(57)【要約】【課題】出力電力検出回路の検出電圧が温度に依存すれば、正確な出力電力を得ることができない。そのため、ダイナミックレンジが広範囲、かつ、温度変動が抑制された検出電圧を出力する出力電力検出回路を備えた半導体装置が、望まれる。【解決手段】出力電力検出回路１は、所定の温度特性を持つ基準電圧と、温度特性を持たない第１及び第２の基準電流と、を出力するレギュレータ回路と、入力信号を受け付け、入力信号の電圧を第１の電圧に変換し、基準電圧と第１の基準電流に応じて、第１の電圧の温度特性を無効とし、第１の検波電圧として出力する第１の検波回路と、入力信号を受け付け、入力信号の電圧を第２の電圧に変換し、基準電圧と第２の基準電流に応じて、第２の電圧の温度特性を無効とし、第２の検波電圧として出力する第２の検波回路と、を含み、第１及び第２の検波電圧を合成した電圧を出力する検出回路と、を備えている。【選択図】図１
2013085081.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の温度特性を持つ基準電圧と、温度特性を持たない第１及び第２の基準電流と、を出力するレギュレータ回路と、
入力信号を受け付け、前記入力信号の電圧を第１の電圧に変換し、前記基準電圧と前記第１の基準電流に応じて、前記第１の電圧の温度特性を無効とし、第１の検波電圧として出力する第１の検波回路と、
前記入力信号を受け付け、前記入力信号の電圧を第２の電圧に変換し、前記基準電圧と前記第２の基準電流に応じて、前記第２の電圧の温度特性を無効とし、第２の検波電圧として出力する第２の検波回路と、を含み、
前記第１及び第２の検波電圧を合成した電力検出電圧を出力する検出回路と、
を備えることを特徴とした半導体装置。
【請求項２】
前記レギュレータ回路は、第１の電流源を含むバンドギャップリファレンス回路と、
前記第１の基準電流を供給する第２の電流源と、
前記第２の基準電流を供給する第３の電流源と、
を備えており、
前記レギュレータ回路は、前記バンドギャップリファレンス回路の出力ノードと前記第１の電流源との間に配置した第１の抵抗を含み、前記第１の電流源と前記第１の抵抗との接続ノードから前記基準電圧を出力し、前記バンドギャップリファレンス回路が出力する電圧と、温度特性を持たない基準抵抗に基づいて前記第２及び第３の電流源から供給する電流値が定まる請求項１の半導体装置。
【請求項３】
前記第１の検波回路は、
前記入力信号を、第２の抵抗を介して、コレクタで受け付けるエミッタ接地の第１のトランジスタと、ベースが、前記第１のトランジスタのベースと共通接続されるエミッタ接地の第２のトランジスタと、を含み、
前記第２の検波回路は、
前記入力信号を、第３の抵抗を介して、コレクタで受け付けるエミッタ接地の第３のトランジスタと、ベースが、前記第３のトランジスタのベースと共通接続されるエミッタ接地の第４のトランジスタと、を含み、
前記基準電圧の出力ノードと前記第２のトランジスタは第４の抵抗を介して接続され、前記基準電圧の出力ノードと前記第４のトランジスタは第５の抵抗を介して接続され、前記第２の電流源と前記第１のトランジスタのコレクタが接続され、前記第３の電流源と前記第３のトランジスタのコレクタが接続されている請求項２の半導体装置。
【請求項４】
前記第３の抵抗の抵抗値は、前記第２の抵抗の抵抗値よりも高い請求項３の半導体装置。
【請求項５】
前記所定の温度特性は、前記第１の抵抗の抵抗値により定まり、前記第１の電圧の温度特性は、前記基準電圧の前記所定の温度特性と、前記第１の基準電流の電流値と、前記第４の抵抗の抵抗値と、に基づいて決定され、
前記第２の電圧の温度特性は、前記基準電圧の前記所定の温度特性と、前記第２の基準電流の電流値と、前記第５の抵抗の抵抗値と、に基づいて決定される請求項３又は４の半導体装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか一に記載の半導体装置と、
前記電力検出電圧を受け付ける制御ブロックと、
前記制御ブロックと接続され、送信信号を受け付ける可変利得アンプと、
前記可変利得アンプの出力する電圧を増幅するパワーアンプと、
を備え、
前記パワーアンプの出力を前記第１及び第２の検波回路に対する入力信号とすると共に、前記制御ブロックは、前記電力検出電圧に基づいて、前記可変利得アンプの利得を変更することを特徴とする送信機。
【請求項７】
請求項１乃至５のいずれか一に記載の半導体装置と、
前記電力検出電圧を受け付ける制御ブロックと、
前記制御ブロックと接続され、送信信号を受け付ける可変利得アンプと、
前記可変利得アンプの出力する電圧を増幅するパワーアンプと、
を備え、
前記パワーアンプの出力を前記第１及び第２の検波回路に対する入力信号とすると共に、前記制御ブロックは、前記電力検出電圧に基づいて、前記可変利得アンプの利得を変更することを特徴とする送受信機。
【請求項８】
バンドギャップリファレンス回路を含み、所定の温度特性を持つ基準電圧と、温度特性を持たない第１及び第２の基準電流と、を出力するレギュレータ回路と、
入力信号を受け付け、前記入力信号の電圧を第１の電圧に変換し、前記基準電圧と前記第１の基準電流に応じて、前記第１の電圧の温度特性を無効とし、第１の検波電圧として出力する第１の検波回路と、
前記入力信号を受け付け、前記入力信号の電圧を第２の電圧に変換し、前記基準電圧と前記第２の基準電流に応じて、前記第２の電圧の温度特性を無効とし、第２の検波電圧として出力する第２の検波回路と、を含み、
前記第１及び第２の検波電圧を合成した電力検出電圧を出力する検出回路と、
を備える半導体装置の設計方法であって、
前記バンドギャップリファレンス回路を設計する工程と、
前記第１及び第２の電圧の振幅を、前記検出回路のダイナミックレンジに基づいて決定する工程と、
前記第１及び第２の電圧の温度特性を無効化する、前記基準電圧が持つ前記所定の温度特性と前記第１及び第２の基準電流の電流値と、を決定する工程と、
を含むことを特徴とする半導体装置の設計方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体装置に関する。特に、出力電力検出回路を備える半導体装置、半導体装置の設計方法、送信機及び送受信機、に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈや無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）対応の電子機器の普及が著しい。これらの電子機器は、無線を通信手段として、ホスト機器やアクセスポイント等と通信する。
【０００３】
これらの電子機器が出力する電波の電力は、一定値以下となるように規制されている。それぞれの電子機器が、無秩序に電波を出力するとすれば、互いの電波が干渉し、支障をきたすからである。従って、無線通信が可能な電子機器は、各国の法令等で定められた規制を遵守する必要がある。そのため、無線通信が可能な電子機器は、電波の出力電力を検出する出力電力検出回路を備えている。
【０００４】
無線通信が可能な電子機器は、出力電力検出回路が出力する検出電圧を用いて、増幅回路のゲインを制御し、出力電力に関する規制を遵守する。また、電波の電力は狭い範囲内で変動するものではなく、その変動範囲は広範囲に亘る。従って、出力電力検出回路は、電波の電力が低い場合であっても、高い場合であっても正確にその電力を検出できる必要がある。即ち、出力電力検出回路が検出可能な範囲（ダイナミックレンジ）は広範囲でなければならない。
【０００５】
ここで、特許文献１乃至３において、出力電力検出回路のダイナミックレンジを改善する技術が開示されている。
【０００６】
特許文献１で開示された出力電力検出回路は、容量素子等を介して取り出された高周波信号を増幅する多段構成のアンプを備えている。さらに、各段のアンプの出力を検波する複数の検波回路と、多段構成のアンプを通さない高周波信号を検波する検波回路を設け、これらの検波回路の出力を合成したものを出力電力検出信号として出力する。その結果、出力電力検出回路のダイナミックレンジを拡げ、出力電力の低い領域から高い領域まで変曲点を持たない連続した検出を可能としている。
【０００７】
特許文献２で開示された出力電力検出回路は、２つの検波回路を備えている。特許文献２で開示された出力電力検出回路は、２つの検波回路を連携させることで、出力電力検出回路のダイナミックレンジを拡げている。より具体的には、前段の検波回路の出力電圧を後段の検波回路のバイアスとして使用し、それぞれの検出回路の感度を変更している。
【０００８】
特許文献３で開示された出力電力検出回路は、２つの検波回路を備えている。特許文献３で開示された出力電力検出回路は、出力電圧が低い領域と高い領域のそれぞれの領域で使用する検波回路を使い分け、出力電力検出回路のダイナミックレンジを拡げている。より具体的には、出力電圧が低い領域の検波を担う検波回路にスイッチを設け、出力電圧が高い領域の検波を担う検波回路が検波を開始したタイミングで、上述のスイッチをオフする。その結果、低域側の検波回路から高域側の検波回路に対する影響が排除され、出力電力検出回路のダイナミックレンジが拡大できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００７−１１６６５１号公報
【特許文献２】特開２００６−０９４０７５号公報
【特許文献３】特開２０００−３２９８０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
なお、上記先行技術文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。以下の分析は、本発明の観点からなされたものである。
【００１１】
ここで、無線通信は屋内だけで使用する機器に留まらず、車載用の機器（例えば、ＥＣＴ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｔｏｌｌ  Ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ））やＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ＩＤｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）等においても用いられる。これらの機器が保証する動作温度範囲は極めて広範囲である。例えば、車載用の機器であれば、氷点下以下の環境に長時間さらされた環境や直射日光を長時間受けた環境にある車内においても、正常に動作することが求められる。
【００１２】
このような厳しい環境下にあっても、無線通信が可能な電子機器が出力する電波の電力は規制を満たす必要がある。即ち、常温の環境下に限り、規制を満たせば良い訳ではなく、周辺温度が極めて低い又は高い場合であっても、電波の電力は規制を遵守したものでなければならない。
【００１３】
しかしながら、上述の特許文献１〜３は、ダイオード等の半導体素子の温度特性を考慮に入れた出力電力検出回路を開示していない。
【００１４】
ここで、ダイオードがオン状態になるベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは、下記の式（１）で表すことができる。
2013085081.tif 000003
なお、ＶＴは熱電圧（常温で約２６ｍＶ）、Ｉｓは飽和電流である。さらに、飽和電流Ｉｓは下記の式（２）で表すことができる。
2013085081.tif 000004
なお、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ａは定数、Ｅｇはシリコンバンドギャップエネルギーである。式（１）を温度Ｔで微分することにより、ダイオードのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥの温度特性が計算できる。
2013085081.tif 000005
なお、ｑはクーロン定数である。このように、ダイオードのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは温度に依存する。
【００１５】
図１０は、ダイオードの電流−電圧特性の一例を示す図である。図１０に示すように、ダイオードがオン状態に遷移する際のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは低温時ほど高電圧になり、高温時ほど低電圧になる。
【００１６】
以上のとおり、ダイオード等の半導体素子はそれぞれ温度特性を備えている。この温度特性を考慮せず設計された出力電力検出回路は、入力電圧が同一であっても周辺温度が異なれば、異なる検出電圧を出力することになる。出力電力検出回路の検出電圧が温度に依存すれば、たとえダイナミックレンジが広範囲であっても、無線通信が可能な電子機器は正確な出力電力を得ることができない。そのため、ダイナミックレンジが広範囲、かつ、温度変動が抑制された検出電圧を出力する出力電力検出回路を備えた半導体装置、半導体装置の設計方法、送信機及び送受信機が、望まれる。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の第１の視点によれば、所定の温度特性を持つ基準電圧と、温度特性を持たない第１及び第２の基準電流と、を出力するレギュレータ回路と、入力信号を受け付け、前記入力信号の電圧を第１の電圧に変換し、前記基準電圧と前記第１の基準電流に応じて、前記第１の電圧の温度特性を無効とし、第１の検波電圧として出力する第１の検波回路と、前記入力信号を受け付け、前記入力信号の電圧を第２の電圧に変換し、前記基準電圧と前記第２の基準電流に応じて、前記第２の電圧の温度特性を無効とし、第２の検波電圧として出力する第２の検波回路と、を含み、前記第１及び第２の検波電圧を合成した電力検出電圧を出力する検出回路と、を備える半導体装置が提供される。
【００１８】
本発明の第２の視点によれば、上記第１の視点に係る半導体装置と、前記電力検出電圧を受け付ける制御ブロックと、前記制御ブロックと接続され、送信信号を受け付ける可変利得アンプと、前記可変利得アンプの出力する電圧を増幅するパワーアンプと、を備え、前記パワーアンプの出力を前記第１及び第２の検波回路に対する入力信号とすると共に、前記制御ブロックは、前記電力検出電圧に基づいて、前記可変利得アンプの利得を変更する送信機が提供される。
【００１９】
本発明の第３の視点によれば、上記第１の視点に係る半導体装置と、前記電力検出電圧を受け付ける制御ブロックと、前記制御ブロックと接続され、送信信号を受け付ける可変利得アンプと、前記可変利得アンプの出力する電圧を増幅するパワーアンプと、を備え、前記パワーアンプの出力を前記第１及び第２の検波回路に対する入力信号とすると共に、前記制御ブロックは、前記電力検出電圧に基づいて、前記可変利得アンプの利得を変更する送受信機が提供される。
【００２０】
本発明の第４の視点によれば、バンドギャップリファレンス回路を含み、所定の温度特性を持つ基準電圧と、温度特性を持たない第１及び第２の基準電流と、を出力するレギュレータ回路と、入力信号を受け付け、前記入力信号の電圧を第１の電圧に変換し、前記基準電圧と前記第１の基準電流に応じて、前記第１の電圧の温度特性を無効とし、第１の検波電圧として出力する第１の検波回路と、前記入力信号を受け付け、前記入力信号の電圧を第２の電圧に変換し、前記基準電圧と前記第２の基準電流に応じて、前記第２の電圧の温度特性を無効とし、第２の検波電圧として出力する第２の検波回路と、を含み、前記第１及び第２の検波電圧を合成した電力検出電圧を出力する検出回路と、を備える半導体装置の設計方法であって、前記バンドギャップリファレンス回路を設計する工程と、前記第１及び第２の電圧の振幅を、前記検出回路のダイナミックレンジに基づいて決定する工程と、前記第１及び第２の電圧の温度特性を無効化する、前記基準電圧が持つ前記所定の温度特性と前記第１及び第２の基準電流の電流値と、を決定する工程と、を含む半導体装置の設計方法が提供される。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の各視点によれば、ダイナミックレンジが広範囲、かつ、温度変動が抑制された検出電圧を出力する出力電力検出回路を備えた半導体装置、半導体装置の設計方法、送信機及び送受信機が、提供される。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る半導体装置に含まれる出力電力検出回路１の構成の一例を示す図である。
【図２】図１に示すレギュレータ回路１０の回路構成の一例を示す図である。
【図３】図１に示す検出回路２０の回路構成の一例を示す図である。
【図４】検波回路２１における検出電圧の一例を示す図である。
【図５】検波回路２１における検出電圧の一例を示す図である。
【図６】検波回路２１及び２２の出力波形の一例を示す図である。
【図７】出力電力検出回路１の出力する電力検出電圧Ｖ＿ｄｅｔの一例を示す図である。
【図８】出力電力検出回路１の設計方法の一例を示すフローチャートである。
【図９】本発明の第２の実施形態に係る送信機２の内部構成の一例を示す図である。
【図１０】ダイオードの電流−電圧特性の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
初めに、図１を用いて一実施形態の概要について説明する。なお、この概要に付記した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、本発明を図示の態様に限定することを意図するものではない。
【００２４】
上述のように、出力電力検出回路の検出電圧が温度に依存すれば、たとえダイナミックレンジが広範囲であっても、無線通信が可能な電子機器は正確な出力電力を得ることができない。そのため、ダイナミックレンジが広範囲、かつ、温度変動が抑制された検出電圧を出力する出力電力検出回路を備えた半導体装置が、望まれる。
【００２５】
図１に示す出力電力検出回路１は、所定の温度特性を持つ基準電圧と、温度特性を持たない第１及び第２の基準電流と、を出力するレギュレータ回路１０と、入力信号を受け付け、入力信号の電圧を第１の電圧に変換し、基準電圧と第１の基準電流に応じて、第１の電圧の温度特性を無効とし、第１の検波電圧として出力する第１の検波回路と、入力信号を受け付け、入力信号の電圧を第２の電圧に変換し、基準電圧と第２の基準電流に応じて、第２の電圧の温度特性を無効とし、第２の検波電圧として出力する第２の検波回路と、を含み、第１及び第２の検波電圧を合成した電圧を出力する検出回路２０と、を備えている。
【００２６】
レギュレータ回路１０は、所定の温度特性を持つ基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔと、温度特性を持たない基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２を検出回路２０に供給する。検出回路２０は、レギュレータ回路１０が出力する電源（基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔ、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２）を用いて、入力信号の電力を検出する。その際、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの温度特性は検出回路２０に含まれる半導体素子の温度特性を無効化（温度特性をキャンセル）するように設計されている。そのため、検出回路２０に含まれる第１及び第２の検波回路が出力する電圧の温度特性を、無効化することができる。なお、温度特性の無効化とは、温度特性が消滅していることを意味するものではないことは勿論である。温度特性を無効化とは、本来の温度特性を減殺することを意味する。「温度特性を持たない」も同様であって、本来持っている温度特性が減殺されていることを意味する。
【００２７】
さらに、第１及び第２の検波回路への入力信号の電圧（振幅）を、それぞれ変換し、第１及び第２の検波回路における入力レンジをそれぞれ異なる範囲に設計する。より具体的には、第２の検波回路へ入力する信号を、第１の検波回路へ入力する信号よりも減衰させれば、第２の検波回路ではより大きな振幅を持つ信号の検波を行うことができる。このように、第１及び第２の検波回路において、入力レンジを異ならせ、それぞれが出力する検出電圧を合成することで、出力電力検出回路のダイナミックレンジを拡大することができる。
【００２８】
以上のように、レギュレータ回路１０から検出回路２０の検出電圧の温度特性を無効化できる電源を供給する。さらに、検出回路２０は、入力レンジの異なる２つの検波回路を含んでおり、それぞれの検波回路の出力電圧を合成することで、ダイナミックレンジを拡大している。その結果、ダイナミックレンジが広範囲、かつ、温度変動が抑制された検出電圧を出力する出力電力検出回路が、提供できる。
【００２９】
本発明において下記の形態が可能である。
【００３０】
［形態１］上記第１の視点に係る半導体装置のとおりである。
【００３１】
［形態２］前記レギュレータ回路は、第１の電流源を含むバンドギャップリファレンス回路と、前記第１の基準電流を供給する第２の電流源と、前記第２の基準電流を供給する第３の電流源と、を備えており、前記レギュレータ回路は、前記バンドギャップリファレンス回路の出力ノードと前記第１の電流源との間に配置した第１の抵抗を含み、前記第１の電流源と前記第１の抵抗との接続ノードから前記基準電圧を出力し、前記バンドギャップリファレンス回路が出力する電圧と、温度特性を持たない基準抵抗に基づいて前記第２及び第３の電流源から供給する電流値が定まることが好ましい。
【００３２】
［形態３］前記第１の検波回路は、前記入力信号を、第２の抵抗を介して、コレクタで受け付けるエミッタ接地の第１のトランジスタと、ベースが、前記第１のトランジスタのベースと共通接続されるエミッタ接地の第２のトランジスタと、を含み、前記第２の検波回路は、前記入力信号を、第３の抵抗を介して、コレクタで受け付けるエミッタ接地の第３のトランジスタと、ベースが、前記第３のトランジスタのベースと共通接続されるエミッタ接地の第４のトランジスタと、を含み、前記基準電圧の出力ノードと前記第２のトランジスタは第４の抵抗を介して接続され、前記基準電圧の出力ノードと前記第４のトランジスタは第５の抵抗を介して接続され、前記第２の電流源と前記第１のトランジスタのコレクタが接続され、前記第３の電流源と前記第３のトランジスタのコレクタが接続されていることが好ましい。
【００３３】
［形態４］前記第３の抵抗の抵抗値は、前記第２の抵抗の抵抗値よりも高いことが好ましい。
【００３４】
［形態５］前記所定の温度特性は、前記第１の抵抗の抵抗値により定まり、前記第１の電圧の温度特性は、前記基準電圧の前記所定の温度特性と、前記第１の基準電流の電流値と、前記第４の抵抗の抵抗値と、に基づいて決定され、前記第２の電圧の温度特性は、前記基準電圧の前記所定の温度特性と、前記第２の基準電流の電流値と、前記第５の抵抗の抵抗値と、に基づいて決定されることが好ましい。
【００３５】
［形態６］上記第２の視点に係る送信機のとおりである。
【００３６】
［形態７］上記第３の視点に係る送受信機のとおりである。
【００３７】
［形態８］上記第４の視点に係る半導体装置の設計方法のとおりである。
【００３８】
以下に具体的な実施の形態について、図面を参照してさらに詳しく説明する。
【００３９】
［第１の実施形態］
本発明の第１の実施形態について、図面を用いてより詳細に説明する。
【００４０】
図１は、本実施形態に係る半導体装置に含まれる出力電力検出回路１の構成の一例を示す図である。
【００４１】
出力電力検出回路１は、レギュレータ回路１０と、検出回路２０から構成されている。
【００４２】
レギュレータ回路１０は、半導体装置の内部に含まれる電源生成回路から電源電圧ＶＤＤの供給を受ける。レギュレータ回路１０は、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔと、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２を出力する。また、レギュレータ回路１０は、基準抵抗Ｒｒｅｆに接続されている。
【００４３】
検出回路２０は、レギュレータ回路１０が出力する基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔと、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２を受け付ける。検出回路２０は、電力検出の対象となる信号を、入力端子Ｉｎを介して受け付ける。検出回路２０は、入力端子Ｉｎから受け付けた信号の電力に比例する電圧を出力端子Ｏｕｔから出力する。
【００４４】
次に、レギュレータ回路１０について説明する。
【００４５】
図２は、レギュレータ回路１０の回路構成の一例を示す図である。レギュレータ回路１０は、ダイオードＤ０１〜Ｄ０３と、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０１〜Ｐ０７と、オペアンプＡ０１〜Ａ０３と、抵抗Ｒ０１〜Ｒ０４から構成されている。ダイオードＤ０２は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数、以下同じ）のダイオードが並列して接続されていることを示している。なお、ダイオードＤ０１及びＤ０３は、１つのダイオードである。
【００４６】
Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０１〜Ｐ０３のソースは、電源電圧ＶＤＤに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０１のゲートは、オペアンプＡ０１の出力ノードに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０１のドレインは、ダイオードＤ０１のアノード及びオペアンプＡ０１の入力ノード（反転入力）に接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０２のゲートは、オペアンプＡ０１の出力ノードに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０２のドレインは、ダイオードＤ０２のアノード及びオペアンプＡ０１の入力ノード（非反転入力）に接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０３のゲートは、オペアンプＡ０１の出力ノードに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０３のドレインは、抵抗Ｒ０３を介して、ダイオードＤ０３のアノード及びオペアンプＡ０２の入力ノード（反転入力）に接続されている。
【００４７】
Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０３のドレイン、抵抗Ｒ０３及びオペアンプＡ０３の入力ノードの接続ノードをノードＳ０１とする。抵抗Ｒ０３及びオペアンプＡ０２の入力ノードの接続ノードをノードＳ０２とする。
【００４８】
ダイオードＤ０１のカソードは、接地電圧ＧＮＤに接続されている。ダイオードＤ０２のカソードは、抵抗Ｒ０１を介して、接地電圧ＧＮＤに接続されている。ダイオードＤ０３のカソードは、抵抗Ｒ０２を介して、接地電圧ＧＮＤに接続されている。
【００４９】
Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０４〜Ｐ０６のソースは、電源電圧ＶＤＤに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０４のゲートは、オペアンプＡ０２の出力ノードに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０４のドレインは、オペアンプＡ０２の入力ノード（非反転入力）に接続されると共に、基準抵抗Ｒｒｅｆを介して接地電圧ＧＮＤに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０４のドレインとオペアンプＡ０２の入力ノードの接続ノードをノードＳ０３とする。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０５及びＰ０６のゲートは、それぞれオペアンプＡ０２の出力ノードに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０５及びＰ０６のドレインは、検出回路２０（図２において図示せず）の入力ノードに接続される。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０５及びＰ０６から供給される電流が、それぞれ基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２である。
【００５０】
Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０７のソースは電源電圧ＶＤＤに接続され、ゲートはオペアンプＡ０３の出力ノードに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０７のドレインは、オペアンプＡ０３の入力ノード（非反転入力）に接続されると共に、抵抗Ｒ０４を介して接地電圧ＧＮＤに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０７のドレイン、抵抗Ｒ０４及びオペアンプＡ０３の入力ノードの接続ノードをノードＳ０４とする。
【００５１】
オペアンプＡ０３の各入力ノードは、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０３のドレインと抵抗Ｒ０３の接続ノード（ノードＳ０１）と、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０７のドレインと抵抗Ｒ０４の接続ノード（ノードＳ０４）に接続されている。ノードＳ０４の電圧が、レギュレータ回路１０が出力する基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔである。
【００５２】
ここで、ダイオードＤ０１〜Ｄ０３と、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０１〜Ｐ０３と、オペアンプＡ０１と、抵抗Ｒ０１及びＲ０２と、でバンドギャップリファレンス回路を構成している。
【００５３】
ノードＳ０２から温度補償したバンドギャップリファレンス電圧ＶＢＧＲが出力される。バンドギャップリファレンス電圧ＶＢＧＲは、以下の式（４）で表すことができる。
2013085081.tif 000006
なお、ｒ０１及びｒ０２は抵抗Ｒ０１及びＲ０２の抵抗値とする（以下の説明においても、抵抗と抵抗値は同様の表記とする）。ＶＢＥ３はダイオードＤ０３のベース・エミッタ間電圧とする。さらに、熱電圧ＶＴを、ボルツマン定数（ｋ）、絶対温度（Ｔ）、電子のクーロン定数（ｑ）を用いて表すと、式（４）は下記の式（５）と等価になる。
2013085081.tif 000007
【００５４】
式（５）において、温度Ｔを変数として微分すると、以下の式（６）を得ることができる。
2013085081.tif 000008
さらに、ダイオードＤ０３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ３の温度特性は、式（７）で表すことができる。
2013085081.tif 000009
そのため、式（６）において、抵抗値ｒ０１及びｒ０２と、ダイオードＤ０２に含まれるダイオードの並列数Ｎを適切に選択すれば、バンドギャップリファレンス電圧ＶＢＧＲの温度特性を無効化することができる。
【００５５】
次に、ノードＳ０１の電圧を考える。ノードＳ０１の電圧は、以下の式（８）で表すことができる。
2013085081.tif 000010
ノードＳ０１とノードＳ０４は、それぞれオペアンプＡ０３の入力ノードに接続されている。従って、オペアンプＡ０３は、ノードＳ０１の電圧とノードＳ０４の電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔ）が等しくなるように、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０７のゲートに印加する電圧を制御する。即ち、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔも式（８）で表すことができる。式（８）において、温度Ｔを変数として微分すると、以下の式（９）を得ることができる。
2013085081.tif 000011
【００５６】
上述のように、ダイオードＤ０３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ３の温度特性は、式（７）で表すことができるので、抵抗値ｒ０１〜ｒ０３、ダイオードＤ０２に含まれるダイオードの並列数Ｎを適切に選択することで、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの温度特性を所望の値に定めることができる。例えば、ｒ０２／ｒ０１＝１１．２、Ｎ＝８を選択すると、バンドギャップリファレンス電圧ＶＢＧＲの温度特性を無効化することができる。さらに、ｒ０３／ｒ０１＝２．２とすることで、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの温度特性を＋０．４ｍＶ／℃とすることができる。
【００５７】
次に、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２の生成について説明する。
【００５８】
上述のように、バンドギャップリファレンス電圧ＶＢＧＲは、温度特性を持たない。従って、オペアンプＡ０２を介してノードＳ０２と接続されているノードＳ０３の電圧は、バンドギャップリファレンス電圧ＶＢＧＲとほぼ等しくなる。また、基準抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値の温度依存性は、ダイオード等の半導体素子と比較すれば極めて小さい。従って、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０４が供給する電流（以下、基準電流Ｉｒｅｆと呼ぶ）は、温度特性を持たない電流と言える。
【００５９】
さらに、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０４〜Ｐ０６を、それぞれ同じサイズのトランジスタにすれば、各トランジスタのゲートは共通接続されているため、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０５及びＰ０６が供給する電流と基準電流Ｉｒｅｆはほぼ等しくなる。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０５及びＰ０６が供給する電流が、それぞれ、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２である。基準電流Ｉｒｅｆが温度特性を持たないため、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２も同様に、温度特性を持たない。
【００６０】
以上のように、レギュレータ回路１０は、所望の（設計者が任意に設定可能な）温度特性を持った基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔと、温度特性を持たない基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２を出力することができる。
【００６１】
続いて、検出回路２０について説明する。
【００６２】
図３は、検出回路２０の回路構成の一例を示す図である。検出回路２０は、２つの検波回路２１及び２２から構成されている。入力端子Ｉｎから入力された信号は、検波回路２１及び２２に入力される。レギュレータ回路１０が生成する基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔは、検波回路２１及び２２に供給される。さらに、レギュレータ回路１０が生成する基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１は検波回路２１に供給され、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ２は検波回路２２に供給される。２つの検波回路２１及び２２が出力する電圧を合成した電圧は、電力検出電圧Ｖ＿ｄｅｔとして、出力端子Ｏｕｔから出力される。
【００６３】
検波回路２１は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１及びＴＲ０２と、抵抗Ｒ０５〜Ｒ０８と、容量Ｃ０１及びＣ０２から構成されている。
【００６４】
ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１のエミッタは、接地電圧ＧＮＤに接続され、ベースは抵抗Ｒ０６を介してｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２のベースに接続されている。また、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１のコレクタとベースが共通接続されている。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１のコレクタは、容量Ｃ０１及び抵抗Ｒ０５を介して入力端子Ｉｎと接続されると共に、レギュレータ回路１０のＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ０５のドレインと接続されている（基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１の供給を受ける）。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２のエミッタは、接地電圧ＧＮＤに接続され、ベースは抵抗Ｒ０６を介してｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１のベースに接続されている。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２のコレクタは、レギュレータ回路１０のノードＳ０４に接続（基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの供給を受ける）されると共に、抵抗Ｒ０８を介して出力端子Ｏｕｔに接続される。ここで、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２のコレクタに流れ込む電流をＩｃ１とし、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２のコレクタの電圧を検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１とする。なお、容量Ｃ０２は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２のコレクタと接地電圧ＧＮＤの間に接続される。
【００６５】
検波回路２２は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０３及びＴＲ０４と、抵抗Ｒ０９〜Ｒ１２と、容量Ｃ０３及びＣ０４から構成されている。検波回路２２の構成は、検波回路２１の構成と相違する点はないので、さらなる説明は省略する。検波回路２１と同様に、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０４のコレクタに流れ込む電流をＩｃ２とし、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０４のコレクタの電圧を検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ２とする。
【００６６】
次に、検波回路２１及び２２の動作の概略について説明する。
【００６７】
入力端子Ｉｎから入力された信号の振幅は、抵抗Ｒ０５及びＲ０９により減衰する。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１及びＴＲ０３のコレクタ及びベースは、減衰した入力信号を受け付ける。
【００６８】
ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１及びＴＲ０２（ＴＲ０３及びＴＲ０４）のベース同士が接続されているため、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２及びＴＲ０４のベース電圧は、入力信号の振幅に応じて上下する。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２及びＴＲ０４のベース電圧が定まると、電流Ｉｃ１及びＩｃ２が定まる。ここで、抵抗Ｒ０７及びＲ１１は基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの供給を受けるので、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１及びＶ＿ｄｅｔ２は、それぞれ以下の式（１０）及び（１１）から求まる。
Ｖ＿ｄｅｔ１＝Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔ−ｒ０７×Ｉｃ１  ・・・（１０）
Ｖ＿ｄｅｔ２＝Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔ−ｒ１１×Ｉｃ２  ・・・（１１）
【００６９】
検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１及びＶ＿ｄｅｔ２を抵抗Ｒ０８及びＲ１２の抵抗値の割合で平均した電圧が、電力検出電圧Ｖ＿ｄｅｔとなる。従って、抵抗Ｒ０８及びＲ１２の抵抗値が等しければ、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１及びＶ＿ｄｅｔ２の平均電圧が電力検出電圧Ｖ＿ｄｅｔである。
【００７０】
次に、検波回路２１の詳細な動作について説明する。なお、検波回路２２の動作は、検波回路２１の動作と同様のため、その説明を省略する。
【００７１】
ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１のコレクタに流れる電流をＩｃ（ｔ）とする。入力端子Ｉｎから受け付ける入力信号の周期をＣとすると、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１のベース電圧も周期Ｃで変動する。ベース電圧の変動に応じて、電流Ｉｃ（ｔ）も周期Ｃで変動をする。一方、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１のコレクタは、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１の供給を受けている。従って、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１と電流Ｉｃとの間には、以下の式（１２）の関係が成り立つ。
2013085081.tif 000012
さらに、電流Ｉｃ（ｔ）とｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０１のベース電圧ＶＢ（ｔ）との間には、以下の式（１３）の関係が成り立つ。
2013085081.tif 000013
式（１３）を式（１２）に代入し、以下の式（１４）を得る。
2013085081.tif 000014
【００７２】
ここで、ベース電圧ＶＢ（ｔ）の１周期平均電圧は、ベース電圧ＶＢ（ｔ）の最小値と最大値の平均と見做すことができる。ベース電圧ＶＢ（ｔ）の最小値は式（１５）、最大値は式（１６）で表すことができる。
2013085081.tif 000015
2013085081.tif 000016
なお、ＶＢ＿ａｖｅはベース電圧ＶＢ（ｔ）の平均ベース電圧、Ｖｐ１は抵抗Ｒ０５において減衰された入力信号の振幅とする。式（１５）及び（１６）を用いると、式（１４）は、以下の式（１７）と近似できる。
2013085081.tif 000017
・・・（１７）
式（１７）をさらに変形して、式（１８）を得ることができる。
2013085081.tif 000018
・・・（１８）
【００７３】
式（１８）において、熱電圧ＶＴ（常温で約２６ｍＶ）は入力信号の振幅Ｖｐ１と比較すると極めて小さい（Ｖｐ１は１Ｖ以上の場合が多い）。従って、ｅｘｐ（−Ｖｐ１／ＶＴ）はほぼ無視できるほど小さい。従って、式（１８）は、以下の式（１９）に近似することができる。
2013085081.tif 000019
式（１９）を平均ベース電圧ＶＢ＿ａｖｅで解くと、以下の式（２０）を得る。
2013085081.tif 000020
式（２０）から、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴＲ０２のベース電圧が定まり、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１は、以下の式（２１）で求まる。
2013085081.tif 000021
・・・（２１）
式（２１）を温度Ｔについて微分すると、式（２２）が得られる。
【００７４】
2013085081.tif 000022
・・・（２２）
さらに、以下の式（２３）を満たせば（式（２２）の右辺が０になれば）、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１の温度特性を無効化できる。
2013085081.tif 000023
・・・（２３）
式（２３）において、入力信号の振幅Ｖｐ１と温度Ｔがパラメータであり、クーロン定数ｑ、ボルツマン係数ｋは固定値である。また、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの温度特性及び基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１はレギュレータ回路１０の設計により定まり、抵抗値ｒ０７は検波回路２１の設定により定まる。これらの設計可能なパラメータを適切に定め、半導体装置の使用が想定される入力信号の振幅Ｖｐ１と温度Ｔの範囲で、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１の温度特性を無効化する。
【００７５】
図４は、検波回路２１における検出電圧の一例を示す図である。図４において、検出回路２０に供給する基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの温度特性は、無効化されているものとする。基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの温度特性が無効化されているため、式（２３）は成立しない。従って、式（２２）において、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１の温度特性は無効化されない。その結果、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１（図４の縦軸）は入力信号の振幅が同じであっても、温度に依存して変化する。
【００７６】
図５は、検波回路２１における検出電圧の一例を示す図である。図５において、検出回路２０に供給する基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔは所定の温度特性を持つものとする。より具体的には、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの温度特性は式（２３）が成立するように定められている。その結果、式（２２）から検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１の温度特性は無効化される。
【００７７】
図４と図５を比較すると、入力信号の振幅が変動すると想定される範囲（図４及び図５に示す検出範囲）においては、図５の検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１の温度特性は無効化されていることが分かる。なお、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ２についても同様に、入力信号の振幅が変動すると想定される範囲では、温度特性を無効化できる。
【００７８】
以上のように、レギュレータ回路１０から所定の温度特性を持つ基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔ、温度特性を持たない基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２を供給することにより、検波回路２１及び２２に含まれるｎｐｎ型バイポーラトランジスタ等の温度特性を無効化できる。
【００７９】
次に、出力電力検出回路１のダイナミックレンジについて説明する。
【００８０】
出力電力検出回路１のダイナミックレンジを拡大するために、検波回路２１及び２２に含まれる抵抗Ｒ０５及びＲ０９の抵抗値を互いに異なる値に設計する。より具体的には、抵抗値ｒ０９を抵抗値ｒ０５よりも大きくする（ｒ０９＞ｒ０５）。抵抗値ｒ０９の方が抵抗値ｒ０５よりも大きいため、検波回路２２が受け付ける入力信号の振幅の減衰量は検波回路２１が受け付ける入力信号の振幅の減衰量よりも大きい。従って、検波回路２２は、検波回路２１よりも振幅が大きな入力信号に対して検波動作を行う。
【００８１】
図６は、検波回路２１及び２２の出力波形の一例を示す図である。図６に示すように、検波回路２１は小振幅の入力信号を、検波回路２２は大振幅の入力信号を、それぞれ検波していることが分かる。検波回路２１の検出電圧（Ｖ＿ｄｅｔ１）と検波回路２２の検出電圧（Ｖ＿ｄｅｔ２）を抵抗Ｒ０８及びＲ１２で平均化した電圧が、電力検出電圧Ｖ＿ｄｅｔである。
【００８２】
図７は、電力検出電圧Ｖ＿ｄｅｔの一例を示す図である。抵抗０５及びＲ０９を調整することで、検波回路２１及び２２において異なる入力レンジに対応しつつ、温度特性を無効化した検波電圧が出力できる。
【００８３】
次に、出力電力検出回路１の設計手法について説明する。
【００８４】
図８は、出力電力検出回路１の設計方法の一例を示すフローチャートである。
【００８５】
ステップＳ０１において、レギュレータ回路１０のバンドギャップリファレンス回路を設計する。具体的には、式（６）で示されるバンドギャップリファレンス電圧ＶＢＧＲの温度特性を無効化する抵抗Ｒ０１及びＲ０２の抵抗値を決定する。
【００８６】
ステップＳ０２において、検出回路２０を設計する。具体的には、出力電力検出回路１に求められるダイナミックレンジに応じて、抵抗Ｒ０５及びＲ０９の抵抗値を決定する。さらに、検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１と検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ２の重み付けに応じて、抵抗Ｒ０８及びＲ１２の抵抗値を決定する。検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ１と検出電圧Ｖ＿ｄｅｔ２を単純平均する場合には、抵抗Ｒ０８及びＲ１２の抵抗値を等しくする。
【００８７】
ステップＳ０３において、検出回路２０の温度特性を無効化する抵抗値等の設計を行う。具体的には、出力電力検出回路１に求められる検出範囲で、式（２３）が成り立つように、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔの温度特性及び基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１の電流値、抵抗Ｒ０７及びＲ１１の抵抗値を定める。以上が、出力電力検出回路１の設計方法である。
【００８８】
以上のように、レギュレータ回路１０から所定の温度特性を持つ基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔと、温度特性を持たない基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２を供給する。検出回路２０は、レギュレータ回路１０が供給する基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｄｅｔ、基準電流Ｉ＿ｄｅｔ１及びＩ＿ｄｅｔ２を電源として動作することで、検出電圧の温度特性を無効化することができる。さらに、検出回路２０に含まれる２つの検波回路２１及び２２の入力レンジを変更し、検波回路２１及び２２が出力した電圧を平均化することで、ダイナミックレンジが広範囲、かつ、温度変動が抑制された検出電圧を出力する出力電力検出回路１を得ることができる。
【００８９】
また、出力電力検出回路１は１つの測定端子（出力端子Ｏｕｔ）で、低電力領域と高電力領域の測定が可能である。従って、特許文献３で開示された出力電力検出回路のように、低電力用と高電力用の測定端子を切り替えるスイッチ等は不要になる。その結果、出力電力検出回路１を組み込み、検出電圧を用いて電力制御を行うモジュールの入出力インターフェースを簡素化できる。
【００９０】
［第２の実施形態］
続いて、第２の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００９１】
図９は、本実施形態に係る送信機２の内部構成の一例を示す図である。図９において図１と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。
【００９２】
本実施形態に係る送信機２は、第１の実施形態に係る出力電力検出回路１を含んで構成される。送信機２は、出力電力検出回路１と、制御ブロック３０と、可変利得アンプ４０と、パワーアンプ５０から構成されている。
【００９３】
送信機２は、入力端子で送信信号を受け付け、電圧増幅した信号を出力端子から出力する。入力信号は、可変利得アンプ４０で振幅が増減され、パワーアンプ５０に送られる。パワーアンプ５０の出力ノードは、出力電力検出回路１の入力端子Ｉｎに接続される。出力電力検出回路１の出力端子Ｏｕｔは制御ブロック３０に接続される。制御ブロック３０は、出力電力検出回路１が出力する電力検出電圧Ｖ＿ｄｅｔに基づいて、可変利得アンプ４０のゲインを制御する。即ち、パワーアンプ５０の出力を出力電力検出回路１にフィードバックし、制御ブロック３０は、出力波形の電力が規制値を超えないように、可変利得アンプ４０のゲインを制御する。
【００９４】
その際、出力電力検出回路１の出力する電力検出電圧Ｖ＿ｄｅｔの温度特性は無効化されているため、可変利得アンプ４０又はパワーアンプ５０のゲインが温度によって変動したとしても、出力波形の電力を一定に保つことができる。なお、出力電力検出回路１を用いて、送受信機を構成することも可能である。
【００９５】
なお、引用した上記の特許文献等の各開示は、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【００９６】
１  出力電力検出回路
２  送信機
１０  レギュレータ回路
２０  検出回路
２１、２２  検波回路
３０  制御ブロック
４０  可変利得アンプ
５０  パワーアンプ
Ａ０１〜Ａ０３  オペアンプ
Ｃ０１〜Ｃ０４  容量
Ｄ０１〜Ｄ０３  ダイオード
Ｐ０１〜Ｐ０７  Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
Ｒ０１〜Ｒ１２  抵抗
Ｒｒｅｆ  基準抵抗
ＴＲ０１〜ＴＲ０４  ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
【図１】
2013085081.tif 000024
【図２】
2013085081.tif 000025
【図３】
2013085081.tif 000026
【図４】
2013085081.tif 000027
【図５】
2013085081.tif 000028
【図６】
2013085081.tif 000029
【図７】
2013085081.tif 000030
【図８】
2013085081.tif 000031
【図９】
2013085081.tif 000032
【図１０】
2013085081.tif 000033