(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の電流が流れることにより出力電圧を所定の定電圧に維持するバンドギャップ回路と、前記出力電圧が所定の定電圧に到達し更に上昇しようとして前記バンドギャップ回路に流れる電流が増加したときに、その増加分に応じた電流を自らに流すことにより前記バンドギャップ回路に流れる電流を所定の量に制御する第１のトランジスタと、
第２のトランジスタとを備え、
前記第２のトランジスタのベースとエミッタを前記第１のトランジスタのベースとエミッタにそれぞれ共通接続することにより、前記第１のトランジスタに電流が流れると共に前記第２のトランジスタにも電流が流れ、この電流に基づいた信号を、前記出力電圧が所定の定電圧に達した信号として出力することを特徴とした定電圧発生回路。
【請求項２】
所定の電流が流れることにより基準電圧を出力するバンドギャップ回路と、
出力電圧を負帰還して前記基準電圧と比較しながら前記出力電圧を所定の電圧になるように制御する増幅器と、
ベースに前記増幅器から出力される信号が入力され前記出力電圧が所定の電圧に到達すると電流が流れる第１のトランジスタと、
第２のトランジスタとを備え、
前記第２のトランジスタのベースとエミッタを前記第１のトランジスタのベースとエミッタにそれぞれ共通接続することにより、前記第１のトランジスタに電流が流れると共に前記第２のトランジスタにも電流が流れ、この電流に基づいた信号を、前記出力電圧が所定の定電圧に達した信号として出力することを特徴とした定電圧発生回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源回路などの回路が必要とする基準電圧を発生する定電圧発生回路において、低電圧の起動検出を従来より低い電源電圧で確実におこなうことができる定電圧発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高い精度や安定度が求められ、動作電圧範囲や動作温度範囲が広い電源回路、ＤＡコンバータ、ＡＤコンバータなどの回路は、高い精度と安定度を持つ定電圧が基準電圧として要求される。例えば、ＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータの場合、特にＩＣの内部の誤差増幅器とＰＷＭコンパレータの差動電圧増幅率や同相成分除去比に大きく影響を与える。そのため、ＩＣ内部の定電圧発生回路には、高い精度が必要な場合、温度依存性がほとんど無いバンドギャップ回路を使用して定電圧を発生するようにしている。
【０００３】
また、このような定電圧発生回路は入力電源電圧で動作するため、入力電源電圧の立ち上がりとともに定電圧発生回路により発生する電圧も立ち上がり、所定の安定した電圧になるには、入力電源電圧の立ち上がり状態や電圧変動にも大きく影響を受けることになる。そのため、定電圧発生回路で発生する電圧が確実に所定の定電圧に到達しており、入力電源電圧も所定の定電圧を充分発生できる電圧であることを検出して、その定電圧を基準電圧として必要とする回路を動作させるようにしないと、誤動作が生じたり、電源回路の場合は負荷側の回路や電源回路自身が破壊する危険性がある。
【０００４】
図３に従来の定電圧発生回路の一例を示す。図３において、定電圧発生回路１０は、例えばバンドギャップ型定電圧回路１で出力電圧Ｖｒｅｆを発生させて、コンパレータの反転入力端子（−）に接続して、入力電源電圧ＶＩＮを抵抗Ｒ４とＲ５で分圧した分圧電圧Ｖｄを非反転入力端子（＋）にフィードバックさせている。尚、バンドギャップ型定電圧回路１の出力電圧発生に係る構成と動作は後述する。
【０００５】
コンパレータの出力側は、コレクタが抵抗Ｒ３を介して入力電源電圧ＶＩＮにプルアップされているエミッタ接地のＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。また、出力電圧Ｖｒｅｆが所定の電圧に充分達している場合、トランジスタＴｒ１のコレクタからＬｏｗレベルの起動信号が出力される。
【０００６】
次に、図４を参照しながら従来の定電圧発生回路１０の動作を説明する。図４（Ａ）は、入力電源電圧ＶＩＮに対する出力電圧Ｖｒｅｆと入力電源電圧ＶＩＮの分圧電圧Ｖｄの変化を表すグラフである。横軸は入力電源電圧ＶＩＮを、縦軸は分圧電圧Ｖｄと出力電圧Ｖｒｅｆとを表している。また、図４(Ｂ)は従来の定電圧発生回路１０の起動信号発生タイミングを示している。今、電源がＯＮされると、図４（Ａ）の領域Ａに示されるように入力電源電圧ＶＩＮの上昇に比例して分圧電圧Ｖｄが直線的に上昇する。出力電圧Ｖｒｅｆも図４（Ａ）に示すように立ち上がり、領域ＢとＣとの境で、出力電圧として安定する起動点に到達する。
【０００７】
しかし、前記の起動点は温度や素子のばらつきにより大きく変化するため、従来の技術では、温度や素子のばらつきによる影響があっても出力電圧Ｖｒｅｆが確実に起動点に達するのに必要かつ充分な入力電源電圧であるか否かを検出して起動信号を出力するようにしていた。そのため、図３に示すコンパレータで入力電源電圧ＶＩＮの分圧電圧Ｖｄを出力電圧Ｖｒｅｆと比較して、図４（Ａ）のコンパレータ検出点に示されるように、領域ＣにおけるＶｄ≧Ｖｒｅｆの状態の時にコンパレータから出力されるＨｉｇｈレベル信号がトランジスタＴｒ１をＯＮして、図４(Ｂ)に示されるように、例えばＬｏｗレベルの起動信号を出力するようにしていた。尚、図４（Ａ）の領域ＡでもＶｄ≧Ｖｒｅｆの状態になるが、この時入力電源電圧ＶＩＮの電圧は非常に低いので、コンパレータから信号が出力されてＴｒ１がＯＮすることはない。
【０００８】
また同様に、電源がＯＦＦされたり、電源の故障、負荷の変動などにより入力電源電圧ＶＩＮが降下して前記のコンパレータ検出点の電圧より低くなると、出力電圧Ｖｒｅｆが所定の電圧を維持できなくなる前に起動信号が停止することになり、出力電圧Ｖｒｅｆを基準電圧として利用している他の回路が誤動作を起こす前にその動作を止めることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
前記のごとく、出力電圧が安定する起動点は温度や素子のばらつきにより大きく変化するため、従来の技術では、温度や素子のばらつきによる影響があっても出力電圧Ｖｒｅｆが確実に起動点に達するのに必要かつ充分な入力電源電圧であるか否かを検出して起動信号を出力するようにしていたため、図４（Ａ）に示すようなマージン部分が必要であった。そのため、従来の定電圧発生回路からの出力を基準電圧としてを使用するＩＣ回路では、低入力電源電圧での動作、すなわち最低動作電圧を低く設定することは困難であり、ＩＴ関連装置などが必要とする低電圧での動作を実現する支障となる場合もあった。
【００１０】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、従来のように入力電源電圧が所定の安定出力電圧を発生するのに充分上昇しているかどうかを検出する必要がなく、従来の回路に比べ素子数が少なく、低入力電源電圧での動作が可能であり、さらに、そのため消費電力が小さい定電圧発生回路を提供するものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る定電圧発生回路は、所定の電流が流れることにより出力電圧を所定の定電圧に維持するバンドギャップ回路と、前記出力電圧が所定の定電圧に到達し更に上昇しようとして前記バンドギャップ回路に流れる電流が増加したときに、その増加分に応じた電流を自らに流すことにより前記バンドギャップ回路に流れる電流を所定の量に制御する第１のトランジスタと、第２のトランジスタとを備え、前記第２のトランジスタのベースとエミッタを前記第１のトランジスタのベースとエミッタにそれぞれ共通接続することにより、前記第１のトランジスタに電流が流れると共に前記第２のトランジスタにも電流が流れ、この電流に基づいた信号を、前記出力電圧が所定の定電圧に達した信号として出力することを特徴とする。
【００１２】
更に、本発明に係る定電圧発生回路は、所定の電流が流れることにより基準電圧を出力するバンドギャップ回路と、出力電圧を負帰還して前記基準電圧と比較しながら前記出力電圧を所定の電圧になるように制御する増幅器と、ベースに前記増幅器から出力される信号が入力され前記出力電圧が所定の電圧に到達すると電流が流れる第１のトランジスタと、第２のトランジスタとを備え、前記第２のトランジスタのベースとエミッタを前記第１のトランジスタのベースとエミッタにそれぞれ共通接続することにより、前記第１のトランジスタに電流が流れると共に前記第２のトランジスタにも電流が流れ、この電流に基づいた信号を、前記出力電圧が所定の定電圧に達した信号として出力することを特徴とする。
【００１３】
上記の構成によれば、従来の回路のように入力電源電圧が所定の安定出力電圧を発生するのに充分な程上昇しているかどうかを検出する必要がなく、出力電圧の起動点を直接検出できるので、従来の回路に比べ素子数が少なく、低入力電源電圧での動作が可能になり、そのため消費電力を小さくすることが可能となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図１と図２及び図４を参照して説明する。なお、図３や図４と同一部分は同じ符号を付与してある。本発明の第１実施形態を図１を参照しながら説明する。図１は本発明の第１実施形態であるバンドギャップ回路を使用した定電圧発生回路である。また、図４（Ｃ）は本発明に係る定電圧発生回路の起動信号発生タイミングを示している。
【００１５】
定電圧発生回路１０Ａのバンドギャップ型定電圧回路１のＰＮＰトランジスタＱ６とＱ７は、互いのベースとエミッタが共通接続され、更にトランジスタＱ６のコレクタがベースに接続されたカレントミラー回路を構成しており、共通のエミッタに入力電源電圧ＶＩＮが供給されている。また、トランジスタＱ６のコレクタは定電流源を介して接地されている。ＮＰＮトランジスタＱ４とＱ５はベースが共通接続され、Ｑ４のコレクタが共通ベースに接続されて、抵抗Ｒ１１とＲ１２とＲ１２ａとともにバンドギャップ回路２を構成している。この場合、トランジスタＱ５のエミッタ接合面積はトランジスタＱ４のＮ倍となっている。
【００１６】
トランジスタＱ５のコレクタはＮＰＮトランジスタＱ３のベースに接続され、Ｑ３のコレクタはその上流に配されたＰＮＰトランジスタＱ８とＱ９とからなるカレントミラー回路のＱ８のコレクタに接続され、トランジスタＱ９のコレクタはＱ８とＱ９の共通ベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１２ｂを介して接地されている。また、トランジスタＱ８とＱ３のそれぞれのコレクタの接続点は、特性をそろえてペアにしたＰＮＰトランジスタＱ１０とＱ２のベースに共通接続されている。トランジスタＱ２のコレクタと抵抗Ｒ７の接続点はＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースに接続され、Ｔｒ１のコレクタは入力電源電圧ＶＩＮに抵抗Ｒ３を介してプルアップされると同時に起動信号が出力される端子に接続されている。尚、抵抗Ｒ１２、Ｒ１２ａ、Ｒ１２ｂはそれぞれ同じ抵抗値に設定されている。また、トランジスタＱ１０とＱ２はベースとエミッタがそれぞれ共通に接続されているため、マルチコレクタのトランジスタを使用することもできる。
【００１７】
今、抵抗Ｒ１２に流れる電流をＩ２、抵抗Ｒ１２ａに流れる電流をＩ１、トランジスタＱ３のエミッタを流れる電流をＩ４とし、出力電圧をＶｒｅｆ、トランジスタＱ３とＱ４のベース・エミッタ間電圧をそれぞれＶＦ３、ＶＦ４とし、絶対温度に比例してトランジスタＱ５に発生する熱電圧をＶＴとすると、特開平７−２３０３３２によれば、Ｉ１とＩ２はそれぞれ以下の式で表せる。
Ｉ１＝ＶＴ×ＬｎＮ／Ｒ１１
Ｉ２＝（Ｖｒｅｆ−ＶＦ４）／Ｒ１２
すなわち、電流Ｉ１は入力電源電圧ＶＩＮや出力電圧Ｖｒｅｆに依存しない電流値になる。
【００１８】
入力電源電圧、すなわち、出力電圧Ｖｒｅｆの上昇とともにＩ２が増加している間、カレントミラー回路の一方を構成するトランジスタＱ９のコレクタに接続された抵抗Ｒ１２ｂを流れる電流Ｉ３も増加するが、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＦ３がＱ３をＯＮするベース電位に至らないため、トランジスタＱ３に電流Ｉ４は流れず、トランジスタＱ８のコレクタの電位は出力電圧ＶｒｅｆのＨｉｇｈレベルを維持することになり、そのＨｉｇｈレベルをベースに受けるため、トランジスタＱ１０とＱ２に電流は流れない。
【００１９】
出力電圧Ｖｒｅｆの上昇とともに電流Ｉ２が更に上昇してＩ２＝Ｉ１になると、
Ｖｒｅｆ＝Ｉ２×Ｒ１２＋ＶＦ４
Ｖｒｅｆ＝Ｉ１×Ｒ１２ａ＋ＶＦ３
で表せる関係となる。この時、Ｒ１２とＲ１２ａが同じ抵抗値なので、ＶＦ３＝ＶＦ４となる。また、上式からＶＦ３＝Ｖｒｅｆ−Ｉ１×Ｒ１２ａとなる。
【００２０】
ここで、入力電源電圧ＶＩＮの上昇にともなって出力電圧Ｖｒｅｆが更に上昇しようとすると、Ｉ１は一定であるため、ＶＦ３が上昇してトランジスタＱ３がＯＮし、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ８を介して、電流Ｉ３に比例した量の電流Ｉ４が流れ始める。同時に、トランジスタＱ１０とＱ２のベースの電位が下がることになり、Ｑ１０とＱ２はＯＮになる。
【００２１】
カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ６は下流から定電流Ｉ０を引く定電流源をもつため、Ｑ６とＱ７を流れる電流がそれぞれバランスをとり、Ｑ７を流れる電流は定電流源の電流Ｉ０の量に抑えられる。すなわち、出力電圧Ｖｒｅｆは更に上昇しようとするが、その場合ＶＦ３が上昇しようとしてトランジスタＱ３のコレクタ電位を下げ、トランジスタＱ１０とＱ２に流れる電流をさらに増加させることになる。そうすると、電流Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４の増加分はトランジスタＱ１０とＱ２に吸い取られる結果となり、また、トランジスタＱ１０とＱ２が吸い込み増加しようとする電流も電流Ｉ０で抑えられ、電流Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４はこれ以上増加しなくなり、電流Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ３＝Ｉ４の状態で安定する。すなわち、トランジスタＱ１０とＱ２に流れようとする電流により、トランジスタＱ７を介して流れる電流に電流負帰還がかかり、電流Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４はそれぞれ、Ｉ１と同じ電流値になったところで安定することになり、そのときの出力電圧Ｖｒｅｆはバンドギャップ回路の安定電圧、例えば、１．２４Ｖに達したことになり、以降この定電圧に制御される。
【００２２】
この時、トランジスタＱ１０とＱ２は同じ特性のトランジスタをエミッタとベースを共通接続にしているので、トランジスタＱ１０がＯＮになる、すなわち、前記のように出力電圧Ｖｒｅｆが起動点に達した場合、トランジスタＱ１０に電流が流れると同時に、他方のトランジスタＱ２にも電流が流れるので、そのコレクタとグランドの間に配置された抵抗Ｒ７でその電流を検出して、ＮＰＮトランジスタＴｒ１をＯＮして、Ｌｏｗレベルの起動信号を出力することが可能になる。この場合、起動信号は図４（Ｃ）に示すように、図４(Ｂ)の従来回路によるタイミングよりも早く、低い入力電源電圧ＶＩＮのタイミングで出力される。
【００２３】
次に、本発明の第２実施形態を図２と図４を参照しながら説明する。図２は本発明の第２実施形態であるバンドギャップ型定電圧回路で発生した基準電圧を増幅器で増幅して定電圧にする回路である。尚、図１及び図３と同じ動作をする部分には同じ符号を付与してある。
【００２４】
ＩＣ内部の複数の回路がより高い電圧の基準電圧を必要としたり、基準電圧と共に電流を必要とする場合がある。図２の定電圧発生回路１０Ｂは、バンドギャップ型定電圧回路１を利用して基準電圧Ｖｒｅｆを発生し、増幅器Ａ１で電圧を増幅したり、その出力に電流容量をもたせて上記の要求を可能にした回路である。このような場合も、第１実施形態同様、電圧が起動点に到達すると同時に発生した出力電圧を起動信号とともに前記複数の回路に供給する必要がある。そのため、本実施形態ではバンドギャップ型定電圧回路１で発生した基準電圧Ｖｒｅｆを増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋）に入力し、定電圧発生回路１０Ｂの出力電圧ＶＯを抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した分圧電圧ＶＤを反転入力端子（−）に負帰還させている。なお、バンドギャップ型定電圧回路１の構成と動作は図１を参照して説明したので、ここでは省略する。
【００２５】
増幅器Ａ１の出力側は、ＰＮＰトランジスタＱ１のベースに接続され、そのエミッタは入力電源電圧ＶＩＮに接続され、コレクタはトランジスタなどで構成される能動型の定電流源を介して接地されている。Ｑ２はＱ１と特性を揃えたトランジスタが使用され、それぞれのベースとエミッタが共通接続されており、Ｑ１に比例した電流が流れる回路を構成している。ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースはトランジスタＱ２のコレクタと抵抗Ｒ７の接続点に接続され、トランジスタＱ２の出力を受けている。Ｑ３のエミッタは入力電源電圧ＶＩＮに接続され、コレクタは抵抗Ｒ１とＲ２を介して接地されており、そのコレクタから、その他の回路の基準電圧となる出力電圧ＶＯが出力される。尚、上記のトランジスタＱ１とＱ２はベースとエミッタがそれぞれ共通に接続されているため、マルチコレクタのトランジスタを使用することも可能である。
【００２６】
次に、バンドギャップ型定電圧回路１を除く回路の動作を説明する。今、増幅器Ａ１のゲインが充分大きいとすると、増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａは、次の式で表される。
Ｖａ＝Ｖｒｅｆ×(Ｒ１＋Ｒ２)／Ｒ２
増幅器Ａ１の反転入力端子に入力される出力電圧ＶＯの分圧電圧ＶＤ、すなわち、ＶＤ＝ＶＯ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）が基準電圧Ｖｒｅｆより低い場合、増幅器Ａ１の出力はトランジスタＱ１が動作しない高いベース電圧となり、トランジスタＱ３からトランジスタＱ１に接続された定電流源にベース電流が流れ込むことによりトランジスタＱ３はＯＮして、分圧電圧ＶＤが発生して増幅器Ａ１に負帰還されていく。入力電源電圧ＶＩＮの上昇にともない、分圧電圧ＶＤが更に上昇して基準電圧Ｖｒｅｆと同じになると、増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａは低下してトランジスタＱ１がＯＮしてそのエミッタからも定電流源に電流が流れこむが、そのコレクタ電圧がトランジスタＱ３のコレクタ電流を抑制する方向に上がるので、そのコレクタ電流が流れて抵抗Ｒ１とＲ２の電圧降下により発生する出力電圧ＶＯの上昇は止まり、前記起動点に達したのち定電圧になるよう制御される。
【００２７】
上記の説明のように、図２の回路は出力電圧ＶＯの分圧電圧ＶＤが基準電圧Ｖｒｅｆと同じ、すなわち、出力電圧ＶＯが起動点に達することにより初めてトランジスタＱ１に電流が流れることになるので、図２に示すように、同じ特性をもつトランジスタＱ２を追加してカレントミラー回路を構成することにより、Ｑ１がＯＮしてＱ１に電流が流れるとＱ２にも電流が流れるので、トランジスタＱ２のコレクタを抵抗Ｒ７を介して接地して、Ｑ２のコレクタと抵抗Ｒ７の接続点をＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースに接続し、Ｔｒ１のコレクタを抵抗Ｒ３を介して入力電源電圧ＶＩＮに接続して、Ｔｒ１のコレクタからＬｏｗレベルの起動信号を出力するようにする。この場合、起動信号は図４（Ｃ）に示すように、図４(Ｂ)の従来回路によるタイミングよりも早く、低い入力電源電圧ＶＩＮのタイミングで出力される。
【００２８】
第１と第２実施形態の定電圧発生回路において、基準電圧をバンドギャップ回路で発生する形態を説明したが、基準電圧を発生する回路はこれに限定されるものではなく、その他の形態の回路であっても、発生する基準電圧が起動点に到達すると回路を構成する素子の中でＯＮするトランジスタがある場合は、そのトランジスタとカレントミラー回路を構成する素子を追加して、ＯＮするトランジスタに電流が流れ始めたことを検知することにより、基準電圧の起動点を即座に検出することができ、従来の回路の課題を解決した本発明の実施が可能になる。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の定電圧発生回路によれば、従来の回路のように入力電源電圧が所定の安定出力電圧を発生するのに充分かどうかを検出する必要がなく、従来の回路に比べ素子数が少なく、低入力電源電圧での動作が可能になり、そのため消費電力を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  バンドギャップ回路を使用した本発明の第１実施形態に係る定電圧発生回路である。
【図２】  増幅器を使用した本発明の第２実施形態に係る定電圧発生回路である。
【図３】  従来の定電圧発生回路の回路例である。
【図４】  定電圧発生回路における入力電源電圧に対する基準電圧と入力電源電圧の分圧電圧の変化、及び起動信号のタイミングを表すグラフである。
【符号の説明】
１     バンドギャップ型定電圧回路
２     バンドギャップ回路
１０、１０Ａ、１０Ｂ 定電圧発生回路
Ａ１   増幅器
Ｉ、１０〜Ｉ４  電流
Ｑ１〜Ｑ１０  トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ５、Ｒ７、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１２ａ、Ｒ１２ｂ  抵抗
Ｔｒ１ トランジスタ
Ｖａ   出力電圧
Ｖｄ、ＶＤ  分圧電圧
ＶＦ３、ＶＦ４  ベース・エミッタ間電圧
ＶＩＮ  入力電源電圧
ＶＯ、Ｖｒｅｆ  出力電圧
【図１】
0003998487.tif 000002
【図２】
0003998487.tif 000003
【図３】
0003998487.tif 000004
【図４】
0003998487.tif 000005