(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムにおいて、光ファイバ加速度センサへの送り光信号である周波数変調光信号に対し直交成分で位相変調して２値化し、該２値化により光ファイバ加速度センサへの送り光信号の符号化を行い、一方、前記光ファイバ加速度センサからの戻り光信号の周波数も周波数変調光信号に対し直交成分で位相変調して２値化し、該２値化によりレプリカ信号列を作成して、復調器において、レプリカ信号で前記光ファイバ加速度センサからの戻り光信号の同期検波を行うことを特徴とする変調信号の符号化による処理利得向上方式。
【請求項２】
ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムにおいて、光ファイバ加速度センサへの送り光信号である周波数変調光信号に対し、変調周波数２周波を用いて光ファイバ加速度センサへの送り光信号の符号化を行い、一方、前記光ファイバ加速度センサからの戻り光信号の周波数も変調周波数２周波を用いて符号化を行い、レプリカ信号列を作成して、復調器において、レプリカ信号で前記光ファイバ加速度センサからの戻り光信号の同期検波を行うことを特徴とする変調信号の符号化による処理利得向上方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、海底地震観測網や、河川観測網、交通観測網など、広範囲を多点で観測する光ファイバセンサシステムを構築する際の変復調処理方式に係り、特に、変調信号の符号化による処理利得向上方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この分野の技術としては、文献名：新藤  雄吾他、「光ファイバ加速度センサによる海底地震観測」、平成１２年度海洋音響学会研究発表会講演論文集、ＰＰ．１０７−１１０，２０００がある。
【０００３】
図１１はかかる従来の光ファイバ加速度センサによる海底地震観測システムの構成図である。
【０００４】
この図において、１０１はレーザ光源、１０２は送信ゲート、１０３，１０７，１０９，１１５は光カプラ、１０４はＯ／Ｅ（光／電気）変換器、１０５は受信ゲート，１０６はＰＧＣ（Ｐｈａｓｅ  Ｇｅｎｅｒａｔｅｄ  Ｃａｒｒｉｅｒ）ホモダイン復調器、１０８はマイケルソン干渉計を利用したセンサヘッド、１１０、１１１は２本の光ファイバ、１１２，１１３はミラー、１１４，１１７は遅延ファイバ、１１６はセンサ（図示なし）へ接続される光ファイバである。
【０００５】
このシステムは、レーザ光源１０１、Ｏ／Ｅ（光／電気）変換器１０４、ＰＧＣホモダイン復調器１０６、多重化用の送信ゲート１０２、受信ゲート１０５およびマイケルソン干渉計を利用したセンサヘッド１０８からなる。マイケルソン干渉計は２本の光ファイバ１１０，１１１を光カプラ１０９、ミラー１１２，１１３を用いて結合したものであり、振動加速度による光ファイバの長さおよび屈折率の変化をレーザ光の位相変化として検出する。
【０００６】
ここで、基本的な用語の詳細な説明を行う。
【０００７】
（１）ＴＤＭ方式（時分割多重化：Ｔｉｍｅ  Ｄｏｍａｉｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ方式）とは、図１２に示すように、複数のセンサを多重化する方式の一つである。レーザパルスと各センサ間に挿入した遅延ファイバを組み合わせたもので、各センサから戻ってくるレーザパルスを時間的に分離する方式である。
【０００８】
（２）ＰＧＣ方式（Ｐｈａｓｅ  Ｇｅｎｅｒａｔｅｄ  Ｃａｒｒｉｅｒ方式）は、上記した図１１に示すように、干渉型光ファイバセンサで用いる、光信号の変復調方式の一つである。ＦＭ変調を加えたレーザ光が光路差をもつ干渉計に加えられると、その時のＯ／Ｅ信号はＩ∝ｃｏｓ〔Ｃｃｏｓωｔ＋φ（ｔ）〕（ここで、Ｃは変調度）で与えられる。この式中のＣｃｏｓωｔをＰＧＣとよぶ。
【０００９】
（３）ＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｗａｖｅ）は、連続光であり、レーザ光源などから得られる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記したようなＴＤＭ多チャンネル構成では、各チャンネル毎に送信光を分岐して観測システムを構成するため、各チャンネルあたりのＣ／Ｎ（キャリアツウノイズレシオ）が低下することになり、それによって、信号のＳＮＲが低下することになる。そのため、多重化できるチャンネル数が小さくなってしまう。
【００１１】
本発明は、上記状況に鑑みて、ＰＧＣ変調信号を位相変調あるいは周波数変調して２値化して送り光信号の符号化を行い、戻り光信号の同期検波を送信したレプリカ符号列で行うことにより、信号処理利得を向上することができる変調信号の符号化による処理利得向上方式を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕変調信号の符号化による処理利得向上方式において、ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムにおいて、光ファイバ加速度センサへの送り光信号である周波数変調光信号に対し直交成分で位相変調して２値化し、この２値化により光ファイバ加速度センサへの送り光信号の符号化を行い、一方、前記光ファイバ加速度センサからの戻り光信号の周波数も周波数変調光信号に対し直交成分で位相変調して２値化し、この２値化によりレプリカ信号列を作成して、復調器において、レプリカ信号で前記光ファイバ加速度センサからの戻り光信号の同期検波を行うことを特徴とする。
【００１３】
〔２〕変調信号の符号化による処理利得向上方式において、ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムにおいて、光ファイバ加速度センサへの送り光信号である周波数変調光信号に対し、変調周波数２周波を用いて光ファイバ加速度センサへの送り光信号の符号化を行い、一方、前記光ファイバ加速度センサからの戻り光信号の周波数も変調周波数２周波を用いて符号化を行い、レプリカ信号列を作成して、復調器において、レプリカ信号で前記光ファイバ加速度センサからの戻り光信号の同期検波を行うことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図を参照しながら詳細に説明する。
【００１５】
まず、本発明を説明するにあたり、従来行われているＰＧＣの処理方式について簡単に説明する。
【００１６】
図１は基本的なＰＧＣの処理方式における伝送アレイの模式図である。
【００１７】
この図において、１，２，３，…，Ｎはチャンネルのセンサ、１１は光源部、１２は光カプラ、１３はＯ／Ｅ（光／電気）変換器、１４は復調器、１５，１６は光ファイバ、１７は遅延ファイバである。
【００１８】
図１に示すように、各チャンネル１，２，３，…，Ｎ（センサ）からの戻り光はＯ／Ｅ変換器１３でＯ／Ｅ変換されて、式（１）で示される信号強度Ｉ（ｔ）なる干渉信号となる。
【００１９】
【数１】
0003953834.tif 000002
ここで、Ａ，Ｂは電界パワー強度、Ｃは変調度、ωは変調周波数、φｉｊは信号位相（ｉはセンサ番号、ｊはセンサアームの別）である。
【００２０】
点線で囲った部分は異なるセンサでの干渉信号を表すが、それ以外の所は設定した時間遅延を持って帰ってくる戻り光である。
【００２１】
このように、Ｏ／Ｅ変換後の干渉強度に関しては、各アーム間での線形加算が成り立つ。
【００２２】
上記（１）式を１つのセンサについて、ベッセル関数で展開すると、以下のように表される。
【００２３】
Ｉ（ｔ）＝Ａ＋Ｂｃｏｓ〔Ｃｃｏｓωｔ＋φ（ｔ）〕
＝Ａ＋Ｂ｛〔Ｊ0 （Ｃ）＋２（−１）k ・Ｊ2k（Ｃ）・ｃｏｓ２ｋωｔ〕ｃｏｓφ（ｔ）−〔２（−１）k ・Ｊ2k+1（Ｃ）・ｃｏｓ（２ｋ＋１）ωｔ〕ｓｉｎφ（ｔ）｝                                                                  …（２)
上記（２）式より１次の成分と２次の成分を抽出する。
【００２４】
１次信号：２Ｊ1 （Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ）・ｃｏｓωｔ              …（３）
２次信号：２Ｊ2 （Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ）・ｃｏｓ２ωｔ            …（４）
抽出は同期検波を行い、それぞれ
１次信号：Ｊ1 （Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ）                            …（５）
２次信号：Ｊ2 （Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ）                            …（６）
なる値を得る。上記（６）式を上記（５）式で割って、Ｊ1 （Ｃ）／Ｊ2 （Ｃ）をかけてｔａｎ-1（アークｔａｎ）をとることによって信号位相φを抽出する（ｔａｎ-1処理の場合）。
【００２５】
ここで、本発明の第１実施例の変調信号の符号化による処理利得向上方式について説明を行う。
【００２６】
前述のＰＧＣ変調では、送信波形として周波数変調を行っているが、変調信号を位相変調して２値化し、符号化することで同期検波を行い、相関処理を行う。
【００２７】
すると、前述の式は以下のように展開される。
【００２８】
１次信号：２Ｊ1 （Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ）・ｃｏｓ（ωｔ＋ｐπ）    …（７）
２次信号：２Ｊ2 （Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ）・ｃｏｓ（２ωｔ＋ｐπ）  …（８）
（ｐは符号により０もしくは１）
同期検波を行う信号の周波数も同様に変調し、レプリカ化することで同期検波での出力をシグナルビットとして考えることが可能となる。
【００２９】
Ｈｎ＝ｃｏｓ（ωｔ）                                           …（９）
Ｌｎ＝ｃｏｓ（ωｔ＋π）                                       …（１０）
（ｎは信号次数）
ここで、「レプリカ」とは、上記のＰＧＣを発展させたもので、ＦＭ変調周波数ｆ1 とｆ2 をある時刻ごとに切り替えていく。このｆ1 とｆ2 の時間的な並びがレプリカ信号となり、センサ出力とレプリカ信号との相関処理により信号利得の向上を行う。
【００３０】
図２はそのレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場合）を示す図である。
【００３１】
レプリカ信号列で同期検波を行うと、ＨＬは−１となり、ＬＬ、ＨＨでは信号振幅（＋１）となる。Ｍ系列のような相関性の高い信号で符号化した場合、各次数の相関後の信号は図３に示すようになる。
【００３２】
変調周期に対して信号周波はずっと低いので、各信号の同時性が満たされ、信号振幅の次数倍の信号となる（ここで、信号振幅はＪｎｃｏｓφ、もしくはＪｎｓｉｎφと定義する）。
【００３３】
（送信形態）
通常時分割送信する送信空きスロットに、信号変調信号のＣＷ信号を送信する、つまり、パルス長を長くし、デューティを稼ぐことと等価である。
【００３４】
（戻り光）
ここで、全てのチャンネルの戻り光が、１チャンネル送信分の信号長より短ければ、送り光は連続的にＣＷ（位相変調を加えた）を送りつづけるだけでよく、パルスジェネレータ（ＰＧ）が不要となる。つまり、基本形にＰＧが不要であり、変調信号をファンクションジェネレータで入力するのみでたりる。
【００３５】
図４はその戻り光ＲＳＡ列のタイミングを示す図である。
【００３６】
本発明の方式では、従来、受信側で戻り光（変調周波数）に対するサンプリングにＴＤＭのチャンネル数倍のサンプリングが必要であったのに対し、デジット数×戻り光（変調周波数）に対するサンプリングとなり、デジット数はチャンネル数相当となる。
【００３７】
以上のように、符号化を施した同期検波を行うことにより、信号処理利得が稼げる結果となる。そのため、キャリアのゲインが得られ、伝送距離を延ばすことが可能となる。すなわち、キャリアの相関信号がデジット数倍され、それ以外の無相関雑音がデジット数の１／２乗されるため、結果としてＣ／Ｎはデジット数の１／２乗増加する結果となる。
【００３８】
１００チャンネルの多重化を考えた場合、空きスロットを利用することにより、Ｃ／Ｎが１０倍増加し、その結果、同一チャンネル数で考えると、伝送距離を１０倍相当延ばせることになる。
【００３９】
次に、本発明の第２実施例の変調信号の符号化による処理利得向上方式について説明する。
【００４０】
従来のＰＧＣ変調では、送信波形として周波数変調を行っているが、変調周波数２周波を用いて符号化することで同期検波を行い、相関処理を行う。
【００４１】
すると、前述の式は以下のように展開される。
【００４２】
１次信号：２Ｊ1 （Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ）・ｃｏｓ（ωp ｔ）      …（１１）
２次信号：２Ｊ2 （Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ）・ｃｏｓ（２ωp ｔ）    …（１２）
（ｐは符号により０もしくは１）
同期検波を行う信号の周波数も同様に変調しレプリカ化することで、同期検波での出力をシグナルビットとして考えることが可能となる。
【００４３】
Ｈｎ＝ｃｏｓ（ω1 ｔ）                                        …（１３）
Ｌｎ＝ｃｏｓ（ω2 ｔ＋π）                                    …（１４）
（ｎは信号次数）
図５はその場合のレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場合）を示す図である。
【００４４】
レプリカ信号列で同期検波を行うと、ＨＬはベースバンドで０となり、ＬＬ、ＨＨでは信号振幅となる（後述の参考１参照）。Ｍ系列のような相関性の高い信号で符号化した場合、各次数の相関後の信号は図６のようになる。
【００４５】
なお、変調周期に対して信号周波数はずっと低いので、各信号の同時性が満たされ、信号振幅の次数倍の信号となる（ここで、信号振幅はＪn ｃｏｓφ、もしくはＪn ｓｉｎφと定義する）。
【００４６】
同様に、負論理レプリカ相関を行うと、ＨＬで０となったビットが信号振幅となり、ＨＨ、ＬＬで０となる。
【００４７】
負論理の符号を反転してＭ系列出力を構成する。これによって＋１、−１の符号化ができ、ビットサムによる相関検出が可能となる。
【００４８】
（送信形態）
通常、時分割送信する送信空きスロットに信号変調信号のＣＷ信号を送信する。つまり、パルス長を長くし、デューティを稼ぐことと等価である。
【００４９】
（戻り光）
図７は本発明の第２実施例を示す戻り光ＲＳＡ列のタイミングを示す図である。
【００５０】
ここで、全てのチャンネルの戻り光が、１チャンネル送信分の信号長より短ければ、送り光は連続的にＣＷ（位相変調を加えた）を送りつづけるだけでよく、パルスジェネレータが不要となる。つまり、基本的にＰＧが不要であり、変調信号をファンクションジェネレータで入力するのみでたりる。
【００５１】
本発明の方式では、従来受信側で戻り光（変調周波数）に対するサンプリングにＴＤＭのチャンネル数倍のサンプリングが必要であったのに対し、デジット数×戻り光（変調周波数）に対するサンプリングとなり、デジット数はチャンネル数相当となる。
【００５２】
（参考１）
各デジットに対して変調周波数を２値（ω1 ω2 ）用いて符号の異なったデジットに微小周波数偏移が生じるようにしてフィルタで除去する。
レプリカ×戻り光ビット＝２信号振幅×ｃｏｓ（ω1 ｔ）×ｃｏｓ（ω2 ｔ）
＝信号振幅×｛ｃｏｓ（ω1 −ω2 ）ｔ＋ｃｏｓ（ω1 ＋ω2 ）
ｔ｝（Ａ１）
図８はその場合の信号振幅を示す図であり、この図において、２１は正ビット、２２は誤ビットであり、適当なフィルタを設けて、誤ビット２２であるω′の信号成分を取り除けば、ω′＝０の正ビット２１に対してのみ信号振幅を返すことになる。
【００５３】
以上の符号化を施した同期検波を行うことにより、信号処理利得が稼げる結果となる。そのため、キャリアのゲインが得られ、伝送距離を延ばすことが可能となる。すなわち、キャリアの相関信号がデジット数倍され、それ以外の搬送波雑音がデジット数の１／２乗されるため、結果としてＣ／Ｎはデジット数の１／２乗増加する結果となる。
【００５４】
１００チャンネルの多重化を考えた場合、空きスロットを利用することにより、Ｃ／Ｎが１０倍増加し、その結果、同一チャンネル数で考えると伝送距離を１０倍相当延ばせることになる。
【００５５】
上記（１）式はマルチパスが到来したときも、線形加算として、不要反射による干渉光の線形和として表されるが、それぞれの戻り光が可干渉性であると不要位相による雑音の影響を受けてしまうことになる。
【００５６】
次に、本発明の第３実施例について説明する。
【００５７】
従来文献に示されているような地震計等では、図９に示すように、伝送アレイＸＹＺ３成分を近接して設置するので、戻り光が全てインコヒーレント光とはみなせない。
【００５８】
そこで、図１０に示すような、伝送アレイを構成して、センサ間の距離を充分に離し、互いに干渉しないような配慮を行い、不要反射の影響を取り除く伝送アレイ配置方式を提案する。
【００５９】
この本発明の方式では、分岐損、伝送損に関しても、従来方式に比べ有意差はなく、最小検出限界（チャンネル数、伝送距離）を稼ぐことが可能である。
【００６０】
本発明の方式は、広範囲観測などの長距離伝送時に用いられる方式なので、センサ間距離は数ｋｍ以上としている。
【００６１】
現在使用しているレーザでのコヒーレンス長は数１００ｍなので、数ｋｍのセンサ間距離が取れれば、チャンネル間の可干渉性はなくなり、上記（１）式の不要反射光は除去される。
【００６２】
１個所にいくつかのチャンネルを配置し、多点で観測するような場合、本発明の方式を用いることにより、不要反射の雑音を低減することができる。これによって、Ｃ／Ｎが増加して、長距離伝送、多チャンネル化が可能となる。
【００６３】
本発明の方式は、海底地震観測網や、河川観測網、交通観測網など、広範囲を多点で観測する光ファイバセンサシステムを構築する際、変復調処理として好適である。
【００６４】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【００６５】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、以下のような効果を奏することができる。
【００６６】
（Ａ）ＰＧＣ変調信号を位相変調あるいは周波数変調して２値化して符号化を行い、戻り光の同期検波を送信したレプリカ符号列で行うことにより、符号化ビット列に相当する数だけの利得が得られ、キャリアレベルが増加することになり、伝送し得るチャンネル数の増大化を図ることができる。
【００６７】
（Ｂ）これにより、これまで狭い範囲でしか同時観測ができなかったシステムが一度に広範囲の観測ができるようになる。あるいは一定の範囲内で、より多くの点で詳細なデータを得ることが可能となる。
【００６８】
（Ｃ）海底地震観測網や、河川観測網、交通観測網など、広範囲を多点で観測する光ファイバセンサシステムを構築する際、変復調処理の利得向上に資することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  基本的なＰＧＣの処理方式における伝送アレイの模式図である。
【図２】  本発明の第１実施例の変調信号の符号化による処理利得向上方式のレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場合）を示す図である。
【図３】  本発明の第１実施例の変調信号の符号化による処理利得向上方式のＭ系列のような相関性の高い信号で符号化した場合、各次数の相関後の信号を示す図である。
【図４】  本発明の第１実施例の変調信号の符号化による処理利得向上方式の戻り光ＲＳＡ列のタイミングを示す図である。
【図５】  本発明の第２実施例の変調信号の符号化による処理利得向上方式のレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場合）を示す図である。
【図６】  本発明の第２実施例の変調信号の符号化による処理利得向上方式のＭ系列のような相関性の高い信号で符号化した場合、各次数の相関後の信号を示す図である。
【図７】  本発明の第２実施例を示す戻り光ＲＳＡ列のタイミングを示す図である。
【図８】  本発明の第２実施例にかかる信号振幅を示す図である。
【図９】  従来の伝送アレイの配置構成図である。
【図１０】  本発明の第３実施例を示す伝送アレイの配置構成図である。
【図１１】  従来の光ファイバ加速度センサによる海底地震観測システムの構成図である。
【図１２】  従来のＴＤＭ方式の説明図である。
【符号の説明】
１，２，３，…，Ｎ    チャンネル（センサ）
１１    光源部
１２    光カプラ
１３    Ｏ／Ｅ（光／電気）変換器
１４    復調器
１５，１６    光ファイバ
１７    遅延ファイバ
２１    正ビット
２２    誤ビット
【図１】
0003953834.tif 000003
【図２】
0003953834.tif 000004
【図３】
0003953834.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0003953834.tif 000009
【図８】
0003953834.tif 000010
【図９】
0003953834.tif 000011
【図１０】
0003953834.tif 000012
【図１１】
0003953834.tif 000013
【図１２】
0003953834.tif 000014