(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状に配設された磁石と、前記磁石に対向して設置するとともに前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記上死点位置と下死点位置からピストンの変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算するピストン変位時間比率演算手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記圧縮期間と吸入期間との時間比率と前記インバータ回路の出力電圧の正半波と負半波との時間比率とが等しくなるように制御するインバータ制御手段Ａとから構成した振動型圧縮機。
【請求項２】
吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状に配設された磁石と、前記磁石に対向して設置すると共に前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記上死点位置と下死点位置からピストンの変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算するピストン変位時間比率演算手段と、前記コイルを流れる電流を検知する電流検知器と、前記電流検知器からの電流波形信号から前記コイル電流の正半波期間と負半波期間との時間比率を演算する電流波形時間比率演算手段と、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率と前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率との差である時間比率比較信号を出力する時間比率比較手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記時間比率比較信号により前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率より大きい場合前記インバータ回路の出力電圧の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率を基準比率分大きくし、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率より小さい場合前記インバータ回路の出力電圧の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率を基準比率分小さくするように制御するインバータ制御手段Ｂとから構成した振動型圧縮機。
【請求項３】
吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状の配設された磁石と、前記磁石に対向して設置すると共に前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記コイルを流れる電流を検知する電流検知器と、前記電流検知器からの電流波形信号から平均の電流値を演算する電流値演算手段と、前記電流値を記憶し前回記憶している電流値と今回の電流値とを比較し電流値比較信号を出力する電流値比較手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記電流値比較信号により前記インバータ回路の出力電圧の正半波期間と負半波期間との時間比率を基準比較分ずつ増加あるいは減少させて前記電流値が最小になるように制御するインバータ制御手段Ｃとから構成した振動型圧縮機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、冷蔵庫等の振動型圧縮機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
構造が簡単、小型軽量、高力率、消費電力が小さい等の理由から、振動型圧縮機が冷蔵庫等に使用されている。
【０００３】
図１１に振動型圧縮機用途の一般的なリニアモータの断面図を示す。１はコイル、２は磁石、３は外部鉄心、４は内部鉄心、５は環状磁気回路である。振動型圧縮機では、前記コイル１はピストンに連結されるとともに、共振バネにより支えられており（後述する図１に示されている）、効率向上を図るために機械的振動系と共振する交流電圧が供給される。
【０００４】
この種の振動型圧縮機では、前記ピストンの１周期における圧縮期間が吸入期間よりも短くなる。これは圧縮方向には圧縮冷媒の高圧力が作用するために、前記交流電圧が印可されていない状態での位置（以下中性位置と呼ぶ）を基準にすると圧縮行程よりも吸入行程の方が大きいことによる。
【０００５】
図１２に前記ピストンの変位波形を示す。図１２において正方向が圧縮方向であり、負方向が吸入方向である。また、ａ点は圧縮方向の振幅が最大の点（以下上死点と呼ぶ）で、図１１における前記コイル１が（ａ）の状態に相当する。ｂ点は吸入方向の振幅が最大の点（以下下死点と呼ぶ）で、前記コイル１が（ｂ）の状態に相当する。
【０００６】
このような非対象に振動する機械的振動系を対称形の電流で駆動すると効率が悪くなる。このため、前記ピストン変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間の時間比率と電流の正半波と負半波の時間比率を合わせるように制御することにより効率向上を図った振動型圧縮機として、例えば、特公昭６３−８３１５号公報に示されているものがある。
【０００７】
以下図１３により、従来の振動型圧縮機の駆動回路について説明する。図１３において、１はコイル、６、７、８、９は主スイッチ素子であり、互いにブリッジ接続されたトランジスタで６および８と７および９とが各々一対となって交互にオン、オフを繰り返すものをそえぞれ表す。１０および１１は、各々前記トランジスタ６ならびに８および７ならびに９の各ベースに電流を供給するトランジスタ、１２および１３は、各々トランジスタ２１および２０のコレクタ電流すなわち前記トランジスタ１０および１１のベース電流を制御する抵抗である。
１４および１５は、各々前記トランジスタ７および８のベース電流を制御する抵抗、１６、１７、１８、１９は、ダイオードであり直流電源の逆接続防止をするとともに後述するごとくコンデンサ２３の放電回路を形成するものである。２０及び２１は、各々検出スイッチ素子、例えばトランジスタであり、後述のごとく前記コンデンサ２３の充放電電流を検出し、前記主スイッチ素子６及び９を制御するものである。
【０００８】
２２は可変抵抗であり、後述するコンデンサ２３の充放電電流を制御するもの、２３は前記検出スイッチ素子２０ならびに２１を介して前記コイル１と並列に接続されたコンデンサ、２４および２５は各々ダイオードを表し、前記コンデンサ２３に対する充電路を形成するものを各々表している。そして、前記検出スイッチ２０、２１、前記コンデンサ２３、前記抵抗２２、前記ダイオード２４、２５が検出手段を構成している。
【０００９】
この従来の振動型圧縮機の動作について説明する。前記コンデンサ２３の充電とともに、前記主スイッチ素子６及び８がオンし、前記コイル１に図示実線の向きに電流が流れる。
【００１０】
前記コンデンサ２３の充電電圧が、端子Ａ、Ｂの電圧に近づくに従って、前記トランジスタ２１のコレクタ電流が小さくなり、前記主スイッチ素子６及び８は飽和領域から活性領域へと移る。
【００１１】
このため、端子Ａ、Ｂ間の電圧が下がり前記コンデンサ２３は放電を開始する。このため、前記トランジスタ２１は急速にオフし、したがって、前記主スイッチっ素子６及び８オフするとともに、前記主スイッチ素子７及び９がオンし、前記コイルに図示波線の向きに電流が流れる。
【００１２】
以上の自励発信動作を繰り返すことにより、前記コイル１には運転周波数の交流矩形波電圧が供給される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の構成は、前記ピストンが上死点あるいは下死点に近づくにつれてコイル電流すなわちコレクタ電流（Ｉc）が大きくなることと、前記主スイッチ素子が、ＩC≧ＩB×ｈFEになると活性領域にはいることを利用して、前記ピストン変位の圧縮期間と吸入期間の時間比率に前記運転周波数の交流矩形波電圧の正半波と負半波の時間比率を合わせるようにしているため、前記振動型圧縮機の負荷変動によりＩCが変動したり、周囲温度変動によりｈFEが変動したりすると、前記ピストン変位と前記交流矩形波電圧の時間比率の差が変動して、前記振動型圧縮機の効率が低下する問題点があった。また、運転周波数の矩形波電圧駆動であるため正弦波駆動に比べて効率が低下する問題点があった。
【００１４】
本発明は従来の課題を解決するものであり、振動型圧縮機の高効率化を目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明はピストンの軸方向に連結した変位検知器と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と下死点位置からピストンの変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算するピストン変位時間比率演算手段と、前記圧縮期間と吸入期間との時間比率と前記インバータ回路の出力電圧の正半波と負半波との時間比率とが等しくなるように制御するインバータ制御手段Ａとから構成したものである。
【００１６】
これにより、振動型圧縮機の高効率化が実現する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項に記載の発明は、吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状に配設された磁石と、前記磁石に対向して設置すると共に前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記上死点位置と下死点位置からピストンの変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算するピストン変位時間比率演算手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記圧縮期間と吸入期間との時間比率と前記インバータ回路の出力電圧の正半波と負半波との時間比率とが等しくなるように制御するインバータ制御手段Ａとから構成した振動型圧縮機としたものであり、前記上死点下死点位置演算手段が、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点位置と下死点位置を演算し、前記ピストン変位時間比率演算手段が前記上死点位置と下死点位置からピストンの１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算する。
【００１８】
そして、インバータ制御手段Ａが、前記インバータ回路の出力電圧の正半波と負半波との時間比率が前記圧縮期間と吸入期間との時間比率と等しくなるように、前記インバータ回路をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するという作用を有する。
【００１９】
請求項２の記載の発明は、吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状に配設された磁石と、前記磁石に対向して設置すると共に前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直接電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記上死点位置と下死点位置からピストンの変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算するピストン変位時間比率演算手段と、前記コイルを流れる電流を検知する電流検知器と、前記電流検知器からの電流波形信号から前記コイル電流の正半波期間と負半波期間との時間比率を演算する電流波形時間比率演算手段と、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率と前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率との差である時間比率比較信号を出力する時間比率比較手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記時間比率比較信号により前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率より大きい場合前記インバータ回路の出力電圧の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率を基準比率分大きくし、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率より小さい場合前記インバータ回路の出力電圧の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率を基準比率分小さくするように制御するインバータ制御手段Ｂとから構成した振動型圧縮機としたものであり、前記電流波形時間比率演算手段が、前記電流検知器からの電流波形信号から前記コイル電流の正半波期間と負半波期間との時間比率を演算し、前記ピストン変位時間比率演算手段が、前記上死点位置と下死点位置からピストンの変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算する。
【００２０】
次に、前記時間比率比較手段が、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率と前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率との差である時間比率比較信号を出力する。
【００２１】
そして、前記インバータ制御手段Ｂが、前記時間比率比較信号により前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率より大きい場合前記インバータ回路の出力電圧の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率を基準比率分大きくし、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率より小さい場合前記インバータ回路の出力電圧の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率を基準比率分小さくするようにＰＷＭ制御するという作用を有する。
【００２２】
請求項３に記載の発明は、吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状に配設された磁石と、前記磁石に対向して設置すると共に前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記コイルを流れる電流を検知する電流検知器と、前記電流検知器からの電流波形信号から平均の電流値を演算する電流値演算手段と、前記電流値を記憶し前回記憶している電流値と今回の電流値とを比較し電流値比較信号を出力する電流値比較手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記電流値比較信号により前記インバータ回路の出力電圧の正半波期間と負半波期間との時間比率を基準比率分ずつ増加あるいは減少させて前記電流値が最小になるように制御するインバータ制御手段Ｃとから構成した振動型圧縮機としたものであり、前記電流値演算手段が、前記電流検知器からの電流波形信号から平均の電流値を演算し、前記電流値比較手段が、前記電流値を記憶し、前回記憶している電流値と今回の電流値とを比較し電流値比較信号を出力する。
【００２３】
そして、前記インバータ制御手段Ｃが前記電流値比較信号により前記インバータ回路の出力電圧の正半波期間と負半波期間との時間比率を基準比率分ずつ増加あるいは減少させて前記電流値が最小になるようにＰＷＭ制御するという作用を有する。
【００２４】
以下本発明による振動型圧縮機の第１の実施の形態について、図１から図５に従い説明する。
【００２５】
図１は本発明の第１の実施の形態における振動型圧縮機の断面図、図２は同実施の形態における電気回路図、図３は同実施の形態におけるインバータ回路の動作波形図、図４は同実施の形態における動作フローチャート、図５は同実施の形態における動作タイムチャートである。
【００２６】
図１において、振動型圧縮機２６の中央部に筒状体のシリンダ２７が設けられており、前記シリンダ２７の周囲に環状に永久磁石２８が配設されている。前記永久磁石２と前記シリンダ２７間には環状コイル１が設置されており、前記永久磁石２に作用して前記シリンダ２７の軸方向に移動する。
【００２７】
前記シリンダ２７内には圧縮用ピストン１４が収納されており、吸入弁３１、吐出弁３２を有する圧縮室３３を形成すると共に前記コイル１に連結されて前記シリンダ２７内を軸方向に移動する。また、前記吸入弁３１、前記吐出弁３２は各々吸入パイプ３４、吐出パイプ３５に連結している。３６は共振バネ、３７は前記ピストン１４の軸方向に連結した差動トランス等からなる変位検知器である。
【００２８】
前記永久磁石２と前記シリンダ２７間には前記永久磁石２による磁界が形成されており、その間に配置された前記コイル１に交流電流が供給されると、前記コイル１には供給交流電流の周波数に応じて振動する推力が加えられ、前記コイル１に連結された前記ピストン１４を軸方向に駆動する。
次に図２に示す電気回路について説明する。３８は商用の交流電源であり、交流を直流に変換するコンバータ回路３９の交流入力部に接続されている。前記コンバータ回路３９は３９ａ、３９ｂ、３９ｃ、３９ｄの４個のダイオードから構成されており、前記ダイオード３９ａのアノードと３９ｄのカソードの接続点及び前記ダイオード３９ｂのアノードと３９ｃのカソードの接続点にそれぞれ前記商用の交流電源３８が接続されている。また、前記ダイオード３９ａのカソードと前記３９ｂのカソードとが接続され、前記ダイオード３９ｃのアノードと前記３９ｄのアノードとが接続されている。
【００２９】
４０は平滑回路であり、４０ａ、４０ｂの２個の電解コンデンサより構成されている。また、前記ダイオード３９ａと３９ｂの接続点と前記電解コンデンサ４０ａの正極側が接続され、前記ダイオード３９ｂと３９ｃの接続点と前記電解コンデンサ４０ａの負極側が接続され、前記ダイオード３９ｃと３９ｄの接続点と前記電解コンデンサ４０ｂの負極側が接続されている。
【００３０】
また、前記電解コンデンサ４０ａの正極側はインバータ回路４１内のトランジスタＴＲ１のコレクタ及びダイオードＤ１のカソードが接続されており、前記電解コンデンサ４０ａの負極側は前記電解コンデンサ４０ｂの正極側と接続されるとともに、前記振動型圧縮機２６の前記コイル１の一方（図示Ａ）と接続されている。前記電解コンデンサ４０ｂの負極側は前記インバータ回路４１内のトランジスタＴＲ２のエミッタおよびダイオードＤ２のアノードが接続されている。
【００３１】
前記インバータ回路４１は、前記トランジスタＴＲ１のエミッタ、前記トランジスタＴＲ２のコレクタ、前記ダイオードＤ１のアノード、前記ダイオードＤ２との接続点が、前記信号型圧縮機２６の前記コイル１の前記電解コンデンサ４０ａと接続されていない側（図示Ｂ）に接続されている。そして、後述する上アームドライブ回路４２からのＰＷＭ信号によりＴＲ１、後述するアームトランジスタ４３からのＰＷＭ信号によりＴＲ２がドライブされる。
【００３２】
図３に前記インバータ回路４１の動作波形図を示す。図３（ａ）、（ｂ）はそれぞれＴＲ１のドライブ信号、ＴＲ２のドライブ信号であり、ＴＲ１がＰＷＭ信号によりオン、オフしている半周期間はＴＲ２はオフ状態であり、続く半周期間はその逆である。
【００３３】
図３（ｃ）は前記インバータ回路４１の出力電圧であり、前記振動型圧縮機２６のコイル１のＡ、Ｂ間に供給される。図３（ｃ）の実線がＴＲ１とＴＲ２に増幅されたＰＷＭ出力であり、運転周期の出力波形中にキャリア周期の多数のパルス列を作り、そのパルス幅の等価電圧（波線で図示）を正弦波状に変化させる。
【００３４】
前記インバータ回路４１の出力電圧（等価電圧、以下同様）を変えるには、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を変えればよく、出力電圧の１周期中の正半波と負半波の時間比率を変えるには、ＴＲ１のＰＷＭ信号によるオン、オフ期間とＴＲ２のＰＷＭ信号によるオン、オフ期間の時間比率を変えればよい。
【００３５】
３７は前記ピストン３０の軸方向に連結した差動トランス等からなる変位検知器であり、前記変位検知器３７からの前記ピストン３０のアナログ位置信号は第１のＡ／Ｄ変換器４４を介してデジタル信号に変換され、上死点下死点位置演算手段４５に入力される。
【００３６】
前記上死点下死点位置演算手段４５は前記ピストン３０の上死点位置及び下死点を演算する。４６は上死点位置比較手段であり、前記上死点位置と予め設定された上死点基準値の差である上死点位置比較信号を後述するインバータ制御手段Ａ４７に出力する。４８はピストン変位時間比率演算手段であり、前記ピストン３０の１周期の変位の内の変位前記下死点位置から上死点位置までの圧縮期間と前記上死点から下死点までの吸入期間との時間比率を前記インバータ制御手段Ａ４７に出力する。
【００３７】
前記インバータ制御手段Ａ４７は、ＰＷＭ波形生成手段Ａ４９、前記上アームドライブ回路４２、前記下アームドライブ回路４３により構成され、前記波形生成手段Ａ４９は前記上死点位置比較信号により、上死点位置より上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路４１の出力電圧を予め設定した基準電圧値分ずつ増加させ、上死点位置より上死点基準値の方が小さい場合基準電圧値分ずつ減少させるように、前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力するとともに、前記圧縮期間と吸入期間との時間比率と前記インバータ回路の出力電圧の正半波と負半波との時間比率とが等しくなるように、前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００３８】
以上のように構成された振動型圧縮機について、以下その動作を図４のフローチャート、図５のタイミングチャートをもとにして説明する。
【００３９】
ステップ１で前記商用交流電源２２が投入される。前記コンバータ回路３９を介して前記電解コンデンサ４０が充電され、前記インバータ回路４１に直流電力を供給する。前記上アームドライブ回路４２、下アームドライブ回路４３からＰＷＭ信号を出力させ、前記インバータ回路４１のＴＲ１とＴＲ２とが交互にＰＷＭ信号によりオン、オフしている半周期間とオフ状体を繰り返す。
【００４０】
前記インバータ回路４１から直流を交流に変換した出力電圧が前記振動型圧縮機２６の前記コイル１に供給され、前記振動型圧縮機２６は運転を開始し、コイル１に連結されたピストン３０が前記出力電圧の周波数に応じてシリンダ２７の軸方向に振動し、前記圧縮室３３内で冷媒圧縮が行われる。
【００４１】
前記商用交流電源２２投入直後の前記ＰＷＭ信号の運転周波数、パルス幅、前記インバータ回路４１の出力電圧の正半波、負半波の時間比率はあらかじめ決められた値である。
【００４２】
ステップ２において、前記変位検知器３７からの前記ピストン３０のアナログ位置信号が前記Ａ／Ｄ変換器４４を介してデジタル信号に変換され、前記上死点下死点位置演算手段４５に入力される。この信号は前記圧縮室３３に面した前記ピストン３０の上端位置を示しており、これをＡとする。電源投入直後はＡを０とする。
【００４３】
次にステップ３において、前記上死点下死点位置演算手段４５内で図５のサイクル１ａに示すようにピストン３０の上端位置の最大値である上死点位置Ｂを算出する。
【００４４】
ステップ４とステップ５において、前記上死点位置比較手段４６からの上死点位置Ｂと予め設定された上死点基準値Ｃの差である上死点位置比較信号により、上死点基準値Ｃの方が上死点位置Ｂより大きい場合はステップ６に進み、図５のサイクル２ｂに示すようにインバータ出力電圧Ｖを基準電圧Ｅだけ大きくするように前記ＰＷＭ波形生成手段Ａ４９が前記上アームドライブ回路４２、下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形を出力する。
【００４５】
また、上死点基準値Ｃと上死点位置Ｂが同じ場合はステップ７に進み、図５のサイクル４ｂに示すようにインバータ出力電圧Ｖは現在電圧を保持する。
【００４６】
また、上死点基準値Ｃの方が上死点位置Ｂより小さい場合はステップ８に進み、インバータ出力電圧Ｖを基準電圧Ｄだけ小さくする（図示せず）ように前記ＰＷＭ波形生成手段Ａ４９が前記上アームドライブ回路４２、下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形を出力する。
【００４７】
電源投入直後は、ステップ２、３、４、６を繰り返し回って前記インバータ出力電圧を徐々に大きくする。前記インバータ出力電圧が大きくなると共に前記ピストン３０のストロークが大きくなり、サイクル３ａに示すように前記ピストン３０の上死点位置Ｂが上死点基準値Ｃと等しくなるとステップ７に進み、インバータ出力電圧を同じ電圧に保持し、ステップ９に進む。
【００４８】
ステップ９では、前記ピストン位置時間比率演算手段４８が図５のサイクル４ａに示すように、前記ピストン３０の１周期の変位の内の前記下死点位置Ｄから上死点位置Ｂまでの圧縮期間の１周期に対する時間比率αを算出する。
【００４９】
次にステップ１０に進み、図５のサイクル５ｂに示すように前記ＰＷＭ波形生成手段Ａが前記圧縮期間と吸入期間との時間比率α：（１−α）と前記インバータ回路４７の出力電圧の正半波と負半波との時間比率とが等しくなるように、前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００５０】
そして、ステップ６あるいはステップ８あるいはステップ９を行った後は、ステップ２に戻り、一連の動作を繰り返す。
【００５１】
以上のように本実施例の振動型圧縮機は、前記上死点下死点位置演算手段４５が、前記変位検知器３７からのピストン位置信号から前記ピストン３０の上死点位置と下死点位置を演算し、前記ピストン変位時間比率演算手段４８が、前記上死点位置と下死点位置から前記ピストン３０の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算し、前記インバータ制御手段Ａ４７が、前記インバータ回路４１の出力電圧の正半波と負半波との時間比率が前記圧縮期間と吸入期間との時間比率と等しくなるように、前記インバータ回路４１をＰＷＭ制御するという作用を有する。
【００５２】
このため、前記ピストン３０の圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記インバータ回路４１の出力電圧の正半波と負半波との時間比率とを正確に合わせることができ、前記振動型圧縮機２６の高効率化を図ることができる。
【００５３】
また、運転周期の出力波形中にキャリア周期の多数のパルス列を作り、そのパルス幅の等価電圧を正弦波状に変化させるＰＷＭ制御を行うことにより、運転周期の矩形波駆動と比べてさらに効率向上を図ることができる。
【００５４】
次に、本発明の第２の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、第１の実施の形態と同一構成については、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００５５】
図６は本発明の第２の実施の形態における電気回路図、図７は同実施の形態における動作フローチャートである。
【００５６】
図６において、５０は電流検知器であり、前記コイル１と、前記電解コンデンサ４０ａと前記電解コンデンサ４０ｂの交点との間に挿入され、前記コイル１を流れる電流（図示矢印の向きを正とする）を検知する。
【００５７】
前記電流検知センサ５０からのアナログ電流信号は第２のＡ／Ｄ変換器５１を介してデジタルの電流波形信号に変換され、電流波形時間比率演算手段５２に入力される。前記電流波形時間比率演算手段５２は、前記電流波形信号からコイル電流の正半波期間と負半波期間との時間比率を演算する。
【００５８】
５３は時間比率比較手段であり、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率と前記コイル電流の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率との差である時間比率比較信号を後述するインバータ制御手段Ｂ５４に出力する。
【００５９】
前記インバータ制御手段Ｂ５４は、ＰＷＭ波形生成手段Ｂ５５、前記上アームドライブ回路４２、前記下アームドライブ回路４３により構成され、前記波形生成手段Ｂ５５は前記上死点位置比較信号により、上死点位置より上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路４１の出力電圧を予め設定した基準電圧値分ずつ増加させ、上死点位置より上死点基準値の方が小さい場合基準電圧値分ずつ減少させるように、前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力するとともに、前記時間比率比較信号により前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率より大きい場合前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率を基準比率分大きくし、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率より小さい場合前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率を基準比率分小さくするように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００６０】
以上のように構成された振動型圧縮機について、以下その動作を図７のフローチャート、図８のタイミングチャートをもとにして説明する。
【００６１】
ステップ１０１で前記商用交流電源３８が投入される。次に、ステップ１０２において、第１の実施例のタイミングチャート図４で説明したステップ２からステップ８までの処理（以下上死点制御とよぶ）と同様の処理を行い、図８のサイクル１１ａに示すように前記ピストン３０の上死点位置Ｂが上死点基準値Ｃと等しくなると前記インバータ出力電圧を同じ電圧に保持し、ステップ１０３に進む。
【００６２】
ステップ１０３では、前記ピストン位置時間比率演算手段４８が図８のサイクル１１ａに示すように、前記ピストン３０の１周期の変位の内の前記下死点位置Ｄから上死点位置Ｂまでの圧縮期間の１周期に対する時間比率αを算出する。
【００６３】
次にステップ１０４に進み、前記電流波形演算手段５２が図８のサイクル１１Ｃに示すように、前記電流波形信号からコイル電流の１周期の内の正半波期間の１周期に対する時間比率γを算出する。
【００６４】
次にステップ１０５とステップ１０６において、前記時間比率比較手段５３が前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率αと前記コイル電流の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率γとを比較して時間比率比較信号を出力することにより、前記圧縮期間の時間比率αの方が前記コイル電流の正半波の時間比率γよりも小さい場合はステップ１０７に進み、図８のサイクル１２ｂに示すように前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ小さくするように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００６５】
また、前記圧縮期間の時間比率αが前記コイル電流の正半波の時間比率γが同じ場合はステップ１０８に進み、図８のサイクル１４Ｂに示すように前記出力電圧の正半波の期間の時間比率βは現在の時間比率を保持する。
【００６６】
また、前記圧縮期間の時間比率αが前記コイル電流の正半波の期間の時間比率γより大きい場合はステップ１０９に進み、前記出力電圧の正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ大きくする（図示せず）ように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００６７】
そして、ステップ１０７あるいはステップ１０８あるいはステップ１０９を行った後は、ステップ１０２に戻り、一連の動作を繰り返す。
【００６８】
以上のように本実施例の振動型圧縮機は、前記時間比率比較手段５３が、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率と前記コイル電流の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率との差である時間比率比較信号を算出し、前記インバータ制御手段Ｂ５４が、前記時間比率比較信号により前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率より大きい場合前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率を基準比率分大きくし、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率より小さい場合前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率を基準比率分小さくするようにＰＷＭ制御するという作用を有する。
【００６９】
このため、前記ピストン３０の圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記ピストン３０の直接の駆動源である前記コイル電流の正半波と負半波との時間比率とを正確に合わせることができ、前記ピストン３０の圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記出力電圧の正半波と負半波との時間比率とを合わせるよりもさらに前記振動型圧縮機２６の高効率化を図ることができる。
【００７０】
また、運転周期の出力波形中にキャリア周期の多数のパルス列を作り、そのパルス幅の等価電圧を正弦波状に変化させるＰＷＭ制御を行うことにより、運転周期の矩形波駆動と比べてさらに効率向上を図ることができる。０の圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記ピストン３０の直接の駆動源である前記コイル電流の正半波と負半波との時間比率とを正確に合わせることができ、前記ピストン３０の圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記出力電圧の正半波と負半波との時間比率とを合わせるよりもさらに前記振動型圧縮機２６の高効率化を図ることができる。
【００７１】
また、運転周期の出力波形中にキャリア周期の多数のパルス列を作り、そのパルス幅の等価電圧を正弦波状に変化させるＰＷＭ制御を行うことにより、運転周期の矩形波駆動と比べてさらに効率向上を図ることができる。
【００７２】
次に、本発明の第３の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、第１の実施の形態と同一構成については、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００７３】
図９は本発明の第３の実施の形態における電気回路図である。図９において、５６は電流値演算手段であり、前記電流波形信号から平均の電流値を演算する。５７は電流値比較手段であり、前記電流値を記憶し前回記憶している電流値と今回の電流値とを比較し電流値比較信号を出力する。
【００７４】
５８はインバータ制御手段Ｃであり、ＰＷＭ波形生成手段Ｃ５９、前記上アームドライブ回路４２、前記下アームドライブ回路４３により構成され、前記波形生成手段Ｃ５９は、前記上死点位置比較信号により、上死点位置より上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路４１の出力電圧を予め設定した基準電圧値分ずつ増加させ、上死点位置より上死点基準値の方が小さい場合基準電圧値分ずつ減少させるように、前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力するとともに、前記電流値比較信号により前記インバータ回路４１の出力電圧の正半波期間と負半波期間との時間比率を基準比率分ずつ増加あるいは減少させて前記電流値が最小になるように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００７５】
以上のように構成された振動型圧縮機について、以下その動作を図１０のフローチャートをもとにして説明する。
【００７６】
ステップ２０１で前記商用交流電源３８が投入される。次に、ステップ２０２において、第１の実施例のタイミングチャート図４で説明したステップ２からステップ８までの処理（以下上死点制御とよぶ）と同様の処理を行い前記ピストン３０の上死点位置Ｂが上死点基準値Ｃと等しくなると前記インバータ出力電圧を同じ電圧に保持し、ステップ２０３に進む。
【００７７】
ステップ２０３では前記電流値演算手段５６が、前記電流波形信号から平均の電流値ｉを演算し、ステップ２０４で前記電流値比較手段５７が前記電流値ｉを最小電流値ｉminとして記憶する。
【００７８】
次にステップ２０５に進み、前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ小さくするように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００７９】
次に、ステップ２０６で前記電流値演算手段５６が、前記電流波形信号から平均の電流値ｉを演算し、ステップ２０７で前記電流値比較手段５７が前記電流値ｉと前記最小電流値ｉminを比較し、前記電流値ｉの方が小さい場合はステップ２０８に進み、前記電流値ｉを最小電流値ｉminとして記憶する。
【００８０】
次にステップ２０９に進み、前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ小さくするように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００８１】
次に、ステップ２１０で前記電流値演算手段５６が、前記電流波形信号から平均の電流値ｉを演算し、ステップ２１１で前記電流値比較手段５７が前記電流値ｉと前記最小電流値ｉminを比較し、前記電流値ｉの方が小さい場合はステップ２０８に進み、前記電流値ｉを最小電流値ｉminとして記憶し、再びステップ２０９に戻り、電流値ｉが最小電流値ｉminより大きくなるまでは、前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ小さくするように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する処理を続ける。
【００８２】
ステップ２１１において、電流値ｉが最小電流値ｉminより大きい場合は、ステップ２１３に進み、前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ大きくするように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力して、電流値ｉを最小電流値にして、ステップ２０２に戻る。
【００８３】
一方、ステップ２０７で前記電流値比較手段５７が前記電流値ｉと前記最小電流値ｉminを比較し、前記電流値ｉの方が大きい場合はステップ２１４に進み、前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ大きくするように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する。
【００８４】
次にステップ２１５で前記電流値演算手段５６が、前記電流波形信号から平均の電流値ｉを演算し、ステップ２１６で前記電流値比較手段５７が前記電流値ｉと前記最小電流値ｉminを比較し、前記電流値ｉの方が小さい場合はステップ２１７に進み、前記電流値ｉを最小値ｉminとして記憶し、再びステップ２１４に戻り電流値ｉが最小電流値ｉminより大きくなるまでは、前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ大きくするように前記アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力する処理を続ける。
【００８５】
ステップ２１６において、電流値ｉが最小値ｉminより大きい場合は、ステップ２１８に進み、前記インバータ回路４１の出力電圧の圧縮期間に対応する正半波の期間の時間比率βを基準比率分ｅだけ小さくするように前記上アームドライブ回路４２及び下アームドライブ回路４３にＰＷＭ波形信号を出力して、電流値ｉを最小電流値にして、ステップ２０２に戻る。
【００８６】
以上のように本実施例の振動型圧縮機は、前記電流値演算手段５６が、前記電流検知器５０からの電流波形信号から平均の電流値を演算し、前記電流値比較手段５７が、前記電流値を記憶し、前回記憶している電流値と今回の電流値とを比較し電流値比較信号を出力する。
【００８７】
そして、前記インバータ制御手段Ｃ５８が前記電流値比較信号により前記インバータ回路の出力電圧の正半波期間と負半波期間との時間比率を基準比率分ずつ増加あるいは減少させて前記電流値が最小になるようにＰＷＭ制御するという作用を有する。
【００８８】
このため、常に前記振動型圧縮機２６の入力電力が最小となるように前記出力電圧の正半波と負半波との時間比率とを制御できることとなり、前記ピストン３０の圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記ピストン３０の直接の駆動源である前記コイル電流の正半波と負半波との時間比率とを正確に合わせるよりもさらに前記振動型圧縮機２６の高効率化を図ることができる。
【００８９】
また、運転周期の出力波形中にキャリア周期の多数のパルス列を作り、そのパルス幅の等価電圧を正弦波状に変化させるＰＷＭ制御を行うことにより、運転周期の矩形波駆動と比べてさらに効率向上を図ることができる。
【００９０】
【発明の効果】
以上のように本発明は、吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状に配設された磁石と、前記磁石に対向して設置すると共に前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記上死点位置と下死点位置からピストンの変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算するピストン変位時間比率演算手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記圧縮期間と吸入期間との時間比率と前記インバータ回路の出力電圧の正半波と負半波との時間比率とが等しくなるように制御するインバータ制御手段Ａとを設けることにより、前記ピストンの圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記インバータ回路の出力電圧の正半波と負半波との時間比率とを正確に合わせることができ、前記振動型圧縮機の高効率化を図ることができる。
【００９１】
また、運転周期の出力波形中にキャリア周期の多数のパルス列を作り、そのパルス幅の等価電圧を正弦波状に変化させるＰＷＭ制御を行うことにより、運転周期の矩形波駆動と比べてさらに効率向上を図ることができる。
【００９２】
また、吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状に配設された磁石と、前記磁石に対向して設置すると共に前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記上死点位置と下死点位置からピストンの変位の１周期中の圧縮期間と吸入期間との時間比率を演算するピストン変位時間比率演算手段と、前記コイルを流れる電流を検知する電流検知器と、前記電流検知器からの電流波形信号から前記コイル電流の正半波期間と負半波期間との時間比率を演算する電流波形時間比率演算手段と、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率と前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率との差である時間比率比較信号を出力する時間比率比較手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記時間比率比較信号により前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間の対応する半波の期間の時間比率より大きい場合前記インバータ回路の出力電圧の圧縮期間に対応する半端の期間の時間比率を基準比率分大きくし、前記ピストン変位の圧縮期間の時間比率の方が前記コイル電流の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率より小さい場合前記インバータ回路の出力電圧の圧縮期間に対応する半波の期間の時間比率を基準比率分小さくするように制御するインバータ制御手段Ｂとを設けることにより、前記ピストンの圧縮期間と吸入期間との時間比率と前記ピストンの直接の駆動源である前記コイル電流の正半波と負半波との時間比率とを正確に合わせることができ、前記ピストンの圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記出力電圧の正半波と負半波との時間比率とを合わせるよりもさらに前記振動型圧縮機の高効率化を図ることができる。
【００９３】
また、運転周期の出力波形中にキャリア周期の多数のパルス列を作り、そのパルス幅の等価電圧を正弦波状に変化させるＰＷＭ制御を行うことにより、運転周期の矩形波駆動と比べてさらに効率向上を図ることができる。
【００９４】
また、吸入弁と吐出弁が設けられた筒状体のシリンダと、前記シリンダ周囲に環状に配設された磁石と、前記磁石に対向して設置すると共に前記磁石に作用して前記シリンダの軸方向に移動するコイルと、前記コイルに連結され前記シリンダ内を軸方向に移動するピストンと、前記ピストンに連結した共振バネと、前記ピストンの軸方向に連結した変位検知器と、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、トランジスタ等をスイッチングすることによって直流を交流に変換し前記コイルに電圧印加するインバータ回路と、前記変位検知器からのピストン位置信号からピストンの上死点と下死点位置を演算する上死点下死点位置演算手段と、前記上死点位置と予め設定した上死点基準値との差である上死点位置比較信号を出力する上死点位置比較手段と、前記コイルを流れる電流を検知する電流検知器と、前記電流検知器からの電流波形信号から平均の電流値を演算する電流値演算手段と、前記電流値を記憶し前回記憶している電流値と今回の電流値とを比較し電流値比較信号を出力する電流値比較手段と、前記上死点位置比較信号により前記上死点位置より前記上死点基準値の方が大きい場合前記インバータ回路の出力電圧を増加させ、前記上死点位置より前記上死点基準値の方が小さい場合出力電圧を減少させるとともに、前記電流値比較信号により前記インバータ回路の出力電圧の正半波期間と負半波期間との時間比率を基準比率分ずつ増加あるいは減少させて前記電流値が最小になるように制御するインバータ制御手段Ｃとを設けることにより、常に前記振動型圧縮機の入力電力が最小となるように、前記出力電圧の正半波と負半波との時間比率とを制御できることとなり、前記ピストンの圧縮期間と吸入期間との時間比率と、前記ピストンの直接の駆動源である前記コイル電流の正半派と負半波との時間比率とを正確に合わせるよりもさらに前記振動型圧縮機の高効率化を図ることができる。
【００９５】
また、運転周期の出力波形中にキャリア周期の多数のパルス列を作り、そのパルス幅の等価電圧を正弦波状に変化させるＰＷＭ制御を行うことにより、運転周期の矩形波駆動と比べてさらに効率向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における振動型圧縮機の断面図
【図２】同実施の形態における電気回路図
【図３】同実施の形態におけるインバータ回路の動作波形図
【図４】同実施の形態における動作フローチャート
【図５】同実施の形態における動作タイミングチャート
【図６】本発明の第２の実施の形態における電気回路図
【図７】同実施の形態における動作フローチャート
【図８】同実施の形態における動作タイミングチャート
【図９】本発明の第３の実施の形態における電気回路図
【図１０】同実施の形態における動作のフローチャート
【図１１】従来の振動型圧縮機の断面図
【図１２】従来の振動型圧縮機のピストンの変位波形図
【図１３】従来の振動型圧縮機の駆動回路図
【符号の説明】
１  コイル
２６  振動型圧縮機
２７  シリンダ
２８  磁石
３０  ピストン
３１  吸入弁
３２  吐出弁
３６  共振バネ
３７  変位検知器
３９  コンバータ回路
４１  インバータ回路
４５  上死点下死点位置演算手段
４６  上死点位置比較手段
４７  インバータ制御手段Ａ
４８  ピストン変位時間比率演算手段
５０  電流検知器
５２  電流波形時間比率演算手段
５３  時間比率比較手段
５４  インバータ制御手段Ｂ
５６  電流値演算手段
５７  電流値比較手段
５８  インバータ制御手段Ｃ
【図１】
0003954669.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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