(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バルブと、
このバルブを駆動するモータと、
このモータに流れる電流をチョッパ制御してモータの回転を制御するチョッパ回路と、
このチョッパ回路にパルス幅変調された制御信号を供給するＰＷＭ駆動回路と、
このＰＷＭ駆動回路に制御信号を供給し、上記バルブの開度を制御する制御手段と、
上記チョッパ回路を構成するパワー素子を流れる電流を検出する電流検出手段と、
上記バルブの開度を検出するバルブ開度検出手段とを備え、
上記制御手段は、入力される上記バルブの開度の指令と上記バルブ開度検出手段が検出するバルブの開度に基づいて上記バルブの開度を制御するとともに、上記電流検出手段により検出された電流に基づいて上記ＰＷＭ駆動回路に供給する制御信号を可変して上記バルブの開度を制御し、
上記電流検出手段は、
上記チョッパ回路に直列に接続された電流検出用抵抗と、
この電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段とから構成され、
上記電流検出手段は、さらに、
上記電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてサンプルホールドするサンプルホールド回路を備え、
上記Ａ／Ｄ変換手段は、このサンプルホールド回路によりサンプルホールドされた電圧を上記制御信号に基づいてディジタル信号に変換することを特徴とする自動車用バルブ制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の自動車用バルブ制御装置において、
上記サンプルホールド回路は、上記パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してサンプルホールドすることを特徴とする自動車用バルブ制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の自動車用バルブ制御装置において、
上記Ａ／Ｄ変換手段は、上記パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してＡ／Ｄ変換を起動することを特徴とする自動車用バルブ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車用バルブ制御装置に係り、特にモータを用いてバルブを制御するに好適な自動車用バルブ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の自動車用バルブ制御装置としては、例えば、エンジンに吸入される空気量を調整するために、吸気管に取り付けられたスロットルバルブをモータにより制御する電子スロットル制御装置などが知られている。
【０００３】
スロットルバルブの開度を制御するには、一般に、スロットルバルブの回転軸に直結したポテンショメータなどにより、スロットルバルブの開度を検出し、この検出された開度が目標開度となるような制御が行われる。
【０００４】
また、例えば、特開平6−54591号公報に記載のように、スロットルバルブを回転するモータに流れるモータ電流をＨブリッジ形チョッパ回路によりチョッパ制御し、このモータに流れる電流そのものを検出してフィードバック制御することも知られている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
特開平6−54591号公報に記載のものにあっては、負荷であるモータに直列に抵抗を挿入し、この抵抗の両端電圧を測定することにより、モータに流れるモータ電流そのものを検出している。一般に、検出された電圧を増幅するための増幅器の駆駆動電圧として用いられるのは、安定化電源により１２Ｖのバッテリ電圧から作られた例えば５Ｖの電圧である。しかしながら、Ｈブリッジ形チョッパ回路のパワー素子がオンとなった時には、この電圧は自動車用バッテリの電圧である１２Ｖが印加される。したがって、従来のように、負荷であるモータに直列に挿入された抵抗の両端電圧を測定する方法にあっては、一般的な増幅器を用いることはできず、高価な絶縁形電流検出器等を用いなければならないという問題点があった。
【０００６】
本発明の目的は、高価な絶縁形電流検出器を用いることなく、バルブを駆動するモータに流れる電流を容易に検出してフィードバック制御の行える自動車用バルブ制御装置を提供するにある。
【０００７】
また、本発明の他の目的は、高精度にバルブの開度を制御することができる自動車用バルブ制御装置を提供するにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、バルブと、このバルブを駆動するモータと、このモータに流れる電流をチョッパ制御してモータの回転を制御するチョッパ回路と、このチョッパ回路にパルス幅変調された制御信号を供給するＰＷＭ駆動回路と、このＰＷＭ駆動回路に制御信号を供給し、上記バルブの開度を制御する制御手段と、上記パルス幅変調された制御信号に応じて断続して変化する上記チョッパ回路を構成するパワー素子の電流を検出する電流検出手段とを備え、上記制御手段は、この電流検出手段により検出された電流に基づいて上記ＰＷＭ駆動回路に供給する制御信号を可変して上記バルブの開度を制御するようにしたものである。
【０００９】
更に、上記電流検出手段は、上記チョッパ回路に直列に接続された電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段とから構成するようにしたものである。
【００１０】
更に、上記電流検出手段は、上記電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてサンプルホールドするサンプルホールド回路を備え、上記Ａ／Ｄ変換手段は、このサンプルホールド回路によりサンプルホールドされた電圧を上記制御信号に基づいてディジタル信号に変換するようにしたものである。
【００１１】
上記自動車用バルブ制御装置において、好ましくは、上記サンプルホールド回路は、上記パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してサンプルホールドするようにしたものである。
【００１２】
上記自動車用バルブ制御装置において、好ましくは、上記Ａ／Ｄ変換手段は、上記パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してＡ／Ｄ変換を起動するようにしたものである。
【００１３】
本発明では、電流検出手段により、パルス幅変調された制御信号に応じて断続して変化するチョッパ回路を構成するパワー素子の電流を検出し、制御手段は、入力されるバルブの開度の指令とバルブ開度検出手段が検出するバルブの開度に基づいてバルブの開度を制御するとともに、電流検出手段により検出された電流に基づいてＰＷＭ駆動回路に供給する制御信号を可変してバルブの開度を制御することにより、高精度にバルブの開度を制御し得るものとなる。
【００１４】
また、電流検出手段は、チョッパ回路に直列に接続された電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段とから構成することにより、検出されたモータ電流値のバラツキも殆どなくし得るものとなる。
【００１５】
また、さらに、電流検出手段は、電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてサンプルホールドするサンプルホールド回路を備え、Ａ／Ｄ変換手段は、このサンプルホールド回路によりサンプルホールドされた電圧を制御信号に基づいてディジタル信号に変換することにより、検出されたモータ電流は低電流から高電流まで直線性が良好なものとなる。
【００１６】
また、サンプルホールド回路が、パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してサンプルホールドするものでは、電流立ち上がりの振動などの影響を受けないで電流を検出し得るものとなる。
【００１７】
また、さらに、Ａ／Ｄ変換手段が、パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してＡ／Ｄ変換を起動するものでは、電流立ち上がりの振動などの影響を受けない電流値を検出し得るものとなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の一実施例について詳細に説明する。
【００１９】
図１は、本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の制御システム構成図である。
【００２０】
マイコン１には、自動車用エンジンの吸気管に取り付けられたスロットルバルブの開度を指示するスロットル開度指令ＴVCが、マイコン１のＡ／Ｄ入力に入力し、マイコン１に内蔵されたＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換される。スロットル開度指令ＴVCは、アクセルペダルの踏込量を検出したアナログ信号である。勿論、アクセルペダルの踏込量を検出した信号を一旦、エンジン制御用のマイコンに取り込み、種々のエンジンの状態に応じた演算を行った上で、このエンジン制御用のマイコンが出力するスロットル開度指令ＴVCをディジタル信号として、マイコン１に取り込んでもいい。このスロットル開度指令ＴVCのディジタル信号としては、ＰＷＭ信号の周期をＴa とし、オンパルスの長さをＴb とすると、例えば、（Ｔb ／Ｔa ）のようなデューティ比を表すデータ信号を用いることができる。
【００２１】
スロットルボディ２に回転可能に取り付けられたスロットルバルブ１０の開度は、スロットルバルブ１０の回転軸に結合されたポテンショメータ１１により検出される。ポテンショメータ１１により検出されたスロットルバルブ１０の開度は、スロットル開度信号ＴVFとして、アンプ３により増幅され、マイコン１のＡ／Ｄ入力に入力し、マイコン１に内蔵されたＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換される。
【００２２】
マイコン１は、入力されたスロットル開度指令ＴVCとスロットル開度信号ＴVFに基づいて、ＰＷＭ駆動回路８に制御信号ＰＷＭ，Ｄ／Ｏを出力する。制御信号ＰＷＭは、パルス信号であり、そのパルスの周期は一定であり、そのパルスのデューティ比が可変である。パルスのデューティ比は、スロットル開度指令ＴVCとスロットル開度信号ＴVFとの差分が大きいほど大きくなるようにマイコン１の中で演算される。制御信号Ｄ／Ｏは、モータ９の回転方向を示す“正転",“逆転”及びモータ９の“停止”並びに“ブレーキ”の４状態を示すための２ビットの制御信号である。
【００２３】
ＰＷＭ駆動回路８は、入力された制御信号ＰＷＭ，Ｄ／Ｏの内、モータ９の回転方向を示す“正転”若しくは“逆転”に応じて、“正転”時には、制御信号ＰＷＭを制御信号ＰＷＭ１として出力し、正転方向を示す制御信号Ｆを出力する。制御信号Ｆは、正転時には、常にオンとなる信号である。また、“逆転”時には、制御信号ＰＷＭを制御信号PWM2として出力し、逆転方向を示す制御信号Ｒを出力する。制御信号Ｒは、逆転時には、常にオンとなる信号である。
【００２４】
ＰＷＭ駆動回路８から制御信号が供給されるＨブリッジ形チョッパ４は、ＰＷＭ制御用のパワーＭＳＯＦＥＴ・Ｍ１，Ｍ２及び直流モータの回転方向切替用のパワーMOSFET・
Ｍ３，Ｍ４から構成されている。
【００２５】
従って、正転時で、しかも、制御信号ＰＷＭがオンの時には、制御信号ＰＷＭ１と制御信号Ｆが出力され、Ｈブリッジ形チョッパ主回路４のパワーＦＭＳＦＥＴ・Ｍ１及びパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ４が導通する。バッテリＢからの電源電圧ＶB は、パワーMOSFET・Ｍ１を経由してモータ９に印加され、モータ電流ＩF が流れ、さらに、パワーMOSFET・Ｍ４及びシャント抵抗５を介してバッテリＢに戻る。制御信号ＰＷＭ１がオフになると、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ１がオフとなるが、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ４は正転の制御信号Ｆが出ているのでオンのままであり、モータ電流ＩF は、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ４からパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ３の逆ダイオードを経由して、プライホイール電流ＩD3が流れる。従って、モータ電流ＩF は、制御信号ＰＷＭ１がオンの時は、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ１を流れる電流ＩM1となり、制御信号ＰＷＭ１がオフの時は、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ３を流れるフライホール電流ＩD3となる。
【００２６】
さらに、逆転時で、しかも、制御信号ＰＷＭがオンの時には、制御信号ＰＷＭ２と制御信号Ｒが出力され、Ｈブリッジ形チョッパ主回路４のパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ２及びパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ３が導通する。バッテリＢからの電源電圧ＶB は、パワーMOSFET・Ｍ２を経由してモータ９に印加され、モータ電流ＩF が流れ、さらに、パワーMOSFET・Ｍ３及びシャント抵抗５を介してバッテリＢに戻る。制御信号ＰＷＭ２がオフになると、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ２がオフとなり、モータ電流ＩF は、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ３からパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ４の逆ダイオードを経由して、フライホイール電流が流れる。このようにして、モータ９には、正転時とは、逆方向にモータ電流ＩF が流れることになり、モータ９を逆転することができる。
【００２７】
モータ９は、直流モータであるが、ステッピングモータであってもよい。モータ９は、減速ギアを介してスロットルバルブ１０に直結されており、モータ９を正転することにより、スロットルバルブ１０が開き、モータ９を逆転することにより、スロットルバルブ１０が閉じて、スロットルバルブ１０の開度が制御される。
【００２８】
シャント抵抗５を流れるパワー素子電流ＩD の詳細については、図３を用いて後述する。このパワー素子電流ＩD は、シャント抵抗５の両端の電圧であるシャント抵抗電圧ＶD として検出され、アンプ６で増幅される。シャント抵抗５の一端はアース電位であり、シャント抵抗５は電流検出用に用いられているため、その抵抗値も小さなものである。従って、シャント抵抗電圧ＶD は、アンプ６の駆動電圧、例えば、５Ｖに比べて低いものであり、アンプ自体も高価な絶縁形の電流検出器でなく、通常のアンプを使用できる。このアンプ６の出力電圧ＶDAは、マイコン１が出力する制御信号ＰＷＭに同期して動作するサンプルホールド回路１２でホールドされる。サンプルホールド回路１２の出力媒圧ＶDHは、マイコン１のＡ／Ｄ入力端子に入力し、マイコン１に内蔵されたＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換される。
【００２９】
このようにして検出されたパワー素子電流ＩD は、マイコン１の中で、スロットル開度指令ＴVCとスロットル開度信号ＴVFの差分から求められるモータ電流の制御信号と比較され、モータ電流の制御信号にパワー素子電流ＩD が一致するように制御信号ＰＷＭのデューティ比が可変され、モータ媒流のフィードバック制御がなされる。
【００３０】
スロットル開度の制御にあたっては、原理的には、スロットル開度指令ＴVCとスロットル開度信号ＴVFの差分に基づくフィードバック制御だけで行えるわけである。しかしながら、実際には、外気温度が変化すると、バッテリＢの電圧が変化するため、マイコン１から出力される制御信号ＰＷＭが一定でも、バッテリ電圧Ｂの変化に応じてモータ９を流れる電流が変化することになる。即ち、バッテリ電圧が低下すれば、モータに流れる電流は減少する。また、モータの温度が変化すると、モータ９のコイルの抵抗値が変化することからも、モータ９を流れる電流が変化することになる。以上のようなモータ電流の変化に対しても、このパワー素子電源ＩD を検出して、フィードバック制御することにより、スロットル開度の制御を高精度にすることができる。即ち、マイコン１から出力される制御信号ＰＷＭが一定でも、その時、バッテリ電圧が低下してモータに流れる電流が減少した時には、そのモータ電流の減少分を補償するように、モータ電流を増加してフィードバック制御することにより、スロットル開度の制御を高精度にすることができる。
【００３１】
次に、図２及び図３を用いてパワー素子電流ＩD の検出部の回路の詳細について説明する。図２において、図１と同一符号は、同一部分を表す。
【００３２】
Ｈブリッジ形チョッパ回路４に接続されたシャント抵抗５を流れるパワー素子電流ＩD は、シャント抵抗電圧ＶD として、アンプ６に取り込まれる。アンプ６は、オペアンプ６１と入力抵抗Ｒ１，Ｒ２と帰還抵抗Ｒ３，Ｒ４と出力抵抗Ｒ５で構成される。アンプ６の出力電圧ＶDAは、サンプルホールド回路１２に入力する。サンプルホールド回路１２は、アナログスイッチ１２１とコンデンサ１２２で構成され、アナログスイッチ１２１がマイコン１からのＰＷＭ信号に同期してオン，オフ動作する。オン時にはアンプ６の出力信号がそのまま出力され、オフ時にはオフする直前の電圧がコンデンサ１２２に充電された電圧がホールドされる。
【００３３】
なお、図１において、マイコン１が出力する制御信号ＰＷＭと、ＰＷＭ駆動回路が出力する制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２は同じパルス信号であるため、アナログスイッチ１２１を動作させる信号は、マイコン１が出力する制御信号ＰＷＭに代えて、ＰＷＭ駆動回路が出力する制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を用いてもよい。その際には、制御信号ＰＷＭ１と制御信号ＰＷＭ２の論理和（ＯＲ）をとることにより、アナログスイッチ１２１を動作させる信号とすることができる。
【００３４】
いずれにしても、最終的にＨブリッジ形チョッパ回路のパワー素子の制御信号であるＰＷＭ信号に基づいてアナログスイッチを動作させてパワー素子電流をサンプルホールすればよい。
【００３５】
ここで、図３を用いて各電流，電圧波形に基づいて電流検出の原理について説明する。
【００３６】
図３（Ａ）は、マイコン１からの制御信号ＰＷＭを示しており、ＰＷＭ駆動回路８から出力される制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２も同様な信号である。制御信号ＰＷＭは、時刻ｔ0 にオンとなり、時刻ｔ1 にオフとなり、その後、時刻ｔ3 にオンとなり、時刻ｔ4 にオフとなる繰り返しパルスである。このパルスの周期Ｔ0 は、一定であるが、このパルスのオン時間Ｔ1 は、可変であり、スロットル開度指令ＴVCとスロットル開度信号ＴVFの差分に応じてパルスのオン時間Ｔ1 を変えることにより、このパルスのデューティ比（Ｔ1／Ｔ0）が変化する。ＰＷＭ信号として２０ｋＨｚのものを用いると、パルスの周期Ｔ0 は、５０μｓである。
【００３７】
図３（Ｂ）は、パワー素子電流ＩD を示しており、制御信号ＰＷＭがオンになると、パワー素子電流ＩD が流れ始める。この時、パワーＭＯＳＦＥＴの逆回復（リカバリー）特性等の影響により過電流が流れる。また、制御信号ＰＷＭがオフになると、パワーMOSFETの動作遅れによりＴ2 時間遅れて電流が零となる。遅れ時間Ｔ2 は数μｓ程度である。
【００３８】
図３（Ｃ）は、シャント抵抗５の両端のシャント抵抗電圧ＶD を示しており、パワー素子電流ＩD の立ち下がり時にリアクタンスＬの影響で多少のオーバーシュートが発生する。
【００３９】
図３（Ｄ）は、アンプ５の出力電圧ＶDAを示しており、オペアンプの高周波特性により、時刻ｔ0 の立ち上がりには振動し、時刻ｔ2 の立ち下がり時には時間遅れが生じる。前述したように、ＰＷＭ信号は、２０ｋＨｚの高周波信号であるため、このような影響が生じている。
【００４０】
アンプ６の出力電圧は、図３（Ｄ）に示すような波形の電圧信号であるため、種々の変動の影響を取り除くため、この信号をマイコン１に取り込むにあたってサンプルホールド回路１２を用いている。そして、サンプルホールドのタイミングは、時刻ｔ1，ｔ4、即ち、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期して、サンプルホールド回路１２の中のアナログスイッチ１２１をオフすることにより、その直前のアンプ出力電圧ＶDAをコンデンサ１２２にホールドする。実際上は、ＰＷＭ信号は、図３（Ａ）に示すようなパルス信号であるため、このパルス信号がオンからオフに替わる時に、アナログスイッチ１２１がオフして、その直前のアンプ出力電圧ＶDAをコンデンサ１２２にホールドする。
【００４１】
従って、サンプルホールド回路１２の出力である電流検出信号ＶDHは、図３（Ｅ）に示すように、時刻ｔ0から時刻ｔ1までは、図３（Ｄ）のアンプ出力電圧ＶDAと等しいが、時刻ｔ1 以降は、その直前の電圧をホールドしたものとなっている。
【００４２】
また、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期して、図３（Ｆ）に示すように、マイコン１の中のＡ／Ｄ変換器に外部トリガを掛けて、サンプルホールド回路１２の出力である電流検出信号ＶDHのＡ／Ｄ取り込みを開始する。このようにして、Ａ／Ｄ変換のタイミングを規制することにより、タイミングのバラツキによるデータのバラツキは発生しなくなる。このＡ／Ｄ変換の開始から終了までの変換に要する時間Ｔ3 は、変換すべきアナログ信号値によって、異なるが、本例では、数μｓ乃至数十μｓである。
【００４３】
Ａ／Ｄ変換が終了すると、変換されたディジタル信号は、図３（Ｇ）に示すように、マイコンデータ（ＩＤＣＵＲＮＴ）としてマイコン１の本体に取り込まれる。
【００４４】
図３(Ｈ)は、モータ９を流れるモータ電流ＩF を示している。このモータ電流ＩF において、時刻ｔ0から時刻ｔ1までの間に流れる電流は、図１において、パワーＭＯＳＴＥＴ・Ｍ１を流れる電流ＩM1に相当し、時刻ｔ1から時刻ｔ2までの間に流れる電流は、図１において、パワーＭＯＳＴＥＴ・Ｍ３を流れるフライホイール電流ＩM3に相当するものである。
【００４５】
従って、チョッパ回路のオフ直前の電流値が取り込めるために電流立ち上がり振動などの影響を受けない電流値を検出することが可能である。
【００４６】
ＰＷＭ制御する場合には、ＰＷＭ信号のオン期間の中央でトリガ信号を出してＡ／Ｄ取り込みを行うこともできる。即ち、図３（Ａ）のように、ＰＷＭ信号が、時刻ｔ0 から時刻ｔ1 までの間オンであるとき、時刻 ((ｔ1−ｔ0)／２) のタイミングでＡ／Ｄを開始するものであるが、デューティ比が小さくなり、パルスオン期間が短くなると、そのタイミングもパルスの立ち上がりに近付いてくるため、図３（Ｄ）に示す立ち上がりの振動の影響を受けることになるが、本実施例のように、ＰＷＭ信号の立ち下がりで外部トリガを掛けてＡ／Ｄ取り込みを行うことにより、かかる影響を受けることもない。
【００４７】
次に、図４を用いて、ソフトウェア処理における電流検出原理の詳細なタイミングを、図５を用いて、ソフトウェア処理のフローチャートを説明する。
【００４８】
図４（Ｉ）は、ソフトウェアのタスク０の実行を示しており、図４（Ｊ）は、ソフトウェアの他のタスクの実行を示している。図４(Ｉ)に示すように、１ｍｓ毎にタスク０のプログラムが実行される。タスク０のプログラム実行後、図４（Ｊ）が実行される。
【００４９】
図５（ａ）に示すように、タスク０のプログラムの中には、複数の処理があるが、タスク０が起動されると、制御処理１００，制御処理１０２と順番に実行し、処理１０４において、電流検出用Ａ／Ｄ許可の設定を行う。即ち、図４（Ｉ）に示すように、電流取り込みの許可を設定し、Ａ／Ｄ変換器への外部トリガ（ＴＲＧＥ）の許可の設定を行う。このとき、また、Ａ／Ｄエンドフラッグを０クリアしておく。その後、他の制御処理１０６を実行して、リターンとなり、他のタスクを実行する。
【００５０】
ハードウェアのＰＷＭ信号は、プログラムのタスク０の処理時間よりも早い時間で、非同期で動作させている。従って、この電流取り込み許可後、図４（Ａ）に示すように、５０μｓ後に出力されるＰＷＭ信号の立ち下がりに同期して、外部トリガが入力すると、図５（ｂ）に示すＡ／Ｄ変換器の外部トリガ用のＡＤＴＲＧのプログラムが起動される。このＡＤＴＲＧのプログラムでは、処理２００でＡ／Ｄ変換が起動される。Ａ／Ｄ変換が終了すると、Ａ／Ｄエンドフラッグが１となるため、処理２０２では、Ａ／Ｄエンドフラッグをチェックし、このフラッグが１となると、処理２０４にて、図４（Ｆ）に示すように、電流検出値取り込みを行う。そして、処理２０６にて、電流検出用Ａ／Ｄ終了の処理を行う。この処理では、Ａ／Ｄ外部トリガ（ＴＲＧＥ）を禁止することにより、次に、Ａ／Ｄ外部トリガ（ＴＲＧＥ）が許可になるまで、その動作を禁止する。処理２０６の実行後、リターンとなる。
【００５１】
ＰＷＭがプログラム実行時間よりはるかに早い時間、例えば、５０μｓ周期で動作中にソフトウェアにより、ＰＷＭ動作の２０回に１回の割合の１ｍｓ毎に電流値の取り込み動作を実行する。ＰＷＭ動作が５０μｓに対して、電流検出が１ｍｓと遅いが電流検出値を用いる制御処理が１ｍｓであり、特に問題とならない。このような方法によりチョッパ回路のオフ直前の瞬時電流を取り込むことができる。図３の説明では、各ＰＷＭのパルス（図３（Ａ））に対応して、Ａ／Ｄ取り込み（図３（Ｆ））を行っているものとしているが、実際には、上述したように、ＰＷＭ動作の２０回に１回の割合の１ｍｓ毎に電流値の取り込み動作を実行するようにしている。また、チョッパ周波数を高周波化することで電流の脈動が少なくなり平均電流に近い値が取り込める。
【００５２】
図４（Ａ）は、図３（Ａ）に対応する図であり、図４（Ｆ）は、図３（Ｆ）に対応する図である。
【００５３】
図６は、本発明の一実施例によるモータ電流検出特性を表すグラフである。
【００５４】
このモータ電流検出特性は、マイコン１によりモータ電流を制御して、この時のモータ電流ＩF を実測したものを図６の横軸とし、サンプルホールド回路１２及びマイコン１に内蔵されたＡ／Ｄ変換を介してディジタル信号に変換されたマイコンデータ値を縦軸にとってプロットしたものである。
【００５５】
この図から明らかなように、実測されたモータ電流値と検出されたマイコンデータ値の直線性は、低電流から高電流まで極めてよいものである。また、検出されたマイコンデータ値にバラツキも殆どなく、図中の直線上によくのっている。また、１Ａ以下のモータ電流の小さい領域まで検出することができる。
【００５６】
本実施例においては、断続するパワー素子電流を検出することにより、連続的に変化するモータ電流をよく近似して検出できることが明かである。
【００５７】
図７は、実際にモータ９に流れる電流とマイコン１に取り込まれるマイコンデータ（ＩＤＣＵＲＮＴ）との関係を示す波形図である。
【００５８】
モータ９に流れる電流を図７の上段にモータ電流ＩF で示される電流が流れるように、マイコン１に指令値を与えている。横軸の１目盛りが１００ｍｓであり、５５０ｍｓの周期で三角波状にモータ電流が変化するように指令値を変化させている。図７の中段には、サンプルホールド回路１２の出力であり、また、マイコン１への入力となる電流検出信号ＶDHの波形が示されている。上段のモータ電流ＩF と同様に三角波形に変化するとともに、この三角波の成分に高周波成分が重畳している。この高周波成分は、図３（Ｅ）に示す電流検出信号ＶDHのうち、時刻ｔ0 及び時刻ｔ3 の直後に示されている振動成分である。図７の下段には、マイコン１内でディジタル信号に変換されたマイコンデータを示している。このマイコンデータでは、図３（Ｆ）に示すようにサンプルホールド回路１２でサンプルホールドされた信号をＡ／Ｄ変換しているため、図７中段の電流検出信号ＶDHに示される高周波成分の影響は現れていない。
【００５９】
以上のようにして、モータ電流を低電流領域から検出可能で、しかも、直線性よく検出できるため、低スロットル開度における高精度の開度制御が可能となる。従って、自動車用バルブ制御装置の中で、スロットルバルブの制御に関しては、従来は、スロットルバルブをモータで制御する電子制御スロットルとアイドル・スピード・コントロール(ＩＳＣ)とは別システムで独立した制御装置として構成されていた。電子制御スロットルにおいては、その制御動作を素早くするため、フィードバックループのゲインを高めているが、そのようにすると、特に、アイドル・スピード・コントロール（ＩＳＣ）は、スロットルバルブの低開度の制御を行うものであるため、ループゲインが高すぎると微妙な制御が行えないため、これについては、従来は独立して制御する必要があった。しかしながら、低スロットル開度における高精度の開度制御が可能となることにより、このアイドル・スピード・コントロール（ＩＳＣ）についても、電子制御スロットル装置の中の一つのシステムとして共用化して実現できることになる。この場合、従来は、ＩＳＣの指令は、独立にスロットルバルブに与えられていたが、本実施例では、ＩＳＣの指令も、図１のスロットル開度指令ＴVCの中に移ませることにより、通常のスロットルバルブ制御もＩＳＣも共通に制御できる。勿論、上位のエンジン制御用のマイコンによりマイコン１を制御するシステムにおいては、エンジン制御用のマイコンからマイコン１に与えるディジタルの制御指令の中に、通常のスロットルバルブ制御指令とともに、ＩＳＣの制御指令を入れることで制御を実行できる。
【００６０】
本実施例によれば、容易にバルブを駆動するモータに流れる電流を検出してフィードバック制御を行えるものとなる。
【００６１】
また、パワー素子電流の瞬時値を検出するようにしているため、検出されたモータ電流の直線性は、低電流から高電流まで極めてよいものとなる。
【００６２】
また、ＰＷＭ信号に同期した外部トリガ信号によりＡ／Ｄ変換を行うため、電流を取り込むタイミングが大きくずれず、検出されたモータ電流値にバラツキも殆どなくなる。
【００６３】
また、１Ａ以下のようなモータ電流の小さい領域まで検出することができる。
また、高精度にバルブの開度を制御することができるものとなり、従って、電子制御スロットル装置とアイドル・スピード・コントロール（ＩＳＣ）とを共用化できるものとなる。
【００６４】
また、チョッパ周波数を高周波化することで電流の脈動が少なくなり平均電流に近い値が取り込める。
【００６５】
なお、図１に示す実施例では、サンプルホールド回路１２を用いて、アンプの出力電圧をサンプルホールドするようにしているが、このサンプルホールド回路に代えて、平滑フィルタ回路を用いることもできる。この場合、平滑フィルタ回路の出力は、図３（Ｅ）に示す電流検出信号ＶDHを平滑したものとなるが、この平滑した電圧をＡ／Ｄ変換器を介してマイコン１に取り込んでも、容易にバルブを駆動するモータに流れる電流を検出してフィードバック制御の行えるものとなる。なお、この検出されたマイコンデータは、電流検出信号ＶDHの瞬時値ではなく、平滑値であるため、図６に示すほど直線性のよいものとはならないが、絶縁形電流検出器のような特殊な検出器を用いることなく、モータに流れる電流を検出することは可能である。
【００６６】
なお、以上の実施例では、自動車用バルブ制御装置として、スロットルバルブの開度を制御する装置を一例にして説明したが、自動車用バルブ制御装置としては、スロットルバルブに限らず、排気ガス還流（ＥＧＲ）用のバルブの制御や、スロットルボディにタンデムのバルブを備えたトラクションコントロール用のバルブの制御などに適用できるものである。
【００６７】
また、以上の実施例では、サンプルホールド回路の出力電圧をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器は、マイコンの中に内蔵されているものとして説明したが、マイコンの外部にディスクリートに構成されたＡ／Ｄ変換器を用いることもできる。このときには、マイコンから外部トリガ信号を出力して、この外部トリガ信号に同期して、Ａ／Ｄ変換を開始すればよい。
【００６８】
また、マイコン１が、ＰＷＭ信号のデューティ比に関するデータ値を出力し、ＰＷＭ駆動回路がこのデータ値に基づくパルス信号を制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２として出力する形式のシステムにおいては、ＰＷＭ駆動回路が出力する制御信号ＰＷＭ１と制御信号PWM2の論理和（ＯＲ）の信号により、アナログスイッチ１２１を動作させるものとしてもよい。また、この際には、Ａ／Ｄ変換の外部トリガ信号としては、ＰＷＭ駆動回路が出力する制御信号ＰＷＭ１と制御信号ＰＷＭ２の論理和（ＯＲ）の信号を用いることができる。
【００６９】
また、Ａ／Ｄ外部割り込みのタイミングは、ＰＷＭ制御信号のパルスの立ち下がりに同期してサンプルホールドし、また、Ａ／Ｄ変換するようにしているが、このタイミングに限らず、ＰＷＭ信号のパルスの中央のタイミングでサンプルホールドし、また、Ａ／Ｄ変換するようにしてもよい。
【００７０】
本発明を用いた自動車用電子スロットル制御装置の構成を図８〜図１４を用いて更に詳しく説明する。
【００７１】
本実施例になる自動車の電子スロットル制御装置は３つの制御系から構成されている。
【００７２】
その一つはモータに流れる実電流値ＩＭＣＵＲＮＴと電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）とを比較してその偏差ＩＭＥＲＯＲに基づいてＰＷＭ駆動回路８にＰＷＭデューティ指令値（ＡＬＰＨＡ）を出力する電流制御系である。
【００７３】
この電流制御系は先に説明した様にモータ９に直列に接続されたシャント抵抗５の両端の電圧を検出し、その値から、実モータ電流ＩＭＣＵＲＮＴを検出する電流検出部１３を含む。この電流制御系は図８に示す様に更に、電流指令値ＩＭＣＯＭＤと実電流値ＩＭＣＵＲＮＴとを比較し、その偏差ＩＭＥＲＯＲを求める為の偏差演算部１５を有する。偏差ＩＭＥＲＯＲを零にする為に必要なＰＷＭのデューティ信号ＡＬＲＨＡを、演算し、ＰＷＭ駆動回路８に出力する補償演算部１４を有する。
【００７４】
また、電流制御系は電流指令値ＩＭＣＯＭＤと補償演算部１４で演算されたＰＷＭデューティ信号ＡＬＰＨＡから、スロットル弁の開閉方向を判断処理する開閉方向信号処理部２１を含む。
【００７５】
この電流制御系は図９に更に詳細に図示されている。
【００７６】
補償演算部ＡＣＲ１４は、偏差ＩＭＥＲＯＲから、比例補償分を演算する比例補償演算部１４１，積分補償分を演算する積分補償部１４２、それぞれの値の上下限を制限するリミッタ１４３，１４４、このリミッタ１４３，１４４の出力値ＩＰＲＯＰとＩＩＮＴＥとを加算する加算部１４５，加算部１４５の出力値ＩＡＤＤＡの上下限を制限するリミッタ１４６，リミッタ１４６からの出力の絶対値ＴＯＴＡＬＤ２を演算する絶対値演算部147及び絶対値ＴＯＴＡＬＤ２に所定の定数（１／８）を付加してＰＷＭのデューティ指令値ＡＲＰＨＡとＰＷＭの周期ＰＷＭＩＤＴＲとを出力する演算値変換部１４８とから成る。
【００７７】
開閉方向信号処理部２１は、電流指令値ＩＭＣＯＭＤとＰＩ演算結果ＴＯＴＡＬＤ２からモータの駆動方向の判定を行って電流検出部１３に出力したり、判定結果からスロットルバルブの開方向信号ＭＣＯＮＴ１及び閉方向信号ＭＣＯＮＴ２及びモータの停止信号をＨブリッジチョッパ４に出力する。
【００７８】
電流検出部１３はモータ電流検出部１３１で検出された検出電流値ＩＤＣＵＲＮＴが一方向で検出されるので、電流検出値正負切換え部９２で開閉方向信号処理部２１の出力に従い、符号変換器１３２を操作して検出された電流値ＩＤＣＵＲＮＴの符号を変換する。
【００７９】
図９において、Ｋp は、比例補償演算用の比例定数、ＫIIは積分補償演算用の積分定数、Ｚ-1は同じく積分時定数である。Ｋp ，ＫIIは制御系のゲインを与える。
【００８０】
また、リミッタ１４３，１４４，１４６及び絶対値演算部１４７のブロック内に標記した数値は、演算値のそれぞれ上下限値を示す。
【００８１】
尚、図９の中で補償演算部１４他の演算処理は、マイクロコンピュータで実行される。そのフローチャートは図１４に示す通りで以下詳説する。
【００８２】
プログラムが実行されると、先ず、ステップ９１０１で電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）の値が＋か−かをチェックし開閉方向の判定を行う。＋の場合はステップ９１０３で電流検出値（ＩＤＣＵＲＮＴ）をそのままメモリのＩＭＣＵＲＮＴにモータ電流値として設定する。−の場合にはステップ９１０２で電流検出値（ＩＤＣＵＲＮＴ）を−に符号変換後メモリのＩＭＣＵＲＮＴに設定しステップ１４Ａへ進む。
【００８３】
ステップ１４Ａでは図１２に示すＰＩＤ  ＳＵＢフローチャートを用いて電流制御演算を実行するためのデータセットを行う。例えば、モータ電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）をメモリのＣＯＭＡに、電流補償演算の比例定数（ＫＰＩ）をメモリのＫＰへセットする。
【００８４】
同様に、積分時定数ＺをメモリのＺ0 に（図示しない）、積分値ＩＩＮＴＥをメモリのＩＮＴＥに積分定数ＫIIをメモリのＫＩに、微分定数ＫＤ1 をＫＤ（電流制御では電流制御の応答性が高い（時定数が小さい）のでこの実施例では使用しない。）にそれぞれセットする。
【００８５】
次のステップ１４０は比例，積分，微分演算（ＰＩＤ  ＳＵＢ）サブルーチンであり、図１２で説明するところの演算を実行する。この演算が終了するとステップ１４Ｂで電流制御データの退避を行う。例えば、サブルーチンでの偏差の演算結果（ＥＲＯＲ）を電流偏差ＩＭＥＲＯＲへ、制御出力値（ＡＤＤＢ）の演算結果を電流制御出力値ＩＡＤＤＢへ、退避させる。
【００８６】
ステップ１４７では、電流制御出力値ＩＡＤＤＢを絶対値化し、ステップ１４８では周期とデューティをマイコンのレジスタ（ＰＷＩＤＴＲ）（ＯＵＴＤＴＹ）にそれぞれ設定し電流制御の補償演算を終了する。
【００８７】
上述のステップ１４０で示した比例・積分・微分サブルーチンＰＩＤ  ＳＵＢを図１２に従って説明する。このサブルーチンは、後述するスロットルバルブの速度演算や同開度演算の比例・積分・微分演算部として共通に使用できる。つまり、それぞれの演算に用いる定数，時定数，制限値をその都度各演算の個々の値に置き換えれば、演算フローそのものは、共通に使えるのである。この各演算は、関連する入力信号の取り込みタイミングに同期してそれぞれ実行したり、タイマ割込みで定期的に実行したりできる。演算した結果はメモリの所定のエリアに記憶しておき他の判断処理，演算処理時にそこから読み出して利用する。また、メモリに記憶された各値は新たに演算された値に常に更新される。
【００８８】
このサブルーチンＰＩＤ  ＳＵＢのプログラムが起動されると、ステップ１４０１で指令値（ＣＯＭＤＡ）と帰還値（ＦＦＡ）との偏差（ＥＲＯＲ）演算を実行し、次のステップ１４０２で比例ゲイン（ＫＰ）に偏差（ＥＲＯＲ）を乗算し比例項（ＰＲＯＰ）を求めて出力に演算がオーバフローしないようにリミッタをかける。ステップ１４０３では積分ゲイン（ＫＩ）と偏差（ＥＲＯＲ）を乗算し、前回の積分演算値（ＩＮＴＥ）と加算して今回の積分演算値（ＩＮＴＥ）とし出力リミッタをかける。次のステップ１４０４では微分ゲイン(ＫＤ)に偏差（ＥＲＯＲ）を乗算し前回演算微分値（ＤＩＦＦ）から減算して今回の微分値（ＤＩＦＦ）を求め同様に出力リミッタをかける。最後にステップ１４０５では上記で求めた比例（ＰＲＯＰ），積分（ＩＮＴＥ），微分（ＤＩＦＦ）値を加算したものを制御出力値（ＡＤＤＢ）とし、比例，積分，微分演算（ＰＩＤ  ＳＵＢ）を終了する。
【００８９】
次に開閉方向信号処理部２１のフローチャートを図１３に示す。ステップ９１１１ではＰ.Ｉ.Ｄ出力（ＴＯＴＡＬＤ２）が“０”かを判定し、“０”の場合（Ｙ）はステップ９１１２へ行きモータ駆動を停止させるための処理を行う。例えば、マイコンのレジスタ（ＯＵＴＤＴＹ）にデューティ“０”設定の処理を行い演算処理を終了する。
【００９０】
一方、“０”でない場合（Ｎ）にはステップ９１１３で電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）の符号により駆動方向を判定する。電流指令値が＋の場合にはステップ９１１４でフラッグにより閉方向駆動を判定し、閉方向の場合にはステップ９１１５でモータをＯＦＦする信号“１”をセットし、ステップ９１１６でパワー部のチョッパ切替時の短絡防止時間を確保（１００〜２００μＳ）後終了する。ステップ９１１４に戻って、開方向の場合はステップ９１１７で開方向駆動フラグをセットし開方向状態を維持し終了する。
【００９１】
ステップ９１１３に戻って、電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）の符号が−の場合はステップ９１１８で開方向駆動かどうかを判定し、開方向駆動の場合にはステップ９１１５でモータを停止させる。閉方向駆動の場合にはステップ９１１９で閉方向駆動フラグをセットし閉方向状態を維持し終了する。
【００９２】
以上の実施例により、スロットル開度制御におけるモータ電流の制御が可能となり、モータ巻線抵抗などの温度影響による電流の変動を抑制できるので、スロットル制御における安定性や制御精度の向上が図れる。
【００９３】
制御系のもう一つは、スロットル弁の速度制御系である。
【００９４】
この制御系は、スロットル弁開度指令値にスロットル弁の開閉速度を考慮した補正値を付加して、スロットル弁の開度制御のオーバシュートをなくしたり、目標開度までの到達時間をできるだめ早くする機能を持つ。
【００９５】
この制御系は図１０に示す様に、以下の機能ブロックを有する。
【００９６】
実際のスロットル開度を示す信号ＴＶＯＡＤを微分演算部８１で微分してその変化度を検出し、開度の変化速度を求める速度検出部１８を有する。ここでリミッタ８２は、微分演算部の微分値の上限と下限を制限する。
【００９７】
また、求められた実際のスロットル開閉速度ＴＶＳＰＥＤとスロットル開閉速度指令ＴＶＳＣＯＭとを比較演算してその偏差ＳＥＲＯＲを求める速度偏差演算部１７を有する。
【００９８】
偏差ＳＥＲＯＲは比例補償演算部１６１に送られ、ここで演算した結果をリミッタ164を通して加算部１６７に送る。
【００９９】
また偏差ＳＥＲＯＲは積分補償演算部１６２にも送られ、ここで演算した結果はリミッタ１６５を通して加算部１６７へ送られる。
【０１００】
更に偏差ＳＥＲＯＲは微分補償部１６３へ送られ、ここで演算した結果はリミッタ166を介して加算部１６７へ送られる。
【０１０１】
リミッタ１６４,１６５,１６６からのそれぞれの値、ＳＰＲＯＰ，ＳＩＮＴＥ，SDIFFの加算値ＳＡＤＤＡは、リミッタ１６８を介して電流指令値ＩＭＣＯＭＤとして上述の電流制御系に入力される。
【０１０２】
ここでＫS ，ＫPS，ＫIS，ＫDSはそれぞれ演算定数で、各項のＺは演算時定数である。
【０１０３】
各リミッタ内の数値は、演算値の上下限値を示す。この制御系のスロットル速度補償演算部ＰＩＤＳＵＢ１６の演算もマイクロコンピュータで上述した図１２のサブルーチンに基づき実行される。
【０１０４】
制御系の最後の一つはスロットル開度（位置）制御系である。
【０１０５】
この最後の制御系は、図示していない自動車のエンジン制御ユニットより入力されるスロットル弁開度指令（ＴＶＯＡＤ）と実際のスロットル弁の開度ＴＶＯＡＤとを比較してその偏差信号ＰＥＲＯＲを求める比較演算部２０を有する。その演算部の出力である偏差ＰＥＲＯＲに基づきそれぞれ、比例演算部６１，積分演算部６２，微分演算部６３で比例項，積分項，微分項が演算され、それぞれリミッタ６４，６５，６６を通して加算部６７に送られる。
【０１０６】
加算部６７では比例項ＰＰＲＯＰ，積分項ＰＩＮＴＥ、及び微分項ＰＤＩＦＦが加算され、この値ＰＡＤＤＡはリミッタ６８を通して上述したスロットル弁速度制御部にスロットル弁速度指令値ＴＶＳＣＯＭとして入力される。
【０１０７】
ここで、ＫPP，ＫIP，ＫDPはそれぞれスロットル弁開度補償演算部のそれぞれ演算定数で各項の補償ゲインを与える。Ｚは時定数である。
【０１０８】
また各リミッタ内の数値は演算値の上下限値を示す。
【０１０９】
この制御系のスロットル開度補償演算部ＰＩＤＳＵＢ１６の演算もマイクロコンピュータで上述した図１２のサブルーチンによって実行される。
【０１１０】
以上の様な本実施例では、スロットル弁の開度制御の為のフィードバックループの他に、駆動モータへ供給する電流の制御についてもフィードバックループを持つので、バッテリ電圧の変動やモータの巻線抵抗の温度変化による変動の影響を受けることがない。
【０１１１】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、自動車用バルブ制御装置において、容易にバルブを駆動するモータに流れる電流を検出してフィードバック制御の行えるようになる。
【０１１２】
また、本発明によれば、高精度にバルブの開度を制御することができるようになるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施例による電子スロットル制御装置のシステム構成図である。
【図２】  本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の電流検出部の回路図である。
【図３】  本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の電流検出原理を説明する波形図である。
【図４】  本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の電流検出原理を説明するタイミングチャートである。
【図５】  本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の電流検出原理を説明するフローチャートである。
【図６】  本発明の一実施例による電子スロットル制御装置により検出されたモータ電流のグラフである。
【図７】  本発明の一実施例による電子スロットル制御装置により検出されたモータ電流の波形図である。
【図８】  図１の詳細機能ブロック図である。
【図９】  図８の電流制御系の詳細ブロック図である。
【図１０】  図８の速度制御系の詳細ブロック図である。
【図１１】  図８の開度制御系の詳細ブロック図である。
【図１２】  図９，図１０，図１１のＰＩＤ演算部の演算フローチャートである。
【図１３】  図１１の開度制御の実行フローチャートである。
【図１４】  図９の電流制御の実行フローチャートである。
【符号の説明】
１…マイコン、４…Ｈブリッジ形チョッパ、９…モータ、１０…スロットルバルブ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
0003959131.tif 000013
【図１３】
0003959131.tif 000014
【図１４】
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