(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための方法であって、前記信号は複数の被送信シンボルに関連する複数の被受信シンボルからなる、方法であって：
一回目に、前記複数の被送信シンボルのうちの特定の被送信シンボルに関連する前記複数の被受信シンボルのうちの特定の被受信シンボルを、複数の出力を有する復調器に入力して、早期出力のセットを生成する段階；
二回目に、前記特定の被受信シンボルを前記復調器に入力して、オンタイム出力のセットを生成する段階；
三回目に、前記特定の被受信シンボルを前記復調器に入力して、晩期出力のセットを生成する段階；
前記早期出力のセットにおける所定の数の出力と、前記晩期出力のセットにおける所定の数の出力とを比較して、所定の数のタイミング尺度を含むタイミング尺度のセットを生成する段階；
前記タイミング尺度のセットをメモリに記憶する段階；
前記オンタイム出力のセットにおける所定の数の出力を推定器に入力して、該推定器が前記特定の被送信シンボルの推定値を出力する段階；
前記特定の被送信シンボルの推定値に基づいて、前記メモリにおける前記タイミング尺度のセットからタイミング尺度を選択する段階；
前記選択に基づいて、前記信号を受信するための時間を調整する段階；
によって構成されることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記復調器は、高速アダマール変換からなることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記復調器の複数の出力のそれぞれは値を有し、前記値は、前記特定の被受信シンボルが前記複数の被送信シンボルのうちの特定の被送信シンボルに相当する尤度を表すことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記比較する段階は：
最大尤度を有する前記早期出力のセットにおける出力と、最大尤度を有する前記晩期出力のセットにおける出力とを比較する段階；
をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記比較する段階は：
最大尤度を有する前記晩期出力セットにおける出力と、最大尤度を有する前記早期出力のセットにおける出力との間の差の符号を判定する段階；
をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記符号が正のとき、前記信号を受信するための時間は遅らされることを特徴とする請求項５記載の方法。
【請求項７】
前記符号が負のとき、前記信号を受信するための時間は進められることを特徴とする請求項５記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、一般に、ワイヤレス通信システムに関し、さらに詳しくは、デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための方法および装置に関する。
発明の背景
デジタル無線周波数（ＲＦ）無線電話システムなどの典型的なワイヤレス通信システムでは、コントローラと、複数の送信機および受信機とを有する基地局は、この基地局が担当するエリア内で動作する移動局とＲＦチャネルを介して通信する。
空気などの媒体を介してＲＦチャネル上で通信信号を送信することにより、受信通信信号は元の送信通信信号とは大幅に異なったものとなる。例えば、送信通信信号は、チャネル利得，位相シフトおよび時間遅延などの徐々に変化するチャネル・パラメータによって変化したり、さらには雑音の量によって劣化することがある。元の送信信号の正確な推定量を得るためには、受信機、特に非コヒーレント受信機が通信信号の復元中に正確なタイミングを維持することが重要である。
従って、信号の復元中にタイミングを正確に調整する、デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための方法および装置が必要とされる。
発明の概要
本発明の態様に従って、上記の必要性は、デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための方法によって満たされ、前記信号は複数の被送信シンボルに関連する複数の被受信シンボルからなり、前記方法は、前記信号を捕捉する段階；一回目に、前記複数の被受信シンボルのうち被受信シンボルを、複数の出力を有する復調器に入力して、早期出力（early outputs)のセットを生成する段階；二回目に、前記被受信シンボルを前記復調器に入力して、オンタイム出力（on-time outputs)のセットを生成する段階；三回目に、前記被受信シンボルを前記復調器に入力して、晩期出力（late outputs）のセットを生成する段階；および前記早期出力のセットのうち少なくとも一つの出力と、前記晩期出力のセットのうち少なくとも一つの出力とを比較して、タイミング尺度（timing measure）を生成する段階を含む。
本発明の別の態様に従って、デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための方法であって、前記信号は複数の被送信シンボルに関連する複数の被受信シンボルからなる、前記方法は、前記信号を捕捉する段階；前記複数の被送信シンボルの一つに関連する前記複数の被受信シンボルの一つを、第１の複数の出力を有する第１復調器に入力する段階；前記複数の被受信シンボルの前記一つを、第２の複数の出力を有する第２復調器に入力する段階；前記第１の複数の出力のうち少なくとも一つを、前記第２の複数の出力のうち少なくとも一つと比較して、タイミング尺度を生成する段階；および前記タイミング尺度に基づいて、前記信号を受信するための時間を調整する段階を含む。
本発明の更なる態様に従って、デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための方法であって、前記信号は複数の被送信シンボルに関連する複数の被受信シンボルからなる、前記方法は、一回目に、前記複数の被送信シンボルに関連する前記複数の被受信シンボルのうち被受信シンボルを、複数の出力を有する復調器に入力して、早期出力のセットを生成する段階；二回目に、前記被受信シンボルを前記復調器に入力して、オンタイム出力のセットを生成する段階；三回目に、前記被受信シンボルを前記復調器に入力して、晩期出力のセットを生成する段階；前記早期出力のセットのうち所定の数の出力を、前記晩期出力のセットのうち所定の数の出力と比較して、タイミング尺度のセットを生成する段階；前記タイミング尺度のセットをメモリに格納する段階；前記オンタイム出力のセットのうち所定の数の出力を推定器に入力する段階であって、前記推定器は、前記被送信シンボルの推定量を出力する、段階；前記被送信シンボルの前記推定量に基づいて、前記メモリ内の前記タイミング尺度のセットからタイミング尺度を選択する段階；および前記選択に基づいて、前記信号を受信するための時間を調整する段階を含む。
本発明の更なる様態に基づいて、デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための装置であって、前記信号は複数の被送信シンボルに関連する複数の被受信シンボルからなる、前記装置は、複数の出力を有する復調器を含む。前記復調器は、一回目に、前記複数の被受信シンボルのうちの被受信シンボルに応答して、早期出力のセットを生成する。また、前記復調器は、二回目に、前記被受信シンボルに応答して、晩期出力のセットを生成する。比較器は、前記早期出力のセットに応答し、かつ前記晩期出力のセットに応答する。前記比較器は、前記早期出力のセットのうちの少なくとも一つの出力と、前記晩期出力のセットのうちの少なくとも一つの出力とを比較して、タイミング尺度を生成する。タイミング調整回路は、前記比較器に応答する。前記タイミング調整回路は、前記タイミング尺度に基づいて、前記信号を受信するための時間を調整する。
本発明の利点は、一例として図説する本発明の好適な実施例の以下の説明から、当業者に明白となろう。理解されるように、本発明は他の異なる実施例も可能であり、その詳細はさまざまな点で修正が可能である。従って、図面および説明は例示的なものであり、制限的なものではない。
【図面の簡単な説明】
第１図は、典型的なワイヤレス通信システムのブロック図である。
第２図は、通信信号波形を生成するための基地局送信機のブロック図である。
第３図は、第２図の送信機によって生成されるデジタル符号化およびインタリーブされたフレームの図である。
第４図は、本発明の好適な実施例により、第２図に示す送信機によって生成された通信信号波形を受信するための装置の部分的なブロック図である。
第５図は、理想的な受信時間Ｔにおける被受信通信信号波形を表すグラフである。
第６図は、本発明の好適な実施例により、第２図に示す送信機によって生成された通信信号波形を受信するための方法のフローチャートである。
好適な実施例の詳細な説明
ここで、同様な参照番号が同様な構成要素を表す図面を参照して、第１図は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）デジタル無線電話システムなどのワイヤレス通信システム２００を示す。基地局２１０，２１２，２１４は、基地局２１２が担当するエリア２２０内で動作する移動局２１６と通信する。エリア２２２，２２４は、それぞれ基地局２１４，２１０が担当する。基地局２１０，２１２，２１４は基地局コントローラ２５０に結合され、この基地局コントローラ２５０は、とりわけ、プロセッサ２６２およびメモリ２６４を含み、また基地局コントローラ２５０は、プロセッサ２６２およびメモリ２６４を含む移動交換局２６０に結合される。
基地局２１０，２１２，２１４と移動局２１６と間の多重接続ワイヤレス通信は、音声，データおよびビデオなどのデジタル通信信号が送信される物理的な経路となる無線周波数（ＲＦ）チャネルを介して行われる。基地局から移動局への通信は、順方向リンク・チャネル上で行われるといい、移動局から基地局への通信は、逆方向リンク・チャネル上で行われるという。ＣＤＭＡチャネル化を利用する通信システムについては、ＴＩＡ／ＥＩＡのＩＳ−９５ＡであるMobile Station-Base Station Compatibility Standards for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular Systems, Telecommunications Industry Association, Washington, D.C. July 1993［ＩＳ−９５Ａ］および“TIA Telecommunications Systems Bulletin:Support for 14.4 kbps Data Rate and PCS Interaction for Wideband Spread Spectrum Cellular Systems”，February 1996［紀要］において詳しく説明されており、ＩＳ−９５Ａおよび紀要はともに参考として本明細書に含まれる。
第１図に示すように、通信信号２１３は、基地局２１２から移動局２１６にページング・チャネルまたはトラヒック・チャネルなどのＩＳ−９５順方向リンク・チャネル上で送信される。通信信号２１５は、移動局２１６から基地局２１２にアクセス・チャネルまたはトラヒック・チャネルなどのＩＳ−９５逆方向リンク・チャネルを介して送信される。
第２図は、通信信号２１５を生成するための、移動局２１６などの移動局内で用いられる送信機１０のブロック図である。音声，ビデオまたは他の種類の情報でもよいデータ・ビット・ストリーム１７は、可変レート・コーダ（variable-rate coder）１９に入り、この可変レート・コーダ１９は、可変送信データ・レートを有する一連の送信チャネル・フレームからなる信号２１を生成する。各フレームの送信データ・レートは、データ・ビット・ストリーム１７の特性に依存する。
エンコーダ・ブロック２８は、畳み込みエンコーダ（convolutional encoder）３０およびインタリーバ（interleaver）３２を含む。畳み込みエンコーダ３０では、フレームの以降の復号を促す畳み込み符号化アルゴリズムなどの周知のアルゴリズムを利用して、送信チャネル・フレームをレート１／３エンコーダによって符号化できる。インタリーバ３２は、ブロック・インタリーブ方法などの周知の方法を利用して、フレームの内容を入れ替えるべく動作する。
第３図に示すように、デジタル符号化およびインタリーブされたビットの各フレーム３４は、６つの符号化ビットからなる９６個のグループを含み、全部で５７６ビットある。６つの符号化ビットからなる各グループは、ウォルシュ・コード（Walsh code）などの６４シンボルのうちの一つに対するインデクス３５を表す。ウォルシュ・コードは、２の累乗である大きさを有するビットの方形行列である、６４ｘ６４アダマール行列の一つの行または列に相当する。一般に、ウォルシュ・コードを構成するビットは、ウォルシュ・チップ（Walsh chip）という。
再び第２図を参照して、フレーム３４内の９６個のウォルシュ・コード・インデクス３５のそれぞれは、好ましくは６４次直交変調器であるＭ次直交変調器（M-ary orthogonal modulator）３６に入力される。各入力ウォルシュ・コード・インデクス３５について、Ｍ次直交変調器３６は、対応する６４ビットのウォルシュ・コードＷ３９を出力３８にて生成する。従って、Ｍ次直交変調器３６に入力される各フレーム３４について、一連の９６個のウォルシュ・コードＷ３９が生成される。
とりわけ、スクランブラ／スプレッダ（scrambler/spreader）ブロック４０は、周知のスクランブル方法を利用して、擬似雑音（ＰＮ）シーケンスをこの一連のウォルシュ・コードＷ３９に適用する。ブロック４２において、スクランブルされた一連のウォルシュ・コードＷ３９は、ＯＱＰＳＫ（offset quaternary phase-shift keying）変調方式または他の変調方式を利用して位相変調され、アップコンバートされ、アンテナ４６から通信信号Ｓ（Ｔ）として送信される。
第４図は、本来移動局２１６によって通信信号Ｓ（Ｔ）１２として送信された、通信信号Ｒ（Ｔ）を受信するための、基地局２１２（第１図に図示）などの基地局内の装置６０の部分的なブロック図である。受信機６０は、好ましくは、多数の指（fingers）を有するレーキ受信機（RAKE receiver）であるが、一つの指のみが図示される。受信機６０は、コヒーレントでも、非コヒーレントでも、あるいは擬似コヒーレント（quasi-coherent）でもよい。
アンテナ６２は、多数の被受信フレームからなる通信信号Ｒ（Ｔ）１８を受信する。通信信号Ｒ（Ｔ）１８の濾波，周波数ダウンコンバートおよび位相復調などのフロントエンド処理は、ブロック６４において周知の方法および回路によって実行される。
その動作および構造が一般に周知であるサーチャ（searcher）３００は、ほぼＲ（Ｔ）１８の受信時間にて被受信信号Ｒ（Ｔ）に同期することを試み、複数の時間オフセットにてＲ（Ｔ）１８を探す。オンタイム・オフセット（on-time offset）ＯＴ４００として表されるＲ（Ｔ）１８の理想受信時間に近似する時間オフセットにて、受信機６０が信号Ｒ（Ｔ）１８に同期すると、受信機６０は、早期オフセット（early offset）Ｅ４０２として表される、ＯＴ４００よりも若干早い時間オフセットにて、また晩期オフセット（late offset）Ｌ４０４として表される、ＯＴ４００よりも若干遅い時間オフセットにて、Ｒ（Ｔ）１８を監視することができる。早期オフセットＥ４０２および晩期オフセットＬ４０４は、好ましくは、約１ウォルシュ・チップ期間だけ離れている。
各時間オフセット４００，４０２，４０４にて、とりわけ、デスクランブラ／デスプレッダ（de-scrambler/de-spreader）ブロック６６は、スクランブラ・ブロック４４（第２図に示す）によって一連のウォルシュ・コードＷ３９（第２図に示す）に適用されたＰＮコードを除去する。ＩＳ−９５逆方向リンク・チャネルでは、被受信信号１８の被受信フレームは、それぞれが６４ビット長である９６個の被受信シンボルまたはウォルシュ・コードを含む。ただし、被受信ウォルシュ・コードは、さまざまなチャネル・パラメータによって送信中に変えられているが、受信機６０に対しては被受信信号サンプルとして単純に見える。しかし、ここでは被受信ウォルシュ・コードは被受信ウォルシュ・コードＲＷという。
再度第４図を参照して、各被受信ウォルシュ・コードＲＷ６８は、デスクランブラ／デスプレッダ６６を出た後、高速アダマール変換（ＦＨＴ）などの直交復調器７０に入力される。ＦＨＴ７０は、そのサイズに応じて、加算器のアレイ（array of adders）としてあるいは多重化加算器（multiplexed adder）として一般に入手可能なハードウェアを利用して構築できる。あるいは、ＦＨＴ７０は、Motorola DSP部品番号５６１６６などの従来のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）や、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を利用して構築できる。
被受信ウォルシュ・コードＲＷ６８を受信すると、ＦＨＴ７０は多数の出力信号７２を生成する。早期オフセット時間Ｅ４０２にてＦＨＴ７０に入力された被受信ウォルシュ・コードＲＷ６８に関連する出力７２は、早期出力のセットといい、またオンタイム・オフセット時間ＯＴ４００にて被受信ウォルシュ・コード６８に応答してＦＨＴ７０によって生成された出力７２は、オンタイム出力のセットといい、また晩期オフセット時間Ｌ４０４に関連する出力７２は晩期出力のセットという。
６４個の出力信号７２は、ウォルシュ・コードＲＷ６８毎にＦＨＴ７０によって生成される。各出力信号７２は、Ｍ次直交変調器３６（第２図に図示）によって生成された６４個の可能なウォルシュ・コードＷ３９のうちの一つを参照するインデクスを有する。従って、ＩＳ−９５逆方向リンク・チャネルにおいて、被受信ウォルシュ・コード・グループＲＷ６８がＦＨＴ７０に入力されると、６４個の可能な被送信ウォルシュ・コード３９に相関する６４個の出力信号７２が生成される。なお、各出力信号７２は、インデクスを有するだけでなく、関連する複素数（図示せず）も有する。好適には、この複素数の実数部および虚数部のそれぞれに７ビットが割り当てられるが、それよりも少ないあるいは多いビットも可能である。簡単にするため、以下ではインデクスおよび複素数は総じて出力信号７２という。
各出力信号７２は、出力信号７２に関連する複素数を絶対値二乗（magnitude-squaring）することによって一般に算出される関連エネルギ値（図示せず）をさらに有する。このエネルギ値は、ＦＨＴ７０に入力された被受信ウォルシュ・コードＲＷ６８のグループに対応するウォルシュ・コードＷ３９を出力信号７２がインデクスする信頼尺度または尤度尺度に一般に相当する。このエネルギ値は、任意の適切なビット幅を有してもよく、例えば、１４ビット幅でもよい。
オンタイム出力のセットに対して処理するデコーダ・ブロック７６は、最尤デコーダ（Maximum Likelihood decoder）７７，デインタリーバ（de-interleaver）７８および畳み込みデコーダ８０を含んでもよく、このデコーダ・ブロック７６は、被受信信号Ｒ（Ｔ）１８をさらに復調し、被送信信号１２を推定し、信号８１を出力する。復調処理の後、第２図に示すエンコーダ２８と実質的に同様でもよいリエンコーダ（re-encoder）２８は、ウォルシュ・コード３９に対するインデクスを表す、第３図に示す送信されたデジタル符号化されインタリーブされたビットを再構成してもよい。デコーダ・ブロック７６の構成要素は、さまざまな方法で構築できる。例えば、ウォルシュ・コード３９に対するインデクスを推定する最尤デコーダ７７は、周知の方法に基づいてハードウェアまたはソフトウェアで構築してもよい。最尤でコーダについては、J. Proakisによる“Digital Communications”，McGraw-Hill, Chapter 6, Section 7（1983）において概説されており、これは参考として本明細書に含まれ、またＩＳ−９５Ａ基地局受信機において用いられる最尤デコーダの説明は、R. WaltonおよびM. Wallaceによる“Near Maximum Likelihood Demodulation for M-ary Orthogonal Signalling”，IEEE VTC, pp. 5-8（1998）に見ることができ、これも参考として本明細書に含まれる。
本発明の第１実施例では、比較器１００はＦＨＴ７０から早期出力のセットおよび晩期出力のセットを受けて、晩期出力のセットからの少なくとも一つの晩期出力のエネルギ値と、早期出力のセットからの少なくとも一つの早期出力のエネルギ値との間の差を算出する。早期出力のセットおよび晩期出力のセットの両方から１つの出力７２のみが選択されると、この被選択出力７２は、好ましくは、ＦＨＴ７０に入力された被受信ウォルシュ・コード・グループＲＷ６８に対応するウォルシュ・コード３９を被選択出力７２がインデクスする最高信頼尺度を表すエネルギ値を有する出力７２である。一般に、早期出力のセットからの被選択出力７２は、晩期出力のセットからの被選択出力７２とは異なるインデクスを有する。晩期出力セットからの被選択出力７２と、早期出力セットからの被選択出力７２との間の算出された差は、ライン１０１にて比較器１００を出る。この算出差は任意の数のビットで表すことができるが、好ましくは、タイミング尺度（timing measure）という、この差の符号に関連する単一ビットによって表される。
素子１３１，１３３，１４０（以下でさらに説明する）における更なる処理の後、タイミング尺度はサーチャ／タイミング調整回路（searcher/timing adjustment circuit）３００に入力され、この回路３００は、Ｒ（Ｔ）１８の理想受信時間に近似する時間オフセットにて受信機６０が信号Ｒ（Ｔ）１８に同期したままとなるように、オンタイム・オフセットＯＴ４００を調整する（これについても以下でさらに説明する）。
本発明の第２実施例では、例えば、一般に入手可能なランダム・アクセス・メモリでもよいメモリ１１０は、ライン１０１にて比較器１００から出力されるタイミング尺度を格納するため、受信機６０内のポイントに配置してもよい。個別のメモリ１１０は、好ましくは、受信機６０内の各ダイバーシチ素子について設けられる。
比較器１００は、好ましくは、晩期出力のセットおよび早期出力のセットにおける対応するインデクスの各対に関連するエネルギ値の間の差を算出し、６４個の比較のそれぞれから得られるタイミング尺度を格納する。あるいは、メモリ１１０は、被受信ウォルシュ・コード６８毎に比較器１００によって生成される６４個のタイミング尺度のすべてに満たないものを格納してもよい。例えば、メモリ１１０は、タイミング尺度のサブセット（例えば、１個または８個または１６個）のみを保持してもよい。
タイミング尺度は任意の数のビットによって表すことができるが、好ましくは、算出差の符号に関連する単一のビットによって表される。６個の被受信ウォルシュ・コードＲＷ６８を含むＩＳ−９５Ａ逆方向チャネルにおける単一のパワー制御グループについて、メモリ１１０は、６４個の行と６個の列を有するタイミング尺度の行列としてみることができる。ただし、メモリ１１０はそれよりも小さくても大きくてもよく、例えば、ＩＳ−９５Ａ逆方向チャネル・フレーム全体のタイミング尺度を格納してもよい。
セレクタ１３０は、好ましくは、リエンコーダ・ブロック２８において再符号化された被復調信号８１をデコーダ・ブロック７６から受信する。フレーム復調は、１６個のパワー制御グループについて実行されるので、信号８１は９６個の再符号化インデクス３５を含む。９６個のインデクス３５のそれぞれについて、セレクタ１３０は、関連するタイミング尺度を取り出すためにメモリ１１０において適切な行および列をアドレス指定し、この関連タイミング尺度は、被復調信号８１が得られる前に算出済みでもよい。素子１３１，１３３，１４０（以下でさらに説明する）における更なる処理の後、選択され取り出されたタイミング尺度はサーチャ／タイミング調整回路３００に入力される。
第２実施例に関連する第１の代替例では、最尤デコーダ７７は、ライン７９にて６個の「勝ち」インデクスからなる１つのセットを生成するために、パワー制御グループ毎に（すなわち、６つの連続したオンタイム出力セット毎に）一回動作させてもよい。６つのインデクスのそれぞれについて、セレクタ１３０は、関連タイミング尺度を取り出すためにメモリ１１０における適切な行および列をアドレス指定できる。
第２実施例に関連する第２の代替例では、最尤デコーダ７７は、ライン７９にて６個のインデクスからなるあり得そうなセットを多数生成するために、パワー制御グループごとに一回動作させてもよい。レーキ受信機の指などの各ダイバーシチ素子について、インデクスの選択されたセットは合成され、全体的に最もありそうなセットが生成される。また、合成の前に、インデクスの選択されたセットに対してチャネル補正（channel correction）を適用してもよい。チャネル補正の適切な方法については、本発明の譲受人に譲渡された米国特許出願第０８／５８２，８５６号“Method and Apparatus for Coherent Channel Estimation in a Communication System”に開示されており、この出願は参考として本明細書に含まれる。このようにして得られたインデクス・セットは、被送信インデクスを表す最も高い尤度を有し、関連タイミング尺度を取り出すためにメモリ１１０における適切な行および列をアドレス指定するために用いられる。
第２実施例に関連する第３の代替例では、オンタイム出力のセットは暫定インデクス推定器（tentative index estimator）８５に入力してもよく、この暫定インデクス推定器８５は、受信機６０における各ダイバーシチ素子からの対応するインデクスのオンタイム・エネルギ値を合成し、ライン８７にて最大合成エネルギ値を有するインデクスを出力する。セレクタ１３０は、ライン８７にてこの出力を利用して、関連タイミング尺度を取り出すためにメモリ１１０をアドレス指定できる。
セレクタ１３０または比較器１００から出力されるタイミング尺度は、オンタイム・オフセット４００をサーチャ／タイミング調整回路３００によって遅らせるべきか、あるいは進ませるべきかを示す。第５図は、Ｒ（Ｔ）１８の単一のパルスを受信するための理想時間Ｔ４０８を示す。理想受信時間Ｔ４０８に近似するために、オンタイム・オフセットＯＴ４００を遅らせるべきであることがわかる。この場合、晩期オフセット４０４におけるＲ（Ｔ）のエネルギ（すなわち、晩期出力セットからの出力７２）は、早期オフセット４０２におけるＲ（Ｔ）のエネルギ（すなわち、早期出力セットからの出力）よりも大きく、平均してその差は正である。タイミング尺度はこの差の正符号を反映し、オンタイム・オフセットＯＴ４００は理想受信時間Ｔ４０８よりも早くて、遅らせるべきであることを示す。
一方、Ｔ４０８に近似するためにオンタイム・オフセットＯＴ４００を進ませるべき場合、晩期オフセット４０４におけるＲ（Ｔ）のエネルギは、早期オフセット４０２におけるＲ（Ｔ）のエネルギよりも小さく、平均してその差は負である。タイミング尺度は、この差の符号を反映し、オンタイム・オフセットＯＴ４００が理想受信時間Ｔ４０８よりも遅くて、進めるべきであることを示す。
オンタイム・オフセットＯＴ４００が適正な場合、晩期オフセット４０４および早期オフセット４０２におけるＲ（Ｔ）のエネルギの間の差は、平均してゼロとなる。タイミング尺度はゼロとなり、オンタイム・オフセットＯＴ４００は変更すべきでないことを示す。
再度第４図を参照して、セレクタ１３０によってメモリ１１０から取り出されたタイミング尺度と、タイミング尺度１０１とは、ともに好ましくは１ビット幅であるが、これらのタイミング尺度はプログラマブル・ループ利得∂１３５によって回路１３１においてスケーリングしてもよく、その積はタイミング尺度アキュムレータ１４０の内容と回路１３３において加算してもよい。アキュムレータ１４０が所定の正または負の閾値に達すると、タイミング調整コマンドをライン１４１を介してサーチャ／タイミング調整回路３００に発行してもよい。
∂の適切な値は３であるが、∂の値は任意の他の適切な値にプログラム可能であり、例えば、１と８との間の値にプログラム可能である。回路１３１から出力された信号は、∂のビット幅に等しいビット幅を有し、これは好ましくは少なくとも３ビット幅である。アキュムレータ１４０におけるビット幅は、好ましくはプログラム可能であり、例えば、３，４または５ビットにプログラム可能である。さらに、利得値の間で周期的に切り替えることにより、整数ループ利得から分数ループ利得を得ることもできる。同様に、∂は起動時に初期値を有し、その後に異なる定常利得を有してもよい。
デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための方法の一好適な実施例を第６図のフローチャートに示す。本方法はブロック５００から開始し、ブロック５０２に進み、ここで第１段階は、一回目に、被送信シンボルに関連する被受信シンボルを復調器に入力して、早期出力のセットを生成することを含む。ブロック５０４における次の段階は、二回目に、被受信シンボルを復調器に入力して、オンタイム出力のセットを生成することを含む。三回目に、被受信シンボルを復調器に入力して、晩期出力のセットを生成する段階をブロック５０５に示す。ブロック５０６における段階では、早期出力のセットのうち少なくとも一つの出力と、晩期出力のセットのうち少なくとも一つの出力とを比較して、タイミング尺度を生成する。最後に、ブロック５０８において、このタイミング尺度に基づいて，信号を受信するための時間が調整される。
第２実施例では、タイミング尺度のセットに含まれるタイミング尺度は、メモリに格納される。次に、オンタイム出力のセットにおける所定の数の出力は、被送信シンボルを生成する推定器に入力される。この被送信シンボルに基づいて、タイミング尺度がメモリから選択される。次に、この選択に基づいて、信号を受信するための時間が調整される。
受信機６０について特定の論理的／機能的回路および関係の点から説明したが、受信機６０は、プログラム済みプロセッサや、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）などにより、さまざまな方法で構成できる。また、一つの素子が別の素子に応答する場合、これらの素子を直接または間接的に結合してもよいことが理解される。
デコーダ・ブロック７６内で行われる被復調信号８１に関する中間判定を利用してもよいことが想定される。さらに、被復調信号８１は、例えば、第２図に示す回路などの回路を利用して再変調して、拡散シーケンス（spreading sequence)を生成してもよい。このように、ＦＨＴ資源を節約でき、またタイミング尺度はより多くのビットを含むことができる。
本明細書ではＩＳ−９５逆方向リンク・チャネルについて特に触れたが、本発明は、順方向リンクＩＳ−９５チャネルや、ＧＳＭ（Group Special Mobile)，欧州ＴＤＭＡシステム，ＰＤＣ（Pacific Digital Cellular），日本ＴＤＭＡシステムおよび米国のＴＤＭＡシステムであるＩＳ−５４（Interim Standard 54）などのすべてのＴＤＭＡシステムにおけるすべての順方向および逆方向ＴＤＭＡチャネルを含むがそれらに限定されない任意のデジタル・チャネルに適用可能である。
セルラ方式のデジタル通信システムに適用する本発明の原理は、パーソナル通信システム，トランクド・システム（trunked system）、衛星通信システムおよびデータ・ネットワークを含むがそれらに限定されない他の種類の通信システムにも適用可能である。同様に、すべての種類のデジタル無線周波数チャネルに適用する本発明の原理は、無線周波数シグナリング・チャネル，電子データ・バス，有線チャネル，光ファイバ・リンクおよび衛星リンクなどの他の種類の通信チャネルにも適用する。
さらに、本発明の他の形式や、上記の特定の実施例以外の実施例も添付の請求の範囲およびその同等の精神および範囲から逸脱せずに考案できることは明白であり、本発明の範囲は請求の範囲およびその同等によってのみ決まるものとする。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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