(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
内部インダクタンスおよび内部抵抗を有する交流電源を直流に変換するＰＷＭコンバータの制御回路において、相電流を入力して電源角周波数を検出する手段と、ＰＷＭコンバータの直流電圧を検出する手段と、直流電圧指令と前記直流電圧との偏差を反転増幅して偏差反転増幅値を出力する手段と、該偏差反転増幅値の負値を零にリミットして指令抵抗加算値を出力する手段と、該指令抵抗加算値と前記内部抵抗を加算して指令抵抗を出力する手段と、前記電源内部インピーダンスと前記電源角周波数と前記指令抵抗とによりＰＷＭコンバータを交流電源側から見た等価回路が、コンデンサと抵抗の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調率により制御したことを特徴とするＰＷＭコンバータの直流電圧制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置される電源装置、モータ駆動装置などの装置に供給するＰＷＭコンバータの直流電圧制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
大きな内部インピーダンスを有する電源から大きな電力を取り出すためのＰＷＭコンバータについては、特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバータの制御方法」に記載されている通り公知である。
以下に、上記した従来のＰＷＭコンバータについて詳述する。
図３は従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示すもので、１，２，３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の交流電源、４，５，６はインダクタンスＬs を有する交流電源１，２，３の誘導性内部インピーダンス（Ｚls）、７，８，９は抵抗Ｒs を有する交流電源１，２，３の抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）である。
また、１０，１１，１２はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の線電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw 検出用ＡＣＣＴ、 １３，１４，１５はＰＷＭ変換器および直流部をＰＷＭコンバータ部１００と称したときのＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子、１６〜２１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は直流ステージの直流電圧Ｖdcを検出するＤＣＰＴ、２３は負荷である。
【０００３】
このような内部インピーダンス４〜９を有する交流電源１〜３から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相換算した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒs と等しいことが必要である。
図４はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜１０６は負荷抵抗Ｒである。電源より最大電力を取り出すためには、図４における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが下記の（１），（２）式の条件を満たせばよい。
したがって、図３に示すＰＷＭコンバータの入力端子電圧Ｅu ，Ｅv ，Ｅw が、次の（３）〜（５）式となれば、ＰＷＭコンバータ部１００は等価的に図４と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００４】
【数１】
0004010678.tif 000002
【０００５】
図５はこのための従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示すもので、２０１は検出された電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する演算回路、２０２は割算器、２０３は比較器、２０４はロジック回路、２０５は三角波発生器、２０６は（Ｆ／Ｖ）変換器、２０７はパターン回路、２０８は瞬時値／実効値変換回路である。
演算回路２０１は（３）〜（５）式の演算を行う。ここで、Ｉw は（−Ｉu −Ｉv ）と等しいことと、（３）式における〔｛１／（ｊωＣ  ）｝・Ｉu 〕は図４における直列容量Ｃの両端電圧を表わし、Ｉu よりも９０°遅れの位相を持つが、Ｉu とＩv が１２０°位相差を持つことを利用して、〔（Ｉu ＋２Ｉv）／｛√（３）・ωＣ｝〕より算出する。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * は次の（６）〜（８）式の如く算出される。
【０００６】
【数２】
0004010678.tif 000003
【０００７】
割算器２０２は、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * をそれぞれ直流電圧検出値Ｖdcの半分、すなわちＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowを出力する。比較器２０３は変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【０００８】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。演算回路２０１は、上記電源角周波数ω、およびパターン変換回路２０７が出力する容量Ｃ、および、電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する。
また、瞬時値／実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉu の実効値Ｉを算出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定値を越えたとき、上記（６）〜（８）式の演算に使用する直列容量Ｃを増加させる。すなわち、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、直列容量Ｃ（もしくは抵抗Ｒ）を変え前記（１）、（２）式の関係を崩して電力を制限する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記したＰＷＭコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができ、直列容量Ｃ（もしくは負荷抵抗Ｒ）を変え、前記（１）、（２）式の関係を崩して電力を制限する事もできるが、ＰＷＭコンバータの直流電圧Ｅｄｃが変化した時、直流電圧を一定にする方法が無く、直流電圧の増加によりＰＷＭコンバータのスイッチング素子を破壊させる原因となっていた。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する交流電源に接続されるＰＷＭコンバータの直流電圧を一定に制御する制御回路を実現させることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
図２は直流電圧制御の原理を説明するための図であり、電源力率が１の時の直流電力Ｗ対指令抵抗Ｒ＊の図である。指令抵抗Ｒ＊が電源内部抵抗Ｒｓと等しい時、最大直流電力Ｗｐを取り出す事ができるが、直流電力Ｗは内部抵抗Ｒｓを境にして、左右で減少する。
従って、図４に示す負荷抵抗Ｒが小さいと相電流が増加し、ＰＷＭ変換器の損失が増加するという事、および、同じ直流電力Ｗを得るのに２つの指令抵抗Ｒ＊が存在すると不安定の原因となるという事を考慮して、指令抵抗Ｒ＊は内部抵抗Ｒｓより大きい値のみを使用して直流電圧Ｅｄｃを制御する。すなわち、直流電圧Ｅｄｃが上昇すると、指令抵抗Ｒ＊を増加させて直流電圧Ｅｄｃを増加させるように制御し、直流電圧Ｅｄｃが減少すると、指令抵抗Ｒ＊を減少させて直流電圧Ｅｄｃを増加させるように制御するものである。
【００１１】
本発明は上記原理に基づき、前述した課題を解決したものであり、内部インダクタンスおよび内部抵抗を有する交流電源を直流に変換するＰＷＭコンバータにおいて、相電流を入力して電源角周波数を検出する回路と、ＰＷＭコンバータの直流電圧を検出する回路と、直流電圧指令と前記直流電圧との偏差を反転増幅して偏差反転増幅値を出力する回路と、該偏差反転増幅値の負値を零にリミットして指令抵抗加算値を出力する回路と、該指令抵抗加算値と前記内部抵抗を加算して指令抵抗を出力する回路と、前記電源内部インピーダンスと前記電源角周波数と前記指令抵抗とによりＰＷＭコンバータを交流電源側から見た等価回路が、コンデンサと抵抗の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調することにより、ＰＷＭコンバータの直流電圧制御が可能となる。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明が適用されたＰＷＭコンバータの制御回路構成を示すもので、図５と同符号を有するものは同一構成部品を表す。
図１において、２０９は容量指令発生器、２１０は減算器、２１１は反転増幅器、２１２はリミッタ、２１３は加算器を表す。
以下図１について説明する。Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。容量指令発生器２０９は電源角周波数ωを入力して、（１）式を満足する直列容量Ｃを算出する。
【００１３】
減算器２１０は、直流電圧指令Ｅｄｃ＊から直流電圧Ｅｄｃを減算して、直流電圧偏差ΔＥｄｃを反転増幅器２１１に出力する。反転増幅器２１１は直流電圧偏差ΔＥｄｃを入力して反転増幅させ、偏差反転増幅値Ｒａをリミッタ２１２に出力する。リミッタ２１２は偏差反転増幅値Ｒａを入力して、偏差反転増幅値Ｒａが負の時は零を、正の時はそのままの値を、指令抵抗加算値Ｒｂとして加算器２１３に出力する。加算器２１３は指令抵抗加算値Ｒｂと電源内部抵抗Ｒｓを加算して、指令抵抗Ｒ＊を演算回路２０１に出力する。演算回路２０１は前記指令抵抗Ｒ＊と、電源角周波数ωおよび直列容量Ｃを入力して、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を（６）〜（８）式に基づき演算し、割り算器２０２に出力する。
【００１４】
割算器２０２は、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * をＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowを求める。そして、比較器２０３で変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【００１５】
このようにして指令抵抗Ｒ＊を制御する事により、指令抵抗加算値Ｒｂがリミッタ２１２で制限されて正の値しか持たないために、指令抵抗Ｒ＊は電源内部抵抗Ｒｓより常に大きな値となる。従って、例えば直流電圧Ｅｄｃが直流電圧指令Ｅｄｃ＊より小さい時、偏差反転増幅値Ｒａは負となり、指令抵抗加算値Ｒｂは零となるので、指令抵抗Ｒ＊は電源内部抵抗Ｒｓとなり、ＰＷＭコンバータは直流電圧Ｅｄｃを上昇させようとして最大直流電力Ｗｐを入力する。
又、直流電圧Ｅｄｃが直流電圧指令Ｅｄｃ＊より大きい時、偏差反転増幅値Ｒａは正となり、指令抵抗加算値Ｒｂも正となるので、指令抵抗Ｒ＊は電源内部抵抗Ｒｓより大きな値となり、ＰＷＭコンバータは直流電圧Ｅｄｃを下降させようとして最大直流電力Ｗｐより小さな直流電力Ｗを入力する。この時、反転増幅器２１１は積分動作を持たせる事により、直流電圧Ｅｄｃを直流電圧指令Ｅｄｃ＊と等しくさせる事ができる。
【００１６】
これにより、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５の電圧が制御され、直流負荷が変化して直流電圧Ｅｄｃが変化した場合でも、指令抵抗Ｒ＊を可変させて、電源力率を１に保ったまま交流入力を可変させて、直流電圧Ｅｄｃを一定に保つ事ができる。
又、直流電圧Ｅｄｃが直流電圧指令Ｅｄｃ＊より減少しても、指令抵抗Ｒ＊は内部抵抗Ｒｓとなり、常に、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができる。
【００１７】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明においては、ＰＷＭコンバータの直流電圧Ｅｄｃの一定制御を、内部抵抗Ｒｓより大きな値の範囲で指令抵抗Ｒ＊を可変させる事により行うものであり、直流電圧Ｅｄｃが一定に制御されて、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子の破壊を防止する事ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例のＰＷＭコンバータの直流電圧制御回路を示す図である。
【図２】本発明の直流電圧制御の原理を説明する図である。
【図３】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータの制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１〜３          交流電源
４〜６          誘導性内部インピーダンス（Zls ）
７〜９          抵抗性内部インピーダンス（Zrs ）
１３〜１５      交流入力端子
２２            ＤＣＰＴ
２３            負荷
１０１〜１０３  直列容量（Ｃ）
１０４〜１０６  負荷抵抗（Ｒ）
２０１          演算回路
２０２          割算器
２０３          比較器
２０４          ゲート発生回路
２０５          三角波発生器
２０６          Ｆ／Ｖ変換器
２０７          パターン回路
２０８          瞬時値／実効値変換器
２０９          容量指令発生回路
２１０          減算器
２１１          反転増幅器
２１２          リミッタ
２１３          加算器
【図１】
0004010678.tif 000004
【図２】
0004010678.tif 000005
【図３】
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【図４】
0004010678.tif 000007
【図５】
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