(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流して直流電源を生成する整流回路と、
この整流回路によって生成される直流電源が供給される正側及び負側直流母線と、
この正側及び負側直流母線間に直列に接続される第１及び第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の両端子間に接続され、調理容器を誘導加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサで構成される共振回路と、
前記第２のスイッチング素子の両端子間に接続され、スナバコンデンサ及び第３のスイッチング素子で構成されるスナバ回路と、
前記第２のスイッチング素子をオフしてから前記第１のスイッチング素子をオンするまでのターンオン遅延時間に、前記オン時に前記第１のスイッチング素子に印加される電圧を低減するように付加遅延時間を加える遅延時間制御手段とを備え、
前記第１及び第２のスイッチング素子は、一定周波数で、両者が同時にオフとなる期間を間に挟んで交互にオンされると共に、
前記第３のスイッチング素子は、前記第２のスイッチング素子がオンされた後にオンされ、前記第１のスイッチング素子がオフされた後にオフされるように制御されることを特徴とする電磁調理器。
【請求項２】
スナバコンデンサの端子電圧を検出する端子電圧検出手段を備え、
遅延時間制御手段は、前記端子電圧検出手段が検出するスナバコンデンサの端子電圧に応じて付加遅延時間を変化させることを特徴とする請求項１記載の電磁調理器。
【請求項３】
遅延時間制御手段は、端子電圧検出手段が検出するスナバコンデンサの端子電圧が最大となるように付加遅延時間を変化させることを特徴とする請求項２記載の電磁調理器。
【請求項４】
端子電圧検出手段が検出するスナバコンデンサの最大端子電圧が所定値を下回らないように、入力電流値について下限を設定する入力設定手段を備えたことを特徴とする請求項３記載の電磁調理器。
【請求項５】
遅延時間制御手段は、入力電流値のレベルに応じて付加遅延時間を変化させることを特徴とする請求項１記載の電磁調理器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、加熱コイルに高周波電流を供給して調理容器を加熱する電磁調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電磁調理器は、火を使わず安全で且つ熱効率に優れており、システムキッチンなどに組み込まれるクッキングヒータとして普及しつつある。電磁調理器は、システムキッチンにおいては複数組み込まれることが多く、それら複数の電磁調理器が同時に使用された場合に干渉音が発生するのを防止するために、常時一定周波数で加熱制御を行うハーフブリッジ型のインバータが採用されることがある。
【０００３】
図１０は、従来の電磁調理器に採用されているハーフブリッジ型インバータの電気的構成を示すものである。この図１０において、ダイオードブリッジで構成される整流回路１の交流入力端子は、商用交流電源２に接続されており、直流出力端子は、平滑コンデンサ３の両端に接続されている。
【０００４】
その平滑コンデンサ３の両端には、直流母線４，５を介して、正側及び負側のＩＧＢＴ６及び７からなるアームが接続されており、以てハーフブリッジ型のインバータ主回路８を構成している。ＩＧＢＴ６及び７のコレクタ−エミッタ間には、フリーホイールダイオード９及び１０が夫々接続されている。
【０００５】
インバータ主回路８の出力端子８ａには、加熱コイル１１の一端が接続されており、加熱コイル１１の他端と直流母線５との間には、共振コンデンサ１２とダイオード１３との並列回路が接続されている。尚、加熱コイル１１及び共振コンデンサ１２は、共振回路１４を構成している。
【０００６】
また、出力端子８ａには、スナバコンデンサ１５の一端が接続されており、スナバコンデンサ１５の他端は、ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エミッタを介して直流母線５に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エミッタ間には、ダイオード１７が接続されている。これらは、所謂スナバ回路１８を構成しており、ＩＧＢＴ６及び７のオフ時におけるスイッチング損失を減少させるために設けられている。
【０００７】
発振器１９が出力する所定周波数の発振信号は、可変オン時間設定部２０及び固定オン時間設定部２１に与えられている。整流回路１の交流入力側には電流トランス２２が介挿されており、その電流トランス２２の出力端子は、入力電流検出部２３を介して入力設定部２４ａの入力端子に接続されている。入力電流検出部２３は、電流トランス２２が検出する入力電流値をＡ／Ｄ変換し、入力電流検出値Ｖinとして入力設定部２４ａに出力するようになっている。
【０００８】
操作部２５には、具体的には図示しないが、使用者が各種の自動調理メニュー（制御プログラム）を選択するキーや、加熱量を１ＫＷ，２ＫＷなどの電力量で設定するためのキーなどが設けられている。そして、入力設定部２４ａは、操作部２５における電力量の設定に応じた入力電流値となるように、入力電流検出部２３から与えられる入力電流検出値Ｖinに基づきフィードバック制御を行い、可変オン時間設定部２０にＰＷＭ信号を与えるようになっている。
【０００９】
また、加熱停止部２４ｂは、所定の条件が成立した場合に加熱停止指令を可変オン時間設定部２０及び固定オン時間設定部２１に出力するようになっている。尚、入力設定部２４ａ及び加熱停止部２４ｂは、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと称す）２４の機能をブロック化して示すものである。
【００１０】
可変オン時間設定部２０の出力信号は、第１及び第３駆動部２６及び２７に与えられ、固定オン時間設定部２１の出力信号は、第２及び第３駆動部２８及び２７に与えられている。そして、第１，第２及び第３駆動部２６，２８及び２７の出力端子は、ＩＧＢＴ６，７及び１６のゲートに夫々接続されている。
【００１１】
また、図１３は、第１駆動部２６の詳細な電気的構成を示すものである。この図１３において、可変オン時間設定部２０の出力信号はフォトカプラ２９に与えられており、フォトカプラ２９の一方の出力端子は、抵抗３０及び３１の直列回路を介してＩＧＢＴ６のゲートに接続されている。抵抗３０には、ダイオード３２が逆並列接続されている。また、フォトカプラ２９の他方の出力端子は、ＩＧＢＴ６のエミッタに接続されている。抵抗３０，３１の抵抗値は、例えば１５０Ω，１０Ω程度に設定されている。
【００１２】
以上のように構成されたインバータを備えてなる電磁調理器の動作について、図１１乃至図１４をも参照して以下に述べる。鍋の加熱は、インバータにより加熱コイル１１に高周波電流を供給することによって行う。図１１に、この場合の各部の信号波形を示す。図１１（ａ）及び（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ６，７は、例えば、２０ＫＨｚ程度のインバータの制御周期Ｔinv において、交互にオンオフされるようになっている。
【００１３】
ＩＧＢＴ６のオン期間Ｔon1 は、可変オン時間設定部２０から与えられる出力信号に基づいて、Ｔinv ／２を上限として変化するようになっている。一方、ＩＧＢＴ７のオン期間Ｔon2 は、固定オン時間設定部２１から与えられる出力信号に基づいて、略Ｔinv ／２に固定されている。但し、ＩＧＢＴ６，７間の短絡を防ぐため、両者のオン期間の切り替わりには、ターンオン遅延時間ＴD1，ＴD2が夫々確保されるようになっている。
【００１４】
スナバ回路１８のＩＧＢＴ１６は、図１１（ｃ）に示すように、第３駆動部２７により、ＩＧＢＴ７がオンした後一定時間Ｔα経過してからオンされると共に、ＩＧＢＴ６がオフした後一定時間Ｔα経過してからオフされるようになっている。これによって、ＩＧＢＴ６及び７がオン状態からオフ状態に移行する場合に、コレクタ−エミッタ間の電圧変化を緩やかにしてスイッチング損失の発生を防止すると共に、ＩＧＢＴ７のオン時にスナバコンデンサ１５に短絡電流が流れることをも防止している。
【００１５】
ここで、一定時間Ｔαは、適正範囲内にあるどの様な負荷或いは設定入力であっても、ＩＧＢＴ６及び７のターンオフ時の電圧変化が当該時間内に収束するように設定されている。また、ＩＧＢＴ１６は、ＩＧＢＴ６，７のターンオフ時のスイッチング損失を減少させると共に、ＩＧＢＴ６がオフしてからＩＧＢＴ７がオンするまでの期間にスナバコンデンサ１５が充電されないようにオンオフ制御される。
【００１６】
制御周期は、次の４つのサイクルからなる。また、図１１（ｄ）は、この時加熱コイル１１に流れる電流ＩL の波形であり、図１１（ｅ）は、ＩＧＢＴ７のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖtr2 の波形である。
▲１▼ＩＧＢＴ６：オン／ＩＧＢＴ７：オフ
平滑コンデンサ３，ＩＧＢＴ６，加熱コイル１１，共振コンデンサ１２及び平滑コンデンサ３の経路により、加熱コイル１１に電流を供給すると共に共振コンデンサ１２を充電する（図１１（ｄ），Ａ参照）。
【００１７】
▲２▼ＩＧＢＴ６：オフ／ＩＧＢＴ７：オフ
加熱コイル１１，共振コンデンサ１２，フリーホイールダイオード１０及び加熱コイル１１の経路で、加熱コイル１１の遅れ電流により更に共振コンデンサ１２を充電する（図１１（ｄ），Ｂ参照）。
【００１８】
▲３▼ＩＧＢＴ６：オフ／ＩＧＢＴ７：オン
共振コンデンサ１２，加熱コイル１１，ＩＧＢＴ７及び共振コンデンサ１２の経路により、共振コンデンサ１２を放電させて加熱コイル１１に逆方向の電流を流す（図１１（ｄ），Ｃ参照）。共振コンデンサ１２が放電し切ると、電流は、並列に接続されているダイオード１３を経由して流れる（図１１（ｄ），Ｃ′参照）。
【００１９】
▲４▼ＩＧＢＴ６：オフ／ＩＧＢＴ７：オフ
加熱コイル１１，フリーホイールダイオード９，平滑コンデンサ３，ダイオード１３及び加熱コイル１１の経路で、加熱コイル１１の遅れ電流を、フリーホイールダイオード９を介して電源側に回生させる（図１１（ｄ），Ｄ参照）。
【００２０】
以上のサイクルを繰返すことによって加熱コイル１１に高周波電流を供給し、トッププレート３３の上に載置される鍋３４（図１０参照）に渦電流を誘導して加熱調理を行うようになっている。入力電流制御は、ＩＧＢＴ６のオン期間Ｔon1 を変化させて行うようになっており、オン期間Ｔon1 を長くすれば入力電流は増加し、鍋３４の加熱量は増加する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この様な従来の電磁調理器では、微弱入力加熱を行うためにＩＧＢＴ６のオン期間Ｔon1 を短くして行くと、以下のような問題が生じていた。図１２は、この時の各部の信号波形を示すものである。即ち、図１２（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ６のオン期間Ｔon1 がある時間以下になると、加熱コイル１１に対する電流供給量が減少するため（図１２（ｄ），Ａ参照）、サイクル▲３▼の期間Ｃ及びＣ′並びにサイクル▲４▼において、ＩＧＢＴ７の端子間電圧Ｖtr2 が直流電源電圧に等しくなるまでスナバコンデンサ１５を充電し切れなくなり、従って、サイクル▲４▼では回生電流は流れず、スナバコンデンサ１５を充電し続けることになる。
【００２２】
そして、その状態のままで次のサイクル▲１▼でＩＧＢＴ６がオンするため、直流電源電圧と電圧Ｖtr2 との電位差によって、直流母線４，ＩＧＢＴ６，スナバコンデンサ１５，ＩＧＢＴ１６及び直流母線５の経路で短絡電流が流れる。ここで、図１２（ｆ）は、ＩＧＢＴ６に流れる電流波形Ｉtr1 を示すものであり、図１２（ｆ）中に示す点Ｐにおいて短絡電流が流れるようになっている。
【００２３】
斯様な短絡電流の発生をできるだけ抑制するため、図１３に示したように、ＩＧＢＴ６のゲートに抵抗３０及び３１の直列回路を介することによりターンオン時のゲート抵抗値が大となるように設定し、図１４に示すように、ゲート信号ＶG1の立上がりを緩やかにして、ＩＧＢＴ６がオンするタイミングを遅延させるようにしている。
【００２４】
しかし、この様にゲート信号ＶG1の立上がりを緩やかにすることによって、ＩＧＢＴ６のコレクタ−エミッタ間電圧の立上がりも緩やかになるために、ＩＧＢＴ６のターンオン時に生じるスイッチング損失（ターンオン損失）が発生してしまう。このターンオン時におけるスイッチング損失は、設定入力が低い程大きくなり、ターンオン損失が大なる状態のまま連続加熱を行うと、ＩＧＢＴ６の温度が上昇して最悪の場合熱破壊に至ることになる。
【００２５】
従って、従来の電磁調理器では、例えば弱火で長時間の煮込みを行う調理に対応するような微弱入力加熱を行う場合には、ＩＧＢＴ６のターンオン損失が発生しない程度の低入力を下限に設定して、例えば、３秒加熱した後３秒加熱停止、のように周期的な加熱を行わざるを得なかった。
【００２６】
そして、この様な加熱方式では、被調理物が少量の場合は突然に沸騰状態となったり、煮込み調理を行った場合に被調理物が焦げ付いてしまうなどの不具合が生じていた。
本発明は上記事情を鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング損失を低減し得る状態で微弱入力で連続加熱を行うことができる電磁調理器を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の電磁調理器は、交流電源を整流して直流電源を生成する整流回路と、
この整流回路によって生成される直流電源が供給される正側及び負側直流母線と、
この正側及び負側直流母線間に直列に接続される第１及び第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の両端子間に接続され、調理容器を誘導加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサで構成される共振回路と、
前記第２のスイッチング素子の両端子間に接続され、スナバコンデンサ及び第３のスイッチング素子で構成されるスナバ回路と、
前記第２のスイッチング素子をオフしてから前記第１のスイッチング素子をオンするまでのターンオン遅延時間に、前記オン時に前記第１のスイッチング素子に印加される電圧を低減するように付加遅延時間を加える遅延時間制御手段とを備え、
前記第１及び第２のスイッチング素子は、一定周波数で、両者が同時にオフとなる期間を間に挟んで交互にオンされると共に、
前記第３のスイッチング素子は、前記第２のスイッチング素子がオンされた後にオンされ、前記第１のスイッチング素子がオフされた後にオフされるように制御されることを特徴とする。
【００２８】
斯様に構成すれば、例えば前記第１のスイッチング素子のオン時間が短くなり加熱コイルに供給される電流量が低下した場合であっても、遅延時間制御手段によりターンオン遅延時間に付加遅延時間が加えられることで、その間におけるスナバコンデンサの充電時間が長くなる。すると、スナバコンデンサの端子電圧が上昇することにより、当該端子電圧と整流回路の直流電源電圧との電位差が縮小するので、次回に第１のスイッチング素子がオンした時に当該スイッチング素子に印加される電圧が低減される。従って、第１のスイッチング素子におけるスイッチング損失を低減し得る状態で加熱コイルに高周波電流を連続的に供給することができ、微弱入力で連続加熱を行うことができる。
【００２９】
この場合、請求項２または３に記載したように、スナバコンデンサの端子電圧を検出する端子電圧検出手段を備え、
遅延時間制御手段を、前記端子電圧検出手段が検出するスナバコンデンサの端子電圧に応じて付加遅延時間を変化させる（請求項２）構成にすると良く、具体的には、遅延時間制御手段を、端子電圧検出手段が検出するスナバコンデンサの端子電圧が最大となるように付加遅延時間を変化させる（請求項３）構成とするのが好ましい。
【００３０】
斯様に構成すれば、遅延時間制御手段は、スナバコンデンサの端子電圧が上昇するように付加遅延時間を変化させて、その端子電圧が最大になるまでスナバコンデンサを充電するので、第１のスイッチング素子がオンした時に当該スイッチング素子に印加される電圧を最小にすることができる。
【００３１】
また、請求項４に記載したように、端子電圧検出手段が検出するスナバコンデンサの最大端子電圧が所定値を下回らないように、入力電流値について下限を設定する入力設定手段を備えると良い。斯様に構成すれば、例えば、入力電流値の設定が非常に低くなると、それに応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間も短くなるので、加熱コイルに供給される電流量が著しく低下して、スナバコンデンサの最大端子電圧レベルは相対的に低くなる。従って、入力設定手段が入力電流値について下限を設定すれば、第１のスイッチング素子がオンした時に当該スイッチング素子に印加される電圧レベルを抑制することができる。
【００３２】
請求項５に記載したように、遅延時間制御手段を、入力電流値のレベルに応じて付加遅延時間を変化させる構成としても良く、斯様に構成すれば、遅延時間制御手段が、入力電流値レベルの低下に応じて付加遅延時間を変化させることにより、スナバコンデンサの端子電圧を上昇させることができる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施例について、図１乃至図５を参照して説明する。尚、図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。図１は、電気的構成を示すものである。本実施例では、図１０に示すマイコン２４に代えて、入力設定部（入力設定手段）４１ａ，加熱停止部４１ｂ及びターンオン遅延部（遅延時間制御手段）４１ｃを有するマイコン（制御手段）４１が配置されている。ターンオン遅延部（遅延時間制御手段）４１ｃは、ＩＧＢＴ６（第１のスイッチング手段）ターンオン遅延時間ＴD1を後述のように変化させるようになっている。
【００４１】
スナバコンデンサ電圧検出部（端子電圧検出手段，以下、電圧検出部と称す）４２は、スナバコンデンサ１５の端子電圧ＶCSを検出するものであり、その入力端子は、インバータ主回路８の出力端子８ａに接続されている。また、電圧検出部４２には、前記端子電圧ＶCSの測定タイミングを得るために、可変オン時間設定部２０及び固定オン時間設定部２１の出力信号が与えられるようになっている。そして、電圧検出部４２の出力端子は、ターンオン遅延部４１ｃの入力端子に接続されている。その他の構成は図１０に示すものと同様である。
【００４２】
次に、本実施例の作用について、図２乃至図４をも参照して説明する。前述のように、使用者によって操作部２５で設定される入力設定値が比較的大であり、ＩＧＢＴ６のオン時間が比較的長い場合は、加熱コイル１１に供給される電流量が大であるから、サイクル▲３▼の期間Ｃ及びＣ′並びにサイクル▲４▼において、ＩＧＢＴ７の端子間電圧Ｖtr2 が直流電源電圧に等しくなるまでスナバコンデンサ１５は充電される。
【００４３】
従って、ターンオン遅延部４１ｃは、期間Ｄにおいて電圧検出部４２より検出されるスナバコンデンサ１５の端子電圧ＶCSを参照し、その端子電圧ＶCSが略直流電源電圧に等しい場合は、図１１に示す場合と同様に制御を行う。即ち、ＩＧＢＴ７（第２のスイッチング素子）がオフしてからＩＧＢＴ６がオンするまでのターンオン遅延時間は固定値ＴD1であり、ＩＧＢＴ６が略５０％デューティのオン期間でオフした時点からＩＧＢＴ７がオンするまでのターンオン遅延時間は、固定値ＴD2に設定された状態で制御される。
【００４４】
そして、ターンオン遅延部４１ｃは、操作部２５で設定される入力設定値が小さくなり、期間Ｄにおけるスナバコンデンサ１５の端子電圧ＶCSが直流電源電圧に達しない場合は、ターンオン遅延時間を固定遅延時間ＴD1に付加遅延時間ＴDXを加え、ＴD1′＝ＴD1＋ＴDXとして延長するように制御する。この場合、付加遅延時間ＴDXは可変であり、ターンオン遅延部４１ｃは、端子電圧ＶCSを参照しながら、その端子電圧ＶCSが最大レベルに達するまで付加遅延時間ＴDXを徐々に延長する。
【００４５】
ここで、図３は、図２（ｅ）に示す期間Ｄの部分を拡大したものであり、この場合におけるスナバコンデンサ１５の端子電圧ＶCSの変化を示すものである。従来、ターンオン遅延時間は常に固定値ＴD1であったため、低入力時におけるスナバコンデンサ１５は、端子電圧ＶCSがレベル▲２▼までしか充電されなかった。そのため、図３において破線で示すように、ＩＧＢＴ６のオン時においてそのコレクタ−エミッタ間に印加される電圧、即ち、直流電源電圧と端子電圧ＶCSとの電位差（▲１▼−▲２▼）が非常に大きくスイッチング損失を増加させる要因となっていた。
【００４６】
これに対して、本実施例では、ターンオン遅延時間をＴD1′＝ＴD1＋ＴDXとして延長することにより、その間にスナバコンデンサ１５が充電されて端子電圧ＶCSはレベル▲２▼′に達するので、ＩＧＢＴ６のオン時における電位差は（▲１▼−▲２▼′）に縮小される。従って、図２（ｆ）のＱ点に示すように、電位差が（▲１▼−▲２▼）から（▲１▼−▲２▼′）に縮小された分だけＩＧＢＴ６に流れる短絡電流が減少して、スイッチング損失は従来よりも減少することになる。
【００４７】
図４は、本発明の発明者が行った一測定例であり、入力設定値（横軸）を変化させて鉄製の鍋（調理容器）３４を加熱した場合の、ＩＧＢＴ６の温度変化（縦軸）を示す。入力設定値の低下に応じてＩＧＢＴ６の温度も低下するが、従来のようにターンオン遅延時間を常に固定値ＴD1とした場合は、図４中破線で示すように、入力電力量がある程度低下するとＩＧＢＴ６の温度は急激に上昇する。
【００４８】
これに対して、本実施例のように入力電力量が低い領域でターンオン遅延時間を変化させた場合は、図４中実線で示すように、低入力領域におけるＩＧＢＴ６の温度上昇度合いは比較的緩慢になる。
【００４９】
また、図４に示す温度ＴthはＩＧＢＴ６の温度上昇限度値であり、その限度値Ｔthに対応する入力電力量がＷL である。入力電力量が低下するにつれて、加熱コイル１１に供給される電流量は漸次低下するため、それに応じてスナバコンデンサ１５の端子電圧ＶCSの最大レベルも低下する。従って、ＩＧＢＴ６のオン時に印加される電位差も増加して行き、やがてその温度は限度値Ｔthに至ることになる。
そこで、入力設定部４１ａは、入力電力量がＷL 以下とならないように予め制限を設け、一定レベル以下での低入力加熱は行わせないようにする。
【００５０】
以上のように本実施例によれば、ターンオン遅延部４１ｃは、スナバコンデンサ１５の端子電圧ＶCSを参照し、入力設定値が低下することにより、ターンオン遅延時間が固定値ＴD1のままでは端子電圧ＶCSが直流電源電圧に達しなくなると、ターンオン遅延時間をＴD1′＝ＴD1＋ＴDXとして延長するようにした。
【００５１】
すると、スナバコンデンサ１５の充電期間が延長されて端子電圧が上昇することにより、ＩＧＢＴ６がオンした時にコレクタ−エミッタ間に印加される電位差が縮小されてスイッチング損失が低減されるので、微弱入力による連続加熱を行うことができ、従来とは異なり、例えば長時間の煮込み調理などを、調理物を焦げ付かせたり突然沸騰させたりすることなく良好に行うことができる。
【００５２】
また、入力設定値が小なる場合は、例えばＩＧＢＴ１６をオフ状態に維持することにより、スナバ回路１８自体を動作させないようにする方式も考えられるが、斯様な場合はＩＧＢＴ７のオンオフによるスイッチング損失が増加することが予想される。これに対して本実施例によれば、ＩＧＢＴ７に生じるスイッチング損失を増加させることなしに、ＩＧＢＴ６のスイッチング損失を低減することが可能となる。
【００５３】
更に、本実施例によれば、入力設定部４１ａは、入力電力量がＷL 以下とならないように予め制限を設けて、一定レベル以下での低入力加熱は行わせないようにしたので、ＩＧＢＴ６の温度上昇は限度値Ｔthに達することがなく、素子が安全に動作する範囲内で使用することができる。
【００５４】
図５は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例の電磁調理器は、マイコン４１のターンオン遅延部４１ｃに代えて、スナバコンデンサ切換部（以下、切換部と称す）４３ｃを有してなるマイコン４３を備えている。
【００５５】
また、スナバコンデンサ１５は、容量が小なる第１スナバコンデンサ４４に置き換えられており、その第１スナバコンデンサ４４に対して、一端がインバータ主回路８の出力端子８ａに接続された第２スナバコンデンサ４５が、ノーマリオン型のリレー４６を介して並列に接続されるようになっている。これら第１及び第２スナバコンデンサ４４及び４５の容量は、両者が並列に接続された状態で、第１実施例のスナバコンデンサ１５の容量と等しくなるように設定されている。
【００５６】
尚、第１及び第２スナバコンデンサ４４及び４５，リレー４６，ＩＧＢＴ１６並びにダイオード１７は、スナバ回路４７を構成している。そして、マイコン４３の切換部４３ｃは、制御信号Ｖs を与えてリレー４６の開閉を制御するようになっている。
【００５７】
共振コンデンサ１２及びダイオード１３には、抵抗４８が並列に接続されている。抵抗４８の抵抗値は、インバータ主回路８が動作している場合の共振コンデンサ１２のインピーダンスに対して十分大きな値に設定されている。その他の構成は、第１実施例と同様である。また、切換部４３ｃ及びリレー４６は、容量切換え手段を構成している。
【００５８】
次に、第２実施例の作用について図６乃至図９をも参照して説明する。切換部４３ｃは、入力設定値が比較的高く設定されており、期間Ｄにおいて電圧検出部４２より検出される端子電圧ＶCSが略直流電源電圧に等しい場合は、リレー４６を閉成させたまま第１及び第２スナバコンデンサ４４及び４５を並列に接続した状態で第１実施例と同様に制御を行う。
【００５９】
そして、入力設定値が比較的低く設定されることにより、期間Ｄにおける端子電圧ＶCSが直流電源電圧に達しなくなると、切換部４３ｃは、制御信号Ｖs を与えてリレー４６を開放することにより第２スナバコンデンサ４５を切り離し、第１スナバコンデンサ４４のみによりスナバ回路４７を動作させる。この時、図６（ｅ）及び図７に示すように、ＩＧＢＴ６のオン時間が短くなり共振回路１４に供給される電流量が低下しても、容量が小なる第１スナバコンデンサ４４は、期間Ｄ内（即ち、ターンオン遅延時間ＴD1内）に充電されて、その端子電圧は直流電源電圧に達するようになる。従って、図６（ｆ）のＲ点に示すように、次にＩＧＢＴ６がオンする時には短絡電流は流れることがない。
【００６０】
また、この時、入力設定部４１ａは、切換部４３ｃにより制御信号Ｖs が出力された場合の入力設定値を記憶しておき、次回以降の制御においては、操作部２５において設定される入力設定値が上記記憶した値に一致した場合は、切換部４３ｃに制御信号Ｖs を出力させるように指令を与える構成としても良い。
【００６１】
図８は、図４相当図である。第２実施例のように入力電力量が低い領域において第１スナバコンデンサ４４のみによりスナバ回路４７を動作させると、図８中実線で示すように、低入力領域におけるＩＧＢＴ６の温度は、入力設定値の低下に比例して低下するようになり、ＴａからＴｂに大きく減少する。従って、略０Ｗまで、低入力加熱を連続して行うことができる。
【００６２】
また、図９は、入力設定値に応じてリレー４６の開閉切換えを行う場合の制御状態を、ＩＧＢＴ７の端子間電圧Ｖtr2 （ａ）と制御信号Ｖs （ｂ）とにより示すものである。この図９において、リレー４６を閉状態から開状態に切換える場合には、切換部４３ｃは、入力設定部４１ａに制御信号を与えて、加熱停止部４１ｂを介してＩＧＢＴ６，７の導通制御を停止させる（図９（ａ），時点Ａ参照）。
【００６３】
すると、共振コンデンサ１２に残留している電荷が抵抗４８を介して放電するので、電圧Ｖtr2 は直流電源電圧から次第に低下して、想定時間Ｔa の経過後に略０Ｖとなる（図９（ａ），時点Ｂ参照）。更に、余裕時間Ｔb を待ち電圧Ｖtr2 が確実に０Ｖとなった後、切換部４３ｃは、リレー４６に制御信号Ｖs を出力して開離させて第２スナバコンデンサ４５を切り離す（図９（ｂ），時点Ｃ参照）。次に、制御方式の切替わり待ち時間Ｔc の経過を待ってから、ＩＧＢＴ６，７の導通制御を開始させ、微弱入力での連続加熱を行う（図９（ａ），時点Ｄ参照）。
【００６４】
また、微弱入力加熱から通常の加熱制御に戻る場合にも、同様に切換えを行う。即ち、切換部４３ｃは、入力設定部４１ａを介し加熱停止部４１ｂに制御信号を与えてＩＧＢＴ６，７の導通制御を停止させ（図９（ａ），時点Ｅ参照）、想定時間Ｔa の間に共振コンデンサ１２の残留電荷の放電を待つ（図９（ａ），時点Ｆ参照）。
【００６５】
更に、余裕時間Ｔb を待ってから、切換部４３ｃは、リレー４６に対する制御信号Ｖs の出力を停止して、第１スナバコンデンサ４４に第２スナバコンデンサ４５を並列接続する（図９（ｂ），時点Ｇ参照）。そして、制御方式の切替わり待ち時間Ｔc の経過を待ってから、通常の加熱制御を開始する（図９（ａ），時点Ｈ参照）。
【００６６】
以上のように第２実施例によれば、切換部４３ｃは、入力設定値が低くなり第１及び第２スナバコンデンサ４５及び４５の端子電圧ＶCSが直流電源電圧に達しなくなると、リレー４６を開離させ、第２スナバコンデンサ４５を切り離して第１スナバコンデンサ４４のみによりスナバ回路４７を動作させるようにした。
【００６７】
従って、共振回路１４に供給される電流量が低下しても、容量が小さい第１スナバコンデンサ４４は短時間内に充電されるので、ターンオン遅延時間ＴD1の経過後に後ＩＧＢＴ６をオンしても充電容量不足による短絡電流が流れることがなく、低入力設定値で加熱コイル１１に高周波電流を連続的に供給することができる。而して、ＩＧＢＴ６のスイッチング損失を抑制した上で微弱入力による連続加熱を行うことができ、また、スイッチング損失を低減するための制御を第１実施例よりも簡単に行うことができる。
【００６８】
また、第２実施例によれば、共振コンデンサ１２に対して並列に抵抗４８を接続し、切換部４３ｃは、第２スナバコンデンサ４５の切り離しまたは接続を行う場合は、ＩＧＢＴ６及び７に対する導通制御を一旦停止して、その間に切り離しと接続との移行を行うので、その際に、ＩＧＢＴ１６に短絡電流が流れるのを防止することができ、また、ＩＧＢＴ６及び７に対する導通制御を停止しても、共振コンデンサ１２に充電されている電荷を、抵抗４８を介して速やかに放電させることができる。
【００６９】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
第１実施例における付加遅延時間ＴX は、必ずしもスナバコンデンサ１５の端子電圧ＶCSに応じて変化させる必要はなく、端子電圧ＶCSが直流電源電圧に達しなくなった場合には、常に一定の値としてターンオン遅延時間ＴD1に付加しても良い。
例えば、入力設定部４１ａは、使用者が、操作部２５に設けられている調理（制御）プログラムを選択するキーのうち、例えば『にこみ』キー（低出力設定キー）がオン操作されると、最初は高入力で加熱を行い被調理物を沸騰させてその後は微弱入力加熱を連続的に行うような制御プログラムに応じて、自動的にターンオン遅延時間を延長するようにしても良い。また、高入力加熱を行っている途中で、『保温キー』がオン操作されると、その時点から微弱入力加熱を連続的に行うように制御を切り替えても良い。
【００７０】
或いは、トッププレート３３に鍋３４の温度を検出するための温度センサ（温度検出手段）を設けて、その温度センサが検出した温度が予め定めた値（所定温度）に達すると、その時点から微弱入力加熱を連続的に行うように制御を切り替えても良い。
スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限ることなく、パワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴなどであっても良い。
【００７１】
第２実施例において、抵抗４８を取り除き、高入力加熱から低入力加熱へ移行させる場合は、入力設定部４１ａは、先ず、加熱停止部４１ｂに制御信号を与えて、ＩＧＢＴ６のみの導通制御を停止させ、ＩＧＢＴ７の導通制御は僅かの間継続させてから停止させるようにしても良い。すると、共振コンデンサ１２に残留している電荷は、周波数数１０ＫＨｚのＩＧＢＴ７のスイッチング動作によって極めて短時間（例えば、３，４周期程度）内に放電・消費される。その後は、第２実施例と同様に、余裕時間Ｔb の経過を待ち低入力加熱を開始する。また、低入力加熱から高入力加熱へ移行させる場合にも同様にする。斯様に構成すれば共振コンデンサ１２に充電されている電荷を、一方のＩＧＢＴ７の導通制御（オンオフ）によるスイッチング動作によってより速やかに放電・消費させることができ、制御状態の切換えに要する時間を短縮することができる。また、抵抗４８を削除できるので部品点数を削減することができる。
調理容器は鍋に限ることなく、フライパンや鉄板などでも良い。
【００７２】
【発明の効果】
本発明は以上説明した通りであるので、以下の効果を奏する。
請求項１記載の電磁調理器によれば、第１のスイッチング素子のオン時間が短くなり加熱コイルに供給される電流量が低下した場合であっても、遅延時間制御手段によりターンオン遅延時間に付加遅延時間が加えられることで、その間におけるスナバコンデンサの充電時間が長くなり、スナバコンデンサの端子電圧が上昇することにより当該端子電圧と整流回路の直流電源電圧との電位差が縮小するので、次回に第１のスイッチング素子がオンした時に当該スイッチング素子に印加される電圧が低減される。従って、スイッチング素子におけるスイッチング損失を低減し得る状態で加熱コイルに高周波電流を連続的に供給することができ、微弱入力で連続加熱を行うことができる。
【００７３】
請求項２または３記載の電磁調理器によれば、遅延時間制御手段は、スナバコンデンサの端子電圧が上昇するように付加遅延時間を変化させて（請求項２）、その端子電圧が最大になるまでスナバコンデンサを充電するので（請求項３）、第１のスイッチング素子がオンした時に当該スイッチング素子に印加される電圧を最小にして、スイッチング損失をより低減することができる。
【００７４】
請求項４記載の電磁調理器によれば、入力設定手段は、端子電圧検出手段が検出するスナバコンデンサの最大端子電圧が所定値を下回らないように、入力電流値について下限を設定するので、スイッチング素子がオンした時に当該スイッチング素子に印加される電圧レベルを抑制することができる。
【００７５】
請求項５記載の電磁調理器によれば、遅延時間制御手段は、入力電流値のレベルに応じて付加遅延時間を変化させるので、入力電流値レベルの低下に応じて付加遅延時間を変化させることにより、スナバコンデンサの端子電圧を上昇させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の電気的構成を示す機能ブロック図
【図２】入力設定値が低い領域での各部の信号波形を示す図
【図３】図２（ｅ）の期間Ｄ→Ａの部分を拡大して示す図
【図４】入力設定値（横軸）を変化させて鉄製の鍋を加熱した場合の、ＩＧＢＴの温度変化（縦軸）を示す図
【図５】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図６】図２相当図
【図７】図３相当図
【図８】図４相当図
【図９】第２スナバコンデンサの切り離し，接続を切換える場合の制御状態を示す図
【図１０】従来技術を示す図１相当図
【図１１】入力設定値が比較的高い領域における図２相当図
【図１２】図２相当図
【図１３】ＩＧＢＴのゲート駆動部の電気的構成を示す図
【図１４】ゲート信号の電圧波形を示す図
【符号の説明】
１は整流回路、２は交流電源、４及び５は正側及び負側直流母線、６及び７はＩＧＢＴ（第１及び第２のスイッチング手段）、８はインバータ主回路、１１は加熱コイル、１２は共振コンデンサ、１４は共振回路、１５はスナバコンデンサ、１６はＩＧＢＴ（第３のスイッチング素子）、１８はスナバ回路、３４は鍋（調理容器）、４１ａは入力設定部（入力設定手段）、４１ｃはターンオン遅延部（遅延時間制御手段）、４２はスナバコンデンサ電圧検出部（端子電圧検出手段）、４３ｃはスナバコンデンサ切換部（容量切換え手段）、４４及び４５はスナバコンデンサ、４６はリレー（容量切換え手段）、４７はスナバ回路、４８は抵抗を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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