(57)【要約】【課題】さらなる高効率化、および基板における実装密度の向上を可能とする。【解決手段】コレクタ端子４ｃ側に接続された、固定のインピーダンスである抵抗ＲＬを備えている。ベース端子３ｂは、ベース端子２ｂ側に接続されており、ベース端子４ｂは、ベース端子２ｂ側かつベース端子３ｂ側に接続されており、コレクタ端子３ｃは、コレクタ端子２ｃ側に接続されており、コレクタ端子４ｃは、コレクタ端子２ｃ側およびコレクタ端子３ｃ側のいずれにも接続されていない。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された信号を増幅する増幅用トランジスタと、
上記増幅用トランジスタよりサイズの小さい、第１トランジスタおよび第２トランジスタと、
上記第２トランジスタの出力端子側に接続された、固定のインピーダンスである終端抵抗とを備えており、
上記第１トランジスタの入力端子は、上記増幅用トランジスタの入力端子側に接続されており、
上記第２トランジスタの入力端子は、上記増幅用トランジスタの入力端子側かつ上記第１トランジスタの入力端子側に接続されており、
上記第１トランジスタの出力端子は、上記増幅用トランジスタの出力端子側に接続されており、
上記第２トランジスタの出力端子は、上記増幅用トランジスタの出力端子側および上記第１トランジスタの出力端子側のいずれにも接続されていないことを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項２】
トランジスタから成る増幅段を複数備えており、
上記増幅用トランジスタは、複数の上記増幅段における最終段を構成していることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項３】
上記第１トランジスタのサイズと上記第２トランジスタのサイズとが、同一または略同一であることを特徴とする請求項１または２に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項４】
上記第１トランジスタの出力端子に流れる電流の値と、上記第２トランジスタの出力端子に流れる電流の値との差に応じた、バイアス電圧およびバイアス電流の少なくとも一方を生成し、上記増幅用トランジスタの入力端子および上記第１トランジスタの入力端子に供給するバイアス生成部を備えていることを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項５】
上記終端抵抗のインピーダンスは、上記増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの設計値と等しいことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の高周波電力増幅回路を備えた無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅回路、および無線通信装置に関する。特に、本発明は、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動時における、消費電流の特性および非線形歪みの特性を向上させるように構成された高周波電力増幅回路、およびそれを備えた無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯端末機をはじめとする無線通信装置の送信出力側には、半導体素子を用いて構成された高周波電力増幅回路が組み込まれている。
【０００３】
従来、ＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式等の携帯端末機に用いられる高周波電力増幅回路は、出力端子にアイソレータが接続されていた。そして、このアイソレータにより、該高周波電力増幅回路では、出力負荷インピーダンス（主にアンテナインピーダンス）の変動に起因する、消費電流の増加および非線形歪みの増加が抑制されてきた。
【０００４】
しかしながら、携帯端末機の多機能かつ小型化に伴い、近年、高周波電力増幅回路では、アイソレータを用いず、出力負荷インピーダンスの変動に起因する、消費電流の増加および非線形歪みの増加を抑制する技術の開発が進められている。この技術によれば、該高周波電力増幅回路における回路の小規模化を図ることが可能になると考えられる。
【０００５】
例えば、特許文献１には、高周波電力増幅回路内において並列接続された増幅用トランジスタの、入力側および出力側に、位相シフタと電力結合器とを接続する技術が開示されている。
【０００６】
これにより、特許文献１に係る高周波電力増幅回路では、方向性結合器を用いることなく、出力負荷インピーダンスの変動に起因する、消費電流の増加および非線形歪みの増加を抑制するので、低歪みおよび高効率を実現することが可能となる。また、特許文献１に係る高周波電力増幅回路では、方向性結合器を用いることなく、進行波および反射波のベクトル和の検出電圧を検出することが可能となる。
【０００７】
また、特許文献２には、高周波電力増幅回路の電流をモニタする代わりに、検出部および制御部を別途設ける技術が開示されている。特許文献２に係る高周波電力増幅回路では、検出部により、増幅部（増幅用トランジスタ）に供給するバイアス電流を検出し、制御部により、このバイアス電流が閾値以下の場合と閾値より高い場合とで、増幅部の電源電圧を切り替える。
【０００８】
これにより、特許文献２に係る高周波電力増幅回路では、電力損失を低減しつつ、出力負荷インピーダンスの変動に起因する、消費電流の増加および非線形歪みの増加を抑制することが可能となる。
【０００９】
また、特許文献３には、位相差がほぼ９０度となる、第１トランジスタおよび第２トランジスタを増幅用トランジスタとして用いて、出力負荷に対するトランジスタの特性の変動をこれらのトランジスタにより補償する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００８−１３５８２２号公報（２００８年６月１２日公開）
【特許文献２】特開２０１１−１７２２０６号公報（２０１１年９月１日公開）
【特許文献３】特開２００４−１２００８６号公報（２００４年４月１５日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
特許文献１に係る高周波電力増幅回路では、位相シフタおよび電力結合器において比較的大きな電力損失が発生するため、高効率化が不十分となる虞があるという問題が発生する。
【００１２】
また、特許文献１に係る高周波電力増幅回路では、位相シフタおよび電力結合器を設けることにより、回路規模が増大し基板における実装密度が低下する虞があるという問題が発生する。
【００１３】
特許文献２に係る高周波電力増幅回路では、バイアス回路において、検出したバイアス電流と閾値との比較結果に応じて電源電圧を切り替えるという、複雑な制御が行われる。この結果、特許文献２に係る高周波電力増幅回路では、増幅部のバイアス回路の構成が複雑化する虞があるという問題が発生する。
【００１４】
特許文献３に係る高周波電力増幅回路では、トランジスタの入力および出力の位相をλ／４シフトするため、高帯域整合の電力増幅回路の実現が困難であるという問題が発生する。
【００１５】
また、特許文献３に係る高周波電力増幅回路では、トランジスタの入力および出力の位相をλ／４シフトする整合回路を設ける必要があり、この整合回路における電力の損失が大きいため、高効率化が不十分となる虞があるという問題が発生する。
【００１６】
本発明は、上記の問題に鑑みて為されたものであり、その目的は、さらなる高効率化、および基板における実装密度の向上を可能とする、増幅用トランジスタのバイアス回路の構成が単純な高周波電力増幅回路、および無線通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の高周波電力増幅回路は、上記の問題を解決するために、入力された信号を増幅する増幅用トランジスタと、上記増幅用トランジスタよりサイズの小さい、第１トランジスタおよび第２トランジスタと、上記第２トランジスタの出力端子側に接続された、固定のインピーダンスである終端抵抗とを備えており、上記第１トランジスタの入力端子は、上記増幅用トランジスタの入力端子側に接続されており、上記第２トランジスタの入力端子は、上記増幅用トランジスタの入力端子側かつ上記第１トランジスタの入力端子側に接続されており、上記第１トランジスタの出力端子は、上記増幅用トランジスタの出力端子側に接続されており、上記第２トランジスタの出力端子は、上記増幅用トランジスタの出力端子側および上記第１トランジスタの出力端子側のいずれにも接続されていないことを特徴としている。
【００１８】
上記の構成によれば、増幅用トランジスタに入力される信号が、第１トランジスタおよび第２トランジスタにも入力される。
【００１９】
また、第１トランジスタの出力負荷インピーダンスは、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスと同じになる。すなわち、第１トランジスタの出力負荷インピーダンスは、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動に追従するように変動する。
【００２０】
一方、第２トランジスタの出力負荷インピーダンスは、終端抵抗により固定のインピーダンスとされている。第２トランジスタの出力負荷インピーダンスは、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動に追従して変動しない。
【００２１】
このため、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスが変動すると、それに追従するように第１トランジスタの出力負荷インピーダンスが変動し、第１トランジスタの出力端子に流れる電流の値が変動する。一方、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスが変動するだけでは、第２トランジスタの出力負荷インピーダンスは変動せず、第２トランジスタの出力端子に流れる電流の値は変動しない。
【００２２】
従って、第１トランジスタの出力端子に流れる電流の値と、第２トランジスタの出力端子に流れる電流の値との差から、第１トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動を検出することが可能となる。そして、検出した第１トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動が、同程度の、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動を意味していることは明らかである。増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動が明らかになれば、増幅用トランジスタに供給するバイアス電圧および／またはバイアス電流を変化させること等の周知の技術により、消費電流および／または非線形歪みを低減させることが容易となる。
【００２３】
上記の構成によれば、比較的大きな電力損失が発生する位相シフタおよび電力結合器、あるいは、トランジスタの入力および出力の位相をλ／４シフトする整合回路が不要である。また、第１トランジスタおよび第２トランジスタのサイズを十分小さくすれば、第１トランジスタおよび第２トランジスタにおける電力消費（すなわち、高周波電力増幅回路における電力の損失）を十分小さくし、十分な高効率化を図ることが可能となる。従って、さらなる高効率化が可能となる。
【００２４】
また、上記の構成によれば、位相シフタおよび電力結合器が不要であるため、回路規模の増大を抑制し、基板における実装密度の低下を抑制することが可能となる。
【００２５】
また、上記の構成によれば、バイアス電圧またはバイアス電流を、検出したり閾値と比較したりする必要がない。このため、増幅用トランジスタのバイアス回路の構成を単純化することが可能となる。
【００２６】
また、上記の構成によれば、トランジスタの入力および出力の位相をλ／４シフトする必要がないため、高帯域整合の電力増幅回路の実現も容易である。
【００２７】
また、本発明の高周波電力増幅回路は、トランジスタから成る増幅段を複数備えており、上記増幅用トランジスタは、複数の上記増幅段における最終段を構成しているのが好ましい。
【００２８】
上記の構成によれば、高周波電力増幅回路の出力段において、非線形歪みを補償することが可能となる。これにより、非線形歪みを補償した後に、さらなる歪みが発生する虞を低減することが可能となる。結果、高周波電力増幅回路から出力される信号の歪みを低減することが可能となる。
【００２９】
また、本発明の高周波電力増幅回路は、上記第１トランジスタのサイズと上記第２トランジスタのサイズとが、同一または略同一であるのが好ましい。
【００３０】
上記の構成によれば、第１トランジスタに入力される信号の電力と、第２トランジスタに入力される信号の電力とを、ほぼ同じとすることが可能となる。このため、第１トランジスタの出力負荷インピーダンスと、第２トランジスタの出力負荷インピーダンスとが同じであれば、第１トランジスタの出力端子に流れる電流の値と、第２トランジスタの出力端子に流れる電流の値とをほぼ等しくすることが可能となる。これにより、第１トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動を検出することを簡単にすることが可能となる。
【００３１】
また、本発明の高周波電力増幅回路は、上記第１トランジスタの出力端子に流れる電流の値と、上記第２トランジスタの出力端子に流れる電流の値との差に応じた、バイアス電圧およびバイアス電流の少なくとも一方を生成し、上記増幅用トランジスタの入力端子および上記第１トランジスタの入力端子に供給するバイアス生成部を備えているのが好ましい。
【００３２】
増幅用トランジスタおよび第１トランジスタは、出力負荷インピーダンスが同じである。このため、第１トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動に起因する、消費電流および／または非線形歪みの増加は、増幅用トランジスタのそれと対応する。
【００３３】
上記の構成によれば、第１トランジスタに、上記の消費電流および／または非線形歪みの増加を補償するバイアス電圧およびバイアス電流を供給し、これらを増幅用トランジスタにも供給することが可能となる。
【００３４】
また、本発明の高周波電力増幅回路の、上記終端抵抗のインピーダンスは、上記増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの設計値と等しいのが好ましい。
【００３５】
上記の構成によれば、増幅用トランジスタおよび第１トランジスタの出力負荷インピーダンスとして理想的な値を、第２トランジスタの出力負荷インピーダンスとすることが可能となる。第１トランジスタの出力負荷インピーダンスと、第２トランジスタの出力負荷インピーダンスとが等しければ、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスが設計値であるとみなすことができる。このため、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動を簡単に検出することが可能となる。
【００３６】
また、本発明の無線通信装置は、本発明の高周波電力増幅回路を備えていることを特徴としている。
【００３７】
上記の構成によれば、本発明の高周波電力増幅回路と同じ効果を奏する無線通信装置を実現することができる。
【発明の効果】
【００３８】
以上のとおり、本発明の高周波電力増幅回路は、入力された信号を増幅する増幅用トランジスタと、上記増幅用トランジスタよりサイズの小さい、第１トランジスタおよび第２トランジスタと、上記第２トランジスタの出力端子側に接続された、固定のインピーダンスである終端抵抗とを備えており、上記第１トランジスタの入力端子は、上記増幅用トランジスタの入力端子側に接続されており、上記第２トランジスタの入力端子は、上記増幅用トランジスタの入力端子側かつ上記第１トランジスタの入力端子側に接続されており、上記第１トランジスタの出力端子は、上記増幅用トランジスタの出力端子側に接続されており、上記第２トランジスタの出力端子は、上記増幅用トランジスタの出力端子側および上記第１トランジスタの出力端子側のいずれにも接続されていない構成である。
【００３９】
従って、さらなる高効率化、および基板における実装密度の向上が可能であり、増幅用トランジスタのバイアス回路の構成が単純であるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の一実施の形態に係る高周波電力増幅回路の構成を示す回路図である。
【図２】図２（ａ）は、図１に示す高周波電力増幅回路における、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの位相と、増幅用トランジスタの出力端子に流れる電流および高周波電力増幅回路の出力電力との関係の一例を示すグラフであり、図２（ｂ）は、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの一例を示すスミスチャートである。
【図３】図１に示す高周波電力増幅回路における、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの位相と、増幅用トランジスタの出力端子に流れる電流およびｎ＝１０００である第１トランジスタの出力端子に流れる電流との関係の一例を示すグラフである。
【図４】図１に示す高周波電力増幅回路における、非線形歪みの特性を向上させる一例を示すグラフである。
【図５】本発明の別の実施の形態に係る高周波電力増幅回路の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４１】
〔実施の形態〕
図１は、本実施の形態に係る高周波電力増幅回路の構成を示す回路図である。
【００４２】
図１に示す高周波電力増幅回路１は、入力端子１０と、入力整合回路１１と、増幅段１００と、電源回路１２と、コンデンサＣｅと、増幅段（最終段）２０１と、出力整合回路１３と、出力端子１４とを備えている。
【００４３】
入力端子１０は、デジタル変調が行われた信号等の、高周波電力増幅回路１による電力増幅が行われる対象となる信号が入力される端子である。本願では、入力端子１０から高周波電力増幅回路１に入力される電力信号を、入力電力Ｐｉｎと称する。
【００４４】
入力整合回路１１は、コンデンサＣａと、インダクタＬａとを備えて構成されている。入力整合回路１１は、入力端子１０と増幅段１００との間のインピーダンス整合を行っている。
【００４５】
増幅段１００は、トランジスタＱ１から成る、入力整合回路１１から供給された信号を増幅する回路である。トランジスタＱ１のベース端子１ｂは、入力整合回路１１に接続されている。トランジスタＱ１のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＱ１のコレクタ端子１ｃは、電源回路１２およびコンデンサＣｅに接続されている。
【００４６】
電源回路１２は、コンデンサＣｂ〜Ｃｄと、インダクタＬ１およびＬ２とを備えて構成されている。電源回路１２は、電圧Ｖｃｃから電源電圧を生成し、トランジスタＱ１のコレクタ端子１ｃ、および後述するトランジスタＱ２のコレクタ端子２ｃに印加する。
【００４７】
コンデンサＣｅは、増幅段１００と増幅段２０１との間のインピーダンス整合を行っている。
【００４８】
増幅段２０１は、トランジスタ（増幅用トランジスタ）Ｑ２から成る、コンデンサＣｅから供給された信号を増幅する回路である。トランジスタＱ２のベース端子（入力端子）２ｂは、コンデンサＣｅに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＱ２のコレクタ端子（出力端子）２ｃは、電源回路１２および出力整合回路１３に接続されている。
【００４９】
出力整合回路１３は、コンデンサＣｆおよびＣｇと、インダクタＬｂとを備えて構成されている。出力整合回路１３は、増幅段２０１と出力端子１４との間のインピーダンス（通常は５０Ω）整合を行っている。
【００５０】
出力端子１４は、入力端子１０に入力された信号を、高周波電力増幅回路１により電力増幅して得られた信号を出力する端子である。本願では、出力端子１４から出力される電力信号を、出力電力Ｐｏｕｔと称する。
【００５１】
さらに、高周波電力増幅回路１は、極小増幅部２０２と、差動増幅回路部３００と、比較回路部４００と、バイアス生成回路５００とを備えている。差動増幅回路部３００、比較回路部４００、およびバイアス生成回路５００は、バイアス生成部を構成している。
【００５２】
極小増幅部２０２は、増幅段２０１と同じ半導体チップ（すなわち、半導体チップ２００）に形成されている。極小増幅部２０２は、トランジスタ（第１トランジスタ）Ｑ３と、トランジスタ（第２トランジスタ）Ｑ４と、コンデンサＣ１とを備えている。
【００５３】
トランジスタＱ３のベース端子（入力端子）３ｂは、トランジスタＱ２のベース端子２ｂ、およびコンデンサＣ１に接続されている。トランジスタＱ３のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＱ３のコレクタ端子（出力端子）３ｃは、コンデンサＣ２およびインダクタＬｃに接続されている。
【００５４】
トランジスタＱ４のベース端子（入力端子）４ｂは、コンデンサＣ１に接続されている。トランジスタＱ４のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＱ４のコレクタ端子（出力端子）４ｃは、コンデンサＣ３およびインダクタＬｄに接続されている。つまり、トランジスタＱ４のベース端子４ｂは、コンデンサＣ１を介して、トランジスタＱ２のベース端子２ｂおよびトランジスタＱ３のベース端子３ｂに接続されている。
【００５５】
このため、トランジスタＱ２に入力される信号が、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４にも入力される。
【００５６】
トランジスタＱ１〜Ｑ４としてはいずれも、ＧａＡｓ（ガリウム砒素）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）等の電界効果トランジスタを用いることができる。
【００５７】
但し、トランジスタＱ３のサイズおよびトランジスタＱ４のサイズはいずれも、トランジスタＱ２のサイズの１／ｎ（但し、１＜ｎ）となり、トランジスタＱ２よりサイズが小さい。また、トランジスタＱ３のサイズと、トランジスタＱ４のサイズとは、同一であるか、または同等レベル（略同一）である。
【００５８】
コンデンサＣ２は、上述したとおり、一端がトランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃに接続されている。一方、コンデンサＣ２の他端は、トランジスタＱ２のコレクタ端子２ｃに接続されている。
【００５９】
つまり、トランジスタＱ２のコレクタ端子２ｃと、トランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃとは、コンデンサＣ２を介して接続されている。これにより、トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスは、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスと同じになる。すなわち、トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスは、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの変動に追従するように変動する。
【００６０】
一方、トランジスタＱ４のコレクタ端子４ｃは、概略的には、トランジスタＱ２のコレクタ端子２ｃと分離されている。この結果、トランジスタＱ４の出力負荷インピーダンスは、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの変動に追従して変動しないと言える。
【００６１】
また、コンデンサＣ３は、上述したとおり、一端がトランジスタＱ４のコレクタ端子４ｃに接続されている。一方、コンデンサＣ３の他端は、抵抗（終端抵抗）ＲＬに接続されている。さらに、抵抗ＲＬは、接地されている。これにより、トランジスタＱ４の出力負荷インピーダンスは、抵抗ＲＬにより固定のインピーダンスとされている。
【００６２】
なお、抵抗ＲＬのインピーダンスは、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの設計値と等しいのが好ましい。具体例としては、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの設計値が５０Ωであれば、抵抗ＲＬのインピーダンス（抵抗値）も５０Ωであるのが好ましい。
【００６３】
インダクタＬｃは、差動増幅回路部３００および抵抗Ｒ３に接続されている。インダクタＬｄは、差動増幅回路部３００および抵抗Ｒ４に接続されている。抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４はいずれも、コンデンサＣｈに接続されている。コンデンサＣｈは接地されている。
【００６４】
抵抗Ｒ３に電流が流れない場合、インダクタＬｃと差動増幅回路部３００との間に、電圧Ｖｃｃが印加される。そして、トランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃに電流ｉ３が流れると、この電流ｉ３が抵抗Ｒ３に流れる。これにより、インダクタＬｃと差動増幅回路部３００との間に印加される電圧は、（電圧Ｖｃｃ）−（抵抗Ｒ３）×（電流ｉ３）へと降下される。
【００６５】
同様に、抵抗Ｒ４に電流が流れない場合、インダクタＬｄと差動増幅回路部３００との間に、電圧Ｖｃｃが印加される。そして、トランジスタＱ４のコレクタ端子４ｃに電流ｉ４が流れると、この電流ｉ４が抵抗Ｒ４に流れる。これにより、インダクタＬｄと差動増幅回路部３００との間に印加される電圧は、（電圧Ｖｃｃ）−（抵抗Ｒ４）×（電流ｉ４）へと降下される。
【００６６】
なお、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とは、抵抗値が等しい。このため、インダクタＬｃと差動増幅回路部３００との間に印加される電圧と、インダクタＬｄと差動増幅回路部３００との間に印加される電圧との電位差は、電流ｉ３と電流ｉ４との差に準じて発生することになる。
【００６７】
差動増幅回路部３００は、抵抗Ｒａ〜Ｒｄと、差動増幅器ＡＭＰ１とを備えて構成されている。抵抗Ｒａと抵抗Ｒｂとは等しい抵抗値である。
【００６８】
差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端３Ａには、インダクタＬｃと差動増幅回路部３００との間に印加される電圧が、抵抗Ｒａを介して印加される。差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端３Ｂには、インダクタＬｄと差動増幅回路部３００との間に印加される電圧が、抵抗Ｒｂを介して印加される。差動増幅器ＡＭＰ１は、これらの電圧の電位差を増幅し、出力端３Ｃから出力する。
【００６９】
比較回路部４００は、抵抗Ｒｇと、差動増幅器ＡＭＰ２とを備えて構成されている。
【００７０】
差動増幅器ＡＭＰ２の反転入力端４Ａには、差動増幅回路部３００の出力、すなわち、差動増幅器ＡＭＰ１から出力された電圧信号が、抵抗Ｒｅを介して印加される。差動増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端４Ｂには、基準電圧Ｖｒｅｆ１が、抵抗Ｒｆを介して印加される。差動増幅器ＡＭＰ２は、これらの電圧の電位差を増幅し、出力端４Ｃから電圧Ｖｒｅｆ２として出力する。
【００７１】
なお、基準電圧Ｖｒｅｆ１は、ベースバンド回路（図示しない）等から供給される制御電圧である。
【００７２】
バイアス生成回路５００は、バイアス電圧を生成するための基準となる電圧である基準電圧Ｖｒｅｆ１と、電圧Ｖｒｅｆ２とに基づいて、バイアス電圧Ｖｂ１、バイアス電圧Ｖｂ２、およびバイアス電圧Ｖｂ４を生成する回路である。バイアス電圧Ｖｂ１は、トランジスタＱ１のベース端子１ｂに印加するベースバイアス電圧である。バイアス電圧Ｖｂ２は、トランジスタＱ２のベース端子２ｂ、ならびに、トランジスタＱ３のベース端子３ｂに印加するベースバイアス電圧である。バイアス電圧Ｖｂ４は、トランジスタＱ４のベース端子４ｂに印加するベースバイアス電圧である。
【００７３】
バイアス生成回路５００は、電圧Ｖｒｅｆ２のレベルに追従するように、基準電圧Ｖｒｅｆ１を増幅または減衰させた電圧を、バイアス電圧Ｖｂ１として生成および出力するように構成されている。また、バイアス生成回路５００は、バイアス電圧Ｖｂ１とは別に、電圧Ｖｒｅｆ２のレベルに追従するように、基準電圧Ｖｒｅｆ１を増幅または減衰させた電圧を、バイアス電圧Ｖｂ２として生成および出力するように構成されている。一方、バイアス生成回路５００は、固定のレベルであるバイアス電圧Ｖｂ４を生成および出力するように構成されている。従って、バイアス生成回路５００は、周知のカレントミラー回路等に代表される、複数のトランジスタから成るバイアス制御回路を複数セットと、一定の電圧または電流を出力するバイアス源とを組み合わせることにより、当業者であれば容易に実現することができるものである。
【００７４】
さらに、バイアス生成回路５００は、バイアス電圧Ｖｂ１、バイアス電圧Ｖｂ２、およびバイアス電圧Ｖｂ４のかわりに、これらの各バイアス電圧の電圧値に対応する電流値を有する、３つのバイアス電流を生成および出力する構成であってもよい。
【００７５】
トランジスタＱ３のベース端子３ｂは、トランジスタＱ２のベース端子２ｂに接続されている。このため、コンデンサＣｅから出力された信号は、増幅段２０１のトランジスタＱ２のベース端子２ｂに供給されると共に、極小増幅部２０２のトランジスタＱ３のベース端子３ｂに供給される。
【００７６】
また、トランジスタＱ４のベース端子４ｂは、コンデンサＣ１を介して、トランジスタＱ２のベース端子２ｂおよびトランジスタＱ３のベース端子３ｂに接続されている。このため、コンデンサＣｅから出力された信号は、増幅段２０１のトランジスタＱ２のベース端子２ｂに供給されると共に、コンデンサＣ１を介して、極小増幅部２０２のトランジスタＱ４のベース端子４ｂに供給される。
【００７７】
ここで、トランジスタＱ３のサイズおよびトランジスタＱ４のサイズが、トランジスタＱ２のサイズの１／ｎである場合、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４に入力される信号の電力も、トランジスタＱ２に入力される信号の電力のおよそ１／ｎとなる。
【００７８】
具体例として、ｎ＝１０００である場合を考える。このとき、トランジスタＱ３のサイズおよびトランジスタＱ４のサイズはいずれも、トランジスタＱ２のサイズの１／１０００である。そして、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４に入力される信号の電力は、トランジスタＱ２に入力される信号の電力のおよそ１／１０００となり、トランジスタＱ２に入力される信号の電力に対して十分小さくなる。
【００７９】
これにより、高周波電力増幅回路１では、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４における電力消費（すなわち、高周波電力増幅回路１における電力の損失）を十分小さくし、十分な高効率化を図っている。
【００８０】
また、トランジスタＱ３のサイズと、トランジスタＱ４のサイズとは、同一であるか、または同等レベルである。これにより、トランジスタＱ３に入力される信号の電力と、トランジスタＱ４に入力される信号の電力とが、ほぼ同じとなる。換言すれば、トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスと、トランジスタＱ４の出力負荷インピーダンスとが同じであれば、トランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃに流れる電流ｉ３と、トランジスタＱ４のコレクタ端子４ｃに流れる電流ｉ４とがほぼ等しくなる。
【００８１】
トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスは、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスと同じになり、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの変動に追従するように変動する。このことから、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの設計値が５０Ωである場合、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスが設計値と等しい場合のトランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスも、５０Ωであるということが言える。
【００８２】
そしてさらに、トランジスタＱ４のコレクタ端子４ｃは、抵抗ＲＬにより終端されているが、この抵抗ＲＬの抵抗値は、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの設計値と等しい、５０Ωとしている。
【００８３】
これにより、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスとして理想的な値が、（固定のインピーダンスであるトランジスタＱ４の）出力負荷インピーダンスとなる。
【００８４】
トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスが設計値と等しい（すなわち、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの変動が生じていない）場合、トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスと、トランジスタＱ４の出力負荷インピーダンスとが同じとなる。
【００８５】
すると、電流ｉ３と電流ｉ４とが、同じ電流値となる。また、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とが、同じ抵抗値である。この結果、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端３Ａに印加される電圧と、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端３Ｂに印加される電圧とが同じレベルとなる。このため、差動増幅器ＡＭＰ１の出力端３Ｃから出力される信号のレベルは０となる。
【００８６】
差動増幅器ＡＭＰ２の反転入力端４Ａに印加される電圧のレベルが０となるため、差動増幅器ＡＭＰ２の出力端４Ｃから出力される電圧Ｖｒｅｆ２は、基準電圧Ｖｒｅｆ１と同じレベルとなる。バイアス生成回路５００は、電圧Ｖｒｅｆ２が基準電圧Ｖｒｅｆ１と同じレベルとなる場合に、高周波電力増幅回路１の消費電流および非線形歪みの特性が最良となるようなバイアス電圧Ｖｂ１およびＶｂ２を出力するように構成されている。
【００８７】
一方、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスが設計値に対して変動している場合、トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスは、トランジスタＱ４の出力負荷インピーダンスと異なる。すると、電流ｉ３と電流ｉ４とが、異なる電流値となる。
【００８８】
電流ｉ３が電流ｉ４より大きい電流値である場合、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端３Ａに印加される電圧が、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端３Ｂに印加される電圧より小さくなる。このため、差動増幅器ＡＭＰ１の出力端３Ｃから出力される信号のレベルは正となる。
【００８９】
差動増幅器ＡＭＰ２の反転入力端４Ａに印加される電圧のレベルが正となる（大きくなる）ため、差動増幅器ＡＭＰ２の出力端４Ｃから出力される電圧Ｖｒｅｆ２は、基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さいレベルとなる。バイアス生成回路５００は、電圧Ｖｒｅｆ２が基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さいレベルとなる場合、バイアス電圧Ｖｂ２を減衰させる。
【００９０】
一方、電流ｉ３が電流ｉ４より小さい電流値である場合、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端３Ａに印加される電圧が、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端３Ｂに印加される電圧より大きくなる。このため、差動増幅器ＡＭＰ１の出力端３Ｃから出力される信号のレベルは負となる。
【００９１】
差動増幅器ＡＭＰ２の反転入力端４Ａに印加される電圧のレベルが負となる（小さくなる）ため、差動増幅器ＡＭＰ２の出力端４Ｃから出力される電圧Ｖｒｅｆ２は、基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きいレベルとなる。バイアス生成回路５００は、電圧Ｖｒｅｆ２が基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きいレベルとなる場合、バイアス電圧Ｖｂ２を増幅させる。
【００９２】
なお、バイアス電圧Ｖｂ２を増幅または減衰させるかわりに、バイアス電圧Ｖｂ１を増幅または減衰させてもよいが、バイアス電圧Ｖｂ４を増幅または減衰させることは好ましくない。また、バイアス電圧Ｖｂ２を増幅または減衰させるかわりに、トランジスタＱ２のベース端子２ｂに供給するバイアス電流を増幅または減衰させてもよい。
【００９３】
なお、高周波電力増幅回路１は、増幅段１００および増幅段２０１という、２段の増幅段を設けた構成であるが、これに限定されない。すなわち、増幅段２０１の前段に、さらに別の増幅段を設け、増幅段を３段以上としてもよい。また、増幅段１００を省略し、増幅段を１段としてもよい。
【００９４】
また、本実施の形態では、トランジスタＱ１〜Ｑ４が、バイポーラトランジスタであるものとして説明を行った。一方、各トランジスタＱ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴである場合、ベース端子のかわりにゲート端子を、エミッタ端子のかわりにソース端子を、コレクタ端子のかわりにドレイン端子を、それぞれ用いればよい。
【００９５】
トランジスタＱ２のサイズは増幅を行う信号の周波数によっても異なる。一般的に、該周波数が９００ＭＨｚ等の場合、トランジスタＱ２のサイズは比較的大きくなり、該周波数が２ＧＨｚ等の場合、トランジスタＱ２のサイズは該周波数が９００ＭＨｚ等の場合より小さくなる。また、トランジスタＱ２のサイズは、トランジスタＱ１のサイズをどのように設定するかによっても変わる。
【００９６】
実際の高周波電力増幅回路の設計では、まず基本セルというものを設計する（トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４のいずれかに相当）。例えば、この基本セルのサイズが０．０１ｍｍであれば、この基本セルを６０００個並列に接続して１つのトランジスタとして見せかけて、６０ｍｍのトランジスタＱ２が設計される。以上のことから、ｎの値は自由度をもって変更可能であるが、ｎの値を一定の範囲に限定することは困難であると言える。
【００９７】
トランジスタＱ３のサイズと、トランジスタＱ４のサイズとが、同一であるか、または同等レベルであることは必須でない。また、抵抗ＲＬの抵抗値が、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの設計値と等しいことも必須でない。これらの必須でない構成を欠いても、反転入力端３Ａおよび非反転入力端３Ｂに印加される各電圧の電位差と、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４の各出力負荷インピーダンスとの差との関係が既知であれば、上述した一連の動作を行うには十分である。
【００９８】
図２（ａ）は、高周波電力増幅回路１における、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの位相と、トランジスタＱ２のコレクタ端子２ｃに流れる電流Ｉｃｃおよび高周波電力増幅回路１の出力電力Ｐｏｕｔとの関係の一例を示すグラフである。図２（ｂ）として、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの一例を示すスミスチャートを併せて図示している。
【００９９】
図２（ａ）に示すグラフにおいて、横軸には、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの位相を示しており、縦軸には、電流Ｉｃｃおよび出力電力Ｐｏｕｔの値を示している。また、図２（ａ）に示すグラフにおいて、１点鎖線で示す特性は、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスが５０Ω（設計値）である場合の電流Ｉｃｃである。
【０１００】
図２（ａ）に示す例では、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの位相が、およそ−４５ｄｅｇ〜１８０ｄｅｇであるときに、電流Ｉｃｃの値の増加が見られる。このとき、電流ｉ３の値も増加し、電流ｉ３が電流ｉ４より大きくなる。このとき、高周波電力増幅回路１では、バイアス電圧Ｖｂ２等を減衰させ、電流ｉ３を小さくすることにより、消費電流の増加を抑制させる。
【０１０１】
図３は、高周波電力増幅回路１における、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの位相と、トランジスタＱ２のコレクタ端子２ｃに流れる電流Ｉｃｃおよびｎ＝１０００であるトランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃに流れる電流ｉ３との関係の一例を示すグラフである。
【０１０２】
図３に示すグラフにおいて、横軸には、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの位相を示しており、縦軸には、電流Ｉｃｃおよび電流ｉ３の値を示している。また、図３に示すグラフにおいて、１点鎖線で示す特性は、抵抗ＲＬが５０Ω（トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの設計値と同じ）である場合の電流ｉ４である。
【０１０３】
電流Ｉｃｃは、５００ｍＡ程度の電流値で推移している一方、電流ｉ３および電流ｉ４はいずれも、０．５０ｍＡ程度の電流値で推移している。つまり、ｎ＝１０００である場合、電流ｉ３および電流ｉ４はいずれも、電流Ｉｃｃのおよそ１／１０００となる。この結果、ｎ＝１０００であるトランジスタＱ３およびトランジスタＱ４を追加することに起因する電流の増加は、電流Ｉｃｃのおよそ１／１０００の２倍となり、電流Ｉｃｃに対して十分に小さい。また、高周波電力増幅回路１は、位相シフタおよび電力結合器を用いることなく、消費電流の特性を改善することが可能となるため、電力損失が小さく高効率である。
【０１０４】
図４は、高周波電力増幅回路１における、非線形歪みの特性を向上させる一例を示すグラフである。
【０１０５】
図４に示すグラフにおいて、横軸には、出力電力Ｐｏｕｔの値を示しており、縦軸には、５ＭＨｚ離れの隣接チャンネル漏洩電力ＡＣＬＲ（−５ＭＨｚ）およびＡＣＬＲ（＋５ＭＨｚ）の値を示している。
【０１０６】
図４に示す例において、１点鎖線で示す特性（バイアス固定の場合）では、出力電力Ｐｏｕｔの値がおよそ１９．０ｄＢｍ〜２４．０ｄＢｍであるときに、実線で示す特性（駆動段のバイアスを抑制させた場合）に比べて隣接チャンネル漏洩電力が大きい。
【０１０７】
高周波電力増幅回路１においては、増幅段１００および増幅段２０１における電力付加効率（特に、増幅段２０１における電力付加効率）が高い程、隣接チャンネル漏洩電力、およびそれに起因する非線形歪みが増加する。この隣接チャンネル漏洩電力を低減させ、非線形歪みを低減させるためには、トランジスタＱ２のベース端子２ｂに印加するバイアス電圧Ｖｂ２を小さくし、増幅段２０１の利得を減少させるのが有効である。
【０１０８】
増幅段１００および増幅段２０１における電力付加効率が高くなるとき、増幅段１００および増幅段２０１による利得が大きくなるため、電流ｉ３の値は増加し、電流ｉ３が電流ｉ４より大きくなる。このとき、高周波電力増幅回路１では、バイアス電圧Ｖｂ２を減衰させる。これにより、図４の１点鎖線で示す特性を、例えば図４の実線で示す特性のように改善することが可能である。
【０１０９】
図５は、本実施の形態に係る別の高周波電力増幅回路の構成を示す回路図である。
【０１１０】
図５に示す高周波電力増幅回路５は、図１に示す高周波電力増幅回路１からトランジスタＱ１を省略した、１段の増幅段を有するものである。なお、説明の便宜上、図１と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。また、図５に示す高周波電力増幅回路５では、主要部を構成する部材以外の図示を省略している。
【０１１１】
制御部１２´は、ベースバンド回路等から供給される基準電圧Ｖｒｅｆ１と、電圧Ｖｒｅｆ２とに基づいて、トランジスタＱ２〜トランジスタＱ４のコレクタ電圧を個別に可変するように構成されたものである。
【０１１２】
高周波電力増幅回路５は、トランジスタＱ２、およびトランジスタＱ２の１／ｎのサイズであるトランジスタＱ３およびトランジスタＱ４を備えている。トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４は、それぞれ、バイポーラトランジスタであればコレクタ端子に、同一の抵抗値である抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４が接続されている。
【０１１３】
また、高周波電力増幅回路５は、電源回路１２とバイアス生成回路５００とを備えている。
【０１１４】
トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスを整合するための回路として、トランジスタＱ２の該回路と同じコンデンサＣ２を用いる一方、トランジスタＱ４の該回路は、例えば５０Ωの終端抵抗である抵抗ＲＬにより終端される。
【０１１５】
アイソレータを用いない場合に、消費電力の少ない高周波電力増幅回路５を実現する。このために、負荷の状態により変動することになるトランジスタＱ３のコレクタ電圧と、負荷が５０Ω（固定値）であるトランジスタＱ４のコレクタ電圧との差分、すなわち電位差ΔＶを、差動増幅器ＡＭＰ１により検出する。この電位差ΔＶを用いて、トランジスタＱ３のコレクタ電圧と、トランジスタＱ４のコレクタ電圧とが同一となるように、電源回路１２もしくはバイアス生成回路５００を用いて補償する。
【０１１６】
図５に示す例において、差動増幅器ＡＭＰ２の出力端は、制御部１２´に接続されている。このため、差動増幅器ＡＭＰ２は、差動増幅器ＡＭＰ１の出力電圧と、基準電圧Ｖｒｅｆ１との電位差を増幅して得られた電圧Ｖｒｅｆ２を、制御部１２´に出力する。制御部１２´は、電圧Ｖｒｅｆ２が大きくなるとトランジスタＱ２およびトランジスタＱ３のコレクタ電圧を増幅し、電圧Ｖｒｅｆ２が小さくなるとトランジスタＱ２およびトランジスタＱ３のコレクタ電圧を減衰するように、電源回路１２を制御する。このように、図５に示す例では、制御部１２´により、電源回路１２を用いて上記の補償を行っている。
【０１１７】
なお、トランジスタＱ２〜トランジスタＱ４がＭＯＳＦＥＴであれば、コレクタ端子をドレイン端子に置換すればよいのは言うまでもない。
【０１１８】
また、図５に示す例では、差動増幅器ＡＭＰ２の出力端が制御部１２´に接続されているが、図１に示す例のように、差動増幅器ＡＭＰ２の出力端がバイアス生成回路５００に接続されていても当然構わない。
【０１１９】
〔総括〕
以上のとおり、高周波電力増幅回路１（高周波電力増幅回路５）は、入力された信号を増幅するトランジスタＱ２と、トランジスタＱ２よりサイズの小さい、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４とを備えている。また、高周波電力増幅回路１（高周波電力増幅回路５）は、トランジスタＱ４のコレクタ端子（ドレイン端子）４ｃ側に接続された、固定のインピーダンスである抵抗ＲＬとを備えている。トランジスタＱ３のベース端子（ゲート端子）３ｂは、トランジスタＱ２のベース端子２ｂ側に接続されており、トランジスタＱ４のベース端子４ｂは、トランジスタＱ２のベース端子２ｂ側かつトランジスタＱ３のベース端子３ｂ側に接続されている。トランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃは、トランジスタＱ２のコレクタ端子２ｃ側に接続されており、トランジスタＱ４のコレクタ端子４ｃは、トランジスタＱ２のコレクタ端子２ｃ側およびトランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃ側のいずれにも接続されていない。
【０１２０】
上記の構成によれば、トランジスタＱ２に入力される信号が、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４にも入力される。
【０１２１】
また、トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスは、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスと同じになる。すなわち、トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスは、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの変動に追従するように変動する。
【０１２２】
一方、トランジスタＱ４の出力負荷インピーダンスは、抵抗ＲＬにより固定のインピーダンスとされている。トランジスタＱ４の出力負荷インピーダンスは、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの変動に追従して変動しない。
【０１２３】
このため、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスが変動すると、それに追従するようにトランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスが変動し、トランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃに流れる電流ｉ３の値が変動する。一方、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスが変動するだけでは、トランジスタＱ４の出力負荷インピーダンスは変動せず、トランジスタＱ４のコレクタ端子４ｃに流れる電流ｉ４の値は変動しない。
【０１２４】
従って、トランジスタＱ３のコレクタ端子３ｃに流れる電流ｉ３の値と、トランジスタＱ４のコレクタ端子４ｃに流れる電流ｉ４の値との差から、トランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスの変動を検出することが可能となる。そして、検出したトランジスタＱ３の出力負荷インピーダンスの変動が、同程度の、トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの変動を意味していることは明らかである。トランジスタＱ２の出力負荷インピーダンスの変動が明らかになれば、トランジスタＱ２に供給するバイアス電圧および／またはバイアス電流を変化させること等の周知の技術により、消費電流および／または非線形歪みを低減させることが容易となる。
【０１２５】
上記の構成によれば、比較的大きな電力損失が発生する位相シフタおよび電力結合器、あるいは、トランジスタの入力および出力の位相をλ／４シフトする整合回路が不要である。また、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４のサイズを十分小さくすれば、トランジスタＱ３およびトランジスタＱ４における電力消費（すなわち、高周波電力増幅回路における電力の損失）を十分小さくし、十分な高効率化を図ることが可能となる。従って、さらなる高効率化が可能となる。
【０１２６】
また、上記の構成によれば、位相シフタおよび電力結合器が不要であるため、回路規模の増大を抑制し、基板における実装密度の低下を抑制することが可能となる。
【０１２７】
また、上記の構成によれば、バイアス電圧またはバイアス電流を、検出したり閾値と比較したりする必要がない。このため、トランジスタＱ２のバイアス生成回路５００の構成を単純化することが可能となる。
【０１２８】
また、上記の構成によれば、トランジスタの入力および出力の位相をλ／４シフトする必要がないため、高帯域整合の電力増幅回路の実現も容易である。
【０１２９】
また、本実施の形態に係る無線通信装置は、高周波電力増幅回路１または高周波電力増幅回路５を備えている。
【０１３０】
上記の構成によれば、高周波電力増幅回路１または高周波電力増幅回路５と同じ効果を奏する無線通信装置を実現することができる。
【０１３１】
以上の各構成によれば、出力負荷インピーダンスによる、消費電流の増加および非線形性歪みの増加を抑制することが可能な高周波電力増幅回路を得ることができる。しかも、方向性結合器、位相シフタ、および電力結合器が不要となるため、電力損失も少なく、かつ実装密度が高い高周波電力増幅回路を得ることができる。その結果、この高周波電力増幅回路を使用した携帯端末機の通信システム（無線通信装置）においては、１回のバッテリ充電による通話可能時間および最大待ち受け時間を長くすることができるという効果が見込める。
【０１３２】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１３３】
本発明は、増幅用トランジスタの出力負荷インピーダンスの変動時における、消費電流の特性および非線形歪みの特性を向上させるように構成された高周波電力増幅回路、およびそれを備えた無線通信装置に利用可能である。
【符号の説明】
【０１３４】
１、５  高周波電力増幅回路
２ｂ、３ｂ、４ｂ  ベース端子（入力端子）
２ｃ、３ｃ、４ｃ  コレクタ端子（出力端子）
１００  増幅段
２０１  増幅段（最終段）
３００  差動増幅回路部（バイアス生成部）
４００  比較回路部（バイアス生成部）
５００  バイアス生成回路（バイアス生成部）
Ｑ２  トランジスタ（増幅用トランジスタ）
Ｑ３  トランジスタ（第１トランジスタ）
Ｑ４  トランジスタ（第２トランジスタ）
ＲＬ  抵抗（終端抵抗）
Ｖｂ２  バイアス電圧
【図１】
2013165446.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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