(57)【要約】【課題】本発明は、校正制御装置、校正信号生成装置、直交変換装置および復調装置に関し、構成が大幅に変更されることなく、多様な入力信号に柔軟に適応して好適な性能および特性を安定に高く維持できることを目的とする。【解決手段】  互いに直交する２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差の補償の基準として、前記２つの信号に重畳されまたは代替される校正信号の周波数を求める校正制御装置であって、前記２つの信号の占有帯域となり得る帯域の内、雑音のレベルが既定の値未満である帯域内の周波数に、前記校正信号の周波数を設定する周波数設定手段を備える。【選択図】図１
2013131960.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交する２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差の補償の基準として、前記２つの信号に重畳されまたは代替される校正信号の周波数を求める校正制御装置であって、
前記２つの信号の占有帯域となり得る帯域の内、分布する雑音のレベルが既定の値未満である帯域内の周波数に、前記校正信号の周波数を設定する周波数設定手段を備えた
ことを特徴とする校正制御装置。
【請求項２】
互いに直交する２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差の補償の基準として、前記２つの信号に重畳されまたは代替される校正信号を生成する校正信号生成装置であって、
前記２つの信号の占有帯域となり得る帯域の内、分布する雑音のレベルが既定の値未満である帯域内の周波数に、前記校正信号の周波数を設定する周波数設定手段を備えた
ことを特徴とする校正信号生成装置。
【請求項３】
入力信号を互いに直交する２つの信号に変換し、前記２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差を補償する直交変換装置であって、
前記２つの信号の何れか一方と、前記２つの信号の合成波との何れかの帯域の内、外部から指示された帯域の成分を抽出する濾波手段を備えた
ことを特徴とする直交変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の直交変換装置において、
前記濾波手段によって抽出された成分に基づいて生成された校正信号を前記入力信号に重畳する重畳手段を備えた
ことを特徴とする直交変換装置。
【請求項５】
請求項４に記載の直交変換装置によって生成された２つの信号を復調する復調装置であって、
前記直交変換装置に備えられた濾波手段の通過域を可変し、前記通過域の内、分布する雑音のレベルが既定の値以下である帯域内の周波数に、前記校正信号の周波数を設定する周波数設定手段を備えた  
ことを特徴とする復調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに直交する２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差の補償の基準となる校正信号の周波数を求める校正制御装置と、その校正信号を生成する校正信号生成装置と、入力信号を互いに直交する２つの信号に変換してその直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差を補償する直交変換装置と、これらの２つの信号を復調する復調装置とに関する。
【背景技術】
【０００２】
ヘテロダイン検波方式やホモダイン検波方式が適用された伝送システムや通信システムにおいて、さまざまなニーズおよび制約の下で、受信波の周波数変換に先行してイメージ妨害波を除去するフィルタの省略や特性の簡素化が図られる受信端では、その周波数変換のために、イメージ波の抑圧比が高く設定可能なイメージリジェクション・ミキサが多く用いられる。
図３は、従来のイメージリジェクション・ミキサの構成例を示す図である。
【０００３】
図において、受信波は、スイッチ３１のブレーク接点に与えられ、そのスイッチ３１の共通接点は、乗算器３２ｉ、３２ｑの第一の入力に接続される。乗算器３２ｉの出力は、縦続接続された低域フィルタ３３ｉおよびＡ／Ｄ変換器３４ｉを介して直交度補正部３５の一方の入力に接続される。乗算器３２ｑの出力は、縦続接続された低域フィルタ３３ｑおよびＡ／Ｄ変換器３４ｑを介して直交度補正部３５の他方の入力に接続される。直交度補正部３５の一方の出力は縦続接続された移相器３６および可変利得増幅器３７を介して加算器３８の第一の入力および復調制御部３９の第一の入力に接続される。直交度補正部３５の他方の出力は遅延器４０を介して加算器３８の第二の入力および復調制御部３９の第二の入力に接続される。加算器３８の出力は、復調制御部３９の第三の入力に接続される。復調制御部３９の第一ないし第三の出力ポートは、それぞれ可変利得増幅器３７、直交度補正分３５およびスイッチ３１の制御端子に接続される。復調制御部３９のデジタル出力ポートは、縦続接続されたＤ／Ａ変換器４１および低域フィルタ４２を介してスイッチ３１のメーク接点に接続される。一方、乗算器３２ｉ、３２ｑの第二の入力には移相器４３の対応する出力が接続され、その移相器４３の入力には局部発振器４４の出力が接続される。
【０００４】
このような構成のイメージリジェクション・ミキサでは、局部発振器４４は、受信波の周波数ｆｒに適した値に予め設定された周波数ｆＬ の局発信号を生成する。移相器４３は、その局発信号を互いに直交した位相の局発信号Ｌｉ、Ｌｑに変換し、乗算器３２ｉ、３２ｑにそれぞれ与える。
【０００５】
スイッチ３１は、復調制御部３９の配下で、乗算器３２ｉ、３２ｑに上記受信波を引き渡す。
【０００６】
これらの乗算器３２ｉ、３２ｑは、このようにして引き渡された受信波を上記局発信号Ｌｉ、Ｌｑに基づいてそれぞれダウンコンバートすることにより、中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑに変換する。
【０００７】
これらの中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑは、それぞれ（低域フィルタ３３ｉ，Ａ／Ｄ変換器３４ｉ）、（低域フィルタ３３ｑ，Ａ／Ｄ変換器３４ｑ）を介して直交度補正部３５に引き渡される。直交度補正部３５は、後述するように、これらの中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑの直交度を補償することにより、中間周波信号ＩＦｉ′、ＩＦｑ′を生成する。
【０００８】
上記中間周波信号ＩＦｉ′は、移相器３６によって（π／２）ラジアン移相された後、可変利得増幅器３７を介して加算器３８および復調制御部３９に引き渡される。また、上記中間周波信号ＩＦｑ′は、遅延器４０によって遅延（移相器３６および可変利得増幅器３７の伝搬遅延時間の和に等しい。）が与えられた後、加算器３８および復調制御部３９に引き渡される。
【０００９】
復調制御部３９は、このようにして可変利得増幅器３７の出力と遅延器４０の出力とからそれぞれ与えられる２つの中間周波信号を直交復調（以下、「復調処理」という。）  することにより、受信波に含まれる伝送情報を復元する。
【００１０】
また、復調制御部３９は、図３に示すイメージリジェクション・ミキサが備えられた通信装置で行われるべき通信制御（チャネル制御や呼設定が含まれてもよい。）の手順に基づいて決定される期間に、次の処理（以下、「キャリブレーション処理」という。）を行う。
【００１１】
(1) 復調処理を中断する。
(2) 上記中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑの直交度およびレベルの偏差を圧縮するキャリブレーションのために、受信波に代えて適用されるべきキャリブレーション信号を生成し、Ｄ／Ａ変換器４１および低域フィルタ４２を介してスイッチ３１のメーク接点に与える。
【００１２】
(3) スイッチ３１の共通接点をブレーク接点に代えてメーク接点に接続することにより、上記キャリブレーション信号を乗算器３２ｉ、３２ｑに与える。なお、このようなキャリブレーション信号は、既述の受信波と同様に直交する２つの信号に変換された後に、直交度補正部３５を介し、さらに、それぞれ移相器３６および可変利得増幅器３７と、遅延器４０とを介して復調制御部３９および加算器３８にキャリブレーション信号Ｓｍｉ、Ｓｍｑとして引き渡される。
【００１３】
(4) 加算器３８によって求められたキャリブレーション信号Ｓｃｉ、Ｓｃｑの和（以下、「和信号」という。）の周波数解析を行う。
【００１４】
(5) その周波数解析の結果に含まれる上記キャリブレーション信号の周波数成分のレベルを最小とする自動制御や適応アルゴリズムに基づいて、直交度補正部３５と可変利得増幅器３７とに、これらのキャリブレーション信号Ｓｃｉ、Ｓｃｑの間における位相の差とレベルの差とのそれぞれの補正に適用されるべき移相量Δφと利得偏差Δａとを与える。
【００１５】
(6) 上記期間に亘って既述の処理(1)〜(5)を所定の頻度（周期）で行った後、これらの処理を中断し、かつスイッチ３１の共通接点をブレーク接点に接続することにより、通常の復調処理を再開する。
【００１６】
すなわち、復調制御部３９によって行われる復調処理は、乗算器３２ｉの入力から低域フィルタ３３ｉ、Ａ／Ｄ変換器３４ｉ、直交度補正部３５、移相器３６および可変利得増幅器３７を介して復調制御部３９の第一の入力に至る区間と、乗算器３２ｑの入力から低域フィルタ３３ｑ、Ａ／Ｄ変換器３４ｑ、直交度補正部３５および遅延器４０を介して復調制御部３９の第二の入力に至る区間とにおける移相量および利得の偏差が圧縮されつつ行われる。
【００１７】
したがって、乗算器３２ｉ、３２ｑの前段において受信波に対する帯域制限が必ずしも十分には行われない場合であっても、イメージ抑圧比は、例えば、７０デシベル以上と高い値に安定に維持される。
【００１８】
なお、本発明に関連する先行技術としては、以下に列記する特許文献１および特許文献２があった。
(1) 「高周波受信信号に対して第１の局部発振信号を乗じて当該高周波受信信号に含まれる第１及び第２の信号を中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、高周波受信信号に対して前記第１の局部発振信号と９０°位相差の第２の局部発振信号を乗じて前記第１及び第２の信号を中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と、前記第１及び第２のミキサ回路から中間周波信号を入力し、当該中間周波信号に含まれた第１の信号については前記第１及び第２のミキサ回路からの中間周波信号を同相へ移相し、第２の信号については前記第１及び第２のミキサ回路からの中間周波信号を逆相へ移相し、移相後の第１及び第２の信号を加算して第２の信号をキャンセルして第１の信号を取り出す中間周波フィルタと、前記第１及び第２の局部発振信号のうち一方の局部発振信号を反転させる反転回路と、通常受信動作時は反転させていない局部発振信号を第１又は第２のミキサ回路へ入力し、イメージリジェクション特性の校正時は前記反転回路で反転させた局部発振信号を対応する第１又は第２のミキサ回路へ入力するように切り替え制御されるスイッチ回路と、イメージリジェクション特性の校正時に、前記中間周波フィルタから出力される中間周波信号の信号レベルに応じて前記局部発振信号又は中間周波信号の位相及びゲインを調整する制御回路とを具備する」ことによって、「イメージリジェクション特性の校正機能を備えた受信装置のチップ面積を抑制する」点に特徴がある受信装置…特許文献１
【００１９】
(2) 「通信相手局から受信したＲＦ信号をダウンコンバートする際に妨害波となるイメージ信号をキャンセルしてダウンコンバートした所望信号を抽出するイメージリジェクションミキサにおいて、前記ＲＦ信号を、２つのＲＦ信号ＲＦ１，ＲＦ２に分配するＲＦ分配手段と、ローカル信号を、互いに９０゜の位相差を有する２つのローカル信号Ｌｏ１，Ｌｏ２に分配するローカル移相分配手段と前記ＲＦ信号ＲＦ１と、前記ローカル信号Ｌｏ１とを乗算する第１の乗算手段と、前記ＲＦ信号ＲＦ２と、前記ローカル信号Ｌｏ２とを乗算する第２の乗算手段と、前記第１の乗算手段の乗算結果の位相をα゜進ませる第１の移相手段と、前記第２の乗算手段の乗算結果の位相を９０゜−α゜遅らせる第２の移相手段と、前記第１の移相手段の移相結果と、前記第２の移相手段の移相結果とを加算合成する加算手段と、前記第１の移相手段の移相結果から、前記第２の移相手段の移相結果を減算合成する減算手段と、前記ＲＦ信号に含まれる所望信号の周波数が前記ローカル信号の周波数より高い場合には、前記加算手段の加算結果を選択出力し、一方、前記ＲＦ信号に含まれる所望信号の周波数が前記ローカル信号の周波数より低い場合には、前記減算手段の減算結果を選択出力する信号切換手段とを具備する」ことによって「使用する２つの通信帯域がローカル信号周波数より高いものと低いもの場合でも、イメージ信号を除去したＩＦ信号を得る」点に特徴があるイメージリジェクションミキサ…特許文献２
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開２００９−１７７３９２号公報
【特許文献２】特開平１１−３５５１６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
ところで、図３に示すた従来のイメージリジェクションミキサでは、受信波が復調制御部３９によって復調される通信中には、既述の移相量および利得の偏差は、変動しても圧縮されなかった。さらに、これらの偏差は、キャリブレーション信号Ｓｃｉ、Ｓｃｑの周波数が一定であるため、これらのキャリブレーション信号Ｓｃｉ、Ｓｃｑにレベルで外乱や雑音が大きなレベルで重畳する状態では、十分な精度で圧縮されない可能性が高かった。
また、このような移相量および利得の偏差の圧縮は、各部の特性が温度、電源電圧、経年等に応じて変化した場合には、十分な精度では達成され難かった。
【００２２】
本発明は、構成が大幅に変更されることなく、多様な入力信号に柔軟に適応して好適な性能および特性を安定に高く維持できる校正制御装置、校正信号生成装置、直交変換装置および復調装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
請求項１に記載の発明では、互いに直交する２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差の補償の基準として、前記２つの信号に重畳されまたは代替される校正信号の周波数を求める校正制御装置において、周波数設定手段は、前記２つの信号の占有帯域となり得る帯域の内、分布する雑音のレベルが既定の値未満である帯域内の周波数に、前記校正信号の周波数を設定する。
【００２４】
すなわち、校正信号の周波数は、雑音のレベルが既定の値未満である帯域の周波数に定常的に設定され、かつ維持される。
【００２５】
請求項２に記載の発明では、互いに直交する２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差の補償の基準として、前記２つの信号に重畳されまたは代替される校正信号を生成する校正信号生成装置において、周波数設定手段は、前記２つの信号の占有帯域となり得る帯域の内、分布する雑音のレベルが既定の値未満である帯域内の周波数に、前記校正信号の周波数を設定する。
【００２６】
すなわち、校正信号の周波数は、雑音のレベルが既定の値未満である帯域の周波数に定常的に設定され、かつ維持される。
【００２７】
請求項３に記載の発明では、入力信号を互いに直交する２つの信号に変換し、前記２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差を補償する直交変換装置において、濾波手段は、前記２つの信号の何れか一方と、前記２つの信号の合成波との何れかの帯域の内、外部から指示された帯域の成分を抽出する。
【００２８】
このような成分は、上記２つの信号に重畳された雑音のレベルが高い帯域と低い帯域との何れからも、抽出可能である。
【００２９】
請求項４に記載の発明では、請求項３に記載の直交変換装置において、重畳手段は、前記濾波手段によって抽出された成分に基づいて生成された校正信号を前記入力信号に重畳する。
【００３０】
すなわち、校正信号は、入力信号と並行して与えられ、２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差の補償の基準として供される。
【００３１】
請求項５に記載の発明では、請求項４に記載の直交変換装置によって生成された２つの信号を復調する復調装置において、周波数設定手段は、前記直交変換装置に備えられた濾波手段の通過域を可変し、前記通過域の内、分布する雑音のレベルが既定の値以下である帯域内の周波数に、前記校正信号の周波数を設定する。
【００３２】
すなわち、２つの信号の直交度やレベルは、入力信号と共に入力される雑音のレベルやスペクトルに柔軟に適応して精度よく補償される。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によれば、互いに直交する２つの信号の直交度およびレベルの偏差は、雑音によって無用に低下することなく補償される。
【００３４】
また、本発明では、これらの２つの信号の直交度とレベルとの双方または何れか一方の偏差は、分布する雑音のレベルが低い帯域から抽出された成分に基づいて補償される。
【００３５】
さらに、本発明では、入力信号が与えられている状態であるか否かにかかわらず、上記直交度やレベルの偏差の補償が定常的に実現される。
【００３６】
したがって、本発明が適用された伝送系や通信系では、これらの系の構成や特性の如何にかかわらず、高い伝送品質が確保され、かつ安定に維持される。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の一実施形態を示す図である。
【図２】本実施形態の動作を説明する図である。
【図３】従来のイメージリジェクション・ミキサの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示す図である。
図において、図３に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与し、ここでは、その説明を省略する。
【００３９】
本実施形態と、図３に示す従来例との構成の相違点は、以下の点にある。
(1) スイッチ３１に代えて加算器１１が備えられる。
(2) 復調制御部３９に代えて復調制御部１２が備えられる。
(3) 加算器３８の出力は、可変帯域フィルタ１３を介して復調制御部１２の第三の入力に接続され、その可変帯域フィルタ１３の制御端子には、復調制御部１２の対応する出力ポートが接続される。
【００４０】
図２は、本実施形態の動作を説明する図である。
以下、図１および図２を参照して本実施形態の動作を説明する。
本発明の特徴は、本実施形態では、復調制御部１２が可変帯域フィルタ１３および加算器１１と連係して行う以下の処理の手順にある。
【００４１】
復調制御部１２は、図３に示す従来例との対比においては、各部と連係することにより従来例と同様に復調処理を行うが、上記可変帯域フィルタ１３および加算器１１を介してその他の各部と連係することにより、以下に記述する点で異なるキャリブレーション処理を行う。
【００４２】
復調制御部１２は、既述の期間であるか否かにかかわらず、通信制御および上述した復調処理に並行して以下の手順によりキャリブレーション処理を行う。
【００４３】
(1) 可変帯域フィルタ１３の通過域を周波数軸上で掃引する（図２(1))。
(2) その通過域を介して得られた信号の電力に基づく自動制御または適応制御のアルゴリズムにより、加算器３８によって求められた和信号（キャリブレーション信号Ｓｃｉ、Ｓｃｑの和）の帯域の内、以下の基準(a),(b) の双方を満たす周波数ｆを求める。
【００４４】
(a) 周波数軸上で中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑ（図２(2))の占有帯域になるべくに近接する。
(b) 中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑに該当しない雑音（イメージ妨害波を含む干渉波や妨害波）（図２(3))のレベルが既定の閾値ｔｈ（図２(4))を下回る。
【００４５】
さらに、復調制御部１２は、このようにして求めた周波数ｆのキャリブレーション信号を適切なレベル（例えば、中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑのレベルに比べて過大ではない。）で生成し、Ｄ／Ａ変換器４１、低域フィルタ４２および加算器１１を介して受信波にそのキャリブレーション信号を重畳させる。
【００４６】
キャリブレーション信号が重畳された受信波は乗算器３２ｉ、３２ｑ以降の各段に従来例と同様にして与えられ、その受信波は復調制御部１２によって従来例と同様に復調処理が施される。一方、キャリブレーション信号は、並行して、可変帯域フィルタ１３によって受信波から分離された後、復調制御部１２によって参照され、上記キャリブレーション処理に供される。
【００４７】
すなわち、キャリブレーション信号の周波数は、受信波に予め適用された周波数配置と、その周波数配置の下で設定された既知のチャネル配置との下で、上記雑音が実体的に少ない（あるいは最少である）周波数帯域に設定され、かつ維持される。
【００４８】
したがって、本実施形態によれば、受信波が直交周波数変換されることによって生成された互いに直交する２つの信号の直交度およびレベルの偏差は、通信中であるか否かにかかわらず精度よく安定に圧縮される。
【００４９】
さらに、本実施形態によれば、従来例に比べて、以下に列記する点で有利な通信系や通信装置の実現が可能となる。
【００５０】
(1) 既述の期間を識別する処理が不要となるため、復調制御部１２によって行われるべき処理の簡略化が図られる。
(2) 一旦形成された通信路や伝送路が長時間に亘って維持されるべき通信系や伝送系にも容易に適用可能である。
(3) 温度、電源電圧等の急激な変動に柔軟に適応し、かつ性能が安定に維持可能である。
【００５１】
また、本実施形態によれば、キャリブレーション信号のレベルが中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑのレベルに比べて過大ではない値に設定されるため、そのキャリブレーション信号のレベルが過大であることに起因するキャリブレーションの精度の低下が回避される。
【００５２】
なお、本実施形態では、キャリブレーション信号の周波数が更新される頻度は、上記直交度およびレベルの偏差が圧縮されるべき精度が所望の値となるならば、如何なるものであってもよい。
【００５３】
また、本実施形態では、キャリブレーション信号は、上記直交度およびレベルの偏差の再評価のみのために生成されてもよく、必ずしも定常的に生成されなくてもよい。
【００５４】
さらに、本実施形態では、移相器３６および可変利得増幅器３７は、何れも、中間周波信号ＩＦｉ′、ＩＦｑ′の双方に対応した直交度補正部３５の後段に分散されて配置されてもよい。
【００５５】
また、本実施形態では、移相器３６および可変利得増幅器３７は、入出力特性が線形であるならば、直交度補正部３５の前段と後段との双方または何れか一方にどのように分散されて配置されてもよい。
【００５６】
さらに、本実施形態では、遅延器４０は、中間周波信号ＩＦｉ′、ＩＦｑ′の双方に対応した直交度補正部３５の後段に分散されて配置されてもよい。
【００５７】
また、本実施形態では、遅延器４０は、入出力特性が線形であるならば、直交度補正部３５の前段と後段との双方に分散されて配置され、あるいはその前段のみに配置されてもよい。
【００５８】
さらに、本実施形態では、直交度補正部３５は、例えば、局部発振器４４によって生成される局発信号の位相と、移相器４３の移相量との一部または全てを可変する制御系で代替されてもよい。
【００５９】
また、本実施形態では、キャリブレーション処理が行われるべき期間が従来例と同様の期間であってもよい場合には、加算器１１は、図３に示すスイッチ３１で代替されてもよい。
【００６０】
さらに、可変帯域フィルタ１３の入力は、既述の雑音に起因するＳＮ比の低下がなるべく少ない帯域の周波数としてキャリブレーション信号の周波数ｆが設定され、かつ維持されることが要求されない場合には、可変利得増幅器３７の出力と遅延器４０の出力との何れか一方に接続されてもよい。
【００６１】
また、本実施形態では、キャリブレーション信号の周波数ｆを求めるために適用される基準は、そのキャリブレーション信号の占有帯域幅（変調の有無）等に適合するならば、既述の基準(a),(b) に限定されず、以下に列記する基準(1)〜(3)の任意の組み合わせであってもよい。
【００６２】
(1) 周波数軸上において中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑの占有帯域に隣接する帯域に予め配置されたチャネルの内、既述のチャネル制御等の手順の下でキャリブレーション処理の阻害要因となる可能性がないチャネル
(2) 周波数軸上において中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑが位置し得る帯域（例えば、所定のチャネルセパレーションにより隣接して配置された複数のチャネルの列）の外にある周波数（図２(5)，(6)）
【００６３】
(3) 周波数軸上において中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑや雑音と重なっても、多元接続方式等の適用によりこれらの中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑや雑音との分離が可能な周波数
【００６４】
さらに、本発明は、通信システムや伝送システムの受信端に限定されず、直交変換、直交復調、直交周波数変換の何れかが行われ、これらの過程における直交度やレベルの偏差の圧縮が要求されるならば、送信端その他の多様な電子機器にも、同様に適用可能である。
【００６５】
また、本実施形態では、乗算器３２ｉ、３２ｑは、局部発振器４４から移相器４３を介して与えられる局発信号に基づいて受信波をダウンコンバートすることにより、中間周波信号ＩＦｉ、ＩＦｑを生成している。
しかし、本発明は、このような構成に限定されず、例えば、これらの乗算器３２ｉ、３２ｑがアップコンバートを行い、あるいは受信波をベースバンド領域にシフトさせる場合にも、同様に適用可能である。
【００６６】
さらに、本発明は、直交度補正部３５、移相器３６、可変利得増幅器３７、加算器３８および遅延器４０の全てまたは一部は、ＰＧＡ等のハードウェアとしては構成されず、例えば、ＤＳＰによって行われるディジタル信号処理で代替されてもよい。
【００６７】
また、本発明は、既述の直交度とレベルとの何れか一方のみの偏差の圧縮のためにも、同様に適用可能である。
【００６８】
さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。
【符号の説明】
【００６９】
１１，３８  加算器
１２，３９  復調制御部
１３  可変帯域フィルタ
３１  スイッチ
３２ｉ，３２ｑ  乗算器
３３ｉ，３３ｑ，４２  低域フィルタ
３４ｉ，３４ｑ  Ａ／Ｄ変換器
３５  直交度補正部
３６，４３  移相器
３７  可変利得増幅器
４０  遅延器
４１  Ｄ／Ａ変換器
４４  局部発振器
【図１】
2013131960.tif 000003
【図２】
2013131960.tif 000004
【図３】
2013131960.tif 000005