(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定温度に対応したデジタル温度補償データを出力する記憶手段と、該記憶手段から出力されたデジタル温度補償データをアナログ電圧に変換するＤ／Ａ変換手段と、該Ｄ／Ａ変換手段から出力されるアナログ電圧に基づいて発振周波数が変化する電圧制御水晶発振回路とを有するデジタル制御温度補償水晶発振器において、
前記Ｄ／Ａ変換手段は、パルス演算回路と、該パルス演算回路の出力に基づいて制御される１ビットＤ／Ａ変換器と、該１ビットＤ／Ａ変換器の出力をそれ自身の現在の出力に対して順次積算して新しい出力とするアナログ積算器とを備えてなり、前記パルス演算回路は、最新のデジタル温度補償データとその直前のデジタル温度補償データとの差から前記１ビットＤ／Ａ変換器の駆動回数を計算することを特徴とするデジタル制御温度補償水晶発振器。
【請求項２】
前記Ｄ／Ａ変換手段が、前記アナログ積算器の出力から高周波成分を取り除く低域濾波器を備えることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル制御温度補償水晶発振器。
【請求項３】
前記パルス演算回路を、ＭＰＵを利用したソフトウェア処理で実現したことを特徴とする、請求項１または２に記載のデジタル制御温度補償水晶発振器。
【請求項４】
前記電圧制御水晶発振回路の水晶振動子を除く部分と前記記憶手段と前記Ｄ／Ａ変換手段とを１チップ集積回路化したことを特徴とする、請求項１ないし３のいずれかに記載のデジタル制御温度補償水晶発振器。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれかに記載のデジタル制御温度補償水晶発振器を用いたことを特徴とする電子装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル制御温度補償水晶発振器、特にデジタル位相変調を用いた変調方式を採用する通信装置に用いられるデジタル制御温度補償水晶発振器およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、通信装置においては局部発振器の周波数安定のための基準発振器としてＴＣＸＯ（温度補償水晶発振器）が用いられる。そして、ＴＣＸＯにはバラクタダイオードを備えていて、それに印加される電圧によって発振周波数を変更できるＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振回路）を用いるものがある。温度補償の方法としては、サーミスタなどでネットワークを構成して、これの発生する電圧を使うアナログ方式がある。その一方で、温度に応じた補償データをあらかじめデジタル的に記憶装置に記憶させておいて、周囲温度に応じて補償データを読み出してＤ／Ａ変換器でアナログに変換してＶＣＸＯに備わっているバラクタダイオードなどに印加して周波数の安定化を図るデジタル方式もある。
【０００３】
このような従来のデジタル方式においては、周囲温度の検出が離散的にならざるを得ないため、バラクタダイオードに印加される電圧の変化も段階的になる。そのため、ＶＣＸＯの発振周波数変化も段階的になり、温度補償時には急峻な発振周波数変化が引き起こされることになる。そして、ＶＣＸＯの急峻な発振周波数変化は、それを基準周波数としている局部発振器においても急峻な周波数変化を引き起こし、これによって通信装置の位相変調に誤差が発生することがある。
【０００４】
これに対する対策としては、ＶＣＸＯの温度補償を行うときに急峻な周波数変化をしないようにすればよいということで、たとえば特開平７−２０２５６８号公報（以下、従来例１とする）や特開平６−２９７４２号公報（以下、従来例２とする）などに対策案が開示されている。
【０００５】
従来例１においては、温度補償のための一定間隔での周囲温度の検出に加えて、その間における温度変化を短い時間間隔で電気的に記憶しておき、その記憶した情報を適当な重み付けをして温度補償の信号に加算することによって、バラクタダイオードに印加される電圧が段階的でなくなるようにしている。すなわち、温度補償電圧の不連続部を周囲温度の傾きに比例した電圧変化で補間するというものである。
【０００６】
一方、従来例２においては、温度補償のための電圧を遅延回路を介してバラクタダイオードに印加することによって、電圧の変化をなだらかで連続的なものにするという構成が開示されている。なお、遅延回路に代えて積分回路や平滑回路、ＬＰＦなどを利用するという従来例も、列記は割愛するが多数開示されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、一般的なＶＣＸＯにおいては、周囲温度の傾きと、その際の温度補償電圧の傾きは必ずしも一致しない。たとえば０℃から１℃に変化するときの周囲温度の傾きと３０℃から３１℃に変化するときの周囲温度の傾きは同じであるが、そのときにバラクタダイオードに印加すべき温度補償電圧の傾きは同じではない。そのため、従来例１においては、ＶＣＸＯに印加する温度補償電圧の変化を必ずしも連続的なものにできない可能性がある。
【０００８】
一方、従来例２の場合は、周囲温度の変化が急な場合には、たとえ遅延回路を用いてもＶＣＸＯに印加する温度補償電圧の傾きは急なものになるため、通信装置の位相変調に誤差が生じる可能性が残る。遅延回路の時定数を大きくすれば傾きを緩やかなものにすることができるが、逆に温度変化が少ないときには温度補償に長い時間がかかるという問題がある。また、時定数を大きくするためには時定数回路のコンデンサの容量を大きくする必要があるが、これは遅延回路の大型化や高価格化につながるという問題もある。
【０００９】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、ＶＣＸＯに印加する温度補償電圧をなだらかに変化させることによって発振周波数の急峻な変化が起きないデジタル制御温度補償水晶発振器およびそれを用いた電子装置を提供する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器は、測定温度に対応したデジタル温度補償データを出力する記憶手段と、該記憶手段から出力されたデジタル温度補償データをアナログ電圧に変換するＤ／Ａ変換手段と、該Ｄ／Ａ変換手段から出力されるアナログ電圧に基づいて発振周波数が変化する電圧制御水晶発振回路とを有するデジタル制御温度補償水晶発振器において、
前記Ｄ／Ａ変換手段は、パルス演算回路と、該パルス演算回路の出力に基づいて制御される１ビットＤ／Ａ変換器と、該１ビットＤ／Ａ変換器の出力をそれ自身の現在の出力に対して順次積算して新しい出力とするアナログ積算器とを備えてなり、
前記パルス演算回路は、最新のデジタル温度補償データとその直前のデジタル温度補償データとの差から前記１ビットＤ／Ａ変換器の駆動回数を計算することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器は、前記Ｄ／Ａ変換手段が、前記アナログ積算器の出力から高周波成分を取り除く低域濾波器を備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器は、前記パルス演算回路を、ＭＰＵを利用したソフトウェア処理で実現したことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器は、前記電圧制御水晶発振回路の水晶振動子を除く部分と前記記憶手段と前記Ｄ／Ａ変換手段とを１チップ集積回路化したことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の電子装置は、上記のデジタル制御温度補償水晶発振器を用いたことを特徴とする。
【００１５】
このように構成することにより、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器においては、温度補償時の発振周波数の急激な変化をなくし、これを用いた通信装置における位相変調誤差の発生を大幅に低減することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器の一実施例のブロック図を示す。図１において、デジタル制御温度補償水晶発振器１は、周囲温度を検出してアナログ電圧として出力する温度センサ２、温度センサ２から出力された電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３、デジタル温度補償データを記憶しているとともにＡ／Ｄ変換器３から出力される周囲温度に対応するデジタル値に応じたデジタル温度補償データを出力する記憶装置（ＲＯＭ）４、直前に記憶装置４から出力されたデジタル温度補償データを一時記憶するとともに、それと記憶装置４から出力された最新のデジタル温度補償データとの差から後述の１ビットＤ／Ａ変換器６の駆動回数を計算して出力データ（ビット列）を作成するパルス演算回路５と、パルス演算回路５から入力されるデータ（ビット列）を所定のタイミングに合わせて所定の振幅値で１ビットＤ／Ａ変換する１ビットＤ／Ａ変換器６、１ビットＤ／Ａ変換器６から出力されるアナログ電圧をそれ自身の直前の出力に積算するアナログ積算器７、アナログ積算器７から出力される信号から高周波成分を取り除く低域濾波器（ＬＰＦ）８、および低域濾波器８から出力される電圧で周波数制御される電圧制御水晶発振回路であるＶＣＸＯ９から構成されている。このうち、記憶装置４が記憶手段を構成しており、パルス演算回路５、１ビットＤ／Ａ変換器６、アナログ積算器７、および低域濾波器８の４つででＤ／Ａ変換手段１０を構成している。なお、このデジタル制御温度補償水晶発振器１においては、Ｄ／Ａ変換手段１０のデジタル処理部は全て論理素子で構成されており、ＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）などは用いられていない。
【００１７】
ここで、パルス演算回路５について説明する。パルス演算回路５は、直前に記憶装置４から出力されたデジタル温度補償データを記憶する記憶部を備えている。そして、記憶装置４から新しいデジタル温度補償データが出力されると、記憶部に記憶されている直前のデジタル温度補償データとの差を計算する。そして、それと同時に新しいデジタル温度補償データを、次のデジタル温度補償データが入力されるときのために直前のデジタル温度補償データに替えて記憶部に記憶する。なお、直前のデジタル温度補償データはこの時点で消去される。このようにして、新しいデジタル温度補償データが入力されるたびに、直前のデジタル温度補償データとの差が計算される。さらに、デジタル温度補償データの差はＶＣＸＯ９に印加すべき電圧の差を意味しているので、その電圧差を１ビットＤ／Ａ変換器６の出力電圧の振幅（ΔＴ）で割って、１ビットＤ／Ａ変換器６を駆動する回数（パルス数）を計算する。そして、その数だけ１または０の１ビットデータを連続して出力する。出力されるデータが１になるか０になるかは、周囲温度が上昇したか下降したかで決まる。
【００１８】
次に、１ビットＤ／Ａ変換器６について説明する。１ビットＤ／Ａ変換器６は、パルス演算回路５から入力された１ビットのデータに基づいて、所定の時間（ΔＴ）だけ所定の電圧（＋ΔＶもしくは−ΔＶ）を出力する。仮に、入力された１ビットのデータが１であれば、１ビットＤ／Ａ変換器６はΔＴの時間だけ＋ΔＶを出力する。逆に入力された１ビットのデータが０であれば、１ビットＤ／Ａ変換器６はΔＴの時間だけ−ΔＶを出力する。そして、図２に示すように、これをパルス演算回路５で計算されたパルス数だけ繰り返す。この繰り返しが終わった後は、ΔＴ毎に所定の回数だけ＋ΔＶと−ΔＶを交互に出力する。なお、温度補償を連続させるために、次の周囲温度の測定とパルス数の計算は、１ビットＤ／Ａ変換器６からの最後の出力が終わるまでに行っておき、最後の出力が終わると同時に次の１ビットＤ／Ａ変換器６を駆動するサイクルが開始される。
【００１９】
このように、１ビットＤ／Ａ変換器６からは１回の周囲温度の測定毎にパルス演算回路５から入力されるデータに相当するパルス数に応じた時間だけ＋ΔＶもしくは−ΔＶの電圧が連続して出力され、その後は一定回数だけ＋ΔＶと−ΔＶの電圧が交互に出力される。そのため、１ビットＤ／Ａ変換器６の出力電圧を積算するとパルス演算回路５で計算したＶＣＸＯ９に印加すべき電圧に相当するアナログ電圧が得られることになる。
【００２０】
次に、アナログ積算器７について説明する。アナログ積算器７はそれ自身の現在の出力電圧を内部に保持しており、１ビットＤ／Ａ変換器６からΔＴ毎に＋ΔＶもしくは−ΔＶの電圧が出力されると、その電圧をその都度内部に保持している電圧に加算するようにして積算して新しい出力とする。そのため、アナログ積算器７の出力電圧は、図２に示すように、Ｄ／Ａ変換器６から＋ΔＶが連続して出ているときには一定の傾きで上昇し、Ｄ／Ａ変換器６から＋ΔＶと−ΔＶが交互に出ているときには互いにうち消し合うためにほぼ一定レベルを保ち、Ｄ／Ａ変換器６から−ΔＶが連続して出ているときには一定の傾きで下降する。たとえば上記のように１ビットＤ／Ａ変換器６から＋ΔＶの出力が６×ΔＴの時間だけ出力され、その後＋ΔＶと−ΔＶが交互に合計６×ΔＴの時間だけ出力された場合には、アナログ積算器７の出力は最初の６×ΔＴの間は一定の傾きで上昇し、その後６×ΔＴの間はほぼ一定レベルを保つことになる。
【００２１】
なお、図２の例では、最初に１ビットＤ／Ａ変換器６から＋ΔＶの出力が６×ΔＴの時間だけ出力され、その後＋ΔＶと−ΔＶが交互に合計６×ΔＴの時間だけ出力され、次に＋ΔＶの出力が４×ΔＴの時間だけ出力され、その後＋ΔＶと−ΔＶが交互に合計６×ΔＴの時間だけ出力され、さらに−ΔＶの出力が８×ΔＴの時間だけ出力され、その後＋ΔＶと−ΔＶが交互に合計６×ΔＴの時間だけ出力されていることを示している。
【００２２】
ここで、図３に、アナログ積算器７の内部構成例のブロック図を示す。図３において、アナログ積算器７は、入力側に設けられた第１のスイッチ１１、第１のスイッチと後述の第２の電圧保持器の出力が入力側に接続される電圧加算器１２、電圧加算器１２の出力を保持する第１の電圧保持器１３、第１の電圧保持器１３の出力と後述の第２の電圧保持器１５の入力との間に設けられた第２のスイッチ１４、および第２のスイッチ１４と電圧加算器１２の入力側との間に設けられた第２の電圧保持器１５から構成されている。アナログ積算器７の出力には第１の電圧保持器１３の出力が用いられる。なお、第１のスイッチ１１や第２のスイッチ１４は、たとえばＭＯＳＦＥＴなどの半導体を用いて実現することができる。
【００２３】
さらに、図４に、電圧加算器１２の具体的例の回路図を示す。図４において、電圧加算器１２は抵抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３とオペアンプＱ１からなる反転加算器と、抵抗Ｒ４およびＲ５とオペアンプＱ２からなる反転増幅器とを組み合わせたもので、抵抗Ｒ１〜Ｒ５を全て同じ値にすることによって２つの入力端子ＩＮ１、ＩＮ２から入力された電圧の加算値が出力端子ＯＵＴから出力される。なお、反転加算器と反転増幅器の構成はオペアンプを用いた回路として一般的なものであるため、動作説明については省略する。
【００２４】
図３に戻って、このように構成されたアナログ積算器７の動作について説明する。まず、第１の電圧保持器１３と第２の電圧保持器１５には同じ電圧値が保持されているものとする。ここで、１ビットＤ／Ａ変換器６からΔＴの時間だけ＋ΔＶまたは−ΔＶの電圧が出力されると、まず第１のスイッチ１１をオンする。このとき第２のスイッチ１４はオフのままである。１ビットＤ／Ａ変換器６の出力は第１のスイッチ１１を介して電圧加算器１２に入力され、そこで第２の電圧保持器１５から出力されている電圧に加算され、第１の電圧保持器１３に入力される。第１の電圧保持器１３はそれまで保持していた電圧に代えて新しく入力されている電圧を保持して出力する。その後で第１のスイッチ１１はオフにされる。次に第１のスイッチ１１と同時にはオンにならないように時間をずらせて第２のスイッチ１４がオンされ、第一の電圧保持器１３の出力が第２の電圧保持器１５に入力される。第２の電圧保持器１５はこの入力された電圧、すなわち現在のアナログ積算器７の出力電圧を保持する。そして、第２のスイッチ１４がオフにされる。この一連の動作が１ビットＤ／Ａ変換器６から電圧が出力されているΔＴの時間内に行われ、積算が行われる。そして、１ビットＤ／Ａ変換器６からの電圧が更新されるたびに同じ動作が行われ、積算が継続する。
【００２５】
アナログ積算器７の出力は、巨視的には急峻で大きな電圧変化は無いものの、微視的には＋ΔＶあるいは−ΔＶの急峻な電圧変化は存在するため、高周波成分を含んでいる。そこで、アナログ積算器７の出力は高周波成分除去用の低域濾波器８を介してＶＣＸＯ９に入力される。
【００２６】
このように、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器１においては、温度補償時におけるＶＣＸＯ９に印加される電圧の変化が上昇時も下降時も一定の傾きを有する。そこで、１ビットＤ／Ａ変換器６の出力の時間間隔（ΔＴ）と１ビットあたりの出力電圧の振幅（ΔＶ）の関係を、通信装置の位相変調に誤差が発生しない程度の傾きになるように設定することによって、ＶＣＸＯ９の発振周波数が急峻な変化をすることがなくなり、デジタル制御温度補償水晶発振器１を用いた通信装置の位相変調誤差の発生を大幅に低減することができる。また、Ｄ／Ａ変換手段１０のデジタル処理部を、論理素子のみで実現しているため、回路の集積度を下がり、比較的素早く、しかも小型かつ安価にデジタル制御温度補償水晶発振器を構成することができる。
【００２７】
なお、上記の実施例において、１ビットＤ／Ａ変換器６は、たとえば＋ΔＶを何回か連続して出力した後に＋ΔＶと−ΔＶを交互に６×ΔＴの時間だけ出力しているが、この交互に出力する部分の長さは自由に設定できる。
【００２８】
また、この部分はなくても構わないものである。この場合は周囲温度の測定の間隔が短くなるが、その頻度が高まることになり、発振周波数の安定性が高まる。
【００２９】
あるいはさらに、たとえば＋ΔＶを６回出力した場合には＋ΔＶと−ΔＶを交互に６×ΔＴの時間だけ出力し、＋ΔＶを２回出力した場合には＋ΔＶと−ΔＶを交互に１０×ΔＴの時間だけ出力するというように、１回の周囲温度の測定における１ビットＤ／Ａ変換器６の合計駆動パルス数が同じになるように制御しても構わないものである。この場合は、周囲温度の測定とそれによる温度補償の時間間隔は一定となる。
【００３０】
また、上記の実施例においては、１ビットＤ／Ａ変換器６を、入力される１ビットのデータに基づいて＋ΔＶもしくは−ΔＶを出力するという狭い意味での１ビットＤ／Ａ変換器であると定義した。しかしながら、パルス演算回路５におけるパルス数を計算する部分を取り込んで、複数ビットの入力データに対して内部でパルス数を計算して所定回数＋ΔＶまたは−ΔＶを出力するような１ビットＤ／Ａ変換器を用いても構わないもので、実質的な違いはないものである。
【００３１】
また、上記の実施例においては、アナログ積算器７とＶＣＸＯ９の間に高周波成分除去用の低域濾波器８を備えているが、１ビットＤ／Ａ変換器６の１ビットあたりの出力電圧の振幅（ΔＶ）が小さい場合には高周波の発生が少なくなるため、必ずしも備えていなくても構わないものである。
【００３２】
図５に、本発明のデジタル温度補償水晶発振器の別の実施例のブロック図を示す。図５において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００３３】
図５において、デジタル温度補償水晶発振器２０は、パルス演算回路５に替えてＭＰＵ２１を備えており、Ａ／Ｄ変換器３と記憶装置４、および１ビットＤ／Ａ変換器６はＭＰＵ２１に接続されている。ＭＰＵ２１の中には、パルス演算を行ったり１ビットＤ／Ａ変換器６を制御するためのソフトウェアやデータの一次記憶のための記憶装置が備わっている。デジタル温度補償水晶発振器２０においては、ＭＰＵ２１、１ビットＤ／Ａ変換器７、アナログ積算器８、および低域濾波器８の４つでＤ／Ａ変換手段２２を構成している。
【００３４】
このように構成されたデジタル温度補償水晶発振器２０においては、ＭＰＵ２１がＡ／Ｄ変換器３から出力される周囲温度に対応するデジタル値を取り込み、記憶装置４に記憶されているデジタル温度補償データに基づいて、最新のデジタル温度補償データと直前のデジタル温度補償データの差を計算し、さらに１ビットＤ／Ａ変換器６を駆動するパルス数を計算して駆動用のデータを作成し、それを用いて１ビットＤ／Ａ変換器６を駆動する。
【００３５】
このように、Ｄ／Ａ変換手段のデジタル処理部をＭＰＵを利用したソフトウェア処理で実現する場合、ＭＰＵや記憶装置として携帯電話などの通信装置に別の用途で組み込まれたＭＰＵと記憶装置を利用することができるため、部品点数の削減によるデジタル温度補償水晶発振器の低コスト化を実現することができる。
【００３６】
なお、上記の各実施例では各回路要素を個別に構成していたが、ＶＣＸＯ９の水晶振動子を除く部分と記憶手段とＤ／Ａ変換手段は、デジタル・アナログ混在回路ではあるが１チップに集積化することもできる。そして、これによって大幅な小型化を実現することができる。
【００３７】
ところで、本発明においては、上記の各実施例に示したように、入力された数値情報を１ビット毎の時系列情報に変換する回路をパルス演算回路と称し、入力された１ビット毎の時系列情報に対して、その各ビット毎に＋ΔＶもしくは−ΔＶの電圧を出力する装置を１ビットＤ／Ａ変換器と称している。この点において、例えば入力された数値情報をパルス演算回路で複数ビット毎の時系列情報に変換するものであって、その各複数ビット毎に、それがたとえ３通り以上の数値を表すものであっても敢えて２通りの意味しか持たないものと判断して＋ΔＶもしくは−ΔＶの２値の電圧を出力するような構成が考えられる。しかしながら、このような場合も、たとえ複数ビットといえども実質的に１ビットの情報しか有していないことは明白であり、本発明の範囲を逸脱するものではない。
【００３８】
図６に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図６において、電子装置の１つである携帯電話３０は、筐体３１と、その中に配置されたプリント基板３２と、プリント基板３２上に実装された本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器１を備えている。
【００３９】
このように構成された携帯電話３０においては、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器１を用いているため、温度補償時の位相変調誤差の発生を低減することができる。
【００４０】
なお、図４においては電子装置として携帯電話を示したが、電子装置としては携帯電話に限るものではなく、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器を用いたものであれば何でも構わないものである。
【００４１】
【発明の効果】
本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器によれば、Ｄ／Ａ変換手段として、最新のデジタル温度補償データとその直前のデジタル温度補償データとの差から後述の１ビットＤ／Ａ変換器の駆動回数を計算するパルス演算回路と、その出力に基づいて制御される１ビットＤ／Ａ変換器と、その出力をそれ自身の現在の出力に対して順次積算して新しい出力とするアナログ積算器とを備えることによって、温度補償時の発振周波数の急峻な変化が起きないようにできる。
【００４２】
また、本発明の電子装置によれば、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器を用いることによって、位相変調誤差の発生を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１のデジタル制御温度補償水晶発振器における１ビットＤ／Ａ変換器とアナログ積算器の出力を示す波形図である。
【図３】図１のデジタル制御温度補償水晶発振器におけるアナログ積算器の構成を示すブロック図である。
【図４】図３のアナログ積算器における電圧加算器を示す回路図である。
【図５】本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器の別の実施例を示すブロック図である。
【図６】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【符号の説明】
１、２０…デジタル制御温度補償水晶発振器
２…温度センサ
３…Ａ／Ｄ変換器
４…記憶装置
５…パルス演算回路
６…１ビットＤ／Ａ変換器
７…アナログ積算器
８…低域濾波器
９…ＶＣＸＯ
１０、２２…Ｄ／Ａ変換手段
２１…ＭＰＵ
３０…携帯電話
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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