(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサ及び検出コイルからなるＬＣ共振回路と、前記検出コイルに対して前記検出コイルの巻軸方向に相対変位する金属体と、前記ＬＣ共振回路に帰還電流を供給して前記ＬＣ共振回路を励振する発振回路と、前記発振回路の発振振幅を所定の値とするために前記発振回路の負性コンダクタンスを制御することによって前記帰還電流を制御する負性コンダクタンス制御回路と、前記帰還電流に比例した電流出力を前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を示すポジション信号に変換する信号処理回路とを備えることを特徴とするポジションセンサ。
【請求項２】
前記相対変位する金属体は、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であることを特徴とする請求項１記載のポジションセンサ。
【請求項３】
前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の発振振幅に比例した直流信号と所定の直流電圧とを入力とする差動増幅器を具備し、前記差動増幅器の出力結果が前記直流信号は前記所定の直流電圧よりも小さい場合には、前記発振回路の負性コンダクタンスを増大させるように制御し、前記差動増幅器の出力結果が前記直流信号は前記所定の直流電圧よりも大きい場合には、前記発振回路の負性コンダクタンスを減少させるように制御することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項４】
前記発振回路は前記負性コンダクタンスを形成して前記帰還電流の値を決定する抵抗を具備し、前記抵抗は少なくとも一部をＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間抵抗で構成され、前記負性コンダクタンス制御回路は前記ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御し、前記ドレイン−ソース間抵抗を可変とすることによって前記帰還電流を制御することを特徴とする請求項３記載のポジションセンサ。
【請求項５】
前記発振回路は、前記ＬＣ共振回路の一端に直列接続されるエミッタを有したＮＰＮ型の第１のトランジスタと、ベースが前記第１のトランジスタのベースに接続されたＮＰＮ型の第２のトランジスタと、一端が接地されるとともに他端が前記第２のトランジスタのエミッタに接続された前記帰還電流の値を決定する抵抗と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流を帰還電流として前記ＬＣ共振回路に帰還するカレントミラー回路とを備え、前記負性コンダクタンス制御回路は、所定の定電圧を発生する定電圧回路と、前記定電圧よりも前記発振回路の発振振幅の方が大きい場合に前記帰還電流を少なくする制御回路とを備えることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項６】
前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の負性コンダクタンスを可変として前記帰還電流を制御することによって、前記発振回路の発振振幅をトランジスタのベース−エミッタ間電圧の２倍以下とすることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項７】
前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の負性コンダクタンスを可変として前記帰還電流を制御することによって、前記発振回路の発振振幅を０．１〜０．７Ｖとすることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項８】
前記金属体は、前記検出コイルの巻線が有するインピーダンス成分の温度係数と、前記金属体が前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンス成分の温度係数とが等しくなる材料で形成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項９】
前記金属体に施された表面処理は、前記検出コイルの巻線が有するインピーダンス成分の温度係数と、前記金属体が前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンス成分の温度係数とが等しくなる表面処理であることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１０】
前記金属体は、少なくとも表面をニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１１】
前記金属体は、所望の長さに切断した電熱線を、曲げ加工して形成したことを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１２】
前記電熱線は、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されることを特徴とする請求項１１記載のポジションセンサ。
【請求項１３】
前記検出コイルの巻線は、ニクロム、マンガニン、銅−ニッケル合金のうちいずれかで形成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１４】
前記検出コイルは、巻線と、所定の間隔毎に巻線位置決め用ガイドが形成された巻枠とで構成され、前記巻線は前記巻線位置決め用ガイドに沿って前記巻枠に巻回されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１５】
前記検出コイルの巻線はスプリングコイルであることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１６】
前記金属体はパイプ状であることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１７】
前記金属体は非金属の表面に金属板が取り付けられてなることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１８】
前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、位置検出に必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号であることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１９】
前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号が出力してから前記位置情報に応じた時間を経て出力されるパルス信号とから構成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項２０】
前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたデューティ比のパルス信号とから構成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項２１】
前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたパルス幅のパルス信号とから構成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項２２】
前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じた数のパルス信号とから構成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項２３】
前記検出コイルを２つ具備し、前記２つの検出コイルは構造部材に取り付けられた同一の前記金属体を共用することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項２４】
前記各回路の能動回路はモノリシックＩＣで構成したことを特徴とする請求項２３記載のポジションセンサ。
【請求項２５】
前記金属体の端部から所定の長さの部分を、他の部分より磁束が通りやすくしたことを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項２６】
前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より太いことを特徴とする請求項２５記載のポジションセンサ。
【請求項２７】
前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で形成されることを特徴とする請求項２５記載のポジションセンサ。
【請求項２８】
前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で表面処理されたことを特徴とする請求項２５記載のポジションセンサ。
【請求項２９】
前記金属体は端部から所定の長さの部分の表面にパーマロイめっきを施した電磁ステンレスからなることを特徴とする請求項２８記載のポジションセンサ。
【請求項３０】
前記金属体の端部は、面取り処理を行ってエッジを除去したことを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項３１】
前記検出コイルは所定の曲率で湾曲した形状を有しており、前記検出コイルを固定し、前記検出コイルの曲率変化を矯正する手段を有するハウジングを備えることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項３２】
前記ハウジングは前記検出コイルの内側半径部分の少なくとも一部に当接することによって、前記検出コイルの曲率変化を矯正することを特徴とする請求項３１記載のポジションセンサ。
【請求項３３】
前記検出コイルを巻回した巻枠を備え、組み立て前に前記コイルと巻枠とを樹脂モールドしたことを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項３４】
２つの前記検出コイルを各々巻回した２つの巻枠を備え、組み立て前に２つの前記コイルと２つの前記巻枠とを一体に樹脂モールドしたことを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項３５】
２つの前記検出コイルを備え、前記検出コイルに貫入する２つの前記金属体を一体に樹脂モールドしたことを特徴とする請求項２記載のポジションセンサ。
【請求項３６】
同一の曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、同一の曲率で湾曲した２つの前記金属体とを備え、２つの前記検出コイルは、前記金属体の回転軸方向に重ねて配置されることを特徴とする請求項２記載のポジションセンサ。
【請求項３７】
互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記金属体とを備え、２つの前記検出コイルは、前記金属体の回転軸に対して同一回転角度上、且つ同一平面上に配置されることを特徴とする請求項２記載のポジションセンサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体の変位を検出するポジションセンサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の非接触式のポジションセンサは、永久磁石と感磁性素子を用いるものが多い。この方法では、感磁性素子にリニアな磁界を作用させる磁気回路の構成が最重要ポイントとなる。
【０００３】
図３５は特公平６−８２０４１号公報で開示された一例であって、断面コの字状のヨーク１００の内上面に設けた永久磁石１０１にテーパーを形成し、永久磁石１０１とヨーク１００の内下面との間に感磁性素子１０２を配置して、感磁性素子１０２のＺ方向の変位に対して磁束１０３のリニアな磁界変化を実現している。
【０００４】
また、最大のメリットは、感磁性素子１０２とセンサ回路（感磁性素子１０２への電源供給、信号処理回路）をモノリシックＩＣとして作り込み、１つのパッケージに納めることにより小型化、部品点数の削減を図ることができることである。
【０００５】
さらに、別の従来例として特開２０００−１８６９０３号公報で開示された高周波磁気式があり、その構成を図３６に示す。被検出体に連動回転する回転シャフト２０１と、回転シャフト２０１と連結片２０２ｃで連結されて回転シャフト２０１を中心とする円周上を回転シャフト２０１の回転に連動して移動する円弧状の可動金属体２０２と、円周上に固定配置され、移動する可動金属体２０２の腕体２０２ａ，２０２ｂが夫々の中心透孔に出入りして磁路に対する占有量が可変自在となるように中心軸を円弧状に湾曲させた２つのセンサコイル２０３ａ，２０３ｂを駆動励起して高周波数の変調磁界を発生させ、腕体２０２ａ，２０２ｂのセンサコイル２０３ａ，２０３ｂに対する出入りに応じて生じる磁気的変化を検出するセンサ回路２０４と、センサコイル２０３ａ，２０３ｂに流れるコイル電流を検出するための抵抗器２０５ａ，２０５ｂとから構成される。
【０００６】
このセンサ回路２０４は図３７に示すように、２つのセンサコイル２０３ａ，２０３ｂに高周波の発振電流を流して励起駆動する発振回路２０６と、センサコイル２０３ａ，２０３ｂに直列に接続された抵抗器２０５ａ，２０５ｂに流れるコイル電流に応じて発生する電圧信号を取り込み、検波増幅する検波増幅回路２０７ａ，２０７ｂと、これら検波増幅回路２０７ａ，２０７ｂの一方の出力を基準として他方との差分を出力する誤差増幅回路２０８と誤差増幅回路２０８の出力に含まれるリップル成分を除去するフィルタ回路２０９と、ドリフト補正と傾き補正と温度補正等を行うデジタルトリミング回路からなる補正回路２１０と、補正回路２１０から出力される信号を出力インピーダンスを低くして出力端子ＯＵＴから自動車用演算制御回路（ＥＣＵ）へ検出信号として出力する出力バッファ回路２１１とを備えており、電源端子Ｖｉｎから各回路への電源供給のための電源電圧を入力する。
【０００７】
この従来例においては動金属体２０２の腕体２０２ａ，２０２ｂを２つのセンサコイル２０３ａ，２０３ｂに相補的に貫入させるものであり、センサコイル２０３ａ，２０３ｂの各インピーダンスが変化することをセンサ回路２０４で検出するので、特公平６−８２０４１号公報に開示されたポジションセンサほどの精密な位置決めが不要であるというメリットがある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、特公平６−８２０４１号公報のような磁気式のポジションセンサにおいては、変位に対する磁界１０３のリニアリティを得るためには、研削加工等による正確な永久磁石１０１の寸法出しと、永久磁石１０１と感磁性素子１０２との精密な位置決めが必要となる。
【０００９】
この感磁性素子１０２はＩｎＳｂ薄膜等を用い、特殊な半導体プロセスを必要とするため高価であり、その感度特性は周囲温度による特性変化が大きいため、温度補償回路が不可欠となり回路が複雑となる。
【００１０】
また、感磁性素子１０２とセンサ回路とをモノリシックＩＣとして車載用に用いる場合には、フェールセーフシステムの思想に基づいてセンサの検出部は２重にしなければならず、２個のモノリシックＩＣが本質的に必要となる。
【００１１】
次に、特開２０００−１８６９０３号公報のような高周波磁気式のポジションセンサにおいては、定電圧Ｖｏでセンサコイル２０３ａ，２０３ｂを駆動し、コイルインピーダンスをＺとすると、コイル電流（Ｖｏ／Ｚ）を測定している。すなわち、コイルインピーダンスＺが分母にあり、角度変化に対してコイルインピーダンスＺがリニアに変化したとしても、センサ出力であるコイル電流はリニアには変化せず、角度に対して双曲線的に変化することになる。
【００１２】
また、センサコイル２０３ａ，２０３ｂに可動金属体２０２の腕体２０２ａ，２０２ｂが貫入していない角度状態では、センサコイル２０３ａ，２０３ｂのコイルインピーダンスはコイル巻線のインピーダンスだけであってその温特（温度係数）の要素もコイル巻線のみとなる。しかし、センサコイル２０３ａ，２０３ｂに腕体２０２ａ，２０２ｂが貫入している角度状態では、センサコイル２０３ａ，２０３ｂのコイルインピーダンスは、コイル巻線のインピーダンスと、腕体２０２ａ，２０２ｂの貫入によるコイルインピーダンスの増加分（インダクタンスの増大分、渦電流損、ヒステリシス損など）がある。したがってその温度係数はインピーダンス増加分の各要因別に異なった温度係数の総合となるので、必然的にセンサコイル２０３ａ，２０３ｂに腕体２０２ａ，２０２ｂが貫入していない角度状態時の温度係数とは異なる。すなわち角度によって温度係数が変わるのである。したがって、センサ回路２０４の補正回路２１０でデジタルトリミングで温度補正を行うにしても、角度によってその増幅率を変えるという厄介な補正をしない限り正確な出力をＥＣＵに出力できない。
【００１３】
さらに、センサコイル２０３ａ，２０３ｂが弧状になっているために均等な巻線を形成することが困難であり、少なくとも弧の外側に密着整列巻線を形成することは不可能である。
【００１４】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、精密な部品、組み立て、及び温度補償が不要で、変位に対する出力の十分なリニアリティを得ることができるポジションセンサを提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、コンデンサ及び検出コイルからなるＬＣ共振回路と、前記検出コイルに対して前記検出コイルの巻軸方向に相対変位する金属体と、前記ＬＣ共振回路に帰還電流を供給して前記ＬＣ共振回路を励振する発振回路と、前記発振回路の発振振幅を所定の値とするために前記発振回路の負性コンダクタンスを制御することによって前記帰還電流を制御する負性コンダクタンス制御回路と、前記帰還電流に比例した電流出力を前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を示すポジション信号に変換する信号処理回路とを備えることを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記相対変位する金属体は、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であることを特徴とする。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１または２の発明において、前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の発振振幅に比例した直流信号と所定の直流電圧とを入力とする差動増幅器を具備し、前記差動増幅器の出力結果が前記直流信号は前記所定の直流電圧よりも小さい場合には、前記発振回路の負性コンダクタンスを増大させるように制御し、前記差動増幅器の出力結果が前記直流信号は前記所定の直流電圧よりも大きい場合には、前記発振回路の負性コンダクタンスを減少させるように制御することを特徴とする。
【００１８】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、前記発振回路は前記負性コンダクタンスを形成して前記帰還電流の値を決定する抵抗を具備し、前記抵抗は少なくとも一部をＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間抵抗で構成され、前記負性コンダクタンス制御回路は前記ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御し、前記ドレイン−ソース間抵抗を可変とすることによって前記帰還電流を制御することを特徴とする。
【００１９】
請求項５の発明は、請求項１または２の発明において、前記発振回路は、前記ＬＣ共振回路の一端に直列接続されるエミッタを有したＮＰＮ型の第１のトランジスタと、ベースが前記第１のトランジスタのベースに接続されたＮＰＮ型の第２のトランジスタと、一端が接地されるとともに他端が前記第２のトランジスタのエミッタに接続された前記帰還電流の値を決定する抵抗と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流を帰還電流として前記ＬＣ共振回路に帰還するカレントミラー回路とを備え、前記負性コンダクタンス制御回路は、所定の定電圧を発生する定電圧回路と、前記定電圧よりも前記発振回路の発振振幅の方が大きい場合に前記帰還電流を少なくする制御回路とを備えることを特徴とする。
【００２０】
請求項６の発明は、請求項１または２の発明において、前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の負性コンダクタンスを可変として前記帰還電流を制御することによって、前記発振回路の発振振幅をトランジスタのベース−エミッタ間電圧の２倍以下とすることを特徴とする。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項１または２の発明において、前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の負性コンダクタンスを可変として前記帰還電流を制御することによって、前記発振回路の発振振幅を０．１〜０．７Ｖとすることを特徴とする。
【００２２】
請求項８の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体は、前記検出コイルの巻線が有するインピーダンス成分の温度係数と、前記金属体が前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンス成分の温度係数とが等しくなる材料で形成されることを特徴とする。
【００２３】
請求項９の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体に施された表面処理は、前記検出コイルの巻線が有するインピーダンス成分の温度係数と、前記金属体が前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンス成分の温度係数とが等しくなる表面処理であることを特徴とする。
【００２４】
請求項１０の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体は、少なくとも表面をニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されることを特徴とする。
【００２５】
請求項１１の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体は、所望の長さに切断した電熱線を、曲げ加工して形成したことを特徴とする。
【００２６】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、前記電熱線は、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されることを特徴とする。
【００２７】
請求項１３の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルの巻線は、ニクロム、マンガニン、銅−ニッケル合金のうちいずれかで形成されることを特徴とする。
【００２８】
請求項１４の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルは、巻線と、所定の間隔毎に巻線位置決め用ガイドが形成された巻枠とで構成され、前記巻線は前記巻線位置決め用ガイドに沿って前記巻枠に巻回されることを特徴とする。
【００２９】
請求項１５の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルの巻線はスプリングコイルであることを特徴とする。
【００３０】
請求項１６の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体はパイプ状であることを特徴とする。
【００３１】
請求項１７の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体は非金属の表面に金属板が取り付けられてなることを特徴とする。
【００３２】
請求項１８の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、位置検出に必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号であることを特徴とする。
【００３３】
請求項１９の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号が出力してから前記位置情報に応じた時間を経て出力されるパルス信号とから構成されることを特徴とする。
【００３４】
請求項２０の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたデューティ比のパルス信号とから構成されることを特徴とする。
【００３５】
請求項２１の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたパルス幅のパルス信号とから構成されることを特徴とする。
【００３６】
請求項２２の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じた数のパルス信号とから構成されることを特徴とする。
【００３７】
請求項２３の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルを２つ具備し、前記２つの検出コイルは構造部材に取り付けられた同一の前記金属体を共用することを特徴とする。
【００３８】
請求項２４の発明は、請求項２３の発明において、前記各回路の能動回路はモノリシックＩＣで構成したことを特徴とする。
【００３９】
請求項２５の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体の端部から所定の長さの部分を、他の部分より磁束が通りやすくしたことを特徴とする。
【００４０】
請求項２６の発明は、請求項２５の発明において、前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より太いことを特徴とする。
【００４１】
請求項２７の発明は、請求項２５の発明において、前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で形成されることを特徴とする。
【００４２】
請求項２８の発明は、請求項２５の発明において、前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で表面処理されたことを特徴とする。
【００４３】
請求項２９の発明は、請求項２８の発明において、前記金属体は端部から所定の長さの部分の表面にパーマロイめっきを施した電磁ステンレスからなることを特徴とする。
【００４４】
請求項３０の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体の端部は、面取り処理を行ってエッジを除去したことを特徴とする。
【００４５】
請求項３１の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルは所定の曲率で湾曲した形状を有しており、前記検出コイルを固定し、前記検出コイルの曲率変化を矯正する手段を有するハウジングを備えることを特徴とする。
【００４６】
請求項３２の発明は、請求項３１の発明において、前記ハウジングは前記検出コイルの内側半径部分の少なくとも一部に当接することによって、前記検出コイルの曲率変化を矯正することを特徴とする。
【００４７】
請求項３３の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルを巻回した巻枠を備え、組み立て前に前記コイルと巻枠とを樹脂モールドしたことを特徴とする。
【００４８】
請求項３４の発明は、請求項１または２の発明において、２つの前記検出コイルを各々巻回した２つの巻枠を備え、組み立て前に２つの前記コイルと２つの前記巻枠とを一体に樹脂モールドしたことを特徴とする。
【００４９】
請求項３５の発明は、請求項２の発明において、２つの前記検出コイルを備え、前記検出コイルに貫入する２つの前記金属体を一体に樹脂モールドしたことを特徴とする。
【００５０】
請求項３６の発明は、請求項２の発明において、同一の曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、同一の曲率で湾曲した２つの前記金属体とを備え、２つの前記検出コイルは、前記金属体の回転軸方向に重ねて配置されることを特徴とする。
【００５１】
請求項３７の発明は、請求項２の発明において、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記金属体とを備え、２つの前記検出コイルは、前記金属体の回転軸に対して同一回転角度上、且つ同一平面上に配置されることを特徴とする。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００５３】
（参考例１）
本参考例のポジションセンサの検出コイルの断面構造、回路構成を、図１，２に各々示す。
【００５４】
ポジションセンサは、中空の巻枠１０に巻回された検出コイル２と、検出コイル２の巻軸方向Ｘに変位して巻枠１０の中空部分に貫入する金属体１と、所定の周波数及び振幅の定電流Ｉｄを検出コイル２に出力する定電流回路３と、定電流回路３が出力する定電流Ｉｄ及び検出コイル２のインピーダンスＺにより決まる検出コイル２の両端電圧を金属体１と検出コイル２との位置情報を示すポジション信号に変換する信号処理回路４とを備える。
【００５５】
定電流回路３は、定電圧をエミッタに接続し、コレクタを交流電源Ｊ１に接続して、コレクタ−ゲート間を短絡したＰＮＰ型のトランジスタＱ１と、定電圧をエミッタに接続し、コレクタを検出コイル２に接続して、ゲートをトランジスタＱ１のゲートと接続したＰＮＰ型のトランジスタＱ２とを備えて、検出コイル２に定電流Ｉｄを出力する。本参考例ではこのように定電流回路３を構成しているが、他の構成の定電流回路であってもよい。
【００５６】
本参考例では、検出コイル２の両端電圧は、定電流Ｉｄ×検出コイル２のインピーダンスＺで表され、検出コイル２のインピーダンスＺが、検出コイル２に対する金属体１の変位量（金属体１が回転運動する場合には金属体１の角度）に対してリニアに変化するならば、検出コイル２の両端電圧も検出コイル２に対する金属体１の変位量に対してリニアに変化する。したがって、検出コイル２のインピーダンスＺが、検出コイル２に対する金属体１の変位量に対してリニアに変化するならば、ポジション信号も検出コイル２に対する金属体１の変位量に対してリニアに変化し、変位に対する出力の十分なリニアリティを得ることができる。また、図３５のような永久磁石と感磁性素子とを用いる方式と比較すると、精密な部品、組み立て、及び温度補償が不要となる。
【００５７】
なお、金属体１は検出コイル２の巻枠１０の中空部分に貫入する構成でなくてもよく、金属体１は検出コイル２の巻軸方向Ｘに変位して検出コイル２に近接する構成であってもよい。
【００５８】
また、金属体１と検出コイル２との間の相対変位であるので、金属体１と検出コイル２とのどちらが巻軸方向Ｘに変位してもよい。
【００５９】
（実施形態１）
本実施形態のポジションセンサの検出コイルの断面構造、回路ブロック、回路構成を、図３，４，６に各々示す。
【００６０】
検出コイル２の構造は、参考例１と同様に、中空の巻枠１０に巻回された検出コイル２と、検出コイル２の巻軸方向Ｘに変位して巻枠１０の中空部分に貫入する金属体１とから構成される。
【００６１】
ここで、図５は近接スイッチの回路ブロックを示しており、本実施形態のポジションセンサは近接スイッチと同じ考え方を利用している。近接スイッチにおいては、検出コイル２’とコンデンサＣ１’とを並列に接続したＬＣ共振回路が制御回路８に接続されており、このＬＣ共振回路は、制御回路８から出力される帰還電流Ｉｆ’によって発振を持続される。
【００６２】
ここで、検出コイル２’はコンダクタンスＧｃ’を有し、制御回路８は負性コンダクタンスＧｏｓｃ’を有しており、負性コンダクタンスＧｏｓｃ’は、制御回路８の発振振幅Ｖｔ’、帰還電流Ｉｆ’より−Ｉｆ／Ｖｔで表される。
【００６３】
そして、検出コイル２’のコンダクタンスＧｃが制御回路８の負性コンダクタンスＧｏｓｃ’の絶対値より大きいと発振条件は成立しなくなり、発振は停止する。逆にコンダクタンスＧｃ’が負性コンダクタンスＧｏｓｃ’の絶対値より小さいと発振条件は成立し、発振する。近接スイッチにおいては、負性コンダクタンスＧｏｓｃ’は所定の設定値であって、コンダクタンスＧｃ’が金属体の移動と共に変化することによって、発振したり、発振停止したりする。
【００６４】
次に図４にその回路ブロックを示すポジションセンサは、検出コイル２とコンデンサＣ１とを並列に接続したＬＣ共振回路と、ＬＣ共振回路に帰還電流Ｉｆを供給してＬＣ共振回路を励振する発振回路５と、帰還電流Ｉｆを検波する検波回路６と、発振回路５の負性コンダクタンスＧｏｓｃを制御することによって帰還電流Ｉｆを制御する負性コンダクタンス制御回路７と、帰還電流Ｉｆに比例した電流出力を金属体１と検出コイル２との位置情報を示すポジション信号に変換する信号処理回路４とを備えており、検出コイル２はコンダクタンスＧｃを有する。
【００６５】
以下、本実施形態のポジションセンサの動作について説明する。
【００６６】
まず、検出コイル２のコンダクタンスＧｃの変化に合わせて発振回路５の負性コンダクタンスＧｏｓｃを制御し、常に発振条件が成立するか否かの限界状態にする。その手段としては発振振幅Ｖｔをモニタし、発振振幅Ｖｔを所定の値（かなり小さい値）に合わせるように負性コンダクタンスＧｏｓｃを制御するのである。ここで、所定の振幅で負性コンダクタンスＧｏｓｃが変化するということは、帰還電流Ｉｆが変化するということである。そこで帰還電流Ｉｆを検波すれば、負性コンダクタンスＧｏｓｃを検波していることになり、さらに常に発振条件が成立するか否かの限界状態にあることから負性コンダクタンスＧｏｓｃ≒−コンダクタンスＧｃであるので、コンダクタンスＧｃを検波していることになる。
【００６７】
検出コイル２のインピーダンスＺは、図１０に示すように直流抵抗成分Ｒｓと交流抵抗成分Ｌｓとの直列回路、及びインダクタンス成分Ｌｐとコンダクタンス成分Ｇとの並列回路のようにも表され、インピーダンスＺはこれら複数の各要素を合計したものである。本実施形態においては、コンダクタンス成分Ｇのみに注目しているので、コンダクタンスＧの温度係数のみ制御できればよいというメリットがある。
【００６８】
図６は本実施形態の具体的な回路構成を示しており、発振回路５は、コレクタ−ベース間を短絡したＮＰＮ型のトランジスタＱ５と、トランジスタＱ５のコレクタに接続したバイアス回路Ｂ１と、制御電圧を各エミッタと接続してカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタＱ３，Ｑ４と、ベースをトランジスタＱ５のベースと接続し、コレクタをトランジスタＱ４のコレクタと接続し、エミッタを帰還電流Ｉｆを調節する抵抗Ｒ１及び可変抵抗ＶＲ１の並列回路に接続してエミッタフォロワを構成するＮＰＮ型のトランジスタＱ６とから構成されて、トランジスタＱ５のエミッタは、一端を接地した検出コイル２及びコンデンサＣ１を並列に接続したＬＣ共振回路に接続し、検出コイル２はコンダクタンスＧｃを有する。
【００６９】
検波回路６はＮＰＮ型のトランジスタＱ７で構成され、トランジスタＱ７のベースはバイアス回路Ｂ１に接続され、コレクタは制御電圧に接続される。負性コンダクタンス制御回路７は、反転入力端子にトランジスタＱ７のエミッタ、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２を接続され、非反転入力端子に直流電源Ｅ１を接続されたコンパレータＣＰ１で構成され、コンパレータＣＰ１の出力に応じた抵抗値に可変抵抗ＶＲ１の抵抗値は変化する。
【００７０】
信号処理回路４は、エミッタを制御電圧に接続し、ゲートをトランジスタＱ３，Ｑ４のゲートに接続したＰＮＰ型のトランジスタＱ８と、トランジスタＱ８のコレクタに接続したコンデンサＣ８，抵抗Ｒ３の並列回路とから構成され、抵抗Ｒ３の両端電圧がポジション信号Ｖｏｕｔとして出力される。
【００７１】
次にこの回路の動作について説明する。
【００７２】
ＬＣ共振回路の両端には、検出コイル２のインダクタンス値とコンデンサＣ１の静電容量値とから決まる周波数の発振電圧が生じ、トランジスタＱ３から帰還電流Ｉｆを正帰還することによって発振を持続させている。その発振振幅Ｖｔを、コレクタとベースを短絡してダイオード接続したトランジスタＱ５のベース−エミッタを介してトランジスタＱ６のベースに入力すると、トランジスタＱ６のベースに入力した電流に応じて、トランジスタＱ６のコレクタ電流は流れ、そのコレクタ電流に応じてトランジスタＱ３，Ｑ４からなるカレントミラー回路の作用によって帰還電流ＩｆがＬＣ共振回路に正帰還される。このとき、トランジスタＱ６はエミッタフォロワに構成されており、トランジスタＱ６のエミッタ電位（抵抗Ｒ１と可変抵抗ＶＲ１の並列回路の電位）に応じて、帰還電流Ｉｆの電流値は制御される。
【００７３】
そして、負性コンダクタンス制御回路７の差動増幅器であるコンパレータＣＰ１は、検波回路６を介して反転入力端子に入力された発振振幅Ｖｔに比例した直流信号と、しきい値である直流電源Ｅ１の電圧値とを比較して、その比較結果を可変抵抗ＶＲ１の制御端に出力する。
【００７４】
可変抵抗ＶＲ１は、比較結果が発振振幅Ｖｔはしきい値よりも小さい場合には、発振回路５の負性コンダクタンスＧｏｓｃを増大させるように制御されて、即ち抵抗値は小さくなる。比較結果が発振振幅Ｖｔはしきい値よりも大きい場合には、発振回路５の負性コンダクタンスＧｏｓｃを減少させるように制御されて、即ち抵抗値は大きくなる。そして、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を小さくすると、帰還電流Ｉｆは増大して発振振幅Ｖｔは大きくなり、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を大きくすると、帰還電流Ｉｆは低減して発振振幅Ｖｔは小さくなる。
【００７５】
このように発振振幅Ｖｔを所定の値に合わせるために、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を変化させて負性コンダクタンスＧｏｓｃを制御している。
【００７６】
また、信号処理回路４は、トランジスタＱ８を介して帰還電流Ｉｆに比例した電流Ｉｏｕｔを抵抗Ｒ３に流し込み、抵抗Ｒ３の両端電圧をポジション信号Ｖｏｕｔとして出力する。
【００７７】
このように、ポジション信号Ｖｏｕｔは、帰還電流Ｉｆに比例している。また、発振回路５の負性コンダクタンスＧｏｓｃが、検出コイル２に対する金属体１の変位量（金属体１が回転運動する場合には金属体１の角度）に対してリニアに変化するならば、帰還電流Ｉｆも検出コイル２に対する金属体１の変位量に対してリニアに変化する。したがって、ポジション信号Ｖｏｕｔは発振回路５の負性コンダクタンスＧｏｓｃに比例し、負性コンダクタンスＧｏｓｃが検出コイル２に対する金属体１の変位量に対してリニアに変化するならば、ポジション信号Ｖｏｕｔも検出コイル２に対する金属体１の変位量に対してリニアに変化し、変位に対する出力の十分なリニアリティを得ることができて、精密な部品、組み立て、及び温度補償が不要となる。
【００７８】
次に、図７に示す回路構成は、図６に示した回路構成と略同様であるが、可変抵抗ＶＲ１をＭＯＳＦＥＴＴ１に置き換えた点が異なり、ゲートに印加されるコンパレータＣＰ１の出力によってドレイン−ソース間抵抗を変化させて負性コンダクタンスＧｏｓｃを制御している。なおＭＯＳＦＥＴＴ１と抵抗Ｒ１とは並列接続しても、直列接続してもよい。
【００７９】
図８（ａ）は、ＭＯＳＦＥＴＴ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとの関係を示し、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが１Ｖ，２Ｖ，３Ｖの時に曲線Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３が各々対応する。線形領域Ｓ１でのドレイン電流Ｉｄを求める式は、Ｉｄ＝ｋ×｛（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）×Ｖｄｓ−Ｖｄｓ２／２｝で表される（Ｖｄｓ：ドレイン−ソース間電圧、Ｖｇｓ：ゲート−ソース間電圧、Ｖｔｈ：しきい値電圧、ｋ：酸化膜容量，ゲート長，ゲート幅，電子移動度で決まる定数）。したがって、ＭＯＳＦＥＴの製造でしきい値電圧Ｖｔｈの設定を適切に行えば、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが小さい領域（例えば０．５Ｖ以下）において、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとを略比例関係で変化させることができ、しかもその傾き（オン抵抗の逆数になる）をゲート−ソース間電圧Ｖｇｓで制御することが可能となる。
【００８０】
さらに、発振回路５では、発振振幅Ｖｔが大きくなると帰還電流Ｉｆも比例的に大きくなる。したがって図６に示す回路構成では、発振時の安定状態において発振振幅Ｖｔは大振幅となるが、図７に示すＭＯＳＦＥＴＴ１を用いた回路構成では、発振振幅Ｖｔがある程度以上の大振幅になると（すなわちドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが大きくなると）、ドレイン電流Ｉｄは飽和するのでそれ以上振幅が大きくなることはない。
【００８１】
図８（ｂ）は、バイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃとの関係を示し、ベース電流Ｉｂが２０μＡ，５０μＡ，１００μＡの時に曲線Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６が各々対応し、線形領域はＳ２に対応する。ベース電流Ｉｂを適当に変化させたとしても、コレクタ電流Ｉｃがコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅに対して略直線的に変化するのは、せいぜいコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが０．２Ｖ程度以下の領域に限られてしまう。したがって、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが０．２Ｖ程度以下の振幅しか用いないのであればベース電流Ｉｂを制御してバイポーラトランジスタを可変抵抗としてＭＯＳＦＥＴＴ１と同様に用いることができるが、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの振幅が小さすぎると信号処理が難しくなる。また、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが０．２Ｖ以上の振幅となると可変抵抗として動作ができなくなるので、負性コンダクタンスＧｏｓｃを制御することが難しくなる。
【００８２】
図９は、発振振幅Ｖｔを所定の値に合わせるための別の回路構成である。
【００８３】
まず構成について説明する。発振回路５は、コレクタ−ベース間を短絡したＮＰＮ型のトランジスタＱ５と、トランジスタＱ５のコレクタに接続したバイアス回路Ｂ１と、制御電圧を各エミッタと接続してカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタＱ３，Ｑ４と、ベースをトランジスタＱ５のベースと接続し、コレクタをトランジスタＱ４のコレクタと接続し、エミッタを帰還電流Ｉｆを調節する抵抗Ｒ１に接続してエミッタフォロワを構成するＮＰＮ型のトランジスタＱ６、コレクタをトランジスタＱ６のエミッタに接続し、エミッタを制御電圧に接続したＰＮＰ型トランジスタＱ９とから構成されて、トランジスタＱ５のエミッタは、一端を接地した検出コイル２及びコンデンサＣ１を並列に接続したＬＣ共振回路に接続している。
【００８４】
負性コンダクタンス制御回路７は、コレクタをトランジスタＱ９のベースに接続し、ベースをトランジスタＱ５，Ｑ６のベースに接続したＮＰＮ型のトランジスタＱ１０と、一端をトランジスタＱ１０のエミッタに接続し他端を設置した抵抗Ｒ４と定電圧源Ｅ２との直列回路とから構成される。
【００８５】
信号処理回路４は、エミッタを制御電圧に接続し、ゲートをトランジスタＱ３，Ｑ４のゲートに接続したＰＮＰ型のトランジスタＱ８と、トランジスタＱ８のコレクタに接続したコンデンサＣ３，抵抗Ｒ３の並列回路とから構成され、抵抗Ｒ３の両端電圧がポジション信号Ｖｏｕｔとして出力される。
【００８６】
次にこの回路の動作について説明する。
【００８７】
検出コイル２の両端には、検出コイル２のインダクタンス値とコンデンサＣ１の静電容量値とから決まる周波数の発振電圧が生じ、トランジスタＱ３から帰還電流Ｉｆを正帰還することによって発振を持続させている。その発振振幅Ｖｔを、コレクタとベースを短絡してダイオード接続したトランジスタＱ５のベース−エミッタを介してトランジスタＱ６のベースに入力すると、トランジスタＱ６のベースに入力した電流に応じて、トランジスタＱ６のコレクタ電流は流れ、そのコレクタ電流に応じてトランジスタＱ３，Ｑ４からなるカレントミラー回路の作用によって帰還電流ＩｆがＬＣ共振回路に正帰還される。このとき、トランジスタＱ６はエミッタフォロワに構成されており、トランジスタＱ６のエミッタ電位（抵抗Ｒ１の電位）に応じて、帰還電流Ｉｆの電流値は制御される。
【００８８】
そして、発振振幅Ｖｔが定電圧源Ｅ２の定電圧を超えた場合、発振振幅Ｖｔの電位を有したトランジスタＱ１０のエミッタ電位も定電圧を超えることになる。このとき、トランジスタＱ１０は抵抗Ｒ４にコレクタ電流を流すように動作し、それによってトランジスタＱ９にベース電流が流れるように制御され、コレクタ電流を抵抗Ｒ１に流すようになる。
【００８９】
こうして、抵抗Ｒ１にトランジスタＱ９のコレクタ電流が流れることにより、抵抗Ｒ１の両端電位差が大きくなり、トランジスタＱ６のエミッタ電位が上昇する。すると、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間電位差が小さくなって、トランジスタＱ６のコレクタ電流が小さくなる。したがって、トランジスタＱ６のコレクタ電流がトランジスタＱ３，Ｑ４を備えるカレントミラー回路により折り返されてなるＬＣ共振回路への帰還電流Ｉｆも小さくなり、発振振幅Ｖｔが減少する。
【００９０】
このように図９に示す回路においても、結局は総合的に見たコンダクタンスＧｏｓｃを制御することによって、発振振幅Ｖｔを所定の値に制御している。
【００９１】
また、信号処理回路４は、トランジスタＱ８を介して帰還電流Ｉｆに比例した電流Ｉｏｕｔを抵抗Ｒ３に流し込み、抵抗Ｒ３の両端電圧をポジション信号Ｖｏｕｔとして出力する。
【００９２】
ここで、図６，７，９に示す回路をＩＣ回路化した場合には、ＮＰＮ型のトランジスタＱ５のコレクタ電位が−Ｖｂｅ（Ｖｂｅはベースエミッタ間電位差）を下回って負電位としてはならない。すなわち、トランジスタＱ５のコレクタの電位は、接地電位を基準として正弦波状に変動する発振振幅ＶｔよりもＶｂｅだけ高くシフトした電位をとるのであるから、発振振幅Ｖｔが２Ｖｅを超えてはならないという制約と同じである。この制約の理由は、ＩＣ回路化した場合には、ＮＰＮトランジスタは、ＩＣチップ上では、Ｎ型エピタキシャル層として形成される。このＮ型エピタキシャル層は、接地電位に接続されたＰ型サブストレートと接しているために、ＮＰＮ型であるトランジスタＱ５のコレクタ電位が−Ｖｂｅよりも小さくなると、トランジスタＱ５のＰＮ接合が順方向にバイアスされることになり、寄生ダイオードが導通してしまう。実際には、Ｐ型サブストレートから寄生的に電流が流れ出すことにより、寄生ダイオードの導通のみならず、ＩＣチップ上の他の回路部分にも悪影響を及ぼす恐れがあるためである。
【００９３】
また、発振振幅Ｖｔが大きいと発振条件成立限界から遠くなり、振幅が小さすぎると扱いにくいが、負性コンダクタンス制御回路７が発振振幅Ｖｔを０．１〜０．７Ｖとなるように制御すれば、発振条件が成立限界に近く、且つ検波、信号処理に適している。
【００９４】
なお、金属体１は検出コイル２の巻枠１０の中空部分に貫入する構成でなくてもよく、金属体１は検出コイル２の巻軸方向Ｘに変位して検出コイル２に近接する構成であってもよい。
【００９５】
さらに、金属体１と検出コイル２との間の相対変位であるので、金属体１と検出コイル２とのどちらが巻軸方向Ｘに変位してもよい。
【００９６】
（実施形態２）
本実施形態のポジションセンサの構成は参考例１または実施形態１と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００９７】
本実施形態では、検出コイル２のインピーダンスＺの温度変化が、金属体１と検出コイル２との相対変位によって変わらないようにするための温度補償の方法について説明する。
【００９８】
まず、温度補償の第１の方法として、金属体１が検出コイル２に貫入していない場合のインピーダンスＺの温度係数を金属体１が検出コイル２に貫入した場合の温度係数に合わせる方法について説明する。
【００９９】
検出コイル２のインピーダンスＺは図１０（ａ）に示すように抵抗成分Ｒｓとインダクタンス成分Ｌｓとの直列回路と等価であり、図１０（ｂ）に示すようにインダクタンス成分Ｌｐとコンダクタンス成分Ｇとの並列回路と等価である。
【０１００】
インダクタンス成分Ｌｓには表皮効果による成分があり、表皮厚さが十分薄く、周波数一定の場合の表皮効果は体積抵抗率ρの１／２乗に比例するので、温度係数も体積抵抗率ρの１／２乗の影響を受ける。図１１は、表皮効果による銅線の抵抗値変動を示すグラフで、周波数と銅線の抵抗値との関係を示す。線径が０．３２ｍｍ，０．１６ｍｍ，０．１０ｍｍ，０．０７ｍｍの時に曲線Ｙ７，Ｙ８，Ｙ９，Ｙ１０が各々対応しており、表皮効果の影響で、コイルの線径と周波数とにより抵抗の変化の具合が変わる。
【０１０１】
また、抵抗成分Ｒｓの温度係数は、巻線材の体積抵抗率ρの温度係数に大きく依存し、抵抗成分Ｒｓは近接効果の影響も受けている。
【０１０２】
図１２は、近接効果による銅線の抵抗値変動を示すグラフで、周波数と銅線の抵抗値との関係を示す。線径及び巻数が０．１６ｍｍ  ４０Ｔ，０．０７ｍｍ  ６０Ｔの時に曲線Ｙ１１，Ｙ１２が各々対応している。近接効果は、コイルの巻線の巻きピッチが狭い場合に、電流が巻線内を一様に流れなくなる現象であり、巻線ピッチが狭いほど影響が強いが、線径によっても影響は異なる。近接効果による成分は、体積抵抗率ρの−１乗の依存性があるので、その温度係数も体積抵抗率ρの−１乗の影響を受ける。
【０１０３】
すなわち、線径が太いか、あるいは周波数が高い場合、表皮効果、近接効果により、金属体１が貫入していない時のインピーダンスＺまたはコンダクタンスＧの温度係数が小さくなる。
【０１０４】
したがって、巻線材の体積抵抗率ρ、線径、巻数、巻きピッチ及び周波数を適切に設定することにより、金属体１が貫入していない変位状態での直流抵抗成分、表皮効果成分、近接効果成分のバランスを制御して、検出コイル２のインピーダンスＺまたはコンダクタンスＧの温度係数を小さくすることができるので、変位量によって温度係数が変わるという従来の問題点を解消することができる。
【０１０５】
銅は体積抵抗率ρの温度係数が非常に大きいため、巻線材としては銅よりも体積抵抗率ρの温度係数が小さいものを選択することが望ましい。具体的には、ニクロム、マンガニン、銅−ニッケル合金のうちいずれかで検出コイル２の巻線を形成すればよい。特に銅−ニッケル合金は、その成分比を変えることで体積抵抗率ρの値を制御できるので好適である。
【０１０６】
次に、金属体１が検出コイル２に貫入している場合のインピーダンスＺの温度係数を金属体１が検出コイル２に貫入していない場合の温度係数に合わせる温度補償の第２の方法について説明する。
【０１０７】
金属体１が検出コイル２に貫入することによる検出コイル２のインピーダンスＺやコンダクタンスＧの増加は、その金属体１の体積抵抗率ρ、透磁率μに起因する。したがって、その温度係数も金属体１の体積抵抗率ρ、透磁率μの温度係数に関係するのであるから、金属体１が検出コイル２に貫入している場合の温度係数を、金属体１が検出コイル２に貫入していない場合の温度係数に合わせるように適した体積抵抗率ρ、透磁率μを有する金属体１を選択する、または金属体１の表面が適した体積抵抗率ρ、透磁率μとなるような表面処理を施せばよい。
【０１０８】
ここで、一般にポジションセンサを使用する雰囲気温度はせいぜい１２０〜１３０℃であり、その雰囲気温度よりも金属体１のキュリー温度は十分に高い。透磁率μは、キュリー温度付近で急激に小さくなる特性を有しており、逆にポジションセンサを使用する温度領域では透磁率μはほとんど変化しない。
【０１０９】
したがって、検出コイル２のインピーダンスＺやコンダクタンスＧの増加に起因するもう１つの要素である体積抵抗率ρの変化が小さな材料で少なくともその表面が形成された金属体１を用いることによって、インピーダンスＺやコンダクタンスＧの温度係数を小さくして、検出コイル２のインピーダンスＺやコンダクタンスＧの温度による変動を小さくすることができる。
【０１１０】
例えば、参考例１の検出コイル２のインピーダンス変化によって位置検出を行うポジションセンサでは、このインピーダンスの内訳の大部分はインダクタンスであり、検出コイル２に定電流が流れて発生する磁界は検出コイル２の軸方向となる。すると、この軸方向の磁界を消そうとする環状の電流（いわゆる渦電流）が金属体１の内部に流れる。この環状電流は検出コイル２のインダクタンスを低下させる作用があり、大きさは印加される磁界の大きさや周波数（定電流、固定周波数であれば変動しない）以外に、金属体１の体積抵抗率が関係する。すなわち金属体１の体積抵抗率が大きいほど環状電流は小さくなり、インダクタンスを低下させる作用は小さくなる。それゆえ、金属体の体積抵抗率に温度特性があればインダクタンスにも温度特性ができ、インダクタンスの温度特性はインピーダンスの温度特性に大きく影響する。
【０１１１】
実際に検出コイル２をインピーダンス要素として用いる場合には検出コイル２に供給する電流は数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚで駆動することが多いので、その周波数では検出コイル２が発生する磁界は金属体１の内部には届かず、表面付近に集まることになる。
【０１１２】
そこで、体積抵抗率ρの小さな材料であるニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで金属体１の少なくとも表面を形成すればよい。これらの材料は電熱用材料と呼ばれており、抵抗の温度係数が小さく、また、鉄やニッケルは磁性材料なので合金としても磁性を有するものがあり、したがって検出コイル２のインピーダンス変化が大きく取れる。
【０１１３】
なお、実施形態１においても同様に金属体１の表面付近での体積抵抗率で環状電流の大きさが決まるため、金属体１の表面付近の体積抵抗率の温度特性が重要になる。
【０１１４】
しかしながら、表面だけでなく、バルク状に形成した体積抵抗率の小さい金属体１であれば、より優れた温度特性を有することができる。この場合、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニン等の電熱用材料を用いることになるが、これらは、平板から打ち抜きで金属体１の形状を得るには材料ロスが多くなって高価になる。そこで、これらの材料は電熱線として市場に出回っていることから、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニン等からなる電熱線を必要な長さに切断した後、必要な曲げ加工（または伸ばし加工）を施して用いると経済的であり、無用な産業廃棄物の発生を防ぐことができる。
【０１１５】
また、上記温度補償の第１の方法と第２の方法との両者を組み合わせることにより、効果的に温度補償を行うことができる。
【０１１６】
なお、本発明の記述において、金属体１が検出コイル２に貫入した場合と貫入していない場合との各温度係数について、「温度係数を合わせる」、「温度係数が等しい」という記述があるが、これは、温度係数の値の完全一致を意味するものではない。
【０１１７】
（実施形態３）
本実施形態のポジションセンサの構成は参考例１または実施形態１と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【０１１８】
本実施形態では、検出コイル２、及び金属体１の各構造について説明する。
【０１１９】
図１３（ａ）は、検出コイル２を巻回する巻枠１０の外観図を示し、円弧状に形成された中空のボビン１１とボビン１１の両端に設けて検出コイル２の移動を制限する円環１２とから構成され、ボビン１１には所定の間隔毎に巻線位置決め用ガイド１０ａが形成されており、検出コイル２は巻線位置決め用ガイド１０ａに沿って巻枠１０に巻回すればよく、したがって、弧状に形成した検出コイル２に均等な巻線を容易に形成できる。
【０１２０】
さらに、密着整列巻線を形成しない場合、例えば所望のインダクタンス値とストロークとの関係を満足させるため、または巻線仕上がり径のばらつき影響による検出コイル２の特性ばらつきを減少させるため、または巻線ピッチを適当に選択して近接効果成分を制御するために密着整列巻線を形成しない場合でも、出力直線性を最良とするための所望の巻線形状にすることができる。また、巻線位置決め用ガイドは、図１３（ｂ）のように所定の間隔毎に円環１２ガイド１０ａを形成した鍔状または突起状であってもよい。
【０１２１】
図１４はボビン１１、検出コイル２の外観図を示し、検出コイル２はスプリングコイルで形成されており、そのスプリングコイルは引張り型または圧縮型のいずれでもよい。そして、ボビン１１の両端に設けた係止部１１ａに検出コイル２の先端を固定して位置決めする。スプリングコイルはまっすぐな軸を用いて形成した後、湾曲軸に移して形成すればよく、検出コイル２の製造にかかる時間を短縮することができる。
【０１２２】
図１５は、金属体１を中空のパイプ状に形成した例を示し、バルク状に形成するのに比べて低コスト化、軽量化が可能になる。特に高周波で用いる場合には、検出コイル２のインピーダンスに関与するのはほとんど金属体１の表面であるので中空であっても特性に大きな影響を与えない。
【０１２３】
図１６は、金属体１を、非金属の心材１ｂと心材１ｂの表面に取り付けた金属板（または金属箔）１ｃとで構成した例を示し、バルク状に形成するのに比べて低コスト化、軽量化が可能になる。特に高周波で用いる場合には、検出コイル２のインピーダンスに関与するのはほとんど金属体１の表面であるので金属板（又は金属箔）１が薄板、または箔体であってもよい。
【０１２４】
（実施形態４）
本実施形態のポジションセンサの構成は参考例１または実施形態１と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【０１２５】
本実施形態では、信号処理回路４が出力するポジション信号Ｖｏｕｔの構成について説明する。
【０１２６】
ポジションセンサの信号を受けて処理するシステムであるＥＣＵがデジタル回路である場合、ポジション信号Ｖｏｕｔがアナログ信号であると余計なＡ／Ｄ変換やＤ／Ａ変換を繰り返すことにより誤差が生じ、且つ応答遅れを伴うが、ポジション信号Ｖｏｕｔがデジタル信号であればアナログ信号のような前記問題はなく、さらに信号伝達の際の外部ノイズの影響を受けにくい。そこで、信号処理回路４が出力するポジション信号Ｖｏｕｔをデジタル信号で構成した例を示す。信号処理回路４は、金属体１と検出コイル２との位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路（図示なし）を具備している。
【０１２７】
図１７は、信号処理回路４が出力するポジション信号Ｖｏｕｔの第１の例を示し、ポジション信号Ｖｏｕｔは、基準パルスＶｒのパルス幅３個分の幅Ｔ１を有する出力開始信号と、出力開始信号が出力してから位置情報に応じた時間Ｔ２を経て出力されるパルス信号とから構成される。ＥＣＵ側では出力開始信号のパルス幅Ｔ１と、パルス信号が表れるまでの時間Ｔ２とをタイマで測定することによって、金属体１と検出コイル２との相対位置を判断することができる。
【０１２８】
図１８は、信号処理回路４が出力するポジション信号Ｖｏｕｔの第２の例を示し、ポジション信号Ｖｏｕｔは、基準パルスＶｒのパルス幅３個分の幅を有する出力開始信号と、出力開始信号に続いて出力される位置情報に応じた数のパルス信号とから構成される。
【０１２９】
ＥＣＵ側では出力開始信号に続くパルス信号の数をカウンタで計数することによって、金属体１と検出コイル２との相対位置を判断することができる。
【０１３０】
図１９は、信号処理回路４が出力するポジション信号Ｖｏｕｔの第３の例を示し、ポジション信号Ｖｏｕｔは、位置情報に応じたデューティ比のパルス信号とから構成され、そのデューティ比のオン，オフ時間は基準パルスＶｒのパルス数によって各々決められる。
【０１３１】
ＥＣＵ側では周期とパルス幅とをタイマで計測することによって、金属体１と検出コイル２との相対位置を判断することができる。
【０１３２】
なお、必要ビット数のデジタル出力を確保するとポジションセンサ−ＥＣＵ間の配線数が増えてしまうが、図１７〜１９に示す例によれば信号線は１本で済む。また、ポジション信号Ｖｏｕｔは、位置情報に応じたパルス幅のパルス信号とから構成されてもよい。さらに、信号線の数が問題にならなければ、ポジション信号Ｖｏｕｔを位置検出に必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号で構成してもよい。
【０１３３】
（参考例２）
本参考例のポジションセンサの検出コイルの断面構造、回路構成を、図２０，２１に各々示す。
【０１３４】
本参考例のポジションセンサは、自動車用（例えばアクセルペダルポジションの検出等）に使用することを考慮して、フェールセーフシステムの思想に基づいてセンサの検出部を２重にしたものである。
【０１３５】
ポジションセンサは、中空の巻枠１０ａ，１０ｂに各々巻回されて巻軸方向に対向して配置された検出コイル２ａ，２ｂと、検出コイル２ａ，２ｂの巻軸方向Ｘに変位して巻枠１０ａ，１０ｂの中空部分に貫入する金属体１と、所定の周波数及び振幅の定電流Ｉｄａ，Ｉｄｂを検出コイル２ａ，２ｂに各々出力する定電流回路３と、定電流回路３が出力する定電流Ｉｄａ及び検出コイル２ａのインピーダンスＺａにより決まる検出コイル２ａの両端電圧を金属体１と検出コイル２ａとの位置情報を示すポジション信号に変換する信号処理回路４ａと、定電流回路３が出力する定電流Ｉｄｂ及び検出コイル２ｂのインピーダンスＺｂにより決まる検出コイル２ｂの両端電圧を金属体１と検出コイル２ｂとの位置情報を示すポジション信号に変換する信号処理回路４ｂとを備える。
【０１３６】
動作については参考例１で説明した図１，２に示すポジションセンサと同様なので省略する。
【０１３７】
本参考例においては、２つの検出コイル２ａ，２ｂは構造部材（図示なし）に取り付けられた同一の金属体１を共用すること、同一の定電流回路３が所定の周波数及び振幅の定電流Ｉｄａ，Ｉｄｂを２つの検出コイル２ａ，２ｂに各々出力することによって、検出部の２重化に伴うコストアップを低減することができる。
【０１３８】
また、定電流回路３、信号処理回路４ａ，４ｂの能動回路部をモノリシックＩＣで構成すれば、ＩＣ部は最もコストの高い部品であるので、検出部の２重化に伴うコストアップをさらに低減することができる。
【０１３９】
（実施形態５）
本実施形態では、出力の直線性の改善について説明する。本実施形態のポジションセンサの回路構成は参考例１と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【０１４０】
本実施形態のポジションセンサの上面図を図２２に、図２２のＡ−Ａ’断面図を図２３に各々示し、検出コイル２の断面図を図２４に示す。ポジションセンサは、断面コの字型で、コの字の内側にコーティング１７を施し、一定の曲率で湾曲した湾曲巻枠１８に巻回された検出コイル２と、湾曲した検出コイル２の中心を回転軸とする円柱体の外側に突部１３ａを形成した可動ブロック１３と、突部１３ａに一端を接続し、検出コイル２の中空部分に貫入する一定の曲率で湾曲した磁性材料からなる金属体１と、検出コイル２の曲率変化を矯正するための曲率矯正用部材１５と、固定面上に各部品を配置して固定するハウジング１４とを備える。なお、本実施形態において、湾曲巻枠１８の断面形状は、射出成形等によって形成が容易なコの字型にしたが、他の形状であってもよい。
【０１４１】
そして、可動ブロック１３が回転し、回転角θが０°から９０°になるにしたがって、検出コイル２に貫入している金属体１の部分が少なくなる構成となっている。
【０１４２】
まず、直線性改善の第１の方法としては、金属体１の材料に適正なものを選択し、且つ交流電流の周波数も適正に設定することである。発明者は図２２〜２４で例をあげた検出コイル２において、金属体の材質を変えて交流インピーダンスＺａｃの直線性に関する実験を行なった。図２５は用いた金属材料：電磁軟鉄，パーマロイ，電磁ステンレス，ＳＵＳ４３０，鉄クロムと、それらの推定特性値：抵抗率である。図２５の中で「電磁ステンレス」と記されたものは、Ｃｒ１１％の他、Ｓｉ、Ｍｎ、Ｐ、Ｎｉ、Ｔｉなどを添加した金属で電磁弁やリレーのヨーク等に使用されるものである。また、各金属はいずれも各々の磁気特性を引き出すために、各金属固有の条件で熱処理が施されており、形状は同一である。
【０１４３】
図２６（ａ）〜（ｅ）に交流電流Ｉａｃの周波数ｆを１０ＫＨｚ、３０ＫＨｚ、５０ＫＨｚ、７０ＫＨｚ、９０ＫＨｚに対する、各金属の交流インピーダンスＺａｃの直線性の実験結果を示す。電磁軟鉄や純鉄に比べ、磁性ステンレス(電磁ステンレス）は良好な直線性を有することが分かる。特に、ＳＵＳ４３０（１８Ｃｒ系フェライト系ステンレス）は、角度スパンに対しても周波数に対しても良好な直線性を有する上、耐食性も備え、且つ安価であるのでポジションセンサの金属体材料として好適であるといえる。これらの直線性は抵抗率、透磁率のバランスと周波数特性で決定されるものと考えられる。鉄クロムも５０ｋＨｚ以上では良好な直線性を有するので、耐食性についての対策さえ施せば、前述の抵抗率温度係数の利点と合わせて良好な金属体材料となり得ることがわかる。
【０１４４】
第２の改善方法としては、図２７（ａ）、（ｂ）に示すように、金属体１の形状を工夫することで金属体先端部１ａまたは１ｂの、検出コイル２の交流インピーダンスＺａｃに対する寄与率を高める方法である。図２７（ａ）においては、先端部１ａに略直角の段差を設けて太くしたもので、図２７（ｂ）においては、先端部１ｂを楔状に太くしたものであり、両方共、先端部１ａまたは１ｂが他の部分より太くなっているため、巻線間の鎖交磁束量を多くすることができ、よりインダクタンスの増加に寄与することができる。また、このとき、エッチングや金属射出成形で金属体１を形成する場合には、特にコストアップ要因にはならない。
【０１４５】
図２７（ｃ）は、金属体１の先端部１ｃを金属体本体より透磁率の高い材料で構成することにより、金属体先端部１ｃでの鎖交磁束量を多くすることができ、よりインダクタンスの増加に寄与することができるものである。図２７（ａ）、（ｂ）が先端部以外の部分を細くしなければならず、若干の感度低下を伴なうのに対し、図２７（ｃ）の実施例では感度低下が起こらない。また、太さが均一であるので力学的に安定（少しくらい当たっても、変形しにくい）である。
【０１４６】
図２７（ｄ）は、高透磁率の材料で金属体先端部１ｄに表面処理（めっき等）を施した例である。図２７（ｃ）が製造上、手間がかかり、位置決めも難しいことを改善することができる。また、めっきだけでなく、たとえば高透磁率の箔体を貼り付ける等の構成でもよい。
【０１４７】
図２８に示すポジションセンサは、中空の巻枠１０に巻回された検出コイル２と、検出コイル２の巻軸方向Ｘに変位して巻枠１０の中空部分に貫入する金属体１とを備え、定電流回路と信号処理回路とは（図示なし）、参考例１と同様に設けられている。この例は、金属体１は従来のままの形状であり、巻線が検出コイル２の端部で太く（すなわち、巻層数が多く）巻かれている例である。したがって、金属体１の先端部のみの貫入に対しても、多くの巻線の磁束が鎖交するため、よりインダクタンスが増加するものである。
【０１４８】
さらに、金属体１と検出コイル２のボビン内壁との引っ掛かりをなくするために、図２９（ａ）〜（ｅ）の例では、金属体１の先端部に面取り、Ｒ付けなどのエッジ除去構造を取り入れることにより、引っ掛かりをなくしている。図２９（ｂ）〜（ｅ）は図２７（ａ）〜（ｅ）に示した金属体１の先端に面取り、Ｒづけを施したものである。
【０１４９】
また、金属体１及び検出コイル２の断面図を示す図２４においては、金属体１が貫入する湾曲巻枠１８の内面に銅などの非磁性金属を蒸着したコーティング１７を施して、金属体１の引っ掛かりをなくしている。コーティング１７に金属等、導電性を有する物質を用いる場合には、物質が断面内で閉ループを形成しないようにする必要がある。なお、金属蒸着等の代りに、貫通穴側面の一部を板金部品で形成してもよいし、フッ素コーティングなど摺動性と耐摩耗性を有する物質であれば同じ効果を発揮することができる。このようにすることで、金属体１として箔体や線状体（特にアモルファスなど）を用い、湾曲巻枠１８の貫通穴の側面に沿わせて変位させることもできるので、薄型化や小径化が図れるとともに直線性の向上にも効果がある。
【０１５０】
さらに、スプリングコイルを用いて検出コイル２の巻線を形成し、スプリングコイルを湾曲巻枠１８に挿入すれば、角度方向に均一なピッチの巻線が容易に形成できる。
【０１５１】
次に、図２２，２３においては、検出コイル２の巻線テンションで変形し、曲率が減少した湾曲巻枠１８を元の形に戻すための曲率矯正用部材１５を備えており、曲率矯正用部材１５は検出コイル２と略同様の曲率に形成された溝を形成しており、その溝に検出コイル２を入れ込むことによって、検出コイル２の内側半径部分と底面側とが曲率矯正用部材１５に当接して、湾曲巻枠１８の曲率の減少を矯正している。図２２ではハウジング１４が曲率矯正用部材１５を備えているが、ハウジング１４そのものに同様の溝を形成してもよい。
【０１５２】
このような曲率矯正用部材１５を用いる構造には、別の意味でもメリットがある。このような構造をとらない検出コイル２では、図３０に示すように保持固定のための保持・固定用部材１６を検出コイル２の両端部の鍔付近外側に設ける必要がある。この保持・固定用部材１６があると、金属体１のストローク（機械的変位量）が制限されてしまう。しかし、保持固定の構造が鍔の外側にない図２２，２３の場合は、金属体１のストロークを長くとることができ、あるいは、ストロークを長くとる代りに、湾曲巻枠１８の巻線部の角度を広くとることができ、これらも、直線性の改善に繋がるものである。
【０１５３】
なお、本実施形態のポジションセンサの回路構成は、参考例１と同様としているが、実施形態１と同様であってもよく、前記同様の効果を得ることができる。
【０１５４】
（実施形態６）
図３１〜３４に示す本実施形態のポジションセンサは、自動車用（例えばアクセルペダルポジションの検出等）に使用することを考慮し、フェールセーフシステムの思想に基づいて、図２２，図２３に示すポジションセンサの検出部を２重にしたものであり、図３１，図３２では、同一の曲率で湾曲した２つの検出コイル２ａ，２ｂと、可動ブロック１３の回転軸を中心に回転することで２つの検出コイル２ａ，２ｂに各々貫入する同一の曲率で湾曲した２つの金属体１ａ，１ｂとを備え、２つの検出コイル２ａ，２ｂは、金属体１ａ，１ｂの回転軸方向に重ねて配置されている。特開２０００−１８６９０３号公報に記載の同一平面上に２つの検出コイルを配置する構成に比べて、検出コイル２ａ，２ｂの巻き線部の見込角度も、可動ブロック１３の機械的回転角度も増える。したがって、検出コイル２ａ，２ｂの各インピーダンスＺの直線性が良好な回転角度θの範囲が広がる。また、検出コイル２ａ，２ｂの仕様が同一であるので、２つの検出コイル２ａ，２ｂの特性を略同一にすることができ、巻線加工、コスト面で有利である。
【０１５５】
さらに、図３３，図３４に示すポジションセンサは、小さい曲率で湾曲した検出コイル２ａと、大きい曲率で湾曲した検出コイル２ｂと、可動ブロック１３の回転軸を中心に回転することで２つの検出コイル２ａ，２ｂに各々貫入する小さい曲率で湾曲した金属体１ａと、大きい曲率で湾曲した金属体１ｂとを備え、検出コイル２ａ，２ｂは、金属体１ａ，１ｂの回転軸に対して同一回転角度θ上、且つ同一平面上に配置されている。したがって、図３１，図３２に示すポジションセンサと同様に、検出コイル２ａ，２ｂの巻き線部の見込角度も、可動ブロック１３の機械的回転角度も増えて、検出コイル２ａ，２ｂの各インピーダンスの直線性が良好な回転角度θの範囲が広がり、さらに薄型化も可能となる。
【０１５６】
ここで、本実施形態の検出コイル２ａ，２ｂを湾曲巻枠１８ａ，１８ｂに巻回した後、組み立て前に、検出コイル２ａ，２ｂと湾曲巻枠１８ａ，１８ｂとを一体的に樹脂１９でモールドすれば、組み立て時、振動・衝撃時の断線防止になり、２つのコイル２ａ，２ｂ間の位置関係がずれることがないので、組み立て時の位置ずれによる２系統間の出力変動が発生しない。さらに、一体的に成形して２つの検出部で１つの部品になるので、可動ブロック１３との位置決めが容易になり、組み立て時間も短時間となる。
【０１５７】
また、湾曲巻枠１８ａ，１８ｂの変形を矯正した状態で樹脂モールドすることにより、ハウジング１４側に湾曲巻枠１８ａ，１８ｂの変形を矯正する特別な部材を設ける必要がなくなる。
【０１５８】
さらに、２つの金属体１ａ，１ｂも一体的に樹脂モールドすれば、互いの位置がずれないので、組み立て時の位置ずれによる２系統間の特性変動が発生しない。
【０１５９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、コンデンサ及び検出コイルからなるＬＣ共振回路と、前記検出コイルに対して前記検出コイルの巻軸方向に相対変位する金属体と、前記ＬＣ共振回路に帰還電流を供給して前記ＬＣ共振回路を励振する発振回路と、前記発振回路の発振振幅を所定の値とするために前記発振回路の負性コンダクタンスを制御することによって前記帰還電流を制御する負性コンダクタンス制御回路と、前記帰還電流に比例した電流出力を前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を示すポジション信号に変換する信号処理回路とを備えるので、永久磁石と感磁性素子とを用いる方式に比べて、精密な部品、組み立て、及び温度補償が不要で、発信回路のコンダクタンスが検出コイルに対する金属体の変位量（金属体が回転運動する場合には金属体の角度）に対してリニアに変化するならば、ポジション信号も検出コイルに対する金属体の変位量に対してリニアに変化し、変位に対する出力の十分なリニアリティを得ることができ、また定電流回路がないので消費電流が少ないという効果がある。
【０１６０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記相対変位する金属体は、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であるので、検出コイルのインピーダンスの変化を大きくできるという効果がある。
【０１６１】
請求項３の発明は、請求項１または２の発明において、前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の発振振幅に比例した直流信号と所定の直流電圧とを入力とする差動増幅器を具備し、前記差動増幅器の出力結果が前記直流信号は前記所定の直流電圧よりも小さい場合には、前記発振回路の負性コンダクタンスを増大させるように制御し、前記差動増幅器の出力結果が前記直流信号は前記所定の直流電圧よりも大きい場合には、前記発振回路の負性コンダクタンスを減少させるように制御するので、発信回路のコンダクタンス変化を忠実に取り出せる簡単な回路を実現できるという効果がある。
【０１６２】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、前記発振回路は前記負性コンダクタンスを形成して前記帰還電流の値を決定する抵抗を具備し、前記抵抗は少なくとも一部をＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間抵抗で構成され、前記負性コンダクタンス制御回路は前記ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御し、前記ドレイン−ソース間抵抗を可変とすることによって前記帰還電流を制御するので、ＭＯＳＦＥＴは線形領域に相当するドレイン−ソース間電圧の範囲が広いので制御が容易であり、またゲート電圧に対するドレイン電流の依存性が２乗特性であって振幅抑制できるという効果がある。
【０１６３】
請求項５の発明は、請求項１または２の発明において、前記発振回路は、前記ＬＣ共振回路の一端に直列接続されるエミッタを有したＮＰＮ型の第１のトランジスタと、ベースが前記第１のトランジスタのベースに接続されたＮＰＮ型の第２のトランジスタと、一端が接地されるとともに他端が前記第２のトランジスタのエミッタに接続された前記帰還電流の値を決定する抵抗と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流を帰還電流として前記ＬＣ共振回路に帰還するカレントミラー回路とを備え、前記負性コンダクタンス制御回路は、所定の定電圧を発生する定電圧回路と、前記定電圧よりも前記発振回路の発振振幅の方が大きい場合に前記帰還電流を少なくする制御回路とを備えるので、請求項１の回路を簡単な回路構成で実現できるという効果がある。
【０１６４】
請求項６の発明は、請求項１または２の発明において、前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の負性コンダクタンスを可変として前記帰還電流を制御することによって、前記発振回路の発振振幅をトランジスタのベース−エミッタ間電圧の２倍以下とするので、回路をＩＣで構成する場合に、寄生ダイオードが導通、及び寄生電流の発生を防ぐことができるという効果がある。
【０１６５】
請求項７の発明は、請求項１または２の発明において、前記負性コンダクタンス制御回路は、前記発振回路の負性コンダクタンスを可変として前記帰還電流を制御することによって、前記発振回路の発振振幅を０．１〜０．７Ｖとするので、発振条件が成立限界に近く、且つ検波、信号処理に適しているという効果がある。
【０１６６】
請求項８の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体は、前記検出コイルの巻線が有するインピーダンス成分の温度係数と、前記金属体が前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンス成分の温度係数とが等しくなる材料で形成されるので、金属体が貫入している場合の検出コイルのインピーダンスを制御して、インピーダンスの温度変化が、金属体と検出コイルとの相対変位によって変わらないようにすることができるという効果がある。
【０１６７】
請求項９の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体に施された表面処理は、前記検出コイルの巻線が有するインピーダンス成分の温度係数と、前記金属体が前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンス成分の温度係数とが等しくなる表面処理であるので、金属体が貫入している場合の検出コイルのインピーダンスを制御して、インピーダンスの温度変化が、金属体と検出コイルとの相対変位によって変わらないようにすることができるという効果がある。
【０１６８】
請求項１０の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体は、少なくとも表面をニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されるので、金属体が貫入している場合の検出コイルのインピーダンスの温度変動を小さくすることができるという効果がある。
【０１６９】
請求項１１の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体は、所望の長さに切断した電熱線を、曲げ加工して形成したので、金属体が貫入している場合の検出コイルのインピーダンスの温度変動をより小さくすることができ、且つ材料のロスを少なくすることができるという効果がある。
【０１７０】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、前記電熱線は、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されるので、請求項１１を容易に実現できるという効果がある。
【０１７１】
請求項１３の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルの巻線は、ニクロム、マンガニン、銅−ニッケル合金のうちいずれかで形成されるので、金属体が貫入していない場合の検出コイルのインピーダンスの温度変動を小さくすることができるという効果がある。
【０１７２】
請求項１４の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルは、巻線と、所定の間隔毎に巻線位置決め用ガイドが形成された巻枠とで構成され、前記巻線は前記巻線位置決め用ガイドに沿って前記巻枠に巻回されるので、所望のインダクタンス値とストロークとの関係を満足させるため、または巻線仕上がり径のばらつき影響による検出コイルの特性ばらつきを減少させるため、または巻線ピッチを適当に選択して近接効果成分を制御するために密着整列巻線を形成しない場合でも、巻線をストローク範囲に等間隔に巻回することができるという効果がある。
【０１７３】
請求項１５の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルの巻線はスプリングコイルであるので、検出コイルが弧状になっていても均等な巻線とすることが容易になるという効果がある。
【０１７４】
請求項１６の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体はパイプ状であるので、バルク状に形成するのに比べて低コスト化、軽量化が可能になるという効果がある。特に高周波で用いる場合には、検出コイルのインピーダンスに関与するのはほとんど金属体の表面であるので中空であっても特性に大きな影響を与えない。
【０１７５】
請求項１７の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体は非金属の表面に金属板が取り付けられてなるので、請求項１６と同様の効果がある。
【０１７６】
請求項１８の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、位置検出に必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号であるので、ポジションセンサの出力を入力されて処理するシステム（ＥＣＵ）がデジタル回路である場合、ポジションセンサの出力がアナログ信号であると余計なＡＤ変換、ＤＡ変換を繰り返すことによって誤差が生じ、且つ応答遅れを伴うが、ポジションセンサの出力はデジタル出力であるのでこのような問題は発生しない。また、アナログ出力に比べて信号伝達の際に外部ノイズの影響を受けにくい。さらに、必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号であるので、ＥＣＵ側はリアルタイムに読出しを行うことができ、且つ処理を迅速に行うことができるという効果がある。
【０１７７】
請求項１９の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号が出力してから前記位置情報に応じた時間を経て出力されるパルス信号とから構成されるので、ポジションセンサの出力を入力されて処理するシステム（ＥＣＵ）がデジタル回路である場合、ポジションセンサの出力がアナログ信号であると余計なＡＤ変換、ＤＡ変換を繰り返すことによって誤差が生じ、且つ応答遅れを伴うが、ポジションセンサの出力はデジタル出力であるのでこのような問題は発生しない。また、アナログ出力に比べて信号伝達の際に外部ノイズの影響を受けにくい。さらに、信号線が１本でよいという効果がある。
【０１７８】
請求項２０の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたデューティ比のパルス信号とから構成されるので、請求項１９と同様の効果を得ることができる。
【０１７９】
請求項２１の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたパルス幅のパルス信号とから構成されるので、請求項１９と同様の効果を得ることができる。
【０１８０】
請求項２２の発明は、請求項１または２の発明において、前記信号処理回路は、前記金属体と前記検出コイルとの位置情報を含んだ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記ポジション信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じた数のパルス信号とから構成されるので、請求項１９と同様の効果を得ることができる。
【０１８１】
請求項２３の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルを２つ具備し、前記２つの検出コイルは構造部材に取り付けられた同一の前記金属体を共用するので、検出部の２重化に伴うコストアップを低減できるという効果がある。
【０１８２】
請求項２４の発明は、請求項２３の発明において、前記各回路の能動回路はモノリシックＩＣで構成したので、検出部の２重化に伴うコストアップを低減できるという効果がある。特にＩＣ部は最もコストが高い部品であるので、共用化のメリットが大きい。
【０１８３】
請求項２５の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体の端部から所定の長さの部分を、他の部分より磁束が通りやすくしたので、端部効果が軽減され、出力の直線性が確保できる区間が広がるという効果がある。
【０１８４】
請求項２６の発明は、請求項２５の発明において、前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より太いので、金属射出成形で金属体を成形する場合に有利であり、あるいは２部材の組み合わせでも容易に形成できるという効果がある。
【０１８５】
請求項２７の発明は、請求項２５の発明において、前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で形成されるので、金属体の太さを一定にすることができ力学的に安定となり、また、２部材の組み合わせでも容易に形成できるという効果がある。
【０１８６】
請求項２８の発明は、請求項２５の発明において、前記金属体の端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で表面処理されたので、金属体の太さを一定にすることができ力学的に安定となり、湾曲した金属体でも容易に形成できるという効果がある。
【０１８７】
請求項２９の発明は、請求項２８の発明において、前記金属体は端部から所定の長さの部分の表面にパーマロイめっきを施した電磁ステンレスからなるので、金属体の端部と他の部分との透磁率のバランスがよく、また耐食性にも優れているという効果がある。
【０１８８】
請求項３０の発明は、請求項１または２の発明において、前記金属体の端部は、面取り処理を行ってエッジを除去したので、ボビンの内部で金属体が引っ掛かることなく、引っ掛かりによる直線性の悪化を防止することができるという効果がある。
【０１８９】
請求項３１の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルは所定の曲率で湾曲した形状を有しており、前記検出コイルを固定し、前記検出コイルの曲率変化を矯正する手段を有するハウジングを備えるので、検出コイルの曲率変化を矯正、防止することができるという効果がある。
【０１９０】
請求項３２の発明は、請求項３１の発明において、前記ハウジングは前記検出コイルの内側半径部分の少なくとも一部に当接することによって、前記検出コイルの曲率変化を矯正するので、請求項２３と同様の効果を奏することができる。
【０１９１】
請求項３３の発明は、請求項１または２の発明において、前記検出コイルを巻回した巻枠を備え、組み立て前に前記コイルと巻枠とを樹脂モールドしたので、組立て時の断線防止、振動・衝撃に対する断線防止を図ることができるという効果がある。さらに、湾曲巻枠の場合、変形を矯正した状態で樹脂モールドすることで、ハウジング側に検出コイルの曲率変化を矯正する手段がなくても、請求項２３と同様の効果を奏する。
【０１９２】
請求項３４の発明は、請求項１または２の発明において、２つの前記検出コイルを各々巻回した２つの巻枠を備え、組み立て前に２つの前記コイルと２つの前記巻枠とを一体に樹脂モールドしたので、請求項２４の効果に加えて、２つの検出コイルの位置関係がずれることがなく、組立て時の位置ずれによる２系統の検出部間の出力変動が生じないという効果がある。
【０１９３】
請求項３５の発明は、請求項２において、２つの前記検出コイルを備え、前記検出コイルに貫入する２つの前記金属体を一体に樹脂モールドしたので、請求項２５と同様の効果を奏する。
【０１９４】
請求項３６の発明は、請求項２の発明において、同一の曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、同一の曲率で湾曲した２つの前記金属体とを備え、２つの前記検出コイルは、前記金属体の回転軸方向に重ねて配置されるので、検出コイルの巻線部の見込み角度、可動ブロックの機械的回転角度を大きくとることができ、したがって検出コイルのインピーダンスの直線性が良好な回転角度の範囲が広がるという効果がある。さらに、２つの検出コイルの仕様を同じにできるので、２つの検出コイルの特性を同一にでき、巻線加工、コスト面で有利になる。
【０１９５】
請求項３７の発明は、請求項２の発明において、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記金属体とを備え、２つの前記検出コイルは、前記金属体の回転軸に対して同一回転角度上、且つ同一平面上に配置されるので、検出コイルの巻線部の見込み角度、可動ブロックの機械的回転角度を大きくとることができ、したがって検出コイルのインピーダンスの直線性が良好な回転角度の範囲が広がるという効果がある。さらに、薄型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の参考例１の断面構造を示す図である。
【図２】  本発明の参考例１の回路構成を示す図である。
【図３】  本発明の実施形態１の断面構造を示す図である。
【図４】  本発明の実施形態１の回路ブロックを示す図である。
【図５】  近接スイッチの回路ブロックを示す図である。
【図６】  本発明の実施形態１の回路構成を示す第１の図である。
【図７】  本発明の実施形態１の回路構成を示す第２の図である。
【図８】  （ａ），（ｂ）ＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタとの各特性を示す図である。
【図９】  本発明の実施形態１の回路構成を示す第３の図である。
【図１０】  本発明の検出コイルの等価回路を示す図である。
【図１１】  表皮効果による銅線の抵抗値変動を示す図である。
【図１２】  近接効果による銅線の抵抗値変動を示す図である。
【図１３】  （ａ），（ｂ）巻枠の外形を示す図である。
【図１４】  ボビンと検出コイルとの外形を示す図である。
【図１５】  本発明の実施形態３の断面構造を示す第１の図である。
【図１６】  本発明の実施形態３の断面構造を示す第２の図である。
【図１７】  （ａ），（ｂ）本発明の実施形態４のポジション信号を示す第１の図である。
【図１８】  （ａ），（ｂ）本発明の実施形態４のポジション信号を示す第２の図である。
【図１９】  （ａ），（ｂ）本発明の実施形態４のポジション信号を示す第３の図である。
【図２０】  本発明の参考例２の断面構造を示す図である。
【図２１】  本発明の参考例２の回路構成を示す図である。
【図２２】  本発明の実施形態５の上面を示す図である。
【図２３】  同上の側面断面を示す図である。
【図２４】  同上の検出コイルの断面図を示す図である。
【図２５】  同上の金属体に用いる磁性体の特性を示す図である。
【図２６】  （ａ）〜（ｅ）同上の角度スパンと検出コイルの交流インピーダンスの直進性との関係を周波数毎に示す図である。
【図２７】  同上の金属体の端部を示す図である。
【図２８】  同上の直線ストローク構成のポジションセンサの側面断面を示す図である。
【図２９】  同上のエッジを除去した金属体の端部を示す図である。
【図３０】  同上の両端部に保持・固定用部材を設けた検出コイルを示す図である。
【図３１】  本発明の実施形態６の検出部を２つ備える第１のポジションセンサの上面を示す図である。
【図３２】  同上の第１のポジションセンサの側面断面の一部を示す図である。
【図３３】  同上の検出部を２つ備える第２のポジションセンサの上面を示す図である。
【図３４】  同上の第２のポジションセンサの側面断面の一部を示す図である。
【図３５】  従来例の構成を示す第１の図である。
【図３６】  従来例の構成を示す第２の図である。
【図３７】  従来例の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１  金属体
２  検出コイル
３  定電流回路
４  信号処理回路
１０  巻枠
【図１】
0004026405.tif 000002
【図２】
0004026405.tif 000003
【図３】
0004026405.tif 000004
【図４】
0004026405.tif 000005
【図５】
0004026405.tif 000006
【図６】
0004026405.tif 000007
【図７】
0004026405.tif 000008
【図８】
0004026405.tif 000009
【図９】
0004026405.tif 000010
【図１０】
0004026405.tif 000011
【図１１】
0004026405.tif 000012
【図１２】
0004026405.tif 000013
【図１３】
0004026405.tif 000014
【図１４】
0004026405.tif 000015
【図１５】
0004026405.tif 000016
【図１６】
0004026405.tif 000017
【図１７】
0004026405.tif 000018
【図１８】
0004026405.tif 000019
【図１９】
0004026405.tif 000020
【図２０】
0004026405.tif 000021
【図２１】
0004026405.tif 000022
【図２２】
0004026405.tif 000023
【図２３】
0004026405.tif 000024
【図２４】
0004026405.tif 000025
【図２５】
0004026405.tif 000026
【図２６】
0004026405.tif 000027
【図２７】
0004026405.tif 000028
【図２８】
0004026405.tif 000029
【図２９】
0004026405.tif 000030
【図３０】
0004026405.tif 000031
【図３１】
0004026405.tif 000032
【図３２】
0004026405.tif 000033
【図３３】
0004026405.tif 000034
【図３４】
0004026405.tif 000035
【図３５】
0004026405.tif 000036
【図３６】
0004026405.tif 000037
【図３７】
0004026405.tif 000038