(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
大容量コンデンサ手段と、
前記大容量コンデンサ手段を充電する充電手段と、
直流モータに対し電力を供給する直流電源手段と、
前記直流モータの回転速度を制御するサーボ制御手段を構成する回転数誤差を検出する誤差検出手段とを有し、
前記直流モータの起動時に、前記大容量コンデンサ手段より前記直流モータに電力を供給するようにし、前記誤差検出手段の差データが予め定めた起動学習データと一致したときに、前記直流モータに前記直流電源手段より電力を供給するようにすると共に前記直流モータの回転速度を制御するサーボ制御手段を動作するようにし、
前記大容量コンデンサ手段から前記直流電源手段への給電の切り替えを、前記直流モータの起動からの時間で行うと共に当該時間を切り替え時の回転数誤差に基いて繰り返し補正するようにしたことを特徴とする直流モータの電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の直流モータの電源装置において、
前記起動学習データは、設定を繰り返し決定するようにしたことを特徴とする直流モータの電源装置。
【請求項３】
請求項１記載の直流モータの電源装置において、
前記起動学習データを記憶する記憶手段を具備することを特徴とする直流モータの電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流モータの電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、負荷に対して電力を供給する電源装置においては、負荷に対して供給する電力の最大値、例えば供給する電力のピーク値の最大値及び平均値の最大値により電源装置の供給可能な電力値を決定していた。
【０００３】
特にこの負荷がモータの如くその回転の立ち上がり時に一時的に大きな電力を消費する負荷である場合には、この供給する電力のピーク値の最大値を大きくしなければならない為、供給する電力の平均値からみた電源装置としてはかなり過剰な電力容量を持った電源装置になる不都合があった。
【０００４】
負荷に対して電力を供給する従来の電源装置の一例を図１２を参照しながら説明する。
【０００５】
図１２Ａは整流子型直流モータを負荷としてこの負荷に駆動用電力を供給する電源装置の例を示した従来の回路の例を示し、図１２Ａにおいて１は電池で構成した直流電源を示し、２はサージ吸収用の電解コンデンサ、３はモータドライバーアンプ、４は整流子型直流モータそして５は電源スイッチである。また直流電源１の出力電圧は５ボルト、この電解コンデンサ２の容量は５μＦである。
【０００６】
そして直流電源１の＋出力側が電源スイッチ５の可動接点側に接続され、スイッチ５の固定接点側が電解コンデンサ２の＋極側及びモータドライバー増幅器３の＋入力３Ａに接続され、直流電源１の−出力側と、電解コンデンサ２の−極側と、モータドライバー増幅器３の−入力３Ｂを接地して構成してこの電源装置を構成している。
【０００７】
このような構成において電源スイッチ５をオン状態にしモータドライバー増幅器３から整流子型直流モータ４を駆動状態にした時及びその後のモータ電流の変化を図１２Ｂに示して説明する。
【０００８】
図１２Ｂにおいて４ｍは電源スイッチ５のオン状態においてモータドライバー増幅器３をオンした時及びその後のモータ電流の変化を示し、３Ｃはこのときのモータドライバー増幅器３の＋入力３Ａと−入力３Ｂの間の入力電圧を示している。また図１２Ｂにおいて点線で示した縦軸方向の１目盛り分がモータ電流４ｍの０．１アンペア分を、そしてこの入力電圧の１ボルト分を表し、点線で示したその横軸方向は時間軸でその１目盛り分が２０ミリ秒を表している。
【０００９】
図１２Ｂから明らかなようにこの電源スイッチ５のオンとし、モータドライバー増幅器３をオンした時のモータ駆動電流４ｍはピーク値１ｐで０．４アンペア、２ワットを消費していることが分かる。これは定常値領域１ｍにおけるモータ駆動電流４ｍが０．１アンペア、消費電力値が０．５ワットであるのに比較して４倍の電流及び電力値を示していることになり、この直流電源１としては定常状態における供給電流の４倍の電流及び電力を供給することが必要になり、直流電源１が大型化する問題がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこの平均値からみてこの電源の出力容量を決定した場合は、この負荷がモータの如くその回転の立ち上がり時に大きな電力を消費する負荷である場合にはこの負荷の起動時にこの電源の出力電圧の降下が著しくなり、この負荷の起動状態が不安定になる等の解決すべき課題があった。
【００１１】
本発明は斯る点に鑑みてなされたもので、この負荷がモータであった場合の如くその立ち上がり時に一時的に大きな電力を消費する負荷である場合にも、電源の平均供給電力容量を増大させて電源を大型化することなくこのような負荷に対して電源出力の電圧ドロップを抑えた状態で安定した電力を供給し得るようにした電源装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明直流モータの電源装置は、大容量コンデンサ手段と、この大容量コンデンサ手段を充電する充電手段と、直流モータに対し電力を供給する直流電源手段と、この直流モータの回転速度を制御するサーボ制御手段を構成する回転数誤差を検出する誤差検出手段とを有し、この直流モータの起動時に、この大容量コンデンサ手段よりこの直流モータに電力を供給するようにし、この誤差検出手段の差データが予め定めた起動学習データと一致したときに、この直流モータにこの直流電源手段より電力を供給するようにすると共にこの直流モータの回転速度を制御するサーボ制御手段を動作するようにし、この大容量コンデンサ手段からこの直流電源手段への給電の切り替えを、この直流モータの起動からの時間で行うと共に当該時間を切り替え時の回転数誤差に基いて繰り返し補正するようにしたものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態の一例を図１２Ａ及びＢと同一の部分には同一の符号を付与して詳細な説明を省略して添付図面に基づいて説明する。
【００１４】
図１Ａは本発明による電源装置の構成の要部を示した回路図で、１０をこの電源装置の要部を示し、電源装置１０を直流電源１、サージ吸収用の電解コンデンサ２、第１の抵抗器１１、第２の抵抗器１２、ダイオード１３、大容量コンデンサ１５により構成する。
【００１５】
なお第１の抵抗器１１は４．７オームの抵抗器、第２の抵抗器１２は１００オームのる抵抗器、そしてこのコンデンサ１５は０．０１ファラッド／ＥＳＲ１オームの大容量コンデンサ、第１の抵抗器１１は直流電源１の過電流保護用抵抗器、第２の抵抗器１２はこのコンデンサ１５が短絡した時等の過電流保護用抵抗器、そしてこの第２の抵抗器１２はこのコンデンサ１５に対する充電回路を構成し、ダイオード１３はショットキダイオードである。また５ｍは電源電流を示している。
【００１６】
直流電源の＋出力側を電源スイッチ５の可動接点側に接続し、このスイッチ５の固定接点側を第１の抵抗器１１の一端に接続し、直流電源の−出力側を接地し、この第１の抵抗器１１の他端側を第２の抵抗器１２の一端、ダイオード１３のカソード側、サージ吸収用の電解コンデンサ２の＋極側及びモータドライバー増幅器３の＋入力３Ａの夫々に接続し、ダイオード１３のアノード側とこのコンデンサ１５の＋極側を接続し、この接続点に第２の抵抗器１２の他端側を接続する。
【００１７】
そしてこのコンデンサ１５の−極側、コンデンサ２の−極側及びモータドライバー増幅器３の−入力３Ｂの夫々を接地し、モータドライバー増幅器３の負荷として整流子型直流モータ４を接続して電源装置１０を構成する。
【００１８】
次に図１Ｂ及び図２Ａを参照して、図１Ａに示した電源装置の動作について説明する。なお図１Ｂ及び図２Ａにおいて点線で示した縦軸方向の１目盛り分が０．１アンペアを、そしてこの入力電圧の１ボルト分を表し、点線で示したその横軸方向は時間軸でその１目盛り分が２０ミリ秒を表している。また、１５Ｃは大容量コンデンサ１５にチャージされている電圧値を表し、３Ｃは＋入力３Ａの端子電圧を表している。
【００１９】
図１Ａに示した電源装置１０において電源スイッチ５がオン状態のときには、第１の抵抗器１１及び第２の抵抗器１２を通じて大容量コンデンサ１５を直流電源１から充電する。
【００２０】
そしてこの状態においてモータドライバー増幅器３を起動した時のモータ駆動電流４ｍは、図２Ａに示した如くピーク値１ｐで０．４アンペアに達してこのピーク値で２ワットの電力を消費する。よって定常値領域１ｍにおけるモータ駆動電流４ｍが０．１アンペア、電力値として０．５ワットであるのに比較して４倍の電流値及び電力をこの起動時に消費する。
【００２１】
しかしながら、モータ駆動電流４ｍがピーク値１ｐで０．４アンペアに達しこのピーク値で２ワットの電力を消費している状態おける電源電流は、図１Ｂに５ｍで示した如く０．１アンペアを少し越える程度にしか増加していない。即ち図１Ａに示した電源装置では、この整流子型直流モータ４の起動時におけるモータ駆動電流４ｍのこのピーク値の影響が電源電流５ｍの変化としてほとんど現れていないことが分かる。
【００２２】
即ち図１に示した電源装置の構成によれば、モータ駆動電流４ｍがピーク値１ｐとなる時点を中心とした所定の範囲においてダイオード１３が導通状態になり大容量コンデンサ１５から電流をこの＋入力３Ａに供給し、この供給分によりこのモータ駆動電流４ｍのピーク値を補充して、この整流子型直流モータ４の起動時におけるモータ駆動電流４ｍのピーク値１ｐの影響が電源電流５ｍの変化としてほとんど現れない状態にすることができる。
【００２３】
次に図３及び図４を参照して図１Ａに示した電源装置の他の動作を図１及び図２Ａと同一の部分には同一の符号を付与して詳細な説明を省略して更に説明する。そしてこれら各図において点線で示した縦軸方向の１目盛り分が０．１アンペアを表し、この入力電圧の１ボルト分を表している。また点線で示したその横軸方向の１目盛り分が図３の場合２０００ミリ秒を表し、図４の場合１０００ミリ秒を表している。
【００２４】
これら図３及び図４に示した例は、整流子型直流モータ４をカメラ一体型のカセット式ビデオテープレコーダ（以下の説明においてはカムコーダ（商品名称）と称する）の主駆動モータに使用した場合の例である。
【００２５】
そして、図３は１Ｓで示した点においてこの直流モータ４が一時停止してから再起動した場合を示している。また図４は２Ｓで示した点においてこの直流モータ４を一時停止してから再起動し、３Ｓで示した点においてこの直流モータ４をやや長く停止してから再起動し、更に４Ｓで示した点においてこの直流モータ４を更に長く停止してから再起動した場合を示している。
【００２６】
図３Ａ及び図４Ａの夫々に示した波形４ｍは、図１Ａに示した電源装置１０においてダイオード１３を省略した場合に直流電源１からモータドライバー増幅器３に流れ込むモータ駆動電流の波形を示し、３Ｃはこの場合の＋入力３Ａの端子電圧を示している。
【００２７】
図３Ｂ及び図４Ｂの夫々に示した波形４ｍは、電源装置１０において図１Ａに示した如くダイオード１３を設けた場合のモータドライバー増幅器３の＋入力３Ａに流れ込むモータ駆動電流の波形を示し、３Ｃはこのようにモータ駆動電流が流れている状態におけるモータドライバー増幅器３の＋入力３Ａの端子電圧を示している。
【００２８】
そして図３Ｃ及び図４Ｃの夫々に示した波形５ｍは、電源装置１０において図１Ａに示した如くダイオード１３を設けた場合の直流電源１からモータドライバー増幅器３に流れるモータ駆動電流の波形を示し、１５Ｃはこのようにモータ駆動電流が流れている状態における大容量コンデンサ１５の端子間電圧値を示している。
【００２９】
図１Ａに示した電源装置１０においてダイオード１３を省略した場合には、図３Ａ及び図４Ａに示した波形から明らかな如く、この直流モータ４を停止状態から起動状態する毎に発生するモータ駆動電流４ｍのピーク値１ｐに応じた電流を直流電源１から供給する必要がある。
【００３０】
それに対して図１に示した電源装置１０の如くこのダイオード１３を設けた場合は、図３Ｃ及び図４Ｃに示した如くこのモータ４が停止状態から駆動状態した時点１Ｓ或いは２Ｓ〜４Ｓにおける電源電流５ｍには、図３Ａ及び図４Ａに１ｐで示した如き顕著なピーク値は発生していない。
【００３１】
しかるに図１に示した電源装置１０の場合は、図３Ｂ及び図４Ｂに示した如く、このモータ４が停止状態からの駆動状態を繰り返す毎にモータドライバー増幅器３の＋入力３Ａに流れ込むモータ駆動電流４ｍにピーク値１ｐが発生しており、このモータ４に対して充分な起動電流が供給されていることが分かる。
【００３２】
即ち図１Ａに示した構成の電源装置によれば、このモータ駆動電流４ｍのピーク値１ｐを中心とした所定の駆動電流の範囲においてダイオード１３が導通状態になり大容量コンデンサ１５から電流を＋入力３Ａに供給し、この供給分で電源電流のピーク値を補充し、この直流モータ４の起動時におけるモータ駆動電流４ｍのこのピーク値の影響が電源電流５ｍの変化としてほとんど現れない状態にすることができる。
【００３３】
従ってカムコーダの如くテープ送り停止状態からの起動を頻繁に繰り返す必要のある主駆動モータの電源装置として図１に示した電源装置を使用すれば、直流電源１をこのピーク値に対応する目的で大容量化する必要がなくなるので、直流電源１のコストを著しく軽減することができる。
【００３４】
次に、このモータの回転数の数値を所定に保つ為に回転数サーボ系を具備したモータ４の電源装置として本発明による電源装置を適用した場合の例を、図１〜図４と同一の部分には同一の符号を付与して詳細な説明を省略して図５〜図１１を参照して説明する。
【００３５】
先ず回転数サーボ系を具備した整流子型直流モータ４の回転数サーボ部の構成及び動作を説明する。
【００３６】
図５において３０は回転数サーボ部の要部を示した回路ブロック図で、回転数サーボ部３０をモータドライバ３、基準信号生成器３１、誤差検出器３２、リミッタ３３、電力増幅器３４、駆動制御器３６及び回転数検出器３８で構成する。
【００３７】
そして回転数検出器３８で検出した整流子型直流モータ４の回転数に応じた信号を誤差検出器３２に供給して基準信号生成器３１からの回転基準信号と比較して得た回転誤差信号をリミッタ３３に供給し、リミッタ３３でこの回転誤差信号を所定の誤差幅に制限して後電力増幅器３４に供給し電力増幅したこの回転誤差信号に応じた電力信号をモータドライバ３に供給して、このモータ４を所定の一定の回転数で回転するようにサーボをおこなう。
【００３８】
次に図５に示して説明した回転数サーボ系における整流子型直流モータ４の駆動電流及び駆動電圧の変化を図２Ｂを参照して説明する。
【００３９】
図２Ｂにおいて３０ｍはこの直流モータ４の駆動電流の変化を、３０Ｓはこの直流モータ４の起動時点を、３０ｐはこの直流モータ４の駆動電力の変化を、３０ｔはピーク起動電力領域を、３１ｐはこの起動時点３０Ｓにおけるピーク電流を、３２ｐはピーク起動電力領域３０ｔにおけるピーク電流を、３０ｒはモータ駆動電流及びモータ駆動電力の定常領域を夫々示している。
【００４０】
この図２Ｂから分かるように、このような回転数サーボ系を具備した整流子型直流モータ４は、この定常領域３０ｒに比較してこの起動時点３０Ｓにおいて著しく高いピーク電流３１ｐ（約０．６アンペア）を消費し、ピーク起動電力領域３０ｔにおいて著しく高いピーク電力３２ｐ（約１．４ワット）を消費する。
【００４１】
次に、これらピーク電流３１ｐ及びピーク電力３２ｐのうちで電源側が負担する割合を低減できるようにした例を説明する。
【００４２】
図６において４０は本発明による回転数サーボ部の要部の例を示し、回転数サーボ部４０を直流電源１、モータドライバー増幅器３、基準信号生成器３１、誤差検出器３２、電力増幅器３４、駆動制御器３６、回転数検出器３８、起動学習器４３、第１の１回路２接点型切り替えスイッチ４４、第２の１回路２接点型切り替えスイッチ４９、直流電源４６、大容量コンデンサ１５に対する充電電流を所定値以内に制限する為の第３の抵抗器４７及び大容量コンデンサ１５で構成する。
【００４３】
そして駆動制御器３６からの駆動制御信号３６ａが出力されていない状態ではモータドライバ３及び起動学習器４３はオフ状態、第１の１回路２接点型切り替えスイッチ４４の可動接点は接地側に切り替えられた状態、第２の１回路２接点型切り替えスイッチ４９の可動接点は電力増幅器３４の出力側に切り替えられた状態、この直流モータ４は停止状態、そして大容量コンデンサ１５を第３の抵抗器４７を通じて直流電源４６の電圧値迄充電する状態にある。
【００４４】
この状態において図９Ａに示す如く駆動制御器３６からの駆動制御信号３６ａが立ち上がるとモータドライバ３が動作状態になり、そして駆動制御信号３６ａが立ち上がった時点から時間ｔ１の間、駆動制御信号３６ａによりこのスイッチ４９の可動接点を電力増幅器３４の出力側から大容量コンデンサ１５側に切り換えた状態にする。
【００４５】
この状態において大容量コンデンサ１５に蓄積されている電力をモータドライバ３を通じてこの直流モータ４に供給してこの直流モータ４を起動状態にし、この直流モータ４の回転数に応じた回転数検出信号を回転数検出器３８から得、この回転数検出信号を誤差検出器３２及び起動学習器４３に供給する。
【００４６】
またこの状態においてこの駆動制御信号３６ａを起動学習器４３に供給し、起動学習器４３に記憶されている起動学習データを読み出し、基準信号生成器３１からの基準信号と回転数検出器３８からの回転数検出信号を誤差検出器３２で比較して得た差データとこの起動学習データとを起動学習器４３で比較する。
【００４７】
そしてこれら差データと起動学習データが一致した時に、起動学習器４３からこの切り替えスイッチ４４の可動接点を誤差検出器３２の出力側に切り替え、この切り替えスイッチ４９の可動接点を電力増幅器３４の出力側に切り替えて、整流子型直流モータ４の回転数を回転数検出器３８からの回転数出力信号に応じてサーボする状態にする。
【００４８】
なおこの起動学習データの内容は、サーボ引き込み範囲にこの速度サーボ状態が入った時点におけるこの差のデータを予め起動学習器４３に記憶したデータである。
【００４９】
次にこの差のデータを得る方法について説明する。
【００５０】
先ずこの直流モータ４の起動時の最大起動トルク等この直流モータ４の特性データから、この直流モータ４が起動してからこの速度サーボ状態に引き込まれるまでの時間を割り出してこの時間ｔ１を求め、図９Ａに示す如く駆動制御信号３６ａが立ち上がった時点からこの時間ｔ１の期間、この切り替えスイッチ４４の可動接点を接地側に切り替えて電力増幅器３４をミューティング状態にし、この切り替えスイッチ４９の可動接点を大容量コンデンサ１５側に切り替える。
【００５１】
そしてこの時間ｔ１の経過時点でこの切り替えスイッチ４４の可動接点を電力増幅器３４の入力側に切り換え、この切り替えスイッチ４９の可動接点をこの電力増幅器３４の出力側に切り替えて、図９Ｃに示した如くこの時間ｔ１の経過時点で誤差検出器３２の出力が電力増幅器３４の入力側に入力し、電力増幅器３４の出力がモータドライバー増幅器３に入力される状態にして、回転数サーボ部４０を速度サーボが動作した状態に引き込んだ状態にする。
【００５２】
そしてこの状態においてこの速度サーボ状態の安定度を測定し、この測定結果に応じてこの時間ｔ１で示した期間を補正する。なおこの補正動作は回転数サーボ部４０に設けた１チップマイクロコンピュータ手段４１により実行する。
【００５３】
次にこの補正動作をこのコンピュータ手段４１で実行する手順を図１１に示したフローチャートを参照して説明する。
【００５４】
このスイッチ４４の可動接点を接地側に切り替えると共にこのスイッチ４９の可動接点を大容量コンデンサ１５に切り替えた後、初期設定時間Ｔ０に基づき生成した切り替え時間Ｔに従って時間ｔ１を発生し、この時間ｔ１の間における誤差検出器３２の誤差検出信号レベルが最大値から最小値に減衰する状態でのこの最小値をこの誤差検出信号を検波して得る。この最小値をＶｐで表すものとする。
【００５５】
なおこの初期設定時間Ｔ０とは、先に説明した如く、先ずこの直流モータ４の起動時の最大起動トルク等この直流モータ４の特性データから、この直流モータ４が起動してからこの速度サーボ状態に引き込まれるまでの時間を割り出して求めた初期設定時間である。
【００５６】
この時間ｔ１が経過した時点でこのスイッチ４４の可動接点を誤差検出器３２の出力側に切り替えると共にこのスイッチ４９の可動接点を電力増幅器３４の出力側に切り替えた時点におけるこの誤差検出信号を検波して検波出力値を得る。この検波出力値をＶａで表すものとする。
【００５７】
この検波出力値Ｖｐとこの検波出力値Ｖａとを比較してＶｐがＶａよりも大であった場合はこの時間ｔ１即ち切り替え時間Ｔの設定値が不足していると判断し、Ｖｐ−Ｖａに係数Ｋを乗じた値をこのＴ（ｎ）に加えた初期設定時間Ｔ（ｎ＋１）に基づいて新たな時間ｔ１を設定する。
【００５８】
またこの検波出力値Ｖｐとこの検波出力値Ｖａとを比較してＶｐがＶａよりも小であった場合はこの時間ｔ１即ち切り替え時間Ｔの設定値が過大であると判断し、Ｖｐ−Ｖａに係数Ｋを乗じた値をこのＴ（ｎ）から減じた初期設定時間Ｔ（ｎ−１）に基づいて新たな時間ｔ１を設定する。
【００５９】
そしてこれら設定を繰り返して決定した時間ｔ１を起動学習器４３に記憶させて、この時間ｔ１に基づいて起動学習器４３からこの切り替えスイッチ４４の可動接点を接地側から誤差検出器３２の出力側に切り換え、この切り替えスイッチ４９の可動接点を大容量コンデンサ１５から電力増幅器３４に切り換えをおこなうようにする。
【００６０】
そしてこれら切り替えスイッチ４４の可動接点および切り替えスイッチ４９の可動接点の夫々をこのように切り換えることにより、モータ４のピーク電流３１ｐ及びピーク電力３２ｐを大容量コンデンサ１５から供給することができるようにする。
【００６１】
なおこの係数Ｋは単純な係数であってもよく、低域通過型の周波数フィルタ（ＬＰＦ）で実現してもよい。
【００６２】
次に図６に示して説明した回転数サーボ部４０において、直流電源１からこの直流モータ４に供給される駆動電流のピーク値３１ｐ及び駆動電力のピーク値３２ｐについて図８を参照して説明する。
【００６３】
図８Ａに３０ｔで示した区間は図９にｔ１で示して説明した区間、３１ｐは直流モータ４の起動時点におけるピーク電流を示し、３２ｐはピーク起動電力領域３０ｔで発生する直流モータ４のピーク電流を示している。
【００６４】
この区間３０ｔでは駆動制御信号３６ａが立ち上がった状態になり、この切り替えスイッチ４４の可動接点を接地側に切り換えて電力増幅器３４の入力をミュートし、この切り替えスイッチ４９の可動接点を大容量コンデンサ１５側に切り換えて、モータドライバー増幅器３の入力側を大容量コンデンサ１５に接続し、ピーク電流３１ｐ及びピーク電流３２ｐを大容量コンデンサ１５から整流子型直流モータ４に供給する状態になる。
【００６５】
なおこの大容量コンデンサ１５にチャージされている電圧値はこの３０ｔで示した区間において図８Ｂに１５Ｃで示した如く低下する。しかしながらこの大容量コンデンサ１５に対する充電電流を第３の抵抗器４７により制限しているので、図８Ｂに４７ｐで示した如く急激に増加しない。従ってこの大容量コンデンサ１５を充電する為に設けた直流電源４６にピーク電流３１ｐ及びピーク電力３２ｐが流れないので、この直流電源４６としてピーク電流３１ｐ及びピーク電力３２ｐを供給することのできる大電力容量の電源を必要としない。
【００６６】
またこの３０ｔで示した区間は先に説明した学習により最適値が求められている時間ｔ１に決められるので、図８Ｃに示したモータ駆動電力３０ｐ及び駆動電流３０ｍが定常領域３０ｒ領域のレベルになった時点において、第１の１回路２接点型切り替えスイッチ４４の可動接点を誤差検出器３２側に切り換え、第２の１回路２接点型切り替えスイッチ４９の可動接点を電力増幅器３４側に切り替えることができる。
【００６７】
したがってこのように切り換えた時点における電力増幅器３４側からモータドライバー増幅器３に供給されるこの直流モータ４の駆動電流３０ｍ及び駆動電力３０ｐは、この速度サーボ状態を維持する定常状態での消費電流及び消費電力の範囲となり、最大でも１．５（ボルト）×０．２（アンペア）＝０．３（ワット）範囲に入る状態になる。
【００６８】
よって大容量コンデンサ１５を設けなかった場合のピーク電力３２ｐが図２Ｂを参照して説明した如く約１．４ワットになることに比較して格段に少ない電力を、直流電源１から電力増幅器３４に供給すればよいことになり、直流電源１側からこれらピーク電流３１ｐあるいはピーク電力３２ｐを供給する必要をなくして直流電源１の負担を軽減し、電力増幅器３４の直流電源１を著しく小さい電力容量のもので構成することが可能になる。
【００６９】
次に、図６に示して説明した回転数サーボ部４０において第１の１回路２接点型切り替えスイッチ４４を設けた場合の利点について図１０を参照して説明する。
【００７０】
図１０Ａに示した波形図は、図６に示して説明した回転数サーボ部４０において切り替えスイッチ４４を設けなっかった場合を示し、図１０Ｂに示した波形図はこの切り替えスイッチ４４を設けた場合を示している。
【００７１】
図６に示して説明した回転数サーボ部４０においてこの切り替えスイッチ４４を設けなっかった場合は、電力増幅器３４の入力側を常時誤差検出器３２の出力側に常時接続している状態になるので、誤差検出器３２の出力が常時電力増幅器３４に供給され、図１０Ａに３４ｐで示した如く電力増幅器３４の出力側から常時信号が出力している状態になる。
【００７２】
このような状態において、この切り替えスイッチ４９の可動接点を大容量コンデンサ１５側から電力増幅器３４の出力側に切り替えると、この直流モータ４のインダクタンス成分に起因する慣性電流により電力増幅器３４からモータドライバー増幅器３側に図１０Ａに３ｐで示したピーク電流が流れる為、電源１にこのピーク電流３ｐを流し得る電力容量を持たす必要を生じこの電源の小電力化が困難になる問題が生じる。
【００７３】
それに対して図６に示した如く電力増幅器３４の入力側にこの切り替えスイッチ４４を設け、モータドライバー増幅器３の入力側が大容量コンデンサ１５側に接続されている状態の時に、電力増幅器３４の入力側を接地してミューティングして電力増幅器３４を非動作状態に維持すれば、電力増幅器３４の出力側から信号が得られないようにすることができる。
【００７４】
したがって電力増幅器３４の入力側にこのように切り替えスイッチ４４を設けて電力増幅器３４を非動作とした状態において、この切り替えスイッチ４９の可動接点を大容量コンデンサ１５側から電力増幅器３４側に切り替えることに合わせてこの切り替えスイッチ４４の可動接点を接地側から誤差検出器３２の出力側に切り換えるようにしたことにより、図１０Ｂに示した如くこの直流モータ４のインダクタンス成分に起因する慣性電流に起因して電力増幅器３４からモータドライバー増幅器３側に流れるピーク電流３ｐを低減することができる。
【００７５】
よってこのように切り替えスイッチ４４を設けたことにより、電力増幅器３４の電源１にこのピーク電流３ｐを流し得る電力容量を持たす必要を生じこの電源の小電力化が困難になる問題を解決することができる。
【００７６】
次にこの第２の１回路２接点型切り替えスイッチ４９を無接点化した例を図７に示して説明する。
【００７７】
図７に示した例では直流電源４６の−端を接地し、直流電源４６の＋端を第３の抵抗器４７の一端に接続し、第３の抵抗器４７の他端を他の第３の抵抗器４７の一端に接続し、ダイオード１３のカソード側を第３の抵抗器４７と他の第３の抵抗器４７の接続中点に接続し、ダイオード１３のアノード側と大容量コンデンサ１５の＋端側の接続中点を他の第３の抵抗器４７の他端及びＰチャンネルＭＯＳ型パワーＦＥＴ５８のドレインに接続し、大容量コンデンサ１５の- 極側を接地する。
【００７８】
第４の抵抗器５１の一端を電源ライン５０に接続し、第４の抵抗器５１の他端をこのＦＥＴ５８のゲート、ＮチャンネルＭＯＳ型パワーＦＥＴ５９のゲートおよびトランジスタ素子５２のコレクタに接続し、トランジスタ素子５２のエミッタを接地し、このＦＥＴ５８のソースとこのＦＥＴ５９のドレインの接続中点をモータドライバー増幅器３の入力側に接続し、電力増幅器３４の出力側をこのＦＥＴ５９のソースに接続する。
【００７９】
そして起動学習器４３の出力側をモノマルチバイブレータ６０を通じてトランジスタ素子５２のベース側に接続してこの１回路２接点型切り替えスイッチを無接点化した１回路２接点型切り替えスイッチ４９を構成する。
【００８０】
したがって図７に示した例によればモータドライバー増幅器３に対し大容量コンデンサ１５から電力を供給している状態において、起動学習器４３からモノマルチバイブレータ６０を介してトランジスタ素子５２制御し、このパワーＦＥＴ５８をオン状態からオフ状態に切り替えると共にこのパワーＦＥＴ５９をオフ状態にからオン状態に切り替え、直流電源１からこの電力増幅器３４を通じてモータドライバー増幅器３に電力を供給する状態にし、またこの切り換え状態から逆の切り換え状態に切り換えることのできる１回路２接点型切り替えスイッチ４９を無接点化することができる。
【００８１】
【発明の効果】
本発明によれば、起動時点で電源装置の平均供給電力容量に比較して大きい起動電力を必要とする直流モータに対して、この平均供給電力容量を増大させることなく、この起動電力を供給することができ、この直流モータの電源装置のコストを低廉化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ａは本発明の電源装置の構成を説明する回路図である。
Ｂはこの電源装置の動作を説明する線図である。
【図２】Ａはこの電源装置の動作を説明する他の線図である。
Ｂは図５に示したモータ駆動系の動作を説明する線図である。
【図３】この電源装置の動作を説明する更に他の線図である。
【図４】この電源装置の動作を説明する更に他の線図である。
【図５】本発明のモータ駆動系の基本構成を説明する回路ブロック図である。
【図６】本発明のモータ駆動系の構成を説明する他の回路ブロック図である。
【図７】この駆動系の回路を切り換えるスイッチを説明する回路図である。
【図８】この駆動系の動作を説明する線図である。
【図９】この駆動系の動作を説明する他の線図である。
【図１０】この駆動系の動作を説明する更に他の線図である。
【図１１】この駆動系の動作を説明するフローチャート図である。
【図１２】Ａは従来の電源装置の構成を示す回路図である。
Ｂはこの電源装置の動作を説明する線図である。
【符号の説明】
１‥‥直流電源、３‥‥モータドライバー増幅器、４‥‥整流子型直流モータ、１０‥‥電源装置、１１‥‥第１の抵抗器、１２‥‥第２の抵抗器、１３‥‥ダイオード、１５‥‥大容量コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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