(57)【要約】【課題】従来の対称マッハツェンダ型干渉計（ＭＺＩ）を主要な構成要素とするＮ入力Ｎ出力光高速フーリエ変換回路においては、入出力チャネル数が２の正整数乗個である必要があった。対称ＭＺＩ単体のサイズが元々大きいため、Ｎが小さな値の場合でも光回路の全体サイズが大きくなる。チャネル数Ｎの増加に伴って、必要となる対称ＭＺＩの数の増加は著しく、光回路サイズはさらに増大し、調整箇所の数が増加する課題があった。【解決手段】本発明の光直交周波数分割多重信号の分離回路は、多モード干渉型カプラを使用する。Ｎ個の入力信号と、Ｎ個の出力信号ｄnとの間に、所定の離散フーリエ変換の関係が成り立つように、多モード干渉型カプラと遅延線との接続構成、位相オフセット付与部の位相オフセット値または位相シフタの位相シフト値の設定、並びに出力信号ｄnの出力位置設定を行う。【選択図】図４
2013172400.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２以上の整数であるＮ個のサブキャリアを持つ光直交周波数分割多重信号を分離する分離回路において、
入力光をＮ個の出力に分岐する光スプリッタと、
前記光スプリッタからの前記Ｎ個の出力が入力信号として各々の一端に入力され、ｃを導波路中の光速、Ｔを各サブキャリアのシンボル時間間隔とするとき、各々の導波路長がΔＬ＝ｃＴ／Ｎだけ異なっているＮ本の遅延線導波路と、
前記Ｎ本の遅延線導波路の他端が接続される入力ポートと、前記光直交周波数分割多重信号を分離して出力する出力ポートと有する、Ｎ入力Ｎ出力の多モード干渉型カプラと、
前記Ｎ本の遅延線導波路に設置された位相オフセット付与部、または、前記Ｎ本の遅延線導波路上に設置された位相シフタと
を備え、
ｍを１からＮ−１までの整数、Δｔ＝Ｔ／Ｎ、ｎを１からＮ−１までの整数とするとき、前記多モード干渉型カプラの、Ｎ個の入力信号Ｓ１（ｍΔｔ）と、Ｎ個の出力信号ｄnとの間に、ｊを虚数単位として、
【数１】
2013172400.tif 000022
の離散フーリエ変換の関係が成り立つように、前記多モード干渉型カプラの前記Ｎ入力と前記Ｎ本の遅延線との接続、前記位相オフセット付与部に与えられる位相オフセット値または前記位相シフタに与えられる位相シフト値の設定、並びに、前記多モード干渉型カプラの前記Ｎ出力における前記出力信号ｄnの出力位置設定を行うこと
を特徴とする分離回路。
【請求項２】
前記Ｎ本の遅延線導波路間に交差が生じないように、前記多モード干渉型カプラの前記Ｎ入力と前記Ｎ本の遅延線との接続、前記位相オフセット付与部に与えられる位相オフセット値または前記位相シフタに与えられる位相シフト値の設定、並びに、前記多モード干渉型カプラの前記Ｎ出力における前記出力信号ｄnの出力位置設定を行うことを特徴とする請求項１に記載の分離回路。
【請求項３】
前記多モード干渉型カプラの出力に接続され、前記多モード干渉型カプラの前記出力信号ｄnの時間軸上において、前記光スプリッタへの入力信号の同一の時間長Ｔのタイムスロットから生成され、かつ、時間的に重なった時間長Ｔ／Ｎの部分のみを時間Ｔ毎に周期的に取り出すＮ個の時間ゲート素子をさらに備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の分離回路。
【請求項４】
前記位相オフセット付与部は、前記Ｎ本の遅延線導波路のうちのＮ−１本の遅延線導波路に設置され、前記位相シフタは、前記Ｎ本の遅延線導波路のうちのＮ−１本の遅延線導波路に設置されることを特徴とする請求項１乃至３いずれかに記載の分離回路。
【請求項５】
前記位相オフセットは、導波路の長さ調整、導波路への紫外光照射による位相トリミング、導波路への高電力付与による光弾性効果に基づく位相トリミングのいずれかによって与えられ、
前記位相シフタは、熱光学位相シフタまたは電気光学位相シフタのいずれかであることを特徴とする請求項４に記載の分離回路。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
本発明は、光通信分野において高い帯域利用効率を実現可能な、光直交周波数分割多重（Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：Ｏｐｔｉｃａｌ  ＯＦＤＭ、光ＯＦＤＭ）伝送用の多重信号分離回路に関する。
【０００２】
光通信システムの帯域利用効率を向上させる手段として、光直交周波数分割多重伝送システムの研究開発が行われている。通常の波長分割多重（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＷＤＭ）伝送とは異なり、チャネル間を直交状態として、多値変調ではない通常のＩＭ−ＤＤ（Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−Ｄｉｒｅｃｔ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）バイナリ伝送（強度０、１のみをデータ信号として用いる伝送）の場合でも、帯域利用効率ＢＥ＝１を実現可能である。ここで、帯域利用効率ＢＥは、チャネル間隔がΔｆ（Ｈｚ）、各チャネルのビットレートがＢＲ（ｂｉｔ／ｓ）の場合、ＢＲ／Δｆによって定義される。
【０００３】
光直交周波数分割多重伝送においては、多重信号を光領域で直接高速に分離するために、その構成要素として、光離散フーリエ変換（Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：光ＤＦＴ）、または光高速フーリエ変換（Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：光ＦＦＴ）を実行可能な光素子が必須である。
【０００４】
図１は、従来技術による光直交周波数分割多重信号の分離回路用の４入力４出力を持つ光ＦＦＴ回路の構成例を示す図である。（非特許文献１を参照）。このような光ＦＦＴ回路は、入力導波路１−１〜１−４、対称マッハツェンダ型干渉計２−１〜２−４、位相調節部３−１〜３−５、出力導波路４−１〜４−４から構成されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】K. Takiguchi，M. Oguma，T. Shibata，and H. Takahashi，“Demultiplexer for optical orthogonal frequency division multiplexing using an optical fast−Fourier−transform circuit，”Ｏｐｔ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．３４，ｎｏ．１２，pp．1828-1830，２００９年
【非特許文献２】M. Bachmann，P.A. Besse and H. Melchior，“General self−imaging properties in NxN  multimode interference couplers，”Ａｐｐｌ．Ｏｐｔ．，ｖｏｌ．３３，ｎｏ．１８，pp．3905-3911，１９９４年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１に示したような対称マッハツェンダ型干渉計を主要な構成要素とするＮ入力Ｎ出力光高速フーリエ変換回路においては、対称マッハツェンダ型干渉計自体の構成のために入出力チャネル数が２の正整数乗個である必要がある。具体的には、図１の構成に必要な対称マッハツェンダ型干渉計の数は、（Ｎ／２）ｌｏｇ2Ｎ個となる。対称マッハツェンダ型干渉計単体のサイズが元々大きいため、Ｎが小さな値の場合でも光回路の全体サイズが大きくなる。チャネル数Ｎが増加するのに伴って、必要となる対称マッハツェンダ型干渉計の数の増加は著しい。チャネル数Ｎの増加とともに、光回路サイズはさらに増大し、また、調整箇所の数が増加するという課題があった。
【０００７】
本発明は、上記の課題に鑑みて成されたものであって、光離散フーリエ変換を多モード干渉（Ｍｕｌｔｉ−ｍｏｄｅ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＭＩ）型カプラで実現することによって、チャネル数Ｎが２の正整数乗個に限定されることなく、チャネル数Nを任意に設定可能な光直交周波数分割多重信号の分離回路を提供することを目的とする。さらに、小型、低損失で、各出力の損失ばらつきを小さく、かつチャネル数が増加してもサイズの変動が少ない光直交周波数分割多重信号の分離回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１の発明は、２以上の整数であるＮ個のサブキャリアを持つ光直交周波数分割多重信号を分離する分離回路において、入力光をＮ個の出力に分岐する光スプリッタと、前記光スプリッタからの前記Ｎ個の出力が入力信号として各々の一端に入力され、ｃを導波路中の光速、Ｔを各サブキャリアのシンボル時間間隔とするとき、各々の導波路長がΔＬ＝ｃＴ／Ｎだけ異なっているＮ本の遅延線導波路と、前記Ｎ本の遅延線導波路の他端が接続される入力ポートと、前記光直交周波数分割多重信号を分離して出力する出力ポートと有する、Ｎ入力Ｎ出力の多モード干渉型（Ｍｕｌｔｉ−ｍｏｄｅ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＭＩ）カプラと、前記Ｎ本の遅延線導波路に設置された位相オフセット付与部、または、前記Ｎ本の遅延線導波路上に設置された位相シフタとを備え、ｍを１からＮ−１までの整数、Δｔ＝Ｔ／Ｎ、ｎを１からＮ−１までの整数とするとき、前記多モード干渉型カプラの、Ｎ個の入力信号Ｓ１（ｍΔｔ）と、Ｎ個の出力信号ｄnとの間に、ｊを虚数単位として、
【０００９】
【数１】
2013172400.tif 000003
【００１０】
の離散フーリエ変換の関係が成り立つように、前記多モード干渉型カプラの前記Ｎ入力と前記Ｎ本の遅延線との接続、前記位相オフセット付与部に与えられる位相オフセット値または前記位相シフタに与えられる位相シフト値の設定、並びに、前記多モード干渉型カプラの前記Ｎ出力における前記出力信号ｄnの出力位置設定を行うことを特徴とする分離回路である。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１の分離回路であって、前記Ｎ本の遅延線導波路間に交差が生じないように、前記多モード干渉型カプラの前記Ｎ入力と前記Ｎ本の遅延線との接続、前記位相オフセット付与部に与えられる位相オフセット値または前記位相シフタに与えられる位相シフト値の設定、並びに、前記多モード干渉型カプラの前記Ｎ出力における前記出力信号ｄnの出力位置設定を行うことを特徴とする。
【００１２】
請求項３の発明は、請求項１または２の分離回路であって、前記多モード干渉型カプラの出力に接続され、前記多モード干渉型カプラの前記出力信号ｄnの時間軸上において、前記光スプリッタへの入力信号の同一の時間長Ｔのタイムスロットから生成され、かつ、時間的に重なった時間長Ｔ／Ｎの部分のみを時間Ｔ毎に周期的に取り出すＮ個の時間ゲート素子をさらに備えたことを特徴とする。
【００１３】
請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかの分離回路であって、前記位相オフセット付与部は、前記Ｎ本の遅延線導波路のうちのＮ−１本の遅延線導波路に設置され、前記位相シフタは、前記Ｎ本の遅延線導波路のうちのＮ−１本の遅延線導波路に設置されることを特徴とする。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項４の分離回路であって、前記位相オフセットは、導波路の長さ調整、導波路への紫外光照射による位相トリミング、導波路への高電力付与による光弾性効果に基づく位相トリミングのいずれかによって与えられ、前記位相シフタは、熱光学位相シフタまたは電気光学位相シフタのいずれかであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によって、光離散フーリエ変換を多モード干渉型カプラによって実現することにより、チャネル間を直交状態とし、バイナリ伝送においても帯域利用効率１を実現可能な光直交周波数分割多重信号の分離回路を提供できる。チャネル数を任意に設定可能で、小型、低損失で、各出力ポートの損失ばらつきも小さい。さらに、光直交周波数分割多重信号のチャネル数が増加しても回路サイズの変動が少ない分離回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、従来技術の光直交周波数分割多重信号分離回路用の４入力４出力光ＦＦＴ回路の構成例を示す図である。
【図２】図２は、光直交周波数分割多重伝送システムの構成例を示す図である。
【図３】図３は、光直交周波数分割多重伝送信号のスペクトル形状を示す図である。
【図４】図４は、本発明の光直交周波数分割多重信号分離回路の第１の実施形態を示す図である。
【図５】図５は、第１の実施形態の分離回路における多モード干渉型カプラの構成を示す図である。
【図６】図６は、第１の実施形態の分離回路における各光パルスの時間関係を説明する図である。
【図７】図７は、第１の実施形態の分離回路を変形した構成例を示す図である。
【図８】図８は、本発明の光直交周波数分割多重信号分離回路の第２の実施形態を示す図である。
【図９】図９は、第２の実施形態の分離回路を変形した構成例を示す図である。
【図１０】図１０は、図４および図８の分離回路の周波数特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明の光直交周波数分割多重信号分離回路は、Ｎ個（Ｎ：２以上の整数）のサブキャリアを持つ光直交周波数分割多重信号の分離回路である。入力光をＮ分岐する光スプリッタのＮ個の出力と、導波路長がΔＬ＝ｃＴ／Ｎずつ異なるＮ本の遅延線導波路の各一端とが接続される（ｃは導波路中の光速、Ｔは各サブキャリアのシンボル時間間隔）。Ｎ入力Ｎ出力の多モード干渉型カプラのＮ個の入力ポートと、遅延線導波路の各他端とが接続される。Ｎ本の遅延線導波路上に位相オフセット付与部が設置される。また、Ｎ本の遅延線導波路上に位相シフタを設置しても良い。多モード干渉型カプラの、Ｎ個の入力信号Ｓ１（ｍΔｔ）（ｍは１からＮ−１までの整数、Δｔ＝Ｔ／Ｎ）と、Ｎ個の出力信号ｄn（ｎは１からＮ−１までの整数）との間に、次式の離散フーリエ変換の関係が成り立つように、多モード干渉型カプラのＮ入力と遅延線との接続構成、位相オフセット付与部の位相オフセット値または位相シフタの位相シフト値の設定、並びに多モード干渉型カプラのＮ出力における出力信号ｄnの出力位置設定を行う。
【００１８】
【数２】
2013172400.tif 000004
【００１９】
上式において、ｊは虚数単位である。
【００２０】
また、好ましくは、遅延線導波路間に交差が存在しない構成を用いることができる。さらに、多モード干渉型カプラの出力信号の時間軸上で、光スプリッタへの入力信号の同一の時間長Ｔのタイムスロットから生成され、かつ、時間的に重なった時間長Ｔ／Ｎの部分のみを、時間Ｔ毎に周期的に取り出すＮ個の時間ゲート素子を、多モード干渉型カプラの出力に備えることができる。
【００２１】
Ｎ入力Ｎ出力の多モード干渉型カプラは、他素子との接続構成およびパラメータを適切に設定することによって、Ｎ×Ｎの光離散フーリエ変換を１つの素子で実現することができる。さらに、光スプリッタ、導波路アレイなどの構成要素を付加することによって、光直交周波数分割多重信号を分離出力できる光回路を実現することができる。以下、本発明の分離回路のより具体的な実施形態について述べる。
【実施例１】
【００２２】
図２は、光直交周波数分割多重伝送システムの構成を示す図である。まず、本発明の分離回路が適用される光直交周波数分割多重伝送システムの概要について説明する。システムは、送信側と受信側とが、光ファイバ１３で接続された構成を持っている。送信側は、Ｎ個の光源１０−１〜１０−Ｎ、対応するＮ個の変調器１１−１〜１１−Ｎおよび光強度合流器１２から構成される。一方、受信側は、光離散フーリエ変換（ＤＦＴ）素子１４および対応するＮ個の光受信機１５−１〜１５−Ｎから構成される。
【００２３】
最初に、光直交周波数分割多重伝送システムの動作の概要を説明する。ここで、基準搬送波光周波数をｆ0、第ｎチャネルと第（ｎ＋１）チャネル間の光周波数間隔をΔｆn、各サブキャリアのシンボル時間間隔をＴ、各サブキャリア用のデータ信号をｄn（Ｎは２以上の整数であり、ｎ＝０、１、・・・、Ｎ−１、ｔは時間）と、それぞれ定義する。なお、Δｆnは、ｋnを１以上の整数として、次式（１）によって表される。
【００２４】
【数３】
2013172400.tif 000005
【００２５】
送信側では、Ｎ個の光源１０−１〜１０−Ｎからの光を、データ信号ｄnで駆動される対応する変調器１１−１〜１１−Ｎを用いて変調している。データ信号ｄn間の同期を保ちながら、光強度合流器１２を用いて光送信器の各光信号を合流して得られる光直交周波数分割多重信号Ｓ（ｔ）は、次式（２）によって表される。
【００２６】
【数４】
2013172400.tif 000006
【００２７】
ここで、Δｆ-1＝０、である。各サブキャリアの変調信号Ｓｎ（ｔ）は、次式（３）によって表される。
【００２８】
【数５】
2013172400.tif 000007
【００２９】
また、隣接するサブキャリア、Ｓn（ｔ）およびＳn+1（ｔ）間の相互相関関数Ｅ［Ｓn（ｔ）Ｓn+1（ｔ）］は、次式（４）によって表される。
【００３０】
【数６】
2013172400.tif 000008
【００３１】
式（４）から、隣接するサブキャリア同士は直交していることが分かる。全てのｎに対してｋn＝１の場合、隣接チャネルが直交する最小の周波数間隔が得られ、ＩＭ−ＤＤバイナリ信号を用いる場合、本システムにおいて帯域利用効率ＢＥ＝１が実現される。図３は、この時の光直交周波数分割多重伝送信号のスペクトル形状を示す図である。図３では、チャネル数がＮ＝５の場合の各サブキャリアのスペクトル形状を示している。ある１つのサブキャリアの周波数成分は、他のサブキャリアの中心周波数の位置では振幅０となり、他のサブキャリアへ影響を及ぼさない。以降の全ての本発明の実施例では、簡単のためｋn＝１の場合について述べる。
【００３２】
ｋn＝１とした場合、Ｓ（ｇΔｔ）の複素包絡線は以下の式（５）によって表される。
【００３３】
【数７】
2013172400.tif 000009
【００３４】
ここで、ｇは２以上の整数であって、ｇ＝０、１、・・・、Ｎ−１である。従って多重信号Ｓは、データ信号ｄnの逆離散フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＩＤＦＴ）となる。
【００３５】
送信側からの光信号Ｓは、光ファイバ１３を経由して、受信側に到達する。受信側において、光離散フーリエ変換（ＤＦＴ）素子１４を通過した後、元のデータ信号ｄnに復調される。最後に、各光受信機１５−１〜１５−Ｎに入射される。光離散フーリエ変換（ＤＦＴ）素子１４では、次式（６）によって表される光離散フーリエ変換の処理が行われる。
【００３６】
【数８】
2013172400.tif 000010
【００３７】
既に述べたように、これまでの説明ではｋn＝１の場合について述べているが、式（５）および式（６）においては、ｋn≧１となる場合でも対応する離散変換の式が存在し、上述のｋn＝１の場合と同様な議論ができることに留意されたい。
【００３８】
データ信号ｄnが２値信号であって、ｋn＝１の場合、光直交周波数分割多重を用いることによって、各サブキャリアのシンボルレートは１／Ｔで、総計Ｎ／Ｔのシンボルレートを実現できる。すなわちサブキャリア毎に、タイムスロットＴ毎の低速での処理を行えば良い。
【００３９】
時分割多重（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＴＤＭ）方式においてビットレートＮ／Ｔを実現する場合は、短光パルスを用いた時間多重分離処理（タイムスロットＴ／Ｎ毎の高速時間多重分離処理）が必要となり、処理装置の負担が大きくなる。また光ファイバ伝送路での波長分散、偏波分散による波形劣化の影響はそれぞれ、ビットレートの２乗、１乗に比例して大きくなる。従って、本発明が適用される光直交周波数分割多重信号における波長分散、偏波分散の影響は、時分割多重信号と比べて、それぞれ１／Ｎ2、１／Ｎに減少する。次に、本発明の分離回路の実施形態について詳細に説明する。
【００４０】
図４は、本発明の光直交周波数分割多重信号分離回路の第１の実施形態（実施例）の構成例（チャネル数  Ｎ＝４）を示す図である。図４の本発明の分離回路は、図２のシステム構成における光離散フーリエ変換（ＤＦＴ）素子１４に対応する。本発明の分離回路は、入力導波路（光スプリッタの入力ポート）２０、光スプリッタ２１、導波路（光スプリッタの出力ポート）２２−１〜２２−４、遅延線２３−１〜２３−４、位相オフセット付与部２４−１〜２４−４、多モード干渉型カプラ２５および出力導波路（多モード干渉型カプラの出力ポート）２６から構成されている。上記の各要素は、導波路基板２７上に構成されている。
【００４１】
ここで、位相オフセット付与部は、固定値の位相シフトを与える手段を意味する。また、固定値ではなく位相シフト量を何らかの方法で可変することができて、所望の位相シフトを与えるものを位相シフタと呼ぶことにする。本発明では、位相オフセット付与部または、位相シフタのいずれも使用できる。また、遅延線２３−１〜２３−４における導波路長差ΔＬについては、ΔＬ＝ｃΔｔ（ｃは導波路中の光速）の関係がある。Δｔは、Ｔ／Ｎである。
【００４２】
光直交周波数分割多重信号Ｓ（ｔ）から各サブキャリア信号ｄnを復調する際、式（６）によって示した光離散フーリエ変換が必要となる。ここで簡単のため、チャネル数をＮ＝４とした場合、式（６）はさらに次式（７）によって表される。
【００４３】
【数９】
2013172400.tif 000011
【００４４】
ここで、式（７）のＧは次式によって表される。
【００４５】
【数１０】
2013172400.tif 000012
【００４６】
図４に示した本発明の分離回路の構成要素を用いて、式（７）の行列の各要素によって規定される位相関係を実現して、光離散フーリエ変換を行い、データ信号ｄnを復号できれば良い。
【００４７】
図５は、第１の実施形態の分離回路における多モード干渉型カプラを拡大して示した図である。図５において、多モード干渉型カプラは、入力ポート３０−１〜３０−Ｎ、多モード干渉型カプラ３１、出力ポート３２−１〜３２―Ｎから構成される。非特許文献２によれば、多モード干渉型カプラにおいて、ｉ番目の入力ポート３０−ｉと、ｋ番目の出力ポート３２−ｋとの間の位相差φkiは、次式（９）によって表される。
【００４８】
【数１１】
2013172400.tif 000013
【００４９】
従って、必要なＤＦＴの伝達行列Ｄ（下の式（１１））と、多モード干渉型カプラの伝達行列Ｍ （下の式（１０））とは一致しない。
【００５０】
【数１２】
2013172400.tif 000014
【００５１】
【数１３】
2013172400.tif 000015
【００５２】
伝達行列Ｍおよび伝達行列Ｄの両者が一致するためには、多モード干渉型カプラの行列Ｍの行、列において入れ替えを行って、各行列要素の位相項の補正を行う必要がある。行、列における入れ替えは、それぞれ、多モード干渉型カプラの出力ポート、入力ポートにおいて入れ替えを行うことに相当する。出力ポートにおける入れ替えはポート配置に影響を及ぼさない。しかし、入力ポートにおける入れ替えは、図５に示した多モード干渉型カプラの構成の入力側において、多モード干渉型カプラの前段に配置された遅延線２３−１〜２３−４の入れ替えも必要とする。ここで、多モード干渉型カプラの行列Ｍの行、列を入れ替えることによって新しく生成される伝達行列Ｂを次式（１２）によって表す。
【００５３】
【数１４】
2013172400.tif 000016
【００５４】
さらに、多モード干渉型カプラの入力ポート前段に配置した位相オフセット付与部（位相シフタでも良い）の伝達行列をＡ（対角行列）と定義する。このとき、位相オフセット付与部および多モード干渉型カプラを合わせた伝達行列Ｔは、次式（１３）によって表される。
【００５５】
【数１５】
2013172400.tif 000017
【００５６】
ここで、ａiiは、行および列を入れ替えた後の多モード干渉型カプラにおける入力ポート前段側に配置した、位相シフト値θiiを持つ位相シフタの伝達関数である。具体的には、ａiiは次式（１４）によって表される。
【００５７】
【数１６】
2013172400.tif 000018
【００５８】
式（７）で規定された位相関係を実現するためには、位相オフセット付与部および多モード干渉型カプラを合わせた伝達行列Ｔが伝達行列Ｄに一致すること、すなわち次式（１５）が成り立てば良い。
【００５９】
【数１７】
2013172400.tif 000019
【００６０】
行列Ｂの全ての組み合わせで、式（１５）を満たすものを選択すれば良い。必要位相シフト値θiiは、次式（１６）によって表される。
【００６１】
【数１８】
2013172400.tif 000020
【００６２】
各ｉに対してＮ個の式（１６）が存在するが、θiiは一意に決まらなければならない。従って、式（１５）を満たす伝達行列Ｂの判別式として次式（１７）を用いることによって、計算時間を短縮することができる。
【００６３】
【数１９】
2013172400.tif 000021
【００６４】
チャネル数がＮ＝４の場合、式（１５）を満たす伝達行列Ｂは３２通り存在する。
【００６５】
図４に示した第１の実施形態の構成は、上述の３２通りの伝達行列Ｂに対応する構成の内の一例である。ここで、位相シフト値は、それぞれ、θ11＝π、θ22＝０．７５π、θ33＝０、θ44＝０．７５πである。これらの位相シフト値は、熱光学効果などによる屈折率変化、導波路長オフセット、紫外光などによる屈折率トリミングなどによって実現される。直交周波数分割多重信号の各サブキャリア信号ｄnは出力導波路２６で分離出力される。
【００６６】
図４に示した本発明の分離回路の第１の実施形態の構成では、光離散フーリエ変換の主要素子として、小型、低損失、等分岐比を実現でき、しかも入出力ポート数による回路サイズの変動が少ないという特徴を持つ多モード干渉型カプラ２５を用いる。このため、従来技術における対称マッハツェンダ型干渉計を構成要素としたＮ入力Ｎ出力光高速フーリエ変換回路で生じていた、チャネル数Ｎの制限がない。すなわち、本発明の分離回路においては、使用する構成要素に起因した制限を受けることなしに、チャネル数Ｎを任意に設定できる。また、多モード干渉型カプラ２５の使用によって、素子全体を小型化、低損失化できる上、各出力ポートの損失ばらつきを低減できる。光直交周波数分割多重における多重化する信号数が増加しても、従来技術のような入出力チャネル数が２の正整数乗個でなければならないという制限が無いため、必要な数のチャネル分の回路だけで構成すれば良い。チャネル数を増やしても、多モード干渉型カプラのサイズの変動は少ないため、作製される回路のサイズの変動が少ない。
【００６７】
図６は、第１の実施形態の分離回路における各光パルスの時間関係を説明する図である。図４に示した第１の実施形態の分離回路のＡ点、Ｂ点、Ｃ点で示した各箇所における１シンボル時間のみの光パルスの様子を示す。（Ｃ）はｄn分離用の出力導波路での光パルスの様子である。各図の縦軸の光振幅の値は任意目盛りである。図６においても、簡単のため、一例としてＮ＝４の場合について説明する。
【００６８】
図６の（Ａ）に示したＡ点における入力光パルスである光直交周波数分割多重信号Ｓ（ｔ）は、光スプリッタ２１で４分岐される。遅延線２３−１〜２３−４において、ｃΔｔずつ異なる遅延を与えられて、図６の（Ｂ）に示すようにＴ／４ずつ異なる遅延を持つ各パルスが得られる。位相オフセット付与部（位相シフタ）２４−１〜２４−４および多モード干渉型カプラ２５において、光離散フーリエ変換に相当する位相が各光パルスに与えられて、図４のＣ点において、図６の（Ｃ）に示すように各サブキャリア信号ｄnが分離出力される。
【００６９】
各サブキャリア信号の直交性は同一シンボル時間内のみで成立するので、図６の（Ｃ）では、一点鎖線で囲まれた時間部分のみが有効なサブキャリア信号の分離出力部分となる。データ信号のアイパターンもこの時間部分のみで開く。図６の（Ｃ）で示した出力によってデータ信号の復元は可能であるが、さらに一点鎖線で囲まれた時間部分を切り出すことによって、ジッタに強い信号を得ることができる。すなわち、多モード干渉型カプラの出力に接続され、多モード干渉型カプラの出力信号ｄnの時間軸上において、前記光スプリッタへの入力信号の同一の時間長Ｔのタイムスロットから生成され、かつ、時間的に重なった時間長Ｔ／Ｎの部分のみを時間Ｔ毎に周期的に取り出すＮ個の時間ゲート素子をさらに備えることができる。
【００７０】
図７は、時間ゲート素子を用いた、本発明の分離回路の第１の実施形態を変形した構成例を示す図である。多モード干渉型カプラ１２５からの各出力を時間ゲート素子１２７−１〜１２７−４によって切り出すことによって、ジッタに強い信号を得ることができる。図７において、時間ゲート素子以外の構成は、図４の構成と全く同じである。すなわち、分離回路は、入力導波路（光スプリッタの入力ポート）１２０、光スプリッタ１２１、導波路（光スプリッタの出力ポート）１２２−１〜１２２−４、遅延線１２３−１〜１２３−４、位相オフセット付与部１２４−１〜１２４−４、多モード干渉型カプラ１２５、導波路（多モード干渉型カプラの出力ポート）１２６−１〜１２６−４、出力導波路１２８−１〜１２８−４から構成されている。
【００７１】
時間ゲート素子としては、電界吸収（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ：ＥＡ）効果を用いる半導体素子、強誘電体材料あるいは半導体材料の電気光学効果を用いた干渉計型スイッチ、半導体光増幅器（Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＳＯＡ）、光信号の光電変換後の電気領域でのゲーティング、周期光パルスによる光ファイバ、強誘電体材料、または半導体材料中での非線形光学効果などを用いることができる。図４に示した構成における各素子と集積化が可能であって、ゲート時間窓を短く設定することができる半導体ＥＡ素子を使用するのが好ましい。
【００７２】
図４および図７における光スプリッタ２１、１２１としては、等分岐比のＹ分岐導波路を順次縦続接続する構成、等分岐比の２入力２出力方向性結合器を順次縦続接続する構成、またはこれらを組み合わせた構成を用いることができる。なおスプリッタの出力ポート数が２の正整数乗ではない場合、非対称分岐比の素子を接続する構成を用いれば良い。光スプリッタ２１、１２１としては、他にＮ出力のスラブ型スターカプラ、または多モード干渉型カプラを用いることもできる。
【００７３】
図４および図７における位相オフセット付与部２４、１２４としては、固定した長さの微小導波路長を付与する他に、可変位相を付与できる位相シフタでも良い。例えば、石英導波路、ポリマー導波路の場合は熱光学位相シフタ、半導体導波路、強誘電体導波路（ＬＮなど）の場合は電気光学位相シフタを用いることができる。また石英導波路の場合は、導波路への紫外光照射、または熱光学位相シフタの高電力駆動による光弾性効果によって屈折率のトリミングを行うことが可能であり、位相オフセットを与えることができる。
【００７４】
また、図４では、位相オフセット付与部は、遅延線２３−１〜２３−４と多モード干渉型カプラ２５との境界部に設置されているが、遅延線２３−１〜２３−４の中、あるいは導波路２２−１〜２２−４の中に含まれていても良い。また、チャネル数Ｎ＝４の場合について例示している図４では、位相オフセット付与部は、４箇所に設けられているが、相対的に必要な位相が設定できれば、３箇所（Ｎ−１個）に設けられていても良い。
【００７５】
図８は、本発明の光直交周波数分割多重信号分離回路の第２実施形態の構成例（Ｎ＝４）を示す図である。本発明の分離回路は、図２のシステム構成における光離散フーリエ変換（ＤＦＴ）素子１４に対応する。本実施形態の分離回路は、入力導波路（光スプリッタの入力ポート）４０、光スプリッタ４１、導波路（光スプリッタの出力ポート）４２−１〜４２−４、遅延線４３−１〜４３−４、位相オフセット付与部４４−１〜４４−４、多モード干渉型カプラ４５および出力導波路（多モード干渉型カプラの出力ポート）４６−１〜４６−４から構成されている。分離回路全体は、導波路基板４７上に構成されている。
【００７６】
図８では、式（１５）を満たす行列Ｂ３２通りのうち、遅延線４３において交差が存在しない場合１６通りのうちの一例を示している。ここで、位相シフト値は、それぞれθ11＝０．７５π、θ22＝π、θ33＝０．７５π、θ44＝０である。動作は、図４に示した第１の実施形態の場合と同様である。また、図８の構成では遅延線４３における導波路の交差が存在しないため、交差によって引き起こされる導波路の過剰損失の増加をなくすことができる利点がある。
【００７７】
図９は、図７に示した変形例と同様に、時間ゲート素子１４７−１〜４を使用した、第２の実施形態の分離回路の変形例の構成である。時間ゲート素子１４７−１〜１４７−４を使用すれば、ジッタに強い信号を得ることができることも図７で説明したのと同様である。
【００７８】
図１０は、図４および図８に示した本発明の分離回路の周波数特性を示す図である。ここで、チャネル数はＮ＝４、サブキャリアのシンボル時間間隔はＴ＝１００ｐｓである。図１０の（Ａ）で示した強度透過特性より、分離出力されるサブキャリア信号チャネルの光周波数では１０ＧＨｚ程度の帯域通過幅を持っている。このサブキャリア信号チャネルから１０ＧＨｚの±１、±２、±３倍離れた不要チャネルでは、３０ｄＢ以上の減衰が得られ、消光比は十分に大きくなっている。また４０ＧＨｚ毎に同様の透過特性を繰り返すＦＳＲ（Ｆｒｅｅ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｒａｎｇｅ）特性を有し、光直交周波数分割多重信号分離用のフィルタとしての特性を満たしていることがわかる。
【００７９】
また、図１０の（Ｂ）に示した位相特性より、直線位相特性を有していることが分かる。このため位相の周波数微分特性によって表される群遅延時間特性は０となり、光パルスの波形劣化を引き起こさない。
【００８０】
以上、複数の実施形態に基づいて説明したように、本発明によって、光離散フーリエ変換を多モード干渉型カプラで実現することにより、チャネル間を直交状態とし、バイナリ伝送においても帯域利用効率１を実現可能な光直交周波数分割多重信号の分離回路を提供できる。多モード干渉型カプラで実現することにより、チャネル数を任意で設定可能であり、小型、低損失で、各出力ポートの損失ばらつきを小さく抑えることができる。また、光直交周波数分割多重信号の信号数が増加しても、作製される回路のサイズの変動が少ない分離回路を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明は、光通信分野に関する。高帯域利用効率を実現可能な、光直交周波数分割多重（光ＯＦＤＭ）伝送用の多重信号分離回路に利用できる。
【符号の説明】
【００８２】
１−１〜４、２０、４０、１２０、１４０  入力導波路
２−１〜４  対称マッハツェンダ型干渉計
３−１〜４  位相調節部
４−１〜４、２６−１〜４、４６−１〜４、１２８−１〜４、１４８−１〜４  出力導波路
１０−１〜Ｎ  光源
１１−１〜Ｎ  変調器
１２  光強度合流器
１３  光ファイバ
１４  光離散フーリエ変換素子
１５−１〜Ｎ  光受信機
２１、４１、１２１、１４１  光スプリッタ
２２−１〜４、４２−１〜４、１２２−１〜４、１２６−１〜４、１４２−１〜４、１４６−１〜４  導波路
２３−１〜４、４３−１〜４、１２３−１〜４、１４３−１〜４  遅延線
２４−１〜４、４４−１〜４、１２４−１〜４、１４４−１〜４  位相オフセット付与部（位相シフタ）
２５、３１、４５、１２５、１４５  多モード干渉型カプラ
２７、４７、１２９、１４９  導波路基板
１２７、１４７  光ゲート
３０−１〜Ｎ  入力ポート
３２−１〜Ｎ  出力ポート
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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