(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
結合コンデンサを含む結合回路網を経てトランジスタ回路の入力側に結合された可同調並列共振回路を具え、前記結合コンデンサは前記可同調並列共振回路の出力側と前記トランジスタ回路の入力側との間に直列接続され、前記結合回路網はこれに可変容量ダイオードを設けないで、結合抵抗を設け、これを前記結合コンデンサに直列に結合し、前記結合コンデンサはその結合容量を前記トランジスタ回路の入力側における入力容量の大きさ程度内の値とし、前記結合コンデンサおよび前記結合抵抗は、前記可同調並列共振回路が同調され得る周波数範囲の下端においてほぼ等しいインピーダンスを有することを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記結合コンデンサはそのインピーダンスを前記可同調並列共振回路が同調され得る周波数範囲の少なくとも一部分において前記結合抵抗のインピーダンスよりも低くしたことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
本発明は結合コンデンサを含む結合回路網を経てトランジスタ回路の入力側に結合された可同調並列共振回路を具える受信機に関するものである。
発明の背景
ＵＶ８１６型のフィリップステレビジョン（ＴＶ）の同調器は例えば４８−１６８ＭＨｚのＶＨＦ−ｌｏｗ同調帯域全体に亘り同調し得る可同調帯域通過フィルタを具える。この可同調帯域通過フィルタは無線周波（ＲＦ）入力増幅器と集積回路の一部を構成する混合回路との間に結合する。この可同調帯域通過フィルタは相互結合された２つの並列共振回路を具える。この２つの並列共振回路のうちの一方の共振回路はＲＦ入力増幅器に結合する。他方の並列共振回路は結合コンデンサおよびＢＢ１３１型の可変容量ダイオードを含む結合回路網を経て前記混合回路の入力トランジスタに結合する。同調電圧は可変容量ダイオードに印加してその容量を前記ＶＨＦ−ｌｏｗ帯域全体に亘り変化し得るようにする。
発明の概要
本発明の目的は従来の技術に対して一層価格の有効な実現を行い得る主題型の受信機を提供せんとするにある。請求項１は本発明の主題を規定している。本発明の利点の実現に用いられる追加の特徴は従属請求項に規定している。
本発明は次の状態を考慮に入れている。トランジスタ回路は可同調並列共振回路を同調しながら、ソースインピーダンスから“見て”ほぼ一定に保持されるようにするのが好適である。しかし、一般に可同調並列共振回路は、共振回路の同調に合わせてほぼ変化する共振−周波数インピーダンスを有する。従って、結合回路網は可同調並列共振回路の共振−周波数インピーダンスの同調依存性をできるだけ満足に補償し得るようにする。結合回路網が同調依存性の補償に失敗すると、信号処理は雑音、利得および周波数特性の点でこれを被る。
従来の技術では、結合回路網は同調電圧が印加される可変容量ダイオードを含む。可変容量ダイオードが存在しない場合には従来技術の同調器は雑音および利得の点で信号処理が相対的に乏しくなる。更に、可同調並列共振回路は従来の同調器の発振器共振回路のトラッキングエラーによりＶＨＦ−ｌｏｗ帯域である関連する周波数帯域全体に亘り充分正しく同調することができない。
本発明によれば、前記結合回路網はこれに可変容量ダイオードを設けないで、結合抵抗を設け、これを前記結合コンデンサに直列に結合し得るようにする。直列結合されている結合抵抗および結合容量は可同調並列共振回路およびトランジスタ回路間に等価橋絡容量を提供する。この等価橋絡回路は、可変容量ダイオードの容量が従来の同調器の同調電圧により変化させる場合と同様に、周波数の関数として変化する。これがため、本発明によって可変容量ダイオードを用いることなく、可同調並列共振回路の共振周波数インピーダンスの同調依存性を補償することができる。可変容量ダイオード、特に、従来の結合回路網に用いられる可変容量ダイオードは比較的高価である。従って、本発明によれば従来の場合よりも一層価格の有効な実現が可能である。
更に、本発明によっても従来の技術に対し比較し得る性能を有する実現が可能となる。まず最初これは奇妙に思える。その理由は、本発明では結合抵抗は信号路に存在する雑音のソースとなるからである。従って、これは雑音性能による一種のペナルティーである。もっとも実際的なケースではこのペナルティーは比較的緩やかである。その理由は可同調並列共振回路の共振周波数インピーダンスが一般に結合抵抗のインピーダンスに対して充分に高く、結合抵抗がドミナント雑音ソースとなるのを防止するからである。
【図面の簡単な説明】
図１ａは本発明の基本原理を示す回路図、
図１ｂは本発明の基本原理の他の説明を示す回路図、
図２は本発明の有利な実現に用いられる追加の特徴を示す特性図、
図３は本発明受信機の一例を示す詳細回路図である。
発明を実施するための最良の形態
図中、同一部分は同一符号を付して示し、同一符号は番号を付して区別する。
図１ａは本発明の基本原理を示す。図１ａにおいて可同調並列共振回路ＰＲＣは結合回路網ＣＮＷを経てトランジスタ回路ＴＲＣの入力端子ＩＮに結合する。この結合回路網ＣＮＷは結合コンデンサＣｃおよびこれに直列に結合された結合抵抗Ｒｃを具える。しかし、結合回路網ＣＮＷには可変容量ダイオードは設けない。
図１ｂは図１ａと等価の回路である。この図１ｂには可同調並列共振回路ＰＲＣの共振−周波数インピーダンスＲｐと、トランジスタ回路ＴＲＣの入力容量Ｃｉと、トランジスタ回路ＴＲＣの入力端子ＩＮから見たソースインピーダンスＲｇを示す。更に、図１ｂには、橋絡抵抗Ｒｂおよび橋絡容量Ｃｂをも示す。これら橋絡抵抗Ｒｂおよび橋絡容量Ｃｂは双方とも可同調並列共振回路ＰＲＣおよびトランジスタ回路ＴＲＣの入力端子ＩＮ間に並列に結合する。これら橋絡抵抗Ｒｂおよび橋絡容量Ｃｂは図１ａに示す直列結合された結合抵抗Ｒｃおよび結合コンデンサＣｃと等価である。
共振周波数インピーダンスＲｐは橋絡容量Ｃｂ、橋絡抵抗Ｒｂおよびトランジスタ回路ＴＲＣの入力容量ＣｉによってソースインピーダンスＲｇに変換する。可同調並列共振回路ＰＲＣが高い周波数に同調する場合には、共振周波数インピーダンスＲｃはある程度まで増加する。しかし、ソースインピーダンスＲｇはこれと同程度まで増加せず、むしろ全く増加しない。その理由は結合抵抗Ｒｃが周波数の増大と共に減少するからである。この結合抵抗の減少によって共振周波数インピーダンスＲｐの増加を或る程度まで補償する。可同調並列共振回路ＰＲＣが低い周波数に同調する場合には、上述したことが逆に適用されることはもちろんである。これがため、可同調並列共振回路ＰＲＣが同調されると、ソースインピーダンスＲｇの任意の変化は共振−周波数インピーダンスＲｐの変化よりも少ない。
図２は下記の追加の特徴を示す。結合容量ＣｃのインピーダンスＺ（Ｃｃ）は可同調並列共振回路が同調し得る周波数範囲ＦＲの少なくとも一部分の結合抵抗ＲｃのインピーダンスＺ（Ｒｃ）よりも低い。図２は２つの曲線ＣｃおよびＲｃを有するインピーダンス（Ｚ）対周波数（Ｆ）特性のグラフである。曲線Ｃｃは結合コンデンサＣｃのインピーダンスＺ（Ｃｃ）を示し、曲線Ｒｃは結合抵抗ＲｃのインピーダンスＺ（Ｒｃ）を示す。また、このグラフは橋絡インピーダンスＣｂが夫々結合コンデンサＣｃおよび結合抵抗ＲｃのインピーダンスＺ（Ｃｃ）およびＺ（Ｒｃ）の関数として表わされる式をも示す。
図２の特徴は次の考察に基づくものである。結合コンデンサＣｃのインピーダンスＺ（Ｃｃ）が結合抵抗ＲｃのインピーダンスＺ（Ｒｃ）よりも少なくとも１桁低い場合には、橋絡容量Ｃｂは周波数の平方根に反比例して変化する。即ち、周波数が２倍に増大すると、橋絡容量Ｃｂは平方根に対して１／２、従って１／４になる。これに対し、結合コンデンサＣｃのインピーダンスＺ（Ｃｃ）が結合抵抗Ｒｃのインピーダンス（Ｒｃ）よりも少なくとも１桁高い場合には、橋絡インピーダンスＣｂは周波数の関数として比較的僅かな程度変化する。これがため、共振−周波数インピーダンスＲｐの変化も比較的僅かな程度補償されるようになる。
図２の特徴を適用する場合には、橋絡容量Ｃｂはこの周波数範囲ＦＲ内で著しい程度に周波数の関数として変化する。これにより結合回路網ＣＮＷは共振−周波数インピーダンスＲｐの任意の変化を充分に補償して当該周波数範囲ＦＲ全体に亘り比較的一定のレベルにソースインピーダンスＲｇを保持し得るようにする。後者の場合には雑音、利得および周波数特性の点で比較的良好な信号処理を達成することができる。これがため、図２の特徴は良好な信号処理に寄与する。
図３は本発明受信機の一例を示す。図３の受信機はＶＨＦ−ｌｏｗ帯域内の無線周波数ＲＦで信号Ｓ（ＲＦ）を受信し、これを例えば、４０ＭＨｚの中間周波数ＩＦの信号に変換する。この受信機は入力増幅器ＲＦＡ、可同調フィルタＴＵＦおよび混合−発振器集積回路ＭＯＩＣを具える。入力側に更に可同調フィルタを具え得る入力増幅器ＲＦＡの詳細は示さない。説明の便宜上、集積混合−発振器回路ＭＯＩＣの外部素子も図示しない。
可同調フィルタＴＵＦは２つの可同調並列共振回路ＰＲＣ１およびＰＲＣ２を具える。可同調並列共振回路ＴＵＦ１は入力増幅器ＲＦＡから増幅された信号を受ける。可同調並列共振回路ＴＵＦ２は増幅され、且つフィルタ処理された信号を結合回路網ＣＮＷを経て混合−発振器集積回路ＭＯＩＣに転送する。結合回路網ＣＮＷは１ｋΩの抵抗値を有する結合抵抗Ｒｃおよび３．３ｐＦの容量を有する結合コンデンサＣｃを具える。混合−発振器集積回路ＭＯＩＣの入力端子ＩＮの入力容量Ｃｉは例えば２．５ｐＦである。
２つの可同調並列共振回路ＰＲＣ１およびＰＲＣ２は２つの頂部結合コンデンサＣｔ１およびＣｔ２並びにフートインダクタンスＬｆにより相互結合する。これらの２つの可同調並列共振回路ＰＲＣ１およびＰＲＣ２は同調電圧Ｖｔが印加される可変容量ダイオードによって同調する。符号が付されていない可変容量ダイオードはＢＢ１３３型とする。符号が付されていない他の素子の機能は当業者に良く理解されているものである。この理由でこれら素子は更に説明しない。
図３の受信機は下記の追加の特徴を有している。結合コンデンサＣｃの結合容量は混合−発振器集積回路ＭＯＩＣの入力端子ＩＮの入力容量Ｃｉの値の範囲内とする。更に、結合コンデンサＣｃおよび結合抵抗Ｒｃは可同調並列共振回路ＰＲＣ２が同調され得るＶＨＦ−ｌｏｗ帯域の下端においてほぼ等しいインピーダンスを有する。これらの追加の特徴は結合回路網ＣＮＷに可変容量ダイオードが設けられていないにもかかわらず、図３の受信機の満足な性能を寄与するものである。
下表は図３の受信機の結合回路網ＣＮＷの作動を示す。この表において、Ｆｔｕｎは可変フィルタＴＵＦが同調する周波数を示し、Ｒｐは可変フィルタＴＵＦの共振インピーダンスを示し、Ｃｂは可同調並列共振回路ＰＲＣ２および結合回路網ＣＮＷが設けられている際の混合−発振器集積回路ＭＯＩＣの入力端子ＩＮ間の橋絡容量を示し、Ｒｇは混合−発振器集積回路ＭＯＩＣの入力端子ＩＮの側から見たソースインピーダンスを示す。
0003942643.tif 000002
この表から明らかなように、可同調フィルタＴＵＦの共振インピーダンスＲｐが周波数とともに著しく変化する場合でも結合回路網ＣＮＷによってほぼ一定のソースインピーダンスＲｇを得ることができる。これがため、満足な信号処理が得られる。特に、図３の受信機は同調し得るＶＨＦ−ｌｏｗ帯域全体に亘りほぼ一定な利益を得ることができる。
本発明は上述した例にのみ限定されるものではなく、要旨を変更しない範囲内で種々の変形や変更が可能である。
特に図面も上述した例に限定されるものではなく種々の変更が可能である。
特に、結合回路網ＣＮＷは図に示す結合コンデンサＣｃおよび結合抵抗Ｒｃの他に種々の素子を具えることができ、例えば、結合コンデンサＣｃおよび結合抵抗Ｒｃに並列に結合された追加の結合コンデンサを具えることができる。また、図１ｂに示す橋絡容量Ｃｂは周波数の関数として変化する容量を有するようにすることができる。これに関し容量が周波数の関数として変化するように追加の素子を改善することもでき、その結果、信号処理を改善することもができる。
本発明はテレビジョン受像機、特にＶＨＦ−ｌｏｗ帯域の回路によって多くの利点を得ることができたが他の型の受像機または受信機にも適用することができる。
更に、請求項の括弧内の符号もこれに限定されるものではない。
【図１ａ】
0003942643.tif 000003
【図１ｂ】
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【図２】
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【図３】
0003942643.tif 000006