(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータ（１１）と、前記モータ（１１）と直流電源（１４）との間に介挿され、かつ、前記直流電源（１４）から電力を受ける前記モータ（１１）の回転駆動を入力信号に応じて制御するモータ制御回路（１２）とを有するモータ制御装置において、
前記モータ制御回路（１２）は、オン状態又はオフ状態に切換可能で、かつ、前記モータ（１１）の駆動時における還流電流の所定方向への通過のみを許容するＩＧＢＴ（２９）と、前記直流電源（１４）がその極性に関して前記モータ制御回路（１２）に正常接続されたときに前記ＩＧＢＴ（２９）をオン状態に保持する第１の制御手段（２３、２７）と、前記直流電源（１４）がその極性に関して前記モータ制御回路（１２）に逆接続されたときに前記ＩＧＢＴ（２９）をオフ状態に保持する第２の制御手段（３０）とを備え、
前記第２の制御手段（３０）は前記モータ制御回路（１２）に逆接続された前記直流電源（１４）の電圧を前記ＩＧＢＴ（２９）のゲートに印加するように接続された抵抗であり、前記ＩＧＢＴ（２９）を前記モータ（１１）に並列に接続したことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記モータはブラシモータである請求項１に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置に係り、特に、車両用モータなどのモータを制御するときに、バッテリなどの電源の極性の逆接続に対して対処可能なモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、車両用などのモータの駆動を制御する装置には種々の構成のものが知られている。
【０００３】
この種のモータ制御の一例が特開平１１−３１３４６６号公報に示されている。具体的には、このモータ制御装置は、インバータにより車載用のブラシレスモータを駆動制御する構成を採り、車載バッテリのプラス及びマイナスの端子に制御基板を介してモータが接続されている。制御基板には、かかるプラス及びマイナスの端子に接続される６つの半導体スイッチからなるインバータと、そのプラス端子とインバータとの間に設けられたバッテリ逆接続時の回路遮断用の半導体スイッチと、この半導体スイッチとインバータとの間に、インバータに並列に接続されたサージ吸収素子とが設けられている。バッテリの逆接続とは、バッテリが制御基板（モータ制御回路を搭載）に接続すべきプラス及びマイナスの極性を反対にして接続することである。
【０００４】
このため、バッテリが逆接続された場合には、回路遮断用の半導体スイッチが自動的にオフとなる。このオフ状態は逆接続が続いている間、保持されるので、インバータを成す６個の半導体スイッチ（トランジスタ）の寄生ダイオードを経由した通電が禁止される。これにより、逆接続時に過大逆電流が寄生ダイオードを経由して流れるという事態を防止し、機器の焼損や破損を防止している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモータ制御装置におけるバッテリ逆接続時の遮断構成の場合、回路遮断用の半導体スイッチをバッテリのプラス側端子とインバータとの間に直列に設けなければならないことから、バッテリが正規の極性に接続されている通常の使用状態において、かかる半導体スイッチにより電力が余分に消費されてしまうという問題がある。この電力損失はモータ制御装置のエネルギー効率を低下させるので、特に、車載用など、エネルギー効率の向上を重要課題の１つとする用途には不向きであった。
【０００６】
反対に、この回路遮断用の半導体スイッチを低いエネルギー損失の素子で構成することも可能ではあるが、そのような素子は通常、部品コストが高いことから、コスト面で採用困難であった。
【０００７】
さらに、前述した従来の逆接続時の遮断構成をブラシモータに適用することもできるが、この場合も、ブラシレスモータのときと同様の問題が依然として生じるほか、ブラシモータの場合、制御用の半導体素子の数がもともと少ない分、回路遮断用の半導体スイッチを設けることによる素子数増加に伴う部品コストアップ比率は高くなる。このようなコストアップの仕方は、他のコスト低減策により吸収することは難しい。
【０００８】
本発明は、このような従来のモータ制御装置が抱えている問題に鑑みてなされたもので、部品コストを抑えた構成ながら、モータ制御回路にバッテリ（電源）が正常な極性で接続されているときには、その逆接続時の対策用素子による電力損失を低減させて省エネルギーを図ることができるとともに、バッテリを逆接続したときには、この逆接続に起因する過大電流からモータ制御回路を確実に保護することを、その目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るモータ制御装置は、モータと、前記モータと直流電源との間に介挿され、かつ、前記直流電源から電力を受ける前記モータの回転駆動を入力信号に応じて制御するモータ制御回路とを有する。このモータ制御回路は、オン状態又はオフ状態に切換可能で、かつ、前記モータの駆動時における還流電流の所定方向への通過のみを許容するＩＧＢＴと、前記直流電源がその極性に関して前記モータ制御回路に正常接続されたときに前記ＩＧＢＴをオン状態に保持する第１の制御手段と、前記直流電源がその極性に関して前記モータ制御回路に逆接続されたときに前記ＩＧＢＴをオフ状態に保持する第２の制御手段とを備える。前記第２の制御手段は前記モータ制御回路に逆接続された前記直流電源の電圧を前記ＩＧＢＴのゲートに印加するように接続された抵抗であり、前記ＩＧＢＴは前記モータに並列に接続される。
【００１０】
これにより、直流電源がその極性に関して正常に接続されているときには、ＩＧＢＴがオン状態に制御され、モータの駆動に伴って発生する逆電流をＩＧＢＴを通して還流させ、モータの良好なエネルギー効率を保持できる。電源がその極性に関して逆接続された場合、スイッチング素子がオフ状態に制御される。このため、モータ制御回路への過大電流の流入を確実に遮断することができ、モータ制御回路の焼損や破損を防止することができる。
【００１１】
前記ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）は、今日では、例えば他の１個の電子デバイスとほとんど変わらないコストで製造され、コストの格別の増大を招かない。
【００１２】
好適には、モータはブラシモータである。これにより、ブラシモータに対して、省エネルギー及び部品コストの抑制を図りつつ、電源の逆接続時の遮断が確実になされる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るモータ制御装置の１つの実施の形態を、図１〜図４を参照して説明する。
【００１４】
図１に、本実施の形態に係るモータ制御装置の電気的な概略ブロック図を示す。このモータ制御装置は、ブラシモータ（単にモータとも言う）１１と、このブラシモータ１１の回転駆動を制御するモータ制御回路１２とを備える。モータ制御回路１２には、ヒューズ１３を介して、直流電源としてのバッテリ１４が接続される。
【００１５】
具体的には、同図中の実線で示すように、バッテリ１４の極性が正規の状態で接続されるときには、バッテリ１４のプラス側が配線のプラス端子１５ａに接続されるとともに、マイナス側が配線のマイナス端子１５ｂに接続されている。マイナス側端子１５ｂはアースに接続される。反対に、バッテリ１４の逆接続とは、同図中の仮想線（一点鎖線）で示すように、バッテリ１４のプラス側が配線のマイナス端子１５ｂに接続される一方で、マイナス側が配線のプラス端子１５ａに接続される状態を指す。
【００１６】
モータ制御回路１２は、以下に説明する、定電圧電源で動作する各種の回路を備えている。
【００１７】
モータ制御回路１２のバッテリ１４の正常接続時におけるプラス側に接続された端子２１ａには、所要電圧の電源を生成してモータ制御回路１２内の各回路に供給する電源回路２２が備えられている。また、上記端子２１ａには昇圧回路２３を介して発振回路２４が接続されている。発振回路２４の一方の出力信号ｅが昇圧回路２３に印加されるようになっている。この昇圧回路２３によって電源の倍電圧信号ｆが後述する駆動回路２７に供給される。
【００１８】
またモータ制御回路１２は、入力信号ａを受ける端子２１ｂに接続された入力処理回路２５を備え、この入力処理回路２５の出力側に比較器２６及び駆動回路２７が順に接続されている。このため、入力信号ａは入力処理回路２５により信号ｂに変換され、比較器２６の反転入力端に供給されるようになっている。この比較器２６の非反転入力端には、発振回路２４が発振した三角波信号ｃが供給される。比較器２６は入力信号ａと三角波信号ｃの振幅を互いに比較し、その比較結果である、ＰＷＭ制御の基本制御信号ｄを駆動回路２７に供給する。前述した昇圧回路２３の出力である倍電圧信号ｆも駆動回路２７に供給される。これにより、駆動回路２７は倍電圧信号ｆを用いて基本制御信号ｄを増幅する。
【００１９】
さらに、駆動回路２７の出力側にはパワーＭＯＳＦＥＴ２８及びＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）２９が備えられている。この駆動回路２７の２出力のうち、前記基本制御信号ｄを増幅して生成したスイッチング用の第１の制御出力信号ｇは、パワーＭＯＳＦＥＴ２８のゲートに与えられるように接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ２８はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、そのドレインがモータ制御回路１２のバッテリ正常接続時のプラス側端子２１ａに接続される一方で、そのソースがＩＧＢＴ２９のエミッタに接続されている。
【００２０】
ＩＧＢＴ２９は単一の半導体素子として構成されるが（図２（ａ）参照）、その電気的な等価回路は図２（ｂ）に示すように、一例として、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとダイオードの直列回路として表される。
【００２１】
また、駆動回路２７のもう一方の出力から出力されるスイッチング用の第２の制御出力信号ｈはＩＧＢＴ２９のゲートに与えられるように接続されている。このＩＧＢＴ２９のコレクタは、モータ制御回路１２のバッテリ正常接続時のマイナス側端子２１ｃに接続されている。さらに、上記プラス側端子２１ａとＩＧＢＴ２９のゲートとの間には、プルアップ用の抵抗３０が接続されている。
【００２２】
上述した構成において、昇圧回路２３及び駆動回路２７が本発明の第１の制御手段を構成し、プルアップ抵抗３０が本発明の第２の制御手段を構成している。
【００２３】
これにより、バッテリ１４の正常接続時（図１のバッテリ１４の実線表示参照）には、パワーＭＯＳＦＥＴ２８が入力信号ａに応じて一定周期でオン・オフにスイッチングされ、モータ１１の回転駆動が無段階で制御される（図３の「電源正常接続時」の「作動時」参照）。
【００２４】
同時に、この正常接続時には、モータ１１の回転により発生したエネルギーに拠る逆電流をモータ１１のマイナス端からプラス端の方向（図１中、矢印Ｆの方向参照）に還流させることができるように、第２の制御出力信号ｈにより、ＩＧＢＴ２９のオン状態が常に保持される（図３の「電源正常接続時」の「作動時」参照）。この還流電流Ｆは、第１の制御出力信号ｇによりオン・オフされるパワーＭＯＳＦＥＴ２８のオフ期間だけ通電される。
【００２５】
このようにして、バッテリ１４の正常接続時には、モータ制御回路１２は、入力信号ａに基づいてバッテリ１４からモータ１１に供給される電力をＰＷＭ方式で制御することにより、モータ１１の回転数や回転トルクを制御することができる。
【００２６】
また、このバッテリ１４の正常接続であっても、入力信号ａが零のときにはパワーＭＯＳＦＥＴ２８及びＩＧＢＴ２９が共にオフとなって、モータ制御回路１２は動作しない（図３の「電源正常接続時」の「停止時」参照）。
【００２７】
一方、バッテリ１４の逆接続時には（図１のバッテリ１４の仮想線表示参照）、駆動回路２７は第２の制御出力信号ｈを電流遮断信号としてＩＧＢＴ２９のゲートに与えられ、プルアップ抵抗３０により逆接続の間、ＩＧＢＴ２９の遮断（オフ）状態が保持される（図３の「電源逆接続時」参照）。このため、逆接続時には、モータ１１は通常接続時とは反対方向に回転するが、ＩＧＢＴ２９を通過しようとする逆電流Ｆは零となり、モータ制御回路１２への過大な逆電流を確実に遮断できる。これにより、モータ制御回路１２の焼損やヒューズ１３の不用意な溶断を防止することができる。
【００２８】
このように本実施の形態に係るモータ制御装置によれば、バッテリ逆接続時の対策として、バッテリ１４からモータ１１に至る通電経路に、従来技術の一例として前述したスイッチング素子は介挿されていない。単に、ＰＷＭ制御用のスイッチング素子が在るのみである。このため、モータ１１への通電時に消費される電力を、かかる従来技術の構成の装置と比べて、格段に低減させることができ、モータ制御回路１２の内部での電力損失を抑制して省エネルギーを図ることができる。また、ＩＧＢＴ２９は今日の半導体微細化プロセスにより、通常のフライホイール用ダイオードとほぼ同等のコストで製造される。このため、バッテリ逆接続時の遮断機能とバッテリ正常接続時の電流還流機能とを併せて持たせているものの、その部品自体のコストアップは抑制され、機能向上に鑑みた場合にはコスト面では割安になる。
【００２９】
さらに、このコスト面での有利さを別の観点から説明する。図４に、本実施の形態のモータ制御装置における機能向上と部品コスト抑制のバランスの良さを比較するために挙げたモータ制御装置の一例を示す。同図のモータ制御装置は、前述した特開平１１−３１３４６６号公報に記載のブラシレスモータに対する電源逆接続時の保護手段を、ブラシモータに適用した構成例を示す。なお、図１に示したものと同じ構成要素には、同一符号を用いている。
【００３０】
この図４の構成において、図１に示すＩＧＢＴ２９を用いないとすれば、モータ１１には電流を還流させるためのフライホイール用のダイオードＤを並列に接続する必要があり、その上で、バッテリ逆接続時の遮断用のスイッチング素子３１（例えばＭＯＳＦＥＴ）をモータ１１への通電経路に新たに挿入する必要がある。このように、本願発明を実施した図１に示すように、バッテリ逆接続時の遮断機能とバッテリ正常接続時の電流還流機能とを併せ持ち、かつ、低コストで製造可能なＩＧＢＴを使用しない限り、遮断用のスイッチング素子３１による電力損失がモータ通電時には必ず発生する。このため、特開平１１−３１３４６６号公報の構成について説明した問題がそのまま残ることになる。しかしながら、前述した実施の形態の構成によれば、そのような不都合を確実に排除でき、低コストで製造できる構成ながら、バッテリ正常接続時の通常使用のときには省エネルギーを実現できる一方で、バッテリ逆接続時には確実な遮断機能を発揮して、モータ制御回路の焼損や破損を防止することができる。
【００３１】
なお、上述した実施の形態では、ＩＧＢＴ２９としてＮチャンネルＩＧＢＴを用いるモータ制御装置について説明したが、このＩＧＢＴ２９には、図５に示すように、ＰチャンネルＩＧＢＴを用いてもよい。この場合、ＰチャンネルＩＧＢＴ２９のエミッタが端子２１ｃに、またコレクタがパワーＭＯＳＦＥＴ２８のソースに接続される。これにより、前述した実施の形態の構成と同等の作用効果を得ることができる。
また、上述した実施の形態では、モータ１１がパワーＭＯＳＦＥＴ２８のハイサイドに接続されたＨｉ−ｓｉｄｅスイッチの構成を例示したが、これは、図６に示すように、モータ１１をパワーＭＯＳＦＥＴ２８のローサイドに接続するＬｏｗ−ｓｉｄｅスイッチとして構成してもよく、これによっても、前述したと同様の作用効果を得ることができる。さらに、図６に記載の回路構成において、モータ１１と並列に接続されるＩＧＢＴ２９には、ＮチャンネルＩＧＢＴに代えて、ＰチャンネルＩＧＢＴを用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のモータ制御装置に係る一実施の形態の電気的な構成を示す概略的ブロック図。
【図２】同図（ａ）は前記実施の形態のモータ制御装置に組み込んだＩＧＢＴを示す部分的な回路図であり、同図（ｂ）は、そのＩＧＢＴの等価回路図。
【図３】前記実施の形態における電源正常接続時と電源逆接続時におけるパワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴの動作を中心に説明する動作説明図。
【図４】前記実施の形態の効果を対比して説明するために挙げた、１つの従来例に相当するモータ制御装置の電気的な構成を示す概略的ブロック図。
【図５】本発明のモータ制御装置に係る１つの変形例の電気的な構成を部分的に示す回路図。
【図６】本発明のモータ制御装置に係る別の変形例の電気的な構成を部分的に示す回路図。
【符号の説明】
１１  モータ
１２  モータ制御回路
１３  ヒューズ
１４  バッテリ
２２  電源回路
２３  昇圧回路（駆動回路２７、プルアップ用抵抗３０と共に切換制御手段を構成する）
２４  発振回路
２５  入力処理回路
２６  比較器
２７  駆動回路
２８  パワーＭＯＳＦＥＴ
２９  ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
３０  プルアップ用抵抗
３１  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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