(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナを用いて複数の移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置であって、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差はシンボル期間の整数倍であり、
前記複数のアンテナで受信した前記複数の移動端末装置からの信号にアダプティブアレイ処理を施して、前記複数のの移動端末装置からの信号をシンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかにおいて抽出する信号抽出手段と、
前記信号抽出手段によってシンボルごとに抽出された前記複数の移動端末装置からの信号の相互相関値を、シンボルごとに前記複数の所定の基準信号点のいずれかとして特定する相関値算出手段と、
前記相関値算出手段によりそれぞれのシンボルに対応して算出された複数の前記相互相関値のうち、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せを選択する相関値選択手段と、
前記選択された相互相関値の組合せにそれぞれ対応するシンボルにおいて前記受信応答ベクトルを推定する演算手段とを備える、無線受信装置。
【請求項２】
前記組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるか否かを判定する組合せ数判定手段と、
前記組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せの個数が前記所定数以上あるときに、前記演算手段による受信応答ベクトルの推定を許可する推定許可手段とをさらに備える、請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であるか否かを判定するタイミング差判定手段と、
前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍でなければ、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍となるように前記複数の移動端末装置に対する送信タイミングを制御する送信タイミング制御手段とをさらに備える、請求項１または２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記送信タイミング制御手段は、前記複数の移動端末装置がそれぞれ固有の既知参照信号に対応している場合には、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がゼロとなるように送信タイミングを制御する、請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記相関値選択手段は、
前記相関値算出手段によりあるシンボルに対応して算出された前記相互相関値に対して（−１＋０ｊ）を乗算する乗算手段と、
前記乗算手段の乗算結果と同じ値の前記相互相関値が算出された他のシンボルを特定するシンボル特定手段と、
前記あるシンボルおよび前記他のシンボルのそれぞれにおける前記相互相関値を前記相互相関値の組合せとして選択する選択手段とを含む、請求項１から４のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記相関値選択手段は、選択した前記相互相関値の組合せの個数が受信応答ベクトルの推定に十分な所定数に達すると選択動作を終了させる、請求項１から５のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項７】
複数のアンテナを用いて複数の移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置における受信応答ベクトル推定方法であって、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差はシンボル期間の整数倍であり、
前記複数のアンテナで受信した前記複数の移動端末装置からの信号にアダプティブアレイ処理を施して、前記複数の移動端末装置からの信号をシンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかにおいて抽出するステップと、
前記シンボルごとに抽出された前記複数の移動端末装置からの信号の相互相関値を、シンボルごとに前記複数の所定の基準信号点のいずれかとして特定するステップと、
それぞれのシンボルに対応して算出された複数の前記相互相関値のうち、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せを選択するステップと、
前記選択された相互相関値の組合せにそれぞれ対応するシンボルにおいて前記受信応答ベクトルを演算するステップとを備える、受信応答ベクトル推定方法。
【請求項８】
前記組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるか否かを判定するステップと、
前記組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せの個数が前記所定数以上あるときに、前記受信応答ベクトルの推定を許可するステップとをさらに備える、請求項７に記載の受信応答ベクトル推定方法。
【請求項９】
前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であるか否かを判定するステップと、
前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍でなければ、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍となるように前記複数の移動端末装置に対する送信タイミングを制御するステップとをさらに備える、請求項７または８に記載の受信応答ベクトル推定方法。
【請求項１０】
前記送信タイミングを制御するステップは、前記複数の移動端末装置がそれぞれ固有の既知参照信号に対応している場合には、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がゼロとなるように送信タイミングを制御する、請求項９に記載の受信応答ベクトル推定方法。
【請求項１１】
前記相互相関値の組合せを選択するステップは、
あるシンボルに対応して算出された前記相互相関値に対して（−１＋０ｊ）を乗算するステップと、
前記乗算結果と同じ値の前記相互相関値が算出された他のシンボルを特定するステップと、
前記あるシンボルおよび前記他のシンボルのそれぞれにおける前記相互相関値を前記相互相関値の組合せとして選択するステップとを含む、請求項７から１０のいずれかに記載の受信応答ベクトル推定方法。
【請求項１２】
前記相互相関値の組合せを選択するステップは、選択した前記相互相関値の組合せの個数が受信応答ベクトルの推定に十分な所定数に達すると選択動作を終了させる、請求項７から１１のいずれかに記載の受信応答ベクトル推定方法。
【請求項１３】
複数のアンテナを用いて複数の移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置における受信応答ベクトル推定プログラムであって、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差はシンボル期間の整数倍であり、コンピュータに、
前記複数のアンテナで受信した前記複数の移動端末装置からの信号にアダプティブアレイ処理を施して、前記複数の移動端末装置からの信号をシンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかにおいて抽出するステップと、
前記シンボルごとに抽出された前記複数の移動端末装置からの信号の相互相関値を、シンボルごとに前記複数の所定の基準信号点のいずれかとして特定するステップと、
それぞれのシンボルに対応して算出された複数の前記相互相関値のうち、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せを選択するステップと、
前記選択された相互相関値の組合せにそれぞれ対応するシンボルにおいて前記受信応答ベクトルを演算するステップとを実行させる、受信応答ベクトル推定プログラム。
【請求項１４】
前記組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるか否かを判定するステップと、
前記組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる前記相互相関値の組合せの個数が前記所定数以上あるときに、前記受信応答ベクトルの推定を許可するステップとをさらにコンピュータに実行させる、請求項１３に記載の受信応答ベクトル推定プログラム。
【請求項１５】
前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であるか否かを判定するステップと、
前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍でなければ、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍となるように前記複数の移動端末装置に対する送信タイミングを制御するステップとをさらにコンピュータに実行させる、請求項１３または１４に記載の受信応答ベクトル推定プログラム。
【請求項１６】
前記送信タイミングを制御するステップは、前記複数の移動端末装置がそれぞれ固有の既知参照信号に対応している場合には、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がゼロとなるように送信タイミングを制御する、請求項１５に記載の受信応答ベクトル推定プログラム。
【請求項１７】
前記相互相関値の組合せを選択するステップは、
あるシンボルに対応して算出された前記相互相関値に対して（−１＋０ｊ）を乗算するステップと、
前記乗算結果と同じ値の前記相互相関値が算出された他のシンボルを特定するステップと、
前記あるシンボルおよび前記他のシンボルのそれぞれにおける前記相互相関値を前記相互相関値の組合せとして選択するステップとを含む、請求項１３から１６のいずれかに記載の受信応答ベクトル推定プログラム。
【請求項１８】
前記相互相関値の組合せを選択するステップは、選択した前記相互相関値の組合せの個数が受信応答ベクトルの推定に十分な所定数に達すると選択動作を終了させる、請求項１３から１７のいずれかに記載の受信応答ベクトル推定プログラム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線受信装置、受信応答ベクトル推定方法および受信応答ベクトル推定プログラムに関し、特に移動体通信システムの基地局において、移動端末装置から受信した信号の受信応答ベクトルを推定するための無線受信装置、受信応答ベクトル推定方法および受信応答ベクトル推定プログラムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、急速に発達しつつある移動体通信システム（たとえば、Personal Handyphone System：以下、ＰＨＳ）では、基地局の無線受信装置は、各ユーザの移動端末装置の応答ベクトルの推定を行なう。
【０００３】
ここで、応答ベクトル（Steering Vector）とは、基地局の無線受信装置で受信した移動端末装置からの信号成分のうち、各移動端末装置からの信号の振幅および位相に関する情報を表わすものである。無線受信装置において、このような各移動端末装置ごとの応答ベクトルを推定することにより、各移動端末装置から基地局の無線受信装置までの無線区間の伝搬路特性、信号受信時における電力値などを検出することが可能となる。
【０００４】
特に、基地局の複数のアンテナで送受信される信号の振幅および位相の成分を調整することによって、信号電波の送受信の指向性を制御するアダプティブアレイ方式の無線受信装置においては、各アンテナごとの振幅および位相の成分の調節は、本質的に、推定された応答ベクトルに基づいてウェイトベクトルを計算することによって行なわれる。
【０００５】
従来、各移動端末装置から基地局で受信した信号の応答ベクトル（受信応答ベクトル）の推定方法としては、基地局の各アンテナごとに受信した受信信号（ＩＱ信号）と、当該移動端末装置からの復調ビットデータの再変調信号とを複素乗算してその結果をアンサンブル平均（時間平均）することによって推定する手法が提案されている。この手法については後で詳述する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の受信応答ベクトル推定方法では、複数ユーザの移動端末装置が当該基地局にパス多重接続（Path Division Multiple Access：以下、ＰＤＭＡ）している場合、各アンテナの受信信号（ＩＱ信号）と所望の移動端末装置からの再変調信号との複素乗算結果は、当該所望の移動端末装置からの再変調信号と、多重接続している他の移動端末装置からの受信信号との相関値の項を含むことになる。
【０００７】
このような相関値の項は、複素乗算する信号成分同士が時系列で完全にランダムであったり、または上述のアンサンブル平均を十分に時間を取って行なえば、ゼロになることが期待される。
【０００８】
しかしながら、実際には、複素乗算する信号成分同士が時系列でランダムであるという保証はなく、また移動体通信システムにおける信号処理上の種々の制限により、長期間のアンサンブル平均を取ることは困難である（通常はせいぜい２０シンボル期間程度）。
【０００９】
このため、所望ユーザの再変調信号と他のユーザの受信信号との相関値の項がアンサンブル平均処理の後も消去されずに残存し、余剰成分として受信応答ベクトルの推定結果に含まれることになる。
【００１０】
したがって、従来の受信応答ベクトル推定方法では、アンサンブル平均処理後にこのような余剰成分が残存することにより、受信応答ベクトルの高精度の推定が困難になるという問題があった。
【００１１】
それゆえに、この発明の目的は、少ない演算量で高精度の受信応答ベクトルの推定が可能な無線受信装置、受信応答ベクトル推定方法および受信応答ベクトル推定プログラムを提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の１つの局面によれば、複数のアンテナを用いて複数の移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置であって、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差はシンボル期間の整数倍である。無線受信装置は、信号抽出手段と、相関値算出手段と、相関値選択手段と、演算手段とを備える。信号抽出手段は、複数のアンテナで受信した複数の移動端末装置からの信号にアダプティブアレイ処理を施して、複数の移動端末装置からの信号をシンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかにおいて抽出する。相関値算出手段は、信号抽出手段によってシンボルごとに抽出された複数の移動端末装置からの信号の相互相関値を、シンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかとして特定する。相関値選択手段は、相関値算出手段によりそれぞれのシンボルに対応して算出された複数の相互相関値のうち、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せを選択する。演算手段は、選択された相互相関値の組合せにそれぞれ対応するシンボルにおいて受信応答ベクトルを推定する。
【００１３】
好ましくは、無線受信装置は、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるか否かを判定する組合せ数判定手段と、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるときに、演算手段による受信応答ベクトルの推定を許可する推定許可手段とをさらに備える。
【００１４】
好ましくは、無線受信装置は、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であるか否かを判定するタイミング差判定手段と、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍でなければ、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍となるように複数の移動端末装置に対する送信タイミングを制御する送信タイミング制御手段とをさらに備える。
【００１５】
好ましくは、送信タイミング制御手段は、複数の移動端末装置がそれぞれ固有の既知参照信号に対応している場合には、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がゼロとなるように送信タイミングを制御する。
【００１６】
好ましくは、相関値選択手段は、相関値算出手段によりあるシンボルに対応して算出された相互相関値に対して（−１＋０ｊ）を乗算する乗算手段と、乗算手段の乗算結果と同じ値の相互相関値が算出された他のシンボルを特定するシンボル特定手段と、あるシンボルおよび他のシンボルのそれぞれにおける相互相関値を相互相関値の組合せとして選択する選択手段とを含む。
【００１７】
好ましくは、相関値選択手段は、選択した相互相関値の組合せの個数が受信応答ベクトルの推定に十分な所定数に達すると選択動作を終了させる。
【００１８】
この発明の他の局面によれば、複数のアンテナを用いて複数の移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置における受信応答ベクトル推定方法であって、前記複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差はシンボル期間の整数倍である。受信応答ベクトル推定方法は、複数のアンテナで受信した複数の移動端末装置からの信号にアダプティブアレイ処理を施して、複数の移動端末装置からの信号をシンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかにおいて抽出するステップと、シンボルごとに抽出された複数の移動端末装置からの信号の相互相関値を、シンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかとして特定するステップと、それぞれのシンボルに対応して算出された複数の相互相関値のうち、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せを選択するステップと、選択された相互相関値の組合せにそれぞれ対応するシンボルにおいて受信応答ベクトルを演算するステップとを備える。
【００１９】
好ましくは、受信応答ベクトル推定方法は、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるか否かを判定するステップと、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるときに、受信応答ベクトルの推定を許可するステップとをさらに備える。
【００２０】
好ましくは、受信応答ベクトル推定方法は、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であるか否かを判定するステップと、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍でなければ、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍となるように複数の移動端末装置に対する送信タイミングを制御するステップとをさらに備える。
【００２１】
好ましくは、送信タイミングを制御するステップは、複数の移動端末装置がそれぞれ固有の既知参照信号に対応している場合には、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がゼロとなるように送信タイミングを制御する。
【００２２】
好ましくは、相互相関値の組合せを選択するステップは、あるシンボルに対応して算出された相互相関値に対して（−１＋０ｊ）を乗算するステップと、乗算結果と同じ値の相互相関値が算出された他のシンボルを特定するステップと、あるシンボルおよび他のシンボルのそれぞれにおける相互相関値を相互相関値の組合せとして選択するステップとを含む。
【００２３】
好ましくは、相互相関値の組合せを選択するステップは、選択した相互相関値の組合せの個数が受信応答ベクトルの推定に十分な所定数に達すると選択動作を終了させる。
【００２４】
この発明のさらに他の局面によれば、複数のアンテナを用いて複数の移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置における受信応答ベクトル推定プログラムであって、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差はシンボル期間の整数倍である。受信応答ベクトル推定プログラムは、コンピュータに、複数のアンテナで受信した複数の移動端末装置からの信号にアダプティブアレイ処理を施して、複数の移動端末装置からの信号をシンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかにおいて抽出するステップと、シンボルごとに抽出された複数の移動端末装置からの信号の相互相関値を、シンボルごとに複数の所定の基準信号点のいずれかとして特定するステップと、それぞれのシンボルに対応して算出された複数の相互相関値のうち、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せを選択するステップと、選択された相互相関値の組合せにそれぞれ対応するシンボルにおいて受信応答ベクトルを演算するステップとを実行させる。
【００２５】
好ましくは、受信応答ベクトル推定プログラムは、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるか否かを判定するステップと、組合せて平均化したときに（０＋０ｊ）となる相互相関値の組合せの個数が所定数以上あるときに、受信応答ベクトルの推定を許可するステップとをさらにコンピュータに実行させる。
【００２６】
好ましくは、受信応答ベクトル推定プログラムは、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であるか否かを判定するステップと、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍でなければ、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍となるように複数の移動端末装置に対する送信タイミングを制御するステップとをさらにコンピュータに実行させる。
【００２７】
好ましくは、送信タイミングを制御するステップは、複数の移動端末装置がそれぞれ固有の既知参照信号に対応している場合には、複数の移動端末装置からの信号の受信タイミング差がゼロとなるように送信タイミングを制御する。
【００２８】
好ましくは、相互相関値の組合せを選択するステップは、あるシンボルに対応して算出された相互相関値に対して（−１＋０ｊ）を乗算するステップと、乗算結果と同じ値の相互相関値が算出された他のシンボルを特定するステップと、あるシンボルおよび他のシンボルのそれぞれにおける相互相関値を相互相関値の組合せとして選択するステップとを含む。
【００２９】
好ましくは、相互相関値の組合せを選択するステップは、選択した相互相関値の組合せの個数が受信応答ベクトルの推定に十分な所定数に達すると選択動作を終了させる。
【００３０】
したがって、この発明によれば、組合せて時間平均したときにゼロとなる相互相関値の組合せを選択して、その組合せに対応するシンボルにおいて受信応答ベクトルを演算することにより、ユーザ同士の受信信号の余剰相関値が残存することを防ぎ、少ない演算量で高精度の受信応答ベクトルの推定を実現することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００３２】
この発明の背景となる移動体通信システム（ＰＨＳ）では、電波の周波数利用効率を高めるために、同一周波数の同一タイムスロットを空間的に分割することにより複数ユーザの移動端末装置を基地局にパス多重接続させることができるＰＤＭＡ方式が採用されているものとする。
【００３３】
このＰＤＭＡ方式では、各ユーザの移動端末装置からの信号は、周知のアダプティブアレイ処理により分離抽出される。
【００３４】
以下に、この発明の背景について説明する。まず、一般的な受信応答ベクトルの推定方法について説明する。
【００３５】
たとえば、後述する図５の例のように、基地局は４本のアンテナを有し、ユーザ１およびユーザ２がパス多重接続している場合を想定する。
【００３６】
この場合、ユーザ１の受信応答ベクトルＨ１およびユーザ２の受信応答ベクトルＨ２は下記の式で表わされる。
【００３７】
Ｈ１＝［ｈ11，ｈ21，ｈ31，ｈ41］
Ｈ２＝［ｈ12，ｈ22，ｈ32，ｈ42］
ここで、ユーザ１を抽出したい所望ユーザとし、ユーザ２を干渉ユーザとする。たとえば、アンテナ１の受信応答ベクトルｈ11，ｈ12のうち、ｈ11が所望ユーザの受信応答ベクトルであり、ｈ12が干渉ユーザの受信応答ベクトルである。
【００３８】
一方、４本のアンテナでそれぞれ受信された信号を、Ｘ1(t)，Ｘ2(t)，Ｘ3(t)，Ｘ4(t)とし、ユーザ１およびユーザ２のそれぞれの受信信号をＳ1(t)，Ｓ2(t)とすると、それぞれのアンテナの受信信号は下記の式で表わされる。
【００３９】
Ｘ1(t)＝ｈ11・Ｓ1(t)＋ｈ12・Ｓ2(t)＋Ｎ1(t)
Ｘ2(t)＝ｈ21・Ｓ1(t)＋ｈ22・Ｓ2(t)＋Ｎ2(t)
Ｘ3(t)＝ｈ31・Ｓ1(t)＋ｈ32・Ｓ2(t)＋Ｎ3(t)
Ｘ4(t)＝ｈ41・Ｓ1(t)＋ｈ42・Ｓ2(t)＋Ｎ4(t)
ここで、Ｎ1(t)，Ｎ2(t)，Ｎ3(t)，Ｎ4(t)は、ノイズ成分である。
【００４０】
所望ユーザ１の受信応答ベクトルは、４本のアンテナの受信信号Ｘ1(t)，Ｘ2(t)，Ｘ3(t)，Ｘ4(t)の各々と、一旦受信に成功してアダプティブアレイ処理により得られた所望ユーザ１の受信信号を再変調した信号Ｓ1(t)の複素共役Ｓ1*(t)との積を一定時間平均することによって、すなわちアンサンブル平均Ｅを取ることによって、次式のように得られる。
【００４１】
Ｅ［Ｘ1(t)・Ｓ1*(t)］＝Ｅ［ｈ11・Ｓ1(t)・Ｓ1*(t)＋ｈ12・Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)＋Ｎ1(t)・Ｓ1*(t)］・・・（１）
Ｅ［Ｘ2(t)・Ｓ1*(t)］＝Ｅ［ｈ21・Ｓ1(t)・Ｓ1*(t)＋ｈ22・Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)＋Ｎ2(t)・Ｓ1*(t)］・・・（２）
Ｅ［Ｘ3(t)・Ｓ1*(t)］＝Ｅ［ｈ31・Ｓ1(t)・Ｓ1*(t)＋ｈ32・Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)＋Ｎ3(t)・Ｓ1*(t)］・・・（３）
Ｅ［Ｘ4(t)・Ｓ1*(t)］＝Ｅ［ｈ41・Ｓ1(t)・Ｓ1*(t)＋ｈ42・Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)＋Ｎ4(t)・Ｓ1*(t)］・・・（４）
ここで、受信信号Ｓ1(t)とその複素共役であるＳ1*(t)とのアンサンブル平均は、Ｅ［Ｓ1(t)・Ｓ1*(t)］＝１となる。また、時系列にランダムなノイズ成分Ｎn(t)と受信信号Ｓ1(t)の複素共役であるＳ1*(t)とのアンサンブル平均は、Ｅ［Ｎn(t)・Ｓ1*(t)］＝０となる。
【００４２】
したがって、上述の（１）〜（４）式はそれぞれ下記の（５）〜（８）式のように表わされる。
【００４３】
Ｅ［Ｘ1(t)・Ｓ1*(t)］＝ｈ11＋ｈ12・Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］・・・（５）
Ｅ［Ｘ2(t)・Ｓ1*(t)］＝ｈ21＋ｈ22・Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］・・・（６）
Ｅ［Ｘ3(t)・Ｓ1*(t)］＝ｈ31＋ｈ32・Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］・・・（７）
Ｅ［Ｘ4(t)・Ｓ1*(t)］＝ｈ41＋ｈ42・Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］・・・（８）
ここで、他のユーザ２の受信信号Ｓ2(t)と所望ユーザ１の変調信号の複素共役Ｓ1*(t)とのアンサンブル平均Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］がゼロとなれば、ユーザ１の受信応答ベクトルＨ１＝［ｈ11，ｈ21，ｈ31，ｈ41］は、下記の（９）〜（１２）式のように求められる。
【００４４】
ｈ11＝Ｅ［Ｘ1(t)・Ｓ1*(t)］・・・（９）
ｈ21＝Ｅ［Ｘ2(t)・Ｓ1*(t)］・・・（１０）
ｈ31＝Ｅ［Ｘ3(t)・Ｓ1*(t)］・・・（１１）
ｈ41＝Ｅ［Ｘ4(t)・Ｓ1*(t)］・・・（１２）
しかしながら、（５）〜（８）式における項Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］は必ずしも完全にはゼロにならない。なぜなら、信号Ｓ1(t)と信号Ｓ2(t)とが時系列に相関のない信号であるという保証はないからである。したがって、この項を完全にゼロにするには、長期間の（多くのデータシンボル数にわたる）時間平均が必要である。
【００４５】
しかしながら、先に述べたように、システムの信号処理上の時間的制約から、十分な長さの（シンボル数の）時間平均を取ることはできない（前述のようにせいぜい２０シンボル程度のデータ期間である）。
【００４６】
実際には、短期間の時間平均でも項Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］の大きさをかなり小さくすることはできるが、そもそも干渉成分Ｓ2(t)が大きい場合には、Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］は相対的に大きな値の項として残ることになる。
【００４７】
したがって、このような余剰項Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］が（５）〜（８）式に残存するため、推定される受信応答ベクトルは、上記の（９）〜（１２）式のようにはならず、受信応答ベクトルの推定精度が劣化することになる。
【００４８】
従来の方法では、アンサンブル平均の期間として、任意の複数シンボル期間を用いていたため、限られた期間内で余剰項Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］をゼロにすることは難しかった。
【００４９】
これに対し、この発明では、Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)の時間平均を取ったときにその結果がゼロとなるようなデータシンボルの組合せを予め見出し、そのようなシンボルに対して受信応答ベクトルの演算（平均化処理）を行なうように構成したものである。これにより、ユーザ同士（所望ユーザおよび干渉ユーザ）の信号の相互相関値（Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］）の残存（受信応答ベクトルに対する影響）を抑制することが可能となり、少ない演算量で高精度の受信応答ベクトルの推定が可能となる。
【００５０】
以下に、図１〜図４を参照して、この発明による受信応答ベクトルの推定方法の基本原理について説明する。
【００５１】
上述のように、この発明の基本原理は、ユーザ同士の信号の相互相関値の時間平均である余剰項Ｅ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］をゼロ（すなわち０＋０ｊ）とするような相殺成分の組合せを見出して当該データ期間において平均化処理を行なうものである。
【００５２】
このような手法について、ＰＨＳ等で採用されているπ／４シフトＱＰＳＫ（Quaternary Phase Sift Keying）変調方式の下に、２ユーザがパス多重接続している場合を例に取って説明する。
【００５３】
図１は、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式における基準信号点Ａ〜Ｈの配置を示す図であり、図２はこれらの基準信号点Ａ〜Ｈのパターニング（Ｉ，Ｑ座標）を示すテーブルである。π／４シフトＱＰＳＫ変調方式では、各シンボル点で、常に（Ｉ，Ｑ）座標上の８個の基準信号点Ａ〜Ｈのいずれかに真の信号点を有している。実際に、各ユーザからのアダプティブアレイ処理後の信号は、（Ｉ，Ｑ）座標上の基準信号点Ａ〜Ｈのいすれかの近傍に分布している。
【００５４】
ここで、前述の（１）〜（４）式を用いて受信応答ベクトルの推定を行なう場合、所望ユーザ同士の相互相関Ｅ［Ｓ1(t)・Ｓ1*(t)］が１となるためには、信号Ｓ1(t)のサンプリングは、図１の基準信号点Ａ〜Ｈに正確に対応するタイミングｔで行なう。すなわち、ユーザ１の信号が基準信号点Ａ〜Ｈのいずれかに正確に到来している場合のデータシンボルを用いて、Ｅ［Ｓ1(t)・Ｓ1*(t)］を算出すれば、Ｅ［Ｓ1(t)・Ｓ1*(t)］＝１が得られる。
【００５５】
このような所望ユーザ１と、干渉ユーザ２との基地局到来タイミングがシンボル期間の整数倍の場合、信号Ｓ1(t)のサンプリングタイミングｔにおいて、ユーザ２の信号も基準信号点Ａ〜Ｈのいずれかに到来していることになる。
【００５６】
図３は、ユーザ１の信号Ｓ1(t)およびユーザ２の信号Ｓ2(t)が取り得る信号点、およびそれらの組合せに応じて相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)が取り得る信号点の対応関係を示すテーブルである。図３に示すように、ユーザ１の信号Ｓ1(t)が現れる信号点は、８個の基準信号点Ａ〜Ｈのいずれかであり、ユーザ２の信号Ｓ2(t)が現れる信号点も、８個の基準信号点Ａ〜Ｈのいずれかである。
【００５７】
そして、これらの相互相関値であるＳ2(t)・Ｓ1*(t)の出力結果も結局は、図３のテーブルに示すように、図１の８個の基準信号点Ａ〜Ｈのいずれかとなる。
【００５８】
ここで、図１および図２に着目し、基準信号点Ａ（１，０）とＥ（−１，０）とを平均化すると、０＋０ｊとなる。同様に、基準信号点Ｂ（０．７１，０．７１）とＦ（−０．７１，−０．７１）とを平均化すると０＋０ｊとなり、基準信号点Ｃ（０，１）とＧ（０，−１）とを平均化すると０＋０ｊとなり、基準信号点Ｄ（−０．７１，０．７１）とＨ（０．７１，−０．７１）とを平均化すると０＋０ｊとなる。
【００５９】
したがって、余剰項であるＥ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］をゼロとするには、ユーザ１およびユーザ２の信号点の相関値が相殺して０＋０ｊとなるような信号点の組合せ（上述の（Ａ，Ｅ）、（Ｂ，Ｆ）、（Ｃ，Ｄ）、（Ｄ，Ｈ））を選択して平均化処理を行なうことにより達成することができる。
【００６０】
実際の処理としては、ユーザ１およびユーザ２のアダプティブアレイ処理により抽出されたそれぞれの復調データ（ビット列）を再変調した変調信号Ｓ1(t)およびＳ2(t)を算出し、それぞれの取る基準信号点に対応する相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)を図３のテーブルから求める。図３のテーブルから求められる相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)は、Ａ〜Ｈのいずれかの信号点にあるので、上述の組合せ（Ａ，Ｅ）、（Ｂ，Ｆ）、（Ｃ，Ｄ）、（Ｄ，Ｈ）から、相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)を相殺するための対となる信号点が判明する。
【００６１】
そのような組合せて平均化することにより相殺される相互相関値の信号点のデータを求めて平均化処理をすることにより、余剰項であるＥ［Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)］をゼロとすることができ（９）〜（１２）式に示すような受信応答ベクトルの推定が可能となる。
【００６２】
次に、図４を参照して、相互相関値を相殺するための組合せの選出方法について、説明する。図４において、時間ｔは、１〜１２０の１２０シンボルからなるデータ区間を示しており、各シンボルに対応して、算出された変調信号Ｓ1(t)，Ｓ2(t)と、その相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)とが例示されている。
【００６３】
なお、この発明の推定原理は、多重ユーザ数が２ユーザの場合に限られず、ユーザ数が、３ユーザ、４ユーザに増えた場合にも同様に適用可能である。図４の例では、シンボルごとに、３ユーザ目のユーザ３の変調信号Ｓ3(t)と、ユーザ１およびユーザ３の相互相関値Ｓ3(t)・Ｓ1*(t)とがさらに例示されている。
【００６４】
図５を参照して、たとえば、時刻（シンボル）ｔ＝１およびｔ＝１１９に対応する相互相関値を組合せて平均化する。
【００６５】
ユーザ１およびユーザ２の相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)について見れば、時刻ｔ＝１においては信号点Ａの値であり、時刻ｔ＝１１９においては信号点Ｅの値である。したがって、時刻ｔ＝１，１１９において相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)の平均を取った場合、相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)は０＋０ｊとなる。
【００６６】
また、ユーザ１およびユーザ３の相互相関値Ｓ3(t)・Ｓ1*(t)について見れば、時刻ｔ＝１においては信号点Ｈの値であり、時刻ｔ＝１１９においては信号点Ｄの値である。したがって、時刻ｔ＝１，１１９において相互相関値Ｓ3(t)・Ｓ1*(t)の平均を取った場合、相互相関値Ｓ3(t)・Ｓ1*(t)は０＋０ｊとなる。
【００６７】
たとえば、図４の例により、実際に、アンテナ番号１に対応するユーザ１の受信応答ベクトルｈ11を求める手順について説明する。アンテナ番号１に対応する受信応答ベクトルをＲＶ1(t)とし、アンテナ番号１での受信信号をＲＸ1(t)とする。
【００６８】
時刻ｔ＝１における受信応答ベクトルＲＶ1(1)は、時刻ｔ＝１におけるＲＸ1(1)・Ｓ1*(1)と、これと対となる時刻ｔ＝１１９におけるＲＸ1(119)・Ｓ1*(119)との平均を取ることによって求められる。すなわち、次式のように表される。
【００６９】
ＲＶ1(1)＝［ＲＸ1(1)・Ｓ1*(1)＋ＲＸ1(119)・Ｓ1*(119)］/２・・・（１３）
＝［ｈ11(1)・Ｓ1(1)・Ｓ1*(1)＋ｈ12(1)・Ｓ2(1)・Ｓ1*(1)＋ｈ13(1)・Ｓ3(1)・Ｓ1*(1)＋Ｎ1(1)・Ｓ1*(1)＋ｈ11(119)・Ｓ1(119)・Ｓ1*(119)＋ｈ12(119)・Ｓ2(119)・Ｓ1*(119)＋ｈ13(119)・Ｓ3(119)・Ｓ1*(119)＋Ｎ1(119)・Ｓ1*(119)］/２
＝［ｈ11｛Ｓ1(1)・Ｓ1*(1)＋Ｓ1(119)・Ｓ1*(119)｝］/２＋［ｈ12｛Ｓ2(1)・Ｓ1*(1)＋Ｓ2(119)・Ｓ1*(119)｝］/２＋［ｈ13｛Ｓ3(1)・Ｓ1*(1)＋Ｓ3(119)・Ｓ1*(119)｝］/２＋［Ｎ1(1)・Ｓ1*(1)＋Ｎ1(119)・Ｓ1*(119)］/２
ここで、上述のように、時刻ｔ＝１，１１９において、相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)の平均を取った場合、相互相関値Ｓ2(t)・Ｓ1*(t)は０＋０ｊとなり、相互相関値Ｓ3(t)・Ｓ1*(t)の平均を取った場合、相互相関値Ｓ3(t)・Ｓ1*(t)は０＋０ｊとなる。したがって、受信応答ベクトルＲＶ1(1)は、下記のとおりになる。
【００７０】
ＲＶ1(1)＝ｈ11＋０＋０＋（ノイズ成分）
ノイズ成分は、平均化数を増大すればゼロになるので、結局、受信応答ベクトルＲＶ1(1)＝ｈ11が求まることになる。
【００７１】
図５は、この発明による移動体通信システム（たとえばＰＨＳ）の基地局の全体構成を示す機能ブロック図である。
【００７２】
図５を参照して、基地局の複数本、たとえば４本のアンテナ１，２，３，４で受信された複数ユーザの移動端末装置からの信号は、対応する送受信回路５，６，７，８のそれぞれのＲＦ回路５ａ，６ａ，７ａ，８ａで受信処理が施され、さらにＡ／ＤおよびＤ／Ａ変換機９，１０，１１，１２でデジタル信号に変換される。
【００７３】
デジタル信号に変換されたそれぞれのアンテナからの４系統の受信信号は、サーキュレータ１３を介してデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１４に与えられる。破線１４で表わされたＤＳＰの内部は、ＤＳＰによってソフトウェア的に実行される処理を機能ブロック図で示したものである。
【００７４】
サーキュレータ１３を介してＤＳＰ１４に与えられた４系統の受信信号は、受信処理部１５の同期処理部１５ａに与えられる。
【００７５】
同期処理部１５ａは、周知の同期位置推定方法により、当該基地局にパス多重接続している複数ユーザ（この例ではユーザ１およびユーザ２）からのそれぞれの受信信号の受信タイミングを高精度に推定し、推定した受信タイミングを、受信応答ベクトル推定処理部１７に与える。
【００７６】
同期窓制御部１５ｂは、受信信号に対し、所定の同期窓制御を施す。
次に、受信信号に対してアダプティブアレイ処理部１５ｃにより周知のアダプティブアレイ処理が施され、ユーザ１および２用の算出されたウェイトを用いて、ユーザ１および２の受信信号が分離抽出される。
【００７７】
分離抽出されたユーザごとの信号は、検波部１５ｄで復調され、ユーザ１および２の復調データ（ビット列）として、受信応答ベクトル推定処理部１７に与えられるとともに、ＤＳＰ１４から出力される。
【００７８】
受信応答ベクトル推定処理部１７は、検波部１５ｄからのユーザ１および２の復調ビット列に基づいて、図１〜図４を参照して説明した推定原理に則って受信応答ベクトルを推定する。
【００７９】
また、その推定過程において、ユーザ１および２の受信タイミングに基づいてユーザ１および２に対する送信タイミングを制御する信号を発生する。
【００８０】
一方、ユーザ１および２の送信すべきデータ（音声データなど）は、ＤＳＰ１４の送信処理部１６の変調処理部１６ａに与えられる。変調処理部１６ａで変調されたユーザ１および２のデータは、それぞれ乗算器１６ｂ，１６ｃの一方入力に与えられる。
【００８１】
また、乗算器１６ｂ，１６ｃの他方入力には、アダプティブアレイ処理部１５ｃで算出されたユーザ１および２用のウェイトが与えられ、ユーザ１および２のデータの送信指向性が決定される。
【００８２】
乗算器１６ｂ，１６ｃのそれぞれの出力は、送信タイミング制御部１６ｄに与えられる。送信タイミング制御部１６ｄは、受信応答ベクトル推定処理部１７から与えられるユーザ１および２用の送信タイミングの制御信号に基づいて、ユーザ１および２のデータ送信のタイミングを調整する。
【００８３】
送信信号合成処理部１６ｅは、ユーザ１および２の送信信号を合成し、図中１本の矢印で示す４系統の送信信号に変換し、サーキュレータ１３を介してＡ／ＤおよびＤ／Ａ変換機９，１０，１１，１２に配分する。
【００８４】
Ａ／ＤおよびＤ／Ａ変換機９，１０，１１，１２でアナログ信号に変換された４系統の送信信号は、対応する送受信回路５，６，７，８のそれぞれのＲＦ回路５ａ，６ａ，７ａ，８ａで送信処理が施され、対応するアンテナ１，２，３，４を介して移動端末装置に向かって送出される。
【００８５】
［実施の形態１］
図６は、上述の基本原理に基づいて図５のＤＳＰ１４で実現されるこの発明の実施の形態１による受信応答ベクトル推定方法を説明するフロー図である。
【００８６】
図６を参照して、処理の開始時には、複数のパス多重ユーザのアダプティブアレイ処理による受信・復調処理は終了しているものとする。
【００８７】
まず、ステップＳ１において、多重ユーザ全員の復調データ（ビット列）に受信エラーがないか否か判定される。もしも１ユーザにでも受信エラーがあれば受信応答ベクトルの正確な推定はできなくなるので、ステップＳ２において受信応答ベクトル推定処理は終了し、受信エラーのなかった一番最近のフレーム（たとえば前フレーム）で算出された受信応答ベクトルを現フレームの受信応答ベクトルとして使用する。
【００８８】
一方、ステップＳ１において、全多重ユーザの復調データに受信エラーがないことが判定されると、ステップＳ３において、全多重ユーザ間の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であるか否かが判定される。
【００８９】
もしもこの条件が満たされていないと判定されると、前述のようにこの発明の動作原理を実現できなくなるので、ステップＳ４において、全多重ユーザ間の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍になるよう基地局からユーザ端末に対する送信タイミング制御を実行する。ステップＳ４の処理の詳細については後述する。
【００９０】
そして、このような基地局送信タイミング制御により、ステップＳ５において現タイムスロットの多重度Ｘ（多重ユーザ数Ｘによるパス多重接続）が実現され、ステップＳ６においては、この発明ではなく、先に説明した従来の処理により受信応答ベクトルの推定がなされる。
【００９１】
一方、ステップＳ３において、全多重ユーザ間の受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であると判定されると、ステップＳ７において、Ｘ人の多重ユーザの１人目のユーザ（Ｘ＝１）に関する処理（ユーザループ）が設定される。
【００９２】
次に、ステップＳ８において、当該ユーザＸ（＝１）および他の全ユーザの復調信号により、たとえば図３に示すテーブルからユーザ同士の相互相関値をそれぞれ８個の基準信号点のいずれかに特定して求める。そのような処理を、たとえば図４に示すように、当該フレーム（１２０シンボル）の全区間（各シンボル時刻をｔで表わすとｔ＝１〜１２０）内のそれぞれのシンボルにおいて行ない、時刻ｔ＝１〜１２０のそれぞれに対応するテーブルを作成する。
【００９３】
そして、ステップＳ９において、図４のテーブルを参照して先に説明したように、相互相関値を相殺する（０＋０ｊにする）ための組合わせを検索する。ステップＳ９の処理の詳細については後述する。
【００９４】
ステップＳ１０において、ステップＳ９における検索の結果、相互相関値を相殺する組合せが存在するか否かが判定される。そのような組合せが存在しなければ、ステップＳ６に進み、この発明ではなく、先に説明した従来の処理により受信応答ベクトルの推定がなされる。
【００９５】
一方、ステップＳ１０において、相互相関値を相殺する組合せが存在すると判定されると、ステップＳ１１において、アンテナ番号１〜４のそれぞれに対応する受信応答ベクトルＲＶ1(X)〜ＲＶ4(X)が、前述の（１３）式の展開式に基づいて算出される。
【００９６】
すなわち、ステップＳ９で決定した相殺される相互相関値の組合せに対応する時刻の組合せ（ｔ＝１〜１２０のうちの複数の時刻）をｚで表わすと、アンテナ番号１〜４のそれぞれの受信信号はＲＸ1(z)〜ＲＸ4(z)で表わされる。
【００９７】
同様に、当該ユーザループのユーザ番号Ｘの復調信号をＳＸ(z)とすると、各アンテナ番号の受信応答ベクトルは、各アンテナの受信信号と当該ユーザの復調信号との乗算結果の時刻ｚの組合せについての総和となる。すなわち、下記のように表わされる。
【００９８】
ＲＶ1(X)＝Σ（ＲＸ1(z)・ＳＸ*(Z)）・・・（１４）
ＲＶ2(X)＝Σ（ＲＸ2(z)・ＳＸ*(Z)）・・・（１５）
ＲＶ3(X)＝Σ（ＲＸ3(z)・ＳＸ*(Z)）・・・（１６）
ＲＶ4(X)＝Σ（ＲＸ4(z)・ＳＸ*(Z)）・・・（１７）
これらの式の各々を（１３）式の展開式のように相互相関値の平均化処理によって演算することにより、ユーザＸ＝１に対応する受信応答ベクトルベクトルが算出される。
【００９９】
ステップＳ１２において、ユーザループＸが現スロットにおける多重数に達したか否かが判定され、達していなければ、Ｘを１だけインクリメントしてステップＳ８に戻り、ステップＳ８からステップＳ１１の処理を繰返す。
【０１００】
ステップＳ１２において、Ｘが多重数に達したことが判定されるまで、ステップＳ８〜１１の処理が繰返されてステップＳ１１において各ユーザごとの受信応答ベクトルが得られ、ステップＳ１２においてＸが現スロットの多重数に達したことが判定されると、受信応答ベクトル推定処理を終了する。
【０１０１】
次に、図７は、図６のステップＳ９における相互相関値を相殺する組合せの検索処理を示すフロー図である。
【０１０２】
まず、ステップＳ２１において、当該フレームの１２０シンボルの最初のシンボル（ｔ＝１）に関する処理（シンボルループ）が設定される。
【０１０３】
ステップＳ２２において、たとえば図４のテーブルのうち、時刻ｔ（＝１）における当該ユーザＸと他のユーザのそれぞれとの相互相関値がセットされる。
【０１０４】
次に、ステップＳ２３において、時刻ｔ（＝１）における相互相関値のそれぞれに、（−１＋０ｊ）を乗算する。
【０１０５】
そして、ステップＳ２４において、当該フレーム（ｔ＝１〜１２０）内で、ステップＳ２３の乗算結果に一致する相互相関値が存在する他の時刻ｔ１を検索する。
【０１０６】
ステップＳ２４でそのような時刻ｔ１が存在しなければステップＳ２６に進む。一方、ステップＳ２４でそのような時刻ｔ１が存在すれば、ステップＳ２５で、当該シンボルループのｔ（＝１）および見出された時刻ｔ１（図４の例ではｔ＝１および１１９）を相互相関値の平均化（アンサンブル平均）に使用するデータとして記憶する。
【０１０７】
ステップＳ２６では、シンボルループｔがｔ＝１２０に達したか、すなわち時刻ｔ＝１〜１２０のすべてについて検索が終了したか否かが判定され、達していなければ、ｔを１だけインクリメントしてステップＳ２２に戻り、ステップＳ２２からステップＳ２５の処理を繰返す。
【０１０８】
ステップＳ２６において、ｔが全シンボル数である１２０に達したことが判定されるまで、ステップＳ２２〜２６の処理が繰返されてステップＳ２５において相互相関値を相殺するための時刻データが記憶される。そしてステップＳ２６においてｔが全シンボル数である１２０に達してすべての時刻ｔ＝１〜１２０について検索が終了したことが判定されると、検索処理を終了する。
【０１０９】
次に、図８は、図６のステップＳ４における送信タイミング制御を示すフロー図である。先に説明したように、たとえばπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式の場合、各ユーザの変調信号を８点の基準信号点のいずれかのタイミング（基準タイミング）で信号をサンプリングできるという前提の下に、この発明の原理が実現されている。
【０１１０】
一方、このような基準タイミングから少しでもずれたタイミングでサンプリングした信号は、８点の基準信号点に収束することはなく、この発明の原理を適用することができない。
【０１１１】
すなわち、パス多重接続しているそれぞれのユーザの基地局到来タイミング差が整数シンボル倍の場合にのみこの発明の原理を適用できるが、それ以外の場合にはこの発明の原理を適用することはできない。
【０１１２】
一般に、パス多重接続しているそれぞれのユーザの基地局到来タイミング差が整数シンボル倍になることは偶発的であり、確率的には低いものと考えられる。
【０１１３】
すなわち、移動体通信システムにおいては、多重接続している複数の移動端末装置のそれぞれと、当該基地局との距離差が互いに大きくことなることは通常起こり得ることであり、このようなユーザごとの距離差に起因する遅延時間により基地局における多重ユーザ同士の受信タイミングは通常変化しやすい。
【０１１４】
また、このような、距離差に起因する時間遅延以外に、各移動端末装置の特性差により、受信タイミングの時間差が基地局受信時に変化することがある。すなわち、移動端末装置は、基地局から信号を受信してから所定時間後に、基地局に向けて信号を送信することが規格で決められているが、各移動端末装置の特性差により、端末が基地局からの送信信号を受信してから上記所定時間よりも早く送信信号を基地局に送信するような端末や、逆に上記所定時間よりも遅く送信信号を基地局に送信するような端末が存在する。
【０１１５】
そこで、この発明を実現するためには、パス多重接続しているすべてのユーザの受信タイミング差がシンボル期間の整数倍となるようにする必要がある。
【０１１６】
基地局において、移動端末装置からの受信タイミングを制御する方法としては、基地局から移動端末装置への送信タイミングを制御することが有効である。
【０１１７】
ユーザごとの送信タイミングの制御により、ユーザごとの受信タイミングを制御することができる理由について説明する。
【０１１８】
たとえばＰＨＳのような移動体通信システムにおいて基地局と移動端末装置との間の信号の送受信のタイミングについては、移動端末装置は、基地局から信号を受信してから所定時間後に、基地局に向けて信号を送信することが規格で決められている。
【０１１９】
すなわち、基地局において各ユーザごとに信号送信のタイミングをずらせば、対応する各移動端末装置ごとに信号受信のタイミングがずれることになる。したがって、各移動端末装置から基地局に信号を送信するタイミングも移動端末装置ごとにずれることになる。
【０１２０】
結果として、基地局における各移動端末装置からの信号受信のタイミングは移動端末装置ごとにずれることになる。
【０１２１】
このように、基地局において、各移動端末装置ごとに信号送信のタイミングを制御することにより、間接的に基地局における各移動端末装置からの受信タイミングを制御することができ、ひいては受信タイミング同士が離れるように受信タイミングを制御することも可能である。
【０１２２】
なお、一般には、基地局において、同一タイムスロットにパス多重接続している複数のユーザに対する送信タイミングの時間差を最大化することにより、これらのユーザからの受信タイミング同士が近接することを防止し、パス多重接続時における通信品質の安定化を図ることが提案されている。
【０１２３】
図８を参照して、ステップＳ３１において、通常の基地局送信タイミング制御（たとえば上述の送信タイミング差の最大化）により、送信タイミングの移動位置を算出する。
【０１２４】
次に、ステップＳ３２において、パス多重接続しているすべてのユーザの受信タイミング差がシンボル期間の整数倍であるか否かが判定される。そして、整数倍であると判定されると、ステップＳ３３に進んで、通常の基地局送信タイミング制御（この例では上述のように送信タイミング差の最大化）を実行する。
【０１２５】
一方、ステップＳ３２において、整数倍でないと判定されると、ステップＳ３４で、パス多重接続しているユーザがそれぞれ異なるユニークワード（ＵＷ）に対応しているか否かが判定される。
【０１２６】
一般に、ＰＨＳでは、ＵＷは全ユーザに共通の既知の信号系列である。このため、ＵＷでは複数の多重ユーザを分離することができず、これらのユーザからの受信タイミングの近接を防止するため、送信タイミング差の最大化が必要となる。
【０１２７】
これに対し、ＵＷを複数化し、ユーザごとに異なるＵＷを持たせることが考えられる。その場合には、ＵＷによって多重ユーザの分離が可能となるため、基地局において送信タイミング差を設ける必要はなくなる。
【０１２８】
ステップＳ３４では、多重ユーザがそのような複数ＵＷに対応しているか否かが判定される。複数ＵＷに対応している場合には、全多重ユーザの受信タイミングが近接しても分離可能なため、ステップＳ３５において、全多重ユーザの受信タイミングが同一となる（受信タイミング差が０となる）ような送信タイミング制御を行なう。
【０１２９】
一方、ステップＳ３４で複数ＵＷに対応していないことが判定されると、ステップＳ３６に進み、パス多重接続しているすべてのユーザの受信タイミング差がシンボル期間の整数倍（０以外）となるような送信タイミング制御を行なう。
【０１３０】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、複数のユーザからの信号のシンボルごとの相互相関値のうち、組合せて平均化したときにゼロとなる相互相関値の組合せを選択して、その組合せに対応するそれぞれのシンボルにおいて受信応答ベクトルを演算するように構成しているので、少ない演算量で高精度の受信応答ベクトルの推定を実現することができる。
【０１３１】
［実施の形態２］
図４に示したようなユーザ同士の相互相関値のテーブルにおいて、多重ユーザ数が、３ユーザ、４ユーザと増大していくと、シンボルｔごとのユーザ同士の組合せである相互相関値の種類も増えていくことになる。
【０１３２】
一方で、各フレームのシンボル数は、たとえばＰＨＳでは１２０シンボルと限定されており、多重ユーザ数が増えた場合、１２０シンボルの全区間内で、相殺することができる相互相関値の組合せを見出すことが困難になる。たとえば図４の例のように、２つのシンボル（ｔ＝１、１１９）でしか相殺できない場合、ノイズを含む場合があり、平均化処理のためのサンプル数としては少なすぎるとも考えられ、受信応答ベクトルの推定精度の劣化のおそれがある。
【０１３３】
一方、組合せの個数が多すぎても余分な計算量の増大をもたらすという問題がる。
【０１３４】
そこで、この発明の実施の形態２では、平均化処理（アンサンブル平均）の対象となる相互相関値組合せの個数の最小値を予め定め、その値に満たない場合はこの発明による制御を行なわず、受信応答ベクトルの推定精度の劣化を防止しようとするものである。また、組合せの個数が推定に十分な一定数に達すればその時点で検索を終了し、計算量の増大を防止しようとするものである。
【０１３５】
図９は、上述の原理に基づいて、図５のＤＳＰ１４で実現されるこの発明の実施の形態２による受信応答ベクトル推定方法を説明するフロー図である。図９に示す実施の形態２のフロー図は、図６に示す実施の形態１のフロー図と、以下の点を除いて同じであり、共通する部分の処理については説明を省略する。
【０１３６】
すなわち、図６のステップＳ９における検索に代えて図９のステップＳ４０の検索処理が実行され、さらに図６のステップＳ１０における組合せの有無の判定に変えて図９のステップＳ４１の組合せ数の判定処理が実行される。
【０１３７】
まず、ステップＳ４０においては、基本的には、図６のステップＳ９と同様に、相互相関値を相殺する（０＋０ｊにする）ための組合せを検索する。ただし、この図９のステップＳ４０では、相互相関値の組合せの個数が所定数に達した場合には、その時点で検索処理を終了し、計算量の増大を防止している。
【０１３８】
図１０は、このステップＳ４０における検索処理を示すフロー図である。図１０に示すフロー図は、図７に示す実施の形態１のフロー図と、以下の点を除いて同じであり、共通する部分については説明を省略する。
【０１３９】
まず、ステップＳ５１において、図７のステップＳ２１におけるシンボルループの設定に加えて、アンサンブル平均の対象となる相互相関値（対応するシンボルｔ）の個数Ｚが０に設定される。
【０１４０】
そして、ステップＳ５２において、図７のステップＳ２５におけるアンサンブル平均にしようするデータ（シンボルｔの対）の記憶に加えて、平均化数Ｚをシンボルｔの対に対応して２だけインクリメントする。
【０１４１】
そして、ステップＳ５３において、図７のステップＳ２６における時刻ｔ＝１〜１２０のすべてについて検索が終了したか否かの判定に加えて、平均化数Ｚが所定値β以上か否かが判定される。所定値βは、一定の精度で受信応答ベクトルの推定が可能な平均化数に設定されている。
【０１４２】
ステップＳ５３において、シンボルループｔが１２０に達していなくても、平均化数Ｚが所定値β以上となれば、その時点で処理を終了し、計算量の増大を防いでいる。
【０１４３】
次に、図９に戻って、ステップＳ４１において、ステップＳ４０において検索された相互相関値を相殺する組合せの個数が所定値α以上か否かが判定される。所定値αは、精度劣化をもたらさずに受信応答ベクトルの推定が可能な最低限の個数に設定されている。
【０１４４】
ステップＳ４１において、所定値α以上でないと判定されれば、ステップＳ６に進み、この発明ではなく、先に説明した従来の処理により受信応答ベクトルの推定がなされる。
【０１４５】
一方、ステップＳ４１において、所定値α以上であると判定されると、ステップＳ１１において、アンテナ番号１〜４のそれぞれに対応する受信応答ベクトルＲＶ1(X)〜ＲＶ4(X)が、前述のように算出される。
【０１４６】
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、平均化処理のための相互相関値の組合せ個数が十分でない場合にはこの発明による受信応答ベクトル推定方法を終了して推定精度の劣化を防止するとともに、個数が一定数に達した場合には、組合せの検索を終了して余分な計算量の増大を防止することができる。
【０１４７】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０１４８】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、複数の移動端末装置からの信号のシンボルごとの相互相関値のうち、組合せて時間平均したときにゼロとなる相互相関値の組合せを選択して、その組合せに対応するそれぞれのシンボルにおいて受信応答ベクトルを演算するように構成しているので、少ない演算量で高精度の受信応答ベクトルの推定を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明で利用するπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式における基準信号点の配置を示す図である。
【図２】  図１に示した基準信号点のパターニングを示す図である。
【図３】  ユーザ同士の信号成分の相互相関値のテーブルを示す図である。
【図４】  この発明による相互相関値の組合せの選択方法を説明するためのテーブルを示す図である。
【図５】  この発明による基地局の全体構成を示す機能ブロック図である。
【図６】  この発明の実施の形態１による受信応答ベクトル推定方法を示すフロー図である。
【図７】  図６に示した受信応答ベクトル推定方法における相互相関値の組合せの選択方法を示すフロー図である。
【図８】  図６に示した受信応答ベクトル推定方法における基地局送信タイミング制御方法を示すフロー図である。
【図９】  この発明の実施の形態２による受信応答ベクトル推定方法を示すフロー図である。
【図１０】  図９に示した受信応答ベクトル推定方法における相互相関値の組合せの選択方法を示すフロー図である。
【符号の説明】
１，２，３，４  アンテナ、５，６，７，８  送受信回路、５ａ，６ａ，７ａ，８ａ  ＲＦ回路、９，１０，１１，１２  Ａ／ＤおよびＤ／Ａ変換機、１３  サーキュレータ、１４  ＤＳＰ、１５  受信処理部、１５ａ  同期処理部、１５ｂ  同期窓制御部、１５ｃ  アダプティブアレイ処理部、１５ｄ  検波部、１６送信処理部、１６ａ  変調処理部、１６ｂ，１６ｃ  乗算器、１６ｄ  送信タイミング制御部、１６ｅ  送信信号合成処理部、１７  受信応答ベクトル推定処理部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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