(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
空中に音波および送信電波を送信し、大気乱流または前記音波面によって反射された電波を受信し、音波面エコーと大気乱流エコーのドップラ速度を観測し大気中での音速を求め前記大気温度を測定する大気温度測定方法において、
前記反射された電波についてＡＤ変換後の受信信号のデータレートを下げる第１データレート低速化ステップと、
該第１データレート低速化ステップでデータレートを下げた前記受信信号をもとに、大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出ステップと、
前記ＡＤ変換後の受信信号を周波数変換する周波数オフセットステップと、
該周波数オフセットステップで周波数変換した前記受信信号のデータレートを低速化する第２データレート低速化ステップと、
該第２データレート低速化ステップでデータレートを下げた前記周波数変換されている受信信号をもとに音波面エコーのドップラ速度を算出する第２ドップラ速度算出ステップと、
該第２ドップラ速度算出ステップで算出した音波面エコーのドップラ速度に対し、前記周波数オフセットステップによる周波数変換分を補正する周波数オフセット補正ステップと、
前記第1ドップラ速度算出ステップで算出した前記大気乱流エコーのドップラ速度と、前記第２ドップラ速度算出ステップで算出し、前記周波数オフセット補正ステップで補正した前記音波面エコーのドップラ速度とをもとに前記大気中における音速を算出する音速算出ステップと、
該音速算出ステップで算出した音速をもとに前記大気中における温度を算出する温度算出ステップと、
を備えたことを特徴とする大気温度測定方法。
【請求項２】
空中に音波および送信電波を送信し、大気乱流または前記音波面によって反射された電波を受信し、音波面エコーと大気乱流エコーのドップラ速度を観測し大気中での音速を求め前記大気温度を測定する大気温度測定方法において、
前記反射された電波についてＡＤ変換後の受信信号のデータレートを低速化するデータレート低速化ステップと、
該データレート低速化ステップでデータレートが低速化された前記受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出ステップと、
前記ＡＤ変換後の受信信号に対し、帯域通過フィルタにより大気乱流エコー成分を除去して音波面エコー成分のみの信号を抽出する音波面エコー成分抽出ステップと、
該音波面エコー成分抽出ステップで抽出した信号をダウンサンプルする第２ダウンサンプルステップと、
該第２ダウンサンプルステップでダウンサンプルした信号からドップラ速度を求める第２ドップラ速度算出ステップと、
該第２ドップラ速度算出ステップで求めたドップラ速度に対してドップラ速度の折返し補正を行うドップラ速度補正ステップと、
前記第１ドップラ速度算出ステップで求めたドップラ速度と前記ドップラ速度補正ステップで折返し補正したドップラ速度とをもとに音速を算出する音速算出ステップと、
該音速算出ステップから出力された音速から温度を算出する温度算出ステップと、
を備えていることを特徴とする大気温度測定方法。
【請求項３】
空中に音波を送信する音波送信手段と、送信電波を空中に送信し、大気乱流または前記音波面によって反射された電波を受信する空中線と、前記送信電波を生成して前記空中線へ出力し、かつ前記空中線から受信電波を入力して受信信号を生成するレーダ送受信手段と、該レーダ送受信手段で生成された前記受信信号を入力し大気温度を算出する信号処理手段とを備えた大気温度測定装置において、
前記信号処理手段は、
前記レーダ送受信手段から入力した受信信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、
該ＡＤ変換手段から出力されたＡＤ変換後の受信信号を入力し、前記受信信号のデータレートを低速化する第１データレート低速化手段と、
該第１データレート低速化手段から出力された前記データレートの低速化された受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段と、
前記ＡＤ変換手段によるＡＤ変換後の受信信号を入力し、前記ＡＤ変換後の受信信号の周波数をオフセットさせる周波数オフセット手段と、
該周波数オフセット手段から出力される周波数オフセットされた前記受信信号のデータレートを低速化する第２データレート低速化手段と、
該第２データレート低速化手段から出力された前記データレートの低速化された受信信号から音波面エコーのドップラ速度を求める第２ドップラ速度算出手段と、
該第２ドップラ速度算出手段から出力されたドップラ速度に対して、前記周波数オフセット手段における周波数オフセット処理によって生じたドップラ速度のオフセットを補正するオフセット補正手段と、
前記第１ドップラ速度算出手段から出力された大気乱流エコーのドップラ速度と前記オフセット補正手段で補正した音波面エコーのドップラ速度の差を計算することにより音速を算出する音速算出手段と、
該音速算出手段から出力された音速から大気の温度を算出する温度算出手段と、
を備えていることを特徴とする大気温度測定装置。
【請求項４】
第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段は、
入力されたＡＤ変換後の信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化するダウンサンプル手段を備えていることを特徴とする請求項３記載の大気温度測定装置。
【請求項５】
第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段は、
入力されたＡＤ変換後の信号に低域通過フィルタ処理を施す低域通過フィルタ手段と、
該低域通過フィルタ手段から出力された信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化するダウンサンプル手段とを備えていることを特徴とする請求項３記載の大気温度測定装置。
【請求項６】
第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段は、
入力されたＡＤ変換後の信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段を備えていることを特徴とする請求項３記載の大気温度測定装置。
【請求項７】
第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段は、
入力されたＡＤ変換後の信号に窓関数をかける窓関数手段と、
該窓関数手段から出力された信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段とを備えていることを特徴とする請求項３記載の大気温度測定装置。
【請求項８】
周波数オフセット手段は、
時刻に比例する位相角を持ち、かつ大きさが１の複素指数関数を入力信号に乗算することにより入力信号の周波数をオフセットさせることを特徴とする請求項３記載の大気温度測定装置。
【請求項９】
周波数オフセット手段は、
時刻に比例する位相角を持ち、かつ大きさが１の複素指数関数値を有限個だけ記憶しておく複素指数関数テーブルを有し、
該複素指数関数テーブルから複素指数関数値を読み取り、その複素指数関数値を入力信号に乗算し入力信号の周波数をオフセットさせることを特徴とする請求項８記載の大気温度測定装置。
【請求項１０】
空中に音波を送信する音波送信手段と、送信電波を空中に送信し、大気乱流または前記音波面によって反射された電波を受信する空中線と、前記送信電波を生成して前記空中線へ出力し、かつ前記空中線から受信電波を入力して受信信号を生成するレーダ送受信手段と、該レーダ送受信手段で生成された受信信号を入力し大気温度を算出する信号処理手段とを備えた大気温度測定装置において、
信号処理手段は、
入力した前記受信信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、
該ＡＤ変換手段から出力されたＡＤ変換後の受信信号を入力し、そのデータレートを低速化するデータレート低速化手段と、
該データレート低速化手段から出力された前記データレートの低速化された受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段と、
前記ＡＤ変換手段によるＡＤ変換後の受信信号を入力し、帯域通過フィルタにより大気乱流エコー成分を除去して音波面エコー成分のみを通す帯域通過フィルタ手段と、
該帯域通過フィルタ手段から出力された信号をダウンサンプルする第２ダウンサンプル手段と、
該第２ダウンサンプル手段によりダウンサンプルされた信号からドップラ速度を求める第２ドップラ速度算出手段と、
該第２ドップラ速度算出手段から出力されたドップラ速度に対してドップラ速度の折返し補正を行うドップラ速度折返し補正手段と、
前記第１ドップラ速度算出手段から出力されたドップラ速度と前記ドップラ速度折返し補正手段から出力されたドップラ速度の差を計算することにより音速を算出する音速算出手段と、
該音速算出手段から出力された音速から温度を算出する温度算出手段とを備えていることを特徴とする大気温度測定装置。
【請求項１１】
データレート低速化手段は、
入力されたＡＤ変換後の受信信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化する第１ダウンサンプル手段を備えていることを特徴とする請求項１０記載の大気温度測定装置。
【請求項１２】
データレート低速化手段は、
入力されたＡＤ変換後の受信信号に低域通過フィルタ処理を施す低域通過フィルタ手段と、
該低域通過フィルタ手段から出力された信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化する第１ダウンサンプル手段とを備えていることを特徴とする請求項１０または請求項１１記載の大気温度測定装置。
【請求項１３】
データレート低速化手段は、
入力されたＡＤ変換後の受信信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段を備えていることを特徴とする請求項１０記載の大気温度測定装置。
【請求項１４】
データレート低速化手段は、
入力されたＡＤ変換後の受信信号に窓関数をかける窓関数手段と、
該窓関数手段から出力された信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段とを備えていることを特徴とする請求項１０記載の大気温度測定装置。
【請求項１５】
第１ドップラ速度算出手段または第２ドップラ速度算出手段は、
入力された信号にＦＦＴ処理を施し、該ＦＦＴ処理が施された出力からパワースペクトルを算出し、該算出したパワースペクトルに対しインコヒーレント積分処理を行い、該インコヒーレント積分後のパワースペクトルから前記入力された信号のドップラ速度を算出することを特徴とする請求項３から請求項１４のうちのいずれか１項記載の大気温度測定装置。
【請求項１６】
第１ドップラ速度算出手段または第２ドップラ速度算出手段は、
パルスペア処理によって入力データのドップラ速度を算出するパルスペア手段を備えていることを特徴とする請求項５から請求項７、または請求項１２から請求項１４のうちのいずれか１項記載の大気温度測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、Ｒａｄｉｏ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｓｏｕｎｄｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ（以下、ＲＡＳＳという）により大気の温度を測定する大気温度測定方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
大気観測用ドップラレーダと音波を併用することによって大気の温度を測定するＲＡＳＳと呼ばれる大気温度測定方法が従来知られている。図１０は、従来の大気温度測定方法（以下、ＲＡＳＳという）による大気温度を測定する大気温度測定装置（以下、ＲＡＳＳ装置という）の全体構成を示すブロック図である。図において、１３１は温度を測定しようとする大気へ電波を送信するとともに、大気中の大気乱流またはスピーカ１３６からの音波の等位相面である音波面によって反射された電波を受信する空中線、１３２は送信電波と受信電波との送受信を行うレーダ送受信手段、１３３は受信信号を処理する信号処理手段、１３４はデータの記録と表示とを行うデータ表示・記録手段、１３５はレーダ送受信手段１３２と音波発生手段１３７との制御を行う制御手段、１３６は温度を測定しようとする上空へ音波を送信するスピーカ、１３７は前記上空へ送信する音波を発生させる音波発生手段である。
【０００３】
図１１は、ＲＡＳＳによる温度分布の測定原理を示す説明図である。
まず、スピーカ１３６によって音波を上空に送信する。これによって、上空に音波面が音速で伝播する。この音波面を、空中線１３１、レーダ送受信手段１３２、信号処理手段１３３、データ表示・記録手段１３４から構成されるドップラレーダによって観測すると、前記音波面から反射した電波（以下、音波面エコーという）によって音波面のドップラ速度を測定することができる。
【０００４】
音波面は大気の流れである風に流されることから、音波面の速度は音速と風速の和となる。ドップラレーダでは音波面エコー以外に大気乱流で反射された電波（以下、大気乱流エコーという）が音波面エコーと同時に観測される。大気乱流エコーのドップラ速度が風速の視線方向成分となることから、ドップラレーダで音波面エコーと大気乱流エコーを観測し、前者から音波面速度、後者から視線方向の風速を求めれば、両者の差から音速Ｃａ［ｍ／ｓ］が求められる。
【０００５】
さらに、音速Ｃａと前記上空の大気の仮温度Ｔｖの間には、Ｋｄを定数とすると、Ｔｖ＝Ｃａ／Ｋｄで表される関係があることから、前記上空の大気の仮温度Ｔｖ［Ｋ］を算出することが可能となる。ただし、Ｋｄは定数であり、Ｋｄ＝２０．０４７の値をとる。ここで仮温度Ｔｖとは、混合比ｗ（水蒸気密度と乾燥空気の密度の比）と大気温度Ｔ［Ｋ］を用いてＴｖ＝（１＋０．６１ｗ）Ｔで表される量である。
通常、対流圏中では大気温度Ｔと仮温度Ｔｖとの差が１Ｋ以下であることから、仮温度Ｔｖによって大気温度Ｔの近似値を知ることができる。
【０００６】
前述のように、ＲＡＳＳ観測では大気乱流エコーと音波面エコーが同時に観測される。そこで、従来技術１として、図１２に示すレーダ送受信手段１３２および図１３に示す信号処理手段１３３によるＲＡＳＳ装置によって温度測定を実現することが考えられる。
【０００７】
図１２は、この従来技術１のレーダ送受信手段１３２の構成を示すブロック図であり、一般のレーダ装置のレーダ送受信手段と同様の構成となっている。図において、３０１は送信電波と受信電波とを切り替える送受切換手段、３０２は送信電波を発生させる送信手段、３０３は空中線１３１により受信された受信電波を受信処理する受信手段である。この受信手段３０３は、増幅手段３０４、周波数変換手段３０５、位相検波手段３０６、局部発信器３０７、および基準信号発生器３０８から構成されている。
【０００８】
増幅手段３０４は受信信号を増幅するものである。周波数変換手段３０５は、増幅された受信信号を中間周波数に変換するものである。位相検波手段３０６は、中間周波数に変換された受信信号からアナログの複素受信信号を生成するものである。局部発振器３０７は、受信信号を中間周波数に変換するための局部発振波を出力するものである。基準信号発生器３０８は、中間周波数に変換された前記受信信号に対し位相検波を行うための基準信号を発生させるものである。
【０００９】
次に、このレーダ送受信手段１３２の動作について説明する。
送信手段３０２で送信電波を発生させ、送受切換手段３０１を経由して空中線１３１に送出する。空中線１３１は前記送信電波を大気へと放射する。大気へ放射された電波は大気中の大気乱流または音波面によって反射され、空中線１３１によって前記反射された電波がレーダに受信される。この受信電波は、送受切換手段３０１を経由して受信手段３０３に入力される。受信手段３０３は受信信号を増幅手段３０４によって増幅した後に、周波数変換手段３０５で前記受信信号を中間周波数に変換する。さらに位相検波手段３０６によってアナログの複素受信信号を生成し、信号処理手段１３３へと出力する。
【００１０】
次に、この信号処理手段１３３について説明する。
図１３は、この信号処理手段１３３の構成を示すブロック図であり、図において、１００は受信手段３０３から入力されたアナログの複素受信信号をディジタルの複素受信信号に変換するＡＤ変換手段、１０１はＡＤ変換後の複素受信信号に対して高速フーリエ変換を行うＦＦＴ手段、１０２は周波数軸上で大気乱流エコーのスペクトルと音波面エコーのスペクトルを分離するスペクトル分離手段、１０３ａは大気乱流エコーのドップラ速度を算出するためにスペクトル分離後の大気乱流エコーに対しインコヒーレント積分処理を行う第１インコヒーレント積分手段、１０４ａは大気乱流エコーのドップラ速度を算出するための第１ドップラピーク検出手段、１０３ｂは音波面エコーのドップラ速度を算出するためにスペクトル分離後の音波面エコーに対しインコヒーレント積分処理を行う第２インコヒーレント積分手段、１０４ｂは音波面エコーのドップラ速度を算出するための第２ドップラピーク検出手段、１０８は音波面エコーのドップラ速度と大気乱流エコーのドップラ速度の差から音速を算出する音速算出手段、１０９は大気温度を算出する温度算出手段である。
【００１１】
次に、この信号処理手段１３３の動作について説明する。
まず、受信手段３０３の位相検波手段３０６から入力されたアナログの複素受信信号をＡＤ変換手段１００によってディジタルの複素受信信号に変換する。このＡＤ変換後の複素受信信号に対してＦＦＴ手段１０１によってＦＦＴ処理を施す。これにより、大気乱流エコーのスペクトルは低周波領域にピークが現れ、音波面エコーのスペクトルは高周波領域にピークが現れる。そこでスペクトル分離手段１０２によって周波数軸上で大気乱流エコーのスペクトルと音波面エコーのスペクトルを分離する。
【００１２】
スペクトル分離後の大気乱流エコーに対しては、第１インコヒーレント積分手段１０３ａおよびドップラピーク検出手段１０４ａによってドップラ速度を算出する。一方、スペクトル分離後の音波面エコーに対しては、第２インコヒーレント積分手段１０３ｂおよびドップラピーク検出手段１０４ｂによってドップラ速度を算出する。音速算出手段１０８では、音波面エコーのドップラ速度と大気乱流エコーのドップラ速度の差から音速を算出し、温度算出手段１０９において前述した式、Ｔｖ＝Ｃａ／Ｋｄにより大気温度Ｔを近似的に算出する。
【００１３】
ただし、ＲＡＳＳ観測では、３４０ｍ／ｓ程度の音波面速度を高い精度で測定する必要があるため、従来技術１ではＦＦＴ点数の増加により信号処理の負荷が高くなる。例えば０．５ｍ／ｓよりも高い周波数分解能を得るためには、１３６０以上のＦＦＴ点数が必要となる。そのため、この方式は従来ほとんど用いられていなかった。
【００１４】
その代わり、従来では、音波面エコーに合わせて周波数をオフセットさせたコヒーレント発振器を用いて位相検波を行うことにより、音波面エコーの見かけのドップラ周波数を低くし、少ないＦＦＴ点数で高い周波数分解能のドップラスペクトルが得られるようにしている。これを実現する具体的方式である従来技術２を図１４および図１５に示す。
【００１５】
図１４は、前記従来技術１のレーダ送受信手段１３２に代わる、この従来技術２のレーダ送受信手段１４１の構成を示すブロック図である。図１４において図１２と同一の部分については同一の符号を付し説明を省略する。図において、３０６ｂはオフセットＣＯＨＯ（ｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）信号によって位相検波を行う第２の位相検波手段、３０９は基準信号発生器３０８の出力の周波数をオフセットさせるＣＯＨＯ周波数オフセット手段、３１３はこのレーダ送受信手段１４１の受信手段である。
【００１６】
図１４に示すレーダ送受信手段１４１が従来技術１の図１２に示すレーダ送受信手段１３２と異なる部分は、位相検波手段を２つもつことである。位相検波手段３０６は図１２の位相検波手段３０６と同様にＣＯＨＯ信号を用いて位相検波を行う。それに対して、第２の位相検波手段３０６ｂは、ＣＯＨＯ周波数オフセット手段３０９により基準信号発生器３０８の出力の周波数をオフセットさせたオフセットＣＯＨＯ信号によって位相検波を行う。これにより、図１６に示すように、音波面エコーのドップラ速度は見かけ上、小さなドップラ速度となる。
【００１７】
レーダ送受信手段１４１から出力された２つの位相検波後のアナログの複素受信信号は、図１５に示す信号処理手段１４２によって信号処理される。
【００１８】
図１５は、この信号処理手段１４２の構成を示すブロック図である。図１５において図１３と同一の部分については同一の符号を付し説明を省略する。図において、１００ａはＣＯＨＯ信号で位相検波されたアナログの複素受信信号をディジタルの複素受信信号に変換する第１ＡＤ変換手段、１００ｂはオフセットＣＯＨＯ信号で位相検波されたアナログの複素受信信号をディジタルの複素受信信号に変換する第２ＡＤ変換手段、１０３ｃは第１ＡＤ変換手段１００ａにより変換されたディジタルの複素受信信号に対しコヒーレント積分処理を行う第１コヒーレント積分手段、１０３ｄは第２ＡＤ変換手段１００ｂにより変換されたディジタルの複素受信信号に対しコヒーレント積分処理を行う第２コヒーレント積分手段、１１１は大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段、１１２は音波面エコーのドップラ速度を算出する第２ドップラ速度算出手段、１１３は音波面エコーのドップラ速度のオフセットを補正するオフセット補正手段である。
【００１９】
図１４に示すように、従来技術２では２つの受信信号が出力される。そこで、信号処理手段１４２ではこれら２つの受信信号を同時に処理するために、第１ＡＤ変換手段１００ａ、第２ＡＤ変換手段１００ｂ、第１コヒーレント積分手段１０３ｃ、第２コヒーレント積分手段１０３ｄ、第１ドップラ速度算出手段１１１、第２ドップラ速度算出手段１１２がそれぞれ備わっている。
【００２０】
図１５に示す第１ＡＤ変換手段１００ａには、ＣＯＨＯ信号で位相検波された受信信号が入力され、大気乱流エコーのドップラ速度が第１ドップラ速度算出手段１１１から出力される。
【００２１】
一方、第２ＡＤ変換手段１００ｂには、オフセットＣＯＨＯ信号で位相検波された受信信号が入力され、音波面エコーのドップラ速度が第２ドップラ速度算出手段１１２から出力される。ただし、出力された音波面エコーのドップラ速度は周波数がオフセットしているため、オフセット補正手段１１３によってドップラ速度のオフセットを補正する。
【００２２】
図１７は、第１ドップラ速度算出手段１１１および第２ドップラ速度算出手段１１２の構成を示すブロック図である。図において１２１はＦＦＴ手段、１２２はインコヒーレント積分手段、１２３はドップラピーク検出手段である。
【００２３】
ここで、図１５に示す信号処理手段１４２の第１コヒーレント積分手段１０３ｃおよび第２コヒーレント積分手段１０３ｄで行われるコヒーレント積分とは、複素信号を位相を変えずに積算する処理と定義している。コヒーレント積分によりＳＮ比が向上される。また、コヒーレント積分によってデータレートが低下するため、ＣＯＨＯ周波数をオフセットさせない場合よりもＦＦＴ点数を少なくすることが可能となる。
【００２４】
コヒーレント積分は低域通過周波数特性を持つ。この低域通過特性により、大気乱流エコー処理では高周波域に存在する音波面エコー成分が抑圧される。一方音波面エコー処理では、周波数オフセットにより大気乱流エコーが高周波域に移動するため、大気乱流エコー成分が抑圧される。しかし、コヒーレント積分の高周波抑圧特性はあまり抑圧度が高くないため、コヒーレント積分後にも、エリアジングによって大気乱流エコーがＦＦＴ処理の帯域内に混入することがある。そこで、大気乱流エコーのデータから求められた大気乱流エコーのドップラ速度から、エリアジングにより混入する大気乱流エコーのドップラ周波数を算出し、その周辺のスペクトルを除去する。
【００２５】
ただし、周波数軸上で大気乱流エコーのエリアジングが音波面エコーと重なってしまう場合は、大気乱流エコーの除去が不可能となる。そこで、通常は、両者ができるだけ重ならないような観測パラメータの設定が行われる。エリアジングによって地形エコーおよび大気乱流エコーが混入する周波数範囲はＦＦＴのサンプリングレートによって決まる。そのため、地形エコーおよび大気乱流エコーが音波面エコーと重ならないようにするには、ＦＦＴのサンプリング間隔、すなわちパルス繰り返し周期とコヒーレント積分数の積を適切に調整する必要がある。
【００２６】
なお、前記従来技術２では受信チャネルが２つ必要であったが、これを１チャネルで実現するＲＡＳＳ装置も採用されている。次に、この従来技術３について説明する。
図１８は、前記従来技術１のレーダ送受信手段１３２に代わる、この従来技術３のレーダ送受信手段１５１の構成を示すブロック図である。図において図１４と同一の部分については同一の符号を付し説明を省略する。図において３１０は基準信号切換手段、３２３はこのレーダ送受信手段１５１の受信手段である。
【００２７】
この方式では受信チャネルを１チャネルとするために、ＣＯＨＯ信号とオフセットＣＯＨＯ信号が基準信号切換手段３１０によって大気乱流エコーと音波面エコーの観測毎に交互に切り換えられる。これは大気乱流エコーの観測と音波面エコーの観測を交互に繰返すことを意味する。大気乱流エコーを観測する場合にはＣＯＨＯ信号が用いられ、音波面エコーを観測する場合にはオフセットＣＯＨＯ信号が用いられる。
【００２８】
図１９は、前記従来技術２の信号処理手段１４２に代わる、従来技術３の信号処理手段１５２の構成を示すブロック図である。図１９において図１５と同一の部分については同一の符号を付し説明を省略する。図において、１１５は受信手段３２３から入力されたアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換するＡＤ変換手段、１１６はディジタルの受信信号に対しコヒーレント積分処理を行うコヒーレント積分手段、１１７は大気乱流エコーの観測と音波面エコーの観測におけるドップラ速度を算出するドップラ速度算出手段、１１８は大気乱流エコーの観測と音波面エコーの観測とで処理の切り換えを行うドップラ速度切換手段である。
【００２９】
この信号処理手段１５２においても、大気乱流エコーの観測と音波面エコーの観測とで処理の切り換えがドップラ速度切換手段１１８によって行われる。すなわち、大気乱流エコーの観測時にはドップラ速度算出手段１１７の出力は音速算出手段１０８に入力され、音波面エコー観測時にはドップラ速度算出手段１１７の出力がオフセット補正手段１１３に入力され、オフセット補正手段１１３でドップラ速度のオフセットを補正した後に音速算出手段１０８にドップラ速度が入力される。
【００３０】
この従来技術３では、受信手段３２３の位相検波手段３０６と、信号処理手段１５２のＡＤ変換手段１１５が１つあればよい。しかし、大気乱流エコーの観測と音波面エコーの観測が交互に行われるため、両観測に時間的なずれが生じる。これにより音速算出精度が劣化する。
【００３１】
以上のように、従来のＲＡＳＳの観測方式は次の３つに分類できる。
従来技術１：ＣＯＨＯオフセットなし。音波面エコーと大気乱流エコーの同時観測が可能。この従来技術１は、図１２および図１３で示したように、大きなＦＦＴ点数で大気乱流エコーと音波面エコーを同時に処理する方式である。ＦＦＴ点数が大きくなることを除けば他の２つの従来技術２、従来技術３よりも優れているが、ＦＦＴ点数が大きくなることによる信号処理負荷が大きいことから、従来はほとんど用いられていない。
【００３２】
従来技術２：ＣＯＨＯオフセットあり。音波面エコーと大気乱流エコーの同時観測が可能。この従来技術２は、図１４に示したように受信信号を２分岐させ、一方を大気乱流エコーの信号として位相検波を行い、他方を音波面エコーの信号としてＣＯＨＯ周波数をオフセットさせた位相検波を行い、それぞれのＩ，Ｑ信号を図１５に示す信号処理手段１４２の入力とする方式である。少ないＦＦＴ点数で音波面エコーの処理が可能となるため、従来よく用いられてきたものである。
【００３３】
また、この方式では、ドップラスペクトルのエリアジングによって、音波面エコーと大気乱流エコーが重ならないようにＰＲＦ（パルス繰返周波数）とコヒーレント積分数を適切に設定する必要がある。従って、ＰＲＦとコヒーレント積分数の設定の自由度が低いレーダの場合、適切な観測パラメータが選択できず、音波面エコーと大気乱流エコーの分離が難しくなることがある。
【００３４】
従来技術３：ＣＯＨＯオフセットあり。音波面エコーと大気乱流エコーの交互観測。この従来技術３は、図１８に示すレーダ送受信手段５１を用いてＣＯＨＯをオフセットさせない観測とオフセットさせる観測を交互に繰り返すことにより、大気乱流データと音波面データを収集し、図１９に示す信号処理手段１５２により信号処理を行う方式である。この方式では、音波面エコーと大気乱流エコーが同時に得られないため、両エコーの時間的なずれを補正するための時間方向のデータ補間を適切に行う必要がある。しかし、気象状況が短時間に変化するような場合、データ補間の精度劣化が温度測定の誤差の要因となる可能性がある。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の大気温度測定方法および装置は以上のように構成されているので、ドップラスペクトルのエリアジングによって、音波面エコーと大気乱流エコーが重ならないようにＰＲＦとコヒーレント積分数を適切に設定する必要がある。ＰＲＦとコヒーレント積分数の設定の自由度が低いレーダの場合、適切な観測パラメータが選択できず、音波面エコーと大気乱流エコーの分離が難しくなる可能性を含んでいるという課題があった。
【００３６】
また、音波面エコーと大気乱流エコーを同時に得るためには受信系が２チャネル必要であり、１チャネルで交互に観測すると、両エコーの時間的なずれを補正するための時間方向のデータ補間を適切に行う必要がある。しかし、気象状況が短時間に変化するような場合、データ補間の精度劣化が温度測定の誤差の要因となる可能性を含んでいるという課題があった。
【００３７】
これらの課題は、コヒーレント積分を行う変わりにＦＦＴ点数を多くすること、すなわち、一度のＦＦＴ処理で大気乱流エコースペクトルと音波面エコースペクトルの両スペクトルを求めることで解決できるが、ＦＦＴ点数を多くするには高い性能の信号処理ハードウェアが必要となる。特に、既に製作されているウィンドプロファイラにＲＡＳＳ機能を追加する場合、信号処理ハードウェアの制約により、大きな点数でのＦＦＴ処理が実行できないなど、ハードウェア上の制約で精度の高い温度測定を行うことが容易でないという課題があった。
【００３８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、少ない演算量の増加で精度の高い温度測定を行うことの可能な大気温度測定方法および装置を得ることを目的とする。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る大気温度測定方法は、大気乱流または音波面によって反射された電波についてＡＤ変換後の受信信号のデータレートを下げ、データレートを下げた前記受信信号をもとに、大気乱流エコーのドップラ速度を算出する一方、前記ＡＤ変換後の受信信号を周波数変換し、データレートを低速化し、データレートを低速化した前記周波数変換されている受信信号をもとに音波面エコーのドップラ速度を算出し、該算出した音波面エコーのドップラ速度に対し前記周波数変換分を補正し、前記算出した大気乱流エコーのドップラ速度と、前記補正した音波面エコーのドップラ速度とをもとに大気中における音速を算出し、前記音速から大気温度を求めるようにしたものである。
【００４０】
この発明に係る大気温度測定方法は、大気乱流または音波面によって反射された電波についてＡＤ変換後の受信信号のデータレートを低速化し、該低速化された前記受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する一方、前記ＡＤ変換後の受信信号に対し、帯域通過フィルタにより大気乱流エコー成分を除去して音波面エコー成分のみの信号を抽出し、該抽出した信号をダウンサンプルし、該ダウンサンプルした信号から音波面エコーのドップラ速度を求め、該求めたドップラ速度に対してドップラ速度の折返し補正を行い、該折返し補正した音波面エコーのドップラ速度と前記求めた大気乱流エコーのドップラ速度とをもとに音速を算出し、前記音速から大気温度を求めるようにしたものである。
【００４１】
この発明に係る大気温度測定装置は、レーダ送受信手段から入力した受信信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、該ＡＤ変換手段から出力されたＡＤ変換後の受信信号を入力し、前記受信信号のデータレートを低速化する第１データレート低速化手段と、該第１データレート低速化手段から出力された前記データレートの低速化された受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段と、前記ＡＤ変換後の受信信号の周波数をオフセットさせる周波数オフセット手段と、該周波数オフセット手段から出力され周波数オフセットされた前記受信信号のデータレートを低速化する第２データレート低速化手段と、該第２データレート低速化手段から出力され前記データレートの低速化された受信信号から音波面エコーのドップラ速度を求める第２ドップラ速度算出手段と、該第２ドップラ速度算出手段から出力されたドップラ速度に対して、前記周波数オフセット手段における周波数オフセット処理によって生じたドップラ速度のオフセットを補正するオフセット補正手段と、前記第１ドップラ速度算出手段から出力された大気乱流エコーのドップラ速度と前記オフセットを補正した音波面エコーのドップラ速度の差を計算することにより音速を算出する音速算出手段と、該音速算出手段から出力された音速から大気の温度を算出する温度算出手段とを備えるようにしたものである。
【００４２】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力されたＡＤ変換後の信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化するダウンサンプル手段を、第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段が備えるようにしたものである。
【００４３】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力されたＡＤ変換後の信号に低域通過フィルタ処理を施す低域通過フィルタ手段と、該低域通過フィルタ手段から出力された信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化するダウンサンプル手段とを第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段が備えるようにしたものである。
【００４４】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力されたＡＤ変換後の信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段を第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段が備えるようにしたものである。
【００４５】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力されたＡＤ変換後の信号に窓関数をかける窓関数手段と、該窓関数手段から出力された信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段とを第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段が備えるようにしたものである。
【００４６】
この発明に係る大気温度測定装置は、時刻に比例する位相角を持ち、かつ大きさが１の複素指数関数を入力信号に乗算することにより入力信号の周波数をオフセットさせる周波数オフセット手段を備えるようにしたものである。
【００４７】
この発明に係る大気温度測定装置は、時刻に比例する位相角を持ち、かつ大きさが１の複素指数関数値を有限個だけ記憶した複素指数関数テーブルから複素指数関数値を読み取り、その複素指数関数値を入力信号に乗算することで入力信号の周波数をオフセットさせる構成を備えるようにしたものである。
【００４８】
この発明に係る大気温度測定装置は、大気乱流または音波面によって反射された電波についてＡＤ変換後の受信信号のデータレートを低速化するデータレート低速化手段と、該データレートの低速化された前記受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段と、前記ＡＤ変換後の受信信号に対し帯域通過フィルタにより大気乱流エコー成分を除去して音波面エコー成分のみを通す帯域通過フィルタ手段と、該帯域通過フィルタ手段から出力された信号をダウンサンプルする第２ダウンサンプル手段と、該第２ダウンサンプル手段から出力された信号から音波面エコーのドップラ速度を求める第２ドップラ速度算出手段と、該第２ドップラ速度算出手段から出力されたドップラ速度に対してドップラ速度の折返し補正を行うドップラ速度折返し補正手段と、前記第１ドップラ速度算出手段で算出した大気乱流エコーのドップラ速度と前記折返し補正した音波面エコーのドップラ速度の差を計算することにより音速を算出する音速算出手段と、該音速から温度を算出する温度算出手段とを備えるようにしたものである。
【００４９】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力されたＡＤ変換後の受信信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化する第１ダウンサンプル手段をデータレート低速化手段が備えるようにしたものである。
【００５０】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力されたＡＤ変換後の受信信号に低域通過フィルタ処理を施す低域通過フィルタ手段と、該低域通過フィルタ手段から出力された信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化する第１ダウンサンプル手段とをデータレート低速化手段が備えるようにしたものである。
【００５１】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力されたＡＤ変換後の受信信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段をデータレート低速化手段が備えるようにしたものである。
【００５２】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力されたＡＤ変換後の受信信号に窓関数をかける窓関数手段と、該窓関数手段から出力された信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段とをデータレート低速化手段が備えるようにしたものである。
【００５３】
この発明に係る大気温度測定装置は、入力された信号にＦＦＴ処理を施し、該ＦＦＴ処理が施された出力からパワースペクトルを算出し、該算出したパワースペクトルに対しインコヒーレント積分処理を行い、該インコヒーレント積分後のパワースペクトルから前記入力された信号のドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段または第２ドップラ速度算出手段を備えるようにしたものである。
【００５４】
この発明に係る大気温度測定装置は、パルスペア処理によって入力データのドップラ速度を算出するパルスペア手段を第１ドップラ速度算出手段または第２ドップラ速度算出手段が備えるようにしたものである。
【００５５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態について説明する。
実施の形態１．
図１は、この実施の形態１の大気温度測定方法（以下、ＲＡＳＳという）が適用される大気温度を測定する温度測定装置（以下、ＲＡＳＳ装置という）の全体構成を示すブロック図である。図において、１は温度を測定しようとする大気へ電波を送信するとともに、大気中の大気乱流または音波面によって反射された電波を受信する空中線、２は前記温度を測定しようとする大気への電波と前記反射された電波の送受信を行うレーダ送受信手段、３は受信信号を処理する信号処理手段、４はデータの記録と表示とを行うデータ表示・記録手段、５はレーダ送受信手段２と音波発生手段７との制御を行う制御手段、６は温度を測定しようとする上空へ音波を送信するスピーカ（音波送信手段）、７は前記上空へ送信する音波信号を発生させる音波発生手段である。
【００５６】
次に、このＲＡＳＳ装置による温度分布の測定原理を説明する。
まず、スピーカ６によって音波を上空に送信する。これによって、上空に音波面が音速で伝播する。この音波面を、空中線１、レーダ送受信手段２、信号処理手段３、データ表示・記録手段４から構成されるドップラレーダによって観測すると、前記音波面から反射した電波（以下、音波面エコーという）により音波面のドップラ速度を測定することができる。
【００５７】
音波面は大気の流れである風に流されることから、音波面の速度は音速と風速の和となる。ドップラレーダでは音波面エコー以外に大気乱流で反射された電波（以下、大気乱流エコーという）が音波面エコーと同時に観測される。大気乱流エコーのドップラ速度が風速の視線方向成分となることから、ドップラレーダで音波面エコーと大気乱流エコーを観測し、前者から音波面速度、後者から視線方向の風速を求めれば、両者の差から音速Ｃａ［ｍ／ｓ］が求められる。
【００５８】
さらに、音速Ｃａと大気の仮温度Ｔｖの間には、Ｋｄを定数とすると、Ｔｖ＝Ｃａ／Ｋｄで表される関係があることから、大気の仮温度Ｔｖ［Ｋ］を算出することが可能となる。ただし、Ｋｄは定数であり、Ｋｄ＝２０．０４７の値をとる。ここで仮温度Ｔｖとは、混合比ｗ（水蒸気密度と乾燥空気の密度の比）と大気温度Ｔ［Ｋ］を用いてＴｖ＝（１＋０．６１ｗ）Ｔで表される量である。
通常、対流圏中では大気温度Ｔと仮温度Ｔｖとの差が１Ｋ以下であることから、仮温度Ｔｖによって大気温度Ｔの近似値を知ることができる。
【００５９】
図２は、図１に示すレーダ送受信手段２の構成を示すブロック図であり、一般のレーダ装置のレーダ送受信手段と同様の構成となっている。図において、１１は温度を測定しようとする大気へ送信する送信電波と、大気中の大気乱流または音波面によって反射された受信電波とを切り替える送受切換手段、１２は送信電波を発生させる送信手段、１３は空中線１による受信電波を受信処理する受信手段である。この受信手段１３は、増幅手段１４、周波数変換手段１５、位相検波手段１６、局部発信器１７、および基準信号発生器１８から構成されている。
【００６０】
増幅手段１４は前記受信電波の受信信号を増幅するものである。周波数変換手段１５は、増幅された前記受信信号を中間周波数に変換するものである。位相検波手段１６は、前記中間周波数に変換された受信信号からアナログの複素受信信号を生成するものである。局部発振器１７は、前記増幅された受信信号を中間周波数に変換するための局部発振波を出力するものである。基準信号発生器１８は、前記中間周波数に変換された受信信号に対し位相検波を行うための基準信号を発生させるものである。
【００６１】
次に、このレーダ送受信手段２の動作を説明する。
送信手段１２で送信電波を発生させ、送受切換手段１１を経由して空中線１に送出する。空中線１は前記送信電波を大気へと放射する。大気へ放射された電波は大気中の大気乱流または音波面によって反射され、空中線１によって受信電波がドップラレーダに受信される。この受信電波は、送受切換手段１１を経由して受信手段１３に入力される。受信手段１３は前記受信電波による受信信号を増幅手段１４によって増幅した後に、周波数変換手段１５で前記受信信号を中間周波数に変換する。さらに位相検波手段１６によってアナログの複素受信信号を生成し、信号処理手段３へと出力する。
【００６２】
図３は、この信号処理手段３の構成を示すブロック図である。
図において、２１は受信手段１３の位相検波手段１６から受信した前記アナログの複素受信信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段、２２はＡＤ変換手段２１から出力されたＡＤ変換後のディジタルの複素受信信号のデータレートを低速化する第１データレート低速化手段、２３は第１データレート低速化手段２２から出力されたディジタルの複素受信信号からレーダ視線方向風速のドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段、２４はＡＤ変換手段２１でＡＤ変換されたディジタルの複素受信信号を入力し、その複素受信信号の周波数を信号処理によって周波数変換する周波数オフセット手段、２５は周波数オフセット手段２４から出力された周波数オフセット後のディジタルの複素受信信号を入力し、入力した前記ディジタルの複素受信信号のデータレートを低速化し出力する第２データレート低速化手段、２６は第２データレート低速化手段２５から出力された前記ディジタルの複素受信信号から音波面エコーのドップラ速度を算出し出力する第２ドップラ速度算出手段、２７は第２ドップラ速度算出手段２６から出力された前記ドップラ速度を入力し、周波数オフセット手段２４で周波数オフセットしたことにより生じる前記ドップラ速度のオフセットを補正するオフセット補正手段、２８は第１ドップラ速度算出手段２３から出力されるレーダ視線方向風速（大気乱流エコー）と第２ドップラ速度算出手段２６から出力される音波面エコーのドップラ速度の差をとることにより音速を算出する音速算出手段、２９は音速算出手段２８から出力される音速から温度を算出する温度算出手段である。
【００６３】
次に、信号処理手段３の動作について説明する。
ＡＤ変換手段２１は、レーダ送受信手段２から出力されたアナログの複素受信信号を入力し、ＡＤ変換手段２１によりディジタルの複素受信信号を生成し出力する。ＡＤ変換手段２１には、ドップラレーダがパルス送信を行う毎にアナログの複素受信信号が入力される。そしてパルス送信毎にＡＤ変換手段２１はレンジビン数だけのディジタルの受信信号を生成する。よって、ドップラレーダのパルス繰返し周波数に等しいデータレートで各レンジビンのディジタルの複素受信信号がＡＤ変換手段２１から出力されることになる。
【００６４】
ドップラレーダの受信信号には、ドップラ速度が高々数１０ｍ/ｓ程度の大気乱流エコーと、ドップラ速度が音速３４０ｍ/ｓに近い値となる音波面エコーの２つの信号成分が含まれている。ドップラレーダのパルス繰返し周波数は、音波面エコーのドップラ周波数に対するナイキスト周波数よりも高くなるように設定される。
【００６５】
ＡＤ変換手段２１から出力されたディジタルの複素受信信号は、第1データレート低速化手段２２と周波数オフセット手段２４の２つの手段に入力される。第１データレート低速化手段２２に入力されたディジタルの複素受信信号は、大気乱流エコーのドップラ速度を算出するために用いられる。一方、周波数オフセット手段２４に入力されたディジタルの複素受信信号は音波面エコーのドップラ速度を算出するために用いられる。
【００６６】
次に、大気乱流エコーのドップラ速度算出について説明する。
前述のように、受信信号のデータレートは音波面エコーのドップラ速度をエリアジングなく観測できるように設定されている。しかし、音波面エコーよりもドップラ周波数の低い大気乱流エコーについては、よりデータレートが低くてもエリアジングなくドップラ速度を求めることができる。そこで、第１データレート低速化手段２２によって前記複素受信信号のデータレートを低くした後に、第１ドップラ速度算出手段２３でＦＦＴ処理を行うことによりドップラ速度を算出する。
この場合、第１ドップラ速度算出手段２３は、入力された信号にＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施し、さらにそのＦＦＴ処理が施された出力からパワースペクトルを算出し、該算出したパワースペクトルについてインコヒーレント積分処理を行い、該インコヒーレント積分後のパワースペクトルから前記入力された信号のドップラ速度を算出する。すなわち、この第１ドップラ速度算出手段２３の構成は、図１７に示した従来技術における第１ドップラ速度算出手段１１１と同じ構成である。
データレートが低くなったことにより、第１ドップラ速度算出手段２３におけるＦＦＴ処理の点数を小さくすることができるため、ＦＦＴ処理に要する演算量は従来技術によるＲＡＳＳ信号処理と変わらないことになる。
【００６７】
なお、ＦＦＴ処理において、データレートを低くする代わりにデータの時間長を短くすることによってもＦＦＴ点数は小さくなるが、この場合、ＦＦＴの周波数分解能が低下するため、好ましい方法ではない。
【００６８】
次に、第１データレート低速化手段２２においてデータレートを低くする方法について説明する。
データレートを低くする最も単純な方法は、各距離毎にデータをダウンサンプルする方法である。すなわち、第１データレート低速化手段２２を図４に示すようにダウンサンプル手段３１によって構成する。
【００６９】
第１データレート低速化手段２２の別の実現例を図５に示す。図において、３２は低域通過フィルタ手段、３３はダウンサンプル手段である。低域通過フィルタ手段３２は、大気乱流エコーが存在しうる低周波領域のみを通過させ、他の周波数成分を除去する。それにより、高周波領域に存在する音波面エコー成分が除去される。また、通過帯域外の白色雑音成分が除去されることによりＳＮ比が向上する。低域通過フィルタ手段３２には一般に良く知られているＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタやＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどの時間軸上のフィルタ処理を採用すれば良い。
【００７０】
ダウンサンプル手段３３では、低域通過フィルタ手段３２から出力された信号を間引くことにより、データレートを低速化する。既に低域通過フィルタ手段３２によって音波面エコー成分が除去されているため、ダウンサンプル処理を行なっても、エリアジングによる音波面エコーの混入は生じない。
【００７１】
また、第１データレート低速化手段２２の別の実現例を図６に示す。図において、４１はコヒーレント積分手段である。コヒーレント積分手段４１では、各レンジビン毎に、時間軸方向にデータをコヒーレント積分する。コヒーレント積分処理によってＳＮ比が改善されるとともに、データレートが低速化される。コヒーレント積分処理は低域通過特性を持つため、図５に示した低域通過フィルタ手段３２を用いた第１データレート低速化手段２２と同様に、音波面エコーの抑圧効果もある。コヒーレント積分処理は低域通過特性を持つことから、図６のコヒーレント積分手段４１を用いた実現例は図５の低域通過フィルタ手段３２を用いた実現例の具体例の一つとみなすことができる。コヒーレント積分処理は単純なデータ積算処理であることから、演算量の小さい低域通過フィルタ実現方法であるという利点がある。
【００７２】
さらに、第１データレート低速化手段２２の別の実現例を図７に示す。図において、５１は窓関数手段、５２はコヒーレント積分手段である。この実現例では、図６に示した構成に窓関数手段５１を付加した構成となっている。前述のように、コヒーレント積分手段は低域通過特性を持っている。コヒーレント積分処理は時間領域において、データに矩形窓を畳み込むことと等価である。そのため、その周波数特性は、矩形窓のフーリエ変換であるｓｉｎｃ関数で表現される。ｓｉｎｃ関数で表される周波数特性ではサイドローブが比較的高いため、音波面エコーの抑圧が不十分となる可能性がある。そこで、図７の構成では、コヒーレント積分処理の前に窓関数処理を施すことにより、コヒーレント積分処理の周波数特性のサイドローブを低減し、音波面エコーの抑圧性能を高めている。
【００７３】
第１ドップラ速度算出手段２３では、大気乱流エコーのドップラ速度を算出する。第１データレート低速化手段２２を図４に示す構成で実現した場合、ダウンサンプル手段３１によってデータレートが低速化されているため、ＦＦＴ処理によってドップラ速度を算出する場合でも、小さなＦＦＴ点数によるＦＦＴ処理が可能となっている。
【００７４】
また、第１データレート低速化手段２２を図５、図６、図７のいずれかの構成で実現した場合には、ＦＦＴ処理の代わりにパルスペア法を用いることにより、さらに信号処理演算量を低減することができる。
パルスペア法の使用は、信号が単一のガウス関数型スペクトル成分を持つことが前提となるが、図５、図６、図７の構成を持つ第１データレート低速化手段２２には、高周波を抑圧する効果がある。そのため、音波面エコー成分が抑圧され、大気乱流エコー成分のみ含むことになるため、パルスペア法が使用可能となる。
【００７５】
このパルスペア法を用いる場合、第１ドップラ速度算出手段２３は図８の構成で実現される。図において、６１は時間的に連続する２つの受信信号サンプルの相関を取ることにより、両サンプルの時間間隔をラグとする自己相関係数を求める自己相関算出手段（パルスペア手段）、６２は複数の時刻で算出した自己相関係数を積分処理する積分手段（パルスペア手段）、６３は積分した自己相関係数の位相値からドップラ速度を算出する速度算出手段（パルスペア手段）である。
【００７６】
自己相関算出手段６１では、時間的に連続する２つの受信信号サンプルの相関を取ることにより、両サンプルの時間間隔をラグとする自己相関係数を求める。このような自己相関係数を複数の時刻で算出し、積分手段６２で積分する。積分した自己相関係数の位相値がドップラ速度に比例することから、速度算出手段６３において、自己相関係数の位相値からドップラ速度を算出する。
【００７７】
次に、音波面エコーのドップラ速度の算出について説明する。
音波面エコーのドップラ速度は、周波数オフセット手段２４、第２データレート低速化手段２５、第２ドップラ速度算出手段２６、オフセット補正手段２７によって求める。
【００７８】
周波数オフセット手段２４では、ＡＤ変換されたディジタルの複素受信信号に対して、ディジタル信号処理によって周波数をオフセットさせる。周波数をオフセットさせるには、フーリエ変換の周波数推移性を利用すれば良い。その原理を次に説明する。
【００７９】
時系列信号ａ（ｔ）のフーリエ変換をＡ（ｆ）とする。このとき、フーリエ変換の周波数推移性から、周波数軸上での移動は、時間軸上では時刻に比例する位相を持つ複素正弦波を元の信号に掛け合わせたことになる。ｆo を周波数オフセットの量とすると、周波数推移性はＡ（ｆ-ｆo ）＝Ｆ[ａ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πｆo ｔ）]で表される。
【００８０】
ここでＦはフーリエ変換を表している。ＲＡＳＳ観測のデータに対して、音波面エコーの周波数が０に近くなるように設定し、時系列信号の各サンプルにｅｘｐ（ｊ２πｆo ｔ）を複素乗算すれば、時系列上の処理で信号の周波数を移動させることができる。これにより、音波面エコーは低周波領域に移動するため、ダウンサンプリングによってサンプリングレートを落しておけば、周波数分解能を下げることなく、少ないＦＦＴ点数で音波面エコーの周波数解析を行うことが可能となる。
【００８１】
この方式によれば、各データサンプルに対して複素指数関数を乗算することから、Ｎ点のデータに対してＮ回の複素乗算が必要となる。それに対し、ＦＦＴではＮｌｏｇ2 Ｎに比例する演算量が必要であることから、本方式において演算量を減らすことができる。
【００８２】
なお、本方式において、複素指数関数ｅｘｐ（ｊ２πｆo ｔ）の演算量を少なくするために、この値を予めテーブルとして用意しておくと良い。この場合、用意する指数関数値の数を有限とするために、指数関数値が周期的に元の値に戻るようにする必要がある。
【００８３】
ここで、Ｎe サンプルのデータを処理した結果、ｅｘｐ（ｊ２πｆo ｔ）の位相がＮｐ回転したとすると、Ｎp ＝ｆo Ｎe /（ＰＲＦ）が成立する（ＰＲＦ；パルス繰返周波数）。
【００８４】
よって、この式においてＮp とＮe がともに整数となるようなｆo を求めれば良い。例えば、ＰＲＦが２０ｋＨｚの場合、前記式はｆo ／２０ｋＨｚ＝Ｎp ／Ｎe のように変形される。
【００８５】
よって、例えばＮp ＝３，Ｎe ＝２０とすれば、ｆo を３０００Ｈｚとすることができる。
【００８６】
周波数オフセット手段２４によって周波数オフセットされたディジタルの複素受信信号では、音波面エコーが低周波領域に移動し、大気乱流エコーは高周波領域に移動する。このディジタルの複素受信信号に対して、第２データレート低速化手段２５および第２ドップラ速度算出手段２６によって、音波面エコーのドップラ速度を算出する。
【００８７】
第２データレート低速化手段２５と第２ドップラ速度算出手段２６の動作は、第１データレート低速化手段２２と第１ドップラ速度算出手段２３による大気乱流エコー処理と同じである。ただし、第２ドップラ速度算出手段２６から出力されるドップラ速度は周波数オフセット手段２４による周波数オフセットを受けた状態でのドップラ速度である。そこで、オフセット補正手段２７によって、オフセットした周波数に相当するドップラ速度を補償する。
【００８８】
なお、第２データレート低速化手段２５の構成の実現例としては、図４、図５、図６、図７に示した第１データレート低速化手段２２の実現例と同じであり、第１データレート低速化手段２２の実現例と同一の符号で示す各構成要素からなる。また、パルスペア法を用いる場合の第２ドップラ速度算出手段２６は図８の構成で実現される。
【００８９】
第２ドップラ速度算出手段２６では、音波面エコーのドップラ速度を算出する。第２データレート低速化手段２５を図４の構成で実現した場合には、第２データレート低速化手段２５のダウンサンプル手段３１によってデータレートが低速化されているため、ＦＦＴ処理によってドップラ速度を算出する場合でも、小さなＦＦＴ点数によるＦＦＴ処理が可能となっている。
【００９０】
また、第２データレート低速化手段２５を図５、図６、図７のいずれかの構成で実現した場合には、ＦＦＴ処理の代わりにパルスペア法を用いることにより、さらに信号処理演算量を低減することができる。パルスペア法の使用は信号が単一のガウス関数型スペクトル成分を持つことが前提となるが、図５、図６、図７の構成を持つ第２データレート低速化手段２５には、高周波を抑圧する効果がある。そのため、周波数オフセット手段２４によって高周波に周波数変換された大気乱流エコー成分が抑圧され、音波面エコー成分のみ含むことになるため、パルスペア法が使用可能となる。
【００９１】
第１ドップラ速度算出手段２３から出力される大気乱流エコーのドップラ速度とオフセット補正手段２７から出力される音波面エコーのドップラ速度は音速算出手段２８に入力される。音速算出手段２８では、各距離毎に、音波面エコーのドップラ速度から大気乱流エコーのドップラ速度を差し引くことにより、音速を算出する。算出された各距離の音速は温度算出手段２９に入力され、従来技術で説明した次式、Ｔｖ＝Ｃａ／Ｋｄを用いて各距離の温度を求め、大気温度Ｔを近似的に算出する。算出された大気温度Ｔはデータ表示・記録手段４へ出力される。
【００９２】
以上のように、この実施の形態１によれば、音波面エコーのドップラ速度の算出では、低域通過フィルタの使用により地形エコーおよび大気乱流エコーが抑圧されるため、エリアジングによって大気乱流エコーや地形エコーが音波面エコーに重畳することによるドップラ速度算出の精度劣化がない大気温度測定方法およびＲＡＳＳ装置が得られる効果がある。
【００９３】
また、従来技術で大気乱流エコーや地形エコーが音波面エコーに重畳するのを避けるにはＰＲＦおよびコヒーレント積分数に制限を設ける必要があったが、この実施の形態１ではそのような制限を設ける必要がないため、観測パラメータの諸元を自由に設定可能な大気温度測定方法およびＲＡＳＳ装置が得られる効果がある。
【００９４】
また、１つのレーダ受信機で大気乱流エコーと音波面エコーを同時に観測できるため、レーダ受信機一つで大気乱流エコーと音波面エコーを交互に観測する従来技術３と比較して、大気乱流エコーと音波面エコーの観測時間のずれによる大気温度測定誤差が生じないため、温度測定精度が向上する。また、２つのレーダ受信機を用いて大気乱流エコーと音波面エコーを同時に観測する方式の従来技術と比較して、レーダ受信機が一つで済むため、装置の低コスト化を図れる大気温度測定方法およびＲＡＳＳ装置が得られる効果がある。
【００９５】
さらに、コヒーレント積分を行わずに、ＦＦＴのみで処理する方式と比較すると、ＦＦＴ点数が小さくなることにより信号処理の演算量が小さくなるため、従来のＲＡＳＳ装置にこの実施の形態１で説明したＲＡＳＳ機能を容易に付加することが可能となる。
【００９６】
実施の形態２．
前記実施の形態１では、信号処理によって周波数オフセットをさせることで音波面エコーの周波数を下げることにより、少ないＦＦＴ点数によるドップラ速度算出を行なっていた。この実施の形態２では、信号処理手段における音波面エコーの処理において、データレート低速化の前で大気乱流エコーをフィルタ処理により抑圧することで、周波数オフセットを行わなくても音波面エコーのドップラ速度を算出できるようにしたものである。
【００９７】
図９は、この実施の形態２のＲＡＳＳ装置の信号処理手段の構成を示したものである。図９において図３および図５と同一の部分については同一の符号を付し説明を省略する。図において、９はこの実施の形態２の信号処理手段、７３は音波面エコーが存在しうる周波数範囲以外の周波数成分を抑圧する帯域通過フィルタ手段、７４は帯域通過フィルタ手段７３の出力に対しデータレートを低速化するダウンサンプル手段（第２ダウンサンプル手段）、７５は周波数折り返しを受けたドップラ速度を補正するドップラ速度折返し補正手段である。
【００９８】
なお、この実施の形態２の図９に示す低域通過フィルタ手段３２とダウンサンプル手段（第１ダウンサンプル手段）３３は、前記実施の形態１の図３に示す第１データレート低速化手段２２またはデータレート低速化手段２５に相当するデータレート低速化手段に対応し、このデータレート低速化手段については、前記実施の形態１の図４から図７で説明した実現例の構成を適用することが可能である。
【００９９】
次に動作について説明する。
この実施の形態２の信号処理手段９のうち、実施の形態１の信号処理手段３の動作と異なる部分は、音波面エコーのドップラ速度を求めるための手段、すなわち帯域通過フィルタ手段７３、ダウンサンプル手段７４、第２ドップラ速度算出手段２６、ドップラ速度折返し補正手段７５の部分であり、図９のその他の部分については図３と同じ動作となる。
【０１００】
帯域通過フィルタ手段７３では、音波面エコーが存在しうる周波数範囲以外の周波数成分を抑圧する。帯域通過フィルタは一般に良く知られているＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタなどの時間軸上のフィルタ処理を採用すればよい。帯域通過フィルタ手段７３から出力された信号は、ダウンサンプル手段７４で間引かれることによりデータレートが低速化される。これにより音波面エコーはドップラ速度が折り返された状態となる。帯域通過フィルタ処理により大気乱流エコーと地形エコーが抑圧されるため、エリアジングした音波面エコーが他のエコー成分と重畳することはない。
【０１０１】
第２ドップラ速度算出手段２６では、音波面エコーのドップラ速度を算出する。前段のダウンサンプル手段７４によってデータレートが低速化されているため、ＦＦＴ処理によってドップラ速度を算出する場合でも、小さなＦＦＴ点数によるＦＦＴ処理が可能となっている。さらに信号処理演算量を低減するために、ＦＦＴ処理の代わりにパルスペア法を用いても良い。
パルスペア法の使用は信号が単一のガウス関数型スペクトル成分を持つことが前提となるが、帯域通過フィルタ手段７３により信号は音波面エコー成分のみ含むことになるため、パルスペア法が使用可能となる。
【０１０２】
第２ドップラ速度算出手段２６により算出されたドップラ速度は、前段のダウンサンプル手段７４によって信号がエリアジングを受けている。エリアジングによって周波数が折り返された回数は、ＦＦＴ処理あるいはパルスペア処理によって折り返しの発生なく算出できる最大ドップラ速度と、帯域通過フィルタ手段７３の通過帯域の周波数から求めることができる。最大ドップラ速度は、ＦＦＴ処理あるいはパルスペア処理に入力されるデータレートから求めることができる。
ただし、周波数折り返し回数が一意に定まるようにするには、帯域通過フィルタ手段７３の帯域幅Ｂがダウンサンプル後のデータレート以下である必要がある。
【０１０３】
以上のように、この実施の形態２によれば、低域通過フィルタ手段３２と帯域通過フィルタ手段７３によって、同時に受信された大気乱流エコーと音波面エコーとを正確に分離することができるため、それぞれのエコーのドップラ速度を正確に算出できる。また、大気乱流エコーと音波面エコーの時間ずれがない。これらのことから、従来のＲＡＳＳ装置よりも高い精度の温度測定が可能となる。また、ドップラ速度算出に少ない点数のＦＦＴ処理またはパルスペア処理を用いるため、従来技術と比較し演算量の増加も小さい大気温度測定方法およびＲＡＳＳ装置が得られる効果がある。
【０１０４】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、大気乱流または音波面によって反射された電波についてＡＤ変換後の受信信号のデータレートを下げ、該データレートを下げた前記受信信号をもとに、大気乱流エコーのドップラ速度を算出する一方、前記ＡＤ変換後の受信信号を周波数変換し、データレートを低速化し、該データレートを低速化した前記周波数変換されている受信信号をもとに音波面エコーのドップラ速度を算出し、該音波面エコーのドップラ速度に対し前記周波数変換分を補正し、前記算出した大気乱流エコーのドップラ速度と、前記補正した音波面エコーのドップラ速度とをもとに大気における音速を算出し、前記音速から大気温度を求めるようにしたので、１つの受信チャネルで大気乱流エコーのドップラ速度と音波面エコーのドップラ速度を同時に観測できるため、コストの増加を抑制できる効果がある。また、大気乱流エコーと音波面エコーとの観測を時間ずれなく同時に行うことができるため、温度測定の誤差を小さくできる効果がある。さらに小さなＦＦＴ点数で信号処理が可能であるため、信号処理を行うハードウェア規模が小さくて済むという効果がある。
【０１０５】
この発明によれば、大気乱流または音波面によって反射された電波についてＡＤ変換後の受信信号のデータレートを低速化し、該低速化された前記受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する一方、前記ＡＤ変換後の受信信号に対し、帯域通過フィルタにより大気乱流エコー成分を除去して音波面エコー成分のみの信号を抽出し、該抽出した信号をダウンサンプルし、該ダウンサンプルした信号から音波面エコーのドップラ速度を求め、該求めたドップラ速度に対してドップラ速度の折返し補正を行い、前記求めた大気乱流エコーのドップラ速度と音波面エコーのドップラ速度とをもとに音速を算出し、前記音速から大気温度を求めるようにしたので、１つの受信チャネルで大気乱流エコーのドップラ速度と音波面エコーのドップラ速度を同時に観測できるため、コストを低く抑えられる効果がある。また、大気乱流エコーと音波面エコーとを時間ずれなく同時に観測するため、温度測定の誤差を小さくできる効果がある。さらに小さなＦＦＴ点数で信号処理が可能であるため、信号処理のためのハードウェア規模が小さくて済むという効果がある。また、帯域通過フィルタの利用により大気乱流エコーと音波面エコーの分離精度が向上するため、温度測定精度が高いという効果がある。
【０１０６】
この発明によれば、レーダ送受信手段から入力した受信信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、該ＡＤ変換手段から出力されたＡＤ変換後の受信信号を入力し、前記受信信号のデータレートを低速化する第１データレート低速化手段と、該第１データレート低速化手段から出力されたデータレートの低速化された前記受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段と、前記ＡＤ変換後の受信信号の周波数をオフセットさせる周波数オフセット手段と、該周波数オフセット手段から出力される周波数オフセットされた前記受信信号のデータレートを低速化する第２データレート低速化手段と、該第２データレート低速化手段から出力された前記データレートの低速化された受信信号から音波面エコーのドップラ速度を求める第２ドップラ速度算出手段と、該第２ドップラ速度算出手段から出力されたドップラ速度に対して、前記周波数オフセット手段における周波数オフセット処理によって生じたドップラ速度のオフセットを補正するオフセット補正手段と、前記大気乱流エコーのドップラ速度と前記補正した音波面エコーのドップラ速度とをもとに音速を算出し大気の温度を算出する構成を備えるようにしたので、１つの受信チャネルで大気乱流エコーのドップラ速度と音波面エコーのドップラ速度を同時に観測できるため、コストの増加を抑制できる効果がある。また、大気乱流エコーと音波面エコーとの観測を時間ずれなく同時に行うことができるため、温度測定の誤差を小さくできる効果がある。さらに小さなＦＦＴ点数で信号処理が可能であるため、信号処理を行うハードウェア規模が小さくて済むという効果がある。
【０１０７】
この発明によれば、入力されたＡＤ変換後の信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化するダウンサンプル手段を第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段が備えるように構成したので、前記ダウンサンプル手段によるダウンサンプルによって前記信号のデータレートを低くすることができ、少ないＦＦＴ点数でドップラ速度算出が可能となるため、信号処理のためのハードウェア規模が小さくて済むという効果がある。
【０１０８】
この発明によれば、入力されたＡＤ変換後の信号に低域通過フィルタ処理を施す低域通過フィルタ手段と、該低域通過フィルタ手段から出力された信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化するダウンサンプル手段とを第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段が備えるように構成したので、前記低域通過フィルタ処理によって、受信信号のＳＮ比が改善されることに加えて、大気乱流エコーと音波面エコーとがドップラ速度折返しで重畳することがないため、精度の高いドップラ速度の算出が可能となり、温度測定精度が向上する効果がある。
【０１０９】
この発明によれば、入力されたＡＤ変換後の信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段を第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段が備えるように構成したので、前記コヒーレント積分処理によって低域通過フィルタ処理を実現するため、より少ない演算量で温度測定精度を向上できる効果がある。
【０１１０】
この発明によれば、入力されたＡＤ変換後の信号に窓関数をかける窓関数手段と、該窓関数手段から出力された信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段とを第１データレート低速化手段または第２データレート低速化手段が備えるように構成したので、コヒーレント積分処理の前に窓関数を施すことにより、高周波成分の抑圧精度が向上し温度測定精度を向上できる効果がある。
【０１１１】
この発明によれば、時刻に比例する位相角を持ち、かつ大きさが１の複素指数関数を入力信号に乗算することにより入力信号の周波数をオフセットさせる周波数オフセット手段を備えるように構成したので、フーリエ変換の周波数推移性を利用することにより信号処理にて周波数オフセットを実現でき、少ない演算量で温度測定精度を向上できる効果がある。
【０１１２】
この発明によれば、時刻に比例する位相角を持ち、かつ大きさが１の複素指数関数値を有限個だけ記憶した複素指数関数テーブルから複素指数関数値を読み取り、その複素指数関数値を入力信号に乗算することで入力信号の周波数をオフセットさせる構成を備えるようにしたので、周波数オフセットに利用する複素指数関数値を予め算出しておくため、さらに演算量を削減できるという効果がある。
【０１１３】
この発明によれば、大気乱流または音波面によって反射された電波についてＡＤ変換後の受信信号のデータレートを低速化するデータレート低速化手段と、該データレート低速化手段から出力されたデータレートの低速化された前記受信信号から大気乱流エコーのドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段と、前記ＡＤ変換後の受信信号に対し帯域通過フィルタにより大気乱流エコー成分を除去して音波面エコー成分のみを通す帯域通過フィルタ手段と、該帯域通過フィルタ手段から出力された信号をダウンサンプルする第２ダウンサンプル手段と、該第２ダウンサンプル手段から出力された信号からドップラ速度を求める第２ドップラ速度算出手段と、該第２ドップラ速度算出手段から出力されたドップラ速度に対してドップラ速度の折返し補正を行うドップラ速度折返し補正手段と、前記算出した大気乱流エコーのドップラ速度と前記折返し補正された音波面エコーのドップラ速度をもとに音速を算出し、前記音速から大気温度を算出する構成を備えるようにしたので、１つの受信チャネルで大気乱流エコーのドップラ速度と音波面エコーのドップラ速度を同時に観測できるため、コストを低く抑えられる効果がある。また、大気乱流エコーと音波面エコーとを時間ずれなく同時に観測するため、温度測定の誤差を小さくできる効果がある。さらに小さなＦＦＴ点数で信号処理が可能であるため、信号処理のためのハードウェア規模が小さくて済むという効果がある。また、帯域通過フィルタの利用により大気乱流エコーと音波面エコーの分離精度が向上するため、温度測定精度が高いという効果がある。
【０１１４】
この発明によれば、入力されたＡＤ変換後の受信信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化する第１ダウンサンプル手段をデータレート低速化手段が備えるように構成したので、データレートの低速化により、少ないＦＦＴ点数でドップラ速度算出が可能となるため、信号処理のためのハードウェア規模が小さくて済むという効果がある。
【０１１５】
この発明によれば、入力されたＡＤ変換後の受信信号に低域通過フィルタ処理を施す低域通過フィルタ手段と、該低域通過フィルタ手段から出力された信号を時間軸上で間引くことによりデータレートを低速化する第１ダウンサンプル手段とをデータレート低速化手段が備えるように構成したので、前記低域通過フィルタ処理によって、受信信号のＳＮ比が改善されることに加えて、大気乱流エコーと音波面エコーとがドップラ速度折返しで重畳することがないため、精度の高いドップラ速度の算出が可能となり、温度測定精度を向上できる効果がある。
【０１１６】
この発明によれば、入力されたＡＤ変換後の受信信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段をデータレート低速化手段が備えるように構成したので、前記コヒーレント積分処理によって低域通過フィルタ処理を実現するため、より少ない演算量で温度測定精度を向上できる効果がある。
【０１１７】
この発明によれば、入力されたＡＤ変換後の受信信号に窓関数をかける窓関数手段と、該窓関数手段から出力された信号にコヒーレント積分処理を施すコヒーレント積分手段とをデータレート低速化手段が備えるように構成したので、前記コヒーレント積分処理の前に窓関数を施すため、高周波成分の抑圧精度が向上し、温度測定精度を向上できる効果がある。
【０１１８】
この発明によれば、入力された信号にＦＦＴ処理を施し、該ＦＦＴ処理が施された出力からパワースペクトルを算出し、該算出したパワースペクトルに対しインコヒーレント積分処理を行い、該インコヒーレント積分後のパワースペクトルから前記入力された信号のドップラ速度を算出する第１ドップラ速度算出手段または第２ドップラ速度算出手段を備えるように構成したので、小さいＦＦＴ点数でドップラ速度算出を行うため、信号処理演算量の増加が少なく、かつ大気乱流エコーと音波面エコーを時間ずれなく同時に観測可能であり、温度測定精度が高いという効果がある。
【０１１９】
この発明によれば、パルスペア処理によって入力データのドップラ速度を算出するパルスペア手段を第１ドップラ速度算出手段または第２ドップラ速度算出手段が備えるように構成したので、パルスペア法によってドップラ速度を算出するため、ＦＦＴを用いる場合よりも演算量をさらに少なくできる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１の大気温度測定方法が適用される大気温度測定装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】  この発明の実施の形態１の大気温度測定装置のレーダ送受信手段の構成を示すブロック図である。
【図３】  この発明の実施の形態１の大気温度測定装置における信号処理手段の構成を示すブロック図である。
【図４】  この発明の実施の形態１の大気温度測定装置における信号処理手段の第１データレート低速化手段の実現例を示すブロック図である。
【図５】  この発明の実施の形態１の大気温度測定装置における信号処理手段の第１データレート低速化手段の実現例を示すブロック図である。
【図６】  この発明の実施の形態１の大気温度測定装置における信号処理手段の第１データレート低速化手段の実現例を示すブロック図である。
【図７】  この発明の実施の形態１の大気温度測定装置における信号処理手段の第１データレート低速化手段の実現例を示すブロック図である。
【図８】  この発明の実施の形態１の大気温度測定装置の信号処理においてパルスペア法を用いる場合の第１ドップラ速度算出手段、第２ドップラ速度算出手段の構成例を示すブロック図である。
【図９】  この発明の実施の形態２の大気温度測定方法が適用される大気温度測定装置における信号処理手段の構成を示すブロック図である。
【図１０】  従来の大気温度測定装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１１】  大気温度測定方法による温度分布の測定原理を示す説明図である。
【図１２】  従来技術１の大気温度測定装置のレーダ送受信手段の構成を示すブロック図である。
【図１３】  従来技術１の大気温度測定装置の信号処理手段の構成を示すブロック図である。
【図１４】  従来技術２の大気温度測定装置のレーダ送受信手段の構成を示すブロック図である。
【図１５】  従来技術２の大気温度測定装置の信号処理手段の構成を示すブロック図である。
【図１６】  従来技術２の大気温度測定装置のレーダ送受信手段の受信信号に対する作用上の特徴を示す説明図である。
【図１７】  従来技術２の大気温度測定装置の第１ドップラ速度算出手段および第２ドップラ速度算出手段の構成を示すブロック図である。
【図１８】  従来技術３の大気温度測定装置のレーダ送受信手段の構成を示すブロック図である。
【図１９】  従来技術３の大気温度測定装置の信号処理手段の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  空中線、２  レーダ送受信手段、３，９  信号処理手段、６  スピーカ（音波送信手段）、７  音波発生手段、２１  ＡＤ変換手段、２２  第１データレート低速化手段、２３  第１ドップラ速度算出手段、２４  周波数オフセット手段、２５  第２データレート低速化手段、２６  第２ドップラ速度算出手段、２７  オフセット補正手段、２８  音速算出手段、２９  温度算出手段、３１  ダウンサンプル手段、３２  低域通過フィルタ手段（データレート低速化手段）、３３  ダウンサンプル手段（第１ダウンサンプル手段，データレート低速化手段）、４１，５２  コヒーレント積分手段、５１  窓関数手段、６１  自己相関算出手段（パルスペア手段）、６２  積分手段（パルスペア手段）、６３  速度算出手段（パルスペア手段）、７３  帯域通過フィルタ手段、７４  ダウンサンプル手段（第２ダウンサンプル手段）、７５  ドップラ速度折返し補正手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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