(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル化された同相成分信号と、これとサンプルタイミングが同期したデジタル化された直交成分信号とが入力され、
上記同相成分信号に対し、上記直交成分信号を、そのサンプル周期の１／２だけ遅延を与える遅延手段と、
上記同相成分信号と上記遅延された遅延成分とを、そのサンプル速度の２倍の速さで交互に取出す第１スイッチ手段と、
上記第１スイッチ手段の出力を、そのサンプル速度の１／２の速度で２系統に分離する第２スイッチ手段と、
上記第２スイッチ手段よりの２系統の出力の一方を符号反転する符号反転手段と、
その符号反転手段の出力と、上記２系統の出力の他方とを１系統に合成して出力する手段と、
を具備するデジタル直交変調器。
【請求項２】
上記同相成分信号をフィルタ処理して上記第１スイッチ手段へ供給する第１ＦＩＲフィルタと、
上記直交成分信号をフィルタ処理して上記第１スイッチ手段へ供給し、上記遅延手段を兼ねる第２ＦＩＲフィルタとを備えることを特徴とする請求項１記載のデジタル直交変調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は無線送信器内の直交変調器、信号発生器及びデジタルフェージングシミュレータなどに用いられる直交変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
フェージングシミュレータとしてはアナログ方式のものとデジタル方式のものとがある。アナログ方式のものは性能が良いが高価である。近年デジタル方式の製品が出て来た。これは図４に示すように、入力端子１１，１２からベースバンドのアナログの同相成分（Ｉ）信号と、直交成分（Ｑ）信号とが入力され、それぞれＡＤ変換器１３，１４でデジタル信号に変換された後、フェージング処理部１５に入力されて、デジタル処理により電力をランダムに変化させるフェージング処理がなされ、これらフェージング処理されたＩ信号、Ｑ信号はＤＡ変換器１６，１７でそれぞれアナログ信号に変換され、これら両アナログ信号により、搬送波信号源１８の搬送波信号が、直交変調器１９で直交変調される。直交変調器１９においては、ＤＡ変換器１６の出力と、搬送波信号とが乗算器２１で乗算され、搬送波信号を移相器２２で９０°移相したものとＤＡ変換器１７の出力とが乗算器２３で乗算され、乗算器２１，２３の出力が加算器２４で加算されて、直交変調器１９の出力となる。この直交変調器１９の出力は必要に応じてアップコンバータ２５で高周波信号源２６の信号で更に高い周波数帯の信号に変換されて出力端子２７へ出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のアナログの直交変調器においては、搬送波信号が出力側に多少なりとも漏れて、出力端子２７の出力信号に混入して来る。この混入する量は一定であるが、ＤＡ変換器１６，１７の各出力は大きなダイナミックレンジで変化するため、直交変調器１９に対する入力が小信号の時も、一定電力以上が出力されてしまうという問題があった。直交変調器１９は本来は搬送波信号が出力されないものが理想的なものであり、搬送波信号が漏れるということは、直交変調器を用いる他の機器一般についても、好ましくない。
【０００４】
この発明の目的は搬送波信号成分の漏れがない直交変調器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明によれば、デジタル化され、サンプルが互いに同期した同相成分信号と直交成分信号とが入力され、直交成分信号は同相成分信号に対し、１／２サンプル周期だけ遅延され、この遅延された直交成分信号と、遅延されない同相成分信号とがそのサンプル速度の２倍の速度で交互に、第１スイッチ手段で取出され、この第１スイッチ手段の出力はそのサンプル速度の１／２の速度で第２スイッチ手段により２系統に分離され、これら２系統の一方は符号が反転され、その符号反転された系統と、前記２系統の他方とが一系統に、合成される。
【０００６】
このように純デジタル処理され、搬送波成分の周期は、入力デジタル信号のサンプル周期の２倍であるが、この搬送波成分が出力側に現われるおそれはない。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１にこの発明をフェージングシミュレータに適用した場合の実施例を示し、図４と対応する部分に同一符号を付けてある。入力端子１１，１２よりの同相成分信号、直交成分信号はそれぞれＡＤ変換器１３，１４でデジタル信号に変換されてフェージング処理部１５に入力され、フェージング処理部１５の出力はこの発明によるデジタル変調器３１に入力される。
【０００８】
この実施例ではフェージング処理部１５の同相成分出力、直交成分出力はそれぞれＦＩＲフィルタ３２，３３に供給されてフィルタ処理される。直交成分出力が供給されるＦＩＲフィルタ３３はその出力が、ＦＩＲフィルタ３２の出力に対し、そのサンプル周期の１／２だけ遅延されるように、ＦＩＲフィルタ３３のフィルタ係数が決定されている。従ってＦＩＲフィルタ３２から図２Ａに示すようなサンプル信号系列Ｉ（０），Ｉ（１），Ｉ（２），・・・が出力され、ＦＩＲフィルタ３３から図２Ｂに示すようなサンプル信号系列Ｑ（０．５），Ｑ（１．５），Ｑ（２．５），・・・が出力される。Ｉ（ａ），Ｑ（ｂ）の各ａ，ｂはそれぞれのサンプル時刻を示す。ＦＩＲフィルタ３２のフィルタ係数は例えば図３Ａに示すようなものであり、これに対し、ＦＩＲフィルタ３３のフィルタ係数は図３Ｂに示すようにそのピーク点が、１／（２ｆ0 ）だけずれたものとすればよい。ｆ0 は例えば３２ＭＨｚとする。なお、ＡＤ変換器１３，１４は、クロック発生器３４のクロックが分周器３５で１／２された周波数ｆ0 のクロックによりサンプリングされてデジタル信号に変換される。
【０００９】
ＦＩＲフィルタ３２の出力信号とＦＩＲフィルタ３３の出力信号とは、そのサンプリング速度の２倍の速度で、切替えスイッチ３６により交互に取出されて、図２Ｃに示すように１系統の信号とされる。切替えスイッチ３６は、クロック発生器３４よりの周波数２ｆ0 のクロックによりＦＩＲフィルタ３２，３３の各出力側に交互に接続される。
【００１０】
切替えスイッチ３６の１系統とされた出力は切替えスイッチ３７により端子３８側と端子３９側とに、交互に接続され、その交互接続は分周器３５の出力により制御される。つまり１系統とされた信号のサンプル速度の２分の１の速度で端子３８側と端子３９側との２系統に分離される。この分離された信号は図２Ｄに示すＩ（０）Ｑ（０．５）      Ｉ（２）Ｑ（２．５）      Ｉ（４）Ｑ（４．５）・・・と、図２Ｅに示すＩ（１）Ｑ（１．５）      Ｉ（３）Ｑ（３．５）
Ｉ（５）Ｑ（５．５）・・・となる。
【００１１】
この分離された一方、図では端子３９側の信号は符号反転器４１で符号が反転され、この符号反転された信号と、他方の端子３８側の信号とが合成部４２で合成され、図２Ｆに示す１系統の信号とされる。この１系統の信号は、クロック発生器３４の周波数２ｆ0 のクロックで制御され、ＤＡ変換器４３でアナログ信号に変換される。このＤＡ変換器４３の出力はアップコンバータ２５で高周波帯の信号に変換されて出力端子２７へ供給される。
【００１２】
所で直交変調において、変調入力Ｉ，Ｑが共に振幅１とすると、直交変調はＩ cosωｔ  ＋  Ｑ sinωｔである。その cosωｔについてωｔ＝ｎπ（ｎ＝０，１，２，・・・）の所に注目するとＩ cosωｔは図２Ｇに示すように１，−１，１，−１，・・・の系列となる。sin ωｔについてωｔ＝（ｎ＋０．５）πの所に注目すると、Ｑ sinωｔは図２Ｈに示すように１，−１，１，−１，・・・の系列となる。従ってＩ cosωｔ＋Ｑ sinωｔは１，１，−１，−１，１，１，−１，−１，・・・の系列となる。Ｉ＝１、Ｑ＝１としたが、Ｉ，Ｑはそれぞれ各時刻における値を有するから、前記注目点について見ると、Ｉ（ｎπ）、Ｑ（（ｎ＋０．５）π）であるから、Ｉ（ｎπ）cos ωｔ＋Ｑ（（ｎ＋０．５）π）sin ωｔは、前記注目点についての系列はＩ（０），Ｑ（０．５），−Ｉ（１），−Ｑ（１．５），Ｉ（２），Ｑ（２．５），−Ｉ（３），−Ｑ（３．５），・・・となる。これは図２Ｆに示した系列と同一である。つまり、図１に示したデジタル直交変調器３１での処理によれば、直交変調出力が得られることが理解されよう。この時の搬送波信号の周波数はｆ0 ／２となる。
【００１３】
このように直交変調器３１では全てデジタル処理を行っているので搬送波の漏れは生じない。
この発明はフェージングシミュレータの一部に適用する場合に限らず、例えばＦＩＲフィルタ３２，３３にそれぞれＩ，Ｑのデジタル変調データを入力し、ＦＩＲフィルタ３２，３３のフィルタ係数を、送信機の送信フィルタのフィルタ特性係数にすることにより、デジタル変調送信機に適用することもできる。その他各種の適用が考えられる。
【００１４】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば全てデジタル処理を行っているため、搬送波信号の漏洩という問題は生じようもない。また同様にデジタル処理であるため、直交変調器の校正は不用となり、更に直交度やＩＱバランスもデジタル処理であるため高精度かつ高安定のものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明をフェージングシミュレータに適用した実施例の機能構成を示す図。
【図２】図１の動作説明に用いる図。
【図３】ＦＩＲフィルタ３２，３３のフィルタ係数の例を示す図。
【図４】従来のフェージングシミュレータを示すブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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