(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散された受信信号と、入力された拡散符号との相関に基づき、逆拡散された信号を求め、
逆拡散された信号について、タイミング毎の遅延プロファイルを求め、
逆拡散された信号について、求められた遅延プロファイルに基づきレイク合成を行い、復調された信号を出力し、
ひとつのタイミングに対してパスタイミングと相関値の関数として得られる評価値を、求められた遅延プロファイルのうち有効な相関値が検出されている複数のタイミングで算出して合成することにより、代表パスタイミング値を求め、
算出された代表パスタイミング値に基づき、入力される受信信号と拡散符号との同期を保持するように制御する同期制御方法。
【請求項２】
代表パスタイミング値が、
タイミングに対して時間窓中心を対称軸とする奇関数であることを特徴とする請求項1に記載の同期制御方法。
【請求項３】
代表パスタイミング値が、
あるタイミングの相関値の変化に対して単調に変化する関数であることを特徴とする請求項1に記載の同期制御方法。
【請求項４】
代表パスタイミング値が、
複数パスの電力重心タイミングである請求項1に記載の同期制御方法。
【請求項５】
複数パスの電力重心タイミングを算出するにあたって、パス位置に対する電力重みに用いる各パスの電力の平均をとるための時間幅が、電力重心タイミングの正規化に用いる全受信電力の総和の平均をとるための時間幅よりも短いことを特徴とする請求項４に記載の同期制御方法。
【請求項６】
代表パスタイミング値は、
複数パスについての電力オーダの遅延プロファイルとそのタイミングとを乗算したパス強度重み付けパス位置情報の総和を、時間平均された遅延プロファイルの総和で割算することにより算出したことを特徴とする請求項１に記載の同期制御方法。
【請求項７】
代表パスタイミング値は、
時間平均された遅延プロファイルが所定のしきい値以上である遅延プロファイルを有効な相関値が得られているものとして選択して、選択された遅延プロファイルに基づいて算出されるようにしたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の同期制御方法。
【請求項８】
代表パスタイミング値を算出する際、検出されている複数のタイミングからパス間の遅延差を代表する値を算出し、該パス間の遅延差を代表する値が所定の値を超えた場合に、窓端又は窓端近傍に位置する一方のパスに対する同期保持を放棄するようにしたことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の同期制御方法。
【請求項９】
パス間の遅延差を代表する値が、遅延分散であることを特徴とする請求項8に記載の同期制御方法。
【請求項１０】
代表パスタイミング値を算出する際、逆拡散を行うための第一の時間窓幅と、第一の時間窓幅を縮小した第二の時間窓幅とのそれぞれで受信信号電力の測定を行い、第一の時間窓幅の受信電力に比べて第二の時間窓幅の受信電力が所定割合以上小さくなった場合に、窓端又は窓端近傍に位置する一方のパスに対する同期保持を放棄するようにしたことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の同期制御方法。
【請求項１１】
スペクトル拡散された受信信号と、入力された拡散符号との相関に基づき、逆拡散された信号を出力する入力部と、
前記入力部からの逆拡散された信号について、タイミング毎の遅延プロファイルを出力する遅延プロファイル測定部と、
前記入力部からの逆拡散された信号について、前記プロファイル測定部から出力された遅延プロファイルに基づきレイク合成を行い、復調された信号を出力するデータシンボル復調部と、
ひとつのタイミングに対してパスタイミングと相関値の関数として得られる評価値を、前記遅延プロファイル測定部から出力された遅延プロファイルのうち有効な相関値が検出されている複数のタイミングで算出して合成することにより、代表パスタイミング値を求める代表パスタイミング値算出部と、
前記代表パスタイミング値算出部からの代表パスタイミング値に基づき、前記入力部に入力される受信信号と拡散符号との同期を保持するように制御するためのクロック制御部を備えた受信機。
【請求項１２】
前記入力部は、設定したタイミングから一定の時間間隔のタイミングの逆拡散を同時に行うことができるマッチトフィルタを有し、
前記マッチトフィルタが、窓中に検出されるタイミングの異なる複数の遅延波が合成された信号を受信しており、強度が最大でない遅延波のタイミングが変化する場合に、前記代表パスタイミング値算出部及び前記クロック制御部は、該タイミングの変化に応じて代表パスタイミング値を変化することにより、前記マッチトフィルタから出力される相関値のタイミングを変化するように制御することを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
前記入力部は、設定したタイミングから一定の時間間隔のタイミングの逆拡散を同時に行うことができるマッチトフィルタを有し、
前記マッチトフィルタが、窓中に検出されるタイミングの異なる複数の遅延波が合成された信号を受信しており、強度が最大でない遅延波の強度を強度が最大とならない範囲で変化する場合に、前記代表パスタイミング値算出部及び前記クロック制御部は、該タイミングの変化に応じて代表パスタイミング値を変化することにより、該強度の変化に応じて前記マッチトフィルタから出力される相関値のタイミングを変化することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の受信機。
【請求項１４】
積分手段と、可変係数発生手段と、加算手段とを備えたループフィルタをさらに備え、
前記ループフィルタは、
前記代表パスタイミング値算出部からの代表パスタイミング値に前記可変係数発生手段から発生する係数の２乗を乗じた結果を前記積分手段により積分した第一の値と、前記代表パスタイミング値に前記可変係数発生手段から発生する係数を乗じた第二の値とを前記加算手段において所定の重みで加算し、
前記クロック制御部は、
前記ループフィルタからの出力を用いて、内部に設けられた可変周波数発振手段又は可変分周期器を制御するようにしたことを特徴とする請求項１１乃至１３のいずれかに記載の受信機。
【請求項１５】
前記第一の可変係数発生手段は、発生する係数値を同期引き込み時の係数値から次第に減少するようにしたことを特徴とする請求項１４に記載の受信機。
【請求項１６】
請求項１１乃至１５のいずれかに記載の受信機を備えた移動端末。
【請求項１７】
前記クロック制御部を共有化したことを特徴とする請求項１６に記載の移動端末。
【請求項１８】
請求項１１乃至１５のいずれかに記載の受信機を備えた基地局。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期制御方法、受信機、基地局及び移動端末に係り、特に、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）方式を用いた移動通信システムに適用することのできるものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式は、スペクトル拡散符号を用いて複数の通信チャネルを多重化する方式であり、周波数利用を飛躍的に向上させる方式として注目され、実用に供されている。複数の通信チャネルの各々には、それぞれ異なる拡散符号が割り当てられる。送信側においては、送信信号は、自チャネルの拡散符号で拡散変調され、他のチャネルの拡散変調された信号と混合されて多重化され、伝送される。受信側においては、多重化信号が送信側と同じ拡散符号で逆拡散され、相関がとれた自チャネルの信号のみが取り出される。このとき、他チャネルの信号は、拡散符号が異なるので、相関がとれずに雑音になるだけである。この雑音のレベルは、通信の妨害にならないように低くすることができる。
【０００３】
ＣＤＭＡ方式の移動通信システムとしては、例えば次世代移動通信方式の標準化作業において有力候補となっており、例えば、文献「F. Adachi, K. Ohno, A. Higashi, T. Dohi, and Y. Okumura, “Coherent multicode DS-CDMA mobile radio access,” IEICE Trans. Commun., Vol. E79-B, pp.1316-1325, Sept. 1996」等に記載された技術に基づくシステムがある。また、ＣＤＭＡ方式については、例えば、文献「FPLMTS標準化委員会 無線方式検討会 Volume 3 Specifications of Air-Interface for 3G Mobile System」等にその詳細が示されている。
【０００４】
ＣＤＭＡ通信システムにおいては、移動端末は、通常の通話を行うために、初期同期確立過程、アクセスリンク確立過程を経て基地局との無線リンクを確立し、通話状態に移行する。このためにＣＤＭＡ通信システムには、とまり木チャネル、共通制御チャネル、個別制御チャネル、個別通話チャネルが設けられている。これらのチャネルは、全て符号分割多重により多重されている。
【０００５】
初期同期確立過程において、移動端末は、まず、周囲にある基地局の検索を行う。検索は、全ての基地局から常時送信されているとまり木チャネルを用いて行われる。具体的な方法は、例えば文献「樋口健一, 佐和橋衛, 安達文幸, “DS-CDMA基地局間非同期セルラにおけるロングコードマスクを用いる高速セルサーチ法,” 電子情報通信学会技術研究報告RCS96-122, pp.57-63, 1997-01」等に示されている。移動端末は、検索によって発見された基地局の少なくともひとつに対して同期確立動作、並びに同期保持動作を行う。スペクトル拡散変調された信号は、一般に、送信及び受信双方で同一の拡散符号を同一のタイミングで用いることで、復調が可能となる。従って、同期確立動作では、送信側で用いられている拡散符号タイミングの検出を行い、同期保持動作では、拡散符号タイミングを維持することを目的としている。実際の伝搬路では、受信側で用いる拡散符号タイミングは、送信側の拡散符号タイミングに伝搬遅延を加えたタイミングとなる。しかしながら、電波は各所で反射しながら様々なパスを通って到達するため、受信側では複数の異なるタイミング（又は、パスタイミング、パス位置タイミング等）が存在する。ＣＤＭＡ通信システムでは、これらの複数の遅延波のそれぞれのタイミングに合わせた拡散符号タイミングで別々に復調した結果を合成するレイク（Ｒａｋｅ）受信技術を用いることで、ダイバーシティ効果並びに合成利得が得られるという特長がある。レイク受信を行うには、複数のタイミングの複数の受信信号に対して同時に逆拡散を行う必要がある。この逆拡散は、設定したタイミングから一定の時間間隔のタイミングにおける逆拡散を同時に行うことができるマッチトフィルタを用いることで実現可能である。この逆拡散の方法は、例えば特開平９−３２１６６４号「時間窓制御ループによるＲＡＫＥ方式スペクトラム拡散受信装置」に示されている。
【０００６】
図１３に、従来の技術でのスペクトラム拡散受信装置の構成図を示す。従来の技術によれば、ＲＦ受信部９０２による受信信号について、マッチトフィルタ９０３及び９０４で検出された相関値を、包絡線検波器９０６及び遅延検波器９０５に入力する。包絡線検波器９０６の出力は、最大比合成制御部９０７にて各タイミングの受信強度を判定し、遅延検波器９０５により検波された信号を判定された受信強度に応じてＲＡＫＥ合成部９１０で合成することで、ＲＡＫＥ受信を実現している。一方、包絡線検波器９０６の出力結果から、時間窓制御部９０８及び同期保持部９０９にて、包絡線の最大ピーク位置がマッチトフィルタ９０３及び９０４の時間窓中心位置に一致するように、マッチトフィルタ９０３及び９０４の時間窓位置を制御する。なお、ＲＡＫＥ合成部９１０からの出力は、データ再生部９１１によりデータが再生される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術では、複数の遅延波が存在し、複数のタイミングに相関値が生じた場合、最も大きな相関値を持つタイミングに同期を合わせるため、複数の遅延波(マルチパス)中に支配的な強度をもつパスが安定して存在する場合などには、適切に同期が保持される。しかしながら、都市環境などでは多くの遅延波が存在し、かつ、それぞれの遅延波の強度に決定的な差がない場合が多い。また、移動端末の移動によりそれぞれの遅延波の強度が激しく変動するため、最も大きな相関値を持つタイミングが頻繁に変化する。このため、従来の技術では、同期保持に用いるべき適切なタイミングを特定することが困難である。
【０００８】
また、このような環境に於いては、受信電力が各パス位置に分散し、特定のタイミングに存在する電力が小さくなってしまう場合があるため、仮にいずれかのパスを選択し同期保持に用いた場合、全受信電力中の一部の電力のみしか同期保持に用いることができず、十分な安定性が得られないということがあった。
【０００９】
本発明は、以上の点に鑑み、特に、ＣＤＭＡ方式移動通信システムに用いられ、同期外れが少ない安定した受信を可能にする同期制御方法、受信器、基地局及び移動端末を提供することを目的とする。
【００１０】
また、本発明は、都市環境のように多くの反射波によるマルチパスが存在する環境においても同期保持を安定に行い、通話中の呼切断の確率を低減することを目的とする。また、本発明は、同期の初期引き込みに於いては高速に引き込み、引き込み完了後は雑音によるタイミングジッタを小さく保ち同期保持を安定することを目的とする。そして、本発明は、端末の電源投入から通話可能となるまでの時間を短縮し、しかも位相ジッタによる通話品質の劣化を低減することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明においては、上述のような課題を解決するために、マッチトフィルタの時間窓位置を合わせるべきタイミングを単一のパスタイミングを用いるのではなく、有効な相関値が検出されている複数タイミング、及び、それぞれのタイミングにおけるパス強度から得られる代表値と、マッチトフィルタの時間窓中心とを合わせるように制御する。代表値としては、例えばパスの電力重心等を用いると好適である。
【００１２】
本発明の第１の解決手段によると、
スペクトル拡散された受信信号と、入力された拡散符号との相関に基づき、逆拡散された信号を求め、
逆拡散された信号について、タイミング毎の遅延プロファイルを求め、
逆拡散された信号について、求められた遅延プロファイルに基づきレイク合成を行い、復調された信号を出力し、
求められた遅延プロファイルのうち複数の相関値及びそのタイミングにより、パスの遅延差を代表する代表パスタイミング値を算出し、
算出された代表パスタイミング値に基づき、入力される受信信号と拡散符号との同期を保持する
ように制御する同期制御方法を提供する。
【００１３】
本発明の第２の解決手段によると、
スペクトル拡散された受信信号と、入力された拡散符号との相関に基づき、逆拡散された信号を出力する入力部と、
前記入力部からの逆拡散された信号について、タイミング毎の遅延プロファイルを出力する遅延プロファイル測定部と、
前記入力部からの逆拡散された信号について、前記プロファイル測定部から出力された遅延プロファイルに基づきレイク合成を行い、復調された信号を出力するデータシンボル復調部と、
前記プロファイル測定部から出力された遅延プロファイルのうち複数の相関値及びそのタイミングにより、パスの遅延差を代表する代表パスタイミング値を算出する代表パスタイミング値算出部と、
前記代表パスタイミング値算出部からの代表パスタイミング値に基づき、前記入力部に入力される受信信号と拡散符号との同期を保持するように制御するためのクロック制御部を備えた受信機を提供する。
【００１４】
さらに、本発明の第３の解決手段によると、上述のような受信機を備えた基地局及び移動端末を提供する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明が適用されるＣＤＭＡ移動通信システムの構成図を示す。ここでは、一定サービスエリア毎に基地局１及び２が配置され、サービスエリア内の移動端末３〜５は、近傍の基地局1又は２との間でスペクトル拡散された信号の送受信を行う。基地局１及び２は、基地局制御局６に接続されている。また、この基地局制御局６は、固定網７等に接続される。固定網７は、さらに、他の固定網、移動体網等に接続される。これにより、サービスエリア内の移動端末は、同一基地局配下の移動端末、他の基地局配下の移動端末、固定網等に接続された端末等の各端末との通話が可能となっている。
【００１６】
図２に、基地局の構成図を示す。基地局は、アンテナ１０、無線部１１、マルチチャネル送信器１２、マルチチャネル受信器１３、局間インタフェース１４及び基地局制御部１５を備える。移動端末との間で送受される電波は、アンテナ１０及び無線部１１等を介してベースバンド帯域の送受信信号との相互変換が行われる。マルチチャネル送信器１２は、複数チャネルのベースバンド送信信号の変調を行い、一方、マルチチャネル受信器１３は、複数チャネルのベースバンド受信信号の復調を行う。局間インタフェース１４は、マルチチャネル送信器１２が送信すべき信号、マルチチャネル受信器１３が復調した信号及び各種制御信号を基地局制御局との間で授受する。基地局制御部１５は、基地局の各部分に対して制御を行う。
【００１７】
図３に、移動端末の構成図を示す。移動端末は、アンテナ２０、無線部２１、送信器２２、受信器２３、音声符号化復号化２４、受話器２５、送話器２６及び端末制御部２７を備える。基地局との間で送受される電波は、アンテナ２０及び無線部２１等を介してベースバンド帯域の送受信信号との相互変換が行われる。送信器２２は、ベースバンド送信信号の変調を行い、一方、受信器２３は、ベースバンド受信信号の復調を行う。音声符号化復号化部２４は、送話器２６からの音声信号を符号化し、送信器２２に送信すべき信号として出力し、かつ、受信器２３が復調した信号を復号化し、受話器２５に出力する。端末制御部２７は、移動端末の各部分に対して制御を行う。
【００１８】
図４に、本発明に係る受信モジュール（受信機）の構成図を示す。
受信モジュールは、マッチトフィルタ（入力部）１０１、遅延プロファイル測定部１０２、遅延プロファイル平均部１０３、データシンボル復調部１０４、代表パスタイミング算出部１０５、ループフィルタ１０６、クロック制御部１０７及び拡散符号発生器１０８を備える。なお、マッチトフィルタ１０１は、スペクトル拡散された受信信号と、入力された拡散符号との相関に基づき、逆拡散された信号を出力するような適宜の入力部を用いることができる。本発明によれば、図３に示したような移動端末の受信器２３は、図４に図示される受信モジュールに備えることにより構成される。また、図２に示したような基地局のマルチチャネル受信器１３は、図４に図示されるような受信モジュールを複数備えることにより構成される。
【００１９】
受信信号は、拡散符号発生器１０８からの符号を設定されたマッチトフィルタ１０１に入力され、拡散符号と受信信号の相関演算が行われることにより、逆拡散された信号が得られる。この逆拡散された信号は、遅延プロファイル測定部１０２に入力され、遅延プロファイルａ（ｎ）を出力する。遅延プロファイルａ（ｎ）は、更に遅延プロファイル平均部１０３にて、それぞれのタイミング（ｎ）（パス位置（ｎ））毎に時間平均が行われ、Ａｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）が得られる。時間平均は、この他にＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜）、Ａｖｅ（｜ａ（ｎ）｜Ｎ）等、適宜の平均値を用いることができる。データシンボル復調部１０４は、逆拡散された信号を遅延プロファイルａ（ｎ）及び時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）を用いて検波及びレイク合成を行い、復調された信号を出力する。
【００２０】
一方、遅延プロファイルａ（ｎ）、及び時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）は、代表パスタイミング算出部１０５にも入力され、例えばパスの電力重心等の代表パスタイミング値が計算される。代表パスタイミング値としては、例えば、
Σ｜ａ（ｎ）｜２・ｎ／ΣＡｖｅ｜ａ（ｎ）｜２
で表される。なお、ａ（ｎ）については、上述のように｜ａ（ｎ）｜Ｎ等の適宜のものを用いることもできる。
【００２１】
また、代表パスタイミング値は、より一般的には、ひとつのタイミングに対してパスタイミングと相関値の関数として得られる評価値を、有効な相関値が検出されている複数のタイミングで算出し、これらを合成することによって求めることができる。ここでパスタイミングと相関値の関数としては、相関値の変化に関して単調に変化する関数で、且つ、パスタイミングに対して窓中心タイミングを対称軸とする奇関数であることが望ましいが、特にこれに限定されることなく、制御系の安定性を損なわない範囲で任意に選択可能である。ここで、「相関値の変化に関して単調に変化する」とは、相関値が増えた場合に関数値が、必ず増える若しくは変化しないこと、又は、必ず減る若しくは変化しないこと、のいずれかであることを意味する。また、「パスタイミングに対して奇関数である」とは、あるパスタイミングに対して正の値をもっていた場合、窓中心タイミングに対して対称なタイミングに対しては、絶対値が等しい負の値をとると言う意味である。
【００２２】
例えば、パス位置タイミングをｎ（一例として、−３２〜３２等の値）、そこでの相関値をａ（ｎ）とした場合、ｎ・ａ（ｎ）２の他にも、例えば、ｎ・ａ（ｎ）、ｓｇｎ（ｎ）・ａ（ｎ）、ｓｇｎ（ｎ）・ａ（ｎ）２、ｎ３・ａ（ｎ）２などが適宜の関数を用いることができる（ここで、ｓｇｎ（ｎ）は、ｎの符号を表す。）。また、最も単純には、例えば、マッチトフィルタの窓中心タイミングより早いパスに対して−１、遅いパスに対して＋１を返すが如き関数を用いることも可能である。
【００２３】
代表パスタイミング値は、ループフィルタ１０６に入力され、雑音等による瞬間的なパス位置変動を平滑し、クロック制御信号を得る。クロック制御信号は、クロック制御部１０７に入力され、拡散符号発生器１０８に供給するクロックの制御を行う。これにより、マッチトフィルタ１０１に供給される拡散符号は、入力される受信信号と同期するようにフィードバック制御される。すなわち、マッチトフィルタ１０１に供給される拡散符号が、入力される受信信号とタイミングずれを生じると、代表パスタイミング算出部１０５からタイミングずれ量に応じた代表パスタイミング値が出力され、ループフィルタ１０６を通してクロック制御部１０７をタイミングずれと逆方向に制御することで、常に入力される受信信号とのタイミングと拡散符号のタイミングが一致するように制御される。
【００２４】
以下に、受信モジュール（受信機）の各構成要素について詳述する。
まず、図５に、マッチトフィルタ１０１の構成図の一例を示す。マッチトフィルタ１０１は、シフトレジスタ６０１並びに６０２、拡散符号保持レジスタ６０３及び相関演算器６０４を備える。
【００２５】
受信信号は、シフトレジスタ６０１に入力され、所定時間分蓄えられる。一方、拡散符号発生器１０８から供給される拡散符号は、シフトレジスタ６０２に入力され、所定時間分蓄えられた後、拡散符号保持レジスタ６０３に転送される。シフトレジスタ６０１に蓄えられた所定時間分の受信信号は、相関演算器６０４にて、拡散符号保持レジスタ６０３に保持されている所定時間分の拡散符号と相関演算が行われる。そして、シフトレジスタ６０１に蓄えられた所定時間分の受信信号のタイミングが、拡散符号保持レジスタ６０３に保持されている所定時間分の拡散符号と一致した時に大きな相関値が得られる。複数の遅延パスが存在する環境に於いては、複数タイミングで相関値が得られることになる。
【００２６】
図６に、プロファイル測定部１０２の構成図の一例を示す。図７に、受信信号のフォーマット構成図の一例を示す。また、図８に、遅延プロファイルの説明図の一例を示す。プロファイル測定部１０２は、パイロットシンボル分離部２０１及びパイロットシンボル加算部２０２を備える。また、受信信号は、例えば図７に示すように、１スロット中に基準信号であるパイロットシンボル８０１とデータシンボル８０２を含み、このスロットが多重されている構成となっている。図６におけるパイロットシンボル分離部２０１は、図７のパイロットシンボル８０１に対応した逆拡散結果のみを取りだす。パイロットシンボル加算部２０２は、複数のパイロットシンボル区間にわたって、この逆拡散結果を加算し、遅延プロファイルａ（ｎ）を算出する。これによって、１パイロットブロック時間の平均で得られる遅延プロファイルａ（ｎ）は、例えば図８のようになる。なお、時間平均を行うのは１パイロットブロックに限らず、適宜のブロック数に渡って平均しても良い。ここでは、一例として、４つのパスがそれぞれマッチトフィルタ１０１の窓中の−４，−２，０，２のタイミングに、それぞれ強度の相関値ａ（−４），ａ（−２），ａ（０），ａ（２）が存在する場合を表している。
【００２７】
図９に、データシンボル復調部１０４の構成図の一例を示す。データシンボル復調部１０４は、データシンボル分離部３０１、比較器３０２、セレクタ３０３、乗算器３０４及び累算器３０５を備える。比較器３０２は、遅延プロファイル平均部１０３にて得られた時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）を、所定のしきい値と比較する。セレクタ３０３は、その比較結果に基づき、Ａｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）がしきい値以上の場合には、遅延プロファイル測定部１０２で得られた遅延プロファイルａ（ｎ）を、逆に、しきい値よりＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）が小さな場合には０を選択して出力する。一方、データシンボル分離部３０１は、例えば図６に示す受信信号からデータシンボル８０２を分離する。この分離されたデータシンボル８０２は、乗算器３０４においてセレクタ３０３の出力の複素共役との複素乗算により検波が行われる。以上の演算により、平均的に強いパスの存在するパス位置タイミングのみに検波されたデータである遅延プロファイルａ（ｎ）が得られ、それ以外のタイミングには０が得られる。累算器３０５は、検波されたデータを１シンボル区間にわたって累算することで、各パスを合成した復調結果が得られる。
【００２８】
図１０に、代表パスタイミング算出部１０５の構成図の一例を示す。この図は、代表パスタイミング値としてパス電力重心を用いる場合における代表パスタイミング算出部１０５の構成図の一例を示している。代表パスタイミング算出部１０５は、自乗器４０１、比較器４０２、セレクタ４０３並びに４０６、乗算器４０４、累算器４０５並びに４０７及び除算器４０８を備える。遅延プロファイル測定部１０２で得られた遅延プロファイルａ（ｎ）は、自乗器４０１にて絶対値自乗演算され、電力オーダの遅延プロファイル｜ａ（ｎ）｜２が得られる。一方、比較器４０２では、遅延プロファイル平均部１０３にて得られる時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）を所定のしきい値と比較する。この比較器４０２による比較結果が、時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）がしきい値以上である場合は、セレクタ４０３は、自乗器４０１で得られた電力オーダの遅延プロファイル｜ａ（ｎ）｜２を選択し、一方、比較結果が、時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）がしきい値より小さな場合には、０を選択して出力する。セレクタ４０３で選択された信号は、乗算器４０４でそれぞれのパス位置に対応した値（タイミング）ｎと乗算され、パス強度重み付けされたパス位置情報が得られる。パス強度重み付けされたパス位置情報は、累算器４０５にて累算される。
【００２９】
一方、セレクタ４０６は、比較器４０２の比較結果に基づき、時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）がしきい値以上の場合には、時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）を選択し、一方、時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）がしきい値より小さな場合には、０を選択して出力する。このセレクタ４０６で選択された信号は、累算器４０７にて累算され、全パスの総電力が計算される。累算器４０５にて累算された信号は、除算器４０８において、累算器４０７により算出される全パスの総電力で除算され、全パスの電力重心が計算される。ここで、除算器４０８において除数として用いている総電力値は、電力オーダの遅延プロファイル｜ａ（ｎ）｜２の総和ではなく、時間平均された遅延プロファイルＡｖｅ（｜ａ（ｎ）｜２）の総和により求められる。これにより、瞬間的に全パス強度が小さくなった場合の信頼性の乏しい位相情報の影響を少なくすることができる。
【００３０】
なお、図９に示されたデータシンボル復調部１０４及び図１０に示された代表パスタイミング算出部１０５では、平均的に強いパスを検出するために、各パス位置タイミングにおける電力平均を用いているが、ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）等の他の指標を使うことも可能である。
【００３１】
図１１に、ループフィルタ１０６及びクロック制御部１０７の構成図の一例を示す。ループフィルタ１０６は、乗算器５０１〜５０３並びに５０７、加算器５０４並びに５０８、値範囲制限器５０５及び遅延器５０６を備える。代表パスタイミング算出部１０５の出力である代表パスタイミング値は、乗算器５０１にて第一の係数ｇを乗算される。この乗算器５０１の出力は、更に乗算器５０２にて再び第一の係数ｇを乗算される。そして、乗算器５０２の出力は、乗算器５０３により第二の係数ｂを乗算される。乗算器５０３の出力は、加算器５０４、値範囲制限器５０５及び遅延器５０６で構成される積分器により積分される。ここで、値範囲制限器５０５は、積分値が所定の範囲の値を超えないように値を制限する。一方、乗算器５０１の出力は、乗算器５０７にも入力され、第三の係数ａを乗算される。乗算器５０７の出力と、加算器５０４、値範囲制限器５０５及び遅延器５０６で構成される積分器の出力は、加算器５０８にて加算され、クロック制御信号となる。
【００３２】
つぎに、クロック制御部１０７は、値範囲制限器５０９、Ｄ／Ａ変換器５１０及び電圧制御発振器５１１を備える。クロック制御部１０７では、ループフィルタ１０６から出力されたクロック制御信号は、値範囲制限器５０９で所定の範囲の値を超えないように値を制限され、Ｄ／Ａ変換器５１０によって周波数制御電圧に変換され、電圧制御発振器５１１に印加される。電圧制御発振器５１１は、この周波数制御電圧に基づき、適宜の発振周波数の信号を出力する。
【００３３】
つぎに、ループフィルタ１０６におけるループフィルタ係数の制御について説明する。
図１２に、ループフィルタ係数の制御についての説明図を示す。上述したように、ループフィルタ１０６では、第一の係数ｇを変化させることにより制御系の安定性を維持したまま、連続的に制御系のループ帯域幅を変化させることが可能となる。一般にループ帯域幅を大きく取ると、追従速度が高速となる反面、雑音に対する安定性が低下する。反対にループ帯域幅を小さくすると、雑音に対する安定性は向上するが追従速度は低速になる。したがって、ループフィルタ１０６を、一例として図１１に示すような構成とし、初期同期の同期捕捉時にはｇを大きく、また、同期捕捉後の通信中はｇを小さくなるように制御することで、高速な初期引き込み特性と、安定な同期保持特性を両立することが可能となる。この際、第一の係数ｇを急激に減少させると、加算器５０４、値範囲制限器５０５及び遅延器５０６で構成される積分器に蓄積された雑音による影響の消化に時間がかかり、雑音の影響が長時間残留することがあるため、なだらかに減少させることが望ましい。そこで、図１２に示すようにここでは、一例として初期引き込み時には、ｇ＝ｇ１に設定し、それ以降指数的にｇ２に向けて減少させている。
【００３４】
以上、本発明によれば複数の遅延波のレベルが頻繁に変動したり、出現、消失を繰り返すような不安定な伝搬環境においても、マッチトフィルタ１０１の窓幅に入る全ての遅延波の電力を常時同期保持に利用することができ、安定な同期保持が可能となる。
【００３５】
なお、本技術は基地局、移動端末のいずれにも適用可能である。すなわち、移動端末では、代表パスタイミング算出部１０５、ループフィルタ１０６及びクロック制御部１０７等を、各復調器に個別に設けるようにすること及びこれら適宜の回路を装置全体で共有することができる。また、基地局では、クロック制御部１０７等を各復調器に個別に設けること及び適宜の回路を共有することができる。また、図５に示されているクロック制御部１０７の代りに、クロック源と分周比を可変とする可変分周器とを用いて、分周したクロックを拡散符号発生器１０８に供給することもできる。こうすると、装置全体に共通のクロック源を用いて各復調器毎にクロックを制御することが可能となる。
【００３６】
なお、上述の実施の形態では、マッチトフィルタの窓幅よりも大きな遅延分散を持つ環境において、例えば２つの同程度の受信強度をもつパスが存在し、そのパス間の遅延が次第に大きくなっていくと、２つのパスがマッチトフィルタの窓の両端に近づき、ついには両方とも窓から外れてしまい同期外れを起こす可能性がある。これを防止するための第一の方法は、まず、縮小した窓幅でパス測定を行い、縮小した窓内に存在するパスの電力が窓全体に入るパス電力に比べて所定割合以上小さくなった場合に、同期はずれを防止するための処置が必要であると判定することである。そして、同期はずれを防止するための処置が必要であると判定された場合、窓端又は窓端近傍に位置する片方のパスに対する同期保持を放棄し、他方のパスにのみ同期追従を行うことにより同期はずれを防止できる。第二の方法は、パスの電力重心に加えて遅延分散を測定し、遅延分散が所定の値を超えた場合に同期はずれを防止するための処置が必要であると判定することである。そして、この場合も同様に、窓端又は窓端近傍に位置する片方のパスに対する同期保持を放棄し、他方のパスにのみ同期追従を行うことにより同期はずれを防止できる。
【００３７】
【発明の効果】
本発明によれば、都市環境のように多くの反射波によるマルチパスが存在する環境においても同期保持を安定に行うことができ、通話中の呼切断の確率を低減することができる。また、本発明によれば、同期の初期引き込みに於いては高速に引き込み、引き込み完了後は雑音によるタイミングジッタを小さく保ち同期保持を安定することができる。これにより、本発明によれば、端末の電源投入から通話可能となるまでの時間を短縮することができ、しかも位相ジッタによる通話品質の劣化を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用されるＣＤＭＡ移動通信システムの構成図。
【図２】基地局の構成図。
【図３】移動端末の構成図。
【図４】本発明に係る受信モジュール（受信機）の構成図。
【図５】マッチトフィルタ１０１の構成図。
【図６】プロファイル測定部１０２の構成図。
【図７】受信信号のフォーマット構成図。
【図８】遅延プロファイルの説明図。
【図９】データシンボル復調部１０４の構成図。
【図１０】代表パスタイミング算出部１０５の構成図。
【図１１】ループフィルタ１０６及びクロック制御部１０７の構成図。
【図１２】ループフィルタ係数の制御についての説明図。
【図１３】従来の技術でのスペクトラム拡散受信装置の構成図。
【符号の説明】
１０１  マッチトフィルタ（入力部）
１０２  遅延プロファイル測定部
１０３  遅延プロファイル平均部
１０４  データシンボル復調部
１０５  代表パスタイミング算出部
１０６  ループフィルタ
１０７  クロック制御部
１０８  拡散符号発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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