(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロットチャネルを有するコード多重通信方式（ＣＤＭＡ方式）を用いたスペクトラム拡散通信装置に利用される変復調装置であって、
同期信号を検出するための同期記号チャンネルに配置され、パイロット信号から、信号発生器なしで相関信号を発生させる固定コードＳＡＷマッチドフィルタと、
データ再生用チャンネルに配置されるプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタとを有し、
前記固定コードＳＡＷマッチドフィルタから出力された前記相関信号に同期して前記プログラマブルＳＡＷマッチドフィルタから、信号の再生を行う事を特徴とする変復調装置。
【請求項２】
パイロットチャネルを有するコード多重通信方式（ＣＤＭＡ方式）を用いたスペクトラム拡散通信装置に利用される変復調装置であって、
同期信号を検出するための同期信号チャンネルに配置され、パイロット信号から、信号発生器なしで相関信号を発生させる固定コードマッチドフィルタと、
データ再生用チャンネルに配置される可変コード型のマッチドフィルタとを有し、
前記固定コードマッチドフィルタからの相関信号に同期させて前記可変コード型のマッチドフィルタから、信号の再生を行うことを特徴とする変復調装置。
【請求項３】
前記可変コード型のマッチドフィルタはプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタであることを特徴とする請求項２に記載の変復調装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかに記載の変復調装置と、
アンテナとを備える通信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の通信装置と、
前記通信装置とコード多重通信方式（ＣＤＭＡ方式）に従って通信を行う基地局とを有する通信システム。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、コード多重方式（ＣＤＭＡ方式）を用いたスペクトラム拡散通信装置および通信システムに関する。
背景技術
従来のコード多重方式(Code Division Multiple Access，CDMA)を用いた通信方式は、例えば、電子情報通信学会信学技報ＲＣＳ９５−１２０巻（１９９６−０１）の第５７頁から６２頁に記載されているように、デジタル相関処理方式か、デジタル制御型のマッチドフィルタを用いる場合が多い。従来の方式ではキャリア周波数に同期させなければならないため、同期捕捉時間が長く、例えば、データ伝送時、パケット通信を行った場合、実行データ送信速度が上がらない等の問題がある。
発明の開示
本発明の目的は、上述の問題を解決し、同期捕捉時間が短く、データパケット通信時にも実行通信速度の低下が無い、良好な通信方式を提供する事にある。
上記の目的は、相関処理部にＳＡＷマッチドフィルタを用いる事により達成される。また、同期信号検出部に固定コードのマッチドフィルタ、信号検出部に可変コード型のマッチドフィルタを配置することにより達成される。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の第１実施例の通信装置のシステムブロックであり、
第２図は、従来の通信装置のシステムブロックであり、
第３図は、従来の受信側の機能に関するブロックであり、
第４図は、本発明の受信側の機能に関するブロックであり、
第５図は、従来の受信側のマッチドフィルタに関するブロックであり、
第６図は、本発明のＳＡＷマッチドフィルタに関するブロックであり、
第７図は、本発明の第２実施例の受信側の１部に関するシステムブロックであり、
第８図は、本発明の第２実施例に用いる固定コード型ＳＡＷマッチドフィルタであり、
第９図は、本発明の第２実施例の制御フローであり、
第１０図は、本発明の第３実施例の弾性表面波マッチドフィルタの模式図であり、
第１１図は、本発明の第４実施例の弾性表面波マッチドフィルタの模式図であり、
第１２図は、本発明の通信装置を用いた移動体通信システムであり、
第１３図は、本発明の通信装置を用いた無線ＬＡＮ通信システムである。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の詳細を第１図から第１３図に示した実施例によって説明する。
第１図は、本発明を用いたコード多重方式通信装置の１例をシステムブロックを用いて示したものである。送信側においては、ベースバンド処理部１で音声ＣＯＤＥＣまたは外部データのＩ／Ｏ、エラー訂正用の畳み込み符号化、インターリーバ、ＣＤＭＡ用のアダマール変調を行った後、ＰＮ符号を乗算（０、１の半加算）することにより拡散変調を行う。また、変復調部２では、デジタルベースバンド信号をＱＰＳＫ変調する。さらに、ＣＤＭＡ−ＲＦ部３では、ＲＦ帯にアップコンバートし、アンテナ４より送信を行う。
受信側では、アンテナ４より入力された受信信号をＣＤＭＡ−ＲＦ部で中間周波数信号にダウンコンバートし、変復調部２で、アナログ信号（デジタル位相変調信号）のまま、レーク処理、逆拡散、アダマール変換の処理を行う。ここで、逆拡散、アダマール変換処理はＳＡＷマッチドフィルタを用いて行った。復調されたデジタル信号はベースバンド処理部１で、ディインタリーバ、ビタビ誤り訂正（検出）、音声ＣＯＤＥＣまたは、外部装置へのデータ送受信処理を行う。
上記通信装置は、アナログ通信（音声信号が主）処理部も共有しており、アナログ変調部６とアナログ復調部７が別系統で設けられている。
比較のため、従来の、ベースバンド部で逆拡散処理を行う方法を、第２図を用いて示す。図中、第１図と同様箇所は同様の番号を示した。送信側においては、ベースバンド処理部８で音声ＣＯＤＥＣ、エラー訂正用の畳み込み符号化、インターリーバ、ＣＤＭＡ用のアダマール変調を行った後、ＰＮ符号を乗算（０、１の半加算）することにより拡散変調を行う。また、変復調部９では、デジタルベースバンド信号をＱＰＳＫ変調する。さらに、ＣＤＭＡ−ＲＦ部１０では、ＲＦ帯にアップコンバートし、アンテナ４より送信を行う。
受信側では、アンテナ４より入力された受信信号をＣＤＭＡ−ＲＦ部で中間周波数信号にダウンコンバートし、変復調部９で、アナログ信号（デジタル位相変調信号）を高速のＡＤコンバータ処理を行い、コンバートされたデジタル信号はベースバンド処理部８で、レーク処理、逆拡散、アダマール変換の処理、ディインタリーバ、ビタビ誤り訂正（検出）、音声ＣＯＤＥＣ処理を行う。
第３図は従来方式の受信部を機能ブロック図として示したものである。従来のシステムではアンテナ４より入力された信号は、ＱＰＳＫデジタル復調回路１１でデジタル復調され、その後、ＰＮジェネレータ１２により発生される、ウオルシュコードで変調された最長符号系列（ｍ系列信号）と逆拡散回路１３において相関処理を行い、元の情報速度のデータに再生され、さらにデータ復調部１４によりディスクランブル（ディインターリーバ）、ビタビアルゴリズムによる（誤り訂正、検出）復調を行い、バリアブルレート音声復調回路１５により音声信号へ変換される。この方式では、同期回路１６の同期制御が重要で、信号からキャリア成分を検出し、位相ロックを行うまでの時間が、かなり大きい。したがって、冗長度が高い、連続的な音声信号等の通信は可能であるが、デジタルデータ等のパケット通信には向かない。
また第４図は本発明の受信部を機能ブロック図として示したものである。アンテナ４より入力された信号は、ＳＡＷマッチドフィルタを用いたＲＦ／ＩＦ相関復調、同期処理回路１７で、ＰＮジェネレータ１８により発生される、ウオルシュコードで変調された最長符号系列（ｍ系列信号）と逆拡散相関処理を行い、元の情報速度のデータに再生され、さらにデータ復調部１９によりディスクランブル（ディインターリーバ）、ビタビアルゴリズムによる（誤り訂正、検出）復調を行い、バリアブルレート音声復調、データＩ／Ｏ回路２０により音声信号変換または外路回路へのデータＩ／Ｏ処理がなされる。この方式では、同期回路は不要で、信号から自動的に情報速度に対応した信号クロックが発生する。したがって、連続的な音声信号もデジタルデータ等のパケット通信にも対応可能である。
従来の方式では、逆拡散処理をベースバンド（デジタル信号）に変換した後、行っているため、同期捕捉時間が大きく、高速のデータＩ／Ｏを行うことができない。また、逆拡散処理をベースバンドで行っているため、外部雑音の影響を受けやすく、実効的な処理利得は低下してしまう。それに対し、本発明では、デジタル信号に変換する前にＳＡＷマッチドフィルタを用いて、逆拡散処理を行っているため、同期捕捉時間が短く、実効的な処理利得も大きい。
以上、本実施例によれば、通信装置の処理時間を短縮させ、実効的な処理利得も向上させる事ができるため、パケット通信時の実効通信速度を低下させる事なく、通信信頼性の向上、通信距離の拡大を図る事ができる。
第５図は従来のデジタルマッチドフィルタ部の機能ブロックである。入力端子２１から入力されたデジタル信号はクロック周波数の逆数に相当する時間、信号を保持する遅延回路２２を数段直列に配置し、各段のデジタル信号とPN符号の各係数a1,a2,…anとの（１、−１）の乗算（１、０の半加算）処理を乗算器２３により行い、加算器２４によりその結果を加算し、ＰＮ信号に一致した時、各々の信号が同相で加わり、元の情報速度の信号を得る。第６図は本発明のプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタであり、弾性表面波基板２６上に、入力すだれ状電極２７および出力コード化電極２８が配置されている。入力端子２９から入力された信号は出力コード化電極２８の固定遅延時間だけ離された各タップから電気信号として出力され、それぞれのタップは極性反転器３０に接続されている。極性反転器３０の極性はPN符号の各係数a1,a2,…anに対応して反転されている。それぞれの信号は加算器３１によりアナログ信号の加算を行っている。このように、従来のシステムでは各タップの遅延時間はクロックのホールディング機能を用いていたため、同期捕捉時間が大きかったのに対し、本発明のＳＡＷマッチドフィルタでは固定遅延時間であるため、原理的には、リアルタイムで信号の復調が可能である。また、極性反転器３０の極性をPN符号の各係数a1,a2,…anに対応して反転させているため、どのようなＰＮ符号に対しても対応可能であり、またそれが、時間的に変化しているような場合でも、信号の復調が可能である。
第７図は、本発明の第２実施例の受信側の１部に関するシステムブロックである。第２実施例では、ＣＤＭＡのためのウオルシュシーケンスの同期をパイロット信号として別系統で処理するシステムの受信側の処理ブロックを示している。入力端子３２から入力された信号は４分岐され、１つは固定コードＳＡＷマッチドフィルタ（０）３３へ、他の３つはプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタ（１）３５、（２）３９、（３）４３へ入力される。固定コードＳＡＷマッチドフィルタ（０）３３の出力は同期信号としてパイロットチャンネル出力端子３４から出力されると同時に、それぞれのプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタ（１）３５、（２）３９、（３）４３の出力信号と混合器３６、４０、４４により、乗算され、それぞれ、シンクチャンネル出力端子３７、ページングチャンネル出力端子４１、トラフィックチャンネル出力端子４５に出力される。ＱＰＳＫ変復調の場合、同様の処理回路が（Ｉ信号の他に）Ｑ信号復調回路が必要であることは、言うまでもない。
次に、第２実施例のＳＡＷマッチドフィルタに設定するＰＮコードに関して説明する。先ず固定コードＳＡＷマッチドフィルタ（０）３３の概要を第８図に示す。入力端子４７には入力すだれ状電極４８が接続され、出力符号化すだれ状電極４９の各タップはＰＮコード（ｍ１からｍ５１２）に対応した極性となっている。それぞれのすだれ状電極は出力端子５０（１から５１２）へ接続され、相関ピークがどのコード（電極）によるものか、判定できるようになっている。各ＰＮコードは６４ビットであり、１５段m系列の最後に０を加えたショートコードの部分符号列（ｍ１からm５１２）である。この符号はパイロットチャンネルのＰＮ符号に対応しており、m系列信号であるため、サイドローブの上昇は小さい。第２実施例の他のプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタには第６図の構造のフィルタを配置した。それぞれ、シンクチャンネルでは上記１５段m系列の最後に０を加えたショートコードの部分符号列（ｍ１からm５１２）にウオルシュシーケンスの３２番目のコードとの各ビットの乗算（０、１の半加算）した符号列を各タップ係数として配置し、また、ページングチャンネルでは上記ショートコードの部分符号列（ｍ１からm５１２）にウオルシュシーケンスの１−７番目のいずれかのコードとの各ビットの乗算（０、１の半加算）した符号列を各タップ係数として配置し、また、トラフィックチャンネルでは上記ショートコードの部分符号列（ｍ１からm５１２）にウオルシュシーケンスの８−３１、３３−６３番目のいずれかのコードとの各ビットの乗算（０、１の半加算）した符号列を各タップ係数として配置している。以上の各係数の配置方法を手順を追って第９図に示した。本実施例の方法を用いると、時間軸上のサイドローブが小さい、同期信号として良好な信号（同期した時間で強いピークとなる）がパイロットチャンネルから得られ、その信号を各チャンネルの信号と乗算する為、信号としてはウオルシュシーケンスに同期した相関信号のみが自動的に得られる。以上、本実施例を用いれば、厳密な同期捕捉回路を必要としないため、回路の簡略化と、高速データ通信が可能となる。
第１０図は、本発明の第３実施例のＳＡＷマッチドフィルタの断面図である。例えば、移動通信等のデジタルデータの情報速度は、数１０ＫＨｚ程度の場合が多い。北米のＣＤＭＡ通信機では１９ＫＨｚであり、符号化電極の遅延時間はその逆数に比例するため、通常のＳＡＷフィルタに比べ、かなり大きいものとなってしまう。例えば、ＳＡＷの音速を４０００ｍ／ｓとすれば、符号化電極部の長さは２１０ｍｍとなり、実用的ではない。そこで、ＳＡＷ速度の低速度化が必要となる。第１０図はラム波を用いた低音速デバイスの例である。入力正規型すだれ状電極５１と出力符号化すだれ状電極５２はＳｉ基板５３上に配置されたホウケイ酸ガラス５４を設け、その上にＺｎＯ薄膜５５を設けた構造となっている。ホウケイ酸ガラス５４とＳｉ基板５３間には空隙部５６を設け、基板の表と裏の結合をおこしたラム波モードの表面波が励起される。このモードの特徴は板厚により音速が変化し、その速度が小さいという特徴を持つ。本構成で中心周波数を２４．５ＭＨｚ、板厚、０．９μｍとすれば、音速２８８ｍ／ｓ程度となり、デバイスサイズを２０ｍｍ程度とすることができる。以上、本実施励を用いれば、情報速度が遅い場合でも、マッチドフィルタのデバイスサイズを小さくできるため、小形化、高集積化に有利である。また、本構造では、デバイスの表面をエッチングすることにより中心周波数の調整が可能であるため、デバイスの歩留り向上による低価格化に有利である。
第１１図は第４実施例の弾性表面波マッチドフィルタを模式的に示したものである。入力端子６０には入力正規型電極５８が、出力端子６１には出力符号化電極部５９が接続されている。通常、弾性表面波基板５７は符号化電極部５９での温度変動による遅延時間変動を抑圧するため、低温度系数を有する水晶を用いる場合が多い。しかし、水晶基板の電気機械結合係数は小さいため、すだれ状電極部のインピーダンスが高くなり、ミスマッチ損失が増大する。そこで、本実施例では、入力すだれ状電極部５８のみに高結合係数の圧電薄膜６２を成膜し、入力すだれ状電極５８のインピーダンスを下げ、ミスマッチ損失を抑えている。本実施例を用いれば、温度変動に強く、低損失なマッチドフィルタが得られる。
第１２図は本発明を用いた移動体通信システムを示している。本実施例はセルラー方式ＣＤＭＡ移動通信装置に関するものである。基地局６３を中心としたセル６４にそれぞれのエリアを分割し、各々の端末は基地局を介して通信を行っている。可搬型携帯端末６５、６７、車載用端末６６それぞれに、本発明の通信装置を用いているため、それぞれの端末間で、データパケット通信が可能であり、また、実効的な感度が高いため、データの信頼度が高い。
第１３図は本発明を用いた無線ＬＡＮ通信システムを示している。ＬＡＮ用ケーブル６８に本通信装置７２、７３が接続され、各端末６９、７０には本通信装置７１、７４が接続されている。また、各端末７５、７６に本通信装置７７、７８を接続し、各端末間で（有線系を介さず）自由に通信を行うことができる。本実施例を用いれば、ＣＤＭＡ方式による多重通信が可能であるため、各々の端末が同時に通信速度を落とすことなく通信が可能である。
産業上の利用可能性
本発明によれば、データ通信装置の実効的な高速化、通信距離の拡大が可能となり、信頼性の高い通信システムが実現できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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