(57)【要約】【課題】液晶表示装置または有機ＥＬ表示装置の画素ＴＦＴとしてアモルファスシリコンよりも電界効果移動度が大きい、アモルファスの金属酸化物系半導体或いは有機半導体を用いた場合の過剰充電効果の増大に起因する、フリッカーレベルの増大や画面輝度の均一性低下による表示品位の低下を抑制する。【解決手段】フリッカーや焼き付等の視認性が高い中間調表示における突き抜け電圧と、過剰充電効果の指標となる対向電極電位の面内格差との関係式を新たに導出し、これに基いて新たに導出した対向電極電位の面内格差を許容限界値以下に低減するための条件を満たすように設計する。【選択図】図２
2013057758.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の走査信号線と複数の表示信号線が互いに絶縁膜を介して配置され、前記走査信号線と前記表示信号線で囲まれてマトリクス状に配置された各画素領域において、ソース電極と前記走査信号線に接続されたゲート電極と前記表示信号線に接続されたドレイン電極を備え半導体層の電界効果移動度が1cm2/Vs以上で且つ70cm2/Vs以下のトランジスタと、前記ソース電極に接続された画素電極と、前記走査信号線と略並行に配置された補助容量線と、絶縁膜を介して前記画素電極、前記画素電極の延在部、または前記画素電極と電気的に接続された電極のいずれかと前記補助容量線との交差領域または隣接する上段または下段の前記走査信号線との交差領域に形成された補助容量を含む第一の基板と、該第１の基板と液晶層を挟持するように配置された第二の基板と、前記液晶層を挟んで前記画素電極と電気的に対向するように前記第一の基板または前記第二の基板上に配置された対向電極を有するアクティブ・マトリクス型の液晶表示装置において、
前記対向電極の電位をVcom、前記トランジスタがON状態とOFF状態になるゲート電極電位をそれぞれVghとVglとし、前記トランジスタのゲート・ソース間容量と負荷容量をそれぞれCgsとCloadとしたときの突き抜け電圧ΔVpを式(1A)とし、
ΔVp=(Cgs/Cload)(Vgh−Vgl)・・・(1A)
画面輝度が最大輝度のｎ％となる液晶層印加電圧をVnとしたときのVnに対する突き抜け電圧をΔVp,vnとし、ΔVp,vnの設計値をΔVp,vntypとし、表示画面上の任意の位置においてVnにおけるフリッカーが最小となるVcomをVcom,optとし、前記走査信号線の給電電極から最も遠い画素のVcom,optから最も近い画素のVcom,optを引いた値をδVcom,optとし、α、β、γをそれぞれ係数としたときのδVcom,optの設計値であるδVcom,typを式(1B)とし、
δVcom,typ=(α・ΔVp,vntyp＋β)γ・・・(1B)
δVcom,optの許容変動範囲の上限値と下限値をそれぞれξ+とξ-とし、ξ+とξ-に対するΔVp,vnをそれぞれΔVp,vn-とΔVp,vn+とし、ΔVp,vnの変動量に対するδVcom,optの変動量の割合をηとしたときに式(1C)と式(1D) 
(ΔVp,vn+)−ΔVp,vntyp≦{(ξ-)−(α・ΔVp,vntyp＋β)γ}/η・・・(1C)
ΔVp,vntyp−(ΔVp,vn-)≦{(α・ΔVp,vntyp＋β)γ−(ξ+)}/η・・・(1D)
を満たすことを特徴とする液晶表示装置。
【請求項２】
前記ｎが５０で、前記VnがV50で、前記ΔVp,vntypがΔVp,v50typである請求項１に記載の液晶表示装置。
【請求項３】
前記半導体層の電界効果移動度が1.5cm2/Vs以上で且つ50cm2/Vs以下である請求項１または請求項２に記載の液晶表示装置。
【請求項４】
前記半導体層がアモルファスの金属酸化物であることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の液晶表示装置。
【請求項５】
前記半導体層が有機物であることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の液晶表示装置。
【請求項６】
前記ηの絶対値が２以下であることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の液晶表示装置。
【請求項７】
前記液晶表示装置が突き抜け補償駆動を行わない場合に、前記トランジスタの閾値電圧をVthとし、Vth、Vgh、Vgl及びΔVp,vntypの単位を［V］とし、電界効果移動度μeffの単位を[cm2/Vs]とし、前記走査信号線の時定数τgの単位を[μs]とし、κ(τg)はκがτgの関数であることを表すとし、「^」はべき乗記号を表すとし、logeは自然対数を表すとしたときに、前記α、β、γ、ηが、
α=A・exp(-1/(B・μeff))+0.2
A={0.58exp(-1/Vgh)-0.591}Vth+{7.924exp(-1/Vgh)-7.23}
B=Ba{exp(Bb(Vgh-14))-1}+Bc
Ba=15exp(-0.455Vth)
Bb=0.00667Vth+0.01
Bc=1.2exp(-0.35Vth)-0.47
β=C・exp(-1/(D・μeff))-0.19
C=-0.002Vth+0.337exp(-1/Vgh)-0.148
D={0.06exp(-Vgh+14)+0.00042}exp(Vth)-0.0051Vgh+0.362
γ={E・exp(-F/τg)+G・τg}νc
E={-0.00032μeff+0.01(exp(-1.17/Vth)+1)}Vgh+0.008μeff+0.722exp(-0.101Vth)
F={2.71exp(-0.0272μeff)+0.597exp(-1.37/Vth)}/Vgh + (0.0667Vth+0.3)exp(-0.268μeff)
G={-0.0479μeff+1.4exp(-1.35/Vth)+1.75}/Vgh+0.0012μeff+0.0701exp(-0.301Vth)-0.1
νc=0.620exp(0.0353Vgh)(-Vgl)^(-0.0203Vgh+0.275)
η=η0・γ0
η0=P・exp(-1/ΔVp,vntyp)+Q
P={0.115exp(-0.164Vgh)・exp(Vth)−0.0061Vgh+0.460}μeff^(-0.559)
Q=exp(-1/(μeff+Qa))+Qb
Qa=0.128Vgh−0.005exp(0.2Vth+4.7)+0.35
Qb=(0.0008Vth+0.0183)Vgh−0.0554Vth−1.88
γ0=νe・κ(τg)/ κ(τg=2.5)
κ(τg)=exp(-R/τg)+S・τg+T
R=Ra1・exp(Ra2・μeff)・exp(-1/(Vgh-10))+0.5exp(-Rc2/μeff)+Rc3
Ra1=0.214exp(-1.37/Vth)+0.351
Ra2=0.153exp(-1.37/Vth)-0.216
Rc2=1.29exp(0.388Vth)
Rc3=0.544exp(0.0147Vth)-1
S={0.000376loge(μeff)-0.0000667Vth-0.00123}Vgh+Sb
Sb=(0.00237Vth+0.0345)exp(Sb2・μeff)
Sb2=0.00258exp(0.388Vth)-0.05
T=Ta1・Vgh・μeff^Ta2+Tb1・loge(μeff)+Tb2
Ta1=0.007exp(-1.6/Vth)+0.0258
Ta2=0.0223exp(0.265Vth)-0.1
Tb1=-0.0001Vth+0.0597
Tb2=0.847exp(-0.0966Vth)-3.00
νe=(-0.0242Vgh+1.17)(-Vgl)^(0.0006Vgh^1.96)
である請求項１から請求項６のいずれかに記載の液晶表示装置。
【請求項８】
前記液晶表示装置が突き抜け補償駆動を行う場合に、前記トランジスタの閾値電圧をVthとし、Vth、Vgh、ΔVp,vntypの単位を［V］とし、電界効果移動度μeffの単位を[cm2/Vs]とし、走査信号線時定数τgの単位を[μs]とし、κ(τg)はκがτgの関数であることを表すとし、「^」はべき乗記号を表すとし、logeは自然対数を表すとしたときに、前記α、β、ηが、
α=A・μeff+B
A=0.00001[{4exp(-0.462Vth)-15}Vgh+20.2exp(0.0361Vth)]
B=0.0001{(4.33Vth+25.2)Vgh-203Vth+852}
β=C・loge(μeff)+D
C=0.0001(16.2Vgh-0.6Vth-108)
D=-(0.0118Vth+0.105)loge(Vgh)+0.0374Vth+0.0625
η=η0・γ0
η0=P・exp(ΔVp,vntyp)+Q
P=-Pa1・Vgh^(Pa2)・μeff^(Pb1・Vgh+Pb2)
Pa1=4exp(1.12Vth)+109
Pa2=-5exp(-1/(0.0916Vth))-2.57
Pb1=0.00007Vth+0.0096
Pb2=-0.0146Vth-0.204
Q=-{(0.0001Vth-0.0123)Vgh+0.0238Vth+1.08}μeff^Qb
Qb=(4.46Vth+43.0)Vgh^(-0.0289Vth-2.16)+0.0118Vth-0.185
γ0=νe・κ(τg)/ κ(τg=2.5)
κ(τg)=exp(-R/τg)+S・τg+T
R=Ra1・exp(Ra2・μeff)・exp(-1/(Vgh-10))+0.5exp(-Rc2/μeff)+Rc3
Ra1=0.214exp(-1.37/Vth)+0.351
Ra2=0.153exp(-1.37/Vth)-0.216
Rc2=1.29exp(0.388Vth)
Rc3=0.544exp(0.0147Vth)-1
S={0.000376loge(μeff)-0.0000667Vth-0.00123}Vgh+Sb
Sb=(0.00237Vth+0.0345)exp(Sb2・μeff)
Sb2=0.00258exp(0.388Vth)-0.05
T=Ta1・Vgh・μeff^Ta2+Tb1・loge(μeff)+Tb2
Ta1=0.007exp(-1.6/Vth)+0.0258
Ta2=0.0223exp(0.265Vth)-0.1
Tb1=-0.0001Vth+0.0597
Tb2=0.847exp(-0.0966Vth)-3.00
νe=(-0.0242Vgh+1.17)(-Vgl)^(0.0006Vgh^1.96)
である請求項１から請求項６のいずれかに記載の液晶表示装置。
【請求項９】
絶縁性の基板上に複数本の走査信号線と複数本の表示信号線が互いに絶縁膜を介して配置され、前記走査信号線と前記表示信号で囲まれてマトリクス状に配置された各画素領域において、半導体層の電界効果移動度が1cm2/Vs以上で且つ70cm2/Vs以下の第一のトランジスタと、第二のトランジスタと、蓄積容量と、電源配線と、有機材料よりなるＬＥＤ素子が配置され、前記第一のトランジスタのゲート電極とドレイン電極がそれぞれ前記走査信号線と前記表示信号線に接続され、前記第一のトランジスタのソース電極は前記蓄積容量の一方の電極及び前記第二のトランジスタのゲート電極に接続され、前記第二のトランジスタのドレイン電極及び前記蓄積容量の他方の電極は前記電源配線に接続され、前記第二のトランジスタのソース電極は前記ＬＥＤ素子に接続されたアクティブ・マトリクス型の有機ＥＬ表示装置において、
前記電源配線の電位をVcom、前記第一のトランジスタがON状態とOFF状態となる前記走査信号線の電位をそれぞれVghとVglとし、前記第一のトランジスタのゲート・ソース間容量と負荷容量をそれぞれCgsとCloadとしたときの突き抜け電圧ΔVpを式(2A)とし、
ΔVp=(Cgs/Cload)(Vgh−Vgl)・・・(2A)
画面輝度が最大輝度のｎ％となるときの前記第二のトランジスタのゲート電極電位をVp,vnとし、Vp,vnに対する突き抜け電圧をΔVp,vnとし、ΔVp,vnの設計値をΔVp,vntypとし、前記走査信号線の給電電極から最も遠い画素のVp,vnから最も近い画素のVp,vnを引いた値をδVpとし、α、β、γをそれぞれ定数としたときのδVpの設計値δVp,typを式(2B)とし、
δVp,typ=(α・ΔVp,vntyp＋β)γ・・・(2B)
δVpの許容変動範囲の上限値と下限値をそれぞれξ+とξ-とし、ξ+とξ-に対するΔVp,vnをそれぞれΔVp,vn-とΔVp,vn+とし、ΔVp,vnの変動量に対するδVpの変動量の割合をηとしたときに式(2C)と式(2D)
(ΔVp,vn+)−ΔVp,vntyp≦{(ξ-)−(α・ΔVp,vntyp＋β)γ}/η・・・(2C)
ΔVp,vntyp−(ΔVp,vn-)≦{(α・ΔVp,vntyp＋β)γ−(ξ+)}/η・・・(2D)
を満たすことを特徴とする有機ＥＬ表示装置。
【請求項１０】
前記ｎが５０で、前記VnがV50で、前記ΔVp,vntypがΔVp,v50typである請求項９に記載の有機ＥＬ表示装置。
【請求項１１】
前記第一のトランジスタの半導体層の電界効果移動度が1.5cm2/Vs以上で且つ50cm2/Vs以下である請求項９または請求項１０に記載の有機ＥＬ表示装置。
【請求項１２】
前記第一のトランジスタの半導体層がアモルファスの金属酸化物であることを特徴とする請求項９から請求項１１のいずれかに記載の有機ＥＬ表示装置。
【請求項１３】
前記第一のトランジスタの半導体層が有機物であることを特徴とする請求項９から請求項１１のいずれかに記載の有機ＥＬ表示装置。
【請求項１４】
前記ηの絶対値が２以下であることを特徴とする請求項９から請求項１３のいずれかに記載の有機ＥＬ表示装置。
【請求項１５】
前記有機ＥＬ表示装置が突き抜け補償駆動を行わない場合に、前記第一のトランジスタの閾値電圧をVthとし、Vth、Vgh、Vgl及びΔVp,vntypの単位を［V］とし、電界効果移動度μeffの単位を[cm2/Vs]とし、前記走査信号線の時定数τgの単位を[μs]とし、κ(τg)はκがτgの関数であることを表すとし、「^」はべき乗記号を表すとし、logeは自然対数を表すとしたときに、前記α、β、γ、ηが、
α=A・exp(-1/(B・μeff))+0.2
A={0.58exp(-1/Vgh)-0.591}Vth+{7.924exp(-1/Vgh)-7.23}
B=Ba{exp(Bb(Vgh-14))-1}+Bc
Ba=15exp(-0.455Vth)
Bb=0.00667Vth+0.01
Bc=1.2exp(-0.35Vth)-0.47
β=C・exp(-1/(D・μeff))-0.19
C=-0.002Vth+0.337exp(-1/Vgh)-0.148
D={0.06exp(-Vgh+14)+0.00042}exp(Vth)-0.0051Vgh+0.362
γ={E・exp(-F/τg)+G・τg}νc
E={-0.00032μeff+0.01(exp(-1.17/Vth)+1)}Vgh+0.008μeff+0.722exp(-0.101Vth)
F={2.71exp(-0.0272μeff)+0.597exp(-1.37/Vth)}/Vgh + (0.0667Vth+0.3)exp(-0.268μeff)
G={-0.0479μeff+1.4exp(-1.35/Vth)+1.75}/Vgh+0.0012μeff+0.0701exp(-0.301Vth)-0.1
νc=0.620exp(0.0353Vgh)(-Vgl)^(-0.0203Vgh+0.275)
η=η0・γ0
η0=P・exp(-1/ΔVp,vntyp)+Q
P={0.115exp(-0.164Vgh)・exp(Vth)−0.00610Vgh+0.460}μeff^(-0.559)
Q=exp(-1/(μeff+Qa))+Qb
Qa=0.128Vgh−0.005exp(0.2Vth+4.7)+0.35
Qb=(0.0008Vth+0.0183)Vgh−0.0554Vth−1.88
γ0=νe・κ(τg)/ κ(τg=2.5)
κ(τg)=exp(-R/τg)+S・τg+T
R=Ra1・exp(Ra2・μeff)・exp(-1/(Vgh-10))+0.5exp(-Rc2/μeff)+Rc3
Ra1=0.214exp(-1.37/Vth)+0.351
Ra2=0.153exp(-1.37/Vth)-0.216
Rc2=1.29exp(0.388Vth)
Rc3=0.544exp(0.0147Vth)-1
S={0.000376loge(μeff)-0.0000667Vth-0.00123}Vgh+Sb
Sb=(0.00237Vth+0.0345)exp(Sb2・μeff)
Sb2=0.00258exp(0.388Vth)-0.05
T=Ta1・Vgh・μeff^Ta2+Tb1・loge(μeff)+Tb2
Ta1=0.007exp(-1.6/Vth)+0.0258
Ta2=0.0223exp(0.265Vth)-0.1
Tb1=-0.0001Vth+0.0597
Tb2=0.847exp(-0.0966Vth)-3.00
νe=(-0.0242Vgh+1.17)(-Vgl)^(0.0006Vgh^1.96)
である請求項９から請求項１４のいずれかに記載の有機ＥＬ表示装置。
【請求項１６】
前記有機ＥＬ表示装置が突き抜け補償駆動を行う場合に、前記第一のトランジスタの閾値電圧をVthとし、Vth、Vgh、ΔVp,vntypの単位を［V］とし、電界効果移動度μeffの単位を[cm2/Vs]とし、前記走査信号線の時定数τgの単位を[μs]とし、κ(τg)はκがτgの関数であることを表すとし、「^」はべき乗記号を表すとし、logeは自然対数を表すとしたときに、前記α、β、ηが、
α=A・μeff+B
A=0.00001[{4exp(-0.462Vth)-15}Vgh+20.2exp(0.0361Vth)]
B=0.0001{(4.33Vth+25.2)Vgh-203Vth+852}
β=C・loge(μeff)+D
C=0.0001(16.2Vgh-0.6Vth-108)
D=-(0.0118Vth+0.105)loge(Vgh)+0.0374Vth+0.0625
η=η0・γ0
η0=P・exp(ΔVp,vntyp)+Q
P=-Pa1・Vgh^(Pa2)・μeff^(Pb1・Vgh+Pb2)
Pa1=4exp(1.12Vth)+109
Pa2=-5exp(-1/(0.0916Vth))-2.57
Pb1=0.00007Vth+0.0096
Pb2=-0.0146Vth-0.204
Q=-{(0.0001Vth-0.0123)Vgh+0.0238Vth+1.08}μeff^Qb
Qb=(4.46Vth+43.0)Vgh^(-0.0289Vth-2.16)+0.0118Vth-0.185
γ0=νe・κ(τg)/ κ(τg=2.5)
κ(τg)=exp(-R/τg)+S・τg+T
R=Ra1・exp(Ra2・μeff)・exp(-1/(Vgh-10))+0.5exp(-Rc2/μeff)+Rc3
Ra1=0.214exp(-1.37/Vth)+0.351
Ra2=0.153exp(-1.37/Vth)-0.216
Rc2=1.29exp(0.388Vth)
Rc3=0.544exp(0.0147Vth)-1
S={0.000376loge(μeff)-0.0000667Vth-0.00123}Vgh+Sb
Sb=(0.00237Vth+0.0345)exp(Sb2・μeff)
Sb2=0.00258exp(0.388Vth)-0.05
T=Ta1・Vgh・μeff^Ta2+Tb1・loge(μeff)+Tb2
Ta1=0.007exp(-1.6/Vth)+0.0258
Ta2=0.0223exp(0.265Vth)-0.1
Tb1=-0.0001Vth+0.0597
Tb2=0.847exp(-0.0966Vth)-3.00
νe=(-0.0242Vgh+1.17)(-Vgl)^(0.0006Vgh^1.96)
である請求項９から請求項１４のいずれかに記載の有機ＥＬ表示装置。
【請求項１７】
複数の走査信号線と複数の表示信号線が互いに絶縁膜を介して配置され、前記走査信号線と前記表示信号線で囲まれてマトリクス状に配置された各画素領域において、ソース電極と前記走査信号線に接続されたゲート電極と前記表示信号線に接続されたドレイン電極を備え半導体層の電界効果移動度が1cm2/Vs以上で且つ70cm2/Vs以下のトランジスタと、前記ソース電極に接続された画素電極と、前記走査信号線と略並行に配置された補助容量線と、絶縁膜を介して前記画素電極、前記画素電極の延在部、または前記画素電極と電気的に接続された電極のいずれかと前記補助容量線との交差領域または隣接する上段または下段の前記走査信号線との交差領域に形成された補助容量を含む第一の基板と、該第１の基板と液晶層を挟持するように配置された第二の基板と、前記液晶層を挟んで前記画素電極と電気的に対向するように前記第一の基板または前記第二の基板上に配置された対向電極を有するアクティブ・マトリクス型の液晶表示装置を製造する方法であって、
前記対向電極の電位をVcom、前記トランジスタがON状態とOFF状態になるゲート電極電位をそれぞれVghとVglとし、前記トランジスタのゲート・ソース間容量と負荷容量をそれぞれCgsとCloadとしたときの突き抜け電圧ΔVpを式(1A)を使って決定するステップと、
画面輝度が最大輝度のｎ％となる液晶層印加電圧をVnとしたときのVnに対する突き抜け電圧をΔVp,vnとし、ΔVp,vnの設計値をΔVp,vntypとし、表示画面上の任意の位置においてVnにおけるフリッカーが最小となるVcomをVcom,optとし、前記走査信号の給電電極から最も遠い画素のVcom,optから最も近い画素のVcom,optを引いた値をδVcom,optとし、α、β、γをそれぞれ係数としたときのδVcom,optの設計値であるδVcom,typを式（1B）を使って決定するステップと、
δVcom,optの許容変動範囲の上限値と下限値をそれぞれξ+とξ-とし、ξ+とξ-に対するΔVp,vnをそれぞれΔVp,vn-とΔVp,vn+とし、ΔVp,vnの変動量に対するδVcom,optの変動量の割合をηとしたときに式(1C)と式(1D)を満たすか満たさないかを判定するステップと、
式(1C)と式(1D)を満たさない場合は各パラメータの値を変更して再度式(1C)と式(1D)を満たすか満たさないかを判定するステップとを有し、
式（１A）、式（１B）、式（１C）、式（１D）が、
ΔVp=(Cgs/Cload)(Vgh−Vgl)・・・(1A)
δVcom,typ=(α・ΔVp,vntyp＋β)γ・・・(1B)
(ΔVp,vn+)−ΔVp,vntyp≦{(ξ-)−(α・ΔVp,vntyp＋β)γ}/η・・・(1C)
ΔVp,vntyp−(ΔVp,vn-)≦{(α・ΔVp,vntyp＋β)γ−(ξ+)}/η・・・(1D)
であることを特徴とする製造方法。
【請求項１８】
前記再度式(1C)と式(1D)を満たすか満たさないかを判定するステップが、CgsとCloadの値を変更するステップを有する請求項１７に記載の製造方法。
【請求項１９】
絶縁性の基板上に複数本の走査信号線と複数本の表示信号線が互いに絶縁膜を介して配置され、前記走査信号線と前記表示信号で囲まれてマトリクス状に配置された各画素領域において、電界効果移動度が1cm2/Vs以上で且つ70cm2/Vs以下の第一のトランジスタと、第二のトランジスタと、蓄積容量と、電源配線と、有機材料よりなるＬＥＤ素子が配置され、前記第一のトランジスタのゲート電極とドレイン電極がそれぞれ前記走査信号線と前記表示信号線に接続され、前記第一のトランジスタのソース電極は前記蓄積容量の一方の電極及び前記第二のトランジスタのゲート電極に接続され、前記第二のトランジスタのドレイン電極及び前記蓄積容量の他方の電極は前記電源配線に接続され、前記第二のトランジスタのソース電極は前記ＬＥＤ素子に接続されたアクティブ・マトリクス型の有機ＥＬ表示装置を製造する方法であって、
前記電源配線の電位をVcom、前記第一のトランジスタがON状態とOFF状態となる前記走査信号線の電位をそれぞれVghとVglとし、前記第一のトランジスタのゲート・ソース間容量と負荷容量をそれぞれCgsとCloadとしたときの突き抜け電圧ΔVpを式(2A)で決定するステップと、
画面輝度が最大輝度のｎ％となるときの前記第二のトランジスタのゲート電極電位をVp,vnとし、Vp,vnに対する突き抜け電圧をΔVp,vnとし、ΔVp,vnの設計値をΔVp,vntypとし、前記走査信号線の給電電極から最も遠い画素のVp,vnから最も近い画素のVp,vnを引いた値をδVpとし、α、β、γをそれぞれ定数としたときのδVpの設計値δVp,typを式(2B)で決定するステップと、
δVpの許容変動範囲の上限値と下限値をそれぞれξ+とξ-とし、ξ+とξ-に対するΔVp,vnをそれぞれΔVp,vn-とΔVp,vn+、ΔVp,vnの変動量に対するδVpの変動量の割合をηとして、式(2C)と式(2D)を満たすか満たさないかを判定するステップと、
式(2C)と式(2D)を満たさない場合は各パラメータの値を変更して再度式(2C)と式(2D)を満たすか満たさないかを判定するステップとを有し、
前記式（2A）、式（2B）、式（2C）、式（2D）が
ΔVp=(Cgs/Cload)(Vgh−Vgl)・・・(2A)
δVp,typ=(α・ΔVp,vntyp＋β)γ・・・(2B)
(ΔVp,vn+)−ΔVp,vntyp≦{(ξ-)−(α・ΔVp,vntyp＋β)γ}/η・・・(2C)
ΔVp,vntyp−(ΔVp,vn-)≦{(α・ΔVp,vntyp＋β)γ−(ξ+)}/η・・・(2D)
であることを特徴とする製造方法。
【請求項２０】
前記再度式(2C)と式(2D)を満たすか満たさないかを判定するステップが、CgsとCloadの値を変更するステップを有する請求項１９に記載の製造方法。
【請求項２１】
前記ｎが１５〜７０の範囲である請求項１７から請求項２０のいずれかに記載の製造方法。
【請求項２２】
前記半導体層の電界効果移動度が1.5cm2/Vs以上で且つ50cm2/Vs以下である請求項１７から請求項２１のいずれかに記載の製造方法。
【請求項２３】
前記半導体層がアモルファスの金属酸化物であることを特徴とする請求項１７から請求項２２のいずれかに記載の製造方法。
【請求項２４】
前記半導体層が有機物であることを特徴とする請求項１７から請求項２２のいずれかに記載の製造方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各画素にスイッチング素子としてのトランジスタを配置したアクティブ・マトリクス型表示装置において表示品位の低下を低減する技術に関し、特に、トランジスタの電界効果移動度の増大によって助長される走査信号線の時定数に起因した過剰充電効果による表示品位の低下を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、アモルファスシリコン薄膜を用いた薄膜トランジスタ（以下、ＴＦＴという）が液晶表示装置等のスイッチング素子として利用され、テレビ受像機やパーソナルコンピューターのモニター等において実用化されている。しかしながらその電界効果移動度は結晶シリコンや100cm2/Vs未満のポリシリコンと比べて非常に小さく、およそ0.5〜1cm2/Vsであるため、液晶表示装置が大型高精細化や高速応答化するにつれて必要な電流量を確保するためにＴＦＴのサイズを大きくして対応する必要がある。
【０００３】
その結果としてＴＦＴの寄生容量が増大し、寄生容量の影響を低減するために必要な補助容量が増大する。補助容量は補助容量線と画素電極との交差容量として形成されるが、補助容量線は時定数を低減するために遮光性の金属配線が好ましいため、結果的に補助容量の増大は補助容量線の面積の増加をもたらして開口率の低下を招く。即ち、大型高精細化や高速応答化に伴って開口率が確保できなくなり、アモルファスシリコンを画素のスイッチング素子として用いるには限界がある。
【０００４】
その一方で、近年、金属酸化物系半導体薄膜を用いた半導体素子が注目されている。この薄膜は成膜方法やプロセス条件によって異なるが、Soluble系のもので3cm2/Vs以上、スッパッタリング法によって成膜したもので10cm2/Vs以上の電界効果移動度を示し、今後の研究によって更なる高移動度化が期待される。また、低温での成膜や可視光に対して透明な膜を形成できること等の特徴を有しており、プラスチック基板やフィルムなどの透明性基板上にフレキシブルで透明なＴＦＴを形成することが可能である（特許文献１）
【０００５】
また、ＴＦＴの活性層に用いる酸化物半導体膜として、Ｉｎ、Ｇａ及びＺｎを含む酸化物から構成される半絶縁性の透明なアモルファス薄膜が知られており、これをチャネル層に用いるとともに、電気伝導度の大きなＩｎＧａＺｎＯ３（ＺｎＯ）４の層にＡｕ膜を積層したものをソース・ドレイン電極として用いたトップゲート型ＴＦＴの構造が開示されており、さらに、アモルファスＩｎＧａＺｎＯ４のＴＦＴはアモルファスシリコン薄膜トランジスタに比べて格段に大きな電界効果移動度を有することが開示されている（特許文献２）。
【０００６】
そして、このような優れた特性を備えるＴＦＴを、液晶表示装置だけではなく、他の表示装置にも利用できるようにすべく、現在活発な研究開発が行われている。更には、高価な真空装置を製造設備として必要としない有機ＴＦＴの開発も盛んに行われており、近年では電界効果移動度が1cm2/Vsを超えるものが報告され、表示装置への適用を目指した研究開発が精力的に行われている。特許文献３は、走査方向の前段の走査線と絶縁膜を介して一部重畳して配置される画素電極の間で補助容量を形成したＣｓオンゲート・タイプのアレイ基板において、電荷の再分配と走査線の時定数により生ずるフリッカーを低減する技術を開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−１５０９００号公報
【特許文献２】特開２００６−１６５５２９号公報
【特許文献３】特開２００３−１７７７２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図１は液晶表示装置１０のアレイ基板の一部に対応する概略の等価回路図であり、走査信号線１１ａ、１１ｂ・・・１１ｎと表示信号線１３ａ、１３ｂ・・・１３ｍで囲まれた複数の画素領域がマトリクス状に配置されている。走査信号線と表示信号線はそれぞれ抵抗を有しており、互いの交差領域には容量が形成される。このため、各配線の端部に設けた給電電極に印加した信号電位（Vg、Vsig）は抵抗と容量で決まる時定数によって遅延して歪ながら伝搬する。ここで、時定数は1-1/e≒0.632、即ち配線の給電電極に印加される電位の変化量に対して、その63.2%の電位変化に要する時間である。
【０００９】
図２は図１に示した画素領域の概略の等価回路図であり、ＴＦＴ１５ａのゲート電極は走査信号線１１ａに、ドレイン電極は表示信号線１３ａに、ソース電極は画素電極１９ａに、それぞれ接続されている。画素電極１９ａは走査信号線１１ａと略並行に配置された補助容量線２５ａと絶縁膜を介して交差しており、交差部が補助容量Csとなる。補助容量線２５ａも抵抗を有しており、表示信号線１３ａとの交差部において容量を形成している。
【００１０】
ここで、補助容量線２５ａは抵抗を低減するために遮光性金属で形成する必要があるため、その存在が開口率を低下させる。開口率の低減を抑制するために補助容量の構成には様々な工夫がなされており、たとえば画素電極１９ａと電気的に接続した電極と補助容量線２５ａの交差領域に補助容量を形成したり、或いは補助容量線２５ａを配置せずに画素電極１９ａの延在部と上段または下段画素の走査信号線との交差領域に補助容量を形成したりすることができる。
【００１１】
また、ＴＦＴ１５ａのゲート電極とソース電極の間にはゲート・ソース間の寄生容量Cgsが形成されている。このような配線や画素を同一の絶縁性基板上に配置して構成した第一の基板と、絶縁性の基板よりなる第二の基板との間に液晶層１７ａを挟持することで液晶表示装置１０が構成される。画素電極１９ａと液晶層１７ａを挟んで液晶容量Clcを構成する対向電極２１ａは第一の基板上、或いは第二の基板上に配置される。
【００１２】
図３は図２の等価回路において、画素電極電位Vpが対向電極電位Vcomより高い正極性書き込みにより負荷容量Cloadを充電する際のゲート電位Vgl、Vgh、表示信号線電位Vsig、画素電極電位Vp及び対向電極電位Vcomを示すタイミングチャートである。図３（Ａ）は走査信号線１１ａの給電電極に近い画素（Left）、図３（Ｂ）は走査信号線１１ａの給電電極から遠い画素（Right）についてのものである。
【００１３】
図３において走査信号線１１ａの給電電極に、走査信号線１１ａの選択期間のみＴＦＴ１５ａをON状態にするゲート電位Vghを、非選択期間にはＴＦＴ１５ａをOFF状態にするゲート電位Vglをそれぞれ印加するパルス状の走査信号線電位Vgを給電する。走査信号線１１ａの給電電極に印加する走査信号線電位VgをOFF状態のゲート電位VglからON状態のゲート電位Vghに切り替えると、時定数τgの影響で給電電極から離れるほど走査信号線１１ａの電位がOFF状態のゲート電位VglからON状態のゲート電位Vghへ変位するのに時間を要するため、ＴＦＴ１５ａがOFF状態からON状態へ遷移するのに要する時間が長くなり、選択期間内で負荷容量Cloadを充電する時間が短くなる。
【００１４】
ここで、負荷容量Cloadは次式で与えられる。
Cload=Clc+Cs+Cgs+Cother
ここにCotherは画素電極１９ａとその周囲の各配線との間に形成されるカップリング容量の総和である。このため液晶表示装置１０を設計する上では、給電電極から最も遠い画素の充電が選択期間内に完了するようにＴＦＴのサイズを設定する必要がある。図３（Ａ）、（Ｂ）のいずれにおいても選択期間が終了する前に充電が完了すると、画素電極１９ａの電位Vp、即ちソース電極電位Vsは、表示信号線１３ａの電位つまりドレイン電極電位Vdとほぼ等しくなって、ＴＦＴ１５ａから負荷容量Cloadへ向かう電流が流れないので画素電極電位Vpの変化は停止する。この結果、選択期間終了時点では同一の走査信号線に接続された各画素の画素電極電位Vpは略等しくなる。
【００１５】
選択期間が終了すると走査信号線１１ａの給電電極に印加される走査信号線電位VgはON状態のゲート電極電位VghからOFF状態のゲート電極電位Vglに切り替わり、接続された各ＴＦＴ１５ａはON状態からOFF状態に向けて導通状態が遷移を始める。ON状態のゲート電極電位VghからOFF状態のゲート電極電位Vglへの電位変化も同様に時定数τgの影響を受けるため、給電電極から離れるにしたがって時間を要する。即ち、走査信号線１１ａに印加する走査信号が矩形パルスであった場合、給電電極近傍に配置されたＴＦＴ１５ａは走査信号が瞬時にON状態の電位VghからOFF状態の電位Vglに低下してＴＦＴ１５ａはOFF状態となり、この走査信号線電位Vgの電位変化量ΔVgは寄生容量Cgsを介して画素電極電位Vpを低下させる。
【００１６】
このときの画素電極電位Vpの低下量ΔVpはΔVg=Vgh−Vglとしたときに次式で表される。
ΔVp=(Cgs/Cload)ΔVg ・・・(1)
画素電極電位低下量ΔVpは寄生容量Cgsを介したカップリング効果による画素電極電位Vpの低下量、或いはゲート電極電位がON状態の電位VghからOFF状態の電位Vglに変化する際に負荷容量Cloadに蓄えられた電荷の総量を保持しながら寄生容量Cgsの印加電圧の極性変化に伴う電荷再分配によって生じた画素電極電位Vpの低下量とみることもできる。ここで述べた、画素電極電位Vpが選択期間終了時の電位からOFF状態のＴＦＴ１５ａに対応する電位へ低下する現象を突き抜けと呼び、そのときの画素電極電位Vpの低下量ΔVpを突き抜け電圧ΔVpと呼ぶ。
【００１７】
選択期間の終了時点ではVd≒Vsであったためソース・ドレイン間電圧VdsはVds≒0となって表示信号線１３ａから画素電極１９ａに向かって電流は流れなかったが、この画素電極電位Vpの低下によってVds=ΔVpとなり、ゲート・ソース間電圧Vgsに応じた電流が表示信号線１３ａから画素電極１９ａに向かって流れることになる。走査信号線１１ａの給電電極近傍では瞬時にゲート電極電位がON状態の電位VghからOFF状態の電位Vglに低下してＴＦＴ１５ａがOFF状態となるため、Vds=ΔVpとなってもＴＦＴ１５ａにはゲート電極電位がOFF状態のゲート電位Vglのときにドレイン・ソース間に流れる電流Ioff程度の微小な電流しか流れず、これによる画素電極電位Vpの変化は無視できる。
【００１８】
しかし、ＴＦＴ１５ａが走査信号線１１ａの給電電極から離れるにつれてON状態の電位VghからOFF状態の電位Vglへの電位低下に時間を要するためＴＦＴ１５ａは瞬時にOFF状態にならず、ＴＦＴ１５ａがOFF状態になる前の期間にソース・ドレイン間電圧Vdsに応じた電流が表示信号線１３ａから画素電極１９ａに向かって流れる。即ち選択期間が終了した後にも負荷容量Cloadへの充電が継続され、突き抜け電圧ΔVpが低減する。突き抜けによる画素電極電位Vpの低下と、充電による画素電極電位Vpの上昇という二つの現象が合わさった結果、実効的な突き抜け電圧である実効突き抜け電圧ΔVpが低下することになる。
【００１９】
例えば画面全体を正極性の同一電位に充電する場合、ＴＦＴ１５ａがOFF状態になったときの画素電極電位Vpは、走査信号線１１ａの給電電極から離れるにつれて実効的な突き抜け電圧ΔVpが減少するために画素電極電位Vpが上昇する。この結果、対向電極電位Vcomと画素電極電位Vpの差である液晶層印加電圧は、走査信号線１１ａの給電電極から離れるほど増大する。負極性の書き込みの場合、画素電極電位Vp即ちソース電極電位Vsが正極性書き込みの場合よりも低いためゲート・ソース間電圧Vgsが大きくなり、選択期間終了後に継続される負荷容量への充電量も大きくなる。
【００２０】
このため負極性書き込みにおける実効突き抜け電圧は正極性書き込みの場合よりも小さくなる。今、正極性書き込みにおける表示信号線電位と実効突き抜け電圧をそれぞれVsig+とΔVp+、負極性書き込みにおける表示信号線電位と実効突き抜け電圧をそれぞれVsig-とΔVp-、ＴＦＴ１５ａがOFF状態における正極性と負極性それぞれの画素電極電位をVp+とVp-とおくと、Vp+とVp-はそれぞれ次式で表される。
Vp+=(Vsig+)−(ΔVp+)
Vp-=(Vsig-)−(ΔVp-)
【００２１】
また、実効的に液晶層に印加される電圧は、正極性と負極性における液晶層印加電圧の平均値に略一致すると見なすことができる。そこで、正極性と負極性の平均の液晶層印加電圧をVavgとおくとVavgは次式で表される。
Vavg=[{(Vp+)−Vcom}＋{Vcom−(Vp-)}]/2
={(Vsig+)−(Vsig-)}/2＋｛(ΔVp-)−(ΔVp+)｝/2
これより、走査信号線の給電電極に近い画素では選択期間終了後に負荷容量への充電が継続されないためΔVp-=ΔVp+であり、平均の液晶層印加電圧Vavg={(Vsig+)−(Vsig-)}/2となる。走査信号線の給電電極から遠い画素では、過剰充電効果によってΔVp-<ΔVp+となるため、平均の液晶層印加電圧は走査信号線の給電電極に近い画素よりも低下する。従って、ＴＦＴ１５ａが走査信号線１１ａの給電電極から離れるほど、液晶層１７ａに印加される平均の電圧、即ち実効印加電圧は所定の印加電圧よりも減少することになる。
【００２２】
選択期間終了後にＴＦＴ１５ａがOFF状態となるまでの期間を過剰充電期間、過剰充電期間にＴＦＴ１５ａから画素電極へ流れ込む電流を過剰充電電流、過剰充電電流による負荷容量Cloadへの充電を過剰充電、過剰充電によって生じる現象を総じて過剰充電効果と呼ぶことにする。
【００２３】
上述のように液晶表示装置では過剰充電効果によって画素電極電位Vpが所定の電位からシフトすることになり、そのシフト量は走査信号線１１ａの給電電極から離れるほど増大する。この結果、様々な表示不良や表示品位の低下をもたらす。例えば画面全体が同一階調を表示する場合、本来なら画面全体の液晶層印加電圧は等しくなっているが、過剰充電効果によって走査信号線の給電電極側から終端側へ向かって液晶層印加電圧が減少するため、輝度傾斜と呼ばれるなだらかな輝度分布が生じる。しかし、過剰充電を許容範囲内に抑制することができる場合、輝度傾斜は許容範囲内に低減されて使用上の問題にはならない。
【００２４】
過剰充電効果として生じる現象には輝度傾斜以外に様々なものがある。その中で特に視認性が高く顕著に現れる現象として、最適対向電極電位Vcom,optの面内分布に起因するフリッカーが挙げられる。以下で、図面を参照しながら、過剰充電効果によって生じる最適対向電極電位Vcom,optの面内分布に起因するフリッカーの発生メカニズムについて説明する。
【００２５】
液晶表示装置において、ＴＦＴ１５ａの負荷容量Cloadの一部を成す液晶容量Clcは、画素電極１９ａと対向電極２１ａ及びこれらの電極に挟まれた液晶層１７ａより構成されており、両電極間の電界によって液晶層内の液晶分子の配向を制御することによって液晶層１７ａを透過する光の強度を制御する。対向電極２１ａと画素電極１９ａとの間に生じる電界によって液晶分子の配向を制御するため、画素毎に両電極の電位を独立に制御せずに、どちらか一方の電極電位が他の画素と同一になるように外部から給電し、他方の電極電位のみを画素毎に独立に制御することが可能である。
【００２６】
この場合、画素構造が単純化するため開口率や歩留まりの点で有利となる。このため、一般的な液晶表示装置においては対向電極を他の画素と一体化した構造にして電位を外部から給電している。具体的に述べると対向電極は、ＴＮモードやＶＡモードの液晶表示装置では対向基板全体に配置した巨大なベタ電極構造とし、ＩＰＳモードでは走査信号線方向に配列した各画素と一体化した構造とすることが一般に行われている。また、一部のＩＰＳモードでは、同一基板上に画素電極と対向電極をそれぞれ画素毎に独立して制御する構造も提案されている。この構造は液晶層印加電圧の面内均一性を向上できる点で有利ではあるが、画素構造が煩雑となるため開口率や歩留まりの低下を招き易い。
【００２７】
以上のように対向電極電位Vcomが同一の走査信号線に接続された複数のＴＦＴに渡って同一の場合において、画素電極電位Vpが表示画面内で不均一になると、液晶層１７ａの印加電圧も不均一となる。この結果、不均一な液晶層印加電圧の分布に応じて輝度分布も不均一になり、表示品位を低下させる。従って、画素電極電位Vpの面内均一性を向上させることは重要である。
【００２８】
液晶分子は直流電圧によって電気分解するため交流電圧によって駆動する必要があり、液晶層に印加する電圧の極性を常に反転させる駆動を行う。このため、例えば画面全体が同一階調の表示を行う場合、ＴＦＴ１５ａがOFF状態のときの正極性画素電極電位をVp+とし、負極性画素電極電位をVp-とすると、対向電極２１ａの電位を正極性画素電極電位Vp+と負極性画素電極電位Vp-の平均値に設定したときに両極性の液晶層印加電圧が等しくなる。
【００２９】
この時の対向電極電位Vcomを最適対向電極電位Vcom,optと呼び、次式で表す。
Vcom,opt={(Vp+)+(Vp-)}/2
対向電極電位Vcomが最適対向電極電位Vcom,optからシフトした場合、正極性と負極性の液晶層印加電圧が異なるため各極性での液晶分子の配向も異なる。即ち、液晶分子の配向が時間的に変動するため、透過光強度が時間的に一定とはならずに振動し、この透過光強度の振動がフリッカーとして視認されることになる。或いはまた、両極性の印加電圧が異なる状態が継続した場合、両極性の印加電圧の差が、実効的に直流電圧が印加されたものとして作用し、液晶層中の不純物イオンが画素電極表面などにトラップされる現象を誘発する。トラップされた不純物イオンが多くなると、トラップされた不純物イオンが形成する電界に対して液晶分子が応答するようになり、焼き付きとして視認されることになる。
【００３０】
図４（A）は、走査信号線方向に並んだ異なるｎ点とｆ点におけるそれぞれの最適対向電極電位Vcom,opt(n)、Vcom,opt(f)から対向電極電位Vcomのシフトに対するフリッカー率の関係を模式的に示したものである。ここでフリッカー率とは、測定ポイントにおける全透過光強度に占める３０Hzの光強度の割合である。３０Hzの光は人間がフリッカーとして最も感知し易い周波数である。図４（B）は、走査信号線の給電電極側から反対側までの画素の位置において画素電極電位Vpと対向電極電位Vcomが過剰充電効果によって変化する様子を模式的に示した図である。
【００３１】
図４（A）においてｎ点に対応する実線は走査信号線の給電電極に近い領域を示し、ｆ点に対応する破線は給電電極から遠い領域を示している。それぞれのポイントにおけるフリッカー率はそれぞれのポイントにおける対向電極電位Vcomに対して最小値を有し、そこから対向電極電位Vcomが増えても減ってフリッカー率は増大する。フリッカー率が最小となるときの対向電極電位Vcomが当該ポイントにおける最適対向電極電位Vcom,optであり、最適対向電極電位Vcom,optが印加されているポイントにおいてそれぞれ、対向電極電位Vcomと画素電極電位Ｖｐの差である正極性と負極性の液晶層印加電圧は等しくなっている。
【００３２】
前述のように過剰充電効果によって正極性と負極性の液晶層印加電圧において、共に実効突き抜け電圧が低下するため、図４（B）に示すように正極性と負極性の画素電極電位Vpは共に走査信号線の給電電極から離れるにつれて上昇し、最適対向電極電位Vcom,optも走査信号線の給電電極から離れるほど上昇する。このため対向電極電位Vcomを一定の値にしたときに、図４（A）に示すようにあるポイントの対向電極電位Vcomは最適対向電極電位Vcom,optとなっても、他のポイントでは最適対向電極電位Vcom,optからシフトしているためフリッカー率が大きくなる。
【００３３】
従って、画面全体としてのフリッカーを低減するためには図４（B）に示すようにｎ点とｆ点の両ポイントにおける最適対向電極電位Vcom,opt(n)、Vcom,opt(f)の中間に存在するｃ点に対向電極電位Vcomを設定することになるが、この場合の対向電極電位Vcomはｎ点とｆ点のどちらのポイントにとっても最適対向電極電位Vcom,optではないためフリッカーを完全に解消することはできない。このため、解消しきれずに生じるフリッカーのレベルを許容限界以内に抑制する必要がある。
【００３４】
フリッカーは正極性と負極性における液晶の配向の相違に起因しているため、最適対向電極電位Vcom,optからのズレに対するフリッカー率は粘性や誘電率異方性などの液晶の物性や、液晶層の電界強度に影響する液晶層の厚さなどの応答速度に関するパラメータに依存することになる。しかし実際には各パネルメーカの液晶表示装置は高速応答化や低電圧駆動化などといった目指す特性が同じであるため、結果的に表示モードや駆動方法などの基本的な仕様が同じなら液晶材料の相違に対してこれらのパラメータの差は小さくなっている。
【００３５】
即ち、最適対向電極電位Vcom,optからのズレに対するフリッカー率の変化の割合は、表示モードや駆動方法が同じなら液晶種別によらず略一定となる。このため、上述の解消しきれないフリッカーの視認性と以下に述べる最適対向電極電位Vcom,optの面内格差である最適対向電極電位差δVcom,optは強い相関性を有することになる。図４（B）に示すように、対向電極電位Vcomの最適対向電極電位Vcom,optからのズレは、ｎ点とｆ点で最も大きくなり、画素の位置が中央に近付くに伴って小さくなる。従って、走査信号線の給電電極に最も近い画素と最も遠い画素における最適対向電極電位Vcom,optの差に相当する最適対向電極電位差δVcom,optを過剰充電効果の指標とすることができる。
【００３６】
そこで、最適対向電極電位差δVcom,optを次式で定義する。
δVcom,opt=Vcom,opt(far)-Vcom,opt(near) 
ここで、Vcom,opt(near)は走査信号線の給電電極に最も近い画素における最適対向電極電位を表し、Vcom,opt(far)は最も遠い画素における最適対向電極電位を表す。
【００３７】
上述のように過剰充電効果は、液晶層印加電圧の面内不均一性に起因した表示品位の低下を招く。このため、過剰充電効果を抑制する必要があり、様々な方法が提案されている。その一つとして、図３に示すように表示信号線電位Vsigの変化時刻を走査信号線電位VgがON状態のゲート電位VghからOFF状態のゲート電位Vglに切り替わる時刻より遅らせる方法があり、多くの液晶表示装置において実用化されている。例えば特許文献３では、走査信号線の電位が変化する時刻と表示信号線の電位が変化する時刻の設定法についての実施例が示されている。
【００３８】
即ち、当該走査信号線１１ａに接続されたＴＦＴ１５ａがOFF状態になる前に表示信号線１３ａの電位が次段走査信号線１１ｂに接続された負荷容量の充電に向けて変化した場合、過剰充電期間におけるＴＦＴのドレイン電極電位Vdが当該画素に対する電位から次段画素に対する電位に変化することになる。この結果、当該画素の画素電極電位が所定の値から大きくシフトすることになる。これを抑制するため、当該走査信号線に接続されたＴＦＴが完全にOFF状態になるのを待って表示信号線の電位を変化させる必要がある。この待ち時間として、概ね走査信号線の時定数程度に設定することが一般に行われている。
【００３９】
この手法は過剰充電期間におけるＴＦＴ動作点の設定によって、過剰充電効果を抑制するものである。過剰充電は過剰充電電流の流れ易さ、即ち半導体層の電界効果移動度に依存するため、電界効果移動度が小さいアモルファスシリコンに対しては上記手法のみ適用しても過剰充電の低減効果は十分であったと考えられ、電界効果移動度が増大した場合には上記手法のみでは十分な過剰充電の低減効果を得られないことが懸念される。しかし、過剰充電効果と電界効果移動度との関係についての詳しい研究結果の報告はこれまでになされていないのが実情である。
【００４０】
そこで、本発明の発明者が長年に渡って液晶表示装置の開発に際して使用し、改良を続けてきたシミュレータを用いて、最適対向電極電位差δVcom,optを過剰充電効果の指標とするシミュレーションを行った。得られた結果において、過剰充電効果と電界効果移動度との関係を図５に示す。図５は、半導体層としてアモルファスシリコンを用いた２６インチのFull-HD、フレーム周波数120Hz、ＴＮモードの液晶表示装置について、電界効果移動度が0〜50cm2/Vsの範囲で求めたものである。
【００４１】
一般的に最適対向電極電位差δVcom,optの許容限界は0.2V程度であるのに対して、図５では電界効果移動度の増大に対して最適対向電極電位差δVcom,optが0.2Vを大きく超えている。即ち、電界効果移動度の増大に対して最適対向電極電位差δVcom,optを低減するためには、設計や製造プロセスにおける対策の導入が不可欠であることを示唆している。
【００４２】
ところで、液晶表示装置は誘電率異方性を有する液晶分子の配向状態を電界によって制御するものであるため、液晶層１７ａへの印加電圧に対して液晶容量Clcが異なり、突き抜け電圧ΔVpも液晶層印加電圧によって異なる。また、フリッカーや焼き付きなどの視認性も同様に液晶層印加電圧によって異なる。液晶層印加電圧の変化に対する輝度変化は、最大輝度の５０％の輝度となる５０％液晶層印加電圧V50付近で最も大きくなるため、過剰充電によって生じる液晶層印加電圧の面内不均一性に起因した過剰充電効果の諸現象の視認性もこの付近の液晶層印加電圧において高まる。
【００４３】
このため、過剰充電効果の解析を５０％液晶層印加電圧V50で行い、５０％液晶層印加電圧V50における突き抜け電圧ΔVpを特に５０％突き抜け電圧ΔVp,v50と表すことにする。なお本発明においては、過剰充電効果の解析を最大輝度の５０％の輝度となる液晶層印加電圧に限定する必要はなく、過剰充電効果の視認性の影響によっては他の割合の液晶層印加電圧を選択することもできる。
【００４４】
フリッカーの視認性が高い表示状態は、画面全体が同一の中間調表示の場合であるため、突き抜け電圧ΔVpとしては５０％突き抜け電圧ΔVp,v50だけを考えることができる。しかし、焼き付きは上述のように正極性と負極性の液晶層印加電圧の差に起因し、この電圧差は実効突き抜け電圧の面内不均一性によって生じるため、過剰充電効果が微弱で無視できる場合であっても異なる階調領域が混在する表示状態では、突き抜け電圧ΔVpが階調に応じて異なることに起因して液晶層の実効印加電圧に直流電圧成分が生じる。
【００４５】
このため、階調による相違、即ち液晶層印加電圧の相違に対する直流電圧成分の相違を抑制する条件として、式(1)の負荷容量Cloadが最小となる場合の最大突き抜け電圧ΔVp,maxと、最大突き抜け電圧ΔVp,maxと負荷容量Cloadが最大となる場合の最小突き抜け電圧ΔVp,minとの差である最大突き抜け電圧差d(ΔVp)max=ΔVp,max-ΔVp,minを基準値以下に設定する方法が従来より用いられている。
【００４６】
また、液晶容量Clcも印加電圧に応じて異なり、液晶容量Clcの最大値と最小値をそれぞれClc,max、Clc,minとし、５０％液晶層印加電圧V50に対する液晶容量Clcを５０％液晶容量Clc,v50とすると、それぞれに対して負荷容量Cloadも最大負荷容量Cload,max、最小負荷容量Cload,min、５０％負荷容量Cload,v50とおくことができる。
【００４７】
ここで、最適対向電極電位差δVcom,optの解析において正極性画素電位Vp+と負極性画素電位Vp-の算出時刻を、選択期間終了時刻から選択期間の３倍の時間が経過した時刻とした。これは、後に述べる突き抜け補償駆動の場合においてもＴＦＴが完全にOFF状態に至った直後の時刻であり、この時刻で画素電位を算出することによってＴＦＴのOFF状態におけるリーク電流の影響を無視することができ、その結果として過剰充電効果の解析を明確に行えるからである。
【００４８】
アモルファスシリコン（a-Si）に対する従来の画素設計の方法を以下で図面を参照しながら説明する。本従来例におけるデバイスモデルの概要は次の通りである。画素精細度Full-HD(走査信号線数1080本)、画素サイズ100μm×300μm、走査信号線選択期間7.55μs、ゲート絶縁膜の比誘電率と膜厚はそれぞれ7.4、3000Å、液晶動作モードはＴＮ、最大液晶容量Clc,maxは0.365pF、最小液晶容量Clc,minは0.177pF、５０％液晶容量Clc,v50は0.271pFとする。
【００４９】
また、ＴＦＴ形状は図６に示すアモルファスシリコンに対して一般的に用いられているＵ字型とし、チャネル長Lは最小加工寸法を想定して4μmとした。以上のデバイスモデル設定項目は、本明細書で述べる全ての従来の方法、及び後に述べる本発明の実施例に対して共通事項である。その他個別の設定項目及びパラメータについては、その都度示す。
【００５０】
液晶表示装置の画素設計は、ＴＦＴの負荷容量Cloadに対するＴＦＴサイズを決めること、及び画素電極の周囲に配置された走査信号線及び表示信号線と画素電極との間に形成される寄生容量を介したカップリングを抑制すること、という２つの要素から成り立つ。第３の要素として、ＴＦＴのリーク電流や液晶層中の不純物イオンに対する負荷容量Cloadの電荷保持能力設定条件に基く負荷容量設定というものがあるが、これは本発明の過剰充電とは独立したものであるため、ここでは説明を行わない。
【００５１】
表示信号線と画素電極１９ａとのカップリングは、補助容量電極を両者の間に配置することで生じるシールド効果によって十分に低減することが可能である。但し、表示信号線と画素電極との間のカップリングを低減するために必要な補助容量の大きさはおよそ0.1pF程度以上であることが多い。
【００５２】
これに対して、画素電極１９ａと走査信号線との間のカップリング、特に当該走査信号線１１ａとの間のカップリングによる画素電極電位Vpの変動は、主に画素電極１９ａが接続されているＴＦＴ１５ａのソース電極とゲート電極との交差領域に形成される寄生容量Cgsを介したものであり、上述の突き抜け電圧ΔVpとなる。即ち、カップリング容量の主体がＴＦＴの寄生容量Cgsであるため、シールド効果を利用したカップリングの低減を行うことができず、結果として全てのカップリングの中で支配的なものとなる。
【００５３】
突き抜け電圧ΔVpを低減する方法は、式(1)より寄生容量Cgsを低減するか負荷容量Cloadを増大するか、或いは走査信号線電位変化量ΔVgを低減するかの何れかである。ＴＦＴ１５ａのチャネル幅Wとチャネル長L、及びON状態のゲート電極電位Vghは負荷容量Cloadを充電するための電流量を確保することで決まり、W/LとON状態のゲート電極電位Vghは互いに相反的な関係にある。
【００５４】
しかし、ON状態のゲート電極電位Vghは走査信号線のドライバーＩＣの出力バラツキなどの影響を強く受けるため、ON状態のゲート電極電位Vghによって電流量を微調整することは好ましくなく、必要なON状態のゲート電極電位Vghの値に対してある程度のマージンを上乗せした値に設定する必要がある。このため、一般的にはON状態のゲート電極電位Vghによって電流値をラフに決定した後、チャネル幅Wによって微調整する。W/Lを大きくするためにチャネル長Lは極力小さく設定することが望ましく、一般的にはプロセス上の最小加工寸法に設定するため、設計上は固定値となる。OFF状態のゲート電極電位VglはＴＦＴ１５ａの閾値電圧VthやＴＦＴ１５ａのリーク電流の影響を低減することで決まるプロセス・パラメータであり、設計上は固定値と見なされる。
【００５５】
また、負荷容量Cloadを構成する液晶容量Clcは画素サイズによって略決定するため、負荷容量Cloadの支配的なパラメータは補助容量Csとなる。従って、突き抜け電圧ΔVpの値を決める重要なパラメータはチャネル幅Wの関数である寄生容量Cgsと、補助容量Csの関数である負荷容量Cloadとなる。このため、チャネル幅Wと負荷容量Cloadは突き抜け電圧ΔVpに関する制約条件を満たしながら、かつ互いに値を修正しながら収束を図るように決定される。
【００５６】
［非補償駆動］
従来の画素設計の方法として、ＴＦＴ１５ａの島状半導体にアモルファスシリコンを用いた場合について以下で図面を参照しながら説明する。この場合の個別パラメータは、走査信号線時定数τg=2.5μｓ、閾値電圧Vth=1.5V、ON状態のゲート電極電位Vgh=20V、OFF状態のゲート電極電位Vgl=-6V、電界効果移動度μeff=0.5cm2/Vsである。
【００５７】
図６はアモルファスシリコンのＴＦＴとして広く用いられているＴＦＴ形状で、合せズレによる寄生容量Cgsの変動率が小さいという特徴を有する。この場合、チャネル幅Wは、島状半導体５７上のソース電極５１のエッヂの長さとして定義することができる。また、チャネル形状がＵ字型をしているためチャネル幅Wには最小値Wmin-uが存在する。これは、Ｕ字の直線部が短くなって円弧部のみになった場合に合せズレによる寄生容量Cgsの変動率が急増するためである。Ｕ字型の電極をドレイン電極５３、内側の直線的な電極をソース電極５１とすると、チャネル長L=4μm、ソース電極幅=4μmの場合のチャネル幅Wの最小値Wmin-uは14.3μmである。
【００５８】
図６においてゲート電極５５の端と島状半導体５７の端の距離は３σ相当の合せズレによって互いに近づいた場合に一致するように設定し、半導体層はゲート電極層に対してアライメントするため島状半導体５７とゲート電極５５は直接合せの関係にあるので、ゲート電極５５の端と島状半導体５７の端の距離は３σ相当の直接合せ精度δdとしている。同様に島状半導体５７の端とドレイン電極５３の先端間距離は３σ相当の合せズレによって互いに近づいた場合に一致するように設定し、半導体層とソース・ドレイン電極層は共にゲート電極層に対してアライメントするため島状半導体５７とドレイン電極５３は互いに間接合せの関係にあるので、島状半導体５７の端とドレイン電極５３の端との距離は３σ相当の間接合せ精度δiとしている。
【００５９】
本明細書では、従来例の説明及び本発明の実施例において３σ相当の直接合せ精度δdと間接合せ精度δiをそれぞれ3μmと4μmに共通事項として設定している。この値は後に述べるように液晶事業創成期におけるプロセス精度の値である。しかし、合せ精度が向上した今日でも、ゲート電極端と半導体層端間距離及び半導体層端とドレイン電極の先端間距離において合わせズレに対するマージンを大きく確保すべきであるため、それぞれの距離を液晶事業の創成期と同じく3μmと4μmに設定することが多く、その場合には４σや５σ相当の合わせズレに対するマージンを有することになる。
【００６０】
図６において点線５９で囲んだ領域に形成される寄生容量Cgs領域は、島状半導体５７上のソース電極５１とドレイン電極５３で挟まれたチャネル領域の中央からソース電極５１寄りの領域と、ソース電極５１とゲート電極５５の交差領域との和として定義することができる。また、合せズレによる寄生容量Cgsの変動は、島状半導体５７上の領域の変動はないものとみなし、ソース電極５１とゲート電極５５の交差面積のみ変動するとみなすことができる。
【００６１】
これにより、寄生容量Cgsはチャネル幅W、チャネル長L、ＴＦＴ形状と合せ精度、および単位面積容量で決まる。ソース電極５１の幅Wsはプロセス上の最小加工寸法とすることができるため、寄生容量Cgsの設計パラメータはチャネル幅Wのみであり、他はプロセス・パラメータであるため設計上は固定値となる。
【００６２】
以上の説明をまとめると、液晶表示装置の設計において、チャネル幅Wに対して充電可能な最大負荷容量Cload,maxの存在領域と、チャネル幅Wに対する突き抜け電圧ΔVpを基準値以下に低減するために最低限必要な最大負荷容量Cload,maxの存在領域との共通集合領域が画素の候補領域となる。この候補領域の中で補助容量Csが最小となるときに開口率が最大となり、最適な画素となる。
【００６３】
特に従来のアモルファスシリコンの場合には、突き抜け電圧ΔVpとして負荷容量Cloadが最小となる場合の最大突き抜け電圧ΔVp,maxと、最大突き抜け電圧ΔVp,maxと負荷容量Cloadが最大となる場合の最小突き抜け電圧ΔVp,minとの差である最大突き抜け電圧差d(ΔVp)maxを基準値以下に低減することが従来より制約条件とされてきた。この様子を図７に示す。ここでは、突き抜け電圧ΔVpに対する制約条件として、従来より用いられている最大突き抜け電圧ΔVp,maxと最大突き抜け電圧差d(ΔVp)maxを取り上げ、それぞれの上限値を1.7V、0.35Vとしている。
【００６４】
図７において、W-Cloadのグラフはチャネル幅Wに対して充電可能な最大の容量、即ちW-Cload特性を表し、チャネル幅Wに対する最大負荷容量Cload,maxはこのW-Cloadのグラフより下側に設定されることになる。W-ΔVp,maxのグラフは、チャネル幅Wに対して最大突き抜け電圧ΔVp,maxが上限値となる場合の最大負荷容量Cload,maxを表しており、最大突き抜け電圧ΔVp,maxを上限値以下にするためには、式(１)より最大負荷容量Cload,maxをこのグラフよりも上側に設定する必要がある。W-d(ΔVp)maxのグラフは、チャネル幅Wに対して最大突き抜け電圧差d(ΔVp)maxが上限値となる場合の最大負荷容量Cload,maxを表しており、最大突き抜け電圧差d(ΔVp)maxを上限値以下にするためには、最大負荷容量Cload,maxをこのグラフよりも上側に設定する必要がある。
【００６５】
即ち、それぞれを基準値以下に低減するため最大負荷容量Cload,maxは、W-Cloadのグラフよりも下側で、かつW-d(ΔVp)maxのグラフとW-ΔVp,maxのグラフのいずれよりも上側に設定することになる。図７の場合、最大突き抜け電圧差W-d(ΔVp)maxのグラフがW-ΔVp,maxのグラフよりも上方に位置するため、W-Cloadのグラフより下側の領域で且つW-d(ΔVp)maxのグラフより上側の領域が画素の候補領域となる。他に条件が無い場合、この画素候補領域の中で開口率が最大、即ち遮光性の電極よりなる補助容量が最小となる点が最適な画素となる。従って、W-CloadのグラフとW-d(ΔVp)maxのグラフは共にWに対して単調増加していることから、両グラフの交点Xが最適な画素となる。
【００６６】
図８は図７におけるW-CloadのグラフとW-d(ΔVp)maxのグラフとの交点Xの状態について、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計値通りに出来上がった設計値である設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typ、及び寄生容量Cgsが合せズレなどによって変動した場合に５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対して±0.5V変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optをシミュレーションした結果である。
【００６７】
図７においてW-d(ΔVp)maxのグラフとW-Cloadのグラフとの交点Xの状態はW=37.3μm、Cload,max=0.802pFであり、換算するとΔVp,v50=1.29Vとなる。最適対向電極電位差δVcom,optの上限値をξ+=0.2V、下限値をξ-=−0.2Vとすると、図８においてξ+とξ-となる５０％突き抜け電圧ΔVp,v50はそれぞれ1.13Vと1.71Vである。これより、許容される５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の設計値からの変動量は、ΔVp,v50が増大する場合と減少する場合それぞれδ(ΔVp,v50)+=1.71−1.29=0.42V、δ(ΔVp,v50)-=1.29−1.13=0.16Vとなる。
【００６８】
５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動方向に偏りがないならδ(ΔVp,v50)+とδ(ΔVp,v50)-の内小さい方が律速するので、この場合δ(ΔVp,v50)-=0.16Vに対して画素を決定することになる。突き抜け電圧ΔVpの変動が全て寄生容量Cgsの変動によるものであった場合、その変動の許容限界δCgsは式(1)より4.49fFに相当する。この寄生容量Cgsの変動が合せズレのみによるものであった場合、その合せズレ量の許容限界は単位面積容量を用いて算出すると5.14μmに相当することになる。
【００６９】
ここで、寄生容量Cgsの変動面積はソース電極５１の幅Wsで直接合せズレ量δdと間接合わせズレ量δiとの合成長さ分の変動に相当し、これらの合せズレの発生頻度が正規分布する場合、この合成合わせズレ量δdiはSQRT(δd^2+δi^2)と表される。ここにSQRT（）は括弧内の平方根を表し、A^2はAのべき乗を表す。液晶事業の創世記の合せ精度は3σでδd=3μm、δi=4μmであり、この場合のδdiは5μmであった。近年の合せ精度は向上しており3σでδd=2μm、δi=3μmとすると、δdiが5.14μmとなるズレは4.3σに相当する。
【００７０】
即ち、液晶事業創世記のプロセス精度であっても寄生容量Cgsのフォトレジストの合わせズレ量が5.14μmを超えるのは3σ以上の場合であり、今日のプロセス精度では4.3σに相当するため、歩留まりへの影響は小さく無視することができる。従って、電界効果移動度が0.5cm2/Vsのa-Siの場合、最適対向電極電位差δVcom,optを考慮しないで設計しても今日のプロセス精度が提供する合わせズレ量で製造すれば自動的に最適対向電極電位差δVcom,optが許容限度内に収まることになる。
【００７１】
これに対して電界効果移動度が10cm2/Vsである透明アモルファス酸化物半導体（TAOS）について従来の設計方法を用いた場合を以下で図面を参照しながら説明する。ここでの個別パラメータは、走査信号線時定数τg=2.5μs、閾値電圧Vth=0V、ON状態のゲート電極電位Vgh=15V、OFF状態のゲート電極電位Vgl=-2V、電界効果移動度μeff=10cm2/Vsとしている。
【００７２】
図９はＴＡＯＳにおけるチャネル幅Wと充電可能な最大容量の関係（W-Cload特性）と、チャネル幅Wと最大突き抜け電圧ΔVp,maxとの関係（W-ΔVp,max特性）及び最大突き抜け電圧差d(ΔVp)maxとの関係（W-d(ΔVp)max特性）をシミュレーションして求めた結果を示している。図９において、アモルファスシリコンの場合と同一の最大突き抜け電圧ΔVp,maxと最大突き抜け電圧差d(ΔVp)maxに関する制約条件を与えたときに、ΔVp,max≦1.7V及びd(ΔVp)max≦0.35Vを満たす場合の最大負荷容量Cload,maxに対しては、W-Cloadのグラフよりチャネル幅WをＵ字型ＴＦＴの最小値Wmin-uに設定しても書込みが可能である。他に制約条件が与えられていない場合、最適な画素の候補はW-ΔVp,maxのグラフよりも上にあるW-d(ΔVp)maxのグラフ上で且つチャネル幅Wの最小値Wmin-uの点に存在する。この状態の画素はW=14.3μm、Cload,max=0.477pFであり、換算するとΔVp,v50=0.67Vとなる。
【００７３】
図１０は図９より求めた最適な画素候補について、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計値通りに出来上がった設計値である設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typ、及び寄生容量Cgsが合せズレなどによって変動した場合に５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対して±0.5V変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optをシミュレーションした結果である。
【００７４】
図１０において、ξ+=0.2V、ξ-=−0.2Vとすると、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が許容変動限界となるのは５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が減少した場合で、δ(ΔVp,v50)-=0.0236Vである。これに対する寄生容量Cgsの許容変動量の限界値は0.531fFに相当する。この寄生容量Cgsの変動が全てフォトレジストの合わせズレによるものであった場合のズレ量許容値は0.608μmに相当する。
【００７５】
このズレ量の許容限界は、今日の合せ精度で３σ相当の直接合せズレ量δdと間接合わせズレ量δiがそれぞれ2μmと3μmの場合であっても僅か0.506σにしか相当せず、量産ラインにおいて合わせ精度を0.506σ以下に管理することは現実的には不可能である。従って、電界効果移動度が10cm2/VsであるＴＡＯＳにおいて、最適対向電極電位差δVcom,optを許容限界値以下に抑えた液晶表示装置の設計を行うためには、最大突き抜け電圧ΔVp,maxと最大突き抜け電圧差d(ΔVp)maxを基準値以下に抑制するという条件以外に新たな制約条件を導入する必要がある。
【００７６】
尚、以上の説明では最適対向電極電位差δVcom,optの許容限界値をξ+=0.2V、ξ-=-0.2Vとしたが、この値は実用されている値の一例である。実際には最適対向電極電位差δVcom,optの許容限界値は製品仕様で決まる値であり、製品毎に異なるものである。しかし、電界効果移動度が大きくなってきた場合には、最適対向電極電位差δVcom,optの許容限界値が例示した値より大きくなっても、現在のプロセス精度で製造可能なズレ量の範囲で最適対向電極電位差δVcom,optを許容値に納めた液晶表示装置を設計することが困難なことには変わりがない。
【００７７】
［補償駆動］
既に述べたように、過剰充電電流は突き抜け電圧ΔVpがＴＦＴのソース・ドレイン間電圧Vdsとして作用することで流れるため、過剰充電効果は突き抜け電圧ΔVpに強く依存する。このため、過剰充電効果を低減するためには突き抜け電圧ΔVpの低減を図ることが有効である。その手段の一つとして、突き抜け補償駆動が挙げられる。本来の突き抜け補償駆動は、駆動によって突き抜け電圧ΔVpを低減することによって補助容量Csを低減し、開口率を増大させるものである。
【００７８】
突き抜け補償駆動には多様な方法が提案され実用化されているが、基本的には補助容量Csを介したカップリングを利用して突き抜けによる画素電極電位Vpの低下を補償するもので、実効的な突き抜け電圧ΔVpを十分に低減するという点では全て同じである。即ち、寄生容量Cgsを介した走査信号線電位Vgの変化による画素電極電位Vpの変動量と、補助容量Csを介した補助容量電極の電位変化による画素電極電位Vpの変動量が等しい場合に画素電極電位Vpの変動が相殺される、というのが突き抜け補償駆動の原理である。
【００７９】
そこで、突き抜け補償条件として次式が成り立つ。
(Cgs/Cload)ΔVg=(Cs/Cload)ΔVcs・・・(2)
ここで、ΔVcsは補助容量電極の電位変化量である。この関係式は、補助容量Csが画素電極の延在部と前段画素の走査信号線との交差領域に形成されるCs on Gate構造であった場合でも成り立つ。この場合、走査信号線電位VgはＴＦＴがON状態のゲート電極電位Vghから、OFF状態のゲート電極電位Vglに低下する前にVglより低い第3の電位Vgcに低下する。即ち、当該走査信号線の電位がON状態のゲート電極電位VghからOFF状態のゲート電極電位Vglに切り替わる時、前段走査信号線の電位はVgcからVglへと切り替わる。このとき、ΔVcs=Vgl-Vgcとなる。
【００８０】
突き抜け補償駆動に対する従来の例としてアモルファスシリコンにCs on Gateを用いた場合について、以下で図面を参照しながら説明する。この場合の個別パラメータは、走査信号線時定数τg=2.5μs、閾値電圧Vth=1.5V、ON状態のゲート電極電位Vgh=20V、OFF状態のゲート電極電位Vgl=-6V、電界効果移動度μeff=0.5cm2/Vsである。チャネル幅Wはアモルファスシリコンに突き抜け非補償駆動を適用した場合と同一の37.3μmとする。
【００８１】
突き抜け補償駆動はＴＦＴがON状態の期間における負荷容量Cloadへの充電には影響が小さいため、ここでは無視しても差し支えない。従って、この場合のW-Cload特性とW-ΔVp,max特性及びW-d(ΔVp)max特性は図７と同一である。
【００８２】
図１１は、アモルファスシリコンに対してCs on Gateによる突き抜け補償駆動をした場合の従来の方法における５０％突き抜け電圧ΔVp,v50と最適対向電極電位差δVcom,optの関係をシミュレーションで求めた結果である。Ｌは、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の設計値である設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対する最適対向電極電位差δVcom,optである設計最適対向電極電位差δVcom,typの関係を示すグラフ、M(0V)〜M(2V)は、0V〜2Vの各設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typにおいて５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動に対する最適対向電極電位差δVcom,optの変動の関係を示すグラフである。
【００８３】
設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typの増加に対してグラフLで示した設計最適対向電極電位差δVcom,typが緩やかに増大して約2Vで横軸と交わる。このとき５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が増大する場合と減少する場合のそれぞれの許容変動量δ(ΔVp,v50)+とδ(ΔVp,v50)-は等しく、許容変動量が最大となる。具体的には、ΔVp,v50typ=2.12Vでδ(ΔVp,v50)+＝δ(ΔVp,v50)-＝0.150Vとなり、この状態においてΔVp,v50の変動が全てCgsの変動によるものであった場合の許容Cgs変動量δCgsは2.49fFとなる。このCgs変動が全て合わせズレによるものであった場合の許容合わせズレ量は、３σ相当の直接合せ精度δdと間接の合わせ精度δiがそれぞれ2μmと3μmの場合で2.37σに相当する。この場合の最大負荷容量Cload,maxは0.526pFであり、突き抜け非補償駆動の場合と比べて補助容量Csが0.276pF低減でき、この分だけ開口率が増大する。
【００８４】
ここでは詳しく述べないが、実際の設計に際して突き抜け補償駆動の場合、突き抜け電圧の設計は制約条件を課さずに行われ、式(1)に基づいて設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typを求めるとおよそ2V〜2.5Vになっていることが多い。製造工程において合わせ精度を2.37σ或いはそれ以下で管理することは不可能ではないが困難を伴うため、実際には製造設備の改造による合わせ精度の向上などによって対応している。即ち、このような労力を費やしてでも、突き抜け補償駆動による突き抜け電圧の制約条件緩和によってもたらされる補助容量低減による開口率の増大が必要とされている。一度このような対応が実施された製造工程においては、従来のアモルファスシリコンにおける突き抜け補償駆動の場合、突き抜け電圧に関する制約条件を考慮しなくても、結果的に最適対向電極電位差δVcom,optが許容範囲内に収まることになる。
【００８５】
また、突き抜け補償駆動を行っているにも関わらず突き抜けが影響する過剰充電が生じている理由は、式(2)の突き抜け補償条件が、突き抜け補償過程が終了した時点での電位を一致させるものであるのに対して、実際には走査信号線電位と補償駆動による画素電極電位との間における電位の時間変化率が一致しないために生じた電位差によって過剰充電電流が流れることに起因する。
【００８６】
即ち、走査信号線と補助容量線の時定数の設定法が全く異なり、特に容量の設定に関しては一般に両者の絶縁膜構成が異なるため単位面積容量が異なり、また走査信号線の場合は時定数の値のみが重要であるのに対して補助容量線では時定数に加えてカップリング低減などの機能を有するために容量の値を厳密な計算に基づいて決定される。こうしたことから、一般に走査信号線と補助容量線の時定数は大きく異なるため、特に走査信号線の選択期間終了直後の過剰充電期間初期においては、走査信号線の電位変化による画素電極電位変化量と補助容量線の電位変化による画素電極電位変化量が互いに相殺されない。このために生じた画素電極電位の変化量がソース・ドレイン間電圧Vdsとなって過剰充電電流が流れるからである。
【００８７】
或いはCs on Gate構造の場合には、画素電極が当該走査信号線から受ける電位変化の過程は2段階に分かれており、第一段階は選択期間終了直後に走査信号線の電位がON状態のゲート電極電位VghからOFF状態のゲート電極電位Vglより低い第3の電位Vgcに切り替わる変化であり、第二段階は第3の電位VgcからOFF状態のゲート電極電位Vglへ切り替わる変化である。これに対して前段走査信号線から受ける電位変化の過程は、第３の電位VgcからOFF状態のゲート電極電位Vglへ切り替わる変化の一回だけである。このため、当該走査信号線から受ける画素電極電位変化量と前段走査信号線から受ける画素電極電位変化量が互いに相殺されない期間が存在し、この期間に過剰充電電流が流れるためである。
【００８８】
以上を要約すれば、電界効果移動度が0.5cm2/Vs程度の従来のアモルファスシリコンに対する液晶表示装置の設計においては、過剰充電効果の影響が小さいため過剰充電効果に起因するフリッカーの指標となる最適対向電極電位差δVcom,optに関する制約条件を与えなくても、自然に最適対向電極電位差δVcom,optが許容範囲内に収まっていた。しかし、電界効果移動度が大きくなると過剰充電効果も増大するため、電界効果移動度が10cm2/VsのＴＡＯＳの場合には最適対向電極電位差δVcom,optを許容範囲内に低減するには、設計に際して新たな制約条件の導入が必要である。
【００８９】
本発明は以上の点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、表示品位の高いアクティブ・マトリクス型表示装置を提供することにある。さらに本発明の目的は、電界効果移動度が1cm2/Vsから70cm2/Vsの範囲にあるトランジスタを有するアクティブ・マトリクス型表示装置の表示品位を高めることにある。さらに本発明の目的は、そのようなアクティブ・マトリクス型表示装置を製造する方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００９０】
本発明は、電界効果移動度の増大に伴って増大する過剰充電効果に起因したフリッカーまたは画面輝度の均一性低下の指標に走査信号線方向における対向電極電位Vcomの面内格差である対向電極電位差δVcomを採用して、フリッカーまたは画面輝度の均一性低下を許容範囲内に収めるための新たな設計上の制約条件を提供し、高品位のアクティブ・マトリクス型表示装置を実現する。
【００９１】
本発明は、電界効果移動度が1cm2/Vsを超えると影響が顕著になる過剰充電効果に起因した表示品位の低下を抑制するための手法を提供するものである。過剰充電効果による表示品位として影響を受けるのは輝度傾斜、焼き付き等の最適対向電極電位Vcom,optの面内分布に関するものである。特に、視認性の高いフリッカーに着目し、最適対向電極電位Vcom,optの走査線方向の面内格差である最適対向電極電位差δVcom,optを指標としてフリッカーまたは画面輝度の均一性低下を抑制する新たな設計条件を提供する。さらに本発明は、半導体層の電界効果移動度が1cm2/Vs以上のときにも、ON状態のゲート電極電位Vgh、OFF状態のゲート電極電位Vgl、負荷容量Cload、およびゲート・ソース間容量Cgsなどのプロセスの制御パラメータの値を決定して、最適対向電極電位差δVcom,optを許容変動範囲に収めることを可能にする式を提供する。
【００９２】
具体的には、最適対向電極電位差δVcom,optが最大輝度に対してｎ％の輝度となる中間調におけるｎ％突き抜け電圧ΔVp,vnの一次関数として表せること、及び製造プロセスの影響によって寄生容量Cgsなどが変動することによるｎ％突き抜け電圧ΔVp,vnの変動に対する最適対向電極電位差δVcom,optの変動をｎ％突き抜け電圧ΔVp,vnの関数として定式化する。更には、プロセスレベルに対して最適対向電極電位差δVcom,optの許容限界値ξを超えないためにｎ％突き抜け電圧ΔVp,vnの設計値が満たすべき条件を、先に定式化した式を元に導出するものである。
【００９３】
図２４は走査信号線時定数τg=2.5μs、閾値電圧Vth=0V、ON状態のゲート電極電位Vgh=15V、OFF状態のゲート電極電位Vgl=-6V、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typ=1.5Vの場合について、定式化した式及びシミュレーションによって設計最適対向電極電位差δVcom,typを電界効果移動度μeffが0〜100cm2/Vsの範囲で求めた結果を比較して示した図である。シミュレーション結果では電界効果移動度μeffの増大に対して設計最適対向電極電位差δVcomtypは単調増加しているが、定式化した式による算出値は電界効果移動度μeff＞50cm2/Vsの領域において設計最適対向電極電位差δVcom,typが減少している。過剰充電は過剰充電電流に起因した現象であり、電流の流れ易さである電界効果移動度が大きいほど過剰充電電流も大きくなるため、定式化した式より算出した値の減少は適用限界を超えていることを示唆している。
【００９４】
また、電界効果移動度μeffがおよそ2cm2/Vs以下でグラフの傾きが非常に大きな領域において、シミュレーション結果がなだらかなカーブを描いておらず歪みが生じており、シミュレーションにとってクリティカルな領域となっている。この原因は電界効果移動度μeffの変化に対して設計最適対向電極電位差δVcom,typが敏感に変化するため、数値解析における収束性が低下したことに起因していると考えられる。これに対して定式化した式による算出値はなだらかなカーブを描いているが、これは定式化した式の導出に際してシミュレーション結果に対して内挿式を用いてFittingしているため、シミュレーションの収束性に起因したグラフ形状の歪みが平均化されたことによるものであり、電界効果移動度μeffがおよそ2cm2/Vs以下の領域おいては定式化した式による算出値の方がシミュレーション結果よりも信憑性が高いと考えられる。
【００９５】
図２５は定式化した式より算出した値からシミュレーション値を引いた値Δを示した図である。定式化した式より算出した値とシミュレーション値とが略一致と見なすための両者の差の許容限界を20mVと仮定すると、図２５より電界効果移動度μeffがおよそ1.5〜70cm2/Vsの領域において許容限界以下となっている。ここで、誤差２０mVというのは、表示信号線の時定数による画面の上端と下端の輝度差を液晶層印加電圧の差に換算した場合の許容限界として用いられることがある値であり、図２５は隣接画素の印加電圧差を比較するものではなくシミュレーション値と定式化した式より算出した値との比較であるため、優位差無しとする限界値として２０mVを用いた。
【００９６】
また、電界効果移動度μeffがおよそ2cm2/Vs以下の領域に対するシミュレーションにおける収束性の低下を考慮すると、実際には略一致と見なせる領域の下限は1.5cm2/Vsよりも低く、少なくとも1cm2/Vs付近までは略一致と見なせるものと考えられる。
【００９７】
以上より、定式化した式が適用できる範囲は電界効果移動度がおよそ1cm2/Vs〜70cm2/Vsの範囲であり、好ましくは1.5cm2/Vs〜50cm2/Vsの範囲である。また、ｎの範囲としておよそ１５〜７０、即ち１５％から７０％の輝度となる中間調表示において適用することができる。更には、ｎを５０にすると一般的に電圧変化に対する透過率変化の割合が最大になるため、最適対向電極電位差δVcom,optを５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の一次関数として表すことが望ましい。
【００９８】
また、フリッカーには、表示画面の広範囲の輝度があたかも点滅するかのように変化するものだけでなく、半径が数mm程度の微小な領域の輝度が軽微に振動するものが表示画面の広範囲にわたってランダムに分布するものもある。隣り合う微小フリッカー領域の輝度差は、微小領域である上に輝度が安定しないため実測は困難であるが、主観評価では256階調の1〜3階調分程度、或いはそれ以上に相当する。この場合、いわゆるフリッカーとして認識されない場合が多いが、微小な輝度ムラ状態が表示画面の広範囲に分布するため、表示パターンの輪郭がボヤけ、全体的にモヤモヤしたような画質を招く。このモードのフリッカーを、局所モードのフリッカーと呼ぶことがある。
【００９９】
この原因は、ゲート絶縁膜の軽微な膜厚分布に起因した最適対向電極電位Vcom,optの面内不均一性によるものと推測している。即ち、ゲート絶縁膜などの絶縁性薄膜の膜厚精度は一般に設定値に対して±10%以下として管理されている。しかし、膜厚を測定するのは画素領域の周囲に配置された膜厚測定パターンであるため、実際に画素領域の膜厚分布を測定している訳ではない。このため、実際には管理値より小さい数％程度の膜厚の異なる領域がランダムに画面全体に分布しているものと考えられ、局所モードのフリッカーは、この軽微な膜厚の相違が軽微な突き抜け電圧の分布を生じ、その結果として過剰充電効果の程度差が視認される現象と考えられる。
【０１００】
隣り合う２つの局所モードフリッカー領域を考えた場合、互いの距離が近く非常に狭い領域であるため、それぞれの領域における合せズレ量や配線幅、液晶層の厚みなどのプロセス精度に起因する変動項目は、ゲート絶縁膜の膜厚以外全て同一とみなすことができる。即ち、両領域間の相違はゲート膜厚差に起因するＴＦＴのゲート・ソース間寄生容量Cgsのみであると考えられる。
【０１０１】
この場合、両領域間の突き抜け電圧の差に対する最適対向電極電位Vcom,optの差は本発明の式(4)で表される直線Mの傾きηに略一致する。これは、ηがゲート・ソース間寄生容量Cgsの変動などに起因した５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動に対する最適対向電極電位差δVcom,optの変動の割合であり、合せズレによるゲート・ソース間寄生容量の変動に際したチャネル長Wの変動による過剰充電電流の変動の影響はゲート・ソース間寄生容量Cgsの変動による影響と比べて十分に小さいためである。従って、ηの絶対値が小さいほど隣り合う局所モードのフリッカーレベルの差が軽減され、表示品位の向上を図ることができる。また、非常に狭い範囲内の現象であるために両領域間でゲート・ソース間寄生容量Cgsのみ異なると見なせることから、対向電極電位を画素毎に独立して制御する場合に対しても局所モードのフリッカーをηによって評価することができる。
【０１０２】
図１２は、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の設計値である設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typと設計最適対向電極電位差δVcom,typとの関係を示す直線Ｌ、及び５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optの変動関係を示す直線Ｍ、及び最適対向電極電位差δVcom,optの許容範囲の上限値ξ+と下限値ξ-との関係を示す概念図である。
【０１０３】
本発明の発明者は、直線Ｌが次の式(3)で表されることを見出した。
L：δVcom,typ=(α・ΔVp,v50typ＋β)γ・・・(3)
ここで、直線Ｌの傾きが正、即ちα・γ>0であることに注意を要する。これは、突き抜け電圧ΔVpがソース・ドレイン間電圧Vdsとして作用して過剰充電電流が流れることによって過剰充電が行われることに起因している。また、α、β、γは後で説明する計算式によって求まる係数である。
【０１０４】
本発明の発明者は、直線Ｍが次の式(4)で表されることを見出した。
M：δVcom,opt=η(ΔVp,v50−ΔVp,v50typ)＋δVcom,typ・・・(4)
ここで、直線Mの傾きηは、η<0であることに注意を要する。これは、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が変動によって増大した場合、画素電極電位Vpの低下量が増大するために最適対向電極電位Vcom,optが低下することに起因している。
【０１０５】
次に、最適対向電極電位差δVcom,optの許容上限値と下限値をそれぞれξ+とξ-とし、ξ+及びξ-に対する５０％突き抜け電圧ΔVp,v50をそれぞれΔVp,v50-とΔVp,v50+とする。最適対向電極電位差δVcom,optの上限値がξ+以下になるためには、ΔVp,v50-における最適対向電極電位差δVcom,optがξ+以下であればよいので、
η((ΔVp,v50-)−ΔVp,v50typ)+(α・ΔVp,v50typ＋β)γ≦ξ+
より、
ΔVp,v50typ−(ΔVp,v50-)≦{(α・ΔVp,v50typ＋β)γ−(ξ+)}/η
が得られる。
【０１０６】
同様に、最適対向電極電位差δVcom,optの下限値がξ-以上になるためには、ΔVp,v50+における最適対向電極電位差δVcom,optがξ-以上であればよいので、
η((ΔVp,v50+)−ΔVp,v50typ)＋(α・ΔVp,v50typ＋β)γ≧ξ-
より、
(ΔVp,v50+)−ΔVp,v50typ≦{(ξ-)−(α・ΔVp,v50typ＋β)γ}/η
が得られる。
【０１０７】
これより、ΔVp,v50がΔVp,v50typから減少する方向の許容変動量δ(ΔVp,v50)-と、ΔVp,v50がΔVp,v50typから増大する方向の許容変動量δ(ΔVp,v50)+をそれぞれ
δ(ΔVp,v50)-=ΔVp,v50typ-(ΔVp,v50-)>0
δ(ΔVp,v50)+=(ΔVp,v50+)-ΔVp,v50typ>0
とすると、次の式(5)と式(6)が得られる。
δ(ΔVp,v50)-≦{(α・ΔVp,v50typ＋β)γ−(ξ+)}/η・・・(5)
δ(ΔVp,v50)+≦{(ξ-)−(α・ΔVp,v50typ＋β)γ}/η・・・(6)
従って、式(5)と式(6)を満たすように設計すると、過剰充電効果によるフリッカーを許容限度内に抑制することができる。
【０１０８】
ここで、最大輝度の５０％となる液晶層印加電圧に着目した理由は、透過率-液晶層印加電圧の関係において、電圧変化に対する透過率変化の割合が最大となる領域のためである。即ち、液晶層印加電圧の変化に対する透過率が敏感に変化するため、過剰充電による液晶層印加電圧の面内不均一性に起因したフリッカーや焼き付などが視認され易いからである。しかし、近年の液晶表示装置の画面輝度の増大に伴って輝度５０％でも十分に明るいため人間の目にとって視認性が低下し、輝度５０％よりも暗い画面で視認性が高かまる場合がある。そこで、画面輝度を最大輝度のｎ％としたときに、本発明の式(3)と式(4)が成り立つｎの範囲を求めた例を以下で図面参照しながら説明する。
【０１０９】
図２２は画面輝度が最大輝度のｎ％となる液晶層印加電圧Vnに対するδVcom,optについて、シミュレーション結果と式(3)より得られたδVcom,opt-Vn特性を比較して示すグラフである。個別パラメータは、走査信号線時定数τg=2.5μs、閾値電圧Vth=0V、ON状態のゲート電極電位Vgh=15V、OFF状態のゲート電極電位Vgl=-2V、電界効果移動度μeff=10cm2/Vsとした。更に、表示モードを液晶層に電圧を印加しない状態で透過率１００％即ち最大輝度となるノーマリーホワイトとし、輝度１００％となるときの液晶の比誘電率ε100を液晶の比誘電率-印加電圧特性における最小値として3.00、ε100に対する液晶層印加電圧V100を液晶の閾値電圧とし、液晶層印加電圧最大値V0を6.5Vとし、V0のときの輝度を０％としてこのときの液晶の比誘電率ε0を6.18とした。
【０１１０】
透過率-液晶層印加電圧特性と液晶の比誘電率-液晶層印加電圧特性とが互いに強い相関関係にあることから、輝度ｎ％となるときの液晶の比誘電率εnをε0とε100を元に線形補間によって求め、液晶の比誘電率-液晶層印加電圧特性よりεnに対する液晶層印加電圧Vnを求めた。また、式(3)においてΔVp,v50typを、輝度ｎ％となる液晶層印加電圧Vnにおける突き抜け電圧の設計値ΔVp,vntypに置き換えてδVcom,optを算出し、シミュレーションにおいても同様に行った。
【０１１１】
図２２において、５０％液晶層印加電圧V50では式(3)によって求めた値とシミュレーション結果の値は一致せず約６mVの差がある。これは本発明式の有する精度を表しているが、一般的なδVcom,optの許容限界値である２００mVに対して約３％のズレであり、実用上問題のないレベルであるとして略一致と見なすことができる。式(3)とシミュレーションのそれぞれより求めたδVcom,optの差として10mVまで誤差として許容すると、およそ１５％液晶層印加電圧V15〜７０％液晶層印加電圧V70の範囲で、即ち輝度１５％〜７０％の範囲で略一致と見なすことができ、この範囲において本発明の式(3)は成り立つことになる。また、この範囲を超えた領域において、式(3)の値はシミュレーション値からかけ離れている訳ではないので、精度を要求しないラフな検討に際しては０％液晶層印加電圧V0〜１００％液晶層印加電圧V100の全範囲において式(3)を用いることが可能であることが分かる。
【０１１２】
図２３は図２２と同一条件にて行ったシミュレーション結果と本発明の式(4)より求めたη-Vn特性を比較して示すグラフである。式(4)において５０％突き抜け電圧ΔVp,v50及び設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typをそれぞれｎ％突き抜け電圧ΔVp,vn及び設計ｎ％突き抜け電圧ΔVp,vntypに置き換えてηを算出し、シミュレーションにおいても同様に行った。図２３において、液晶層印加電圧が１０％液晶層印加電圧V10〜１００％液晶層印加電圧V100の領域で、即ち輝度が１０％〜１００％の範囲において誤差±1%の範囲内でシミュレーション結果と本発明の式(4)が一致しており、この範囲において式(4)が成り立つ。以上を踏まえて、具体的な発明内容を以下に示す。
【０１１３】
本発明のアクティブ・マトリクス型の液晶表示装置は、電界効果移動度が1cm2/Vs以上で且つ70cm2/Vs以下であって、最適対向電極電位差δVcom,optの許容上限値と下限値をそれぞれξ+とξ-とし、ξ+とξ-に対するｎ％突き抜け電圧ΔVp,vnをそれぞれΔVp,vn-とΔVp,vn+とし、設計ｎ％突き抜け電圧をΔVp,vntypとし、ｎ％突き抜け電圧ΔVp,vnが設計ｎ％突き抜け電圧ΔVp,vntypから増大した場合と減少した場合の許容変動限界量をそれぞれ、δ(ΔVp,vn)+=(ΔVp,vn+)−ΔVp,vntypとδ(ΔVp,vn)-=ΔVp,vntyp-(ΔVp,vn-)とし、最適対向電極電位差δVcom,optの設計値である設計最適対向電極電位差δVcom,typを式(3)とし、
δVcom,typ=(α・ΔVp,vntyp＋β)γ・・・(3)
ｎ％突き抜け電圧ΔVp,vnの変動量に対する最適対向電極電位差δVcom,optの変動量の割合をηとし、α、β、γをそれぞれ後で説明する計算式より求まる係数としたとき、δ(ΔVp,vn)+とδ(ΔVp,vn)-がそれぞれ式(5)、式(6)を満たすように設定することを特徴とする。
δ(ΔVp,vn)+≦{(ξ-)−(α・ΔVp,vntyp＋β)γ}/η・・・(5)
δ(ΔVp,vn)-≦{(α・ΔVp,vntyp＋β)γ−(ξ+)}/η・・・(6)
【０１１４】
さらに本発明はｎを１５〜７０の範囲とすることができる。さらに、好ましくはｎを５０とすることができる。ｎを５０とし、ξ+とξ-に対する５０％突き抜け電圧ΔVp,v50をそれぞれΔVp,v50-とΔVp,v50+とし、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから増大した場合と減少した場合の許容変動限界量をそれぞれ、
δ(ΔVp,v50)+=(ΔVp,v50+)−ΔVp,v50typとδ(ΔVp,v50)-=ΔVp,v50typ-(ΔVp,v50-)とし、
最適対向電極電位差δVcom,optの設計値である設計最適対向電極電位差δVcom,typを式(3A)とし、
δVcom,typ=(α・ΔVp,v50typ＋β)γ・・・(3A)
５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動量に対する最適対向電極電位差δVcom,optの変動量の割合をηとし、α、β、γをそれぞれ後で説明する計算式より求まる係数としたとき、δ(ΔVp,v50)+とδ(ΔVp,v50)-がそれぞれ式(5A)、式(6A)を満たすように設定することを特徴とする。
δ(ΔVp,v50)+≦{(ξ-)−(α・ΔVp,v50typ＋β)γ}/η・・・(5A)
δ(ΔVp,v50)-≦{(α・ΔVp,v50typ＋β)γ−(ξ+)}/η・・・(6A)
【０１１５】
表示装置が突き抜け非補償駆動の場合はα、β、γ、ηを次式で与えることができる。
α=A・exp(-1/(B・μeff))+0.2
A={0.58exp(-1/Vgh)-0.591}Vth+{7.924exp(-1/Vgh)-7.23}
B=Ba{exp(Bb(Vgh-14))-1}+Bc
Ba=15exp(-0.455Vth)
Bb=0.00667Vth+0.01
Bc=1.2exp(-0.35Vth)-0.47
β=C・exp(-1/(D・μeff))-0.19
C=-0.002Vth+0.337exp(-1/Vgh)-0.148
D={0.06exp(-Vgh+14)+0.00042}exp(Vth)-0.0051Vgh+0.362
γ={E・exp(-F/τg)+G・τg}νc
E={-0.00032μeff+0.01(exp(-1.17/Vth)+1)}Vgh+0.008μeff+0.722exp(-0.101Vth)
F={2.71exp(-0.0272μeff)+0.597exp(-1.37/Vth)}/Vgh+(0.0667Vth+0.3)exp(-0.268μeff)
G={-0.0479μeff+1.4exp(-1.35/Vth)+1.75}/Vgh+0.0012μeff+0.0701exp(-0.301Vth)-0.1
νc=0.620exp(0.0353Vgh)(-Vgl)^(-0.0203Vgh+0.275)
η=η0・γ0
η0=P・exp(-1/ΔVp,vntyp)+Q
P={0.115exp(-0.164Vgh)・exp(Vth)−0.00610Vgh+0.460}μeff^(-0.559)
Q=exp(-1/(μeff+Qa))+Qb
Qa=0.128Vgh−0.005exp(0.2Vth+4.70)+0.350
Qb=(0.0008Vth+0.0183)Vgh−0.0554Vth−1.88
γ0=νe・κ(τg)/κ(τg=2.5)
κ(τg)=exp(-R/τg)+S・τg+T
R=Ra1・exp(Ra2・μeff)・exp(-1/(Vgh-10))+0.5exp(-Rc2/μeff)+Rc3
Ra1=0.214exp(-1.37/Vth)+0.351
Ra2=0.153exp(-1.37/Vth)-0.216
Rc2=1.29exp(0.388Vth)
Rc3=0.544exp(0.0147Vth)-1
S={0.000376loge(μeff)-0.0000667Vth-0.00123}Vgh+Sb
Sb=(0.00237Vth+0.0345)exp(Sb2・μeff)
Sb2=0.00258exp(0.388Vth)-0.05
T=Ta1・Vgh・μeff^Ta2+Tb1・loge(μeff)+Tb2
Ta1=0.007exp(-1.60/Vth)+0.0258
Ta2=0.0223exp(0.265Vth)-0.1
Tb1=-0.0001Vth+0.0597
Tb2=0.847exp(-0.0966Vth)-3.00
νe=(-0.0242Vgh+1.17)(-Vgl)^( 0.0006Vgh^1.96)
ここで、Vth、Vgh、Vgl及びΔVp,vntypの単位は[V]、μeffの単位は[cm2/Vs]、τgの単位は[μs]である。またκ(τg)は、κがτgの関数であることを表し、「^」はべき乗記号を表す。更には、logeは自然対数を表す。
【０１１６】
突き抜け補償駆動の場合のα、β、ηは、次式で与えることができる。
α=A・μeff+B
A=0.00001[{4exp(-0.462Vth)-15}Vgh+20.2exp(0.0361Vth)]
B=0.0001{(4.33Vth+25.2)Vgh-203Vth+852}
β=C・loge(μeff)+D
C=0.0001(16.2Vgh-0.6Vth-108)
D=-(0.0118Vth+0.105)loge(Vgh)+0.0374Vth+0.0625
η=η0・γ0
η0=P・exp(ΔVp,vntyp)+Q
P=-Pa1・Vgh^(Pa2)・μeff^(Pb1・Vgh+Pb2)
Pa1=4exp(1.12Vth)+109
Pa2=-5exp(-1/(0.0916Vth))-2.57
Pb1=0.00007Vth+0.0096
Pb2=-0.0146Vth-0.204
Q=-{(0.0001Vth-0.0123)Vgh+0.0238Vth+1.08}μeff^Qb
Qb=(4.46Vth+43.0)Vgh^(-0.0289Vth-2.16)+0.0118Vth-0.185
γ0=νe・κ(τg)/ κ(τg=2.5)
κ(τg)=exp(-R/τg)+S・τg+T
R=Ra1・exp(Ra2・μeff)・exp(-1/(Vgh-10))+0.5exp(-Rc2/μeff)+Rc3
Ra1=0.214exp(-1.37/Vth)+0.351
Ra2=0.153exp(-1.37/Vth)-0.216
Rc2=1.29exp(0.388Vth)
Rc3=0.544exp(0.0147Vth)-1
S={0.000376loge(μeff)-0.0000667Vth-0.00123}Vgh+Sb
Sb=(0.00237Vth+0.0345)exp(Sb2・μeff)
Sb2=0.00258exp(0.388Vth)-0.05
T=Ta1・Vgh・μeff^Ta2+Tb1・loge(μeff)+Tb2
Ta1=0.007exp(-1.6/Vth)+0.0258
Ta2=0.0223exp(0.265Vth)-0.1
Tb1=-0.0001Vth+0.0597
Tb2=0.847exp(-0.0966Vth)-3.00
νe=(-0.0242Vgh+1.17)(-Vgl)^(0.0006Vgh^1.96)
ここで、VthとVgh、Vgl及びΔVp,vntypの単位は[V]、μeffの単位は[cm2/Vs]、τgの単位は[μs]である。またκ(τg)は、κがτgの関数であることを表し、「^」はべき乗記号を表す。更には、logeは自然対数を表す。
【０１１７】
アクティブ・マトリクス型の表示装置は液晶表示装置又は有機ＥＬ表示装置とすることができる。また、ηの絶対値は２以下にすることができる。半導体層には、アモルファスの金属酸化物又は有機物を採用することができる。有機ＥＬ表示装置の場合、一画素に２個のＴＦＴと１個の容量よりなる２Ｔ１Ｃ型、或いは複数個のＴＦＴと複数個の容量よりなる回路を有するが２Ｔ１Ｃ型と等価である場合の有機ＥＬ表示装置の画素は、液晶表示装置の画素と電気回路的に等価であり、上記制約条件の式(5)及び式(6)を満たすように構成することができる。本発明は、上記の設計手法を表示装置の製造方法に適用することができる。
【発明の効果】
【０１１８】
本発明により、表示品位の高いアクティブ・マトリクス型表示装置を提供することができた。さらに本発明により、電界効果移動度が1cm2/Vsから70cm2/Vsの範囲にあるトランジスタを有するアクティブ・マトリクス型表示装置の表示品位を高めることができた。さらに本発明により、そのようなアクティブ・マトリクス型表示装置を製造する方法を提供することができた。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】液晶表示装置の構成を示す概略等価回路図である。
【図２】液晶表示装置の画素構成を示す概略等価回路図である。
【図３】過剰充電効果の原理を示す駆動電位波形と画素電位のタイミングチャートである。
【図４】フリッカー率と最適対向電極電位Vcom,optの関係を示す概念図である。
【図５】電界効果移動度の増大に対する最適対向電極電位差δVcom,optの推移を示すシミュレーション結果である。
【図６】従来の液晶表示装置に用いられているアモルファスシリコンTFTとそのゲート・ソース間の寄生容量Cgsの領域を示す図である。
【図７】アモルファスシリコンに対する従来例における、チャネル幅Wに対する充電可能な負荷容量の関係及びチャネル幅Wに対する突き抜け電圧ΔVpを基準値以下に低減するために必要な負荷容量の関係を示すシミュレーション結果である。
【図８】アモルファスシリコンに対する従来例における、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optの変動を示すシミュレーション結果である。
【図９】ＴＡＯＳに対する従来例における、チャネル幅Wに対する充電可能な負荷容量の関係及びチャネル幅Wに対する突き抜け電圧ΔVpを基準値以下に低減するために必要な負荷容量の関係を示すシミュレーション結果である。
【図１０】ＴＡＯＳに対する従来例における、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optの変動を示すシミュレーション結果である。
【図１１】アモルファスシリコンに対してCs on Gateによる突き抜け補償駆動を行った場合の従来例における、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typと設計最適対向電極電位差δVcom,typとの関係、及び５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optの変動関係を示すシミュレーション結果である。
【図１２】過剰充電効果を抑制する本発明の関係式を説明するために用いる、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typと設計最適対向電極電位差δVcom,typとの関係、及び５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optの変動関係及び最適対向電極電位差δVcom,optの許容限界値を示す概念図である。
【図１３】ＴＡＯＳに対して本発明の関係式に基く制約条件を適用した場合の一実施例における、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typと設計最適対向電極電位差δVcom,typとの関係、及び５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optの変動関係を示す図である。
【図１４】ＴＡＯＳに対して本発明の関係式に基く制約条件を適用した場合の一実施例における、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから減少する方向にシフトした場合の許容変動量δ(ΔVp,v50)-と設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typとの関係を示す図である。
【図１５】ＴＡＯＳに対して本発明の関係式に基く制約条件を適用した場合の一実施例における、許容合わせズレ量δdiと設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typとの関係を示す図である。
【図１６】ＴＡＯＳに対してCs on Gateによる突き抜け補償駆動を行った場合に本発明の関係式に基く制約条件を適用した一実施例における、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typと設計最適対向電極電位差δVcom,typとの関係、及び５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optの変動関係を示す図である。
【図１７】ＴＡＯＳに対してCs on Gateによる突き抜け補償駆動を行った場合に本発明の関係式に基く制約条件を適用した一実施例における、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから減少する方向と増加する方向にシフトした場合のそれぞれの許容変動量δ(ΔVp,v50)-及びδ(ΔVp,v50)+と設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typとの関係を示す図である。
【図１８】ＴＡＯＳに対してCs on Gateによる突き抜け補償駆動を行った場合に本発明の関係式に基く制約条件を適用した一実施例における、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから減少する方向と増加する方向にシフトした場合に対するそれぞれの許容合わせズレ量δdi-及びδdi+と設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typとの関係を示す図である。
【図１９】アモルファスシリコンとＴＡＯＳについてそれぞれ突き抜け補償駆動と非突き抜け補償駆動の場合について、本発明における式(4)で表される直線の傾きηと５０％突き抜け電圧ΔVp,50の設計値との関係を示す図である。
【図２０】基本的な有機ＥＬ表示装置の画素の概略等価回路図である。
【図２１】基本的な有機ＥＬ表示装置の画素が液晶表示装置の画素と等価であることを示すための、有機ＥＬ表示装置の概略等価回路図である。
【図２２】最適対向電極電位差と階調表示電圧との関係について、本発明の関係式とシミュレーションによって求めた結果を比較した図である。
【図２３】各階調表示電圧における突き抜け電圧の変化量に対する最適対向電極電位差の変化量の割合を、本発明の関係式とシミュレーションによって求めた結果を比較した図である。
【図２４】最適対向電極電位差と電界効果移動度との関係について、本発明の関係式とシミュレーションによって求めた結果を比較した図である。
【図２５】最適対向電極電位差と電界効果移動度との関係について、本発明の関係式とシミュレーションによって求めた最適対向電極電位差の差を、各電界効果移動度に対して示した図である。
【発明を実施するための形態】
【０１２０】
［非補償駆動］
電界効果移動度が10cm2/VsであるＴＡＯＳで構成されたＴＦＴに対して本発明の関係式に基づいた設計手法を適用した場合の一実施例を以下で図面を参照しながら説明する。本実施例における個別パラメータは、走査信号線時定数τg=2.5μs、閾値電圧Vth=0V、ON状態のゲート電極電位Vgh=15V、OFF状態のゲート電極電位Vgl=-2V、半導体層の電界効果移動度μeff=10cm2/Vsである。即ちこれらのパラメータは図９、図１０を参照して説明したとおり、従来の設計手法では、最適対向電極電位差δVcom,optを許容限界値以下に抑えることが困難であったものであるが、本発明の手法を適用することでこれらのパラメータを採用しても液晶表示装置の設計が可能になることを以下に示す。このため、W-Cload特性とW-ΔVp,max特性及びW-d(ΔVp)max特性のグラフは図９と同一になる。
【０１２１】
図１３は本発明の関係式を用いて求めた５０％突き抜け電圧ΔVp,v50に対する最適対向電極電位差δVcom,optの関係を示すグラフである。Ｌは式(3)より求めたグラフで、ＴＦＴが設計通りに出来上がったときの寄生容量Cgsにおける設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対する設計最適対向電極電位差δVcom,typを表す。
【０１２２】
“M(0V)”〜“M(1.5V)”はそれぞれ式(4)より求めたグラフであり、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typが0V〜1.5Vの場合に寄生容量Cgsが合せズレなどによって設計値から変動した場合を想定し、これによって５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから±0.5V変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optを表す。最適対向電極電位差δVcom,optの許容限界としてξ+=0.2V、ξ-=−0.2Vとすると、図１３においてΔVp,v50>0.2Vの領域では、図１２を参照すると明らかなようにδ(ΔVp,v50)-＜δ(ΔVp,v50)+であり、増大する場合よりも減少する場合の方が許容される５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動量が小さく、設計を律速する。また、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50を低減すると補助容量Csが増大して開口率の低下を招くため、ΔVp,v50＜0.2Vの領域については考えず、ΔVp,v50＞0.2Vの領域のみを考えることにする。
【０１２３】
図１２、図１３を参照すると明らかなように、ΔVp,v50＞0.2Vの領域では、最適対向電極電位差δVcom,optがξ+より小さくなるようなδ(ΔVp,v50)-を検討することになる。図９、図１０を参照して説明したとおり、従来の設計手法で得られた画素候補はチャネル幅W=Wmin-u、最大負荷容量Cload,max=0.477pF、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typ=0.67Vというものであったが、合わせ精度の管理値を実施不可能なほど小さく設定しなければならないものであったため最適な画素とはならなかった。本実施例では図１３に基づいて、合わせ精度の管理値を実施可能な範囲に設定できる最適な画素を見出す手法について説明する。
【０１２４】
図１４は、図１３における設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typの各値に対する５０％突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-を求めたグラフである。合わせ精度の管理値を実施可能な範囲に設定するためには突き抜け電圧の設計値からの変動量δ(ΔVp,v50)-を大きく設定する必要がある。即ち、図９、図１０を参照して説明した従来例において設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typが0.67Vの場合は許容合わせズレ量が小さく0.506σ相当でしかなかったので、実施可能な許容合わせズレ量とするためには図１４より、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typを0.67Vよりも小さく設定することになる。このため、式(1)に示す突き抜け電圧の式より、チャネル幅W=Wmin-uに固定して５０％負荷容量Cload,v50をパラメータとして設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typを表すことにする。チャネル幅WをWmin-uに固定するのは、チャネル幅WがWmin-uより大きい場合に負荷容量をより大きく設定するために遮光性電極よりなる補助容量が大きくなって開口率が低下するのを回避するためである。これにより、図１４に示す設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typと突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-との関係は、５０％負荷容量Cload,v50と突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-との関係に置き換えることができる。得られた５０％負荷容量Cload,v50と突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-との関係は、再度式(1)を用いて、５０％負荷容量Cload,v50とゲート・ソース間の寄生容量Cgsの許容変動量δCgsとの関係に置き換えることができる。得られたゲート・ソース間の寄生容量Cgsの許容変動量δCgsは、ゲート・ソース間の単位面積容量と図６を参照して説明したゲート・ソース間寄生容量Cgsの合わせズレによる変動面積から、許容合わせズレ量δdiに変換することができる。
【０１２５】
図１５は、図１４より得られた設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typと許容合わせズレ量δdiの関係を示したグラフである。図６に示した３σ相当の直接の合わせズレ量δdと間接の合せズレ量δiをそれぞれ2μmと3μmとすると、合成合せズレ量δdiは3.6μmである。図１５より、許容合わせズレ量δdiが3.6μmとなるのは設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typが0.539Vのときであることが分かる。また、この状態に対する最大負荷容量Cload,maxを求めると0.570pFであって、図９よりチャネル幅WがWmin-uであっても十分に充電が可能な容量であり、且つW-ΔVp,max特性のグラフ及びW-d(ΔVp)max特性のグラフよりも上方に位置していることがわかる。即ち、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typを0.539Vに設定する場合、３σ相当の合成合わせズレ量に対するマージンを有し、従来の突き抜け制約条件である最大突き抜け電圧ΔVp,max≦1.7Vと最大突き抜け電圧差d(ΔVp)max≦0.35Vを満たし、且つ設計最適対向電極電位差δVcom,typを許容限度以下に抑制するために必要な補助容量の値を最小に抑えた最適な画素となる。
【０１２６】
［補償駆動］
次に、電界効果移動度が10cm2/VsであるＴＡＯＳにCs on Gateによる突き抜け補償駆動を用いた場合に対して本発明の関係式に基づいた設計手法を適用した一実施例を、以下で図面を参照しながら説明する。本実施例における個別パラメータは、走査信号線時定数τg=2.5μs、閾値電圧Vth=0V、ON状態のゲート電極電位Vgh=15V、OFF状態のゲート電極電位Vgl=-2V、電界効果移動度μeff=10cm2/Vsである。即ち、突き抜け補償駆動を行わない場合の本発明の実施例で適用したものと同一である。また、突き抜け補償駆動はＴＦＴがON状態の期間における負荷容量Cloadへの充電に対して影響は小さいため、ここでは無視しても差し支えない。従って、本実施例のW-Cload特性とW-ΔVp,max特性及びW-d(ΔVp)max特性は図９と同一である。
【０１２７】
図１６は本発明の関係式を用いて求めた５０％突き抜け電圧ΔVp,v50に対する最適対向電極電位差δVcom,optの関係を示すグラフである。Ｌは式(3)より求めたグラフで、設計値通りに出来上がったＴＦＴの寄生容量Cgsにおける設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対する設計最適対向電極電位差δVcom,typを表す。“M(0V)”〜“M(3V)”はそれぞれ式(4)より求めたグラフであり、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typが0V〜3Vの場合に寄生容量Cgsが合せズレなどによって設計値から変動した場合を想定し、これによって５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typから±0.5V変動した場合の最適対向電極電位差δVcom,optを表す。
【０１２８】
図１６において、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対する設計最適対向電極電位差δVcom,typを表す直線Ｌの傾きは、図１４の突き抜け非補償駆動の場合と比べて小さくなっている。これは突き抜け補償駆動によって実効突き抜け電圧が低下した結果、過剰充電電流が低下したことによるものである。しかし、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動に対する最適対向電極電位差δVcom,optの変動を示す直線Ｍの傾きが、突き抜け非補償駆動の場合と比べて大きくなっており、更には設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typの増加に対して直線Ｍの傾きの絶対値が増大している。これは、突き抜け補償条件に起因するもので、式(2)より突き抜け補償駆動において寄生容量Cgsと補助容量Csの比が一定でなければならないからである。
【０１２９】
今、直線Ｌは設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typが1.41Vにおいて横軸と交わり、このとき５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が増大する場合と減少する場合のそれぞれの５０％突き抜け電圧許容変動量δ(ΔVp,v50)+とδ(ΔVp,v50)-は等しく、５０％突き抜け電圧許容変動量が最大となる。しかし、５０％突き抜け電圧の許容変動量が最大であっても、許容される合わせズレ量δdiが最大になる訳ではない。これは式(1)から分かるように、突き抜け電圧がゲート・ソース間の寄生容量Cgsと負荷容量Cloadとの比に比例することに起因している。アモルファスシリコンに突き抜け補償駆動を適用する場合は５０％突き抜け電圧許容変動量が最大となる領域近傍で設計を行っていたが、これは電界効果移動度が小さいアモルファスシリコンに対して少しでも開口率を大きくするためであった。これに対して、本発明の目的は電界効果移動度が大きい半導体を用いた場合の画質を向上させることである。このため、本実施例では図１６に基づいて画素の最適化を図る手法について以下で図面を参照しながら説明する。
【０１３０】
図１１を参照して説明したアモルファスシリコンに突き抜け補償駆動を適用した従来例の場合と同様に、本実施例においても突き抜け補償駆動によって突き抜けに関する制約条件が緩和されるものとして、最大突き抜け電圧ΔVp,maxや最大突き抜け電圧差d(ΔVp)maxに対する上限値を設定しないものとする。即ち、画素の最適化を図る条件は、最適対向電極電位差δVcom,optが許容範囲内に抑制され、合わせ精度の管理値が実施可能な範囲に設定され、且つ開口率が最大となることである。
【０１３１】
図１７は、図１６における設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typの各値に対して５０％突き抜け電圧が減少する方向と増加する方向の許容変動量δ(ΔVp,v50)-とδ(ΔVp,v50)+を求めたグラフである。図１４、図１５を用いて説明した突き抜け非補償駆動の場合と同様に、図１７に示す５０％突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-及びδ(ΔVp,v50)+と設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typとの関係から、許容合わせズレ量δdiと設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typとの関係を求めていく。
【０１３２】
即ち、チャネル幅WをW=Wmin-uに固定し、式(1)に示す突き抜け電圧の式より、５０％負荷容量Cload,v50をパラメータとして設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typを表す。チャネル幅WをWmin-uに固定するのは、チャネル幅WがWmin-uより大きい場合に負荷容量をより大きく設定するために遮光性電極よりなる補助容量が大きくなって開口率が低下するのを回避するためである。これにより、図１７に示す突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-及びδ(ΔVp,v50)+と設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typとの関係は、突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-及びδ(ΔVp,v50)+と５０％負荷容量Cload,v50との関係に置き換えることができる。
【０１３３】
得られた５０％突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-及びδ(ΔVp,v50)+と５０％負荷容量Cload,v50との関係は、再度式(1)を用いて、ゲート・ソース間の寄生容量Cgsの許容変動量δCgsと５０％負荷容量Cload,v50との関係に置き換える。得られたゲート・ソース間の寄生容量Cgsの許容変動量δCgsは、ゲート・ソース間の単位面積容量と図６を参照して説明したゲート・ソース間寄生容量Cgsの合わせズレによる変動面積から、許容合わせズレ量δdiに変換することができる。特に、５０％突き抜け電圧が設計５０％突き抜け電圧から減少する方向の５０％突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-に対する許容合わせズレ量をδdi-とし、５０％突き抜け電圧が設計５０％突き抜け電圧から増加する方向の５０％突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)+に対する許容合わせズレ量をδdi+とする。
【０１３４】
図１８は、図１７より得られた５０％突き抜け電圧が設計５０％突き抜け電圧から減少する方向の５０％突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)-に対する許容合わせズレ量δdi-及び５０％突き抜け電圧が設計５０％突き抜け電圧から増加する方向の５０％突き抜け電圧の許容変動量δ(ΔVp,v50)+に対する許容合わせズレ量δdi+と設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typとの関係を示したグラフである。図１７において設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typ=2V付近でδ(ΔVp,v50)+が最大値を示すのに対して、図１８においてδdi+が単調減少しているのは、チャネル幅WをWmin-uに固定して各設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50に対して求めた５０％負荷容量Cload,v50が設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対して示す単調減少の度合いが、δ(ΔVp,v50)+の増加の度合いよりも大きいためである。この結果、許容合わせズレ量δdi-とδdi+はいずれも設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対して単調減少を示す。
【０１３５】
図６に示した３σ相当の直接の合わせズレ量δdと間接の合せズレ量δiをそれぞれ2μmと3μmとすると、合成合せズレ量δdiは3.6μmである。図１８より、許容合わせズレ量δdiが3.6mμm以上となる設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typの領域は、δdi-に対しては1.25V以下、δdi+に対しては0.425V以下である。即ち、δdi-とδdi+が共に3.6μm以上となるのはΔVp,v50typ≦0.425Vである。開口率を最大にするためには遮光性電極よりなる補助容量を必要最小限の大きさに設定する必要があり、合わせ精度の工程管理を３σで行うことが可能であれば許容合わせズレ量δdi-とδdi+の内律速する方の値を３σに設定することになる。
【０１３６】
本実施例において３σに相当するのは、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50=0.425Vの状態である。この場合の最大負荷容量Cload,maxは0.698pFであり、図９よりチャネル幅WがWmin-uであっても十分に充電可能な容量である。以上より、本実施例における最適な画素の状態は、チャネル幅W=Wmin-u、最大負荷容量Cload,maxは0.698pF、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50=0.425Vである。また、図１１を参照して説明したアモルファスシリコンに突き抜け補償駆動を適用した場合の合わせ精度と同じ2.37σに対しては、許容合わせズレ量δdiは1.98μmとなり、許容合わせズレ量はδdi+が律速して設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typを1.53Vに設定することになる。
【０１３７】
ここで、本実施例で説明した突き抜け補償駆動を行う場合の最適画素に対する設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typの値が、図１３〜図１５を用いて説明したTAOSに突き抜け非補償駆動を適用した場合の最適画素に対する設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typの値よりも小さくなっている。即ち、両者のチャネル幅Wが同一であることから設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typの差は遮光性の電極よりなる補助容量Csの差を意味し、突き抜け非補償駆動を適用すると開口率が高くなる場合があることが本発明による新たな知見として得られた。これは、図１３及び図１６を参照して説明した本発明の式(4)より求めたMの傾き、つまり５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変化に対する最適対向電極電位差δVcom,optの比ηの絶対値は突き抜け非補償駆動の場合よりも突き抜け補償駆動の場合の方が大きいことに起因している。
【０１３８】
［局所モードフリッカー］
次に、局所モードのフリッカー低減に対して本発明を用いる場合について以下で図面を参照しながら説明する。図１９は、従来例及び本発明の実施例において述べたアモルファスシリコンとＴＡＯＳを画素ＴＦＴの半導体層として用いた液晶表示装置における、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動に対する最適対向電極電位差δVcom,optの変化の割合を示す式(4)で表される直線Mの傾きηの設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typ依存性を示すグラフである。
【０１３９】
即ち、アモルファスシリコンについてはシミュレーションで求めた図８と図１１における各直線Mの傾きを、ＴＡＯＳについては本発明の関係式(4)より求めた図１３と図１６における直線Mの傾きをそれぞれプロットしたものである。そして、図１９（Ａ）は突き抜け非補償駆動の場合を示し、TAOSについては実施例で用いたパラメータVgh=15VとVgl=-2Vに加えて、Vgh=12VとVgl=-2V及びVgh=12VとVgl=-6Vの場合について破線グラフで示す。同様に図１９（Ｂ）は突き抜け補償駆動の場合を示し、TAOSについては実施例で用いたパラメータVgh=15VとVgl=-2Vに加えて、Vgh=12VとVgl=-2V及びVgh=12VとVgl=-6Vの場合について破線グラフで示す。
【０１４０】
図１９（Ａ）に示す突き抜け非補償駆動の場合、Vghの増大及びVglの低下につれて、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動に対する最適対向電極電位差δVcom,optの変化の割合を示すηの絶対値が増大しているがその増大量は小さく、アモルファスシリコンと同程度の0.6〜0.7に収まっている。アモルファスシリコンの非突き抜け補償駆動の場合、局所モードのフリッカーは非常に軽微で視認が困難なレベルであったことから、TAOSにおいても局所モードのフリッカーは非常に軽微なものになると考えられる。
【０１４１】
これに対して図１９（B）に示す突き抜け補償駆動の場合はVghの増大及びVglの低下に対するηの絶対値の増大量が大きく、アモルファスシリコンの場合よりもηの絶対値が大きくなる場合がある。アモルファスシリコンに突き抜け補償駆動を適用した場合の局所モードフリッカーの実情は明確に視認できるレベルにあることから、ηの絶対値の許容限界は1.5〜2.0程度であると考えられ、好ましくは突き抜け非補償駆動レベルの0.7以下に抑制する必要がある。即ち、最適対向電極電位差を許容限界以内に抑制し、且つηの絶対値が2.0以下に抑制するように設計を行う必要がある。
【０１４２】
［有機ＥＬ］
次に、本発明を有機ＥＬ表示装置に適用する場合について説明する。図２０は最も基本的な有機ＥＬ表示装置１００の画素の概略等価回路図である。第一のＴＦＴ１１５のゲート電極は走査信号線１１１に、ドレイン電極は表示信号線１１３に、ソース電極は蓄積容量Cstと第二のＴＦＴ１１７のゲート電極にそれぞれ接続されている。第二のＴＦＴ１１７のドレイン電極は電源電圧Vcom1に、ソース電極は有機ＥＬ素子であるＬＥＤ１１９にそれぞれ接続されている。即ち、ＴＦＴが２個と容量が１個からなる２Ｔ１Ｃ型と呼ばれるものである。
【０１４３】
走査信号線１１１の選択期間に第一のＴＦＴ１１５がON状態となって蓄積容量Cstへの充電が行われ、第一のＴＦＴ１１５のソース電極電位（以後、画素電極電位Vp１という。）がドレイン電極電位と等しくなったときに充電が完了する。このときの画素電極電位Vp１によって第二のＴＦＴ１１７がON状態となり、ＬＥＤ１１９には順バイアス電圧が印加されて電流が流れ、ＥＬ発光が生じる。走査信号線１１１の選択期間終了後にも蓄積容量Cstによって画素電極電位Vp１は保持されて第二のＴＦＴ１１７のON状態が維持され、ＬＥＤ１１９への電流注入が継続される。
【０１４４】
このとき、ＬＥＤ１１９へ一定電流値の注入が継続されるためには第二のＴＦＴ１１７のドレイン電極電位である電源電圧Vcom1は保持期間中一定である必要があるが、画素毎に電源電圧Vcom1の値を独立に制御することは画素構造の煩雑化による歩留まり低下などを招くため困難である。従って、電源電圧Vcom1は画面全体で一定として外部電源から給電し、画素毎に画素電極電位Vp１のみを制御することでＬＥＤ１１９に流れる電流値の制御を行う。この結果、ＬＥＤ１１９に流れる電流は第二のＴＦＴ１１７のゲート電極電位で制御することになり、その電流値は画素電極電位Vp１の値に対して非常に敏感に変化する。即ち、画素電極電位Vp１の均一性と安定性を向上させることが重要である。
【０１４５】
画素電極電位Vp１が不均一になる原因は電流注入型の表示装置であるため、特に第二のＴＦＴ１１７が常にON状態となることから電圧ストレスによる閾値電圧Vthのシフトが指摘されている。この対策として、複数個のＴＦＴと複数個の容量よりなる補償回路を各画素に配置する方法があり、様々な回路が提案されている。しかし、補償回路の導入は画素構造の煩雑化を招くため、光の取り出し方向の制限や歩留まりの低下を招くなどの不利な点がある。更には、液晶表示装置における突き抜け補償駆動の場合と同様に、容量結合型の補償であるため、各容量の値が合せズレなどのプロセス変動によって設計値からシフトした場合には期待通りの補償効果が得られず、輝度の面内均一性を逆に低下させる場合もある。
【０１４６】
更には、液晶表示装置の場合と同様に、過剰充電効果も画素電極電位Vp１の不均一性をもたらす。図２１は、図２０における第一のＴＦＴ１１５のゲート・ドレイン間の寄生容量の両電極がそれぞれ走査信号線１１１と表示信号線１１３の給電電極から電圧が印加されるため画素電極電位Vp１に影響しないことから省略し、第二のＴＦＴ１１７のチャネルとＬＥＤ１１９を可変抵抗RtftとRelにそれぞれ置き換えたものである。図２１と液晶表示装置１０の画素の等価回路を示す図２と比べると、第一のＴＦＴ１１５のON電流による負荷容量の充電という観点で、２Ｔ１Ｃ型有機ＥＬ表示装置の画素と液晶表示装置の画素は等価であることが分かる。
【０１４７】
また、図２１では図の煩雑化を避けるために省略しているが、走査信号線１１１と表示信号線１１３、及び可変抵抗Rtftの給電配線はそれぞれ抵抗を有しており、画素領域がマトリクス状をしているため各配線は互いに交差して容量を形成している。従って、各配線の給電電極に印加された信号電位の変化は、それぞれの時定数によって歪みながら伝播していく。このため、有機ＥＬ表示装置においても突き抜けによる過剰充電が生じ、過剰充電効果として画素電極電位Vp１の面内不均一性が生じることになる。
【０１４８】
以上をまとめると、液晶表示装置１０の場合と同様に、或いはそれ以上に有機ＥＬ表示装置において第一のＴＦＴ１１５のソース電極と第二のＴＦＴ１１７のゲート電極が接続されたノードの画素電極電位Vp１を均一且つ所定の値に制御することが重要である。画素電極電位Vp１の不均一性の原因である電圧ストレスによる閾値電圧Vthのシフトを低減するために、補償回路を画素に組み込む手法が注目されて様々な回路が提案されている。
【０１４９】
しかし、補償回路の導入には、画素構造の煩雑化を伴うため歩留まり低下や光取り出し方向を限定するなどの不利な点があり、更にはプロセス変動によって補償回路の構成が補償条件を満たさずに画素電極電位Vp１の均一性の低下を招く場合もある。これに対して、過剰充電効果に対する対策は行われておらず、TAOSを画素ＴＦＴとして用いる場合には画素電極電位Vp１の不均一性が更に増大することが懸念される。
【０１５０】
こうした状況の下、本発明による設計手法は画素構造の煩雑化を伴うことなく過剰充電効果の抑制を図ることができるものであり、補償回路と併用することでより一掃の画素電極電位Vp１の均一性を向上させることができる。有機ＥＬ表示装置に対して本発明を適用する場合について以下で説明する。
【０１５１】
液晶表示装置の場合、画素電極電位Vpの対向電極電位Vcomに着目して輝度の均一性の向上を図った。有機ＥＬ表示装置の場合電源電圧Vcom1が与えられており、画素電極電位Vp１で第二のＴＦＴ１１７のON電流とＬＥＤ１１９への注入電流を制御する。即ち、設定された電源電圧Vcom1に対して画素電極電位Vp１を適宜与えることによって可変抵抗RtftとRel及び第二のＴＦＴ１１７のソース電極電位Vqが決まる。第二のＴＦＴ１１７のON電流はゲート、ソース、ドレインの各電極電位の相対値で決まるので、電源電圧Vcom1の変動に着目するのも、画素電極電位Vp１の変動に着目するのも等価である。
【０１５２】
そこで、有機ＥＬ表示装置における画素電極電位Vp1を液晶表示装置１０にて用いた画素電極電位Vpと置き換えて、液晶表示装置１０について説明した対向電極電位Vcomに関する関係式の画素電極電位Vpを規定する。ここで、画素電極電位Vp１の不均一性による画質への影響は輝度ムラなどとして視認され、これは中間調において視認性が高まる。そこで、最大表示輝度の５０％となる画素電極電位VpをVp,v50とし、Vp,v50において過剰充電の抑制を図る。
【０１５３】
有機ＥＬ表示装置の場合、負荷容量の印加電圧極性の反転を伴わないので、液晶表示装置のように局所的な対向電極電位Vcomの最適値というものは存在しない。このため、走査信号線１１１の給電電極に最も近い画素のVp,v50(near)と最も遠い画素のVp,v50(far)に対してδVpをδVp=Vp,v50(far)−Vp,v50(near)とし、δVpと５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の関係式を式(3)に倣って式(7)とおく。
δVp=(α・ΔVp,v50＋β)γ・・・(7)
ここで、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50は次式で表される。
ΔVp,v50=(Cgs1,v50/Cload,v50)ΔVg
ΔVg=Vgh-Vgl
【０１５４】
Cgs1,v50とCload,v50はそれぞれ画面輝度が最大輝度の50%となる第二のＴＦＴ１１７のゲート電極電位V50における第一のＴＦＴ１１５のゲート・ソース間容量Cgs1と第一のＴＦＴ１１５に対する負荷容量であり、Cload,v50は次式で表される。
Cload,v50=Cgs1,v50＋Cst＋Cgs2,v50＋Cgd2,v50＋Cother
蓄積容量Cstは固定容量で一定であるが、ゲート・ソース間の寄生容量Cgsとゲート・ドレイン間の寄生容量Cgdは、ＭＩＳ構造を有するＴＦＴの寄生容量のため印加される電圧によって容量値が変化する。したがってV50に対する値をCgs2,v50、Cgd2,v50としているが、ＴＦＴがON状態であれば印加電圧に対する容量値の変化は小さく、一定値と見なすことができる。Cotherは画素電極電位Vpと同電位の全ての電極がその周りに配置された配線や電極などとの間に形成するカップリング容量の総和である。
【０１５５】
次に、設計５０％突き抜け電圧ΔVp,v50typに対するδVpをδVp,typとすると、ΔVp,v50の変動に対するδVpの変動は式(4)に倣って式(8)で表される。
δVp=η(ΔVp,v50−ΔVp,v50typ)+δVp,typ・・・(8)
ηは５０％突き抜け電圧ΔVp,v50の変動に対するδVpの変動の割合である。δVpの許容変動の上限値をξ+、下限値をξ-とし、５０％突き抜け電圧ΔVp,v50が５０％突き抜け電圧の設計値ΔVp,v50typから減少する方向の許容変動量δ(ΔVp,v50)-とΔVp,v50がΔVp,v50typから増大する方向の許容変動量δ(ΔVp,v50)+をそれぞれ
δ(ΔVp,v50)-=ΔVp,v50typ−(ΔVp,v50-)>0
δ(ΔVp,v50)+=(ΔVp,v50+)−ΔVp,v50typ>0
とすると、液晶表示装置の場合と同様に式(5)と式(6)を満たすように設計すれば過剰充電による画素電極電位Vp１の変動が許容範囲内に抑えられることになる。先に説明した式(5)と式(6)を改めて次に示す。
δ(ΔVp,v50)-≦{(α・ΔVp,v50typ＋β)γ−(ξ+)}/η・・・(5)
δ(ΔVp,v50)＋≦{(ξ-)−(α・ΔVp,v50typ＋β)γ}/η・・・(6)
ここで、ξ+とξ-は輝度の面内均一性に関する製品仕様を満たすことから決まる値であり、製品毎に異なる。
【０１５６】
式(５)、(６)を使用することで、アクティブ・マトリクス型の表示装置が電界効果移動度が1cm2/Vs以上で且つ70cm2/Vs以下のトランジスタを備えていても、既存の製造プロセスにおけるフォトレジストの位置合わせ精度で製造することができるような設計をすることができる。具体的には、最初に設定したΔVp,v50typで式（５）、（６）を満たすか否かを検証し、満たさない場合にΔVp,v50typの制御パラメータであるON状態のゲート電極電位Vgh、OFF状態のゲート電極電位Vgl、寄生容量Cgs、および負荷容量Cloadのいずれかまたは複数の要素の組み合わせを変更しながら収束させる。その際に、OFF状態のゲート電極電位Vglはプロセス・パラメータであるため固定しておき、ON状態のゲート電極電位Vghは精密に変更できないため、寄生容量Cgsおよび負荷容量Cloadを変更することが望ましい。
【０１５７】
そして、これまで本発明について図面に示した特定の実施の形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができることはいうまでもないことである。更には、式(3)、式(4)、式(7)、式(8)におけるα、β、γ、ηを与える式は本明細書にて示した形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、異なる他の形態であっても採用することができることはいうまでもないことである。
【符号の説明】
【０１５８】
１１ａ〜１１ｃ  走査信号線
１３ａ〜１３ｃ  表示信号線
１５ａ  薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）
１７ａ  液晶層
１９ａ  画素電極
２１ａ  対向電極
２５ａ  補助容量線
Clc  液晶容量
Cs  補助容量
Cgs  寄生容量
Cload  負荷容量
Cload,max  最大負荷容量
Vp  画素電極電位
ΔVp  突き抜け電圧（画素電極電位低下量）
ΔVp,v50  ５０％突き抜け電圧
ΔVp,v50typ  設計５０％突き抜け電圧
Vcom  対向電極電位、
Vcom1  電源電圧
Vcom,opt  最適対向電極電位
δVcom  対向電極電位差
δVcom,opt  最適対向電極電位差
δVcom,typ  設計対向電極電位差
Vcs  補助容量電極電位
Vg  走査信号線電位
ΔVg  走査信号線電位変化量
Vs  ソース電極電位
Vd  ドレイン電極電位
Vds  ソース・ドレイン間電圧
Vgs  ゲート・ソース間電圧
Vgh  ON状態のゲート電極電位
Vgl  OFF状態のゲート電極電位
Vsig  表示信号線電位
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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