(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流モータと、この直流モータヘの直流電力供給用の電源と、前記直流モータの速度制御用の制御装置とを備え、この制御装置は、前記直流モータを介して前記電源の両端に接続されるスイッチング手段と、このスイッチング手段のオフ時に前記直流モータに発生する逆起電力をクランプするダイオードによってその逆起電力を放出する放出手段と、前記逆起電力を放出する時間の検出をする検出手段と、前記スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を前記検出手段の検出結果に応じて行なう駆動手段とにより構成され、
この駆動手段は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期で発振する掃引発振器と、直流モータの速度設定に応じて、出力するべき基準電圧を切り替えるとともに、検出手段による逆起電力の発生期間の検出結果に応じて前記基準電圧を自動的に切り替える基準電圧形成部と、スイープ信号の電圧レベルと前記基準電圧のレベルとの比較を行うゲート電圧生成部とにより構成され、
前記基準電圧形成部は、基準電圧用コンデンサと、可変抵抗からなる速度設定ボリュームおよび抵抗を含み前記電源の出力電圧の分圧電圧を前記基準用電圧コンデンサに印加する回路により形成された前記基準電圧用コンデンサの充電の経路と、前記基準電圧用のコンデンサの両端に接続され検出手段の出力に応じてオン／オフするトランジスタおよび抵抗により形成された前記基準電圧用コンデンサの放電の経路とにより構成され、
前記ゲート電圧生成部の比較結果に応じて前記スイッチング手段のオン／オフ制御を行うとともに、前記分圧電圧によって充電された前記基準電圧用コンデンサを、前記検出手段により検出される逆起電力を放出する時間だけ放電させることにより前記基準電圧のレベルを調整して前記オン／オフのデューティ制御を行うことを特徴とする直流モータ速度制御装置。
【請求項２】
前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、その放電量を前記スイープ信号のレベルより小さくすることを特徴とする請求項１記載の直流モータ速度制御装置。
【請求項３】
前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、スイープ信号の放電量を前記基準電圧より大きくすることを特徴とする請求項１記載の直流モータ速度制御装置。
【請求項４】
前記掃引発振器は、前記スイープ信号を出力するコンデンサと、高温になると抵抗値が増大し低温になると抵抗値が減少することでＣＲの時定数を一定にするサーミスタとを有していることを特徴とする請求項１記載の直流モータ速度制御装置。
【請求項５】
前記スイープ信号の発振周波数が変化した場合、その発振周波数の変化分を検出し、その変化を抑えることを特徴とする請求項４記載の直流モータ速度制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流モータの回転速度の制御を行なう直流モータ速度制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、直流モータを所望の回転速度で駆動する直流モータ速度制御装置が各種提案されているが、例えば特開２０００−３５４３９５公報には、直流モータ、この直流モータへの直流電力供給用の電源、および直流モータの速度制御用の制御装置を備え、制御装置は、直流モータとともに電源の両出力端子間に直列接続されるスイッチング手段と、スイッチング手段のオフ時に直流モータに発生する逆起電力を放出する放出手段と、逆起電力の検出を行う検出手段と、スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を検出手段の検出結果に応じて行う駆動手段とにより成る直流モータ速度制御装置が開示されている。
【０００３】
ここで、一具体例として、上記駆動手段には、可変抵抗を含む分圧器と、この分圧器による設定速度に応じた基準電圧レベルに充電される基準電圧用コンデンサと、スイープ信号の電圧レベルと基準電圧レベルとの比較を行う比較器とが設けられている。そして、比較器の比較結果に応じてスイッチング手段のオン／オフ制御が実行されるとともに、分圧器の分圧抵抗および基準電圧用コンデンサで決まる時定数に従って充電された基準電圧用コンデンサを、検出手段により検出される逆起電力を放出する時間だけ、上記分圧器の一部の抵抗成分を通じて放電させることにより、基準電圧レベルを調整して上記オン／オフのデューティ制御が実行される。
【０００４】
このような構成の直流モータ速度制御装置によれば、スイッチング手段に対する駆動周波数が一定であるので、スイッチング損失の増大防止が可能となる。また、逆起電力の生起時間に応じて、基準電圧用コンデンサの充放電時間が変化して、その基準電圧レベルとスイープ信号の電圧レベルとの比較結果が変化し、この結果、スイッチング素子のオン／オフのデューティが変化するので、直流モータに対する負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記直流モータ速度制御装置の構成では、基準電圧の波形の傾き特性が基準電圧用コンデンサおよびこれに接続された分圧抵抗で決まるので、前者の容量値または後者の抵抗値を変更することにより、波形の傾き特性を変化させることができるが、この場合、基準電圧用コンデンサの充放電時の両方の基準電圧の波形が変化してしまう。
【０００６】
このため、無負荷時の目標回転数および無負荷時のトルクを満足のいく特性に設定するとともに、比較器が正常に出力するようにスイープ信号波形と基準電圧の波形とが重ならないように設定することが困難であった。
【０００７】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、スイッチング手段を適切に制御することができる直流モータ速度制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、直流モータと、この直流モータヘの直流電力供給用の電源と、前記直流モータの速度制御用の制御装置とを備え、この制御装置は、前記直流モータを介して前記電源の両端に接続されるスイッチング手段と、このスイッチング手段のオフ時に前記直流モータに発生する逆起電力をクランプするダイオードによってその逆起電力を放出する放出手段と、前記逆起電力を放出する時間の検出をする検出手段と、前記スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を前記検出手段の検出結果に応じて行なう駆動手段とにより構成され、この駆動手段は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期で発振する掃引発振器と、直流モータの速度設定に応じて、出力するべき基準電圧を切り替えるとともに、検出手段による逆起電力の発生期間の検出結果に応じて前記基準電圧を自動的に切り替える基準電圧形成部と、スイープ信号の電圧レベルと前記基準電圧のレベルとの比較を行うゲート電圧生成部とにより構成され、前記基準電圧形成部は、基準電圧用コンデンサと、可変抵抗からなる速度設定ボリュームおよび抵抗を含み前記電源の出力電圧の分圧電圧を前記基準用電圧コンデンサに印加する回路により形成された前記基準電圧用コンデンサの充電の経路と、前記基準電圧用のコンデンサの両端に接続され検出手段の出力に応じてオン／オフするトランジスタおよび抵抗により形成された前記基準電圧用コンデンサの放電の経路とにより構成され、前記ゲート電圧生成部の比較結果に応じて前記スイッチング手段のオン／オフ制御を行うとともに、前記分圧電圧によって充電された前記基準電圧用コンデンサを、前記検出手段により検出される逆起電力を放出する時間だけ放電させることにより前記基準電圧のレベルを調整して前記オン／オフのデューティ制御を行うことを特徴とする。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、その放電量を前記スイープ信号のレベルより小さくすることを特徴とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、スイープ信号の放電量を前記基準電圧より大きくすることを特徴とする。
【００１１】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記掃引発振器は、前記スイープ信号を出力するコンデンサと、高温になると抵抗値が増大し低温になると抵抗値が減少することでＣＲの時定数を一定にするサーミスタとを有していることを特徴とする。
【００１２】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の直流モータ速度制御装置において、前記スイープ信号の発振周波数が変化した場合、その発振周波数の変化分を検出し、その変化を抑えることを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１は本発明に係る第１実施形態の直流モータ速度制御装置の回路図である。
【００１４】
図１に示す直流モータ速度制御装置１は、直流モータ１１と、この直流モータ１１に直流電力を供給する例えばバッテリにより成る電源１２と、直流モータ１１の速度制御用の制御装置１３とを備えている。
【００１５】
この制御装置１３は、直流モータ１１を介して電源１２の両端に接続されるスイッチング手段としてのＦＥＴＱ１３と、直流モータ１１と並列に接続され、ＦＥＴＱ１３のオフ時に直流モータ１１に発生する逆起電力を電源１２に向けて放出する放出手段としてのダイオードＤ１３とを備えているとともに、安定化電源１４と、検出部１５（検出手段）と、駆動部１６（駆動手段）とを備えている。なお、スイッチング手段としてはパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴなどが使用されるが、図１の例ではＦＥＴが使用されている。また、直流モータ速度制御装置１を電動ねじ回しや電気ドリルなどの電動工具に適用する場合に、直流モータ１１と電源１２との間に電源スイッチが介設されることもある。
【００１６】
安定化電源１４は、制御装置１３の各部に安定な電力を供給するものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１４０，Ｒ１４１、コンデンサＣ１４および定電圧ダイオードＺＤ１４により構成されている。
【００１７】
検出部１５は、直流モータ１１およびＦＥＴＱ１３の接続点における電圧（ＦＥＴＱ１３のドレイン電圧）から、直流モータ１１に発生する逆起電力のダイオードＤ１３による放出時間の検出をするものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１５０〜Ｒ１５３およびコンパレータ１５０により構成されている。
【００１８】
図２（ａ），（ｂ）にそれぞれ無負荷（または軽負荷）時および負荷（または重負荷）時における図１中の検出部の動作波形図を示し、この図を用いて検出部１５による検出原理について説明する。
【００１９】
直流モータ速度制御装置１の動作時にＦＥＴＱ１３がオンからオフになると、直流モータ１１の両端子に印加の電荷の極が反転して逆起電力が発生するが、その逆起電力の発生期間は、直流モータ１１に対する負荷状態に応じて長さが変わり、図２（ａ）の“ＴＭ１１”に示すように、負荷が軽いほど直流モータ１１に流れる電流がより小さくなってより短くなる一方、図２（ｂ）の“ＴＭ２１”に示すように、負荷が重いほど直流モータ１１に流れる電流がより大きくなってより長くなる。
【００２０】
そこで、第１実施形態では、コンパレータ１５０の反転入力端子と非反転入力端子とに、それぞれ抵抗Ｒ１５０，Ｒ１５１による電源１２の分圧電圧Ｖ150-と抵抗Ｒ１５２，Ｒ１５３によるＦＥＴＱ１３のドレイン電圧の分圧電圧Ｖ150+とを入力し、コンパレータ１５０が分圧電圧Ｖ150-のレベルよりも分圧電圧Ｖ150+のレベルの方が高くなる期間（図２ではＴＭ１１，ＴＭ２１）を逆起電力の発生期間として検出してハイレベルの信号を出力するように検出部１５を構成するのである。なお、逆起電力による逆起電圧はダイオードＤ１３の電圧にクランプされる。
【００２１】
図１に戻って、駆動部１６は、ＦＥＴＱ１３に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を検出部１５の検出結果に応じて行うものであり、図１の例では、三角波形成部１７（掃引発振器）と、基準電圧形成部１８と、ゲート電圧生成部１９とにより構成されている。
【００２２】
図３および図４にそれぞれ図１中の三角波形成部の動作説明図および出力波形図を示し、これらの図をさらに用いて三角波形成部１７について説明する。
【００２３】
三角波形成部１７は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期（図４に示す三角波の周波数で決まる一定の発振周波数）で発振するものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１７０〜Ｒ１７４、コンデンサＣ１７およびコンパレータ１７０により構成されている。
【００２４】
コンパレータ１７０の反転入力端子には、コンデンサＣ１７の電圧が常時印加している。そして、コンパレータ１７０の出力が例えばハイレベルであるとき、図３（ａ）に示す回路による安定化電源１４の出力電圧の分圧電圧Ｖ１が、抵抗Ｒ１７０を介してコンデンサＣ１７に印加し、これによりコンデンサＣ１７が充電される。このとき、コンパレータ１７０の非反転入力端子には、抵抗Ｒ１７４に発生する分圧電圧が印加するので、この分圧電圧をコンデンサＣ１７の電圧が上記充電によって超えたとき、コンパレータ１７０の出力がローレベルに切り替わる。
【００２５】
コンパレータ１７０の出力がローレベルであるとき、コンデンサＣ１７の両端が抵抗Ｒ１７０を介して短絡されるので、コンデンサＣ１７が当該コンデンサおよび抵抗Ｒ１７０の時定数に従って放電することになる。またこのとき、コンパレータ１７０の非反転入力端子には、図３（ｂ）に示す回路による分圧電圧Ｖ２（＜Ｖ１）が印加することになるので、その分圧電圧Ｖ２をコンデンサＣ１７の電圧が下回るとき、コンパレータ１７０の出力がハイレベルに切り替わる。
【００２６】
要するに、三角波形成部１７は、コンパレータ１７０によってコンデンサＣ１７の充放電の切替えを行い、その充放電によってコンデンサＣ１７に図４に示すような三角波の信号を発生させるのである。なお、図４の三角波については、実際にはＣＲによる曲線の波形となる。
【００２７】
図５および図６にそれぞれ図１中の基準電圧形成部の速度設定ボリュームによる基準電圧の切替の説明図および検出部による逆起電力の発生期間の検出結果に応じた基準電圧の自動切替の説明図を示し、これらの図をさらに用いて基準電圧形成部１８について説明する。
【００２８】
基準電圧形成部１８は、直流モータ１１の速度設定に応じて、出力するべき基準電圧を切り替えるとともに、検出部１５による逆起電力の発生期間の検出結果に応じて、上記基準電圧を自動的に切り替えるものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１８０〜Ｒ１８５、速度設定ボリュームＶＲ、コンデンサＣ１８（基準電圧用コンデンサ）およびＮＰＮ形のトランジスタＱ１８により構成されている。
【００２９】
すなわち、出力するべき基準電圧はコンデンサＣ１８の電圧であり、そのコンデンサＣ１８には、速度設定ボリュームＶＲおよび抵抗Ｒ１８０〜Ｒ１８３を含む回路による安定化電源１４の出力電圧の分圧電圧が印加し、この分圧電圧によってコンデンサＣ１８が充電される。この構成によれば、速度設定ボリュームＶＲである可変抵抗の抵抗値を変更することにより、図５の例に示すように、コンデンサＣ１８の基準電圧のレベルを変更することができる。同図には、低速用に設定された基準電圧が高速用に設定替えされている様子が図示されている。
【００３０】
一方、コンデンサＣ１８の両端には、検出部１５の出力に応じてオン／オフするトランジスタＱ１８を介して、抵抗Ｒ１８４が接続されているので、検出部１５の出力が逆起電力の発生期間を示すハイレベルであるとき、トランジスタＱ１８がオンになってコンデンサＣ１８が抵抗Ｒ１８４で短絡され、ローレベルであるとき、トランジスタＱ１８がオフになって抵抗Ｒ１８４によるコンデンサＣ１８の短絡が解除される。したがって、図６の例に示すように、負荷無しの状態から負荷有りの状態に移行すると、コンデンサＣ１８が抵抗Ｒ１８４で短絡される時間が長くなり、これにより、コンデンサＣ１８の基準電圧のレベルが下がる。つまり、負荷の状態に応じてコンデンサＣ１８の基準電圧のレベルが変動するのである。
【００３１】
図７（ａ），（ｂ）にそれぞれ負荷無しおよび負荷有りのときの図１中のゲート電圧生成部の動作波形図を示し、この図をさらに用いてゲート電圧生成部１９について説明する。
【００３２】
ゲート電圧生成部１９は、三角波形成部１７の出力であるコンデンサＣ１７の電圧レベルと基準電圧形成部１８の出力であるコンデンサＣ１８の電圧レベルとを比較し、前者が後者より高レベルである期間、ハイレベルの信号をＦＥＴＱ１３のゲートに出力する一方、低レベルである期間、ローレベルの信号をＦＥＴＱ１３のゲートに出力するものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１９１，Ｒ１９２、ヒステリシス付きのコンパレータ１９０およびＰＮＰ形のトランジスタＱ１９により構成されている。
【００３３】
図１の回路構成では、コンパレータ１９０の非反転入力端子と反転入力端子とに、それぞれコンデンサＣ１７の電圧ＶC17 とコンデンサＣ１８の電圧ＶC18 とが印加しているので、コンパレータ１９０の出力は、図７に示すように、電圧ＶC17 のレベルが電圧ＶC18 のレベルより高レベルである期間、ハイレベルになる一方、低レベルである期間、ローレベルになる。
【００３４】
コンパレータ１９０の出力がハイレベルになると、トランジスタＱ１９がオフになって、ゲート電圧生成部１９の出力がハイレベルになる。これにより、ＦＥＴＱ１３がオンになり、このオン期間は、負荷が軽いほどより短くなり、負荷が重いほどより長くなる。これに対し、コンパレータ１９０の出力がローレベルになると、トランジスタＱ１９がオンになって、ゲート電圧生成部１９の出力がローレベルになる。これにより、ＦＥＴＱ１３がオフになり、このオフ期間は、負荷が軽いほどより長くなり、負荷が重いほどより短くなる。
【００３５】
第１実施形態によれば、ＦＥＴＱ１３に対する駆動周波数が一定であるので、スイッチング損失の増大防止が可能になるほか、検出部１５の検出結果に応じてＦＥＴＱ１３に対するオン／オフのデューティ制御が実行されるので、直流モータ１１に対する負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。
【００３６】
また、基準電圧用のコンデンサＣ１８の充電および放電の各経路が個別に形成されているので、それら充電および放電の時定数を個々に設定することができるから、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、ＦＥＴＱ１３を適切に制御することができる。つまり、コンデンサＣ１８の充電波形の傾きについては、速度設定ボリュームＶＲおよび抵抗Ｒ１８０〜Ｒ１８３を含む回路で任意に設定することができる一方、コンデンサＣ１８の放電波形の傾き（≒コンデンサＣ１８の電位の下げ幅）については、抵抗Ｒ１８４の抵抗値によって任意に設定することができるのである。これにより、スイープ信号電圧より放電量を小さくでき、図７に示すゲート電圧生成部１９の出力波形のように、最適な制御が可能となる。
【００３７】
（第２実施形態）
図８は本発明に係る第２実施形態の直流モータ速度制御装置における三角波形成部の概略構成図、図９は図８中のサーミスタの抵抗値の温度特性図、図１０は図８の三角波形成部の動作説明図である。
【００３８】
第２実施形態の直流モータ速度制御装置は、第１実施形態との相違点として、図１の三角波形成部１７に代えて図８に示す三角波形成部２７を備えている。この三角波形成部２７は、周囲温度の変動に伴うコンデンサＣ１７の容量変化に起因する、コンデンサＣ１７からのスイープ信号の周波数変動を補正するためのサーミスタＴｈ２７をさらに備える以外は、第１実施形態の三角波形成部１７と同様に構成される。ただし、図８の例において、Ｒ２７はコンデンサＣ１７に接続される合成抵抗を示し、その合成抵抗Ｒ２７およびコンデンサＣ１７に並列にサーミスタＴｈ２７が接続されている。
【００３９】
ここで、三角波形成部から出力されるスイープ信号の発振周波数は、周囲環境に依存して変化する。すなわち、周囲温度が高温になると、コンデンサＣ１７の容量が減少して、スイープ信号の周波数が高くなり、逆に低温になると、ＦＥＴＱ１３に対するオンデューティが増大する。
【００４０】
そこで、第２実施形態では、図９に示すように、高温になると抵抗値が増大し低温になると抵抗値が減少するサーミスタＴｈ２７を設け、高温になると、減少するコンデンサＣ１７の容量を、増大するサーミスタＴｈ２７の抵抗値で補うとともに、低温になると、増大するコンデンサＣ１７の容量を、減少するサーミスタＴｈ２７の抵抗値で補うことにより、ＣＲの時定数を一定にするのである。これにより、高温時、サーミスタＴｈ２７の抵抗値が減少することで、コンデンサＣ１７および合成抵抗にかかる電圧Ｖ３を下げることができ、低温時、サーミスタＴｈ２７の抵抗値が増大することで、電圧Ｖ３を上げることができる。要するに、周囲温度の変動に関わらず、ＣＲの時定数を一定にしてスイープ信号の発振周波数を一定にするのである。
【００４１】
第２実施形態によれば、図９に示すサーミスタＴｈ２７の温度特性を利用した図１０に示す動作によって、三角波形成部２７から出力されるスイープ信号の発振周波数の変動を抑制することができる。
【００４２】
（第３実施形態）
図１１は本発明に係る第３実施形態の直流モータ速度制御装置における三角波形成部の概略構成図、図１２は図１１の三角波形成部の動作説明図である。
【００４３】
第３実施形態の直流モータ速度制御装置は、第２実施形態との相違点として、図１１に示すように三角波形成部３７を備え、この三角波形成部３７は、図８のサーミスタＴｈ２７に代えて、抵抗Ｒ３７０〜Ｒ３７２、周波数変化検出部３７１およびマイコン３７２により構成される補正部３７０を備えている。
【００４４】
既述の如く、周囲環境に依存してコンデンサＣ１７の容量が変化すると、三角波形成部から出力されるスイープ信号の発振周波数が変化するので、第３実施形態では、そのスイープ信号の発振周波数の変化量を周波数変化検出部３７１で検出し、電圧Ｖ３が第２実施形態と同様に上昇ないし低下するように、検出された変化量に応じて抵抗Ｒ３７０〜Ｒ３７２の抵抗値をマイコン３７２で制御する。
【００４５】
第３実施形態によれば、図１２に示すマイコン３７２による抵抗Ｒ３７０〜Ｒ３７２の抵抗値の制御によって、三角波形成部３７から出力されるスイープ信号の発振周波数を一定に保つことができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上のことから明らかなように、請求項１記載の発明は、直流モータと、この直流モータヘの直流電力供給用の電源と、前記直流モータの速度制御用の制御装置とを備え、この制御装置は、前記直流モータを介して前記電源の両端に接続されるスイッチング手段と、このスイッチング手段のオフ時に前記直流モータに発生する逆起電力をクランプするダイオードによってその逆起電力を放出する放出手段と、前記逆起電力を放出する時間の検出をする検出手段と、前記スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を前記検出手段の検出結果に応じて行なう駆動手段とにより構成され、この駆動手段は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期で発振する掃引発振器と、直流モータの速度設定に応じて、出力するべき基準電圧を切り替えるとともに、検出手段による逆起電力の発生期間の検出結果に応じて前記基準電圧を自動的に切り替える基準電圧形成部と、スイープ信号の電圧レベルと前記基準電圧のレベルとの比較を行うゲート電圧生成部とにより構成され、前記基準電圧形成部は、基準電圧用コンデンサと、可変抵抗からなる速度設定ボリュームおよび抵抗を含み前記電源の出力電圧の分圧電圧を前記基準用電圧コンデンサに印加する回路により形成された前記基準電圧用コンデンサの充電の経路と、前記基準電圧用のコンデンサの両端に接続され検出手段の出力に応じてオン／オフするトランジスタおよび抵抗により形成された前記基準電圧用コンデンサの放電の経路とにより構成され、前記ゲート電圧生成部の比較結果に応じて前記スイッチング手段のオン／オフ制御を行うとともに、前記分圧電圧によって充電された前記基準電圧用コンデンサを、前記検出手段により検出される逆起電力を放出する時間だけ放電させることにより前記基準電圧のレベルを調整して前記オン／オフのデューティ制御を行うことを特徴とするので、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、スイッチング手段を適切に制御することができる。
【００４７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、その放電量を前記スイープ信号のレベルより小さくするのであり、この構成でも、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、スイッチング手段を適切に制御することができる。
【００４８】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、スイープ信号の放電量を前記基準電圧より大きくするのであり、この構成でも、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、スイッチング手段を適切に制御することができる。
【００４９】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記掃引発振器は、前記スイープ信号を出力するコンデンサと、高温になると抵抗値が増大し低温になると抵抗値が減少することでＣＲの時定数を一定にするサーミスタとを有しているので、スイープ信号の発振周波数の変動を抑制することができる。
【００５０】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の直流モータ速度制御装置において、前記スイープ信号の発振周波数が変化した場合、その発振周波数の変化分を検出し、その変化を抑えるので、スイープ信号の発振周波数の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１実施形態の直流モータ速度制御装置の回路図である。
【図２】図１中の検出部の動作波形図である。
【図３】図１中の三角波形成部の動作説明図である。
【図４】図１中の三角波形成部の出力波形図である。
【図５】図１中の基準電圧形成部の速度設定ボリュームによる基準電圧の切替の説明図である。
【図６】検出部による逆起電力の発生期間の検出結果に応じた基準電圧の自動切替の説明図である。
【図７】図１中のゲート電圧生成部の動作波形図である。
【図８】本発明に係る第２実施形態の直流モータ速度制御装置における三角波形成部の概略構成図である。
【図９】図８中のサーミスタの抵抗値の温度特性図である。
【図１０】図８の三角波形成部の動作説明図である。
【図１１】本発明に係る第３実施形態の直流モータ速度制御装置における三角波形成部の概略構成図である。
【図１２】図１１の三角波形成部の動作説明図である。
【符号の説明】
１１  直流モータ
１２  電源
１３  制御装置
１４  安定化電源
１５  検出部
１６  駆動部
１７，２７，３７  三角波形成部
１８  基準電圧形成部
１９  ゲート電圧生成部
【図１】
0003931604.tif 000002
【図２】
0003931604.tif 000003
【図３】
0003931604.tif 000004
【図４】
0003931604.tif 000005
【図５】
0003931604.tif 000006
【図６】
0003931604.tif 000007
【図７】
0003931604.tif 000008
【図８】
0003931604.tif 000009
【図９】
0003931604.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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