(57)【要約】【課題】自立運転に対応したパワーコンディショナーに接続し、安定的に運転が出来る家電機器を提供する。【解決手段】家電機器は、パワーコンディショナー６の自立運転出力７からの入力電圧を電力変換するスイッチングコンバータ１９と、スイッチングコンバータ１９の出力電力で動作する負荷とを有する構成である。スイッチングコンバータ１９は、スイッチングコンバータ１９の入力電圧および出力電圧を検出して、コントローラ３０によりＭＯＳＦＥＴ２３、２６の動作を制御することにより、スイッチングコンバータ１９への入力電圧が規定値以下にならない様に電力変換制御する。【選択図】図２
2013172504.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの入力電圧を電力変換するスイッチングコンバータと、
前記スイッチングコンバータの出力電力で動作する負荷とを有する構成であり、
前記スイッチングコンバータは前記入力電圧が規定値以下にならない様に電力変換制御する、
家電機器。
【請求項２】
前記スイッチングコンバータからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷に電力供給し、かつ前記負荷の消費電力を制御するインバータとを有し、
前記インバータは、前記スイッチングコンバータの出力電圧が所定の範囲内の値をとる様に前記負荷の消費電力を制御する、
請求項１記載の家電機器。
【請求項３】
電源からの入力電圧値の変動によらず負荷の消費電力が制御される動作モードと、
請求項１あるいは請求項２記載の制御を行う動作モードがあり、双方の動作モードを切り替える手段を有する家電機器。
【請求項４】
前記スイッチングコンバータとは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）とインダクタとダイオードにより構成される昇降圧コンバータであり、
前記スイッチングコンバータは、前記ＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦを切り替えるコントローラを含み、
前記インダクタには、前記ＭＯＳＦＥＴがＯＮの期間に前記電源からの電力エネルギーが蓄積され、前記ＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの期間に、前記蓄積された電力エネルギーが前記スイッチングコンバータの出力側に供給され、
前記コントローラが前記ＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦの期間を制御することにより前記電力変換制御を行う、
請求項１記載の家電機器。
【請求項５】
前記コントローラは、
前記スイッチングコンバータの入力電圧を示す入力電圧検出値を取得する入力電圧取得部を含み、
前記入力電圧検出値に示される入力電圧が規定値以下の場合に、前記入力電圧が規定値を上回るよう前記ＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦの期間を制御する、
請求項４記載の家電機器。
【請求項６】
前記コントローラは、前記スイッチングコンバータの出力電圧を示す出力電圧検出値を取得する出力電圧取得部を含み、
前記出力電圧検出値に示される出力電圧が所定電圧以上の場合に、前記出力電圧が前記所定電圧を下回るよう前記ＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦの期間を制御することにより前記電力変換制御を行う、
請求項５記載の家電機器。
【請求項７】
前記スイッチングコンバータは、前記負荷への出力電圧が所定電圧以下になるよう電力変換制御するものであり、
前記コントローラは、前記スイッチングコンバータの出力電圧を示す出力電圧検出値を取得する出力電圧取得部を含み、
前記出力電圧検出値に示される出力電圧が所定電圧以上の場合に、前記出力電圧が前記所定電圧を下回るよう前記ＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦの期間を制御することにより前記電力変換制御を行う、
請求項４記載の家電機器。
【請求項８】
前記インバータは、前記スイッチングコンバータの出力電圧を示す電圧検出値を取得する取得部を含み、
前記電圧検出値に基づいて、前記スイッチングコンバータの出力電圧が所定の範囲内の値をとるよう前記負荷の消費電力を制御する、
請求項２記載の家電機器。
【請求項９】
前記電源とは太陽電池のことであり、
前記入力電圧とは、前記スイッチングコンバータの入力端子に印加される、前記太陽電池の直流の出力電圧である、
請求項１記載の家電機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、自立運転時のソーラーパワーコンディショナーに接続し、安定的に運転が出来る家電機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電力系統における再生可能エネルギーの普及、あるいは自然災害等で発電所が停止するケースが見られる等、電力需給バランスの調整がより困難になっている。産業界のみならず一般家庭においても電力消費に配慮した生活が続いており、場合によっては計画停電に備えることもある。
【０００３】
このような背景の下、太陽光発電システムを備えている一般家庭では、仮に計画停電になったとしても、太陽光発電システムで発電した電力を利用したいと考えるのは当然の流れである。
【０００４】
ここで、現在住宅用として普及しているソーラーパワーコンディショナーの仕組みを説明する。パワーコンディショナーは、通常、商用配電系統と連係して使用される。太陽電池で発電された電力は、パワーコンディショナーを経て一旦配電系統へ供給される。家庭内の家電機器は配電系統から必要な電力供給を受ける構成となっている。
【０００５】
この構成によれば、太陽電池による発電電力が、家庭内における家電機器の消費電力を上回った時には、余剰電力を配電系統へ供給して配電網全体で電力を有効に活用する事できる。逆に、家庭内における家電機器の消費電力が、太陽電池による発電電力を上回ると、不足分を配電系統から受ける事で、支障なく家電機器を使用する事が出来る。
【０００６】
ところで、配電系統と連係するパワーコンディショナーは、系統停電時には配電系統との間を遮断する事になっている。災害や事故による停電時において、配電系統復旧に当たる作業者の感電を防ぐ為である。したがって、たとえ日照量が十分に得られていて太陽電池が電力供給出来る状況であっても、配電系統を介している限りは電力を使用する事が出来ない。
【０００７】
この様な状況を回避する為、パワーコンディショナーには自立運転モードが備わっているものがある。自立運転モードとは、配電系統との間は遮断した状態で、太陽電池で発電した電力を当該家庭内のみにおいて利用できる仕組みである。一般的には自立運転モード用のコンセントが独立して設けられ、これに接続した家電機器のみ、配電系統の停電時であっても太陽電池から供給可能な電力の範囲内で家電機器を使用する事が出来る。
【０００８】
ただし、接続した家電機器の必要とする電力が、太陽電池による発電電力を上回ると、パワーコンディショナーは定格出力電圧を維持できなくなり、出力電圧が仕様下限値を下回ると動作を停止してしまう。
【０００９】
したがって、停電時に太陽光発電システムの電力を利用する為には、家電機器の消費電力が、日照量に伴って変化する太陽電池発電量よりも常に小さくなるようにしなければならない。しかし、通常の家電機器は通常の配電系統に接続して使用する事が前提になっており、電力供給能力に追従して消費電力を制御する機能は備わっていない。
【００１０】
この様な電力供給能力に追従して動作させる技術として、たとえば、特開２００６−２８８０５３号公報（特許文献１）には、電源から機器に供給される電圧を検出し、検出電圧が基準電圧に対して低下した時に消費電力を抑制する電気機器が開示されている。
【００１１】
図１７は、先行技術を家電機器に適用した場合の回路構成の一例を示すブロック図である。ここでは、家電機器として冷蔵庫を例示している。これは、一般家庭において停電時にも通電を継続させたい家電機器は、冷蔵庫であるという想定に基づいている。
【００１２】
家電機器１には倍電圧整流平滑回路２、インバータ３、同期モータ４が含まれる。倍電圧整流平滑回路２は、自立運転専用コンセント５を介してパワーコンディショナー６の自立運転出力７からノードＮ１、Ｎ２間、あるいはノードＮ２、Ｎ３間に受けた単相交流電力を直流電力に変換する。図１７に示すように、倍電圧整流平滑回路２は、整流ダイオード回路８、９と、平滑コンデンサ１０、１１とを含む。
【００１３】
平滑コンデンサ１０、１１によって平滑化された電圧の最大値は、商用交流電圧の実効値が１００Ｖであれば、１００Ｖの２倍に２の平方根を乗じた２８２Ｖになる。
【００１４】
平滑コンデンサ１０、１１の後段には、直流電力を高周波の三相交流電力に変換するインバータ３と、インバータ３から出力された三相交流電力によって動作する圧縮機内に備わった同期モータ４とを含む。インバータ３および同期モータ４が負荷となっている。
【００１５】
ノードＮ１、Ｎ３間電圧はノードＮ１、Ｎ３間に直列接続された抵抗１２、１３で分圧し、抵抗１２、１３の接続点であるノードＮ４から検出電圧としてインバータ３に取り込まれ、インバータ３の制御パラメータとして利用される。
【００１６】
パワーコンディショナー６を自立運転モードで使用する場合において、日照量が低下するなどで家電機器の必要とする電力が太陽電池による発電電力を上回ったとする。この場合、パワーコンディショナー６は定格出力電圧を維持できなくなり、出力電圧が低下していく。家電機器１が上記の先行技術を備えたものであれば、ノードＮ４の電圧低下、すなわちノードＮ１、Ｎ３間の電圧低下を受けて家電機器側が電力を抑制し、パワーコンディショナー６の自立運転出力７の電圧低下が抑制される方向に働く。
【００１７】
それでも依然出力電圧が低下する場合は、さらに家電機器側が電力を抑制し、さらに出力電圧低下が抑制される。最終的には家電機器の負荷動作を停止すれば、出力電圧低下はさらに抑制される。この様な一連の動作で、パワーコンディショナー６の出力電圧が下限値以下にならなければ、パワーコンディショナー６の動作は停止しない。そのため、家電機器側は電力抑制によって十分な能力を発揮出来ないかもしれないが、運転停止の事態は回避できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２００６−２８８０５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
ところで、先行技術に示される方法は、電源の電力供給能力が大きく変動する事は想定されておらず、負荷変動による電源電圧変動に対応するものである。したがって、パワーコンディショナーの自立運転モードの様に、日照量が急に減少することで電力供給能力が急激に低下する状況に対しては、家電機器側の電力制御に遅れが生じることが想定される。その結果、接続した家電機器の必要とする電力が、太陽電池による発電電力を上回ると、パワーコンディショナーは定格出力電圧を維持できなくなり、出力電圧が下限値以下になると動作を停止してしまう。
【００２０】
また、通常の配電系統に家電機器を接続した場合において、例えばインバータ制御のコンプレッサを搭載したエアコン、冷蔵庫等は、電源電圧の変動によらず期待する能力を得る為に、コンプレッサの回転数を一定に保つ様に制御される事が特徴である。しかし、特許文献１に示される制御方法では、電源電圧が低下すると負荷の消費電力も抑制する様に制御される為、上記の様なインバータ制御のメリットが得られなくなる。
【００２１】
当然、自立運転モードにだけ対応した家電機器では意味がなく、通常時には通常性能を持ち合わせた家電機器である必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記課題を解決するため、本発明は、電源からの入力電圧を電力変換するスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータの出力電力で動作する負荷とを有する構成であり、スイッチングコンバータは入力電圧が規定値以下にならない様に電力変換制御する家電機器である。
【００２３】
好ましくは、家電機器は、スイッチングコンバータからの直流電力を交流電力に変換して負荷に電力供給し、かつ負荷の消費電力を制御するインバータとを有し、インバータは、スイッチングコンバータの出力電圧が所定の範囲内の値をとる様に負荷の消費電力を制御することとしてもよい。
【００２４】
好ましくは、家電機器は、電源からの入力電圧値の変動によらず負荷の消費電力が制御される動作モードと、上記発明に記載の制御を行う動作モードがあり、双方の動作モードを切り替える手段を有することとしてもよい。
【００２５】
好ましくは、スイッチングコンバータとは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）とインダクタとダイオードにより構成される昇降圧コンバータであり、スイッチングコンバータは、ＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦを切り替えるコントローラを含み、インダクタには、ＭＯＳＦＥＴがＯＮの期間に電源からの電力エネルギーが蓄積され、ＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの期間に、蓄積された電力エネルギーがスイッチングコンバータの出力側に供給され、コントローラがＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦの期間を制御することにより電力変換制御を行うこととしてもよい。
【００２６】
好ましくは、コントローラは、スイッチングコンバータの入力電圧を示す入力電圧検出値を取得する入力電圧取得部を含み、入力電圧検出値に示される入力電圧が規定値以下の場合に、入力電圧が規定値を上回るようＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦの期間を制御することとしてもよい。
【００２７】
好ましくは、コントローラは、スイッチングコンバータの出力電圧を示す出力電圧検出値を取得する出力電圧取得部を含み、出力電圧検出値に示される出力電圧が所定電圧以上の場合に、出力電圧が所定電圧を下回るようＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦの期間を制御することにより電力変換制御を行うこととしてもよい。
【００２８】
好ましくは、スイッチングコンバータは、負荷への出力電圧が所定電圧以下になるよう電力変換制御するものであり、コントローラは、スイッチングコンバータの出力電圧を示す出力電圧検出値を取得する出力電圧取得部を含み、出力電圧検出値に示される出力電圧が所定電圧以上の場合に、出力電圧が所定電圧を下回るようＭＯＳＦＥＴのＯＮおよびＯＦＦの期間を制御することにより電力変換制御を行うこととしてもよい。
【００２９】
好ましくは、インバータは、スイッチングコンバータの出力電圧を示す電圧検出値を取得する取得部を含み、電圧検出値に基づいて、スイッチングコンバータの出力電圧が所定の範囲内の値をとるよう負荷の消費電力を制御することとしてもよい。
【００３０】
好ましくは、電源とは太陽電池のことであり、入力電圧とは、スイッチングコンバータの入力端子に印加される、太陽電池の直流の出力電圧であることとしてもよい。
【発明の効果】
【００３１】
この発明によれば、日照量変化によるパワーコンディショナー自立運転出力の電力低下に対して、インバータの電力制御遅れが生じたとしても、スイッチングコンバータの出力電圧が低下するだけで、スイッチングコンバータの入力電圧、すなわちパワーコンディショナーの出力電圧は規定値以下に低下しない。したがって、パワーコンディショナーが動作停止に至る事が無く、停電時にも自立運転で家電機器を継続的に動作させることができる。また、通常動作モードと自立運転対応モードとこれら動作モードを切り替える手段を有することで、通常時にも停電時にも利用できる家電機器の供給が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施の形態１の家電機器の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１のスイッチングコンバータの構成を示す図である。
【図３】昇降圧コンバータの基本構成を示す図である。
【図４】昇降圧コンバータのＭＯＳＦＥＴがＯＮの期間の電流経路を示す図である。
【図５】昇降圧コンバータのＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの期間の電流経路を示す図である。
【図６】昇圧コンバータの基本構成を示す図である。
【図７】昇圧コンバータのＭＯＳＦＥＴがＯＮの期間の電流経路を示す図である。
【図８】昇圧コンバータのＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの期間の電流経路を示す図である。
【図９】スイッチングコンバータ出力電圧制御時のタイムチャートを示す図である。
【図１０】出力電圧制御時のＭＯＳＦＥＴのｏｎ時間制御と各部波形を示す図である。
【図１１】スイッチングコンバータ入力電圧制御時のタイムチャートを示す図である。
【図１２】入力電圧制御時のＭＯＳＦＥＴのｏｎ時間制御と各部波形を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態２の家電機器の回路構成を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態３の家電機器の回路構成を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態３のスイッチングコンバータの構成を示す図である。
【図１６】スイッチングコンバータ入力電圧制御時のタイムチャートを示す図である。
【図１７】従来技術を用いた場合の家電機器の回路構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の家電機器の一実施形態について図面を用いて説明する。
＜実施の形態１＞
図１は、この発明の実施の形態１による家電機器の回路構成を示すブロック図である。図１では、家電機器として冷蔵庫を想定している。
【００３４】
＜１．１  家電機器１０１の構成＞
同図に示すように、家電機器１０１は、全波整流回路１４と、スイッチングコンバータ１９と、平滑コンデンサ２０と、抵抗２１，２２と、インバータ３と、同期モータ４を含む。平滑コンデンサ２０は、スイッチングコンバータ１９の出力であるノードＮ１５、Ｎ１６間に接続されている。抵抗２１、２２は、ノードＮ１５、Ｎ１６間に直列接続されている。
【００３５】
家電機器１０１は、自立運転専用コンセント５を介して、パワーコンディショナー６の自立運転出力７からノードＮ１１，Ｎ１２間に単相交流電圧を受けている。
【００３６】
全波整流回路１４は、ノードＮ１１，Ｎ１２間に受けた単相交流電圧を整流してスイッチングコンバータ１９の入力ノードＮ１３、Ｎ１４に供給する。全波整流回路１４はダイオード１５、１６、１７、１８から構成される。
【００３７】
スイッチングコンバータ１９では、ノードＮ１３、Ｎ１４から入力された脈流を含む整流電圧を電力変換する。この電圧は、平滑コンデンサ２０に出力される。平滑コンデンサ２０において平滑することで、スイッチングコンバータ１９は直流電圧を供給する。スイッチングコンバータ１９の構成と動作の詳細は後述する。
【００３８】
家電機器１０１は、平滑コンデンサ２０の後段に、インバータ３と、同期モータ４とを含む。
【００３９】
インバータ３は、直流電力を高周波の三相交流電力に変換する。
同期モータ４は、圧縮機内に備わっており、インバータ３から出力された三相交流電力によって動作する。
【００４０】
家電機器１０１においては、インバータ３および同期モータ４が負荷となっている。なおこれ以降の説明は、インバータ３の適切な入力電圧は、設計上、直流２８２Ｖ前後であるという前提で進める。
【００４１】
ノードＮ１５、Ｎ１６間電圧は、抵抗２１、２２により分圧し、抵抗２１、２２の接続点であるノードＮ１７からインバータ３の入力電圧検出値としてインバータ３に取り込まれる。この入力電圧検出値は、インバータ３の制御パラメータとして利用される。
【００４２】
例えば、抵抗２１、２２の抵抗値の比率を例えば９９：１に設定しておく。局面としてインバータ３の入力電圧が２８２Ｖであれば、ノードＮ１７の電圧値は２８２Ｖを１／１００倍した２．８２Ｖになる。また、違う局面としてインバータ３の入力電圧が減少し２００Ｖになれば、ノードＮ１７の電圧値は２００Ｖを１／１００倍した２．００Ｖになる。
【００４３】
＜１．２  スイッチングコンバータ１９の構成＞
次にスイッチングコンバータ１９の内部構成について説明する。図２は、本発明の実施の形態１のスイッチングコンバータの構成を示す図である。
に説明する。
【００４４】
スイッチングコンバータ１９の入力はノードＮ１３、Ｎ１４間である。スイッチングコンバータ１９の出力はノードＮ１５、Ｎ１６間である。ノードＮ１４とノードＮ１６間はスイッチングコンバータ内部の基準電位として相互に接続されている。
【００４５】
ノードＮ１３とノードＮ１４の間には、ＭＯＳＦＥＴ２３とダイオード２４が直列接続されている。具体的には、ノードＮ１３にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３のドレインが接続されている。ノードＮ１８でＭＯＳＦＥＴ２３のソースとダイオード２４のカソードが接続されている。ノードＮ１４にダイオード２４のアノードを接続している。
【００４６】
また、ノードＮ１５とノードＮ１６の間には、ダイオード２５とＭＯＳＦＥＴ２６が直列接続されている。具体的には、ノードＮ１５にダイオード２５のカソードが接続されている。ノードＮ１９でダイオード２５のアノードとＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６のドレインが接続されている。ノードＮ１６にＭＯＳＦＥＴ２６のソースを接続している。
【００４７】
ノードＮ１８とノードＮ１９の間にはインダクタ２７が接続されている。
抵抗２８、２９は、ノードＮ１３、Ｎ１４間に直列接続されている。
【００４８】
抵抗３１、３２は、ノードＮ１５、Ｎ１６間に直列接続されている。
ノードＮ１３、Ｎ１４間電圧は、抵抗２８、２９で分圧し、抵抗２８、２９の接続点であるノードＮ２０から入力電圧検出値としてコントローラ３０に取り込まれる。この入力電圧検出値は、スイッチングコンバータ１９の制御パラメータとして利用される。
【００４９】
ノードＮ１５、Ｎ１６間電圧は抵抗３１、３２で分圧し、抵抗３１、３２の接続点であるノードＮ２１から出力電圧検出値としてコントローラ３０に取り込まれる。この出力電圧検出値は、スイッチングコンバータ１９の制御パラメータとして利用される。
【００５０】
＜１．２．１  コントローラ３０の概要＞
コントローラ３０は上記の入力電圧検出値および出力電圧検出値を受け付けることによりスイッチングコンバータ１９の入力電圧及び出力電圧を検出する。コントローラ３０は、検出結果に基づいてＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮ／ＯＦＦする事でスイッチングコンバータ１９の電力変換動作を行う。
【００５１】
また、ノードＮ１８の電圧もコントローラ３０に取り込まれる。ここでは、ＭＯＳＦＥＴ２３のＯＮ抵抗およびダイオード２４のＯＮ電圧の影響を無視して説明する。
【００５２】
ノードＮ１８の電位は回路の動作状態により変動する。すなわち、ノードＮ１８の電位は、ＭＯＳＦＥＴ２３がＯＮの時にはノードＮ１３と同電位になる。ＭＯＳＦＥＴ２３がＯＦＦでノードＮ１４からダイオード２４を経てインダクタ２７へ電流が流れている状態においては、ノードＮ１８はノードＮ１４と同電位になる。また、ＭＯＳＦＥＴ２３がＯＦＦ状態でノードＮ１４からダイオード２４を経てインダクタ２７へ流れる電流が減少してゼロになると、ノードＮ１８の電位はノードＮ１４の電位からノードＮ１３の電位の方向に近づいていく。
【００５３】
この様にノードＮ１８の電位は回路の動作状態により変動する。ＭＯＳＦＥＴ２３をＯＮ／ＯＦＦ制御させる為には、ＭＯＳＦＥＴ２３のソース、すなわち電位変動するノードＮ１８を基準にしてゲートに駆動信号を与える必要がある。
【００５４】
したがって、ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート駆動信号をノードＮ１８の電位までレベルシフトさせる為に、ノードＮ１８の電位がコントローラ３０に入力されている。
【００５５】
さらに、前述の様にノードＮ１８の電位がノードＮ１４の電位からノードＮ１３の電位の方向に変化する点は、インダクタ２７の電流が減少してゼロに到達した点と見なせることができる。そのため、後に述べるＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＦＦからＯＮへ遷移させるタイミングとして利用される。
【００５６】
＜１．２．２  スイッチングコンバータ１９の動作の概要＞
以下に、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ／ＯＦＦ動作とスイッチングコンバータ１９の挙動を説明する。
【００５７】
コントローラ３０から、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮすると、ノードＮ１３、ＭＯＳＦＥＴ２３、インダクタ２７、ＭＯＳＦＥＴ２６、ノードＮ１４のルートで全波整流回路１４からスイッチングコンバータ１９に電流が供給される。これにより、インダクタ２７にエネルギーが蓄えられる。
【００５８】
一方、コントローラ３０から、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＦＦすると、ノードＮ１６、ダイオード２４、インダクタ２７、ダイオード２５、ノードＮ１５のルートでスイッチングコンバータ１９から平滑コンデンサ２０に電流が供給される。これにより、インダクタ２７に蓄えられたエネルギーが出力側に供給される。
【００５９】
＜１．２．３  入出力間を導通させる期間の有無＞
ここに示すスイッチングコンバータ１９の構成は一般に昇降圧コンバータと称され、スイッチングコンバータ内部の素子を介して入出力間を導通させる期間が無い構成である。
【００６０】
これについて、図３〜図５で説明する。
図３は、スイッチングコンバータ１９に適用する昇降圧コンバータの電流経路を説明する為の基本構成を示す図である。
【００６１】
図４は、図３に対するＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＮの期間の電流経路を示す図である。
【００６２】
図５は、図３に対するＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＦＦの期間の電流経路を示す図である。
【００６３】
図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＮの期間では、スイッチングコンバータ１９の入力側からは電流が流れ、出力側には電流が流れない。
【００６４】
一方、図５に示すようにＭＯＳＦＥＴ２３，２６がＯＦＦの期間では、スイッチングコンバータ１９の入力側からは電流が流れず、出力側に電流が流れるのみである。
【００６５】
したがって、日照量変化によるパワーコンディショナー６の電力供給能力、あるいは負荷側の消費電力が急変するような状況に至り、急激にパワーコンディショナー６の自立運転出力と負荷の間で電力バランスが崩れても、自立運転出力電圧が急激に低下する事はない。
【００６６】
なお、一般に降圧コンバータあるいは昇圧コンバータと呼ばれる様なスイッチングコンバータ内部の素子を介して入出力間を導通させる期間が有る構成であれば、相互干渉によって自立運転出力の急変が伴う。
【００６７】
例えば、図６は昇圧コンバータを示す図である。図７は、図６に対するＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＮの期間の電流経路を示す図である。図８は、図６に対するＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＦＦの期間の電流経路を示す図である。
【００６８】
図６に示す昇圧コンバータでは、図７のようにＭＯＳＦＥＴがＯＮの期間には、昇降圧コンバータと同様に入力側からは電流が流れ、出力側には電流が流れない。
【００６９】
しかし、図８のようにＭＯＳＦＥＴがＯＦＦの期間では、インダクタを介してコンバータ入力側から出力側へ電流が流れる為、相互干渉が起こりやすい。よって、本発明の構成には、素子を介して入出力間を導通させる期間が無い構成が好ましい。
【００７０】
＜１．２．４  突入電流の影響＞
また、自立運転モードでは家電機器を接続した際の突入電流の影響で、パワーコンディショナー出力が停止しやすいという課題もある。家電機器接続時の突入電流とは、例えば図１７の平滑コンデンサ１０、１１、図１では平滑コンデンサ２０への充電電流が該当する。図１７の様なスイッチングコンバータが無い構成の場合、自立運転出力に接続するとほぼ同時に平滑コンデンサへの突入が発生する。
【００７１】
これについても、図１の様なスイッチングコンバータが有る構成の場合、上記に述べた入出力間を導通させる期間が無いという特徴により突入電流が発生しない。そのため、自立運転モードに適した構成といえる。
【００７２】
＜１．２．５  スイッチングコンバータ１９の動作＞
次に、ノードＮ２０あるいはノードＮ２１から得られた検出電圧と、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ／ＯＦＦ制御時間の関係を説明する。
【００７３】
ノードＮ２０の電圧は、前述図１のパワーコンディショナー６の自立運転出力７からノードＮ１１、Ｎ１２間に受けた単相交流電圧を整流した波形と相似形である。ここで、抵抗２８、２９の抵抗値の比率を４９：１に設定しておくとする。この場合、局面として自立運転出力の交流電圧の実効値が定格の１００Ｖであれば、ノードＮ２０の電圧の最大値は１００Ｖの１／５０倍に２の平方根を乗じた、２．８２Ｖになる。また、違う局面として自立運転出力の交流電圧の実効値が仕様下限値の８５Ｖであれば、ノードＮ２０の電圧の最大値は８５Ｖの１／５０倍に２の平方根を乗じた、２．４０Ｖになる。
【００７４】
一方、ノードＮ２１の電圧は、ノードＮ１５，Ｎ１６間の電圧波形と相似形である。ここで、抵抗３１、３２の抵抗値の比率を９９：１に設定しておくとする。この場合、局面としてスイッチングコンバータ１９の直流出力電圧が２８２Ｖであれば、ノードＮ２１の電圧値は２８２Ｖを１／１００倍した２．８２Ｖになる。また、違う局面としてスイッチングコンバータ１９の直流出力電圧が上昇し３００Ｖになれば、ノードＮ２１の電圧値は３００Ｖを１／１００倍した３．００Ｖになる。
【００７５】
日照量が十分であり、負荷が必要とする電力が太陽電池の発電で賄える状況では、自立運転出力７の出力電圧は１００Ｖを維持できる。ただし、負荷への電力供給過剰にならないようにしなければならない。そのため、手段としてはノードＮ２１の電圧が２．８２Ｖ以上、つまり平滑コンデンサ２０の電圧が２８２Ｖ以上にならないようにスイッチングコンバータ１９の出力電圧制御を行う。
【００７６】
図９は、スイッチングコンバータ出力電圧制御時のタイムチャートを示す図である。
制御の具体例として、図９において時刻（１）の時点で負荷である同期モータ４の回転数が「ＮＲ１０」から「ＮＲ１１」に変化した場合を説明する。
【００７７】
スイッチングコンバータ１９は、下記の例では、コントローラ３０における入力電圧検出値および出力電圧検出値に基づいて、入力電圧および出力電圧が一定になるよう、ＭＯＳＦＥＴ２３，２６のＯＮ時間を制御する。
【００７８】
なお、図９の例は、負荷である同期モータ４への電力の供給が過剰となった場合のスイッチングコンバータ１９の動作である。
【００７９】
＜時刻（１）までの期間＞
図９において、時刻（１）まではインバータ３により同期モータ４は回転数が「ＮＲ１０」で動作している。スイッチングコンバータ１９は、その出力電圧が２８２Ｖとなるように、すなわちノードＮ２１の電圧が２．８２ＶとなるようにＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮ時間が「ｔ１０」（例えば１０ｕｓ）で動作する。これにより、インバータ３及び同期モータ４に必要な電力を供給する。
【００８０】
このとき、スイッチングコンバータ１９の入力電力は「Ｐ１０」であり、太陽電池が供給できる電力すなわち最大発電点電力Ｑ１０より小さい。そのため、パワーコンディショナー６の自立運転出力は振幅１４１Ｖの正弦波電圧が供給出来ている。すなわちスイッチングコンバータ１９の入力へはピーク値１４１Ｖの正弦波全波整流電圧が供給されている。
【００８１】
＜時刻（１）到達後＞
次に時刻（１）に到達した時点で、インバータ３が同期モータ４の回転数を「ＮＲ１１」に落とすと、負荷への供給電力が過剰になる。そのため、時刻（２）の時点でスイッチングコンバータ１９の出力電圧が上昇して「Ｖ１１」（例えば３００Ｖ）になり、ノードＮ２１の電圧は２．８２Ｖを上回る（出力電圧が３００ＶであればノードＮ２１の電圧は３．００Ｖまで上昇）。
【００８２】
これを受けてスイッチングコンバータ１９は、出力電圧が２８２Ｖに、すなわちノードＮ２１の電圧が２．８２Ｖになる様にＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ時間を減少させる。時刻（３）の時点でＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ時間ｔ１１（例えば８ｕｓ）の状態で出力電圧は２８２Ｖに安定する。またその結果として、スイッチングコンバータ１９の入力電力も動作に必要な電力Ｐ１１まで減少する。
【００８３】
図１０は、出力電圧制御時のＭＯＳＦＥＴのｏｎ時間制御と各部波形を示す図である。図１０を用いて、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ時間とスイッチングコンバータ１９の入力電力の関係について説明する。なお、ＭＯＳＦＥＴの２３、２６のＯＮ抵抗およびダイオード２４、２５のＯＮ電圧の影響は無視して説明する。
【００８４】
ＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＮの期間においては、インダクタ２７の両端電圧はスイッチングコンバータ１９の入力電圧であり、インダクタ２７の電流はゼロから直線的に上昇し、期間ｔ１０の間にＩｐ１０に到達、この間の電流はスイッチングコンバータ１９の入力側から供給され、インダクタ電流は入力電流に等しい。
【００８５】
次にＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＦＦの期間においては、インダクタ２７の両端には逆起電力Ｖ１１が発生し、インダクタ２７の電流は「Ｉｐ１０」からゼロまで直線的に下降する。このＯＦＦ期間の電流はスイッチングコンバータ１９の出力側へ供給され、電流値は出力電流に等しい。
【００８６】
インダクタ２７の電流がゼロになった時点で、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮ状態に遷移し、同じ動作を繰り返す。なお、インダクタ２７の電流がゼロになるタイミングは、前述した様にノードＮ１８の電位がノードＮ１４の電位からノードＮ１３の電位方向に変化するタイミングとほぼ同一である。そのため、このタイミングでＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＦＦからＯＮへ遷移させる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＦＦ期間を決めるタイミングとなる。
【００８７】
ここで、図９に示したように時刻（３）においてＯＮ期間を「ｔ１０」から「ｔ１１」に減少させるとインダクタ電流のピーク値も「Ｉｐ１１」まで減少し、スイッチングコンバータ２７の入力電流も減少する。一方、スイッチングコンバータ１９の入力電圧は、時刻（２）と時刻（３）で同じである。そのため、入力電圧と入力電流の積が入力電力であることより、ＯＮ期間を「ｔ１０」から「ｔ１１」に減少させることでスイッチングコンバータ１９の入力電力を減少させることができる。
【００８８】
上記ＭＯＳＦＥＴ２３，２６のＯＮ期間は、コントローラ３０においてスイッチングコンバータ１９の出力電圧が２８２Ｖになる様に演算される。コントローラ３０は、ＭＯＳＦＥＴ２３，２６をＯＦＦからＯＮへ遷移させた時点から、演算されたＯＮ期間経過後に再びＭＯＳＦＥＴ２３，２６をＯＦＦへ遷移させる。
【００８９】
次に、自立運転出力７から出力される電圧が低下した場合、すなわちスイッチングコンバータ１９への入力電力が不足した場合について説明する。
【００９０】
日照量の急変等で太陽電池の発電量が減少すると、パワーコンディショナー６からスイッチングコンバータ１９への電力が、太陽電池による発電電力を上回ろうとする。この瞬間、パワーコンディショナー１９は定格出力電圧を維持できなくなり、自立運転出力電圧が低下する。
【００９１】
ここでＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ／ＯＦＦ時間がそのままであれば、自立運転出力７の電圧が仕様下限値を下回り、パワーコンディショナー６が動作停止に至る。これを回避する為に、ノードＮ２０から得られる脈動電圧の最大値が２．４０Ｖ以下、つまり自立運転出力７の電圧の実効値が８５Ｖ以下にならないようにスイッチングコンバータ１９の入力電圧制御を行う。
【００９２】
図１１は、スイッチングコンバータ入力電圧制御時のタイムチャートを示す図である。
制御の具体例として、図１１において時刻（１）の時点で太陽電池の発電量が減少し、パワーコンディショナー６からスイッチングコンバータ１９への電力が、太陽電池による発電電力を上回ろうとした場合を説明する。
【００９３】
図１１において、時刻（１）まではインバータ３により同期モータ４は回転数が「ＮＲ２０」で動作している。スイッチングコンバータ１９は、その出力電圧が２８２Ｖ、すなわちノードＮ２１の電圧が２．８２ＶとなるようにＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮ時間ｔ２０（例えば１０ｕｓ）で動作することで、インバータ３及び同期モータ４に必要な電力を供給する。このとき、スイッチングコンバータ１９の入力電力は「Ｐ２０」であり、太陽電池が供給できる電力すなわち最大発電点電力Ｑ２０より小さい為、パワーコンディショナー６の自立運転出力は振幅１４１Ｖ（実効値１００Ｖ）の正弦波電圧が供給出来ている。すなわちスイッチングコンバータ１９の入力へはピーク値１４１Ｖの正弦波全波整流電圧が供給され、ノードＮ２０の最大電圧は２．８２Ｖとなっている。
【００９４】
次に時刻（１）に到達した時点で、太陽電池が供給できる電力が「Ｐ２０」以下になると、パワーコンディショナー６の自立運転出力７の自立運転出力電圧も低下する。時刻（２）の時点で自立運転出力７の出力電圧が振幅１２１Ｖ（実効値８５Ｖ）になり、すなわちスイッチングコンバータ１９の入力電圧はピーク値１２１Ｖの正弦波全波整流電圧になり、ノードＮ２０の最大電圧が２．４０Ｖとなる。
【００９５】
これを受けてスイッチングコンバータ１９は、入力電圧がピーク値１４１Ｖの正弦波全波整流電圧になる様に、すなわちノードＮ２０の電圧が２．８２Ｖとなる様にＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ時間を変化させる。時刻（３）の時点でＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ時間ｔ２１（例えば６ｕｓ）の状態で入力電圧はピーク値１４１Ｖの正弦波全波整流電圧に安定する。つまりパワーコンディショナー６の自立運転出力電圧は振幅１４１Ｖ（実効値１００Ｖ）の正弦波電圧に安定する。このときの太陽電池の発電量を「Ｑ２１」とすると、この際、スイッチングコンバータ１９の入力電力は、太陽電池の発電量「Ｑ２１」からパワーコンディショナー６の損失を差し引いた電力「Ｐ２１」となる。
【００９６】
また、図１１において、時刻（１）に到達した時点で、太陽電池が供給できる電力が「Ｐ２０」以下になると、同期モータ４を回転数「ＮＲ２０」で動作するだけの電力が供給できなくなり、回転数が低下する。しかしながら、インバータ３は同期モータ４を回転数「ＮＲ２０」に上昇させようとする為、スイッチングコンバータ１９の出力から同期モータ４へ、より多く電力を供給しようとする。その結果スイッチングコンバータ１９は過負荷状態となり、出力電圧を２８２Ｖに維持できなくなり時刻（３）において「Ｖ２１」（例えば２００Ｖ）まで低下、ノードＮ１７の電圧も２．８２Ｖを下回る（「Ｖ２１」が２００ＶであればノードＮ１７の電圧は２．００Ｖまで低下）。
【００９７】
これを受けてインバータ３は、ノードＮ１７から得られた入力電圧検出値に基づき、回転数指令値を変化させる。すなわち、家電機器（冷蔵庫）が本来必要とする回転数指令値「ＮＲ２０」から、スイッチングコンバータ１９の出力電圧が２８２Ｖを維持できる様に、すなわちノードＮ１７の電圧が２．８２Ｖを維持できる様に回転数指令値を「ＮＲ２１」まで下げる。このようにして消費電力を抑制する方向に制御する。
【００９８】
図１２は、入力電圧制御時のＭＯＳＦＥＴのｏｎ時間制御と各部波形を示す図である。図１２を用いて、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ時間とスイッチングコンバータ１９の入力電圧の関係について説明する。なお、ＭＯＳＦＥＴの２３、２６のＯＮ抵抗およびダイオード２４、２５のＯＮ電圧の影響は無視して説明する。
【００９９】
ＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＮの期間においては、インダクタ２７の両端電圧はスイッチングコンバータ１９の入力電圧である。インダクタ２７の電流はゼロから直線的に上昇し、期間ｔ２０の間にＩｐ２０に到達する。この間の電流はスイッチングコンバータ１９の入力側から供給され、インダクタ電流は入力電流に等しい。
【０１００】
ＭＯＳＦＥＴ２３、２６がＯＦＦの期間においては、インダクタ２７の両端にはスイッチングコンバータ１９の出力電圧が逆極性で加わっており、インダクタ２７の電流はＩｐ２０からゼロまで直線的に下降する。この間の電流はスイッチングコンバータ１９の出力側へ供給され、電流値は出力電流に等しい。
【０１０１】
インダクタ２７の電流がゼロになった時点で、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮ状態に遷移し、同じ動作を繰り返す。なお、インダクタ２７の電流がゼロになるタイミングは、前述した様にノードＮ１８の電位がノードＮ１４の電位からノードＮ１３の電位方向へ変化するタイミングとほぼ同一であるので、このタイミングでＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＦＦからＯＮへ遷移させる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＦＦ期間を決めるタイミングとなる。
【０１０２】
ここで、図１１に示したように時刻（３）においてＯＮ期間をｔ２０からｔ２１に減少させるとインダクタ電流のピーク値もＩｐ２１まで減少し、スイッチングコンバータ２７の入力電流も減少する。一方、スイッチングコンバータ１９の入力電力は、時刻（２）と時刻（３）で同じであるから、入力電圧と入力電流の積が入力電力であることより、ＯＮ期間をｔ２０からｔ２１に減少させることでスイッチングコンバータ１９の入力電圧を上昇させることができる。
【０１０３】
上記ＭＯＳＦＥＴ２３，２６のＯＮ期間は、コントローラ３０においてスイッチングコンバータ１９の入力電圧ピーク値が１４１Ｖになる様に演算される。コントローラ３０は、ＭＯＳＦＥＴ２３，２６をＯＦＦからＯＮへ遷移させた時点から、演算されたＯＮ期間経過後に再びＭＯＳＦＥＴ２３，２６をＯＦＦへ遷移させる。
＜実施の形態２＞
図１３は、この発明の実施の形態２による家電機器の回路構成を示すブロック図である。図１の実施の形態１と異なる点は、リレー３３がノードＮ１３、Ｎ１５間に接続されており、また、直列接続された平滑コンデンサ１０、１１がノードＮ２２で接続される形で構成されている点である。またノードＮ１２とノードＮ２１の間にもリレー３４が配置されている。
【０１０４】
スイッチングコンバータ１９の構成は実施の形態１と同じである。実施の形態２では、家電機器２０１を配電系統に接続して使用する事を前提とした通常動作モードと自立運転対応モードとを外部から切り替え可能な、図１３では図示しない切替手段を有する構成になっている。
【０１０５】
自立運転対応モードでは、リレー３３、３４はＯＦＦされており、スイッチングコンバータ１９の動作は実施の形態１と同じである。
【０１０６】
通常運転モードは配電系統に接続する前提である。そのため、パワーコンディショナー６の自立運転に対応するためのスイッチングコンバータ１９による入力電圧制御、及び出力電圧制御自体はする必要がない。インバータ３の入力電圧を直流２８２Ｖ付近にする為だけにスイッチングコンバータ１９で電力変換すると、むしろ電力損失が増えてデメリットになる。
【０１０７】
そのため、通常運転モードにおいて、リレー３３、３４はＯＮにしておき、スイッチングコンバータ１９のＭＯＳＦＥＴ２３、２６を常時ＯＦＦとしておく。これにより、全波整流回路１４のダイオード１５、１６、平滑コンデンサ１０、１１とで倍電圧整流平滑回路が構成される。そのため、スイッチングコンバータ１９の電力変換動作無しでインバータ３の入力は直流２８２Ｖの電圧が得られる事になる。したがって、通常運転モードではスイッチングコンバータ１９による損失は発生しない。
【０１０８】
＜実施の形態３＞
図１４は、この発明の実施の形態３による家電機器の回路構成を示すブロック図である。図１４では、家電機器としてＬＥＤ照明を想定している。
【０１０９】
＜３．１  家電機器３０１の構成＞
同図に示すように、家電機器３０１は、全波整流回路１４と、スイッチングコンバータ５１と、平滑コンデンサ２０と、平滑コンデンサ５２と、充電回路５４と、充電制御回路５８と、充放電コンデンサ５６と、放電回路５９と、放電制御回路６２と、ＬＥＤ回路５３とを含んでいる。平滑コンデンサ２０は、スイッチングコンバータ１９の出力であるノードＮ１５、Ｎ１６間に接続されている。
【０１１０】
家電機器１０１は、自立運転専用コンセント５を介して、パワーコンディショナー６の自立運転出力７からノードＮ１１，Ｎ１２間に単相交流電圧を受けている。
【０１１１】
全波整流回路１４は、ノードＮ１１，Ｎ１２間に受けた単相交流電圧を整流してスイッチングコンバータ５１の入力ノードＮ１３、Ｎ１４に供給する。全波整流回路１４はダイオード１５、１６、１７、１８から構成される。
【０１１２】
スイッチングコンバータ５１では、ノードＮ１３、Ｎ１４から入力された脈流を含む整流電圧を電力変換する。この電圧は、平滑コンデンサ２０に出力される。平滑コンデンサ２０において平滑することで、スイッチングコンバータ５１は、直流電圧を供給する。
【０１１３】
スイッチングコンバータ５１の入力はノードＮ１３、Ｎ１４間である。スイッチングコンバータ５１の第１の出力はノードＮ１５、Ｎ１６間であり、第２の出力はノードＮ５１、Ｎ１６間である。ノードＮ１４とノードＮ１６間はスイッチングコンバータ内部の基準電位として相互に接続されている。
【０１１４】
また、スイッチングコンバータ５１は、第２の出力であるノードＮ５１、Ｎ１６間からも、平滑コンデンサ５２に整流電圧を出力し、平滑することで直流電圧を供給する。
【０１１５】
家電機器３０１は、平滑コンデンサ２０の後段に、スイッチングコンバータ５１から出力された直流電力によって発光するＬＥＤ回路５３を備える。
【０１１６】
充電回路５４は、平滑コンデンサ５２の後段に配置される。充電回路５４は、ノードＮ５１からＰＮＰトランジスタ５５のエミッタ、コレクタを経て、ノードＮ５２の充放電コンデンサ５６に接続されている。ＰＮＰトランジスタ５５のベースには、ＰＮＰトランジスタ５７のエミッタが接続されている。ＰＮＰトランジスタ５７のベースはノードＮ５３で充電制御回路５８に接続されている。
【０１１７】
充電制御回路５８は、ＰＮＰトランジスタ５７のベース電流を調整することにより、ＰＮＰトランジスタ５５のコレクタ電流、すなわち充放電コンデンサ５６への充電電流を制御する。
【０１１８】
放電回路５９は、充放電コンデンサ５６の後段に配置されている。放電回路５９は、充放電コンデンサ５６からの放電電流を調整する。充放電コンデンサ５６は、ＰＮＰトランジスタ６０のエミッタ、コレクタを経て、ＬＥＤ回路５３に接続されている。
【０１１９】
ＰＮＰトランジスタ６０のベースには、ＰＮＰトランジスタ６１のエミッタが接続されている。ＰＮＰトランジスタ６１のベースは、ノードＮ５４で放電制御回路６２に接続されている。放電制御回路６２は、ＰＮＰトランジスタ６１のベース電流を調整することにより、ＰＮＰトランジスタ６０のコレクタ電流、すなわち充放電コンデンサ５６からの放電電流を制御する。
【０１２０】
なお、ＰＮＰトランジスタ５７、６１のコレクタはノードＮ１５に接続されている。それぞれのコレクタ電流は、ＬＥＤ回路５３へ供給可能な構成である。そのため、ＰＮＰトランジスタ５５、６０のベース電流の多くはＬＥＤ回路５３の電流に寄与できる。
【０１２１】
充電制御回路５８及び放電制御回路６２の動作電源は、それぞれノードＮ１５に接続されたノードＮ５５、Ｎ５６から供給される。
【０１２２】
スイッチングコンバータ５１は、ＬＥＤ回路５３の電流制御目標値を決定する。電流制御目標値は、ノードＮ６０から充電制御回路５８及び放電制御回路６２にも取り込まれる。
【０１２３】
電流センサー６３はスイッチングコンバータ５１の第１の出力（ノードＮ１５、Ｎ１６）から供給される電流を検出する。この検出電流値はノードＮ５７からスイッチングコンバータ５１内の後述するコントローラ６４に取り込まれる。スイッチングコンバータ５１は、電流センサー６３の検出電流値がＬＥＤ回路５３の電流制御目標値と一致する様に動作する。
【０１２４】
電流センサー６５は、スイッチングコンバータ５１の第１の出力から供給される電流を検出する。この検出電流値はノードＮ５８から充電制御回路５８に取り込まれる。
【０１２５】
充電制御回路５８は、電流センサー６５の検出電流値と、ＬＥＤ回路５３に関する電流制御目標値とを受け付けて、これらが一致する様に、充電回路５４を経て充放電コンデンサ５６に充電する電流を制御する。
【０１２６】
具体的には、充電制御回路５８は、電流センサー６５の検出電流値がＬＥＤ回路５３の電流制御目標値に満たない場合は、充放電コンデンサ５６への充電電流を減少させる。これにより、スイッチングコンバータ５１の第２の出力（ノードＮ５１、Ｎ１６）の出力電流を減少させる。第２の出力の減少により、スイッチングコンバータ５１の変換電力の配分を第１の出力へ振り分けて出力電流を増加させる。これにより、第１の出力からの電流値をＬＥＤ回路５３の電流制御目標値に近づけることができる。なお、充放電コンデンサ５６への充電電流がゼロまで減少しても、第１の出力の電流だけではＬＥＤ回路５３の電流制御目標値に到達しない局面がある。この局面においては、不足する電流については、後述の様に放電回路５９から供給される。
【０１２７】
電流センサー６６は、ＬＥＤ回路５３の電流を検出する。この検出電流値はノードＮ５９から放電制御回路６２に取り込まれる。
【０１２８】
放電制御回路６２は、電流センサー６６の検出電流値と、ＬＥＤ回路５３の電流制御目標値とが一致する様に、放電回路５９を経て充放電コンデンサ５６から放電する電流を制御する。
【０１２９】
具体的には、電流センサー６６の検出電流値が電流制御目標値に満たない場合は、放電制御回路６２は、電流センサー６６の検出値が電流制御目標値に一致する様に、ＰＮＰトランジスタ６０のコレクタ電流を増加させる。この結果、電流制御目標値に対して第１の出力のみでは不足する電流を、充電された充放電コンデンサ５６から供給し、双方を合わせてＬＥＤ回路５３の電流値が電流制御目標値と一致する事になる。
【０１３０】
なお、電流センサー６３の検出電流値と電流制御目標値が一致している場合、電流センサー６６の検出値も電流制御目標値と一致しており、放電制御回路６２は充放電コンデンサ５６から電流を放電しない、つまりＰＮＰトランジスタ６０のコレクタ電流がゼロになる様に制御する。
【０１３１】
＜３．２  スイッチングコンバータ５１の詳細＞
図１５は、本発明の実施の形態３のスイッチングコンバータの構成を示す図である。図１５を用いて、スイッチングコンバータ５１の内部構成を説明する。
【０１３２】
ノードＮ１３とノードＮ１４の間には、ＭＯＳＦＥＴ２３とダイオード２４が直列接続されている。具体的には、ノードＮ１３にＭＯＳＦＥＴ２３のドレインが接続されている。ノードＮ１８でＭＯＳＦＥＴ２３のソースとダイオード２４のカソードが接続されている。ノードＮ１４にダイオード２４のアノードを接続している。
【０１３３】
また、ノードＮ１５とノードＮ１６の間には、ダイオード２５とＭＯＳＦＥＴ２６が直列接続されている。具体的には、ノードＮ１５にダイオード２５のカソードが接続されている。ノードＮ１９でダイオード２５のアノードとＭＯＳＦＥＴ２６のドレインが接続されている。ノードＮ１６にＭＯＳＦＥＴ２６のソースが接続されている。
【０１３４】
また、ノードＮ１８とノードＮ１９の間にはトランス６７の一次側が接続されている。
さらに、ノードＮ５１とノードＮ１９の間には、ノードＮ５１にダイオード６８のカソード、ノードＮ６１でダイオード６８のアノードとトランス６７の２次側の一端、ノードＮ１９にトランス６７の二次側のもう一方が接続されている。
【０１３５】
なお、ここではトランス６７の一次側と二次側の巻数比は１：１であり、ノードＮ１９での一次側と二次側の接続は、ノードＮ１９に対して、ノードＮ１８とノードＮ６１に逆極性の電圧が生じる様に接続されている。
【０１３６】
抵抗２８、２９は、ノードＮ１３、Ｎ１４間に直列接続されている。
ノードＮ１３、Ｎ１４間電圧は、抵抗２８、２９で分圧し、抵抗２８、２９の接続点であるノードＮ２０から入力電圧検出値としてコントローラ６４に取り込まれる。この入力電圧検出値は、スイッチングコンバータ５１の制御パラメータとして利用される。
【０１３７】
ノードＮ５７からは、電流センサー６３からの検出電流値がコントローラ６４に取り込まれる。この検出電流値は、スイッチングコンバータ５１の制御パラメータとして利用される。
【０１３８】
＜３．３  スイッチングコンバータ５１の動作＞
スイッチングコンバータ５１の基本的な制御動作は、実施の形態１の図１で示したスイッチングコンバータ１９と同様である。実施の形態１ではスイッチングコンバータ１９の入力電圧検出値と出力電圧検出値で制御している。これに対し、実施の形態３では、入力電圧検出値と電流センサー６３で検出した電流検出値に置換えている。
【０１３９】
コントローラ６４はスイッチングコンバータ５１の入力電圧検出値及び電流センサー６３の検出電流値を受け付ける。コントローラ６４は、これらの検出結果に基づいてＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮ／ＯＦＦする事でスイッチングコンバータ５１の電力変換動作を行う。
【０１４０】
まず以下に、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ／ＯＦＦ動作とスイッチングコンバータ５１の挙動を説明する。
【０１４１】
コントローラ６４から、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮすると、ノードＮ１３、ＭＯＳＦＥＴ２３、トランス６７の一次側、ＭＯＳＦＥＴ２６、ノードＮ１４のルートで全波整流回路１４からスイッチングコンバータ５１に電流が供給される。この時、前述したトランス６７の接続極性とダイオード６８の整流作用により、トランス６７の二次側には電流が流れない。そのため、トランス６７の一次側を流れる電流がそのままエネルギーとして蓄えられる。
【０１４２】
コントローラ６４から、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＦＦすると、２つの出力がなされる。第１の出力は、ノードＮ１６、ダイオード２４、トランス６７の一次側、ダイオード２５、ノードＮ１５のルートである。この第１の出力により、スイッチングコンバータ５１から平滑コンデンサ２０に電流が供給される。
【０１４３】
第２の出力は、ノードＮ１６、ダイオード２４、トランス６７の一次側、トランス６７の二次側、ダイオード６８、ノードＮ５１のルートである。この第２の出力により、スイッチングコンバータ５１から平滑コンデンサ５２に電流が供給される。すなわち、トランス６７に蓄えられたエネルギーが出力側に供給される。
【０１４４】
この実施形態の説明では、トランス６７の巻数比を１：１としている。そのため、トランス６７に蓄えられたエネルギーが出力側に供給される時、ノードＮ１５、Ｎ１６間の電圧とノードＮ５１、Ｎ１６間の電圧は概略１：２の比率となる。
【０１４５】
この時点でノードＮ１５、Ｎ１６間の電圧（平滑コンデンサ２０の電圧）と、ノードＮ５１、Ｎ１６間の電圧（平滑コンデンサ５２の電圧）との比が１：（２以上）であれば、ノードＮ１５、Ｎ１６間の電圧と、ノードＮ５１、Ｎ１６間の電圧の比が１：２に近づく様に、トランス６７のエネルギーは専ら第１の出力から供給される。
【０１４６】
逆に、上記の電圧比が１：（２以下）であれば、電圧比が１：２に近づく様に、トランス６７のエネルギーは専ら第２の出力から供給される。
【０１４７】
また、上記の電圧比が概略１：２の状態である場合、第１の出力、第２の出力の双方から電流が出力されるが、エネルギーの出力比は平滑コンデンサ２０、５２、充放電コンデンサ５６の充電量、充電回路５４の電流値制御状態に依存する。
【０１４８】
なお、平滑コンデンサ２０は第１の出力のスイッチングに伴う電流リプルと商用周波数成分の平滑をするためのコンデンサである。平滑コンデンサ５２は第２の出力のスイッチングに伴う電流リプルの平滑をするためのコンデンサである。充放電コンデンサ５６は第２の出力からのエネルギーを蓄えてＬＥＤ回路５３へ電流を供給する為のコンデンサである。各コンデンサの容量は
平滑コンデンサ５２＜平滑コンデンサ２０＜充放電コンデンサ５６  ・・式（１）
の関係にすることが好ましい。
【０１４９】
＜３．４  動作の具体例＞
図１６は、スイッチングコンバータ入力電圧制御時のタイムチャートを示す図である。
【０１５０】
動作の具体例として、図１６において時刻（１）の時点で太陽電池の発電量が減少し、パワーコンディショナー６からスイッチングコンバータ５１への電力が、太陽電池による発電電力を上回ろうとした場合を説明する。
【０１５１】
（時刻（１）まで）
図１６において、ＬＥＤ回路５３の電流制御目標値と実際の電流値は、「Ｉ２０」である。スイッチングコンバータ５１は、第１の出力からの電流が「Ｉ２０」になる様に、ＭＯＳＦＥＴ２３、２６をＯＮ時間ｔ２０で動作させる。これにより、ＬＥＤ回路５３に必要な電力が供給される。このとき、スイッチングコンバータ５１の入力電力「Ｐ２０」は、太陽電池が供給できる電力、すなわち最大発電点電力Ｑ２０より小さい。そのため、パワーコンディショナー６の自立運転出力はピーク値１４１Ｖ（実効値１００Ｖ）の正弦波電圧が供給出来ている。
【０１５２】
また、平滑コンデンサ２０の電圧は、ＬＥＤ回路５３に電流「Ｉ２０」を流すのに必要な電圧であるＶＦである。充放電コンデンサ５６の電圧は、ＶＦの２倍になっている。
【０１５３】
（時刻（１）から時刻（３）まで）
次に時刻（１）に到達した時点で、太陽電池が供給できる電力が「Ｐ２０」以下になったとする。そうすると、パワーコンディショナー６の自立運転出力７の自立運転出力電圧も低下し、時刻（２）の時点でスイッチングコンバータ５１の入力電圧はピーク値１２１Ｖ（実効値８５Ｖ）の正弦波電圧になる。
【０１５４】
これを受けてスイッチングコンバータ５１は、入力電圧がピーク値１４１Ｖ（実効値１００Ｖ）の正弦波電圧になる様にＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ時間を変化させる。時刻（３）の時点でＭＯＳＦＥＴ２３、２６のＯＮ時間がｔ２１となる。この状態でスイッチングコンバータ５１の入力電圧はピーク値１４１Ｖ（実効値１００Ｖ）の正弦波電圧に安定する。このときの太陽電池の発電量を「Ｑ２１」とすると、この際、スイッチングコンバータ５１の入力電力は、太陽電池の発電量「Ｑ２１」からパワーコンディショナー６の損失を差し引いた電力「Ｐ２１」となる。
【０１５５】
また、時刻（１）に到達した時点で、太陽電池が供給できる電力が「Ｐ２０」以下になると、第１の出力のみだけではＬＥＤ回路５３の電流「Ｉ２０」が供給できなくなる。そのため、第１の出力からの電流は「Ｉ２１」に減少する。
【０１５６】
この状態において、充電回路５４を経て充放電コンデンサ５６に充電される電流はゼロに制御される。放電制御回路６２は、充放電コンデンサ５６から放電回路６０を経てＬＥＤ回路５３へ電流を供給する。これによりＬＥＤ回路５３の電流は「Ｉ２０」に保たれる。
【０１５７】
この間、ＬＥＤ回路５３へ電流「Ｉ２０」が供給されている為、平滑コンデンサ２０の電圧はＬＥＤ回路５３に電流「Ｉ２０」を供給するに必要な電圧ＶＦとなるが、充放電コンデンサ５６は充電が滞り、放電されるだけなので、徐々に電圧が減少する。
【０１５８】
（時刻（３）以降）
次に時刻（３）以降に太陽電池の発電量が増加し、パワーコンディショナー６からスイッチングコンバータ５１への電力が、「Ｐ２０」以上に復帰するとする。この場合、スイッチングコンバータ５１の第１の出力からＬＥＤ回路５３の電流「Ｉ２０」が流せるようになる。放電制御回路６２は、放電回路５９による充放電コンデンサ５６からの放電電流を遮断する様に制御する。
【０１５９】
また、スイッチングコンバータ５１は、第１の出力から電流「Ｉ２０」が供給できる範囲で、その余剰分の電流を第２の出力により供給する。充放電コンデンサ５６は、この余剰分の供給により、充電回路５４経由で充電される。
【０１６０】
時刻（４）に到達して、充放電コンデンサ５６の電圧がＶＦの２倍に到達すると、スイッチングコンバータ５１の変換電力は、専ら第１の出力のみから出力され、時刻（１）以前と同じ動作状態になる。
【０１６１】
この一連の動作において、充電回路、及び放電回路の機能がない場合、時刻（１）〜時刻（３）ではＬＥＤ回路５３の電流が「Ｉ２１」まで減少し、ＬＥＤ照明の場合は光学的なフリッカ、フラッシング現象となって現れて好ましくない。これに対し、本実施例では、不足分の電流を充放電コンデンサ５６に蓄えたエネルギーで補充するので、この課題が解消出来る。
【０１６２】
なお、上記例で時刻（３）以降も太陽電池の発電量が増加しない場合は、充放電コンデンサ５６の電圧がさらに減少していき、ＶＦまで到達すると、それ以上不足する電流を補充できなくなる。そのため、太陽電池の発電量低下が継続する場合は、ＬＥＤ回路５３の電流目標値を徐々に低減させることで実電流を低減していく等の対処をすることが好ましい。
【０１６３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１６４】
１，１０１，２０１，３０１  家電機器、２  倍電圧整流平滑回路、３  インバータ、４  同期モータ、５  自立運転専用コンセント、６  パワーコンディショナー、７  自立運転出力、８，９  整流ダイオード回路、１５，１６，１７，１８，２４，２５  ダイオード、１０，１１，２０，５２  平滑コンデンサ、１２，１３，２１，２２，２８，２９，３１，３２  抵抗、１４  全波整流回路、１９，５１  スイッチングコンバータ、２３，２６  ＭＯＳＦＥＴ、２７  インダクタ、３０  コントローラ、３３，３４  リレー、５３  ＬＥＤ回路、５４  充電回路、５５，５７，６０，６１  ＰＮＰトランジスタ、５６  充放電コンデンサ、５８  充電制御回路、５９  放電回路、６２  放電制御回路、６３，６５，６６  電流センサー。
【図１】
2013172504.tif 000003
【図２】
2013172504.tif 000004
【図３】
2013172504.tif 000005
【図４】
2013172504.tif 000006
【図５】
2013172504.tif 000007
【図６】
2013172504.tif 000008
【図７】
2013172504.tif 000009
【図８】
2013172504.tif 000010
【図９】
2013172504.tif 000011
【図１０】
2013172504.tif 000012
【図１１】
2013172504.tif 000013
【図１２】
2013172504.tif 000014
【図１３】
2013172504.tif 000015
【図１４】
2013172504.tif 000016
【図１５】
2013172504.tif 000017
【図１６】
2013172504.tif 000018
【図１７】
2013172504.tif 000019