(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接変換受信器の高域通過フィルターに設けられた低域通過フィルターにおいて、第一の電極、第二の電極、および制御電極をそれぞれ有する第一のトランジスタ対および第二のトランジスタ対を有する差動増幅器と、
前記第一および第二のトランジスタ対の第一の電極に結合された電源と、
前記第一のトランジスタ対内の第一のトランジスタの第二の電極に結合された第一の電極および前記第二のトランジスタ対内の第一のトランジスタの第二の電極に結合された第二の電極を有するコンデンサと、
一対のスイッチと、
を含む低域通過フィルターであって、
前記制御電極は前記第一および第二の電極間の搬送波の流れを制御し、
前記第一のトランジスタ対の前記制御電極は前記差動増幅器への第一の入力を与え、
前記第二のトランジスタ対の前記制御電極は前記差動増幅器への第二の入力を与え、
前記スイッチ対は、
前記第一のトランジスタ対内の第二のトランジスタの第二の電極を、立ち上がり充電期間中は前記コンデンサの前記第一の電極に、また後続する期間中は前記コンデンサの前記第二の電極に結合する第一のスイッチと、
前記第二のトランジスタ対内の第二のトランジスタの第二の電極を、立ち上がり充電期間中は前記コンデンサの前記第二の電極に、また後続する期間中は前記コンデンサの前記第一の電極に結合する第二のスイッチと、
を含むことを特徴とする低域通過フィルター。
【請求項２】
請求項１に記載の低域通過フィルターにおいて、
前記第一および第二のトランジスタ対内の第一および第二のトランジスタは、電源から前記第一および第二の電極を通る電流を異なる電流レベルで通過させるべく適合されていることを特徴とする低域通過フィルター。
【請求項３】
請求項２に記載の低域通過フィルターは、
前記電源と、前記第一のトランジスタ対内の前記第一のトランジスタの前記第一の電極との間の抵抗と、
前記電源と、前記第二のトランジスタ対内の前記第一のトランジスタの前記第一の電極との間の第二の抵抗と、
を含むことを特徴とする低域通過フィルター。
【請求項４】
請求項３に記載の低域通過フィルターは、
前記フィルターが立ち上がり充電期間から後続する期間へ移行した場合に、前記第一および第二の抵抗の抵抗値を変化させるための追加スイッチを含むことを特徴とする低域通過フィルター。
【請求項５】
請求項３に記載の低域通過フィルターにおいて、
前記追加スイッチは、前記フィルターが立ち上がり充電期間から後続する期間へ移行した場合に、前記第一および第二の抵抗の抵抗値を低い値から高い値へ変化させることを特徴とする低域通過フィルター。
【請求項６】
搬送波周波数を有する受信無線周波数信号および搬送波周波数を有する基準信号が供給されるホモダイン部と、
前記ホモダイン部の出力に結合された高域通過フィルターと、
を含む直接変換受信器であって、
前記高域通過フィルターは、
第一の電極、第二の電極、および制御電極をそれぞれ有する第一のトランジスタ対および第二のトランジスタ対を有する差動増幅器と、
前記第一および第二のトランジスタ対の第一の電極に結合された電源と、
前記第一のトランジスタ対内の第一のトランジスタの第二の電極に結合された第一の電極および前記第二のトランジスタ対内の第一のトランジスタの第二の電極に結合された第二の電極を有するコンデンサと、
一対のスイッチと、
を含み、
前記制御電極は前記第一および第二の電極間の搬送波の流れを制御し、前記第一のトランジスタ対の前記制御電極は前記差動増幅器への第一の入力を与え、
前記第二のトランジスタ対の前記制御電極は前記差動増幅器への第二の入力を与え、
前記スイッチ対は、
前記第一のトランジスタ対内の第二のトランジスタの第二の電極を、立ち上がり充電期間中は前記コンデンサの第一の電極に、また後続する期間中は前記コンデンサの第二の電極に結合する第一のスイッチと、
前記第二のトランジスタ対内の第二のトランジスタの第二の電極を、立ち上がり充電期間中は前記コンデンサの第二の電極に、また後続する期間中は前記コンデンサの第一の電極に結合する第二のスイッチと、
を含むことを特徴とする直接変換受信器。
【請求項７】
請求項６に記載の直接変換受信器において、
前記各トランジスタ対内の第一および第二のトランジスタは、電源から前記第一および第二の電極を通る電流を異なる電流レベルで通過させるべく適合されていることを特徴とする直接変換受信器。
【請求項８】
請求項７に記載の直接変換受信器は、
前記電源と、前記第一のトランジスタ対内の前記第一のトランジスタの前記第一の電極との間の抵抗と、
前記電源と、前記第二のトランジスタ対内の前記第一のトランジスタの前記第一の電極との間の第二の抵抗と、
を含むことを特徴とする直接変換受信器。
【請求項９】
請求項７に記載の直接変換受信器は、
前記高域通過フィルターが立ち上がり充電期間から後続する期間へ移行した場合に、前記第一および第二の抵抗の抵抗値を変化させるための追加スイッチを含むことを特徴とする直接変換受信器。
【請求項１０】
請求項９に記載の直接変換受信器において、
前記高域通過フィルターが立ち上がり充電期間から後続する期間へ移行した場合に、前記第一および第二の抵抗の抵抗値を低い値から高い値へ変化させるための追加スイッチを含むことを特徴とする直接変換受信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は一般に直接変換受信器に関し、特に変換プロセスにより生成された、または基本回路の変動により発生した不要なＤＣ信号を除去するために直接変換受信器で用いられるフィルターに関する。
【０００２】
（背景技術）
当分野で公知のように、直接変換受信器は、受信無線周波数信号を、その信号の搬送波周波数と直接混合することにより、搬送波周波数を変調する受信信号内の情報を抽出する。直接変換混合プロセスにより生成された不要なＤＣ成分を除去するために用いられる方法の一つは、後続する増幅処理の前にミキサーの出力をＤＣブロッキングコンデンサ、すなわち高域通過フィルターを通過させるものがある。多くの用途で、受信器を集積回路として製造することが望まれるが、多くの用途においてコンデンサのサイズが大きすぎて集積回路に作り込むことは現実的でない。
【０００３】
同様に当分野で公知のように、ＤＣブロッキングを実現すべく提案されている技術の一つに、負帰還において低域通過フィルターを伴う高ゲイン増幅器を有するフィルターを用いて高域通過フィルターを生成するものがある。
【０００４】
（発明の開示）
本発明の一つの特徴に基づいて、搬送波周波数を有する受信無線周波数信号および搬送波周波数を有する基準信号が送られるホモダイン部を備えた直接変換受信器が提供される。ホモダイン部の出力に結合された高域通過フィルターは、増幅器および負帰還機構において増幅器と結合された低域通過フィルターを含む。低域通過フィルターは、カットオフ周波数を立ち上がり動作期間中における高カットオフ周波数から、定常動作期間中の後続する低カットオフ周波数へ切り替えるべく適合されている。
【０００５】
高域通過フィルターは、コンポーネント中に生じるＤＣオフセットに対する、多くの増幅器部の一連の影響を排除するＤＣオフセット訂正ループとして機能する一方、高周波数において情報の完全性に悪影響を与えるのを避けるために十分低いカットオフ周波数を維持する。複数の高域通過フィルター部はまた、必要とされるコンデンサの一体化を可能にし、それにより外部コンポーネントとその接続が最小限で済む。
【０００６】
本発明に係る直接変換受信器の高域通過フィルターに設けられた低域通過フィルターは、第一の電極、第二の電極、および制御電極をそれぞれ有する第一のトランジスタ対および第二のトランジスタ対を有する差動増幅器と、前記第一および第二のトランジスタ対の第一の電極に結合された電源と、前記第一のトランジスタ対内の第一のトランジスタの第二の電極に結合された第一の電極および前記第二のトランジスタ対内の第一のトランジスタの第二の電極に結合された第二の電極を有するコンデンサと、一対のスイッチと、を含む低域通過フィルターであって、前記制御電極は前記第一および第二の電極間の搬送波の流れを制御し、前記第一のトランジスタ対の前記制御電極は前記差動増幅器への第一の入力を与え、前記第二のトランジスタ対の前記制御電極は前記差動増幅器への第二の入力を与え、前記スイッチ対は、前記第一のトランジスタ対内の第二のトランジスタの第二の電極を、立ち上がり充電期間中は前記コンデンサの前記第一の電極に、また後続する期間中は前記コンデンサの前記第二の電極に結合する第一のスイッチと、前記第二のトランジスタ対内の第二のトランジスタの第二の電極を、立ち上がり充電期間中は前記コンデンサの前記第二の電極に、また後続する期間中は前記コンデンサの前記第一の電極に結合する第二のスイッチと、を含むことを特徴とする。
【０００７】
また、本発明に係る低域通過フィルターにおいて、前記第一および第二のトランジスタ対内の第一および第二のトランジスタは、電源から前記第一および第二の電極を通る電流を異なる電流レベルで通過させるべく適合されていることを特徴とする。
【０００８】
さらに、本発明に係る低域通過フィルターは、前記電源と、前記第一のトランジスタ対内の前記第一のトランジスタの前記第一の電極との間の抵抗と、前記電源と、前記第二のトランジスタ対内の前記第一のトランジスタの前記第一の電極との間の第二の抵抗と、を含むことを特徴とする。
【０００９】
さらにまた、本発明に係る低域通過フィルターは、前記フィルターが立ち上がり充電期間から後続する期間へ移行した場合に、前記第一および第二の抵抗の抵抗値を変化させるための追加スイッチを含むことを特徴とする。
【００１０】
さらにまた、本発明に係る低域通過フィルターにおいて、前記追加スイッチは、前記フィルターが立ち上がり充電期間から後続する期間へ移行した場合に、前記第一および第二の抵抗の抵抗値を低い値から高い値へ変化させることを特徴とする。
【００１１】
さらにまた、本発明に係る直接変換受信器は、搬送波周波数を有する受信無線周波数信号および搬送波周波数を有する基準信号が供給されるホモダイン部と、前記ホモダイン部の出力に結合された高域通過フィルターと、を含む直接変換受信器であって、前記高域通過フィルターは、第一の電極、第二の電極、および制御電極をそれぞれ有する第一のトランジスタ対および第二のトランジスタ対を有する差動増幅器と、前記第一および第二のトランジスタ対の第一の電極に結合された電源と、前記第一のトランジスタ対内の第一のトランジスタの第二の電極に結合された第一の電極および前記第二のトランジスタ対内の第一のトランジスタの第二の電極に結合された第二の電極を有するコンデンサと、一対のスイッチと、を含み、前記制御電極は前記第一および第二の電極間の搬送波の流れを制御し、前記第一のトランジスタ対の前記制御電極は前記差動増幅器への第一の入力を与え、前記第二のトランジスタ対の前記制御電極は前記差動増幅器への第二の入力を与え、前記スイッチ対は、前記第一のトランジスタ対内の第二のトランジスタの第二の電極を、立ち上がり充電期間中は前記コンデンサの第一の電極に、また後続する期間中は前記コンデンサの第二の電極に結合する第一のスイッチと、前記第二のトランジスタ対内の第二のトランジスタの第二の電極を、立ち上がり充電期間中は前記コンデンサの第二の電極に、また後続する期間中は前記コンデンサの第一の電極に結合する第二のスイッチと、を含むことを特徴とする。
【００１２】
（発明を実施するための最良の形態）
ここで図１を参照するに、直接変換受信器１０を示す。このような受信器１０は、アンテナ１４により受信されて搬送波周波数ｆoを有する無線周波数信号およびローカルな発振器または周波数シンセサイザー１６により生成されて搬送波周波数ｆoを有する基準信号が供給されるホモダイン部１２（例えば図示されたミキサー１３、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１５、可変低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１７、帯域通過フィルター１９ａ、１９ｂおよび低域通過フィルター１９）を含む。 増幅器２０により引き続きベースバンド信号を増幅する以前のホモダインプロセスの結果生じる不要なＤＣ成分を除去するために高域通過フィルター１８がホモダイン部１２の出力に結合されている。高域通過フィルター１８は、ＤＣ成分を排除するが、近傍の低周波数に含まれる情報には過度に影響を与えない程度に十分低いカットオフ周波数を含むよう設計されている（すなわち、高域通過フィルター１８はＤＣブロックである）。
【００１３】
高域フィルター１８は複数（ここではｎ個）の直列に結合された高域通過フィルター段２０1〜２０nを含む。高域通過フィルター段２０1〜２０nの各々は同一の構造であり、その中の一例として段２０1の詳細を図２、３に示す。しかしここでは、段２０1〜２０nの各々は増幅器２２および負帰還機構において増幅器２２と結合された低域通過フィルター２４を含むと言えば十分であろう。低域通過フィルター２４の各々は、パルス生成器２８に応答してライン２６に生成された制御信号に応答して、カットオフ周波数が、受信器１０への電源投入時（増幅器２２への電源投入時またはそのような増幅器２２のゲインに大きなステップ変化が生じた場合のような立ち上がり動作期間中）の立ち上がり高カットオフ周波数から、立ち上がり期間から所定時間経過後に後続する、より低い定常動作のカットオフ周波数へ切り替わるべく適合されている。パルス生成器２８にはＯＲゲート２７経由でオン／オフ信号および大ステップゲイン変化信号が供給される。ステップゲイン信号は、ゲインの大きなステップが、図に示す段２０1〜２０nに含まれる可変アテニュエータ２３に発せられたことを示す。ライン２６上の制御信号の機能については以下に詳述する。しかしここでは、パルス生成器２８は、受信器１０（例えば、増幅器２２）に電源投入される都度、または増幅器１７、２２のゲインに、あるいは増幅器２０に先行する可変アテニュエータ２３を介した増幅器２０のゲインに大きなステップが発生する都度生起される立ち上がり期間にパルスを生成すると言えば十分であろう。
【００１４】
さらに図２をも参照するに、直接変換受信器１０の高域通過フィルター段２０1〜２０nの一例であるフィルター２０1はその低域通過フィルター２４内に、コンデンサＣ、および直列に接続された抵抗Ｒと（Ｍ＋１）Ｒを有しトランジスタＱ1経由でコンデンサＣに結合された抵抗部３０（ここにＭは正の整数）を含むことが示される。抵抗部３０はライン２６上の制御信号に応答して、抵抗部３０の抵抗値を立ち上がり期間中の第一の抵抗値Ｒから、後続する定常動作期間中の第二の抵抗値へ変えるためのスイッチング機構３２を含む。特に、抵抗部３０の抵抗値は、立ち上がり期間において低い値Ｒを、および後続する定常動作期間において第二の高い値ＭＲを有する。
【００１５】
さらに低域通過フィルター２４は、定常動作期間の前に、立ち上がり期間（すなわち、予備充電期間）において抵抗Ｒ経由で電源ＩからコンデンサＣを充電してコンデンサＣに急速に立ち上がり電荷を与えるスイッチング機構３４を含み、抵抗（Ｍ＋１）Ｒはスイッチング機構により短絡されている。特に、抵抗部３０の出力は図示するように一対のトランジスタＱ1、Ｑ2およびスイッチング機構３２を介してコンデンサＣに結合されている。コンデンサＣの両端で発生した出力電圧は上述のように、負帰還機構における増幅器２２の入力へフィードバックされる。
【００１６】
トランジスタＱ1のエミッタ領域はＮであり、トランジスタＱ2のエミッタ領域はＭである。両方のトランジスタＱ1およびＱ2のベースは図示するように、増幅器２２の出力に結合されている。立ち上がりの予備充電期間において、および説明の都合上トランジスタＱ1およびＱ2が動作領域にあると仮定すれば、スイッチング機構３４はトランジスタＱ1 からの電流 ＮＩおよびトランジスタＱ2 からの電流ＭＩの両方をノード３６へ向ける。このように、コンデンサＣを予備充電するために利用された電流は、ＮＩ＋ＭＩとなる。立ち上がり期間の後でスイッチング機構３４は電流 ＭＩをノード３６から迂回させて、コンデンサＣへの電流はトランジスタＱ1からの電流ＮＩだけになる。電源Ｉへの電流帰還経路はノード３６およびトランジスタＱ1のコレクタ電極に結合されたＮＩ電源により提供され、電源Ｉへの電流帰還経路はトランジスタＱ2のコレクタ電極に接続されたＭＩ電源により与えられることに留意されたい。
【００１７】
要約すれば、立ち上がり期間中、すなわち、コンデンサＣを急速に予備充電させることが可能な持続時間の間に、（１）抵抗部３０の抵抗値が、定常動作期間中（すなわちＭＲ）より低い（すなわちＲ）ために低域通過フィルター２４のカットオフ周波数が高められ、予備充電期間中にコンデンサを充電するのに必要な時間が短縮され、（２）抵抗部３０の抵抗値が低く、両方のトランジスタＱ1およびＱ2からノード３６（すなわちコンデンサＣの上側電極）へ通過する電流が比較的高いため、コンデンサＣは急速に充電される。
【００１８】
ここで図３も参照するに、高域通過フィルター段２０1の詳細を示す。最初に、段２０1にはホモダイン部１２（図１）からの差動入力が与えられ、そのような増幅器２２は差動出力を生成することに留意されたい。低域通過フィルター２４は、第一のトランジスタ対Ｑ1、Ｑ2および第２のトランジスタ対Ｑ3、Ｑ4を有する差動増幅器４０を含む。ここにトランジスタＱ1、Ｑ2 、Ｑ3、Ｑ4の各々はバイポーラトランジスタであって、第一の電極（ここではコレクタ電極）、第二の電極（ここではコレクタ電極）、および制御電極（ここではベース電極）を有する。ベース電極は、エミッタとコレクタ電極の間の搬送波（例えば電流）の流れを制御すべく適合されている。トランジスタＱ1、Ｑ4のエミッタ領域はそれぞれＮ（ここでは５）、またトランジスタＱ2 、Ｑ3のエミッタ領域はそれぞれＭ（ここでは４）である。
【００１９】
第一のトランジスタ対Ｑ1、Ｑ2のベース電極は抵抗４２を介して結合されていて、増幅器２２の反転（−）出力に接続されている差動増幅器４０への第一の入力４４を提供し、第二のトランジスタ対Ｑ3、Ｑ4のベース電極は抵抗４６を介して結合されていて、増幅器２２の非反転（＋）出力に接続されている差動増幅器４０への第二の入力４８を提供する。トランジスタＱ1、Ｑ2のベース電極は図示するように、抵抗４５を介してトランジスタＱ3、Ｑ4のベース電極に接続されている。
【００２０】
電源Ｉ1は図示するように、電源Ｖccと第一および第二のトランジスタ対Ｑ1、Ｑ2 、Ｑ3、Ｑ4のエミッタ電極の間に抵抗部３０を通って結合されている。ここで、抵抗部３０は、（１）左側の対が電源Ｉ1とトランジスタＱ1のエミッタ電極の間に結合されていて右側の対が電源Ｉ1とトランジスタＱ4のエミッタ電極の間に結合されている２個の直列に接続された抵抗Ｒおよび３Ｒ、および（２）左側のものが電源Ｉ1とトランジスタＱ2のエミッタ電極の間に接続されていて右側のものが電源Ｉ1とトランジスタＱ3のエミッタ電極の間に接続されている２個の単一抵抗３Ｒを有する。スイッチング機構３２は一対のスイッチを含み、左側のスイッチはライン２６上の制御信号に応答して、立ち上がり動作期間中に左側の抵抗３Ｒを短絡させるべく接続されていて、右側のスイッチはライン２６上の同じ制御信号に応答して、立ち上がり動作期間中に右側の抵抗３Ｒを短絡させるべく接続されている。後続する定常動作期間中に、両方のスイッチはライン２６上の制御信号に応答して開いている。このように、図２に関連して述べた通り立ち上がり期間中は、電源Ｉ1とトランジスタＱ1のエミッタ電極との間の抵抗値はＲであり、一方定常動作モードの間は電源Ｉ1とトランジスタＱ1のエミッタ電極との間の抵抗値はＲ＋３Ｒ、すなわち、立ち上がり期間中の抵抗値の４倍大きい抵抗値である。同様に立ち上がり期間中は、電源ｌ1とトランジスタＱ3のエミッタ電極の間の抵抗値はＲであり、一方定常動作モードの間は電源Ｉ1とトランジスタＱ3のエミッタ電極の間の抵抗値はＲ＋３Ｒ、すなわち、立ち上がり期間中の抵抗値の４倍大きい抵抗値である。
【００２１】
コンデンサＣは、トランジスタＱ1のコレクタ電極にノード３６ａで接続されている第一の電極５０およびトランジスタＱ4のコレクタ電極にノード３６ｂで接続されている第二の電極５２を有する。スイッチング機構３４は一対のスイッチ３４ａ、３４ｂを含む。スイッチ３４ａはトランジスタＱ4のコレクタ電極に接続された入力を有し、スイッチ３４ｂはトランジスタ Ｑ2コレクタの電極に接続された入力を有する。スイッチ３４ａの出力対の一方、すなわち出力３５ａはノード３６ａにおいて、コンデンサＣの電極５０に接続されている。すなわち、出力３５ｂはコンデンサＣの電極５２に接続されている。スイッチ３４ｂの出力対の一方、すなわち出力３７ａは、ノード３６ｂにおいてコンデンサＣの電極５２に接続されていて、もう一方の出力、すなわち出力３７ｂは図示するようにコンデンサＣの電極５２に接続されている。
【００２２】
スイッチ３４ａは、ライン２６上の制御信号に応答して、トランジスタＱ2のコレクタ電極を、立ち上がり充電期間中はコンデンサＣの電極５０（すなわち出力３５ａ）に、あるいは後続する定常動作期間中はコンデンサＣの電極５２（すなわち出力３５ｂ）のいずれかに結合すべく適合されている。スイッチ３４ｂは、ライン２６上の制御信号に応答して、立ち上がり充電期間中はトランジスタＱ3のコレクタ電極を、コンデンサＣの電極５２（すなわち出力３７ａ）に、あるいは後続する定常動作期間中はコンデンサＣの電極５０（すなわち出力 ３７ｂ）のいずれかに結合すべく適合されている。
【００２３】
図示するように、コンデンサＣの電極５０上のポテンシャルは、ＦＥＴ６２を介して増幅器２２の非反転（＋）入力に結合されていて、コンデンサＣの電極５２上のポテンシャルはＦＥＴ６６を介して増幅器２２の反転（−）入力に結合されている。ＦＥＴ６０、６４を用いて、ＦＥＴ６２、６６へのＤＣ帰還および電流レプリケーションを与える。このように、立ち上がり動作期間中、およびトランジスタＱ1、Ｑ2 、Ｑ3、Ｑ4がアクティブ動作領域にあると仮定すれば、ノード３６ａへ流れる電流の総量はＱＩ1／２となる。同様に、ノード３６ｂへ流れる電流の総量もまたＱＩ1／２となる。図示するように、これらの電流はコンデンサＣのノード５０、５２においてアース接続された電源により設定されている。従ってＦＥＴ６０、６４を通るＤＣ電流は上述の帰還機構により（１−Ｑ）Ｉ1／２に制約される。さらに、ＦＥＴ６３、６６における電流レプリケーションは、これらのＦＥＴの定格動作電流がそれぞれＦＥＴ６０、６４を通るＤＣ電流に等しくなるように制限する。増幅器のゲインはトランジスタＱ1、Ｑ2 、Ｑ3、Ｑ4のトランスコンダクタンスと直接関係がある。このトランスコンダクタンスは各トランジスタを流れる電流と関係がある。トランジスタＱ1およびＱ4を流れる電流は｛Ｎ／［Ｍ＋Ｎ］｝｛ＱＩ1／２｝に比例し、ここにＮは５、Ｍは４である。同様に、トランジスタＱ1およびＱ4を流れる電流は｛Ｍ／［Ｍ＋Ｎ］｝｛ＱＩ1／２｝に比例する。このように、立ち上がり動作期間において、 トランスコンダクタンスはＱ1、Ｑ2 、Ｑ3、Ｑ4内の電流の和に関係し、より簡単に言えばＱＩ1／２と関係がある。
【００２４】
しかし、回路の定常動作期間中、スイッチング機構３４はトランジスタＱ2 、Ｑ3を流れる電流の極性を反転させる。このように、回路の定常動作期間においてトランスコンダクタンスは、トランジスタＱ1 、Ｑ4を流れる電流からトランジスタＱ2 、Ｑ3を流れる電流を差し引いた値、より簡単に言えば、｛［Ｎ−Ｍ］／［Ｎ＋Ｍ］｝｛ＱＩ1／２｝に関係する。立ち上がり期間から定常動作期間までのトランスコンダクタンスの正味変化は、従って［Ｎ−Ｍ］／［Ｎ＋Ｍ］である。このように、立ち上がり期間中の方が後続する定常動作期間中よりもコンデンサＣを充電する電流が大きい。
【００２５】
これらおよびその他の実施の形態は添付の請求項の概念および範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による直接変換受信器のブロック図である。
【図２】  図１の受信器で用いられる高域通過フィルター段のブロック図である。
【図３】  図２の高域通過フィルター段をより詳細に示すブロック図である。
【図１】
0003902740.tif 000002
【図２】
0003902740.tif 000003
【図３】
0003902740.tif 000004