(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル被変調信号を入力し、入力した前記ディジタル被変調信号と、生成する対象のディジタル変調信号の最大角周波数偏移を表す所定量、前記ディジタル被変調信号のサンプリング周期、円周率の逆数及び、計算過程で扱う値及び計算結果が所定の範囲を超えることが無いように予め選択された所定の正規化係数との積に相当する値を表す第１の情報を生成し、当該第１の情報を、前記ディジタル被変調信号の周波数偏移量を表す情報として出力する周波数偏移決定手段と、
前記第１の情報を入力し、入力した当該第１の情報に、前記ディジタル変調信号の搬送波の角周波数を表す所定量、前記ディジタル被変調信号のサンプリング周期、円周率の逆数及び前記正規化係数の積を加算したものに相当する値を表す第２の情報を生成し、当該第２の情報を、前記サンプリング周期１周期当たりの前記ディジタル変調信号の位相の偏移を表す情報として出力する搬送波加算手段と、
前記第２の情報を入力し、入力した当該第２の情報が表す値と、過去最も新しく求めた前記ディジタル変調信号の位相の瞬時値を表すものとして自己が記憶する位相情報が表す値との和を求め、この和が示している前記ディジタル変調信号の位相の瞬時値がπを超えるか否かを判別し、超えると判別した場合には、前記和から前記ディジタル変調信号の位相の２πに対応する値を減算し、求めた値を、前記位相情報として新たに記憶し、且つ出力する位相計算手段と、
前記位相情報を入力し、当該位相情報が表す位相の値の正弦に相当する瞬時値を有する前記ディジタル変調信号を生成して出力する瞬時値計算手段とより構成され、
前記正規化係数は、前記第１又は第２の情報の値が所定の範囲を超えないような値を有する、
ことを特徴とするディジタル角度変調器。
【請求項２】
前記瞬時値計算手段は、当該位相情報が表す位相の値の正弦をテイラー展開して得られる多項式のうち、次数の低い方から所定の数の項の値を所定の精度で近似した値を、加算中の小計の絶対値が１を超えないように制御しつつ、順次加算して得られる部分和を、前記正弦に相当する瞬時値として用いる、
ことを特徴とする請求項１に記載のディジタル角度変調器。
【請求項３】
前記瞬時値計算手段は、入力した位相情報が表す位相の値がθであるとき、前記θの正弦ｓｉｎθを示す値として、数式１の右辺により示される級数の各項のうち、前記ディジタル変調信号の最下位ビットの重み以上の重みを有する項が含まれるように選ばれた項の和の値を用いる、
ことを特徴とする請求項１に記載のディジタル角度変調器。
【数１】
0003983851.tif 000006
【請求項４】
前記ディジタル被変調信号を微分又は積分する手段を更に備え、
前記周波数偏移決定手段は、前記微分又は積分する手段によって微分又は積分された前記ディジタル被変調信号を入力する、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のディジタル角度変調器。
【請求項５】
前記ディジタル変調信号を入力し、入力した前記ディジタル変調信号をアナログ変調信号に変換して出力するディジタル−アナログ変換手段を更に備える、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のディジタル角度変調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ディジタル角度変調器に関し、特に、演算精度が固定された演算素子を用いて高精度の角度変調波を得るディジタル角度変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、アナログ信号処理方式での角度変調方式、すなわちＦＭ（周波数変調）やＰＭ（位相変調）が、多く活用されている。更に近年では、ディジタル信号処理技術の発展により、ディジタル信号処理形式でのＦＭ変調、ＰＭ変調も、多数提案されるようになった。
【０００３】
ディジタル信号処理形式での角度変調を行う変調器には、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）が広く用いられている。
近年開発され、活用されているＤＳＰは、固定小数点表現をとる固定小数点型ＤＳＰと、浮動小数点表現をとる浮動小数点型ＤＳＰとに大別される。
【０００４】
固定小数点型ＤＳＰは、比較的安価であるが、ビット長が有限であるため、扱える数値の範囲が限られており、通常は−１から１までの範囲である。
固定小数点型ＤＳＰは、上述の範囲を超えた数値を扱うと、オーバーフロー又はアンダーフローを発生し、演算結果を正しく得ることができない。
【０００５】
固定小数点型ＤＳＰを使用した場合の上述の問題点は、角度変調を行うときは、以下説明するように表れる。
まず、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換され、固定小数点型ＤＳＰに入力される入力信号をＳ（ｔ）とし、変調されて出力される位相変調信号をＳPM（ｔ）とすると、Ｓ（ｔ）及びＳPM（ｔ）は、それぞれ数式２、数式３の通りに表される。また、周波数変調信号をＳFM（ｔ）とすると、ＳFM（ｔ）は、数式４の通りに表される。（なお、ｆcはキャリア周波数、ｐは最大位相偏移、ｑは最大周波数偏移を示す。）
【０００６】
【数２】
Ｓ（ｔ）＝Ａ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｔ）
【数３】
ＳPM（ｔ）＝ｓｉｎ（２・π・ｆc・ｔ＋ｐ・Ａ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｔ））
【数４】
0003983851.tif 000002
【０００７】
正弦関数の絶対値は常に１以下であるから、｜ＳPM（ｔ）｜≦１である。従って、ＳPM（ｔ）を標本化して、固定小数点型ＤＳＰによりディジタル信号処理形式で取り扱うことは可能である。
しかし、ＳPM（ｔ）自体は固定小数点型ＤＳＰにより扱うことが可能な数値であっても、ｐとＡの積の絶対値が１を超える場合、数式３の右辺に含まれる項ｐ・Ａ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｔ）は、１を超える可能性がある。
このため、この項を内部で算出することによりＳPM（ｔ）の計算を実行することはできない。
【０００８】
また、周波数変調信号ＳFM（ｔ）についても、｜ＳFM（ｔ）｜≦１が成り立つので、ＳFM（ｔ）も、標本化して固定小数点型ＤＳＰによりディジタル信号処理形式で取り扱うことが可能である。
しかし、ＳFM（ｔ）自体が固定小数点型ＤＳＰにより扱うことが可能な数値であっても、数式４の右辺に含まれる項（ｑ・Ａ・ｃｏｓ（２・π・ｆ・ｔ））／（２・π・ｆ）は、１を超える可能性がある。
このため、この項を内部で算出することによりＳFM（ｔ）の計算を実行することはできない。
【０００９】
上述の問題を回避するため、従来は、例えば浮動小数点型ＤＳＰを用いていた。また、固定小数点型ＤＳＰを用いつつも、ＳPM（ｔ）やＳFM（ｔ）を計算するために、想定される入力値に対する正弦関数の値を予め記録するＲＯＭテーブル等を用いて、ＳPM（ｔ）やＳFM（ｔ）の値を計算していた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、浮動小数点型ＤＳＰを用いると、入力信号の値に左右されることなく信号処理できる一方で、固定小数点型ＤＳＰより複雑な演算処理が必要になるという問題点がある。また、浮動小数点型ＤＳＰは非常に高価であり、結果として、浮動小数点型ＤＳＰを用いる角度変調器もまた高価になるという問題がある。
また、ＲＯＭテーブル等に正弦関数の値を予め記録し、所望の正弦関数の値を表引きする場合においても、高精度の変調信号を得るには、該ＲＯＭテーブル等の記憶領域を、所要の精度に応じて大きくする必要があるという問題がある。
【００１１】
この発明は上記実状に鑑みてなされたもので、固定小数点型のディジタル信号処理装置を用い、また表引き用の記憶領域を用いることなく、高精度の角度変調を行うディジタル角度変調器を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明にかかるディジタル角度変調器は、
ディジタル被変調信号を入力し、入力した前記ディジタル被変調信号と、生成する対象のディジタル変調信号の最大角周波数偏移を表す所定量、前記ディジタル被変調信号のサンプリング周期、円周率の逆数及び、計算過程で扱う値及び計算結果が所定の範囲を超えることが無いように予め選択された所定の正規化係数との積に相当する値を表す第１の情報を生成し、当該第１の情報を、前記ディジタル被変調信号の周波数偏移量を表す情報として出力する周波数偏移決定手段と、
前記第１の情報を入力し、入力した当該第１の情報に、前記ディジタル変調信号の搬送波の角周波数を表す所定量、前記ディジタル被変調信号のサンプリング周期、円周率の逆数及び前記正規化係数の積を加算したものに相当する値を表す第２の情報を生成し、当該第２の情報を、前記サンプリング周期１周期当たりの前記ディジタル変調信号の位相の偏移を表す情報として出力する搬送波加算手段と、
前記第２の情報を入力し、入力した当該第２の情報が表す値と、過去最も新しく求めた前記ディジタル変調信号の位相の瞬時値を表すものとして自己が記憶する位相情報が表す値との和を求め、この和が示している前記ディジタル変調信号の位相の瞬時値がπを超えるか否かを判別し、超えると判別した場合には、前記和から前記ディジタル変調信号の位相の２πに対応する値を減算し、求めた値を、前記位相情報として新たに記憶し、且つ出力する位相計算手段と、
前記位相情報を入力し、当該位相情報が表す位相の値の正弦に相当する瞬時値を有する前記ディジタル変調信号を生成して出力する瞬時値計算手段とより構成され、
前記正規化係数は、前記第１又は第２の情報の値が所定の範囲を超えないような値を有する、
ことを特徴とする。
【００１３】
このようなディジタル角度変調器によれば、前記第１及び第２の情報の値は常に前記所定の範囲内に収められる。このため、前記所定の範囲内の数値を取り扱うディジタル信号処理装置を用いて、高精度の角度変調が行われる。
【００１４】
前記瞬時値計算手段は、当該位相情報が表す位相の値の正弦をテイラー展開して得られる多項式のうち、次数の低い方から所定の数の項の値を所定の精度で近似した値を、加算中の小計の絶対値が１を超えないように制御しつつ、順次加算して得られる部分和を、前記正弦に相当する瞬時値として用いるものとしてもよい。
このようなディジタル角度変調器によれば、前記正弦を示す値は、前記正弦を示す値を予め記録して表引きするためのＲＯＭテーブル等を用いることなく算出され、高精度の角度変調が行われる。
【００１５】
前記瞬時値計算手段は、入力した位相情報が表す位相の値がθであるとき、前記θの正弦ｓｉｎθを示す値として、数式１の右辺により示される級数の各項のうち、前記ディジタル変調信号の最下位ビットの重み以上の重みを有する項が含まれるように選ばれた項の和の値を用いるものとしてもよい。
【数５】
ｓｉｎθ＝θ−（θ３／３！）＋（θ５／５！）−（θ７／７！）
＋（θ９／９！）−（θ１１／１１！）＋・・・
【００１６】
このようなディジタル角度変調器によれば、前記正弦を示す値は、前記正弦を示す値を予め記録して表引きするためのＲＯＭテーブル等を用いることなく、数式５の右辺に示す級数の部分和を計算することにより算出される。このため、高精度の角度変調が行われる。
【００２０】
また、前記ディジタル角度変調器は、
前記ディジタル被変調信号を微分又は積分する手段を更に備えるものであってもよく、この場合、前記周波数偏移決定手段は、前記微分又は積分する手段によって微分又は積分された前記ディジタル被変調信号を入力するものであってもよい。
これにより、前記ディジタル角度変調器が、前記ディジタル被変調信号の前記微分の値に比例して前記角度変調波の周波数を変化させるとき、前記角度変調信号は、前記ディジタル被変調信号の値に比例してその位相が変化する変調波、すなわちＰＭ波となる。
また、前記ディジタル角度変調器が、前記ディジタル被変調信号の前記微分の値に比例して前記角度変調波の位相を変化させるものであるとき、前記角度変調信号は、前記ディジタル被変調信号の値に比例してその周波数が変化する変調波、すなわちＦＭ波となる。
【００２１】
前記ディジタル角度変調器は、
前記ディジタル変調信号を入力し、入力した前記ディジタル変調信号をアナログ変調信号に変換して出力するディジタル−アナログ変換手段を更に備えるものとしてもよい。
このようなディジタル角度変調器によれば、前記ディジタル変調信号はアナログ値に変換され、角度変調波が出力される。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態にかかるディジタル角度変調器を説明する。
（第１の実施の形態）
まず、この発明の第１の実施の形態にかかるディジタル角度変調器を、ディジタルＦＭ変調器を例として説明する。
図１に、この実施の形態にかかるディジタルＦＭ変調器の基本構成を示す。
図示するように、このディジタルＦＭ変調器は、Ａ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換部１と、サンプリング信号発生部２と、周波数偏移決定部３と、搬送波発生部４と、搬送波加算部５と、位相計算部６と、瞬時値計算部７と、Ｄ／Ａ（ディジタル−アナログ）変換部８とより構成される。
【００２３】
このうち、Ａ／Ｄ変換部１及びサンプリング信号発生部２は、アナログ−ディジタル変換手段を構成する。
また、サンプリング信号発生部２及び周波数偏移決定部３は、角度偏移情報変換手段を構成する。
また、サンプリング信号発生部２、搬送波発生部４、搬送波加算部５及び位相計算部６は、位相情報変換手段を構成する。
また、瞬時値計算部７は、演算手段を構成する。
また、サンプリング信号発生部２及びＤ／Ａ変換部８は、ディジタル−アナログ変換手段を構成する。
【００２４】
Ａ／Ｄ変換部１は、外部より被変調波であるアナログ信号を入力し、またサンプリング信号発生部２よりサンプリング信号を発生する。そして、サンプリング信号発生部２が発生するサンプリング信号に従い、アナログ信号をサンプリングしてディジタル信号に変換し、周波数偏移決定部３へ出力する。
【００２５】
サンプリング信号発生部２は、Ａ／Ｄ変換部１によるアナログ信号のサンプリング間隔を決定するものであり、Ａ／Ｄ変換部１のサンプリングのタイミングを示す信号を生成して、Ａ／Ｄ変換部１、周波数偏移決定部３、搬送波発生部４及びＤ／Ａ変換部８へ出力する。
サンプリングされた信号が折り返し歪みを発生することがないようにするため、サンプリング信号発生部２が生成するサンプリング信号の周波数は、搬送波周波数の２倍以上とする。
【００２６】
周波数偏移決定部３は、固定小数点型の演算装置からなり、Ａ／Ｄ変換部１からディジタル信号を入力し、サンプリング信号発生部２からサンプリング信号を入力する。
周波数偏移決定部３は、Ａ／Ｄ変換部１から入力したディジタル信号を、後述する手法により、周波数偏移の量（すなわち、このＦＭ変調器が生成すべきＦＭ変調波の周波数が一定期間に偏移する量）を表すディジタル信号に変換する。そして、該ディジタル信号を搬送波加算部５へ出力する。
【００２７】
搬送波発生部４は、このＦＭ変調器が生成すべきＦＭ変調波の搬送波の周波数を決定するものである。搬送波発生部４は、サンプリング信号発生部２からサンプリング信号を入力して搬送波を示す信号を生成し、搬送波を示す信号を搬送波加算部５へ出力する。
【００２８】
搬送波加算部５は、固定小数点型の演算装置からなり、周波数偏移決定部３からディジタル信号を入力し、搬送波発生部４から搬送波を示す信号を入力する。
搬送波加算部５は、周波数偏移決定部３から入力したディジタル信号を、後述する手法により、このＦＭ変調器が生成すべきＦＭ変調波の１サンプリング期間の位相の変化量を表すディジタル信号に変換する。そして、該ディジタル信号を位相計算部６へ出力する。
【００２９】
位相計算部６は、固定小数点型の演算装置からなり、搬送波加算部５からディジタル信号を入力する。また、このＦＭ変調器が生成すべきＦＭ変調波の位相の瞬時値の計算結果のうち、直近の前回のものを記憶する。
位相計算部６は、搬送波加算部５から入力したディジタル信号と、自らが記憶する位相瞬時値の計算結果のうち、直近の前回のものに基づき、後述する手法により、このＦＭ変調器が生成すべきＦＭ変調波の位相瞬時値を計算する。そして、該計算の結果を記憶し、該計算の結果を表すディジタル信号を出力する。
【００３０】
瞬時値計算部７は、固定小数点型の演算装置からなり、位相計算部６よりディジタル信号を入力する。
瞬時値計算部７は、位相計算部６より入力したディジタル信号が表す位相の瞬時値に基づいて、後述する手法により、このＦＭ変調器が生成すべきＦＭ変調波の瞬時値を決定する。そして、該瞬時値を表すディジタル信号を、Ｄ／Ａ変換部８に出力する。
【００３１】
Ｄ／Ａ変換部８は、ＦＭ変調波の瞬時値を表すディジタル信号を瞬時値計算部７より入力し、入力した各ディジタル信号が示す瞬時値を電圧に変換して出力する。
また、サンプリング信号発生部２よりサンプリング信号を入力し、このサンプリング信号に従って、電圧の出力値が最も新しく入力された瞬時値になるように、出力電圧を切り替える。
【００３２】
（第１の実施の形態の動作）
次に、このディジタルＦＭ変調器の動作を説明する。
理解を容易にするために、以下の説明では、Ａ／Ｄ変換器１に入力されるアナログ信号Ｓ（ｔ）は、周波数ｆ、振幅Ａの余弦波からなるものとする。すなわち、Ｓ（ｔ）は、数式６により表される。
【数６】
Ｓ（ｔ）＝Ａ・ｃｏｓ（２・π・ｆ・ｔ）  ただし、Ａ≦１
【００３３】
Ｓ（ｔ）を入力したＡ／Ｄ変換部１は、サンプリング信号発生部２より所定の周期Ｔのサンプリング信号に従って、Ｓ（ｔ）をサンプリングする。そして、サンプリング結果をディジタル値に変換し、変換結果を、周波数偏移決定部３に順次出力する。
【００３４】
各回のサンプリング結果Ｓ（ｉ）は、数式７に示す値となる。ここで、ｉは初回から数えたサンプリングの順番であり、ｔ（ｉ）は各サンプリング時刻を表す。
なお、初回のサンプリングを第０回目とし、第０回目のサンプリングが行われたときｔ（０）＝０であったとする。
【数７】
Ｓ（ｉ）＝Ａ・ｃｏｓ（２・π・ｆ・ｔ（ｉ））
【００３５】
Ｓ（ｉ）を入力した周波数偏移決定部３は、Ｓ（ｉ）に、最大角周波数偏移を表す所定量２・π・ｆdと、サンプリング周期Ｔと、円周率の逆数１／πと、所定の定数ｋとの積２・ｆd・Ｔ・ｋを乗算し、搬送波加算部５へ出力する。
乗算結果の値は、数式８の右辺に示す通りとなる。この乗算結果は、数式８の左辺に示すように、このＦＭ変調器が生成すべきＦＭ変調波の周波数偏移の量ΔＦに２・Ｔ・ｋを乗算した値２・Ｔ・ｋ・ΔＦに等しい。
【数８】
２・Ｔ・ｋ・ΔＦ＝２・ｆd・Ｔ・ｋ・Ａ・ｃｏｓ（２・π・ｆ・ｔ（ｉ））
【００３６】
なお、ｆdは最大周波数偏移を表し、ｆdの値は、後述する搬送波周波数ｆcより小さい。また、サンプリング周波数１／Ｔは搬送波周波数の２倍以上の値であるため、ｆc・Ｔ≦１／２である。従って、ｆd・Ｔ≦１／２である。
【００３７】
また、定数ｋは、このＦＭ変調器が生成すべきＦＭ変調波の位相の瞬時値θ（ｉ）（−π≦θ（ｉ）≦π）を位相計算部６が後述の手順により求めるまでの計算過程で、周波数偏移決定部３、搬送波加算部５及び位相計算部６が−１未満又は１を超える値を扱うことがないようにする目的で乗算される正規化係数である。
ｆd・Ｔ≦１／２且つｆd＜ｆcであるときは、ｋの値を１／２とすれば、数式８の絶対値は１以下となり、また後述するｋ・Δθ／π及びｋ・θ（ｉ）／πの値の絶対値も１以下となるため、ｋを乗算する目的は達成される。
【００３８】
乗算結果２・Ｔ・ｋ・ΔＦを入力した搬送波加算部５は、この乗算結果に、搬送波の角周波数を表す所定量２・π・ｆc と、サンプリング周期Ｔと、定数ｋと、１／πとの積２・ｆc・Ｔ・ｋを加算して、位相計算部６へ出力する。（なお、ｆcは搬送波周波数を表す。）加算結果の値は、数式９の右辺に示す通りとなる。
搬送波加算部５から出力される加算結果は、１サンプリング周期における位相の偏移を示す量Δθにｋ／πを乗算した値ｋ・Δθ／πに等しい。
【数９】
ｋ・Δθ／π＝２・ｋ・ｆc・Ｔ＋２・ｋ・ｆd・Ｔ・Ａ・ｃｏｓ（２・π・ｆ・ｔ（ｉ））
（ただし、ｆc＞ｆd）
【００３９】
なお、上述のように、ｆc・Ｔ≦（１／２）であり、また、ｆd＜ｆcであり、また、Ａ・ｃｏｓ（２・π・ｆ・ｔ（ｉ））≦１である。従ってｋ・Δθ／πは、１以下（すなわち、Δθは２π以下）である。
【００４０】
位相計算部６は、ｋ・Δθ／πを入力すると、最後に計算して記憶しておいた値、すなわち、ｋ・θ（ｉ−１）／πに、ｋ・Δθ／πを加算し、数式１０の通りにｋ・θ（ｉ）／πを求める。
ただし、初回にΔθ／πを入力したときは、まずｋ・θ（０）／πの値０を瞬時値計算部７に出力し、次にｋ・θ（０）／π（すなわち０）とｋ・Δθ／πを加算して、ｋ・θ（１）／πの値を求める。
【数１０】
（ｋ・θ（ｉ）／π）＝（ｋ・Δθ／π）＋（ｋ・θ（ｉ−１）／π）
ただし、θ（０）＝０
【００４１】
ｋ・θ（ｉ）／πを求めると、位相計算部６は、ｋ・θ（ｉ）／πが１／２を超えるか否か（すなわち、ＦＭ変調波の位相の瞬時値θ（ｉ）がπを超えるか否か）を判別する。
【００４２】
ｋ・θ（ｉ）／πが１／２を超えると判別されたときは、ｋ・θ（ｉ）／πより１を減算する。これによりｋ・θ（ｉ）／πは必ず１／２以下となり、また、ＦＭ変調波の位相の瞬時値θ（ｉ）は２πだけ減算されたことになる。
従って、時刻ｔ（ｉ）におけるＦＭ変調波の位相の搬送波の、位相を中心とした偏移量は、見かけ上変化しない。
次いで位相計算部６は、前回の計算結果ｋ・θ（ｉ−１）／πの値の記憶を消去してｋ・θ（ｉ）／πの値を記憶することにより、記憶内容を更新する。
次いで位相計算部６は、ｋ・θ（ｉ）／πに１／ｋを乗算し、θ（ｉ）／πを求める。ｋ・θ（ｉ）／πが１／２以下であるので、ｋ＝１／２のとき、θ（ｉ）／πは１以下である。
θ（ｉ）／πの値を求めると、位相計算部６は、θ（ｉ）／πの値を瞬時値計算部７へ出力する。
【００４３】
ｋ・θ（ｉ）／πの値が１／２を超えないと判別されたときは、減算を行うことなくｋ・θ（ｉ−１）／πの値の記憶を消去してｋ・θ（ｉ）／πの値を記憶し、次に１／ｋを乗算してθ（ｉ）／πを求め、瞬時値計算部７へ出力する。
【００４４】
瞬時値計算部７は、ｋ・θ（ｉ）／πの値及び数式１１に基づいて、目的のＦＭ変調波の瞬時値ＳFM（ｉ）を求める。
【数１１】
ＳFM（ｉ）＝ｓｉｎ｛π・ｘ（ｉ）｝  （ただし、ｘ（ｉ）＝θ（ｉ）／π）
【００４５】
瞬時値計算部７は、π・ｘ（ｉ）の正弦を求めるため、テイラー展開の手法を用いて、π・ｘ（ｉ）の正弦の値を、数式１２の通りに近似して計算し、計算結果であるＳFM（ｉ）を、Ｄ／Ａ変換部８に出力する。
【数１２】
0003983851.tif 000003
【００４６】
ただし、瞬時値計算部７は、数式１２の右辺を計算するとき、計算途中で絶対値が１を超える値を扱うことがないように、数式１２の右辺を更に以下のように変形して扱う。
【００４７】
まず、瞬時値計算部７は、数式１２の右辺を更に、数式１３の右辺に示すように変形する。
【数１３】
0003983851.tif 000004
【００４８】
計算の際、瞬時値計算部７は、π、π2／３！、π4／５！、π6／７！、π8／９！、π10／１１！の各値を近似して用いる。
π、π2／３！、π4／５！、π6／７！、π8／９！、π10／１１！の各近似値は、先頭から順に、3.1416、1.64493、0.81174、0.19075、0.02615、0.00235である。
【００４９】
また、瞬時値計算部７は、数式１３の右辺の大括弧中の各項を加減算する際、加算の途中で小計の絶対値が１を超えないような順序で加減算する。
具体的には、数式１４に示すように、π2／３！、π4／５！、π6／７！、π8／９！、π10／１１！に上述の各近似値を代入し、係数が１を超える｛ｘ（ｉ）｝2の項を分割して二つの項に分ける。そして、右辺の最も左の項から順次加算又は減算する。
【００５０】
0003983851.tif 000005
【００５１】
また、数式１４の右辺の計算結果にπｘ（ｉ）を乗算してＳ（ｉ）を求める際は、πが１より大きい数値であるため、π＝0.7854×2×2と置き換えた上で、数式１４の右辺の値にまず0.7854及びｘ（ｉ）を乗算し、ＳFM（ｉ）／４を求める。
【００５２】
次いで、例えば、ＳFM（ｉ）／４の結果を２進数化した後、該２進数の各ビットを左に２個シフトすることにより、ＳFM（ｉ）を求める。
以上の計算方法により、位相計算部６及び瞬時値計算部７では、計算中に絶対値が１を超える値を扱うことが回避される。
【００５３】
Ｄ／Ａ変換部８は、位相計算部６よりＳFM（ｉ）を入力し、ＳFM（ｉ）の値に相当する電圧を発生して、サンプリング周期Ｔに相当する期間だけ出力する。
Ｄ／Ａ変換部８がこの動作を繰り返すことにより、Ｄ／Ａ変換部８からは目的とするＦＭ変調波が出力される。
【００５４】
なお、以上の説明では、Ａ／Ｄ変換部１と、サンプリング信号発生部２と、周波数偏移決定部３と、搬送波加算部５と、位相計算部６と、瞬時値計算部７と、Ｄ／Ａ変換部８の機能は、各々別個の信号演算装置が行っているが、これらの機能の一部又は全部は、共通のＤＳＰに行わせてもよい。
以上の説明では、取り扱われる数値が−１以上１以下の範囲にあるので、上述の機能を行うＤＳＰは、−１以上１以下の数値を演算処理の対象とする固定小数点型のＤＳＰであってよい。
【００５５】
また、複数の信号処理装置に上述の各機能を分担して行わせてもよい。
この場合、例えば図２に示すように、周波数偏移決定部３と、搬送波発生部４と、搬送波加算部５の機能を固定小数点型ＤＳＰに行わせ、位相計算部６と、瞬時値計算部７の機能を、中央処理ユニット（ＣＰＵ）に行わせてもよい。
【００５６】
また、計算する数値の丸め精度は任意であり、例えば、π2／３！、π4／５！、π6／７！、π8／９！、π10／１１！の各近似値を上述のように小数点以下５桁で丸める必要はなく、６桁以上でも、また４桁以下でもよい。また、正弦の値をテイラー展開の手法により求める際、近似する次数を数式１２に示すように１１次にする必要はなく、例えば、１３次以上でもよいし、９次以下でもよい。
【００５７】
例えば、上述のように、テイラー級数の各項のうち次数が１１次以下のものの和を計算してＳFM（ｉ）を求める場合、テイラー級数の１１次の項に続くべき１３次の項の係数すなわちπ13／１３！の値は、８ビットデータの最下位ビットの重みの値２-8を下回る。
従って、例えば、固定小数点型ＤＳＰの内部で扱われるディジタル値が８ビット精度を有する場合、８ビット精度以内で最良の精度のＳFM（ｉ）を得るには、ＳFM（ｉ）を計算する過程において、テイラー級数の各項のうち次数が１１次以下のものの和を計算すればよい。
これに対し、例えば、固定小数点型ＤＳＰの内部で扱われるディジタル値が１６ビット精度を有する場合に、１６ビット精度以内で最良の精度のＳFM（ｉ）を得るには、テイラー級数の各項のうち次数が１５次以下のものの和を求めればよい。
このように、ＳFM（ｉ）を求めるとき、テイラー級数の各項が、ディジタル値の最下位ビットの重み以上の重みを有するように、丸め精度及び近似する次数を選択することによって、所望の精度のＳFM（ｉ）を得ることができる。
【００５８】
更に、正弦の値の近似値を与える多項式は、テイラー展開の手法により求められたものである必要はなく、多項式の各次の係数は、適当な手法により決定されたものであってもよい。
【００５９】
また、このディジタルＦＭ変調器を構成する固定小数点型の演算装置が取り扱うことができる数値の範囲は、−１以上１以下である必要はなく、任意である。
例えば、取り扱うことができる数値の範囲が−０．５以上０．５以下であってもよい。この場合、周波数偏移決定部３と搬送波加算部５がｋ＝１／４として計算を行うようにし、位相計算部６は、θ（ｉ）／（４・π）の値が１／４を超えるときに１／２を減算するようにすればよい。
【００６０】
また、数式２、３より明らかなように、被変調波を微分したものにＦＭ変調を施すことによって、ＰＭ変調波を得ることができる。従って、このディジタルＦＭ変調器のＡ／Ｄ変換部１の入力端に、例えば、図３に示す微分回路９ａを加えることにより、ＰＭ変調を行うことができる。
【００６１】
微分回路９ａは、アナログ被変調信号を実質的に微分する手段を構成するものであり、演算増幅器９１と、コンデンサ９２と、抵抗器９３とよりなる。
コンデンサ９２の一端は微分回路９ａの入力端をなし、他端は演算増幅器９１の反転入力端に接続される。また、抵抗器９３の一端は、演算増幅器９１の反転入力端に接続され、他端は演算増幅器９１の出力端に接続される。演算増幅器９１の非反転入力端は接地され、出力端はＡ／Ｄ変換部１の入力端に接続される。
【００６２】
微分回路９ａの入力端にアナログ信号を入力すると、該アナログ信号を微分して極性を反転したものに実質的に等しい信号が、演算増幅器９１の出力端から出力され、該信号はＡ／Ｄ変換部１に入力される。
これにより、Ａ／Ｄ変換部１以下の各部は、微分回路９ａに入力されたアナログ信号を微分したものにＦＭ変調を施す。この結果、Ｄ／Ａ変換部８からは、ＰＭ変調波が得られる。
【００６３】
また、被変調波の微分は、被変調波がＡ／Ｄ変換された後、ディジタル信号の差分をとることにより行ってもよい。この場合、例えば、図４に示すように、Ａ／Ｄ変換部１の出力端と周波数偏移決定部３の入力端の間に、差分部９ｂを設ける。
【００６４】
差分部９ｂは、サンプリング信号発生部２と共に、ディジタル被変調信号を実質的に微分する手段を構成する。
差分部９ｂは、Ａ／Ｄ変換部１よりＳ（ｉ）を表すディジタル信号を入力し、また、サンプリング信号発生部２よりサンプリング信号を入力する。そして、被変調波の２個のサンプルＳ（ｉ）とＳ（ｉ−１）とより、数式１５に従って、差分信号ΔＳ（ｉ）を出力する。
【数１５】
ΔＳ（ｉ）＝｛Ｓ（ｉ）−Ｓ（ｉ−１）｝／Ｔ
【００６５】
そして、周波数偏移決定部３以下は、ΔＳ（ｉ）をＳ（ｉ）と同一に扱うことにより、微分された被変調波をＦＭ変調する。
こうして得られる変調波は、微分する前の被変調波をＰＭ変調して得られるＰＭ変調波に実質的に等しい。
【００６６】
（第２の実施の形態）
ＰＭ変調波を生成する際、第１の実施の形態においては、微分回路９ａや差分部９ｂを用いて被変調波を実質的に微分していたが、ＰＭ変調波は、被変調波を実質的に微分することなく生成することができる。
以下、そのような第２の実施の形態にかかるディジタルＰＭ変調器を説明する。
【００６７】
図５に、この実施の形態にかかるディジタルＰＭ変調器の基本構成を示す。
図示するように、このディジタルＰＭ変調器は、Ａ／Ｄ変換部１と、サンプリング信号発生部２と、搬送波発生部４と、位相計算部６と、瞬時値計算部７と、Ｄ／Ａ変換部８と、位相偏移決定部１３とより構成される。
このうち、Ａ／Ｄ変換部１と、サンプリング信号発生部２と、搬送波発生部４と、瞬時値計算部７と、Ｄ／Ａ変換部８は、第１の実施の形態におけるものと同一である。
【００６８】
この実施の形態においては、サンプリング信号発生部２及び位相偏移決定部１３が、角度偏移情報変換手段を構成する。
また、サンプリング信号発生部２、搬送波発生部４及び位相計算部６が、位相情報変換手段を構成する。
【００６９】
位相偏移決定部１３は、固定小数点型の演算装置からなり、Ａ／Ｄ変換部１からディジタル信号を入力し、サンプリング信号発生部２からサンプリング信号を入力する。
位相偏移決定部１３は、Ａ／Ｄ変換部１から入力したディジタル信号を、後述する手法により、位相偏移の量（すなわち、このＰＭ変調器が生成すべきＰＭ変調波の位相の、搬送波の位相からの偏移の量）を表すディジタル信号に変換する。そして、該ディジタル信号を位相計算部６へ出力する。
【００７０】
位相計算部６は、固定小数点型の演算装置からなり、位相偏移決定部１３からディジタル信号を入力し、搬送波発生部４から搬送波を示す信号を入力する。また、位相計算部６は、このＰＭ変調器が生成すべきＰＭ変調波の搬送波の位相瞬時値の計算結果のうち、直近の前回のものを記憶する。
位相計算部６は、位相偏移決定部１３から入力したディジタル信号と、自らが記憶する搬送波の位相瞬時値の直近の前回の計算結果とに基づき、後述する手法により、このＰＭ変調器が生成すべきＰＭ変調波の位相瞬時値を計算する。そして、該計算の結果を表すディジタル信号を出力し、該計算の過程で得られた搬送波の位相瞬時値を記憶する。
【００７１】
（第２の実施の形態の動作）
次に、このディジタルＰＭ変調器の動作を説明する。
理解を容易にするために、以下の説明では、Ａ／Ｄ変換部１に入力されるアナログ信号Ｓ（ｔ）は、第１の実施の形態におけるものと同一のものとする。
【００７２】
Ｓ（ｔ）を入力したＡ／Ｄ変換部１は、サンプリング信号発生部２より所定の周期Ｔ毎に入力されるサンプリング信号に従って、Ｓ（ｔ）をサンプリングする。そして、サンプリング結果をディジタル値に変換し、変換されたサンプリング結果を、位相偏移決定部１３に順次出力する。
各回のサンプリング結果Ｓ（ｉ）は、初回から数えたサンプリングの順番をｉとし、各サンプリング時刻をｔ（ｉ）として、数式５に示す値となる。
【００７３】
Ｓ（ｉ）を入力した位相偏移決定部１３は、Ｓ（ｉ）に、最大位相偏移を表す所定量ｐdと、第１の実施の形態におけるものと同一の正規化係数ｋと、１／πとの積を乗算し、位相計算部６へ出力する。乗算結果の値ΔＰは、数式１６に示す通りとなる。
なお、ｐdの値は、後述する搬送波周波数ｆcとサンプリング周期Ｔとの積ｆc・Ｔより小さい値とする。
【数１６】
ΔＰ＝（ｋ／π）・｛ｐd・Ａ・ｃｏｓ（２・π・ｆ・ｔ（ｉ））｝
【００７４】
乗算結果ΔＰを入力した位相計算部６は、搬送波の角周波数を表す所定量２・π・ｆc とサンプリング周期Ｔとの積２・π・ｆc ・Ｔを、現在記憶されている２・π・ｆc・Ｔの総和Σ（２・π・ｆc ・Ｔ）に加算し、記憶内容を加算結果に更新する。（なお、ｆcは搬送波周波数を表す。）
書き換え後の総和Σ（２・π・ｆc ・Ｔ）は、この直後に計算するサンプル点における搬送波の位相を表すものである。
【００７５】
次に、位相計算部６は、入力した乗算結果ΔＰに、現在の記憶内容を加算して、数式１７の通りにｋ・θ（ｉ）／πを求める。
ただし、初回に乗算結果を入力したときは、まずｋ・θ（０）／πの値０を瞬時値計算部７に出力し、次に２・π・ｆc・Ｔの値を記憶して、その後、ｋ・θ（１）／πの値を求める。
【数１７】
（ｋ・θ（ｉ）／π）＝（ｋ／π）・｛ｐd・Ａ・ｃｏｓ（２・π・ｆ・ｔ（ｉ））｝＋（ｋ／π）・Σ（２・π・ｆc・Ｔ）
ただし、θ（０）＝０
【００７６】
ｋ・θ（ｉ）／πが求められると、位相計算部６は、ｋ・θ（ｉ）／πが１／２を超えるか否か（すなわち、θ（ｉ）がπを超えるか否か）を判別する。
１／２を超えると判別されたときは、ｋ・θ（ｉ）／πより１を減算し、１／ｋを乗算して、θ（ｉ）／πを求め、θ（ｉ）／πの値を瞬時値計算部７へ出力する。
１／２を超えないと判別されたときは、減算を行うことなく１／ｋを乗算してθ（ｉ）／πを求め、瞬時値計算部７へ出力する。
【００７７】
瞬時値計算部７は、第１の実施の形態における処理と同一の処理を行って、このＰＭ変調器が生成すべきＰＭ変調波の瞬時値ＳPM（ｉ）を出力する。
Ｄ／Ａ変換部８は、ＳPM（ｉ）を入力すると、第１の実施の形態における動作と同様にしてＳPM（ｉ）の値を電圧に変換して出力する。これにより、Ｄ／Ａ変換部８からは目的とするＰＭ変調波が出力される。
【００７８】
なお、Ａ／Ｄ変換部１と、サンプリング信号発生部２と、位相偏移決定部１３と、位相計算部６と、瞬時値計算部７と、Ｄ／Ａ変換部８の機能の一部又は全部を、共通の固定小数点型ＤＳＰに行わせてもよい。
また、複数の固定小数点型信号処理装置に上述の各機能を分担して行わせてもよい。
【００７９】
また、正弦の値をテイラー展開の手法により求める際、上述のように近似する次数も任意であり、計算する数値の丸め精度も任意である。
また、このディジタルＰＭ変調器を構成する固定小数点型の演算装置が取り扱うことができる数値の範囲も、−１以上１以下である必要はなく、任意である。
【００８０】
また、数式２、３より明らかなように、被変調波を積分したものにＰＭ変調を施すことによって、ＦＭ変調波を得ることができる。従って、このディジタルＰＭ変調器のＡ／Ｄ変換部１の入力端に、例えば、図６に示す積分回路１９ａを加えることにより、ＦＭ変調を行うことができる。
【００８１】
積分回路１９ａは、アナログ被変調信号を実質的に積分する手段を構成するものであり、演算増幅器１９１と、コンデンサ１９２と、抵抗器１９３とよりなる。
抵抗器１９３の一端は積分回路１９ａの入力端をなし、他端は演算増幅器１９１の反転入力端に接続される。また、コンデンサ１９２の一端は、演算増幅器１９１の反転入力端に接続され、他端は演算増幅器１９１の出力端に接続される。演算増幅器１９１の非反転入力端は接地され、出力端はＡ／Ｄ変換部１の入力端に接続される。
【００８２】
積分回路１９ａの入力端にアナログ信号を入力すると、該アナログ信号を積分して極性を反転したものに実質的に等しい信号が、演算増幅器１９１の出力端から出力され、該信号はＡ／Ｄ変換部１に入力される。
これにより、Ａ／Ｄ変換部１以下の各部は、積分回路１９ａに入力されたアナログ信号を積分したものにＰＭ変調を施す。この結果、Ｄ／Ａ変換部８からは、ＦＭ変調波が得られる。
【００８３】
また、被変調波の積分は、被変調波がＡ／Ｄ変換された後の段において、ディジタル信号の値の総和をとることにより行ってもよい。この場合、例えば、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換部１の出力端と位相偏移決定部１３の入力端の間に、積分部１９ｂを設ける。
【００８４】
積分部１９ｂは、サンプリング信号発生部２と共に、ディジタル被変調信号を実質的に積分する手段を構成する。
積分部１９ｂは、Ａ／Ｄ変換部１よりＳ（ｉ）を表すディジタル信号を入力し、またサンプリング信号発生部２から、サンプリング信号を入力する。
そして、Ｓ（ｉ）の値と、サンプリング周期Ｔと、直前の演算結果ΣＳ（ｉ−１）とから、数式１８の通りに、演算結果ΣＳ（ｉ）を求め、位相偏移決定部１３に出力する。次いで、演算結果ΣＳ（ｉ）を記憶し、直前の演算結果ΣＳ（ｉ−１）を消去する。
ただし、初回のサンプリング結果Ｓ（０）を入力したときは、０を出力し、Ｓ（０）の値とサンプリング周期Ｔの積Ｔ・Ｓ（０）を記憶する。
【数１８】
ΣＳ（ｉ）＝Ｔ・Ｓ（ｉ）＋ΣＳ（ｉ−１）
（ただし、ΣＳ（０）＝０）
【００８５】
そして、位相偏移決定部１３以下は、ΔＳ（ｉ）をＳ（ｉ）と同一に扱うことにより、積分された被変調波をＰＭ変調する。
こうして得られる変調波は、積分する前の被変調波をＦＭ変調して得られるＦＭ変調波に実質的に等しい。
【００８６】
（第３の実施の形態）
第１の実施の形態では、予め電気信号に変換された被変調波がディジタルＦＭ変調器に入力され、ＦＭ変調波として出力されたが、被変調波はマイクロフォン等から得てもよく、またＦＭ変調波は電波として送信されてもよい。
以下では、そのような第３の実施の形態を、ＦＭ送信機を例として説明する。
【００８７】
図８は、この発明の実施の形態にかかるＦＭ送信機の構成を示す。
図示するように、このＦＭ送信機は、マイクロフォン２１と、ＡＦ（オーディオ周波数）増幅器２２と、エリアシングフィルタ２３と、ＦＭ変調器２４と、帯域フィルタ２５と、局部発振器２６と、混合部２７と、ＲＦ（ラジオ周波数）増幅器２８と、アンテナ２９とより構成される。
【００８８】
マイクロフォン２１は、音声を入力して電気信号（ＡＦ信号）に変換し、ＡＦ増幅器２２へ出力する。
ＡＦ増幅器２２は、入力したＡＦ信号を増幅して、エリアシングフィルタ２３へ出力する。
エリアシングフィルタ２３は、ＡＦ増幅器２２より入力したＡＦ信号のうち、２０ｋＨｚ以下の周波数成分を通過し、ＦＭ変調器２４へ出力する。
【００８９】
ＦＭ変調器２４は、第１の実施の形態のディジタルＦＭ変調器と同一のものである。ＦＭ変調器２４では、搬送波周波数は２５ｋＨｚ、サンプリング周波数は１００ｋＨｚ、最大周波数偏移は５ｋＨｚに設定されている。
ＦＭ変調器２４は、エリアシングフィルタ２３から入力したＡＦ信号の低域成分をＦＭ変調し、得られたＦＭ変調波を帯域フィルタ２５へ出力する。
【００９０】
帯域フィルタ２５は、ＦＭ変調器２４より入力したＦＭ変調波の搬送波成分及び上下の第１側波帯成分を通過して、混合部２７へ出力する。このＦＭ送信機においては、通過すべき最大の周波数成分である上方の第１側波帯成分の上限は５０ｋＨｚである。このため、帯域フィルタ２５のカットオフ周波数は５０ｋＨｚに設定されている。
【００９１】
局部発振器２６は、水晶発振器等からなり、所定の送信周波数から、ＦＭ変調器２４の搬送波周波数（すなわち２５ｋＨｚ）を差し引いた周波数の正弦波を出力する。
【００９２】
混合部２７は、平衡変調器と帯域フィルタ等とからなり、ＦＭ変調器２４よりＦＭ変調波を入力し、局部発振器２６から正弦波を入力する。そして、該ＦＭ変調波と該正弦波とを混合し、不要波成分を除去した後、両者の和の成分であるＲＦ信号を、ＲＦ増幅器２８に出力する。
ＲＦ増幅器２８は、入力したＲＦ信号を増幅し、アンテナ２９を介して送信する。
【００９３】
（第３の実施の形態の動作）
次に、このＦＭ送信機の動作を説明する。
ＦＭ送信機が動作を開始すると、マイクロフォン２１は、音声信号を入力し、これをＡＦ信号に変換して、ＡＦ増幅器２２へ出力する。
ＡＦ信号を入力したＡＦ増幅器２２は、該ＡＦ信号を増幅して、エリアシングフィルタ２３へ出力する。
【００９４】
増幅されたＡＦ信号を入力したエリアシングフィルタ２３は、入力したＡＦ信号のうち、２０ｋＨｚ以下の周波数成分を通過させ、通過した低域成分を、ＦＭ変調器２４へ出力する。
【００９５】
ＦＭ変調器２４は、低域成分を入力すると、これをＦＭ変調して、得られたＦＭ変調波を、帯域フィルタ２５へ出力する。
帯域フィルタ２５は、入力したＦＭ変調波のうち、５０ｋＨｚ以下の周波数成分を、混合部２７へ出力する。
【００９６】
混合部２７は、局部発振器２６から入力した正弦波と、ＦＭ変調器２４から入力したＦＭ変調波とを混合し、両者の和の成分であるＦＭ変調波を出力して、ＲＦ増幅器２８へ送る。
ＲＦ増幅器２８は、混合部２７から入力した和の成分を増幅して、アンテナ２９を介し送信する。
【００９７】
なお、ＦＭ変調器２４を第２の実施の形態にかかるＰＭ変調器に置き換え、ＰＭ変調波を送信する送信機を構成してもよい。
搬送波周波数及び最大周波数偏移の各値は、２５ｋＨｚ及び５ｋＨｚに限られず、任意である。
また、サンプリング周波数も、搬送波周波数の２倍以上である限り、任意であり、また、エリアシングフィルタ２３の通過帯域も、上限がサンプリング周波数の１／２以下で、且つ搬送波周波数以下であればよい。
【００９８】
また、帯域フィルタ２５の通過帯域も任意であって、第２側波帯以降の成分を通過させてもよい。
さらに、帯域フィルタ２５をディジタルフィルタとして、ＦＭ変調器２４の瞬時値計算部とＤ／Ａ変換部の間に挿入してもよい。
【００９９】
ＲＦ増幅器２８から出力されたＦＭ変調波は、アンテナ２９を介して放射される必要はなく、有線回線を介して伝送されてもよい。
【０１００】
以上、この発明の実施の形態を説明したが、この発明のディジタル角度変調器は、専用のシステムによらず、通常のコンピュータシステムを用いて実現可能である。例えば、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器を備えたパーソナルコンピュータに、上述の動作を実行するためのプログラムを格納した媒体（フロッピーディスク、ＣＤ−ＲＯＭ等）から該プログラムをインストールすることにより、上述の処理を実行するディジタル角度変調器を構成することができる。
【０１０１】
また、コンピュータにプログラムを供給するための媒体は、通信媒体（通信回線、通信ネットワーク、通信システムのように、一時的且つ流動的にプログラムを保持する媒体）でも良い。例えば、通信ネットワークの掲示板（ＢＢＳ）に該プログラムを掲示し、これをネットワークを介して配信してもよい。
そして、このプログラムを起動し、ＯＳの制御下に、他のアプリケーションプログラムと同様に実行することにより、上述の処理を実行することができる。
【０１０２】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、固定小数点型のディジタル信号処理装置と限られた量の記憶領域を用いて、高精度の角度変調を行うディジタル角度変調器が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態にかかるディジタルＦＭ変調器の基本構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の第１の実施の形態にかかるディジタルＦＭ変調器であって、ＤＳＰ及びＣＰＵを用いるものの基本構成を示すブロック図である。
【図３】微分回路を示す回路図である。
【図４】この発明の第１の実施の形態にかかるディジタルＦＭ変調器であって、差分部を備えるものの基本構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の第２の実施の形態にかかるディジタルＰＭ変調器の基本構成を示すブロック図である。
【図６】積分回路を示す回路図である。
【図７】この発明の第２の実施の形態にかかるディジタルＰＭ変調器であって、積分部を備えるものの基本構成を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態にかかるＦＭ送信機の基本構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１              Ａ／Ｄ変換部
２              サンプリング信号発生部
３              周波数偏移決定部
４              搬送波発生部
５              搬送波加算部
６              位相計算部
７              瞬時値計算部
８              Ｄ／Ａ変換部
９ａ            微分回路
９ｂ            差分部
１３            位相偏移決定部
１９ａ          積分回路
１９ｂ          積分部
２１            マイクロフォン
２２            ＡＦ増幅器
２３            エリアシングフィルタ
２４            ＦＭ変調器
２５            帯域フィルタ
２６            局部発振器
２７            混合部
２８            ＲＦ増幅器
２９            アンテナ
９１、１９１    演算増幅器
９２、１９２    コンデンサ
９３、１９３    抵抗器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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