(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子と、入力端子と出力端子との間に上記圧電振動子を接続する第１の反転増幅器とを備えたコルピッツ型の発振回路であって、
入力側が入力抵抗を介して上記出力端子に接続され、出力側が容量を介して上記入力端子に接続されるとともに、上記入力側と上記出力側との間に帰還抵抗の接続された第２の反転増幅器からなり、上記入力抵抗と上記帰還抵抗との比によって決定される上記第２の反転増幅器の増幅度と上記容量の値とを設定することにより上記圧電振動子の両端間に等価的に存在する並列容量を電気的に中和するミラー容量回路を備えたことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
上記第２の反転増幅器は、バイポーラトランジスタからなることを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項３】
上記第２の反転増幅器は、ＣＭＯＳインバータからなることを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項４】
圧電振動子を外付けする端子と、入力端子と出力端子との間に上記圧電振動子を接続する第１の反転増幅器とを備えてあり、上記圧電振動子を外付けしてコルピッツ型の発振回路を構成する発振用集積回路であって、
入力側が入力抵抗を介して上記出力端子に接続され、出力側が容量を介して上記入力端子に接続されるとともに、上記入力側と上記出力側との間に帰還抵抗の接続された第２の反転増幅器からなり、上記入力抵抗と上記帰還抵抗との比によって決定される上記第２の反転増幅器の増幅度と上記容量の値とを設定することにより上記圧電振動子の両端間に等価的に存在する並列容量を電気的に中和するミラー容量回路を備えたことを特徴とする発振用集積回路。
【請求項５】
上記第２の反転増幅器は、バイポーラトランジスタからなることを特徴とする請求項４に記載の発振用集積回路。
【請求項６】
上記第２の反転増幅器は、ＣＭＯＳインバータからなることを特徴とする請求項４に記載の発振用集積回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は水晶振動子等の圧電振動子を用いる発振回路および発振用集積回路に関し、特に圧電振動子の等価並列容量を中和する回路を付加した発振回路および発振用集積回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般的なコルピッツタイプの水晶発振回路は、例えば図３のように、水晶振動子３１を発振増幅用の反転増幅器３２の入力端子、出力端子間に接続し、負荷容量３３を水晶振動子３１の両端に接続して発振させる構成が採用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図３に示すコルピッツタイプの発振回路において、水晶振動子３１を等価回路で示すと図４の（ａ）のようになり、発振回路全体を等価回路で示すと図４の（ｂ）のようになる。水晶振動子３１は等価並列容量Ｃ０と、抵抗Ｒ１（クリスタルインピーダンス）と、等価直列容量Ｃ１と、インダクタＬ１とからなる。発振回路は、負性抵抗−Ｒと、水晶振動子の実効抵抗である抵抗Ｒｅと、負荷容量からなる容量ＣＬと、インダクタＬとからなる。
【０００４】
等価並列容量Ｃ０、抵抗Ｒ１、容量ＣＬ、抵抗Ｒｅの値をそれぞれの符号で示すと、抵抗Ｒｅは次のように表される。
Ｒｅ＝Ｒ１・（１＋Ｃ０/ＣＬ）2
【０００５】
図４の（ｂ）の等価回路の抵抗Ｒｅと負性抵抗-Ｒとを合算した値が負になることにより、発振が持続する。しかしながら、図３の発振回路では、周波数が高くなるにつれ等価並列容量Ｃ０と抵抗Ｒ１とが大きくなる傾向があるが、回路側の負性抵抗−ＲＬは周波数の２乗に反比例して小さくなり、発振起動し難くなる。
【０００６】
また、負荷容量３３に並列にバリキャップダイオード等を接続して電圧制御型発振回路を構成したときに等価並列容量Ｃ０が大きい場合、容量ＣＬを変化させたときの可変量Δｆ／ｆ0が小さくなる。等価並列容量Ｃ０、等価直列容量Ｃ１、容量ＣＬの値をそれぞれの符号で示すと、可変量Δｆ／ｆ0は次のようになる。
Δｆ／ｆ0＝Ｃ１／（２・（Ｃ０＋ＣＬ））
【０００７】
これらの問題を解消するため、等価並列容量Ｃ０を中和する試みがある。方法としては、水晶振動子に並列に誘導性リアクタンス(コイル)を追加する方法は従来一般的に行われてきたが、部品が大きいという欠点がある。またコイルを集積回路上に集積させるのは特殊な場合を除き困難である。等価並列容量を中和する回路自体は差動増幅回路を使用した場合の入力容量の補償にフィードバック容量を追加する回路などの回路が広く普及しているが、差動増幅器で実現する回路のため、遅延時間が無視できず発振回路に転用するには高速化の面で不利であり、また構成も複雑になる。
【０００８】
そこで、本発明は簡単な構成で、圧電振動子の等価並列容量Ｃ０の中和を実現し、圧電振動子の実効抵抗Ｒｅの値を増加させず、負性抵抗−Ｒの大きさより十分小さい値に保って安定して発振を起動させることと、等価並列容量容量Ｃ０を中和することで電圧制御型発振回路を構成した際の可変量Δｆ／ｆ0を十分確保することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の発振回路は、水晶振動子などの圧電振動子と、入力端子と出力端子との間に上記圧電振動子を接続する第１の反転増幅器とを備えたコルピッツ型の発振回路であって、上記出力端子を入力側に接続し、容量を介して上記入力端子を出力側に接続した第２の反転増幅器からなり、上記圧電振動子の両端間に等価的に存在する並列容量を電気的に中和するミラー容量回路を備えたことを特徴とする。
【００１０】
上記第２の反転増幅器は、バイポーラトランジスタからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するものであることが好ましい。
【００１１】
また、上記第２の反転増幅器は、ＣＭＯＳインバータからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するものであることも好ましい。
【００１２】
また、上記の発振回路を圧電振動子を除いて１つの発振用集積回路に集積化することも好ましい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を実施例に基づき詳細に説明する。
本発明の第1の実施例の発振回路および発振用集積回路について図１を参照しながら説明する。圧電振動子としての水晶振動子１は反転増幅器２の入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴの間に接続される。反転増幅器２は、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ２１のベースに入力端子ＩＮを接続し、コレクタに出力端子ＯＵＴを接続してある。バイポーラトランジスタ２１のエミッタは電源端子ＧＮＤ（例えば、０Ｖ）に接続され、コレクタは抵抗２２を介して電源端子ＶＣＣ（例えば、３Ｖ）に接続され、ベースは電源端子ＶＣＣ、電源端子ＧＮＤ間に直列接続された抵抗２３、２４の互いの接続点に接続されてバイアスされ、反転増幅器２を構成する。入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴと電源端子ＧＮＤとの間にはそれぞれ負荷容量３、３が接続されている。以上の構成は従来のバイポーラトランジスタからなる反転増幅器を用いたコルピッツ型の水晶発振回路と同様のものである。
【００１４】
ミラー容量回路４は、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ４１のエミッタを電源端子ＧＮＤに接続し、コレクタを抵抗４２を介して電源端子ＶＣＣに接続し、コレクタとベースとの間に帰還抵抗４３を接続し、ベースに入力抵抗４４を接続してなる反転増幅器４５と、反転増幅器４５の出力端子としてのコレクタに接続された容量４６とからなる。ミラー容量回路４の入力端子Ｓ１は直流カット用の容量５を介して反転増幅器２の出力端子ＯＵＴに接続され、ミラー容量回路４の出力端子Ｓ２は反転増幅器２の入力端子ＩＮに接続される。ミラー容量回路４の入力端子Ｓ１と出力端子Ｓ２と間の中和容量によって水晶振動子の等価並列容量Ｃ０（図４参照）を中和するものである。
【００１５】
以上の構成要素は水晶振動子１を除いて１つの発振用集積回路に集積化されており、水晶振動子１を図示しない外付け端子を介して入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ間に接続して発振回路を構成する。また、本例では、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いたが、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタを用いても良く、その場合は電源端子の極性を逆にする。
【００１６】
次に本例の動作について説明する。反転増幅器４５の増幅度を−Ａとすると、ミラー容量回路４の入力端子Ｓ１と出力端子Ｓ２と間の中和容量の値Ｃ’は増幅度−Ａと容量４６の値ＣとによってＣ’＝−Ａ・Ｃとなる。増幅度−Ａは帰還抵抗４３と入力抵抗４４の値の比で決定され、帰還抵抗４３、入力抵抗４４の値をそれぞれＲ43、Ｒ44とすると、−Ａ＝−(Ｒ43／Ｒ44)となる。したがって中和容量の値Ｃ’は容量４６の値Ｃと、帰還抵抗４３と入力抵抗４４との抵抗比Ｒ43／Ｒ44とで自由に決められる。
【００１７】
ここで、例えば、帰還抵抗４３の値Ｒ43：入力抵抗４４の値Ｒ44＝２：１とすると、増幅度−Ａは−２となるので、中和容量の値Ｃ’はＣ'＝−２・Ｃとなる。ここで、水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０の値とミラー容量回路４の容量４６の値とを等しくＣとすれば、水晶振動子１の等価並列容量とミラー容量回路４の容量４６とが発振回路の反転増幅器をなすバイポーラトランジスタ２１のベース、コレクタ間に並列に接続されているので並列に付く容量の値は２・Ｃとなる。これに中和容量の値−２・Ｃを加えると容量の値は相殺され０となり、水晶振動子１の等価並列容量を中和することができる。なお、容量５の接続先は入力抵抗４４であり、入力抵抗４４の値は発振回路にほとんど影響の無い高い値としてあり、発振回路からみて容量５は無視できる。
【００１８】
本例では、水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０の中和を行うことができ、図４の（ｂ）において上述した水晶振動子の実効抵抗Ｒｅを発振回路に付加したミラー回路４で任意に減らすことができるので、安定して発振を起動させることが可能となる。さらに、等価並列容量Ｃ０を中和することで、電圧制御型発振回路を構成した際の可変量Δｆ／ｆ0を十分確保することが可能となる。電圧制御型発振回路としては、例えば、図１の破線に示すように入力端子ＩＮと電源端子ＧＮＤとの間に容量ＣＣとバリキャップダイオードＶＣとを直列接続し、制御端子ＣＴＬから抵抗ＲＣを介してバリキャップダイオードＶＣのカソードに制御電圧を与えれば良い。これに限らず、負荷容量として容量アレイを用いる等様々なものに本例の発振回路は応用可能である。
【００１９】
次に本発明の第２の実施例の発振回路および発振用集積回路について図２を参照しながら説明する。上述の第１の実施例ではバイポーラトランジスタ構成の発振回路について述べたが、本発明はこれに限るものではなく、ＣＭＯＳインバータを使った発振回路にも応用することが可能である。本例では、ＣＭＯＳインバータを使った発振回路への応用例を示す。図２において図１に示したものと同一の符号は同一の構成要素を示してある。増幅器６は、ＣＭＯＳインバータ６１の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間には帰還抵抗６２を接続して構成してある。水晶振動子１はＣＭＯＳインバータ６１の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続されている。ミラー容量回路７の反転増幅器７１にはＣＭＯＳインバータ７２を用いている。ミラー容量回路７の入力端子Ｓ１はＣＭＯＳインバータ６１の出力端子ＯＵＴに直流カット用の容量５を介して接続され、その出力端子Ｓ２はＣＭＯＳインバータ６１の入力端子ＩＮに接続され、水晶振動子1と並列に挿入されている。
【００２０】
次に本例の動作について説明する。例えば、容量４６を水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０の値と同じ値にし、ミラー容量回路７の帰還抵抗４３の値Ｒ43：入力抵抗４４の値Ｒ44＝２：１とすると、ミラー容量回路７の反転増幅器７１の増幅度−Ａは−２となるので、中和容量はＣ’＝−２・Ｃとなる。水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０とミラー容量回路７の容量４６とがＣＭＯＳインバータ６１の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に並列に接続されているので並列に付く容量の値は２・Ｃとなり、中和容量の値Ｃ’＝−２・Ｃを加えると容量は相殺され０となり、水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０を中和することができる。
【００２１】
従って本例においても上述の第１の実施例と同様の動作により、同様の作用、効果を奏する。
【００２２】
また、上述の各実施例では、圧電振動子として水晶振動子を用いることとしたが、本発明はこれに限るものではなく、図４の（ａ）に示したような等価並列容量Ｃ０を有する圧電振動子であれば良く、本発明はこれらの圧電振動子を用いた発振回路に応用可能である。
【００２３】
【発明の効果】
本発明によれば、発振回路に付加したミラー容量回路により、水晶振動子等の圧電振動子の等価並列容量を中和するため、水晶振動子等の圧電振動子の実効抵抗をミラー容量回路の設定で任意に減らすことができ、安定した発振起動が可能となる。
【００２４】
また、負荷容量の変化で可変できる周波数変化量を発振回路に負荷したミラー容量回路の設定で増やすことができ、電圧制御型発振回路の周波数可変量を大きくすることが可能となる。
【００２５】
また、単純な反転増幅器を使用できることから、単純構成であるため高速動作が可能である。また、容量、抵抗、トランジスタの組み合わせで実現したので、回路規模を小さくでき、発振用集積回路の集積度を上げることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の発振回路の構成を示す電気回路図。
【図２】本発明の第２の実施例の発振回路の構成を示す電気回路図。
【図３】従来の発振回路の構成を示す電気回路図。
【図４】従来の発振回路の等価回路を示す電気回路図。
【符号の説明】
１  水晶振動子
２  第１の反転増幅器（反転増幅器）
４  ミラー容量回路
４５  第２の反転増幅器（反転増幅器）
４６  容量
６  第１の反転増幅器（反転増幅器）
７  ミラー容量回路
７１  第２の反転増幅器（反転増幅器）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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