(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部出力信号を出力する発振器と、
分周値を周期的に変化させながら前記外部出力信号を分周し、比較信号を生成する分周器と、
入力された基準クロック信号の位相と前記比較信号の位相とを比較し、その位相差に応じてチャージポンプ回路に定電流の出力電流を流入又は流出させ、制御信号を生成する位相比較器とを有し、
前記発振器は前記制御信号に基いて前記外部出力信号の周波数を変化させ、前記外部出力信号の周波数を、前記基準クロック信号の周波数の前記分周値の平均分周値倍した値にさせる周波数シンセサイザであって、
前記制御信号に補償電流を重畳させ、前記制御信号に含まれるリップル電流をキャンセルさせる補償回路と、
前記補償回路を制御し、前記補償電流の電流量を前記チャージポンプ回路の出力電流量の変化に追随させる補正回路とを有し、
前記補償回路は、一端が前記制御信号が伝達される経路に接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの他端に接続された電圧発生器とを有し、前記第１の電圧発生器によって前記第１のコンデンサに印加する電圧を変化させ、前記補償電流を生成するように構成され、
前記補正回路には第２のコンデンサが設けられ、前記出力電流で前記第２のコンデンサを充電又は放電させ、前記出力電流の電流量を電圧値に変換し、基準電圧として前記電圧発生器に出力するように構成され、
前記電圧発生器は、前記基準電圧に基いて前記第２のコンデンサに印加する電圧を変化させるように構成された周波数シンセサイザ。
【請求項２】
前記補正回路は、前記第２のコンデンサの充電又は放電を充放電時間を異ならせて少なくとも二回行い、各充放電において前記第２のコンデンサに現れた電圧の差から前記変換を行うように構成された請求項１記載の周波数シンセサイザ。
【請求項３】
制御信号に応じて発信周波数が変化する発振器と、
周期的に変化する分周値により前記発振器から出力される発信信号を分周する分周器と、
前記分周器から出力される分周信号の位相と基準クロック信号の位相とを比較して当該位相差に応じた誤差信号を出力する位相比較器と、
制御電流を生成するための電流源回路を有し、前記誤差信号に応じて前記制御電流を出力するチャージポンプ回路と、
前記制御電流が入力され、前記制御信号を前記発振器に出力するローパスフィルタと、
第２のコンデンサを有し、前記電流源回路が供給する電流により前記第２のコンデンサの充放電を制御して基準電圧を生成する補正回路と、
前記基準電圧に基づいて前記制御電流に含まれるリップル電流を相殺するための補償電流を生成して前記制御電流に重畳する補償回路と、
前記分周器の周期的に変化する分周値と前記補償回路とを制御する制御回路と、
を有する周波数シンセサイザ。
【請求項４】
前記補償回路が第１のコンデンサを有し、当該第１のコンデンサを介して前記補償電流を前記制御電流に重畳する請求項３に記載の周波数シンセサイザ。
【請求項５】
前記第１コンデンサと前記第２のコンデンサとが所定の容量比で同一の半導体集積回路装置内に形成されている請求項４に記載の周波数シンセサイザ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数シンセサイザの技術分野にかかり、特に、リップル電流を正確に補償できる周波数シンセサイザに関する。
【０００２】
【従来の技術】
セルラー電話機は周波数マルチチャネルアクセス方式であり、使用周波数を空きチャネルに移行させるために、高速ロックアップが可能な周波数シンセサイザが必要となる。
【０００３】
図５の符号１０１は、そのような周波数シンセサイザの従来技術のものであり、分数分周方式のＰＬＬ回路が用いられている。
【０００４】
この周波数シンセサイザ１０１は、セルラー電話機の送受信回路を構成する半導体集積回路装置内に設けられており、発振器１３１、分周器１３２、基準クロック信号発生器１３３、位相比較器１３４、チャージポンプ回路１３５、ローパスフィルタ１３６、補償回路１３７、制御回路１３８を有している。発振器１３１は、外部信号ＯＵＴを出力しており、その外部信号ＯＵＴは、分周器１３２と、この周波数シンセサイザ１０１が設けられた半導体集積回路装置内の他の回路とに入力されている。
【０００５】
分周器１３２は、入力された外部出力信号ＯＵＴを分周し、比較信号を生成し、位相比較器１３４に出力しており、該位相比較器１３４は、分周器１３２から入力された比較信号と、基準クロック信号発生器１３３から入力された基準クロック信号の位相を比較し、チャージポンプ回路１３５を制御して制御信号を発生させており、その制御信号は、ローパスフィルタ１３６を介して、発振器１３１に出力されている。
【０００６】
発振器１３１は、入力された制御信号により、外部出力信号ＯＵＴの周波数を変化させ、比較信号の位相を基準クロック信号の位相に一致させるように動作する。その結果、外部信号ＯＵＴの周波数は、基準クロック信号の周波数を分周器１３２の分周値倍した値となる。
【０００７】
上記分周器１３２は、制御回路１３８によって制御され、分周値が周期的に変化するように構成されており、例えば、基準クロック信号の周波数が２００ｋＨｚのとき、分周値が、その７周期(３５μｓｅｃ)の期間は５０００、また、１周期(５μｓｅｃ)の期間は５００１である場合、８周期を平均した平均分周値は５０００．１２５(＝５０００＋１／８)になり、外部出力信号ＯＵＴの周波数は、基準クロック信号の平均分周値倍の、１００００２５ｋＨｚでロックされる。
【０００８】
８周期中、２周期の分周値を４００１とすれば、平均分周値は４０００．２５となり、外部出力信号ＯＵＴの周波数は８００．０５０ＭＨｚとなる。
【０００９】
このように、平均分周値が小数点以下の桁まで値を有すれば、２５ｋＨｚや１２．５ｋＨｚ等の狭いチャネル間隔で、８００ＭＨｚや１ＧＨｚ等の高周波を用いることが可能となる。
【００１０】
しかし、上記のように分周値を周期的に変化させた場合、外部出力信号ＯＵＴが所望周波数にロックされた後でも、比較信号の位相と基準クロック信号の位相とは一致せず、位相差が生じる。そのため、位相比較器１３４から出力される制御信号にはリップル電流が含まれてしまう。
【００１１】
図６の符号ａは、分周値をＮとＮ＋１とで変化させた場合に、外部出力信号ＯＵＴがロックされた後、分周器１３２から入力された比較信号の波形を示している。符号ｂは基準クロック信号の波形を示しており、符号ｃは、比較信号の位相と基準クロック信号の位相とが一致しない結果、チャージポンプ回路１３５から出力される制御信号に含まれるリップル電流の波形である。
【００１２】
制御回路に含まれるリップル電流は、出力信号ＯＵＴにスプリアスを発生させてしまい、セルラー電話機等の通信機の受信特性を悪化させるばかりでなく、送信の際の妨害成分となってしまうので、大変大きな問題となる。
【００１３】
この周波数シンセサイザ１０１は、ＤＡコンバータ１４１とコンデンサ１４２とを有する補償回路１３７が設けられており、ＤＡコンバータ１４１がコンデンサ１４２に印加する電圧を変化させ、リップル電流の電荷量と同じ電荷量で逆極性の補償電流を生成し、チャージポンプ回路１３５が出力する制御信号に重畳し、リップル電流をキャンセルしており、その結果、スプリアス成分のない出力信号ＯＵＴが得られる。
【００１４】
上記のように、出力信号ＯＵＴの周波数が１００００２５ｋＨの場合、チャージポンプ回路１３５の出力電流が＋１ｍＡ又は−１ｍＡの定電流であるものとすると、発生するリップル電流の電荷量は、下記Ｑr、
【００１５】
Ｑr＝(1/8)×(1/1000025kHz)×1mA×1/2＝62.5×10-15(Coulomb)……(１０１)
を単位電荷量とし、その±１倍から最大±７倍(±７Ｑr)の電荷量で、＋７Ｑr→＋５Ｑr→＋３Ｑr→＋１Ｑr→−１Ｑr→−３Ｑr→−５Ｑr→−７Ｑrの順序で、基準クロック信号と同じ周期で発生する。
【００１６】
そのようなリップル電流を補償するためには、コンデンサ１４２の容量をＣtとした場合、次式を満たす電圧Ｖe、
Ｃt・Ｖe＝Ｑr……(１０２)
を単位とし、ＤＡコンバータ１４１が−７Ｖe、−５Ｖe、−３Ｖe、−１Ｖe、＋１Ｖe、＋３Ｖe、＋５Ｖe、＋７Ｖeの大きさで出力電圧を変化させると、リップル電流と同じ電荷量で極性が逆向きの補償電流を発生させることができる。
【００１７】
しかし、上記(１０１)式から分かるように、リップル電流の電流量は、チャージポンプ回路１３５の出力電流に比例し、その出力電流は、温度変化等の影響により、変動してしまうため、リップル電流を正確に補償できないという問題がある。
【００１８】
また、上記(１０２)から分かるように、補償電流の電流量は、コンデンサ１４２の容量Ｃtに比例するが、その容量Ｃtは経時変化等の影響によって変動し、製造当初は補償できていても、経時変化により、出力信号ＯＵＴにスプリアスが発生するという問題がある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたものであり、その目的は、リップル電流を正確に補償できる技術を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、外部出力信号を出力する発振器と、分周値を周期的に変化させながら前記外部出力信号を分周し、比較信号を生成する分周器と、入力された基準クロック信号の位相と前記比較信号の位相とを比較し、その位相差に応じてチャージポンプ回路に定電流の出力電流を流入又は流出させ、制御信号を生成する位相比較器とを有し、前記発振器は前記制御信号に基いて前記外部出力信号の周波数を変化させ、前記外部出力信号の周波数を、前記基準クロック信号の周波数の前記分周値の平均分周値倍した値にさせる周波数シンセサイザであって、前記制御信号に補償電流を重畳させ、前記制御信号に含まれるリップル電流をキャンセルさせる補償回路と、前記補償回路を制御し、前記補償電流の電流量を前記チャージポンプ回路の出力電流量の変化に追随させる補正回路とを有し、前記補償回路は、一端が前記制御信号が伝達される経路に接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの他端に接続された電圧発生器とを有し、前記第１の電圧発生器によって前記第１のコンデンサに印加する電圧を変化させ、前記補償電流を生成するように構成され、前記補正回路には第２のコンデンサが設けられ、前記出力電流で前記第２のコンデンサを充電又は放電させ、前記出力電流の電流量を電圧値に変換し、基準電圧として前記電圧発生器に出力するように構成され、前記電圧発生器は、前記基準電圧に基いて前記第２のコンデンサに印加する電圧を変化させるように構成された周波数シンセサイザである。
【００２１】
請求項２記載の発明は、前記補正回路は、前記第２のコンデンサの充電又は放電を充放電時間を異ならせて少なくとも二回行い、各充放電において前記第２のコンデンサに現れた電圧の差から前記変換を行うように構成された請求項１記載の周波数シンセサイザである。
【００２２】
請求項３記載の発明は、制御信号に応じて発信周波数が変化する発振器と、周期的に変化する分周値により前記発振器から出力される発信信号を分周する分周器と、前記分周器から出力される分周信号の位相と基準クロック信号の位相とを比較して当該位相差に応じた誤差信号を出力する位相比較器と、制御電流を生成するための電流源回路を有し、前記誤差信号に応じて前記制御電流を出力するチャージポンプ回路と、前記制御電流が入力され、前記制御信号を前記発振器に出力するローパスフィルタと、第２のコンデンサを有し、前記電流源回路が供給する電流により前記第２のコンデンサの充放電を制御して基準電圧を生成する補正回路と、前記基準電圧に基づいて前記制御電流に含まれるリップル電流を相殺するための補償電流を生成して前記制御電流に重畳する補償回路と、前記分周器の周期的に変化する分周値と前記補償回路とを制御する制御回路と、を有する周波数シンセサイザである。
請求項４記載の発明は、前記補償回路が第１のコンデンサを有し、当該第１のコンデンサを介して前記補償電流を前記制御電流に重畳する請求項３に記載の周波数シンセサイザである。
請求項５記載の発明は、前記第１コンデンサと前記第２のコンデンサとが所定の容量比で同一の半導体集積回路装置内に形成されている請求項４に記載の周波数シンセサイザである。
【００２３】
本発明は以上のように構成されており、発振器が出力する外部出力信号を、分周器が分周値を周期的に変化させながら分周し、比較信号を生成しており、その比較信号と、基準クロック信号とが位相比較器に出力されている。
【００２４】
位相比較器は、チャージポンプ回路を動作させており、入力された基準クロック信号の位相と比較信号の位相とを比較し、その位相差に応じてチャージポンプ回路から定電流の出力電流を流入又は流出させ、それによって制御信号を生成している。
【００２５】
発振器には、チャージポンプ回路から出力された制御信号が、ローパスフィルタを介して入力されており、発振器はその制御信号に基いて、前記位相差を小さくする方向に外部出力信号の周波数を変化させる。その結果、外部出力信号の周波数は、基準クロック信号の周波数の平均分周値倍になり、それにより、外部出力信号を高周波化すると共に、チャネル間隔を短かくしている。
【００２６】
この周波数シンセサイザには、補償回路が設けられており、制御信号に含まれるリップル電流とは逆極性の補償電流を発生させるように構成されており、制御信号に補償電流が重畳されると、リップル電流がキャンセルされ、外部出力信号ＯＵＴからスプリアス成分が除去される。
【００２７】
しかし、リップル電流の電荷量が変動し、補償回路の電荷量と一致しなくなると、リップル電流を正確にキャンセルできなくなってしまう。
【００２８】
そこで本発明の周波数シンセサイザには、補償回路を制御する補正回路が設けられており、補償電流の電流量をチャージポンプ回路の出力電流量の変化に追随させている。リップル電流の電荷量は出力電流の電流量に比例するため、一度、補償電流の電荷量をリップル電流の電荷量に一致させると、リップル電流が変化しても補償電流がそれに追随するため、補償電流の電荷量がリップル電流の電荷量と逆極性で正確に等しくななる。
【００２９】
その周波数シンセサイザの補償回路が、第１のコンデンサと電圧発生器とを有し、第１のコンデンサの一端が制御信号の伝達経路に接続され、他端が電圧発生器に接続され、電圧発生器が、入力された基準電圧に基いて第１のコンデンサに印加する電圧を変化させ、補償電流が生成されている場合は、補正回路に第２のコンデンサを設け、チャージポンプ回路の出力電流によってその第２のコンデンサを充電又は放電させ、出力電流の電流量を電圧値に変換し、その電圧値を基準電圧に用いると、補償電流の電流量が出力電流の電流量に追随し、その結果、補償電流の電荷量をリップル電流の電荷量に追随させることが可能となる。
【００３０】
その場合、第１、第２のコンデンサを同じ材料・構造で構成しておくと、経時変化等の影響により、コンデンサが容量変化する場合、第１のコンデンサの容量変化と第２のコンデンサの容量変化は、互いに打ち消し合うので、補償電流の電流量がリップル電流とは独立して変化しないようになる。
【００３１】
そして、充放電時間を異ならせ、第２のコンデンサの充電又は放電を二回以上行い、各充放電において第２のコンデンサに現れた電圧を記憶し、その電圧の差から出力電流の電流値を電圧値に変換し、基準電圧にすると、充放電を制御するスイッチが導通状態から遮断状態に転じる時間と、遮断状態から導通状態に転じる時間の差等に起因する電圧値の誤差を基準電圧から除去できるので、補償電流の電荷量をリップル電流の電荷量に(逆極性で)正確に等しくすることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１を参照し、符号１は本発明の周波数シンセサイザの第一例であり、半導体集積回路装置内に設けられている。
【００３３】
この周波数シンセサイザ１は、発振器３１(電圧制御発振器)、分周器３２、基準クロック信号発生器３３、位相比較器３４、チャージポンプ回路３５、ローパスフィルター３６、制御回路３８を有しており、発振器３１が出力する外部出力信号ＯＵＴは、半導体集積回路装置内の他の回路に供給されると共に、分周器３２にも出力されている。
【００３４】
分周器３２は、制御回路３８によって制御され、分周値を周期的に変化させるように構成されており、入力された外部出力信号ＯＵＴをその分周値によって分周し、比較信号を生成している。
【００３５】
基準クロック信号発生器３３は、所定周波数の基準クロック信号を発生させており、その基準クロック信号と、上記比較信号とが位相比較器３４に入力されている。
【００３６】
位相比較器３４は、両方の信号の位相を比較して位相差を求め、その位相差に基いてチャージポンプ回路３５を制御しており、チャージポンプ回路３５は、入力された位相差を電流変換し、制御信号として、ローパスフィルタ３６を介して発振器３１に出力している。
【００３７】
発振器３１は、入力された制御信号に従い、位相差を小さくする方向に外部出力信号ＯＵＴの周波数を変化させると、結局、外部出力信号ＯＵＴの周波数は、基準クロック信号が分周器３２の平均分周値倍された値になったところでロックされる。
【００３８】
分周器３２の分周値が、例えば基準クロック信号の７周期の期間はＮ、１周期の期間はＮ＋１である場合、平均分周値はＮ＋１／８となる。基準クロック信号が２００ｋＨｚであり、上記Ｎが５０００である場合、外部出力信号ＯＵＴは周波数１００００２５ｋＨｚとなる。
【００３９】
チャージポンプ回路３５の出力段は、図２に示すように、ソース用の定電流回路４１と、シンク用の定電流回路４２と、ソース側のスイッチ４４1と、シンク側のスイッチ４４2とを有しており、位相比較器３４によってそれらのスイッチ４４1、４４2が制御され、ソース用の定電流回路４１とシンク用の定電流回路４２のいずれか一方が、基準クロック信号と比較信号の位相差に応じた時間だけ、出力端子に接続され、その結果、チャージポンプ回路３５には、位相差に応じた時間だけ、定電流が流入／流出するように構成されている。
【００４０】
この周波数シンセサイザ１には、補償回路３７と、補正回路１０と、水晶発振器１１(この水晶発振器１１は、温度補償がされている。)とが設けられており、補償回路３７には、ＤＡコンバータから成る電圧発生器４５と補償電流生成用の第１のコンデンサ４６とが設けられている。
【００４１】
補正回路１０は、図２に示すように、第１のスイッチ２１と、第２のスイッチ２２と、第２のコンデンサ２３とを有しており、第２のコンデンサ２３の一端は接地電位に接続されている。この第２のコンデンサの他端は、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２を介して電源電圧Ｖccのラインとシンク用の定電流回路４２にそれぞれ接続されており、第１のスイッチ２１が閉状態で、且つ第２のスイッチ２２が開状態のときには、第２のコンデンサ２３の他端の電圧Ｖ23が電源電圧Ｖccになるまで充電される。
【００４２】
他方、第１のスイッチ２１が開状態、第２のスイッチ２２が閉状態のときには、シンク用の定電流回路４２の出力電流Ｉoutで定電流放電され、単位時間当たりＩout／Ｃtの割合で電圧が降下する。
【００４３】
補正回路１０内には、ＡＤコンバータ２５と、第１、第２のラッチ２６、２７と、減算回路２８と、ＤＡコンバータ２９とが設けられており、第２のコンデンサ２３の電圧は、ＡＤコンバータ２５でディジタル値に変換され、第１のラッチ２６又は第２のラッチ２７に記憶されるように構成されている。
【００４４】
第１のラッチ２６と第２のラッチ２７の記憶内容は、減算回路２８で減算され、ＤＡコンバータ２９に出力されており、その結果、第１のラッチ２６に記憶されたディジタル値と、第２のラッチ２７に記憶されたディジタル値の差分が、電圧に再変換され、基準電圧として補償回路３７に出力される。
【００４５】
そのような一連の動作は、周波数シンセサイザ１が動作を開始する前に完了するように構成されており、図３のタイミングチャートを用い、その動作順序を説明すると、先ず、スイッチ２１が閉状態、スイッチ２２が開状態になり、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ23は電源電圧Ｖccにされる。
【００４６】
次に、第１のスイッチ２１が開状態(図３符号ａ)、第２のスイッチ２２が閉状態になると(符号ｂ)、第２のコンデンサ２３はシンク用の定電流回路４２に接続され、シンク用の定電流回路４２の出力電流Ｉoutによって定電流放電される。
【００４７】
補正回路１０には、水晶発振器１１が接続され、該水晶発振器１１が出力する温度補償されたクロック信号が入力されており、第２のスイッチ２２が閉状態を維持する期間は、そのクロック信号の周期の整数倍になるように制御されている。
【００４８】
温度補償されたクロック信号の周波数をｆr、第２のコンデンサ２３の容量をＣtとし、２周期分の時間だけ閉状態を維持するものとすると、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ23は、
Ｖ23＝Ｖcc−｛Ｉout×(２／ｆr)／Ｃt＋Ｖerr｝……(１)
と表せる。
上記Ｖerrは、第２のスイッチ２２が閉状態から開状態に移行する時間と、開状態から閉状態に移行する時間の差や、その他の原因による誤差電圧である。
【００４９】
２／ｆrの期間が経過した後、第２のスイッチ２２が開状態になると、ＡＤコンバータ２５が動作を開始し、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ23をディジタル値に変換する(符号ｄ)。そのディジタル値は、第１のラッチ２６に記憶される(符号ｅ)。
【００５０】
第２のスイッチ２２が開状態になった後、第１のスイッチ２１が再度閉状態になると(符号ｆ)、第２のコンデンサ２３は充電され、その電圧Ｖ23は電源電圧Ｖccにされる。
【００５１】
その状態から第１のスイッチ２１が開状態、第２のスイッチ２２が閉状態になると(符号ｇ、ｈ)、第２のコンデンサ２３はシンク用の定電流回路４２に接続され、第２のコンデンサ２３は定電流放電を開始する(符号ｉ)。このとき、第２のスイッチ２２は、水晶発振器１１の１周期分の時間だけ閉状態を維持するものとすると、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ23は、
Ｖ23＝Ｖcc−｛Ｉout・(１／ｆr)／Ｃt＋Ｖerr｝……(２)
となる。
【００５２】
１／ｆrの期間が経過し、第２のスイッチ２２が開状態に転じた後、ＡＤコンバータ２５が動作を開始し、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ23をディジタル値に変換する(符号ｊ)。そのディジタル値は第２のラッチ２７に記憶される(符号ｋ)。
【００５３】
このように、第１、第２のラッチ２７にディジタル値が記憶された後、減算回路２８によって、第１、第２のラッチ２６、２７に記憶されたディジタル値の差が求められる。第１のラッチ２６に記憶された電圧値をＶ1、第２のラッチ２７に記憶された電圧値をＶ2とすると、その差分の電圧Ｖdは、
Ｖd＝Ｖ1−Ｖ2＝Ｉout・(１／ｆr)／Ｃt……(３)
となり、誤差電圧Ｖerrが消去される。
【００５４】
従って、減算回路２８から出力される電圧Ｖdを示すディジタル値には誤差電圧Ｖerrは含まれていない。そのディジタル値はＤＡコンバータ２９によって実際の電圧に変換され、基準電圧Ｖdとして補償回路３７に出力される。
【００５５】
分周器３２の平均分周値がＮ＋１／８である場合、出力信号ＯＵＴの周波数をＦとすると、リップル電流の電荷量は、下記Ｑr、
Ｑr＝(１／８)・(１／Ｆ)・Ｉout・(１／２)……(４)
を単位電荷量とし、その整数倍の電荷量となる。
【００５６】
補償回路３７内の第１のコンデンサ４６の容量をＣ0、電圧発生器４５の電圧変化量をＶADとすると、補償電流の電荷量は、Ｃ0・ＶADになる。ＡＤコンバータ２５の電圧変化量ＶADは、入力された基準電圧Ｖdの整数倍になるものとすると、電圧変化量ＶADの最小値は基準電圧Ｖdに等しく、その場合の補償電流の電荷量Ｑ0は、
Ｑ0＝Ｃ0・Ｖd……(５)
となる。
【００５７】
上記電荷量Ｑ0が補償電流の単位電荷量であり、リップル電流を正確にキャンセルするためには、その単位電荷量Ｑ0を、リップル電流の単位電荷量Ｑrに等しくする必要がある。従って、次式、
Ｑ0＝Ｑr……(６)
を満たす必要がある。
【００５８】
ソース用の定電流回路４１の出力電流はシンク用の定電流回路４２の出力電流Ｉoutと等しいものとし、上記(３)〜(６)式を連立させ、整理するとＱ0、Ｑr、Ｉout、Ｖdが消去され、下記条件式が導かれる。
Ｃ0／Ｃt＝(ｆr／Ｆ)・(１／１６)……(７)
この条件式(７)を満足させるためには、左辺の容量Ｃ0、Ｃtの比Ｃ0／Ｃtが右辺の値になるように、第１、第２のコンデンサ４６、２３を設定すればよい。
【００５９】
第１、第２のコンデンサ４６、２３を半導体集積回路装置内に形成する場合、その容量Ｃ0、Ｃtを設計値通りにすることは難しいが、第１、第２のコンデンサ４６、２３を同じ材質、同じ構造にした場合、容量の比Ｃ0／Ｃtは一定にしやすい。特に、第２のコンデンサ２３をトリミング可能な可変容量コンデンサにしておくと、上記(７)式を満足させやすい。
【００６０】
また、温度等の影響によって容量Ｃ0、Ｃtの値が変動する場合でも、第１、第２のコンデンサ４６、２３が、同じ材質・構造で、同じ半導体集積回路装置内に形成されている場合は、その容量変化の割合は同じであり、容量の比Ｃ0／Ｃtは変化しないので、上記(７)式を逸脱するようなことはない。
【００６１】
そして、この条件式(７)中にはチャージポンプ回路３４の出力電流Ｉoutの項が含まれておらず、従って、出力電流Ｉoutの電流量が変動した場合には、補償電流の電流量がその変化に追随し、リップル電流を正確にキャンセルできるようになっている。
【００６２】
なお、出力電流Ｉoutが±１ｍＡ、基準クロック信号の周波数が２００ｋＨｚ、平均分周値が５０００＋１／８の場合、上述したように、リップル電流の単位電荷量Ｑrは６２．５×１０-15(Coulomb)であり、そのとき、容量Ｃ0が０．０５×１０-12(farad)、水晶発振器１１の周波数が１９．２ＭＨｚであるものとすると、基準電圧Ｖdは１．２５(volt)、容量Ｃtは４１．７×１０-12(farad)になる。
【００６３】
以上は、補償回路３７が、一個のコンデンサ(第１のコンデンサ４６)に電圧を印加する場合について説明したが、本発明は、そのような補償回路３７を有する周波数シンセサイザ１に限定されるものではない。
【００６４】
例えば、上述した補償回路３７に替え、図４に示す補償回路３７'を用いた周波数シンセサイザ２(本発明の第二例)も本発明に含まれる。
この周波数シンセサイザ２は、補償回路３７'以外は第一例の周波数シンセサイザ１と同じ構成であり、全体動作の説明は省略する。
【００６５】
該補償回路３７'は、複数の第２のコンデンサ５３と、複数のスイッチ５４と、電圧発生器５１とを有している。電圧発生器５１は、二個の電源５１1、５１2を有しており、各コンデンサ５３の一端は、それぞれスイッチ５４を介して二個の電源５１1、５１2に接続され、他端はチャージポンプ回路３５の出力端子に接続されている。
【００６６】
補正回路１０から入力された基準電圧Ｖdは、電圧発生器５１に入力されており、その電圧発生器５１は、二個の電源５１1、５１2の出力電圧を、基準電圧Ｖdの大きさだけ異ならせている。
【００６７】
スイッチ５４は、各コンデンサ５３を、二個の電源５１1、５１2のうちのいずれか一方に接続するように構成されており、コンデンサ５３の容量をＣ0とすると、１個のコンデンサ５３の接続を電源５１1、５１2の一方から他方に切り換えることで、±Ｃ0・Ｖd(＝Ｑr)の電荷量の補償電流を発生させることができる。従って、Ｍ個のコンデンサ５３の接続を切り替えた場合、電荷量±Ｍ・Ｑrの補償電流を発生させることができる。
【００６８】
この補償回路３７'と補正回路１０でも、チャージポンプ回路３５の出力電流Ｉoutの変動や容量Ｃ0、Ｃtの変動の影響を受けず、リップル電流を正確にキャンセルすることができる。
【００６９】
なお、上記補正回路１０では、第２のコンデンサ２３を、第１、第２のスイッチ素子２１、２２によって電源電圧Ｖccのラインとシンク用の定電流回路４２とにそれぞれ接続させたが、第２のコンデンサの一端を電源電圧Ｖccのラインに接続し、他端を、第１、第２のスイッチ素子によって、接地電位のラインとソース用の定電流回路４１とに接続し、補正回路を構成してもよい。
【００７０】
【発明の効果】
チャージポンプ回路の出力電流の変動や、補償回路内のコンデンサの容量変動の影響を受けず、リップル電流を正確にキャンセルすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の周波数シンセサイザの第一例を示すブロック図
【図２】その周波数シンセサイザのチャージポンプ回路と補正回路の内部ブロック図
【図３】補正回路の動作を説明するためのタイミングチャート
【図４】本発明の周波数シンセサイザの第二例を示す部分ブロック図
【図５】従来技術の周波数シンセサイザを示すブロック図
【図６】リップル電流を説明するためのタイミングチャート
【符号の説明】
１、２……周波数シンセサイザ    １０……補正回路    ２３……第２のコンデンサ    ３１……発振器    ３２……分周器    ３４……位相比較器    ３５……チャージポンプ回路  ３７、３７'……補償回路    ４５、５１……電圧発生器    ４６、５３……第１のコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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