(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、該直流電源の出力端子間に直列接続され、交互にオンオフされる２個のスイッチング素子で構成されるスイッチング回路と、１次巻線と電磁結合された２次巻線の出力を前記スイッチング回路の制御端子に入力して前記スイッチング回路をオンオフ制御する１次及び２次巻線を有するトランスとを有する高周波回路と、前記１次巻線に略正弦波信号を入力する駆動回路と、前記高周波回路からの高周波電圧が印加される負荷回路とを有する電源装置であって、コンデンサとインダクタの直列接続で構成され前記駆動回路から出力される信号の駆動周波数よりも高い周波数成分を有する高周波成分増加要素が、スイッチング素子のゲート、ソース端子間に設けられていることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記高周波成分増加要素は、前記スイッチング素子の制御端子と、前記２次巻線との間に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記高周波成分増加要素は、コンデンサとインダクタとを有する共振回路であり、前記駆動周波数は工業周波数帯であり、前記共振回路の共振周波数を工業周波数帯よりも大きくしたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記高周波回路からの高周波電圧が、コンデンサとインダクタとを有する共振回路を介して前記負荷回路に印加され、前記共振回路の共振周波数は、前記駆動周波数に略等しく設定されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置として、特開平9-149649号公報に示すものがある。この電源装置は、図７に示すように、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が直流電源Ｅに接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、高周波発振回路ＯＳＣより出力される矩形波状の高周波信号がトランスＴを介して制御端子に入力されることによってオンオフ制御される。トランスＴは２個の２次巻線ｎ21，ｎ22を備え、駆動回路としての高周波発振回路ＯＳＣの出力電圧が1次巻線ｎ1に印加される。また、２次巻線ｎ21，ｎ22は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子への接続極性が互いに逆極性となるように制御端子に接続されている。従って、高周波発振回路ＯＳＣの出力によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオンオフされる。
【０００３】
また、直流電源Ｅの負極側のスイッチング素子Ｑ２には、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１から成る直列共振回路ＲＳ１と負荷回路ＬＤとの直列回路が並列に接続されている。
【０００４】
そして、トランスＴの２次巻線ｎ21とスイッチング素子Ｑ１の制御端子との接続点と直流電源Ｅの負極側との間にインダクタＬ７とコンデンサＣ９とから成る高周波成分増加要素としての直列共振回路ＲＳ４が接続され、トランスＴの２次巻線ｎ22とスイッチング素子Ｑ２の制御端子との接続点と直流電源Ｅの負極側との間にインダクタＬ８とコンデンサＣ１０とから成る高周波成分増加要素としての直列共振回路ＲＳ５が接続されている。ここで、直列共振回路ＲＳ４，ＲＳ５は、駆動周波数に対して高インピーダンスであり、かつ、リンギング周波数に対しては低インピーダンスに設定されている。また、直列共振回路ＲＳ１の共振周波数は、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数にほぼ等しく設定されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を電流ゼロの状態でオン／オフさせることができ、スイッチング損失を低減することができる。
【０００５】
従って、リンギングにより生じた振動電流は、直列共振回路ＲＳ４，ＲＳ５に流れることによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子に入力されず、結果的にリンギングによる振動電圧の増加を抑制し、スイッチング損失を低減させることができ、電源装置としての変換効率の低下を抑制している。
【０００６】
また、従来の電力供給回路として、特開平8-275554号公報に示すものがある。この電力供給回路は、ハイサイド側及びローサイド側スイッチング素子のドライブ電圧を負側にシフトさせ、オン時間を狭めることでデッドタイムを増加させてスイッチング損失を低減し、高効率の動作を行うものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、特開平9-149649号公報に示す電源装置においては、高周波発振回路ＯＳＣの出力として矩形波状電圧を用いており、以下のような問題が発生する。
【０００８】
先ず、矩形波電圧は、フーリエ級数展開を行うと基本周波数以外にも多くの高調波成分から構成されているが、駆動周波数が高くなると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に入力される矩形波電圧の内、特に高調波成分にとってはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に寄生する入力容量が低インピーダンスとなり、それら高調波成分電圧はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動に寄与せず損失となってしまい、電源装置の効率が低下するという問題があった。
【０００９】
次に、トランスＴはその周波数特性により高周波域では高インピーダンスとなるため、矩形波電圧の高調波成分がトランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22に伝達せずに損失となり、トランスＴの温度が増加すると共に、電源装置の効率が低下するという問題があった。
【００１０】
また、特開平8-275554号公報に示す電力供給回路においては、ドライブ電圧を負側にシフトする手段が複雑となり、コストアップするという問題があった。
【００１１】
本発明は、上記の問題点に鑑みて成されたものであり、その目的とするところは、複雑な手段を用いることなく、高効率で動作する電源回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の問題を解決するために、本発明にあっては、直流電源と、該直流電源の出力端子間に直列接続され、交互にオンオフされる２個のスイッチング素子で構成されるスイッチング回路と、１次巻線と電磁結合された２次巻線の出力を前記スイッチング回路の制御端子に入力して前記スイッチング回路をオンオフ制御する１次及び２次巻線を有するトランスとを有する高周波回路と、前記１次巻線に略正弦波信号を入力する駆動回路と、前記高周波回路からの高周波電圧が印加される負荷回路とを有する電源装置であって、コンデンサとインダクタの直列接続で構成され前記駆動回路から出力される信号の駆動周波数よりも高い周波数成分を有する高周波成分増加要素が、スイッチング素子のゲート、ソース端子間に設けられていることを特徴とする。これにより、スイッチング回路に入力される電圧波形を歪ませて、スイッチング回路がスレッショルド電圧を超えている時間、即ちオン時間を短くし、その結果オフ時間であるデッドタイムが長くなり、スイッチング回路での損失を低減することができる。
【００１６】
また、前記高周波成分増加要素は、前記スイッチング素子の制御端子と、前記２次巻線との間に接続しても良い。
【００１９】
また、前記高周波成分増加要素は、コンデンサとインダクタとを有する共振回路であり、前記駆動周波数は工業周波数帯であり、前記共振回路の共振周波数を工業周波数帯よりも大きくしても良く、これによりノイズ対策を緩和することができる。
【００２０】
また、前記高周波回路からの高周波電圧が、コンデンサとインダクタとを有する共振回路を介して前記負荷回路に印加され、前記共振回路の共振周波数を、前記駆動周波数に略等しく設定しても良く、これにより、スイッチング素子を電流ゼロの状態でオンオフさせることができ、スイッチング損失を低減することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図1は、第1の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態に係る電源装置の基本構成は、従来例として図７に示す電源装置と同様であり、同一の機能を有する部分には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態に係る電源装置は、従来例として図７に示す電源装置において、トランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子との接続点と直流電源Ｅの負極側との間にそれぞれ接続された直列共振回路ＲＳ４，ＲＳ５とに替えて、２次巻線ｎ21に並列に、インダクタＬ２とコンデンサＣ２との高周波成分増加要素としての直列共振回路ＲＳ２を接続し、２次巻線ｎ22に並列に、インダクタＬ３とコンデンサＣ３との高周波成分増加要素としての直列共振回路ＲＳ３を接続した構成である。そして、高周波発振回路ＯＳＣの出力波形を略正弦波とし、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数は、工業周波数帯（ＩＳＭバンド）の13.56ＭＨｚに設定し、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３の共振周波数を13.56ＭＨｚより大きく設定している。
【００２２】
なお、本実施の形態で用いられるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合について図示されているが、これに限定されるものではなく、スイッチングを行うことができるものであればよく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ等も適用することができる。
【００２３】
以下、本実施の形態の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン／オフするとミラー効果によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子から負荷側を見た入力容量が過渡的に変化する。この為、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ切り替わり時に直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３に過渡電流が流れる。そして、この過渡電流は、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３の共振周波数に準じた振動電流となり、この振動電流の影響でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート−ソース端子間電圧波形には若干の歪みが生じ、基本波以外の周波数成分が増加するようになる。
【００２４】
例えば、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３が接続されていない場合には、図２の破線で示すように、略正弦波状の波形１のままであるが、図１に示す回路図では、図２の実線で示すように、波形２のように電圧波形の幅が狭くなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がスレッショルド電圧Ｖｔｈを超えている間、即ちオン時間が短くなる。その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間は共に短くなるので、これらのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフである時間、即ちデッドタイムが長くなりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失が低減できる。
【００２５】
また、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数を工業周波数帯とすることによって、ノイズによる影響を緩和することができる。また、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３の共振周波数を13.56ＭＨｚよりも大きくすることにより、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３における損失を低減することができる。
【００２６】
（第２の実施の形態）
図３は、第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態に係る電源装置は、第１の実施の形態として図１に示す電源装置において、負荷回路ＬＤを無電極放電ランプＬａとマッチング回路Ｍとで構成したものである。
【００２７】
無電極放電ランプＬａは、希ガスを含む放電ガスを封入したバルブＢと、バルブＢの内部空間に電磁的に結合する誘導コイルＣｏとを備え、誘導コイルＣｏに高周波電流を通電することにより形成される高周波電磁界をバルブＢの内部空間の放電ガスに作用させることによって、放電ガスを励起して発光させるものである。
【００２８】
また、マッチング回路Ｍは、直列共振回路ＲＳ１と誘導コイルＣｏとの間に挿入されたコンデンサＣ４と、直列共振回路ＲＳ１とコンデンサＣ４との接続点と直流電源Ｅの負極側との間に接続されたコンデンサＣ５とを備える。
【００２９】
無電極放電ランプＬａを用いた場合、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数は数百ｋＨｚ〜数百ＭＨｚと非常に高い為、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失は比較的大きくなり易く、本実施の形態のようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデッドタイムを長くすることで効果的な効率改善を行うことができる。
【００３０】
（第３の実施の形態）
図４は、第３の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態に係る電源装置は、第１の実施の形態として図１に示す電源装置において、直列共振回路ＲＳ１，ＲＳ２に替えて、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ドレイン端子間にインダクタＬ４とコンデンサＣ６との直列共振回路を接続し、スイッチング素子Ｑ２のゲート−ドレイン端子間にインダクタＬ５とコンデンサＣ７との直列共振回路を接続した構成である。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのゲート−ドレイン端子間に接続された直列共振回路の共振周波数は、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数よりも高く設定されている。
【００３１】
以下、本実施の形態の動作について説明する。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン状態に移行する際、インダクタＬ４とコンデンサＣ６との高周波成分増加要素としての直列共振回路、またはインダクタＬ５とコンデンサＣ７との高周波成分増加要素としての直列共振回路は、実質上トランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22に並列接続された状態になるので、先ず直列共振回路側に電流が流れコンデンサＣ６またはコンデンサＣ７を充電する。
【００３２】
コンデンサＣ６またはコンデンサＣ７が先に充電されることによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート−ソース間電圧は、図５の実線の波形３のように若干遅れて立ち上がり、電圧が歪んで結果的に高周波成分が増加する。その結果、実質上のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が短くなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失を低減することができる。
【００３３】
なお、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのゲート−ドレイン端子間にインダクタとコンデンサとの直列共振回路を接続したが、コンデンサのみを接続した場合においても同様にスイッチング素子での損失を低減することができる。但し、インダクタを挿入して積極的に共振させることにより、ゲート−ソース端子間電圧をより歪ませることができる。
【００３４】
（第４の実施の形態）
図６は、第４の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態に係る電源装置は、第１の実施の形態として図１に示す電源装置において、直列共振回路ＲＳ２，ＲＳ３に替えて、高周波発振回路ＯＳＣとトランスＴの１次巻線ｎ1との間にインダクタＬ６とコンデンサＣ８とから成る高周波成分増加要素としての並列共振回路を接続した構成である。ここで、並列共振回路の共振周波数は、高周波発振回路ＯＳＣの駆動周波数よりも高く設定されている。
【００３５】
上述の全ての実施の形態においては、トランスＴの２次側に共振回路を設けるようにしたので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の２箇所に同様の共振回路を設ける必要があるのに対し、本実施の形態においてはトランスＴの１次側に共振回路を設けるようにしたので、一つの共振回路を設けるだけで上述の全ての実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００３６】
なお、本実施の形態においては、高周波発振回路ＯＳＣとトランスＴの１次巻線ｎ1との間にインダクタＬ６とコンデンサＣ８とから成る並列共振回路を接続するようにしたが、これに限定されるものではなく、例えばトランスＴの１次巻線ｎ1に並列にインダクタとコンデンサから成る高周波成分増加要素としての直列または並列共振回路を接続するようにしても良く、これらの部品定数を適当に選べば図６に示す回路と等価にすることができ、同様の効果をえることができる。
【００３７】
また、上述の全ての実施の形態においては、高周波発振回路からの信号として、略制限は信号を用いたが、これに限定されるものではなく、矩形波信号を用いてこれを略正弦波信号に歪ませるようにしても良い。
【００３８】
また、上述の全ての実施の形態においては、スイッチング素子として２個用いるようにしたが、１個のスイッチング素子により高周波電圧を発生させるようにしても良い。
【００３９】
【発明の効果】
本発明にあっては、直流電源と、該直流電源の出力端子間に直列接続され、交互にオンオフされる２個のスイッチング素子で構成されるスイッチング回路と、１次巻線と電磁結合された２次巻線の出力を前記スイッチング回路の制御端子に入力して前記スイッチング回路をオンオフ制御する１次及び２次巻線を有するトランスとを有する高周波回路と、前記１次巻線に略正弦波信号を入力する駆動回路と、前記高周波回路からの高周波電圧が印加される負荷回路とを有する電源装置であって、コンデンサとインダクタの直列接続で構成され前記駆動回路から出力される信号の駆動周波数よりも高い周波数成分を有する高周波成分増加要素が、スイッチング素子のゲート、ソース端子間に設けられていることを特徴とするので、スイッチング回路に入力される電圧波形を歪ませて、スイッチング回路がスレッショルド電圧を超えている時間、即ちオン時間を短くし、その結果オフ時間であるデッドタイムが長くなり、スイッチング回路での損失を低減することができ、複雑な手段を用いることなく、高効率で動作する電源回路を提供することができた。
【００４０】
また、前記高周波成分増加要素は、コンデンサとインダクタとを有する共振回路であり、前記駆動周波数は工業周波数帯であり、前記共振回路の共振周波数を工業周波数帯よりも大きくするようにすれば、ノイズ対策を緩和することができる。
【００４１】
また、前記高周波回路からの高周波電圧が、コンデンサとインダクタとを有する共振回路を介して前記負荷回路に印加され、前記共振回路の共振周波数を、前記駆動周波数に略等しく設定するようにすれば、スイッチング素子を電流ゼロの状態でオンオフさせることができ、スイッチング損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第1の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図２】第1の実施の形態に係る電源装置のスイッチング素子の端子間電圧波形図である。
【図３】第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図４】第３の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図５】第３の実施の形態に係る電源装置のスイッチング素子の端子間電圧波形図である。
【図６】第４の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図７】従来例に係る電源装置を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｅ  直流電源
ＯＳＣ  高周波発振回路
ＬＤ  負荷回路
Ｔ  トランス
ｎ1  １次巻線
ｎ21,ｎ22  ２次巻線
Ｑ１,Ｑ２  スイッチング素子
Ｌ１〜Ｌ８  インダクタ
Ｃ１〜Ｃ１０  コンデンサ
ＲＳ１〜ＲＳ５  直列共振回路
１〜３  波形
Ｌａ  無電極放電ランプ
Ｍ  マッチング回路
Ｂ  バルブ
Ｃｏ  誘導コイル
【図１】
0003937780.tif 000002
【図２】
0003937780.tif 000003
【図３】
0003937780.tif 000004
【図４】
0003937780.tif 000005
【図５】
0003937780.tif 000006
【図６】
0003937780.tif 000007
【図７】
0003937780.tif 000008