(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅変調回路により振幅変調された２値のディジタル信号の振幅変調信号が入力される制御端子と、復調されたディジタル信号を出力する第１の被制御端子と、基準電位に接続される第２の被制御端子とを有し、前記第１の被制御端子と前記第２の被制御端子は、制御端子へ入力される信号により端子間が開閉される被制御端子対を構成し、ターンオン遅延時間とターンオフ遅延時間からなるスイッチング遅延時間は、振幅変調の搬送波信号の変化に追従しない長さの特性を有し、前記スイッチング遅延時間のうち、ターンオン遅延時間がターンオフ遅延時間よりも短い特性を有し、所定のバイアス電圧が与えられてスイッチング動作が可能となっている半導体スイッチング素子と、
前記第１の被制御端子と、前記基準電位に対して電位差を有する部分とを接続する抵抗素子と、
を有することを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記半導体スイッチング素子の第１の被制御端子は、信号反転手段を有することを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項３】
前記半導体スイッチング素子の制御端子は、前記半導体スイッチング素子の温度特性を補償する温度補償手段を有することを特徴とする請求項１乃至２記載の復調回路。
【請求項４】
前記温度補償手段は、制御端子と、第１の被制御端子と、前記基準電位に接続される第２の被制御端子とを有し、該制御端子と該第１の被制御端子は短絡され、前記半導体スイッチング素子と類似の温度特性を有する半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子の第１の被制御端子と前記基準電位に対して電位差を有する部分とを接続する第１の抵抗素子と、
前記半導体スイッチング素子の制御端子と該半導体スイッチング素子の第１の被制御端子とを接続する第２の抵抗素子と、
を有することを特徴とする請求項３記載の復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、振幅変調信号の復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
振幅変調方式は、ディジタル通信における信号変調方式の１つである。この方式は、搬送波信号の振幅を信号振幅により変化させるものである。図７（ａ）に示す２値のディジタル信号Ｓｄを振幅変調すると、「１」を表すディジタル信号Ｓｄ１と「０」を表すディジタル信号Ｓｄ０は、図７（ｂ）のように、それぞれ搬送波信号の有無により表わされる振幅変調信号Ｓｍ１とＳｍ０となる。
【０００３】
この振幅変調信号Ｓｍの復調は、一般的に図８に示すような、入力端子５→フィルタ回路７→増幅回路８→復調回路９→比較回路１０→出力端子５の手順で行われる。まず、フィルタ回路７は、入力端子５に入力された振幅変調信号Ｓｍの不要なノイズ成分を除去する。その後、増幅回路８は、振幅変調信号Ｓｍの振幅を増幅する。そして、復調回路９は、増幅された振幅変調信号Ｓｍから２値のディジタル信号Ｓｄを取り出す。さらに、比較回路は１０、取り出された２値のディジタル信号Ｓｄのノイズ除去や電圧レベル調整を行うことにより、２値のディジタル信号Ｓｄの波形整形を行い、出力端子６により、信号出力を行う。
【０００４】
この復調回路９には、図９に示すダイオード復調回路や、図１０に示すピークホールド回路を用いられている。
【０００５】
図９のダイオード復調回路は、ダイオードＤと抵抗ＲとコンデンサＣ１により構成される。この回路は、入力端子５に入力された振幅変調信号ＳｍをダイオードＤに入力することにより、ダイオードＤの順方向信号のみを通過させ、コンデンサＣ１が充放電を繰り返すことにより、ディジタル信号Ｓｄを出力端子６に取り出すものである。
【０００６】
一方、図１０のピークホールド回路は、図９のダイオード復調回路の構成に加え、２個のオペアンプ（Ｕ１ＡとＵ１Ｂ）を用いることにより構成される。この回路は、オペアンプを用いることにより、ダイオードＤの順方向電圧降下を補って、精度よく復調動作を行えるようにしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図９のダイオード復調回路は、簡易な構成であるが、ダイオードＤの順方向電圧降下が生じるため、振幅が数百ｍＶ程度の小振幅信号の復調には不向きである。
【０００８】
一方、図１０のピークホールド回路は、オペアンプを用いてダイオードＤの順方向電圧降下を補うので、小振幅信号の復調も行えるが、回路部品にオペアンプを用いるため、復調回路が高価になる。さらに、振幅変調の搬送波周波数が高くなると、スルーレートが高く、高帯域のオペアンプが必要となるため、復調回路は高価になる。
【０００９】
本発明は、上記事由に鑑みてなしたもので、その目的とするところは、簡易な構成で復調動作を行う復調回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、振幅変調回路により振幅変調された２値のディジタル信号の振幅変調信号が入力される制御端子と、復調されたディジタル信号を出力する第１の被制御端子と、基準電位に接続される第２の被制御端子とを有し、前記第１の被制御端子と前記第２の被制御端子は、制御端子へ入力される信号により端子間が開閉される被制御端子対を構成し、ターンオン遅延時間とターンオフ遅延時間からなるスイッチング遅延時間は、振幅変調の搬送波信号の変化に追従しない長さの特性を有し、前記スイッチング遅延時間のうち、ターンオン遅延時間がターンオフ遅延時間よりも短い特性を有し、所定のバイアス電圧が与えられてスイッチング動作が可能となっている半導体スイッチング素子と、
前記第１の被制御端子と、前記基準電位に対して電位差を有する部分とを接続する抵抗素子と、
を有する復調回路であることを特徴としている。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の構成において、前記半導体スイッチング素子の第１の被制御端子は、信号反転手段を有することを特徴としている。
【００１２】
請求項３に係る発明は、請求項１乃至２に記載の構成において、前記半導体スイッチング素子の入力部に、前記半導体スイッチング素子の制御端子は、前記半導体スイッチング素子の温度特性を補償する温度補償手段を有することを特徴としている。
【００１３】
請求項４に係る発明は、請求項３記載の構成において、前記温度補償手段は、制御端子と、第１の被制御端子と、前記基準電位に接続される第２の被制御端子とを有し、該制御端子と該第１の被制御端子は短絡され、前記半導体スイッチング素子と類似の温度特性を有する半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子の第１の被制御端子と前記基準電位に対して電位差を有する部分とを接続する第１の抵抗素子と、
前記半導体スイッチング素子の制御端子と該半導体スイッチング素子の第１の被制御端子とを接続する第２の抵抗素子と、
を有することを特徴としている。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
次に、本発明の第１の実施形態を図１に基づいて説明する。
【００１５】
半導体スイッチング素子１（例えばＮチャネル金属酸化物電界効果トランジスタ）は、その制御端子であるゲート端子１ａは復調回路の入力端子５に、第１の被制御端子であるドレイン端子１ｂは復調回路の出力端子６に、第２の被制御端子であるソース端子１ｃは基準電位のグラウンドに接続されている。
【００１６】
この半導体スイッチング素子１は、振幅変調の搬送波信号の変化に追従しない長さのスイッチング遅延時間を有し、スイッチング遅延時間のうちターンオン遅延時間がターンオフ遅延時間よりも短い特性を有している。また、半導体スイッチング素子１は、ゲート−ソース間に所定のバイアス電圧Ｖｂを与えられ、動作可能状態となっている。
【００１７】
抵抗素子２は、直流電圧端子Ｖと半導体スイッチング素子１のドレイン端子１ｂを接続している。つまり、第１の実施形態は、ソース接地スイッチング回路を構成している。ここで、半導体スイッチング素子１のゲート−ソース間電圧ＶＧＳと復調回路の出力電圧ＶＯＵＴとの関係は、図２の曲線Ｃｓｗのようなスイッチング特性を有しており、ゲート−ソース間に与えるバイアス電圧Ｖｂにより、動作点Ｐが定められている。
【００１８】
次に、復調回路の動作を図３に基づいて説明する。ここでは、半導体スイッチング素子１のスイッチング遅延時間を約１．２μｓ、ターンオン遅延時間を約０．２μｓ、ターンオフ遅延時間を約１．０μｓとする。
【００１９】
まず、「０」を表す振幅変調信号Ｓｍ０が入力端子５に入力されたとき、出力電圧Ｓｏは、Ｓｏ０に示すように直流電圧端子Ｖの電圧ＶＣＣから、ゲート−ソース間のバイアス電圧Ｖｂにより定まるドレイン電流と抵抗素子２により発生する電圧降下を差し引いた電圧となる。
【００２０】
一方、「１」を表す振幅変調信号Ｓｍ１が入力されたとき、搬送波周波数が低く（例えば、１０ｋＨｚ程度）、半導体スイッチング素子１のスイッチング遅延時間が振幅変調信号Ｓｍの搬送波信号の変化に追従する範囲であるときには、出力信号Ｓｏは、図３（ａ）のＳｏ１のようになる。つまり、入力信号が正方向に変化しているときに半導体スイッチング素子１はオンで、出力信号Ｓｏが略ゼロとなり、入力信号が負方向に変化しているときには、半導体スイッチング素子１はオフで、出力信号Ｓｏは直流電圧端子Ｖの電圧ＶＣＣに近づく。これは、スイッチング回路の動作である。
【００２１】
しかし、搬送波周波数が高くなり（例えば、１００ｋＨｚ程度）、半導体スイッチング素子１のスイッチング遅延時間が振幅変調信号Ｓｍの搬送波信号の変化に追従できる範囲を越えると、振幅変調信号Ｓｍの搬送波信号の周期と比較してスイッチング遅延時間が無視できなくなる。つまり、搬送波信号の変化の途中でオン，オフが切りかわる現象が生じるため、十分なスイッチングが行われず、出力信号Ｓｏの振幅は制限されて小さくなる。
【００２２】
また、半導体スイッチング素子１のターンオン遅延時間は、ターンオフ遅延時間よりも短いため、半導体スイッチング素子は、オンからオフよりもオフからオンになりやすい。言いかえると、出力信号において直流電圧端子の電圧ＶＣＣ側への変化よりも基準電位側への変化の方が速いので、出力信号Ｓｏの振幅中心は基準電位側へ移動する。つまり、図３（ｂ）のＳｏ１ように、振幅が小さくなり、振幅の中心は基準電位側へ移動する。
【００２３】
そして、搬送波周波数がさらに高くなると（例えば、１ＭＨｚ程度）、スイッチング遅延時間の影響が大きくなるため、出力信号Ｓｏの振幅は非常に小さくなり、振幅の中心電圧は略ゼロとなる。結局、復調回路からの出力信号Ｓｏは、図３（ｃ）のＳｏ１に示すようになる。
【００２４】
図３（ｃ）の出力信号Ｓｏをみると、入力信号が「１」を表すディジタル信号Ｓｄ１のときに低電位、「０」を表すディジタル信号Ｓｄ０のときに高電位となっており、復調回路は、２値のディジタル信号の振幅変調信号Ｓｍから、２値のディジタル信号を取り出していることがわかる。
【００２５】
このように、第１の実施形態においては、ターンオン遅延時間がターンオフ遅延時間よりも短い半導体スイッチング素子１を用いたスイッチング回路を用いるので、オペアンプを用いることなく、小振幅の振幅変調信号を取り扱うことができ、安価な復調回路を構成することができる。
【００２６】
なお、この復調回路により取り出される信号は、元のディジタル信号に対して反転しているが、復調回路の後段に接続される比較器１０における波形整形の際に信号の反転を行うか、信号処理系で「１」を「０」、「０」を「１」に読み変えることなどにより、不都合なく利用することができる。
【００２７】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図４に基づいて説明する。
【００２８】
このものは、第１の実施形態の構成で半導体スイッチング素子１の第１の被制御端子であるドレイン端子１ｂと復調回路の出力端子６との間に信号反転手段（例えばインバータ）を設けたものであり、その他の構成は第１の実施形態と同じ構成である。
【００２９】
第１の実施形態の説明で述べたように、復調回路により取り出されるディジタル信号は、元のディジタル信号と比較して反転するときがあるが、信号反転手段３を設けることにより、反転信号を元に戻し、変調時のディジタル信号をそのまま出力できるようにしたものである。
【００３０】
このことにより、後処理で信号反転の影響を考える必要のない汎用的な復調回路を構成することができる。
【００３１】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を図５に基づいて説明する。
【００３２】
このものは、第１の実施形態の構成に、半導体スイッチング素子１の温度特性を補償する温度補償手段４を設け、入力端子に入力信号の直流電圧をカットするコンデンサＣを設けたものである。
【００３３】
温度補償手段４は、半導体スイッチング素子４ａと、第１の抵抗素子４ｂと、第２の抵抗素子４ｃにより構成されている。
【００３４】
この半導体スイッチング素子４ａは、半導体スイッチング素子１と同種のもの（例えばＮチャネル金属酸化膜電界効果トランジスタ）であり、制御端子であるゲート端子４ａａと、第１の被制御端子であるドレイン端子４ａｂとは短絡されており、第２の被制御端子であるソース端子４ａｃは基準電位であるグラウンドに接続されている。また、半導体スイッチング素子４ａは、半導体スイッチング素子１と同一パッケージ内に収められたものなどを選択することにより、類似の温度特性を有している。この半導体スイッチング素子４ａと半導体スイッチング素子１は、同一パッケージ内にあるか、放熱板などにより接続されるなどで、ほぼ同一の温度となるように設置されている。
【００３５】
第１の抵抗素子４ｂは、半導体スイッチング素子４ａの第１の被制御端子であるドレイン端子４ａｂと直流電圧端子Ｖとを接続している。
【００３６】
第２の抵抗素子４ｃは、半導体スイッチング素子４ａの第１の被制御端子であるドレイン端子４ａｂと半導体スイッチング素子１の制御端子であるゲート１ａを接続している。
【００３７】
次に、この復調回路の動作について説明する。
【００３８】
まず、温度補償手段４に直流電圧端子の電圧ＶＣＣが与えられると、半導体スイッチング素子４ａのドレイン電流ＩＤは、直流電圧端子Ｖの電圧ＶＣＣ、第１の抵抗素子４ｂの抵抗値Ｒ２、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳを用いて、ＩＤ＝（ＶＣＣ−ＶＤＳ）／Ｒ２となる。一方、ゲートとドレインが短絡されているため、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳとゲート−ソース間電圧ＶＧＳは、ＶＤＳ＝ＶＧＳとなる。つまり、ドレイン電流ＩＤはＩＤ＝（ＶＣＣ−ＶＧＳ）／Ｒ２となる。また、半導体スイッチング素子４ａは、半導体スイッチング素子の特性として、図６の曲線ＣｄのようなＩＤ−ＶＧＳ特性を持っているので、図６に示す２つの特性の交点が動作点Ｐ１となる。このとき、ドレイン−ソース間電圧はゲート−ソース間電圧と等しいので、半導体スイッチング素子４ａのオン電圧となっている。このドレイン−ソース間電圧は、第１の抵抗素子４ｂの抵抗値Ｒ２を変化させることにより調整が可能で、抵抗値Ｒ２を大きくするにつれてドレイン−ソース間電圧は小さくなる。
【００３９】
一方、半導体スイッチング素子１と半導体スイッチング素子４ａとは同種のもので、類似の温度特性を有するものであるから、半導体スイッチング素子４ａのドレイン−ソース間電圧は半導体スイッチング素子１のオン電圧付近となる。よって、温度補償手段４は、常に半導体スイッチング素子１のオン電圧付近の電圧を、抵抗素子４ｃを介して半導体スイッチング素子１にバイアス電圧として与えるように動作する。
【００４０】
また、半導体スイッチング素子１と抵抗素子２による振幅変調信号の復調動作は、第１の実施形態で説明した動作と同様である。しかし、半導体スイッチング素子１の発熱や周囲温度の上昇により、半導体スイッチング素子１の温度が上昇したとき、ゲート−ソース間電圧に対するドレイン電流が増加し、抵抗素子２での電圧降下が大きくなるため出力電圧が低下する。つまり、半導体スイッチング素子１の温度により出力電圧が変動してしまい、温度変化が大きな環境下では不安定な回路となる。
【００４１】
ところが、半導体スイッチング素子４ａは、半導体スイッチング素子１と同一パッケージ内にあるか、放熱板などで接続されるなどして、半導体スイッチング素子１とほぼ同じ温度になっており、半導体スイッチング素子１の温度上昇につれて半導体スイッチング素子４ａの温度も上昇する。
【００４２】
よって、半導体スイッチング素子４ａのＩＤ−ＶＧＳ特性は、図６の曲線Ｃｄから曲線Ｃｄｔのように変化する。また、半導体スイッチング素子４ａは、半導体スイッチング素子１と類似の温度特性を有しているので、ＩＤ−ＶＧＳ特性の変化の割合は、半導体スイッチング素子１の特性の変化とほぼ同じである。
【００４３】
この特性の変化により、半導体スイッチング素子４ａの動作点がＰ２に変化するため、半導体スイッチング素子４ａのドレイン−ソース間電圧は低下する。よって、半導体スイッチング素子１のバイアス電圧は低下し、半導体スイッチング素子１のドレイン電流を低減させるため、出力電圧は低下する。つまり、温度補償手段４は、温度上昇による半導体スイッチング素子１のドレイン電流の増加を打ち消すように、半導体スイッチング素子１のバイアス電圧を変化させる。また、逆に温度が低下したときには上述とは逆の現象が生じるため、温度補償手段４は、ドレイン電流の減少を打ち消すように、半導体スイッチング素子１のバイアス電圧を変化させる。つまり、温度補償手段４は、温度変化に自動的に追従する温度補償回路として動作する。
【００４４】
このように、第３の実施形態においては、復調動作に用いる半導体スイッチング素子１と類似した温度特性を有する半導体スイッチング素子４ａを有して温度補償手段４を構成するので、半導体スイッチング素子１の温度変化が生じたときにも自動的に温度補償をし、安定した動作を行う復調回路を構成することができる。
【００４５】
なお、半導体スイッチング素子は、Ｎチャネル金属酸化皮膜電界効果トランジスタだけでなく、その他の電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタを用いていることも可能である。
【００４６】
また、スイッチング遅延時間と搬送波周波数について、数値を挙げて説明しているが、それらの数値は、発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更することが可能である。
【００４７】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、振幅変調回路により振幅変調された２値のディジタル信号の振幅変調信号が入力される制御端子と、復調されたディジタル信号を出力する第１の被制御端子と、基準電位に接続される第２の被制御端子とを有し、前記第１の被制御端子と前記第２の被制御端子は、制御端子へ入力される信号により端子間が開閉される被制御端子対を構成し、ターンオン遅延時間とターンオフ遅延時間からなるスイッチング遅延時間は、振幅変調の搬送波信号の変化に追従しない長さの特性を有し、前記スイッチング遅延時間のうち、ターンオン遅延時間がターンオフ遅延時間よりも短い特性を有し、所定のバイアス電圧が与えられてスイッチング動作が可能となっている半導体スイッチング素子と、
前記第１の被制御端子と、前記基準電位に対して電位差を有する部分とを接続する抵抗素子と、
を有するので、オペアンプを用いることなく、小振幅の振幅変調信号を取り扱うことができる復調回路を構成できるという効果を奏する。よって、簡易な構成で復調動作を行う復調回路を提供することができる。
【００４８】
請求項２の発明によれば、前記半導体スイッチング素子の第１の被制御端子は、信号反転手段を有するので、後処理で信号反転の影響を考える必要のない汎用的な復調回路を構成できるという効果を奏する。
【００４９】
請求項３の発明によれば、前記半導体スイッチング素子の制御端子は、前記半導体スイッチング素子の温度特性を補償する温度補償手段を有するので、半導体スイッチング素子の温度変化が生じたときにも安定した動作を行う、復調回路を構成できるという効果を奏する。
【００５０】
請求項４の発明によれば、前記温度補償手段は、制御端子と、第１の被制御端子と、前記基準電位に接続される第２の被制御端子とを有し、該制御端子と該第１の被制御端子は短絡され、前記半導体スイッチング素子と類似の温度特性を有する半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子の第１の被制御端子と前記基準電位に対して電位差を有する部分とを接続する第１の抵抗素子と、
前記半導体スイッチング素子の制御端子と該半導体スイッチング素子の第１の被制御端子とを接続する第２の抵抗素子と、
を有するので、半導体スイッチング素子の温度変化が生じたときにも自動的に温度補償をして安定した動作を行う、復調回路を構成できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態における復調回路の回路図である。
【図２】第１の実施形態における復調回路のスイッチング特性図である。
【図３】第１の実施形態における復調回路の入出力波形を示す波形図であり、振幅変調の搬送波周波数が、（ａ）は低周波、（ｂ）、（ｃ）は高周波であるものを示している。
【図４】第２の実施形態における復調回路の回路図である。
【図５】第３の実施形態における復調回路の回路図である。
【図６】第３の実施形態における温度補償手段の半導体スイッチング素子の動作点を示す特性図である。
【図７】２値のディジタル信号の振幅変調を示す説明図で、（ａ）は２値のディジタル信号の波形図、（ｂ）はその振幅変調信号の波形図である。
【図８】復調処理の手順を示す接続図である。
【図９】ダイオード復調回路を示す回路図である。
【図１０】ピークホールド回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１      半導体スイッチング素子
１ａ    制御端子
１ｂ    第１の被制御端子
１ｃ    第２の被制御端子
２      抵抗素子
３      信号反転手段
４      温度補償手段
４ａ    半導体スイッチング素子
４ａａ  制御端子
４ａｂ  第１の被制御端子
４ａｃ  第２の被制御端子
４ｂ    第１の抵抗素子
４ｃ    第２の抵抗素子
５      入力端子
６      出力端子
Ｖ      直流電圧端子
Ｓｄ    ディジタル信号
Ｓｍ    振幅変調信号
Ｓｏ    出力信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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