(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィードフォワード多搬送波電力増幅器であって、
複数の搬送周波数を有する入力信号を増幅して、必要な信号と不要な周波数成分とを含む増幅された出力信号を発生するための主増幅器と、
前記主増幅器に接続され、該増幅された出力信号中の前記不要な周波数成分を表す誤差信号を発生するための手段と、
基準信号からパイロット信号を発生するためのシンセサイザー手段と、
該パイロット信号を該誤差信号と組合せて移相器の入力信号を発生するためのコンバイナー手段と、
該移相器の入力信号の入力位相に関し、該移相器の入力信号の出力位相を変更して、誤差訂正信号を発生するための移相手段と、
該パイロット信号と該誤差訂正信号との間の相対位相差の位相オフセット表示を発生するための位相検出手段と、
該位相オフセット表示と、位相オフセット値を比較して制御信号を発生するための位相制御プロセッサー手段と、
該制御信号に応答して該移相手段を調整するための位相制御手段と、
該誤差訂正信号と該増幅された出力信号を組合せるための手段と、
を具備するフィードフォワード多搬送波電力増幅器。
【請求項２】
請求項１記載のフィードフォワード多搬送波電力増幅器において、前記位相オフセット値が時間とともに変更する値であるフィードフォワード多搬送波電力増幅器。
【請求項３】
請求項１記載のフィードフォワード多搬送波電力増幅器において、該誤差訂正信号の位相及び振幅がともに変化するフィードフォワード多搬送波電力増幅器。
【請求項４】
多搬送波電力増幅器において不要な信号の振幅及び位相を制御するための方法であって、
複数の搬送周波数を有する入力信号を増幅して、不要な信号と不要な周波数成分とを含む増幅された出力信号を発生するステップと、
該増幅された出力信号中の前記不要な周波数成分を表す誤差信号を発生するステップと、
基準信号からパイロット信号を発生するステップと、
該パイロット信号と該誤差信号を組合せて移相器の入力信号を発生するステップと、
入力位相に関し、該移相器の入力信号の出力位相を変更して、誤差訂正信号を発生するステップと、
該パイロット信号と該誤差訂正信号との間の相対位相差の位相オフセット表示を発生するステップと、
該位相オフセット表示と、位相オフセット値を比較して制御信号を発生するステップと、
該制御信号に応答して該移相手段を調整するステップと、
該誤差訂正信号と該増幅された出力信号を組合せるステップと、
を備えた方法。
【請求項５】
請求項４記載の方法において、該誤差訂正信号の位相及び振幅がともに変化する方法。
【請求項６】
請求項４記載の方法において、該位相オフセット値が時間とともに変化する方法。
【請求項７】
フェイズドアレイアンテナを有するセルラー無線基地局であって、
複数のフィードフォワード多搬送波電力増幅器であって、それぞれが、
複数の搬送周波数を有する入力信号を増幅して、必要な信号と不要な周波数成分とを含む増幅された出力信号を発生するための主増幅器と、
該増幅された出力信号中の不要な周波数成分を表す誤差信号を発生するための手段と、
前記誤差信号の位相を調整して、誤差訂正信号を発生するための位相制御手段と、
該誤差訂正信号と該増幅された出力信号を組合せるための手段と、
を具備する前記複数のフィードフォワード多搬送波電力増幅器と、
前記複数のフィードフォワード多搬送波電力増幅器のそれぞれに接続され、複数の放射素子がアレイの開口部を形成するように、直線に沿って相互に間隔を置いて配置された前記放射素子と、
必要な信号のアレイファクターが、第１の角度に向けられるように、前記放射素子全体に渡って第１の位相テーパを与える手段と、
不要な周波数成分のアレイファクターが、前記第１の角度から離れた第２の角度に向けられるように、前記放射素子全体に渡って第２の位相テーパを与える手段と、
を具備するセルラー無線基地局。
【請求項８】
請求項７記載のセルラー無線基地局において、前記第２の角度が時間とともに変化するセルラー無線基地局。
【請求項９】
請求項７記載のセルラー無線基地局において、該誤差訂正信号の位相及び振幅がともに変化するセルラー無線基地局。
【請求項１０】
請求項７記載のセルラー無線基地局であって、端部の素子が中央の素子よりわずかに低い電力を受信するように、該放射素子全体に渡って振幅テーパを与えるための手段を更に具備するセルラー無線基地局。
【請求項１１】
フェイズドアレイアンテナを備えたセルラー無線基地局において、不要な信号成分を空間的にフィルタリングする方法であって、
複数の搬送周波数を有する入力信号を増幅して、必要な信号と不要な周波数成分とを含む増幅された出力信号を発生するステップと、
該増幅された出力信号中の不要な周波数成分を表す誤差信号を発生するステップと、
前記誤差信号の位相を調整して、誤差訂正信号を発生するステップと、
該誤差信号と該増幅された出力信号を組合せるステップと、
組合された誤差訂正信号と、該複数の放射素子がアレイの開口部を形成するように、直線に沿って相互に間隔を置いて配置された複数の放射素子からの増幅された出力信号とを放射するステップと、
必要な信号のアレイファクターが、第１の角度に向けられるように、該放射素子全体に渡って第１の位相テーパを与えるステップと、
不要な周波数成分のアレイファクターが、前記第１の角度から離れた第２の角度に向けられるように、該放射素子全体に渡って第２の位相テーパを与えるステップと、
を備えた方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法において、前記第２の角度が時間とともに変化する方法。
【請求項１３】
請求項１１記載の方法において、該誤差訂正信号の位相及び振幅がともに変化する方法。
【請求項１４】
複数の搬送周波数を有する無線周波数（ＲＦ）入力信号に接続される入力部と、フェイズドアレイアンテナの放射素子に接続される出力部と、を有する多搬送波電力増幅器であって、該多搬送波電力増幅器は、
前記入力信号を増幅して、必要な信号と不要な周波数成分とを含む増幅された出力信号を発生するための主増幅器と、
前記主増幅器に接続され、前記増幅された出力信号中の前記不要な周波数成分を表す誤差信号を発生するための手段と、
前記誤差信号を受信し、移相誤差信号を発生するために位相制御プロセッサーから受信した制御信号に基づいて前記増幅された出力信号の位相に関する前記誤差信号の位相を移相する移相手段と、
混合信号を発生するために前記増幅された出力信号と前記移相誤差信号とをベクトル加算し、前記混合信号を前記放射素子に出力するための結合器と、
を具備し、
複数の多搬送波電力増幅器が複数の混合信号を前記フェイズドアレイアンテナの複数の放射素子に出力することにより、前記移相誤差信号を含む第１のビームを第１の方向に向け、前記増幅された出力信号を含む第２のビームを前記第１の方向と異なる第２の方向に向ける、多搬送波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
背景
本発明は、一般にセルラー無線通信に関し、より詳細には、フィードフォワード多搬送波電力増幅器の構造と、アレイアンテナの構造の中でフィードフォワード多搬送波電力増幅器を使用して不要な相互変調成分を空間的にフィルタリングするための方法及び装置に関する。
雑音が制限される無線通信システムにおいては、遠隔地にある送信器による無線信号の放送を受信する受信器の性能は、無線チャンネルに現れる熱雑音の量と、受信器自体によって導入される雑音とによって制限される。セルラー無線通信システムにおいては、基地局によって送信された信号を受信する移動機の性能は、無線チャンネルの熱雑音によってあまり制限されないが、むしろ無線チャンネルに現れる干渉の量によって制限される。干渉は、いくつかの干渉発生源から発生する。いわゆる同一チャンネル干渉は、基地局と、隣接セルまたは遠隔セル内の移動機との間で同一周波数帯域で行われる無線通信から発生する。また、いわゆる隣接チャンネル干渉は、同一セル内の基地局と移動機との間の無線通信、または隣接周波数帯域で動作している隣接セルから発生する。受信器及び送信器におけるフィルタリングが不完全だと、１つの帯域内の無線周波エネルギーの幾分かが他の無線周波帯域に入り込み、他の無線周波帯域に干渉を起こすようになる。別の可能性の高い重要な発生源は、基地局及び移動機の増幅器における振幅変調から振幅変調への（ＡＭからＡＭへの）変換及び振幅変調から位相変調への（ＡＭからＰＭへの）変換によって発生する。基地局は、増幅器内で相互に混合しうる多数の搬送波を同時に放送することが多いから、通常、この問題はダウンリンク（すなわち、基地局から送られる信号）においてもっとも重要である。
電力増幅器においては、直流（ＤＣ）から無線周波（ＲＦ）への電力変換効率と、増幅器内の相互変調成分（intermodulation products）のレベルとの間で妥協が行われる。したがって、ＤＣからＲＦへの電力変換効率が良いこととスペクトルが非常にきれいなこととは、相反する要求条件であるといってよい。したがって、セルラー通信における基地局の構造を設計する場合の増幅器の選択は重要である。
これまでのところ、いくつかの基地局の構造が明らかになっている。もっとも一般には、基地局は、周波数分離合成器（frequency selective combiner）を備えた単一搬送波電力増幅器（ＳＣＰＡ）を使用する。この構造によれば、付随する周波数合成器で発生する挿入損失のため、総合して約６％から７％のＤＣからＲＦへの電力変換効率が得られる。また、この周波数合成器は大形で、基地局に設置するとき手動で同調をとる必要のある「静的」周波数選択度を備えている。
構造について別の一般的な選択をすると、多搬送波電力増幅器（ＭＣＰＡ）を使用することになる。残念なことに、ＭＣＰＡは、電力増幅器内で異なる被変調搬送波周波数を混合することから生じる相互変調生成物の発生を回避するため、高度に線形でなければならない。したがって、周波数合成器が不要であるとはいえ、この解決方法は、総合して約４％から６％のＤＣからＲＦへの電力変換効率を与えるにすぎない。上述のＳＣＰＡ／周波数合成器による解決方法に匹敵するとはいえ、ＭＣＰＡは、耐久性が非常に低く信頼性も低いのが普通である。また大電力のＭＣＰＡは複雑な技術である。すなわち、製造技術を修得することは容易ではない。
最後に、アンテナ合成器（antenna combiner）とともにＳＣＰＡを使用すると、総合して約２２％のＤＣからＲＦへの電力変換効率を与えることができるのであるが、柱上に搭載された電力増幅器と、搬送波の数にほぼ比例する表面面積とがあれば、これを達成することができる。アンテナごとに１つある中央電力増幅器のかわりに、いくつかのアンテナ素子の空間的組合せを使用して、小型の増幅器をアレイに配置することにより、この設計の強靱性を改善することができる。
この解決方法によりＤＣからＲＦへの総合電力変換効率が改善されるならば、ＭＣＰＡとアレイアンテナの組合せを使用することは、魅力的な解決方法になるであろう。しかし、現在のＭＣＰＡの設計では、必要とされる効率の改善は約束されない。
ＭＣＰＡによって導入される相互変調成分は、２つの方法、すなわち、フィードフォワード消去増幅（feed-forward cancellation amplification）、または非線形部品を使用した線形増幅（ＬＩＮＣ）のいずれかを使用することによって減少することができる。ＬＩＮＣ増幅は非常に複雑なので、現在のところ、低コストで多量生産できる増幅器としてはまったく不適切である。
従来のフィードフォワード消去増幅器のブロック図が図１Ａに示されている。図１Ａにおいて、スペクトルが図１Ｂに示されているＲＦ入力信号がカプラー１００aに印加されると、カプラー１００aは、入力信号の一部を遅延線１４０及び主増幅器１１０に接続する。主増幅器１１０は、信号のスペクトルが図１Ｃに示されている増幅された出力を発生する。図１Ｃに示す、図１Ｂに比較して追加されているスペクトル成分は、主増幅器１１０の非線形性に基づいて発生した相互変調成分である。図１Ｃに示す増幅された出力信号のスペクトルの一部は、カプラー１００ｂにより加算器１５０に接続される。遅延線１４０は、主増幅器１１０の出力に関する入力信号の接続された部分を遅延して、２つの信号がほぼ同時に加算器１５０に到着するように、遅延した信号を発生する。加算器１５０の出力は、補助増幅器１６０に接続される誤差信号（error signal）である。補助増幅器１６０は、誤差信号の振幅を調整して、図１Ｄに示す誤差訂正信号を発生する。誤差訂正信号は、主増幅器１１０によって発生する相互変調成分と振幅が一致しなければならないが、位相は反転していなければならない。得られた相互変調成分のベクトル消去はカプラー１００ｃで実行され、ここで増幅された入力信号から誤差訂正信号が減算される。図１Ｅに示す出力信号、すなわち搬送周波数から下の−６０ｄＢより大きい相互変調成分を有する出力信号の場合、高い精度でベクトル消去を実行しなければならない。普通、このベクトル消去には、０．５度の位相精度と０．１ｄＢの振幅精度で誤差訂正信号を維持しなければならないが、製造においてこれを達成することは困難である。ＭＣＰＡでは、フィードフォワード手法を使用して相互変調成分を効率的に抑制することができるが、低い電力効率、複雑性及び部品コストに対する高度な要求という犠牲を払ってのことである。特に、大電力のＭＣＰＡの製造技術を修得することは非常に難しい。
したがって、高価で電力効率が低いフィードフォワード消去手法を使用することを必要とせずに、相互変調成分を制御することができるＭＣＰＡを使用するフェイズドアレイアンテナをつくることは利点があるであろう。
要約
本発明の第１の代表的な実施例によれば、改善されたフィードフォワード多搬送波電力増幅器の構造に関する方法及び装置が説明されている。改善されたＭＣＰＡは、複数の搬送周波数をもつ入力信号を増幅して、必要な信号と不要な周波数成分とを含む増幅された出力信号を発生するための主増幅器である。増幅された出力信号内の不要な追加周波数成分を表す誤差信号は、基準信号と組合されて移相器の入力信号を発生し、この入力信号は、制御信号に応答して移相（及び／または振幅が変更）される。この制御信号は、移相器によって与えられる移相量と、移相オフセット値を比較することによって更新される。移相オフセット値は時間とともに変化する。
本発明の第２の代表的な実施例によれば、改善されたフィードフォワードＭＣＰＡを使用するための方法及び装置が使用されかつ説明されている。フェイズドアレイの構造は、複数の放射ローブが発生するように与えられている。少なくとも１つのローブにおいては、不要な周波数成分（すなわち、相互変調成分）が主ローブから独立して導かれることによって、不要な周波数成分を空間的にフィルタリングする。
【図面の簡単な説明】
以下、添付の図面を参照して本発明の代表的な実施例を詳細に説明する。図面中、同様な説明符号は、同じ要素を示すために使用されている。図面中、
図１Ａは、従来のフィードフォワード消去電力増幅器のブロック図である。
図１Ｂは、図１Ａのブロック図に関連する入力信号の代表的な信号スペクトルを示す。
図１Ｃは、図１Ａのブロック図に関連する増幅された信号の代表的な信号スペクトルを示す。
図１Ｄは、図１Ａのブロック図に関連する誤差信号の代表的な信号スペクトルを示す。
図１Ｅは、図１Ａのブロック図に関連する出力信号の代表的な信号スペクトルを示す。
図２Ａは、本発明の第１の代表的な実施例によるフィードフォワード電力増幅器の模式的ブロック図である。
図２Ｂは、図２Ａのブロック図に関連する入力信号の代表的な信号スペクトルを示す。
図２Ｃは、図２Ａのブロック図に関連する増幅された信号の代表的な信号スペクトルを示す。
図２Ｄは、図２Ａのブロック図に関連する誤差訂正信号の代表的な信号スペクトルを示す。
図２Ｅは、図２Ａのブロック図に関連する出力信号の代表的な信号スペクトルを示す。
図２Ｆは、本発明のフィードフォワード電力増幅器の一部として有利に使用される位相・振幅変調器の模式的ブロック図である。
図３は、従来の直線形フェイズドアレイアンテナの動作を示す模式的ブロック図である。
図４は、本発明の第２の代表的な実施例によるフェイズドアレイアンテナの模式的ブロック図である。
図５は、図４のフェイズドアレイアンテナの動作を示す模式的ブロック図である。
図６は、本発明の第２の代表的な実施例によるフェイズドアレイアンテナが、セルラー通信基地局用に使用されたときの説明図である。
詳細な説明
以下の説明においては、制限のためではなく説明のために、特定の回路、回路部品、手法など、本発明を完全に理解できるようにするため、特別に詳細な説明がなされている。しかし、これらの特別な詳細事項から逸脱する他の実施例で本発明を実現できることは、当業者には明らかであろう。他の例においては、不必要に詳細に説明して本発明を判りにくくしないように、公知の方法、装置及び回路の詳細な説明は省かれている。
本発明の第１の代表的な実施例によるフィードフォワード増幅器２００の模式的ブロック図が図２Ａに示されている。図２Ａにおいて、その信号スペクトルが図２Ｂに示されている入力信号がカプラー２２０aに印加されると、カプラー２２０aはこの入力信号の一部を遅延線２４０及び主増幅器２３０に接続する。主増幅器２３０が図２Ｃに示す増幅された出力信号スペクトルを発生すると、この出力信号スペクトルの一部はカプラー２２０ｂによって加算器２５０に接続される。図２Ｃに示す、図２Ｂと比較して追加されているスペクトル成分は、主増幅器２３０の非線形性に基づいて発生した不要な相互変調成分である。遅延線２４０は、主増幅器２３０からの増幅された出力信号に関する入力信号の接続された部分を遅延して、２つの信号がほぼ同時に加算器２５０に到着するように遅延した信号を発生する。加算器２５０の出力は、不要な相互変調成分を表す入力誤差信号である。
入力誤差信号が、位相・振幅変調器２１０に接続されると、位相・振幅変調器２１０は、（図２Ｆに示す）位相制御プロセッサー２１５から受信した制御信号に応答して入力誤差信号の位相と振幅を調整し、図２Ｄに示す誤差訂正信号を発生する。この誤差訂正信号は、増幅された信号と誤差訂正信号とのベクトル和が、適切な位相と振幅の相互変調ベクトルとなるように制御される。これは、（図２Ｅに示す）出力信号の相互変調成分が（図１Ｅのように）ゼロになっていないが、位相及び振幅が位相・振幅変調器２１０によって決定された出力信号になっていることを意味している。本発明によるフィードフォワード増幅器に関するこの特徴は、主増幅器２３０によって発生する相互変調成分の位相と振幅とを独立に制御することを可能にし、更にこの特徴はフェイズドアレイアンテナに有利に使用され、後続の図面及び本文で説明されているように、主放射ローブとは独立に相互変調成分の放射方向を制御することができる。
位相・振幅変調器２１０の代表的な設計が図２Ｆに示されている。シンセサイザー２１６は、（示されていない）共通基準信号発振源から、たとえば、１０ＭＨｚの低周波の基準信号を受信する。シンセサイザー２１６は、この基準信号を、入力信号の周波数に近いがわずかに帯域外のパイロット信号に変換するので、このパイロット信号は、帯域外に現れるなにか別の相互変調成分として扱われる。シンセサイザー２１６からのパイロット信号は、カプラー２１１ａを経由して移相器２１２に挿入され、ここでこのパイロット信号は、不要な相互変調成分を表す入力誤差信号である（図２Ａに示す）加算器２５０の出力と組合される。以下、カプラー２１１ａの出力を、移相器の入力信号と呼称する。
移相器２１２は、出力信号と入力信号との間の位相差を制御信号（たとえば、ＤＣバイアス）によって制御できる２ポートの回路網であればよい。代表的な位相・振幅変調器２１０においては、移相器２１２は、装荷線路移相器（loaded line phase shifter）であるが、スイッチ網、スイッチライン、増幅器形または反射形の回路網でもよい。装荷線路移相器における移相のメカニズムは、送信線路全体に渡って配置された小さなリアクタンスの変化である。この可変リアクタンスとして、ＤＣバイアスを変更することによって容量が変わるバラクタダイオードを使用することができる。この装置は、簡単で低コストな構造と適切な挿入損失とを備えているので、きめの粗い位相調整に対しては容易に制御できる。
移相器２１２は、位相制御プロセッサー２１５から受信した制御信号に応答して移相器の入力信号の位相を偏移する。移相器２１２の出力は増幅器２１３に接続される。当業者には明らかなように、増幅器２１３の利得は可変にすることができるが、判りやすくするため固定利得の増幅器として示されている。増幅された出力信号は誤差訂正信号である。誤差訂正信号には、信号成分として、当初カプラー２１１ａに挿入されたパイロット信号の位相を偏移させた信号が含まれている。誤差訂正信号がカプラー２１１ｂに接続されると、カプラー２１１ｂは誤差訂正信号の一部を位相検出器２１４に接続する。位相検出器２１４は、シンセサイザー２１６から受信したパイロット信号と、カプラー２１１ｂから受信した移相されたパイロット信号を比較して電圧ＶΔφnを発生する。ここで、添字ｎは、複数のフィードフォワード増幅器２００がある場合の特定のフィードフォワード増幅器２００を表す。挿入されたパイロット信号と移相されたパイロット信号との間の位相差を表す電圧ＶΔφnが位相制御プロセッサー２１５に接続されると、位相制御プロセッサー２１５は、時間とともに変化しうる基準電圧Ｖrefn(t)とＶΔφnを比較する。位相制御プロセッサー２１５は、移相量を制御するために移相器２１２に印加される制御信号、Ｖcontroln(t)を発生する。時間で変わる基準電圧Ｖrefn(t)を使用することにより、たとえば、無作為雑音関数、鋸歯状波または正弦波の時間的変化など、望ましい任意の関数に従って、移相器２１２の移相を制御することが可能である。このように、（強制的に１つのＩＭローブにされるのとは反対に）相互変調成分を空間に放散して、ＩＭによるマイナスの効果が現れるのを少なくすることができる。Ｖrefn(t)の選択は、効率（すなわち、ＩＭ成分の方向を望ましい信号方向からスペクトル的により有効に離すこと）と、単純さ（すなわち、ＩＭ生成物が放散された場合、位相を追跡して制御するために必要な努力を少なくすること）との間の妥協点を表している。
図３は、従来の直線形フェイズドアレイアンテナの模式的ブロック図である。直線形アレイには、相互に距離ｄの間隔をおいて直線上に配置された複数の個別放射素子３２０a〜３２０nが含まれている。入力信号は、給電回路網３１０を介して接続され、それぞれの出力が個別放射素子３２０a〜３２０nに接続されている複数の出力に分割される。最も簡単な構造においては、給電回路網３１０の全出力は位相及び振幅が一致しているが、他の関係にすることも可能である。特に、端部の素子が、アレイの中央の素子よりわずかに低い電力を受信することによりサイドローブの性能が改善されるように、給電回路網全体に渡って振幅テーパを適用してもよい。本例においては、給電回路網の出力は、全て同相かつ同振幅であると想定されている。各放射素子の基部には、それぞれ移相・振幅変更装置３３０a〜３３０nがあり、この装置は、各放射素子３２０a〜３２０nに給電される相対振幅及び位相を制御する。フェイズドアレイにおいては、各放射素子３２０a〜３２０nの放射パターンは、空間で組合され、アレイに対して複合放射パターンを形成するが、このパターンはアレイファクター（array factor）によって説明することができる。
0004027427.tif 000002
ここに、k=2π/λである。
係数anの集合は、アレイ振幅テーパと呼称し、Ψnパラメータは位相テーパと呼称する。走査角θ0の方向に放射電界の最大値を発生するためには、Ψnパラメータのすべてが次に示す形をとらなければならない。
0004027427.tif 000003
Ψnの式は、走査角θ0の方向に放射電界の最大値を発生するためには、アレイ全体に渡る位相テーパが線形テーパになっていることを示している。線形テーパは、隣接する放射素子３２０a〜３２０n間の位相差が一定であるテーパのことである。これに留意すると、アレイファクターの式は次のように書くことができる：
0004027427.tif 000004
振幅テーパがなく、係数の全てが同じ値に等しく設定されているという最も簡単な例においては、アレイファクターに関する上記の式は次に示すように更に単純化できる：
0004027427.tif 000005
次に図４を参照すると、本発明の第２の代表的な実施例によるアンテナ４００が示されており、この中で上に説明したフィードフォワード増幅器を有利に使用することができる。図４において、入力信号が給電回路網３１０に接続されると、給電回路網３１０はこの入力信号を複数の出力に分割する。すでに説明したように、給電回路網３１０の複数の出力は、それぞれフィードフォワード増幅器２００a〜２００nに接続される。各フィードフォワード増幅器２００a〜２００nの出力は、それぞれ各放射素子３３０a〜３３０nに接続される。各フィードフォワード増幅器２００a〜２００nに対する制御信号は、ビーム方向制御装置４１０によって与えられる。アンテナ４００の動作は、図５に示す模式的ブロック図によって説明することができるが、本図では判りやすくするため、アンテナ素子３２０a〜３２０nの数は２つに制限されている。
図５に示すように、各フィードフォワード増幅器２００a〜２００nは、２つの別々の信号を発生しているようにみえる。その１つは、その位相と振幅が、anejΨnに従って修正される望ましい信号と、他の１つは、その位相と振幅が、bnejψnに従って修正される不要なＩＭ信号である。最も簡単な例においては、振幅テーパが使用されておらず、振幅係数、ａn及びｂnは同じ値に等しく設定されている。第１の位相テーパがΨnパラメータに適用されると、走査角θ0の方向に放射される望ましい信号を含む第１のビーム５１０が生じる。第２の位相テーパがψnパラメータに適用されると、走査角α0の方向に放射される不要な信号を含む第２のビーム５２０が生じる。第２のビーム５２０のサイドローブは、第１のビーム５１０の方向に現れるであろうが、第１のビーム５１０の方向に干渉の問題を起こさないように十分低いレベルで現れる。
図６は、代表的な無線通信システムにおけるアレイアンテナ４００の使用方法の一例を示している。アンテナ４００は、鉄塔６００、建物の最上部、または他の適切な位置に搭載されるが、この位置は、アンテナ４００を地上から適切な高さに上げて、基地局の近傍で動作する移動機６１０と、基地局のアンテナ４００との間に見通し内通信経路（sight communication path）の明瞭な直線を与える。複数の放射パターン５１０、５２０はアンテナ４００によって与えられる。判りやすくするため、２つだけのパターンについて考察する。望ましいダウンリンク信号が放射される１つのパターンは、主放射パターンまたは主ローブ５１０と呼称し、不要な相互変調成分が放射される１つのパターンは、相互変調（ＩＭ）成分放射パターンまたはＩＭローブ５２０と呼称する。主ローブ５１０は、アンテナ４００を物理的に下方に向けること、または給電回路網３１０の出力全体に渡って線形位相テーパを与えることによって、地表面と平行な平面５３０から下方に向けられている。不要な相互変調成分を含むＩＭローブ５２０は、各フィードフォワード増幅器２００a〜２００nで発生する誤差訂正信号に適切な位相テーパを与えることによって、上方に向けられているため主ローブ５１０から離れている。
これに代わるものとして、時間で変わる位相オフセット制御信号を増幅器２００a〜２００nに与えることにより、ＩＭローブ５２０を空間的に有利に放散することができる。時間的変化を鋸歯状波の形にして、ＩＭビームを広い走査角に渡って掃引することができるし、あるいは雑音が関連する変化を使用して、ＩＭビームを広い走査角に渡って放散することができる。
上に説明した本発明の手法によれば、ただ１つの大規模な増幅器のかわりに、いくつかの比較的小規模な増幅器を使用してよい。これらの小規模増幅器は、従来のＳＣＰＡ用に使用される大規模な増幅器より電力効率が良いのが普通である。小規模増幅器はアンテナアレイに搭載されるので、増幅段以降のケーブル損失はかなり減少する。本発明の代表的な実施例によるＤＣからＲＦへの電力変換効率は、ＳＣＰＡアンテナ／合成器の方法に関する効率とほぼ同じであるが、アンテナの大きさが送信される搬送波の数に無関係であるという利点がある。
特定の代表的な実施例に関して本発明を説明してきたが、本発明が、ここに例示しかつ説明した特定の実施例に限定されないことは、当業者の認めるところであろう。多数の変形、修正及び等価な装置と同様、ここに示しかつ説明されている実施例以外の各種の具体例、適用例は、本発明の実質と範囲から逸脱することなく、前述の明細書及び図面によって以下に適切に提案する。これらの実施例に関連して本発明を詳細に説明してきたが、この開示は、本発明の説明と例示にすぎず、本発明を実現可能にする完全な開示を与える目的にすぎない。したがって、本発明は、添付の請求の範囲の趣旨及び範囲によってのみ限定されると意図するものである。
【図１Ａ】
0004027427.tif 000006
【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
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【図１Ｅ】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
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【図２Ｅ】
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【図２Ｆ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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