(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部装置からの送信電波を受信する受信手段と、
該受信手段からの受信信号を包絡線検波する検波手段と、
該検波手段による包絡線検波後の受信信号と基準電圧とを大小比較し、該比較結果に応じた２値信号を出力する出力手段と、
を備えた受信装置において、
前記検波手段から前記出力手段への受信信号の入力経路に、該受信信号の振幅中心が当該装置のグランド電位となるように該受信信号をシフトさせる信号処理手段を設け、
前記出力手段には、
前記受信信号を増幅する増幅回路と、
該増幅回路による増幅後の受信信号と前記基準電圧とを大小比較する比較回路と、
前記増幅回路から前記比較回路への受信信号の入力経路に設けられ、前記増幅回路から出力される直流信号成分を遮断するカップリングコンデンサと、
直流電源電圧を分圧することにより第１直流電圧及び該第１直流電圧よりも高い第２直流電圧を生成し、第１直流電圧を前記比較回路の前記受信信号の入力端子に印加し、前記第２直流電圧を前記基準電圧として前記比較回路に入力する分圧回路と、
を設けたことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記信号処理手段は、ＣＲハイパスフィルタからなることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記ＣＲハイパスフィルタのカットオフ周波数は、包絡線検波された信号の波形がくずれない程度に、該包絡線検波された信号に含まれる直流成分をカットする値に設定されていることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
【請求項４】
前記受信装置は、携帯型の電子装置に組み込み使用される携帯用であることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２値信号にて振幅変調された電波を受信し、その受信信号から２値信号を復元する受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、シリアルデジタルデータである２値信号にて振幅変調（詳しくは振幅変位変調；ＡＳＫ）された被変調波から２値信号を復調する復調方式として、包絡線検波方式や同期検波方式が知られている。
【０００３】
この内、被変調波同期検波方式は、被変調波と同じ位相を持つ搬送波を再生し、これと被変調波とを乗算することによって、２値信号を復元するものであることから、２値信号を精度よく復元することができるが、搬送波を再生するための回路や乗算用の回路等が必要で、装置構成が複雑になる。
【０００４】
これに対して、包絡線検波方式は、被変調波を包絡線検波して、検波後の信号の振幅変化から２値信号を復元するものであるため、装置構成が簡単になる。このため、２値信号にて振幅変調された被変調波を受信・復調する受信装置を、小型化・省電力化が要求される携帯型の電子装置に組み込む場合には、受信装置の復調方式を包絡線検波方式とするとよい。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、包絡線検波方式を採用した従来の受信装置は、通常、図５に例示するように、被変調波を、アンテナコイルＬｏとコンデンサＣｏとの共振回路からなる受信部１０にて受信し、その受信信号を、包絡線検波回路２０にて包絡線検波した後、更に増幅回路３０にて増幅し、その検波・増幅後の受信信号と基準電圧とを比較回路（コンパレータ）４０にて大小比較することにより、２値信号を生成するように構成される。そして、通常、受信部１０にて受信される電波の受信感度を上げるために、受信部１０のＱ（共振のするどさ）が大きな値となるように、アンテナコイルＬｏとコンデンサＣｏが選択される。
【０００６】
しかしながら、受信部１０のＱを大きな値に設定すると、受信部１０から包絡線検波回路２０に出力される信号波形がなまってしまうという問題がある。そして、このようななまった信号波形を用いて２値信号を生成すると、送信装置との間の距離（通信距離）が変化した際に、２値信号を正確に復元できなくなることがあった。
【０００７】
即ち、図６に示すように、通信距離が短い近距離通信の場合には、受信部１０から出力される受信信号の信号レベル（換言すれば被変調波の振幅）が大きくなるため、検波・増幅後のコンパレータ４０への入力信号Ｖinの信号レベルも大きくなる。これに対して、通信距離が長い遠距離通信の場合には、受信部１０から出力される受信信号の信号レベル（換言すれば被変調波の振幅）も小さくなるため、検波・増幅後のコンパレータ４０への入力信号Ｖinの信号レベルは小さくなる。このため、従来では、入力信号Ｖinの振幅が小さくなる遠距離通信時でも入力信号Ｖinの振幅変化から２値信号を生成できるように（換言すれば被変調波の受信感度を高めるために）、コンパレータ４０側で入力信号Ｖinとの比較に用いられる基準電圧Ｖref に、グランド（ＧＮＤ）電位近傍の低電圧を設定している。
【０００８】
一方、包絡線検波回路２０は、図５に示すように、受信信号を半波整流する検波用のショットキーダイオード（以下、単にダイオードという）Ｄ１と、このダイオードＤ１にて検波（半波整流）された受信信号により電荷が充・放電されるコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１に並列接続された抵抗Ｒ１とから構成され、ダイオードＤ１にて半波整流した受信信号にてコンデンサＣ１を充・放電することにより、被変調波の包絡線に対応した信号を出力するように構成される。前述したように、受信部１０のＱを大きな値に設定していると、受信部１０から包絡線検波回路２０に出力される信号波形がなまるので、コンパレータ４０への入力信号Ｖinは、図６に示すように、受信部１０から出力される受信信号（被変調波）の振幅変化に対応して緩やかに変化する。
【０００９】
よって、コンパレータ４０からの出力（２値信号）Ｖout は、基準電圧Ｖthが入力信号Ｖinの振幅中心と略同レベルとなる遠距離離通信時には、受信部１０が受信した被変調波のパルス幅Ｐ０と略同じパルス幅Ｐ２となるが、基準電圧Ｖthが入力信号Ｖinの振幅中心よりも低くなる近距離通信時には、受信した被変調波のパルス幅Ｐ０よりも大きいパルス幅Ｐ１となり、送信装置側で被変調波の生成に用いた２値信号を正確に復元できず、所望のデジタルデータが得られなくなることがある。
【００１０】
このため、包絡線検波方式の受信装置を、携帯型の電子装置に組み込んだ際には、その電子装置を携帯した人の位置によっては、基地局側の送信装置と電子装置側の受信装置との間で正常なデータ通信ができなくなる、といった問題が発生する。
【００１１】
尚、図５に示す増幅回路３０は、オペアンプからなる差動増幅回路であり、反転入力端子（−）と出力端子との間に設けられた抵抗Ｒ３、及び、反転入力端子（−）とグランドとの間に設けられた抵抗Ｒ４の抵抗値で決まる所定の増幅率（Ｒ３／Ｒ４）にて、包絡線検波回路２０から出力される検波信号を増幅する。また、コンパレータ４０は、入力信号Ｖinと基準電圧Ｖthとを大小比較し、入力信号Ｖinが基準電圧Ｖthよりも高いときに、電源電圧Ｖｃｃで決まるHighレベルの信号を出力するものであるが、図５においては、可変抵抗器ＶＲ１を用いて電源電圧Ｖｃｃを分圧することにより、基準電圧Ｖthを設定するようにされている。
【００１２】
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、外部からの送信電波を受信して包絡線検波すると共に、その包絡線検波後の受信信号と基準電圧とを比較することにより２値信号（デジタルデータ）を復元する受信装置において、送信装置との間の通信距離が変化しても２値信号を常に正確に復元できるようにすることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の受信装置においては、受信手段が、外部装置からの送信電波を受信し、検波手段が、その受信信号を包絡線検波し、出力手段が、包絡線検波後の受信信号と基準電圧とを大小比較することにより２値信号を復元する。そして、本発明では、検波手段から出力手段への受信信号の入力経路に設けられた信号処理手段が、受信信号の振幅中心が当該装置のグランド電位となるように受信信号をシフトさせる。
【００１４】
このため、本発明によれば、当該装置と外部装置との間の通信距離の変化に応じて包絡線検波後の受信信号（検波信号）の振幅が変化したとしても、出力手段には、その振幅中心付近がグランド電位となる受信信号が入力されることになる。よって、出力手段において、その受信信号と、グランド電位よりも若干高い基準電圧とを大小比較することで、２値信号を常に正確に復元することができるようになる。
【００１５】
また  出力手段は、図５に示した従来装置と同様、増幅回路にて受信信号を増幅し、その増幅後の受信信号と基準電圧とを比較回路にて大小比較することにより、２値信号を復元するよう構成されるが、本発明では、増幅回路から比較回路への受信信号の入力経路に、直流信号成分を遮断するカップリングコンデンサが設けられ、増幅回路と比較回路とがＡＣ結合されている。
そして、出力手段は、分圧回路にて直流電源電圧を分圧することにより、第１直流電圧及びこの第１直流電圧よりも高い第２直流電圧を生成し、比較回路側の受信信号の入力端子に第１直流電圧を印加し、第２直流電圧を基準電圧として比較回路に入力する。
【００１６】
このため、比較回路の受信信号の入力端子には、第１直流電圧に、ＣＲハイパスフィルタ等からなる信号処理手段を通過した受信信号を重畳した信号が入力され、比較回路は、この信号と、第１直流電圧よりも所定電圧だけ高い第２直流電圧とを大小比較することになる。つまり、比較回路では、常に、受信信号が、第１直流電圧と第２直流電圧との電圧差で決まる一定レベルよりも高いか否かが判定されることになる。
【００１７】
従って、本発明の受信装置によれば、比較回路において、増幅回路のオフセット等の影響を受けることなく、２値信号を正確に復元できるようになり、従来のように、基準電圧を増幅回路の特性に応じて調整する必要はなく、受信装置の製造工程を簡単にすることができる。
【００１８】
つまり、基準電圧は、包絡線検波・信号処理後の受信信号から２値信号を復元するためのものであるが、受信信号を増幅回路にて増幅するようにした場合には、比較回路に入力される検波信号が、増幅回路のオフセット等の影響を受けて、その信号レベルが増幅回路毎に異なる値となってしまう。
【００１９】
そこで、従来では、２値信号を正確に復元するために、基準電圧を可変抵抗器を用いて設定することにより、基準電圧を可変抵抗器を用いて微調整できるようにしているのであるが、本発明においても、出力手段を従来装置と同様に構成すると、可変抵抗器を用いて基準電圧を設定しなければならず、その調整作業が面倒になる。
しかし、本発明では、出力手段を上記のように構成しているので、こうした調整作業が不要となり、従来に比べて受信装置の製造工程を簡単にすることができるようになるのである。
【００２０】
ここで、信号処理手段としては、例えば、包絡線検波後の受信信号（検波信号）の振幅を検出し、その検出した振幅から、振幅中心をグランド電位とするためのシフト量を求め、そのシフト量にて検波信号をシフトさせる、という一連の動作を行うために、振幅検出回路，シフト量設定回路及びレベルシフト回路等にて構成してもよいが、このような回路構成では、装置構成が複雑になってしまう。
【００２１】
そこで、実際に本発明の受信装置を構成する場合には、請求項２に記載のように、信号処理手段を、ＣＲハイパスフィルタにて構成するとよい。つまり、信号処理手段として、ＣＲハイパスフィルタを用いれば、包絡線検波後の信号に含まれる直流成分をカットして、出力手段に、包絡線検波後の信号の振幅中心付近がグランド電位となる受信信号を入力することができる。
【００２２】
よって、信号処理手段を、ＣＲハイパスフィルタにて構成すれば、請求項１記載の装置と同様の効果を得ることができるだけでなく、信号処理手段を、コンデンサＣと抵抗Ｒとで簡単に実現でき、装置構成が複雑になるのを防止することができる。
【００２３】
尚、信号処理手段としてＣＲハイパスフィルタを用いる場合、ＣＲハイパスフィルタのカットオフ周波数が高すぎると、包絡線検波後の信号波形がくずれることから、そのカットオフ周波数は、請求項３に記載のように、包絡線検波された信号の波形がくずれない程度に、その包絡線検波された信号に含まれる直流成分をカットする値に設定することが望ましい。
【００２４】
また本発明（請求項１〜請求項３）の受信装置によれば、搬送波を２値信号にて振幅変調することにより生成した送信電波を送信してくる外部装置との間の通信距離が変化しても、その距離の変化に影響されることなく、２値信号を正確に復元することができるので、請求項４に記載のように、携帯型の電子装置に組み込んで使用される携帯用の受信装置として構成すれば、その効果をより有効に発揮することが可能になる。
【００２５】
つまり、携帯型の電子装置は、使用者が携帯するものであることから、通信相手となる外部装置との間の距離が変化し、受信装置側での受信信号レベルも変化するが、本発明の受信装置によれば、こうした距離変化の影響を受けることなく２値信号を正確に復元することができるので、携帯用の受信装置として構成すれば、その効果を有効に発揮することができるようになるのである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
図１は本発明が適用された実施例の自動車用キーレスエントリシステムの全体構成を表すブロック図である。
【００２７】
本実施例のキーレスエントリシステムは、自動車２に対して、キーユニット４を携帯した運転者が近づいてきたときに、自動でドアの解錠（アンロック）を行い、逆に、キーユニット４を携帯した運転者が自動車２から離れた際に、自動でドアの施錠（ロック）を行うためのものである。
【００２８】
そして、ドアロック及びアンロックを自動で行うために、自動車２側には、所定周波数（本実施例では、１３４ｋＨｚ）の搬送波を所定の呼出用コード（２値信号）で振幅変調（ＡＳＫ変調）した呼出信号を送信する送信装置２ａが設けられ、キーユニット４側には、送信装置２ａからの呼出信号を受信して呼出用コードを復元する受信装置４ａと、受信装置４ａにて復元された呼出用コードが当該キーユニット４に対応した特定の自動車２からのものであるか否かを判定して、呼出用コードが特定の自動車２からのものであれば、所定の応答用コードを発生するコード発生装置４ｂと、コード発生装置４ｂが発生した応答用コードにて搬送波を変調した応答信号を送信する送信装置４ｃとが設けられている。
【００２９】
また、自動車２側には、この送信装置４ｃからの応答信号に従いドアの施錠・解錠を制御するために、更に、送信装置４ｃからの応答信号を受信して応答用コードを復元する受信装置２ｂと、受信装置２ｂにて復元された応答用コードが対応するキーユニット４からのものであるとき、応答信号の信号レベルの変化等に基づき、キーユニット４を携帯した運転者が自動車２に接近したこと、或いは、運転者が自動車２から離れたことを検出し、その検出結果に従い図示しないドアロック用のアクチュエータを駆動して、ドアの施錠・解錠を制御するドアロック制御装置２ｃとが設けられている。
【００３０】
このように構成された本実施例のキーレスエントリシステムによれば、キーユニット４を携帯した運転者等の乗員が自動車に近づくだけでドアが自動的に解錠され、逆に、キーユニット４を携帯した運転者等の乗員が自動車から遠ざかるだけでドアが自動的に施錠されることから、キーユニットに設けられたスイッチを操作することによりドアの施錠・解錠を行うことができる従来のキーレスエントリシステムに比べて、使い勝手を向上することができる。
【００３１】
ところで、キーユニット４は、運転者等の乗員が携帯するものであるため、小型・軽量化が要求され、特に、キーユニット４には、従来のキーレスエントリシステムでは存在しない受信装置４ａを組み込む必要があるため、受信装置４ａの小型化が要求される。
【００３２】
そこで、受信装置４ａには、従来技術の項にて説明した包絡線検波方式のものが採用され、しかも、自動車２との間の通信距離が変化しても、自動車２側からの呼出用コードを正確に復元できるように、図５に示した従来の受信装置を改良したものが使用されている。
【００３３】
以下、この受信装置４ａについて説明する。
まず、図２は、本発明の前提となる参考例の受信装置４ａを表す回路図である。
図２に示すように、参考例の受信装置４ａは、図５に示した従来の受信装置と同様に構成された、受信手段としての受信部１０、検波手段としての包絡線検波回路２０、出力手段としての増幅回路３０及び比較回路（コンパレータ）４０、を備えるだけでなく、包絡線検波回路２０から増幅回路３０に至る受信信号の信号経路上に、信号処理手段としてのＣＲハイパスフィルタ（以下単にＣＲフィルタという）５０を備える。尚、受信部１０、包絡線検波回路２０、増幅回路３０及びコンパレータ４０は、図５に示したものと全く同じであるので、その構成については説明を省略する。
【００３４】
このように構成された受信装置４ａにおいては、図３に示すように、自動車２とキーユニット４との間の通信距離が変化し、受信部１０からの受信信号の振幅、延いては、包絡線検波回路２０から出力される受信信号（検波信号）の振幅、がその通信距離に応じて変化したとしても、コンパレータ４０には、ＣＲフィルタ５０の動作によって、振幅中心が略グランド電位となる受信信号（検波信号）Ｖｉｎを入力することができる。
【００３５】
つまり、ＣＲフィルタ５０は、包絡線検波回路２０から増幅回路３０に至る受信信号の信号経路上に直列に設けられたコンデンサＣ２と、このコンデンサＣ２の増幅回路３０側とグランドとの間に設けられた抵抗Ｒ２とからなるハイパスフィルタであり、包絡線検波回路２０と増幅回路３０とをＡＣ結合する。このため、増幅回路３０，延いてはコンパレータ４０には、包絡線検波回路２０にて包絡線検波された信号に含まれる直流成分をカットして、振幅中心がグランド（ＧＮＤ）電位となる検波信号を入力することができる。
【００３６】
また、ＣＲフィルタ５０のカットオフ周波数は、包絡線検波された信号の波形がくずれない程度に、その包絡線検波された信号に含まれる直流成分をカットし得る値に設定されており、本参考例では、コンデンサＣ２の容量を０．０３３μＦ、抵抗Ｒ２の抵抗値を４７０ｋΩとすることにより、ＣＲフィルタ５０のカットオフ周波数を、約１０Ｈｚに設定している。この結果、増幅回路３０，延いてはコンパレータ４０には、包絡線検波回路２０にて包絡線検波された受信信号（検波信号）が、波形のくずれを生じることなく、同一波形で入力されることになる。
【００３７】
従って、コンパレータ４０側では、図３に示すように、入力信号Ｖinと、グランド（ＧＮＤ）電位よりも若干高い値に設定した基準電圧Ｖth（数十ｍＶ）とを大小比較することで、近距離通信時であっても、遠距離通信時であっても、受信部１０が受信した被変調波のパルス幅Ｐ０と略同じパルス幅Ｐ１，Ｐ２の２値信号Ｖout を復元することができ、自動車２からの呼出用コードを正確に識別することが可能になる。
【００３８】
尚、本参考例の受信装置４ａにおいて、包絡線検波回路２０を構成するコンデンサＣ１の容量、及び、抵抗Ｒ１の抵抗値は、夫々、１００ｐＦ，１ＭΩであり、増幅回路３０の増幅率を決定する抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値は、夫々、６８０ｋΩ，１０ｋΩであり、電源電圧Ｖｃｃは直流３Ｖである。
【００３９】
ところで、上記参考例の受信装置４ａは、図５に示した従来の受信装置にＣＲフィルタ５０を追加したものであり、他の構成は図５に示したものと全く同様であるが、この場合、増幅回路３０のオフセットの影響を受けることなく、正確に２値信号を復元できるようにするには、基準電圧Ｖｔｈを設定する可変抵抗器ＶＲ１の抵抗分圧値を調整する必要がある。
【００４０】
そこで、こうした調整作業を不要にするために、本実施例では、受信装置４ａを、図４に示す如く構成している。
即ち、図４に示す受信装置は、基本的には、図２に示した参考例の受信装置と同じであり、上記参考例のものと異なる点は、次の（１）〜（３）の通りである。
【００４１】
（１）増幅回路３０からコンパレータ４０の非反転入力端子（＋）に至る受信信号の経路上に、直流信号成分遮断用のカップリングコンデンサＣａを設けた点。
（２）電源電圧Ｖｃｃを、可変抵抗器ＶＲ１ではなく、３つの抵抗Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄからなる抵抗直列回路にて分圧し、この抵抗直列回路の２つの分圧点の内、電圧値が高くなる分圧点（抵抗Ｒｂと抵抗Ｒｃとの接続点）の直流電圧（第２直流電圧）を、基準電圧Ｖｔｈとして、コンパレータ４０の反転入力端子（−）に印加する点。
【００４２】
（３）抵抗直列回路の２つの分圧点の内、電圧値が低くなる他方の分圧点（抵抗Ｒｃと抵抗Ｒｄとの接続点）の直流電圧（第１直流電圧）を、抵抗Ｒａを介して、コンパレータ４０の受信信号入力端子である非反転入力端子（＋）に印加し、更に、その抵抗Ｒａが接続される分圧点とグランドとの間に、電圧変動防止のためのコンデンサＣｂを設けた点。
【００４３】
そして、このように構成された本実施例の受信装置４ａによれば、基準電圧Ｖｔｈは、コンパレータ４０の受信信号入力端子の直流電圧レベルよりも常に一定電圧Ｖｔｈｏだけ高い電圧となり、コンパレータ４０では、カップリングコンデンサＣａを介して入力された受信信号の信号レベルが、その電圧Ｖｔｈｏよりも高いか否かを判断することができる。よって、図４に示す受信装置によれば、増幅回路３０のオフセットやそのオフセットの温度変化等に影響されることなく、常に正確に２値信号を復元することが可能となる。
【００４４】
以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、種々の態様をとることができる。
例えば、上記実施例では、本発明を適用した受信装置の一例として、キーレスエントリシステムのキーユニット４に組み込んで使用される受信装置について説明したが、本発明の受信装置は、キーユニット４に限らず、どのような電子装置にも組み込んで使用することができる。そして、前述したように、特に、キーユニット４のような携帯型電子装置に組み込むようにすれば、その効果を有効に発揮することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施例のキーレスエントリシステムの構成を表すブロック図である。
【図２】  参考例の受信装置の構成を表す電気回路図である。
【図３】  参考例及び実施例の受信装置の動作を説明する説明図である。
【図４】  実施例の受信装置の構成を表す電気回路図である。
【図５】  従来の受信装置の構成を表す電気回路図である。
【図６】  従来の受信装置の動作を説明する説明図である。
【符号の説明】
４…キーユニット、４ａ…受信装置、１０…受信部、２０…包絡線検波回路、３０…増幅回路、４０…コンパレータ、５０…ＣＲフィルタ、ＶＲ１…可変抵抗器、Ｃａ…カップリングコンデンサ、Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄ…抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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