(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号を伝送するための伝送システムであって、この伝送システムが、複数の搬送波を用い、各搬送波が正弦曲線によって表され、その位相がデータ信号によって変調され、これら搬送波が、各信号要素間の最小周波数間隔の逆数に等しい周期を持った信号要素に関連する高調波群を形成し、これら信号要素が各信号要素間の最小周波数間隔の逆数に等しい周期を持ち、前記搬送波のベースバンド表現に設計により、これら搬送波の一つが零周波数の所に来ることが確保され、前記信号のサンプルＳ（ｔ）が以下の式、つまり：
0004008035.tif 000004
に従って処理され、ここで、
ｔは、ｔ＝１〜ｔ＝ｆs／ｆsepの範囲の値を持つ整数であり、
ｎは、ｎ＝１〜ｎ＝Ｎrの範囲の値を持つ整数であり、
Ｎrは、Ｎr＝ｆsep／ｆsymとして定義され、
ここで、
ｆsは、受信機のサンプリング周波数を表し、
ｆsymは、単一搬送波上のシンボル速度を表し、
ｆsepは、搬送波間隔を表し、そして
Ｘ（ｔ）は、上述の処理によって得られる出力信号のサンプルを表すことを特徴とする伝送システム。
【請求項２】
請求の範囲１に記載の伝送システムに対する受信機段であって、これが−櫛形フィルタリングおよびデシメーションフィルタ手段を含み、これら櫛形フィルタリングおよびデシメーションフィルタ手段が、前記信号のサンプルＳ（ｔ）の全体から、単一のデータチャネルと関連する全ての搬送波に対する出力信号Ｘ（ｔ）を以下の式、つまり：
0004008035.tif 000005
に従って生成し、前記フィルタ段の後にＦＦＴ段が配置され、このＦＦＴ段が、前記チャネルの一つと関連する前記搬送波の数によって与えられるサイズのＦＦＴ（高速フーリエ変換）を、前記出力信号の前記出力サンプルＸ（ｔ）に基づいて、施すことを特徴とする受信機段。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は、マルチキャリア伝送システムに関する。マルチキャリア変調（ここでは以降ＭＣＭと呼ぶ）は、直交周波数分割多重（以降ＯＦＤＭと呼ぶ）、あるいは離散マルチトーン変調（以降ＤＭＴと呼ぶ）としても知られている。この技法においては、データは高速にて、単一の高ビット速度搬送波ではなく、複数の低ビット速度搬送波を並列に変調することによって伝送される。この技法は、原理的には、J.J.Nicolas and J.S.Lim,“On The Performance Of Multicarrier Modulation In A Broadcast Multiplath Environment”,IEEE ICASSP,Vol.3,pp245〜248,1994（以降参照文献１と呼ぶ）、並びに、インターネットアドレス、http://diva.eecs.berkeley.edu/=linnartz/issue.htmlから刊行されたJ.P.Linnartz,S.Hara,“Special Issue On 'Multi-Carrier Midulation'”,（以降参照文献２と呼ぶ）が知られている。この技法は、高性能デジタル無線リンクに対して有効であることが示されており、上述の報告においては、移動無線チャネルと共に使用することが考えられている。
移動無線チャネルにおいては、しばしば、フェージングが発生するが、これが発生すると、周波数帯域の一部分において信号対雑音比（以降ＳＮＲと呼ぶ）が短期間の間、極端に劣化する。単一搬送波のシステムを使用した場合、これらフェージングがない部分では、非常に低いエラー率が得られるが、ただし、フェージングの発生箇所では、エラー率が非常に高くなり、この結果として、全体としてみた場合にエラー率が許容できないレベルとなることがある。ＭＣＭ（マルチキャリア変調）では、このようなフェージング特性をより巧みに扱うことが可能である。
単一キャリア変調では、時間分散（拡散）の影響を低減するために等化器が使用される。ただし、等化器を使用すると、反面、ノイズの増加、送信機の電力ペナルティ、システムが干渉しやすくなる、などの問題を生じる（参照文献２を参照）。符号化されたＭＣＭ（マルチキャリア変調）は、単一キャリア変調よりも長いシンボル期間を持つために、等化器を必要としない。これに関しては、R.Petrovic,W.Roeher,D.W.Cameron,“Multicarrier Modulation For Narrowband PCS”,IEEE Tans.on Veh.Tech.,Vol.43,Iss.4,pp 856〜862,Nov.1994（以降参照文献３と呼ぶ）を参照されたい。幾つかのケースにおいては、ある程度の時間分散は、逆に、システムのビットエラー率性能を向上することも知られている（参照文献２を参照）。Linnartzは、この現象は、ダイバーシチが存在するために、搬送波間のフェージングの相関が低減するためだと説明している。一度に、限定された数のサブキャリアのみがフェージングを受け、これらサブキャリアのエラーは、順方向エラー訂正符号化によって扱うことが可能である。
ＭＣＭ（マルチキャリア変調）のもう一つの長所は、これが、時間領域におけるインパルスノイズにより強いことである。これに関しては、T.N.Zogakis,P.S.Chow,J.T.Aslanis,J.M.Cioffi, “Impulse Noise Mitigation Strategies for Multicarrier Modulation”,IEEE Int. Conf.on Comms.,Vol.2,pp 784〜788,1993（以降参照文献４と呼ぶ）を参照されたい。ＭＣＭはまた参照文献３において示されるように、高速フェージングに対してもより強い免疫を持つ。ＭＣＭ信号は、また、チャネル特性に適合するように個別に設計することが可能である。例えば、幾つかの搬送波を除くように設計し、これによって、既知の周波数における狭帯域干渉を回避することも可能である（参照文献１を参照）。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）は、マルチキャリア変調の一種であり、この方法では、サブチャネル搬送波は、互いに直交し、このために、高速フーリエ変換技法（以降ＦＦＴと呼ぶ）および逆高速フーリエ変換技法（以降ＩＦＦＴと呼ぶ）を、受信機および送信機機能に対して使用することが可能であり、このために、多数のミキサーを使用する必要性を排除できる。ＯＦＤＭは、主に、デジタル音響ブロードカースト（以降ＤＡＢと呼ぶ）において用いられる。ＭＣＭは、多重通路フェージングに対して強い。このために、これは、信号が二つの異なる送信位置から送信され、これら２つの送信機間の干渉が多重通路の干渉に類似するような場合に対しても良好な結果を与える。このために、無線スペクトルの利用効率が向上するが、これは、利用可能なスペクトルが限られている場合は、大きな長所となる。
ＭＣＭ（マルチキャリア変調）は、低速ビデオの伝送に対しても使用可能であり、これをデジタルビデオブロードカースト（ＤＶＢ）に対して使用することで、デジタル地上テレビジョン放送からの移動信号を信頼性よく受信することができると、提唱されている（参照文献２参照）。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）は、多数の搬送波を使用し、各搬送波が、データ信号によって変調される。このために、個々の搬送波と関連するビット速度は比較的低くすることができ、結果として、多重通路伝搬に起因するシンボル間干渉を小さく抑えることができる。従来、マルチキャリア信号は、ＩＦＦＴアルゴリズムを使用して生成され、ＩＦＦＴとＦＦＴアルゴリズムの双方を使用して復調される。この方式は、演算動作の面で、高価につくことがある。なぜなら、特に、典型的なシステムにおいては数メガヘルツの帯域幅が使用され、これら帯域幅全体をサンプリングおよび処理しなければならないためである。
このために、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）は、搬送波全体のサブセット（一部分）のみを受信（あるいは生成）することが必要とされるアプリケーションに対して利用するのを目的とする。これは、複数のデータ信号が、単一の広帯域信号に多重化されている場合などに適している。例えば、音響ブロードカーストにおいては、複数の音響チャネルが存在し、各音響チャネルに複数の利用可能な搬送波周波数の幾つかが割当てられるが、これら複数の音響チャネルの内の、一つのチャネルのみを受信することが必要とされる。また、移動無線アプリケーションにおいては、基地局は、データを複数のユーザに向けて送信するとき、各ユーザに対するトラヒックを複数の利用可能な搬送波間に分割して送信するが、実際には、各ユーザは自身のデータ信号を復調することのみを必要とする。さらに、移動無線の例における各ユーザからの基地局に向けての返信には少数の搬送波しか必要とされないことが考えられる。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）の一つの長所は、これが、周波数選択性フェージング環境において、ある程度の周波数ダイバーシチを提供することである。このダイバーシチは、ある任意の与えられた瞬間において搬送波の幾つかはフェージングを受けるが、他の幾つかは受けないことから達成される。搬送波のフェージングに起因する伝送エラーを訂正するために、チャネル符号化を適用することが可能であり、この結果として符号化されたＯＦＤＭ（以降、ＣＯＦＤＭ）が得られる。一般的には、周波数ダイバーシチの利益は、特定のデータチャネルに対して使用される複数の搬送波が周波数領域において可能な限り離された場合に最大となる。これを達成するための一つの便利な方法としては、利用可能な複数の搬送波がいわゆる櫛（コム）と呼ばれる一様に離されたセットに分割され、各データチャネルは、特定の櫛（コム）の搬送波に割当てられる。次に、各チャネル（あるいはユーザ）に対する櫛（コム）が周波数においてインターリーブされる。
一例としてのシステム
以下の例はこの原理を解説することを目的とする。実際には、他の要素も必要となるが、当業者においては理解できるように、この例は、この明細書で後に説明される本発明の範囲を制限することを意図するものではない。
ここでの例では、１０２４の搬送波を伝送するシステムについて考える。そして、各搬送波が、例えば、ＤＰＳＫにて、１ｋｂｐｓの速度にて変調されるものと想定される。従って、シンボル期間は１ｍｓである。搬送波間隔は、例えば、１ｋＨｚとされるが、この場合、総帯域幅は約１ＭＨｚとなる。例えば、８つの搬送波が単一のデータチャネルに割当てられるものと想定すると（このデータチャネルは、例えば、８ｋｂｐｓのビット速度を持つ）、全部で１２８のチャネルがサポートできることとなる。従って、最大の周波数ダイバーシチ利得を達成するためには、１つのデータチャネルの“櫛（コム）”に対する搬送波間隔は１２８ｋＨｚとなる。
送信機内には、マルチキャリア信号のベースバンド表現とＲＦバージョン（表現）との間の変換を遂行するためのなんらかの手段が設けられるものと想定される。受信機についても、ＲＦ信号をベースバンドバージョンに変換するための手段、および、データの正確な復調を可能にするために周波数および時間同期を取るためのなんらかの手段を含むものと想定される。受信機の所では、信号は、Ｉ（同相）成分とＱ（直交）成分によって表すことも十分に考えられ、これら処理のためのよく知られた技法が存在する。
この説明においては、非理想無線チャネルを通じての伝搬に起因する影響については考えないものとする。
これら全ての搬送波を生成するためには、１ｍｓ毎に、１０２４点のＩＦＦＴを遂行することが必要となる。同様に、全ての搬送波を復調するためにも、１ｍｓ毎に、１０２４点のＦＦＴを遂行することが要求される（同量の他の処理も必要となる）。適当なＦＦＴアルゴリズムを、従来のデジタル信号処理技術（以降ＤＳＰと呼ばれる）を用いて実現するものとする。
この一例としてのシステムに対して、要求される演算動作の数を推定することができる。つまり、基本的なＦＦＴには、Ｎｌｏｇ2Ｎのオーダの演算動作が要求される。ここで、Ｎは、ＦＦＴのサイズを表す。これら演算は、複素数に関して遂行されるために、ＤＳＰアルゴリズムの複雑さを測定するのに一般的に用いられているように、実数浮動小数点動作に変換するために、この演算動作の数には、ある係数（約４が妥当）を掛ける必要がある。こうして、Ｎ＝１０２４の場合は、１ｍｓ当たりの演算動作の数は、４×１０２４×１０＝４０９６０回となるが、これは、約４１ＭＯＰＳ（１００万動作／秒）に相当する。比較のため、文献によると、１０２４点の分割基数ＦＦＴの効果的な実現には、３４７７４回の単純ではない動作が要求されると見積もられるが、これは、約３５ＭＯＰＳに相当する。
発明の要約
上述から明らかなように、説明の変調方法、および、従ってこの方法を遂行する伝送システムは、極めて短い期間内で、莫大の数の演算動作を扱うことができることを要求され、このようなシステムは、非常に複雑で、高価になることが予想できる。
従って、本発明の一つの目的は、演算動作の回数を著しく低減できる伝送システムを開示することにあるが、このシステムは、特に、チャネルの全体の内の一つあるいは少数のチャネルのみが受信および復調されることを必要とされる用途に適する。
本発明が目標とするこの問題を解決するための伝送システムが主クレームにおいて定義される。
さらに、本発明による伝送システムと共に使用するための受信機段が請求の範囲２によって定義される。
本発明の長所は、単一のデータチャネルを復調するための複雑さが、他の構成と比較して、大幅に低減されることにある。本発明は、単に、単一のデータチャネルに対して、一定間隔で搬送波を配置するという制約のみを有する。
信号要素に関連する高調波群から成る信号は、一般的には、周期性を持ち、周期は、各信号要素間の最小周波数間隔の逆数に等しい。従って、上述の一例としてのシステムにおいては、１ｍｓのシンボル期間が考えられる。システム内に存在する各搬送波は、正弦曲線によって表され、位相は、変調データによって決定される。ベースバンド表現の設計により、要望されるデータチャネルの搬送波の一つが零周波数の所に来ることが確保された場合、同一データチャネルからの他の搬送波は、関連する高調波群を構成することとなる。この条件は、ＲＦからのダウン変換のためのローカル発振器周波数を適当に選択することによって達成することができる。
この一例としてのシステムに対しては、要望されるデータチャネルからの搬送波は、周期性を形成し、１／１２８０００の周期を持ち、これが、１ｍｓのシンボル時間内で、１２８回反復する。要望される搬送波は、従って、これら反復する期間を互いに加算することによって回復することが可能である。
こうして、
受信サンプリング周波数        ｆs         １０２４０００Ｈｚ
単一搬送波上のシンボル速度    ｆsym             １０００Ｈｚ
搬送波間隔（単一ユーザ）      ｆsep         １２８０００Ｈｚ
なるパラメータが与えられた場合、入力サンプルＳ（ｔ）は、以下のように処理される：
0004008035.tif 000002
なお、
ｔは、ｔ＝１〜ｔ＝ｆs／ｆsepの範囲の値を持つ整数であり、
ｎは、ｎ＝１〜ｎ＝Ｎrの範囲の値を持つ整数であり、そして
Ｎrは、Ｎr＝ｆsep／ｆsymとして定義され、
ここで、
Ｘ（ｔ）は上述の処理によって得られる出力信号のサンプルを表す。
上述の一例としてのシステムにおいては、これらパラメータに対する値は、
ｆs／ｆsep＝８
Ｎt＝１２８
として与えられる。
このプロセスは、専用デシメーションフィルタとみなすことができる。
Ｘ（ｔ）を与える式を計算するために要求される実数演算動作の数は、おのおの概算で、以下のように推定される。
Ｎr×（ｆs／ｆsep）×２＝８×１２８×２＝２０４８
ここで、２の係数は、データが複素数であるために考慮される。これに続いて、８点ＦＦＴが遂行されるが、これには、概ね、
４×８ｌｏｇ2（８）＝４×２４＝９６
回の実数演算が必要とされる。従って、１ｍｓのシンボル期間において、全部で、２１４４回の演算動作が必要となる。従って、要望される搬送波のおのおのの位相を（セットの複素数の形式にて）計算するために要求される処理速度は、２．１ＭＯＰＳとなる。これは、全ての受信された搬送波を復調する場合と比べて、大幅な節約となる。
異なる数の搬送波を持つシステムに対しても同一のアプローチを適用することが可能である。
一つのチャネルに割当てられる搬送波の数は、この例とは異なることも考えられる。これは、また、要求されるデータ速度に応じて動的に割当てることも可能である。
搬送波およびタイミング取得のために追加の処理が必要となることも考えられる。これは、説明した復調プロセスを拡張することによって達成することができる。別の方法としては、これは、幾つかの搬送波上に専用の情報を伝送することによって助けることも考えられる。例えば、幾つかの搬送波上に変調されてないトーンを送信し、他の幾つかの搬送波上に専用のデータシーケンスを送信することも可能である。
受信機への入力データは、ある形式のアナログ／デジタルコンバータによってサンプリングすることが見込まれる。これには、一般的には、高いレベルの精度は必要とされない（数ビットあるいは単に１ビット）。これは、上述の式の使用は、量子化ノイズに起因する影響を低減する傾向があるためである。
広い周波数レンジに渡って規則的な間隔を持つ搬送波の“櫛（コム）”を生成することが要求される場合は、変調に対して類似のアプローチを適用することも可能である。この波形の基本周期は、ＩＦＦＴを介して生成され、この周期が、次に、所望のシンボル期間だけ反復される。反復の数によって、搬送波間の周波数間隔が決定される。
本発明によって開示される復調（あるいは変調）方法は、従来のプログラマブルＤＳＰ技術を使用して簡単に実現することができる。シミュレーションの結果、移動無線通信システムに適するデータ速度および無線チャネルに対して良好な性能が得られることが確認されている。
【図面の簡単な説明】
図１は、１２８のユーザ別チャネルとユーザ当たり８つの搬送波を持つシステムの搬送波の間隔を簡略的に示す図面であり、
図２は、本発明によるＭＣＭ伝送システムの一例を示す略ブロック図であり、
図３は、本発明の伝送システムのために使用される受信機段の略ブロック図である。
好ましい実施例の説明
図１はベースバンド周波数上に０から開始してプロットされたセットの搬送波を示す。図示する搬送波間隔は、“一例としてのシステム”および本発明との関連で説明される搬送波を構成する。この送信システム内には、１２８のユーザ別チャネルが存在し、各チャネルの情報データは、８つの搬送波に渡って広げられる。この実施例においては、周波数軸上に互いに隣接して配置される２つの搬送波間の間隔は、２ｋＨｚとされ、搬送波の総数は、１０２４とされる。このため、これら搬送波は、全体で、２０４８ｋＨｚの帯域幅に渡って広がる。これら搬送波は、“櫛（コム）”の形式にて配列される。“櫛（コム）”は、単一のチャネル別ユーザに関連する全ての搬送波から構成される。従って、各“櫛”は、８つの“歯”を持ち、この“歯”が搬送波周波数を表す。従って、これらユーザの一つと関連する搬送波の間の間隔は１２８ｋＨｚとなる。こうして、ユーザｕ１と関連する搬送波ｃ１〜ｃ８は、それぞれ、周波数軸上の、０ｋＨｚ、２５６ｋＨｚ、５１２ｋＨｚ、．．．、１７９２ｋＨｚの所に配置され、ユーザｕ２と関連するチャネルｃ１〜ｃ８は、周波数軸上の、２ｋＨｚ、２５８ｋＨｚ、５１４ｋＨｚ、．．．、１７９４ｋＨｚの所に配置され、そして、ユーザ１２８に関連する搬送波ｃ１〜ｃ８は、周波数軸上の、２５４ｋＨｚ、５１０ｋＨｚ、７６６ｋＨｚ、．．．、１７９０ｋＨｚ、２０４６ｋＨｚの所に配置される。こうして、同一ユーザに関連する搬送波間の間隔が最大となるようにされる。
図２は、ＭＣＭ（マルチキャリア変調）伝送システムのブロック図を示す。これは、図面の上側の送信機段１、送信機段１によって生成された信号を送信するためのチャネル（これは以降送信ライン２と呼ばれる；これは、実際には、無線ブロードカースト接続とされる）、および、図面の下側の受信機段３から構成される。送信機段１は、複数のユーザ別チャネルの信号をマージ（併合）するためのマージング段４を含む。上述の一例としてのシステムにおいては、チャネルの数は１２８とされる。これらマージング段４は、ライン５上を並列に入力されるユーザからの入力信号を結合して、その出力６の所に、全てのユーザからの情報信号を含む、併合された入力信号を与える。オプションとして、マージング段４に入力される前に、ユーザからの情報信号は、符号化段７において、符号化することも可能である。この符号化は、ノイズを訂正するために必要な場合がある。当分野においては、ノイズの抑止を達成するための様々な符号化方法が知られている。ただし、このような方法の適用は、本発明の目的とは直接関係ないために、これ以上詳細には触れない。
出力６から、こうして併合された信号は、直列形式にて、第一の直列／並列コンバータ８に入力され、ここでこれは、伝送システム内で使用される搬送波の数に依存する数の並列な信号チャネルに分離（分割）される。これら並列な信号チャネルは、変調器段９に供給され、ここで、図１に示すようなこれら搬送波が、これら並列な信号チャネルによって、ＤＰＳＫ法にて変調される。変調された搬送波は、次に、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）手段１０に供給される。この段において、これら変調された搬送波が、逆高速フーリエ変換される。こうして、逆フーリエ高速変換されたこれら変調された搬送波は、次に、第一の並列／直列コンバータ１１に供給され、ここで単一の直列信号に変換され、次に、送信ライン２を通じて送信される。
受信機段３においては、送信ライン２を通じて送信されてきた信号は、第二の直列／並列コンバータ１２に供給され、ここで、これらの信号は、単一搬送波別の並列な信号に分離される。これら並列な信号は、次に、ＦＦＴ手段１３に供給され、ここで、これら供給された信号に高速フーリエ変換が施される。これら信号は、その後、復調器段１４に送られ、ここで、これら変調された搬送波が、ＤＰＳＫ法にて復調される。復調器段１４から搬送波の数に対応する並列な出力信号が、次に、第二の並列／直列コンバータ１５に供給される。これによって、単一の直列信号が得られる。ここで、この直列信号は、全ての搬送波の全ての情報、つまり、全てのユーザ別チャネルを含む。この直列信号は、次に、分離手段１６に供給される。ここで、これら情報は、分離手段１６の出力ライン１７に接続されたユーザ別のチャネルに分離される。出力ライン１７のおのおのに、一つのユーザ別チャネルが接続される。オプションとして、信号が符号化手段７のような符号化手段によって符号化されている場合は、信号を復号するために、（各ユーザに対して）復号段１８が設置される。
上述のように、ＩＦＦＴ手段１０とＦＦＴ手段１３は、非常に多数の演算動作を遂行することを要求される。受信機段３が、一つのチャネル別ユーザと関連するデータ別情報信号を処理することのみを要求される場合は、本発明により、この膨大な数の演算動作の大部分を節約することができる。
図３は、本発明による一例としての受信機段を示す。この受信機段は、アンテナ１９を含むが、これは、ダウンコンバータ段２０のＲＦ入力に接続される。ダウンコンバータ段２０において、アンテナ１９を介して受信されたＲＦ信号が、零ＩＦに変換される。この変換は、これらＲＦ信号を、ローカル発振器（以降ＬＯ２１と呼ぶ）から得られるローカル発振器周波数と混合することによって達成される。ダウンコンバータ２０の出力２２から得られるこうしてダウン変換された信号は、図１に示すような形式を持ち、規則正しい間隔で配列されたセットの搬送波から構成される。
図３の回路は、さらに、アナログ／デジタルコンバータ（以降ＡＤＣ２３と呼ぶ）を含み、ここで、出力２２から得られた信号からサンプルＳ（ｔ）が採集される。これらサンプルＳ（ｔ）は、（デジタル）櫛形フィルタ段２４に供給される。
この櫛形フィルタ段２４は、本発明による櫛フィルタリングおよびデシメーションフィルタ手段を構成する。櫛形フィルタ段２４内において、サンプルＳ（ｔ）から（デジタル）出力信号が、上述の式を用いて以下のように生成される：
0004008035.tif 000003
ここで、
ｔは、ｔ＝１〜ｔ＝ｆs／ｆsepの範囲の値を持つ整数であり、
ｎは、ｎ＝１〜ｎ＝Ｎrの範囲の値を持つ整数であり、
Ｎrは、Ｎr＝ｆsep／ｆsymとして定義され、
ｆsは、受信機のサンプリング周波数を表し、
ｆsymは、単一搬送波上のシンボル速度を表し、
ｆsepは、搬送波間隔を表し、そして
Ｘ（ｔ）は、上述の処理によって得られる出力信号のサンプルを表す。
こうして、ある選択されたユーザ別チャネルに関連するある定められた数の搬送波の情報が、信号全体からフィルタアウトされ、櫛形フィルタ段２４の出力の所に、サンプルＸ（ｔ）の形式にて提供される。これは、次に、この出力に接続されたライン２６へと供給される。
一つのユーザに関連する情報を含むこれらサンプルＸ（ｔ）は、ライン２６を介して、その後、ＦＦＴ段２５へと供給される。ここで、このＦＦＴ段２５は、図２に示すＦＦＴ手段１３と同一である。当分野において周知のように、これら信号は、ＦＦＴ変換によって、時間領域から周波数領域に変換される。こうして、選択されたユーザと関連する搬送波の位相に関する情報が、ＦＦＴ段２５の出力２７の所に、周波数領域にて与えられる。
ＦＦＴ段２５の出力２７から、これら信号は、復調および判定段２８に供給され、ここで、これら信号は（デジタル形式、かつ、周波数領域にて）復調され、さらに、フェージングの抑制のための評価が行なわれる。こうして評価された信号は、次に、出力段２９に送られる。
図３に示す回路は、さらに、同期および制御段３０を含む。これには、ダウンコンバータ２０の出力２２から生成される信号が供給され、これから、ＬＯ２１の発振周波数を制御するための制御信号が生成される。こうして、ダウンコンバータ２０、同期および制御段３０、およびＬＯ２１は、制御ループを形成する。同期および制御段３０は、さらに、ＡＤＣ２３、櫛形フィルタ段２４、ＦＦＴ段２５、および復調／判定段２８にも制御信号を送る。
櫛形フィルタ段２４は、アンテナ１９を介して送られてくる変調された搬送波全体から一部分を選択して処理するようにプログラムされる。ＦＦＴ段２５も、これに従って、サンプルＸ（ｔ）に施されべきＦＦＴのサイズを決定するようにプログラムされる。これら設定は、たった一つのチャネルの処理から、最大で、全部のチャネルと関連する情報の処理まで、任意に選択することが可能である。こうして、全てのケースにおいて、必要とされる処理の量が最低限に抑えられる。
【図１】
0004008035.tif 000006
【図２】
0004008035.tif 000007
【図３】
0004008035.tif 000008