(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源系統または交流電動機に接続されて交流電力を授受する半導体電力変換装置の制御回路であって、交流電力を制御するために電流または電圧の制御系を有する制御回路において、
電流または電圧を回転座標系で制御するために複素化する手段として、ヒルベルト変換手段を備えたことを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。
【請求項２】
請求項１記載の半導体電力変換装置の制御回路において、
交流電源系統または交流電動機の実在の瞬時電流及び瞬時電圧を実軸成分として検出する手段と、
前記実軸成分に直交する成分としてヒルベルト変換手段により演算された虚軸成分と前記実軸成分とを用いて、複素座標上を回転する電流及び電圧の複素ベクトルを検出し、これらの複素ベクトルを回転座標系の各軸成分に変換する手段と、
を備えたことを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。
【請求項３】
請求項２記載の半導体電力変換装置の制御回路において、
瞬時電圧の実軸成分及び虚軸成分を用いて電圧基本波成分の瞬時位相角を演算する手段と、
前記瞬時位相角を用いて瞬時電流の実軸成分及び虚軸成分を回転座標系の各軸成分に変換する手段と、
これらの回転座標系の各軸成分がそれぞれの指令値に一致するように積分動作する調節手段と、
この調節手段から出力される瞬時電圧指令値の回転座標系の各軸成分を、前記瞬時位相角を用いて瞬時電圧指令値の実軸成分及び虚軸成分に変換する手段と、
瞬時電圧指令値の実軸成分を出力電圧指令値として半導体電力変換装置に与える手段と、
を備えたことを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。
【請求項４】
請求項３記載の半導体電力変換装置の制御回路において、
瞬時電流指令値の回転座標系の各軸成分を、前記瞬時位相角を用いて瞬時電流指令値の実軸成分及び虚軸成分に変換する手段と、
瞬時電流の実軸成分がその指令値に一致するように比例動作する調節手段と、
この調節手段の出力を前記出力電圧指令値に加算する手段と、
を備えたことを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。
【請求項５】
請求項３または４記載の半導体電力変換装置の制御回路において、
瞬時電流の回転座標系の各軸成分を分離して制御することにより、瞬時有効電力及び瞬時無効電力を制御することを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。
【請求項６】
請求項５記載の半導体電力変換装置の制御回路において、
瞬時電流の回転座標系の各軸基本波成分を分離して制御することにより、基本波瞬時有効電力及び基本波瞬時無効電力を制御することを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。
【請求項７】
請求項３〜６の何れか１項に記載した半導体電力変換装置の制御回路において、
交流電源系統に同期して運転される半導体電力変換装置を、電源電圧の瞬時位相角を基準信号として同期運転することを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。
【請求項８】
請求項１〜７の何れか１項に記載した半導体電力変換装置の制御回路において、
半導体電力変換装置が単相電源系統に連系される単相インバータであることを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源系統または交流電動機に接続されて交流電力を授受する半導体電力変換装置の制御回路に関し、詳しくは、交流電源系統等との間で授受される有効電力、無効電力の制御諸量（電流、電圧等）を複素ベクトルとして検出し、これらを回転座標系で制御するようにした制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
交流電源系統または交流電動機に接続されたインバータ等の半導体電力変換装置では、有効電力や無効電力を制御するための電流、電圧等の制御諸量をｄ−ｑ座標（回転座標）上で演算することにより、高速かつ高精度な交流電力の制御が可能である。
これらの制御諸量をｄ−ｑ座標上で演算するためには、電圧や電流を複素ベクトルとして取り扱う必要がある。
【０００３】
三相平衡回路では、三相−二相変換により電圧、電流の複素ベクトルを容易に検出することができるが、単相回路や三相不平衡回路では複素ベクトルの検出が容易ではないため、これらの回路における交流電力の制御では、電流や電圧をｄ−ｑ座標ではなく静止座標上で演算するのが一般的であった。
このため、結果として制御偏差が生じることもあり、交流電力を高速かつ高精度に制御できないという問題があった。
【０００４】
また、交流電源系統との同期運転が必要な半導体電力変換装置において、同期運転に必要な信号（同期信号）は交流電源周波数の半サイクルごとにしか得られないため、即座に交流電源系統と同期させて運転することができないという問題もあった。
【０００５】
そこで本発明は、伝送回路において広く知られているヒルベルト変換を用いて交流電圧及び交流電流の瞬時値の複素ベクトルをそれぞれ検出し、交流電源系統や交流電動機との間で授受される有効電力及び無効電力の制御に必要な電流、電圧を回転座標上で演算可能として単相回路や多相交流回路における交流電力を高速かつ高精度に制御可能とした半導体電力変換装置の制御回路を提供しようとするものである。
また、本発明は、ヒルベルト変換によって得られる交流電源電圧の複素ベクトルの瞬時位相角を同期運転に必要な基準信号とすることで、交流電源系統との速やかな同期運転を可能にした半導体電力変換装置の制御回路を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１項記載の発明は、交流電源系統または交流電動機に接続されて交流電力を授受する半導体電力変換装置の制御回路であって、交流電力を制御するために電流または電圧の制御系を有する制御回路において、電流または電圧を回転座標系で制御するために複素化する手段として、ヒルベルト変換手段を備えたものである。
【０００７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、交流電源系統または交流電動機の実在の瞬時電流及び瞬時電圧を実軸成分として検出する手段と、前記実軸成分に直交する成分としてヒルベルト変換手段により演算された虚軸成分と前記実軸成分とを用いて、複素座標上を回転する電流及び電圧の複素ベクトルを検出し、これらの複素ベクトルを回転座標系の各軸成分に変換する手段と、を備えたものである。
【０００８】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、瞬時電圧の実軸成分及び虚軸成分を用いて電圧基本波成分の瞬時位相角を演算する手段と、前記瞬時位相角を用いて瞬時電流の実軸成分及び虚軸成分を回転座標系の各軸成分に変換する手段と、これらの回転座標系の各軸成分がそれぞれの指令値に一致するように積分動作する調節手段と、この調節手段から出力される瞬時電圧指令値の回転座標系の各軸成分を、前記瞬時位相角を用いて瞬時電圧指令値の実軸成分及び虚軸成分に変換する手段と、瞬時電圧指令値の実軸成分を出力電圧指令値として半導体電力変換装置に与える手段と、を備えたものである。
【０００９】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、瞬時電流指令値の回転座標系の各軸成分を、前記瞬時位相角を用いて瞬時電流指令値の実軸成分及び虚軸成分に変換する手段と、瞬時電流の実軸成分がその指令値に一致するように比例動作する調節手段と、この調節手段の出力を前記出力電圧指令値に加算する手段と、を備えたものである。
【００１０】
請求項５記載の発明は、請求項３または４記載の発明において、瞬時電流の回転座標系の各軸成分を分離して制御することにより、瞬時有効電力及び瞬時無効電力を制御するものである。
【００１１】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、瞬時電流の回転座標系の各軸基本波成分を分離して制御することにより、基本波瞬時有効電力及び基本波瞬時無効電力を制御するものである。
【００１２】
請求項７記載の発明は、請求項３〜６の何れか１項に記載した発明において、交流電源系統に同期して運転される半導体電力変換装置を、電源電圧の瞬時位相角を基準信号として同期運転するものである。
【００１３】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７の何れか１項に記載した発明において、半導体電力変換装置が単相電源系統に連系される単相インバータであることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は、単相電源系統に単相インバータが連系している場合のように、二つの交流電源が存在する電源回路の概念的な等価回路であり、ｅＩｒは例えばインバータ出力電圧瞬時値、ｅＳｒは系統電圧（電源電圧）瞬時値、ｉＳｒは連系電流瞬時値、ＲＳは系統の抵抗、ＬＳは連系リアクタンスである。いま、数式１〜３のように、上記ｅＳｒ，ｉＳｒ，ｅＩｒを片側フーリエ係数列で表された複素ベクトル（複素数列）ｅＳ，ｉＳ，ｅＩの実軸成分として表現する。
【００１５】
【数１】
0003983031.tif 000002
【００１６】
【数２】
0003983031.tif 000003
【００１７】
【数３】
0003983031.tif 000004
【００１８】
ここで、複素ベクトルｅＳ，ｉＳ，ｅＩは歪み波で表されると仮定し、それぞれ数式４〜６で定義する。なお、数式４〜６において、ＥＳｎ，ＩＳｎ，ＥＩｎは振幅、δｎ，θｎ，φｎは位相、ｎは次数、ωｔは電源電圧の基本波成分の位相角であり、振幅ＥＳｎ，ＩＳｎ，ＥＩｎ、位相δｎ，θｎ，φｎ、位相角ωｔは瞬時値（時間関数）とする。また、簡略化のため、δ１＝０とする。
【００１９】
【数４】
0003983031.tif 000005
【００２０】
【数５】
0003983031.tif 000006
【００２１】
【数６】
0003983031.tif 000007
【００２２】
更に、複素ベクトルｅＳ，ｉＳ，ｅＩの虚軸成分として、数式７〜９の如くｅＳｉ，ｉＳｉ，ｅＩｉを定義する。
【００２３】
【数７】
0003983031.tif 000008
【００２４】
【数８】
0003983031.tif 000009
【００２５】
【数９】
0003983031.tif 000010
【００２６】
因果数列で表される複素ベクトルｅＳ，ｉＳ，ｅＩは、解析関数（正則関数）であってその実部と虚部とは互いに９０°の位相差を持ち、実部が与えられれば対応する複素ベクトルが一義的に規定される性質を持つ。
従って、複素ベクトルｅＳ，ｉＳ，ｅＩは、その実部である電圧、電流の瞬時値ｅＳｒ，ｉＳｒ，ｅＩｒによって一義的に規定される。例えば、複素ベクトルｅＳを例にとると、数式１０となる。
【００２７】
【数１０】
0003983031.tif 000011
【００２８】
ここで、Ｈ［  ］はヒルベルト変換器であり、正負すべての周波数成分を９０°遅らせるフィルタであって、その伝達関数は数式１１によって表される。
【００２９】
【数１１】
0003983031.tif 000012
【００３０】
上述のように、ヒルベルト変換を用いれば、複素座標上を回転するｅＳ等の複素ベクトルの瞬時値が一義的に規定されるので、図２の瞬時複素ベクトル図に示すように複素平面の実軸をα軸、虚軸をβ軸と定義することで、三相交流回路で広く用いられるα−β座標（直交二相座標）からｄ−ｑ座標（回転座標）への変換（ｄ−ｑ変換）を単相交流、三相交流を問わず実現することが可能となる。
【００３１】
ここで、電源電圧ｅＳｒの基本波成分（サフィックス１で表す）ｅＳｒ１を図２に示すごとくｄ軸方向にとり、これと同期して基本波角周波数ωで回転するｄ−ｑ座標系において、複素ベクトルである電流ｉＳのｄ−ｑ座標成分ｉＳｄ，ｉＳｑは数式１２によって表される。なお、数式１２における行列［Ｃ］は、数式１３の通りである。
【００３２】
【数１２】
0003983031.tif 000013
【００３３】
【数１３】
0003983031.tif 000014
【００３４】
また、数式１２，１３におけるωｔは、前述のように電源電圧ｅＳｒの基本波成分ｅＳｒ１の瞬時位相角であり、数式１４によって検出可能である。
【００３５】
【数１４】
0003983031.tif 000015
【００３６】
数式１２から、電流ｉＳの基本波成分ｉＳ１のｄ−ｑ座標成分ｉＳｄ１，ｉＳｑ１は、数式１５に示す直流量になる。
【００３７】
【数１５】
0003983031.tif 000016
【００３８】
同様にして、電源電圧ｅＳのｄ−ｑ座標成分ｅＳｄ，ｅＳｑは数式１６によって表されるから、電源電圧ｅＳｒの基本波成分ｅＳｒ１のｄ−ｑ座標成分は数式１７のようになる。
【００３９】
【数１６】
0003983031.tif 000017
【００４０】
【数１７】
0003983031.tif 000018
【００４１】
ここで、電源電圧ｅＳｒにおける基本波瞬時電力Ｓ１は数式１８によって表される。なお、数式１８におけるｐ１は基本波有効電力瞬時値、ｑ１は基本波無効電力瞬時値である。
【００４２】
【数１８】
0003983031.tif 000019
【００４３】
数式１８の基本波瞬時電力Ｓ１は、数式１９に示すように三角法の公式等を用いて書き換えることができ、その最終行の右辺第１項はｐ１、第２項はｑ１となる。
【００４４】
【数１９】
0003983031.tif 000020
【００４５】
上記数式１９と前記数式１５，１７とから、ｐ１，ｑ１はそれぞれ数式２０，２１により表される。
【００４６】
【数２０】
0003983031.tif 000021
【００４７】
【数２１】
0003983031.tif 000022
【００４８】
なお、θ１は基本波力率角（ｅＳｒとｉＳｒとのなす角）であり、数式２２によって表される。
【００４９】
【数２２】
0003983031.tif 000023
【００５０】
数式２０〜２２におけるｉＳｄ１，ｉＳｑ１は、それぞれ基本波有効電力に対応する基本波瞬時有効電流成分、基本波無効電力に対応する基本波瞬時無効電流成分であり、これらの直流量を操作することにより、ｐ１，ｑ１，θ１を直接かつ瞬時に制御することが可能である。
また、本発明は、実施形態のような単相交流回路だけでなく、三相交流回路にも適用可能であり、その場合には、各相間電圧及び各相間を流れる電流の実軸成分、虚軸成分を検出して有効電力、無効電力を制御するようにすれば良い。特に、三相四線回路も三相三線回路と同様に電流、電圧を複素ベクトルに変換して制御することができる。
【００５１】
なお、ｉＳｄ１，ｉＳｑ１を操作するためには、ｉＳｄ１，ｉＳｑ１それぞれに比例した電圧成分ｖＩｄ，ｖＩｑを操作する。この結果、インバータの出力電圧ベクトルｅＩは、ｖＩｄ，ｖＩｑを複素平面に座標変換することによって求められる。
この関係を数式で表すと数式２３，２４のようになる。
【００５２】
【数２３】
0003983031.tif 000024
【００５３】
【数２４】
0003983031.tif 000025
【００５４】
このように電圧、電流を複素化し、複素ベクトルを回転座標系の各軸成分に変換して制御することにより、ｐ１，ｑ１，θ１を任意に制御することができる。
【００５５】
次に、図３は、本実施形態が適用される単相系統連系インバータのｄ−ｑ座標における制御ブロック図である。この構成は、Ｐ（比例）コントローラ及びＩ（積分）コントローラの特徴に着目して、制御系の置かれる座標系を適切に選んで後述するヒルベルト変換器の欠点を改善したものである。
【００５６】
図３において、ＩＮＶは単相電源系統に連系された単相インバータであり、電源電圧ｅＳｒは、基本波成分を抽出するためのバンドパスフィルタ１１を介して遅延回路１２及びヒルベルト変換器１３に入力されている。また、連系電流ｉＳｒは遅延回路１４及びヒルベルト変換器１５に入力されている。
【００５７】
ここで、ヒルベルト変換器１３，１５の構成の一例を説明する。
ヒルベルト変換器は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタで構成するのが一般的である。そこで、数式１１に示した伝達関数を離散化すると、数式２５，２６のようになる。
【００５８】
【数２５】
0003983031.tif 000026
【００５９】
【数２６】
0003983031.tif 000027
【００６０】
数式２６において、実際にはＦＩＲフィルタの次数ｎは有限になるので、カイザー窓などの窓関数法やRemezアルゴリズムなどの等リプル近似法により、数式２６を近似する必要がある。この結果、ヒルベルト変換器の標準的な回路構成は図４に示すとおりとなる。
図４において、ヒルベルト変換器の出力すなわち虚軸成分は、ヒルベルト変換器の群遅延だけ遅れて発生する。このままでは虚部と実部との位相が合わないので、実軸成分についても群遅延分だけ遅らせる必要がある。このことは、得られる複素ベクトルは真値に対して群遅延分だけ遅れることを意味している。
【００６１】
ヒルベルト変換器を構成するＦＩＲフィルタの次数ｎを大きくして変換帯域を広くすると、ヒルベルト変換器の周波数特性におけるリプルを小さくすることができるが、その反面、上述した群遅延が大きくなり、複素ベクトルの検出が遅れる。逆に、ＦＩＲフィルタの次数ｎを小さくすると群遅延が小さくなる反面、周波数特性におけるリプルが大きくなり、それだけ得られる虚軸成分が不正確となる。
このため、ＦＩＲフィルタの次数ｎは、上記の群遅延及びリプルの大小を考慮して決定する必要がある。
【００６２】
再び図３に戻って、ヒルベルト変換器１３から出力された虚軸成分ｅＳｉ１と遅延回路１２から出力された実軸成分ｅＳｒ１とから、数式１４によりｅＳｒ１の瞬時位相角ωｔが算出される。なお、ヒルベルト変換器１３は帯域を基本波成分のみに限定しているので、他の周波数において正確に変換できなくても、基本波成分のみ正確に変換できればよい。但し、群遅延によるベクトル検出の遅れはできるだけ小さくする必要があるため、図４に示した如く、次数を１１段程度と低くして基本波成分が正しく変換されるように虚軸成分のゲインＫｐで調整することとした。
また、図３において、虚軸成分ｅＳｉ１と遅延回路１２から出力された実軸成分ｅＳｒ１とからｅＳｄ１／２が算出され、基本波瞬時有効電力指令値｜ｐ１＊｜及び基本波瞬時無効電力指令値｜ｑ１＊｜との除算により連系電流ｉＳｒのｄ−ｑ軸成分の各指令値ｉＳｄ＊，ｉＳｑ＊が演算される。
【００６３】
一方、遅延回路１４を介した連系電流の実軸成分ｉＳｒ及び虚軸成分ｉＳｉは数式１２の演算によってｄ−ｑ軸成分ｉＳｄ，ｉＳｑに変換され、これらのｄ−ｑ軸成分ｉＳｄ，ｉＳｑと前記各指令値ｉＳｄ＊，ｉＳｑ＊との偏差がＩ（積分）コントローラ１８，１９に入力される。
【００６４】
前述したように、変換帯域を広くして理想的なヒルベルト変換を実現するためにはヒルベルト変換器の群遅延が大きくなり、その結果、電流制御系に大きな無駄時間が生じて制御性能が著しく悪化する。
電流制御の目的は、有効電流及び無効電流を個別に定常偏差なく制御することにある。そこで本実施形態では、基本波有効電力に対応する基本波瞬時有効電流成分ｉＳｄ１、基本波無効電力に対応する基本波瞬時無効電流成分ｉＳｑ１を個別に制御するべく、所定の周波数特性を持ち、直流でゲインが無限大のＩコントローラ１８，１９を用いてｄ−ｑ座標での制御を行い、ｉＳｄ，ｉＳｑの直流成分であるｉＳｄ１，ｉＳｑ１の制御偏差をなくすように考慮している。
【００６５】
また、連系電流のｄ−ｑ軸成分ｉＳｄ，ｉＳｑは数式１３の逆行列［Ｃ］−１により実軸成分指令値ｉＳｒ＊及び虚軸成分指令値ｉＳｉ＊に変換され、実軸成分指令値ｉＳｒ＊とその検出値ｉＳｒとの偏差がＰコントローラ２０に入力される。このＰコントローラ２０は、周波数特性を持たず高周波でもゲイン低下がなく、複素座標（固定座標）上で連系電流の瞬時値を制御し、電流歪みを除去するように動作する。
【００６６】
更に、前記Ｉコントローラ１８，１９の出力である単相インバータＩＮＶの出力電圧のｄ−ｑ軸成分指令値ｅＩｄ＊，ｅＩｑ＊は、数式１３の逆行列［Ｃ］−１により実軸成分指令値ｅＩｒ＊，ｅＩｉ＊に変換される。
そして、実軸成分指令値ｅＩｒ＊とＰコントローラ２０の出力である△ｅＩｒ＊とが加算されて単相インバータＩＮＶの出力電圧指令値が生成される。
このように、本実施形態ではいわゆるＰ，Ｉ分離制御を行うものであるが、このＰ，Ｉ分離制御は見かけ上、ＰＩ制御と等価になり、ヒルベルト変換器の変換帯域はＩコントローラ１８，１９による積分帯域に限定されるので、ＦＩＲフィルタの次数は比較的少なくて済み、群遅延によるベクトル検出の遅れを抑制することができる。
【００６７】
更に、図示するように追従するべき系統の電源電圧の基本波成分をＢＰＦ１１により抽出し、この基本波成分をヒルベルト変換器１３により複素化することにより、数式１４によって瞬時に被追従波形の位相角を検出することができるため、インバータ等の半導体電力変換装置の瞬時の同期制御が可能となる。
【００６８】
なお、本発明は、交流電源系統に連系される半導体電力変換装置ばかりでなく、例えば順逆変換可能な半導体電力変換装置を交流電動機に接続して交流電動機を発電機動作させるようなシステムにも適用可能である。
【００６９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、交流電流、交流電圧からヒルベルト変換により複素平面上を回転する複素ベクトルを検出し、その実軸成分及び虚軸成分を回転座標系の各軸成分に変換して制御するようにしたため、単相、多相を問わず、交流電源系統や交流電動機と半導体電力変換装置との間で授受される有効電力、無効電力を高速かつ高精度に制御することができる。
また、同期するべき交流電源系統の被追従波形の位相角を瞬時に検出し、これを基準信号として同期引き込みを行うことができるから、半導体電力変換装置を速やかに同期運転させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】二つの交流電源が存在する電源回路の概念的な等価回路図である。
【図２】α−β座標とｄ−ｑ座標上の瞬時複素ベクトルを示す図である。
【図３】単相系統連系インバータのｄ−ｑ座標における制御ブロック図である。
【図４】図３におけるヒルベルト変換器の一例を示す構成図である。
【符号の説明】
ＩＮＶ  単相インバータ
１１  バンドバスフィルタ（ＢＰＦ）
１２，１４  遅延回路
１３，１５  ヒルベルト変換器
１６，１７  除算器
１８，１９  Ｉコントローラ
２０  Ｐコントローラ
【図１】
0003983031.tif 000028
【図２】
0003983031.tif 000029
【図３】
0003983031.tif 000030
【図４】
0003983031.tif 000031