(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力負荷とは別個に、一時的負荷（２８）を有するクロック制御電流供給回路であって、
変成器（１１）と、スイッチ素子（１２）と、制御装置（１４，２１４）とを含むＤＣ／ＤＣコンバータ（１０，２１０）を有し、
前記スイッチ素子（１２）は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（１０，２１０）を直流電圧源（１３）と接続し、
前記制御装置（１４，２１４）は出力側に存在する負荷状態に依存して前記スイッチ素子（１２）に対する切替信号（１５）を形成し、
電力負荷としてのガス放電ランプのエネルギー供給に用いられる形式のクロック制御電流供給回路において、
ＤＣ／ＤＣコンバータ（１０，２１０）の変成器（１１）は、極性と大きさの異なる第１と第２の電圧（Ｕ＋，Ｕ−）を第１と第２の出力側（２１，２２）から取り出せるように構成されており、
前記第１の電圧（Ｕ−）は、前記スイッチ素子（１２）を前記切替信号（１５）により接続することにより上昇され、かつ前記一時的負荷（２８）を該第１の電圧（Ｕ−）の第１の出力側（２１）に接続することによって低下され、
当該第１の電圧（Ｕ−）は電力負荷の給電に用いられ、
前記第２の電圧（Ｕ＋）は、前記一時的負荷（２８）を接続するためのスイッチ手段（２９）をオン・オフすることによって上昇される、
ことを特徴とするクロック制御電流供給回路。
【請求項２】
前記第２の電圧（Ｕ＋）には実際値を検出するために負荷が加えられ、
検出された値は制御回路（２０８）に供給され、
該制御回路（２０８）は、該第２の電圧（Ｕ＋）の検出された値に依存して、前記一時的負荷（２８）を接続するためのスイッチ手段（２９）をオン・オフする、請求項１記載のクロック制御電流供給回路。
【請求項３】
前記実際値を検出するための負荷は分圧器（２０５，２０６）により形成されており、
該分圧器の分圧タップ端子（２０７）は制御回路（２０８）に接続されている、請求項２記載のクロック制御電流供給回路。
【請求項４】
分圧器（２０５，２０６）に対し並列に、抵抗（３５１）とトランジスタ（３５２）の直列回路が配置されており、
該トランジスタは、分圧器（２０５，２０６）から取り出される第２の電圧（Ｕ＋）の実際値が目標値を越えるとき、制御回路（２０８）によって導通切り替えされる、請求項３記載のクロック制御電流供給回路。
【請求項５】
分圧器（２０５，２０６）は、前記一時的負荷（２８）のオン・オフのデューティ比により電圧を両方向で制御可能であるように選定されている、請求項３または４記載のクロック制御電流供給回路。
【請求項６】
前記一時的負荷（２８）は可変抵抗により接続または遮断される、請求項１から５までのいずれか１項記載のクロック制御電流回路。
【請求項７】
前記一時的負荷は、オーム抵抗（２８）とトランジスタ（４２９）との直列回路からなり、
該トランジスタは、２点制御の形態でオン・オフ制御されるか、またはパルス幅変調信号によりパルス幅に相応する長さで導通制御される、請求項６記載のクロック制御電流回路。
【請求項８】
前記一時的負荷（２８）は可変負荷抵抗からなり、
該可変負荷抵抗はＦＥＴトランジスタのドレイン−ソース抵抗であり、抵抗値はゲート−ソース電圧の値に依存する、請求項６記載のクロック制御電流供給回路。
【請求項９】
制御される電圧（Ｕ−、またはＵ−，Ｕ＋）を制御するためにマイクロコントローラ（２０８）が設けられており、
該マイクロコントローラはＤＣ／ＤＣコンバータ（１０，２１０）のスイッチ素子（１２）を制御する、請求項１から８までのいずれか１項記載のクロック制御電流供給回路。
【請求項１０】
電力負荷が完全に投入接続され、運転状態になった後、第１および第２の電圧のうち制御されない方の電圧または比較的に値の高い方の電圧（Ｕ＋）がスイッチ（２７０）により遮断される、請求項１から９までのいずれか１項記載のクロック制御電流回路。
【請求項１１】
高圧ガス放電ランプのエネルギー供給のための制御装置に使用され、該放電ランプは自動車の前照灯に配置されるものである、請求項１から１０までのいずれか１項記載のクロック制御電流供給回路。
【発明の詳細な説明】
従来の技術
本発明は請求項１の上位概念に記載された、電力負荷とは別個に、一時的負荷を有するクロック制御電流供給回路であって、
変成器と、スイッチ素子と、制御装置とを含むＤＣ／ＤＣコンバータを有し、
前記スイッチ素子は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを直流電圧源と接続し、
前記制御装置は出力側に存在する負荷状態に依存して前記スイッチ素子に対する切替信号を形成し、
電力負荷としてのガス放電ランプのエネルギー供給に用いられる形式のクロック制御電流供給回路に関する。
ＤＥ４２３１９６８．４Ａ１にはクロック制御される電流供給回路が記載されており、この電流供給回路の出力側には、電力負荷、例えばガス放電ランプに依存せず少なくとも一時的に作用する負荷が接続されている。この構成はＤＣ／ＤＣコンバータを有し、このコンバータはスイッチ素子を介して直流電圧源と接続されている。スイッチ素子に対する切替信号は制御装置によって、出力側に設けられた負荷の状態に依存して生成される。この公知の電流供給回路では、出力側でただ１つの電圧しか得られない。負荷がガス放電ランプの場合はこれを点弧するために、駆動電圧に対して格段に高い点弧電圧が必要である。この電圧は公知の電流供給回路では、例えば相応の点弧パルスを特別に設けられた変成器によって入力結合することにより生成されている。公知の電流供給回路によれば、平滑コンデンサにおいて所定の電圧に達した後、点弧回路が点弧パルスを送出する。このことは、出力電圧を高められた値にまで昇圧しなければならないことを意味する。この公知の電流供給回路では、切り替え可能な負荷に平滑コンデンサが後置接続されている。このコンデンサに蓄積されたエネルギーは、点弧過程を開始した後、点弧過程を確実に終了させるために短時間必要なエネルギーをまかなうには不十分である。少なくとも一時的に作用する変成器負荷の負荷によって変成器が電流的に負荷され、誘導的に二次コイルに蓄積されたエネルギーが点弧の後、ランプの高められた電力需要をカバーするために生成される。少なくとも一時的に作用する変換器負荷はこの公知の構成では、点弧の後それが完全に終了するまで作用する。
本発明ではそのようなことはない。本発明では点弧時ではなく、一時的に作用する変換器負荷の効率の点で本当に重要な期間で作用する。
発明の利点
請求項１に記載された本発明の、電力負荷とは別個に、一時的負荷を有するクロック制御電流供給回路は、電力負荷としてのガス放電ランプのエネルギー供給のためのものであり、２つの電圧を生成できるという利点を有する。これら２つの電圧は制御され、これら２つの電圧の電圧差は点弧供給電圧の生成に対して十分であり、その際に必要な定格電圧の迅速な形成を保証する。このことを安価に実現することができる。
本発明によればこのことは基本的に次のようにして達成される。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータの変成器は、極性と大きさの異なる第１と第２の電圧を第１と第２の出力側から取り出せるように構成されており、
前記第１の電圧は、前記スイッチ素子を前記切替信号により接続することにより上昇され、かつ前記一時的負荷を該第１の電圧の第１の出力側に接続することによって低下され、
当該第１の電圧は電力負荷の給電に用いられ、
前記第２の電圧は、前記一時的負荷を接続するためのスイッチ手段をオン・オフすることによって上昇されるように構成するのである。
ガス放電ランプおよびその点弧装置のエネルギー供給のための本発明のクロック制御電流供給回路の有利な適用では以下のことが重要である。点弧装置の内部回路構成のため、この点弧装置は正常な機能を保証するために非常に公差の狭い、例えば４６０Ｖの供給電圧を必要とする。この供給電圧が点弧装置に印加されると、短時間で点弧電圧が形成される。ランプの点弧までの点弧装置に起因する僅かな負荷（これはアイドル時に類似の特性である）によって、変換器は非常に僅かに負荷される。供給電圧が例えば前記の４６０Ｖの定格値に達するまでの所定の時間が経過する。本発明で使用される一時的負荷が変換器になれば、この時間は許容できないほど長く、例えば２０ｍｓになってしまう。この時間だけ本来の点弧過程が延長される。変換器を一時的負荷によって負荷することにより、始めから変換器が高められたクロックで強制駆動され、供給電圧が迅速に形成される。この本発明の手段によってこの形成時間が格段に短縮される。実施例ではこの形成時間を５ｍｓ以下の値に短縮することができる。
従属請求項に記載された手段によって請求項１に記載の電流供給回路の有利な改善および発展形態が可能である。
本発明の有利な実施例では、実際値を検出するための負荷は分圧器であり、その分圧端子は制御回路に導かれている。第１の制御電圧に接続可能な一時的負荷を他方の第２の電圧の制御に使用することにより、とくに安価な解決手段が得られる。
この有利な実施例の択一的実施例では、第２の電圧を昇圧制御する手段が得られる。ここでは分圧器に対して並列に、抵抗とトランジスタの直列回路が配置されている。このトランジスタは、分圧器から取り出される第２の電圧の瞬時値が目標値を上回るとき制御回路によって導通切り替えされる。これによりこの電圧を有利には両方向で制御することができる。
本発明のこの構成の有利な実施例では、分圧器は、一時的負荷のオン・オフのデューティ比により電圧の両方向制御が可能であるように選定されている。
本発明の有利な実施例では、一時的負荷が可変抵抗によってオン・オフされる。
本発明のこの構成の有利な実施例では、一時的負荷がオーム抵抗とトランジスタの直列回路からなる。このトランジスタは時点制御の形態でオン・オフ制御されるか、またはパルス幅変調信号によりパルス幅に相応して導通の長さが調整される。
本発明の別の有利な実施例では、一時的負荷が可変抵抗、例えばＦＥＴトランジスタのドレイン−ソース抵抗からなり、この抵抗の値はゲート−ソース電圧の値に依存する。
別の有利な実施例によれば、制御電圧の制御のためにマイクロコントローラが設けられ、このマイクロコントローラがＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ素子を制御する。
本発明のとくに有利な構成によれば、電力負荷が完全に投入接続され、動作状態になった後、２つの電圧のうち制御されない方の電圧または比較的に高い絶対値を有する方の電圧が遮断される。この実施例はとくにガス放電ランプのエネルギー供給に使用する際、重要である。そこでは点弧のために、点弧装置に対する供給電圧の一部として、点弧装置に十分な電圧を提供するために付加的電圧が必要だからである。これに対して他方の、通常は絶対値が比較的低く制御される方の電圧は駆動電圧として使用される。
有利には本発明のクロック制御電流供給回路は高圧ガス放電ランプのエネルギー供給のための制御装置で使用される。この場合この回路装置は自動車の前照灯に配置される。
図面
本発明を図面に示された実施例に基づいて、以下詳細に説明する。
図１は、本発明の第１実施例の基本回路図である。
図２は、本発明の第２の実施例の基本回路図であり、両方の電圧が制御される。
図３は、図２の実施例の改善形態であり、ここでは昇圧制御を行うことができる。
図４は、一時的負荷を実現するための概略図である。
実施例の説明
図１には本発明の第１実施例の基本回路図が示されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は変成器１１を有している。コンバータ１０はスイッチ素子１２を介して直流電圧源１３と接続されている。制御装置は切替信号１５をスイッチ素子１２に送出し、コンバータ１０をクロック制御する。スイッチ素子１２，例えばトランジスタ、有利にはＦＥＴトランジスタは、直流電圧源１３の電圧，例えば自動車のバッテリーを変成器１１の一次巻線に印加する。
コンバータ１０の変成器１１は２つの二次巻線１７と１８を有しており、それぞれ１つのブロックダイオード１９または２０を介して出力端子２１，２２に２つの電圧Ｕ−とＵ＋が発生するように構成されている。これの２つの電圧Ｕ−とＵ＋は異なる大きさおよび異なる極性を有している。ここでは例えば比較的に大きな二次巻線１８に相応する比較的に大きな電圧Ｕ＋が平滑コンデンサ２４に形成され、このコンデンサから出力端子２２に出力される。ここでブロックダイオード２０は、コンデンサ２４が所属の二次巻線１８を介して放電するのを阻止する。同じようにして比較的小さい二次巻線１７に相応して値の比較的小さい、反対極性の電圧Ｕ−が平滑コンデンサ２５に形成され、ここから出力端子２１に出力される。ブロックダイオード１９は、コンデンサ２５が所属の二次巻線１７を介して放電するのを阻止するように接続されている。変成器１１のそれぞれの巻線１６，１７，１８のそれぞれの巻線始端部が黒点によって示されている。従ってアース電位が変成器１１の２つの逆相二次巻線１７と１８の接続点に接続されたこの構成では、コンデンサ２４の電圧が正であり、コンデンサ２５の電圧が負である。
負電圧Ｕ−の電圧制御は、一次側でスイッチ素子１２を制御装置１４により相応に制御することによって行われる。この制御のために、負電圧Ｕ−の値が線路２７を介して取り出され、制御装置１４に供給される。この制御装置は出力側２１の負荷状態に相応して、コンバータのクロック制御のための切替信号をスイッチ素子１２によって生成する。出力端子２１での負荷が小さい場合、コンバータ１０の変換クロックは低い。電圧Ｕ−が所定の閾値より低下すると、制御装置はさらに多くの切替信号１５を送出し、これによりコンバータ１０は比較的に高い周波数でクロック制御される。
制御電圧Ｕ−の出力端子２１とアース電位端子２６との間には、一時的負荷が設けられている。この負荷は図１に示された実施例では、オーム抵抗２８とスイッチ２９の直列回路からなる。偽スイッチは有利にはトランジスタにより実現することができ、このトランジスタには制御線路３０を介して、制御装置１４により形成された切替信号が供給される。これによりスイッチ２９の閉成によって一時的負荷が接続され、スイッチ２９の開放によって一時的負荷が遮断される。
一時的負荷は接続された状態で作用し、これによりコンバータ１０が電流的に負荷されるか、または出力端子２１の電流負荷に加えてさらに負荷される。このことはまた電圧Ｕ−を低下させる。これにより下方閾値に達したときコンバータ１０は制御装置によって昇圧のためさらに高い周波数でクロック制御される。コンバータのクロック周波数を高めることによって平滑コンデンサ２４も非常に高速に充電される。これにより第２の正の電圧Ｕ＋が出力側２２で格段に高速に所望の値で得られる。この値は実質的に、一次巻線１６と所属の二次巻線１８との巻線比と、直流電圧源１３で使用できる電圧によって定められる。
本発明の電流供給回路の有利な適用に相応して、この電流供給回路をガス放電ランプ、例えば高圧ガス放電ランプの駆動に使用する。このようなランプは大きな電力負荷を意味する。まずランプは、光アークを発生させるために比較的に高い点弧電圧を必要とする。そのために点弧器が設けられている。この点弧器は供給回路に対して負荷的には実質的にアイドル時と同じであり、この高い点弧電圧を点弧供給電圧から発生する。例えば４６０Ｖの高い供給電圧を点弧器に対してもたらすために、Ｕ−とＵ＋の両方の電圧の加算を用いると非常に有利である。さらにランプは所定の駆動電圧を必要とする。この駆動電圧は約１５０Ｖまでになることがある。このために例えば定格値−１５０Ｖの制御電圧Ｕ−が形成される。前記の電力負荷、すなわちガス放電ランプが同様に有利には自動車の前照灯に使用されるなら、このランプの光は非常に高速に使用できる状態にならなければならないことが理解されよう。このことから必要な点弧供給電圧を、供給回路の投入接続後、非常に高速に形成しなければならない。この時点で制御装置１４により投入接続される一時的負荷によって、コンバータ１０は最初から電流的に負荷される。このことは電力負荷自体が負荷を必要としないか、または非常に小さな負荷しか必要としない場合でも当てはまる。このことはコンバータ１０のクロックが高速であり、ひいては出力側２２の第２の電圧Ｕ＋に対する平滑コンデンサ２４と、出力側２１の駆動電圧を形成する電圧Ｕ−に対する第１のコンデンサが非常に高速に充電されることを意味する。これによって必要な点弧電圧が出力端子２１と２２の間で非常に高速に使用できるようになり、この点弧電圧から２つの部分電圧が形成される。
電力負荷としてのガス放電ランプを点弧した後、部分電圧としての第２の電圧Ｕ＋（補助電圧と称することもできる）は必要なくなる。駆動は制御第１電圧Ｕ−によって維持される。従って不必要な負荷を回避するために、一時的負荷はスイッチ２９の開放によって遮断され、抵抗２８はコンバータ１０を負荷しなくなる。
図１に示された本発明のクロック制御電流供給回路の基本実施例により安価な実現が可能になり、僅かな構成素子が必要なだけである。一時的に作用するコンバータ負荷を遮断することによって、すなわち電力負荷が駆動状態にあるとき、言い替えればガス放電ランプが燃焼しているときは、付加的損失は生じない。点弧に必要な点弧供給電圧が迅速に形成され、１つの駆動電圧Ｕ−を制御するだけでよい。
本発明のクロック制御電流供給回路の適用では、例えば高圧ガス放電ランプの形態のガス放電ランプが出力端子２１と２２に直接接続されない。通常は図２の実施例に示すように、Ｈブリッジ回路２００が挿入される。このＨブリッジ回路２００は有利にはＦＥＴトランジスタをスイッチ２０１〜２０４として有する。このＦＥＴトランジスタは過電圧に対して脆弱であり、従ってこれから保護しなければならない。図１の構成では、投入接続とランプの有効な点弧との間で、場合によっては、第２の電圧Ｕ＋だけが大きくなって出力端子間の電圧差が許容過電圧を越えてしまうことがある。この電圧差は２つの部分電圧Ｕ−とＵ＋の値から合成され、Ｕ−によっても過度に高い値になることがある。しかしこのＵ−は制御されているので、Ｈブリッジ２００に過電圧が発生しないようにするためには、ここでは第２の電圧Ｕ＋を制限すればよい。
図２に示された本発明の別の実施例は、電圧Ｕ＋を制限するために負荷回路が設けられている。この負荷回路は例えば抵抗２０５と２０６からなる分圧器の形態を有しており、この分圧器は出力端子２２とアース電位２６との間に接続され、所属の出力側２２を負荷する。分圧された電圧の取り出しは２つの抵抗２０５と２０６の間で線路２０７を介して行われる。取り出された電圧は入力として、制御回路として用いられるマイクロコントローラ２０８に供給される。マイクロコントローラは例えばデジタル出力信号を線路２０９に形成し、この出力信号は信号変換器２５１に供給される。この信号変換器２５１はここから線路２３０にスイッチ２９に対する制御信号を形成する。このスイッチは閉成時に抵抗２８を一時的負荷としてＤＣ／ＤＣコンバータ２１０に接続する。スイッチ２９の開放時には線路２３０上の相応の信号によって抵抗２８はコンバータ２１０から分離されている。信号変換器２５１は補助抵抗２５２を介して電圧Ｕ−と接続されている。
図２の実施例中、図１の実施例と同じ構成部に対しては同じ符号が付されている。図２の実施例については、異なる手段、構成部、機能および作用だけを説明する。
電圧Ｕ−を制御するために図２の実施例では、コンパレータ２６０が設けられている。コンパレータには入力として線路２６１に閾値としての比較電圧が供給される。線路２２７では、分圧器の接続点から取り出された電圧Ｕ−の実際値がコンパレータ２６０に供給される。分圧器は２つの抵抗２６２および２６３からなり、これらは直列に電圧Ｕ−と基準電圧源２６４との間に接続されている。基準電圧は例えば５Ｖとすることができる。コンパレータ２６０による比較電圧２６１とＵ−の瞬時値との比較結果は出力側２６５を介して制御装置２１４に供給される。この制御装置はクロック信号を線路１５上にコンバータ２１０に対して生成する。
平滑コンデンサ２４と出力側２２との間にはスイッチ２７０が設けられている。このスイッチは線路２７１上の信号によってマイクロコントローラ２０８からオン・オフ制御される。このスイッチ２７０により本発明のこの実施例では制御された第２電圧Ｕ＋が必要でなくなるとこれが出力側２２から分離される。このことは有利な適用例の場合、ガス放電ランプが点弧され、高い点弧電圧を必要としなくなる場合を意味する。この場合出力端子２２にはアース電位２６が印加される。ここでは安全性の理由から、カソードが出力端子２２に、アノードがアース電位２６に接続されたダイオード２７２が設けられている。このような構成が必要なのは、他方の出力端子２１には負の電圧Ｕ−が印加され、この負の電圧が駆動電圧としてＨブリッジ回路に、そしてそこから電力負荷、有利には高圧放電ランプに出力されるからである。
図２の実施例では、出力端子２１と２２にＨブリッジ回路２００が接続されている。このＨブリッジ回路はその２つのスイッチ２０１と２０３の間に電力負荷接続端子２２２を有し、２つのスイッチ２０２と２０４の間に電力負荷端子２２１を有する。これら電力負荷端子２２１と２２２との間に出力電圧Ｕａが発生する。この出力電圧は２つの部分電圧Ｕ−とＵ＋の和であり、図示しない点弧装置に供給され、別の場合には駆動電圧Ｕ−がガス放電ランプに供給される。
図２の実施例の作用をまとめて説明する。電圧Ｕ＋が過度に大きくならないようにするため、この電圧は抵抗２０５と２０６から形成される分圧器によって負荷される。負荷によって電圧が必要な閾値に達しない場合は、マイクロコントローラ２０８はスイッチ２９を介して抵抗２８を一時的に作用するコンバータ負荷として追加する。このことによって電圧Ｕ−は低下し、従ってコンパレータ２６０を用いた制御によってコンバータ２１０のクロックが逓昇される。このことによって電圧Ｕ−が再び目標値まで上昇するだけでなく、コンバータ２１０の二次側へのエネルギー伝達が増えることにより電圧Ｕ＋も上昇する。Ｕ＋の目標値を上回ると、一時的負荷がスイッチ２９の開放によって遮断される。コンバータ２１０は比較的に低いクロックで制御され、電圧Ｕ＋は低下する。
図２の実施例の利点は、電圧Ｕ＋の制御が非常に実現されることであり、必要な付加的コストや付加的構成素子も僅かである。部分電圧に高速に到達するために設けられている一時的負荷が第２の電圧Ｕ＋の制御のためにも使用される。
ここに説明した部分電圧Ｕ＋の制御は上昇制御とも称することができる。なぜなら、目標値に到達するためにそれぞれ一時的負荷２８がクロッキングの上昇と、ひいてはＵ＋の電圧上昇に用いられるからである。図３には、図２の変形回路構成が示されている。この実施例は下降制御に対するものである。コンバータ２１０からブロックダイオード２０を介してクロッキングされたエネルギーは平滑コンデンサ２４を充電する。このコンデンサはスイッチ２７０に前置接続されている。スイッチ２７０には別のコンデンサ３５０が配置されている。このコンデンサは、線路２７１の信号（この信号はマイクロコントローラ２０８により生成される）によるスイッチ２７０の閉成の際に電荷、およびひいてはコンデンサ２４の電圧を引き取り、別のバッファコンデンサまたは平滑コンデンサとして作用する。下降制御の際には、スイッチ２７０のオン・オフ前後の電圧が所望の閾値よりも高いことが前提である。電圧Ｕ＋の実際値はすでに説明したように、分圧器２０５，２０６から線路２０７を介して取り出される。この分圧器に並列に抵抗３５１とトランジスタ３５２の直列回路が配置されている。抵抗３５１は比較的低抵抗であり、約１０〜１００ｋΩである。トランジスタ３５２のベースはマイクロコントローラ３５３から線路３５３を介して制御される。トランジスタ３５２が適切なデューティ比で制御されればＵ＋が負荷され、下方に制御される。言い替えればこの構成によって、コンデンサ２４と３５０の出力電圧が下降制御に対する閾値より上にあるとき、分圧器２０５，２０６のタップ取り出し電圧の値が低下される。
図４には、一時的負荷に対する実施例が示されている。この負荷はＤＣ／ＤＣコンバータ１０ないしは２１０に接続することができる。一時的負荷として抵抗２８は、スイッチ２９として作用するトランジスタ４２９によりアース電位２６と電圧Ｕ−との間で接続または遮断される。制御のためにデジタル信号４００がツェナーダイオード４０１と抵抗４０２を介してトランジスタ４２９のベース４０３に供給される。このデジタル信号はマイクロコントローラ２０８から到来し、パルス状に示されている。有利なデューティ比は約1/4が“オン”、3/4が“オフ”である。これはデジタル信号４００に実線パルスと破線パルスの組み合わせで示されている。数値例によればこの比は、図２の実施例のように抵抗２０５に対する値が約５００ｋΩであり、抵抗２０６に対する値が約７．５ｋΩであるときに達成される。
一時的負荷の実現の際には、前に説明した手段以外のものも選択できる。例えばトランジスタ４２９を２点制御の形態でそれぞれ完全に導通または遮断することも可能である。これにより抵抗２８は完全に接続されるか、または完全に遮断される。さらにトランジスタをパルス幅変調信号により選択されたパルス幅に相応して時間を変えて導通制御することもできる。この場合は導通制御の時間に応じて抵抗２８はコンバータ１０ないしは２１０のクロッキングに作用する。別の実現手段では、可変抵抗を一時的負荷として設ける。このことはＦＥＴトランジスタのドレイン−ソース抵抗によって実現することができる。この抵抗の値はゲート−ソース電圧の値に依存する。
本発明により、簡単な手段によって２つの電圧を、負荷状態が非常に異なり、投入接続後非常に高速にその負荷状態が発生する電力負荷に対して供給することができる。このことはとくに、十分に高い点弧供給電圧を高速に生成するための点弧装置の給電に使用する場合、および高圧ガス放電ランプの駆動電圧制御に対して非常に重要である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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