(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回線接続経由、または伝送回路に接触してもよく、特に回転送信機では無接触伝送回路（２）を介して、好ましくは相互に移動し合える送信機（１）から、それと間隔的に離れた受信機（３）に信号、特にデジタル信号の低妨害信号を伝送するシステムであって、
変調器装置（４）が伝送されるべき信号と、送信機（１）内の伝送手段のキャリヤ信号もしくは前記伝送回路（２）内のどのような場所にあってもよい送信機出力信号を信号伝送上選ばれた変調と関係なく、送信機（１）の出力信号スペクトルが個々のスペクトル機能により拡大され、その故に前記送信機出力信号のスペクトル電力密度が該信号のバンド幅を増加させることなく低下されるように変調させることを特徴とする低妨害信号伝送のシステム。
【請求項２】
前記伝送されるべき信号または前記送信機内の伝送手段のキャリヤ信号もしくは送信機出力信号が伝送回路のどのような任意の場所ででも、前記伝送周期と関係なく、送信機出力信号の線スペクトルが拡大されて平均スペクトル電力密度が個々の信号線間のギャップを埋ることにより低下させるような方法で変調されることを特徴とする請求項１記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項３】
制御器装置（５）が前記変調器装置（４）の制御に役立つことを特徴とする請求項１もしくは２記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項４】
前記送信機（１）がクロックジェネレータから成ることを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項５】
前記変調器装置（４）が前記クロックジェネレータをほぼ制御して線スペクトルを拡大することを特徴とする請求項４記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項６】
前記変調器装置（４）が前記クロックジェネレータの周期周波数を周波数変調にかけることを特徴とする請求項５記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項７】
前記クロックジェネレータがＶＣＯから周波数決定素子として成ることを特徴とする請求項６記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項８】
前記制御器装置（５）が前記ＶＣＯを調整することを特徴とする請求項７記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項９】
前記変調器装置（４）が伝送されるべき信号、詳しくはデジタル信号を周波数、位相もしくは振幅変調にかけることを特徴とする請求項１乃至８のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１０】
前記変調器装置（４）が前記送信機（１）内の伝送手段の前記キャリヤ信号もしくは伝送回路（２）に沿うどのような場所にあってもよい前記伝送機出力信号を周波数もしくは位相変調のそれぞれに、信号伝送のため選ばれた変調技術と関係なくかけることを特徴とする請求項１乃至９のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１１】
前記送信機（１）のパルスキャリヤ信号もしくはパルス送信機出力信号の場合、変調器装置（４）が個々の信号端を付加的に設けられた信号ジェネレータにより定義された信号に比例して時間の早いもしくは遅い時点の方にそれぞれ移動もしくは遅延させることを特徴とする請求項１乃至１０のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１２】
前記変調器装置（４）が遅延制御手段から成り、前記送信機出力信号の分析もしくは前記移動もしくは遅延のそれぞれの原因となる遅延回路の制御を行うことを特徴とする請求項１１記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１３】
前記遅延制御手段がＰＬＬ手段から成り、また前記遅延回路がフリップフラップ回路から成ることを特徴とする請求項１２記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１４】
前記送信機がＰＬＬ手段から成ることを特徴とする請求項１乃至１３のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１５】
前記変調器装置（４）の変調変化が前記送信機（１）の前記ＰＬＬ手段の制御範囲により変換されることを特徴とする請求項１４記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１６】
擬似ランダムノイズ（騒音）によるデータコーディングが前記変調器装置（４）による変調に加えて行われることを特徴とする請求項１乃至１５のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１７】
前記受信機（３）に制御器装置（５）が配設されて前記送信機もしくは伝送回路のどのような任意の場所にあっても前記変調器装置（４）による変調と同期して前記受信機（３）に受信された信号が少なくともこの付加変調なしに、前記送信機（１）もしくは前記伝送回路（２）のそれぞれの間を同期させて処理出来また前記受信機が前記変調信号もしくは、前記受信機（１）もしくは伝送回路（２）のそれぞれと前記受信機が共同して利用できるもう１つ別の信号を介して任意の実施に適応できるように制御することを特徴とする請求項１乃至１６のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１８】
付加伝送回路が、前記送信機（１）もしくは伝送回路（２）のそれぞれと、前記送信機（１）もしくは伝送回路（２）のそれぞれと、前記受信機（３）の変調を制御する付加同期化信号の伝送用の前記受信機（３）との間に配設されることを特徴とする請求項１乃至１７のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送のシステム。
【請求項１９】
好ましくは相互に移動し合える送信機（１）から、それと間隔的に離れた受信機（３）に結ばれた線、接触しているおよび／または特に回転送信機では無接触伝送回路（２）を介して信号特にデジタル信号の低妨害信号伝送の方法であって、前記送信機（１）にある伝送手段のキャリヤ信号の伝送されるべき信号もしくは伝送回路（２）のどんな任意の場所にあってもよい送信機出力信号を信号伝送上選ばれた変調と関係なく、送信機（１）の出力信号スペクトルの拡大従って前記送信機出力信号のスペクトルに電力密度を低下させるように変調器装置により実施される変調を特徴とする低妨害信号伝送の方法。
【請求項２０】
平均スペクトル電力密度の引下げを前記個々の信号線間のギャップを埋ることで行われることを特徴とする請求項１９記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項２１】
前記変調器装置（４）を制御器装置（５）により制御することを特徴とする請求項１９もしくは２０記載の低妨害信号伝送の方法。
【補正の内容】
【請求項２２】
前記送信機（２）がクロックジェネレータから成ることを特徴とする請求項１９乃至２１のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項２３】
前記クロックジェネレータの前記変調器装置（４）による線スペクトル拡大のための適切な制御を特徴とする請求項２２記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項２４】
前記クロックジェネレータの前記変調器装置（４）による周波数変調を特徴とする請求項２３記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項２５】
前記クロックジェネレータがＶＣＯから周波数決定素子として成ることを特徴とする請求項２４記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項２６】
前記ＶＣＯの前記制御器装置（５）による調整を特徴とする請求項２５記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項２７】
前記変調器装置（４）が伝送されるべき信号、詳しくはデジタル信号を周波数、位相もしくは振幅変調にかけることを特徴とする請求項１９乃至２６のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項２８】
前記変調器装置（４）が前記送信機（１）の伝送手段の前記キャリヤ信号もしくは伝送回路（２）に沿うどのような場所にあってもよい前記送信機出力信号を周波数もしくは位相変調のそれぞれに、信号伝送上選ばれた変調を関係なくかけることを特徴とする請求項１９乃至２７のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項２９】
パルスキャリヤ信号もしくは前記送信機（１）またはパルス送信機信号の場合、変調器装置（４）のそれぞれが、個々の信号端を、付加的に配設された変調信号ジェネレータによって想定された信号に比例して時間の早い方もしくは遅い方の時点に対し移動もしくは遅延させることを特徴とする請求項１９乃至２８のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項３０】
前記変調器装置（４）が遅延制御手段から成り、送信機出力信号の分折と、移動と遅延のそれぞれの原因となる遅延回路の制御を行うことを特徴とする請求項２９記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項３１】
前記遅延制御手段がＰＬＬ手段から成り、また前記遅延回路がフリップフロップ回路から成ることを特徴とする請求項３０記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項３２】
前記送信機（１）がＰＬＬ手段から成ることを特徴とする請求項１９乃至３１のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項３３】
前記変調器装置（４）の変調変分が前記送信機（１）のＰＬＬ手段の制御範囲により変換されることを特徴とする請求項１９乃至３３のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項３４】
データコーディングが、前記変調器装置（４）による変調に加えて擬以ランダムノイズ（騒音）により行われることを特徴とする請求項１９乃至３３のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項３５】
前記受信機（３）に制御器装置（５）が配設されて、前記送信機（１）もしくは伝送回路（２）のどのような任意の場所にあっても前記変調器装置（４）による変調と同期して前記受信機（３）に受信された信号が少なくともこの付加変調なしに、前記送信機（１）もしくは前記伝送回路（２）のそれぞれの間を同期させて処理出来、また前記受信機（３）が前記変調信号もしくは前記受信機もしくは伝送回路のそれぞれと前記受信機に共同して利用できるもう１つ別の信号を介して任意の実施に適応できるように制御することを特徴とする請求項１９乃至３４のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【請求項３６】
前記送信機（１）もしくは送信機回路（２）のそれぞれと前記受信機（３）の間に配設され、それを介して付加同期化信号が伝送されて前記送信機（１）もしくは伝送回路（２）のそれぞれと、前記受信機（３）を制御することを特徴とする請求項１９乃至３５のうちいずれか１項記載の低妨害信号伝送の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はデータ回線の電磁場適合性、詳述すればデジタルデータ回線の電磁場適合性の改良に係り、デジタル信号伝送における低妨害信号伝送のシステムおよび方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルデータ回線の用途は絶え間なく拡大している。大半の事例では、デジタル信号伝送はアナログ伝送を上回る著しい利点を示している。高速データチャンネルの費用は新規の伝送技術の開発により削滅されることになる。個々チャンネルの幅は極めて安価になり、単一の高速信号回線を形成していくつかの低速信号回線を多重化することはしばしば最良の経済的解決策となっている。これは特に高速回転コネクタによって満たされた。
【０００３】
大容量データの回転部品から静止部品への伝送の在来の解決策は、多数のスリップリングパスの並行適用であった。これは結果的に極めて重量のかかる一体構造をもたらし、高い費用がかかった。機械的スリップリングがたとえ特にエネルギー伝送に適しているとは言え、莫大なデータ量の伝送には、いくつかの著しい欠点たとえば帯域幅の制限、接触ノイズそれに故障などがある。
【０００４】
接触スリップリングパスの物理的限度に近いデータ伝送能力を備える多数の回路のため、有効寿命と保守が主な関心事となっている。新規の無接触高速回路はこれらの問題点すべてを克服し、最高質の伝送とほとんど無制限の帯域幅をもって保守の心配のない有効寿命を可能にする。
【０００５】
無接触高速回線だけでなくどのような電子装置にも適用できるという、極めて重要な態様が、この電磁場適合性である。電磁放出はワイヤー系回路でも未遮蔽回転コネクタでも最も重大事であるが、光学繊維システムの回路における送信機、受信機ならびに増幅器でさえも電磁界を放出する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
先行技術に対応して、任意選択信号詳しくはデジタル信号は、程度の差はあるが主として鋭い角をつけた信号ストリングの形で伝送される。これらの信号ストリングは明瞭な幅広い線スペクトルを、それぞれのコーディングの関数として示す。このスペクトルは結果として閉鎖もしくは遮蔽システムでは既に放射の妨害をもたらすが、しかしながら特に開放システムたとえば放射を妨害する回転送信機では共通ＥＭＣ標準規格で規定された限度を超える。この点で、無接触開放伝送システムたとえば線伝送もしくは回転伝送に用いられたようなものは、特に問題点が多い。漏れライン（ｌｅａｋａｇｅ  ｌｉｎｅ）システムがこの効果にも影響されることは明白である。
【０００７】
ノイズ量の減小については様々の対策が周知となった。たとえば、低域フィルタもしくは帯域フィルタでさえも伝送された周波数範囲の制限に適している。しかしながら、これは特に広帯域伝送システムたとえば２００Ｍボー（ＭＢａｕｄ）での伝送には可能であるが、困難を伴うだけである。たとえば１４０ＭＨｚの最小帯域幅には２００Ｍボー回路が必要とされる。もう１つ別の対策は伝送信号レベルの縮小である。しかしながらかかる対策は、結果として具合のよくない信号対ノイズ比をもたらすし、それ故にデジタルシステムにおけるビットエラー率の減損ももたらすことになる。先行技術に対応する対策をとって、このような伝送回路のＥＭＣ特性をそれなりに減損することなく改良することは困難を伴うが可能である。
ヨーロッパ特許公開公報第０１６３３１３Ａ２号から、デジタル・システムによって放出されるスペクトルエネルギー分配装置およびその分配方法は公知である。この解決法は、今日のあらゆるパソコンに配備されている部品に組込まれているものである。しかし、この方法は、互いに移動する送信機と受信機との間での信号の伝達には不向きである。上記で述べた本解決法の部材を一部使用した装置は、ヨーロッパ特許公開公報第０５０５７７１Ａ１号により公知である。この引例によれば、送信機からの出力信号スペクトルが拡大されるため送信用出力信号のスペクトル電力密度は低下する。この方法ではいわば信号を縮めてしまうためその長さごと位相される。即ち、信号のバンド幅も大幅に変えられてしまうことになる。一方、以下詳述いたす本発明の解決策では、信号のバンド幅がたとえ変化してもごく小幅なものである干渉力の低い信号の伝達方法とその装置の提供を目的とする。
【０００８】
従って本発明の目的は、デジタル伝送回路、特に無接触回転伝送回路を形成することにあり、放出されたノイズレベルが、現行のＥＭＣ標準規格の意義の中で、伝送の品質特性の対応する減損なしに縮小され得る低妨害信号伝送のシステムおよび方法を提案するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電磁場適合性（ＥＭＣ）がどのように放出信号、特に高速データ回路において依存しているか、またどのようにこれらの信号が電磁放出のこのような方法による最小化により変化できるかを開示したもので、その要旨は、回線接続経由、または伝送回路に接触してもよく、特に回転送信機では無接触伝送回路を介して、好ましくは相互に移動し合える送信機から、それと間隔的に離れた受信機に信号、特にデジタル信号の低妨害信号を伝送するシステムであって、
変調器装置が伝送されるべき信号と、送信機内の伝送手段のキャリヤ信号もしくは前記伝送回路内のどのような場所にあってもよい送信機出力信号を信号伝送上選ばれた変調と関係なく、送信機の出力信号スペクトルが拡大され、その故に前記送信機出力信号のスペクトル電力密度が低下されるように変調させることを特徴とする低妨害信号伝送のシステムにある。
【００１０】
本発明によれば、伝送周期の変調により、個々のスペクトル線間のギャップがうずめられ、それ故に平均スペクトル振動数が減少するがこのような方法で、信号の伝送された線スペクトルは拡げられる。本発明のシステムは先行技術に対応する送信機から成り、それがクロック発生器と、さらに前記送信機もしくはそのクロック発生器のそれぞれあるいは伝送回路中の任意場所への送信機出力信号をスペクトルが拡げられるような方法で制御する付加的変調器とからも同様に成る。このような制御は位相もしくは、たとえば周波数変調でもある。振幅変調もしくは他の変調技術は同様に考えられる。そのうえ、特別の制御器が配設され、変調信号を供給する変調器装置を提供する。
【００１１】
本発明は、「スプレッド  スペクトラム  クロック  ジェネレータ（Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｃｌｏｃｋ  Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）」と題する１９９７年３月のＵＳＡ、カリフォルニア州サンノゼ、３７２５ノースストリート在カンパニーオブＩＣワークスによる出版物からの先行技術から周知の集積回路のＥＭＣ特性の改良のための変調技術とは峻別されることは明白である。この先行技術の引例は伝送回路にあるものではなく計算機ボードにあるＥＭＣ特性の改良に関するものである。
【００１２】
ここでＥＭＣ特性に関してのスペクトル拡がりの影響について説明する。
一般用語の「磁場適合性（ＥＭＣ）」の定義は困難である。ここで、極めて一般的なＣＩＳＰＲ１１基準を参照する。これは電磁エネルギーの最大放出の限度を規定し、また適切な測定技術を明記するものである。この基準は周波数が３０ＭＨｚ乃至１ＧＨｚの故出された放出容量を決定する。放出電力は１２０ｋＨｚの帯域幅を有する１２０ｋＨｚステップで測定される。均質に分布された広帯域スペクトルをもつことが、スペクトル拡大技術には全く必要ではないが、正しく考察する必要のあることは、同一量のエネルギーがおのおのの１２０ｋＨｚ範囲に供給されるという事実以外にない。これは広帯域信号もしくはこの範囲の個々の狭帯域ピークを用いて達成できる。大半の応用の中で、列状になり互いからの線間距離が１２０ｋＨｚもしくは安全線間距離が、１００ｋＨｚのスペクトルの拡大は最も不適当な解決決策となる性質のものである。このスペクトルのさらなる拡大は、データの流れに極めて小さい周波数変動の導入を必要とする。いくつかの用途によっては、これらの修正が自然に、たとえば「真のデータ」たとえばビデオ信号が伝送される時のように起こる。しかしながら、極端な状態たとえばビデオ信号が奪活されてデジタルゼロだけが伝送される時、スペクトルは前記ＥＭＣの規格値を受入れられるように十分な幅に拡げられることを確実にする対策が採られる必要がある。
【００１３】
高速デジタルデータ回路の応用では、国際ＥＭＣ規則の要項条件が間違いなく満たされるようかなりの対策がとられる必要がある。数百から数千のＭボーのデータ率で、基準振動数が共通の伝送、放送およびテレビジョン帯域の範囲下に入る。妨害の一般的低減には情報を均質に分布された低振動数スペクトルで、個別の高電力スペクトル線を少々含む情報よりむしろ情報を１つの広帯域信号にして伝送する方がよい。
【００１４】
本発明は、共通に応用されたデジタルデータ回路がスペクトルが著しい拡大をこのような方法でどのように修正できるかを開示している。
【００１５】
この問題の達成に利用できる２つの補足技術がある。第１の技術はデジタル信号を適切にコーディングすることである。さらなる技術はある種の周波数変調である。この周波数変調は回路のどこにも送信機もしくは受信機に影響を及ぼすことなく実施できる。
【００１６】
本発明によれば、在来のデータコーディングがＥＭＣ特性の最適化のため好都合に続けられる。
【００１７】
つぎに送信機の搬送信号（データサイクル信号）の拡大について説明する。
送信機において、データ流れの時宜に適した開発は、送信機の搬送信号の制御により単純に制御できる。これには送信機搬送信号への直接のアクセスを必要とする。在来の解決策の１つは、同一の装置にある標準形石英発振器装置に新規に変調させた発振器を入替えることである。
【００１８】
本発明の特に都合のよい実施例では、変調器装置が発信器のクロックジェネレータのサイクル周波数を制御器装置の変調信号に対応する周波数変調にかけるよう構成される。この構成では、工学的見地からクロックジェネレータの周波数をそれに印加された制御電在の関数として変化させるクロックジェネレータの周波数決定素子にＶＣＯを配設することによる実施は、特に単純である。このＶＣＯの制御電圧は制御器装置により予め決められる。制御器装置がここで低周波数信号を供給すると、発信器のクロックジェネレータの周波数はこの信号のサイクルと共に変化し、それ故、それが周波数変調される。
【００１９】
周波数変調はスペクトル拡大の直接の方法である。直列標準伝送回路たとえばＴＡＸchipもしくはＨｏｔ−Ｌｉｎｋは静的変分をサイクル周波数から±０．１％だけ許容する。石英発振器許容量に対し設定された限度の摩擦には、最大周波数の変分が１０−４以下になる必要がある。スペクトル線の拡大が前述に詳述した通り１００ｋＨｚ以下の利点を供給しないので、低周波数偏移の最小データ率ｆＤｍｉｎは次の通り、
【００２０】
【式１】
0003937286.tif 000002
であって、これは次式に基ずく。
【００２１】
【式２】
0003937286.tif 000003
〔式中、ｎＦｒａｍｅはデータブロック中のビット数を示し、ｆＤａｔａはｆＭｉｎデータサイクル周波数を表わし、比較的低い周波数の限度を示す〕
【００２２】
これは低速周波数編移が１Ｇボー以下のデータ率では、どんな改良も供給しえないことを示している。
【００２３】
位相変調は制御電気遅延を搬送信号（もしくはクロック信号それぞれに）に挿入することで単純に達成される。位相変調の低周波数は受信機ＰＬＬによりタイミング良く自動的に制御できるが、それはスペクトルの著しい拡大をもたらさない。極めて高い周波数位相変調はスペクトルに好ましい効果を生成するが、その動作は受信器入力に与える付加的同期化妨害と比較し得る。
【００２４】
本発明のもう１つ別の好都合な実施例では、変調器装置が送信機の信号処理と変調段（ｓｔａｇｅ）の下流に配列されており、それが送信機の出力信号を直接変調できる。
【００２５】
本発明によれば、スペクトルも送信機出力信号（もしくはデータ流れのそれぞれ）を変調することで拡大できる。送信機出力信号（もしくはデータ流れのそれぞれ）変調もしくは状態修飾（ｍｏｄｉｆｉｃａｔｉｏｎ）はそれ自体送信機搬送信号（もしくは送信機データサイクル信号のそれぞれ）の状態修飾を上回わる大きい利点がある。送信機の状態修飾はそれ自体必要ではない。送信機出力信号（もしくはデータ流れのそれぞれ）が送信機回路のどこででも状態修飾できる。それ故に、本システムは、開発費の低減化と現存の設計に円滑な組込みを可能にし、送信機設計の状態修飾を全く必要としない。
【００２６】
本発明のさらなる好都合な実施例では、送信機が制御ジェネレータにより制御できる遅延回路から成り、それは孤立パルスもしくは出力信号端だけでも制御ジェネレータにより予め決められた低変調周波数に比例して遅らせる。本発明の意義では、用語「送信機」は、データ、信号もしくはサイクルの処理と組合せを表わし、かつそれらが伝送回路それ自体を経由して伝送できるような方法で行うすべての装置の組合せを表わすものと理解されるべきである。本発明のため、この遅延は、送信機のクロックジェネレータで、あるいは次の段階で、あるいは伝送回路のドライバ回路での同じ遅れでも達成できる。
【００２７】
既存のデータ流れをデータ送信機に僅かな影響も及ぼすことなく状態修飾する最上の方法は、それ故に制御遅延の採用にある。データ流れは遅延制御器手段に供給され、データ流れを分折し、また制御信号ＶＰを制御遅延回路のため発生させる。この回路はデータ流れをＶＰで規定された間隔に対し遅らせる。低周波数により変調された殆ど静的な遅延は位相変調に相当する。この形式の位相変調はスペクトルの幅に僅かな影響を及ぼすだけである。位相変調では、スペクトルの幅が変調周波数とは概ね無関係である。従って、変調角度はスペクトル拡大のため増やす必要がある。比較的高い変調は記憶素子を含む特定回路を必要とするし、これは平面遅延素子によってはもはや実施できない。ある種の周波数変調はここでは一層好都合である。周波数変調は位相変調の特殊な場合であって、時間に対して集積化した位相架角度を備えている。そのうえ、位相変換はクロック再生技術により好都合に実施できる。
【００２８】
変調器装置による変調に加え、擬以ランダムノイズによるデータコーディングが好都合に実施出来る。
【００２９】
本発明のもう１つ別の好都合の実施例に対応して、制御器装置が受信機に配設され、受信機のクロックジェネレータを送信機の変調と同期に制御する。この同期は送信機と受信機側に共同で利用できる信号たとえば通信網（ｎｅｔｗｏｒｋ）周波数を介して任意的に実施できる。
【００３０】
本発明のさらなる好都合の実施例では、制御器装置が受信機に設けられて、送信機のクロックジェネレータの周波数の変調の場合、受信機のクロックジェネレータをこの変調と同期に、受信信号が受信機で非変調形式でさらに処理できるように制御する。
【００３１】
本発明のもう１つの好都合の実施例では、付加的信号が送信機と受信機側の間の伝送回路を並行に、変調制御のため伝送される。ここではこの付加的信号のため、受信機で復調が行われ、送信機で変調と同期される。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１は伝送回路２を介して受信機３に接続される送信機１から成る発明のシステムを示す。前記送信機１は変調器装置４を備えて制御器装置５を介して制御される。この制御器によりここで送信機の信号またはクロックジェネレータの周波数をそれぞれ変調させる変調信号が前記データチャンネル２を介して伝送される出力信号のスペクトルが拡大されるような方法で生成される。先行技術に対応する受信機回路に対しては、特に送信機信号の周波数変調は問題でない。周波数特に低変調周波数の状態修飾はなんの問題もなく、前記受信機にデータと周期の再構築のため配設されたＰＬＬによりきめ細かく制御される。
【００３３】
図２は吸収器ホールで測定されたスペクトルを示し、先行技術に対応する送信機によりデータ回路２を介して放出される。
【００３４】
図３は発明のシステムのスペクトルを示し、そこでは制御ジェネレータが用いられて送信機の信号を２ＭＨｚだけ周波数変換して変調させる。その結果、スペクトル小数部もスペクトル線間のギャップとなる。それゆえ同一の出力信号振幅を用いて、個々の周波数中の電力密度が減少する。最大振幅の縮小はほぼ１６ｄＢの範囲で変動する。
【００３５】
デジタル信号の周波数スペクトルについては、ほとんどすべてのデジタルデータリンクで見られるのと同じように、データ流れはＰＣＭフォーマットにもあり、ただ２つのデジタルレベルすなわちゼロと１があることを意味する。情報は、被定義タイムウィンドウの中の複数のゼロと複数の１の共存する時含まれる。複数のゼロと複数の１の交互する信号には、波形は周波数がビット周期レートの半分に相当する周波数をもつ対称長方形波（図４）に相当する。このような信号は図５に示された一般に知られるスペクトルを呈する。
【００３６】
見えるものは線状に小さくなる振幅をもつ奇調波だけである。調波は信号が非対称の場合にだけまさに起こる。信号が複数のゼロと複数の１の比較的広い時限をもつ他のパターンを備える時、図６の信号のように、側波帯はこれらの比較的長い時限の周波数コンポーネントを倍数にしたオフセットをもつスペクトルに現れる。これはプレーンな針スペクトルから図７に示されたような逓倍多様化スペクトルに繋がる。
【００３７】
極めて多数の異なるパターンが在る時、たとえば異なる組合せである時、スペクトルは増加しつづける多様化を受ける。デジタル信号の大半にとっては、データの平均電力は一定である。かなり長時間に亘る測定では、複数のゼロと複数の１の数はほぼ等しい。たとえば、ランダム２進信号の平均電力ＰＭｅａｎは次式の通り、ゼロＰ０と１Ｐ１の平均電力である。
【００３８】
【式３】
0003937286.tif 000004
【００３９】
スペクトル線のすべての振幅Ａｉの合計のスペクトル表現にすると、次式の通り、この合計は従ってこの値に等しい。
【００４０】
【式４】
0003937286.tif 000005
【００４１】
スペクトル電力密度の低減については、パターン１０１０の本発明による第１の実施例（図４）では、高エネルギーレベルが信号とその調波の基準周波数で存在する。信号が付加周波数に拡大された場合、個々のスペクトル線のエネルギーは、合計エネルギーが一定であるので低減される必要がある。それ故に、帯域幅の無制限の拡大は理論的には、結果的に無限の低エネルギー密度をもたらす。しかしながら実際にはいくつかの制限がある。
【００４２】
帯域幅がたとえ左程高価につかなくても、無制限の帯域幅は高価につく。従ってデータ回路の優れた設計は情報の伝送に必要以上に多い帯域幅を用いない。しかし、スペクトル線間のギャップをうめることでもかなりの改良を与えることになる。データリンクの最適化には信号のコーディングと波形整形は、付加帯域幅が必要でなくなり、また個々のスペクトル線の代りに、周波数に依存しない電力密度をもつ定常電力スペクトルが共存するような方法で、行われる必要がある。図８は、１０１０信号で同一信号のスペクトルの第２のグラフを備える２ＭＨｚの周波数変調（ＦＭ）をもつ比較的広い帯域幅に状態修飾したスペクトルの第２グラフを備える典型的針スペクトルを示す。これら２つの信号間には著しい相異はない。
【００４３】
これはデジタルリンクのＥＭＣ特性が信号を僅かに状態修飾することによって著しく改良できる。以下にスペクトル拡大のいろいろな技術について説明する。
【００４４】
一般データコーディング図式について説明すると、データは通常ブロックにして付加ブロックとエラー（誤り）検孔ビットを含めて実装される。これらの付加ビットはデータ受信機と送信機を同期させる必要が同様にある。被定義コーディングたとえば８Ｂ／１０Ｂが、これらのタスクの実行にしばしば用いられる。この方法を複数のゼロと複数の１以外の何ものからも構成されない極めて長いデータ流れは決して起こらないであろう。同期化とエラー停正ビットを備える典型的ブロックはざっと１０乃至２０ビットのｎＦｒａｍｅの大きさをもつ。これは、比較的低周波数制限とブロック繰返し数をもつスペクトル線の間隔を、たとえデータが複数のゼロと複数の１以外に何も含んでいなくても提供することになる。データ周期数ｆＤａｔａで比較的低い周波数限度ｆＭｉｎとスペクトル線の最小線間距離は次式に相当する。
【００４５】
【式５】
0003937286.tif 000006
【００４６】
規定として、データは付加的に符号化されて、直流の自由を保証し、また平滑エラー検出の冗長度を増大させる。データ実装とコーディングの双方がスペクトルを拡大出来る。低実装密度は結果として比較的高い実装繰返し速度となり、従ってスペクトルの中程度の拡大をもたらす。たとえば、２００ＭＨｚのデータ周期信号速度で、１０ビットブロックは次のスペクトル線の線間距離をもたらす。
【００４７】
【式６】
0003937286.tif 000007
【００４８】
これはスペクトル線が１００ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚなどで起こるばかりでなく、２０ＭＨｚの線間距離をとって付加のスペクトル線もスペクトルに起こる。これは電力の７ｄＢだけの平均リダクションで５倍ものスペクトル線を供給する。このようなコーデングだけでは有効なＥＭＣ改良には十分でない。
【００４９】
擬似ランダムパターンについて説明すると、複数のゼロと複数の１のランダムサクセションを含むデータ流れは結果として極めて均質のスペクトル分布をもたらす。理論上では、無限のランダムサクセションは結果として、一定のスペクトル電力密度を備える完全な拡大スペクトルをもたらす。このようなデータ流れが所望の情報を含み得ないことは不適当である。この問題解決の方法において、決定論的擬似ランダムパターンを用いることは可能である。これらのパターンは予め決められた一連の再生可能ビットから成る。規定として、これらのパターンの長さが決定される。これらのパターンは、それが決められたサクセションをたとえまた提出したとしても、また予期し得たとしても、一見してランダム連のように見えるため擬似パターンと言われる。
【００５０】
パターン長さのスペクトル密度に及ぼす影響について説明すると、実際の応用で用いられる擬似パターンは、制限されたパターンの長さをもつ。ｎＰビットの放出後、同一パターンが反復される。短いパターンの理由は、パターンの記憶と比較的単純な同期化のための限られた記憶装置である。長いパターンと、従って、低パターンペティション速度は、低周波数成分を信号に供給するので、スペクトル線の狭い線間距離に繁がる。隣接するスペクトル線の最小線間距離△ｆはランダムパターンの長さｎＰと相互に比例する。
【００５１】
【式７】
0003937286.tif 000008
【００５２】
従って、長いパターン長さは、スペクトル線の小線間距離にとって好ましい。パターン長さの影響は図１０、１１と１２に示されている。
【００５３】
図１０では、スペクトル線が１．５６ＭＨｚだけ線間距離をとってあるのに対し、その振幅は−３６ｄＢｍになる。図１１に示されているように比較的長い符号ストリングが選ばれる場合、パターン長が２５６倍もの長さで、スペクトル線は６．１ＫＨｚだけ線間距離がある，これは分光分折器の分解能以下で直線を表示する。スペクトル線の振幅（これは線の振幅と同一である）は−６０９ｄＢｍになり、−３６ｄＢｍの先の振幅のまさに２５６分の１に相当する。図１２ではパターン長が用いられ、これは先の長さの４倍にもなり、信号振幅が４倍も小さい（−６ｄＢ）結果となる。
【００５４】
ここで先行技術の擬似ランダムパターンの応用について説明すると、極めて短い擬似ランダムストリングのプレーンの近似がコーディング図式であり共通して応用された４Ｂ／５Ｂもしくは８Ｂ／１０Ｂコーディングのようなものである。ここで８ビット２進数は１０の異なる１連のビットに符号化される。この方法でゼロビットの長いサクセッションはゼロからでも誘導しない。これらのパターンは僅かな拡大効果を生成するが、それはさらに均質の分光分布をもたらす。
【００５５】
そのうえ、擬似ランダムパターンの極めて普通の応用はビットエラーの速度試験で、その場合これらのパターンの広帯域は全伝達システムの完全なチェックを可能にする。
【００５６】
静的パターンについて説明すると、主として直列式の送信機は伝送されるべきデータがない場合、ブランクキャラクターで動作する。このブランクは不明瞭なパターンで識別を「ノーデータ」させ、そしてそのうえ、受信機の同期化を送信機クロック信号で可能にする。ただ１つの種類のブランクパターンが通常存在する。長時間にわたってデータが何も伝送されない場合、このパターンだけが回路を介して伝送される。それは、標準データ語と同一の長さを提示し、従って比較的高い低周波数と式７から誘導するスペクトルの線間距離とをもつ。このようなパターンは普通そのスペクトル線のストレート分布を通常呈しない。従って、高連データリンクはすぐれたＥＭＣ特性を実データが伝送された時表示することがある。しかし、伝送が終りブランクが伝送されるとすぐ、ＥＭＣ特性が強く害される。これらの静的パターンは電磁放出もしくは伝送それぞれの最も不適当な状態である。これらのパターンの伝送が長時間に亘って避けることができない場合、ＥＭＣ測定はこれらの条件下で行われる必要がある。
【００５７】
音響システムの規定では、このような静的パターンはあらゆる手段を用いて避ける必要がある。これは変受信機ブランクの伝送によるか、あるいはブランクキャラクターの伝送によるか、あるいはブランクキャラクター状態を信号化する擬似ランダムストリングの放出により達成できる。ゼロ符号の長いストリングでさえこのストリングが長いパターン長を備える擬似ノイズ信号で符号化する。
【００５８】
つぎに本発明の帯機幅拡大の方法について説明する。
前記した通り、スペクトルの拡大にはいろいろな方法がある。電磁放出に対する効果は少なくとも２つの互いを完成させる方法が用いられる。極めてすぐれた組合せは擬似ノイズデータのある種のデータ変分の変調との時宜得た符号化である。時宜を得たデータ変分はいろいろな方法で変調できる。１つの方法は元データ周期信号を送信機端で状態修飾することである。もう１つ別の方法はデータ流れそれ自体の時宜を得た変数の状態修飾である。
【００５９】
データコーディングについては前記の通り、データ流れはＥＭＣ特性の最適化のランダムストリングの外見を備える必要がある。実データはランダム特性を実にしばしば表示する。信号もしくはビデオ映像信号の測定では、特定のノイズが常に起こるが、これもランダム特性に効果を示す。別の場合では、ランダムストリングの備わるデータ流れのコーディングは好ましい結果をもたらす。このコーディングは実施するのは極めて容易である。データが大きいブロックで伝送されると、おのおののブロックは所定のランダムストリングで専用Ｏ−リング法（図１３）にかけることが出来る。ここで、伝送済み信号はランダム信号の外見を備える。複数のゼロもしくは複数の１のストリングの最悪の状態でさえも、信号はランダム信号のように見える。
【００６０】
受信機は元データを同一のランダムストリングを備えるブロックの専用Ｏ−リングにより元データブロックとして再構築できる。また別の方法で、信号はフィードバックのついた送りレジスタに基づくことができる伝統的な擬似ランダムジェネレータに送ることができる。
【００６１】
また特定の状況がある場合、それにも焦点を合わせるべきである。データ並行−直列式コンバータの大半が定義された「ノーデータ」信号を提示し、データを失った場合これらのコンバータデータを同期させることができる。並行−直列式コンバータにデータが供給されない場合、普通１０乃至２０ビットの連続から成るこの短いデータ語を連続的に伝送することになる。この信号は結果として極めて広い周波数線線間距離と、極めて不良のＥＭＣ特性とをもたらす。従って、静的パターンが伝送のため未決のままであることをなんとしてでも避けるべきである。この状況を防ぐには、データが並行−直列式コンバータに供給される必要がある。これは単純なソフトウェア状態修飾により実施することができる。データを伝送しない代りに、データに供用されるが複数のゼロもしくは「ノーデータ」として識別できるかなりの他のパターンで満たされる同一のブロックが、伝送できる。複数のゼロの流れは専用のランダムパターンの備わるＯＲ組合わせにかけられる時、これは完全なランダムパターンをデータリンクに、従って最上のＥＭＣ特性を供給する。ランダムパターンを備える専用ＯＲ組合せに続いて、複数のゼロの流れが受信機側に「ノーデータ」として容易に識別できる。
【００６２】
上述の通り、スペクトル線の線間距離は、擬似ランダムパターン長に反比例する。スペクトル線の最小線間距離は式５により計算できる。データコーディング作業は変数の時宜を得た変調の技術を用いることで完了すべきである。極めて長いコードストリングが用いられない時、データコーディング技術が粗拡大の供給に最適であるのに対し、変数の時宜を得た変調が優れた拡大をもたらす最適の方法である。
【００６３】
周波数変調の場合の比較的低いデータ速度の改良を達成するため、周期が最低許容１０−４だけ移動される必要がある。これは送信機を受信機の周期の同期移動により達成できる。この移動の仕上げには、低周波数のメッセージ伝送が送信機と受信機の間に設けられる必要がある。このような情報は付加低周波数線を介するか、あるいは回転コネクタの場合、在来形のスリップ−リング回線を通して伝送できる。このような場合、騒音と帯域幅は決定的ではない。もう１つ別の方法は、送信機と受信機周期の間の同期性を変調させるＡＣエネルギー回路の場合のように、既に連帯して利用できるいくつかの信号を用いることである。それ故に付加信号は必要ではない。
【００６４】
よりよい成果は、時間に比例した極めて高い周波数をもつクロック信号の変調で達成できる。変調は極めて急速にして受信機ＰＬＬが周波数の変化について行けないようにする必要がある。全体の位相が大き過ぎると受信機はデータを失いかねない。このような場合、同様の技術たとえば序説で位相技術に関して述べたように適用出来る。この解決策は総体的にリンクならびにその実際のデータ周期速度と整合させる必要がある。
【００６５】
図１４は移相技術の回路構成の略図を示す。
【００６６】
図１５は１０ＫＨｚでの６．２８ラッド変調を備える位相変調された信号を示す。
【００６７】
図１６は１ＭＨｚの周波数変調をもつある種の周波数変調を示す。この周波数変調は時間に対し集積された位相角をもつ位相変調の特別の場合である。このような周波数変調された信号の単純実施例が図１７に示される。
【００６８】
入力信号は定常周期速度を提示する。これは間隔ｔｎ−ｔｎ−１が同一幅をもっていることを意味する。被制御遅延回路の場合、時間ｔ０、ｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８によるクロック信号変分がどんな遅延も提示しないのに対し、時間ｔ３、ｔ７による変分は小さい正遅延△と時間ｔ１，とｔ５の位置における変分が小さい負遅延−△ｔを表示する。その結果、第１のクロック信号周期Ｔ１は第２のクロック信号周期Ｔ２より大きい。その故にＴ１は次式で表わされる。
【００６９】
【式８】
0003937286.tif 000009
【００７０】
この目的のため、両クロック信号周期の基準周波数は等しい。
【００７１】
【式９】
0003937286.tif 000010
【００７２】
【式１０】
0003937286.tif 000011
【００７３】
ここでスペクトル線の数は２倍になった（図１８）。
【００７４】
スペクトル線のさらなる増加には、付加周波数ｆ１とｆ２の導入が可能である。これを達成させるには、遅延△ｔを式９と１０に対応して変化させることが必要なだけである。
【００７５】
このために、遅延制御手段が付加変調ジェネレータにより制御され、遅延制御手段を△ｔＭｉｎと△ｔＭａｘ間のすべての遅延を極めて低い周波数での通過を強いる。従って、ｆ１とｆ２間のスペクトル線が図１９に示されているようにうめられる。
【００７６】
極小付加遅延のため、信号は付加低同期化妨害（ジッタ）を備える信号と同様である（図２０参照）。この付加ジッタリングは考慮の要ある２つのスペクトル構成部分を与える。最初、高周波数変調は突ジッタのように作動する。それはリンク特性の影響を受ける。しかしながら、５％ジッタを与える無接触回転コネクタにとって５％の付加変調ジッタは受入れ可能である。デジタルリンク受信機の大半は２０％ジッタリングをなんの減損もなく受入れできる。変調ジェネレータの低周波構成部分は期間がＥＭＣ測定の集積の期間よりも僅かに短かくなるように選ばれる。ＣＩＳＰＲ１１に応じた測定には時間が１０ｍｓの間続く。それ故に変調周波数は１００Ｈｚより高い必要がある。この低周波数はすべての受信機により除去される。
【００７７】
周期リジェネレーション技術について説明すると、データ流れのスペクトル特性の状態修飾のもう１つの方法は完全な同期（リタイミング）回路の使用である。図２１は作業の基本的モード（Ｍｏｄｅ）を示す。データ流れはＰＬＬ回路に供給されてデータ周期の回復とリジェネレーションに回される。この再生クロック信号はデータ流れの同期（リタイミング）回路に供給される。付加変調ジェネレータ手段はＰＬＬ周波数を変化させてデータ流れを変調する。
【００７８】
この回路は前記の回路の特性と同様の動作を遅延させるが、同期化（リタイミング）と、従ってデータ流れのジッタリングのリダクション（低減）を付加的に行う。ＰＬＬ制御には利用できる２つの可能性がある。第１の機会はデジタルＰＬＬ出力信号の状態修飾と付加遅延の導入である。もう１つの可能性はＶＣＯアナログ信号による制御である。この概念の実施にはＶＣＯが当初その制御電圧に供給される小負パルスを供給、１期間もしくは数期間後、ＶＣＯに同一振幅をもつ小負パルスを供給出来る。これは結果として急速過渡周波数変化をもたらし、ＰＬＬが本質的に極めて急速となり、そのためＰＬＬがそれ自体それに対応できなくなる。
【００７９】
周期変調の場合と同様、付加ジッタリングはデータ流れに導入される。
【００８０】
さらに状態修飾されたデジタル信号についての測定について説明すると、いくつかの最終測定は拡大スペクトルを備えるＰＣＭ信号の利点を示す。図２２は１０１０信号の２００Ｍボーにおける最悪の状態を示す。ここでは振幅が１００ＭＨｚのピーク値が−１４．７ｄＢｍに等しい。正真正銘の８Ｂ／１０Ｂ符号化信号が用いられると、スペクトルは図２３に示された外観をもつ。この実施例では、ここで最大振幅は−２０．６ｄＢｍに相当する一方、スペクトル線の最小線間距離は２０ＭＨｚになる。短い長さのコーディングのため、このスペクトルは均質の拡がりを呈しない。それは望ましいことであろうが、定常電力密度を表示しないで、他方ではゼロが途中にあるいくつかのピーク値を示す。しかしながら、この配置でさえ１０１０信号の最悪の状態と比較してほぼ６ｄＢだけの改善をもたらす。また周波数変調が８Ｂ／１０Ｂ信号で行われる時、図２４によるスペクトルが得られる。ここでは最大振幅が−２５．３ｄＢｍに等しく、５ｄＢのさらなる改善がもたらされる。ここでは、周波数変調は８Ｂ／１０Ｂ信号スペクトル線間のギャップをうめるだけであるが、それはスペクトルの平滑化には適さない。パターン長が１２８ビットの長擬似ノイズストリングでのコーディングは、極めて均一のスペクトルをもたらし、図２５に図示したように最大振幅−３２．５ｄＢｍを呈する。この測定値は理論的研究で確認されている。いくつかの変化は理論的モデルの規定と単純化によってもたらされる。
【００８１】
【発明の効果】
以上説明したごとく、本発明に係る低妨害信号伝送のシステムおよび方法は、放出されたノイズレベルが、現行のＥＭＣ標準規格の意義の中で、伝送の品質特性の対応する減損なしに縮小することができるので、デジタル伝送回路、特に無接触回転伝送回路を形成することが可能となり、無接触高速データ回路、特に極めて大型の開放型装置たとえば計算機Ｘ線断層撮影機（ＣＴスキャナー手段）用に設計された装置の利用に不可欠である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の低妨害信号伝送のシステムの１つの実施例を示すブロック図である。
【図２】同上システムにおけるベースバンドで１９０Ｍボーを備える典型的伝送回路のノイズスペクトルを示す図である。
【図３】同上システムにおけるクロックジェネレータの周波数変調をさせた伝送回路のノイズスペクトルを示す図である。
【図４】同上システムにおける２００Ｍボー１０１０ＰＣＭ信号（上部グラフ）とビット周期信号（下部グラフ）を示す図である。
【図５】同上システムにおける２００Ｍボー１０１０−ＰＣＭ信号の９乃至１ＧＨｚのスペクトルを示す図である。
【図６】同上システムにおける１００００１００パターン（上部グラフ）をもつ２００ＭボーＰＣＭ信号と、ビット周期信号（下部グラフ）を示す図である。
【図７】同上システムにおける２００ＭボーＰＣＭ信号（１００００１００）の９乃至１ＧＨz のスペクトルを示す図である。
【図８】同上システムにおける標準ＭボーＰＣＭ信号（狭いグラフ）と、１００ＭＨｚの図示中心周波数で周波数変調済みビットクロック信号（幅広グラフ）と１０ＭＨｚだけ線間距離をあけた２００９ＭボーＰＣＭ信号を示す図である。
【図９】同上システムにおける周波数変調済みビットクロック信号（下部グラフ）を備える図８の２００Ｍボー信号（上部グラフ）の例証を示す図である。
【図１０】同上システムにおけるピーク振幅が−３６ｄＢｍと線間距離が１．５６ＭＨｚの２００ＭボーＰＣＭ−ＰＮ７スペクトル（ビットバターン長が１２８の擬似ノイズ）を示す図である。
【図１１】同上システムにおける振幅が−６０ｄＢｍそして線間距離が６．１ＫＨｚの２００ＭボーＰＣＭ−ＰＮ１５−スペクトル（ビットパターン長が３２７６８の擬似ノイズ）を示す図である。
【図１２】同上システムにおける振幅が−５４ｄＢｍそして線間距離が１．５ＫＨｚの２００ＭボーＰＣＭ−ＰＮ１７スペクトル（ビットパターン長が１３１０７２の擬似ノイズ）を示す図である。
【図１３】同上システムにおけるランダムコーディング（上部３つのグラフ）とデコーディング（下部３つのグラフ）をコーディングが擬似ノイズストリングの備わるデータの専用−ＯＲリンキングにより実現された状態を示す図である。
【図１４】同上システムにおける制御された位相移動手段を示す図である。
【図１５】同上システムにおける１００ＭＨｚでの２００ＭボーＰＣＭ基準周波数（狭いピーク）と１０ＫＨｚでの６．２８ラドの位相変調済み信号のスペクトル（幅広ピーク）を示す図である。
【図１６】同上システムにおける１００ＭＨｚでの２００ＭボーＰＣＭ基準周波数（狭いピーク）と１ＭＨｚでの周波数−変調済み信号（幅広ピーク）を示す図である。
【図１７】同上システムにおけるプレーン周波数変調済み信号を示す図である。
【図１８】同上システムにおける２重スペクトルを示す図である。
【図１９】同上システムにおける低周波数偏数でのＦＭ拡大スペクトルを示す図である。
【図２０】同上システムにおけるＦＭ−ＰＣＭ信号（上部クラフ）と低周波数偏移をもつビットクロック信号（下部グラフ）を示す図である。
【図２１】同上システムにおける周期リジェネレーションによる変調を示す図である。
【図２２】同上システムにおける９乃至１ＧＨｚの２００Ｍボー１０１０ＰＣＭ信号スペクトルを示す図である。
【図２３】同上システムにおける９乃至１ＧＨｚの８Ｂ／１０Ｂコーディングを備える２００Ｍボー１０１０−ＰＣＭ信号スペクトルを示す図である。
【図２４】同上システムにおける９乃至１ＧＨｚの８Ｂ／１０ＢコーディングとＦＭを備える２００Ｍボー１０１０−ＰＣＭ信号スペクトルを示す図である。
【図２５】同上システムにおける９乃至１ＧＨｚの擬似ランダムコーディングを備える２００Ｍボー１０１０−ＰＣＭ信号スペクトルを示す図である。
【符号の説明】
１  送信機
２  伝送回路（データチャンネル）
３  受信機
４  変調器装置
５  制御器装置
【図１】
0003937286.tif 000012
【図２】
0003937286.tif 000013
【図３】
0003937286.tif 000014
【図４】
0003937286.tif 000015
【図５】
0003937286.tif 000016
【図６】
0003937286.tif 000017
【図７】
0003937286.tif 000018
【図８】
0003937286.tif 000019
【図９】
0003937286.tif 000020
【図１０】
0003937286.tif 000021
【図１１】
0003937286.tif 000022
【図１２】
0003937286.tif 000023
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0003937286.tif 000027
【図１７】
0003937286.tif 000028
【図１８】
0003937286.tif 000029
【図１９】
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【図２０】
0003937286.tif 000031
【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
0003937286.tif 000035
【図２５】
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