(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
自動車に搭載されたバッテリの電圧から自動車用電子制御装置内に設けられた電源供給対象へ至る電源供給経路上に直列に接続された２つのトランジスタを備えると共に、前記２つのトランジスタのうちで前記バッテリの電圧側に接続された前段のトランジスタから前記電源供給対象側に接続された後段のトランジスタへ、前記バッテリの電圧を低下させた電圧を出力するように構成され、
更に、前記後段のトランジスタが、前記前段のトランジスタから出力される電圧を予め定められた設定電圧にまで下げて前記電源供給対象へ出力するように、前記後段のトランジスタを動作させる電圧制御手段を備えた電源回路において、
前記バッテリの電圧と前記後段のトランジスタから前記電源供給対象へ出力される電圧との間に直列に接続された２つの抵抗を備えると共に、
前記前段のトランジスタは、前記電源供給経路にてコレクタが前記バッテリの電圧側に接続され、エミッタが前記後段のトランジスタ側に接続されたＮＰＮトランジスタであり、該前段のトランジスタのベースが、前記２つの抵抗同士の接続点に接続されていること、
を特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電源回路において、
前記２つの抵抗の抵抗値が同じ値に設定されていること、
を特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の電源回路において、
前記後段のトランジスタは、ＰＮＰトランジスタであり、該後段のトランジスタのエミッタが前記前段のトランジスタのエミッタに接続され、前記後段のトランジスタのコレクタが前記電源供給対象に接続されていること、
を特徴とする電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車に搭載されたバッテリの電圧を予め定められた設定電圧にまで下げて、自動車用電子制御装置内のマイクロコンピュータ等の電源供給対象に供給する電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、定格が１２Ｖのバッテリを搭載した自動車に用いられる電子制御装置（以下、１２Ｖ系の自動車用電子制御装置という）においては、図４（Ａ）に示すように、バッテリの電圧（詳しくは、バッテリのプラス端子の電圧であり、以下「バッテリ電圧」ともいう）ＶB に接続される電源端子ＪINから、当該電子制御装置装置内に設けられた電源供給対象としてのマイクロコンピュータ等の処理回路１２へ至る電源供給経路上に、直列に接続されたトランジスタ（この例ではＰＮＰトランジスタ）Ｔｒ２と、そのトランジスタＴｒ２から処理回路１２へ出力される電圧が予め定められた設定電圧ＶC （この例では５Ｖ）となるように、上記トランジスタＴｒ２のベース電流を制御する電源ＩＣ１０とを備えたシリーズ型の電源回路により、バッテリ電圧ＶB を設定電圧ＶC にまで下げて処理回路１２へ動作電圧として供給するようにしている。
【０００３】
つまり、図４（Ａ）に例示する電源回路では、ＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタが電源端子ＪINを介してバッテリ電圧ＶB に接続されると共に、該トランジスタＴｒ２のコレクタが処理回路１２に接続されており、そのトランジスタＴｒ２は、自己のコレクタから処理回路１２へ出力される電圧が常に設定電圧ＶC （５Ｖ）となるように、電源ＩＣ１０によってリニアに動作させられる。
【０００４】
そして、こうした１２Ｖ系の自動車用電子制御装置に用いられる電源回路（１２Ｖ系の電源回路）では、一般に、定格１２Ｖのバッテリの電圧変動範囲が、設計仕様上１２Ｖ±４Ｖ（＝８Ｖ〜１６Ｖ）程度に定められているため、トランジスタＴｒ２としては、バッテリ電圧ＶB が１２Ｖ系の最大電圧である１６Ｖの場合でも電力的に耐え得るようなものが選択される。
【０００５】
具体例を挙げて説明すると、設定電圧ＶC が５Ｖであり、トランジスタＴｒ２に流れる電流（即ち、処理回路１２での消費電流）ｉの最大値が２００ｍＡであるとすると、バッテリ電圧ＶB が１６Ｖの場合に、トランジスタＴｒ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCE2 が最大の１１Ｖ（＝１６Ｖ−５Ｖ）となって、そのトランジスタＴｒ２の消費電力は２．２Ｗ（＝２００ｍＡ×１１Ｖ）となる。よって、トランジスタＴｒ２としては、消費電力が２．２Ｗに所定の余裕分αを加えた電力（＝２．２Ｗ＋α）の場合でも耐え得るように選択され、場合によっては、ヒートシンクを付加する等の放熱対策が行われることとなる。
【０００６】
一方、定格が２４Ｖのバッテリを搭載した自動車に用いられる電子制御装置（以下、２４Ｖ系の自動車用電子制御装置という）においては、定格２４Ｖのバッテリの電圧変動範囲が、設計仕様上２４Ｖ±８Ｖ（＝１６Ｖ〜３２Ｖ）程度に定められているため、図４（Ａ）の１２Ｖ系の電源回路をそのまま使用することができない。
【０００７】
つまり、上記１２Ｖ系の電源回路を構成するトランジスタＴｒ２のエミッタに、定格２４Ｖのバッテリの電圧ＶB （＝１６Ｖ〜３２Ｖ）を直接与えるようにすると、トランジスタＴｒ２の消費電力及び発熱が、設計上想定された値よりも大幅に増加してしまうからである。
【０００８】
そこで、従来より、２４Ｖ系の自動車用電子制御装置においては、図４（Ｂ）に示すように、図４（Ａ）の１２Ｖ系の電源回路に対して、ＮＰＮトランジスタＴｒ１，ツェナーダイオードＺＤ，及び抵抗Ｒ１からなるプリレギュレート回路を追加した電源回路を用いている。即ち、図４（Ｂ）に示す２４Ｖ系の電源回路は、図４（Ａ）の１２Ｖ系の電源回路に対して、バッテリ電圧ＶB に接続される電源端子ＪINとトランジスタＴｒ２のエミッタとの間に、コレクタが電源端子ＪINに接続され、エミッタがトランジスタＴｒ２のエミッタに接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ１を追加すると共に、そのトランジスタＴｒ１のベースと接地電位（＝０Ｖ）との間に、アノードを接地電位側にしてツェナーダイオードＺＤを設け、更に、電源端子ＪINとトランジスタＴｒ１のベースとの間に、トランジスタＴｒ１のベース電流とツェナーダイオードＺＤに流れる電流とを制限するための抵抗Ｒ１を接続するようにしている。
【０００９】
そして、この２４Ｖ系の電源回路では、上記ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧を、定格１２Ｖのバッテリの最大電圧である１６ＶよりもトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間電圧（約０．６Ｖ）の分だけ高い値（＝１６Ｖ＋０．６Ｖ）に設定しておくことにより、電源端子ＪINに印加される定格２４Ｖのバッテリの電圧ＶB （＝１６Ｖ〜３２Ｖ）を、トランジスタＴｒ１によって１６Ｖにまで低下させてトランジスタＴｒ２のエミッタに供給するようにしている。
【００１０】
つまり、図４（Ｂ）に示す２４Ｖ系の電源回路では、バッテリ電圧ＶB から電源供給対象としての処理回路１２へ至る電源供給経路上に、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を直列に接続すると共に、その２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のうちでバッテリ電圧ＶB 側に接続された前段のトランジスタＴｒ１から後段のトランジスタＴｒ２へ、ツェナーダイオードＺＤの作用によってバッテリ電圧ＶB を１６Ｖにまで低下させたプリレギュレート電圧が出力されるようにし、更に、後段のトランジスタＴｒ２が前段のトランジスタＴｒ１から出力される１６Ｖの電圧を設定電圧ＶC （＝５Ｖ）にまで下げて処理回路１２へ出力するように、電源ＩＣ１０が後段のトランジスタＴｒ２を動作させるようにしている。
【００１１】
そして、このような２４Ｖ系の電源回路を採用すれば、２４Ｖ系の自動車用電子制御装置に対して、１２Ｖ系の自動車用電子制御装置に設けられた回路（バッテリ１２Ｖ系の回路）及びその構成部品をそのまま流用することができ、有利である。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図４（Ｂ）に示した従来の２４Ｖ系の電源回路では、図５に示すように、バッテリ電圧ＶB の変動（１６Ｖ〜３２Ｖ）に対して、前段のトランジスタＴｒ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCE1 は、ほぼＶB −１６Ｖ（＝バッテリ電圧ＶB −プリレギュレート電圧＝０Ｖ〜１６Ｖ）となり、後段のトランジスタＴｒ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCE2 は、常に約１１Ｖ（＝１６Ｖ−５Ｖ＝プリレギュレート電圧−設定電圧ＶC ）となり、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の消費電力が一方に偏ってしまうという欠点がある。
【００１３】
例えば、両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に流れる電流（即ち、処理回路１２での消費電流）ｉが２００ｍＡであるとすると、バッテリ電圧ＶB が１６Ｖの時には、トランジスタＴｒ１の消費電力はほぼ０Ｗ（＝２００ｍＡ×０Ｖ）となり、トランジスタＴｒ２の消費電力は約２．２Ｗ（＝２００ｍＡ×１１Ｖ）となる。また、バッテリ電圧ＶB が３２Ｖの時には、トランジスタＴｒ１の消費電力が約３．２Ｗ（＝２００ｍＡ×１６Ｖ）となり、トランジスタＴｒ２の消費電力は約２．２Ｗのままである。
【００１４】
つまり、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路では、バッテリ電圧ＶB を前段のトランジスタＴｒ１により常に一定電圧（＝１６Ｖ）にプリレギュレートして後段のトランジスタＴｒ２へ供給するようにしているため、バッテリ電圧ＶB が変動しても後段のトランジスタＴｒ２の消費電力は一定となり、バッテリ電圧ＶB の変動に伴う両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２での総消費電力の変動分は、前段のトランジスタＴｒ１だけが受け持つこととなる。
【００１５】
このため、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路では、前段のトランジスタＴｒ１の最大消費電力（即ち、バッテリ電圧ＶB が最大の時の消費電力）が非常に大きな値（上記例では約３．２Ｗ）となってしまう。よって、前段のトランジスタＴｒ１として、より大きな消費電力に耐え得るトランジスタを用いる必要が生じ、後段のトランジスタＴｒ２と同等のトランジスタを用いることができなくなる。
【００１６】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、２４Ｖ系の自動車用電子制御装置に用いるのに極めて好適な電源回路を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段、及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の本発明の電源回路は、図４（Ｂ）に示した従来の２４Ｖ系の電源回路と同様に、自動車に搭載されたバッテリの電圧（バッテリ電圧）ＶB から自動車用電子制御装置内に設けられた電源供給対象へ至る電源供給経路上に直列に接続された２つのトランジスタを備えている。そして、本発明の電源回路においても、前記２つのトランジスタのうちでバッテリの電圧ＶB 側に接続された前段のトランジスタから電源供給対象側に接続された後段のトランジスタへ、バッテリの電圧ＶB を低下させた電圧（プリレギュレート電圧）を出力し、後段のトランジスタは、前段のトランジスタから出力される電圧を予め定められた設定電圧ＶC にまで下げて電源供給対象へ出力するように、電圧制御手段によって動作させられる。
【００１８】
ここで特に、本発明の電源回路では、バッテリの電圧ＶB と、後段のトランジスタから電源供給対象へ出力される電圧（即ち、設定電圧ＶC ）との間に、２つの抵抗が直列に接続されている。そして、前段のトランジスタは、前記電源供給経路にてコレクタがバッテリの電圧ＶB 側に接続され、エミッタが後段のトランジスタ側に接続されたＮＰＮトランジスタであり、その前段のトランジスタのベースが、前記２つの抵抗同士の接続点に接続されている。
【００１９】
このような本発明の電源回路においては、前記２つの抵抗のうちで、バッテリ電圧ＶB 側の抵抗の抵抗値をｍとし、後段のトランジスタから電源供給対象へ出力される設定電圧ＶC 側の抵抗の抵抗値をｎとすると、前段のトランジスタとしてのＮＰＮトランジスタのベースには、下記の式１に示すように、バッテリ電圧ＶB と設定電圧ＶC とを前記２つの抵抗によりｍ対ｎに分圧した電圧ＶBASEが印加されることとなり、前段のトランジスタのエミッタの電圧であって、該前段のトランジスタから後段のトランジスタへ出力されるプリレギュレート電圧は、上記分圧電圧ＶBASEより前段のトランジスタのベース−エミッタ間電圧（約０．６Ｖ）だけ低い電圧（＝ＶBASE−０．６Ｖ）となる。
【００２０】
【数１】
ＶBASE＝（ＶB −ＶC ）×ｎ／（ｍ＋ｎ）＋ＶC   …式１
このため、前段のトランジスタでの電圧降下（即ち、前段のトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧であり、延いては、前段のトランジスタの消費電力）と、後段のトランジスタでの電圧降下（延いては、後段のトランジスタの消費電力）との比は、バッテリ電圧ＶB が変動しても常にほぼｍ対ｎとなる。
【００２１】
つまり、前段のトランジスタのベース−エミッタ間電圧を無視すれば、両トランジスタでの電圧降下及び消費電力の比は、常に前記２つの抵抗の抵抗比（ｍ対ｎ）となり、バッテリ電圧ＶB の変動に伴う両トランジスタでの総消費電力（即ち、当該電源回路での総消費電力）の変動分は、前段のトランジスタと後段のトランジスタとの両方が、ｍ対ｎに受け持つこととなる。
【００２２】
よって、本発明の電源回路によれば、当該電源回路での総消費電力を２つのトランジスタにｍ対ｎで分散させることができ、その結果、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路のように、バッテリ電圧ＶB が最大の時に前段のトランジスタの消費電力が非常に大きくなってしまうことを防止することができる。このため、前段のトランジスタとして、消費電力が小さいものを選択することができるようになり、例えば後段のトランジスタと同等のトランジスタを用いることができるようになる。そして、総消費電力が一定の比率（ｍ対ｎ）で両トランジスタに分散されるため、各トランジスタの信頼性も向上させることができる。
【００２３】
また、本発明の電源回路によれば、バッテリ電圧ＶB の変動に対する各トランジスタの消費電力の変化状態が同じになるため、各トランジスタの選定や放熱設計が容易になる。
また更に、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路では、後段のトランジスタの消費電力がバッテリ電圧ＶB に拘わらず常に一定であったが、本発明の電源回路では、バッテリ電圧ＶB の低下に伴い後段のトランジスタの消費電力も小さくなるため、発熱を考慮した放熱設計の面で有利である。つまり、バッテリ電圧ＶB は、通常、定格電圧付近で変動し、長時間に亘って最大電圧付近になることはないため、本発明の電源回路のように、バッテリ電圧ＶB の変動に応じて後段のトランジスタの消費電力も変動するようになれば、後段のトランジスタの発熱量が低下する期間を稼ぐことができ、放熱対策及び信頼性の面で有利である。
【００２４】
ところで、前記２つの抵抗の抵抗値を、請求項２に記載の如く同じ値に設定すれば、前段のトランジスタと後段のトランジスタとの消費電力を１対１にして、当該電源回路での総消費電力を２つのトランジスタに全く均等に分散させることができ、より効果的である。
【００２５】
但し、例えば、前段のトランジスタのエミッタから前記電源供給対象以外の別の回路で用いる電流を取り出すように構成した場合には、前段のトランジスタに流れる電流の方が後段のトランジスタに流れる電流よりも大きくなって、前段のトランジスタの方が後段のトランジスタよりも発熱面で厳しくなる。また例えば、各トランジスタの自動車用電子制御装置内での実装位置によっては、一方のトランジスタの放熱性が他方のトランジスタの放熱性よりも小さくなり、発熱バランスが均等にならない場合もある。よって、上記各例のような場合には、発熱面でより厳しい方のトランジスタの消費電力が小さくなるように、前記２つの抵抗の抵抗比を調整すれば良い。そして、このような場合でも、本発明の電源回路によれば、２つの抵抗の抵抗比を変えるだけで、２つのトランジスタの消費電力のバランスを調整することができ、電力設計が非常に容易となる。
【００２６】
一方、後段のトランジスタとしては、請求項３に記載のように、ＰＮＰトランジスタを用い、その後段のトランジスタのエミッタを前段のトランジスタのエミッタに接続すると共に、その後段のトランジスタのコレクタを電源供給対象に接続するように構成すれば、電源供給対象へ容易に設定電圧ＶC を供給できる点で有利である。
【００２７】
つまり、後段のトランジスタとして、仮にＮＰＮトランジスタを用いた場合には、その後段のトランジスタのコレクタが前段のトランジスタのエミッタに接続されると共に、その後段のトランジスタのエミッタが電源供給対象に接続されることとなるが、この場合に後段のトランジスタを動作させるためには、そのベースに設定電圧ＶC よりも高い電圧を与えなければならない。これに対して、請求項３に記載の如く後段のトランジスタとしてＰＮＰトランジスタを用いれば、その後段のトランジスタは、ベースに設定電圧ＶC よりも低い電圧が与えられた状態で動作可能であるため、電圧制御手段の構成が簡単になる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について、図面を用いて説明する。
まず図１は、本発明が適用された実施形態の電源回路の構成を表す回路図である。
【００２９】
尚、本実施形態の電源回路は、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路と同様に、定格が２４Ｖのバッテリを搭載した自動車に用いられる電子制御装置（２４Ｖ系の自動車用電子制御装置）に設けられ、１６Ｖから３２Ｖまでの範囲で変動するバッテリ電圧ＶB を５Ｖの設定電圧ＶC にまで下げて、その設定電圧ＶC を上記電子制御装置内に設けられた電源供給対象としてのマイクロコンピュータ等の処理回路１２へ動作電圧として供給するものである。また、図１において、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路と同じ役割の部品については、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。
【００３０】
図１に示すように、本実施形態の電源回路は、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路と比較して、ツェナーダイオードＺＤを備えておらず、また、バッテリ電圧ＶB に接続される電源端子ＪINと前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースとの間には、抵抗Ｒ１に代えて抵抗Ｒａが接続されている。そして更に、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースと、後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２のコレクタとの間に、抵抗Ｒｂが接続されている。
【００３１】
つまり、本実施形態の電源回路では、バッテリ電圧ＶB と、後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２から処理回路１２へ出力される設定電圧ＶC （＝５Ｖ）との間に、２つの抵抗Ｒａ，Ｒｂが直列に接続されていると共に、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースが、２つの抵抗Ｒａ，Ｒｂ同士の接続点に接続されている。
【００３２】
そして、本実施形態の電源回路において、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１には抵抗Ｒａを介してベース電流が供給されるが、その抵抗Ｒａの抵抗値は、２４Ｖ系のバッテリ電圧ＶB が最低電圧である１６Ｖの場合でも、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１が処理回路１２での消費電流ｉを十分に流すことができる値に設定されている。そして更に、抵抗Ｒｂの抵抗値は、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のエミッタから後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタへ出力されるプリレギュレート電圧（バッテリ電圧ＶB を低下させた電圧）が、バッテリ電圧ＶB と設定電圧ＶC との中間電圧となるように、抵抗Ｒａの抵抗値と同じ値に設定されている。
【００３３】
例えば、バッテリ電圧ＶB が１６Ｖで、処理回路１２での消費電流ｉが２００ｍＡで、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１の直流増幅率（ｈＦＥ）が４００であるとすると、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流は０．５ｍＡ以上必要となり、その０．５ｍＡ以上のベース電流を確保しようとすると、抵抗Ｒａの抵抗値は１１ｋΩ以下となる。そして、抵抗Ｒｂに流れる電流Ｉｒｂを、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流よりも十分に大きく、且つ、消費電流ｉよりも十分に小さくすることを前提として１０ｍＡ程度とすると、抵抗Ｒａの抵抗値と抵抗Ｒｂの抵抗値は、共に５５０Ωとなる。但し、抵抗Ｒａ，Ｒｂとして、一般に販売されている固定抵抗器を用いる場合には、あらゆる抵抗値のものがあるわけではないので、両抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値は、上記例のような設計思想で適宜選択すれば良い。
【００３４】
尚、本実施形態では、後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２から処理回路１２へ出力される電圧が設定電圧ＶC となるように、上記ＰＮＰトランジスタＴｒ２のベース電流を制御する電源ＩＣ１０が、電圧制御手段に相当している。
以上のように構成された本実施形態の電源回路において、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースには、バッテリ電圧ＶB と設定電圧ＶC とを２つの抵抗Ｒａ，Ｒｂにより１対１に分圧した電圧「（ＶB −５Ｖ）／２＋５Ｖ」が印加されることとなり、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のエミッタの電圧であって、該トランジスタＴｒ１から後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２へ出力されるプリレギュレート電圧は、上記分圧電圧「（ＶB −５Ｖ）／２＋５Ｖ」より前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間電圧（約０．６Ｖ）だけ低い電圧「（ＶB −５Ｖ）／２＋５Ｖ−０．６Ｖ」となる。
【００３５】
このため、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間電圧を無視すれば、図２に示すように、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCE1 と、後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCE2 とは、バッテリ電圧ＶB の変動（１６Ｖ〜３２Ｖ）に対して常に１対１となり、両方共に同じ値（＝（ＶB −５Ｖ）／２）となる。
【００３６】
よって、両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２での消費電力は常に同じになり、バッテリ電圧ＶB の変動に伴う両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２での総消費電力（即ち、当該電源回路での総消費電力）の変動分は、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１と後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２との両方が、１対１に受け持つこととなる。
【００３７】
従って、本実施形態の電源回路によれば、当該電源回路での総消費電力を２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に全く均等に分散させることができ、その結果、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路のように、バッテリ電圧ＶB が最大の時に前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１の消費電力が非常に大きくなってしまうことを防止することができる。このため、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１として、消費電力が小さいものを選択することができるようになり、例えば後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２と同等のトランジスタを用いることができるようになる。そして、総消費電力が両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に均等に分散されるため、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の信頼性も向上させることができる。
【００３８】
また、本実施形態の電源回路によれば、図２からも分かるように、バッテリ電圧ＶB の変動に対する各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の消費電力の変化状態が同じになるため、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の選定や放熱設計が容易になる。
また更に、本実施形態の電源回路では、バッテリ電圧ＶB の低下に伴い後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２の消費電力も小さくなるため、発熱を考慮した放熱設計の面で有利である。つまり、バッテリ電圧ＶB は、通常、定格電圧付近で変動し、長時間に亘って最大電圧付近になることはないため、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路と比較して、後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２の発熱量が低下する期間を稼ぐことができ、放熱対策及び信頼性の面で有利である。
【００３９】
尚、本実施形態の電源回路において、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間電圧を無視して説明すると、バッテリ電圧ＶB が１６Ｖまで低下した場合でも、ＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタに供給されるプリレギュレート電圧は、１０．５Ｖとなり、定格１２Ｖのバッテリの場合の最小電圧である８Ｖを十分に越えているため、問題なく動作する。
【００４０】
また、バッテリ電圧ＶB が３２Ｖまで上昇した場合のプリレギュレート電圧は、１８．５Ｖとなり、定格１２Ｖのバッテリの場合の最大電圧である１６Ｖを若干越えるが、前述したＰＮＰトランジスタＴｒ２の余裕分αで吸収することができ、大きな問題とはならない。そして、この場合、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路では、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCE1 が１６Ｖとなるのに対して、本実施形態の電源回路では１３．５Ｖとなるため、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１の消費電力が小さくなり、その結果、両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２として同等のものが使用できるようになる。
【００４１】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
例えば、上記実施形態の電源回路において、バッテリ電圧ＶB が３２Ｖまで上昇した場合のプリレギュレート電圧をどうしても１６Ｖ以下に抑えたい場合には、図４（Ｂ）に示した従来の電源回路と同様に、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースと接地電位（＝０Ｖ）との間に、アノードを接地電位側にしてツェナーダイオードを設けるようにしても良い。
【００４２】
一方、上記実施形態の電源回路では、２つの抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値を同じ値に設定したが、両抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値の比は、適宜設定することができる。
例えば、図３に示す如く、自動車用電子制御装置内において、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１が単独でヒートシンク２１に取り付けられ、後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２がアクチュエータを駆動する駆動用トランジスタＴｒ３と一緒に他のヒートシンク２２に取り付けられるといった具合に、後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２の方が前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１よりも放熱性の面で厳しくなるような場合には、後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２の方が前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１よりも消費電力が小さくなるように、抵抗Ｒｂの抵抗値を抵抗Ｒａの抵抗値よりも小さく設定すれば良い。
【００４３】
また例えば、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１のエミッタから処理回路１２以外の別の回路で用いる電流を取り出すように構成した場合には、前段のＮＰＮトランジスタＴｒ１に流れる電流の方が後段のＰＮＰトランジスタＴｒ２に流れる電流よりも大きくなるため、このような場合には、両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の消費電力が同じになるように、抵抗Ｒａの抵抗値を抵抗Ｒｂの抵抗値よりも小さく設定すれば良い。
【００４４】
一方更に、後段のトランジスタＴｒ２としては、ＮＰＮトランジスタジスを用いることもできる。但し、上記実施形態のように、後段のトランジスタＴｒ２としてＰＮＰトランジスタを用いれば、その後段のトランジスタＴｒ２は、ベースに設定電圧ＶC よりも低い電圧が与えられた状態で動作可能であるため、電圧制御手段としての電源ＩＣ１０の構成が簡単になり有利である。
【００４５】
また、電源供給対象としての処理回路１２は、マイクロコンピュータに限るものではなく、他の論理回路等、所定の動作電圧を受けて動作する様々な回路が考えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施形態の電源回路の構成を表す回路図である。
【図２】  実施形態の電源回路の作用を説明する説明図である。
【図３】  実施形態の電源回路の自動車用電子制御装置における実装状態を説明する模式図である。
【図４】  従来の電源回路の構成を表す回路図である。
【図５】  従来の電源回路の問題点を説明する説明図である。
【符号の説明】
ＪIN…電源端子    Ｔｒ１…ＮＰＮトランジスタ（前段のトランジスタ）
Ｔｒ２…ＰＮＰトランジスタ（後段のトランジスタ）    Ｒａ，Ｒｂ…抵抗
１０…電源ＩＣ    １２…処理回路    ２１，２２…ヒートシンク
Ｔｒ３…駆動用トランジスタ
【図１】
0003991478.tif 000002
【図２】
0003991478.tif 000003
【図３】
0003991478.tif 000004
【図４】
0003991478.tif 000005
【図５】
0003991478.tif 000006