(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの直流入力電圧を昇圧し又は降圧して出力する直流−直流変換回路と、該直流−直流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換する直流−交流変換回路と、放電灯への供給電力を制御する制御回路を備え、前記直流入力電圧の低下が検出された場合に当該低下に応じて前記制御回路により前記放電灯への供給電力が低減されるようにした放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧を検出する検出素子を設けるとともに、当該検出素子に接続される周囲温度によって特性が変化する温度監視用素子を介して得られる検出信号に基づいて、前記直流入力電圧の低下分が同じであっても、前記周囲温度が高くなるほど上記制御回路により前記放電灯への供給電力が低下するように電力制御が行われることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧が当該電圧に対して予め設定される閾値以下となった場合又は周囲温度が当該温度に対して予め設定される閾値温度以上になった場合に、前記直流入力電圧の低下に応じて前記制御回路により前記放電灯への供給電力が低減されるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項３】
請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧に係る前記閾値が周囲温度の上昇とともに高くなり、又は周囲温度に係る前記閾値温度が直流入力電圧の低下とともに低くなるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項４】
請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧が閾値以下に低下した場合に、その低下の度合いが大きくかつ当該閾値以下に低下している時間が長いほど前記制御回路によって前記放電灯への供給電力が低下するように電力制御が行われることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項５】
請求項４に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧が第１の基準電圧以下に低下している時間が第１の基準時間に亘って持続した場合に前記放電灯への電力供給が遮断されるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項６】
請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
前記放電灯への電力供給を遮断した状態が、電源を再投入するまで維持されることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項７】
請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧の低下検出時における前記第１の基準電圧よりも高い第２の基準電圧を設定するとともに、前記放電灯への電力供給を遮断した後で、前記直流入力電圧が前記第２の基準電圧以上に回復した場合に、前記放電灯の再点灯が許可されることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項８】
請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧の低下検出時における前記第１の基準電圧に等しいか又はこれよりも高い電圧として第３の基準電圧を設定するとともに、前記放電灯への電力供給を遮断した後で、前記直流入力電圧が前記第３の基準電圧以上に回復し、かつこの状態が第２の基準時間に亘って維持された場合に、前記放電灯の再点灯が許可されることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項９】
請求項８に記載した放電灯点灯回路において、
前記放電灯への電力供給を遮断した後で、前記直流入力電圧が回復して前記第３の基準電圧に到達した場合に前記第２の基準時間の長さを短くしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項１０】
請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧に係る低下の度合いが大きいほど前記第１の基準時間の長さを短くしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯回路における発熱対策に係る技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
放電灯（メタルハライドランプ等）の点灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知られている。例えば、直流電源回路に直流−直流変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の構成を用い、直流−交流変換回路にはフルブリッジ型回路（４つの半導体スイッチング素子をそれぞれ２組にしてオン／オフ制御を行うように構成された回路）及びそのドライバ回路を使用した構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がフルブリッジ型回路において矩形波状電圧に変換された後、放電灯に供給される。
【０００３】
ところで、自動車用放電灯等への適用を考慮して、点灯回路において直流電源（バッテリー）を使用する場合には、電源からの入力電圧が低下した場合に、当該電圧低下に応じて放電灯への出力電力を低下させる制御（所謂ディレイティング制御）が知られている。その目的はバッテリーの消耗を防ぐこと及び点灯回路の保護である。後者については、バッテリー電圧が低下しているにも関わらず、規定の電力供給を維持しようとする制御が働いた場合に、バッテリー電流（入力電流）が増大してしまい、その結果、損失の増大や電気的な変換効率（入力電力に対する出力電力の比）の悪化等をもたらす虞が生じるためである。尚、変換効率の悪化は、バッテリー電流をさらに大きくするので損失が増大し、この悪循環が加速度的に進行すると回路の発熱や、最悪の場合に熱破壊を惹き起こす虞がある。
【０００４】
従って、その対策として、点灯回路への入力電圧の低下に応じて放電灯への出力電力を低下させる制御が必要とされ、例えば、下記に示す形態が知られている。
【０００５】
（１）バッテリー電流を、その検出用素子（シャント抵抗等）で検出して監視し、検出値がある規定の電流値以下となるように制限する形態
（２）ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子に流れる電流を制限する形態（例えば、パルス・バイ・パルス方式の電流制限等。）
（３）バッテリー電圧を監視して、その低下が検出された場合に放電灯への供給電力を低下させる制御形態。
【０００６】
尚、形態（１）、（２）については、回路の発熱に直接的に関わる電流値を観察して過大な電流が回路に流れないように電流制限をかけ、熱破壊を防ぎ、結果として放電灯への供給電力を低下させるものである。
【０００７】
また、形態（３）については、例えば、図１６に概略的に示す特性に従って出力電力の制御を行えば良い。尚、同図の横軸には、バッテリー電圧（これを「Ｖin」と記す。）とり、縦軸には放電灯に供給される電力（これを「ＰＷ」と記す。）をとって、グラフ線ｇにより制御特性を示している。
【０００８】
グラフ線ｇにおいて、平坦な部分が放電灯の定格電力を示しており、バッテリーからの入力電圧Ｖinが許容範囲内に収まっている場合には、放電灯の定常点灯時に定格電力の供給がなされるが、Ｖinの値が低くなるに従って供給電力ＰＷが低下するように制御される（グラフ線ｇの傾斜部分を参照。）。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来の方法では、回路の発熱や熱破壊への対策が不充分であり、以下に示すような不都合が生じ得る。
【００１０】
点灯回路を寒冷地で使用する場合（周囲温度が低い）を想定すると、温度的には回路故障に至るまでに余裕があるにもかかわらず、入力電圧の低下によって放電灯への供給電力を低減させるディレイティング機能が働いてしまい、放電灯の明るさが規定値よりも暗くなってしまう虞がある。また、逆に、周囲温度が高い（例えば、車両のエンジン室からの発熱の影響等）ために、温度的な余裕がなくなり、回路故障の危険性が高まった場合に、発熱を充分に防ぐだけの電流制限や電力低下の機能が発揮されない虞が生じ得る。
【００１１】
そこで、本発明は、周囲温度に配慮して放電灯点灯回路の発熱対策を充分に講じることを課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、直流電源からの直流入力電圧を昇圧し又は降圧して出力する直流−直流変換回路と、該直流−直流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換する直流−交流変換回路と、放電灯への供給電力を制御する制御回路を備え、直流入力電圧の低下が検出された場合に当該低下に応じて制御回路により放電灯への供給電力が低減されるようにした放電灯点灯回路において、直流入力電圧の低下分が同じであっても、周囲温度が高くなるほど制御回路により放電灯への供給電力が低下するように電力制御を行うものである。
【００１３】
従って、本発明によれば、直流入力電圧が低下した場合には、当該電圧の低下分が同じであっても、周囲温度が高くなるに従って放電灯への供給電力が低減されるので、周囲温度の上昇による回路の発熱を抑制することで充分な熱対策を講じることができ、また、周囲温度が低い場合に放電灯への供給電力が必要以上に低減されてしまうといった不都合がなくなる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の基本的構成を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２、直流−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５を備えている。
【００１５】
直流−直流変換回路３は、直流電源２からの直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けてこれを昇圧し又は降圧して所望の直流電圧を出力するものであり、後述する制御回路からの制御信号に応じてその出力電圧が可変制御される。この直流−直流変換回路３には、例えば、スイッチングレギュレータの構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー式、フライバック式等。）が用いられる。
【００１６】
直流−交流変換回路４は、直流−直流変換回路３の出力電圧を交流電圧に変換した後で放電灯６に供給するために設けられており、例えば、複数の半導体スイッチング素子を使って構成されるブリッジ型回路（フルブリッジ回路やハーフブリッジ回路）及びその駆動用回路等が挙げられるが、本発明に関する限りその構成の如何は問わない。
【００１７】
起動回路５は、放電灯６に起動用の高電圧信号（起動パルス）を発生させて放電灯６に起動をかけるために設けられており、当該起動信号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳された上で放電灯６に印加される。
【００１８】
放電灯６に係る電圧又は電流を検出するための検出回路としては、下記に示す形態が挙げられる。
【００１９】
・放電灯の管電圧や管電流を直接的に検出するために、例えば、電流検出用素子（シャント抵抗や検出用トランス等）を放電灯に接続して当該素子に流れる電流値を検出するようにした形態
・放電灯の管電圧や管電流についての相当電圧を検出する形態。
【００２０】
尚、図１では、直流−直流変換回路３の直後に電圧検出手段７（例えば、分圧抵抗等を使って出力電圧を検出する回路）や電流検出手段８（検出用抵抗素子等）をそれぞれ設け、放電灯６にかかる電圧や電流の相当信号（あるいは代用信号）を用いており、当該信号は制御回路９に送出されるようになっている。
【００２１】
制御回路９は、放電灯６への供給電力を制御するものであり、直流入力電圧Ｖinの低下が検出された場合に、その低下の度合いに応じて放電灯への供給電力を低減させる機能を有する。そして、放電灯６への供給電力（出力電力）を制御するにあたっては、直流入力電圧Ｖin及び周囲温度を制御パラメータとして採用することにより、直流入力電圧Ｖinの低下分が同じであっても、周囲温度が高くなるほど、放電灯への供給電力が低下するように電力制御を行う。即ち、点灯回路の周囲温度を考慮して、当該温度の上昇分が大きいほど、供給電力の低下分も大きくなるように制御が行われる。尚、そうする理由は、従来の回路では、上記したようにディレイティングの制御パラメータとして直流入力電圧Ｖinしか配慮していなかったからである。
【００２２】
しかしながら、周囲温度の監視や補償のために新規な回路を設計し直したのでは、回路規模の増大やコスト上昇等を招く原因となりかねない。
【００２３】
そこで、ディレイティング制御に関する温度補償については放電灯の電力制御を行っている既存の制御回路に対して、当該回路内での構成変更によって対処するのが好ましい。
【００２４】
図２は電力制御に係る構成例について、制御回路の要部を示す図である。尚、本発明に関する限り、制御方式の如何は問わないので、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御や、ＰＦＭ（パルス周波数変調）制御等であっても構わない。
【００２５】
エラーアンプ１０の正側入力端子には所定の基準電圧「Ｅｒｅｆ」（図には定電圧源の記号で示す。）が供給され、負側入力端子には、下記に示す回路が接続されている（括弧内の数字はそれぞれの符号を示す。）。
【００２６】
・放電灯にかかる電圧検出回路（１１）
・放電灯に流れる電流検出回路（１２）
・最大投入電力規定回路（１３）
・電力微調整回路（１４）
これらのうち、電圧検出回路１１は放電灯６の電圧検出用に設けられ、例えば、上記電圧検出手段７からの検出信号が入力される。また、電流検出回路１２は、放電灯６の電流検出を行うものであり、例えば、上記電流検出手段８からの検出信号が入力される。
【００２７】
放電灯の点灯制御について、当該放電灯が安定するまでの過渡域と、安定した定常点灯が行われる定常域とに分けた場合に、最大投入電力規定回路１３は、放電灯を冷えた状態から点灯する場合（所謂コールドスタート）等において過渡域での供給電力値の最大値（あるいは上限許容値）を規定するための回路である。また、電力微調整回路１４は定常域での定電力制御における供給電力値を微調整するのに必要な回路である。
【００２８】
尚、本構成では、エラーアンプ１０の出力電圧が大きい程、放電灯への供給電力が増大するようになっており（エラーアンプ１０はその負側入力電圧が基準電圧Ｅｒｅｆに等しくなるように直流−直流変換回路の出力電圧を調整する。）、エラーアンプ１０の出力電圧は、図示しないＰＷＭ（又はＰＦＭ）制御部（例えば、ＰＷＭ制御用の汎用ＩＣ等を用いて構成される回路部であり、入力電圧と鋸歯状波とのレベル比較結果に応じてデューディーサイクルの変化するパルス信号を生成する。）や駆動回路等を経て直流−直流変換回路内のスイッチング素子（半導体素子）への制御信号に変換される。
【００２９】
また、エラーアンプ１０の負側入力端子に接続される制御ラインＣＬに対して、各回路部が接続される信号線の近くに示した、Ａ１乃至Ａ４の各矢印は、各部がエラーアンプ１０への入力電流に対する寄与分をそれぞれ表しており、矢印の向きが各部による制御電流の向きの基準となる。例えば、電圧検出回路１１（矢印Ａ１を参照。）や最大投入電力規定回路１３（矢印Ａ３を参照。）についてはそれらの制御電流の向きがエラーアンプ１０から遠ざかる向き（電流シンクの方向）とされているので、この向きに流れる電流値が大きくなる程、放電灯への供給電力が大きくなる。また、電流検出回路１２（矢印Ａ２を参照。）についてはその制御電流の向きがエラーアンプ１０に近づく向き（電流ソースの方向）とされているので、この向きに流れる電流値が大きくなる程、放電灯への供給電力が小さくなる。尚、電力微調整回路１４による制御電流については両向き矢印Ａ４で示す通り、どちらの向きでも電力調整ができ、エラーアンプ１０から遠ざかる向きに調整した場合には定常域での供給電力が増える（逆にエラーアンプ１０に近づく向きに調整した場合には定常域での供給電力が減る。）。
【００３０】
過渡域では、電圧検出回路１１や電流検出回路１２、最大投入電力規定回路１３による制御電流の寄与によって放電灯への供給電力が当該放電灯の点灯状態に応じて規定される。例えば、放電灯にかかる電圧が低い場合には放電灯に大きな電力が投入されるし（但し、電圧検出回路１１から最大投入電力規定回路１３に向かう矢印から分かるように、その最大電力値は検出電圧を参照して決定される。）。また、放電灯に流れる電流が大きくなれば、放電灯への供給電力を減少させようとする。
【００３１】
放電灯の定常域における定電力制御については、管電圧を「Ｖ」、管電流を「Ｉ」とし、定格電力値を「Ｗ」とするとき、「Ｖ・Ｉ＝Ｗ」の関係式、あるいはこれに対して直線近似から得られる関係式「Ｖ＋Ｉ＝Ｗ」等が成立するように制御が行われることは周知の通りである（さらに近似を良くするためには、多数の折れ線を用いて定電力曲線に対する近似を行うように電圧検出回路や電流検出回路の構成を複雑にすれば良いが、部品点数の増加に伴うデメリットを考慮する必要が出て来る。）。
【００３２】
そして、定常域では最大投入電力規定回路１３による制御電流がないと考えて良いので、電圧検出回路１１や電流検出回路１２、電力微調整回路１４による制御電流が合計でゼロアンペアとなるように制御される（即ち、この状態ではエラーアンプ１０における入力電圧と基準電圧との均衡が保たれているが、これが崩れた場合に、例えば、入力電圧が低くなれば、アンプの出力電圧が増加して供給電力が増加し、逆に入力電圧が高くなればアンプの出力電圧が下がって供給電力が減少することになる。）。
【００３３】
尚、図には、各回路の出力端子がそれぞれの抵抗を介して制御ラインＣＬに接続されるが、定電流化することでそれらの抵抗を無くしても良い。いずれにしてもエラーアンプ１０の出力電圧に応じて放電灯に対して出力される電力が変化し、制御ラインＣＬから電流をシンクする方向に電流制御すれば、放電灯への電力が大きくなり、ソースの方向に電流制御すれば放電灯への電力が小さくなるものとする（本例とは逆の設定にした形態を採用することも勿論可能である。）。
【００３４】
図３乃至図６はディレイティング制御に係る回路構成の一例について説明するためのものであり、いずれも上記制御ラインＣＬに対して電流をソースすることで放電灯への供給電力を低減する形態である。
【００３５】
そして、これらの回路では、直流入力電圧Ｖinを検出するための検出素子として分圧用抵抗を設けるとともに、当該検出素子に対して周囲温度の監視用又は補償用素子を接続している。尚、監視用又は補償用素子として、半導体素子であるトランジスタ、ダイオードの他、サーミスタやリニア抵抗素子等が挙げられるが、本例ではトランジスタを等価ダイオードとして使っている。
【００３６】
また、検出素子から監視用又は補償用素子を介して得られる検出信号に基いて制御回路９の制御ラインＣＬに影響を及ぼすこと、即ち、図３の構成例１５Ａでは、当該制御ラインに対して直接的に電流をソースし、また、図６の構成例１５Ｂでは、電力微調整回路１４を介して間接的に制御ラインＣＬに電流をソースすることで、放電灯への供給電力を制御（低下）させるようになっている。
【００３７】
図３において、バッテリーからの入力電圧Ｖinに対する分圧用に抵抗１６、１７が設けられており、一方の抵抗１６の一端にＶinが供給され、当該抵抗の他端が抵抗１７を介して接地されている。そして、両分圧抵抗の接続点に対して抵抗１８が接続されており、当該抵抗にはトランジスタ１９、２０でそれぞれ構成したダイオードが接続されている。つまり、ＮＰＮトランジスタ１９のエミッタが抵抗１８を介して抵抗１６と１７との接続点（Ｐ点）に接続されるとともに、該トランジスタのコレクタとべ−スが接続されてＮＰＮトランジスタ２０のエミッタに接続されている。そして、ＮＰＮトランジスタ２０のコレクタとベースとが接続されてＰＮＰトランジスタ２１を介して基準電圧「ＶＤＤ」（例えば、５Ｖ）の給電端子ＴＮに接続されている。尚、本例ではトランジスタ１９、２０でそれぞれ構成したダイオードを用いているが、これらをダイオード素子としても構わないし、電圧「ＶＤＤ」については他の基準電圧等を用いても良い。また、抵抗１８はあってもなくても良い。
【００３８】
トランジスタ２１は、ＰＮＰトランジスタ２２、２３とともにカレントミラー回路を構成している。そして、トランジスタ２２のベースがトランジスタ２１のコレクタ及びトランジスタ２０のベースに接続されるとともに、当該トランジスタ２２のエミッタがトランジスタ２１、２３のベースに接続され、当該トランジスタ２２のコレクタが接地されている。また、トランジスタ２３のベースがトランジスタ２１のベースに接続されるとともに、当該トランジスタ２３のエミッタが給電端子ＴＮに接続され、当該トランジスタ２３のコレクタが上記の制御ラインＣＬに接続されている。
【００３９】
本回路では、バッテリー電圧Ｖinを抵抗分圧し、分圧ポイントＰにトランジスタ１９、２０による等価ダイオードを介して給電端子ＴＮからの電流が流れる構成となっており、バッテリー電圧Ｖinに対する分圧ポイントＰでの電位が「ＶＤＤ−４・ＶＦ」よりも小さくなるとカレントミラー回路に電流（ミラー電流あるいは折り返し電流）が流れて、制御ラインＣＬに対するソース方向への電流として供給されるので、放電灯への供給電力が低減されてディレイティング機能が働くようになる。尚、ここで、「ＶＦ」は各トランジスタのＶBE（ベース−エミッタ間電圧）であり、ダイオードを使用する場合のＶＦ（順方向電圧降下）と同義である。
【００４０】
図４は、ディレイティング制御と当該制御への周囲温度の影響について概略的に示したグラフ図であり、横軸にバッテリー電圧「Ｖin」（点灯回路への入力電圧）にとり、縦軸に放電灯への供給電力「ＰＷ」（出力電力）をとって両者の関係を図示したものである。
【００４１】
グラフ線Ｇ１において一定とされる部分に示すように、Ｖinがある範囲ではその電圧値には無関係にＰＷが一定値（定格電力）とされるが、Ｖinの値がある閾値を下回ると、グラフ線の折れ線部分に示すように、Ｖin値の低下につれてＰＷ値が低下していく。そして、閾値については、周囲温度Ｔが高いときに大きく、周囲温度Ｔが低いときに小さい。
【００４２】
つまり、周囲温度Ｔと上記ＶＦとが関連しており、ある一定の周囲温度においてはＶＦが一定の電圧値を示すので、バッテリー電圧Ｖinがその閾値以下になる（つまり、分圧ポイントＰの電位が「ＶＤＤ−４・ＶＦ」よりも小さくなる。）とミラー電流が流れ始め、トランジスタ２３での折り返し電流が制御ラインＣＬに流れ込んで、ＰＷ値を低減させる。そして、Ｖinの値が低くなるほどにミラー電流が大きくなってディレイティングの作用がより強く働くようになる。
【００４３】
また、周囲温度Ｔが低くなるとＶＦが高くなるため、上記の閾値が小さくなるので、バッテリー電圧Ｖinがより低くならないとミラー電流が流れない（熱故障について余裕が生まれ、バッテリー電圧Ｖinがより低くならないとミラー電流が流れないのでディレイティング制御が効きにくくなる。）。他方、周囲温度Ｔが高くなるとＶＦが低くなって上記の閾値が大きくなるので、バッテリー電圧Ｖinがそれほど低くなくてもミラー電流が流れるようになり、ディレイティング制御の効きが早くなる。
【００４４】
このように、直流入力電圧であるＶinの値が当該電圧に対して予め設定される閾値以下となった場合に、Ｖinの低下の度合いに応じて放電灯への供給電力ＰＷが低減され、また、Ｖinの値が同じあっても、周囲温度Ｔが当該温度に対して予め設定される閾値温度以上になった場合には供給電力ＰＷの低減制御が行われることが分かる。
【００４５】
尚、Ｖinの値が定格電圧を示す場合には、上記ＶＦがいくら低くなってもミラー電流が流れないように設定しておくことが好ましく、その結果、Ｖinの定格条件に対しては常に規定の電力（定格電力）が放電灯に供給されることが保証される。
【００４６】
図５は横軸に周囲温度「Ｔ」をとり、縦軸に供給電力「ＰＷ」をとって両者の関係を示したものである。
【００４７】
グラフ線Ｇ２における一定部分は、周囲温度Ｔには無関係にＰＷが一定値（定格電力）とされるが、当該温度がある閾値を上回ると、グラフ線の折れ線部分に示すように、周囲温度Ｔの上昇につれてＰＷ値が低下していく。そして、グラフの折れ線の起点については、Ｖinの電圧値が高いときに大きく（図の右方に位置する。）、Ｖinの電圧値が低いときに小さい。
【００４８】
尚、図４からは、直流入力電圧Ｖinに係る閾値について、周囲温度Ｔの上昇とともにＶＦが低くなるため、高くなっていくことが分かり、また、図５からは、周囲温度Ｔに係る閾値について、直流入力電圧Ｖinの低下とともに低くなることが分かる。
【００４９】
図６は、電力微調整回路に対して図３の回路構成と同様の回路を付設することで、当該電力微調整回路を介して制御ラインＣＬに電流を注入してディレイティング制御を行う構成例を示している。よって、本回路１５Ｂについては、上記回路１５Ａとの相違点だけを以下に列挙する。
【００５０】
・基準電圧としてＶＤＤ（図には定電圧源の記号で示す。）がトランジスタ２１、２３のエミッタにそれぞれ供給されるとともに、抵抗２４及び可変抵抗２５に供給されること。尚、抵抗２４の一端にＶＤＤが供給され、その他端が可変抵抗２５（電力設定の微調整を行うもの。）を介して接地されている。
【００５１】
・等価ダイオードとして用いられるトランジスタ２０のみが用いられ、当該トランジスタ２０のエミッタが抵抗１８を介して分圧ポイントＰに接続されていること。尚、これによりＶＦが一つ分減ることになるが、これは電力調整の度合いの関係によるもので、数の如何は問題でない（２つでも４つで良い。）。
【００５２】
・電力微調整回路１４の基本部分は、電圧バッファと上記抵抗２４、２５を含む部分であり、電圧バッファを構成する演算増幅器２６について、その非反転入力端子が抵抗２４と可変抵抗２５との接続点に接続され、反転入力端子が演算増幅器２６の出力端子に接続されていること。そして、当該演算増幅器２６の出力信号が抵抗２７を介して上記制御ラインＣＬに供給されること。
【００５３】
本回路構成は、当該回路を含む制御回路をカスタムＩＣ化（集積回路化）した場合に有用である。つまり、カスタムＩＣでは、個々の抵抗が相対精度をもっているが絶対精度をもっていないので、制御ラインＣＬに直接接続される抵抗（カスタムＩＣ内の抵抗）の抵抗値と、バッテリー電圧Ｖinの分圧用抵抗（上記抵抗１６、１７であり、カスタムＩＣの外部に設けられる。）の抵抗値との相対精度が合わない。これによって、机上で計算した上記ディレイティングの効果と実際の効果との間にずれが生じ得る。そこで、このような不都合を回避するためには、ミラー電流を一旦電圧変換して、その後カスタムＩＣ内の抵抗を用いて電流化する。そのために、電力微調整回路１４内の演算増幅器２６を利用して電圧／電流変換を行っており、当該回路は既存の回路であるため、回路規模の増大を伴うことがない。
【００５４】
回路１５Ｂでは、Ｖinの値が低くなったときにカレントミラー回路に電流が流れてこれが電力微調整用分圧抵抗（抵抗２４と２５の接続点を参照。）に入ることで電圧変換され、これが演算増幅器２６を介してＩＣ内の抵抗２７により電流化されて制御ラインに流れ込むことで供給電力ＰＷが低減されることになる。
【００５５】
次に、ディレイティングの制御パラメータとして直流入力電圧Ｖinが低下する度合い及び低下している時間を考慮した電力制御について説明する。
【００５６】
車両用の場合を例にすると、温度的に最も厳しい条件としては、車両エンジンの停止状態（オルタネータの働かない状況）で放電灯を点灯させているときであり、バッテリーからの供給電圧が次第に低下して長時間に亘って低い電圧での点灯を強いられると、消費電流が増加して温度が上昇する。特に、放電灯の点灯について維持可能な電圧が低く、点灯維持能力が高い（より低い電圧でも点灯を維持できる。）ものほど熱的条件が厳しくなる。尚、さらに電圧が低くなって放電灯の点灯維持ができなくなると放電灯が消灯する。するとバッテリーの電圧が回復するため、再び放電灯が点灯して当該電圧がまた次第に低下していくといった動作が繰り返される。そして、最終的には、放電灯の点灯を維持できないレベルにまでバッテリー電圧が低下してしまう。
【００５７】
このような状況としては、放電灯を点灯させたままで消し忘れた場合等が想定され、熱的に過酷な条件が課せられるが、そのような場合でも回路の熱破壊等を防止する必要がある。つまり、直流入力電圧（バッテリー電圧）の低下状態が長時間に亘る場合には、他の電装部品の動作への影響は勿論、車両エンジンの始動が困難になるといった弊害をもたらす確率が高まるので、そのような事態を極力回避しなければならない。
【００５８】
そこで、長時間に亘る入力電圧の低下に対しては、放電灯の明るさを正規の明るさに維持すべく電力投入を行うのではなく、入力電圧低下の長期化とともに消費電力を減少させるか、あるいは最終的に消灯させることによって、回路の熱的要因による故障から自己防衛を図ることが望ましい。
【００５９】
そのためには、直流入力電圧が閾値以下に低下したことが検出された場合に、その低下の度合いが大きくかつ当該閾値以下に低下している時間が長いほど放電灯への供給電力が低下するように電力制御を行う。つまり、電子部品や回路の温度は、入力電圧の低下によって直ちに上昇するものではなく、低下の後、次第に上昇していくため、入力電圧の低下状態が長い時間に亘って継続するほど温度上昇が大きくなる。よって、当該低下状態の継続時間が長くなるほど、電力消費を抑えてディレイティングの度合いを強くしたり、さらには電力消費をゼロ（消灯）にするといった、時間要素を含む制御が有効である。
【００６０】
図７は、回路構成例２８の要部を示すものであり、制御回路については図２の構成を想定している。
【００６１】
直流入力電圧Ｖinは抵抗２９、３０によって分圧されて検出され、コンパレータ３１の正入力端子に供給されるようになっている。コンパレータ３１の負入力端子には、所定の基準電圧「Ｅ１」（図には定電圧源の記号で示す。）が供給され、当該電圧がＶinの検出値に対する閾値に相当する。
【００６２】
カウンタ３２は、Ｖinが閾値以下に低下した場合における低下時間を計測するために設けられており、そのクロック信号入力端子（ＣＬＫ）には、図示しない信号発生回路からのクロック信号（ＣＫ）が供給される。また、カウンタ３２のリセット端子（ＲＳＴ）には、上記コンパレータ３１の出力信号が供給されるようになっており、当該コンパレータの出力するＨ（ハイ）レベル信号によってリセットがかけられる。
【００６３】
カウンタ３２の各出力端子（Ｑ１乃至Ｑ６）には、アナログスイッチＳＷ１乃至ＳＷ６（図には簡略記号で示すが、例えば、ＦＥＴ等が用いられる。）がそれぞれに設けられており、各アナログスイッチには、２の累乗倍の抵抗比率をもった抵抗（「Ｒ、２Ｒ、４Ｒ、８Ｒ、１６Ｒ、３２Ｒ」であり、「Ｒ」の前に付した数字が比値を示す。）が付設されている。つまり、端子「ＱＸ」（Ｘ＝１〜６）の出力信号によってオン／オフされるアナログスイッチ「ＳＷＸ」（Ｘ＝１〜６）が各端子に設けられるとともに、「Ｙ＝２^(6-X)」（「^」は累乗を表す。）と記すとき、抵抗「ＹＲ」（但し、「１Ｒ＝Ｒ」である。）がアナログスイッチ「ＳＷＸ」（Ｘ＝１〜６）の出力側端子（非制御端子のうち接地側でない方の端子）に付設されている。そして、これらの６つの抵抗が互いに並列に接続されるとともに、それらの共通接続とされる端子がアンプ３３の負入力端子及びＮＰＮトランジスタ３４のエミッタに接続されている。
【００６４】
アンプ３３の正入力端子には、所定の基準電圧「Ｅｒ」（図には定電圧源の記号で示す。）が供給され、当該アンプの出力端子がトランジスタ３４のベースに接続されている。尚、ＥｒについてはＥ１と異なる電圧でも良い。
【００６５】
トランジスタ３４のコレクタはＰＮＰトランジスタ２１を介して基準電圧「ＶＤＤ」の給電端子ＴＮに接続されており、そして、ＰＮＰトランジスタ２２のベースがトランジスタ２１及びトランジスタ３４のコレクタに接続されるとともに、当該トランジスタ２２のエミッタがトランジスタ２１、２３の共通ベースに接続され、当該トランジスタ２２のコレクタが接地されている。また、ＰＮＰトランジスタ２３のエミッタが給電端子ＴＮに接続され、当該トランジスタ２３のコレクタが前記の制御ラインＣＬ（図２参照。）に接続されている。
【００６６】
本回路２８において、直流入力電圧Ｖinの値が低下し、コンパレータ３１の出力信号がＬ（ロー）レベルになると、カウンタ３２がクロック信号ＣＫを計数し始める。そして、計数開始からの時間が長い程、アナログスイッチＳＷ１乃至ＳＷ６に流れる全電流の値が大きくなる（何故なら、上記のように、カウンタ３２の出力段位が上がるほど抵抗値が小さい値に設定されているから）。つまり、この電流値は、「基準電圧Ｅｒ／合成抵抗値」で規定され（例えば、全てのアナログスイッチがオンした状態では、全抵抗の並列合成値となる。）、これが、トランジスタ２１乃至２３のカレントミラー回路により制御ラインＣＬに流れ込み（ソース方向に流れる。）、当該電流値が大きい程、放電灯への投入電力が低下する。即ち、入力電圧Ｖinがその閾値以下のレベルになってからの経過時間が長くなる程、制御電流値が大きくなって放電灯への供給電力が減少するように制御が行われる。
【００６７】
尚、本例では、カウンタ３２の６つの出力に対して同数のアナログスイッチ及び抵抗を設けているが、それらの数を増やすことでディレイティング制御の分解能を上げることができることは勿論である。
【００６８】
また、ディレイティング制御の強弱を決める要素としてＶinが閾値以下となったときの低下時間の他に、Ｖin自体の低下度（閾値を基準とした低下の度合い）を要素として加えた構成例３５を、図８に示す。
【００６９】
図７との相違点は、Ｖinの低下分に係る検出部を追加して、その出力をアンプ３３への入力として供給するように構成したことである。即ち、Ｖinが抵抗３６、３７を介してバッファ３８に入力され、当該バッファの出力が抵抗３９を介してアンプ３３の負入力端子に供給される。尚、バッファ３８は演算増幅器を用いて構成され、その非反転入力端子にＶinの検出信号（抵抗分圧信号）が供給されるとともに、反転入力端子と出力端子が接続されている。
【００７０】
本回路３５では、Ｖinの低下時間の検出によるディレイティング制御を考えない場合において、Ｖinが低くなった場合に、その電圧低下分に応じて抵抗３９に電流が流れるため、これが制御ラインＣＬを介して放電灯への投入電力に影響を与える（つまり、Ｖinの低下分が大きい程、投入電力が少なくなる。）。尚、この制御が、Ｖinの低下時間の検出によるディレイティング制御に加味されるのは、抵抗３９の電流がアンプ３３の入力段で抵抗群（Ｒ乃至３２Ｒ）による電流と合成されるためであり、この場合には、Ｖinの低下分及び低下時間に応じて放電灯への投入電力が制御されることになる。
【００７１】
回路の周囲温度による影響を考慮した場合の構成例４０については、図９のようになる。
【００７２】
図８におけるＶinの検出部の代わりに、図３に示したのと同様の構成部を用いており、Ｖinの低下時間の検出及び電力制御に係る部分については、図７、図８の例と同じである。
【００７３】
本例では、入力電圧Ｖinが抵抗４１、４２により分圧されて、両抵抗の接続点がＰＮＰトランジスタ４３のコレクタに接続されている。該トランジスタ４３については、そのベースがコレクタに接続されており、そのエミッタがＰＮＰトランジスタ４４のコレクタ及びＰＮＰトランジスタ４５のベースに接続されている。
【００７４】
トランジスタ４４、４６についてはベース同士が接続されており、各トランジスタのエミッタは基準電源「ＶREF」（図には定電圧源の記号で示す。）に接続されている。尚、トランジスタ４５のエミッタがトランジスタ４４、４６のベースに接続されるとともに、そのコレクタが接地されている。そして、これらのトランジスタによりカレントミラー回路が構成されている。
【００７５】
トランジスタ４６のコレクタは、抵抗４７を介して接地されるとともに、アンプ４８の正入力端子に接続されており、当該アンプの負入力端子には抵抗４９が付設されて当該抵抗の一端が接地されている。
【００７６】
アンプ４８の出力段にはＮＰＮトランジスタ５０が設けられており、そのベースにアンプ４８の出力が供給される。そして、トランジスタ５０のエミッタがアンプ４８の負入力端子に接続されるとともに、当該トランジスタのコレクタがトランジスタ２１のコレクタ及びトランジスタ２２のベースに接続されている。
【００７７】
本回路４０では、周囲温度の監視用素子としてトランジスタを用いており、Ｖinの抵抗分圧値が、閾値「ＶREF−３・ＶＦ」よりも低くなったときに、トランジスタ４４乃至４６のカレントミラー回路に電流が流れ、アンプ４８以降の回路を通して放電灯への投入電力に影響を及ぼす（つまり、周囲温度Ｔが高くなるとＶＦが低くなって閾値が大きくなるので、ディレイティング制御の効きが早まる。）。そして、この制御に対して、Ｖinの低下時間に応じたディレイティング制御が加わる。尚、放電灯への投入電力について、低下の度合やバランス等を調整するには、各基準電圧値、各抵抗値の設定や変更により行えば良い。
【００７８】
以上の例では、放電灯に供給される電力を状況に応じて次第に減少させるものであったが、Ｖinの低下状態が長時間に亘って継続する場合には、放電灯を積極的に消灯させることが好ましい。即ち、Ｖinがその閾値以下に低下している状態がある時間内であれば、上記したようにＶinの低下分や低下時間、周囲温度等を制御パラメータとしてディレイティング制御を行うが、入力電圧Ｖinが基準電圧以下に低下している時間が所定の基準時間（以下、これを「第１の基準時間」という。）以上に亘って持続する場合には放電灯への電力供給を遮断する構成とする。
【００７９】
図１０は、そのための回路構成例５１を示したものである。
【００８０】
Ｖinに対する分圧抵抗５２、５３により得られる検出電圧が、コンパレータ５４の正入力端子に供給され、ここで基準電圧Ｅ２と比較される。
【００８１】
カウンタ５５は、Ｖinの検出値が基準電圧Ｅ２以下に低下した場合の低下時間（継続時間）を計測するために設けられており、そのクロック信号入力端子（ＣＬＫ）には、図示しない信号発生回路からのクロック信号（ＣＫ）が２入力ＯＲ（論理和）ゲート５６を介して供給される。そして、カウンタ５５のリセット端子（ＲＳＴ）に上記コンパレータ５４の出力信号が供給されるようになっており、当該コンパレータの出力するＨ（ハイ）レベル信号によりリセットがかけられる。
【００８２】
カウンタ５５の各出力（端子Ｑ１乃至Ｑ６の出力）は、多入力ＡＮＤ（論理積）ゲート５７に入力され、当該ゲートの出力信号が制御出力となる。つまり、当該信号は、Ｈレベルの場合に放電灯への投入電力をゼロとする信号であり（以下、「ＳＯＦ」と記す。）であり、後段のＯＲゲート５８に送出されるとともに、上記ＯＲゲート５６に送られる（よって、信号ＳＯＦがＨレベルの場合には、ＯＲゲート５６の出力信号がＨレベルになるためカウンタ５５がクロック信号ＣＫを受け付けなくなる。）。
【００８３】
ＯＲゲート５８は多入力ＯＲゲートであり、上記信号ＳＯＦの他、図示しない異常検出回路（あるいは異常判断・診断回路）からの信号が入力されるようになっているので、これらの信号のうち、１つでもＨレベルのものがあると、当該ゲートがＨレベル信号を出力し、これが後段のラッチ回路５９で保持される。そして、その保持信号により放電灯への電力供給が遮断される。尚、電力遮断については、例えば、点灯回路への電源供給をリレー等のスイッチ手段で遮断する形態や、点灯回路の制御を停止させたり、直流−直流コンバータの動作停止や直流−交流変換回路のシャットダウンに依る形態等、各種の態様が知られている（よって、それらの説明は省略する。）。
【００８４】
本回路５１では、Ｖinの検出値をコンパレータ５４でＥ２と比較し、当該コンパレータの出力信号がＬレベルになったときにカウンタ５５の計数動作が開始する。尚、基準電圧Ｅ２を前記Ｅ１と同じ値に設定しても良いし、又は両者を異なる値に設定することも勿論可能である。
【００８５】
クロック信号ＣＫの計数開始から所定時間（上記第１の基準時間）が経過したときに、カウンタ５５の各段位の出力がＨレベルとなり、上記信号ＳＯＦがＨレベルとなる。尚、ここにいう「所定時間」はクロック信号ＣＫの周波数により規定され、本例では、「ＣＫの基本周期×６３」（秒）である。
【００８６】
信号ＳＯＦがＨレベルとなって、ＯＲゲート５６、５８に送られるとともに、ラッチ回路５９で保持される結果、放電灯への投入電力がゼロとなって放電灯が消灯する。
【００８７】
尚、本構成においてクロック信号ＣＫ及びカウンタを図７乃至図９の構成と共用すれば、同じＣＫ及びカウンタで済むので、回路構成が簡単になる。
【００８８】
上記のように、信号ＳＯＦはそれがＨレベルを示すときに消灯指示信号とされ、当該信号によって放電灯が消灯するが、その後の処置については下記に示す形態が挙げられる。
【００８９】
（１）入力電圧Ｖinがもとの電圧レベルに回復しても、電源の再投入を行わない限り、放電灯を点灯させない形態
（２）入力電圧Ｖinがもとの電圧レベルに回復した場合には、放電灯の再点灯を許可する形態。
【００９０】
先ず、形態（１）については、図１０に示す通りに、信号ＳＯＦのＨレベルがラッチされて放電灯が消灯した後は、ユーザーが電源を再投入するまでの間、消灯状態が維持される形態であり、放電灯の消灯後において、Ｖinの電圧値が回復しても放電灯は点灯しない。例えば、車両用放電灯の消し忘れによって、バッテリー電圧が次第に低下していき、放電灯が最終的に消灯した場合を想定すると、その後におけるバッテリー電圧は、オルタネータが動作していなくても、もとのレベルに向かって上昇する。この上昇により、例えば、バッテリー電圧が上記Ｅ２を超えたとして、直ちに放電灯の点灯復帰を行ったのでは、当該点灯により再びバッテリー電圧が低下して、また同じことの繰り返しが起きてしまう。そこで、必要以上のバッテリーの消耗を防ぐとともに、回路の温度上昇を問題ない範囲にするために、電源を入れ直す（つまり、点灯スイッチの再投入）操作がなされるまで放電灯の消灯状態を維持する。
【００９１】
また、形態（２）については、放電灯の消灯後に電源の再投入を待たずにＶinのレベルが回復したら放電灯を点灯復帰させるものである。但し、復帰時の基準電圧について、何の配慮なく上記Ｅ２と同じ値に設定したのでは、上記と同様の問題が生じるので、下記の事項を採用する。
【００９２】
（Ａ）遮断判定時の基準電圧Ｅ２よりも高い基準電圧（これを「Ｅ３」と記す。）を、復帰判定時の基準電圧として設定すること
（Ｂ）Ｖinが基準電圧以上に回復して、この状態が所定の基準時間（以下、これを「第２の基準時間」という。）に亘って維持されるか否かを判断すること（「Ｅ３＝Ｅ２」の設定でも良い）。
【００９３】
尚、実施形態については、（Ａ）又は（Ｂ）の一方を採用する形態、つまり、ＶinがＥ３になったことを比較手段により検出して点灯復帰について判断する形態、あるいはＶinの回復状態をその時間で判断するために計時手段を設けて基準時間との比較から点灯復帰について判断する形態の他、（Ａ）及び（Ｂ）の併用が可能である（この場合、「Ｅ３＞Ｅ２」の設定となる。）。
【００９４】
図１１は（Ａ）及び（Ｂ）を組み合わせた形態について構成例６０を示したものであり、図１０に示す構成との相違点は下記の通りである。
【００９５】
・コンパレータ５４に代わって、ヒステリシスコンパレータ５４Ｈが用いられていること。つまり、当該コンパレータの出力信号がＨレベルからＬレベルに変化する際の基準電圧Ｅ２と、出力信号がＬレベルからＨレベルに変化する際の基準電圧Ｅ３とが異なっており、「Ｅ２＜Ｅ３」とされていること。
【００９６】
・計時手段としてカウンタ６５が設けられており、当該カウンタの出力がＨレベルになると、Ｄフリップフロップ６２がプリセットされて、当該フリップフロップのＱ出力についての論理否定として信号ＳＯＦがＬレベルになること。
【００９７】
回路構成としては、多入力ＡＮＤゲート５７の出力信号が、ＮＯＴ（論理否定）ゲート６１を介してＤフリップフロップ６２のリセット端子（Ｒ）に送られるとともに、当該出力信号が２入力ＯＲゲート６３に送られる。尚、Ｄフリップフロップ６２については、Ｌアクティブ入力のプリセット端子（ＰＲ）及びリセット端子（Ｒ）を備えており（図にはオーバーラインを付して示す。）、Ｄ入力端子及びクロック信号入力端子が接地されている。
【００９８】
Ｄフリップフロップ６２のＱ出力信号は、２入力ＯＲゲート６３に送出されるとともに、ＮＯＴゲート６４を経て信号ＳＯＦとなる。
【００９９】
カウンタ６５については、そのリセット端子（ＲＳＴ）にＯＲゲート６３の出力信号が供給されるとともに、クロック信号入力端子（ＣＬＫ）には、図示しない信号発生回路からのクロック信号「ＣＫ」が送られてくる。そして、カウンタ６５の出力（端子「ＱＸ」の出力信号）が２入力ＯＲゲート６６の一方の入力端子に供給される。当該ＯＲゲート６６の他方の入力端子には、回路の立ち上がり時に生成される、パルス幅の狭いＰＯＣ（パルス・オン・クリア）信号が供給されるようになっており、ＯＲゲート６６の出力信号がＮＯＴゲート６７を介してＤフリップフロップ６２のプリセット端子（ＰＲ）に供給される。よって、カウンタ６５の端子ＱＸからの出力がＨレベルの場合又はＰＯＣ信号の発生時（初期化時）において、Ｄフリップフロップ６２がプリセットされてそのＱ出力がＨレベルになる（信号ＳＯＦはＬレベル）。
【０１００】
図１２は、各部の信号波形及びタイミングについて概略的に示したものであり、各記号の意味は下記の通りである。
【０１０１】
・「ＳCMP」＝コンパレータ５４Ｈの出力信号
・「ＳAND」＝ＡＮＤゲート５７の出力信号
・「ＳFF」 ＝Ｄフリップフロップ６２のＱ出力信号
・「ＳQX」 ＝カウンタ６５の出力信号。
【０１０２】
尚、図中に示す期間「Ｔ１」（時刻ｔ１〜ｔ２）が上記第１の基準時間に、期間「Ｔ２」（時刻ｔ３〜ｔ４）が上記第２の基準時間に相当し、「Ｈ」がハイレベル、「Ｌ」がＬレベルをそれぞれ示す。
【０１０３】
先ず、入力電圧が正常（「Ｖin＞Ｅ２」）のときには、ＳCMPがＨレベル、ＳANDがＬレベル、ＳFFがＨレベル、ＳＯＦとＳQXがＬレベルである（投入電力の持続）。
【０１０４】
ＶinがＥ２よりも低下して（「Ｖin＜Ｅ２」）、ＳCMPがＬレベルとなり（時刻ｔ１）、上記第１の基準時間「Ｔ１」が経過するとＳANDがＨレベルになり（時刻ｔ２）、ＳFFがＬレベル、ＳＯＦがＨレベルとなる（投入電力の遮断）。
【０１０５】
その後、Ｖinが回復して上昇し、時刻ｔ３で「Ｖin＞Ｅ３」になり（ＳCMPがＨレベル、ＳANDがＬレベル）、第２の基準時間「Ｔ２」が経過する前には、ＳFFがＬレベル、ＳＯＦがＨレベルとなる。そして、カウンタ６５による計時動作が進行して、当該基準時間Ｔ２が経過する時にＳQXが一時的にＨレベルに立ち上がり（時刻ｔ４）、これがＯＲゲート６６及びＮＯＴゲート６７を経てＤフリップフロップ６２に送られるため、ＳFFがＨレベル、ＳＯＦがＬレベルとなる（電力の再投入）。
【０１０６】
尚、本例では、上記した形態（１）のように信号ＳＯＦをラッチしてはいけないので、図１３に示すように、ラッチ回路５９の後段に２入力ＯＲゲート６８を設けて、これにラッチ回路５９の出力信号（ＯＲゲート５８の入力からＳＯＦを外す。）及び信号ＳＯＦを供給し、当該ゲート６８の出力信号によって放電灯への投入電力について遮断又は維持若しくは再投入許可を制御すれば良い。
【０１０７】
このように、Ｖinの低下検出時における基準電圧Ｅ２よりも高い基準電圧Ｅ３を設定し、放電灯への電力供給を遮断した後において、ＶinがＥ３以上に回復し、かつこの状態が基準時間Ｔ２に亘って維持された場合に、放電灯の再点灯を許可すると、Ｖinが復帰する見込みがある場合に放電灯を点灯させてその維持を図ることができる。例えば、直流入力電圧の一時的な低下等であって、自然に電圧が回復して点灯復帰が可能なる状況が想定される。
【０１０８】
ところで、上記基準時間Ｔ２についての設定値を常に一定とする形態の他には、これを直流入力電圧の回復状況に応じて変化させる形態が挙げられる。例えば、車両用放電灯の場合に、ユーザーが放電灯の消し忘れに気付いて、エンジンをかけてオルタネータが動作し始めたために、バッテリー電圧が定格電圧近辺にまで回復した状況を想定する。この場合に、Ｔ２を一定時間の設定のままにしておくことは賢明でなく（点灯復帰に要する時間が長くなる。）、Ｔ２の設定を短縮することが好ましい。つまり、放電灯への電力供給を遮断した後で、直流入力電圧の回復が見込まれ、かつその度合い（上昇）が速いほど復帰判定の基準時間（Ｔ２）の長さを短くすれば良い。
【０１０９】
例えば、上記基準電圧Ｅ３よりも高く、かつＶinの定格電圧の近いレベルに設定される基準電圧Ｅ４を設け、Ｖinのレベルが回復してＥ４に到達した場合に、上記基準時間Ｔ２が短くなるように制御することで、前記した構成よりも短時間での点灯復帰が可能になる。
【０１１０】
図１４はそのような構成例６９を示したものであり、図１１に示す構成との相違点は以下の通りである。
【０１１１】
・カウンタ６５に供給されるクロック信号について、「ＣＫ」とこれよりも周波数の高い信号「ＣＫ２」とが用意されており、ヒステリシスコンパレータ７２からの信号によって両者が選択的に供給されるようになっていること（Ｖinが低いうちはＣＫが使用され、Ｖinが高くなるとＣＫ２が使用される。）。
【０１１２】
回路構成については、Ｖinに対する分圧抵抗７０、７１により得られる検出値がヒステリシスコンパレータ７２の正入力端子に供給され、その負入力端子には基準電圧Ｅ４（図には定電圧源の記号で示す。）が供給されている。つまり、Ｖinの検出値が「Ｅ４」以上になった場合にＨレベル信号を出力する。
【０１１３】
クロック信号ＣＫ、ＣＫ２のうち、一方ＣＫは２入力ＡＮＤゲート７４を介して２入力ＯＲゲート７６の一方の入力端子に送られる。尚、ＡＮＤゲート７４には上記コンパレータ７２の出力信号がＮＯＴゲート７３を介して供給される。
【０１１４】
他方、信号ＣＫ２は２入力ＡＮＤゲート７５を介して２入力ＯＲゲート７６の残りの入力端子に送られる。尚、ＡＮＤゲート７５には上記コンパレータ７２の出力信号が供給される。
【０１１５】
そして、ＯＲゲート７６の出力信号（ＣＫ又はＣＫ２）は、カウンタ６５のクロック信号入力端子（ＣＬＫ）に供給されてカウントされる。
【０１１６】
本構成では、Ｖinが回復してＥ３を越えるまでの動作については図１１の場合と同じであり、ヒステリシスコンパレータ７２の出力するＬレベル信号がＮＯＴゲート７３で反転されてＡＮＤゲート７４に供給されることで信号ＣＫが選択される。
【０１１７】
ＶinがＥ４以上に回復すると、ヒステリシスコンパレータ７２の出力するＨレベル信号がＡＮＤゲート７５に供給されることで信号ＣＫ２が選択される。上記のようにＣＫ２はＣＫよりも高い周波数のクロック信号であるため、カウンタ６５の計数動作が速くなり、よって点灯復帰に要する時間が短くなる（この事は基準時間Ｔ２が短くなることと等価である。）。
【０１１８】
尚、Ｅ４のレベル判定用コンパレータとしてヒステリシスコンパレータを用いている理由は、閾値近傍において信号ＣＫとＣＫ２とが頻繁に切り替わるのを防ぐためであり、よって、非常に小さなヒステリシス幅で良い。
【０１１９】
このように、Ｖinの回復について閾値を設定するとともに、レベル比較の結果に応じてクロック信号の周波数を切り替えることで、回路の大幅な改変を伴わずに済む。
【０１２０】
Ｖinのレベルに応じて判定の基準時間の長さを変化させるという思想は、上記第１の基準時間についても適用することができ、この場合には、Ｖinに係る低下の度合いが大きいほど遮断判定の基準時間を短くすれば良い。つまり、Ｖinの低下が大きいほど入力電流が大きくなって発熱による熱的条件が厳しくなるので、Ｖinがかなり低い場合には、より早い時期に放電灯への電力投入を遮断して消灯させた方が安全である。
【０１２１】
図１５は、そのような構成例７７を示しており、図１０に示す構成との相違点は以下の通りである。
【０１２２】
・カウンタ５５に供給されるクロック信号について、「ＣＫ２」とこれよりも周波数の高い信号「ＣＫ１」とが用意されており、ヒステリシスコンパレータ８０からの信号によって両者が選択的に供給されるようになっていること（Ｖinが高いうちはＣＫ２が使用され、Ｖinが低くなるとＣＫ１が使用される。）。
【０１２３】
回路構成については、Ｖinに対する分圧抵抗７８、７９によって検出される電圧がヒステリシスコンパレータ８０の正入力端子に供給され、ここで基準電圧Ｅ５と比較される。そして当該コンパレータの出力信号がＮＯＴゲート８１を介して２入力ＡＮＤゲート８２に送出されるとともに、当該出力信号は２入力ＡＮＤゲート８３に送出される。
【０１２４】
２入力ＡＮＤゲート８２には、図示しない信号発生回路からの信号ＣＫ１が供給されるようになっており、当該信号と上記ＮＯＴゲート８１からの信号との間で論理積演算がなされ、その結果が２入力ＯＲゲート８４の一方の入力端子に送られる。
【０１２５】
また、２入力ＡＮＤゲート８３には、図示しない信号発生回路からの信号ＣＫ２が供給されるようになっており、当該信号と上記コンパレータ８０の出力信号との間で論理積演算が行われ、その結果が２入力ＯＲゲート８４の残りの入力端子に送られる。
【０１２６】
そして、ＯＲゲート８４の出力信号がＯＲゲート５６に送られ、ここで信号ＳＯＦとの間で論理和演算が行われ、その結果がカウンタ５５のクロック信号入力端子（ＣＬＫ）に供給される。
【０１２７】
本例では、ＶinがＥ５より大きい場合に、ヒステリシスコンパレータ８０の出力するＨレベル信号がＡＮＤゲート８３に供給されることで信号ＣＫ２が選択される。
【０１２８】
また、ＶinがＥ５以下になると、ヒステリシスコンパレータ８０の出力するＬレベル信号がＮＯＴゲート８１により反転されてＡＮＤゲート８２に供給されることで信号ＣＫ１が選択される。この信号ＣＫ１はＣＫ２よりも高い周波数のクロック信号であるため、カウンタの計数動作が速くなり、よって投入電力遮断までに要する時間が短くなる（この事は基準時間Ｔ１が短くなることと等価である。）。
【０１２９】
尚、基準電圧に関してＥ５の値とＥ２の値とが等しいものとすると、コンパレータ８０に入力されるＶinの抵抗分圧値の方が、コンパレータ５４のそれよりも大きくなるように各抵抗値を設定することにより、コンパレータ８０ではＥ２よりも低い入力電圧で出力信号のレベルが切り替わるようにすることができる（つまり、「Ｅ５＝Ｅ２」の設定で、かつ分圧抵抗値の設定が両コンパレータについて同じであると、コンパレータ５４では、ＶinがＥ２以上の場合にその出力するＨレベル信号によりカウンタ５５がリセットされるので、ＣＫ２をカウントしない。）。また、Ｅ５のレベル判定用コンパレータとしてヒステリシスコンパレータを用いている理由は、閾値近傍において信号ＣＫ１とＣＫ２とが頻繁に切り替わるのを防ぐためであり、よって、非常に小さなヒステリシス幅で良い。
【０１３０】
このように、Ｖinの低下検出において、レベル比較の結果に応じてクロック信号の周波数を切り替えることで、回路の大幅な改変を伴わずに済む。尚、図示は省略するが、図１５に示す構成においても、前記形態（１）又は（２）の適用が可能である。
【０１３１】
上記に行った説明では、放電灯の消し忘れに関してＶinの低下分や低下時間、周囲温度の影響に応じて放電灯への投入電力を減少させたり、信号ＳＯＦにより放電灯への電力供給を遮断するものとしたが、放電灯の消し忘れについてユーザーに通知することも有効である。つまり、投入電力の減少又は電力供給の停止を通知したり、あるいは信号ＳＯＦを異常検出信号として利用することで、インジケータ表示やブザー等の警報を行うことができる。例えば、Ｖinが閾値以下に低下した状態が所定の基準時間に亘って継続した場合に、入力電圧の低下について異常が発生したものと判断して異常通知出信号を発してユーザーに知らせる等、各種形態での実施が可能である。
【０１３２】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項１に係る発明によれば、直流入力電圧が低下した場合において、周囲温度の上昇に従って放電灯への供給電力が低減されるので、周囲温度の上昇による回路の発熱を抑制できるので充分な熱対策を講じることができ、また、周囲温度が低い場合に放電灯への供給電力が過度に低減されてしまうといった不都合がなくなる。よって、周囲温度が低くなった場合に放電灯の明るさが規定値よりも暗くなってしまったり、あるいは逆に周囲温度が高くなった場合に、発熱を充分に防ぐだけの電流制限や電力低下の機能が発揮されないといった不都合を防止して、熱対策について万全を期すことができる。
【０１３３】
請求項２に係る発明によれば、直流入力電圧の検出素子に接続される周囲温度の監視用又は補償用素子を介して得られる検出信号に基いて放電灯への供給電力を制御することによって、回路構成の複雑化を伴うことなく周囲温度の影響を排除することができる。
【０１３４】
請求項３や請求項４に係る発明によれば、直流入力電圧や周囲温度に対して予め設定される閾値及びその変化を考慮することにより、回路の発熱に起因する弊害について充分な安全対策を講じることができる。
【０１３５】
請求項５や請求項６に係る発明によれば、直流入力電圧が閾値以下に低下した場合に（直流入力電圧の低下により、そのままでは回路が発熱して温度上昇を引き起こす。）、その低下の度合いと低下の時間に応じて放電灯への供給電力を制御することにより直流電源の消耗を抑え、放電灯の消し忘れ等に対して充分な熱対策を講じることができるとともに、装置の小型化（省スペース化）に対応することが可能になる。
【０１３６】
請求項７に係る発明によれば、直流入力電圧の低下分が顕著な場合には放電灯への電力供給を遮断することで直流電源がそれ以上消耗しないようにすることができる。
【０１３７】
請求項８に係る発明によれば、投入電力の遮断状態を、電源再投入まで維持することによって、直流電源の消耗を防ぎ、回路の温度上昇を抑制できる。
【０１３８】
請求項９や請求項１０に係る発明によれば、直流入力電圧の一時的な低下時等においては放電灯の再点灯が許可されるので、電源再投入によらずに点灯復帰が可能になる。例えば、車両用放電灯への適用において、車両の夜間走行時の安全性を高めることができる。
【０１３９】
請求項１１に係る発明によれば、直流入力電圧の回復が速いほど点灯復帰に要する時間を短かくして、放電灯の再点灯に要する時間を早くすることができる。
【０１４０】
請求項１２に係る発明によれば、直流入力電圧の低下が大きいほど投入電力の遮断に要する時間を短くすることで、早期に放電灯を消灯させ、電源供給の無駄を省くことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成例を示す回路ブロック図である。
【図２】制御回路における電力制御について説明するための図である。
【図３】要部の構成例について示す回路図である。
【図４】直流入力電圧に対する出力電力の関係を示すグラフ図である。
【図５】周囲温度に対する出力電力の関係を示すグラフ図である。
【図６】図３とは異なる構成例を示す回路図である。
【図７】直流入力電圧の低下時間に応じた電力制御について説明するための回路図である。
【図８】図７の構成に対して、直流入力電圧の低下分の検出を加味した電力制御について説明するための回路図である。
【図９】周囲温度の影響を考慮した電力制御について説明するための回路図である。
【図１０】直流入力電圧の低下が顕著な場合における放電灯の消灯について説明するための回路図である。
【図１１】直流入力電圧の回復時の点灯復帰について説明するための回路図である。
【図１２】図１１の構成について要部の波形を示す図である。
【図１３】放電灯の消灯状態を保持しないための回路構成について説明するための回路図である。
【図１４】点灯復帰の判定に係る基準時間を変化させるための構成例を示す回路図である。
【図１５】投入電力の遮断判定に係る基準時間を変化させるための構成例を示す回路図である。
【図１６】従来の問題点について説明するためのグラフ図である。
【符号の説明】
１…放電灯点灯回路、２…直流電源、３…直流−直流変換回路、４…直流−交流変換回路、６…放電灯、９…制御回路、１６、１７…検出素子、１９、２０…監視用又は補償用素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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