(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ信号をデジタル値に変換する変換手段と、
この変換手段の前記アナログ信号の入力路に着脱可能に設けられる分圧回路と、
前記変換手段からの変換値の判断と前記分圧回路の着脱の制御を行う制御手段とを有し、
前記分圧回路を除いたときの前記変換手段からの第１の変換値と、前記分圧回路を付加したときの前記変換手段からの第２の変換値とを、前記制御手段で判断して所望の変換値を得る
ことを特徴とするアナログデジタル変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば充電電池の残量の測定に使用して好適なアナログデジタル変換装置に関する。詳しくは変換精度を余り要求しないアナログデジタル変換において、簡単な構成でアナログデジタル変換の分解能を向上させるものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば充電電池の残量の測定においては、充電電池の端子電圧をアナログデジタル変換した変換値をマイクロコンピュータを用いて判断することが行われている。この場合にアナログデジタル変換は、例えばマイクロコンピュータに内蔵される変換手段を用いて行われるが、このような内蔵の変換手段でのアナログデジタル変換の分解能は通常は４〜５ビット程度である。しかしながらこのような分解能はできるだけ多い方が好ましいとされているものである。
【０００３】
そこで従来から、いわゆるディザや三角波の信号を入力信号に加算して、複数回のアナログデジタル変換から統計的手法を用いて分解能を向上させることが行われている。しかしながらこのような方法では、統計的な演算を行うなどのマイクロコンピュータでのソフトウェアの負担が増加し、例えば充電電池の残量の測定に用いられるようないわゆるワンチップマイクロコンピュータでは、実現が困難なものである。
【０００４】
これに対して、例えば入力アナログ信号のレベルに応じて入力アナログ信号あるいは参照信号のレベルをシフトして、用いられるアナログデジタル変換手段の能力の数倍の分解能を得る手段が提案（特開平６−２０４８７６号公報、特開平１０−１６３８７３号公報等参照）されている。しかしながらこれらの方法では、レベルをシフトするための回路構成が複雑になり、上述の充電電池の残量の測定のような元々小規模の回路には実現が困難なものである。
【０００５】
また、このようなソフトウェアの負担が増加や回路構成の複雑化に対しては、例えば大型のマイクロコンピュータや回路自体を大規模にすれば可能なものもあるが、製造コストの削減や装置の小型化等が求められる中にあっては、そのようなマイクロコンピュータの大型化や回路の規模を増大させることは、事実上不可能な状況となってしまうものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
この出願はこのような点に鑑みて成されたものであって、解決しようとする問題点は、アナログデジタル変換の分解能を向上させるために従来から用いられている統計的な手法や信号のレベルをシフトする方法では、ソフトウェアの負担や回路の規模が増加し、特に安価で小型の装置への採用に関しては、実現が事実上不可能な状況であったというものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このため本発明においては、アナログデジタル変換手段の入力路に分圧回路が着脱可能に設けられ、この分圧回路を着脱したときの第１及び第２の変換値を制御手段で判断して所望の変換値を得るようにしたものであって、これによれば、分圧回路を着脱可能に設けるだけの簡単な構成と、第１及び第２の変換値の簡単な判断だけで、極めて容易にアナログデジタル変換の分解能を向上させることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
すなわち本発明においては、アナログ信号をデジタル値に変換する変換手段と、この変換手段のアナログ信号の入力路に着脱可能に設けられる分圧回路と、変換手段からの変換値の判断と分圧回路の着脱の制御を行う制御手段とを有し、分圧回路を除いたときの変換手段からの第１の変換値と分圧回路を付加したときの変換手段からの第２の変換値とを制御手段で判断して所望の変換値を得てなる。これによって、極めて容易にアナログデジタル変換の分解能を向上させることができる。
【０００９】
以下、図面を参照して本発明を説明するに、図１は本発明を適用したアナログデジタル変換装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【００１０】
図１において、本発明のアナログデジタル変換装置を形成する例えばマイクロコンピュータ１０のアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）に、アナログデジタル変換されるアナログ信号の入力端子１が分圧回路を構成する抵抗器２を通じて接続される。また、この抵抗器２とマイクロコンピュータ１０のアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）との接続中点が、分圧回路を構成する抵抗器３とスイッチング素子４を通じて接地される。
【００１１】
そしてこのマイクロコンピュータ１０の制御出力（ＣＮＴ）からの制御信号によってスイッチング素子４のオンオフが制御され、例えば最初にスイッチング素子４をオフにした状態でアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）に供給されたアナログ信号の１回目のアナログデジタル変換が行われる。次にスイッチング素子４をオンにした状態でアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）に供給されたアナログ信号の２回目のアナログデジタル変換が行われる。
【００１２】
すなわちこの回路において、スイッチング素子４をオフにした状態では、入力端子１に供給されるアナログ信号はそのままマイクロコンピュータ１０のアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）に供給される。これに対してスイッチング素子４をオンにした状態では、入力端子１に供給されるアナログ信号は抵抗器２、３の抵抗値をＲ1 、Ｒ2 と置いて、Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）に分圧されてマイクロコンピュータ１０のアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）に供給される。
【００１３】
そこで例えばアナログデジタル変換の変換域を０〜１．６Ｖとすると、まずスイッチング素子４をオフにした１回目の状態では、例えば図２の左側に示すように、０〜０．２Ｖ、０．２〜０．４Ｖ、０．４〜０．６Ｖ、０．６〜０．８Ｖ、０．８〜１．０Ｖ、１．０〜１．２Ｖ、１．２〜１．４Ｖ、１．４〜１．６Ｖの８通りの変換レベルでデジタル値に変換されることになる。なおこの説明では簡略化のため８通り（３ビット）で説明するが、さらに多ビットの場合も同様である。
【００１４】
これに対して上述の抵抗器２、３の分圧比を、例えばＲ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）＝０．９とすると、スイッチング素子４をオンにした２回目の状態での変換レベルは、等価的に図２の右側に示すように、０〜０．２２Ｖ、０．２２〜０．４４Ｖ、０．４４〜０．６７Ｖ、０．６７〜０．８９Ｖ、０．８９〜１．１０Ｖ、１．１０〜１．３３Ｖ、１．３３〜１．５６Ｖ、１．５６〜１．６Ｖとなり、これらの変換レベルでデジタル値に変換されることになる。
【００１５】
従ってこれらを統合することにより、例えば上述の例では、０〜０．２Ｖ、０．２〜０．２２Ｖ、０．２２〜０．４Ｖ、０．４〜０．４４Ｖ、０．４４〜０．６Ｖ、０．６〜０．６７Ｖ、０．６７〜０．８Ｖ、０．８〜０．８９Ｖ、０．８９〜１．０Ｖ、１．０〜１．１０Ｖ、１．１０〜１．２Ｖ、１．２〜１．３３Ｖ、１．３３〜１．４Ｖ、１．４〜１．５６Ｖ、１．５６〜１．６Ｖの１５通りの変換を行うことができる。
【００１６】
すなわち、例えば最初にスイッチング素子４をオフにする制御信号をマイクロコンピュータ１０の制御出力（ＣＮＴ）から出力して１回目の変換を行い、この時の変換値を記憶する。次にスイッチング素子４をオンにする制御信号をマイクロコンピュータ１０の制御出力（ＣＮＴ）から出力して２回目の変換を行い、この時の変換値と記憶された１回目の変換値とを比較し、これらが一致したときはその値を出力変換値とし、異なるときはその中間の値を出力変換値とする。
【００１７】
なお、上述の例では、例えば１回目と２回目のそれぞれの変換される値を０、２、４、６、８、１０、１２、１４と置いて、１回目と２回目の変換値が同じときはその値（０、２、４、６、８、１０、１２、１４）を変換値とし、異なるときはそれらの中間の値（１、３、５、７、９、１１、１３）を変換値とすることによって、０〜１４の１５通りの値を取り出すことができる。このようにして設けられたアナログデジタル変換の分解能を向上させることができる。
【００１８】
従ってこの装置において、アナログデジタル変換手段のアナログ信号の入力路に分圧回路が着脱可能に設けられ、この分圧回路を着脱したときの第１及び第２の変換値を制御手段で判断して所望の変換値を得ることによって、分圧回路を着脱可能に設けるだけの簡単な構成と、第１及び第２の変換値の簡単な判断だけで、極めて容易にアナログデジタル変換の分解能を向上させることができる。
【００１９】
これによって、アナログデジタル変換の分解能を向上させるために従来から用いられている統計的な手法や信号のレベルをシフトする方法では、ソフトウェアの負担や回路の規模が増加し、特に安価で小型の装置への採用に関しては、実現が事実上不可能な状況であったものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【００２０】
なお上述の装置において、アナログデジタル変換の精度（リニアリティ）は、図２からも明らかなように良好なものではない。従ってこの装置は、音声や映像信号のアナログデジタル変換のような厳密な精度（リニアリティ）の要求されるものには使用できないが、例えば上述の充電電池の残量の測定ように変換精度を余り要求しないアナログデジタル変換においては、簡単な構成でアナログデジタル変換の分解能を向上させることができるものである。
【００２１】
さらに図３には、本発明を適用したアナログデジタル変換装置の他の実施形態の構成のブロック図を示す。この図３の実施形態においては、本発明のアナログデジタル変換装置を形成する例えばマイクロコンピュータ１０のアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）には、アナログデジタル変換されるアナログ信号の入力端子１が直接接続される。
【００２２】
これに対して、マイクロコンピュータ１０のアナログデジタル変換の参照入力（Ｖｒｅｆ）に、参照電圧の入力端子５が分圧回路を構成する抵抗器６を通じて接続される。また、この抵抗器６とマイクロコンピュータ１０の参照入力（Ｖｒｅｆ）との接続中点が、分圧回路を構成する抵抗器７とスイッチング素子８を通じて接地される。
【００２３】
そしてこのマイクロコンピュータ１０の制御出力（ＣＮＴ）からの制御信号によってスイッチング素子８のオンオフが制御され、例えば最初にスイッチング素子８をオフにした状態で参照入力（Ｖｒｅｆ）に供給される参照電圧を用いてアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）に供給されたアナログ信号の１回目のアナログデジタル変換が行われる。次にスイッチング素子８をオンにした状態で２回目のアナログデジタル変換が行われる。
【００２４】
すなわちこの回路において、スイッチング素子８をオフにした状態では、入力端子５に供給される参照電圧はそのままマイクロコンピュータ１０の参照入力（Ｖｒｅｆ）に供給される。これに対してスイッチング素子８をオンにした状態では、入力端子５に供給される参照電圧は抵抗器６、７の抵抗値をＲ3 、Ｒ4 と置いて、Ｒ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）に分圧されてマイクロコンピュータ１０の参照入力（Ｖｒｅｆ）に供給される。
【００２５】
そこで例えばアナログデジタル変換の変換域を０〜１．６Ｖとすると、まずスイッチング素子８をオフにした１回目の状態では図４の左側に示すように、０〜０．２Ｖ、０．２〜０．４Ｖ、０．４〜０．６Ｖ、０．６〜０．８Ｖ、０．８〜１．０Ｖ、１．０〜１．２Ｖ、１．２〜１．４Ｖ、１．４〜１．６Ｖの８通りの変換レベルでデジタル値に変換されることになる。
【００２６】
これに対して上述の抵抗器６、７の分圧比を、例えばＲ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）＝０．９とすると、スイッチング素子８をオンにした２回目の状態での変換レベルは、等価的に図４の右側に示すように、０〜０．１８Ｖ、０．１８〜０．３６Ｖ、０．３６〜０．５４Ｖ、０．５４〜０．７２Ｖ、０．７２〜０．９０Ｖ、０．９０〜１．０８Ｖ、１．０８〜１．２６Ｖ、１．２６〜１．６Ｖとなり、これらの変換レベルでデジタル値に変換されることになる。
【００２７】
従ってこれらを統合することにより、例えば上述の例では、０〜０．１８Ｖ、０．１８〜０．２Ｖ、０．２〜０．３６Ｖ、０．３６〜０．４Ｖ、０．４〜０．５４Ｖ、０．５４〜０．６Ｖ、０．６〜０．７２Ｖ、０．７２〜０．８Ｖ、０．８〜０．９０Ｖ、０．９０〜１．０Ｖ、１．０〜１．０８Ｖ、１．０８〜１．２Ｖ、１．２〜１．２６Ｖ、１．２６〜１．４Ｖ、１．４〜１．６Ｖの１５通りの変換を行うことができる。
【００２８】
すなわち、例えば最初にスイッチング素子８をオフにする制御信号をマイクロコンピュータ１０の制御出力（ＣＮＴ）から出力して１回目の変換を行い、この時の変換値を記憶する。次にスイッチング素子８をオンにする制御信号をマイクロコンピュータ１０の制御出力（ＣＮＴ）から出力して２回目の変換を行い、この時の変換値と記憶された１回目の変換値とを比較し、これらが一致したときはその値を出力変換値とし、異なるときはその中間の値を出力変換値とする。
【００２９】
なお、上述の例では、例えば１回目と２回目のそれぞれの変換される値を０、２、４、６、８、１０、１２、１４と置いて、１回目と２回目の変換値が同じときはその値（０、２、４、６、８、１０、１２、１４）を変換値とし、異なるときはそれらの中間の値（１、３、５、７、９、１１、１３）を変換値とすることによって、０〜１４の１５通りの値を取り出すことができる。このようにして設けられたアナログデジタル変換の分解能を向上させることができる。
【００３０】
従ってこの装置において、アナログデジタル変換手段の参照電圧の入力路に分圧回路が着脱可能に設けられ、この分圧回路を着脱したときの第１及び第２の変換値を制御手段で判断して所望の変換値を得ることによって、分圧回路を着脱可能に設けるだけの簡単な構成と、第１及び第２の変換値の簡単な判断だけで、極めて容易にアナログデジタル変換の分解能を向上させることができる。
【００３１】
これによって、アナログデジタル変換の分解能を向上させるために従来から用いられている統計的な手法や信号のレベルをシフトする方法では、ソフトウェアの負担や回路の規模が増加し、特に安価で小型の装置への採用に関しては、実現が事実上不可能な状況であったものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【００３２】
なお上述の装置において、アナログデジタル変換の精度（リニアリティ）は、図４からも明らかなように良好なものではない。従ってこの装置は、音声や映像信号のアナログデジタル変換のような厳密な精度（リニアリティ）の要求されるものには使用できないが、例えば上述の充電電池の残量の測定ように変換精度を余り要求しないアナログデジタル変換においては、簡単な構成でアナログデジタル変換の分解能を向上させることができるものである。
【００３３】
さらに上述の装置において、着脱可能な分圧回路の構成をアナログ信号の入力路と参照電圧の入力路の両方に設けることによって、アナログデジタル変換の分解能をさらに向上させることができる。すなわち例えば上述の基本が８通りのアナログデジタル変換手段においては、着脱可能な分圧回路の構成を両方に設け、３回の変換を行うことによって、２２通りの分解能を得ることができる。
【００３４】
また上述の装置において、例えば図５に示すようにアナログ信号の入力端子１を直接第１のアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ１）に接続し、抵抗器２、３の分圧回路の分圧出力を第２のアナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ２）に接続し、これらの第１及び第２のアナログデジタル変換入力をマイクロコンピュータ１０の内部のスイッチ９で選択してアナログデジタル変換ブロック１１に接続するようにしても、上述と同様の作用効果を得ることができる。
【００３５】
この場合に、マイクロコンピュータ１０においては、アナログデジタル変換入力（Ａ／Ｄ）の端子の数が増加することになるが、制御出力（ＣＮＴ）の端子の数を削減することができるので、全体の入出力の端子の数は不変である。そしてこの場合には、さらに外付けの回路素子としてのスイッチング素子を削減することができるものである。
【００３６】
さらに上述の装置において、抵抗器２、３あるいは抵抗器６、７の分圧比は、上述の０．９に限定されるものではなく、例えば用いられるアナログデジタル変換手段の基本の分解能に応じて決定されるものであって、通常は、基本の分解能の最大値の領域で、分圧後の値が本来の分解能を外れない値になるように定められる。
【００３７】
こうして上述のアナログデジタル変換装置によれば、アナログ信号をデジタル値に変換する変換手段と、この変換手段のアナログ信号の入力路に着脱可能に設けられる分圧回路と、変換手段からの変換値の判断と分圧回路の着脱の制御を行う制御手段とを有し、分圧回路を除いたときの変換手段からの第１の変換値と分圧回路を付加したときの変換手段からの第２の変換値とを制御手段で判断して所望の変換値を得ることにより、極めて容易にアナログデジタル変換の分解能を向上させることができるものである。
【００３８】
なお本発明は、上述の説明した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の精神を逸脱することなく種々の変形が可能とされるものである。
【００３９】
【発明の効果】
従って請求項１の発明によれば、アナログデジタル変換手段の参照電圧の入力路に分圧回路が着脱可能に設けられ、この分圧回路を着脱したときの第１及び第２の変換値を制御手段で判断して所望の変換値を得ることによって、分圧回路を着脱可能に設けるだけの簡単な構成と、第１及び第２の変換値の簡単な判断だけで、極めて容易にアナログデジタル変換の分解能を向上させることができるものである。
【００４０】
これによって、アナログデジタル変換の分解能を向上させるために従来から用いられている統計的な手法や信号のレベルをシフトする方法では、ソフトウェアの負担や回路の規模が増加し、特に安価で小型の装置への採用に関しては、実現が事実上不可能な状況であったものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるアナログデジタル変換装置の一実施形態の構成図である。
【図２】その説明のための図である。
【図３】本発明によるアナログデジタル変換装置の他の実施形態の構成図である。
【図４】その説明のための図である。
【図５】本発明によるアナログデジタル変換装置の他の実施形態の構成図である。
【符号の説明】
１０…マイクロコンピュータ、１…入力端子、２，３…分圧回路を構成する抵抗器、４…スイッチング素子、Ａ／Ｄ…マイクロコンピュータ１０のアナログデジタル変換入力、ＣＮＴ…マイクロコンピュータ１０の制御出力
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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