(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサに結合され、動作の際は、ランプに結合されるコイルを含む、ランプに電力を供給するための安定器であって、この安定器が：
第１の駆動信号に応答してその導通状態と非導通状態との間で振動する第１のスイッチング素子と、第２の駆動信号に応答してその導通状態と非導通状態との間で振動するための第２のスイッチング素子とを含むインバータであって、これによって電力が前記ランプに供給され、各スイッチング素子の間にそれらの非導通状態において電圧が生成され、電流がコイルを通じて流れ、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とは、トーテムポール構成を形成するように互いに直列に接続されているインバータと；
スイッチング期間の間に、前記第１と第２の駆動信号を生成するための駆動回路であって、第１の制御信号に応答して前記駆動信号の周波数を制御するための回路を含む、駆動回路と；
前記コイルを流れる電流が、前記二つのスイッチング素子のいずれかに印加される電圧より所定の位相差の範囲内で遅れる近容量性モードを検出し、第１の容量性モード信号を生成するための第１の容量性モード監視手段と；
前記第１の容量性モード信号の存在に応答して前記第１の制御信号を生成するための手段を含む制御手段と；
を備え、特徴として、この安定器がさらに
前記コイルを流れる電流が、前記二つのスイッチング素子のいずれかに印加される電圧よりも位相において先行することを検出し、このとき、第２の容量性モード信号を生成するための第２の容量性モード監視手段と；
前記制御手段内に含まれ、前記第２の容量性モード信号の存在に応答して第２の制御信号を生成するための手段と；
前記駆動回路内に含まれ、前記第２の制御信号に応答して前記駆動信号の周波数を制御するための回路と、を備えたことを特徴とする安定器。
【請求項２】
前記駆動信号の周波数の値は、前記第２の制御信号が生成された場合の方が、前記第１の制御信号が生成された場合よりも高いことを特徴とする請求の範囲１に記載の安定器。
【請求項３】
前記駆動信号の周波数は、前記第２の制御信号が生成された場合に、前記駆動回路が前記第１および第２の駆動信号を生成することができる周波数のうちで最高の周波数に制御されることを特徴とする請求の範囲１あるいは２に記載の安定器。
【請求項４】
前記第１の容量性モード監視手段は、各駆動信号の立上がりエッジの際に前記コイルを流れる電流を表すサンプルを調べ、前記サンプルと前記二つのスイッチング素子のいずれかに印加される電圧との間の位相関係を決定するための手段をさらに含むことを特徴とする請求の範囲１、２、あるいは３に記載の安定器。
【請求項５】
前記第２の容量性モード監視手段は、各駆動信号の立下がりエッジの際に前記コイルを流れる電流を表すサンプルを調べることで、前記サンプルと前記二つのスイッチング素子のいずれかに印加される電圧との間の位相関係を、前記サンプルの極性に基づいて決定するための手段をさらに含むことを特徴とする上記のいずれかの請求の範囲において記載の安定器。
【請求項６】
前記駆動回路は、前記ランプに印加される電圧が所定の閾値以上であることを検出し、過電圧信号を生成するための過電圧監視手段をさらに含み、前記制御手段は、前記過電圧信号と前記第１の容量性モード信号の両方の存在に応答して前記第２の制御信号を生成することを特徴とする上記のいずれかの請求の範囲において記載の安定器。
【請求項７】
前記駆動信号の周波数は、前記第２の制御信号が生成された場合に、前記ランプの初期始動の際の前記駆動信号の周波数に等しくされることを特徴とする上記のいずれかの請求の範囲において記載の安定器。
【請求項８】
前記駆動信号の周波数は、前記第１の制御信号が生成された場合に、あらかじめ定められた速度にて増加されることを特徴とする上記のいずれかの請求の範囲において記載の安定器。
【発明の詳細な説明】
本発明は、コンデンサに結合され、動作の際は、ランプに結合されるコイル（inductor）を含む、ランプに電力を供給するための安定器（ballast）に関する。この安定器は：
第１の駆動信号に応答してその導通状態と非導通状態の間で発振するための第１のスイッチング素子と、第２の駆動信号に応答してその導通状態と非導通状態との間で発振するための第２のスイッチング素子とを含むインバータを含み、これによって電力が前記ランプに供給され、各スイッチング素子の間にそれらの非導通状態において電圧が生成され、電流がコイルを通じて流れる；この安定器はさらに
スイッチング期間の際に前記第１と第２の駆動信号を生成するための駆動回路を含み、この駆動回路は第１の制御信号に応答して前記駆動信号の周波数を制御するための回路を含む；この安定器はさらに
前記コイルを流れる電流が、前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧より所定の位相差期間の範囲内で遅れることを検出し、このとき、第１の容量性モード信号を生成するための第１の容量性モード監視手段；および
前記第１の容量性モード信号の存在に応答して前記第１の制御信号を生成するための手段を含む制御手段を含む。
このような安定器が例えば米国特許第５，０７５，５９９号において開示されている。前記第１の容量性モード監視手段が前記コイルを流れる電流が前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧よりも所定の位相差以内で遅れることを検出した場合に、前記第１の容量性モード信号および前記第１の制御信号が生成される。前記駆動信号の周波数を制御するための回路は、前記第１の容量性モード監視手段が、前記コイルを流れる電流が前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧より所定の位相差以上遅れることを検出するまで前記駆動信号の周波数を増加させる。この所定の位相差は、前記インバータが容量性モードではなく、誘導性モードにて動作するように設定される。
誘導性モードの動作においては、前記負荷に印加される電圧が、負荷を流れる電流より先行する。一方、容量性モードの動作においては、負荷を流れる電流の方が負荷に印加される電圧より先行する。インバータが容量性モードの動作にあるときは、インバータのスイッチングトランジスタに大きな電力放散が発生する。この損失が高くなると、スイッチング要素ばかりか、インバータ内の他の要素も損傷を受けることがある。従って、インバータを誘導性モードの動作に維持することが強く要望される。
容量性モード（capacitive mode）の動作は、負荷の一つあるいは複数の要素の特性がそれらの寿命を通じて変化することによって生ずることもある。また、容量性モードの動作は、ランプが負荷から切断された場合や、故障した場合にも発生する。容量性モードの動作に起因するインバータ内部の要素の損傷は、トランジスタのわずか数回のスイッチング期間内で発生する。
近容量性モード（near capacitive mode）の動作においては、負荷を流れる電流が、負荷に印加される電圧より、所定の位相差の範囲内で遅れる。近容量性モードの動作においては、インバータは容量性モード内では動作してないが、容量性モードの動作に滑り込む可能性があり、これを最小に押さえるために、インバータの現在のスイッチング周波数を移動させる必要がある。容量性モードの動作の場合は、容量性モードから脱出するために現在のスイッチング周波数から可能な限り速く移動することが要求されるが、近容量性モードの動作の場合は、インバータのスイッチング周波数を現在のスイッチング周波数から迅速に移動させることは必要とされない。
従って、インバータの容量性モードの動作と、近容量性モードの動作との間の区別が可能な改良されたランプ安定器が要望される。好ましくは、インバータのスイッチング周波数の増加の速度、および現在のスイッチング周波数からの移動の距離は、インバータが容量性モードのどの程度近くで動作しているかを反映して決定されるべきである。
本発明によると、冒頭の所で説明された安定器はさらに
前記コイルを流れる電流が、位相において、前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧より先行することを検出し、このとき、第２の容量性モード信号を生成するための第２の容量性モード監視手段；
前記制御手段内に含まれる、前記第２の容量性モード信号が存在することに応答して第２の制御信号を生成するための手段；および
前記駆動回路内に含まれる、前記第２の制御信号に応答して前記駆動信号の周波数を制御するための回路を含む。
本発明による安定器においては、容量性モードと近容量性モードの動作を区別することによって、駆動信号の周波数を調節することが可能であり、どちらのモードの場合でも、インバータのスイッチング周波数が過不足なく補償され、これによって安全な安定器動作が維持される。これは、例えば、前記駆動信号の周波数の値を、前記第２の制御信号が生成された場合の方が、前記第１の制御信号が、生成された場合より高くすることによって達成される。容量性モードの動作が検出され、前記第２の制御信号が生成された場合は、前記駆動信号の周波数が、最高の周波数に制御され、この最高の周波数において前記駆動回路が前記第１および第２の駆動信号を生成する。別の方法として、前記第２の制御信号が生成された場合、前記駆動信号の周波数を、ランプの初期始動の際の駆動信号の周波数に等しく設定することも可能である。近容量性モードの動作が検出され、前記第１の制御信号が生成された場合は、駆動信号の周波数は、所定の速度にて増加される。
本発明による安定器の一つの好ましい実施例においては、前記第１の容量性モード監視手段はさらに各駆動信号の立下がりエッジの際に前記コイルを流れる電流を表すサンプルを調べることで、前記サンプルと前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧との間の位相関係を決定するための手段を含む。同様に、もう一つの好ましい実施例においては、前記第２の容量性モード監視手段はさらに各駆動信号の立上がりエッジの際に前記コイルを流れる電流を表すサンプルを調べることで、前記サンプルと前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧との間の位相関係を、前記サンプルの極性に基づいて決定するための手段を含む。これら第１および第２の容量性モード監視手段を含む実施例は、比較的単純で、安価で、信頼性も高いことが発見された。
好ましくは、安定器の安全性がさらに、前記駆動回路内にさらに前記ランプに印加される電圧が所定の閾値以上であることを検出し、このとき過電圧信号を生成するための過電圧監視手段を含めることによって改善される。ここでは前記制御手段は前記過電圧信号と前記第１の容量性モード信号の両方が存在することに応答して前記第１の制御信号を生成するようにされる。
本発明の安定器は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を互いに直列に接続して、トーテムポール構成を形成し、インバータがブリッジ回路を含むようにすることで良好な結果が得られることが発見された。
本発明は、以下の説明を付属の図面とともに読むことによって一層理解が進むものである。
図１は、本発明による安定器を示すブロックであり；
図２は、本発明のインバータと関連する駆動制御回路の略図であり；
図３は、図２の駆動制御回路として機能する集積回路の詳細な論理ブロック図である。
図１に示すように、安定器１０は、ＡＣ電源２０によって表されるＡＣ電力線によって電力を供給される。安定器１０は、ＥＭＩ（電磁界妨害）フィルタ３０、全波ダイオードブリッジ４０、プレコンディショナ５０、インバータ６０、駆動制御回路６５を含む。インバータ６０の出力は、安定器１０の出力として機能するが、これは、コンデンサ８０と蛍光ランプ８５の並列な組合せに直列に接続されたコイル７５を含む負荷７０に接続される。ＥＭＩフィルタ３０は、プレコンディショナ５０とインバータ６０によって生成される高調波を除去する。ダイオードブリッジ４０は、フィルタリングされた正弦電圧を整流することで、リプルを有するＤＣ電圧を得る。プレコンディショナ５０は複数の機能を果たす。ダイオードブリッジ４０から出力される整流されたピークＡＣ電圧を、ブーストするとともに、実質的に一定なＤＣ電圧にして、インバータ６０に供給する。プレコンディショナ５０は、また、安定器１０の全体としての力率を向上させる。例えば、ＡＣ電源２０によってＥＭＩフィルタ３０に供給される１２０、２２０、２７７ＲＭＳ（実効値）電圧を、それぞれ、概ね２５０、４１０、４９０ボルトのＤＣ電圧にし、これをインバータ６０に供給する。
インバータ６０は、駆動制御回路６５によって駆動されるが、安定器８５の完全アーク放電の際は、約４５キロヘルツ（ｋＨｚ）のスイッチング周波数にて動作し、ＤＣ電圧を、方形波電圧波形に変換し、負荷７０に加える。ランプの照明レベルは、この方形波電圧波形の周波数を加減することで調節される（低減することで増加され増加することで低減される）。
図２は、インバータ６０と駆動制御回路６５をより詳細に示す。プレコンディショナ５０によってインバータ６０に供給される実質的に一定な電圧ＶＤＣは、インバータ６０のペアの入力端子６１、６２の所に供給される。インバータ６０は、半ブリッジとして構成され、Ｂ＋（レール）バス１０１、アースされたリターンバス１０２、およびバス１０１と１０２との間に直列に接続されたペアのスイッチ（例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ）１００と１１２を含む。スイッチ１００と１１２は、接合点（結節点）１１０の所で互いに結合される。一般的には、これは、トーテムポール構成を形成すると呼ばれる。スイッチ１００とスイッチ１１２として機能するＭＯＳＦＥＴは、それぞれ、ペアのゲートＧ１とＧ２を持つ。バス１０１と１０２は、それぞれ、入力端子６１と６２に接続される。抵抗１０３とコンデンサ１０６が、接合点１０４の所で互いに結合され、バス１０１と１０２との間に直列に接続される。ペアのコンデンサ１１５と１１８が、接合点１１６の所で互いに結合され、接合点１１０とバス１０２の間に直列に接続される。ツェナーダイオード１２１とダイオード１２３が、接合点１１６の所で互いに結合され、接合点１０４とバス１０２との間に直列に接続される。
コイル７５、コンデンサ８０、コンデンサ８１、ランプ８５、抵抗１７４が、接合点１７０の所で互いに結合される。ペアの巻線７６と７７が、巻線７５に結合される。これは、予熱動作の際に、ランプ８５のフィラメント（図示せず）に電圧を加えることで、ランプ８５をコンディショニングするために用いられる。Ｄ．Ｃ阻止コンデンサ１２６とコイル７５が、接合点１１０と１７０との間に直列に接続される。コンデンサ８０とペアの抵抗１５３、１７７が、接合点１７９の所で互いに接続される。ランプ８５と抵抗１５３が、接合点８８の所で互いに、結合され、接合点１７０と１７９の間に直列に接続される。抵抗１７４と１７７が、接合点１７５の所で互いに結合され、接合点１７０と１７５の間に直列に接続される。コンデンサ８１とスイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）８２が、接合点１７０と１７９の間に直列に接続される。抵抗１６２がバス１０２と接合点１７９の間に接続される。ダイオード１８０とコンデンサ１８３が、接合点１８１の所に互いに結合され、接合点１７５とアースの間に直列に接続される。
集積回路（ＩＣ）１０９は、複数のピンを含む。ピンＲＩＮＤは、接合点１７９に接続される。ピンＲＩＮＤの所の入力電圧は、コイル７５を流れる電流のレベル（代表サンプル）を反映する。ピンＶＤＤが接合点１０４に接続されるが、これは、ＩＣ１０９を駆動するための電圧を供給する。ピンＬＩ２が、抵抗１６８を通じて接合点８８に接続される。ピンＬＩ１が、抵抗１７１を通じて接合点１７９に接続される。ＬＩ１に入力される電流とＬＩ２に入力される電流の間の差は、ランプ８５を流れる検出電流を反映する。ピンＶＬが、抵抗１８９を通じて接合点１８１に接続されるが、ピンＶＬの所の電圧は、ランプ８５のピーク電圧を反映する。ピンＶＬのこの電圧は、スイッチ８２のゲートＧ３にも供給され、これは、コンデンサ８１がいつコンデンサ８０と並列にされるべきかを制御する。ＣＲＥＣＴピンを出て、抵抗１９５とコンデンサ１９２の並列な組合せを通って、アースに流れる電流は、ランプ８５の平均電力（つまり、ランプ電流とランプ電圧の積）を反映する。オプションとしての外部ＤＣオフセット１９８は、後に詳細に説明するように、ＶＤＤと抵抗１９９の直列な組合せを含むが、この結果、ＤＣオフセット電流が抵抗１９５を通じてアースヘと流れる。
コンデンサ１９２は、抵抗１９５の間にフィルタされたＤＣ電圧を与える機能を持つ。抵抗１５６が、ピンＲＲＥＦとアースの間に接続されるが、これは、ＩＣ１０９内の基準電流を設定する機能を持つ。コンデンサ１５９が、ＣＦピンとアースの間に接続されるが、これは、後に詳細に説明するように、電流制御発振器（ＣＣＯ）の周波数を設定する。ＣＰピンとアースの間に接続されるコンデンサ１６５は、後に説明するように、予熱サイクルと非発振／待機モードの両方のタイミングのために採用される。ＧＮＤピンが、アースに直接に接続される。ペアのピンＧ１とＧ２が、それぞれ、スイッチ１００と１１２のゲートＧ１とＧ２に直接に接続される。ピンＳ１が、接合点１１０に直接に接続されるが、これは、スイッチ１００の電源の所の電圧を表す。ピンＦＶＤＤが、コンデンサ１３８を通じて接合点１１０に接続されるが、これは、ＩＣ１０９に対する浮動電圧源を表す。ピンＧ２が、コンデンサ２１５、抵抗２１２、ダイオード２０３の直列の組合せを通じてＤＩＭピンに接続される。抵抗２０５とコンデンサ２１３がＤＩＭピンとアースの間に接続される。変圧器Ｔの二次巻線が、抵抗２１２をダイオード２０３に接続する接合点２１０と、アースの間に接続される。照度（ディム）制御回路２１１が、変圧器Ｔの一次巻線の間に接続される。ＤＩＭピンに加えられる電圧は、照度制御回路２１１によって設定される照明のレベルを反映する。
インバータ６０と駆動制御回路６５の動作は以下の通りである。最初に（つまり、始動の際に）、コンデンサ１０６が、抵抗１０３とコンデンサ１０６のＲＣ時定数に基づいて充電されると、スイッチ１００は非導通状態となり、スイッチ１１２は導通状態となる。ＩＣ１０９のピンＶＤＤに流れ込む入力電流は、この始動フェーズの際は、低レベル（５００マイクロアンペア以下）に維持される。接合点１１０とピンＦＶＤＤの間に接続されたコンデンサ１３８は、概ねＶＤＤに等しい比較的一定な電圧に充電され、スイッチ１００の駆動回路に対する電圧源として機能する。コンデンサ１０６に印加される電圧が、ターンオン閾値電圧（例えば、１２ボルト）を超えると、ＩＣ１０９は、その動作（発振／スイッチング）状態に入り、結果として、スイッチ１００と１１２は、おのおの、コイル７５とコンデンサ８０によって決定される共振周波数よりも十分に高い周波数にて、導通状態と非導通状態の間で行き来する（スイッチングする）。
ＩＣ１０９は、最初、インバータ６０がいったん発振を開始すると、予熱サイクル（つまり、予熱状態）に入る。接合点１１０の電圧は、スイッチ１００と１１２のスイッチング状態に依存して、約０ボルトとＶＤＣとの間で変動する。コンデンサ１１５と１１８は、接合点１１０の所の電圧の昇降速度を遅くし、これによって、スイッチング損失およびインバータ６０によって生成されるＥＭＩのレベルを低減する機能を持つ。ツェナーダイオード１２１が、接合点１１６の所に、脈動電圧を生成するが、これは、ダイオード１２３によってコンデンサ１０６に加えられる。この結果として、例えば、１０〜１５ミリアンペアの比較的大きな動作電流が、ＩＣ１０９のピンＶＤＤに供給される。コンデンサ１２６は、ＤＣ電圧成分がランプ８５に加えられるのを阻止する。ピンＶＬが、高値の論理レベルとなり、このために、スイッチ８２がターンオンされる。コンデンサ８１が、こうして、コンデンサ８０と並列に置かれる。コイル７５と、コンデンサ８０と８１の並列な組合せによって、共振回路が形成される。
この予熱サイクルにおいては、ランプ８５は、非点灯状態にある。つまり、ランプ８５内に放電は生成されていない。ＩＣ１０９の初期動作周波数は、約１００ｋＨｚであるが、これは、抵抗１５６とコンデンサ１５９と、スイッチ１００と１１２の逆のダイオード導通時間によって設定される。ＩＣ１０９は、この動作周波数を直ちにＩＣ内部に設定される速度で低減する。周波数の低減は、ＲＩＮＤピンの所で検出される抵抗１６２に印加される電圧が−０．４ボルト（つまり、０．４ボルトの負のピーク電圧）になるまで継続される。スイッチ１００と１１２のスイッチング周波数は、ＲＩＮＤピンの所で検出される電圧を、−０．４ボルトに維持するように調整され、この結果として、接合点１１０の所に約８０〜８５ｋＨｚの比較的一定な（予熱周波数として定義される）周波数が得られる。比較的一定なＲＭＳ電流が、コイル７５に流れるが、これは、巻線７６と７７への結合を通じて、ランプ８５のフィラメント（つまり、陰極）を、ランプ８５の、その後の点弧のために事前に十分にプリコンディションする（予熱する）と同時に、ランプの寿命を延命するのに寄与する。予熱サイクルの継続期間は、コンデンサ１６５によって設定される。コンデンサ１６５の値が０になると（つまり、オープンされると）、実質的にフィラメントの予熱は行なわれなくなり、こうして、ランプ８５の瞬間的な始動動作が達成される。
予熱動作の終了がコンデンサ１６５によって決定されると、ピンＶＬの論理レベルは低値となり、結果として、スイッチ８２がターンオフされる。コンデンサ８１は、もはや、コンデンサ８０と並列に接続された状態ではなくなる。ＩＣ１０９は、すると、ＩＣ１０９の内部に設定される予熱のためのスイッチング周波数から、無負荷共振周波数（つまり、ランプ８５が点弧される前のコイル７５とコンデンサ８０の共振周波数、例えば、６０ｋＨｚ）に向って下方に掃引を開始する。スイッチング周波数が共振周波数に接近すると、ランプ８５に印加される電圧が急速に上昇し（例えば、６００〜８００のピークボルトに達し）、ランプ８５を点弧するのに十分な状態となる。ランプ８５がいったん点灯すると、これを通って流れる電流が、数ミリアンペアから、百ミリアンペアに上昇する。抵抗１５３を流れる電流は、このランプ電流に等しく、これが、ピンＬＩ１とＬＩ２の所で、抵抗１６８と１７１を用いて分圧しこれらの間の電流差に基づいて検出される。抵抗１７４と１７７の分圧器構成によって係数を掛けられたランプ８５の電圧が、ダイオード１８０とコンデンサ１８３によって検出され、この結果として、ピークランプ電圧に比例するＤＣ電圧が、接合点１８１の所に生成される。接合点１８１の所のこの電圧は、抵抗１８９によって電流に変換され、ピンＶＬに送られる。
ピンＶＬに送られた電流は、ＩＣ１０９内で、ピンＬＩ１とＬＩ２の間の差電流と掛けられ、この結果として、整流されたＡＣ電流が、ピンＣＲＥＣＴから、コンデンサ１９２と抵抗１９２の並列な組合せへと供給される。コンデンサ１９２と抵抗１９５は、この整流されたＡＣ電流を、ランプ８５の電力に比例するＤＣ電圧に変換する。ＣＲＥＣＴピンの所の電圧は、ＩＣ１０９内に含まれるフィードバック回路／ループによって、ＤＩＭピンの所の電圧と等しくなるように強制される。この結果として、ランプ８５によって消費される電力が調整される。
ランプ８５の照度の所望のレベルは、ＤＩＭピンの所の電圧によって設定される。このフィードバックループは、ランプ電圧検出回路と、ランプ電流検出回路を含むが、これらについては後に詳細に説明する。半ブリッジインバータ６０のスイッチング周波数は、このフィードバックループに基づいて調節され、これに従ってＣＲＥＣＴピンの電圧が、ＤＩＭピンの所の電圧に等しくされる。ＣＲＥＣＴ電圧は、０．３ボルト〜３．０ボルト（つまり、１：１０の比）の間で変動する。ＤＩＭピンの所の電圧が、３．０ボルトより上昇する度に、内部的に３．０ボルトに制限（クランプ）され、０．３ボルトより落ちる度に、内部的に０．３ボルトに制限される。ＤＩＭピンの所の電圧は、ＤＣ電圧である。ＤＩＭ制御回路２１１に加えられる１〜１０ボルトの照度制御入力は、変圧器Ｔ、抵抗２０６、２１２、ダイオード２０３、コンデンサ２１３、２１５の組合せによって、０．３〜３．０ボルトの信号に変換され、ＤＩＭピンに加えられる。変圧器Ｔは、ＤＣ制御入力信号のインバータ６０内の高電圧からのガルバニック絶縁を達成する。ＤＩＭピンの所に供給する信号は、さまざまな異なる方法を用いて生成することができる。例えば、ＡＣ入力ライン電圧の位相の一部分を遮断する位相角調光方式を用いることもできる。これら方法においては、入力ライン電圧の遮断位相角度がＤＣ信号に変換され、これがＤＩＭに供給される。
ＣＲＥＣＴピンの所の電圧は、ランプ８５が点弧されたときは０である。ランプ電流が蓄積されると、ＣＲＥＣＴピンの所に生成される電流（これは、ランプ電圧とランプ電流の積に比例する）によって、コンデンサ１９２が充電される。インバータ６０のスイッチング周波数は、ＣＲＥＣＴピンの所の電圧が、ＤＩＭピンの所の電圧と等しくなるまで低減あるいは増加する。調光レベルが全（１００％）光出力に設定された場合は、コンデンサ１９２は、３．０ボルトに充電され、このために、ＣＲＥＣＴピンの電圧は、フィードバックループに基づいて、３．０ボルトに上昇する。電圧の上昇の際、フィードバックループは、後に詳細に説明するように開かれる。ＣＲＥＣＴピンの電圧が、いったん約３．０ボルトに達すると、フィードバックループは閉じられる。同様に、調光レベルが最小の光出力に設定された場合は、コンデンサ１９２は、０．３ボルトに充電され、これによって、ＣＲＥＣＴピンの電圧が、フィードバックループに基づいて、０．３ボルトに上昇する。一般的には、ＤＩＭピンの所の０．３ボルトは、全光出力の１０％に対応する。全光出力の１％に達する深い調光のためには、外部オフセット１９８（これは、深い調光が必要でない場合は必要とされない）を採用することで、ＤＩＭピンの所のこの０．３ボルトが、全光出力の１％に対応するようにされる。調光レベルが最小光出力に設定された場合は、ＣＲＥＣＴコンデンサは０．３ボルトに充電され、これを超えるとフィードバックループが閉じる。
点弧の際に暗く調光されるように設定された従来のランプは、典型的には、点弧フラッシュを起こす。点弧の後に、高レベルの電力を、不必要に長期間ランプに供給することによって、要望される照度レベルより高い光のフラッシュが発生する。従来の安定器点弧スキームでは、このような方法にて、つまり、高レベルの電力を、不必要に長期間ランプに供給することによってランプが間違いなく点灯することを確保する。ただし、本発明によると、点弧フラッシュが最低限に押さえられる。本発明によると、低調光設定に対して、点弧の後の高い光の状態の継続期間が大幅に短縮され、望ましくない光のフラッシュが目に与える影響が最小限に押さえられる。この点弧フラッシュの実質的な回避は、フィードバックループを使用することで、点弧の後に直ちに、ランプ８５に供給される電力レベルを低減することによって達成される。
図３に示すように、ＩＣ１０９は、電力調節および照度制御回路２５０を含む。ピンＬＩ１とＬＩ２の間の差分電流は、能動整流器３００に供給される。能動整流器３００は、ダイオードブリッジではなく、内部フィードバックを持つ増幅器を採用することによって、ＡＣ波形を全波整流することで、通常ダイオードと関連する電圧降下を回避する。電流源３０３は、能動整流器３００の出力に応答して、ランプ８５を流れる電流を表す整流された電流ＩＬＤＩＦＦを生成し、これを、電流掛算器３０６に、２つの入力の一つとして供給する。
予熱の際、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３３１はターンオンされ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３３２はターンオフされ、これによって、ＶＬピンがピンＶＤＤの電位まで引き上げられる。予熱サイクル（例えば、１秒の継続期間）の終端において、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３３１はターンオフされ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３３２はターンオンされ、これによって、インバータ６０の電力調節および照度制御動作が遂行される。予熱サイクルの後は、電流は、ＶＬピンとＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３３２を通って流れ、抵抗３３３によって係数を掛けられる（スケーリングされる）。電流源（つまり、電流増幅器）３３６は、ＶＬピンからの係数を掛けられた電流に応答して、電流信号ＩＶＬを生成する。電流クランプ回路３３９は、電流信号ＩＶＬの最大レベルを制限する。この制限された電流信号が掛算器３０６の他方の入力に供給される。電流源３０９は、掛算器３０６の出力に応答して、電流ＩＣＲＥＣＴを出力し、この電流が、ＣＲＥＣＴピンと、エラー増幅器３１２の非反転出力との両方に供給される。図２に示すように、コンデンサ１９２と抵抗１９５が、ＣＲＥＣＴピンの所の整流されたＡＣ電流をＤＣ電圧に変換する。
図３に再び戻り、ＤＩＭピンの所のＤＣ電圧は、電圧クランプ回路３１５に供給される。電圧クランプ回路３１５は、ＣＲＥＣＴピンの所の電圧を、０．３ボルト〜３．０ボルトの範囲に制限する。電圧クランプ回路３１５の出力は、エラー増幅器３１２の反転出力に供給される。エラー増幅器３１２の出力は、電流源３４５を流れる電流ＩＤＩＦのレベルを制御する。電流比較器３４８は、電流ＩＤＩＦを、基準電流ＩＭＩＮ、並びに電流ＩＭＯＤと比較し、大きな方の電流信号を出力する。ＩＭＯＤ電流は、スイッチコンデンサ積分器３２７によって制御される。電流比較器３４８によって出力された電流は、制御信号として機能しＣＣＯ３１８の発振（スイッチング）周波数を決定する。ランプが点弧したとき、ＣＲＥＣＴピン電圧と、ＩＤＩＦ電流は、０になる。比較器３４８の出力は、ＩＭＩＮ、ＩＤＩＦ、ＩＭＯＤの内の最大の電流レベルを選択するが、ここでは、ＩＭＯＤを選択する。ＣＲＥＣＴピンの電圧が、ＤＩＭピンの所の電圧まで構築されるにつれて、ＩＤＩＦ電流が増加する。そして、ＩＤＩＦ電流がＩＭＯＤ電流を超えると、比較器３４８の出力は、ＩＤＩＦ電流に等しくなる。
エラー増幅器３１２の所にフィードバックループが置かれる。これは、ＣＲＥＣＴピンの所の電圧を、ＤＩＭピンの所の電圧に等しくするためのＩＣ１０９の内側あるいは外側の任意の要素から構成される。ＤＩＭピンの所の電圧が、０．３ボルトより低い場合は、０．３ボルトのＤＣ電圧がエラー増幅器３１２の反転入力に加えられる。ＤＩＭピンの所の電圧が、３．０ボルトを超えた場合は、３．０ボルトがエラー増幅器３１２に加えられる。ＤＩＭピンに加えられる電圧は、ランプ８５の調光レベルの最大と最小の間の要望される１０：１なる比を達成するために、０．３ボルト〜３．０ボルトの範囲とすることを必要とされる。掛算器３０６への入力は、電流クランプ回路３３９によって制限され、これによって、掛算器３０６に正しくスケーリングされた電流が入るようにされる。
ＣＣＯ３１８の周波数は、比較器３４８の出力に応答して、半ブリッジインバータ６０のスイッチング周波数を制御する。比較器３４８は、予熱および点弧掃引の際に、ＣＣＯ３１８にＩＭＯＤを供給する。比較器３４８は、ＣＣＯ３１８に、定常状態動作の際に、ＩＤＩＦ電流を供給する。ＣＣＯ３１８は、比較器３４８によってＩＭＩＮ電流が出力されると、これに応答して、最小スイッチング周波数を制限する。この最小スイッチング周波数は、ＩＣ１０９の外部に、それぞれ、ピンＣＦとピンＲＲＥＦの所に置かれるコンデンサ１５９と抵抗１５６とにも依存する。インバータ６０は、ＣＲＥＣＴピンの電圧が、ＤＩＭピンの電圧と同一の電圧に達すると、閉ループ動作となる。エラー増幅器３１２は、比較器３４８によって出力されるＩＤＩＦ電力を調節することで、ＣＲＥＣＴピンの電圧を、ＤＩＭピンの電圧と概ね等しくなるように維持する。
共振コイル電流検出回路は、ＲＩＮＤピンの所の信号によって表される共振コイルの電流を監視し、インバータ６０が、容量性モードあるいは近容量性モードの動作にあるか否かを決定する。インバータ６０は、コイル７５を流れる電流がスイッチ１１２に印加される電圧より先行する場合は、容量性モードの動作にある。一方、近容量性モードの動作においては、コイル７５を流れる電流は、スイッチ１１２に印加される電圧に近づくが、ただし、まだ、先行するには至らない。例えば、コイル７５とコンデンサ８０とに基づいて、約５０ｋＨｚの共振周波数が与えられるものと想定すると、近容量性モードの動作は、コイル７５を流れる電流が、スイッチ１１２に印加される電圧より遅れるが、ただし、この遅れが約１マイクロ秒以内であるときに発生する。
共振コイル電流検出回路３６４によって、スイッチ１００あるいはスイッチ１１０の順方向導通あるいはボディーダイオード導通（基板からドレインへの導通）が起こったか否かについても検出される。共振コイル電流検出回路３６４によって生成される信号ＩＺＥＲＯｂ、つまり、フリップフロップ３７０のＱ出力の所に生成される信号ＩＺＥＲＯｂは、スイッチ１００かスイッチ１１２のいずれかが順方向に導通した状態にある場合は、高値の論理レベルとなり、スイッチ１００あるいは１１２のボディーダイオードが導通する場合は、低値の論理レベルとなる。信号ＩＺＥＲＯｂは、ＣＣＯ３１８のＩＺＥＲＯｂピンに供給される。信号ＩＺＥＲＯｂが低値の論理レベルにあるときは、ＣＦピンの所の波形は、実質的に一定なレベルとなる。信号ＩＺＥＲＯｂが高値の論理レベルにあり、かつ、スイッチ１００が導通している場合は、ＣＦピンの所の電圧は、上昇を続ける。一方、信号ＩＺＥＲＯｂが高値の論理レベルにあり、かつ、スイッチ１１２が導通している場合は、ＣＦピンの所の電圧は、減少／低下を続ける。
共振コイル電流検出回路３６４によって生成される信号ＣＭ、つまり、ＯＲゲート３７３によって生成される信号ＣＭは、インバータ６０のスイッチング周波数が近容量性モードの動作にある場合は、高値の論理レベルとなる。スイッチコンデンサ積分器３２７は、信号ＣＭが高値の論理レベルであることに基づいて、電流源３２９の出力（つまり、ＩＭＯＤ電流）を増加させる。ＩＭＯＤ電流の振幅が増加すると、比較器３４８は、ＩＭＯＤ電流をＶＯＣ３１８に供給することとなり、このために、インバータ６０のスイッチング周波数が増加する。共振コイル電流回路３６４による近容量性モードの動作の検出は、ＩＣ１０９のピンＧ１とＧ２の所に生成される各ゲート駆動パルスの立上がりエッジの際に、ＲＩＮＤピンの所の電圧波形の符号（＋あるいは−）を監視することによって行なわれる。ゲートパルスＧ１の立上がりエッジの際にＲＩＮＤピンの所の電圧波形の符号が＋（正）である場合、あるいは、ゲートパルスＧ２の立上がりエッジが−（負）である場合は、インバータ６０は、近容量性モードの動作にある。
ＮＡＮＤゲート３７６は、インバータが容量性モードにて動作している場合に高値の論理レベルとなるＣＭＰＡＮＩＣ信号を出力する。いったん容量性モードが検出されると、ＩＭＯＤ電流のレベルは、スイッチコンデンサ積分器３２７の出力の急速な上昇に応答して、急速に上昇する。ＣＣＯ３１８は、ＩＭＯＤ信号、抵抗１５６、コンデンサ１５９に基づいて、インバータ６０を従来より速やかに（瞬間的に）その最大スイッチング周波数に上昇させる。容量性モードは、ＩＣ１０９のピンＧ１とＧ２の所に生成される各ゲート駆動パルスの立下がりエッジの際に、ＲＩＮＤピンの所の電圧波形の符号（＋、−）を監視することによって検出される。ゲートパルスＧ１の立下がりエッジの際に、ＲＩＮＤピンの所の電圧波形の符号が−（負）の場合、あるいは、ゲートパルス２の立下がりエッジが＋（正）の場合は、インバータ６０は、容量性の動作モードにある。
回路３７９は、（ピンＣＰとアースとの間に接続された）コンデンサ１６５の値に応答して、ランプ８５のフィラメントを予熱するための時間を設定し、インバータ６０を、待機モードの動作に入れる。予熱サイクルの際、ＣＰピンの所に２つのパルスが（１秒の継続期間）生成される。予熱サイクルの際、インバータ６０のスイッチング周波数は、約８０ｋＨｚである。予熱サイクルの終端において、信号ＩＧＮＳＴが高値の論理レベルとなり、点弧が開始される。つまり、点弧掃引が、下方に、スイッチング周波数において約８０ｋＨｚからコイル７５とコンデンサ８５の共振周波数である約６０ｋＨｚ（無負荷共振周波数）に向けて行なわれる。この点弧掃引は、例えば、１０ｋＨｚ／ミリ秒の速度とされる。
ＩＣ１０９は、共振コイル７５を流れる電流の振幅を調節する。この電流がＲＩＮＤピンの所で検出される。ＲＩＮＤピンの所の電圧の大きさが０．４を超えると、比較器４４８によって出力されるＰＣが、高値の論理レベルとなり、スイッチコンデンサ積分器３２７の出力によって、ＩＭＯＤ電流のレベルが調節される。つまり、ＲＭＳスイッチング周波数が増加し、この結果、共振コイル７５を流れる電流の振幅が低減される。ＲＩＮＤピンの所の電圧の大きさが０．４以下に落ちると、信号ＰＣが、低値の論理レベルとなり、スイッチコンデンサ積分器３２７の出力によって、ＩＭＯＤ信号のレベルが調節され、つまり、スイッチング周波数が低減され、結果として共振コイル７５を流れる電流が増加する。こうして、共振コイル７５を流れる電流の調節が達成され、これによって、予熱の際に、ランプ８５の各フィラメント間の電圧が実質的に一定にされる。別の方法と正して、コンデンサ（図示せず）を各フィラメントと直列に入れることによって、予熱の際に、フィラメントを通じて実質的に一定な電流が流れるようにすることも可能である。
回路３７９は、さらに、点弧タイマを含む。これは、予熱サイクルが過ぎたときに開始される。いったん起動されると、ＣＰピンの所に１つのパルスが生成される。このパルスの後に、インバータの容量性モードの動作、あるいは、ランプ８５に印加される過電圧状態のいずれかが検出された場合は、ＩＣ１０９は、待機モードの動作に入る。待機の際に、ＣＣＯ３１８は、発振することを止め、この結果、スイッチ１１２は導通状態に維持され、スイッチ１００は非導通状態に維持される。待機モードの動作から出るためには、ＩＣ１０９への供給電圧（つまり、ピンＶＤＤに供給される電圧）を、少なくともターンオフ閾値（例えば、１０ボルト）以下に落とし、次に、少なくともターンオン閾値（例えば、１２ボルト）に上げることが必要とされる。
予熱タイマは、シュミットトリガ回路４００（つまり、ヒステリシスを持つ比較器）を含む。これは、ＣＰ波形のトリッピング（トリガ）ポイントを設定する。これらトリッピングポイントは、シュミットトリガ回路４００の入力に加えられるシュミットトリガ回路をオンオフトリガするための電圧を表す。スイッチ４０３は、導通状態においては、コンデンサ１６５を放電するための経路となる。スイッチ４０３は、シュミットトリガ回路４００によってパルスが生成される度に各パルスの継続期間だけ導通状態となる。コンデンサ１６５は、ＣＰピンの所の電圧がシュミットトリガ回路４００によって設定される上側トリッピング（トリガ）ポイントを超えると放電する。放電経路には、ＣＰピン、スイッチ４０３、アースが含まれる。コンデンサ１６５は、電流源３８８によって充電される。ＮＡＮＤゲート３７６の所にＣＭＰＡＮＩＣ信号が生成されることによって容量性モードの動作が検出されると、スイッチ３９２がターンオンされる。コンデンサ１６５は、こうして電流源３９１によって充電される。コンデンサ１６５を充電する電流は、容量性モードの動作が検出されると１０倍高くなる。ＣＰピンの所の電圧は、シュミットトリガ回路４００の上側トリッピングポイントに容量性モードでない場合の十分の一の時間で達する。従って、ＣＰピンの所のこれらパルスは、容量性モードの動作が検出されたときの方が容量性モードの動作が検出されないときより１０倍短かくなる。このために、ＩＣ１０９は、スイッチング周波数の増加によって容量性モードの状態を排除できない場合は、短期間で待機モードの動作に入る。
予熱タイマは、さらに、カウンタ３９７を形成するＤ−タイプフリップフロップを含む。ＮＡＮＤゲート４０６の出力は、信号ＣＯＵＮＴ８ｂを生成するが、これは、点弧期間の終端において、低値の論理レベルとなる。ゲート４１２は、ランプ８５の間に過電圧最小閾値状態（これはＯＶＣＬＫ信号によって表される）、あるいはインバータの容量性モードの動作（これは信号ＣＭＰＡＮＩＣによって表される）が検出されると、高値の論理レベルを出力する。ゲート４１５の出力が高値の論理レベルになると、スイッチ４０３がターンオンされ、結果としてコンデンサ１６５が放電される。
上述のように、予熱サイクルに続いて、ＶＬピンを流れる入力電流が、電流源３３６を通じて掛算器３０６に、電力調節および照度制御の目的で供給される。ＶＬピンからの入力電流は、それぞれ、電流源４１７、電流源４１８、電流源４１９を通じて、比較器４２１、４２４、４２７の非反転入力にも供給される。
比較器４２１は、ランプ電圧が過電圧最小閾値を超えたことを検出すると、これに応答して、点弧タイマを起動する。過電圧最小閾値状態が、点弧タイマが満了した後も存在する場合は、ＩＣ１０９は、待機モードの動作に入る。Ｄタイプフリップフロップ４３０は、比較器４２１の出力を、ピンＧ２の所に生成されるゲートパルスの立下がりエッジにおいてクロックする。第１の点弧掃引の際にランプ電圧が過電圧最小閾値を超えた場合は、Ｄタイプフリップフロップ４３３、ＡＮＤゲート４３６、ＮＯＲゲート４３９の論理的結合によって、スイッチ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）４４０が開き、このために、ＩＣＲＥＣＴ信号が阻止される。フリップフロップ４３３のＤ入力は、内部ノード３８５に結ばれる。予熱サイクルの終端において過電圧最小状態が検出された場合は、フリップフロップ４３３のＤ入力は、高値の論理レベルとなる。フリップフロップ４３３の出力は、Ｄ入力の所の高値の論理レベルに応答して低値の論理レベルとなり、この結果として、ゲート４３９の出力は低値の論理レベルに切り替わる。スイッチ４４０が開き、これによって、ＩＣＲＥＣＴ信号がＣＲＥＣＴピンに達することが阻止される。ＩＣＲＥＣＴ信号がＣＲＥＣＴピンに達することを阻止されると、コンデンサ１９２は、抵抗１９５を通じて放電する。外部オフセット１９８が用いられない場合は、完全な放電が起こる。図２に示すようにオフセット１９８が用いられる場合は、部分的な放電が起こる。いずれの場合も、コンデンサ１９２の放電のために、ＣＲＥＣＴピンの所の電圧が下がり、フィードバックループが閉じないことが保証される。予熱サイクルの際、内部ノード３８５の所のＩＧＮＳＴ信号は低値の論理レベルとなる。従って、予熱サイクルの際、ＮＯＲゲート４３９は、スイッチ４４０をターンオフする。ＩＣＲＥＣＴ信号がエラー増幅器３１２に加えられたり、あるいはＣＲＥＣＴピンから流れ出ることで、コンデンサ１９２が充電されることはない。
予熱サイクルが完了後直ちに起こる点弧掃引がいったん開始されると、ＩＧＮＳＴ信号が高値の論理レベルとなる。すると、スイッチ４４０がターンオンされ、点弧掃引を通じて比較器４２１によって過電圧最小閾値（点弧の際にランプ８５に加えられる最大電圧の約半分）が検出されない限りターンオンされた状態にとどまる。点弧掃引の際、スイッチング周波数は低下し、結果としてランプ８５に印加される電圧と、検出ランプ電流が増加する。ＩＣＲＥＣＴ信号の振幅が増加し、このために、コンデンサ１９２が充電され、結果としてＣＲＥＣＴピンの所の電圧が増加する。低い照度レベルにおいては、ＣＲＥＣＴピンの所の電圧が、ＤＩＭピンの所の電圧と等しくなることがあり得る。なんらかの介入なしには、エラー増幅器３１２は、これら２つの電圧の間に検出せず、このために、ランプ８５の点弧が正常に行なわれる前に、このフィードバックループが時期尚早に閉じてしまうこととなる。
フィードバックループが時期尚早閉じてしまうことを回避するために、点弧掃引の間、ゲート４３９は、スイッチ４４０をターンオフし、比較器４２１によって過電圧最小閾値が存在することが検出されている限り、スイッチ４４０をターンオフされた状態に維持する。ＩＣＲＥＣＴ信号がＣＲＥＣＴピンに到達することが阻止されるために、ＣＲＥＣＴピンの電圧が落ち、このために、低い照度レベルに設定されている場合でも、ＤＩＭピンの電圧と等しくなることが阻止される。こうして、フィードバックループは、点弧掃引の間は閉じないようにされ、これによって、正常な点弧を阻止することがないようにされる。点弧掃引の際に、好ましくは、スイッチ４４０は１度のみターンオフされる。これは、ランプ電圧が過電圧最小閾値に到達した時点で開始され、ランプ８５が点弧するまで継続される。スイッチ４４０がターンオフされている間は、コンデンサ１９２は、抵抗１９５を通じて十分に放電でき、点弧掃引の際に、フィードバックループが時期尚早に閉じてしまうことが阻止される。
従来の安定器駆動スキームにおいては、ランプの始動を成功させるために、ランプに、高いレベルの電力が不要に長期間（例えば、最大数秒間）供給される。ランプを低いレベルの照度にて始動することを試みた場合、ランプに、高いレベル電力が不要に長期間供給され、この結果、点弧フラッシュと呼ばれる状態が発生する。この状態においては、潜在的に望まれるものより遥かに明るい光の瞬間的なフラッシュが起こる。
本発明によると、この点弧フラッシュが実質的に排除され、目立たない程度に、押さえられる。この点弧フラッシュの実質的な排除は、ランプ８５に高いレベルの電力が供給される時間期間を短縮することによって達成される。より詳細には、ランプ８５には、高いレベルの電力は、約１ミリ秒あるいはそれ以下の期間だけ供給され、ランプの点灯の後は、電力の大きさが低減される。このランプ電力の速やかな低減は、過電圧状態を監視することで、より詳細には、スイッチ４４０が再び閉じる前に、ランプ電圧が過電圧最小閾値以下に落ちる時期を比較器４２１によって決定することによって達成される。この過電圧最小閾値以下へのランプ電力の低下は、ランプ８５の点弧が成功すると直ちに発生する。換言すれば、点弧フラッシュが発生し易い深い調光レベルにおいては、最初に、ランプ電圧が過電圧最小閾値に以上に達する時期を検出し、続いて、ランプ電圧が過電圧最小閾値以下に落ちる時期を検出することによって点弧フラッシュが回避される。
比較器４２４の出力は、ランプ電圧が過電圧最大閾値（例えば、過電圧最小閾値の二倍）を超えると、高値の論理レベルとなる。比較器４２４の出力が、高値の論理レベルにあり、かつ、近容量性のモードは検出されない場合は、スイッチコンデンサ積分器３２７は、ＣＣＯ３１８の発振周波数、従って、スイッチング周波数を、Ｄタイプフリップフロップ４４５のＱ出力が高値の論理レベルとなることに基づいて（つまり、フリップフロップ４４５によって出力される信号ＦＩ（周波数増加）が高値の論理レベルとなることに基づいて）、一定な速度（例えば、１０ｋＨ／ミリ秒の掃引速度）にて増加させる。このために、インバータ６０のスイッチング期間が低減される。他方、比較器４２４の出力が高値の論理レベルにあり、かつ近容量性の状態が検出された場合は、スイッチコンデンサ積分器３２７は、ＣＣＯ３１８の発振周波数、従って、スイッチング周波数を、ＮＡＮＤゲート４４２の出力が高値の論理レベルになるのに基づいて（つまり、ＮＡＮＤゲート４４２によって出力される信号ＦＳＴＥＰ（周波数ステップ）が高値の論理レベルになるのに基づいて）直ちに（例えば、１０マイクロ秒以内に）、最大値（例えば、１００ｋＨｚ）に増加させる。こうしてＣＣＯ３１８が最大発振値となったのに応答して、インバータ６０のスイッチング期間は、最小時間間隔（例えば、１０マイクロ秒）に短縮される。
比較器４２７の出力は、ランプ電圧が、過電圧パニック閾値を超えた場合（つまり、過電圧最大閾値以上となった場合）、高値の論理レベルとなる。比較器４２７の出力が高値の論理レベルになると、スイッチコンデンサ積分器３２７は、ＣＣＯ３１８のスイッチング周波数を、ＮＡＮＤゲート４４２の出力が高値の論理レベルであることに基づいて（つまりＮＡＮＤ４４２によって出力される信号ＦＳＴＥＰ（周波数ステップ）が高値であることに基づいて）、直ちに最大値に増加させる。
ゲート駆動回路３２０は、当分野において周知であり、米国特許第５，３７３，４３５号においてより詳細に説明されている。このため、ゲート駆動回路の説明については、米国特許第５，３７３，４３５号を参照されたい。ＩＣ１０９のピンＦＶＤＤ、Ｇ１、Ｓ１、Ｇ２は、米国特許第５，３７３，４３５号の図１に示されるノードＰ１、Ｐ２、Ｐ３、ＧＬに対応する。この明細書の図３に示す信号Ｇ１ＬとＧ２Ｌは、それぞれ、米国特許第５，３７３，４３５号における上側ドライブがオンのときの端子ＩＮLの所の信号と、コントローラとレベルシフタとの間の所の信号に対応する。
電圧レギュレータ５９２は、約５ボルトの出力電圧を生成するバンドキャップレギュレータ５９５を含む。レギュレータ５９５は、広範囲の温度および供給電圧（ＶＤＤ）を通じて実質的に独立的である。シュミットトリガ回路（つまり、ヒステリシスを持つ比較器）５９８の出力は、ここでは、ＬＳＯＵＴ（low supply out）信号と呼ばれ、供給電圧の状態を識別する。ＶＤＤピンの所の入力供給電圧がターンオン閾値（例えば、１２ボルト）を超えると、ＬＳＯＵＴ信号は低値の論理レベルとなる。ＶＤＤピンの所の入力供給電圧がターンオフ閾値（例えば、１０ボルト）以下に落ちると、ＬＳＬＯＴ信号は、高値の論理レベルとなる。始動の際、ＬＳＯＵＴ信号は、高値の論理レベルであり、これは、ラッチ６０１のＳＴＯＰＯＳＣ信号と呼ばれる出力を、高値の論理レベルにセットする。ＣＣＯ３１８は、ＳＴＯＰＯＳＣ信号が高値の論理レベルになると、これに応答して、ＣＣＯ３１８が発振するのを停止させ、ＣＦピンを、バンドギャップレギュレータ５９５の出力電圧に等しく設定する。
ＶＤＤピンの所の供給電圧が、ターンオン閾値を超えると、ＬＳＯＵＴ信号は低値の論理レベルとなる。すると、ＳＴＯＰＯＳＣ信号は低値の論理レベルとなる。ＣＣＯ３１８は、ＳＴＯＰＯＳＣ信号が低値の論理レベルになると、これに応答して、インバータ６０をここに説明されるスイッチング周波数にて発振するように駆動し、この結果、実質的な台形の波形がＣＦピンに加えられる。ＶＤＤピンの電圧が、ターンオフ閾値以下に落ち、ピンＧ２の所のゲート駆動信号が高値の論理レベルになると、ＣＣＯ３１８は、発振を止め、スイッチ１００、１１２は、それぞれ、非導通状態、導通状態に維持される。
ラッチ６０１の出力は、ＮＯＲゲート６０４の出力が高値の論理レベルとなった場合も、高値の論理レベルとなり、結果として、ＣＣＯ３１８は、発振を停止し、待機モードの動作となる。ＮＯＩＧＮ信号として識別されるＮＯＲゲート６０４の出力は、点弧期間が過ぎた後に、ランプ８５に印加される過電圧状態、あるいは、インバータの容量性モードの動作のいずれかが検出されると、高値の論理レベルとなる。ランプ８５が回路から除去された場合は、これらの状態のいずれかが発生し、ランプ８５が点弧することに失敗した場合は過電圧状態が発生する。
ＶＬピンは、ランプ電力を調節することでランプが過電圧状態になるのを保護するとともに、予熱と通常の調節との区別のための出力ドライブ（信号）を提供するために用いられる。ＶＬピンへの入力は、ランプ電圧（例えば、ピークあるいは整流された平均）に比例する電流である。ＶＬピンの電流は、掛算器３０６に結合される。掛算器３０６は、上述のように、ランプ電流とランプ電圧の積を表す信号をランプ電力を調節するために生成する。ＶＬピンの電流は、過電圧状態を検出するために、比較器４２１、４２４、４２７にも結合される。ただし、予熱サイクルの際は、ランプ８５にはまだ完全な点弧放電が存在しないために、ランプ電力を調節する必要はない。予熱サイクルの際は、インバータ６０は、コイル７５とコンデンサ８０の無負荷ＬＣトランク回路の共振周波数より遥かに高い周波数にて動作する。予熱サイクルの際のこの高い周波数の結果として、ランプ８５に印加される電圧は低く保たれ、これによって、安定器１０内の要素、あるいはランプ８５が損傷することが防止される。
予熱サイクルの際、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３３１はターンオンされ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３３２はターンオフされ、このために、ＶＬピンは、ＶＤＤピーンと同一の電位となる。ＶＬピンは、従って、予熱サイクルの際は、高値の論理レベルとなり、その他においては（例えば、点弧状態および待機状態の際は）、低値の論理レベルとなる。ＶＬピンの所のこの二つの異なる論理レベルは、インバータ６０が、予熱モードにおいて動作しているか、非予熱モードにて動作しているかを識別する。
予熱サイクルの際にＶＬピンの所の論理レベルが高値になると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴスイッチ８２がターンオンされる。すると、コンデンサ８１が、コンデンサ８０と並列になる。コンデンサ８１が加えられるために、無負荷共振周波数が低下し、結果として、予熱の際はランプ８５には低い電圧が加えられる。いったん予熱サイクルが終わると、スイッチ８２が、ＶＬピンの所の論理レベルが低値になることによってターンオフされる。コンデンサ８１はもはやコンデンサ８０と並列ではなくなり、無負荷共振周波数が上昇する。点弧掃引の際は、電圧が一層容易に上昇し、ランプを点弧するために十分に高い電圧がランプ８５に加えられる。
予熱サイクルの際は、ＩＣ１０９は、ＶＬピンの所の電圧によって表されるランプ８５に印加される電圧を検出する必要はない。従って、予熱期間においては、ＶＬピンは、スイッチ８２を導通状態にスイッチするために用いられる。ただし、予熱サイクルが終わると、過電圧状態と、ランプ電力を監視することが必要となるが、ＶＬピンの所の電圧によって反映されるランプ電圧を検出することによって行なわれる。ＶＬピンの所の電圧は、予熱サイクルが終わると、低値の論理レベル、典型的には、約０〜８００ミリボルトの範囲となり、このために、スイッチ８２はターンオフさせる。こうして、ＩＣ１０９が予熱モードにて動作しているか否かを表すＶＬピンの所の論理レベルによって、共振タンク回路の構成が制御される。ＶＬピンを、さらに、ＩＣ１０９の外側の他の要素のスイッチングを制御することで、それらの要素の動作を入れたり切ったりするために使用し、これによって、予熱状態の際あるいは予熱後のインバータ６０あるいはランプ８５の性能を制御することも可能である。
インバータ６０は、コイル７５を通じて電流が位相においてスイッチ１１２間の電圧よりも先行する場合は、容量性モードの動作にある。一方、近容量性のモードにおいては、コイル７５を流れる電流はスイッチ１１２に印加される電圧より若干、所定の時間期間（例えば、典型的には約１マイクロ秒）の範囲内で遅れる。換言すれば、コイル７５を流れる電流は、スイッチ１１２に印加される電圧より、所定の位相差内で遅れる。
容量性モードの動作に入らないように、あるいは既に容量性モードの動作にある場合は、容量性モードからできるだけ速やかに脱出するようにインバータ６０のスイッチング周波数を移動させるために、ランプ電流を、２つのゲート電圧の異なる一つと、１インバータスイッチング周期の二分の一サイクル毎に比較することで、位相差が決定される。これとは対照的に、従来の容量性モード保護スキームにおいては、容量性モードの動作と、近容量性モードの動作とが区別されず、従って、これらモードが検出されたときの補償が過剰となったり、不十分であったりした。
容量性モード状態には、例えば、ランプ８５が負荷７０から取り除かれた場合に、非常に速く入る。いったん容量性モードに入ると、スイッチングトランジスタ（例えば、スイッチ１００、１１２）への損傷が直ちに起こり、これは、従来の保護スキームでは通常回避することができない。
本発明によると、近容量性モードの状態は、ピンＧ１とＧ２の所に生成される各ゲートパルスドライブ（信号）の立上がりエッジの際に、ＲＩＮＤピンの所の電圧波形の符号を監視することによって決定される。いったん、近容量性モードの動作と、過電圧最大閾値の両方が検出されると、ＣＣＯ３１８は、直ちに（例えば、１０マイクロ秒以内に）その最大値（最大スイッチング周波数）に増加する。
容量性モードの状態は、それぞれ、ピンＧ１とＧ２の所に生成される各ゲートパルスドライブ（信号）の立下がりエッジの際に、ＲＩＮＤピンの所の電圧波形の符号を監視することによって決定される。いったん容量性モードの動作が検出されると、ＣＣＯ３１８は、直ちに（例えば、１０マイクロ秒内に）その最大値（最大スイッチング周波数）に増加し、これによって、インバータ６０が、スイッチ１１２の間にこの非導通状態の際に生成される電圧が位相においてコイル７５を流れる電流より先行する誘導性モードにて動作することが確保される。この最大発振（スイッチング）周波数は、無負荷共振周波数より十分に高いことが必要とされ、典型的には、ＣＣＯ３１８のこの最大周波数（つまり、スイッチング期間の最小時間間隔）は、インバータ６０の初期動作周波数（例えば、１００ｋＨｚ）と同一に設定される。
上述から容易に理解できるように、ＩＣ１０９は、インバータ６０が、長期間に渡って、容量性モードあるいは近容量性モードにて動作することを制限する。インバータ６０は、インバータ６０が容量性モードと近容量性モードのいずれか状態にあることをより迅速に決定することによって、これら両方のモードの動作から直ちに脱出する。このより迅速な応答時間は、容量性モードあるいは近容量性モードの動作が存在するか否かを決定するために、各スイッチング周期において生成される少なくとも一つ、好ましくは、全ての駆動信号を検出することによって達成される。容量性モードが検出された場合は、インバータのスイッチング期間が、直ちに、その最小時間間隔に低減され、つまり、その最大のスイッチング周波数に増加され、これによって、瞬間的に誘導性モードの動作に移動することが確保される。一方、近容量性モードが検出された場合は、インバータのスイッチング周波数は、ＩＣ１０９内に設定される定な速度にて低減される。
こうして、上述の目的並びにこれまでの説明から明らかにされたさまざまな目的が、効率的に達成されることが理解できる。ただし、上述の方法および構成に対するさまざまな変更が本発明の精神および範囲から逸脱することなく可能であり、上述の説明において言及あるいは付録の図面に示される全ての事項は、単に解説のためのものであり、制限を意味するものではない。
さらに、以下の請求の範囲は、ここに説明された本発明の一般的な特徴と特定な特徴、並びに、言葉上、これら両極端の中間に入ると考えられる本発明の範囲の全ての記述を網羅することを意図する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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