(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
隣接する複数の既知信号を周期的に含む無線受信信号の周波数オフセットを補償することにより上記無線受信信号の周波数を制御する自動周波数制御方法において、上記無線受信信号に含まれる各既知信号の歪み量に基づいて、上記無線受信信号の直接波の周波数および上記無線受信信号のドップラー広がりの中心周波数を推定し、この両方の周波数に基づいて上記無線受信信号の周波数オフセットを補償するようにしたことを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項２】
請求の範囲第１項において、上記無線受信信号は、ＴＤＭＡにおける所定のタイムスロットに同期したバースト信号であることを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項３】
隣接する複数の既知信号を周期的に含む無線受信信号から周波数オフセットを除去することにより上記無線受信信号の周波数を制御する自動周波数制御方法において、
上記無線受信信号に含まれる各既知信号の歪み量に基づいて推定された上記無線受信信号の直接波の周波数および上記無線受信信号のドップラー広がりの中心周波数から上記無線受信信号の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定ステップと、
この推定された周波数オフセットを上記無線受信信号から除去する周波数オフセット除去ステップとを含むことを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項４】
請求の範囲第３項において、周波数オフセット推定ステップは、
上記無線受信信号に含まれる各既知信号の歪み量をそれぞれ求める歪み量演算ステップと、
この求められた歪み量のうち隣接する既知信号間の歪み量に基づいて、上記無線受信信号の直接波の周波数を推定する第１周波数オフセット推定ステップと、
この推定された直接波の周波数に基づいて、上記各既知信号の歪み量から周波数オフセットを除去する歪み量周波数オフセット除去ステップと、
この周波数オフセット除去後の歪み量のうち周期的に挿入される既知信号間の歪み量に基づいて、上記無線受信信号のドップラー広がりの中心周波数を推定する第２周波数オフセット推定ステップと、
上記直接波の周波数に対応する位相量と上記ドップラー広がりの中心周波数に対応する位相量とを合成することにより、上記無線受信信号の周波数オフセットを推定する合成ステップとを含むものであることを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項５】
請求の範囲第４項において、第１周波数オフセット推定ステップは、
上記求められた各歪み量のうち隣接する既知信号間の歪み量に基づいて、位相差ベクトルを求めるステップと、
この求められた位相差ベクトルを所定期間にわたって平均化することにより平均位相差ベクトルを求めるステップと、
この求められた平均位相差ベクトルに基づいて、上記直接波の周波数を推定するステップとを有するものであることを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項６】
請求の範囲第４項において、第２周波数オフセット推定ステップは、
周波数オフセットが除去された後の各歪み量を平均化して平均歪み量を求めるステップと、
この求められた平均歪み量に基づいて、所定の周波数オフセット推定範囲内において所定間隔ごとに設定された複数の周波数オフセット候補にそれぞれ対応する信号電力を求めるステップと、
この求められた信号電力のうち所定周波数幅の周波数ウインドウ内の各周波数オフセット候補の信号電力をそれぞれ加算することにより、上記周波数オフセット推定範囲内のすべての周波数オフセット候補のウインドウ電力を求めるステップと、
この求められたウインドウ電力の最大値に対応する周波数オフセット候補をドップラー広がりの中心周波数として推定するステップとを有するものである自動周波数制御方法。
【請求項７】
請求の範囲第４項において、第１周波数オフセット推定ステップは、
上記各歪み量のうち隣接する既知信号間の歪み量に基づいて位相差情報を求めるステップと、
この求められた位相差情報を予め定められた期間にわたって平均化することにより、平均位相差情報を求めるステップと、
この求められた平均位相差情報に基づいて、上記直接波の周波数を推定するステップとを有するものであることを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項８】
請求の範囲第４項において、第１周波数オフセット推定ステップは、
上記各歪み量のうち隣接する既知信号の各歪み量に基づいて、所定の周波数オフセット推定範囲内において所定間隔ごとに設定された複数の周波数オフセット候補にそれぞれ対応する信号電力を求めるステップと、
この求められた信号電力のうち所定周波数幅の周波数ウインドウ内の周波数オフセット候補に対応する各信号電力を加算することにより、すべての周波数オフセット候補に対応するウインドウ電力を求めるステップと、
この求められたウインドウ電力の最大値に対応する周波数オフセット候補を、直接波の周波数として推定するステップとを含むものであることを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項９】
請求の範囲第３項において、周波数オフセット推定ステップは、
上記無線受信信号に含まれる各既知信号の歪み量をそれぞれ求める歪み量演算ステップと、
この求められた歪み量のうち隣接する既知信号間の歪み量に基づいて、上記無線受信信号の直接波の周波数を推定する第１周波数オフセット推定ステップと、
上記求められた歪み量を平均化して平均歪み量を求める平均歪み量演算ステップと、
この求められた平均歪み量に基づいて、上記推定された直接波の周波数により規定される周波数オフセット推定範囲内において所定間隔ごとに設定された複数の周波数オフセット候補にそれぞれ対応する信号電力を求める信号電力演算ステップと、
この求められた各信号電力のうち所定周波数幅の周波数ウインドウ内の各周波数オフセット候補の信号電力を加算することにより、上記周波数オフセット推定範囲内のすべての周波数オフセット候補のウインドウ電力を求めるウインドウ電力演算ステップと、
この求められたウインドウ電力の最大値に対応する周波数オフセット候補を上記無線受信信号の周波数オフセットとして推定する第２周波数オフセット推定ステップとを含むものであることを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項１０】
請求の範囲第３項において、上記無線受信信号のうち遮断周波数以上の高周波成分を除去するフィルタリングステップをさらに含み、
上記周波数オフセット推定ステップは、上記高周波成分除去後の無線受信信号を用いて各既知信号の歪み量を求めるものであり、
上記周波数オフセット除去ステップは、上記推定された周波数オフセットを上記フィルタリングステップにより高周波成分が除去される前の無線受信信号から除去するものであることを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項１１】
隣接する複数の既知信号を周期的に含む無線受信信号から周波数オフセットを除去することにより上記無線受信信号の周波数を制御する自動周波数制御方法において、
上記無線受信信号に含まれる各既知信号の歪み量をそれぞれ求める第１歪み量演算ステップと、
この求められた各歪み量のうち隣接する既知信号間の歪み量に基づいて、上記無線受信信号の直接波の周波数を推定する第１周波数オフセット推定ステップと、
この推定された直接波の周波数に対応する周波数オフセットを上記無線受信信号から除去する第１周波数オフセット除去ステップと、
この周波数オフセット除去後の無線受信信号に含まれる各既知信号の歪み量をそれぞれ求める第２歪み量演算ステップと、
この求められた各歪み量のうち周期的に含まれる既知信号ブロック間の歪み量に基づいて、上記無線受信信号のドップラー広がりの中心周波数を推定する第２周波数オフセット推定ステップと、
この推定されたドップラー広がりの中心周波数に対応する周波数オフセットを上記無線受信信号から除去する第２周波数オフセット除去ステップとを含むことを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項１２】
隣接する複数の既知信号を周期的に含む無線受信信号に対応するＡ／Ｄ変換回路から出力されたディジタルベースバンド信号を入力とし、上記ディジタルベースバンド信号から周波数オフセットを除去することにより上記ディジタルベースバンド信号の周波数を制御する自動周波数制御装置において、上記ディジタルベースバンド信号に含まれる各既知信号の歪み量に基づいて、上記無線受信信号の直接波の周波数および上記無線受信信号のドップラー広がりの中心周波数を推定し、この両方の周波数に基づいて上記ディジタルベースバンド信号から周波数オフセットを除去するようにしたことを特徴とする自動周波数制御装置。
【請求項１３】
隣接する複数の既知信号を周期的に含む無線受信信号をアナログベースバンド信号に変換する周波数変換回路と、
このアナログベースバンド信号をディジタルベースバンド信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、
このＡ／Ｄ変換回路により作成されたディジタルベースバンド信号を入力とし、この入力されたディジタルベースバンド信号に含まれる各既知信号の歪み量に基づいて、上記無線受信信号の直接波の周波数および上記無線受信信号のドップラー広がりの中心周波数を推定し、この両方の周波数に基づいて上記ディジタルベースバンド信号から周波数オフセットを除去するとともに、周波数オフセット除去後のディジタルベースバンド信号からフェージング歪みを除去した後当該ディジタルベースバンド信号を復調するディジタル信号処理装置とを含むことを特徴とする復調装置。
【請求項１４】
請求の範囲第１３項において、周波数変換回路は、無線受信信号をアナログベースバンド信号に変換するための局部発振信号を発振するとともに、印加電圧に応じて上記発振信号の発振周波数を変化させる電圧制御発振部を有するものであり、
上記ディジタル信号処理装置は、上記推定された両方の周波数に応じた電圧を上記電圧制御発振部に印加することにより、上記ディジタルベースバンド信号から周波数オフセットを除去するものであることを特徴とする復調装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、衛星通信、移動体衛星通信および移動体地上通信などにおけるディジタル復調処理に適用される自動周波数制御方法および装置ならびに当該装置を適用した復調装置に関する。
背景技術
近年、衛星通信、移動体衛星通信および移動体地上通信では、ディジタル変復調の研究が活発に行われている。特に移動体通信という環境では、無線信号は激しいフェージングを受ける。そのため、このようなフェージング環境下でも安定に動作する様々な復調方式が検討されている。この中でも、既知信号を利用してフェージング歪みを推定し補償することにより、フェージング環境下でも絶対同期検波を実行し得るようにした方式が注目されている。この方式を用いて準同期検波等を行った後フェージング歪みを推定し補償する場合、無線送信信号の搬送波周波数と準同期検波用の基準信号の発振周波数との周波数オフセットが小さいことが、フェージング歪みを高精度に推定し補償する上で必要である。
しかし、送受信機の発振回路の周波数安定度および精度が不十分な場合、何らかの処理を行ってこの周波数オフセットを除去することにより無線受信信号の周波数を自動制御しなければ、フェージング歪みを高精度に推定し補償することができないという問題があった。
また、移動体通信においては、固定局と移動局、あるいは移動局間同士で送受信を行うことになる。したがって、２つの局が相対的に移動している場合、無線受信信号は、ドップラー変動により周波数が偏移している。そのため、たとえ送受信機の発振回路の安定度および精度が良くても、無線受信信号の周波数と基準信号の発振周波数との間に周波数オフセットが生じることになる。
周波数オフセットを補償するための技術は、たとえば「ディジタル移動無線通信方式」（特開平９−９３３０２号公報）に開示されている。この従来文献に開示されている技術は、既知信号（パイロット信号）の位相変動情報を利用して周波数オフセットを除去する。
この従来技術においては、送信側から挿入周期ＮＦごとに２シンボルの既知信号を挿入した無線送信信号を送信する。一方、受信側においては、連続する２シンボルの既知信号間の位相変化量を算出し、この算出された位相変化量に従って無線受信信号の位相を回転する。こうして、無線受信信号から周波数オフセットを除去している。
ところで、電波の伝送路には、直接波とマルチパス波とが混在するライスフェージングの伝送路が存在する。この場合、直接波はドップラーシフトを受ける。そのため、直接波の周波数ｆＤは、第２４図（ａ）に示すように、発振回路の安定度等に起因するオフセットｆＯＦＳＴからさらにドップラーシフトに起因するドップラーシフト量ｆＤＰだけずれた値となる。
一方、上記従来技術においては、連続する２シンボルの既知信号間の位相変化量を周波数オフセットとして推定している。この場合に求められる周波数オフセットは、受信機側の発振周波数ｆ０と直接波の周波数ｆＤとの差に相当する。すなわち、上記従来技術においては、第２４図（ｂ）に示すように、直接波の周波数ｆＤが発振周波数ｆ０にほぼ一致するような周波数制御が行われる。この場合、ドップラー広がりの中心周波数ｆＭは発振周波数ｆ０からドップラーシフト量ｆＤＰだけずれる。したがって、ドップラー広がりは見かけ上広がった状態となり、ドップラー広がりの端に相当する周波数は発振周波数ｆ０から大きくずれることになる。そのため、周波数オフセットの補償を良好に行えなくなる。ゆえに、無線受信信号を復調した後のビット誤り率特性（以下「ＢＥＲ特性」という）が劣化するおそれがある。
発明の開示
そこで、この発明の目的は、上述の技術課題を解決し、直接波がドップラーシフトしたライスフェージング環境下において、ドップラーシフトした直接波の影響を受けずに良好なＢＥＲ特性を実現することができる自動周波数制御方法および装置を提供することである。
また、この発明の他の目的は、上記自動周波数制御装置を適用することにより、復調精度を向上できる復調装置を提供することである。
上記目的を達成するためのこの発明は、隣接する複数の既知信号を周期的に含む無線受信信号の周波数オフセットを補償することにより上記無線受信信号の周波数を制御する自動周波数制御方法において、上記無線受信信号に含まれる各既知信号の歪み量に基づいて、上記無線受信信号の直接波の周波数および上記無線受信信号のドップラー広がりの中心周波数を推定し、この両方の周波数に基づいて上記無線受信信号の周波数オフセットを補償するようにしたものである。
この構成において、直接波の周波数に基づいて周波数オフセットを補償することにより周波数オフセットの補償範囲を十分に確保でき、かつ、ドップラー広がりの中心周波数に基づいて周波数オフセットを補償することにより良好なＢＥＲ特性を確保できる。すなわち、十分な周波数オフセット補償範囲の確保と良好なＢＥＲ特性の確保との両立を実現できる。
また、以上の構成を復調装置に適用することにより、周波数オフセットを良好に除去した無線受信信号に対して復調処理を施すことができる。
したがって、復調品質の向上を図ることができる。
発明を実施するための最良の形態
以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
実施形態１
第１図は、この発明の実施形態１に係る自動周波数制御方法が適用される無線通信システムの構成を示すブロック図である。この無線通信システムは、送信機１および受信機１０を備え、送信機１から無線送信されたバースト信号の周波数オフセットを受信機１０にて推定し除去する機能を有するものである。
より詳述すれば、この無線通信システムとしては、衛星通信システム、移動体衛星通信システムおよび移動体地上通信システムを適用することができる。衛星通信システムでは、送信機１および受信機１０は、地上の異なる位置に配置された地球局に適用される。移動体衛星通信システムでは、送信機１は、地上に設置された地球局および移動局のいずれか一方に適用され、受信機１０は、上記２つの局のうち送信機１とは反対の局に適用される。移動体地上通信システムでは、送信機１は、基地局および移動局のいずれか一方に適用され、受信機１０は、上記２つの局のうち送信機１とは反対の局に適用される。
なお、移動体衛星通信システムにおける移動局としては、シングルモードまたはデュアルモードの衛星携帯電話機などが適用可能である。また、移動体地上通信システムにおける移動局としては、携帯電話機などが適用可能である。
この通信システムは、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）を通信方式とするものである。したがって、送信機１は、所定のタイムスロットに同期したバースト信号を受信機１０に対して無線送信する。受信機１０は、受信されたバースト信号を復調し、周波数オフセットを除去した後、元の信号を復元する。
送信機１は、既知信号挿入回路２、変調回路３、送信回路４を有している。既知信号挿入回路２は、送信すべき情報信号に対して既知信号を周期的に挿入し、変調前のバースト信号を作成する。具体的には、既知信号挿入回路２は、第２図（ａ）に示すように、（ＮＦ−ＮＰ）シンボルの情報に対して、ＮＰシンボル連続した既知信号列（以下「既知信号ブロック」という。）をＮＦシンボル周期ごとに挿入する。ＮＰは、２以上の整数である（ＮＰ≧２）。また、既知信号が挿入される時刻は、（ｋＮＦ＋ｉ）ＴＳで表される。ここに、ｋは、既知信号の挿入順序を表すものである。ｉは、０以上でかつ（ＮＰ−１）以下の値である（０≦ｉ≦ＮＰ−１）。また、ＴＳはシンボル周期である。
既知信号挿入回路２は、変調前のバースト信号を変調回路３に与える。変調回路３は、この変調前のバースト信号を変調し、変調後のバースト信号として出力する。変調回路３は、この変調されたバースト信号を所定のタイムスロットに同期して送信回路４に与える。具体的には、変調回路３は、第２図（ｂ）に示すように、バースト信号Ｂ、Ｂ＋１、Ｂ＋２、Ｂ＋３、…を所定のタイムスロットＳ１、Ｓ２，Ｓ３、Ｓ４、…に同期させて送信回路４に与える。送信回路４は、当該バースト信号を電波に重畳させて受信機１０に対して送信する。
受信機１０は、受信回路１１および復調装置１２を含む。受信回路１１は、増幅器や周波数変換器等で構成され、無線受信信号である受信バースト信号の周波数を中間周波に変換し受信ＩＦ信号として出力する。復調装置１２は、受信回路１１により出力された受信ＩＦ信号を準同期検波により復調し、元の情報信号を復元する。より具体的には、復調装置１２は、周波数変換回路２１と、２つのＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換回路２５ａ、２５ｂと、自動周波数制御装置またはディジタル信号処理装置としてのＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）２６とを備え、ＤＳＰ２６によりディジタル的に復調処理を実行することにより、元の情報信号を復元する。
周波数変換回路２１は、複数の既知信号を周期的に含む受信ＩＦ信号をアナログベースバンド信号に変換するもので、１つの発振回路２２、２つの乗算回路２３ａ、２３ｂおよびπ／２位相回路２４を含む。発振回路２２は、予め定められた発振周波数の局部発振信号を発生する。発振回路２２にて発生された局部発振信号は、２つの乗算回路２３ａ、２３ｂにそれぞれ入力される。この場合、Ｉチャネル用の乗算回路２３ａには、π／２移相回路２４を介して局部発振信号が入力される。π／２移相回路２４は、局部発振信号の位相をπ／２移相する。したがって、各乗算回路２３ａ、２３ｂには、互いに位相がπ／２だけずれた局部発振信号が入力されることになる。
乗算回路２３ａ、２３ｂは、それぞれ、受信ＩＦ信号と局部発振信号とを混合する。その結果、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログベースバンド信号が作成される。この作成された各アナログベースバンド信号は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換回路２５ａ、２５ｂに与えられる。Ａ／Ｄ変換回路２５ａ、２５ｂは、それぞれ、各アナログベースバンド信号をＩチャネルおよびＱチャネルのディジタルベースバンド信号に変換する。各ディジタルベースバンド信号は、それぞれ、ＤＳＰ２６に与えられる。
ＤＳＰ２６は、このＡ／Ｄ変換回路２５ａ、２５ｂにより作成されたディジタルベースバンド信号を入力とし、この入力されたディジタルベースバンド信号に含まれる各既知信号の歪み量に基づいて、直接波の周波数およびドップラー広がりの中心周波数を推定し、この両方の周波数に基づいて周波数オフセットを補償する。こうして、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号の周波数を自動制御する。さらに、ＤＳＰ２６は、周波数オフセット補償後のディジタルベースバンド信号からフェージング歪みを除去し、その後ディジタルベースバンド信号を復調することにより、元の情報信号を復元する。
より具体的には、ＤＳＰ２６は、ＲＯＭなどで構成された記憶部２６ａを有している。記憶部２６ａには、コンピュータプログラムである復調処理プログラムが記憶されている。ＤＳＰ２６は、記憶部２６ａに記憶されている復調処理プログラムを実行することにより、上記２つの周波数の推定、周波数オフセット補償、フェージング歪み補償および復調などの一連の復調処理を実現する。
第３図は、ＤＳＰ２６において実行される復調処理を説明するためのフローチャートである。ＤＳＰ２６は、Ａ／Ｄ変換回路２５ａ、２５ｂから与えられたディジタルベースバンド信号に対して波形整形処理などのフィルタリング処理を施す（ステップＳ１）。これにより、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号から所定の遮断周波数以上の雑音成分などの高周波成分を除去する。
その後、ＤＳＰ２６は、ナイキスト点検出処理を実行する（ステップＳ２）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号のナイキスト点を検出することにより、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）を得る。なお、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）は、下記（１）式のように表される。ただし、下記（１）式において、ｃ（ｋＮＦ＋ｉ）はフェージングに起因する歪み量である。また、Ａは信号の振幅であり、ｂ（ｋＮＦ＋ｉ）はシンボル値である。さらに、ｎ（ｋＮＦ＋ｉ）はガウス雑音である。
0003910448.tif 000002
その後、ＤＳＰ２６は、自動周波数制御処理を実行する（ステップＳ３〜Ｓ５）。自動周波数制御処理は、発振回路２２の発振周波数ｆ０を基準とした周波数オフセットを推定し、この推定された周波数オフセットをディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）から除去することにより、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の周波数を自動制御する処理である。言い換えれば、ＤＳＰ２６は、無線受信信号に対応するディジタルベースバンド信号に周期的に含まれる複数の既知信号の歪み量に基づいて、直接波の周波数およびドップラー広がりの中心周波数を推定し、この両方の周波数に基づいてディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の周波数オフセットを補償することにより、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の周波数を自動制御する。
さらに言い換えれば、ＤＳＰ２６は、無線受信信号に相当するディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）に周期的に含まれる複数の既知信号の歪み量に基づいて推定された直接波の周波数およびドップラー広がりの中心周波数からディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の周波数オフセットを推定し、この推定された周波数オフセットをディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）から除去することにより、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の周波数を自動制御する。
自動周波数制御処理についてさらに詳述すれば、ＤＳＰ２６は、まず、周波数オフセット推定処理を実行する（ステップＳ３）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、１シンボル間の位相回転量に相当する位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を周波数オフセットとして推定する。さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）に含まれる複数の既知信号の歪み量に基づき、推定周期Ｔ（＝ＬＮＦＴＳ）ごとに訪れる推定時刻ｍＴ（ｍは自然数）ごとに（第４図参照）、周波数オフセットとしての位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を求める。
次いで、ＤＳＰ２６は、この求められた位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を１シンボル周期ＴＳで積分する積分処理を実行する（ステップＳ４）。具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（２）式に示すように、位相差θＳ（ｍＬＮＦ）をシンボル周期ＴＳごとに巡回加算する。これにより、ＤＳＰ２６は、累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）を得る。なお、下記（２）式において、ｌは、既知信号ブロックに１対１に対応する識別番号に相当するものであり、０以上（Ｌ−１）以下の値である（０≦ｌ≦Ｌ−１）。また、Ｌは、推定周期Ｔ内に含まれる既知信号ブロックの個数である。
0003910448.tif 000003
その後、ＤＳＰ２６は、この累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）に基づいてディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）から周波数オフセットを除去する周波数オフセット除去処理を実行する（ステップＳ５）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の位相を累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）に見合った量だけ逆方向に回転する。これにより、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）から周波数オフセットを除去することができる。すなわち、ＤＳＰ２６は、下記（３）式に示すように、周波数オフセットが除去されたディジタルベースバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）を得る。このようにして、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号の周波数を自動制御している。
0003910448.tif 000004
その後、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）からフェージング歪みを推定し除去するフェージング歪み補償処理を実行する（ステップＳ６）。より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、ディジタルベーバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）からＮＰシンボルの既知信号を抽出する。なお、この抽出された既知信号からは、送信機１および受信機１０に起因する周波数オフセットはすでに除去されている。
ＤＳＰ２６は、この抽出されたＮＦシンボルの既知信号に基づいて、フェージング歪みを検出する。ＤＳＰ２６は、この検出されたフェージング歪みに基づいて、ガウス補間やウィーナー補間などの補間処理を実行する。こうして、ＤＳＰ２６は、情報信号におけるフェージング歪みを推定する。さらに、ＤＳＰ２６は、推定されたフェージング歪みを除去する。こうして、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）のフェージング補償を実行する。
その後、ＤＳＰ２６は、データ判定処理を実行する（ステップＳ７）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、このフェージング補償されたディジタルベースバンド信号から元の情報信号を判定する。こうして、復調処理が達成される。
第５図は、周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。この周波数オフセット推定処理は、第１周波数オフセット推定処理および第２周波数オフセット推定処理を含む。すなわち、ＤＳＰ２６は、第１周波数オフセット推定処理および第２周波数オフセット推定処理を組み合わせることにより、周波数オフセットを推定する。
第１周波数オフセット推定処理は、無線受信信号のうち直接波の周波数を第１周波数オフセットとして推定する処理である。第２周波数オフセット推定処理は、無線受信信号のうちドップラー広がりの中心周波数を第２周波数オフセットとして推定する処理である。ＤＳＰ２６は、これら２つの周波数オフセット推定処理により推定された第１および第２周波数オフセットから最終的な周波数オフセットを推定する。
このように２つの周波数オフセット推定処理を組み合わせる理由は、以下のとおりである。「背景技術」の項でも説明したように、直接波の周波数ｆＤを周波数オフセットとして補償を行った場合、第２４図（ｂ）に示すように、ドップラー広がりは見かけ上さらに広がり、ＢＥＲ特性が劣化する。一方、ドップラー広がりの中心周波数ｆＭを周波数オフセットとして補償を行う場合、第２４図（ｃ）に示すように、直接波はドップラーシフト量ｆＤＰに相当する周波数偏移を持つが、ドップラー広がりは元の広がりのままである。そのため、直接波の周波数ｆＤを周波数オフセットとする場合よりもＢＥＲ特性の劣化は少なくて済む。
第６図は、ＢＥＲ特性を示すグラフである。このグラフから明らかなように、直接波の周波数ｆＤよりもドップラー広がりの中心周波数ｆＭに近い周波数で補償を行う方がＢＥＲ特性の劣化を最小限に抑えるという意味において、最適な周波数オフセットであることがわかる。すなわち、ＢＥＲ特性の劣化防止という点からすれば、直接波の周波数ｆＤよりもドップラー広がりの中心周波数ｆＭを周波数オフセットとする方が望ましいと言える。
一方、ドップラー広がりの中心周波数ｆＭを周波数オフセットとして補償する場合、ＢＥＲ特性の劣化を抑えることは可能であるが、周波数オフセット補償範囲が相対的に狭いとの不具合がある。これに対して、直接波の周波数ｆＤを周波数オフセットとして補償する場合、相対的に広い周波数オフセット補償範囲を確保できる。
より詳述すれば、一般に周波数オフセットΔｆは、ある時間Δｔ内に位相がΔθだけ回転したとすると、下記（４）式のように表すことができる。
0003910448.tif 000005
この周波数オフセットΔｆの推定を既知信号間における位相回転量を使って行うとき、下記（５）式のように表すことができる。ただし、下記（５）式においてΔθＰは既知信号間における位相回転量を示している。また、ＲＳ（ｓｙｍｂｏｌ／ｓ）は、信号の伝送速度を表している。
0003910448.tif 000006
位相回転量ΔθＰの検出範囲は、−π≦ΔθＰ≦πであるから、結局、周波数オフセットΔｆの推定可能範囲は、下記（６）式のように表すことができる。
0003910448.tif 000007
直接波の周波数ｆＤを推定する際には、隣接する既知信号間の位相回転量を利用するから、上記（６）式においてＮＦ＝１とした場合と等価となる。すなわち、第１周波数オフセット推定処理における周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ１は、−Ｒｓ／２以上Ｒｓ／２以下の範囲となる。
また、ドップラー広がりの中心周波数ｆＭを推定する際には、ＮＦシンボルごとに挿入された既知信号ブロック間の位相回転量を利用するから、その周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ２は、上記（６）式に示された範囲と同じ範囲となる。すなわち、第２周波数オフセット推定処理における周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ２は、−Ｒｓ／２ＮＦ以上Ｒｓ／２ＮＦ以下の範囲となる。
このように、第１周波数オフセット推定処理における周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ１の方が第２周波数オフセット推定処理におけるそれよりもＮＦ倍大きいことがわかる。すなわち、第１周波数オフセット推定処理においては、相対的に広い周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ１において周波数オフセットを推定できる。
以上のことから、この実施形態１では、直接波の周波数ｆＤおよびドップラー広がりの中心周波数ｆＭの両方を推定し、この両方の周波数ｆＤ、ｆＭを周波数オフセット補償に用いることにより、十分な周波数オフセット補償範囲を確保しつつＢＥＲ特性の劣化を抑制できるようにしている。
以下、周波数オフセット推定処理について詳述する。ＤＳＰ２６は、まず、歪み量検出処理を実行する（ステップＴ１）。歪み量検出処理は、既知信号に基づいて伝送路の歪み量をシンボル単位で検出する処理である。すなわち、ＤＳＰ２６は、下記（７）式に示すように、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）に含まれるＮＰシンボルの既知信号ブロックに基づいて、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を当該既知信号ブロックにおける各シンボルごとに検出する。この場合、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）は、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の振幅および位相の歪み量に相当する。なお、下記（７）式において、ｂＰは、既知信号のシンボル値である。
0003910448.tif 000008
その後、ＤＳＰ２６は、検出された伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、第１周波数オフセット推定処理を実行する（ステップＴ２）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて直接波の周波数を第１周波数オフセットとして推定する。さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）のうち隣接する既知信号間の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、隣接する既知信号間の位相回転量に相当する位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を、第１周波数オフセットとして推定する。
その後、ＤＳＰ２６は、この推定された位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）に基づいて、上記各既知信号の歪み量から第１周波数オフセットを除去する周波数オフセット除去処理を実行する（ステップＴ３）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（８）式に示すように、上記伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）の位相を位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）だけ回転させることにより、位相補償する。これにより、ＤＳＰ２６は、第１周波数オフセットが除去された歪み量ｃＥＰ１（ｋＮＦ＋ｉ）を得る。
0003910448.tif 000009
その後、ＤＳＰ２６は、第２周波数オフセット推定処理を実行する（ステップＴ４）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、第１周波数オフセット除去後の歪み量ｃＥＰ１（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、第２周波数オフセットを推定する。さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、第１周波数オフセット除去後の歪み量ｃＥＰ１（ｋＮＦ＋ｉ）のうち周期的に挿入される既知信号間の歪み量に基づいて、１シンボル間の位相回転量に相当する位相差θＥＰ２（ｍＬＮＦ）を第２周波数オフセットとして推定する。
その後、ＤＳＰ２６は、位相合成処理を実行する（ステップＴ５）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（９）式に示すように、上記２つの位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）およびθＥＰ２（ｍＬＮＦ）を合成することにより、最終的な周波数オフセットとしての位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を推定する。
0003910448.tif 000010
第７図は、第１周波数オフセット推定処理をより詳細に説明するためのフローチャートである。ＤＳＰ２６は、まず、位相差ベクトル演算処理を実行する（ステップＵ１）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、上記伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、位相差ベクトルＤＥＰ（ｋＮＦ）を求める。さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（１０）式に示すように、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）のうち任意の既知信号ブロック内の隣接する既知信号間の歪み量に基づいて、位相差ベクトルｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を求める。下記（１０）式において、ｉは、既知信号に１対１に対応する識別番号に相当するものであり、０以上（ＮＰ−２）以下の値である（０≦ｉ≦ＮＰ−２）。また、＊は複素共役を表している。
0003910448.tif 000011
その後、ＤＳＰ２６は、位相差ベクトル平均化処理を実行する（ステップＵ２）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、任意の既知信号ブロックにおける位相差ベクトルＤＥＰ（ｋＮＦ）を推定期間Ｔにわたって平均化し、平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）を求める。
さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、既知信号ブロックにおける位相差ベクトルＤＥＰ（ｋＮＦ）を推定時刻（ｍ−１）Ｔから推定時刻ｍＴまでの推定期間Ｔにわたって収集する（第４図参照）。測定期間Ｔ内の既知信号ブロックの数がＬ個とすると、ＤＳＰ２６は、Ｌ個の位相差ベクトルＤＥＰ（（ｍ−１）Ｔ＋ｌＮＦ）を得る。なお、ｌは既知信号ブロックに１対１に対応する識別番号に相当するものであり、０以上（Ｌ−１）以下の値である（０≦ｌ≦Ｌ−１）。その後、ＤＳＰ２６は、下記（１１）式に示すように、上記収集されたＬ個の位相差ベクトルＤＥＰ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ）を平均化することにより、平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）を求める。
0003910448.tif 000012
その後、ＤＳＰ２６は、位相差演算処理を実行する（ステップＵ３）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（１２）式に示すように、平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）に基づいて位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を求める。こうして、第２周波数オフセット推定処理における周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ２に比べて広い周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ１内において、直接波の周波数に相当する第１周波数オフセットを推定する。
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第８図は、第２周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。ＤＳＰ２６は、まず、歪み量平均化処理を実行する（ステップＶ１）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、第１周波数オフセットが除去された既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量ｃＥＰ１（ｋＮＦ＋ｉ）（０≦ｉ≦ＮＰ−１）に対して平均化処理を施し、平均歪み量ｃＥＰ（ｋＮＦ）を求める。
さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（１３）式に示すように、任意の既知信号ブロック内の各シンボルに対応する歪み量ｃＥＰ１（ｋＮＦ＋ｉ）を加算し、この加算値を既知信号ブロック内の既知信号のシンボル数ＮＰで割る。こうして、ＤＳＰ２６は、雑音などを排除した１つの既知信号ブロックに関する伝送路の平均歪み量ｃＥＰ（ｋＮＦ）を得る。
0003910448.tif 000014
次いで、ＤＳＰ２６は、この平均歪み量ｃＥＰ（ｋＮＦ）に基づいてブロック間離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を実行する（ステップＶ２）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、推定期間Ｔ（＝ＬＮＦＴＳ）内にあるＬ個の既知信号ブロックにおける伝送路の平均歪み量ｃＥＰ（（ｍ＋ｌ）ＮＦ）（０≦ｌ≦Ｌ−１）に対してＤＦＴ処理を施すことにより、複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応した信号電力Ｐｆ（ｎ）をそれぞれ求める。
さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ２内において、第９図（ａ）に「○」印で示すように所定の推定精度ΔｆＲＥＳごとに設定された複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を求める。ここに、上記周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ２は、上述のように、既知信号の挿入周期ＮＦにより規定されるものであり、推定精度ΔｆＲＥＳを用いれば、−ＭΔｆＲＥＳ以上ＭΔｆＲＥＳ以下の範囲であると表現できる。なお、上記Ｍは、定数であり、近似的に下記（１４）式のように表される。
0003910448.tif 000015
ＤＳＰ２６は、周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ２内において各周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応する位相量だけ上記平均歪み量ｃＥＰ（（ｍ＋ｌ）ＮＦ）の位相を回転する。その後、ＤＳＰ２６は、位相回転後の平均歪み量ｃＥＰ（（ｍ＋ｌ）ＮＦ）をベクトル合成する。これにより、ＤＳＰ２６は、第９図（ｂ）に矢印の塊として示すように、複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を得る。
以上の処理は、下記（１５）式に集約される。下記（１５）式において、ＲＳは信号の伝送速度であり、ｎは−（Ｍ＋Ｗ）以上（Ｍ＋Ｗ）以下の値である。なお、Ｗは後述する周波数ウィンドウの周波数帯域幅を表すパラメータである。
0003910448.tif 000016
その後、ＤＳＰ２６は、ウインドウ電力演算処理を実行する（ステップＶ３）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、所定の周波数幅を有する周波数ウインドウに１対１に対応するウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を求める。周波数ウインドウの周波数幅は、たとえば推定精度ΔｆＲＥＳの２Ｗ倍である。Ｗは、伝走路のフェージング状況に応じて設定されるもので、たとえばドップラー広がりの２倍程度に設定される。ＤＳＰ２６は、下記（１６）式に示すように、この周波数ウインドウ内に存在する周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳの信号電力Ｐｆ（ｎ）を加算することにより、当該周波数ウインドウに対応するウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を求める。下記（１６）式において、ｎは−Ｍ以上Ｍ以下の値である。
0003910448.tif 000017
このように、周波数ウインドウを用いて信号電力Ｐｆ（ｎ）を平滑化することにより、複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応する各ウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）のうち、第９図（ｃ）に示すように、ドップラー広がりの中心周波数に相当する周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳのウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）が最大となる。
次いで、ＤＳＰ２６は、最大値検出処理を実行する（ステップＶ４）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（１７）式に示すように、すべてのウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）の中の最大値を検出し、その最大値に対応した周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳを第２周波数オフセットとして推定する。すなわち、ＤＳＰ２６は、ドップラー広がりの中心周波数を第２周波数オフセットとして推定する。
0003910448.tif 000018
次いで、ＤＳＰ２６は、位相差演算処理を実行する（ステップＶ５）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（１８）式に示すように、上記推定された第２周波数オフセットに基づいて、１シンボル間における位相差θＥＰ２（ｍＬＮＦ）を求める。こうして、ドップラー広がりの中心周波数に対応する位相差θＥＰ２（ｍＬＮＦ）を得る。
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以上のようにこの実施形態１によれば、直接波の周波数およびドップラー広がりの中心周波数を両方推定して最終的な周波数オフセットを推定している。したがって、十分な周波数オフセット補償範囲を確保でき、かつ、良好なＢＥＲ特性を実現できる。すなわち、十分な周波数オフセット補償範囲の確保および良好なＢＥＲ特性の実現を両立できる。そのため、ライスフェージング環境下においても、フェージング歪みの補償を良好に行える。ゆえに、元のデータを高品質に復元できる。よって、受信機のユーザへのサービス向上を図ることができる。
第１０図は、この実施形態１に係る周波数オフセット推定特性を示すグラフである。図中、「○」はこの実施形態１のように直接波の周波数およびドップラー広がりの中心周波数の合成値を周波数オフセットとした場合のＢＥＲを示している。また、「△」は、直接波の周波数のみを周波数オフセットとした場合のＢＥＲを示している。さらに、「□」は、ドップラー広がりの中心周波数のみを周波数オフセットとした場合のＢＥＲを示している。
このグラフから明らかなように、実施形態１に係るＢＥＲ特性は、直接波の周波数のみを周波数オフセットとした場合に比べて良好なＢＥＲ特性を示し、かつ、ドップラー広がりの中心周波数のみを周波数オフセットとした場合に比べて広い周波数オフセット補償範囲を実現している。
また、上記実施形態１によれば、推定精度ΔｆＲＥＳごとに周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳを設定し、各周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を求め、周波数ウインドウを使って信号電力Ｐｆ（ｎ）を平滑化することにより第２周波数オフセットを推定している。したがって、たとえば推定精度ΔｆＲＥＳを細かくすることにより、第２周波数オフセットの推定精度を向上できる。そのため、一層良好なＢＥＲ特性を実現することができる。
実施形態２
第１１図は、この発明の実施形態２に係る第１周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１では、平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）から第１周波数オフセットとしての位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を求めている。これに対して、この実施形態２では、忘却係数λを用いて平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）を受信バースト信号間においてさらに平均化することにより、第１周波数オフセットとしての位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を求めている。これにより、周波数オフセットの推定精度の向上を図っている。
より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、位相差ベクトルＤＥＰ（ｍＬＮＦ）を求め（ステップＷ１）、当該位相差ベクトルＤＥＰ（ｍＬＮＦ）を平均化して平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）を求めた後（ステップＷ２）、バースト間平均化処理を実行する（ステップＷ３）。バースト間平均化処理は、平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）を受信バースト信号間においてさらに平均化する処理である。
さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）を少なくとも次の受信バースト信号が受信されるまで保持する。ＤＳＰ２６は、当該受信バースト信号Ｂが受信されたときの平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）と一つ前の受信バースト信号（Ｂ−１）が受信されたときの平均位相差ベクトル＜ＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）＞Ｂ−１とに基づいて、下記（１９）式に従って、平均位相差ベクトル＜ＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）＞Ｂを求める。ただし、下記（１９）式において、λは忘却係数であり、０以上１以下の値である（０≦λ≦１）。
0003910448.tif 000020
その後、ＤＳＰ２６は、平均位相差ベクトル＜ＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）＞Ｂに基づいて、位相差演算処理を実行する（ステップＷ４）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（２０）式に示すように、平均位相差ベクトル＜ＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）＞Ｂに基づいて、位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を求める。このようにして、ＤＳＰ２６は、直接波の周波数に対応する第１周波数オフセットを推定する。
0003910448.tif 000021
以上のようにこの実施形態２によれば、忘却係数λを用いることで過去の平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）を徐々に忘れながら平均化処理を実行している。したがって、フェージング状況が時間的に変化する場合であっても、その時間変動に追従しながら平均位相差ベクトルＤＥＰＡ（ｍＬＮＦ）の平均化処理を行うことができる。そのため、伝送路の状況により適合した位相差ベクトルを得ることができる。ゆえに、低Ｃ／Ｎでかつ周波数オフセットが時間的に変動する環境下においても、周波数オフセットを高精度に推定することができる。
実施形態３
第１２図は、この発明の実施形態３に係る第２周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１では、１回のウインドウ電力演算処理により求められたウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）の中から最大値Ｅｆ（ｎＭＡＸ）を検出し、第２周波数オフセットを推定している。これに対して、この実施形態３では、忘却係数λを用いてウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を受信バースト信号間において平均化した後最大値を検出して第２周波数オフセットを推定している。これにより、周波数オフセットの推定精度の向上を図っている。
より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、平均歪み量ｃＥＰ（ｋＮＦ）を求め（ステップＸ１）、当該平均歪み量ｃＥＰ（ｋＮＦ）に対してブロック間ＤＦＴ処理を施すことで信号電力Ｐｆ（ｎ）を求め（ステップＸ２）、さらに当該信号電力Ｐｆ（ｎ）からウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を求めた後（ステップＸ３）、ウインドウ電力平均化処理を実行する（ステップＸ４）。
より具体的には、ＤＳＰ２６は、ウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を少なくとも次の受信バースト信号が受信されるまで保持する。ＤＳＰ２６は、当該受信バースト信号Ｂが受信されたときのウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）と１つ前の受信バースト信号（Ｂ−１）が受信されたときの平均ウインドウ電力＜Ｅｆ（ｎ）＞Ｂ−１とに基づいて、下記（２１）式に従って、平均ウインドウ電力＜Ｅｆ（ｎ）＞Ｂを求める。ただし、下記（２１）式において、λは忘却係数であり、０以上１以下の値である（０≦λ≦１）。
0003910448.tif 000022
ＤＳＰ２６は、この求められた平均ウインドウ電力＜Ｅｆ（ｎ）＞Ｂの中から下記（２２）式に示すように、平均ウインドウ電力の最大値＜Ｅｆ（ｎｍａｘ）＞Ｂを検出する（ステップＸ５）。
0003910448.tif 000023
その後、ＤＳＰ２６は、この最大値＜Ｅｆ（ｎｍａｘ）＞Ｂに対応する周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応する位相差θＥＰ２（ｍＬＮＦ）を、第２周波数オフセットとして推定する（ステップＸ６）。
以上のようにこの実施形態３によれば、忘却係数λを用いることで過去のウインドウ電力を徐々に忘れながら平均化処理を実行している。したがって、フェージング状況が時間的に変化する場合であっても、その時間変動に追従しながらウインドウ電力の平均化処理を行うことができる。そのため、伝送路の状況により適合したウインドウ電力を得ることができる。ゆえに、低Ｃ／Ｎでかつ周波数オフセットが時間的に変動する環境下においても、周波数オフセットを高精度に推定することができる。
実施形態４
第１３図は、この発明の実施形態４に係る第２周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態３では、ウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を平均化することにより、雑音の影響を除去し、もって第２周波数オフセットの推定精度の向上を図っている。一方、雑音の影響を除去することで第２周波数オフセットの推定精度の向上を図ることは、信号電力Ｐｆ（ｎ）を平均化することによっても達成可能である。そこで、この実施形態４では、信号電力Ｐｆ（ｎ）を受信バースト信号間において平均化することにより、雑音の影響を除去し、もって第２周波数オフセットの推定精度の向上を図ることとしている。
より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、平均歪み量ｃＥＰＡ（ｋＮＦ）を求め（ステップＹ１）、当該平均歪み量ｃＥＰＡ（ｋＮＦ）に対してＤＦＴ処理を施すことで信号電力Ｐｆ（ｎ）を求めた後（ステップＹ２）、信号電力平均化処理を実行する（ステップＹ３）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、信号電力Ｐｆ（ｎ）を少なくとも次の受信バースト信号が受信されるまで保持する。ＤＳＰ２６は、当該受信バースト信号Ｂが受信されたときの信号電力Ｐｆ（ｎ）と１つ前の受信バースト信号（Ｂ−１）が受信されたときの平均信号電力＜Ｐｆ（ｎ）＞Ｂ−１とに基づいて、下記（２３）式に従って平均信号電力＜Ｐｆ（ｎ）＞Ｂを求める。ただし、下記（２３）式において、λは忘却係数であり、０以上１以下の値である（０≦λ≦１）。
0003910448.tif 000024
その後、ＤＳＰ２６は、この求められた平均信号電力＜Ｐｆ（ｎ）＞Ｂに基づいてウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を求めた後（ステップＹ４）、ウインドウ電力の最大値Ｅｆ（ｎｍａｘ）を検出し（ステップＹ５）、当該最大値Ｅｆ（ｎｍａｘ）に対応する周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応する位相差θＥＰ２（ｍＬＮＦ）を、第２周波数オフセットとして推定する（ステップＹ６）。
以上のようにこの実施形態４によれば、忘却係数λを用いることで過去の信号電力Ｐｆ（ｎ）を徐々に忘れながら平均化処理している。したがって、フェージング状況が時間的に変化する場合であっても、その時間変動に追従しながら信号電力の平均化処理を行うことができる。そのため、伝送路の状況により適合した信号電力を得ることができる。ゆえに、低Ｃ／Ｎでかつ周波数オフセットが時間的に変動する環境下においても、周波数オフセットを高精度に推定することができる。
実施形態５
第１４図は、この発明の実施形態５に係る第１周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１では、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、隣接する既知信号間における位相差ベクトルＤＥＰ（ｋＮＦ）を求めている。これに対して、この実施形態５では、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、隣接する既知信号間におけるスカラー量である位相差情報のみを求めることにより、処理の簡素化を図っている。
より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、最初に、既知信号間における位相差情報演算処理を実行する（ステップＺ１）。この位相差情報演算処理は、隣接する既知信号間のスカラー量としての位相差情報を求める処理である。すなわち、ＤＳＰ２６は、下記（２４）式に示すように、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を位相情報θＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に変換し、隣接する既知信号間における位相差情報ΔθＥＰ（ｋＮＦ）を求める。下記（２４）式において、ｉは、既知信号に１対１に対応する識別番号に相当するものであり、０以上（ＮＰ−２）以下の値である（０≦ｉ≦ＮＰ−２）。
0003910448.tif 000025
その後、ＤＳＰ２６は、位相差情報ΔθＥＰ（ｋＮＦ）を１バースト内で平均化する平均化処理を実行する（ステップＺ２）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、位相差情報ΔθＥＰ（ｋＮＦ）を推定時刻（ｍ−１）Ｔから推定時刻ｍＴまでの推定期間Ｔにわたって収集する。推定期間Ｔ内の既知信号ブロックの数がＬ個とすると、ＤＳＰ２６は、Ｌ個の位相差情報ΔθＥＰ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ）を得る。なお、１は既知信号ブロックに１対１に対応する識別番号に相当するものであり、０以上（Ｌ−１）以下の値である（０≦ｌ≦Ｌ−１）。
その後、ＤＳＰ２６は、下記（２５）式に示すように、収集されたＬ個の位相差情報ΔθＥＰ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ）を平均化処理することにより、第１周波数オフセットとしての平均位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を求める。
0003910448.tif 000026
以上のようにこの実施形態５によれば、位相差情報のみを用いて平均化処理している。したがって、処理の簡素化を図ることができる。
実施形態６
第１５図は、この発明の実施形態６に係る第１周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１では、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に共役複素数を乗じたものを総和することにより、隣接する既知信号間における位相差ベクトルＤＥＰ（ｋＮＦ）を求めている。これに対して、この実施形態６では、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に対してＤＦＴ処理を施すことにより、上記位相差ベクトルＤＥＰ（ｋＮＦ）を求めている。
より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、シンボル間ＤＦＴ処理を実行する（ステップＲ１）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に対してＤＦＴ処理を施すことにより、複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応した信号電力Ｐｆ１（ｎ）をそれぞれ求める。
さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、下記式（２６）に示すように、−Ｒｓ／２以上Ｒｓ／２以下の周波数オフセット推定範囲ｆＤＥＴ１内において、各周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応した位相量だけ伝送路の歪み量ＣＥＰｉ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）の位相をそれぞれ回転する。その後、ＤＳＰ２６は、当該位相回転後の歪み量ｃＥＰｉ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）をベクトル合成し、上記周波数オフセット推定範囲内の複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応した信号電力Ｐｆ１（ｎ）を求める。なお、下記（２６）式において、ｎは近似的に−ＲＳ／（２ΔｆＲＥＳ）以上ＲＳ／（２ΔｆＲＥＳ）以下の値となる。
0003910448.tif 000027
その後、ＤＳＰ２６は、位相回転後の歪み量ｃＥＰｉ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）をベクトル合成し、複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応した信号電力Ｐｆ１（ｎ）を得る。
その後、ＤＳＰ２６は、ウインドウ電力演算処理を実行する（ステップＲ２）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、下記（２７）式に示すように、２Ｗ１ΔｆＲＥＳの周波数幅を有するウインドウ内の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応する信号電力Ｐｆ１（ｎ）を加算することにより、ウインドウ電力Ｅｆ１（ｎ）を求める。
0003910448.tif 000028
その後、ＤＳＰ２６は、ウインドウ電力Ｅｆ１（ｎ）の中の最大値Ｅｆ１（ｎＭＡＸ）を検出する最大値検出処理を実行し（ステップＲ３）、検出された最大値Ｅｆ１（ｎＭＡＸ）に基づいて位相差演算処理を実行することにより（ステップＲ４）、第１周波数オフセットとしての位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を推定する。
以上のようにこの実施形態６によれば、推定精度ΔｆＲＥＳごとに周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳを設定し、各周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳに対応する信号電力Ｐｆ１（ｎ）を求め、周波数ウインドウを使って信号電力Ｐｆ１（ｎ）を平滑化することにより第１周波数オフセットを推定している。したがって、たとえば推定精度ΔｆＲＥＳを細かく設定することにより、第１周波数オフセットの推定精度を向上できる。
実施形態７
第１６図は、この発明の実施形態７に係る周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１ないし６では、第１周波数オフセットとしての位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）に基づいて伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を補償し、当該補償後の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）から第２周波数オフセットとしての位相差θＥＰ２（ｍＬＮＦ）を推定している。
ここで、第１周波数オフセットは、直接波の周波数ｆＤに相当するものであり、この直接波の周波数ｆＤはドップラー広がりの中心周波数ｆＭの近傍に存在する（第９図（ａ）参照）。したがって、当該直接波の周波数ｆＤを中心にしたある程度の範囲を周波数オフセット推定範囲とすれば、その範囲内にドップラー広がりの中心周波数ｆＭが存在すると予想できる。
そこで、この実施形態７では、第１周波数オフセットに基づいて第２周波数オフセットを推定する際の周波数オフセット推定範囲を規定することとしている。
より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を検出した後（ステップＱ１）、第１周波数オフセット推定処理および第２周波数オフセット推定処理を並列に実行する。より具体的には、ＤＳＰ２６は、上記伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて第１周波数オフセットを推定する。ＤＳＰ２６は、たとえばこの第１周波数オフセットを一時的に保持しておく。
また、ＤＳＰ２６は、この第１周波数オフセット推定処理と並行して、歪み量平均化処理を実行する（ステップＱ２）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、上記伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に対して平均化処理を施し、平均歪み量ｃＥＰ（ｋＮＦ）を求める。
その後、ＤＳＰ２６は、ＤＦＴ処理を実行する（ステップＱ３〜Ｑ４）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、推定期間Ｔ（＝ＬＮＦＴＳ）内にあるＬ個の平均歪み量ｃＥＰ（（ｍ＋ｌ）ＮＦ）に対してＤＦＴ処理を施し、複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を求める。
さらに具体的には、ＤＳＰ２６は、上記第１周波数オフセットに基づいて周波数オフセット推定範囲を設定し（ステップＱ３）、当該周波数オフセット推定範囲内の複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を求める（ステップＱ４）。
より具体的には、ＤＳＰ２６は、推定精度ΔｆＲＥＳごとに予め設定されている周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳのうちのいずれか１つに上記第１周波数オフセットを対応付ける。ここに、第１周波数オフセットを対応付けた周波数オフセット候補をＮΔｆＲＥＳとする。また、ＤＳＰ２６は、この周波数オフセット候補ＮΔｆＲＥＳを中心とした範囲、すなわち（−Ｍ＋Ｎ）ΔｆＲＥＳ以上（Ｍ＋Ｎ）ΔｆＲＥＳ以下の範囲を周波数オフセット推定範囲として設定する。なお、Ｍは、上記（１４）式で示された定数である。
その後、ＤＳＰ２６は、下記（２８）式に示すように、この設定された周波数オフセット推定範囲内の各周波数オフセット候補ΔｆＲＥＳに対応した位相量に基づいて、平均歪み量ｃＥＰ（（ｍ＋ｌ）ＮＦ）（０≦ｌ≦Ｌ−１）の位相を回転する。なお、下記（２８）式において、ｎは（−Ｍ−Ｗ＋Ｎ）以上（Ｍ＋Ｗ＋Ｎ）以下の値である。
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ＤＳＰ２６は、位相回転後の平均歪み量ｃＥＰ（（ｍ＋ｌ）ＮＦ）をベクトル合成する。こうすることにより、ＤＳＰ２６は、複数の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を求める。
その後、ＤＳＰ２６は、所定の周波数幅を有する周波数ウインドウ内において信号電力Ｐｆ（ｎ）を巡回加算することによりウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を求める（ステップＱ５）。また、ＤＳＰ２６は、当該ウインドウ電力の最大値Ｅｆ（ｎＭＡＸ）を求め（ステップＱ６）、この最大値Ｅｆ（ｎＭＡＸ）の周波数オフセット候補ｎΔｆＲＥＳを、最終的な周波数オフセットとして推定する（ステップＱ７）。
以上のようにこの実施形態７によれば、第１周波数オフセットに基づいて周波数オフセットを推定する際の周波数オフセット推定範囲を設定している。したがって、第１周波数オフセット除去処理および位相合成処理などは不要となる。そのため、処理の簡素化を図ることができる。
しかも、第１周波数オフセットを推定する際に比較的広い周波数オフセット推定範囲で推定を行っているので、十分な周波数オフセット補償範囲は確保されている。また、最終的な周波数オフセットを推定するのにドップラー広がりの中心周波数を用いているので、良好なＢＥＲ特性も確保されている。そのため、十分な周波数オフセット補償範囲の確保およびＢＥＲ特性の劣化防止を図るとの実施形態１と同様の効果も奏することができる。
実施形態８
第１７図は、この発明の実施形態８に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１では、ディジタルベースバンド信号の位相を回転する周波数オフセット除去処理をフィルタリング処理の後に行っている。これに対して、この実施形態８では、周波数オフセット除去処理をフィルタリング処理の前に行っている。
受信バースト信号の周波数オフセットは、「背景技術」の項でも説明したように、送信機１および受信機１０の有する発振回路の安定度に起因して発生する。特に、低コストの発振回路を使用する場合には、周波数安定度が低いために、大きな周波数オフセットが生じる。また、発振回路の周波数安定度は、温度などの周囲環境および電源電圧の変動などに影響される。
したがって、最初は小さな周波数オフセットであっても時間経過とともに大きな周波数オフセットとなることも十分に考えられる。この場合、受信バースト信号の周波数帯域がフィルタリング処理における遮断周波数と比較して大きな周波数帯まで広がるおそれがある。そのため、受信バースト信号の一部がフィルタリング処理により削られる。ゆえに、データ判定を良好に行えないおそれがある。
以上のことから、この実施形態８では、周波数オフセット除去処理をフィルタリンダ処理の前に実行することにしている。より詳述すれば、この実施形態８では、周波数オフセット除去処理をフィルタリング処理の前に実行するとともに、歪み量検出処理、周波数オフセット推定処理および積分処理をフェージング歪み補償処理およびデータ判定処理などの一連の処理と並列に実行する。
より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、第１７図（ａ）に示すように、Ａ／Ｄ変換回路２５ａ、２５ｂからディジタルベースバンド信号が与えられると、フィルタリング処理に先立って、周波数オフセット除去処理を実行する（ステップＰ１）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、別個に行われている積分処理において求められた累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）に基づいて、上記ディジタルベースバンド信号の位相を逆方向に回転する。これにより、周波数オフセットが除去されたディジタルベースバンド信号が得られる。
その後、ＤＳＰ２６は、当該ディジタルベースバンド信号に対してフィルタリング処理を施し（ステップＰ２）、雑音成分等を除去する。その後、ＤＳＰ２６は、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号を検出し（ステップＰ３）、当該ディジタルベースバンド信号からフェージング歪みを除去した後（ステップＰ４）、データ判定処理を実行する（ステップＰ５）。
一方、ＤＳＰ２６は、第１７図（ｂ）に示すように、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号を検出したか否かを判別する（ステップＮ１）。ナイキスト点を検出した場合、ＤＳＰ２６は、このナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号に基づいて、伝送路の歪み量ＣＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を検出する（ステップＮ２）。その後、ＤＳＰ２６は、上記伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて周波数オフセットに対応する位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を推定し（ステップＮ３）、この位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を巡回加算することにより累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）を求める（ステップＮ４）。ＤＳＰ２６は、この求められた累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）を、ステップＰ１における周波数オフセット除去処理に利用する。
以上のようにこの実施形態８によれば、周波数オフセット除去処理をフィルタリング処理の前に行っている。したがって、受信バースト信号の周波数帯域がフィルタリング処理における遮断周波数よりも大きくなった場合でも、受信バースト信号の一部が削られることなく、周波数オフセットの除去を行うことができる。そのため、データ判定を良好に行うことができる。
実施形態９
第１８図は、この発明の実施形態９に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１ないし８では、ディジタルベースバンド信号の位相を直接回転させることにより、周波数オフセットを補償している。これに対して、この実施形態９では、発振回路２２にて発生される局部発振信号の周波数を変化させることにより受信バースト信号の位相を回転させ、周波数オフセットを補償するようにしている。
より詳述すれば、この実施形態９では、ディジタルベースバンド信号に対してソフト的なディジタル信号処理を施して周波数オフセットを除去するのではなく、ＶＣＯからなる発振回路２２に対する印加電圧を制御することにより周波数オフセットを除去する。
すなわち、この実施形態９においては、第１８図（ａ）に示すように、フィルタリング処理（ステップＭ１）、ナイキスト点検出処理（ステップＭ２）、フェージング歪み補償処理（ステップＭ３）およびデータ判定処理（ステップＭ４）を実行するとともに、この一連の処理と並列に、第１８図（ｂ）に示すように、歪み量検出処理、周波数オフセット推定処理およびＶＣＯ２２への印加電圧を制御するＶＣＯ制御処理を実行する。
さらに詳述すれば、ＤＳＰ２６は、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号を検出したか否かを判別する（ステップＬ１）。ナイキスト点を検出した場合、ＤＳＰ２６は、このナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号に基づいて伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を検出する（ステップＬ２）。その後、ＤＳＰ２６は、上記伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて周波数オフセットを推定する（ステップＬ３）。その後、ＤＳＰ２６は、この推定された周波数オフセットに応じた印加電圧をＶＣＯ２２に与える（ステップＬ４）。
これにより、ＶＣＯ２２は、従前の発振周波数から周波数オフセットに応じた量だけ偏移した発振周波数を有する局部発振信号を発振することになる。したがって、周波数変換回路２１は、周波数オフセットを除去したアナログベースバンド信号を出力することになる。そのため、良好な周波数オフセット補償を実現することができる。
以上のようにこの実施形態９によれば、ＶＣＯ２２にて発生される局部発振信号の周波数を調整することにより受信ＩＦ信号から周波数オフセットを除去している。すなわち、ＤＳＰ２６で行われるフィルタリング処理の前に周波数オフセットを除去している。したがって、上記実施形態８と同様に、受信バースト信号の周波数帯域がフィルタリンダ処理における遮断周波数よりも大きな周波数帯まで広がったとしても、受信バースト信号の一部が削られることなく、周波数オフセットの除去を行うことができる。そのため、データ判定を良好に行うことができる。
実施形態１０
第１９図は、この発明の実施形態１０に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１では、第１周波数オフセットと第２周波数オフセットとを合成して最終的な周波数オフセットを推定し、当該周波数オフセットに応じて周波数オフセット補償を行うことにより、ディジタルベースバンド信号の周波数を自動制御している。これに対して、この実施形態１０では、ディジタルベースバンド信号に対して第１周波数オフセットに応じて周波数オフセット補償を行った後、さらに当該補償後のディジタルベースバンド信号に対して第２周波数オフセットに応じた周波数オフセット補償を行うことにより、ディジタルベースバンド信号の周波数を自動制御している。
より詳述すれば、ＤＳＰ２６は、ディジタルベースバンド信号に対して所定のフィルタリング処理を施した後（ステップＫ１）、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号を検出する（ステップＫ２）。次いで、ＤＳＰ２６は、当該ディジタルベースバンド信号を対象として第１自動周波数制御処理（以下「第１ＡＦＣ処理」という）を実行した後（ステップＫ３）、当該第１ＡＦＣ処理後のディジタルベースバンド信号を対象として第２自動周波数制御処理（以下「第２ＡＦＣ処理」という）を実行する（ステップＫ４）。そして、ＤＳＰ２６は、第２ＡＦＣ処理後のディジタルベースバンド信号に対してフェージング歪み補償処理を施し（ステップＫ５）、データ判定処理を施すことにより（ステップＫ６）、元の情報信号に対応するデータを復元する。
第２０図は、第１ＡＦＣ処理を説明するためのフローチャートである。ＤＳＰ２６は、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）をシンボルごとに検出した後（ステップＪ１）、第１周波数オフセット推定処理を実行する（ステップＪ２）。第１周波数オフセット推定処理は、上記実施形態１などと同様の処理であり、この処理によりＤＳＰ２６は、１シンボル間の位相回転量に相当する第１周波数オフセットとしての位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を推定する。
その後、ＤＳＰ２６は、位相差θＥＰ１（ｍＬＮＦ）を巡回加算する積分処理を実行し（ステップＪ３）、累積位相差θ１（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）を得る。この場合、ＤＳＰ２６は、推定時刻ｍＴから累積された位相差θ１（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）をシンボル周期ＴＳごとに得る。
その後、ＤＳＰ２６は、第１周波数オフセット除去処理を実行する（ステップＪ４）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、累積位相差θ１（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）に基づいて、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の位相を累積位相差θ１（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）に見合った量だけ逆方向に回転する。これにより、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）から第１周波数オフセットを除去することができる。こうして、ＤＳＰ２６は、第１周波数オフセットに基づくディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の自動周波数制御を達成する。
第２１図は、第２ＡＦＣ処理を説明するためのフローチャートである。ＤＳＰ２６は、第１ＡＦＣ処理後のディジタルベースバンド信号の既知信号ブロックに基づいて、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ２（ｋＮＦ＋ｉ）を既知信号ブロックにおける各シンボルごとに検出する（ステップＩ１）。
その後、ＤＳＰ２６は、この検出された伝送路の歪み量ｃＥＰｉ２（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、実施形態１と同様の第２周波数オフセット推定処理を実行する（ステップＩ２）。こうして、ＤＳＰ２６は、１シンボル間の位相回転量に相当する第２周波数オフセットとしての位相差θＥＰ２（ｍＬＮＦ）を推定する。
その後、ＤＳＰ２６は、位相差θＥＰ２（ｍＬＮＦ）を巡回加算する積分処理を実行し（ステップＩ３）、累積位相差θ２（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）を得る。この場合、ＤＳＰ２６は、推定時刻ｍＴから累積された位相差θ２（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）をシンボル周期ＴＳごとに得る。
その後、ＤＳＰ２６は、第２周波数オフセット除去処理を実行する（ステップＩ４）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、累積位相差θ２（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）に基づいて、ディジタルベースバンド信号ｒＲ１（ｋＮＦ＋ｉ）の位相を累積位相差θ２（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）に見合った量だけ逆方向に回転する。これにより、ディジタルベースバンド信号ｒＲ１（ｋＮＦ＋ｉ）から第２周波数オフセットを除去することができる。こうして、ＤＳＰ２６は、第２周波数オフセットに基づくディジタルベースバンド信号ｒＲ１（ｋＮＦ＋ｉ）の自動周波数制御を達成する。
以上のようにこの実施形態１０によっても、十分な周波数オフセット補償範囲の確保と良好なＢＥＲ特性の確保との両立を図ることができる。
実施形態１１
第２２図は、この発明の実施形態１１に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１０では、フィルタリング処理の後で周波数オフセット除去処理を実行している。これに対して、この実施形態１１では、周波数オフセット除去処理をフィルタリング処理の前に実行している。
より詳述すれば、この実施形態１１では、第１ＡＦＣ処理の一部である第１周波数オフセット除去処理をフィルタリング処理の前に実行するとともに、第１ＡＦＣ処理の残余の処理、すなわち歪み量検出処理、第１周波数オフセット推定処理および積分処理を一連の処理と並列に実行する。
さらに詳述すれば、ＤＳＰ２６は、第２２図（ａ）に示すように、Ａ／Ｄ変換回路２５ａ、２５ｂからディジタルベースバンド信号が与えられると、フィルタリング処理に先立って、第１周波数オフセット除去処理を実行する（ステップＨ１）。より具体的には、ＤＳＰ２６は、この一連の処理とは並列に行われている積分処理において求められた第１周波数オフセットに対応する累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）に見合った量だけ上記ディジタルベースバンド信号の位相を逆方向に回転させる。これにより、第１周波数オフセットが除去されたディジタルベースバンド信号が得られる。
その後、ＤＳＰ２６は、当該ディジタルベースバンド信号に対してフィルタリング処理を施し（ステップＨ２）、雑音成分等を除去した後、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号を検出する（ステップＨ３）。その後、ＤＳＰ２６は、当該ディジタルベースバンド信号に基づいて第２ＡＦＣ処理を実行する（ステップＨ４）。この第２ＡＦＣ処理を実行することにより、ＤＳＰ２６は、最終的な周波数オフセットを除去したディジタルベースバンド信号を得ることができる。次いで、ＤＳＰ２６は、当該ディジタルベースバンド信号からフェージング歪みを除去した後（ステップＨ５）、データ判定処理を実行する（ステップＨ６）。
一方、ＤＳＰ２６は、第２２図（ｂ）に示すように、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号を検出したか否かを判別する（ステップＧ１）。ナイキスト点を検出した場合、ＤＳＰ２６は、このナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号に基づいて伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を検出する（ステップＧ２）。その後、ＤＳＰ２６は、この伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて第１周波数オフセットに対応する位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を推定し（ステップＧ３）、この位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を巡回加算することにより累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）を求める（ステップＧ４）。ＤＳＰ２６は、この求められた累積位相差θ（（ｍ−１）ＬＮＦ＋ｌＮＦ＋ｉ）を、ステップＨ１における第１周波数オフセット除去処理に利用する。
以上のようにこの実施形態１１によれば、第１周波数オフセット除去処理をフィルタリング処理の前に行っている。したがって、受信ＩＦ信号の周波数帯域がフィルタリング処理における遮断周波数よりも大きくなった場合でも、受信ＩＦ信号の一部が削られることなく、第１周波数オフセットの除去を行うことができる。そのため、データ判定を良好に行うことができる。
実施形態１２
第２３図は、この発明の実施形態１２に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
上記実施形態１０では、ディジタルベースバンド信号の位相を直接回転させることにより、周波数オフセットを補償している。これに対して、この実施形態１２では、ＶＣＯである発振回路２２にて発生される局部発振信号の周波数を変化させることにより受信バースト信号の位相を回転させ、周波数オフセットを補償するようにしている。
より詳述すれば、この実施形態１２では、ディジタルベースバンド信号に対してソフト的なディジタル信号処理を施して周波数オフセットを除去するのではなく、ＶＣＯからなる発振回路２２に対する印加電圧を制御することにより周波数オフセットを除去する。
すなわち、この実施形態１２においては、第２３図（ａ）に示すように、フィルタリング処理（ステップＦ１）、ナイキスト点検出処理（ステップＦ２）、第２ＡＦＣ処理（ステップＦ３）、フェージング歪み補償処理（ステップＦ４）およびデータ判定処理（ステップＦ５）を実行するとともに、この一連の処理と並列に、第２３図（ｂ）に示すように、歪み量検出処理、第１周波数オフセット推定処理およびＶＣＯ２２への印加電圧を制御するＶＣＯ制御処理を実行する。
さらに詳述すれば、ＤＳＰ２６は、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号を検出したか否かを判別する（ステップＥ１）。ナイキスト点を検出した場合、ＤＳＰ２６は、このナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号に基づいて伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を検出する（ステップＥ２）。その後、ＤＳＰ２６は、上記伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて、第１周波数オフセットを推定する（ステップＥ３）。その後、ＤＳＰ２６は、この推定された第１周波数オフセットに応じた印加電圧をＶＣＯ２２に与える（ステップＥ４）。
これにより、ＶＣＯ２２は、従前の発振周波数から第１周波数オフセットに応じた量だけ偏移した発振周波数を有する局部発振信号を発振することになる。したがって、周波数変換回路２１は、第１周波数オフセットを除去したアナログベースバンド信号を出力することになる。そのため、良好な周波数オフセット補償を実現することができる。
以上のようにこの実施形態１２によれば、ＶＣＯ２２にて発生される局部発振信号の周波数を調整することにより受信ＩＦ信号から周波数オフセットを除去している。すなわち、フィルタリング処理の前に第１周波数オフセットを除去している。したがって、上記実施形態１１と同様に、受信ＩＦ信号の周波数帯域がフィルタリング処理における遮断周波数よりも大きな周波数帯まで広がったとしても、受信ＩＦ信号の一部が削られることなく、周波数オフセットの除去を行うことができる。そのため、データ判定を良好に行うことができる。
他の実施形態
この発明の実施形態の説明は以上のとおりであるが、この発明は上述の実施形態に限定されるものではない。たとえば上記各実施形態では、通信方式としてＴＤＭＡを適用する場合を例にとって説明している。しかし、通信方式としては、ＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）およびＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）などを適用することもできる。この場合、無線受信信号はＴＤＭＡの場合のようにバースト信号ではなく連続信号となる。しかし、この場合であっても、この発明を容易に適用できることはもちろんである。
また、上記実施形態では、復調処理をＤＳＰ２６によりソフトウエア的に実現する場合を例にとっている。しかし、たとえば、ＤＳＰ２６により実行される復調処理の各ステップをそれぞれハードウエア的な回路で実現するようにしてもよいことはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、この発明の実施形態１に係る自動周波数制御方法が適用される無線通信システムの全体構成を示す概念図である。
第２図は、バースト信号のフォーマットを示す図である。
第３図は、復調処理を説明するためのフローチャートである。
第４図は、周波数オフセットの推定タイミングを説明するための図である。
第５図は、周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第６図は、ＢＥＲ特性を示すグラフである。
第７図は、第１周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第８図は、第２周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第９図は、第２周波数オフセット推定処理を説明するための概念図である。
第１０図は、実施形態１に基づくＢＥＲを説明するためのグラフである。
第１１図は、この発明の実施形態２に係る第１周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第１２図は、この発明の実施形態３に係る第２周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第１３図は、この発明の実施形態４に係る第２周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第１４図は、この発明の実施形態５に係る第１周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第１５図は、この発明の実施形態６に係る第１周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第１６図は、この発明の実施形態７に係る周波数オフセット推定処理を説明するためのフローチャートである。
第１７図は、この発明の実施形態８に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
第１８図は、この発明の実施形態９に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
第１９図は、この発明の実施形態１０に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
第２０図は、第１ＡＦＣ処理を説明するためのフローチャートである。
第２１図は、第２ＡＦＣ処理を説明するためのフローチャートである。
第２２図は、この発明の実施形態１１に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
第２３図は、この発明の実施形態１２に係る復調処理を説明するためのフローチャートである。
第２４図は、周波数オフセット推定範囲、推定精度および周波数オフセット候補の関係を説明するための概念図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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