(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭステレオ伝送のために、デジタルシグナルプロセッサ及びＤＡコンバータを用いて、ステレオ多重エンコーダを動作させる方法であって、
アナログ信号を所定の変調周波数によって振幅変調し、
前記振幅変調された信号を、前記変調周波数の２倍の周波数でサンプリングし、
前記ＤＡコンバータのアンチエイリアシングフィルタによって、前記サンプリングされた信号から、残留側波帯変調がされた信号を生成し、
前記アンチエイリアシングフィルタは、奇対称性を有し、前記変調周波数において６デシベルの減衰量を有する特性であることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記フィルタの特性は、パイロット信号の位相、及び、主信号のレベルによって調整されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号処理回路を備える、ＦＭ伝送をするためのステレオマルチプレックスエンコーダに関する。
【０００２】
【従来の技術】
このような種類の方法は、たとえば米国特許明細書ＵＳ４８３５７９１Ａ、ＵＳ５１１５４６８Ａ、並びにドイツ特許公開公報ＤＥ４２１００６９Ａなどが公知である。これらの明細書に記載された発明は、すべて、エイリアシングを防ぐために、ヒルベルト変換器かフェーズシフトネットワーク（Phase Shift Network）のいずれかを使用している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
前述したいずれの明細書に記載された発明も、ヒルベルト変換器かフェーズシフトネットワークを使用しているので、同じようにコストが高い方法を使用している。
【０００４】
本発明の目的は、伝送される信号の品質を低下させることなく、低コストの方法を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は次の新規な構成を備える。
１．ステレオ伝送のとき、通常の両側波帯変調に代って残留側波帯変調を使用する。
２．変調周波数（ｆｍｏｄ）に合わせてサンプリング周波数（ｆｓ）を調節する（ｆｍｏｄ＝ｆｓ／２）。データは７６ｋＨｚのサンプリング周波数で処理が行われる。それにより、残留側波帯変調された信号を生成するデジタル・アナログ変換器（ＤＡコンバータ）のアンチエイリアシングフィルタを使用することができる。
３．発生するエイリアシング信号は、変調周波数とサンプリング周波数とを制御することによって、自動的に下側の側波帯の必要なレベル向上させることにつながる。
４．パイロット信号の位相及び中心信号のレベルを制御することによって、左チャネルと右チャネルとの間の周波数依存的なチャンネルセパレーションを改良する。これによって、ＤＡコンバータのフィルタにおけるリプルと位相の非直線性を補正することができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照しながら本発明について詳しく説明する。
【０００７】
本発明は、サンプリング周波数と振幅変調の変調周波数とを選択することで、最終的に所望の変調信号を生じるエイリアシング現象を恣意的に生成することを理論的な基礎としている。
【０００８】
振幅変調において、入力周波数ｆｅで変調周波数ｆｍｏｄのアナログ信号を振幅変調すると、図１に示すような周波数のスペクトルが生じる。
【０００９】
ｆ１＝ｆｍｏｄ−ｆｅ
ｆ２＝ｆｍｏｄ＋ｆｅ
アンチエイリアシングフィルタのないアナログ・デジタル変換器（ＡＤコンバータ）を用いて、ＡＭ変調器に入力される変調周波数を変化させると、入力周波数と出力周波数の間には、入力信号の周波数がサンプリング周波数の半分（ｆｓ／２）までは、ＡＤコンバータの出力信号波形は入力信号波形を正確に表している。入力周波数がさらに上昇すると、ＡＤコンバータでエイリアシングが発生し、出力信号の周波数は再び低下するような関係が生じる。
【００１０】
すなわち、図２に示すように、振幅変調された信号の周波数を変化させる。サンプリング周波数が変調周波数の２倍であれば、振幅変調された信号の上側波帯にエイリアシングが発生し、この上側波帯に発生したエイリアシングが下側波帯にも反映される。位相差はゼロに等しいため、発生する下側の側波帯については２倍の振幅が生じる。
【００１１】
フィルタ方式を用いて、単側波帯（ＳＳＢ）変調をする場合には、必要な側波帯は変化しない。
【００１２】
このような信号をデジタル・アナログ変換すると、前述した方法で発生するスペクトルの列は周期的に発生する。すなわち、ベースバンド（０から３８ｋＨｚ）のスペクトルは、サンプリング周波数（７６ｋＨｚ）の倍数で周期的に繰り返される。
【００１３】
ＤＡコンバータは、その出力部に、不要な周波数の信号を抑圧してベースバンド周波数の信号だけを残す低域通過フィルタ（アンチエイリアシングフィルタ）を有している。ＤＡコンバータのアンチエイリアシングフィルタは、サンプリング周波数の半分の周波数で−６ｄＢの減衰を有するように構成されている。３８ｋＨｚ付近の帯域では、スペクトルの周期性により、単側波帯変調から再び両側波帯変調になる。したがってアナログ出力部では、残留側波帯変調を得ることができる（図３）。フィルタは、搬送周波数の振幅の半分を通過させるものであり、上側波帯及び下側波帯の振幅において対称性を生じさせるフィルタ特性を有している。この線形的でないフィルタリングでは復調のときに両方の側波帯の値が加算されて、すべての変調周波数についての正しいベースバンド信号が得られる。
【００１４】
次に、本発明の実施の形態の変調器について説明する。変調器は、標準的な変調方法においては、３８ｋＨｚの正弦波信号を使用している。上述した方法を適用するときは、サンプリング周波数が７６ｋＨｚでなくてはならない。図４に示すように、７６ｋＨｚの周波数でサンプリングされる周波数３８ｋＨｚの正弦波は、「＋１」と「−１」の値となる。
【００１５】
本発明の実施の形態におけるパイロット信号は、変調周波数の正確に半分の周波数を有しており、位相差０°で固定されている。パイロット信号の位相は調整可能である。図５に示すように、このパイロット信号の１周期の間には、下式で表されるように４つの値が得られる。
【００１６】
ｓ１＝Ａ・ｓｉｎ（４５°＋φ）
ｓ２＝Ａ・ｓｉｎ（１３５°＋φ）
ｓ３＝Ａ・ｓｉｎ（２２５°＋φ）
ｓ４＝Ａ・ｓｉｎ（３１５°＋φ）
ｓ１〜ｓ４  ４つの異なるパイロットサンプル
Ａ          振幅
φ          位相オフセット
パイロット信号の振幅は、最大の変調レベルの１０％である。
【００１７】
次に本発明の実施の形態の変調器のブロック図を図６に示す。
【００１８】
変調器の入力には、サンプリング周波数が７６ｋＨｚである、左右二つのデジタル信号列が入力される。そこからマトリックス（加減算回路）によって主信号（Ｍ）と副信号（Ｓ）を生成する。
【００１９】
Ｍ＝Ｌ＋Ｒ
Ｓ＝Ｌ−Ｒ
変調信号は上述したように＋１、−１、＋１．．．の数列である。従って、副信号は変換後に次のような信号が得られる。
【００２０】
＋Ｓ＝Ｌ−Ｒ
−Ｓ＝−Ｌ＋Ｒ
＋Ｓ＝Ｌ−Ｒ
以下同様
変調の後、副信号の側帯波は、２２ｋＨｚから３８ｋＨｚの周波数帯域にある。変調された副信号と主信号とを加算すると下式を得る。
【００２１】
Ｍ＋Ｓ＝Ｍ＋（Ｌ−Ｒ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）＝２Ｌ
Ｍ−Ｓ＝Ｍ−（Ｌ−Ｒ）＝（Ｌ＋Ｒ）−（Ｌ−Ｒ）＝２Ｒ
Ｍ＋Ｓ＝Ｍ＋（Ｌ−Ｒ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）＝２Ｌ
以下同様
この式からわかるように、マトリックスとこれに続く変調器に代えて、２Ｌと２Ｒの間を交互に切り換えるスイッチを使用することもできる。
【００２２】
図７に示すように、ＤＡコンバータのアンチエイリアシングフィルタのフィルタ特性はリプルを有する。このリプルを補正するために、主信号のレベルを若干低下させる必要がある。
【００２３】
前述したスイッチ方式を使用してこの調整を省略すると、処理アルゴリズムは簡単になるが、チャンネルセパレーションが悪化する。
【００２４】
デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）を用いた変調では、主信号と副信号の側帯波を交互に加算、減算することによって導かれる。さらに、完全なマルチプレックス信号を得るためには、パイロット信号を加えなければならない。そのために、表に記憶されている、周期的に反復される４つの係数がある。
【００２５】
要約すると、マルチプレックス信号の数列は次のようにして得られる。
【００２６】
ＭＰＸ1＝Ｍ1＋Ｓ1＋Pilot1
ＭＰＸ2＝Ｍ2＋Ｓ2＋Pilot2
ＭＰＸ3＝Ｍ3＋Ｓ3＋Pilot3
ＭＰＸ4＝Ｍ4＋Ｓ4＋Pilot4
ＭＰＸ5＝Ｍ5＋Ｓ5＋Pilot1
ＭＰＸ1          マルチプレックス信号の数列
Ｍ1              中心信号の数列
Ｓ1              側波帯信号の数列
Pilot1…Pilot4   ４つのパイロット信号の係数の周期的な数列
以上の考察はすべてＤＡコンバータで理想的なアンチエイリアシングフィルタによる高周波信号の抑圧が行われることを前提としている。しかし実際の低域通過フィルタには、通過帯域における波形変化や、一定でない包絡線遅延がある。
【００２７】
波形変化は次のような作用を及ぼす。すなわち、主信号（Ｍ）と副信号（Ｓ）から左信号（Ｌ）と右信号（Ｒ）を復調するためには、逆行列が形成されなくてはならない。
【００２８】
２Ｌ＝Ｍ＋Ｓ＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）
２Ｒ＝Ｍ−Ｓ＝（Ｌ＋Ｒ）−（Ｌ−Ｒ）
副信号は、主信号とは異なる周波数領域にある。アンチエイリアシングフィルタの波形の結果として生じる副信号レベルの０ｄＢとの誤差によって、逆行列はもはや正確には機能せず、チャンネル間の漏れが生じる。このような条件は、包絡線遅延が生じる場合（位相の直線性）にも当てはまる。つまり、ＤＡコンバータのアンチエイリアシングフィルタによる低域通過の効果は、周波数依存的なチャンネルセパレーションに現われる。この効果を補正するために、パイロット信号の位相と主信号のレベルとを調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】振幅変調をしたときの、入力周波数に対する出力周波数の関係を示す図である。
【図２】振幅変調された信号をサンプリング周波数（ｆｓ＝２×ｆｍｏｄ）でサンプリングしたときの、下側の側波帯の振幅の変化を示す図である。
【図３】振幅変調された信号をサンプリングしたときに結果として生じる信号のスペクトル図である。
【図４】サンプリング周波数ｆｓ＝２×ｆｍｏｄのときに生成される変調信号の波形図である。
【図５】変調周波数ｆｍｏｄ＝３８ｋＨｚかつサンプリング周波数ｆｓ＝７６ｋＨｚのときに生成される周波数１９ｋＨｚのパイロット信号の波形図である。
【図６】左と右のステレオ信号からなるマルチプレックスを生成する変調器のブロック図である。
【図７】アンチエイリアシングフィルタの通過特性図である。
【図１】
0004027181.tif 000002
【図２】
0004027181.tif 000003
【図３】
0004027181.tif 000004
【図４】
0004027181.tif 000005
【図５】
0004027181.tif 000006
【図６】
0004027181.tif 000007
【図７】
0004027181.tif 000008