(57)【要約】【課題】差動回路を使用することで、貫通電流に起因した高調波ノイズの影響を排除した水晶発振回路を構成することができる。しかし、他の回路が動作することによって生じた高調波ノイズが、水晶発振回路の発振出力に影響を与える場合がある。そのため、電源電圧が変動したことによる影響を軽減し、発振出力のジッタを抑制した水晶発振回路が、望まれる。【解決手段】水晶発振回路は、水晶振動子を含む共振回路と、共振回路と接続され、差動対を含む信号反転回路と、差動対にバイアス電流を供給する電流源回路と、信号反転回路及び電流源回路に電源を供給する電圧線と信号反転回路の間に接続され、水晶振動子の固有の発振周波数より低い遮断周波数を持つローパスフィルタ回路と、を備えている。【選択図】図１
2013090188.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
水晶振動子を含む共振回路と、
前記共振回路と接続され、差動対を含む信号反転回路と、
前記差動対にバイアス電流を供給する電流源回路と、
前記信号反転回路及び前記電流源回路に電源を供給する電圧線と前記信号反転回路の間に接続され、前記水晶振動子の固有の発振周波数より低い遮断周波数を持つローパスフィルタ回路と、
を備えることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項２】
前記共振回路は、前記水晶振動子と直列に接続された第１の容量と、前記水晶振動子と並列に接続された帰還抵抗と、を含み、
前記信号反転回路に含まれる前記差動対は、第１のＭＯＳトランジスタと第２のＭＯＳトランジスタから構成され、
前記第１のＭＯＳトランジスタは、ゲートがバイアス電圧源に、ドレインが第１の抵抗の一端に、それぞれ接続され、前記第２のＭＯＳトランジスタは、ゲートが前記帰還抵抗の一端に、ドレインが前記帰還抵抗の他の一端及び第２の抵抗の一端に、それぞれ接続され、前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのソースは、それぞれ共通接続されると共に前記電流源回路と接続され、前記第１及び第２の抵抗の他の一端は、前記ローパスフィルタ回路と接続され、
前記電流源回路は、第３のＭＯＳトランジスタと第４のＭＯＳトランジスタと、定電流源と、を含み、
前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのゲートが互いに接続され、前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのソースは接地電圧に接続され、前記第３のＭＯＳトランジスタのドレインは前記第３のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されると共に、前記定電流源に接続され、前記第４のＭＯＳトランジスタのドレインは、前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのソースと接続され、
前記ローパスフィルタ回路は、第３の抵抗と第２の容量を含み、
前記第３の抵抗の一端は電源を供給する前記電圧線に接続され、他の一端が前記第２の容量及び前記信号反転回路に含まれる前記第１及び第２の抵抗と接続され、前記第２の容量の他の一端は接地電圧に接続されている請求項１の水晶発振回路。
【請求項３】
一端が前記電圧線に接続される第４の抵抗と、ドレインが前記第４の抵抗の他の一端と接続され、ゲートが前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート及びドレインに接続され、ソースが接地電圧に接続される第５のＭＯＳトランジスタと、を含む基準電圧生成回路と、
非反転入力ノードが前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインと接続され、反転入力ノードが前記第５のＭＯＳトランジスタのドレインと接続される差動回路と、
を備える請求項２の水晶発振回路。
【請求項４】
前記第４の抵抗の抵抗値は可変である請求項３の水晶発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ラジオ受信機等を初めとした電子機器や、信号の測定器などに水晶発振回路が用いられる場合が多い。水晶発振回路は周波数安定度が高いためである。構成の容易さ、周波数特性などが考慮され、水晶発振回路はＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）インバータを使用して構成されることが多い。
【０００３】
水晶発振回路を、ＣＭＯＳインバータを用いて構成すると、ＣＭＯＳインバータへの入力信号が反転する際に、ＣＭＯＳインバータを構成するＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタ及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタが、同時にＯＮ状態となる瞬間がある。すると、電源電圧から接地電圧間へ流れる貫通電流が生じる。貫通電流が発生することにより、電源電圧が変動し、高調波ノイズが電源電圧線及び接地電圧線に重畳する。この高調波ノイズが、水晶発振回路の出力だけではなく、水晶発振回路以外の回路に対しても影響を与える。
【０００４】
ここで、特許文献１において、信号反転回路に差動回路を使用した水晶発振回路が開示されている。特許文献１が開示する水晶発振回路は、差動回路に接続された複数のスイッチを備えており、これらのスイッチを適宜切り替えることで、出力振幅と消費電力を抑制し、高調波ノイズを低減している。
【０００５】
また、特許文献２において、感温センサを応用した制御回路等の温度特性を線形又は任意の傾斜に補正し、正確かつ安定した動作の保証できる温度特性補償装置が開示されている。
【０００６】
さらに、特許文献３において、低電源電圧で動作し、消費電力が低く、増幅度が大きい差動増幅器を実現する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−２６３３１２号公報
【特許文献２】特開２００３−２７３６５４号公報
【特許文献３】特開平１０−３０３６５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
なお、上記先行技術文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。以下の分析は、本発明の観点からなされたものである。
【０００９】
特許文献１で開示された水晶発振回路に含まれる信号反転回路は、差動回路によって構成されている。特許文献１で開示された水晶発振回路は差動回路を使用し、ＣＭＯＳインバータを使用していない。ＣＭＯＳインバータを使用していないため、上述の貫通電流による電源電圧（又は、接地電圧）の変動は発生せず、高調波ノイズは抑制される。
【００１０】
しかし、水晶発振回路にも電源供給が必要であり、他の回路に供給する電源電圧と共通して供給されることも多い。この電源電圧が、他の回路が動作することにより変動する場合がある。他の回路でＣＭＯＳインバータが使用されていれば、貫通電流が発生するためである。この電源電圧の変動は、水晶発振回路に影響する。具体的には、電源電圧の変動は、差動回路の反転信号出力に伝播し、差動回路の発振出力にジッタが生じてしまうという問題が発生する。そのため、電源電圧が変動したことによる影響を軽減し、発振出力のジッタを抑制した水晶発振回路が、望まれる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の視点によれば、水晶振動子を含む共振回路と、前記共振回路と接続され、差動対を含む信号反転回路と、前記差動対にバイアス電流を供給する電流源回路と、前記信号反転回路及び前記電流源回路に電源を供給する電圧線と前記信号反転回路の間に接続され、前記水晶振動子の固有の発振周波数より低い遮断周波数を持つローパスフィルタ回路と、を備える水晶発振回路が提供される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の第１の視点によれば、電源電圧が変動したことによる影響を軽減し、発振出力のジッタを抑制した水晶発振回路が、提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の一実施形態の概要を説明するための図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る水晶発振回路１の内部構成の一例を示す図である。
【図３】水晶発振回路に電源ノイズを印加した場合の出力周波数解析波形の一例を示す図である。
【図４】図２に示す水晶発振回路１に図３と同様の電源ノイズを印加した場合の出力周波数解析波形の一例を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る水晶発振回路２の内部構成の一例を示す図である。
【図６】図５に示す水晶発振回路２に図３と同様の電源ノイズを印加した場合の出力周波数解析波形の一例を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る水晶発振回路３の内部構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
初めに、図１を用いて一実施形態の概要について説明する。なお、この概要に付記した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、本発明を図示の態様に限定することを意図するものではない。
【００１５】
上述のように、差動回路を使用することで、貫通電流に起因した高調波ノイズの影響を排除した水晶発振回路を構成することができる。しかし、他の回路が動作することによって生じた高調波ノイズが、水晶発振回路の発振出力に影響を与える場合がある。そのため、電源電圧が変動したことによる影響を軽減し、発振出力のジッタを抑制した水晶発振回路が、望まれる。
【００１６】
そこで、一例として図１に示す水晶発振回路を提供する。図１に示す水晶発振回路は、水晶振動子を含む共振回路１００と、共振回路１００と接続され、差動対を含む信号反転回路２００と、差動対にバイアス電流を供給する電流源回路３００と、信号反転回路２００及び電流源回路３００に電源を供給する電圧線と信号反転回路２００の間に接続され、水晶振動子の固有の発振周波数より低い遮断周波数を持つローパスフィルタ回路４００と、を備えている。
【００１７】
即ち、信号反転回路２００に差動対を用いることで、信号反転回路２００自身がノイズ発生源となることを防止する。さらに、信号反転回路２００に供給する電源電圧をフィルタリングするローパスフィルタ回路４００を備えることで、電源電圧の変動による影響を除去する。ここで、ローパスフィルタ回路４００の遮断周波数を水晶振動子の固有の発振周波数よりも低い周波数に設定する。その結果、水晶振動子の発振周波数よりも高い周波数を持つ高周波ノイズの除去が可能になる。さらに、ローパスフィルタ回路４００の遮断周波数は、水晶振動子の発振周波数よりも低い周波数であれば十分であり、ローパスフィルタ回路４００の遮断周波数を過剰に低くする必要はない。そのため、ローパスフィルタ回路４００を構成する素子が占有する面積が過剰となることもない。以上のような構成により、水晶発振回路の発振出力のジッタを抑制することができる。
【００１８】
本発明において下記の形態が可能である。
【００１９】
［形態１］上記第１の視点に係る水晶発振回路のとおりである。
【００２０】
［形態２］前記共振回路は、前記水晶振動子と直列に接続された第１の容量と、前記水晶振動子と並列に接続された帰還抵抗と、を含み、前記信号反転回路に含まれる前記差動対は、第１のＭＯＳトランジスタと第２のＭＯＳトランジスタから構成され、前記第１のＭＯＳトランジスタは、ゲートがバイアス電圧源に、ドレインが第１の抵抗の一端に、それぞれ接続され、前記第２のＭＯＳトランジスタは、ゲートが前記帰還抵抗の一端に、ドレインが前記帰還抵抗の他の一端及び第２の抵抗の一端に、それぞれ接続され、前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのソースは、それぞれ共通接続されると共に前記電流源回路と接続され、前記第１及び第２の抵抗の他の一端は、前記ローパスフィルタ回路と接続され、前記電流源回路は、第３のＭＯＳトランジスタと第４のＭＯＳトランジスタと、定電流源と、を含み、前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのゲートが互いに接続され、前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのソースは接地電圧に接続され、前記第３のＭＯＳトランジスタのドレインは前記第３のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されると共に、前記定電流源に接続され、前記第４のＭＯＳトランジスタのドレインは、前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのソースと接続され、前記ローパスフィルタ回路は、第３の抵抗と第２の容量を含み、前記第３の抵抗の一端は電源を供給する前記電圧線に接続され、他の一端が前記第２の容量及び前記信号反転回路に含まれる前記第１及び第２の抵抗と接続され、前記第２の容量の他の一端は接地電圧に接続されていることが好ましい。
【００２１】
［形態３］前記水晶発振回路は、一端が前記電圧線に接続される第４の抵抗と、ドレインが前記第４の抵抗の他の一端と接続され、ゲートが前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート及びドレインに接続され、ソースが接地電圧に接続される第５のＭＯＳトランジスタと、を含む基準電圧生成回路と、非反転入力ノードが前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインと接続され、反転入力ノードが前記第５のＭＯＳトランジスタのドレインと接続される差動回路と、を備えることが好ましい。
【００２２】
［形態４］前記第４の抵抗の抵抗値は可変であることが好ましい。
【００２３】
以下に具体的な実施の形態について、図面を参照してさらに詳しく説明する。
【００２４】
［第１の実施形態］
本発明の第１の実施形態について、図面を用いてより詳細に説明する。
【００２５】
図２は、本実施形態に係る水晶発振回路１の内部構成の一例を示す図である。
【００２６】
水晶発振回路１は、電流源回路１０と、信号反転回路２０と、共振回路３０から構成されている。
【００２７】
電流源回路１０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０１及びＮ０２と、定電流源ＣＳ０１から構成されている。
【００２８】
信号反転回路２０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０３及びＮ０４と、抵抗Ｒ０１〜Ｒ０３と、容量Ｃ０１から構成されている
【００２９】
共振回路３０は、水晶振動子３１と、抵抗Ｒ０４と、容量Ｃ０２及びＣ０３から構成されている。
【００３０】
Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０１のゲートとドレインは共通接続され、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０２のゲートと接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０１のソースは接地電圧ＶＳＳに接続され、ゲート及びドレインは定電流源ＣＳ０１の一端に接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０２のゲートは、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０１のゲート及びドレインに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０２のソースは接地電圧ＶＳＳに接続され、ドレインはＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０３及びＮ０４のソースに共通接続されている。電流源回路１０に含まれるＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０１及びＮ０２によって、カレントミラー回路を構成している。
【００３１】
信号反転回路２０に含まれるＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０３のゲートはバイアス電圧源Ｖｂに接続され、ドレインが抵抗Ｒ０１の一端に接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０４のゲートは、信号反転回路２０の入力端子Ｖｉｎに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０４のドレインは、信号反転回路２０の出力端子Ｖｏｕｔに接続されると共に、抵抗Ｒ０２の一端に接続されている。抵抗Ｒ０１及びＲ０２の他の一端は、抵抗Ｒ０３の一端及び容量Ｃ０１の一端に共通接続されている。
【００３２】
抵抗Ｒ０３の他の一端は電源電圧ＶＤＤに接続され、容量Ｃ０１の他の一端は接地電圧ＶＳＳに接続されている。即ち、抵抗Ｒ０３及び容量Ｃ０１でローパスフィルタ（上述のローパスフィルタ回路４００に相当）を構成しており、抵抗Ｒ０１及びＲ０２は、ローパスフィルタを介して電源電圧ＶＤＤに接続されている。
【００３３】
また、信号反転回路２０のバイアス電流はＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０２により定まる。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０３に接続されたバイアス電圧源Ｖｂから所定の電圧及び電源電圧ＶＤＤを供給すると、出力端子Ｖｏｕｔから水晶振動子３１の直列共振周波数に比例した発振信号が出力される。
【００３４】
ここで、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０１に流れる電流をＩａとすれば、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０２に流れる電流もＩａである。さらに、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０３及びＮ０４で差動対を構成しているため、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０３及びＮ０４（抵抗Ｒ０１及びＲ０２）には、電流Ｉａの１／２の電流値をもつ電流（以下、電流Ｉｂとする）が流れ得る。従って、抵抗Ｒ０３の抵抗値が、抵抗Ｒ０２の抵抗値に比べて極めて小さく、その電圧降下を考慮しなければ、信号反転回路２０の出力電圧（出力端子Ｖｏｕｔの電圧）のコモンレベルは、抵抗Ｒ０２と電流Ｉｂにより定まる。
【００３５】
上述のように、抵抗Ｒ０３と容量Ｃ０１でローパスフィルタを構成しているため、電源電圧ＶＤＤに重畳したノイズ成分が除去される。即ち、ローパスフィルタから供給される電圧が、信号反転回路２０の第２の電源電圧として作用する。ローパスフィルタの遮断周波数ｆｃを水晶発振回路の発振周波数ｆｏｓｃ以下（ｆｃ＜＜ｆｏｓｃ）に設定することで、発振周波数より高い周波数の高調波ノイズ成分を除去することができる。なお、遮断周波数は、ｆｃ＝１／（２πＲ０３×Ｃ０１）と表すことができる。
【００３６】
図３は、図２に示すローパスフィルタを備えていない水晶発振回路に電源ノイズを印加した場合の出力周波数解析波形の一例を示す図である。
【００３７】
図４は、本実施形態に係る水晶発振回路１に図３と同様の電源ノイズを印加した場合の出力周波数解析波形の一例を示す図である。
【００３８】
図３に示すように、ローパスフィルタを備えていない水晶発振回路では、その発振出力に、電源ノイズ成分が重畳されている。しかし、図４に示すように、本実施形態に係る水晶発振回路１に図３と同様の電源ノイズを印加しても、ノイズ成分は除去される。
【００３９】
ここで、波形解析実施の条件の一例として、水晶発振回路１の発振周波数を８ＭＨｚ、電源ノイズを周波数１０ＭＨｚ、振幅±１０ｍＶのスパイクノイズとする場合を考える。この場合には、ローパスフィルタを備えていない水晶発振回路では、発振出力に１０ＭＨｚのノイズ成分が重畳される。一方、本実施形態に係る水晶発振回路１では、発振周波数８ＭＨｚより高い電源ノイズの影響が除去されることになる。
【００４０】
このように、抵抗Ｒ０３と容量Ｃ０１で構成されるローパスフィルタにより、他の回路を動作させたことなどによって発生する高調波ノイズを除去することができる。従って、本実施形態に係る水晶発振回路１において、高調波ノイズ（電源ノイズ）が印加されたとしても、発振出力の低ジッタ化が実現できる。
【００４１】
［第２の実施形態］
続いて、第２の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４２】
図５は、本実施形態に係る水晶発振回路２の内部構成の一例を示す図である。図５において図２と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。なお、信号反転回路２０の出力端子Ｖｏｕｔを出力端子Ｖｏｕｔ１と置き換えて表記している。
【００４３】
水晶発振回路１と水晶発振回路２の相違点は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆを出力する基準電圧生成回路４０と、差動回路５０を追加している点である。
【００４４】
基準電圧生成回路４０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０５と、抵抗Ｒ０５及びＲ０６から構成される。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０５のゲートは、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０１及びＮ０２のゲートと共通接続され、ソースは接地電圧ＶＳＳに接続され、ドレインは抵抗Ｒ０５の一端に接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０１及びＮ０５は、カレントミラー回路を構成する。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０５のドレインを出力端子Ｖｏｕｔ２とし、出力端子Ｖｏｕｔ２からリファレンス電圧Ｖｒｅｆを出力する。
【００４５】
抵抗Ｒ０５及びＲ０６は直列接続され、抵抗Ｒ０６の一端は電源電圧ＶＤＤに接続されている。抵抗Ｒ０５の抵抗値は、抵抗Ｒ０１及びＲ０２の抵抗値の２倍に設定され、抵抗Ｒ０６の抵抗値は抵抗Ｒ０３の抵抗値と等しく設定される。
【００４６】
以上のような構成により、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、抵抗Ｒ０５、抵抗Ｒ０６及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０５を流れる電流によって定まる。このリファレンス電圧Ｖｒｅｆと信号反転回路２０の出力電圧（出力端子Ｖｏｕｔ１の電圧）のコモンレベルは同電圧となる。抵抗Ｒ０３とＲ０６の抵抗値は等しく、抵抗Ｒ０５の抵抗値は抵抗Ｒ０１及びＲ０２の合成抵抗値と等しく、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０２及びＮ０５に流れる電流Ｉａも等しいためである。
【００４７】
出力端子Ｖｏｕｔ１は、差動回路５０の非反転入力及び共振回路３０に接続され、出力端子Ｖｏｕｔ２は、差動回路５０の反転入力端子に接続される。さらに、差動回路５０の出力ノードを発振出力（出力端子Ｏｕｔ）とする。出力端子Ｖｏｕｔ１及びＶｏｕｔ２を差動回路５０に接続することで、両端子に共通して重畳するノイズ成分（コモンモードノイズ）を除去することができる。
【００４８】
従って、実施形態１で説明したような高調波ノイズが電源電圧ＶＤＤに重畳したとしても、出力端子Ｖｏｕｔ１及びＶｏｕｔ２から出力される波形に重畳するノイズをより低減することができる。即ち、出力端子Ｖｏｕｔ１及びＶｏｕｔ２を差動回路５０と接続することで、発振周波数より低いノイズ成分の除去が可能である（発振出力のさらなる低ジッタ化に寄与する）。なお、発振周波数よりも高いノイズ成分に関してはローパスフィルタにより除去できる。
【００４９】
図６は、本実施形態に係る水晶発振回路２に図３と同様の電源ノイズを印加した場合の出力周波数解析波形の一例を示す図である。図６には、電源ノイズを電源電圧ＶＤＤに重畳し、出力端子Ｖｏｕｔ１及びＶｏｕｔ２、それぞれから出力される波形の差分が示されている。
【００５０】
図４と図６を比較すれば、水晶振動子３１以外の高調波成分が改善されているのが分かる。このように、信号反転回路２０の出力電圧（出力端子Ｖｏｕｔ１の電圧）とリファレンス電圧Ｖｒｅｆ（出力端子Ｖｏｕｔ２の電圧）を差動回路５０で受けることで、電源ノイズに対して強い耐性をもつ水晶発振回路が実現できる。なお、水晶発振回路２が、ローパスフィルタ（抵抗Ｒ０３及び容量Ｃ０１）を備えておらず、出力端子Ｖｏｕｔ１及びＶｏｕｔ２を用いる差動構成のみであっても、ノイズ低減の効果を得ることができる。
【００５１】
［第３の実施形態］
続いて、第３の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００５２】
図７は、本実施形態に係る水晶発振回路３の内部構成の一例を示す図である。図７において図５と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。なお、図７にはおいて、共振回路３０及び差動回路５０の記載は省略している。
【００５３】
水晶発振回路２と水晶発振回路３の相違点は、基準電圧生成回路４０ａにおいて、可変抵抗Ｒｖを使用している点である。
【００５４】
可変抵抗Ｒｖを使用することで、出力端子Ｖｏｕｔ２から出力するリファレンス電圧Ｖｒｅｆを調整可能とする。
【００５５】
第２の実施形態において説明したように、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、抵抗Ｒ０５、抵抗Ｒ０６、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０５によって定まる電流に依存する。そのため、理論的には（理想値は）、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは出力端子Ｖｏｕｔから出力する電圧のコモンレベルと等しくなる。
【００５６】
しかし、実際には、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ０２及びＮ０３の相対的な精度が異なり、オフセット電流が生じる。さらに、抵抗Ｒ０１及びＲ０２と、抵抗Ｒ０５の相対的な精度が異なることから、これらの抵抗値を設計値と一致させるのは困難である。これら半導体素子の精度（ばらつき）に起因した問題により、リファレンス電圧Ｖｒｅｆと信号反転回路２０の出力電圧（出力端子Ｖｏｕｔ１の電圧）のコモンレベルに電圧差が生じ、低ジッタ化の実現に対する障害となり得る。そこで、抵抗Ｒ０５に代えて、可変抵抗Ｒｖを使用し、コモンレベルを調整する。その結果、よりノイズが低減された水晶発振回路３が実現できる。
【００５７】
なお、引用した上記の特許文献等の各開示は、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ、ないし、選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【００５８】
１〜３  水晶発振回路
１０、３００  電流源回路
２０、２００  信号反転回路
３０、１００  共振回路
３１  水晶振動子
４０、４０ａ  基準電圧生成回路
５０  差動回路
４００  ローパスフィルタ回路
Ｃ０１〜Ｃ０３  容量
ＣＳ０１  定電流源
Ｎ０１〜Ｎ０５  Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
Ｒ０１〜Ｒ０６  抵抗
Ｒｖ  可変抵抗
【図１】
2013090188.tif 000003
【図２】
2013090188.tif 000004
【図３】
2013090188.tif 000005
【図４】
2013090188.tif 000006
【図５】
2013090188.tif 000007
【図６】
2013090188.tif 000008
【図７】
2013090188.tif 000009