(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの変調されたデータストリーム（ｄｔａ）を送信するための少なくとも１つの送信機（ＭＳ６）と、マルチパス送信チャンネルを通して変調されたデータストリームを含む送信された信号を受信する（ｙ）ための少なくとも１つの受信機（ＢＳ２）を含む多重アクセスディジタル伝送装置（１）であって、受信機が少なくとも１つのマルチパス受信された変調されたデータストリームに関する少なくとも１つのパスにおいて、分解するための分解装置（２０）を持ち、そして受信された変調されたデータストリームにおいてチャンネルパス遅延（τ１１、・・・・、τ１Ｌ；τＮ１・・・・、τＮＬ）を推定ないし評価するために分解装置（２０）に結合されたチャンネル推定ないし評価装置（６１）を持つ受信装置（６０）を含む当該伝送装置において、前記受信装置（６０）は受信された信号（ｙ）から干渉低減された信号（ｅ）を発生するための発生装置（６４、６５、６６）を含み、干渉低減された信号（ｅ）はチャンネル推定ないし評価装置（６１）に供給されることを特徴とする、多重アクセスディジタル伝送装置（１）。
【請求項２】
受信装置（６０）が、受信された信号（ｙ）を推定ないし評価（ｙ）するための受信された信号推定ないし評価装置（７０・・・・８０）と、干渉低減された信号（ｅ）を形成するように受信された信号（ｙ）から推定ないし評価された信号（ｙ）を減算するための減算装置（６６）とを含み、干渉低減された信号の発生はチャンネルモードを基にして行われる、請求項１に記載の多重アクセスディジタル伝送装置（１）。
【請求項３】
分解されたパス毎に振幅および位相（Ａ）が推定ないし評価され、推定ないし評価された振幅および位相が受信された信号推定ないし評価装置（７０・・・・８０）に供給される、請求項２に記載の多重アクセスディジタル伝送装置。
【請求項４】
振幅および位相が繰り返し推定ないし評価される、請求項３に記載の多重アクセスディジタル伝送装置（１）。
【請求項５】
受信された信号推定ないし評価装置（７０・・・・８０）が適応性線形コンバイナである、請求項２、３または４に記載の多重アクセスディジタル伝送装置。
【請求項６】
分解装置（２０）がレイク復調器である、請求項１、２、３、４、または５に記載の多重アクセスディジタル伝送装置。
【請求項７】
分解装置が結合マルチユーザー検出器（９０、９１）である、請求項１、２、３、４、または５に記載の多重アクセスディジタル伝送装置。
【請求項８】
送信側においては、拡散の後に、逆フーリエ変換（１０２）が加えられ、そして受信側においては、逆拡散の前に、フーリエ変換（１１３）が加えられる、請求項１に記載の多重アクセスディジタル伝送装置。
【請求項９】
多重アクセスディジタル伝送装置において使用するための無線基地局において、無線基地局が、送信チャンネルを通して送信された変調されたデータストリームを含む信号を受信するための受信機を含み、受信機は少なくとも１つのマルチパス受信された変調されたデータストリームに関して少なくとも１つのパスを分解するための分解装置を持ち、そして受信された変調されたデータストリームにおけるチャンネルパス遅延を推定ないし評価するために、分解装置に結合された、第１チャンネル推定ないし評価装置を持つ、受信装置を含み、受信装置（６０）が受信された信号（ｙ）から干渉低減された信号（ｅ）を発生させるための発生装置（６４、６５、６６）を含み、干渉低減された信号（ｅ）がチャンネル推定ないし評価装置（６１）に供給されることを特徴とする、無線基地局。
【請求項１０】
多重アクセスディジタル伝送装置において用いられる受信機において、受信機が、マルチパス送信チャンネルを通して送信された変調されたデータストリームを含む信号を受け取るための受信装置を含み、受信装置が少なくとの１つのマルチパス受信された変調されたデータストリームに関して少なくとも１つのパスを分解するための分解装置を持ち、そして受信された変調されたデータストリームにおけるチャンネルパス遅延を推定ないし評価するために分解装置に結合された、第１チャンネル推定ないし評価装置を持ち、受信装置（６０）が、受信された信号（ｙ）から干渉低減された信号（ｅ）を発生するための発生装置（６４、６５、６６）を含み、干渉低減された信号（ｅ）は、チャンネル推定ないし評価装置（６１）に供給されることを特徴とする、受信機。
【発明の詳細な説明】
本発明は、少なくとも１つの変調されたデータストリームを送信するための少なくとも１つの送信機および、送信チャンネルを通して、変調されたデータストリームを含む送信された信号を受信するための少なくとも１つの受信機、この受信機は少なくとも１つのマルチパス受信された変調されたデータストリームのための少なくとも１つのパスにおいて分解するための分解装置を持ち、そして受信された変調されたデータストリームにおいてチャンネルパス遅延を推定ないし評価するための、分解装置に結合されたチャンネル推定ないし評価装置を持つ、受信装置を含む、を含む多重アクセスディジタル伝送装置に関する。そのような送信装置は、直接拡散スペクトラム技術または類似の、または同様な技術を用いる他の送信装置を基にした移動無線多重アクセス装置となることができる。
さらに本発明は、無線基地局に、そしてそのような装置において用いるための受信機に関する。
スペクトラム拡散装置は、直接拡散装置を利用する装置を説明する基本的な文献である、１９５８年３月の、ＩＲＥ会報第４６巻の５５５−５７０ページにあるＲ．プライスによる「マルチパスチャンネルに関する通信技術」、１９８２年５月のＩＥＥＥ通信部会報第ＣＯＭ−３０巻第５号の８５５−８８４ページのＲ．Ｌ．ピクホルツほかによる個人指導文献「スペクトラム拡散通信の理論−個人指導」、および１９８９年のマグウヒル社刊、Ｊ．プローキーによる「ディジタル通信」ハンドブックの第７章および第８章のような数多くの文献やハンドブックにおいて長い間説明されてきたので、よく知られている。前記ハンドブックの第７章７０２−７９９ページにおいては、フェージングマルチパスチャンネルにおけるディジタル信号方式が、移動無線装置における場合として説明されており、第７章７１９−７３９ページにおいては、レイク受信機と呼ばれているものがマルチパススペクトラム拡散受信機においてダイバーシティを設けるように説明され、および第８章スペクトラム拡散受信機において、特に８０２−８０４ページにおいては、直接拡散スペクトラムが説明され、８３１−８３６ページにおいてはＤＳＳＳに関するＰＮシーケンスが説明され、８６２−８６４ページではＤＳＳＳに関する同期取得位相が説明され、そして８６８−８７２ページにおいてはＤＳＳＳに関する同期トラッキングが説明されている。この点においては、ＤＳＳＳ送信機に対するＤＳＳＳ受信機の同期は極めて正確、すなわちトラッキング位相におけるチップと呼ばれるわずかの部分内に収める必要がある、でなくてはならないことに注意すべきである。実際の装置においては、位相獲得およびトラッキングは全く区別が付かない。
米国特許５，０９９，４９３号から、ＤＳＳＳ（直接拡散スペクトラム拡散）受信機が知られており、これはＤＳＳＳチャンネルを処理するために、分離された、集積された信号推定ないし評価器および復調器装置を持っている。受信された信号と、推定ないし評価器および復調器ユニットによって推定ないし評価された再構成された信号の和との間の差異として、共通エラー信号が形成される。各再構成された信号はまた、相応する推定ないし評価器および復調器ユニットにフィードバックされる。この手法は、チャンネルパラメータがビット周期に比較して緩やかに変化するという事実を効率的に利用しているとはいえない。直後のフィードバックによって、チャンネル推定ないし評価は次善のものとなっている。さらに、米国特許第５，０９９，４９３号は、マルチパス信号パス分解を目指しているものではなく、そして示されているアナログＣＯＳＴＡＳループはディジタル受信機に関しては実際的に適切なものではない。
前に説明した種類の多重アクセスディジタル送信装置は、ヨーロッパ特許第０  ３６１  ２９９号から知られている。前記特許においては、多重アクセス直接拡散スペクトラム拡散装置またはＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）移動無線装置が開示されている。そのような移動無線装置においては、マルチパス作用を持つ移動無線局と基地局との間の送信チャンネルは、そのようなマルチパス作用が時間的に変化するという事実によってフェージングを生じやすい。すなわち、異なる位相シフトおよび異なる長さおよびそのため、異なるパス遅延が生じうる、種々のパスを通して基地局に到達する信号はほとんど完全に互いに他をキャンセルするかもしれない。この状況を克服するために、前記特許出願において開示された装置は、ユーザー毎のレイ又はいくつかの強いパスのチャンネルパス遅延を推定ないし評価するために広帯域信号およびチャンネル推定ないし評価を用いる。より一般的にいえば、いくつかの形式のマルチパス広帯域チャンネル装置においては周波数選択的なフェージングが生じる。小帯域装置においては、そのような周波数選択的なフェージングはフラットフェージングと呼ばれるようにそれ自身が存在し、その結果として全体的な信号抑圧が発生し、ディープフェージングと呼ばれている。そのようなディープフェージングは、コーディングおよびインターリーディングを適用することによってある程度対応できるものではあるがしかし、信号帯域幅を増加させることがさらによい結果を得るものであり、これによってそのようなフラットフェージングは、周波数選択的なフェージングとして認識されるようになる。次に、マルチパスチャンネルにおけるパスが、パス遅延推定ないし評価によって分解される。推定ないし評価されたパス遅延は、前記特許の図８、ブロック１５および１９に示されているようにＬタップレイク復調器と呼ばれるものに加えられる。パス遅延のチャンネル推定ないし評価は、前記図８のブロック１５、１７および１８において実行される。前記特許においては、Lパスを見いだすために、Ｌパラレルコレレータが加えられ、そして同時に発生された疑似雑音基準シーケンスのＮ度シフトされたパージョンまたはレプリカが逆拡散のために用いられ、ＬおよびＮは整数である。Ｎが極めて大きな値を持つ場合には、コレレータバンクはマッチドフィルタと呼ばれるものと似た作用を示す。前記特許においては、復調器の動作、パス遅延推定ないし評価、および状況によっては振幅推定ないし評価はアベレージング技術のみによって、すなわち十分に大きなコレレーションゲインを持つコレレータに加えることによって、分解される。一方、インターユーザーおよびインターパス干渉、すなわちユーザー間の干渉または同じユーザーのレイ間の干渉、の許容できる抑圧を達成するために、コレレーション長は少なすぎてはならず、そして他方ではたとえば移動無線チャンネルの場合においては、移動無線チャンネルが時間変化するという事実のために、コレレーション長は長すぎてもならない。前記特許による装置は、インターユーザーおよびインターパス干渉抑圧を許容できる程度に抑えるとはいっても、インターユーザー干渉を配慮しているとはいえず、すなわち他のユーザー���レイが現在のユーザーのレイに干渉を及ぼすことがある。異なる遅延を持つ分解されたパスもまた、復調において雑音状干渉を生じさせる。結果として弱いユーザーが検出されないという状況が生じうる。この問題は、遠近問題と呼ばれるものが生じる、すなわち近い及び遠いユーザーが同等のパワーで送信するときに、近いユーザーからの信号が遠いユーザーのそれよりもかなり大きなパワーをもって当該受信機に到達する、移動無線装置において深刻化する。このことは、極めて複雑なパワーコントロールがない場合には、ＤＳ ＣＤ ＭＡが使用できないという厳しい問題を形成する。
インターパスおよびインターユーザー干渉を配慮した、上に説明された種類の多重アクセスディジタルアクセス装置を提供する事が本発明の目的である。
この目的のために、本発明による多重アクセスディジタル伝送装置は、受信装置が受信された信号から干渉低減された信号を発生するための発生装置を含んでおり、この干渉低減された信号はチャンネル推定ないし評価装置に供給される。干渉低減された信号を使用すると、チャンネルパラメータをより正確に推定ないし評価する事ができる。本発明は、チャンネルパラメータがビット周期に関して緩やかに変化するならば、チャンネル推定ないし評価における遅延は許容可能であるという洞察に基づいている。そのような遅延は、ディジタル装置においては容易に実行する事ができる。干渉低減された信号は、これまで配慮されていなかったレイ（ある場合にはデータストリームの相当するユーザー）によるコンポーネントを実際上含んでいるだけであるという事実によってインターユーザー干渉が配慮される。分解されたレイによる干渉低減された信号における干渉が徹底的に減少されるので、未だ分解されていない弱いまたは新しいレイが容易に検出される。平均的にもっとも強いレイが検出されるだけの従来技術と比較すると、本発明は、現在時点でもっとも強いレイを検出する。より小さな処理ゲインが採用されるので、従来技術に比較した本発明の計算複雑さは減少される。減少される干渉のために、トータルコレレーション長は減少される。このことは、チャンネル遅延がより接近してトラックできるということを意味している。移動無線局の基地局に適応されるときには、これは、ユーザーおよびそのパス遅延の取得がより早くそしてより正確に行われるという事実から、改善されたアクセスであることを意味している。
本発明の１つの実施例においては、受信装置は、受信された信号を推定ないし評価するための受信された信号推定ないし評価装置、および干渉低減された信号を形成するよう受信された信号から推定ないし評価された信号を減算するための減算装置を含んでおり、干渉低減された信号の発生はチャンネルモデルを基に行われる。明瞭なチャンネルモデルを持つこの方法においては、極めて単純な、そして正確な干渉減少が達成される。
本発明の１つの実施例においては、分解されたパス毎に振幅および位相が推定ないし評価され、推定ないし評価された振幅および位相は受信された信号推定ないし評価装置に供給される。分解されたパスがダイナミックに更新されることができ、現在時点でのもっとも強いパスが復調され、そして弱い分解されたパスが除去されるということが達成される。干渉の減少が達成されるので、振幅および位相は極めて正確に決定される。
本発明の１つの実施例においては、振幅および位相が繰り返し推定ないし評価される。このことは、簡単な方法が正確な推定ないし評価を与えることを意味し、そして受信された信号の良好な推定ないし評価を意味している。しかも、良好な振幅および位相推定ないし評価は、復調にも用いられ、こうしてそれをも改善する。
本発明の１つの実施例においては、少なくとも２つの受信装置がカスケード接続され、後位の受信装置の入力は、前位受信装置の干渉低減された信号出力に結合され、連続的に、より強いおよびより弱い変調されたデータストリームを検出する。このようにして、弱いユーザーもまたパワーコントロールのわずかな要求によって検出する事が可能となる。このことは、弱いユーザーは前位受信装置のチャンネルモデルには現れず、そして干渉にはほとんど寄与する事はないがしかし、他方では前位受信装置の干渉低減された信号においては強いユーザーは除去されているので、後位受信装置においては前にでてくるという洞察に基づいている。このことはまた、従来技術装置によっては検出されることがなかった弱いユーザーが本発明による装置においては検出されることが可能であり、こうして装置能力を増加させることにつながっている。
本発明の１つの実施例においては、送信側において拡散の後に、逆フーリエ変換が行われ、そして受信側において逆拡散の前に、フーリエ変換が加えられる。こうしてＣＤＭＡにＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）と組み合わせることによって、ＯＦＤＭによって周波数範囲が制御されるので、本発明による装置における自由度の余裕が達成される。すなわち、周波数ドメインにおけるチップが得られ、これは送信に関する都合によって周波数ドメインにわたって分解する事が可能となる。受信機側においては、次にマルチパスチャンネルが周波数ドメインにおいて等化される。
本発明は添付図面を参照しながら、例として、説明され、ここにおいて
第１図は本発明によるＣＤＭＡ移動無線装置を概略的に示した図であり、
第２図はＬタップレイク復調器を示す図であり、
第３図はレイク復調器のためのレイクフィンガを示す図であり、
第４図はパス遅延を推定ないし評価するためのサーチャを示す図であり、
第５図は、本発明によるＣＤＭＡ受信機の第１の実施例を示す図であり、
第６図は、ＣＤＭＡ受信機に用いるための本発明による適応性線形コンバイナを示す図であり、
第７図は、レイク復調器のバンクに変わるものとしての、ステートスペースマルチユーザー検出機を示す図であり、
第８図は、本発明によるＣＤＭＡ受信機の第２の実施例と共に用いるための送信機を示す図であり、
第９図は、本発明によるＣＤＭＡ受信機の第２の実施例を示す図であり、そして
第１０図は、本発明によるＣＤＭＡ受信機の第３の実施例を示す図である。
これらの図面を通して、同じ特色を持つものには、同じ参照番号が用いられている。説明を通して、複素変数はボールドフェースで与えられ得る。
第１図は、それぞれの無線ゾーンＺ１およびＺ２をカバーするかなりの数の基地局ＢＳ１およびＢＳ２を含む、本発明によるセルラーＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）移動無線装置１を概略的に示している。各無線ゾーンはそれぞれ、かなりの数の移動無線局ＭＳ１、ＭＳ２およびＭＳ３、およびＭＳ４、ＭＳ５および、ＭＳ６を動作させる。無線基地局ＢＳ１およびＢＳ２は、地上先１１および１２を通して移動交換センターに結合されている。移動交換センターは、公衆電話交換ネットワークＰＳＴＮに結合している。無線基地局は移動局によって送信されるスペクトル拡散信号を処理するために、すなわちアップリンクスペクトラム拡散信号を処理するために配置されている。移動局もまた、基地局からのスペクトラム拡散信号を処理することができるように、すなわちダウンリンクスペクトラム拡散信号を処理する事ができるように配置されている。たとえば、ダウンリンク方向においては、ＦＤＭＡ（周波数分割多重アクセス）送信を、そしてアップリンク方向においては、ＣＤＭＡ送信を行うようなハイブリッドな装置もまた可能である。無線基地局は、ＦＤＭＡで動作している移動局およびＣＤＭＡで動作している移動局からの信号を処理するように、または他の信号の組み合わせを処理するように、配置されることも可能である。以降は、本発明によるＣＤＭＡモードでの動作が説明される。ＣＤＭＡ無線装置はスペクトラム拡散技術によって動作する多重アクセス装置であり、すなわち状況に従って、データストリームのコーディングおよび／またはインターリーブの後にそれらデータストリームは送信の前に周波数拡散される。受信側においては、受信された信号は逆拡散され、そして状況に従って、デインターリーブおよび／またはでコードされる。データストリームは１つの移動無線ユーザーのような単独ユーザーから発生されることもあり、またはいくつかのユーザーから発生されたデータストリームを組み合わせることもある。ここで与えられる例においては、ＤＳＳＳ（直接拡散スペクトラム拡散）が適用されており、これによって疑似ランダム雑音シーケンスがデータストリームに加えられ、たとえばＢＰＳＫ（２進位相シフトキーイング）変調された２進データストリームの場合においてはＢＰＳＫ変調されたデータストリームおよび疑似雑音シーケンスがモジュロに加算器に加えられ、その出力においては拡散されたデータストリームが発生する。次に、受信機側における逆拡散は、受信機において知られている必要がある同じ疑似雑音シーケンスを受信された信号に加えることによって行われる。本発明は、ＢＰＳＫに制限されることはなく、他の変調方式もまた使用できる。ＤＳＳＳのより詳細な説明に関しては、ポーキスの前記ハンドブックの第８章を参照する事ができる。そのようなＣＤＭＡ移動無線装置は、マルチパス環境、すなわち移動無線局から無線基地局への、またはその逆の、無線信号が第１図においてパスまたはレイｐ１およびｐ２で示されているような複数のパスを通して無線基地局に到達する、において動作している。さらに、無線チャンネルは、時間変化する。このことは、異なる位相シフトおよびマルチパスレイのパス遅延および受信機側においてその加算されるものにより、受信機側において、フェージングを生じさせる結果となる。本発明によれば、送信されるデータストリームの方向におけるインターパスおよびインターユーザー干渉の両方のネガティブな影響は、少なくとも軽減される。第１図において、移動無線局ＭＳ６が、送信側が関係している範囲において、より詳細に示されている。送信されるべきデータｄｔａはたとえば（ｎ、ｋ）ブロックコードを形成するエンコーダ２に加えられ、ここにおいてｎの長さのコードを発生する時間においてｋの情報ビットを有している。このコードは、直角位相スペクトラム拡散変調器に供給され、送信のためのＱＰＳＫスペクトル拡散された信号が得られる。この変調器は、疑似雑音シーケンス発生器３、それに続くモジュロ２加算器４、および平衡変調期を一方のブランチに、そして疑似雑音発生器６、モジュロ２加算器７および平衡変調器８を他のブランチに含んでいる。データはレート１／Ｔbにおいて送信され、Ｔbはビット周期である。モジュロ２加算器４および７の出力においては、チップと呼ばれるものが発生し、チップはもっとも小さな周期Ｔcを持つ疑似雑音シーケンスにおけるパルスである。例えば、ビット毎に４２の複素チップの拡散係数、またはＩおよびＱチャンネル併せて８４チップが、利用できる。（例えば音声の）２４ｋビット／ｓの高度化されたビットレートは、１．００８Ｍチップ／ｓのチップレートに相当する。キャリア発振器９のそれぞれ９０°シフトされたｃｏｓおよびｓｉｎｅ出力に結合されている平衡変調器５および８の出力信号は、アンテナ１２を通して基地局ＢＳ２に送信される前に加算器１０に加えられ、そしてフィルタ１１でパルス整形される。
第２図は、例えば単独ユーザーから発生された、送信されたデータストリームを表す受信されたマルチパススペクトラム拡散信号を復調するための、第１図に示されるような移動局または無線基地局における受信機のための、Ｌタップレイク復調器２０を示している。このレイク復調器２０は、Ｌの異なるパスを通して、例えばＭＳ６の特定の移動無線局から受信されたスペクトラム拡散信号を復調するために、Ｌ個の、Ｌは整数、レイクフィンガと呼ばれる２１および２２を含んでいる。各レイクフィンガは、単独パスの予備的な判断変数を提供する。レイクフィンガ２１、２２の出力信号は、加算器２２Ａに加えられ、組み合わせられた判断変数を形成し、これは状況に応じてデコードおよび／またはデインターリーブのために（示されていない）デコーダに供給される。受信された直角位相変調された信号ｒ（ｔ）は、すべての受信された移動局のすべての直接およびマルチパス信号を含む複素信号ｙを形成するよう、中でも例えばチップレートの２倍を持つサンプルクロックによってその中でサンプルされるような、公知の受信機フロントエンド２３に供給される。信号ｙは単独の移動局に関する、レイク復調器２０内のすべてのレイクフィンガに入力信号を形成する。復調が無線基地局内において実行される場合には、Ｎチャンネル、Ｎは整数、を復調するためにこれはＮ個の並列なレイク復調器を含んでいる。各レイクフィンガは、それぞれ疑似雑音信号ＰＮのための入力と、遅延調節信号Ｄ1、‥‥、ＤLに関する入力とを持っている。ベクトルＤ＝（Ｄ1、‥‥、ＤL）は、Ｌタップ遅延の組を示している。レイク復調器のより詳細な説明に関しては、プライスの前記文献を参照する事ができる。第２図にさらに示されているのは、移動無線局ＭＳ６に関するチャンネル２４であり、その受信された信号は例えばＭＳ４およびＭＳ５のような他の移動局から受信された信号と、加算記号２５において加算される。受信された信号ｒ（ｔ）はさらに、加算記号２６で示されているように、付加的仮定的雑音Ｎ0を含んでいる。
第３図はリーク復調器２０のための、例えばフィンガ２１のようなレイクフィンガを示している。フィンガ２１は、複素信号ｙが供給される可変遅延バッファ３１を含んでいる。遅延バッファ３１の出力は、送信された信号の同相コンポーネントを逆拡散するために、そして送信された信号の直角位相コンポーネントを逆拡散するために、２つの直角逆拡散ブランチに供給される。遅延バッファ３１は信号ｙに含まれるパス信号を遅延させ、その結果、トータルの遅延はすべてのフィンガに関して一定となり、すなわちτi、ｉ＝１、‥‥、Ｌは、Ｌのもっとも強いパスのパス遅延であり、τi＋ｄiは、すべてのｉに関して一定である。遅延Ｄiは、レイク復調器２０のタップ遅延として考えられる。同相ブランチは、チップ周期Ｔcの半分を遅延させる遅延ユニット３２と、そして乗算器３３および積分およびダンプユニット３４からなるクロスコレレータ（相互相関器）を含んでいる。遅延ユニット３２は、オフセットＱＰＳＫに関して加えられる。オフセットＱＰＳＫにおいては、送信機はレスデマンドである。複素パス信号は、同相疑似雑音シーケンスＰＮI、および（示されていない）同じ発生器から発生されることができる直角位相疑似雑音シーケンスＰＮQとクロスコレレート（相互相関）され、これによってシーケンスは異なる初期状態を持つか、または（示されていない）異なる発生器から発生されることができる。直角位相ブランチは、
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だけ複素パス信号を乗算するための乗算器３６、それに引き続く乗算器３７および積分およびダンプユニット３８によって形成されるクロスコレレータとを含んでいる。ダンプユニット３４および３８の出力は、加算器３９で加えられ、その出力は乗算器４０に供給される。信号Ａ1*は、乗算器４０の入力に供給され、信号Ａ1*は本発明によって推定ないし評価されるような、現在パスの複素振幅推定ないし評価Ａ1の共役である。乗算器４０の次には、予備判断変数を提供する実部形成ユニット４１がある。レイク復調器２０に、時間変化するインパルスレスポンスの複素振幅の推定ないし評価を供給することによって、コヒーレント検出が達成される。本発明によるように、正確に推定ないし評価された複素振幅をレイク復調器に供給すると、レイク復調器２０の改善された特性が得られる。
第４図は、パス遅延およびチャンネルの短期間の遅延パワースペクトラムからの遅延Ｄを決めるパス遅延を推定ないし評価するためのサーチャを示している。サーチされるべきＮチャンネルに関しては、この種類のＮチャンネルサーチャのバンクが備えられている。サーチャは、連続的に可能性のある遅延の範囲を操作し、そしてレイの存在を判定する。サーチャは、検出のために十分に大きなコレレーションゲインを提供するために、以前のビット決定と共に拡散しているシーケンスを利用する相関器である。本発明によれば、サーチャには、信号ｙとｙの推定ないし評価との間の差異であるエラー信号ｅが備えられている。以下に、エラー信号または干渉低減した信号ｅがいかにして得られるかを説明する。サーチャの１つの実施例は与えられている。他の適切なサーチャはまた、例えば引用されたヨーロッパ特許第０  ３６１  ２９９号の第８図のブロック１５、１７および１８のようなサーチャである。サーチャは、同相および直角位相シーケンスＰＮIおよびＰＮQがそれぞれ供給される定遅延ユニット５０および５１を含んでいる。干渉低減された信号ｅは、判定フィードバックから得られた、再変調されたそして再拡散された前のビット判定
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と共にマッチドフィルタされる。マッチドフィルタの次数は、遅延パワースペクトラムが推定ないし評価される時間ウィンドウを決定する。マッチドフィルタに関する係数ベクトルは、各測定インターバルの後に更新され、そして遅延パワースペクトラムは平方とされた絶対値が取り上げられた後のいくつかの測定されたインパルスレスポンスの平均化を通して決定される。この目的のために、サーチャはさらに、フィルタ係数をセッティングするためのユニット５２および５３、時間変化するマッチドフィルタ５４および５５、平方とされた絶対値を取り上げるためのユニット５６、いくつかの短期間遅延パワースペクトラを平均化するためのフィルタ５７、そしてもし必要であれば、得られた平均遅延パワースペクトラムからパスを選択するためのパス選択ユニット５８、を含む。
第５図は、本発明によるＣＤＭＡ受信機６０の第１の実施例を示している。チャンネルフィルタおよび中でもサンプリング装置を含む受信機フロントエンドは、詳細には示されていない。１つのチャンネルに関する受信装置６０が詳細に示されている。復調されるべきＮチャンネルに関してＮ検出器が並列に存在することを示すために、詳細には示されていない復調器が疑似３次元方法によって示されている。ブロック６４は、すべてのチャンネルに共通である。マルチパスチャンネルに関するパス遅延を推定ないし評価するためのチャンネル推定ないし評価装置６１は、第４図に関連して説明されたように設けられている。パスを分解するためのレイク復調器２０が図２に関連して説明されたように設けられている。この受信機はさらに、１つが送信機側において加えられたチャンネルの疑似雑音シーケンスに相当する疑似雑音シーケンスＰＮ1を提供するための疑似雑音発生器６２、前のビット判定
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を提供するための判定フィードバックユニット６３、および受信された信号ｙ（ｋ）の推定ないし評価
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および、サーチャ６１に供給されるべき干渉低減された信号ｅ（ｋ−ｋ0）を発生させるための、本発明による受信信号推定ないし評価装置６４を含んでおり、ｋはサンプリング周期を表している。遅延ユニット６５は、サンプルの前もって決められた数に相当する、ｋ0だけ受信された信号ｙを遅延させるために備えられている。これは、ｙに関する推定ないし評価
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を決めるために必要な使用された判定フィードバックによるものである。遅延ｋ0は、基本的に最大ビット周期＋チャンネルの最大遅延拡散である復調に関して必要とされる最大時間によって決められる。さらに示されているのは、信号ｅを求めるための加算器６６である。本発明によれば少なくとも大きな存在であるすべての干渉は、同時にキャンセルされる。弱いユーザーを検出するために、直列に接続された破線ブロック６８および６９で示されているように、類似のマルチユーザー受信機が直列に接続されることもできる。本発明によれば、エラー信号ｅは、もはや強いレイを含むことはない。このため、弱いユーザーがエラー信号ｅから容易に検出される。与えられた実施例においては、すべての処理はＡＳＩＣ（用途特定集積回路）によって、または、ＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）によって、またはＲＯＭ（読み出し専用メモリ）およびＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）を含む複数のＤＳＰによって行われる。当業技術者にとっては、よく知られているＤＳＰは、さらに詳細には示されていない。さらに、検出器６７が示されており、これは例えば音声データのようなデコードされたデータを提供する。
第６図は、ＣＤＭＡ受信機において使用するための、本発明による受信信号推定ないし評価装置６４としてのＡＬＣ（適応性線形コンバイナ）を示している。ＡＬＣ６４は、Ｎチャンネルの各々に関してＬのもっとも強いパスに関する、パス遅延τ11、‥‥τ1L及びパス遅延τN1、‥‥、τNLで表されている、遅延ユニット７２および７３、および７４および７５それぞれに供給される信号υ1（ｋ）およびυN（ｋ）を得るように、判定フィードバックビット
0003893151.tif 000007
および
0003893151.tif 000008
を再拡散するための再拡散および変調装置７０および７１を含んでいる。添加された時の信号υn（ｋ）は、マルチパスフェージングがないと仮定したときの受信されたサンプルされた信号ｙ（ｋ）を与えるものである。マルチパスフェージングを含むと、信号υはパス遅延τだけ遅延され、そして信号
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を形成するよう、コンバイナ７６によって加算される前に、推定ないし評価された複素振幅Ａn1、ｎ＝１、‥‥、Ｎ、およびｌ＝１、‥‥、Ｌ、を基にして重みづけされ、そして位相シフトされている。第６図においてさらに示されているのは、複素乗算器７７、７８、７９および８０および複素加算器８１である。パス遅延は、第４図に関連して説明されたようなサーチャによって連続的に得られている。新しく推定ないし評価されたパスは、ＡＬＣ６４に提供される。ＡＬＣ６４は、パスを交換するか、または新しいパスを要求するかを決定する。こうして、ＡＬＣ６４は、常にもっとも強いパスを選択する。説明Ｓ１を簡単にするために、計算されるフィードバックｋ0は、ゼロと仮定し、すなわち以下においてはｋがｋ−ｋ0の代わりに用いられる。ＡＬＣは、Ｎユーザーの各々のためにＬのもっとも強いレイをモデリングするため、コモンベースバンドマルチユーザーチャンネルモデルを反映する。ＡＬＣ６４の複素振幅Ａn1は、ＬＭＳ（最小２乗平均）アルゴリズムを用いて結合的に更新される。これは複雑さの少ないアルゴリズムであり、そしてレイまたはユーザーの交換、加算または除去が極めて簡単なため、これは実行するのには極めて実際的な選択である。推定ないし評価
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および複素振幅Ａn1は、
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によって更新され、ここにおいて、加算はｎ＝１、‥‥、Ｎおよびｌ＝１、‥‥、Ｌまで行われ、そして、Ａn1(K+1)＝Ａn1(K)＋μυn°（K-τn1）ｅ(K)、
ここにおいてｎ＝１、‥‥、Ｎ、およびｌ＝１、‥‥、Ｌである。記号°は、複素共役動作を示している。上の式において、μはＬＭＳアルゴリズムの適応ステップサイズである。１つの実施例においては、ＬＭＳアルゴリズムは、サンプリングレート上で動作する。本発明によれば、結合適応処理の間に干渉が配慮されているので、もっとも簡単なコレレーションおよび平均化技術に比較しても、複素振幅がよる正確に推定ないし評価される。結果としてレイク復調器の特性が向上する。
第７図は、レイク復調器のバンクに変わるステートスペースマルチユーザー検出器を示している。このステートスペース検出器は、ステートベクトルを推定ないし評価するための装置９０と、再拡散および変調を含むチャンネルモデルを含むユニット９１を含んでいる。カルマン推定ないし評価エラーｅKA（ｋ）は、推定ないし評価器９０に入力される。再拡散ユニット９１の入力は前に説明されたように、疑似雑音シーケンスＰＮ1、‥‥、ＰＮNおよびＮユーザーに関する推定ないし評価されたチャンネルパラメータｃｐである。推定ないし評価器の出力は、時間ｋにおける受信された信号ｙ（ｋ）に影響を与えるすべてのＮユーザーのすべての送信機ビットを含む信号
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である。ステートスペースマルチユーザー検出器のより詳細な説明に関しては、１９９３年のＩＥＥＥの世界通信協議会報第３巻１７６２−１７６７ページの、Ｊ．シーレックによる「ＣＤＭＡ装置のためのステートスペースマルチユーザー検出器」と題する論文が参照できる。また、ステートスペースマルチユーザー検出器、１９９４年５月２０日に同じ出願によって出願された、ＰＣＴ出願第ＷＯ９４／００１１６号において開示されており、この出願の内容は、参照として編入されている。
第８図は、本発明によるＣＤＭＡ受信機の第２の実施例において用いられる送信機１００を示しており、これは、ビット毎にＭチップ、Ｍは整数、を持つデータｄｔａを拡散する、第１図に関連して説明されたような拡散ユニット１０１を含んでおり、そしてさらに、拡散されたデータに作用する逆フーリエ変換装置１０２と、逆フーリエ変換されたチップからのシリアルデータストリームを得るためのパラレル−シリーズ変換装置１０３と、そして送信フィルタを含む送信装置１０４を含んでいる。そのような送信機１００においては、ＣＤＭＡはＯＦＤＭと組み合わせられる。この場合には、チップは周波数ドメインで得られる。周波数ドメイン内のそれらのチップまたはビンは、望ましい送信が行われるよう、周波数ドメインにわたって配分する事ができる。
第９図は、Ｎチャンネルに関する、受信機フロントエンド１１０、サンプリング装置１１１、シリアル−パラレルコンバータ１１２、フーリエ変換装置１１３、イコライザー１１４、および逆拡散装置１１５を含んでいる、本発明によるＣＤＭＡ受信機の第２の実施例を示している。逆拡散装置の出力は、前に説明されたように、デコーダに、そして判定フィードバック装置１１６に供給される。判定フィードバック変数は、前に説明されたように、再拡散され、そしてシリアル−パラレルコンバータ１１７におけるシリアル−パラレル変換の後に、逆フーリエ変換装置１１８に供給される。前に説明されたように、パス遅延１１９を推定ないし評価するためのチャンネル推定ないし評価装置もまた、そしてチャンネルモデル１２０が設けられる。この実施例においては、マルチパスチャンネルは、周波数ドメインにおいて、等化される。第１の実施例の場合と同様、チャンネルモデルは時間ドメインにおいて動作する。
第１０図は、本発明によるＣＤＭＡ受信機の第３の実施例を示している。この受信機は、第９図に示された受信機の変更である。シリアル−パラレルコンバータ２００およびフーリエ変換装置２０１が、Ｎチャンネルに共通に設けられる。さらに、この受信機は、周波数ドメインにおいて動作するＡＬＣ２０２、ＡＬＣ２０２のフーリエ変換出力のためのフーリエ変換装置２０３を含んでおり、その結果、パラレル−シリアルコンバータ装置２０４を通して干渉低減された信号ｅが形成される。周波数ドメインにおいて、パス遅延を推定ないし評価するためのチャンネル推定ないし評価装置６１、を具体化するときに、フーリエ変換装置２０３およびパラレル−シリアルコンバータ装置２０４は除かれることも可能である。そのような実施例は、ユーザーが互いに他に関して同期しているときには、すなわち異なるユーザーのＦＦＴブロックが同期的に受信されるときには有用である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図７】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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