(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＳＫ変調された受信信号を直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離する直交検波回路と、
前記直交信号の同相成分と直交成分を各々オーバーサンプリングしてデジタル化し、直交データを出力するＡ／Ｄ変換回路と、
前記直交データに対して１シンボル前の直交データとの位相差分を取る遅延検波回路と、
前記位相差分を同期タイミングに従ってデータ判定し復調データを出力するデータ判定回路と、
前記データ判定回路に同期タイミングを供給するシンボル同期回路とを有する復調装置であって、
前記シンボル同期回路が、前記Ａ／Ｄ変換回路からの直交データを入力し、１シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、前記オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延した直交データとの複素共役乗算結果の同相成分を求め、前記複素共役乗算結果の同相成分のシンボル周期の変化が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとして前記データ判定回路に出力するシンボル同期回路であることを特徴とする復調装置。
【請求項２】
シンボル同期回路が、
直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延させ、ｎサンプル遅延直交データを出力するｎサンプル遅延回路と、
前記直交データと前記ｎサンプル遅延直交データのベクトル差分を求め、前記ベクトル差分の同相成分をｎサンプル差分データとして出力する複素共役回路と、
前記ｎサンプル差分データを入力し、１シンボル遅延させて遅延ｎサンプル差分データを出力する１シンボル遅延回路と、
前記ｎサンプル差分データと前記遅延ｎサンプル差分データとの差分を求める差分回路と、
前記差分の自乗和を求めて出力する自乗和回路と、
前記自乗和回路からの出力を１シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化する平均化回路と、
前記平均化回路の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する同期検出回路とを有するシンボル同期回路であることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル無線通信におけるＰＳＫ方式の復調装置に係り、特に計算量が少なく、Ｓ／Ｎ劣化に伴う復調品質の劣化を防ぐことができる復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信においては、ディジタル無線送信機から送信されたディジタル送信信号を受信側で受信し、伝送されてきた情報信号を適正に取り出すために、サンプリングクロックタイミング同期やシンボルタイミング同期、フレーム同期といった同期確立技術が重要である。
特に、受信装置の復調処理において、最適な復調タイミングを抽出するシンボル同期技術は、受信誤り率特性の良し悪しを左右する重要な技術である。
【０００３】
従来のクロックタイミング再生技術としては、平成１２年３月３日公開の特開２０００−６９１００号「クロックタイミング再生回路及び復調装置」（出願人：日本電信電話株式会社、発明者：高尾  俊明他）がある。
この従来技術は、一定周期の基準クロックを時間τだけ遅らせて位相補正した補正クロックを用い、立ち上がり点あるいは立ち下がり点をδｔだけ進めたタイミングでベースバンド信号をサンプリングし、このサンプリングしたベースバンド信号の自乗和Ｒａ２を求め、前記補正クロックの立ち上がり点あるいは立ち下がり点を時間δｔだけ遅らせたタイミングでベースバンド信号をサンプリングし、このサンプリングしたベースバンドの自乗和Ｒｂ２を求め、前記サンプリングしたベースバンドの自乗和Ｒａ２と自乗和Ｒｂ２とを比較し、前記比較した結果が、前者が大きい場合には時間τを小さくし、後者が大きい場合には時間τを大きくし、それらを新たに時間τとして補正クロックを生成し、所望のクロックタイミングを有するサンプルクロックとして再生する手法である。
【０００４】
上記公報の技術の構成例について、図５を用いて簡単に説明する。図５は従来のサンプルクロック再生手法を実現する基本的な実施形態を示すブロック構成図であり、クロックタイミング再生回路を備えた復調装置の構成例を示している。従来の復調装置には、ＩＦ信号が入力される検波器５と、検波器出力をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）６と、アナログ／ディジタル変換器６が出力するサンプル信号を処理し復号信号を得るベースバンド信号処理回路７と、ＩＦ信号およびサンプル信号から復号信号を得るためのクロックタイミングを再生するクロックタイミング再生回路８とを備える。
【０００５】
クロックタイミング再生回路８には、一定周期の基準クロックを発生する基準クロック発振器（ＯＳＣ）８１と、この基準クロックを位相補正して補正クロック（ｔ0）を生成する位相シフタ８４と、補正クロックからサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成回路８５と、サンプルクロックによりベースバンド信号をサンプリングして得られたサンプル信号の自乗値を計算する自乗和回路８２と、自乗和回路８２により得られたサンプル信号の自乗値からクロック位相制御信号（φ）を求めて位相シフタを制御するクロック位相制御回路８３とを備える。
【０００６】
すなわち、従来の復調装置は、受信したベースバンド信号をサンプリングするサンプルクロックの位相を所望の位相となるように調整するクロックタイミング再生回路８およびこれを用いた復調装置である。
【０００７】
ここで、従来技術の特徴とするところは、クロックタイミング再生回路８において、基準クロック発振器８１から発生する基準クロックに対して時間τだけタイミングの遅れた補正クロックを位相シフタ８４で発生させ、この補正クロックを時間δｔ進めた第一のタイミングおよびこの補正クロックを時間δｔ遅らせた第二のタイミングのサンプルクロックをサンプルクロック生成回路８５で生成して、Ａ／Ｄ変換回路６でベースバンド信号をそれぞれのタイミングでサンプリングし、自乗和回路８２で第一のタイミングでサンプリングされたベースバンド信号の自乗和Ｒａ２と第二のタイミングでサンプリングされたベースバンド信号の自乗和Ｒｂ２を求め、クロック位相制御回路８３でこれを比較し、この比較結果にしたがって前記時間τを調整するところにある。
【０００８】
具体的にクロック位相制御回路８３では、前記自乗和Ｒａ２の方が前記自乗和Ｒｂ２よりも大きいときには前記時間τをわずかに小さくし、前記自乗和Ｒｂ２の方が前記自乗和Ｒａ２よりも大きいときには前記時間τをわずかに大きくしてこれを新たな時間τとして位相シフタ８４に供給する。
【０００９】
従来方式の手法により得られる自乗和回路８２の出力とその平均化出力は、図６に示すような波形となり、所望のクロックタイミングとほぼ等しいタイミングで最大となる平均化出力が得られることになるものである。図６は、従来の復調装置における同期点を確認するための自乗和回路の出力及びその平均化出力波形を示す説明図である。
【００１０】
また、別の従来のシンボルタイミング検出技術としては、平成１３年８月３１日公開の特開２００１−２３７９０５号「シンボルタイミング検出方法」（出願人：株式会社日立国際電気、発明者：日暮  欽一他）がある。
この従来技術は、検波した受信信号をシンボル周期あたりＮ回オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングした受信信号のプリアンブル区間の同相成分信号及び直交成分信号のからシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、プリアンブル区間の同相成分信号及び直交成分信号の２乗値を計算し、２乗値が最大値を与える位置Ｍ１と最小値を与える位置Ｍ２とを検索して、Ｍ１とＭ２との中間点ｍ＝（Ｍ１＋Ｍ２）／２を求め、ｍをＮで割った余りｍmodＮをシンボルタイミングとするシンボルタイミング検出方法であり、それによってシンボルタイミング検出のための演算量を減少させることができるものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の特開２０００−６９１００号の技術では、図６に示すように平均化出力波形のピーク（同期タイミング）とその他のタイミングとの差が小さく、受信信号のＳ／Ｎ劣化時にはピークタイミングの識別が難しく同期位置抽出精度が劣化し、復調時の誤り率特性の劣化を招くという問題点があった。図６は、従来技術における同期点を示す波形図である。
【００１２】
また、上記従来の特開２００１−２３７９０５号の技術では、オーバーサンプリングされた直交検波信号からシンボルタイミングを検出し、検出されたシンボルタイミングで再度シンボル単位のサンプリングを行うので、サンプリングを行う構成が２重に必要となり、構成が増大するという問題点があった。
【００１３】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、サンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つＳ／Ｎ劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる復調装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、復調装置において、ＰＳＫ変調された受信信号を直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離する直交検波回路と、直交信号の同相成分と直交成分を各々オーバーサンプリングしてデジタル化し、直交データを出力するＡ／Ｄ変換回路と、直交データに対して１シンボル前の直交データとの位相差分を取る遅延検波回路と、位相差分を同期タイミングに従ってデータ判定し復調データを出力するデータ判定回路と、データ判定回路に同期タイミングを供給するシンボル同期回路とを有する復調装置であって、シンボル同期回路が、Ａ／Ｄ変換回路からの直交データを入力し、１シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延した直交データとの複素共役乗算結果の同相成分を求め、複素共役乗算結果の同相成分のシンボル周期の変化が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力するシンボル同期回路であるものなので、オーバーサンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つＳ／Ｎ劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる。
【００１５】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、復調装置において、
シンボル同期回路が、
直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延させ、ｎサンプル遅延直交データを出力するｎサンプル遅延回路と、
直交データとｎサンプル遅延直交データのベクトル差分を求め、ベクトル差分の同相成分をｎサンプル差分データとして出力する複素共役回路と、
ｎサンプル差分データを入力し、１シンボル遅延させて遅延ｎサンプル差分データを出力する１シンボル遅延回路と、
ｎサンプル差分データと遅延ｎサンプル差分データとの差分を求める差分回路と、
差分の自乗和を求めて出力する自乗和回路と、
自乗和回路からの出力を１シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化する平均化回路と、
平均化回路の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する同期検出回路とを有するシンボル同期回路であるものなので、
構成を増大することなく計算量を軽減し、且つＳ／Ｎ劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明に係る復調装置は、ＰＳＫ変調された受信信号を直交検波回路で直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離し、Ａ／Ｄ変換回路で各々オーバーサンプリングして直交データを出力し、遅延検波回路で１シンボル前の直交データとの位相差分を取り、データ判定回路でシンボル同期回路からの同期タイミングに従って位相差分をデータ判定し復調データを出力するもので、この時シンボル同期回路が、直交データを入力し、１シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延した直交データとの差分ベクトルの同相成分を求め、差分ベクトルの同相成分が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力するものなので、オーバーサンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つＳ／Ｎ劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができるものである。
【００１７】
本発明に係る復調装置は、シンボル同期回路が、直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延させ、ｎサンプル遅延直交データを出力するｎサンプル遅延回路と、直交データとｎサンプル遅延直交データのベクトル差分を求め、ベクトル差分の同相成分をｎサンプル差分データとして出力する複素共役回路と、ｎサンプル差分データを入力し、１シンボル遅延させて遅延ｎサンプル差分データを出力する１シンボル遅延回路と、ｎサンプル差分データと遅延ｎサンプル差分データとの差分を求める差分回路と、差分の自乗和を求めて出力する自乗和回路と、自乗和回路からの出力を１シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化する平均化回路と、平均化回路の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する同期検出回路とを有するものなので、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つＳ／Ｎ劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができるものである。
【００１８】
まず、本発明の実施の形態に係る復調装置の概略構成について図１を使って説明する。図１は、本発明に係る復調装置の概略構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る復調装置は、図１に示すように、直交検波回路１と、Ａ／Ｄ変換回路６ａ、６ｂと、遅延検波回路２と、シンボル同期回路３と、データ判定回路４とから構成されている。
【００１９】
本発明の復調装置の各部について説明する。
直交検波回路１は、受信した高周波（Radio Frequency：ＲＦ）信号を直交検波して、同相成分信号Ｉ（ｔ）と、直交成分信号Ｑ（ｔ）に分離して出力するものである。
【００２０】
Ａ／Ｄ変換回路６ａは、同相成分信号Ｉ（ｔ）をサンプリングして同相成分のデジタルデータ（同相成分データと呼ぶ）Ｉ′（ｔ）を出力するもので、１シンボルに対してＴオーバーサンプリングして出力するようになっている。
同様に、Ａ／Ｄ変換回路６ｂは、直交成分信号Ｑ（ｔ）をサンプリングしてデジタルデータ（直交成分データと呼ぶ）Ｑ′（ｔ）を出力するもので、１シンボルに対してＴオーバーサンプリングして出力するようになっている。
尚、同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ）とを合わせて直交データと呼ぶ。
【００２１】
遅延検波回路２は、サンプリングされた直交データ（同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ））に対して、１シンボル前の直交データとの複素共役を取ることによって位相差分をとる一般的な遅延検波回路である。
シンボル同期回路３は、直交検波出力であるＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の最適復調タイミング（同期タイミング）を抽出するものであり、ここでの同期タイミング抽出方法が本発明の特徴である。詳細は後述する。
データ判定回路４は、シンボル同期回路３からの同期タイミング信号を使用して、遅延検波回路２からの位相差分値を変調方式に応じて符号判定し、復調データとして出力するものである。
【００２２】
次に、本発明の復調装置のシンボル同期回路３における同期タイミング抽出方法について説明する。
本発明の同期タイミング抽出方法は、送信側で行う位相変調（Phase Shift Keying：ＰＳＫ変調）の性格上、位相変調された変調波は、シンボル点において位相がシフトするだけで振幅は変わらない、即ちシンボル点は常に定振幅である点を利用する。
この性格を利用することにより、受信した変調波のシンボル点付近の２つの信号のベクトル差分を求めると、ベクトル差分の直交成分は大きな値を取るが、ベクトル差分の同相成分は０（ゼロ）に近い値を取るはずである。
【００２３】
そこで、受信波の直交検波出力を１シンボルに対してオーバーサンプリングした直交データ（同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ））に対して、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分、例えば２サンプル遅延した直交データとのベクトル差分（２サンプル差分と呼ぶ）を求め、その２サンプル差分の同相成分が最も小さいタイミングが同期タイミングである。
【００２４】
尚、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔については、２サンプルに限定されるわけではなく、オーバーサンプリング数に対して十分小さく、且つ偶数サンプルであればよい。例えば、オーバーサンプリング数を１０とすると、２サンプルが適宜である。
【００２５】
ここで、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔を偶数サンプルにする理由について説明する。
シンボル位置における時刻をＡとし、当該シンボル位置を挟む２つのタイミング、（Ａ−Δｔ１）と（Ａ＋Δｔ２）を考える。
【００２６】
受信信号ＲをＩ相とＱ相の直交信号に分離して考えると、
Ｒ(t)＝Ｉ(t)＋ｊＱ(t)
であり、シンボル位置及び上記前後のタイミングの時刻における受信信号は、
Ｒ(Ａ)＝Ｉ(Ａ)＋ｊＱ(Ａ)
Ｒ(Ａ−Δｔ１)＝Ｉ(Ａ−Δｔ１)＋ｊＱ(Ａ−Δｔ１)
Ｒ(Ａ＋Δｔ２)＝Ｉ(Ａ＋Δｔ２)＋ｊＱ(Ａ＋Δｔ２)
である。
【００２７】
そして、シンボル位置を挟む２つのタイミングの受信信号の差分ベクトルＲｓは、複素共役によって求め、
0003949458.tif 000002
とすると、
0003949458.tif 000003
である。
【００２８】
ここで、Ｉ(Ａ)をＩＳｙｍ、Ｑ(Ａ)をＱＳｙｍとし、Ｉ(Ａ−Δｔ１)をＩＳｙｍ−ΔＭＩ、Ｑ(Ａ−Δｔ１)をＱＳｙｍ−ΔＭＱ、Ｉ(Ａ＋Δｔ２)をＩＳｙｍ＋ΔＰＩ、Ｑ(Ａ＋Δｔ２)をＱＳｙｍ＋ΔＰＱとおくと、（数１）の同相成分ＩＳは、
0003949458.tif 000004
となる。
尚、直交成分ＱＳは、使用しないので、以降無視する。
【００２９】
この差分ベクトルの同相成分ＩＳは、１シンボル前についても同様であるので、１シンボル前のＩ′Ｓは、
Ｉ′Ｓ＝Ｉ′Ｓｙｍ２＋(ΔＰ′Ｉ−ΔＭ′Ｉ)Ｉ′Ｓｙｍ−ΔＭ′ＩΔＰ′Ｉ＋Ｑ′Ｓｙｍ２＋(ΔＰ′Ｑ−ΔＭ′Ｑ)Ｑ′Ｓｙｍ−ΔＭ′ＱΔＰ′Ｑである。
【００３０】
そこで、ＩＳと１シンボル前のＩ′Ｓとの差分を取ると、
0003949458.tif 000005
となる。
【００３１】
上記（数２）において、本発明が前提としているＰＫＳ変調方式は、定包絡変調であるため、
（ＩＳｙｍ２＋ＱＳｙｍ２)−（Ｉ′Ｓｙｍ２＋Ｑ′Ｓｙｍ２)＝０
である。また、ΔＭ，ΔＰは微少量であるので、
ΔＭＩΔＰＩ＝ΔＭＱΔＰＱ＝ΔＭ′ＩΔＰ′Ｉ＝ΔＭ′ＱΔＰ′Ｑ≒０
と近似すると、（数２）で求めた差分ベクトルの同相成分ＩＳのシンボル間差分は、
0003949458.tif 000006
と置き換えることができる。
【００３２】
ここで、ＩＳｙｍ，ＱＳｙｍ，Ｉ′Ｓｙｍ，Ｑ′Ｓｙｍは、シンボル点における各成分であるので、各種値を取る可能性があるため、差分ベクトルの同相成分ＩＳのシンボル間差分の電力がより小さい点を求めるためには、
ΔＰＩ−ΔＭＩ≒０
ΔＰ′Ｉ−ΔＭ′Ｉ≒０
ΔＰＱ−ΔＭＱ≒０
ΔＰ′Ｑ−ΔＭ′Ｑ≒０                                    （数４）
であることが望まれる。
【００３３】
シンボル点の前後で（数４）の関係が成り立つ為には、差分ベクトルを求める２つの受信信号のタイミングとシンボルタイミングとの間隔であるΔｔ１，Δｔ２が、
Δｔ１≒Δｔ２
であればよい。
【００３４】
よって、ベクトル差分をもとめる２つの受信信号の間隔としては、図７（ａ）に示すように、シンボル点（図中●）の時刻と等（時間）距離にある信号（図中×）である必要があり、この信号はオーバーサンプリング間隔をΔｔとすると、２ｍ×Δｔ離れた信号であり、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔を偶数サンプルにする必要がある。図７は、本発明におけるベクトル差分を求めるサンプリング間隔を説明する説明図である。
【００３５】
もし、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔を奇数サンプル（例えば３）にすると、図７（ｂ），（ｃ）に示すように、ベクトル差分をもとめる２つの受信信号からシンボル点までの時間間隔が等距離にならず、（数４）の関係が成り立たなくなる。
よって、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔は、オーバーサンプリング数に対して十分小さく、且つ偶数サンプルである必要がある。
【００３６】
上記原理に従って本発明では、同期タイミングの多少の変動を考慮して、１シンボルに対して同じオーバーサンプリングタイミング（番号）になるタイミングに対して、上記直交データの２サンプル差分の同相成分について、更に１シンボル前との差分の自乗和を取り、複数シンボルにわたって平均化し、その平均値が最小になるオーバーサンプリングタイミング（番号）が同期タイミングであると判断するようになっている。
【００３７】
ここで、本発明の同期タイミング抽出方法の原理について、数式及び図を用いて説明する。尚、ここでの説明では８相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）を用いて説明するが、本発明は８相に限定せず、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＰＳＫ等、定包絡変調であれば適用できる。
【００３８】
変調された受信信号をＲ(t)（ｔは、サンプリング数）とすると、Ｒ(t)は直交検波回路１で直交検波されてで次式のようにＩ相とＱ相の直交信号に分離される。
Ｒ(t)＝Ｉ(t)＋ｊＱ(t)
そして、１シンボルのサンプリング数（即ち、オーバーサンプリング数）をＴとすると、遅延検波回路２で、Ｒ(t)と１シンボル前のデータＲ＊(t-T)との複素共役をとり、位相差分である遅延検波出力信号をＲＤ(t)とすると、ＲＤ(t)は次式のようになる。
0003949458.tif 000007
【００３９】
この時、シンボル同期回路３では、まず、２サンプル遅延した直交信号（データ）とのベクトル差分（２サンプル差分）を求めるために、Ｒ(t)と２サンプル前のデータＲ＊(t-2)との複素共役を行い、その結果を２サンプル差分ＲＳ(t)とすると、ＲＳ(t)は差分ベクトルを用いて次式のように表せる。
0003949458.tif 000008
【００４０】
次に、上式の２サンプル差分の差分ベクトルにおける実数部（同相成分）ＩＳ(t)（２サンプル差分データ）を用いて、１シンボル前の２サンプル差分データ（遅延２サンプル差分データ）との差分の自乗和ＳＹＮ(t)を求めると、ＳＹＮ(t)は次式のようになる。
ＳＹＮ(t)＝（ＩＳ(t)−ＩＳ(t-T)）２
【００４１】
１シンボルをＴオーバーサンプリングする場合、サンプリング数ｔをオーバーサンプリング数Ｔで割った余りの値（ｔ％Ｔで表す）が、シンボル同期点の候補である。
そこで、上記求めた自乗和ＳＹＮ(t)を、ｔ％Ｔが同一になるサンプルタイミング毎に加算して平均化を行うことで、複数シンボルにわたって平均化された自乗和Ｐ（ｔ％Ｔ）を求めることができる。
平均化の例としては、重み係数λ（０＜λ＜１）を用いて、
Ｐ（ｔ％Ｔ）＝Ｐ（ｔ％Ｔ）×λ＋ＳＹＮ（ｔ％Ｔ）×（１−λ）
で求めることができる。
【００４２】
次に、上記説明した同期タイミング抽出方法を実現するシンボル同期回路３の構成例について、図２を使って説明する。図２は、本発明の復調装置のシンボル同期回路３の内部構成例を示すブロック図である。
本発明の復調装置のシンボル同期回路３内部は、２サンプル遅延回路３１と、複素共役回路３２と、１シンボル遅延回路３３と、差分回路３４と、自乗和回路３５と、平均化回路３６と、同期検出回路３７とから構成されている。
尚、２サンプル遅延回路３１が、請求項のｎサンプル遅延回路に相当している。
【００４３】
シンボル同期回路３内部の各部について説明する。
２サンプル遅延回路３１は、入力される直交データ（同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ））に対して、２サンプル分遅延させる遅延素子であり、２サンプル差分データを出力する。
尚、ここでの遅延サンプル数は、２サンプルに限定されるわけではなく、オーバーサンプリング数に対して十分小さく偶数サンプルであればよい。例えば、オーバーサンプリング数を１０とすると、２サンプルが適宜であり、以降は、２サンプル遅延の例で説明する。
【００４４】
複素共役回路３２は、入力される直交データ（同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ））と、２サンプル遅延回路３１で遅延された２サンプル前の直交データとの複素共役をとって２サンプルのベクトル差分（２サンプル差分）を求める一般的な複素共役回路であり、その２サンプル差分の同相成分ＩＳ(t)のみを２サンプル差分データとして出力する。
【００４５】
１シンボル遅延回路３３は、入力される２サンプル差分の同相成分ＩＳ(t)（２サンプル差分データ）に対して、１シンボル（オーバーサンプリング数Ｔとした場合にＴサンプル）分遅延させる遅延素子であり、遅延２サンプル差分データとして出力する。
差分回路３４は、複素共役回路３２から出力される２サンプル差分の同相成分ＩＳ(t)と、１シンボル遅延回路３３から出力される１シンボル前の２サンプルベクトル差分の同相成分ＩＳ(t-T)（遅延２サンプル差分データ）との差分を求める差分回路である。
自乗和回路３５は、差分回路３４で求めた２サンプル差分の同相成分ＩＳの差分の絶対値を取るために、同相成分ＩＳの差分を自乗して自乗和ＳＹＮ(t)を出力する自乗和回路である。
【００４６】
平均化回路３６は、自乗和回路３５から出力される自乗和ＳＹＮ（ｔ）に対して、１シンボルに対するオーバーサンプリングタイミング（番号）における値を複数シンボルにわたって平均化し、平均値Ｐ（ｔ％Ｔ）を出力するものである。具体的には、サンプリング番号をオーバーサンプリング数（Ｔ）で割った余りが、１シンボルにおけるオーバーサンプリング番号になるので、このオーバーサンプリング番号毎に自乗和回路３５から出力される自乗和ＳＹＮ（ｔ）に対して、適当な重み付けをしながら加算していくと、各オーバーサンプリング番号における複数シンボルにわたる平均値が平均化出力Ｐ（ｔ％Ｔ）として求められることになる。
【００４７】
同期検出回路３７は、平均化回路３６からの平均化出力Ｐ（ｔ％Ｔ）が最小になるオーバーサンプリング番号のタイミングを同期タイミングとしてタイミング信号を出力するものである。
【００４８】
次に、本発明の復調装置の動作について、図１，図２を使って説明する。
本発明の復調装置では、受信した変調信号（ＲＦ信号）が直交検波回路１で直交検波されて、直交信号の同相成分信号Ｉ（ｔ）と直交成分信号Ｑ（ｔ）とに分離され、Ａ／Ｄ変換回路６ａ、６ｂで各々Ｔ倍オーバーサンプリングされて直交データの同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ）が出力される。
【００４９】
この時、シンボル同期回路３内では、２サンプル遅延回路３１で直交データ（同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ））とが２サンプル分遅延され、複素共役回路３２で直交データ（同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ））と、２サンプル遅延回路３１で遅延された２サンプル前の直交データ（同相成分データＩ′（ｔ−２）と直交成分データＱ′（ｔ−２））との複素共役がとられて、２サンプルのベクトル差分（２サンプル差分）が求められ、同相成分ＩＳ(t)（２サンプル差分データ）が出力される。
【００５０】
そして、２サンプル差分の同相成分ＩＳ(t)（２サンプル差分データ）は、１シンボル遅延回路３３で１シンボル（オーバーサンプリング数Ｔとした場合にＴサンプル）分遅延されて遅延２サンプル差分データとして出力され、差分回路３４で複素共役回路３２から出力される２サンプル差分の同相成分ＩＳ(t)と、１シンボル前の２サンプルベクトル差分の同相成分ＩＳ(t-T)（遅延２サンプル差分データ）との差分が取られ、更に自乗和回路３５でその自乗和が為されて自乗和ＳＹＮ(t)が出力される。
【００５１】
そして、平均化回路３６で、サンプリング番号をオーバーサンプリング数（Ｔ）で割った余りの値のタイミング毎（オーバーサンプリング番号毎）に自乗和回路３５からの自乗和ＳＹＮ(t)が平均化され、各タイミングで平均化された平均化出力Ｐ（ｔ％Ｔ）が出力され、同期検出回路３７で、平均化回路３６からの平均化出力Ｐ（ｔ％Ｔ）が最小になるタイミングを検出して、最小になった時に同期タイミングとして出力される。
【００５２】
また、直交検波回路１から出力され、Ａ／Ｄ変換回路６ａ、６ｂで各々Ｔ倍オーバーサンプリングされた直交データの同相成分データＩ′（ｔ）と直交成分データＱ′（ｔ）は、遅延検波回路２で１シンボル前の直交データとの複素共役が取られて位相差分である遅延検波出力信号ＲＤ(t)が求められ、データ判定回路４において、シンボル同期回路３からの同期タイミングに従って遅延検波出力信号ＲＤ(t)を符号判定し、復調データを出力するようになっている。
【００５３】
上記説明したシンボル同期回路３で平均化回路３６から出力される平均化された自乗和Ｐ（ｔ％Ｔ）は、例えばオーバーサンプリング数Ｔが１０の場合、図３（ａ）に示すように、ｔ％１０のある値（図３では５）においてＰ（ｔ％１０）が底になるように変化し、このＰ（ｔ％１０）が最小になる点（タイミング）がシンボル同期点である。図３は、１シンボル内の各サンプル数における平均化された自乗和Ｐ（ｔ％１０）の様子を示す説明図である。
【００５４】
また、同じシステムにおいて、受信器入力信号Ｒ(t)にＳ／Ｎ＝２０ｄＢのノイズが加算されたような場合であっても、図３（ｂ）に示すように、Ｐ（ｔ％１０）が底になるタイミングが検出可能であり、ノイズ環境下においても十分シンボル同期位置の抽出が可能である。
【００５５】
また、本発明の復調装置を用いた場合のＢＥＲ（Bit Error Rate）特性の測定結果を図４に示す。図４は、本発明の復調装置におけるＢＥＲ特性の測定結果を示すグラフ図である。尚、図４では重み係数λ＝０．９５の場合を示している。図４から解るように、本発明の復調装置のように受信信号の直交信号（データ）における２サンプルのベクトル差分の同相成分の隣り合うシンボル間の差分の絶対値が最小となるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとして、シンボル単位の遅延検波後のデータ判定を行うと、ノイズが少ない状態であっても、ノイズが多い状態であっても理想同期にかなり近い形で同期を取ることができる。
【００５６】
図２に示した本発明の構成では、複素共役回路３２から２サンプル差分の同相成分ＩＳ(t)のみを出力するように説明したが、複素共役回路３２からは、２サンプル差分の同相、直交の両成分を出力するようにし、差分回路３４で１シンボル前の２サンプルベクトル差分のとの差分を求め、差分の同相成分のみを出力するようにしても構わない。
【００５７】
本発明の復調装置によれば、ＰＳＫ変調された受信信号を直交検波回路１で直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離し、Ａ／Ｄ変換回路６ａ，６ｂで各々オーバーサンプリングして直交データを出力し、遅延検波回路２で１シンボル前の直交データとの位相差分を取り、データ判定回路４でシンボル同期回路３からの同期タイミングに従って位相差分をデータ判定し復調データを出力するので、１シンボルに対するオーバーサンプリング数が十分であれば、特開２０００−６９１００号のようにサンプリングクロックを調整して同期を取る必要が無く、サンプリングされたデータから同期タイミングを抽出できるので、構成を簡単にすることができる効果がある。
【００５８】
また、本発明の復調装置では、シンボル同期回路３が、直交データを入力し、１シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延した直交データとの差分ベクトルの同相成分を求め、差分ベクトルの同相成分が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路４に出力するものなので、オーバーサンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、特開２００１−２３７９０５号の技術のようにシンボル単位のサンプリングを再度行う必要が無く、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つＳ／Ｎ劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる効果がある。
【００５９】
また、本発明の復調装置によれば、シンボル同期回路３において、２サンプル遅延回路３１が直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分（例えば２サンプル）を遅延させ、２サンプル遅延直交データを出力し、複素共役回路３２が、直交データと２サンプル遅延直交データのベクトル差分を求めて、ベクトル差分の同相成分を２サンプル差分データとして出力し、１シンボル遅延回路３３が、２サンプル差分データを入力し、１シンボル遅延させて遅延２サンプル差分データを出力し、差分回路３４が、ｎサンプル差分データと遅延２サンプル差分データとの差分を求め、自乗和回路３５が差分の自乗和を求めて出力し、平均化回路３６が自乗和回路３５からの出力を１シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化し、同期検出回路３７が平均化回路３６の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力するものなので、２サンプル遅延直交データとのベクトル差分の同相成分のみについて、１シンボル遅延、差分、自乗和、平均化を行うので、構成を増大することなく計算量を軽減して同期タイミングを抽出することができる効果がある。
【００６０】
また、本発明の同期タイミング抽出方法で求めたｎサンプル差分ベクトルの同相成分の１シンボル前との差分の自乗和の平均は、シンボルタイミングで最小となり、受信信号にノイズが加算されてもシンボルタイミングで最小となるという点は変わらず、シンボルタイミングを確実に抽出できるので、Ｓ／Ｎ劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる効果がある。
【００６１】
【発明の効果】
本発明によれば、ＰＳＫ変調された受信信号を直交検波回路で直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離し、Ａ／Ｄ変換回路で各々オーバーサンプリングして直交データを出力し、遅延検波回路で１シンボル前の直交データとの位相差分を取り、データ判定回路でシンボル同期回路からの同期タイミングに従って位相差分をデータ判定し復調データを出力する復調装置であり、この時シンボル同期回路が、直交データを入力し、１シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延した直交データとの複素共役乗算結果の同相成分を求め、複素共役乗算結果の同相成分のシンボル周期の変化が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する復調装置としているので、オーバーサンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つＳ／Ｎ劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる効果がある。
【００６２】
また、本発明によれば、シンボル同期回路において、ｎサンプル遅延回路が直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいｎサンプル数分を遅延させ、ｎサンプル遅延直交データを出力し、複素共役回路が、直交データとｎサンプル遅延直交データのベクトル差分を求めて、ベクトル差分の同相成分をｎサンプル差分データとして出力し、１シンボル遅延回路が、ｎサンプル差分データを入力し、１シンボル遅延させて遅延ｎサンプル差分データを出力し、差分回路が、ｎサンプル差分データと遅延ｎサンプル差分データとの差分を求め、自乗和回路が差分の自乗和を求めて出力し、平均化回路が自乗和回路からの出力を１シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化し、同期検出回路が平均化回路の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する復調装置としているので、ｎサンプル遅延直交データとのベクトル差分の同相成分のみについて、１シンボル遅延、差分、自乗和、平均化を行うので、構成を増大することなく計算量を軽減して同期タイミングを抽出することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る復調装置の概略構成ブロック図である。
【図２】本発明の復調装置のシンボル同期回路の内部構成例を示すブロック図である。
【図３】１シンボル内の各サンプル数における平均化された自乗和Ｐ（ｔ％１０）の様子を示す説明図である。
【図４】本発明の復調装置におけるＢＥＲ特性の測定結果を示すグラフ図である。
【図５】従来のサンプルクロック再生手法を実現する基本的な実施形態を示すブロック構成図である。
【図６】従来技術における同期点を示す波形図である。
【図７】本発明におけるベクトル差分を求めるサンプリング間隔を説明する説明図である。
【符号の説明】
１…直交検波回路、  ２…遅延検波回路、  ３…シンボル同期回路、  ４…データ判定回路、  ３１…２サンプル遅延回路、  ３２…複素共役回路、  ３３…１シンボル遅延回路、  ３４…差分回路、  ３５…自乗和回路、  ３６…平均化回路、  ３７…同期検出回路、  ５…検波器、  ６，６ａ，６ｂ…Ａ／Ｄ変換回路、  ７…ベースバンド信号処理回路、  ８…クロックタイミング再生回路、  ８１…基準クロック発振器、  ８２…自乗和回路、  ８３…クロック位相制御回路、  ８４…位相シフタ、  ８５…サンプルクロック生成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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