(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のチャネルの中から所望のチャネルを選択的に受信する無線端末装置であって、
前記複数のチャネルを含む高周波信号を受信するためのアンテナと、
局部発振信号を発振する局部発振器と、
前記アンテナからの高周波信号を前記局部発振器からの局部発振信号と混合して第１のベースバンド信号と前記第１のベースバンド信号と１８０°位相の異なる第２のベースバンド信号とを生成する差動型の第１のミクサと、
前記第１のミクサからの第１および第２のベースバンド信号を受ける差動型でかつ受動型の第１のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号を受けるベースバンド回路とを備え、
前記第１のローパスフィルタは、
前記第１のミクサからの第１のベースバンド信号を透過して前記ベースバンド回路に伝達する第１のインダクタと、
前記第１のミクサからの第２のベースバンド信号を透過して前記ベースバンド回路に伝達する第２のインダクタと、
前記第１および第２のインダクタの間に結合されたキャパシタとを含む、無線端末装置。
【請求項２】
複数のチャネルの中から所望のチャネルを選択的に受信する無線端末装置であって、
前記複数のチャネルを含む高周波信号を受信するためのアンテナと、
局部発振信号を発振する局部発振器と、
前記アンテナからの高周波信号を前記局部発振器からの局部発振信号と混合して第１のベースバンド信号と前記第１のベースバンド信号と１８０°位相の異なる第２のベースバンド信号とを生成する差動型の第１のミクサと、
前記第１のミクサからの第１および第２のベースバンド信号を受ける差動型でかつ受動型の第１のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号を受けるベースバンド回路とを備え、
前記第１のローパスフィルタは、前記所望のチャネルに隣接するチャネルにさらに隣接するチャネルよりも低く、かつ、前記所望のチャネルに隣接するチャネルを含む周波数範囲内にカットオフ周波数を有し、
前記第１のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号から前記所望のチャネルに隣接するチャネル以上の妨害波を除去して前記所望のチャネルのみを透過するためのフィルタをさらに備える、無線端末装置。
【請求項３】
前記ベースバンド回路は、前記フィルタとして動作する、前記第１のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号を受け、前記所望のチャネルに隣接するチャネルよりも低いカットオフ周波数を有する能動型のローパスフィルタを含む、請求項２記載の無線端末装置。
【請求項４】
前記ベースバンド回路は正電源のみで動作可能である、請求項１または２記載の無線端末装置。
【請求項５】
前記無線端末装置はさらに、
前記アンテナからの高周波信号に応答して互いに９０°位相の異なる第１および第２の高周波信号を生成し、前記第１の高周波信号を前記第１のミクサに与える位相シフト器と、
前記位相シフト器からの第２の高周波信号を前記局部発振器からの局部発振信号と混合して第３のベースバンド信号および前記第３のベースバンド信号と１８０°位相の異なる第４のベースバンド信号を生成する差動型の第２のミクサと、
前記第２のミクサからの第３および第４のベースバンド信号を受ける差動型でかつ受動型の第２のローパスフィルタとを備える、請求項１または２記載の無線端末装置。
【請求項６】
前記第１および第２のミクサの各々は偶高調波ミクサである、請求項５記載の無線端末装置。
【請求項７】
前記第１のミクサは偶高調波ミクサである、請求項１または２記載の無線端末装置。
【請求項８】
複数のチャネルの中から所望のチャネルを選択的に受信する無線端末装置であって、
前記複数のチャネルを含む高周波信号を受信するためのアンテナと、
局部発振信号を発振する局部発振器と、
前記アンテナからの高周波信号を前記局部発振器からの局部発振信号と混合して第１のベースバンド信号と前記第１のベースバンド信号と１８０°位相の異なる第２のベースバンド信号とを生成する差動型の第１のミクサと、
前記第１のミクサからの第１および第２のベースバンド信号を受ける差動型でかつ受動型の第１のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号を受け、前記第１のローパスフィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数を有する、受動型の第２のローパスフィルタと、
前記第２のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号を受けるベースバンド回路とを備える、無線端末装置。
【請求項９】
前記第２のローパスフィルタは、
前記第１のローパスフィルタからの第１のベースバンド信号を透過して前記ベースバンド回路に伝達する第１のインダクタと、
前記第１のローパスフィルタからの第２のベースバンド信号を透過して前記ベースバンド回路に伝達する第２のインダクタと、
前記第１および第２のインダクタの間に結合されたキャパシタとを含む、請求項８記載の無線端末装置。
【請求項１０】
前記第２のローパスフィルタは、
前記第１のローパスフィルタからの第１のベースバンド信号を透過して前記ベースバンド回路に伝達する第１の抵抗素子と、
前記第１のローパスフィルタからの第２のベースバンド信号を透過して前記ベースバンド回路に伝達する第２の抵抗素子と、
前記第１および第２の抵抗素子の間に結合されたキャパシタとを含む、請求項８記載の無線端末装置。
【請求項１１】
前記第１のローパスフィルタは、前記所望のチャネルに隣接するチャネルにさらに隣接するチャネルよりも低いカットオフ周波数を有する、請求項８記載の無線端末装置。
【請求項１２】
前記ベースバンド回路は、
前記第１および第２のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号を受け、前記所望のチャネルに隣接するチャネルよりも低いカットオフ周波数を有する能動型のローパスフィルタを含む、請求項１１記載の無線端末装置。
【請求項１３】
前記第２のローパスフィルタは、
前記第１のローパスフィルタからの第１のベースバンド信号を透過して前記ベースバンド回路に伝達する第１の抵抗素子と、
前記第１のローパスフィルタからの第２のベースバンド信号を透過して前記ベースバンド回路に伝達する第２の抵抗素子と、
前記第１および第２の抵抗素子の間に結合されたキャパシタとを含み、
前記第２のローパスフィルタは、少なくとも前記能動型のローパスフィルタとともに、同一の半導体基板上に集積化される、請求項１２記載の無線端末装置。
【請求項１４】
前記第２のローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１のローパスフィルタの高周波数域での減衰特性の劣化に応じて設定される、請求項１１記載の無線端末装置。
【請求項１５】
前記第２のローパスフィルタのカットオフ周波数は、８０ＭＨｚ以上である、請求項１４記載の無線端末装置。
【請求項１６】
前記無線端末装置はさらに、
前記アンテナからの高周波信号に応答して互いに９０°位相の異なる第１および第２の高周波信号を生成し、前記第１の高周波信号を前記第１のミクサに与える位相シフト器と、
前記位相シフト器からの第２の高周波信号を前記局部発振器からの局部発振信号と混合して第３のベースバンド信号および前記第３のベースバンド信号と１８０°位相の異なる第４のベースバンド信号を生成する差動型の第２のミクサと、
前記第２のミクサからの第３および第４のベースバンド信号を受ける受動型の第３のローパスフィルタと、
前記第３のローパスフィルタを透過した第３および第４のベースバンド信号を受けて前記ベースバンド回路に出力し、前記第３のローパスフィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数を有する、受動型の第４のローパスフィルタとを備える、請求項８記載の無線端末装置。
【請求項１７】
前記第１および第２のミクサの各々は偶高調波ミクサである、請求項１６記載の無線端末装置。
【請求項１８】
前記第１のミクサは偶高調波ミクサである、請求項８記載の無線端末装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は無線端末装置に関し、さらに詳しくは、差動型の直交ミクサを用いたダイレクトコンバージョン受信回路を備えた無線端末装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、携帯電話機のような無線端末装置においては、主としてヘテロダイン方式の受信回路が用いられている。ヘテロダイン方式は中間周波回路を必要とするが、局部発振周波数が受信周波数と異なるので、局部発振信号がアンテナ側に漏洩して感度が劣化することがない。
【０００３】
これに対し、ダイレクトコンバージョン（ホモダイン）方式は中間周波回路を必要としないが、局部発振周波数が受信周波数と同じであるので、局部発振信号がアンテナ側に漏洩して感度が劣化するという問題がある。
【０００４】
また、ヘテロダイン方式では中間周波回路が所望のチャネル以外のチャネル（以下「妨害波」ともいう）をほとんど除去することができるが、ダイレクトコンバージョン方式では妨害波はほとんど減衰されずにベースバンド回路に入力されてしまう。そのため、ベースバンド回路には非常に高い耐妨害波特性が要求される。しかしながら、一般に耐妨害波特性を高めるためにはベースバンド回路に流す電流を増加させる必要があるため受信回路の耐妨害波特性にはある程度限界がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
一方、携帯電話機には小型、軽量および低消費電力が強く要求されるため、携帯電話機を構成する部品点数は少ない方が望ましい。
【０００６】
特開平１０−２２４２４９号公報は図５において、直交ミクサから出力されるベースバンド信号のうち隣接チャネルの信号を抑圧して所望のチャネルの信号のみを選択するローパスフィルタを有するダイレクトコンバージョン受信機を開示している。しかしながら、このローパスフィルタの詳細は全く開示されていない。
【０００７】
特開平１０−２２８６０号公報および特開平１０−３２５１６号公報も上記と同様のローパスフィルタを開示しているが、その詳細は全く開示されていない。
【０００８】
したがって、この発明の目的は、部品点数を可能な限り少なくした無線端末装置を提供することである。
【０００９】
また、この発明のもう１つの目的は、ベースバンド回路に入る妨害波を可能な限り抑圧した小型の無線端末装置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
この発明に従うと、複数のチャネルの中から所望のチャネルを選択的に受信する無線端末装置は、アンテナと、局部発振器と、差動型の第１のミクサと、差動型でかつ受動型の第１のローパスフィルタと、ベースバンド回路とを備える。アンテナは、複数のチャネルを含む高周波信号を受信する。局部発振器は、局部発振信号を発振する。第１のミクサは、アンテナからの高周波信号を局部発振器からの局部発振信号と混合して第１のベースバンド信号と第１のベースバンド信号と１８０°位相の異なる第２のベースバンド信号とを生成する。第１のローパスフィルタは、第１のミクサからの第１および第２のベースバンド信号を受ける。ベースバンド回路は、第１のローパスフィルタを透過して第１および第２のベースバンド信号を受ける。
【００１１】
好ましくは、上記第１のローパスフィルタは、第１のインダクタと、第２のインダクタと、キャパシタとを含む。第１のインダクタは、第１のミクサからの第１のベースバンド信号を透過してベースバンド回路に伝達する。第２のインダクタは、第１のミクサからの第２のベースバンド信号を透過してベースバンド回路に伝達する。キャパシタは、第１および第２のインダクタの間に結合される。
【００１２】
このような無線端末装置においては、ベースバンド回路に入る妨害波を除去するための第１のローパスフィルタが差動型でかつ受動型で構成されているため、部品点数は少なくなり、しかも消費電力が低減される。
【００１３】
好ましくは、上記第１のローパスフィルタは、所望のチャネルに隣接するチャネルにさらに隣接するチャネルよりも低いカットオフ周波数を有する。
【００１４】
さらに好ましくは、上記ベースバンド回路は、能動型のローパスフィルタを含む。能動型のローパスフィルタは、第１のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号を受け、所望のチャネルに隣接するチャネルよりも低いカットオフ周波数を有する。
【００１５】
このような無線端末装置においては、能動型のローパスフィルタでは十分に除去することのできない次隣接チャネル以上の妨害波が第１のローパスフィルタにより除去される。
【００１６】
この発明のさらに別の局面に従うと、複数のチャネルの中から所望のチャネルを選択的に受信する無線端末装置は、アンテナと、局部発振器と、差動型の第１のミクサと、受動型の第１のローパスフィルタと、受動型の第２のローパスフィルタと、ベースバンド回路とを備える。アンテナは、複数のチャネルを含む高周波信号を受信する。局部発振器は、局部発振信号を発振する。第１のミクサは、アンテナからの高周波信号を局部発振器からの局部発振信号と混合して第１のベースバンド信号と第１のベースバンド信号と１８０°位相の異なる第２のベースバンド信号とを生成する。第１のローパスフィルタは、第１のミクサからの第１および第２のベースバンド信号を受ける。第２のローパスフィルタは、第１のローパスフィルタを透過した第１および第２のベースバンド信号を受け、第１のローパスフィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数を有する。ベースバンド回路は、第１のローパスフィルタを透過して第１および第２のベースバンド信号を受ける。
【００１７】
好ましくは、上記第１のローパスフィルタは、所望のチャネルに隣接するチャネルにさらに隣接するチャネルよりも低いカットオフ周波数を有する。
【００１８】
さらに好ましくは、上記第２のローパスフィルタのカットオフ周波数は、第１のローパスフィルタにおける高周波数域での減衰特性の劣化に応じて設定される。
【００１９】
このような無線端末装置においては、第１のローパスフィルタの高周波数域における減衰特性の劣化した場合でも、第２のローパスフィルタによって上記高周波域の信号を減衰させることができるので、ベースバンド回路に入力される所望チャンネル以外の妨害波をより抑圧して除去できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態による携帯電話機を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００２１】
（実施の形態１）
図１を参照して、無線端末装置の１つである携帯電話機は、アンテナ１０と、送信回路１２と、受信回路１４と、送受分波器１６とを備える。
【００２２】
この携帯電話機はＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式を採用しており、送信と受信を１本のアンテナ１０を介して同時に行なう。したがって、送信周波数は受信周波数と異なるように設定されるが、ここでは送信周波数の方が受信周波数よりも低く設定される。そのため、送受分波器１６は、送信波ＴＸのみを透過するバンドパスフィルタと、受信波ＲＸのみを透過するバンドパスフィルタとから構成され、送信波ＴＸを受信回路１４側にほとんど透過しない。
【００２３】
図２を参照して、受信回路１４は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１８と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０と、９０°分配器２２と、局部発振器２４と、同相分配器２６と、偶高調波ミクサ２８，３０と、受動型ローパスフィルタ３２，３４と、ベースバンド回路３６とを備える。
【００２４】
低雑音増幅器１８は、送受分波器１６を透過した受信波ＲＸ（以下「高周波信号ＲＦ」という）を高ＳＮ比で増幅する。バンドパスフィルタ２０は、不要な信号を除去して必要な高周波信号ＲＦのみを透過する。９０°分配器２２は、バンドパスフィルタ２０を透過した高周波信号ＲＦに基づいて互いに９０°位相の異なるＩチャネル用の高周波信号ＲＦＩとＱチャネル用の高周波信号ＲＦＱとを生成する。局部発振器２４は、局部発振信号ＬＯを発振する。この局部発振信号ＬＯの周波数ｆｌｏは高周波信号ＲＦの周波数ｆｒｆの２分の１である。０°分配器２６は、局部発振器２４からの局部発振信号ＬＯを偶高調波ミクサ２８および３０に分配する。偶高調波ミクサ２８および３０に与えられる局部発振信号ＬＯの位相は同じである。
【００２５】
偶高調波ミクサ２８は、９０°分配器２２からの高周波信号ＲＦＩを０°分配器２６からの局部発振信号ＬＯと混合してＩチャネルベースバンド信号ＢＢＩおよび／ＢＢＩを生成する。この偶高調波ミクサ２８は差動型（平衡型）であり、ベースバンド信号／ＢＢＩはベースバンド信号ＢＢＩと１８０°位相が異なる。同様に、偶高調波ミクサ３０は、９０°分配器２２からの高周波信号ＲＦＱを０°分配器２６からの局部発振信号ＬＯと混合してＱチャネルベースバンド信号ＢＢＱおよび／ＢＢＱを生成する。この偶高調波ミクサ３０も差動型（平衡型）であり、ベースバンド信号／ＢＢＱはベースバンド信号ＢＢＱと１８０°位相が異なる。すなわち、偶高調波ミクサ２８および３０は全体として直交ミクサを形成している。
【００２６】
ローパスフィルタ３２は、差動型（平衡型）でかつ受動型であり、偶高調波ミクサ２８からのベースバンド信号ＢＢＩおよび／ＢＢＩを受ける。このローパスフィルタ３２は後に詳述するように、次隣接チャネル以上の妨害波を減衰しかつ所望のチャネルおよびその隣接チャネルのみを透過する。同様に、ローパスフィルタ３４は差動型（平衡型）でかつ受動型であり、偶高調波ミクサ３０からのベースバンド信号ＢＢＱおよび／ＢＢＱを受ける。このローパスフィルタ３４も後に詳述するように、次隣接チャネル以上の妨害波を減衰しかつ所望のチャネルおよびその隣接チャネルのみを透過する。
【００２７】
ここで、部品点数を少なくするために、ローパスフィルタ３２および３４は、たとえばセラミックフィルタのような単一素子３８で形成されるのが望ましい。
【００２８】
ベースバンド回路３６は、ローパスフィルタ３２を透過したベースバンド信号ＢＢＩおよび／ＢＢＩと、ローパスフィルタ３４を透過したベースバンド信号ＢＢＱおよび／ＢＢＱを受ける。ベースバンド回路３６は上記のような差動型のベースバンド信号ＢＢＩ，／ＢＢＩおよびＢＢＱ，／ＢＢＱを受けているため、正電源のみで動作可能である。より具体的には、ベースバンド回路３６は正の電源電圧＋ＶＣＣ（たとえば３Ｖ）と接地電圧（０Ｖ）との間で駆動される。
【００２９】
なお、９０°分配器２２に代えて、バンドパスフィルタ２０からの高周波信号ＲＦをそのまま偶高周波ミクサ２８に与え、かつその高周波信号ＲＦを位相を９０°シフトさせて偶高周波ミクサ３０に与える移相器を設けることも可能である。
【００３０】
図３を参照して、９０°分配器２２は、逆相（１８０°）分配器４０と、２つの同相（０°）分配器４２，４４と、差動型（平衡形）９０°移相器４６とを含む。この移相器４６は、差動型（平衡形）ハイパスフィルタ４８と、差動型（平衡形）ローパスフィルタ５０とを含む。１８０°分配器４０は、バンドパスフィルタ２０からの高周波信号ＲＦを受け、互いに１８０°位相の異なる高周波信号を０°分配器４２および４４に与える。０°分配器４２は同じ位相の高周波信号をハイパスフィルタ４８およびローパスフィルタ５０に与える。０°分配器４４は、同じ位相の高周波信号をハイパスフィルタ４８およびローパスフィルタ５０に与える。ハイパスフィルタ４８は、受けた高周波信号をその位相を４５°進めて偶高調波ミクサ２８に与える。ローパスフィルタ５０は、受けた高周波信号をその位相を４５°遅らせて偶高調波ミクサ３０に与える。したがって、９０°分配器２２は、互いに９０°位相の異なる高周波信号ＲＦＩおよびＲＦＱを偶高調波ミクサ２８および３０にそれぞれ与えることになる。
【００３１】
なお、図３においては、差動型直交ミクサを偶高調波ミクサ２８および３０によって形成する構成を説明したが、これらの偶高調波ミクサに代えて、ダイオード平衡ミクサやトラジスタを用いたギルバートセルなどの平衡ミクサといった一般的な差動型ミクサを用いることも可能である。ただし、偶高調波ミクサを用いることによって、以下に述べるような特有の効果が生じる。
【００３２】
ここで、偶高調波ミクサの動作を簡単に説明する。入力される高周波信号ＲＦの周波数をｆｒｆ、入力される局部発振信号ＬＯの周波数をｆｌｏとすると、出力されるベースバンド信号の周波数は次式で表わされる。
【００３３】
ｆｂｂ＝ｍｆｒｆ±ｎｆｌｏ
ここで、ｍおよびｎは整数である。
【００３４】
偶高調波ミクサでは、ｍ＋ｎが偶数の場合は周波数変換効率が低く、ｍ＋ｎが奇数の場合は周波数変換効率が高い。これは、偶数次の混合波電流がミクサ中のアンチパラレルダイオードペア２８１（図３）を流れるループ電流となり、外部に出力されないからである。
【００３５】
より具体的には、ｍ＝１、ｎ＝２の場合、ベースバンド信号の周波数ｆｂｂは次式で表わされる。
【００３６】
ｆｂｂ＝ｆｒｆ−２・ｆｌｏ
上述したようにｆｌｏ＝ｆｒｆ／２であるから、このとき高い変換効率で低周波（ｆｂｂ＝０）のベースバンド信号が得られる。
【００３７】
したがって、アンテナ１０で受信した高周波は中間周波を介することなくダイレクトに低周波に変換される。しかも、局部発振周波数ｆｌｏは受信周波数ｆｒｆの２分の１であるから、局部発振信号がアンテナ１０側に漏洩して感度が劣化することはない。
【００３８】
なお、図３に示された差動型直交ミクサは、下沢充弘他「平衡形９０度移相回路を用いたモノリシック偶高調波直交ミクサ」信学技報，ＭＷ９８−６２（１９９８−０７）３５頁の図２に示されている。偶高調波ミクサおよび一般的な差動型ミクサのより詳細な説明は、米国特許第５，７８７，１２６号（特開平８−２４２２６１号公報）を引用により援用する。
【００３９】
図４を参照して、受動型ローパスフィルタ３２は、２つのインダクタ３２１，３２２と、キャパシタ３２３とを含む。インダクタ３２１は、偶高調波ミクサ２８からのベースバンド信号ＢＢＩを透過してベースバンド回路３６に伝達する。インダクタ３２２は、偶高調波ミクサ２８からのベースバンド信号／ＢＢＩを透過してベースバンド回路３６に伝達する。インダクタ３２１，３２２は、アンテナ１０側から漏洩してきた高周波信号ＲＦを除去するためのチョークコイルとしても機能する。キャパシタ３２３は、インダクタ３２１および３２２の間に結合される。さらに、キャパシタ３２３よりもベースバンド回路３６側に、インダクタ３２１と直列にもう１つのインダクタを挿入し、かつインダクタ３２２と直列にさらにもう１つのインダクタを挿入することもできる。Ｑチャネル側の受動型ローパスフィルタ３４も上述したＩチャネル側の受動型ローパスフィルタ３２と同様に構成される。
【００４０】
図５を参照して、受動型ローパスフィルタ３２，３４は次隣接チャネルよりも低いカットオフ周波数ｆｃｐを有する。そのため、この受動型ローパスフィルタ３２，３４は次隣接チャネル以上のチャネルを抑圧し、所望チャネルおよび隣接チャネルのみを透過する。
【００４１】
このようにローパスフィルタ３２，３４は受動型であるため、隣接チャネル以下のチャネルが透過するようにカットオフ周波数を高く設定することができ、その結果、ベースバンド周波数であっても小型化することができる。
【００４２】
図６を参照して、ベースバンド回路３６は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）５２，５４と、能動型ローパスフィルタ（ＡＬＰＦ）５６，５８と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）６０，６２と、ＡＤ変換器６４，６６と、復調器６８とを含む。
【００４３】
低雑音増幅器５２は差動型であり、Ｉチャネル側のローパスフィルタ３２からのベースバンド信号ＢＢＩおよび／ＢＢＩを受ける。低雑音増幅器５４もまた差動型であり、Ｑチャネル側のローパスフィルタ３４からのベースバンド信号ＢＢＱおよび／ＢＢＱを受ける。
【００４４】
能動型ローパスフィルタ５６は低雑音増幅器５２からの出力信号を受け、隣接チャネル以上の妨害波を除去して所望のチャネルのみを透過する。能動型ローパスフィルタ５８は低雑音増幅器５４からの出力信号を受け、隣接チャネル以上の妨害波を除去して所望のチャネルのみを透過する。
【００４５】
可変利得増幅器６０は、ＡＤ変換器６４からの出力レベルが常に一定になるようにローパスフィルタ５６からの出力信号を適切な利得で増幅する。可変利得増幅器６２は、ＡＤ変換器６６からの出力レベルが常に一定になるようにローパスフィルタ５８からの出力信号を適切な利得で増幅する。
【００４６】
ＡＤ変換器６４は、可変利得増幅器６０からの出力信号をＡＤ変換して復調器６８に与える。ＡＤ変換器６６は、可変利得増幅器６２からの出力信号をＡＤ変換して復調器６８に与える。復調器６８は、ＡＤ変換器６４からのＩチャネルベースバンド信号およびＡＤ変換器６６からのＱチャネルベースバンド信号を復調して低周波（音声）信号を得る。
【００４７】
なお、差動型増幅器５２，５４を省略し、ローパスフィルタ５６、５８を差動型としてベースバンド信号ＢＢＩ，／ＢＢＩ，ＢＢＱ，／ＢＢＱをダイレクトにローパスフィルタ５６，５８に入力することも可能である。
【００４８】
図７を参照して、能動型ローパスフィルタ５６，５８は、隣接チャネルよりも低いカットオフ周波数ｆｃａを有する。そのため、このローパスフィルタ５６，５８は隣接チャネル以上のチャネルを抑圧して所望のチャネルのみを透過する。
【００４９】
次に、上記のように構成された携帯電話機の動作について説明する。
アンテナ１０で受信された高周波信号ＲＦは低雑音増幅器１８により増幅された後、バンドパスフィルタ２０を介して９０°分配器２２に与えられる。９０°分配器２２に与えられた高周波信号ＲＦは９０°の位相差を付けて偶高調波ミクサ２８および３０に分配される。９０°分配器２２からの高周波信号ＲＦＩは偶高調波ミクサ２８により低周波のベースバンド信号ＢＢＩおよび／ＢＢＩにダイレクトに変換され、さらにベースバンド信号ＢＢＩおよび／ＢＢＩは受動型ローパスフィルタ３２を介してベースバンド回路３６に与えられる。一方、９０°分配器２２からの高周波信号ＲＦＱは偶高調波ミクサ３０により低周波のベースバンド信号ＢＢＱおよび／ＢＢＱにダイレクトに変換され、さらにベースバンド信号ＢＢＱおよび／ＢＢＱは受動型ローパスフィルタ３４を介してベースバンド回路３６に与えられる。ここで、局部発振周波数ｆｌｏは高周波信号ＲＦの周波数ｆｒｆの２分の１であるため、局部発振信号ＬＯがアンテナ１０に漏洩しても、偶高調波ミクサ２８，３０は２次（偶数次）の周波数変換をほとんど行なわず、そのため、漏洩した不要な信号がベースバンド回路３６まで到達することはない。その結果、感度が劣化することはない。
【００５０】
また、ローパスフィルタ３２，３４をインダクタ３２１および３２２のそれぞれに１つずつキャパシタを接続した非差動型（不平衡形）とすることも可能であるが、図４に示されるような差動型にした方が必要なキャパシタの数を１つ少なくすることができる。
【００５１】
また、ローパスフィルタ３２，３４を能動型でなく受動型としたため、能動型ローパスフィルタ５６，５８以降の能動素子の電流を増加させることなく、受信回路１４の耐妨害波特性を向上させることができる。
【００５２】
ベースバンド回路３６に与えられたベースバンド信号ＢＢＩおよび／ＢＢＩは低雑音増幅器５２により増幅され、能動型ローパスフィルタ５６を介して可変利得増幅器６０に与えられる。この与えられたベースバンド信号は可変利得増幅器６０により適宜増幅され、さらにＡＤ変換器６４によりＡＤ変換された後、復調器６８に与えられる。一方、ベースバンド回路３６に与えられたベースバンド信号ＢＢＱおよび／ＢＢＱは低雑音増幅器５４により増幅され、能動型ローパスフィルタ５８を介して可変利得増幅器６２に与えられる。この与えられたベースバンド信号は可変利得増幅器６２により適宜増幅され、さらにＡＤ変換器６６によりＡＤ変換された後、復調器６８に与えられる。これらＡＤ変換されたベースバンド信号は復調器６８により低周波（音声）信号に復調される。
【００５３】
ここで、ローパスフィルタ５６，５８を受動型でなく能動型としているため電流が必要とされるが、急峻な周波数特性にすることができるので、受動型ローパスフィルタ３２，３４で除去できなかった隣接チャネルの妨害波を十分に除去することができる。このようにローパスフィルタ５６，５８を能動型にすると、カットオフ周波数ｆｃａをかなり低くすることができる。能動型ローパスフィルタ５６，５８の場合、動作保障周波数以上では必ずしもフィルタとして機能しない。しかしながら、次隣接チャネル以上の妨害波は受動型ローパスフィルタ３２，３４により前もって除去されているため、能動型ローパスフィルタ５６，５８は隣接チャネルの妨害波さえ確実に除去すればよい。このようにローパスフィルタ３２，３４および５６，５８を構成することにより、単純な構成で妨害波を確実に除去することができ、しかも消費電力を低減することもできる。
【００５４】
以上のようにこの実施の形態によれば、ローパスフィルタ３２，３４は受動型でかつ差動型であるため、回路規模が小さくなり、消費電力も低減される。しかも、ローパスフィルタ３２，３４はセラミックフィルタのような単一素子３８で形成されているため、必要な部品点数が少なくなる。
【００５５】
さらに、偶高調波ミクサ２８，３０を用いることによって、受信回路１４はダイレクトコンバージョン方式であっても局部発振信号がアンテナ１０に漏洩しても感度が劣化することはない。
【００５６】
また、受動型ローパスフィルタ３２，３４および能動型ローパスフィルタ５６，５８により相補的に妨害波が除去されるため、回路動作の飽和が防止され、その結果、この携帯電話機は複数のチャネルの中から所望のチャネルのみを選択的に受信することができる。
【００５７】
（実施の形態２）
実施の形態２においては、所望チャンネル以外の妨害波のベースバンド回路への入力をさらに抑圧することが可能な無線装置の１つである携帯電話機の構成について説明する。
【００５８】
まず、実施の形態１で説明したようなＣＤＭＡ方式を採用した携帯電話機によって送受信を行なう場合における、高周波域での減衰特性の劣化という問題について説明する。
【００５９】
ＣＤＭＡ方式を採用した送受信においては、受信回路１４中の受動型ローパスフィルタ３２、３４のカットオフ周波数ｆｃｐ（図５）を５ＭＨｚ程度に設定する必要がある。これに応じて、受動型ローパスフィルタ３２、３４を構成するインダクタ３２１および３２２（図４）は、数μＨオーダーのインダクタンス値を有する必要が生じる。
【００６０】
このレベルのインダクタンス値を確保するために、一般的には、フェライトを基材として用いた図８もしくは図９に示すようなインダクタが用いられる。
【００６１】
図８を参照して、インダクタ３２１および３２２は、フェライトコア１２０および、フェライトコア１２０の周囲に配置されるコイル巻線１２１を備える。
【００６２】
図９を参照して、インダクタ３２１および３２２は、ｎ層（ｎ：自然数）に積層されたフェライト基板１３０−１〜１３０−ｎを備える。フェライト基板フェライト基板１３０−１〜１３０−ｎには、金属パターン１３２−１〜１３２−ｎおよびスルーホール１３４−１〜１３４−ｎがそれぞれ設けられる。各フェライト基板上の金属パターンは、スルーホールを介して隣接するフェライト基板上の金属パターンと巻線コイルを形成するように接続される。図９の構成によって、数μＨオーダーのインダクタンス値を得るためには、積層数：ｎを数十程度とする必要がある。
【００６３】
これらのインダクタを用いて構成された受動型ローパスフィルタ３２、３４は、フェライトの透磁率の周波数特性や、巻線および金属パターン間の結合の影響を受けて、高周波域に自己共振特性を有していまう。なお、以下においては、受動型ローパスフィルタ３２および３４を総括的に受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１とも称する。
【００６４】
図１０を参照して、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１の周波数特性は、上述した自己共振特性の影響によって、高周波域で減衰特性が劣化する特徴を有する。
【００６５】
一方、図１１を参照して、ベースバンド回路中に配置される能動型ローパスフィルタ５６，５８（以下、総括的にＡＬＰＦとも称する）は、急峻な周波数特性を得ることができる一方で、内包するオペアンプ等を構成する半導体素子の周波数特性の影響から、動作保証周波数以上では必ずしもフィルタとしては動作せず、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１の減衰特性の劣化が生じるような高周波数域では、十分な減衰特性を有していない。
【００６６】
このため、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１と能動型ローパスフィルタＡＬＰＦとの組合せのみでは、たとえばＦＭ放送電波等の高周波電波による妨害を受けやすくなってしまう。また、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１の高周波域における減衰特性の劣化を、能動型ローパスフィルタＡＬＰＦの減衰特性によってカバーしようとすれば、能動型ローパスフィルタを構成する半導体素子が高価なものとなり、コスト上の問題が新たに生じる。
【００６７】
実施の形態２に従う無線装置の１つである携帯電話機は、このような高周波域での減衰特性の劣化に関する問題を効率的に解決することを目的とする。
【００６８】
本発明の実施の形態２に従う携帯電話機は、本発明の実施の形態１に従う携帯電話機と比較して、受信回路の構成のみが異なる。その他の、アンテナ１０、送信回路１２、および送受分波器１６等については、同様であるので説明は繰り返さない。
【００６９】
図１２を参照して、本発明の実施の形態２に従う受信回路１１４は、本発明の実施の形態１に従う受信回路１４の構成に加えて、受動型ローパスフィルタ３２および３４とベースバンド回路３６との間に、受動型ローパスフィルタ１３２および１３４をそれぞれ備える点が異なる。その他の構成および動作については、受信回路１４と同様であるので説明は繰り返さない。なお、以下の説明においては、受動型ローパスフィルタ１３２および１３４を総括的に受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２とも表記する。
【００７０】
受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２は、ＣＤＭＡ方式に対応した受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１において生じる、高周波域における減衰特性の劣化を補うために設けられる。
【００７１】
図１３を参照して、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２は、２つのインダクタ４２１，４２２と、キャパシタ４２３とを含む。インダクタ４２１は、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１からのベースバンド信号ＢＢＩ，ＢＢＱを透過してベースバンド回路３６に伝達する。インダクタ４２２は、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１からのベースバンド信号／ＢＢＩ，／ＢＢＱを透過してベースバンド回路３６に伝達する。キャパシタ４２３は、インダクタ４２１および４２２の間に結合される。
【００７２】
後程詳しく説明するが、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２のカットオフ周波数ｆｃｐ２は比較的高く設定されるため、インダクタ４２１，４２２は、空心コイル等の低インダクタンス値のものでよい。このようなインダクタを用いた受動型ローパスフィルタは、自己共振周波数も高くなるため、高周波域での減衰特性の確保に好適である。
【００７３】
図１４を参照して、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２のカットオフ周波数ｆｃｐ２は、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１の減衰特性が劣化し始める周波数に設定される。ＣＤＭＡ方式に対応するカットオフ周波数ｆｃｐ１を有する受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１においては、減衰特性の劣化は約８０ＭＨｚ以上の周波数領域において生じるので、これに対応してカットオフ周波数ｆｃｐ２は、約８０ＭＨｚ以上に設定することが望ましい。
【００７４】
図１５を参照して、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１およびＰＬＰＦ２を直列に接続することによって、受動型ローパスフィルタ全体により、カットオフ周波数ｆｃｐ１以上の領域において十分な減衰特性を得ることができるので、次隣接チャンネル以上の周波数領域の信号を除去することが可能となる。
【００７５】
さらに、ベースバンド回路３６中に設けられ、図７に示した周波数特性を有する能動型ローパスフィルタとの組合せによって、これらのフィルタ全体により、所望チャンネル以外の電波を減衰させ、除去することができる。
【００７６】
図１６を参照して、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２は、インダクタ４２１および４２２と接地ノード４５０との間にキャパシタ４３３および４３４をそれぞれ接続した構成とすることも可能である。このような構成とすれば、部品点数は増加するものの、同相モードにおいても所望の遮断特性を得ることが可能となる。
【００７７】
（実施の形態２の変形例）
実施の形態２の変形例においては、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２の他の方法について説明する。すでに説明したように、実施の形態２で示した受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２中のインダクタのインダクタンス値は小さくてよい。このため、インダクタに代えて抵抗素子を用いて受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２を構成することも可能である。
【００７８】
図１７を参照して、実施の形態２の変形例に従う受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２は、２つの抵抗素子４２５，４２６と、キャパシタ４２３とを含む。抵抗素子４２５は、図１３におけるインダクタ４２１に代えて設けられ、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１からのベースバンド信号ＢＢＩ，ＢＢＱを透過してベースバンド回路３６に伝達する。同様に、抵抗素子４２６は、図１３におけるインダクタ４２２に代えて設けられ、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ１からのベースバンド信号／ＢＢＩ，／ＢＢＱを透過してベースバンド回路３６に伝達する。キャパシタ４２３は、抵抗素子４２５および４２６の間に結合される。
【００７９】
抵抗素子は、インダクタンスおよびキャパシタンスの寄生成分が小さいため、抵抗素子で構成された受動型ローパスフィルタは、自己共振現象を起こしにくい。この結果、実施の形態２の変形例に従う受動型ローパスフィルタは、高周波域での減衰特性の劣化がより小さい。したがって、実施の形態２の変形例に従う受動型ローパスフィルタを用いることによって、所望チャンネル以外の電波をより確実に減衰させて、除去することができる。
【００８０】
図１８を参照して、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２は、抵抗素子４２５および４２６と接地ノード４５０との間にキャパシタ４３３および４３４をそれぞれ接続した構成とすることも可能である。このような構成とすれば、図１６の場合と同様に、部品点数は増加するものの同相モードにおいても所望の遮断特性を得ることが可能となる。
【００８１】
さらに、カットオフ周波数が高いので、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２中のキャパシタのキャパシタンスは、小さい値でよい。したがって、このような抵抗素子およびキャパシタから構成される実施の形態２の変形例に従う受動型ローパスフィルタは、半導体基板上に形成することが容易である。
【００８２】
図１９を参照して、実施の形態２の変形例に従う受動型ローパスフィルタＰＬＦ２を構成する、２つの抵抗素子４２５，４２６およびキャパシタ４２３は、能動型ローパスフィルタＡＬＰＦと同一の半導体基板ＣＨ上に配置される。能動型ローパスフィルタＡＬＰＦは、半導体素子によって構成されるオペアンプと、抵抗素子と、キャパシタとによって構成されるため、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２を抵抗素子およびキャパシタで構成することによって、受動型ローパスフィルタＰＬＰＦ２と能動型ローパスフィルタＡＬＰＦとを、同一の半導体基板上に集積化することが可能となる。これにより、受信回路を小型化することができる。
【００８３】
また、ベースバンド回路３６中の能動型ローパスフィルタ以外の回路を、さらに同一の半導体基板ＣＨ上に配置して、さらなる省レイアウト化を指向することも可能である。
【００８４】
なお、図１９には、図１７の構成の受動型ローパスフィルタＰＬＦＰ２を半導体基板ＣＨ上に配置する場合を示したが、図１８の構成の受動型ローパスフィルタＰＬＦ２についても同様に配置することが可能である。
【００８５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００８６】
なお、この発明による無線端末装置は、携帯電話のような移動通信端末に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１による携帯電話機の全体構成を示すブロック図である。
【図２】  図１に示された受信回路の具体的な構成を示すブロック図である。
【図３】  図２に示された９０°分配器、偶高調波ミクサおよび同相分配器の具体的な構成を示す回路図である。
【図４】  図２に示された受動型ローパスフィルタの具体的な構成を示す回路図である。
【図５】  図２に示された受動型ローパスフィルタの周波数特性を示す図である。
【図６】  図２に示されたベースバンド回路の具体的な構成を示すブロック図である。
【図７】  図６に示された能動型ローパスフィルタの周波数特性を示す図である。
【図８】  図４に示されたインダクタの構成の一例を示す図である。
【図９】  図４に示されたインダクタの構成の他の例を示す図である。
【図１０】  図２に示された受動型ローパスフィルタの高周波域における周波数特性を示す図である。
【図１１】  図６に示された能動型ローパスフィルタの高周波域における周波数特性を示す図である。
【図１２】  この発明の実施の形態２に従う携帯電話機中の受信回路１１４の具体的な構成を示すブロック図である。
【図１３】  図１２に示された受動型ローパスフィルタの具体的な構成の一例を示す回路図である。
【図１４】  図１３に示された受動型ローパスフィルタの周波数特性を示す図である。
【図１５】  図１２に示された受動型ローパスフィルタ全体での周波数特性を示す図である。
【図１６】  図１２に示された受動型ローパスフィルタの具体的な構成の他の例を示す回路図である。
【図１７】  この発明の実施の形態２の変形例に従う受動型ローパスフィルタの具体的な構成の一例を示す回路図である。
【図１８】  この発明の実施の形態２の変形例に従う受動型ローパスフィルタの具体的な構成の他の例を示す回路図である。
【図１９】  この発明の実施の形態２の変形例に従う受動型ローパスフィルタの配置を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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