル推定に際して参照されるべき信号点（以下、「参照信号点」という。）の組み合わせ
・  信号空間上で逆拡散信号ｑ-C をシンボル毎に示すベクトルの内、この組み合わせに属する個々の参照信号点の近傍に位置する個々のベクトル（以下、「参照ベクトル」という。）が「その参照ベクトルに対応する参照信号点」に対して有する偏差の平均値の算出に適用されるべき演算手順
なお、このような偏差の平均値は、例えば、下記の何れかの演算手順に基づいて達成されてもよい。
【００５６】
(a) 全ての参照ベクトルについて、個別に対応する参照信号点に対する偏差を求め、これらの偏差の平均をとる。
(b) 信号空間上で、特定の信号点（参照信号点の何れかに該当してもよく、あるいはこれらの何れの参照信号点にも該当しなくてもよい。）を含む所定の象限や領域に対して、全てまたは一部の参照信号点と、これらの参照信号点の近傍にそれぞれ位置する参照ベクトルとの写像をとり、この象限や領域に位置する参照ベクトルのみについて上述した偏差の平均をとる。
【００５７】
(c) 信号空間上で、特定の参照信号点を含む象限や領域に位置する参照ベクトルのみについて上述した偏差の平均をとる。
また、上述した偏差には、適用された変調方式に整合する限り、例えば、振幅と位相との何れか一方にかかわる成分が含まれなくてもよい。
さらに、パイロット平均化部３１Ｄ-Cは、従来例と同様にサーチャ５８と連係し、かつ上述した演算手順に基づいて、例えば、図３(a)、(b)に示すように、個々のスロットのフィールドの内、既述の「ＰＩＬＯＴ」ビットと、「ＴＦＣＩ」ビットとが配置されるべきフィールドの期間における逆拡散信号ｑ-C を示す参照ベクトルＰ１、Ｐ２、…、ＴＦＣＩ１、ＴＦＣＩ２、…と、対応する参照信号点との差（以下、単に「偏差」という。）の平均を既述のＷＭＳＡ方式に基づいてとることによって、チャネル推定を行う。
【００５８】
このように本実施形態によれば、「ＰＩＬＯＴ」ビットだけではなく、信号判定が行われなくても既述の先鋭な自己相関特性に基づいて推定された「ＴＦＣＩ」ビットをシンボル単位に示す参照ベクトルのベクトル和の偏差を求める演算によってチャネル推定が達成される。
したがって、このような偏差が「ＰＩＬＯＴ」ビットを示す復調信号のみに着目して行われていた従来例に比べて、構成が大幅に変更されることなく、チャネル推定の確度および伝送品質が高められる。
【００５９】
なお、本実施形態では、ＴＦＣＩ推定部６１によって求められた「推定ＴＦＣＩパターン」に基づいて、上述した演算手順が決定されている。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、適用されるべき演算手順が「推定ＴＦＣＩパターン」の如何にかかわらず予め定まり、あるいは本発明が適用されたシステムや機器を構成する何らかの要素によって適確に指定される場合には、その演算手順に基づいてチャネル推定が達成されてもよい。
【００６０】
また、本実施形態に適用されるべき演算手順については、既述の演算手順(a)〜(c) に限定されず、適用された変調方式、多元接続方式に適合し、かつ所望の伝送品質や応答性が達成されるならば、如何なる演算手順が適用されてもよい。
さらに、本実施形態では、上述した共通信号点と、参照信号点の組み合わせとが単に「推定ＴＦＣＩパターン」に対して一義的に定まるフレームやスロットの構成に適合した事項として特定されている。
【００６１】
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、これらの共通信号点と、参照信号点の組み合わせとの双方または何れか一方の全てもしくは一部は、例えば、「推定ＴＦＣＩパターン」との関連性の如何にかかわらず、チャネル制御や呼設定の手順に基づいて特定されてもよい。
さらに、本実施形態では、共通信号点と参照信号点との双方もしくは何れか一方の数の設定にかかわる処理が何ら行われていない。
【００６２】
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、上述したチャネル制御や呼設定の手順に基づいて識別される伝送品質（所望の無線ゾーン（セル）と無線基地局との双方もしくは何れか一方にかかわる「トラヒックの分布」や「輻輳の程度」）が低いほど、上述した数が大きな値に設定されることによって、伝送品質が高い無線チャネルのチャネル推定に要する処理量の削減が図られ、かつその伝送品質が低い無線チャネルのチャネル推定に要する処理量の安定な確保が図られてもよい。
【００６３】
また、本実施形態では、個々のフレームを構成し、時系列の順に連なる１５個のスロットに区分されて配置された「部分ＴＦＣＩビット」がパックされてなるＴＦＣＩビットがＴＦＣＩ推定部６１によって特定され、このようなフレーム単位に、ＴＦＣＩビットとＰＩＬＯＴビットとを示す逆拡散信号に伴うシンボル毎の偏差が平均化されることによって、チャネル推定が達成されている。
【００６４】
しかし、例えば、下記の何れかの条件が成立する場合には、このようなチャネル推定が行われるべき周期がフレームの周期より短く設定されることによって、チャネル推定に要する時間やそのチャネル推定が行われるべき周期の短縮が図られてもよい。
・  フレームを構成する個々のスロットに形成されたＴＦＣＩフィールドの語長の総和より短い語長の単位に、ＴＦＣＩビットの推定（特定）が可能である。
【００６５】
・  ＴＦＣＩビットが区分されてなる部分ビット列についても、既述の急峻な自己相関特性が成立し、かつその自己相関特性に基づく推定が可能である。
さらに、このようなチャネル推定に要する時間やチャネル推定が行われる周期は、例えば、チャネル制御や呼設定の手順に基づいて可変されてもよい。
また、これらのチャネル制御や呼設定の手順に基づいて上述した時間や周期が可変される際には、ＴＦＣＩビットを示す符号系列の語長、符号間距離その他の属性が適宜更新されることによって、多様なゾーン構成、チャネル構成、チャネル配置その他の仕様に対する柔軟な整合が図られてもよい。
【００６６】
図４は、本発明の第二ないし第五の実施形態を示す図である。
本発明の第二の実施形態では、図４に点線で示すように、同期制御部６３に代わる同期制御部３２が備えられ、かつＴＦＣＩ推定部６１の出力がこの同期制御部３２の対応する入力に接続される。
以下、図４を参照して本発明の第二の実施形態の動作を説明する。
【００６７】
同期制御部３２は、既知のフレーム同期パターン（ＦＳＷ）と、ＴＦＣＩ推定部６１によって得られた推定ＴＦＣＩパターンとをそのフレーム構成に基づいて時系列の順に示し、かつ最大比合成部６０Ｄによって生成された復調信号ＤRAKEによってフレーム毎に規定のフレーム構成に基づいて示されるべき正規の信号点の列を示す基準ベクトルを生成する。
【００６８】
さらに、同期制御部３２は、このようにして生成された基準ベクトルと上述した復調信号ＤRAKEとの相関をとり、その結果が所定の閾値を上回り、かつ極大となる時点を示すフレーム同期信号を生成する。
すなわち、このように本実施形態によれば、既述のフレーム同期パターン（ＦＳＷ）と、信号判定が行われることなく既述の自己相関特性に基づいて確度高く推定された推定ＴＦＣＩパターンとの双方の組み合わせに対応する基準ベクトルと、復調信号ＤRAKEとの相関に基づいてフレーム同期信号が生成される。
【００６９】
したがって、本実施形態によれば、上述した基準ベクトルがフレーム同期パターンのみに基づいて生成されていた従来例に比べて、伝送品質が低下している期間であってもフレーム同期の確立および維持が安定に確度高く行われる。
なお、本実施形態では、基準ベクトルがフレーム同期パターンと推定ＴＦＣＩパターンとの双方の組み合わせに対応するベクトルとして生成され、その基準ベクトルに基づいてフレーム毎に単一のフレーム同期信号が生成されている。
【００７０】
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、下記の何れかの相関の結果としてフレーム同期信号が生成されることによって、そのフレーム同期信号の生成にかかわる処理の簡略化、あるいはフレーム同期の確認や引き込みが可能な頻度の向上が図られてもよい。
・  個々のフレームについて推定された推定ＴＦＣＩパターンが配置されるフィールドと、そのフィールド以外のフィールドとの値の相関が十分に小さいことを前提として行われる「推定ＴＦＣＩパターンのみに対応する基準ベクトル」と復調信号ＤRAKEとの相関
・  フレーム同期パターンと推定ＴＦＣＩパターンとに個別に対応する２つの基準ベクトルとの内、交互に選択された一方と復調信号ＤRAKEとの間における相関また、このような基準ベクトルについては、何れも定常的に同じ方法によって生成されるとは限らず、例えば、コンプレストモードに基づく送信に際して送信電力のレベルが大きく設定されても伝送品質が十分には補償されない場合には、局情報、加入者クラス、チャネル制御や呼設定の手順に適応した種々の方法に基づいて適宜生成されてもよい。
【００７１】
以下、本発明の第三の実施形態について説明する。
本実施形態では、ＴＦＣＩ推定部６１によって下記の処理が行われる。
図５は、本発明の第三の実施形態の動作タイムチャートである。
以下、図４および図５を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。
ＴＦＣＩ推定部６１には、例えば、図示されないプロセッサによって行われるチャネル制御の下で設定され、かつ共通のＴＦＣＩビットを含んで時系列の順に連なるフレームの数Ｋを示すＴＴＩ(Transmission Time Interval)がこれらのフレームの内、先頭のフレームに同期して与えられる（図５(1))。
【００７２】
ＴＦＣＩ推定部６１は、このようにして与えられるＴＴＩが更新されると、上述した先頭のフレーム（あるいはそのフレームに後続するフレーム）に含まれるスロットに個別に配置された部分ＴＦＣＩビットの列として推定ＴＦＣＩパターンを求め（図５(2))、その先頭のフレームに後続する（Ｋ−１）個のフレームの期間（以下、「ＴＴＩ期間」という。）に亘って、その推定ＴＦＣＩパターンを求める処理を反復することなく、この推定ＴＦＣＩパターンをパイロット平均化部３１Ｄ-Cに与える（図５(3))。
【００７３】
なお、パイロット平均化部３１Ｄ-Cによって行われる処理については、既述の第一の実施形態において行われる処理と同じであるので、ここでは、その説明を省略する。
すなわち、ＴＦＣＩ推定部６１に要求される処理量が削減され、かつパイロット平均化部３１Ｄ-Cは、この処理の結果として求められた推定ＴＦＣＩパターンを反復して適用することによって既述のチャネル推定を行うことができる。
【００７４】
したがって、ＴＦＣＩ推定部６１とパイロット平均化部３１Ｄ-Cとが連係するために行われるべき同期制御が簡略化され、かつ消費電力の削減や応答性の向上が図られる。
なお、本実施形態では、ＴＦＣＩ推定部６１によって得られた推定ＴＦＣＩパターンは、パイロット平均化部３１Ｄ-Cによって行われるチャネル推定のみに適用されている。
【００７５】
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、図４に点線で示されるように、上記の推定ＴＦＣＩパターンがサーチャ３３に与えられ、ＰＩＬＯＴビットだけではなく、その個々のＴＦＣＩビットが配置されたフィールドの期間における復調信号と逆拡散符号との相関がそのサーチャ３３によってとられることによって、精度よく遅延プロファイルが生成されてもよい。
【００７６】
また、本実施形態では、上述したＴＴＩがチャネル制御の手順に基づいて設定され、かつ更新されている。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、ＴＴＩは、例えば、フレームあるいは所定のスロットの規定のフィールドに配置され、あるいは推定ＴＦＣＩパターンに応じて一義的に定まるビット列として与えられ、かつＴＦＣＩ推定部６１等によって適宜参照されてもよい。
【００７７】
さらに、本実施形態では、ＴＦＣＩ推定部６１は、ＴＴＩが更新された時点で新たな推定ＴＦＣＩパターンを求め、既述の後続する（Ｋ−１）個のフレームの期間に亘って、その推定ＴＦＣＩパターンをパイロット平均化部３１Ｄ-Cに引き続いて与えている。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、ＴＦＣＩ推定部６１は上述した（Ｋ−１）個のフレームに個別に含まれるＴＦＣＩパターンを順次推定し、かつパイロット平均化部３１Ｄ-Cは、ＴＴＩが更新された直後に得られた推定ＴＦＣＩパターンを自立的に保持して参照すると共に、このようにして推定された（Ｋ−１）個の推定ＴＦＣＩパターンの参照を省略することも可能である。
【００７８】
以下、本発明の第四の実施形態について説明する。
本実施形態では、図４に破線で示すように、メモリ５７ｉ、５７ｑと、フィンガ部５９-1〜５９-Nおよびサーチャ３３との段間に周波数偏差抑圧部３４が備えられ、最大比合成部６０Ｓ、６０ＴおよびＴＦＣＩ推定部６１の出力に個別に接続された３つの入力を有し、かつ出力が周波数偏差抑圧部３４の制御入力に接続された周波数偏差推定部３５が備えられる。
【００７９】
以下、図４を参照して本発明の第四の実施形態の動作を説明する。
周波数偏差推定部３５には、最大比合成部６０Ｓの出力に得られる復調信号ＳRAKEの成分の内、所定のスロットの形式に基づいて既知であるＰＩＬＯＴビットのフィールドに対応するＰＩＬＯＴ復調信号と、最大比合成部６０Ｔによって出力され、かつ既述のＴＦＣＩビットを示す復調信号ＴRAKEと、ＴＦＣＩ推定部６１によって特定された推定ＴＦＣＩパターンとが与えられる。
【００８０】
周波数偏差推定部３５は、信号空間上でこれらの「ＰＩＬＯＴ復調信号」と復調信号ＴRAKEとを示すベクトルに含まれ、かつ上述した既知のＰＩＬＯＴビットと推定ＴＦＣＩパターンとをその信号空間上で示す信号点に対する相対的な位相の誤差を求める。
さらに、周波数偏差推定部３５は、このような誤差のシンボル周期毎の変化率を求める。
【００８１】
周波数偏差抑圧部３４は、メモリ５７ｉ、５７ｑから読み出された離散信号Ｉｄ、Ｑｄの個々の位相から上述した変化率に等しい位相を減じる処理を行うことによって、フィンガ部５９-1〜５９-Nおよびサーチャ３３に与えられるべき離散信号Ｉｄ、Ｑｄの位相を補正する。
また、上述した変化率の値は、直交復調器５３が行う準同期検波に供された局発信号の周波数の偏差に比例した値となり、かつ既知のＰＩＬＯＴビットに併せて、そのＰＩＬＯＴビットと同様に既知であると見なされ得る「推定ＴＦＣＩパターン」を示す復調信号の信号空間上の誤差に基づいて得られる。
【００８２】
したがって、本実施形態によれば、アンテナ５１に到来した受信波の周波数に対する上述した局発信号の周波数が安定に確度高く圧縮される。
以下、本発明の第五の実施形態について説明する。
本実施形態では、図４に一点鎖線で示すように、最大比合成部６０Ｓ、６０ＴおよびＴＦＣＩ推定部６１の出力に個別に接続された３つの入力を有し、かつ後述する「移動速度」を出力する速度検出部３６が備えられる。
【００８３】
以下、図４を参照して本発明の第五の実施形態の動作を説明する。
速度検出部３６は、信号空間上で上述した「ＰＩＬＯＴ復調信号」と復調信号ＴRAKEとを示すベクトルに含まれ、かつ既知のＰＩＬＯＴビットと、既述の推定ＴＦＣＩパターンとをその信号空間上で示す信号点に対する相対的な誤差を求め、時間軸上におけるその誤差の振幅分布を求める。
【００８４】
さらに、速度検出部３６は、その振幅分布が極大（極小）となる時間軸上の間隔ΔＴを求め、その間隔ΔＴに規定の比例係数を乗じることによって、アンテナ５１に到来した受信波の送信端の移動速度を求める。
このような移動速度は、既知のＰＩＬＯＴビットに併せて、そのＰＩＬＯＴビットと同様に既知であると見なされ得る「推定ＴＦＣＩパターン」を示す復調信号の信号空間における誤差の振幅成分の変化の換算値として得られる。
【００８５】
したがって、本実施形態によれば、アンテナ５１に到来した受信波の送信端の移動速度は、上述した誤差がＰＩＬＯＴビットのみを示す復調信号の信号空間における誤差の振幅成分に基づいて換算される場合に比べて、精度よく求められる。
なお、上述した各実施形態では、ＣＤＭＡ方式が適用された移動通信システムの無線基地局に備えられ、かつＲＡＫＥ受信を行う受信系に本発明が適用されている。
【００８６】
しかし、本発明は、既述のスロットの列からなるフレームの列で変調された受信波との同期がこれらのスロットおよびフレームの構成に基づいて確立され、その同期の下で受信波の復調が可能であるならば、伝送路復号化や信号判定が行われるか否かにかかわらず、如何なる受信系にも適用可能である。
また、上述した各実施形態では、パイロット平均化部６８Ｓ-C、６８Ｔ-C、３１Ｄ-Cの内、パイロット平均化部３１Ｄ-CのみにＴＦＣＩ推定部６１の出力が接続されている。
【００８７】
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、図２および図４に破線と点線とでそれぞれ示されるように、パイロット平均化部６８Ｓ-C、６８Ｔ-Cの双方または何れか一方にＴＦＣＩ推定部６１の出力が接続されることによって、「ＰＩＬＯＴビット」、「ＦＢＩビット」、「ＴＰＣビット」、「ＴＦＣＩビット」の伝送に供されるチャネルの品質と応答性との向上が図られてもよい。
【００８８】
さらに、上述した各実施形態では、直交復調器５３によって準同期検波が行われ、かつ局部発振器５４によって生成され、この準同期検波に供された局発信号の位相や周波数の偏差に起因するシンボル毎の誤差が同期検波部６９Ｓ-C、６９Ｔ-C、６９Ｄ-Cによって補正されている。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、パイロット平均化部６８Ｓ-C、６８Ｔ-C、６８Ｄ-Cの何れかによって上述した局発信号の周波数や位相が一括して補正され、かつ直交復調器５３がその局発信号に応じて「同期検波」を行ってもよい。
【００８９】
また、上述した各実施形態では、ＣＤＭＡ方式が適用された移動通信システムの無線基地局に備えられ、かつＲＡＫＥ受信を行う無線受信装置に本発明が適用されている。
しかし、本発明は、このような無線基地局に備えられる無線受信装置に限定されず、既知のＰＩＬＯＴビットに併せて、既述のＴＦＣＩビットに相当するビットが配置されてなる複数のスロットの列として構成されるフレームで変調された受信波を受信すべき無線受信装置であれば、例えば、図６に示される構成のフレームで変調された受信波を受信する端末（移動局装置）にも同様に適用可能である。
【００９０】
さらに、上述した各実施形態では、フィンガ部５９-Cに３つのパイロット平均化部６８Ｓ-C、，６８Ｔ-C、３１Ｄ-Cが備えられている。
しかし、パイロット平均化部６８Ｓ-C、，６８Ｔ-C、３１Ｄ-Cは、これらのパイロット平均化部６８Ｓ-C、，６８Ｔ-C、３１Ｄ-Cによって行われる既述の処理が所望の精度および速度で達成される限り、如何なる形態で併合されてもよい。
【００９１】
また、上述した各実施形態では、信号判定が何ら行われることなく確度高く推定され、かつＰＩＬＯＴビットの列と同様に既知の情報と見なされ得る情報として、既述のＴＦＣＩビットの列が適用されている。
しかし、本発明は、このようなＴＦＣＩビットに限定されず、フレームやスロットの構成が変化し得る場合であっても、これらのフレームやスロットから抽出されるべきフィールドの特定が確実に達成され、かつ急峻な自己相関特性に合わせて、小さくなだらかな相互相関特性を有することによって、信号判定が行われなくても確度高く推定される系列の語であるならば、如何なる情報が上述したＴＦＣＩビットに代えて、あるいはそのＴＦＣＩビットに併せて適用されてもよい。
【００９２】
さらに、上述した各実施形態では、スロット上においてＴＦＣＩビットの全ては、これらのＴＦＣＩビットに隣接するフィールドに配置された如何なるビットや語と組み合わされることなく、信号空間上の正規の信号点に対応している。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、ＴＦＣＩビットの先頭または末尾のビットが上記の隣接するフィールドに配置された何らかのビットや語との組み合わせられなければ、正規の信号点の何れにも対応しない場合には、これらの先頭または末尾のビットの双方もしくは何れか一方を含まない「部分ＴＦＣＩビットの列」が既述のＴＦＣＩビットに代えて適用されることによって、多様なフレーム構成、変調方式および多元接続方式に対する柔軟な適用が図られてもよい。
【００９３】
また、上述した各実施形態では、ＣＤＭＡ方式が適用された移動通信システムに本発明が適用されている。
しかし、本発明は、このようなＣＤＭＡ方式の無線伝送系に限定されず、適用されるべき多元接続方式、変調方式だけではなく、ＲＡＫＥ受信が行われるか否かにかかわらず、多様な無線伝送系に対する適用が可能である。
【００９４】
さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発目の範囲において多様な形態による実施形態が可能であり、かつ構成要素の一部もしくは全てに如何なる改良が施されてもよい。
以下、上述した各実施形態に開示された発明の構成を階層的・多面的に整理し、かつ付記項として順次列記する。
【００９５】
（付記１）  既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を準同期検波し、ベースバンド信号を出力する検波手段１１と、
前記ベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる同期手段１２と、
前記フレームの形式に基づいて前記ベースバンド信号を解析することによって、前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる前記既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出するベクトル抽出手段１４と、
前記信号空間上で前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得るチャネル推定手段１５と、
前記信号空間上で前記ベースバンド信号を示すベクトルについて、前記チャネル推定手段１５によって得られた誤差を補償する伝送特性補償手段１６と
を備えたことを特徴とする無線受信装置。
【００９６】
（付記２）  付記１に記載の無線受信装置において、
伝送特性補償手段１６は、
ＲＡＫＥ受信を実現する複数のフィンガに個別に対応し、かつ前記チャネル推定手段１５によって得られた誤差をフィンガ毎に並行して補償する複数の手段として構成され、
前記同期手段１２は、
マルチパスとして形成され、かつ前記信号が伝搬した無線伝送路を介して並行して受信された個々のベースバンド信号の成分の内、前記ベクトル抽出手段１４によって抽出された第一のベクトルの列および第二のベクトルの列を示す成分と、前記フレームの形式との時間軸上における相関の分布として遅延プロファイルを求め、その遅延プロファイルに基づいてこれらのベースバンド信号に対するフレーム同期をとる
ことを特徴とする無線受信装置。
【００９７】
（付記３）  付記１または付記２に記載の無線受信装置において、
前記ベクトル抽出手段１４は、
前記チャネル推定手段１５によって先行して得られた誤差の補償をそのベクトル抽出手段１４によって抽出された第二のベクトルの列に施す
ことを特徴とする無線受信装置。
【００９８】
（付記４）  付記１ないし付記３の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記チャネル推定手段１５は、
そのチャネル推定手段１５によって先行して得られた誤差の補償をそのチャネル推定手段１５によって得られた誤差に施す
ことを特徴とする無線受信装置。
【００９９】
（付記５）  既知の情報を含み、かつ急峻な自己相関特性と小さくなだらかな相互相関特性とを有する系列の語を含み得るスロットの列からなるフレームで変調された信号を同期検波し、ベースバンド信号を出力する検波手段１１Ａと、
前記ベースバンド信号で示されるフレームとのフレーム同期をとる同期手段１２と、
前記フレームの形式に基づいて前記ベースバンド信号を解析することによって、前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の列を示す第一のベクトルの列と、これらのスロットに含まれる前記既知の情報を示す第二のベクトルの列とを抽出するベクトル抽出手段１４と、
前記信号空間上で前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とによって示されるべき特定の信号点の偏差より、これらのベクトルの誤差を得るチャネル推定手段１５と、
前記チャネル推定手段１５によって得られた誤差が圧縮される値に、前記同期検波に供される局発信号の位相と振幅との双方もしくは何れか一方を維持し、あるいはベースバンド領域で補正する伝送特性補償手段１６Ａと
を備えたことを特徴とする無線受信装置。
【０１００】
（付記６）  付記１ないし付記５の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記ベクトル抽出手段１４は、
前記ベースバンド信号を前記自己相関特性に基づいて解析することによって前記系列の語の列を特定し、
前記チャネル推定手段１５は、
前記ベクトル抽出手段１４によって特定された前記系列の語の列に整合した演算手順に基づいて、前記信号空間上で前記第一のベクトルと前記第二のベクトルとによって示されるべき特定の信号点の誤差の平均をとる
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０１】
（付記７）  付記１ないし付記６の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記ベクトル抽出手段１４は、
前記スロットに個別に含まれる前記系列の語の内、前記信号の生成に適用された変調方式と前記フレームの構成とに適合し、かつ信号空間上で何らかの信号点に直接対応する語を示すベクトルの列として第一のベクトルの列を抽出する
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０２】
（付記８）  付記１ないし付記７の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記同期手段１２は、
前記急峻な自己相関特性を有する系列の語と前記ベースバンド信号との相関に基づいてフレーム同期をとる
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０３】
（付記９）  付記１ないし付記８に記載の無線受信装置において、
前記同期手段１２は、
前記急峻な自己相関特性を有する系列の語と前記フレームに含まれる同期語との双方と前記ベースバンド信号との相関に基づいてフレーム同期をとる
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０４】
（付記１０）  付記１ないし付記７に記載の無線受信装置において、
前記同期手段１２は、
前記フレームに含まれる同期語と前記ベースバンド信号との相関に基づくフレーム同期と、前記第一のベクトルの列で示される語と前記ベースバンド信号との相関に基づくフレーム同期との双方をとる
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０５】
（付記１１）  付記１ないし付記１０の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記チャネル推定手段１５によって得られた誤差の位相の変化率が圧縮される値に、前記準同期検波または前記同期検波に供される局発信号の周波数を維持し、あるいはベースバンド領域で補正する周波数偏差抑圧手段１７を備えた
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０６】
（付記１２）  付記１ないし付記１１の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記ベクトル抽出手段１４によって抽出された第一のベクトルの列と第二のベクトルの列と、これらの第一のベクトルおよび第二のベクトルでそれぞれ示されるべき既述の系列の語と既知の語とを示す信号点との相互相関が変化する頻度に基づいて、前記フレームで変調された信号の送信端の速度を求める速度検出手段１８を備えた
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０７】
（付記１３）  付記１ないし付記１２の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記特定の信号点は、
チャネル制御と呼設定との双方もしくは何れか一方の手順に基づいて与えられる
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０８】
（付記１４）  付記１ないし付記１２の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記特定の信号点は、
前記第一のベクトルの列と前記第二のベクトルの列とに共通に含まれることが既知である既知の信号点である
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１０９】
（付記１５）  付記１ないし付記１２の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記特定の信号点の数は、
前記フレームで変調された信号の品質が低いほど大きな値に設定される
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１１０】
（付記１６）  付記１ないし付記１５の何れか１項に記載の無線受信装置において、
前記ベクトル抽出手段１４は、
自己相関特性が急峻と見なされ得る最小の数のシンボルの列毎に順次前記第一のベクトルの列を特定する
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１１１】
（付記１７）  付記１６に記載の無線受信装置において、
前記ベクトル抽出手段１４は、
チャネル制御と呼設定との双方もしくは何れか一方の手順に整合した数のシンボルの列毎に順次前記第一のベクトルの列を特定する
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１１２】
（付記１８）  付記１７に記載の無線受信装置において、
前記チャネル制御と前記呼設定との双方もしくは何れか一方に整合し、かつ前記系列の語が一定であるべき特定のスロットの列を識別する特定スロット識別手段１９を備え、
前記伝送特性補償手段１６は、
前記特定スロット識別手段１９によって識別された特定のスロットの列毎に、その特定のスロットの列を示すシンボルの一部または全てについて、前記チャネル推定手段１５によって最先に得られた誤差を補償する
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１１３】
（付記１９）  付記１８に記載の無線受信装置において、
前記チャネル推定手段１５は、
前記特定スロット識別手段１９によって識別された特定のスロットの列毎に、前記誤差を得る処理の反復を省略する
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１１４】
（付記２０）  付記１８または付記１９に記載の無線受信装置において、
前記ベクトル抽出手段１４は、
前記特定スロット識別手段１９によって識別された特定のスロットの列毎に、前記第一のベクトルの列を抽出する処理の反復を省略する
ことを特徴とする無線受信装置。
【０１１５】
【発明の効果】
上述したように  請求項１および請求項３に記載の発明では、従来例に比べて、基本的な構成が大幅に変更されることなく、伝送品質が高められる。
また、請求項２に記載の発明は、伝送特性が刻々と変化するマルチパスが形成され得る移動通信系にも柔軟に適用可能となる。
さらに、請求項４に記載の発明と、請求項１ないし請求項４に記載の発明に関連した第一の発明とでは、多様なフレーム構成に対する柔軟な適応が可能となる。
【０１１６】
また、請求項５に記載の発明では、準同期検波や同期検波の精度および安定性が高められ、かつ伝送品質が高く維持される。
さらに、請求項１または請求項２に記載の発明の下位概念の発明と、請求項１または請求項２に記載の発明に関連した発明とでは、伝送品質および信頼性は、チャネル推定の結果が活用されることによって向上し、かつ高く維持される。
【０１１７】
また、請求項１ないし請求項４に記載の発明の下位概念の発明では、急峻な自己相関特性に基づく特定を阻害するビットや語が第一のベクトルで示される語に含まれ得る変調方式やフレーム構成が適用された場合であっても、チャネル推定の精度は高く安定に確保される。
さらに、請求項１ないし請求項４に記載の発明に関連した第二の発明では、信頼性および伝送品質が高く安定に維持される。
【０１１８】
また、請求項１ないし請求項４に記載の発明に関連した第三の発明では、信頼性および伝送品質が向上し、かつ高く維持される。
さらに、請求項１ないし請求項５に記載の発明の下位概念の発明では、送信端の速度に適応した手順に基づいて行われるチャネル制御や呼設定の確度が高められ、かつ信頼性およびサービス品質が高く維持される。
【０１１９】
また、請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第一の発明では、フレーム毎に含まれる同期語その他の既知の情報と、既述の系列の語との双方もしくは何れか一方がチャネル制御や呼設定の手順に基づいて設定され、あるいは更新され得る場合であっても、信号空間上においてその系列の語が既知の情報として活用されることによって、伝送品質および信頼性が高く安定に維持される。
【０１２０】
さらに、請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第二の発明では、チャネル推定にかかわる処理量の削減に併せて、効率の向上が図られる。
また、請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第三の発明では、平均的な伝送品質および性能が高く維持される。
さらに、請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第四の発明では、多様なフレームの構成に対する柔軟な適応が可能となり、かつチャネル推定その他の頻度が高められる。
【０１２１】
また、請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第五の発明は、多様な構成の無線伝送系に対する柔軟な適応が可能となる。
さらに、請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第六の発明では、上述した系列の語が更新されない期間が過度に長くない限り、チャネル推定手段および伝送特性補償手段によって行われるべき処理の簡略化が図られる。
【０１２２】
また、請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した第七および第八の発明では、平均的な処理量および消費電力の節減が図られる。
したがって、これらの発明が適用された無線伝送系では、コストが大幅に増加することなくサービス品質および信頼性が高められ、かつ多様な付加価値の向上やニーズに対する柔軟な適応と、その適応に必要な資源の確保とが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の第一の実施形態を示す図であ。
【図３】本発明の第一の実施形態の動作を説明する図である。
【図４】本発明の第二ないし第五の実施形態を示す図である。
【図５】本発明の第三の実施形態の動作タイムチャートである。
【図６】下りのリンクに適用されたフレーム構成を示す図である。
【図７】ＣＤＭＡ方式が適用された移動通信システムの無線基地局に備えられた無線受信装置の構成例を示す図である。
【図８】上りのリンクに適用されたフレーム構成を示す図である。
【図９】従来例の動作を説明する図である。
【符号の説明】
１１，１１Ａ  検波手段
１２  同期手段
１４  ベクトル抽出手段
１５  チャネル推定手段
１６，１６Ａ  伝送特性補償手段
１７  周波数偏差抑圧手段
１８  速度検出手段
３１Ｄ，６８Ｓ，６８Ｔ，６８Ｄ  パイロット平均化部
３２，６３  同期制御部
３３，５８  サーチャ
３４  周波数偏差抑圧部
３５  周波数偏差推定部
３６  速度検出部
５１  アンテナ
５２  帯域フィルタ（ＢＰＦ）
５３  直交復調器
５４  局部発振器
５５ｉ，５５ｑ  低域フィルタ（ＬＰＦ）
５６ｉ，５６ｑ  Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）
５７ｉ，５７ｑ  メモリ
５９  フィンガ部
６０Ｓ，６０Ｔ，６０Ｄ  最大比合成部
６１  ＴＦＣＩ推定部
６２  誤り推定部
６７ｉ，６７ｑ  逆拡散器
６９Ｓ，６９Ｔ，６９Ｄ  同期検波部
【図１】
0003936568.tif 000002
【図２】
0003936568.tif 000003
【図３】
0003936568.tif 000004
【図４】
0003936568.tif 000005
【図５】
0003936568.tif 000006
【図６】
0003936568.tif 000007
【図７】
0003936568.tif 000008
【図８】
0003936568.tif 000009
【図９】
0003936568.tif 000010