(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
動力伝達手段を介して主軸に接続された誘導モータの速度を速度指令値に応じてフィードバック制御する主軸制御装置において、
モータ電流の瞬時値ｉu、ｉv、ｉwを入力として前記モータの励磁電流成分であるｄ軸電流検出値と、前記モータのトルク電流成分であるｑ軸電流検出値を出力する３相２相変換手段と、
前記モータに対する磁束密度指令に応じてｄ軸電流指令値を出力する励磁電流指令発生手段と、
モータ速度検出値と前記速度指令値との偏差に基づいてｑ軸電流指令値を算出するトルク電流指令発生手段と、
前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差、もしくは前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差に基づいて前記モータの速度推定値である第１速度検出値を算出する第１速度推定手段と、
主軸に連結された検出器から得た主軸速度検出値に前記動力伝達手段の変速比を乗じた第２速度検出値を算出する第２速度検出手段と、
前記第１速度検出値と前記第２速度検出値との差が所定値以下である場合には、前記第１速度検出値と前記第２速度検出値に基づいて前記モータ速度検出値を算出して出力し、前記第１速度検出値と前記第２速度検出値との差が所定値以上である場合には、前記第１速度検出値を前記モータ速度検出値として出力するモータ速度検出手段と、
前記第１速度検出値と前記第２速度検出値との差が所定値以上であり、かつ前記第１速度検出値が所定値以下である場合には、減速方向のトルクを発生するｑ軸電流指令値を予め定めた所定値に制限するリミッタ回路と、
を備えることを特徴とする主軸制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ベルトやギアなどの動力伝達手段を介して連結された誘導電動機の回転速度を制御することによって、工作機械等の主軸を制御する主軸制御装置に関するものであって、特に誘導電動機に速度検出器などを必要とせずに主軸の制御を行なうことのできる主軸制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、工作機械の主軸駆動などの用途において直流電動機に代わって構造が簡単かつ堅牢でブラシ交換の不要な誘導電動機が多く用いられており、すべり周波数型ベクトル制御と呼ばれる制御方式によって速度制御を行なう制御装置が多く用いられる傾向にある。このようなすべり周波数型ベクトル制御による従来の制御装置のブロック図の一例を図３に示す。このすべり周波数型ベクトル制御装置を用いて工作機械の主軸駆動を行う場合においては、誘導電動機５に取り付けた速度検出器６によって誘導電動機の回転速度を検出してベクトル制御を行うと共に、主軸７に取り付けた回転位置検出器８によって主軸の回転位置を検出し、回転位置のフィードバック制御を行うことによって主軸定位置停止機能や同期タッピング機能などを実現している。
一方、誘導電動機の制御方式として近年、速度検出器を使用せずに誘導電動機の速度制御を行なう速度センサレスベクトル制御なる制御方式が考案され、実用化されている。このような速度センサレスベクトル制御方式の従来技術による制御装置のブロック図の一例を図４に示す。この方式においては、誘導電動機５の端子電圧や電流を用いてモータ回転速度の推定値を算出しており、例えば図４の例では励磁電流指令値ｉd*と励磁電流検出値ｉdとの偏差、もしくはトルク電流指令値ｉq*とトルク電流検出値ｉqとの偏差に基づいてセンサレス速度検出部９がロータの回転速度ωmを推定演算している。そして、このωmを用いてベクトル制御を行うとともに、上述したすべり周波数型ベクトル制御と同様に主軸に取り付けた回転位置検出器８を用いて主軸の回転位置制御を実現している。なお、すべり周波数型と速度センサレスベクトル制御とについては、「交流モータのベクトル制御」，中野孝良著，日刊工業新聞社，１９９６年３月初版発行に詳しい説明がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のすべり周波数型ベクトル制御、並びに速度センサレスベクトル制御による主軸制御装置においては、以下に示すような課題を有している。
すなわち、すべり周波数型ベクトル制御を用いた主軸制御装置においては、誘導電動機の速度検出器が必要であるためシステム全体の価格が高く、また比較的、高温状態となる誘導電動機に直接、速度検出器を取り付ける必要があるため信頼性の点で課題を有している。
【０００４】
また、速度センサレスベクトル制御を用いた主軸制御装置においては、すべり周波数推定値の演算においてモータ内部の磁束密度およびモータの二次抵抗値を使用する必要があり、これらは完全に正確な値を得ることが困難であるため、特に誘導電動機の回転速度が低速である場合においては、すべり周波数推定値の誤差が回転速度の推定値に与える影響が大きくなり、高精度に出力トルクを制御することができない傾向にある。この結果、主軸定位置停止機能や同期タッピング機能など、主軸の回転位置制御を必要とする機能において十分な性能を実現できない。
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、工作機械の主軸を駆動する誘導電動機に速度センサを用いることなく高精度に主軸の速度制御を実現し、安価で信頼性の高い主軸制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために本発明にかかる主軸制御装置は、
動力伝達手段を介して主軸に接続された誘導モータの速度を速度指令値に応じてフィードバック制御する主軸制御装置において、
モータ電流の瞬時値ｉu、ｉv、ｉwを入力として前記モータの励磁電流成分であるｄ軸電流検出値と、前記モータのトルク電流成分であるｑ軸電流検出値を出力する３相２相変換手段と、
前記モータに対する磁束密度指令に応じてｄ軸電流指令値を出力する励磁電流指令発生手段と、
モータ速度検出値と前記速度指令値との偏差に基づいてｑ軸電流指令値を算出するトルク電流指令発生手段と、
前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値との偏差、もしくは前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差に基づいて前記モータの速度推定値である第１速度検出値を算出する第１速度推定手段と、
主軸に連結された検出器から得た主軸速度検出値に動力伝達手段の変速比を乗じた第２速度検出値を算出する第２速度検出手段と、
前記第１速度検出値と前記第２速度検出値との差が所定値以下である場合には、前記第１速度検出値と前記第２速度検出値に基づいて前記モータ速度検出値を算出して出力し、前記第１速度検出値と前記第２速度検出値との差が所定値以上である場合には、前記第１速度検出値を前記モータ速度検出値として出力するモータ速度検出手段とを備えることを特徴とする。
さらに、前記第１速度検出値と前記第２速度検出値との差が所定値以上であり、かつ前記第１速度検出値が所定値以下である場合には、減速方向のトルクを発生するｑ軸電流指令値を予め定めた所定値に制限するリミッタ回路を備えることを特徴とする。
【０００６】
【作用】
本発明による誘導電動機の制御装置においては、３相２相変換手段によってモータ電流の瞬時値ｉu、ｉv、ｉwからモータ内部の励磁電流ｉdおよびトルク電流ｉqを直流量として検出している。これら励磁電流検出値ｉdおよびトルク電流検出値ｉqは、それぞれ励磁電流指令値ｉd*およびトルク電流指令値ｉq*との偏差に応じてフィードバック制御されている。第１速度推定手段はモータ速度の推定値に誤差がある場合には、トルク電流検出値ｉqとトルク電流指令値ｉq*との偏差、もしくは励磁電流検出値ｉdと励磁電流指令値ｉd*との偏差が大きくなることを利用して第１速度検出値を算出している。この第１速度検出値は低い周波数成分においては検出誤差を多く含む性質があるが、高周波成分については比較的精度の高い検出値が得られる。
一方、主軸に取り付けられた検出器から算出した第２のモータ回転速度推定値つまり第２速度検出値は、比較的高い周波数成分において誤差を多く含む性質があるが、低周波数成分については比較的精度の高い検出値が得られる。従って、第１速度検出値と主軸に取り付けられた検出器による第２速度検出値の双方の精度の良い周波数成分を、それぞれ組み合わせて使用することによって高精度の速度検出を行うことができ、安定でかつ精度の良い速度制御を行うことができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る主軸制御装置の一実施形態のブロック図である。図３および図４に示す従来の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。
３相２相変換器１はモータ電流の瞬時値ｉu、ｉv、ｉwと積分器２の出力した電気角ωｔを基にして以下の演算によって励磁電流検出値ｉdおよびトルク電流検出値ｉqを演算している。
【数１】
ｉd＝ｉu・sinωｔ＋ｉv・sin(ωｔ−120°)＋ｉw・sin(ωｔ＋120°)
【数２】
ｉq＝ｉu・cosωｔ＋ｉv・cos(ωｔ−120°)＋ｉw・cos(ωｔ＋120°)
これら［数１］［数２］の意味について説明する。sinωｔ信号およびcosωｔ信号は後述する２相３相変換器３がモータ端子電圧指令の演算に使用するものと同じであって、sinωｔ信号の位相を基準として３相のモータ電流を直交する２軸座標に投影するものである。このようにして得られたｉd、ｉqを用いて誘導電動機の電圧、電流の関係を以下に説明する。
誘導電動機の等価回路を図５に示す。図中のＥ1、Ｉ1、Ｉ2はそれぞれ、１次端子電圧、１次巻線電流、２次巻線電流を表したものであり、交流量である。これらの各電流、電圧は［数１］［数２］によって得られたｉd、ｉqを用いて以下のように表記できる。
【数３】
Ｉ1＝ｉd・sinωｔ＋ｉq・cosωｔ
【数４】
Ｉ2＝ｉ2d・sinωｔ＋ｉ2q・cosωｔ
【数５】
Ｅ1＝ｅd・sinωｔ＋ｅq・cosωｔ
【０００８】
ここでωはモータ電流の角周波数であるから、ｉd、ｉq、ｉ2d、ｉ2q、ｅd、ｅqの各値は時間によらず一定となる直流量かつスカラ量として算出される。なお、この直交する座標軸をそれぞれｄ軸、ｑ軸と称する。
上記ｉd、ｉq、ｉ2d、ｉ2q、ｅd、ｅqを用いて図６の等価回路の電圧、電流を表すと次式を得る。ただし微分演算子(d/dt)をｐで表す。
【数６】
0003958920.tif 000002
【数７】
0003958920.tif 000003
【０００９】
次に２次回路の電圧、電流について図６の等価回路を用いて説明する。この図から、誘導電動機はロ−タが１次電圧の角周波数ωに対してωs＝ｓ・ωというすべり周波数を持って回転することによって速度起電力のみ１：ｓの比率で伝達する変圧器として考えることができる。このように考えて２次回路の電圧方程式は次のように表すことができる。
【数８】
ｒ2・ｉ2d＋ｐ・Ｍ・ｉ2d＋ｓ・ω・Ｍ(ｉq−ｉ2q)−ｐ・Ｍ・ｉd＝０
【数９】
ｒ2・ｉ2q＋ｐ・Ｍ・ｉ2q−ｓ・ω・Ｍ(ｉd−ｉ2d)−ｐ・Ｍ・ｉq＝０
ここで、この座標軸の回転位置について誘導電動機内部の磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置が一致していると仮定すると磁束ベクトルΦは次のように表される。
【数１０】
Φ＝φ・sinωｔ  (ただしφはスカラ量)
【数１１】
φ＝Ｍ・ｉd−Ｍ・ｉ2d
すなわち図５の等価回路において励磁インダクタンスＭに流れる励磁電流ｉmは［数１２］のように表され、また、ｑ軸成分の電流が励磁電流ｉmには関与しないことから、ｑ軸成分について［数１３］を得る。
【数１２】
ｉm＝ｉd−ｉ2d
【数１３】
ｉq＝ｉ2q    ∴ｉq−ｉ2q＝０
これら［数１２］［数１３］を［数９］に代入することによって［数１４］を得られ、さらにこれを変形して［数１５］を得る。
【数１４】
ｒ2・ｉq＝ｓ・ω・Ｍ・ｉm
【数１５】
ωs＝ｒ2・ｉq／(Ｍ・ｉm)    ただしωs＝ω−ωm（ωm：モータ回転数）
また［数１２］［数１３］を［数８］に代入すると［数１６］が得られる。
【数１６】
ｉm＝｛ｒ2／（ｒ2＋ｐ・Ｍ）｝ｉd
すなわちｉmはｉdの一次遅れに等しく、ｉdが一定であるという条件の元ではｉdに等しい。
【００１０】
以上のように誘導電動機内部の磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置が一致していると仮定すると、［数１５］からすべり周波数ωsはｉqに比例していることがわかり、逆に言えば磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置を一致させるためにはすべり周波数ωsをｉqに比例して制御する必要がある。この［数１５］はベクトル制御条件と呼ばれ、この条件を満足するすべり周波数ωsを与えるとき［数１２］および［数１３］が成立することによって、磁束密度φは［数１６］に示すようにｉdによって任意に制御できるとともにトルクを発生するｉqは磁束密度に影響を与えることなく任意に制御することが可能となる。
【００１１】
次に［数６］［数７］に基づいてモータの１次電流ｉd、ｉqを制御する制御系を考える。まず、［数６］に［数１２］［数１３］を代入すると［数１７］を得る。
【数１７】
ｅd＝(ｒ1＋ｐ・Lσ)ｉd−ω・Lσ・ｉq＋ｐ・Ｍ・ｉm
この式のうち第３項はｉmの変化が十分に緩やかであることから無視できる。よって次の［数１８］を得る。
【数１８】
ｅd＝(ｒ1＋ｐ・Lσ)ｉd−ω・Lσｉq
今、ｉdを所望の指令値ｉd*に等しくするという制御系を考えたとき、ｉd*とｉdとの誤差Δｉd(＝ｉd*−ｉd)をもとに次の［数１９］のようにｄ軸電圧指令ｅd*を出力する制御系を考えることができる。
【数１９】
ｅd*＝Ｇd・Δｉd−ω・Lσ・ｉq*
なお、Ｇdは比例積分アンプなどを用いた増幅率であり十分に大きな値である。また第２項はｑ軸からの干渉項としてフィ−ドフォワ−ド補償として加算される。
【００１２】
同様に［数７］に［数１２］［数１３］を代入すると［数２０］を得る。
【数２０】
ｅq＝ω・Lσ・ｉd＋(ｒ1＋ｐ・Lσ)ｉq＋ω・Ｍ・ｉm
上記と同様にｉqを指令値ｉq*に等しく制御するという系を考えるとき、［数２０］より次の［数２１］のような制御系を考えることができる。なおＧqはＧdと同様に十分に大きな値であり、またｉd＝一定という仮定のもとではｉmはｉdに等しいのでｉmをｉd*に置き換えている。
【数２１】
ｅq*＝Ｇq・Δｉq＋ω(Lσ＋Ｍ)ｉd*
この第２項は［数１９］の第２項と同様にｄ軸からの干渉項としてフィ−ドフォワ−ド補償される。
【００１３】
上述した［数１９］［数２１］に従って誘導電動機の１次巻線に印加されるｄ軸電圧すなわち励磁電流同相電圧の指令値ｅd*、およびｑ軸電圧すなわちトルク電流同相電圧の指令値ｅq*が決定される。
これら指令値は２相３相変換器３によって以下の変換が行なわれ、誘導電動機の１次巻線に印加される３相交流電圧の指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*となる。
【数２２】
ｅu*＝ｅd*・sinωｔ＋ｅq*・cosωｔ
【数２３】
0003958920.tif 000004
【数２４】
0003958920.tif 000005
インバータ４はこれらの指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*に相当する電圧を誘導電動機５に印加することによって１次電流ｉd、ｉqはそれぞれ所望の値に制御することが可能となる。
【００１４】
上記［数１８］［数２０］は１次電流ｉd、ｉqを１次電圧を操作することによって任意に制御できることを示すものであるが、前提条件として［数１２］［数１３］が成り立つ必要があり、そのためには［数１５］を満たすすべり周波数ωs（＝ω−ωm）を与える必要がある。しかしながらモータ回転速度ωmは速度検出器を使用しないために正確な検出値は得られず、推定値ωm^を使用する。このため速度推定値ωm^と実際の回転速度ωmに誤差があった場合にはｉd、ｉqを正確に制御することができなくなり、電流指令値ｉd*、ｉq*との間に偏差が生じることになる。そこで図１のセンサレス速度検出部９において、これらの電流指令値ｉd*、ｉq*と電流検出値ｉd、ｉqとの偏差を利用して正確な速度推定値ωm^を得ることが可能である。
【００１５】
電流指令値ｉd*、ｉq*と電流検出値ｉd、ｉqとの偏差を利用して速度推定値ωm^を得る方法については、既に様々な方法が公知技術として報告されており、それらの何れにも本発明を適用できる。ここでは、その一手法としてｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流検出値ｉqとの偏差を利用する手法について示す。まず、速度推定値ωm^と実際の回転速度ωmとの誤差Δωmを次のように定義する。
【数２５】
Δωm＝ωm−ωm^
次に電流角周波数ωは図１の実施例においては、［数１５］のベクトル制御条件を満たすようにｑ軸電流指令値ｉq*から次のように算出している。なお、［数１５］におけるｉmは［数１６］に示したようにｄ軸電流ｉdの一次遅れであり、その時定数は数100ms程度であるのでモータ回転速度に対して変化が緩慢なため一定と近似できる。
【数２６】
ωs*＝ｒ2・ｉq*／(Ｍ・ｉm)
【数２７】
ω＝ωm^＋ωs*
上記の［数２５］［数２７］から実際の誘導電動機に発生するすべり周波数ωs（＝ω−ωm）は次のように表される。
【数２８】
ωs＝ωs*−Δωm
この［数２８］と［数２６］［数１５］の関係から次式を得る。
【数２９】
Δωm＝ｒ2（ｉq*−ｉq）／(Ｍ・ｉm)
すなわちｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流検出値ｉqとの偏差は、速度推定値ωm^の誤差Δωmを表しており、比例積分アンプ等を用いて（ｉq*−ｉq）を増幅してωm^を次のように算出する。
【数３０】
ωm^＝Ｇw（ｉq*−ｉq）
このときＧwは比例積分アンプの増幅率であり、これを十分に大きな値に設定すればΔωm＝０となるようにフィードバックが作用し、速度推定値ωm^は実際の回転速度ωmに等しくなる。
【００１６】
前記のように第１速度推定手段としてのセンサレス速度検出部９が算出する速度推定値つまり第１速度検出値としてのセンサレス速度検出値ωm^は、その入力に電流検出値を使用しており、電流制御系に含まれるインバータのデッドタイムなどの誤差要因によって検出精度が悪化する。そこで、本発明においては図１に示すように工作機械の主軸７に連結された回転位置検出器８から検出した回転位置を位置・速度変換器１０によって主軸回転速度に変換するとともにベルト等動力伝達手段の変速比を乗算して、モータ速度と等価な第２速度検出値ωLを得る。しかし、この第２速度検出値ωLはベルトの伸縮などの影響によって、また動力伝達手段としてギアを使用する場合はギアのバックラッシュなどの影響によって過渡的には正確なモータ速度を得ることができない。例えば動力伝達手段がベルトである場合にはベルトのバネ定数と主軸およびモータの慣性モーメントによって、一般的に主軸とモータ間の機械的結合は１００〜２００Ｈｚ程度の共振周波数を持った二慣性共振系の特性を示す。このため、誘導電動機５の速度変化に対して主軸７は１００〜２００Ｈｚ程度の周波数で振動的な挙動を示し、第２速度検出値ωLには、この振動による検出誤差が多く含まれる。つまり、第２速度検出値ωLはモータ速度に対して低周波成分の検出誤差は十分に少ないが、高周波成分の検出誤差を含んでいる。
【００１７】
また一方、センサレス速度検出値ωm^は過渡的な検出精度は比較的に良好であるが［数２９］に示すように算出式に励磁電流ｉmやｑ軸電流検出値ｉq、二次抵抗値ｒ2を使用しているため、静的な検出精度は低い。例えば、インバータのデッドタイム等によってモータ電流に制御偏差が生じた場合には、この偏差を増幅して速度検出誤差を生じてしまう。また、モータの温度変化等による二次抵抗値ｒ2の変動も速度検出値に誤差を生じさせてしまう。これらの誤差要因は比較的周波数成分の低いものである。そこで図１のハイパスフィルタ１１はωm^の低周波成分を除去している。またローパスフィルタ１２は第２速度検出値ωLの高周波成分を除去しており、これらフィルタの出力を加算器１３で加算合成することによってセンサレス速度検出値ωm^と第２速度検出値ωLの双方から検出精度の高い成分のみを抽出した速度検出値を得ている。
【００１８】
なお、比較器１４はセンサレス速度検出値ωm^と第２速度検出値ωLの差が所定値以上になった場合に動作して、ベルト等の変速機構が故障したものと判定する。変速機構が故障したと判定すると、第２速度検出値ωLはモータの速度検出値としては使用することができないため、切換器１５がセンサレス速度検出値ωm^をそのままモータ速度検出値として出力する。
【００１９】
変速機構が故障したと判定し、センサレス速度検出値ωm^を用いてベクトル制御を行う際、モータ速度が低速の領域においては、特に減速方向のトルクを正確に制御することができない。その結果、実際にはモータが回転しているにも係わらずセンサレス速度検出値ωm^がゼロ速度を検出してしまい、モータを停止させることができない。その理由は低速の領域において、特に減速方向のトルクを出力する際には負のすべり周波数が発生するために電流周波数が小さくなり、モータ端子電圧が低くなるためである。このため、インバータのデッドタイムなどによる電圧誤差成分がモータ電流に与える影響が相対的に大きくなり、モータ内部における実際の磁束が正確に制御できなくなってベクトル制御条件が崩れるためである。そこで本発明においては、センサレス速度検出値ωm^を用いてベクトル制御を行う際にはリミッタ１６によってｑ軸電流指令値を予め定めた所定のリミット値に制限している。このリミット値は、一例としては図２に示すようにモータ速度の関数として与えており、回転速度が低い領域ではｑ軸電流値を小さくしている。このようにｑ軸電流を小さくすることによって、モータに通電される電流のうちｄ軸電流成分つまり励磁電流が相対的に大きくなり、安定にモータ内部の磁束を制御することができ、上記不具合の発生を防止することができる。つまり、このリミッタ１６は比較器１４が、変速機構が故障したと判定していない間は、除算器２２が出力するｑ軸電流指令値をそのまま出力し、比較器１４が、変速機構が故障したと判定すると、除算器２２が出力するｑ軸電流指令値を予め定めた所定のリミット値に制限する。
【００２０】
【発明の効果】
以上の本発明によれば、誘導電動機に速度検出器を取り付けることなく高精度に工作機械の主軸を速度制御することができ、安価で信頼性の高い主軸制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による主軸制御装置の一実施例のブロック図である。
【図２】  本発明におけるｑ軸電流指令値のリミット値の設定例である。
【図３】  従来のすべり周波数型ベクトル制御による主軸制御装置のブロック図である。
【図４】  従来のセンサレスベクトル制御による主軸制御装置のブロック図である。
【図５】  誘導電動機の等価回路の第１の形態である。
【図６】  誘導電動機の等価回路の第２の形態である。
【符号の説明】
１  ３相２相変換器、２  積分器、３  ２相３相変換器、４  インバータ、５誘導電動機、６  速度検出器、７  主軸、８  回転位置検出器、９  センサレス速度検出部、１０  位置・速度変換器、１１  ハイパスフィルタ、１２  ローパスフィルタ、１３  加算器、１４  比較器、１５  切換器、１６  リミッタ、１７  電流制御器、１８  磁束密度指令発生器、１９  励磁電流指令発生器、２０  減算器、２１  Ｐｉ増幅器、２２  除算器、２３  除算器、２４  乗算器、２５  加算器、２６  直流電圧源、２７  電流検出器、２８  位置検出回路。
【図１】
0003958920.tif 000006
【図２】
0003958920.tif 000007
【図３】
0003958920.tif 000008
【図４】
0003958920.tif 000009
【図５】
0003958920.tif 000010
【図６】
0003958920.tif 000011