(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁界を生成し、該電磁界の中に入った少なくとも１つのトランスポンダと協働するように適合された端末（１’）であって、
高周波交流駆動電圧を受け取るように適合された発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２４）と、該発振回路の信号の位相を基準値に対して調整する位相調整手段（２１、２４、２３）と、該位相調整手段により調整される前記発振回路のインピーダンスに従って当該端末と前記トランスポンダとの間の距離を決定する測定手段とを有しており、
前記測定手段は、トランスポンダによって端末の発振回路上に形成された負荷に応じた変数を求めるべく、前記発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２４）の電流または前記発振回路の１つまたは複数の部品の両端の電圧を測定する手段を有することを特徴とする端末。
【請求項２】
前記測定手段が、測定された電流または電圧のアナログ・ディジタル変換器（３２）と、測定された値を端末に記憶された対応表と比較するディジタル回路（６）とを含むことを特徴とする請求項１に記載の端末。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁トランスポンダを使用したシステムに関する。電磁トランスポンダは、読取り／書込み端末と呼ばれる（一般に固定式の）装置から、非接触の無線方式で、質問を受けることができる（一般に移動式の）トランシーバである。より詳細には本発明は、独立した電源を持たないトランスポンダに関する。このようなトランスポンダは、自体に含まれる電子回路が必要とする電源を、読取り／書込み端末のアンテナから放射された高周波電磁界から取り出す。本発明は、トランスポンダ・データの読取りだけをおこなう端末とともに動作するように適合された読取り専用トランスポンダ、または端末によって修正可能なデータを含む読取り／書込みトランスポンダに適用される。
【０００２】
より詳細には本発明はトランスポンダによる端末からトランスポンダまでの距離の検出、より詳細にはシステム動作を決定する端末の距離しきい値に対するトランスポンダの位置の検出に関する。
【０００３】
【従来の技術】
電磁トランスポンダは、トランスポンダ側および読取り／書込み端末側にあって、アンテナを形成する巻線を含む発振回路の使用に基づく。これらの回路は、トランスポンダが読取り／書込み端末の磁界の中に入ったときに、密な磁界によって結合される。トランスポンダ・システムの範囲、すなわち、トランスポンダが活動化される端末から最も遠い地点までの距離は、特に、トランスポンダのアンテナ・サイズ、磁界を発生させている発振回路のコイルの励振周波数、励振の強さ、およびトランスポンダの電力消費によって決まる。
【０００４】
図１に、読取り／書込み装置１（ＳＴＡ）とトランスポンダ１０（ＣＡＲ）の間でデータを交換する従来型のデータ交換システムの一例を、機能的かつ極めて概略的に示す。
【０００５】
一般に装置１は、実質的に、増幅器すなわちアンテナ結合器３（ＤＲＩＶ）の出力端子２ｐと基準電位（一般に大地電位）にある端子２ｍとの間にあって、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１と直列に接続されたインダクタンスＬ１から成る発振回路から構成される。増幅器３は、変調器４（ＭＯＤ）が供給した高周波伝送信号Ｔｘを受け取る。この変調器は、例えば水晶発振器５からの基準周波を受け取り、さらに、必要に応じて送信データ信号を受け取る。端末１からトランスポンダ１０へのデータ伝送が実施されない場合、信号Ｔｘは単に、トランスポンダが電磁界の中に入った場合にトランスポンダを活動化させる電源として使用される。送信データは、一般にディジタル方式の電子システム、例えばマイクロプロセッサ６（μＰ）から供給される。
【０００６】
図１に示した例では、コンデンサＣ１とインダクタンスＬ１との節点が、トランスポンダ１０から受信し、復調器７（ＤＥＭ）に送るデータ信号Ｒｘをサンプリングする端子を形成する。復調器の出力は、トランスポンダ１０から受信したデータを、（必要ならば復号器（ＤＥＣ）８を介して）読取り／書込み端末１のマイクロプロセッサ６に伝達する。復調器７は、一般に発振器５から、位相復調用のクロックすなわち基準信号を受け取る。復調は、インダクタンスＬ１の両端ではなく、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の間でサンプリングした信号を基に実行してもよい。マイクロプロセッサ６は、（バスＥＸＴを介して）さまざまな入出力回路（キーボード、スクリーン、プロバイダへの送信手段など）、および／または処理回路と通信する。読取り／書込み端末の回路は、動作に必要な電力を、例えば給電システムに接続された電源回路９（ＡＬＩＭ）から取り出す。
【０００７】
トランスポンダ１０側では、コンデンサＣ２と並列のインダクタンスＬ２が、端末１の直列発振回路Ｌ１Ｃ１によって生成された電磁界を捕捉するための並列発振回路（受信共振回路と呼ばれる）を形成する。トランスポンダ１０の共振回路（Ｌ２、Ｃ２）は、端末１の発振回路（Ｌ１、Ｃ１）の周波数と同調される。
【０００８】
コンデンサＣ２の端子に対応する共振回路Ｌ２Ｃ２の端子１１、１２は、例えば４つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４から形成された整流ブリッジ１３の２つの交流入力端子に接続される。図１の表示では、ダイオードＤ１のアノードおよびダイオードＤ３のカソードが、端子１１に接続されている。ダイオードＤ２のアノードおよびダイオードＤ４のカソードは、端子１２に接続される。ダイオードＤ１、Ｄ２のカソードは、正の整流出力端子１４を形成する。ダイオードＤ３およびＤ４のアノードは、整流電圧の基準端子１５を形成する。コンデンサＣａが、ブリッジ１３の整流出力端子１４、１５に接続され、ブリッジによって供給された電力を蓄積し、整流された電圧を平滑化する。このダイオード・ブリッジの代わりに、単半波整流アセンブリを使用してもよいことに留意されたい。
【０００９】
トランスポンダ１０が端末１の電磁界の中にあるとき、共振回路Ｌ２Ｃ２の両端に高周波電圧が発生する。この電圧は、ブリッジ１３によって整流され、コンデンサＣａによって平滑化されて、電圧調整器１６（ＲＥＧ）を介してトランスポンダの電子回路に電源電圧を供給する。一般にこのような回路には、実質上、（図示されていないメモリに結合された）マイクロプロセッサ（μＰ）１７、端末１から受信した信号の復調器１８（ＤＥＭ）、および端末１に情報を送信する変調器１９（ＭＯＤ）などが含まれる。トランスポンダは一般に、コンデンサＣ２の両端で整流前に回収された高周波信号からブロック２０によって取り出されたクロック（ＣＬＫ）によって同期がとられる。多くの場合、トランスポンダ１０の全ての電子回路は同じチップに集積化される。
【００１０】
トランスポンダ１０から装置１にデータを送信するためには、変調器１９が、共振回路Ｌ２Ｃ２の変調（戻し変調（ｂａｃｋ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ））段を制御する。この変調段は一般に、端子１４と１５の間で直列な電子スイッチ（例えばトランジスタＴ）と抵抗Ｒから成る。トランジスタＴは、端末１の発振回路の励振信号の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりもはるかに低い（一般に少なくとも１／１０）、いわゆる副搬送周波数（例えば８４７．５ｋＨｚ）で制御される。スイッチＴが閉じているとき、トランスポンダの発振回路には、回路１６、１７、１８、１９および２０から成る負荷に加えて追加の制動（ｄａｍｐｉｎｇ）が加えられ、そのため、トランスポンダは、高周波電磁界からより多くの電力を引き出す。端末１側では、増幅器３が、高周波励振信号の振幅を一定に維持している。したがってトランスポンダの電力変動は、アンテナＬ１を流れる電流の振幅および位相変動に変換される。この変化は、位相復調器または振幅復調器である端末１の復調器７によって検出される。例えば位相復調の場合、トランスポンダのスイッチＴが閉じている副搬送波の半周期の間に、復調器が、基準信号に対する信号Ｒｘの搬送波のわずかな移相（数度、または１度未満）を検出する。復調器７の出力（一般に副搬送周波数を中心周波数とする帯域フィルタの出力）は、スイッチＴの制御信号の影像信号を供給する。この信号を（復号器８によって、または直接にマイクロプロセッサ６によって）復号して元の２進データを復元することができる。
【００１１】
データ伝送は、一方から他方へ、次いで他方から一方へと交互に実施され（半二重）、トランスポンダからデータを受信している間は、端末はデータを送信しないことに留意されたい。
【００１２】
図２に、端末１からトランスポンダ１０へのデータ伝送の従来の例を示す。この図面は、コード１０１１の伝送に対するアンテナＬ１の励振信号の形状の一例を示す。現在使用されている変調は、発振器５から来る搬送波の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）（周期約７４ｎｓ）よりもはるかに低い速度１０６ｋｂｉｔ／ｓ（１ビットが約９．５μｓで伝送される）の振幅変調である。この振幅変調は、オール・オア・ナッシングで実行されるか、またはトランスポンダ１０に電力を供給する必要から１よりも小さい変調比（２つの状態（０および１）のピーク振幅の差をこれらの振幅の和で割った値として定義される）で実行される。図２の例では、１３．５６ＭＨｚの搬送波が１０６ｋｂｉｔ／ｓの速度で１０％の変調比ｔｍを用いて振幅変調される。
【００１３】
図３に、トランスポンダ１０から端末１へのデータ伝送の従来の例を示す。この図面には、コード１０１１の伝送に対して変調器１９から供給されたトランジスタＴの制御信号の形状の例が示されている。トランスポンダ側の戻し変調は一般に、例えば８４７．５ｋＨｚ（周期約１．１８μｓ）の搬送波（副搬送波と呼ばれる）を用いた抵抗型の変調である。この戻し変調は例えば、副搬送波の周波数よりもはるかに低い、速度が１０６ｋｂｉｔ／ｓ程度のＢＰＳＫ（二相ＰＳＫ（ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ））型の符号化に基づく。
【００１４】
どの種類の変調または戻し変調（例えば振幅、位相、周波数）を使用するとしても、また、どの種類のデータ符号化（ＮＲＺ、ＮＲＺＩ、マンチェスター、ＡＳＫ、ＢＰＳＫなど）を使用するとしても、この変調または戻し変調は、２つの２値レベルの間をジャンプする、ディジタル方式で実行されることに留意されたい。
【００１５】
端末およびトランスポンダの発振回路は一般に、搬送周波数に同調される。すなわち、発振回路の共振周波数が１３．５６ＭＨｚ周波数にセットされる。この同調の目的は、一般にさまざまなトランスポンダ構成部品を集積化したクレジット・カード・サイズのカードであるトランスポンダへの電力伝播を最大にすることにある。
【００１６】
適用業務によっては、端末からトランスポンダまでの距離または距離しきい値に対するトランスポンダの位置を知ることが望ましいことがある。このような距離検出を使用して、例えばトランスポンダが読取装置に近い（２〜１０ｃｍ程度）か、または非常に近い（約２ｃｍ未満）かに基づいてシステムの動作モードをあるモードまたは別のモードに切り換えることができる。この近さの概念は、アンテナＬ１とＬ２の間の距離を含む。
【００１７】
文書ＷＯ−Ａ−９７／３４２５０に電子ラベルと非接触情報交換を実施する装置が記載されている。この装置は、ラベルが送信した信号に基づいてラベルと装置の間の距離を表す信号を前処理する手段を含む。この手段を使用してラベルから来た情報が所定の値のウィンドウに含まれると判定し、このことを情報交換装置に知らせる。この文書に記載されている装置は、装置が送信した読取り制御信号に応答してラベルが供給した低周波変調の振幅の測定を使用する。この文書によればこの変調の振幅が情報交換装置からラベルまでの距離を表す。
【００１８】
この周知の解決策の欠点は、距離の検出にトランスポンダが送信した戻し変調信号の復調が必要なことである。事実、この検出は復調された信号すなわち搬送波のレベルに基づいて実行される。トランスポンダが情報を送信しない場合には端末がトランスポンダの距離を検出することができない上に、復調された信号の振幅は距離の単調関数とならない。具体的に言うと距離に応じた信号振幅の特性は一般にいわゆる臨界結合位置で少なくとも１つの最大値を示す。臨界結合位置は、端末の発振回路がともに遠隔供給搬送周波数に同調したときにトランスポンダが受け取る最大遠隔供給振幅によってトランスポンダと端末の間の結合が最適化される距離に相当する。言い換えると臨界結合周波数は、最小の結合係数に対して遠隔電力供給電力が最大となる距離に相当する。結合係数は、相互インダクタンスと発振回路のインダクタンスの積の平方根との比である。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、トランスポンダと端末の間の距離測定の新規な解決策を提供することにある。具体的には本発明の目的は、端末側で実施され、距離の評価にトランスポンダからの送信を必要としない解決策を提供することにある。
【００２０】
本発明の他の目的は、臨界結合位置に対応する距離に対するトランスポンダの位置から独立した信頼性の高い距離検出を可能とする解決策を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
これらおよびその他の目的を達成するため本発明は、電磁界を生成する端末であって、電磁界の中に入った少なくとも１つのトランスポンダと協力するように適合され、トランスポンダから端末への送信を一切必要とせずに端末からトランスポンダまでの距離を決定する手段を含む端末を提供する。
【００２２】
本発明の一実施形態によれば、端末が、高周波交流励振電圧を受け取るように適合された発振回路を含み、前記手段が、トランスポンダによって端末の発振回路上に形成された負荷によって決まる変数を測定する。
【００２３】
本発明の一実施形態によれば、前記手段が発振回路の電流または発振回路の１つまたは複数の部品の両端の電圧を測定する。
【００２４】
本発明の一実施形態によれば、端末が、発振回路中の信号の位相を基準値に対して調整する手段を含む。
【００２５】
本発明の一実施形態によれば、前記測定手段が、測定された電流または電圧のアナログ・ディジタル変換器および測定された値を端末に記憶された対応表と比較するディジタル回路を含む。
【００２６】
添付図面に関連した特定の実施形態の以下の非限定的な説明において、本発明の以上の目的、特徴および利点を詳細に論じる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
全図面を通じて同じ部品には同じ参照符号が付されている。図面の尺度は一律ではない。明確にするため、本発明の理解に必要な部品のみを図面に示し以下で説明する。具体的には、トランスポンダの構造および読取り端末側のディジタル・データ処理部品の詳細は示さない。
【００２８】
本発明の特徴は、搬送周波数の信号を使用して端末の電磁界の中に入ったトランスポンダの距離を検出することにある。搬送波（例えば１３．５６ＭＨｚ）に直接に関係する情報を使用することで、トランスポンダ自体からの情報送信を必要とすることなく距離を決定することができる。事実、端末の電磁界の中に入ったトランスポンダはこの端末の発振回路の負荷に影響を与える。この負荷変動は特に端末からトランスポンダまでの距離に依存する。
【００２９】
第１の解決策は、信号振幅（例えば図１のコンデンサＣ１の両端の電圧の振幅）を測定し、この電圧の変動に基づいて距離を決定するものである。しかしこのような測定は実際には利用不可能である。これは特に、距離に応じた電圧変動範囲が発振回路の同調に依存し、したがってキャパシタンスＣ１の値に依存するためである。従来の回路の同調は決して完全とはいえない。
【００３０】
具体的には従来の端末では搬送周波数での共振周波数の同調は端末の製造後に可変コンデンサによって手動で実行されている。特に容量および誘導部品の製造公差のために、発振器５が供給した信号と受信信号Ｒｘの間の選択した位相動作点を保証するためには同調を調整する必要がある。端末の発振回路の離調はいくつかの結果をもたらす。具体的にはこの発振回路の信号振幅が変更され、したがって可能な測定に対して使用可能な信号振幅が変更される。
【００３１】
したがって本発明の他の特徴は、端末の発振回路の位相が基準値に対して調整されることにある。本発明によればこの位相調整は、トランスポンダから着信した戻し変調を妨げることのないよう十分に低速で、端末の電磁界の中でのトランスポンダの変位速度に比べて十分に高速になるように応答時間が選択されたループによって実行される。これを、変調周波（例えば１３．５６ＭＨｚおよび８４７．５ｋＨｚ）に対する静的調整と呼ぶことができる。
【００３２】
図４に、発振回路用の位相調整ループを備えた本発明に基づく端末１’の一実施形態を示す。
【００３３】
前と同様に端末１’は、増幅器すなわちアンテナ結合器３の出力端子２ｐと基準電位（一般に大地電位）にある端子２ｍとの間にあって、容量部品２４および抵抗Ｒ１と直列に接続されたインダクタンスすなわちアンテナＬ１から成る発振回路を含む。増幅器３は変調器４（ＭＯＤ）から高周波基準信号Ｔｘを受け取る。変調器４（ＭＯＤ）は例えば水晶発振器（図示せず）から基準周波（信号ＯＳＣ）を受け取る。変調器４は、必要に応じて送信データ信号を受け取り、端末からデータを送信しないときにはトランスポンダに電力を供給するように適合された高周波搬送波（例えば１３．５６ＭＨｚ）を供給する。
【００３４】
本発明の特徴は、容量部品２４が信号ＣＴＲＬによって制御可能な可変キャパシタンス部品であることである。
【００３５】
本発明によれば、アンテナＬ１の電流位相が基準信号ＲＥＦに対して調整される。この調整は、送信データがない場合の信号Ｔｘに対応する高周波信号すなわち搬送信号（例えば１３．５６ＭＨｚ）の調整である。この調整は、アンテナの電流が基準信号と一定の位相関係に維持されるように端末１’の発振回路のキャパシタンスを変化させることによって実行される。信号ＲＥＦの周波数は搬送周波数であり、信号ＲＥＦは例えば変調器の発振器（図１の５）によって供給された信号ＯＳＣに対応する。
【００３６】
図４に示すように抵抗Ｒ１およびインダクタンスＬ１と直列に接続された容量部品２４は信号ＣＴＲＬによって制御可能である。信号ＣＴＲＬは回路２１（ＣＯＭＰ）によって生成され、その機能は、基準信号ＲＥＦに対する位相間隔を検出しそれに応じて部品２４のキャパシタンスを修正することである。
【００３７】
可変コンデンサ２４はいくつかの方法で構成することができる。一般にこのキャパシタンスは数百ピコファラドに達しなければならず、その両端の１００ボルトを超える電圧に耐えなければならない。
【００３８】
第１の解決策は、逆バイアス接合のキャパシタンスをこのバイアスに依存する可変キャパシタンスとして使用するダイオードを使用するものである。次いでこのダイオードのアノードを基準端子２ｍに接続し、カソードをインダクタンスＬ１に接続する。
【００３９】
第２の解決策は、ダイオード装着ＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用するものである。このような構成部品のキャパシタンス−電圧特性はダイオードのそれと実質的に同じである。利点は、同じ電子雪崩降伏電圧のダイオードの場合よりも必要な組込み面積が小さくなることである。
【００４０】
発振回路での位相測定は、例えばこの発振回路を流れる電流Ｉの測定に基づいて実行される。例えば図４に示す実施形態では、部品２４およびインダクタンスＬ１と直列に接続された強度トランスから構成された回路２３が使用される。このような強度トランスは一般に、部品２４と接地端子２ｍの間の１次巻線２３’、および第１の端子が接地２ｍに直接に接続され他方の端子が測定結果を表す信号ＭＥＳを供給する２次巻線２３”から構成され、２次巻線２３”には電流−電圧変換抵抗Ｒ１４が並列に接続される。
【００４１】
測定の結果ＭＥＳは位相比較器２１に送られ、位相比較器２１はブロック２３によって測定された電流の位相を基準信号ＲＥＦと比較し、これに応じて信号ＣＴＲＬで容量部品２４を制御する。
【００４２】
好ましい実施形態によれば比較器２１は、トランスポンダから着信し、発振回路によって受信する信号の復調に使用するものと同じ位相復調器（図示せず）を使用する。したがって比較器２１は図４に示すようにトランスポンダから受信した可能な戻し変調を復元する信号Ｒｘを供給する。
【００４３】
位相調整ループは、８４７．５ｋＨｚでの位相変調を妨げることがないよう十分に低速でなければならないが、端末電磁界中で、一般に手の変位速度であるトランスポンダの変位速度と比較して十分に高速でなければならないことに留意されたい。例えば、トランスポンダの変位時間が数百ミリ秒であるときには、応答時間が１ミリ秒程度であることが適当である。
【００４４】
本発明の利点は、発振回路の位相を基準値に対して調整することによって、起こりうる発振回路構成部品のサイズ設定の公差の問題および動作時のこれらの構成部品のドリフトの問題がともに回避されることである。
【００４５】
発振回路の位相を基準値に対して調整することによって、端末の電磁界の中に入ったトランスポンダの距離変動を単にこの発振回路のインピーダンスの実数部の修正として変換することができる。事実、このインピーダンスの虚数部を修正する傾向があるトランスポンダによって形成された負荷による全ての変動は位相調整ループによって補償される。
【００４６】
トランスポンダが読取り／書込み端末の電磁界の中に入ったとき、端末の発振回路のインピーダンスは構成部品Ｒ１、Ｌ１の値および部品２４のキャパシタンス（Ｃ１）だけによって決まるのではなく、トランスポンダのインダクタンスＬ２およびコンデンサＣ２（図１）のそれぞれの値、回路（マイクロプロセッサなど）の等価抵抗、ならびにコンデンサＣ２およびインダクタンスＬ２に並列に追加された戻し変調手段（例えば図１の抵抗Ｒ）によっても左右されると考えることができる。この等価抵抗を以後、Ｒ２と呼ぶことにする。
【００４７】
端末の発振回路の皮相インピーダンスはＺ１＝Ｒ１ａ＋ｊＸ１ａと表すことができる。上式でＲ１ａおよびＸ１ａはそれぞれ皮相インピーダンスの実数部および虚数部を表す。
【００４８】
虚数部Ｘ１ａはＸ１ａ＝Ｘ１−ａ２Ｘ２で表される。上式でＸ１＝ωＬ１−１／ωＣ１、Ｘ２＝ωＬ２−１／ωＣ２であり、ａ２は、パルスω、２つの発振回路間の相互インダクタンス、Ｘ２、およびＬ２／Ｒ２Ｃ２により近似されるＲ’２によって決まる項である。
【００４９】
実数部Ｒ１ａはＲ１ａ＝Ｒ１＋ＲＬ＋ａ２Ｒ’２で表される。上式でＲＬはインダクタンスＬ１の寄生抵抗を表す。
【００５０】
この調整システムによる位相制御によって、静的動作（すなわち副搬送周波数よりも低い周波数に対する動作）では虚数部Ｘ１ａがゼロ、すなわちＸ１＝ａ２Ｘ２となる。
【００５１】
さらに、トランスポンダの負荷すなわち抵抗Ｒ２の所与の値によって特徴づけられる所与の動作条件では、インピーダンスは相互インダクタンスのみによって変動すると考えることができる。事実、パルスωが一定であるだけでなく、抵抗Ｒ１およびＲＬの値、インダクタンスＬ２の値およびキャパシタンスＣ２の値、すなわち項ａ２を決定するその他の全てのパラメータが一定であると考えることができる。それらの可能な変動は可能な技術的なドリフトに起因するものであり、抵抗Ｒ２を１次側に還元したもの（＝Ｒ’２）に起因して電磁界中のトランスポンダによって形成される負荷によって決定される変動に比べて無視できる。その結果、この所与の動作条件に対して項ａ２に残る変数は相互インダクタンスｍだけとなる。この相互インダクタンスは端末とトランスポンダの間の距離の関数である。したがって端末からトランスポンダまでの距離の関数である情報をインピーダンスの変動、より詳細にはこのインピーダンスの実数部の変動から導き出すことができる。
【００５２】
位相ループの存在によってインピーダンスの変動が距離に対して単調となり、回路が搬送周波数に同調しているかまたはこの距離に関して離調しているかに関わらず変動範囲が常に同じであることに留意されたい。
【００５３】
発振回路のインピーダンスに関する情報の抽出はいくつかの方法で実行することができる。本発明によればこの情報を、図５、７および９に示す３つの実施形態に関して以下に説明するように電圧または電流測定値の形態でサンプリングすることが好ましい。これらの実施形態はそれぞれ、図４の節点３０、３４および３５でこの情報をサンプリングする。
【００５４】
図５に、本発明に基づく距離検出器の第１の実施形態を示す。この実施形態によれば、発振回路の両端、より詳細には直列に接続された抵抗Ｒ１とインダクタンスＬ１の接合点３０と接地（２ｍ）との間の電圧を測定する。使用する測定装置は例えば節点３０で測定した電圧を記憶するコンデンサＣを含む。コンデンサＣの第１の端子はダイオードＤを介して節点３０に接続され、第２の端子は接地２ｍに接続される。ダイオードＤの機能は端子３０でサンプリングされた信号を整流することである。抵抗ＲｄがコンデンサＣと並列に配置され、測定値が低下したときにコンデンサを放電させる。ダイオードＤ、コンデンサＣおよび抵抗Ｒｄは包絡線検波器を形成する。このような検出器を形成するその他の手段を使用してもよい。コンデンサＣに記憶された電圧を、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２が利用する前に増幅器３１で増幅してもよい。アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２の出力３３は端末の処理装置６に送られる。入力が直列に接続されたダイオードＤとコンデンサＣの接合点に接続され、出力が変換器３２に送られる増幅器３１の機能は単に、測定したい変動範囲に基づいて測定信号変動の振幅を必要に応じて増幅することである。
【００５５】
図５の第１の実施形態に基づく電圧−距離特性の一例を示す図６に示すように、コンデンサＣの両端の電圧Ｖは端末とトランスポンダの間の距離が増大するにつれて低下する。電圧Ｖは距離ゼロで最大値（Ｖｍ）をとり、直線的に低下してトランスポンダが端末の電磁界の中にない場合の測定電圧に対応する漸近線（電圧Ｖａ）に達する。実際の電圧Ｖａはゼロに近い。
【００５６】
図７に、本発明に基づく距離検出器の第２の実施形態を示す。この実施形態によれば容量部品２４の両端、より詳細にはインダクタンスＬ１と部品２４の接合点３４と接地２ｍとの間の電圧を測定する。この測定は、節点３４とコンデンサＣの第１の端子の間にダイオードＤを含み、コンデンサＣの第２の端子が接地され、コンデンサＣと並列に抵抗Ｒｄが配置された図５で使用した装置と同様の装置によって実行される。コンデンサＣの両端の電圧は必要に応じて増幅器３１を介してアナログ・ディジタル変換器３２によって測定される。アナログ・ディジタル変換器３２の出力３３は処理装置６によって利用される。
【００５７】
図８に、端末とトランスポンダの間の距離に基づくコンデンサＣの両端の電圧Ｖ’の形状を示す。電圧Ｖ’は図６の電圧Ｖの形状とは逆の形状を有する。すなわち電圧Ｖ’は、最小値Ｖ０からトランスポンダが端末の電磁界の中にない場合に対応する漸近値Ｖａ’に非直線的に増大する。
【００５８】
図９に、本発明に基づく距離検出器の第３の実施形態を示す。この実施形態によれば電流は端末の発振回路の電流を測定する。この測定は、位相調整にも使用する電流測定装置２３によって実行することが好ましい。したがって電流測定は図９に示すように同じ強度トランスを介して実行される。図４で測定信号ＭＥＳを位相比較器２１に供給している抵抗Ｒ１４の端子３５が本発明に基づく測定装置のダイオードＤのアノードに接続される。他の実施形態と同様にダイオードＤのカソードはコンデンサＣの第１の端子に接続され、コンデンサＣの他方の端子は接地され、コンデンサＣと並列に抵抗Ｒｄが配置される。ダイオードＤのカソードはさらに、必要に応じて増幅器３１を介してアナログ・ディジタル変換器３２に接続される。アナログ・ディジタル変換器３２の出力３３は処理装置６によって利用される。
【００５９】
図１０に、距離に基づく発振回路の電流Ｉの形状を示す。電流Ｉは最小値Ｉ０からトランスポンダが発振回路の電磁界の中にない場合の発振回路の状態に対応する漸近線Ｉｍまで増大する。
【００６０】
使用する実施形態が何であれ距離変動が１次側の発振回路のインピーダンスの実数部の修正に変換されることに留意されたい。このインピーダンスでは先に論じたように、抵抗Ｒ１および自己インダクタンスの寄生抵抗の寄与が距離によらず一定であると考えることができる。より詳細にはそれらの変動は実質的に技術的なばらつきに起因し、無視することができる。したがってトランスポンダからもたらされる相互インダクタンスおよび可能な抵抗Ｒ２のみが変化する。抵抗Ｒ２については、戻し変調の場合の変動はほとんどの場合に無視できることに留意されたい。このようなことが当てはまらない場合には、包絡線検波器（ダイオードＤ、コンデンサＣ、抵抗Ｒｄ）が副搬送周波数に反応しないようにコンデンサＣの大きさを決めるかまたは戻し変調を検出するだけで十分である。
【００６１】
以上に説明した実施形態の中では電流を測定する実施形態が好ましい実施形態である。これは、端末の電磁界の中にトランスポンダがあるか否かに関わらずこの電流は決してゼロにならないからである。
【００６２】
代替形態として電圧測定を電流測定と組み合わせることができることに留意されたい。例えば電流を主測定として使用し、電流測定を利用することが困難になる電流値漸近線に達した場合には電圧測定を使用して、端末の電磁界の中におけるトランスポンダの存在を、有効にするかまたは無効とし、それによって距離測定の実行を有効にするかまたは無効にする。
【００６３】
本発明の利点は、端末からトランスポンダまでの距離を決定するのにトランスポンダが送信を実施する必要がないことである。事実、本発明は、トランスポンダによって発振回路上に形成された負荷のみに基づき、前記トランスポンダが送信したメッセージの復調を必要とせずに距離を決定する。
【００６４】
当業者であれば、端末に記憶された対応表に基づいて電圧または電流情報を距離の値に変換することは以上に述べた機能指示に基づいて可能であることに留意されたい。表の作成においては当然ながら電圧振幅および距離に応じた電圧または電流変動の範囲を考慮する。
【００６５】
本発明の他の利点は、距離測定が伝送システムの単一の永久信号すなわち遠隔供給搬送波（例えば１３．５６ＭＨｚ）に対して実行されることである。
【００６６】
本発明は、当業者なら容易に考えつくさまざまな変更、修正および改良を有する。具体的には測定に使用する情報の選択は、適用業務、特に距離に応じた電圧または電流変動の振幅を決定する発振回路の異なる構成部品のサイズ設定によって異なる。さらに、当業者であれば以上の機能指示に基づいて測定および位相調整回路を実施することができる。
【００６７】
本発明の適用業務としては、非接触型のチップ・カード（例えばアクセス制御のためのＩＤカード、電子財布カード、カード保有者に関する情報を記憶するためのカード、コンシューマ・フィデリティ・カード、加入テレビジョン・カードなど）、およびこれらのカードの読取りまたは読取り／書込みシステム（例えば、ポルチコ（ｐｏｒｔｉｃｏ）すなわちアクセス制御端末、自動支払機、コンピュータ端末、電話端末、テレビジョンまたはサテライト・デコーダなど）などを挙げることができる。
【００６８】
このような変更、修正および改良は、本開示の一部を構成するものであり、本発明の趣旨および範囲に包含されるものである。したがって以上の説明は単に例示を目的としたものであって、本発明を限定しようとするものではない。本発明は、請求の範囲およびその等価物の定義によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術および解決すべき課題を示すための図である。
【図２】従来技術および解決すべき課題を示すための図である。
【図３】従来技術および解決すべき課題を示すための図である。
【図４】本発明に基づく電磁トランスポンダ・システムの端末の一実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明に基づく距離検出器の第１の実施形態を部分的に示す部分概略図である。
【図６】図５の検出器の動作を電圧−距離特性によって示す図である。
【図７】本発明に基づく距離検出器の第２の実施形態を部分的に示す部分概略図である。
【図８】図７の検出器の動作を電圧−距離特性によって示す図である。
【図９】本発明に基づく距離検出器の第３の実施形態を部分的に示す部分概略図である。
【図１０】図９の検出器の動作を電圧−距離特性によって示す図である。
【符号の説明】
１’  端末
３  増幅器
４  変調器
６  処理装置
２１  位相比較器
２３  電流測定装置
２３’  １次巻線
２３”  ２次巻線
２４  容量部品
３１  増幅器
３２  アナログ・ディジタル変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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