(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受光素子出力信号を生成する受光素子と、
上記受光素子出力信号が供給され、該受光素子出力信号をバッファリングするバッファ増幅器と、
信号入力端子及び信号出力端子を有する信号増幅器と、
上記バッファリングされた受光素子出力信号が供給される第１の端子と、上記信号増幅器の信号入力端子に接続された第２の端子とを有するカップリングコンデンサと、
上記カップリングコンデンサに接続された電子的オフセットリセットスイッチと、
上記バッファ増幅器の信号入力端子と、上記信号増幅器の信号出力端子とに接続された同期回路と、
上記信号増幅器の信号出力端子に接続された蓄積コンデンサとを備える単一光子読出回路。
【請求項２】
更に、上記信号増幅器の信号出力端子に接続されたサンプルホールド回路を備える請求項１記載の単一光子読出回路。
【請求項３】
更に、上記サンプルホールド回路に接続された出力増幅器を備える請求項２記載の単一光子読出回路。
【請求項４】
更に、上記信号増幅器に接続された可変電流源を備える請求項３記載の単一光子読出回路。
【請求項５】
上記バッファ増幅器は、ソースフォロワを構成するように配置された２つの金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項４記載の単一光子読出回路。
【請求項６】
上記信号増幅器は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項５記載の単一光子読出回路。
【請求項７】
上記オフセットリセットスイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項６記載の単一光子読出回路。
【請求項８】
上記同期回路は、２つの金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなり、それぞれのゲートにはリセット信号が供給されることを特徴とする請求項７記載の単一光子読出回路。
【請求項９】
上記サンプルホールド回路は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとコンデンサからなることを特徴とする請求項８記載の単一光子読出回路。
【請求項１０】
上記可変電流源は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとコンデンサからなることを特徴とする請求項９記載の単一光子読出回路。
【請求項１１】
入射光子に応じて、小信号光電荷を、当該受光素子の容量に蓄積し、受光素子出力信号を生成する受光素子と、
上記受光素子出力信号が供給され、バッファリングされた受光素子出力信号を生成するバッファ増幅器と、
信号入力端子を有し、出力信号を生成する信号増幅器と、
上記バッファリングされた受光素子出力信号が供給される第１の端子と、上記信号増幅器の信号入力端子に接続された第２の端子とを有し、オフセット電圧により信号レベルをシフトするカップリングコンデンサと、
上記カップリングコンデンサに接続され、上記オフセット電圧をリセットする電子的オフセットリセットスイッチと、
上記バッファ増幅器の信号入力端子と、上記信号増幅器の信号出力端子とに接続され、ピクセルアレーに亘る信号蓄積の開始を同期させる同期回路と、
上記信号増幅器の信号出力端子に接続された蓄積コンデンサとを備える単一光子読出回路。
【請求項１２】
更に、上記信号増幅器の出力信号の信号電圧を保存するサンプルホールド回路を備える請求項１１記載の単一光子読出回路。
【請求項１３】
更に、上記信号増幅器に接続され、当該単一光子読出回路の瞬間的ダイナミックレンジを増加させる可変電流源を備える請求項１２記載の単一光子読出回路。
【請求項１４】
検出電圧が印加される受光素子と、
上記受光素子に接続されたゲートと、第１の電圧が印加されるドレインとを有する第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続されたドレインと、第１のバイアス電圧が印加されるゲートとを有する第２の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続された第１の端子を有し、該第１の金属酸化膜半導体電界トランジスタでバッファリングされた上記受光素子出力信号を相関二重サンプリングして、相関二重サンプリングされた信号を生成するための相関二重サンプリングコンデンサと、
上記相関二重サンプリングコンデンサの第２の端子に接続されたゲートと、第２の電圧が印加されるソースとを有し、上記相関二重サンプリングされた信号を増幅する信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記相関二重サンプリングコンデンサの第２の端子に接続されたソースと、利得電圧が印加されるドレインと、相関二重サンプリング信号が供給されるゲートとを有する電子的オフセットリセットスイッチ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続された蓄積コンデンサとを備える信号読出回路。
【請求項１５】
更に、上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたソースと、サンプルホールド信号が供給されるゲートとを有するサンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記サンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたサンプルホールドコンデンサとを備える請求項１４記載の信号読出回路。
【請求項１６】
更に、上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのゲートに接続されたドレインと、リセット信号が供給されるゲートと、セルリセット電圧が印加されるソースとを有する第１のリセット金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたドレインと、上記リセット信号が供給されるゲートと、上記セルリセット電圧が印加されるソースとを有する第２のリセット金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとを備える請求項１５記載の信号読出回路。
【請求項１７】
更に、バッファ電圧が印加されるソースと、上記サンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたゲートとを有し、上記サンプルホールドコンデンサに蓄積された信号電圧を増幅する増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたソースと、アクセス信号が供給されるゲートと、バスに接続されたドレインとを有し、該増幅金属酸化膜半導体電界トランジスタで増幅された信号電圧を、該アクセス信号に基づいて該バスに読み出すアクセス金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとを備える請求項１６記載の信号読出回路。
【請求項１８】
更に、上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗として、スイッチとキャパシタ抵抗器を備え、
上記スイッチとキャパシタ抵抗器は、
上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続されたドレインと、ソース電圧が印加されるソースと、ダイナミックレンジ信号が供給されるゲートとを有するダイナミックレンジ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記ダイナミックレンジ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたダイナミックレンジコンデンサとからなることを特徴とする請求項１４記載の信号読出回路。
【請求項１９】
受光素子出力信号電流を生成する受光素子と、
上記受光素子出力信号電流が供給され、該受光素子出力信号電流をバッファリングするバッファ増幅器と、
上記バッファリングされた受光素子出力信号電流が供給される第１の端子を有するカップリングコンデンサと、
上記カップリングコンデンサの第２の端子に接続された信号入力端子を有し、上記受光素子出力信号電流を、調整可能な電流利得で増幅して出力する可変利得信号増幅器と、
上記可変利得信号増幅器で増幅された受光素子出力信号電流を蓄積する蓄積コンデンサと、
上記カップリングコンデンサの第２の端子に接続され、該第２の端子に調整可能な電圧を印加して、上記可変利得信号増幅器の利得を調整する電子的オフセットリセットスイッチとを備える単一光子読出回路。
【請求項２０】
更に、上記バッファ増幅器の信号入力端子と、上記可変利得信号増幅器の信号出力端子とに接続された同期回路を備える請求項１９記載の単一光子読出回路。
【請求項２１】
更に、上記可変利得信号増幅器の信号出力端子に接続されたサンプルホールド回路を備える請求項２０記載の単一光子読出回路。
【請求項２２】
更に、上記サンプルホールド回路に接続された出力増幅器を備える請求項２１記載の単一光子読出回路。
【請求項２３】
更に、上記可変利得信号増幅器に接続された可変電流源（Ｍ１０）を備える請求項２２記載の単一光子読出回路。
【請求項２４】
上記バッファ増幅器は、ソースフォロワを構成するように配置された２つの金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項２３記載の単一光子読出回路。
【請求項２５】
上記可変利得信号増幅器は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項２４記載の単一光子読出回路。
【請求項２６】
上記電子的オフセットリセットスイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項２５記載の単一光子読出回路。
【請求項２７】
上記同期回路は、２つの金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなり、それぞれのゲートにはリセット信号が供給されることを特徴とする請求項２６記載の単一光子読出回路。
【請求項２８】
上記サンプルホールド回路は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとコンデンサからなることを特徴とする請求項２７記載の単一光子読出回路。
【請求項２９】
上記可変電流源は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとコンデンサからなることを特徴とする請求項２８記載の単一光子読出回路。
【請求項３０】
入射光子に応じて、小信号光電荷を、当該受光素子の容量に蓄積し、受光素子出力信号電流を生成する受光素子と、
上記受光素子出力信号電流が供給され、バッファリングされた受光素子出力信号を生成するバッファ増幅器と、
上記バッファリングされた受光素子出力信号が供給される第１の端子を有し、上記バッファリングされた受光素子出力信号のＤＣレベルをシフトするカップリングコンデンサと、
上記カップリングコンデンサの第２の端子に接続された信号入力端子を有し、上記受光素子出力信号電流を、調整可能な電流利得で増幅して出力する可変利得信号増幅器と、
上記可変利得信号増幅器で増幅された受光素子出力信号電流を蓄積する蓄積コンデンサと、
上記カップリングコンデンサの第２の端子に接続され、調整可能なオフセット電圧をリセットして上記可変利得信号増幅器の利得を調整する電子的オフセットリセットスイッチとを備える単一光子読出回路。
【請求項３１】
更に、上記バッファ増幅器の信号入力端子と、上記可変利得信号増幅器の信号出力端子とに接続され、ピクセルアレーに亘る信号蓄積の開始を同期させる同期回路を備える請求項３０記載の単一光子読出回路。
【請求項３２】
更に、上記可変利得信号増幅器の信号電圧を保存するサンプルホールド回路を備える請求項３１記載の単一光子読出回路。
【請求項３３】
更に、上記可変利得信号増幅器に接続され、当該単一光子読出回路の瞬間的ダイナミックレンジを増加させる可変電流源を備える請求項３２記載の単一光子読出回路。
【請求項３４】
検出電圧が印加される受光素子と、
上記受光素子に接続されたゲートと、第１の電圧が印加されるドレインとを有する第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続されたドレインと、第１のバイアス電圧が印加されるゲートとを有する第２の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続された第１の端子を有し、該第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタでバッファリングされた上記受光素子出力信号を相関二重サンプリングルして、相関二重サンプリングされた信号を生成する相関二重サンプリングコンデンサと、
上記相関二重サンプリングコンデンサの第２の端子に接続されたゲートと、調整可能な電圧が印加されるソースとを有し、上記相関二重サンプリングされた信号を増幅する信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記相関二重サンプリングコンデンサの第２の端子に接続されたソースと、調整可能なリセット電圧が印加されるドレインと、相関二重サンプリング信号が供給されるゲートとを有する電子的オフセットリセットスイッチ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続され、該信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタで増幅された上記受光素子からの信号電流を蓄積する蓄積コンデンサとを備える信号読出回路。
【請求項３５】
更に、上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたソースと、サンプルホールド信号が供給されるゲートとを有するサンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記サンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたサンプルホールドコンデンサとを備える請求項３４記載の信号読出回路。
【請求項３６】
更に、上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのゲートに接続されたドレインと、リセット信号が供給されるゲートと、セルリセット電圧が印加されるソースとを有する第１のリセット金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたドレインと、上記リセット信号が供給されるゲートと、上記セルリセット電圧が印加されるソースとを有する第２のリセット金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとを備える請求項３５記載の信号読出回路。
【請求項３７】
更に、バッファ電圧が印加されるソースと、上記サンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたゲートとを有し、上記サンプルホールドコンデンサに蓄積された信号電圧を増幅する増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたソースと、アクセス信号が供給されるゲートと、バスに接続されたドレインとを有し、該増幅金属酸化膜半導体電界トランジスタで増幅された信号電圧を、該アクセス信号に基づいて該バスに読み出すアクセス金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとを備える請求項３６記載の信号読出回路。
【請求項３８】
更に、上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗として、スイッチとキャパシタ抵抗器を備え、
上記スイッチとキャパシタ抵抗器は、
上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続されたドレインと、ソース電圧が印加されるソースと、ダイナミックレンジ信号が供給されるゲートとを有するダイナミックレンジ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
上記ダイナミックレンジ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたダイナミックレンジコンデンサとからなることを特徴とする請求項３４記載の信号読出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広くは光子検出（photon detection）に関し、より詳しくは、ピクセルからなる撮像アレー（pixellated imaging arrays）内の半導体受光素子（semiconductor photodetector）から読み出される単一光子（single photon read-out）を増幅する受光素子増幅器（detector amplifier）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光センサは、Ｘ線（λ＜０．００１μｍ）、紫外線（λ＝０．００１〜０．４μｍ）、可視光線（λ＝０．４〜０．８μｍ）、近赤外線（ＩＲ）（λ＝０．８〜２μｍ）、短波赤外線（λ＝２．０〜２．５μｍ）、中波赤外線（λ＝２．５〜５μｍ）、長波赤外線（λ＝５〜２０μｍ）の帯域における入射光信号（incident radiant signals）を、実時間ビデオのようなデータの収集、処理、記録及び表示等に使用するために電気信号に変換する。フォトダイオードや光導電素子（photoconductor）等の入手可能な従来の受光素子は、安価であり、現在のビデオフレームレートをサポートする帯域幅を有し、長波赤外線帯域の波長に対して感度が高く、撮像素子アレーとして用いたときに、ピクセル間の均一性が高い。しかしながら、これらの受光素子は、利得がなく、すなわち、各入射光子は、最大１個の電子しか生成しない。したがって、これらの撮像装置は、適度に明るい照明条件においてのみ、適正に動作する。明るさが足りない場合、撮像装置が生成する電気信号は、従来の読出回路で読み出すには余りにも小さい。
【０００３】
環境照明が低い状態で使用される撮像装置では、標準的な受光素子の代わりに、アバランシェフォトダイオード（なだれフォトダイオード）が用いられる。アバランシェフォトダイオードは、かなりの利得を有し、例えば電荷結合素子（charge coupled device：以下、ＣＣＤという。）等の従来の読出回路は、増幅された信号を、ビデオフレームレートで、且つ高い信号対雑音比（ＳＮ比）で読み出すことができる。アバランシェフォトダイオードは、非常に高い制御された利得と、非常に低い雑音とを同時に呈する必要があり、アバランシェフォトダイオードの製造は、標準的な受光素子に比べて困難且つ高価である。更に、現在入手可能なアバランシェフォトダイオードの均一性は比較的低く、標準的な受光素子（０．７μｍ）よりも短い波長に限られ、量子効率が比較的低いために感度が制限されている。像増強方式（Imaging intensified system）では、アバランシェフォトダイオード又はマイクロチャンネルプレート（micro-channel plate）のアレーを用いて、ＣＣＤ又は発光体（phosphor）等の各表示素子を駆動するが、アバランシェフォトダイオードの制限のために、対応できる波長が同様に短い（最大約０．６μｍ）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
参照として本願に援用される、チェンバレン（Chamberlain）他、「新たな広ダイナミックレンジシリコン受光素子及びリニア撮像アレー（A Novel Wide Dynamic Range Silicon photodetector and Linear Imaging Array）」、電子装置に関するＩＥＥＥトランザクション（IEEE Transactions on Electron Devices）第３１巻第２号、１９８４年２月、ｐ．１７５〜１８２には、標準的な受光素子の単一の光子を、広いダイナミックレンジで読み出すゲート変調技術が開示されている。この文献には、サブスレッショルド動作（sub-threshold operation）を保証するために、ドレインがゲートに接続された負荷電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor：以下、ＦＥＴという。）を含む高利得のカレントミラー回路が開示されている。受光素子からの信号は、負荷ＦＥＴに供給され、これにより、高い相互コンダクタンスを有し、利得を持つ増幅ＦＥＴ（gain FET）のゲートに信号電圧が生じる。この信号は、増幅ＦＥＴのゲート電圧を変調し、この電圧は、ＦＥＴスイッチによって読み出され、及びリセットされる。この手法の主な利点は、アレー内の各受光素子に対する検出ダイナミックレンジが１０７以上であるという点である。しかしながら、この回路は、それぞれのトランジスタの閾値電圧の違い（variation）に対して感度が高いという問題がある。各ピクセルは、回路の対数的特性（logarithmic characteristic）により、全体的にはより広いダイナミックレンジに亘って動作することができるが、標準的なシリコンＣＭＯＳ製造プロセスに関するピクセル間のＶＴの不均一により、撮像アレーの瞬間的なダイナミックレンジは劣化する。
【０００５】
この特別なゲート変調技術は、広いスペクトル範囲に亘って信号を検出するのには有効であるが、フロントエンドの帯域幅は、撮像アレーの帯域幅を厳しく制限する。具体的には、帯域幅は、受光素子の容量と、負荷ＦＥＴの抵抗との並列接続（parallel combination）によるＲＣ時定数（dominant RC time constant）によって定まる。サブスレッショルド動作（sub-threshold operation）においては、ＦＥＴの相互コンダクタンスは、非常に低く、この結果、ＦＥＴの負荷抵抗は１０１５Ω以上と非常に大きくなり、ＲＣ時定数の得られる最小値は、数十秒の桁になってしまう。したがって、チェンバレンのゲート変調技術は、実際には、昼間のシーンの撮像、あるいは星のような静止した明るさが低いシーンの撮像のみにしか用いることができない。更に、大きな電流利得を得るためには、負荷ＦＥＴを、一般的には非常に小さくしなければならない。この結果、負荷ＦＥＴはかなりの１／ｆ雑音を発生し、この雑音は、照明が暗い条件においては、撮像アレーの性能をかなり劣化させる。
【０００６】
米国特許第５９３３１９０号の明細書には、チェンバレンの負荷トランジスタに直列に接続された第１の読出トランジスタ２３を有し、カレントミラーの他方の端子（leg）ではなく、負荷トランジスタにおける電圧を読み出す回路が開示されている。この構成では、撮像アレーにおける受光素子が自己バイアスされ、各ピクセルにおける有効なダイナミックレンジを少なくとも１０７に保つとともに、チェンバレンの手法に比べて、時定数が変化しない。しかしながら、この場合も、このような設計のピクセルを有する撮像アレーの特定の照度（specific irradiance）における瞬間的なダイナミックレンジは、トランジスタ間の閾値の不均一性の影響を受けやすい。回路の対数的特性により、各ピクセルは、全体的には、より広いダイナミックレンジに亘って動作することができるが、標準的なシリコンＣＭＯＳ製造技術に起因するピクセル間のＶＴの不均一により、撮像アレーの瞬間的なダイナミックレンジは劣化する。米国特許第５９３３１９０号の明細書には、歪みを生じさせるような過電圧（stressing over-voltage）を印加することにより、バラツキがあるトランジスタを劣化させて、これにより不均一性を低減する手法も開示されているが、この手法は、高性能で長寿命のカメラ装置等においては、推奨できる手法ではない。
【０００７】
米国特許第５９２９４３４号の明細書には、瞬間的な電圧ではなく、蓄積時間後の蓄積された電流も読み出す代替的なカレントミラー構成によって、ＶＴが不均一であることの影響を少なくする手法が開示されている。好ましい実施例では、第一近似で、各ピクセル内の不均一性を低減することにより、閾値のバラツキを一桁に小さくしている。しかしながら、この処理の後も残るピクセル間のバラツキは、背景の光束（background flux）に関わらず、画像の固定パターン雑音に大きな影響を与える。パターン雑音の大きさは、信号より大きいことも多く、したがって、ピクセル間の不均一をオフチップで補償する必要がある。
【０００８】
米国特許第５９２９４３４号の明細書に開示されている負帰還増幅器Ａ１では、高利得回路の入力インピーダンスを大幅に下げ、これにより高利得回路の帯域幅を広くしている。バッファ増幅器が無限の電圧利得と有限の相互コンダクタンスを有していると仮定すると、ドミナントポール（dominant pole）は、以下の式で表される。
【０００９】
【数１】
0003961953.tif 000002
【００１０】
ここで、Ｃｆはバッファ増幅器の出力端子から入力端子までの実効フィードバック容量を表す。カスコード増幅器の構成では、サブスレッショルドＦＥＴＱ１のゲート−ソース間の容量が支配的（dominant）であり、Ｃｆは、このサブスレッショルドＦＥＴＱ１のゲート−ソース間の容量により定まる。この値は、金属のオーバラップによる寄生容量（parasitic metal overlap capacitance）に基づいて近似的に求められる。例えば、０．２５μｍＣＭＯＳ技術における最小幅のトランジスタの場合、最小のＣｆは、約０．２ｆＦになる。この場合の時定数は、数十分の一秒の桁になる。これにより、単一の光子を概ねビデオフレームレートで検出することができるが、一般的に用いられている標準ビデオ方式より高いフレームレートでの単一の光子の撮像を正確にサポートするためには、更なる改善が必要である。米国特許第５６６５９５９号の明細書では、デジタル回路からなる他の構成が示されており、ここでは、各ピクセルは、フロントエンドにサブスレッショルドトランジスタを備え、縦続接続された一対のインバータを用いて、極めて高いトランスインピーダンスを実現している。バックグラウンドにおける一電子単位の小さな光信号は、非常に高い入力インピーダンスに変換されるため、この光信号は、一段目のインバータのミラー容量に蓄積された後、二段目のインバータによって更に増幅される。したがって、１ｍＶ／ｅより大きい電荷−電圧変換利得が必要となる。しかしながら、一段目の増幅器の広帯域雑音を十分に抑圧することができないため、電荷を蓄積する一段目のインバータの読出雑音により、実際には、多くの場合、信号対雑音比が制限される。一段目の読出雑音は、電荷蓄積器の読出雑音と同様に、以下のように近似させることができる。
【００１１】
【数２】
0003961953.tif 000003
【００１２】
ここで、ｋはボルツマン定数を表し、Ｔは温度を表し、Ｃｆｂは一段目の寄生フィードバック容量を表し、Ｃｄｅｔはフォトダイオードの容量を表し、ＣＬは、増幅器出力の負荷容量を表す。当業者の常識に一致する実際的な値を仮定すると、米国特許第５６６５９５９号の明細書に好ましい実施例として開示されているハイブリッド撮像装置における受光素子の容量の典型的な最小値は１５ｆＦとなる。一段目の増幅器のミラー容量を５ｆＦとし、負荷容量を３５０ｆＦとすると（すなわち蓄電容量Ｃｓｔｒ１）、一段目の最小の読出雑音は６〜７ｅ−の範囲となり、これは、合成二段増幅器のオフセット補償を行うためにトランジスタスイッチＱｓｗ１を開くことにより生成されるｋＴＣ雑音を上回る。この性能は非常に高いが、光子を容易に数えることはできない。更に、二段増幅器を同じクロックで動作させる（clocking）ことによりのクロッキングにより、増幅器の不均一性が大きく改善されるが、この発明では、フロントエンドにおける負荷抵抗器の閾値のバラツキを改善することができない。
【００１３】
米国特許第６０６９３７６号の明細書には、スチルカメラ用途に適する、スピードスイッチを備えたピクセル増幅器が開示されている。この装置では、ダウンストリーム利得による広帯域の信号蓄積が実現されるが、蓄積素子においてリセット雑音が生じるため、感度が制限されている。更に、増幅器の入力側には、信号のダイナミックレンジを最大化するための機構が設けられていない。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、包括的に言えば、単一の光子を検出することができる、非常に感度が高い受光素子読出回路（photodetector readout circuit）を提供する。受光素子（好ましくはフォトダイオード）は、入射光子に応じて、受光素子の容量上に小信号光電荷（small-signal photocharge）を蓄積し、受光素子出力信号を生成する。バッファ増幅器は、この受光素子出力信号が供給され、バッファリングされた受光素子出力信号を生成する。カップリングコンデンサは、バッファリングされた受光素子出力信号が供給される第１の端子と、信号増幅器の信号入力端子に接続された第２の端子とを備える。カップリングコンデンサは、調整可能なオフセット電圧によって、信号増幅器の入力側の信号レベルをシフトさせる。このカップリングコンデンサには、電子的オフセットリセットスイッチ（electronic offset reset switch）が接続されており、この電子的オフセットリセットスイッチにより、オフセット電圧をリセットすることができ、好ましくはフォトダイオードのリセットの直後に、過渡状態を減衰させる（transient decay）ことができる。オフセット電圧は、受光素子の容量をリセットすることにより生じるリセット雑音（ｋＴＣ雑音）である。
【００１５】
ピクセルアレーに亘る画像形成の開始を同期するために、リセットは、アレー全体に亘って同時に行われる。各ピクセルのオフセット電圧は、特定の受光素子の電圧を読み出し、カップリングコンデンサを特定の電圧にクランプすることにより、各ピクセルのカップリングコンデンサに亘ってクランプされる。フォトダイオード信号のサンプリングが開始されると、実際の信号は、カップリングコンデンサに亘って蓄積されているオフセット電圧との比較により読み出される。これにより、光により生成された信号（photogenerated signal）の相関二重サンプリングが実現し、受光素子の容量をリセット（放電）することによって発生する相関雑音が除去される。クランプ電圧は、ビデオ信号増幅器の零入力動作点を、コモンゲート構成及びリセット積分器によって設定される雑音帯域幅を有する蓄積利得段（integrating gain stage）の閾値電圧以上に設定する役割も有する調整可能な電圧である。
【００１６】
コモンゲート増幅器は、調整可能な大きな電流利得を有し、低雑音信号を更に増幅し、増幅された信号を専用の蓄積コンデンサに蓄積する。特定の蓄積時間の最後には、蓄積された信号は、信号蓄積の終了を同期させるために、第２のコンデンサにサンプリングされる。これにより、受光素子における雑音を非常に低く抑制して、スナップショット画像（snapshot image）を撮像することができる。このように、本発明により、従来の手法に比べて、トランスインピーダンスを高くするとともに、ダイナミックレンジを広くすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、当業者が本発明を理解し、実施できるように、本願発明者が本発明の最良の実施の形態と考える具体例を説明する。ここでは、特に、撮像ピクセルアレー（pixellated imaging arrays）の半導体受光素子（semiconductor photodetector）における単一光子読出（single photon read-out）のための受光素子増幅回路（detector amplifier circuit）の具体例により、本発明の基本的な原理を説明するが、様々な変形例は当業者にとって明らかである。これらのあらゆる変形例、等価回路、代替回路は、本発明の範囲内にある。
【００１８】
本発明は、照明が非常に暗い条件下、すなわちサンプリング周期当たりの光束レベルが０光子に近い条件下において、受光素子の単一光子読出ができるように帯域幅が広く、雑音が極めて少ないピクセル増幅器を提供する。この回路は、従来のビデオ装置のフロントエンドとして設けられた撮像アレーにおいて、あるいは高いフレームレートの波面センサ（high frame-rate wavefront sensor）において、個々の受光素子に入射する入射光子を効果的にカウントするのに用いることができる。この回路の主な利点の１つは、この回路では、例えばフォトダイオード内でアバランシェ増倍（avalanche multiplication）を行わない、利得が１以下のフォトダイオード又は光導電素子（photoconductor）等の既製の受光素子を用いることができるという点である。このような、利得が１以下の周知の受光素子は、安価で、より均一性が高く、製造が容易で、信頼度が高く、受光素子内の過剰な雑音メカニズムに影響されず、アバランシェフォトダイオードに比べてより広い電磁波スペクトル帯域をサポートする。本発明に基づく回路の概略を図１に示す。光検出を開始する前に、スイッチングトランジスタ（enabling switch transistor）Ｍ１、Ｍ２をイネーブルすることにより、回路を初期化し、次に行われるピクセルアレーに亘る信号蓄積の開始を同期させる。この初期状態において、光子によってＣｐｄ（フォトダイオードＰＤ１の容量を表す）に発生した全ての電荷（any-photo-generated charge）が放電（リセット）され、受光素子（フォトダイオードＰＤ１）の電圧は、Ｖｄｅｔ−Ｖｄｅｔ＿ｒｓｔに設定される。更に、信号蓄積コンデンサＣｉｎｔの電圧は、Ｖｃｅｌｌ＿ｒｓｔに設定される。続いて、スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ２がディスエーブルにされ、これにより、関連した過渡電圧（voltage transients）を減衰させる。次に、スイッチングトランジスタＭ３をイネーブルにし、コンデンサＣＣＤＳをＶＧａｉｎにクランピングする。この処理は、各ピクセルのコンデンサＣＣＤＳの両端子間（each pixel's reset noise across CCDS）のリセット雑音を記憶し、フロントエンド増幅器に開始零入力電圧（starting qescent voltage）を設定する。フロントエンド増幅器は、トランジスタＭ４、Ｍ５と、相関二重サンプリングのコンデンサＣＣＤＳと、スイッチングトランジスタＭ３とから構成されたソースフォロワバッファ増幅器からなる。続いて、スイッチングトランジスタＭ３をディスエーブルにすることにより、バッファリングされた受光素子出力信号と、クランピングされたオフセット電圧との間の差として特定されるビデオ信号によって、利得を有する増幅トランジスタ（gain transistor）Ｍ６のゲートを変調する。増幅トランジスタＭ６は、コモンゲート増幅器であり、トランジスタからなる信号蓄積コンデンサＣｉｎｔに調整可能な電流を供給する。トランジスタＭ５のソース（Ｖｓ）は、トランジスタＭ５のソース端子から拾うバイアス誘導雑音を最小にするために、０Ｖ又は０Ｖ付近で動作させるので、この電流は、ＶＧａｉｎ−ＶｓとトランジスタＭ５の閾値電圧との差を設定することにより調整される。したがって、Ｖｓは、基本的な動作ではグラウンド電位に設定される。
【００１９】
したがって、信号蓄積コンデンサＣｉｎｔに蓄積される電流は、元はソースフォロワバッファ増幅器のトランジスタＭ４に供給された光によって生成された信号を利得に比例して増幅した複製（gain-proportioned facsimile）である。所定の蓄積時間が終了したときに、スイッチングトランジスタＭ７が短時間イネーブルにされ、サンプルホールドコンデンサＣＳ／Ｈに信号電圧が充電される。この信号電圧は、第２のソースフォロワバッファ増幅器のトランジスタＭ８のゲートを変調する。ビデオ信号を形成する最終的な信号電圧は、クロックΦｐｉｘｅｌでスイッチングトランジスタＭ９をイネーブルにすることにより、行毎に読み出される。トランジスタＭ８の電流シンクは、通常、各列内の全てのピクセルに対して共通であり、消費電力及びサポートする回路上の要求を最小化するために、共有される。
【００２０】
ソースフォロワバッファ増幅器のトランジスタＭ４の出力は、蓄積の開始時にスイッチングトランジスタＭ３のゲートに供給されるリセット信号ΦＣＤＳの制御の下で、最初に、コンデンサＣＣＤＳに直列に容量結合される。このように容易にされたクランピング及びサンプリングにより、光によって生成された信号の相関二重サンプリングが実現される。この信号は、スイッチングトランジスタＭ３の１／ｆ雑音を除いて、実質的に、回路で誘導される雑音（circuit-induced noise）の影響を受けない。これにより、受光素子の容量をリセットすることによって発生する相関雑音（correlated noise）は除去される。フォトダイオードＰＤ１及びトランジスタＭ４のゲートの容量を最小にすることにより、基本的なトランスインピーダンス（basic transimpedance）を、コンデンサＣＣＤＳに要求されるサイズを最小にする第１のオーダ（first order）まで最大化することができる。サブエレクトロンレベルの読出雑音（sub-electron read noise）を除去するためには、コンデンサＣＣＤＳの値は、最小でも、室温（２９５°Ｋ）において少なくとも数ｆＦである必要がある。
【００２１】
クランピング回路は、コンデンサＣＣＤＳと、スイッチングトランジスタＭ３とから構成され、また、コモンゲート増幅器（トランジスタＭ６）の利用可能なダイナミックレンジの一部、又はダイナミックレンジ全体の両方に適合する零入力動作点（quiescent operating point）において、最小信号レベルを任意に設定する小型の回路を実現する。したがって、クランピング回路は、増幅トランジスタＭ６のソース端子が、外部調整を可能にする外部からアクセス可能なパッドに接続され、又は調整可能なオンチップの基準電圧（on-chip reference voltage）によってバイアスされているときに、相関二重サンプリング及びダイナミックレンジを管理する。
【００２２】
受光素子と増幅トランジスタＭ４の合成容量で定まるトランスインピーダンスは、通常のビデオフレームレートにおいて、１０ｅ−よりも小さい読出雑音レベルを実現することができないので、本発明では、コモンゲート増幅器と共に、全体のトランスインピーダンスを大きくするレベルシフト段を用いる。例えば、受光素子とＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ４のゲートとの合成容量は、実際には、最小でも５ｆＦ以上となる。したがって、小型のピクセル増幅器の入力において定義される最大光変換利得は、３２μＶ／ｅ−となる。実際のビデオカメラにおいては、出力に相当する（referred to the output）最小の読出雑音は、２５０μＶ〜１ｍＶである必要があり、量子（quanta）を検出するためには、最小でも更に１０〜３０倍の利得を必要とする。この更なる利得を得るためには、ＶＧａｉｎを適切に調整してゲート−ソース間の電圧を最適化する。低雑音のピクセル増幅器の出力信号は、クロックΦｐｉｘｅｌをイネーブルにし、スイッチングトランジスタＭ９を介してバスに信号を供給することにより、読み出される。
【００２３】
図２は、本発明の変形例を示しており、ここでは、瞬間的なダイナミックレンジは、最大約１０ビットから、コモンゲート増幅器の増幅トランジスタＭ６のソースにスイッチとキャパシタ抵抗器（switched-capacitor resistor）を設け、このスイッチとキャパシタ抵抗器の実効抵抗によって、より大きな値に増加される。プログラミング可能なスイッチとキャパシタ抵抗器は、トランジスタＭ１０と、コンデンサＣｄｒとからなり、電源（supply）Ｖｓとコモンゲート増幅器の増幅トランジスタＭ６のソース間に直列に挿入され、その抵抗を増すことにより、コモンゲート増幅器の増幅トランジスタＭ６の利得を下げる。このソース抵抗により、全体のトランスインピーダンスと調整の自由度が低下する代わりに、ダイナミックレンジが広くなり、ピクセルアレー内のトランジスタＭ１０の閾値電圧の不均一性の影響が低減される。これに代えて、特定のダイナミックレンジ又は増幅器のトランスインピーダンスが必要とされる場合、トランジスタＭ１０とコンデンサＣｄｒを抵抗値が高い固定抵抗（０．５〜５０ＭΩ）に置き換えてもよい。実効直列抵抗（effective series resistance）に求められる値は、電流源として機能する値である。この目的で、実効直列抵抗は、トランジスタＭ１０より大きなインピーダンスを有する必要がある。ソース端子から見ると、トランジスタＭ１０の抵抗値は、以下の式により表すことができる。
【００２４】
【数３】
0003961953.tif 000004
【００２５】
ここで、ｇｍはＦＥＴの相互コンダクタンスを表し、ｇｄはドレインコンダクタンスを表す。したがって、弱反転（weak inversion）又はサブスレッショルド動作においては、抵抗値は、ｇｍ−１となり、線形領域での抵抗値は、ｇｄ−１となる。
【００２６】
本発明に基づく超低雑音のピクセル増幅器の全体的なトランスインピーダンスは、以下のように近似される。
【００２７】
【数４】
0003961953.tif 000005
【００２８】
ここで、ｔｉｎｔは蓄積時間を表し、Ｃｉｎｔは蓄積容量を表し、Ｃｄｅｔは受光素子の容量を表し、Ｃｉｎｐｕｔはソースフォロワバッファ増幅器のトランジスタＭ４と、浮遊容量及び意図された容量の両方を含むこのノードにおける他の全ての容量との合成容量を表し、ｑは電荷（electron charge）を表し、ΔＶｓｉｇはＶＧａｉｎ−Ｖｓを調整（tuning）することによりプログラミングされた蓄積信号電圧（integrated signal voltage）を表し、ｎは増幅トランジスタＭ６のサブスレッショルド理想値を表し、ｋはボルツマン定数を表し、Ｔは温度を表し、Ａａｔｔｅｎは直列抵抗によって実現される減衰を表す。好ましい具体例においては、Ａａｔｔｅｎ＝１とする。このように、この小型のピクセル増幅器では、蓄積時間が短いために、又は受光素子の容量が大きいために劣化したトランスインピーダンスを補償するために、利得を調整することができる。ΔＶｓｉｇは、トランジスタＭ１０の熱電圧より遙かに大きくすることができ、信号蓄積コンデンサＣｉｎｔは、通常、Ｃｄｅｔ＋Ｃｉｎｐｕｔの和の１０倍〜１００倍の大きさであるため、ピクセル増幅器は、非常に大きな利得を有することができる。なお、受光素子の容量が大きなセンサに対しても、信号蓄積コンデンサＣｉｎｔは、１００倍を超す利得に寄与することができる。
【００２９】
上述の式の減衰係数は、以下のように定義される。
【００３０】
【数５】
0003961953.tif 000006
【００３１】
ここで、ＲＳＣＲは、変形例におけるスイッチとキャパシタ抵抗器の実効抵抗値を表す。好ましい具体例においては、減衰はなく、すなわちＡａｔｔｅｎ＝１であり、変形例では、減衰は、１〜１００以上の値を有することができる。
【００３２】
本発明の範囲及び思想から逸脱することなく、上述の好ましい具体例を様々に適応化し、又は変更できることは当業者にとって明らかである。したがって、本発明は、添付の請求の範囲に基づき、上述した具体例とは異なる形態でも実現できることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に基づくピクセル増幅器の構成を示す回路図である。
【図２】  ピクセル増幅器により、相互インイーダンスを低くする代わりに、瞬間的なダイナミックレンジを向上させ、ピクセル増幅器の不均一性を最小化した本発明の変形例の構成を示す回路図である。
【図１】
0003961953.tif 000007
【図２】
0003961953.tif 000008