(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷である傾斜磁場コイルと、前記傾斜磁場コイルに電流を供給する電流増幅器と、前記電流を検出する電流検出手段と、前記電流の目標値に基づいて前記電流増幅器を制御する制御手段とを備えた電源装置において、
前記制御手段は、前記電流検出手段の出力値及び該出力値の極性を反転した反転値とをそれぞれデジタル化した値の差分を用いて前記前記電流増幅器の制御を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御手段は、さらに、前記目標値と該目標値の極性を反転した反転値とをそれぞれデジタル化した値の差分をも用いて前記前記電流増幅器の制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
磁場発生コイル用の電源装置として請求項１，２に記載の電源装置を備えたことを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ装置という）等の磁場発生に用いられる電源装置に係わり、特にその大電力を要求される静磁場，傾斜磁場，高周波磁場の発生に必要な各種電源に好適な電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＲＩ装置は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加し、検査対象から発生する核磁気共鳴信号を検出し、この検出信号をもとにスペクトルや画像を再構成するものであり、ＭＲＩ装置には磁場発生コイルとして静磁場を発生する超電導或いは常電導コイル，静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル，さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。これら磁場発生コイルは所定の磁場強度の磁場を発生するために印加電流の大きさとタイミングを制御するための電源装置を備えている。このようなＭＲＩ装置では、静磁場や傾斜磁場や高周波磁場の磁場強度が最終的に得られる画像上のノイズや撮像時間に大きく影響し、短時間で診断に有用な画像を得るためにはＭＲＩ装置の磁場電源として高精度の大電流電源が必要となっている。これは、傾斜磁場の場合、この傾斜磁場発生コイルに流れる電流は最大４００Ａ程度に達し、更にその精度は０．４ｍＡ程度を要求される。これを単純に計算すると、１／１，０００，０００の精度（ディジタルのビット数で２０ビット）の精度が要求される。
【０００３】
このように、磁場電源装置にはますます高精度のものが要求され、特に磁場発生コイルに流れる電流の時間的変化などが画質に悪影響を与えないようにする必要がある。
このような要求に対して、以下のような変遷を経て、現在は磁場電流の制御にディジタル制御技術を取り入れて、磁場コイル電流の時間的変化を抑えるようにしている。
【０００４】
すなわち、磁場コイル電流の時間的変化の要因として、磁場コイルの電流検出部，制御部，電流アンプ部などの特性変化が考えられるが、これらの要因のうち制御部をディジタル化することによって、磁場発生コイルに流れる電流の時間的変化を抑えてきた。
【０００５】
図４に従来のアナログ制御による電源装置を傾斜磁場発生に用いた一例を示す。
１’は傾斜磁場電源装置で、この出力を２の傾斜磁場コイルに供給して傾斜磁場を発生させる。傾斜磁場電源装置１’は、傾斜磁場コイル２に流れる実際の電流を検出する電流検出器２１と，この電流検出器２１で検出した電流値と傾斜磁場コイル２の目標電流値とを一致させるための制御量を求めるアナログフィードバック制御回路２６とで構成される制御回路２０’と，この制御回路２０’の出力を増幅する電流アンプ１０とで構成される。アナログフィードバック制御回路２６は、オペアンプ，抵抗器，コンデンサなどで構成され、これら抵抗器の抵抗値やコンデンサの静電容量値などにより制御ゲインや時定数などの制御定数を決定すると共にオフセットなどを調整して、温度などの影響をできるだけ少なくなるようにしている。しかし、このようなオペアンプ，抵抗器，コンデンサなどで構成されたアナログフィードバック制御回路２６は、オペアンプの特性や抵抗器の抵抗値，コンデンサの静電容量値は温度によって変化するので、この影響によって上記した磁場発生装置に要求される高精度の制御は困難になってきた。そこで、これを解決する方法として、上記の影響の少ないディジタル式のフィードバック制御方式の採用が考えられる。この方法による電源装置を傾斜磁場発生に用いた例を図５に示す。
【０００６】
１”は傾斜磁場電源装置で、この出力を２の傾斜磁場コイルに供給して傾斜磁場を発生させる。傾斜磁場電源装置１”は、傾斜磁場コイル２に流れる電流を目標値に一致制御する制御回路２０”とこの出力を増幅する電流アンプ１０で構成される。制御回路２０”は、傾斜磁場コイル２に流れる実際の電流を検出する電流検出器２１と，この検出値をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器２３と，このＡ／Ｄ変換器２３の出力と傾斜磁場コイル２の目標電流値とを一致させるための制御量を演算する演算手段２２と，この演算手段２２のディジタル値をアナログ値に変換するＤ／Ａ変換器２５とで構成される。
【０００７】
このように構成されたディジタルフィードバック制御による制御回路２０”は、Ａ／Ｄ変換器２３の出力からＤ／Ａ変換器２５の入力まで、磁場コイル電流のフィードバック制御系の制御ゲインや応答などの制御定数は全てディジタル値で設定されるので、上記のアナログフィードバック制御方式よりも温度の影響が少なく、安定した出力が得られる。
【０００８】
【発明が解決しようとしている課題】
上記のように、最近のＭＲＩ用磁場電流制御には、高分解能（１８ｂｉｔ程度）で高速応答（１００ｋＨｚ程度）及び時間的変化（以下、これを温度ドリフトと呼ぶことにする）の少ないことが要求され、これに対して実際の磁場コイル電流値と目標電流値との制御偏差を求める制御部をディジタル制御化することによって、この制御部の温度による磁場発生コイルに流れる電流の温度ドリフトを抑えることができるようになった。しかし、この制御系の入力部、すなわち電流検出値及び目標電流値のＡ／Ｄ変換部についても高分解能化と温度ドリフトの問題を解消する必要がある。
【０００９】
これらの入力部のＡ／Ｄ変換器は、その変換方式から、逐次比較方式，積分型コンバータ方式，オーバーサンプリングまたはシグマ−デルタ方式などに分類されるが、このうち積分型コンバータ方式，シグマ−デルタ方式などは比較的低速であるため、ＭＲＩ用磁場電流制御などの高速フィードバック処理には使用できない。
【００１０】
そこで、１００ｋＨｚ程度の速度と１８ｂｉｔ程度の分解能のＡ／Ｄ変換器が必要となる。しかし、上記のＡ／Ｄ変換方式の中で変換速度の点では逐次比較方式が最も適しているが、現在、市販されている前記逐次比較方式のＡ／Ｄ変換器は１６ｂｉｔが最大である。
【００１１】
また、上記逐次比較方式のＡ／Ｄ変換器は、その変換の原理から抵抗器で分圧して基準電圧を作り、これとアナログ入力電圧とを比較する方法をとっているので、前記抵抗器が温度で変化すると基準電圧も変化することになり、したがってＡ／Ｄ変換した値も変化することになる。このように、Ａ／Ｄ変換器は、温度変化によるオフセット温度ドリフトが発生し、これによる出力電流（磁場コイル電流）の変動によってＭＲＩ画像の画質が劣化する。例えば、脳機能解析用のサブトラクション画像の取得においては、上記の温度ドリフトによる画質の劣化の影響は大きい。
【００１２】
このように、図５に示した従来のディジタルフィードバック制御によるＭＲＩ用磁場発生電源装置は、この制御系の入力部のＡ／Ｄ変換部の分解能と温度ドリフトの問題が残っており、これらの改善が望まれていた。
【００１３】
本発明の目的は、上記した従来の問題点を改善し、高画質のＭＲＩ画像が得られる磁場発生用電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置を提供することにある。
【００１４】
なお、ディジタルフィードバック制御系の出力をアナログ値に変換するＤ／Ａ変換部については、Ｄ／Ａ変換部の基準クロック数を増やして時間分解能を上げることにより、Ｄ／Ａ変換の高分解能化と温度ドリフトの問題は解消できる。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、負荷である傾斜磁場コイルと、前記傾斜磁場コイルに電流を供給する電流増幅器と、前記電流を検出する電流検出手段と、前記電流の目標値に基づいて前記電流増幅器を制御する制御手段とを備えた電源装置において、前記制御手段は、前記電流検出手段の出力値及び該出力値の極性を反転した反転値とをそれぞれデジタル化した値の差分を用いて前記前記電流増幅器の制御を行うことによって達成される。
【００１６】
さらに、前記制御手段は、前記目標値と該目標値の極性を反転した反転値とをそれぞれデジタル化した値の差分をも用いて前記前記電流増幅器の制御を行ってもよい。
【００１７】
このように構成された電源装置は、磁場コイル電流の目標値やこの磁場コイル電流の実際の値を検出する電流検出値などの入力信号をそのままＡ／Ｄ変換した値と前記入力信号の絶対値は同じで極性を反転した信号をＡ／Ｄ変換した値との差をとって、これを磁場コイル電流をフィードバック制御するディジタル制御系に入力するようにしたので、前記目標値や電流検出値などの入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器の高分解能化と温度ドリフトの除去を図ることができる。
【００１８】
以上の電源装置を磁場発生コイル用の電源装置として磁気共鳴イメージング装置に用いた場合は、磁場コイルに流れる電流を高精度に、温度変化に対しても安定して制御できるので、高機能，高画質の磁気共鳴イメージング装置を提供することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による電源装置を傾斜磁場発生装置に用いた第１の実施例である。
図１において、１は傾斜磁場電源装置，２は負荷である傾斜磁場コイルを示している。
【００２０】
傾斜磁場電源装置１は、その出力端子を傾斜磁場コイル２に接続し、この傾斜磁場コイル２に電流を供給する電流アンプ１０と，前記傾斜磁場コイル２に流れる電流を検出してこの電流をフィードバック制御する制御回路２０とからなる。
【００２１】
制御回路２０は、傾斜磁場コイル２に流れる電流を検出する電流検出手段２１と，この電流検出手段２１からの出力を入力してディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器２３ａと，前記電流検出手段２１からの出力をその絶対値が同じで極性を反転させる反転増幅器２４と，この反転増幅器２４の出力を入力してディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器２３ｂと，前記Ａ／Ｄ変換器２３ａとＡ／Ｄ変換器２３ｂとの出力の差を算出する減算手段２６と，この減算手段２６と目標電流値とを入力して傾斜磁場コイル電流値が目標電流値と一致するように制御するための制御量をディジタル演算する演算手段２２と，この演算手段２２から出力されるディジタルの制御量をアナログ値に変換しこれを電流アンプ１０に入力するＤ／Ａ変換器２５とから構成される。
【００２２】
上記構成の傾斜磁場電源装置の目標電流値は、上位のコントローラでディジタル値の目標値を生成して、これを本発明の制御回路２０の演算手段２２に入力する。
【００２３】
このように構成された傾斜磁場電源装置は、電流検出手段２１で傾斜磁場コイル２に流れる電流を検出し、この電流検出手段２１で検出した傾斜磁場コイル電流値をＡ／Ｄ変換器２３ａによりディジタル値に変換すると共に前記電流検出手段２１の出力を反転増幅器２４に入力して前記傾斜磁場コイル電流検出値の絶対値はそのままでその極性を反転させ、これをＡ／Ｄ変換器２３ｂでディジタル値に変換する。そして、前記Ａ／Ｄ変換器２３ａと２３ｂの出力を減算手段２６に入力して磁場コイル電流のディジタル値と前記磁場コイル電流の極性を反転しこれをディジタル値に変換した値との差を求めてこれを演算手段２２に入力する。
【００２４】
このように、電流検出手段２１の出力をそのままディジタルに変換した値と前記電流検出手段２１の出力を反転しこれをディジタルに変換した値との差をとることにより、減算手段２６の出力はＡ／Ｄ変換器２３ａのみで電流検出手段２１の出力をディシタル値に変換したときの２倍の出力，すなわちアナログ／ディジタル変換部の分解能は２倍となるとともにＡ／Ｄ変換器自身のオフセット温度ドリフトもキャンセルされて減算手段２６の出力には現われない。これを図２に示す。
【００２５】
図２において、（１）は電流検出手段２１の出力で温度が変化しても検出値は変化せず一定の値を出力している。すなわち、温度ドリフトがない。このような電流検出値を、一つはそのままＡ／Ｄ変換器２３ａに入力し、もう一つは反転増幅器２４で反転させてＡ／Ｄ変換器２３ｂに入力する。これらのＡ／Ｄ変換器への入力信号は（２）に示すように温度ドリフトがない信号となる。次に、これらの信号をＡ／Ｄ変換すると、Ａ／Ｄ変換器自身が温度ドリフト特性を持っているために、Ａ／Ｄ変換された出力は（３）に示すように、Ａ／Ｄ変換器２３ａ，２３ｂの出力は温度の上昇とともに右上がりに増加する。
【００２６】
このような温度ドリフトを持つＡ／Ｄ変換器２３ａと２３ｂの出力を減算手段２６で減算すると、温度によって上昇する分はキャンセルされてゼロとなり、（４）に示すような出力が２倍で温度の影響を受けない電流検出値となる。
【００２７】
このようにして、傾斜磁場コイル電流のＡ／Ｄ変換部の高分解能化と温度ドリフトの除去を図り、これによって得られた傾斜磁場コイル電流の検出値と目標電流値を演算手段２２に入力して、この演算手段２２で傾斜磁場コイル電流を目標電流値に一致させるための制御量を求め、これをＤ／Ａ変換器２５でアナログ値に変換し、電流アンプ１０で増幅してこれを傾斜磁場コイル２に供給し傾斜磁場を発生させる。
【００２８】
図３に本発明の第２の実施例を示す。この実施例は、上位のコントローラからの目標電流値がアナログ値の場合で、これをディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器の高分解能化と温度ドリフトの除去を、図１と同じ方法で行う例である。
【００２９】
図３において、目標電流値は、Ａ／Ｄ変換器２３ａ’でディジタル値に変換するとともに前記目標電流値を反転増幅器２４’で絶対値が同じで極性を反転してこれをＡ／Ｄ変換器２３ｂ’でディジタル値に変換し、前記Ａ／Ｄ変換器２３ａ’とＡ／Ｄ変換器２３ｂ’の出力との差を減算手段２６’で求める。この減算手段２６’の出力と減算手段２６の出力を演算手段２２に入力して、図１と同様の傾斜磁場コイル電流のフィードバック制御を行う。このようにして、アナログ値で入力される目標電流値の場合にも、これをディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器の高分解能化と温度ドリフトの除去を図ることができ、これによって制御される傾斜磁場コイル電流は高精度，高安定のものとなる。
【００３０】
以上、ＭＲＩ用磁場発生電源装置におけるディジタルフィードバック制御系に入力するＡ／Ｄ変換部の分解能と温度ドリフトの問題を解決する方法について図１，図３の実施例について説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、目標値や電流検出値などの入力信号をそのままＡ／Ｄ変換した値と前記入力信号の絶対値は同じで極性を反転した信号をＡ／Ｄ変換した値との差をとって、これを磁場コイル電流をフィードバック制御するディジタル制御系に入力する本発明の主旨を逸脱しない範囲においては、いかような変形例を用いても良い。
【００３１】
例えば、図１，図３の実施例では、目標電流値や電流検出値をディジタル値に変換する手段として２組のＡ／Ｄ変換器と一つの反転増幅器を用いる例をあげたが、これはＡ／Ｄ変換器と反転増幅器を多数組み合わせて多段にするようにしても良い。
この場合は、さらに分解能が上がり、温度ドリフトも除去できる。
【００３２】
【発明の効果】
以上で説明したように本発明によれば、目標値や電流検出値などの入力信号をそのままＡ／Ｄ変換した値と前記入力信号の絶対値は同じで極性を反転した信号をＡ／Ｄ変換した値との差をとって、これを磁場コイル電流をフィードバック制御するディジタル制御系に入力するようにしたので、前記目標値や電流検出値などの入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器の高分解能化と温度ドリフトの除去を図ることができる。これによって、傾斜磁場コイルに流れる電流を高精度に、温度ドリフトのない、常に高安定，高精度の電流を磁場コイルに通電することができ、これを用いた磁気共鳴イメージング装置においては、より安価で信頼性の高い、ＥＰＩ（Echo Planner Imaging）などの高速シーケンスに対応可能な磁気共鳴イメージング装置を市場に供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源装置を傾斜磁場発生装置に用いた第１の実施例を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明によるＡ／Ｄ変換器の高分解能化と温度ドリフト除去の説明図である。
【図３】本発明による電源装置を傾斜磁場発生装置に用いた第２の実施例図である。
【図４】従来のアナログ制御による電源装置を傾斜磁場発生装置に用いた回路ブロック図である。
【図５】従来のディジタル制御による電源装置を傾斜磁場発生装置に用いた回路ブロック図である。
【符号の説明】
１  本発明の傾斜磁場電源装置
１’  従来のアナログ制御による傾斜磁場電源装置
１”  従来のディジタル制御による傾斜磁場電源装置
２  傾斜磁場コイル
１０  電流アンプ
２０  本発明の制御回路
２０’，２０”  従来の制御回路
２１  電流検出手段
２２  演算手段
２３ａ，２３ｄ，  Ａ／Ｄ変換器
２３ａ’，２３ｄ’  Ａ／Ｄ変換器
２４，２４’  反転増幅器
２５  Ｄ／Ａ変換器
２６  減算手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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