(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
中間周波数変調された周波数偏移変調信号を復調データに復調する復調器を有し、周波数偏移変調された信号はデータを表す周波数偏移を有する受信機であって、
復調器は、データを表す相対的周波数偏移が実質的に大きくなるように、中間周波数変調周波数偏移変調信号を低周波数変調周波数偏移変調信号に変換するために配置されており、また、復調器は、低周波数変調周波数偏移変調信号の少なくとも２つの、前記低周波数変調周波数偏移変調信号において同じ極性を有するエッジと同期する制御パルスを用いて順次に測定される計測期間の幅の差を決定することにより、および、その差が第１の極性を有する場合に第１の論理信号値を生成することにより、また、その差が第２の極性を有する場合に第２の論理信号値を生成することにより、低周波数変調周波数偏移変調信号から復調データを決定するために配置されていることを特徴とする受信機。
【請求項２】
復調器は、幅の偏差が所定のしきい値を下回る場合に論理信号値が変化するのを防止するしきい値手段を備える請求項１記載の受信機。
【請求項３】
復調器は、少なくとも１つの期間の幅を計測し表すアップカウンタと、少なくとも１つの続く期間の幅を計測し表すダウンカウンタと、アップカウンタ計数値をダウンカウンタにロードし、また期間の境界でダウンカウンタをリセットする制御手段とを備える請求項１または２記載の受信機。
【請求項４】
復調器は、少なくとも１つの期間と少なくとも１つの続く期間の幅を計測し表すアップダウンカウンタと、期間の境界でアップダウンカウンタの計数モードを、アップ計数からダウン計数に変化させ、また、その逆を行う制御手段とを更に備える請求項３記載の受信機。
【請求項５】
復調器は、１より大きな整数の除数により低周波数変調周波数偏移変調信号を分割する分割器を備えており、復調されたデータは分割された低周波数変調周波数偏移変調信号から決定される点を変更された請求項１記載の受信機。
【請求項６】
復調器は、基準クロック信号を生成する基準クロック信号発生器と、データフリップフロップとを備えており、基準クロック信号はデータフリップフロップのクロック入力に結合されており、中間周波数変調周波数偏移変調信号はデータフリップフロップのデータ入力に結合されており、また、低周波数変調周波数偏移変調信号はデータフリップフロップの出力でに得られる請求項１乃至５の何れか１項記載の受信機。
【請求項７】
復調器は、信号期間の境界で低周波数変調周波数偏移変調信号のエッジを検出し、エッジの検出中に制御パルスを生成するエッジ検出器を備え、制御パルスは低周波数変調周波数偏移変調信号の期間の計測を制御する請求項６記載の受信機。
【請求項８】
中間周波数変調周波数偏移変調信号を復調データに復調し、周波数偏移変調信号はデータを表す周波数偏移を備える復調器であって、
データを表す相対的周波数偏移が実質的に大きくなるよう、中間周波数変調周波数偏移変調信号を低周波数変調周波数偏移変調信号に変換するために配置されており、また、低周波数変調周波数偏移変調信号の少なくとも２つの、前記低周波数変調周波数偏移変調信号において同じ極性を有するエッジと同期する制御パルスを用いて順次に測定される計測期間の幅の差を決定することにより、その差が第１の極性を有する場合に第１の論理信号値を生成することにより、また、その差が第２の極性を有する場合に第２の論理信号値を生成することにより、低周波数変調周波数偏移変調信号から復調データを決定するために配置されていることを特徴とする復調器。
【請求項９】
中間周波数変調周波数偏移変調信号を復調データに復調し、周波数偏移変調信号はデータを表す周波数偏移を有する復調方法であって、
中間周波数変調周波数偏移変調信号は、データを表す相対的周波数偏移が実質的に大きくなるように低周波数変調周波数偏移変調信号に変換され、復調されたデータは、低周波数変調周波数偏移変調信号の少なくとも２つの、前記低周波数変調周波数偏移変調信号において同じ極性を有するエッジと同期する制御パルスを用いて順次に測定される計測期間の幅の差を決定することにより、その差が第１の極性を有する場合に第１の論理信号値を生成することにより、また、その差が第２の極性を有する場合に第２の論理信号値を生成することにより、低周波数変調周波数偏移変調信号から決定されることを特徴とする復調方法。
【発明の詳細な説明】
本発明は、中間周波数変調周波数偏移変調信号をデータに復調し、その周波数偏移変調信号がデータを表す周波数偏移を有する復調器からなる受信機に関する。
本発明は、更に復調器および復調方法に関する。このような受信機は、携帯無線電話またはコードレス電話受信機、ポケットベル受信機等であり得る。
この種の受信機は独国特許出願DE-OS 42 10 265から知られている。この出願中には、出力がドライバに結合されたシュミットトリガに結合されたコンパレータに中間周波数変調周波数偏移変調信号が供給されるＦＳＫ変調が説明されている。信号の絶対期間の検知用手段には分離信号が供給される。その絶対期間は、基準発振器により生成されるクロック信号により駆動されるカウンタの計数パルスの数として検知される。この基準発振器のクロック周波数は、中間周波数変調周波数偏移変調信号の周波数より実質的に大である。比較的高いクロック信号の周波数のために、このような復調器は多大な電力を消費する。更に、その高周波数クロック信号は受信機において干渉を生じさせることがある。また、その復調器は基準発振器の比較的高い周波数ドリフトを適正に処理できないため、安価な水晶発振器を用いることができない。
本発明の目的は、基準発振器の周波数の比較的大きな周波数ドリフトに鈍感であり、受信機の他の部分に対する大きな干渉を有さず、かつ、安価な復調器を有する受信機を提供することである。
このため、本発明の受信機は、復調器が、データを表す相対的周波数偏差が実質的に大きくなるように、中間周波数変調周波数偏移変調信号を低周波数変調周波数偏移変調信号に変換するために配置されている点、および、復調器が、低周波数変調周波数偏移変調信号の少なくとも２つの連続する計測期間の幅の差を検知することにより、および、その差が第１の極性を有する場合に第１の論理信号値を生成することにより、また、その差が第２の極性を有する場合に第２の論理信号値を生成することにより、低周波数変調周波数偏移変調信号から復調データを検知するために配置されている点に特徴を有している。本発明は、より信頼性の高い検出が実行可能となるように、その変換が周波数偏移変調信号の相対的周波数偏移を増大させ、また更に、変換信号に対する偏移計測が、ドリフト効果に対して復調器を大きく鈍感にするという観点に基づいている。
本発明の受信機の実施例において、復調器は、幅の偏差が所定のしきい値を下回る場合に論理信号値が変化するのを防止するしきい値手段を備えている。これにより、復調器はディジタルノイズに対してより鈍感となる。
本発明の受信機の実施例において、復調器は、少なくとも１つの期間の幅を計測し表すアップカウンタと、少なくとも１つの続く期間の幅を計測し表すダウンカウンタと、アップカウンタ計数値をダウンカウンタに供給し、また期間の境界でダウンカウンタをリセットする制御手段とを備えている。これにより、その差は容易に検知され得る。
本発明の受信機の他の実施例において、復調器は、少なくとも１つの期間と少なくとも１つの続く期間の幅を計測し表すアップダウンカウンタと、更に期間の境界でアップダウンカウンタの計数モードを、アップ計数からダウン計数に変化させ、また、その逆を行う制御手段とを備えている。この実施例において、ハードウェアは簡単である。一方、計測結果は低周波数変調周波数偏移変調信号の少なくとも２つの期間により分離される時点でのみ提供可能となる。
本発明の受信機の実施例において、復調器は、１より大きな整数の除数により低周波数変調周波数偏移変調信号を分割する分割器を備えており、復調データは分割低周波数変調周波数偏移変調信号から検知される。低周波数信号が十分に異なる信号を生成するうえで短過ぎる場合は分割器が必要となることがある。選択的に、測定は１の期間を超えて拡張され得る。
本発明の受信機の実施例において、復調器は、基準クロック信号を生成する基準クロック信号発生器と、データフリップフロップとを備えており、基準クロック信号はデータフリップフロップのクロック入力に結合されており、中間周波数変調周波数偏移変調信号はデータフリップフロップのデータ入力に結合されており、また、低周波数変調周波数偏移変調信号はデータフリップフロップの出力で提供可能である。これにより、簡単変換手段が達成される。
本発明の受信機の実施例において、復調器は、信号期間の境界で低周波数変調周波数偏移変調信号のエッジを検出し、また、エッジの検出中に制御パルスを生成するエッジ検出器を備え、制御パルスは低周波数変調周波数偏移変調信号の期間の計測を制御する。これにより、その計測は容易に制御され得る。
本発明の受信機の更なる実施例において、復調器はハードウェア／ソフトウェア混合復調器として具現化される。変換用に用いられるデータフリップフロップの出力信号は、差の測定を実行するために適正にプログラムされたマイクロコントローラのＩ／Ｏポートに供給され得る。この実施例において、低周波数変調周波数偏移変調信号は、マイクロコントローラにより実行される測定を制御するために中断を生成することができる。時間計測は、マイクロコントローラのシステムクロックによる駆動されるハードウェアカウンタにより実行されることができ、また、完全にソフトウェアにより実行されることができる。このような実施例の有利点は、差の計測が実行される期間の数がソフトウェアにより容易に適合できることである。また、その差は、フィルタ機能が実行されるように多数の計測に亘って観察され得る。
ここで、以下の内容の図面を参照して、例を用いて本発明を説明する。
図１は本発明の受信機のブロック図を示す。
図２は本発明の受信機中で用いられる復調器を示す。
図３は本発明の復調器の第１のタイミング図を示す。
図４は本発明の復調器の第２のタイミング図を示す。
図５は本発明の復調器の他の実施例を示す。
図面を通して、同じ特徴には同じ符号が用いられている。
図１は本発明の受信機１のブロック図を示す。このような受信機は、ポケットベル受信機、コードレス電話受信機、携帯無線電話受信機、または、他の適当な無線受信機となり得る。受信機１は、フィルタ４およびＲＦ増幅器５を介してミキサ３に供給される無線周波数信号ＲＦの受信用のアンテナ２を備えている。局部発振器６は、連結されたIF増幅器７を介して中間周波数変調周波数偏移変調信号IFを供給するミキサ３に連結されている。中間周波数信号IFは復調データdtaを供給する復調器８に供給される。受信機１は、更に、適切にプログラムされたマイクロコントローラ、および／または、ソフトウェア／ハードウェア混合制御装置となり得る制御手段９を備えている。制御手段９は局部発振器６に対して自動周波数制御信号AFCを供給することができる。
図２は本発明の受信機１中で用いられる復調器の第１の実施例を示す。復調器８は、中間周波数変調周波数偏移変調信号IFを低周波数変調周波数偏移変調信号LIFに変換するために配置されている。このため、復調器８は、データ入力に信号IFが供給され、また、クロック入力にクロック信号c1が供給されるデータフリップフロップ２０を備えている。中間周波数変調周波数偏移変調信号IFは第１の周波数偏移Δf1を有しており、また、低周波数変調周波数偏移変調信号LIFは第２の周波数偏移Δf2を有している。更なる検出の前に、信号LIFは、低周波数変調周波数偏移変調信号を１より大きな整数の除数により分割する分割器（詳細は示さず）により分割される。復調器８は更に、反転出力２２がアンドゲート２４の入力２３に連結されるデータフリップフロップ２１を備えている。データフリップフロップ２０の出力２５はアンドゲート２４の入力２６に結合されている。クロック信号c1は、また、データフリップフロップ２１のクロック入力に供給されている。データフリップフロップ２１およびアンドゲート２４は低周波数変調周波数偏移変調信号LIFにおける正転エッジ検出用のエッジ検出器を形成する。復調器８は更に、双方ともクロック信号c1により駆動されるアップカウンタ２８およびダウンカウンタ２９を備えている。動作中に、アップカウンタ２８のリセット入力３１およびダウンカウンタ２９のロード入力３２に供給されるエッジ検出パルスepがアンドゲート２４の出力３０に現れる。エッジ検出パルスepは正転エッジが検出される毎にアップカウンタに零からのカウントアップを開始させ、一方、それと同時に計数値uctがダウンカウンタ２９にロードされる。復調器８は更に、エッジ検出パルスepにより決定される決定時に、ダウンカウンタ２９の計数値dctから変調データdtaを決定する決定回路を備えている。このため、エッジ検出パルスepの時点でダウンカウンタ２９にロードされるアップ計数値は、続く期間中に次のエッジ検出パルスの時点でダウン計数値dctが得られるまでダウン計数される。それから、原則として、決定回路はダウン計数値が正であるか負であるかを検知する。低周波数変調周波数偏移変調信号LIFに関する決定は、このように低周波数変調周波数偏移変調信号LIFの連続する２つの計測期間の幅Δctの差を検知する。期間の計測の他の実施例は、信号LIFの１の期間を超えて実行されてもよい。ディジタルノイズの影響を考慮して、決定回路が、幅Δctの差が第１の極性を有する際に第１の論理信号値“０”を、幅Δctの差が第２の極性を有する際に第２の論理信号“１”を発生することが望ましい。決定回路は、少なくとも、エッジ検出パルスepにより駆動されダウンカウンタ２９の最大位ビットＭＳＢが供給されるデータフリップフロップ（詳細は図示せず）を備えている。しかしながら、要求されないディジタルノイズの影響を避けるため、決定回路はより精巧に作られている。上記の実施例において、決定回路は幅Δctの差の負の値用のしきい値回路３３と、幅Δctの差の正の値用のしきい値回路３４とを備えている。実施例において、しきい値回路３３および３４は、オアゲート、または、ダウンカウンタ２９の最小位ビットの少なくとも一つをデコードするためのより精巧なデコーダと成り得る。ダ���ンカウンタ２９が、例えば、１、２、または３、または、−１、−２、または−３の値を有する場合、データ信号dtaは状態変化が阻止される。幅Δctの差が所定のしきい値を下回る場合は、復調出力データdtaの状態変化を防止するため、ダウン計数値dctの最小位ビットＬＳＢの少なくとも１つがしきい値回路３３および３４に供給される。しきい値回路３３の出力３５はアンドゲート３７の入力３６に結合され、また、しきい値回路３４の出力３８はアンドゲート４０の入力に結合されている。最大位ビットＭＳＢは、しきい値回路３７の入力４１と、インバータ４３を介してアンドゲート４０の入力４２とに供給される。エッジ検出パルスepは、アンドゲート３７および４０の入力４４および４５のそれぞれに供給される。アンドゲート３７の出力４６はＪＫフリップフロップ４８のＪ入力４７に結合され、また、アンドゲート４０の出力４９はＪＫフリップフロップ４８のＫ入力５０に供給されている。
図３は、復調器８の動作を更に表すための本発明の復調器８の第１のタイミング図を示す。データフリップフロップ２０は周波数f1を有する中間周波数変調信号IFをf2＝f1 mod fc1に対応する周波数f2を有する低周波数変調信号ＬＦに変換する。fc1はクロック信号c1の周波数であり、modはモッド動作である。例えば、POGSAG基準に従うポケットベルにおいて、典型的名目中間周波数は４５５kHzであり、２−ＦＳＫにより変調された変調データ流の論理信号“０”用の周波数偏移Δf1は＋４．５kHzであり、また、論理信号“１”用は−４．５kHzである。４．５kHzを超える受信機側での局部発振器の周波数ドリフトのため、固定周波数が基準とされる場合は、検出されるべきデータは識別されないことがある。本発明によれば、信号IFは絶対偏差が変化しないように低周波数信号LIFに変換される。典型的な実施例において、クロック周波数fc1＝４３５kHzまたは２１７．５kHzは２０kHzの名目周波数f2を発生させ、第２の周波数偏移Δf2は、未だ周波数偏移Δf1と同じ＋４．５kHzおよび−４．５kHzである。ここで、相対的偏差は１％から２２．５％に増加し、クロック周波数fc1の正確さは１％または２％であり、良好な検出は未だ可能である。従って、安価な水晶発振器が使用可能である。図３において、決定時t1,t2,t3およびt4は、ダウンカウンタ２９が、供給されたアップ計数信号uctをダウン計数信号uctにダウン計数した際に表されている。データdtaは、幅Δctの差が、正または負の何れかでディジタルノイズ帯ＮＢを超える場合に限り状態を変化させることができる。
図４は本発明の復調器８の第２実施例の第２のタイミング図を示す。分離アップカウンタ２８および分離ダウンカウンタ２９を有する代わりに、単一アップダウンカウンタ（詳細は図示せず）が用いられている。この実施例において、決定回路は２つのエッジ検出パルス、または、その倍数の後にのみ決定を行うように配置されており、アップダウンカウンタはアップ計数を開始するためにエッジ検出パルスep1によりリセットされ、アップダウンカウンタのモードは連続するエッジ検出パルスep2の時点でアップ計数からダウン計数に反転され、決定時は更に続く検出パルスep3の時点t5とされる。
図５は、本発明の復調器の変換可能な実施例を示す。信号LIFは、マイクロコントローラ６１の中断感応入力ポート６０に供給され、また、データdtaはマイクロコントローラ６１の出力ポート６２に現れる。マイクロコントローラ６１は本発明を実行するために適切にプログラムされている。正転エッジの時点で、クロック信号c1に関して、続く信号LIFの期間の時間計測を開始するために中断が生成される。マイクロコントローラ６１は幅の差を演算し、その幅の差がディジタルノイズ帯ＮＢを超える場合には、本発明に従って出力ポート６２のデータ信号dtaの状態を変化させるようにプログラムされている。マイクロコントローラ６１は、出力データdtaに関する決定をする前に時間計測の実行用の期間の数が適合されるように、容易にプログラムされている。このため、復調器は、比較的大きな周波数ドリフトに対して信頼性ある復調ができると説明されている。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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