(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの送信機と少なくとも１つの受信機を含む通信システムにおいて、前記送信機の搬送周波数と前記受信機の局部周波数基準との間の周波数オフセットを評価する方法であって、
ａ）前記送信機によって送信され前記受信機によって検出される周波数同期信号の連続するサンプル間の位相差を判断する工程と、
ｂ）前記位相差を累積された位相差に加算する工程と、
ｃ）累積された位相差にＭ回加算が行われるまでａ）〜ｂ）の工程を繰り返す工程と、
ｄ）前記Ｍ回累積された位相差の合計をダンプして、その結果、累積された位相差をゼロにする工程と、
ｅ）Ｍ回累積された位相差の合計がＮ回分ダンプされるまで、ａ）〜ｄ）の工程を繰り返す工程と、
ｆ）前記評価された周波数オフセットを生成するために、前記Ｍ回累積された位相差の合計をＮ個加算する工程とを有することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記合計をＮ個加算する工程は、
前記Ｎ個の合計各々に重みをつけ、
前記重みをつけられた合計をＮ個加算することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記合計をＮ個加算する工程は、前記合計のＮ個の重み付け平均を計算することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記合計をＮ個加算する工程は、線形回帰を用いて実行されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記合計をＮ個加算する工程は、前記検出された周波数同期信号における位相変動を補償することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記合計をＮ個加算する工程は、位相のアンラッピングを行うことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
ｉ）前記評価された周波数オフセットの精度を決定する品質ファクタを評価する工程をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記品質ファクタを評価する工程は、
前記Ｍ回累積された位相差の、Ｎ個の合計各々と前記評価された品質ファクタとの間のＮ個の差分を夫々計算する工程と、
前記Ｎ個の差分の絶対値を計算する工程と、
前記評価された品質ファクタを生成するために前記Ｎ個の絶対値を加算する工程とを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記受信機によって受信される信号に前もってフィルタをかける工程をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
少なくとも１つの送信機と少なくとも１つの受信機を含む通信システムにおいて、前記送信機の搬送周波数と前記受信機の局部周波数基準との間の周波数オフセットを評価する装置であって、
前記送信機によって送信され前記受信機によって検出される周波数同期信号の連続するサンプル間の位相差を計算する差分器と、
前記位相差を累積された位相差に加算する加算器であって、連続するサンプルの位相差が計算されて、Ｍ回累積された位相差が加算されるまで累積された位相差に加算され、その時点で前記加算器が前記Ｍ個の位相差の合計をダンプして、その結果、累積された位相差をゼロにする加算器と、
Ｍ個の位相差のダンプされた合計を受信する周波数オフセット評価回路とを有し、
前記差分器は連続するサンプルの位相差の計算を続け、前記加算器はＭ個の位相差の合計がＮ回分ダンプされるまで位相差の累積と加算と、Ｍ個の位相差の合計をダンプすることを続け、その時点で前記周波数オフセット評価回路は前記評価された周波数オフセットを生成するために、前記Ｍ回累積された位相差の合計をＮ個加算することを特徴とする装置。
【請求項１１】
前記周波数オフセット評価回路は、前記合計のＮ個各々に重みをつけ、前記重みをつけられた合計をＮ個加算することによって前記合計をＮ個加算することを特徴とする請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記周波数オフセット評価回路は、重み付け平均を計算することによって前記合計をＮ個加算することを特徴とする請求項１０に記載の装置。
【請求項１３】
前記周波数オフセット評価回路は、線形回帰を用いて前記合計をＮ個加算することを特徴とする請求項１０に記載の装置。
【請求項１４】
前記周波数オフセット評価回路は、前記検出された周波数同期信号における位相変動を補償することを特徴とする請求項１０に記載の装置。
【請求項１５】
前記周波数オフセット評価回路は、前記合計をＮ個加算することによって位相のアンラッピングを行うことを特徴とする請求項１０に記載の装置。
【請求項１６】
前記評価された周波数オフセットの精度を決定する品質ファクタを評価する品質ファクタ評価回路をさらに有することを特徴とする請求項１０に記載の装置。
【請求項１７】
前記品質ファクタ評価回路は、
前記Ｍ回累積された位相差の合計Ｎ個各々と前記評価された品質ファクタとの間のＮ個の差分を夫々計算するＮ個の減算器と、
前記Ｎ個の差分の絶対値を計算するＮ個の回路と、
前記評価された品質ファクタを生成するために前記Ｎ個の絶対値を加算する加算器とを有することを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
前記受信機によって受信される信号は前もってフィルタがかけられることを特徴とする請求項１７に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
背      景
本発明は一般的に言えば周波数オフセットを評価する方法及び装置に関する。特に、本発明は通信システムにおける送信機の搬送周波数と受信機の局部周波数基準との間の周波数オフセットを評価する方法及び装置に関する。
【０００２】
どんな通信システムでも、受信機が送信機と同期がとられ、メッセージがうまく送信機と受信機との間で交換できることは重要である。特に、無線通信システムでは、受信機が最適な受信のために送信機の周波数に同調されていることは重要である。
【０００３】
典型的な無線通信システムにおいて、遠隔局は１つ以上の基地局を電波を介して空中インタフェースで通信を行う。種々の基地局と遠隔局との間での伝送が互いに干渉するのを防止するためにこれまでに種々の手法が採用されてきた。
【０００４】
ある無線通信システムでは、隣接する基地局には互いに異なる搬送周波数が割当てられ、その周波数を用いて、遠隔局との通信を行い、１つの基地局からの伝送が隣接する基地局からの伝送と干渉しないようにしている。加えて、複数の遠隔局各々と特定の基地局との間の伝送が互いに干渉しあうのを防止するために、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）と時分割多元接続（ＴＤＭＡ）が採用されてきた。ＦＤＭＡを用いた無線通信システムでは、各遠隔局には特定の周波数が割当てられ、その周波数によって基地局との通信を行う。ＴＤＭＡを用いたシステムでは、基地局は１フレーム中の特定のタイムスロット或いは複数のタイムスロットを各遠隔局に割当てる。ある遠隔局では同じ周波数の、しかし異なるタイムスロットを用いて基地局を通信することができる。
【０００５】
別の無線通信システムでは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）が採用された。ＣＤＭＡ方式に従えば、各遠隔局には、他の局に割当てられた符号ワードとは直交する特定のデジタル符号ワードが割当てられる。隣接する基地局は、メッセージがどの遠隔局に対して宛てられたものかを指示する同じ周波数の、しかし異なるデジタル直交符号ワードを用いて遠隔局と通信を行いそのメッセージを交換することができる。
【０００６】
無線通信システムがＦＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＣＤＭＡ、これらの方式の組み合わせ、或いは、他の方式を採用しようと、遠隔局が通信を望むその領域でサービスを提供する基地局に時間と周波数で同期されることは重要である。即ち、遠隔局の局部周波数基準が基地局の搬送周波数に同調されていなければならず、その遠隔局の局部時刻基準は基地局の時刻基準に同期されていなければならない。周期的同期信号は、この目的のため、通常は基地局から遠隔局に送信される。
【０００７】
移動通信の欧州全球システム（ＧＳＭ）標準を採用したシステムにおける初期同期のために、基地局の搬送周波数は、時々周波数修正バースト（ＦＣＢ）と同期バースト（ＳＢ）で変調されて周波数同期信号を形成する。基地局の搬送周波数はガウシアン最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ）を用いたＦＣＢで変調されるのが典型的である。典型的なＦＣＢは１４８シンボルのシーケンスであり、各シンボルはゼロであり、これが変調後には純粋な正弦曲線の信号に変換される。その結果えられる周波数同期信号の周波数は、従って、１／４ＴＨzに等しくなる。ここで、Ｔは正弦曲線の信号のシンボル持続期間を表し、その正弦曲線の信号の周期当たり４つのシンボルがある。Ｔは典型的には４８／１３マイクロ秒（μsec）であり、その結果、周波数同期信号は約６７．７ＫＨzの周波数をもつ。ＦＣＢは最初の４回の間、１０フレーム毎に繰り返され、その後、５回目の間には、１１番目のフレームで繰り返される。このフレームシーケンスはその後、無限に繰り返され、遠隔局と基地局との間の同期を保持する。
【０００８】
ＦＣＢの情報から、遠隔局はおおよそは自分自身を割当てられるタイムスロットに同期することができる。この大雑把な時間の同期は、典型的にはＦＣＢ後の８つのバーストに位置するＳＢを確認し、それが搬送する情報をデコードするには十分である。それから、ＳＢをデコードすることにより得られる情報は遠隔局の局部周波数基準を精密に基地局の搬送周波数に同調させ、その遠隔局の局部時刻基準を基地局によって割当てられたタイムスロットに調整するために用いられる。
【０００９】
ＣＤＭＡを採用したシステムでは、各基地局は周波数同期信号を、例えば、その特定の基地局に割当てられた周波数各々において、また、おそらくはその特定の基地局には割当てられていない周波数のいくつか或いは全てにおいて、パイロットシーケンスの形式で送信する。もし、その周波数が基地局に割当てられたなら、対応するパイロットシーケンスはたぶん基地局によって用いられる他の周波数よりもわずかに大きい電力で送信される。そのパイロットシーケンスによって変調された搬送波を受信する遠隔局各々はその信号を復調する。その結果、各遠隔局は自分に宛てられた信号を受信して、同時に異なる搬送波を用いる隣接する基地局の信号強度を測定することができる。この情報は遠隔局によって用いられ、どの受信パイロットシーケンスが最大の信号強度をもつのかを決定し、遠隔局の局部周波数基準がそれに従って適切な搬送周波数に調整される。
【００１０】
遠隔局の局部周波数基準と基地局の搬送周波数との間のどんな周波数の差もすぐに復調された周波数同期信号において検出される。例えば、ＧＳＭ標準を採用したシステムにおいて、６７．７ＫＨzであることが知られている変調された周波数同期信号の周波数と受信されベースバンドに復調された周波数同期信号の周波数との間の差は、遠隔局の局部周波数基準におけるエラーの直接的な尺度である。ＣＤＭＡを採用したシステムでは、最大強度の送信パイロットシーケンスの既知の周波数と復調されたパイロットシーケンスの周波数との間の差は、遠隔局によって、遠隔局の局部周波数基準のエラーの尺度として用いられる。
【００１１】
変調のために送信周波数同期信号に発生するかもしれない位相変動を考慮して、遠隔局の局部周波数基準と基地局の搬送周波数との間の周波数の差を評価するために数多くの手法が導入されてきた。この評価された周波数の差から、基地局の搬送周波数が導出可能となる。
【００１２】
例えば、ヘスペルト等（Hespelt et al.）に特許された米国特許第4,847,872号は、デジタル伝送システムにおける受信機に同期する方法と配置を開示している。プリアンブルパターンは、受信信号が正弦の形をもつように送信され、復調される。その搬送波の周波数及び／或いは位相が評価され、受信信号の個々のスペクトル線がフィルタリングによって得られる。そのスペクトル線に関連した周波数と位相とは線形回帰により決定され、その搬送周波数オフセットはこれらの値に基づいて評価される。
【００１３】
フランク（Frank）に特許された米国特許第5,416,800号は、ＦＣＢを含む周波数同期信号の位相を検出し、線形回帰を用いて検出したパルスから時間位置信号を導出する認識回路を含む無線伝送システム用の移動無線受信機を開示している。その無線受信機はまた受信信号に基づいて周波数の偏差を評価する周波数評価回路を含んでいる。その時間位置信号と周波数偏差信号とは搬送波の周波数を追跡するのに用いられる。この特許によれば、全ＦＣＢは周波数偏差を評価するのに用いられる。
【００１４】
これら２つの特許に説明された手法は同じ問題を抱える。即ち、周波数オフセットを評価するのに用いられるサンプル数とその対応する計算の数によってかなり量のメモリが消費される。計算を単純にするために、これらの特許は“位相アンラッピング（phase unwrapping）”、即ち、受信信号の位相変動の範囲を±πに限定することを開示している。連続するサンプル間の位相差は区間（−π，π）の外側にあるなら、最も最近に収集されたサンプルが“アンラッピング”され、即ち、位相が−２π或いは２πだけシフトされ、この位相シフトが追跡され、例えば、対応するサンプルに関連してメモリに格納される。これによって、さらに多くのメモリが消費され、その結果、複雑なシステムとなってしまう。
【００１５】
この大容量メモリの要求のため、これら特許に開示されている手法はソフトウェアで実現されるのが典型的である。これによって多くの電力が消費される。遠隔局がアイドルのスタンバイモードにあるときに時間同期が実行されねばならず、遠隔局はしばしばバッテリで電力が供給されることがあるので、電力消費は考慮しなけれならない重要なことである。電力消費が大きくなればなるほど、スタンバイ時間として利用可能な時間は少なくなる。
【００１６】
従って、電力消費量やメモリ消費量を最小とし、上述のような欠点を克服する周波数オフセットを評価する簡単な方法が必要とされる。
【００１７】
要      約
それゆえ、本発明の目的は、電力消費量やメモリ消費量を最小とする周波数オフセットを評価する方法と装置を提供することである。また、本発明の別の目的はハードウェアでも実行可能な周波数オフセットを評価する方法と装置を提供することである。
【００１８】
本発明の代表的な実施形態に従えば、通信システムにおける送信機の搬送周波数と受信機の局部周波数基準との間の周波数オフセットを評価する方法と装置が備えられる。その送信機によって送信され、その受信機によって検出される周波数同期信号のサンプルが収集され、その連続的に収集されたサンプル間で位相差が計算される。検出改善のために、受信機によって受信された信号が前もってフィルタされる。その位相差は累積された位相差に加算される。連続的に収集されたサンプルの位相差が計算され、Ｍ回、累積された位相差が加算されるまで、累積された位相差に加算される。そのＭ回累積された位相差の合計はダンプされて、その結果、累積された位相差をゼロにする。連続的に収集されたサンプルの位相差が計算され、その位相差が累積された位相差に加算され、Ｍ個の位相差の合計がＮ回分ダンプされるまで、Ｍ個の位相差の合計がダンプされる。Ｍ個の位相差の合計、Ｎ個は夫々重みが付けられ、その重み付けされたＮ個の合計が加算されて、評価された周波数オフセットを生成する。このようにして、検出された周波数同期信号における位相変動が補償され、即ち、位相アンラッピングが、位相シフトを見失わないためのメモリを必要とすることなく、達成される。その評価された周波数オフセットの精度を判定するために、品質ファクタが評価される。
【００１９】
詳  細  な  説  明
例示的な目的のため、次の説明はＧＳＭ標準を採用した無線通信システムに向けられている。本発明はこれによって限定される訳ではなく、異なる標準を採用する他のタイプの通信システムに適用されることが理解されるであろう。
【００２０】
図１は本発明が実現される代表的な通信システムを図示している。そのシステムは少なくとも１つの送信機１００と少なくとも１つの受信機とを含む。送信機１００と受信機１５０とは図１においては基地局と移動局として夫々図示されているが、その送信機は多くの方法で、例えば、地上局或いは衛星のリピータとして実現され、その受信機は多くの方法で、例えば、固定されたセルラ端末（ワイヤレスローカルループ）として実現されることが認識されるであろう。基地局と移動局とが図１には図示されており、例示的な目的のためだけに次の説明がなされる。
【００２１】
基地局１００と移動局１５０とは無線空中インタフェース１２５を介して通信を行う。各隣接する基地局１００は特定の搬送周波数が割当てられ、各基地局１００は各移動局１５０に対して特定のタイムスロットを割当てる。
【００２２】
基地局１００と通信を行うために、移動局１５０は時間と周波数が基地局１００に同期していなくてはならない。言いかえると、移動局１５０の局部周波数基準と時間基準は、基地局１００に割当てられた搬送周波数と基地局によって割当てられたタイムスロットに夫々、同期していなくてはならない。ＣＤＭＡシステムでは、移動局１５０は基地局の搬送周波数と送信される符号ワードに同期していなくてはならない。
【００２３】
移動局１５０と同期をとるために、基地局１００は基地局に周波数同期信号を送信する。例えば、ＧＳＭ標準を採用したシステムにおいて、基地局１００はその搬送周波数をＦＣＢで変調して周波数同期信号を形成する。
【００２４】
その変調周波数同期信号ｘe（ｔ）は、
【００２５】
【数１】
0004016373.tif 000002
で表される。ここで、√Ｐ、Ωcｔ、φc（ｔ）、及び、θは夫々、時刻ｔにおける搬送波の振幅、搬送周波数、搬送波位相、初期位相を表している。
【００２６】
移動局１５０は何か適当な方法で送信された周波数同期信号ｘc（ｔ）を受信して復調する。例えば、周波数同期信号は、本発明と同じ日に出願され、ルーズベェ  アタリウス（Roozbeh Atarius）とクジェル  ガスタフソン（Kjell Gustafsson）という発明者による“周波数修正バーストを検出する方法及び装置（Method and Apparatus for Detecting a Frequency Correction Burst）”という名称の係属中の米国特許出願に説明された方法で検出される。なお、その出願はここで参照として組込まれる。ベースバンドにおけるその検出周波数同期信号は複素数の値をもつサンプルされた信号ｘ（ｎ）として表される。
【００２７】
【数２】
0004016373.tif 000003
ここで、φx（ｎ）はベースバンド信号ｘ（ｎ）の位相を表し、ΨはＦＣＢに対応する離散的時間符号に言及し、ｎ0、ｎ0＋１、……ｎ0＋Ｎ0−１、及びＮ0はＦＣＢにおける全サンプル数を表している。
【００２８】
ＦＣＢに関し、搬送波の位相φc（ｔ）は、π／（２Ｔs）ｔとして書くことができ、ここで、Ｔsはシンボルの持続時間、約４８／１３μｓを表している。φx（ｎ）の代わりに、Ｆs＝１／Ｔs或いは２７０．８３３ＫＨzの率でサンプルすると、方程式２は
【００２９】
【数３】
0004016373.tif 000004
と書きなおすことができる。
【００３０】
移動局の局部周波数基準と基地局の搬送周波数との間の何らかの周波数オフセットΔＦは方程式３を
【００３１】
【数４】
0004016373.tif 000005
に変える。
【００３２】
方程式４を単純化するために、復調周波数同期信号の搬送波の振幅√Ｐは定数であると仮定できる。ＦＣＢの持続時間が相対的に短く典型的には０．５４６μ秒であり、従って、搬送波の振幅√Ｐはフェーディングによってそれほど影響されないので、この仮定はもっともである。方程式４はさらに、初期位相θをゼロにセットすることにより単純化できる。
【００３３】
方程式４の信号モデルは雑音を考慮に入れていない。実際の受信周波数同期信号ｙ（ｎ）は雑音ν（ｎ）を含み、それは
【００３４】
【数５】
0004016373.tif 000006
と表現される。
【００３５】
複素数の値をもつ雑音ν（ｎ）は
【００３６】
【数６】
0004016373.tif 000007
と書くことができる。ここで、νI（ｎ）、νΩ（ｎ）は夫々、同相と直交位相の雑音成分を表している。雑音ν（ｎ）は、成分νI（ｎ）、νΩ（ｎ）が分散σν2／２をもつ実数の値であり、相関しないと仮定されるように、白色のガウス分布、ν（ｎ）∈Ｎ（０，σν2）をもつと仮定できるかもしれない。
【００３７】
Ｐ／σν2＞＞１に等しい信号雑音比（ＳＮＲ）に関して、方程式５の信号モデルは
【００３８】
【数７】
0004016373.tif 000008
と書くことができる。ここで、φy（ｎ）はゼロに設定される初期位相θをもつ実際の受信信号ｙ（ｎ）の位相を表し、νφ（ｎ）はゼロ平均の白色ガウス位相雑音を表している。その位相雑音νφ（ｎ）の分散Ｖ｛νφ（ｎ）｝は
【００３９】
【数８】
0004016373.tif 000009
のように表現できる。
【００４０】
実際の受信信号ｙ（ｎ）には周波数オフセットΔＦがあると仮定すると、方程式７は
【００４１】
【数９】
0004016373.tif 000010
のように書きなおすことができる。この方程式（９）は白色雑音をもち傾き２π（ΔＦ／Ｆs＋１／４）をもつ直線に対応している。従って、その周波数オフセットΔＦの評価は方程式９の評価に関係づけられる。２π／４という既知のファクタを減算すると、この傾きは次のような二乗誤りの合計を最小化することにより線形回帰法を用いて評価できる。
【００４２】
【数１０】
0004016373.tif 000011
ここで、ｅ｛ΔＦ｝は評価された周波数オフセットとφ（ｎ）＝φy（ｎ）−２πｎ／４を表す。この評価は、その雑音νφ（ｎ）がガウシアンであるなら、最尤（ＭＬ）評価である。
【００４３】
時間符号セットΨは初期時刻ｎ0の選択に依存する。ｎ0を符号セットΨが非対称、例えば、Ψ＝｛−（Ｎ0−１）／２,…，０，…，（Ｎ0−１）／２｝、ここで、サンプル数Ｎ0は奇数とする、であるように選択することは都合が良い。この時刻符号のセットを採用することにより、周波数オフセットΔＦは
【００４４】
【数１１】
0004016373.tif 000012
のように評価される。この評価ｅ｛ΔＦ0｝はバイアスされず、また、分散Ｖ｛ｅ｛ΔＦ0｝｝をもつ。ここで、
【００４５】
【数１２】
0004016373.tif 000013
である。
【００４６】
評価された周波数オフセットｅ｛ΔＦ0｝を用いて、基地局の搬送周波数が決定され、その移動局の局部周波数基準が基地局に同期される。
【００４７】
図２は線形回帰を用いた周波数オフセットを評価する代表的な装置を図示している。図２に示されているように、検出周波数同期信号ｙ（ｎ）は検出信号のダイナミックレンジを制限するノーマライザ１６０において正規化され、その正規化された信号の位相は位相測定ユニット１７０において決定され、その位相は位相アンラッピング回路１８０において、アンラッピングされる。２πｎ／４という量が加算器１８５においてアンラッピングされた位相信号φy（ｎ）から減算され、周波数オフセットｅ｛ΔＦ0｝が周波数オフセット評価回路１９０において評価される。
【００４８】
周波数オフセット評価回路１９０は遅延要素Ｄと係数ａkとを有する有限衝撃応答（ＦＩＲ）フィルタを用いて実現される。ここで、
【００４９】
【数１３】
0004016373.tif 000014
である。
【００５０】
上述の線形回帰の手法によって周波数オフセットの良い評価が生み出される。しかしながら、１つのサンプルがＦＣＢの各シンボルに対して収集され、ＦＣＢが１４８シンボルをもつことを仮定すると、１４８個の係数が計算されねばならない。これによって、大容量のメモリと処理資源が消費される。
【００５１】
本発明の第２実施形態に従えば、周波数オフセットを評価するのに必要とされるメモリ容量は、ＦＣＢのＮ0個のサンプルを各々がＭ個の位相差をもつＮ個のグループにグループ化し、その後、各グループの合計を計算することにより削減される。言いかえると、連続して収集されたサンプル間の個々の位相差よりもむしろ、検出周波数同期信号の連続して収集されたサンプル間の位相差のブロック合計が用いられて周波数オフセットを評価する。これにより、周波数オフセットの評価に必要とされる計算数が削減される。
【００５２】
ＦＣＢの位相サンプルを異なるブロックに切り分けすると、方程式１１における合計は次のように表現される。
【００５３】
【数１４】
0004016373.tif 000015
ここで、ＮとＭは夫々、ブロック数と各ブロックのサンプル数である。全サンプル数Ｎ0は、Ｎ0＝ＮＭである。
【００５４】
方程式（１４）の右辺はｊ＝（Ｍ−１）／２をＭi＋ｊ−（Ｎ0−１）／２にセットすることにより近似される。ブロックの位相合計
【００５５】
【数１５】
0004016373.tif 000016
を導入することで、方程式１４は
【００５６】
【数１６】
0004016373.tif 000017
のように近似される。
方程式１１のこの表現を代入すると、周波数オフセットΔＦMは
【００５７】
【数１７】
0004016373.tif 000018
のように評価される。
【００５８】
サンプル周波数Ｆs／Ｍ、サンプル周期ＴsＭ、位相合計Ｎ0／Ｍを方程式１２に挿入すると、評価される周波数オフセットｅ｛ΔＦM｝の分散Ｖ｛ｅ｛ΔＦM｝｝は、
【００５９】
【数１８】
0004016373.tif 000019
として与えられる。
【００６０】
Ｍ個の位相差をグループ化して平均をとることで、周波数オフセット評価に必要なメモリサイズと処理資源とが削減される。この削減はＭのサイズに比例する。しかしながら、Ｍを大きくし、かつ、Ｎを小さくすればするほど、方程式１６の近似は方程式１１の結果から離れてしまう。このことは方程式１７から理解できるが、方程式１７はＭを大きくし、これによってＮを小さくすることによって、分散Ｖ｛ｅ｛ΔＦM｝｝は大きくなることを示している。従って、Ｍの選択は精度とメモリ要求とのトレードオフである。
【００６１】
加えて、値Ｎ0＝ＮＭがＦＣＢの全サンプル数とできるだけ一致するようにＮとＭについての値を選択することは重要である。Ｎ0は、ＦＣＢの外でのサンプルを排除するように十分に小さく、かつ、同時にできるだけ多くのＦＣＢのサンプルを含むように大きくあるべきである。１つのサンプルがＦＣＢの各シンボルに対して収集され、ＦＣＢが１４８シンボル長であることを仮定すると、ＮとＭとはＮＭが１４８以下であるように選択されるべきである。例えば、Ｎが１７にセットされ、Ｍが８にセットされ、サンプルの総数がＮＭ＝１３６となるのである。これによって、検出誤りの１２個の位相サンプルについての余裕が残され、従って、ＦＣＢの外のデータが周波数オフセット評価に用いられないことを保証する。
【００６２】
なお、ＮとＭとを適切に選択することにより、この方法は他のタイプの変調方法によって得られる他のタイプの周波数同期信号にも適用できる。
【００６３】
図２に関して上述した線形回帰の手法がもつもう１つの問題は、その手法にはサンプル間の位相変動が±πに制限されるように位相アンラッピングを必要としていることである。従来の位相アンラッピングには、±２πだけのサンプルの位相シフトとその位相シフトを見失わないためのメモリを必要とする。このメモリはＦＣＢが検出されたときにはいつでもリセットされるが、そのメモリはＦＣＢの各サンプルについての位相シフトを格納するのに十分大きくなければならない。このメモリ必要量を削減するために、線形回帰の手法が変形され、各サンプルをシフトさせる必要なく位相変動を補償し、メモリにおける位相シフトを追跡するようにしている。本発明の第２実施形態に従えば、連続的に収集されるＦＣＢのサンプル間の位相変動は、この目的のために用いられる。
【００６４】
連続的な位相合計φM（ｋ）は次のように互いに関係づけられる。
【００６５】
【数１９】
0004016373.tif 000020
位相サンプルは等距離になるので、φM（ｋ）はその初期値φM（ｋ0）と連続的に収集されるＦＣＢのサンプル間の位相差の合計ΔφM（ｊ）とに次のように関係づけられる。
【００６６】
【数２０】
0004016373.tif 000021
方程式１９の結果を方程式１６のφM（ｋ）に代入すると、周波数オフセットｅ｛ΔＦM｝は
【００６７】
【数２１】
0004016373.tif 000022
のように評価される。その位相初期値φM（ｋ0）は
【００６８】
【数２２】
0004016373.tif 000023
であるために方程式２０において何の影響もない。このようにして、周波数オフセット評価を実行することにより、連続的に収集するＦＣＢのサンプル間の位相変動は補償され、即ち、位相アンラッピングが位相シフトを見失わないためのメモリを必要とすることなく、成し遂げられる。この手法が図３に示された装置で実現される。
【００６９】
単純化の観点からしてノーマライザ１６０と位相測定ユニット１７０とが図３から省略されているが、図３の装置は図２に示した装置と類似している。しかしながら、加算器１８５の代わりに、図３に示す装置は差分器２００とサム＆ダンプ回路２１０を含んでいる。さらに、図３に示す装置は位相アンラッパ１８０を含んでいない。
【００７０】
図３において、連続して収集された受信復調された周波数同期信号のサンプル間の位相差Δφy（ｎ）は、差分器２００において良く知られた方法で計算される。差分器２００は、例えば、ハイパスフィルタによって都合良く実現される。各位相差はサム＆ダンプ回路２１０によって累積された以前の位相差に加算される。
【００７１】
サム＆ダンプ回路２１０は、Ｍ個の係数を１にセットして、ＦＩＲフィルタのような加算器とフィルタとによって実現される。あるいは、位相差は、他のデバイス、例えば、積分及びダンプ回路、リセット可能な積分器、或いは、ローパスフィルタによって加算される。Ｍ個の位相差が加算されたとき、その合計は“ダンプ”され、即ち、サム＆ダンプ回路２１０によって周波数オフセット評価回路２２０へと出力される。
【００７２】
周波数評価回路２２０は連続的に収集された検出周波数同期信号のサンプル間の位相差のグループの重み付けされた合計を計算して、周波数オフセットを評価し、こうして、位相シフトを見失わないためのメモリを必要とせずに、連続的に収集された周波数同期信号のサンプル間の位相変動を補償、即ち、位相アンラッピングを実行する。周波数評価回路２２０は遅延要素Ｄ，累積器、及び、係数ｂkをもつＦＩＲフィルタで実現される。ここで、
【００７３】
【数２３】
0004016373.tif 000024
である。
【００７４】
図３に示す装置を単純化するために、係数ｃkが、係数ｂkの代わりに用いられる。ここで、
【００７５】
【数２４】
0004016373.tif 000025
である。これにより、図３に示した累積器の必要がなくなる。
【００７６】
このような手法による装置の実現が図４Ａに示される。図４Ａに示す装置は、周波数評価回路２３０が周波数評価回路２２０の代わりに使用されている以外には、図３に示す装置と類似している。周波数評価回路２３０は遅延要素Ｄ、係数ｃ0，ｃ1，……，ｃN-2，ｃN-1をもつＦＩＲフィルタで実現される。図４Ａから分かるように、周波数オフセット評価回路２３０は周波数評価回路２２０より単純なデバイスである。
【００７７】
上述の実施形態では、どのように受信周波数同期信号の周波数オフセットが評価されるのかを示している。この評価、例えば、雑音やフェーディングなどに影響を及ぼす異なる障害がある。もし、評価された周波数オフセットが正確ではないなら、移動局の局部周波数基準が基地局の搬送周波数に正しくは同期されないであろう。従って、評価された周波数オフセットの精度を決定でき、もし、必要であるならそれを調整できることは重要である。
【００７８】
評価された周波数オフセットの精度を決定する１つの方法は、方程式１７で表現されているように分散を用いることである。しかしながら、これにはＳＮＲの知識を必要とする。
【００７９】
本発明の第３の実施形態に従えば、ＳＮＲの知識を必要とはしない別の手法が備えられる。第３の実施形態に従えば、評価された周波数オフセットの精度を示す品質ファクタδが評価される。評価された品質ファクタｅ｛δ｝が、例えば、Ｍ個の位相差ずつを合計したＮ個の合計各々と評価された周波数オフセットｅ｛ΔＦM｝との間の差の絶対値を次のように加算することにより、計算される。
【００８０】
【数２５】
0004016373.tif 000026
理想的には、これらの差、従って、結果として得られる評価された品質ファクタｅ｛δ｝はゼロとなるべきである。何らかの偏差は雑音及び／或いは評価誤差があることを示している。従って、評価された品質ファクタｅ｛δ｝の値が小さければ小さいほど、評価された周波数オフセットはより正確である。
【００８１】
図４Ｂは、本発明の第３実施形態に従って、周波数オフセットΔＦMとその評価ｅ｛ΔＦM｝を数値的に表す品質ファクタδとを評価する装置を図示している。図４Ｂに示す装置は、それが品質ファクタ評価回路２４０を含んでいる以外は、図４Ａに示される装置と同じである。品質ファクタ評価回路２４０は、上述した方程式２３に従って品質ファクタの評価ｅ｛δ｝を計算する。もし、その評価された品質ファクタｅ｛δ｝が、評価された周波数オフセットが十分に正確ではないことを示す、即ち、その評価された品質ファクタが前もって構成された閾値より大きいなら、その評価された周波数オフセットは調整、例えば、再計算される。
【００８２】
品質ファクタ評価回路２４０は、Ｍ個の位相差からなるＮ個のグループ各々と評価された周波数オフセットとの差であるＮ個の値を計算するＮ個の減算器と、Ｎ個の差の値の絶対値を計算するＮ個の絶対値回路と、Ｎ個の絶対値を加算して評価された品質ファクタｅ｛δ｝を生成する加算器でもって、実現される。図示と説明との簡単さのために周波数オフセット評価回路２３０からは分離しているように示されているが、品質ファクタ評価回路２４０と周波数オフセット評価回路２３０とは１つのデバイス結合されることが理解されよう。
【００８３】
最適な周波数オフセット評価を得るために、理想的にはＦＣＢのただ１つのサンプルが用いられるべきである。本発明の第４実施形態に従えば、受信信号が周波数選択フィルタで前もってフィルタされてＦＣＢに対応する周波数バンドを選択して雑音からＦＣＢを区別し、信号雑音比を改善する。
【００８４】
上述のように、ＧＳＭ標準を採用したシステムにおいて、送信周波数同期信号の周波数は約６７．７ＫＨzである。受信周波数同期信号の周波数は、基地局の搬送周波数と移動局の局部周波数基準との間の同期がないために６７．７ＫＨzからづれるかもしれない。許容できる周波数ずれ量は、移動局の検出器の内部水晶発振器の精度に依存している。例えば、この水晶の精度がＧＳＭの９００ＭＨzバンドにおいて、±１６parts per million (ppm)であると仮定すれば、受信周波数同期信号において、最大±１４．４ＫＨzの周波数オフセットがありえる。従って、理論的には、周波数の選択フィルタのバンド幅は６７．７ＫＨzの周りに最大±１４．４ＫＨzに、即ち、５３．３ＫＨzから８２．１ＫＨzにセットされ、バックグランド雑音を抑制する。代表的な実施形態に従えば、例えば、おおよそ０．０５Ｆsに対応して、６７．７ＫＨzの周りに±１３ＫＨzの、少し狭いバンド幅が便宜的に用いられる。
【００８５】
周波数選択フィルタのバンド幅は通信システムの標準に適するようにされる。例えば、コードレステレフォニシステム（ＣＴＳ）を用いたシステムに関し、周波数のずれは、移動局とホーム基地局の周波数エラーとが加わるために、ＧＳＭ標準を用いたシステムのそれの２倍となるかもしれない。従って、最大±２８．８ＫＨzの周波数ずれがＣＴＳ標準を採用したシステムでは許容される。そのようなシステムにおけるフィルタバンド幅は従って理論的には送信周波数同期信号の周波数の周りに最大±２８．８ＫＨzであるように選択される。実際に選択フィルタを実現するとき、便宜的に、そのバンド幅はおおよそ０．１Ｆsに対応して、送信周波数同期信号の周波数の周りに±２７ＫＨzであるように選択される。
【００８６】
この周波数選択フィルタを実現するために、受信信号は６７．７ＫＨzの中心周波数からベースバンドへとシフトされ、それから、そのシフトされた信号がローパスフィルタにかけられる。このシフトは受信周波数同期信号の同相成分と直交成分とを、実数と虚数領域において｛−１，０，−１，０｝のシーケンスであるｅｘｐ（−２πｊｎ67.7/270.833）によって乗算することにより、実現される。
【００８７】
このシフトは次の式に従って、実行される。
【００８８】
【数２６】
0004016373.tif 000027
ここで、ｙI（ｎ）とｙQ（ｎ）は夫々、実際に受信した周波数同期信号の同相及び直交成分を表しており、即ち、ｙ（ｎ）＝ｙI（ｎ）＋ｊｙQである。従って、そのシフトはｙI（ｎ）とｙQの符号を変え、それから、これらの成分を結合することにより実行される。
【００８９】
このような手法は、図４Ｃに示す装置によって実現される。図４Ｃに示す要素は、ＬＰフィルタ１６５とシフタ１６２とを追加する以外には、図４Ｂに示す要素と同じである。さらに、図４Ｃは図４Ｂからは省略されているノーマライザ１６０と位相測定回路１７０とを示している。
【００９０】
図４Ｃに図示されているように、正規化された周波数同期信号はシフタ１６２でシフトされる。シフタ１６２は方程式２４に従って正規化された周波数同期信号をシフトし、例えば、乗算器のようなもので実現される。シフトされた信号はＬＰフィルタ１６５でローパスフィルタされ、フィルタされた信号ｙLP（ｎ）の位相φyLP（ｎ）がそれから位相測定回路１７０で測定される。この時点から、図４Ａと４Ｂとを参照して上述したように周波数オフセットとその品質ファクタとが評価される。
【００９１】
第４実施形態に従う周波数選択フィルタは、注目している周波数バンドの外側にある雑音を低減することにより、ＳＮＲを改善する。理論的には、その雑音は注目する周波数バンドの外側でゼロに低減され、ＳＮＲは、ＧＳＭ標準とＣＴＳ標準とを夫々採用したシステムにおいて、１０ｌｏｇ（０．５／０．０５）＝１０ｄＢ、１０ｌｏｇ（０．５／０．１）＝７ｄＢだけ増加する。従って、ＳＮＲは方程式７の仮定をもっともなものとするのに十分である。実際の所、雑音がゼロに低減されるのではないが、その雑音低減は所望のＳＮＲを得るには依然として十分である。
【００９２】
周波数選択フィルタを用いることは白色ガウシアン雑音ν（ｎ）の分布に影響を与え、従って、線形回帰の結果にも影響を与えることができる。しかしながら、白色雑音をもつという仮定は、フィルタのバンド幅が相対的に大きく、例えば、注目している周波数バンドよりも数キロＨz大きいなら、依然として妥当なものである。
【００９３】
図５Ａは本発明に従う周波数オフセットを評価する代表的な方法を図示している。その方法はステップ５００で始まり、そのステップでは受信信号が周波数同期信号の検出を改善するために前もってフィルタされる。次に、ステップ５１０では、検出周波数同期信号のサンプルが収集される。ステップ５２０では連続するサンプルが収集される。ステップ５３０では、連続的に収集されたサンプル間の位相差が計算される。次に５４０では、その位相差が他の累積位相差に加算される。ステップ５５０では、Ｍ個の位相差が加算されたかどうかの判断がなされる。もし、まだその加算がなされていないなら、処理はステップ５２０に戻る。もし、Ｍ個の位相差が加算されたなら、Ｍ個の位相差の合計がステップ５６０でダンプされる。次に、ステップ５７０では、Ｍ個の位相差の合計がＮ個ダンプされたかどうかの判断がなされる。もし、まだそのダンプがなされていないなら、処理はステップ５１０に戻り、新しいサンプルが収集される。もし、そのダンプがなされたなら、Ｎ個の合計がステップ５８０で加算される。代表的な実施形態に従えば、このステップは、例えば、線形回帰を用いてＮ個の合計の重み付け平均を計算することにより実行され、その結果が評価された周波数オフセットである。
【００９４】
図５Ｂは本発明に従う品質ファクタを評価する代表的な方法を図示している。この処理は周波数オフセットが評価された後に開始される。ステップ５９０では、Ｍで重み付けられた評価された周波数オフセットは、Ｍ個の位相差の合計Ｎ個各々から減算されてＮ個の差分を生み出す。次に、ステップ６００では、Ｎ個の差分の絶対値が計算される。最後に、ステップ６１０では、Ｎ個の絶対値が加算されて評価された品質ファクタを生成する。
【００９５】
異なる手法を用いた周波数オフセットの評価と品質ファクタの評価のシミュレートされた結果が図６Ａ〜９Ｄ、及び、図１０Ａ〜１１Ｄに夫々、図示されている。次のシミュレーションにおける適用可能な伝送経路は、典型的な都市の経路（Typical Urban channel）である。移動局と基地局との間の数多くの障害に依存して、その伝送経路は典型的な都市（Typical Urban）型であるか、レーレイ（Rayleigh）型である。レーレイ（Rayleigh）型経路は移動局が郊外の地域にあるときに典型的に用いられる。
【００９６】
ＧＳＭ標準を用いたシステムでは、レーレイ（Rayleigh）型経路を用いた移動局の通常の速度は毎時１１０〜２５０ｋｍ／ｈである。これは高速道路上を移動する自動車か高速列車にある移動局に対応している。郊外の地域で数多くの障害が増加すると、レーレイ（Rayleigh）フェーディングの妨害因子が増加し、レーレイ（Rayleigh）型経路の代わりに典型的な都市の経路（Typical Urban channel）が用いられる。典型的な都市の経路（Typical Urban channel）を用いた移動局の通常の速度は３〜５０ｋｍ／ｈである。これは都市の地域を歩く人によって用いられるか、町の道路を走行している自動車によって用いられる移動局に対応している。
【００９７】
ＣＴＳシステムでは、移動局の速度は普通は、レーレイ（Rayleigh）型経路と典型的な都市の経路（Typical Urban channel）の両方に関して３ｋｍ／ｈであることが仮定されている。これは３ｋｍ／ｈの速度で郊外地域を移動する移動局に対応している。
【００９８】
周波数オフセットの評価の結果は、異なる速度で両方の経路に関して似たようなものである。それゆえに、ただ１つの場合だけを以下に説明する。次のシミュレーションでは、速度が３ｋｍ／ｈの典型的な都市の経路（Typical Urban channel）を用いた移動局についての結果について説明する。なぜなら、これが難しいシナリオを表しているからである。
【００９９】
図６Ａ〜６Ｄは本発明に従う基本的な線形回帰、変形線形回帰、従来の方式、及びプリフィルタリングを夫々、用いた周波数オフセット評価の誤り確率を図示している。これらの結果の統計的な不確実性は、１０００回のシミュレーションを実行することにより低減された。
【０１００】
図６Ａ〜６Ｄには、約７．５ｄＢのＳＮＲをもつＧＳＭ標準を用いたシステムについての誤り確率が示されている。各図には５つの異なる曲線が示されており、これらの曲線は上から下に、５０Ｈz、１００Ｈz、２００Ｈz、４００Ｈz、８００Ｈzの評価誤差をもつ確率を夫々、表している。
【０１０１】
図６Ａ及び６Ｂを、図６Ｃ及び６Ｄと比較するなら分かるように、誤り確率は周波数オフセットを評価するために線形回帰を用いる方が従来の技術を用いるよりも小さくなる。図６Ｃに示されているように、従来の技術において前もってフィルタリングをすることを含めても、線形回帰を用いて得たほどの良い結果はでない。図６Ａと６Ｂとを比較するなら分かるように、本発明に従う変形線形回帰法は、線形回帰法と同じくらい良い結果がでている。
【０１０２】
図７Ａ〜７Ｄは、誤り確率が約１１ｄＢのＳＮＲに対して表現されている以外には、図６Ａ〜６Ｄと類似している。図７Ａ及び７Ｂを図７Ｃ及び７Ｄと比較することから、線形回帰を用いて周波数オフセットを生み出すことはこのＳＮＲで従来技術を用いて同様のことを行うよりも良い結果を生み出すことが明らかである。さらに、図７Ａと７Ｂとの比較から、本発明に従う変形線形回帰法によっても基本的な線形回帰法と同様の良い結果を生み出すことは明らかである。
【０１０３】
図６Ａ〜７Ｄから、図４Ｃにおけるローパスフィルタ１６５を用いるために、ΔＦが１５ＫＨzを超えるときに周波数オフセット評価の性能は劣化することが示される。しかしながら、上述のように、周波数オフセットΔＦは、±１６ｐｐｍの精度をもつ水晶をもつＧＳＭ９００を用いるシステムでは±１４．４ＫＨzを越えることはない。
【０１０４】
図８Ａ〜８Ｄと９Ａ〜９Ｄに表されているように、ＣＴＳ標準を用いるシステムでも同様の結果が生じている。図６Ａ〜６Ｄのように、図８Ａ〜８Ｄは、本発明に従う基本的な線形回帰、変形線形回帰、従来の方式、及びプリフィルタリングを伴う従来の方式を夫々用いた周波数オフセット評価の誤り確率を図示している。図８Ａ〜８Ｄには、約７．５ｄＢのＳＮＲをもつシステムについての誤り確率が示されている。図９Ａ〜９Ｄは、適用可能なＳＮＲが約１１ｄＢである以外には図８Ａ〜８Ｄに類似している。
【０１０５】
これらの比較から分かるように、周波数オフセット評価についての線形回帰法の結果は従来の技術によって得た結果よりも良いものであり、本発明に従う変形線形回帰法は、基本的な線形回帰法によるのと同様に良い結果をもたらす。
【０１０６】
図８Ａ〜９Ｄを図６Ａ〜７Ｄと比較すると、周波数オフセット評価の性能は、ＣＴＳ標準を用いるシステムとＧＳＭ標準を用いるシステムの比較において、より高い周波数オフセットに関してはわずかに改善がある。しかしながら、ＣＴＳ標準を用いるシステムとＧＳＭ標準を用いるシステムとを比較した周波数オフセット評価の性能では、わずかながら全体的な劣化があることも明らかである。
【０１０７】
図１０Ａ〜１０Ｄと１１Ａ〜１１Ｄでは、ＧＳＭ標準を用いるシステムとＣＴＳ標準を用いるシステム夫々について、品質ファクタ評価の代表的な結果を図示している。図１０Ａと１１Ａ、図１０Ｂと１１Ｂ、図１０Ｃと１１Ｃ、図１０Ｄと１１Ｄについての適用可能なＳＮＲは夫々、７．５、１１、１５、２０ｄＢである。統計的な不確実性のために、各シミュレーションは２００回繰り返された。
【０１０８】
これらの図において、評価された品質ファクタは周波数オフセットの関数としてプロットされる。ここで、“＋”は検出周波数同期信号について評価された品質ファクタを表し、“〇”はＦＣＢ以外の信号についての評価された品質ファクタを表している。これらのシミュレーションの目的のために、検出周波数同期信号についての周波数オフセットは７ＫＨzに設定された。
【０１０９】
これらの図から分かるように、“＋”があれば、評価された品質ファクタｅ｛δ｝は小さい値と小さい分散とをもつ。これとは反対に、評価された品質ファクタｅ｛δ｝の分散と値とは“〇”があるところで大きい。それゆえに、閾値を定義することによって、検出周波数同期信号と他の信号についての評価された品質ファクタは２つの異なるクラスタに分離される。図１０Ａ〜１０Ｄと図１１Ａ〜１１Ｄとを比較することから分かるように、これらのクラスタは、ＧＳＭ標準を用いたシステムでは、ＣＴＳ標準を用いたシステムよりも互いに近接している。しかしながら、評価された品質ファクタｅ｛δ｝は、ＣＴＳ標準を用いたシステムのほうが、ＧＳＭ標準を用いたシステムよりも大きな分散をもっている。
【０１１０】
図１０Ａ〜図１１Ｄから、周波数同期信号のプリフィルタリングのために、評価された周波数オフセットΔＦが、検出する周波数同期信号がない時でさえも、検出器の許容範囲にあることも示されている。従って、周波数オフセットΔＦのもっともな値は、信号が周波数同期信号であるかどうかを示すことには信頼することはできない。それゆえに、品質ファクタが、検出信号が周波数同期信号であるかどうかを決定する上で、たいへん重要である。
【０１１１】
本発明に従えば、検出された周波数同期信号における周波数オフセットを評価するためのメモリ要求は、復調周波数同期信号を各グループ内がＭ個の位相差からなる多数のＮグループに分割することにより、削減される。また、これによって位相アンラッピングの必要が避けられ、従って、さらにメモリ要求を削減することができる。周波数同期信号は検出を改善するために前もってフィルタされる。上述した方程式によって表現される全ての差分、加算、フィルタリングなどは、例えば、ＡＳＩＣチップにおいて実行される。メモリ要求を削減することにより、本発明は電力消費を削減するハードウェアにおいて実現される。
【０１１２】
移動局が新しい基地局によってサービスを受ける新しい領域に入るとき、初期同期に関しては特に重要であるが、本発明はまた、移動局或いは何らかの他のタイプの遠隔局と、基地局との間における同期を維持することにも適用可能である。このことは、同期を混乱させる周波数オフセットがいくつかの理由、例えば、周囲温度の違い、システム要素の経年劣化、ハンドオフなどのために生じ得るので重要である。
【０１１３】
さらに、ＧＳＭ移動無線通信システムにおける応用に関して上述したが、当業者にとって、本発明がその本質的な特性から逸脱することなく他の具体的な形で実施され得ることが認識されよう。例えば、本発明は、他の通信システム、或いは、同期のために変調された周期信号を採用した何かのシステムにも適用可能である。上述された実施形態は、それゆえに、全ての点において説明の例であると考えるべきであり、これによって本発明を限定するものとして考えられるべきではない。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的及び利点は添付図面と関連した説明を読むことにより明らかになるが、その図面では同様な参照記号が同様な構成要素を指示しており、その図面は次の通りである。
【図１】  本発明が実行される代表的な通信システムを示す図である。
【図２】  線形回帰を用いて周波数オフセットを評価する代表的な装置を示す図である。
【図３】  本発明の第１実施形態に従う変形された線形回帰を用いて周波数オフセットを評価する代表的な装置を示す図である。
【図４Ａ】  本発明の第２実施形態に従う変形された線形回帰を用いて周波数オフセットを評価する代表的な装置を示す図である。
【図４Ｂ】  本発明の第３実施形態に従う品質ファクタを評価する代表的な装置を示す図である。
【図４Ｃ】  本発明の第４実施形態に従うプリフィルタリングを含む周波数オフセットを評価する代表的な装置を示す図である。
【図５Ａ】  本発明に従う周波数オフセットを評価する代表的な方法を示す図である。
【図５Ｂ】  本発明に従う品質ファクタを評価する代表的な方法を示す図である。
【図６Ａ】、【図６Ｂ】、【図６Ｃ】、【図６Ｄ】、【図７Ａ】、【図７Ｂ】、【図７Ｃ】、【図７Ｄ】  ＧＳＭ標準を採用したシステムにおいて種々の周波数オフセット評価技術を用いた評価誤り確率を示す図である。
【図８Ａ】、【図８Ｂ】、【図８Ｃ】、【図８Ｄ】、【図９Ａ】、【図９Ｂ】、【図９Ｃ】、【図９Ｄ】  コードレス電話システム（ＣＴＳ）標準を採用したシステムにおいて種々の周波数オフセット評価技術を用いた評価誤り確率を示す図である。
【図１０Ａ】、【図１０Ｂ】、【図１０Ｃ】、【図１０Ｄ】  ＧＳＭ標準を採用したシステムにおいて、種々のＳＮＲでの、評価された周波数オフセットの関数として評価された品質ファクタを示す図である。
【図１１Ａ】、【図１１Ｂ】、【図１１Ｃ】、【図１１Ｄ】  ＣＴＳ標準を採用したシステムにおいて、種々のＳＮＲでの、評価された周波数オフセットの関数として評価された品質ファクタを示す図である。
【図１】
0004016373.tif 000028
【図２】
0004016373.tif 000029
【図３】
0004016373.tif 000030
【図４Ａ】
0004016373.tif 000031
【図４Ｂ】
0004016373.tif 000032
【図４Ｃ】
0004016373.tif 000033
【図５Ａ】
0004016373.tif 000034
【図５Ｂ】
0004016373.tif 000035
【図６Ａ】
0004016373.tif 000036
【図６Ｂ】
0004016373.tif 000037
【図６Ｃ】
0004016373.tif 000038
【図６Ｄ】
0004016373.tif 000039
【図７Ａ】
0004016373.tif 000040
【図７Ｂ】
0004016373.tif 000041
【図７Ｃ】
0004016373.tif 000042
【図７Ｄ】
0004016373.tif 000043
【図８Ａ】
0004016373.tif 000044
【図８Ｂ】
0004016373.tif 000045
【図８Ｃ】
0004016373.tif 000046
【図８Ｄ】
0004016373.tif 000047
【図９Ａ】
0004016373.tif 000048
【図９Ｂ】
0004016373.tif 000049
【図９Ｃ】
0004016373.tif 000050
【図９Ｄ】
0004016373.tif 000051
【図１０Ａ】
0004016373.tif 000052
【図１０Ｂ】
0004016373.tif 000053
【図１０Ｃ】
0004016373.tif 000054
【図１０Ｄ】
0004016373.tif 000055
【図１１Ａ】
0004016373.tif 000056
【図１１Ｂ】
0004016373.tif 000057
【図１１Ｃ】
0004016373.tif 000058
【図１１Ｄ】
0004016373.tif 000059