(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＳＥＣＡＭ（ＳＥｑｕｅｎｔｉａｌ  Ｃｏｌｏｕｒ  Ａｎｄ  Ｍｅｍｏｙ）方式の複合信号における色信号をディジタルＦＭ復調して色復調処理を行うためのディジタルＦＭ復調器であって、
搬送色信号であるディジタルＦＭ信号をπ／２位相シフトした信号を出力するπ／２移相器と、
前記π／２移相器の出力と前記ディジタルＦＭ信号とから前記ディジタルＦＭ信号の位相成分を検出する位相検出部と、
前記位相成分を時間微分することにより復調成分を求める時間微分部と、
前記時間微分部からの前記復調成分の値から前記復調成分の値の範囲を識別し、前記復調成分の値の範囲を補正するためのフラグ信号を決定して出力する補正フラグ決定部と、
前記補正フラグ決定部からの前記フラグ信号が前記復調成分の値の範囲を補正することを示す場合は、前記時間微分部からの前記復調成分に対し所定値を加算し、前記フラグ信号が前記復調成分の値の範囲を補正することを示さない場合は、所定値を加算せず、前記時間微分部からの出力である前記復調成分の範囲の一部をシフトし、前記復調成分の範囲を補正する復調範囲補正部とを備えることを特徴とするディジタルＦＭ復調器。
【請求項２】
前記補正フラグ決定部は、
前記時間微分部からの現サンプリング時点における前記復調成分の値と、直前サンプリング時点における前記復調成分の値との差分値を求める減算器と、
前記減算器からの差分値と所定の値とを比較することで、前記復調成分の値の変化と方向を識別する比較回路と、
前記比較回路の比較結果と、直前サンプリング時点における前記フラグ信号の値とを加算する加算回路と、
前記加算回路の加算結果、前記復調成分の値の範囲を補正するか否かを示す２値のフラグ信号を決定して出力する補正フラグ判定回路とを備えたことを特徴とする請求項１に記載のディジタルＦＭ復調器。
【請求項３】
前記復調範囲補正部は、
前記補正フラグ決定部からの前記フラグ信号により、前記フラグ信号が復調成分の値の範囲を補正することを示す場合は、前記時間微分部からの前記復調成分に所定の値を加算し、前記フラグ信号が補正を示さない場合は、加算を行わない加算回路と、
前記加算回路からの加算結果を所定の値の範囲へ制限するクリップ回路とを備え、
前記時間微分部からの出力である前記復調成分の範囲の一部を正方向又は負方向のどちらか一方向へシフトし、前記復調成分の範囲を補正することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のディジタルＦＭ復調器。
【請求項４】
デジタル信号へ変換されたＳＥＣＡＭ（ＳＥｑｕｅｎｔｉａｌ  Ｃｏｌｏｕｒ  Ａｎｄ  Ｍｅｍｏｙ）方式の複合信号をデコードし、輝度信号と色信号とを得るための映像信号処理装置であって、
請求項１乃至請求項３のいずれか１つに記載のディジタルＦＭ復調器を備え、
搬送色信号をディジタルＦＭ復調して色復調処理を行うことを特徴とする映像信号処理装置。
【請求項５】
ＳＥＣＡＭ（ＳＥｑｕｅｎｔｉａｌ  Ｃｏｌｏｕｒ  Ａｎｄ  Ｍｅｍｏｙ）方式の複合信号における色信号をディジタルＦＭ復調して色復調処理を行うためのディジタルＦＭ復調方法であって、
搬送色信号であるディジタルＦＭ信号をπ／２位相シフトした信号を出力するπ／２移相ステップと、
前記π／２移相ステップの出力と前記ディジタルＦＭ信号とから前記ディジタルＦＭ信号の位相成分を検出する位相検出ステップと、
前記位相成分を時間微分することにより復調成分を求める時間微分ステップと、
前記時間微分ステップからの前記復調成分の値から前記復調成分の値の範囲を識別し、前記復調成分の値の範囲を補正するためのフラグ信号を決定して出力する補正フラグ決定ステップと、
前記補正フラグ決定ステップからの前記フラグ信号が前記復調成分の値の範囲を補正することを示す場合は、前記時間微分ステップからの前記復調成分に対し所定値を加算し、前記フラグ信号が前記復調成分の値の範囲を補正することを示さない場合は、所定値を加算せず、前記時間微分ステップからの出力である前記復調成分の範囲の一部をシフトし、前記復調成分の範囲を補正する復調範囲補正ステップとを備えることを特徴とするディジタルＦＭ復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ディジタルＦＭ復調器の構成に関するものであり、特に、周波数変調（ＦＭ変調）された色信号を輝度信号に加算して伝送するＳＥＣＡＭ（SEquentielle Couleur A Memoire）方式の複合信号（コンポジット信号）における色信号の色復調処理を行うディジタルＦＭ復調器、及びそれを備えた映像信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は、ＳＥＣＡＭ方式によるコンポジット信号（以下「ＳＥＣＡＭ信号」とも称する）の周波数スペクトラムを概略的に表す図であり、図１１は、ＳＥＣＡＭ方式の規格を示す図である。図１０及び図１１を参照して、ＳＥＣＡＭ方式では、２つの色差信号（Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙ）が走査線毎交互（即ち線順次）にＦＭ変調されて輝度信号に加算されており、各色差信号に対応した副搬送波周波数でＦＭ変調された色信号が、輝度信号周波数帯域の高域部に配置されている。図１１に示すように、ＳＥＣＡＭ信号は下記の式（１）で表される。
【０００３】
【数１】
0003958513.tif 000002
【０００４】
式（１）において、Ｅｙ0は輝度信号、Ｇはベルフィルタ（エンコード側での処理）で決まる多重量、ｆOは副搬送波周波数、ΔｆOは周波数偏移、Ｄｃ0は変調色信号である。図１１に示すように、色信号Ｄｃ0は、２つの色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙ（それぞれ図１１におけるＥｒ0−Ｅｙ0，Ｅｂ0−Ｅｙ0）を走査線毎交互に切り換えられて、Ｄｒ0＝−１．９０２（Ｅｒ0−Ｅｙ0）、Ｄｂ0＝１．５０５（Ｅｂ0−Ｅｙ0）で表され、副搬送波周波数ｆO、周波数偏移ΔｆOについても、走査線毎に異なる副搬送波周波数ｆOR，ｆOB及び周波数偏移ΔｆOR，ΔｆOBが用いられている。
【０００５】
また、色信号Ｄｒ0，Ｄｂ0は、１．４ＭＨｚで−３ｄＢに帯域制限されてＦＭ変調されており、周波数偏移ΔｆOR，ΔｆOBの上限及び下限の各値より、ＦＭ変調された色信号の瞬時周波数の範囲は、各色信号Ｄｒ0，Ｄｂ0ともに３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚの範囲となっている。
【０００６】
図１２は、ＳＥＣＡＭ信号のエンコーダの基本構成の一例を示すブロック図である。マトリクス回路１０１の出力はプリエンファシス回路１０２ａ，１０２ｂ及び加算器１０７の各入力に、プリエンファシス回路１０２ａ，１０２ｂの各出力は切換手段１０３の入力に、切換手段１０３の出力はローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４の入力に、ＬＰＦ１０４の出力はＦＭ変調器１０５の入力に、ＦＭ変調器１０５の出力はベルフィルタ１０６の入力に、ベルフィルタ１０６の出力は加算器１０７の入力に、それぞれ接続されている。ベルフィルタ１０６は、振幅特性がベルの形をしたフィルタである。
【０００７】
次に、動作について説明する。マトリクス回路１０１は、ガンマ補正されたＲ，Ｂ，Ｇ信号である信号Ｅｒ0，Ｅｂ0，Ｅｇ0を、外部から入力する。そして、信号Ｅｒ0，Ｅｂ0，Ｅｇ0を輝度信号Ｅｙ0と色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙとに変換し、輝度信号Ｅｙ0を出力するとともに、色差信号Ｂ−Ｙ，Ｒ−Ｙから変調色信号Ｄｂ0，Ｄｒ0をそれぞれ求めて出力する。プリエンファシス回路１０２ａ，１０２ｂは、マトリクス回路１０１から変調色信号Ｄｂ0，Ｄｒ0をそれぞれ入力する。そして、高域成分を強調する処理を行って出力する。切換手段１０３は、高域成分が強調された変調色信号Ｄｂ0，Ｄｒ0をプリエンファシス回路１０２ａ，１０２ｂからそれぞれ入力する。そして、変調色信号Ｄｂ0，Ｄｒ0を走査線毎に交互に切り換えて線順次信号として出力する。
【０００８】
ＬＰＦ１０４は、切換手段１０３から線順次信号を入力し、１．４ＭＨｚで−３ｄＢに帯域制限して出力する。ＦＭ変調器１０５は、帯域制限された線順次信号をＬＰＦ１０４から入力する。そして、図１１に示した変調規格に基づいて、各変調色信号Ｄｂ0，Ｄｒ0にＦＭ変調処理を施して出力する。ベルフィルタ１０６は、ＦＭ変調された変調色信号Ｄｂ0，Ｄｒ0（以下「搬送色信号」と称する）をＦＭ変調器１０５から入力する。そして、搬送色信号の側帯波を中心から５００ｋＨｚの偏移で約１１ｄＢブーストして出力する。
【０００９】
加算器１０７は、輝度信号Ｅｙ0をマトリクス回路１０１から入力するとともに、ブーストされた搬送色信号をベルフィルタ１０６から入力する。そして、両信号を加算してＳＥＣＡＭ信号として出力する。
【００１０】
図１３は、映像信号処理装置の構成の一例を示すブロック図である。映像信号処理装置は、例えば図１２に示したエンコーダによって生成されたＳＥＣＡＭ信号を、ディジタル処理によりデコードするものである。ＳＥＣＡＭ信号の入力端子は搬送色信号除去回路２０１及びバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０２の各入力に、ＢＰＦ２０２の出力は逆ベルフィルタ２０３の入力に、逆ベルフィルタ２０３の出力は１ライン遅延線２０４及びスイッチャー２０５の各入力に、１ライン遅延線２０４の出力はスイッチャー２０５の入力に、スイッチャー２０５の出力はＦＭ復調器２０６ａ，２０６ｂの各入力に、ＦＭ復調器２０６ａ，２０６ｂの各出力はディエンファシス回路２０７ａ，２０７ｂの各入力に、ディエンファシス回路２０７ａ，２０７ｂの各出力はＬＰＦ２０８ａ，２０８ｂの各入力に、それぞれ接続されている。搬送色信号除去回路２０１は、例えば副搬送波周波数付近を中心とするトラップフィルタによって構成されている。逆ベルフィルタ２０３は、エンコーダ側のベルフィルタ１０６の振幅特性に対する逆特性を有している。
【００１１】
次に、動作について説明する。搬送色信号除去回路２０１は、図示しないＡ／Ｄ変換器によってディジタル変換されたＳＥＣＡＭ信号を、外部から入力する。そして、ＳＥＣＡＭ信号中に含まれる搬送色信号（図１０参照）を除去し、輝度信号Ｙを出力する。ＢＰＦ２０２は、上記ディジタル変換されたＳＥＣＡＭ信号を外部から入力する。そして、ＳＥＣＡＭ信号の低域成分をフィルタリングすることにより輝度信号Ｙを除去し、搬送色信号を抽出して出力する。逆ベルフィルタ２０３は、ＢＰＦ２０２から搬送色信号を入力する。そして、エンコーダ側のベルフィルタ１０６によってブーストされた振幅特性を元に戻すよう補正して出力する。
【００１２】
１ライン遅延線２０４は、逆ベルフィルタ２０３から搬送色信号を入力し、１走査線分遅延して出力する。スイッチャー２０５は、逆ベルフィルタ２０３から搬送色信号を入力するとともに、遅延された搬送色信号を１ライン遅延線２０４から入力する。そして、１ライン遅延線２０４を通った信号と通らない信号とを走査線毎に切り換えることで、各色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙに対応する各搬送色信号にそれぞれ分離して出力する。
【００１３】
ＦＭ復調器２０６ａは、色差信号Ｒ−Ｙに対応する搬送色信号をスイッチャー２０５から入力し、ＦＭ復調器２０６ｂは、色差信号Ｂ−Ｙに対応する搬送色信号をスイッチャー２０５から入力する。そして、入力された搬送色信号をＦＭ復調し、色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙとしてそれぞれ出力する。ディエンファシス回路２０７ａ，２０７ｂは、ＦＭ復調器２０６ａ，２０６ｂから色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙをそれぞれ入力する。そして、エンコーダ側のプリエンファシス回路１０２ａ，１０２ｂによってプリエンファシスされた高域の色信号を元に戻すよう補正して出力する。ＬＰＦ２０８ａ，２０８ｂは、ディエンファシス回路２０７ａ，２０７ｂから色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙをそれぞれ入力し、所定の帯域制限を行って、色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙを再生して出力する。
【００１４】
図１４は、映像信号処理装置の構成の他の例を示すブロック図である。ＳＥＣＡＭ信号の入力端子はＡ／Ｄ変換器２１０及びＢＰＦ２１１の各入力に、Ａ／Ｄ変換器２１０の出力は搬送色信号除去回路２０１の入力に、ＢＰＦ２１１の出力はＡ／Ｄ変換器２１２の入力に、Ａ／Ｄ変換器２１２の出力は逆ベルフィルタ２０３の入力に、逆ベルフィルタ２０３の出力はＦＭ復調器２０６の入力に、ＦＭ復調器２０６の出力はディエンファシス回路２０７の入力に、ディエンファシス回路２０７の出力はＬＰＦ２０８の入力に、ＬＰＦ２０８の出力は１ライン遅延線２１３及びスイッチャー２１４の各入力に、１ライン遅延線２１３の出力はスイッチャー２１４の入力に、それぞれ接続されている。図１４に示した搬送色信号除去回路２０１及び逆ベルフィルタ２０３は、図１３に示した搬送色信号除去回路２０１及び逆ベルフィルタ２０３とそれぞれ同一の構成を有している。
【００１５】
図１４に示した映像信号処理装置において、輝度信号については、Ａ／Ｄ変換器２１０によってＳＥＣＡＭ信号がディジタル変換された後、搬送色信号除去回路２０１によって搬送色信号が除去されて、輝度信号Ｙが得られる。
【００１６】
一方、色信号については、ＢＰＦ２１１によってＳＥＣＡＭ信号から輝度信号が除去された後、Ａ／Ｄ変換器２１２によってディジタル変換されて、ディジタルデータとしての搬送色信号が得られる。ディジタル変換された搬送色信号は、エンコーダ側でブーストされた振幅特性を元に戻すよう、逆ベルフィルタ２０３によって補正される。逆ベルフィルタ２０３から出力された搬送色信号は、ＦＭ復調器２０６によってＦＭ復調され、色差信号として出力される。ＦＭ復調器２０６から出力された色差信号は、エンコーダ側でプリエンファシスされた高域の色信号を元に戻すよう、ディエンファシス回路２０７によって補正され、さらに、ＬＰＦ２０８によって所定の帯域制限が行われる。ＬＰＦ２０８から出力された色差信号は、１ライン遅延線２１３及びスイッチャー２１４へと入力され、１ライン遅延線２１３を通った信号と通らない信号とがスイッチャー２１４によってライン毎に切り換えられて、色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙに分離して出力される。
【００１７】
以上のように、ＳＥＣＡＭ信号をデコード処理する映像信号処理装置においては、輝度信号に加算された搬送色信号をＦＭ復調して、色信号を復調する色復調処理を行うことになる。ここで、ＦＭ信号をディジタル処理によりＦＭ復調するディジタルＦＭ復調器の構成が、例えば、特開平１１−２８４４４２号公報に記載されている。かかる公報に記載されたディジタルＦＭ復調器は、ＶＴＲの再生信号処理等に用いられるものであり、ディジタルＦＭ信号から位相を９０度（π／２）シフトした成分を求め、ＦＭ信号と位相シフト成分とからｔａｎ成分を求めて、さらにｔａｎ-1成分を演算して位相成分を求め、求めた位相成分を微分することによりＦＭ信号を復調するものである。
【００１８】
図１５は、上記公報に記載されたディジタルＦＭ復調器を、ＳＥＣＡＭ信号の映像処理装置におけるＦＭ復調器２０６，２０６ａ，２０６ｂに適用したディジタルＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。ＦＭ信号Ｘ（ｋ）（ｋは整数）の入力端子はπ／２移相器３０１及びＴＡＮ-1演算器３０２の各入力に、π／２移相器３０１の出力はＴＡＮ-1演算器３０２の入力に、ＴＡＮ-1演算器３０２の出力は減算器３０３及び遅延回路３０４の各入力に、遅延回路３０４の出力は減算器３０３の入力に、減算器３０３の出力は加算器３０５ａ及び定数発生回路３０５ｂの各入力に、定数発生回路３０５ｂの出力は加算器３０５ａの入力に、加算器３０５ａの出力は演算回路３０６の入力に、それぞれ接続されている。π／２移相器３０１は、例えばヒルベルト変換器によって構成されている。
【００１９】
ここで、ＳＥＣＡＭ信号をＴ秒間隔でサンプリングする場合、ｋ回目にサンプリングされた搬送色信号であるＦＭ信号Ｘ（ｋ）は、上記の規格である式（１）を考慮して、下記の式（２）で与えられる。
【００２０】
【数２】
0003958513.tif 000003
【００２１】
式（２）において、ｆoは副搬送波周波数、Δｆoは周波数偏移、Ｔはサンプリング周期、Ａは振幅、ｉは整数、Ｄｃ（ｉ）はｉ番目の時点における変調色信号である。
【００２２】
式（２）に関して、
【００２３】
【数３】
0003958513.tif 000004
【００２４】
とおくと、式（２）は下記の式（４）と表される。
【００２５】
【数４】
0003958513.tif 000005
【００２６】
よって、ＳＥＣＡＭ信号の色復調処理でのＦＭ復調においては、式（３）で示す搬送色信号Ｘ（ｋ）が入力されたときに、復調信号であるｋ回目のサンプリングにおける変調色信号Ｄｃ（ｉ）を求めることとなる。
【００２７】
次に、図１５に示したＦＭ復調器の動作について、上記式（３）及び式（４）に基づき詳細に説明する。π／２移相器３０１は、図１３に示したスイッチャー２０５若しくは図１４に示した逆ベルフィルタ２０３から搬送色信号Ｘ（ｋ）を入力する。そして、入力信号の位相を９０度シフトして、下記の式（５）で与えられる信号Ｙ（ｋ）として出力する。
【００２８】
【数５】
0003958513.tif 000006
【００２９】
ＴＡＮ-1演算器３０２は、スイッチャー２０５若しくは逆ベルフィルタ２０３から搬送色信号Ｘ（ｋ）を入力するとともに、π／２移相器３０１から信号Ｙ（ｋ）を入力する。そして、両信号からｔａｎ成分を求め、さらにｔａｎ-1成分を演算し、その演算結果である位相成分φ（ｋ）を出力する。つまり、ｔａｎφ（ｋ）＝ｓｉｎφ（ｋ）／ｃｏｓφ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ）であるため、ｔａｎ-1（ｔａｎφ（ｋ））＝ｔａｎ-1（Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ））を演算することにより、位相成分φ（ｋ）を求める。このとき、ＴＡＮ-1演算器３０２は、位相成分φ（ｋ）のとり得る範囲を０≦φ（ｋ）＜２πとして、搬送色信号Ｘ（ｋ）及び信号Ｙ（ｋ）の符号に基づき演算を行う。
【００３０】
遅延回路３０４は、ＴＡＮ-1演算器３０２から位相成分φ（ｋ）を入力し、１クロック分遅延して出力する。減算器３０３は、ＴＡＮ-1演算器３０２から位相成分φ（ｋ）を入力するとともに、１クロック前の位相成分φ（ｋ−１）を遅延回路３０４から入力する。そして、両者の差分成分Ｓ１（ｋ）＝φ（ｋ）−φ（ｋ−１）を求めて出力する。これは、等価的に位相成分φ（ｋ）を時間微分（Δφ／Δｔ）して角周波数成分である復調成分を求めたことに等しい。差分成分Ｓ１（ｋ）は、加算器３０５ａと定数発生回路３０５ｂとから成る加算手段３０５に入力される。
【００３１】
定数発生回路３０５ｂは、減算器３０３から差分成分Ｓ１（ｋ）を入力する。そして、差分成分Ｓ１（ｋ）の符号に応じて定数Ｃ１を出力する。具体的には、差分成分Ｓ１（ｋ）が負の場合（Ｓ１（ｋ）＜０）はＣ１＝２πを、０又は正の場合（Ｓ１（ｋ）≧０）はＣ１＝０を、それぞれ出力する。加算器３０５ａは、減算器３０３から差分成分Ｓ１（ｋ）を入力するとともに、定数発生回路３０５ｂから定数Ｃ１を入力する。そして、両者を加算して、復調成分Ｓ２（ｋ）＝Ｓ１（ｋ）＋Ｃ１を求めて出力する。加算手段３０５による処理により、差分成分Ｓ１（ｋ）の不連続性が補正され、下記の式（６）で与えられる、ある時点ｋでの復調成分Ｓ２（ｋ）が得られる。
【００３２】
【数６】
0003958513.tif 000007
【００３３】
なお、復調成分Ｓ２（ｋ）の範囲は、
【００３４】
【数７】
0003958513.tif 000008
【００３５】
であり、サンプリング周期Ｔ、副搬送波周波数ｆo、及び周波数偏移Δｆoで与えられる復調成分Ｓ２（ｋ）の値が上記の式（７）を満たすことが、復調の条件となる。
【００３６】
演算回路３０６は、加算器３０５ａから復調成分Ｓ２（ｋ）を入力する。そして、上記の式（６）で与えられる復調成分Ｓ２（ｋ）から２πｆoＴを減算した後、２πΔｆoＴで除算することにより、復調信号である変調色信号Ｄｃ（ｋ）を得る。このとき、副搬送波周波数ｆo及び周波数偏移Δｆoの各値は、ライン毎若しくは色信号Ｄｒ0，Ｄｂ0に応じて適宜切り換えられる。
【００３７】
ところで、図１５に示したディジタルＦＭ復調器において、ＴＡＮ-1演算器３０２の出力以降については、ベースバンドの色差信号として捉え、色差信号の帯域１．４ＭＨｚを考慮した周波数、即ち２．８ＭＨｚ以上のサンプリング周波数があればよく、サンプリング周期Ｔを上げること、つまりは位相成分φ（ｋ）をダウンサンプル（間引き）できることが知られている。但し、図１５に示したディジタルＦＭ復調器におけるＦＭ復調の条件は、上記の式（７）を満たすことであり、サンプリング周期Ｔの値によっては、式（７）の条件を満たさない場合がある。
【００３８】
ＳＥＣＡＭ信号における搬送色信号が上記の式（７）の条件を満たすか否かは、ＦＭ信号における瞬時周波数の最小値及び最大値から評価することができる。図１１に示した周波数偏移の上限値及び下限値より、ＦＭ変調された色信号の瞬時周波数の範囲は、各色信号Ｄｒ0，Ｄｂ0ともに３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚの範囲であり、約０．８５６ＭＨｚの周波数幅となる。
【００３９】
まず、ＴＡＮ-1演算器３０２の出力以降についてはダウンサンプルし、サンプリング周波数１／Ｔが４．７５６ＭＨｚよりも高い値、例えば５．０６２５ＭＨｚ（＝３２８ｆｈ）になった場合を考える。このとき、復調成分の範囲は下記の式（８）となる。
【００４０】
【数８】
0003958513.tif 000009
【００４１】
つまり、０＜４．８４≦Ｓ２（ｋ）≦５．９０３＜２πとして復調されることとなり、この場合は復調条件を満たす。
【００４２】
次に、ダウンサンプル後にサンプリング周波数１／Ｔが３．９ＭＨｚよりも低い値、例えば３．５６２５ＭＨｚ（＝２２８ｆｈ）になった場合を考える。このとき、復調成分の範囲は下記の式（９）となる。
【００４３】
【数９】
0003958513.tif 000010
【００４４】
つまり、６．２８７≦Ｓ２（ｋ）≦８．３８８であり、復調条件の範囲外となる。しかし、このように復調成分Ｓ２（ｋ）の値が２πを越える場合は、復調成分Ｓ２（ｋ）の値は、２πｆoＴ＋２πΔｆoＤｃ（ｋ）Ｔの計算値から２πを減算した値（即ち、２πで割った余り）として出力され、上記の式（９）の場合には、０＜０．５９５２≦Ｓ２（ｋ）≦２．１０＜２πとして復調されることになる。よって、演算回路３０６での演算において、上記の減算された２π分の値を考慮した値により２πｆoＴの減算及び２πΔｆoＴの除算を行えば、復調条件を満たすことができ、誤動作を起こすことなく復調信号を得ることができる。
【００４５】
ところで、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚの間に設定することも考えられる。この場合、搬送色信号の周波数範囲（３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚ）の中心周波数、及び副搬送波周波数ｆo（４．４０６２５ＭＨｚ及び４．２５ＭＨｚ）に近い周波数とでき、信号処理を有利にすることが可能となる。例えば、ダウンサンプリング後のサンプリング周波数１／Ｔが４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）になった場合は、復調成分の範囲は下記の式（１０）となる。
【００４６】
【数１０】
0003958513.tif 000011
【００４７】
この場合、上記の式（１０）より、復調成分の範囲は５．５２２≦Ｓ２（ｋ）≦６．７３４となり、０≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲を越える。そして、復調成分の値が２πを越える部分については、上記と同様に計算値から２πを減算した値として出力されるため、上記の式（１０）の例では、５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲として、復調の範囲が分離されることになる。従ってこの場合は、図１５に示した構成のままでは誤動作が生じ、復調色信号を正確に得ることができない。
【００４８】
そこで、このような場合に、復調範囲を拡大することによって誤動作を回避し得るディジタルＦＭ復調器が提案されている。図１６は、復調範囲を拡大し得る、従来のディジタルＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。加算器３０５ａの出力はフラグ決定回路３０７及び加算器３０８ａの各入力に、フラグ決定回路３０７の出力は定数発生部３０８ｂの入力に、定数発生部３０８ｂの出力は加算器３０８ａの入力に、加算器３０８ａの出力は演算回路３０６の入力に、それぞれ接続されている。加算器３０８ａと定数発生部３０８ｂとによって、復調範囲拡大部３０８が構成されている。図１６に示したディジタルＦＭ復調器のその他の構成は、図１５に示したディジタルＦＭ復調器の構成と同様である。
【００４９】
図１７は、図１６に示したフラグ決定回路３０７及び復調範囲拡大部３０８の構成を具体的に示すブロック図である。フラグ決定回路３０７は、図１７に示した接続関係で、減算器３０９、遅延回路３１０，３１３、比較回路３１１、加算器３１２、及びフラグ判定部３１４を備えている。また、復調範囲拡大部３０８は、図１７に示した接続関係で、加算器３０８ａ、切換スイッチ３２１、及び３つの定数格納部３２２ａ〜３２２ｃを備えている。定数格納部３２２ａ，３２２ｂ，３２２ｃには、それぞれ定数２π，０，−２πが格納されている。
【００５０】
次に、動作について説明する。図１６において加算器３０５ａから復調成分Ｓ２（ｋ）が出力されるまでの動作は、図１５に示したディジタルＦＭ復調器の動作と同様であるため、説明を省略する。
【００５１】
図１６を参照して、フラグ決定回路３０７は、加算器３０５ａから復調成分Ｓ２（ｋ）を入力する。そして、復調成分Ｓ２（ｋ）のジャンプの有無及び方向を識別し、復調範囲を拡大するためのフラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）を出力する。定数発生部３０８ｂは、フラグ決定回路３０７からフラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）を入力し、その値に応じて定数Ｒ１を出力する。加算器３０８ａは、加算器３０５ａから復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、定数発生部３０８ｂから定数Ｒ１を入力する。そして、両者を加算して加算信号Ｓ３（ｋ）を出力する。この加算信号Ｓ３（ｋ）は、演算回路３０６に入力される。
【００５２】
以下、フラグ決定回路３０７及び復調範囲拡大部３０８の具体的な動作を、図１７を用いて説明する。遅延回路３１０は、加算器３０５ａ（図１７には示さない）から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力し、１クロック分遅延して出力する。減算器３０９は、加算器３０５ａから復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、１クロック前の信号Ｓ２（ｋ−１）を遅延回路３１０から入力する。そして、両信号の差分ΔＳ２（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）−Ｓ２（ｋ−１）を求めて出力する。比較回路３１１は、減算器３０９から差分ΔＳ２（ｋ）を入力し、このΔＳ２（ｋ）の値を所定値と比較することにより、復調成分のジャンプの有無及び方向を識別する。
【００５３】
ここで、上記所定値は例えばπとし、π以上の変化をジャンプとして識別する。具体的に比較回路３１１は、ΔＳ２（ｋ）＞πである場合は、１クロック前の信号から２πの方向（正方向）へジャンプしたとしてｒｆ（ｋ）＝−１を出力し、ΔＳ２（ｋ）＜−πである場合は、１クロック前の信号から０の方向（負方向）へジャンプしたとしてｒｆ（ｋ）＝１を出力し、それ以外の−π≦ΔＳ２（ｋ）≦πである場合は、ジャンプがないとしてｒｆ（ｋ）＝０を出力する。
【００５４】
加算器３１２は、比較回路３１１からの出力ｒｆ（ｋ）を入力するとともに、１クロック前のフラグ信号ｆｌａｇ（ｋ−１）を遅延回路３１３から入力する。そして、両者を加算して、その加算値ｘａ＝ｆｌａｇ（ｋ−１）＋ｒｆ（ｋ）を出力する。フラグ判定部３１４は、加算器３１２から加算値ｘａを入力し、ｘａ＞０である場合はｆｌａｇ（ｋ）＝１を出力し、ｘａ＜０である場合はｆｌａｇ（ｋ）＝−１を出力し、ｘａ＝０である場合はｆｌａｇ（ｋ）＝０を出力する。その結果、ジャンプがある場合、即ちｒｆ（ｋ）の値が１又は−１である場合にのみ、フラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）の値が遷移することになる。
【００５５】
定数発生部３０８ｂは、フラグ判定部３１４からフラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）を入力する。そして、フラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）の値に基づいて切換スイッチ３２１の動作を制御することにより、ｆｌａｇ（ｋ）＝１である場合は定数格納部３２２ａから定数Ｒ１＝２πを出力し、ｆｌａｇ（ｋ）＝−１である場合は定数格納部３２２ｃから定数Ｒ１＝−２πを出力し、ｆｌａｇ（ｋ）＝０である場合は定数格納部３２２ｂから定数Ｒ１＝０を出力する。
【００５６】
加算器３０８ａは、加算器３０５ａから復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、定数発生部３０８ｂから定数Ｒ１を入力する。ここで、定数発生部３０８ｂから定数Ｒ１＝２πが出力されている場合は、復調成分Ｓ２（ｋ）の復調範囲が２πから４πの範囲に補正される。また、定数Ｒ１＝−２πが出力されている場合は−２πから０の範囲に補正され、定数Ｒ１＝０が出力されている場合は復調範囲は補正されない。従って、復調範囲拡大部３０８からは、復調範囲が−２πから４πの範囲に拡大された復調信号Ｓ３（ｋ）が出力されることになる。
【００５７】
図１８は、図１６に示したディジタルＦＭ復調器を、ＳＥＣＡＭ信号の色復調処理に適用した結果を示す図である。図１８（Ａ）は、加算器３０５ａからの出力である復調成分Ｓ２（ｋ）を示しており、図１８（Ｂ）は、復調範囲拡大部３０８からの出力である復調信号Ｓ３（ｋ）を示している。図１８においては、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを、上記と同様に例えば４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とし、復調成分Ｓ２（ｋ−１）の初期値を、復調信号における無変調時の成分（即ち、副搬送波周波数による直流成分２πｆoＴ）としている。また、図１９は、図１８に対応させて、減算器３０９からの出力ΔＳ２（ｋ）、比較回路３１１からの出力ｒｆ（ｋ）、及びフラグ判定部３１４からの出力ｆｌａｇ（ｋ）の各値の遷移を示す図である。
【００５８】
図１８，１９を参照して、区間Ｋ２では負方向のジャンプが生じ、区間Ｋ６では正方向のジャンプが生じている。そのため、上記各区間でｆｌａｇ（ｋ）の値が遷移し、区間Ｋ２ではｆｌａｇ（ｋ）の値が１だけ増加し、区間Ｋ６では１だけ減少している。上記所定値π以上のジャンプがない他の区間Ｋ１，Ｋ３〜Ｋ５，Ｋ７〜Ｋ９では、比較回路３１１からの出力ｒｆ（ｋ）＝０であり、ｆｌａｇ（ｋ）の値は一定である。
【００５９】
ｆｌａｇ（ｋ）の値に応じて、復調範囲拡大部３０８において所定の定数Ｒ１を加算すれば、図１８（Ａ）におけるＳ２（ｋ）のジャンプが補正され、図１８（Ｂ）に示すように、正しい復調出力Ｓ３（ｋ）が得られる。これを上記の式（１０）に関して言えば、５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲とに分離されていた復調の範囲が、拡大された−２π≦Ｓ３（ｋ）＜４πの範囲内における、５．５２２≦Ｓ３（ｋ）≦６．７３４として出力されることになる。
【００６０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように図１６に示した従来のディジタルＦＭ復調器は、復調範囲を−２πから４πの範囲に拡大する。しかしながら、ＳＥＣＡＭ信号の色復調処理の場合は、周波数偏移の値が上限・下限とも搬送波周波数に比べて非常に小さく、ＦＭ変調された色信号の瞬時周波数の範囲は、各色信号Ｄｒ0，Ｄｂ0ともに３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚの範囲内である。従って、復調成分Ｓ２（ｋ）として出力される範囲は２π分の幅以内となるため、ジャンプした復調成分の範囲の補正は必要であると雖も、出力範囲を−２πから４πの範囲に大きく拡大する必要はない。従って、図１６に示した従来のディジタルＦＭ復調器をＳＥＣＡＭ信号の色復調処理にそのまま適用した場合には、出力する復調成分のビット幅を無用に広げることになり、回路規模が著しく増大するという問題がある。
【００６１】
また、図１６に示した従来のディジタルＦＭ復調器は、復調範囲を拡大するにあたって、フラグ決定回路３０７からのフラグ信号に基づき、復調範囲を正負両方向に拡大する。一方、ＳＥＣＡＭ信号の色復調処理における復調範囲の補正では、２πを越えた分を正又は負の一方向に補正すれば足りる。従って、図１６に示した従来のディジタルＦＭ復調器をＳＥＣＡＭ信号の色復調処理にそのまま適用した場合には、ノイズ等による復調成分の値の遷移によって、フラグ信号が反転して誤動作が生じるという問題もある。
【００６２】
図２０，２１は、この問題を具体的に説明するための図である。図２０（Ａ）は、図１８（Ａ）と同様に復調成分Ｓ２（ｋ）を示しており、図２０（Ｂ）は、図１８（Ｂ）と同様に復調信号Ｓ３（ｋ）を示している。また、図２１は、図１９と同様に、ΔＳ２（ｋ）、ｒｆ（ｋ）、及びｆｌａｇ（ｋ）の各値の遷移を示している。図２０，２１を参照して、区間Ｋ２〜Ｋ４において、ノイズによりＳ２（ｋ）の値が瞬間的に変化したとする。区間Ｋ２，Ｋ３ではΔＳ２（ｋ）の値は負となるが、上記所定値π以上の変化ではないため、ジャンプはないと判断される。区間Ｋ４においてＳ２（ｋ）の値は元の値に戻っているが、このときの差分ΔＳ２（ｋ）の値は上記所定値πよりも大きくなるため、正方向のジャンプが生じたとしてｆｌａｇ（ｋ）の値が遷移する。この場合はｆｌａｇ（ｋ）の値が１だけ減少することになるため、区間Ｋ４以降はｆｌａｇ（ｋ）の値は−１のままとなる。その結果、復調成分Ｓ２（ｋ）にはＳ３（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）−２πの補正がなされ、復調されるべき範囲外の信号へ補正されてしまい、誤動作が生じることになる。
【００６３】
本発明は以上のような問題を解決するために成されたものであり、ＳＥＣＡＭ信号の映像信号処理装置におけるディジタルＦＭ復調器において、設定可能なサンプリング周波数内で、回路規模を著しく増大させることなく復調範囲の補正を実現でき、これにより、ＳＥＣＡＭ信号の色信号の復調処理を誤動作なく実行できるディジタルＦＭ復調器、及びそれを備える映像信号処理装置を得ることを目的とするものである。
【００６４】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち請求項１に記載のディジタルＦＭ復調器は、ＳＥＣＡＭ（ＳＥｑｕｅｎｔｉａｌ  Ｃｏｌｏｕｒ  Ａｎｄ  Ｍｅｍｏｙ）方式の複合信号における色信号をディジタルＦＭ復調して色復調処理を行うためのディジタルＦＭ復調器であって、搬送色信号であるディジタルＦＭ信号をπ／２位相シフトした信号を出力するπ／２移相器と、π／２移相器の出力とディジタルＦＭ信号とからディジタルＦＭ信号の位相成分を検出する位相検出部と、位相成分を時間微分することにより復調成分を求める時間微分部と、時間微分部からの復調成分の値から復調成分の値の範囲を識別し、復調成分の値の範囲を補正するためのフラグ信号を決定して出力する補正フラグ決定部と、補正フラグ決定部からのフラグ信号が復調成分の値の範囲を補正することを示す場合は、時間微分部からの復調成分に対し所定値を加算し、フラグ信号が復調成分の値の範囲を補正することを示さない場合は、所定値を加算せず、時間微分部からの出力である復調成分の範囲の一部をシフトし、復調成分の範囲を補正する復調範囲補正部とを備えることを特徴とするものである。
【００６７】
また、この発明のうち請求項２に記載のディジタルＦＭ復調器は、補正フラグ決定部は、時間微分部からの現サンプリング時点における復調成分の値と、直前サンプリング時点における復調成分の値との差分値を求める減算器と、減算器からの差分値と所定の値とを比較することで、復調成分の値の変化と方向を識別する比較回路と、比較回路の比較結果と、直前サンプリング時点におけるフラグ信号の値とを加算する加算回路と、加算回路の加算結果、復調成分の値の範囲を補正するか否かを示す２値のフラグ信号を決定して出力する補正フラグ判定回路とを備えたことを特徴とするものである。
【００６８】
また、この発明のうち請求項３に記載のディジタルＦＭ復調器は、復調範囲補正部は、補正フラグ決定部からのフラグ信号により、フラグ信号が復調成分の値の範囲を補正することを示す場合は、時間微分部からの復調成分に所定の値を加算し、フラグ信号が補正を示さない場合は、加算を行わない加算回路と、加算回路からの加算結果を所定の値の範囲へ制限するクリップ回路とを備え、時間微分部からの出力である復調成分の範囲の一部を正方向又は負方向のどちらか一方向へシフトし、復調成分の範囲を補正することを特徴とするものである。
【００７１】
また、この発明のうち請求項４に記載の映像信号処理装置は、デジタル信号へ変換されたＳＥＣＡＭ（ＳＥｑｕｅｎｔｉａｌ  Ｃｏｌｏｕｒ  Ａｎｄ  Ｍｅｍｏｙ）方式の複合信号をデコードし、輝度信号と色信号とを得るための映像信号処理装置であって、請求項１乃至請求項３のいずれか１つに記載のディジタルＦＭ復調器を備え、搬送色信号をディジタルＦＭ復調して色復調処理を行うことを特徴とするものである。
また、この発明のうち請求項５に記載のディジタルＦＭ復調方法は、ＳＥＣＡＭ（ＳＥｑｕｅｎｔｉａｌ  Ｃｏｌｏｕｒ  Ａｎｄ  Ｍｅｍｏｙ）方式の複合信号における色信号をディジタルＦＭ復調して色復調処理を行うためのディジタルＦＭ復調方法であって、搬送色信号であるディジタルＦＭ信号をπ／２位相シフトした信号を出力するπ／２移相ステップと、π／２移相ステップの出力とディジタルＦＭ信号とからディジタルＦＭ信号の位相成分を検出する位相検出ステップと、位相成分を時間微分することにより復調成分を求める時間微分ステップと、時間微分ステップからの復調成分の値から復調成分の値の範囲を識別し、復調成分の値の範囲を補正するためのフラグ信号を決定して出力する補正フラグ決定ステップと、補正フラグ決定ステップからのフラグ信号が復調成分の値の範囲を補正することを示す場合は、時間微分ステップからの復調成分に対し所定値を加算し、フラグ信号が復調成分の値の範囲を補正することを示さない場合は、所定値を加算せず、時間微分ステップからの出力である復調成分の範囲の一部をシフトし、復調成分の範囲を補正する復調範囲補正ステップとを備えることを特徴とするものである。
【００７２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。本実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器は、例えば図１２に示したエンコーダによって生成されたＳＥＣＡＭ信号を、ディジタル処理によりデコードする映像信号処理装置に用いられるものである。映像信号処理装置の全体構成は図１３，１４に示したブロック図と同様であるため、説明は省略する。
【００７３】
図１を参照して、ディジタルＦＭ復調器には、輝度信号が分離され、逆ベルフィルタにより振幅特性がほぼ一定のＦＭ信号となった搬送色信号Ｘ（ｋ）が入力される。搬送色信号Ｘ（ｋ）の入力端子はπ／２移相器１及びＴＡＮ-1演算器２の各入力に、π／２移相器１の出力はＴＡＮ-1演算器２の入力に、ＴＡＮ-1演算器２の出力は減算器３及び遅延回路４の各入力に、遅延回路４の出力は減算器３の入力に、減算器３の出力は加算器５及び定数発生回路６の各入力に、定数発生回路６の出力は加算器５の入力に、加算器５の出力は復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の各入力に、補正フラグ決定回路８の出力は復調範囲補正回路７の入力に、復調範囲補正回路７の出力は演算回路９の入力に、それぞれ接続されている。π／２移相器１は、例えばヒルベルト変換器によって構成されている。また、後に詳述するように、補正フラグ決定回路８は、復調範囲をシフトするための条件に復調成分が合致するか否かを判別する判別部としての機能を有する。
【００７４】
図２は、図１に示した復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の構成を具体的に示すブロック図である。復調範囲補正回路７は、加算回路１６ａとクリップ回路１９とを備えている。クリップ回路１９は、所定範囲外の信号を所定の固定値にクリップするものである。加算回路１６ａは、加算器１７ａと、切換スイッチ１８と、定数２π，０をそれぞれ格納する２つの定数格納部２２ａ，２２ｂとを備えている。補正フラグ決定回路８は、減算器１０、遅延回路１１，１４、比較回路１２、加算器１３、及び補正フラグ判定回路１５ａを備えている。加算器５（図２には示さない）の出力は加算器１７ａ、減算器１０、及び遅延回路１１の各入力に、遅延回路１１の出力は減算器１０の入力に、減算器１０の出力は比較回路１２の入力に、比較回路１２の出力は加算器１３の入力に、加算器１３の出力は補正フラグ判定回路１５ａの入力に、補正フラグ判定回路１５ａの出力は遅延回路１４の入力に、遅延回路１４の出力は加算器１３の入力に、それぞれ接続されている。
【００７５】
また、補正フラグ判定回路１５ａの出力は切換スイッチ１８に接続されている。切換スイッチ１８は、定数格納部２２ａ，２２ｂのいずれか一方を加算器１７ａに接続するものである。加算器１７ａの出力はクリップ回路１９の入力に接続されている。
【００７６】
次に、図１を参照して動作を説明する。π／２移相器１は、図１３に示したスイッチャー２０５若しくは図１４に示した逆ベルフィルタ２０３から搬送色信号Ｘ（ｋ）を入力する。そして、入力信号の位相を９０度シフトして信号Ｙ（ｋ）を出力する。ＴＡＮ-1演算器２は、スイッチャー２０５若しくは逆ベルフィルタ２０３から搬送色信号Ｘ（ｋ）を入力するとともに、π／２移相器１から信号Ｙ（ｋ）を入力する。そして、両信号からｔａｎ成分を求め、さらにｔａｎ-1成分を演算し、その演算結果である位相成分φ（ｋ）を出力する。
【００７７】
遅延回路４は、ＴＡＮ-1演算器２から位相成分φ（ｋ）を入力し、１クロック分遅延して出力する。減算器３は、ＴＡＮ-1演算器２から位相成分φ（ｋ）を入力するとともに、１クロック前の位相成分φ（ｋ−１）を遅延回路４から入力する。そして、両者の差分成分Ｓ１（ｋ）＝φ（ｋ）−φ（ｋ−１）を求めて出力する。これは、等価的に位相成分φ（ｋ）を時間微分（Δφ／Δｔ）して角周波数成分である復調成分を求めたことに等しい。
【００７８】
定数発生回路６は、減算器３から差分成分Ｓ１（ｋ）を入力する。そして、差分成分Ｓ１（ｋ）の符号に応じて定数Ｃ１を出力する。具体的には、差分成分Ｓ１（ｋ）が負の場合（Ｓ１（ｋ）＜０）はＣ１＝２πを、０又は正の場合（Ｓ１（ｋ）≧０）はＣ１＝０を、それぞれ出力する。加算器５は、減算器３から差分成分Ｓ１（ｋ）を入力するとともに、定数発生回路６から定数Ｃ１を入力する。そして、両者を加算して、復調成分Ｓ２（ｋ）＝Ｓ１（ｋ）＋Ｃ１を求めて出力する。加算器５及び定数発生回路６による処理により、差分成分Ｓ１（ｋ）の不連続性が補正され、ある時点ｋでの復調成分Ｓ２（ｋ）が得られる。ここで、復調成分Ｓ２（ｋ）の範囲は、０≦Ｓ２（ｋ）＜２πである。復調成分Ｓ２（ｋ）の値が２πを越える場合は、復調成分Ｓ２（ｋ）の値は、設定したサンプリング周波数１／Ｔから得られる２πｆoＴ＋２πΔｆoＤｃ（ｋ）Ｔの計算値から２πを減算した値（即ち、２πで割った余り）として、復調成分がジャンプした値で出力されることになる。
【００７９】
従来技術の説明でも述べたように、ＴＡＮ-1演算器２の出力以降については、ベースバンドの色差信号として捉え、色差信号の帯域１．４ＭＨｚを考慮した周波数、即ち２．８ＭＨｚ以上のサンプリング周波数があればよく、サンプリング周期Ｔを上げること、つまりは位相成分φ（ｋ）をダウンサンプル（間引き）できることが知られている。いま、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とする場合、ＦＭ変調された色信号の瞬時周波数の範囲は各色信号Ｄｒ0，Ｄｂ0ともに３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚの範囲であることから、復調成分Ｓ２（ｋ）の範囲は下記の式（１０）となる。
【００８０】
【数１１】
0003958513.tif 000012
【００８１】
この場合、上記の式（１０）より、復調成分の範囲は５．５２２≦Ｓ２（ｋ）≦６．７３４となり、０≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲を越える。そして、復調成分の値が２πを越える部分については、上記の通り計算値から２πを減算した値として出力されるため、上記の式（１０）の例では、５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲として、復調の範囲が分離されて復調されることになる。ここまでの動作は、図１６に示した従来のディジタルＦＭ復調器の動作と同様である。
【００８２】
補正フラグ決定回路８は、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力する。そして、復調成分Ｓ２（ｋ）のジャンプの有無及び方向を識別し、フラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ）を出力する。復調範囲補正回路７は、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、補正フラグ決定回路８からフラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ）を入力する。そして、フラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ）に応じて復調成分Ｓ２（ｋ）の復調範囲を補正し、補正後の復調成分Ｓ３（ｋ）を出力する。
【００８３】
演算回路９は、復調範囲補正回路７から復調成分Ｓ３（ｋ）を入力する。そして、復調成分Ｓ３（ｋ）から２πｆoＴを減算した後、２πΔｆoＴで除算することにより、復調信号である変調色信号Ｄｃ（ｋ）を得る。このとき、副搬送波周波数ｆo及び周波数偏移Δｆoの各値は、ライン毎若しくは色信号Ｄｒ0，Ｄｂ0に応じて適宜切り換えられる。
【００８４】
次に、図２を参照して、復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の具体的な動作について説明する。遅延回路１１は、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力し、１クロック分遅延して出力する。減算器１０は、現サンプリング時点における復調成分Ｓ２（ｋ）を加算器５から入力するとともに、直前サンプリング時点における、即ち１クロック前の復調成分Ｓ２（ｋ−１）を遅延回路１１から入力する。そして、両信号の差分ΔＳ２（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）−Ｓ２（ｋ−１）を求めて出力する。
【００８５】
このとき、復調成分Ｓ２（ｋ−１）の初期値は、復調信号における無変調時の成分（副搬送波周波数による直流分２πｆoＴ）とする。ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とした場合、ＳＥＣＡＭ信号の規格（図１１参照）より、副搬送波周波数ｆoは色信号Ｄｒ0，Ｄｂ0によって異なる。そのため、色信号Ｄｒ0の場合は、２πｆoＴ＝２π・（４．４０６２５ＭＨｚ）／（４．４３７５ＭＨｚ）＝６．２３８９＜２πとなり、色信号Ｄｂ0の場合は、２πｆoＴ＝２π・（４．２５ＭＨｚ）／（４．４３７５ＭＨｚ）＝６．０１７７＜２πとなり、これらの値が初期値となる。なお、復調成分Ｓ２（ｋ−１）の上記初期値は、５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲内の任意の値としてもよい。
【００８６】
比較回路１２は、減算器１０から差分ΔＳ２（ｋ）を入力する。そして、このΔＳ２（ｋ）の値を所定値と比較することにより、復調成分のジャンプの有無及び方向を識別する。ここで、上記所定値は例えばπとし、π以上の変化をジャンプとして識別する。具体的に比較回路１２は、ΔＳ２（ｋ）＞πである場合は、１クロック前の信号から２πの方向（正方向）へジャンプしたとしてｒｆ１（ｋ）＝−１を出力し、ΔＳ２（ｋ）＜−πである場合は、１クロック前の信号から０の方向（負方向）へジャンプしたとしてｒｆ１（ｋ）＝１を出力し、それ以外の−π≦ΔＳ２（ｋ）≦πである場合は、ジャンプがないとしてｒｆ１（ｋ）＝０を出力する。
【００８７】
なお、比較回路１２において差分ΔＳ２（ｋ）と比較するための上記所定値は、復調成分のジャンプの有無及び方向を識別できる値であればよい。本例の場合は、Ｓ２（ｋ）の値のうち２πを越えない５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲から、２πを減算して出力される０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲へのジャンプを識別できる値であればよい。但し、復調範囲が連続する範囲内の差分はジャンプとして識別しないので、本例の場合、上記所定値は（２π−５．５２２）＝０．７６１よりも大きな値とする。
【００８８】
加算器１３は、比較回路１２からの出力ｒｆ１（ｋ）を入力するとともに、１クロック前のフラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ−１）を遅延回路１４から入力する。そして、両者を加算して、その加算値ｘａ１＝ｆｌａｇ１（ｋ−１）＋ｒｆ１（ｋ）を出力する。補正フラグ判定回路１５ａは、加算器１３から加算値ｘａ１を入力し、ｘａ１＞０である場合はｆｌａｇ１（ｋ）＝１を出力し、その他のｘａ１≦０である場合はｆｌａｇ１（ｋ）＝０を出力する。
【００８９】
加算回路１６ａは、補正フラグ判定回路１５ａからフラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ）を入力する。そして、フラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ）の値に基づいて切換スイッチ１８の動作を制御することにより、ｆｌａｇ１（ｋ）＝１である場合は定数格納部２２ａから定数Ｒ１＝２πを出力し、ｆｌａｇ１（ｋ）＝０である場合は定数格納部２２ｂから定数Ｒ１＝０を出力する。
【００９０】
加算器１７ａは、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、切換スイッチ１８を介して定数Ｒ１を入力する。そして、両者を加算して加算信号Ｓ３0（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）＋Ｒ１を出力する。ここで、定数Ｒ１＝２πである場合は、復調成分Ｓ２（ｋ）の復調範囲が２πから４πの範囲に補正される。また、定数Ｒ１＝０である場合は、復調範囲は補正されない。
【００９１】
クリップ回路１９は、加算器１７ａから加算信号Ｓ３0（ｋ）を入力する。そして、加算信号Ｓ３0（ｋ）の値に応じて、Ｓ３0（ｋ）＜π、及びＳ３0（ｋ）≧３πとなる場合に固定値を出力する。例えば、Ｓ３0（ｋ）＜πとなる場合は固定値πを、Ｓ３0（ｋ）≧３πとなる場合は固定値９．４２（＜３π）を出力する。なお、上記固定値はπから３πの間であればよい。従って、クリップ回路１９からは、復調範囲がπ≦Ｓ３（ｋ）＜３πの範囲に補正された復調成分Ｓ３（ｋ）が出力されることとなる。
【００９２】
なお、復調範囲補正回路７における補正に関して、以上の説明では、加算器１７ａによって復調成分Ｓ２（ｋ）に２π又は０を加算した後、クリップ回路１９によって固定値にクリップする場合について説明したが、以下のように構成しても同様の補正を実現できる。即ち、ｆｌａｇ１（ｋ）＝１の場合は、Ｓ２（ｋ）≧πであれば固定値９．４２を出力し、Ｓ２（ｋ）＜πであれば復調成分Ｓ２（ｋ）に２πを加算して出力する。一方、ｆｌａｇ１（ｋ）＝０の場合は、Ｓ２（ｋ）＜πであれば固定値πを出力し、Ｓ２（ｋ）≧πであれば復調成分Ｓ２（ｋ）をそのまま出力する。かかる処理によっても、復調範囲がπ≦Ｓ３（ｋ）＜３πの範囲に補正された復調信号Ｓ３（ｋ）を出力できる。
【００９３】
ここで、補正フラグ判定回路１５ａが、従来のような３値（１，０，−１）のフラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）ではなく、２値（１，０）のフラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ）を出力する構成とした理由について述べる。本例のようにダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とした場合、加算器５からは、復調の範囲が５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲とに分離された復調成分Ｓ２（ｋ）が出力される。そして、復調範囲補正回路７によって復調の範囲が補正されるのであるが、本実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器においては、Ｓ２（ｋ）の値が２πを越えて、ジャンプした後に０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲となった場合において、Ｓ２（ｋ）に２πを加算した範囲へ補正できればよい。即ち、５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲から０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲へのジャンプを識別し、補正の方向は正方向のみであるので、補正フラグ判定回路１５ａからは２値のフラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ）を出力する構成としたのである。
【００９４】
図３は、本実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器における復調範囲の補正結果を示す図である。図３（Ａ）は復調成分Ｓ２（ｋ）を示しており、図３（Ｂ）は、復調成分Ｓ３（ｋ）を示している。図３においては、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とし、復調成分Ｓ２（ｋ−１）の初期値を、復調信号における無変調時の成分（即ち、副搬送波周波数による直流成分２πｆoＴ）としている。また、図４は、図３に対応させて、ΔＳ２（ｋ）、ｒｆ１（ｋ）、及びｆｌａｇ１（ｋ）の各値の遷移を示す図である。
【００９５】
図３，４を参照して、区間Ｋ２では負方向のジャンプが生じ、区間Ｋ６では正方向のジャンプが生じている。そのため、上記各区間でｆｌａｇ１（ｋ）の値が遷移し、区間Ｋ２ではｆｌａｇ１（ｋ）の値が１だけ増加し、区間Ｋ６では１だけ減少している。上記所定値π以上のジャンプがない他の区間Ｋ１，Ｋ３〜Ｋ５，Ｋ７〜Ｋ９では、ｒｆ１（ｋ）＝０であり、ｆｌａｇ１（ｋ）の値は一定である。
【００９６】
ｆｌａｇ１（ｋ）の値に応じて、復調範囲補正回路７によってｆｌａｇ１（ｋ）＝１の時のみＲ１＝２πを加算すれば、図３（Ａ）におけるＳ２（ｋ）のジャンプが補正され、図３（Ｂ）に示すように、正しい復調出力Ｓ３（ｋ）が得られる。これを上記の式（１０）に関して言えば、５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲とに分離されていた復調の範囲が、π≦Ｓ３（ｋ）＜３πの範囲内における、５．５２２≦Ｓ３（ｋ）≦６．７３４として出力されることになる。
【００９７】
このように本実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器によれば、ｆｌａｇ１（ｋ）＝１の場合にのみ復調範囲を２π〜４πへ補正するので、ノイズ等による復調成分の値の遷移によってフラグ信号が反転して誤動作が起こることを回避することができる。
【００９８】
図５，６は、かかる効果を説明するための図である。図５（Ａ）は、図３（Ａ）と同様に復調成分Ｓ２（ｋ）を示しており、図５（Ｂ）は、図３（Ｂ）と同様に復調信号Ｓ３（ｋ）を示している。また、図６は、図４と同様に、ΔＳ２（ｋ）、ｒｆ１（ｋ）、及びｆｌａｇ１（ｋ）の各値の遷移を示している。図５，６を参照して、区間Ｋ２〜Ｋ４において、ノイズによりＳ２（ｋ）の値が瞬間的に変化している。区間Ｋ２，Ｋ３ではΔＳ２（ｋ）の値は負となるが、上記所定値π以上の変化ではないため、ジャンプはないと判断される。区間Ｋ４においてＳ２（ｋ）の値は元の値に戻っているが、このときの差分ΔＳ２（ｋ）の値は上記所定値πよりも大きくなるため、比較回路１２の出力ｒｆ１（ｋ）＝−１となる。しかし、ｘａ１≦０であるため、ｆｌａｇ１（ｋ）の値は遷移せず、０のままである。即ち、ノイズの影響によってフラグ信号が反転することがないため、正常に復調動作が行われることになる。
【００９９】
また、本実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器によれば、従来のディジタルＦＭ復調器のように復調範囲を−２πから４πの範囲に拡大するのではなく、クリップ回路１９を設けて、復調範囲をπ≦Ｓ３（ｋ）＜３πの範囲に制限しているため、出力する復調成分のビット幅を不要に広げることもない。従って、回路規模の増大を抑制することができる。
【０１００】
実施の形態２．
上記実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器においては、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔ＝４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とし、正方向（２π以上の範囲）への補正を行う場合について説明したが、負方向（０以下の範囲）へ補正するよう構成することもできる。
【０１０１】
図７は、本発明の実施の形態２に係るディジタルＦＭ復調器における、復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の構成を具体的に示すブロック図である。復調範囲補正回路７は、減算回路１６ｂとクリップ回路１９とを備えている。減算回路１６ｂは、減算器１７ｂと、切換スイッチ１８と、定数２π，０をそれぞれ格納する２つの定数格納部２２ａ，２２ｂとを備えている。補正フラグ決定回路８は、減算器１０、遅延回路１１，１４、比較回路１２、加算器１３、及び補正フラグ判定回路１５ｂを備えている。
【０１０２】
加算器５（図７には示さない）の出力は減算器１７ｂ，１０及び遅延回路１１の各入力に、遅延回路１１の出力は減算器１０の入力に、減算器１０の出力は比較回路１２の入力に、比較回路１２の出力は加算器１３の入力に、加算器１３の出力は補正フラグ判定回路１５ｂの入力に、補正フラグ判定回路１５ｂの出力は遅延回路１４の入力に、遅延回路１４の出力は加算器１３の入力に、それぞれ接続されている。また、補正フラグ判定回路１５ｂの出力は切換スイッチ１８に接続されており、減算器１７ｂの出力はクリップ回路１９の入力に接続されている。
【０１０３】
次に、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚの間に設定する場合、例えば４．３１２５ＭＨｚ（＝２７６ｆｈ）に設定する場合を例にとり、本実施の形態２に係る復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の動作について説明する。ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔ＝４．３１２５ＭＨｚ（＝２７６ｆｈ）とする場合、ＦＭ変調された色信号の瞬時周波数の範囲から、復調成分Ｓ２（ｋ）の範囲は、下記の式（１１）となる。
【０１０４】
【数１２】
0003958513.tif 000013
【０１０５】
つまり、５．６８２≦Ｓ２（ｋ）≦６．９２９となり、復調の範囲が５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．６４６の範囲とに分離されて復調されることになる。
【０１０６】
遅延回路１１は、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力し、１クロック分遅延して出力する。減算器１０は、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、１クロック前の信号Ｓ２（ｋ−１）を遅延回路１１から入力する。そして、両信号の差分ΔＳ２（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）−Ｓ２（ｋ−１）を求めて出力する。
【０１０７】
このとき、復調成分Ｓ２（ｋ−１）の初期値は、復調信号における無変調時の成分（副搬送波周波数による直流分２πｆoＴ）とする。例えば色信号Ｄｒ0の復調信号における無変調時の成分は、２πｆoＴ＝２π・（４．４０６２５ＭＨｚ）／（４．３１２５ＭＨｚ）＝６．４１９８＞２πとなり、この値は復調成分Ｓ２（ｋ）＝６．４１９８−２π＝０．１３６６となる。従って、色信号Ｄｒ0に関してはこの値を初期値とし、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．６４６の範囲から、５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲へのジャンプを識別することになる。なお、復調成分Ｓ２（ｋ−１）の上記初期値は、無変調時の成分のある範囲、即ち０≦Ｓ２（ｋ）≦０．６４６の範囲内の任意の値としてもよい。
【０１０８】
比較回路１２は、減算器１０から差分ΔＳ２（ｋ）を入力する。そして、このΔＳ２（ｋ）の値を所定値と比較することにより、復調成分のジャンプの有無及び方向を識別する。ここで、上記所定値は例えばπとし、π以上の変化をジャンプとして識別する。具体的に比較回路１２は、ΔＳ２（ｋ）＞πである場合は、１クロック前の信号から２πの方向（正方向）へジャンプしたとしてｒｆ１（ｋ）＝−１を出力し、ΔＳ２（ｋ）＜−πである場合は、１クロック前の信号から０の方向（負方向）へジャンプしたとしてｒｆ１（ｋ）＝１を出力し、それ以外の−π≦ΔＳ２（ｋ）≦πである場合は、ジャンプがないとしてｒｆ１（ｋ）＝０を出力する。
【０１０９】
なお、比較回路１２において差分ΔＳ２（ｋ）と比較するための上記所定値は、復調成分のジャンプの有無及び方向を識別できる値であればよい。本例の場合は、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．６４６の範囲から、５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲へのジャンプを識別できる値であればよい。但し、復調範囲が連続する範囲内の差分はジャンプとして識別しないので、本例の場合、上記所定値は０．６４６よりも大きな値とする。
【０１１０】
加算器１３は、比較回路１２からの出力ｒｆ１（ｋ）を入力するとともに、１クロック前のフラグ信号ｆｌａｇ２（ｋ−１）を遅延回路１４から入力する。そして、両者を加算して、その加算値ｘａ２＝ｆｌａｇ２（ｋ−１）＋ｒｆ１（ｋ）を出力する。補正フラグ判定回路１５ｂは、加算器１３から加算値ｘａ２を入力し、ｘａ２＜０である場合はｆｌａｇ２（ｋ）＝１を出力し、その他のｘａ２≧０である場合はｆｌａｇ２（ｋ）＝０を出力する。
【０１１１】
減算回路１６ｂは、補正フラグ判定回路１５ｂからフラグ信号ｆｌａｇ２（ｋ）を入力する。そして、フラグ信号ｆｌａｇ２（ｋ）の値に基づいて切換スイッチ１８の動作を制御することにより、ｆｌａｇ２（ｋ）＝１である場合は定数格納部２２ａから定数Ｒ１＝２πを出力し、ｆｌａｇ２（ｋ）＝０である場合は定数格納部２２ｂから定数Ｒ１＝０を出力する。
【０１１２】
減算器１７ｂは、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、切換スイッチ１８を介して定数Ｒ１を入力する。そして、両者を減算して減算信号Ｓ３1（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）−Ｒ１を出力する。ここで、定数Ｒ１＝２πである場合は、復調成分Ｓ２（ｋ）の復調範囲が０から−２πの範囲に補正される。また、定数Ｒ１＝０である場合は、復調範囲は補正されない。
【０１１３】
クリップ回路１９は、減算器１７ｂから減算信号Ｓ３1（ｋ）を入力する。そして、減算信号Ｓ３1（ｋ）の値に応じて、Ｓ３1（ｋ）＜−π、及びＳ３1（ｋ）≧πとなる場合に固定値を出力する。例えば、Ｓ３1（ｋ）＜−πとなる場合は固定値−πを、Ｓ３1（ｋ）≧πとなる場合は固定値３．１４（＜π）を出力する。なお、上記固定値は−πからπの間であればよい。従って、クリップ回路１９からは、復調範囲が−π≦Ｓ３（ｋ）＜πの範囲に補正された復調成分Ｓ３（ｋ）が出力されることとなる。
【０１１４】
なお、復調範囲補正回路７における補正に関して、以上の説明では、減算器１７ｂによって復調成分Ｓ２（ｋ）から２π又は０を減算した後、クリップ回路１９によって固定値にクリップする場合について説明したが、以下のように構成しても同様の補正を実現できる。即ち、ｆｌａｇ２（ｋ）＝１の場合は、Ｓ２（ｋ）＜πであれば固定値−πを出力し、Ｓ２（ｋ）≧πであれば復調成分Ｓ２（ｋ）から２πを減算して出力する。一方、ｆｌａｇ２（ｋ）＝０の場合は、Ｓ２（ｋ）≧πであれば固定値３．１４を出力し、Ｓ２（ｋ）＜πであれば復調成分Ｓ２（ｋ）をそのまま出力する。かかる処理によっても、復調範囲が−π≦Ｓ３（ｋ）＜πの範囲に補正された復調信号Ｓ３（ｋ）を出力できる。
【０１１５】
ここで、補正フラグ判定回路１５ｂが、従来のような３値（１，０，−１）のフラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）ではなく、２値（１，０）のフラグ信号ｆｌａｇ２（ｋ）を出力する構成とした理由について述べる。本例のようにダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを４．３１２５ＭＨｚ（＝２７６ｆｈ）とした場合、加算器５からは、復調の範囲が５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．６４６の範囲とに分離された復調成分Ｓ２（ｋ）が出力される。そして、復調範囲補正回路７によって復調の範囲が補正されるのであるが、本実施の形態２に係るディジタルＦＭ復調器においては、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．６４６の範囲から５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲へのジャンプを識別し、補正の方向は負方向のみであるので、補正フラグ判定回路１５ｂからは２値のフラグ信号ｆｌａｇ２（ｋ）を出力する構成としたのである。
【０１１６】
その後、復調範囲補正回路７からの出力Ｓ３（ｋ）は演算回路９（図７には示さない）に送られ、演算回路９では、上記の減算された２πを考慮した値により２πｆoＴの減算及び２πΔｆoＴでの除算を行う。つまり、上記で補正した後の復調成分Ｓ３（ｋ）の範囲−π≦Ｓ３（ｋ）＜πは、元々の復調成分２πｆoＴ＋２πΔｆoＤｃ（ｋ）Ｔの値において、２πを減算した値として出力されているので、Ｓ３（ｋ）から（２πｆoＴ−２π）を減算し、２πΔｆoＴで除算を行うことになる。これにより、復調信号である変調色信号Ｄｃ（ｋ）が得られる。
【０１１７】
このように本実施の形態２に係るディジタルＦＭ復調器によれば、従来のディジタルＦＭ復調器のように復調範囲を−２πから４πの範囲に拡大するのではなく、クリップ回路１９を設けて、復調範囲を−π≦Ｓ３（ｋ）＜πの範囲に制限しつつ、ジャンプした範囲の成分を補正する構成とした。従って、回路規模の増大を抑制しつつ正常な復調信号を得ることができ、誤動作の発生を回避することができる。
【０１１８】
実施の形態３．
上記実施の形態１，２に係るディジタルＦＭ復調器では、補正フラグ決定回路８において、１クロック前の信号Ｓ２（ｋ−１）と復調成分Ｓ２（ｋ）との差分ΔＳ２（ｋ）に基づいて、フラグ信号ｆｌａｇ１（ｋ），ｆｌａｇ２（ｋ）を出力するよう構成したが、復調成分Ｓ２（ｋ）の値を所定値と直接比較し、その比較結果に基づいてフラグ信号を出力するよう構成することもできる。
【０１１９】
図８は、本発明の実施の形態３に係るディジタルＦＭ復調器における、復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の構成を具体的に示すブロック図である。復調範囲補正回路７は、上記実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器と同様の加算回路１６ａを備えている。また、補正フラグ決定回路８は、比較回路２０ａを備えている。加算器５（図８には示さない）の出力は加算器１７ａ及び比較回路２０ａの各入力に接続されており、比較回路２０ａの出力は切換スイッチ１８に接続されている。
【０１２０】
次に、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚの間に設定する場合、例えば４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）に設定する場合を例にとり、本実施の形態３に係る復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の動作について説明する。ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔ＝４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とする場合、ＦＭ変調された色信号の瞬時周波数の範囲から、復調成分Ｓ２（ｋ）の範囲は、５．５２２≦Ｓ２（ｋ）≦６．７３４となり、復調の範囲が５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲とに分離されて復調されることになる。
【０１２１】
比較回路２０ａは、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力する。そして、このＳ２（ｋ）の値を基準値と比較する。ここで、上記基準値は例えばπとし、比較回路２０ａは、Ｓ２（ｋ）＜πである場合はｆｌａｇ３（ｋ）＝１を出力し、Ｓ２（ｋ）≧πである場合はｆｌａｇ３（ｋ）＝０を出力する。
【０１２２】
加算回路１６ａは、比較回路２０ａからフラグ信号ｆｌａｇ３（ｋ）を入力する。そして、フラグ信号ｆｌａｇ３（ｋ）の値に基づいて切換スイッチ１８の動作を制御することにより、ｆｌａｇ３（ｋ）＝１である場合は定数格納部２２ａから定数Ｒ１＝２πを出力し、ｆｌａｇ３（ｋ）＝０である場合は定数格納部２２ｂから定数Ｒ１＝０を出力する。
【０１２３】
加算器１７ａは、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、切換スイッチ１８を介して定数Ｒ１を入力する。そして、両者を加算して加算信号Ｓ３（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）＋Ｒ１を出力する。具体的に、定数Ｒ１＝２πである場合は復調成分Ｓ２（ｋ）に２πを加算し、Ｓ３（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）＋２πを出力する。また、定数Ｒ１＝０である場合は復調成分Ｓ２（ｋ）に０を加算し、Ｓ３（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）を出力する。従って、Ｓ２（ｋ）≧πとなるｆｌａｇ３（ｋ）＝０では、π≦Ｓ３（ｋ）＜２πとなり、Ｓ２（ｋ）＜πとなるｆｌａｇ３（ｋ）＝１では、２π≦Ｓ３（ｋ）＜３πとなる。よって、復調範囲補正回路７からは、復調範囲がπ≦Ｓ３（ｋ）＜３πの範囲に補正された復調信号Ｓ３（ｋ）が出力されることになる。
【０１２４】
なお、以上の説明では、比較回路２０ａにおいて復調成分Ｓ２（ｋ）と比較するための上記基準値をπとしたが、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲へのＳ２（ｋ）のジャンプを識別できる値であればよい。例えば本例の場合は、上記基準値を例えばπ／２（＝１．５７）としても、上記と同様の処理を行うことができる。
【０１２５】
ここで、比較回路２０ａが、従来のような３値（１，０，−１）のフラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）ではなく、２値（１，０）のフラグ信号ｆｌａｇ３（ｋ）を出力する構成とした理由について述べる。本例のようにダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とした場合、加算器５からは、復調の範囲が５．５２２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲とに分離された復調成分Ｓ２（ｋ）が出力される。そして、復調範囲補正回路７によって復調の範囲が補正されるのであるが、本実施の形態３に係るディジタルＦＭ復調器においては、復調成分Ｓ２（ｋ）の値が２πを越えて０≦Ｓ２（ｋ）≦０．４５の範囲にジャンプした場合に、復調成分Ｓ２（ｋ）に２πを加算した範囲へ補正できればよい。即ち、補正の方向は正方向のみであるので、比較回路２０ａからは２値のフラグ信号ｆｌａｇ３（ｋ）を出力する構成としたのである。
【０１２６】
その後、復調範囲補正回路７からの出力Ｓ３（ｋ）は演算回路９（図８には示さない）に送られ、２πｆoＴの減算及び２πΔｆoＴでの除算が行われて、復調信号である変調色信号Ｄｃ（ｋ）が得られる。
【０１２７】
このように本実施の形態３に係るディジタルＦＭ復調器によれば、従来のディジタルＦＭ復調器のように復調範囲を−２πから４πの範囲に拡大するのではなく、復調範囲をπ≦Ｓ３（ｋ）＜３πの範囲に制限しつつ、ジャンプした範囲の成分を補正する構成とした。従って、回路規模の増大を抑制しつつ正常な復調信号を得ることができ、誤動作の発生を回避することができる。
【０１２８】
実施の形態４．
上記実施の形態３に係るディジタルＦＭ復調器においては、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔ＝４．４３７５ＭＨｚ（＝２８４ｆｈ）とし、正方向（２π以上の範囲）への補正を行う場合について説明したが、負方向（０以下の範囲）へ補正するよう構成することもできる。
【０１２９】
図９は、本発明の実施の形態４に係るディジタルＦＭ復調器における、復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の構成を具体的に示すブロック図である。復調範囲補正回路７は、上記実施の形態２に係るディジタルＦＭ復調器と同様の減算回路１６ｂを備えている。また、補正フラグ決定回路８は、比較回路２０ｂを備えている。加算器５（図９には示さない）の出力は減算器１７ｂ及び比較回路２０ｂの各入力に接続されており、比較回路２０ｂの出力は切換スイッチ１８に接続されている。
【０１３０】
次に、ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを３．９ＭＨｚから４．７５６ＭＨｚの間に設定する場合、例えば４．３１２５ＭＨｚ（＝２７６ｆｈ）に設定する場合を例にとり、本実施の形態４に係る復調範囲補正回路７及び補正フラグ決定回路８の動作について説明する。ダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔ＝４．３１２５ＭＨｚ（＝２７６ｆｈ）とする場合、ＦＭ変調された色信号の瞬時周波数の範囲から、復調成分Ｓ２（ｋ）の範囲は、５．６８２≦Ｓ２（ｋ）≦６．９２９となり、復調の範囲が５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．６４６の範囲とに分離されて復調されることになる。
【０１３１】
比較回路２０ｂは、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力する。そして、このＳ２（ｋ）の値を基準値と比較する。ここで、上記基準値は例えばπとし、比較回路２０ｂは、Ｓ２（ｋ）≧πである場合はｆｌａｇ４（ｋ）＝１を出力し、Ｓ２（ｋ）＜πである場合はｆｌａｇ４（ｋ）＝０を出力する。
【０１３２】
減算回路１６ｂは、比較回路２０ｂからフラグ信号ｆｌａｇ４（ｋ）を入力する。そして、フラグ信号ｆｌａｇ４（ｋ）の値に基づいて切換スイッチ１８の動作を制御することにより、ｆｌａｇ４（ｋ）＝１である場合は定数格納部２２ａから定数Ｒ１＝２πを出力し、ｆｌａｇ４（ｋ）＝０である場合は定数格納部２２ｂから定数Ｒ１＝０を出力する。
【０１３３】
減算器１７ｂは、加算器５から復調成分Ｓ２（ｋ）を入力するとともに、切換スイッチ１８を介して定数Ｒ１を入力する。そして、両者を減算して減算信号Ｓ３（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）−Ｒ１を出力する。具体的に、定数Ｒ１＝２πである場合は復調成分Ｓ２（ｋ）から２πを減算し、Ｓ３（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）−２πを出力する。また、定数Ｒ１＝０である場合は復調成分Ｓ２（ｋ）から０を減算し、Ｓ３（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）を出力する。従って、Ｓ２（ｋ）＜πとなるｆｌａｇ４（ｋ）＝０では、０≦Ｓ３（ｋ）＜πとなり、Ｓ２（ｋ）≧πとなるｆｌａｇ４（ｋ）＝１では、−π≦Ｓ３（ｋ）＜０となる。よって、復調範囲補正回路７からは、復調範囲が−π≦Ｓ３（ｋ）＜πの範囲に補正された復調信号Ｓ３（ｋ）が出力されることになる。
【０１３４】
なお、以上の説明では、比較回路２０ｂにおいて復調成分Ｓ２（ｋ）と比較するための上記基準値をπとしたが、５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲へのＳ２（ｋ）のジャンプを識別できる値であればよい。例えば本例の場合は、上記基準値を例えば３π／４（＝２．３５６）としても、上記と同様の処理を行うことができる。
【０１３５】
ここで、比較回路２０ｂが、従来のような３値（１，０，−１）のフラグ信号ｆｌａｇ（ｋ）ではなく、２値（１，０）のフラグ信号ｆｌａｇ４（ｋ）を出力する構成とした理由について述べる。本例のようにダウンサンプル後のサンプリング周波数１／Ｔを４．３１２５ＭＨｚ（＝２７６ｆｈ）とした場合、加算器５からは、復調の範囲が５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲と、０≦Ｓ２（ｋ）≦０．６４６の範囲とに分離された復調成分Ｓ２（ｋ）が出力される。そして、復調範囲補正回路７によって復調の範囲が補正されるのであるが、本実施の形態４に係るディジタルＦＭ復調器においては、５．６８２≦Ｓ２（ｋ）＜２πの範囲にジャンプした場合に、復調成分Ｓ２（ｋ）から２πを減算した範囲へ補正できればよい。即ち、補正の方向は負方向のみであるので、比較回路２０ｂからは２値のフラグ信号ｆｌａｇ４（ｋ）を出力する構成としたのである。
【０１３６】
その後、復調範囲補正回路７からの出力Ｓ３（ｋ）は演算回路９（図９には示さない）に送られ、２πｆoＴの減算及び２πΔｆoＴでの除算が行われて、復調信号である変調色信号Ｄｃ（ｋ）が得られる。
【０１３７】
このように本実施の形態４に係るディジタルＦＭ復調器によれば、従来のディジタルＦＭ復調器のように復調範囲を−２πから４πの範囲に拡大するのではなく、復調範囲を−π≦Ｓ３（ｋ）＜πの範囲に制限しつつ、ジャンプした範囲の成分を補正する構成とした。従って、回路規模の増大を抑制しつつ正常な復調信号を得ることができ、誤動作の発生を回避することができる。
【０１３８】
【発明の効果】
この発明のうち請求項１に係るものによれば、復調範囲の幅を拡大するのではなく、幅を保ったまま所定範囲をシフトすることによって復調範囲を補正するため、出力する復調成分のビット幅を無用に広げることはなく、回路規模の増大を抑制することができる。
【０１３９】
また、この発明のうち請求項３に係るものによれば、ノイズ等の影響によって復調成分の値が意図せずに変化した場合であっても、所定範囲の幅を正負両方向に拡大することに起因する誤動作を回避することができる。
【０１４０】
また、この発明のうち請求項３に係るものによれば、復調範囲補正部の有するクリップ回路によって、所定範囲をシフトする際にその幅を所定の幅に保つことができる。
【０１４１】
また、この発明のうち請求項２に係るものによれば、比較回路の３通りの比較結果に対して、補正フラグ判定回路からは２値の補正フラグが出力される。そのため、誤動作の原因となり得る比較結果に対応する補正フラグを補正フラグ判定回路から出力しないことにより、誤動作の発生を抑制することができる。
【０１４２】
また、この発明のうち請求項３に係るものによれば、幅を保ったまま所定範囲をシフトするにあたって、クリップ回路を設ける必要がないため、装置構成の簡略化を図ることができる。
【０１４４】
また、この発明のうち請求項１に係るものによれば、ＳＥＣＡＭ信号の色信号の復調処理を誤動作なく実行できるディジタルＦＭ復調器を得ることができる。
【０１４５】
また、この発明のうち請求項４に係るものによれば、ＦＭ復調器の誤動作のない映像信号処理装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。
【図２】  図１に示した復調範囲補正回路及び補正フラグ決定回路の構成を具体的に示すブロック図である。
【図３】  本発明の実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器における復調範囲の補正結果を示す図である。
【図４】  図３に対応させて、ΔＳ２（ｋ）、ｒｆ１（ｋ）、及びｆｌａｇ１（ｋ）の各値の遷移を示す図である。
【図５】  本発明の実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器の効果を説明するための図である。
【図６】  本発明の実施の形態１に係るディジタルＦＭ復調器の効果を説明するための図である。
【図７】  本発明の実施の形態２に係るディジタルＦＭ復調器における、復調範囲補正回路及び補正フラグ決定回路の構成を具体的に示すブロック図である。
【図８】  本発明の実施の形態３に係るディジタルＦＭ復調器における、復調範囲補正回路及び補正フラグ決定回路の構成を具体的に示すブロック図である。
【図９】  本発明の実施の形態４に係るディジタルＦＭ復調器における、復調範囲補正回路及び補正フラグ決定回路の構成を具体的に示すブロック図である。
【図１０】  ＳＥＣＡＭ方式によるコンポジット信号の周波数スペクトラムを概略的に表す図である。
【図１１】  ＳＥＣＡＭ方式の規格を示す図である。
【図１２】  ＳＥＣＡＭ信号のエンコーダの基本構成の一例を示すブロック図である。
【図１３】  映像信号処理装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図１４】  映像信号処理装置の構成の他の例を示すブロック図である。
【図１５】  ＶＴＲの再生信号処理に用いられる公知のディジタルＦＭ復調器を、ＳＥＣＡＭ信号の映像処理装置におけるＦＭ復調器に適用した構成を示すブロック図である。
【図１６】  従来のディジタルＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。
【図１７】  図１６に示したフラグ決定回路及び復調範囲拡大部の構成を具体的に示すブロック図である。
【図１８】  図１６に示したディジタルＦＭ復調器を、ＳＥＣＡＭ信号の色復調処理に適用した結果を示す図である。
【図１９】  図１８に対応させて、ΔＳ２（ｋ）、ｒｆ（ｋ）、及びｆｌａｇ（ｋ）の各値の遷移を示す図である。
【図２０】  従来技術の問題を具体的に説明するための図である。
【図２１】  従来技術の問題を具体的に説明するための図である。
【符号の説明】
１  π／２移相器、２  ＴＡＮ-1演算器、３，１０，１７ｂ  減算器、４，１１，１４  遅延回路、５，１３，１７ａ  加算器、６  定数発生回路、７  復調範囲補正回路、８  補正フラグ決定回路、９  演算回路、１２，２０ａ，２０ｂ比較回路、１５ａ，１５ｂ  補正フラグ判定回路、１６ａ  加算回路、１６ｂ減算回路、１８  切換スイッチ、１９  クリップ回路、２２ａ，２２ｂ  定数格納部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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