(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受光素子から出力された信号電流を信号電圧に変換する第一のアンプと、
この第一のアンプの入出力間に接続されるとともに第一の制御電圧に応じて抵抗値が変化する第一の可変帰還抵抗器と、
前記受光素子から出力された信号電流のピーク値を検出し、このピーク値に等しい直流電流を前記第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流電圧を出力するダミー電流発生手段と、
このダミー電流発生手段から出力された直流電圧と基準電圧との差が小さくなるように前記第一の制御電圧を出力する振幅制御回路と、
を備えた光受信装置。
【請求項２】
ダミー電流発生手段は、前記受光素子から出力された信号電流のピーク値を検出する電流検出回路と、この電流検出回路で検出されたピーク値に等しい直流電流を発生させるとともに、この直流電流を前記第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流電圧を出力するダミー電流発生回路とを備えた、
請求項１記載の光受信装置。
【請求項３】
前記第一の可変帰還抵抗器は、前記第一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジスタからなる、
請求項２記載の光受信装置。
【請求項４】
前記電流検出回路は、前記受光素子から出力された信号電流が流れる第一の抵抗器と、この第一の抵抗器の両端電圧を増幅する第一の電流検出用アンプと、この第一の電流検出用アンプで増幅された電圧のピーク値を検出するピーク値検出器とを備えた、
請求項２又は３記載の光受信装置。
【請求項５】
前記ダミー電流発生回路は、
第二の制御電圧に応じた電流を前記直流電流として出力する可変電流源と、
この可変電流源から出力された直流電流を電圧に変換して前記直流電圧として出力するとともに、前記第一のアンプと同じ入出力特性を有する第二のアンプと、
この第二のアンプの入出力間に接続され前記第一の制御電圧に応じて抵抗値が変化するとともに、前記第一の可変帰還抵抗器と同じ入出力特性を有する第二の可変帰還抵抗器と、
前記可変電流源から出力された直流電流が流れるとともに、前記第一の抵抗器と同じ入出力特性を有する第二の抵抗器と、
この第二の抵抗器の両端電圧を増幅する第二の電流検出用アンプと、
この第二の電流検出用アンプで増幅された電圧と前記ピーク値検出器で検出されたピーク値の電圧との差が小さくなるように前記第二の制御電圧を出力する演算増幅器とを備えた、
請求項４記載の光受信装置。
【請求項６】
前記第二の可変帰還抵抗器は、前記第一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジスタからなる、
請求項５記載の光受信装置。
【請求項７】
前記可変電流源は、前記第二の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジスタからなる、
請求項５記載の光受信装置。
【請求項８】
前記振幅制御回路は、
無信号時電流を無信号時電圧に変換するとともに、前記第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプと、
この第三のアンプの入出力間に接続され前記第一の制御電圧に応じて抵抗値が変化するとともに、前記第一の可変帰還抵抗器と同じ入出力特性を有する第三の可変帰還抵抗器と、
前記無信号時電流が流れるとともに、前記第一の抵抗器と同じ入出力特性を有する第三の抵抗器と、
前記第三のアンプで変換された無信号時電圧を所定のレベルだけシフトして前記基準電圧として出力するレベルシフト回路と、
このレベルシフト回路から出力された基準電圧と前記ダミー電流発生回路から出力された直流電圧がとの差が小さくなるように前記第一の制御電圧を出力する演算増幅器とを備えた、
請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置。
【請求項９】
前記振幅制御回路は、
無信号時電流を無信号時電圧に変換するとともに、前記第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプと、
この第三のアンプの入出力間に接続された固定帰還抵抗器と、
前記無信号時電流が流れるとともに、前記第一の抵抗器と同じ入出力特性を有する第三の抵抗器と、
前記第三のアンプで変換された無信号時電圧を所定のレベルだけシフトして前記基準電圧として出力するレベルシフト回路と、
このレベルシフト回路から出力された基準電圧と前記ダミー電流発生回路から出力された直流電圧との差が小さくなるように前記第一の制御電圧を出力する演算増幅器とを備えた、
請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置。
【請求項１０】
前記振幅制御回路は、
前記基準電圧と前記第二のアンプから出力された直流電圧との差が小さくなるように前記第一の制御電圧を出力する演算増幅器を備えた、
請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置。
【請求項１１】
前記第三の可変帰還抵抗器は、前記第一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジスタからなる、
請求項８記載の光受信装置。
【請求項１２】
前記第一のアンプ、前記第一の可変帰還抵抗器、前記ダミー電流発生手段及び前記振幅制御回路が同一の半導体チップに形成された、
請求項１乃至１１のいずれかに記載の光受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信技術の分野で用いられる光受信装置に関する。以下、従来技術及び実施形態の説明では、このような光受信装置の一例として、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システム等において各加入者からの光信号を受信するためのバースト信号用光受信器をとりあげる。
【０００２】
【従来の技術】
将来の経済的高速広帯域光アクセスシステムであるＡＴＭ‐ＰＯＮ（Asynchronous Transfer Mode based Passive Optical Network）では、網側で複数ユーザを収容する光加入者終端装置（ＯＬＴ：Optical Line Terminal）とユーザ側で光加入者線を終端する光アクセス装置（ＯＮＵ：Optical Network Unit）との間が光ファイバケーブルで結ばれ、１．３μｍ／１．５μｍ波長多重による１芯ファイバ又は１.３μｍ２芯ファイバにより信号が双方向伝送される。
【０００３】
ＯＬＴからの信号は、光分岐器によって分岐され、各ユーザ側に設置された複数のＯＮＵに伝送される。また、ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は制御信号などが伝送される。特に上り方向は間欠的に信号を伝送するバースト信号になるので、ＯＬＴ側の光受信器はバースト信号を受信できなければならない。
【０００４】
ＡＴＭ‐ＰＯＮにおける規格は、ＦＳＡＮ（Full Service Access Networks）から提案されている。例えば、ＦＳＡＮクラスＢ規格において光受信器は、光入力電流６３０ｎＡｐ‐ｐ〜３２０μＡｐ‐ｐという５００倍以上の広いダイナミックレンジを確保するとともに、 “０”レベルと“１”レベルとのレベル比である消光比が１０以下のバースト信号に対して安定に動作しなければならない。言い換えれば、光入力電流の変動に対して“０”レベルが変動するので、十分な“０”レベル変動耐力を確保しなければならない。なお、消光比が１０以下である理由は、レーザダイオードが“０”レベル（消）状態から“１”レベル（光）状態に速やかに到達するように、 “０”レベル（消）でもレーザダイオードにある程度の電流（プリバイアス）を流しておくためである。
【０００５】
図５は、バースト信号用光受信器の第一従来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。
【０００６】
従来のバースト信号用光受信器７０では、広ダイナミックレンジを確保する手段として、プリアンプ７１に振幅制限機能を持たせていた。すなわち、プリアンプ７１は、受光素子１１から出力された信号電流Ｉｉを信号電圧Ｖｏに変換するアンプ１２と、アンプ１２の入出力間に接続された帰還抵抗器１４と、帰還抵抗器１４に並列接続されたダイオード７２とを備えている。アンプ１２は、入力インピーダンスがほぼ無限大かつ出力インピーダンスがほぼ零であるので、帰還抵抗器１４の抵抗値に対応する増幅率を有する反転増幅器として動作する。
【０００７】
受光素子１１から出力された信号電流Ｉｉは、アンプ１２によって信号電圧Ｖｏに変換される。詳しく言えば、信号電流Ｉｉは、帰還抵抗器１４の抵抗値に対応する増幅率で反転増幅され、信号電圧Ｖｏとなる。このとき、信号電流Ｉｉの振幅が大きければ、帰還抵抗器１４での電圧降下も大きくなる。そして、帰還抵抗器１４での電圧降下がダイオード７２のビルトイン電圧を越えると、ダイオード７２が導通する。このように、プリアンプ７１の帰還抵抗器１４に並列にダイオード７２を挿入することにより、信号の振幅を一定値以下に押さえることができる（図６［ａ］，［ｂ］参照）。
【０００８】
しかしながら、ＦＳＡＮ規格では“１”レベルと“０”レベルとのレベル比である消光比＝１０まで許容されているので、例えば通常の１０倍以上の大信号入力の場合、“０”レベルが振幅制限値を上回ってしまって、プリアンプ７１の出力がすべて“１”レベルに固定されてしまうという不都合がある（図７［ｃ］，［ｄ］参照）。すなわち、この従来技術では十分な“０”レベル変動耐力を確保できないということになる。
【０００９】
この問題の解決するために、パワーレベルの大きな光信号を入力した場合でも波形歪みを有効に抑えることのできるバースト信号用光受信器が特開2000-252775号公報に開示されている。図８は、このバースト信号用光受信器１００（第二従来例）を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。
【００１０】
フォト・ダイオード１０１は、光信号Ｌを受光して電流信号Ｉｉｎに変換する。カレントミラー回路１０２は、ＰＮＰトランジスタＴＲ１，ＴＲ２からなる。カレントミラー回路１０２によれば、ＰＮＰトランジスタＴＲ２のコレクタ電流Ｉｍｏｎが、常にＰＮＰトランジスタＴＲ１のコレクタ電流すなわち電流信号Ｉｉｎと等しくなる。
【００１１】
トランスインピーダンスアンプ１０３は、フォト・ダイオード１０１で受光して得られた電流信号Ｉｉｎを電圧信号に変換する。トランスインピーダンスアンプ１０３の入力部と出力部との間には、抵抗器Ｒ１とＭＯＳトランジスタＴＲ３とを並列接続してなる帰還抵抗器Ｒｆが設けられる。帰還抵抗器Ｒｆは、トランスインピーダンスアンプ１０３の利得を規定するためのものであって、ＭＯＳトランジスタＴＲ３のドレイン・ソース間抵抗と抵抗器Ｒ１との並列抵抗によって、その抵抗値が決まる。反転アンプ１０４は、トランスインピーダンスアンプ１０３の出力信号を反転させて電圧信号Ｖｏｕｔとして外部に出力する。
【００１２】
トランスインピーダンスアンプ１０５は、ＰＮＰトランジスタＴＲ２のコレクタ電流Ｉｍｏｎを電圧信号に変換する。帰還抵抗器Ｒ２は、トランスインピーダンスアンプ１０５の利得を規定するものであり、抵抗器Ｒ１よりも小さい抵抗値に設定される。反転アンプ１０６は、トランスインピーダンスアンプ１０５の出力信号を反転増幅する。
【００１３】
ピーク検出回路１０７は、反転アンプ１０６の出力信号のピーク値Ｖｐｄを検出する。ピーク検出回路１０７には外部からリセット信号Ｒｅｓｅｔが入力されるので、バースト信号が終了する度に、ピーク値Ｖｐｄはリセットされる。オペアンプ１０８は、ピーク値Ｖｐｄのレベルに応じて信号ＶｇをＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲートに出力することにより、このゲート電圧を制御する。
【００１４】
次に、バースト信号用光受信器１００の動作を説明する。
【００１５】
まず、フォト・ダイオード１０１は、光信号Ｌを受光して電流信号Ｉｉｎに変換する。この結果、電流信号ＩｉｎはＰＮＰトランジスタＴＲ１のコレクタ電流となるので、カレントミラー回路１０２の他方のＰＮＰトランジスタＴＲ２のコレクタには、電流信号Ｉｉｎに等しいモニタ電流Ｉｍｏｎが現れる。トランスインピーダンスアンプ１０５は、カレントミラー回路１０２からモニタ電流Ｉｍｏｎを入力して電圧信号に変換する。このとき、トランスインピーダンスアンプ１０５の出力波形は、トランスインピーダンスアンプ１０５に入力されるモニタ電流Ｉｍｏｎに対して極性が反転したものとなる。帰還抵抗器Ｒ２の抵抗値によって決まるトランスインピーダンスアンプ１０５の利得は、大信号が入力されても出力信号が飽和しない程度の値に設定されている。これにより、トランスインピーダンスアンプ１０５は、モニタ電流Ｉｍｏｎの振幅に応じて、これをリニアに増幅する。
【００１６】
反転アンプ１０６は、トランスインピーダンスアンプ１０５の出力信号を反転させる。ピーク検出回路１０７は、１ビット以内にトランスインピーダンスアンプ１０５の出力信号のピーク値Ｖｐｄを検出し、リセット信号Ｒｅｓｅｔで規定されるバースト区間においてその値を保持する。保持されたピーク値Ｖｐｄは、リセット信号Ｒｅｓｅｔにより、バースト周期毎に初期化される。
【００１７】
オペアンプ１０８は、ピーク検出回路１０７の出力信号を入力し、これを反転させてゲート電圧Ｖｇを帰還抵抗器ＲｆをなすＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲートに与える。これにより、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値は、ゲート電圧Ｖｇが大きいほど小さくなり、ゲート電圧Ｖｇが小さいほど大きくなる。ここで、このゲート電圧Ｖｇはピーク値Ｖｐｄを反転して得られ、このピーク値Ｖｐｄはモニタ電流Ｉｍｏｎすなわち電流信号Ｉｉｎの大きさを表す。したがって、帰還抵抗Ｒｆの値は、電流信号Ｉｉｎが大きいほど小さくなり、逆に電流信号Ｉｉｎが小さいほど大きくなるように変化する。また、リセット信号Ｒｅｓｅｔが入力されると、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値は最大値に初期化される。
【００１８】
一方、トランスインピーダンスアンプ１０３の出力波形は、トランスインピーダンスアンプ１０５の出力波形と同様に、トランスインピーダンスアンプ１０３に入力される電流信号Ｉｉｎに対して極性が反転したものとなる。ここで、大信号の電流信号Ｉｉｎがトランスインピーダンスアンプ１０３に入力された場合、トランスインピーダンスアンプ１０３は最大利得の状態でこれを受信するため、１ビット目の信号は飽和状態に達する。しかし、この大信号はモニタ電流Ｉｍｏｎに反映されて、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値が直ちに小さくなるように制御される。このため、２ビット目以降は、正常な出力波形が得られる。また、小信号の電流信号Ｉｉｎがトランスインピーダンスアンプ１０３に入力された場合は、この小信号はモニタ電流Ｉｍｏｎに反映されて、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値が直ちに大きくなるように（最大値に）制御される。このため、１ビット目から正常な波形が出力される。反転アンプ１０４は、トランスインピーダンスアンプ１０３の出力信号を反転させて信号電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００１９】
以上のとおり、バースト信号用光受信器１００によれば、受光する光信号のパワーレベルに応じて、信号電流Ｉｉｎを入力するトランスインピーダンスアンプ１０３の利得が切り替えられる。したがって、光信号Ｌのパワーレベルが大きくなっても、歪みの少ない信号列を得ることができ、逆に光信号Ｌのパワーレベルが小さくなっても、必要な振幅を有する信号列を得ることができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、第二従来例では、次のような問題があった。
【００２１】
▲１▼．複数のバースト信号用光受信器１００について考える。帰還抵抗器Ｒｆを構成するＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間抵抗との関係は、各バースト信号用光受信器１００ごとに異なった特性となる。そのため、光信号Ｌのパワー変動に利得変化が正確に追従できないことがあって、ダイナミックレンジが狭くなっていた。
【００２２】
▲２▼．一般にトランスインピーダンスアンプ１０３の入力端子電圧は、０．８Ｖ以上を必要とする。また、フォト・ダイオード１０１の動作には、２Ｖ程度の電圧を必要とする。更に、カレントミラー回路１０２の動作にも、０．８Ｖ以上を必要とする。そのため、これらの電圧を合計すると、電源電圧Ｖｃｃは３．６Ｖ以上となる。したがって、光伝送製品で主流となっている３．３Ｖ（TYP.）電源では、バースト信号用光受信器１００を動作させることができない。
【００２３】
▲３▼．カレントミラー回路１０２は、フォト・ダイオード１０１に比べて、複雑な構成になっているので、動作がかなり遅い。そのため、ＡＴＭ‐ＰＯＮシステムの光伝送速度である１５５．５２Ｍｂｉｔ／ｓｅｃの動作を、カレントミラー回路１０２で実現することが困難である。
【００２４】
【発明の目的】
そこで、本発明の主な目的は、光信号のパワー変動に合わせて利得を正確に変化させることにより、ダイナミックレンジを広くできる光受信装置を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る光受信装置は、受光素子から出力された信号電流を信号電圧に変換する第一のアンプと、第一のアンプの入出力間に接続されるとともに第一制御電圧に応じて抵抗値が変化する第一の可変帰還抵抗器と、受光素子から出力された信号電流のピーク値を検出し、このピーク値に等しい直流電流を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流電圧を出力するダミー電流発生手段と、このダミー電流発生手段から出力された直流電圧と基準電圧との差が小さくなるように第一の制御電圧を出力する振幅制御回路と、を備えたものである（請求項１）。
【００２６】
このとき、ダミー電流発生手段は、受光素子から出力された信号電流のピーク値を検出する電流検出回路と、電流検出回路で検出されたピーク値に等しい直流電流を発生させるとともに、この直流電流を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流電圧を出力するダミー電流発生回路とを備えた、としてもよい（請求項２）。
【００２７】
光信号は受光素子で信号電流に変換され、この信号電流は第一のアンプで信号電圧に変換される。一方、信号電流のピーク値は電流検出回路で検出される。そして、ダミー電流発生回路は、信号電流のピーク値に等しい直流電流を発生させ、この直流電流を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流電圧を出力する。すると、振幅制御回路は、ダミー電流発生回路から出力された直流電圧と基準電圧との差が小さくなるように第一の制御電圧を出力することにより、第一の可変帰還抵抗器の抵抗値を制御する。その結果、光信号のパワー変動に合わせて利得が正確に変化することにより、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても第一のアンプで変換される信号電圧の振幅が一定になる。
【００２８】
例えば、信号電流のピーク値が大きい場合は、ダミー電流発生回路から出力される直流電圧も大きくなるので、この直流電圧と基準電圧との差も大きくなる。すると、振幅制御回路は、この差が小さくなるように、すなわち第一の可変帰還抵抗器の抵抗値が小さくなって第一のアンプの利得が減少するように、第一の制御電圧を出力する。逆に、信号電流のピーク値が小さければ、振幅制御回路は、第一の可変帰還抵抗器の抵抗値が大きくなって第一のアンプの利得が増加するように、第一の制御電圧を出力する。このように、第一のアンプの帰還抵抗値を制御することにより、第一のアンプの出力電圧が飽和しない領域すなわち線形領域で、第一のアンプが動作する。また、ダミー電流発生回路から出力された直流電圧は、信号電流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しいので、極めて正確である。したがって、本発明に係る光受信装置によれば、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一のアンプで変換される信号電圧の振幅が高精度に一定化される。
【００２９】
請求項３記載の光受信装置は、請求項２記載の光受信装置において、第一の可変帰還抵抗器は第一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジスタからなる、としたものである。
【００３０】
請求項４記載の光受信装置は、請求項２又は３記載の光受信装置において、電流検出回路は、受光素子から出力された信号電流が流れる第一の抵抗器と、第一の抵抗器の両端電圧を増幅する第一の電流検出用アンプと、第一の電流検出用アンプで増幅された電圧のピーク値を検出するピーク値検出器とを備えた、としたものである。
【００３１】
請求項５記載の光受信装置は、請求項４記載の光受信装置において、ダミー電流発生回路は、第二の制御電圧に応じた電流を前記直流電流として出力する可変電流源と、可変電流源から出力された直流電流を電圧に変換して前記直流電圧として出力するとともに第一のアンプと同じ入出力特性を有する第二のアンプと、第二のアンプの入出力間に接続され第一の制御電圧に応じて抵抗値が変化するとともに第一の可変帰還抵抗器と同じ入出力特性を有する第二の可変帰還抵抗器と、可変電流源から出力された直流電流が流れるとともに第一の抵抗器と同じ入出力特性を有する第二の抵抗器と、第二の抵抗器の両端電圧を増幅する第二の電流検出用アンプと、第二の電流検出用アンプで増幅された電圧とピーク値検出器で検出されたピーク値の電圧との差が小さくなるように第二の制御電圧を出力する演算増幅器とを備えた、としたものである。
【００３２】
請求項５記載の光受信装置によれば、ダミー電流発生回路を構成する第二のアンプ、第二の可変帰還抵抗器及び第二の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変帰還抵抗器及び第一の抵抗器と同じ構成である。その結果、ダミー電流発生回路から出力される直流電圧は、信号電流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に極めて等しくなる。したがって、第一のアンプで変換される信号電圧の振幅が更に高精度に一定化される。
【００３３】
請求項６記載の光受信装置は、請求項５記載の光受信装置において、第二の可変帰還抵抗器は第一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジスタからなる、としたものである。
【００３４】
請求項７記載の光受信装置は、請求項５記載の光受信装置において、可変電流源は第二の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジスタからなる、としたものである。
【００３５】
請求項８記載の光受信装置は、請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制御回路は、無信号時電流を無信号時電圧に変換するとともに第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプと、第三のアンプの入出力間に接続され第一の制御電圧に応じて抵抗値が変化するとともに第一の可変帰還抵抗器と同じ入出力特性を有する第三の可変帰還抵抗器と、無信号時電流が流れるとともに第一の抵抗器と同じ入出力特性を有する第三の抵抗器と、第三のアンプで変換された無信号時電圧を所定のレベルだけシフトして基準電圧として出力するレベルシフト回路と、レベルシフト回路から出力された基準電圧とダミー電流発生回路から出力された直流電圧との差が小さくなるように第一の制御電圧を出力する演算増幅器とを備えた、としたものである。
【００３６】
請求項８記載の光受信装置によれば、振幅制御回路を構成する第三のアンプ、第三の可変帰還抵抗器及び第三の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変帰還抵抗器及び第一の抵抗器と同じ構成である。その結果、第一のアンプから得られる無信号時電圧は、無信号時電流を第一のアンプで変換した場合に得られる無信号時電圧に極めて等しくなる。したがって、振幅制御回路で得られる基準電圧が極めて正確になるので、第一のアンプで変換される信号電圧の振幅が極めて高精度に一定化される。
【００３７】
請求項９記載の光受信装置は、請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制御回路は、無信号時電流を無信号時電圧に変換するとともに第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプと、第三のアンプの入出力間に接続された固定帰還抵抗器と、無信号時電流が流れるとともに第一の抵抗器と同じ入出力特性を有する第三の抵抗器と、第三のアンプで変換された無信号時電圧を所定のレベルだけシフトして基準電圧として出力するレベルシフト回路と、レベルシフト回路から出力された基準電圧とダミー電流発生回路から出力された直流電圧との差が小さくなるように第一の制御電圧を出力する演算増幅器とを備えた、としたものである。
【００３８】
請求項１０記載の光受信装置は、請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制御回路は基準電圧とダミー電流発生回路から出力された直流電圧との差が小さくなるように第一の制御電圧を出力する演算増幅器を備えた、としたものである。
【００３９】
請求項１１記載の光受信装置は、請求項８記載の光受信装置において、第三の可変帰還抵抗器は第一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジスタからなる、としたものである。
【００４０】
請求項１２記載の光受信装置は、請求項１乃至１１のいずれかに記載の光受信装置において、第一のアンプ、第一の可変帰還抵抗器、ダミー電流発生手段及び振幅制御回路が同一の半導体チップに形成された、としたものである。同一の半導体チップでは、同じ材料及び同じ製造方法でしかも同時に各構成要素が形成される。したがって、同じ構成及び同じ特性を有する部分が容易に実現される。
【００４１】
換言すると、本発明は、入力信号の振幅値と等価な電流値や無信号時のプリアンプ出力電圧と等価な電圧値を別のダミー回路で発生させ、これらを用いてプリアンプの帰還抵抗値を制御している。これにより信号受信時は検出できない無信号時のプリアンプ出力電圧を基準に、所望のプリアンプ出力を得るように制御することができる。すなわち、本発明によれば、ダミー回路の構成をプリアンプと同等にすることにより、素子の電源変動や温度変動を打ち消して安定な動作を得ることができる。本発明の特徴は次のとおりである。１．プリアンプの帰還抵抗値を制御することにより、プリアンプ出力が飽和しない領域すなわち線形領域で動作させる。２．入力信号の振幅値と等価な値や無信号時のプリアンプ出力電圧と等価な電圧を別のダミー回路で発生させ、これを用いてプリアンプの帰還抵抗値を制御する。３．ダミー回路の構成がプリアンプと同等である。
【００４２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係るバースト信号用光受信器の第一実施形態を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。
【００４３】
本実施形態のバースト信号用光受信器１０は、受光素子１１から出力された信号電流Ｉｉを信号電圧Ｖｏに変換するアンプ１２と、アンプ１２の入出力間に接続されるとともにアンプ１２の利得を調整する可変帰還抵抗器としてのトランジスタ１３と、受光素子１１から出力された信号電流Ｉｉのピーク値を検出する電流検出回路２０と、電流検出回路２０で検出されたピーク値に等しい直流電流Ｉｐを発生させるとともに、直流電流Ｉｐをアンプ１２で変換した場合に得られる信号電圧Ｖｏに等しい直流電圧Ｖｐを出力するダミー電流発生回路３０と、ダミー電流発生回路３０から出力された直流電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｒとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１を出力することにより、アンプ１２で変換される信号電圧Ｖｏの振幅が一定になるようにトランジスタ１３の抵抗値を制御する振幅制御回路４０とを備えたものである。トランジスタ１３は、制御電圧Ｖｃ１がゲートに印加されるｎチャネル型ＭＯＳトランジスタからなる。また、トランジスタ１３は、エンハンスメント型であるので、ソース・ドレイン間に抵抗器１４が接続されている。
【００４４】
電流検出回路２０は、受光素子１１から出力された信号電流Ｖｉが流れる抵抗器２１と、抵抗器２１の両端電圧を増幅する電流検出用アンプ２２と、電流検出用アンプ２２で増幅された電圧のピーク値を検出するピーク値検出器２３とを備えている。なお、ピーク値検出器２３には外部からリセット信号Ｒｅｓｅｔが入力されるので、バースト信号が終了する度に、そのピーク値はリセットされる。
【００４５】
ダミー電流発生回路３０は、制御電圧Ｖｃ２に応じた電流を直流電流Ｉｐとして出力する可変電流源としてのトランジスタ３１と、トランジスタ３１から出力された直流電流Ｉｐを電圧に変換して直流電圧Ｖｐとして出力するとともにアンプ１２と同じ入出力特性を有するアンプ３２と、アンプ３２の入出力間に接続され制御電圧Ｖｃ１に応じてアンプ３２の利得を調整するとともにトランジスタ１３と同じ入出力特性を有する可変帰還抵抗器としてのトランジスタ３３と、トランジスタ３１から出力された直流電流Ｉｐが流れるとともに抵抗器２１と同じ入出力特性を有する抵抗器３４と、抵抗器３４の両端電圧を増幅する電流検出用アンプ３５と、電流検出用アンプ３５で増幅された電圧Ｖ２とピーク値検出器２３で検出されたピーク値の電圧Ｖ１との差に応じて制御電圧Ｖｃ２を出力することにより、トランジスタ３１から出力される直流電流Ｉｐが信号電流Ｉｉのピーク値に等しくなるように制御する演算増幅器３６とを備えている。また、トランジスタ３３は、エンハンスメント型であるので、抵抗器１４と同じ入出力特性を有する抵抗器３７がソース・ドレイン間に接続されている。トランジスタ３１は、制御電圧Ｖｃ２がベースに印加されるｐｎｐ型バイポーラトランジスタからなる。
【００４６】
振幅制御回路４０は、無信号時電流Ｉｎを無信号時電圧Ｖｎに変換するとともにアンプ１２と同じ入出力特性を有するアンプ４１と、アンプ４１の入出力間に接続され制御電圧Ｖｃ１に応じてアンプ４１の利得を調整するとともにトランジスタ１３と同じ入出力特性を有するトランジスタ４２と、無信号時電流Ｉｎが流れるとともに抵抗器２１と同じ入出力特性を有する抵抗器４３と、アンプ４１で変換された無信号時電圧Ｖｎを所定のレベルだけシフトして基準電圧Ｖｒとして出力するレベルシフト回路４４と、レベルシフト回路４４から出力された基準電圧Ｖｒとアンプ３２から出力された直流電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１を出力する演算増幅器４５とを備えている。また、トランジスタ４２は、エンハンスメント型であるので、抵抗器１４と同じ入出力特性を有する抵抗器４６がソース・ドレイン間に接続されている。
【００４７】
アンプ１２、トランジスタ１３及び抵抗器１４，２１はプリアンプ１を構成している。アンプ３２、トランジスタ３３及び抵抗器３７，３４はダミープリアンプ２を構成している。アンプ４１、トランジスタ４２及び抵抗器４６，４３はダミープリアンプ３を構成している。プリアンプ１及びダミープリアンプ２，３は、それぞれトランスインピーダンス型であり、同一の構成であるから同一の入出力特性を有する。
【００４８】
図２は、バースト信号用光受信器１０の動作の一例を示すタイミングチャートである。以下、図１及び図２に基づき、バースト信号用光受信器１０の動作を説明する。
【００４９】
光データ信号を電気信号に変換する受光素子１１から出力された信号電流Ｉｉ（図２［ａ］）は、アンプ１２で信号電圧Ｖｏ（データ信号出力）（図２［ｂ］）に変換（反転増幅）される。抵抗器２１には受光素子１１を流れる信号電流Ｉｉに等しい電流が流れるので、抵抗器２１の両端電圧を電流検出用アンプ２２で増幅した電圧をピーク値検出器２３でピーク検出することにより、入力データ信号の振幅（電圧Ｖ１）（図２［ｃ］）を得ることができる。
【００５０】
ダミープリアンプ２はプリアンプ１とほぼ同じ構成となっている。すなわちアンプ１２とアンプ３２とは同じ回路であり、抵抗器１４と抵抗器３７とは同じ抵抗値であり、抵抗器２１と抵抗器３４とは同じ抵抗値であり、トランジスタ１３とトランジスタ３３とは同じトランジスタであり、電流検出用アンプ２２と電流検出用アンプ３５とは同じ回路である。ただし、ダミープリアンプ２では、受光素子１１の代わりにトランジスタ３１が接続されている。
【００５１】
ここで、ダミー電流発生回路３０は次のように動作する。トランジスタ３１を流れる直流電流Ｉｐ（図２［ｄ］）は、抵抗器３４と電流検出用アンプ３５とにより、それに比例した電圧Ｖ２に変換される。演算増幅器３６は、電流検出用アンプ３５の出力電圧Ｖ２とピーク値検出器２３の出力電圧Ｖ１との差電圧を増幅して、トランジスタ３１のベースに負帰還させる。これにより、トランジスタ３１のコレクタに流れる直流電流Ｉｐは、受光素子１１を流れる信号電流Ｉｉのピーク値に等しくなるように制御される。したがって、アンプ３２は、プリアンプ１から出力された信号電圧Ｖｏの振幅に等しい直流電圧Ｖｐを出力する（図２［ｅ］実線）。
【００５２】
ダミープリアンプ３は、プリアンプ１とほぼ同じ構成となっている。すなわちアンプ１２とアンプ４１とは同じ回路であり、抵抗器１４と抵抗器４６とは同じ抵抗値であり、抵抗器２１と抵抗器４３とは同じ抵抗値であり、トランジスタ１３とトランジスタ４２とは同じトランジスタである。ただし、ダミープリアンプ３では、アンプ４１の入力端子に何も信号が加えられていない。
【００５３】
ここで、振幅制御回路４０は次のように動作する。アンプ４１の入力端子には何も信号が加えられないため、無信号時のアンプ１２の出力電圧に等しい無信号時電圧Ｖｎ（図２［ｅ］破線）を発生する。この無信号時電圧Ｖｎは、レベルシフト回路４４によって一定量レベルシフトした基準電圧Ｖｒとなる（図２［ｅ］一点鎖線）。演算増幅器４５は、アンプ３２から出力された直流電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｒとの差電圧を増幅して制御電圧Ｖｃ１とし、これをトランジスタ１３，３３，４２のゲート端子に負帰還させる。すなわち、制御電圧Ｖｃ１は、直流電圧Ｖｐすなわち信号電圧Ｖｏのピーク値を基準電圧Ｖｒに等しくなるように、トランジスタ１３，３３，４２のオン抵抗値を制御する。
【００５４】
もし、基準電圧Ｖｒよりも直流電圧Ｖｐが低くなれば、プリアンプ１の出力振幅が所望の値を上回っていることになる。そこで、所望の振幅になるまで、トランジスタ１３，３３，４２のゲート電圧を上げてそれらのオン抵抗値を小さくする。図示するように、信号電圧Ｖｏは例えば数ビットで基準電圧Ｖｒに一致する。このようにレベルシフト量で調整する振幅をアンプ１２が飽和するレベル以下に設定すれば、アンプ１２は常に線形領域で動作することになる。したがって、入力振幅の変動に対して消光比を一定に保ちながら、ダイナミックレンジを広げることができる。
【００５５】
次に、図１及び図８に基づき、本実施形態と第二従来例とを比較する。
【００５６】
▲１▼．第二従来例では、帰還抵抗器Ｒｆを構成するＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間抵抗との関係が、各バースト信号用光受信器１００ごとに異なった特性となる。そのため、光信号Ｌのパワー変動に利得変化が正確に追従できないことがあって、ダイナミックレンジが狭くなっていた。これに対し、本実施形態では、トランジスタ１３のゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間抵抗との関係が各バースト信号用光受信器１０ごとに異なっていたとしても、トランジスタ３３，４２もトランジスタ１３と同じ特性になるので、光信号のパワー変動に応じて利得が正確に変化する。
【００５７】
▲２▼．第二従来例では、トランスインピーダンスアンプ１０３の入力端子電圧、フォト・ダイオード１０１の動作電圧、及びカレントミラー回路１０２の動作電圧を加えると、光伝送製品で主流となっている３．３Ｖ（TYP.）電源を使用できない。これに対し、本実施形態では、カレントミラー回路１０２が不要であるので、３．３Ｖ（TYP.）電源を使用できる。したがって、経済性及び小型化に有利である。
【００５８】
▲３▼．第二従来例では、カレントミラー回路１０２を使用しているので高速動作が困難である。これに対し、本実施形態では、カレントミラー回路１０２を使用していないので高速動作が容易である。
【００５９】
図３は、本発明に係るバースト信号用光受信器の第二実施形態を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。
【００６０】
本実施形態のバースト信号用光受信器５０における振幅制御回路５１は、無信号時電流Ｉｎを無信号時電圧Ｖｎに変換するとともに、アンプ１２と同じ入出力特性を有するアンプ４１と、アンプ４１の入出力間に接続された固定帰還抵抗器としての抵抗器４６と、無信号時電流Ｉｎが流れるとともに抵抗器２１と同じ入出力特性を有する抵抗器４３と、アンプ４１で変換された無信号時電圧Ｖｎを所定のレベルだけシフトして基準電圧Ｖｒとして出力するレベルシフト回路４４と、レベルシフト回路４４から出力された基準電圧Ｖｒとアンプ３２から出力された直流電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１を出力する演算増幅器４５とを備えている。
【００６１】
本実施形態のバースト信号用光受信器５０は、電源変動や温度変動に対する安定性が緩和される場合に、図１に示す第一実施形態の振幅制御回路４０におけるトランジスタ４２を省略したものである。
【００６２】
図４は、本発明に係るバースト信号用光受信器の第三実施形態を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。
【００６３】
本実施形態のバースト信号用光受信器６０における振幅制御回路６１は、基準電圧Ｖｒとアンプ３２から出力された直流電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１を出力する演算増幅器４５のみを備えている。
【００６４】
本実施形態のバースト信号用光受信器６０は、電源変動や温度変動に対する安定性が緩和される場合に、信号電圧Ｖｏの振幅を決める基準電圧Ｖｒを固定的に与えることにより、図１に示す第一実施形態の振幅制御回路４０におけるアンプ４１、トランジスタ４２、抵抗器４３、レベルシフト回路４４及び抵抗器４６を省略したものである。
【００６５】
なお、本発明は、言うまでもなく、上記第一乃至第三実施形態に限定されるものではない。例えば、プリアンプ１、トランジスタ１３、電流検出回路２０、ダミー電流発生回路３０、振幅制御回路４０等は、一例を示すものであり、同等の機能を持つ別の回路又は素子に置き換えてもよい。また、トランジスタ１３，３３，４６をデプレション型とした場合は、抵抗器１４，３７，４６を省略できる。更に、抵抗器２１は、アンプ１２の出力側とトランジスタ１４との間に設けているが、アンプ１２の入力側とトランジスタ１４との間に設けてもよい。抵抗器３４，４３についても同様である。
【００６６】
【発明の効果】
本発明に係る光受信装置によれば、受光素子から出力された信号電流を信号電圧に変換する第一のアンプを備え、ダミー電流発生手段において、信号電流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流電圧を出力し、振幅制御回路において、この直流電圧と基準電圧との差が小さくなるように第一アンプの帰還抵抗値を制御することにより、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一のアンプで変換される信号電圧の振幅を一定にできる。このとき、ダミー電流発生手段から出力される直流電圧は、信号電流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しいので、極めて正確である。したがって、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一のアンプで変換される信号電圧の振幅を高精度に一定にできるので、第一のアンプが常に線形領域で動作することになり、これによりダイナミックレンジを広くできる。
【００６７】
請求項５記載の光受信装置によれば、ダミー電流発生回路を構成する第二のアンプ、第二の可変帰還抵抗器及び第二の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変帰還抵抗器及び第一の抵抗器と同じ構成であるので、ダミー電流発生回路から出力される直流電圧が、信号電流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に正確に一致する。したがって、第一のアンプで変換される信号電圧の振幅を更に高精度に一定にできる。
【００６８】
請求項８記載の光受信装置によれば、振幅制御回路を構成する第三のアンプ、第三の可変帰還抵抗器及び第三の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変帰還抵抗器及び第一の抵抗器と同じ構成であるので、第一のアンプから得られる無信号時電圧が、無信号時電流を第一のアンプで変換した場合に得られる無信号時電圧に正確に一致する。したがって、振幅制御回路で得られる基準電圧が極めて正確になるので、第一のアンプで変換される信号電圧の振幅を更に高精度に一定にできる。
【００６９】
請求項１２記載の光受信装置によれば、第一のアンプ、第一の可変帰還抵抗器、ダミー電流発生手段及び振幅制御回路を同一の半導体チップに形成することにより、同じ構成及び同じ特性を有する部分を容易に実現できる。
【００７０】
換言すると、本発明によれば、第一のアンプは常に線形領域で動作することになるので、入力振幅の変動に対して消光比を一定に保ちながらダイナミックレンジを広げることができる。すなわち、本発明は、受光素子を流れるデータ信号電流のピーク値や無信号時のプリアンプの出力電圧に等しい電圧を得るのにプリアンプと同等なダミー回路を用いている。これにより、各素子のバラツキや温度特性等が相殺されて、電源変動や温度変動に対して安定に動作することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るバースト信号用光受信器の第一実施形態を示す回路図である。
【図２】図１のバースト信号用光受信器における動作の一例を示すタイミングチャートであり、図２［ａ］は信号電流Ｉｉ、図２［ｂ］は信号電圧Ｖｏ、図２［ｃ］は電圧Ｖ１、図２［ｄ］は直流電流Ｉｐ、図２［ｅ］は直流電圧Ｖｐである。
【図３】本発明に係るバースト信号用光受信器の第二実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明に係るバースト信号用光受信器の第三実施形態を示す回路図である。
【図５】バースト信号用光受信器の第一従来例を示す回路図である。
【図６】図５のバースト信号用光受信器における動作の一例を示す回路図であり、図６［ａ］は小信号入力時の信号電流Ｉｉ、図６［ｂ］は小信号入力時の信号電圧Ｖｏである。
【図７】図５のバースト信号用光受信器における動作の他例を示す回路図であり、図７［ｃ］は大信号入力時の信号電流Ｉｉ、図７［ｄ］は大信号入力時の信号電圧Ｖｏである。
【図８】バースト信号用光受信器の第二従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０，５０，６０  バースト信号用光受信器（光受信装置）
１１  受光素子
１２  アンプ（第一のアンプ）
１３  トランジスタ（第一の可変帰還抵抗器）
２０  電流検出回路
２１  抵抗器（第一の抵抗器）
２２  電流検出用アンプ（第一の電流検出用アンプ）
２３  ピーク値検出器
３０  ダミー電流発生回路
３１  トランジスタ（可変電流源）
３２  アンプ（第二のアンプ）
３３  トランジスタ（第二の可変帰還抵抗器）
３４  抵抗器（第二の抵抗器）
３５  電流検出用アンプ（第二の電流検出用アンプ）
３６  演算増幅器（ダミー電流発生回路の演算増幅器）
４０，５１，６１  振幅制御回路
４１  アンプ（第三のアンプ）
４２  トランジスタ（第三の可変帰還抵抗器）
４３  抵抗器（第三の抵抗器）
４４  レベルシフト回路
４５  演算増幅器（振幅制御回路の演算増幅器）
Ｉｉ  信号電流
Ｖｏ  信号電圧
Ｉｐ  直流電流
Ｖｏ  信号電圧
Ｖｒ  基準電圧
Ｖｃ１  制御電圧（第一の制御電圧）
Ｖｃ２  制御電圧（第二の制御電圧）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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