(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複素周波数ｓの偶関数であって少なくとも１組の実根および少なくとも１組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数ｓの６次以上のフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成る回路網関数で伝達関数が表わされた基準化低域通過フィルタを周波数変換することにより得られ、不平衡分布定数回路で実現された、周波数帯域通過特性を有する分布定数フィルタであって、
前記分子有理多項式の１組の実根および１組の虚根ならびにそれらに対応する前記分母有理多項式に相当する回路部は、第１〜第４共振子と、前記第１共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第１結合回路と、前記第１共振子と第２共振子とをカスケード結合する第２結合回路と、前記第２共振子と第３共振子とをカスケード結合する第３結合回路と、前記第３共振子と第４共振子とをカスケード結合する第４結合回路と、前記第４共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第５結合回路と、前記第２結合回路と第４結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第６結合回路と、前記第１結合回路と第５結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第７結合回路とから成る多重結合回路部を１つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、
前記第１〜第７結合回路は、下記Ａ〜Ｄの電界結合と磁界結合との組合せとしたことを特徴とする分布定数フィルタ。
Ａ：前記第６および第７結合回路が電界結合であり、前記第１〜第５結合回路は
その内の１または３個が磁界結合で残りが電界結合である。
Ｂ：前記第６および第７結合回路が磁界結合であり、前記第１〜第５結合回路は
その内の２または４個が磁界結合で残りが電界結合である。
Ｃ：前記第６結合回路が電界結合、第７結合回路が磁界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の０または２または４個が磁界結合で残りが電界結合
である。
Ｄ：前記第６結合回路が磁界結合、第７結合回路が電界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の１または３または５個が磁界結合で残りが電界結合である。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は移動体通信機等のＲＦ段等に妨害信号や雑音の除去のために帯域通過フィルタとして使用される分布定数フィルタに関し、詳しくは通過帯域の振幅特性および群遅延特性が同時平坦特性でかつ阻止帯域に伝送零点を有し、構造を簡素化し損失を抑えて性能を改善した分布定数フィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
アナログあるいはデジタル携帯電話や無線電話をはじめとする移動体通信機等の送信回路および受信回路のＲＦ段等の高周波回路部には、例えば同一のアンテナを送信回路と受信回路で共用する場合に送信周波数帯域と受信周波数帯域を分離するため、あるいは増幅回路の非直線性に基づいて発生する高調波を減衰させるため、希望の信号波以外の妨害波・側帯波等の不要信号波を除去するためなどに、帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ：ＢＰＦ）がよく使われる。
【０００３】
このような通信機用フィルタとしての帯域通過フィルタは、一般に種々の回路素子により構成された直列共振回路や並列共振回路を複数段接続することにより所望の帯域特性を有するフィルタ回路として実現され構成されているが、フィルタ回路部が小型にできることや高周波回路としての電気的特性が良好であること等から、マイクロストリップ線路やストリップ線路等の不平衡分布定数線路によりフィルタ回路部が構成されることが多い。
【０００４】
波形伝送等の仕様の厳しい帯域通過特性のフィルタにおいては、図10（ａ）および（ｂ）にそれぞれ線図で示すように通過帯域の振幅特性および群遅延特性が同時平坦特性で、かつ阻止帯域に伝送零点を作る必要があり、その実現には、複雑な回路構成が必要であった。
【０００５】
このような特性の帯域通過フィルタを明確な設計理論で直接構成する手法は従来知られておらず、種々の工夫をして経験的にフィルタを構成することが行なわれていた。
【０００６】
例えば、図11にブロック図で示すように、まず振幅特性のみに着目して、既に知られている構成のフィルタによって通過帯域の振幅特性が平坦でかつ阻止帯域で伝送零点を有する、希望の振幅特性は有するが群遅延特性は考慮されていない特性のフィルタ１を設計し、次いで、フィルタ１の群遅延特性を補って全体として希望の群遅延特性とするために、通過帯域の群遅延特性を平坦化する全域通過特性の位相等化器２をこれに付加するといった工夫がなされていた。この手法によれば、フィルタ１に位相等化器２を付け足しながら位相あるいは群遅延特性を改善していくというものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般にそのような位相等化や補正は効果が少なく、十分な補正効果が得られないという問題点があった。また、本来必要とする数以上の数の回路素子による構成となるために回路構成に無駄が多くなり、そのため、逆に位相等化器２の不完全な全域通過特性に起因する振幅特性への悪影響や回路の複雑化による損失の増加などの弊害が大きいという問題点があった。
【０００８】
一方、従来より、フィルタの阻止帯域における伝送零点を実現するには、主に２つの方法が知られていた。１つはフィルタの内部に直列にあるいは並列に並列共振器あるいは直列共振器を挿入し、あるいはそれらの組合せで伝送零点を実現するものである。例えば、図12に回路図で示すように、共振器３・４による帯域通過特性のフィルタに対して並列共振器と直列共振器との組合せ５により通過帯域の両外側の阻止帯域に伝送零点を形成するというものである。
【０００９】
また、もう１つの手法は、伝送路を２つに分岐し、それぞれの経路の振幅を同じとし、位相を逆にして合成することによって伝送零点を実現するものである。
【００１０】
例えば、図13にブロック図で示すように、回路を２つに分岐して、ある周波数において互いに出力の振幅が同じで位相が180 度異なる関係となっている２ポート６と２ポート７とに導くことにより、それらの出力を合成して得られた出力はその周波数で伝送零点となるというものである。
【００１１】
一般的には、後者の手法の方が実現が容易で実際に損失の少ない回路構成でフィルタを実現することができる。
【００１２】
さらに、後者の変形として、単純なリアクタンスの帰還路による手法も知られているが、この手法においては目的の回路網関数からそのフィルタを合成する正確な設計理論や手法は知られておらず、近似的または経験的な使われ方がされている。例えば、図14に回路図で示すように、通常のフィルタであるフィルタ部８と、分岐回路あるいは帰還路に相当する結合回路９とにより伝送零点が形成されるというものである。
【００１３】
しかしながら、この手法によれば、回路の簡素化による損失低減の効果はあるが、フィルタ合成の正確な設計手法が知られていないため、設計が近似的であることから近似的な特性しか得られず、特性が不十分であるという問題点があった。
【００１４】
また、従来より、はしご型構成の回路とこれらの伝送零点を作る手法とを組み合わせて、その後に、位相等化器により群遅延の補正を行なうという手法も知られていた。このような構成によると通過帯域の振幅特性と群遅延特性が同時平坦でかつ阻止帯域に伝送零点を有する帯域通過特性フィルタが得られるというものである。
【００１５】
しかしながら、この手法によっても、設計が近似的であることから正確な特性が得られず、また、回路構成が複雑であるという問題点があった。さらに、このようなフィルタには、伝送損失が増加する、あるいは近似的で不十分な特性しか得られないという問題点もあり、特にマイクロストリップ回路等の分布定数フィルタで構成した場合の損失が顕著であった。
【００１６】
以上のような問題点に鑑み、本発明者は特願平10−337219号において上記のような所望の特性の帯域通過フィルタを明確な設計理論で直接構成する手法について提案し、さらに、特願平11−150150号において、通過帯域において振幅特性と群遅延特性とが同時平坦特性であり、かつ阻止帯域に伝送零点を持つ帯域通過特性を有し、正確な設計手法により設計して簡単な回路で構成して実現することができるとともに、低素子感度で低損失な特性の帯域通過フィルタを提案した。
【００１７】
この特願平11−150150号の帯域通過フィルタは、複素周波数ｓの偶関数であって少なくとも１組の実根および少なくとも１組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数ｓのフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成る回路網関数で伝達関数が表わされた基準化低域通過フィルタを周波数変換することにより得られ、不平衡分布定数回路で実現された、周波数帯域通過特性を有する分布定数フィルタであって、前記分子有理多項式の実根または虚根に相当する回路部は、第１および第２共振子と、前記第１共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第１結合回路と、前記第１共振子と第２共振子とをカスケード結合する第２結合回路と、前記第２共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第３結合回路と、前記第１結合回路と第３結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第４結合回路とから成る単位結合回路部を２つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、前記第１結合回路と前記第３結合回路とを電界結合もしくは磁界結合の同種の組合せとするとともに、前記第１結合回路および前記第３結合回路と前記第２結合回路とを電界結合または磁界結合の異種の組合せとしており、前記実根に相当する前記単位結合回路部は、前記第２結合回路および第４結合回路がそれぞれ電界結合もしくは磁界結合の同種の結合回路から成るとともに、前記虚根に相当する前記単位結合回路部は、前記第２結合回路および第４結合回路がそれぞれ電界結合もしくは磁界結合の異種の結合回路から成ることを特徴とするものである。
【００１８】
しかしながら、この特願平11−150150号における提案では、分子有理多項式の１組の実根あるいは１組の虚根に相当する結合回路部を実現するのに１組の根当たり3.5 段以上の共振子が必要であり、１組の実根と１組に虚根に相当する結合回路部を実現するのに3.5 段の共振子をカスケードに２つ接続することから、７段以上の共振子が必要であった。さらに、分子有理多項式の根の組の数が増えると、それに伴い3.5 段の整数倍の数の共振子が必要であった。このため、与えられた数の共振子で実現できる分子有理多項式の根の数に制約があり、複雑な特性のフィルタを実現する上で制約があるという、改善すべき点があった。
【００１９】
本発明は以上の問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、通過帯域特性において振幅特性と群遅延特性とが同時平坦特性であり、かつ阻止帯域に伝送零点を持つ帯域通過特性を有し、理論的に正確で、構造を簡素化して損失を抑えて性能を改善した回路を構成し実現することができる分布定数フィルタを提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の分布定数フィルタは、複素周波数ｓの偶関数であって少なくとも１組の実根および少なくとも１組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数ｓの６次以上のフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成る回路網関数で伝達関数が表わされた基準化低域通過フィルタを周波数変換することにより得られ、不平衡分布定数回路で実現された、周波数帯域通過特性を有する分布定数フィルタであって、前記分子有理多項式の１組の実根および１組の虚根ならびにそれらに対応する前記分母有理多項式に相当する回路部は、第１〜第４共振子と、前記第１共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第１結合回路と、前記第１共振子と第２共振子とをカスケード結合する第２結合回路と、前記第２共振子と第３共振子とをカスケード結合する第３結合回路と、前記第３共振子と第４共振子とをカスケード結合する第４結合回路と、前記第４共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第５結合回路と、前記第２結合回路と第４結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第６結合回路と、前記第１結合回路と第５結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第７結合回路とから成る多重結合回路部を１つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、前記第１〜第７結合回路は、下記Ａ〜Ｄの電界結合と磁界結合との組合せとしたことを特徴とするものである。
Ａ：前記第６および第７結合回路が電界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の１または３個が磁界結合で残りが電界結合である。
Ｂ：前記第６および第７結合回路が磁界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の２または４個が磁界結合で残りが電界結合である。
Ｃ：前記第６結合回路が電界結合、第７結合回路が磁界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の０または２または４個が磁界結合で残りが電界結合である。
Ｄ：前記第６結合回路が磁界結合、第７結合回路が電界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の１または３または５個が磁界結合で残りが電界結合である。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の分布定数フィルタによれば、回路網関数の分子有理多項式の１組の実根および１組の虚根ならびにそれらに対応する分母有理多項式に相当する回路部を上記構成の多重結合回路部を１つ以上有する多共振子フィルタで実現することから、理論的に正確に、かつフィルタの構造を簡素化し損失を抑えて性能を改善して、回路を構成し実現することができる。
【００２２】
本発明の分布定数フィルタの目標特性である通過帯域で振幅特性と群遅延特性が同時平坦で、阻止帯域で伝送零点（減衰極）を有するために必要な最低の次数は、分子有理多項式は４次、分母有理多項式は６次である。すなわち、ここで分子有理多項式の次数は少なくとも１組以上の実根と虚根とを有する４次以上である。また、分母有理多項式のフルビッツ多項式の次数は分子有理多項式の次数よりも２次以上大きな次数（分子の次数＋２≦分母の次数）であり、この分母有理多項式であるフルビッツ多項式の次数が本発明の分布定数フィルタを構成する共振子の数に対応する。
【００２３】
この４次の分子有理多項式と６次の分母有理多項式に相当する回路部は、第１〜第４共振子と、第１共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第１結合回路と、第１共振子と第２共振子とをカスケード結合する第２結合回路と、第２共振子と第３共振子とをカスケード結合する第３結合回路と、第３共振子と第４共振子とをカスケード結合する第４結合回路と、第４共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第５結合回路と、第２結合回路と第４結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第６結合回路と、第１結合回路と第５結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第７結合回路とから成る多重結合回路部を１つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、第１〜第７結合回路は、電界結合と磁界結合との組合せであって、第６および第７結合回路が電界結合であり、第１〜第５結合回路はその内の１または３個が磁界結合で残りが電界結合であるか、第６および第７結合回路が磁界結合であり、第１〜第５結合回路はその内の２または４個が磁界結合で残りが電界結合であるか、第６結合回路が電界結合、第７結合回路が磁界結合であり、第１〜第５結合回路はその内の０または２または４個が磁界結合で残りが電界結合であるか、第６結合回路が磁界結合、第７結合回路が電界結合であり、第１〜第５結合回路はその内の１または３または５個が磁界結合で残りが電界結合である。
【００２４】
本発明の分布定数フィルタは不平衡分布定数回路で実現されるものであるが、このような多重結合回路部の各結合回路は、多重結合回路部の各共振子上の電荷による共振器間の電界の結合、あるいは同様に電流による共振器間の磁界の結合によって実現することができる。
【００２５】
また、第６・第７結合回路は、例えば集中定数のリアクタンス素子、あるいはこれらによってブリッジ結合する両端の共振子上の電荷による電界の結合、あるいは電流による磁界の結合によっても実現することができる。
【００２６】
また、本発明の分布定数フィルタによれば、基準化低域通過フィルタの伝達関数を表わす回路網関数を複素周波数ｓの偶関数であって少なくとも１組の実根および少なくとも１組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数ｓの６次以上のフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成るものとしたことから、振幅の通過帯域特性を分子有理多項式の１組の実根で補正された平坦なものとすることができるとともに、その通過帯域の近傍に１組の虚根でその周波数が与えられる伝送零点である減衰極を生じさせることができるので、フィルタの通過帯域特性に対して振幅特性と位相特性とに個別に条件を課して振幅特性と群遅延特性とに所望の同時平坦特性を確保しつつ、阻止帯域において伝送零点により十分な減衰を確保した帯域通過特性を有するフィルタを得ることができる。
【００２７】
そして、マイクロストリップ回路等の不平衡分布定数回路を用いることにより理想トランスやジャイレータが容易に実現でき、直列共振回路・並列共振回路も容易に実現できるので、上記のような所望の周波数帯域通過特性を有する、不平衡分布定数回路で構成された簡素化された回路構成の分布定数フィルタを得ることができる。
【００２８】
本発明の分布定数フィルタを実現するには、基準化低域通過フィルタの特性について、まず分母有理多項式である位相直線特性を有するフルビッツ多項式により位相特性を定め、次に分子有理多項式である複素周波数ｓの偶関数の虚根を所望の周波数に伝送零点を配置するように指定し、分子有理多項式の実根を通過帯域で振幅特性が平坦となるように定める。
【００２９】
次に、この分子有理多項式と分母有理多項式とから成る回路網関数より、これを伝達関数とする基準化低域通過フィルタを合成する。
【００３０】
次に、等価変換により負の値の素子を実在する正の値の素子に変換し、帯域通過特性に周波数変換の後、不平衡の分布定数回路に等価変換して分布定数フィルタを実現する。
【００３１】
以下、本発明の分布定数フィルタについて詳細に説明する。
【００３２】
本発明の分布定数フィルタの最小の次数の実現例として、分子有理多項式を１組の実根と虚根を有する４次の多項式ｆ（ｓ）とし、分母有理多項式を６次のフルビッツ多項式ｇ（ｓ）とすると、回路網関数は複素周波数ｓ＝ｊωの関数として、
【００３３】
【数１】
0003964078.tif 000002
【００３４】
と表わされる。ここで分母有理多項式ｇ（ｓ）は群遅延特性が平坦である多項式とし、例えばベッセルの多項式等とする。
【００３５】
次に、この分母有理多項式の振幅特性を、群遅延特性に悪影響を与えることなく分子有理多項式で補正するとともに、分子有理多項式の虚根の組により、阻止帯域に伝送零点を設ける。さらに、振幅特性が通過帯域でできるだけ平坦となるように、分子有理多項式の実根の組で振幅特性の補正を行なう。このようにして、分母有理多項式および目的とするフィルタ特性に対応して分子有理多項式が定まる。
【００３６】
そして、このようにして定まった多項式から、図３に回路図の例を示すような、基準化低域通過フィルタが定まる。この基準化低域通過フィルタにおいては、並列あるいは直列のはしご型の接続の段数がフルビッツ多項式の次数に相当し、この例では６段である。また、直列に接続された２つの並列共振回路は、分子有理多項式のそれぞれ実根および虚根の組に相当する回路部である。
【００３７】
これら実根および虚根の組に相当する回路部のうち、虚根の組に相当する直列共振回路の回路素子は共に正の値であり、実際の回路で実現可能である。一方、実根の組に相当する並列共振回路の回路素子はどちらか一方が負の値となり、このままでは実際の回路として実現することはできない。
【００３８】
そこで、次に、多重結合回路部への等価変換を行なう。すなわち、図３に示した回路を、虚ジャイレータを用いて図４に示すような回路への等価変換を行なう。そして、この図４に示した回路の中で、虚ジャイレータを含む２つの並列共振回路を含む部分に着目して、図５（ａ）に示すような回路を扱う。この回路に対して、同図（ｂ）に示すように、虚ジャイレータを５つ含む回路を考えると、これら（ａ）および（ｂ）に示した回路は、互いのパラメータを適切に置き換えることにより両者が等価となることが分かる。なお、図５（ｂ）中のＬおよびＣはそれぞれ回路素子がインダクタンスおよび容量であることを示し、その値は示していない。また同様に、ｊは虚ジャイレータを示し、その値は示していない。また、虚ジャイレータｊの符号は特に示していない場合は、＋または−のある定数の値を持つ虚ジャイレータであるものとする。これらは以下の図６〜図８においても同様である。
【００３９】
これらの結果、図３に示した基準化低域通過フィルタは、図４および図５の等価変換を経て、図６に示すような等価な基準化低域通過フィルタに変換される。
【００４０】
この図６に示す等価な基準化低域通過フィルタに、さらに虚ジャイレータと理想トランスを導入し、回路素子をすべて並列の同じ値の容量に等価変換することにより、図７に示すような等価基準化低域通過フィルタが得られる。この図７に示す等価基準化低域通過フィルタは、図３に示した基準化低域通過フィルタと厳密に全く等価なものである。なお、この等価変換を行なった段階での虚ジャイレータの符号は図７に示す通りの複合の取り方の自由度がある。
【００４１】
次に、この基準化低域通過フィルタを、周波数変換およびインピーダンス変換して、目的の帯域通過特性を有する帯域通過フィルタへ変換する。このとき、図７の回路中の容量は周波数変換により並列共振回路となるが、虚ジャイレータは変化せずにそのままとなる。この際、フィルタの入力端と出力端の対称性をよくするため、出力端に理想トランスを含む虚ジャイレータを挿入してある。この虚ジャイレータを挿入することで、出力端におけるフィルタの出力インピーダンスが出力アドミッタンスに変換されるが、フィルタの振幅特性・群遅延特性等の伝送特性は変わらない。これにより、図８に示すような帯域通過フィルタが得られる。
【００４２】
さらに、虚ジャイレータをπ型の定リアクタンス素子の接続で実現すると、目的の帯域通過フィルタは図９に示すような回路構成となる。この帯域通過フィルタにおいて、結合回路の定リアクタンス素子は、通過帯域近辺での狭帯域近似により、電界結合または磁界結合で実現できる。
【００４３】
ここで、同図中の17・18・19・20・21・23・24の７個の結合回路の定リアクタンス素子と、11・12・13・14の４つの共振回路（共振子）とを１つの多重結合回路部とする。そして、17は第１共振子11とその外側の回路とをカスケード接続する第１結合回路、18は第１共振子11と第２共振子12とをカスケード接続する第２結合回路、19は第２共振子12と第３共振子13とをカスケード接続する第３結合回路、20は第３共振子13と第４共振子14とをカスケード接続する第４結合回路、21は第４共振子14と外側の回路とをブリッジ接続する第５結合回路、22は第２結合回路18と第４結合回路20の外側をブリッジ結合する第６結合回路、23は第１結合回路17と第５結合回路21の外側をブリッジ接続する第７結合回路である。
【００４４】
これら第１結合回路17〜第７結合回路23および第１共振子11〜第４共振子14で実現された多重結合回路部によって数１で示した式における分子有理多項式ｆ（ｓ）の１組の実根および１組の虚根に相当する回路部分を実現するには、定リアクタンス素子で実現されている第１結合回路17〜第７結合回路23の符号の組合せは、次のａ〜ｄの組合せとなる。
ａ：第６および第７結合回路22・23がともに負符号（−）であり、第１〜第５結合回路17〜21はその内の１または３個が正符号（＋）で残りが負符号である
。
ｂ：第６および第７結合回路22・23がともに正符号であり、第１〜第５結合回路    17〜21はその内の２または４個が正符号で残りが負符号である。
ｃ：第６結合回路22が負符号、第７結合回路23が正符号であり、第１〜第５結合回路17〜21はその内の０または２または４個が正符号で残りが負符号である。
ｄ：第６結合回路22が正符号、第７結合回路23が負符号であり、第１〜第５結合回路17〜21はその内の１または３または５個が正符号で残りが負符号である。
【００４５】
第１結合回路17〜第７結合回路23の符号の組合せがこのようなａ〜ｄの組合せとなるのは、前記多項式を実現する第１結合回路17から第７結合回路23の電界結合あるいは磁界結合の組合せは等価変換により決められ、その組合せは、電界結合を（−）で、磁界結合を（＋）で表記すると、表１に示す20通りとなることによるものである。
【００４６】
【表１】
0003964078.tif 000003
【００４７】
この帯域通過フィルタにおける各結合回路17〜23の定リアクタンス素子は、通過帯域近辺での狭帯域近似により、負符号または正符号の定リアクタンス素子がそれぞれ電界結合または磁界結合、あるいは容量またはインダクタで実現することができる。
【００４８】
次に、狭帯域近似を行なった結果得られた帯域通過フィルタの回路の実施例の回路図を図１に示す。この例は、第６結合回路22が負符号、第７結合回路23が正符号であり、第１〜第５結合回路17〜21が負符号である上記ｃの組合せを選んだ例である。
【００４９】
さらに、本発明の分布定数フィルタについて、図１に示した帯域通過フィルタの実施例を分布定数フィルタで実現した構成例を図２に平面図で示す。
【００５０】
図２に示す本発明の分布定数フィルタの構成例は誘電体基板上に分布定数回路素子としての導体パターンで形成されており、この例においては、６個の円形の共振子40〜45がＥ110 モードで使用されている。
【００５１】
このような本発明の分布定数フィルタにおいて、図２中の結合部48〜56は図１中の多重結合回路部の第１〜第７結合回路31〜39に、図２中の共振子40〜45は図１中の共振回路（共振子）25〜30にそれぞれ対応するものである。そして、各共振子40〜45の共振モードがＥ210 モードの場合、図２中に示すように、それぞれの共振子の外周の周りに90度おきに電界最大点があり、この部分で電界結合ができる。また、電界最大点の中間点すなわち電界最大点から45度ずつずれた点の位置に磁界最大点があり、この部分で磁界結合ができる。なお、図２において導体パターンで形成された各共振子40〜45中に示す矢印を付した曲線は図の紙面に平行な磁界の向きを表し、それらの内側の・印および×印はそれぞれ図の紙面に垂直な電界の向きを表している。このような配置を利用して、図２に示すように、６つの共振子40〜45を結合させた目的の帯域通過フィルタとしての分布定数フィルタを構成することができる。そして、図２では48〜54・56が電界結合、55が磁界結合となっている。
【００５２】
このような本発明の分布定数フィルタによれば、図１に示したような正確な等価回路の帯域通過フィルタを各素子毎に正確に図２に示した導体パターンとして実現できることから、正確な設計手法により設計して簡単な回路で構成して実現することができるとともに、与えられた特性に対して最少の素子数・パターン数でフィルタを構成できることから、低素子感度で低損失な特性の分布定数フィルタとなる。
【００５３】
しかも、本発明の分布定数フィルタによれば、分子多項式の次数の増加に対し、分母多項式の次数の増加が同じ次数で済むことから、特願平11−150150号における提案よりも、与えられた数の共振子で実現できる分子有理多項式の次数をより多くすることができ、複雑な特性のフィルタを実現する上での制約が少なくて済むという、実用上極めて有用な分布定数フィルタとなる。
【００５４】
なお、以上はあくまでも本発明の実施の形態の例示であり、本発明はこれらに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更や改良を加えることは何ら差し支えない。例えば、分布定数フィルタを構成する共振子の導体パターンには、他の形状の共振器パターンを用いてもよい。また、図２に示した実施例における電界結合と磁界結合との組合せを、前記ａ〜ｄに対応したＡ〜Ｄの他の組合せとしてもよい。
【００５５】
【発明の効果】
以上により、本発明によれば、複素周波数ｓの偶関数であって少なくとも１組の実根および少なくとも１組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数ｓの６次以上のフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成る回路網関数で伝達関数が表わされた基準化低域通過フィルタを周波数変換することにより得られ、不平衡分布定数回路で実現された、周波数帯域通過特性を有する分布定数フィルタであって、前記分子有理多項式の１組の実根および１組の虚根ならびにそれらに対応する前記分母有理多項式に相当する回路部は、第１〜第４共振子と、前記第１共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第１結合回路と、前記第１共振子と第２共振子とをカスケード結合する第２結合回路と、前記第２共振子と第３共振子とをカスケード結合する第３結合回路と、前記第３共振子と第４共振子とをカスケード結合する第４結合回路と、前記第４共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第５結合回路と、前記第２結合回路と第４結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第６結合回路と、前記第１結合回路と第５結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第７結合回路とから成る多重結合回路部を１つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、前記第１〜第７結合回路は、下記Ａ〜Ｄの電界結合と磁界結合との組合せ、すなわち
Ａ：前記第６および第７結合回路が電界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の１または３個が磁界結合で残りが電界結合である。
Ｂ：前記第６および第７結合回路が磁界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の２または４個が磁界結合で残りが電界結合である。
Ｃ：前記第６結合回路が電界結合、第７結合回路が磁界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の０または２または４個が磁界結合で残りが電界結合である。
Ｄ：前記第６結合回路が磁界結合、第７結合回路が電界結合であり、前記第１〜第５結合回路はその内の１または３または５個が磁界結合で残りが電界結合である。
【００５６】
としたことにより、通過帯域の振幅特性および群遅延特性が同時平坦特性で、かつ阻止帯域に伝送零点を持つ周波数帯域通過特性を有し、正確な設計手法により設計して簡単な回路で構成して実現することができるとともに、複雑な特性のフィルタを実現する上での制約がなく、共振子間における意図しない結合を抑制して寄生的な特性劣化を抑制した、低素子感度で低損失な特性の分布定数フィルタを提供することができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による帯域通過フィルタの実施例を示す回路図である。
【図２】図１に示す帯域通過フィルタの実施例を分布定数フィルタで実現した構成例を示す平面図である。
【図３】本発明における基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図４】本発明における等価変換した基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図５】（ａ）および（ｂ）は本発明における基準化低域通過フィルタに対する等価変換の例を示す回路図である。
【図６】本発明における等価変換した基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図７】本発明における等価変換した基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図８】本発明における等価変換した帯域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図９】本発明による帯域通過フィルタの構成例を示す回路図である。
【図１０】（ａ）および（ｂ）はそれぞれ帯域通過フィルタの通過帯域における振幅特性および群遅延特性を示す線図である。
【図１１】従来の帯域通過フィルタの構成例を示すブロック図である。
【図１２】従来のフィルタの阻止帯域における伝送零点を実現するための構成例を示す回路図である。
【図１３】従来のフィルタの阻止帯域における伝送零点を実現するための構成例を示すブロック図である。
【図１４】従来のフィルタの阻止帯域における伝送零点を実現するための構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
17、32、49・・・・・第１結合回路
18、33、50・・・・・第２結合回路
19、34、51・・・・・第３結合回路
20、35、52・・・・・第４結合回路
21、36、53・・・・・第５結合回路
22、37、54・・・・・第６結合回路
23、38、55・・・・・第７結合回路
11、25、41・・・・・第１共振子
12、26、42・・・・・第２共振子
13、27、43・・・・・第３共振子
14、28、44・・・・・第４共振子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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