(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
携帯電話システムの無線周波数を中間周波数に変換し所定の周波数帯域信号をバンドパスフィルタで選択する中間周波段を有する中間周波変換型中継増幅装置の前記バンドパスフィルタの通過帯域の上端部分および下端部分の振幅ひずみを等化して前記中間周波段の帯域通過特性の帯域内偏差を小さくするとともに減衰傾度を急峻にするために、
前記バンドパスフィルタに縦続接続する２端子対回路網であって、
該２端子対回路網の入力端と出力端との間の直列回路として前記バンドパスフィルタの通過帯域の上端部分に最大伝送通過点ｆ02を有し該最大伝送通過点ｆ02より僅かに高い周波数を伝送零点ｆ2 とするハイパスフィルタ部が配置され、
前記２端子対回路網の入力端と接地との間または出力端と接地との間の並列回路として前記バンドパスフィルタの通過帯域の下端部分に最大伝送通過点ｆ01を有し該最大伝送通過点ｆ01より僅かに低い周波数を伝送零点ｆ1 とするローパスフィルタ部が配置されたことを特徴とする携帯電話中継増幅装置用振幅等化器。
【請求項２】
前記ハイパスフィルタ部は、前記最大伝送通過点ｆ02を直列共振周波数とする第１のインダクタンスＬｈ１と第１のキャパシタンスＣｈ１からなる直列共振回路と、該直列共振回路に並列接続された第２のキャパシタンスＣｈ２とから構成され、前記第１のインダクタンスＬｈ１および第１のキャパシタンスＣｈ１の値、及び前記第２のキャパシタンスＣｈ２の値は次の式（１）及び式（２）によって決められ、
【数１】
0003961102.tif 000004
前記ローパスフィルタ部は、前記伝送零点ｆ1 を直列共振周波数とする第２のインダクタンスＬｌ１と第３のキャパシタンスＣｌ１からなる直列共振回路と、該直列共振回路に並列接続された第４のキャパシタンスＣｌ２とから構成され、前記第２のインダクタンスＬｌ１および第３のキャパシタンスＣｌ１の値、及び前記第４のキャパシタンスＣｌ２の値は次の式（３）及び式（４）によって決められたことを特徴とする請求項１記載の携帯電話中継増幅装置用振幅等化器。
【数２】
0003961102.tif 000005
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、振幅等化器に関し、特に、携帯電話システムにおいて、屋内，地下街，トンネル等の不感地対策として設置される中継増幅装置等に用いる振幅等化器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話システムでは、基地局から移動局に対して送信する下り回線周波数帯域（基地送信帯域）と、移動局から基地局に対して送信する上り回線周波数帯域（移動送信帯域）が所定の間隔をおいて割り当てられている。さらに、下り回線周波数帯域と上り回線周波数帯域は、複数の運用システム毎に分割して割り当てられているため、互いに異なる運用システムの割り当て周波数帯域は互いに隣り合って配置されている。
【０００３】
このようにして割り当てられた周波数帯域信号を中継増幅する中継増幅装置は、上り回線信号と下り回線信号の回り込みはもとより、異なる通信システム間の干渉のないように構成しなければならない。
【０００４】
そこで、各運用システム毎に、中継増幅すべき周波数帯域の帯域内偏差が小さく、減衰傾度が大きく、かつ、遮断（カットオフ）周波数の切れ味のよいフィルタを実現するために数々の工夫がなされている。要求特性を満たすフィルタを、小形，安価に実現する１つの方法として、周波数の低いフィルタを用いる方法がある。例えば、８００ＭＨｚ帯の受信周波数を数１０ＭＨｚ帯（中間周波（ＩＦ）という）に周波数下降変換し、必要帯域を選択した後、再び元の無線周波数に上昇変換して増幅して送信するＩＦ変換型中継増幅装置がある。
【０００５】
図１５は従来のＩＦ変換型中継増幅装置の主要ブロック図である。
図において、１は基地局側アンテナ、１２は移動局側アンテナである。基地局側から移動局側への下り回線の中継増幅系として、２はＢａ−ＤＵＰ（基地局側デュープレクサ）、３は増幅器、４はＤ−ＲＦＦＩＬ１（下り高周波バンドパスフィルタ）、５はミキサ、６はＤ−ＩＦ−Ｆ（下りＩＦバンドパスフィルタ）、７はミキサ、８は局部発振器、９はＤ−ＲＦＦＩＬ２（下り高周波バンドパスフィルタ）、１０は増幅器、１１はＭｏＤＵＰ（移動局側デュープレクサ）で構成されている。
【０００６】
また、移動局側から基地局側への上り回線の中継増幅系として、１１はＭｏ−ＤＵＰ（移動局側デュープレクサ）、１３は増幅器、１４はＵ−ＲＦＦＩＬ１（上り高周波バンドパスフィルタ）、１５はミキサ、１６はＵ−ＩＦ−Ｆ（上りＩＦバンドパスフィルタ）、１７はミキサ、１８は局部発振器、１９はＵ−ＲＦＦＩＬ２（上り高周波バンドパスフィルタ）、２０は主増幅器、２はＢａ−ＤＵＰ（基地局側デュープレクサ）で構成されている。
【０００７】
このように、隣接した帯域を減衰させるために、中間周波（ＩＦ）変換部を持ち周波数の低いＩＦフィルタを用いることで帯域選択性を高めた装置である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のＩＦ変換型中継増幅装置において、前述のように、互いに異なる運用システムが増え、隣接するシステムの帯域の減衰量がさらに要求され、かつ帯域内偏差を小さくするように要求されてきた。このような要求に対しては、使用するＩＦフィルタの段数（次数）を増やすことにより帯域外の減衰量を大きくすることができるが、同時に帯域内偏差が増加する。
図１６にその概念図を示す。図１６の特性ａはバンドパスフィルタ単体の特性であり、特性ｂは特性ａのバンドパスフィルタを２個縦続接続したときの特性である。帯域の中心周波数ｆ0 に対し、隣接した他のシステムの周波数帯における減衰量は大きくなるが、中継増幅しようとする周波数帯域では、その周波数帯域の損失が大きくなり、かつ、そのシステムの運用周波数帯域内の帯域内偏差、即ちシステム運用時の帯域の中心の利得に対する上端部分と下端部分の利得の差がｃからｄとなり、大きくなるという問題がある。
【０００９】
以上、従来方式においては、
（イ）例えば、フィルタの段数を増やしたり、有極型ＢＰＦなどによって隣接する他のシステムの帯域の減衰量を十分とろうとすると、自システムの帯域の帯域内偏差が増大する。
（ロ）通過帯域幅を広くして自システムの帯域の帯域内偏差を小さくしようとすると、隣接する他のシステムの減衰量が不足して干渉する。
といった相反した課題を持っている。
【００１０】
上記の課題、即ち、現実の伝送特性を修正し、最も望ましい形の伝送特性を実現するために、目標とする修正量に近似した二端子対回路網を系に挿入するという手段がある。このような回路網を等化器といい、ある使用周波数範囲で与えられた伝送特性に近似した特性をもつように構成され、その使用目的に応じて種類がある。例えば、フィルタの減衰（振幅）ひずみを等化する減衰（振幅）等化器がある。
従来の減衰等化器は、通常、Ｒ，Ｌ，Ｃを使った定抵抗回路で構成され、橋絡Ｔ形減衰等化器や格子形減衰等化器がある。このような従来の減衰等化器で、上記の中継増幅装置における課題を解決しようとしても伝送損失が大きくて実用できない。
【００１１】
例えば、この課題を解決するために、従来の定抵抗回路で構成された橋絡Ｔ形減衰等化器を用いた場合、帯域の高域側と低域側の振幅ひずみを等化する２つの減衰等化器と、減衰傾度を上げるための有極ＬＰＦ（コイル３個）と有極ＨＰＦ（コイル３個）とを用いて上記の要求を満たすように構成すると、減衰等化器による損失の絶対量が約２６ｄＢとなって実用が難しく、さらに、２段構成の２組の有極形フィルタのコイルの合計１２個の他に３段ＢＰＦとＢＥＦ（バンドエリミネーションフィルタ）のコイル４個が必要となって、合計１６個のコイルによる大型化のため実用化することはできない。
【００１２】
本発明の目的は、従来技術の、携帯電話システムにおける中継増幅装置のフィルタの帯域内偏差による運用周波数帯域内の利得の差が生じることと、フィルタの減衰傾度の不足による隣接システムの周波数帯域への干渉という相反する問題の両方を解決し、さらに、従来の減衰等化器では定抵抗回路なので損失が大きくて使用できないという問題点を解決し、フィルタの振幅ひずみを等化して帯域の上端及び下端での急峻な減衰特性と平坦な帯域内特性を同時に実現するための中継増幅装置用振幅等化器を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の中継増幅装置用振幅等化器は、携帯電話システムの無線周波数を中間周波数に変換し所定の周波数帯域信号をバンドパスフィルタで選択する中間周波段を有する中間周波変換型中継増幅装置の前記バンドパスフィルタの通過帯域の上端部分および下端部分の振幅ひずみを等化して前記中間周波段の帯域通過特性の帯域内偏差を小さくするとともに減衰傾度を急峻にするために、
前記バンドパスフィルタに縦続接続する２端子対回路網であって、
該２端子対回路網の入力端と出力端との間の直列回路として前記バンドパスフィルタの通過帯域の上端部分に最大伝送通過点ｆ02を有し該最大伝送通過点ｆ02より僅かに高い周波数を伝送零点ｆ2 とするハイパスフィルタ部が配置され、
前記２端子対回路網の入力端と接地との間または出力端と接地との間の並列回路として前記バンドパスフィルタの通過帯域の下端部分に最大伝送通過点ｆ01を有し該最大伝送通過点ｆ01より僅かに低い周波数を伝送零点ｆ1 とするローパスフィルタ部が配置されたことを特徴とするものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
携帯電話システムの中継増幅装置に使用する本発明の振幅等化器は、図１６に示した特性の従来技術の課題である帯域内偏差の縮小と、隣接する他のシステムの帯域の減衰量を大きくするために、図５のような目標とする修正量に近似した伝送特性を実現した２端子対回路網である。
すなわち、対象とする周波数帯域をｆ01〜ｆ02とすると、図５の斜線部ｄのような特性を持たせることで、図１６に示した従来のＢＰＦにおける帯域の両端部分での伝送量の落ち込み（帯域内偏差）を等化する。さらに、隣接するシステムの帯域の減衰量を大きくするために、図５のｅのような急峻な減衰特性を持たせた。
【００１５】
本発明の振幅等化器の第１の実施例の回路図を図６に示し、その特性例を図７に示す。図６の回路は本発明の振幅等化器の基本構成であり、インダクタンスＬｈ１と２つのキャパシタンスＣｈ１，Ｃｈ２からなり伝送零点ｆ2 を有するＨＰＦ部と、インダクタンスＬ１１と２つのキャパシタンスＣ１１，Ｃ１２からなり伝送零点ｆ1 を有するＬＰＦ部とで構成され、ＨＰＦ部で帯域の上端部分の振幅ひずみと減衰傾度の両方を等化し、ＬＰＦ部で帯域の下端部分の振幅ひずみと減衰傾度の両方を等化する。
【００１６】
伝送零点周波数ｆ2 、最大通過周波数ｆ02から、ＨＰＦ部のインダクタンスＬｈ１、キャパシタンスＣｈ１，Ｃｈ２の比が次の式（１）と（２）で決まる。また、伝送零点周波数ｆ1 ，最大通過周波数ｆ01から、ＬＰＦ部のインダクタンスＬ１１、キャパシタンスＣ１１，Ｃ１２の比が次の式（３）と（４）で決まる。
【００１７】
【数３】
0003961102.tif 000002
【００１８】
ここで、インダクタンスＬｈ１，Ｌ１１の値は、図７に示す必要な偏差補正量と帯域内（中心周波数ｆ0 ）の挿入損失の関係で決定できる。例えば、図８に示したように、偏差補正量を２．５ｄＢとし、ｆ0 における損失を４．０ｄＢとすると特性（Ａ）のようになる。同様に、偏差補正量を４．８ｄＢ、ｆ0 損失を７．３ｄＢとすると特性（Ｂ）、偏差補正量を６．５ｄＢ、ｆ0 損失を１０．６ｄＢとすると特性（Ｃ）となる。
【００１９】
次に、インダクタンスＬｈ１，Ｌｌ１に用いるコイルのＱについては、図９に示すように、コイルのＱが小さいと最大伝送通過点ｆ01，ｆ02の通過量と伝送零点ｆ1 ，ｆ2 の減衰量がともに減少する。そのため、必要な最大通過点の通過量と伝送零点の減衰量からコイルに必要なＱの値を決定する。以上の方法で所望の特性を容易に実現することができる。
また、次の図１０に示す回路は、図６の回路と等価であるので、図１０の回路からも同様にして本発明の振幅等化器が実現できることは明らかである。
【００２０】
さらに、本発明の振幅等化器は、直列アームのＨＰＦ部と並列アームのＬＰＦ部とからなる逆Ｌ形構成を１段の基本構成としたとき、複数段の縦続接続によって伝送特性の帯域幅での落ち込みの救済量、即ち偏差補正量と、隣接するシステムの帯域での減衰量を大きくすることができる。図１１は１段構成のときの特性例を示し、図１２は２段構成の振幅等化器の特性例を示す。
以上のように、本発明の中継増幅器用振幅等化器は、簡単な回路で構成することができ、帯域内偏差を補正し、帯域付近の減衰量も確保できる。
【００２１】
本発明の振幅等化器の具体的な応用例について以下に説明する。
図１は、本発明の振幅等化器を適用した中継増幅装置のブロック図である。図１５の従来の装置と同じ部分には同符号を付した。この応用例では、下り回線増幅系のＩＦ段のＤ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバンドパスフィルタ）６の後にバッファ増幅器２１を介して本発明の振幅等化器２２を挿入接続し、バンドパスフィルタ６の帯域端に生じるロスをキャンセルして帯域内の振幅を等化するとともに急峻な減衰傾度を持たせたことを特徴とするものである。
また、上り回線増幅系においても、ＩＦ段のＤ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバンドパスフィルタ）１６の後にバッファ増幅器２３を介して本発明の振幅等化器２４を挿入接続して振幅の等化を行った。
【００２２】
図２のａは本発明の振幅等化器を用いたときの特性例であり、図１のブロック図に示した中継増幅装置の下り回線の中継増幅系において、中心周波数９０２．５ＭＨｚ、帯域幅２５ＭＨｚとしたときの本発明の振幅等化器を含む中継増幅装置の選択特性を示す。図２の特性ｂは、本発明の振幅等化器が組み込まれていないとき、すなわち図１５の従来の装置の選択特性例である。
【００２３】
図１の他の段のフィルタとして、デュープレクサ２，１１には図３の伝送特性ａを有する５段構成の誘電体バンドパスフィルタ、ＲＦフィルタとして特性ｂのバンドパスフィルタを用い、Ｄ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバンドパスフィルタ）６には図３の特性ｃを有するＳＡＷフィルタを使用した。
【００２４】
また、図４は、図１の装置に使用した本発明の振幅等化器の特性例図であり、図１２に示した２段構成であり、具体的回路は図１３に示した。従来技術の減衰等化器と有極形フィルタを用いた場合に比べて、損失は約１６ｄＢも少なく、かつ、コイルの数も４個でよく、十分に実用できる構成である。
【００２５】
図１４は、図１３の振幅等化器の回路を変換して得たものである。このような変換を行うことによって、コイルの定数を任意に決定できるので、最もＱの良いインダクタンスを選ぶことができる。例えば変換後のインダクタンス値は２００ｎＨである。
【００２６】
このように、本発明の中継増幅装置用振幅等化器は、回路構成が簡単で、図１４のように回路変換ができ、容易に実現できる。
【００２７】
表１は本発明の振幅等化器を用いた中継増幅装置の伝送特性（図２のａ）と従来技術の中継増幅装置の伝送特性（図２のｂ）の特性比較データである。
【００２８】
【表１】
0003961102.tif 000003
【００２９】
表１からわかるように、本発明の振幅等化器を用いた中継増幅装置は、従来と比較して帯域内偏差で４．１９ｄＢ改善され、さらに、帯域端から４００ｋＨｚ離調で５．５ｄＢ以上の減衰量の増加、帯域端から６００ｋＨｚ離調、１ＭＨｚ離調で１１．５ｄＢ以上の減衰量の増加を達成している。
【００３０】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明を実施することにより、１通信システムに割り当てられた周波数帯域においては、表１にあるように、３ｄＢ帯域幅で、従来に比べ２．２ＭＨｚ広くなっている。このように平坦な伝送特性を実現したことにより、割り当てられた周波数帯域内の通話品質を保ちながら、隣接した周波数帯域での減衰量を確保したことにより他通信システムとの干渉を低減するとともに、小形化されるので実用上極めて大きな効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の振幅等化器を用いた中継増幅装置のブロック図である。
【図２】本発明を適用した中継増幅装置の伝送特性例図である。
【図３】本発明を適用した中継増幅装置の他の部分のフィルタの伝送特性例図である。
【図４】本発明の振幅等化器（２段構成）の伝送特性例図である。
【図５】振幅等化器に必要な伝送特性の説明図である。
【図６】本発明の振幅等化器の基本構成の回路図である。
【図７】本発明の振幅等化器の伝送特性の説明図である。
【図８】本発明の振幅等化器のインダクタンス定数と伝送特性の関係を示す説明図である。
【図９】本発明の振幅等化器のコイルのＱと伝送特性の関係を示す説明図である。
【図１０】本発明の振幅等化器（１段構成）の等価回路例図である。
【図１１】本発明の振幅等化器（１段構成）の伝送特性例図である。
【図１２】本発明の振幅等化器（２段構成）の伝送特性例図である。
【図１３】本発明の実施例の振幅等化器（２段構成）の他の等価回路例図である。
【図１４】本発明の振幅等化器（２段構成）の実用回路例図である。
【図１５】従来のＩＦ変換型中継増幅装置のブロック図である。
【図１６】従来のフィルタの数による帯域内偏差増加の説明図である。
【符号の説明】
１，１２  アンテナ
３，１０，１３，２０，２１，２３  増幅器
２，１１  デュープレクサ
４，９，１４，１９  ＲＦバンドパスフィルタ
６，１６  ＩＦバンドパスフィルタ
２２，２４  振幅等化器
５，７，１５，１７  ミキサ
８，１８  局部発振器
【図１】
0003961102.tif 000006
【図２】
0003961102.tif 000007
【図３】
0003961102.tif 000008
【図４】
0003961102.tif 000009
【図５】
0003961102.tif 000010
【図６】
0003961102.tif 000011
【図７】
0003961102.tif 000012
【図８】
0003961102.tif 000013
【図９】
0003961102.tif 000014
【図１０】
0003961102.tif 000015
【図１１】
0003961102.tif 000016
【図１２】
0003961102.tif 000017
【図１３】
0003961102.tif 000018
【図１４】
0003961102.tif 000019
【図１５】
0003961102.tif 000020
【図１６】
0003961102.tif 000021