(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子で構成され、それらスイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより直流電源から得られる直流電圧を複数の交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータで変換された複数の交流電圧により駆動する多相交流電動機と、
前記多相交流電動機の中性点に１次側コイルの一方端子が接続されると共にグラウンドに前記１次側コイルの他方端子が接続され、２次側コイルにかかる電圧が前記多相交流電動機とは別の装置へ出力されるトランスと、
を備えることを特徴とする多出力電力変換回路。
【請求項２】
複数のスイッチング素子で構成され、それらスイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより直流電源から得られる直流電圧を複数の交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータで変換された複数の交流電圧により駆動する多相交流電動機と、
前記多相交流電動機の中性点に１次側コイルの一方端子が接続されると共に前記直流電源の両端電圧の１／２の電圧がかかるところに前記１次側コイルの他方端子が接続され、２次側コイルにかかる電圧が前記多相交流電動機とは別の装置へ出力されるトランスと、
を備えることを特徴とする多出力電力変換回路。
【請求項３】
前記多相交流電動機の中性点と前記トランスの１次側コイルとの間において、その１次側コイルに直列接続されるコンデンサを備える、
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の多出力電力変換回路。
【請求項４】
前記インバータから前記多相交流電動機に出力される交流電圧がかかるある相にバイパスコンデンサの一方端子が接続され、前記トランスの１次側コイルの一方端子に前記バイパスコンデンサの他方端子が接続される、
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の多出力電力変換回路。
【請求項５】
前記多相交流電動機は、第１の三相交流モータであり、前記別の装置は、補機電源、直流モータ、又は第２の三相交流モータのうちの何れかであることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の多出力電力変換回路。
【請求項６】
前記インバータは、前記多相交流電動機へ出力されるべき所望な第１の交流電圧に対応する指令電圧を発生する指令値発生器と、
入力される第２の交流電圧と、前記指令値発生器から出力される指令電圧とを加算する加算器と、
前記複数のスイッチング素子のスイッチング周波数と同じ周波数の三角波電圧を発生する三角波発生器と、
前記三角波発生器から出力される三角波電圧と、前記加算器から出力される電圧とを比較し前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ制御信号を出力するコンパレータと、
を備え、
前記第２の交流電圧の周波数が変わることにより前記多相交流電動機の中性点にかかる電圧の周波数が制御される、
ことを特徴とする請求項１〜４に何れか１項に記載の多相電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、１つの直流電源から２つ以上の出力を得て交流モータを駆動させたり、補機電源に充電したりする多出力電力変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電気自動車内の回路内の構成として、車両駆動用の主モータや冷暖房用のヒートポンプのためのモータなどを駆動させるために、１つの電源を使用して、それらのモータを駆動させる構成であった。
【０００３】
すなわち、主モータを動かすための電源を他のモータなど別の装置に電流を供給するのに利用していた。
図８は、１つの電源で交流モータを駆動させ、更に、該交流モータとは別の装置を駆動させる従来の多出力電力変換回路を説明する図である。
【０００４】
同図において、６０１は、直流電源、６０２は、メインインバータ、６０３は、メインインバータ６０２によって３つの位相差を持つ、例えば、コンプレッサ用の三相のメイン交流モータである。メインインバータ６０２は、６つのスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６で構成され、ＰＷＭ制御されている。そして、直流電源６０１と同じラインにスイッチング回路６０４、トランス６０５、及び整流回路６０６を介して補機電源６０７が接続されている。また、別の装置として、補機電源６０７以外にも交流モータなど色々なものが考えられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図８に示すように、従来では、メイン交流モータ６０３を駆動させるための電源を補機電源６０７への電力供給に利用するなど、交流モータを駆動させるための電源を他の装置にも利用していた。
【０００６】
図８のように、補機電源６０７への電力供給には、絶縁が必要なので、メインインバータ６０２以外に別のスイッチング回路６０４が必要になるので、回路全体の大型化という問題が発生してしまう。
そこで、本発明は、１つの電源装置で２つ以上の出力を有し、且つ、小型化を可能にする多出力電力変換回路を提供することを課題とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するため、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明の一態様によれば、本発明の多出力電力変換回路は、複数のスイッチング素子で構成され、それらスイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより直流電源から得られる直流電圧を複数の交流電圧に変換するインバータと、前記インバータで変換された複数の交流電圧により駆動する多相交流電動機と、前記多相交流電動機の中性点に１次側コイルの一方端子が接続されると共にグラウンドに前記１次側コイルの他方端子が接続され、２次側コイルにかかる電圧が前記多相交流電動機とは別の装置へ出力されるトランスとを備える。
【０００８】
ここで、上記零相電圧周波数は、上記多相交流電動機の中性点において発生する周波数のことであり、上記多相交流電動機を駆動させる周波数と異なる。また、その零相電圧周波数の大きさは、上記多相交流電動機を駆動させる周波数よりも小さくても大きくてもかまわない。
【０００９】
また、好適には、本発明の多出力電力変換回路は、上記多相交流電動機が、第１の三相交流モータ、上記別の装置が、補機電源、直流モータ、又は第２の三相交流モータの内の何れかであることが望ましい。
また、好適には、本発明の多出力電圧変換回路は、前記インバータが前記多相交流電動機へ出力されるべき所望な第１の交流電圧に対応する指令電圧を発生する指令値発生器と、入力される第２の交流電圧と、前記指令値発生器から出力される指令電圧とを加算する加算器と、前記複数のスイッチング素子のスイッチング周波数と同じ周波数の三角波電圧を発生する三角波発生器と、前記三角波発生器から出力される三角波電圧と、前記加算器から出力される電圧とを比較し前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ制御信号を出力するコンパレータとを備え、前記第２の交流電圧の周波数が変わることにより前記多相交流電動機の中性点にかかる電圧の周波数が制御されるように構成してもよい。
【００１０】
また、本発明の一態様によれば、本発明の多出力電力変換回路は、複数のスイッチング素子で構成され、それらスイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより直流電源から得られる直流電圧を複数の交流電圧に変換するインバータと、前記インバータで変換された複数の交流電圧により駆動する多相交流電動機と、前記多相交流電動機の中性点に１次側コイルの一方端子が接続されると共に前記直流電源の両端電圧の１／２の電圧がかかるところに前記１次側コイルの他方端子が接続され、２次側コイルにかかる電圧が前記多相交流電動機とは別の装置へ出力されるトランスとを備える。
【００１１】
ここで、上記トランスのもう片方を上記直流電源の中点に接続することによって、上記トランスには直流分を含まない交流を印加することが可能となる。
また、好適には、本発明の多出力電力変換回路は、前記多相交流電動機の中性点と前記トランスの１次側コイルとの間において、その１次側コイルに直列接続されるコンデンサを備えてもよい。
【００１３】
また、好適には、本発明の多出力電力変換回路は、前記インバータから前記多相交流電動機に出力される交流電圧がかかるある相にバイパスコンデンサの一方端子が接続され、前記トランスの１次側コイルの一方端子に前記バイパスコンデンサの他方端子が接続されるように構成してもよい。
【００１４】
ここで、バイパスコンデンサの容量を適当にし、多出力交流電動機のキャリア周波数成分の電流をバイパスコンデンサを通じてトランスに流す。コンデンサの特性として周波数が高くなるほど、インピーダンスが低くなるので、キャリア周波数を高くしても、トランスを流れる電流が小さくなるということがなくなり、トランスを小型化することが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。尚、本実施形態では、前記した図８に示した従来の多出力電力変換回路の相違点を中心に説明するために、説明の便宜上、従来と同一の構成においては同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００１６】
図１（ａ）は、本発明の一実施形態である多出力電力変換回路の構成図を示す図である。６０１は、直流電源、６０２は、メインインバータ、６０３は、メイン交流モータ、１０１は、トランス、１０２は、整流回路、１０３は、補機電源である。図８における従来の多出力電力変換回路と異なる点は、メイン交流モータ６０３の中性点にトランス１０１が接続され、別の駆動装置である補機電源１０３が接続されているところである。補機電源１０３への電力の供給は、トランス１０１から得ている。
【００１７】
同様に、図１（ｂ）も、本発明の一実施形態である多出力電力変換回路の構成図である。直流電源６０１、メインインバータ６０２、メイン交流モータ６０３、トランス１０１、及び整流回路１０２は、図１（ａ）の回路構成図と同様であるので、符号は同じものを使用する。図１（ａ）と異なる点は、トランス１０１及び整流回路１０２を介して直流モータ（ＰＣＭ）１０４が接続されているところである。図１（ｂ）も図１（ａ）と同様に、メイン交流モータ６０３の中性点にトランス１０１を接続し、整流回路１０２を介して直流電圧を取り出している。そして、その直流電圧で直流モータ１０４を駆動させている。
【００１８】
また、図１（ｃ）も同様に、本発明の一実施形態である多出力電力変換回路の構成図である。図１（ａ）及び図１（ｂ）と異なる点は、トランス１０１及び整流回路１０２を介して、サブインバータ１０５及びサブ交流モータ１０６が接続されているところである。図１（ｂ）も図１（ａ）及び図１（ｂ）と同様に、メイン交流モータ６０３の中性点にトランス１０１を接続し、整流回路１０２を介して直流電圧を取り出している。そして、その直流電圧をサブインバータ１０５で交流電圧に変換し、サブ交流モータ１０６を駆動させる構成である。尚、直流電源６０１は、単に直流を流す電源としてもよいし、交流電源からの交流電圧を整流して直流電圧に変換したものと考えてもよい。また、整流回路１０２、補機電源１０３、直流モータ１０４、サブインバータ１０５、及びサブ交流モータ１０６の詳細な回路構成やその説明はここでは省略する。
【００１９】
図１（ａ）〜（ｃ）の本発明の多出力電力変換回路では、メイン交流モータ６０３の中性点にトランス１０１を接続し、そのトランス１０１から交流電圧を発生させている。トランス１０１で得られる交流電圧を整流回路１０２で直流電流に変換するだけで、従来のように、スイッチング回路６０４を接続することなく、補機電源１０３に電力をためることが可能となる。このように、従来の多出力電力変換回路より部品点数を少なくすることができる。
【００２０】
先ず、本実施例の多出力電力変換回路において、トランス１０１から交流電圧を得ることができる理由を説明する。
図２（ａ）は、理想的なメインインバータ６０２の各アーム（ｕ、ｖ、ｗ）の電圧の波形を示す図である。
【００２１】
図２（ａ）において、縦軸は、電圧の大きさを示しており、横軸は、時間を示している。また、Ｖｏｕ、Ｖｏｖ、Ｖｏｗは、それぞれメインインバータ６０２のアームｕ、アームｖ、アームｗの出力電流の波形を示している。そして、ＶOA は、メインインバータ６０２の零層電圧を示している。上記Ｖｏｕ、Ｖｏｖ、Ｖｏｗをそれぞれ式にすると、例えば、
Ｖｏｕ＝Ｖｓｉｎωｔ＋Ｖ―▲１▼、
Ｖｏｖ＝Ｖｓｉｎ（ωｔ−２／３π）＋Ｖ―▲２▼、
Ｖｏｗ＝Ｖｓｉｎ（ωｔ＋２／３π）＋Ｖ―▲３▼、
となる。Ｖは、図２（ａ）の振幅の大きさを示し、メインインバータ６０２の各アームの位相は、２／３π＝１２０°ずつ異なっている。
【００２２】
通常、図２（ａ）に示すメインインバータ６０２の各アームの電圧は、上記▲１▼、▲２▼、▲３▼のように、２／３π＝１２０°ずつ位相が異なっている。このように、１２０°ずつ電圧の位相を異ならせることで三相のメイン交流モータ６０３を駆動させている。そして、この時のメインインバータ６０２の中性点の零層電圧ＶOAは、図２（ａ）’のように一定になっている。
【００２３】
次に、図２（ｂ）は、実際のメインインバータ６０２の各アームの電流の波形を示す図である。
図２（ｂ）において、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図２（ａ）と同様にメインインバータ６０２のアームｕ、アームｖ、アームｗの出力電流の波形を示している。そして、ＶOA’は、実際のメインインバータ６０２の零層電圧を示している。
【００２４】
図２（ｂ）に示すように、実際のメインインバータ６０２の各アームの出力電流の波形は、メインインバータ６０２の制御動作の際のスイッチング動作により乱れる。これは、当業者によく知られているように、電流の高調波成分（高調波電流）であり、この高調波電流は、通常、他の電子機器の誤動作の原因になると言われており、規制の対象とすることが考えられている。したがって、本来では、高調波電流は、出来るだけ小さく抑えることが望ましいとなっている。しかし、本発明では、この高調波電流を利用して、新たに別の出力電力を得られるようにしている。
【００２５】
図２（ｂ）’は、メインインバータ６０２の中性点における零層電圧ＶOA’を示している。メインインバータ６０２のスイッチング動作によるリップル分が中性点より出ているので、メインインバータ６０２の中性点は、図２（ｂ）’のような波形を持った電圧周波数となる。上述したように、このメインインバータ６０２のスイッチング動作による波形の乱れが高調波と呼ばれるもので、その周波数の値は、例えば、１０〜２０kHz であり、このメインインバータ６０２の中性点にトランス１０１を入れることで発生する交流電圧成分を取り出している。
【００２６】
そして、このメインインバータ６０２の動作制御は、後述するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によって行われている。三角波ＰＷＭの制御であれば、１０kHz の周波数が高調波として零相部分に乗り、瞬時ＰＷＭの制御であれば、５〜３０kHz 、スロットによる高調波であれば、０〜６００Hzの電圧周波数が零層部分に乗る。これら、三角波ＰＷＭ、瞬時ＰＷＭ、スロット高調波は、制御性が悪いので自由に希望の電圧を零相部分から取り出すことが難しい。そこで、制御性を上げるためには、トランス１０１の後ろにチョッパを置いたり、また、零相部分から取り出す電圧を一定にするために制御回路を置いたりする必要がある。
【００２７】
そして、この高調波によるメイン交流モータ６０３の中性点から得られる交流電圧をトランス１０１より取り出し、整流回路１０２で直流電圧に変換している。
すなわち、メイン交流モータ６０３を回すことによって自然的に起こるリップル分を第２の出力電源として使う。直流電源の−側（グラウンド）に対してメイン交流モータ６０３の中性点は、指令電圧値を変化させると、変化した分の電圧がトランス１０１の１次側に係る。トランス１０１の１次側と２次側の比は、１：ｎであるのでトランス１０１で電圧を上げても下げてもどちらでもよい。そして、トランス１０１で取り出した交流は、整流回路１０２で整流し、その整流した電力を充電することができる補機電源１０３、直流モータ１０４、又は別のサブ交流モータ１０６など他の回路に出力電源としてつなぐことができる。
【００２８】
このように、ＰＷＭによる制御回路では、高周波スイッチング波形のためノイズを発生する。これが高調波電圧であり、メインインバータ６０２の中性点に交流電圧成分が乗る。
また、この高調波電圧の制御は、メインインバータ６０２の制御回路における制御動作を調節する指令値を変えることによって可能である。
【００２９】
図３は、メイン交流モータ６０３の中性点における零相電圧周波数を制御することができるメインインバータ６０２の制御回路の構成を示す図である。
図３において、三角波発生器３０１は、メインインバータ６０２の各スイッチング素子Ｔｒ1 〜Ｔｒ６のスイッチング周波数を決める三角波（搬送波）信号ａを出力する。コンパレータ３０２は、メイン交流モータ６０３を駆動させるための信号（正弦波）ｂと上記三角波発生器３０１で出力される信号（三角波）ａとを比較して各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の開閉シグナルであるＰＷＭ信号を生成する。
【００３０】
そして、中性点の零相電圧周波数の大きさを制御させるためには、指令値発生器３０３が出力する制御信号ｃに正弦波信号ｂを加える。指令値発生器３０３がモニタリングするのは、補機電源１０３の電池電圧値（１２V ）、モータの回転数、オンボード補機電源の入力電流値などのトランス１０１を介して接続される装置による。
【００３１】
そして、そのメインインバータ６０２の中性点に接続されているトランス１０１の１次側コイルに流れる電流の方向が交互に変化する。すると、トランス１０１の１次側コイルに磁界が発生するため、トランス１０１の２次側コイルに、１次側コイルと２次側コイルの巻線数比に比例した交流電圧が発生する。そして、トランス１０１の２次側コイルに発生した交流電圧は整流回路１０２で整流され、補機電源１０３に蓄電されたり、別の交流モータ１０６を回したりすることができる。
【００３２】
この指令値発生器３０３で発生する指令電圧を上述のようにモニタリングし調節することによって、メイン交流モータ６０３を回す周波数とトランス１０１にかける周波数を別々にすることができる。
すなわち、制御回路によって、制御されたメイン交流モータ６０３の電圧周波数は、式にすると、例えば、
Ｖｏｕ＝Ｖｓｉｎωｔ＋Ｖ＋Ｖ1 ｓｉｎω1 ｔ―▲１▼’、
Ｖｏｖ＝Ｖｓｉｎ（ωｔ−２／３π）＋Ｖ＋Ｖ1 ｓｉｎω1 ｔ―▲２▼’、
Ｖｏｗ＝Ｖｓｉｎ（ωｔ＋２／３π）＋Ｖ＋Ｖ1 ｓｉｎω1 ｔ―▲３▼’
となり、「Ｖ1 ｓｉｎω1 ｔ」が指令値を変えて新たに重畳させた部分を示す。
【００３３】
図４（ａ）は、電源周波数が零相電圧周波数よりも高いときの正弦波を示す図である。すなわち、Ｖｏ= Ｖｓｉｎωｔ＋V ＋V 1 ｓｉｎω1 ｔの電源角周波数ωが零相電源角周波数ω1 よりも大きいときの正弦波を示すものである。
図４（ａ）’は、図４（ａ）において、零相電圧４０１のみを示す図である。
図４（ａ）’に示すように、零相電圧４０１は、中性点の平均電位であるＶＯＡを基準として＋と−が交互に現れている。すなわち、▲１▼’、▲２▼’、及び▲３▼’の「うなり」となるように重畳させている。そして、メイン交流モータ６０３の中性点にトランス１０１を介すことで交流電圧を得ることができる。尚、ω＞ω1 であっても、メイン交流モータ６０３を駆動させる基本の電源角周波数ωに零相角周波数ω1 が重畳されるだけであるので、反対に、零層電圧角周波数ω1 を電源角周波数ωよりも大きくすることも可能である。また、このω＜ω1 の時、メインインバータ６０２より零層電圧の方が高い周波数（トランス１０１に十分な高い周波数）であるのでトランス１０１を小型化することが可能となる。また、トランス１０１によっては、入力電源６０１の入力電圧ＶDCよりも大きい電圧を発生させることが可能となる。
【００３４】
次に、図５（ａ）は、本発明の他の実施形態である多出力電力変換回路の構成図である。
図５（ａ）において、直流電源６０１、メインインバータ６０２、メイン交流モータ６０３、トランス１０１、整流回路１０２、補機電源１０３の構成は、図１（ａ）における多出力電力変換回路の構成と同様である。図１（ａ）と異なる点は、直流電源６０１の中点にトランス１０１の片側が接続されていることである。このように、１/ ２の電位差のところにトランス１０１の片方を接続すると、トランス１０１の１次側に直流成分を含まない交流成分だけを直接かけることが可能となる。すなわち、図５（ｂ）のように、メインインバータ６０２の中性点の零相電位は、０から１/ ２ＶDC上がったところになる。
【００３５】
トランス１０１では、図５（ｃ）に示すトランス１０１のヒステリシス曲線（縦軸Ｂ：磁束密度、横軸Ｈ：磁界）で示されるように、原点の近く（傾きが一番大きいところ）で一定の電流を発生させることができるので、トランス１０１の利用率が上がり、トランス１０１の効率を向上させることができる。
【００３６】
また、本発明の他の実施形態である多出力電力変換回路として、トランス１０１に直列にコンデンサをつなぐ。
このように、メイン交流モータ６０３の中性点にトランス１０１の一端子をつなぎ、更に、トランス１０１に直列にコンデンサをつなぐことで、零相電流の直流分の電流をカットするができる。尚、コンデンサのもう片方の端子は、直流電源６０１の中点に接続する構成と当該回路の直流電源のマイナス側（グラウンド）に接続する構成とが考えられる。
【００３７】
また、本発明の他の実施形態である多出力電力変換回路として、トランス１０１の代わりにコンデンサをメイン交流モータ６０３の中性点に接続して、零相電圧周波数による交流電圧を得るようにする。
このように、コンデンサをメイン交流モータ６０３の中性点に接続する構成とすることで、上述したトランス１０１の接続の時と同様な交流電圧を得ることができる。
【００３８】
また、本発明の他の実施形態である多出力電力変換回路として、メイン交流モータ６０３のある相（アームｕ、アームｖ、アームｗ）とメイン交流モータ６０３の中性点との間にコンデンサを挿入する。
図６は、メインインバータ６０２の出力の１つとメイン交流モータ６０３の中性点との間にコンデンサを挿入した回路図を示すものである。尚、他の実施形態と同一の構成においては同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００３９】
図６において、１０７は、メインインバータ６０２の出力電流をトランス１０１にバイパスさせるバイパスコンデンサである。このバイパスコンデンサ１０７の一端子をメイン交流モータ６０３のアームｗに接続し、もう片方の端子をトランス１０１に接続し、メイン交流モータ６０３のキャリア周波数成分をトランス１０１に流している。
【００４０】
次に、図７は、バイパスコンデンサ１０７をメイン交流モータ６０３のある１相とメイン交流モータ６０３との間に挿入したときの中性点での電流波形を示す図である。図７（a ）は、バイパスコンデンサ１０７を挿入しないときの中性点での電流波形を示す図であり、図７（b ）は、バイパスコンデンサ１０７を挿入したときの中性点での電流波形を示す図である。
【００４１】
図７のＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、それぞれメインインバータ６０２の３相（アームｕ、アームｖ、アームｗ）の出力電流を示しており、Ｉｎは、メイン交流モータ６０３の中性点での零層電流を示している。
図７に示されるようなメイン交流モータ６０３を駆動させるための電流Ｉｕ、Ｉｖ、及びＩｗは、メイン交流モータ６０３の回転数に比例した成分とメインインバータ６０２のキャリア周波数成分とから構成される。そして、中性点からトランス１０１へはキャリア周波数成分が取り出される。
【００４２】
このキャリア周波数は、メイン交流モータ６０３のインダクタンスのせいで、メイン交流モータ６０３の中性点から取り出される電流は小さくなってしまう。そこで、メイン交流モータ６０３のある相とトランス１０１との間にバイパスコンデンサ１０７を接続することで、メインインバータ６０２のキャリア周波数成分をメイン交流モータ６０３のインダクタを介さずに、トランス１０１に流すことができる。
【００４３】
その結果、図７に示すように、バイパスコンデンサ１０７を挿入したときの中性点での零層電流（図７（ｂ））は、バイパスコンデンサ１０７を挿入しないときの中性点での零層電流（図７（ａ））より大きなものになる。
尚、図６では、メイン交流モータ６０３の各アーム（アームｕ、アームｖ、アームｗ）の内のアームｗとモータの中性点との間にバイパスコンデンサ１０７を挿入する構成であるが、バイパスコンデンサ１０７を挿入する位置は、特には限定されない。また、複数のアームと中性点との間にバイパスコンデンサ１０７を挿入しても構わない。
【００４４】
このように、メイン交流モータ６０３のある相とメイン交流モータ６０３の中性点との間にバイパスコンデンサ１０７を挿入することで、キャリア周波数である高周波成分をメイン交流モータ６０３の巻線（インダクタ）を経由せずにトランス１０１にバイパスさせることができる。バイパスコンデンサ１０７は、メインインバータ６０２のキャリア周波数において、インピーダンスが小さくなるように容量を設定することで、トランス１０１に大きな電流を流すことができる。そして、高周波電流を流すことでトランス１０１の小型化が可能となる。
【００４５】
また、メイン交流モータ６０３の巻線に高周波成分が流れないので、メイン交流モータ６０３の鉄損が減少する。
尚、本発明の多出力電力変換回路のトランス１０１で得られる２次電力は、上記実施例以外の回路をつないで利用することも可能である。
【００４６】
また、トランス１０１で得られる２次電力を利用して、メイン交流モータ６０３とは別の交流モータを駆動させ、更に、その交流モータの中性点にトランスをつなぎ、３次電力を得るというように、１つの出力電源で複数の交流モータを連続してつなぐことも可能である。
【００４７】
また、上述では、トランスで得られる２次電力は、補機電源や交流モータなどの回路に出力しているが、一般に知られている負荷装置であれば、２次電力の対象先は特には限定されない。
【００４８】
【発明の効果】
本発明の多出力電力変換回路によれば、交流モータの中性点にトランスを接続することにより、その交流モータの中性点で発生する零相交流を２次出力電源の交流電流として取り出すことができるので、補機電源やモータなどの他の回路をつなげて使用する際に必要なインバータがいらなくなり、全体の回路を小型化することが可能となる。
【００４９】
また、更に、交流モータの中性点と交流モータのある相との間にコンデンサを挿入することで、高周波数成分をトランスにバイパスすることができ、よりトランスを小型化することが可能となる。
また、交流モータの中性点にトランスの一端子を接続して２次出力電源の交流電流を取り出すようにしているので、この２次出力電源を使用してもメインのインバータや１次出力電源に影響を及ぼす心配がなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）〜（ｃ）は、本発明の一実施形態である多出力電力変換回路の構成図を示す図である。
【図２】（ａ）は、理想的なメインインバータ６０２の各アームの電流の波形を示す図である。（ｂ）は、実際のメインインバータ６０２の各アームの電流の波形を示す図である。
【図３】メインインバータ６０２の制御回路の構成を示す図である。
【図４】電源周波数が零相電圧周波数よりも大きいときの正弦波を示す図である。
【図５】（ａ）は、本発明の他の実施形態である多出力電力変換回路の構成図である。（ｂ）は、トランス１０１の片側を直流電源６０１の中点に接続したときの零相電圧周波数を示す図である。（ｃ）は、トランス１０１のヒステリシス曲線を示す図である。
【図６】本発明の他の一実施形態である多出力電力変換回路の構成図である。
【図７】（ａ）は、バイパスコンデンサ１０７を挿入していない時の中性点での電流周波数の大きさを示す図であり、（ｂ）は、バイパスコンデンサ１０７を挿入した時の中性点での電流周波数の大きさを示す図である。
【図８】従来の多出力電力変換回路を説明する図である。
【符号の説明】
１０１  トランス
１０２  整流回路
１０３  補機電源
１０４  直流モータ
１０５  サブインバータ
１０６  サブ交流モータ
１０７  バイパスコンデンサ
６０１  直流電源
６０２  メインインバータ
６０３  メイン交流モータ
６０４  スイッチング回路
６０５  トランス
６０６  整流回路
６０７  補機電源
【図１】
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【図２】
0004003409.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
0004003409.tif 000006
【図６】
0004003409.tif 000007
【図７】
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【図８】
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