(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
グローバルポジショニングシステムの信号源からインバウンドＰＲＮコードを有するインバウンドグローバルポジショニングシステム信号を受信するためのインバウンド信号ターミナルと、
ローカルＰＲＮコードを発生するように構成されたローカルＰＲＮコードジェネレータと、
上記インバウンド信号ターミナル及び上記ローカルＰＲＮコードジェネレータに接続され、上記インバウンド信号と上記ローカルＰＲＮコードとを比較し、そして正の部分及び負の部分を含む弁別器信号を発生するよう構成された弁別器と、
該弁別器に接続された回路とを備え、
上記弁別器が、１つの中央部分とこの中央部分の両側に隣接し且つ中央部分とは逆極性の２つの隣接部分を有する波形を含む弁別器波形信号を、ローカルPRNコードの隣接するPRNチップ間のチップ遷移と同期して発生するように構成されており、
上記回路が、上記弁別器波形信号を受信して、上記グローバルポジショニングシステム信号とローカルＰＲＮコードとの間の相対的なずれに比例する誤差信号を発生し、上記誤差信号に基づいて、上記ローカルPRNコードのタイミングを調整するように構成されていることを特徴とするグローバルポジショニングシステム受信器。
【請求項２】
上記弁別器は、上記インバウンドＰＲＮコードの遷移において上記弁別器信号を発生し、上記弁別器信号は、正から負への遷移に対する第１組の値と、負から正への遷移に対する上記第１組とは極性が逆の第２組の値と、遷移しないことに対するゼロ値を有する請求項１に記載のグローバルポジショニングシステム受信器。
【請求項３】
上記弁別器は、上記インバウンドＰＲＮコードのチップ間に上記弁別器信号を発生し、上記弁別器信号は、正から負への遷移に対する第１組の値と、負から正への遷移に対する上記第１組とは極性が逆の第２組の値と、正の極性を持つ隣接する２つのチップの間で遷移がない場合の第３組の値と、負の極性を持つ隣接する２つのチップの間で遷移がない場合の上記第２の組の所定の部分と等しい大きさを有する上記第３の組とは極性が逆の第４の組の値を有する請求項１に記載のグローバルポジショニングシステム受信器。
【請求項４】
上記弁別器は、上記インバウンドＰＲＮコードのチップ間に上記弁別器信号を発生し、上記弁別器信号は、正から負への遷移に対する第１組の値と、負から正への遷移に対する上記第１組とは極性が逆の第２組の値と、正の極性を持つ隣接する２つのチップの間で遷移がない場合の上記第１組の所定の部分に等しい大きさをもつ第３組の値と、負の極性を持つ隣接すく２つのチップの間で遷移がない場合の上記第２の組の所定の部分と等しい大きさを有する上記第３の組とは極性が逆の第４の組の値とを有する請求項１に記載のグローバルポジショニングシステム受信器。
【請求項５】
上記弁別器信号は、上記インバウンドＰＲＮコードを捕獲するように構成された捕獲モードであって、上記弁別器が第１ゲート巾を有する捕獲モードと、上記ＰＲＮコードを追跡するよう構成された追跡モードであって、上記弁別器が上記第１ゲート巾より小さい第２ゲート巾を有する追跡モードとを有する請求項２に記載のグローバルポジショニングシステム受信器。
【請求項６】
上記弁別器信号は、上記インバウンドＰＲＮコードを捕獲するように構成された捕獲モードであって、上記弁別器が第１ゲート巾を有する捕獲モードと、上記ＰＲＮコードを追跡するよう構成された追跡モードであって、上記弁別器が上記第１ゲート巾より小さい第２ゲート巾を有する追跡モードとを有する請求項３に記載のグローバルポジショニングシステム受信器。
【請求項７】
上記弁別器信号は、上記インバウンドＰＲＮコードを捕獲するように構成された捕獲モードであって、上記弁別器が第１ゲート巾を有する捕獲モードと、上記ＰＲＮコードを追跡するよう構成された追跡モードであって、上記弁別器が上記第１ゲート巾より小さい第２ゲート巾を有する追跡モードとを有する請求項４に記載のグローバルポジショニングシステム受信器。
【請求項８】
グローバルポジショニングシステムの信号源から複数の遷移を持つインバウンドＰＲＮコードを有するインバウンドグローバルポジショニングシステム信号を受信し、
ローカルＰＲＮコードを発生し、及び
上記インバウンド信号と上記ローカルＰＲＮコードとを比較する段階を備えたグローバルポジショニングシステムの信号を受信する方法において、
上記比較する段階が、
1つの中央部分とこの中央部分の両側に隣接し且つ中央部分とは逆極性の2つの隣接部分を有する波形を含む弁別器波形信号を、ローカルPRNコードの隣接するPRNチップ間のチップ遷移と同期して発生し、
上記弁別器波形信号を処理して、上記グローバルポジショニングシステム信号とローカルＰＲＮコードとの間の相対的なずれに比例する誤差信号を発生する段階を含み、上記誤差信号に基づいて、上記ローカルPRNコードのタイミングが調整されることを特徴とするグローバルポジショニングシステムの信号を受信する方法。
【請求項９】
上記比較及び発生動作は、上記インバウンドＰＲＮコードの遷移において上記弁別器信号を発生する動作を含み、上記弁別器信号は、正から負への遷移に対する第１組の値と、負から正への遷移に対する上記第１組とは極性が逆の第２組の値とを有する請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
上記比較及び発生動作は、上記インバウンドＰＲＮコードのチップ間に上記弁別器信号を発生する段階を含み、上記弁別器信号は、正から負への遷移に対する第１組の値と、負から正への遷移に対する上記第１組とは極性が逆の第２組の値と、正の極性を持つ隣接する２つのチップの間で遷移がない場合の第３組の値と、負の極性を持つ隣接する２つのチップの間で遷移がない場合の上記第３の組とは極性が逆の第４の組の値を有する請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
上記比較及び発生動作は、上記インバウンドＰＲＮコードのチップ間に上記弁別器信号を発生する段階を含み、上記弁別器信号は、正から負への遷移に対する第１組の値と、負から正への遷移に対する上記第１組とは極性が逆の第２組の値と、正の極性を持つ隣接する２つのチップの間で遷移がない場合の上記第１組の所定の部分に等しい大きさをもつ第３組の値と、負の極性を持つ隣接する2つのチップ間で遷移がない場合の上記第2の組の所定の部分と等しい大きさを有する上記第3の組とは極性が逆の第4の組の値を有する請求項８に記載の方法。
【請求項１２】
上記比較及び発生動作は、上記インバウンドＰＲＮコードを捕獲するための捕獲モードであって上記弁別器が第１ゲート巾を有する捕獲モードと、上記ＰＲＮコードを追跡するよう構成された追跡モードであって、上記弁別器が上記第１ゲート巾より小さい第２ゲート巾を有する追跡モードとにおいて、上記弁別器信号を発生する動作を含む請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
上記比較及び発生動作は、上記インバウンドＰＲＮコードを捕獲するよう構成された捕獲モードであって上記弁別器が第１ゲート巾を有する捕獲モードと、上記ＰＲＮコードを追跡するよう構成された追跡モードであって、上記弁別器が上記第１ゲート巾より小さい第２ゲート巾を有する追跡モードとにおいて、上記弁別器信号を発生する動作を含む請求項１０に記載の方法。
【請求項１４】
上記比較及び発生動作は、上記インバウンドＰＲＮコードを捕獲するよう構成された捕獲モードであって上記弁別器が第１ゲート巾を有する捕獲モードと、上記ＰＲＮコードを追跡するよう構成された追跡モードであって、上記弁別器が上記第１ゲート巾より小さい第２ゲート巾を有する追跡モードとにおいて、上記弁別器信号を発生する動作を含む請求項１１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
関連出願
本発明は、１９９６年９月１３日に出願された米国プロビジョナル特許出願第６０／０２６，０６３号の優先権を請求するものである。
発明の分野
本発明は、一般に、デジタルＰＲＮコード受信器に係り、より詳細には、多経路フェージングによって生じる過剰な擬似距離エラーを伴うことなく受信ＰＲＮ信号を追跡するために、ローカルコード時間を制御するのに使用するコードタイミングエラー信号を発生することに係る。
先行技術の説明
衛星をベースとする無線距離測定システムは、ユーザが、本質的に各衛星の天体暦表（即ち位置）及びクロック（一日の時刻）情報、電離層モデリングパラメータ及び他の状態情報より成る距離測定信号及びナビゲーションデータの軌道衛星送信を受動的に受信することにより、位置及び時間を正確に決定できるようにする。米国のグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）及びロシアのグローバルナビゲーションシステム（ＧＬＯＮＡＳＳ）は、このような無線ナビゲーションシステムである。ＧＰＳの場合、ナビゲーションデータは、５０ビット／ｓのデータレートを有する。
ユーザの受信器は、その視野内で衛星により送信された信号の到着時間であって、受信器自体のクロックに対して正確に測定された到着時間を得ることにより、一定のバイアス内で各衛星までの距離（レンジ）を得る。一定バイアスの値は、衛星のクロック時間と受信器のクロック時間との間の差に等しい。衛星のクロックはシステム時間と同期されるので、この定数は全ての衛星に対して同一である。このように測定される距離は、追跡される全ての衛星に対して同一の一定値だけ実際の距離からずれるので、擬似距離と称される。４つ以上の衛星が視野にある状態では、その測定されたユーザ−衛星擬似距離と、衛星により放送されるナビゲーションデータにおける衛星の天体暦表とを使用して、ユーザの位置（経度、緯度、高度）と、システム時間に対するユーザクロックのずれとを含む４つの未知数を解くことができる。
ユーザが擬似距離を測定できるようにするために、衛星の距離測定信号は、広帯域の擬似ランダムノイズ（ＰＲＮ）コード化信号であり、これは、ナビゲーションデータに追加された広帯域ＰＲＮコード、モジュロ２で高周波（ＲＦ）搬送波を変調したものである。異なる衛星には独特のＰＲＮコードが使用され、そして異なるシステムアプリケーションには異なるチップレートをもつ異なる形式のＰＲＮコードが使用される。例えば、ＧＰＳの場合、初期捕獲及び低精度の民間用途には１ＭＨｚチップレートのＣ／Ａコードが使用され、一方、高精度の国家的用途には１０ＭＨｚチップレートのＰコードが使用される。ＰＲＮコードは、異なるＰＲＮコード間のクロス相関が最小となるように設計される。例えば、ＧＰＳのＣ／Ａコードは、最大クロス相関値が６５に過ぎない１０２３チップ長さのゴールドコードである。この設計特徴は、ＧＰＳ衛星の独特のＰＲＮコードを捕獲及び追跡することにより、たとえそれらが同じＲＦ周波数で送信されたものであっても（ＧＰＳ  Ｌ１の場合に１５７５．４２ＭＨｚ、ＧＰＳ  Ｌ２の場合に１２２７．６ＭＨｚ）、多数のＧＰＳ衛星から受信される距離測定信号をユーザ受信器で分離できるようにする。
ＰＲＮ信号を追跡するのに使用される一般的な回路は、ローカルで発生されたＰＲＮコードの早目、定刻及び遅目のバージョンを受信信号に対して相関させ、そして受信信号に対するローカルコードの早目のバージョンの相関と、受信信号に対するローカルコードの遅目のバージョンの相関との間の差からローカルコードと受信コードとの間の時間差の推定値を得る遅延ロックループである。
衛星をベースとする無線ナビゲーションシステムのユーザ位置及び時間決定の精度は、衛星放送ナビゲーションメッセージにおいて与えられる衛星の天体暦表及びクロック時間の精度、電離層及び対流圏により導入される伝播遅延、受信器のノイズ及び量子化作用、高周波干渉、多経路フェージング、及び精度の幾何学的希薄化に関して測定される衛星及びユーザの相対的な幾何学形状といった多数のファクタにより影響される。これらエラー源の幾つか、特に、衛星の天体暦表及びクロックエラー、電離層及び対流圏遅延は、局地的な差動システム又は広域な差動システムのいずれかである差動ＧＰＳ（ＤＧＰＳ）システムにおいて排除することができる。局地的な差動システムでは、正確に観測された場所に配置された基準受信器の決定された位置のエラーがユーザの位置の解から減算される。このようなＤＧＰＳ用途の場合に、ユーザは、通常、基準受信器の１０ｋｍ以内にいる。これらの環境のもとでは、衛星の天体暦表及びクロックと、電離層及び対流圏遅延とによって生じるエラーがユーザ及び基準受信器の両方においてほぼ同一であり、従って、実際には修正プロセスにおいて打ち消される。従って、残りの重大なエラー源は、受信器ノイズ、量子化作用、干渉及び多経路フェージングとなる。これらの作用は、基準受信器とユーザ受信器との間に相関関係がなく、修正プロセスにおいて互いに打ち消されない。これらの作用を軽減するために、広域のＤＧＰＳシステム（例えば、ＦＡＡのワイドエリアオーギュメンテーションシステム）は、地球静止衛星からユーザへ修正信号を放送する。この修正信号は、衛星の高速クロックエラー、低速クロック及び天体暦表エラー、並びに電離層格子点垂直遅延を推定する地上基準ステーションのネットワークから導出される。局地的ＤＧＰＳシステムと同様に、受信器ノイズ、量子化ノイズ、干渉及び多経路フェージングを除くほとんどのエラー源は修正プロセスにおいて軽減される。受信器の熱ノイズ及び量子化ノイズの作用は、平均化により減少することができる。干渉は、周波数の管理及び調整により軽減することができる。従って、差動ＧＰＳシステムでは、多経路フェージングが最も重大なエラー源となる。多経路作用がない場合には、差動システムにより１メータ以下の精度を一般的に得ることができる。一方、「早目から遅目を差し引く（early minus late）」弁別器で行なわれるＣ／ＡコードＰＲＮの多経路エラーの追跡は、１チップ程度の大きさとなり、通常は、数メータの大きさである。従って、高品質のＰＲＮ受信器では、多経路除去が重要な設計目的となる。
多経路信号の数、それらの相対的な遅延、及び直接経路信号に対するＲＦ位相ずれは、全て、受信器アンテナの周りの反射物体に対する衛星対ユーザアンテナの幾何学形状の関数となる。多経路信号は、直接経路信号よりも常に長い距離を進むので、直接経路信号に対して一定に遅延され、反射過程において電力のロスを引き起こす。多経路が直接経路信号に対して時間的に１つのＰＲＮチップを越える遅延をもつ場合には、それがローカルコードと相関せず、そして遅延ロックループが直接経路信号にロックされると、擬似距離測定精度に影響を及ぼさない。しかしながら、直接経路信号に対する多経路遅延が時間的に１チップ以内である場合は、「早目から遅目を差し引く」弁別器構成においてローカルコードと受信信号との間の相対的な時間ずれを測定するエラー信号が、通常、多経路によってバイアスされる。Ｃ／Ａコード受信器の場合には、この問題が顕著となる。というのは、Ｃ／Ａコードチップの時間は、長さが１μ秒であり、直接経路信号に対して３００メータ程度遅延される多経路信号が擬似距離測定の精度に影響し得るからである。更に、チップ時間は３００メータの長さであるから、多経路エラーは、Ｃ／Ａチップの僅かな部分であっても、非常に有害なものとなる。従って、多経路エラーは、ＰＲＮ受信器設計が直面した最も厄介な問題の１つである。
多経路作用を軽減するのに使用される典型的な方法は、（１）低い仰角においてアンテナ利得の大きさを減少して、周囲の低高度の（衛星に比して）物体により反射される多経路信号を除去するようにユーザアンテナの利得パターンを変更するための入念なアンテナ設計及び場所選択と、（２）受信器の信号処理とである。従来、大きなグランドプレーンアンテナ及びチョークリングアンテナを用いて、ある程度の成功を収めている。しかしながら、Ｌ帯域では、チョークリングアンテナは直径が非常に大きいと共に、大きなグランドプレーンは、全ての設備において常に実用的ではない。多経路信号を減少するように処理する受信器は、２つの異なる方法で実施することができ、即ち（ａ）「早目から遅目を差し引く」相関器の間隔を狭めることにより（１９９６年２月２７日付のフェントン氏等の米国特許第５，４９５，４９９号；バン・ジーレンドンク氏等の「ＧＰＳ受信器における狭相関器間隔の理論及び性能（Theory and Performance of Narrow Correlator Spacing in a GPS Receiver）」、ナビゲーション：ジャーナルオブインスティテュートオブナビゲーション、第３９巻、第３号（１９９２年秋）；及びＬ．ハガーマン著の「コヒレント及びノンコヒレントＰＲＮ距離測定受信器に対する多経路の作用（Effects of Multi-path on Coherent and Non-coherent PRN Ranging Receivers）」エアロスペースコーポレーションレポートNo.ＴＯＲ−００７３（３０２０−０３）−３（１９７３年５月１５日）を参照）、及び（ｂ）多経路歪と共に変化する相関関数パラメータ（自動相関ピークの形状の推定値から区別できる当該パラメータは、直接信号経路の時間及び位相ずれを含む）を推定することにより（１９９５年５月９日付の米国特許第５，４１４，７２９号を参照）、実施することができる。上記解決策（ａ）は、１チップ間隔の従来の「早目から遅目を差し引く」相関器に比して多経路エラーが小さいが、直接信号に対して１チップまでの多経路遅延については、依然として、著しい非ゼロ多経路エラーを示す。上記解決策（ｂ）は、ハードウェア実施の複雑さ及びコストが比較的高いという欠点があり、そして数値計算が正しい解へと収斂する前に大きなエラーを経験する。
図１は、各々１チップ及び０．２チップ間隔の「早目から遅目を差し引く」相関器のエラー包絡線を示し、これは、半分の信号振幅と、直接信号に対して１チップまで及び１チップを越える種々の遅延とにおいて反射多経路により生じたものである。上方の曲線２０１、２０２（正の擬似距離エラーをもつ）は、多経路が直接信号とＲＦ同相であるケースに対応する。下方の曲線２０３、２０４（負の擬似距離エラーをもつ）は、多経路が直接信号に対して１８０°ＲＦ位相ずれしているケースに対応する。従来の１チップ間隔の「早目から遅目を差し引く」相関器の計算された最大擬似距離エラーは、この多経路振幅では０．２５チップ（７５メータ）である。０．２チップ間隔の「早目から遅目を差し引く」相関器の最大エラーは、同じ多経路振幅で約０．０５チップ（１５メータ）である。狭い間隔の「早目から遅目を差し引く」相関器では、多経路遅延が１チップより大きくなるまで最大擬似距離エラーは減少しない。これは、多経路が１チップまでの種々の遅延において、相関器の間隔を狭くすることによってしか減少できない最大擬似距離エラーを生じることを意味する。図２の結果は、「早目から遅目を差し引く」形式の相関器では多経路除去能力のある程度の改良が所望され且つ必要とされることを示している。
必要なことは、多経路歪の存在中で、特に、低チップレートＣ／Ａコード型のＰＲＮ受信器の擬似距離測定エラーを減少する方法である。望ましい実施方法は、比較的低コストで且つハードウェアの複雑さが簡単であって、直接信号に対する遅延がＰＲＮチップの小部分（例えば、Ｃ／Ａコード受信器の場合には、０．０５ないし０．０１チップ即ち１５ないし３０メータ）を越えるような多経路によって生じる擬似距離エラーを排除できるものでなければならない。望ましい実施方法は、受信器の信号捕獲能力を低下してはならず、コヒレント及び非コヒレントの両方のモードで動作できねばならず、そして特殊なアンテナ設計又は場所の選択を必要としてはならない。
発明の要旨
簡単に述べると、本発明は、直接信号に対してチップの小部分だけ遅延される多経路（例えば、Ｃ／Ａコードの場合、直接信号に対して約１５ないし３０メータの距離差に対応する０．０５ないし０．１チップの遅延を伴う多経路）により生じる擬似距離エラーを、ローカルコードの２つの隣接チップにまたがるコード位相検出波形で重み付けされた受信信号のＩ、Ｑサンプルを加算することによりコードタイミングエラー信号を導出する遅延ロックループの実施で軽減するような改良されたＰＲＮ受信器に係る。上記コード位相検出波形は、ローカルコードと同期され、現在ＰＲＮチップの極性に基づいて極性を変更する。コード位相検出波形は、多経路フェージングによる擬似距離エラーの作用を軽減するという意図で構成される。この波形は、ここでは、Ｗ弁別器波形と称される。
この受信器、特に、多経路除去能力を与えるコード追跡機能の実施形態は、１）ＲＦダウンコンバータ及びＩＦサンプリングＡ／Ｄ回路と、２）受信ＰＲＮ信号の同相及び直角位相Ａ／ＤサンプルにローカルＰＲＮコード及びローカルＷ弁別器波形を乗算するデジタル相関器と、３）追跡することが所望されるＰＲＮ信号の定刻ＰＲＮコードの極性を発生するローカルコード発生回路と、４）ローカルコードタイミングと同期されそして現在チップ極性に基づいて極性を変えるＷ弁別器波形のローカルジェネレータと、５）デジタル相関器出力の出力サンプルを加算する加算回路と、６）加算器の出力から、ローカルコードタイミングと受信信号のタイミングとの間の相対的な時間ずれに比例したエラー信号を発生するコードタイミング位相検出回路と、７）コード位相検出器出力を平均化しそしてコードレートドップラーを推定するループフィルタ回路と、８）ループフィルタの出力に基づいてコードエポック時間を進ませるか又は遅らせることによりローカル定刻コードのタイミングを制御するコードＮＣＯ（数値制御発振器）回路とを備えている。コード位相検出器は、コヒレントであっても、非コヒレントであってもよい。非コヒレントな動作モードは、搬送波の位相回復の前に適用される。コヒレントな動作モードは、搬送波位相ロックが確立された後に使用される。
Ｗ弁別器波形の典型的な特性が図２に示されている。Ｗ波形は、ローカル定刻ＰＲＮコードの２つの隣接するチップにまたがる非ゼロ値を伴う多数のデジタルサンプルを含む。受信信号の到来サンプルで乗算されるこれらのデジタル値は、必ずしも全て１又は−１でなく、一般に、非均一な値をとり得る。２つの隣接チップにまたがるＷ波形の巾は、ここでは、ゲート巾と称され、ＰＲＮチップの部分で測定される。Ｗ弁別器の２つの別々のクラスは、Ｗ１及びＷ２と識別されると共に、Ｗ弁別器波形の第３のクラスＷ３は、Ｗ１及びＷ２の組み合わせとして形成される。Ｗ１において、Ｗ波形は、現在チップと手前のチップとの間に遷移があるときだけ到来信号サンプルを乗算するように使用される。Ｗ２において、Ｗ波形は、遷移に関わりなく各チップごとに信号サンプルを乗算するように使用される。Ｗ３において、弁別器の応答は、Ｗ１及びＷ２の応答の組み合わせとなり、そしてこの組み合わせは、Ｗ１及びＷ２応答の直線的（重み付けの）組合わせであるか又は非直線的組合せである。Ｗ１弁別器は、Ｗ２弁別器よりも良好なノイズ性能を示し、一方、Ｗ２弁別器は、Ｗ１弁別器よりも良好な多経路除去能力を示す。Ｗ３弁別器の意図は、受信器ノイズ及び多経路除去性能に関し弁別器の完全に満足な性能を与える最適な組合せを導出するようにＷ１及びＷ２の利点を結合することである。Ｗ弁別器、並びに従来の「早目−遅目」又は狭間隔相関器（上記バン・ジーレンドンク氏等を参照）は、両方とも、基本帯域の到来信号の到来直角位相サンプルに、ローカルＰＲＮコードの隣接チップの各対にまたがる弁別器波形を乗算することにより実施できる。Ｗ弁別器と、「早目−遅目」又は狭間隔相関器との間の主たる相違は、「早目−遅目」又は狭間隔相関器の弁別器波形は、均一な値（負から正へのチップ遷移があるときは＋１、正から負へのチップ遷移があるときは−１、そして遷移がないときは０）をとるが、Ｗ弁別器は、２つの隣接するＰＲＮチップにまたがる弁別器波形のスパンにわたり均一な値（即ち一定の値）をとらないことである。Ｗ弁別器波形の極性は、チップ遷移の方向に基づく（例えば、負から正へのチップ遷移については＋Ｗ波形、そして正から負へのチップ遷移については−Ｗ波形）。しかしながら、Ｗ弁別器のパターンは、「早目−遅目」又は狭間隔相関器のような２つの隣接チップにまたがる単一値ではなく、多経路を軽減する特殊な意図で設計される。Ｗ弁別器波形のゲート巾は、初期の捕獲モードにおいてゲート巾が比較的広く、チップ時間のほぼ半分となるように動的に調整される。次いで、ＰＲＮコードロックが達成されると、ゲート巾は、ＰＲＮチップ時間の小部分へと狭められる。従来の「早目から遅目を差し引く」相関器からＷ相関器への移行は、初期の捕獲中に多経路にロックするのを回避するために適用される。しかしながら、Ｗ弁別器でコードロックが達成されると、多経路により生じる受信器の擬似距離測定エラーは著しく減少される。
【図面の簡単な説明】
本発明の上記及び更に別の効果は、添付図面を参照した以下の説明から良く理解されよう。
図１は、信号振幅の半分に等しい振幅を有する反射性多経路が存在するときに各々１チップ及び０．２チップ間隔をもつ従来の「早目から遅目を差し引く（Ｅ−Ｌ）」弁別器のエラー包絡線を示すグラフである。この図は、現状の遅延ロックループコード位相弁別器の多経路除去を改善する必要性を示している。
図２は、典型的なＷ弁別器コード位相検出波形を示す。
図３は、チップ遷移を間に有する各対のローカルＰＲＮコードにまたがる一定の＋１又は−１波形でＥ−Ｌ弁別器を実施できるという確認を示す。このＥ−Ｌ弁別器波形は、受信信号の到来Ｉ及びＱサンプルを重み付けして遅延ロックループエラー信号を導出するのに使用される。
図４は、１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器の信号及び多経路に対する応答と、合成信号及び多経路に対する応答とを各々示すグラフである。これは、多経路が１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器の擬似距離測定にエラーを生じるメカニズムを説明するためのものである。１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器は、直接信号に対して０．４チップだけ遅延される反射性多経路により著しく影響される。
図５は、０．１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器の信号及び多経路に対する応答と、合成信号及び多経路に対する応答とを各々示すグラフである。これは、多経路が０．１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器の擬似距離測定にエラーを生じるメカニズムを説明するためのものである。０．１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器も、直接信号に対して０．４チップだけ遅延される反射性多経路により影響されるが、擬似距離エラーは低減される。
図６Ａは、遅延ロックループのエラー信号を導出するために到来信号のＩ、Ｑサンプルを重み付けするのに使用されるタイプ１のＷ弁別器（Ｗ１と示す）の動作及びＷ１弁別器波形を示す。Ｗ１波形は、チップ遷移（即ち極性変化）を間にもつチップの対のみにわたり非ゼロである。
図６Ｂは、Ｗ１弁別器の手前のチップ、現在チップ及びゲート巾を示す。
図７は、Ｗ１弁別器の信号及び多経路に対する応答を示すグラフである。これは、Ｗ１弁別器応答の非ゼロスパンがＥ−Ｌ弁別器応答よりも著しく狭く、そして０．１チップゲート巾のＷ１弁別器が遅延ロックループに使用された場合には直接信号に対して０．４チップ遅延の多経路が擬似距離エラーを誘起しないことを示す。
図８は、遅延ロックループのエラー信号を導出するために到来信号のＩ、Ｑサンプルを重み付けするのに使用されるタイプ２のＷ弁別器（Ｗ２と示す）の動作及びＷ２弁別器波形を示す。Ｗ２波形は、チップの各対にわたり非ゼロであり、これらチップは、それらの間にチップ遷移（即ち極性変化）があってもなくてもよい。
図９は、Ｗ２弁別器の信号及び多経路に対する応答を示すグラフである。これは、Ｗ２弁別器応答の非ゼロスパンがＥ−Ｌ弁別器応答よりも著しく狭く、そして０．１チップゲート巾のＷ２弁別器が遅延ロックループに使用された場合には直接信号に対して０．４チップ遅延の多経路が擬似距離エラーを誘起しないことを示す。更に、Ｗ２弁別器応答は、信号到着時間よりもチップの僅かな部分だけ早目のローカルＰＲＮコード時間に対して非ゼロ値をもたない。この特性は、たとえＷ１弁別器がＷ２弁別器よりも優れた熱ノイズ性能を有していてもＷ１弁別器より更に大きい多経路除去作用を与える。
図１０は、典型的なＷ３弁別器の弁別器波形を示す。
図１１は、基本的なＷ弁別器の別の波形例を示す。
図１２は、多経路除去のためのＷ弁別器を組み込んだＧＰＳ受信器の機能的ブロック図である。
図１３は、多経路除去のためのＷ弁別器を組み込んだＧＰＳ受信器のＲＦ／ＩＦダウン変換及びＡ／Ｄ変換部分を示す図である。
図１４、１５及び１６は、多経路除去のためにＷ弁別器の利点を取り入れることのできるＧＰＳ受信器設計のコード捕獲、コード追跡、及び搬送波捕獲の信号処理機能を示す。
図１７は、コード追跡及び擬似距離計算中に多経路除去を与えるＷ弁別器処理機能のデジタル実施概念を示す。
図１８は、信号振幅の半分に等しい振幅を有する反射性多経路が存在するときに、１チップ間隔の従来の「早目から遅目を差し引く（Ｅ−Ｌ）」弁別器及び０．２チップ間隔の狭間隔相関器に比して、Ｗ１弁別器のエラー包絡線を示すグラフである。この図は、Ｅ−Ｌ及び狭間隔相関器に勝るＷ１弁別器の顕著な効果を示す。このグラフにおいて、Ｗ１弁別器は、１ＭＨｚのＣ／ＡコードチップレートにおけるＣ／Ａコード追跡に対し現在のＣＭＯＳデジタル技術で達成し得る０．１チップのゲート巾を有する（例えば、４０ＭＨｚにおけるＡ／Ｄサンプリング及びＷ１弁別器のゲート巾にわたる４つのＡ／Ｄサンプルを使用）。
図１９は、信号振幅の半分に等しい振幅を有する反射性多経路が存在するときに、１チップ間隔の従来の「早目から遅目を差し引く（Ｅ−Ｌ）」弁別器及び０．２チップ間隔の狭間隔相関器に比して、Ｗ２弁別器のエラー包絡線を示すグラフである。この図は、Ｅ−Ｌ及び狭間隔相関器に勝るＷ２弁別器の顕著な効果を示すと共に、Ｗ２弁別器は、Ｗ１弁別器よりも良好な多経路除去性能を与えるが、そのノイズ性能はＷ１弁別器ほど良好でないことも示す。このグラフにおいて、Ｗ２弁別器は、１ＭＨｚのＣ／ＡコードチップレートにおけるＣ／Ａコード追跡に対し現在のＣＭＯＳデジタル技術で達成し得る０．１チップのゲート巾を有する（例えば、４０ＭＨｚにおけるＡ／Ｄサンプリング及びＷ２弁別器のゲート巾にわたる４つのＡ／Ｄサンプルを使用）。
図２０は、信号振幅の半分に等しい振幅を有する反射性多経路が存在するときに、１チップ間隔の従来の「早目から遅目を差し引く（Ｅ−Ｌ）」弁別器及び０．５チップ間隔の狭間隔相関器に比して、Ｗ１弁別器のエラー包絡線を示すグラフである。このグラフにおいて、Ｗ１弁別器は、１０ＭＨｚのＰコードチップレートにおけるＰコード追跡に対し現在のＣＭＯＳデジタル技術で達成し得る１チップのゲート巾を有する（例えば、４０ＭＨｚにおけるＡ／Ｄサンプリング及びＷ１弁別器のゲート巾にわたる４つのＡ／Ｄサンプルを使用）。
図２１は、信号振幅の５０％に等しい振幅を有する反射性多経路が存在するときに、１チップ間隔の従来の「早目から遅目を差し引く（Ｅ−Ｌ）」弁別器及び０．５チップ間隔の狭間隔相関器に比して、Ｗ２弁別器のエラー包絡線を示すグラフである。このグラフにおいて、Ｗ２弁別器は、１０ＭＨｚのＰコードチップレートにおけるＰコード追跡に対し現在のＣＭＯＳデジタル技術で達成し得る１チップのゲート巾を有する（例えば、４０ＭＨｚにおけるＡ／Ｄサンプリング及びＷ２弁別器のゲート巾にわたる４つのＡ／Ｄサンプルを使用）。
好ましい実施形態の詳細な説明
本発明を説明するところのプロセスは、次に要約され、そして図３、４、５、６、７、８、９、１０及び１１に示されている。
この展開の第１ステップは、チップ遷移（即ちチップ極性変化）を有する２つの隣接チップのみにわたって非ゼロであるコード位相検出波形を受信Ｉ、Ｑサンプルに乗算することにより「早目から遅目を差し引く」弁別器を実施できるという確認である。このコード位相検出波形は、上記のＷ弁別器波形に対して異なるＥ−Ｌ弁別器波形と称され、そしてＥ−Ｌ弁別器波形の値は、全て１（負から正へのチップ遷移の場合）であるか、又は全て−１（正から負へのチップ遷移の場合）である。Ｅ−Ｌ弁別器波形の巾は、前記の参照文献に記載された早目及び遅目の相関器の間隔に等しい。
Ｅ−Ｌ弁別器波形（３０４）の発生が図３に示されている。「早目から遅目を差し引く」弁別器の機能は、到来する信号を、ローカル定刻ＰＲＮコード（３０１）の早目及び遅目のバージョン（３０２、３０３）と相関することである。相関動作は直線的であるから、到来信号に対する早目のコードと遅目のコードの相関間の差は、到来信号に対するローカルコードの早目のバージョンと遅目のバージョンの間の差（即ち早目のコードから遅目のコードを差し引いたもの）の相関に等しい。早目のコードから遅目のコードを差し引いたもの（３０４）は、値０、＋２及び−２を有する３値関数である。ピーク振幅で正規化した後、差のコードは、チップ遷移があるときには早目及び遅目のコードの間隔に等しいスパンに対し２つの隣接チップにわたり値±１を有する波形であり、そして遷移がないときには値０の波形である。このＥ−Ｌ弁別器波形も、図３に示されている（位相検出器波形３０４として示されている）。波形の非ゼロ周期の巾は、早目及び遅目の相関器の間隔に等しい。図３において、早目及び遅目の相関器間の間隔は、０．５ＰＲＮコードチップである。従って、Ｅ−Ｌ弁別波形の巾も、０．５ＰＲＮコードチップである。
本発明の展開における次のステップは、「早目から遅目を差し引く」相関器型のコード位相弁別器において多経路信号が擬似距離エラーを形成するメカニズムの確認である。図４及び５は、各々１チップ間隔及び０．１チップ間隔の「早目から遅目を差し引く」弁別器の出力値を示すグラフである。直接信号成分及び多経路成分により生じる出力値（４０１、４０２、５０１、５０２）と、これら２つの和（４０３、５０３）の両方が示されている。両方のグラフにおいて、信号とＲＦ同相であり、信号振幅の半分に等しい振幅を有し、そして直接信号に対して０．４チップだけ遅延された１つの単一の（反射性）多経路が存在すると仮定する。１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器（図４）の場合には、信号及び多経路による複合弁別器出力（４０３）が、コード整列から約０．１５チップ（Ｃ／Ａコードの場合には４５メータ）離れたところにゼロ交差を有することが示されている。このエラーを生じるメカニズムは、１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器の応答が非常に広いスパン（±１．５チップ）を有し、信号が１チップ以上（±１．５チップまで）ローカルコードタイミングから離れても非ゼロの弁別器出力値を有することである（図４参照）。従って、たとえ多経路が直接信号に対して０．４チップ遅延しても、直接信号に整列されたローカルコード位置に著しい非ゼロ成分を形成する（約−０．４、又は−４０％）。従って、信号及び多経路の両方による複合弁別器出力は、信号成分のみの弁別器出力からずらされる。１チップＥ−Ｌ弁別器の大きなスパンは、遅延ロックループの初期捕獲中に引き込み（pull-in）範囲が広いという利点を有する。しかしながら、これは、距離測定に使用されたときには多経路歪の問題を引き起こす。
狭い間隔の「早目から遅目を差し引く」弁別器は、１チップ間隔の「早目から遅目を差し引く」弁別器に比して、擬似距離エラーの大きさが小さい。図５は、反射性多経路が図４の場合と同じ振幅及び遅延を有するような０．２チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器の応答を示す。しかしながら、エラーは、依然明らかある（Ｃ／Ａコードの場合、０．０５チップ又は約１５メータ）。実際に、この大きさの擬似距離エラーは、多経路が信号に対して更に遅延されたときでも持続し、信号に対して約０．９５チップ遅延されるまで減少しない（図２のエラー包絡線２０２も参照）。これは、間隔の狭い弁別器は、直接信号に対してその近傍の多経路より更に遅延された多経路には付加的な除去を与えないことを示し、そして０．９５チップまでの遅延をもつ多経路は、多経路振幅が同じ場合に、間隔の狭い弁別器と同じ最大値の擬似距離エラーを形成する。１チップ間隔及び０．１チップ間隔の両Ｅ−Ｌ弁別器の場合に、同じ基本的メカニズム即ち大きなスパンの弁別器応答により、多経路エラーが形成される。０．１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器の最大弁別器応答が切断され、そして１チップ間隔のＥ−Ｌ弁別器より著しく小さくされる（１．０に対して０．１）が、弁別器応答の非ゼロスパンは著しく減少されず、０．９５チップまでの遅延をもつ多経路は、擬似距離測定に影響を及ぼすことになる。
本発明の展開における第３ステップは、弁別器応答の非ゼロスパンをＥ−Ｌ弁別器より小さくできる場合に、弁別器が多経路フェージングに敏感でなくなることを理解することである。特に、多経路は信号に対して常に遅延されるので、弁別器応答は、もしできれば、全ての負の時間ずれ（即ち、信号の到着時間に対して早目となるべきローカルコード、又はこれと同等であるが、ローカルＰＲＮコード時間よりも遅く到着する信号）に対してゼロ値を有し、そしてエラー信号（Ｓ曲線とも称する）を追跡できるようにチップの非常に小さな部分に対してのみ非ゼロ応答を有するようにするのが望ましい。これは、直接信号に対してチップの小部分を越える遅延を有する多経路の数を制限し、擬似距離の測定に影響が及ばないようにする。この目標に向かい、２つの隣接チップにまたがるスパンにわたって同じサンプル値をもたない（即ち＋１又は−１又は０の均一な値をもたない）波形を含むようなＥ−Ｌ弁別器波形の変更が調査され、上記の所望の弁別器応答を生じるパターンを識別することを目標とする。
Ｗ弁別器波形は、図６Ａ、６Ｂ、７、８及び９に示す観察結果に基づいて発生される。２つの形式の動作、即ちＷ１（図６Ａの６０１）及びＷ２（図８の８０１）が示されていると共に、Ｗ１及びＷ２の組合せである第３形式Ｗ３（図１０の１００１）が示されている。Ｗ１、Ｗ２及びＷ３弁別器の動作は、図６Ａ、６Ｂ、８及び１０に示す波形に限定されない。基本的波形の他の例も構成できる。図１１は、Ｗ１波形、Ｗ２波形及びＷ３波形の他の例（１１０１、１１０２及び１１０３）を示している。
図６Ａに６０１として示されたＷ１弁別器波形は、チップ遷移を有する２つの隣接チップ間にのみ非ゼロ値を有するという意味でＥ−Ｌ弁別器波形と同様である。しかしながら、このスパン（又はゲート巾）にわたり、Ｗ１波形のサンプル値は、Ｅ−Ｌ弁別器波形とは異なり、全て＋１又は−１ではない。Ｗ１弁別器波形は、例えば、負から正へのチップ遷移を有する２つの隣接チップにわたるサンプル値−＋＋−と、正から負への遷移を有する２つの隣接チップにわたる値＋-−＋と、遷移をどこにももたない２つのチップにわたる値０とを有する。Ｗ弁別器波形における＋及び−の数は、そのゲート巾と、Ｉ及びＱのＡ／Ｄサンプルレートとに基づく。例えば、４０ＭＨｚのＡ／Ｄが使用される場合には、各チップにわたり４０Ｉ及び４０Ｑのサンプルが存在する。そしてゲート巾が０．１チップの場合には、Ｗ弁別器の非ゼロ周期に４個のサンプルがある。更に、＋及び−パルスの長さは、必ずしも同じ巾でない。
ＰＲＮコード波形の自動相関関数は、Ｒ（τ）により表わされる。
0003983812.tif 000002
ここで、τは、ローカルコードタイミングと受信コードタイミングとの間の時間ずれを表し、そしてＴCは、チップ時間を表わし、従って、コヒレントモードのＥ−Ｌ弁別器の応答は、次ぎのようになる。
ＤE-L（τ）＝Ｒ（τ−δ／２）−Ｒ（τ＋δ／２）
図６Ｂ（６０２）に示すように負から正への遷移をもつ２つのチップ間に基本波形を伴うＷ１弁別器の場合には、弁別器応答は、中央に１つと、中央のものより早目であるが負の値をもつ１つと、中央のものより遅目でこれも負の値をもつ別の１つとの３つのＥ−Ｌ弁別器の和として与えられる。
ＲW1（τ）＝［Ｒ（τ−δ／２）−Ｒ（τ＋δ／２）］−
［Ｒ（τ−ε／２−ｘ）−Ｒ（τ＋ε／２−ｘ）］−
［Ｒ（τ−ε／２＋ｘ）−Ｒ（τ＋ε／２＋ｘ）］
但し、ｘ＝δ／２＋ε／２
それにより得られるＷ１弁別器応答（７０１、７０２）は、信号成分と、信号に対して０．４チップ遅延されそして半分の信号に等しい振幅を有する反射性多経路とについて、図７に示されている。図７に示すように、Ｗ１弁別器応答の非ゼロのスパンは、そのゲート巾（図７では０．１チップ）に等しく、そしてＥ−Ｌ弁別器の場合より著しく狭い。その結果、直接信号及び多経路に対する弁別器応答は、互いに重畳せず、そして多経路は、信号に対して０．０５チップ遅延内にない限り擬似距離測定にエラーを生じることはない。しかしながら、Ｗ１弁別器は、信号到着時間からほぼ±１チップ離れたところを中心として非ゼロ応答を有するので、信号に対して厳密に１チップだけ遅延した多経路も、擬似距離精度に影響する。実際に、この形式の多経路のこの影響は、Ｃ／Ａコードの用途では小さなものである。というのは、それらは、通常、受信アンテナから比較的遠く離れた（３００ｍ）物体から反射され、従って、低振幅の多経路であり、著しい擬似距離エラーを導入することがないからである。
Ｗ１に加えて、Ｗ弁別器波形を適用する第２の方法、ここではＷ２波形と称する、も示されている。Ｗ２波形は、図８（８０１）に示すように、チップ遷移をもったりもたなかったりする隣接チップの各対にまたがって配される。Ｗ２波形の極性は、現在チップのみに基づく。到来信号サンプルは、現在チップが正であるときには、波形１０１として図１に示されたＷ２波形により重み付けされ、そして現在チップが負であるときには、上記波形の負によって重み付けされる。受信コードがローカルコードと整列される場合には、Ｗ１又はＷ２弁別器関数により重み付けされた信号サンプルの和は、予期されるように、ゼロに等しい。しかしながら、Ｗ２波形を使用して、遷移をもたない２つのチップにわたり信号サンプルを乗算するときには、タイミングエラーに関わりなくゼロ値が与えられる。
従って、遷移をもたない２つのチップにわたってＷ２波形が適用されたときにのみノイズが発生する。これは、Ｗ２弁別器が、受信器のノイズ性能に関してＷ１弁別器より下であることを意味する。しかしながら、図９に示すように、Ｗ２弁別器の応答は、多経路除去についてはＷ１弁別器より望ましい。というのは、その応答（９０１）は、ローカルコード時間が信号の到着時間よりＷ２ゲート巾の半分以上早目であるときに非ゼロ値をもたないからである。これは、Ｗ１弁別器に影響し得る１チップ遅延の多経路は、たとえＷ２弁別器が受信器のノイズ性能に関してＷ１弁別器より下であっても、Ｗ２弁別器に影響を及ぼさないことを意味する。図９に示すように、信号に対して０．４チップだけ遅延した反射性多経路に対する弁別器応答（９０２）は、所望の信号に対する弁別器応答と重畳せず、擬似距離測定にエラーを導入しない。
本発明に含まれる第３の形式のＷ弁別器Ｗ３は、Ｗ１及びＷ２の応答の直線的又は非直線的な組合せとして形成される弁別器応答である。図１０は、Ｗ１及びＷ２の同じ重み付けの直線的組合せとしてＷ３が得られるようなこの構造を例示している。図１０において、Ｗ１弁別器波形（１００１）がＷ２弁別器波形（１００２）に追加されて、Ｗ３弁別器波形（１００３）が得られる。一般に、Ｗ３は、Ｗ１及びＷ２の異なる重み付けの直線的組合せとして構成することもでき、次ぎのように表わすことができる。
Ｗ３＝ａＷ１＋ｂＷ２
但し、ａ、ｂは、異なる値の正の定数である。或いは、Ｗ１及びＷ２の非直線的な組合せとして、次ぎのように表わすこともできる。
Ｗ３＝ａｆ（Ｗ１）＋ｂｇ（Ｗ２）
但し、ｆ及びｇは、奇数関数であり、そしてａ、ｂは、定数である。
Ｗ３の効果は、それがＷ１とＷ２との間で設計された妥協であって、多経路除去と受信器ノイズ性能との間で最適に選択された妥協性能を与えることである。図１０に示す例では、遷移をもつ隣接チップにわたるＷ３弁別器波形は、遷移をもたない隣接チップにわたる弁別器波形よりも大きな値を有する。従って、Ｗ２よりも受信器へのノイズを少なくすることができる。一方、所望の信号に対して１チップだけ厳密に遅延された多経路により導入される遅延エラーも、Ｗ１に比して減少される。定数ａ及びｂは、受信器ノイズによるコードエラーと多経路障害との間に最良の妥協性能を与えるＷ１及びＷ２の所望の組合せを形成するように最適に選択することができる。
遅延ロックループの用途に対してコードタイミングエラー信号を発生するようにＷ弁別器波形を一般的に適用することは、Ｗ１、Ｗ２及びＷ３のような形式の弁別器波形を含むと共に、図６及び８には示さないが、２つの隣接チップにまたがる弁別器波形スパン（即ちゲート巾）にわたって非１値の波形を選択することにより多経路の影響を軽減するよう意図された波形パターンも含めて、本発明に包含される。一般に、次のような特性をもつＷ弁別器波形は、チップ遷移を伴う隣接チップにわたり（Ｗ１の動作のように）又はチップ遷移を伴ったり伴わなかったりする隣接チップの各対にわたり（Ｗ２の動作のように）次のように使用したときに、多経路除去について有効である。
１）Ｗ弁別器波形は、そのスパン（即ちゲート巾）にわたってゼロとなるように積分されねばならず、そして
２）２つの隣接チップにわたるＷ弁別器波形の一部分は、一定値をもたねばならない。
図１１は、図６及び８に示されたものとは異なるＷ弁別器波形の別の例を示す。隣接チップの各対にわたり同じ巾及びサンプル値−１、＋１、＋１及び−１の４つの部分を有する図６及び８に示す基本的波形とは異なり、図１１に示す基本的波形は、２つの隣接するローカルＰＲＮコードチップにわたって同じ巾の３つの部分を有し、即ち中央の部分は、サンプル値＋２を有し、そしてこの中央部分の先行及び後続部分は、同じ値−１を有する。基本的波形の両方の例は、上記特性１及び２を満足し、そして両方とも、多経路除去を行うことができる。波形１１０１は、遷移を伴う隣接チップのみにわたりこの基本的波形を用いるＷ１形式の動作を示す。波形１１０２は、チップ遷移を伴ったり伴わなかったりする隣接チップにわたりこの基本的波形を用いるＷ２形式の動作を示す。波形１１０３は、この基本的波形を用いるＷ３形式の動作を示す。図示された基本的Ｗ弁別器波形の両方の例が図６、８及び１１に示されており、そして３つの形式の動作Ｗ１、Ｗ２及びＷ３は、全て、好ましい実施形態のこの説明に包含される。
一般に、Ｗ弁別器波形のサンプル値は、受信信号の同相及び直角位相サンプルを乗算するのに使用される。Ｗ弁別器波形のタイミングは、ローカル定刻コードのタイミングと同期される。Ｗ弁別器波形サンプルの値及び極性は、Ｗ弁別器波形のスパンであるところのローカルＰＲＮコードの２つの隣接チップの極性遷移に基づく。特に、Ｗ弁別器波形の値及び極性は、ローカルＰＲＮコードの次の４つの条件に基づく。
ｉ）２つの隣接チップ間の負から正への遷移；
ii）２つの隣接チップ間の正から負への遷移；
iii）両隣接チップが正であり且つ遷移がない；及び
iv）両隣接チップが負であり且つ遷移がない。
到来信号の同相及び直角位相サンプルがＷ弁別器波形のサンプル値で乗算された後に、それらが加算されて、コードタイミングエラー信号の推定値が得られ、これは、ローカルコードタイミングを制御するのに使用される。この動作は、コヒレントであってもよいし、非コヒレントであってもよい。コヒレントモードは、搬送波の位相回復が達成された後にのみ使用される。非コヒレントモードは、搬送波の回復が達成される前に使用され、従って、受信器がコヒレントモードに切り換わる前の初期コード追跡モードである。コヒレントモードは、同相サンプルのみについて動作するが、非コヒレントモードは、到来信号の同相及び直角位相サンプルの両方について動作する。これらモードの動作は、以下の式で表わすことができる。
Ａ．コヒレントモードのＷ弁別器の演算方程式：
１）到来する同相チャンネル信号Ｉ（ｔ）にローカルＰＲＮコードを乗算しそして積分周期ＴINTにわたって積分して、到来する拡散スペクトル信号のデータ極性推定値を形成する。
0003983812.tif 000003
２）Ｉ（ｔ）に、ローカルＰＲＮコード信号に基づきローカルＰＲＮチップの極性遷移に従って形成されたＷ弁別器波形（設計者の選択でＷ１、Ｗ２又はＷ３のいずれか）を乗算し、そして上記のように同じ積分インターバルにわたって積分して、ローカルＰＲＮコード時間ベースに対する到来信号の遅延エラー推定値を得る。この量は、到着信号の遅延の推定値であるが、到来信号のデータ極性で変更されており、第１の演算で得たデータ極性推定値の使用により排除する必要がある。
0003983812.tif 000004
３）到来信号のコヒレントモードのＷ弁別器遅延エラー推定値を上記２つの量の積として得る。
0003983812.tif 000005
Ｂ．非コヒレントモードのＷ弁別器の演算方程式：
１）到来する同相及び直角位相信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）にローカルＰＲＮコード信号を乗算しそしてその積の信号を積分周期ＴINTにわたって積分することにより、到来信号の同相及び直角位相の両サンプルのデータ極性推定値を形成する。
0003983812.tif 000006
但し、ｐは、受信器と到来信号との間の相対的な位相で、非コヒレントモードではゼロでない。
２）Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）に、ローカルＰＲＮコード信号に基づきローカルＰＲＮチップの極性遷移に従って形成されたＷ弁別器波形（設計者の選択でＷ１、Ｗ２又はＷ３のいずれか）を各々乗算し、そして上記の同じ積分インターバルにわたって積分して、同相及び直角位相チャンネルの両方においてローカルＰＲＮコード時間ベースに対する到来信号の遅延エラー推定値を得る。これらの量は、同相及び直角位相チャンネルにおける到着信号の遅延の推定値であるが、到来信号のデータ極性で変更されており、第１の演算で得たデータ極性推定値の使用により排除する必要がある。
0003983812.tif 000007
３）ローカルＰＲＮコード時間に対する到着信号の遅延エラーの非コヒレントモードのＷ弁別器推定値を次のように得る。
0003983812.tif 000008
これらの演算の典型的な実施方法について以下に説明する。
Ｗ弁別器の典型的な実施方法の説明
Ｗ弁別器の演算は、上記方程式の積分で示されたように、アナログ形態で行うことができる。或いは又、それらは、サンプル式データシステムで要求されるようにデジタル形態で行うこともでき、この場合、上記方程式は、積分ではなく、加算で行なわれる。以下の説明において、これらの演算は、たとえ受信器が、到来する衛星信号の同相及び直角位相信号を多ビット分解能のデジタルサンプルへと変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータを除いて完全にアナログの高周波（ＲＦ）及び中間周波（ＩＦ）部分を有していても、デジタル形態で実行される。この説明において、Ｗ弁別器の演算は、Ａ／Ｄ出力サンプルに対して行なわれる。しかしながら、その演算は、同相及び直角位相の映像出力に対してアナログ形態で直接行うこともできる。
ＰＲＮコード距離測定信号の多経路除去処理を行うＷ弁別器技術を適用する全受信システムが図１２にブロック図で示されている。このシステムは、アンテナ１２０１と、ダウンコンバータ１２０２と、ＩＦ及びＡ／Ｄ部分１２０３と、デジタル相関器及び信号復調器１２０４と、ナビゲーションプロセッサ１２０５と、特定アプリケーションプロセッサ１２０６と、基準周波数標準１２０７と、周波数合成器１２０８とを備えている。図１２のブロック図は、ここでは、商業用の大まかな捕獲（Ｃ／Ａ）擬似ランダムコードを使用して米国グローバルボジショニングシステム（ＧＰＳ）内で動作するものとして説明するが、このシステムは、Ｐコード追跡及び他のＰＲＮ距離測定システムに適当することもできる。
Ｌ１（１５７５．４２ＧＨｚ）及びＬ２（１２２７．６ＧＨｚ）ＧＰＳ信号の両方を受信する二重周波数ＧＰＳ受信器のための典型的なアンテナユニット及び典型的なＲＦ／ＩＦ及びＡ／Ｄ部分が図１３に詳細に示されている。アンテナサブシステム１３０１は、視野内の全てのＧＰＳ衛星からＬ１及びＬ２信号の両方を受信し、Ｌ１及びＬ２信号を個々にフィルタし、両信号の低ノイズ増幅を与え、そしてこれらの信号をダウンコンバータ部分１３０２へ供給し、これは、アンテナサブシステム１３０１から数フィートないし数十フィート離れている。低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）は、ノイズ指数制御を与えると共に、アンテナサブシステムとダウンコンバータとを接続するケーブルのロスを克服するに必要な利得を与える。ＬＮＡは、通常、ノイズ指数が約１．０ないし１．２ｄＢでありそして利得が約２５ｄＢである。ダウンコンバータ１３０２のこの典型的な設計では、第１の局部発振器（ＬＯ）の周波数が１３５×Ｆｏとなるように選択され、Ｆｏは、１０．２３ＭＨｚに非常に近いものである（擬似距離追跡の分析エラーを減少するための一般に使用される技術である増分位相検出器を実施するためには、あるオフセットが必要となる）。各々１５４×Ｆｏ及び１２０×Ｆｏの受信したＬ１及びＬ２周波数は、ダウンコンバータ１３０２により１９×Ｆｏ及び１５×Ｆｏの第１のＩＦ周波数へとダウン変換され、そしてＩＦ及びＡ／Ｄ部分１３０３へ供給される。ＩＦ及びＡ／Ｄ部分において、Ｌ１及びＬ２に対応する１９×Ｆｏ及び１５×Ｆｏの第１のＩＦ信号は、１７×Ｆｏの第２のＬＯ周波数により２×Ｆｏの第２のＩＦへと更にダウン変換され、フィルタされ、自動利得調整され、そして２つの３ビットＡ／Ｄへ入力され、これは、各々Ｌ１及びＬ２に対応する２×ＦｏのＩＦ信号をほぼ８×Ｆｏのサンプリングレートでサンプリングする（この場合も、擬似距離追跡の分析エラーを減少するための一般に使用される技術である増分位相検出器を実施するために、厳密な１０．２３ＭＨｚからのＦｏのオフセットが必要となる）。８×Ｆｏのサンプリングレートは、２×ＦｏのＩＦ周波数に適するように選択され、サインチャンネルをＱとしそしてコサインチャンネルをＩとすれば、交互のサンプル時間に同じＡ／Ｄから同相及び直角位相サンプルをＱ、−Ｉ、−Ｑ、−Ｉ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑ、−Ｉ、…として得ることができる。これらのサンプルは、符号調整され、そしてＱ、Ｉ、Ｑ、Ｉ、Ｑ、Ｉ、Ｑ、Ｉの順序の適切な直角位相サンプルが得られそして図１２の相関器部分１２０４へ送られる。ＬＯ周波数１３５×Ｆｏ及び１７×Ｆｏと、Ａ／Ｄサンプリングクロック周波数８×Ｆｏは、全て、周波数合成器１２０８で基準周波数標準１２０７から発生される。アンテナサブシステム、ＲＦ及びＩＦ部分の複合ＲＦ帯域巾は、約１６ないし１８ＭＨｚである。
図１４、１５及び１６は、ＩＦ及びＡ／Ｄ部分１２０３に続く相関器及び復調器部分１２０４を詳細に示すブロック図である。高速デジタル処理機能は図１４に示されており、そして低速デジタル処理機能は、図１５及び１６に示されている。Ｗ相関を実施するデジタル設計の更なる詳細が図１７に示されている。
図１４において、オンタイムコード相関の主たる機能は回路１４０２に示されており、１．５チップオフセット相関（コード捕獲に使用される）及びＷ弁別器相関（擬似距離測定のコード追跡に使用される）は、回路１４０３に示されており、搬送波位相復調の角度回転機能は、回路１４０４、１４０５に示されており、搬送波ＮＣＯ回路は、１４０６で示されており、コードＮＣＯ回路は、１４０７で示されており、Ｃ／Ａ（又はＰ）オンタイムコード、１．５チップオフセットコード、オンタイムのＷ弁別器波形又は１．５チップオフコードを発生するコードジェネレータは、回路１４０８として示されており、捕獲／追跡制御限定状態マシン回路は、回路１４０９として示されており、そして相関プロセスの一部分である加算回路は、回路１４１０で示されている。デマルチプレクサ１４０１は、Ａ／Ｄ出力データ流をＩ及びＱサンプルへと分割し、そして相関回路１４０２及び１４０３へ入力する。
高速信号捕獲のために、この設計では、従来の半チップステップではなくて、１チップステップでコードサーチプロセスが実行される。これは、オンタイムコード相関回路１４０２及び１．５チップオフセット相関回路１４０３で達成される。オンタイム相関回路１４０２は、到来する直角位相サンプルに、コードジェネレータ１４０８で発生されたオンタイムコードを乗算し、そして１つのＣ／Ａチップの時間巾にわたって積のサンプルを加算することにより、直角位相サンプルを相関する。回路１４０３は、２つの目的を果たす。即ち、初期コードサーチ捕獲中に１．５チップオフセットコード相関器として働くと共に、コード追跡及び擬似距離計算の間に受信ＰＲＮ信号の遅延エラーを検出するＷ弁別器相関器として働く。初期コードサーチ中に、回路１４０３は、到来するＩ及びＱサンプルを、オンタイムコードから１．５チップ（又は任意の整数＋０．５チップ）オフセットしたコードであって、コードジェネレータ回路１４０８により発生されそして１．５チップオフコードと示されたコードと相関し、到来する直角位相サンプルに、これも又コードジェネレータ１４０８で発生された１．５チップオフセットコードを乗算し、そして１つのＣ／Ａチップの時間周期にわたり積のサンプルを加算する。コードサーチの間に、オンタイム相関値（平方包絡線の意味で）と１．５チップオフセット相関値との間の差を用いて、所定のスレッシュホールドとの比較が行なわれ、到来するＰＲＮ信号が検出されるかどうかそしてそれがオンタイムコードに相関するか１．５チップオフセットコードに相関するかを決定する。
図１５は、これらの機能を回路１５０１、１５０２及び１５０３において示している。この実施のために、コードサーチプロセスは、半チップステップではなく、１チップステップでシリアルに実行することができ、これは、ＰＲＮ受信器の従来設計において一般的に実行されるように、オンタイム相関回路のみが実施される場合に必要とされる。初期コード捕獲の後に、回路１４０３は、最初に１チップ間隔で従来の早目−遅目の相関を実行するように切り換えられ、次いで、初期コード追跡が確立された後に、Ｗ弁別器相関へと切り換えられる。これは、信号がオンタイムコードで捕獲されるか１．５チップオフセットコードで捕獲されるか、到来するＩ、Ｑサンプルがオンタイムの早目−遅目コード又はオンタイムのＷ弁別器波形に相関されるか、或いは１．５チップオフセットの早目−遅目コード又は１．５チップオフセットのＷ弁別器波形に相関されるかに基づく。受信したＩ、Ｑサンプルは、オンタイムの早目−遅目コード又はオンタイムのＷ弁別器波形で乗算されるか、或いは１．５チップオフセットの早目−遅目コード又は１．５チップオフセットのＷ弁別器波形で乗算され、そしてこのプロセスでは１つのＣ／Ａチップの時間インターバルにわたり積のサンプルが加算される。コード捕獲中又はコード追跡中のいずれかにおいて、相関回路１４０２及び１４０３の出力は、角度回転回路１４０４へ入力され、この回路は、搬送波ＮＣＯ回路１４０６で発生されたローカル搬送波位相をＲＯＭ（リードオンリメモリ）ルックアップテーブルと共に使用して、搬送波周波数（及び位相）復調の機能を実行し、角度回転回路１４０４を示すブロックに続き、図１４に変換方程式で示された角度回転機能のプロセスを実行する。コード発生のタイミングは、初期捕獲中には、８×Ｆｏクロックにより制御され、そして追跡中には、コードＮＣＯ回路１４０７から導出された回復されたコードチップクロックにより制御される。捕獲及び追跡のモード制御は、回路１４０９で示された限定状態マシンにより実行される。
捕獲スレッシュホールド比較回路１５０１、１５０２及び１５０３に加えて、図１５は、受信器の他の機能も示している。これらの機能を以下に説明する。
１）回路１４０３で発生される１チップの早目−遅目相関出力又はＷ弁別器相関出力のいずれかを使用する非コヒレントなコード遅延エラー発生（１５０５）。この動作は、初期コード追跡中に、搬送波ロック指示回路１５１２で示されるように搬送波位相が回復される前に使用され、そして好ましい実施形態で述べた非コヒレントモードＷ弁別器（又は早目−遅目弁別器）演算方程式を解く。
２）回路１４０３で発生される１チップの早目−遅目相関出力又はＷ弁別器相関出力のいずれかを使用するコヒレントなコード遅延エラー発生（１５０６）。この動作は、コヒレントコード追跡中に、搬送波ロック指示回路１５１２で示されるように搬送波位相が回復された後に使用され、そして好ましい実施形態で述べたコヒレントモードＷ弁別器（又は早目−遅目弁別器）演算方程式を解く。
３）Ｑチャンネルコード相関にＩチャンネルコード相関の符号を乗算することにより搬送波位相エラー推定値を発生するコスタス（Costas）ループ搬送波位相エラー検出回路１５０４。
４）Ｉ2−Ｑ2に比例する信号を与えることにより搬送波ロックを指示する搬送波ロック指示回路１５１２。
５）正確なループ利得及び帯域巾制御を与えるために搬送波回復後に信号振幅を適切に調整するコヒレントなＡＧＣ回路１５１３。
６）適切なドップラー追跡を与えるために比例及び積分項を有する二次ループフィルタであるコード追跡ループフィルタ回路１５０７。この回路の出力は、図１４に示すコードＮＣＯ１４０７及び図１６に示すコード擬似距離計算回路１６０１に入力される。Ｗ弁別器の本質的な効果は、Ｗ弁別器相関回路１４０３から導出される回路１５０７からのコードループフィルタ出力信号に多経路エラーがほとんどなくなり、従って、回路１６０１から計算される擬似距離に多経路エラーがなくなることである。
７）適切なドップラー追跡を与えるために比例及び積分項を有する二次ループフィルタとしても示される搬送波追跡ループフィルタ回路１５０８。これは、全ての受信器設計に必要なものではなく、三次のループフィルタも適用できる。この回路の出力は、図１４に示す搬送波ＮＣＯ１４０６及び図１６に示す搬送波位相擬似距離計算回路１６０２に入力される。
８）搬送波ドップラーを推定しそしてコードレートドップラーを除去するようにそれをスケーリングすることによりコードレートドップラーを除去する搬送波補助回路１５１０であって、コードノイズを減少するように狭いループ帯域巾のコード追跡を行えるように実施される補助回路。
９）非コヒレントなコードループのループフィルタアキュムレータにおいてコードレートドップラーからスケーリングすることにより搬送波ドップラーの初期推定値を与える初期搬送波捕獲回路１５０９のためのコードレート補助。
１０）コード及び搬送波追跡が確立された後にＧＰＳナビゲーションメッセージを検出するデータ遷移追跡ループ（ＤＴＴＬ）ビット同期及びビット検出回路１５１１。検出されたナビゲーションビットの出力は、ナビゲーション分析計算のために図１２のナビゲーションプロセッサ１２０５へ入力される。
１１）ナビゲーションプロセッサ１２０５へ出力信号を供給する信号強度指示回路１５１４。
コード及び搬送波位相擬似距離計算回路が図１６に示されている。１つ以上のＧＰＳ衛星を捕獲した後にＧＰＳ時間へと操られるローカルタイムベース１６０３は、ローカルＣ／Ａコードエポックを導出するのに使用される。全ての衛星コードサーチは、エポック時間で始まり、即ち全てのＣ／Ａコードサーチを既知のコード状態（全て１）でエポック時間でスタートし、そして全ての搬送波捕獲を、搬送波ＮＣＯがゼロの状態でエポック時間でスタートする。コード擬似距離は、２つの部分で計算され、その１つは、半チップの倍数であり、これは、各エポック内の受信コード位相を半チップの分解能で指示する。これは、回路１６０１ａで計算される。回路１６０１ｂは、チップの１／（８０×２24）までの部分チップ擬似距離を、８×Ｆｏのサンプリングクロック周波数で、この例示的設計に使用される２４ビットコードＮＣＯアキュムレータにより計算する。搬送波位相擬似距離は、回路１６０２で計算される。搬送波位相擬似距離は、この例示的設計に使用される２４ビット搬送波ＮＣＯアキュムレータにより、搬送波サイクルの倍数の単位、及び搬送波サイクルの１／２24までの部分搬送波サイクルの単位で計算される。ＮＣＯにおけるビット数の選択は、固定ではなく、期待される精度及び動的な環境に基づいて変更してもよい。
図１７は、図１４の回路１４０３により実行されるＷ弁別器で到来するＩ及びＱサンプルの相関機能を遂行するのに使用される詳細なデジタル設計を示す。回路１４０８のＣ／ＡコードジェネレータからのＰＲＮコード（１７０１、図１４に示すように、オンタイム又は１．５チップオフセット）は、次の異なるコード極性遷移条件に対し、Ｗ弁別波形（Ｗ１、Ｗ２又はＷ３）を記憶するＲＯＭテーブル１７０２をアドレスするために入力される。ｉ）２つの隣接チップ間の負から正への遷移、ii）２つの隣接チップ間の正から負への遷移、iii）両隣接チップが正であって、遷移がない、そしてiv）両隣接チップが負であって、遷移がない。適切なＷ弁別器波形（図６、８、１０及び１１に示す）は、ローカルＰＲＮコード極性遷移と、Ｗ１、Ｗ２又はＷ３を選択するためのパターン選択コマンド１７０８とに基づき、ＲＯＭテーブルから選択される。サンプルカウンタ回路は、サンプルクロックをカウントし、Ｗ弁別器波形発生及びゲート巾制御におけるＲＯＭテーブル１７０２のサンプリングを決定する。エッジ検出回路１７０３は、ローカルコードクロックのエッジを検出しそしてカウンタ１７０４をリセットし、現在対に続く隣接チップの対に対するＷ弁別器波形パターンを適切に発生できるようにする。基本帯域Ｉ、Ｑサンプルは、ＲＯＭテーブル１７０２から発生されたＷ弁別器波形パターンで乗算され、そして回路１７０７により相関周期（例えば、１つのＣ／Ａチップ時間）にわたって加算される。これは、コヒレント及び非コヒレントモードのＷ弁別器処理の演算方程式を説明する各セクションのもとで好ましい実施形態において与えられた式（２）及び（４）で示されたＷ弁別器相関プロセスを実行する。ローカルＰＲＮコード１７０１は、１チップだけ遅延され、そして到来するＰＲＮ信号のＩ、Ｑサンプルを相関回路１７０６で乗算するのに使用され、その積のサンプルは、所望の積分周期（例えば、１つのＣ／Ａチップ）にわたって加算される。これは、コヒレント及び非コヒレントモードのＷ弁別器処理の演算方程式を説明する各セクションのもとで好ましい実施形態において与えられた式（１）及び（３）で示されたＷ弁別器相関プロセスを実行する。ＰＲＮコード信号は、オンタイムコードに対して１チップ進んだＷ弁別器波形パターンをＲＯＭテーブルから選択するのに使用される。というのは、ＲＯＭテーブルは、適切なＷ弁別器パターンを選択するための各隣接チップ対の極性条件を決定するのに、現在チップ及び後続チップの情報を必要とするからである。
Ｗ弁別器の性能
所望の信号に対して種々の遅延があり且つ所望信号の振幅の半分である反射性多経路の存在中におけるＷ１及びＷ２弁別器の予想される性能が図１８及び１９にエラー包絡線１８０１及び１９０１で示されている。Ｗ弁別器（Ｗ１及びＷ２）は、０．１Ｃ／Ａチップのゲート巾（又は前記のセクションで交換可能に示したスパン）を有する。エラー包絡線の上部は、多経路の搬送波位相が所望信号の搬送波位相と整列されるケースに対応する。エラー包絡線の下部は、多経路の搬送波位相が所望信号の搬送波位相と１８０°位相ずれしたケースに対応する。これらのエラー包絡線は、従来の１チップ間隔の「早目−遅目」相関器及び０．２チップ間隔の狭間隔相関器と比較される。Ｗ１及びＷ２の両方は、１チップ間隔の「早目−遅目」相関器及び０．２チップ間隔の狭間隔相関器に対し著しく改善された性能を示す。前記したように、Ｗ２は、多経路除去についてはＷ１より優れているが、受信器ノイズに対する性能についてはＷ１より劣る。直線的（又は非直線的）組合体として形成されたＷ３弁別器は、多経路及びノイズ除去の両方に関して優れた性能を生じる妥協的解決策を潜在的に与えることができる。Ｃ／Ａコード受信の場合には、Ｗ弁別器（Ｗ１、Ｗ２又はＷ３）波形パターンは、４つのＡ／Ｄサンプルで構成することができる。これは、０．１チップゲート巾のＷ弁別器を、同相又は直角位相チャンネルの各々に対し４０ＭＨｚのＡ／Ｄサンプリングレートで（即ち、直角位相サンプリングが使用される場合には８０ＭＨｚのＡ／Ｄで）Ｃ／Ａコード処理するように構成できることを指示する。
Ｗ弁別器のゲート巾は、Ｐコード処理については、８０ＭＨｚの同じＡ／Ｄサンプリングレートが使用される場合に、より広くする必要がある。というのは、Ｐコードのチップレートは、Ｃ／Ａコードよりも１０倍も高いからである。８０ＭＨｚのサンプリングレートの場合で、Ｗ弁別器波形パターンのスパンとして少なくとも４つのＡ／Ｄサンプルを必要とする場合には、最小ゲート巾が、当然、１Ｐチップとなる。所望の信号に対して種々の遅延があり且つ所望信号の振幅の半分である反射性多経路の存在中におけるＷ１及びＷ２弁別器の性能が、図２０及び２１にエラー包絡線２００１及び２１０１で示されている。この場合も、エラー包絡線の上部は、多経路の搬送波位相が所望信号の搬送波位相と整列されるケースに対応する。エラー包絡線の下部は、多経路の搬送波位相が所望信号の搬送波位相と１８０°位相ずれしたケースに対応する。これらのエラー包絡線は、従来の１チップ間隔の「早目−遅目」相関器及び０．５チップ間隔の狭間隔相関器と比較される。Ｗ１及びＷ２の両方は、１チップ間隔の「早目−遅目」相関器に対し著しく改善された性能を示す。Ｗ１は、０．５チップ間隔の狭間隔相関器に対してある程度の改善を示し、一方、Ｗ２は、０．５チップ間隔の狭間隔相関器に対して明確な改善を示している。
結論
本発明の効果は、改善された多経路信号除去を含む。
例示的な実施形態及び最良の態様について述べたが、請求の範囲に記載された本発明の範囲内で種々の変更や修正がなされ得ることが明らかであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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