(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器と、
前記電力増幅器の供給電力を制御する電源制御器と、
周波数変調データで搬送波を周波数変調して周波数変調された搬送波を前記電力増幅器に出力する周波数変調器と、
振幅変調データをシグマデルタ変調し、前記電源制御部に離散的な振幅データを出力する少なくとも２次以上のシグマデルタ変調器とを備え、
前記電源制御部は、前記離散的な振幅データに基いて前記電力増幅器への供給電力をステップ的に変化させ、前記電力増幅器が前記周波数変調された搬送波を振幅変調する送信回路装置であって、
前記供給電力は、前記電源制御部において前記電力増幅器の出力信号の各ステップの間隔が等間隔になるように予め調整されている送信回路装置。
【請求項２】
前記周波数変調器は、少なくとも可変分周器を含む位相同期発振器と第２のシグマデルタ変調器とを有し、
前記第２のシグマデルタ変調器は、前記周波数変調データと搬送波周波数データとを加算したデータを２次以上のシグマデルタ変調した値を前記可変分周器の分周数として出力し、
前記位相同期発振器から前記周波数変調された搬送波が出力される請求項１記載の送信回路装置。
【請求項３】
前記周波数変調器は、位相比較器とループフィルタと電圧制御発振器とミキサとＩＦ変調器とを有し、
前記ＩＦ変調器は、前記周波数変調データで周波数変調された中間周波数の変調波信号を出力し、
前記ミキサは、前記電圧制御発振器の出力信号を、チャネル選択信号によって中間周波数に周波数変換し、
前記位相比較器は、その周波数変換された信号を前期中間周波数の変調波信号と位相比較し、
前記ループフィルタは、その位相比較された信号から不要な信号を低減し、
前記電圧制御発振器は、その発信周波数が前記不要な信号が低減された信号によって制御されることによって、前記周波数変調された搬送波を出力する請求項１、２のいずかに記載の送信回路装置。
【請求項４】
前記周波数変調された搬送波を電気信号から光信号に変換する第１のＥ／Ｏ変換器と、
前記第１のＥ／Ｏ変換器と光ファイバで接続され、前記第１のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を電気信号に変換する第１のＯ／Ｅ変換器と、
前記シグマデルタ変調器が出力する離散的な振幅データ信号を前記第１のＥ／Ｏ変換器の出力と波長が異なる光信号に変換する第２のＥ／Ｏ変換器と、
前記第２のＥ／Ｏ変換器と前記光ファイバで接続され、前記第２のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を離散的な電気信号に変換して前記電力増幅器に出力する第２のＯ／Ｅ変換器とを有し、
前記第２のＥ／Ｏ変換器の出力する光信号は、前記第１のＥ／Ｏ変換器の出力信号と合成されて、前記光ファイバを伝送した後に分波されて前記第２のＯ／Ｅ変換器で光信号から離散的な電気信号に変換され、
前記電源制御部は、振幅データである前記第２のＯ／Ｅ変換器が出力するステップ的に変化する電気信号に基いて前記電力増幅器への供給電力をステップ的に変化させ、前記電力増幅器が周波数変調された搬送波である前記第１のＯ／Ｅ変換器からの出力信号を振幅変調する請求項１〜３のいずれかに記載の送信回路装置。
【請求項５】
前記周波数変調器で前記周波数変調された搬送波と、前記シグマデルタ変調器の出力信号であるステップ的に変化する振幅データとが合成された信号を電気信号から光信号に変換するＥ／Ｏ変換器と、
前記Ｅ／Ｏ変換器に光ファイバで接続され、その変換された信号を光信号から電気信号に変換するＯ／Ｅ変換器とを有し、
前記Ｏ／Ｅ変換器によって変換された信号は、フィルタによって前記周波数変調された搬送波と前記離散的な振幅データとに分離され、
前記電源制御部は、前記ステップ的に変化する振幅データに基いて前記電力増幅器への供給電力をステップ的に変化させ、前記電力増幅器が前記周波数変調された搬送波を振幅変調する請求項１〜３のいずれかに記載の送信回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無線通信等で用いられる送信回路装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
QPSK等の変調方式を用いるデジタル無線通信で用いられる送信回路装置では、変調器として直交変調器を用いるのが一般的である。図１４に従来の送信回路装置の基本構成を示す。403は直交変調器、404は帯域通過フィルタ、405はIQ信号発生器、406は局部発振器、407は移相器、408、409はミキサ、410は合成器、411は電力増幅器である。
【０００３】
ＩＱ信号発生器４０５は、デジタルデータを入力し、２系統に分割してそれぞれの系統から、アナログ信号であるベースバンドI信号及びベースバンドQ信号を発生して出力し、それぞれ、直交変調器403に入力する。
【０００４】
直交変調器403は、移相器407、ミキサ408、ミキサ409、合成器410から構成される。
【０００５】
局部発振器406は、搬送波周波数の正弦波信号を出力し、出力された搬送波周波数の制限信号は、移相器407で互いに位相が90度異なる2つの信号に分配され、ミキサ408及びミキサ409に入力する。
【０００６】
ミキサ408及びミキサ409は、それぞれベースバンドI信号及びQ信号によって互いに移相が90度異なる搬送波周波数の信号を振幅変調し、合成器410で合成されて直交変調器403の出力となる。
【０００７】
直交変調器403の出力は、電力増幅器411で増幅され、帯域通過フィルタで不要な周波数成分を低減されて出力される。
【０００８】
また、従来の別の例として、移動体通信等で使われる光基地局に用いる送信回路装置の例を図１５に示す。
【０００９】
光基地局は、親局の電波が届かない地下街などで無線端末を使えるようにするため、基地局の制御機能をすべて有する親局と無線信号に対するフロントエンドとなる子局を光ファイバで接続した構成である。図１５は基本的には図１４の構成で、直交変調器403と電力増幅器411の間を光ファイバで接続した構成であるので、同一の個所には同一の番号を付して詳細な説明は省略する。
【００１０】
図１５において、421は親局、422は子局、423はE/O変換器、424はO/E変換器、420はアンテナである。
【００１１】
親局421では直交変調器421の出力をレーザダイオードからなるE/O変換器423で、電気信号から光信号に変換し、光ファイバ425を通して子局422に伝送する。
【００１２】
子局422はフォトダイオードからなるO/E変換器424で受信した光信号を電気信号に変換し、電力増幅器４１１で増幅し、帯域通過フィルタ404で不要周波数成分を除去してアンテナ420から送信する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
この従来の送信回路装置では、直交変調器403の入力はアナログ信号であるので、ミキサ408、409が歪まない必要がある。そのため、直交変調器403の出力レベルを十分に大きくすることが難しい。
【００１４】
また、直交変調器４０３の出力レベルを十分大きくすることが出来ないので、直交変調器４０３の出力を電力増幅器411で増幅する必要があるが、電力増幅器411も歪みの少ない線形領域で動作させる必要があるため、飽和レベルに対して十分に小さなレベルで動作する必要がある。そのため、電力増幅器411の消費電力が大きく、送信回路装置全体の消費電力を小さくできなかった。
【００１５】
また、別の従来例である光基地局の送信回路装置である図１５の構成では、電力増幅器411の消費電力が大きいのに加え、E/O変換器423、光ファイバ425、O/E変換器422についても線形性が要求される。そのため、子局の構成は単純であるが、線形性の確保が厳しくなり、消費電力が大きくなってしまう。
【００１６】
すなわち、従来の装置回路装置では、消費電力を小さくすることが出来ないという課題がある。
【００１７】
本発明は、上記課題を考慮し、線形性がよく、送信出力電力効率が高く、消費電力の小さな送信回路装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【発明を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、第１の本発明（請求項１に対応）は、電力増幅器と、
前記電力増幅器の供給電力を制御する電源制御器と、
周波数変調データで搬送波を周波数変調して周波数変調された搬送波を前記電力増幅器に出力する周波数変調器と、
振幅変調データをシグマデルタ変調し、前記電源制御部に離散的な振幅データを出力する少なくとも２次以上のシグマデルタ変調器とを備え、
前記電源制御部は、前記離散的な振幅データに基いて前記電力増幅器への供給電力をステップ的に変化させ、前記電力増幅器が前記周波数変調された搬送波を振幅変調する送信回路装置であって、
前記供給電力は、前記電源制御部において前記電力増幅器の出力信号の各ステップの間隔が等間隔になるように予め調整されている送信回路装置である。
【００２４】
また、第２の本発明（請求項２に対応）は、前記周波数変調器は、少なくとも可変分周器を含む位相同期発振器と第２のシグマデルタ変調器とを有し、
前記第２のシグマデルタ変調器は、前記周波数変調データと搬送波周波数データとを加算したデータを２次以上のシグマデルタ変調した値を前記可変分周器の分周数として出力し、
前記位相同期発振器から前記周波数変調された搬送波が出力される第１の本発明の送信回路装置である。
【００２５】
また、第３の本発明（請求項３に対応）は、前記周波数変調器は、位相比較器とループフィルタと電圧制御発振器とミキサとＩＦ変調器とを有し、
前記ＩＦ変調器は、前記周波数変調データで周波数変調された中間周波数の変調波信号を出力し、
前記ミキサは、前記電圧制御発振器の出力信号を、チャネル選択信号によって中間周波数に周波数変換し、
前記位相比較器は、その周波数変換された信号を前期中間周波数の変調波信号と位相比較し、
前記ループフィルタは、その位相比較された信号から不要な信号を低減し、
前記電圧制御発振器は、その発信周波数が前記不要な信号が低減された信号によって制御されることによって、前記周波数変調された搬送波を出力する第１、２の本発明のいずれかの送信回路装置である。
【００２６】
また、第４の本発明（請求項４に対応）は、前記周波数変調された搬送波を電気信号から光信号に変換する第１のＥ／Ｏ変換器と、
前記第１のＥ／Ｏ変換器と光ファイバで接続され、前記第１のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を電気信号に変換する第１のＯ／Ｅ変換器と、
前記シグマデルタ変調器が出力する離散的な振幅データ信号を前記第１のＥ／Ｏ変換器の出力と波長が異なる光信号に変換する第２のＥ／Ｏ変換器と、
前記第２のＥ／Ｏ変換器と前記光ファイバで接続され、前記第２のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を離散的な電気信号に変換して前記電力増幅器に出力する第２のＯ／Ｅ変換器とを有し、
前記第２のＥ／Ｏ変換器の出力する光信号は、前記第１のＥ／Ｏ変換器の出力信号と合成されて、前記光ファイバを伝送した後に分波されて前記第２のＯ／Ｅ変換器で光信号から離散的な電気信号に変換され、
前記電源制御部は、振幅データである前記第２のＯ／Ｅ変換器が出力するステップ的に変化する電気信号に基いて前記電力増幅器への供給電力をステップ的に変化させ、前記電力増幅器が周波数変調された搬送波である前記第１のＯ／Ｅ変換器からの出力信号を振幅変調する第１〜３の本発明のいずれかの送信回路装置である。
【００２７】
また、第５の本発明（請求項５に対応）は、前記周波数変調器で前記周波数変調された搬送波と、前記シグマデルタ変調器の出力信号であるステップ的に変化する振幅データとが合成された信号を電気信号から光信号に変換するＥ／Ｏ変換器と、
前記Ｅ／Ｏ変換器に光ファイバで接続され、その変換された信号を光信号から電気信号に変換するＯ／Ｅ変換器とを有し、
前記Ｏ／Ｅ変換器によって変換された信号は、フィルタによって前記周波数変調された搬送波と前記離散的な振幅データとに分離され、
前記電源制御部は、前記ステップ的に変化する振幅データに基いて前記電力増幅器への供給電力をステップ的に変化させ、前記電力増幅器が前記周波数変調された搬送波を振幅変調する第１〜３の本発明のいずれかの送信回路装置である。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図１０を用いて説明する。
【００３１】
（実施の形態１）
図１に本発明の実施の形態１の送信回路装置の構成を示す。図１において、１は周波数変調器、２は振幅変調器、３はシグマデルタ変調器、４は帯域通過フィルタ、５はデータ発生器である。
【００３２】
データ発生器５は、入力されてくるデジタル信号を２系統に分割することにより、デジタル信号であるすなわち離散的な値をとる周波数変調データとデジタル信号であるすなわち離散的な値をとる振幅変調データとから構成されるベクトル変調データを出力する手段である。
【００３３】
周波数変調器１は、周波数変調データで搬送波周波数の信号を周波数変調する手段である。
【００３４】
シグマデルタ変調器３は、高次のシグマデルタ変調器であり、振幅変調データをシグマデルタ変調し、振幅変調データよりもビット数の小さなデジタル振幅データを出力する手段である。
【００３５】
振幅変調器２は、シグマデルタ変調器３から出力されたデジタル振幅データで周波数変調器１の出力信号を振幅変調する手段である。
【００３６】
帯域通過フィルタ４は、振幅変調器２の出力から不要な周波数成分を低減する手段である。図１４の従来の直交変調器を用いた送信回路装置では帯域通過フィルタを２個用いる必要があったが、本実施の形態の構成では、使用する帯域通過フィルタを一個しか使用していない。このように本実施の形態の構成では従来の構成と比較して使用する帯域通過フィルタの個数を削減することが出来る。
【００３７】
次に、このような本実施の形態の動作を説明する。
【００３８】
データ発生器５は、入力されてくるデジタル信号を２系統に分割することにより、ベクトル変調データを発生させる。すなわち、ベクトル変調データとしてデジタル信号である周波数変調データとデジタル信号である振幅変調データとを発生させて、これらを出力する。
【００３９】
周波数変調器１は、データ発生器５から出力されてきた周波数変調データで搬送波周波数の信号を周波数変調する。図１１（ａ）に周波数変調器１で周波数変調された信号の例を示す。周波数変調された信号は定包絡線の信号となっていることがわかる。
【００４０】
シグマデルタ変調器３は、高次のシグマデルタ変調器であり、振幅変調データをシグマデルタ変調し、振幅変調データよりもビット数の小さなデジタル振幅データを出力する。
【００４１】
図１１（ｂ）にシグマデルタ変調器３の入力における振幅変調データを示す。振幅変調データは、クロック信号に同期して、複数の信号線でそれぞれデータの各ビットが伝送されるバスラインにより伝送されてシグマデルタ変調器３に入力される。また、図１１（ｃ）にシグマデルタ変調器３からの出力データを示す。図１１（ｃ）ではシグマデルタ変調器３からの出力データが２値のデジタル振幅データに変調されている。なお、本実施の形態では、図１１（ｂ）に示すように振幅変調データはバスラインにより伝送されるデータであるとして説明したが、離散的な電圧値をとる多値のアナログ信号として伝送されても構わない。ただし、この場合にはシグマデルタ変調器３の代わりにシグマデルタ変調器３の特性に対応するＡＤコンバータを使用するものとする。
【００４２】
振幅変調器２はデジタル振幅データで周波数変調器１の出力信号を振幅変調する。
【００４３】
振幅変調器２の出力は帯域通過フィルタで不要な周波数成分を低減されて出力される。
【００４４】
このような周波数変調器１の出力は周波数変調された信号であるため、定包絡線の信号である。振幅変調器２はデジタル振幅データの値によって振幅変調を行うが、デジタル振幅データのビット数が小さいため、データの数値に比例した数種類の出力レベルのみを出力すればよい。そのため、線形性の低い振幅変調器を用いても容易にレベルの校正を行える。
【００４５】
特に、シグマデルタ変調器３が出力を１ビットとする構成である場合は、振幅変調器は単にスイッチとして動作すればよく、振幅変調器２を飽和に近い状態で使用することが可能となり、高効率化が可能となる。また、アナログ特性に異存する構成要素が少なく、歪みの大きな素子を用いても線形性のよい特性を得ることが可能となる。
【００４６】
図２（ａ）に、振幅変調器２の構成例を示す。電源制御器22は2値のデジタル振幅データで制御され、増幅器21の供給電圧をステップ的に変化させ、デジタル振幅データの各レベルに対して出力信号の平均振幅を比例させる。出力振幅は数種のレベルのみ規定されればよい。増幅器21は正弦波である搬送波を増幅するだけであるので、基本的に高調波以外の歪が発生しない。そのため、増幅器21を飽和に近い動作条件で用いても、送信出力の近傍に発生する歪が小さい。また、OFF時は電流がほとんど流れないため、高効率化が可能である。
【００４７】
このことを図１２に示す概念図を用いて説明する。図１２の（ａ）は、入出力特性６３を持つ増幅器が入力信号６１を増幅し出力信号６２を出力することを示す概念図である。図１２の（ａ）では、入力信号６１はアナログ信号であり、また入出力特性６３は非線形である。図１２の（ｂ）は、入出力特性６６を持つ増幅器が入力信号６４を増幅し出力信号６５を出力することを示す概念図である。図１２の（ｂ）では、入力信号６４は電圧がステップ的に変化するデジタル信号であり、また入出力特性６６は非線形である。
【００４８】
図１２の（ａ）では、入力信号６１は、入出力特性６３が非線形であるため、増幅器で増幅されると、出力信号６２に示すように歪みを生じる。出力信号６２における歪みを補正するために、入力信号６１を入出力特性６３の非線形性を補正できるように予め加工してけばよいと考えられる。しかし、入力信号６１がアナログ信号であるので、入力信号６１の全ての部分で、入出力特性６３を考慮する必要があるため、入力信号６１を予め加工することはほとんど不可能である。
【００４９】
ところが、図１２の（ｂ）では、入力信号６４は、電圧がステップ的に変化するデジタル信号であるので、増幅器の入出力特性６６が非線形であっても、入力信号６４がステップ的に取りうる値のみを調整することにより、歪みのない出力信号６５を出力することが出来るようになる。実際図１２の（ｂ）では、入力信号６４が取りうる値の間隔は、出力信号６５が取りうる各ステップの間隔が等間隔になるように予め調整されている。
【００５０】
このように、供給電圧がステップ的な値をとるデジタル信号である場合には、仮に増幅器２１の特性が非線形であっても、その非線形性を考慮した大きさのレベルで増幅器２１の供給電圧を入力させることにより、所望の出力信号を得ることが出来る。
【００５１】
また、増幅器２１はステップ状の各電圧状態で、正弦波である搬送波を増幅するだけであるので、基本的に高調波以外の歪が発生しない。すなわち、図１３に増幅器２１が増幅する搬送波６７の一例を示す。搬送波６７は、正弦波の振幅がステップ的に変化する信号になっている。このため、各ステップでは、搬送波６７を増幅器２１で増幅した場合、仮に増幅器２１が非線形な特性を持つとしても、高調波以外の歪みが発生しない。そのため、増幅器２１を飽和に近い動作条件で用いても、送信出力の近傍に発生する歪が小さい。また、ＯＦＦ時は電流がほとんど流れない。そのため、高効率化が可能である。
【００５２】
また、振幅変調器２が以下に説明する図２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の構成を有する場合であっても上記と全く同様のことが言える。
【００５３】
図２(b)は振幅変調器２の別の構成例を示す。振幅変調器23はデジタル振幅データで制御される。搬送波は振幅変調器23でステップ的に制御され、増幅器21に入力して増幅される。増幅器23はB級あるいはC級動作に近いバイアス条件で動作させることで、入力がOFF状態での消費電力を小さくすることができる。
【００５４】
図２(c)は図2(b)の振幅変調器23と増幅器21の位置を入れ替えた構成例を示す。増幅器23は最大出力時に飽和に近い条件で動作して搬送波を増幅するため、消費電流が少なく、増幅器自体の電源が変動しないため、安定な動作が可能である。
【００５５】
図２(d)は振幅変調器２の別の構成例を示す。増幅器2１はデュアルゲートFET25を用いた増幅器である。搬送波は第1ゲートに入力し、増幅されて出力される。デジタル振幅データは第2ゲートに入力し、増幅器25の出力レベルをステップ的に制御する。デュアルゲートFETを用いることで、高速な制御特性と高利得の増幅特性が容易に得られる。
【００５６】
以上の図２(a)、(b)、(d)において、デジタル振幅データが2値の場合は増幅器は単純なON/OFF動作をするため、消費電力を大きく改善できる。また、図２(b)、(c)において、振幅変調器23にRFスイッチを用いることができ、構成が簡単になる。また、図２(a)〜(d)において、増幅器を送信回路装置全体の最終増幅段とすることで、装置全体として高効率化が実現できる。
【００５７】
図３(a)、(b)に、周波数変調器１の構成例を示す。図３(a)において、31は電圧制御発振器、32は可変分周器、33は位相比較器、34はループフィルタ、35はシグマデルタ変調器である。シグマデルタ変調器35は基本的には図１のシグマデルタ変調器3と同様の構成であってよい。
【００５８】
電圧制御発振器31の出力は可変分周器32で分周され、位相比較器33で基準信号と位相比較され、ループフィルタ34を通って電圧制御発振器31の出力周波数を制御する。シグマデルタ変調器35は周波数変調データと周波数チャネルデータを加算したデータをシグマデルタ変調し、可変分周器32の分周数として出力する。シグマデルタ変調器35は基準信号と同じ周波数で動作する。ここで、周波数チャンネルデータとは、送信周波数帯に割り付けられた各チャンネルのうち送信に使用するチャンネルの周波数を示すデータである。ループフィルタ34の通過帯域幅は周波数変調データの周波数帯域幅よりも大きく、基準信号の周波数よりも十分に小さい。そのため、電圧制御発振器31の出力には周波数変調データに従った周波数変調が加えられ、シグマデルタ変調器35によって発生する不要な高い周波数成分はループフィルタ34で低減される。この構成によれば、電圧制御発振器31の制御電圧に対する出力周波数の変化が線形でない場合でも、位相同期ループは周波数変調データに追従して動作するため、精度のよい周波数変調出力を得ることができる。
【００５９】
なお、本実施の形態の位相比較器３３、ループフィルタ３４、電圧制御発振器３１、可変分周器３２は本発明の位相同期発振器の例であり、本実施の形態のシグマデルタ変調器３５は本発明の第２のシグマデルタ変調器の例である。
【００６０】
図３(b)は周波数変調器１の別の構成例を示す。36はミキサ、37は局部発振器、38はIF変調器である。
【００６１】
局部発振器37は所望のチャネル周波数に応じたチャネル選択信号を出力する。IF変調器38は周波数変調データで変調されたIF周波数の変調信号を発生する。電圧制御発振器31の出力はミキサ36でチャネル選択信号によってIF周波数に周波数変換され、位相比較器33でIF変調器38の出力信号と位相比較され、ループフィルタ34を通って電圧制御発振器31の出力周波数を制御する。
【００６２】
この構成によれば、周波数変調帯域外の雑音は、ループフィルタ34で低減できるので、IF変調器38として一般的なIF周波数帯の直交変調器を用いても、周波数変換による雑音特性の劣化を防ぐことができる。
【００６３】
図４に、図１のシグマデルタ変調器３の構成例を示す。図４において、41は2次積分器、42は量子化器、43はフィードバック回路、47は乗算器、48は加算器である。
【００６４】
量子化器42は2次積分器41の出力を量子化単位Lで量子化して出力する。量子化された出力値はフィードバック回路43を通って乗算器47で量子化単位Lを乗算され、加算器48で入力値と加算され、2次積分器41に入力し、2次積分されて出力される。
【００６５】
2次積分器41をz変換でA(z)とすると、A(z)=z-1/(1-z-1)2である。また、フィードバック回路43をz変換でB(z)とすると、B(z)=[(1-z-1)2-1]/z-1である。ここで、z-1は1クロック遅延素子を意味し、Dフリップフロップで実現できる。量子化器42は入力値を量子化単位Lで除算し、余りが負にならないように商の整数部を出力する。例えば、L=1の場合、3.1,1.1,0.3,-0.2,-2.2に対してそれぞれ3,1,0,-1,-3を出力する。除算は量子化単位L以上の桁のみを出力することで実現でき、乗算器47での量子化単位Lの乗算と加算器48での加算は単純に上位ビットとしてフィードバック回路43の出力を入力値の上位ビットとすることで実現できる。
【００６６】
図４(b)は2次積分器41の構成例を示す。加算器51と遅延回路52は1次積分器を構成する。入力値X1は加算器51で遅延回路52の出力を加算され、加算器51の出力は遅延回路52に入力する。この1次積分器はz変換で1/(1-z-1)で表される。同様に、加算器53と遅延回路54は1次積分器を構成する。加算器51の出力は加算器53に入力して遅延回路54の出力を加算され、加算器53の出力は遅延回路54に入力する。遅延回路54の出力は2次積分器の出力値X2となる。遅延回路52及び54は入力値を1クロック遅延させて出力する。2次積分器の出力に遅延回路54の出力を用いているため、2次積分器全体の回路はz変換でz-1/(1-z-1)2となる。
【００６７】
ここで、図４(a)の入力値をF、出力をYとすると、図４(a)の構成は、Y=F/L・z-1+(1-z-1)2Qで示される。これは２次のシグマデルタ変調器として動作することを意味する。なお、A(z)=1/(1-z-1)2  、B(z)=[(1-z-1)2-1]となるような構成の場合は、Y=F/L+(1-z-1)2Qとなって、出力が１クロックずれるだけで同様のシグマデルタ変調器として動作する。
【００６８】
一方、|1-z-1|に対する周波数特性は、|2sin(πf/fs)|で示される。ここで、fsはクロックの周波数である。図4の構成では量子化雑音Qに|2sin(πf/fs)|2の周波数特性が乗算されることになる。
【００６９】
なお、ここでは量子化器が入力値を量子化単位Lで除算する場合を説明したが、入力値が０以上の場合は+1、負の場合は-1とする動作とすれば、出力として2値の出力を得ることができる。
【００７０】
図５に、２次のシグマデルタ変調器の別の構成例を示す。図５において、141、142、144、145は加算器、143、146、148は遅延回路、149は乗算器、147は量子化器である。
【００７１】
量子化器147は加算器145の出力を量子化単位Lで量子化して出力する。加算器142と遅延回路143は第1の一次積分器を構成し、加算器145と遅延回路146は第2の1次積分器を構成する。量子化器147の出力は遅延回路148を通り、乗算器149で量子化単位Lを乗算され、加算器141および加算器144に入力する。加算器141に入力された乗算器149の出力はシグマデルタ変調器の入力値Fから減算され、加算器142で遅延回路143の出力と加算され、加算器144及び遅延回路143に入力する。加算器144に入力した加算器142の出力は乗算器149の出力を減算され、加算器145で遅延回路146の出力と加算され、遅延回路146及び量子化器147に入力する。図５の構成で出力Yと入力値Fの関係は、Y=F/L+(1-z-1)2Qとなり、図4と同様の特性を示す。
【００７２】
図６は図４のシグマデルタ変調器を２段用いたシグマデルタ変調器の構成を示す。図６において、200は第1の2次シグマデルタ変調器、220は第2の2次シグマデルタ変調器、230は2次微分回路である。第1の2次シグマデルタ変調器200は、2次積分器201、量子化器202、フィードバック回路203、乗算器207、加算器208から構成され、フィードバック回路203は遅延回路204、2倍回路205、加算器206から構成される。第2の2次シグマデルタ変調器220は、2次積分器221、量子化器222、フィードバック回路223、乗算器227、加算器228から構成され、フィードバック回路223は遅延回路224、2倍回路225、加算器226から構成される。第1の2次シグマデルタ変調器200及び第2の2次シグマデルタ変調器220は、図５(a)と同じ構成であり、詳細な説明は省略する。
【００７３】
図6に示す構成では、外部より入力した分数部データは第1の2次シグマデルタ変調器200に入力する。第1の2次シグマデルタ変調器200の量子化器202の出力は遅延回路209に接続する。加算器210は第1の2次シグマデルタ変調器200の量子化器202の入力から出力を減算し、乗算器211に出力する。乗算器211は加算器210の出力に量子化単位Lを乗算し、第2の2次シグマデルタ変調器220の入力とする。第2の2次シグマデルタ変調器220の量子化器222の出力は2次微分回路230に入力する。2次微分回路230は遅延回路231、加算器232、遅延回路233、加算器234から構成される。遅延回路231と加算器232、遅延回路233と加算器234はそれぞれ1次の微分回路を構成する。2次微分回路230の入力は遅延回路231と加算器232に入力する。加算器232は2次微分回路230の入力から遅延回路231の出力を減算し、次段の遅延回路233及び加算器234に接続する。加算器234は前段の出力である加算器232の出力から遅延回路233の出力を減算して出力する。加算器240は遅延回路209の出力と2次微分回路230の出力を加算し、回路全体の出力とする。
【００７４】
以上のように構成されたシグマデルタ変調器について、以下、その動作を述べる。第1の2次シグマデルタ変調器200は、出力をY1、量子化器202で加わる量子化誤差をQ1とすると、z変換では、Y1= z-1F/L+(1-z-1)2Q1で示される。第2の2次シグマデルタ変調器220は、入力をF2、出力をY2、量子化器222で加わる量子化誤差をQ2とすると、Y2= z-1F2/L+(1-z-1)2Q2で示される。ここで、F2=-LQ1なので、Y2=- z-1Q1+(1-z-1)2Q2である。また、2次微分回路230は(1-z-1)2であるので、2次微分回路の出力Y3は、Y3=(1-z-1)2Y2=-z-1(1-z-1)2Q1+(1-z-1)4Q2となる。従って加算器240の出力Y4は、Y4=z-1Y1+Y3=-z-2F/L+(1-z-1)4Q2となる。これは4次のシグマデルタ変調器として動作することを意味する。
【００７５】
前述したように、|1-z-1|に対する周波数特性は、|2sin(πf/fs)|で示される。ここで、fsはクロックの周波数である。従って、図6の4次のシグマデルタ変調器では量子化雑音Qに|2sin(πf/fs)|4の周波数特性が乗算されることになる。従って、先述の2次のシグマデルタ変調器における量子化雑音Qの係数に比べて、低い周波数領域での量子化雑音の抑圧度がさらに大きくなる。
【００７６】
なお、一般的には、１以上のn,mについて、第1のn次シグマデルタ変調器と第2のm次シグマデルタ変調器を組み合わせるとき、第2のm次シグマデルタ変調器の出力にn次微分回路を設け、第1のn次シグマデルタ変調器の出力の遅延を合わせることで、全体として(n+m)次のシグマデルタ変調器とすることができる。３つ以上のくみあわせについても同様にできることは明らかである。
【００７７】
図７は５次のシグマデルタ変調器の構成例を示す。図7において、251、252、253、254、255は１次積分器、258、259、260は加算器、256、257、261、262、263、264、265は係数器、267は量子化器、268は乗算器である。
【００７８】
量子化器267は加算器266の出力を量子化し、量子化器268で量子化単位Lを乗算した値を加算器258に出力する。加算器258はシグマデルタ変調器の入力値から量子化器267の出力を減算する。１次積分器251は加算器258の出力を1次積分する。加算器259は１次積分器251の出力と係数器256の出力を加算する。1次積分器252は加算器259の出力を１次積分する。１次積分器252の出力は１次積分器253で１次積分され、係数器256で係数を乗算される。加算器260は1次積分器253の出力と係数器257の出力を加算する。1次積分器254は加算器260の出力を1次積分する。１次積分器254の出力は１次積分器255で1次積分され、係数器257で係数を乗算される。1次積分器251、1次積分器252、1次積分器253、1次積分器254、1次積分器255の出力はそれぞれ係数器261、係数器262、係数器263、係数器264、係数器265で係数を乗算されて、加算器266で加算され、量子化器267に入力される。この構成によれば、各係数器の係数を任意に設定することにより、シグマデルタ変調の周波数特性を任意に変化させることができる。
【００７９】
図８にシグマデルタ変調器の次数に対する量子化雑音の周波数特性例を示す。図８に示すように、次数が高くなるにつれて、低周波数域の量子化雑音レベルが低減される。即ち、入力値よりも粗いビット数の出力でも、低周波数域では量子化雑音の増加を抑えた出力を得ることができる。また、クロック周波数を高くすることで、改善度を上げることができる。
【００８０】
（実施の形態２）
図9は本発明による送信回路装置の別の実施形態を示す。図9は図1の送信回路装置の周波数変調器と振幅変調器の間を光ファイバで接続した場合に相当する構成である。図2〜図7に示した内容は同様に適用できるので詳細な説明は省略する。図９において、301はデータ発生器、302は周波数変調器、303はシグマデルタ変調器、304、305はE/O変換器、306は合波器、307は分波器、308、309はO/E変換器、310は振幅変調器、311は帯域通過フィルタ、312はアンテナ、313は光ファイバである。周波数変調器302、シグマデルタ変調器303の出力はそれぞれE/O変換器304、305で光信号に変換される。E/O変換器304、305はレーザダイオードであり、それぞれ波長の異なる光を出力する。
【００８１】
データ発生器301から出力された周波数変調データは周波数変調器302で周波数変調されてE/O変換器304に入力する。また、データ発生器301から出力された振幅変調データはシグマデルタ変調器303でシグマデルタ変調されてデジタル振幅データとなりE/O変換器305に入力する。E/O変換器304及び305の出力は合波器306で合波され、光ファイバ313内を伝送し、分波器307により、波長ごとに分波され、それぞれO/E変換器308、309に入力する。
【００８２】
O/E変換器308、309はフォトダイオードであり、それぞれに入力した光信号を電気信号である周波数変調信号、デジタル振幅データに変換する。周波数変調信号は振幅変調器310でデジタル振幅データによって振幅変調され、帯域通過フィルタ311で不要な周波数成分を低減されて、アンテナ312から出力される。
【００８３】
以上の構成によれば、光信号の伝送部においては定包絡線の周波数変調信号とデジタル信号の伝送となる。そのため、E/O変換器からO/E変換器に至る光伝送部での歪特性に対する許容度を広くすることができる。また、振幅変調データをビット数の多いベースバンドデジタル信号のまま伝送するのではなく、シグマデルタ変調を行ってから伝送することにより、電気信号に戻した後の信号処理を最小限にすることができる。さらに、実施の形態１と同様に振幅変調器の消費電力は小さくできるので、小型で低消費電力の光基地局システムを実現できる。
【００８４】
図10は図9の構成に対して、光信号の伝送方法が異なる構成を示す。図９と同一の個所には同一の番号を付して詳細な説明は省略する。図10において、321は合成器、322はE/O変換器、323はO/E変換器、324は分波器である。周波数変調器302の出力信号とシグマデルタ変調器303の出力信号であるデジタル振幅データは合成器321で合成されてE/O変換器322で光信号に変換される。変換された光信号は光ファイバ313を通って伝送され、O/E変換器323で電気信号に変換される。O/E変換器323の出力は分波器324で周波数変調信号とデジタル振幅データに分離される。周波数変調信号は振幅変調器310でデジタル振幅データによって振幅変調され、帯域通過フィルタ311で不要な周波数成分を低減されて、アンテナ312から出力される。
【００８５】
この構成によれば、O/E変換器及びE/O変換器が１つで実現できる。また、周波数変調信号とデジタル振幅データは周波数が大きく異なるので、分波器324は簡易なフィルタで実現できる。
【００８６】
このように本実施の形態によれば、周波数変調器で周波数変調された搬送波を出力し、シグマデルタ変調器で振幅変調データをシグマデルタ変調し、振幅変調器で周波数変調された搬送波をシグマデルタ変調された信号で振幅変調して出力することにより、低消費電力で線形性のよい送信回路装置を実現することができる。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したところから明らかなように本発明は、線形性がよく、送信出力電力効率が高く、消費電力の小さな送信回路装置を提供することが出来る。
【００８８】
また、本発明は上記効果とともに以下の効果をも得ることが出来る。
【００８９】
すなわち、本発明は、振幅変調データが、多値の離散的な値をとるものであり、シグマデルタ変調器が、振幅変調データを２値の離散的な値をとる振幅データに変調する場合には、最も送信出力電力効率が高く、最も消費電力が小さな送信回路装置を提供することが出来る。
【００９０】
また、本発明は、シグマデルタ変調器が、少なくとも２次以上のシグマデルタ変調器である場合には、その次数に応じて量子化雑音の増加の程度を制御することが出来る送信回路装置を提供することが出来る。
【００９１】
また、本発明は、振幅変調器の出力信号の送信周波数帯域外の不要信号を低減して出力する帯域通過フィルタを備えた場合には、シグマデルタ変調器器特有の量子化雑音に起因する不要周波数成分を低減することが出来る送信回路装置を提供することが出来る。
【００９２】
また、本発明は、振幅変調器が、電力増幅器を有し、シグマデルタ変調器の出力信号に基づいて電力増幅器の電源を制御することによって、振幅変調する場合には、さらに高効率化された送信回路装置を提供することが出来る。
【００９３】
また、本発明は、振幅変調器の出力にＢ級またはＣ級の電力増幅器を備えた場合には、さらに高効率化された送信回路装置を提供することが出来る。
【００９４】
また、本発明は、周波数変調器は、少なくとも可変分周器を含む位相同期発振器と第２のシグマデルタ変調器とを有し、第２のシグマデルタ変調器は、周波数変調データと搬送波周波数データとを加算したデータを２次以上のシグマデルタ変調した値を可変分周器の分周数として出力し、位相同期発振器から周波数変調された搬送波が出力される場合には、精度のよい周波数変調出力を得る送信回路装置を提供することが出来る。
【００９５】
また、本発明は、周波数変調器は、位相比較器とループフィルタと電圧制御発振器とミキサとＩＦ変調器とを有し、ＩＦ変調器は、周波数変調データで周波数変調された中間周波数の変調波信号を出力し、ミキサは、電圧制御発振器の出力信号を、チャネル選択信号によって中間周波数に周波数変換し、位相比較器は、その周波数変換された信号を中間周波数の変調波信号と位相比較し、ループフィルタは、その位相比較された信号から不要な信号を低減し、電圧制御発振器は、その発信周波数が前記不要な信号が低減された信号によって制御されることによって、周波数変調された搬送波を出力する場合には、一般的な直交変調器を用いても周波数変換による雑音特性の劣化を防ぐことが出来る送信回路装置を提供することが出来る。
【００９６】
また、本発明は、周波数変調された搬送波を電気信号から光信号に変換する第１のＥ／Ｏ変換器と、第１のＥ／Ｏ変換器と光ファイバで接続され、第１のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を電気信号に変換する第１のＯ／Ｅ変換器と、シグマデルタ変調器の出力信号を第１のＥ／Ｏ変換器の出力と波長が異なる光信号に変換する第２のＥ／Ｏ変換器と、第２のＥ／Ｏ変換器と光ファイバで接続され、第２のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を電気信号に変換する第２のＯ／Ｅ変換器とを有し、第２のＥ／Ｏ変換器の出力信号は、第１のＥ／Ｏ変換器の出力信号と合成されて、光ファイバを伝送した後に分波されて第２のＯ／Ｅ変換器で光信号から電気信号に変換され、振幅変調器は、第１のＯ／Ｅ変換器の出力信号を第２のＯ／Ｅ変換器の出力信号で振幅変調する場合には、光ファイバでの歪み特性に対する許容度を広くすることが出来ると共に、１本の光ファイバで光信号を伝送することが出来る送信回路装置を提供することが出来る。
【００９７】
また、本発明は、周波数変調器で周波数変調された搬送波と、シグマデルタ変調器の出力信号である離散的な値をとる振幅データとが合成された信号を電気信号から光信号に変換するＥ／Ｏ変換器と、Ｅ／Ｏ変換器に光ファイバで接続され、その変換された信号を光信号から電気信号に変換するＯ／Ｅ変換器とを有し、Ｏ／Ｅ変換器によって変換された信号は、フィルタによって周波数変調された搬送波と振幅データとに分離され、振幅変調器は、分離された周波数変調された搬送波を分離された振幅データで振幅変調する場合には、Ｏ／Ｅ変換器及びＥ／Ｏ変換器がそれぞれ１つ用いるだけで光信号を伝送することが出来る送信回路装置を提供することが出来る。
【００９８】
また、本発明は、シグマデルタ変調器は、振幅変調データをｎ次積分するｎ次積分器と、ｎ次積分された信号をデジタル値に量子化する量子化器と、量子化された値をシグマデルタ変調器の入力値にフィードバックするフィードバック回路とを有し、量子化されたデジタル値はシグマデルタ変調器の出力となり、フィードバックされた値は、シグマデルタ変調器の入力値に加算されてｎ次積分器に入力される場合には、周波数特性を任意に変化させることが出来る送信回路装置を提供することが出来る。
【００９９】
また、本発明は、シグマデルタ変調器は、多段に接続された複数の低次シグマデルタ変調器を有し、複数の低次シグマデルタ変調器の出力はそれぞれ前段までの次数ｍに対してＺ変換で(1-z-1)mで示される構成を含む微分器に接続して合成される場合には、全体としてより高次のシグマデルタ変調器を実現することが出来、従ってより量子化のノイズに起因する歪み成分が低減された送信回路装置を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における送信回路装置の構成図
【図２】（ａ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の振幅変調器の構成図
（ｂ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の振幅変調器の上記とは異なった構成図
（ｃ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の振幅変調器の上記とは異なった構成図
（ｄ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の振幅変調器の上記とは異なった構成図
【図３】（ａ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の周波数変調器の構成図
（ｂ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の周波数変調器の上記とは異なった構成図
【図４】（ａ）本発明の実施の形態１における送信回路装置のシグマデルタ変調器の構成図
（ｂ）本発明の実施の形態１におけるシグマデルタ変調器で用いられる２次積分器の構成図
【図５】本発明の実施の形態１における送信回路装置のシグマデルタ変調器の別の構成図
【図６】本発明の実施の形態１における送信回路装置の、図４のシグマデルタ変調器を２段用いたシグマデルタ変調器の構成図
【図７】本発明の一実施の形態１における送信回路装置の、５次のシグマデルタ変調器の構成図。
【図８】シグマデルタ変調器の次数に対する量子化雑音の周波数特性例を示すシグマデルタ変調器の周波数特性図
【図９】本発明の実施の形態２における送信回路装置の構成図
【図１０】本発明の実施の形態２における送信回路装置の別の構成図
【図１１】（ａ）本発明の実施の形態１における周波数変調器の出力信号の一例を示す図
（ｂ）本発明の実施の形態１における振幅変調データの一例を示す図
（ｃ）本発明の実施の形態１におけるシグマデルタ変調器の出力信号の一例を示す図
【図１２】（ａ）本発明の実施の形態１におけるアナログ信号を非線形な特性をもつ増幅器で増幅する場合を説明する概念図
（ｂ）本発明の実施の形態１におけるデジタル信号を非線形な特性をもつ増幅器で増幅する場合を説明する概念図
【図１３】本発明の実施の形態１における搬送波の例を示す図
【図１４】従来の送信回路装置の構成図
【図１５】従来の送信回路装置の構成図
【符号の説明】
１、３０２  周波数変調器
２  ３１０  振幅変調器
３、３５、３０３  シグマデルタ変調器
４、３１１、４０４  帯域通過フィルタ
５、３０１  データ発生器
２１  増幅器
２２  電源制御器
２３  振幅変調器
２５  デュアルゲートFET
３１  電圧制御発振器
３２  可変分周器
３３  位相比較器
３４  ループフィルタ
３６  ミキサ
３７  局部発振器
３８  IF変調器
４１、２０１、２２１  ２次積分器
４２、１４７、２０２、２２２、２６７  量子化器
４３、２０３、２２３  フィードバック回路
４７、１４９、２０７、２１１、２２７、２６８  乗算器
４６、４８、５１、５３、１４１、１４２、１４４、１４５、２０６、２０８、２１０、２２６、２２８、２３２、２３４、２４０、２５８、２５９、２６０、２６６  加算器
４４、５２、５４、１４３、１４６、１４８、２０４、２０９、２２４、２３１、２３３  遅延回路
４５、２０５、２２５  ２倍回路
２００  第1の２次シグマデルタ変調器
２２０  第2の２次シグマデルタ変調器
２３０  ２次微分回路
２５６、２５７、２６１、２６２、２６３、２６４、２６５  係数器
３０４、３０５、３２２、４２３  E/O変換器
３０６  合波器
３０７  分波器
３０８、３０９、３２３、４２４  O/E変換器
３１２  ４２０  アンテナ
３１３、４２５  光ファイバ
４２１  親局
４２２  子局
４０５  IQ信号発生器
４０６  局部発振器
４０７  移相器
４０８、４０９  ミキサ
４１０  合成器
４１１  電力増幅器
【図１】
0003878029.tif 000002
【図２】
0003878029.tif 000003
【図３】
0003878029.tif 000004
【図４】
0003878029.tif 000005
【図５】
0003878029.tif 000006
【図６】
0003878029.tif 000007
【図７】
0003878029.tif 000008
【図８】
0003878029.tif 000009
【図９】
0003878029.tif 000010
【図１０】
0003878029.tif 000011
【図１１】
0003878029.tif 000012
【図１２】
0003878029.tif 000013
【図１３】
0003878029.tif 000014
【図１４】
0003878029.tif 000015
【図１５】
0003878029.tif 000016