(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号増幅用トランジスタのソースを高周波接地するとともにスイッチ用トランジスタのドレインに接続し、該スイッチ用トランジスタのソースを電流源トランジスタのドレインに接続し、前記高周波信号増幅用トランジスタと前記電流源トランジスタと前記スイッチ用トランジスタはともにデプレッション型トランジスタであって、前記スィッチ用トランジスタのしきい値電圧が前記高周波信号増幅用トランジスタと前記電流源トランジスタのしきい値電圧より大きく、前記スイッチ用トランジスタのゲートに印加される制御電圧がハイレベルの時、前記スイッチ用トランジスタが前記高周波信号増幅用トランジスタをオン状態にして前記高周波信号増幅用トランジスタのゲートに入力された高周波信号を増幅し、前記スイッチ用トランジスタのゲートに印加される制御電圧がローレベルの時、前記スイッチ用トランジスタが前記高周波信号増幅用トランジスタをオフ状態にして前記高周波信号増幅用トランジスタのゲートに入力された高周波信号の増幅を阻止することを特徴とする利得可変増幅回路。
【請求項２】
請求項１記載の利得可変増幅回路において、前記高周波信号増幅用トランジスタのドレインとソースの間に抵抗を含む回路を接続したことを特徴とする利得可変増幅回路。
【請求項３】
請求項１記載の利得可変増幅回路において、バイアス用トランジスタとバイアス抵抗と制御回路を備え、前記バイアス用トランジスタのソースを前記高周波信号増幅用トランジスタのソースに接続し、ドレインを前記バイアス抵抗を介して電源に接続し、ゲートを前記制御回路に接続し、前記制御回路にローレベルの電圧を印加して前記高周波信号増幅用トランジスタがオフ状態となった時に前記制御回路にハイレベルの電圧を印加して前記バイアス用トランジスタをオン状態にし前記高周波信号増幅用トランジスタのソースに前記バイアス抵抗を介して電源電圧を加えることを特徴とする利得可変増幅回路。
【請求項４】
請求項３記載の利得可変増幅回路において、バイパス回路と第２の制御回路を備え、前記バイパス回路を前記第２の制御回路に接続し、前記制御回路にローレベルの電圧を印加して前記高周波信号増幅用トランジスタがオフ状態となる場合は、前記第２の制御回路にこれに対応した制御電圧を印加して前記バイパス回路をオン状態にして入力された高周波信号を前記バイパス回路を介してバイパスし、前記制御回路にハイレベルの電圧を印加して前記高周波信号増幅用トランジスタがオン状態となる場合は、前記第２の制御回路にこれに対応した制御電圧を印加して前記バイパス回路をオフ状態とすることを特徴とする利得可変増幅回路。
【請求項５】
請求項４記載の利得可変増幅回路において、前記バイパス回路が、第１のバイパス用トランジスタのソースと第２のバイパス用トランジスタのドレインを接続し、前記第１のバイパス用トランジスタのドレインと前記第２のバイパス用トランジスタのソース間のインピーダンスを前記第１と第２のバイパス用トランジスタのゲートに加える電圧で制御することにより前記バイパス回路をオンオフする構成であって、かつ接地用トランジスタと第３の制御回路を備え、前記第１のバイパス用トランジスタのソースと第２のバイパス用トランジスタのドレインの接続点にソースを高周波接地した前記接地用トランジスタのドレインを接続するとともに、前記接地用トランジスタのゲートに抵抗を介して前記第３の制御回路を接続し、前記第１と第２のバイパス用トランジスタがオフ状態のときは前記第３の制御回路にハイレベルの電圧を印加し、前記第１の接地用トランジスタをオン状態にして前記第１のバイパス用トランジスタのソースと第２のバイパス用トランジスタのドレインの接続点を高周波接地し、前記第１と第２のバイパス用トランジスタがオン状態のときは前記第３の制御回路にローレベルの電圧を印加し、前記第１の接地用トランジスタをオフ状態とすることを特徴とする利得可変増幅回路。
【請求項６】
高周波信号を受信信号レベルにより増幅あるいはバイパスして出力する利得可変増幅回路と、前記利得可変増幅回路より出力された高周波信号を局部発振信号により中間周波信号に周波数変換して出力するミクサ回路と、前記ミクサ回路より出力された中間周波信号を復調する復調回路を備えた受信機において、前記利得可変増幅回路に請求項１記載の利得可変増幅回路を用いたことを特徴とする受信機。
【請求項７】
変調回路において変調出力される中間周波信号を局部発振信号により高周波信号に周波数変換して出力するミクサ回路と、前記ミクサ回路より出力された高周波信号を所望の信号レベルに増幅する利得可変増幅回路備えた送信機において、前記利得可変増幅回路に請求項１記載の利得可変増幅回路を用いたことを特徴とする送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、セルラ電話などの送受信機や、ＴＶ、ＣＡＴＶ、衛星放送、衛星通信等の受信機の利得可変増幅回路およびそれを用いた受信機ならびに送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４に従来の利得可変増幅回路を示す。図４の利得可変増幅回路はセルラ電話において、基地局からの無線周波信号(以下ＲＦ信号という)を受信し、音声信号等に復調する受信機に用いられる初段の低雑音増幅回路の一例を示したもので、図４の利得可変増幅回路に入力されるＲＦ信号周波数は８００ＭＨｚ帯のＲＦ信号であり、セルラ電話等ではより低電圧の電源電圧が用いられる傾向にあり、図４の電源電圧は３Ｖ程度となっている。
【０００３】
図４の利得可変増幅回路は、ＲＦ信号入力端子１０１と、ＲＦ信号出力端子１０２と、制御端子１０４と、電源端子１０３と、入力整合回路１２０と、出力整合回路１３０と、バイパス回路１４０と、反転回路１５０と、デプレション型のスイッチ用トランジスタ４０１と、デプレション型のＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５と、高周波接地用コンデンサ１０８，１１２と、電流調整用抵抗４０２と、ゲート保護抵抗４０３を有しており、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のゲートを入力整合回路１２０を介しＲＦ信号入力端子１０１に接続し、ソースを高周波接地コンデンサ１０８と電流調整用抵抗４０２により接地し、ドレインを、ゲートをゲート保護抵抗４０３を介し制御端子１０４に接続したスイッチ用トランジスタ４０１のソースに接続し、スイッチ用トランジスタ４０１のドレインを出力整合回路１３０を介しＲＦ信号出力端子１０２に接続する。
【０００４】
また、入力整合回路１２０は、コンデンサ１２１と、インダクタ１２２，１２３を有し、 ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のゲートとＲＦ信号源インピーダンスとのインピーダンス整合を図り、出力整合回路１３０は、インダクタ１３１，１３２と、コンデンサ１３３を有し、スイッチ用トランジスタ４０１を介してＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレインと負荷インピーダンスとのインピーダンス整合を図るとともに、電源端子１０３の電圧をＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレインに供給する働きも兼ねている。
【０００５】
さらに、入力整合回路１２０と出力整合回路１３０間に接続されたバイパス回路１４０は、デプレション型のバイパス用トランジスタ１４１と、直流分を阻止するためのバイパスコンデンサ１４２と、バイアス抵抗１４３と、ゲート保護抵抗１４４を有しており、バイパス用トランジスタ１４１のドレインを出力整合回路１３０に接続し、ソースをバイパスコンデンサ１４２を介し、入力整合回路１２０に接続するとともに、ドレインとソース間にバイアス抵抗１４３を接続する。
【０００６】
このため、バイパス用トランジスタ１４１のゲートにゲート保護抵抗１４４を介し接地電位にほぼ等しいローレベルの電圧を印加すると、バイパス用トランジスタ１４１のドレイン，ソース間は高インピーダンスとなるので、バイパス回路１４０はオフ状態となり、バイパス用トランジスタ１４１のゲートに電源電圧にほぼ等しいハイレベルの電圧を印加すると、バイパス用トランジスタ１４１は低インピーダンスとなって、バイパス回路１４０はオン状態となる。
【０００７】
また、反転回路１５０は、反転用トランジスタ１５１と、ダイオード１５２と、負荷抵抗１５３と、ゲート保護抵抗１５４からなり、反転用トランジスタ１５１のゲートをゲート保護抵抗１５４を介し制御端子１０４に接続し、ドレインを負荷抵抗１５３を介し電源端子１０３に接続するとともに、ゲート保護抵抗１４４を介しバイパス用トランジスタ１４１のゲートに接続し、反転用トランジスタ１５１のソースをダイオード１５２により接地する構成としている。
【０００８】
さらに反転用トランジスタ１５１にしきい値電圧の絶対値がダイオード１５２の順方向電圧より小さいトランジスタを用いることにより、制御端子１０４にローレベルの電圧が印加された場合、反転用トランジスタ１５１のソース電位がダイオード１５２の順方向電圧より小さくなるので、反転用トランジスタ１５１がカットオフし、バイパス用トランジスタ１４１のゲートには電源電圧が印加され、バイパス回路１４０はオン状態となる。次に制御端子１０４にハイレベルの電圧が印加された場合、反転用トランジスタ１５１はオン状態となり、バイパス回路１４０がオフ状態となるように反転用トランジスタ１５１のドレインには、約０.６Ｖのローレベルのダイオード１５２の順方向電圧が出力される。
【０００９】
また、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５にしきい値電圧が−１Ｖ程度のトランジスタを用いるのに対し、スイッチ用トランジスタ４０１のしきい値電圧をＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のしきい値電圧よりも十分浅い−０.１Ｖ程度のトランジスタを用いることにより、制御端子１０４からゲート保護抵抗４０３を介しスイッチ用トランジスタ４０１のゲートにローレベルの電圧が印加された場合、スイッチ用トランジスタ４０１のソースが、接地電位に近い低電圧となるので、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５はカットオフ状態となり、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のゲートに入力されたＲＦ信号は減衰されて出力整合回路１３０に出力される。
【００１０】
次にスイッチ用トランジスタ４０１のゲートにハイレベルの電圧が印加された場合、スイッチ用トランジスタ４０１がオンしてＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５にはソースに挿入された電流調整用抵抗４０２により決まるドレイン電流が流れるので、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のゲートに入力されたＲＦ信号を増幅し、スイッチ用トランジスタ４０１を介し出力整合回路１３０に出力される。
【００１１】
以上の利得可変増幅回路は、制御端子１０４にハイレベルの制御電圧を印加した場合、スイッチ用トランジスタ４０１はＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５をオン状態とし、ＲＦ信号入力端子１０１より入力されたＲＦ信号を入力整合回路１２０を介しＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５で増幅し、出力整合回路１３０を介しＲＦ信号出力端子１０２に出力する。
【００１２】
このとき、反転回路１５０の反転用トランジスタ１５１はオン状態となっているためドレインに出力されるダイオード１５２の順方向電圧として約０.６Ｖのローレベルの電圧がバイパス用トランジスタ１４１のゲートに印加され、バイパス用トランジスタ１４１はオフ状態となり、バイパス回路１４０は高インピーダンスとなる。このため、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５がオン状態の時はバイパス回路１４０の影響をほぼ無視することができる。
【００１３】
次に制御端子１０４にローレベルの制御電圧を印加した場合、スイッチ用トランジスタ４０１はＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５をオフ状態とし、ＲＦ信号入力端子１０１より入力されたＲＦ信号はＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５からＲＦ信号出力端子１０２に出力されない。このとき、反転回路１５０の反転用トランジスタ１５１はオフ状態となっているためドレインに電源電圧が出力され、この電圧がバイパス用トランジスタ１４１のゲートに印加されるため、バイパス用トランジスタ１４１はオン状態となり、バイパス回路１４０は低インピーダンスとなる。このためＲＦ信号入力端子１０１より入力されたＲＦ信号は、バイパス回路１４０を介してほば減衰なしにＲＦ信号出力端子１０２より出力される。
【００１４】
以上のように、上記利得可変増幅回路は、制御端子１０４にハイレベルの制御電圧を印加した場合、ＲＦ信号入力端子１０１より入力されたＲＦ信号を増幅してＲＦ信号出力端子１０２より出力し、制御端子１０４にローレベルの制御電圧を印加した場合は、ＲＦ信号入力端子１０１より入力されたＲＦ信号をほぼそのままのレベルでＲＦ信号出力端子１０２にバイパス回路１４０を介してバイパスする構成である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術で示す利得可変増幅回路では、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５がオン状態でバイパス回路１４０がオフ状態のＲＦ信号増幅時の場合、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５で増幅されたＲＦ信号は、スイッチ用トランジスタ４０１を介し出力整合回路１３０より出力されるが、このとき、スイッチ用トランジスタ４０１はオン状態であってもドレイン、ソース間には１０〜２０Ω程度のインピーダンスを有しており、これが損失となってＲＦ信号増幅時の利得の低下や歪性能の劣化をまねいていた。
【００１６】
また、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５がオフ状態でバイパス回路１４０がオン状態のＲＦ信号バイパス時の場合、スイッチ用トランジスタ４０１のしきい値電圧が深い方向にばらついた場合、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５をオフ状態に保てずＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５に０.数ｍＡの電流が流れることにより、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５において歪や雑音が生し、これがＲＦ信号バイパス時に歪特性や雑音特性を劣化させるという課題を有していた。
【００１７】
さらに、ＲＦ信号増幅時の場合、バイパス用トランジスタ１４１のドレインとソース間のオフ時のインピーダンスを介し出力整合回路１３０より入力整合回路１２０に帰還がかかることから、ある周波数ポイントで正帰還となり寄生発振が発生しやすいという課題を有していた。
【００１８】
本発明の目的は、制御電圧により高周波信号の増幅と高周波信号の増幅の阻止とに切り替わる利得可変増幅回路において、高周波信号の増幅時の利得の劣化を防ぐ利得可変増幅回路およびそれを用いた受信機ならびに送信機を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高周波信号増幅用トランジスタのソースを高周波接地するとともにスイッチ用トランジスタのドレインに接続し、該スイッチ用トランジスタのソースを電流源トランジスタのドレインに接続し、前記スイッチ用トランジスタのゲートに印加される制御電圧がハイレベルの時、前記スイッチ用トランジスタが前記高周波信号増幅用トランジスタをオン状態にして前記高周波信号増幅用トランジスタのゲートに入力された高周波信号を増幅し、前記スイッチ用トランジスタのゲートに印加される制御電圧がローレベルの時、前記スイッチ用トランジスタが前記高周波信号増幅用トランジスタをオフ状態にして前記高周波信号増幅用トランジスタのゲートに入力された高周波信号の増幅を阻止することを特徴とする利得可変増幅回路である。
【００２０】
本発明は、前記高周波信号増幅用トランジスタと前記電流源トランジスタと前記スイッチ用トランジスタはともにデプレッション型トランジスタであって、且つ前記スイッチ用トランジスタのゲートに印加される電圧がハイレベルの時前記スイッチ用トランジスタはオン状態となり前記電流源トランジスタで決められた電流を前記高周波信号増幅用トランジスタに流して前記高周波信号増幅用トランジスタのゲートに入力された高周波信号を増幅し、前記スイッチ用トランジスタのゲートに印加される電圧がローレベルの時前記スイッチ用トランジスタをオフ状態にし且つ前記電流源トランジスタをオフ状態にして前記高周波信号増幅用トランジスタのゲートに入力された高周波信号の増幅を阻止することを特徴とする利得可変増幅回路である。
【００２１】
本発明は、前記高周波信号増幅用トランジスタのドレインとソースの間に抵抗を含む回路を接続したことを特徴とする利得可変増幅回路である。
【００２２】
本発明は、バイアス用トランジスタとバイアス抵抗と制御回路を備え、前記バイアス用トランジスタのソースを前記高周波信号増幅用トランジスタのソースに接続し、ドレインを前記バイアス抵抗を介して電源に接続し、ゲートを前記制御回路に接続し、前記制御回路にローレベルの電圧を印加して前記高周波信号増幅用トランジスタがオフ状態となった時に前記制御回路にハイレベルの電圧を印加して前記バイアス用トランジスタをオン状態にし前記高周波信号増幅用トランジスタのソースに前記バイアス抵抗を介して電源電圧を加えることを特徴とする利得可変増幅回路である。
【００２３】
本発明は、バイパス回路と第２の制御回路を備え、前記バイパス回路を前記第２の制御回路に接続し、前記制御回路にローレベルの電圧を印加して前記高周波信号増幅用トランジスタがオフ状態となる場合は、前記第２の制御回路にこれに対応した制御電圧を印加して前記バイパス回路をオン状態にして入力された高周波信号を前記バイパス回路を介してバイパスし、前記制御回路にハイレベルの電圧を印加して前記高周波信号増幅用トランジスタがオン状態となる場合は、前記第２の制御回路にこれに対応した制御電圧を印加して前記バイパス回路をオフ状態とすることを特徴とする利得可変増幅回路である。
【００２４】
本発明は、前記バイパス回路が、第１のバイパス用トランジスタのソースと第２のバイパス用トランジスタのドレインを接続し、前記第１のバイパス用トランジスタのドレインと前記第２のバイパス用トランジスタのソース間のインピーダンスを前記第１と第２のバイパス用トランジスタのゲートに加える電圧で制御することにより前記バイパス回路をオンオフする構成であって、かつ接地用トランジスタと第３の制御回路を備え、前記第１のバイパス用トランジスタのソースと第２のバイパス用トランジスタのドレインの接続点にソースを高周波接地した前記接地用トランジスタのドレインを接続するとともに、前記接地用トランジスタのゲートに抵抗を介して前記第３の制御回路を接続し、前記第１と第２のバイパス用トランジスタがオフ状態のときは前記第３の制御回路にハイレベルの電圧を印加し、前記第１の接地用トランジスタをオン状態にして前記第１のバイパス用トランジスタのソースと第２のバイパス用トランジスタのドレインの接続点を高周波接地し、前記第１と第２のバイパス用トランジスタがオン状態のときは前記第３の制御回路にローレベルの電圧を印加し、前記第１の接地用トランジスタをオフ状態とすることを特徴とする利得可変増幅回路である。
【００２５】
本発明は、前記スィッチ用トランジスタのしきい値電圧が、少なくとも前記高周波信号増幅用トランジスタと前記電流源トランジスタのしきい値電圧より大きいことを特徴とする利得可変増幅回路である。
【００２６】
本発明は、高周波信号を受信信号レベルにより増幅あるいはバイパスして出力する利得可変増幅回路と、前記利得可変増幅回路より出力された高周波信号を局部発振信号により中間周波信号に周波数変換して出力するミクサ回路と、前記ミクサ回路より出力された中間周波信号を復調する復調回路を備えた受信機において、前記利得可変増幅回路に上記記載の利得可変増幅回路を用いたことを特徴とする受信機である。
【００２７】
本発明は、変調回路において変調出力される中間周波信号を局部発振信号により高周波信号に周波数変換して出力するミクサ回路と、前記ミクサ回路より出力された高周波信号を所望の信号レベルに増幅する利得可変増幅回路備えた送信機において、前記利得可変増幅回路に上記記載の利得可変増幅回路を用いたことを特徴とする送信機である。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
図１は本発明による利得可変増幅回路の第１の実施の形態を示す回路図である。図において、１０６は抵抗、１０７はスイッチ用トランジスタ、１０８は接地用コンデンサ、１０９はゲート保護抵抗、１１０は電流源トランジスタ、１１１は電流調整用抵抗であり、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５と電流源トランジスタ１１０と電流源トランジスタ１１０はデプレション型のトランジスタであり。且つスイッチ用トランジスタ１０７のしきい値電圧は−０.１ＶとＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５や電流源トランジスタ１１０のしきい値電圧の−１Ｖよりも高く（以下浅くという）、ゲート幅もこれらトランジスタより小さいトランジスタを用いている。
【００２９】
同図において、第１の実施の形態は、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のソースに、ゲートがゲート保護抵抗１０９を介し制御端子１０４に接続されたスイッチ用トランジスタ１０７のドレインを接続するとともに、スイッチ用トランジスタ１０７のソースに、ゲートが接地されソースが電流調整用抵抗１１１により接地された電流源トランジスタ１１０のドレインを接続するとともに一端が接地された接地用コンデンサ１０８の他端を接続し、さらに、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレインを出力整合回路１３０に接続するとともに、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレイン，ソース間に抵抗１０６を挿入しており、その他、これ以外のＲＦ信号入力端子１０１とＲＦ信号出力端子１０２と電源端子１０３と制御端子１０４と入力整合回路１２０と出力整合回路１３０とバイアス回路１４０と反転回路１５０は図４に示した従来の利得可変増幅回路と同様であり、また、その動作も従来の利得可変増幅回路と同様である。
【００３０】
以上の構成において、スイッチ用トランジスタ１０７のゲートにゲート保護抵抗１０９を介し制御端子１０４よりハイレベルの電圧を印加した場合、スイッチ用トランジスタ１０７と電流源トランジスタ１１０がオン状態となる。電流源トランジスタ１１０のソースはオン状態時に常時０．６Ｖの電圧となり、したがって電流源トランジスタ１１０のソースに接続された電流調整用抵抗１１１によって決まる電流が、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のソースに流れる。ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のソースは接地用コンデンサ１０８で高周波接地されているので、入力整合回路１２０を介して入力されたＲＦ信号をＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５が増幅して、出力整合回路１３０に出力する。このとき、増幅されたＲＦ信号は従来の図４にみられるようなＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレインに接続されたスイッチ用トランジスタを介さずに出力整合回路１３０に直接出力されるため、このスイッチ用トランジスタのドレイン、ソース間のオン時のインピーダンスの損失による利得の低下や歪性能の劣化ない利得可変増幅回路を得ることができる。
【００３１】
次にスイッチ用トランジスタ１０７のゲートに制御端子１０４よりローレベルの電圧を印加した場合、スイッチ用トランジスタ１０７のしきい値電圧が−０.１Ｖ程度と浅く、スイッチ用トランジスタ１０７のソース電位はほぼ０Ｖとなることと、電流源トランジスタ１１０のしきい値電圧がスイッチ用トランジスタ１０７のしきい値電圧よりも低い（以下深いという）ことから、電流源トランジスタ１１０が下がってオフ状態となり、したがってスイッチ用トランジスタ１０７もオフ状態となる。このためＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５に電流が流れなくなり、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５がオフ状態となる。
【００３２】
このように、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のソース側にスイッチ用トランジスタ１０７を接続し、スイッチ用トランジスタ１０７に対して特にスイッチ用トランジスタ１０７をオフ状態にするためにスイッチ用トランジスタ１０７のソース側に電流源トランジスタ１１０を接続することにより、電流源トランジスタ１１０をオフ状態にしてスイッチ用トランジスタ１０７をオフ状態にすることができる。
【００３３】
このとき、スイッチ用トランジスタ１０７のしきい値電圧のばらつきにより、電流源トランジスタ１１０をカットオフできず電流源トランジスタ１１０に流れる０.数ｍＡ程度の電流は、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５に流れずＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレイン、ソース間に挿入された抵抗１０６に流れるため、スイッチ用トランジスタ１０７のしきい値電圧のばらつきによらず、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５をオフ状態とすることができる。このため、ＲＦ信号バイパス時のＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５にドレイン電流が流れることによる歪特性や雑音特性の劣化を抑えることができる。
【００３４】
以上の第１の実施の形態では、図４の従来技術で示した利得可変増幅回路はスイッチ用トランジスタをＲＦ信号増幅用トランジスタのドレイン側に挿入した構成であったのに対し、本発明の第１の実施の形態では、スイッチ用トランジスタをＲＦ信号増幅用トランジスタのソース側に挿入する構成であるため、増幅されたＲＦ信号をスイッチ用トランジスタを介さずに出力できるので、ＲＦ信号増幅時には利得特性や歪特性の劣化が少なく、ＲＦ信号バイパス時には歪特性や雑音特性の劣化の少ない利得可変増幅回路を得ることができる。
【００３５】
図２は本発明による利得可変増幅回路の第２の実施の形態を示す回路図であって、２０１はダイオード、２０２は抵抗、２１０はバイアス回路であり、バイアス回路２１０はバイアス用トランジスタ２１１、バイアス抵抗２１２、ゲート保護抵抗２１３により構成される。その他、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５と抵抗１０６とスイッチ用トランジスタ１０７と接地用コンデンサ１０８とゲート保護抵抗１０９と電流源トランジスタ１１０とＲＦ信号入力端子１０１とＲＦ信号出力端子１０２と電源端子１０３と制御端子１０４と入力整合回路１２０と出力整合回路１３０とバイアス回路１４０は図１と同じであり、重複する説明を省略する。
【００３６】
図２の利得可変増幅回路は図１の第１の実施の形態を示す回路図と比較して、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のソースにバイアス用トランジスタ２１１のソースを接続するとともに、バイアス用トランジスタ２１１のドレインをバイアス抵抗２１２を介し電源１０３に接続し、ゲートをゲート保護抵抗２１３を介し、反転回路１５０における反転用トランジスタ１５１のドレインと接地間に挿入された，ダイオード２０１と抵抗２０２の直列接続の接続点に接続する構成とした。さらに、バイアス用トランジスタ２１１のしきい値電圧がＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のしきい値電圧よりも浅く、ゲート幅もＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のゲート幅より小さいトランジスタを用いた。
【００３７】
以上の構成とすることにより、抵抗２０２は反転回路１５０の負荷抵抗１５３に比べかなり大きな値を選んでいるため、制御端子１０４にローレベルの電圧が印加され反転用トランジスタ１５１がオフ状態のときは、電源電圧からほぼダイオード２０１の順方向電圧の約０.５Ｖ分だけ低下したハイレベルの電圧がバイアス用トランジスタ２１１のゲートに印加され、バイアス用トランジスタ２１１はオン状態となり、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のソースに、バイアス抵抗２１２を介し電源電圧が印加される。
【００３８】
スイッチ用トランジスタ１０７のしきい値電圧のばらつきにより、制御端子１０４よりローレベルが印加されても、スイッチ用トランジスタ１０７には０．数ｍＡ程度の電流が流れるが、本実施の形態ではＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のソースに電源電圧が印加さて、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレインとほぼ同じ電圧にするので、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５を確実にオフ状態にすることができる。したがって本実施の形態では、従来の図４におけるような、ＲＦ信号バイパス時のＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５にドレイン電流が流れることによる歪特性や雑音特性の劣化を抑えることができる。
【００３９】
また、制御端子１０４にハイレベルの電圧が印加され反転用トランジスタ１５１がオン状態のときは、ほぼ接地電位がバイアス用トランジスタ２１１のゲート印加されるので、バイアス用トランジスタ２１１はオフ状態となり、ＲＦ信号増幅時にバイアス抵抗２１２を介して電流源トランジスタ１１０に不要な電流が流れない構成となっている。
【００４０】
以上の第２の実施の形態では、先の第１の実施の形態と同様な効果が得られる上に、第１の実施の形態ではＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレイン、ソース間に抵抗を挿入していたため、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５がオン状態のＲＦ信号増幅時のときも常にこの抵抗に電流が流れるが、本実施の形態ではＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５のドレイン、ソース間に抵抗を挿入する必要がないため、ＲＦ信号増幅時の低消費電流化を図ることができる。
【００４１】
図３は本発明による利得可変増幅回路の第３の実施の形態を示す回路図であって、３０１，３０２はバイパス用トランジスタ、３０３は接地用トランジスタ、３０４は接地用コンデンサ、３０５，３０６，３０７はゲート保護抵抗、３０８，３０９，３１０はバイアス抵抗であり、その他、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０５と抵抗１０６とスイッチ用トランジスタ１０７と接地用コンデンサ１０８とゲート保護抵抗１０９と電流源トランジスタ１１０とＲＦ信号入力端子１０１とＲＦ信号出力端子１０２と電源端子１０３と制御端子１０４と入力整合回路１２０と出力整合回路１３０と反転回路１５０とバイアス回路２１０は図２と同じであり、重複する説明を省略する。
【００４２】
図３の利得可変増幅回路は図２の第２の実施の形態を示す回路図と比較して、バイパス回路１４０に、バイパス用トランジスタ３０１，３０２を直列接続するとともに、バイパス用トランジスタ３０１，３０２の接続点に、ソースを接地用コンデンサ３０４により高周波接地した接地用トランジスタ３０３のドレインを接続する構成とし、さらに、バイパス用トランジスタ３０１，３０２のゲートをそれぞれゲート保護抵抗３０５，３０６を介し、反転回路１５０の反転用トランジスタ１５１のドレインに接続する。さらに、接地用トランジスタ３０３のゲートをゲート保護抵抗３０７を介し制御端子１０４に接続するとともに、バイパス用トランジスタ３０１，３０２と接地用トランジスタ３０３のドレイン、ソース間にそれぞれバイアス抵抗３０８，３０９，３１０を接続する。
【００４３】
以上の構成とすることにより、ＲＦ信号増幅時の制御端子１０４がハイレベルの時は、バイパス用トランジスタ３０１，３０２のゲートは反転回路１５０によりローレベルの電圧が印加されるため、バイパス用トランジスタ３０１，３０２はオフ状態となる一方、接地用トランジスタ３０３のゲートにはハイレベルの電圧が印加されるためオン状態となり、バイパス用トランジスタ３０１，３０２の接続点を高周波接地する。
【００４４】
また、ＲＦ信号バイパス時の制御端子１０４がローレベルの時は、バイパス用トランジスタ３０１，３０２のゲートはハイレベルの電圧が印加されるため、バイパス用トランジスタ３０１，３０２はオン状態となる一方、接地用トランジスタ３０３のゲートにはローレベルの電圧が印加されるためオフ状態となるので、入力されたＲＦ信号は入力整合回路１２０から出力整合回路１３０に直接出力される。
【００４５】
以上の第３の実施の形態は、第２の実施の形態と同様な効果が得られる上に、バイパス用トランジスタ３０１、３０２がオフ状態のＲＦ信号増幅時にはバイパス用トランジスタ３０１，３０２の接続点が接地用トランジスタ３０３のオン状態と接地用コンデンサ３０４を介して接地されるため、増幅されたＲＦ信号が出力整合回路１３０から入力整合回路１２０への帰還を減少でき、結果として寄生発振の無い安定性の良い利得可変増幅回路を得ることができる。
【００４６】
次に本発明の実施の形態における効果を、図５，図６および図７を参照して説明する。
【００４７】
図５は図１の利得可変増幅回路の第１の実施の形態と図４の従来例の利得可変増幅回路におけるＲＦ信号増幅時のＲＦ信号周波数に対する利得の実験結果を示したものである。
【００４８】
図５においての実験はＲＦ信号周波数８００〜９００ＭＨｚ、電源電圧３Ｖで、制御端子に３Ｖを印加したときのＲＦ信号増幅時の利得を測定したものであり、横軸はＲＦ信号周波数、縦軸は利得である。
【００４９】
図５から利得可変増幅回路の第１の実施の形態ではＲＦ信号増幅用トランジスタにより増幅されたＲＦ信号がスイッチ用トランジスタを介さず出力されるため、図４の従来例の利得可変増幅回路よりも高い利得が得られることが分かる。
【００５０】
図６は図１の利得可変増幅回路の第１の実施の形態と図４の従来例の利得可変増幅回路におけるＲＦ信号バイパス時のＲＦ信号周波数に対する３次歪特性の実験結果を示したものである。
【００５１】
図６においての実験はＲＦ信号周波数８００〜９００ＭＨｚ、電源電圧３Ｖ、ＲＦ信号レベル−５ｄＢｍで、制御端子に０Ｖを印加したときのＲＦ信号バイパス時の３次歪特性を測定したものあり、横軸はＲＦ信号周波数、縦軸は３次歪抑圧比である。また、実験で用いたＲＦ信号増幅用トランジスタにＲＦ信号バイパス時に流れる電流は、図１の利得可変増幅回路の第１の実施の形態ではほぼ電流は流れなかったのに対し、図４の従来例の利得可変増幅回路ではスイッチ用トランジスタのしきい値電圧が深い方向にばらついた場合は、０.２ｍＡ程度の微少電流が流れる状態であった。
【００５２】
図６から従来例の利得可変増幅回路では、ＲＦ信号バイパス時にスイッチ用トランジスタのしきい値電圧のバラツキにより、ＲＦ信号増幅用トランジスタを十分オフできないため、３次歪特性が劣化しているのに対し、利得可変増幅回路の第１の実施の形態ではスイッチ用トランジスタのしきい値電圧のバラツキによらずＲＦ信号増幅用トランジスタをオフすることができるため、３次歪特性の劣化が少ないことが分かる。
【００５３】
また、図７は図３の利得可変増幅回路の第３の実施の形態と図４の従来例の利得可変増幅回路におけるＲＦ信号増幅時の利得可変増幅回路の安定係数Ｋの値をシミュレーションにより計算した結果を示したものである。
【００５４】
図７において、シミュレーションは周波数１００〜３０００ＭＨｚ、電源電圧３Ｖで、制御電圧が３ＶのときのＲＦ信号増幅時の安定係数Ｋの値を計算したものであり、横軸は周波数、縦軸は安定係数Ｋである。
なお、安定係数Ｋは
【数１】
0003983511.tif 000002
で定義され、増幅回路の安定性を示す係数であり、一般的にはＫ＞１ならば発振に対して安定、Ｋ＜１ならば条件により発振するため不安定と判断される。
【００５５】
図７から図４の従来例の利得可変増幅回路では、１００〜３０００ＭＨｚの広い帯域で安定係数Ｋが１より小さく不安定であるのに対し、利得可変増幅回路の第３の実施の形態ではバイパス回路に接地用トランジスタを付加したことにより、出力整合回路から入力整合回路への帰還を抑えたため、ほぼ１００〜３０００ＭＨｚの広い帯域で安定係数Ｋが１より大きくなっており、発振に対しより安定であることが分かる。
【００５６】
次に、上述した実施の形態における利得可変増幅回路を用いた送信機および受信機を図８を参照して説明する。図８は送受信機能を有するセルラ電話のブロック図を示したものであり、８０１は送受信兼用アンテナ、８０２，８０４，８０６，８１７，８２０はバンドパスフィルタ、８０３，８１８は利得可変増幅回路、８０５，８１５はミクサ回路、８０７は音声復調回路、８０８はスピーカ、８０９，８１６は局部発振信号増幅回路、８１０は送受信兼用の局部発振回路、８１１はＰＬＬ回路、８１２は制御回路、８１３はマイクロホン、８１４は音声変調回路、８１９は電力増幅回路である。また、図８の利得可変増幅回路８０３，８１８には、図１，図２および図３に示した回路のいずれかの利得可変増幅回路のを用いている。
【００５７】
図８のセルラ電話について、基地局より送信された８００ＭＨｚ帯あるいは１.９ＧＨｚ帯のＲＦ信号を受信する場合について説明する。
【００５８】
図８において、基地局より送信されたＲＦ信号は、送受信兼用アンテナ８０１より受信され、バンドパスフィルタ８０２により受信帯域以外を減衰させた後、利得可変増幅回路８０３に入力される。入力されたＲＦ信号は受信信号レベルに応じて増幅あるいそのままのレベルでバイパスされ、バンドパスフィルタ８０４を介し、ミクサ回路８０５に入力される。ミクサ回路８０５では、局部発振信号増幅回路８０９により増幅された送受信兼用の局部発振回路８１０からの局部発振信号により、入力されたＲＦ信号をＲＦ信号レベルに対応したレベルの中間周波信号に周波数変換し、バンドパスフィルタ８０６を介し音声復調回路８０７に入力する。音声復調回路８０７では入力された中間周波信号を音声信号に復調し、スピーカ８０８で音声信号を出力する。
【００５９】
次に、セルラ電話から基地局にＲＦ信号を送信する場合について説明する。
図８において、マイクロホン８１３より出力された音声信号は音声変調回路８１４により中間周波信号として変調出力され、ミクサ回路８１５に入力される。入力された中間周波信号はミクサ回路８１５において、局部発振信号増幅回路８１６により増幅された送受信兼用の局部発振回路８１０からの局部発振信号により、所望の送信出力レベルに対応したレベルのＲＦ信号に周波数変換出力され、バンドパスフィルタ８１７を介し利得可変増幅回路８１８に入力される。利得可変増幅回路８１８では、入力されたＲＦ信号を所望の送信出力レベルに対応したレベルに増幅あるいはそのままのレベルでバイパスした後、電力増幅回路８１９により電力増幅され、バンドパスフィルタ８２０を介し送受信兼用アンテナ８０１により基地局に送信する。
【００６０】
なお、制御回路８１２では受信信号レベルに応じ利得可変増幅回路８０３およびミクサ回路８０５の利得制御を行うとともに、受信信号レベルが小さい場合には基地局からの距離が離れていると判断し、送信信号レベルを大きく、受信信号レベルが大きい場合には送信信号レベルが小さくなるように利得可変増幅回路８１８およびミクサ回路８１５の利得を制御する。さらに制御回路８１２はＰＬＬ回路８１１を制御して送受信兼用の局部発振回路８１０の発振周波数を制御する。また、受信信号周波数と送信信号周波数は互いに混信を防ぐため、異なる周波数に設定するとともに、送信信号が受信機側に漏れ込んだり、あるいは受信信号が送信機側に漏れ込むことで、混変調妨害が発生しないよう、バンドパスフィルタ８０２および８２０を設け互いの信号が漏れ込むのを防いでいる。
【００６１】
以上の図８のセルラ電話において、受信機側および送信機側とも従来技術で示す利得可変増幅回路を用いた場合、ＲＦ信号増幅時に利得可変増幅回路の利得が不足したり、ＲＦ信号バイパス時に歪性能が不足するという課題を有していたが、利得可変増幅回路８０３および８１８に、利得可変増幅回路の第１，第２および第３の実施の形態のいずれかを用いることにより、ＲＦ信号増幅時に利得特性や歪特性の劣化が少なく、ＲＦ信号バイパス時に歪特性や雑音特性の劣化の少ない利得可変増幅回路を得ることができる。
【００６２】
【発明の効果】
本発明によれば、制御電圧により高周波信号の増幅と高周波信号の増幅の阻止とに切り替わる利得可変増幅回路において、高周波信号の増幅時の利得の劣化を防ぐ利得可変増幅回路およびそれを用いた受信機ならびに送信機を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による利得可変増幅回路の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】本発明による利得可変増幅回路の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図３】本発明による利得可変増幅回路の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図４】従来の利得可変増幅回路の例を示す回路図である。
【図５】本発明による利得可変増幅回路の第１の実施の形態と従来の利得可変増幅回路の例のＲＦ信号増幅時の利得特性の実験結果を示す特性図である。
【図６】本発明による利得可変増幅回路の第１の実施の形態と従来の利得可変増幅回路の例のＲＦ信号バイパス時の３次歪特性の実験結果を示す特性図である。
【図７】本発明による利得可変増幅回路の第３の実施の形態と従来の利得可変増幅回路の例のＲＦ信号増幅時の安定係数値のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図８】本発明の実施の形態を用いた受信機および送信機の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１…ＲＦ信号入力端子、１０２…ＲＦ信号出力端子、１０３…電源端子、１０４…制御端子、１０５…ＲＦ信号増幅用トランジスタ、１０６…抵抗、１０７…スイッチ用トランジスタ、１０８…接地用コンデンサ、１０９…ゲート保護抵抗、１１０…電流源トランジスタ、１１１…電流調整用抵抗、１２０…入力整合回路、１３０…出力整合回路、１４０…バイパス回路、１４１，３０１，３０２… バイパス用トランジスタ、１５０…反転回路、１５１…反転用トランジスタ、２１０…バイパス回路。
【図１】
0003983511.tif 000003
【図２】
0003983511.tif 000004
【図３】
0003983511.tif 000005
【図４】
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【図５】
0003983511.tif 000007
【図６】
0003983511.tif 000008
【図７】
0003983511.tif 000009
【図８】
0003983511.tif 000010