(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と；
直流電源間に入力端が接続されたハーフブリッジ形又はフルブリッジ形の高周波インバータと；
放電ランプに対して並列的に接続されるインピーダンスとによって直列共振回路を形成する限流インピーダンスおよび一対のフィラメント電極を備えた放電ランプを直列的に含み、高周波インバータの高周波交流出力端間に接続された負荷回路と；
一つの１次巻線および一対の２次巻線を備え、１次巻線が直列共振回路と高周波インバータの高周波交流出力端との間に接続し、各２次巻線が放電ランプの一対のフィラメント電極に接続したフィラメント加熱トランスと；
高周波インバータの高周波交流出力端およびフィラメント加熱トランスの１次巻線の間に介在してインピーダンス素子である複数のコンデンサを無接点スイッチによって切り換えることでインピーダンスの電圧降下が変化することにより１次巻線に印加される高周波電圧が変化してフィラメント加熱電力を制御する切換形インピーダンス可変手段と；
を具備していることを特徴とする放電ランプ点灯装置。
【請求項２】
照明装置本体と；
照明装置本体に支持された請求項１記載の放電ランプ点灯装置と；
を具備していることを特徴とする照明装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波インバータを備えた放電ランプ点灯装置およびこれを用いた照明装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高周波インバータを備えて放電ランプを高周波点灯するとともに、フィラメント加熱トランスを備えて放電ランプのフィラメント電極を高周波電圧で加熱する回路方式の放電ランプ点灯装置は、既知である。
【０００３】
一方、フィラメント電極を備えた放電ランプを良好に始動し、点灯するには、始動に先立ちフィラメント電極を予め所要の温度に加熱する予熱を行うとともに、点灯中はフィラメント加熱を少なくすることが望ましい。
【０００４】
また、放電ランプを調光点灯する際には、フィラメント電極を全光点灯時より多く加熱する必要がある。
【０００５】
以上を要約すれば、放電ランプは、そのフィラメント電極の加熱を放電ランプの点灯状況に応じて制御する必要がある。
【０００６】
従来、高周波インバータを用いる場合のフィラメント電極の加熱制御は、フィラメント加熱トランスの１次巻線にインダクタおよびコンデンサの直列共振回路を直列に接続して、高周波インバータの動作周波数の変化に応じて上記直列共振回路のインピーダンスの変化を利用する構成であった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
蛍光ランプは、そのフィラメント加熱が適切でないと、管端部に黒化を生じやすい。
【０００８】
また、蛍光ランプの省エネルギー化志向により、蛍光ランプの細径化が進展しているが、細径の蛍光ランプにおいては、管端部に生じる黒化が太管の蛍光ランプに比較して目立ちやすいので、フィラメント加熱を的確に行う必要がある。
【０００９】
さらに、小径でなくてもフィラメント電極の周囲にシールドリングを備えていない蛍光ランプにおいても、また黒化が目立ちやすいので、フィラメント加熱を的確に行う必要がある。
【００１０】
ところが、従来技術においては、直列共振回路のインダクタおよびコンデンサのインピーダンスのばらつきによる直列共振周波数のばらつきや、高周波インバータの回路部品の特性のばらつきによる動作周波数のばらつきにより、フィラメント加熱電圧のばらつきが大きくて、所望のフィラメント加熱をばらつき少なく行うことが難しかった。
【００１１】
本発明は、フィラメント電極加熱の切換をばらつき少なく行うことができる放電ランプ点灯装置およびこれを用いた照明装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を達成するための手段】
請求項１の発明の放電ランプ点灯装置は、直流電源と；直流電源間に入力端が接続されたハーフブリッジ形又はフルブリッジ形の高周波インバータと；放電ランプに対して並列的に接続されるインピーダンスとによって直列共振回路を形成する限流インピーダンスおよび一対のフィラメント電極を備えた放電ランプを直列的に含み、高周波インバータの高周波交流出力端間に接続された負荷回路と；一つの１次巻線および一対の２次巻線を備え、１次巻線が直列共振回路と高周波インバータの高周波交流出力端との間に接続し、各２次巻線が放電ランプの一対のフィラメント電極に接続したフィラメント加熱トランスと；高周波インバータの高周波交流出力端およびフィラメント加熱トランスの１次巻線の間に介在してインピーダンス素子である複数のコンデンサを無接点スイッチによって切り換えることでインピーダンスの電圧降下が変化することにより１次巻線に印加される高周波電圧が変化してフィラメント加熱電力を制御する切換形インピーダンス可変手段と；を具備していることを特徴としている。
【００１３】
本発明および以下の各発明において、特に指定しない限り用語の定義および技術的意味は次による。
【００１４】
＜直流電源について＞
直流電源は、交流を整流した整流化直流電源およびバッテリー電源のいずれでもよい。
【００１５】
整流化直流電源の場合、平滑化手段を備えていることが望ましい。平滑化手段としては、平滑コンデンサを整流回路の直流出力端間に接続した構成や、アクティブフィルタを用いることができる。また、高周波インバータのスイッチング手段を利用する、したがって高周波インバータと複合化されたアクティブフィルタを用いることもできる。
【００１６】
＜高周波インバータについて＞
本発明において、「高周波」とは、周波数が１０ｋＨｚ以上であることをいう。
【００１７】
高周波インバータは、直流を高周波交流に変換する手段であり、直流電圧を高周波でスイッチングするスイッチング手段を備え、高周波のスイッチングによって生じる高周波交流成分を出力として高周波交流出力電圧を得る。
【００１８】
また、高周波インバータは、その回路方式がいくつかの形式に分かれるが、本発明は基本的にはどのような回路方式であってもよい。たとえば、ハーフブリッジ形インバータ、フルブリッジ形インバータ、ブロッキング発振形インバータ、並列形インバータなどを用いることができる。さらに、インバータのスイッチング手段にアクティブフィルタのスイッチング手段としての機能をも兼用させる、いわゆる複合形インバータを用いることができる。
【００１９】
さらに、高周波インバータのスイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴなどの電圧制御形のスイッチング手段およびバイポーラ形トランジスタなどの電流制御形のスイッチング手段のいずれをも用いることができる。
【００２０】
なお、ＦＥＴは、電圧制御形のスイッチング手段であるため、制御が容易である。また、ＭＯＳＦＥＴは、安全動作領域による制約の少ない電力用のスイッチング手段として効果的である。さらに、エンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴは、電源投入時の処理が容易で電力用のスイッチング手段として好適である。さらにまた、Ｎチャンネル形ＭＯＳＦＥＴが現状では商品ラインアップが豊富であるから、有利である。しかし、要すれば、Ｐチャンネル形ＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。
【００２１】
ところで、スイッチング手段は、一般にドライブ端子を備えている。そして、ドライブ端子に所定の極性のドライブ信号が供給されたときにスイッチング手段をドライブすなわちオンする。エンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴにおいては、ドライブ端子であるところのゲートと、ソースとの間にドライブ信号であるところのゲート電圧が印加されたときに、チャンネルが形成されてオン状態になる。したがって、ゲート電圧が印加されない状態ではオフ状態を維持する。
【００２２】
さらに、高周波インバータのスイッチング手段のドライブは、自励式および他励式のいずれでもよい。
【００２３】
＜負荷回路について＞
負荷回路は、少なくとも限流インピーダンスおよび一対のフィラメント電極を備えた放電ランプを直列的に含む。そして、高周波インバータの高周波交流出力により作動する。
【００２４】
限流インピーダンスは、負荷の放電ランプの負特性を補償する。一般にはインダクタンスを用いるが、要すればキャパシタンスを用いることもできる。
【００２５】
放電ランプは、たとえば蛍光ランプ、殺菌ランプなどであり、一対のフィラメント電極を備えている。
【００２６】
蛍光ランプは、いわゆる太管としての管径２６〜３８ｍｍ、定格ランプ電力１５〜１１０Ｗの一般照明用の環形蛍光ランプおよび直管形蛍光ランプ、ならびに細管としての高周波点灯専用形蛍光ランプであるところの管径２５．５ｍｍの直管形蛍光ランプ（定格ランプ電力１６／２３〜５０／６５Ｗ）、管径１６．５ｍｍの環形蛍光ランプ（定格ランプ電力２０／２８〜３４／４８Ｗ）、さらにはコンパクト形蛍光ランプであるところの管径１７．５ｍｍ、定格ランプ電力１０５ＷのＵ字形蛍光ランプなどを用いることができる。
【００２７】
フィラメント電極は、始動に先立って予熱されて上記放電ランプを熱陰極として始動する。
【００２８】
また、フィラメント電極は、放電ランプの点灯中陰極位相時にイオン衝撃により加熱されるので、格別な外部からの加熱をしないようにすることもできるが、必要に応じて適当に低いフィラメント加熱電圧を印加することによって継続的に加熱することができる。
【００２９】
さらに、調光点灯中のフィラメント電極は、イオン衝撃による加熱が少なくなる関係で、温度が低下するので、フィラメント加熱電流を大きくする必要がある。
【００３０】
次に、負荷回路は、高周波交流電圧の波形を正弦波にしてノイズ発生を低減するとともに、始動時に放電ランプに高い始動電圧を印加するために、直列共振回路を備えることができる。
【００３１】
また、直列共振回路は、限流インピーダンスと、放電ランプに対して並列的に接続されるインピーダンスと、によって構成することができる。限流インピーダンスがインダクタンスの場合、放電ランプに並列的に接続するインピーダンスは、コンデンサを用いてキャパシタンスとする。したがって、限流インピーダンスがキャパシタンスである場合には、放電ランプに並列的なインピーダンスは、インダクタンスである。
【００３２】
＜フィラメント加熱トランスについて＞
フィラメント加熱トランスは、高周波インバータの高周波交流出力電圧が印加されて動作する。そして、一つの１次巻線および一対の２次巻線を備えている。すなわち、１次巻線は、高周波インバータの高周波交流出力端に後述する切換形インピーダンス可変手段を介して接続される。また、２次巻線は、放電ランプの一対のフィラメント電極の両端に限流インピーダンスを介し、または介さないで接続される。
【００３３】
＜切換形インピーダンス可変手段について＞
切換形インピーダンス可変手段は、高周波インバータおよびフィラメント加熱トランスの１次巻線との間に直列に介在して、フィラメント加熱トランスの１次巻線に印加される高周波交流電圧を切り換えてフィラメント加熱電力を制御する。
【００３４】
また、切換形インピーダンス可変手段は、インピーダンス素子を切り換え可能に備えていて、フィラメント加熱トランスの１次回路のインピーダンスを変化させ、インピーダンスの切り換えで当該インピーダンスの電圧降下が変化することにより、フィラメント加熱トランスの１次巻線に印加される電圧を調節する。この電圧の調節により、後述するようにフィラメント加熱電力を制御することができる。なお、インピーダンスの種類は、キャパシタンス、インダクタンスおよび抵抗のいずれであってもよい。しかし、抵抗は、電力損失が生じるので、なるべく電力損失を少なくする場合には、避けるべきである。
【００３５】
さらに、切換形インピーダンス可変手段のインピーダンスの切り換えは、トランジスタなどの無接点スイッチを用いることができる。
【００３６】
＜本発明の作用について＞
放電ランプのフィラメント電極は、高周波インバータが作動すると、高周波交流出力端間に高周波交流電圧が生じるので、フィラメント加熱トランスの１次巻線は、切換形インピーダンス可変手段を介して励磁される。その結果、２次巻線にフィラメント加熱電圧が誘起される。
【００３７】
フィラメント加熱電圧は、放電ランプの一対のフィラメント電極に印加されるので、フィラメント電流が流れて、フィラメント電極は加熱される。
【００３８】
ところで、切換形インピーダンス可変手段は、高周波インバータとフィラメント加熱トランスの１次巻線との間に直列に介在するので、そのインピーダンスを切り換えてインピーダンスを小さくすると、切換形インピーダンス可変手段における電圧降下が低減する。このため、フィラメント加熱トランスの１次巻線に印加される電圧が応分に増加するので、２次巻線に誘起されるフィラメント加熱電圧も比例的に高くなる。これにより、フィラメントに流れるフィラメント電流が増大し、フィラメント加熱電力が多くなる。
【００３９】
反対に、切換形インピーダンス可変手段のインピーダンスを切り換えて大きくすると、上記と逆に切換形インピーダンス可変手段の電圧降下が大きくなって、フィラメント加熱トランスの１次巻線に印加される電圧が低くなり、フィラメント電流が減少し、フィラメント加熱電力が少なくなる。
【００４０】
以上のフィラメント加熱電力の増減は、高周波インバータの動作周波数にあまり影響されないで行えるので、従来技術におけるようなフィラメント加熱のばらつきが少なくなる。
【００４１】
また、切換形インピーダンス可変手段のインピーダンス切り換えは、たとえば始動に際しての予熱時と点灯時との違いに応じてスイッチによって行うことができるので、フィラメント加熱の切り換えを確実に、しかも明確な差を付けて行うことができる。たとえば、点灯時に対して予熱時のフィラメント電流を３〜５倍程度増加させることができる。
【００４２】
さらに、本発明においては、上述のようにフィラメント加熱の切り換えを確実、かつ明確に行うことができるので、黒化を生じにくい。したがって、フィラメント加熱が適切に行われないと、黒化を生じるのは放電ランプ共通の問題であるが、小径の蛍光ランプやシールドリングを備えていない蛍光ランプの場合、特に黒化が目立ちやすいので、本発明は小径の蛍光ランプに効果的である。
【００４３】
本発明の変形例は、請求項１記載の放電ランプ点灯装置において、高周波インバータは、高周波交流出力電圧に直流成分を含み得る構成であり；切換形インピーダンス可変手段は、容量性インピーダンスを可変にしている；ことである。
【００４４】
出力トランスを用いない直結形の高周波インバータは、小形、軽量かつ安価になるが、高周波交流出力に直流成分が重畳され得る。したがって、フィラメント加熱トランスの１次巻線を高周波交流出力端に直結すると、直流成分が１次巻線に流れてコアが飽和してしまうので、直流カットコンデンサを直列接続する必要がある。
【００４５】
本発明においては、この直流カットコンデンサを利用して切換形インピーダンス可変手段を構成することができる。このため、回路構成が簡単になる。
【００４６】
コンデンサの容量を可変するには、複数のコンデンサを所望の容量に応じて並列接続するように構成するのがよい。フィラメント加熱電圧を２段階に切り換えたい場合には、２個のコンデンサを並列接続し、その一方を開放するように切り換えればよい。しかし、フィラメント電圧を３段階以上に切り換えたい場合には、３個以上のコンデンサを並列接続し、切換可能に構成すればよい。
【００４８】
ハーフブリッジ形インバータやフルブリッジ形インバータなどにおいては、高周波インバータの高周波交流出力電圧が矩形波なので、フィラメント加熱トランスの１次巻線には矩形波の電圧が印加される。切換形インピーダンス可変手段が容量性インピーダンスを可変にする構成であると、矩形波の電圧に対してコンデンサに充電電流が流れて電荷が充電されるまでの時間がコンデンサの容量の大きさに応じて変化する。すなわち、フィラメント加熱トランスに印加される電圧がコンデンサの容量に比例的に変化することになり、したがって電圧可変が容易になる。
【００４９】
本発明の変形例は、請求項１記載の放電ランプ点灯装置において、切換形インピーダンス可変手段は、高周波インバータの高周波交流出力端およびフィラメント加熱トランスの１次巻線の間に直列に接続されている第１のコンデンサ、第１のコンデンサに並列接続されている第２のコンデンサおよびスイッチの直列回路、ならびにスイッチを制御する制御手段を備えていることである。
【００５０】
本発明は、切換形インピーダンス可変手段の実際的な構成を規定している。
【００５１】
また、切換形インピーダンス可変手段は、第１および第２のコンデンサを用いるので、フィラメント加熱電圧を２段階に切り換える場合に適当し、始動に際しての予熱時と点灯時およびまたは調光点灯時と全光点灯時に適用することができる。
【００５２】
さらに、第２のコンデンサを第１のコンデンサに並列接続したり、開放するスイッチは、手動スイッチを用いてもよいが、トランジスタなどの無接点スイッチを用いる方が制御が容易になる。
【００５３】
つぎに、制御手段は、予熱時および調光時に切換形インピーダンス可変手段のインピーダンスが小さくなるようにスイッチをオン制御する。
【００５４】
本発明の変形例は、請求項１記載の放電ランプ点灯装置において、制御手段は、直流電源の投入に応動するタイマであることである。
【００５５】
本発明は、予熱時に自動的にフィラメント加熱電圧を高くなるように制御するのに好適な構成を規定している。
【００５６】
制御手段は、タイマであり、しかも直流電源の投入に応動するように構成されている。
【００５７】
直流電源の投入に応動するには、直流電源の投入を直接検出してタイマ動作を開始するようにしてもよいが、間接的に直流電源の投入を検出する構成であってもよい。
【００５８】
また、タイマの動作時間は、予め一般的な予熱時間をタイマ動作時間として設定しておくことができる。しかし、放電ランプの始動を直接または間接的に検出して、そのときにタイマ動作を終了するように構成することも許容される。放電ランプの始動は、放電ランプのランプ電圧、ランプ電流、ランプ電力、発光または発熱などを検出することにより、検出することが可能である。
【００５９】
請求項２の発明の照明装置は、照明装置本体と；照明装置本体に支持された請求項１記載の放電ランプ点灯装置と；を具備していることを特徴としている。
【００６０】
本発明において、「照明装置」とは、放電ランプの発光を利用するあらゆる装置を含む広い概念であり、たとえば照明器具、バックライト装置およびこれを組み込んだ各種表示装置、ならびに画像読取装置およびこれを組み込んだ複写機、ファクシミリ、スキャナなどのＯＡ機器などを含む。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００６２】
図１は、本発明の放電ランプ点灯装置の一実施形態を示す回路図である。
【００６３】
図において、ＡＳは低周波交流電源、ＮＦはノイズフィルタ、ＤＣＳは直流電源、ＨＦＩは高周波インバータ、ＬＣは負荷回路、ＣＴは電流変流器、ＦＴはフィラメント加熱トランス、ＣＩＶは切換形インピーダンス可変手段である。
【００６４】
＜低周波交流電源ＡＳについて＞
低周波交流電源ＡＳは、商用２００Ｖ交流電源である。
【００６５】
＜ノイズフィルタＮＦについて＞
ノイズフィルタＮＦは、低周波交流電源ＡＳと直流電源ＤＣＳとの間に直列に介在して、高周波インバータＨＦＩの第１および第２のスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２の交互スイッチングに伴って発生した高周波ノイズが低周波交流電源ＡＳ側へ流出しないように阻止するもので、電源ラインに直列接続されるインダクタと、低周波交流電源ＡＳに並列的に接続されるコンデンサとを含んで構成されている。
【００６６】
＜直流電源ＤＣＳについて＞
直流電源ＤＣＳは、整流化直流電源ＲＤおよびアクティブフィルタＡＦからなる。
【００６７】
整流化直流電源ＲＤは、ブリッジ形全波整流回路からなる。
【００６８】
また、整流化直流電源ＲＤは、その交流入力端がノイズフィルタＮＦを介して低周波交流電源ＡＳに接続し、非平滑直流出力端がアクティブフィルタＡＦの入力端に接続している。
【００６９】
アクティブフィルタＡＦは、昇圧チョッパにて構成されている。
【００７０】
＜高周波インバータＨＦＩについて＞
高周波インバータＨＦＩは、直流入力端ａ、ｂおよび高周波交流出力端ｃ、ｄを備えたハーフブリッジ形インバータからなり、第１のスイッチング手段Ｑ１、第２のスイッチング手段Ｑ２、第１のゲートドライブ回路ＧＤＣ１および第２のゲートドライブ回路ＧＤＣ２を備えている。なお、その他に起動回路なども備えているが、それらは高周波インバータにおける常套手段であり、また本発明に直接関係ないので、図示および説明は省略する。
【００７１】
第１のスイッチング手段Ｑ１は、エンハンスメント形のＮチャンネル形ＭＯＳＦＥＴからなり、そのドレインが整流化直流電源ＲＤの正極に接続している。
【００７２】
第２のスイッチング手段Ｑ２は、同様にエンハンスメント形のＮチャンネル形ＭＯＳＦＥＴからなり、そのドレインが第１のスイッチング手段Ｑ１のソースに接続し、ソースが整流化直流電源ＲＤの負極に接続している。
【００７３】
そうして、第１および第２のスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２は、直流入力端ａ、ｂ間に直列接続されている。また、高周波交流出力端ｃ、ｄから高周波交流出力が得られる。
【００７４】
第１のゲートドライブ回路ＧＤＣ１は、帰還巻線ＦＷ１および共振コンデンサＣ１からなる。帰還巻線ＦＷ１は、後述する変流器ＣＴに磁気結合していて、第１のスイッチング手段Ｑ１のゲート・ソース間に接続している。共振コンデンサＣ１は、帰還巻線ＦＷ１に並列接続して、帰還巻線ＦＷ１と共振回路を形成する。
【００７５】
第２のゲートドライブ回路ＧＤＣ２は、帰還巻線ＦＷ２および共振コンデンサＣ２からなる。帰還巻線ＦＷ２は、同様に後述する変流器ＣＴに磁気結合していて、第２のスイッチング手段Ｑ２のゲート・ソース間に接続している。共振コンデンサＣ２は、帰還巻線ＦＷ２に並列接続して、帰還巻線ＦＷ２と共振回路を形成する。ただし、帰還巻線ＦＷ２の極性は、帰還巻線Ｆ１と逆になっている。
【００７６】
＜負荷回路ＬＣについて＞
負荷回路ＬＣは、限流インダクタＬ１、直流カットコンデンサＣ３、放電ランプＤＬおよび共振コンデンサＣ４からなり、後述する変流器ＣＴを直列に介して高周波インバータＨＦＩの高周波交流出力端ｃ、ｄに接続している。
【００７７】
限流インダクタＬ１は、その一端が変流器ＣＴの一端に接続し、他端が直流カットコンデンサＣ１の一端に接続している。
【００７８】
直流カットコンデンサＣ３は、その他端が放電ランプＤＬの一端に接続している。
【００７９】
放電ランプＤＬは、負荷回路ＬＣの中で負荷を構成するもので、本実施形態においては蛍光ランプを用いている。そして、放電ランプＤＬの一方のフィラメント電極ＦＥ１の電源側端子は、直流カットコンデンサＣ３の一端に接続している。また、他方のフィラメント電極ＦＥ２の電源側端子は、第２のスイッチング手段Ｑ２のソースに接続している。
【００８０】
共振コンデンサＣ４は、放電ランプＤＬの両方のフィラメント電極ＦＥ１、ＦＥ２のそれぞれの電源側端子間に接続されている。
【００８１】
そうして、負荷回路ＬＣは、限流インダクタＬ１、直流カットコンデンサＣ３および共振コンデンサＣ４からなる直列共振回路を形成する。しかし、直流カットコンデンサＣ３は、その静電容量が大きいので、主として共振コンデンサＣ４が共振に寄与する。
【００８２】
＜変流器ＣＴについて＞
変流器ＣＴは、負荷回路ＬＣと直列に接続されていて、負荷回路ＬＣに流れる電流を磁気結合している帰還巻線ＦＷ１、ＦＷ２に帰還する。
【００８３】
＜フィラメント加熱トランスＦＴについて＞
フィラメント加熱トランスＦＴは、一つの１次巻線ｐおよび一対の２次巻線ｓ１、ｓ２を備えている。
【００８４】
１次巻線ｐは、一端が高周波インバータＨＦＩの高周波交流出力端ｃに接続し、他端が後述する切換形インピーダンス可変手段ＣＩＢを直列に介して高周波インバータＨＦＩの高周波交流出力端ｄに接続している。
【００８５】
一方の２次巻線ｓ１は、コンデンサＣ５を介して放電ランプＤＬの一方のフィラメント電極ＦＥ１の電源側端子および非電源側端子間に接続している。
【００８６】
他方の２次巻線ｓ２は、コンデンサＣ６を介して放電ランプＤＬの他方のフィラメント電極ＦＥ２の電源側端子および非電源側端子の間に接続している。
【００８７】
＜切換形インピーダンス可変手段ＣＩＶについて＞
切換形インピーダンス可変手段ＣＩＶは、第１のコンデンサＣ７、第２のコンデンサＣ８、スイッチＳＷおよび制御手段ＣＭからなる。
【００８８】
第１のコンデンサＣ７は、フィラメント加熱トランスＦＴの１次巻線ｐの他端と高周波交流出力端ｄとの間に常時直列に接続されている。
【００８９】
第２のコンデンサＣ８は、一端がフィラメント加熱トランスＦＴの１次巻線ｐの他端に接続し、他端がスイッチＳＷを直列に介して高周波交流出力端ｄに接続している。
【００９０】
スイッチＳＷは、エンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴからなり、後述する制御手段ＣＭによりオン、オフ制御される。
【００９１】
制御手段ＣＭは、タイマからなり、その制御電源端子がアクティブフィルタＡＦの平滑直流出力端間に接続され、タイマ出力に応じてスイッチＳＷをオン、オフ制御する。
【００９２】
＜回路動作について＞
低周波交流電源ＡＳを投入すると、直流電源ＤＣＳの整流化直流電源ＲＤにおいて交流が整流されて非平滑化直流電圧が得られる。さらに、アクティブフィルタＡＦにより平滑化および昇圧された高周波インバータＨＦＩの直流入力端ａ、ｂ間に印加される。
【００９３】
直流電圧は、さらに高周波インバータＨＦＩの直列接続された第１および第２のスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のドレイン・ソース間に印加され、図示を省略した起動回路により起動して、高周波交流出力端ｃｄ間に高周波交流電圧が現れる。
【００９４】
また、同時に直流電圧は制御手段ＣＭにも印加されるので、制御手段ＣＭは、タイマ動作を開始する。
【００９５】
次に、高周波インバータの回路動作について説明する。
【００９６】
第１のスイッチング手段Ｑ１がオンすると、アクティブフィルタＡＦの正極から第１のスイッチング手段Ｑ１のドレイン・ソースを介して変流器ＣＴ、負荷回路ＬＣすなわち限流インダクタＬ１、直流カットコンデンサＣ３、共振コンデンサＣ４およびアクティブフィルタＡＦの負極の経路を電流が流れる。このとき負荷回路ＬＣの限流インダクタＬ１、直流カットコンデンサＣ３および共振コンデンサＣ４が形成する直列共振回路が共振して、共振コンデンサＣ４の端子電圧が高くなり、かつ充電される。
【００９７】
一方、変流器ＣＴに電流が流れたことにより、これに磁気結合している第１のゲートドライブ回路ＧＤＣ１の帰還巻線ＦＷ１に、図中帰還巻線ＦＷ１に付された極性記号のない方の端子が高い極性の電圧が誘起される。このとき変流器ＣＴの電圧降下は、図中の極性記号が付されてない方の端子が高くなる。
【００９８】
帰還巻線ＦＷ１に誘起された電圧によって第１のスイッチング手段Ｑ１は、引き続きオン状態である。
【００９９】
これに対して、第２のゲートドライブ回路ＧＤＣ２の帰還巻線ＦＷ２には、第２のスイッチング手段Ｑ２のソース側が高い極性の電圧が誘起されるので、第２のスイッチング手段Ｑ２のゲートはソースより低い電圧が印加されるから、引き続きオフ状態のままである。
【０１００】
ところが、第１および第２のゲートドライブ回路ＧＤＣ１、ＧＤＣ２の共振回路の共振電圧は、共振による振動によって次に極性が反転するので、そのとき第１のスイッチング手段Ｑ１のゲートが逆電圧になってオフし、反対に第２のスイッチング手段Ｑ２のゲートがドライブ方向の極性になってオンする。
【０１０１】
したがって、第１のスイッチング手段Ｑ１のオン時間は、第１のゲートドライブ回路ＧＤＣ１の共振回路のコンデンサＣ１のキャパシタンスと帰還巻線ＦＷ１インダクタンスとにより決定される。
【０１０２】
また、第１のスイッチング手段Ｑ２のオン時間は、第２のゲートドライブ回路ＧＤＣ２の共振回路のコンデンサＣ２のキャパシタンスと帰還巻線ＦＷ２インダクタンスとにより決定される。
【０１０３】
そうして、第１のスイッチング手段Ｑ１がオフになると、限流インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが放出されて、限流インダクタＬ１から直流カットコンデンサＣ３、共振コンデンサＣ４、第２のスイッチング手段Ｑ２の寄生ダイオード、変流器ＣＴおよび限流インダクタＬ１の経路を引き続き電流が流れ続ける。そして、その電流が０になると、今度は共振コンデンサＣ４の充電電荷が直流カットコンデンサＣ３、限流インダクタＬ１、変流器ＣＴ、第２のスイッチング手段Ｑ２、共振コンデンサＣ４の経路を放電し、電流が上記とは逆方向に流れる。このとき、変流器ＣＴに磁気結合する帰還巻線ＦＷ１、ＦＷ２に誘起される電圧は、逆に図中の極性記号が付された方の端子が高く、他方の端子が低くなるので、第１のスイッチング手段Ｑ１はオフ状態を維持し、第２の第２のスイッチング手段Ｑ２はオン状態を維持する。
【０１０４】
ところが、第１および第２のゲートドライブ回路ＧＤＣ１、ＧＤＣ２の共振回路の共振電圧が振動して極性が反転すると、再び第１のスイッチング手段Ｑ１がオンし、第２の第２のスイッチング手段Ｑ２がオフする。
【０１０５】
その結果、限流インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが放出された後、再びアクティブフィルタＡＦの正極から、最初に説明したように電流が負荷回路ＬＣに流れる。以下、以上説明した動作を繰り返して、ハーフブリッジ形インバータとして作動して、高周波交流出力端ｃ、ｄに矩形波の高周波交流電圧が現れる。
【０１０６】
次に、フィラメント加熱トランスＦＴおよび切換形インピーダンス可変手段ＣＩＢの回路動作について説明する。
【０１０７】
切換形インピーダンス可変手段ＣＩＶ
は、その制御手段ＣＭがアクティブフィルタＡＦの直流出力電圧に応動するように構成されているので、直流電源ＤＣＳを投入すると、制御手段ＣＭがタイマ動作を開始する。
【０１０８】
スイッチＳＷは、制御手段ＣＭがタイマ動作中オンしているので、第１および第２のコンデンサＣ７、Ｃ８がともにフィラメント加熱トランスＦＴの１次巻線ｐと直列に接続している。そのため、切換形インピーダンス可変手段ＣＩＶのコンデンサＣ７、８Ｃの合成容量が大きくなり、反対に合成インピーダンスは小さくなっているので、図２の（ｃ）に示すような充電電流が流れる。
【０１０９】
以上の結果、予熱時のフィラメント電流が０．６Ａ、点灯時のフィラメント電流が０．２Ａであった。
【０１１０】
図２は、本発明の放電ランプ点灯装置の一実施形態における高周波交流出力電圧と切換形インピーダンス可変手段に流れるコンデンサの充電電流との関係を示す波形図である。
【０１１１】
図において、（ａ）は高周波交流出力電圧波形、（ｂ）はスイッチＳＷがオフ時のコンデンサの充電電流波形、（ｃ）はスイッチＳＷがオン時のコンデンサの充電電流波形、をそれぞれ示す。
【０１１２】
図から理解できるように、切換形インピーダンス可変手段ＣＩＶのスイッチＳＷがオンしている間は、コンデンサＣ７、Ｃ８の容量が加算されて大きくなっているので、充電電流の流れる時間が相対的に長くなる。これにより、高周波交流電圧電圧がフィラメント加熱トランスＦＴに印加される時間幅が相対的に大きくなるから、その１次巻線ｐに印加される電圧の実効値が大きくなり、これに伴い２次巻線ｓ１、ｓ２に誘起されるフィラメント加熱電圧が高くなる。
【０１１３】
したがって、フィラメント加熱電力が大きくなる。このため、放電ランプＤＬは、共振コンデンサＣ４により共振による高い電圧がフィラメント電極ＦＥ１、ＦＥ２間に印加されるとともに、フィラメント電極の予熱が十分に行われるので、始動が確実に行われ、やがて点灯する。
【０１１４】
そうして、放電ランプＤＬが点灯して制御手段ＣＭのタイマ時間が終了すると、スイッチＳＷがオフする。スイッチＳＷがオフすると、コンデンサＣ８が開放されるので、切換形インピーダンス可変手段ＣＩＢの容量が小さく、したがってインピーダンスが大きくなるので、充電電流は、図の（ｂ）に示すように、流れる時間が短くなる。このため、フィラメント加熱トランスＦＴの１次巻線ｐに高周波交流電圧が印加される時間が相対的に短くなるから、１次巻線ｐに印加される電圧の実効値が小さくなり、これに伴い２次巻線ｓ１、ｓ２に誘起されるフィラメント加熱電圧は低くなる。
【０１１５】
図３は、本発明の照明装置の一実施形態としてのトラフ形照明器具を示す斜視図である。
【０１１６】
図４は、同じく蛍光ランプを示す一部切欠正面図である。
【０１１７】
各図において、１はトラフ形照明器具本体、２は蛍光ランプである。
【０１１８】
トラフ形照明器具本体１は、横断面逆台形状をなして細長く形成されていて、内部に蛍光ランプを除いて図１に示す放電ランプ点灯装置が収納されている。
【０１１９】
また、トラフ形照明器具本体１の下面の長手方向の一端部にランプソケット１ａを下面から下方へ露出させて配設している。
【０１２０】
さらに、トラフ形照明器具本体１の長手方向の他端部近傍にランプホルダ１ｂを配設している。
【０１２１】
蛍光ランプ２は、Ｕ字状の透光性放電容器２ａ、口金２ｂおよびスペーサ２ｃを備えている。
【０１２２】
透光性放電容器２ａは、２本のガラス管２ａ１、２ａ１を平行にして接近させ、かつ先端部に繋ぎ部２ａ２を形成して、Ｕ字状をなす１本の放電路を形成してなり、両端に図示しない一対のフィラメント電極を封装するとともに、透光性放電容器２ａの内面に３波長発光形の蛍光体層を形成し、内部に適量の水銀およびアルゴンを２００〜３００Ｐａ封入している。
【０１２３】
口金２ｂは、ＧＹ10q-12形で、放電路の折り返さされた両端部であって、透光性放電容器２ａの一端部に装着されている。
【０１２４】
スペーサ２ｃは、２本のガラス管２ａ１、２ａ１の間の隙間に配設されている。
【０１２５】
そうして、蛍光ランプ２は、管径１７．５ｍｍ、管長１１５０ｍｍ、定格ランプ電力１０５Ｗであり、口金２ｂをトラフ形照明器具本体１のランプソケット１ａに装着し、透光性放電容器１の先端側をランプホルダ１ｂに支持することにより、トラフ形照明器具本体１に装着される。
【０１２６】
【発明の効果】
請求項１の各発明によれば、直流電源間に直流入力端が接続された高周波インバータの高周波交流出力端に、少なくとも限流インピーダンスおよび一対のフィラメント電極を備えた放電ランプを直列的に含む負荷回路と、フィラメント加熱トランスの１次巻線および切換形インピーダンス可変手段の直列回路とを、接続したことにより、切換形インピーダンス可変手段のインピーダンス素子である複数のコンデンサを無接点スイッチによって切り換えることで、切換形インピーダンス可変手段における電圧降下でフィラメント加熱トランスに印加される電圧が変化してフィラメント加熱電力が変化し、予熱時およびまたは調光点灯時と全光点灯時とのように放電ランプの点灯状態に応じたフィラメント加熱をばらつきなく確実に切り換えるとともに、高周波インバータの周波数にあまり影響されないでフィラメント加熱電力を制御する放電ランプ点灯装置を提供することができる。
【０１３１】
請求項２の発明によれば、請求項１効果を有する照明装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の放電ランプ点灯装置の一実施形態を示す回路図
【図２】本発明の放電ランプ点灯装置の一実施形態における高周波交流出力電圧と切換形インピーダンス可変手段に流れるコンデンサの充電電流との関係を示す波形図
【図３】本発明の照明装置の一実施形態としてのトラフ形照明器具を示す斜視図
【図４】同じく蛍光ランプを示す一部切欠正面図
【符号の説明】
ＡＳ…低周波交流電源
ＮＦ…ノイズフィルタ
ＤＣＳ…直流電源
ＲＤ…整流化直流電源
ＡＦ…アクティブフィルタ
ＨＦＩ…高周波インバータ
ａ…直流入力端
ｂ…直流入力端
ｃ…高周波交流出力端
ｄ…高周波交流出力端
Ｑ１…第１のスイッチング手段
Ｑ２…第２のスイッチング手段
ＧＤＣ１…第１のゲートドライブ回路
ＦＷ１…帰還巻線
Ｃ１…共振コンデンサ
ＧＤＣ２…第２のゲートドライブ回路
ＦＷ２…帰還巻線
Ｃ２…共振コンデンサ
ＬＣ…負荷回路
Ｌ１…限流インダクタ
Ｃ３…直流カットコンデンサ
Ｃ４…共振コンデンサ
ＤＬ…放電ランプ
ＦＥ１…フィラメント電極
ＦＥ２…フィラメント電極
ＣＴ…変流器
ＦＴ…フィラメント加熱トランス
ｐ…１次巻線
ｓ１…２次巻線
ｓ２…２次巻線
ＣＩＶ…切換形インピーダンス手段
Ｃ７…第１のコンデンサ
Ｃ８…第２のコンデンサ
ＳＷ…スイッチ
ＣＭ…制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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