(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線伝送方式にて使用され、前記無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受信信号に対してチャネル毎に重み付けを行い複数チャネルの加重受信信号を出力する重み付け部と、前記複数チャネルの前記加重受信信号を互いに加算合成して合成受信信号を生成する合成部と、前記第１部分区間の前記複数チャネルの前記原受信信号を入力信号とし、前記第２部分区間の前記合成受信信号を参照信号とし、これら入力信号と参照信号とに対しＭＭＳＥ規範を適用することにより、前記複数チャネルそれぞれの前記重み付けの最適重み係数を成分とする重みベクトルＷｏｐｔを、相関行列Ｒｘｘ及び相関ベクトルｒｘｒを用いた次式、
【数１】
0003954849.tif 000014
に基づいて定める制御部とを有し、前記制御部は、前記相関行列Ｒｘｘ及び前記相関ベクトルｒｘｒを反復法により推定し、反復演算を所定ステップ行って得られた推定相関行列及び推定相関ベクトルを用いて前記重みベクトルＷｏｐｔを決定するアダプティブ受信装置において、
前記制御部は、
前記反復演算の各ステップそれぞれに対応して、前記第１部分区間内に包含され複数のサンプリングタイミングを設定される平均処理区間を定める処理区間設定手段と、
前記反復演算の第ｍステップ（ｍは自然数）に対応する第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにおける前記入力信号の前記複数チャネルそれぞれのサンプリング値を成分とする入力ベクトルＸと、当該入力ベクトルＸに関するサンプリングタイミングに相当する前記第２部分区間内のタイミングにおける前記参照信号のサンプリング値の複素共役値ｒ＊とを互いに乗じて得られるベクトル［Ｘ・ｒ＊］を、当該第ｍ平均処理区間内にて定義される重み関数を用いて当該第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプリングタイミングに関して重み付け平均して修正ベクトルＶ(m)を算出する修正ベクトル演算手段と、
前記第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにて得られた前記入力ベクトルＸと当該入力ベクトルＸの共役転置ベクトルＸＨとを互いに乗じて得られる行列［ＸＸＨ］を、前記重み関数を用いて当該第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプリングタイミングに関して重み付け平均して修正行列Ｍ(m)を算出する修正行列演算手段と、
第ｍステップの前記推定相関行列であるＲｘｘ(m)及び前記推定相関ベクトルであるｒｘｒ(m)を次式
【数２】
0003954849.tif 000015
（ここでβは０＜β＜１を満たす所定の実数パラメータである）により求める更新演算手段と、
を含み、
前記重み関数は、前記各平均処理区間の先頭から始まる区間であって受信される所望波と遅延波との間の遅延時間に応じた時間長を有する先行部分区間での当該重み関数の積算値が、当該先行部分区間の終端から当該平均処理区間の終端までの後続部分区間での積算値よりも大きい関数であること、
を特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項２】
請求項１記載のアダプティブ受信装置において、
前記制御部は、前記重み付け部及び前記合成部により前記入力信号から生成される合成受信信号と、前記参照信号との差に応じた信号である誤差信号の大きさを示す値が所定の閾値を超える時間に基づいて、前記遅延時間を算出する遅延時間算出手段を有することを特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項３】
請求項１記載のアダプティブ受信装置において、
前記制御部は、前記単位信号区間に内包される所定長の基準部分区間にて取得される受信信号と、当該単位信号区間内の各時間位置での前記所定長の受信信号との間の相関値を算出し、当該相関値が所定の閾値を超える当該単位信号区間内の第１の時間位置と、当該第１の時間位置とは異なる、当該相関値が所定の閾値を超える当該単位信号区間内の第２の時間位置と、の差異に基づいて、前記遅延時間を算出する遅延時間算出手段を有することを特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項４】
請求項１記載のアダプティブ受信装置において、
前記重み関数は、前記重み付け部及び前記合成部により前記入力信号から生成される合成受信信号と、前記参照信号との差に応じた誤差信号関数であることを特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項５】
互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線伝送方式にて使用され、前記無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受信信号に対してチャネル毎に重み付けを行い複数チャネルの加重受信信号を出力する重み付け部と、前記複数チャネルの前記加重受信信号を互いに加算合成して合成受信信号を生成する合成部と、前記第１部分区間の前記複数チャネルの前記原受信信号を入力信号とし、前記第２部分区間の前記合成受信信号を参照信号とし、これら入力信号と参照信号とに対しＭＭＳＥ規範を適用することにより、前記複数チャネルそれぞれの前記重み付けの最適重み係数を成分とする重みベクトルＷｏｐｔを、相関行列Ｒｘｘ及び相関ベクトルｒｘｒを用いた次式、
【数３】
0003954849.tif 000016
に基づいて定める制御部とを有し、前記制御部は、前記相関行列Ｒｘｘ及び前記相関ベクトルｒｘｒを反復法により推定し、反復演算を所定ステップ行って得られた推定相関行列及び推定相関ベクトルを用いて前記重みベクトルＷｏｐｔを決定するアダプティブ受信装置において、
前記制御部は、
前記反復演算の各ステップそれぞれに対応して、前記第１部分区間の先頭から始まり当該第１部分区間に包含され複数のサンプリングタイミングを設定される平均処理区間を定める処理区間設定手段と、
前記反復演算の第ｍステップ（ｍは自然数）に対応する第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにおける前記入力信号の前記複数チャネルそれぞれのサンプリング値を成分とする入力ベクトルＸと、当該入力ベクトルＸに関するサンプリングタイミングに相当する前記第２部分区間内のタイミングにおける前記参照信号のサンプリング値の複素共役値ｒ＊とを互いに乗じて得られるベクトル［Ｘ・ｒ＊］を、前記第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプリングタイミングに関して平均して修正ベクトルＶ(m)を算出する修正ベクトル演算手段と、
前記第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにて得られた前記入力ベクトルＸと当該入力ベクトルＸの共役転置ベクトルＸＨとを互いに乗じて得られる行列［ＸＸＨ］を、前記第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプリングタイミングに関して平均して修正行列Ｍ(m)を算出する修正行列演算手段と、
第ｍステップの前記推定相関行列であるＲｘｘ(m)及び前記推定相関ベクトルであるｒｘｒ(m)を次式
【数４】
0003954849.tif 000017
（ここでβは０＜β＜１を満たす所定の実数パラメータである）により求める更新演算手段と、
を含み、
前記処理区間設定手段は、受信される所望波と遅延波との間の遅延時間よりも長くなるよう前記平均処理区間の時間長を定めること、
を特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項６】
請求項５記載のアダプティブ受信装置において、
前記処理区間設定手段は、前記重み付け部及び前記合成部により前記入力信号から生成される合成受信信号と、前記参照信号との差に応じた信号である誤差信号の大きさを示す値が所定の閾値を超える時間に基づいて、前記遅延時間を算出する遅延時間算出手段を有することを特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項７】
請求項５記載のアダプティブ受信装置において、
前記制御部は、前記単位信号区間に内包される所定長の基準部分区間にて取得される受信信号と、当該単位信号区間内の各時間位置での前記所定長の受信信号との間の相関値を算出し、当該相関値が所定の閾値を超える当該単位信号区間内の第１の時間位置と、当該第１の時間位置とは異なる、当該相関値が所定の閾値を超える当該単位信号区間内の第２の時間位置と、の差異に基づいて、前記遅延時間を算出する遅延時間算出手段を有することを特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項８】
請求項２又は請求項６に記載のアダプティブ受信装置において、
前記遅延時間算出手段は、前記誤差信号が所定の閾値より大きな値を取る範囲に応じて前記遅延時間を算出することを特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項９】
請求項１から請求項８のいずれかに記載のアダプティブ受信装置において、
前記無線信号は、ＯＦＤＭ変調された信号であり、
前記単位信号区間は、有効シンボル区間と、当該有効シンボル区間の前に配置され当該有効シンボル区間の末尾区間と同一の波形を格納されたガード区間とからなり、
前記第１部分区間は、前記ガード区間と前記末尾区間とのいずれか一方であり、
前記第２部分区間は、前記ガード区間と前記末尾区間とのいずれか他方であること、
を特徴とするアダプティブ受信装置。
【請求項１０】
請求項１から請求項９のいずれかに記載のアダプティブ受信装置において、
前記平均処理区間は、前記無線信号にて伝送されるデータを複数内包し、
前記修正ベクトル演算手段及び前記修正行列演算手段は、前記平均処理区間に内包される複数データについてそれぞれの平均処理を行うこと、
を特徴とするアダプティブ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＭＭＳＥアダプティブアレーを動作させて不要波を抑圧するアダプティブ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多量のデータを高速に伝送する無線通信方式としてマルチキャリア伝送方式が知られ、実用化に向けて研究開発が進められている。中でも、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重分割）方式の研究が盛んである。ＯＦＤＭは多数のキャリア（サブキャリア）が互いに直交するようにすることにより、周波数利用効率が比較的高く、またＦＦＴ（Fast Fourier Transform）による変復調処理が可能などの多くの特徴を有する。
【０００３】
また、所望波と当該所望波の反射波（遅延波）とが受信される環境において、遅延波の影響を軽減し正確にデータを再生するために、変調の最小単位であるシンボルに対応した単位信号区間（シンボル区間）の末尾の所定長区間と同一波形を繰り返すガード区間が先頭に設けられる。遅延波が所望波に対してこのガード区間の長さ以下で遅延している場合には、所望波の１シンボル区間の信号と、この１シンボル区間に同期して受信される遅延波の信号とは位相差を有するが同一のデータ内容を含んでいる。よって、ガード区間を設けることにより、所望波と遅延波とが混在していてもシンボルを正確に復調することが可能である。
【０００４】
しかしながら、上述の方法はガード区間を越える遅延波による干渉には有効ではない。例えば、ＯＦＤＭ方式を用いて地上波ディジタルＴＶ放送網をＳＦＮ（Single Frequency Network）で構築しようとした場合に、同一放送を同じキャリアで送信する複数の送信局が互いのサービスエリアの端部をオーバーラップさせるように配置される。この場合に、上述のガード区間を設けることにより、複数局から時間差を有して電波が届くオーバーラップ地域においても良好な放送受信を可能になる。しかし、特に固定受信では高利得のアンテナを設置することが可能であり、そのような場合、ガード区間を越える遅延を生じる遠地点の送信局の信号が受信され、シンボル間干渉を生じて受信品質が劣化する可能性がある。
【０００５】
一方、アダプティブアレーアンテナは干渉波を抑圧することで、良好な通信品質を確保するシステムとして知られている。その動作原理の１つであるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アダプティブアレーは、所望のアレー応答である参照信号と実際のアレー出力信号との差（誤差信号）を最小にすることによって、アレー応答の最適なウエート（重み係数）を決定するシステムである。
【０００６】
ＯＦＤＭでは上述のようにガード区間（以下、先頭ガード区間と称する）の信号がシンボル区間の末尾区間（以下、末尾ガード区間と称する）の信号と同一であることを利用して、ＭＭＳＥアダプティブアレーを動作させることが提案されている。すなわち、同期がとれている方の到来波を所望波とすると、所望波のみ受信され不要波が受信されていない状態では、先頭ガード区間及び末尾ガード区間の信号が完全に同一となる。そこで、所望波以外に不要波も受信されている場合でも、これら２つの区間の差が最小となるようにウエートを決定することにより、アレーの合成出力信号からの不要波の除去を図ることができる。
【０００７】
ＯＦＤＭ方式におけるガード区間を利用したＭＭＳＥアダプティブアレーを用いた従来提案の受信原理を説明する前に、受信される無線信号を理解するために、ＯＦＤＭ送信機の構成を説明する。図１０は、ＯＦＤＭ送信機の概略のブロック構成図である。ＯＦＤＭ変調部２は、Ｓ／Ｐ（Serial to Parallel）変換器４、変調器６、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transformer）８を含んで構成される。
【０００８】
Ｓ／Ｐ変換器４は、送信データ系列をサブキャリアの数に応じた長さを有するシンボル毎にＳ／Ｐ変換を施す。すなわちＳ／Ｐ変換器４は各シンボルをサブキャリア数に応じた多数のデータ系列に分割し、分割された各データ系列をパラレルに出力する。１シンボル分の分割されたデータ系列はそれぞれ変調器６により、例えば１６ＱＡＭ等の所定の変調を施された後、ＩＤＦＴ８を用いてＯＦＤＭ変調される。ＩＤＦＴ８は、各キャリアの成分となる分割されたデータ系列を逆離散フーリエ変換することにより、時間領域での振幅を表すデータ系列を生成する。
【０００９】
ガード区間挿入部１２は、逆離散フーリエ変換後の１シンボル分のデータ系列（有効シンボル区間）の末尾区間をコピーして、当該有効シンボル区間の前に挿入し付加する。図１１はＯＦＤＭ信号の構成を示す模式図である。ＯＦＤＭ信号はシンボル区間２０（長さＴS）の繰り返しであり、シンボル区間２０は、ガード区間挿入部１２により挿入された先頭ガード区間２２（長さＴG）とこれに続く有効シンボル区間２４（長さＴE）とからなる。有効シンボル区間２４の末尾には末尾ガード区間２６（長さＴG）が設定され、この内容が先頭ガード区間にコピーされる。
【００１０】
ガード区間挿入部１２の出力信号は、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換器３０によりアナログ信号に変換され。そして、低域通過フィルタ３２により帯域外成分を除去された後、局部発振器３４から供給される局部発振信号とミキサー３６にて混合され搬送波周波数にアップコンバートされ、さらにバンドパスフィルタ３８を経て送信信号となり、アンテナ４０から放射される。
【００１１】
次に、ＯＦＤＭ方式におけるガード区間を利用したＭＭＳＥアダプティブアレーを用いた受信原理を説明する。アダプティブ受信機は、上述のように生成された送信信号を複数（Ｋ個とする）のアンテナ素子からなるアレーアンテナで受信する。各アンテナ素子で得られるベースバンド信号ｘ'k(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）は、ウエートｗk（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重み付け合成される。この合成受信信号ｙ'(t)から先頭ガード区間の信号を除去し、送信機のＯＦＤＭ変調部２とは逆の処理を行うことにより、送信されたデータ系列が再生される。
【００１２】
ここで、互いに同一信号となるはずである２つのガード区間の一方にて得られるベースバンド信号を入力信号とし、他方にて得られる合成受信信号を参照信号として、先頭ガード区間と末尾ガード区間と信号の差異が最小となるようにウェートを決定する。この最適ウエートを決定するためにＭＭＳＥ規範が用いられる。
【００１３】
具体的には、上述の２つの区間の誤差信号をｅ(t)として、最小化すべき評価関数は次式で表される。
【００１４】
【数５】
0003954849.tif 000002
ここで、ｒ(t)が参照信号であり、例えば末尾ガード区間の合成受信信号である。一方、ベクトルＸは次式で表される入力信号ベクトルであり、ｘk(t)は例えばベースバンド信号ｘ'k(t)のうち先頭ガード区間における信号である。
【００１５】
【数６】
0003954849.tif 000003
またベクトルＷは次式で表されるウエートベクトルである。
【００１６】
【数７】
0003954849.tif 000004
なお、Ｅ［・］は期待値演算を意味し、また上添字Ｔ，Ｈはそれぞれ行列（又はベクトル）の転置、共役転置を表す。またａは参照信号の大きさをコントロールする定数である。
【００１７】
この評価関数に対する最適ウエートＷoptは次式で与えられる。
【００１８】
【数８】
0003954849.tif 000005
ここで、Ｒxxは相関行列、ｒxrは相関ベクトルと呼ばれ、それぞれ次式で表される。
【００１９】
【数９】
0003954849.tif 000006
なお、上添字＊は複素共役を表す。
【００２０】
この式の解法としてはいくつかの方式が存在する。例えば、ＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）方式、ＬＭＳ（Least Mean Square）方式、ＲＬＳ（Recursive Least Square）方式が知られている。ここで、ＳＭＩ方式は反復演算により最適ウエートを推定するものである。ＳＭＩ方式による推定を迅速かつ精度良く行う反復演算として、従来、下記（７）〜（１０）式で表されるものが提案されている（「ＯＦＤＭ用におけるガード区間を利用したＭＭＳＥアダプティブアレー」，堀智ほか，信学技報，A・P2001-50，Jul.2001）。この方式がオーソドックスな従来のＳＭＩ方式と異なる点は、ガード区間に包含される平均処理区間が設定され、この平均処理区間に含まれる信号波形を構成する複数（ｎ個とする）の時系列の信号についての平均演算aven［・］を伴う点にある。平均処理区間は、先頭ガード区間及び末尾ガード区間に対して共通に設定される。すなわち、先頭ガード区間及び末尾ガード区間の互いに同じ位置に同一の時間長を有する平均処理区間が設定される。
【００２１】
【数１０】
0003954849.tif 000007
ここで、βは０＜β＜１を満たす実数パラメータ（忘却係数）であり、推定の時定数をコントロールする。
【００２２】
さて、aven［・］は上述のように平均演算を表し、平均処理区間内の複数信号に対応した各タイミングでそれぞれサンプリングされる複数の入力ベクトルＸ、参照信号ｒを用いて平均演算が行われる。例えば、第ｍステップの平均処理区間に含まれるｎ個の信号に対応したサンプリングタイミングｔmj（ｊ＝１，２，…，ｎ）での入力ベクトルをＸ(ｔmj)、参照信号をｒ(ｔmj)と表すと、aven［Ｘ(t)ｒ*(t)］及び、aven［Ｘ(t)ＸH(t)］は、次式で定義される。
【００２３】
【数１１】
aven［Ｘ(t)ｒ*(t)］＝ΣＸ(ｔmj)ｒ*(ｔmj)／ｎ     ………（１１）
aven［Ｘ(t)ＸH(t)］＝ΣＸ(ｔmj)ＸH(ｔmj)／ｎ     ………（１２）
なお、ここで記号Σはｊ＝１〜ｎについての総和を意味する。
【００２４】
従来のＯＦＤＭ方式でのＭＭＳＥアダプティブアレーを用いた受信におけるＳＭＩ方式の解法では、上記（７）〜（１０）式を用いて推定された相関行列Ｒxx(m)、相関ベクトルｒxr(m)を用いて、次式で表される最適ウエートの推定ベクトルＷopt(m)が求められる。
【００２５】
【数１２】
0003954849.tif 000008
そして、このＷopt(m)を用いて、各チャネルの受信信号に対して重み付けを行うことにより、ガード区間の長さを越える遅延を生じた干渉波の除去が図られていた。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ＭＭＳＥアダプティブアレーにおける、上述の平均処理区間での平均演算を伴うＳＭＩ方式は、当該平均演算を伴わないオーソドックスなＳＭＩ方式に比べて反復演算の収束速度が向上し最適ウエートの推定が迅速となる。しかし、従来の方式においては平均処理区間は、収束性の向上の観点からの好適に設定されているとは限らないという問題点があった。
【００２７】
本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、ＭＭＳＥアダプティブアレーにおいてＳＭＩ方式による最適ウエートの推定が一層速やかに精度良く行われ、良好な通信品質が得られるアダプティブ受信装置を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本願発明者の研究により、平均処理区間での平均演算を、第１部分区間の先頭から遅延時間に応じた長さを有する区間に対して行った場合に収束性が高く、反対にそれより長い区間に対して平均演算を行うと収束性が低下するという知見が得られた。本発明に係るアダプティブ受信装置はこの知見に基づくものである。
【００２９】
本発明に係るアダプティブ受信装置の第１の構成は、重みベクトルを求める制御部が、反復演算の各ステップそれぞれに対応して、入力信号を取得する第１部分区間内に包含され複数のサンプリングタイミングを設定される平均処理区間を定める処理区間設定手段と、前記反復演算の第ｍステップ（ｍは自然数）に対応する第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにおける入力信号の複数チャネルそれぞれのサンプリング値を成分とする入力ベクトルＸと、当該入力ベクトルＸに関するサンプリングタイミングに相当する第２部分区間内のタイミングにおける参照信号のサンプリング値の複素共役値ｒ*とを互いに乗じて得られるベクトル［Ｘ・ｒ*］を、当該第ｍ平均処理区間内にて定義される重み関数を用いて当該第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプリングタイミングに関して重み付け平均して修正ベクトルＶ(m)を算出する修正ベクトル演算手段と、前記第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにて得られた前記入力ベクトルＸと当該入力ベクトルＸの共役転置ベクトルＸHとを互いに乗じて得られる行列［ＸＸH］を、前記重み関数を用いて当該第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプリングタイミングに関して重み付け平均して修正行列Ｍ(m)を算出する修正行列演算手段と、第ｍステップの推定相関行列であるＲxx(m)及び推定相関ベクトルであるｒxr(m)を次式
【数１３】
Ｒxx(m)＝βＲxx(m-1)＋（１−β）Ｍ(m)
ｒxr(m)＝βｒxr(m-1)＋（１−β）Ｖ(m)
（ここでβは０＜β＜１を満たす所定の実数パラメータである）により求める更新演算手段とを含み、前記重み関数が、前記各平均処理区間の先頭から始まる区間であって受信される所望波と遅延波との間の遅延時間に応じた時間長を有する先行部分区間での当該重み関数の積算値が、当該先行部分区間の終端から当該平均処理区間の終端までの後続部分区間での積算値よりも大きい関数であるものである。
【００３０】
本発明によれば、平均処理区間内について一様な平均演算ではなく、平均処理区間の先頭から遅延時間に応じた時間長を有する先行部分区間の重みを高くし、後続部分区間の重みを相対的に低くする。すなわち、実質的に平均演算が、第１部分区間の先頭から遅延時間に応じた長さを有する区間に対して行われ、高い収束性が得られる。
【００３１】
上記第１の構成に関する他の本発明においては、前記制御部が、前記重み付け部及び前記合成部により前記入力信号から生成される合成受信信号と、前記参照信号との差に応じた信号である誤差信号の大きさを示す値が所定の閾値を超える時間に基づいて、前記遅延時間を算出する遅延時間算出手段を有する。本発明では、平均処理区間での誤差信号は、平均処理区間の先頭から遅延時間が経過するまでにおいて大きな振幅を生じやすいことに基づいて、誤差信号から遅延時間が算出される。得られた遅延時間に応じて、遅延時間より先行する部分で大きな関数値を有し、遅延時間より後の部分で小さな関数値を有する重み関数が選択される。
【００３２】
上記第１の構成に関する他の本発明においては、前記制御部が、前記単位信号区間に内包される所定長の基準部分区間にて取得される受信信号と、当該単位信号区間内の各時間位置での前記所定長の受信信号との間の相関値を算出し、当該相関値が所定の閾値を超える当該単位信号区間内の第１の時間位置と、当該第１の時間位置とは異なる、当該相関値が所定の閾値を超える当該単位信号区間内の第２の時間位置と、の差異に基づいて、前記遅延時間を算出する遅延時間算出手段を有する。本発明では、基準部分区間の受信信号（相関基準信号と称する）と、当該基準部分区間と同じ単位信号区間に内包され当該基準部分区間と同じ長さを有する受信信号（相関対象信号と称する）との相関が調べられる。相関対象信号は単位信号区間の各位置から取り出され、それら相関対象信号それぞれについて相関基準信号との相関が調べられる。相関基準信号と相関対象信号との時間軸上での位置の差が遅延時間であるとき、相関基準信号及び相関対象信号の一方に含まれる所望波の成分と、他方に含まれる遅延波の成分とが同じものとなり、相関が強くなる。また、当然ながら、相関対象信号が相関基準信号と同じ位置から取得された場合も相関が強くなる。そして、相関対象信号がその他の位置から取得された場合、相関は弱くなる。よって、強い相関を与える相関対象信号の時間間隔に基づいて遅延時間を求めることができる。特に受信信号が所望波と１つの遅延波しか含まない場合には、強い相関を与える相関対象信号の時間間隔が遅延時間を表す。
【００３３】
上記第１の構成に関するさらに他の本発明においては、前記重み関数が、前記重み付け部及び前記合成部により前記入力信号から生成される合成受信信号と、前記参照信号との差に応じた誤差信号関数である。本発明によれば、誤差信号関数は遅延時間より先行する部分で大きな関数値を有し、遅延時間より後の部分で小さな関数値を有するので、これを重み関数として用いることができる。この場合、遅延時間は特に算出せずに、平均処理区間での重み平均処理が実現される。
【００３４】
本発明に係るアダプティブ受信装置の第２の構成は、重みベクトルを求める制御部が、反復演算の各ステップそれぞれに対応して、第１部分区間の先頭から始まり当該第１部分区間に包含され複数のサンプリングタイミングを設定される平均処理区間を定める処理区間設定手段と、前記反復演算の第ｍステップ（ｍは自然数）に対応する第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにおける入力信号の複数チャネルそれぞれのサンプリング値を成分とする入力ベクトルＸと、当該入力ベクトルＸに関するサンプリングタイミングに相当する第２部分区間内のタイミングにおける前記参照信号のサンプリング値の複素共役値ｒ＊とを互いに乗じて得られるベクトル［Ｘ・ｒ＊］を、前記第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプリングタイミングに関して平均して修正ベクトルＶ(m)を算出する修正ベクトル演算手段と、前記第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにて得られた前記入力ベクトルＸと当該入力ベクトルＸの共役転置ベクトルＸＨとを互いに乗じて得られる行列［ＸＸＨ］を、前記第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプリングタイミングに関して平均して修正行列Ｍ(m)を算出する修正行列演算手段と、第ｍステップの前記推定相関行列であるＲｘｘ(m)及び前記推定相関ベクトルであるｒｘｒ(m)を次式
【数１４】
Ｒｘｘ(m)＝βＲｘｘ(m-1)＋（１−β）Ｍ(m)
ｒｘｒ(m)＝βｒｘｒ(m-1)＋（１−β）Ｖ(m)
（ここでβは０＜β＜１を満たす所定の実数パラメータである）により求める更新演算手段とを含み、前記処理区間設定手段が、受信される所望波と遅延波との間の遅延時間よりも長くなるよう前記平均処理区間の時間長を定める。
【００３５】
本発明によれば、平均処理区間内での平均演算は一様なものであるが、平均処理区間の幅自体が遅延時間に応じて可変されるので、高い収束性が得られる。
【００３６】
上記第２の構成に関する他の本発明においては、前記処理区間設定手段が、前記重み付け部及び前記合成部により前記入力信号から生成される合成受信信号と、前記参照信号との差に応じた信号である誤差信号の大きさを示す値が所定の閾値を超える時間に基づいて、前記遅延時間を算出する遅延時間算出手段を有する。
【００３７】
上記第２の構成に関する他の本発明においては、前記制御部が、前記単位信号区間に内包される所定長の基準部分区間にて取得される受信信号と、当該単位信号区間内の各時間位置での前記所定長の受信信号との間の相関値を算出し、当該相関値が所定の閾値を超える当該単位信号区間内の第１の時間位置と、当該第１の時間位置とは異なる、当該相関値が所定の閾値を超える当該単位信号区間内の第２の時間位置と、の差異に基づいて、前記遅延時間を算出する遅延時間算出手段を有する。
【００３８】
上記第１及び第２の構成の本発明に用いられる前記遅延時間算出手段の好適な態様は、前記誤差信号が所定の閾値より大きな値を取る範囲に応じて前記遅延時間を算出するものである。
【００３９】
上記第１及び第２の構成の本発明の好適な態様は、無線信号がＯＦＤＭ変調された信号であり、単位信号区間が、有効シンボル区間と、当該有効シンボル区間の前に配置され当該有効シンボル区間の末尾区間と同一の波形を格納されたガード区間とからなり、前記第１部分区間は、前記ガード区間と前記末尾区間とのいずれか一方であり、前記第２部分区間は、前記ガード区間と前記末尾区間とのいずれか他方であるアダプティブ受信装置である。
【００４０】
上記第１及び第２の構成の本発明の他の好適な態様は、前記平均処理区間が、前記無線信号にて伝送されるデータを複数内包し、前記修正ベクトル演算手段及び前記修正行列演算手段は、前記平均処理区間に内包される複数データについてそれぞれの平均処理を行うアダプティブ受信装置である。
【００４１】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００４２】
図１は、本発明の実施形態であるＯＦＤＭアダプティブ受信機の概略のブロック構成図である。この受信機は、図１０に示すＯＦＤＭ送信機から放射された無線信号を受信する。マルチパス伝搬路を通り到来した信号はＫ個のアンテナ素子５０からなるアレーアンテナで受信される。Ｋ個のアンテナ素子５０により受信されたＫチャネルの原受信信号はそれぞれバンドパスフィルタ５２を通過した後、局部発振器５４からの局部発振信号とミキサー５６にて混合され、周波数をダウンコンバートされる。さらに低域通過フィルタ５８により帯域制限を行うことでベースバンド信号ｘ'k(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）が得られる。このベースバンド信号はＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器６０によりデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換された各チャネルのベースバンド信号ｘ'k(t)は、重み付け部６２にてそれぞれウエートｗk（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重み付けされ、しかる後、合成部６４にて互いに加算合成され、合成受信信号ｙ'(t)が生成される。
【００４３】
ガード区間除去部６６は、同期がとれているチャネルの信号を基準として、合成受信信号ｙ'(t)から先頭ガード区間部分を取り除き、有効シンボル区間を出力する。
【００４４】
離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transformer）６８は、ガード区間除去部６６から出力された有効シンボル区間の信号ｙ'(t)を離散フーリエ変換する。これにより、ｙ'(t)に周波数多重化されていた各サブキャリアの成分信号が弁別される。
【００４５】
各サブキャリアに対応する成分信号はそれぞれ復調器７０により、送信機での例えば１６ＱＡＭ等の変調方式に対応した復調を施された後、Ｐ／Ｓ（Serial to Parallel）変換器７２に入力される。
【００４６】
各復調器７０から同時並列に出力されるデータは、送信機のＳ／Ｐ変換器４にてサブキャリア数に応じて分割された１シンボル分のデータ系列であり、Ｐ／Ｓ変換器７２は、これら複数の復調器７０から同時並列に出力される各データ系列をＰ／Ｓ変換して連続した１シンボルのデータ系列を再生し出力する。
【００４７】
本受信機の上述した部分の構成は基本的に従来のものと同様であり、本受信機の特徴は主として、ウエートを決定する制御部にある。これについて以下説明する。
【００４８】
各チャネル毎に設けられベースバンド信号ｘ'k(t)を入力されるガード区間抽出部７６は、同期がとれているチャネルの先頭ガード区間の開始時刻からガード区間の長さＴG分のｘ'k(t)を切り出す。この切り出された信号をｘk(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）と表す。
【００４９】
一方、合成部６４から出力される合成受信信号ｙ'(t)を入力されるガード区間抽出部７８は、同期がとれているチャネルの末尾ガード区間の開始時刻からガード区間の長さＴG分のｙ'(t)を切り出す。この切り出された信号をｙ(t)と表す。
【００５０】
一般にガード区間には複数の信号値が含まれる。例えば、サブキャリア数を１０２４とした場合、１シンボルは１０２４個の信号値で表される。有効シンボル区間ＴEには、その数の信号値が配列され形成される波形が格納される。ここで例えば、ガード区間ＴGをＴEの１／８に設定すると、ガード区間の信号波形は１２８個の信号値の配列で表される。
【００５１】
制御部１００は、ベースバンド信号ｘk(t)及び合成受信信号ｙ(t)から最適ウエートの推定ベクトルＷopt(m)を求める。制御部１００はＭＭＳＥ処理部１０４と、ＭＭＳＥ処理部１０４にて必要となる条件等を決定する前処理部１０２とを含んで構成される。
【００５２】
前処理部１０２の一つの機能は、平均処理区間を設定することである。前処理部１０２にて、ガード区間全体、又はガード区間の先頭からの一部分が平均処理区間として設定される。この平均処理区間の時間長は、所望波に対する遅延波の遅延時間よりも基本的に大きく設定される。例えば、上の例示するガード区間の信号波形を構成する時系列の信号数が１２８個である場合には、ガード区間全体を平均処理区間として設定すれば、１２８個の信号が平均処理区間に含まれ、またガード区間を４等分して得られる１つの部分区間を平均処理区間として設定すれば、平均処理区間には３２個の信号が含まれる。
【００５３】
平均処理区間は、各ｘk(t)及びｙ(t)に対して共通に設定される。すなわち、各ｘk(t)及びｙ(t)のそれぞれ時間ＴGだけの長さを有する区間内の互いに同じ位置に同一の時間長を有する平均処理区間が設定される。また、平均処理区間は、後述するＳＭＩ方式の反復演算の各ステップ毎に設定される。
【００５４】
また前処理部１０２は、遅延時間を算出する機能と、得られた遅延時間を用いて重み関数の関数値ρ(t)を算出する機能とを有し得る。例えば、遅延時間は誤差信号ｅ(t)に基づいて求められる。図２は、遅延時間が誤差信号に基づいて求められることを説明する図である。本受信装置は所望波１１０と遅延波１１２とを同時に受信する。すなわち受信信号には所望波１１０及び遅延波１１２の双方が合成されている。ここで所望波１１０の或るシンボル区間１１４の先頭ガード区間１１６と末尾ガード区間１１８とに含まれる信号成分を比較すると、遅延波１１２の先頭ガード区間１１６の先頭から遅延時間分は先行するシンボル区間の末尾ガード区間の信号であり、一方、遅延波１１２の末尾ガード区間１１８の先頭から遅延時間分は当該シンボル区間１１４の信号である点で相違するが、残りの信号成分は先頭ガード区間１１６と末尾ガード区間１１８とで共通である。よって、誤差信号はガード区間の先頭から遅延時間分の部分にて大きな振幅を有し、ガード区間の残りの部分では基本的に振幅が０になることが期待される。つまり、例えば二乗誤差|ｅ(t)|2が比較的大きい部分（シミュレーションによる一例では、１シンボル毎の二乗誤差が１０-2程度となる部分）の時間長が遅延時間に対応し、これにより遅延時間を求めることができる。具体的には、所定の閾値を設定して、二乗誤差がその閾値より大きくなる区間の幅を遅延時間と定めることができる。
【００５５】
前処理部１０２は、求められた遅延時間ＴDに基づいて重み関数を設定する。図３は、重み関数の一例を示すグラフであり、横軸がガード区間の先頭からの時間ｔ、縦軸が重み関数ρ(t)の値を表す。例えば、平均処理区間をガード区間全体とした場合に、ガード区間の先頭（ｔ＝０）から遅延時間に対応する時刻（ｔ＝ＴD）まではρ(t)＝１、それ以降の平均処理区間（ＴD＜ｔ≦ＴG）ではρ(t)＝０となる重み関数が設定される。
【００５６】
なお、重み関数は図３に示す以外のものとすることができる。例えば、ｔ＝ＴDの前後でなだらかにρ(t)＝１から０へ遷移するものとしてもよい。また０≦ｔ≦ＴDにてρ(t)＜１であってもよく、ＴD＜ｔ≦ＴGにてρ(t)＞０であってもよい。但し、平均処理区間内での平均処理を０≦ｔ≦ＴDにて重み付けを大きくし、ＴD＜ｔ≦ＴGにて重み付けを小さくすることが最適ウエートの推定ベクトルＷopt(m)を求めるためのＳＭＩ方式の反復演算の収束速度を向上させるので、０≦ｔ≦ＴDでのρ(t)の積分値が、ＴD＜ｔ≦ＴGでのρ(t)の積分値よりも大きくなるという条件の下で重み関数ρ(t)が選択される。
【００５７】
ここで、誤差信号関数|ｅ(t)|2が重み関数としての上述の要求される性質を有していることが理解され、これを重み関数ρ(t)として用いることができる。この場合、誤差信号関数自身が遅延時間に応じた変化を示すので、遅延時間を改めて算出する必要はない。よって、この場合には前処理部１０２には、遅延時間算出手段を設ける必要はない。
【００５８】
また、遅延時間算出手段の他の構成では、１つの有効シンボル区間内から取り出した所定長（例えばガード区間長）の２つの受信信号（相関基準信号と相関対象信号）同士の相関に基づいて定められる。相関基準信号と相関対象信号とが同一の部分区間から取り出されたものである場合には、当然ながら両者の相関は強い。また、相関基準信号と相関対象信号との相互間の時間ずれが遅延時間に一致するとき、相関基準信号及び相関対象信号の一方に含まれる所望波の成分と、他方に含まれる遅延波の成分とが同じものとなり、この場合にも相関が強くなる。すなわち、相関基準信号と相関対象信号との相互間の時間ずれΔｔが、０の場合とＴDの場合とで相関が強くなり、その他の場合には相対的に相関は弱くなる。そこで、遅延時間算出手段は、例えば、或る相関基準信号に対して、相関対象信号の取得位置を変化させ、各相関対象信号の位置に対応した相関を算出する。そして、強い相関を与える相関対象信号の時間位置の差から遅延時間ＴDが決定される。なお、遅延波が複数存在する場合には、相関対象信号は、相関基準信号の位置（Δｔ＝０）以外に２箇所以上の位置（Δｔ＞０）で強い相関を与え得る。この場合には０より大きな複数のΔｔから平均処理等により実効的な遅延時間に相当する１つの値を定めることができる。
【００５９】
以下、重み関数ρ(t)として誤差信号関数|ｅ(t)|2を採用した場合を例にとって説明を進める。
【００６０】
ＭＭＳＥ処理部１０４は、互いに同一信号となるはずである先頭ガード区間のベースバンド信号ｘk(t)と末尾ガード区間の合成受信信号ｙ(t)との差異が最小となるように、ＭＭＳＥ規範に基づいて最適ウエートを決定する。すなわち、ｙ(t)を参照信号ｒ(t)とし、この参照信号ｒ(t)と（２）式で表される入力ベクトルＸとを用いて、（５），（６）式でそれぞれ表される相関行列Ｒxx、相関ベクトルｒxrを求め、これらＲxx，ｒxrを用いた（４）式で表される最適ウエートベクトルＷoptを推定する。
【００６１】
ＭＭＳＥ処理部１０４は、以下に示すＳＭＩ方式でＲxx，ｒxrを推定する。
【００６２】
【数１５】
0003954849.tif 000009
なお、βは従来技術と同様の忘却係数である。また、ave［・］はＳＭＩの反復演算のステップに対応して設定された平均処理区間（例えば、ここではガード区間全体とする）に含まれる複数信号についての平均演算を表し、そして、ave［|ｅ(t)|2・］は重み関数として誤差信号関数|ｅ(t)|2を用いた重み付け平均演算を意味する。すなわち、本受信機では、平均処理区間内の複数信号に対応した各タイミングでそれぞれサンプリングされる複数の入力ベクトルＸ、参照信号ｒを用いつつ、重み関数を導入して重み付け平均演算がなされる。例えば、第ｍステップにおいて、平均処理区間であるガード区間がｎg個の信号を含み、それに対応したサンプリングタイミングｔmj（ｊ＝１，２，…，ｎg）での入力ベクトルをＸ(ｔmj)、参照信号をｒ(ｔmj)と表すと、ave［|ｅ(t)|2Ｘ(k)ｒ*(k)］及び、ave［|ｅ(t)|2Ｘ(k)ＸH(k)］は、次式で定義される。
【００６３】
【数１６】
ave［|ｅ(t)|2Ｘ(k)ｒ*(k)］
＝  Σ|ｅ(ｔmj)|2Ｘ(ｔmj)ｒ*(ｔmj)／ｎg    ………（１８）
ave［|ｅ(t)|2Ｘ(k)ＸH(k)］
＝  Σ|ｅ(ｔmj)|2Ｘ(ｔmj)ＸH(ｔmj)／ｎg    ………（１９）
なお、ここで記号Σはｊ＝１〜ｎgについての総和を意味する。
【００６４】
上述のようにＭＭＳＥ処理部１０４は、平均処理区間内での重み付け平均演算を行って、推定相関行列Ｒxx(m)及び推定相関ベクトルｒxr(m)を求め、これらＲxx(m)，ｒxr(m)を用いて、（１３）式で表される最適ウエートの推定ベクトルＷopt(m)を求める。そして、このＷopt(m)の各成分が各チャネルの重み付け部６２に与えられ、各チャネルの信号ｘ'k(t)に対して重み付けが行われる。
【００６５】
次に本アダプティブ受信機の基本特性の計算機シミュレーションによる解析結果例を示す。表１はシミュレーション条件を示す。最適ウエートは１シンボル毎に更新し、３０回の更新を行った。なお、アレーのブロードサイド方向を０°とし、周波数オフセット補償及びシンボル同期は完全であるとした。また、全ての到来波フェージング変動のない単一波とし、所望波（第１波）に対するＣＮＲは３０ｄＢとした。比較される従来の特性は、（７）〜（１０）式を用いてＳＭＩ方式の反復演算を行った結果である。
【００６６】
【表１】
0003954849.tif 000010
まず、到来波が２波、つまり所望波（第１波）と１つの遅延波（第２波）とが本受信装置に到来した場合を示す。表２は、この場合の電波環境を示す。ｆdは０としている。
【００６７】
【表２】
0003954849.tif 000011
図４は、この場合の収束特性を示すグラフであり、横軸はウエート更新回数、縦軸は１シンボル毎の二乗誤差の平均値ave［|ｅ(t)|2］を表す。実線１２０が本受信装置で採用する手法による収束特性曲線であり、点線１２２が従来方法による収束特性曲線である。従来方法は収束に７回程度の反復を要しているのに対し、本受信装置の手法は１回の反復で十分収束している。
【００６８】
図５は、上記２波到来の場合での２回更新後のビームパターンを示すグラフであり、横軸は方位、縦軸は信号強度を表す。実線１３０が本受信装置の手法によるビームパターンであり、点線１３２が従来方法によるビームパターンである。２回更新後において、本手法は従来方法に比べて良好に所望波（第１波）を受信し、また遅延波（第２波）を５０ｄＢ程度抑圧している。
【００６９】
次に到来波が４波、つまり所望波（第１波）と３種類の遅延波（第２〜４波）とが本受信装置に到来した場合を示す。第２波及び第３波はガード区間長Ｔg以内の遅延波であり、第４波はガード区間長を越える遅延波である。ｆdは０としている。表３は、この場合の電波環境を示す。
【００７０】
【表３】
0003954849.tif 000012
図６は、この場合の収束特性を示すグラフであり、横軸、縦軸は図４と同様である。実線１４０が本受信装置で採用する手法による収束特性曲線であり、点線１４２が従来方法による収束特性曲線である。従来方法は収束に８回程度の反復を要しているのに対し、本手法は４回の反復で十分収束している。
【００７１】
図７は、上記４波到来の場合での４回更新後のビームパターンを示すグラフであり、横軸、縦軸は図５と同様である。実線１５０が本受信装置の手法によるビームパターンであり、点線１５２が従来方法によるビームパターンである。４回更新後において、本手法は従来方法に比べて良好に所望波（第１波）を受信し、また遅延波を３０ｄＢ程度以上抑圧している。このように本手法は到来波が２波より多い場合においても有効であると言える。
【００７２】
次に到来波が４波でドップラーシフトがある場合を示す。表４は、この場合の電波環境を示す。到来波は、同期が完全である所望波（第１波）、ガード区間長以内の２つの遅延波（第２波、第３波）、ガード区間長を越える遅延波（第４波）である。本受信装置の進行方向は０°の方向であり、ｆdは０．０２５／ＴEとしている。
【００７３】
【表４】
0003954849.tif 000013
図８は、この場合の収束特性を示すグラフであり、横軸、縦軸は図４と同様である。実線１６０が本受信装置で採用する手法による収束特性曲線であり、点線１６２が従来方法による収束特性曲線である。従来方法は収束に１０回程度の反復を要しているのに対し、本手法は５回の反復で十分収束している。
【００７４】
図９は、上記４波到来かつドップラーシフト有りの場合での５回更新後のビームパターンを示すグラフであり、横軸、縦軸は図５と同様である。実線１７０が本受信装置の手法によるビームパターンであり、点線１７２が従来方法によるビームパターンである。５回更新後において、本手法は従来方法に比べて良好に所望波（第１波）を受信し、また遅延波を３０ｄＢ程度以上抑圧している。このように本手法はドップラーシフト環境においても、収束速度の向上に有効であると言える。
【００７５】
さて、本受信装置の制御部１００の構成として、推定相関行列Ｒxx(m)及び推定相関ベクトルｒxr(m)を求める際に、平均処理区間内において遅延時間に応じた部分に相対的に大きな重みをかける重み付け平均演算を行うものを以上説明した。ここで、図３に示すような重み関数を設定するということと、０≦ｔ≦ＴDにて単純な、つまり一様な重みでの平均処理を行い、ＴD＜ｔ≦ＴGは平均処理の対象外とするということは同一の結果をもたらす。よって、制御部１００の構成を、例えば誤差信号等に基づいて遅延時間を算出し、ガード区間の先頭から遅延時間に応じた時間長を有する平均処理区間を設定し、この平均処理区間内で単純な平均処理を行うものとすることもできる。
【００７６】
【発明の効果】
本発明のアダプティブ受信装置によれば、ＭＭＳＥアダプティブアレーにおいてＳＭＩ方式による最適ウエートの推定が速やかに精度良く行われ、良好な通信品質が得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態であるＯＦＤＭアダプティブ受信機の概略のブロック構成図である。
【図２】  遅延時間が誤差信号に基づいて求められることを説明する図である。
【図３】  重み関数の一例を示すグラフである。
【図４】  所望波及び１つの遅延波が到来する場合の収束特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図５】  所望波及び１つの遅延波が到来する場合に得られるビームパターンのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図６】  所望波及び３つの遅延波が到来する場合の収束特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図７】  所望波及び３つの遅延波が到来する場合に得られるビームパターンのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図８】  ドップラーシフトがある場合の収束特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図９】  ドップラーシフトがある場合に得られるビームパターンのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１０】  ＯＦＤＭ送信機の概略のブロック構成図である。
【図１１】  ＯＦＤＭ信号の構成を示す模式図である。
【符号の説明】
１  アンテナ素子、５２  バンドパスフィルタ、５４  局部発振器、５６  ミキサー、５８  低域通過フィルタ、６０  Ａ／Ｄ変換器、６２  重み付け部、６４  合成部、６６  ガード区間除去部、６８  離散フーリエ変換器、７０  復調器、７２  Ｐ／Ｓ変換器、７６，７８  ガード区間抽出部、１００  制御部、１０２  前処理部、１０４  ＭＭＳＥ処理部。
【図１】
0003954849.tif 000018
【図２】
0003954849.tif 000019
【図３】
0003954849.tif 000020
【図４】
0003954849.tif 000021
【図５】
0003954849.tif 000022
【図６】
0003954849.tif 000023
【図７】
0003954849.tif 000024
【図８】
0003954849.tif 000025
【図９】
0003954849.tif 000026
【図１０】
0003954849.tif 000027
【図１１】
0003954849.tif 000028