(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御し、
上記差分幅ΔＸを表す減少関数は、評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに対して、次式で表され、
【数１】
0003869739.tif 000006
ここで、ΔＸ０は差分幅の初期値であり、γは所定の定数であることを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項２】
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御し、
上記差分幅ΔＸを表す減少関数は、評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音比ＳＩＮＲに対して、次式で表され、
【数２】
0003869739.tif 000007
ここで、ΔＸ０は差分幅の初期値であり、ηは所定の定数であることを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項３】
上記信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲは、式ＳＩＮＲ＝ｆ／（１−ｆ）を用いて計算されることを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御方法。
【請求項４】
上記最急勾配法の漸化式として次式を用い、
【数３】
0003869739.tif 000008
ここで、
【数４】
0003869739.tif 000009
であり、Ｘｎは反復がｎ回目のときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を要素とするリアクタンスベクトルであり、∇ΔＸｆは評価関数ｆを差分幅ΔＸだけ摂動したときの勾配であり、αは所定の定数であることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
このエスパアンテナのような空間電力合成によるビームフォーミング方式は、簡単なハードウエア構成と低い電力消費で、可変指向性を達成して高い利得を得ることができるので、実用的な端末（特に移動体ユーザ端末）に搭載されたアダプティブアンテナとして期待できる。
【０００４】
しかしながら、エスパアンテナの場合、受動素子上の信号を観測することはできない。従って、単一ポートの出力のみを観測し、リアクタンス値を調整するためのフィードバックとして処理する必要がある。言い換えれば、従来の適応型アレー用に作られた方法の大部分をエスパアンテナに直接に適用することはできない。
【０００５】
この問題点を解決するために、例えば、特願２０００−３０７５４８号の特許出願において、いわゆる「最急勾配法」を用いて、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御方法（以下、従来例という。）が提案されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、エスパアンテナの制御方法として、従来例に係る最急勾配法は正確な解を求めることのできる方法であるが、少ない反復で制御するためには勾配計算のための差分幅と差分幅を大きくする必要がある（例えば、従来技術文献２「飯草恭一ほか，“可変ステップ探索法によるエスパアンテナ制御”，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−１９４，Ｖｏｌ．１０１，Ｎｏ．６０７，ｐｐ．２９−３６，２００２年１月２６日」参照。）。このとき、差分値の勾配の微分からのずれが大きくなり、正確な最大勾配方向が計算できず、良好な収束値を得ることができないという問題点があった。
【０００７】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、エスパアンテナの制御方法において、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるときに、従来例に比較して少ない反復回数で高速で、良好な評価関数値を得ることができ、良好な収束値を得ることができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御することを特徴とする。
【０００９】
上記アレーアンテナの制御方法において、好ましくは、上記最急勾配法の漸化式として次式を用い、
【数５】
0003869739.tif 000002
ここで、
【数６】
μ＝αΔＸ
であり、Ｘｎは反復がｎ回目のときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を要素とするリアクタンスベクトルであり、∇ΔＸｆは評価関数ｆを差分幅ΔＸだけ摂動したときの勾配であり、αは所定の定数であることを特徴とする。
【００１０】
また、上記アレーアンテナの制御方法において、上記差分幅ΔＸを表す減少関数は、好ましくは、評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに対して、次式で表され、
【数７】
ΔＸ＝ΔＸ０［１−｛ｌｏｇ１０（ＳＩＮＲ）｝／γ］
ここで、ΔＸ０は差分幅の初期値であり、γは所定の定数であることを特徴とする。さらに、とって代わって、上記アレーアンテナの制御方法において、上記差分幅ΔＸを表す減少関数は、好ましくは、評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音比ＳＩＮＲに対して、次式で表され、
【数８】
ΔＸ＝ΔＸ０（ＳＩＮＲ）−η
ここで、ΔＸ０は差分幅の初期値であり、ηは所定の定数であることを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１２】
図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６がそれぞれ装荷された６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、接地導体１１とを備えてなり、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０と、学習シーケンス信号発生器２１とを備えて構成される。
【００１３】
ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ(ｔ）とに基づいて、最急勾配法による適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値Ｖｍ（ｍ＝１，２，…，６）を探索して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ２０は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定するときに、反復時に、上記差分幅ΔＸを表す所定の減少関数を用いて、上記差分幅ΔＸ及びステップ幅μを上記評価関数値から計算される信号対干渉雑音比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御する。これにより、当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖmを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００１４】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、例えば、所望波の波長λに対して約１／４の長さのモノポール素子になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号を設定されることによって、そのリアクタンス値を変化させる。
【００１５】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１６】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加するバイアス電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１７】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定するときに、反復時に、上記差分幅ΔＸを表す所定の減少関数を用いて、上記差分幅ΔＸ及びステップ幅μを上記評価関数値から計算される信号対干渉雑音比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御する。これにより、当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖmを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。なお、適応制御型コントローラ２０において用いる評価関数ｆの相互相関係数は次式で定義される。
【００１８】
【数９】
0003869739.tif 000003
【００１９】
ここで、上付き文字Ｈは複素共役転置を示す。この相互相関係数は、受信信号ｙ（ｔ）と、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）との間の相互相関の度合いを示す係数であり、ｆ＝１であれば完全に一致する一方、ｆ＝０であれば、完全に不一致である。ここで、当該アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０の単一ポートからの出力信号である受信信号ｙ（ｔ）は、調整可能なリアクタンス値の高次の非線形関数であることに留意する必要がある。
【００２０】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０による適応制御処理が実行される。
【００２１】
次いで、当該アレーアンテナ装置１００に係る各種の信号の定式化について詳細に説明する。エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）は次式で表される。
【００２２】
【数１０】
ｙ（ｔ）＝ｉＴＳ（ｔ）
【００２３】
ここで、ｉは励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６に誘起する電流分布を要素とする電流ベクトルであり、Ｓ（ｔ）はアレーアンテナ装置１００の受信信号ベクトルである。ここで、上添え字Ｔは転置を表す。
【００２４】
電流ベクトルｉは上記数１０から分かるように、従来技術のアダティブアレーアンテナにおけるウエイトベクトルの役割を果たすが、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００においては電流分布を直接操作することができず、リアクタンス値を操作することにより間接的に電流分布を制御するため、電流ベクトルｉはリアクタンス値の関数として次式のように表される。
【００２５】
【数１１】
ｉ＝ｖｓ（Ｚ＋Ｘｍ）−１ｕ０
【００２６】
ここで、Ｘｍは送信機の出力インピーダンスｚｓ及び各素子のリアクタンス値を対角成分にもつ行列
【数１２】
Ｘｍ＝ｄｉａｇ［ｚｓ，ｊｘ１，ｊｘ２，ｊｘ３，ｊｘ４，ｊｘ５，ｊｘ６］
であり、Ｚは素子間結合を含めたインピーダンス行列である。また、ｕ０は単位ベクトル
【数１３】
ｕ０＝［１，０，０，０，０，０，０，］
であり、ｖｓは送信機の内部電圧（開放電圧）である。
【００２７】
上記数１２において各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を要素としてもつベクトルはリアクタンスベクトルＸと呼ばれ、次式のように表す。
【数１４】
Ｘ＝［ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，ｘ５，ｘ６］
【００２８】
本実施形態において、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバラクタダイオードに印加するバイアス電圧値Ｖｍは適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号としてデジタル値−２０４８から２０４７として入力して設定する。この数値を以下、「デジタル制御電圧ＶＤ」と表す。使用するバラクタダイオードのカタログデータにより、デジタル制御電圧ＶＤとバラクタダイオードのインピーダンスＺＶの関係を次式で表すことにする。
【００２９】
【数１５】
ＺＶ＝−ｊ（0.0217ＶＤ＋49.21）
【００３０】
エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００の指向性は上述のインピーダンス行列Ｚに対応するアドミタンス行列Ｙを用いて計算することができる（例えば、従来技術文献３「大平孝，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現”，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２０００−４４，ＳＡＴ２０００−４１，ＭＷ２０００−４４，ｐｐ．７−１２，２０００年７月」など参照。）。アドミタンス行列Ｙとして図３で示す値を用いる。なお、素子配列の対称性により、独立な行列要素Ｙｉｊは図３に示す６個の行列要素Ｙ００，Ｙ０１，Ｙ１１，Ｙ１２，Ｙ１３，Ｙ１４のみである。また、７素子エスパアンテナの非励振素子の数Ｍは６である。デジタル制御電圧ＶＤのとりうる値の数４０８６のＭ＝６乗の張る空間の中から、幾つかのデータを測定し、できるだけ評価関数値の高い点の６個の組み合わせを見つけることが要求される。
【００３１】
次いで、上記のリアクタンスベクトルＸを制御する方法として、以下に詳述する「差分幅制御探索法」を提案する。本実施形態では最急勾配法の勾配は次式のように勾配値∇ΔＸｆを規格化して計算する。
【００３２】
【数１６】
0003869739.tif 000004
【００３３】
ここで、右辺第２項の勾配値∇ΔＸｆは、評価関数値ｆに対して差分幅ΔＸだけ摂動したときの評価関数値ｆの勾配値であり、これをその大きさで規格化している。すなわち、上記数１６のように勾配を規格化することにより、勾配が小さい状態でも評価関数の改善速度を高めることができる。Ｘｎはリアクタンスベクトルの制御パラメータであり、本実施形態では−２０４８〜２０４７の値をとる。ｆは例えば上記数９で表された相互相関関数ｆを表す評価関数であり、アドミタンス行列Ｙを用いて計算する。
【００３４】
図４は、従来例に係るシミュレーション結果であって、差分幅一定の場合におけるＳＩＮＲに対するＳＩＮＲのＣＤＦ（累積確率密度分布）特性を示すグラフであり、信号対雑音電力比（ＳＮＲ）＝３０ｄＢ、所望波に対する電力１／３の干渉波３波の環境で、平均のためのサンプル数２０、反復総数Ｎ＝１４として計算したＣＤＦ特性を示す。図４から明らかなように、差分幅の初期値ΔＸ０を約１０００に設定し、また、差分幅ΔＸに対するステップ幅μの割合を表すパラメータα（μ＝αΔＸ）を１とした時のＣＤＦ特性が良いことが分かる。
【００３５】
図５は、実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を反復毎に減少させる場合の所定の評価関数の収束曲線を示すグラフであり、評価関数として次式を用い、所望波方向φ０＝０゜、同じ電力の干渉波がφ１＝９０゜とφ２＝−１３５゜から到来する環境における、差分幅の初期値ΔＸ０＝１０２４、パラメータα＝１とした場合の収束曲線を図５において太線で示す。以下の実施例においては、次式を評価関数ｆとして用いた。
【００３６】
【数１７】
0003869739.tif 000005
【００３７】
ここで、ｎＮは干渉波の個数であり、Ｆ（φ）は当該アレーアンテナ装置１００のアレーファクタである。図５から明らかなように、勾配を規格化しているため振動が生じている。
【００３８】
そこで、これを改善するために、次式に従って差分幅ΔＸを反復ｎ毎にβ分の１に小さくする。
【００３９】
【数１８】
ΔＸ＝ΔＸ０／βｎ
【００４０】
この場合の結果を図５に重ねて示すが、パラメータβが大きいほど振動収束効果が高いことが分かる。しかしながら、評価関数の収束値が低くなる。
【００４１】
図６は、実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を反復毎に減少させる場合におけるＳＩＮＲに対するＳＩＮＲのＣＤＦ特性を示すグラフであり、ＣＤＦ特性のパラメータβ依存性を示している。パラメータβを１．１や１．２にすることにより、約１０ｄＢｏ以上の出力ＳＩＮＲの確率が改善されるが、それ以下のＳＩＮＲの確率が劣化することが分かる。これはＳＩＮＲが改善した場合は振動収束によりＳＩＮＲの改善が進むが、ＳＩＮＲが低い状態では差分幅ΔＸの減少によりＳＩＮＲの改善が遅くなるためと考えられる。そこで、差分幅ΔＸをＳＩＮＲに依存して減少するように次式を提案し、そのＳＩＮＲのＣＤＦ特性を図７に示す。
【００４２】
【数１９】
ΔＸ＝ΔＸ０［１−｛ｌｏｇ１０（ＳＩＮＲ）｝／γ］
【数２０】
ΔＸ＝ΔＸ０（ＳＩＮＲ）−η
【００４３】
なお、ＳＩＮＲは、上記数９の評価関数値ｆに基づいて次式により計算する。
【００４４】
【数２１】
ＳＩＮＲ＝ｆ／（１−ｆ）
【００４５】
ここで、好ましくは、γ＝２であり、η＝０．３である。すなわち、図７は実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅ΔＸを評価関数の改善に応じて減少させる場合におけるＳＩＮＲに対するＳＩＮＲのＣＤＦ特性を示している。図７において、γ＝２と表しているのが上記数１９の式を用いて差分幅ΔＸを制御した場合であり、η＝０．３と表しているのが上記数２０の式を用いて差分幅ΔＸを制御した場合である。両者ともＳＩＮＲの全域の確率が改善又は維持されており、有効性が確認できる。なお、上記数１９は、ＳＩＮＲ＞１０γで差分幅ΔＸを定義できないが、図７ではＣＤＦの改善が上記数２０よりも高く、有効な方法であることが分かる。
【００４６】
以上説明したように、本実施形態によれば、最急勾配法の差分幅を評価関数の改善にしたがい小さくするような減少関数を用いて差分幅を制御することにより、評価関数値である出力ＳＩＮＲを大幅に改善することができ、改善された収束値を得ることができる。
【００４７】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。また、素子長も均一でなくてもよい。
【００４８】
以上の実施形態においては、学習シーケンス信号を用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。
【００４９】
以上の実施形態においては、例えば、上記数９に示された評価関数値ｆを最大となるように改善させるべく適応制御しているが、評価関数をその逆数にしたときは、それを最小となるように改善させるべく適応制御してもよい。
【００５０】
以上の実施形態においては、評価関数として上記数９を用いているが、出力ＳＩＮＲ又はその度合いを示す他の種々の評価関数を用いてもよい。また、以上の実施形態においては、評価関数として上記数９を用い、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いて評価関数を計算しているが、本発明はこれに限らず、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いない種々の評価関数を用いてもよい。例えば、従来技術文献４「大平孝，“モーメント規範に基づくエスパアンテナの定振幅ブラインド適応ビーム形成”，電子情報通信学会技術報告，ＥＤ２００１−１５５，ＭＷ２００１−１１５，ｐｐ．２３−２８，２００１年１１月」において開示されているように、励振素子によって受信された受信信号に基づいて、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含み、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であるように構成してもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、エスパアンテナの制御方法において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御する。従って、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるときに、従来例に比較して少ない反復回数で高速に良好な評価関数値を得ることができ、良好な収束値を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】  図１のアレーアンテナ装置１００の実施例におけるアドミタンス行列Ｙの各要素を示す図である。
【図４】  従来例に係るシミュレーション結果であって、差分幅一定の場合のＣＤＦ特性を示すグラフである。
【図５】  実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を反復毎に減少させる場合の所定の評価関数の収束曲線を示すグラフである。
【図６】  実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を反復毎に減少させる場合のＣＤＦ特性を示すグラフである。
【図７】  実施形態に係るシミュレーション結果であって、差分幅を評価関数の改善に応じて減少させる場合のＣＤＦ特性を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
２０…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
１００…アレーアンテナ装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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