(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正のレール（ＶＲ＋）と負のレール（ＶＲ−）との間に、
負荷（Ｌ）に通じる出力（Ｓ）をそれぞれ正のレール（ＶＲ＋）または負のレール（ＶＲ−）に接続することを可能にする二つのメインスイッチ（Ｓ１及びＳ２）と、
出力（Ｓ）をそれぞれ正のレール（ＶＲ＋）または負のレール（ＶＲ−）に接続することによって負荷（Ｌ）中の電流を維持することを可能にする二つのフリーホイールダイオード（Ｄ１及びＤ２）と、
出力（Ｓ）と正のレール（ＶＲ＋）との間、及び出力（Ｓ）と負のレール（ＶＲ−）との間にそれぞれ設けられている二つの緩衝コンデンサ（Ｃ１及びＣ２）と、
補助回路（ＣＡ）とを有する少なくとも１つのアームを備える電力変換器であって、
該補助回路は容量性電圧分割器（ＤＣ）の中点（Ｍ）と出力（Ｓ）との間に接続された二つの向き合った一方向伝導型の補助スイッチ（Ｔ１及びＴ２）に直列の補助インダクタ（ＬＡ）を有し、該容量性電圧分割器は、正のレール（ＶＲ＋）と負のレール（ＶＲ−）との間に直列に接続された二つの電圧分割コンデンサ（ＣＶ１及びＣＶ２）を備え、前記中点（Ｍ）において、正のレール（ＶＲ＋）及び負のレール（ＶＲ−）の電圧に対する公称中間電圧を供給し、
該電力変換器は更に、対応のメインスイッチ（Ｓ１；Ｓ２）をオンにするための切換えプロセス中の前記補助インダクタ（ＬＡ）と前記緩衝コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）との間の振動電流を検出し、前記補助回路（ＣＡ）をオンにし、その後、前記振動電流が遮断され、該遮断に応答して、前記対応のメインスイッチ（Ｓ１；Ｓ２）を導通させる手段（ＣＡＰ１、ＣＡＰ２；ＣＣ１、ＣＣ２；ＤＣＭ）を備えていることを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記検出が、前記補助回路（ＣＡ）と負荷回路（Ｌ）における電流を測定することを含み、これら二つの電流間の差が前記振動電流を表すことを特徴とする請求項１に記載の変換器。
【請求項３】
三レベルまたはそれ以上の電圧レベルを有する電力変換器であって、電力変換器のさまざまな段が、請求項１または２に記載の変換器を有することを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆるソフトスイッチングタイプの電力変換器、特に、英国Sheffieldにおける16th Universities Power Engineering Conferenceで発表されたG.A.Fisherの論文「High Power Transistor Inverters−Potential for Single Device Operation at 1000 A and 800 V」と、IEEE Transactions on Industry Applications，vol.29，No.2，1993年３／４月で発表されたW.McMurrayの論文「Resonant Snubbers with Auxiliary Switches」、及び特許文献ＷＯ９２／０５６２５に記載されている電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、上述の刊行物に記載されているタイプの変換器のアームを示している。この変換器アームは、正のレールＶＲ＋と負のレールＶＲ−との間に供給される直流電圧源からたとえば、電動機のような、主に誘導性の負荷Ｌに給電するためのものである。このアームは、主に以下のものを備えている。
【０００３】
負荷Ｌに通じる出力ＳをそれぞれレールＶＲ＋またはレールＶＲ−に接続し得るたとえばＩＧＢＴタイプの二つのメインスイッチＳ１及びＳ２。
【０００４】
出力Ｓをそれぞれ正のレールＶＲ＋または負のレールＶＲ−に接続させることによって、負荷Ｌ中の電流を維持することを可能にする二つのフリーホイールダイオードＤ１及びＤ２。
【０００５】
それぞれ、出力Ｓと正のレールＶＲ＋の間、出力Ｓと負のレールＶＲ−の間にある二つの緩衝コンデンサ。
【０００６】
特に、互いに向かい合う二つの一方向伝導型の補助スイッチＴ１及びＴ２、たとえばサイリスタあるいは機能的に等価の回路に直列の補助インダクタＬＡを備えた補助回路ＣＡ。この補助回路は、容量性電圧分割器ＤＣの中点Ｍと出力Ｓとの間に接続されている。この分割器は、この中点Ｍにおいて、公称上、正のレールＶＲ＋と負のレールＶＲ−の電圧に対する中間電圧を供給し、正のレールＶＲ＋と負のレールＶＲ−との間で直列に接続された二つの分割コンデンサＣＶ１とＣＶ２を備えている。
【０００７】
この回路において、構成要素Ｓ１、Ｄ１、Ｃ１、Ｔ１、ＣＶ１は、それぞれ構成要素Ｓ２、Ｄ２、Ｃ２、Ｔ２、ＣＶ２と対になる、すなわち、それらは同じ電気特性を示す。制御回路（不図示）は、このアームを備えた変換器のさまざまな点における電圧及び電流を測定し、適切なプログラムにしたがって、以下に述べる要領でたとえばｅｃ１として図面では概略だけが示されている制御電極に対する作用によって、メインスイッチＳ１及びＳ２と補助スイッチＴ１及びＴ２のトリガを制御する。
【０００８】
直流−直流変換器の場合における回路の動作を図示するために、図１のアームはチョッパとして機能し、どのスイッチも非導通であり、電流ＩLが導通しているフリーホイールダイオードＤ２によって負荷Ｌに維持されている状態から始まるものとする。この場合、ダイオードＤ２のしきい値電圧を無視すれば、出力Ｓは、レールＶＲ−の電位に等しく、たとえば０ボルトである。同一容量のコンデンサＣＶ１とＣＶ２は、中点Ｍが中間電圧＋Ｖ／２となるように、以下＋Ｖと呼ぶレールＶＲ＋とレールＶＲ−の間に存在する電圧で充電される。
【０００９】
回路の切換は、補助スイッチＴ１が制御回路によってトリガされる第一段階から始まる。補助スイッチは導通し、補助インダクタＬＡは＋Ｖ／２（Ｔ１のしきい値を無視している）と０Ｖ（Ｄ２のしきい値を無視している）との間で給電される。これを通る電流ＩAは直線的に増大する。この電流は、ダイオードＤ２中で電流ＩLから差し引かれる。
【００１０】
ＩA＝ＩLになると、ダイオードＤ２が非導通となる。出力Ｓは、もはやレールＶＲ−に接続されていない。この結果補助インダクタＬＡは、コンデンサＣ１とＣ２と直列になり、これらのコンデンサ自体は互いに並列に置かれる。電流の振動は、インダクタとコンデンサとの間で始まる。この振動の最初の半周期において、緩衝コンデンサＣ１とＣ２の中点、すなわち出力Ｓは、０から＋Ｖボルトに移る。
【００１１】
この結果スイッチＳ１は端子間に電圧がない状態でトリガされ、電流ＩLを流す。インダクタＬＡは、電位＋Ｖ／２における中点Ｍと、スイッチＴ１を介して電位＋Ｖに保たれている出力Ｓとの間に接続された状態になり、それを通る電流ＩAが直線的に減少することがわかる。この電流ＩAがゼロになると、補助スイッチＴ１は非導通となる。このために、そこを通る電流がゼロになるとオフとなる特性を有するサイリスタタイプのスイッチ、または等価の構成要素の組合わせ、たとえばダイオードと直列のトランジスタまたはＩＧＢＴが使用される。
【００１２】
最初の状態に戻るための他方向への切換えは、上述の補助スイッチＴ１のように、補助スイッチＴ２がトリガされる補助回路ＣＡによって、同様に行われる。さらに、スイッチＳ１は同様に非導通となる。出力Ｓの電圧は、振動中には＋Ｖから０ボルトに移り、この振動によって補助スイッチＴ２が非導通となり、この結果ダイオードＤ２は電流ＩLにより導通する。
【００１３】
変換器のアームは他の形態、特に負荷が、図１のアームと同じ二つの変換器アームの間に接続されている図２の形態で使用可能である。第二のアームの各要素には、第一のアームと同じ参照符号を使用し、記号”’”を追加している。追加及び変形形態として、インダクタＬＡ及びＬＡ’は、補助スイッチと点Ｓの間に接続される代わりに、補助スイッチと中点Ｍとの間に接続される。これは、ここで述べる動作の観点からは何ら変化をもたらすものではない。図２の変換器のような二つのアームの変換器において他の動作モードを適用することも可能であり、特にインバータとして動作可能である。二つのアームの各々の動作は、上記の動作に基づく。チョッパによる動作においては、左側のアームの動作は、ダイオードＤ２とスイッチＴ１によるが、これに対して、右側のアームの動作は、同期的にダイオードＤ１’とスイッチＴ２’による。インバータによる動作においては、正の半周期の後に、または正の半周期のいくつかの部分の後に、上述の如く、負の半周期が一方ではダイオードＤ１更にスイッチＴ２に係わり、他方では、ダイオードＤ２’更にスイッチＴ１に係わる。
【００１４】
これらのさまざまな場合において、変換器アームの出力Ｓの電圧は、該出力Ｓにおける電圧が実際に０から＋Ｖボルトに変わった場合に、すなわち補助回路ＣＡの端子における電圧が逆転した場合に、いいかえれば、中点Ｍにおける電圧がちょうど＋Ｖ／２に等しくなった場合に損失なく切り換わる。このために、電圧分割器ＤＣのコンデンサＣＶ１とＣＶ２の容量は十分に大きくなければならず、補助回路における抵抗損失を含め、補助回路の導通段階に係わる構成要素の対称性はほぼ完全なものでなければならない。経験から、これらの条件は満たしにくく、これが問題となっている。
【００１５】
この不完全さにより、振動の半周期の終わりに、点Ｓにおける電圧は＋Ｖ／２ではなく、それより低い電圧になる。その結果、メインスイッチＳ１の端子間の電位差はゼロではなくなり、端子間に残留電圧が存在するにもかかわらずスイッチが導通し、これにより、メインスイッチにおいてエネルギーが消散される。これは、結果的に生じる熱を放出しなければならず、変換器の効率が低下するという欠点となる。
【００１６】
それにもかかわらずこのような不完全さは不可避であるので、従来の解決策は、これを受入れ、それに応じて電力変換器の寸法を決定することであった。しかしここで、メインスイッチがいつ導通すべきであるかを決定するという新たな問題が生じる。電圧が端子間においてゼロにならないので、損失のない切り換えという利点を自動的に提供する技術、すなわち、メインスイッチの導通をトリガするためにその端子間の電圧を、ゼロを通過する際に検出する方策は得られない。この新たな問題への従来の解決策は、端子間の電圧があらかじめ設定された電圧しきい値以下に低下すると、メインスイッチを導通させることである。その利点は、損失が規定の最大値を超えることがなく、したがって変換器に過負荷をかけることがない点である。
【００１７】
本発明は、この従来の解決策は、安全性の観点から、一般的には過剰となる最大損失を受け入れざるを得ないということに鑑みなされたものである。
【００１８】
変換器の組立に際し、使用される構成部品は、規定された許容範囲内のばらつきを有している。したがって上記のしきい値の計算は、このような許容範囲に対応する最も不利な場合を想定することによって行われる。ケースバイケースでしきい値を定めるためには、製造及びテストの段階で特別の測定と、さらにしきい値を調整するための手段を必要とする。これは経済的にみて許容できない。変換器は、常に最大負荷で動作するわけではない。これは、交流における動作のみならず、ほとんどの直流の場合にも当てはまる。希にしか発生しない最も不利な動作条件に対応することができるようにしきい値が定められ、また安全性の要求を満すことは大幅な効率の低下をもたらす。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明は、上記の新たな問題に対し、経済的に受け入れがたい要求を含まず、電力変換器の効率という観点から十分な利点をもたらすような、より満足のいく解決策を提案する。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、出力変換器は、対応のメインスイッチをオンにするための切り換えプロセスにおいて、補助インダクタと緩衝コンデンサとの間の電流の振動を検出する手段であって、補助回路をオンにしこれにより振動電流が遮断され、該遮断に応答して、対応のメインスイッチを導通させる手段を備えている。
【００２１】
一つの実施形態によれば、前記検出は、補助回路と負荷回路を流れる電流を実質的に常時評価することを含み、これら二つの電流間の差が振動電流を表している。
【００２２】
他の実施形態によれば、前記検出は、緩衝コンデンサを流れる電流を実質的に常時評価すること、特に該電流がゼロになるときに評価することを含んでいる。
【００２３】
本発明は、振動電流がゼロになると、コンデンサの端子間の電圧が、振動の半周期の終わりに最小になるという事実に基づいている。これは、損失が最小になるので、メインスイッチを導通させるのに最適の瞬間である。
【００２４】
I.E.E.E.発行のP.E.S.C.96、1996年6月中で発表されたP.P.Mokの「Control Complexities Related to High Power Resonant Inverters」と題する論文においては、ソフトスイッチングタイプの電力変換器である図２Ｃの変換器において、その端子に接続されている緩衝コンデンサが完全に放電された時にメインスイッチ（１０４５ページ、左欄下）を導通させる技術を記載している。この瞬間を検出するために、コンデンサ（同じページ、右欄上）を流れる電流を評価する瞬間が考察されているが、電圧を評価する方が容易であるのでこれは採用されていない。本発明に係わる上記の新たな問題は、この論文では触れられていない。緩衝コンデンサを流れる電流を評価するという方策は、上記論文で述べられているが、すぐに放棄されており、上述の新たな問題を解決するものではない。
【００２５】
以上に述べたことは、一つまたは二つのアーム、すなわち一つまたは二つの電圧レベルを有する電力変換器に関するものである。さらに、ＩＥＥＥ  ＰＥＳＣ1996年、ｐ．1019−1026で発表されたJ.G.Choの論文「Three level Auxiliary resonant commutated pole inverter for high power applications」から、上記のものと類似の三レベル電圧を有する変換器が知られている。さらに、三つ以上のレベルの電力変換器も同様に構成可能である。三つまたは三つより多いレベルを有する変換器の全てのレベルにおいて、メインスイッチのトリガの最適条件を決定するという同じ問題がメインスイッチ回路で生じる。本発明は、変換器に含まれる全てのメインスイッチについて、上述のタイプの変換器に適用される。
【００２６】
添付の図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
【００２７】
【発明の実施の形態】
図３に示された本発明の実施形態は、図１の変換器のアームの動作、または図２の変換器のいずれか一つのアームの動作を制御するためのものである。図３の装置は、導体中の電流を連続的に評価することを可能にする電流のセンサを備えている。第一のセンサＣＡＰ１は補助回路ＣＡに設けられ、特に補助インダクタＬＡ中の電流を評価し、第二のセンサＣＡＰ２は、負荷を流れる電流について同様に評価し、且つ／または第三のセンサＣＣ１と第四のセンサＣＣ２はそれぞれ緩衝コンデンサＣ１とＣ２を流れる電流を評価する。これらのセンサは、入力端子ＩＣＭを介しての操作制御命令と、入力端子ＩＦＣを介しての変換器の動作に関するその他の情報とを受取る操作制御装置ＤＣＭに接続される。これは、補助スイッチＴ１とＴ２の動作を制御する制御信号ＣＴ１及びＣＴ２、さらにメインスイッチＳ１及びＳ２の動作を制御する信号ＣＳ１及びＣＳ２を与える。電流センサは技術的にはよく知られている。本発明の実施形態においては、市販されているホール効果型センサを使用することができる。したがって、本発明の実施形態は、二つのセンサ、即ち、ＣＡＰ１及びＣＡＰ２、またはＣＣ１及びＣＣ２のみが必要とされるので低コストで実現される。
【００２８】
最初に述べたように、通常の方法により、図示のセンサから出力される信号によって、また入力ＩＦＣに達する不図示のセンサから出力される他の信号によって変換器の状態が知らされる運転制御システムＤＣＭは、運転プログラムを含んでおり、さらにその入力ＩＣＭに達する不図示の外部ソースからの制御信号に応答して、ある導通状態から他の状態への変換器の切換えを制御する。
【００２９】
最初に述べた例を再び説明すると、ダイオードＤ２によって電流ＩLが確立されると想定した場合、切換えは、メインスイッチＳ１を導通させることからなるので、装置ＤＣＭはまず補助スイッチＴ１を導通させ、これにより電流が確立され、補助回路ＣＡ中で増大する。さらにダイオードＤ２を流れる電流が最終的にゼロになる。この瞬間に振動が始まり、振動電流が緩衝コンデンサＣ１を放電し、緩衝コンデンサＣ２を充電する。制御装置ＤＣＭは、点Ｓにおける電圧の変化（専用センサによって伝達される）によってこの振動の始まりを検出し、センサＣＣ１及びＣＣ２が設けられている場合には、コンデンサＣ２における電流の減少をセンサＣＣ２によって検出する。またはコンデンサＣ１における電流の増大をセンサＣＣ１によって検出する。あるいはまた、当業者が容易に考えることができる他の手段によって検出することができる。
【００３０】
この瞬間から、装置ＤＣＭは、振動の半周期の終わりに振動電流の遮断を検出する段階に入る。
【００３１】
一つの実施形態においては、この事象は、センサＣＡＰ１及びＣＡＰ２によって値が制御装置ＤＣＭに伝達される電流ＩA及びＩLが等しくなるという事実によって検出される。その瞬間に、制御装置ＤＣＭは、出力ＣＳ１から、メインスイッチＳ１を導通させる信号を与える。この後は上述の動作が行われる。
【００３２】
第二の実施形態においては、この事象は、センサＣＣ２によって検出される緩衝コンデンサＣ１を流れる電流またはセンサＣＣ２によって検出される緩衝コンデンサＣ２を流れる電流がゼロになるという事実によって検出される。この第二の解決策は、前述の解決策と等価である。
【００３３】
当業者は、さらにこの事象を検出するための他の手段を見出すことができるであろう。本発明は、適切に検出された上記事象がメインスイッチの導通を制御することを特徴とする。
【００３４】
同一の操作条件で、他のメインスイッチＳの動作を制御するために対応の手段を使用できることは説明を要しないであろう。
【００３５】
同様に、図４には、上記J.G.Choの論文「Three level Auxiliary resonant commutated pole inverter for high power applications」に記載されているタイプの三レベル型変換器が示されている。制御回路ＣＣ１（メインスイッチＳ１及びフリーホイールダイオードＤ１）、ＣＣ２（メインスイッチＳ２及びフリーホイールダイオードＤ２）、ＣＣ３（メインスイッチＳ３及びフリーホイールダイオードＤ３）、ＣＣ４（メインスイッチＳ４及びフリーホイールダイオードＤ４）の夫々について、本願発明は、容量性電圧分割器ＣＶ１１、ＣＶ１２、ＣＶ１３、ＣＶ１４の端子ＶＡ１、ＶＡ２、ＶＡ３に接続された補助回路ＣＡ１、ＣＡ２の制御の下で、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３を充電する電流に適用される。
【００３６】
このように改良されたメインスイッチの制御は、端子間の残留電圧が最小になる時に、メインスイッチを導通させることを可能にし、これにより、電力変換器の損失を制限することができる。さらに性能を高めることも可能にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用される従来の電力変換器のアームの原理図である。
【図２】本発明が適用される従来の電力変換器の回路図である。
【図３】本発明に従ってメインスイッチの導通を制御する手段を備えた図１のタイプの電力変換器を示す図である。
【図４】本発明が適用される三レベル型電力変換器を示す図である。
【符号の説明】
Ｃ１、Ｃ２  緩衝コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２  フリーホイールダイオード
Ｓ１、Ｓ２  メインスイッチ
Ｔ1、Ｔ2  一方向伝導型補助スイッチ
ＶＲ＋  正のレール
ＶＲ−  負のレール
【図１】
0004019130.tif 000002
【図２】
0004019130.tif 000003
【図３】
0004019130.tif 000004
【図４】
0004019130.tif 000005