(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
点火コイルの１次巻線をスイッチングする点火トランジスタと、該点火トランジスタを制御するための制御回路と、前記点火トランジスタのエミッタ−コレクタ間に配置されたコンデンサとダイオードから成る並列回路とが設けられており、制御回路へ点火トランジスタのコレクタ電位に比例する測定信号が測定装置から供給される、エンジンのための交流点火装置において、
前記制御回路（５）は、前記測定装置（７）から供給されたコレクタ電位に比例する測定信号が該測定装置（７）により設定された閾値よりも低くなったとき、前記点火トランジスタ（Ｔ）を再びスイッチオンする手段（７，Ｉ３）を有することを特徴とする、
交流点火装置。
【請求項２】
点火周期において前記点火トランジスタ（Ｔ）は最初のスイッチオン時、それ以降のスイッチオン時よりも低い電圧でスイッチングされる、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記制御回路（５）は差動増幅器（ＯＰ）を有しており、該差動増幅器の一方の入力側（Ｅ＋）へ前記測定信号が供給される、請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記の一方の入力側（Ｅ＋）へ制御点火信号（Ａ）に相応する信号が供給される、請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記の一方の入力側（Ｅ＋）へ点火制御の開始時に短い時相の間、電圧を高める信号が供給される、請求項３または４記載の装置。
【請求項６】
前記差動増幅器（ＯＰ）の出力信号はドライバ回路（ＴＲ１）へ供給され、該ドライバ回路（ＴＲ１）の出力信号は前記点火トランジスタ（Ｔ）のベースへ導かれる、請求項１〜５のいずれか１項記載の装置。
【請求項７】
前記測定信号は分圧器回路（Ｒ１６，Ｒ１５，Ｒ１４）からインバータ（Ｉ３）へ導かれ、該インバータ（Ｉ３）の出力側は、抵抗（Ｒ７）とダイオード（Ｄ２）から成る直列回路を介して前記差動増幅器（ＯＰ）の入力側（Ｅ＋）と接続されている、請求項１〜６のいずれか１項記載の装置。
【請求項８】
前記差動増幅器（ＯＰ）の他方の入力側（Ｅ−）は前記点火トランジスタ（Ｔ）のエミッタと接続されている、請求項１〜７のいずれか１項記載の装置。
【請求項９】
前記トランジスタ（Ｔ）のエミッタとアースとの間に電流分路として用いられる抵抗（Ｒ１３）が設けられている、請求項１〜８のいずれか１項記載の装置。
【請求項１０】
前記他方の入力側（Ｅ−）とアースとの間において前記電流分路（Ｒ１３）に対し並列に、抵抗（Ｒ４）とコンデンサ（Ｃ２）から成る並列回路が設けられている、請求項９記載の装置。
【請求項１１】
前記インバータ（Ｉ３）の出力信号はドライバ回路（ＴＲ２）へ導かれ、該ドライバ回路（ＴＲ２）の出力信号は前記点火トランジスタ（Ｔ）のベースへ供給される、請求項１〜１０のいずれか１項記載の装置。
【請求項１２】
前記トランジスタ（Ｔ）はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である、請求項１〜１１のいずれか１項記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、点火コイルの１次巻線をスイッチングする点火トランジスタと、該点火トランジスタを制御するための制御回路と、前記点火トランジスタのエミッタ−コレクタ間に配置されたコンデンサとダイオードから成る並列回路とが設けられている、エンジンのための交流点火装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の交流点火装置は、たとえば図３に示されている回路の形態として従来技術から公知である。この場合、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）として構成された点火トランジスタが制御回路Ａにより制御される。この制御回路は、演算増幅器（差動増幅器）、電流検出装置およびドライバ回路（以下では略してドライバと称する）のほかに時限素子も有しており、この時限素子の出力信号は点火制御信号と論理的にＡＮＤ結合されて差動増幅器へ供給される。図示の回路の動作は、分路抵抗のところで降下する電圧が所定の値を超えると点火トランジスタが遮断されることに基づくものである。そして時限素子によりまえもって定められている所定の時間後、点火トランジスタのスイッチオンが行われる。時限素子の使用によって達成しようとしていることは、点火トランジスタのコレクタとエミッタの間に配置されたダイオードがアクティブ状態にある所定の時間窓内で、点火トランジスタのスイッチオン過程が行われるようにすることである。このようにした場合、回路の特性に対しスイッチオン過程が実質的に作用を及ぼさなくなる。
【０００３】
しかしこれによって生じる欠点とは、点火コイルや点火プラグつまり時間に関してクリティカルなコンポーネントの許容誤差または老化や、二次側が無負荷であるときの回路の種々異なる過渡応答特性に起因して、さらにはスパーク持続時間中に、時間窓のずれが生じる可能性があることである。点火トランジスタの制御信号がダイオードＤのアクティブ時相中にもはや入らなくなってしまうと、各スイッチオン過程ごとにスイッチオン電流ピークが発生して回路の全電力損失が高まり、点火電圧の供給も少なくなってしまう。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の課題は、冒頭で述べた形式の交流点火装置において、点火トランジスタの制御が常に上述の時間窓の最初に行われるように構成することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によればこの課題は、制御回路へ点火トランジスタのコレクタ電位に比例する測定信号が供給され、該測定信号に依存して前記制御回路により点火トランジスタが制御され、該点火トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧が低いときに該点火トランジスタがスイッチングされることにより解決される。
【０００６】
【発明の実施の形態】
このようにして点火トランジスタの制御が局所的な条件に整合され、その結果、許容誤差や経年変化によってもスイッチング特性に影響が及ぼされなくなる。そしてこのことは、制御回路へ点火トランジスタのコレクタ電位に比例する信号が供給され、それに基づき制御が行われることによって達成される。さらに点火トランジスタは各点火周期において最初のスイッチオンにあたり”ソフトに”スイッチングされ、このことにより点火システムの動作に対し好影響が与えられる。
【０００７】
従属請求項には本発明のその他の有利な実施形態が示されている。
【０００８】
次に、図面を参照しながら実施例に基づき本発明について詳細に説明する。
【０００９】
【実施例】
図１には交流点火装置１が示されており、これは点火ユニット３，制御回路５および測定装置７を有している。
【００１０】
点火ユニット３は点火トランジスタＴを有しており、これはたとえばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）として構成するのがよい。電圧源ＵとトランジスタＴのコレクタとの間に、点火コイルＳｐの１次巻線Ｐが配置されている。また、トランジスタＴのエミッタは、電流分路として用いられる抵抗Ｒ１３を介してアースと接続されている。さらにトランジスタＴのコレクタとエミッタとの間に、コンデンサＣ３および阻止方向に極性づけられたダイオードＤ３が接続されている。この場合、トランジスタＴのベースへ制御回路５の出力信号が供給される。
【００１１】
制御回路５の入力側には、互いに並列に配置された２つのインバータＩ１とＩ２が設けられており、それらの両方の入力側はコンデンサＣ１を介して互いに接続されている。さらに一方のインバータＩ１の入力側は、抵抗Ｒ１０を介して正の給電電圧源Ｕｖと接続されている。これに対して第２のインバータＩ２の入力側は、点火制御信号のための入力側として用いられる。
【００１２】
第１のインバータＩ１の出力側は、抵抗Ｒ９とダイオードＤ１とから成る直列回路を介してノードＫ１と接続されており、このノードＫ１自体は抵抗Ｒ６を介してインバータＩ２の出力側と接続されている。また、ノードＫ１は抵抗Ｒ１を介して給電電圧源Ｕｖと接続されており、抵抗Ｒ２を介してアースと接続されている。
【００１３】
さらに制御回路５は差動増幅器つまり演算増幅器ＯＰを有しており、これは２つの入力側Ｅ−およびＥ＋を有している。入力側Ｅ＋はノードＫ１とじかに接続されているのに対し、入力側Ｅ−は抵抗Ｒ３を介して正の給電電圧源Ｕｖと接続されている。また、入力側Ｅ−とアースとの間に、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２とから成る並列回路が設けられている。さらに抵抗Ｒ８を介して、差動増幅器の入力側Ｅ−がさらにトランジスタＴのエミッタと接続されている。
【００１４】
差動増幅器ＯＰの出力側は抵抗Ｒ１１を介して電圧源Ｕｖと接続されており、さらにフィードバック抵抗Ｒ５を介して入力側Ｅ＋と接続されている。この差動増幅器ＯＰの出力信号はドライバＴＲ１へ供給され、ドライバＴＲ１の出力信号は抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＴのベースへと導かれる。さらにドライバＴＲ１自体の出力側は、抵抗Ｒ１７を介して給電電圧源Ｕｖと接続されている。
【００１５】
測定装置７から供給される信号は制御回路５において第３のインバータＩ３へ導かれ、このインバータＩ３の出力側はダイオードＤ２のカソードと接続されている。また、このダイオードＤ２のアノードは抵抗Ｒ７を介してノードＫ１と接続されている。
【００１６】
第３のインバータＩ３の出力信号はドライバＴＲ２へ供給され、ドライバＴＲ２の出力信号は抵抗Ｒ１９を介してトランジスタＴのベースへと導かれる。さらにドライバＴＲ２の出力側は、抵抗Ｒ１８を介して給電電圧源Ｕｖと接続されている。
【００１７】
測定装置７は抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６から成る直列回路を有しており、その際、抵抗Ｒ１６の一方の端部はトランジスタＴのコレクタと接続されており、抵抗Ｒ１４の一方の端部はアースと接続されている。２つの抵抗Ｒ１５およびＲ１４に対し並列に、保護用のツェナダイオードが設けられている。この場合、２つの抵抗Ｒ１４およびＲ１５の接続個所から測定信号が取り出され、既述のように第３のインバータＩ３へ供給される。
【００１８】
次に、図２に示した電圧経過特性に基づき上述の交流点火回路の動作について説明する。
【００１９】
点火制御の行われない時相０において制御信号Ａはレベル”１”を有しており、これはたとえば１５Ｖに対応させることができる。インバータＩ１の入力側およびインバータＩ２の入力側における信号”１”は、それぞれレベル”０”たとえば０Ｖを有する出力信号になる。したがって、ノードＫ１における電位さらにそれに応じて差動増幅器の入力側Ｅ＋における電位は抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の相応の大きさに基づいて、入力側Ｅ−に加わる電位の値よりも著しく低い値にされる。このことは図２に示されているとおりであり、ここで実線は入力側Ｅ＋における電圧経過特性を表し、破線は入力側Ｅ−における電圧経過特性を表している。
【００２０】
入力側Ｅ−は入力側Ｅ＋よりも高い電位におかれているので、差動増幅器の出力側は低い電位を有しており、このため制御回路５の出力側に生じる制御信号は、トランジスタを導通状態へ切り換えるには低すぎるものである。この場合、トランジスタは阻止状態におかれ、その結果、コレクタ−エミッタ間には図２に示されているような電圧が発生する。
【００２１】
時点ｔ１において制御信号がレベル”０”にセットされ、インバータＩ２の出力信号はレベル”１”にジャンプし、その結果、ノードＫ１の電位も上昇する。インバータＩ２の出力信号が切り替わるのと同時に、少なくともコンデンサＣ１が充電されてしまうまで、インバータＩ１の出力信号もレベル”１”に切り替わる。インバータＩ１が”１”レベルになることで、結果としてノードＫ１における電位がさらに高められ、それによってこの電位は最終的に入力側Ｅ−の電位よりも高くなる。
【００２２】
この電位が入力側Ｅ−における電位を超えることで差動増幅器の出力信号はレベル”１”に切り替わり、その結果、ドライバＴＲ１は出力信号を抵抗Ｒ１２へ送出し、ひいてはトランジスタＴのベースへ送出することになる。この時相においてドライバＴＲ２の出力側はレベル”０”に切り換えられているので、抵抗Ｒ１２とＲ１９により分圧器が形成され、この分圧器によってトランジスタのゲート電圧が”通常のＯＮ”（時相３，３ａ，．．．）よりも低くなり、このことによってトランジスタの大きなスイッチング電流（コンデンサＣ３の放電）も回避されることになる。コレクタ−エミッタ間の電圧は、ゆっくりとしか低減していかない。
【００２３】
トランジスタＴのベースにおける電圧が上昇することによりコレクタ−エミッタ接続の導電性も次第に上昇し、その結果、コレクタにおける電位が低減する。この電位は測定装置７により取り出され、制御回路５の第３のインバータＩ３へ供給される。測定信号つまりはコレクタにおける電位が所定の閾値よりも低くなると、インバータＩ３の出力信号がレベル”１”へ切り替わる。このことにより一方では、抵抗Ｒ７とダイオードＤ２において電位を低下させる作用が取り除かれ、それによりノードＫ１における電位つまりは入力側Ｅ＋における電位が再び上昇することになる。このことは図２中、時相２のところで明瞭に示されている。他方、上述のレベル”１”により、ドライバ回路ＴＲ２および抵抗Ｒ１９を介してトランジスタＴがただちに導通状態へ切り換えられることになる。
【００２４】
時相１のはじめにおいてすでに電流はトランジスタＴを介して流れており、これにより差動増幅器の入力側Ｅ−における電位が常に上昇し続けるようになる。
【００２５】
制御回路５の入力側においてコンデンサＣ１が充電されてしまうと、インバータＩ１の出力信号はただちにレベル”０”にリセットされ、それにより電位を上昇させる作用がなくなる。その結果、図２における時相３のはじめのところに示されているように、ノードＫ１つまりは入力側Ｅ＋において電位が降下する。時相３において、入力側Ｅ−における電位はトランジスタＴを介して流れるコイル電流に起因して連続的に上昇し続け、この上昇は時点ｔ２において所期の遮断電流に対応する入力側Ｅ＋におけるレベルに達するまで続く。時相４がはじまると、入力側Ｅ−における電位は入力側Ｅ＋における値よりも大きくなり、その結果、差動増幅器の出力側はレベル”０”にセットされることになる。そしてフィードバック抵抗Ｒ５を介して、図２に示されているようにそれに応じて入力側Ｅ＋における電位の低減が行われる。しかし、入力側Ｅ＋における電位レベルは時相０のときの入力側Ｅ−におけるレベルよりもまだ大きく、つまりコイル電流がゼロのときよりもまだ大きい。
【００２６】
時相４の間、トランジスタＴが遮断されているにもかかわらず、入力側Ｅ−における電位がさらに上昇していく。これは、トランジスタＴの遮断後、コンデンサＣ３の充電に起因してコイル電流が流れ続けることによる。
【００２７】
測定装置７により取り出された電位置が抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６の選定により調整可能な閾値を超えるとただちに、インバータＩ３の出力信号がレベル”０”に切り替わる。その結果、ノードＫ１に生じる電位が抵抗Ｒ７およびダイオードＤ２を介して引き下げられる。このことは図２中、時相５の開始部分に示されている。
【００２８】
そして時相５において入力側Ｅ−における電位レベルが低減するが、これは常に入力側Ｅ＋における電位値よりも高いままである。これと同時に、トランジスタＴのコレクタ−エミッタ間電圧は図２に示されているように半波形状で経過し、その際、この半波終了時のコイル電流は負の最大値に達する。時相５の終わりのこの時点ｔ３においてトランジスタＴのコレクタ−エミッタ間電圧は、インバータＩ３の出力信号がレベル”１”にセットされるまでしか低減せず、その結果、ノードＫ１は以前に時相３ですでにとっていたレベルに達することになる。時点ｔ３において入力側Ｅ＋におけるレベルは入力側Ｅ−におけるレベルよりも高いので、トランジスタＴは再び導通状態に切り替わり、したがってそれに応じて時相３，４，５が再び経過していく。これらの時相の繰り返しは、制御信号Ａがレベル”０”にセットされるまで行われる。
【００２９】
この動作説明から明らかにされたことは、トランジスタＴの導通制御はもっぱら電圧経過特性に依存して行われ、しかもこれは常にトランジスタＴのコレクタ−エミッタ間における電圧経過特性の半波終了部分において行われることである。したがって、導通制御は図２に書き込まれた時間窓の最初のところで常に行われる。
【００３０】
すでに述べたようにこのことの利点として挙げられるのは、回路がロバストであり、部品の許容誤差とは全く無関係であり、さらに励起と固有周波数との間のずれが不可能であり、しかもすべてのスイッチング過程が固有周波数から導出されることである。このことによって最小の電力損失を実現することができ、その際、ＩＧＢＴ電流ピークが発生しない。また、ＩＧＢＴの再度のスイッチオンは許可された時間窓のはじめに常に行われるので、ＩＧＢＴのスイッチング特性に関して特別な要求が課されることもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による実施例の回路図である。
【図２】回路中の複数のノードにおける信号経過特性を表す電圧ダイアグラムである。
【図３】従来技術による交流点火装置を示す図である。
【符号の説明】
１  点火装置
３  点火ユニット
５  制御回路
７  測定装置
Ｓｐ  点火コイル
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３  インバータ
ＴＲ１，ＴＲ２  ドライバ回路
ＯＰ  差動増幅器
Ｔ  トランジスタ
【図１】
0004026903.tif 000002
【図２】
0004026903.tif 000003
【図３】
0004026903.tif 000004