(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いて交流／交流直接形電力変換を行う直接形電力変換器において、
電源電圧の極性を検出する手段と、
この手段により検出した電源電圧の極性に従って、前記半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第１の転流パターンとして作成する第１の転流パターン発生手段と、
負荷電流の極性を検出する手段と、
この手段により検出した負荷電流の極性に従って、前記半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第２の転流パターンとして作成する第２の転流パターン発生手段と、
電源電圧または負荷電流の絶対値に応じて第１の転流パターンまたは第２の転流パターンを切り替えて出力する手段と、
を備え、
この手段により切り替えた電源短絡及び負荷端開放を防止する転流パターンを用いて、前記半導体スイッチング素子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換器の転流方法。
【請求項２】
請求項１に記載した直接形電力変換器の転流方法において、
電源電圧の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、第２の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換器の転流方法。
【請求項３】
請求項１に記載した直接形電力変換器の転流方法において、
負荷電流の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、第１の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換器の転流方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リアクトルやコンデンサ等の大容量のエネルギーバッファなしに交流から交流に直接変換する直接形電力変換器の転流方法に関し、特に、スイッチング時に発生する電源短絡や負荷端開放を防止するような半導体スイッチング素子のオンオフパターン（転流パターン）に従って転流動作を行わせる転流方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、この種の電力変換器において、電源電圧の極性に基づいて転流パターンを決定する従来技術を説明するためのブロック図である。
図６において、１０は電源、２０は交流から交流に直接変換する直接形電力変換器、３０は負荷である。ＰＷＭ発生手段５０は、出力電圧指令と内部で生成したキャリアとの比較によりＰＷＭ指令パルスを生成するが、生成したＰＷＭ指令パルスに基づいて電力変換器２０の半導体スイッチング素子をオンオフさせるために、転流パターン発生手段６０Ａにより作成した転流パターンを用いる。
【０００３】
ここで、転流パターン発生手段６０Ａは、電圧極性検出手段４０により検出した電源電圧の極性に基づいて、半導体スイッチング素子のオンオフの順序を転流パターンとして決定し、電力変換器２０に対するスイッチング信号を出力する。この転流パターンは、例えばインバータにおいて電源短絡を防止するデッドタイム生成のような役割を果たしている。しかし、負荷３０が誘導性負荷の場合、直接形電力変換器２０ではインバータと異なって還流ダイオードを持たないので、負荷端が開放されると大きなサージ電圧が発生し、装置を破損する恐れがある。
従って、直接形電力変換器２０では、電源短絡を防止することに加えて負荷端の開放を防止する必要があり、転流パターンは電源短絡及び負荷端の開放を防止するようなパターンに決定される。
【０００４】
交流から交流に直接変換する直接形電力変換器２０の例として、三相入力／三相出力のマトリックスコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータ）がある。
図１０は、このマトリックスコンバータの主回路構成を示すもので、ｅｕ，ｅｖ，ｅｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相電源、Ｌは高調波除去用のフィルタリアクトル、Ｃは同じくフィルタコンデンサ、Ｓａｕ，Ｓａｖ，Ｓａｗ，Ｓｂｕ，Ｓｂｖ，Ｓｂｗ，Ｓｃｕ，Ｓｃｖ，Ｓｃｗは双方向に電流の通流及び阻止が可能な双方向スイッチ、Ｍは交流電動機等の負荷である。このマトリックスコンバータは、例えば特開平１１−１８４８９号公報「同期電動機の駆動制御装置」等によって公知になっている。
【０００５】
上述したマトリックスコンバータにおいて、電源電圧の極性に基づいて転流パターンを発生させる方法は、例えば、平成元年電気学会九州支部連合会大会論文集２４６「ＰＷＭサイクロコンバータのＳＩＴ点弧シーケンス」（以下、公知文献という）に記載されている。以下、この公知文献に記載された転流方法の概略を、図７を参照しつつ説明する。
【０００６】
図７は図１０のマトリックスコンバータの一部を示したもので、Ｓｕ，Ｓｕ’は図１０における双方向スイッチＳａｕを構成する半導体スイッチング素子であってダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子、Ｓｖ，Ｓｖ’は図１０における双方向スイッチＳａｖを構成する半導体スイッチング素子であってダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子である。なお、半導体スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｕ’，Ｓｖ，Ｓｖ’としては、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いることができる。
【０００７】
上記公知文献には、電源電圧の極性に応じて転流パターンを切り替える方法が記載されている。例えば、電源のＵ相からＶ相に転流する場合を例にとると、スイッチングパターンは以下のようになる。
【０００８】
（１）図７（ａ）のｅｕ＞ｅｖのとき
▲１▼Ｓｖをオン→▲２▼Ｓｕをオフ→▲３▼Ｓｖ’をオン→▲４▼Ｓｕ’をオフ
ここで、▲１▼ではＳｖに逆バイアスが加わっているため導通しない。▲２▼により、Ｓｕに電流が流れていた場合、電流はＳｖに転流する。▲３▼により、Ｓｕ’に電流が流れていた場合、電流はＳｖ’に転流し、Ｓｕ’は逆バイアスされる。
【０００９】
（２）図７（ｂ）のｅｕ＜ｅｖのとき
▲１▼Ｓｖ’をオン→▲２▼Ｓｕ’をオフ→▲３▼Ｓｖをオン→▲４▼Ｓｕをオフ
ここで、▲１▼ではＳｖ’に逆バイアスが加わっているため導通しない。▲２▼により、Ｓｕ’に電流が流れていた場合、電流はＳｖ’に転流する。▲３▼により、Ｓｕに電流が流れていた場合、電流はＳｖに転流し、Ｓｕは逆バイアスされる。
【００１０】
図７（ａ），（ｂ）に示した転流パターンを便宜上、転流パターンＡといい、これにより電流はＵ相からＶ相に転流する。
【００１１】
次に、図８は、負荷電流の極性に基づいて転流パターンを決定する従来技術を示しており、図６と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
この従来技術では、負荷３０の電流を電流検出器８０により検出し、電流極性検出手段７０により得た電流極性に基づき、転流パターン発生手段６０Ｂが転流パターンを作成する。
【００１２】
前記公知文献には、負荷電流の極性に応じて転流パターンを切り替える方法も記載されている。例えば、電源のＵ相からＶ相に転流する場合を例にとると、スイッチングパターンは以下のようになる。
【００１３】
（１）図９（ａ）のｉ＞０（ｉｕ＞ｉｖとする）のとき
▲１▼Ｓｕ’をオフ→▲２▼Ｓｖをオン→▲３▼Ｓｕをオフ→▲４▼Ｓｖ’をオン
ここで、▲２▼においてｅｕ＜ｅｖの場合には、電流はＳｖ’に転流する。▲３▼においてＳｕに電流が流れていた場合には、電流はＳｖに転流する。
【００１４】
（２）図９（ｂ）のｉ＜０（ｉｕ＜ｉｖとする）のとき
▲１▼Ｓｕをオフ→▲２▼Ｓｖ’をオン→▲３▼Ｓｕ’をオフ→▲４▼Ｓｖをオン
ここで、▲２▼においてｅｕ＞ｅｖの場合には、電流はＳｖに転流する。▲３▼においてＳｕ’に電流が流れていた場合には、電流はＳｖ’に転流する。
【００１５】
図９（ａ），（ｂ）に示した転流パターンを便宜上、転流パターンＢといい、これにより電流はＵ相からＶ相に転流する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
前述した図６，図７の電源電圧極性による転流方法は、電源電圧が小さくゼロ付近であるときに、極性切り替えの遅れや電圧検出誤差により、転流失敗をする可能性がある。
また、図８，図９の負荷電流極性による転流方法は、負荷電流が小さくゼロ付近であるときに、同様に極性切り替えの遅れや、電流の検出誤差により、転流失敗をする可能性がある。
【００１７】
転流失敗は過大な電流サージや電圧サージを発生させ、装置を破損する恐れがある。また、装置の破損を防止するために大形、大容量の交流スナバを設けることは、装置の小形化、高効率化、低コスト化の妨げとなる。
そこで本発明は、電源電圧や負荷電流が小さい場合でも転流失敗を防止し、サージを極力小さくして交流スナバ等を用いることなく装置の破損を防止することができる直接形電力変換器の転流方法を提供しようとするものである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子を用いて交流／交流直接形電力変換を行う直接形電力変換器において、
電源電圧の極性を検出する手段と、この手段により検出した電源電圧の極性に従って、前記半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第１の転流パターンとして作成する第１の転流パターン発生手段と、負荷電流の極性を検出する手段と、この手段により検出した負荷電流の極性に従って、前記半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第２の転流パターンとして作成する第２の転流パターン発生手段と、電源電圧または負荷電流の絶対値に応じて第１の転流パターンまたは第２の転流パターンを切り替えて出力する手段と、を備え、
この手段により切り替えた電源短絡及び負荷端開放を防止する転流パターンを用いて、前記半導体スイッチング素子の転流を行わせるものである。
【００１９】
請求項２に記載した発明は、請求項１記載の発明において、電源電圧の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、第２の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素子の転流を行わせるものである。
【００２０】
請求項３に記載した発明は、請求項１記載の発明において、負荷電流の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、第１の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素子の転流を行わせるものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、請求項１及び請求項２の発明の実施形態に相当する。図６，図８と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳細な説明を省略し、以下では、本発明の中心となる部分についてのみ説明する。
【００２２】
図１において、出力電圧指令が入力されるＰＷＭ発生手段５０により作られたＰＷＭパルス指令は、第１の転流パターン発生手段６０Ａと第２の転流発生パターン発生手段６０Ｂとの両方に入力されている。第１の転流パターン発生手段６０Ａは、前記同様に電圧極性検出手段４０により検出した電源電圧の極性に基づいて、第１の転流パターンとしての転流パターンＡを発生し、第２の転流発生パターン発生手段６０Ｂは、電流極性検出手段７０により検出した負荷電流の極性に基づいて、第２の転流パターンとしての転流パターンＢを発生する。
ここで、転流パターンＡは図７に示したパターン、同Ｂは図９に示したパターンである。
【００２３】
これらの転流パターンＡ，Ｂは転流パターン切り替え器９０Ｖに入力されており、この切り替え器９０Ｖでは、検出した電源電圧の絶対値に基づいて転流パターンＡ，Ｂを切り替え、その転流パターンに従って電力変換器２０の半導体スイッチング素子に対しスイッチング信号を出力する。
【００２４】
図２は、転流パターン切り替え器９０Ｖの内部構成を示している。この切り替え器９０Ｖは、電源電圧の絶対値を求める絶対値演算器９１と、この絶対値と電圧切り替えレベル（転流パターンＡ，Ｂを切り替えるべきゼロ付近の電圧レベル）とを比較する比較器９２と、その出力によって転流パターンＡ，Ｂを切り替える切り替えスイッチ９３とから構成されている。
【００２５】
上記構成において、電源電圧の極性に基づく転流パターンＡによる転流動作は、電源電圧が小さくゼロ付近になったときに失敗するおそれがあることから、電源電圧の絶対値がゼロ付近になって電圧切り替えレベルを下回ったときは、比較器９２の出力により切り替えスイッチ９３を動作させて負荷電流の極性に基づく転流パターンＢに従って転流させる。また、電源電圧の絶対値が電圧切り替えレベルを上回る場合には、切り替えスイッチ９３を切り替えて電源電圧の極性に基づいた転流パターンＡに従って転流させればよい。
【００２６】
仮に、電源電圧及び負荷電流の両方が小さい場合でも、電力変換器２０の半導体スイッチング素子に加わるエネルギーが小さくなるため、万が一、転流に失敗したとしても、大きなサージ発生の原因とはならず、大形の交流スナバを設けなくても装置の破壊を防止することができる。転流パターンは単に半導体スイッチング素子のオンオフの切り替え動作に過ぎないため、異なる転流パターンＡ，Ｂに従って転流させたとしても、ＰＷＭパルスの連続性が損なわれるものではない。
【００２７】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示すブロック図であり、請求項１及び請求項３の発明の実施形態に相当する。図１と同様な部分は割愛し、異なる部分のみを説明する。
すなわち、図３が図１と相違する点は、負荷電流の検出値が転流パターン切り替え器９０Ｉに入力されており、負荷電流が小さくゼロ付近になったときに、切り替え器９０Ｉの動作によって電源電圧の極性に基づく転流パターンＡを使用するようにした点である。
【００２８】
図４は転流パターン切り替え器９０Ｉの内部構成を示しており、負荷電流の絶対値を求める絶対値演算器９４と、この絶対値と電流切り替えレベル（転流パターンＡ，Ｂを切り替えるべきゼロ付近の電流レベル）とを比較する比較器９５と、その出力によって転流パターンＡ，Ｂを切り替える切り替えスイッチ９６とから構成されている。
【００２９】
前述したように、負荷電流の極性に基づく転流パターンＢによる転流動作は、負荷電流が小さくゼロ付近になったときに失敗するおそれがある。このため、負荷電流の絶対値がゼロ付近になって電流切り替えレベルを下回ったときは、比較器９５の出力により切り替えスイッチ９６を動作させて電源電圧の極性による転流パターンＡに従って転流させる。また、負荷電流の絶対値が電流切り替えレベルを上回る場合には、切り替えスイッチ９６を切り替えて負荷電流の極性に基づいた転流パターンＢに従って転流させればよい。
【００３０】
なお、直接形電力変換器２０内の双方向スイッチ（図１０におけるＳａｕ，…………，Ｓｃｗに相当）は、図７、図９に示した構成（ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴをエミッタ共通にして直列接続）の他に、図５（ａ）に示す双方向スイッチＳのように、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子２０１とダイオード２０２との直列回路と、スイッチング素子２０３とダイオード２０４との直列回路とを逆並列接続しても良く、スイッチング素子２０１，２０３に十分な逆耐圧があれば、図５（ｂ）に示す如く、ダイオードを省略してスイッチング素子２０１，２０３だけを逆並列接続したものでも良い。
【００３１】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電源電圧が小さい場合または負荷電流が小さい場合においても転流失敗を未然に防止することができると共に、両方が同時に小さい場合でも転流失敗によるサージを極力小さくすることができる。
このため、大形かつ大容量の交流スナバ等を用いることなく電力変換器の破壊を防止することができ、装置の小形化、高効率化、低コスト化が実現可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１における転流パターン切り替え回路の構成図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図４】図３における転流パターン切り替え回路の構成図である。
【図５】本発明が適用される直接形電力変換器に使用される双方向スイッチの説明図である。
【図６】従来技術を示すブロック図である。
【図７】従来の転流パターンＡを説明するための電力変換器の主要部の回路図である。
【図８】他の従来技術を示すブロック図である。
【図９】従来の転流パターンＢを説明するための電力変換器の主要部の回路図である。
【図１０】三相入力／三相出力のマトリックスコンバータの主回路構成図である。
【符号の説明】
１０  電源
２０  直接形電力変換器
３０  負荷
４０  電圧極性検出手段
５０  ＰＷＭ発生手段
６０Ａ，６０Ｂ  転流パターン発生手段
７０  電流極性検出手段
８０  電流検出器
９０Ｖ，９０Ｉ  転流パターン切り替え器
９１，９４  絶対値演算器
９２，９５  比較器
９３，９６  切り替えスイッチ
２０１，２０３  半導体スイッチング素子
２０２，２０４  ダイオード
Ｓ  双方向スイッチ
【図１】
0003960125.tif 000002
【図２】
0003960125.tif 000003
【図３】
0003960125.tif 000004
【図４】
0003960125.tif 000005
【図５】
0003960125.tif 000006
【図６】
0003960125.tif 000007
【図７】
0003960125.tif 000008
【図８】
0003960125.tif 000009
【図９】
0003960125.tif 000010
【図１０】
0003960125.tif 000011