(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を増幅する高周波増幅器にバイアスを供給するバイアス回路であって、
上記高周波増幅器の増幅素子と第１のカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、
上記増幅素子と上記第１のトランジスタのベース電流を補償する第２のトランジスタと、
上記第２のトランジスタのコレクタ電流を基準電流とし、第２のカレントミラー回路を構成する第３及び第４のトランジスタと、
上記第２のカレントミラー回路には依存せずに、上記第１のトランジスタのコレクタ電流を決定する定電流回路とを備えたことを特徴とするバイアス回路。
【請求項２】
第２のトランジスタからインダクタを介して増幅素子にベース電流を供給することを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項３】
第３のトランジスタと第４のトランジスタのサイズ比を１：１とすることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項４】
第３のトランジスタと第４のトランジスタのサイズ比を１：Ｍ（Ｍ≧２）とすることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項５】
第３のトランジスタと第４のトランジスタをダーリントン回路で構成することを特徴とする請求項４記載のバイアス回路。
【請求項６】
第３のトランジスタと第４のトランジスタをＰＭＯＳトランジスタで構成することを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、衛星通信、地上波マイクロ波通信、移動体通信等に使用する高周波増幅器用のバイアス回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般にＢＪＴ（Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のＮＰＮバイポーラトランジスタを用いた高周波増幅器においては、低ひずみ、高出力と高効率を両立するためにベース電圧を定電圧で印加する定電圧ベースバイアス回路が用いられている。
【０００３】
定電流でベースバイアスを印加した場合には、高周波の入力電力が増加した場合に整流電流が発生すると、定電流を維持するためにベース電圧が降下する。そのため、入力が大きくなるとＢ級動作に急速に近づくために、高周波増幅器の飽和電力が小さくなり、高出力を得ることはできない。
【０００４】
一方、定電圧でベースバイアスを印加した場合には、ベース電圧は降下することはないため、バイアス級は変化せず、定電流バイアスの場合と比較して大きな飽和電力を得ることができる。従って、入力電力が増加することによってベース電流が増加しても、ベース電圧が低下しないような定電圧ベースバイアス回路が必要となる。
【０００５】
図４は例えば特開平１１−６８４７３号公報に開示された従来の高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図である。図において、１はバイアス回路、２は高周波増幅器であり、このバイアス回路１は、高周波増幅器２の入力電力が増加した場合に、自動的にトランジスタＱ２１のベース電流を補償する機能を有している。
【０００６】
また、図４の高周波増幅器２において、２１は高周波入力端子、２２は高周波出力端子、２３は電源、Ｑ２１は高周波増幅用のトランジスタ、Ｃ２１は高周波入力端子２１とトランジスタＱ２１のベース間に接続されたコンデンサ、Ｃ２２はトランジスタＱ２１のコレクタと高周波出力端子２２間に接続されたコンデンサ、Ｒ２１はトランジスタＱ２１のコレクタと電源２３間に接続された抵抗であり、ＩｂｅはトランジスタＱ２１のベース電流、ＩｃｅはトランジスタＱ２１のコレクタ電流である。
【０００７】
さらに、図４のバイアス回路１において、３１は電源であり、Ｑ３１はトランジスタで、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するＮＰＮバイポーラトランジスタである。Ｑ３２はトランジスタで、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ３１によるカレントミラー回路のベース電流を補償するＮＰＮバイポーラトランジスタである。
【０００８】
さらに、図４のバイアス回路１において、Ｑ３３，Ｑ３４はトランジスタで、トランジスタＱ３２のコレクタ電流を基準電流とし、かつ、トランジスタＱ３１のコレクタ電流を決定するカレントミラー回路を構成するＰＮＰバイポーラトランジスタである。Ｒ３１は抵抗で、トランジスタＱ２１，Ｑ３１によるカレントミラー回路の基準抵抗である。Ｒ３２は高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベースにバイアスを供給する抵抗である。また、ＩｒｅｆはトランジスタＱ２１、Ｑ３１によるカレントミラー回路の基準電流である。
【０００９】
ここで、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のゲート幅とゲート長で決定されるサイズをＮ、トランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するバイアス回路１のトランジスタＱ３１のサイズを１とし、すなわち、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ３１のサイズ比をＮ：１とし、トランジスタＱ２１及びトランジスタＱ３１の電流増幅率をβとする。
【００１０】
次に動作について説明する。
高周波増幅器２において、高周波入力端子２１からの高周波信号は、コンデンサＣ２１を介してトランジスタＱ２１のベースに入力されて増幅された後、トランジスタＱ２１のコレクタからコンデンサＣ２２を介して高周波出力端子２２に出力される。
【００１１】
トランジスタＱ２１，Ｑ３１によるカレントミラー回路の基準電流Ｉｒｅｆは次の（１）式で与えられる。ここで、Ｖｐｃは電源３１の電源電圧、ＶｃｅはトランジスタＱ３４のコレクタ−エミッタ間電圧、ＶｂｅはトランジスタＱ３２，Ｑ３１のベース−エミッタ間電圧、Ｒｒｅｆは基準抵抗Ｒ３１の抵抗値である。
Ｉｒｅｆ＝（Ｖｐｃ−Ｖｃｅ−２Ｖｂｅ）／Ｒｒｅｆ              （１）
この（１）式に示すように、基準電流Ｉｒｅｆは基準抵抗である抵抗Ｒ３１の抵抗値Ｒｒｅｆにより決定される。
【００１２】
この基準電流Ｉｒｅｆに対して、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉｃｅは、次の（２）式で与えられる。
Ｉｃｅ＝（Ｎ／（１＋（（１＋Ｎ）／（β（１＋β）））））Ｉｒｅｆ（２）
この（２）式において、βを無限大とすると、Ｉｃｅ＝Ｎ・Ｉｒｅｆとなり、基準電流ＩｒｅｆのＮ倍のコレクタ電流Ｉｃｅが流れることになる。
【００１３】
ここで、トランジスタＱ２１のベース−エミッタ間電圧を、トランジスタＱ３２，Ｑ３１のベース−エミッタ間電圧と同じＶｂｅとすると、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース電圧Ｖｂｅは、上記（１）式から次の（３）式のようになる。
Ｖｂｅ＝（Ｖｐｃ−Ｉｒｅｆ・Ｒｒｅｆ−Ｖｃｅ）／２            （３）
また、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース電流Ｉｂｅは、次の（４）式のようになる。
Ｉｂｅ＝Ｉｃｅ／β                                            （４）
このようにして、バイアス回路１の出力として、ベース電圧Ｖｂｅとベース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２に供給される。
【００１４】
高周波入力端子２１に入力される高周波信号の電力が増加した場合には、トランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉｃｅが増加し、トランジスタＱ２１のベース電流Ｉｂｅが増加する。これに伴い、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ３１のカレントミラー回路のベース電流を補償するトランジスタＱ３２のコレクタ電流も増加する。トランジスタＱ３３，Ｑ３４は、トランジスタＱ３２のコレクタ電流を基準電流とするカレントミラー回路として動作するために、トランジスタＱ３１のコレクタには、トランジスタＱ３２のコレクタ電流である基準電流のカレントミラー比倍の電流が加わる。この結果として、トランジスタＱ２１のベース電流Ｉｂｅをさらに自動的に増加させることが可能となる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のバイアス回路は以上のように構成されているので、カレントミラー回路の基準電流Ｉｒｅｆを決定するのは基準抵抗Ｒｒｅｆであり、電源３１の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である場合、トランジスタＱ３４のエミッタと電源電圧Ｖｐｃの電位差が非常に小さくなるために、基準抵抗Ｒｒｅｆの値もまた非常に小さくなり、基準電流Ｉｒｅｆの調整は非常に困難であり、高周波入力信号の電力が増加した場合に、高周波増幅器２の飽和出力電力や効率を高めることができないという課題があった。
【００１６】
また、バイアス回路１において、バイアス印加素子として抵抗Ｒ３２を使用しているために、トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力が大きくなると、ベース電圧降下が大きくなり、高出力、高効率を得ることは困難であるという課題があった。
【００１７】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、カレントミラー回路の基準電流は定電流回路において決定し、高周波入力信号の電力が増加した場合には、ベース電流の増加量に応じて自動的にカレントミラー回路の基準電流を増加させ、結果として、高周波増幅器２の飽和出力電力や効率を高めることができるバイアス回路を得ることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るバイアス回路は、高周波信号を増幅する高周波増幅器にバイアスを供給するものであって、上記高周波増幅器の増幅素子と第１のカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、上記増幅素子と上記第１のトランジスタのベース電流を補償する第２のトランジスタと、上記第２のトランジスタのコレクタ電流を基準電流とし、第２のカレントミラー回路を構成する第３及び第４のトランジスタと、上記第２のカレントミラー回路には依存せずに、上記第１のトランジスタのコレクタ電流を決定する定電流回路とを備えたものである。
【００１９】
この発明に係るバイアス回路は、第２のトランジスタからインダクタを介して増幅素子にベース電流を供給するものである。
【００２０】
この発明に係るバイアス回路は、第３のトランジスタと第４のトランジスタのサイズ比を１：１とするものである。
【００２１】
この発明に係るバイアス回路は、第３のトランジスタと第４のトランジスタのサイズ比を１：Ｍ（Ｍ≧２）とするものである。
【００２２】
この発明に係るバイアス回路は、第３のトランジスタと第４のトランジスタをダーリントン回路で構成するものである。
【００２３】
この発明に係るバイアス回路は、第３のトランジスタと第４のトランジスタをＰＭＯＳトランジスタで構成するものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図であり、図において、高周波増幅器２の各構成は従来の図４に示す構成と同等であり、トランジスタＱ２１（増幅素子）はＢＪＴ、ＨＢＴ等のＮＰＮバイポーラトランジスタが使用されている。
【００２５】
また、図１のバイアス回路１において、１１はバイアス回路出力端子、１２は定電流回路、１３は電源、Ｌ１は高周波増幅器２にバイアスを供給するためのインダクタである。Ｑ１はトランジスタで、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１とカレントミラー回路（第１のカレントミラー回路）を構成するＮＰＮバイポーラトランジスタである。Ｑ２はトランジスタで、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ１によるカレントミラー回路のベース電流を補償するＮＰＮバイポーラトランジスタである。ここで、定電流回路１２はトランジスタＱ１のコレクタ電流を決定している。
【００２６】
さらに、図１のバイアス回路１において、Ｑ３，Ｑ４はトランジスタで、トランジスタＱ２のコレクタ電流を基準電流とするカレントミラー回路（第２のカレントミラー回路）を構成するＰＮＰバイポーラトランジスタである。Ｒ１，Ｒ２はそれぞれトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタと電源１３間に接続された抵抗である。
【００２７】
さらに、図１のバイアス回路１において、Ｉｂ１はトランジスタＱ１のベース電流、Ｉｃ１はトランジスタＱ１のコレクタ電流、Ｉｅ２はトランジスタＱ２のエミッタ電流、Ｉｃ２はトランジスタＱ２のコレクタ電流、Ｉｂ２はトランジスタＱ２のベース電流、Ｉｒｅｆ１はトランジスタＱ４のコレクタ電流、Ｉｒｅｆ２は定電流回路１２が供給する電流、ＩｒｅｆｔはＩｒｅｆ１とＩｒｅｆ２を加算した合計電流で、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ１によるカレントミラー回路の基準電流である。
【００２８】
ここで、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のサイズをＮ、トランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するバイアス回路１のトランジスタＱ１のサイズを１、すなわち、トランジスタＱ２１，Ｑ１のサイズ比をＮ：１とし、トランジスタＱ２１，Ｑ１，Ｑ２の電流増幅率をβとする。また、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ３，Ｑ４のサイズ比を１：１、電流増幅率をβ２とする。
【００２９】
次に動作について説明する。
高周波増幅器２において、高周波入力端子２１からの高周波信号は、コンデンサＣ２１を介してトランジスタＱ２１のベースに入力されて増幅された後、トランジスタＱ２１のコレクタからコンデンサＣ２２を介して高周波出力端子２２に出力される。また、バイアス回路１からトランジスタＱ２１のベース電圧Ｖｂｅ及びベース電流Ｉｂｅが供給される。
【００３０】
トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉｒｅｆ１は次の（５）式で与えられる。ここで、Ｖｐｃは電源１３の電源電圧、ＶｃｅはトランジスタＱ４のコレクタ−エミッタ間電圧、ＶｂｅはトランジスタＱ２，Ｑ１のベース−エミッタ間電圧、Ｒｒｅｆは抵抗Ｒ２の抵抗値である。
Ｉｒｅｆ１＝（Ｖｐｃ−Ｖｃｅ−２Ｖｂｅ）／Ｒｒｅｆ              （５）
【００３１】
また、トランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉｃｅは、次の（６）式で与えられる。
Ｉｃｅ＝Ｎ／｛１＋（（１＋Ｎ）／（β・（１＋β）））｝Ｉｒｅｆｔ（６）
この（６）式において、βを無限大とすると、Ｉｃｅ＝Ｎ・Ｉｒｅｆｔとなり、基準電流ＩｒｅｆｔのＮ倍のコレクタ電流Ｉｃｅが流れることになる。
【００３２】
ここで、トランジスタＱ２１のベース−エミッタ間電圧を、トランジスタＱ２，Ｑ１のベース−エミッタ間電圧と同じＶｂｅとすると、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース電圧Ｖｂｅは、上記（５）式から次の（７）式のようになる。
Ｖｂｅ＝（Ｖｐｃ−Ｉｒｅｆ１・Ｒｒｅｆ−Ｖｃｅ）／２            （７）
また、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース電流Ｉｂｅは、次の（８）式のようになる。
Ｉｂｅ＝Ｉｃｅ／β                                              （８）
このようにして、バイアス回路１の出力として、上記（７）式及び上記（８）式に示すベース電圧Ｖｂｅとベース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベースに供給される。
【００３３】
図１において、高周波増幅器２に入力される高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流ＩｂｅがΔＩｂｅ増加した場合に、各トランジスタの電流の変化量は以下のようになる。ここで、Ｉｒｅｆ２は定電流なので増加しない。
ΔＩｂｅ＝ΔＩｅ２−ΔＩｂ１                                  （９）
ΔＩｅ２＝（１＋β）・ΔＩｂ２                                （１０）
ΔＩｃ２＝β・ΔＩｂ２                                        （１１）
ΔＩｃ１＝β・ΔＩｂ１                                        （１２）
ΔＩｒｅｆ１＝（β２／（β２＋２））・ΔＩｃ２                （１３）
ΔＩｒｅｆ１＝ΔＩｂ２＋ΔＩｃ１                              （１４）
【００３４】
上記各式から次の（１５）式、（１６）式が得られる。
ΔＩｂｅ＝（１＋β）・ΔＩｂ２−ΔＩｂ１                      （１５）
ΔＩｂ２＋β・ΔＩｂ１＝｛β・β２／（β２＋２）｝ΔＩｂ２    （１６）
従って、ΔＩｂ１は次の（１７）式で与えられる。
0003995943.tif 000002
ここで、通常、β・β２＞β２＋２という関係が成り立つため、ΔＩｂ１は正となる。トランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１のサイズ比はＮ：１であるので、トランジスタＱ２１のベース電流はＮ・ΔＩｂ１だけ増加することになる。
【００３５】
トランジスタＱ２１のベース電流がＮ・ΔＩｂ１だけ増加することにより、上記と同様にして動作し、定常状態になったときのトランジスタＱ２１のベース電流の全増加量は、
ΔＩｂｅ｛１＋Σ（Ｎ・Ａ１）＾ｎ｝
となる。ここで、ｎは定常状態になるまでのサイクルを示し、Ａ１は次の（１８）式で与えられる。
0003995943.tif 000003
ここで、Ｎ・Ａ１＜１となるように設計することによって、ベース電流の発散を抑制することが可能となる。
【００３６】
この実施の形態１において、定電流回路１２は、例えば定電圧電圧源に抵抗を装荷した回路でも良いし、例えばバンドギャップ形回路でも良い。また、カレントミラー回路を構成する２つのトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタと電源１３間の抵抗Ｒ１，Ｒ２は装荷しなくても良い。
【００３７】
以上のように、この実施の形態１によれば、高周波増幅器２において、入力される高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流がΔＩｂｅ増加した場合には、「Ｉｂｅ・Σ（Ｎ・Ａ１）＾ｎ」のベース電流が補償されるので、ベース電位Ｖｂｅが増加してバイアス級がＡ級に近づき、飽和出力電力、効率を増加することができるという効果が得られる。
【００３８】
また、この実施の形態１によれば、バイアス印加素子としてインダクタＬ１を使用しているため、トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力が大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高出力、高効率を得ることができるという効果が得られる。
【００３９】
さらに、この実施の形態１によれば、バイアス回路１の電源１３の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である場合にも、定電流回路１２が電流Ｉｒｅｆ２を供給することにより、基準電流Ｉｒｅｆｔを容易に調整することができるという効果が得られる。
【００４０】
実施の形態２．
この実施の形態２によるバイアス回路の構成を示す回路図は、上記実施の形態１の図１に示すものと同等である。上記実施の形態１では、カレントミラーを構成するトランジスタＱ３，Ｑ４のサイズ比を１：１としていたが、この実施の形態２は、トランジスタＱ３，Ｑ４のサイズ比を１：Ｍ（Ｍ≧２）としている点が実施の形態１と異なっている。
【００４１】
次に動作について説明する。
実施の形態１と同様にして、バイアス回路１の出力として、上記（７）式及び上記（８）式に示すベース電圧Ｖｂｅとベース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２に供給される。
【００４２】
図１において、高周波増幅器２に入力される高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流ＩｂｅがΔＩｂｅ増加した場合、各トランジスタの電流の変化量は以下のようになる。ここで、Ｉｒｅｆｔは定電流なので増加しない。
ΔＩｂｅ＝ΔＩｅ２−ΔＩｂ１                                  （１９）
ΔＩｅ２＝（１＋β）・ΔＩｂ２                                （２０）
ΔＩｃ２＝β・ΔＩｂ２                                        （２１）
ΔＩｃ１＝β・ΔＩｂ１                                        （２２）
ΔＩｒｅｆ１＝（Ｍ・β２／（β２＋１＋Ｍ））・ΔＩｃ２        （２３）
ΔＩｒｅｆ１＝ΔＩｂ２＋ΔＩｃ１                              （２４）
【００４３】
上記各式から次の（２５）式、（２６）式が得られる。
ΔＩｂｅ＝（１＋β）・ΔＩｂ２−ΔＩｂ１                      （２５）
ΔＩｂ２＋β・ΔＩｂ１＝｛Ｍ・β・β２／（β２＋１＋Ｍ）｝・ΔＩｂ２（２６）
従って、ΔＩｂ１は次の（２７）式で与えられる。
0003995943.tif 000004
通常、Ｍ・β・β２＞β２＋１＋Ｍという関係が成り立つため、ΔＩｂ１は正となる。トランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１のサイズ比はＮ：１であるので、トランジスタＱ２１のベース電流はＮ・ΔＩｂ１だけ増加することになる。
【００４４】
トランジスタＱ２１のベース電流がＮ・ΔＩｂ１だけ増加することにより、上記と同様にして動作し、定常状態になったときのトランジスタＱ２１のベース電流の全増加量は、
ΔＩｂｅ｛１＋Σ（Ｎ・Ａ２）＾ｎ｝
となる。ここで、Ａ２は次の（２８）式で与えられる。
0003995943.tif 000005
ここで、Ｎ・Ａ２＜１となるように設計することによって、ベース電流の発散を抑制することが可能となる。
【００４５】
この実施の形態２において、定電流回路１２は、例えば定電圧電圧源に抵抗を装荷した回路でも良いし、例えばバンドギャップ形回路でも良い。また、カレントミラー回路を構成する２つのトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタと電源１３間の基準抵抗Ｒ１，Ｒ２は装荷しなくても良い。
【００４６】
以上のように、この実施の形態２によれば、高周波増幅器２において、入力される高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流がΔＩｂｅ増加した場合には、「Ｉｂｅ・Σ（Ｎ・Ａ２）＾ｎ」のベース電流が補償されるので、ベース電位Ｖｂｅが増加してバイアス級がＡ級に近づき、飽和出力電力、効率を増加することができるという効果が得られる。
【００４７】
また、この実施の形態２によれば、２つのトランジスタＱ３，Ｑ４のサイズ比が１：Ｍであるため、カレントミラー比Ｍを２以上とすることによって、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベース電流補償量を大きくすることができるという効果が得られる。
【００４８】
さらに、この実施の形態２によれば、バイアス印加素子としてインダクタＬ１を使用しているため、トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力が大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高出力、高効率を得ることができるという効果が得られる。
【００４９】
さらに、この実施の形態２によれば、バイアス回路１の電源１３の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である場合にも、定電流回路１２が電流Ｉｒｅｆ２を供給することにより、基準電流Ｉｒｅｆｔを容易に調整することができるという効果が得られる。
【００５０】
実施の形態３．
図２はこの発明の実施の形態３による高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図であり、図において、高周波増幅器２の各構成は上記実施の形態１の図１に示す構成と同等である。
【００５１】
また、図２のバイアス回路１において、バイアス回路出力端子１１、定電流回路１２、電源１３、インダクタＬ１、トランジスタＱ１、トランジスタＱ２は、実施の形態１の図１に示す構成と同等である。Ｑ５，Ｑ６はトランジスタで、トランジスタＱ２のコレクタ電流を基準電流とするカレントミラー回路を構成するＰＭＯＳ電界効果型トランジスタ（ＰＭＯＳＦＥＴ）である。Ｒ１，Ｒ２は、それぞれトランジスタＱ５，Ｑ６のソースと電源１３間に接続された抵抗である。
【００５２】
さらに、図２のバイアス回路１において、Ｉｂ１はトランジスタＱ１のベース電流、Ｉｃ１はトランジスタＱ１のコレクタ電流、Ｉｅ２はトランジスタＱ２のエミッタ電流、Ｉｃ２はトランジスタＱ２のコレクタ電流、Ｉｂ２はトランジスタＱ２のベース電流、Ｉｒｅｆ１はトランジスタＱ６のドレイン電流、Ｉｒｅｆ２は定電流回路１２が供給する電流、ＩｒｅｆｔはＩｒｅｆ１とＩｒｅｆ２を加算した合計電流で、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ１によるカレントミラー回路の基準電流である。
【００５３】
ここで、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のサイズをＮ、トランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するバイアス回路１のトランジスタＱ１のサイズを１、すなわち、トランジスタＱ２１，Ｑ１のサイズ比をＮ：１とし、トランジスタＱ２１，Ｑ１，Ｑ２の電流増幅率をβとする。また、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ５，Ｑ６のサイズ比を１：Ｍとする。
【００５４】
次に動作について説明する。
高周波増幅器２において、高周波入力端子２１からの高周波信号は、コンデンサＣ２１を介してトランジスタＱ２１のベースに入力されて増幅された後、トランジスタＱ２１のコレクタからコンデンサＣ２２を介して高周波出力端子２２に出力される。また、バイアス回路１からトランジスタＱ２１のベース電圧Ｖｂｅ及びベース電流Ｉｂｅが供給される。
【００５５】
トランジスタＱ６のドレイン電流Ｉｒｅｆ１は次の（２９）式で与えられる。ここで、Ｖｐｃは電源１３の電源電圧、ＶｄｓはトランジスタＱ６のドレイン−ソース間電圧、ＶｂｅはトランジスタＱ２，Ｑ１のベース−エミッタ間電圧、Ｒｒｅｆは抵抗Ｒ２の抵抗値である。
Ｉｒｅｆ１＝（Ｖｐｃ−Ｖｄｓ−２Ｖｂｅ）／Ｒｒｅｆ            （２９）
【００５６】
また、トランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉｃｅは、次の（３０）式で与えられる。
Ｉｃｅ＝Ｎ／｛１＋（（１＋Ｎ）／（β・（１＋β）））｝Ｉｒｅｆｔ（３０）
この（３０）式において、βを無限大とすると、Ｉｃｅ＝Ｎ・Ｉｒｅｆｔとなり、基準電流ＩｒｅｆｔのＮ倍のコレクタ電流Ｉｃｅが流れることになる。
【００５７】
ここで、トランジスタＱ２１のベース−エミッタ間電圧を、トランジスタＱ２，Ｑ１のベース−エミッタ間電圧と同じＶｂｅとすると、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース電圧Ｖｂｅは、上記（２９）式から次の（３１）式のようになる。
Ｖｂｅ＝（Ｖｐｃ−Ｉｒｅｆ１・Ｒｒｅｆ−Ｖｄｓ）／２          （３１）
また、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース電流Ｉｂｅは、次の（３２）式のようになる。
Ｉｂｅ＝Ｉｃｅ／β                                            （３２）
このようにして、バイアス回路１の出力として、上記（３１）式及び上記（３２）式に示すベース電圧Ｖｂｅとベース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベースに供給される。
【００５８】
図２において、高周波増幅器２に入力される高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流ＩｂｅがΔＩｂｅ増加した場合、各トランジスタの電流の変化量は以下のようになる。
ΔＩｂｅ＝ΔＩｅ２−ΔＩｂ１                                  （３３）
ΔＩｅ２＝（１＋β）・ΔＩｂ２                                （３４）
ΔＩｃ２＝β・ΔＩｂ２                                        （３５）
ΔＩｃ１＝β・ΔＩｂ１                                        （３６）
ΔＩｒｅｆ１＝Ｍ・ΔＩｃ２                                    （３７）
ΔＩｒｅｆ１＝ΔＩｂ２＋ΔＩｃ１                              （３８）
【００５９】
上記各式により次の（３９）式、（４０）式が得られる。
ΔＩｂｅ＝（１＋β）・ΔＩｂ２−ΔＩｂ１                      （３９）
ΔＩｂ２＋β・ΔＩｂ１＝Ｍ・β・ΔＩｂ２                      （４０）
従って、ΔＩｂ１は次の（４１）式で与えられる。
ΔＩｂ１＝｛｛Ｍ・β−１｝／｛β＾２＋β−Ｍ・β＋１｝｝ΔＩｂｅ（４１）
通常、Ｍ・β＞１という関係が成り立つため、ΔＩｂ１は正となる。トランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１のサイズ比はＮ：１であるので、トランジスタＱ２１のベース電流はＮ・ΔＩｂ１だけ増加することになる。
【００６０】
トランジスタＱ２１のベース電流がＮ・ΔＩｂ１だけ増加することにより、上記と同様にして動作し、定常状態になったときのトランジスタＱ２１のベース電流の全増加量は、
ΔＩｂｅ｛１＋Σ（Ｎ・Ａ３）＾ｎ｝
となる。ここで、Ａ３は次の（４２）式で与えられる。
Ａ３＝｛Ｍ・β−１｝／｛β＾２＋β−Ｍ・β＋１｝              （４２）
ここで、Ｎ・Ａ３＜１となるように設計することによって、ベース電流の発散を抑制することが可能となる。
【００６１】
この実施の形態３において、定電流回路１２は、例えば定電圧電圧源に抵抗を装荷した回路でも良いし、例えばバンドギャップ形回路でも良い。また、カレントミラー回路を構成する２つのトランジスタＱ５，Ｑ６のソースと電源１３間の抵抗Ｒ１，Ｒ２は装荷しなくても良い。
【００６２】
以上のように、この実施の形態３によれば、高周波増幅器２において、入力される高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流がΔＩｂｅ増加した場合には、「Ｉｂｅ・Σ（Ｎ・Ａ３）＾ｎ」のベース電流が補償されるので、ベース電位Ｖｂｅが増加してバイアス級がＡ級に近づき、飽和出力電力、効率を増加することができるという効果が得られる。
【００６３】
また、この実施の形態３によれば、２つのトランジスタＱ５，Ｑ６のサイズ比が１：Ｍであるため、カレントミラー比Ｍを２以上とすることによって、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベース電流補償量を大きくすることができるという効果が得られる。
【００６４】
さらに、この実施の形態３によれば、２つのトランジスタＱ５，Ｑ６にＰＭＯＳ電界効果型トランジスタを使用することにより、バイアス回路１の小型化を実現することができるという効果が得られる。
【００６５】
さらに、この実施の形態３によれば、バイアス印加素子としてインダクタＬ１を使用しているため、トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力が大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高出力、高効率を得ることができるという効果が得られる。
【００６６】
さらに、この実施の形態３によれば、バイアス回路１の電源１３の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である場合にも、定電流回路１２が電流Ｉｒｅｆ２を供給することにより、基準電流Ｉｒｅｆｔを容易に調整することができるという効果が得られる。
【００６７】
実施の形態４．
図３はこの発明の実施の形態４による高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図であり、図において、高周波増幅器２の各構成は上記実施の形態１の図１に示す構成と同等である。また、図３のバイアス回路１において、バイアス回路出力端子１１、定電流回路１２、電源１３、インダクタＬ１、トランジスタＱ１、トランジスタＱ２は、実施の形態１の図１に示す構成と同等である。
【００６８】
さらに、図３のバイアス回路１において、Ｑ７，Ｑ８はトランジスタで、トランジスタＱ２のコレクタ電流を基準電流とするカレントミラー回路を構成すると共に、ダーリントン回路からなる２つの等価ＰＮＰバイポーラトランジスタである。Ｑ９はトランジスタで、トランジスタＱ７を構成するＮＰＮバイポーラトランジスタ、Ｑ１０はトランジスタで、トランジスタＱ７を構成するＰＮＰバイポーラトランジスタである。Ｑ１１はトランジスタで、トランジスタＱ８を構成するＮＰＮバイポーラトランジスタ、Ｑ１２はトランジスタで、トランジスタＱ８を構成するＰＮＰバイポーラトランジスタである。Ｒ１，Ｒ２は、それぞれトランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタと電源１３間に接続された抵抗である。
【００６９】
さらに、図３のバイアス回路１において、Ｉｂ１はトランジスタＱ１のベース電流、Ｉｃ１はトランジスタＱ１のコレクタ電流、Ｉｅ２はトランジスタＱ２のエミッタ電流、Ｉｃ２はトランジスタＱ２のコレクタ電流、Ｉｂ２はトランジスタＱ２のベース電流、Ｉｒｅｆ１はトランジスタＱ８（等価ＰＮＰバイポーラトランジスタ）のコレクタ電流、Ｉｒｅｆ２は定電流回路１２が供給する電流、ＩｒｅｆｔはＩｒｅｆ１とＩｒｅｆ２を加算した合計電流で、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ１によるカレントミラー回路の基準電流である。
【００７０】
ここで、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のサイズをＮ、トランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するバイアス回路１のトランジスタＱ１のサイズを１、すなわち、トランジスタＱ２１とＱ１のサイズ比をＮ：１とし、トランジスタＱ２１，Ｑ１，Ｑ２の電流増幅率をβとする。また、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ７，Ｑ８のサイズ比を１：Ｍ、電流増幅率をβ３とする。このトランジスタＱ７，Ｑ８の電流増幅率β３は、実施の形態２のトランジスタＱ３，Ｑ４の電流増幅率β２よりも大きいものとする。
【００７１】
次に動作について説明する。
ダーリントン回路からなる等価ＰＮＰバイポーラトランジスタで構成されたトランジスタＱ８のコレクタ・エミッタ間電圧をＶｃｅとすると、実施の形態１と同様にして、Ｉｒｅｆ１は上記（５）式で与えられ、トランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉｃｅは上記（６）式で与えられる。そして、バイアス回路１の出力として、上記（７）式及び上記（８）式に示すバイアス電圧Ｖｂｅとベース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベースに供給される。
【００７２】
図３において、高周波増幅器２に入力される高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流ＩｂｅがΔＩｂｅ増加した場合、各トランジスタの電流の変化量は以下のようになる。ここで、Ｉｒｅｆｔは定電流なので増加しない。
ΔＩｂｅ＝ΔＩｅ２−ΔＩｂ１                                  （４３）
ΔＩｅ２＝（１＋β）・ΔＩｂ２                                （４４）
ΔＩｃ２＝β・ΔＩｂ２                                        （４５）
ΔＩｃ１＝β・ΔＩｂ１                                        （４６）
ΔＩｒｅｆ１＝（Ｍ・β３／（β３＋１＋Ｍ））・ΔＩｃ２        （４７）
ΔＩｒｅｆ１＝ΔＩｂ２＋ΔＩｃ１                              （４８）
【００７３】
上記各式から次の（４９）式、（５０）式が得られる。
0003995943.tif 000006
従って、ΔＩｂ１は次の（５１）式で与えられる。
0003995943.tif 000007
通常、Ｍ・β・β３＞β３＋１＋Ｍという関係が成り立つため、ΔＩｂ１は正となる。トランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１のサイズ比はＮ：１であるので、トランジスタＱ２１のベース電流はＮ・ΔＩｂ１だけ増加することになる。
【００７４】
トランジスタＱ２１のベース電流がＮ・ΔＩｂ１だけ増加することにより、上記と同様にして動作し、定常状態になったときのトランジスタＱ２１のベース電流の全増加量は、
ΔＩｂｅ｛１＋Σ（Ｎ・Ａ４）＾ｎ｝
となる。ここで、Ａ４は次の（５２）式で与えられる。
0003995943.tif 000008
ここで、Ｎ・Ａ４＜１となるように設計することによって、ベース電流の発散を抑制することが可能となる。
【００７５】
この実施の形態４において、定電流回路１２は、例えば定電圧電圧源に抵抗を装荷した回路でも良いし、例えばバンドギャップ形回路でも良い。また、カレントミラー回路を構成する２つのトランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタと電源１３間の抵抗Ｒ１，Ｒ２は装荷しなくても良い。
【００７６】
以上のように、この実施の形態４によれば、高周波増幅器２において、入力される高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流がΔＩｂｅ増加した場合には、「Ｉｂｅ・Σ（Ｎ・Ａ４）＾ｎ」のベース電流が補償されるので、ベース電位Ｖｂｅが増加してバイアス級がＡ級に近づき、飽和出力電力、効率を増加することができるという効果が得られる。
【００７７】
また、この実施の形態４によれば、２つの等価ＰＮＰバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ７，Ｑ８をダーリントン回路で構成することにより、電流増幅率β３を大きくすることが可能で、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベース電流補償量を大きくすることができるという効果が得られる。
【００７８】
また、この実施の形態４によれば、２つのトランジスタＱ７，Ｑ８のサイズ比が１：Ｍであるため、カレントミラー比Ｍを２以上とすることによって、高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベース電流補償量を大きくすることができるという効果が得られる。
【００７９】
さらに、この実施の形態４によれば、バイアス印加素子としてインダクタＬ１を使用しているため、トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力が大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高出力、高効率を得ることができるという効果が得られる。
【００８０】
さらに、この実施の形態４によれば、バイアス回路１の電源１３の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である場合にも、定電流回路１２が電流Ｉｒｅｆ２を供給することにより、基準電流Ｉｒｅｆｔを容易に調整することができるという効果が得られる。
【００８１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、高周波増幅器の増幅素子と第１のカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、上記増幅素子と上記第１のトランジスタのベース電流を補償する第２のトランジスタと、上記第２のトランジスタのコレクタ電流を基準電流とし、第２のカレントミラー回路を構成する第３及び第４のトランジスタと、上記第２のカレントミラー回路には依存せずに、上記第１のトランジスタのコレクタ電流を決定する定電流回路とを備えたことにより、高周波増幅器において、入力される高周波信号の電力が増加しても、増幅素子のベース電流が補償され、飽和出力電力、効率を増加することができるという効果がある。
【００８２】
この発明によれば、第２のトランジスタからインダクタを介して増幅素子にベース電流を供給することにより、増幅素子に入力される高周波信号の電力が大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高出力、高効率を得ることができるという効果がある。
【００８３】
この発明によれば、第３のトランジスタと第４のトランジスタのサイズ比を１：Ｍ（Ｍ≧２）とすることにより、増幅素子のベース電流補償量を大きくすることができるという効果がある。
【００８４】
この発明によれば、第３のトランジスタと第４のトランジスタをダーリントン回路で構成することにより、増幅素子のベース電流補償量を大きくすることができるという効果がある。
【００８５】
この発明によれば、第３のトランジスタと第４のトランジスタをＰＭＯＳトランジスタで構成することにより、バイアス回路の小型化を実現することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１及び実施の形態２による高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図である。
【図２】  この発明の実施の形態３による高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図である。
【図３】  この発明の実施の形態４による高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図である。
【図４】  従来の高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１  バイアス回路、２  高周波増幅器、１１  バイアス回路出力端子、１２  定電流回路、１３  電源、２１  高周波入力端子、２２  高周波出力端子、２３電源、Ｃ２１  コンデンサ、Ｃ２２  コンデンサ、Ｌ１  インダクタ、Ｑ１  トランジスタ、Ｑ２  トランジスタ、Ｑ３  トランジスタ、Ｑ４  トランジスタ、Ｑ５  トランジスタ、Ｑ６  トランジスタ、Ｑ７  トランジスタ、Ｑ８  トランジスタ、Ｑ９  トランジスタ、Ｑ１０  トランジスタ、Ｑ１１  トランジスタ、Ｑ１２  トランジスタ、Ｑ２１  トランジスタ、Ｒ１  抵抗、Ｒ２  抵抗。
【図１】
0003995943.tif 000009
【図２】
0003995943.tif 000010
【図３】
0003995943.tif 000011
【図４】
0003995943.tif 000012