(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ（２）により動作用電圧が印加されるブラシレスＤＣモータ（１）の固定子巻線の接続点における第１の中性点電圧と、ブラシレスＤＣモータ（１）の固定子巻線と並列に接続された抵抗の接続点における第２の中性点電圧との差電圧を積分した積分信号に基づいてブラシレスＤＣモータ（１）の回転子の回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいてインバータ（２）を制御するブラシレスＤＣモータ制御方法において、回転位置検出信号を基準とした現在のタイマ値から現在の電気角位相を算出し、回転位置検出信号を基準としたタイマ値から算出される一定角度および算出された電気角位相に基づいてインバータ（２）を制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力することを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御方法。
【請求項２】
回転位置検出信号のエッジでの基準タイマ値と現在のタイマ値とから現在の電気角位相を算出する請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
【請求項３】
インバータ（２）により動作用電圧が印加されるブラシレスＤＣモータ（１）の固定子巻線の接続点における第１の中性点電圧と、ブラシレスＤＣモータ（１）の固定子巻線と並列に接続された抵抗の接続点における第２の中性点電圧との差電圧を積分した積分信号に基づいてブラシレスＤＣモータ（１）の回転子の回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいてインバータ（２）を制御するブラシレスＤＣモータ制御装置において、
回転位置検出信号を検出する回転位置検出信号検出手段と、回転位置検出信号を基準とした現在のタイマ値から現在の電気角位相を算出する電気角位相算出手段と、回転位置検出信号を基準としたタイマ値から算出される一定角度および算出された電気角位相に基づいてインバータを制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力させるインバータ制御手段とを含むことを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項４】
前記電気角位相算出手段は、回転位置検出信号のエッジでの基準タイマ値と現在のタイマ値とから現在の電気角位相を算出するものである請求項３に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項５】
前記電気角位相算出手段は、回転位置検出信号のエッジでタイマ値をホールドし、前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものである請求項３または請求項４に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項６】
前記電気角位相算出手段は、回転位置検出信号のエッジで最優先割込み処理により読み込み、前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものである請求項３または請求項４に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、インバータにより動作用電圧が印加されるブラシレスＤＣモータの固定子巻線の接続点における第１の中性点電圧と、ブラシレスＤＣモータの固定子巻線と並列に接続された抵抗の接続点における第２の中性点電圧とに基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいてインバータを制御するブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、ブラシレスＤＣモータを制御するためには、回転子の回転位置を検出し、回転位置検出信号に基づいて、ブラシレスＤＣモータに動作用電圧を供給するためのインバータを制御することが必要であることが知られている。ここで、回転子の回転位置を検出ための装置として、ホール素子を用いたセンサなどを用いる装置が知られている（特開平９−１４９６７９号公報参照）。
【０００３】
また、インバータの電圧波形を矩形波とすることが一般的に採用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、例えば、空気調和装置の圧縮機の駆動源としてブラシレスＤＣモータを採用する場合には、圧縮機の内部環境が劣悪であるから、回転子の回転位置を検出するための、ホール素子を用いたセンサなどを用いる装置を採用することが困難である。すなわち、回転子の回転位置を検出するための、ホール素子を用いたセンサなどを用いる装置を採用したブラシレスＤＣモータは適用範囲が限定されてしまう。また、ホール素子の取付け精度の低下に起因する回転位置検出信号の誤差が発生してしまうという不都合もある。
【０００５】
このような不都合を解消しようとすれば、インバータ波形を１２０度通電波形とし、非通電区間に発生するモータ誘起電圧を検出することにより回転子の回転位置を検出する装置を採用することが考えられる。しかし、１２０度通電波形を採用するのであるから、回転子の永久磁石の磁束利用効率が低く、しかも転流時のトルクリプルが発生することに起因して、効率低下や騒音などが問題になるなどの不都合がある。また、インバータ波形を矩形波としてブラシレスＤＣモータを駆動する場合には、回転位置検出器からの出力信号の積分波形が図１６に示す波形になり、インバータ電圧の転流時になめらかでない変化点が現れ、この変化点がゼロクロス点に位置すると回転位置検出信号の誤差につながり、ブラシレスＤＣモータの制御性の悪化を引き起こしてしまう。
【０００６】
また、転流時のこのような不都合を解決するために、インバータの電圧波形を正弦波とすることが考えられるが、正弦波変調を行うためには、正確な回転位置を検出するための位置検出器、すなわち、１回転１０２４パルス程度の高価なエンコーダ等が必要であり、しかも、エンコーダ等を圧縮機内部に配置すると信頼性が保証されないことになるので、適用範囲が限定されてしまうことになる。
【０００７】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、ホール素子などを用いることなく回転子の回転位置を検出することができ、しかも、転流時の不都合の発生を防止することができるブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１のブラシレスＤＣモータ制御方法は、インバータにより動作用電圧が印加されるブラシレスＤＣモータの固定子巻線の接続点における第１の中性点電圧と、ブラシレスＤＣモータの固定子巻線と並列に接続された抵抗の接続点における第２の中性点電圧との差電圧を積分した積分信号に基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいてインバータを制御するに当って、回転位置検出信号を基準とした現在のタイマ値から現在の電気角位相を算出し、回転位置検出信号を基準としたタイマ値から算出される一定角度および算出された電気角位相に基づいてインバータを制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力する方法である。
【０００９】
請求項２のブラシレスＤＣモータ制御方法は、回転位置検出信号のエッジでの基準タイマ値と現在のタイマ値とから現在の電気角位相を算出する方法である。
請求項３のブラシレスＤＣモータ制御装置は、インバータにより動作用電圧が印加されるブラシレスＤＣモータの固定子巻線の接続点における第１の中性点電圧と、ブラシレスＤＣモータの固定子巻線と並列に接続された抵抗の接続点における第２の中性点電圧との差電圧を積分した積分信号に基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいてインバータを制御するものであって、回転位置検出信号を検出する回転位置検出信号検出手段と、回転位置検出信号を基準とした現在のタイマ値から現在の電気角位相を算出する電気角位相算出手段と、回転位置検出信号を基準としたタイマ値から算出される一定角度および算出された電気角位相に基づいてインバータを制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力させるインバータ制御手段とを含むものである。
【００１０】
請求項４のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記電気角位相算出手段として、回転位置検出信号のエッジでの基準タイマ値と現在のタイマ値とから現在の電気角位相を算出するものを採用するものである。
請求項５のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記電気角位相算出手段として、回転位置検出信号のエッジでタイマ値をホールドし、前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものを採用するものである。
【００１１】
請求項６のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記電気角位相算出手段として、回転位置検出信号のエッジで最優先割込み処理により読み込み、前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものを採用するものである。
【００１２】
【作用】
請求項１のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、インバータにより動作用電圧が印加されるブラシレスＤＣモータの固定子巻線の接続点における第１の中性点電圧と、ブラシレスＤＣモータの固定子巻線と並列に接続された抵抗の接続点における第２の中性点電圧との差電圧を積分した積分信号に基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいてインバータを制御するに当って、回転位置検出信号を基準とした現在のタイマ値から現在の電気角位相を算出し、回転位置検出信号を基準としたタイマ値から算出される一定角度および算出された電気角位相に基づいてインバータを制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力するのであるから、ホール素子などを用いることなく回転子の回転位置を検出することができるとともに、回転位置検出信号から正確な電気角位相を得てインバータを正弦波パルス幅変調を行い、転流時の不都合の発生を未然に防止して、ブラシレスＤＣモータを効率よく駆動することができる。
【００１３】
請求項２のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、回転位置検出信号のエッジでの基準タイマ値と現在のタイマ値とから現在の電気角位相を算出するのであるから、２つのタイマ値から簡単に現在の電気角位相を算出できるほか、請求項１と同様の作用を達成することができる。
請求項３のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、インバータにより動作用電圧が印加されるブラシレスＤＣモータの固定子巻線の接続点における第１の中性点電圧と、ブラシレスＤＣモータの固定子巻線と並列に接続された抵抗の接続点における第２の中性点電圧との差電圧を積分した積分信号に基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいてインバータを制御するに当って、回転位置検出信号検出手段によって回転位置検出信号を検出し、回転位置検出信号を基準とした現在のタイマ値から現在の電気角位相を算出し、インバータ制御手段によって、回転位置検出信号を基準としたタイマ値から算出される一定角度および算出された電気角位相に基づいてインバータを制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力させることができる。
【００１４】
したがって、ホール素子などを用いることなく回転子の回転位置を検出することができるとともに、回転位置検出信号から正確な電気角位相を得てインバータを正弦波パルス幅変調を行い、転流時の不都合の発生を未然に防止して、ブラシレスＤＣモータを効率よく駆動することができる。
請求項４のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記電気角位相算出手段として、回転位置検出信号のエッジでの基準タイマ値と現在のタイマ値とから現在の電気角位相を算出するものを採用するのであるから、２つのタイマ値から簡単に現在の電気角位相を算出できるほか、請求項３と同様の作用を達成することができる。
【００１５】
請求項５のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記電気角位相算出手段として、回転位置検出信号のエッジでタイマ値をホールドし、前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものを採用するのであるから、基準タイマ値の設定を簡単、かつ確実に達成できるほか、請求項３または請求項４と同様の作用を達成することができる。
【００１６】
請求項６のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記電気角位相算出手段として、回転位置検出信号のエッジで最優先割込み処理により読み込み、前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものを採用するのであるから、基準タイマ値の設定を簡単、かつ確実に達成できるほか、請求項３または請求項４と同様の作用を達成することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
図１はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【００１８】
ブラシレスＤＣモータ制御装置は、三相インバータ２からの出力電圧をブラシレスＤＣモータ１の固定子巻線に印加している。そして、ブラシレスＤＣモータ１によりコンプレッサ３を駆動するようにしている。
また、ブラシレスＤＣモータ１の固定子巻線の接続点における第１の中性点電圧と、ブラシレスＤＣモータ１の固定子巻線に対して並列接続された抵抗（図示せず）の接続点における第２の中性点電圧とを位置検出器４に供給している。この位置検出器４においては、前記両中性点電圧を入力として、両中性点電圧の差電圧を積分して積分信号を出力するとともに、積分信号のゼロクロスを検出して回転位置検出信号として出力する。
【００１９】
前記積分信号はレベル検出器５に供給され、レベル検出信号を出力する。また、前記回転位置検出信号は周期測定タイマ６に供給される。
この周期測定タイマ６のタイマ値は、キャプチャレジスタ７および周期演算部８に供給される。キャプチャレジスタ７は、回転位置検出信号のエッジでのタイマ値を周期測定タイマ６から取り込んで一時的に保持する。また、周期演算部８は、例えば、回転位置検出信号のエッジから次の回転位置検出信号のエッジまでのタイマ値を算出し、このタイマ値から周期を算出する。
【００２０】
周期演算部８から出力される周期演算結果は速度演算部９に供給され、速度演算部９から出力される現在速度（現在周波数）は、指令周波数と共に減算部１０に供給され、減算部１０から出力される差周波数は電圧速度制御部１１に供給され、電圧速度制御部１１から出力される電圧指令を正弦波ＰＷＭ制御部１２に供給している。
【００２１】
レベル検出器５から出力されるレベル検出信号はレベル検出部１３に供給され、レベル検出部１３からの出力信号は最大効率制御部１４に供給される。最大効率制御部１４から出力される位相補正角は位相指令部１５に供給され、位相指令部１５から出力される位相指令と、キャプチャレジスタ７の内容（例えば、キャプチャ値Ｔａ）と現在タイマ値Ｔｂとが角度演算部１６に供給され、角度演算部１６から出力される角度指令を正弦波ＰＷＭ制御部１２に供給している。また、レベル検出部１３からのリセット信号をレベル検出器５に供給しているとともに、最大効率制御部１４から出力される比較レベル設定信号をレベル検出器５に供給している。レベル検出部１３は、レベル検出器５からのレベル検出信号を取り込んで一時的に保持するとともに、レベル検出器５をリセットしてレベル検出器５による次のレベル検出に備える。最大効率制御部１４は、例えば、予め設定された積分信号レベルとなるように位相補正角を制御する、すなわち、積分信号が予め設定されたレベルより小さいときは位相補正角を進め、逆に大きいときは位相補正角を遅らせるよう制御するとともに、位相指令部１５から出力される位相指令とに基づいて最大効率運転を達成するための位相指令指示信号を出力する。角度演算部１６は、位相指令、キャプチャ値および現在のタイマ値を入力として、角度指令を求め、これを出力する。
【００２２】
そして、前記正弦波ＰＷＭ制御部１２から出力されるインバータ波形信号をドライブ部１７を介して三相インバータ２に供給している。
次いで、図２から図４に示すフローチャートを説明する。なお、図２、図３がキャリア周期割込み処理を説明するフローチャートであり、図４が回転位置検出信号による割込み処理を説明するフローチャートである。
【００２３】
先ず、キャリア周期割込み処理を説明する。
ステップＳＰ１において、周期測定タイマ６のタイマ値Ｔｂを読み込み、ステップＳＰ２において、タイマ値Ｔｂから回転位置検出信号のエッジでの周期測定タイマ６のタイマ値をホールドした値Ｔａを減算して現在角度タイマ値を算出し、ステップＳＰ３において、現在角度タイマ値が６０度に対応するタイマ値（以下、６０°タイマ値と称する）以下か否かを判定する。そして、現在角度タイマ値が６０°タイマ値以下であれば、ステップＳＰ４において、回転位置検出信号モードを波形ベクトルモードに設定する。逆に、現在角度タイマ値が６０°タイマ値よりも大きければ、ステップＳＰ５において、現在角度タイマ値から６０°タイマ値を減算して新たな現在角度タイマ値に設定し、ステップＳＰ６において、回転位置検出信号モードを１だけインクリメントして波形ベクトルモードに設定する。
【００２４】
ステップＳＰ４またはステップＳＰ６の処理が行われた後は、ステップＳＰ７において、６０°と現在角度タイマ値とを乗算した値を６０°タイマ値で除算して現在角度を算出し、ステップＳＰ８において、電圧制御率を設定する。
次いで、ステップＳＰ９において、位相補正角が６０°未満か否かを判定する。位相補正角が６０°未満である場合には、ステップＳＰ１０において、現在角度が位相補正角未満であるか否かを判定する。現在角度が位相補正角未満である場合には、ステップＳＰ１１において、波形ベクトルモードを回転位置検出信号の番号に対して２つ進める。ステップＳＰ１０において現在角度が位相補正角以上であると判定された場合には、ステップＳＰ１２において、波形ベクトルモードを回転位置検出信号の番号に対して３つ進める。
【００２５】
ステップＳＰ９において位相補正角が６０°以上であると判定された場合には、ステップＳＰ１３において、位相補正角が１２０°未満か否かを判定する。位相補正角が１２０°未満である場合には、ステップＳＰ１４において、位相補正角から６０°を減算した角度を新たな位相補正角とし、ステップＳＰ１５において、現在角度が位相補正角未満であるか否かを判定する。現在角度が位相補正角未満である場合には、ステップＳＰ１６において、波形ベクトルモードを回転位置検出信号の番号に対して１つ進める。ステップＳＰ１５において現在角度が位相補正角以上であると判定された場合には、ステップＳＰ１７において、波形ベクトルモードを回転位置検出信号の番号に対して２つ進める。
【００２６】
ステップＳＰ１３において位相補正角が１２０°以上であると判定された場合には、ステップＳＰ１８において、位相補正角から１２０°を減算した角度を新たな位相補正角とし、ステップＳＰ１９において、現在角度が位相補正角未満であるか否かを判定する。現在角度が位相補正角未満である場合には、後述するステップＳＰ２１の判定を行う。ステップＳＰ１９において現在角度が位相補正角以上であると判定された場合には、ステップＳＰ２０において、波形ベクトルモードを回転位置検出信号の番号に対して１つ進める。
【００２７】
ステップＳＰ１１の処理、ステップＳＰ１２の処理、ステップＳＰ１６の処理、ステップＳＰ１７の処理、ステップＳＰ２０の処理の何れかが行われた場合、またはステップＳＰ１９において現在角度が位相補正角未満であると判定された場合には、ステップＳＰ２１において、現在角度が位相補正角未満であるか否かを判定する。現在角度が位相補正角未満である場合には、ステップＳＰ２２において、現在角度に６０°を加算し、かつ位相補正角を減算した角度を電圧ベクトル角度Φ６とする。ステップＳＰ２１において現在角度が位相補正角以上であると判定された場合には、ステップＳＰ２３において、現在角度から位相補正角を減算した角度を電圧ベクトル角度Φ６とする。
【００２８】
ステップＳＰ２２の処理またはステップＳＰ２３の処理が行われた場合には、ステップＳＰ２４において、６０°からΦ６を減算した角度を電圧ベクトル角度Φ４とし、ステップＳＰ２５において、電圧制御率とｓｉｎΦ４とキャリアタイマ値Ｔ０とを乗算して電圧ベクトルタイマ値τ４とし、ステップＳＰ２６において、電圧制御率とｓｉｎΦ６とキャリアタイマ値Ｔ０とを乗算して電圧ベクトルタイマ値τ６とし、ステップＳＰ２７において、キャリアタイマ値Ｔ０からτ４およびτ６を減算し、減算結果を２で除算した値を電圧ベクトルタイマ値τ０およびτ７とし、ステップＳＰ２８において、パルス幅変調タイマをセットし、そのまま一連の処理を終了する。
【００２９】
次いで、回転位置検出信号による割込み処理を説明する
ステップＳＰ１において、位置信号モードを１つ進め、ステップＳＰ２において、周期演算を行い、ステップＳＰ３において、速度演算を行い、ステップＳＰ４において、電圧速度制御を行うとともに、電圧制御率を出力し、ステップＳＰ５において、位相による最大効率制御を行うとともに、位相補正角を出力し、そのまま一連の処理を終了する。
【００３０】
なお、ＰＷＭ制御を行うに当って用いられる電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は図５に示すとおりであり、電圧ベクトルＶ０、Ｖ７はゼロベクトルである。また、τ０、τ４、τ６、τ７は、それぞれ電圧ベクトルＶ０、Ｖ４、Ｖ６、Ｖ７の継続時間である。
さらに詳細に説明する。
【００３１】
図６はΦと用いるべき電圧ベクトルとの関係を示す図である。
この図６から明らかなように、角度Φが０〜π／３の範囲においては、電圧ベクトルＶ４、Ｖ６が採用され、角度Φがπ／３〜２π／３の範囲においては、電圧ベクトルＶ２、Ｖ６が採用され、角度Φが２π／３〜πの範囲においては、電圧ベクトルＶ２、Ｖ３が採用され、角度Φがπ〜４π／３の範囲においては、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３が採用され、角度Φが４π／３〜５π／３の範囲においては、電圧ベクトルＶ１、Ｖ５が採用され、角度Φが５π／３〜２πの範囲においては、電圧ベクトルＶ４、Ｖ５が採用される。また、何れの範囲においても、合成された電圧ベクトルの大きさが大きくなりすぎることを防止するために、ゼロベクトルＶ０、Ｖ７が併用される。
【００３２】
図７は回転位置検出信号と、キャリア割込（パルス幅変調の周期毎に発生する割込）と、出力波形との関係を説明する図である。
図７中（Ｃ）に示すようにキャリア割込が発生するごとに図2および図３に示すフローチャートの処理を行う。そして、図７中（Ｂ）に示すように回転位置検出信号が得られれば、回転位置検出信号のエッジで図４に示すフローチャートの処理を行う。そして、図４に示すフローチャートの処理を行って得られた位相補正角に基づいて、図７中（Ａ）に示すように出力波形ベクトルモードが切り替えられる。
【００３３】
図８、図９は図７の一部を拡大して示す図である。
図８、図９の何れにおいても、回転位置検出信号の立ち下がりのエッジを基準点Ｔａとし、現在角度タイマ値Ｔｂ−Ｔａを算出する。そして、現在角度タイマ値Ｔｂ−Ｔａと６０°タイマ値（電気角６０°分の過去の平均タイマ値）との大小を判定する。現在角度タイマ値Ｔｂ−Ｔａが６０°タイマ値以下の場合には、図８に示すように、現在角度タイマ値Ｔｂ−Ｔａを変更することなく、この角度を現在角度計算に使用する。逆に、現在角度タイマ値Ｔｂ−Ｔａが６０°タイマ値よりも大きい場合には、図９に示すように、現在角度タイマ値Ｔｂ−Ｔａから６０°タイマ値を減算して新たな現在角度タイマ値として採用し、さらに出力波形ベクトルモードの更新を行なう。
【００３４】
図１０は位相補正角の補正処理（ステップＳＰ９、ステップＳＰ１３、ステップＳＰ１４、ステップＳＰ１８の処理）を説明する概略図である。
図１０中（Ａ）は位相補正角が６０°未満の場合を示し、図１０中（Ｂ）は位相補正角が６０°以上、かつ１２０°未満の場合を示し、図１０中（Ｃ）は位相補正角が１２０°以上の場合を示している。
【００３５】
そして、図１０中（Ａ）の場合には、位相補正角をそのまま採用し、図１０中（Ｂ）の場合には、位相補正角から６０°を減算した角度を新たな位相補正角として採用し、図１０中（Ｃ）の場合には、位相補正角から１２０°を減算した角度を新たな位相補正角として採用する。また、図１０中（Ｂ）の場合、図１０中（Ｃ）の場合には、それぞれ減算角度だけずれた位置を新たな基準点Ｔａとしている。
【００３６】
図１１、図１２は出力波形モードの更新（ステップＳＰ１９、ステップＳＰ２０の処理）を説明する図である。
図１１は、現在角度が位相補正角未満の場合を示しており、位相補正角で定まる時点がモード切り替え点となるので、そのまま現在の出力波形ベクトルモードを維持する。また、図１２は、現在角度が位相補正角よりも大きい場合を示しており、位相補正角で定まる時点（現在角度よりも前の角度の時点）がモード切り替え点となるので、出力波形ベクトルモードを１つ進める。
【００３７】
ただし、図１１、図１２の処理が図１０中（Ｂ）に適用された場合には、図１０中（Ｂ）の処理で出力波形ベクトルモードを１つ進めていることになるので、ステップＳＰ１６、ステップＳＰ１７の処理に対応し、図１０中（Ａ）に適用された場合には、図１０中（Ａ）の処理で出力波形ベクトルモードを２つ進めていることになるので、ステップＳＰ１１、ステップＳＰ１２の処理に対応することになる。
【００３８】
以上、要約すれば、回転位置検出信号のエッジのタイミングで、フリーランしている周期測定タイマ６のタイマ値をキャプチャレジスタ７により取り込んでホールドする。ただし、最優先割込み処理を用いて読み込むようにしてもよい。
このようにしてホールドされ、または取り込まれたタイマ値を図８、図９に示す基準点（基準点タイマ値）Ｔａとする。
【００３９】
パルス幅変調の周期ごとに、周期測定タイマ６のタイマ値Ｔｂと基準点タイマ値Ｔａとの差を算出することにより、現在の電気位相角に相当する現在角度タイマ値を得ることができる。
そして、この現在角度タイマ値を６０°タイマ値と比較し、現在角度タイマ値が６０°タイマ値以下であれば、図８に示すように、現在角度タイマ値は出力波形ベクトルモードの更新点よりも前であるから、回転位置検出信号モードを出力波形ベクトルモードに設定する。逆に、現在角度タイマ値が６０°タイマ値よりも大きければ、図９に示すように、現在角度タイマ値は出力波形ベクトルモードの更新点よりも後であるから、現在角度タイマ値を更新するとともに、回転位置検出信号モードを１だけインクリメントして出力波形ベクトルモードに設定する。
【００４０】
その後、電圧制御率を設定し、図１０に示すように、位相補正角が０〜６０°の範囲か、６０°〜１２０°の範囲か、１２０°〜１８０°の範囲かを判定し、それぞれの範囲に応じて位相補正角をそのまま採用し、または位相補正角を補正する。そして、例えば、図１１、図１２に示すように、現在角度と位相補正角とを比較し、比較結果に基づいて、出力波形ベクトルモードをそのまま採用するか、進めるか、進める場合にはいくつ進めるかを設定する。
【００４１】
さらに、電圧ベクトル角度を計算するとともに、電圧ベクトルタイマ値を計算して、パルス幅変調のタイマをセットする。したがって、図１３中（Ａ）に示すように、インバータ２を正弦波パルス幅変調し、図１３中（Ｂ）に示すように、転流時の不都合の発生を未然に防止して、ブラシレスＤＣモータ１を効率よく駆動することができる。もちろん、劣悪な条件の圧縮機内部にホール素子等を設ける必要がなく、しかもブラシレスＤＣモータ１の回転子の回転位置を正確に検出することができる。
【００４２】
図１４、図１５は、基準点タイマ値をソフトウェアで読み込む場合の処理を説明するフローチャートである。なお、図１４の処理は、回転位置検出信号割込み処理１（最優先割込処理）であり、図１５の処理は、回転位置検出信号割込み処理２（優先レベルが低い割込処理）である。
図１４のフローチャートのステップＳＰ１において、基準点タイマ値Ｔａを読み込み、ステップＳＰ２において、回転位置検出信号割込み処理２を要求し、そのまま一連の処理を終了する。
【００４３】
図１５のフローチャートのステップＳＰ１において、位置信号モードを１つ進め、ステップＳＰ２において、周期演算を行い、ステップＳＰ３において、速度演算を行い、ステップＳＰ４において、電圧速度制御を行うとともに、電圧制御率を出力し、ステップＳＰ５において、位相による最大効率制御を行うとともに、位相補正角を出力し、そのまま一連の処理を終了する。
【００４４】
したがって、図１４、図１５のフローチャートの処理を採用した場合にも、キャプチャレジスタ７を用いて基準点タイマ値をホールドする場合と同様の作用を達成することができる。もちろん、ソフトウェア多重割込が発生した場合であっても、回転位置検出信号のエッジのタイミングを正確に検出することができ、この結果、精度よく位置信号の基準点を得ることができ、ひいては高精度な正弦波変調を達成することができる。
【００４５】
そして、正弦波変調を採用することに伴って積分信号の歪みがなくなるので、積分信号レベルをより小さく絞り込むことができ、モータ効率をより向上させることができる。この結果、等幅パルス幅変調を行う場合と比較して同等以上の制御性、省エネルギー性を実現することができる。
なお、この発明は上記の実施態様に限定されるものではなく、例えば、速度制御出力を位相補正角とし、最大効率制御出力を電圧制御率として制御を行なうことが可能であるほか、最大効率制御部、レベル検出器、レベル検出部として他の構成のものを採用することが可能であり、さらに、速度制御、最大効率制御を位置信号割込み以外に基いて行なうことが可能である。
【００４６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、ホール素子などを用いることなく回転子の回転位置を検出することができるとともに、回転位置検出信号から正確な電気角位相を得てインバータを正弦波パルス幅変調を行い、転流時の不都合の発生を未然に防止して、ブラシレスＤＣモータを効率よく駆動することができるという特有の効果を奏する。
【００４７】
請求項２の発明は、２つのタイマ値から簡単に現在の電気角位相を算出できるほか、請求項１と同様の効果を奏する。
請求項３の発明は、ホール素子などを用いることなく回転子の回転位置を検出することができるとともに、回転位置検出信号から正確な電気角位相を得てインバータを正弦波パルス幅変調を行い、転流時の不都合の発生を未然に防止して、ブラシレスＤＣモータを効率よく駆動することができるという特有の効果を奏する。
【００４８】
請求項４の発明は、２つのタイマ値から簡単に現在の電気角位相を算出できるほか、請求項３と同様の効果を奏する。
請求項５の発明は、基準タイマ値の設定を簡単、かつ確実に達成できるほか、請求項３または請求項４と同様の効果を奏する。
請求項６の発明は、基準タイマ値の設定を簡単、かつ確実に達成できるほか、請求項３または請求項４と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【図２】キャリア周期割込み処理の一部を説明するフローチャートである。
【図３】キャリア周期割込み処理の残部を説明するフローチャートである。
【図４】回転位置検出信号による割込み処理を説明するフローチャートである。
【図５】電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を説明する図である。
【図６】電気角と用いるべき電圧ベクトルとの関係を示す図である。
【図７】回転位置検出信号と、キャリア割込と、出力波形との関係を説明する図である。
【図８】図７の一部を拡大して示す図である。
【図９】図７の一部を拡大して示す図である。
【図１０】位相補正角の補正処理を説明する概略図である。
【図１１】出力波形モードの更新の一例を説明する図である。
【図１２】出力波形モードの更新の他の例を説明する図である。
【図１３】この発明による変調波形と積分信号との関係を示す図である。
【図１４】基準点タイマ値をソフトウェアで読み込む場合の処理の一部を説明するフローチャートである。
【図１５】基準点タイマ値をソフトウェアで読み込む場合の処理の残部を説明するフローチャートである。
【図１６】従来の変調波形と積分信号との関係を示す図である。
【符号の説明】
１ ブラシレスＤＣモータ  ２ 三相インバータ
【図１】
0003949794.tif 000002
【図２】
0003949794.tif 000003
【図３】
0003949794.tif 000004
【図４】
0003949794.tif 000005
【図５】
0003949794.tif 000006
【図６】
0003949794.tif 000007
【図７】
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【図８】
0003949794.tif 000009
【図９】
0003949794.tif 000010
【図１０】
0003949794.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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