(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数同期と位相同期の前に、受信したデータストリームに含まれる同期列の時間位置を最尤法則を用いて決定することにより、前記データストリームのフレーム同期を行うステップと、
決定された前記時間位置のサンプルから搬送波周波数オフセットを計算するステップと、
を有する同期方法。
【請求項２】
最尤法則を用いた前記フレーム同期を行うステップは、
差動的に復号化された受信データ列と、前記データストリームが受信された位置で既知となった共役複素数の差動的に復号化された同期列と、の間の相関の最大相関量を同定することを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
最尤法則を用いた前記フレーム同期を行うステップは、同期時間を推定するための項にノイズ除去のための項を加える、請求項１又は請求項２に記載の方法。
【請求項４】
受信した前記データストリームのクロック同期を行うステップをさらに有し、
前記クロック同期の前に前記フレーム同期を実行する、請求項１から請求項３のいずれかの請求項に記載の方法。
【請求項５】
受信した前記データストリームのクロック同期を行うステップをさらに有し、
前記クロック同期の後に前記フレーム同期を実行する、請求項１から請求項３のいずれかの請求項に記載の方法。
【請求項６】
前記同期列からつくられる複素数列についての平均をとり、それに続いて偏角を形成するステップをさらに含む、請求項１から請求項５のいずれかの請求項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は主特許請求範範囲の前提部に示したように受信データの流れにおける同期過程の時間位置を決定する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この一般的なタイプのフレーム同期法は公知である。例えばＪａｍｅｓ  Ｌ．Ｍａｓｓｅｙ著，「最適フレーム同期」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｃｏｍｍ．２０巻、１９７２年４月、１１５−１１９ページ、及びＲ．Ｍｅｈｌａｎ，Ｈ．Ｍｅｙｒ著，「非同期パケット伝送に対する最適フレーム同期」ＧｅｎｅｖａにおけるＩＣＣ１９９３会議、２／３巻、８２６−８３０ページ参照。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このタイプのフレーム同期の方法は、クロック、搬送波ならびに位相の同期が、実際のフレーム同期に先立って実行されていなければならないという不利な点を持っている。
搬送波ならびに位相の同期は、その前に実行されたフレーム同期なしでは、したがって、またデータ列の知識なしでは、非データ援用（Ｎｏｎ−Ｄａｔａ  Ａｉｄｅｄ，Ｎ  Ｄ  Ａ）法によってのみ可能である。送信側と受信側の間の理論的には周波数ずれが、このようなＮＤＡ法では高位のＭＱＡＭ信号の場合、１２．５％の、またＭＰＳＫでは１／Ｍ・５０％の符号レート（ｓｙｍｂｏｌ  ｒａｔｅ）まで許される。
ＴＤＭＡ伝送では、クロック、位相、搬送波の同期として使えるのはバーストだけであり、既知のフレーム同期法では、フレーム同期法がまだ実行されておらず、付加的で補助的な方法によって決定できるだけであるという点で、バーストの時間位置が未知である、という問題がある。
【０００４】
【発明の目的及び課題を解決する手段】
本発明の目的は、すべての線形な変調方法に対して、受信データの流れの中における符号列（ｓｙｍｂｏｌ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）の時間位置を決定でき、かつ前述の欠点を避けることのできる一つの方法を提供することである。
上の目的は、周波数同期や位相同期も、同時に行われている受信データの流れの中の同期列（フレーム同期）の時間位置を決定する一つの方法についての本発明の原理によって達成される。そこでは、フレーム同期は、最尤定理を用いて達成され、フレーム同期は周波数ならびに位相同期が行われる以前に完了する。
【０００５】
最尤定理の適用のために本発明で選択された条件の一つの結果として、搬送波ならびに位相同期を行う前に、すなわち、クロック同期の前または後に、受信データ列から直ちにフレーム同期を実行することが可能となる。
同期列の時間位置は、したがって、クロック同期あるいは搬送波や位相同期のようなそれに続く本方法の各ステップに対して、既知となっている。したがって、また、前述の欠点をＭＱＡＭ法やＴＤＭＡ法では避けることができる。その結果、すべての線形な変調方式に対して、理論的に許容され得る周波数のずれは符号レートの50%にまで達する。
本発明にかかる同期方法は、周波数同期と位相同期の前に、受信したデータストリームに含まれる同期列の時間位置を最尤法則を用いて決定することにより、前記データストリームのフレーム同期を行うステップと、決定された時間位置のサンプルから搬送波周波数オフセットを計算するステップと、を含む。
別の観点にかかる発明の方法は、最尤法則を用いた前記フレーム同期を行うステップが、差動的に復号化された受信データ列と、前記データストリームが受信された位置で既知となった共役複素数の差動的に復号化された同期列と、の間の相関の最大相関量を同定することを含むことを特徴とする。
別の観点にかかる発明の方法は、最尤法則を用いた前記フレーム同期を行うステップが、同期時間を推定するための項にノイズ除去のための項を加えることを特徴とする。
別の観点にかかる発明の方法は、受信したデータストリームのクロック同期を行うステップをさらに有し、クロック同期の前にフレーム同期を実行することを特徴とする。
別の観点にかかる発明の方法は、受信したデータストリームのクロック同期を行うステップをさらに有し、クロック同期の後にフレーム同期を実行することを特徴とする。
別の観点にかかる発明の方法は、前記同期列からつくられる複素数列についての平均をとり、それに続いて偏角を形成するステップをさらに含むものである。
【０００６】
【好適な実施例の説明】
以下各図を参照しつつ本発明を実施例を用いて説明する。
図１は実施例において線形な変調方式についての送信側の編集を一般的に示している。送信すべきデータの流れの中のいくつかのビット（ｍビット）が、それによってシリアル−パラレル変換器１で組み合わされて、より多くの情報を含む複素符号（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｓｙｍｂｏｌ）ａｖが形成される。
複素数の信号のスペースはＭ個の要素からなっている。実部ａＩ．Ｖと虚部ａＱ．Ｖを持つ複素数の符号値（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｓｙｍｂｏｌ  ｖａｌｕｅ）はこのようにしてマッパー２内で発生され、これらは引き続き、搬送波発生器で発生される搬送波周波数を（相互に９０度だけ位相シフトを受けて）加えられ、伝送される高周波数信号となる。オフセット変調方式の場合には、半符号周期Ｔｓ／２だけの遅延が変調の前に直角相に加えられなければならない。
【０００７】
図２は対応する直交位相受信器を示している。受信された高周波信号は、２つのミキサー４，５で、搬送波発振器６の相互に９０度だけ位相シフトされたビート周波数（複数）と混合されて再びベースバンドへと戻され、このベースバンド信号は引き続いて、クロック周波数がｆＡ＝１／ＴＡが符号レートｆｓ＝Ｔｓの整数倍であるクロック発生器７でサンプリングされる。サンプリングレートはサンプリング定理が満足される程度に高くなければならない。
【０００８】
【数１】
0003894631.tif 000002
【０００９】
によってオーバーサンプリング係数が定義される。これは、符号レートに対するサンプリング周波数の比を表している。
フィードバック復調方式と比較して、発振器６は搬送波周波数に対して再調整されることはない。むしろ、発振器６の周波数は、符号レートの最大５０パーセントの許容ずれを伴う送信側の搬送波周波数に正確にセットされる。クロック発生器７また位相については制御されていない。クロック周波数が、単に対応する変調方式の値にセットされるだけである。以下述べる後処理は、以下にその機能を述べる回路８によって確実なものとされる。
図３は図１ならびに２を参照して記述された伝送モデルを等価なベースバンド表示で表現したものである。出発点は伝送さるべき次の符号で重み付けされたディジタル復素ディラック列である。
【００１０】
【数２】
0003894631.tif 000003
【００１１】
この信号は時刻ｔ＝ｖ・Ｔｓでの実部と虚部との符号値ａＩ，ｖとａＱ，ｖで重みづけされた２個のディラックパルスの和として表わされる。符号
【００１２】
【数３】
0003894631.tif 000004
【００１３】
は、たとえば、ＭＱＡＭ変調方式に対して、ａＩ，ｖ，ａＱ，ｖ∈｛±１，±３，±５−−−｝の値を仮定している。さらに、ａＩ，ｖ，ａＱ，ｖ∈｛±１ｅｊｖπ／４，±ｊｅｊＶπ／４｝を持つπ／４−ＱＰＳＫあるいはオフセットＭＱＡＭ方式のような他の線形な変調方式が可能であり、それによって虚部ａＱ，Ｖは符号周期（ｓｙｍｂｏｌ  ｐｅｒｉｏｄ）の半周期分だけ遅延される。引き続いて、符号列はパルス応答ｈｓ（ｔ）を持つ伝送フィルターへと送られる。
伝送信号ｓ（ｔ）は次式によって得られる。
【００１４】
【数４】
0003894631.tif 000005
【００１５】
送信側と受信側との間の未知の周波数オフセットΔｆと位相オフセットΔΦは回転ポインターｅｊ（２πΔｆｔ＋ΔΦ）を掛けることにより考慮に入れてある。
理想的なサンプリング時間と比較して得られた時間のオフセットεＴｓ（受信側では未知）は以下のような符号ブロックで実現される。それによって、εの値は
【００１６】
【数５】
0003894631.tif 000006
【００１７】
の範囲にはいる。
遅延伝送信号は、伝送リンク上で、加算的ホワイトガウス雑音（ａｄｄｉｔｉｖｅ  ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｎｏｉｓｅ  ＡＷＧＮ）ｎ（ｔ）でじょう乱を受けて、受信信号ｒ（ｔ）が生じる。ノイズ信号の値は、次式に従う復素数である。
【００１８】
【数６】
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【００１９】
実部ｎＩ（ｔ）と虚部ｎＱ（ｔ）は両側波パワー密度スペクトル（ＬＤＳ）Ｎｏ／２を持っており、それらは互いに統計的に独立である。その期待値（Ｅｒｗａｒｔｕｎｇｓｗｅｒｔ）が時間依存的で、周期Ｔｓの周期性を持つことから、伝送信号ｓ（ｔ）の平均パワーは、
【００２０】
【数７】
0003894631.tif 000008
【００２１】
となる。したがって、伝送信号の平均符号エネルギーは、
【００２２】
【数８】
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【００２３】
と計算される。
図４は図３の入力列ｘνを持つ同期の概念を示している。この列は、推定された
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使われる。このクロック同期は伝送された符号の知識を必要とせず（Ｎｏｎ−Ｄａｔａ−Ａｉｄｅｄ）、したがって安定な動作を保証している。オーバーサンプリング係数ｏｖによるアンダースキャンニングの後では、サンプルｒｖだけが符号間の符号のない符号時間に存在する。
オフセット方式では、アンダーサンプリングの前に符号周期の半分だけの遅延をとっておかなければならない。引き続いて導出されるフレーム同期はタイミング補正されていない列ｘｖから、又は符号時間にだけ存在する列ｒｖから、のいずれからも行うことができる。
このようなタイミング補正されていない列ｘｖによるフレーム同期には、たとえば、ＴＤＭＡシステムがあり、その時間位置が未知のバーストだけがタイミング推定のために利用可能であるようなときに、必要とされるだろう。ｘｖによるフレーム同期が行われれば、残存する符号時間からのずれ（最大でサンプリング周期の半分）は、その後で推定され、クロック同期によって引戻される。
【００２４】
より簡単な用語を用いて、本方法の導出を列ｒｖについて実行しよう。導出される方法はタイミング補正されていない列ｘｖに対しても同様に有効である。重要な違いは未知の符号時間のために、同期列を符号ラスターではなくサンプリングラスターで探さなければならないことである。列ｘｖによるフレーム同期が行われると、列は正確に符号時間にはなく、符号間干渉によって付加的な誤差が生じる。オーバーサンプリング係数ｏｖは、この場合、少なくともｏｖ＝４でなければならない。
図５は伝送される符号列ａｖ中への同期列ｓｙｎｃｖの埋め込みを示している。同期列の長さはＳ個の符号にまたがる。同期列は時間のゼロ点に続くμ個の符号周期の後に始まる。フレーム同期のジョブは、受信側にとっては未知のこの時点を決定することにある。同期列は受信側で知ることができる。
図４では、例として、μ  ＝２の場合が示してある。受信側での処理は時間のゼロ点で始まる。列ｒｖのＲ個のサンプルがフレーム同期のために推定される。また、長さＲの受信ベクトルｒは完全な同期列が含まれるよう十分に大きく選ばれているものとする。
【００２５】
≪Ａ．クロック同期≫
図４の列ｘｖは、未知の規格化された時間オフセットεのクロック位相推定のために用いられる。クロック同期の方法はフィードバックを使わないもので、既知のものである（Ｋ．Ｓｃｈｍｉｄｔ著，高バンド幅効率移動無線システムのためのディジタルクロック抽出，ダルムシュタット大学通信研究所論文、１９９３年１２月、ならびに、Ｏｅｒｄｅｒ，データ伝送におけるディジタルクロック同期のためのアルゴリスム、アーヘン大学電気制御講座、１９８９年）。
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いられる）は次に内挿フィルターによって反転される。さらに、引き続いて、オーバーサンプリング係数ｏｖによってアンダースキャンニングがなされ、列ｒｖにさらに位相の回転が生じる。補正についての基本的な評価法は、Ｋ．Ｓｃｈｍｉｄｔ著，高バンド幅効率移動無線システムのためのディジタルクロック抽出、ダルムシュタット大学通信研究所論文、１９９３年１２月、ならびに、Ｋａｍｍｍｅｙｅｒ著「通信伝送」、Ｔｅｕｂｎｅｒ出版社、シュトュットガルト、１９９２年に見られる。
【００２６】
≪Ｂ．フレーム同期≫
0003894631.tif 000012
化されるべき最大類似度関数
【００２７】
【数９】
0003894631.tif 000013
【００２８】
によって定式化される。
【００２９】
【数１０】
0003894631.tif 000014
【００３０】
によって、ｖｒｅｓｔはランダム符号ａｖで予想された（ｖｅｒｍｕｔｅｔｅｎ）同期列の外にあるｖ領域のベクトルｒを表している。基本的には、テストパラメータ（Ｖｅｒｓｕｃｈｓｐａｒａ
0003894631.tif 000015
記号を付してある。以下のステップでは、本方法に関係のないすべての項は新しい関数を定義せずに１と置くということに取り決めをする。
まず、（１）式の最初の項は簡単化されて、次の（２）式が得られる。
【００３１】
【数１１】
0003894631.tif 000016
【００３２】
（１）式の第２項においては、ランダム列ａｖは未知で、そのために、この列に対する期待値を次のようにつくらなければならない。
【００３３】
【数１２】
0003894631.tif 000017
【００３４】
符号ａｖの統計的な独立性を用いることによって、
【００３５】
【数１３】
0003894631.tif 000018
【００３６】
も導かれる。
以下には、信号対ノイズ比Ｅｓ／Ｎ。がＥｓ／Ｎ。〉〉１であることを仮定する。実際の周波数ならびに位相のオフセットが与えられると、（３）式は次式で近似できる。
【００３７】
【数１４】
0003894631.tif 000019
【００３８】
0003894631.tif 000020
ばならないのは符号そのものではなくて、符号の大きさだけであることに注意しなければならない。したがって、周波数ならびに位相同期は必要ではない。（２），（４）式を（１）式に代入し、さらにその対数をとることによって、対数類似度関数
【００３９】
【数１５】
0003894631.tif 000021
【００４０】
が得られる。
２つの項で総和の項数を揃えて簡単化するために、（５）式の右辺に定数
【００４１】
【数１６】
0003894631.tif 000022
【００４２】
を加えて展開する。その結果、次の（６）式に従う対数類似度関数が得られる。
【００４３】
【数１７】
0003894631.tif 000023
【００４４】
説明：  （６）式の第１項は周波数補正され位相補正された受信列と共役復素数同期列との間の相関を表しており、第２項はノイズ除去の措置と見ることができ
0003894631.tif 000024
うすれば、近似の関係
【００４５】
【数１８】
0003894631.tif 000025
【００４６】
を（６）式に代入することができて、正確な周波数と位相の補正が与えられれば、
【００４７】
【数１９】
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【００４８】
0003894631.tif 000027
大の１（μ，Δω，△Φ）＝０が厳密に導かれ、それ故、同期時間ではじょう乱がなくなる。
しかし、最大化されるべき（６）式の対数類似度関数は、なお、周波数ならびに位相オフセットに依存している。そこで、以下の近似の目標はこれらの依存性をなくすことである。この目的のために、（６）式の対数類似度関数は、実際の周波数ならびに位相オフセットを与えるものと見られる。実部と総和の構成を入れ換えると次式となる。
【００４９】
【数２０】
0003894631.tif 000028
【００５０】
同期時には、第１項の内積は、じょう乱を考慮外にすれば、純粋実数であり、したがって、次の近似、
【００５１】
【数２１】
0003894631.tif 000029
【００５２】
を行うことができる。したがって、対数類似度関数は位相オフセットに対して無関係になる。周波数オフセットの解析的な推定を可能とするために、（７）式中の２つの項はさらなる近似で２乗され、次式が得られる。
【００５３】
【数２２】
0003894631.tif 000030
【００５４】
添え字の代入によって、最終的に次式が得られる。
【００５５】
【数２３】
0003894631.tif 000031
【００５６】
記号を短くするため、実数であるにもかかわらず、第２項を実数部のかっこ中に置いた。第１行ではα＝０で、符号エネルギーの相関がなされているが、これはＭＰＳＫでは使えないことがわかる。α＝１の加数は周波数領域の推定範囲が最大であり、また、以下に示すように解析的に決定できるという利点を持っている。残りの加数を無視すると、信号対ノイズ比での損失をこうむることになるが、これは一般に受け入れ可能なことである。この損失は後で議論する。この近似を用いて、対数類似度関数が
【００５７】
【数２４】
0003894631.tif 000032
【００５８】
と導出される。ここでＳ−１の総和が出てきたことに留意するべきである。次の（８）式の定義
【００５９】
【数２５】
0003894631.tif 000033
【００６０】
を使うと、次式が得られる。
【００６１】
【数２６】
0003894631.tif 000034
【００６２】
受信列の差動形の復号が図６に示してある。ｓｙｎｃｖの列は実際はｖ＝０で始まるが、差動列ｄｓｙｎｃｖでは符号周期（（９）式参照）による遅延のため、ｖ＝１でようやく始まる。しかし、この制限は、ｄｓｙｎｃｏが既知であるため、ａｖが差動的に符号化された列であるとき、次のアルゴリズムにはあてはまらない。この様子が図７に図示されている。
（９）式の対数類似度関数の最大化は、２つの引き続く段階の最大化によって簡単
0003894631.tif 000035
、の場合の第１項中の周波数オフセットのゆえに、実軸上に引き戻されるべき効果ｋｏｒｒ（μ）が生じる。したがって、｜ｋｏｒｒ（μ）｜もまた良い近似で最大化する
0003894631.tif 000036
て導出される。
【００６３】
【数２７】
0003894631.tif 000037
【００６４】
第１項だけの評価が十分高い信号対ノイズ比を与えているので、第２項によって信号対ノイズ比の約３ｄＢの利得は必要ないといえる。
最初にすでに述べたように、（１０）式のルールはまた、タイミング補正されていない列に対しても有効である。列ｒｖのかわりに、（８）式で列Ｘｏｖ，ｖ＋λをλ＝［０，ｏｖ−１］で用いなければならない。対数類似度関数の評価が符号ラスターではなくサンプリングラスターで実行されなければならないので、添え字が必要である。結果は信号処理の出費が係数ｏｖだけ生じることになる。もし最高に正確な周波数の推定値を得たいのであれば、以下に述べる周波数推定が、ｘｖのたすけを借りることなくｒｖによって実行されなければならない。推定
0003894631.tif 000038
【００６５】
【数２８】
0003894631.tif 000039
【００６６】
推定すべき周波数オフセットは正でも負でもあり得る。そのため、（１１）式の偏角はあいまいさのない決定を目的として、位相πを決して越えることがない。理論的に許される周波数オフセットは次のように求められる。
【００６７】
【数２９】
0003894631.tif 000040
【００６８】
もう一つの違った導出を、サンプル／符号周期で表したサンプリング定理が符号周波数の半分よりも低い周波数を持つ回転ポインターによって満足される、という考察から得ることができる。
許される周波数オフセットが非データ援用法においては小さい（たとえば、ＭＱＡＭでは４の係数だけ）ので、送信側と受信側との間のより大きい周波数オフセットは（１１）式による粗推定によっても可能である。
これまでになされた近似の故に、（１１）式は最良の推定値ではない。にもかかわらず、この最尤推定法は、ごくわずかにより計算集中型の計算ルールを用いて｜ａｖ｜を持つ変調法に対して実行することができる。計算の基礎は文献（Ｊａｃｋ  Ｋ．Ｗｏｌｆ，Ｊａｙ  Ｗ．Ｓｃｈｗａｒｔｚ著，「周波数オフセットに対する推定法の比較」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｃｏｍｍ．，１９９０年，１２４−１２７ページ）から知ることができる。しかしこの文献で提案されている方法とは逆に、位相平均の代わりにポインター平均が実行している。
その他の多くの事項のなかでも、このプレーナーフィルタリングは、｜Δｆ／Δｆｓ｜→０．５とすれば、全体のポインターが平均効果のためにより高い確率をもって対応する象限直交成分に存在するという利点を持っている。位相平均が与えられた場合には、これとは対照的に、じょう乱によって引起こされた「迷い子」（ｍａｖｅｒｉｃｋ，Ａｕｓｔｒｅｉｓｓｅｒ）が推定値を使用不能にしてしまうであろう。例えば、｜Δｆ／Δｆｓ｜＝−０．４５なら、じょう乱を受けないポインターは−１６２度の位相を持っていなければならない。もし「迷い子」が、ある位相、たとえば＋１８５度で、第３象限に入ろうとしていたらば、±１８０度で符号が折返すので、結果の位相の平均は使用不能となる。したがって、｜Δｆ／Δｆｓ｜＝０．５のほぼ理論的に許される周波数範囲がポインター平均によって可能となる。計算のルールは次の（１２）式から導かれる。
【００６９】
【数３０】
0003894631.tif 000041
【００７０】
ただし、上式中の係数ｋｏｅｆｆｖは
【００７１】
【数３１】
0003894631.tif 000042
【００７２】
である。
この利点は、（１２）式による最良の推定によって、同期長さＳを増加することにより増大する。たとえば、Ｓ＝２１とすれば、推定誤差の標準偏差を係数２だけ減少させることができる。
もし推定誤差の分散（ｖａｒｉａｎｃｅ）が同期列のために大きすぎるならば、個々の周波数推定値をフィルタリング（たとえば、Ｋａｌｍａｎフィルター）することによって、ここでも誤差の分散を減らす可能性がある。前記の理由のために、個々の周波数推定値の全体のポインターのプレーナーフィルタリングとそれに引き続く規格化された偏角の形成が推奨される。
信号対ノイズ比の損失が、（６）式による同期ルールでその前の周波数ならびに位相の補正を行うフレーム同期に較べて、どれだけの大きさがあるか？を知ることが望ましい。重要な違いは、差動的に復号化された列ｄｒｖが列ｒｖの代りに使われていることである。
【００７３】
【数３２】
0003894631.tif 000043
【００７４】
で、次式が差動的に復号化された列を与える。
【００７５】
【数３３】
0003894631.tif 000044
【００７６】
信号対ノイズ比が高ければ、ノイズ列の交差積は無視でき、じょう乱ｄｎｖはｎｖと同様、無相関となる。｜ａｖ＝ｃｏｎｓｔ｜を持つ変調方式ＭＰＳＫにもとづいて進めると、規格化された値
【００７７】
【数３４】
0003894631.tif 000045
【００７８】
が導かれる。
ノイズ列ｎｖの付近のサンプルには相関がないので、ＭＰＳＫでの分散は係数２だけ増加する。これは信号対ノイズ比の３ｄＢの損失に相当する。フレーム同期の性能が基本的には、ノイズパワー密度に対する同期列のエネルギーの比Ｅｓｙｎｃ／Ｎｏに依存し、一般的に大きいので、この損失は、極端に低い信号対ノイズ比と短い同期列を持つ伝送リンクについてのみ問題となるに過ぎない。
フレーム同期と周波数推定の基本的なステップを図８に示す。
この方法の性能能力を示すために、図９はルート（ｒｏｏｔ）Ｎｙｑｕｉｓｔ伝送とｒ＝０．３５のロールオフ係数を持つπ／４−ＤＱＰＳＫ伝送のフレーム同期に対するモンテカルロシ  ミュレーションを示している。この図は、最良の方法ではないが、第２項を落とした場合の（１０）式中の相関項のアイパターンを示している。Ｓ＝１５の符号を持つＴＥＴＲＡ移動無線電話の拡張学習列を同期列として用いた。フレーム同期はタイミング補正されていない列ｘｖによって実行された。また次のパラメータをセットした。
【００７９】
【数３５】
0003894631.tif 000046
【００８０】
すなわち、符号がサンプル間の中点に正確に位置しているので、これは最悪のケースである。さらに、符号レートの２０％の大きい周波数オフセットとＥｓ／Ｎｏ＝８ｄＢという小さい信号対ノイズ比が指定されていた。この図から、相関の最大は同期時点に最も近いサンプルに表れていて、従って、同期時間が正確に推定されていることがわかる。残留オフセットεは、引き続くタイミング補正で相殺される。
種々の変更や変形は当該分野に精通した何人によっても提案され得るであろうが、そのようなすべての変更や変形は、本発明者の当該分野への寄与の範囲内に正当かつ適宜に入れられるべきものとして、ここに承認されるべき特許の範囲内で実施できるということが本発明者の意図である。
発明をある程度の詳細さをもって好適な形態について説明したが、この好適形態の現開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各要素の組合せや順序の変化は請求された発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。
【００８１】
【発明の効果】
本発明によれば、周波数同期や位相同期も、同時に行われている受信データの流れの中の同期列（フレーム同期）の時間位置を決定することができる。すなわち、フレーム同期は、最尤定理を用いて達成され、フレーム同期は周波数ならびに位相同期が行われる以前に完了する。最尤定理の適用のために本発明で選択された条件の一つの結果として、搬送波ならびに位相同期を行う前に、すなわちクロック同期の前または後に、受信データ列から直ちにフレーム同期を実行することが可能となる。同期列の時間位置は、したがってクロック同期あるいは搬送波や位相同期のようなそれに続く本方法の各ステップに対して既知となっている。本発明によれば、変調方法に対して、理論的に許容され得る周波数のずれが、符号レートの５０％にまで達する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ＱＡＭ信号の送信側のブロック図。
【図２】  図１の送信側からのＱＡＭ信号を受信するための本発明の原理に従う受信器のブロック図。
【図３】  等価ベースバンド表示による、図１及び図２のそれぞれ送受信器のための伝送モデルを示すブロック図。
【図４】  本発明に従う同期技術を図示するブロック図。
【図５】  伝送された符号列における同期列の埋め込みを示す図。
【図６】  本発明に従う受信器で発生する差動復号を図示するためのブロック図。
【図７】  作動復号列を示す図。
【図８】  本発明に従う基本フレーム同期と周波数推定ステップを図示するブロック図。
【図９】  本発明に従うフレーム同期に対するモンテカルロシミュレーションを示す図。
【符号の説明】
１        シリアル−パラレル変換器
２        マッパー
４、５    ミキサー
６        搬送波発振器
７        クロック発生器
８        回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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