(57)【要約】【課題】直流電源から交流電動機に電力を供する電力変換システムにおいて、鉄損を大幅に低減する。【解決手段】電力変換システムは直流電源７、昇圧回路１０、インバータ回路９から構成され、その昇圧回路１０はブリッジ回路８、コンデンサ５、コイル６のみから構成されており、さらにそのブリッジ回路８に有するスイッチング素子１、２をオン・オフするパルスのスイッチング周波数ｆ1（Ｈｚ）がコンデンサ５の静電容量Ｃ（Ｆ）とコイル６のインダクタンスＬ（Ｈ）から得られるｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）に対し、０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSWを満足するように決定し、インバータ回路９は前記パルスの個数に応じてパルス入力に応じてターンオン・オフする機能を有する６つの半導体素子Ａによりコンデンサ５の両端の電圧にパルス密度変調を施した電圧を出力すること電力変換システム及びその制御方法である。【選択図】図１
2013162544.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流疑似正弦波電圧に変換する電力変換システムの制御方法であって、
前記電力変換システムは、直流電源、昇圧回路、インバータ回路から構成され、
前記昇圧回路はブリッジ回路、コンデンサ、コイルのみから構成されており、
前記ブリッジ回路は、２つのレッグの端部同士を接合して２つの端点（第１端点、第２端点）を形成し、１つのレッグの２枝には、第１端点側から順にそれぞれ、１個のダイオード、１個のスイッチング素子を有し、当該ダイオードの順方向が当該レッグの中点を見込む方向を向いており、他のレッグの２枝には、第１端点側から順にそれぞれ、１個のスイッチング素子、１個のダイオードを有し、当該ダイオードの順方向が当該他のレッグの中点を背く方向を向いており、
前記コンデンサは、前記ブリッジ回路の２つの中点に接続されており、
前記直流電源と前記コイルとが直列に接続された回路が前記ブリッジ回路の２つ端点に接続されており、
前記インバータ回路は、スイッチング素子とダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイス（以下、「半導体デバイスＡ」という。）６個から構成されており、
前記インバータ回路は、前記ブリッジ回路の２つの中点に接続されており、
前記電力変換装置の制御にあたっては、
前記ブリッジに有するスイッチング素子のスイッチング周波数ｆ1を１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲、前記コンデンサの静電容量Ｃを０．０１μＦ〜２００．００μＦの範囲、前記コイルのインダクタンスＬを０．０１μＨ〜２００．００μＨの範囲とし、
ｆ1（Ｈｚ）、Ｃ（Ｆ）、Ｌ（Ｈ）の関係を、
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
とした場合に、
０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSW
を満足するように決定して装備するステップと、
前記ブリッジ回路に有するスイッチング素子を周波数ｆ1（Ｈｚ）のパルスで同時にターンオン・オフのスイッチング処理をするステップと、
前記パルスの個数に応じて前記パルス入力に応じてターンオン・オフする機能を有する６つの半導体素子Ａにより前記コンデンサの両端の電圧にパルス密度変調を施した電圧を出力するステップと、
を有することを特徴とする電力変換システムの制御方法。
【請求項２】
前記スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードのいずれかを一つを使用することを特徴とする請求項１に記載の電力変換システムの制御方法。
【請求項３】
直流電圧を交流疑似正弦波電圧に変換する電力変換システムであって、
前記電力変換システムは、直流電源、昇圧回路、インバータ回路から構成され、
前記昇圧回路はブリッジ回路、コンデンサ、コイルのみから構成されており、
前記ブリッジ回路は、２つのレッグの端部同士を接合して２つの端点（第１端点、第２端点）を形成し、１つのレッグの２枝には、第１端点側から順にそれぞれ、１個のダイオード、１個のスイッチング素子を有し、当該ダイオードの順方向が当該レッグの中点を見込む方向を向いており、他のレッグの２枝には、第１端点側から順にそれぞれ、１個のスイッチング素子、１個のダイオードを有し、当該ダイオードの順方向が当該他のレッグの中点を背く方向を向いており、
前記コンデンサは、前記ブリッジ回路の２つの中点に接続されており、
前記直流電源と前記コイルとが直列に接続された回路が前記ブリッジ回路の２つ端点に接続されており、
前記インバータ回路は、スイッチング素子とダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイス（以下、「半導体デバイスＡ」という。）６個から構成されており、
前記インバータ回路は、前記ブリッジ回路の２つの中点に接続されており、
前記電力変換装置の制御にあたっては、
前記ブリッジに有するスイッチング素子のスイッチング周波数ｆ1を１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲、前記コンデンサの静電容量Ｃを０．０１μＦ〜２００．００μＦの範囲、前記コイルのインダクタンスＬを０．０１μＨ〜２００．００μＨの範囲とし、
ｆ1（Ｈｚ）、Ｃ（Ｆ）、Ｌ（Ｈ）の関係を、
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
とした場合に、
０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSW
満足するように決定し、
前記ブリッジ回路に有するスイッチング素子を周波数ｆ1（Ｈｚ）のパルスで同時にターンオン・オフのスイッチング処理をする手段と、
前記パルスの個数に応じて前記パルス入力に応じてターンオン・オフする機能を有する６つの半導体素子Ａにより前記コンデンサの両端の電圧にパルス密度変調を施した電圧を出力する手段と、
を有することを特徴とする電力変換システム。
【請求項４】
前記スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードのいずれか一つを使用することを特徴とする請求項３に記載の電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機に電力を供する電力変換システムの制御方法及びこれに用いる電力変換システムに関するものであり、電動機を含む負荷を有する電力系統における無効電力の低減及び電圧の安定化を図るのに好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
近年のパワーエレクトロニクスの発展に伴い、交流電力をいったん直流電力に変換し、その直流電力を、半導体スイッチを高い周波数でスイッチングすることで周波数の異なる交流電力に逆変換するインバータによって電動機を駆動するものが開発されている。
【０００３】
電動機を駆動させるにあたって重要なファクターとなるのは無効電力、鉄損及び銅損の低減である。無効電力とは、負荷と電源とで往復するだけで消費されない電力のことをいう。鉄損は磁性材料の鉄心にコイルを巻き、交流で磁化した時に失われる電気エネルギーである。銅損とはコイルの導線の抵抗によって失われる電気エネルギーをいう。無効電力、鉄損、銅損は電動機、発電機や変圧器などの電気機械の効率を低下させるものであるからこれを低減することが望ましい。
【０００４】
特許文献１には、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴや、逆導通ダイオードを並列接続したトランジスタ等の逆阻止能力を持たないが順方向制御が可能なオン抵抗の低い４素子を用いて、順逆両方向の電流をゲートの制御のみでオン・オフ可能なスイッチで、かつ遮断時の電流の持つ磁気エネルギーをスナバーコンデンサに蓄積し、次回オンするときに負荷側に放出することによってエネルギーのロスなく制御できる磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ（以下、「磁気エネルギー回生スイッチ」という。）と、磁気エネルギー回生スイッチを昇圧回路１０として用いて、その次段にインバータを接続した電力変換器により無効電力を低減する方法を開示している。
【０００５】
特許文献２には、配電線の末端に多数接続されている電動機に磁気エネルギー回生スイッチを接続して、電動機の端子電圧の制御を可能にするとともに、この磁気エネルギー回生スイッチを多数台用いて配電系統の末端付近での無効電力の補償を行う技術について開示されている。
【０００６】
非特許文献１には、磁気エネルギー回生スイッチを用いて図５に示すような昇圧ＤＣ／ＡＣ変換回路を開示するとともに、これにインバータを用いてパルス密度変調を行うことにより電動機に電力を供給する方法を開示している。
【０００７】
しかしながら、鉄損は電動機を駆動する上で無視できない損失であるにもかかわらず、特許文献１、特許文献２、非特許文献１に開示された技術では電動機を駆動する際に生じる鉄損を十分に低減することはできなかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第３６３４９８２号公報
【特許文献２】ＷＯ２０１０−１１６８４０Ａ１
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】大谷洋平ら著「ＭＥＲＳパルスリンク方式による平滑コンデンサのない昇圧ＤＣ／ＡＣ変換回路の実験検証」；平成２２年電気学会産業応用部門大会１−７９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は上記の課題を解決すべくなされたものであって、電動機を駆動するにあたり、鉄損を低減する電力変換システムの制御方法ならびにこれに用いる電力変換システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
発明者らは、鋭意研究開発の結果、磁気エネルギー回生スイッチを昇圧回路１０に有する電力変換システムにおいては、磁気エネルギー回生スイッチの２つのダイオードを除去して１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの周波数ｆ1でスイッチングし、かつ、当該スイッチング周波数ｆ1（Ｈｚ）と昇圧回路１０のコンデンサの静電容量Ｃ（Ｆ）とコイルのインダクタンスＬ（Ｈ）について、
０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSW
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
なる関係を満足させることにより、鉄損を大幅に低減できることを見出した。
【００１２】
本発明の要旨は以下の通りである。
（１）直流電圧を交流疑似正弦波電圧に変換する電力変換システムの制御方法であって、
前記電力変換システムは、直流電源、昇圧回路、インバータ回路から構成され、
前記昇圧回路はブリッジ回路、コンデンサ、コイルのみから構成されており、
前記ブリッジ回路は、２つのレッグの端部同士を接合して２つの端点（第１端点、第２端点）を形成し、１つのレッグの２枝には、第１端点側から順にそれぞれ、１個のダイオード、１個のスイッチング素子を有し、当該ダイオードの順方向が当該レッグの中点を見込む方向を向いており、他のレッグの２枝には、第１端点側から順にそれぞれ、１個のスイッチング素子、１個のダイオードを有し、当該ダイオードの順方向が当該他のレッグの中点を背く方向を向いており、
前記コンデンサは、前記ブリッジ回路の２つの中点に接続されており、
前記直流電源と前記コイルとが直列に接続された回路が前記ブリッジ回路の２つ端点に接続されており、
前記インバータ回路は、スイッチング素子とダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイス（以下、「半導体デバイスＡ」という。）６個から構成されており、
前記インバータ回路は、前記ブリッジ回路の２つの中点に接続されており、
前記電力変換装置の制御にあたっては、
前記ブリッジに有するスイッチング素子のスイッチング周波数ｆ1を１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲、前記コンデンサの静電容量Ｃを０．０１μＦ〜２００．００μＦの範囲、前記コイルのインダクタンスＬを０．０１μＨ〜２００．００μＨの範囲とし、
ｆ1（Ｈｚ）、Ｃ（Ｆ）、Ｌ（Ｈ）の関係を、
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
とした場合に、
０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSW
を満足するように決定して装備するステップと、
前記ブリッジ回路に有するスイッチング素子を周波数ｆ1（Ｈｚ）のパルスで同時にターンオン・オフのスイッチング処理をするステップと、
前記パルスの個数に応じて前記パルス入力に応じてターンオン・オフする機能を有する６つの半導体素子Ａにより前記コンデンサの両端の電圧にパルス密度変調を施した電圧を出力するステップと、
を有することを特徴とする電力変換システムの制御方法。
（２）前記スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードのいずれかを一つを使用することを特徴とする（１）に記載の電力変換システムの制御方法。
（３）直流電圧を交流疑似正弦波電圧に変換する電力変換システムであって、
前記電力変換システムは、直流電源、昇圧回路、インバータ回路から構成され、
前記昇圧回路はブリッジ回路、コンデンサ、コイルのみから構成されており、
前記ブリッジ回路は、２つのレッグの端部同士を接合して２つの端点（第１端点、第２端点）を形成し、１つのレッグの２枝には、第１端点側から順にそれぞれ、１個のダイオード、１個のスイッチング素子を有し、当該ダイオードの順方向が当該レッグの中点を見込む方向を向いており、他のレッグの２枝には、第１端点側から順にそれぞれ、１個のスイッチング素子、１個のダイオードを有し、当該ダイオードの順方向が当該他のレッグの中点を背く方向を向いており、
前記コンデンサは、前記ブリッジ回路の２つの中点に接続されており、
前記直流電源と前記コイルとが直列に接続された回路が前記ブリッジ回路の２つ端点に接続されており、
前記インバータ回路は、スイッチング素子とダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイス（以下、「半導体デバイスＡ」という。）６個から構成されており、
前記インバータ回路は、前記ブリッジ回路の２つの中点に接続されており、
前記電力変換装置の制御にあたっては、
前記ブリッジに有するスイッチング素子のスイッチング周波数ｆ1を１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲、前記コンデンサの静電容量Ｃを０．０１μＦ〜２００．００μＦの範囲、前記コイルのインダクタンスＬを０．０１μＨ〜２００．００μＨの範囲とし、
ｆ1（Ｈｚ）、Ｃ（Ｆ）、Ｌ（Ｈ）の関係を、
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
とした場合に、
０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSW
満足するように決定し、
前記ブリッジ回路に有するスイッチング素子を周波数ｆ1（Ｈｚ）のパルスで同時にターンオン・オフのスイッチング処理をする手段と、
前記パルスの個数に応じて前記パルス入力に応じてターンオン・オフする機能を有する６つの半導体素子Ａにより前記コンデンサの両端の電圧にパルス密度変調を施した電圧を出力する手段と、
を有することを特徴とする電力変換システム。
（４）前記スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードのいずれか一つを使用することを特徴とする（３）に記載の電力変換システム。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の電力変換システム及びその制御方法をもちいることで、本電力変換システムから電動機に電力を供給した場合に生じる鉄損を大幅に低減できるという顕著な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の電力変換システム
【図２】本発明の電力変換システムのタイムチャート
【図３】本発明の電力変換システムのタイムチャートの拡大
【図４】鉄損評価の手順
【図５】ローパスフィルタを有する従来の電力変換システム
【発明を実施するための形態】
【００１５】
［第１の実施形態］
本発明を実施する第１の実施形態は、直流電圧を交流疑似正弦波電圧に変換する電力変換システムである。図１を用いて本発明の電力変換システムの構成を説明する。本発明の電力変換システムは、直流電源７、昇圧回路１０、インバータ回路９から構成されている。昇圧回路１０は、ブリッジ回路８、コンデンサ５、コイル６のみから構成されている。
【００１６】
（インバータ回路）
インバータ回路９は、スイッチング素子とダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイス（以下、「半導体デバイスＡ」という。）６個（１１〜１６）から構成されている。インバータ回路９においては、図１に示すように、半導体デバイスＡを２個直列に接続した回路を３組準備し、当該３組の回路の両端を昇圧回路１０の出力側と接続し、３組の回路それぞれの中点を三相交流の出力とする。また３組の回路それぞれについて、半導体デバイスＡのダイオードの順方向がすべて同一の方向を向いている。
【００１７】
６個の半導体デバイスＡについては、１１をＵ、１２をＶ、１３をＷ、１４をＸ、１５をＹ、１６をＺと称する場合がある。出力点１７、１８及び１９について、１７をＲ相、１８をＳ相、１９をＴ相と称する場合がある。スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つが用いられ、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードを使用するとよい。
【００１８】
（昇圧回路１０）
昇圧回路１０のブリッジ回路８について説明する。ブリッジ回路は、２つのレッグの端部同士を接合して２つの端点（第１端点ｃ、第２端点ｄ）を形成する。ブリッジ回路８の１つのレッグ（図１において上側のレッグ）の２枝には、第１端点ｃ側から順にダイオード４、スイッチング素子２を有している。ダイオード４の順方向が上側レッグの中点ａを見込む方向を向いている。スイッチング素子２をＳ２と称することがある。ブリッジ回路８の他のレッグ（図１において下側のレッグ）の２枝には、第１端点ｃ側から順にスイッチング素子１、ダイオード３を有している。ダイオード３の順方向が下側レッグの中点ｂを背く方向を向いている。スイッチング素子１をＳ１と称する場合がある。
【００１９】
直流電源７、インバータ回路９と、昇圧回路１０におけるコイル６、ブリッジ回路８、コンデンサ５の接続について説明する。直流電源７とコイル６とが直列に接続された回路は、ブリッジ回路８の２つの端点ｃ、ｄに接続されている。コンデンサ５は、ブリッジ回路８の２つの中点ａ、ｂに接続されている。インバータ回路は、ブリッジ回路８の中点ａ、ｂに接続されている。
【００２０】
スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つが用いられ、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードを使用するとよい。
【００２１】
（制御手段）
第１に、ブリッジ回路８に有するスイッチング素子のスイッチング周波数ｆ1（Ｈｚ）を１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲、コンデンサ５の静電容量Ｃを０．０１μＦ〜２００．００μＦの範囲、コイル６のインダクタンスＬを０．０１μＨ〜２００．００μＨの範囲とする。
【００２２】
第２に、ｆ1（Ｈｚ）、Ｃ（Ｆ）、Ｌ（Ｈ）の関係を、
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
とした場合に、
０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSW
を満足するように決定して装備する。まずｆ1を決定し、次に上記式を満足するようにＬとＣを決定しても良いし、あるいはまずＣとＬを決定し、次に上記式を満足するようにｆ1を決定することとしても良い。
【００２３】
第３に、ブリッジ回路に有するスイッチング素子１、２（Ｓ１、Ｓ２）を周波数ｆ1（Ｈｚ）のパルスで同時にターンオン・オフのスイッチング処理をする手段を有する。詳細は、下記「ゼロスイッチング」において図３に基づいて説明する。
【００２４】
第４に、パルスの個数に応じて前記パルス入力に応じてターンオン・オフする機能を有する６つの半導体素子Ａ（１１〜１６）により前記コンデンサの両端の電圧にパルス密度変調を施した電圧を出力する手段を有する。詳細は、下記「電力変換システムの動作」において図２に基づいて説明する。
【００２５】
（電動機への電力供給）
電動機２０には、電力供給を受ける入力点２１、２２、２３と中性点２４とを有する。電力供給にあたり、１７と２１、１８と２２、１９と２３が接続される。このとき、中性点２４と１７あるいは２１との間の電圧をＶR、中性点２４と１８あるいは２２との間の電圧をＶS中性点２４と１９あるいは２３との間の電圧をＶTと称する場合がある。
【００２６】
（マッチング）
スイッチング素子１、２のスイッチング周波数ｆ1（Ｈｚ）とコンデンサ５の静電容量Ｃ（Ｆ）並びにコイル６のインダクタンスＬ（Ｈ）とは前述のとおり、
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
とした場合に、
０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSW
の関係を有している。ｆ1の値が０．８０×ｆSWの未満であったり、１．２０×ｆSW超であった場合には、コンデンサ５の両端に発生する電圧波形が歪んで高周波成分を含み易くなるからである。望ましくはｆ1の範囲は
０．９０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．１０×ｆSW
さらに望ましくは、
０．９５×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．０５×ｆSW
である。
【００２７】
さて、非特許文献１には昇圧回路１０に相当する回路において直流電源と他の部分との間にローパスフィルタを設けて電源の高周波電流成分を取り除いているが、当該ローパスフィルタが有するコンデンサの静電容量とコイルのインダクタンスが影響して前記コンデンサ５の静電容量と前記コイル６のインダクタンスから決まる周波数である１／（２π×(ＬＣ)1/2）と当該回路の共振周波数との間に相違をもたらす。
【００２８】
そこで、発明者らは、本発明の昇圧回路をブリッジ回路、コンデンサ、コイルのみから構成することとした。これによって昇圧回路から当該ローパスフィルタを取り除くことで、当該回路の共振周波数と前記コンデンサ５の静電容量と前記コイル６のインダクタンスから決まる周波数である１／（２π×(ＬＣ)1/2）とを一致させることが可能となった。なお、当然ながら、直流電源７側にもローパスフィルタを有していない。
【００２９】
（高速スイッチング）
非特許文献１では、スイッチング素子Ａとダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイスを用いてブリッジ回路を構成している。しかし、発明者らは鋭意研究開発の結果、本発明のようにダイオードを外してスイッチング素子のみを用いることにより高速スイッチングを実現し、鉄損の発生を抑制できることが明らかとなった。スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つが用いられることが望ましい。
【００３０】
（電力変換システムの動作）
本発明の電力変換システムの動作を図２により説明する。図２では、Ｓ相に着目して、１周期３６０°のうち６０°の部分についての挙動を説明している。
【００３１】
昇圧回路１０のスイッチング素子１、２（Ｓ１、Ｓ２）を同時に周波数ｆ1によりターンオン・オフする。スイッチング素子１、２を同時に周波数ｆ1によりパルス入力に応じて図２のＳ１、Ｓ２のようにターンオン・オフするとコンデンサ５の両端には図２のＶCに記載されるような電圧を生じる。
【００３２】
この電圧ＶCがインバータ回路９に入力される。インバータ回路では、パルスの個数に応じて前記パルス入力に応じてターンオン・オフする機能を有する。この点について、インバータ回路の半導体デバイスＡ１２、１５によって生成されるＶ相とＹ相の挙動を例にとって説明する。Ｖ相とＹ相は、ＶCのパルス８個分を一組として動作し、半導体デバイスＡ１２、１５の一方がオンの場合には他方がオフとなる。半導体デバイスＡ１２、１５がオンとなり、あるいはオフとなるタイミングは、パルスの個数に応じて前記パルス入力に応じてターンオン・オフする。
【００３３】
図２には、ＶCのパルス８個分の組がイからリまで規定されている。図２左側から、イ〜リの９通りの場合を説明する。半導体デバイスＡ１２、１５の中点がＳ相出力点１８であり、当該点の電圧をＶSという。
【００３４】
イについては、Ｖ相が全てオフ（Ｙ相が全てオン）の場合であり、ＶSについては、全てＶCと同一の方向に電圧が生じる。ロについては、Ｖ相が８パルス目でオン（Ｙ相が１パルス〜７パルスでオン）の場合であり、ＶSについては、最後の一つのみＶCと反対の方向に電圧が生じる。以下、ハ以降、８バルスのうちでＶ相がオンとなるパルスがひとつずつ増大し、Ｙ相がオフとなるパルスがひとつずつ増大する。リについては、Ｖ相が１パルス〜８パルスでオン（Ｙ相が全てオフ）の場合であり、ＶSについては、全てＶCと反対の方向に電圧が生じる。
【００３５】
図３には、図２のニの場合について、スイッチング素子１、２のオン・オフ、Ｖ相とＹ相のオン・オフ、ＶCとの関係を図示した。
【００３６】
（周波数ｆ1、Ｌ、Ｃの限定理由）
スイッチング周波数ｆ1は、１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚとした。１０ｋＨｚ未満では、スイッチング周波数があまり高くないために鉄損軽減の効果が表れにくい。１００ｋＨｚ超では、周波数が高すぎてしまい、本来ならばローパスフィルタにより除去していた高周波成分を有することとなり、昇圧回路１０として適切に機能しない上、電気自動車に使用する場合には１００ｋＨｚが上限とされている。望ましいスイッチング周波数の範囲は２５〜８０ｋＨｚ、さらに望ましくは３０〜７０ｋＨｚである。
【００３７】
コンデンサ５の静電容量Ｃを０．０１μＦ〜２００．００μＦの範囲とする理由は入手が容易であるからであり、コイル６のインダクタンスＬを０．０１μＨ〜２００．００μＨの範囲とするとする理由も入手が容易であるからである。
【００３８】
したがって、スイッチング周波数ｆ1に応じてコンデンサ５の静電容量ＣとコイルのインダクタンスＬを決めることとなる。
【００３９】
（ゼロスイッチング）
本発明では、ゼロスイッチングを行うことによりスイッチング起因の鉄損の発生を抑制している。ゼロスイッチングとは、電圧が零であるときにスイッチがされることをいう。電圧が生じている間にスイッチングされると、次の状態になるまでに、生じている電圧に相当する電力が無駄に消費されてしまい、結果として鉄損が生じたことになるからである。なお、ここでは電圧がゼロである間にスイッチをオフにすることをゼロスイッチングという。
【００４０】
図３には、信号のタイムチャートが示されている。タイムチャートの下２段には、コンデンサ５両端の電圧ＶCと、Ｓ相出力点１８の電圧ＶSが記載されている。ＶC、ＶSともに途切れ途切れに出現するやや歪んだ波（以下、「基本的歪み波」という。）が記載されているが、この基本的歪み波発生から次の基本歪み波の発生迄に要する時間をＴSWとした場合、ブリッジ回路８に装備されているスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のパルス一つの出現からその次のパルスの出現までに要する時間を設定できるように、スイッチング周波数ｆ1を合わせることにより、ゼロスイッチングを実現している。ここにおいて、ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）としたとき、ｆSW＝ｆ1となるようにｆ1を設計することにより、上記ゼロスイッチングを実現することができる。しかしながら、完全にｆSW＝ｆ1とすることは困難であるから、０．８×ｆSW≦ｆ1≦１．２×ｆSWとしている。
【００４１】
ｆ1の値が０．８０×ｆSWの未満であったり、１．２０×ｆSW超であった場合には、ゼロスイッチングの実現が不十分であり、鉄損を生じたのと同様のエネルギーロスを生じるからである。望ましくはｆ1の範囲は
０．９０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．１０×ｆSW
さらに望ましくは、
０．９５×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．０５×ｆSW
である。
【００４２】
［第２の実施形態］
本発明の第２の実施形態は、第１の実施形態に示した電力変換システムを制御する方法である。本発明は、当該装置を用いて、入力された直流電圧を高周波電圧に変換して電力変換システムの制御方法であり、以下のステップを有する。
（ステップ１）前記ブリッジに有するスイッチング素子のスイッチング周波数ｆ1（Ｈｚ）を１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲で決定するステップである。
（ステップ２）コンデンサの静電容量Ｃ（０．０１μＦ〜２００．００μＦ）とコイルのインダクタンスＬ（０．０１μＨ〜２００．００μＨ）について、
ｆ1（Ｈｚ）、Ｃ（Ｆ）、Ｌ（Ｈ）の関係を、
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
とした場合に、
０．８０×ｆSW  ≦  ｆ1  ≦  １．２０×ｆSW
を満足するように決定して装備するステップである。
（ステップ３）ブリッジ回路に有するスイッチング素子を周波数ｆ1（Ｈｚ）のパルスで同時にターンオン・オフのスイッチング処理をするステップである。
（ステップ４）パルスの個数に応じて前記パルス入力に応じてターンオン・オフする機能を有する６つの半導体素子Ａを有するインバータ回路によりコンデンサ５の両端の電圧にパルス密度変調を施した電圧を出力するステップである。
以上のステップより、出力点１７、１８及び１９から、それぞれ、入力点２１、２２及び２３に電力が供給される。
【００４３】
（鉄損評価）
図４に鉄損の評価を行う図を示した。鉄損の評価にあたり、電動機のいわゆるティース部にサーチコイルを巻いてこの電圧波形データ（ｅ（ｔ））を採取する。次に当該電圧波形データ（ｅ（ｔ））の積分を行った後にこれを断面積Ｄで除した波形データ（以下、「積分波形データ（Ｅ（ｔ））」という。）を作る。さらに、前記積分波形データ（Ｅ（ｔ））をフーリエ変換した積分フーリエ変換データＢ（ｆi）をつくり、スタインメッツの式ΣＫh,eＢ（ｆi）により鉄損を算出する。鉄損は鉄心の単位質量当たりの鉄損（Ｗ／ｋｇ）により計測される物理量である。
【実施例】
【００４４】
（本発明例１〜８、比較例１、２）
図１に示す本発明の電力変換システムを用いて、スイッチング周波数ｆ1を５（ｋＨｚ）〜１１０（ｋＨｚ）とし、ＬとＣの値を変化させて電動機に電力を供給した場合の鉄損を評価した結果を表１に示す。表１には、ＬとＣの値から計算したｆSWとｆ1／ｆSWを記載している。
【００４５】
本発明例１〜８に示すように、スイッチング周波数ｆ1が１０（ｋＨｚ）、２０（ｋＨｚ）、３０（ｋＨｚ）、４０（ｋＨｚ）、５０（ｋＨｚ）、８０（ｋＨｚ）、９０（ｋＨｚ）、１００（ｋＨｚ）である本発明例１〜８の場合には、ｆ1が１０〜１００ｋＨｚの範囲であってかつ０．８≦ｆ1／ｆSW≦１．２０であり、鉄損が４０Ｗ／ｋｇ以下なので良好である。
【００４６】
しかし、比較例１、２に示すように、スイッチング周波数ｆ1が５（ｋＨｚ）、１１０（ｋＨｚ）の場合には、０．８≦ｆ1／ｆSW≦１．２０であっても鉄損が４０Ｗ／ｋｇ超であり、不良である。
【００４７】
（本発明例９〜１０、比較例３〜４）
本発明例９、１０に示すように、スイッチング周波数ｆ1が３０（ｋＨｚ）、９０（ｋＨｚ）であっても、０．８≦ｆ1／ｆSW≦１．２０である場合には、鉄損が４０Ｗ／ｋｇ以下なので良好である。
【００４８】
しかし、比較例３、４に示すように、スイッチング周波数ｆ1が３０（ｋＨｚ）、９０（ｋＨｚ）であっても、０．８≦ｆ1／ｆSW≦１．２０で無い場合には、鉄損が４０Ｗ／ｋｇ超であり不良である。
【００４９】
【表１】
2013162544.tif 000003
【００５０】
（比較例５）
図５に示すのは、非特許文献１に開示された電力変換システムである。図５に示す電力変換システムを用いた場合の鉄損を評価した結果を表２に示す。図５に示す電力変換システムでは、昇圧回路に相当する回路においてローパスフィルタを有するために本発明のような鉄損低減効果を奏しない。その理由は以下の２つである。第１に、ローパスフィルタを有することから、波形が歪みやすく、鉄損を生じやすい。第２に、昇圧回路コンデンサの静電容量ＣとコイルのインダクタンスＬの他にローパスフィルタのコンデンサの静電容量、コイルのインダクタンスが発信周波数に影響を与えることから、比較例５に示すように、
ｆSW＝１／（２π×(ＬＣ)1/2）
について、
０．８×ｆSW≦ｆ1≦１．２×ｆSW
をみたしたとしても、昇圧回路で得られる発信周波数が上記のｆSWとは相違してしまい、十分なゼロスイッチングを実現し難いことによる。
【００５１】
【表２】
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【符号の説明】
【００５２】
１：スイッチング素子
２：スイッチング素子
３：ダイオード
４：ダイオード
５：コンデンサ
６：コイル
７：直流電源
８：ブリッジ回路
９：インバータ回路
１０：昇圧回路
１１：半導体デバイスＡ
１２：半導体デバイスＡ
１３：半導体デバイスＡ
１４：半導体デバイスＡ
１５：半導体デバイスＡ
１６：半導体デバイスＡ
１７：Ｒ相出力点
１８：Ｓ相出力点
１９：Ｔ相出力点
２０：電動機
２１：Ｒ相入力点
２２：Ｓ相入力点
２３：Ｔ相入力点
２４：電動機の中性点
ａ：中点
ｂ：中点
ｃ：第１端点
ｄ：第２端点
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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