(57)【要約】【課題】複数の電力変換器を並列に設けて構成された電力変換装置において、装置の複雑化および大型化をできるだけ回避しながら横流の抑制を可能とする。【解決手段】電力変換装置１０１は、電力変換器３．１〜３．ｎと、可飽和リアクトル２．１〜２．ｎとを備える。各々の電力変換器は、共通の直流電圧源１からの直流電圧を交流電圧に変換するように構成され、その交流出力側が共通に接続される。可飽和リアクトル２．１〜２．ｎは、電力変換器３．１〜３．ｎの各々の正側入力端子Ｔ１と負側入力端子Ｔ２とに入力される同相の電流成分を抑制するように、直流電圧源から複数の電力変換器の各々に直流電圧を供給するための経路に配置される。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
共通の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換するように各々が構成され、その交流出力側が共通に接続された複数の電力変換器と、
前記複数の電力変換器の各々の正側入力端子と負側入力端子とに入力される同相の電流成分を抑制するように、前記直流電圧源から前記複数の電力変換器の各々に前記直流電圧を供給するための経路に配置された、少なくとも１つの可飽和リアクトルとを備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記少なくとも１つの可飽和リアクトルは、前記複数の電力変換器に対応してそれぞれ設けられた複数の可飽和リアクトルである、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記複数の電力変換器の数をｎ（ｎは２以上の整数）とすると、ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）番目の電力変換器の直流入力側と、（ｍ＋１）番目の電力変換器の直流入力側との間に１つの可飽和リアクトルが配置され、
前記少なくとも１つの可飽和リアクトルは、（ｎ−１）個の可飽和リアクトルである、請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。特にこの発明は、複数の交流回路が非絶縁で直流電源に共通に接続された電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８は、一般的な三相フルブリッジインバータの回路図である。図８を参照して、三相インバータ（電力変換器２０）は、直流電圧源１からの直流電力を三相交流電圧に変換する。電力変換器２０は、直流電圧源１の正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に接続された平滑用コンデンサ２と、半導体スイッチ素子（たとえばＩＧＢＴ）３〜８と、交流出力フィルタ用リアクトルであるリアクトル９〜１１と、交流出力フィルタ用コンデンサであるコンデンサ１２〜１４とを含む。
【０００３】
インバータ回路２０の各相は、正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に直列接続された２つの半導体スイッチ素子と、それら２つの半導体スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたフリーホイールダイオードによって構成されている。図８に示された構成では、Ｕ相に対応して、半導体スイッチ素子３，４が直列接続される。Ｖ相に対応して、半導体スイッチ素子５，６が直列接続される。Ｗ相に対応して半導体スイッチ素子７，８が直列接続される。
【０００４】
リアクトル９，１０，１１の一方端は、それぞれ、半導体スイッチ素子３，４の接続点、半導体スイッチ素子５，６の接続点、および半導体スイッチ素子７，８の接続点に接続される。コンデンサ１２，１３，１４は、それぞれ、リアクトル９，１０，１１の他方端に接続される。半導体スイッチ素子３〜８を比較的高速でスイッチングすることにより、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに三相交流電圧が出力される。
【０００５】
図９は、図８に示された電力変換器（インバータ回路）を複数台用いて構成された電力変換装置の構成図である。図９を参照して、ｎ台（ｎは２以上の整数）の電力変換器２０．１，２０．２，・・・，２０．ｎが並列に使用される。各々の電力変換器の直流入力は、直流電圧源１の正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に共通に接続される。各々の電力変換器の交流出力は、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに共通に接続される。図９に示された構成によれば、１台あたりの電力変換器の容積あるいは容量を大きくすることなく、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに出力される交流電力を増加することができる。
【０００６】
図１０は、図９に示された電力変換装置が交流電力を供給するときに流れる電流の経路の一例を示した図である。図１０を参照して、各々の電力変換器の直流入力側では、電流は、直流電圧源１の正極端子Ｐから電力変換器へと電流が流れ、電力変換器から負極端子Ｎへと戻る。各々の電力変換器の交流出力側では、たとえばＵ相では電力変換器からＵ相端子へと電流が流れ、Ｖ相ではＶ相端子から電力変換器へと電流が流れる。なお図１０ではＷ相に流れる電流は示されていないが、これは、図示が煩雑になるのを避けるためである。以後の説明においても同様とする。
【０００７】
複数の電力変換器が交流電力を供給する際には、出力される交流電圧の実効値および位相が複数の電力変換器の間で互いに同期するように制御される。しかしながら現実には、たとえば、並列に設けられた電力変換器の出力経路に含まれるインピーダンス成分などの要因により、各々の電力変換器から出力される電圧に位相差が発生することが起こり得る。出力電圧の位相差によって、複数の電力変換器の間に横流電流が発生する。
【０００８】
図１１は、図９に示された電力変換装置に生じ得る横流電流の経路の一例を示した図である。図１１を参照して、横流電流は、たとえば電力変換器２０．１の交流側から出て、電力変換器２０．２，・・・，２０．ｎのいずれかの交流側に入力され、直流側から出力されて電力変換器２０．１の直流側に入力する。このように横流電流は複数の電力変換器で循環する。この横流電流によって電力変換器を流れる電流が増加するため、電力変換装置の損失が増加する。
【０００９】
したがって横流電流を抑制するための方法がこれまでに提案されている。たとえば特開２００６−１７４６７９号公報（特許文献１）および特開２００８−１３１７５６号公報（特許文献２）は、電力変換器の制御によって横流電流を抑制する方法を開示している。また特開２００８−８６１２７号公報（特許文献３）は、電力変換器の交流出力側に三相リアクトルを追加して、それによりインピーダンス分を増加させる方法を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００６−１７４６７９号公報
【特許文献２】特開２００８−１３１７５６号公報
【特許文献３】特開２００８−８６１２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１，２に示したように制御によって横流電流を抑制する場合、電力変換装置の制御が複雑になる。制御が複雑化した場合、たとえば制御回路の複雑化および制御回路のコストの増加による電力変換装置のコストの増加などといった問題が生じる。
【００１２】
また、特許文献３に示したように三相リアクトルを追加する場合、電力変換装置のコストが増加する。さらに、上記のような電力変換装置において交流出力フィルタに用いられるリアクトルは、一般に容積が大きくかつ重量も大きい。したがって三相リアクトルを追加することによって、電力変換装置の大型化、あるいは重量の増加などといった問題が生じる。
【００１３】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、複数の電力変換器を並列に設けて構成された電力変換装置において、装置の複雑化および大型化をできるだけ回避しながら横流の抑制を可能とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明のある局面に係る電力変換装置は、複数の電力変換器と、少なくとも１つの可飽和リアクトルとを備える。複数の電力変換器は、共通の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換するように各々が構成され、その交流出力側が共通に接続される。少なくとも１つの可飽和リアクトルは、複数の電力変換器の各々の正側入力端子と負側入力端子とに入力される同相の電流成分を抑制するように、直流電圧源から複数の電力変換器の各々に直流電圧を供給するための経路に配置される。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、複数の電力変換器の直流入力側に可飽和リアクトルを設けることによって、装置の複雑化および大型化をできるだけ回避しながら横流電流を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施の形態による電力変換装置の構成図である。
【図２】図１に示した電力変換装置１０１の１つの具体的な例を示した回路図である。
【図３】実施の形態１による電力変換装置において、直流電圧源１から各電力変換器へ電力が供給される場合の電流方向を示した図である。
【図４】実施の形態１による電力変換装置における、横流電流の経路の一例を示した図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態による電力変換装置の構成図である。
【図６】実施の形態２による電力変換装置において、直流電圧源１から各電力変換器へ電力が供給される場合の電流方向を示した図である。
【図７】実施の形態２による電力変換装置における、横流電流の経路の一例を示した図である。
【図８】一般的な三相フルブリッジインバータの回路図である。
【図９】図８に示された電力変換器（インバータ回路）を複数台用いて構成された電力変換装置の構成図である。
【図１０】図９に示された電力変換装置が交流電力を供給するときに流れる電流の経路の一例を示した図である。
【図１１】図９に示された電力変換装置に生じ得る横流電流の経路の一例を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００１８】
［実施の形態１］
図１は、本発明の第１の実施の形態による電力変換装置の構成図である。図１を参照して、電力変換装置１０１は、ｎ台（ｎは２以上の整数。以下同じ）の電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎと、制御回路４と、ｎ個の可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎとを備える。
【００１９】
電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの各々は、直流電圧源１から供給される直流電力を三相交流に変換する。直流電圧源１の具体的な種類は特に限定されない。電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの交流出力は、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに共通に接続される。
【００２０】
可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎは、電力変換器３．１，・・・，３．ｎのそれぞれに対応して設けられ、対応する電力変換器の直流入力部と、直流電圧源１との間に接続される。したがって、可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎは、直流電圧源１から複数の電力変換器の各々の直流入力側へと直流電力を供給するための経路に配置される。
【００２１】
可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎの各々は、電磁結合された２つのインダクタ２ａ，２ｂを含む。インダクタ２ａの一方端子は、直流電圧源１の正極端子Ｐに接続され、その他方端子は電力変換器の正側入力端子Ｔ１に接続される。インダクタ２ｂの一方端子は直流電圧源１の負極端子Ｎに接続され、その他方端子は電力変換器の負側入力端子Ｔ２に接続される。インダクタ２ａ，２ｂの間では、その極性が同じ向きであり、たとえば電力変換器の直流入力側の極性が正（＋）となる。さらに、可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎの間においても、インダクタの極性は同じ向きとなっている。
【００２２】
制御回路４は、電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎが交流電力を供給する際に、出力される交流電圧の実効値および位相が複数の電力変換器の間で互いに同期するように、それら電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎを制御する。
【００２３】
図２は、図１に示した電力変換装置１０１の１つの具体的な例を示した回路図である。図２を参照して、この構成例では、電力変換装置１０１は、２つの電力変換器３．１および３．２と、可飽和リアクトル２．１および２．２を含む。
【００２４】
電力変換器３．１は、平滑用コンデンサ２１と、半導体スイッチ素子（たとえばＩＧＢＴ）３１，４１，５１，６１，７１，８１と、リアクトル９１，１０１，１１１と、コンデンサ１２１，１３１，１４１とを含む。
【００２５】
平滑用コンデンサ２１は、可飽和リアクトル２．１を介して直流電圧源１の正極端子Ｐおよび直流負極端子Ｎの間に接続される。平滑用コンデンサ２１の正側端子が正側入力端子Ｔ１に対応し、平滑用コンデンサ２１の負側端子が負側入力端子Ｔ２に対応する。電力変換器３．１の各相は、正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に直列接続された２つの半導体スイッチ素子と、それら２つの半導体スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたフリーホイールダイオードによって構成されている。図２に示された構成では、Ｕ相に対応して、半導体スイッチ素子３１，４１が直列接続される。Ｖ相に対応して、半導体スイッチ素子５１，６１が直列接続される。Ｗ相に対応して半導体スイッチ素子７１，８１が直列接続される。
【００２６】
リアクトル９１，１０１，１１１の一方端は、それぞれ、半導体スイッチ素子３１，４１の接続点、半導体スイッチ素子５１，６１の接続点、および半導体スイッチ素子７１，８１の接続点に接続される。コンデンサ１２１，１３１，１４１は、それぞれ、リアクトル９１，１０１，１１１の他方端に接続される。リアクトル９１，１０１，１１１およびコンデンサ１２１，１３１，１４１は、交流出力フィルタとして機能する。
【００２７】
電力変換器３．２は、平滑用コンデンサ２２と、半導体スイッチ素子３２，４２，５２，６２，７２，８２と、リアクトル９２，１０２，１１２と、コンデンサ１２２，１３２，１４２とを含む。電力変換器３．２の構成は電力変換器３．１と同じであるので以後の説明は繰り返さない。
【００２８】
制御回路４は、電力変換器３．１および３．２の各々の半導体スイッチ素子を制御する。制御方法としては、たとえばＰＷＭ（パルス幅変調）など公知の制御方法を適用することができる。
【００２９】
図３は、実施の形態１による電力変換装置において、直流電圧源１から各電力変換器へ電力が供給される場合の電流方向を示した図である。図３を参照して、各々の電力変換器の直流入力側では、電流は、直流電圧源１の正極端子Ｐから電力変換器へと電流が流れ、電力変換器から負極端子Ｎへと戻る。したがって、インダクタ２ａに流れる電流の向きとインダクタ２ｂに流れる電流の向きとは互いに逆方向になる。インダクタ２ａ，２ｂの極性が同じ向きであるため、インダクタ２ａ，２ｂでそれぞれ発生する磁束が互いに相殺される。これにより可飽和リアクトルのインピーダンスが非常に小さくなるので、電力変換器における損失の増加および直流出力電流の過渡応答特性の悪化を防ぐことができる。
【００３０】
図４は、実施の形態１による電力変換装置における、横流電流の経路の一例を示した図である。図４を参照して、電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの間を流れる横流電流は、可飽和リアクトルのインダクタ２ａ，２ｂにおいて同方向に流れる。これにより、可飽和リアクトルでは、インダクタ２ａ，２ｂで発生した磁束が強まるので、そのインピーダンスが増加する。したがって、電力変換器の正側入力端子Ｔ１に入力される電流と電力変換器の負側入力端子Ｔ２に入力される電流、すなわち同相の電流成分（同じ向きに流れる電流成分）が抑制される。電力変換器に入力される同相の電流成分が抑制されることで、電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの間での横流電流を抑制することができる。
【００３１】
なお、可飽和リアクトルを電力変換器の交流出力側に設けることも考えられる。しかしながら図２において示されるように、電力変換器の交流出力側には、フィルタ用のリアクトルが設けられる。このフィルタ用のリアクトルに可飽和リアクトルを追加した場合、電力変換装置の構成が冗長的になる可能性がある。
【００３２】
また、構成の冗長化を避けるためにフィルタ用のリアクトルのＬ値を大きくすることが考えられる。しかし、この場合、リアクトルの容積および重量が増加することで、電力変換装置の容積および重量が大きくなる。特に、この実施の形態では、複数の電力変換器の各々が交流出力フィルタ用のリアクトルを備えているため、リアクトルの容積および重量が増加することは、電力変換装置の容積および重量を著しく大きくする可能性がある。
【００３３】
インダクタのＬ値は一般にインダクタの巻数の２乗で決定される。単純化のため、可飽和リアクトルのＬ値と交流フィルタ用のリアクトルのＬ値とが等しいとする。交流出力フィルタ用のリアクトルのＬ値を増大させることによって、この実施の形態による可飽和リアクトルとしての機能を持たせる場合、交流出力フィルタ用のリアクトルのＬ値を２倍にしなければならない。このためには交流出力フィルタ用のリアクトルの巻数を元の４倍にしなければならない。これに対して、可飽和リアクトルと交流出力フィルタ用のリアクトルとを別に設けた場合には、可飽和リアクトルの巻数は交流出力フィルタ用のリアクトルの巻数と同じになるので、全体の巻数を元の巻き数の２倍に抑えることができる。
【００３４】
したがって、実施の形態１によれば、可飽和リアクトルを電力変換器の直流入力側に設けることにより、交流出力フィルタ用のリアクトルの大型化を防ぐことができる。したがって電力変換装置の容積および重量の増加を抑えることができる。なお、可飽和リアクトルのＬ値は交流出力フィルタ用のリアクトルのＬ値よりも小さくてもよい。
【００３５】
さらに、この実施の形態によれば、可飽和リアクトルを追加するだけで横流電流の抑制を図ることができるので、制御回路４の制御を複雑化しなくてもよい。したがって制御回路４のコストの増加も防ぐことができる。
【００３６】
以上のように、実施の形態１によれば、可飽和リアクトル２．１，２．２，・・・，２．ｎが電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの各々の正側入力端子と負側入力端子とに入力される同相の電流成分を抑制するように、直流電圧源１から電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの各々に直流電力を供給するための経路に配置される。これにより、電力変換装置の複雑化および大型化をできるだけ回避しながら横流電流を抑制することができる。
【００３７】
［実施の形態２］
図５は、本発明の第２の実施の形態による電力変換装置の構成図である。図５を参照して、電力変換装置１０２は、電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎと、制御回路４と、（ｎ−１）個の可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎ−１とを備える。すなわち実施の形態１に比べて実施の形態２では可飽和リアクトルが１つ少ない。この点で実施の形態２は実施の形態１と異なる。
【００３８】
実施の形態１と同様に、可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎ−１は、直流電圧源１から電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの各々に直流電圧を供給するための経路に配置される。図５に示された構成では、ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）番目の電力変換器の直流入力側と、（ｍ＋１）番目の電力変換器の直流入力側との間に１つの可飽和リアクトルが配置される。なお、電力変換器の個数が２つである場合、可飽和リアクトルの個数は１である。
【００３９】
具体的に説明すると、可飽和リアクトル２．１は、電力変換器３．１の直流入力側と電力変換器３．２の直流入力側との間に接続される。可飽和リアクトル２．１のインダクタ２ａの一方端子は、直流電圧源１の正極端子Ｐおよび電力変換器３．２の正側入力端子Ｔ１に接続され、その他方端子は電力変換器３．２の正側入力端子Ｔ１に接続される。可飽和リアクトル２．１のインダクタ２ｂの一方端子は直流電圧源１の負極端子Ｎおよび電力変換器３．１の負側入力端子Ｔ２に接続され、その他方端子は電力変換器３．２の負側入力端子Ｔ２に接続される。
【００４０】
可飽和リアクトル２．１のインダクタ２ａ，２ｂの間では、その極性が同じ向きであり、電力変換器３．２の直流入力側の極性が正（＋）となる。さらに、可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎ−１の間においても、インダクタの極性は同じ向きとなっている。
【００４１】
制御回路４は、電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎが交流電力を供給する際に、出力される交流電圧の実効値および位相が複数の電力変換器の間で互いに同期するように、それら電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎを制御する。なお、電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの各々の構成は、図２に示した構成と同じであるので以後の説明は繰り返さない。
【００４２】
図６は、実施の形態２による電力変換装置において、直流電圧源１から各電力変換器へ電力が供給される場合の電流方向を示した図である。図６を参照して、実施の形態１と同様に、可飽和リアクトル２．１，・・・，２．ｎ−１の各々において、インダクタ２ａには、直流電圧源１の正極端子Ｐから電力変換器への向きに電流が流れ、インダクタ２ｂには、電力変換器から負極端子Ｎへの向きに電流が流れる。すなわちインダクタ２ａに流れる電流の向きとインダクタ２ｂに流れる電流の向きとは互いに逆方向になる。したがって、可飽和リアクトルのインピーダンスが非常に小さくなるので、電力変換器における損失の増加および直流出力電流の過渡応答特性の悪化を防ぐことができる。
【００４３】
図７は、実施の形態２による電力変換装置における、横流電流の経路の一例を示した図である。図７を参照して、実施の形態１と同様に、電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの間を流れる横流電流は、可飽和リアクトルのインダクタ２ａ，２ｂにおいて同方向に流れる。これにより、可飽和リアクトルでは、インダクタ２ａ，２ｂで発生した磁束が強まるので、そのインピーダンスが増加する。したがって、電力変換器の正側入力端子Ｔ１に入力される電流と電力変換器の負側入力端子Ｔ２に入力される電流、すなわち同相の電流成分（同じ向きに流れる電流成分）が抑制される。電力変換器に入力される同相の電流成分が抑制されることで、電力変換器３．１，３．２，・・・，３．ｎの間での横流電流を抑制することができる。
【００４４】
以上のように、実施の形態２によれば、実施の形態１と同様に、電力変換装置の複雑化および大型化をできるだけ回避しながら横流電流を抑制することができる。さらに実施の形態２によれば、実施の形態１に比べて可飽和リアクトルの数を減らすことができる。
【００４５】
今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内で全ての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００４６】
１  直流電圧源、２．１〜２．ｎ  可飽和リアクトル、２，２１，２２  平滑用コンデンサ、２ａ，２ｂ  インダクタ、３．１〜３．ｎ，２０．１〜２０．ｎ  電力変換器、３〜８，３１，４１，３２，４２，５２，６２，７２，８２，５１，６１，７１，８１  半導体スイッチ素子、４  制御回路、９〜１１，９１，１０１，１１１，９２，１０２，１１２  リアクトル（交流出力フィルタ用）、１２〜１４，１２１，１３１，１４１，１２２，１３２，１４２  コンデンサ（交流出力フィルタ用）、２０  インバータ回路（電力変換器）、１０１，１０２  電力変換装置、Ｎ  負極端子、Ｐ  正極端子、Ｔ１  正側入力端子、Ｔ２  負側入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗ  交流出力端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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