(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
テープ駆動装置用のモータ装置であって、
固定子と回転子を有するブラシレス・モータと、
前記モータに接続され、回転子の位置に基づき基準信号を発生する電子手段であって、電子手段は、さらに、基準信号に応答し制御信号と回転子の位置に従って変化する共通モード信号を発生する回路を含む電子手段と、
電子手段に接続され、制御信号と共通モード信号を加算して修正制御信号を発生する加算手段であって、修正制御信号は、前記モータを整流し前記モータの正負供給電圧要求を平衡するように動作する加算手段と、
を含む前記モータ装置。
【請求項２】
請求項１記載のモータ装置であって、前記電子手段は、さらに、
前記モータの位置に基づく基準信号を発生する処理回路を含む前記モータ装置。
【請求項３】
請求項１記載のモータ装置であって、前記電子手段は、マイクロ・コントローラを含む前記モータ装置。
【請求項４】
テープ駆動装置用のモータ装置であって、
モータと、
モータに接続され基準信号を発生する処理回路と、
処理回路に接続され、基準信号に応答して制御信号を供給するマイクロ・コントローラであって、マイクロ・コントローラは、さらに、基準信号に応答して共通モード信号を供給するマイクロ・コントローラと、
制御信号と共通モード信号に接続され、修正制御信号を発生する加算回路であって、修正制御信号は、モータに電気的に相互接続されモータを整流し任意のモータ速度の供給電圧要求を減少する加算回路と、
を含む前記モータ装置。
【請求項５】
請求項４記載のモータ装置であって、前記マイクロ・コントローラは、さらに、
処理回路に接続され、基準信号をオフセット値に加算しアドレスを発生する加算器と、
加算器に接続され、アドレスに応答して共通モード信号を供給するルック・アップ・テーブルと、
を含む前記モータ装置。
【請求項６】
請求項５記載のモータ装置であって、前記ルック・アップ・テーブルは、アドレスに応答する複数の値を含み、共通モード信号を供給する前記モータ装置。
【請求項７】
請求項６記載のモータ装置であって、前記共通モード信号は、正弦波形を有する前記モータ装置。
【請求項８】
請求項５記載のモータ装置であって、前記共通モード信号は、三角波形を有する前記モータ装置。
【請求項９】
モータの効率を増加する方法であって、
（ａ）モータから速度と位置の情報を得る段階と、
（ｂ）速度と位置の情報から基準信号を発生する段階と、
（ｃ）基準信号に基づいて制御信号を発生する段階と、
（ｄ）基準信号に基づいて共通モード信号を生成する段階であって、
（１）基準信号に所定の値を付加し第３の信号を発生する段階と、
（２）第３の信号で複数の値を含むルック・アップ・テーブルをアドレスする段階と、
（３）ルック・アップ・テーブルの出力を乗算し共通モード信号を生成する段階と含み、
（ｅ）制御信号と共通モード信号を加算して修正制御信号を生成する段階と、
（ｆ）修正制御信号でモータを整流する段階と、
を含む前記方法。
【請求項１０】
モータの効率を増加する方法であって、
（ａ）モータの各相から電圧振幅を得る段階と、
（ｂ）最小電圧振幅によって制御信号を決定する段階と、
（ｃ）最小制御電圧振幅の絶対値の１／２に等しい共通モード電圧を発生する段階と、
（ｄ）共通モード電圧をモータの各相からの電圧と加算し修正制御電圧を生成段階と、
（ｅ）モータを修正制御電圧で整流する段階と、
を含む前記方法。
【請求項１１】
テープ駆動装置用のモータ装置であって、
モータと、
モータに接続され基準信号を発生する処理回路と、
処理回路に接続されたマイクロ・コントローラであって、マイクロ・コントローラは、基準信号に応答して第１の制御信号と第２の制御信号を生成するよう動作し、マイクロ・コントローラは、処理回路に接続され基準信号をオフセット値に加算しアドレスを生成する加算器と、加算器に接続されアドレスに応答して共通モード信号を供給するルック・アップ・テーブルと、ルック・アップ・テーブルに接続され共通モード信号の振幅が第１の制御信号と第２の制御信号の振幅に比例することを確保する乗算器とを含むマイクロ・コントローラと、
第１の制御信号、第２の制御信号および共通モード信号に接続され修正制御信号を生成する加算回路であって、修正制御信号は、電気的にモータに相互接続されモータを整流する加算回路と、
を含む前記モータ装置。
【請求項１２】
多相モータの効率を増加する方法であって、
多相モータの対応する複数の巻線に印加される複数の駆動電圧を発生する段階と、
共通モード駆動電圧を発生する段階と、
共通モード駆動電圧により一またはそれ以上の複数の駆動電圧を修正し共通モード駆動電圧を印加することなく得られる速度を超えるモータの速度を増加する段階と、
を含む前記方法。
【請求項１３】
請求項１２記載の方法であって、前記共通モード駆動電圧は、駆動電圧の基礎周波数の高調波である周波数を有する前記方法。
【請求項１４】
請求項１２記載の方法であって、速度の増加は、モータに給電するために使用されるモータ供給電圧の増加を必要とすることなく実行される前記方法。
【発明の詳細な説明】
関連出願の相互参照
本出願は、すべて本出願と同時またはそれに先立って出願された以下の米国特許出願に関連する。
１．「アーチ型走査テープ駆動装置」、発明者Ｊｏｈｎ  Ｍ．Ｒｏｔｈｅｎｂｅｒｇ、Ｊｏｓｅｐｈ  Ｌｉｎ、Ｒｏｂｅｒｔ  Ｈ．Ｐｅｉｒｃｅ、Ｒｉｃｈａｒｄ  ＭｉｌｏおよびＭｉｃｈａｅｌ  Ａｎｄｒｅｗｓ、第０８／１１３，９９６号、１９９３年８月３０日出願。
２．「アーチ型走査読み取り／書き込みアッセンブリ」、発明者Ｇａｒｙ  ＮｅｌｓｏｎおよびＳｔｅｐｈｅｎ  Ｊ．Ｃｒｏｍｐｔｏｎ、第０８／３３７，２５５号、１９９４年１１月１０日出願。
３．「経済的な広範囲速度制御システム」、発明者Ｍａｒｔｙｎ  Ａ．Ｌｅｗｉｓ、第０８／３３７，８０３号、１９９４年１１月１４日出願。
４．「正確なアーチ型走査ヘッド位置決めのためのシステムと方法」、発明者Ｍａｒｔｙｎ  Ａ．ＬｅｗｉｓおよびＰａｕｌ  Ｓｔａｖｉｓｈ、第０８／３３７，９０３号、１９９４年１１月１０日出願。
上記出願はすべて本発明の譲受人に譲渡され、すべて引用によって特に本出願の記載に援用する。
発明の分野
本発明は、概して、モータ速度制御システムに関し、詳細には、ブラシなしＤＣモータを含む整流子モータの、所与のモータ供給電圧に関連する最高速度を最大にするためのシステムに関する。
発明の背景
ブラシなしＤＣモータと、一般にステップ・モータの動作速度を効果的に最大にすることは、これまでも必要とされてきたし、現在も必要とされている。ブラシなしＤＣモータは多相、通常三相の、モータ軸の回転位置を基準にして供給される巻線駆動信号の選択的適用によって整流されるモータである。ステップ・モータと同期電動機は、閉ループ・モードで駆動される時、ブラシなしＤＣモータと同様に機能する。ここでの目的のために、ブラシなしＤＣモータは、ステップ・モータと同期電動機を含むものとする。こうしたモータの構造と動作の基本的理解は、Ａｃａｒｎｌｅｙ、「ステップ・モータ、最新理論と実践の手引き」、Ｐｅｔｅｒ  Ｐｅｒｅｇｒｉｎｕｓ  Ｌｔｄ．、ロンドン、英国、（１９８２／１９８４）によって提供される。
ブラシなしＤＣモータは、モータ軸位置変換器によって生成される制御信号に基づく閉ループ制御の下で動作することが多い。ホール効果センサ、シャフトに設置された光学式エンコーダおよびその他の専用センサ／回路システムに基づくものを含む、さまざまなセンサ装置が知られている。
ブラシなしＤＣモータは、一般に一相が定電流で励起される時、トルクとシャフト位置の疑似正弦曲線的変化を示す。それに対応して、モータが外部原動機によって一定の速度で駆動され、すべての相が開路となる時、各相は、速度に比例した周波数と振幅の、疑似正弦曲線的逆起電力信号を生成する。前記位相信号は、相リードと、Ｙ字状巻線モータの場合、中心タップ、またデルタ巻線モータの場合、同等の概念上の中心タップとの間の電圧を意味すると理解される。従って、望ましい速度を維持するために必要とされる供給電圧は、速度の増大にほぼ比例して増大する。逆起電力は、所与の軸回転速度を維持するためにブラシなしＤＣモータに印加されなければならない電圧に比例する。
ブラシなしＤＣモータを整流する際、モータ相巻線に供給される電力信号の整流波形は、モータの軸位置と同期していなければならない。多数の種々の一般的な整流波形が使われてきた。周期的な矩形波形が、所与の供給電圧で、モータの最大最高速度を生み出すために有利である。
しかし、矩形波形を使うことの欠点は、モータ巻線を加熱するが、トルクの発生には貢献しない正弦波電流が作られることである。さらに、多くの制御システムでは、相互コンダクタンスまたは高出力インピーダンス電力増幅器を利用することが望ましい。こうした駆動増幅器を使うことによって、モータの周波数特性は、温度やモータのインピーダンスによって比較的影響されない。しかし、矩形駆動電圧に起因する電流波形は、通常モータのコンダクタンスと逆起電力の複雑さによって、固有の形状を有する。その結果、矩形駆動波形は、高出力インピーダンス増幅器を使う場合、供給することが困難である。
一定の供給電圧でより高い最高速度を達成するもう１つの方法は、必要とされるモータ速度が増大するに連れて、駆動信号の位相を進ませることである。この方法は、ＡｃａｒｎｌｅｙおよびＧｉｂｂｏｎｓ、「ステップ・モータの閉ループ制御、最適スイッチング角度の予測と実現」、電気技術者協会会報（ロンドン）、第１２９巻、Ｂ部、第４号、１９８２年およびＤｒ．Ｌ．Ａｎｔｏｇｎｉｎｉ、「逆起電力感知によるステップ・モータの動的トルクの最適化」、増分動作制御システムおよびデバイス、第１４回年次シンポジウム議事録、１９８５年、２９３ページ、以下参照、増分動作制御システム協会（イリノイ州シャンペーン、６１８２５）刊に説明されている。この方法は、あらゆる形状の波形と共に使用できる。この方法は、一般に、モータ軸の回転位置の十分な解像度を生み出すためにエンコーダの使用を必要とする。
発明の概要
従って、本発明の一般的な目的は、所与の供給電圧で、モータの動作速度を効率よく最大にするためのシステムを提供することである。
本発明は、同じ負荷を駆動する、従来の速度制御システムと同じ最高速度を達成するために、より低い供給電圧を許容するか、または供給電圧を変えずにより高い速度を達成する。本発明は、モータ軸位置と無関係に、「不平衡な」正負供給電圧を決して必要としない方法を利用することによって、この結果を達成する。本発明は、精密な軸位置感知を提供するために、低コストの磁気抵抗エンコーダを使用する。本発明は、光学式エンコーダのような、他のタイプの軸位置感知器と共に使用できる。本方法は、以下共通モード電圧（ＣＭＶ）と呼ばれる、通常モータ・リードに供給される正常な駆動電圧に追加される、追加電圧を使用する。ＣＭＶは、通常供給される駆動波形の基本成分の調波である基本成分を有する。ＣＭＶの振幅と位相は、追加的な電圧の「余裕」を提供し、それによって所与の供給電圧でより高い速度が達成できるようにするように選択される。
本発明の利点は、供給電圧を増大することなしに、ブラシなしＤＣモータまたは、閉ループ・ステップ・モータの最高速度を比較的増大させる能力である。
本発明のもう１つの利点は、より低い供給電圧で、所与の最高速度を維持する能力である。
本発明の次の利点は、正弦波形的または正弦波形的に近い好適な駆動特性を維持しながら、より高い速度を達成するモータの能力である。
また、本発明のもう１つの利点は、速い速度で、所与の供給電圧から、モータの加速トルクを拡大する能力である。さらに、所与の最高速度と負荷に対して、電源から取られる電力は、従来技術の方法より小さい。
また、本発明のもう１つの利点は、発明を実現する際に、高低両方の出力インピーダンスの駆動増幅器が使用できることである。
また、本発明のもう１つの利点は、発明を実現するために、非常に低い費用と低い部品の複雑さしか要求されないことである。
また、本発明のもう１つの利点は、本発明を使う結果として、新しい、または増大する既存のモータの非能率がないことである。
【図面の簡単な説明】
本発明のその他の利点、特徴および特性は、添付の図面と共に取り上げられる時、実施形態の以下の説明からより明瞭に理解されるが、その際同じ参符は同じ部分を示し、図面は以下である。
第１図は、各巻線が個別に定電流によって励起される時、各相巻線によって生み出されるトルクの位相関係を示す。
第２図は、負荷に一定のトルクを供給しながら、三相二極モータを一定の軸速度に維持するために必要な相電流を、モータ軸位置の関数として示す。
第３図は、負荷に一定のトルクを供給しながら、三相二極モータを一定の軸速度に維持するために必要なモータ相電流を、軸位置の関数として示す。
第４図は、負荷に一定のトルクを供給しながら、三相二極モータを一定の軸速度に維持するために必要な相駆動電圧を、軸位置の関数として示す。
第５図は、本発明に従って構成された装置の１つの好適実施形態のブロック図である。
第６図は、軸位置と無関係に、平衡正負供給の要求を達成するために必要な共通モード電圧を示す。
第７図は、より低い供給電圧で同じ速度を達成するための変更された駆動波形を示す。
第８図は、所与の供給電圧で軸速度を最大にするために、本発明に従って生成された駆動波形を示す。
第９図は、本発明に従って構成された装置の他の好適実施形態のブロック図である。
第１０図は、本発明に従って構成された装置のまた他の好適実施形態のブロック図である。
実施形態の詳細な説明
本発明は、任意の数の相と極のブラシなしＤＣモータに適用可能であるが、本発明は三相二極モータに関して説明される。こうしたモータは、従来３または４のリードと共に利用可能であった。３リード・モータは「Ｙ」または「デルタ」巻線のどちらかである。４リード・モータは常に「Ｙ」巻線である。本発明は、どちらの組み合わせとも使用できるが、３リードＹ巻線モータについて説明される。本発明の好適実施形態で使用されるモータの例示説明は、本発明の譲受人に譲渡されている、１９９３年８月３０日出願の番号第０８／１１３，９９６号を有する、「アーチ型走査テープ駆動装置」と題された同時係属出願に見ることができる。上記の出願で説明されるモータは、情報がテープに書き込まれている時、実質上０．５７３４ｉｐｓで、また情報がテープから読み取られている時、実質上０．５７３４ｉｐｓでテープを伝搬する。しかし、走査モードでは、以下で説明する方法を使って実質上７２ｉｐｓ以下の速度が達成可能である。
正弦波形は、正弦波電流が低減または最小にできるため、ブラシなしＤＣモータを駆動するのに好適である。正弦波形は、また、モータ軸角度の関数として、より一定のトルクを生み出す傾向がある。正弦波形は、第１図で、各相が同じ定電流で個別に励起される時、モータの各相によって生み出されるトルクの位相関係を示すために使われる。Ａ、ＢおよびＣ相は、それぞれ線１，２および３によって示される。
ここで、第２図に示すように、モータ軸位置の正弦関数である相巻線電流によって駆動されるブラシなしＤＣモータを検討されたい。これらの電流波形は、それらの代数的加算がゼロでなければならないという制限に従っている。３つのモータの相をＡ相、Ｂ相およびＣ相によって表すと、３つの瞬時相巻線電流ｉA、ｉB、ｉCを求める式はそれぞれ以下である。
ｉA（Ｉ、θ）＝Ｉｓｉｎ（θ−２π／３）
ｉB（Ｉ、θ）＝Ｉ（θ）                              （１）
ｉC（Ｉ、θ）＝Ｉｓｉｎ（θ＋２π／３）
モータによって生み出される合計瞬時トルクは、第２図の瞬時相巻線電流によって、各相によって作られる瞬時トルクの合計として定義される。トルクを求める式は以下である。
Ｔi（Ｉ、θ）＝ｉAＫphｓｉｎ（θ−２π／３）＋ｉBＫphｓｉｎ（θ）
＋ｉCＫphｓｉｎ（θ＋２π／３）              （２）
ここでｉA、ｉBおよびｉCは式１から得られる。
式１から瞬時電流を求める既知の関係を式２に代入すると、
Ｔi（Ｉ、θ、Ｋph）＝ＩＫphｓｉｎ（θ−２π／３）2＋ＩＫphｓｉｎ（θ）2
＋ＩＫphｓｉｎ（θ＋２π／３）2            （３）
これを単純化すると以下の式が得られる。
Ｔi（Ｉ、Ｋph）＝（３／２）ＩＫph                            （４）
従って、第２図に示される正弦電流波形によって生み出されるトルクは、軸角度とは無関係である。これは、均一の負荷は、負荷と、第２図の波形による波形によって決定されるピーク値を持つ電流を運ぶ３つのモータ巻線によって、均一の速度で駆動されることを意味する。
均一の速度を維持し、均一のトルクを生み出すために各モータ・リードで必要とされる電圧は、相逆起電力、相抵抗および相インダクタンスによって影響される。モータが電気的によく平衡が取れている場合、モータの動作中、使用されないセンタ・タップは大地電位にあるか、またはその付近にある。モータがデルタ巻線で、センタ・キャップを有しない場合、同様に大地電位にあるか、または、その付近にある同等のＹ巻線モータの「幻像」センタ・タップがある。
モータ軸角度とモータ速度の関係は以下である。
θ（Ω、ｔ）＝Ωｔ                                        （５）
ここでモータの推定定角速度は、Ωラジアン／秒として表現され、時間はｔ秒として表現される。上記の場合の定速動作では、各モータ・リードに必要とされる瞬時電圧は以下である。
ｖA（ｉA、Ω、ｔ、Ｒ、Ｌ、Ｋph）＝ｉAＲ＋ｉAｊΩＮＰＬ
＋ＫphΩｓｉｎ（Ωｔ−２π／３）
ｖB（ｉB、Ω、ｔ、Ｒ、Ｌ、Ｋph）＝ｉBＲ＋ｉBｊΩＮＰＬ
＋ＫphΩｓｉｎ（Ωｔ）                      （６）
ｖC（ｉC、Ω、ｔ、Ｒ、Ｌ、Ｋph）＝ｉCＲ＋ｉCｊΩＮＰＬ
＋ＫphΩｓｉｎ（Ωｔ＋２π／３）
ここでマイナス１（−１）の平方根はｊであり、瞬時相電流はｉA、ｉBおよびｉCアンペアであり、時間はｔ秒であり、各相抵抗はＲオームとして表現されるが、ここで各相抵抗は、モータ相リードとモータ・センタ・タップまたはその概念的等価物の間で定められ、各相インダクタンスは、Ｌヘンリーであるが、ここで各相インダクタンスは、モータ相リードとモータ・センタ・キャップまたはその概念的等価物の間で定められ、各相モータ定数は、Ｋphボルト／ラジアン／秒であるが、ここで各相モータ定数は、モータ相リードとモータ・センタ・キャップまたはその概念的等価物の間で定められ、瞬時相適用駆動電圧はＶA、ＶBおよびＶCボルトであり、モータの相の数は、Ｎによって表され、モータの極の数は、Ｐによって表される。上記の例では、Ｎは３に等しくＰは２に等しい。
瞬時相電流と、モータ角度とモータ速度の間の関係について上記の式を使うと、瞬時相電圧は以下のように書かれる。
ｖA（Ｉ、Ω、ｔ、Ｒ、Ｌ、Ｋph）＝ＩＲｓｉｎ（Ωｔ−２π／３）
＋ＩＮＰＬΩｃｏｓ（Ωｔ−２π／３）＋ＫphΩｓｉｎ（Ωｔ−２π／３）
ｖB（Ｉ、Ω、ｔ、Ｒ、Ｌ、Ｋph）＝ＩＲｓｉｎ（Ωｔ）
＋ＩＮＰＬΩｃｏｓ（Ωｔ）＋ＫphΩｓｉｎ（Ωｔ）
ｖC（Ｉ、Ω、ｔ、Ｒ、Ｌ、Ｋph）＝ＩＲｓｉｎ（Ωｔ＋２π／３）
＋ＩＮＰＬΩｃｏｓ（Ωｔ＋２π／３）＋ＫphΩｓｉｎ（Ωｔ＋２π／３）  （７）
上記の式を使うと、第３図は、各相の電流を表示し、第４図は、一定の速度を維持するための各相への必要適用電圧を表示する。これらの図の各々では、相はそれぞれＡ、ＢおよびＣで表される。
従来の正弦波形駆動システムでは、正負供給電圧は、第４図に示すような正負ピーク電圧を供給するように意図されなければならない。第４図に示される必要駆動電圧を検討すると、以下の事実が示される。
（１）約４５°のモータ軸角度では、Ａ相が負ピーク駆動電圧の約８７％の駆動電圧を必要とする一方、Ｂ相は正ピーク電圧の約８７％の駆動電圧を必要とする。Ｃ相はゼロ電圧を必要とする。この相角度では、駆動電圧と、ひいては供給電圧は、正負供給に関して「平衡が取れている」と言えるモータを必要とする。
（２）約１５°のモータ軸角度では、Ｂ相およびＣがピーク正駆動電圧の約５０％を必要とする一方、Ａ相はピーク負電圧の１００％を必要とする。この相角度では、モータの要求する電圧と、ひいては要求する供給電圧は、正負供給に関して「不平衡」である。
（３）各回転の中で、平衡の取れた駆動状態を必要とする６つの軸角度位置がある。最初は約４５°で、他の５つは最初の位置から順次６０°毎に置かれている。
（４）各回転の中で、６つの最も不平衡な駆動状態がある。最初は約１５°で、他の５つは最初の不平衡状態から順次６０°毎に置かれている。それぞれ１５°、１３５°および２５５°である１番目、３番目および５番目の軸角度では、不平衡状態は、第４図に示される正ピーク電圧に加えられる駆動増幅器の損失を克服するのに十分な正供給電圧を要求する。それぞれ７５°、１９５°および３１５°である２番目、４番目および６番目の軸角度では、不平衡状態は、第４図に示されるピーク負駆動電圧に加えられる駆動増幅器の損失を克服するために十分な負供給電圧を要求する。この例の特定のモータと負荷について言うと、正負供給電圧は、駆動増幅器の損失として１ボルトの許容値が考慮される場合、約２２ボルトを供給しなければならない。
本発明を実現する好適な電子回路構造が第５図に示される。第５図は、モータ相巻線Ａ、ＢおよびＣをそれぞれ３８、４１および４５で駆動する、高出力インピーダンスで相互コンダクタンス形の利得１の駆動増幅器１および２と、低出力インピーダンスで位相反転形の利得１の駆動増幅器３を使った駆動装置を示す。駆動装置３はマイナス１の利得を有する。好適実施形態ではＭＲエンコーダである、ライン４および５に２つの出力信号を作り出す直角位相エンコーダ４６は、キャプスタン・モータ３９のモータ軸４７に接続される。エンコーダ４６は、モータ軸４７の１回転毎に数百回反復する方形波信号をライン４に生成する。エンコーダ４６は、また、１回転毎にライン４の方形波と同じ反復回数を有し、さらにライン４の方形波と約９０°の位相関係を有する方形波をライン５に生成する。本発明の好適実施形態で使われる直角位相エンコーダ４６の説明は、本発明と同じ譲受人に譲渡され、引用によって本明細書の記載に援用する、１９９３年８月３０日出願の第０８／１１９，９９６号、発明者Ｊｏｈｎ  Ｍ．Ｒｏｔｈｅｎｂｅｒｇ他による「アーチ型走査テープ駆動装置」と題された同時係属特許出願に説明されている。エンコーダ信号は、同時係属出願特許「経済的な広範囲速度制御システム」に説明されているように処理される。
ライン４および５に現れる方形波は、信号プロセッサ７で結合され、それによって、ライン４の方形波の各期間について特定の極性転移を有する計数信号をライン８に、また、そのレベル（ハイまたはロー）がモータ軸４７の回転方向を示す、方向信号をライン９に生成する。ライン４の方形波がライン５にある方形波に先立つ時、モータ軸４７は、モータ軸の見える端から見て、反時計回り方向に回転し、ライン９の方向信号はアクティブ・ハイになる。一方、方形波４がライン５にある方形波の後を追う時、モータ軸４７は時計回り方向に回転し、ライン９の方向信号はローの値を有する。時計回りおよび反時計回り方向は、モータ軸４７が見えるほうの端から見ることによって定義される。ライン８の計数信号とライン９の方向信号は、瞬時モータ軸角度を表す二進数を含む双方向計数器１０に伝えられる。定義によって、軸位置ゼロが、Ｂ相４１がすべての整流電流についてゼロ・トルクを有し、Ａ相３８が正整流電流（すなわち、Ａ相３８に向かう電流）に応答して反時計回り方向のトルクを発生する、モータ３９の位置に対応させられる。この発明では、費用を低減するために、双方向計数器１０に送られるインデックス信号はないが、駆動装置のための始動ルーチンは、譲受人に譲渡された、１９９４年１１月１４日出願の第０８／３３７，８０３号、発明者Ｍａｒｔｙｎ  Ａ．Ｌｅｗｉｓによる、「経済的な広範囲速度制御システム」と題された同時係属出願に見ることができる。双方向計数器の出力は、ライン２１を経由して（点線内に示される）マイクロコントローラ１２に送られる。好適実施形態では、マイクロコントローラは、Ｉｎｔｅｌによって製造される８０Ｃ１９６マイクロコントローラである。普通サーボ・サンプリング・インターバルと呼ばれる計算サイクルの間、マイクロコントローラ１２は、モータ３９の相巻線を整流するために使われるライン２７、３５の２つの正弦波形制御信号と、ライン５２の共通モード信号を発生するために、一連の計算を行う。
ライン２１の双方向計数器の出力は、ライン１４にモータ軸４７の現在速度を得るために、速度推定器１３の使用を通じてマイクロコントローラ１２に送られる。ライン１４の計算軸速度は、ライン１７にモータ３９の速度誤差ｅを得るために、減算器１６で望ましい速度１５から減算される。ライン１７の速度誤差ｅは、補償器１８に送られるが、その出力はライン１９の制御根拠信号ｕである。６２ｉｐｓ毎に２２°の値を有し、軸速度に比例する第１オフセット信号２０は、加算器２２で、ライン２１の双方向計数器出力に加算され、それによってライン２３に双方向計数器１０の出力の位相前進信号を発生する。説明されたすべての度数は整流度数であって、シャフトの度数でないことに留意されたい。Ｎ個の相とＰ個の極のモータでは、各軸度数について、ＮＰ個の整流度数がある。好適実施形態では、シャフトの度数毎に６の整流度数がある。ライン２３の位相前進信号は、ライン２３上のルック・アップ・テーブル（ＬＵＴ）２４に送られるアドレスの正弦関数であるデジタル言語を含むＬＵＴ２４をアドレスするために使われる。ライン２５のＬＵＴ２４の出力は、掛算器２６でライン１９の制御根拠信号ｕによって掛算され、ライン２７に修正根拠信号ｕａを発生する。ライン２７の修正根拠信号ｕａは第１デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２８に送られるが、その出力は、ライン３７の第１制御信号である。ライン３７の制御信号は、相互コンダクタンス型駆動増幅器１に送られ、モータ３９のＡ相３８を整流するために、軸位置４７に正弦波形的に関連する所定の電流を供給する。６２ｉｐｓ毎に１２０°プラス２２°の値を有し、軸速度に比例する第２オフセット信号２９が、加算器３１を経由してライン２１の双方向計数器出力に加算され、それによってライン３２に双方向計数器１０の出力の位相前進信号を発生する。ライン３２の位相前進信号は、ＬＵＴ２４をアドレスするために使われるが、ライン３３のその出力は、ライン３５に修正根拠信号ｕｂを得るために、掛算器３４を経由して、ライン１９の制御根拠信号ｕによって掛算される。ライン３５の修正根拠信号ｕｂは、第２ＤＡＣ３６に送られるが、その出力は、ライン４０の第２制御信号である。ライン４０の第２制御信号は、モータ３９のＢ相の軸位置４７に正弦波形的に関連する所定の電流を供給する相互コンダクタンス型駆動増幅装置２に送られる。
ライン５７にＣＭＶ信号を発生するために、６２ｉｐｓ毎に１８０°プラス２２°の１／３の値を有する第３オフセット信号が、加算器５０で、ライン２１の双方向計数器出力に加算される。ライン５４の、加算器５０の出力信号は、ＬＵＴ４８をアドレスするために使われる。ＬＵＴ４８の内容は、ライン５７に、第６図に示すＣＭＶ信号に対応するＣＭＶ信号を最終的に発生するようなものである。ＣＭＶ信号の振幅は速度に比例し、経験的に、６０ｉｐｓ毎にピーク間５ボルトに定められる。速度の、これ以上の改善は、動作速度に従って第３オフセットの最適値を経験的に究明することによって達成される。
ライン５５のＬＵＴ４８の出力は、ライン５２のＣＭＶ信号のデジタル表示を得るために、掛算器５６で、ライン１９の制御根拠信号ｕによって掛算される。ライン５２のＣＭＶ信号のデジタル表示は、ＤＡＣ４９を通過するが、その出力は、第６図で示されるように、ライン５７のＣＭＶ信号である。掛算器５６は、ライン５７のＣＭＶが他の駆動電圧に比例することを確保する。ライン５７のＣＭＶ信号は、アナログ加算器４３でそれぞれ駆動増幅器１および２の出力と結合されるが、ライン４４のアナログ加算器の出力は、モータ３９のＣ相４５を整流するために、位相反転駆動増幅器３に送られる。駆動増幅器３は反転形であるので、ライン５７のＣＭＶの波形は、アナログ加算器４３で駆動増幅器の電圧から減算される。こうして、ライン５７のＣＭＶ信号は、共通付加電圧信号として、Ｃ相４５とモータ３９に導入される。相互コンダクタンス駆動増幅器１および２を使う結果として、ライン５７のＣＭＶ信号は自動的に、それぞれモータ・リード３８および４１に現れる。３つの駆動増幅器がすべて相互コンダクタンス形であることは、３つの増幅器の利得がごくわずかに完全に整合した状態から逸脱しても、１つかそれ以上の増幅器の飽和を生じるため可能ではない。幸運にも、モータ３９の高インピーダンス駆動の利点は、すべて、相互コンダクタンス増幅器として形成される３つの駆動増幅器のうちの２つのみによって得られる。駆動増幅器１および２が、高出力インピーダンスを有する相互コンダクタンス増幅器であることと、Ａ相３８とＢ相４１の合計を減算することによる駆動増幅器３への相互作用のために、Ｃ相のモータ・リード４５に送られるＣＭＶ信号の振幅は、アナログ加算器４３に導入されるライン５７のＣＭＶ信号の振幅の約１／３である。
第６図は、上記第３図および第４図を展開するために使われた特定のモータの例のために必要とされる理想的なＣＭＶ波形を示す。ＣＭＶ波形の三角形状の性質と、その基本的成分が従来の駆動電圧の３倍である事実が明らかである。第６図にはまた、参照のために、モータ３９の３つの相のための従来の駆動電圧が示されている。ＣＭＶ５７の正確な振幅と位相は特定のモータの関数であろうが、三相モータの場合、それは駆動電流の３倍の周波数の基本的成分を有する波形である。第６図はまた、モータが正負供給に関して不平衡である時、ＣＭＶ波形がそのピーク値を有することを示す。他方、モータが正負供給に関して平衡である時、ＣＭＶ波形はゼロの値を有する。
第７図は、ライン５７のＣＭＶ波形を従来の駆動電圧の各々に加算することによって変更された３つの駆動波形のグラフを示す。駆動電圧の平衡的性質は、第４図に示される従来の方法によって必要とされる電圧と比較することによって明らかになる正負ピーク電圧が低減されていることと同様明らかである。第７図の修正駆動電圧は、高度に非正弦曲線的であるが、たとえモータ・リード３８、４１または４５の各々に適用される（接地を基準とする）電圧が高度に非正弦曲線的であっても、モータの相巻線に適用される電圧は正弦曲線的であるので、相電流は正弦曲線的なままである。ＣＭＶが各相電圧に等しく加算されるため、各相３８、４１および４５によって得られる電流は、全体としてライン５７のＣＭＶの波形には影響されず、従って、各相巻線にかかる電圧に変化はない。他方、必要とされる駆動電流は変化がないが、所与の速度に対する供給電圧は低減されるため、システムを駆動するために必要な電力は低減される。各相巻線３８、４１および４５にかかる電圧は、ライン５７のＣＭＶ波形によって影響されず、相駆動電圧が非正弦曲線的であるのとは対照的に、正弦曲線的なままであることに留意されたい。
本発明の利点の大部分、あるいはすべては正確な共通モード電圧波形の近似値と共に得られる。別の単純だが有効なアルゴリズムは、正弦曲線的で、経験的に選択された振幅と位相の共通モータ電圧を使用する。正弦波のピーク振幅と位相は、理想的な共通モード電圧のピーク振幅と位相にほぼ等しい。
第８図は、正負ピーク電圧を、２３％低い速度を生み出すのに従来の方法が必要としたのと実質上同じレベルに維持する一方で、この例では、従来の方法と比較して約３０％速度を増大させるために本発明の方法を使った結果を示す。
本発明の他の実施形態が第９図に示される。マイクロコントローラ１２までの構成部分は第５図に関して議論したのと同じものである。相違点が以下論じられる。
ライン２１の双方向計数器出力がマイクロコントローラ１２に送られる。サーボ・サンプリング・インターバルの間、マイクロコントローラ１２は、ライン３７、４０の２つの正弦波形制御信号と、ライン５７の共通コード信号を発生するために多数の計算を行う。ライン３７および４０の正弦波形制御信号は、加算ノード５１でライン５７のＣＭＶ信号に加算され、それによってライン６０および６１に、それぞれ２つの出力を発生する。加算ノード５１の出力の１つは、ライン６０の第１修正制御信号で、駆動増幅器１に送られるが、その出力はモータ３９のＡ相モータ・リード３８を整流する。加算ノード５１の第２出力である、ライン６１の第２修正制御信号も、駆動増幅器２に送られるが、その出力はモータ３９のＢ相モータ・リード４１を整流する。同様に、ライン３７および４０の制御信号は、加算器４２を通じてライン５７のＣＭＶ信号に加算されるが、加算器４２の出力は、ライン４３の修正制御信号であって駆動増幅器３に送られ、その出力はモータ３９のＣ相モータ・リード４５を整流する。
ライン２１の双方向計数器出力は、ライン４７にモータ軸の現在速度を得るために、速度推定器１３を通じてマイクロコントローラ１２に送られる。ライン１４の計算軸速度は、ライン１７にモータ３９の速度誤差ｅを得るために、減算器１６で、ライン１５の望ましい速度から減算される。ライン１７の速度誤差ｅは、補償器１８に送られるが、その出力はライン１９の制御根拠信号ｕである。６２ｉｐｓ毎に２２°の値を有し、速度に比例する第１オフセット２０が、加算器２２を通じてライン２１の双方向計数器出力に加算され、ライン２３に双方向計数器出力の位相前進信号を発生する。ライン２３の位相前進信号は、ライン２３のＬＵＴ２４に送られるアドレスの正弦関数である、デジタル言語を含むＬＵＴ２４をアドレスするために使われる。ライン２５のＬＵＴ２４の出力は、ライン２７に修正根拠信号ｕａを得るために、掛算器２６で、ライン１９の制御根拠信号ｕによって掛算される。ライン２７の修正根拠信号ｕａは、ＤＡＣ２８を通過するが、その出力はライン３７の第１制御信号である。ライン３７の制御信号は、加算ノード５１でライン５７のＣＭＶに加算され、それによってライン６０に修正制御信号を発生するが、それは駆動増幅器１に伝えられ、モータ３９のＡ相３８を整流するために使われる。６２ｉｐｓ毎に１２０℃プラス２２°の値を有し、速度に比例する第２オフセット２９は、加算器３１でライン２１の双方向計数器出力に加算され、それによってライン３２に双方向計数器の位相前進信号を発生する。ライン３２の位相前進信号は、ＬＵＴ２４をアドレスするために使われるが、その出力３３は、ライン３５に修正根拠信号ｕｂを得るために、掛算器３４で、ライン１９の制御根拠信号ｕによって掛算される。ライン３５の修正根拠信号ｕｂは、第２ＤＡＣ３６へ送られるが、その出力はライン４０の第２制御信号である。制御信号４０は、加算ノード５１で、ライン５７のＣＭＶ信号に加算され、ライン６１に第２修正制御信号を発生し、それが駆動増幅器２を経由してモータ３９のＢ相４１を整流する。ライン５７のＣＭＶ信号は、加算器４２でライン３７の第１制御信号およびライン４０の第２制御信号に加算される。加算器４２の出力は、駆動増幅器３に送られ、その出力はモータ３９のＣ相４５の巻線を整流する。
ライン５７にＣＭＶ波形を発生する構成部分が第９図に示される。６２ｉｐｓ毎に１８０°プラス２２°の１／３の値を有し、速度に比例する第３オフセット５３は、加算器５０でライン２１の双方向計数器出力に加算される。ライン５４の加算器５０の出力は、ＬＵＴ４８のアドレスとして使われる。ＬＵＴ４８の内容は、ライン５４の信号によって駆動される時、第６図に示すライン５７のＣＭＶ信号を発生するようなものである。ライン５５のＬＵＴ４８の出力は、ＤＡＣ４９を通過するが、その出力は加算器４２と、ライン５７の加算ノード５１に送られる。駆動増幅器３は反転形であるので、ライン５７のＣＭＶ信号は、加算器４２の入力から減算されるが、加算ノード５１の入力に加算される。こうして、ライン５７のＣＭＶ信号は、３つの相すべての共通付加電流として導入される。掛算器５６は、ライン５７のＣＭＶ信号が駆動電圧に比例することを確保する。ある特定の軸位置に対するライン５７の正確なＣＭＶ波形を決定するために適した一般的アルゴリズムは以下である。ＣＭＶの振幅は、相駆動電圧の１／２に等しいが、その絶対値は、ＣＭＶがない時、以下の最小値である。
ＣＭＶ＝１／２｜Ｖｐ｜
ここでＣＭＶ信号の振幅は速度に比例し、経験的に６０ｉｐｓ毎にピーク間５ボルトに決定される。
本発明のもう１つの他の実施形態が第１０図に示される。この実施形態は、アナログ加算器４３が取り外され、駆動増幅器３が非反転形である他は、上記の第５図を参照して説明されたものと同様である。第１０図に例示される実施形態は、第６図の３つの波形のいずれか１つとＣＭＶ波形によって例示される制御電圧波形と共通モード電圧波形の両方をＬＵＴ２４に保存させることによって動作する。
６２ｉｐｓ毎に２２°の値を有し、速度に比例する第１オフセット信号２０は、加算器２２でライン２１の双方向計数器出力に加算され、それによってライン２３に位相前進信号を発生する。ライン２３は、ＬＵＴ２４をアドレスするために使われる。ＬＵＴ２４は、ライン２３を通じてその入力に送られるアドレスの正弦曲線的表現であるデジタル言語を含む。ライン２５のＬＵＴ２４の出力は、掛算器２６でライン１９の制御根拠信号ｕによって掛算され、ライン２７の修正根拠信号ｕａを得る。ライン２７の修正根拠信号ｕａは、第１ＤＡＣ２８を通過するが、その出力である、ライン３７の第１制御信号は、駆動増幅器１に送られる。駆動増幅器１の出力は、モータ３９のＡ相のリード３８を整流する。６２ｉｐｓ毎に１２０°プラス２２°の値を有し、速度に比例する第２オフセット信号２９は、加算器３１でライン２１の双方向計数器出力に加算され、ライン３２の位相前進信号を得る。ライン３２の位相前進信号はＬＵＴ２４をアドレスするために使われるが、ライン３３のその出力は、掛算器３４でライン１９の制御根拠信号ｕによって掛算され、ライン３５の修正根拠信号ｕｂを得る。ライン３５の修正根拠信号ｕｂは第２ＤＡＣ３６を通過するが、その出力である、ライン４０の第２制御信号は、駆動増幅器２に送られる。駆動増幅器２の出力は、モータ３９のＢ相のリード４１を整流する。
６２ｉｐｓ毎に１８０°プラス２２°の１／３の値を有し、速度に比例する第３オフセット信号５３は、加算器５０でライン２１の双方向計数器出力に加算される。加算器５０の出力は、ＬＵＴ２４をアドレスするために使われるが、その出力は、掛算器５６でライン１９の制御根拠信号ｕによって掛算され、ライン５２のＣＭＶ波形を得るが、その振幅は、ライン３７の第１制御信号と、ライン４０の第２制御信号の振幅に比例する。ライン５２のＣＭＶ波形は、その後第３ＤＡＣ４９を通過するが、その出力は駆動増幅器３に送られ、その出力がモータ３９のＣ相のリード４５を整流する。３つのオフセット２０、２９および５３を導入することによって、３つの相駆動波形は、１つのルック・アップ・テーブル２４から発生される。
ライン５７のＣＭＶ波形は第６図に示したものとまったく同じである必要はなく、何らかの妥当な近似値、例えば正弦波ならば、正確な波形の利点の大部分またはすべてを生み出す。正弦波ＣＭＶの場合、第５図に示されるＬＵＴ４８は、すでにその内容がアドレスの正弦的表示であるＬＵＴ２４が存在するために、免除される。ＬＵＴ２４を適切にアドレスし多重化することによって、正確な振幅（掛算器５６を使う）と相（ルック・アップ・テーブル・アドレスへの適当なオフセットを使う）の正弦波ＣＭＶ信号を供給できるようにする。共通モード電圧の大きさは、通常ピーク駆動電圧の約２５％である。従って、第５図および第９図の追加デジタル・アナログ変換器２８、３６および５６のビット数は、駆動増幅器１および２を必要とする２つのデジタル・アナログ変換器２８および３６のビット数のわずか１／４だけを必要とする。反対に、第１０図の実施形態では、すべての３つのデジタル・アナログ変換器２８、３６および４９がすべてのビット数を有しなければならない。
好適実施形態は、従来のアプローチで、速度制御システムに関連して説明されたが、双方向速度制御システムと位置決め制御システムは、本発明の使用によって利益を受ける制御システムの例である。好適実施形態は等しい正負電圧を有する二重電源を使って説明されたが、本発明は二重電源システムの接地が単一電源電圧の片方によって置き換えられる単一電源システムにも同様に適用可能である。さらに、上記で説明された速度制御システムは、軸１回転毎のインデックス信号を使うシステムとも動作する。二重電源システムでは、接地電流が必要ないので、単一電源システムの半分の電圧は、純粋に概念的である。
本発明の好適実施形態が例示され説明されたが、さまざまな修正は当業技術分野に熟練した者には明らかであり、従って、本発明の範囲は添付の請求項とその同等物によってのみ定義される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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