(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータと、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成された加速電源装置において、
前記負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷への電力供給が再開始される時の初期値とする位相制御信号調整手段を備えたことを特徴とする加速電源装置。
【請求項２】
交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータと、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成された加速電源装置において、
前記負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とする位相制御信号調整手段を備えたことを特徴とする加速電源装置。
【請求項３】
交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータと、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成された加速電源装置において、
前記負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷への電力供給が再開始される時の初期値とする位相制御信号調整手段と、
前記負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、かつ該パルス変調信号の値を前記負荷への電力供給が再開始される時の初期値とするパルス変調信号調整手段と、
を備えたことを特徴とする加速電源装置。
【請求項４】
交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータと、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成された加速電源装置において、
前記負荷が短絡されたとき、該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とする位相制御信号調整手段と、
前記負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該パルス変調信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とするパルス変調信号調整手段とを備えたことを特徴とする加速電源装置。
【請求項５】
前記直流フィルタとしてコンデンサが含まれ、かつ前記交流電源と前記サイリスタ整流器の間が電気的に接続される配線回路のインピーダンスの大きさによって、該コンデンサが過充電される場合には、前記位相制御信号調整手段に前記サイリスタ整流器をゲートブロックする機能手段を付加したことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の加速電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、核融合装置の中性粒子入射装置などに用いられる加速電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
中性粒子入射装置用加速電源装置は、プラズマ化された気体中のイオン、例えば水素イオンを加速し、これを途中で中性化した粒子を他のプラズマ等に入射するためのイオン加速用の高電圧直流電源装置である。負荷であるイオン源はしばしば短絡状態となることがあり、加速電源装置は、短絡を検出して高速にしゃ断する機能を有することが必要となる。
【０００３】
従来のこの種の加速電源装置の一例としては図８に示すように構成されたものがある。サイリスタ整流器１１は図示しない交流電源に変圧器を介して接続され、交流を直流に変換する複数のサイリスタがブリッジ接続されている。自励式インバータ３１は、ＧＴＯあるいはＩＧＢＴなどの自励式半導体素子が複数個ブリッジ接続され、サイリスタ整流器１１により整流された直流を交流に変換するものである。直流リアクトル１２と平滑コンデンサ１３は、サイリスタ整流器１１とインバータ３１の間に、それぞれ直列と、並列に接続され、直流フィルタを構成している。
【０００４】
変圧器３２は、インバータ３１の出力である交流電圧を昇圧するものであり、ダイオード整流器３３は昇圧変圧器３２の二次側に接続され、変圧器３２により昇圧された交流電圧を整流し、この直流電圧をダイオード整流器３３に並列に接続された平滑コンデンサ３４を介して負荷であるイオン源６に印加するものである。
【０００５】
以上述べた構成は、主回路であるが、次に制御装置の構成について説明する。分圧器２は、抵抗器２１，２２からなり、平滑用コンデンサ１３の両端電圧即ち、インバータ３１の入力電圧を検出するものである。分圧器４は、抵抗器４１，４２からなり、平滑コンデンサ３４の両端電圧即ち、イオン源６の入力電圧を検出するものである。
【０００６】
過電流検出回路５１は、イオン源６と抵抗器４２の間に挿入され、イオン源６に流れる直流電流を検出する直流電流変流器５により検出された直流電流を入力し、この入力直流電流が過電流状態すなわちイオン源６が短絡状態となったとき、過電流検出信号５１ｓを出力する。ワンショット回路５２は、該過電流検出信号５１ｓを入力し、この入力が任意の期間延長したとき出力信号５２ｓを発生する。
【０００７】
操作回路７は、装置全体の運転信号７ｓを発生する。
【０００８】
運転信号７ｓが“０”の場合はサイリスタ整流器１１用の電圧制御調整器８３中の比例ゲイン８３１および積分ゲイン８３２は“０”にセットされ、また位相制御回路８４からのサイリスタ整流器１１へのゲート信号はブロックされる。
【０００９】
ＡＮＤ回路７１は、ワンショット回路の出力信号５２ｓと運転信号７ｓが共に存在したとき、出力信号７１ｓを出力する。
【００１０】
インバータ３１の電圧制御調整器８６へのリセットのため、およびパルス変調回路８７へのゲートブロックのため、ＡＮＤ回路７１の出力信号７１ｓを発生する。即ちＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”の場合は電圧制御調整器８６中の比例ゲイン８６１および積分ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調回路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロックされる。
【００１１】
ＡＮＤ回路出力信号７１ｓは運転信号７ｓが“１”の場合ワンショット回路出力信号５２ｓに等しい。
【００１２】
電圧設定器８１はサイリスタ整流器１１およびインバータ３１の出力電圧を設定するものであり、その電圧設定値８１ｓは図示の極性で加算器８２の一方の入力端子へ入力される。加算器８２の他方の入力端子には分圧器２により検出されたインバータ入力電圧２ｓが図示の極性で入力される。
【００１３】
電圧制御調整器８３は、比例ゲイン８３１と積分ゲイン８３２が並列に接続され、この出力側に加算器８３３が接続され、電圧設定値８１ｓとインバータ入力電圧２ｓの偏差を増幅し位相制御信号８３ｓを発生する。位相制御回路８４は、位相制御信号８３ｓと運転信号７ｓを入力し、サイリスタ整流器１１の出力電圧を制御するための位相制御信号を出力する。
【００１４】
加算器８５の一方の入力端子には、分圧器８で分圧された負荷電圧４ｓが図示の極性で入力され、加算器８５の他方の入力端子には、電圧設定器８１の電圧設定値８１ｓが図示の極性で入力され、電圧設定値８１ｓと負荷電圧４ｓの偏差が出力される。
【００１５】
電圧制御調整器８６は、比例ゲイン８６１と積分ゲイン８６２が並列に接続され、この出力側に加算器８６３が接続され、加算器８５からの出力である電圧設定値８１ｓと負荷電圧４ｓの偏差が増幅され、かつ位相制御信号８３ｓを発生する。
【００１６】
パルス変調回路８７は、ＡＮＤ回路７１の出力信号７１ｓと電圧制御調整器８６からの変調信号８６ｓを入力し、インバータ３１の出力電圧を制御するパルス変調信号８７ｓを出力する。
【００１７】
ここで、電圧制御系がサイリスタ整流器１１およびインバータ３１の２種類があるのは以下の理由による。加速電源装置の定格は具体的には電圧が１００ｋＶ〜５００ｋＶで電流が１００Ａ程度であり電圧リプルが２％以下を要求される。負荷であるイオン源６はしばしば短絡を発生するが、イオン源６の電極確保のため、イオン源６へ流入するエネルギーを５０ジュール以下にする必要がある。
【００１８】
図８に示す方式は上記を実現する方式の一つであり、サイリスタ整流器１１で交流より交換された直流電力を直流リアクトル１２、平滑用コンデンサ１３とで平滑化された直流電圧（具体例としては３ｋＶ）をインバータ３１により交流電圧に変換し、変圧器３２により１００ｋＶ〜５００ｋＶに昇圧し、ダイオード整流器３３により再び直流に変換、平滑コンデンサ３４によりリプルを低減している。インバータ３１の周波数が比較的高いので、直流リアクトルは省略している。直流電流変流器５、過電流検出回路５１によりイオン源６の短絡を検出しインバータ３１を高速にゲートブロックし、イオン源６への流入エネルギーを低減している。
【００１９】
この「電圧リプルが２％以下」と「流入エネルギーを５０ジュール以下」の仕様は相反する要求であり、これを実現するためインバータ３１の周波数は可能な限り上げる（具体例としては１ｋＨｚ）と共に、コンデンサ３４の静電容量は可能な限り小さくしている。
【００２０】
また、負荷給電時の電圧落込みを５％以下にすることが望まれるので、比較的大容量の平滑コンデンサ１３を設けると共に、リプル低減のため直流リアクトル１２を設け平滑コンデンサ１３の両端電圧が一定となるように、サイリスタ整流器１１を定電圧制御している。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
このように構成された従来の加速電源装置においては、次のような問題点が存在する。この問題点について図８と、従来の実施形態の動作説明図である図９を用いて説明する。
【００２２】
図９に示す時刻ｔ1 までは定常状態にあり、インバータ入力電圧２ｓはＶｄ1 、負荷電圧４ｓはＶｏ1 であり、電圧設定値８１ｓに等しい値となっている。時刻ｔ1 になりイオン源６に短絡が発生すると、パルス幅Ｔ1 の過電流検出信号５１ｓが得られ、インバータ３１をゲートブロックすることにより過電流状態はすぐに復帰するので、このパルス幅Ｔ1 の過電流検出信号５１ｓをワンショット回路５２により、負荷であるイオン源６の絶縁が回復する時間まで期間をＴ2 （具体例としては１０ｍｓ以上）まで延長し、このＴ2 の期間、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓの信号“０”によりインバータ用の電圧制御調整器８６中の比例ゲイン８６１および積分ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調回路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロックされる。
【００２３】
一方、サイリスタ整流器１１の電圧制御調整器８３に対しては比例ゲイン８３１および積分ゲイン８３２を“０”にセットする作業は行わない。何故なら直流リアクトル１２、平滑コンデンサ１３の時定数が大きく再立ち上げまでの時間が大きいからである（具体例として２００ｍｓ以上）。
【００２４】
インバータ３１へのゲート信号をブロックすることにより、直流リアクトル１２に蓄えられたエネルギーにより、図９に示すとおりインバータ入力電圧２ｓはＶｄ1 よりＶｄ2 へ上昇する。
【００２５】
それに伴い位相制御信号８３ｓは、定常状態レベルＥｃ1 より低下したレベルＥｃ2 となり、時刻ｔ2 に至るとついには電圧を最小限に制御すべく飽和値“０”までに達し、Ｔ2 の期間継続する。時刻ｔ3 の時点になりワンショット回路出力信号５２ｓが“１”になると再びインバータ３１は運転状態となり、イオン源６へ給電するため時刻ｔ4 になると、図示するようにインバータ入力電圧２ｓはＶｄ3 へ低下する。
【００２６】
それと同時に電圧制御調整器８３はインバータ入力電圧２ｓが電圧設定値８１ｓより低いと判断し、位相制御信号８３ｓはＥＣ3 まで上昇する。それに伴い時刻ｔ5 に至りインバータ入力電圧２ｓはＶｄ4 へ上昇し、位相制御信号８３ｓはＥＣ4 へ低下し以後時刻ｔ6 になり再び定常状態のＥＣ1 の値となる。
【００２７】
一方、パルス変調信号８６ｓは時刻ｔ3 になるとＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となり、インバータ３１のゲートブロックも解除される（ゲートデブロックと言う）ため、負荷電圧４ｓが電圧設定値８１ｓになるべく急速に立ち上がり飽和のレベルのＥｉ3 まで立ち上がりその後時刻ｔ5 に至りインバータ入力電圧２ｓはＶｄ4 へ上昇するので、Ｅｉ4 へ低下し時刻ｔ6 以降定常状態のＥｉ4 へ復帰する。
【００２８】
負荷電圧４ｓの挙動は次のようになる。時刻ｔ1 になりイオン源６に短絡が発生すると、コンデンサ３４の静電容量は前述したように可能な限り小さく選定されるのでその電荷は急速に放電し、またインバータ３１も瞬時にゲートブロックされるので、図示するように時刻ｔ1 からｔ3 までの電圧Ｖｏ2 は殆ど“０”となる。
【００２９】
時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”になると、電圧制御の閉ループが構成され、前述したようにパルス変調信号８６ｓは負荷電圧４ｓが電圧設定値８１ｓになるべく急速に立ち上がり飽和レベルのＥｉ3 まで立ち上がるので（具体例として積分ゲインＴ2 相当であり数１０ｍｓ）、図示するようにほぼインバータ入力電圧２ｓと同様の波形となり、時刻ｔ4 でＶｏ3 のように落込み時刻ｔ5 でＶｏ4 のようにオーバーシュートし、その後時刻ｔ6 以降定常値のＶｏ1 に落着く。
【００３０】
以上は便宜上イオン源６に短絡が発生した場合について説明したが、他の原因に起因する緊急停止・再運転の場合も同様のことが言える。
【００３１】
以上、説明したように、従来の加速電源装置では、イオン源６に短絡が発生後、インバータ３１をゲートブロックすると、イオン源６の絶縁が回復後再運転したときの電圧落込みおよび電圧オーバーシュートが１０％以上ある。
【００３２】
このようなことから、従来イオン加速の安定な運転のため、この負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを極力少なくすることが要望されていた。
【００３３】
本発明の目的は、前述の欠点を解決するためになされたもので、負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを著しく改善することができる加速電源装置の制御方法を提供することにある。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、請求項１に対応する発明は、交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータと、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成された加速電源装置において、前記負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷への電力供給が再開始される時の初期値とする位相制御信号調整手段を備えたことを特徴とする加速電源装置である。
【００３５】
請求項１に対応する発明によれば、負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止後再運転するまでの期間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持し再運転時の位相制御信号の初期値として電力供給停止直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバシュートを防止することができる。前記目的を達成するために、請求項２に対応する発明は、交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータと、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成された加速電源装置において、前記負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とする位相制御信号調整手段を備えたことを特徴とする加速電源装置である。
【００３６】
請求項２に対応する発明によれば、負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持し再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００３７】
前記目的を達成するために、請求項３に対応する発明は、交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータと、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成された加速電源装置において、前記負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷への電力供給が再開始される時の初期値とする位相制御信号調整手段と、前記負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、かつ該パルス変調信号の値を前記負荷への電力供給が再開始される時の初期値とするパルス変調信号調整手段とを備えたことを特徴とする加速電源装置である。
【００３８】
請求項３に対応する発明によれば、負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイリスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００３９】
前記目的を達成するために、請求項４に対応する発明は、交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータと、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成された加速電源装置において、前記負荷が短絡されたとき、該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とする位相制御信号調整手段と、前記負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該パルス変調信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とするパルス変調信号調整手段とを備えたことを特徴とする加速電源装置である。
【００４０】
請求項４に対応する発明によれば、負荷短絡を検出後再運転するまでの任意の期間サイリスタ変換器の位相制御信号、及びインバータの電圧制御調整器の値即ちパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値として短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００４１】
前記目的を達成するために、請求項５に対応する発明は、前記直流フィルタとしてコンデンサが含まれ、かつ前記交流電源と前記サイリスタ整流器の間が電気的に接続される配線回路のインピーダンスの大きさによって、該コンデンサが過充電される場合には、前記位相制御信号調整手段に前記サイリスタ整流器をゲートブロックする機能手段を付加したことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の加速電源装置である。
【００４２】
請求項５に対応する発明によれば、請求項１〜４のいずれかに記載の発明の作用に加えて、直流フィルタを構成するコンデンサが過充電されるのを防ぐことができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００４４】
＜第１の実施形態：請求項１に対応＞
（構成）
図１は本発明の第１の実施形態を説明するための概略構成図であり、図８の加算器８２と電圧制御調整器８３の間に、アナログスイッチ９１を接続し、ＡＮＤ回路７１の出力信号７１ｓが“１”のとき閉路し、また出力信号７１ｓが“０”のとき開路するように構成されている。この点以外は、図８と同一構成であるので、同一部分には同一符号を付しその説明を省略する。
【００４５】
図１の実施形態において、位相制御信号調整手段は、操作回路７、電圧設定器８１、加算器８２、電圧制御調整器８３、位相制御回路８４からなり、これにより、負荷であるイオン源６が正常状態であって該負荷６への電力供給が停止後再運転するまでの期間、サイリスタ整流器１１の位相制御信号を保持し再運転時の位相制御信号の初期値として電力供給停止直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバシュートを防止することができる。
【００４６】
（作用）
このように構成された第１の実施形態の動作について図２を参照して説明する。
【００４７】
時刻ｔ1 で操作回路７から停止信号７ｓが出力され、この停止信号７ｓが時刻ｔ3 となるまでの期間Ｔ3 出力され、時刻ｔ3 で運転再開信号が出力される場合は、次のような動作となる。停止信号７ｓが出力されると、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”となり、アナログスイッチ９１は開となるので、電圧制御調整器８３の入力は“０”となり、積分ゲイン８３２はその値を保持する。
【００４８】
即ち、期間Ｔ3 の位相制御信号８３ｓはＥｃ2 でＥｃ1 に全く等しい。
【００４９】
時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となるので、インバータ３１がゲートデブロックされイオン源６へ給電されるため、インバータ入力電圧２ｓはＶｄ2 より徐々に低下し、時刻ｔ4 になるとＶｄ3 へ低下するが、その低下の度合は図９に比べはるかに少ない。
【００５０】
なぜならば、位相制御信号８３ｓの時刻ｔ3 における初期値がＥｃ1 （＝Ｅｃ2 ）になっているからである。従って、図示するようにその後の位相制御信号（８３ｓ）の変動も少ない。また、インバータ入力電圧２ｓの変動も少なくなる。
【００５１】
パルス変調信号８６ｓの挙動は、時刻ｔ3 インバータ入力電圧２ｓの落込みＶｄ3 の度合が極めて小なので、図９に示すようなオーバーシュート、アンダーシュートはない。
【００５２】
従って、負荷電圧４ｓも図示するように落込み、オーバーシュートは発生しない。
【００５３】
＜第２の実施形態：請求項２に対応＞
（構成）
本発明の第２の実施形態の概略構成図は図１と同じであり、異なる点は前述の位相制御信号調整手段がイオン源９が短絡に伴い該イオン源９への電力供給を停止させ、その後イオン源９への電力供給を行って再運転するまでの期間Ｔ2 、サイリスタ整流器１１に与える位相制御信号は該イオン源９が短絡される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値をイオン源９の再運転時の初期値とするようになっている点である。
【００５４】
（作用）
このように構成された第２の実施形態の動作について図３を参照して説明する。
【００５５】
時刻ｔ1 でイオン源６に短絡が発生すると、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”となり、アナログスイッチ９１は開となるので、電圧制御調整器８３の入力は“０”となり、積分ゲイン８３２はその値を保持する。
【００５６】
即ち、期間Ｔ2 の位相制御信号８３ｓはＥｃ2 でＥｃ1 に全く等しい。時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となると、インバータ３１がゲートデブロックされイオン源６へ給電されるため、インバータ入力電圧２ｓはＶｄ2 より徐々に低下し、時刻ｔ4 になるとＶｄ3 へ低下するが、その低下の度合は図７に比べはるかに少ない。
【００５７】
なぜならば、位相制御信号８３ｓの時刻ｔ3 における初期値がＥｃ1 （＝Ｅｃ2 ）になっているからである。従って、図示するようにその後の位相制御信号８３ｓの変動も少ない。また、インバータ入力電圧２ｓの変動も少なくなる。
【００５８】
パルス変調信号８６ｓの挙動は、時刻ｔ3 インバータ入力電圧２ｓの落込みＶｄ3 の度合が極めて小なので、図９に示すようなオーバーシュート、アンダーシュートはない。
【００５９】
従って、負荷電圧４ｓも図示するように落込み、オーバーシュートは発生しない。
【００６０】
＜第３の実施形態：請求項３に対応＞
（構成）
図４は第３の実施形態の概略構成を示す図であり、図１の実施形態において、加算器８５と電圧制御器８６の間に、アナログスイッチ９２をさらに設け、アナログスイッチ９２は９１と同様ＡＮＤ回路７１の出力信号７１ｓが“１”の時閉で、“０”の時開となるようになっている。この点以外の構成は、図１と同一であり、同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００６１】
図４の実施形態において、位相制御信号調整手段は、操作回路７、電圧設定器８１、加算器８２、電圧制御調整器８３、位相制御回路８４、アナログスイッチ９１からなっている。また、図４の実施形態において、パルス変調信号調整手段は、直流電流変流器５、過電流検出回路５１、ワンショット回路５２、操作回路７、ＡＮＤ回路７１、電圧設定器８１、加算器８５、電圧制御調整器８６、パルス変調回路８７、アナログスイッチ９２からなっていてる。
【００６２】
第３の実施形態は、位相制御信号調整手段及びパルス変調信号調整手段を備えているので、負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイリスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００６３】
（作用）
このように構成された第３の実施形態の動作について、図４の概略構成図と図５のタイムチャートを参照して説明する。時刻ｔ1 で操作回路７から停止信号７ｓが出力され、この停止信号７ｓが時刻ｔ3 となるまでの期間Ｔ3 出力され、時刻ｔ3 で運転再開信号が出力される場合は、次のような動作となる。停止信号７ｓが出力されると、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”となり、アナログスイッチ９１は開となるので、電圧制御調整器８３の入力は“０”となり、積分ゲイン８３２はその値を保持する。
【００６４】
即ち、期間Ｔ3 のパルス変調信号８６ｓのレベルＥｉ2 はＥｉ1 に全く等しい。時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となるとインバータ３１がゲートデブロックされ、イオン源６へ給電されるがパルス変調信号８６ｓとして時刻ｔ1 直前の値Ｅｉ1 を用いるので、図１の実施形態の効果に加え、図２に示す負荷電圧より高速（具体例では１０ｍｓ以下）の立上がりが得られる。
【００６５】
＜第４の実施形態：請求項４に対応＞
（構成）
第４の実施形態の概略構成は図４と同じであり、異なる点は、負荷が短絡されたとき、該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とし、また負荷が短絡等に伴い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該パルス変調信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とするように構成されている点である。この点以外の構成は、図１と同一であり、同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００６６】
（作用）
このように構成された第４の実施形態の動作について図６を参照して説明する。時刻ｔ1 でイオン源６に短絡が発生すると、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”となりアナログスイッチ９１は開となるので、電圧制御調整器８６の入力は“０”となり、積分ゲイン８６２はその値を保持する。即ち、期間Ｔ2 のパルス変調信号８６ｓのレベルＥｉ2 はＥｉ1 に全く等しい。時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となるとインバータ３１がゲートデブロックされ、イオン源６へ給電されるがパルス変調信号８６ｓとして時刻ｔ1 直前の値Ｅｉ1 を用いるので、図１の実施形態の効果に加え、図３に示す負荷電圧より高速（具体例では１０ｍｓ以下）の立上がりが得られる。
【００６７】
＜第５の実施形態：請求項５に対応＞
以上述べた第５の実施形態は、サイリスタ整流器１１用の図示しない変圧器（サイリスタ整流器１１とこれに接続される図示しない交流電源の間に接続される変圧器）のインピーダンスが比較的小さい場合、即ち全負荷時のサイリスタ整流器１１のそれぞれの必要な制御遅れ角に差が無い場合の、例えば図６のＴ2 の期間サイリスタ整流器１１のゲートブロックが不要の場合についてである。
【００６８】
ところが、サイリスタ整流器１１用の図示しない変圧器のインピーダンスが比較的大きい場合は必要な全負荷時の制御遅れ角が無負荷時のそれそれよりも小となり、時刻ｔ1 以降コンデンサ１３が過充電されるので、Ｔ2 の期間サイリスタ整流器１１をゲートブロックした方が良く、この場合の構成を図７の概略構成図に示している。即ち、図４において、位相制御回路８４の入力信号の一つとして操作回路７の出力信号７ｓが入力されているのを止め、この代わりとしてＡＮＤ回路７１の出力信号７１ｓが入力されるようにしたものである。
【００６９】
図７にＴ2 の期間サイリスタ整流器１１をゲートブロックする本発明の第５の実施形態を示す。図４と異なる点は位相制御回路８４の一方の入力信号として操作回路７の出力信号７ｓではなくＡＮＤ回路７１の出力信号７１ｓが入力されている点にある。
【００７０】
図７の構成は、図１の実施形態にも適用しても、第５の実施形態と同様な作用効果が得られる。
【００７１】
【発明の効果】
以上述べた本発明によれば、以下のような作用効果が得られる加速電源装置を提供することができる。
【００７２】
請求項１に対応する発明によれば、負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止後再運転するまでの期間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持し再運転時の位相制御信号の初期値として電力供給停止直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバシュートを防止することができる。
【００７３】
請求項２に対応する発明によれば、負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持し再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００７４】
請求項３に対応する発明によれば、負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイリスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００７５】
請求項４に対応する発明によれば、負荷短絡を検出後再運転するまでの任意の期間サイリスタ変換器の位相制御信号、及びインバータの電圧制御調整器の値即ちパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値として短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００７６】
請求項５に対応する発明によれば、請求項１〜４のいずれかに記載の発明の作用に加えて、直流フィルタを構成するコンデンサが過充電されるのを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の加速電源装置の第１の実施形態を説明するための概略構成図。
【図２】第１の実施形態の動作を説明するための図。
【図３】第２の実施形態の動作を説明するための図。
【図４】本発明の加速電源装置の第３の実施形態を説明するための概略構成図。
【図５】第３の実施形態の動作を説明するための図。
【図６】第４の実施形態の動作を説明するための図。
【図７】本発明の加速電源装置の第５の実施形態を説明するための概略構成図。
【図８】従来の加速電源装置の一例を示す概略構成図。
【図９】図８の動作を説明するための図。
【符号の説明】
２…分圧器
４…分圧器
５…直流電流変流器
６…負荷例えばイオン源
７…操作回路
８…分圧器
１１…サイリスタ整流器
１２…直流リアクトル
１３…平滑コンデンサ
３１…自励式インバータ
３２…昇圧変圧器
３３…ダイオード整流器
３４…平滑コンデンサ
５１…過電流検出回路
５２…ワンショット回路
７１…ＡＮＤ回路
８１…電圧設定器
８２…加算器
８３…電圧制御調整器
８４…位相制御回路
８５…加算器
８６…電圧制御調整器
８７…パルス変調回路
９１…アナログスイッチ
９２…アナログスイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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