(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換回路内の局部発振回路が、共振回路の一端に差動対をなす第１トランジスタのベースを容量素子を介して接続するとともに、差動対をなす第２トランジスタのコレクタを容量素子を介して接続するのに対して、前記共振回路の他端に前記第２トランジスタのベースのみを容量素子を介して接続することによって、前記第１、第２トランジスタからなる差動増幅回路と前記共振回路とを接続した構成であることを特徴とするケーブルモデム用チューナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ケーブルテレビ（以下、「ＣＡＴＶ」と呼ぶ）の空きチャネルを利用して高速データ通信を行う際に必要となるケーブルモデムが内蔵するチューナ（以下、「ケーブルモデム用チューナ」と呼ぶ）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＡＴＶでは、家庭への引き込み線を同軸ケーブルのままにしておき、幹線ネットワークを光ファイバ化したＨＦＣ（Hybrid Fiber/Coax）の導入が進められている。これは、家庭に数Ｍビット／秒の広帯域データ通信サービスを提供するためであり、もはや先端技術ではない６４ＱＡＭ（直交振幅変調）でも帯域幅６ＭＨｚで伝送速度３０Ｍビット／秒の高速データラインを実現することができる。ＣＡＴＶの空きチャネルを利用することによって、４Ｍビット／秒〜２７Ｍビット／秒の高速データ通信が可能となる。このような高速データ通信を行うためには、伝送信号と家庭内のデータ処理機器で扱う信号との相互変換を主な機能としたケーブルモデムが必要となる。
【０００３】
ケーブルモデム用チューナのブロック図を図１に示す。ＣＡＴＶ信号は、上り信号（ＣＡＴＶ局に向けて送信される信号）が５〜４２ＭＨｚ、下り信号（ＣＡＴＶ局から送信される信号）が５４〜８６０ＭＨｚにて運用されている。チューナの入力端子ＩＮはケーブルの回線に接続される。データ入力端子Ｄには不図示のＱＰＳＫ変調器からの直交位相変位変調されたデータ信号（上り信号）が入力される。このデータ信号はアップストリーム回路１１９を介して入力端子ＩＮからＣＡＴＶ局に向けて送信される。尚、アップストリーム回路１１９は５〜４２ＭＨｚを通過域とするローパスフィルタである。
【０００４】
また、ＣＡＴＶ局から送信された信号は入力端子ＩＮを介してケーブルモデム（チューナ）に入力される。以下、チューナ内部での下り信号の処理について説明する。入力端子ＩＮから入力された下り信号は、ＩＦフィルタ１０１を通過後、切り換え回路１０２によりＵＨＦバンド（４７０〜８６０ＭＨｚ）を受信するための回路（以下、「ＵＨＦバンド回路」と呼ぶ）２０１、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド（１７０〜４７０ＭＨｚ）を受信するための回路（以下、「ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド回路」と呼ぶ）２０２、ＶＨＦ・ＬＯＷバンド（５４〜１７０ＭＨｚ）を受信するための回路（以下、「ＶＨＦ・ＬＯＷバンド回路」と呼ぶ）２０３のいずれか１つ（所望の受信チャネルに対応するバンド回路）に送られる。尚、ＩＦフィルタ２は５〜４６ＭＨｚを減衰域、５４ＭＨｚ以上を通過域とするハイパスフィルタである。
【０００５】
そして、各バンド回路２０１、２０２、２０３は所望の受信チャネルに応じて択一的に選択され、選択されたもののみが動作状態となり、選択されないものは非動作状態となっている。例えば、ＵＨＦバンドのチャネル受信時には、ＵＨＦバンド回路２０１、すなわち、第１同調回路１０３、高周波増幅回路１０６、第２同調回路１０９、及び、周波数変換回路１１３は動作状態であり、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド回路２０２及びＶＨＦ・ＬＯＷバンド回路２０３、すなわち、第１同調回路１０４、１０５、高周波増幅回路１０７、１０８、第２同調回路１１０、１１１、ＶＨＦ・ＨＩＧＨ／ＬＯＷ切り換え回路１１２、及び、周波数変換回路１１４は非動作状態である。
【０００６】
尚、ＩＦフィルタ１０１、切り換え回路１０２、ＰＬＬ選局回路１１５、ＩＦ第１増幅器１１６、ＳＡＷフィルタ１１７、ＩＦ第２増幅器１１８、アップストリーム回路１１９などの各バンドに共通な回路は常時動作状態となっている。また、ＶＨＦ・ＨＩＧＨ／ＬＯＷ切り換え回路１１２及び周波数変換回路１１４はＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド回路２０２とＶＨＦ・ＬＯＷバンド回路２０３とに共通な回路であり、これらの回路はＵＨＦバンドのチャネル受信時のみ非動作状態となる。
【０００７】
次に、各バンド回路２０１、２０２、２０３での動作を説明する。切り換え回路１０２を介して入力された信号は第１同調回路１０３、１０４、１０５で所望の周波数の信号が取り出されて、その所望の周波数の信号が高周波増幅回路１０６、１０７、１０８で増幅された後、第２同調回路１０９、１１０、１１１で再び所望の周波数の信号が取り出されて、その所望の周波数の信号が周波数変換回路１１３、１１４に与えられる。
【０００８】
周波数変換回路１１３、１１４は、混合回路５１、６１と局部発振回路５２、６２とからなっており、混合回路５１、６１で第２同調回路１０９、１１０及び１１１にて取り出された高周波信号と局部発振回路５２、６２からの信号とを混合することにより得られるＩＦ信号（中間周波数の信号）を出力する。すなわち、周波数変換回路１１３、１１４により第２同調回路１０９、１１０及び１１１からの高周波信号は中間周波数に変換される。尚、局部発振回路５２、６２の発振周波数はＰＬＬ選局回路１１５により制御される。また、周波数変換回路１１３、１１４及びＰＬＬ選局回路１１５は１チップのＩＣとなっている。
【０００９】
そして、各バンド回路２０１、２０２、２０３からＩＦ信号が出力されるが、このＩＦ信号はＩＦ第１増幅回路１１６で増幅された後、ＳＡＷフィルタ１１７を介して、ＩＦ第２増幅回路１１８で再び増幅されて、出力端子ＯＵＴから出力される。
【００１０】
このようなケーブルモデム用チューナにおいて、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド回路２０２とＶＨＦ・ＬＯＷバンド回路２０３とに共通な回路である周波数変換回路１１４の従来の回路構成を図４に示す。尚、同図において、破線で囲まれた部分１３がＩＣであり、４１はＩＣ１３に接続された共振回路である。
【００１１】
まず、ＩＣ１３の内部では、差動増幅回路４２が形成されており、差動対をなすトランジスタ５−１、５−２のベースにはそれぞれバイアス抵抗７及び８、バイアス抵抗１０及び１１によって端子Ｔ８に印加される電源電圧が分圧されて供給されており、また、トランジスタ５−１、５−２のコレクタにはそれぞれコレクタ抵抗６、コレクタ抵抗１２を介して端子Ｔ８に印加される電源電圧が供給されており、また、トランジスタ５−１、５−２のエミッタはそれぞれエミッタ抵抗９を介して共通に接地されている。また、トランジスタ５−１、５−２のベースはそれぞれバッファアンプ３、４を介してミキサ１、２に接続されている。
【００１２】
次に、共振回路４１とＩＣ１３内部の差動増幅回路とは以下のように接続されている。共振回路４１の一端には、トランジスタ５−１のベースが帰還容量１４を介して、トランジスタ５−２のコレクタが帰還容量１５を介して、それぞれ接続されており、一方、共振回路の他端には、トランジスタ５−１のコレクタが帰還容量１６を介して、トランジスタ５−２のベースが帰還容量１７を介して、それぞれ接続されている。
【００１３】
以上の構成により、電源投入時のバイアス電圧の変動をきっかけとして、平衡型発振動作により、共振回路４１の共振周波数（１００〜５００ＭＨｚ）で発信する信号がミキサ１、２に互いに逆位相で印加され、端子Ｔ１、Ｔ２からそれぞれミキサ１、２に導入されるＶＨＦの高周波信号が中間周波数に変換されて端子Ｔ３、Ｔ４から出力される。そして、端子Ｔ３、Ｔ４から出力されるＩＦ信号は一方の位相を反転して合成された後、ＩＦ第１増幅回路１１６に供給される。
【００１４】
尚、ＶＨＦ・ＨＩＧＨ／ＬＯＷ切り換え回路１１２により、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドの受信時には第２同調回路１１０から出力される高周波信号が互いに逆位相で端子Ｔ１、Ｔ２に印加されるようになっており、一方、ＶＨＦ・ＬＯＷバンドの受信時には第２同調回路１１１から出力される高周波信号が互いに逆位相で端子Ｔ１、Ｔ２に印加されるようになっている。
【００１５】
また、共振回路４１は端子Ｔ５に印加される同調電圧によって共振周波数が変化し、また、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドの受信時には端子Ｔ６、Ｔ７にそれぞれハイレベル、ローレベルの電圧が印加され、一方、ＶＨＦ・ＬＯＷバンドの受信時には端子Ｔ６、Ｔ７にそれぞれローレベル、ハイレベルの電圧が印加され、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドとＶＨＦ・ＬＯＷバンドとで共振周波数の可変帯域を切り換えるようになっている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、ケーブルモデム用チューナでは、上述したように、第１同調回路１０３、１０４、１０５、高周波増幅回路１０６、１０７、１０８、及び、第２同調回路１０９、１１０、１１１を経て取り出された高周波信号を、周波数変換回路１１３、１１４を構成する混合回路５１、６１及び局部発振回路５２、６２にて中間周波数に周波数変換するわけであるが、この周波数変換の際に発生するノイズを極力少なくする必要がある。特に、局部発振回路をＰＬＬ（位相同期ループ）で制御する場合は、局部発振回路から発生するフェイズノイズはＣ／Ｎ比（Carrier to Noise）を劣化させる。
【００１７】
しかしながら、従来は、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド回路２０２とＶＨＦ・ＬＯＷバンド回路２０３とに共通な周波数変換回路１１４では、図４に示したように、局部発振回路５２が平衡型発振動作であり、差動対をなす各トランジスタのコレクタから帰還容量が接続されているため、高周波信号に対してトランジスタのコレクタは誘導性であり、コレクタに容量素子を接続すると、直列共振回路が形成されることから、トラップが発生しやすい。この現象は、特にＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドの周波数帯域において顕著となる。そして、トラップが発生すると、発振電力が吸収されて、発振出力の低下となり、フェイズノイズが増加する。すなわち、従来のケーブルモデム用チューナでは、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドの受信品質が良好ではなかった。
【００１８】
また、平衡型発振回路では、発振電力が大きく、ローカルリーケージが大となる。さらに、差動対をなすトランジスタに相補対称型のトランジスタが要求されるため、発振の安定度に欠ける。その他には、部品点数が多く経済性が悪かった。
【００１９】
そこで、本発明は、周波数変換回路内の局部発振回路のフェイズノイズを低減することにより、受信品質を向上させるとともに、ローカルリーケージ、発振の安定性、及び、経済性を改善したケーブルモデム用チューナを提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明のケーブルモデム用チューナでは、周波数変換回路内の局部発振回路を、共振回路の一端に差動対をなす第１トランジスタのベースを容量素子を介して接続するとともに、差動対をなす第２トランジスタのコレクタを容量素子を介して接続するのに対して、前記共振回路の他端に前記第２トランジスタのベースのみを容量素子を介して接続することによって、前記第１、第２トランジスタからなる差動増幅回路と前記共振回路とを接続した構成としている。
【００２１】
以上の構成により、差動対をなす２つのトランジスタは発振用トランジスタとインピーダンス変換用トランジスタとに分かれ（第１トランジスタがインピーダンス変換用となり、第２トランジスタが発振用となる）、不平衡型発振動作となる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。本発明の一実施形態であるケーブルモデム用チューナは図１に示したブロック図における周波数変換回路１１４が図２に示す構成となっている。尚、図４に示した周波数変換回路と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２３】
本実施形態では、共振回路４１が可変周波数制御コンデンサ１８、２２、共振コイル１９、２０、同調コンデンサ２１、ＳＷダイオード２３、及び、可変容量ダイオード２５からなっている。可変容量ダイオード２５には端子Ｔ５に印加される電圧（同調電圧）によりバイアス抵抗２６、２７を介して逆バイアスがかかっており、同調電圧を変化させることにより、共振回路の共振周波数が変化するようになっている。
【００２４】
ＳＷダイオード２３は端子Ｔ６、Ｔ７に印加される電圧がバイアス抵抗２７、２８、２９、３０を介して供給されて動作する。コンデンサ２４はＳＷダイオードのバイパスコンデンサである。そして、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドの受信時には端子Ｔ６、Ｔ７にそれぞれローレベル、ハイレベルの電圧が印加され、一方、ＶＨＦ・ＬＯＷバンドの受信時には端子Ｔ６、Ｔ７にそれぞれハイレベル、ローレベルの電圧が印加される。
【００２５】
これにより、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドの受信時には、ＳＷダイオード２３がＯＮして、インダクタンス成分は共振コイル１９のみとなり、一方、ＶＨＦ・ＬＯＷバンドの受信時には、ＳＷダイオード２３がＯＦＦして、インダクタンス成分は共振コイル１９、２０の両者によるものとなる。このようにして、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドの受信時とＶＨＦ・ＬＯＷバンドの受信時とで、共振周波数の可変帯域を切り換えるようになっている。
【００２６】
次に、共振回路４１と差動増幅回路４２との接続方法は以下の通りである。共振回路の一端には、トランジスタ５−１のベースが帰還容量１４を介して、トランジスタ５−２のコレクタが帰還容量１５を介して、それぞれ接続されており、一方、共振回路の他端には、トランジスタ５−２のベースのみが帰還容量１７を介して接続されている。
【００２７】
以上の構成により、電源投入時のバイアス電圧の変動をきっかけとして、共振回路の共振周波数で発信するが、差動対をなす一方のトランジスタ５−１のコレクタには帰還容量が接続されておらず、２つのトランジスタ５−１、５−２は発振用トランジスタとインピーダンス変換用トランジスタとに分かれ（トランジスタ５−２が発振用トランジスタ、トランジスタ５−１がインピーダンス変換用トランジスタとなる）、その発振動作は不平衡型発振動作であり、トラップが発生しにくくなる。
【００２８】
したがって、発振出力が低下することによるフェイズノイズの増加が抑制され、特定の周波数帯域でＣ／Ｎ比が劣化することはなくなり、受信品質が向上する。尚、従来と本実施形態での周波数毎のＣ／Ｎ比の測定結果を図３に示している。
【００２９】
また、不平衡型発振動作となるため、発振電力が低下し、ローカルリーケージが小さくなる。さらに、差動対をなすトランジスタ５−１、５−２には対称性が要求されないので、発振が安定する。その他には、差動対をなす一方のトランジスタのコレクタ側の帰還容量をなくした分だけ、従来と比して部品点数が少なくなり、経済性に優れている。
【００３０】
尚、図１中に破線で示すように、共振回路内のバイアス抵抗２８を削除して接地するようにしてもよい。このようにすることによって、バイアス抵抗２８を削除した分だけより経済性に優れたものとなる。尚、このようにすると、不平衡型発振動作であるため発振動作は確保されるが（平衡型発振動作ではバイアス抵抗２８を削除して接地すると動作しなくなる）、ローカルリーケージが大きくなってしまうので、リーケージ対策が万全のときに有効なものである。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のケーブルモデム用チューナによれば、局部発振回路のフェイズノイズの増加が抑制され、Ｃ／Ｎ比が悪化することはなくなるので、受信品質を向上させることができる。また、発振電力が小さくなるので、ローカルリーケージが小さくなる。さらに、差動対をなす２つのトランジスタには対称性が要求されないので、発振が安定する。その他には、局部発振回路内にて部品点数が減少するので、経済性に優れている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ケーブルモデム用チューナのブロック図である。
【図２】  本発明のケーブルモデム用チューナにおける周波数変換回路の構成を示す図である。
【図３】  従来のケーブルモデム用チューナと本実施形態のケーブルモデム用チューナでの周波数毎のＣ／Ｎ比の測定結果を示す図である。
【図４】  従来のケーブルモデム用チューナにおける周波数変換回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１、２    混合回路
３、４    バッファアンプ
５−１、５−２    トランジスタ
６、１２    コレクタ抵抗
７、８、１０、１１    バイアス抵抗
９    エミッタ抵抗
１３    ＩＣ
１４、１５、１６、１７    帰還容量
１８、２２    可変周波数制御コンデンサ
１９、２０    共振コイル
２１    同調コンデンサ
２３    ＳＷダイオード
２４    バイパスコンデンサ
２５    可変容量ダイオード
２６、２８    可変容量ダイオードのバイアス抵抗
２７、２９、３０    ＳＷダイオードのバイアス抵抗
４１    共振回路
４２    差動増幅回路
５１、６１    混合回路
５２、６２    局部発振回路
１０１    ＩＦフィルタ
１０２    切り換え回路
１０３、１０４、１０５    第１同調回路
１０６、１０７、１０８    高周波増幅回路
１０９、１１０、１１１    第２同調回路
１１２    ＶＨＦ・ＨＩＧＨ／ＬＯＷ切り換え回路
１１３、１１４    周波数変換回路
１１５    ＰＬＬ選局回路
１１６    ＩＦ第１増幅回路
１１７    ＳＡＷフィルタ
１１８    ＩＦ第２増幅回路
２０１    ＵＨＦバンド回路
２０２    ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド回路
２０３    ＶＨＦ・ＬＯＷバンド回路
【図１】
0003938232.tif 000002
【図２】
0003938232.tif 000003
【図３】
0003938232.tif 000004
【図４】
0003938232.tif 000005