(57)【要約】      （修正有）【課題】電源変調装置の高効率化を図る。【解決手段】入力信号Ｖｅｎｖに対応した電力を出力するＡＣアンプ１４４と、入力信号の低周波成分に対応した電力を出力するスイッチング電源１４３と、を備えている。ＡＣアンプ１４４の出力とスイッチング電源１４２の出力とは加算されて出力電力Ｖｄとなる。出力電力Ｖｄは、ＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還されるよう構成されている。スイッチング電源１４３は、スイッチング電源１４３からの出力にリップル電圧が実質的に含まれるよう構成されており広帯域化が可能である。スイッチング電源１４３を広帯域化すると電源効率が向上する。リップル電圧は、前記負帰還によって、キャンセルされる。【選択図】図２
2013165384.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に対応した電力を出力するＡＣアンプと、
入力信号の低周波成分に対応した電力を出力するスイッチング電源と、
を備え、
前記ＡＣアンプの出力と前記スイッチング電源の出力とを加算して出力電力を生成するよう構成され、
前記出力電力は、前記ＡＣアンプの入力側に負帰還されるよう構成され、
前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力にリップル電圧が実質的に含まれるよう構成されている
ことを特徴とする電源変調装置。
【請求項２】
前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力に含まれるリップル電圧のリップル比が０．０５％以上であるよう構成されている
請求項１記載の電源変調装置。
【請求項３】
前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力に含まれるリップル電圧のリップル比が０．１％以上であるよう構成されている
請求項２記載の電源変調装置。
【請求項４】
前記スイッチング電源は、入力信号の大きさに応じたパルス幅のパルス電力を出力するスイッチングデバイスと、前記パルス電力を平滑化するローパスフィルタと、を備え、
前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記スイッチング電源のスイッチング周波数の１／２以下の周波数に設定されている
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源変調装置。
【請求項５】
前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記スイッチング電源のスイッチング周波数の２／５以下の周波数に設定されている
請求項４記載の電源変調装置。
【請求項６】
前記ローパスフィルタは、前記ローパスフィルタの出力が、前記ＡＣアンプの出力と加算されるように配置されている
請求項４又は５記載の電源変調装置。
【請求項７】
前記ローパスフィルタは、前記ＡＣアンプの出力側に設けられたキャパシタと、前記スイッチングデバイスの出力側に設けられたインダクタと、によって構成され
前記ＡＣアンプの出力と前記スイッチングデバイスの出力とは、前記キャパシタ及び前記インダクタを介して、接続されている
請求項４又は５記載の電源変調装置。
【請求項８】
請求項１に記載の電源変調装置と、
前記電源変調装置の前記出力電力が電源電力として供給される増幅器と、
を備えていることを特徴とする増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源変調装置及び増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体通信用の基地局などの無線通信装置では、高周波信号を増幅するための増幅装置が用いられている。この種の増幅装置には、入力信号を増幅するためのパワーアンプが装備される。
パワーアンプは、電源装置からパワーアンプに供給される電力を用いて、入力信号を増幅する。ここで、増幅対象の入力信号は時間とともに増減することがあるため、電源装置からパワーアンプに供給される電力が一定であると、無駄な電力消費が生じてしまう。
【０００３】
増幅装置において、電力消費を抑制するための技術として、ＥＴ（Envelope Tracking）方式の電源変調装置が知られている（非特許文献１参照）。この技術は、パワーアンプに印加するドレイン電圧をパワーアンプの出力電力に応じて変化させることにより、ドレイン電圧が一定である場合に生じる電力ロスを低減させるものである。
【０００４】
具体的には、電源変調装置は、パワーアンプに入力する高周波信号の振幅情報（エンベロープ）を抽出し、そのエンベロープに応じて、パワーアンプの電源電圧を変化させる。これにより、パワーアンプを飽和に近い状態で動作させる。一般に、パワーアンプは、飽和に近い状態で動作する程、信号の増幅に要する電力ロスは低下する。
【０００５】
上記動作を実現するため、電源変調装置は、スイッチング電源とＡＣアンプとを備えている。スイッチング電源は、振幅情報の低周波成分に応じた電力を出力する。ＡＣアンプは、主に、振幅情報の高周波成分に応じた電力を出力する。電源変調装置は、スイッチング電源からの出力電力とＡＣアンプからの出力電力とを加算し、加算した電力を上記ドレイン電力として出力する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】V.Yousefzadeh, et al., “Efficiency optimization in linear-assisted switching power converters for envelope tracking in RF power amplifiers”, Circuits and Systems, ISCAS 2005. IEEE International Symposium on, 2005.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一般に、スイッチング電源は、高効率であるが、動作帯域が狭帯域である。そのため、スイッチング電源は、振幅情報の低周波成分に応じた電力を供給するのに用いられる。そして、振幅情報の高周波成分に応じた電力は、低効率であるが広帯域で動作できるＡＣアンプによって供給される。
【０００８】
電源変調装置の電源効率を上げるには、ＡＣアンプよりも高効率であるスイッチング電源の広帯域化が望まれる。
そこで、本発明は、スイッチング電源を広帯域化して、電源変調装置の高効率化を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）本発明は、入力信号に対応した電力を出力するＡＣアンプと、入力信号の低周波成分に対応した電力を出力するスイッチング電源と、を備え、前記ＡＣアンプの出力と前記スイッチング電源の出力とを加算して出力電力を生成するよう構成され、前記出力電力は、前記ＡＣアンプの入力側に負帰還されるよう構成され、前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力にリップル電圧が実質的に含まれるよう構成されていることを特徴とする電源変調装置である。
【００１０】
上記本発明によれば、スイッチング電源の出力にリップル電圧が含まれることが許容される。リップル電圧が許容されると、スイッチング電源が広帯域化することが容易であり、電源効率を上げることができる。
【００１１】
（２）前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力に含まれるリップル電圧のリップル比が０．０５％以上であるよう構成されているのが好ましい。
【００１２】
（３）前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力に含まれるリップル電圧のリップル比が０．１％以上であるよう構成されているのが好ましい。
【００１３】
（４）前記スイッチング電源は、入力信号の大きさに応じたパルス幅のパルス電力を出力するスイッチングデバイスと、前記パルス電力を平滑化するローパスフィルタと、を備え、前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記スイッチング電源のスイッチング周波数の１／２以下の周波数に設定されているのが好ましい。
【００１４】
（５）前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記スイッチング電源のスイッチング周波数の２／５以下の周波数に設定されているのが好ましい。
【００１５】
（６）前記ローパスフィルタは、前記ローパスフィルタの出力が、前記ＡＣアンプの出力と加算されるように配置されているのが好ましい。
【００１６】
（７）前記ローパスフィルタは、前記ＡＣアンプの出力側に設けられたキャパシタと、前記スイッチングデバイスの出力側に設けられたインダクタと、によって構成され前記ＡＣアンプの出力と前記スイッチングデバイスの出力とは、前記キャパシタ及び前記インダクタを介して、接続されているのが好ましい。
【００１７】
（８）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（７）のいずれか１項に記載の電源変調装置と、前記電源変調装置の前記出力電力が電源電力として供給される増幅器と、を備えていることを特徴とする増幅装置である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、スイッチング電源を広帯域化して、電源変調装置の高効率化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】第１実施形態に係る増幅装置を示すブロック回路図である。
【図２】増幅装置に備えられたＥＴ電源を示すブロック回路図である。
【図３】スイッチング電源を示す回路図である。
【図４】パルス幅変調モジュールが出力するパルス信号を示す波形図である。
【図５】遮断周波数とスイッチング周波数との比と、電圧信号のリップル比およびＥＴ電源の電力効率との関係を示すグラフである。
【図６】第２実施形態に係るＥＴ電源とスイッチング電源の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．増幅装置］
図１は、第１実施形態（及び後述の第２実施形態）に係る増幅装置１を示している。この増幅装置１は、例えば、移動体通信用の基地局などの無線通信装置において、送信用の無線信号を増幅するために用いられる。
【００２１】
図１に示すように、増幅装置１は、パワーアンプ１０を備えている。パワーアンプ１０は、入力信号Ｐｉｎを増幅して、出力信号Ｐｏｕｔを出力する。パワーアンプ１０は、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）型のトランジスタから構成される。
【００２２】
パワーアンプ１０の入力側には、歪補償部（ＤＰＤ：Digital Pre-Distorter）１１が設けられている。歪補償部１１は、パワーアンプ１０の歪特性を打ち消すための歪補償を、入力信号(無線信号)Ｐｉｎに対して施す。パワーアンプ１０には、歪補償がなされた入力信号Ｐｉｎが入力される。なお、歪補償部１１とパワーアンプ１０との間には、Ｄ／Ａコンバータなどが設けられるが、図１では省略している。
【００２３】
増幅装置１は、ＥＴ方式の電源変調装置であるＥＴ電源１４をさらに備えている。ＥＴ電源１４は、包絡線生成回路１３から入力信号Ｐｉｎの包絡線信号（振幅情報）Ｖｅｎｖを取得し、包絡線信号Ｖｅｎｖに応じた電圧（以下、「ドレイン電圧」という。）Ｖｄを、パワーアンプ１０への電源電圧として付与する。
包絡線生成回路１３は、歪補償部１１からＩＱ信号を取得し、ＩＱ信号に基づいて、包絡線信号を生成する。
なお、無線信号を増幅する増幅装置１の場合、包絡線信号は、例えば、ＤＣ〜２０ＭＨｚの周波数成分を持つ。
【００２４】
ここで、図１のＥＴ電源１４は、デジタル信号処理によって歪補償を行う歪補償部１１からデジタル信号である包絡線信号を取得しているが、パワーアンプ１０に入力されるアナログ信号を、包絡線検波器によって検波して、包絡線信号を取得してもよい。
【００２５】
［２．ＥＴ電源］
図２に示すように、ＥＴ電源１４は、デジタル信号処理部１４１、ローパスフィルタ１４２、スイッチング電源１４３、及びＡＣアンプ１４４を備えている。
【００２６】
デジタル信号処理部１４１は、ＥＴ電源１４の入力側に配され、包絡線信号Ｖｅｎｖが入力される。デジタル信号処理部１４１は、包絡線信号Ｖｅｎｖに対する所定のデジタル信号処理を行う。例えば、デジタル信号処理部１４１は、ＥＴ電源１４から出力されるドレイン電圧Ｖｄと、歪補償部１１による歪補償後の入力信号Ｐｉｎとが、パワーアンプ１０へ入力されるタイミングを調整する処理を行う。
【００２７】
デジタル信号処理部１４１の後段において、ＥＴ電源１４の回路は２系統の回路に並列して分岐する。デジタル信号処理部１４１から出力された包絡線信号は、これら２系統の回路に与えられる。
分岐した回路の一方には、ローパスフィルタ１４２とスイッチング電源１４３とが設けられている。分岐した回路の他方には、ＡＣアンプ１４４が設けられている。
【００２８】
これら２系統の回路は、加算部１４５において合流する。ＡＣアンプ１４４の出力とスイッチング電源１４３の出力は、加算部１４５において加算される。加算部１４５によって加算された後の電圧信号が、ドレイン電圧Ｖｄとして、ＥＴ電源１４から出力される。
【００２９】
ＥＴ電源１４は、ドレイン電圧Ｖｄを、ＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還させるネガティブフィードバック経路ＦＰを有している。したがって、ＡＣアンプ１４４には、包絡線信号（ＥＴ電源の入力）に対して、ドレイン電圧Ｖｄ（ＥＴ電源の出力）の負帰還がなされた信号が与えられる。
【００３０】
分岐した回路の一方において、ローパスフィルタ１４２は、デジタル信号処理部１４１から出力された包絡線信号の高周波成分を除去し、高周波成分が除去された後の電圧信号Ｖ１をスイッチング電源１４３へ出力する。電圧信号Ｖ１は、包絡線信号の低周波成分を表す。
【００３１】
スイッチング電源１４３は、電圧信号Ｖ１に基づき、包絡線信号の低周波成分に応じて変動する電圧信号Ｖ２を出力する。スイッチング電源１４３の詳細については後述する。
【００３２】
ＡＣアンプ１４４は、包絡線信号に対してドレイン電圧Ｖｄの負帰還がかけられた電圧信号Ｖ３を増幅し、増幅した後の電圧信号Ｖ４を、加算部１４５へ出力する。
このようにして、包絡線信号Ｖｅｎｖに基づき変調された電圧信号Ｖ２、Ｖ４が、上述の通り加算部１４５において合算されて、ドレイン電圧Ｖｄとしてパワーアンプ１０へ供給される。
【００３３】
［３．スイッチング電源］
図３に示すようにスイッチング電源１４３は、入力側から、パルス幅変調モジュール（ＰＷＭコントローラ）２０１、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂ、及びローパスフィルタ２０３を備えている。スイッチング電源１４３は、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂに一定の電圧Ｖａを印加する電源２０４をさらに備える。
【００３４】
パルス幅変調モジュール２０１は、入力された電圧信号Ｖ１の大きさに応じたパルス幅のパルス信号（スイッチング信号）Ｖｐ１ａをスイッチングデバイス２０２ａへ出力する（図４（ａ）参照）。パルス幅は、入力された電圧信号Ｖ１の大きさを示している。また、パルス幅変調モジュール２０１は、パルス信号Ｖｐ１ａのＬｏｗ、Ｈｉｇｈが反転したパルス信号Ｖｐ１ｂをスイッチングデバイス２０２ｂへ出力する。
パルス幅変調モジュール２０１が出力するパルス信号（スイッチング信号）の周波数（スイッチング周波数）は、所定の周波数ｆｓｗに設定されている。スイッチング周波数ｆｓｗについては後述する。
【００３５】
図３に戻り、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂは、パルス信号（スイッチング信号）Ｖｐ１ａ，Ｖｐ１ｂによってＯＮ／ＯＦＦがなされ、電源２０４とローパスフィルタ２０３とを接続および切断する。したがって、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂは、パルス信号Ｖｐ１と同期して、ＯＮ／ＯＦＦするパルス電圧Ｖｐ２を、ローパスフィルタ２０３へ出力する。
【００３６】
ローパスフィルタ２０３は、入力されたパルス電圧Ｖｐ２から、高周波成分をカットすることで、パルス幅変調前のアナログ信号Ｖ１に変化に対応して変化する電圧信号Ｖ２を出力する。
【００３７】
ローパスフィルタ２０３は、インダクタンスＬを有するインダクタ２０３ａと、キャパシタンスＣを有するキャパシタ２０３ｂとを備えるＬＣローパスフィルタである。
ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、インダクタンスＬとキャパシタンスＣに基づいて、ｆｃ＝１／（２π×（ＬＣ）１／２）と計算される。
【００３８】
本実施の形態では、ローパスフィルタ２０３は、スイッチング電源１４３から出力される電圧信号Ｖ２が、スイッチング周波数ｆｓｗで変動するリップル電圧を実質的に含むよう、遮断周波数ｆｃが高められている。
ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを、スイッチング周波数ｆｓｗに対して、十分に小さくすると、スイッチング電源１４３の出力には、リップル電圧が実質的に存在しなくなる。
リップル電圧は、キャパシタ２０３ｂに含まれる等価直列抵抗（ＥＳＲ）に比例して大きくなる。キャパシタンスＣが大きくなるとＥＳＲは減少するため、キャパシタンスＣを大きくするとリップル電圧が小さくなる。したがって、ローパスフィルタ２０３に含まれるキャパシタンスＣを十分に大きくして、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを十分に小さくすれば、スイッチング電源１４３の出力には、リップル電圧が実質的に存在しなくなる。
【００３９】
リップル電圧は、スイッチング電源１４３にとって不要なものであるため、通常のスイッチング電源１４３では、出力にリップル電圧が含まれなくなるように、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを十分に小さく設定される。従来、スイッチング電源１４３の出力にリップル電圧が含まれなくなるように、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、例えば、スイッチング周波数の１／２０に設定されていた。
【００４０】
しかし、リップル電圧の発生を防止するために、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを小さく設定すると、スイッチング電源１４３からは、遮断周波数ｆｃよりも高い周波数成分の電圧を出力することができず、スイッチング電源１４３の動作帯域が、狭帯域化する。
【００４１】
そこで、本実施形態のスイッチング電源１４３は、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むことを許容し、広帯域化が図られている。
【００４２】
図４（ｂ）は、スイッチング電源１４３が出力する電圧信号Ｖ２の一例を示している。本実施形態では、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含む大きさに高められている。ここで、「実質的に含む」とは、リップル電圧の変動の幅であるリップル電圧Ｖｒｉｐと、電圧信号Ｖ２のリップル電圧を平均化した後の電圧Ｖａｖとの比Ｖｒｉｐ／Ｖａｖ（以下、「リップル比」と言う。）が実質的に０でないこと（たとえば、リップル比が０．０５％以上であるような場合）をいう。
【００４３】
図４（ｂ）の波形は、スイッチング周波数ｆｓｗ＝１ＭＨｚとし、ローパスフィルタ２０３に入力されるパルス電圧Ｖｐ２の電圧が４８Ｖ、パルス幅の比率が５０％の場合において、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃをｆｓｗ／２に設定した場合のリップル電圧を示している。本来は、ローパスフィルタ２０３からは、２４Ｖで一定の電圧が出力されるべきであるが、ｆｃが比較的大きく設定されているため、大きなリップル電圧が生じている。
【００４４】
このようにローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを高めることにより、スイッチング電源１４３の周波数帯域を広げることができる。スイッチング電源１４３の電力効率は、ＡＣアンプ１４４の電力効率より高いため、上記のようにローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを高めてスイッチング電源１４３の周波数帯域を広げることにより、ＥＴ電源１４の電源効率を上げることができる。
なお、ローパスフィルタ１４２の遮断周波数も、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃと同様に設定される。
【００４５】
上記のようにスイッチング電源１４３から出力される電圧信号Ｖ２にはリップル電圧が含まれるが、図２の構成によれば、ＥＴ電源１４から出力されるドレイン電圧Ｖｄには、リップル電圧が略含まれなくなる。
すなわち、図２に示すように、ドレイン電圧Ｖｄは、フィードバック経路ＦＰを経由して、ＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還する。したがって、ドレイン電圧Ｖｄにリップル電圧が含まれていても、ドレイン電圧ＶｄがＡＣアンプ１４４に負帰還するため、ＥＴ電源１４の出力電圧Ｖｄからは、リップル電圧がキャンセルされる。
このように、本実施形態では、スイッチング電源１４３からリップル電圧が含まれた電圧信号Ｖ２が出力されることを許容することでスイッチング電源１４３を広帯域化しつつも、電圧ＶｄをＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還させることで、電圧Ｖｄにリップル電圧が含まれるのを防止できる。
【００４６】
なお、フィードバック経路ＦＰが省略されたＥＴ電源では、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を含むと、ドレイン電圧Ｖｄもリップル電圧を含み得る。フィードバック経路ＦＰが省略されたＥＴ電源では、当該リップル電圧をキャンセルできる構成を有さないため、電圧信号Ｖ２に現れるリップル電圧が、そのまま、ドレイン電圧Ｖｄに現れる。
【００４７】
図５（ａ）は、遮断周波数ｆｃとスイッチング周波数ｆｓｗとの比ｆｃ／ｆｓｗと、電圧信号Ｖ２のリップル比（％）との関係を示すグラフである。図５（ｂ）は、遮断周波数ｆｃとスイッチング周波数ｆｓｗとの比ｆｃ／ｆｓｗと、ＥＴ電源１４の電源効率（％）との関係を示すグラフである。図５（ａ）及び図５（ｂ）によれば、比ｆｃ／ｆｓｗが増加すると、リップル比とＥＴ電源１４の電力効率の両方が上昇する。
【００４８】
上記非特許文献１には、遮断周波数ｆｃをスイッチング周波数ｆｓｗの１／２０（＝０．０５）倍程度とする構成が開示されている。本実施の形態に係るＥＴ電源１４において、従来の技術に倣い遮断周波数ｆｃをスイッチング周波数ｆｓｗの１／２０倍程度とすると、図５（ａ）によればリップル比は略０％である。この場合、図５（ｂ）によれば、ＥＴ電源１４の電源効率は、遮断周波数ｆｃがｆｓｗの１／２０倍よりも高い場合に比較して、低い。
【００４９】
これに対し、本実施の形態では、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、上記のように、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むよう設定される。この設定では、図５（ａ）によれば、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃが、スイッチング周波数ｆｓｗの１／１０倍程度以上に設定される。
たとえば、スイッチング周波数ｆｓｗが１［ＭＨｚ］であるパルス幅変調モジュール２０１が用いられる場合、本実施の形態では、遮断周波数ｆｃが１００［ｋＨｚ］程度以上に設定されることが要求される。たとえば、Ｌ＝１０［μＨ］、Ｃ＝２５０［ｎＦ］なるローパスフィルタ２０３（この場合、遮断周波数ｆｃは約１００［ｋＨｚ］）を用いることが可能である。
この場合（ｆｃ／ｆｓｗ＝０．１）、図５（ｂ）によれば、ＥＴ電源１４の電力効率は約８１．２４％であり、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含まない場合の電力効率（約８１．１５％）に比較して、約０．１％高い。つまり、遮断周波数ｆｃを高く設定することにより、ＥＴ電源１４の高効率化が図られる。図２の構成によれば、フィードバック経路によって、ドレイン電圧Ｖｄにリップル電圧が略含まれなくなるため、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数を、高く設定できる。よって、ＥＴ電源１４の電力効率の高効率化を実現することができる。
【００５０】
以上、第１実施形態の構成によれば、ドレイン電圧ＶｄをＡＣアンプ１４４へ負帰還させることにより、ＥＴ電源１４から出力されるドレイン電圧Ｖｄにリップル電圧が含まれることを抑制することができる。さらに、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むよう、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃが通常より高く設定されるため、ＥＴ電源１４の電力効率を高めることができる。よって、ＥＴ電源１４からの出力電力にリップル電圧が含まれることを抑制しながら、ＥＴ電源１４の電力効率の高効率化を実現することができる。この結果、増幅装置１の電力効率も高効率化する。
なお、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、サンプリング定理に基づき、スイッチング周波数ｆｓｗの１／２倍以下、すなわちｆｃ≦ｆｓｗ／２を満たすよう設定されることが好ましい。
【００５１】
なお、図５（ａ）に示した特性は、ＥＴ電源１４毎に異なり得る。このため、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、個々のＥＴ電源１４の特性に応じて、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含む程度に調整される。このように、遮断周波数ｆｃがＥＴ電源１４の特性に応じて適宜選択されることにより、電源変調装置からの出力電力中のリップル電圧の抑制と、電源変調装置の高効率化とを両立を実現できる。
【００５２】
［４．第２実施形態］
図６は、第２実施形態に係るＥＴ電源１４とスイッチング電源１４３の構成を示す回路図である。本実施形態に係る増幅装置１は、第１実施形態に係る増幅装置１に比較して、ＥＴ電源１４の構成が異なる。すなわち、第２実施形態では、以下に説明する通り、上記第１実施形態におけるローパスフィルタ２０３の一部が、ＡＣアンプ１４４のための回路素子２０５ｂと共用されている。
【００５３】
本実施形態に係るローパスフィルタ２０５は、第１実施例の場合と同様の位置に配されたインダクタ２０５ａと、第１実施例の場合と異なる位置に配されたキャパシタ２０５ｂとから構成される、ＬＣローパスフィルタである。
キャパシタ２０５ｂは、インダクタ２０５ａの後段から、ＡＣアンプ１４４の後段へ移動されている。パルス電圧Ｖｐ２は、インダクタ２０５ａを介してキャパシタ２０５ｂに印加され、インダクタ２０５ａとキャパシタ２０５ｂによって平滑化される。ＡＣアンプ１４４から出力される電圧信号（交流信号）は、キャパシタ２０５ｂにチャージされた電圧に加算される。
【００５４】
上記第１実施形態と同様、ローパスフィルタ２０５は、フィードバック経路ＦＰが遮断された状態でＥＴ電源１４が駆動された場合において、リップル電圧を実質的に含む電圧信号Ｖ２がスイッチング電源１４３から出力されるよう、遮断周波数ｆｃが調整されている。本実施形態においても、上記第１実施形態と同様、フィードバック経路ＦＰによってドレイン電圧ＶｄがＡＣアンプ１４４に負帰還されるため、ドレイン電圧Ｖｄはリップル電圧を略含まない。すなわち、上記第１実施の形態で説明した通り、かかるフィードバックにより、ＡＣアンプ１４４からの出力がドレイン電圧Ｖｄ中のリップル電圧を抑制するよう調整され、これにより、ドレイン電圧Ｖｄに生じるリップル電圧が抑制される。
【００５５】
なお、ローパスフィルタ２０５は、第１実施形態の加算部１４５に相当する機能を有する。すなわち、キャパシタ２０５ｂは、スイッチング電源１４３から出力される低周波の信号成分がＡＣアンプ１４４に逆流することを防止し、インダクタ２０３ａは、ＡＣアンプ１４４から出力される高周波の信号成分が、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂに流入することを防止する。
【００５６】
以上、第２実施形態の構成によれば、上記第１実施形態の場合と同様、ドレイン電圧ＶｄがＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還されるため、ＥＴ電源１４から出力されるドレイン電圧Ｖｄはリップル電圧を略含まない。また、第１実施形態の場合と同様、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むよう、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃが通常より高く設定されるため、ＥＴ電源１４の電力効率が上昇する。よって、ＥＴ電源１４からの出力電力にリップル電圧が含まれることを抑制しながら、ＥＴ電源１４の電力効率の高効率化を実現することができる。
【００５７】
［５．リップル比または遮断周波数ｆｃの選択］
第１実施形態および第２実施形態のＥＴ電源１４は、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むよう構成されている。具体的には、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、図５（ａ）に示される特性に基づき、リップル比が０．０５％以上である電圧信号Ｖ２を出力するよう調整されている。
リップル比または遮断周波数ｆｃは、以下のように、ＥＴ電源１４の電力効率が向上するよう、さらに限定的に選択されてもよい。
【００５８】
（１）リップル比≧０．１％（比ｆｃ／ｆｓｗ≧約０．１３）：この場合、ＥＴ電源１４の電力効率は、約８１．２９％以上であり、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含まない場合の電力効率（約８１．１５％）に比較して、約０．１４％高く、さらに好ましい。
（２）リップル比≧０．１５％（比ｆｃ／ｆｓｗ≧約０．１６）：この場合、ＥＴ電源１４の電力効率は、約８１．３２％以上であり、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含まない場合の電力効率（約８１．１５％）に比較して、約０．１７％高く、さらに好ましい。
（３）リップル比≧０．２％（比ｆｃ／ｆｓｗ≧約０．２）：この場合、ＥＴ電源１４の電力効率は、約８１．６９％以上であり、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含まない場合の電力効率（約８１．１５％）に比較して、約０．５７％高く、特に好ましい。
（４）ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、サンプリング定理に基づく限界値ｆｓｗ／２より１０％程度以上低く、すなわちｆｓｗの２／５倍程度以下に設定されることが好ましい。このように遮断周波数ｆｃが設定されることにより、ＥＴ電源１４の動作の安定性が向上する。
【００５９】
［６．その他の変更例］
上記実施形態では、パワーアンプ１０に電圧（ドレイン電圧Ｖｄ）を付与するＥＴ電源１４の構成が説明されたが、電圧に限らず、パワーアンプ１０に電流（または電力）を付与する機能を有するＥＴ電源１４が用いられてもよい。この場合、デジタル信号処理部１４１は、入力した包絡線信号Ｖｅｎｖを、ＥＴ電源１４が利用できる態様の電流（または電力）に変換する。当該構成を有するＥＴ電源１４が用いられる場合、ＡＣアンプ１４４には、ＥＴ電源１４の出力に実質的に含まれるリップルをキャンセルするための信号がフィードバックされる。結果、上記構成を有するＥＴ電源１４は、リップルを略含まない電流をパワーアンプ１０に付与する。
【００６０】
［７．付言］
本発明に関して、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００６１】
１  増幅装置
１０  パワーアンプ  （増幅器）
１４  ＥＴ電源  （電源変調装置）
１４３  スイッチング電源
１４４  ＡＣアンプ
１４５  加算部
２０１  パルス幅変調モジュール
２０２ａ，２０２ｂ  スイッチングデバイス
２０３  ローパスフィルタ
２０３ａ  インダクタ
２０３ｂ  キャパシタ
２０４  電源
２０５  ローパスフィルタ
２０５ａ  インダクタ
２０５ｂ  キャパシタ
ｆｃ  遮断周波数
ｆｓｗ  スイッチング周波数
ＦＰ  フィードバック経路
Ｖｄ  ドレイン電圧  （出力電圧）
Ｖｐ１ａ，Ｖｐ１ｂ  パルス信号
Ｖｐ２  パルス電圧  （パルス電力）
Ｖｅｎｖ  包絡線信号  （入力信号）
Ｖ４  電圧信号  （交流電力、ＡＣアンプの出力）
Ｖ２  電圧信号  （ローパスフィルタの出力）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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