(57)【要約】      （修正有）【課題】寄生振幅変調を自動的に除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する変調器を提供する。【解決手段】非線形コンポーネントを有するＬＩＮＣ変調器は、ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームを含む。【選択図】図６
2013051456.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアーム
を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器。
【請求項２】
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１のＬＩＮＣ変調器。
【請求項３】
前記周波数ディストーションは、ｘを入力信号、ＬＰＦ｛ｘ｝を前記第一の信号、ΔＳをｘ−ＬＰＦ｛ｘ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛ｘ｝｝で与えられる付記１または２のＬＩＮＣ変調器。
【請求項４】
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１乃至３のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
【請求項５】
前記各アームはさらに、
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記１乃至４のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
【請求項６】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記複数のアームの各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つが通過して複数の入力信号の対応する一つを出力し、前記複数のアームの各々は、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、
複数の電力増幅器であって、前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成する加算器と
を含む増幅器。
【請求項７】
ソース信号を増複する方法であって、
前記ソース信号ｘ（ｔ）を分離し複数の定数包絡信号を生成することと、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成することと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成することと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成することと、
前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を再構成することと、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成することと、
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調器およびそれを用いる高電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信において通信標準の第三世代（３Ｇ）および来たる第四世代に適する（４Ｇ）高線形性および高効率の電力増幅器を開発することに大きな興味が存在する。これらの新しい標準はより多くのそしてより良いデータサービスを提供するポテンシャルを有している。しかしながら、制限された周波数帯の中で高線形性および高効率電力増幅器を確立するために、高いピーク対平均電力比（たとえば、広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）〜１０ｄＢ）を有する信号を用いることが要求され、送信増幅器の高い線形性を必要とする。よって、一般に、電力増幅器はピーク電力条件を鑑みて設計されるが、多くの場合、十分に低い電力レベル（電力ピークオフ）で動作する。結果として、これらの信号で動作する電力増幅器は、ピーク効率は高いが、平均増幅効率は比較的低く機能することがある。
【０００３】
この理由のため、たとえば、ドハティ電力増幅器（ＤＰＡ）、非線形コンポーネント（ＮＬＮＣ）を用いる線形増幅、ベロープ・トラッキング（ＥＴ）等の高効率電力増幅器に改めて興味が持たれている。増幅器のこれらのタイプは、現在のおよび上述の次期の通信標準に適する可能性のある候補として現在、研究されている。このような無線周波数（ＲＦ）増幅器は、一般的なＲＦ増幅器よりも高効率と高線形性を要求する。特に、改善された効率、低い複雑さ、および低コストにより、２ウェイＤＰＡが既に市場に出回っている。ＤＰＡは、全般的に、一般的な平衡増幅器より高い効率である。一般的な設計では、増幅歪み及び位相歪みのみ焦点が当てられるが、記憶効果および線形性は最近、非常に重要な因子となっている。そのようなＤＰＡの一般的な構造は、３次および５次の混変調歪み（ＩＭＤ）のような高い歪みを導く弱点を有している。たとえば、そのような歪みは信号同期点でのインピーダンスの突然の変化によって引き起こされる。ＤＰＡの構造によって歪みを減らすために、複素補償器が必要である。記憶効果は、電気的記憶効果および電熱的記憶効果を含む。電気的記憶効果は、ベースおよび高調波帯でのバイアスおよびマッチング回路インピーダンス変化によって引き起こされる。電熱的記憶効果は、デバイス温度によるＦＥＴ電力増幅利得変化である。電熱的記憶効果は、不可避の因子である。
【０００４】
したがって、効率および出力電力を増やすために、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）のような適切な補償器構造が導入されている。そのようなＣ―ＨＰＡは幾つかの独立の高電力増幅器（ＨＰＡ）を含む。最も一般的な構成は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）として知られる、２つのＨＰＡを有するＣ−ＨＰＡである。
【０００５】
ＬＩＮＣ技術は、最初、マイクロ波周波数で線形増幅を実現する方法として１９７４年に提案された。増幅器に対するＬＩＮＣの基本スキームは、高効率および高非線形性であると仮定される２つのＲＦ  ＨＰＡを有する。ＲＦソース信号ｘ（ｔ）は、２つの定数包絡位相変調信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に、信号分離または生成過程の機能を有する信号成分分離器（ＳＣＳ）により分離され、各々は、それぞれ自身が有する非線形ＲＦ電力増幅器に送られる。ＨＰＡは、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）が最結合のための加算分岐器に送られる前に、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）を生成するために、各信号の電力を別々に増幅する。加算分岐器からの結果の出力信号はよって、もし、ＨＰＡを構成する全てのコンポーネントが理想的なものであれば、いかなる歪みも含まない元々の入力信号が増幅されたものである。
【０００６】
多くの事例において、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）出力における帯域幅は無制限であると仮定されている。しかしながら、多くの場合、そのような仮定は適用可能ではない。通常、ＤＡＣは、その出力においてローパスフィルタ（ＬＰＦ）を有する。そのようなＬＰＦは、寄生振幅変調（ＡＭ）をＤＡＣ出力信号に導入する。そのような寄生ＡＭおよび非線形ＨＰＡを用いると、全送信信号再構成は可能ではない。よって、帯域外スペクトル成分がＨＰＡ出力信号スペクトルに生じている。
【０００７】
元々の信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有するにも関わらず、信号成分分離（ＳＣＳ）動作は、Ｃ−ＨＰＡアームで信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対して十分に大きなスペクトル拡大を引き起こす。たとえば、上で引用された特許文献１および非特許文献１−４で開示されている従来技術は、広帯域信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）をいかなる歪みもなく通過し、ＨＰＡ（以下、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２として引用することがある）に入力し得る無制限の帯域（すなわち、超広帯域理想的ＤＡＣ）を有する理想的アームが仮定される。アームで最も重要な素子は、ＤＡＣであり得るが、それはその帯域幅が動作クロックによって制限されるからである。動作クロックは、典型的には、入手可能な低エンド／ミドルエンド市販集積回路（ＬＳＩ）に対しては１００〜１５０ＭＨｚである。一方、ワールドワイド・インターオペラビリティ・フォー・マイクロウェーブ・アクセス（ＷｉＭＡＸ）、ロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）、広帯域符号分割多重アクセス（Ｗ−ＣＤＭＡ）などのようなブロードバンド応用に対するＤＡＣは、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）中の歪みを避ける目的で、非常に高度な広帯域を提供しなくてはならず（数百ＭＨｚのオーダーの高いクロック周波数で動作させなくてはならず）、同時に、例えば８００ＭＨｚで１４ビット分解能のような、高レベルのビット分解能（量子化）を提供しなくてはならない。そのような高速かつ高分解能ハイエンドＤＡＣのコストは高い。
【０００８】
ＤＡＣ入力（またはＤＡＣ出力）におけるＬＰＦのような高周波回路のコンポーネントによって引き起こされる周波数制限は、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対するＨＰＡ１およびＨＰＡ２入力において寄生ＡＭをもたらす。ＬＰＦは、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）の高周波数部分をカットする。ＬＰＦによってカットされた高周波数成分は、ＬＰＦ出力において信号に望ましくない寄生ＡＭ変調を引き起こす。そのような寄生ＡＭは、信号ｙ１、ｙ２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。一般に、ＬＰＦを通過した信号の結合後の完全信号再構成は難しくなっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−１７２３５２号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】J.H. Qurehi et al, “90-W Peak Power GaN Outphasing Amplifier With Optimum Input Signal Conditioning”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 57,No. 8,  pp.1925-1935, 2009
【非特許文献２】Ilkka Hakala et al, “A 2.14-GHz Chireix Outphasing Transmitter”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 53, No.6, pp. 2129-2138, 2005
【非特許文献３】W. C. Edmund et al, ”A Mixed Signal Approach Towards Linear And Efficient N-Way Doherty Amplifiers”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 55, No. 5, pp. 866-879, 2007.
【非特許文献４】Paloma Garcia, Jesus de Mingo, Antonio Valdovinos and Alfonso Ortega, “Adaptive digital correction of gain and phase imbalances in LINC transmitters”, Vehicular Technology Conference, 2004. VTC 2004-Spring. 2004 IEEE 59th, Vol. 3, pp. 2137-2141
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ＲＦ信号が２つ以上の独立アームを有するＣ−ＨＰＡであって、アームのそれぞれが帯域幅制限を有する高電力増幅器（ＨＰＡ）を有するＣ−ＨＰＡで増幅されるときに問題が生じる。そのような周波数制限は、ＬＰＦの周波数特性、低速ＤＡＣ、および／または狭帯域直交変調器に原因が帰せられ得る。
【００１２】
本発明の目的の一つは、変調器であって、寄生振幅変調を自動的に除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する変調器を提供することである。
【００１３】
本発明の別の目的は、増幅器であって、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器が提供される。ＬＩＮＣ変調器は、ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームを含む。
【発明の効果】
【００１５】
ＬＩＮＣ変調器は複合高増幅器アーム中の狭帯域回路、たとえば、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】Ｃ−ＨＰＡ中の周波数制限と個々のＨＰＡからの出力信号が結合された出力信号ｙ（ｔ）を有するＣ−ＨＰＡの例を示す機能図である。
【図２】Ｃ−ＨＰＡの入力信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【図３】信号補償分離器（ＳＣＳ）後のＣ−ＨＰＡアーム中の信号（ｘ１およびｘ２）のスペクトルを示す図である。
【図４】ＬＰＦ出力でのＣ−ＨＰＡアーム中の信号に対するスペクトルを示す図である。
【図５】通過帯２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦに対するＣ−ＨＰＡ出力信号スペクトル（信号ｙに対するスペクトル）を示す図である。
【図６】非線形コンポーネント（ＬＩＮＣ）変調器を用いる線形増幅のための信号アームを示す機能図である。
【図７】本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器を示す機能図である。
【図８】本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ブロック内部構成を示す機能図である。
【図９】通過帯域２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦの狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するＣ−ＨＰＡ出力信号スペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図面を参照して、本発明の詳細な記載を提供する。図面では、類似の符号は異なる図面の類似のコンポーネントを記載し得る。異なる下付き文字を有する類似の符号は類似のコンポーネントの異なる瞬間を表すことがあり得る。図面は、一般に、例示であるが、限定ではない仕方で、本明細書中で議論される幾つかの実施形態を示す。
（比較例）
【００１８】
最初に、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）の比較例を説明し、本発明の好適な実施形態の技術的特徴の理解を容易にしよう。
【００１９】
図１は、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）１００の例を示す機能図である。Ｃ−ＨＰＡ１００は、Ｃ−ＨＰＡアームの各々で周波数の限定を受け、個々の高電力増幅器（ＨＰＡ）からの信号が結合される方法で得られる出力信号ｙ（ｔ）を生成し得る。
【００２０】
図１に示されているＣ−ＨＰＡ１００は、高周波回路の幾つかのコンポーネントを含む。コンポーネントは、単一の成分分離器（ＳＣＳ）１０２、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）（時として単にフィルタとして参照される）１０４ａおよび１０４ｂ、２つのデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａおよび１０６ｂ、２つの第一の直交変調器（または時として簡単のため、２つの直交変調器として参照される）１０８ａおよび１０８ｂ、局部発振器１１０、第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）１１２ａ、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ２）１１２ｂ、および結合器１１４を含む。ＳＣＳ１０２、ＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａ、１０６ｂ、第一直交変調器１０８ａ、１０８ｂ、および結合器１１４は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器１５０を構成する。
【００２１】
ＳＣＳ１０２は、２つの定数包絡信号、すなわち第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二定数包絡信号ｘ２（ｔ）を、ソース信号ｘ（ｔ）、すなわちベースバンドソース信号ｘ（ｔ）を用いて生成する。別の言葉では、ソース信号ｘ（ｔ）は、ＳＣＳ１０２によって、２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）に分離される。もしソース信号ｘ（ｔ）が
【数１】
2013051456.tif 000003
のように書けるならば、２つの２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）は、
【数２】
2013051456.tif 000004
のように計算される。ここで、
【数３】
2013051456.tif 000005
であり、ｅ(ｔ)は、ソース信号ｘ（ｔ）に直交する信号
【数４】
2013051456.tif 000006
である。
【００２２】
よって、ｘ(ｔ)＝ｘ１（ｔ）＋ｘ２（ｔ）かつ｜ｘ１（ｔ）｜＝｜ｘ２（ｔ）｜であり、ここで｜ｘ｜はｘの絶対値を表す。ソース信号ｘ（ｔ）は時間に依存する振幅であるが、ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）は時間に依存しない定数振幅であることに注意しよう。
【００２３】
図２は、式（１）中のソース信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示している。ソース信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有することが分かろう。しかしながら、信号成分分離動作は、図３に示されているように、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対して大きなスペクトル拡大を引き起こす。
【００２４】
ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはそれぞれ、ＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ１(ｔ)およびｘ２(ｔ)から、所定のサンプリング周波数より高い周波数成分およびノイズ成分を除去する。別の言葉では、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂは、所定のサンプリング周波数より低い周波数成分のみを通過させる。
【００２５】
ＬＰＦ出力（またはＨＰＡ１１１２ａとＨＰＡ２１１２ｂの入力と同じこと）における信号のスペクトルが図４に示されており、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）から１０ＭＨｚより高い周波数成分を除去し得ることが示されている。ＬＰＦによってカットされた高い周波数線分は、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂの出力端子において信号に望ましくない寄生ＡＭを引き起こす。
【００２６】
ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂはそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂからの出力信号をデジタルからアナログに変換する。
【００２７】
局部発振器１１０は、位相ロックループ（ＰＬＬ）によって制御され得る電圧制御振動器を用いる周波数結合器等のような振動回路である。局部発振器１１０は、局部発振信号を第一の直交変調器１０８ａおよび１０８ｂに出力する。
【００２８】
第一の直交変調器１０８ａは、周波数を周波数変換（アップコンバート）し、ＤＡＣ１０６ａを局部発振器１１０からの局部発振信号と混合するためのミキサを含む。よって、第一の直交変調器１０８ａは、出力信号を生成するために入力信号を定数倍させる乗算器として機能する。混合後、第一の直交変調器１０８ａは、ＤＡＣ１０６ａからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートする。理想的には、第一の直交変調器１０８ａは、定数包絡信号ｘ１（ｔ）を生成および出力する。
【００２９】
第一の直交変調器１０８ｂは、第一の直交変調器１０８ａと類似の構成および機能を有する。理想的には、第一の直交変調器１０８ｂは、定数包絡信号ｘ２（ｔ）を生成および出力する。
【００３０】
第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）１１２ａは、第一の直交変調器１０８ａからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。同様に、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ２）１１２ｂは、第一の直交変調器１０８ｂからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。
【００３１】
各アームの第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂは、レベル依存の複素利得Ｇによって特徴付けされ得る。よって、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）は、
【数５】
2013051456.tif 000007
で与えられ得る。
【００３２】
結合器１１４は、結合器１１４への入力信号、今の場合はＨＰＡ１１１２ａとＨＰＡ２１１２ｂからの信号を結合し、増幅器１００からの出力信号ｙ（ｔ）を生成する。今の場合、出力信号ｙ（ｔ）は、
【数６】
2013051456.tif 000008
となる。（７）の第二項は、利得と位相のマッチングが完全ではないとき、すなわち、不完全な相殺が生じるとき、望ましくない残留信号が存在することを意味している。この項は、隣接アームでの電力の干渉によるスペクトル効率の制限をもたらす。
【００３３】
寄生振幅変調（ＡＭ）は、信号ｙ１とｙ２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。図５は、１０ＭＨｚ直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号ｘ（ｔ）に対するＬＩＮＣ  ＨＰＡ出力信号のスペクトルを示している。図５から見出せるだろうように、結合後のＬＩＮＣ  Ｃ−ＨＰＡ信号は元々の信号ｘ（ｔ）に比べて高いレベルの帯域外スペクトル成分を有する。
【００３４】
（基本動作）
好適な実施形態を記載する前に、狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器の基本動作を以下で説明する。
【００３５】
本実施形態にしたがう教示の目的の一つは、式（７）の右辺の望ましくない因子
【数７】
2013051456.tif 000009
を減少させることである。
【００３６】
図６は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器２００に対する一つのアームを示している。図１に示されているコンポーネントのものと同一または類似の機能を有するコンポーネントは、同一または類似の参照符号を有し、それらの詳細な説明は省略する。
【００３７】
図６に示されているＬＩＮＣ変調器の一つのアームは、高電力増幅器（ＨＰＡ）を有するＬＩＮＣ増幅器で用いられ得る。ここで、図１に示されているようにソース信号Ｓ（ｔ）が進ｇ脳成分分離器（ＳＣＳ）で２つ以上の定数包絡信号に分離されるとき、複数アームコンポーネント高電力増幅器、つまりＬＩＮＣ増幅器の最も単純な場合を考える。これらの定数包絡信号は、共通の負荷を有するＨＰＡの個々のアームによって増幅され、これら増幅信号は結合器で結合されるであろう。第一の直交変調器１０８の出力端子でソース信号Ｓ（ｔ）を再構成するためには、Ｃ−ＨＰＡアームの回路は定数包絡信号になんら周波数歪みを導入してはならない。
【００３８】
ＬＩＮＣ変調器２００は、アーム中の回路に対する帯域幅要求を減らすように設計されている。また、デジタル−アナログ変換機（ＤＡＣ）回路の要求も緩和されよう。よって、ＬＩＮＣ変調器２００のアーム中のＤＡＣに対する変換速度（クロック）および分解能要求（ビット分解能）は、結果として減少されるであろう。したがって、コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、ローコストＤＡＣがＬＩＮＣ  Ｃ−ＨＰＡに実装され得る。同時に、結合後のＣ−ＨＰＡ出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。よって、本実施形態は、アーム中で周波数を制限する場合、Ｃ−ＨＰＡ出力で完全な再構成信号を提供し得る。
【００３９】
図６に示されているように、ＬＩＮＣ変調器２００の一つのアームは、ＬＰＦ１０４、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２０６、第一の直交変調器（または時として簡単のため、直交変調器として参照される）１０８、引算器２０２、プロセッサ２０４、第二のＤＡＣ２０８、第二の直交変調器２１０、および局部発振器２１２を含む。
【００４０】
図６から分かるように、図１に示されている場合では、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）または第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を表し得るソース信号Ｓ（ｔ）はさらに、２つの部分、すなわち定数包絡信号の高周波数成分を含まない低周波数部分と、周波数成分がソース信号Ｓ（ｔ）がＬＰＦ１０４を通過した後に低周波数部分の周波数とは異なる周波数成分である高周波数部分に分離される。ＬＰＦ１０４からの出力信号は、スレッショルド周波数より低い周波数成分を有することに注意しよう。これらの成分は、実質的に連続スペクトルを有すると考えられよう。周波数制限による信号歪みは、高周波数部分（高周波数成分）だけに影響を及ぼす。高周波数を含む信号である歪んだ信号は、望ましくない寄生ＡＭの原因であり得る。図６に示されているアームに対する高周波数部分ΔＳ（ｔ）は、アームの元々の信号Ｓ（ｔ）とＬＰＦ出力での周波数制限を有する信号ＬＰＦ｛Ｓ｝
【数８】
2013051456.tif 000010
の間の差（エラー）として生成される。
【００４１】
つまり、高周波数部分ΔＳ（ｔ）は、ソース信号Ｓから線形に分離される。図６に示されているように、ソース信号Ｓ（ｔ）の低周波数部分ＬＰＦ｛Ｓ｝は、直接的にＤＡＣ２０６を通過する。その低周波数的性質ゆえに、低周波数かつ高分解能（たとえば、１４ビット）ＤＡＣをＤＡＣ２０６として実装することが可能である。
【００４２】
結合後に完全に信号Ｓ（ｔ）を再構成するために、アームに対する信号歪み（高周波数部分）ΔＳ（ｔ）はまた処理されなくてはならない。
【００４３】
信号歪み（高周波数部分）ΔＳ（ｔ）は信号ΔＳ’
【数９】
2013051456.tif 000011
を生成するために用いられる。
【００４４】
もし、フィルタされた信号ＬＰＦ｛Ｓ｝と歪んだ信号ΔＳ’が適切に結合されるならば、ＬＰＦ｛Ｓ｝とΔＳ’の乗算はＳ（ｔ）＝ＬＰＦ｛Ｓ｝＋ΔＳ（ｔ）となるため、ソース信号Ｓ（ｔ）を完全に再構成することが可能であろう。
【００４５】
一般に、信号歪みΔＳは、図４に示されているようにＬＰＦ出力における主信号ＬＰＦ｛Ｓ｝に関して−３５ｄＢより小さい振幅レベルを有する。したがって低い量子化レベル（ビット分解能）を有するＤＡＣ２０８が、そのような低レベル信号の生成のために使用され得る。信号レベル３５ｄＢは、６ビット分可能に相当している。よって、たった８ビット（１４−６＝８ビット）を有するＤＡＣ２０８が、信号歪みΔＳ＝Ｓ−ＬＰＦ｛Ｓ｝を生成することが可能であることがある。
【００４６】
ここで、図６を参照しながら、Ｃ−ＨＰＡに対する一つのアームの基本動作を説明する。
【００４７】
第一のＤＡＣ２０６は、低速で高分解能（たとえば、１４ビット）ＤＡＣであり得るが、第二のＤＡＣ２０８は高速で低分解能（たとえば、８ビット）ＤＡＣであり得る。
【００４８】
第一の直交変調器１０８は、周波数を周波数変換（アップコンバート）し、ＤＡＣ２０６からの出力信号を第二の直交変調器２１０からの出力信号を混合する。第一の直交変調器１０８は、第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂと同一または類似の構成および機能を有し得る。
【００４９】
第一および第二の直交変調器１０８および２１０は、たとえばベース帯域入力端子として参照されるある入力端子の信号と、たとえばＬＯ入力端子として参照される別の入力端子のＲＦ信号を掛け合わせる。
【００５０】
引算器２０２は、２つの信号、すなわちソース信号ＳとＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を受け、ソース信号ＳからＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を引き、結果の信号ΔＳ＝Ｓ−ＬＰＦ｛Ｓ｝を出力し得る。引算器２０２からの出力信号は、プロセッサ２０４に入力され得る。
【００５１】
プロセッサ２０４は、引算器２０２からの出力信号に加え、ＬＰＦ１０４からの出力信号ＬＰＦ｛Ｓ｝を受ける。プロセッサ２０４は、上式（９）で定義される信号ΔＳ’を生成し出力するための計算を行い得る。式（９）は、以下で導出される。ここでは、信号ΔＳ’は、信号歪みΔＳの変形版であることを認識すべきであろう。プロセッサ２０４からの出力信号ΔＳ’は、処理されて、ＤＡＣ２０８でデジタルからアナログ信号に変換され得る。ＤＡＣ２０８からの出力信号は、第二の直交変調器２１０に入力される。第二の直交変調器２１０では、ＤＡＣ２０８からの出力信号の周波数はアップコンバートされ、局部発振器２１２からの信号からの出力と混合され、結果の信号を生成し、結果の信号は第一の直交変調器１０８に入力される。つまり、Ｃ−ＨＰＡアーム直交変調器に適用される前に、局部発振器（ＬＯ）信号は信号ΔＳ’によって変調される。
【００５２】
ここで、式（９）の導出を説明する。
ソース信号Ｓは、ＬＰＦ１０４を用いて２つの部分に分割され得る。
【数１０】
2013051456.tif 000012
【００５３】
式（１０）は単に、ＬＰＦ１０４を通過した後、ソース信号Ｓは通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝とカットオフ部分ΔＳに分割されるだろうことを意味している。通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝はＬＰＦ１０４でカットオフされる高周波数成分を含まないが、カットオフ部分ΔＳは高周波数成分を含む。図６に従うと、ソース信号Ｓの別の表現が存在する。第一の直交変調器１０８は、ＤＡＣ２０６からの出力信号と第二の直交変調器２１０からの出力信号ΔＳ’からソース信号Ｓを再構成しないといけない。この事実から以下の式が導かれる。
【００５４】
【数１１】
2013051456.tif 000013
ここで、ΔＳ’は導出される未知の因子である。式（１０）および（１１）に基くと、ΔＳ’はソース信号Ｓ、ＬＰＦ１０４からの出力信号、およびソース信号ＳとＬＰＦ１０４からの出力信号の差分信号ΔＳを用いて、以下のように表現され得る。
【数１２】
2013051456.tif 000014
【００５５】
この式（１２）は、式（９）に他ならない。したがって、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２にはいかなる寄生ＡＭも存在せず、完全に結合した後では元々の信号Ｓを再構成することが可能であり得る。さらに、通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝は元々の信号Ｓより狭いスペクトルを有し得る。よって、通過部分ＬＰＦ｛Ｓ｝はＤＡＣ２０６のような高周波数回路のコンポーネントを通過するとき、寄生振幅変調が生じることを防ぐことが可能である。
【００５６】
（図示された実施形態の詳細な記述）
図７〜９を参照しながら、ＬＩＮＣ変調器３５０を含む複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）の例３００を説明する。
【００５７】
図７は、ＬＩＮＣ変調器３５０を含むＬＩＮＣ変調器３５０を含む増幅器３００を示す機能図である。ＬＩＮＣ変調器３５０は、狭帯域信号のみがＬＩＮＣ変調器３５０の各アームを通過し得るので、望ましくない寄生振幅変調を引き起こすことを防ぎ得る。
【００５８】
本実施形態では、比較例を参照して議論したように、ＳＣＳ１０２は２つの定数包絡信号、すなわち、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を、ソース信号ｘ（ｔ）を用いて生成する、第一および第二の定数包絡信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）はそれぞれ、互いに異なる経路を伝播し、高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１）および１１２ｂ（ＨＰＡ２）に入る。
【００５９】
図７に示されているように、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００は、増幅器３００のＬＩＮＣ変調器３５０に対する２つのアームを有するように構成される。信号成分分離器（ＳＣＳ）１０２、ＬＰＦ１０４ａ、ＤＡＣ１０６ａ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ａ、ＤＳＰ４００ａ、第二の直交変調器２１０ａ、および局部発振器１１０は、Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０のアームの一つを構成する。ＬＰＦ１０４ａ、ＤＡＣ１０６ａ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ａ、第二の直交変調器２１０ａは、図６に示されているＬＰＦ１０４、ＤＡＣ１０６、第一の直交変調器１０８、第二の直交変調器２１０と類似のまたは同一の機能を有する。同様に、ＳＣＳ１０２、ＬＰＦ１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ｂ、第一の直交変調器（または時として簡単のため直交変調器として参照される）１０８ｂ、ＤＳＰ４００ｂ、第二の直交変調器２１０ｂ、および局部発振器１１０は、Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０の別のアーム、つまりＣ−ＨＰＡ３００の第二のアームを構成する。第一および第二のアームは同一の構成および／または機能を有することが望ましい。
【００６０】
Ｃ−ＨＰＡ３００は、ＬＩＮＣ変調器３５０、高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１）および１１２ｂ（ＨＰＡ２）、および結合器１１４で構成される。
【００６１】
ソース信号ｘ（ｔ）は、信号成分分離器（ＳＣＳ）１０２において２つの部分、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）に分離される。これら２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）の各々はさらに、２つの部分、すなわち低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ１｝とＬＰＦ｛ｘ２｝、および高周波数部分ΔＳ１、ΔＳ２に分離される。低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ１｝はＤＡＣ１０６ａおよびＤＳＰ４００ａに入力される。同様に、低周波数部分ＬＰＦ｛ｘ２｝はＤＡＣ１０６ｂおよびＤＳＰ４００ｂに入力される。ＤＡＣ１０６ａの出力信号は直交変調ユニット１０８ａに入力される一方、ＤＳＰ４００ａの出力信号は、直交変調ユニット２１０ａであり、ＤＳＰ４００ｂの出力」信号と局部発振器１１０の出力信号が結合される直交変調ユニット２１０ａを通過した後、直交変調ユニット１０８ａに入力される。
【００６２】
個々のアームに対する高周波数部分ΔＳ１およびΔＳ２は、アームにおける元々の信号ＳとＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、引算器２０２ａおよび２０２ｂ、ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂでの周波数限定を受けた信号との差異（エラー）として生成される。
【数１３】
2013051456.tif 000015
ここで、ＬＰＦ｛ｘ１｝およびＬＰＦ｛ｘ２｝はそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよびＬＰＦ１０４ｂを通過した周波数成分を表す。
【００６３】
図８は、本発明の実施形態の狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器３００のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ブロック内部構造を示す機能図である。図８に示されている構造は、ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂの両方に適用される。ＤＳＰ４００ａおよび４００ｂは、上の機能を処理する専用回路として構成され得るし、または図示されていないメモリデバイス中に記憶されるソフトウェアプログラムに含まれるコマンドおよび／または命令を処理し得る汎用プロセッサであり得る。ＤＳＰ４００ａは、引算器２０２ａ、プロセッサ２０４ａ、およびＤＡＣ２０８ａを含む。ＤＳＰ４００ｂは、引算器２０２ｂ、プロセッサ２０４ｂ、およびＤＡＣ２０８ｂを含む。ＤＳＰ４００ａは、ＳＣＳ１０２およびＬＰＦ１０４ａの出力信号を受け、信号ΔＳ１’：
【数１４】
2013051456.tif 000016
を出力する。
【００６４】
上述のように、信号ΔＳ１’はＤＡＣ１０８ａでアナログ信号に変換された後、アナログ信号ΔＳ１’は直交変調器２１０ａに入力される。信号歪みの高周波数的性質ゆえに、そのような信号に対しＤＡＣ２０８ａは、広い帯域を提供しなくてはならない、すなわちクロックは十分に高くなくてはならない。しかしながら、ＤＡＣ２０８ａに対する低いビット分解能要求ゆえに、重大な問題は起こらないかも知れない。よって、ローコスト高速かつ低分解能ＤＡＣ２０８ａがそのような目的に使用され得る。
【００６５】
第二の直交変調器２１０ａは、図１の第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂと類似のまたは同一の機能を有し得る。第二の直交変調器２１０ａ、２０１ｂのそれぞれは、周波数をアップコンバートし、ＤＡＣ２０６からの出力信号を局部発振器１１０からの局部発振信号と混合するためにミキサを含む。混合後、第二の直交変調器２１０ａ、２１０ｂはＤＡＣからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートし、結果の信号を第一の直交変調器１０８に向けて出力する。第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂにおいては、式（１１）が有効なので、ソース信号Ｓ（ｔ）は完全に再構成され得る。
【００６６】
ＤＡＣ４００ｂは、ＤＡＣ４００ａに類似のまたは同一の機能を有し、図６を参照して説明した完全再構成機構はまた、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００の第二のアームで機能する。
【００６７】
ＤＰＡ４００ａの詳細な構成は図面には示されていないが、信号ΔＳ２’：
【数１５】
2013051456.tif 000017
が、ＳＣＳ１０２およびＬＰＦ１０４ｂの出力信号に基いてＤＳＰ４００ｂで生成される。信号ΔＳ２’はＤＡＣ２０８ｂでアナログ信号に変換された後、アナログ信号ΔＳ２’は、第二の直交変調器２１０ｂに入力される。
【００６８】
第一の直交変調器１０８ａおよび１０８ｂからの出力信号はそれぞれ、高電力増幅器１１２ａおよび１１２ｂ（ＨＰＡ１およびＨＰＡ２）により増幅され、増幅されたアーム信号ｙ１（ｔ）およびｙ２（ｔ）を生成する。これら２つの信号ｙ１（ｔ）およびｙ２（ｔ）は次に、加算器１１４で結合され増幅された信号ｙ（ｔ）を生成する。
【００６９】
Ｃ−ＨＰＡ３００のＬＩＮＣ変調器３５０のそのような構成ゆえ、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２への入力信号が再構成され、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）および第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）となる。狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器３００は自動的にＨＰＡ１１１２ａおよびＨＰＡ２１１２ｂの入力端子で寄生振幅変調（ＡＭ）を除去する。よって、Ｃ−ＨＰＡアーム中で狭帯域回路、すなわち低クロック周波数を有するＤＡＣ２０８ａ、２０８ｂを用いることが許容される。したがって、ＨＰＡ出力信号スペクトルに混変調歪みが存在しない。加えて、用いている理論は厳密解であるので、送られた信号の完全な再構成を得ることができる。よって、式（７）の右辺の望ましくない因子：
【数１６】
2013051456.tif 000018
は確実に減少し、ＬＰＦを通過した信号を結合した後、完全な信号再構成を得ることが可能となる。
【００７０】
さらに、ＬＩＮＣ変調器３５０を有する増幅器３００のそのような構成に従うと、ソース信号を増幅する方法が機能し得る。ソース信号ｘ（ｔ）を増幅する方法は：ソース信号ｘ（ｔ）を分離して複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））をＳＣＳ１０２によって生成することと；複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）＝Ｓ２（ｔ））の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、入力信号の所定の周波数より低い周波数からなる第一の周波数部分を含む第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と、入力信号の第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）の第一の周波数部分とは異なる周波数である第二の周波数部分を含む第二の信号（ΔＳ１、ΔＳ２）をＬＰＦ１０４ａおよびＬＰＦ１０４ｂを用いて生成すること；第二の信号（ΔＳ１、ΔＳ２）の周波数信号ディストーション（歪み）を実行し、歪んだ信号（１＋ΔＳ１／ＬＰＦ｛ｘ１｝、１＋ΔＳ２／ＬＰＦ｛ｘ２｝）であって、第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と第二の信号を（ΔＳ１、ΔＳ２）用いＤＳＰ４００ａ、４００ｂを利用して生成することと；第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）と歪んだ信号（１＋ΔＳ１／ＬＰＦ｛ｘ１｝、１＋ΔＳ２／ＬＰＦ｛ｘ２｝）を掛け合わせて定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を再構成することと；定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を増幅して増幅されたアーム信号（ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ））を高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１），１１２ｂ（ＨＰＡ２）を用いて生成することと；加算器１１４により増幅された信号の全てを加え合わせて、増幅された信号（ｙ（ｔ））を生成することを含む。この方法は入力信号をＬＰＦのような限られた帯域を有するデバイスを通過させた後にＨＰＡに再構成する方法を含むことに注意すべきである。
【００７１】
したがって、第一の信号（ＬＰＦ｛ｘ１｝、ＬＰＦ｛ｘ２｝）は高周波数回路、たとえば、ＬＰＦ１０４ａ、ＬＰＦ１０４ｂ、ＤＳＰ４００ａ、４００ｂを通過している一方で、寄生振幅変調が生じないであろう。さらに、定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））は、変調器の出力端子で再構成され得る。
【００７２】
図９は、通過帯域２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦの狭帯域線形ＬＩＮＣ変調器に対するＣ−ＨＰＡ出力信号ｙ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【００７３】
図９から見て取ることができるだろうように、提案のアプローチは１００％の帯域外スペクトル抑制を提供する。Ｃ−ＨＰＡ出力における信号スペクトルは、（図９中にＮＯ  ＨＰＡ  ＬＰＦとプロットされている）送られた信号ｘのスペクトルと同一である。よって、提案された狭帯域線形ＬＩＮＣ  ＨＰＡの帯域外スペクトルのレベルは、−９０ｄＢより小さい。
【００７４】
したがって、変調器、例えばＬＩＮＣ変調器を得ることができる。変調器は混成式高増幅器アーム中で狭帯域回路、例えば低クロック周波数を有するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用い、寄生振幅変調を自動的に取り除き、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力された信号を再構成することができる。
【００７５】
２つのアームを有する混成式高電力増幅器のみを記載したが、当業者は明細書中の例を複数のアームにそのまま一般化し得ることは記しておくべきであろう。
（付記）
【００７６】
上述の実施形態に関して幾つかの付記を追加する。
（付記１）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数より低い周波数から構成される、前記入力信号の第一の周波数部分を含む第一の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である、前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアーム
を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器。
（付記２）
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１のＬＩＮＣ変調器。
（付記３）
前記周波数ディストーションは、ｘを入力信号、ＬＰＦ｛ｘ｝を前記第一の信号、ΔＳをｘ−ＬＰＦ｛ｘ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛ｘ｝｝で与えられる付記１または２のＬＩＮＣ変調器。
（付記４）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１乃至３のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
（付記５）
前記各アームはさらに、
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記１乃至４のいずれか一項のＬＩＮＣ変調器。
（付記６）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
前記複数の定数包絡信号が通過する複数のアームであって、前記複数のアームの各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つが通過して複数の入力信号の対応する一つを出力し、前記複数のアームの各々は、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成するフィルタと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成するプロセッサと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成する直交変調器と、
複数の電力増幅器であって、前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成する加算器と、
を含む増幅器。
（付記７）
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記６の増幅器。
（付記８）
前記周波数ディストーションは、Ｓを入力信号、ＬＰＦ｛Ｓ｝を前記第一の信号、ΔＳをＳ−ＬＰＦ｛Ｓ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛Ｓ｝｝で与えられる付記７または８の増幅器。
（付記９）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記６乃至８のいずれか一項の増幅器。
（付記１０）
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第一のデジタル−アナログ変換器であって、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器と、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に通過する第二のデジタル−アナログ変換器であって、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器と、
を含む付記６乃至９のいずれか一項の増幅器。
（付記１１）
ソース信号を増複する方法であって、
前記ソース信号ｘ（ｔ）を分離し複数の定数包絡信号を生成することと、
前記定数包絡信号の成分の周波数をスレッショルド周波数と比較し、所定の周波数以上の周波数から構成される前記入力信号の第一の周波数部分と、前記第一の信号の前記第一の周波数部分とは異なる周波数である前記入力信号の第二の周波数部分を含む第二の信号を生成することと、
前記第一の信号と前記第二の信号を用いて定義される、前記第二の信号の周波数信号ディストーションを実行し歪んだ信号を生成することと、
前記第一の信号と前記歪んだ信号を掛け合わせて前記定数包絡信号を再構成することと、
前記複数の電力増幅器は前記定数包絡信号の対応する一つを増幅し増幅されたアーム信号を再構成することと、
前記増幅された信号の全てを増幅された信号を生成することと、
を含む方法。
（付記１２） 
前記プロセッサは前記定数包絡信号の帯域より狭い帯域を有する、付記１１の方法。
（付記１３）
前記周波数ディストーションは、Ｓを入力信号、ＬＰＦ｛Ｓ｝を前記第一の信号、ΔＳをＳ−ＬＰＦ｛Ｓ｝で定義される差分として、式１＋｛ΔＳ／ＬＰＦ｛Ｓ｝｝で与えられる付記１１または１２の方法。
（付記１４）
前記定数包絡信号はローパスフィルタを通過し、前記第一の信号を生成する、付記１１乃至１３のいずれか一項の方法。
（付記１５）
前記第一の信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に、第一の特性動作速度および第一の分解能特性を有する第一のデジタル−アナログ変換器によって前記第一の信号をデジタルからアナログ信号に変換することと、
前記歪んだ信号が前記分離器を通過した後でかつ前記第一の直交変調器に入力する前に、前記第一の特性動作速度より速い第二の特性動作速度および前記第一の分解能特性より低い第二の分解能特性を有する第二のデジタル−アナログ変換器によって前記第二の信号をデジタルからアナログ信号に変換することと、
を含む付記１１乃至１４のいずれか一項の方法。
【図１】
2013051456.tif 000019
【図２】
2013051456.tif 000020
【図３】
2013051456.tif 000021
【図４】
2013051456.tif 000022
【図５】
2013051456.tif 000023
【図６】
2013051456.tif 000024
【図７】
2013051456.tif 000025
【図８】
2013051456.tif 000026
【図９】
2013051456.tif 000027
【外国語明細書】
【発明の名称】
A MODULATOR AND AN AMPLIFER USING THE SAME
【技術分野】
【０００１】
This invention relates to a modulator and a high power amplifier using the same.
【背景技術】
【０００２】
There is a high interest in wireless communication to develop highly linear and efficient power amplifier suitable for third generation (3G) and upcoming fourth generation (4G) of communication standards. These new standards have potential for offering more and better data services. However, in order to establish the highly linear and efficient power amplifier within a restricted frequency band, it is needed to use signals with high peak-to-average power ratios (e.g., wideband code division multiple access (WCDMA)〜10dB), requiring high linearity of the transmitting amplifier. Hence, in general, power amplifiers are designed to be subjected to the peak-power condition, but are operated most of the time at sufficiently lower power levels (power peak-off). As a result, the power amplifier operating with these signals may function such that the peak efficiency is high, but the average amplifier efficiency is rather low.
【０００３】
For this reason, there is a renewed interest in high efficiency power amplifiers, for example the Doherty power amplifier (DPA), linear amplification using nonlinear components (LINC), envelope tracking (ET) and the like. These types of the amplifiers are currently investigated as potential candidates suitable for the current and above-mentioned upcoming communication standards. In such a radio frequency (RF) amplifier demands more high efficiency and high linearity than general RF amplifier. Specifically, due to its improved efficiency, low complexity, and low cost, the two-way DPA has already penetrated the market. The DPA is, in general, high efficiency than general balanced amplifier. Although a general designs focus only amplitude distortions and phase distortions, a memory effect and linearity become very important factors recently. Such a general structure of the DPA has a weak point which leads high distortion such as third and fifth inter-modulation distortions (IMDs). For example, the distortion results from a sudden variation of impedance at signal synthesized point. To reduce the distortion by structure of the DPA, it demands complex compensator. The memory effect includes electric memory effect and electrothermal memory effect. The electric memory effect is occurred by bias and matching circuit's impedance variation in base and harmonic band. The electrothermal memory effect is FET power amplifier's gain variation by device temperature. The electrothermal memory effect is inevitable factor.
【０００４】
Therefore, proper compensator structures, such as the composite high power amplifier (C-HPA) have been introduced to increase the efficiency and output power. Such C-HPA comprises several individual high power amplifiers (HPAs). Most common configuration is C-HPA with two HPAs which also known as a LInear amplification using Nonlinear Components (LINC).
【０００５】
The LINC technique was first proposed in 1974 as a method of achieving linear amplification at microwave frequencies. The basic scheme of LINC for amplifier has two RF HPAs that are assumed to be high-efficiency and highly nonlinear. The RF source signal x(t) is split into two constant envelope, phase modulated signals, x1(t), x2(t) by signal component separator (SCS) that has a function of the signal separation or generation process, and each is fed into its own nonlinear RF power amplifier. The HPAs separately increase the power of each signal to generate output signals y1(t) and y2(t) before feeding them into a summing junction for recombination. The resulting output signal from the summing junction is then an amplified version of the original input signal without any distortion, if all components constituting the HPA are ideal ones.
【０００６】
In many issues it is assumed that the bandwidth at the digital-to-analog convertor (DAC) output is unlimited. However for many cases such an assumption is not applicable. Normally DACs have the low-pass filter (LPF) at its output. Such LPFs introduce some parasitic amplitude modulation (AM) into the DAC output signal. With such parasitic AM and non-linear HPA the complete transmitted signal reconstruction is not possible. Thus the out-of-band spectrum components are arising in the HPA output signal spectrum.
【０００７】
Despite the original signal x(t) has a narrow spectrum, the signal component separating (SCS) operation causes a significant spectrum expansion for signals x1(t) and x2(t) in the C-HPA arms. In the conventional technique disclosed in, for example, patent document 1 and non-patent documents 1-4 cited above, it is assumed the ideal arms with unlimited bandwidth (i.e. ultra-wideband ideal DACs) that may pass wideband signals x1(t) and x2(t) without any distortions to inputs to the HPAs (hereinafter, sometimes to be referred to as HPA1 and HPA2). The most critical element in the arm may be DAC because its bandwidth is limited by operating clock. Typically this is 100-150 MHz for low/mid-ends commercial available Large Scale Integrations (LSIs). In contrast, DACs for the broadband applications such as Worldwide interoperability for Microwave Access (WiMAX), Long Term Evoluation (LTE), Wideband Code Division Multiple Access (W-CDMA) and the like, in order to avoid distortions in signals x1(t) and x2(t), must provide very high bandwidth (must operate with high clock frequencies in order several hundred MHz) and at the same time provide a high level of bit resolution (quantization), for example, 800 MHz clock and 14 bit resolution. The cost for such a hi-speed and hi-resolution hi-end DACs is high. 
【０００８】
The frequency restrictions caused by component of a high frequency circuit such as LPFs at the DACs inputs (or DAC outputs) result in the parasitic AM at the HPA1and HPA2 inputs for signals x1(t) and x2(t). The LPFs cut some high frequency part of signals x1(t) and x2(t). The high frequency part that cut by LPF causes the unwanted parasitic AM modulation in signals at the LPF output. Such parasitic AM results in growth of out-of-band spectrum components after combining signals y1 and y2. In general, the perfect signal reconstruction after combining signals passed through LPFs becomes difficult.
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】[Patent Document 1] Japanese Patent Application Laid-Open 2008-172352
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献1】J.H. Qurehi et al, “90-W Peak Power GaN Outphasing Amplifier With Optimum Input Signal Conditioning”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 57,No. 8,  pp.1925-1935, 2009
【非特許文献２】Ilkka Hakala et al, “A 2.14-GHz Chireix Outphasing Transmitter”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 53, No.6, pp. 2129-2138, 2005 
【非特許文献３】W. C. Edmund et al, ”A Mixed Signal Approach Towards Linear And Efficient N-Way Doherty Amplifiers”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 55, No. 5, pp. 866-879, 2007. 
【非特許文献４】Paloma Garcia, Jesus de Mingo, Antonio Valdovinos and Alfonso Ortega, “Adaptive digital correction of gain and phase imbalances in LINC transmitters”, Vehicular Technology Conference, 2004. VTC 2004-Spring. 2004 IEEE 59th, Vol. 3, pp. 2137-2141
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
The problem arises when RF signal is amplified with the C-HPA that comprises two or more individual arms, each of the arms has high power amplifier (HPA) having the bandwidth restriction. Such frequency restriction may be attributed to frequency characteristics of LPF, low-speed DAC, and/or narrow-band quadrature modulators. 
【００１２】
One of the aims of the present invention is to provide a modulator that removes parasitic amplitude modulation automatically, thereby reconstructing a signal inputted into the modulator at an output terminal of the LINC modulator.
【００１３】
Another of the aims of the present invention is to provide am amplifier having a modulator that removes parasitic amplitude modulation automatically, thereby reconstructing a signal inputted into the modulator at an output terminal of the LINC modulator.
【課題を解決するための手段】
【００１４】
A linear amplification with nonlinear components (LINC) modulator is provided. The LINC modulator includes: The modulator includes: a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal; a plurality of arms through which the plurality of the constant envelope signals are passed, wherein each arm includes a filter that compares frequencies of components of the constant envelope signals with a threshold frequency to generate a first signal including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies lower than a predetermined frequency; a processor (400a, 400b) that generates and a second signal including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal and performs a frequency signal distortion of the second signal to generate a distorted signal, the frequency signal distortion being defined using the first signal and the second signal; and a quadrature modulator that multiplies the first signal and the distorted signal to reconstruct the constant envelope signals.
【発明の効果】
【００１５】
The LINC modulator that may use a narrowband circuit in a composite high amplifier arm, e.g., digital-to-analog convertor (DAC) with low clock frequencies to remove parasitic amplitude modulation automatically, thereby reconstructing a signal inputted into the modulator at an output terminal of the LINC modulator.
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】Fig. 1 is a functional diagram illustrating an exemplary C-HPA with the frequency restriction in the C-HPA arms and combined output signal y(t) from the individual HPAs;
【図２】Fig. 2 is a diagram illustrating the spectrum of an input signal x(t) of C-HPA;
【図３】Fig. 3 is a diagram illustrating the spectrums signals in the C-HPA arms (x1 and x2) after signal component separator (SCS);
【図４】Fig. 4 is a diagram illustrating the spectrums for signal in the C-HPA arms at the LPFs outputs;
【図５】Fig. 5 is a diagram illustrating the C-HPA output signal spectrum (spectrum for signal y) for LPFs in the arms with passband 20 MHz, 40 MHz and 60 MHz;
【図６】Fig. 6 is a functional diagram illustrating the single arm for a linear amplification using nonlinear components (LINC) modulator;
【図７】Fig. 7 is a functional diagram illustrating a narrowband linear LINC modulator according to an embodiment of the present invention;
【図８】Fig. 8 is a functional diagram illustrating the digital signal processor (DSP) block internal structure for the narrowband linear LINC modulator according to the embodiment of the present invention; and
【図９】Fig. 9 is a diagram illustrating the C-HPA output signal spectrum for the narrowband linear LINC modulator for LPFs in the arms with passband 20 MHz, 40 MHz and 60 MHz.
【発明を実施するための形態】
【００１７】
With referring to the drawings, the detailed description of the present invention will be provided. In the drawings, like numerals may describe similar components in different views. Like numerals having different letter suffixes may represent different instances of similar components. The drawings illustrate generally, by the way of example, but not by the way of limitation, various embodiments discussed in the present document.
(Comparative Example)
【００１８】
At first, comparative example of composite High Power Amplifier (C-HPA) will be explained to make understanding of technical features of the preferred embodiments according to the present invention easier.
【００１９】
Fig. 1 is a functional diagram illustrating an example of composite High Power Amplifier (C-HPA) 100. The C-HPA 100 may be suffered from the frequency restriction in each of the C-HPA arms and generate an output signal y(t) that is obtained in the manner in which signals from the individual high power amplifiers (HPAs) are combined. 
【００２０】
The C-HPA 100 illustrated in Fig. 1 includes several components of a high frequency circuit. The components includes a signal component separator (SCS) 102, two low pass filters (LPFs) (sometimes simply referred to as a filter) 104a and 104b, two digital-to-analog convertors (DACs) 106a and 106b, two first quadrature modulators (or sometimes referred to as two quadrature modulators for simplicity) 108a and 108b, a local oscillator 110, a first high power amplifier (HPA1) 112a, a second high power amplifier (HPA2) 112b, and combiner 114. The SCS 102, the LPFs 104a, 104b, the DACs 106a, 106b, the first quadrature modulators 108a, 108b, and the local oscillator 110 constitutes a LInear amplification using Nonlinear Components (LINC) modulator 150.
【００２１】
The SCS 102 generates two constant-envelope signals, i.e., a first constant-envelope signal x1(t) and a second constant-envelope signal x2(t) using a source signal x(t), i.e., a baseband source signal x(t). In other words, the source signal x(t) is separated into the two constant envelope signals x1(t) and x2(t) by the SCS 102. If the source signal x(t) may be written as
【数１】
2013051456.tif 000028
Wherein two constant envelope signals x1(t) and x2(t) may be calculated as
【数２】
2013051456.tif 000029
where 
【数３】
2013051456.tif 000030
and e(t) is a signal that is in quadrature to the source signal x(t):
【数４】
2013051456.tif 000031
【００２２】
Thus, x(t)=x1(t)+x2(t) and |x1(t)|=|x2(t)|, where |x| represents an absolute value of x. It should be noted that x1(t) and x2(t) have constant amplitudes that are time-independent, while the source signal x(t) has a time-dependent amplitude.
【００２３】
Fig. 2 illustrates the spectrum of the source signal x(t) in equation (1). It may be seen that the source signal x(t) has a narrow spectrum. However, the signal component separating operation causes a significant spectrum expansion for signals x1(t) and x2(t) at as illustrated in Fig. 3. 
【００２４】
The LPFs 104a and 104b remove frequency components higher than a predetermined sampling frequency and noise components from each of output signals x1(t) and x2(t) from the SCS 102, respectively. In other words, the LPFs 104a and 104b pass frequency components lower then the predetermined frequency only.
【００２５】
Spectrums for signals at the LPF output (or what is the same at the inputs of the HPA1 112a and the HPA2 112b) are illustrated in Fig. 4, illustrating a fact that LPFs 104a and 104b may remove frequency components higher than 10 MHz from the output signals x1(t) and x2(t) from the SCS 102. The high frequency part that cut by LPF causes the unwanted parasitic AM modulation in signals at the output terminal of LPF 104a, 104b. 
【００２６】
The DACs 106a and 106b convert output signals from the LPF 104a and the LPF 104b from a digital to analog signal, respectively.
【００２７】
The local oscillator 110 is an oscillation circuit such as a frequency combiner or the like employing a voltage controlled oscillator that may be controlled by a phase-locked loop (PLL). The local oscillator 110 outputs a local oscillation signal to the first quadrature modulators 108a and 108b.
【００２８】
The first quadrature modulator 108a includes mixer for frequency-converting (up-converting) frequencies and mixing the output signal from the DAC 106a with the local oscillation signal from the local oscillator 110. Thus, the first quadrature modulator 108a serves as a multiplier that multiples input signals to generate an output signal. After mixing, the first quadrature modulator 108a up-converts the output signal from the DAC 106a to predetermined frequency. Ideally, the first quadrature modulator 108a generates and outputs the constant envelope signal x1(t).
【００２９】
The first quadrature modulator 108b has the similar configuration and function with the first quadrature modulator 108a. Ideally, the first quadrature modulator 108b generates and outputs the constant envelope signal x2(t).
【００３０】
The first high power amplifier (HPA1) 112a amplifies the output signal from the quadrature modulator 108a and outputs an amplified signal to the combiner 114. Similarly, the second high power amplifier (HPA2) 112b amplifies the output signal from the first quadrature modulator 108b and outputs an amplified signal to the combiner 114.
【００３１】
The first quadrature modulator 108a, 108b of each arm may be characterized by a level-dependent complex gain G. Thus, output signals y1(t) and y2(t) should be given by 
【数５】
2013051456.tif 000032
【００３２】
The combiner 114 combines the input signals thereto, in this case the signals from the HPA1 112a and HPA2 112b to generate an output signal y(t) from the amplifier 100. In this case, the output signal y(t) becomes
【数６】
2013051456.tif 000033
The second term in (7) implies that there in an unwanted residual signal when the gain and phase matching are not perfected, i.e., imperfect maycellation is occurred. This term leads to limit the spectrum efficiency due to interfering power in the adjacent arms.
【００３３】
It may be occurred that the parasitic amplitude modulation (AM) results in growth of out-of-band spectrum components after combining signals y1 and y2. Fig. 5 illustrates the spectrums of the LINC HPA output signal for 10 MHz orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) signal x(t). As may be found from Figure 5, the LINC C-HPA signal after combining has a higher level of the out-of-band spectrum components compared with the original signal x(t).
【００３４】
(Basic Operations)
Before describing the preferred embodiment, the basic operations of a narrowband linear LINC modulator will be explained below.
【００３５】
One of the aims of the technique according to the present embodiment is to reduce the unwanted factor:
【数７】
2013051456.tif 000034
in the right hand side of the equation (7).
【００３６】
Fig. 6 is a functional diagram illustrating the single arm for a linear amplification using nonlinear components (LINC) modulator 200. The components having the same or similar functions with those of the components illustrated in Fig.1 will have the same or similar reference numerals and the detailed explanations thereof will be omitted. 
【００３７】
The single arm of the LINC modulator illustrated in Fig. 6 may be utilized in a LINC amplifier having High Power Amplifiers (HPAs). Here, it is considered the simplest case of the multi-arm composite high power amplifiers, that is, the LINC amplifier, when the source signal S(t) to be transmitted is split into two or more constant-envelope signals in the Signal Component Separator (SCS) as illustrated in Figure 1. These constant-envelope signals are amplified by individual arm of the HPAs with the common load where these amplified signals would be combined at the combiner. In order to reconstruct the source signal S(t) at the output terminal of the first quadrature modulator 108, circuits in the C-HPA arms may not introduce any frequency distortions for constant-envelope signals.
【００３８】
The LINC modulator 200 is designed to reduce the bandwidth requirements for the circuits in the arm. The digital-to-analog convertor (DAC) circuit requirements also may be relaxed. Thus, the conversion speed (clock) and the resolution requirements (bit resolutions) for the DACs in the arms of the LINC modulator 200 may be reduced sequentially. Therefore the low-cost DACs may be implemented in the LINC C-HPA instead of costly high grade LSIs. At the same time, the level of the out-of-the band spectrum at the C-HPA output after combining is maintained low. Thus this embodiment may provide the perfect reconstruction signal at the C-HPA output in the case of the frequency restriction in the arms. 
【００３９】
As illustrated in Fig. 6, a single arm of the LINC modulator 200 includes the LPF 104, a first digital-to-analog convertor (DAC) 206, a first quadrature modulator (or sometimes referred to as a quadrature modulator for simplicity) 108, a subtractor 202, a processor 204, a second DAC 208, a second quadrature modulator 210, and a local oscillator 212.
【００４０】
As it may be seen in Fig. 6, a source signal S(t) that may represents a first constant-envelope signal x1(t) or a second constant-envelope signal x2(t) in the case illustrated in Fig. 1 is further separated into two parts, i.e., a low-frequency part which does not include high frequency component of constant-envelope signal and a high frequency part whose frequency components are different from those of the low-frequency part after the source signal S is passed through the LPS 104. It should be noted that the output signal from the LPF 104 has frequency components lower than a threshold frequency. These components may be considered to substantially have a continuous spectrum. The signal distortions due to frequency restriction influence the high-frequency part (the high frequency components) only. The distorted signal which is a signal including the high-frequency components may be responsible for the unwanted parasitic AM. The high frequency part ΔS(t) for the arm illustrated in Fig. 6 is generated as the difference (the error) between the original signal S(t) in the arm and the signal LPF{S} with frequency restriction at the LPF outputs:
【数８】
2013051456.tif 000035
【００４１】
That is, the high frequency part ΔS(t) is linearly separated from the source signal S. As illustrated in Fig. 6, the low-frequency part LPF{S} of the source signal S(t) is passing directly to the DAC 206. Because its low-frequency nature, it is possible to implement a low-frequency and high-resolution (e.g., 14 bit) DAC as the DAC 206. 
【００４２】
In order to perfectly reconstruct signal S(t) after combining, the signals distortion (the high-frequency part) ΔS for the arm is also have to be proceeded. 
【００４３】
The signals distortion (the high-frequency part) ΔS is used to generate a signal ΔS':
【数９】
2013051456.tif 000036
【００４４】
If the filtered signal LPF{S}the distorted signal ΔS' may be suitably combined, it may be possible to reconstruct the source signal S(t) perfectly because multiplication of LPF{S} and ΔS' results in S(t)=LPF{S}+ΔS.
【００４５】
In general, the signals distortion ΔS has the amplitude level less than -35 dB with respect to the main signal LPF{S} at the LPF outputs as illustrated in Fig. 4. Therefore the DAC 208 with low number of quantization level (bit resolution) may be used for generation such low-level signals. The signal level 35 dB is corresponding to 6 bit resolution. Thus the DAC 208 with only 8 bits (14-6=8 bit) may be able to generate signals distortion: ΔS=S-LPF{S}.
【００４６】
Here, with referring to Fig. 6, the basic operation of the single arm for C-HPA will be explained.  
【００４７】
The first DAC 206 may be a low-speed and high-resolution (e.g., 14 bit) DAC, while the second DAC 208 may be a high-speed and low resolution (e.g., 8 bit) DAC. 
【００４８】
The first quadrature modulator 108 up-converts frequencies and mixes output signal from the DAC 206 with the output signal from the second quadrature modulator 210. The first quadrature modulator 108 may have the same or similar configuration and function with the first quadrature modulators 108a, 108b.
【００４９】
The first and second quadrature modulators 108 and 210 multiplies a signal at one input terminal referred to as, for example, a baseband input terminal with a RF signal at another input terminal, referred to as, for example, a LO input terminal.
【００５０】
The subtractor 202 may receive two signals, i.e., the source signal S and the output signal from the LPF 104 LPF{S}, and subtracts the output signal from the LPF 104 LPF{S} from the source signal S to output a resulting signal ΔS=S-LPF{S}. The output signal form the subtractor 202 may be inputted into the processor 204. 
【００５１】
The processor 204 receives the output signal from the LPF 104 LPF{S} in addition to the output signal from the subtractor 202. The processor 204 may perform the calculation to generate and output a signal ΔS' defined by the above equation (9). The equation (9) will be derived below. Here, it should be recognized that signal ΔS’ represents the modified version of the signal distortion ΔS. The output signal ΔS' from the processor 204 may be processed to be converted from digital to analog signal at the DAC 208. The output signal from the DAC 208 is input into the second quadrature modulator 210. At the second quadrature modulator 210, frequencies of the output signal from the DAC 208 may be up-converted and mixed with the output signal from a signal from the local oscillator 212 to generate a resulting signal to be input into the first quadrature modulator 108. That is, before to be applied to the C-HPA arms quadrature modulator, the local oscillator (LO) signal is modulated by signal ΔS’. 
【００５２】
Here, deviation of equation (9) will be explained. 
The source signal S may be divided into two parts using the LPF 104:
【数１０】
2013051456.tif 000037
【００５３】
Equation (10) simply means that after passing through the LPF 104, the source signal S may be divided into a passed part LPF{S} and a cut-off part ΔS. The passed part LPF{S} does not include high frequency components to be cut-off at the LPF 104, while the cut-off part ΔS includes the high frequency components. According to Fig. 6, there is another expression of the source signal S. The first quadrature modulator 108 should reconstruct the source signal S from the output signal from the DAC 206 and the output signal ΔS’ from the second quadrature modulator 210. This fact leads to the following equation.
【００５４】
【数１１】
2013051456.tif 000038
where ΔS’ is an unknown factor to be deviated. Based on the equations (10) and (11), ΔS’ may be expressed using the source signal S, the output signal from the LPF 104, and the difference signal between the source signal S and the output signal from the LPF 104, ΔS, as follows:
【数１２】
2013051456.tif 000039
【００５５】
This equation (12) is nothing else but the equation (9). Therefore there is may no any parasitic AM in the HPA1 and HPA2 inputs, and thereby it may be possible to reconstruct the original signal S after combining perfectly. Further, the passed part LPF{S} may have narrower spectrum than the source signal S. Hence, when the passed part LPF{S} passes through components of the high frequency circuit, such as DAC 206, it is possible to prevent parasitic amplitude modulation from occurring.
【００５６】
(Detailed Description of the Depicted Embodiment)
Referring to Figs. 7-9, example of a composite High Power Amplifier (C-HPA) 300 including a LINC modulator 350 will be explained. 
【００５７】
Fig. 7 is a functional diagram illustrating the amplifier 300 including the LINC modulator 350. The LINC modulator 350 may be prevented from causing an unwanted parasitic amplitude modulation since only narrowband signals may be passed through each arm of the LINC modulator 350.
【００５８】
In this embodiment, as discussed referring to the comparative example, the SCS 102 generates two constant-envelope signals, i.e., a first constant-envelope signal x1(t) and a second constant-envelope signal x2(t) using a source signal x(t). The first and second constant-envelope signals x1(t) and x2(t) travel through different paths with each other to enter the high power amplifiers 112a (HPA1) and 112b (HPA2), respectively.
【００５９】
As illustrated in Fig.7, the amplifier 300 having the LINC modulator 350 is configured to have two arms for the LINC modulator 350 for the amplifier 300. The signal component separator (SCS) 102, the LPF 104a, the DAC 106a, the first quadratic modulator (or sometimes referred to as the quadrature modulator for simplicity) 108a, a DSP 400a, a second quadratic modulator 210a, and the local oscillator 110 constitute one of the arms of the LINC modulator 350 for the C-HPA 300. The LPF 104a, the DAC 106a, the first quadratic modulator 108a, the second quadratic modulator 210a have similar or the same functions with the LPF 104, the DAC 106, the first quadratic modulator 108, the second quadratic modulator 210 illustrated in Fig. 6. In the similar way, The SCS 102, the LPF 104b, the DAC 106b, the first quadratic modulator 108b, a DSP 400b, a second quadratic modulator 210b, and the local oscillator 110 constitute another of the arms, namely a second arm for the C-HPA 300. It would be preferable that the first and second arms have the same configuration and/or the function.
【００６０】
The C-HPA 300 is constituted of the LINC modulator 350, the high power amplifiers 112a (HPA1) and 112b (HPA2), and combiner 114.
【００６１】
A source signal x(t) is separated into two parts, a first constant-envelope signal x1(t) and a second constant-envelope signal x2(t) at the signal component separator (SCS) 102. Each of these two constant-envelope signals x1(t) and x2(t) is further separated into two parts, i.e., low-frequency parts LPF{x1} and LPF{x2} and high frequency parts ΔS1, ΔS2. The low-frequency part LPF{x1} is inputted into the DAC 106a and DSP 400a. In the similar way, the low-frequency part LPF{x2} is inputted into the DAC 106b and DSP 400b.While an output signal of the DAC 106a is inputted into the quadrature modulation unit 108a, an output signal of the DSP 400b is inputted into the quadrature modulation unit 108a after passing through the quadrature modulation unit 210a at which the output signal of the DSP 400b and an output signal of the local oscillator 110 are combined. 
【００６２】
The high frequency parts for individual arms ΔS1 and ΔS2 are generated as the difference (the error) between the original signals in the arm S and the signals with frequency restriction at the LPF 104a and 104b at subtractors 202a and 202b in the DSP 400a and 400b:
【数１３】
2013051456.tif 000040
where LPF{x1} and LPF{x2} represent frequency components which are passed through the LPF 104a and 104b, respectively. 
【００６３】
Fig. 8 is a functional diagram illustrating the digital signal processor (DSP) block internal structure for the narrowband linear LINC modulator 300 according to the embodiment of the present invention. The structure illustrated in Fig. 8 is applied to both the DSP 400a and 400b. The DSP 400a and 400b may be constructed as specific circuit for processing the above function, or may be a general processor that may processes commands and/or instructions included in a software program to be stored in a not-illustrated memory device. The DSP 400a includes the subtractor 202a, a processor 204a, and a DAC 208a. The DSP 400b includes the subtractor 202b, a processor 204b, and a DAC 208b. The DSP 400a receives the output signals of the SCS 102 and the LPF 104a and outputs a signal ΔS1':
【数１４】
2013051456.tif 000041
【００６４】
As mentioned above, after the signal ΔS1' is converted into an analog signal at the DAC 208a, the analog signal ΔS1' is inputted into the quadratic modulator 210a. Because of the high-frequency nature of the signal distortion, the DAC 208a for such signals must provide the high bandwidth, i.e. its clock must be high enough. However because of the low bit resolution requirements for the DAC 208a, it may not cause a serious problem. Thus low-cost hi-speed and low-resolution DAC 208a may be used for such purpose. 
【００６５】
The second quadrature modulator 210a may have the similar or same function with the first quadrature modulators 108a, 108b in Fig. 1. Each of the second quadrature modulators 210a, 210b include mixer for up-converting frequencies and mixing the output signal from the DAC 206 with the local oscillation signal from the local oscillator 110. After mixing, the second quadrature modulators 210a, 210b up-convert the output signal from the DAC 206 to predetermined frequency and output a resulting signal toward the first quadrature modulator 108. At the first quadrature modulators 108a, 108b, the source signal S(t) may be reconstructed perfectly because the equation (11) is effective.
【００６６】
The DAC 400b has the similar or the same functions with the DAC 400a, and the prefect reconstruction mechanism explained with referring to Fig. 6 is also functioned in the second arm of the amplifier 300 having the LINC modulator 350.
【００６７】
Although the detailed configuration of the DSP 400b is not illustrated in the drawings, a signal ΔS2':
【数１５】
2013051456.tif 000042
is generated based on the output signals of the SCS 102 and the LPF 104b at the DSP 400b. After the signal ΔS2' is converted into an analog signal at the DAC 208b, the analog signal ΔS2' is inputted in to the second quadrature modulator 210b. 
【００６８】
The output signals from the first quadrature modulators 108a and 108b are amplified by high-power amplifiers 112a and 112b (HPA1 and HPA2) to generate amplified arm signals y1(t) and y2(t), respectively. These two signals y1(t) and y2(t) are then combined at the adder 114 to yield a amplified signal y(t).
【００６９】
Due to such a configuration of the LINC modulator 350 of the C-HPA 300, input signals to the HPA1 112a and HPA2 112b are reconstructed to be the first constant-envelope signal x1(t) and the second constant-envelope signal x2(t). The narrowband linear LINC modulator 300 automatically removes the parasitic amplitude modulation (AM) at the input terminals of the HPA1 112a and the HPA2 112b. Thus it allows using a narrowband circuits in the C-HPA arms, i.e. DAC 208a, 208b with low clock frequencies. Therefore there are no inter-modulation distortions in the HPAs output signal spectrum. Additionally because the underlying theory is the exact solution, the perfect reconstruction of the transmitted signal may be obtained. So, the unwanted factor:
【数１６】
2013051456.tif 000043
in the right hand side of the equation (7) may be reduced surely, and the perfect signal reconstruction after combining signals passed through LPFs become possible.
【００７０】
Further, according to such a configuration of the amplifier 300 having the LINC modulator 350, the method for amplifying the source signal may be functioned. The method for amplifying a source signal (x(t)) includes: separating the source signal x(t) to generates a plurality of constant envelope signals (x1(t), x2(t)) by the SCS 102; comparing frequencies of components of the plurality of constant envelope signals (x1(t), x2(t)=S2(t)) with a threshold frequency to generate first signals (LPF{S1(t)}, LPF{S2(t)}) including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies lower than a predetermined frequency and second signals (ΔS1, ΔS2) including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal (LPF{x1(t)}, LPF{x2(t)}) using the LPF 104a, 104b; performing frequency signal distortion of the second signals (ΔS1, ΔS2 ) to generate distorted signals (1+ΔS1/LPF{x1}, 1+ΔS2/LPF{x2}), the frequency signal distortion being defined using the first signal (LPF{x1(t)}, LPF{x2(t)}) and the second signal (ΔS1, ΔS2 ) using the DSPs 400a, 400b; and multiplying the first signal (LPF{x1(t)}, LPF{x2(t)}) and the distorted signal (1+ΔS1/LPF{x1}, 1+ΔS2/LPF{x2}) to reconstruct the constant envelope signals (x1(t), x2(t)); amplifying the constant envelope signals (x1(t), x2(t)) to generate amplified arm signals (y1(t), y2(t)) using the high power amplifiers 112a (HPA1), 112b (HPA2); and adding all of the amplified signals to yield an amplified signal (y(t)) by the adder 114. It should be noticed that this method include a method for reconstructing the input signal to the HPA after the input signal to be passed through a device having a limited bandwidth, such as LPF.
【００７１】
Therefore, no parasitic amplitude modulation may be occurred while the first signal (LPF{S1(t)}, LPF{S2(t)}) is passing through components of high frequency circuits, e.g., the LPF 104a, 104b, the DSPs 400a, 400b. Further, the constant envelope signals (x1(t), x2(t)) may be reconstructed at the output terminals of the modulator.
【００７２】
Fig. 9 is a diagram illustrating the spectrum of the C-HPA output signal y(t) for the narrowband linear LINC modulator for LPFs in the arms with passband 20 MHz, 40 MHz and 60 MHz.
【００７３】
As may be seen from Figure 9, the proposed approach provides 100% out-of-band spectrum suppression. The signal spectrum at the C-HPA output is the same as the spectrum of the transmitted signal x (plot in Figure 9 is denoted NO HPA NO LPF). Thus the level of out-of-band spectrum at the proposed narrowband linear LINC HPA is less than -90 dB.
【００７４】
Therefore, the modulator, for example a LINC modulator, may be obtained. The modulator may use a narrowband circuit in a composite high amplifier arm, e.g., digital-to-analog convertor (DAC) with low clock frequencies to remove parasitic amplitude modulation automatically, thereby reconstructing a signal inputted into the modulator at an output terminal of the LINC modulator.
【００７５】
It should be noted that, although only the composite high power amplifier having two arms have been described, a ordinary skilled person may generalize the example given in the specification to multiple arms straightforwardly.
(Additional remarks)
【００７６】
Some additional remarks will be added relating to the above mentioned embodiment. 
(Remark 1)
A linear amplification with nonlinear components (LINC) modulator, comprising: 
a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal;
a plurality of arms through which the plurality of the constant envelope signals are passed, each arm comprising;
a filterthat compares frequencies of components of the constant envelope signals with a threshold frequency to generate a first signal including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies lower than a predetermined frequency; 
a processor that generates and a second signal including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal and performs a frequency signal distortion of the second signal to generate a distorted signal, the frequency signal distortion being defined using the first signal and the second signal; and 
a quadrature modulator that multiplies the first signal and the distorted signal to reconstruct the constant envelope signals.
(Remark 2)
The LINC modulator according to remark 1, wherein the processor has a bandwidth less than that of the constant envelope signals.
(Remark 3)
The LINC modulator according to remark 1 or 2, wherein the frequency signal distortion is given by an equation: 1+{ΔS/LPF{x}}, where let x be the input signal, LPF{x} be the first signal, and ΔS be the difference defined as x-LPF{x}.
(Remark 4)
The LINC modulator according to any one of remarks 1 to 3, wherein the constant envelope signals is passed through a low-pass filter to generate the first signal.
(Remark 5)
The LINC modulator according to any one of remarks 1 to 4, the each arm further comprising:
a first digital-to-analog convertor that is passed by the first signal after being outputted from the separator and before inputting the first quadrature modulator, the first digital-to-analog converter having a first characteristic operation speed and a first resolution characteristimayd
a second digital-to-analog convertor that is passed by the distorted signal after being outputted from the separator and before inputting the first quadrature modulator, the second digital-to-analog converter having a second characteristic operation speed which is faster than the first characteristic operation speed and a second resolution characteristic which is lower than the first resolution characteristic.
(Remark 6)
An amplifier, comprising
a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal;
a plurality of arms, each of the plurality of the arms being passed by a corresponding one of the plurality of the constant envelope signals to output a corresponding one of a plurality of input signals, each of the plurality of the arms comprising:
a filter that compares frequencies of components of the constant envelope signals with a threshold frequency to generate a first signal including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies higher than and/or equal to a predetermined frequency and a second signal including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal;
a processor that performs a frequency signal distortion of the second signal to generate a distorted signal, the frequency signal distortion being defined using the first signal and the second signal; and 
a quadrature modulator that multiplies the first signal and the distorted signal to reconstruct the constant envelope signals;
a plurality of power amplifier, each of the plurality of the power amplifier amplifying a corresponding one of the constant envelope signals to generate a amplified arm signal; and
an adder that add all of the amplified signals to yield an amplified signal.
(Remark 7)
The amplifier according to remark 6, wherein the processor  has a bandwidth less than that of the constant envelope signals.
(Remark 8)
The amplifier according to remark 6 or 7, wherein the frequency signal distortion is given by an equation: 1+{ΔS/LPF{x}}, where let x be the input signal, LPF{S} be the first signal, and ΔS be the difference defined as S-LPF{x}.
(Remark 9)
The amplifier according to any one of remarks 6 to 8, wherein the constant envelope signals is passed through a low-pass filter to generate the first signal.
(Remark 10)
The amplifier according to any one of remarks 7 to 11, further comprising:
a first digital-to-analog convertor that is passed by the first signal after being outputted from the separator and before inputting the multiplier, the first digital-to-analog converter having a first characteristic operation speed and a first resolution characteristic; and
a second digital-to-analog convertor that is passed by the distorted signal after being outputted from the separator and before inputting the multiplier, the second digital-to-analog converter having a second characteristic operation speed which is faster than the first characteristic operation speed and a second resolution characteristic which is lower than the first resolution characteristic.
(Remark 11)
A method for amplifying a source signal, comprising steps of:
separating the source signal x(t) to generates a plurality of constant envelope signals;
comparing frequencies of components of the plurality of constant envelope signals with a threshold frequency to generate first signals including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies lower than a predetermined frequency and second signals including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal;
performing frequency signal distortion of the second signals to generate distorted signals, the frequency signal distortion being defined using the first signal and the second signal; and
multiplying the first signal and the distorted signal to reconstruct the constant envelope signals;
amplifying the constant envelope signals to generate amplified arm signals; and
adding all of the amplified signals to yield an amplified signal.
(Remark 12)
The method according to remark 11, wherein the processor has a bandwidth less than that of the input signal.
(Remark 13)
The method according to remark 11 or 12, wherein the frequency signal distortion is given by an equation: 1+{ΔS/LPF{x}}, where let S be the input signal, LPF{S} be the first signal, and ΔS be the difference defined as S-LPF{S}.
(Remark 14)
The method according to any one of remarks 11 to 13, wherein the constant envelope signals is passed through a low-pass filter to generate the first signal.
(Remark 15)
The method according to any one of remarks 11 to 14, further comprising steps of:
converting the first signal from a digital to analog signal after separating the source signal x(t) and before multiplying the first signal by a first digital-to-analog convertor having a first characteristic operation speed and a first resolution characteristimayd
converting the first signal from a digital to analog signal after separating the source signal and before multiplying the first signal by a second digital-to-analog convertor having a second characteristic operation speed which is faster than the first characteristic operation speed and a second resolution characteristic which is lower than the first resolution characteristic.
【請求項１】
A linear amplification with nonlinear components (LINC) modulator, comprising: 
a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal;
a plurality of arms through which the plurality of the constant envelope signals are passed, each arm comprising;
a filterthat compares frequencies of components of the constant envelope signals with a threshold frequency to generate a first signal including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies lower than a predetermined frequency; 
a processor that generates and a second signal including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal and performs a frequency signal distortion of the second signal to generate a distorted signal, the frequency signal distortion being defined using the first signal and the second signal; and 
a quadrature modulator that multiplies the first signal and the distorted signal to reconstruct the constant envelope signals.
【請求項２】
The LINC modulator according to remark 1, wherein the processor has a bandwidth less than that of the constant envelope signals.
【請求項３】
The LINC modulator according to claim 1 or 2, wherein the frequency signal distortion is given by an equation: 1+{ΔS/LPF{x}}, where let x be the input signal, LPF{x} be the first signal, and ΔS be the difference defined as x-LPF{x}.
【請求項４】
The modulator according to any one of claims 1 to 3, wherein the constant envelope signals is passed through a low-pass filter to generate the first signal.
【請求項５】
The modulator according to any one of claims 1 to 4, the each arm further comprising:
a first digital-to-analog convertor that is passed by the first signal after being outputted from the separator and before inputting the multiplier, the first digital-to-analog converter having a first characteristic operation speed and a first resolution characteristic; and
a second digital-to-analog convertor that is passed by the distorted signal after being outputted from the separator and before inputting the multiplier, the second digital-to-analog converter having a second characteristic operation speed which is faster than the first characteristic operation speed and a second resolution characteristic which is lower than the first resolution characteristic.
【請求項６】
An amplifier, comprising
a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal;
a plurality of arms, each of the plurality of the arms being passed by a corresponding one of the plurality of the constant envelope signals to output a corresponding one of a plurality of input signals, each of the plurality of the arms comprising:
a filter that compares frequencies of components of the constant envelope signals with a threshold frequency to generate a first signal including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies higher than and/or equal to a predetermined frequency and a second signal including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal;
a processor that performs a frequency signal distortion of the second signal to generate a distorted signal, the frequency signal distortion being defined using the first signal and the second signal; and 
a quadrature modulator that multiplies the first signal and the distorted signal to reconstruct the constant envelope signals;
a plurality of power amplifier, each of the plurality of the power amplifier amplifying a corresponding one of the constant envelope signals to generate a amplified arm signal; and
an adder that add all of the amplified signals to yield an amplified signal.
【請求項７】
A method for amplifying a source signal, comprising steps of:
separating the source signal x to generates a plurality of constant envelope signals;
comparing frequencies of components of the plurality of constant envelope signals with a threshold frequency to generate first signals including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies lower than a predetermined frequency and second signals including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal;
performing frequency signal distortion of the second signals to generate distorted signals, the frequency signal distortion being defined using the first signal and the second signal; and
multiplying the first signal and the distorted signal to reconstruct the constant envelope signals;
amplifying the constant envelope signals to generate amplified arm signals; and
adding all of the amplified signals to yield an amplified signal.
【要約】
A linear amplification with nonlinear components (LINC) modulator is provided. The LINC modulator includes: The modulator includes: a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal; a plurality of arms through which the plurality of the constant envelope signals are passed, wherein each arm includes a filter that compares frequencies of components of the constant envelope signals with a threshold frequency to generate a first signal including a first frequency part of the input signal, the first frequency part being composed of frequencies lower than a predetermined frequency; a processor that generates and a second signal including a second frequency part of the input signal whose frequencies are different from the first frequency part of the first signal and performs a frequency signal distortion of the second signal to generate a distorted signal, the frequency signal distortion being defined using the first signal and the second signal; and a quadrature modulator that multiplies the first signal and the distorted signal to reconstruct the constant envelope signals.
【選択図】図６
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2013051456.tif 000051
【図９】
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