(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振インバータであって、
少なくとも１つのインダクタンスと１つのキャパシタとを有する共振回路と、
前記共振回路に電気的に接続され、少なくとも１つの電力用電子部品を備えたスイッチ回路と、
所与の制御アルゴリズムまたは戦略に従って各電力用電子部品を制御するための制御回路とを備え、前記制御回路は前記スイッチ回路に電気的に接続され、
共振インバータはさらに、前記共振回路の少なくとも１つのインダクタンス（１２；３２；６２）に誘導的に結合された少なくとも１つの制御インダクタンス（１２’；３２’；６２’）を有するパルス発生回路（１２’，１５；３２’，３１；１０１）を備えることを特徴とする共振インバータ。
【請求項２】
前記インバータの電力用スイッチ部品（２１〜２６；４１〜４６；８１〜８６）は少なくとも１つのダイオード（２１’〜２６’；８１’〜８６’）に逆並列に結合されることを特徴とする請求項１記載の共振インバータ。
【請求項３】
前記共振回路は少なくとも２つのスイッチ回路に接続され、前記共振回路はさらに少なくとも１つのＤＣ集電キャパシタンス（３０）を備えることを特徴とする請求項１または２記載の共振インバータ。
【請求項４】
前記パルス発生回路は制御インダクタンス（１２’；３２’；６２’）及び／または共振回路の少なくとも１つのインダクタンス（１２；３２；６２）の何れかの電圧の符号を検出する手段を備え、前記パルス発生回路は、１つまたは複数の制御インダクタンスにおける電流及び電圧が完全に或いは部分的に同相になるように少なくとも１つの制御インダクタンス（１２’；３２’；６２’）において電流パルスを生成するための手段を備えることを特徴とする請求項３記載の共振インバータ。
【請求項５】
前記共振回路の出力上の電圧がゼロまたはほぼゼロであることを検出するための手段をさらに備え、前記手段は制御回路に電気的に接続され、前記制御回路は、電圧がゼロまたはほぼゼロであることを検出手段が検出するとスイッチ回路にオン／オフ制御信号を発信するように適合化されていることを特徴とする請求項３記載の共振インバータ。
【請求項６】
パルス発生回路（１２’，１５；３２’，３１；１０１）を備える共振インバータの共振回路において振動を維持する方法であって、エネルギーは共振回路の少なくとも１つのインダクタンスとの誘導的結合を介して前記パルス発生回路から共振回路へと移動されることを特徴とする方法。
【請求項７】
共振回路のインダクタンスに移動されるエネルギーは、実質的に共振回路の抵抗損に対応することを特徴とする請求項６記載の方法。
【発明の詳細な説明】
技術の分野
本発明は、請求項１の導入部分に定義されている通りの共振インバータに関し、また請求項６の導入部分に定義されている通りの共振インバータの共振回路における振動を維持する方法に関する。
米国特許明細書第５，１１１，３７４号は、短絡タイプの共振インバータを開示している。この特許明細書に記述されている共振インバータは付随する共振回路を有する電源またはＤＣバスを備えており、これは次いで、各々が逆並列の結合ダイオードを有する複数のパワースイッチより成る付属のスイッチ回路に送電する、或いは送電される。
しかしながら、上述の回路は、回路の共振部分における共振振動の維持が複雑かつ不便であるという欠点を有している。かくしてこの共振振動は、共振キャパシタの短絡によって初期化され、維持される。第１に、パワースイッチにストレスが掛かる。これは振動が初期化される際に特に明白であり、他の条件が同じであるとするとインバータの寿命に影響する。第２に、達成可能な最大電圧に関連して適用範囲が限定される。第３に、使用される短絡方法は、共振回路における振動状態の包括的な電流制御を必要とする。
スイッチを通じた０Ｖ等の所与の限界基準値が関連の全振動過程において達成されることが仮定されていないため、この接続においては、共振インバータのスイッチの開閉時点を決定するという他の問題点が発生する。従って、スイッチ制御と共振回路の振動との同期は極めて困難であり、煩わしい。
発明の要約
請求項１に記述されているように、共振インバータが、共振回路の少なくとも１つのインダクタンスに誘導的に結合された少なくとも１つの制御インダクタンスを有するパルス発生回路を追加的に備えている場合は、エネルギーはパルス発生回路から誘導的カップリングを介して共振回路へと供給され得ることが保証される。この結果、共振回路は、共振回路における振動の開始が所望されるか、或いは簡単に維持されるかに関わらず、所望される振動過程に極めて特定的に初期化され制御されることが可能である。
本発明は、こうして共振回路が簡単に制御されることを可能にし、これにより、構成要素のストレス、頻繁な電力停止及びこれに続く回路の再始動を不要にする。
さらに、短絡等に起因する突然の電圧ジャンプが発生しないため、望ましくない過渡現象は最適な方法で減衰される、或いは完全に回避されることが可能である点に注目しなければならない。
また、共振回路における振動はいわゆる自己調整式に作られることが可能であるため、共振回路の振動状態を制御する制御回路は大幅に単純化されることが可能である点に注目しなければならない。
従って、本発明によれば、振動はその下位の振動状態において０Ｖまでは下がらないため、共振回路における振動が完全に止まるといった状況を回避することが可能である。
さらに、共振回路の非常に単純な制御は共振回路の極めて予測可能かつ均一な再生可能出力を提供し、従ってスイッチ回路用の制御アルゴリズムは単純化されることが可能である点に注目しなければならない。その理由の１つは、共振回路の出力のゼロ交差が検出及び制御のための非常に単純な基礎を提供することにある。
さらに、本発明は、制御回路のインバータにおける共振回路自体からの電気的絶縁を可能にする。
パルス生成回路が共振回路に誘導的に結合されると、さらに、パルスの発生を振動回路におけるインダクタンスの電圧の符号に依存させること等により共振回路の物理的特性がパルスの発生を制御できることが保証される。
従って本発明によれば、スイッチ回路内のスイッチが最小の振動損失を有するように共振回路を最適に適用することが可能であって、各スイッチの最小のｄｖ／ｄｔを取得可能であると同様にオン−オフ切換が最適には０Ｖで実行可能であるために、非常に高い効率を達成可能である。
従って本発明は、エネルギーを共振回路に誘導的に供給することにより共振回路における抵抗損の補償を可能にする。
本発明によれば、回路の共振振動の「ソフト」スタートを実行することもまた可能であって、適正な時間の後には好ましくない過度現象またはオーバーシュートなしに所望の共振振動が達成され、また同じく最小のエネルギー供給によって振動を維持することが可能である。
さらに、原則的には、共振インバータは双方向性に配置可能であることに注目しなければならない。
電力用電子部品は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＧＴＯ、ＩＧＴＢまたはこれらに類似するものによって形成されることが可能である。
請求項２に記述されているように、共振インバータの電力用電子部品が少なくとも１つのダイオードに逆並列に結合されている場合には、逆並列に結合されたダイオードが双方向性特性をシステムに分与することから、本発明の特に効果的な実施形態が達成される。
請求項３に記述されているように、回路が少なくとも１つの電力用電子部品を有するスイッチ回路を追加的に備え、前記スイッチ回路が共振インバータの共振回路に電気接続されていて共振回路が少なくとも２つの回路に接続され、前記共振回路がまた少なくとも１つのＤＣ集電キャパシタンスを備えている場合には、それ自体周知の方法で２つのＡＣネットワークまたは発生器をＤＣ集電キャパシタンスを介して双方向的に接続することのできるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器が達成される。
従って、本発明によれば、２つのＡＣネットワーク間の過渡現象のない、或いはほとんど過渡現象のない動的な結合を達成することが可能である。
各ＡＣサイド間の双方向的接続が所望される場合には、スイッチ回路内の個々のスイッチは双方向性でなければならないことが理解されるであろう。
請求項４に記述されているように、周波数発生回路が制御インダクタンス及び／または共振回路の少なくとも１つのインダクタンスの何れかの電圧の符号を検出するための手段を備えていて、前記周波数発生回路が少なくとも１つの制御インダクタンスにおいて電流パルスを発生させ、１つまたは複数の制御インダクタンスにおける電流及び電圧が完全に或いは部分的に同相にある場合には、共振回路固有の振動特性及び特に共振回路の実際の振動状態が共振回路のインダクタンスとパルス発生回路のインダクタンスとの間の誘導的結合を介して過渡現象を決定することから、共振回路における振動を単純な方法で開始し、制御し、維持することが可能である。
従ってエネルギーは、振動期間の少なくとも一部において、パルス発生回路から共振回路へと移動されることが決定的事項である。
パルス発生回路が上述のインダクタンスの１つを通じた電圧相に依存して電流を発生させる場合は、パルス発生回路と共振回路との間の結合された二重のフィードフォワード及びフィードバックが取得される結果となる。
さらに本発明によれば、制御インダクタンス上の電圧の符号を検出するための手段の構築は、これを制御インダクタンスの巻線に接続された単一の比較器によって簡単に製造できることから、極めて簡単である点にも注目しなければならない。
さらに、本実施形態が共振回路から専ら電気的に絶縁されて構築される場合には、これが低電圧によってのみ負荷される低電力において製造されることが可能であるため、本実施形態は極めて単純かつ洗練されている点にも注目しなければならない。
任意の回路においては、本発明に一致して、正電圧で制御インダクタンスに同相電流が供給され、制御インダクタンスを通じた電圧が負であれば電流が供給されず、これにより制御インダクタンスから共振インダクタンスへの全エネルギー移動が実際に実行されることが好適であろう。
請求項５に記述されているように、共振回路の出力上の電圧がゼロまたはほぼゼロであることを検出するための手段を共振インバータが備えていて、前記手段が制御回路に電気接続され、電圧がゼロまたはほぼゼロであることを検出手段が検出すれば前記制御回路がスイッチ回路にオン／オフ制御信号を発生するようにのみ適合化されている場合には、スイッチ回路の制御は共振回路の振動に簡単に同期されることが可能であるため、本発明の効果的な実施形態が達成される。
この場合もやはり、共振回路における振動状態は極めて予測性が高くかつ均一であって、共振回路の出力上の単純なゼロ交差が制御回路の十分な入力パラメータとなることが多く、次いで制御回路は個々のスイッチを開閉することが可能であるため、検出及び制御回路は極めて単純な方法で構築されることが可能である点に注目しなければならない。
制御回路は、必ずしも共振回路の出力上にゼロ電圧が検出される度に発信される必要のないことは理解されるであろう。
また本発明によれば、制御インダクタンスと共振インダクタンスとの間の誘導的結合を介してゼロ交差を検出することが可能であるが、これは、共振回路の高電圧部分におけるゼロ交差は制御インダクタンス上の電流検出及び共振回路の認識から演繹されることが可能であることから元来独自的である。これによりシステム全体はさらに単純化され、共振回路と周波数発生回路との間の誘導的結合の一次側またはより特定的には低電圧側に全ての検出回路を供給することが可能であるため、さらに頑丈でまたさらに安価なインバータ設計が可能になる。
請求項６に記述されているように、エネルギーが共振回路の少なくとも１つのインダクタンスとの誘導的結合を介して共振回路へと移動される場合には、共振回路における共振振動の効果的な制御及び維持が達成される。
請求項７に記述されているように、共振回路のインダクタンスに移動されるエネルギーが実質的に共振回路の抵抗損に対応している場合には、本発明は、共振回路における振動の維持に実際に必要な特定量のエネルギー供給を可能にすることから、本発明の特に効果的な実施形態が達成される。
実際には、多くの接続において、抵抗損に対応するエネルギーよりも大きいエネルギーを供給することが必要であり、或いは効果的である。
図面
以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明に一致するＤＣ−ＡＣ共振インバータの説明的スケッチである。
図２は、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ共振インバータの形式である本発明のさらなる実施形態を示している。
図３は、本発明に一致するＤＣ−ＡＣ共振変換器のより詳細な構成を示している。
図４は、本発明に一致する図３が示す共振変換器に対応する共振変換器の過渡現象を示している。
実施例
図１は、本発明に一致する実施形態の説明的なスケッチを示している。
図１に示された実施形態は、三相出力を有するＤＣ−ＡＣ共振インバータである。
この共振インバータはＤＣ電圧源１０によって形成されており、ＤＣ電圧源１０の一方の端子はアース１１に接続され、他方の端子はインダクタンス１２によって形成される共振回路の入力に接続され、インダクタンス１２は抵抗器１３に直列に接続され、抵抗器１３は共振キャパシタ１４を介してアース１１に接続されている。
このように、図示されたインバータにおける共振回路はインダクタンス１２とこれに接続されたキャパシタ１４とによって形成され、抵抗器１３は回路における減衰を形成している。
共振回路のゲートＡは、６つのＩＧＢＴ２１〜２６及び付属の逆並列に結合されたダイオード２１’〜２６’より成るスイッチ回路に接続されている。この接続においては、他の多くのタイプのパワースイッチを使用可能であり、図示されている回路も、所望される任意の位相数によって周知の方法で構成されることが可能である点は指摘されなければならない。
スイッチ回路の全てのＩＧＢＴ２１〜２６は制御回路（図示されていない）に接続されており、制御回路は、所与の制御アルゴリズムに従って個々のＩＧＢＴを開閉する。但し、スイッチ回路のスイッチ２１〜２６の開閉は、電力ロス及び構成要素のストレスが回避されるようにこれらに電圧が通じていないときに実行することが望ましい点は理解されるであろう。
図示されている共振インバータは、追加的に３つの出力１６、１７及び１８を有しており、これらは希望に応じて外的に接続することができる。
インダクタンス１２は最終的に、パルス発生器１５によって電力を供給されるインダクタンス１２’を介してパルス発生回路に誘導的に接続される。
図示されている例は、例えば誘導モータ用の制御パルスの発生の制御装置であることが可能である。
従って前記回路は、電圧源１０が所与のＤＣ電圧を供給し、このＤＣ電圧が、インダクタンス１２と抵抗１３とキャパシタンス１４とから成る共振回路を介して、振動回路の共振周波数に対応する周波数及びＤＣ電圧に対応するオフセットを有するＡＣ電圧に変換されるという機能を有している。
次にスイッチ回路は、制御回路（図示されていない）に依存して、ゲートＡ上のＡＣ電圧を出力１６、１７及び１８上の三相の脈動電圧に分断する。
上述のように、スイッチ回路のスイッチ２１〜２６は、望ましくはこれらに電圧が通じていないときに開閉され、これによって電力ロス及び構成要素のストレスを未然に防止する。ゲートＡ上のＡＣ振動は本発明に従って極めて良好に限定され、従って切換回数は複雑かつ高価な測定回路なしに簡単な方法で最適に決定可能であるため、この制御は本発明によれば特に単純であることは指摘されるべきであり、本発明によれば、理論上はＡＣ電圧に共振回路の固有周波数によって決定される良好に限定された時間で電圧０Ｖを供給可能であることから、スイッチ２１〜２６において損失なしに切換を行うことが可能である。
また、本発明によれば、概してパルス生成回路と共振回路との間に直流分離を取得することが可能であって、これにより概して構成要素の選定、構成要素のストレス、構成要素の寿命及び寸法取りに関して多大な効果が達成されることが認められる。
図２は、本発明に一致するさらなる実施形態を示している。
図示されている実施形態は、三相ＡＣ−三相ＡＣ変換器、またはより特定的には並列共振ＤＣリンク変換器である。
本発明によるインバータは、３つのステージ１００、２００及び３００を含んでいる。
このインバータの第１のステージ１００は整流スイッチセット４４，４４’；４５，４５’；４６，４６’によって形成されており、これらは、例えば付属の逆並列に結合されたダイオードを有しているバイポーラトランジスタによって形成可能である。これらは、接続部４７、４８、４９及びインダクタンス４７’、４８’、４９’を介してＡＣネットワークに接続される。
インバータの第２のステージ２００は共振キャパシタンス３４を有する共振回路を備えており、共振キャパシタンス３４は、共振インダクタンス３２と中間回路キャパシタンス３０との直列結合に対して並列に結合されている。従って、この共振回路はインバータの第１のステージ１００とは並列に結合されている。
共振キャパシタンス３４と共振インダクタンス３２は、周知の方法で共振回路の共振周波数、即ちステージ１から印加されたＤＣ電圧が共振回路によって変換された後の周波数を限定する。
中間回路キャパシタンス３０は、ダイオードが導電されると回路の第１及び第３のステージ１００及び３００における逆並列に結合されたダイオードと共にダイオードからの電荷を受容することから、第２のステージ２００のＤＣ要素として作用する。
インバータの第３のステージ３００はスイッチセット４１，４１’；４２，４２’；４３，４３’によって形成されており、これらは、例えば付属の逆並列に結合されたダイオードを有しているバイポーラトランジスタによって形成可能である。これらは、例えばインダクタンス３６’、３７’、３８’及び接続部３６、３７、３８を介して三相モータに接続される。
電流が第２のステージ２００から第３のステージ３００に向けて流れる場合には、第２のステージのキャパシタンス３０は接続部３６、３７及び３８上に電荷を供給し、これが第３のステージのスイッチによって変調される。この場合は、上述のように、キャパシタンス３０には、接続部４７、４８及び４９によって、インダクタンス４７’、４８’及び４９’、及び逆並列に結合されたダイオード、並びにスイッチ４４、４４’、４５、４５’、４６及び４６’を介して通常形の能動整流回路のように電流が供給される。
電流が第２のステージ２００から第１のステージ１００に向けて流れる場合には、第２のステージのキャパシタンス３０は、接続部４７、４８及び４９上に電荷を供給する。この場合、キャパシタンス３０は、接続部３６、３７及び３８によって、インダクタンス３６’、３７’及び３８’（これらは例えば三相インダクタンスモータとすることができる）、及び逆並列に結合されたダイオード、並びにスイッチ４１、４１’、４２、４２’、４３及び４３’を介して通常形のインバータ回路のように電流を供給される。
スイッチにおける上述の電流経路は、スイッチ回路に組み込まれたスイッチによって周知の方法で能動的に制御されることは理解されるであろう。
従って、以上の記述から、図示された並列共振リンクが双方向性であることが分かる。
共振インダクタンス３２はインダクタンス３２’に誘導的に結合され、インダクタンス３２’は電流源３１と共に閉じた共振制御回路２００’を形成している。従って、実共振回路或いは第２のステージ２００は共振制御回路２００’から直流的に分離されていることが理解されるであろう。電流源３１は、第２のステージにおいて低電圧回路から比較的高い電圧及び電流を有する回路への誘導的なエネルギー移動を介して共振振動を開始し、制御し、維持できるように、単純な方法で構築されることが可能である。
従って、第２のステージ２００における共振回路の共振振動は、中間回路キャパシタンス３０によって供給され、共振回路のＡＣ振動が初期化され、維持される。
図３は、本発明に一致するＤＣ−ＡＣ共振変換器のさらに詳細な構造を示している。
ＤＣ−ＡＣ変換器の基本形態は図１に図示されている通りである。
この共振インバータはＤＣ電圧源６０によって形成されており、ＤＣ電圧源６０の一方の端子はアース６１に接続され、他方の端子はインダクタンス６２によって形成される共振回路の入力に接続され、インダクタンス６２は共振キャパシタ６４を介してアース６１に接続された抵抗器６４に直列に接続されている。
インダクタンス６２は例えば値１５０μＨを有し、キャパシタンス６４は値１００ｎＦを有する。
このように、図示されたインバータにおける共振回路はインダクタンス６２とこれに接続されたキャパシタ６４とによって形成され、抵抗器６３は振動回路における抵抗損を構成している。
共振回路のゲートＡはさらに、６つのＩＧＢＴ８１〜８６及び付属の逆並列に結合されたダイオード８１’〜８６’より成るスイッチ回路に接続されている。この接続においては、他の多くのタイプのパワースイッチを使用可能であり、図示されている回路も所望される任意の位相数によって周知の方法で製造されることが可能である点は指摘されなければならない。
スイッチ回路のＩＧＢＴ８１〜８６は全て制御回路（図示されていない）に接続されており、制御回路は、所与の制御アルゴリズムに従って個々のＩＧＢＴを開閉する。但し、スイッチ回路のスイッチ８１〜８６は、これらに電圧が通じていない場合に開閉され、これにより電力損失及び構成要素のストレスを未然に防止することが望ましい点は理解されるであろう。
図示された共振回路はさらに、三相インダクタンスモータに接続された３つの出力６６、６７及び６８を有している。
インダクタンス６２は最終的に、パルス発生器１０１によって電力を供給されるインダクタンス６２’を介してパルス発生回路に誘導的に接続される。
図示されている例は、例えば誘導モータ用の制御パルスの生成の制御装置とすることが可能である。
インダクタンス６２’を供給するパルス発生回路は次のように構成される。
共振回路のインダクタンス６２に誘導エネルギーを供給するインダクタンス６２’は、６２及び６２’間の相互結合における分散インダクタンスを表すインダクタンス１０２に直列に接続されている。
さらにインダクタンス１０２及び６２’の端子は、各々比較器１０９用の入力抵抗１０５及び１０８に接続されている。
比較器の入力は各々、キャパシタ１０３及び抵抗器１０４、並びにキャパシタ１０６及び抵抗器１０７を介して接地されている。
比較器１０９はＬＭ３１１型であることが可能であり、キャパシタ１０３及び１０６は値１ｎＦを仮定することが可能であり、抵抗１０４及び１０７は値１ｋΩを仮定することが可能であり、また入力抵抗器１０５、１０８は値５０ｋΩを仮定することが可能である。
比較器の出力は、入力電圧の符号に依存して値０Ｖまたは５Ｖを仮定することが可能である。従って値５Ｖはインダクタンス１０２及び６２’間の正電圧において仮定され、値０Ｖは同インダクタンス間の負電圧において仮定される。
比較器１０９の出力は、続いてＮＡＮＤゲート１１０に供給され、ＮＡＮＤゲート１１０の出力は、追加のＮＡＮＤゲート１１１、及びデジタル信号トランスフォーマ１２１を介してスイッチ１１２の制御入力１１２’に電気的に接続されている。
追加のＮＡＮＤゲート１１１からの出力は、デジタル信号トランスフォーマ１２０を介して追加のスイッチ１１３の制御入力１１３’に電気的に接続されている。
ＮＡＮＤ回路は、例えばＴｅｘａｓ７４  １３２型とすることが可能である。
デジタル信号トランスフォーマは例えばＴＬＰ２５０型（東芝）とすることが可能であり、入力信号の電圧が例えば本出願においては約１５Ｖの高電圧に変換されるという機能を有する。
スイッチ１１３の入力は、一部が電流源１０１の一方の端子に接続され、また一部が補償抵抗器１１４を介して比較器の入力抵抗器１０８に接続されている。
補償抵抗器１１４の機能は、トランスフォーマにおける有害なキャパシタンスを補償することにある。
スイッチ１１３の出力は、一部が電流発生器１０１の他方の端子に接続され、また一部が信号トランスフォーマ１１２の出力端子に接続されている。
スイッチ１１２の入力端子はさらに、比較器１０９の入力抵抗１０５及び分散インダクタンス１０２に電気的に接続されている。
こうして前記回路は、比較器１０９及びインダクタンス６２’及び１０２によって実行される符号の検出の関数として電流をインダクタンス６２’に供給する。
図示された回路は、インダクタンス６２’に負電圧（インバータの共振回路におけるインダクタンス６２から誘導される）が通じるとインダクタンス６２’に供給される電流がゼロまたはほぼゼロとなり、これによりエネルギーはインダクタンス６２’と６２の間で移動しないように配置されている。
インダクタンス６２’に正電圧（同じくインバータの共振回路におけるインダクタンス６２から誘導される）が通じると、インダクタンス６２’には正の電流パルスが供給され、従ってエネルギーはインダクタンス６２’から６２へと移動される。この電流パルスは、インダクタンス６２’に再度負の電圧が出現すると中断される。
従って、本発明に一致する適切な構造のパルス発生回路は、共振回路の振動に依存して、エネルギー（誘導エネルギー）が主としてパルス発生回路から共振回路へと移動する、即ちエネルギーは６２’から６２へと移動するという結果を有することが分かるであろう。
従って実際には、パルスを発生させる低出力回路から共振回路の高出力回路に十分な補償エネルギーを供給することが可能であろう。
この補償エネルギーはこうして非常に高い全体効率を達成するために移動され、回路は過不足のないエネルギーを移動するように適切に配置されている。このため、構成要素のストレス及び高い電力消費に繋がる回路構成要素の突然の起動にもエネルギーは使用されない。
さらに実際には、小さな振動が非常に短時間、例えば１ミリ秒で安定した振動状態にまで増大することができるため、共振回路の振動状態における突然の干渉を用いることなく、図示された低出力回路によって振動を開始することが可能である。図４は、これについて示したものである。このように、周波数発生回路に少量の不均衡な信号が供給されるだけで始点振動状態が開始され、電流発生器は上述の通り、インダクタンス６２を通じる電圧が正であれば僅かではであるが十分なエネルギーを電流発生器１０１からインダクタンス６２’を介して共振回路に加えることから、この状態は各固有の振動が実行される度に徐々に上方向に励起される。
また、パルス発生回路は共振回路から直流的に分離されていることにも注目しなければならない。
図４ａ及び４ｂは、本発明に一致する図３に示されたものに対応する共振コンバータの過渡現象を示している。
図４ｂは、共振回路のキャパシタ６４を通じた電圧を示している。
振動は、時間ｔ＝０の時点でパルス発生回路に導入される少量の不均衡によって励起され、続いてエネルギーがパルス発生回路からの振動へと徐々に供給される。次いで、振動はＶｐｐ値１ｋｖへと徐々に接近していき、約１ミリ秒後には既にこれが達成される。
低い方の電圧ピークは、徐々に０Ｖに接近する。低い方のピークが０Ｖに到達すると、逆並列に結合されたダイオード８１’〜８６’は導電を開始し、次いで平衡状態が想定される。平衡状態では、共振回路における共振振動は、やはりパルス発生回路からの最小エネルギーの供給によって維持される。
図４ａはスイッチを通る対応する電流経路を示しており、これは、約０．６ミリ秒から１．０ミリ秒の間に０Ａから約１３〜１５Ａにまで徐々に増大している。
スイッチの制御は適切なアルゴリズムに従って実行され、共振キャパシタ６４を通る電圧がゼロであることが検出された場合には、こうしたスイッチが起動されても電圧ジャンプが発生しないことが保証されている。
本発明は、説明された実施例に限定されるものではなく、本発明は既存の構造または機能への組み込み、或いはこれらとの一体的な構築が可能であることは理解されるであろう。こうした機能の一例として、例えば米国特許第４，８６４，４８３号に記述されている能動または受動クランピングは本発明の範囲において共振インバータ内で実施することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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