(57)【要約】【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータと三相インバータとの間に設けたコンデンサを小型化することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子と変圧器とを有し、スイッチング素子のオンオフ動作によって第１の直流の電力を第２の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと、スイッチング素子のオンオフ動作によって第２の直流電力を三相交流電力に変換して三相負荷に給電するインバータ６と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力側に設けられた高周波コンデンサ５とを備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、インバータ６の入力電流のうち、インバータ６の出力周波数の概ね６倍までの低周波数のリプル電流を通過させ、インバータ６のスイッチング素子がオンオフ動作をすることによって発生する高周波数のリプル電流の通過を阻止する。高周波数のリプル電流は高周波コンデンサ５に吸収される。【選択図】図１
2013172466.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と変圧器とを有し、スイッチング素子のオンオフ動作によって第１の直流電力を第２の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
スイッチング素子のオンオフ動作によって第２の直流電力を三相交流電力に変換して三相負荷に給電するインバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に設けられた高周波コンデンサと、
を備え、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記インバータの入力電流のうち、前記インバータの出力周波数の概ね６倍までの低周波数のリプル電流を通過させ、前記インバータのスイッチング素子がオンオフ動作をすることによって発生する高周波数のリプル電流の通過を阻止する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記高周波数のリプル電流は前記高周波コンデンサに吸収されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記高周波コンデンサの静電容量値は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値に対する前記高周波数のリプル電流によって生じるリプル電圧の値の比率を所定値以下とする値であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記高周波コンデンサは、フィルムコンデンサであることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが複数台並列に接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記複数台のＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞれの対応するスイッチング素子がオンオフするタイミングを、相互にずらして動作することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いることを特徴とする系統連系システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の電力を絶縁された直流電力に変換し、さらに三相インバータで三相交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は、特許文献１に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータである。
図において、直流電源１には、コンデンサ２が並列に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、コンデンサ２の両端に並列に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとを備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力端子とＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂの出力端子とは、並列に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂの出力端子には、リアクトル４とコンデンサ５とからなるフィルタ回路が接続されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとは、直流電源１の直流電力を絶縁された直流電力に変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力電圧の大きさとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂの出力電圧の大きさとは、それぞれ所定の電圧値となるように制御されている。リアクトル４とコンデンサ５とからなるフィルタ回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとから出力された電圧を平滑する。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとは、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ２ａの直列回路とスイッチング素子Ｑ３ａ，Ｑ４ａの直列回路とでフルブリッジ構成した共振インバータと、この共振インバータの出力に一次側が接続されるトランスＴａと、トランスＴａの二次側に接続され、ダイオードＤ１ａ，Ｄ２ａの直列回路とダイオードＤ３ａ，Ｄ４ａの直列回路とでフルブリッジ構成した整流回路とで構成されている。さらに、共振インバータとトランスＴａとの間には、リアクトルＬａとコンデンサＣａとが直列に接続されている。
【０００５】
同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂは、スイッチング素子Ｑ１ｂ，Ｑ２ｂの直列回路とスイッチング素子Ｑ３ｂ，Ｑ４ｂの直列回路とでフルブリッジ構成した共振インバータと、この共振インバータの出力に一次側が接続されるトランスＴｂと、トランスＴｂの二次側に接続され、ダイオードＤ１ｂ，Ｄ２ｂの直列回路とダイオードＤ３ｂ，Ｄ４ｂの直列回路とでフルブリッジ構成した整流回路とで構成されている。さらに、共振インバータとトランスＴｂとの間には、リアクトルＬｂとコンデンサＣｂとが直列に接続されている。
【０００６】
上記構成からなるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａ内で対をなすスイッチング素子のスイッチング位相を１／６周期ずらすとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂ内で対をなすスイッチング素子のスイッチング位相を１／６周期ずらし、さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとの間で対応するスイッチング素子のスイッチング位相を１／４周期ずらすことにより、各スイッチング素子はゼロ電圧スイッチングを行うことができる。
【０００７】
特許文献２には、特許文献１に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータとこのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を交流電力に変換するインバータとを組み合わせて商用電源に連系する系統連系用電力変換装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−２２３５６５号公報
【特許文献２】特開２００４−２３５０９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特許文献１および特許文献２に開示された系統連系用電力変換装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を平滑するために、リアクトルとコンデンサとからなるフィルタ回路を必要としている。このフィルタ回路は、低周波数の電圧リプルを平滑するために設けられている。したがって、リアクトルは、所定のインダクタンスを得るために鉄心とこの鉄心に巻き回されたコイルとで構成されるか、または空芯コイルで構成される。また、コンデンサには、所定の容量を得るために、電解コンデンサが用いられる。
【００１０】
したがって、系統連系用電力変換装置が大型になるという問題がある。
本発明は、このような系統連系用電力変換装置が有している問題を解決しようとするものである。本発明の目的は、整流回路から出力される直流電圧を平滑するためのフィルタ回路を小型化した系統連系用電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するための第１の発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータとインバータからなる電力変換装置である。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子と変圧器を有し、スイッチング素子のオンオフ動作によって第１の直流電力を第２の直流電力に変換して出力する。インバータは、スイッチング素子のオンオフ動作によって、第２の直流電力を三相交流電力に変換して、三相負荷に給電する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側高周波コンデンサに設けられている。
【００１２】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータは、インバータの入力電流のうち、インバータの出力周波数の概ね６倍までの低周波数のリプル電流を通過させ、インバータのスイッチング素子がオンオフ動作をすることによって発生する高周波数のリプル電流の通過を阻止することを特徴とする。
【００１３】
第２の発明は、第１の発明に係る電力変換装置において、高周波数のリプル電流は高周波コンデンサに吸収されることを特徴とする。
第３の発明は、第２の発明に係る電力変換装置において、高周波コンデンサの静電容量値は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値に対する高周波数のリプル電流によって生じるリプル電圧の値の比率を所定値以下とする値であることを特徴とする。
【００１４】
第４の発明は、第３の発明に係る電力変換装置において、高周波コンデンサは、フィルムコンデンサであることを特徴とする。
第５の発明は、第１の発明から第４の発明に係る電力変換装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータが複数台並列に接続されていることを特徴とする。
【００１５】
第６の発明は、第５の発明に係る電力変換装置において、複数台のＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞれの対応するスイッチング素子がオンオフするタイミングを、相互にずらして動作することを特徴とする。
【００１６】
第７の発明は、第６の発明に係る電力変換装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータは、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする。
第８の発明は、第１の発明から第７の発明に係る電力変換装置を用いた系統連系システムであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、インバータの入力側に生じた低周波数のリプル電流はＤＣ−ＤＣコンバータを通過し、インバータのスイッチング素子がオンオフすることにより発生する高周波数のリプル電流が高周波コンデンサに吸収される。
【００１８】
したがって、高周波コンデンサは高周波数のリプル電流を吸収するために必要な静電容量を有していれば良い。よって、高周波コンデンサに静電容量の小さいフィルムコンデンサを適用することができる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータとインバータとの間で、フィルタを構成するためのリアクトルを設ける必要がない。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明するための図である。
【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流を説明するための図である。
【図３】トランスＴａの周波数特性を説明するための図である。
【図４】本発明の第２の実施形態を説明するための図である。
【図５】図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流を説明するための図であり、（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの入力電流を示し、（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの入力電流を示し、（ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータ１ａと１ｂの合成電流を示す。
【図６】従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態を、図１〜図５を用いて詳細に説明する。
なお、図１〜図５に示した電力変換装置は、直流電源の電力を三相交流電力に変換して、電力系統に給電するための系統連系用電力変換装置である。ただし、本実施形態に係る電力変換装置は、電力系統に連系する装置に限られるものではない。例えば、本実施形態に係る電力変換装置は、三相の交流電動機等の三相負荷に電力を供給するための装置であってもよい。
【００２１】
図１は、本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。
図において、直流電源１の両端には、コンデンサ２とＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの入力端子が接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力端子の両端には、コンデンサ５（高周波コンデンサ）とインバータ６の入力端子が接続されている。インバータ６の出力端子は、フィルタ７を介して電力系統８に接続されている。
【００２２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、共振インバータ、この共振インバータの出力に一次側が接続されるトランスＴａおよびトランスＴａの二次側に接続される整流回路とで構成されている。さらに、共振インバータとトランスＴａとの間には、リアクトルＬａとコンデンサＣａとが直列に接続されている。
【００２３】
また、共振インバータは、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ２ａの直列回路とスイッチング素子Ｑ３ａ，Ｑ４ａの直列回路とでフルブリッジ構成されている。整流回路は、ダイオードＤ１ａ，Ｄ２ａの直列回路とダイオードＤ３ａ，Ｄ４ａの直列回路とでフルブリッジ構成されている。
【００２４】
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、電流共振型のフルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータである。電流共振は、トランスＴａの一次インダクタンスＬｐ（不図示），リアクトルＬａおよびコンデンサＣａの回路で生じる。この回路は、ＬＬＣ共振回路と呼ばれている。また、共振周波数は、数十〜数百ｋＨｚである。
【００２５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、スイッチング素子Ｑ１ａとＱ４ａおよびＱ２ａとＱ３ａの組合せで、交互にオンオフさせる。スイッチング素子Ｑ１ａ〜Ｑ４ａのオンオフ動作により、トランスＴａの一次巻線に正負の電圧が印加される。トランスＴａの二次巻線には、一次巻線に印加された電圧に対して、一次巻線と二次巻線の巻数比に応じた電圧が誘起する。また、スイッチング素子Ｑ１ａ〜Ｑ４ａのオンオフ動作により、トランスＴａの一次巻線には概ね正弦波状の電流が流れる。トランスＴａの二次巻線には、一次巻線と二次巻線の巻数比に応じた電流が流れる。
【００２６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、上記動作によって、直流電源１の直流電力（第１の直流電力）を絶縁された直流電力（第２の直流電力）に変換する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、スイッチング素子Ｑ１ａ〜Ｑ４ａをオンオフさせる周波数を制御して、出力電圧を所定値に維持する。
【００２７】
このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの入力電流Ｉｉｎは、図２に示すように、トランスＴａの一次巻線に流れる略正弦波状の電流を整流した波形となる。
インバータ６は、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの直列回路、スイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙの直列回路およびスイッチング素子Ｑｗ，Ｑｚの直列回路で構成された三相インバータである。インバータ６は、スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚを選択的にオンオフさせて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａから出力された直流電力を交流電力に変換する。
【００２８】
フィルタ７は、三相リアクトルと三相コンデンサとからなる三相フィルタである。フィルタ７は、インバータ６の出力電圧に含まれている高調波成分を除去する。インバータ６から出力された交流電力は、フィルタ７で高調波成分が除去されたのち、電力系統８に給電される。
【００２９】
ここで、インバータ６の三相出力電力において、各相の電力が平衡しているとき、インバータ６の入力側の電力は直流となる。しかし、インバータ６の三相出力電力において、各相の電力が不平衡状態にあるとき、インバータ６の入力側には、電力系統の周波数の整数倍となる低い周波数のリプル電流が流れる。
【００３０】
また、インバータ６のスイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚがオンオフ動作を行うと、インバータ６の入力回路に、スイッチング素子のスイッチング動作に伴う高い周波数のリプル電流が流れる。
【００３１】
図３は、電流共振型コンバータ（ＬＬＣ型コンバータ）の周波数特性を示す図である。この図は、ＴＤＫ株式会社の資料No.003-02/20100924/j636_srx「ＬＬＣ共振電源用トランス」に記載されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、図３に示した周波数特性を有している。
【００３２】
この図において、ＦＲは、リアクトルＬａとコンデンサＣａとからなる共振回路の共振周波数で正規化した周波数である。Ｑは、負荷抵抗ＲＬと特性インピーダンスＺｏとの比（負荷率）である。Ｑの値が小さくなるほど、負荷が重くなる。Ｍは、入力電圧に対する出力電圧の比を表す電圧変換率である。
【００３３】
ＦＲ＝１．０付近では、電圧変換率Ｍは、負荷率Ｑに関わらず略一定である。この周波数領域で動作するとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは一種の直流変圧器として働く。直流から低周波数の領域において、電流（負荷）が変化しても電圧がほとんど変化しない。このことは、回路の直列等価インピーダンスが小さいことを意味する。
【００３４】
一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａには、上述のとおり、共振回路が存在する。したがって、共振周波数よりも高い周波数成分のリプル電流は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを通過することができない。
【００３５】
すなわち、このＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、その出力側に生じたリプル電流に対して、一種のローパスフィルタとして働く。
図１に戻って、インバータ６のスイッチング素子がオンオフすることによって発生する高い周波数のリプル電流は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを通過しない。この高い周波数のリプル電流は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力側に設けられたコンデンサ５に吸収される。この高い周波数のリプル電流によって生じるコンデンサ５の電荷量の変化は小さい。
【００３６】
したがって、コンデンサ５に静電容量の小さいフィルムコンデンサを使用することができる。すなわち、コンデンサ５に静電容量の小さいフィルムコンデンサを使用しても、電圧変動量を所定値内に抑制することができる。この電圧変動量の所定値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力電圧に対して、５％程度に設定される。
【００３７】
一方、インバータ６の動作によって発生する低い周波数のリプル電流は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを通過して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの入力側に設けられたコンデンサ２に吸収される。この低い周波数のリプル電流によって生じるコンデンサ２の電荷量の変化は、三相出力電力の不平衡率に対応した大きさとなる。したがって、コンデンサ２には、電圧変動量を所定値内に抑制するために必要な静電容量を有する電解コンデンサを使用する。
【００３８】
また、コンデンサ２にはＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの動作によって生じるリプル電流（図２に示した電流Ｉｉｎの交流成分）も流れる。したがって、このリプル電流の通電を許容できるリプル電流耐量を備えている。
【００３９】
以上のとおり、本発明の実施形態１によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に設けるコンデンサ５は、静電容量が小さく、かつ、高周波特性の良いコンデンサを使用すればよい。例えば、コンデンサ５には、フィルムコンデンサなどの高周波特性の良いコンデンサを使用することができる。その結果、電力変換装置を小型化することができる。
【００４０】
次に、図４は、本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態を説明するための図である。
図４に示した電力変換装置は、図１に示した電力変換装置と同様、系統連系用電力変換装置であるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと並列にＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂが接続されているところが相違している。
【００４１】
なお、本実施形態に係る電力変換装置は、電力系統に連系する装置に限られるものではない。例えば、本実施形態に係る電力変換装置は、三相の交流電動機等の三相負荷に電力を供給するための装置であってもよい。
【００４２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂの構成は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの構成と同様である。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂの入出力容量は、同じである。ただし、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとは、対応するスイッチング素子がオンオフするタイミングを１／４周期ずらして動作させる。
【００４３】
その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの入力電流Ｉｉｎ１は図５（ａ）のようになる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂの入力電流Ｉｉｎ２は図５（ｂ）のようになる。そして、入力電流Ｉｉｎ１と入力電流Ｉｉｎ２とを合成したＤＣ−ＤＣコンバータ全体の入力電流Ｉｉｎは図５（ｃ）のようになる。
【００４４】
このようにＤＣ−ＤＣコンバータを２分割するとともにそれぞれのＤＣ−ＤＣコンバータの動作位相をずらすことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に流れる電流のリプル量を低減することができる。したがって、本実施形態におけるコンデンサ２は、第１の実施形態におけるコンデンサ２と比べて、静電容量がより小さく、かつ、リプル電流耐量がより小さいコンデンサとすることができる。
【００４５】
これにより、電力変換装置をより小型化することができる。
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータの分割数は２に限られるものではない。ＤＣ−ＤＣコンバータをより多くの数に分割すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に流れる電流のリプル量をより低減することができる。これにより、電力変換装置をさらに小型化することができる。
【符号の説明】
【００４６】
１・・・直流電源、２・・・コンデンサ、３ａ，３ｂ・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、４・・・リアクトル、５・・・コンデンサ、６・・・インバータ、７・・・フィルタ、８・・・電力系統。
【図１】
2013172466.tif 000003
【図２】
2013172466.tif 000004
【図３】
2013172466.tif 000005
【図４】
2013172466.tif 000006
【図５】
2013172466.tif 000007
【図６】
2013172466.tif 000008