(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、前記整流器よりも直流側の端子間に接続され、オンすることにより一方向に電流を流す上側短絡素子および下側短絡素子とを直列接続した短絡部と、前記短絡部のオン・オフ動作を制御するスイッチ制御手段と、前記複数のコンデンサの共通接続点にその一端が接続され、他端が前記短絡部を構成する上側短絡素子と下側短絡素子との相互接続点間に接続されたコンデンサと、を備えたことを特徴とする高調波抑制回路。
【請求項２】
前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの合成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの合成容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の高調波抑制回路。
【請求項３】
前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信号に応じて前記複数のコンデンサの合成容量を切り換えるように制御するようにしたことを特徴とする請求項２に記載の高調波抑制回路。
【請求項４】
前記コンデンサ容量制御手段は、前記負荷信号を入力信号とし、前記入力信号が所定値よりも大きい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が大きくなるように制御し、前記入力信号が所定値よりも小さい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が小さくなるよう制御するようにしたことを特徴とする請求項３に記載の高調波抑制回路。
【請求項５】
前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆｓのＮ相の交流電源に接続され、前記リアクトルのインダクタンス値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサの合成容量をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π２・Ｎ２・ｆｓ２・Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合成容量Ｃを構成するようにしたことを特徴とする請求項１乃至４に記載の高調波抑制回路。
【請求項６】
前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの共通接続点と前記短絡部との間に接続されたコンデンサの容量を可変可能に構成し、前記コンデンサの容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至４に記載の高調波抑制回路。
【請求項７】
前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓでＮ相の交流電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短絡素子及び下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍の周波数で、交互にオン・オフすることを特徴とする請求項１乃至６に記載の高調波抑制回路。
【請求項８】
前記スイッチ制御手段は、負荷信号として、入力電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直流出力電圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器より直流側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは負荷電流に応じて予め設定された所定時間に基づいて、前記短絡部のオン、オフ動作を行わさせるように制御するようにしたことを特徴とする請求項１乃至７に記載の高調波抑制回路。
【請求項９】
請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機とし、前記スイッチ制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれかとしたことを特徴とする電動機駆動システム。
【請求項１０】
請求項２または請求項３または請求項４または請求項６に記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機とし、前記コンデンサ容量制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれかとしたことを特徴とする電動機駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多相電源の入力電流波形を改善し、高調波抑制と電源力率改善を行える高調波抑制回路及び電動機駆動システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
コンデンサ入力型整流回路は、構成が簡単で構造コストの面でも有利な為幅広く応用されているが、入力電流に含まれる高調波成分が多く、電源力率も低く電源系統に悪影響を与えるという問題があった。また、空調機分野に応用した場合、国内高調波規制のクラスＡ（２００４年〜）をクリアすることができないといった問題があった。その解決策として、種々の技術が提案されているが、回路構成が複雑であったり、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御等の複雑な制御が必要で、製造コストが高くなるという問題があった。
【０００３】
その中で、単相電源の安価な力率改善技術として、平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」に紹介された手段がある。この構成を図１８に示す。図１８は従来の回路ブロック図である。この技術では、ダイオード整流器３ａ〜３ｄの交流入力端子間に、互いに直列接続したコンデンサ２ａ、２ｂを接続し、整流器の直流出力端子間にはリアクトルを介して、互いに直列接続した２個のスイッチ素子６ａ、６ｂを接続し、前記スイッチ素子には逆並列にダイオード７ａ、７ｂを接続する。また、前記コンデンサ２ａ、２ｂの相互接続点と前記スイッチ素子６ａ、６ｂとの相互接続点とを接続して構成されている。
【０００４】
この回路の動作には、電源電圧が正の半周期の間について４つのモードがあり、スイッチングに合わせて下記の各モードが繰り返される。
・モード１（スイッチ素子６ａオン、６ｂオフ）
スイッチ素子６ａがオンすると、コンデンサ２ａ、リアクトル４ａを通る経路で電流が流れ、エネルギーがリアクトル４ａに蓄積される。
・モード２（スイッチ素子６ａオフ、６ｂオン）
スイッチ素子６ａをオフすると、リアクトル４ａに蓄積されたエネルギーが、平滑コンデンサ５、スイッチ素子６ｂの逆並列ダイオード７ｂ、コンデンサ２ａを通る経路にて放出される。また、スイッチ素子６ａ、６ｂは交互にオン／オフしているので、スイッチ素子６ａ、６ｂの相互接続点とコンデンサ２ａ、２ｂの相互接続点とを結ぶ経路には、リアクトル４ａのエネルギー放出による電流とリアクトル４ｂへのエネルギー蓄積による電流との代数和の電流が流れる。
【０００５】
・モード３（スイッチ素子６ａオフ、６ｂオン）
モード２において、リアクトル４ａに蓄積されたエネルギーが放出し終わると、モード３に移り、コンデンサ２ｂ、スイッチ素子６ｂ、リアクトル４ｂ、ダイオード３ｄの経路で電流が流れ、エネルギーがリアクトル４ｂに蓄積される。
・モード４（スイッチ素子６ａオン、６ｂオフ）
スイッチ素子６ｂがオフすると、リアクトル４ｂに蓄積されたエネルギーが、コンデンサ２ｂ、スイッチ素子６ａの逆並列ダイオード７ａ、平滑コンデンサ５を通る経路にて放出される。また、スイッチ素子６ａ、６ｂは交互にオン／オフしているので、リアクトル４ｂのエネルギー放出と同時に、モード１に戻り、リアクトル４ａへのエネルギー蓄積が始まる。以上の動作が繰り返される。
【０００６】
電源電圧が負の半周期になると、ダイオード３ｂと３ｃがそれぞれ、ダイオード３ａ、３ｄに代わってオンするように設定されているので、電源電圧が負の半周期になっても回路動作は前記モード１〜４を繰り返す。
【０００７】
以上のように、平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」によれば、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を加えるだけで、その制御も電流値等の検出やＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）のような複雑な制御を必要としない為、簡易且つ安価な構成で、単相電源の力率を改善することができるとしている。
【０００８】
また、上記技術の多相電源への応用として、特開平７−３０３３７６号公報がある。この方式での構成を図１９に示す。図１９は従来の回路ブロック図である。図において、ＰＳは三相交流電源、Ｄ１〜Ｄ６はブリッジ接続され交流を直流に整流する整流部を構成するダイオード、ＣＤＣは前記整流部により整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ３は前記三相交流電源ＰＳと前記整流部Ｄ１〜Ｄ６との各電源ラインに挿入されたリアクトルである。
【０００９】
また、ＴＸ１及びＴＸ２は、互いに直列接続され、前記整流部の直流側端子間に配置されて短絡部を形成するスイッチ素子である。Ｃ１〜Ｃ３は、前記三相交流電源ＰＳと前記リアクトルＬ１〜Ｌ３との間の各電源ラインに一端がそれぞれ接続され、他端を共通接続して構成した共振用コンデンサであり、その共通接続点は、前記短絡部を形成する半導体スイッチング素子ＴＸ１及びＴＸ２の相互接続点に接続されて、高調波抑制回路を構成している。
【００１０】
この高調波抑制回路の動作は、先に述べた平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」と基本的に同様であり、スイッチ素子ＴＸ１及びＴＸ２を、一定のオン／オフ比で、しかも交流電源の周波数よりも遥かに高い周波数で交互にオン／オフさせ、スイッチ素子停止時の不通流区間に強制的に電流を流し、入力電流を歪み分の少ない正弦波に近づけるものである。この技術によれば、多相電源においても、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を加えるだけで、その制御も電流値等の検出やＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）のような複雑な制御を必要としない為、簡易且つ安価な構成で、入力電流が１〜２（Ａ）と比較的小さい領域において、入力電流の波形及び力率を改善できるとしている。
【００１１】
更に、特開平７−３０３３７６号公報を入力電流の大きい領域にまで拡大する技術として、特開平８−１９６０７７号公報がある。この構成を図２０に示す。図２０は従来の回路ブロック図である。なお、前記内容と重複する部分については、同一符号を付し、その説明を省略する。図において、ＣＸ１〜ＣＸ３は、交流電源の各電源ライン間に接続された環状接続コンデンサで、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３よりも大きな容量のものを用いている。
【００１２】
環状接続コンデンサＣＸ１〜ＣＸ３は、供給電源の安定化を図り、入力電流の大きい領域においても、電源電圧歪みが起き難いようする働きをもたせるため共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３よりも大きな容量のものを用いている。これにより、多相電源で入力電流の大きい領域においても、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を加えるだけで、複雑な制御を必要としない高調波抑制回路を実現できるとしている。
【００１３】
特開平７−３０３３７６号公報、特開平８−１９６０７７号公報等は、交流電源周波数よりも遥かに高い周波数で短絡素子を動作する技術であるが、電源半周期に１回もしくは複数回のみのスイッチングで、電源力率を改善し、高調波規制を満たすことができる技術として、特開平１０−１７４４４２号公報等がある。これは、図２１に示したものがある。
【００１４】
図２１は従来の回路ブロック図である。図２１は、交流電源を直流に整流する整流器と、前記整流器の直流側に配置され互いに直列接続された平滑コンデンサと、交流電源と前記整流器との間の各相に接続されたリアクトルと、各相のリアクトルと整流器との接続点にその一端が接続され他端が交流電源の中性点を形成するよう共通接続されたスイッチ素子と、前記平滑コンデンサ同士の直列接続点と前記スイッチ素子の共通接続点とを結線して構成したものである。
【００１５】
この構成においては、各相に設けられたスイッチ素子の短絡動作は、電源半周期に１回程度である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」、特開平７−３０３３７６号公報、及び特開平８−１９６０７７号公報に示す技術はいずれも、短絡部を形成するスイッチ素子を電源周波数よりも遥かに高い周波数で動作させる為、このスイッチング動作に伴い多くの電磁ノイズを発生してしまう。その為、新たにノイズ対策部品を追加する必要があり、高調波抑制回路の複雑化、コストアップ、効率悪化を引き起こしてしまうという課題があった。
【００１７】
また、特開平１０−１７４４４２号公報では、スイッチング動作に伴う電磁ノイズを抑制しノイズ対策部品を削除できるよう、電源半周期に１回程度のスイッチング動作としているが、交流電源の各相にスイッチ素子を接続しなければならず、相数をＮとしたとき、Ｎ相電源ではＮ個のスイッチ素子が必要となり、高調波抑制回路のコストアップ、複雑化を引き起こしてしまうという課題があった。
【００１８】
本発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、高調波規制を満たすレベルまで高調波電流を抑制することが可能な高調波抑制回路を提供することを目的とする。また、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を追加するだけで、しかも、高周波スイッチング制御を必要としない安価且つ簡易な構成で、多相電源の電源高調波を抑制可能な高調波抑制回路を提供することを目的とする。
【００１９】
【００２０】
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係わる高調波抑制回路は、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、前記整流器よりも直流側の端子間に接続され、オンすることにより一方向に電流を流す上側短絡素子および下側短絡素子とを直列接続した短絡部と、前記短絡部のオン・オフ動作を制御するスイッチ制御手段と、前記複数のコンデンサの共通接続点にその一端が接続され、他端が前記短絡部を構成する上側短絡素子と下側短絡素子との相互接続点間に接続されたコンデンサと、を備えたものである。
【００２２】
本発明の請求項２に係わる高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの合成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの合成容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたものである。
【００２３】
本発明の請求項３に係わる高調波抑制回路は、前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信号に応じて前記複数のコンデンサの合成容量を切り換えるように制御するようにしたものである。
【００２４】
本発明の請求項４に係わる高調波抑制回路は、前記コンデンサ容量制御手段は、前記負荷信号を入力信号とし、前記入力信号が所定値よりも大きい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が大きくなるように制御し、前記入力信号が所定値よりも小さい場合には前記複数のコンデンサの合成用量が小さくなるよう制御するようにしたものである。
【００２５】
本発明の請求項５に係わる高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆｓのＮ相の交流電源に接続され、前記リアクトルのインダクタンス値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサの合成容量をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π２・Ｎ２・ｆｓ２・Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合成容量Ｃを構成するようにしたものである。
【００２６】
本発明の請求項６に係わる高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの共通接続点と前記短絡部との間に接続されたコンデンサの容量を可変可能に構成し、前記コンデンサの容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたものである。
【００２７】
本発明の請求項７に係わる高調波抑制回路は、前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓでＮ相の交流電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短絡素子及び下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍の周波数で、交互にオン・オフするものである。
【００２８】
本発明の請求項８に係わる高調波抑制回路は、前記スイッチ制御手段は、負荷信号として、入力電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直流出力電圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器より直流側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは負荷電流に応じて予め設定された所定時間に基づいて、前記短絡部のオン、オフ動作を行わさせるように制御するようにしたものである。
【００２９】
本発明の請求項９に係わる高調波抑制回路は、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機とし、前記スイッチ制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれかとしたものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を表す回路ブロック図である。ここで、図において、１は交流電源であり、三相以上の多相電源なら何相でも構わない。以下は、交流電源１が三相の場合について説明する。
【００３１】
２は複数のダイオード２ｕｐ、２ｖｐ、２ｗｐ、２ｕｎ、２ｖｎ、２ｗｎをブリッジ接続して構成し交流電源１の交流を直流に整流する整流器、３は交流電源１と整流器２との間の各電源ライン（U相、V相、W相）にそれぞれ挿入されたリアクトルであり、３ｕ、３ｖ、３ｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接続されている。４は整流器２の直流出力端子間に接続され直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ、５はリアクトル３と整流器２との相互接続点にその一端が接続され他端が交流電源１の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗより成る共振用コンデンサであり、整流器２、リアクトル３、平滑コンデンサ４、共振用コンデンサ５により高調波抑制回路７０を構成し、高調波抑制回路７０の交流入力端に交流電源１、直流出力端に負荷２０が接続される。
【００３２】
なお、平滑コンデンサ４は、負荷２０への電力供給を行った場合に電荷不足とならない程度の容量を保有している。また、負荷２０は、一定速で運転されるモータ負荷や多段速で運転されるモータ負荷や可変速で運転されるモータ負荷等で構成され、冷凍・空調装置や圧縮機などに使用される。
【００３３】
次に動作について説明する。まず、最初に共振用コンデンサ５がない場合について、図２、図３を参照しつつ説明する。図２は、本実施の形態を表す高調波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するための回路ブロック図である。図２において、図１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図２において、交流電源１の３相を上から順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相とし、Ｕ相の相電圧位相が０度の時からの動作説明を行う。また、図２中のｔａ〜ｔｇは時間経過を表し、ｔａ→ｔｇの順に時間が経過していることを表す。
【００３４】
ここで、図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）は、それぞれ時刻ｔａ〜ｔｂ、ｔｂ〜ｔｃ、ｔｃ〜ｔｄ、ｔｄ〜ｔｅ、ｔｅ〜ｔｆ、ｔｆ〜ｔｇにおける実際に電流が流れている回路部分（相）を表しており、電流の流れている相を太い実線で表している。
【００３５】
図３は相電圧と各相の電流の関係を表した図であり、縦軸は上から順に（ａ）相電圧、（ｂ）線間電圧、（ｃ）Ｕ相電流、（ｄ）Ｖ相電流、（ｅ）Ｗ相電流を表しており、交流電源１より出て行く方向の流れ方向（図２（ａ）中に示した矢印の向き）に電流が流れる場合を正の方向とし、交流電源１に戻ってくる方向に電流が流れる方向を負の方向とする。図３において、横軸は時間経過を表し、図３中のｔａ〜ｔｇは、図２中のｔａ〜ｔｇに対応している。
【００３６】
コンデンサ入力型三相交流整流回路では線間電圧が直流母線電圧Ｖｄｃより大きくなる区間にのみ電流が流れる。従って、時刻ｔａ〜ｔｂでは、ＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負側で大きくなっており、その向きが負であるため電流の流れる向きは負となり、入力電流はＷ相からＶ相へ向って流れる。（このとき、Ｕ相には電流が流れず不通流区間となる。）
【００３７】
次に、時刻ｔｂ〜ｔｃでは、ＵＶ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより大きくなり、その向きは正である為、Ｕ相からＶ相へ向って入力電流が流れる。また、この付近でＶＷ間の線間電圧の大きさは直流母線電圧Ｖｄｃより小さくなるが、リアクトル３の慣性の作用により、時刻ｔａ〜ｔｂにおいてＷ相からＶ相へ向って流れていた電流が流れ続ける。故に、時刻ｔｂ〜ｔｃでは、入力電流はＵ相及びＷ相からＶ相へ流れる。
【００３８】
時刻が経過し、リアクトル３の慣性により流れ続けていた電流が完全に遮断される（時刻ｔｃ）と、時刻ｔｃ〜ｔｄへと移行し、この状態ではＵＶ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより高くなり、その向きが正であるため、Ｕ相からＶ相に向かってＵＶ間のみに入力電流が流れる。（このとき、Ｗ相には電流が流れず不通流区間となる。）
【００３９】
以上は時刻ｔａ〜ｔｄまでの電圧位相角で約π／４までの状態での説明であるが、時刻ｔｄ以降も同様に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃ及びリアクトル３の慣性作用により、図２（ｄ）〜（ｆ）のように電流は流れる。
【００４０】
すなわち、（ｄ）の状態（時刻ｔｄ〜ｔｅ）では、ＷＵの線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより高くなり、その向きは負であるため、電流はＵ相からＷ相に流れるが、（ｃ）の状態でＵ相からＶ相へＵＶ間を流れれていた電流も、リアクトル３の慣性により流れつづける。したがって、時刻ｔｄ〜ｔｅでは、Ｕ相からＶ相およびＷ相へ電流が流れる。
【００４１】
（ｅ）の状態（時刻ｔｅ〜ｔｆ）では、（ｄ）の状態と同じく、ＷＵの線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより高くなり、その向きは負であるため、電流はＵ相からＷ相に流れつづけるが、（ｄ）の状態で流れていたＵＶ間の電流はリアクトル３の慣性の影響が遮断されるため、（ｅ）の状態では電流は、Ｕ相からＷ相にのみ流れる。（このとき、Ｖ相には電流が流れず不通流区間となる。）
【００４２】
また、（ｆ）の状態（時刻ｔｆ〜ｔｇ）では、ＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃよりも大きくなり、その向きが正であるため、電流はＶ相からＷ相へ流れるが、（ｅ）の状態でＵ相からＷ相へＵＷ間を流れれていた電流も、リアクトル３の慣性により流れつづける。したがって、時刻ｔｆ〜ｔｇでは、Ｕ相およびＶ相からＷ相へ電流が流れる。
【００４３】
以上の各時刻での電流の流れる状態は図２（ａ）〜（ｆ）にて表されており、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）を流れる入力電流は図３（ｃ）〜（ｅ）で表される。したがって、図２、図３で表されたように、共振用コンデンサ５を有さない、整流器２、リアクトル３、平滑コンデンサ４よりなる一般的なコンデンサ入力型整流回路回路では、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ともに電流の流れない時間が存在し、不通流区間が生じる。
【００４４】
なお、直流母線電圧Ｖｄｃは、負荷の状態に応じて変動するものであり、負荷が重い場合には低く、負荷が軽い場合には高くなる。従って、入力電流波形や各相の電流不通流区間は、図３に示すものに限られるものではなく、負荷状態によって異なる。
【００４５】
ここで、本実施の形態では、図１に示したように、コンデンサ入力型整流回路の交流側でリアクトル３と整流器２との間に共振用コンデンサ５を付加してあり、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用により、図２、図３で説明したようなコンデンサ入力型整流回路の各相に発生する不通流区間にも電流を流すことができ、高調波の発生を抑制でき、また、電源力率を改善することができる。
【００４６】
次に、共振用コンデンサ５を有する場合のコンデンサ入力型整流回路の動作について図４、図５を参照しつつ説明する。図４は本実施の形態を表す高調波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するための回路ブロック図である。図４において、図１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図４は、図２と同様、交流電源１の３相を上から順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相とし、Ｕ相の相電圧位相が０度の時からの動作説明を行う。また、図４中のｔ０〜ｔ１０は時間経過を表し、ｔ０→ｔ１０の順に時間が経過していることを表す。
【００４７】
ここで、図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）は、それぞれ時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ１〜ｔ２、ｔ２〜ｔ３、ｔ３〜ｔ４、ｔ４〜ｔ５、ｔ５〜ｔ６、ｔ６〜ｔ７、ｔ７〜ｔ８、ｔ８〜ｔ９、ｔ９〜ｔ１０における実際に電流が流れている回路部分（相）を表しており、電流の流れている相を太い実線で表している。
【００４８】
図５は、相電圧と各相の電流の関係を表した図であり、縦軸は上から順に（ａ）相電圧、（ｂ）線間電圧、（ｃ）Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを流れる電流、（ｄ）Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを流れる電流、（ｅ）Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを流れる電流を表しており、交流電源１より出て行く方向の流れ方向（図４（ａ）、（ｆ）中に示した矢印の向き）に電流が流れる場合を正の方向とし、交流電源１に戻ってくる方向に電流が流れる方向を負の方向とする。図５において、横軸は時間経過を表し、図５中のｔ０〜ｔ１０は、図４中のｔ０〜ｔ１０に対応している。
【００４９】
まず、Ｕ相電圧が零から正方向へ増えていく（ａ）の区間（時刻ｔ０〜ｔ１）では、図２、図３における時刻ｔａ〜ｔｂの動作説明で述べたようにＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負側で大きくなっており、その向きが負であるため電流の流れる向きは負となり、整流器２を通過する電流（整流電流）はＷ相からＶ相へ向って流れる。
【００５０】
本実施の形態のように、共振用コンデンサ５を有する図１のような回路の場合には、Ｗ相からＶ相へ向う上記整流電流に加え、交流電源１のＵ相からリアクトル３を介して共振用コンデンサ５ｕに電流が流れる。この共振用コンデンサ５ｕを流れる電流は、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを介してＶ相より電源１側へ流れ、さらにＷ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを介してＷ相を流れる整流電流と合わさって流れ、Ｖ相より電源１側に戻る。
【００５１】
このコンデンサ５を流れる電流通流区間は、図５（ｄ）〜（ｆ）に示すような電流が各相に流れ、その周期はリアクトル３のインダクタンス値と共振用コンデンサ５の容量とで決まる共振半周期となる時刻ｔ１まで続く。従って、時刻ｔ０〜ｔ１では、整流器２を介す電流と共に共振用コンデンサ５を介す電流の両方により図５（ｃ）で示したような入力電流が各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に流れるため、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）では電流不通流区間が生じない。
【００５２】
次に、共振用コンデンサ５が飽和する（共振半周期となる）時刻ｔ１になると、図４（ｂ）の状態（時刻ｔ１〜ｔ２）になり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示されるように、共振用コンデンサ５へ流れる電流が遮断され、入力電流は、コンデンサ入力型整流回路と同様、整流器２を介してＷ相からＶ相へと流れる電流のみとなり、入力電流は、図５（ｃ）に示されるように流れる。そして、この電流は次第に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係上、Ｕ相からＶ相へと流れるようになる（時刻ｔ２〜ｔ３）。図４（ｃ）の状態（時刻ｔ２〜ｔ３）では、ＵＶ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより大きく（図５（ｂ））なり、その向きは正である為、Ｕ相からＶ相へ向って電流が流れ、この区間では図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。
【００５３】
更に時刻が経過して、これまで正の向きに流れていたＷ相電流が零となる時刻ｔ３（図５（ｃ））では、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用により、Ｗ相に負の電流を流す作用が働き、Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗには負の向きに電流が流れる（図４（ｄ））。この電流は、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを介して電源側から供給され、また、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを介して整流器２側から供給されて、Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを介して電源１に戻る為、共振用コンデンサ５のＵ相５ｕ、Ｖ相５ｖ、Ｗ相５ｗにはそれぞれ図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように、正、正、負の向きに、リアクトル３と共振用コンデンサ５とで決まる共振半周期となる時刻ｔ４まで電流が流れる。
【００５４】
従って、時刻ｔ３〜ｔ４では、整流器２を介して流れる電流と共に共振用コンデンサ５を介して流れる電流が発生するので、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に電流が流れ、各相には電流の流れない電流不通流区間が生じない。
【００５５】
次に、共振用コンデンサ５が飽和する（共振半周期となる）時刻ｔ４になると、図４（ｅ）の状態（時刻ｔ４〜ｔ５）になり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示されるように、共振用コンデンサ５へ流れる電流が遮断され、入力電流は、コンデンサ入力型整流回路と同様、整流器２を介してＵ相からＶ相へと流れる電流のみとなり、入力電流は、図５（ｃ）に示されるように流れる。このとき、この区間では図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。この入力電流は次第に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係上、Ｕ相からＷ相へと流れるようになる（時刻ｔ５〜ｔ６）。
【００５６】
図４（ｆ）の状態（時刻ｔ５〜ｔ６）では、ＷＵ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負側へ大きく（図５（ｂ））なり、その向きは負である為、Ｕ相からＷ相へ向って電流が流れ、この区間でも図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。
【００５７】
この後、負の向きに流れていたＶ相電流が零となる時刻ｔ６（図５（ｃ））では、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用により、Ｖ相に正の電流を流す作用が働き、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖには正の向きに電流が流れる（図４（ｇ））。この電流は、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを介して整流器２側へ流れ、また、Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを介して電源１側へ流れる為、共振用コンデンサ５のＵ相、Ｖ相、Ｗ相には、図５（ｄ）〜（ｆ）に示すようにそれぞれ、負、正、負の向きに、共振半周期となる時刻ｔ７まで電流が流れる。従って、時刻ｔ６〜ｔ７では、整流器２を介して流れる電流と共に共振用コンデンサ５を介して電流により各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に電流が流れるので、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ともに電流不通流区間が生じない。
【００５８】
時刻ｔ７となり共振用コンデンサ５が飽和して（共振半周期となって）、共振用コンデンサ５への電流が遮断されると、入力電流は、整流器２を介してＵ相からＷ相へと流れる電流のみの状態（図４（ｈ））となり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示されるように、共振用コンデンサ５へ流れる電流が遮断され、入力電流は、コンデンサ入力型整流回路と同様、整流器２を介してＵ相からＷ相へと流れる電流のみとなり、入力電流は、図５（ｃ）に示されるように流れる。このとき、この区間では図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電されている状態であり、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。
【００５９】
この入力電流は次第に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係上、Ｖ相からＷ相へと流れるようになる（時刻ｔ８〜ｔ９）。図４（ｉ）の状態（時刻ｔ８〜ｔ９）では、ＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより正側へ大きく（図５（ｂ））なり、その向きは正である為、Ｖ相からＷ相へ向って電流が流れ、この区間でも図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。
【００６０】
この後、正の向きに流れていたＵ相電流が零となる時刻ｔ９（図５（ｃ））では、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用により、Ｕ相に負の電流を流す作用が働き、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕには負の向きに電流が流れる（図４（ｊ））。この電流は、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを介して電源１側から流れ、また、Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを介して整流器２側から流れる為、共振用コンデンサ５のＵ相、Ｖ相、Ｗ相には、図５（ｄ）〜（ｆ）に示すようにそれぞれ、負、正、正の向きに、共振半周期となる時刻ｔ１０まで電流が流れる。従って、時刻ｔ９〜ｔ１０では、整流器２を介して流れる電流と共に共振用コンデンサ５を介して電流により各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に電流が流れるので、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ともに電流不通流区間が生じない。
【００６１】
これまでの説明はＵ相電圧の位相が約π／２まででＵ相電流が正の範囲内での動作説明であるが、これ以降は、Ｕ相電流が負となる領域へと状態は移行するので、上記時刻ｔ０〜ｔ１０での動作状態の説明における電流の向きと逆方向（Ｕ相→Ｖ相に電流が流れている場合の逆方向とはＶ相→Ｕ相に電流が流れることを表す。）に電流が流れるよう回路が動作し、たとえば、時刻ｔ１０〜ｔ１１（図示せず）では時刻ｔ０〜ｔ１での動作状態と逆方向に、また、時刻ｔ１１〜ｔ１２（図示せず）では時刻ｔ１〜ｔ２での動作状態と逆方向に電流が流れるようになるが、時刻ｔ１０以降の回路動作説明の詳細は省略する。
【００６２】
なお、共振用コンデンサ５を介して流れる電流は、必ずしも交流電源１の各相電圧ゼロクロス点から流れ始めるという訳ではなく、交流電源１の中性点を構成する共振用コンデンサ５の共通接続点の電位と交流電源１の各相の電位との相関関係により、共振用コンデンサ５の容量Ｃが大きいほど、共振用コンデンサ５を介して流れる電流は相電圧ゼロクロス点よりも多少早いタイミングから流れ始めることもある。
【００６３】
以上にて説明したような一連の回路動作により、入力電流波形は図５（ｃ）の如くなり、一般的なコンデンサ入力型整流回路では不通流となる区間にも電流を流すことができ、入力電流に含まれる高調波成分を抑制すると共に電源力率を改善することができる。
【００６４】
なお、以上の場合は、リアクトル３のインダクタンス値及び共振用コンデンサ５の容量で決まる共振半周期ｔ１、ｔ４、ｔ７はそれぞれ、ｔ０〜ｔ２間、ｔ３〜ｔ５間、ｔ６〜ｔ８間（各相電流が零となる時刻ｔＺより小さい時間範囲内）に存在している場合であるが、何もこれに限るものではなく、図６（ｂ）或いは図６（ｃ）に示したように、共振半周期ｔ１、ｔ４、ｔ７がそれぞれ、各相電流が零となる時刻ｔＺ以上となるようにリアクトル３のインダクタンス値及び共振用コンデンサ５の容量を設定しても良い。
【００６５】
図６は、Ｕ相電圧の電源半周期における各相電流と共振用コンデンサ５ｕを流れる電流との関係を説明するための図であり、図５（ｄ）にて表されたＵ相共振用コンデンサ５ｕを流れる電流と共振半周期との相関関係を説明するための図である。図６（ａ）は共振半周期ＴＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚより小さくなるよう設定した場合、図６（ｂ）は共振半周期ＴＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚと等しくなるよう設定した場合、図６（ｃ）は共振半周期ＴＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚより大きくなるよう設定した場合である。
【００６６】
図４、図５にて動作説明した場合が、図６（ａ）の場合であり、この場合には、図２、図３で説明した共振用コンデンサ５を有さない場合に比べると、電流不通流区間はかなり少なくなり、高調波成分を抑制でき、電源力率を改善できるが、共振用コンデンサ５に電流が流れない区間（ｔ１〜ｔ３、ｔ４〜ｔ６、ｔ７〜ｔ９）が存在する。
【００６７】
しかし、リアクトル３のインダクタンス値と共振用コンデンサ５の容量とで決まる共振半周期ＴＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚと等しくなるよう設定（図６（ｂ））したり、共振半周期ＴＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚより大きくなるよう設定（図６（ｃ））したりすれば、図６（ａ）の場合では共振用コンデンサ５に電流が流れない区間（ｔ１〜ｔ３、ｔ４〜ｔ６、ｔ７〜ｔ９）にも電流を流すことができるようになるため、図６（ａ）の場合よりも、さらに高調波成分を抑制することができる。
【００６８】
図６において、横軸は時間を表し、縦軸は電流の大きさを表す。ここで、交流電源１、リアクトル３、共振用コンデンサ５から成る回路を流れる電流の電流経路を考えた場合、この電流は、リアクトル３及び共振用コンデンサ５をそれぞれ２度通る為、これらを２個ずつ直列接続して成る回路と等価と考えることができる。従って、共振半周期ＴＬＣは、リアクトル３のインダクタンス値をＬ、共振用コンデンサ５の容量をＣとすると、下記数式１で表される。
【００６９】
【数１】
0003959481.tif 000002
【００７０】
従って、リアクトル３のインダクタンス値Ｌと共振用コンデンサ５の容量Ｃとの組み合せ次第で、図６（ａ）〜図６（ｃ）の状態を任意に設定することができ、共振半周期ＴＬＣが大きくなるようリアクトル３のインダクタンスＬ、あるいは共振用コンデンサ５の容量Ｃを大きくすることで、共振用コンデンサ５を介して流れる電流の通電時間範囲を大きくすることができ、各相を流れる入力電流の不通流区間を狭くすることができ、高調波成分を抑制でき、電源力率の改善を達成することができる。
【００７１】
図７は、図６（ｃ）にて示したように、共振半周期ＴＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚよりも大きくなるように設定した場合に、リアクトル３のＵ相を流れる入力電流（即ち図５（ｃ）のＵ相に相当する電流）と、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを流れる電流（即ち図５（ｄ）で表される電流）との関係を説明するための図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は電流の大きさを表している。
【００７２】
このように共振半周期ＴＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚよりも大きくなるように設定した場合（図６（ｃ）、図７）や共振半周期ＴＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚと等しくなるように設定した場合（図６（ｂ））では、図4、図５にて説明した共振用コンデンサ５を介す電流が流れない区間（ｔ１〜ｔ３、ｔ４〜ｔ６、ｔ７〜ｔ９）でも、共振用コンデンサ５を介して電流が流れ続け、整流器２を介して流れる電流と共振用コンデンサ５を介して流れる電流とが重ね合わされるため、入力電流の波形歪みは非常に小さくなる。それ故、図７の如く、共振半周期ＴＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚ以上とすることで、所望の高調波抑制能力を容易に得ることができ、装置の簡素化、低コスト化を図ることができる。
【００７３】
即ち、三相以上の多相交流電源１の相数をＮ、周波数をｆｓとすると、相電圧のゼロクロス点間時間ＴＺは数式２で表せる。
【００７４】
【数２】
0003959481.tif 000003
【００７５】
また、共振半周期ＴＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔｚ以上である場合には、数式３のように表せる。
【００７６】
【数３】
0003959481.tif 000004
【００７７】
したがって、数式１〜数式３より、数式４が得られる。
【００７８】
【数４】
0003959481.tif 000005
【００７９】
この数式４を満たすようリアクトル３及び共振用コンデンサ５を選定すれば、高調波抑制能力を高くすることができる。なお、共振半周期ＴＬＣが大きいほど、直流母線電圧Ｖｄｃは高くなる。
【００８０】
ここで、数式４の右辺は、交流電源１の仕様により定まる値であり変更困難な場合は、左辺のリアクトル３のインダクタンス値Ｌ、共振用コンデンサ５の容量Ｃの値を数式４を満足するように適宜設定するようにすればよい。回路を設計する場合は、リアクトル３のインダクタンス値Ｌを大きく可変させることは困難な場合が多いので、交流電源１の仕様が定まった後に、リアクトル３のインダクタンスＬを設定可能な範囲内で大まかに設定し、数式４より導出される下記数式５を満たすよう共振用コンデンサ５の容量Ｃを決定するようにすればよい。
【００８１】
【数５】
0003959481.tif 000006
【００８２】
その後、リアクトル３のインダクタンス値Ｌ及び共振用コンデンサ５の容量Ｃを微調整して回路定数を絞り込んでいくという過程を踏むことで、高い高調波抑制能力を有する高調波抑制回路を得ることができる。
【００８３】
なお、数式５の関係を図に表示すると図８のようになる。図８はリアクトル３のインダクタンス値Ｌと共振用コンデンサ５の容量Ｃの関係を表した図である。図において、横軸はリアクトル３のインダクタンスＬ、縦軸は共振用コンデンサ５の容量Ｃを表している。図８中の曲線上側の斜線部分の領域は数式５を満たす範囲を表しており、図８中の斜線領域に収まるようリアクトル３及び共振用コンデンサ５を選定することで高い高調波抑制能力を提供できる。
【００８４】
但し、実際には、配線などのインピーダンス等の影響がある為、共振用コンデンサ５の容量Ｃは、数式５で計算した値よりも若干小さめに設定しても高い高調波抑制特性を示す。
【００８５】
以上説明したように本実施の形態では、整流器２よりも交流側の各電源ライン（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に接続されたリアクトル３と、一端が整流器２とリアクトル３との接続点に接続され他端が交流電源１の中性点を形成するよう共通接続された共振用コンデンサ５と、を設けることで、一般的なコンデンサ入力型の三相交流整流回路では不通流となる区間にも電流を流すことができ、安価で且つ簡易な構成でしかも複雑な制御を必要としない高調波抑制回路を実現することができる。
【００８６】
実施の形態２．
図９は、本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。図において、図１と同等部分には同一の符号を付して説明は省略する。図において、６は双方向に電流を流すことができる双方向スイッチング素子であり、６ｕ、６ｖ、６ｗが各相に接続されている。
【００８７】
ここで、双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）の構成を図１０にて説明する。図１０は、双方向性スイッチング素子６の構成を説明するための図である。双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）は、例えば、図１０（ａ）に示す如く、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタ又はＭＯＳＦＥＴ等の片方向通電性の短絡素子２１とダイオードブリッジ２２を組み合せたもの、或いは、図１０（ｂ）に示す如く、複数個の片方向通電性の短絡素子２１およびダイオード２３を互いに逆並列接続して構成したもの、或いは、リレー又はトライアック等の双方向通電性のスイッチング素子で構成すれば良い。
【００８８】
７は合成容量可変用コンデンサであり、７ｕ、７ｖ、７ｗが各相に接続されている。８は入力電流検出手段、９は入力電流検出手段８からの電流信号と予め設定された設定値に基づき双方向スイッチング素子６のオン・オフを制御するコンデンサ容量制御手段である。
【００８９】
実施の形態１における共振用コンデンサ５の各相のコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗの合成容量Ｃを可変できるように、本実施の形態では、図９に示すようにコンデンサ５（５ｕ、５ｖ、５ｗ）に対して双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と合成容量可変用コンデンサ７（７ｕ、７ｖ、７ｗ）を直列接続した回路を並列に接続して共振用コンデンサ５０を構成するようにしている。
【００９０】
本実施の形態では、上述のように実施の形態１に対して、共振用コンデンサ5の合成容量を可変できるように共振用コンデンサ５、双方向スイッチング素子６、合成容量可変用コンデンサ７から構成される共振用コンデンサ５０を用いた点であり、その効果としては、負荷状態に応じて直流出力電圧を段階的に切り換えることが可能となり、入力電流の大きさが変化しても充分に高調波抑制を行え、また、力率を改善することができる。また、負荷２０が多段速のモータの負荷や、可変速のモータの負荷などの場合には、力率改善、高調波抑制、負荷２０の動作補償といった面で実施の形態１よりも改善効果が大きい。
【００９１】
即ち、本実施の形態の如く、共振用コンデンサ５０の合成容量を変化できるように構成し、入力電流検出手段８からの電流信号に基づいて、電流信号が予め設定された設定値よりも大きい場合には、双方向スイッチング素子６をオンして合成容量を大きくし、電流信号が予め設定された設定値よりも小さい場合には、双方向スイッチング素子６をオフして合成容量を小さくするようにコンデンサ容量制御手段９にて双方向スイッチング素子６のオン、オフを制御する。これにより、負荷状態が変化して入力電流の大きさが変化した場合でも、高調波抑制能力を充分に発揮することができ、大きな高調波抑制効果を得ることができる。また、直流出力電圧も負荷が必要とする電圧に近づくよう切り換える制御を行なうことが可能となる。
【００９２】
なお、コンデンサ容量制御手段９は、入力電流検出手段８からの電流信号に基づいて双方向スイッチング素子６のオン、オフを制御するとしたが、別に入力電流検出手段８からの電流信号に基づかなくても制御可能である。例えば、図には示していないが、平滑コンデンサ４の端子間電圧を検出する直流出力電圧検出手段や平滑コンデンサ４へ入出力する電流を検出する平滑コンデンサ電流検出手段や負荷を制御する負荷制御手段により検出される負荷２０の消費電力や負荷２０の電流やモータ負荷の場合にはモータ回転数等に基づいて双方向スイッチング素子６を制御するようしても同等の効果が得られる。
【００９３】
また、本実施の形態では、共振用コンデンサ５０の合成容量を可変できるよう、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を直列接続して成る回路をコンデンサ５と並列に接続して構成するようにしたが、何もこれに限るものではなく、共振用コンデンサ５の合成容量を可変できるものなら何でも良い。図１１は本発明の実施の形態２を示す別の回路ブロック図である。図１１において、図１〜図１０と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図１１において、５１は共振用コンデンサである。本実施の形態では、図１１に示す如く、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を並列接続して成る回路をコンデンサ５と直列に接続して構成している。
【００９４】
この場合も、入力電流検出手段８からの電流信号が予め設定された設定値よりも大きい場合には、双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）をオンして合成容量を大きくし、入力電流検出手段８からの電流信号が予め設定された設定値よりも小さい場合には、双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）をオフして合成容量を小さくするようにコンデンサ容量制御手段９にて双方向スイッチング素子６のオン、オフを制御するようにしているので、図９の場合と同様に大きな力率改善効果が得られる。
【００９５】
本実施の形態では、図９や図１１に示したように、実施の形態１における共振用コンデンサ５の各相のコンデンサ合成容量を２段階に可変できるような構成について説明したが、図１２や図１３に示すような回路構成にしてもよい。図１２、図１３は本発明の実施の形態２を示す別の回路ブロック図である。図１２、図１３において、図１〜図１１と同等部分は同一の符号を付して説明を省略する。
【００９６】
図１２において、５２は共振用コンデンサである。図１２においては、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を直列接続して成る回路をコンデンサ５に並列に複数個接続している。又、図１３において、５３は共振用コンデンサである。図１３においては、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を並列接続して成る回路をコンデンサ５に直列に複数個接続している。
【００９７】
このように構成することで、コンデンサの容量を多段に可変できるので、図９や図１１の場合よりも更に幅広い負荷領域において対応でき、必要な高調波抑制能力および力率改善能力および直流母線電圧を得られるようになる。なお、図１２や図１３では、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７より成る回路の接続例として双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７より成る回路２個接続した場合について示している。
【００９８】
実施の形態３．
図１４は、本発明の実施の形態３を示す回路ブロック図である。図において、実施の形態１や実施の形態２で示した図１〜図１３と同等部分には同一の符号を付して、その説明を省略する。図において、１０は整流器２よりも直流側の端子間に接続され、互いに直列接続された上側短絡素子１０ｐと下側短絡素子１０ｎとから成る短絡部、１１は共振用コンデンサ５の共通接続点にその一端が接続され他端が短絡部１０を構成する上側短絡素子１０ｐ及び下側短絡素子１０ｎの相互接続点に接続されたコンデンサである。
【００９９】
１２は負荷の状態を制御する負荷制御手段であり、負荷消費電力量、或いは、これに係る変数（例えば、負荷電流や、負荷がモータ負荷の場合にはモータ回転数等）の負荷信号を出力する。また、１３は交流電源１の各線間に接続され、交流電源１の線間電圧ゼロクロス点、或いは、線間電圧ピーク点、或いは、線間電圧の任意点を検出し電源信号として出力する電源電圧検出手段である。
【０１００】
１４は負荷制御手段１２からの負荷信号や電源電圧検出手段１３からの電源信号に基づいて短絡部１０のオン、オフ動作を制御するスイッチ制御手段であり、電源信号を基準点として、基準点から負荷制御手段１２より出力される負荷信号に応じて予め設定された第１の所定時間（遅延時間）後、短絡部１０の各素子のオン動作を行わせ、負荷信号に応じて予め設定された第２の所定時間（オフ時間）後、短絡部１０の各素子のオフ動作を行わせるように短絡部１０へ制御信号を出力するものである。
【０１０１】
ここで、短絡部１０の上側短絡素子１０ｐがオンされた場合、整流器２、上側短絡素子１０ｐ、コンデンサ１１、共振用コンデンサ５より成る回路が構成され、共振用コンデンサ５が放電し電流が流れる。この共振用コンデンサ５が放出した電荷を補うように交流電源１、リアクトル３、共振用コンデンサ５の回路にて電流が流れる。また、下側短絡素子１０ｎがオンされた場合は、共振用コンデンサ５、コンデンサ１１、下側短絡素子１０ｎ、整流器２より成る回路が構成され、共振用コンデンサ５の放電が行われ、この電荷を補充するよう、交流電源１、リアクトル３、共振用コンデンサ５の回路にて電流が流れる。
【０１０２】
従って、短絡部１０のオン動作に伴って、強制的にリアクトル３に電流を流すことができるため、各相とも電流の流れない時間を無くすことができ、また、入力電流波形を任意の波形に制御でき、さらに正弦波状に近づけることもできるので、電源高調波を抑制することができ、また、電源力率を改善することができる。
【０１０３】
短絡部１０のオン動作に伴って、共振用コンデンサ５、整流器２、短絡部１０、コンデンサ１１より成る回路にて流れる電流は、コンデンサ１１の充電特性に従って流れるものであり、コンデンサ１１が飽和した時、或いは、共振用コンデンサ５が放電できなくなった時は、電流は流れることができず、電流は遮断される。
【０１０４】
ここで、コンデンサ１１を使用しない回路、或いは、コンデンサ１１の容量が共振用コンデンサ５の容量より極端に大きい回路では、短絡部１０を介して共振用コンデンサ５を短絡した場合と等価であり、これらの場合には、非常に急峻な電流が短絡部１０を流れてしまう。その為、大電流による各素子破損や、寿命が劣化し信頼性が低下する恐れがある。これを防止しようとすると定格電流の大きな素子を選定しなければならず、コストアップや装置の大型化の要因となり、低コストで小型の装置を得ることができない。従って、本実施の形態のように、コンデンサ１１を設け、コンデンサ１１の容量を共振用コンデンサ５の容量の１０倍程度までとすることで、短絡部１０の各素子のスイッチングに伴って流れる電流を緩和でき、高調波抑制回路の信頼性向上、装置の小型化、低コスト化を実現することができる。
【０１０５】
スイッチ制御手段１４は、交流電源１が周波数ｆｓのＮ相交流電源（Ｎ≧３）の場合には、上側短絡素子１０ｐ及び下側短絡素子１０ｎが交互にオン動作を行うように制御する。また、スイッチング周波数ｆｃがそれぞれ、数式６となるように、制御信号を生成し短絡部１０へ出力する。但し、ｎは整数である。
【数６】
0003959481.tif 000007
【０１０６】
ここで、スイッチング周波数ｆｃが、数式６を満たさないような周波数でスイッチング動作を行わせると、各相間でスイッチングのアンバランスが生じ、逆に高調波の発生を助長させたり、力率悪化の要因となるので、本実施の形態では、スイッチング周波数ｆｃが、数式６を満たすようにしている。
【０１０７】
また、スイッチ制御手段１４は、負荷信号に応じて予め設定された第２の所定時間（オフ時間）後、或いは、次の相電圧ゼロクロスタイミングが来る直前に、短絡部１０のオフ動作を行なうように制御する。
【０１０８】
以上のように、スイッチ制御手段１４により短絡部１０の各素子のオン・オフ動作を制御することで、各相電圧に対して均一にバランスよくスイッチング動作を行え、少ないスイッチング動作で、入力電流に含まれる高調波成分を抑制することができる。
【０１０９】
本実施の形態では、実施の形態１に対して、整流器２の直流出力端子間に互いに直列接続された短絡素子より成る短絡部１０を設け、その相互接続点と共振用コンデンサ５の共通接続点とをコンデンサ１１を介して結線し、基準となる電源信号から負荷信号に応じて予め設定された第１の所定時間（遅延時間）後、短絡部１０の各素子を上下段交互に、それぞれの周波数がＮ×ｆｓの整数倍で動作させている。
【０１１０】
したがって、実施の形態１において、共振用コンデンサ５の容量Ｃが数式５を満たすような力率改善能力の非常に高い設計を行なわなくても、少ない部品追加と簡易なスイッチ制御にて、幅広い負荷領域において、高調波規制を満たすことができ、必要な力率改善能力、直流母線電圧を提供する高調波抑制回路を実現できる。また、負荷２０が多段速のモータ負荷や、可変速のモータ負荷等の場合には、高調波抑制、力率改善、負荷２０の動作補償といった面で実施の形態１よりも効果が大きい。
【０１１１】
なお、短絡部１０の各素子の動作遅延時間は、負荷制御手段１２からの負荷信号に応じて予め設定されるとしたが、何も負荷信号に限るものではなく、これに係るものであれば何でも良く、例えば、図には示さないが、平滑コンデンサ４の端子間電圧を検出する直流出力電圧検出手段、平滑コンデンサ４へ入出力する電流を検出する平滑コンデンサ電流検出手段、入力電流を検出する入力電流検出手段などでもよく、平滑コンデンサ４の端子間電圧や平滑コンデンサ４へ入出力する電流や入力電流に基づいて短絡部１０の各素子のオン、オフ動作を制御するようしても同等の効果が得られる。
【０１１２】
また、本実施の形態では、負荷制御手段１２を高調波抑制回路７０の内部に設けるようにしたが、高調波抑制回路７０の外部に設ける構成にしてもよく、高調波抑制回路７０の外部からの負荷信号に応じてスイッチ制御を行っても同等の効果が得られる。
【０１１３】
実施の形態４．
図１５は、本発明の実施の形態４を示す回路ブロック図である。同図において、実施の形態１〜実施の形態３と同等部分には同一符号を付してその説明を省略する。図において、１５は双方向に電流を流すことができる双方向スイッチング素子であり、先に述べた双方向スイッチング素子６と同等のものである。また、１６は合成容量可変用コンデンサである。
【０１１４】
本実施の形態では、共振用コンデンサ５０と短絡部１０との間に挿入されたコンデンサ１１の合成容量を可変できるように、双方向スイッチング素子１５および合成容量可変用コンデンサ１６を直列接続して成る回路をコンデンサ１１と並列に接続して構成している。また、共振用コンデンサ５０は、図９と同様にコンデンサ５（５ｕ、５ｖ、５ｗ）に対して双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と合成容量可変用コンデンサ７（７ｕ、７ｖ、７ｗ）を直列接続した回路を並列に接続して構成されている。このように構成して、負荷検出手段１２からの負荷信号に応じて、コンデンサ合成容量を可変することで、更に幅広い負荷の範囲において、実施の形態３よりも高調波抑制回路の高調波抑制能力を十分に発揮することができ、大きな高調波抑制効果を得ることができる。
【０１１５】
図１５において、共振用コンデンサ５及びコンデンサ１１の合成容量を可変とする為、互いに直列接続された双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）とコンデンサ７（７ｕ、７ｖ７ｗ）を、コンデンサ５ｕ〜５ｗと並列に接続し、互いに直列接続された双方向スイッチング素子１５とコンデンサ１６をコンデンサ１１と並列に接続して構成したが、何もこれに限るものではなく、コンデンサ容量を変えられる手段であれば何でも良く、ここでは図示しないが、例えば、実施の形態２の図１１で示したように、互いに並列接続された双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）とコンデンサ７（７ｕ、７ｖ７ｗ）をコンデンサ５（５ｕ〜５ｗ）と直列に接続し、互いに並列接続された双方向スイッチング素子１５とコンデンサ１６をコンデンサ１１と直列に接続して構成しても良い。
【０１１６】
また、図１５では、共振用コンデンサ５とコンデンサ１１の両方に、双方向スイッチング素子とコンデンサより成る回路を同じ個数だけ接続した例を示したが、共振用コンデンサ５とコンデンサ１１とで別々の個数の双方向スイッチング素子とコンデンサより成る回路で構成しても良く、また、どちらか一方のみの合成容量を可変できるように構成しても良い。
【０１１７】
また、コンデンサ容量制御手段９は、負荷を制御する負荷制御手段１２からの負荷信号に基づいてコンデンサ容量を切り換えるようしたが、別に負荷信号でなくてもよく、これに係る信号なら何でも良く、例えば、図には示さないが、平滑コンデンサ４の端子間電圧を検出する直流出力電圧検出手段、平滑コンデンサ４へ入出力する電流を検出する平滑コンデンサ電流検出手段、入力電流を検出する入力電流検出手段などを設け、平滑コンデンサ４の端子間電圧や平滑コンデンサ４へ入出力する電流や入力電流などに基づいてコンデンサ合成容量を可変に切り換えるようしても同等の効果が得られる。
【０１１８】
なお、本実施の形態では、図１５に示す如く、実施の形態３における共振用コンデンサ５或いはコンデンサ１１のコンデンサ合成容量を双方向スイッチング素子６や１５のオン、オフにて２段階に可変できるよう構成した例について説明したが、図１６に示すように構成してもよい。図１６は、本実施の形態の別の回路ブロック図である。図において、図１〜図１５と同等部分には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１１９】
図１６では、図１５で説明した共振用コンデンサ５０の代わりに図１２にて説明した共振用コンデンサ５２を使用するようにして、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を直列に接続して成る回路を複数個コンデンサ５と並列に接続している。また、双方向スイッチング素子１５と合成容量可変用コンデンサ１６を直列に接続して成る回路を、複数個、コンデンサ１１と並列に接続している。
【０１２０】
このように構成することで、更に幅広い負荷の範囲内において、必要な高調波抑制能力、力率改善能力、直流母線電圧を得られるようになる。なお、図１６では、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７より成る回路、及び双方向スイッチング素子１５と合成容量可変用コンデンサ１６より成る回路を２個接続した場合を示したが、別に２個である必要はなく、３個以上でもよい。接続個数を多くすればするほど木目細かな制御が行なえるようになる。
【０１２１】
実施の形態５．
図１７は、本発明の実施の形態５を表す回路ブロック図であり、本発明の実施の形態１〜実施の形態４に説明した高調波抑制回路７０を、インバータを介して、圧縮機の電動機に接続したものである。図において、実施の形態１〜実施の形態４の図１〜図１６と同等部分は同一の符号を付して説明を省略する。図において、１７は電源回路に接続されたインバータ、１８はインバータに接続された電動機、１９はインバータ１７を制御するインバータ制御手段である。
【０１２２】
図１７の高調波抑制回路７０におけるスイッチ制御手段１４、コンデンサ容量制御手段９は、実施の形態１〜実施の形態４と同等であり、短絡部１０、共振用コンデンサ５、コンデンサ１１のコンデンサ合成容量を可変に制御するものである。
【０１２３】
ここで、本実施の形態では、図１４〜図１６にて示した負荷制御手段１２の代替としてインバータ制御手段１９を使用するようにしている。したがって、負荷状態を知るための負荷信号としては、インバータ１７へ出力する制御指令値を用いている。ここでは、インバータ１７は電動機１８を駆動制御する構成を示しており、電動機１８の出力は回転数に比例することから、インバータ１７で制御される電動機１８の回転数から電動機１８の出力状態が推測できる。よって、高調波抑制回路の負荷状態をインバータ１７への回転数指令値によって代用できるため、負荷信号としてはインバータ１７への回転数指令値を使用するようにしている。
【０１２４】
また、インバータ１７の負荷量を電動機１８の回転数指令値にて代用しなくてもよく、インバータ制御手段１９内部の動作指令値である設定値を用いても高調波抑制回路の負荷状態を推測することが可能である。例えば、設定値としては電動機１８に印加する電圧指令値でもよく、同等効果を有する。また、電動機１８の相電流を検出するような構成であれば、設定値としては相電流値でも良く、負荷状態はインバータ制御手段１９から容易に得ることができる。
【０１２５】
以上のように、高調波抑制回路７０の負荷がインバータ１７である場合、インバータ１７にて制御している動作指令値である設定値から負荷状態を推測することができ、この動作指令値に応じて、共振用コンデンサ５、コンデンサ１１の合成容量を切り換え、また、基準となる電源信号から、予め設定された第１の所定時間（遅延時間）後に短絡部１０の各素子のオン、オフを動作させることで、負荷制御手段１２、或いは、これに係る信号検出手段を設けることなく、負荷状態に応じた高調波抑制や力率の改善を行なうことができる。
【０１２６】
また、電動機１８が冷蔵庫やエアコンなどの冷凍・空調装置に使用される圧縮機である場合、圧縮機の負荷トルクは回転数に依存するため、回転数指令値だけで負荷状態を推測することができるので、この場合は負荷信号としては回転数指令値を使用しても、インバータ１７の動作指令値である設定値を使用する場合と同等効果を得られる。
【０１２７】
さらに、電動機１８が圧縮機である場合、吐出温度、吸入温度、熱交換器の温度等でも高調波抑制回路の負荷状態は検出でき、これらはインバータ制御手段１９にてサーミスタで検出されている為、これらの値を負荷信号として用いても、負荷状態を検出できる。また、冷凍サイクル内を循環する冷媒速度や冷凍サイクル内に充填される冷媒量等を負荷信号として使用しても負荷状態を検出することができる。したがって、コンデンサ容量制御或いは短絡部のスイッチング動作を制御する為に、負荷状態に係る情報を検出するセンサーなどを新たに設ける必要がなく、高調波抑制回路の低コスト化、簡素化を実現できる。
【０１２８】
なお、本実施の形態では、インバータ制御手段１９を高調波抑制回路７０の内部に設けるよう構成して説明したが、何もこれに限るものではなく、インバータ制御手段１９を高調波抑制回路７０の外部に設けるよう構成しても同等の効果が得られる。
【０１２９】
【発明の効果】
以上のように、本発明の高調波抑制回路によれば、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され、前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端がそれぞれ接続され、他端が前記交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、を備えたので、一般的なコンデンサ入力型交流整流回路での電流不通流区間を防止でき、コンデンサ入力型整流回路に若干の素子を追加するだけの安価且つ単純な回路構成で、多相電源の高調波を抑制できる高調波抑制回路を実現できる。
【０１３０】
また、本発明の高調波抑制回路によれば、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され、前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が前記交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、を備え、前記交流電源と前記リアクトルと前記複数のコンデンサとから構成される回路を流れる電流の共振半周期が、前記交流電源の隣り合う相のゼロクロス点間の時間よりも長くなるよう構成したので、常にリアクトルを介して交流電源から共振用コンデンサへ電流が流れ続け、高調波抑制能力を得ることができる。故に、高調波抑制の為のリアクトルのインダクタンス値を小さく設計でき、コンデンサ入力型整流回路に若干の素子を追加するだけの安価且つ単純な回路構成で、多相電源の高調波を抑制できる高調波抑制回路装置の小型化、低コスト化を実現できる。
【０１３１】
また、本発明の高調波抑制回路によれば、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、前記整流器よりも直流側の端子間に接続され、オンすることにより一方向に電流を流す上側短絡素子および下側短絡素子とを直列接続した短絡部と、前記短絡部のオン・オフ動作を制御するスイッチ制御手段と、前記複数のコンデンサの共通接続点にその一端が接続され、他端が前記短絡部を構成する上側短絡素子及と下側短絡素子との相互接続点間に接続されたコンデンサと、を備えたので、強制的にリアクトルへ電流を流すことができ、入力電流量、或いは負荷電流、負荷消費電力等の負荷状態が変動する場合にも、入力電流波形を任意に制御することができるため、幅広い負荷領域に渡って、高調波を抑制でき、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することができる。
【０１３２】
本発明の高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの合成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの合成容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたので、負荷の状態に応じて直流出力電圧を段階的に切り替えることが可能となり、幅広い負荷領域に渡って、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することができる。
【０１３３】
本発明の高調波抑制回路は、前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信号に応じて前記複数のコンデンサの合成容量を切り換えるように制御するようにしたので、直流出力電圧を段階的に切り換えることができ、幅広い負荷領域に渡って、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することができる。
【０１３４】
本発明の高調波抑制回路は、前記負荷信号を入力信号とし、前記入力信号が所定値よりも大きい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が大きくなるように制御し、前記入力信号が所定値よりも小さい場合には前記複数のコンデンサの合成用量が小さくなるよう制御するようにしたので、負荷の状態が変化して入力電流の大きさが変化した場合でも、高調波抑制能力および力率改善を充分に発揮することができ、幅広い負荷領域に渡って、負荷状態に適した直流出力電圧を確保しつつ電源高調波を抑制することができる。
【０１３５】
本発明の高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆｓのＮ相の交流電源に接続され、前記リアクトルのインダクタンス値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサの合成容量をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π２・Ｎ２・ｆｓ２・Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合成容量Ｃを構成するようにしたので、常にリアクトルを介して交流電源から共振用コンデンサへ電流が流れ続け、高い高調波抑制能力および力率改善能力を得ることができる。故に、高調波抑制の為のリアクトルのインダクタンス値を小さく設計でき、装置の小型化、低コスト化を実現できる。
【０１３６】
本発明の高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの共通接続点と前記短絡部との間に接続されたコンデンサの容量を可変に構成し、前記コンデンサの容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたので、入力電流波形を、負荷状態に応じて変更でき、幅広い負荷領域に渡って、大きな高調波抑制効果を得ることができ、また、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することができる。
【０１３７】
本発明の高調波抑制回路は、前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓでＮ相の交流電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短絡素子及び下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍の周波数で、交互にオン・オフするので、簡易的なスイッチング制御にて力率改善を実現することができ、また、各相電圧に対して均一にバランス良くスイッチングできるため、少ないスイッチング動作で入力電流に含まれる高調波成分も抑制できる。故に、ノイズ対策部品を必要とせず、安価なマイコン（ＣＰＵ）にて高調波抑制回路を実現することができる。
【０１３８】
本発明の高調波抑制回路は、前記スイッチ制御手段は、負荷信号として、入力電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直流出力電圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器より直流側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは負荷電流に応じて予め設定された所定時間に基づいて、前記短絡部のオン、オフ動作を行わさせるように制御するようにしたので、負荷状態に適したタイミングでスイッチング動作を行え、幅広い負荷領域に渡って、高調波抑制能力および力率改善を充分に発揮することができる。
【０１３９】
本発明の電動機駆動システムは、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機とし、前記コンデンサ容量制御手段或いは前記スイッチ制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれかとしたので、コンデンサ容量制御或いは短絡部のスイッチング動作を制御する為に、負荷状態に係る情報を検出するセンサーなどを新たに設ける必要がなく、高調波抑制回路の低コスト化、簡素化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１を表す回路ブロック図である。
【図２】  本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するための回路ブロック図である。
【図３】  本発明の実施の形態１を表す各時間に対する回路を流れる電流波形を表した図である。
【図４】  本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するための回路ブロック図である。
【図５】  本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路の各時間に対する回路を流れる電流波形を表した図である。
【図６】  本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路のＵ相電圧の電源半周期における各相電流と共振用コンデンサを流れる電流との関係を説明するための図である。
【図７】  本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路のリアクトルのＵ相を流れる入力電流と、Ｕ相に接続された共振用コンデンサを流れる電流との関係を説明するための図である。
【図８】  本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路のリアクトルのインダクタンス値と共振用コンデンサの容量の関係を表した図である。
【図９】  本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の回路ブロック図である。
【図１０】  本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の双方向性スイッチング素子の構成を説明するための図である。
【図１１】  本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の別の回路ブロック図である。
【図１２】  本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の別の回路ブロック図である。
【図１３】  本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の別の回路ブロック図である。
【図１４】  本発明の実施の形態３を表す高調波抑制回路の回路ブロック図である。
【図１５】  本発明の実施の形態４を表す高調波抑制回路の回路ブロック図である。
【図１６】  本発明の実施の形態４を表す高調波抑制回路の別の回路ブロック図である。
【図１７】  本発明の実施の形態５を表す高調波抑制回路の回路ブロック図である。
【図１８】  従来の回路ブロック図である。
【図１９】  従来の回路ブロック図である。
【図２０】  従来の回路ブロック図である。
【図２１】  従来の回路ブロック図である。
【符号の説明】
１  交流電源、２  整流器、３  リアクトル、４  平滑コンデンサ、５、５ｕ、５ｖ、５ｗ  共振用コンデンサ、６、６ｕ、６ｖ、６ｗ  双方向スイッチング素子、７、７ｕ、７ｖ、７ｗ  合成容量可変用コンデンサ、８  入力電流検出手段、９  コンデンサ容量制御手段、１０  短絡部、１０ｐ  上側短絡素子、１０ｎ  下側短絡素子、１１  コンデンサ、１２  負荷制御手段、１３  電源電圧検出手段、１４  スイッチ制御手段、１５  双方向スイッチング素子、１６  合成容量可変用コンデンサ、１７  インバータ、１８  電動機、１９  インバータ制御手段、２０  負荷、２１  短絡素子、２２  ダイオードブリッジ、２３  ダイオード、５０、５１、５２、５３  共振用コンデンサ、７０  高調波抑制回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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