(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの信号伝達経路を経由してきた２つの時系列ディジタル信号を入力し、これら２つの入力信号どうしの掛け算を伴う変調を行なうディジタル変調装置であって、これら２つの入力信号が持つ周波数成分のうちのそれぞれの最高周波数の和がナイキスト周波数を越えないよう前記２つの信号伝達経路のうちの少なくとも一方の信号の最高周波数を制限するローパスフィルタを備えたことを特徴とするディジタル変調装置。
【請求項２】
前記２つの信号伝達経路のうちの一方の信号伝達経路が、前記変調器の出力信号を、前記ローパスフィルタを介在させて該変調器に入力する帰還経路であることを特徴とする請求項１記載のディジタル変調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つの時系列ディジタル信号を入力して、これら２つの入力信号が持つ周波数成分のうちの最高周波数よりも高い周波数成分の発生を伴う演算を実行する変調器を備えたディジタル変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば電子楽器で得られた楽音波形信号とその楽音波形信号を変調する変調信号を入力して、楽音波形信号に、その変調信号に基づく、例えばリング変調やＡＭ変調等の変調を記す変調装置が知られている。
従来は、この種の変調装置は、アナログ信号を取り扱うもの、すなわち、アナログの楽音波形信号とアナログの変調信号とを入力して変調を行なうものが主流であったが、ディジタル技術の発達に伴い、この種の変調装置も、ディジタル信号を入力して変調するものに変わってきた。
【０００３】
リング変調やＡＭ変調では、演算上、２つの入力信号の周波数成分どうしの和の周波数成分があらわれるが、ディジタル信号を取り扱う場合、サンプリング周波数等の制限から発生し得ない高周波成分は折り返しノイズとなることが知られている。このため、従来のディジタルの楽音波形信号をディジタルの変調信号に基づいて変調するタイプの変調装置の場合、入力したディジタル信号をそのディジタル信号のサンプリング周波数よりも高いサンプリング周波数でサンプリングし直すオーバサンプリング処理を行ない、そのオーバサンプリング処理を行なったディジタル信号を変調し、折り返しノイズが混入した高周波成分をカットするフィルタリング処理や、元の入力信号のサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数でサンプリングし直す処理を行なうことにより、折り返しノイズの影響を避けていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のディジタル変調装置の場合、上記のような、サンプリングをやり直す処理を含む複雑な処理を行なう必要があり、構成が複雑となっていた。
本発明は、上記事情に鑑み、簡単な構成で折り返しノイズの影響を抑制したディジタル変調装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する本発明のディジタル変調装置は、
２つの信号伝達経路を経由してきた２つの時系列ディジタル信号を入力し、これら２つの入力信号どうしの掛け算を伴う変調を行なうディジタル変調装置であって、これら２つの入力信号が持つ周波数成分のうちのそれぞれの最高周波数の和がナイキスト周波数を越えないよう前記２つの信号伝達経路のうちの少なくとも一方の信号の最高周波数を制限するローパスフィルタを備えたことを特徴とする。
【０００６】
本発明のディジタル変調装置は、変調器の入力側に、折り返しノイズ低減用の帯域制限フィルタを備えたものであり、折り返しが抑制される。また、前述した従来のように、サンプリングのやり直し等の複雑な処理は不要であり、簡単な構成で折り返しノイズの抑制が図られる。
ここで、上記本発明のディジタル変調装置において、上記変調器が、２つの入力信号どうしの掛け算を伴う変調を行なうものであってもよい。掛け算を伴う変調の場合、２つの入力信号の各周波数成分をｆ1 ，ｆ2 としたとき、ｆ1 ＋ｆ2 の周波数の変調信号成分があらわれる。この掛け算を伴う変調には、典型的として、リング変調やＡＭ変調が含まれる。
【０００７】
また、上記本発明のディジタル変調装置において、前記２つの信号伝達経路のうちの一方の信号伝達経路が、前記変調器の出力信号を、前記ローパスフィルタを介在させて該変調器に入力する帰還経路であってもよい。
このようなディジタル変調装置により、音楽的な特殊効果を得ることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明のディジタル変調装置の第１の実施形態を示すブロック図である。
入力端子ＩＮ１からはディジタルの時系列信号が入力され、その時系列入力信号は信号伝達経路Ｌ１の途中に配置されたローパスフィルタ１１を経由して変調器１２に入力される。一方、もう１つの入力端子ＩＮ２からは、もう１つのディジタルの時系列信号が入力され、この時系列入力信号は、信号伝達経路Ｌ２を経由して、この実施形態では直接に、変調器１２に入力される。この変調器１２では、２つの入力信号によってリング変調が施され、その変調後の信号は出力端子ＯＵＴから出力される。
【０００９】
ここで、この図１に示す実施形態において、折返しノイズの発生が抑制される原理について説明する。
２つの入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から入力される２つの入力信号の各最高周波数成分をｆ1 ，ｆ2 とする。周波数ｆ1 ，ｆ2 の２つの信号のリング変調（乗算）で発生する周波数成分は｜ｆ1 −ｆ2 ｜、ｆ1 ＋ｆ2 となる。
【００１０】
すなわち、リング変調で発生する最高周波数は、２つの入力信号の各最高周波数ｆ1 ，ｆ2 の和の周波数となり、その値ｆ1 ＋ｆ2 がナイキスト周波数ｆn を越えなければ折り返しノイズは発生しない。
そこで、２つの信号伝達経路Ｌ１，Ｌ２のうちの少なくとも一方の信号伝達経路、すなわち図１に示す実施形態の場合、信号伝達経路Ｌ１にローパスフィルタ１１を配置し、
ｆ1 ＋ｆ2 ≦ｆn           ……（１）
を満足するように、入力端子ＩＮ１から入力される入力信号に対し帯域制限を行なう。すなわちローパスフィルタ１１の遮断周波数をｆc であらわしたとき、その遮断周波数ｆc を、
ｆc ≦ｆn −ｆ2           ……（２）
に設定することにより、変調器１２による折り返しノイズの混入のない、ナイキスト周波数以下の周波数の信号を得ることができる。
【００１１】
尚、上記（１），（２）式が成立するためには、
ｆ2 ≦ｆn                 ……（３）
である必要があり、ここでは、入力端子ＩＮ２から入力される信号は、ナイキスト周波数ｆn より小さいある周波数を越えない周波数成分のみを含む信号であることを予定している。
【００１２】
実際には、遮断周波数ｆc のローパスフィルタといっても、その遮断周波数以上の周波数成分が完全に遮断される訳ではなく、それ以上の周波数成分も多少洩れており、完全に遮断することはできない。この洩れによる折り返しノイズを少なくするために遮断周波数ｆc を低周波側に設定すると、出力信号の周波数帯域を挟める結果となる。そこで、実際には、折り返しノイズの洩れと、出力信号の帯域とのバランスによって、フィルタの次数、タイプ、遮断周波数が決定される。
【００１３】
図２は、本発明のディジタル変調装置の第２の実施形態を示すブロック図である。このディジタル変調装置は真空管や磁気テープによる楽音の歪みをシミュレートする変調装置である。
入力端子ＩＮからは、ディジタルの時系列楽音波形信号が入力され、信号伝達経路Ｌ１の途中に配置されたローパスフィルタ２１を経由して乗算器２２に入力される。この乗算器２２は、本発明にいう変調器の一例に相当する。
【００１４】
この乗算器２２の出力信号は、加算器２３に入力され、この加算器２３では、この乗算器２２の出力信号と、入力端子ＩＮから入力された入力信号とが加算され、出力端子ＯＵＴから出力される。
またその加算器２３の出力は、もう１つの信号伝達経路Ｌ２に沿って配置された、ディジタル信号の１サンプル時間だけ信号を遅延させる１サンプルディレイ２４を経由し、さらにローパスフィルタ２５を経由し、二分されて、一方は直接に、他方は係数乗算器２６で係数Ｋ倍されて乗算器２７に入力され、その乗算結果が乗算器２２に入力される。乗算器２２では、入力された２つの信号、すなわち、入力端子ＩＮ１から入力された入力信号と、乗算器２７から出力されたフィードバック信号とが乗算され、前述したように、その出力信号は加算器２３に入力される。
【００１５】
この図２に示す変調装置では、折り返しノイズが抑制された、＋−対称歪みを作ることができる。すなわち、入力端子ＩＮから入力される信号、出力端子ＯＵＴから出力される信号を、それぞれ、Ｖin，Ｖout としたとき、
−１≦Ｖin，Ｖout ＜１      ……（４）
を満足し、かつ係数乗算器２６において乗算される係数Ｋを、
−１≦Ｋ≦０                ……（５）
としたとき、Ｋ＝０で無歪み、Ｋ＝−１で最大歪みとなる。
【００１６】
この場合、高周波帯域になるほど、１サンプルディレイ２４の作用により波形の歪みが変形し、ローパスフィルタ２１または２５の遮断周波数以上の阻止域では基本波のみとなる。その１サンプルディレイ２４の影響の少ない周波数帯域では良好な歪み波形が得られる。
この図２に示す第２実施形態に示される２つのローパスフィルタ２１，２５のカットオフ周波数をそれぞれｆc1，ｆc2としたとき、これらのカットオフ周波数ｆc1，ｆc2は、
ｆc1≦ｆn ／２        ……（６）
ｆc2≦ｆn ／４        ……（７）
に設定される。
【００１７】
ローパスフィルタ２５のカットオフ周波数を（７）式のように設定するのは、そのローパスフィルタ２５の出力が乗算器２７で２乗される結果、その乗算器２７の出力の最高周波数はローパスフィルタ２５の出力の最高周波数の２倍の周波数となるからである。
２つのローパスフィルタ２１，２５のカットオフ周波数ｆc1，ｆc2を（６）式，（７）式のように設定することにより、乗算器２３の出力信号、および出力端子ＯＵＴから出力されるこの変調装置の出力信号は、折り返しノイズの混入が抑制された信号となる。
【００１８】
尚、上記２つの実施形態は、リング変調（乗算）を行なう変調器を備えた実施形態であるが、本発明のディジタル変調装置における変調器はリング変調を行なう変調器に限られず、ＡＭ変調を行なうものであってもよく、入力信号の周波数をシフトすることにより変調を行なうものであってもよく、入力信号の周波数成分よりも高周波の周波数成分の発生を伴う演算を実行するものであればよい。
【００１９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、簡易な構成で折り返しノイズの抑制が図られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のディジタル変調装置の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明のディジタル変調装置の第２の実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１，２１，２５    ローパスフィルタ
１２    変調器
２２    乗算器
２３    加算器
２４    １サンプルディレイ
２６    係数乗算器
２７    乗算器
ＩＮ１，ＩＮ２  入力端子
ＯＵＴ  出力端子
Ｌ１，Ｌ２    信号伝達経路
【図１】
0003983364.tif 000002
【図２】
0003983364.tif 000003