(57)【要約】【課題】供給電力が増減した際に、スイッチング素子の駆動周期が上限値を超えることを防止することができる電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具を提供する。【解決手段】直流電圧Ｖｏ１を出力する直流電源部２と、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフ駆動されることで負荷部６に直流電力Ｖｏ２を供給する電圧変換部３と、抵抗Ｒ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する制御部４と、補助巻線Ｌ１１とを備え、制御部４は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔを演算する演算部９０と、演算部９０の演算結果と、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘとを比較するカウント部８と、演算部９０の演算結果が上限値Ｔｍａｘよりも短い場合、駆動周期Ｔを演算部９０の演算結果に設定し、演算部９０の演算結果が上限値Ｔｍａｘよりも長い場合、駆動周期Ｔを上限値Ｔｍａｘに設定するフリップフロップ９１とを有する。【選択図】図１
2013165598.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源部と、
スイッチング素子およびインダクタおよびコンデンサを有し、前記直流電源部を入力電源とし、前記スイッチング素子がオン・オフ駆動されることで負荷部に直流電力を供給する電圧変換部と、
前記負荷部に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧変換部から前記負荷部に供給される直流電流が一定となるように前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御部と、
前記インダクタが放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部とを備え、
前記制御部は、
前記負荷部に供給する直流電力の増減に応じた前記スイッチング素子の駆動周期を演算する演算部と、
前記演算部の演算結果と、前記スイッチング素子の駆動周期の上限値とを比較する周期比較部と、
前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも短い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記演算部の演算結果に設定し、前記インダクタが放出するエネルギーがゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子をオンし、
前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも長い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記上限値に設定する設定部とを有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記演算部の演算結果は、前記負荷部に供給する直流電力が減少するにつれて、前記スイッチング素子の駆動周期が長くなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の電源装置と、
前記電源装置から直流電力が供給される負荷部とを備え、
前記負荷部は、複数個の発光ダイオードが直列または並列接続されることで構成され、前記電源装置の出力端に着脱可能な接続部を有し、前記電源装置から直流電力が供給されることで点灯することを特徴とする照明装置。
【請求項４】
請求項３記載の照明装置と、
前記照明装置が取り付けられる器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
照明を含む様々な用途で用いられる電源装置において、必要な電力を取り出すための制御方式として、比較的エネルギー損失が少ないチョッパ制御方式が一般的に知られている。そして、このチョッパ制御方式を比較的簡単に実現できる制御用回路がＩＣ化され、様々なメーカーから市販されている。
【０００３】
チョッパ制御とは、高頻度で電流のオン・オフを繰り返す制御であり、所望の電力を取り出すことができる。入力電圧より出力電圧を高く上げる制御を昇圧チョッパ制御、入力電圧より出力電圧を低く下げる制御を降圧チョッパ制御と呼んでいる。
【０００４】
また、チョッパ制御の動作モードは、チョッパ制御回路を構成するインダクタに流れる電流が途切れなく連続的か断続的かによって、連続モード，臨界モード，断続（不連続）モードの三種類あり、各動作モードが長所短所を有している。一般的に連続モードは、大電力用の装置に適しており、チョッパ制御回路を構成するスイッチング素子から発せられるノイズが高く、インダクタのインダクタンス値も大きくなるためインダクタが大型化しやすい特徴がある。臨界モード，断続モードは、小電力用の装置に適しており、スイッチング素子から発せられるノイズが比較的小さく、インダクタは比較的小型化可能である。さらに、連続モードに対して比較的効率が高くなることが知られている。また、臨界モードと断続モードとの違いとして、同じ電力を取り出す場合においては断続モードのほうがスイッチング電流のピーク値が高くなる傾向があり、出力される電圧波形にスイッチング周期のリップル成分が発生しやすい特徴がある。
【０００５】
また、出力電圧が一定となるように降圧チョッパ制御を行い、連続モードと臨界モードとを切替えて動作する電源装置がある（例えば、特許文献１参照）。この電源装置は、大電力を供給する場合には連続モードで動作し、小電力を供給する場合には臨界モードで動作する。
【０００６】
まず、臨界モードについて図１０（ａ）（ｂ）を用いて説明する。なお、図１０（ａ）はスイッチング素子に流れるスイッチング素子電流の波形図である。図１０（ｂ）は、インダクタに流れるインダクタ電流の波形図である。
【０００７】
スイッチング素子がオンすると、インダクタのインダクタンス値によって決まる傾きでインダクタ電流が増加し、インダクタにエネルギーが蓄積される。そして、供給電圧を検出して所望電圧となるように、制御回路に予め設定されたオン期間Ｔｏｎ１が経過するとスイッチング素子をオフする。このとき、インダクタに蓄積されたエネルギーは、平滑用コンデンサを経て出力側へ供給され、平均電流Ｉｏｕｔ１が出力される。
【０００８】
そして、インダクタに蓄積されたエネルギーが全て供給されると、インダクタの補助巻線に発生する電圧の極性が反転する。制御回路は、補助巻線の電圧極性が反転したことを検出する。そして、補助巻線の電圧極性が反転したことを制御回路が検出したタイミングで、再度スイッチング素子をオンすることで、臨界モードで動作する。
【０００９】
次に、連続モードについて図１１（ａ）（ｂ）を用いて説明する。なお、図１１（ａ）はスイッチング素子に流れるスイッチング素子電流の波形図である。図１１（ｂ）は、インダクタに流れるインダクタ電流の波形図である。
【００１０】
供給電力が大きい場合、供給電圧を検出して一定電圧となるように、スイッチング素子のオン期間が長く設定され、オン期間はＴｏｎ２（＞Ｔｏｎ１）となる。インダクタ電流は、供給電力が小さい場合と同様に、インダクタンス値によって決まる傾きで増加する。
【００１１】
そして、オン期間Ｔｏｎ２が経過してスイッチング素子がオフすると、インダクタに蓄積されたエネルギーが出力側へ供給されて、平均電流Ｉｏｕｔ２が出力される。ここで、インダクタの補助巻線に発生する電圧はタイマ回路に入力されている。タイマ回路には、オフ期間の上限値Ｔｏｆｆ１が設定されており、スイッチング素子がオフしてからの経過時間が上限値Ｔｏｆｆ１を超過した場合、補助巻線に発生する電圧の極性反転を行う前にスイッチング素子をオンすることで、連続モードで動作する。
【００１２】
すなわち、供給電力を徐々に大きくしていくと、臨界モードによって制御されるスイッチング素子のオフ期間が徐々に長くなり、タイマ回路に設定された上限値Ｔｏｆｆ１を超過した場合、スイッチング素子のオフ期間は上限値Ｔｏｆｆ１に固定されることとなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００９−２４０１１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかし、上述の電源装置は、連続モードで動作する際のスイッチング素子のオフ期間は上限値Ｔｏｆｆ１に固定されるが、オン期間は固定されていない。そのため、供給電力が大きくなると、オン期間が長くなり、スイッチング素子の駆動周期が長く、すなわち、スイッチング素子の駆動周波数が低くなる。これにより、駆動周波数が可聴域まで低下して騒音が発生したり、赤外線リモコンで使用する周波数に干渉するおそれがある。
【００１５】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、供給電力が増減した際に、スイッチング素子の駆動周期が上限値を超えることを防止することができる電源装置および、これを用いた照明装置，照明器具を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の電源装置は、直流電圧を出力する直流電源部と、スイッチング素子およびインダクタおよびコンデンサを有し、前記直流電源部を入力電源とし、前記スイッチング素子がオン・オフ駆動されることで負荷部に直流電力を供給する電圧変換部と、前記負荷部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧変換部から前記負荷部に供給される直流電流が一定となるように前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御部と、前記インダクタが放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部とを備え、前記制御部は、前記負荷部に供給する直流電力の増減に応じた前記スイッチング素子の駆動周期を演算する演算部と、前記演算部の演算結果と、前記スイッチング素子の駆動周期の上限値とを比較する周期比較部と、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも短い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記演算部の演算結果に設定し、前記インダクタが放出するエネルギーがゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子をオンし、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも長い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記上限値に設定する設定部とを有することを特徴とする。
【００１７】
この電源装置において、前記演算部の演算結果は、前記負荷部に供給する直流電力が減少するにつれて、前記スイッチング素子の駆動周期が長くなることが好ましい。
【００１８】
本発明の照明装置は、直流電圧を出力する直流電源部と、スイッチング素子およびインダクタおよびコンデンサを有し、前記直流電源部を入力電源とし、前記スイッチング素子がオン・オフ駆動されることで負荷部に直流電力を供給する電圧変換部と、前記負荷部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧変換部から前記負荷部に供給される直流電流が一定となるように前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御部と、前記インダクタが放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部とを備え、前記制御部は、前記負荷部に供給する直流電力の増減に応じた前記スイッチング素子の駆動周期を演算する演算部と、前記演算部の演算結果と、前記スイッチング素子の駆動周期の上限値とを比較する周期比較部と、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも短い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記演算部の演算結果に設定し、前記インダクタが放出するエネルギーがゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子をオンし、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも長い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記上限値に設定する設定部とを有する電源装置と、前記電源装置から直流電力が供給される負荷部とを備え、前記負荷部は、複数個の発光ダイオードが直列または並列接続されることで構成され、前記電源装置の出力端に着脱可能な接続部を有し、前記電源装置から直流電力が供給されることで点灯することを特徴とする。
【００１９】
本発明の照明器具は、直流電圧を出力する直流電源部と、スイッチング素子およびインダクタおよびコンデンサを有し、前記直流電源部を入力電源とし、前記スイッチング素子がオン・オフ駆動されることで負荷部に直流電力を供給する電圧変換部と、前記負荷部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電圧変換部から前記負荷部に供給される直流電流が一定となるように前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御部と、前記インダクタが放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部とを備え、前記制御部は、前記負荷部に供給する直流電力の増減に応じた前記スイッチング素子の駆動周期を演算する演算部と、前記演算部の演算結果と、前記スイッチング素子の駆動周期の上限値とを比較する周期比較部と、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも短い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記演算部の演算結果に設定し、前記インダクタが放出するエネルギーがゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子をオンし、前記演算部が演算した前記スイッチング素子の駆動周期が前記上限値よりも長い場合、前記スイッチング素子の駆動周期を前記上限値に設定する設定部とを有する電源装置と、前記電源装置から直流電力が供給される負荷部とを備え、前記負荷部は、複数個の発光ダイオードが直列または並列接続されることで構成され、前記電源装置の出力端に着脱可能な接続部を有し、前記電源装置から直流電力が供給されることで点灯する照明装置と、前記照明装置が取り付けられる器具本体とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
以上説明したように、本発明では、供給電力が増減した際に、スイッチング素子の駆動周期が上限値を超えることを防止することができることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】実施形態１の電源装置の回路構成図である。
【図２】遅延部の回路構成図である。
【図３】（ａ）〜（ｌ）臨界モード時のタイミングチャートである。
【図４】（ａ）〜（ｌ）連続モード時のタイミングチャートである。
【図５】調光レベル生成部を備えた電源装置の回路構成図である。
【図６】実施形態２の電源装置の回路構成図である。
【図７】実施形態３の電源装置の回路構成図である。
【図８】照明器具の外観図である。
【図９】負荷部の外観図である。
【図１０】（ａ）（ｂ）従来の電源装置の臨界モード時のタイミングチャートである。
【図１１】（ａ）（ｂ）従来の電源装置の連続モード時のタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２３】
（実施形態１）
図１に本実施形態の電源装置１の回路構成図を示す。
【００２４】
本実施形態の電源装置１は、直流電源部２と電圧変換部３と制御部４と制御電源部５とで構成され、負荷部６に直流電力を供給する。まず、電源装置１の各部の構成について説明する。
【００２５】
直流電源部２は、電源装置１の外部から供給される電源電圧を、整流・平滑した直流電圧Ｖｏ１を生成し、後段に設けられた電圧変換部３に出力する。なお、直流電源部２は直流電圧Ｖｏ１を電圧変換部３に出力する構成であればよく、入力電圧を昇圧することで直流電圧Ｖｏ１を生成する昇圧チョッパ回路で構成されていてもよい。
【００２６】
電圧変換部３は、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１とダイオードＤ１と抵抗Ｒ１とで構成されている。そして、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１とダイオードＤ１とで降圧チョッパ回路を構成しており、直流電源部２を入力電源とし、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフ駆動されることで負荷部６に一定の直流電流Ｉｏ１を供給する。具体的には、直流電源部２の出力端間に、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。また、インダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路と並列にダイオードＤ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、ゲートが抵抗Ｒ２を介して制御部４に接続されている。そして、制御部４によってスイッチング素子Ｑ１がオン・オフ駆動されることで直流電圧Ｖｏ１を降圧した直流電圧Ｖｏ２が平滑用コンデンサＣ１の両端間に生成され、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬが平均化された直流電流Ｉｏ１が負荷部６に供給される。
【００２７】
負荷部６は、複数の発光ダイオード６１が直列接続されることで構成されており、平滑用コンデンサＣ１に並列接続され、直流電圧Ｖｏ２が印加される。本実施形態では、負荷部６に所定の直流電流Ｉｏ１が供給されるように制御するため、負荷部６に応じて電圧変換部３が生成する直流電圧Ｖｏ２が変動する。例えば、負荷部６の発光ダイオード６１の個数が多い場合、直流電圧Ｖｏ２が高くなり、個数が少ない場合、直流電圧Ｖｏ２が低くなる。なお、本実施形態の負荷部６は、複数の発光ダイオード６１が直列接続されることで構成されているが、複数の発光ダイオード６１が並列接続されることで構成されていてもよい。
【００２８】
また、抵抗Ｒ１は、コンデンサＣ１に直列接続されており、インダクタ電流ＩＬを検出する電流検出部として機能する。そして、インダクタ電流ＩＬに比例した検出電圧Ｖｄ（抵抗Ｒ１の両端電圧）として制御部４に出力される。
【００２９】
また、インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、インダクタＬ１のインダクタンスＬａで決まる傾きでインダクタ電流ＩＬが増加しエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、平滑用コンデンサＣ１を経て負荷部６に供給される。そこで、インダクタＬ１は、補助巻線Ｌ１１を備えており、補助巻線Ｌ１１はインダクタＬ１が放出するエネルギーを検出するエネルギー検出部として機能する。補助巻線Ｌ１１は、インダクタ電流ＩＬの増加時に高電圧側となる一端がグランドに接続され、他端が抵抗Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ１の直列回路を介してグランドに接続されている。そして、インダクタ電流ＩＬによって、補助巻線Ｌ１１に誘導された誘導電圧Ｖｚｃｄ１が発生する。誘導電圧Ｖｚｃｄ１は、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーがゼロ、すなわちインダクタ電流ＩＬがゼロとなった場合に、極性が反転する。そして、この誘導電圧Ｖｚｃｄ１は、ツェナーダイオードＺＤ１によってクランプされ、誘導電圧Ｖｚｃｄ２として制御部４に出力される。
【００３０】
制御電源部５は、制御部４の動作電源となる制御電源Ｖｃｃを生成し、制御部４に供給する。また、電圧変換部３が停止している場合、すなわち電圧変換部３の始動前はスイッチング素子Ｑ１のソース側電位が略０Ｖまで低下しないおそれがある。そこで、スイッチング素子Ｑ１をオンし、電圧変換部３を確実に始動させるために、制御電源部５の出力端とグランドとの間に、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とインピーダンス要素Ｚ１とからなる直列回路を介挿している。インピーダンス要素Ｚ１は、直流的にインピーダンスを有する抵抗などの部品で構成され、一端がコンデンサＣ２の一端およびスイッチング素子Ｑ１のソースに接続され、他端がグランドに接続されている。これにより、電圧変換部３が停止している場合であっても、制御電源部５からダイオードＤ２→コンデンサＣ２→インピーダンス要素Ｚ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電することができる。そして、コンデンサＣ２の一端（スイッチング素子Ｑ１のソース）を基準電位Ｈｇｎｄとした制御電源ＨＶｃｃがコンデンサＣ２の両端間に生成され、制御部４に供給される。そして、制御部４は、この制御電源ＨＶｃｃを用いてスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する。このように、電圧変換部３が停止している場合であっても、制御電源ＨＶｃｃを確保することができ、電圧変換部３を確実に始動することができる。
【００３１】
制御部４は、ドライブ部７とカウント部８と信号生成部９と基準電源部１０で構成されている。そして、制御部４は、電圧変換部３から負荷部６に供給される直流電流Ｉｏ１が一定となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ駆動し、電圧変換部３を臨界モードまたは連続モードで動作させる。基準電源部１０は、制御部４の内部電源として用いる基準電源Ｖｒｅｇを制御電源Ｖｃｃから生成する。信号生成部９は、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフさせるタイミングを示す制御信号Ｓ１をドライブ部７に出力する。ドライブ部７は、ハイサイドドライブ回路で構成され、信号生成部９から出力される制御信号Ｓ１に基づいて、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する駆動信号を生成する。カウント部８は、信号生成部９が出力する制御信号Ｓ１の周期（スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔ）をカウントし、設定された駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘと比較する。以下に、各部の構成について説明する。
【００３２】
信号生成部９は、演算部９０とＲＳ型のフリップフロップ９１（選択部）とで構成される。演算部９０は、比較器９２，９３とパルス生成器９４と遅延部９５とエラーアンプ９６とオペアンプ９７と抵抗Ｒ４〜Ｒ７とコンデンサＣ３とで構成されている。
【００３３】
演算部９０は、電圧変換部３を臨界モードで動作させる場合におけるスイッチング素子Ｑ１をオン・オフさせるタイミングすなわち、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔを決定する。以下に、演算部９０の構成について説明する。
【００３４】
比較器９２の非反転入力端子は、抵抗Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ１との接続点に接続されており、誘導電圧Ｖｚｃｄ２が入力される。また、比較器９２の反転入力端子は、図示しない電圧生成部に接続されており、予め決められた閾値電圧Ｖｔｈ１が入力される。また、比較器９２の出力端子は、パルス生成器９４に接続されており、誘導電圧Ｖｚｃｄ２と閾値電圧Ｖｔｈ１との比較結果を出力する。
【００３５】
パルス生成器９４は、入力される信号（比較器９２の出力信号）の立下りタイミングで、パルス幅（Ｈ期間）Ｔｏｓ１のパルス信号Ｐ１を生成し、フリップフロップ９１のＳ２端子（第２のセット端子）に出力する。
【００３６】
エラーアンプ９６の反転入力端子は、抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ１の一端（抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点）に接続されており、検出電圧Ｖｄが入力される。また、エラーアンプ９６の非反転入力端子は、図示しない電圧生成部に接続されており、予め決められた閾値電圧Ｖｔｈ２が入力される。そして、エラーアンプ９６の出力は、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈ２との比較結果に応じて定電流をシンクまたはソースできるように構成されている。エラーアンプ９６の出力端とグランドとの間にコンデンサＣ３が接続されている。そして、エラーアンプ９６は、検出電圧Ｖｄ＞閾値電圧Ｖｔｈ２である場合、定電流をシンクする。また、エラーアンプ９６は、検出電圧Ｖｄ＜閾値電圧Ｖｔｈ２である場合、定電流をソースする。したがって、検出電圧Ｖｄの高低に応じてコンデンサＣ３の両端電圧が変動する。なお、動作安定のためには、コンデンサＣ３の容量を十分に大きくし、コンデンサＣ３の両端電圧の波形のリップル電圧を低減することが望ましい。
【００３７】
また、エラーアンプ９６とコンデンサＣ３との接続点は、オペアンプ９７に接続されている。オペアンプ９７は、非反転入力端子がコンデンサＣ３に接続され、反転入力端子と出力端子とが接続されており、バッファとして機能する。また、オペアンプ９７の出力端子とグランドとの間に、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路が接続されている。そして、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点が比較器９３の反転入力端子に接続されている。したがって、コンデンサＣ３の両端電圧は、バッファ（オペアンプ９７）を介し、抵抗Ｒ５，Ｒ６によって分圧された基準電圧Ｖｒｅｆに変換されて、比較器９３の反転入力端子に印加される。
【００３８】
比較器９３の非反転入力端子は、抵抗Ｒ７を介して抵抗Ｒ１の一端（抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点）に接続されており、検出電圧Ｖｄが入力される。また、比較器９３の出力端子は、遅延部９５を介してフリップフロップ９１のＲ端子（リセット端子）に接続されており、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果を出力する。
【００３９】
遅延部９５は、比較器９３の出力信号がフリップフロップ９１に伝達されるタイミングを遅延させる。具体的には、遅延部９５は、比較器９３の出力レベルがＬからＨになるタイミングのみ遅延させてフリップフロップ９１に出力し、比較器９３の出力レベルがＨからＬになるタイミングは遅延させずにフリップフロップ９１に出力する。このような機能を実現するために、本実施形態では遅延部９５を図２に示す回路構成図のように構成している。
【００４０】
図２に示すように、遅延部９５は、ＡＮＤ素子９５１とＩＮＶ素子９５２と定電流源９５３とコンデンサＣ４とスイッチング素子Ｑ２とで構成されている。定電流源９５３は、基準電源部１０が出力する基準電源Ｖｒｅｇを入力電源として、コンデンサＣ４に定電流を供給する。スイッチング素子Ｑ２は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、コンデンサＣ４に並列接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子は、ＩＮＶ素子９５２を介して比較器９２の出力端子に接続されている。ＡＮＤ素子９５１は、一方の入力端子がコンデンサＣ４に接続されることでコンデンサＣ４の両端電圧が入力され、他方の入力端子が比較器９２の出力端子に接続され、出力端子はフリップフロップ９１のＲ端子に接続されている。
【００４１】
遅延部９５は、上記構成で比較器９２の出力レベルがＬである場合、スイッチング素子Ｑ２がオンすることでコンデンサＣ４の両端が短絡され、ＡＮＤ素子９５１の出力レベルがＬとなる。そして、比較器９２の出力レベルがＬからＨに反転すると、スイッチング素子Ｑ２がオフし、定電流源９５３から供給される定電流によってコンデンサＣ４の両端電圧が上昇し、閾値を上回るとＡＮＤ素子９５１の出力レベルがＨとなる。すなわち、比較器９２の出力レベルがＬからＨに反転してから、コンデンサＣ４の両端電圧が閾値に達するまでの時間が遅延時間Ｔｄｌとなる。このような構成で、遅延部９５は、比較器９２の出力レベルがＬからＨになるタイミングのみを遅延させた出力信号Ｓ２をフリップフロップ９１に出力する。なお、定電流源９５３が出力する電流値や、コンデンサＣ４の容量、ＡＮＤ素子９５１がコンデンサＣ４の両端電圧をＨと判定する閾値を調整することで遅延時間Ｔｄｌを調整することができる。
【００４２】
上記構成で、演算部９０は、比較部９２が誘導電圧Ｖｚｃｄ２と閾値電圧Ｖｔｈ１とを比較することで、インダクタＬ１が放出するエネルギーがゼロになったことを検出し、スイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを決定している。また、比較器９３が検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較することで、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングを決定している。すなわち、演算部９０は、電圧変換部３を臨界モードで動作させる場合におけるスイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔを演算している。
【００４３】
また、スイッチング素子Ｑ１をオフタイミングを決定するために用いる基準電圧Ｖｒｅｆは、検出電圧Ｖｄと予め決められた閾値電圧Ｖｔｈ２との比較結果（コンデンサＣ３の両端電圧）によって決定される。これにより、電圧変換部３から負荷部６に供給される直流電流Ｉｏ１が一定となるように制御される。
【００４４】
そして、フリップフロップ９１は、電圧変換部３を臨界モードで動作させる場合、演算部９０で決定されたスイッチング素子Ｑ１のオン・オフタイミングで制御信号Ｓ１を生成する。フリップフロップ９１は、Ｑ端子（出力端子）がドライブ部７に接続されており、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフさせるタイミングを示す制御信号Ｓ１をドライブ部７に出力する。
【００４５】
ドライブ部７は、抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。そして、ドライブ部７は、上述した制御電源ＨＶｃｃを用いて、フリップフロップ９１の制御信号Ｓ１に同期した駆動信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１に出力することでスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する。具体的には、フリップフロップ９１が出力する制御信号がＨの場合、スイッチング素子Ｑ１をオンし、制御信号Ｓ１がＬの場合、スイッチング素子Ｑ１をオフする。
【００４６】
カウント部８（周期比較部）は、ＲＳ型のフリップフロップ８１とパルス生成器８２，８３と比較器８４と定電流源８５とＩＮＶ素子８６，８７とＯＲ素子８８とスイッチング素子Ｑ３と抵抗Ｒ８とコンデンサＣ５とで構成されている。カウント部８は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘが設定されており、演算部９０で演算された駆動周期Ｔと比較する。
【００４７】
ＩＮＶ素子８６は、入力端子がフリップフロップ９１のＱ端子に接続され、出力端子がパルス生成器８２，８３に接続されている。そして、ＩＮＶ素子８６は、フリップフロップ９１が出力する制御信号Ｓ１を反転させた信号をパルス生成器８２，８３に出力する。
【００４８】
パルス生成器８２は、入力される信号（ＩＮＶ素子８１の出力信号）の立下りのタイミング、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングで、パルス幅（Ｈ期間）がＴｏｓ２のパルス信号Ｐ２を生成する。また、パルス生成器８２の出力端子は、フリップフロップ８１のＳ端子（セット端子）に接続されており、生成したパルス信号Ｐ２をフリップフロップ８１のＳ端子に出力する。
【００４９】
パルス生成器８３は、入力される信号（ＩＮＶ素子８１の出力信号）の立下りのタイミング、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングで、パルス幅（Ｈ期間）がＴｏｓ３のパルス信号Ｐ３を生成する。なお、パルス生成器８３が生成するパルス信号Ｐ３のパルス幅Ｔｏｓ３は、パルス生成器８２が生成するパルス信号Ｐ２のパルス幅Ｔｏｓ２よりも短く構成されている。また、パルス生成器８３の出力端子は、ＯＲ素子８８を介してフリップフロップ８１のＲ端子（リセット端子）に接続されている。そして、パルス生成器８３は、ＯＲ素子８８を介してフリップフロップ８８のＲ端子にパルス信号Ｐ２を出力する。
【００５０】
フリップフロップ８１のＱ端子（出力端子）は、ＩＮＶ素子８７を介して、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３のゲートに接続されており、出力信号Ｓ３を出力する。
【００５１】
また、定電流源８５は、基準電源部１０が出力する基準電源Ｖｒｅｇを入力電源として、コンデンサＣ５に定電流を供給する。コンデンサＣ５と並列に、スイッチング素子Ｑ３と抵抗Ｒ４との直列回路が接続されている。
【００５２】
比較器８３は、非反転入力端子がコンデンサＣ５の一端に接続されており、コンデンサＣ５の両端電圧（コンデンサ電圧Ｖｃ５）が入力される。また、比較器８３の反転入力端子は、図示しない電圧生成部に接続されており、予め決められた閾値電圧Ｖｔｈ３が入力される。また、比較器８３の出力端子は、フリップフロップ９１のＳ１端子（第１のセット端子）および、ＯＲ素子８８を介してフリップフロップ８１のＲ端子に接続されている。そして、比較器８３は、コンデンサ電圧Ｖｃ５と閾値電圧Ｖｔｈ３との比較結果に基づいて出力信号Ｓ３を、フリップフロップ９１のＳ１端子および、フリップフロップ８１のＲ端子に出力する。
【００５３】
上記構成で、カウント部８は、スイッチング素子Ｑ１がオン（フリップフロップ９１の制御信号Ｓ１がＨ）するとスイッチング素子Ｑ３がオフし、コンデンサ電圧Ｖｃ５が上昇し始める。このコンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値電圧Ｖｔｈ３に到達するまでの時間が駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘとなる。すなわち、カウント部８は、スイッチング素子Ｑ１がオンしてから次にオンするまでの期間（演算部９０が演算した駆動周期Ｔ）と、コンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値Ｖｔｈ３に到達するまでの期間（駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘ）とを比較する。そして、演算部９０が演算した駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘよりも短い場合、比較器８３の出力がＬとなり、演算部９０が演算した駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘよりも長い場合、比較器８３の出力がＨとなる。
【００５４】
次に、本実施形態の電源装置１の動作について説明する。まず、図３（ａ）〜（ｌ）に示すタイミングチャートを用いて、電圧変換部３が臨界モードで動作する場合について説明する。なお、図３（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング素子電流ＩＱの波形図である。図３（ｂ）は、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬの波形図である。図３（ｃ）は、補助巻線Ｌ１１に誘起される誘導電圧Ｖｚｃｄ１の波形図である。図３（ｄ）は、比較器９２の非反転入力端子に入力される誘導電圧Ｖｚｃｄ２の波形図である。図３（ｅ）は、パルス生成器９４が出力するパルス信号Ｐ１の波形図である。図３（ｆ）は、比較器９３の非反転入力端子に入力される検出電圧Ｖｄの波形図である。図３（ｇ）は、遅延部９５が出力する出力信号Ｓ２の波形図である。図３（ｈ）は、フリップフロップ９１が出力する制御信号Ｓ１の波形図である。図３（ｉ）は、パルス生成器８２が出力するパルス信号Ｐ２の波形図である。図３（ｊ）は、パルス生成器８３が出力するパルス信号Ｐ３の波形図である。図３（ｋ）は、フリップフロップ８１が出力する出力信号Ｓ３の波形図である。図３（ｌ）は、比較器８４の非反転入力端子に入力されるコンデンサ電圧Ｖｃ５の波形図である。
【００５５】
まず、スイッチング素子Ｑ１のオフ時（オフ期間Ｔｏｆｆ）の動作について説明する。時間ｔ１に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーによって、ダイオードＤ１を介して回生電流（インダクタ電流ＩＬ）が流れる。そして、時間が経過するにつれて回生電流が減少し、時間ｔ２に回生電流がゼロとなる（図３（ｂ）参照）。このとき、補助巻線Ｎ２に生じる誘導電圧Ｖｚｃｄ１の極性が反転し、比較器９２の非反転入力端子に印加される誘導電圧Ｖｚｃｄ２がゼロとなり、閾値Ｖｔｈ１を下回る。これにより、比較器９２の出力レベルがＨからＬに反転する（図３（ｃ）（ｄ）参照）。パルス生成器９４は、比較器９２の出力の立下りを検知し、パルス幅Ｔｏｓ１のパルス信号Ｐ１をフリップフロップ９１のＳ２端子に出力する（図３（ｅ）参照）。
【００５６】
そして、フリップフロップ９１は、Ｓ２端子にパルス信号Ｐ１が入力されることによって、制御信号Ｓ１の電圧レベルをＬからＨに反転させ、スイッチング素子Ｑ１がオンされる。
【００５７】
次に、スイッチング素子Ｑ１のオン時（オン期間Ｔｏｎ）の動作について説明する。時間ｔ０に、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬは、インダクタＬ１のインダクタンスＬａによって決まる傾きで増加する（図３（ｂ）参照）。このとき、インダクタ電流ＩＬは、電流検出部として機能する抵抗Ｒ１によって検出され、検出電圧Ｖｄが比較器９３の非反転入力端子に入力される。
【００５８】
そして、比較器９３は、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒｅｆを上回ると出力をＬからＨに反転させる。
【００５９】
そして、遅延部９５は、比較器９３の出力がＬからＨに反転するタイミングを遅延時間Ｔｄｌだけ遅延させた出力信号Ｓ２をフリップフロップ９１にＲ端子に出力する（図３（ｆ）（ｇ）参照）。これにより、フリップフロップ９１が出力する制御信号Ｓ１のレベルがＨからＬに反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフする。
【００６０】
また、カウント部８は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔをカウントしている。図３（ｉ）（ｊ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオンするとパルス生成器８２，８３がパルス信号Ｐ２，Ｐ３を生成する。上述したように、パルス生成器８３が出力するパルス信号Ｐ３のパルス幅Ｔｏｓ３は、パルス生成器８２が出力するパルス信号Ｐ２のパルス幅Ｔｏｓ２よりも短い。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンしてからパルス幅Ｔｏｓ３が経過した時点では、フリップフロップ８１のＳ端子に入力される信号（パルス信号Ｐ２）がＨとなる。したがって、図３（ｋ）に示すように、フリップフロップ８１の出力信号Ｓ３は、スイッチング素子Ｑ１がオンしてからパルス信号Ｐ３（Ｈ期間）が出力されている期間のみＬとなる。
【００６１】
図３（ｌ）に示すように、フリップフロップ８１の出力信号Ｓ３がＬ期間は、スイッチング素子Ｑ３がオンするので、コンデンサＣ５が抵抗Ｒ８，スイッチング素子Ｑ３を介して放電し、コンデンサ電圧Ｖｃ５が略０Ｖまで低下する。また、フリップフロップ８１の出力信号Ｓ３がＨ期間は、スイッチング素子Ｑ３がオフし、定電流源８５がコンデンサＣ５に定電流が供給されることで、コンデンサ電圧Ｖｃ５が一定の傾きで徐々に上昇する。このようにして、カウント部８は、コンデンサ電圧Ｖｃ５を用いてスイッチング素子Ｑ１がオンしてから次にオンするまでの駆動周期Ｔをカウントしている。
【００６２】
そして、コンデンサ電圧Ｖｃ５は比較器８４の非反転入力端子に入力され、閾値電圧Ｖｔｈ３と比較する。すなわち、演算部９０で演算された駆動周期Ｔのカウント値であるコンデンサ電圧Ｖｃ５と、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘとして設定された閾値電圧Ｖｔｈ３とを比較する。なお、ここでは、コンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値電圧Ｖｔｈ３に達する前に、インダクタ電流ＩＬがゼロとなりスイッチング素子Ｑ１がオンされている。すなわち、演算部９０で演算された駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘよりも短いと判断されている。したがって、常にコンデンサ電圧Ｖｃ５＜閾値電圧Ｖｔｈ３となり、比較器８４の出力は常にＬとなる。
【００６３】
ここで、本実施形態の電源装置１が臨界モードで動作する場合の具体例として、以下の条件を用いて説明する。電圧変換部３に入力される直流電圧Ｖｏ１を４００Ｖ、電圧変換部３が負荷部６に供給する直流電流Ｉｏ１を０．３５Ａとし、このとき負荷部６に印加される直流電圧Ｖｏ２が８０Ｖであるとする。また、カウント部８に設定される駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘが２０μｓ（駆動周波数ｆ＝５０ｋＨｚ）に設定されているとする。
【００６４】
そして、インダクタＬ１のインダクタンスをＬａとした場合、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎ，オフ期間Ｔｏｆｆは、下記式（１）（２）のように求まる。
【００６５】
Ｔｏｎ＝Ｉｏ１×Ｌａ×２／（Ｖｏ１−Ｖｏ２）＝０．３５Ａ×Ｌａ×２／（４００Ｖ−８０Ｖ）  ・・・（１）
Ｔｏｆｆ＝Ｉｏ１×Ｌａ×２／Ｖｏ２＝０．３５Ａ×Ｌａ×２／８０Ｖ  ・・・（２）
そして、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数ｆが５０ｋＨｚとなるように設定した場合、下記式（３）より、インダクタンスＬａ＝１８３０μＨと求まる。
【００６６】
１／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝駆動周波数ｆ＝５０ｋＨｚ  ・・・（３）
次に、負荷部６のみを交換し、負荷部６に供給する電力を増加させる。具体的には、直流電流Ｉｏ１＝０．３５Ａである場合の直流電圧Ｖｏ２が１２０Ｖとなる負荷部６に交換したとする。この条件で臨界モードで動作する場合、上記式（１）（２）（３）と同様の計算より、駆動周波数ｆが６５．６ｋＨｚ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが３０％と求まる。すなわち、演算部９０で演算される駆動周波数ｆ（＝１／駆動周期Ｔ）が６５．６ｋＨｚとなる。したがって、負荷部６供給する直流電力が増加した場合、演算部９０で演算される駆動周波数ｆが上昇、すなわち駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘ（２０μｓ＝５０ｋＨｚ）よりも短くなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数ｆは６５．６ｋＨｚに設定され、電圧変換部３は臨界モードで動作する。
【００６７】
次に、負荷部６のみを交換し、負荷部６に供給する電力を減少させる。具体的には、直流電流Ｉｏ１＝０．３５Ａである場合の直流電圧Ｖｏ２が４０Ｖとなる負荷部６に交換したとする。この条件で臨界モードで動作する場合、上記式（１）（２）（３）と同様の計算より、駆動周波数ｆが２８．１ｋＨｚ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが１０％と求まる。すなわち、演算部９０で演算される駆動周波数ｆが２８．１ｋＨｚとなる。したがって、負荷部６供給する直流電力が減少した場合、演算部９０で演算される駆動周波数ｆが低下、すなわち駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘ（２０μｓ＝５０ｋＨｚ）よりも長くなる。
【００６８】
この場合、制御部４は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔを上限値Ｔｍａｘに設定し、電圧変換部３を連続モードで動作させる。以下に、図４（ａ）〜（ｌ）に示すタイミングチャートを用いて、電圧変換部３が連続モードで動作する場合について説明する。なお、図４（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング素子電流ＩＱの波形図である。図４（ｂ）は、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬの波形図である。図４（ｃ）は、補助巻線Ｌ１１に誘起される誘導電圧Ｖｚｃｄ１の波形図である。図４（ｄ）は、比較器９２の非反転入力端子に入力される誘導電圧Ｖｚｃｄ２の波形図である。図４（ｅ）は、パルス生成器９４が出力するパルス信号Ｐ１の波形図である。図４（ｆ）は、比較器９３の非反転入力端子に入力される検出電圧Ｖｄの波形図である。図４（ｇ）は、遅延部９５が出力する出力信号Ｓ２の波形図である。図４（ｈ）は、フリップフロップ９１が出力する制御信号Ｓ１の波形図である。図４（ｉ）は、パルス生成器８２が出力するパルス信号Ｐ２の波形図である。図４（ｊ）は、パルス生成器８３が出力するパルス信号Ｐ３の波形図である。図４（ｋ）は、フリップフロップ８１が出力する出力信号Ｓ３の波形図である。図４（ｌ）は、比較器８４の非反転入力端子に入力されるコンデンサ電圧Ｖｃ５の波形図である。なお、図３（ａ）〜（ｌ）を用いて説明した臨界モードと同一の動作については説明を省略する。
【００６９】
上述したように、スイッチング素子Ｑ１がオンするとパルス生成器８３からパルス信号Ｐ３がフリップフロップ８１のＲ端子に出力される。したがって、パルス期間Ｔｏｓ３の間スイッチング素子Ｑ３がオンし、コンデンサＣ５が放電されコンデンサ電圧Ｖｃ５が略０Ｖまで低下する。そして、パルス期間Ｔｏｓ３が経過すると、スイッチング素子Ｑ３がオフし、定電流源８５によってコンデンサＣ５が充電され、コンデンサ電圧Ｖｃ５が上昇する（図４（ｌ）参照）。
【００７０】
負荷部６に供給される電力が大きい場合、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔ（オン期間Ｔｏｎ，オフ期間Ｔｏｆｆ）が短くなる。このため、コンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値電圧Ｖｔｈ３に達する前に、インダクタＬ１に流れる電流がゼロとなりスイッチング素子Ｑ１がオンされていた（図３（ｌ）参照）。
【００７１】
しかし、ここでは、負荷部６に供給される電力が小さいため、演算部９０で演算される駆動周期Ｔ（オン期間Ｔｏｎ，オフ期間Ｔｏｆｆ）が長く、インダクタＬ１に流れる電流がゼロになる前に、コンデンサ電圧Ｖｃ５が閾値Ｖｔｈ３に到達する。これにより、比較器８４からフリップフロップ９１のＳ１端子に出力される信号がＬからＨに反転し、フリップフロップ９１の制御信号Ｓ１がＬからＨに反転するので、スイッチング素子Ｑ１がオンする。
【００７２】
すなわち、カウント部８はスイッチング素子Ｑ１がオンすると計時を開始し、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘが経過するまでに、インダクタＬ１に流れる電流がゼロとならずにスイッチング素子Ｑ１がオンされない場合、強制的にスイッチング素子Ｑ１をオンする。これにより、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘに設定され、電圧変換部３が連続モードで動作することとなる。
【００７３】
このように、本実施形態では、負荷部６に供給する電力が大きい場合、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔは上限値Ｔｍａｘよりも短く設定され、電圧変換部３が臨界モードで動作する。そして、負荷部６に供給する電力が小さくなるにつれてスイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔが長くなるように設定され、駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘに達すると、駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘに設定される。さらに、負荷部６に供給する電力を小さくする場合、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔは上限値Ｔｍａｘに設定され、電圧変換部３が連続モードで動作することで、負荷部６に供給する電力を小さくする。したがって、本実施形態では、負荷部６に供給する電力が小さい場合であっても、スイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘを超えることを防止することができる。
【００７４】
例えば、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘを２０μｓ（駆動周波数ｆ＝５０ｋＨｚ）から２５μｓ（駆動周波数ｆ＝４０ｋＨｚ）となるように設定する。これにより、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数ｆが赤外線リモコンで使用する周波数域に干渉したり、可聴域となって騒音を発生することを防止することができる。
【００７５】
また、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘは、パルス幅Ｔｏｓ２，Ｔｏｓ３と、定電流源８５の電流量と、コンデンサＣ５の容量と、閾値電圧Ｖｔｈ３とのうち、少なくともいずれかを調節することで所望の値に設定することができる。
【００７６】
また、本実施形態では、負荷部６への供給電力が低い場合は、電圧変換部３が連続モードで動作するため、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失は増加傾向となり、ターンオン時に発生するノイズは増加傾向となる。しかし、その一方では負荷部６への供給電力が低いため、直流電源部２での損失を大幅に改善することができ、電源装置１全体の消費電力を大幅に低減することができる。さらに、直流電源部２から発生するノイズを低減することによって、電源装置１全体から発生られるノイズ増加も最小限に抑えることができる。
【００７７】
また、本実施形態では、遅延部９５を図２のように構成することによって、検出電圧Ｖｄのレベルに関わらず安定した遅延時間Ｔｄｌを設定することができる。さらに、遅延時間Ｔｄｌを短く（例えば１００ｎｓ以下）設定することができ、スイッチング素子Ｑ１の最小オン時間を短くすることができる。これにより、負荷部６（発光ダイオード６１）の調光範囲を広くすることができる。
【００７８】
例えば、直流電流Ｉｏ１＝０．３５Ａを供給した場合に、直流電圧Ｖｏ２＝８０Ｖとなり、定格点灯する負荷部６を電源装置１に接続したとする。そして、直流電流Ｉｏ１を低減しても直流電圧Ｖｏ２が８０Ｖで一定であると仮定した場合、直流電流Ｉｏ１を０．０１０Ａに設定した場合、上記式（１）よりオン期間Ｔｏｎ＝１１０ｎｓと求まる。電流比＝調光比とすると、０．０１０Ａ／０．３５Ａ＝３％となる。すなわち、本実施形態の電源装置１は、上記構成の遅延部９５を備えることで負荷部６の調光率を約３％まで安定に調光することができる。
【００７９】
また、パルス生成器９４を、図２に示した遅延部９５と同様に構成してもよい。この場合、遅延時間を調節することでスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを遅らせることができ、電圧変換部３を断続モードで動作させることができる。
【００８０】
また、図１に示すようにエラーアンプ９６とコンデンサＣ３とオペアンプ９７とを用いて基準電圧Ｖｒｅｆを生成しているが、これに限定するものではない。図５に示すようにオペアンプ９８とコンデンサＣ６とを用いて積分演算を行い、基準電圧Ｖｒｅｆを生成するように構成してもよい。
【００８１】
また、負荷回路６に供給する直流電流Ｉｏ１を決める閾値電圧Ｖｔｈ２も固定する必要はない。図５に示すように、外部から入力される調光信号に応じて閾値を決める調光レベル生成部９９を設け、調光レベル生成部９９よって閾値を決めるように構成してもよい。
【００８２】
また、カウント部８の構成も、上記に限定するものではなく、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘを設定することができ、上限値Ｔｍａｘと演算部９０で演算された駆動周期Ｔとを比較する構成であればよい。
【００８３】
また、本実施形態では、発光ダイオード６１を備えた負荷部６と、この負荷部６に直流電流Ｉｏ１を供給する電源装置１とで照明装置１１を構成しているが、この構成に限定するものではない。例えば、負荷部６を充電池で構成し、電源装置１から供給される直流電流Ｉｏ１で充電するような構成でもよい。
【００８４】
（実施形態２）
本実施形態の電源装置１の回路構成図を図６に示す。
【００８５】
本実施形態では、基準電源部１０が生成する基準電源Ｖｒｅｇを複数の抵抗（図示例では抵抗Ｒ９，Ｒ１０）で分圧することで、閾値電圧Ｖｔｈ３を生成している。なお、実施形態１と同様の構成には同一符号を付して説明を省略する。
【００８６】
抵抗Ｒ９，Ｒ１０の抵抗比を調節することで、カウント部８に比較器８４の反転入力端子に印加される閾値電圧Ｖｔｈ３を調節することができ、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘを所望の値に調節することができる。例えば、駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘを十分長い値に設定すれば、電圧変換部３を常時臨界モードで動作させることができる。
【００８７】
また、制御部４は、インダクタＬ１が補助巻線Ｌ１１を備えていない場合であっても、駆動周期Ｔが上限値Ｔｍａｘに設定され、電圧変換部３を連続モードまたは断続モードで動作させることができる。この場合、インダクタＬ１の補助巻線Ｌ１１を省略することができ、コストを削減することができる。
【００８８】
したがって、１つの制御部４を用いて、電圧変換部３の動作モードを臨界モード，連続モード，断続モードから適宜選択することができる。
【００８９】
また、本実施形態ではカウント部８と信号生成部９とを集積回路ＩＣ１で構成しており、部品点数を削減し、電源装置１を小型化することができる。
【００９０】
（実施形態３）
本実施形態の電源装置１の回路構成図を図７に示す。
【００９１】
本実施形態では、直流電源部２が整流器ＤＢと昇圧チョッパ回路で構成されており、制御部４は、直流電源部２の制御も行う。なお、実施形態１と同様の構成には同一符号を付して説明を省略する。
【００９２】
直流電源部２は、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ４とダイオードＤ３と平滑用コンデンサＣ７と抵抗Ｒ１１とからなる昇圧チョッパ回路と、整流器ＤＢとで構成されている。整流器ＤＢは、交流電源Ｅ１に接続されており、交流電源Ｅ１の交流電圧を全波整流して後段の昇圧チョッパ回路に供給する。整流器ＤＢの出力端間にインダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ４と抵抗Ｒ１１とからなる直列回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ４と抵抗Ｒ１１との直列回路と並列に、ダイオードＤ３と平滑用コンデンサＣ７との直列回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ４のゲートは、抵抗Ｒ１２を介して制御部４に接続されている。そして、制御部４は、スイッチング素子Ｑ４をオン・オフ駆動することで平滑用コンデンサＣ７の両端に直流電圧Ｖｏ１を生成する。
【００９３】
制御部４は、直流電圧Ｖｏ１が一定となるように、直流電源部２が電圧変換部３に供給する電力に応じてスイッチング素子Ｑ４の駆動周期を変動させる。そこで、制御部４は、スイッチング素子Ｑ４の駆動周期が上限値を超えないように連続モードで動作させるために、ドライブ部７ａとカウント部８ａと信号生成部９ａとを備えている。なお、ドライブ部７ａ，カウント部８ａ，信号生成部９ａは、実施形態１で説明したドライブ部７，カウント部８，信号生成部９と同様の基本構成であり、同様の構成には符号末尾にａを付して説明を省略し、異なる構成のみ説明する。
【００９４】
信号生成部９ａは、信号生成部９のオペアンプ９７，抵抗Ｒ５，Ｒ６の代わりにマルチプライヤ９１０を備えている。信号生成部９ａのエラーアンプ９６ａの非反転入力端子には、コンデンサＣ７に並列接続された抵抗Ｒ１３，１４の直列回路によって直流電圧Ｖｏ１を分圧した電圧が入力される。そして、直流電圧Ｖｏ１の分圧値と閾値電圧Ｖｔｈ２ａとが比較され、この比較結果に応じたコンデンサＣ３ａの両端電圧がマルチプライヤ９１０に入力される。また、マルチプライヤ９１０には、整流器ＤＢが出力する脈流電圧を抵抗Ｒ１５，１６で分圧した電圧が入力される。そして、マルチプライヤ９１０は、コンデンサＣ３ａの両端電圧と整流器ＤＢの脈流電圧とに基づいて、スイッチング素子Ｑ４のオフタイミングの決定に用いる基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、比較器９３ａの反転入力端子に出力している。
【００９５】
また、実施形態２と同様に、カウント部８の比較器８４に入力される閾値電圧Ｖｔｈ３は、基準電源部１０が生成する基準電源Ｖｒｅｇを抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧することで生成している。そして、この閾値電圧Ｖｔｈ３は、カウント部８ａの比較器８４ａにも入力されている。また、カウント部８ａは、２個のコンデンサＣ５ａが並列接続されており、カウント部８に対してコンデンサの容量が２倍となっている。したがって、コンデンサ電圧Ｖｃ５ａが上昇する傾きが１／２となる。なお、コンデンサＣ５とコンデンサＣ５ａの容量および、定電流源８５と定電流源８５ａが出力する電流値は同一であるとする。したがって、カウント部８ａで設定されるスイッチング素子Ｑ４の駆動周期Ｔａの上限値は、カウント部８で設定されるスイッチング素子Ｑ１の駆動周期Ｔの上限値Ｔｍａｘの２倍となる。例えば、カウント部８で設定される駆動周波数ｆの下限値が４４ｋＨｚである場合、カウント部８ａで設定される駆動周期ｆａの下限値は２２ｋＨｚとなる。
【００９６】
上記構成より、直流電源部２は、供給電力が大きくなるにつれてスイッチング素子Ｑ４の駆動周期Ｔａが長くなり、供給電力が大きい場合は連続モードで動作し、供給電力が小さい場合は臨界モードで動作する。
【００９７】
したがって、負荷回路６の電圧（直流電圧Ｖｏ２）が高い場合、すなわち負荷回路６に供給する電力が大きい場合、電圧変換部３は臨界モードで動作し、直流電源部２は連続モードで動作する。一方、負荷回路６の電圧（直流電圧Ｖｏ２）が低い場合、すなわち負荷回路６に供給する電力が小さい場合、電圧変換部３は連続モードで動作し、直流電源部２は臨界モードで動作する。
【００９８】
このように、本実施形態では、昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とを組み合わせて制御する場合でも、昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とが同時に連続モードで動作することを回避することができる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のスイッチング損失を合算した増加を最小限に抑え、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４から発生されるノイズを合算した増加も最小限に抑えることができる。
【００９９】
また、実施形態２と同様に、制御部４を集積回路ＩＣ２で構成することによって、部品点数を削減し、電源装置の小型化が可能となる。
【０１００】
次に、本実施形態の電源装置１を用いた照明器具１２の外観図を図８に示す。負荷部６は、図９に示すように、蛍光ランプと同形状の直管型の筐体６２と、この筐体６２に内蔵された基板６３と、この基板６３に実装された発光ダイオード６１とで構成されている。筐体６２の一端には一対の電極６４ａ，６４ｂが設けられ、他端には一対の電極６４ｃ，６４ｄが設けられている。
【０１０１】
器具本体１２１は、電源装置１を収納し、電源装置１の出力端として機能する一対のソケット１２２が設けられている。そして、ソケット１２２は負荷部６の電極６４ａ〜６４ｄ（接続部）が着脱可能に構成されている。そして、ソケット１２２に負荷部６の電極６４ａ〜６４ｄが取り付けられることで、電源装置１から発光ダイオード６１に直流電流Ｉｏ１が供給されて、発光ダイオード６１が点灯する。
【０１０２】
このように、負荷部６を器具本体１２１に対して着脱可能な構成にすることによって、発光ダイオード６１の効率が将来的に向上した場合においても、負荷部６のみを交換することで省エネルギーを実現することができる。
【０１０３】
また、本実施形態では、負荷部６に供給する直流電流Ｉｏ１が一定となるように制御しているので、発光ダイオード６１の順方向電圧が異なる負荷部６に交換した場合であっても調光度が変化することがない。
【符号の説明】
【０１０４】
１    電源装置
２    直流電源部
３    電圧変換部
４    制御部
５    制御電源部
６    負荷部
７    ドライブ部
８    カウント部（周期比較部）
９    信号生成部
１０  基準電源部
９０  演算部
９１  フリップフロップ（選択部）
Ｑ１  スイッチング素子
Ｌ１  インダクタ
Ｌ１１  補助巻線（エネルギー検出部）
Ｃ１  平滑用コンデンサ
Ｒ１  抵抗（電流検出部）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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