(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
既知信号を周期的に含む受信信号の周波数偏差を推定する周波数偏差推定部を備え、この周波数偏差推定部により推定された周波数偏差を上記受信信号から除去することにより上記受信信号の周波数を制御する自動周波数制御回路であって、上記周波数偏差推定部は、
上記受信信号に含まれる複数の既知信号の位相変動量をそれぞれ求める位相変動量演算手段と、
この位相変動量演算手段により求められた各位相変動量に基づいて、上記既知信号の挿入周期により規定される周波数偏差推定範囲内に予め定められた周波数偏差推定精度間隔で設定された複数の候補周波数偏差にそれぞれ対応する信号電力を求める信号電力演算手段と、
この信号電力演算手段により求められた信号電力のうち所定周波数幅の周波数ウインドウ内に含まれる上記候補周波数偏差の各信号電力を加算することにより、当該周波数ウインドウ内の所定の候補周波数偏差に対応するウインドウ電力を上記周波数偏差推定範囲内のすべての候補周波数偏差に対して求めるウインドウ電力演算手段と、
このウインドウ電力演算手段により求められた複数のウインドウ電力の最大値に対応する候補周波数偏差を周波数偏差として推定する推定手段とを含むものである自動周波数制御回路。
【請求項２】
請求の範囲第１項において、上記周波数偏差推定部は、上記各候補周波数偏差に対応するウインドウ電力を従前に求められたウインドウ電力を用いて平均化することにより、平均ウインドウ電力を求めるウインドウ電力平均化手段をさらに含むものであり、
上記推定手段は、上記ウインドウ電力平均化手段により求められた平均ウインドウ電力の最大値に対応する候補周波数偏差を周波数偏差として推定するものである自動周波数制御回路。
【請求項３】
請求の範囲第１項において、上記周波数偏差推定部は、上記信号電力演算手段により求められた上記各候補周波数偏差に対応する信号電力を従前に求められた信号電力を用いて平均化することにより、平均信号電力を求める信号電力平均化手段をさらに含むものであり、
上記ウインドウ電力演算手段は、上記信号電力平均化手段により求められた平均信号電力を加算対象とするものである自動周波数制御回路。
【請求項４】
請求の範囲第１項において、上記既知信号は、複数シンボルから構成されており、
上記位相変動量演算手段は、上記複数シンボルに対してそれぞれ位相変動量を求める手段と、この求められた位相変動量を平均化して平均位相変動量を求める手段とを含むものである自動周波数制御回路。
【請求項５】
請求の範囲第１項において、上記周波数偏差推定部は、上記推定手段により推定された周波数偏差に対応する位相差を求める位相差演算手段をさらに含むものであり、
この位相差演算手段により求められた位相差に基づいて受信信号の位相を回転することにより、受信信号から周波数偏差を除去する周波数偏差除去部をさらに含むものである自動周波数制御回路。
【請求項６】
請求の範囲第５項において、上記周波数偏差推定部は、上記位相差演算手段により求められた位相差を従前に求められた位相差を用いて平均化することにより平均位相差を求める位相差平均化部をさらに含むものであり、
上記周波数偏差除去部は、上記平均位相差に基づいて受信信号の位相を回転するものである自動周波数制御回路。
【請求項７】
請求の範囲第５項において、上記周波数偏差除去部は、上記受信信号のうち遮断周波数以上の高周波成分を除去する低域通過フィルタに与えられる前の受信信号の位相を回転することにより、受信信号から周波数偏差を除去するものである自動周波数制御回路。
【請求項８】
請求の範囲第５項において、上記周波数偏差除去部は、上記受信信号と混合するための所定発振周波数の発振信号を発振するとともに、印加電圧に応じて上記発振周波数を変化させる電圧制御発振部と、
上記推定手段により推定された周波数偏差に相当する量を上記発振周波数から偏移させることを指示する電圧を上記電圧制御発振部に印加する発振制御部とを含むものである自動周波数制御回路。
【請求項９】
請求の範囲第８項において、上記周波数偏差除去部は、上記受信信号のうち遮断周波数以上の高周波成分を除去する低域通過フィルタに与えられる前の受信信号から周波数偏差を除去する第１周波数偏差除去部と、上記低域通過フィルタを通過した後の受信信号から周波数偏差を除去する第２周波数偏差除去部とを含むものであり、
上記推定手段により推定された周波数偏差に基づいて、上記発振制御部、上記第１周波数偏差除去部または第２周波数偏差除去部のうちいずれで周波数偏差の除去処理を行わせるかを指示する周波数偏差制御部をさらに含み、
この周波数偏差制御部は、初期捕捉時であるか否かを判別する手段と、初期捕捉時である場合に、上記発振制御部において周波数偏差の除去処理を行わせる手段と、初期捕捉時でない場合、上記推定手段により推定された周波数偏差に基づいて、上記受信信号の周波数帯域が上記低域通過フィルタの遮断周波数以上であるか否かを判別する手段と、上記周波数帯域が上記遮断周波数以上である場合、上記第１周波数偏差除去部において周波数偏差の除去処理を行わせる手段と、上記周波数帯域が上記遮断周波数未満である場合、上記第２周波数偏差除去部において周波数偏差の除去処理を行わせる手段とを含むものである自動周波数制御回路。
【請求項１０】
請求の範囲第５項において、上記受信信号に基づいて直接波およびマルチパス波の各電力の比を求め、この電力比に基づいて伝送路の状況を動的に推定する伝送路推定部をさらに含み、
上記ウインドウ電力演算手段は、上記伝送路推定部における推定結果に応じて、上記周波数ウインドウの周波数幅を動的に変更する手段をさらに含むものである自動周波数制御回路。
【請求項１１】
請求の範囲第１項において、上記受信信号は、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）における所定のタイムスロットに同期したバースト信号である自動周波数制御回路。
【請求項１２】
既知信号を周期的に含む受信信号をアナログベースバンド信号に変換する周波数変換回路と、
この周波数変換回路により作成されたアナログベースバンド信号をディジタルベースバンド信号に変換するアナログ／ディジタル回路と、
このアナログ／ディジタル回路により作成されたディジタルベースバンド信号の周波数偏差を推定する周波数偏差推定部を有し、この周波数偏差推定部により推定された周波数偏差を上記ディジタルベースバンド信号から除去することにより上記ディジタルベースバンド信号の周波数を制御する自動周波数制御回路と、
この自動周波数制御回路により周波数制御された後のディジタルベースバンド信号からフェージング歪みを推定し補償するフェージング歪み推定・補償回路と、
このフェージング歪み推定・補償回路によりフェージング歪みが補償されたディジタルベースバンド信号を復調し、元のデータを判定するデータ判定回路とを備え、
上記周波数偏差推定部は、
上記受信信号に含まれる複数の既知信号の位相変動量をそれぞれ求める位相変動量演算手段と、
この位相変動量演算手段により求められた各位相変動量に基づいて、上記既知信号の挿入周期により規定される周波数偏差推定範囲内に予め定められた周波数偏差推定精度間隔で設定された複数の候補周波数偏差にそれぞれ対応する信号電力を求める信号電力演算手段と、
この信号電力演算手段により求められた信号電力のうち所定周波数幅の周波数ウインドウ内に含まれる上記候補周波数偏差の各信号電力を加算することにより、当該周波数ウインドウ内の所定の候補周波数偏差に対応するウインドウ電力を上記周波数偏差推定範囲内のすべての候補周波数偏差に対して求めるウインドウ電力演算手段と、
このウインドウ電力演算手段により求められた複数のウインドウ電力の最大値に対応する候補周波数偏差を周波数偏差として推定する推定手段とを含むものである復調装置。
【請求項１３】
請求の範囲第１２項において、上記アナログ／ディジタル回路により作成されたディジタルベースバンド信号のうち遮断周波数以上の高周波成分を除去する低域通過フィルタをさらに備え、
上記周波数偏差推定部は、上記推定手段により推定された周波数偏差に対応する位相差を求める位相差演算手段をさらに含むものであり、
上記自動周波数制御回路は、上記位相差演算手段により求められた位相差に基づいて、上記低域通過フィルタに与えられる前の受信信号の位相を回転することにより、受信信号から周波数偏差を除去する周波数偏差除去部をさらに含むものである復調装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、衛星通信、移動体衛星通信および移動体地上通信などにおけるディジタル復調処理に適用される自動周波数制御回路およびこの装置により周波数制御された信号を復調する復調装置に関する。
背景技術
近年、衛星通信、移動体衛星通信および移動体地上通信では、ディジタル変復調の研究が活発に行われている。特に移動体通信という環境では、通信信号は激しいフェージングを受ける。そのため、このようなフェージング環境下でも安定に動作する様々な復調方式が検討されている。
この中でも、既知信号を利用してフェージング歪みを推定し補償することにより、フェージング環境下でも絶対同期検波を実行し得るようにした方式が注目されている。この方式を用いる場合、準同期検波を行った後フェージング歪みを推定し補償する。このとき、受信された通信信号の搬送波周波数と準同期検波用の基準信号の発振周波数との周波数偏差が小さいことが、フェージング歪みを高精度に推定し補償する上で必要である。
しかし、送受信機の発振回路の周波数安定度および精度が不十分な場合、何らかの処理を行ってこの周波数偏差を除去しなければ、フェージング歪みを高精度に推定し補償することができないという問題があった。
また、移動体通信においては、固定局と移動局、あるいは移動局間同士で送受信を行うことになる。したがって、２つの局が相対的に移動している場合、送信電波は、ドップラー変動により周波数が偏移する。そのため、たとえ送受信機の発振回路の安定度および精度が良くても、受信された通信信号の搬送波周波数と基準信号の発振周波数との間に周波数偏差が発生することになる。
周波数偏差を補償するための技術は、たとえば「陸上移動通信用ＱＡＭの周波数オフセット補償方式  加藤、笹岡  電子情報通信学会論文誌（Ｂ−ＩＩ）、Ｊ７４−Ｂ−ＩＩ、Ｎｏ．９  ｐｐ４９３−４９６（１９９１−９）」に開示されている。この従来文献に開示されている技術は、既知信号（パイロット信号）の位相変動情報を利用して周波数偏差を除去するものである。
この従来技術においては、送信側において通信信号に対して挿入周期ＮＦごとに１シンボルの既知信号を挿入する。一方、受信側においては、２つの異なる既知信号間の位相変化量を算出し、この算出された位相変化量に従って受信信号の位相を回転する。こうして、受信信号から周波数偏差を除去している。
ところで、上記従来技術においては、既知信号の挿入周期ＮＦにより、周波数偏差の推定範囲および推定精度が決まる。すなわち、既知信号間における位相変化量Δθの検出範囲が−π≦Δθ≦πであることを考慮すると、周波数偏差の推定範囲ｆＤＥＴは、下記（１）式のように、（−ＲＳ／２ＮＦ）［Ｈｚ］以上（ＲＳ／２ＮＦ）［Ｈｚ］以下の範囲となる。ただし、下記（１）式において、Ｒｓは通信信号の伝送速度である。
0003983542.tif 000002
一方、最近では、周波数偏差の推定精度の向上が望まれている。周波数偏差の推定精度を向上するためには、雑音などの影響を排除できればよい。したがって、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴを狭くすることが考えられる。これを実現するためには、上記（１）式から明らかなように、挿入周期ＮＦを大きくすればよい。しかし、既知信号の挿入周期ＮＦが通信規格により固定されている場合、挿入周期ＮＦを変更することはできない。そのため、周波数偏差の推定精度の向上は困難となる。
また、上記従来技術は、伝送路の状況に応じて周波数偏差の推定対象を変更する構成を備えていないため、復調品質の向上を十分に高めることが困難であるとの問題もある。すなわち、いわゆるライスフェージング環境のようにドップラー変動した直接波とマルチパス波とが混在する環境では、大きな電力の受信波を特定し、当該受信波の周波数偏差を推定し補償する方が復調品質の向上を図ることができるからである。
そこで、この発明の目的は、上述の技術的課題を解決し、既知信号の挿入周期を変更しなくても周波数偏差の推定精度を向上でき、かつ伝送路の状況に応じて周波数偏差の除去処理を行うことができる自動周波数制御回路を提供することである。
また、この発明の他の目的は、上述のような自動周波数制御回路を用いることにより、復調精度が向上された復調装置を提供することである。
発明の開示
上記目的を達成するためのこの発明は、既知信号を周期的に含む受信信号の周波数偏差を推定する周波数偏差推定部を備えている。周波数偏差推定部は、上記受信信号に含まれる複数の既知信号の位相変動量をそれぞれ求める。
また、周波数偏差推定部は、この求められた各位相変動量に基づいて、周波数偏差推定範囲内に所定の周波数偏差推定精度間隔で設定された複数の候補周波数偏差にそれぞれ対応する信号電力を求める。周波数偏差推定範囲は、既知信号の挿入周期により規定されるものである。
さらに、周波数偏差推定部は、上記求められた信号電力のうち所定周波数幅の周波数ウインドウ内に含まれる上記候補周波数偏差の各信号電力を加算することにより、当該周波数ウインドウ内のいずれかの候補周波数偏差に対応するウインドウ電力を求める。
より詳述すれば、周波数ウインドウの周波数幅は、たとえば、予め調べておいた伝送路のフェージング状況に応じて設定される。具体的には、ドップラー変動した直接波の電力が相対的に大きなガウス伝送路に近い伝送路においては、周波数幅は相対的に狭く設定される。一方、マルチパス波の電力が相対的に大きなレイリーフェージング伝送路に近い伝送路においては、周波数幅は相対的に広く設定される。
相対的に狭く設定された周波数幅の周波数ウインドウ内の信号電力を加算し、ウインドウ電力をたとえば周波数ウインドウの中央の候補周波数偏差に対応付ければ、直接波の周波数の信号電力を最大にすることができる。その反対の場合には、マルチパス波の中心周波数の信号電力を最大にすることができる。
そこで、周波数偏差推定部は、周波数ウインドウを使って上記周波数偏差推定範囲内のすべての候補周波数偏差に対応するウインドウ電力を求め、その最大値に対応する候補周波数偏差を検出する。より具体的には、周波数偏差推定部は、上記周波数ウインドウを上記周波数偏差推定精度単位で１つずつずらせながら各ウインドウ電力を求める。さらに、周波数偏差推定部は、検出された候補周波数偏差を周波数偏差として推定する。
このようにすることにより、伝送路のフェージング状況に応じて周波数制御対象を変えることができる。したがって、伝送路のフェージング状況に適した周波数制御を実現できる。そのため、この自動周波数制御回路を復調装置に適用すれば、復調精度の向上を図ることができる。
また、周波数偏差として推定されるのは、複数設定された候補周波数偏差の中のいずれかである。したがって、候補周波数偏差の設定数を増加するほど細かいところまで周波数偏差を推定できる。この場合、周波数偏差推定範囲は変更せずに、当該範囲内において候補周波数偏差を多数設定する。これにより、周波数偏差推定範囲を変更しなくても周波数偏差の推定精度を向上できる。ゆえに、通信規格により既知信号の挿入周期が決まっている状況下においても、周波数偏差の推定精度を向上できる。
発明を実施するための最良の形態
以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
実施形態１
第１図は、この発明の実施形態１に係る自動周波数制御回路が適用される通信システムの構成を示すブロック図である。この通信システムは、送信機１および受信機１０を備え、送信機１から送信されたバースト信号の周波数偏差を受信機１０にて高精度に推定し除去する機能を有するものである。
より詳述すれば、この通信システムとしては、衛星通信システム、移動体衛星通信システムおよび移動体地上通信システムを適用することができる。衛星通信システムでは、送信機１および受信機１０は、地上の異なる位置に配置された地球局に適用される。移動体衛星通信システムでは、送信機１は、地上に設置された地球局および移動局のいずれか一方に適用され、受信機１０は、上記２つの局のうち送信機１とは反対の局に適用される。移動体地上通信システムでは、送信機１は、基地局および移動局のいずれか一方に適用され、受信機１０は、上記２つの局のうち送信機１とは反対の局に適用される。
なお、移動体衛星通信システムにおける移動局としては、シングルモードまたはデュアルモードの衛星携帯電話機などが適用可能である。また、移動体地上通信システムにおける移動局としては、携帯電話機およびＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ  Ｓｙｓｔｅｍ）電話機などが適用可能である。
この通信システムは、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）を通信方式とするものである。したがって、送信機１は、所定のタイムスロットに同期したバースト信号を受信機１０に対して送信する。受信機１０は、受信されたバースト信号（以下「受信バースト信号」という。）を復調し、周波数偏差を除去した後、元の情報信号を復元する。
送信機１は、既知信号挿入回路２、変調回路３およびアンテナ回路４を有している。既知信号挿入回路１は、送信すべき情報信号に対して既知信号を周期的に挿入し、変調前のバースト信号を作成する。具体的には、既知信号挿入回路２は、第２図（ａ）に示すように、（ＮＦ−ＮＰ）シンボルの情報信号に対して、ＮＰシンボルの既知信号をＮＦシンボルごとに挿入する。
ＮＰは、２以上の整数である（ＮＰ≧２）。また、既知信号が挿入される時刻は、（ｋＮＦ＋ｉ）ＴＳで表される。ここに、ｋは、既知信号の挿入順序を表すものである。ｉは、０以上でかつ（ＮＰ−１）以下の値である（０≦ｉ≦ＮＰ−１）。また、Ｔｓはシンボル周期である。
既知信号挿入回路２は、変調前のバースト信号を変調回路３に与える。変調回路３は、この変調前のバースト信号を変調し、変調後のバースト信号として出力する。より具体的には、変調回路３は、発振回路５および乗算回路６を含む。発振回路５は、所定の搬送波周波数の局部発振信号を乗算回路６に与える。乗算回路６は、変調前のバースト信号と局部発振信号とを混合し、変調後のバースト信号を作成する。
変調回路３は、この作成されたバースト信号を所定のタイムスロットに同期してアンテナ回路４に与える。具体的には、変調回路３は、第２図（ｂ）に示すように、バースト信号Ｂ、Ｂ＋１、Ｂ＋２、Ｂ＋３…を所定のタイムスロットＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、…に同期させてアンテナ回路４に与える。アンテナ回路４は、当該バースト信号を電波に重畳させ受信機１０に対して送信する。
受信機１０は、復調装置１１を含む。復調装置１１は、受信バースト信号を準同期検波により復調し、元の情報信号を復元する。より具体的には、復調装置１１は、１つの発振回路１２、２つの乗算回路１３ａ、１３ｂ、１つのπ／２移相回路１４を備えている。この場合、発振回路１２、乗算回路１３ａ、１３ｂおよびπ／２移相回路１４により周波数変換回路が構成される。
また、復調装置１１は、２つのＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換回路１５ａ、１５ｂ、２つの低域通過フィルタ（以下「ＬＰＦ」という。ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１６ａ、１６ｂ、ビットタイミングリカバリー回路（以下「ＢＴＲ回路」という。）１７、自動周波数制御回路１８、フェージング歪み推定・補償回路１９およびデータ判定回路２０を備えている。
発振回路１２は、予め定められた発振周波数の局部発振信号を発生する。当該発振周波数は、送信機１に設けられている発振回路５にて発生される局部発振信号の搬送波周波数に等しい値に設定されている。発振回路１２にて発生された局部発振信号は、２つの乗算回路１３ａ、１３ｂにそれぞれ入力される。この場合、Ｉチャネル用の乗算回路１３ａには、π／２移相回路１４を介して局部発振信号が入力される。π／２移相回路１４は、局部発振信号の位相をπ／２移相する。したがって、各乗算回路１３ａ、１３ｂには、互いに位相がπ／２だけずれた局部発振信号が入力されることになる。
乗算回路１３ａ、１３ｂは、それぞれ、受信バースト信号と局部発振信号とを混合する。その結果、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログベースバンド信号が作成される。この作成された各アナログベースバンド信号は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換回路１５ａ、１５ｂに与えられる。
Ａ／Ｄ変換回路１５ａ、１５ｂは、それぞれ、各アナログベースバンド信号をＩチャネルおよびＱチャネルのディジタルベースバンド信号に変換する。各ディジタルベースバンド信号は、それぞれ、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂにより、所定の遮断周波数以上の雑音成分などの高周波成分が除去された後、ＢＴＲ回路１７に与えられる。ＬＰＦ１６ａ、１６ｂにおけるフィルタリング処理は、ナイキストフィルタによる波形整形処理などである。
ＢＴＲ回路１７は、ディジタルベースバンド信号のナイキスト点を検出する。ＢＴＲ回路１７は、この検出されたナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）を出力する。出力されたディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）は、自動周波数制御回路１８に与えられる。
なお、ナイキスト点に対応するディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）は、下記（２）式のように表される。ただし、下記（２）式において、ｃ（ｋＮＦ＋ｉ）はフェージングに起因する歪み量である。また、ｂ（ｋＮＦ＋ｉ）はシンボル値である。さらに、ｄ（ｋＮＦ＋ｉ）は加法性白色ガウス雑音である。さらにまた、ｕ（ｋＮＦ＋ｉ）≡Ａｃ（ｋＮＦ＋ｉ）としている。
ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）＝Ａｃ（ｋＮＦ＋ｉ）ｂ（ｋＮＦ＋ｉ）＋ｄ（ｋＮＦ＋ｉ）                  ＝ｕ（ｋＮＦ＋ｉ）ｂ（ｋＮＦ＋ｉ）＋ｄ（ｋＮＦ＋ｉ）                                                                …（２）
自動周波数制御回路１８は、周波数偏差推定部２１、積分部２２および位相回転部２３を含む。周波数偏差推定部２１は、ＢＴＲ回路１７から出力されたディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）に基づいて周波数偏差ｆＯＦＳＴを推定し、この推定された周波数偏差ｆＯＦＳＴに１対１に対応する位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を求める。より具体的には、周波数偏差推定部２１は、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）に含まれる既知信号に基づき、推定周期Ｔごとに訪れる推定時刻ｍＴ（ｍは自然数）ごとに、周波数偏差ｆＯＦＳＴを推定する。
周波数偏差推定部２１は、この推定された周波数偏差ｆＯＦＳＴに対応する位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を求める。当該位相差θＳ（ｍＬＮＦ）は、既知信号から求められた隣接する２つのシンボル間の位相差である。周波数偏差推定部２１は、この求められた位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を含む位相差信号を積分部２２に与える。
積分部２２は、周波数偏差推定部２１から与えられる位相差信号中の位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を１シンボル周期で巡回加算する。具体的には、積分部２２は、下記（３）式に従って位相差θＳ（ｍＬＮＦ）を巡回加算し、累積位相差θ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）を得る。ただし、下記（３）式において、Ｌは、推定周期Ｔ内に含まれる既知信号の個数である。また、ｌは、既知信号に１対１に対応する識別番号に相当するものであり、０以上（Ｌ−１）以下の値である（０≦ｌ≦Ｌ−１）。
θ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）＝θ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ−１）＋θｓ（ｍＬＮＦ）                                                  …（３）
これにより、積分部２２は、推定時刻ｍＴから累積された位相差θ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）をシンボル周期ＴＳごとに得る。積分部２２は、この累積位相差θ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）を含む累積位相差信号を位相回転部２３に与える。
位相回転部２３は、積分部２２から与えられた累積位相差信号中の累積位相差θ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）に基づいて、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）から周波数偏差を除去する。より具体的には、位相回転部２３は、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の位相を累積位相差θ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）に見合った量だけ逆方向に回転する。これにより、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）から周波数偏差を除去することができる。
すなわち、位相回転部２３は、下記（４）式に示すように、周波数偏差が除去されたディジタルベースバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）を得る。位相回転部２３は、周波数偏差除去後のディジタルベースバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）をフェージング歪み推定・補償回路１９に与える。
ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）＝ｒＲ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）                    ＝ｒ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）ｅｘｐ［−ｊθ（（ｍ                      Ｌ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ＋ｉ）］                  …（４）
フェージング歪み推定・補償回路１９は、ディジタルベースバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）からフェージング歪みを除去する。より詳述すれば、フェージング歪み推定・補償回路１９は、ディジタルベースバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）からＮＰシンボルの既知信号を抽出する。なお、この抽出された既知信号からは、送信機１の発振回路５および受信機１０の発振回路１２の安定度に起因する周波数偏差はすでに除去されている。
フェージング歪み推定・補償回路１９は、この抽出されたＮＰシンボルの既知信号に基づいて、フェージング歪みを検出する。フェージング歪み推定・補償回路１９は、この検出されたフェージング歪みに基づいて、ガウス補間およびウィーナー補間などの補間処理を実行する。こうして、フェージング歪み推定・補償回路１９は、フェージング歪みを推定する。
さらに、フェージング歪み推定・補償回路１９は、推定されたフェージング歪みを除去する。こうして、フェージング歪み推定・補償回路１９は、ディジタルベースバンド信号ｒＲ（ｋＮＦ＋ｉ）のフェージング歪みを補償する。フェージング歪み推定・補償回路１９は、このフェージング歪みが補償されたディジタルベースバンド信号をデータ判定回路２０に与える。データ判定回路２０は、フェージング歪みが補償されたディジタルベースバンド信号を復調（復号化）し、元の情報信号（データ）を判定する。
第３図は、周波数偏差推定部２１の内部構成を示すブロック図である。周波数偏差推定部２１は、歪み検出部３０、歪み平均部３１、電力算出部３２、電力加算部３３、最大値検出部３４および位相差算出部３５を備えている。
歪み検出部３０は、ＢＴＲ回路１７から出力されたディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）に含まれているＮＰシンボルの既知信号に基づいて、伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を既知信号の各シンボルごとに検出する。具体的には、歪み検出部３０は、下記（５）式に示すように、ディジタルベースバンド信号ｒ（ｋＮＦ＋ｉ）の振幅および位相の歪み量を伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）として検出する。下記（５）式において、ｂｐは、既知信号の値である。
0003983542.tif 000003
歪み検出部３０は、検出された伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を歪み平均部３１に与える。歪み平均部３１は、歪み検出部３０から与えられる伝送路の歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を当該１つの既知信号について平均化し、歪み平均量ｃＥＰ（ｋＮＦ）を求める。具体的には、歪み平均部３１は、下記（６）式に示すように、各シンボルに対応する歪み量ｃＥＰｉ（ｋＮＦ＋ｉ）を加算し、この加算値を既知信号のシンボル数ＮＰで割る。
0003983542.tif 000004
こうして、歪み平均部３１は、雑音などを排除した１つの既知信号に関する伝送路の歪み平均量ｃＥＰ（ｋＮＦ）を得る。歪み平均部３１は、求められた歪み平均量ｃＥＰ（ｋＮＦ）を電力算出部３２に与える。
電力算出部３２は、歪み平均部３１から与えられた歪み平均値ｃＥＰ（ｋＮＦ）に基づいて、所定数の候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応した信号電力をそれぞれ算出する。より詳述すれば、電力算出部３２は、第４図に示すように、歪み平均部３１から与えられる歪み平均値ｃＥＰ（ｋＮＦ）を推定時刻（ｍ−１）Ｔから推定時刻ｍＴまでの推定周期Ｔにわたって収集する。推定周期Ｔ内の既知信号の数がＬ個とすると、電力算出部３２は、Ｌ個の歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）（０≦ｌ≦Ｌ−１）を得る。
その後、電力算出部３２は、この収集されたＬ個の歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）をそれぞれ複数の位相回転量Δθ（ｎ，ｌ）を使って位相回転する。具体的には、電力算出部３２は、所定の周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴ内に設定されたｎ個（ｎは２以上の自然数）の候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する位相回転量Δθ（ｎ，ｌ）に従って、各歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）をそれぞれ位相回転する。
第５図は、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴ、周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳおよび候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳの関係を説明するための図である。周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴは、既知信号の挿入周期ＮＦにより規定されるもので、「従来の技術」の項で示した（１）式に示された範囲を有する。候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳは、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴ内に周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳごとに予め設定されている。位相回転量Δθ（ｎ，ｌ）は、候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに基づいて下記（７）式に従って得られる定数である。
0003983542.tif 000005
さらに、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴは、周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳを用いて表現することもできる。具体的には、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴは、−ＭΔｆＲＥＳ（Ｈｚ）以上ＭΔｆＲＥＳ（Ｈｚ）以下の範囲であると表現できる。ただし、この場合、定数Ｍは、下記（８）式で表される。
0003983542.tif 000006
第３図に戻って、電力算出部３２は、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴ内に設定されたｎ個の候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する位相回転量Δθ（ｎ，ｌ）に従って、各歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）の位相をそれぞれ逆方向に回転させる。電力算出部３２は、この逆回転させた複数の歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）に対応する信号ベクトルのうち同じ候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する信号ベクトルを１つのグループとし、このグループ内の信号ベクトルをベクトル合成する。その結果、推定周期Ｔにわたって平均化された各候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を得ることができる。
この信号電力Ｐｆ（ｎ）は、歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）の位相回転量と各候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する位相回転量Δθ（ｎ，ｌ）との差に応じた振幅値に比例する。具体的には、信号電力Ｐｆ（ｎ）は、歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）の位相回転量と候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する位相回転量Δθ（ｎ，ｌ）との差が０に近いほど大きな振幅値となる。そのため、歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）の位相回転量、すなわち歪み平均値ｃＥＰ（（ｍＬ＋ｌ−Ｌ）ＮＦ）の周波数偏差を信号電力の大きさという形で浮き上がらせることができる。電力算出部３２は、この算出された各候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を電力加算部３３に与える。
以上の電力算出部３２における処理は、下記（９）式に集約される。なお、下記（９）式において、Ｗは、後述するように、周波数ウインドウの周波数幅Δｆを決定するための定数である。
0003983542.tif 000007
以上のように、周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳという概念を導入し、当該周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳ間隔で離れたｎ個の候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳにそれぞれ対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を求めている。したがって、当該信号電力Ｐｆ（ｎ）を比較しその最大値を調べれば、周波数偏差を推定できる。そのため、周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳを小さな値に設定することにより、周波数偏差の推定精度を向上できることになる。
ところで、電波の伝送路には、直接波とマルチパス波とが混在するライスフェージング環境の伝送路が存在する。この場合、直接波は、通常、ドップラー変動を受ける。そのため、直接波の周波数ｆＤは、第６図（ａ）および第７図（ａ）に示すように、発振回路の安定度等に起因する周波数偏差ｆＭＰからドップラー周波数幅ｆＤＰだけずれた値となる。また、マルチパス波の中心周波数ｆＭは、第６図（ａ）および第７図（ｂ）に示すように、周波数偏差ｆＭＰに相当する値となる。
一方、このようなライスフェージング環境においては、直接波とマルチパス波とは互いに異なる電力で受信される場合がある。この受信電力の差は、通常、送信機１と受信機１０との間に存在する地物に多少に起因する。復調品質は、通常、電力の大きな電波を制御対象とする方が良くなる。したがって、復調品質を向上するためには、伝送路のフェージング状況に応じて周波数制御の対象電波を異ならせる必要がある。
他方、上述したように、直接波とマルチパス波とでは、除去すべき周波数偏差の値が異なる。したがって、周波数制御の対象電波を異ならせるためには、直接波の周波数ｆＤとマルチパス波の中心周波数ｆＭとを周波数偏差として個別に推定できるようにする必要がある。
そこで、この実施形態１においては、所定の周波数幅Δｆを有する周波数ウインドウを通して信号電力Ｐｆ（ｎ）を見ることにより、直接波の周波数ｆＤまたはマルチパス波の中心周波数ｆＭを周波数偏差として推定できるようにしている。
より詳述すれば、電力加算部３３は、各候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）に基づいて、所定の周波数幅Δｆを有する周波数ウインドウに１対１に対応するウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を求める。周波数幅Δｆは、周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳの２Ｗ倍のものである。定数Ｗは、伝送路のフェージング状況に応じて設定されるものである。
この場合、伝送路のフェージング状況は、たとえば当該通信システムを構築する前に予め調べておくことにより取得することができる。より具体的には、定数Ｗは、直接波を制御対象とする場合には相対的に小さな値に設定され、マルチパス波を制御対象とする場合には相対的に大きな値に設定される。
さらに具体的には、定数Ｗは、直接波を制御対象とする場合には、周波数幅Δｆがマルチパス波によるドップラー広がりｆＤＳの０．２倍程度となるように設定される（Ｗ＝ｆＤＳ／（１０ΔｆＲＥＳ））。また、定数Ｗは、マルチパス波を制御対象とする場合には、周波数幅Δｆがマルチパス波によるドップラー広がりｆＤＳの２倍程度となるように設定される（Ｗ＝ｆＤＳ／ΔｆＲＥＳ）。
電力加算部３３は、上記周波数ウインドウに含まれるすべての候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を加算する。電力加算部３３は、周波数ウインドウを周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳ単位で１つずつずらし、上記加算処理を繰り返し実行する。この場合、求められたウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）は、周波数ウインドウの中央に相当する候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応させる。すなわち、電力加算部３３は、下記（１０）式に従った処理を実行する。
0003983542.tif 000008
以上の処理を行うことにより、周波数ウインドウの周波数幅Δｆに応じて、直接波の周波数ｆＤまたはマルチパス波の中心周波数ｆＭに対応する信号電力を最大にすることができる。
より詳述すれば、第６図（ｂ）に示すように、周波数ウインドウの周波数幅Δｆを相対的に小さく設定した場合は、いわばフィルタの周波数通過帯域を狭くしたことと等価となる。したがって、第６図（ｃ）に示すように、直接波の周波数ｆＤの信号電力を大きくすることができる。一方、第７図（ｂ）に示すように、周波数ウインドウの周波数幅Δｆを相対的に大きく設定した場合には、いわばフィルタの周波数通過帯域を広くしたことと等価となる。したがって、第７図（ｃ）に示すように、マルチパス波のような信号電力の塊の中心、すなわちマルチパス波の中心周波数ｆＭの信号電力を大きくすることができる。
このように、周波数ウインドウを周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳ単位で１つずつずらしながら信号電力の総和をウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）として求めることにより、必要とする候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳの信号電力を最大にすることができる。電力加算部３３は、求められたウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を最大値検出部３４に与える。
最大値検出部３４は、下記（１１）式に示すように、上記周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴにおいて、上記電力加算部３３から与えられた信号電力のうち最大値Ｅｆ（ｎＭＡＸ）を求める。
Ｅｆ（ｎＭＡＸ）＝Ｍａｘ［Ｅｆ（ｎ）］  …（１１）
最大値検出部３４は、この求められた最大値Ｅｆ（ｎＭＡＸ）に基づいて、下記（１２）式に示すように、当該最大値Ｅｆ（ｎＭＡＸ）に対応する候補周波数偏差ｎＭＡＸΔｆＲＥＳを周波数偏差ｆＯＦＳＴとして推定する。
ｆＯＦＳＴ＝ｎＭＡＸΔｆＲＥＳ  …（１２）
これにより、伝送路のフェージング状況に適応した周波数偏差を求めることができる。最大値検出部３４は、推定された周波数偏差ｆＯＦＳＴを位相差算出部３５に与える。
位相差算出部３５は、最大値検出部３４から与えられた周波数偏差に基づいて、下記（１３）式に示すように、位相差θｓ（ｍＬＮＦ）を算出する。
0003983542.tif 000009
この算出された位相差θｓ（ｍＬＮＦ）は、積分部２２に与えられる。位相回転部２３は、上述のように、位相差θｓ（ｍＬＮＦ）を用いて位相逆回転処理を行うことになる。
以上のようにこの実施形態１によれば、周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳ間隔で離れた候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳを設定し、当該候補周波数偏差ｎΔｆＲＥＳに対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）に基づいて受信信号の周波数偏差を推定している。したがって、周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳを小さくすれば、細かいところまで周波数偏差を求めることができる。そのため、周波数偏差の推定精度を向上できる。
しかも、周波数偏差に対応する信号電力Ｐｆ（ｎ）を求めるだけでなく、周波数ウインドウを設定することにより直接波の周波数ｆＤだけでなくマルチパス波の中心周波数ｆＭをも周波数偏差ｆＯＦＳＴとして推定可能としている。したがって、伝送路のフェージング状況に応じた周波数偏差を求めることができる。そのため、受信信号の周波数偏差を伝送路のフェージング状況に応じて適切に補償することができる。ゆえに、フェージング歪み推定・補償回路１９においてディジタルベースバンド信号からフェージング歪みを適切に補償することができる。よって、データ判定回路２０においてデータを良好に判定できるから、結局、復調精度の向上を図ることができる。
また、複数シンボルの既知信号の歪み量を平均化して伝送路の歪み量を検出するから、低Ｃ／Ｎ環境下においても周波数偏差の推定を短時間で行うことができる。
実施形態２
第８図は、この発明の実施形態２に係る自動周波数制御回路に設けられる周波数偏差推定部２１の構成を示すブロック図である。より詳述すれば、この第８図は、上記実施形態１において第３図と差し替えるべきものである。
上記実施形態１では、電力加算部３３において行われた１回のウインドウ電力演算処理により求められたウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）の中から最大値Ｅｆ（ｎＭＡＸ）を検出することとしている。これに対して、この実施形態２では、忘却係数λを用いてウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を受信バースト信号間において平均化することにより、周波数偏差の推定精度の向上を図っている。
より詳述すれば、周波数偏差推定部２１は、ウインドウ電力平均部４０を備えている。ウインドウ電力平均部４０は、電力加算部３３と最大値検出部３４との間に配置される。ウインドウ電力平均部４０には、電力加算部３３からウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）が与えられるようになっている。
ウインドウ電力平均部４０は、電力加算部３３から与えられたウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を少なくとも次の受信バースト信号が受信されるまで保持する。ウインドウ電力平均部４０は、当該受信バースト信号Ｂが受信されたときのウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）と１つ前の受信バースト信号（Ｂ−１）が受信されたときの平均ウインドウ電力〈Ｅｆ（ｎ）〉Ｂ−１とに基づいて、下記（１４）式に従って平均ウインドウ電力〈Ｅｆ（ｎ）〉Ｂを求める。ただし、下記（１４）式において、λは忘却係数であり、０以上１未満の値である。
〈Ｅｆ（ｎ）〉Ｂ＝Ｅｆ（ｎ）＋λ〈Ｅｆ（ｎ）〉Ｂ−１  …（１４）
ウインドウ電力平均部４０は、この求められた平均ウインドウ電力〈Ｅｆ（ｎ）〉Ｂを最大値検出部３４に与える。最大値検出部３４は、ウインドウ電力平均部４０から与えられた平均ウインドウ電力〈Ｅｆ（ｎ）〉Ｂの中から下記（１５）式に示すように最大値〈Ｅｆ（ｎＭＡＸ）〉Ｂを検出する。
〈Ｅｆ（ｎＭＡＸ）〉Ｂ＝Ｍａｘ［〈Ｅｆ（ｎ）〉Ｂ］    …（１５）
その後、最大値検出部３４は、この最大値〈Ｅｆ（ｎＭＡＸ）〉Ｂに基づいて周波数偏差ｆＯＦＳＴを推定し、当該周波数偏差ｆＯＦＳＴを位相差算出部３５に与える。
以上のようにこの実施形態２によれば、忘却係数λを用いることで過去のウインドウ電力を徐々に忘れながら平均化している。したがって、フェージング状況が時間的に変化する場合であっても、その時間変動に追従しながらウインドウ電力の平均化処理を行うことができる。そのため、伝送路の状況により適合したウインドウ電力を得ることができる。ゆえに、低Ｃ／Ｎ環境下においても、周波数偏差を高精度に推定することができる。
実施形態３
第９図は、この発明の実施形態３に係る自動周波数制御回路に設けられる周波数偏差推定部２１の構成を示すブロック図である。より詳述すれば、この第９図は、上記実施形態１において第３図と差し替えるべきものである。
上記実施形態２では、ウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を平均化することにより、雑音の影響を除去し、もって周波数偏差の推定精度の向上を図っている。一方、雑音の影響を除去することで周波数偏差の推定精度の向上を図ることは、信号電力Ｐｆ（ｎ）を平均化することによっても達成可能である。そこで、この実施形態３では、信号電力Ｐｆ（ｎ）を受信バースト信号間において平均化することにより、雑音の影響を除去し、もって周波数偏差の推定精度の向上を図ることとしている。
より詳述すれば、周波数偏差推定部２１は、信号電力平均部４５を備えている。信号電力平均部４５は、電力算出部３２と電力加算部３３との間に設けられている。信号電力平均部４５には、電力算出部３２から信号電力Ｐｆ（ｎ）が与えられるようになっている。
信号電力平均部４５は、この信号電力Ｐｆ（ｎ）を少なくとも次の受信バースト信号が受信されるまで保持する。信号電力平均部４５は、当該受信バースト信号Ｂが受信されたときの信号電力Ｐｆ（ｎ）と１つ前の受信バースト信号（Ｂ−１）が受信されたときの平均信号電力〈Ｐｆ（ｎ）〉Ｂ−１とに基づいて、下記（１６）式に従って平均信号電力〈Ｐｆ（ｎ）〉Ｂを求める。
〈Ｐｆ（ｎ）〉Ｂ＝Ｐｆ（ｎ）＋λ〈Ｐｆ（ｎ）〉Ｂ−１    …（１６）
信号電力平均部４５は、この求められた平均信号電力〈Ｐｆ（ｎ）〉Ｂを電力加算部３３に与える。電力加算部３３は、この平均信号電力〈Ｐｆ（ｎ）〉Ｂに基づいてウインドウ電力Ｅｆ（ｎ）を求める。
以上のようにこの実施形態３によれば、忘却係数λを用いることで過去の信号電力を徐々に忘れながら平均化している。したがって、フェージング状況が時間的に変化する場合であっても、その時間変動に追従しながら信号電力の平均化処理を行うことができる。そのため、伝送路の状況に一層適合した信号電力を得ることができる。ゆえに、低Ｃ／Ｎ環境下においても、周波数偏差を高精度に推定することができる。
実施形態４
第１０図は、この発明の実施形態４に係る自動周波数制御回路に設けられる周波数偏差推定部２１の構成を示すブロック図である。より詳述すれば、この第１０図は、上記実施形態１において第３図と差し替えるべきものである。
上記実施形態１ないし３では、位相差算出部３５により算出された位相差θｓ（ｍＬＮＦ）をその都度積分部２２に与える。これに対して、この実施形態４では、位相差算出部３５により算出された位相差θｓ（ｍＬＮＦ）を平均化し、その平均値を積分部２２に与えることとしている。
より詳述すれば、周波数偏差推定部２１は、位相差平均部５０を備えている。位相差平均部５０は、位相差算出部３５の後段に設けられている。位相差平均部５０には、位相差算出部３５から位相差θｓ（ｍＬＮＦ）が与えられるようになっている。位相差平均部５０は、この位相差θｓ（ｍＬＮＦ）を少なくとも推定周期２ＭＴにわたって保持する。位相差平均部５０は、推定時刻ｍＴにおいて求められた位相差θｓ（ｍＬＮＦ）と保持さいる従前の推定時刻（ｍ＋ｉ）（−Ｍ＜ｉ＜Ｍ）の位相差とに基づいて、下記（１７）式に従って平均位相差〈θｓ（ｍＬＮＦ）〉を求める。ただし、下記（１７）式において、２Ｍ＋１は、平均化に用いる位相差θｓ（ｍＬＮＦ）の総数である。
0003983542.tif 000010
位相差平均部５０は、この求められた平均位相差〈θｓ〈ｍＬＮＦ）〉を積分部２２に与える。これにより、位相回転部２３は、当該平均位相差〈θｓ（ｍＬＮＦ）〉を用いて位相回転処理を実行することとなる。
以上のようにこの実施形態４によれば、平均位相差〈θｓ（ｍＬＮＦ）〉に基づいて受信信号の位相回転処理を行うようにしている。したがって、フェージング変動による位相変動および雑音の影響などを低減することができる。そのため、周波数偏差の推定誤差を低減できる。ゆえに、周波数偏差の推定を高精度に行うことができる。
実施形態５
第１１図は、この発明の実施形態５に係る自動周波数制御回路１８が適用される復調装置１１の構成を示すブロック図である。第１１図において、第１図と同じ機能部分については同一の参照符号を使用する。
上記実施形態１ないし４では、受信信号の位相を回転する位相回転部２３をＬＰＦ１６ａ、１６ｂの後段に配置している。これに対して、この実施形態５では、位相回転部２３をＬＰＦ１６ａ、１６ｂの前段に配置している。
受信バースト信号の周波数偏差は、「従来の技術」の項でも説明したように、送信機１の発振回路５および受信機２の発振回路１２の安定度に起因して発生する。特に、低コストの発振回路を使用する場合には、周波数安定度が低いために、大きな周波数偏差が発生する。また、発振回路の周波数安定度は、温度などの周囲環境および電源電圧の変動などに影響される。したがって、最初は小さな周波数偏差であっても時間経過とともに大きな周波数偏差となることも十分に考えられる。この場合、受信バースト信号の周波数帯域がＬＰＦ１６ａ、１６ｂの遮断周波数よりも大きな周波数帯まで広がるおそれがある。そのため、受信バースト信号の一部がＬＰＦ１６ａ、１６ｂにより削られる。ゆえに、データ判定を良好に行えないおそれがある。
以上のことから、この実施形態５では、位相回転部２３をＬＰＦ１６ａ、１６ｂの前段に配置し、周波数偏差を除去した後にフィルタリングすることとしている。
より詳述すれば、位相回転部２３は、Ａ／Ｄ変換回路１５ａ、１５ｂとＬＰＦ１６ａ、１６ｂとの間に配置されている。位相回転部２３は、Ａ／Ｄ変換回路１５ａ、１５ｂからＩチャネルおよびＱチャネルのディジタルベースバンド信号が与えられるようになっている。位相回転部２３は、積分部２２から与えられる位相回転量に基づいて、ディジタルベースバンド信号の位相を逆方向に回転させる。その結果、周波数偏差が除去されたディジタルベースバンド信号が得られる。
その後、周波数偏差が除去されたディジタルベースバンド信号からナイキスト点がＢＴＲ回路１７にて抽出され、フェージング歪み推定・補償回路１９にてフェージング歪みが推定・補償された後、データ判定回路２０にてデータ判定が行われる。
以上のようにこの実施形態５によれば、ディジタルベースバンド信号から周波数偏差を除去する処理を、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂの前段で行っている。したがって、受信バースト信号の周波数帯域がＬＰＦ１６ａ、１６ｂの遮断周波数よりも大きくなった場合でも、受信バースト信号の一部が削られることなく、周波数偏差の除去を行うことができる。そのため、データ判定を良好に行うことができる。
実施形態６
第１２図は、この発明の実施形態６に係る自動周波数制御回路１８が適用される復調装置１１の構成を示すブロック図である。第１２図において、第１図と同じ機能部分については同一の参照符号を使用する。
上記実施形態１ないし５では、ディジタルベースバンド信号の位相を直接回転させることにより、周波数偏差を補償している。これに対して、この実施形態６では、ＶＣＯ５５にて発生される局部発振信号の周波数を変化させることにより受信バースト信号の位相を間接的に回転させ、もって周波数偏差を補償するようにしている。
より詳述すれば、復調装置１１は、ＶＣＯ５５およびＶＣＯ制御部５１を備えている。ＶＣＯ５５は、印可電圧に応じた搬送波周波数の局部発振信号を発振する。ＶＣＯ制御部５６は、周波数偏差推定部２１の出力である位相差信号を入力とし、当該信号に含まれる位相差に基づいて、ＶＣＯ５５への印可電圧を制御する。
これにより、局部発振信号の搬送波周波数が変化するから、結局、局部発振信号の位相が変化する。この場合、変化の度合いは、位相差に比例する。一方、局部発振信号は受信バースト信号と混合される。したがって、受信バースト信号の位相を間接的に回転させたことと等価となる。
そのため、受信バースト信号から周波数偏差を除去することができる。
以上のようにこの実施形態６によれば、ＶＣＯ５５にて発生される局部発振信号の周波数を調整することにより受信バースト信号から周波数偏差を除去している。すなわち、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂの前段にて周波数偏差を除去している。したがって、上記実施形態５と同様に、受信バースト信号の周波数帯域がＬＰＦの遮断周波数よりも大きな周波数帯まで広がった場合でも、受信バースト信号の一部が削られることなく、周波数偏差の除去を行うことができる。そのため、データ判定を良好に行うことができる。
実施形態７
第１３図は、この発明の実施形態７に係る自動周波数制御回路１８が適用される復調装置１１の構成を示すブロック図である。第１３図において、第１図と同じ機能部分については同一の参照符号を使用する。
上記実施形態１ないし６では、周波数偏差の除去対象となる信号をＬＰＦ１６ａ、１６ｂによるフィルタリング処理前およびフィルタリング処理後のいずれか一方に固定している。これに対して、この実施形態７では、周波数偏差の除去対象となる信号を周波数偏差の大きさに応じて動的に切り換えている。
電源投入時などの初期捕捉時は、受信バースト信号の周波数偏差が相対的に大きな時期である。一方、初期捕捉完了後は、受信バースト信号の周波数偏差は相対的に小さくなる。ただし、初期捕捉完了後であっても、たとえば時間経過および温度により、周波数偏差が大きくなったり小さくなったりする。
そこで、この実施形態７に係る復調装置１１は、周波数偏差の除去対象信号を、初期捕捉時と初期捕捉完了後とにおいて切り換える構成を有している。さらに、この復調装置１１は、初期捕捉完了後における周波数偏差の除去対象信号を、推定された周波数偏差の大きさに応じて切り換える構成を有している。
さらに詳述すれば、この復調装置１１は、初期捕捉時に周波数偏差を除去する構成として、ＶＣＯ６０およびＶＣＯ制御部６１を備えている。ＶＣＯ制御部６１は、周波数偏差推定部２１から出力される位相差信号に基づいて、ＶＣＯ６０にて発生される局部発振信号の搬送波周波数を制御する。すなわち、ＶＣＯ制御部６１は、局部発振信号を周波数偏差の除去対象信号としている。
また、この復調装置１１は、初期捕捉完了後に周波数偏差を除去する構成として、第１位相回転部６２、第１積分部６３、第２位相回転部６４および第２積分部６５を備えている。第１積分部６３および第２積分部６５は、周波数偏差推定部２１から出力される位相差信号中の位相差を累積加算し、累積位相差信号を第１位相回転部６２および第２位相回転部６４にそれぞれ与える。第１位相回転部６２および第２位相回転部６４は、累積位相差信号中の累積位相差に基づいて、ディジタルベースバンド信号から周波数偏差を除去する。
第１位相回転部６２は、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂの前段に配置されている。より具体的には、第１位相回転部６２は、Ａ／Ｄ変換回路１５ａ、１５ｂとＬＰＦ１６ａ、１６ｂとの間に配置されている。すなわち、第１位相回転部６２は、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂによるフィルタリング処理前のディジタルベースバンド信号を周波数偏差の除去対象信号としている。
第２位相回転部６４は、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂの後段に配置されている。より具体的には、第２位相回転部６４は、ＢＴＲ回路１７とフェージング歪み推定・補償回路１９との間に配置されている。すなわち、第２位相回転部６４は、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂによるフィルタリング処理後のディジタルベースバンド信号を周波数偏差の除去対象信号としている。
この復調装置１１は、さらに、周波数偏差の除去対象信号をいずれにするかを決定するための構成として、周波数偏差制御部６６および周波数偏差切換部６７を備えている。周波数偏差制御部６６は、初期捕捉が完了したか否かなどを認識するために周波数偏差の大きさを判定する。周波数偏差切換部６７は、周波数偏差制御部６６における判定結果に応じて、周波数偏差推定部２１から出力される位相差信号の出力先を決定する。
より詳述すれば、周波数偏差制御部６６は、周波数偏差推定部２１から出力された位相差信号を入力とする。周波数偏差制御部６６は、入力された位相差信号に基づいて位相差信号の出力先を指示する切換信号を作成し、この切換信号を周波数偏差切換部６７に与える。
第１４図は、周波数偏差制御部６６および周波数偏差切換部６７の動作を説明するためのフローチャートである。周波数偏差制御部６６は、最初に、位相差信号に含まれる位相差と予め定められた第１しきい値とを比較する（ステップＳ１）。第１しきい値は、初期捕捉時に発生すると予想される相対的に大きな周波数偏差と、初期捕捉完了後に発生すると予想される相対的に小さな周波数偏差との境界値に相当する周波数値であるとして設定されたものである。したがって、周波数偏差制御部６６は、位相差と第１しきい値とを比較することにより、初期捕捉時であるか否かを判断することができる。
位相差が第１しきい値以上であれば（ステップＳ１のＹＥＳ）、初期捕捉時であると考えられるから、周波数偏差制御部６６は、第１切換信号を作成し周波数偏差切換部６７に与える（ステップＳ２）。第１切換信号は、位相差信号の出力先をＶＣＯ制御部６１とすることを指示するための信号である。すなわち、周波数偏差切換部６７は、位相差信号をＶＣＯ制御部６１に与える（ステップＳ３）。その結果、ＶＣＯ制御部６１は、ＶＣＯ６０にて発生される局部発振信号の搬送波周波数を位相差に応じて制御する。これにより、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂによるフィルタリング処理前に、初期捕捉時における大きな周波数偏差を受信バースト信号から除去することができる。
また、周波数偏差制御部６６は、第１切換信号を出力するとともに、第１指示信号を周波数偏差推定部２１に与える（ステップＳ２）。第１指示信号は、周波数偏差推定部２１における周波数偏差推定範囲を最大にすることを指示するものである。周波数偏差推定部２１は、この第１指示信号が与えられると、上記実施形態１における（８）式の定数Ｍを最大値に設定する。
すなわち、実施形態１において説明したように、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴを周波数偏差推定精度ΔｆＲＥＳを用いて表現した場合、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＦは、−ＭΔｆＲＥＳ（Ｈｚ）以上ＭΔｆＲＥＳ（Ｈｚ）以下の範囲であると表現できる。この場合、定数Ｍを変更すれば、既知信号の挿入周期ＮＰにより規定される最大の周波数偏差推定範囲内において実際に使用する周波数偏差推定範囲を変更できる。
したがって、上述のように、定数Ｍを最大値に設定すれば、既知信号の挿入周期ＮＰにより規定される周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴ全体を実際に使用する範囲とすることができる。これにより、周波数偏差推定部２１は、初期捕捉時における大きな周波数偏差を漏れなく確実に推定することができる。
一方、位相差が第１しきい値未満であれば（ステップＳ１のＮＯ）、初期捕捉が完了したと考えられる。初期捕捉完了後は、受信バースト信号の周波数偏差は初期捕捉時ほど大きくなることは希である。そこで、周波数偏差制御部６６は、まずは、周波数偏差推定部２１における周波数偏差推定範囲を狭くする。
具体的には、周波数偏差制御部６６は、第２指示信号を周波数偏差推定部２１に与える（ステップＳ４）。第２指示信号は、周波数偏差推定部２１における周波数偏差推定範囲を所定範囲まで狭くすることを指示するものである。周波数偏差推定部２１は、この第２指示信号が与えられると、上記定数Ｍを小さな値に設定する。
その結果、実際に使用される周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴは狭くなる。これにより、周波数偏差推定部２１は、周波数偏差の推定を狭い範囲の中で行えばよいことになる。そのため、周波数偏差推定範囲ｆＤＥＴを最大限に固定したままの場合に比べて、周波数偏差推定部２１の負担を軽減することができる。ゆえに、安価な素子などを用いることができる。
また、位相差が第１しきい値未満であれば（ステップＳ１のＮＯ）、周波数偏差制御部６６は、位相差と第２しきい値とを比較する（ステップＳ５）。第２しきい値は、上記第１しきい値よりも小さな値に設定されている。より具体的には、第２しきい値は、受信バースト信号の周波数帯域がＬＰＦ１６ａ、１６ｂの遮断周波数と比べて若干大きくなるときに発生していると予想される周波数偏差値に設定されている。したがって、周波数偏差制御部６６は、位相差と第２しきい値とを比較することにより、受信バースト信号の周波数帯域がＬＰＦ１６ａ、１６ｂの遮断周波数よりも大きいか否かを判断することができる。
位相差が第１しきい値未満でかつ第２しきい値以上であれば（ステップＳ５のＹＥＳ）、初期捕捉完了後で、かつ、受信バースト信号の周波数帯域がＬＰＦ１６ａ、１６ｂの遮断周波数よりも大きいと考えられる。したがって、周波数偏差制御部６６は、第２切換信号を作成し周波数偏差切換部６７に与える（ステップＳ６）。第２切換信号は、位相差信号の出力先を第１積分部６３とすることを指示するための信号である。すなわち、周波数偏差切換部６７は、位相差信号を第１積分部６３に与える（ステップＳ７）。その結果、第１位相回転部６２に対して累積位相差信号が与えられる。そのため、第１位相回転部６２は、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂによるフィルタリング処理前のディジタルベースバンド信号の位相を位相差に応じて制御する。これにより、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂによるフィルタリング処理前に、比較的大きな周波数偏差を受信バースト信号から除去することができる。
位相差が第２しきい値未満であれば（ステップＳ５のＮＯ）、受信バースト信号の周波数帯域はＬＰＦ１６ａ、１６ｂの遮断周波数に近いと考えられる。したがって、周波数偏差制御部６６は、第３切換信号を作成し周波数偏差切換部６７に与える（ステップＳ８）。第３切換信号は、位相差信号の出力先を第２積分部６５とすることを指示するための信号である。すなわち、周波数偏差切換部６７は、位相差信号を第２積分部６５に与える（ステップＳ９）。その結果、第２位相回転部６４に対して累積位相差信号が与えられる。そのため、第２位相回転部６４において、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂによるフィルタリング処理後のディジタルベースバンド信号の位相が位相差に応じて制御される。これにより、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂによるフィルタリング処理後に、比較的小さな周波数偏差を受信バースト信号から除去することができる。
以上のようにこの実施形態７によれば、周波数偏差の除去対象信号を推定された周波数偏差の大きさに応じて変えている。したがって、周波数偏差の発生状況に応じた適切な除去処理を実現することができる。そのため、情報信号を良好に復調できる。よって、受信品質の向上を図ることができる。
実施形態８
第１５図は、この発明の実施形態８に係る自動周波数制御回路１８が適用される復調装置１１の構成を示すブロック図である。第１５図において、第１図と同じ機能部分については同一の参照符号を使用する。
上記実施形態１ないし７では、周波数制御対象を直接波およびマルチパス波のいずれか一方に固定している。これに対して、この実施形態８では、ライスファクタに応じて周波数制御対象を直接波およびマルチパス波のいずれか一方に動的に切り換えている。
より詳述すれば、復調装置１１は、伝送路推定部７０を備えている。伝送路推定部７０は、位相回転部２３の出力を入力とし、周波数偏差推定部２１を制御する。より具体的には、伝送路推定部７０は、位相回転部２３から出力されるＩチャネルおよびＱチャネルのディジタルベースバンド信号に基づいて、伝送路の状態を推定する。
さらに具体的には、伝送路推定部７０は、上記ディジタルベースバンド信号に基づいて、ライスファクタを推定する。ライスファクタは、ライスフェージング環境下における直接波の信号電力とマルチパス波の信号電力との比である。ライスファクタは、直接波の信号電力が大きいほど大きな値となる。伝送路推定部７０は、推定されたライスファクタに基づいて伝送路の状態を推定し、この推定された伝送路の状態に適する周波数偏差除去処理を実行すべく、制御信号を出力する。
より具体的には、伝送路推定部７０は、ライスファクタと予め定められたしきい値とを比較する。当該しきい値は、たとえば１に設定されている。したがって、伝送路推定部７０は、ライスファクタがしきい値以上であれば、直接波の信号電力が大きいと判定することができる。直接波の信号電力が大きい伝送路とは、いわゆるガウス伝送路に近い伝送路である。
そこで、伝送路推定部７０は、ライスファクタがしきい値以上である場合、第１制御信号を作成しこの第１制御信号を周波数偏差推定部２１に与える。第１制御信号は、周波数偏差推定部２１における周波数ウインドウの幅を相対的に狭くすることを指示するものである。
周波数偏差推定部２１は、第１制御信号が与えられると、パラメータＷを相対的に小さな値に設定する。その結果、周波数ウインドウの周波数幅は、相対的に狭くなる。周波数偏差推定部２１は、この状態で周波数偏差の推定を実行する。その結果、直接波の信号電力を浮き立たせることができる。これにより、直接波の周波数を周波数偏差として推定することができる。よって、ガウス伝送路に近い伝送路に適した周波数偏差の除去処理を実現することができる。
一方、ライスファクタがしきい値未満であれば、マルチパス波の信号電力が大きいと判定できる。マルチパス波の信号電力が大きい伝送路とは、いわゆるレイリーフェージング伝送路に近い伝送路である。そこで、伝送路推定部７０は、ライスファクタがしきい値未満である場合、第２制御信号を作成しこの第２制御信号を周波数偏差推定部２１に与える。第２制御信号は、第１制御信号とは逆に、周波数ウインドウの周波数幅を相対的に広くすることを指示するものである。
周波数偏差推定部２１は、第２制御信号が与えられると、パラメータＷを大きな値に設定する。その結果、周波数ウインドウの周波数幅は、相対的に広くなる。周波数偏差推定部２１は、この状態で周波数偏差の推定を実行する。その結果、マルチパス波の中心周波数に対応する信号電力を浮き立たせることができる。これにより、マルチパス波の中心周波数を周波数偏差として推定することができる。よって、レイリーフェージング伝送路に近い伝送路に適した周波数偏差の除去処理を実現することができる。
以上のようにこの実施形態８によれば、伝送路の状況を推定し、この推定された伝送路の状況に応じた適切な周波数偏差除去処理を行うようにしている。したがって、周波数偏差をより一層良好に補償することができる。そのため、情報信号をより一層良好に復元できる。ゆえに、受信品質をより一層向上できる。
他の実施形態
この発明の実施形態の説明は以上のとおりであるが、この発明は上述の実施形態に限定されるものでない。たとえば上記各実施形態では、通信方式としてＴＤＭＡを適用する場合を例にとって説明している。しかし、通信方式としては、ＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）およびＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）などを適用することもできる。この場合、受信信号はＴＤＭＡの場合のようにバースト信号ではなく連続信号となる。しかし、この場合であっても、この発明を容易に適用できることはもちろんである。
なお、連続信号の場合、上記実施形態２および３においては、平均対象となる従前の平均ウインドウ電力および平均信号電力は、現在の推定時刻ｍＴの１つ前の推定時刻（ｍ−１）Ｔにおいて求められたものとなる。すなわち、平均ウインドウ電力および平均信号電力の表記は、それぞれ、〈Ｅｆ（ｎ）〉（ｍ−１）Ｔおよび〈Ｐｆ（ｎ）〉（ｍ−１）Ｔとなる。
また、上記各実施形態では、既知信号のシンボル数ＮＰを２以上としている。しかし、たとえば既知信号のシンボル数ＮＰを１としてもよい。この場合、低Ｃ／Ｎ環境下においても周波数偏差の推定を短時間で行うことは困難となる。しかし、低Ｃ／Ｎ環境下でない場合や周波数偏差の推定時間を長くできる場合には、シンボル数ＮＰを１としても問題はない。
さらに、上記実施形態５ないし８および上記２つの変形実施形態では、実施形態１に係る周波数偏差推定部２１と同じ構成の周波数偏差推定部２１を適用している。しかし、たとえば、実施形態２ないし４のいずれかに係る周波数偏差推定部２１を適用してもよいことはもちろんである。
たとえば、実施形態８に対して実施形態２または３を適用する場合、ウインドウ電力平均部４０または信号電力平均部４５において用いられる平均サンプル数を増減すべく、忘却係数λの値を増減するようにしてもよい。忘却係数λの値を増減すれば、平均に用いる従前の平均ウインドウ電力または平均信号電力の個数が増減する。
より詳述すれば、ウインドウ電力平均部４０または信号電力平均部４５は、伝送路がガウス伝送路に近い場合には、忘却係数λを相対的に大きな値に設定する。その結果、平均に用いる従前の平均ウインドウ電力または平均信号電力の個数が増加する。これにより、周波数偏差の推定精度が向上する。
一方、ウインドウ電力平均部４０または信号電力平均部４５は、伝送路がレイリーフェージング伝送路に近い場合には、忘却係数λを相対的に小さな値に設定する。その結果、平均に用いる従前の平均ウインドウ電力または平均信号電力の個数が減少する。これにより、フェージングによる時間変動に良好に追従できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、この発明の実施形態１に係る自動周波数制御回路が適用される通信システムの構成を示すブロック図である。
第２図は、バースト信号のフォーマットを示す図である。
第３図は、周波数偏差推定部の内部構成を示すブロック図である。
第４図は、周波数偏差の推定処理を説明するための概念図である。
第５図は、周波数偏差推定範囲、周波数偏差推定精度および候補周波数偏差の関係を説明するための概念図である。
第６図は、周波数ウインドウの周波数幅を相対的に狭く設定した場合の周波数偏差推定処理を説明するための図である。
第７図は、周波数ウインドウの周波数幅を相対的に広く設定した場合の周波数偏差推定処理を説明するための図である。
第８図は、この発明の実施形態２に係る自動周波数制御回路に設けられる周波数偏差推定部の内部構成を示すブロック図である。
第９図は、この発明の実施形態３に係る自動周波数制御回路に設けられる周波数偏差推定部の内部構成を示すブロック図である。
第１０図は、この発明の実施形態４に係る自動周波数制御回路に設けられる周波数偏差推定部の内部構成を示すブロック図である。
第１１図は、この発明の実施形態５に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
第１２図は、この発明の実施形態６に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
第１３図は、この発明の実施形態７に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
第１４図は、実施形態７に係る周波数偏差制御部および周波数偏差切換部の動作を説明するためのフローチャートである。
第１５図は、この発明の実施形態８に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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