(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を断続駆動するための二値信号電圧を所定の基本周波数をもつ交流電圧に変換する発振回路と、
各一個の一次コイル及び二次コイルを有するとともに前記交流電圧が前記一次コイルに印加されるリーケージトランスと、
前記二次コイルの出力電圧を受信して前記基本周波数を共振周波数として共振する共振回路と、
前記共振回路から出力される交流電圧を整流して二値信号電圧に変換して前記スイッチング素子の基準電位用主端子と制御端子との間に印加する波形整形回路と、
を備え、
前記波形整形回路は、
前記共振回路から出力される交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路から出力される整流電圧を二値信号電圧に変換して前記スイッチング素子の基準電位用主端子と制御端子との間に印加する比較回路とを有し、
前記共振回路は、
前記二次コイルの両端に接続される共振用のコンデンサ（Ｃ２）を有し、
前記整流回路は、一端が前記コンデンサ（Ｃ２）の一端に接続されるコンデンサ（Ｃ１）と、アノードが前記コンデンサ（Ｃ１）の他端に接続されるダイオード（Ｄ１）と、カソードが前記コンデンサ（Ｃ１）の他端に接続されるダイオード（Ｄ２）と、カソードが前記ダイオード（Ｄ２）のアノードに接続されるダイオード（Ｄ３）と、ダイオード（Ｄ１）のカソードとダイオード（Ｄ３）のアノードを接続する平滑コンデンサ（Ｃ３）とを有して前記ダイオード（Ｄ１）のカソードと前記ダイオード（Ｄ３）のアノードとの間から前記比較回路に電源電圧を印加する倍電圧整流回路により構成され、
前記比較回路は、
前記ダイオード（Ｄ１）のアノード電圧を前記ダイオード（Ｄ１）から出力される倍電圧整流電圧の分圧（基準電位）と比較して前記二値信号電圧を形成することを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項２】
請求項１記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記リーケージトランスは、コアレストランスからなることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項３】
請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルは、前記入力側回路および前記出力側回路が搭載された回路基板に絶縁層又は前記回路基板を挟んで厚さ方向に積層された渦巻き型プリントコイルからそれぞれ構成されていることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項４】
請求項３記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルの周囲に、低インピーダンスで定電圧が印加される定電圧導体領域が形成されることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項５】
請求項４記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記渦巻き型プリントコイルの内側の端部は、前記回路基板に形成された孔を通じて前記回路基板の表面に形成された他の前記渦巻き型プリントコイルの外側に引き出されるビヤホール導体に接続されていることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項６】
請求項５記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記他の前記渦巻き型プリントコイルは、前記ビヤホール導体に近接する部分で内側に凹んで形成されていることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項７】
請求項６記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記ビヤホール導体は、角形に形成された前記他の前記渦巻き型プリントコイルの角部に形成されることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項８】
請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルは、前記入力側回路および前記出力側回路が搭載された回路基板に互いに同軸に巻装された渦巻き型プリントコイルからそれぞれ構成され、前記両渦巻き型プリントコイルの少なくとも一面側に磁気シートが配設されていることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項９】
請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記両コイルを構成する導体層の８０％以上は、前記回路基板の主面方向において同位置に配置されていることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気絶縁型スイッチング素子駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
ＤＣーＤＣコンバータや各種のインバータ回路においては、入力回路系の基準電位とは異なる基準電位を基準として駆動されることが一般的である。このような用途の最も端的な例は、インバータ回路のハイサイド素子をこのインバータ回路の出力端の電位として駆動する場合であり、この場合、このハイサイド素子の制御端子にはインバータ回路の出力端（インバータ回路のハイサイド素子とローサイド素子との接続点）を基準とする制御電圧が印加されねばならない。また、ハイサイド素子だけでなくインバータ回路のローサイド素子も、しばしば入力側回路系とはまったく異なる基準電圧を基準として駆動される。その他、電源電圧が入力側回路系とは異なる絶対電位（又は基準電位）をもつ回路系は、上記したインバータ回路だけでなく、種々の用途において必要となる。
【０００３】
このような回路系では、入力側回路から出力側回路の少なくとも最初のスイッチング素子に信号を伝送する際に、少なくともこの最初のスイッチング素子の駆動電力だけは入力側回路から給電することが簡単である。
【０００４】
このことを実現するために、従来、トランス絶縁型の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路が知られている。この回路では、入力側回路において発振を行って交流電圧形式の信号を形成し、これをトランスを通じて出力側回路に交流伝送し、これを出力側回路で整流し、整流した高エネルギーのスイッチング信号電圧により上記最初のスイッチング素子を断続させる方式（以下、トランス絶縁型スイッチング素子駆動回路ともいう）が多用されている。
【０００５】
しかしながら、従来のトランス絶縁型スイッチング素子駆動回路は、トランスのコアが小さいためにコイルの巻装作業が容易ではない上、断続周波数が低い信号の電力付随伝送はできるもののスイッチング素子を高周波駆動することができないという問題があった。これは、従来のトランス絶縁型スイッチング素子駆動回路においてトランスのコアのヒステリシス損失が周波数の増大により大幅に増大し、トランスに入力される高周波交流電力の大部分がコアの加熱により減衰したり、そのリーケージインダクタンスのために伝送効率が低下してしまうためである。
【０００６】
また、従来の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路としては、上記したトランス絶縁型スイッチング素子駆動回路の他に、ピエゾトランス（ピエゾカプラ）を用いて入出力電気絶縁する方式もあるが、同様にピエゾ素子の駆動周波数が低いために出力側のスイッチング素子を高周波駆動することは困難であった。
【０００７】
さらに、従来の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路としては、ＬＥＤ（発光ダイオード）とフォトダイオード（ＰＤ）とを用いたフォトカプラを用いて入出力電気絶縁しつつ電力付随の信号を伝送する方式も考えられるが、出力側のスイッチング素子の直接駆動に必要な電力の伝送には、ＬＥＤ（発光ダイオード）とフォトダイオード（ＰＤ）として大チップ面積のものを必要とするうえ、ＰＤで得られた低圧の電力を昇圧するための回路の実現が容易ではなく、実用化が非常に困難であった。
【０００８】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、駆動に相当の電力を要する大電力スイッチング素子を直接高周波駆動可能な電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を提供することを、その目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路は、スイッチング素子を断続駆動するための二値信号電圧を所定の基本周波数をもつ交流電圧に変換する発振回路と、各一個の一次コイル及び二次コイルを有するとともに前記交流電圧が前記一次コイルに印加されるリーケージトランスと、前記二次コイルの出力電圧を受信して前記基本周波数を共振周波数として共振する共振回路と、前記共振回路から出力される交流電圧を整流して二値信号電圧に変換して前記スイッチング素子の基準電位用主端子と制御端子との間に印加する波形整形回路とを備え、前記波形整形回路は、前記共振回路から出力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される整流電圧を二値信号電圧に変換して前記スイッチング素子の基準電位用主端子と制御端子との間に印加する比較回路とを有し、前記共振回路は、前記二次コイルの両端に接続される共振用のコンデンサ（Ｃ２）を有し、前記整流回路は、一端が前記コンデンサ（Ｃ２）の一端に接続されるコンデンサ（Ｃ１）と、アノードが前記コンデンサ（Ｃ１）の他端に接続されるダイオード（Ｄ１）と、カソードが前記コンデンサ（Ｃ１）の他端に接続されるダイオード（Ｄ２）と、カソードが前記ダイオード（Ｄ２）のアノードに接続されるダイオード（Ｄ３）と、ダイオード（Ｄ１）のカソードとダイオード（Ｄ３）のアノードを接続する平滑コンデンサ（Ｃ３）とを有して前記ダイオード（Ｄ１）のカソードと前記ダイオード（Ｄ３）のアノードとの間から前記比較回路に電源電圧を印加する倍電圧整流回路により構成され、前記比較回路は、
前記ダイオード（Ｄ１）のアノード電圧を前記ダイオード（Ｄ１）から出力される倍電圧整流電圧の分圧（基準電位）と比較して前記二値信号電圧を形成することを特徴としている。
【００１０】
基本周波数を共振周波数とする共振回路とは、共振周波数を基本周波数の０．８〜１．２倍、更に好適には０．９５〜１．０５倍に設定した共振回路をいうものとする。又は、このリーケージトランスの入力電圧とその巻き数比により決定される理論的な二次電圧の値よりも大きな二次電圧を発生する共振回路をいうものとする。ここで言うコンデンサとは、二次回路側に配置されてリーケージトランスのリーケージインダクタンスとともに二次コイルの寄生容量とともに共振回路を構成するすべてのコンデンサを意味するものとする。ここでいうリーケージトランスとは、閉磁路型トランスと区別する用語であって、一次コイルと二次コイルとの電磁結合係数が５０％以下のものを意味するものとする。上記した閉磁路型トランスは、磁気回路にエアギャップを持たないか又は閉磁路を構成する複数の部分コアの接合部のエアギャップのみしかエアギャップを持たないコア構造をもつトランスを意味し、リーケージトランスは、閉磁路に大きな空気磁路をもち、両コイルのリーケージインダクタンスが非常に大きいトランスを言う。
【００１１】
本発明の二次側共振型リーケージトランス構造のトランス絶縁型スイッチング素子駆動回路は、トランスの二次コイルの大きなリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）とコンデンサとの共振により、更に詳しく言えば、トランスの二次コイルのインダクタンスと寄生容量（各ターン間）とにより構成されるインダクタンスーキャパシタンス分布定数回路と上記コンデンサとを含む共振現象により、トランスの二次コイルのリーケージインダクタンスによる出力電圧損失を低減し、リーケージトランス構造であるにもかかわらず、トランスの実効的な電磁結合効率を劇的に改善することができる。
【００１２】
その結果、小型軽量でコイル巻装も容易なリーケージトランスを用いて、入力側の電圧系から電気絶縁されたスイッチング素子を入力側からの供給電力により高速スイッチングすることができ、電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を簡素かつ低コストに構成することができる。
【００１３】
更に、上記共振によって、トランスの巻数比を大きく設定することなく（たとえばそれを１対１に設定したとしても）、トランスの出力電圧を増大することができるという効果を奏することができる。
【００１４】
請求項２記載の構成では請求項１記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記リーケージトランスは、コアレストランスからなることを特徴としている。このようにすれば、コアを全く用いないので、ヒステリシス損失に起因するコア（たとえばフェライトコア）の損失増大を考慮することなく、高周波化が可能となる。この高周波化により、スイッチング素子の高速レスポンス化を図ることができる。また、高周波化により、コアレストランスのコイル及び共振コンデンサの小型化も実現できるので、装置の大幅な小型化を実現することができる。上記の結果、電気絶縁型スイッチング素子駆動回路の大幅な小型、軽量化を図ることができる。
【００１５】
特に、このコアレストランスの採用した場合、上記共振回路の採用は、このコアレストランスの入力電圧より大きな振幅の出力電圧をスイッチング素子に印加する必要がある場合に特に重要である。すなわち、この共振回路の採用による出力電圧振幅の増大は、コアレストランスの巻数比を電磁結合効率の向上に有効な１対１に近い巻数比の採用を可能とし、電力伝送効率の改善を可能とする。
【００１６】
本発明によれば、前記波形整形回路は、前記共振回路から出力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される整流電圧を二値信号電圧に変換して前記スイッチング素子の基準電位用主端子と制御端子との間に印加する比較回路とを有することを特徴とするので、スイッチング素子に急峻なエッジのパルス電圧を印加することができ、スイッチング素子の過渡状態におけるスイッチング損失を低減することができる。
【００１７】
なお、上記比較回路は、上記整流回路が整流用のダイオードを通じて充電されるん平滑コンデンサ（又はピークホールドコンデンサ）を有する場合に特に重要である。すなわち、この回路構成において、コアレストランスはスイッチング素子の駆動時に上記整流用のダイオードを通じて上記平滑コンデンサを速やかに充電することができるので、スイッチング素子を高速に駆動することができる。しかし、この場合、コアレストランスはスイッチング素子のオフ時に上記整流用のダイオードを通じての上記平滑コンデンサの充電がストップしても、この平滑コンデンサに蓄積された電荷はすぐに消滅しないので、この平滑コンデンサの電圧低下によりスイッチング素子をオフするには長時間を必要とし、この間におけるスイッチング素子の過渡的な電力損失及び発熱が増大する。この比較回路を用いることによりこの問題を解決することができる。なお、この比較回路は、典型的には、上記平滑コンデンサと上記二次コイルとの間の所定部位の電圧又はその分圧と上記平滑コンデンサの分圧とを比較することが好適である。比較回路としては一般にコンパレータを用いるが、たとえば上記平滑コンデンサと上記二次コイルとの間の所定部位の電圧又はその分圧がゲートに印加され、所定のしきい値電圧が印加されるＭＯＳトランジスタのオン、オフを利用しても良い。
【００１９】
請求項３記載の構成では請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルは、前記入力側回路および前記出力側回路が搭載された回路基板に絶縁層又は前記回路基板を挟んで厚さ方向に積層された渦巻き型プリントコイルからそれぞれ構成されていることを特徴とするので、コアレストランスを簡単に回路基板に実装することができる。
【００２０】
請求項４記載の構成では請求項３記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルの周囲に、低インピーダンスで定電圧が印加される定電圧導体領域が形成されるので、外部との電磁的結合遮断性を向上することができるとともに、コアレストランスの二次コイルの分布定数回路における寄生キャパシタンスを増大することができ、その共振性を向上することができる。
【００２１】
請求項５記載の構成では請求項４記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記渦巻き型プリントコイルの内側の端部は、前記回路基板に形成された孔を通じて前記回路基板の表面に形成された他の前記渦巻き型プリントコイルの外側に引き出されるビヤホール導体に接続されているので、渦巻き型プリントコイルの内側の端部の引き出し構造を簡素化することができる。
【００２２】
請求項６記載の構成では請求項５記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記他の前記渦巻き型プリントコイルは、前記ビヤホール導体に近接する部分で内側に凹んで形成されていることを特徴とするので、このビヤホール導体を他の渦巻き型プリントコイルの外側に容易に引き出すことができ、配線構造を簡素化することができる。
【００２３】
請求項７記載の構成では請求項６記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記ビヤホール導体は、角形に形成された前記他の前記渦巻き型プリントコイルの角部に形成されるので、両コイルの電磁結合係数の低下を抑止しつつ上記ビヤホール導体を避けるために上記他の渦巻き型プリントコイルのターン長さが増大するのを抑止することができ、コイルの抵抗損失を低減することができる。
【００２４】
請求項８記載の構成では請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルは、前記入力側回路および前記出力側回路が搭載された回路基板に互いに同軸に巻装された渦巻き型プリントコイルからそれぞれ構成され、前記両渦巻き型プリントコイルの少なくとも一面側に磁気シートが配設されていることを特徴とする。これにより、構造、工程の増加を抑止しつつインダクタンス及び電磁結合係数の増大を図ることができる。
【００２５】
請求項９記載の構成では請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記両コイルを構成する導体層の８０％以上は、前記回路基板の主面方向において同位置（互いに重なる位置）に配置されていることを特徴とする。このようにすれば、両コイルの各ターン同士の電磁結合係数を向上することができるので、コアレストランスの電力伝送効率を最大とすることができる。
【００２６】
【発明を実施するための態様】
本発明の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路の好適な実施態様を図面を参照して以下に説明する。
【００２７】
【実施例１】
この実施例の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を図１を参照して以下に説明する。
（回路構成）
１は発振回路、２は変調回路、３は電流増幅回路、４はコアレストランス、５は整流回路、６は比較回路、７は電流増幅回路、８は電圧規制用の定電圧ダイオードである。
【００２８】
発振回路１は、互いに１８０度位相が異なり、パルス幅／パルス周期が約５０％である高周波パルス電圧（基本周波数９ＭＨz）を出力する公知の回路であり、変調回路２を構成するアンドゲート２１、２２、及び、ブリッジ型の電流増幅回路３を構成する相補エミッタホロワ回路３１、３２を通じて、コアレストランス４の一次コイル４１とコンデンサＣｏとの直列回路の両端に図示しないスイッチング素子をオンする期間だけ高周波パルス電圧を印加する。これにより、一次コイル４１の両端には波高値が約５Ｖの高周波パルス電圧が印加される。直列コンデンサＣｏは、コアレストランス４の一次コイル４１の漏れインダクタンスを等価的に低減するためのものであり、一次コイル４１と直列共振回路を構成している。なお、直列コンデンサＣｏの省略は可能である。
【００２９】
コアレストランス４は、コアを全く持たないトランスであって、４１は一次コイル、４２は二次コイルである。
【００３０】
整流回路５は、コンデンサＣ１とダイオードＤ１、Ｄ２からなる倍電圧検波回路（倍電圧整流回路）と、コンデンサＣ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３、Ｃ４と、抵抗Ｒ１とを有している。
【００３１】
コアレストランス４の二次コイル４２は、この二次コイル４２に接続された上記各コンデンサ特にコンデンサＣ１、Ｃ２とともに上記基本周波数において共振する共振回路を構成している。特にこの実施例では、コンデンサＣ１は、二次コイル４２のリーケージインダクタンスとともに（正確には二次コイル４２の分布定数回路のインピーダンス）およびコンデンサＣ２ともに、上記基本周波数で共振する共振回路を構成している。コンデンサＣ１は、後述する倍電圧整流回路の基本構成要素として機能する他、コンデンサＣ１の電圧降下は二次コイル４２のリーケージインダクタンスの電圧降下と交流的に位相が１８０度異なるので、コンデンサＣ１は、このリーケージインダクタンスの電圧降下を実効的に低減してコアレストランス４の電磁伝送効率、電圧損失を向上させる機能を果たす。コンデンサＣ１と上記分布定数回路としてのリーケージインダクタンスとを上記基本周波数で共振させ、コンデンサＣ２と上記分布定数回路としてのリーケージインダクタンスとを上記基本周波数で共振させてもよい。
【００３２】
ダイオードＤ１は、後述する比較回路及び電流増幅回路７に倍電圧整流された電源電圧を印加し、コンデンサＣ３はこの電源電圧を安定供給するための平滑コンデンサ（ピークホールドコンデンサ）を構成している。
【００３３】
コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１には、ダイオードＤ１のアノード電圧が印加される。このアノード電圧は、正の半波期間において、ピーク値がダイオードＤ１のカソードから出力されるピーク電圧よりその順方向電圧降下分だけ大きいパルス電圧となる。ダイオードＤ３及びコンデンサＣ４の省略は可能である。
【００３４】
整流回路５は、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と、平滑コンデンサＣ３、分圧コンデンサＣ４を有している。ダイオードＤ１は、コンデンサＣ１を通じて二次コイル４１の一端から給電されてコンデンサＣ３を充電し、コンデンサＣ３は後続の回路に電源電圧を印加する。
【００３５】
比較回路６は、コンパレータ６１と、抵抗Ｒ２、Ｒ３が形成する分圧回路により構成されている。ダイオードＤ１から出力される上記倍電圧整流電圧の分圧と、上記抵抗Ｒ１の電圧とが比較される。アンドゲート２が制御電圧Ｖsにより遮断されると、抵抗Ｒ１の電圧は急速に低下し、コンパレータ６１の出力電圧はローレベルとなり、このコンパレータ６１の出力電圧は電流増幅回路７をなす相補エミッタホロワ回路を通じて図示しないスイッチング素子のゲート電極電圧を急速に低下させる。Ｒ４は電流増幅回路７の入力電圧をハイレベルにプルアップするプルアップ抵抗である。
【００３６】
この回路により得られる入力電圧と出力電圧の実測波形を図２に示す。なお、電流増幅回路３に印加される電源電圧は５Ｖである。上記共振回路の効果により、出力電圧は倍電圧整流回路の限界電圧１０Ｖを超えて電圧増幅されており、高電圧が必要とする用途においても、コアレストランス４の巻数比を変更することなく、大きな出力電圧をスイッチング素子に印加することができる利点がある。なお、整流回路や共振回路としては、整流効果、共振効果を有する他の公知回路に置換することができる。
【００３７】
コアレストランス４の詳細を図３、図４を参照して以下に説明する。
【００３８】
図３において、１００は図１の回路が実装されるプリント回路基板であり、その表面には一次コイル４１が、その裏面には二次コイル４２がプリントされている。両コイル４１、４２は図４に示すように、巻数比が１である渦巻き型プリントコイルであり、両コイル４１、４２の同一番目のターンは、プリント回路基板１００の面方向において完全に重なって同一形状に形成されている。これにより、両コイル４１、４２の各ターン同士がそれぞれ良好に電磁結合するので、両コイル４１、４２の電磁結合係数を向上してコアレストランス４の電力伝送効率を改善することができる。
（追加説明）
なお、コアレストランス４の寄生容量は、一次コイルの各ターン間、一次コイルと接地間、一次コイルの各ターンと二次コイル各ターンとの間、二次コイルの各ターン間、二次コイルと接地間に存在する。このような複雑な回路の高周波解析は容易ではないが、実験により共振点を求めればよい。
【００３９】
【実施例２】
コアレストランス４の他の実施例を図５を参照して以下に説明する。
【００４０】
この実施例では、両コイル４１、４２は略正方形に形成され、プリント回路基板１００を上から見た場合において、一次コイル４１の一つの角部４１０が角形に窪んでおり、これと斜めに対向する二次コイル４２の一つの角部４２０が角形に窪んでいる。
【００４１】
一次コイル４１の一端はプリント回路基板１００に設けたスルーホール４１１を通じてプリント回路基板１００の裏面側に引き出されるが、このスルーホール４１１は二次コイル４２の角部４２０の外側に位置するので、両コイル４１、４２のいずれもまたぐことなく配線することができる。同様に、二次コイル４２の一端はプリント回路基板１００に設けたスルーホール４２１を通じてプリント回路基板１００の表面側に引き出されるが、このスルーホール４２１は一次コイル４１の角部４１０の外側に位置するので、両コイル４１、４２のいずれもまたぐことなく配線することができる。
【００４２】
【実施例３】
コアレストランス４の他の実施例を図６を参照して以下に説明する。
【００４３】
この実施例は、コアレストランス４を２出力型としたものであり、一次コイル４１の各ターンに沿ってプリント回路基板１０の裏側に一対の二次コイル４２００、４２０１が配置される。このようにすれば互いに電気絶縁された一対の二次電圧（図７参照）を得ることができるので、この一対の二次電圧を用いて、インバータ回路のハイサイド素子（上アーム素子）をなす第一のスイッチング素子と、このインバータ回路のローサイド素子（下アーム素子）をなす第二のスイッチング素子とを互いに異なる電位を基準として互いに逆動作させることができる。この回路を図８に示す。ただし、図８では、一対の二次コイル４２０１、４２０２は、同方向に電圧を出力するため、一対のコンパレータ６１１、６１２の各一対の入力電圧を逆として、互いの出力が逆位相となるようにしている。
【００４４】
【実施例８】
コアレストランス４の他の実施例を図９を参照して以下に説明する。
【００４５】
この実施例では、多層配線プリント回路基板１０００に４つの渦巻き型プリントコイル４０１〜４０４を配置したものである。これらの４つの渦巻き型プリントコイル４０１〜４０４を用いて、逆位相出力電圧の発生や直列又は並列接続を行うことができる。
【００４６】
【実施例９】
コアレストランス４の他の実施例を図１０を参照して以下に説明する。
【００４７】
この実施例では、多層配線プリント回路基板１０００の内部に２つの渦巻き型プリントコイル４１、４２を一次コイル及び二次コイルとして積層し、更に、これら渦巻き型プリントコイル４１、４２を覆って、多層プリント回路基板１０００の表面と裏面とに、接地された電磁シールド用の銅箔１００３、１００４を配置して、コアレストランス４から他のコアレストランスや外部回路への電磁ノイズの放射を低減したものである。この実施例では、この電磁シールド用の銅箔１００３、１００４と二次コイル４２との間に形成される寄生容量が、二次コイル４２のリーケージインダクタンスの電圧降下を低減してコアレストランス４の電磁伝送効率を向上させる効果も期待することができる。
（変形態様）
上記各実施例では、コアレストランスの二次コイル側の共振回路の共振周波数を一次側から供給するパルス電圧の基本周波数としたが、その代わりに、コアレストランスの二次コイル側の共振回路の共振周波数を一次側から供給するパルス電圧の基本周波数の３倍としてもよい。これは、パルス電圧は３倍高調波成分を多く含むためである。
（変形態様）
コアレストランス４の一次コイル側にも共振コンデンサを設けてコアレストランス４の一次コイル４１の漏れインダクタンスと共振させてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施例１の回路構成を示す回路図である。
【図２】  図１の回路の入出特性を示す実測電圧波形図である。
【図３】  図１のコアレストランスを示す模式側面図である。
【図４】  図３の渦巻き型プリントコイルを示す模式平面図である。
【図５】  図４の渦巻き型プリントコイルの他の実施態様を示す模式平面図である。
【図６】  図４の渦巻き型プリントコイルの他の実施態様を示す模式平面図である。
【図７】  図６の渦巻き型プリントコイルを用いた回路の入出特性を示す実測電圧波形図である。
【図８】  図６の渦巻き型プリントコイルを用いた回路の構成を示す回路図である。
【図９】  図４の渦巻き型プリントコイルの他の実施態様を示す模式平面図である。
【図１０】  図４の渦巻き型プリントコイルの他の実施態様を示す模式平面図である。
【符号の説明】
１  発振回路
４  コアレストランス（リーケージトランス、共振回路）
Ｃ１、Ｃ２  コンデンサ（共振回路）
５  波形整形回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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