(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象を接続する測定端子と、
前記測定対象の第一の端子に測定電圧を印加する手段と、
前記測定対象の第二の端子を仮想接地するとともに、前記測定対象に流れる電流を測定する帰還ループと、
前記第一の端子と前記第二の端子との間の電圧を測定する手段と、
を備え、
前記電圧測定手段により測定される電圧と、前記帰還ループにより測定される電流とから、前記測定対象のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置において、
さらに、
前記帰還ループの伝達特性を測定する手段と、
前記帰還ループの一巡位相を補償する可変移相手段と、
を備え、
複数の既知のインピーダンスを前記測定端子に順次接続して、前記伝達特性測定手段により前記帰還ループの伝達特性を測定し、
測定された前記伝達特性に基づき、前記測定対象のインピーダンス値についての前記帰還ループの伝達関数を求め、
求めた前記伝達関数を用いて、所望のインピーダンス範囲全域において前記帰還ループの安定を保つような前記可変移相手段の最適移相量を演算により求め、求めた前記最適移相量を前記可変移相手段に設定する、
ことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項２】
所望のインピーダンス範囲全域にわたって測定インピーダンスを変化させたときの、前記帰還ループの遅れ側の位相マージンの最小値と前記帰還ループの進み側の位相マージンの最小値が等しくなる移相量を最適移相量とする、
ことを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
【請求項３】
測定対象を接続する測定端子と、
前記測定対象の第一の端子に測定電圧を印加する手段と、
前記測定対象の第二の端子を仮想接地するとともに、前記測定対象に流れる電流を測定する帰還ループと、
前記第一の端子と前記第二の端子との間の電圧を測定する手段と、
を備え、
前記電圧測定手段により測定される電圧と、前記帰還ループにより測定される電流とから、前記測定対象のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置において、
さらに、
前記帰還ループの伝達特性を測定する手段と、
前記帰還ループの一巡利得を補償する可変利得増幅手段と、
を備え、
複数の既知のインピーダンスを前記測定端子に順次接続して、前記伝達特性測定手段により前記帰還ループの伝達特性を測定し、
測定された前記伝達特性に基づき、前記測定対象のインピーダンス値についての前記帰還ループの伝達関数を求め、
求めた前記伝達関数を用いて、所望のインピーダンス範囲全域において前記帰還ループの安定を保つような前記可変利得僧服手段の最適利得を演算により求め、求めた前記最適利得を前記可変利得増幅手段に設定する、
ことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項４】
前記既知インピーダンスの数を少なくとも３個とすることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
【請求項５】
校正用標準器を前記測定端子に接続し、校正のための測定と前記帰還ループの伝達特性の測定とをシーケンシャルに行うことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
【請求項６】
測定対象を接続する測定端子と、
前記測定対象の第一の端子に測定電圧を印加する手段と、
前記測定対象の第二の端子を仮想接地するとともに、前記測定対象に流れる電流を測定する帰還ループと、
前記第一の端子と前記第二の端子との間の電圧を測定する手段と、
を備え、
前記電圧測定手段により測定される電圧と、前記帰還ループにより測定される電流とから、前記測定対象のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置において、
前記帰還ループを安定化する方法であって、
複数の既知のインピーダンスを前記測定端子に順次接続して、前記帰還ループの伝達特性を測定するステップと、
測定された前記伝達特性に基づき、前記測定対象のインピーダンス値についての前記帰還ループの伝達関数を求めるステップと、
求めた前記伝達関数を用いて、所望のインピーダンス範囲全域において前記帰還ループの安定を保つような前記可変移相手段の最適移相量を演算により求め、求めた前記最適移相量を前記可変移相手段に設定するステップと、
を含むことを特徴とする帰還ループ安定化方法。
【請求項７】
所望のインピーダンス範囲全域にわたって測定インピーダンスを変化させたときの、前記帰還ループの遅れ側の位相マージンの最小値と前記帰還ループの進み側の位相マージンの最小値が等しくなる移相量を最適移相量とする、
ことを特徴とする請求項６に記載の帰還ループ安定化方法。
【請求項８】
測定対象を接続する測定端子と、
前記測定対象の第一の端子に測定電圧を印加する手段と、
前記測定対象の第二の端子を仮想接地するとともに、前記測定対象に流れる電流を測定する帰還ループと、
前記第一の端子と前記第二の端子との間の電圧を測定する手段と、
を備え、
前記電圧測定手段により測定される電圧と、前記帰還ループにより測定される電流とから、前記測定対象のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置において、
前記帰還ループを安定化する方法であって、
複数の既知のインピーダンスを前記測定端子に順次接続して、前記伝達特性測定手段により前記帰還ループの伝達特性を測定するステップと、
測定された前記伝達特性に基づき、前記測定対象のインピーダンス値についての前記帰還ループの伝達関数を求めるステップと、
求めた前記伝達関数を用いて、所望のインピーダンス範囲全域において前記帰還ループの安定を保つような前記可変利得僧服手段の最適利得を演算により求め、求めた前記最適利得を前記可変利得増幅手段に設定するステップと、
を含むことを特徴とする帰還ループ安定化方法。
【請求項９】
前記既知インピーダンスの数を少なくとも３個とすることを特徴とする請求項６乃至請求項８のいずれかに記載の帰還ループ安定化方法。
【請求項１０】
校正用標準器を前記測定端子に接続し、校正のための測定と前記帰還ループの伝達特性の測定とをシーケンシャルに行うことを特徴とする請求項６乃至請求項９のいずれかに記載の帰還ループ安定化方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はインピーダンス等の部品定数、回路定数及び材料の特性を、特に長尺の任意の測定ケーブルを使用して、高周波で広いインピーダンス範囲にわたり測定するインピーダンス測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
低周波において、４端子対インピーダンス測定法は、測定対象と測定装置本体間を接続する測定ケーブルの影響を受けない測定方法である。例えば、測定対象と測定装置本体との間にマルチプレクサを設けて、測定対象と測定装置本体を切り換えるようなシステムを構築するなどの、測定ケーブルが長い場合にも、精度良い測定が可能である。このため、４端子対インピーダンス測定法は広く普及している。
【０００３】
しかし、測定周波数が高くなると、測定ケーブルにおける位相の推移のために、測定精度が低下したり、さらには測定装置を構成している帰還ループの安定度が悪くなってくる。このため、測定ケーブルに厳しい制約が必要になり、ケーブル選定の自由がなくなる。また、前記帰還ループにも厳しい条件が必要になってくる。以下にこの詳細を述べる。
【０００４】
図２に典型的な４端子対インピーダンス測定装置の回路構成を示し、高周波化及び測定ケーブルの長尺化と任意化並びに帰還ループの問題を述べる。なお図２及び以降に示すインピーダンス測定装置の図では、測定値等の演算及び測定装置の機能の制御を行う演算制御部は省略してある。
【０００５】
図２において、測定信号源１３の測定電流が、抵抗１２及び測定ケーブル１１を経由してＨｃ測定端子１０から測定対象６０の１つの端子６１へ供給される。測定電流は、測定対象６０のもう一方の端子６２からＬｃ測定端子４０に流れ、測定ケーブル４１を経由して、電流検出用レンジ抵抗４３に流れ、ヌル増幅手段３５に引き込まれる。抵抗４３の両端の電圧を電圧計４４が測定して、電流値が求められる。すなわち、抵抗４３及び電圧計４４が電流測定手段４２を構成している。
【０００６】
一方測定対象６０の端子６２の電位が、Ｌｐ測定端子３０から測定ケーブル３１を介して、ヌル増幅手段３５に印加されている。ヌル増幅手段３５の出力が、電流計４２の電流を引き込み、測定対象の端子６２の電位をヌル増幅手段３５の接地電位に等しくさせる。すなわち、測定ケーブル３１、ヌル増幅手段３５、電流測定手段４２、測定ケーブル４１及び測定対象の端子６２から成る帰還ループが負帰還制御して、測定対象の端子６２の電位を零電位に保つ。このため本明細書では、この帰還ループをヌルループと呼ぶことにする。
【０００７】
測定対象６０の端子６１の電位は、Ｈｐ測定端子２０から測定ケーブル２１を介して電圧計２２で測定される。前述のように端子６２の電位が接地電位に保たれるので、電圧計２２は測定対象６０の両端に印加される電圧を測定することになる。したがって電圧計２２の測定値と電流測定手段４２の測定値の比から所望のインピーダンス測定値を求めることができる。
【０００８】
ヌルループのオープンループ伝達関数の位相余裕が十分でなければ、ヌルループは不安定になり、さらに発振してしまい、４端子対測定回路は使用不可能な状態に陥る。このため、ヌルループには位相補償が用いられている。ヌルループの位相補償は、従来より以下の方法が実施されている。
【０００９】
図２に示すように、ヌル増幅手段３５は、入力増幅器３２、狭帯域高利得増幅器３３及び出力増幅器３４の縦続接続で構成されている。狭帯域高利得増幅器３３は、図３に示す構成で、その動作は次の通りである。測定信号源と同一周波数の同期信号源７９から同期信号が、検波器７１に基準位相信号として直接印加され、また移相器８０で９０度移相されて検波器７２に基準位相信号として印加されている。したがって、検波器７１及び７２は直交同期検波器を構成している。
【００１０】
入力端子７０に印加された交流信号は、検波器７１及び検波器７２で、直交２成分に分けて同期検波され、直流信号となる。
同期信号源７９からの同期信号は可変移相器８１を介して、搬送波として変調器７５に印加され、また移相器８２で９０度移相されて変調器７６に印加されている。したがって、変調器７５及び７６は直交変調器を構成している。
前記直流信号は、それぞれ積分器７３及び積分器７４で積分された後、変調器７５及び変調器７６に入力され、互いに９０度位相差のある交流信号に変換され、さらに加算器７７で合成されて交流信号として復元されて出力７８から出力される。
【００１１】
このように、狭帯域高利得増幅器３３は、交流信号を直交同期検波して直流信号に変換して積分し、直交変調して交流信号に戻しているため、狭帯域で高利得が実現できる。その利得特性及び移相器の移相量が零の場合の位相特性は、図４のようになる。
ここで、直交検波器と直交変調器との間の位相を、可変移相器８１でずらせば、任意の位相差をもつ狭帯域高利得増幅器を実現出来る。この直交検波器と直交変調器の位相差を０度、＋９０度、−９０度にした時の位相性例を図５に示した。
【００１２】
狭帯域高利得増幅器３３を含めたヌルループ一巡の利得帯域幅内に位相の０度が存在しないようにする事が安定条件である。したがって、あらかじめ使用条件、すなわち測定ケーブルの電気長等使用条件を厳格に取り決めておけば、狭帯域高利得増幅器３３の移相量を調整して、ヌルループを安定化するよう製造出荷以前に作り込むことができる。あるいは、必要な移相量すなわち位相補償量を使用時に見つける機能をインピーダンス測定装置に内蔵すれば、ケーブル延長に対して非常に柔軟な対応が可能になる。
【００１３】
後者の手段として、本出願人は「特願平０１−１８４２２３適応形ハーフブリッジ及びインピーダンスメータ」を提案した。それは、測定信号源を測定回路から切り離し、ヌルループを切断し、付加回路を用いてヌルループの狭帯域高利得増幅器３３を除く部分の位相推移量を測定した後、ヌルループの全移相量が１８０度になるよう可変移相器８１を設定するものである。
【００１４】
図６はその原理図である。スイッチ１４を接地側に切り換えて、信号源１３を測定回路から切り離す。スイッチ３６を注入信号源３８側に切り換えて、ヌルループを切断し、注入信号源３８から注入信号Ｅφを出力増幅器３４に印加する。この状態で、入力増幅器３２の出力端に現れた電圧Ｖφをベクトル電圧計３７で測定する。注入信号Ｅφに対するＶφの位相差が、狭帯域高利得増幅器３３を除いたヌルループの移相量である。この移相量から、ヌルループの全移相量が１８０度になるように可変移相器８１を設定するのである。
【００１５】
実際の位相測定は、狭帯域高利得増幅器３３を図７のように構成して位相測定回路を組み込んで行うことができる。
図７において、演算増幅器８６、抵抗８５及びコンデンサ８４で積分器を構成している。さらに抵抗８３及びスイッチ９１の直列接続が演算増幅器８６の入出力間に接続されていて、連動スイッチ９１を閉じると、積分器は増幅器に切り替わる。演算増幅器９０、抵抗８９、コンデンサ８８、抵抗８７及び連動スイッチ９１も同様である。
【００１６】
位相測定時には、可変移相器８１の移相量を零又は既知の値に設定する。またスイッチ９５で、変調器７６の入力を接地に、変調器７５の入力を直流電源９４に接続する。直流電源９４の直流電圧が、交流信号に変換されヌルループを巡り、入力７０からバッファ９６を経由して、検波器７１及び７２に加えられる。スイッチ９１を閉じて、積分器を電圧増幅器に切り換え、検波器７１及び検波器７２で直交成分に分けられた直流電圧を、スイッチ９２で切換て電圧計９３で測定すれば、位相は複素平面上での偏角として求める事ができる。これらは前記特願平０１−１８４２２３に述べてある。
【００１７】
インピーダンス測定の全過程のなかで、前記特願の位相測定を実行する段階は次の２つのいずれかである。
(1)測定対象が接続され、インピーダンス測定が命じられたとき、毎回測定の前半をヌルループの位相補償量決定に割り当てる。
(2)ケーブル延長等システム構築時に測定対象開放状態でヌルループの位相補償量を決定し、装置メモリ内にこれを格納し、インピーダンスの測定時に記憶された補償量を引き出して使用する。
【００１８】
ここで重要なのは、ヌルループ一巡位相は、ケーブル延長部分と測定対象インピーダンス値のそれぞれが及ぼす効果の算術和ではないということである。すなわち、測定対象のインピーダンス値に対する位相の変化の関数とケーブル延長部分の関数とを分けて持とうとしても、特殊な条件下でなければ、それは成立しない。
【００１９】
上記(1)(2)は相反する長所短所を持っている。(1)を選択すれば、測定対象値、及びケーブル延長に対し極めて柔軟な安定化が図れるが、測定の度に位相測定の時間が追加され、測定の高速化に不利である。(2)を選択すれば、測定時間のオーバヘッドは発生しないが、任意の測定対象値に対するヌルループ安定の保証は得られない。測定対象の値によりヌルループの伝達関数が変化するので、ある測定対象で得た位相差から、対象とする測定範囲全域にわたって位相マージンを確保できるような最適位相補償量を得る必要がある。このために、インピーダンス測定装置の内部構成に基づいて予測することと、測定ケーブルの延長部分を限定特殊化することにより行うしかなく、柔軟性は失われる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
任意の長尺測定ケーブルに対する最適位相補償量を求める手段を装置に内蔵し、使用者に開放した自動調整機能を備えれば、延長部分に課せられる制限が取り払われ、遠隔測定に関して柔軟なインピーダンス測定装置が実現できる。特願平０１−１８４２２３適応形ハーフブリッジ及びインピーダンスメータで、それは実現されているが、前項で述べた様にヌルループの柔軟な安定化と測定の高速化は背反している。本発明が解決しようとする課題は、測定時間を犠牲にしないで、測定対象値範囲全体を通して最も余裕ある安定化位相補償量を、正確に求めることである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本提案は、３つの任意の既知インピーダンスによりヌルループの伝達関数を求める手段を提供する。特願平０１−１８４２２３では、ある特定の測定対象を接続した状態で適正な位相補正量を見いだそうとしているのに対し、本発明は任意の３つの既知インピーダを順次接続してヌルループの一巡位相特性を３回測定する事により、任意測定対象インピーダンスに対する一巡特性を完全に把握し、対象とする測定対象値範囲全体に最適な位相補償量を算出する。この方法によれば、内部構造に関する先見情報や延長部分仮定等は必要なくなり、一切の不確定性は排除される。
【００２２】
【実施例】
本発明を詳述する前に、説明の流れを述べておく。最初にヌルループ一巡伝達関数は、測定対象のインピーダンスＺｘの関数で、後出の（４）式のように記述されることを示す。次に測定対象値により伝達関数がどの様な影響を受けるか、その性質を大まかに示し、位相補償法を示す。次に（４）式の中の定数が、３つの既知インピーダンスを測定することにより決定できることを示す。最後に、３つの既知インピーダンスを測定する手順について述べる。
【００２３】
一巡伝達特性を測定するのに必要な回路構成及び一巡伝達特性の測定法は前記特願に示すものと同一であるが、念のため図６の動作を次に略記しておく。
(1)信号源１３をスイッチ１４により測定回路から切り離し、ヌルループをスイッチ３６で切断する。
(2)測定信号源１３と同一周波数の信号Ｅφを注入信号源３８からヌルループに注入し、これに対する入力増幅器３２の出力端の電圧Ｖφをベクトル電圧計３７で測定する。これにより狭帯域高利得増幅器３３を除くヌルループの一巡伝達特性がわかる。
【００２４】
図６を元に、測定対象を含み狭帯域高利得増幅器３３を除くヌルループ一巡の伝達特性を測定する行為を考える。図６のインピーダンス測定装置に、図８に示すような１点鎖線の囲みを施す。この囲みは、図９の１点鎖線の円に単純化出来る。なお、妥当な仮定として回路は線形であるとする。
重ね合わせの理によりＶφは、Ｊｐ、Ｊｑを乗数として測定対象電圧ＶｘとＥφの算術和で与えられる事がわかる。すなわち、
【００２５】
Ｖφ＝Ｊｐ・Ｖｘ＋Ｊｑ・Ｅφ                      （１）
【００２６】
一方、測定端子を開放したときの測定端子電圧Ｅｏは、Ｊｏを乗数として
【００２７】
Ｅｏ＝Ｊｏ・Ｅφ                                  （２）
【００２８】
測定端子から回路網を覗いたインピーダンスをＺｏとする時、測定対象接続時の電圧Ｖｘは、テブナンの定理より、
【００２９】
Ｖｘ＝Ｚｘ・Ｅｏ／（Ｚｘ＋Ｚｏ）                  （３）
【００３０】
で与えられるから、（３）に（２）を、（１）に（３）を代入して
【００３１】
Ｖφ＝Ｊｐ・Ｚｘ・Ｊｏ・Ｅφ／（Ｚｘ＋Ｚｏ）＋Ｊｑ・Ｅφ
【００３２】
したがって新たにＪｐ・ＪｏをＫｐと、ＪｑをＫｑと表記すれば、伝達関数は、
【００３３】
Ｇ＝Ｖφ／Ｅφ＝Ｋｐ・Ｚｘ／（Ｚｘ＋Ｚｏ）＋Ｋｑ  （４）
【００３４】
となる。この式中３つの定数Ｋｐ、Ｋｑ、Ｚｏが伝達関数Ｇを特徴づける定数である。
ここで、ヌルループの伝達関数（４）式が、Ｚｘに対しどの様に変化するを述べる。
【００３５】
（４）式の特徴は、Ｚｘ／（Ｚｘ＋Ｚｏ）に集約されている。複素平面においてＺｘとＺｘ／（Ｚｘ＋Ｚｏ）との関係を図１０に示した。妥当な条件として測定対象から覗いたインピーダンスＺｏの実部を正とすれば、Ｚｘの右半面領域（図１０の斜線の領域）は、Ｚｘ／（Ｚｘ＋Ｚｏ）の関数では図１０の円の内部に射影される。Ｚｘの虚軸はこの円の境界である。ここでＺｘの右半面を取り上げるのは、負性抵抗測定対象測定はごく希だからである。
【００３６】
Ｋｐ、Ｋｑを含めた（４）式、すなわち狭帯域高利得増幅器を除くヌルループ一巡伝達関数はＺｘの右半面を図１１の円内に射影する。
狭帯域高利得増幅器の位相特性は、狭帯域内で±９０度の範囲で変化するので、狭帯域高利得増幅器を含めたヌルループ一巡位相は図１１のように、円の両側に９０度づつ広がる領域となる。図１１の例では、該領域は複素平面の零度軸を含んでいるので、発振する可能性がある。
【００３７】
そこで、直交検波器に対し直交変調器の位相を１８０−φa度だけ進めてやれば、ヌルループの位相は図１２に示す領域となり、Ｚｘの右半面に位置する測定対象インピーダンスの全域にわたって最低でも位相マージンφｍ、φnが確保される。但し、φaは円の中心の位相角である。
上述のように、φaを求め、移相量１８０−φa度を加えてヌルループの安定化を図ることが、図１０及び図１１の例に適応した本発明の最適実施例である。
【００３８】
次に（４）式の定数Ｋｐ、Ｋｑ、Ｚｏを求める方法について述べる。
（４）式を変形し、
【００３９】
Ａ＝Ｋｐ＋Ｋｑ、  Ｂ＝Ｋｑ・Ｚｏ、  Ｃ＝Ｚｏ      （５）
【００４０】
と置き換えると、次式が得られる。
【００４１】
Ｚｘ・Ａ＋Ｂ−Ｇ・Ｃ＝Ｇ・Ｚｘ                    （６）
【００４２】
Ａ、Ｂ及びＣは、３つの既知インピーダンスの測定対象に対して、ヌルループの伝達特性を測定する事により判明する。既知インピーダンスをＺ１、Ｚ２及びＺ３、並びにヌルループの伝達特性の測定値をＧ１、Ｇ２、Ｇ３とすれば連立方程式
【００４３】
【数１】
0003930586.tif 000002
【００４４】
が得られる。これよりＡ、Ｂ、Ｃは
【００４５】
【数２】
0003930586.tif 000003
【００４６】
となる。式（８）、（５）からＫｐ、Ｋｑ及びＺｏを得れば、φaが分かる。
ところで普通、ケーブルを延長したシステムを構築した時、ＯＰＥＮ、ＳＨＯＲＴ及びＬＯＡＤの名で知られる３つのインピーダンス標準によるシステムの校正が行われる。上述３つのインピーダンス標準は、本発明の３つのインピーダンスに対するヌルループの伝達特性測定にも兼用できる。本発明を、インピーダンス校正の前後のいずれかに実行し、本発明のヌルループ伝達関数の未知数を決定することができる。
【００４７】
図１に、ケーブル延長等のシステム構築時に本発明を実施するときの流れ図を示す。
ステップ２で、第１の標準器を測定端子に接続する。
ステップ３で、図６のスイッチ３６を注入電源側に切り換え、ヌルループを開放する。またスイッチ１４を接地側に切り換える。
ステップ４で、ヌルループの伝達特性を測定し、第１の伝達特性値Ｇ１を得る。  ステップ５で、スイッチ３６及びスイッチ１４を元に戻し、上記Ｇ１の移相値を基に、ヌルループの全移相量が１８０度になるよう、狭帯域高利得増幅器の可変移相器を設定する。
【００４８】
ステップ５で、ヌルループの安定は確保されたので、ステップ６で、インピーダンス校正のためのインピーダンス測定を行う。
【００４９】
次に、フェーズ１１に進む。フェーズ１１は、第１の標準器で測定したフェーズ１０と同様のステップで構成されているが、図では省略している。
フェーズ１１で第２の標準器を接続し、フェーズ１０と同様のステップ３からステップ６９の操作を行い、第２の伝達特性値Ｇ２を得、又Ｇ２の移相値を基に、ヌルループの全移相量が１８０度になるよう、狭帯域高利得増幅器の可変移相器を設定した後、インピーダンス校正のために第２標準器のインピーダンス測定を行う。
同様にフェーズ１２で、第３の伝達特性値Ｇ３を得、第３標準器のインピーダンス測定を行う。
ステップ１３で、上記３つの伝達関数測定値から、前述のように式（８）、（５）を用いてＫｐ、Ｋｑ及びＺｏを求め、式（４）を得る。式（４）のＺｘに測定対象のインピーダンス範囲を代入して、φaを得て最適の移相量を求める。
ステップ１４で、求めた移相量を設定する。
【００５０】
上記手続きにおいて、ヌルループの位相補償は、その負帰還回路の安定化のためのものであり、ヌルループが安定に動作している限り、校正のためのインピーダンス測定値に影響を与えることはない。したがって、上記の手続きで得た移相量を可変移相器に設定しても、校正結果に影響を及ぼさない。
なお、対象と予定する全測定対象値に対しヌルループ安定の条件を達成するような位相補償量の解が存在し無い場合もあり得る。その場合も、もし必要ならば位相補償機能実行時に警告を発し、ケーブル延長部分の改善を促すことも可能である。
【００５１】
なお、ここまで位相補償についてのみ述べた。本件記述において位相補償は広義に使用しており、場合に応じて利得補償の調整も同様の方法で可能である。実用上は、狭帯域高利得増幅器あるいは、ヌルループ一巡のどこかに利得調整の手段を設けることが必要である。
以上に本発明の実施例を示したが、例示の様式、配置その他に限定するものでなく、必要に応じて本発明の主旨を失うことなく構成の変化も許容される。
【００５２】
【発明の効果】
高周波で遠隔測定を行う場合、４端子対インピーダンス測定装置に必須の帰還増幅器（ヌルループ）の位相補償問題について、柔軟な解決策を提案した。
測定端子へ３つの既知インピーダンスを接続、測定することにより、任意の測定対象インピーダンスに対するヌルループ一巡特性を完全に推定できるようになった。しかも位相補償量は、ＯＰＥＮ／ＳＨＯＲＴ／ＬＯＡＤによるシステムのインピーダンス校正の際、併せて取得することができるようになった。
本件方法によれば、測定対象とする測定対象インピーダンスの全範囲を通して安全な位相補償量を、一つの仮定もなく機械的に決定する事ができ、しかも測定対象速度のオーバヘッドは発生しない。しかも、使用条件を限定する必要がなく、ケーブル長、材質の多様化、マルチプレクサの使用、波長がケーブル長を越える高周波測定などの要求に柔軟に応える高速インピーダンス測定装置を実現させ、実用に供し有益である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す図である。
【図２】従来技術の４端子対インピーダンス測定装置の例を示す図である。
【図３】狭帯域増幅器の例を示す図である。
【図４】狭帯域増幅器の周波数特性の例を示す図である。
【図５】狭帯域増幅器の位相推移特性の例を示す図である。
【図６】従来技術の実施例を示す図である。
【図７】従来技術の実施例を示す図である。
【図８】ヌルループ一巡測定等価回路の範囲を示す図である。
【図９】ヌルループ一巡測定等価回路の例を示す図である。
【図１０】射影Ｚｘ／（Ｚｘ＋Ｚｏ）の例を示す図である。
【図１１】射影Ｋｐ・Ｚｘ／（Ｚｘ＋Ｚｏ）＋Ｋｑの例を示す図である。
【図１２】位相推移後の射影の例を示す図である。
【符号の説明】
１０：Ｈc測定端子
１１：測定ケーブル
１２：抵抗
１３：信号源
１４：スイッチ
２０：Ｈｐ測定端子
２１：測定ケーブル
２２：電圧計
３０：Ｌｐ測定端子
３１：測定ケーブル
３２：入力増幅器
３３：狭帯域高利得増幅器
３４：出力増幅器
３５：ヌル増幅器
３６：スイッチ
３７：ベクトル電圧計
３８：注入信号源
４０：Ｌｃ測定端子
４１：測定ケーブル
４２：電流計
４３：レンジ抵抗
４４：電圧計
６０：測定対象
６１：測定対象の端子
６２：測定対象の端子
７０：狭帯域高利得増幅器入力
７１：同期検波器
７２：同期検波器
７３：積分器
７４：積分器
７５：変調器
７６：変調器
７７：加算器
７８：狭帯域高利得増幅器出力
７９：同期信号源
８０：９０度移相器
８１：可変移相器
８２：９０度移相器
８３：抵抗
８４：コンデンサ
８５：抵抗
８６：演算増幅器
８７：抵抗
８８：コンデンサ
８９：抵抗
９０：演算増幅器
９１：スイッチ
９２：スイッチ
９３：電圧計
９４：直流源
９５：スイッチ
９６：バッファ増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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