(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサとを具備し、
前記プロセッサは、内蔵の前記ＰＷＭ機能が「前記電磁調理部の数＋１」相分以上のＰＷＭ信号を生成することが可能で、前記タイマのカウント値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された前記「前記電磁調理部の数＋１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、
前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された「１」相分の固定ＰＷＭ信号と、この固定ＰＷＭ信号とは逆相の関係にあり、互いに重ならないように前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が調節可能に設定された「前記電磁調理部の数」相分の可変ＰＷＭ信号とを生成し、
前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記可変ＰＷＭ信号を出力することにより、前記ＰＷＭ制御を行い、
前記可変ＰＷＭ信号のデューティー比を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項２】
調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサと、
前記加熱コイルに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段とを具備し、
前記プロセッサは、前記共通のキャリア信号に基づいて、ＰＷＭ信号を生成することが可能なモータ駆動用のＰＷＭ機能を前記電磁調理部と同数だけ内蔵し、前記ＰＷＭ機能毎に、前記タイマのカウント値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された「１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、
前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された固定ＰＷＭ信号と、この第１の固定ＰＷＭ信号とは相互補完の関係にある反転ＰＷＭ信号とを生成し、
前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記反転ＰＷＭ信号を出力することにより、前記ＰＷＭ制御を行い、
前記電流位相検出手段にて検出される電流の位相と、前記固定ＰＷＭ信号或いは前記反転ＰＷＭ信号の位相とを比較しながら前記キャリア信号の周波数を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項３】
調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
前記電磁調理部と同数のタイマを備え、これら各タイマにより生成される各キャリア信号に基づいて、夫々独立したＰＷＭ信号を生成することが可能なモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵した高速演算処理型のプロセッサと、
前記加熱コイルに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段と、
前記ＰＷＭ信号の反転信号を生成する反転信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号及び前記反転信号を遅延させる遅延手段とを具備し、
前記プロセッサは、前記各タイマ毎に、そのカウンタ値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された「１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、
前記各キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された固定ＰＷＭ信号を生成し、
前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を反転させた反転ＰＷＭ信号を出力することにより、前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行い、
前記電流位相検出手段にて検出される電流の位相と、前記固定ＰＷＭ信号の位相とを比較しながら前記キャリア信号の周波数を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項４】
調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサと、
前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング損失を低減するためのスナバコンデンサと、このスナバコンデンサの通電を制御する第３のスイッチング素子とで構成されるスナバ回路とを具備し、
前記プロセッサは、前記第１及び第２のスイッチング素子をＰＷＭ制御するための前記ＰＷＭ信号をトリガとして、前記第３のスイッチング素子に短絡電流が流れないように、前記第３のスイッチング素子の通電制御を行うことを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項５】
調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサと、
外部の状態の異常を検出して非常停止信号を出力する非常停止手段とを具備し、
前記プロセッサは、外部から前記非常停止信号が入力された場合には、前記ＰＷＭ信号の出力を強制的に停止する出力停止手段を備えていることを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項６】
前記非常停止手段は、前記インバータ回路への入力電圧が異常に高い場合に前記非常停止信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項５記載の誘導加熱調理器。
【請求項７】
前記非常停止手段は、前記プロセッサの駆動電圧が異常に低い場合に前記非常停止信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項５記載の誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ハーフブリッジ型のインバータ回路により加熱コイルに高周波電流を供給する誘導加熱調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば電磁調理器や電気炊飯器等の誘導加熱調理器において、インバータ回路により加熱コイルに高周波電流を供給するように構成されたものがある。特開平８−１３８８４８号公報には、図１２に示すような１石型のインバータ回路を備えた電磁調理器１００が開示されている。この電磁調理器１００は、スイッチング素子１０１のＰＷＭ制御を行うことにより加熱コイル１０２に高周波電流を供給するものであり、調理器１０３を加熱制御するための指令信号を出力するマイクロコンピュータ（以下、単にマイコンと称す）１０４と、指令信号に基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力するＰＷＭ回路１０５とが個別に設けられて構成されている。この場合、ＰＷＭ回路１０５は個別半導体を組み合わせたものやＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）を用いたものが一般的である。
【０００３】
しかしながら、個別半導体を組み合わせたものの場合には、部品点数が多くなってコストが上昇したり、部品の実装面積が大きくなって電磁調理器が大型化する等の問題があった。また、ＡＳＩＣを用いたものの場合には、その設計開発に長期間を要すために開発費用が高くなってコストが上昇し、しかも、汎用的に設計されるため個別の用途に対しては無駄な機能が多い等の問題があった。そこで、これらの問題点を解決するために、例えば三菱電機製半導体３８Ｃ３グループのような１石型のインバータ回路を駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵した汎用のマイコンが商品化されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このような１石型のインバータ回路を備えた電磁調理器では、スイッチング素子に印加する電圧を大きくする必要があり、それ故、スイッチング損失が大きくなると共に、耐圧電圧を例えば９００Ｖ程度まで上げる必要があり、また、加熱コイルに流れる電流波形も大きく歪むなど、改善の余地があった。
【０００５】
そのため、近年では、ハーフブリッジ型のインバータ回路（図１参照）を備えた電磁調理器が主流になりつつある。このハーフブリッジ型の電磁調理器は、１石型のものに比べて、２つのスイッチング素子に印加する電圧を小さくすることができるので、スイッチング損失が小さくなり、耐圧電圧も例えば６００Ｖ程度まで下げることができる。また、加熱コイルに流れる電流波形の歪みも小さくなり、更に、低加熱量時（出力を絞った時）の制御性が良い等の利点があるという特徴がある。例えば、特開平１１−２１４１３９号公報には、ハーフブリッジ型のインバータ回路を駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵したマイコンの構成例が開示されている。そして、このようなマイコンを使用すれば、安価で性能を向上させた電磁調理器が提供できるものと予想される。
【０００６】
しかしながら、このようなハーフブリッジ型のインバータ回路を駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵したマイコンは、今現在において、誘導加熱調理器の市場では採算が見合わないものとして商品化されていない。しかも、このようなマイコンを開発するとなると長期の開発期間が必要となり、その開発費も高額となるので、今後商品化される見込みも少ない。それ故、ＰＷＭ機能は個別半導体を組み合わせたものやＡＳＩＣを用いたものを使用せざるを得ず、誘導加熱調理器の性能を向上させることができても、安価に提供することができないという問題があった。
【０００７】
本発明は上述の事情に鑑みてなされたものであり、従ってその目的は、安価で高性能なハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた誘導加熱調理器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の誘導加熱調理器は、調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサとを具備することを特徴とする。
【０００９】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能を備えた１チップのプロセッサは大量生産されて低価格で供給されているので、ＰＷＭ機能を個別半導体やＡＳＩＣで構成する場合に比べて製造コストを低減することができる。しかも、モータ駆動用のＰＷＭ機能を備えたプロセッサを使用することで、ハーフブリッジ型のインバータ回路を駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵したマイクロコンピュータ等を新たに開発せずに済み、誘導加熱調理器の開発期間を短縮することができる。従って、誘導加熱調理器を安価に提供することができる。
【００１０】
更に、請求項１記載の誘導加熱調理器では、前記プロセッサは、前記共通のキャリア信号に基づいて、「前記電磁調理部の数＋１」相分以上のＰＷＭ信号を生成することが可能な前記ＰＷＭ機能を内蔵し、前記タイマのカウント値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された前記「前記電磁調理部の数＋１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された「１」相分の固定ＰＷＭ信号と、この固定ＰＷＭ信号とは逆相の関係にあり、互いに重ならないように前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が調節可能に設定された「前記電磁調理部の数」相分の可変ＰＷＭ信号とを生成し、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記可変ＰＷＭ信号を出力することにより、前記ＰＷＭ制御を行い、前記可変ＰＷＭ信号のデューティー比を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする。
【００１１】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能は、比較値やキャリア信号の周波数の設定に基づいて簡単にＰＷＭ信号を出力することができるので、前記比較値を調節することにより、簡単にハーフブリッジ型のインバータ回路を駆動させることができる。しかも、キャリア信号の周波数及び前記固定ＰＷＭ信号のデューティー比を固定し、前記可変ＰＷＭ信号のデューティー比を変えるだけで、インバータ回路への高周波電流の供給電力量、即ち加熱量が調節できるので、インバータ回路のＰＷＭ制御が簡単であり、その制御プログラムを簡単に作成することができる。更に、共通のタイマに基づいて各ＰＷＭ信号が生成されるので、複数の加熱コイルに供給される高周波電流の基本周波数を同等にすることができ、うなりの発生を抑制することができる。
【００１２】
請求項２記載の誘導加熱調理器は、前記加熱コイルに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段を備え、前記プロセッサは、前記共通のキャリア信号に基づいて、ＰＷＭ信号を生成することが可能なモータ駆動用のＰＷＭ機能を前記電磁調理部と同数だけ内蔵し、前記ＰＷＭ機能毎に、前記タイマのカウント値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された「１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された固定ＰＷＭ信号と、この第１の固定ＰＷＭ信号とは相互補完の関係にある反転ＰＷＭ信号とを生成し、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記反転ＰＷＭ信号を出力することにより、前記ＰＷＭ制御を行い、前記電流位相検出手段にて検出される電流の位相と、前記固定ＰＷＭ信号或いは前記反転ＰＷＭ信号の位相とを比較しながら前記キャリア信号の周波数を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする。
【００１３】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能は、比較値やキャリア信号の周波数の設定に基づいて簡単にＰＷＭ信号を出力することができるので、前記比較値を固定し、キャリア信号の周波数を調節することにより、簡単にハーフブリッジ型のインバータ回路のＰＷＭ制御を行うことができる。しかも、固定ＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号のデューティー比を固定し、キャリア信号の周波数を調節するだけで、インバータ回路への高周波電流の供給電力量、即ち加熱量が調節できるので、インバータ回路のＰＷＭ制御が簡単であり、その制御プログラムを簡単に作成することができる。また、例えば、各インバータ回路毎に生成されるＰＷＭ信号の比較値を共通化した場合には、比較値を設定するためのレジスタ数を減らすこともできる。
【００１４】
請求項３記載の誘導加熱調理器は、調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、前記電磁調理部と同数のタイマを備え、これら各タイマにより生成される各キャリア信号に基づいて、夫々独立したＰＷＭ信号を生成することが可能なモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵した高速演算処理型のプロセッサと、前記加熱コイルに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段と、前記ＰＷＭ信号の反転信号を生成する反転信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号及び前記反転信号を遅延させる遅延手段とを具備し、前記プロセッサは、前記各タイマ毎に、そのカウンタ値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された「１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、前記各キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された固定ＰＷＭ信号を生成し、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を反転させた反転ＰＷＭ信号を出力することにより、前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行い、前記電流位相検出手段にて検出される電流の位相と、前記固定ＰＷＭ信号の位相とを比較しながら前記キャリア信号の周波数を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする。
【００１５】
このような構成によっても、請求項２と同様の効果が得られる。しかも、複数のタイマを有する１つのＰＷＭ機能を内蔵したプロセッサは、複数のＰＷＭ機能を内蔵したプロセッサに比べて値段が安く、反転信号生成手段及び遅延手段も低コストで済むので、誘導加熱調理器の製造コストを更に低減することができる。
【００１６】
請求項４記載の誘導加熱調理器は、前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング損失を低減するためのスナバコンデンサと、このスナバコンデンサの通電を制御する第３のスイッチング素子とで構成されるスナバ回路を備え、前記プロセッサは、前記第１及び第２のスイッチング素子をＰＷＭ制御するための前記ＰＷＭ信号をトリガとして前記第３のスイッチング素子の通電制御を行うことを特徴とする。
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能を備えたプロセッサで、スナバ回路の通電制御をソフト的に処理することができる。しかも、このスナバ回路を制御するためのプログラムは簡単にできる。
【００１７】
請求項５記載の誘導加熱調理器は、外部の状態の異常を検出して非常停止信号を出力する非常停止手段を備え、前記プロセッサは、外部から前記非常停止信号が入力された場合には、前記ＰＷＭ信号の出力を強制的に停止する出力停止手段を備えていることを特徴とする。
このような構成によれば、例えば電源等の外部の状態に異常が発生した場合に、直ちにそれを検出してインバータ回路のＰＷＭ制御を停止することができるので、インバータ回路の故障や、それに伴う事故等を未然に防ぐことができる。
【００１８】
請求項６記載の誘導加熱調理器では、前記非常停止手段は、前記インバータ回路への入力電圧が異常に高い場合に前記非常停止信号を出力するように構成されていることを特徴とする。
このような構成によれば、インバータ回路の駆動源に異常が発生した場合に、直ちにそれを検出してインバータ回路のＰＷＭ制御を停止することができ、請求項５と同様の効果が得られる。
【００１９】
請求項７記載の誘導加熱調理器では、前記非常停止手段は、前記プロセッサの駆動電圧が異常に低い場合に前記非常停止信号を出力するように構成されていることを特徴とする。
このような構成によれば、プロセッサの駆動源に異常が発生した場合に、直ちにそれを検出してインバータ回路のＰＷＭ制御を停止することができ、請求項５と同様の効果が得られる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
［第１の実施例］
以下、本発明の誘導加熱調理器を、２つの加熱コイルを有し、ハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた電磁調理器に適用した場合の第１の実施例について、図１乃至図５を参照して説明する。
【００２１】
まず、図２は、電磁調理器１の外観を示すものである。この図２において、矩形状をなす本体２の上面には、耐熱ガラス製のトッププレート３が設けられ、このトッププレート３の上面に、調理器を載せるための２つの円形状の加熱口４ａ及び４ｂが印字されている。これら加熱口４ａ及び４ｂが位置するトッププレート３の下方には、図示しない加熱コイル５ａ及び５ｂ（図１参照）が配設されている。
【００２２】
本体２の正面部右側には、加熱開始ボタン６ａ、加熱停止ボタン６ｂ、加熱量設定ボタン６ｃ及び加熱量表示部６ｄ等を備えた操作部６が夫々の加熱口４ａ及び４ｂに対して設けられている。この操作部６の裏側には、電磁調理器１の駆動制御を行うための図示しない電気回路基板が装着されている。また、本体２の正面部左側には、本体２に内蔵されたロースタの開閉扉７が設けられている。
【００２３】
次に、図１は、電磁調理器１の電気的な構成を示すブロック図である。この図１において、制御回路８は、図示はしないが、マイクロコンピュータ（以下、単にマイコンと称す）を主体とした電気回路で構成されており、ＲＯＭに書き込まれた制御プログラムを読み出すことによって、電磁調理器１全体の電気的な制御を行うものである。この制御回路８は、操作部６、プロセッサたるＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）９のシリアル通信機能１０（後述）、ＤＳＰ９から駆動回路１１ａ及び１１ｂに対して出力されるＰＷＭ信号の導通制御を行うスイッチ１２ａ及び１２ｂに接続されており、操作部６からの加熱指令に基づいて、ＤＳＰ９の駆動制御やスイッチ１２ａ及び１２ｂの導通制御を行うようになっている。
【００２４】
続いて、図３は、三相モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵した汎用のＤＳＰ９の内部構成を示すブロック図である。ＤＳＰ９は、高速演算処理型の１チップ構造を為しており、主体となるＣＰＵ（中央演算処理装置）１３に対して、他マイコンとの通信を行うシリアル通信機能１０、外部割込機能１４、タイマ割込機能１５、汎用Ｉ／Ｏ機能１６、ＲＯＭ１７、ＲＡＭ１８、Ａ／Ｄ変換器１９、ウォッチドッグタイマ機能２０、三相（Ｕ、Ｖ及びＷ相）のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ機能２１が接続されて構成されている。
【００２５】
このＰＷＭ機能２１は、キャリア信号を生成するタイマ２１ａ、設定された比較値を記憶するためのコンペアレジスタ２１ｂ、タイマ２１ａのカウント値と比較値とを比較する比較部２１ｃ、比較部２１ｃからの出力に基づいて三相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部２１ｄ、三相のＰＷＭ信号に基づいてデッドタイムを生成するデッドタイム生成部２１ｅ、デッドタイムが加味された三相のＰＷＭ信号に基づいて、反転相も含めたＵ、＿Ｕ、Ｖ、＿Ｖ、Ｗ及び＿Ｗ相（アンダーバーは反転相を意味する）のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号出力部２１ｆで構成されている。
【００２６】
ＤＳＰ９は、図示しない発振回路から所定周期の発振信号が供給されて動作するものである。そして、ＲＯＭ１７に書き込まれたＤＳＰ制御プログラムに基づいて、ＰＷＭ信号や設定された制御信号の生成及び出力等を行うようになっている。
【００２７】
図１に戻って、ＤＳＰ９のＰＷＭ信号出力部２１ｆのＵ相のＰＷＭ信号出力端子は、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して駆動回路１１ａ及び１１ｂに共通に接続され、＿Ｖ及び＿Ｗ相のＰＷＭ信号出力端子は、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して駆動回路１１ａ及び１１ｂに個別に接続されている。また、ＤＳＰ９では、後述するスナバ回路２２ａ及び２２ｂの第３のスイッチング素子たるＩＧＢＴ２３ａ及び２３ｂの通電制御をするためのスナバ制御信号が生成され、これらスナバ制御信号を出力するように設定された端子は、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して駆動回路１１ａ及び１１ｂに共通に接続されている。更に、ＤＳＰ９のＡ／Ｄ変換器１９は、電流検出部２４ａ及び２４ｂ、及び、非常停止手段たる電圧検出部２５ａ、２５ｂ及び４５（何れも後述）に接続されている。
【００２８】
尚、これら制御回路８、ＤＳＰ９、スイッチ１２ａ及び１２ｂ、操作部６、発振回路、駆動回路１１ａ及び１１ｂ、電流検出部２４ａ及び２４ｂ、及び、電圧検出部２５、２５ｂ及び４５は、図示しない定電圧回路から所定の直流電圧が供給されて動作するようになっている。
【００２９】
次に、電磁調理部２６ａ及び２６ｂの構成について説明するに、電磁調理部２６ａ及び２６ｂは同等であるので、電磁調理部２６ａについてのみ説明し、電磁調理部２６ｂは符号のみ付して説明は省略するものとする。商用電源２７は、ダイオードブリッジで構成される整流回路２８の交流入力端子に接続され、整流回路２８の直流出力端子は、コイル２９及び平滑化コンデンサ３０からなる直列回路に接続されている。そして、これら整流回路２８、コイル２９及び平滑化コンデンサ３０で直流電圧源３１が構成されている。
【００３０】
コイル２９及び平滑化コンデンサ３０の共通接続点には直流母線３２が接続され、平滑化コンデンサ３０の他端には直流母線３３が接続されている。これら直流母線３２及び３３間には、第１のスイッチング素子たるＩＧＢＴ３４ａのエミッタと、第２のスイッチング素子たるＩＧＢＴ３５ａのコレクタとが接続された直列回路が、ＩＧＢＴ３４ａのコレクタが母線３２側になるようにして接続されている。また、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａのゲートは、駆動回路１１ａのＶ及びＵ相のＰＷＭ信号出力端子に接続されている。（尚、電磁調理部２６ｂにおけるＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂのゲートは、駆動回路１１ｂのＷ及びＵ相のＰＷＭ信号出力端子に接続されている。）また、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａには、アノードがエミッタ側になるようにしてフリーホイールダイオード３６及び３７が並列接続されている。そして、これらＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａ、及び、フリーホイールダイオード３６及び３７でハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａが構成されている。
【００３１】
インバータ回路３８の出力端子３９及び母線３３間には、加熱コイル５ａ及び共振コンデンサ４０が直列に接続された共振回路４６ａが接続されている。この共振コンデンサ４０には、アノードが母線３３側になるようにしてダイオード４１が並列接続されている。また、インバータ回路３８の出力端子３９及び母線３３間には、スナバコンデンサ４２の一端とＩＧＢＴ２３ａのコレクタとが接続されてなるスナバ回路２２ａが、スナバコンデンサ４２の他端が出力端子３９側になるようにして接続されている。そして、ＩＧＢＴ２３ａのベースには駆動回路１１ａのスナバ制御信号出力端子が接続され、コレクタ、エミッタ間には、アノードがエミッタ側になるようにしてダイオード４３が接続されている。尚、このスナバ回路２２ａは、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａのオフ時におけるスイッチング損失を減少させるためのものである。そして、これら直流電圧源３１、インバータ回路３８、スナバ回路２２ａ及び加熱コイル５ａ等で電磁調理部２６ａが構成されている。
【００３２】
ところで、整流回路２８の交流入力端子側の母線には電流トランス４４が介挿され、この電流トランス４４は電流検出部２４ａに接続されている。そして、これら電流トランス４４及び電流検出部２４ａでは、インバータ回路３８への入力電流を検出してＤＳＰ９に出力するようになっている。
【００３３】
また、母線３２には、電圧検出部２５が接続されている。この電圧検出部２５では、インバータ回路３８への入力電圧を検出してＤＳＰ９に出力すると共に、その入力電圧が所定電圧値よりも高い場合（異常に高い場合）には非常停止信号をＤＳＰ９に出力するようになっている。
【００３４】
また、ＤＳＰ９の図示しない駆動電圧入力端子には、電圧検出部４５が接続されている。この電圧検出部４５では、ＤＳＰ９の駆動電圧を検出して、その駆動電圧が所定電圧値よりも低い場合（異常に低い場合）には非常停止信号をＤＳＰ９に出力するようになっている。
【００３５】
＜電磁調理器１の作用説明＞
次に、電磁調理器１の作用について説明するに、電磁調理部２６ａ及び２６ｂの作用は同等であるので、２６ａについてのみ説明し、２６ｂについては説明を省略するものとする。尚、ここでは、使用者が加熱開始ボタン６ａを押すことにより操作部６から加熱開始指令が出力され、制御回路８によりスイッチ１２ａ及び１２ｂがオンに設定されているものとする。
【００３６】
図４は、キャリア信号に基づいて生成される各ＰＷＭ信号のタイミングチャートを示すものである。ＤＳＰ９では、ＰＷＭ機能２１内のタイマ２１ａを零から所定値までアップカウントし、所定値に達した時点でリセットする動作を繰り返すことにより、一定周期Ｔ（例えば４６μｓ）のキャリア信号（例えば三角波）が生成される（図４（ａ）参照）。尚、キャリア信号は三角波に限定されるものではなく、例えばタイマ２１ａをアップダウンカウンタで構成して、のこぎり波を生成するようにしてもよい。
【００３７】
まず、ＩＧＢＴ３５ａのゲートに出力される固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号の生成方法について説明する。コンペアレジスタ２１ｂには、Ｕ相のＰＷＭ信号のデューティー比が５０％に固定された比較値が予め設定されている。比較部２１ｃでは、前記比較値とタイマ２１ａのカウント値との比較が行われ、ＰＷＭ信号生成部２１ｄでは、タイマのカウント値が零の時点でハイレベルからロウレベルに立ち下がり、前記比較値に一致した時点でロウレベルからハイレベルに立ち上がるようなＵ相元信号が生成される（図４（ｂ）参照）。
【００３８】
デッドタイム生成部２１ｅでは、このＵ相元信号に基づいて、図４（ｃ）に示すような所定幅のＵ相デッドタイム信号が生成され、このＵ相デッドタイム信号がＵ相元信号に加味される。ＰＷＭ信号出力部２１ｆでは、図４（ｄ）及び（ｅ）に示すようなＵ相デッドタイム期間中にはロウレベルとなるＵ相のＰＷＭ信号、及び、これと相互補完の関係にある＿Ｕ相のＰＷＭ信号が生成される。このようにして生成されたＵ相のＰＷＭ信号は、駆動回路１１ａを介してＩＧＢＴ３５ａのゲートに出力される。即ち、ＩＧＢＴ３５ａは、Ｕ相のＰＷＭ信号により、周期Ｔで断続的なオンオフ制御が行われる。
【００３９】
続いて、ＩＧＢＴ３４ａのゲートに出力する可変ＰＷＭ信号たる＿Ｖ相のＰＷＭ信号の生成方法について説明する。コンペアレジスタに設定されるＶ相の比較値は、外部割込機能１４によってデューティー比が５０％から１００％まで調節可能になっている。そして、このデューティー比を調節することにより、加熱コイル５ａに供給する高周波電流量が調節され、即ち、加熱口４ａに置かれた調理器への加熱量が制御される。
以上のようにして、ＤＳＰ９では、「１」相分の固定ＰＷＭ信号に相当するＵ相のＰＷＭ信号、及び、「電磁調理部の数」相分の可変ＰＷＭ信号に相当する＿Ｖ及び＿Ｗ相のＰＷＭ信号が生成される。
【００４０】
さて、制御回路８では、加熱量設定ボタン６ｃにより設定される加熱量が記憶され、設定された加熱量はＤＳＰ９の外部割込機能１４に出力される。ＤＳＰ９では、電圧検出部２５ａ及び電流検出部２４ａにより検出されるインバータ回路３８ａへの入力電圧値及び入力電流値を積算することに基づいて、インバータ回路３８ａへの入力電力量が推定され、設定された加熱量に応じた電力量を加熱コイル５ａに供給するためのＶ相の比較値が設定される。そして、Ｕ相の場合と同様にして、比較部２１ｃ、ＰＷＭ信号生成部２１ｄ、デッドタイム生成部２１ｅ及びＰＷＭ信号出力部２１ｆを通じて固定ＰＷＭ信号たる＿Ｖ相のＰＷＭ信号が生成され、この＿Ｖ相のＰＷＭ信号が駆動回路１１ａを介してＩＧＢＴ３４ａのゲートに出力される（図４（ｆ）乃至（ｉ）参照）。
【００４１】
次に、ＩＧＢＴ２３ａのゲートに出力するスナバ制御信号の生成方法について説明する。このスナバ制御信号は、Ｕ相のＰＷＭ信号がロウレベルからハイレベルに立ち上がる時点をトリガとして所定時間Ｔα（例えば３μｓ）経過後にハイレベルになり、＿Ｖ相のＰＷＭ信号がハイレベルからロウレベルに立ち下がる時点をトリガとして所定時間Ｔβ（例えば３μｓ）経過後にロウレベルになるように生成される（図４（ｊ）参照）。尚、このスナバ制御信号は、ＤＳＰ９のＣＰＵ５１内のＤＳＰ制御プログラムによって、ソフト的に生成されるものである。
【００４２】
そして、ＩＧＢＴ２３ａは、このスナバ制御信号により、ＩＧＢＴ３５ａがオンした後一定時間Ｔα経過してからオンし、ＩＧＢＴ３４ａがオフした後一定時間Ｔβ経過してからオフする。これにより、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａがオン状態からオフ状態に移行する場合に、各コレクタ、エミッタ間の電圧変化を緩やかにしてスイッチング損失の発生を防止すると共に、ＩＧＢＴ３５ａのオン時にスナバコンデンサ４２に短絡電流が流れることをも防止している。
【００４３】
尚、電磁調理部２６ｂのＩＧＢＴ３５ｂのゲートには、前記Ｕ相のＰＷＭ信号が出力され、ＩＧＢＴ３４ｂのゲートには、前記＿Ｖ相のＰＷＭ信号と同様にして生成される＿Ｗ相のＰＷＭ信号が出力される。また、ＩＧＢＴ２３ｂのゲートには、前記スナバ制御信号と同様にして、Ｕ相のＰＷＭ信号に基づいてハイレベルになり、＿Ｗ相のＰＷＭ信号に基づいてロウレベルになるスナバ制御信号が出力される（図４（ｋ）〜（ｏ）参照）。
【００４４】
以上のようにして、電磁調理部２６ａ及び２６ｂでは、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａ或いはＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂを交互にオンさせながら、＿Ｖ及び＿Ｗ相のＰＷＭ信号のデューティー比を調節することにより、加熱コイル５ａ及び５ｂに高周波電流が供給され、加熱口４ａ及び４ｂに置かれた調理器が加熱される。
【００４５】
ところで、このような電磁調理部２６ａ及び２６ｂへのＰＷＭ制御が行われている最中には、電圧検出部２５ａ及び２５ｂにおいて、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの入力電圧及びＤＳＰ９の駆動電圧の異常検出が行われている。そして、異常が検出され、非常停止信号が出力されると、出力停止手段を兼ねたＤＳＰ９では、全てのＰＷＭ信号の出力を強制的に停止（ロウレベルに）して、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへのＰＷＭ制御を停止するようになっている。
【００４６】
尚、調理器への加熱を停止する場合は、使用者が操作部６の加熱停止ボタン６ｂを押せばよく、この場合には、制御回路８によりスイッチ１２ａ及び１２ｂがオフに設定され、全てのＩＧＢＴ３４ａ、３４ｂ、３５ａ、３５ｂ、２３ａ及び２３ｂがオフして加熱コイル５ａ及び５ｂへの高周波電流の供給が停止する。
【００４７】
図５は、前記各ＩＧＢＴ３４ａ、３４ｂ、３５ａ、３５ｂ、２３ａ及び２３ｂのゲートに出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを示すものである。このように本第１の実施例では、ＤＳＰ９において、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの入力電圧値及び入力電流値を検出することに基づいて入力電力量を推定し、加熱量設定ボタン６ｃにより設定される加熱量に応じた高周波電流が加熱コイル５ａ及び５ｂに供給されるように＿Ｖ相及び＿Ｗ相のＰＷＭ信号のデューティー比を調節して、ＩＧＢＴ３４ａ及び３４ｂのＰＷＭ制御を行うようにした。また、デューティー比が固定されたＵ相のＰＷＭ信号を共通に使用して、ＩＧＢＴ３５ａ及び３５ｂのＰＷＭ制御を行うようにした。更に、Ｕ相のＰＷＭ信号の立ち上がり時点でハイレベルになり、＿Ｖ相或いは＿Ｗ相のＰＷＭ信号の立ち下がり時点でロウレベルになるようなスナバ制御信号により、スナバ回路２２ａ及び２２ｂのＩＧＢＴ２３ａ及び２３ｂの通電制御を行うようにした。
【００４８】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能２１を備えたＤＳＰ９は大量生産されて低価格で供給されているので、ＰＷＭ機能２１を個別半導体やＡＳＩＣで構成する場合に比べて電磁調理器１の製造コストを低減することができる。しかも、モータ駆動用のＰＷＭ機能２１を備えたＤＳＰ９を使用することで、ハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａ及び３８ｂを駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵したマイクロコンピュータ等を新たに開発せずに済み、電磁調理器１の開発期間を短縮することができる。従って、高性能なハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａ及び３８ｂを備えた電磁調理器１を安価に提供することができる。
【００４９】
また、モータ駆動用のＰＷＭ機能２１は、比較値やキャリア信号の周波数の設定に基づいて簡単にＰＷＭ信号を生成することができるので、通常にモータを駆動する場合とは異なる方法で、コンペアレジスタ２１ｂの比較値を調節することにより、簡単にハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａ及び３８ｂを駆動させることができる。しかも、キャリア信号の周波数及びＵ相の比較値を固定し、Ｖ及びＷ相の比較値を調節するだけで、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの高周波電流の供給電力量、即ち加熱量が調節できるので、インバータ回路３８ａ及び３８ｂのＰＷＭ制御が簡単であり、その制御プログラムを簡単に作成することができる。
【００５０】
また、共通のタイマ２１ａに基づいて、各相のＰＷＭ信号が生成されるので、２つの加熱コイル５ａ及び５ｂに供給される高周波電流の基本周波数を同等にすることができ、うなりの発生を抑制することができる。
【００５１】
また、このような汎用のモータ駆動用のＰＷＭ機能２１を備えたＤＳＰ９では、スナバ回路２２ａ及び２２ｂの通電制御を行うこともできる。しかも、このスナバ回路２２ａ及び２２ｂを制御するための制御プログラムは簡単にできる。
【００５２】
また、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの入力電圧が異常に高い場合や、ＤＳＰ９の駆動電圧が異常に低い場合に、直ちにそれを検出してインバータ回路３８ａ及び３８ｂのＰＷＭ制御を停止することができるので、インバータ回路３８ａ及び３８ｂの故障や、それに伴う事故等を未然に防ぐことができる。
【００５３】
［第２の実施例］
以下、本発明の誘導加熱調理器を、２つの加熱コイルを有し、ハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた電磁調理器に適用した場合の第２の実施例について、図６乃至図９を参照して説明する。尚、第１の実施例と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００５４】
まず、図６は、電磁調理器５０の電気的な構成を示すブロック図である。この図６において、ＤＳＰ５１は、２つの三相モータが駆動可能なように２つのＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂが内蔵された汎用のものである（図７参照）。尚、これらＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂは、第１の実施例で示したＰＷＭ機能２１と同等に構成されたものである。そして、これら双方のＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂは、夫々電磁調理部５３ａ及び５３ｂのＰＷＭ制御に使用されるようになっている。例えば、ＰＷＭ機能５２ａ及び電磁調理部５３ａの接続構成について説明すると、図示しないＰＷＭ信号出力部のＵ及び＿ＵのＰＷＭ信号出力端子は、スイッチ１２ａを介して駆動回路１１ａに接続されている。尚、ＰＷＭ機能５２ｂ及び電磁調理部５３ｂの接続構成も前記と同様である。
【００５５】
次に、電磁調理部５３ａ及び５３ｂの構成について説明するに、電磁調理部５３ａ及び５３ｂは同等であるので、電磁調理部５３ａについてのみ説明し、電磁調理部５３ｂは符号のみ付して説明は省略するものとする。
【００５６】
電磁調理部５３ａにおいて、母線３２と、加熱コイル５ａ及び共振コンデンサ４０の共通接続点との間には、共振コンデンサ５４が接続されている。また、インバータ回路３８ａのＩＧＢＴ３４ａ及び３５ｂには、コレクタ、エミッタ間にスナバコンデンサ５５及び５６が接続されている。更に、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａの共通接続点と加熱コイル５ａとの間には電流トランス５７が介挿され、この電流トランス５７は電流位相検出手段たる電流位相検出部５８ａに接続されている。そして、これら電流トランス５７及び電流位相検出部５８ａでは、加熱コイル５ａへの入力電流の位相が検出されてＤＳＰ９に出力するようになっている。また、加熱コイル５ａ、及び、共振コンデンサ４０及び５４で所定の共振周波数を有する共振回路５９ａが構成され、加熱コイル５ｂ、及び、共振コンデンサ４０及び５４で所定の共振周波数を有する共振回路５９ｂが構成されている。
【００５７】
＜電磁調理器５０の作用説明＞
続いて、電磁調理器５０の作用について説明する。本第２の実施例では、電磁調理部５３ａ及び５３ｂの作用は同等であるので、５３ａについてのみ説明し、５３ｂについては説明を省略するものとする。尚、ここでは、使用者が加熱開始ボタン６ａを押すことにより操作部６から加熱指令が出力され、制御回路８によりスイッチ１２ａ及び１２ｂがオンに設定されているものとする。
【００５８】
図８は、ＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂにおいて、夫々のキャリア信号に基づいて生成されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを示すものである。以下、ＰＷＭ機能５２ａの作用を例に挙げて説明する。ＤＳＰ５１では、第１の実施例と同様にして、図示しないタイマにより所定周期Ｔ１のキャリア信号（例えば三角波）が生成される（図８（ａ）参照）。但し、タイマ割込機能１５によってタイマをリセットするカウント値（リセット値）を調節することにより、キャリア信号の周期Ｔ１（周波数）が調節可能になっている。
【００５９】
図示しないコンペアレジスタには、第１の実施例と同様にして、固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号のデューティー比が５０％に固定された比較値が予め設定されている。これにより、Ｕ相元信号が生成され（図８（ｂ）参照）、Ｕ相デッドタイム信号が生成され（図８（ｃ）参照）、Ｕ相のＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号たる＿Ｕ相のＰＷＭ信号が生成される（図８（ｄ）及び（ｅ）参照）。そして、周期Ｔ１のＵ相及び＿Ｕ相のＰＷＭ信号がＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａに出力され、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａが交互にオンすることにより、加熱コイル５ａに高周波電流が供給され、加熱口４ａに置かれた調理器への加熱が行われる。
【００６０】
尚、電磁調理部５３ｂのＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂのゲートには、前記ＰＷＭ機能５２ａと同様にして、ＰＷＭ機能５２ｂにより所定周期Ｔ２のキャリア信号に基づいて生成される固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号たる＿Ｕ相のＰＷＭ信号が出力される（図８（ｆ）〜（ｊ）参照）。
以上のようにして、ＤＳＰ５１では、各ＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂ毎に、「１」相分の固定ＰＷＭ信号に相当するＵ相のＰＷＭ信号と、反転ＰＷＭ信号に相当する＿Ｕ相のＰＷＭ信号が生成される。
【００６１】
さて、ＤＳＰ５１による加熱量の制御は、以下のようにして行われる。まず、制御回路８において設定された加熱量がＤＳＰ５１の外部割込機能に出力されると、ＤＳＰ９では、第１の実施例と同様にしてインバータ回路３８ａへの入力電力量が推定される。そして、入力電力量が加熱量に応じた電力量になるように、Ｕ相及び＿Ｕ相のＰＷＭ信号の周波数制御が行われる。
【００６２】
具体的には、入力電力量が加熱量に応じた電力量よりも低い場合には、高周波電流の位相と前記ＰＷＭ信号の位相とを近づけるようにして、前記ＰＷＭ信号の周波数を共振回路５９ａの共振周波数に近づけて、入力電力量を増加させる。反対に、入力電力量が加熱量に応じた電力量よりも高い場合には、高周波電流の位相と前記ＰＷＭ信号の位相とを遠ざけるようにして、前記ＰＷＭ信号の周波数を共振回路５９ａの共振周波数から遠ざけて、入力電力量を減少させる。
【００６３】
以上のようにして、電磁調理部５３ａ及び５３ｂでは、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａ或いはＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂを交互にオンさせながら、前記ＰＷＭ信号の周波数を調節することにより、加熱コイル５ａ及び５ｂに高周波電流が供給され、加熱口４ａ及び４ｂに置かれた調理器が加熱される。
【００６４】
図９は、電磁調理器５３ａ及び５３ｂにおけるＩＧＢＴ３４ａ、３４ｂ、３５ａ及び３５ｂのベースに出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを示すものである。このように本第２の実施例では、ＤＳＰ５１において、加熱コイル５ａ及び５ｂに供給される高周波電流の位相と、Ｕ及び＿Ｕ相のＰＷＭ信号の位相との位相差量を検出し、加熱量設定ボタン６ｃにより設定される加熱量に応じた高周波電流が加熱コイル５ａ及び５ｂに供給されるように前記ＰＷＭ信号の周期Ｔ１及びＴ２を調節し、ＩＧＢＴ３４ａ、３４ｂ、３５ａ及び３５ｂのＰＷＭ制御を行うようにした。
【００６５】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂは、比較値やキャリア信号の周期Ｔ１及びＴ２の設定に基づいて簡単にＰＷＭ信号を出力することができるので、通常にモータを駆動する場合とは異なる方法で、前記比較値を固定し、キャリア信号の周期Ｔ１及びＴ２を調節することにより、簡単にハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａ及び３８ｂを駆動させることができる。しかも、各相の比較値を固定して、キャリア信号の周期Ｔ１及びＴ２を変えるだけで、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの高周波電流の供給電力量、即ち加熱量が調節できるので、インバータ回路３８ａ及び３８ｂのＰＷＭ制御が簡単であり、その制御プログラムを簡単に作成することができる。
【００６６】
［第３の実施例］
以下、本発明の誘導加熱調理器を、２つの加熱コイルを有し、ハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた電磁調理器に適用した場合の第３の実施例について、図１０及び図１１を参照して説明する。尚、第２の実施例と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００６７】
まず、図１０は、電磁調理器７０の電気的な構成を示すブロック図である。この図１０において、ＤＳＰ７１は、例えばアクティブ方式のインバータ回路において、１つの三相モータのＰＷＭ制御及びＰＡＭ制御が可能なように、電磁調理部５３ａ及び５３ｂと同数たる２つのタイマ７２ａ及び７２ｂを備えたＰＷＭ機能７３が内蔵された汎用のものである。
【００６８】
図１１は、このＤＳＰ７１の内部構成を示すブロック図である。この図１１において、ＰＷＭ機能７３は、キャリア信号を生成するタイマ７２ａ及び７２ｂ、設定された比較値を記憶するためのコンペアレジスタ７４ａ及び７４ｂ、タイマ７２ａ及び７２ｂのカウント値と比較値とを比較する比較部７５ａ及び７５ｂ、比較部７５ａ及び７５ｂからの出力に基づいて、夫々独立したＰＷＭ信号（ＰＡＭ信号も可能）を生成するＰＷＭ信号生成部７６、これらのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号出力部７７で構成されている。
【００６９】
このＰＷＭ機能７３は、各タイマ７２ａ及び７２ｂ毎に、「１」相分のＰＷＭ信号（例えば第２の実施例のＵ相のＰＷＭ元信号に相当）を生成して出力するようになっている。そして、例えば、ＰＷＭ機能７３及び電磁調理部５３ａの接続構成について説明すると、ＰＷＭ信号出力部７７のＵ相のＰＷＭ信号出力端子は、遅延手段たる遅延部７９ａ、スイッチ１２ａ及び駆動回路１１ａを介してＩＧＢＴ３４ａに接続されると共に、反転信号生成手段たる反転信号生成部７８ａ、遅延部７９ａ、スイッチ１２ａ及び駆動回路１１ａを介してＩＧＢＴ３５ａに接続されている。尚、ＰＷＭ機能７３及び電磁調理部５３ｂの接続構成も前記と同様である。
【００７０】
＜電磁調理器７０の作用説明＞
続いて、電磁調理器７０の作用について説明する。尚、本第３の実施例は、第２の実施例と同様にして、固定ＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号を生成し各ＰＷＭ信号の周波数を調節することにより、インバータ回路３８ａ及び３８ｂのＰＷＭ制御を行うものであるので、このＰＷＭ制御についての説明は省略し、固定ＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号を生成する作用についてのみ説明するものとする。また、電磁調理部５３ａ及び５３ｂの各ＰＷＭ信号を生成する作用は同等であるので、５３ａ側についてのみ説明し、５３ｂ側については説明を省略するものとする。
【００７１】
ＤＳＰ７１では、第１の実施例と同様にして、タイマ７２ａにより所定周期Ｔ１のキャリア信号（例えば三角波）が生成される（図８（ａ）に相当）。但し、タイマ割込機能１５によってタイマをリセットするカウント値（リセット値）を調節することにより、キャリア信号の周期Ｔ１（周波数）が調節可能になっている。
コンペアレジスタ７４ａには、第１の実施例と同様にして、固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号のデューティー比が５０％に固定された比較値が予め設定されている。これにより、Ｕ相元信号が生成され（図８（ｂ）に相当）、出力される。
【００７２】
遅延部７９ａに出力されるＵ相元信号は、遅延部７９ａにて、波形の立ち上がり時にデッドタイム分の遅延時間（ロウレベル）が加味されて、固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号が生成され、ＩＧＢＴ３４ａに出力される（図８（ｄ）に相当）。また、反転信号生成部７８ａに出力されるＵ相元信号は、反転信号生成部７８ａにて、ロウレベルとハイレベルが反転され、遅延部７９ａにて、波形の立ち上がり時にデッドタイム分の遅延時間が（ロウレベル）が加味されて、反転ＰＷＭ信号たる＿Ｕ相のＰＷＭ信号が生成され、ＩＧＢＴ３５ａに出力される（図８（ｅ）に相当）。
以上のようにして、ＤＳＰ７１では、各タイマ７２ａ及び７２ｂ毎に、「１」相分の固定ＰＷＭ信号が生成される。
【００７３】
このような構成によっても、第２の実施例と同様にして、電磁調理部５３ａ及び５３ｂでは、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａ或いはＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂを交互にオンさせながら、前記ＰＷＭ信号の周波数を調節することにより、加熱コイル５ａ及び５ｂに高周波電流が供給され、加熱口４ａ及び４ｂに置かれた調理器が加熱される。
【００７４】
これにより、請求項３と同様の効果が得られる。しかも、２つのタイマ７２ａ及び７２ｂを有する１つのＰＷＭ機能７３を内蔵したＤＳＰ７１は、２つのＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂを内蔵したＤＳＰ５１に比べて値段が安く、反転信号生成部７８ａ及び７８ｂ、及び、遅延部７９ａ及び７９ｂも低コストで構成できるので、電磁調理器７９の製造コストを更に低減することができる。
【００７５】
尚、本発明は、上記し、且つ図面に示す実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形、拡張が可能である。
本発明の実施例では、誘導加熱調理器を電磁調理器に適用したが、これに限定されるものではなく、例えば電気炊飯器にも適用できる。
本発明の実施例では、プロセッサをＤＳＰに適用したが、これに限定されるものではなく、例えばＰＷＭ機能を内蔵したＲＩＳＣ型のマイコンに適用してもよく、要は、安価で、しかも、モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵した高速演算処理型であり、このＰＷＭ機能を利用してハーフブリッジ型のインバータ回路のＰＷＭ制御を行うことができるプロセッサであればよい。
【００７６】
本発明の実施例では、プロセッサを三相モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵したＤＳＰに適用したが、これに限定されるものではなく、例えば単相モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵したＤＳＰに適用してもよい。また、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号の相は、実施例で示したものに限定されず、任意の相を使用すればよい。
【００７７】
本発明の実施例では、スイッチング素子をＩＧＢＴに適用したが、これに限定されるものではなく、例えばＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタに適用してもよい。
本発明の第１の実施例では、スナバ回路を設けたが、このスナバ回路は必要に応じて設けるようにすればよい。
本発明の実施例では、非常停止手段及び出力停止手段を設けたが、これら非常停止手段及び出力停止手段は必要に応じて設けるようにすればよい。
【００７８】
本発明の実施例では、電圧検出部及び電流検出部により検出されるインバータ回路への入力電圧値及び入力電流値を積算して入力電力量を推定し、この入力電力量が設定された加熱量に応じた電力量になるように、ＰＷＭ信号のデューティー比または周波数を調節するようにしたが、これに限定されるものではなく、例えば、電圧検出部及び電流検出部を設けずに、加熱量とＰＷＭ信号のデューティー比または周波数との対応関係を予めデータ化して記録しておき、この対応関係を参照しながら、前記デューティー比または周波数を設定するようにしてもよい。
【００７９】
【発明の効果】
以上の記述で明らかなように、本発明の誘導加熱調理器は、共通のキャリア信号に基づいて「電磁調理部の数＋１」相分のＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵したプロセッサにより、デューティー比を固定した「１」相分の固定ＰＷＭ信号と、この固定ＰＷＭ信号とは逆相の関係にあり、互いに重ならないようにして、設定された加熱量に応じてデューティー比を調節した「電磁調理部の数」相分の可変ＰＷＭ信号とを生成し、これらのＰＷＭ信号に基づいてハーフブリッジ型のインバータ回路の双方のスイッチング素子を交互にオンオフするＰＷＭ制御を行うようにしたので、ＰＷＭ機能を個別半導体やＡＳＩＣで構成する場合に比べて製造コストを低減することができると共に、インバータ回路のＰＷＭ制御をするための制御プログラムを短期間で開発することができ、従って、安価で高性能なハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた誘導加熱調理器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す電磁調理器の電気ブロック図
【図２】電磁調理器の斜視図
【図３】ＤＳＰの内部構成を示す電気ブロック図
【図４】キャリア信号に基づいて生成される各ＰＷＭ信号のタイミングチャート図
【図５】各スイッチング素子に出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャート図
【図６】本発明の第２の実施例を示す図１相当図
【図７】図３相当図
【図８】図４相当図
【図９】図５相当図
【図１０】本発明の第３の実施例を示す図１相当図
【図１１】図３相当図
【図１２】従来例を示す図１相当図
【符号の説明】
図面中、１，５０，７０は電磁調理器（誘導加熱調理器）、５ａ，５ｂは加熱コイル、６は操作部、８は制御回路、９，５１，７１はＤＳＰ（プロセッサ，出力停止手段）、１３はＣＰＵ、２１，５２ａ，５２ｂ，７３はＰＷＭ機能、２１ａ，７２ａ，７２ｂはタイマ、２２ａ，２２ｂはスナバ回路、２３ａ，２３ｂはＩＧＢＴ（第３のスイッチング素子）、２４ａ，２４ｂは電流検出部、２５ａ，２５ｂ，４５は電圧検出部（非常停止手段）、２６ａ，２６ｂ，５３ａ，５３ｂは電磁調理部、３４ａ，３４ｂはＩＧＢＴ（第２のスイッチング素子）、３５ａ，３５ｂはＩＧＢＴ（第１のスイッチング素子）、３８ａ，３８ｂはハーフブリッジ型のインバータ回路、４６ａ，４６ｂ，５９ａ，５９ｂは共振回路、５８ａ，５８ｂは電流位相検出部（電流位相検出手段）を示す。
【図１】
0004021151.tif 000002
【図２】
0004021151.tif 000003
【図３】
0004021151.tif 000004
【図４】
0004021151.tif 000005
【図５】
0004021151.tif 000006
【図６】
0004021151.tif 000007
【図７】
0004021151.tif 000008
【図８】
0004021151.tif 000009
【図９】
0004021151.tif 000010
【図１０】
0004021151.tif 000011
【図１１】
0004021151.tif 000012
【図１２】
0004021151.tif 000013