(57)【要約】【課題】モータの回転速度が遅い時でも、スイッチング損失を低減することが可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御部はインバータ回路と制御部とを備える。制御部はインバータ回路を制御する。制御部は変調率αを算出する（Ｓ２）。制御部はＳ２で算出した変調率αを用いて駆動切替周期ｔｄを設定する（Ｓ３）。制御部は上アーム連続オン時間ｔを測定する（Ｓ６及びＳ１３）。制御部は上アーム連続オン区間でない場合（Ｓ７：ＮＯ）、２相変調方式でモータを駆動する。制御部は、モータの回転速度が速く、上アーム連続オン時間ｔが駆動切替周期ｔｄに達しない場合には（Ｓ１０：ＮＯ）、２相変調方式でモータを駆動する（Ｓ８）。制御部は、モータの回転速度が遅い場合、上アーム連続オン時間ｔが駆動切替周期ｔｄに達する毎に２相変調方式から３相変調方式に切り替える（Ｓ１０：ＹＥＳ、Ｓ１１）。【選択図】図８
2013208009.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを含む３相のスイッチング素子と、前記上アームスイッチング素子をオンオフする為の電荷を蓄えるコンデンサと、前記下アームスイッチング素子がオンである時に前記コンデンサを充電するチャージポンプ回路とを備えたインバータ回路をＰＷＭ方式で制御してモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記モータを駆動する時に前記３相のスイッチング素子を駆動する場合の変調率を算出する変調率算出手段と、
前記下アームスイッチング素子をオンして前記チャージポンプ回路が前記コンデンサを充電する時間を確保する為に前記モータの駆動方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替える周期である駆動切替周期を、前記変調率算出手段によって算出された前記変調率に応じて設定する周期設定手段と、
前記モータを前記２相変調方式で駆動する場合における、１相の前記上スイッチング素子が連続オンした時間である上アーム連続オン時間を取得する時間取得手段と、
前記時間取得手段によって取得された前記上アーム連続オン時間が、前記周期設定手段によって設定された前記駆動切替周期に達していない場合に、前記インバータ回路を制御して前記モータを前記２相変調方式で駆動する第一駆動制御手段と、
前記時間取得手段によって取得された前記上アーム連続オン時間が、前記周期設定手段によって設定された前記駆動切替周期に達する毎に、一時的に前記２相変調方式から前記３相変調方式に切り替えて前記モータを駆動する第二駆動制御手段と
を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記周期設定手段は、前記変調率算出手段によって算出された前記変調率が小さいほど、前記駆動切替周期を長くすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路を制御してモータを駆動するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータ回路をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御して、モータの駆動方式を２相変調方式と３相変調方式とで切り替えることが可能なモータ制御装置がある。インバータ回路は、３相のスイッチング素子と、コンデンサと、チャージポンプ回路とを備える。３相のスイッチング素子は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを含む。コンデンサは、上アームスイッチング素子をオンオフする為の電荷を蓄える。チャージポンプ回路は、下アームスイッチング素子がオン状態にある時に、コンデンサを充電する。
【０００３】
２相変調方式は、３相変調方式よりスイッチング素子のスイッチングの回数が少ないので、スイッチング損失を低減することができる。２相変調方式は、３相のスイッチング素子の内、１相分のスイッチング素子のオンオフ状態を固定し、他のスイッチング素子のオンオフ状態を変化させてモータを駆動する。固定する相は、モータの出力軸の回転角度に応じた一定の周期毎に切り替わる。モータの回転速度が遅くなることで、固定する相を切り替える周期は長くなる。固定する相を切り替える周期が長くなると、コンデンサが蓄える電荷（電圧）が小さくなり、スイッチング素子をスイッチングできなくなる。よって、モータを正常に駆動できなくなる。この為、例えば、特許文献１に記載のインバータ制御装置は、モータの回転速度が速い時は、２相変調方式でモータを制御し、モータの回転速度が遅い時は、３相変調方式でモータを制御している。インバータ制御装置は、３相変調方式でモータを駆動することで、チャージポンプ回路によりコンデンサを充電しながら、回転速度が遅い状態でモータを駆動する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４３８９７４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１のインバータ制御装置は、モータの回転速度が遅い時、３相変調方式でモータを駆動しなければならないので、スイッチング回数が大きくなる。この為、モータの回転速度が遅いときのスイッチング損失が大きくなるという問題点があった。
【０００６】
本発明の目的は、モータの回転速度が遅い時でも、スイッチング損失を低減することが可能なモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るモータ制御装置は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを含む３相のスイッチング素子と、前記上アームスイッチング素子をオンオフする為の電荷を蓄えるコンデンサと、前記下アームスイッチング素子がオンである時に前記コンデンサを充電するチャージポンプ回路とを備えたインバータ回路をＰＷＭ方式で制御してモータを駆動するモータ制御装置であって、前記モータを駆動する時に前記３相のスイッチング素子を駆動する場合の変調率を算出する変調率算出手段と、前記下アームスイッチング素子をオンして前記チャージポンプ回路が前記コンデンサを充電する時間を確保する為に前記モータの駆動方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替える周期である駆動切替周期を、前記変調率算出手段によって算出された前記変調率に応じて設定する周期設定手段と、前記モータを前記２相変調方式で駆動する場合における、１相の前記上スイッチング素子が連続オンした時間である上アーム連続オン時間を取得する時間取得手段と、前記時間取得手段によって取得された前記上アーム連続オン時間が、前記周期設定手段によって設定された前記駆動切替周期に達していない場合に、前記インバータ回路を制御して前記モータを前記２相変調方式で駆動する第一駆動制御手段と、前記時間取得手段によって取得された前記上アーム連続オン時間が、前記周期設定手段によって設定された前記駆動切替周期に達する毎に、一時的に前記２相変調方式から前記３相変調方式に切り替えて前記モータを駆動する第二駆動制御手段とを備えている。
【０００８】
この場合、モータの回転速度が速く、常に上アーム連続オン時間が駆動切替周期に達しない場合（上アーム連続オン時間が駆動切替周期より小さい場合）、第一駆動制御手段が２相変調方式でモータを駆動する。故に、モータ制御装置は常に２相変調方式でモータを駆動する。モータの回転速度が遅く、上アーム連続オン時間が駆動切替周期に達した場合（上アーム連続オン時間が駆動切替周期以上である場合）、第二駆動制御手段が一時的に２相変調方式から３相変調方式に切り替えてモータを駆動する。制御部１１は３相変調方式でモータを駆動することで、上アームスイッチング素子をオフし、下アームスイッチング素子をオンする。故に、チャージポンプ回路がコンデンサを充電する。このように、モータ制御装置は、モータの回転速度が遅くても、一時的に３相変調方式に切り替えてコンデンサの充電を行いながら、２相変調方式でモータを駆動することができる。故に、モータの回転速度が遅い時に常に３相変調方式でモータを駆動する場合に比べて、スイッチング損失を低減することができる。
【０００９】
前記モータ制御装置において、前記周期設定手段は、前記変調率算出手段によって算出された前記変調率が小さいほど、前記駆動切替周期を長くしてもよい。この場合、モータ制御装置は、変調率が小さくなった場合に３相変調方式に切り替える回数を低減できる。故に、モータ制御装置は、変調率によらず切替周期をモータの回転速度のみで算出する場合に比べて、スイッチング損失をより低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】モータ制御装置１の電気的構成を示すブロック図。
【図２】インバータ回路６の電気的構成を示す回路図。
【図３】３相変調方式の場合のスイッチング素子６１のオンオフのタイミングの一例を示す図。
【図４】３相変調方式の場合のインバータ回路６の出力電圧の一例を示す図。
【図５】２相変調方式において上アームスイッチング素子６１１Ａが連続オンする場合のスイッチング素子６１のオンオフのタイミングの一例を示す図。
【図６】２相変調方式において上アームスイッチング素子６１１Ｃが連続オフする場合のスイッチング素子６１のオンオフのタイミングの一例を示す図。
【図７】２相変調方式の場合のインバータ回路６の出力電圧の一例を示す図。
【図８】メイン処理のフローチャート。
【図９】上アーム連続オン区間におけるコンデンサ６４１の電圧の変化の実験結果を示す図。
【図１０】上アーム連続オン区間におけるコンデンサ６４１の電圧の変化の他の実験結果を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明を具現化した一実施形態について、図面を参照して説明する。図１を参照し、モータ制御装置１の概要について説明する。モータ制御装置１は、モータ１０、制御部１１、インバータ回路６、検出器１２、及び電流検出器１３等を備える。インバータ回路６は、制御部１１及びモータ１０に電気的に接続する。制御部１１はインバータ回路６をＰＷＭ制御してモータ１０を制御する。検出器１２は、モータ１０の電気角、機械角等を検出する。検出器１２は例えば、レゾルバやエンコーダ等である。電流検出器１３はインバータ回路６からのＵ相及びＶ相の出力による電流ｉｕ，ｉｖを検出し、制御部１１が備える３相交流／ｄ−ｑ座標変換器１１５（後述）に入力する。
【００１２】
制御部１１は、速度制御器１１１、電流制御器１１２，１１３、非干渉化制御器１１４、３相交流／ｄ−ｑ座標変換器１１５、ｄ−ｑ／３相交流座標変換器１１６、速度・位置信号処理器１１７等を備える。制御部１１は例えば、ＣＰＵである。制御部１１が備える各機器は回路で実現してもよいし、プログラムで実現してもよい。速度・位置信号処理器１１７は、検出器１２の出力値から、電気角信号、及び機械角信号を出力する。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器１１５は、電流検出器１３が検出した電流ｉｕ，ｉｖをｄ−ｑ座標系の電流ｉｄ，ｉｑに変換する。
【００１３】
速度制御器１１１、電流制御器１１２，１１３、非干渉化制御器１１４は、速度指令ω＊ｒｍ、電気角信号及び機械角信号、電流ｉｄ，ｉｑ等を用いてｄ−ｑ軸上のインバータ回路６の出力電圧Ｖｄ、Ｖｑについての電圧指令Ｖ＊ｄ，Ｖ＊ｑをｄ−ｑ／３相交流座標変換器１１６に出力する。非干渉制御とは、モータ１０におけるｄ−ｑ座標間で干渉し合う速度起電力を打ち消す制御である。非干渉制御は電流制御性を改善するために行う。ｄ−ｑ／３相交流座標変換器１１６は、電圧指令Ｖ＊ｄ，Ｖ＊ｑ等から３相の電圧Ｖｕ，Ｕｖ，Ｕｗについての電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗを出力する。制御部１１は、電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗに基づく出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ回路６が出力するように、インバータ回路６を制御する。なお、モータ制御装置１は、ＲＯＭ、ＲＡＭ、フラッシュメモリ等の記憶部（図示外）を備えている。制御部１１は該記憶部に記憶したプロプラムを読み出し、後述するメイン処理（図８参照）を行う。制御部１１は、種々の一時データ等を記憶部に記憶できる。
【００１４】
図２を参照してインバータ回路６について説明する。インバータ回路６は、スイッチング素子６１と、ダイオード６２１〜６２６と、上アーム駆動回路６３１Ａ〜６３１Ｃ、下アーム駆動回路６３２Ａ〜６３２Ｃ、チャージポンプ回路の主要構成部６４（以下、「チャージポンプ回路６４」という。）、電源６５、及び電源６６を備える。スイッチング素子６１は３相分の上アームスイッチング素子６１１Ａ〜６１１Ｃと３相分の下アームスイッチング素子６１２Ａ〜６１２Ｃとを含む。即ち、スイッチング素子６１は３相である。上アームスイッチング素子６１１Ａと下アームスイッチング素子６１２ＡとがＵ相のスイッチング素子である。上アームスイッチング素子６１１Ｂと下アームスイッチング素子６１２ＢとがＶ相のスイッチング素子である。上アームスイッチング素子６１１Ｃと下アームスイッチング素子６１２ＣとがＷ相のスイッチング素子である。スイッチング素子６１は例えば、絶縁ゲートパイポーラトランジスタである。
【００１５】
ダイオード６２１〜６２６は６個のスイッチング素子６１１Ａ〜６１１Ｃ，６１２Ａ〜６１２Ｃの夫々のエミッタとコレクタとの間に設ける。電源６６のプラス端子は上アームスイッチング素子６１１Ａ〜６１１Ｃのコレクタに接続する。上アーム駆動回路６３１Ａ〜６３１Ｃは夫々上アームスイッチング素子６１１Ａ〜６１１Ｃのゲートに電気的に接続する。下アーム駆動回路６３２Ａ〜６３２Ｃは夫々下アームスイッチング素子６１２Ａ〜６１２Ｃのゲートに電気的に接続する。制御部１１は上アーム駆動回路６３１Ａ〜６３１Ｃ及び下アーム駆動回路６３２Ａ〜６３２Ｃに電気的に接続する。制御部１１は上アーム駆動回路６３１Ａ〜６３１Ｃ及び下アーム駆動回路６３２Ａ〜６３２Ｃを制御してスイッチング素子６１のオンオフを制御する。これによって、制御部１１はインバータ回路６をＰＷＭ方式で制御し、モータ１０を駆動する。
【００１６】
チャージポンプ回路６４はコンデンサ６４１Ａ〜６４１Ｃ、ダイオード６４２Ａ〜６４２Ｃ、抵抗６４３を含む。コンデンサ６４１Ａ〜６４１Ｃは夫々上アーム駆動回路６３１Ａ〜６３１Ｃに電気的に接続する。コンデンサ６４１Ａ〜６４１Ｃは上アーム駆動回路６３１Ａ〜６３１Ｃを駆動し、上アームスイッチング素子６１１Ａ〜６１１Ｃをオンする為の電荷（電圧）を蓄える。ダイオード６４２Ａ〜６４２Ｃのカソードは夫々コンデンサ６４１Ａ〜６４１Ｃと上アーム駆動回路６３１Ａ〜６３１Ｃに電気的に接続する。抵抗６４３はダイオード６４２Ａ〜６４２Ｃのアノードと電源６５のプラス端子とに電気的に接続する。電源６５は下アーム駆動回路６３２Ａ〜６３２Ｃに電気的に接続する。下アーム駆動回路６３２Ａ〜６３２Ｃは電源６５が供給する電力で駆動し、下アームスイッチング素子６１２Ａ〜６１２Ｃをオンオフする。下アームスイッチング素子６１２Ａ〜６１２Ｃがオンすると、電源６５がコンデンサ６４１Ａ〜６４１Ｃに電荷を供給する。即ち、チャージポンプ回路６４は下アームスイッチング素子６１２Ａ〜６１２Ｃがオンの時にコンデンサ６４１Ａ〜６４１Ｃを充電する。
【００１７】
以下の説明では、上アームスイッチング素子６１１Ａ，６１１Ｂ，６１１Ｃを総称する場合、又はいずれかを特定しない場合、上アームスイッチング素子６１１という。下アームスイッチング素子６１２Ａ，６１２Ｂ，６１２Ｃを総称する場合、又はいずれかを特定しない場合、下アームスイッチング素子６１２という。コンデンサ６４１Ａ，６４１Ｂ，６４１Ｃを総称する場合、又はいずれかを特定しない場合、コンデンサ６４１という。上アーム駆動回路６３１Ａ，６３１Ｂ，６３１Ｃを総称する場合、又はいずれかを特定しない場合、上アーム駆動回路６３１という。下アーム駆動回路６３２Ａ，６３２Ｂ，６３２Ｃを総称する場合、又はいずれかを特定しない場合、下アーム駆動回路６３２という。
【００１８】
図３を参照して、３相変調方式でモータ１０を駆動する場合のスイッチング素子６１の動作について説明する。３相変調方式は３相のスイッチング素子６１をオンオフして、モータ１０を制御する。制御部１１は公知の三角波比較法によってスイッチング素子６１をオンオフする。図３に示すように、３相変調方式の場合、三角波キャリア信号５１の変化に応じて、上アームスイッチング素子６１１のオンオフが切り替わる。上アームスイッチング素子６１１がオンの時、下アームスイッチング素子６１２がオフである。上アームスイッチング素子６１１がオフの時、下アームスイッチング素子６１２がオンである。
【００１９】
ここで、オンを「１」、オフを「０」とする。この場合、上アームスイッチング素子６１１Ａ，６１１Ｂ，６１１Ｃのオンオフの組み合わせは、（０，０，０）、（１，０，０）、（１，１，０）、（１，１，１）、（１，１，１）、（１，１，０）、（１，０，０）、（０，０，０）と変化する。例えば、２進数の（１，１，１）は、１０進数では「７」である。この為、（１，１，１）のときの電圧ベクトルをＶ７と表わす。他のオンオフの組み合わせも同様に表すと、図３に示すように、電圧ベクトルはＶ０〜Ｖ７の間で変化する。詳細には、電圧ベクトルは、Ｖ０、Ｖ４、Ｖ６、Ｖ７、Ｖ７、Ｖ６、Ｖ４、Ｖ０の順で切り替わる。
【００２０】
３相変調方式の場合のインバータ回路６の出力電圧を図４に示す。Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の出力電圧を、夫々Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとする。図４に示すように、出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、夫々１２０°位相がずれたサイン波となる。
【００２１】
図５を参照して、２相変調方式でモータ１０を駆動する場合のスイッチング素子６１の動作について説明する。２相変調方式は、３相のうちの１つの相のスイッチング素子６１のオンオフを固定する（連続オンする又は連続オフする）ことで、インバータ回路６のスイッチング回数を減らしてスイッチング損失を低減し、省エネルギーを実現する。例えば、上アームスイッチング素子６１１Ａを連続オンする場合、上アームスイッチング素子６１１のオンオフのタイミングは図５に示すようになる。図５に示すように、Ｖ０ベクトルを出力するのを止める、つまり出力するのを止めたＶ０と同じ時間（ｔ０）をＶ７に加算して出力することにより、上アームスイッチング素子６１１Ａのオフ時間がなくなり、オン時間が延びる。即ち、上アームスイッチング素子６１１Ａが連続オンする。そして、上アームスイッチング素子６１１Ａのオン時間が延びた分だけ、上アームスイッチング素子６１１Ｂ，６１１Ｃのオン時間が延びる（図３及び図５参照）。Ｖ０とＶ７を、零電圧ベクトルという。２相変調において、零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７のうち、零電圧ベクトルＶ７だけを出力した場合の零電圧ベクトルの全体に占めるデュティと、３相変調時の零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の全体に占めるデュティとが変わっていないため、出力ベクトルは等価である。
【００２２】
また、例えば、１相の上アームスイッチング素子６１１Ｃを連続オフする場合、スイッチング素子６１１のオンオフのタイミングは図６に示すようになる。図６に示すように、Ｖ７ベクトルを出力するのを止める、つまり出力するのを止めたＶ７と同じ時間（ｔ７）をＶ０に加算して出力することにより、上アームスイッチング素子６１１Ｃのオン時間が無くなり、オフ時間が延びる。このため、下アームスイッチング素子６１２Ｃが連続オンする。上アームスイッチング素子６１１Ｃのオフ時間が延びた分だけ、上アームスイッチング素子６１１Ａ，６１１Ｂのオフ時間が延びる（図３及び図６参照）。換言すれば、下アームスイッチング素子６１２Ｂ，６１２Ｃのオン時間が延びる。図３、図５及び図６に示すように、２相変調方式（図５及び図６参照）は、３相変調方式（図３参照）に比べて、スイッチング素子６１のオンオフの切り替え回数を２／３に低減できる。故に、２相変調方式はスイッチング損失を低減できる。
【００２３】
２相変調方式の場合のインバータ回路６の出力電圧を図７に示す。図７において、区間８０，８１，８２，８３が、１相の上アームスイッチング素子６１１が連続オンする区間（以下、「上アーム連続オン区間」という。）である。区間８４，８５，８６，８７が、１相の下アームスイッチング素子６１２が連続オンする区間である。図７に示すように、制御部１１は、スイッチング素子６１への負荷を均一化するため、上アームスイッチング素子６１１の連続オンと、下アームスイッチング素子６１２の連続オンとを交互（モータ１０の電気角６０°毎に）に切り替える。また、制御部１１は連続オンする相もＵ相、Ｖ相、Ｗ相の間で切り替える。
【００２４】
コンデンサ６４１の充電は、下アームスイッチング素子６１２をオンする区間８４，８５，８６，８７で行う。上アーム連続オン区間８０，８１，８２，８３は、下アームスイッチング素子６１２がオンしない。故に、上アーム連続オン区間８０，８１，８２，８３では、チャージポンプ回路６４はコンデンサ６４１の充電を行わない。この場合、コンデンサ６４１は、蓄えた電荷を消費しながら、上アームスイッチング素子６１１をオンする。しかし、上アーム連続オン区間８０，８１，８２，８３において上アームスイッチング素子６１１がオンする時間が長いと、コンデンサ６４１の電圧が上アーム駆動回路６３１を駆動して上アームスイッチング素子６１１をオンするための下限の電圧（以下、「動作下限電圧」という。）より低下する。故に、制御部１１は、正常に上アームスイッチング素子６１１をオンできず、モータ１０を駆動できない。この為、本実施形態では、制御部１１はコンデンサ６４１の電圧が動作下限電圧より小さくなる前に、一時的に２相変調方式から３相変調方式に切り替える（図８のＳ１１、後述）。３相変調方式では、下アームスイッチング素子６１２がオンする区間が存在するため、チャージポンプ回路６４がコンデンサ６４１を充電できる。
【００２５】
モータ１０を駆動する時に３相のスイッチング素子６１を駆動する場合の変調率をαとする。２相変調から３相変調に切り替えた場合、下アームスイッチング素子６１２をオンして充電する時間は、変調率αの値に応じて変動する。例えば、変調率が０％であれば、コンデンサ６４１の充電時間のデュティは最低５０％となる。このため、充電時間は確保できる。変調率が１００％になると、充電時間のデュティは０％となる。このため、充電はできない。しかし、低速時には、モータ１０の誘起電圧が低いので、モータ１０に高い電圧をかけなくても、所望のトルクが発生する。即ち、低い変調率でモータ１０を駆動できる。故に、変調率αの値を制限しても、低速時の３相変調運転時における充電時間を問題なく確保できる。例えば、変調率αを最高５０％（０．５）とすると、コンデンサ６４１の充電時間のデュティは、最低２５％（０．２５）確保できる。このように、コンデンサ６４１の充電時間の最低デュティは、（１−α）／２となる。故に、キャリア周波数をｆＨｚとすると、１キャリア区間（三角波１つ分の区間）の３相変調での最小充電パルス幅は（１−α）／２ｆとなる。
【００２６】
上アーム駆動回路６３１の消費電流をＩａ、電源６５の電圧ＶｃｃよりΔＶだけ電圧降下した時のコンデンサ６４１に対する最大チャージ電流をＩｂとする。１キャリア区間での充電パルス幅に対して、チャージポンプ回路６４がコンデンサ６４１に充電する電荷量は、キャリア周波数に対してコンデンサ６４１の容量が十分に大きく∫Ｉｄｔ≒Ｉｂ・ｔであるとみなし、安全率を２とし、放電許容時間ｔｄが半分であるとすると、式（１）が成り立つ。
ｔｄ＝（１−α）・Ｉｂ／（２・２ｆ・Ｉａ）  ・・・式（１）
【００２７】
式（１）から分かるように、上アーム連続オン区間８０，８１，８２，８３が開始されてからの時間ｔ＜ｔｄであれば、（コンデンサ６４１の充電電荷）＞（放電電荷）となり、上アームスイッチング素子６１１を正常にオンできる。故に、インバータ回路６は２相変調方式でのモータ１０の駆動を継続できる。
【００２８】
従って、本実施形態では、２相変調方式で、上アーム連続オン区間８０，８１，８２，８３が開始されてからの時間ｔがｔｄを超えるような低速の場合は、時間ｔｄを経過する毎に、ＰＷＭの１キャリア区間だけ３相変調方式に切り替え、コンデンサ６４１を充電する（図８のＳ１１参照、後述）。即ち、時間ｔｄは、下アームスイッチング素子６１２をオンしてチャージポンプ回路６４がコンデンサ６４１を充電する時間を確保するためにモータ１０の駆動方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替える周期である以下の説明では、時間ｔｄを「駆動切替周期ｔｄ」という。
【００２９】
図８を参照し、メイン処理について説明する。制御部１１は速度指令ω＊ｒｍから、ｄ−ｑ軸上のインバータ回路６の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑを算出する（Ｓ１）。ｄ−ｑ軸上のインバータ回路６の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ｄ−ｑ／３相交流座標変換器１１６に入力する出力電圧指令Ｖ＊ｄ，Ｖ＊ｑに対応する（図１参照）。速度指令ω＊ｒｍは、モータ１０を回転させる回転数の指令であり、オペレータによってパネル設定された速度もしくはミシンの操作ペダルの踏込量に対応して制御部が生成する。図１に示すように、制御部１１は出力電圧Ｖｄ，Ｖｑを速度指令ω＊ｒｍを入力としたフィードバック制御系で制御する。
【００３０】
制御部１１はＳ１で算出した出力電圧Ｖｄ，Ｖｑを用いて変調率αを算出する（Ｓ２）。変調率αは、ＤＣバス（直流電源）電圧Ｖｂｕｓ（電源６６の電圧）と出力電圧Ｖｄ，Ｖｑを用いると以下の式（２）となる。
α＝√（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）／Ｖｂｕｓ・・・（２）
【００３１】
制御部１１はＳ２で算出した変調率αに応じて駆動切替周期ｔｄを設定する（Ｓ３）。Ｓ２では、制御部１１は動作下限電圧での最大チャージ電流Ｉｂを算出し、最大チャージ電流Ｉｂを用いて駆動切替周期ｔｄを算出する。詳細には以下のように算出する。コンデンサ６４１の満充電時の電圧Ｖｂからの電圧降下分をΔＶとする。抵抗６４３の抵抗値をＲ１とする。動作下限電圧での最大チャージ電流Ｉｂは以下の式（３）となる。
Ｉｂ＝ΔＶ／Ｒ１  ・・・（３）
【００３２】
そして、制御部１１は駆動切替周期ｔｄを上述の式（３）と式（１）から算出する。例えば、Ｖｃｃ＝１５Ｖ、ΔＶ＝１Ｖ、Ｒ１＝１０Ω、コンデンサ６４１の容量Ｃ１＝１０μＦ、Ｉａ＝０．５５ｍＡ、ｆ＝１０ｋＨｚ、α＝０．５（５０％）であるとする。この場合、制御部１１は式（３）（１）からＩｂ＝１００ｍＡ、Ｔｄ＝２．２７ｍｓを算出する。これによって、制御部１１は駆動切替周期ｔｄを設定する。制御部１１は駆動切替周期ｔｄを図示外のＲＡＭに記憶する。
【００３３】
制御部１１は速度・位置信号処理器１１７が出力する電気角信号を参照し、上アーム連続オン区間を新たに開始するタイミングであるか否かを判断する（Ｓ４）。図７に示す例では、電気角が上アーム連続オン区間８０〜８３を開始するタイミングである６０°、１８０°、３００°４２０°(=６０°)であれば、制御部１１は上アーム連続オン区間を新たに開始するタイミングと判断する。
【００３４】
制御部１１は上アーム連続オン区間を新たに開始するタイミングでない場合（Ｓ４：ＮＯ）、後述するＳ７の処理を行う。制御部１１は上アーム連続オン区間を新たに開始するタイミングである場合（Ｓ４：ＹＥＳ）、時間ｔを「０」に設定する（Ｓ５）。制御部１１は時間ｔの測定を開始する（Ｓ６）。時間ｔは上アームスイッチング素子６１１が連続オンした時間を示している。以下の説明では、時間ｔを「上アーム連続オン時間ｔ」という。
【００３５】
制御部１１は速度・位置信号処理器１１７が出力する電気角信号を参照し、上アーム連続オン区間であるか否かを判断する（Ｓ７）。例えば、図７に示す上アーム連続オン区間８０〜８３以外であれば、制御部１１は上アーム連続オン区間でないと判断し（Ｓ７：ＮＯ）、２相変調でモータ１０を駆動する（Ｓ８）。処理はＳ１に戻る。例えば、制御部１１は上アーム連続オン区間８０〜８３（図７参照）であれば（Ｓ７：ＮＯ）、上アーム連続オン時間ｔを取得する（Ｓ９）。次いで、制御部１１はＳ９で取得した上アーム連続オン時間ｔがＳ３で設定した駆動切替周期ｔｄに達したか否かを判断する（Ｓ１０）。即ち、制御部１１は上アーム連続オン時間ｔが駆動切替周期ｔｄ以上であるか否かを判断する。
【００３６】
制御部１１は上アーム連続オン時間ｔが駆動切替周期ｔｄに達していない場合（Ｓ１０：ＮＯ）、２相変調方式でモータ１０を駆動する。制御部１１は上アーム連続オン時間ｔが駆動切替周期ｔｄに達した場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、１キャリア区間（三角波１つ分の区間）、３相変調方式でモータ１０を駆動する（Ｓ１１）。すなわち、制御部１１は一時的に２相変調方式から３相変調方式に切り替えてモータ１０を駆動する。故に、下アームスイッチング素子６１２がオン（上アームスイッチング素子６１１がオフ）して、チャージポンプ回路６４がコンデンサ６４１を充電する。制御部１１は上アーム連続オン時間ｔを「０」に設定する（Ｓ１２）。制御部１１は上アーム連続オン時間ｔの測定を再開する（Ｓ１３）。処理はＳ１に戻る。
【００３７】
以上のように制御部１１はメイン処理を実行する。例えば、駆動切替周期ｔｄが「２．２７ｍｓ」であるとする。モータ１０の駆動速度が速く、上アーム連続オン区間８０〜８３（図７参照）の夫々を２．２７ｍｓより小さい時間で通過するとする。この場合、制御部１１は、上アーム連続オン区間でない区間８４〜８７（図７参照）である時（Ｓ７：ＮＯ）、２相変調でモータを駆動する（Ｓ８）。制御部１１は上アーム連続オン区間８０〜８３である時（Ｓ７：ＹＥＳ）、常に上アーム連続オン時間ｔが駆動切替周期ｔｄより小さいので（Ｓ１０：ＮＯ）、２相変調でモータを駆動する（Ｓ８）。即ち、制御部１１は常に２相変調方式でモータ１０を駆動する。
【００３８】
モータ１０の駆動速度が遅く、上アーム連続オン区間８０〜８３（図７参照）の夫々を２．２７ｍｓ以上の時間で通過するとする。この場合、上アーム連続オン区間でない区間８４〜８７（図７参照）では、制御部１１は２相変調でモータを駆動する（Ｓ７：ＮＯ、Ｓ８）。制御部１１は、上アーム連続オン区間８０〜８３である時（Ｓ７：ＹＥＳ）、２相変調方式でモータ１０を駆動しつつ（Ｓ１０：ＮＯ、Ｓ８）、上アーム連続オン時間ｔが駆動切替周期ｔｄに達する毎に一時的に３相変調方式でモータ１０を駆動する（Ｓ１０：ＹＥＳ、Ｓ１１）。即ち、コンデンサ６４１の電圧が駆動下限電圧より小さくなる前に、３相変調方式に変更して上アームスイッチング素子６１１をオフ、下アームスイッチング素子６１２をオンする。この為、チャージポンプ回路６４がコンデンサ６４１を充電する。このように、制御部１１は、モータ１０の回転速度が遅くても、一時的に３相変調方式に切り替えてコンデンサ６４１の充電を行いながら（Ｓ１１）、２相変調方式でモータ１０を駆動することができる（Ｓ８）。故に、モータ１０の回転速度が遅い時に常に３相変調方式でモータを駆動する場合に比べて、スイッチング損失を低減することができる。スイッチング損失を低減できるので、効率よくモータを駆動することができる。故に、モータ１０の運転コストを低減することができる。
【００３９】
また、２相変調方式は３相変調方式の場合に比べてスイッチング回数が減るので、スイッチング素子６１の発熱を低減できる。故に、高密度に部品を実装することができ、制御部１１を小型化することができる。
【００４０】
一例として変調率α＝０．５（５０％）の時の上アーム連続オン区間におけるコンデンサ６４１の電圧の変化の実験結果を図９に示す。図９は、回路シミュレータを用いた実験の結果である。動作下限電圧１４Ｖより小さくならないことを示すため、スタートの電圧を１４Ｖ近傍に設定している（図１０も同様）。図９において、コンデンサ６４１の電圧が徐々に下がる区間９１が、上アームスイッチング素子６１１を連続オンして２相変調方式でモータ１０を駆動している区間である。コンデンサ６４１の電圧が上がるタイミング９２が、制御部１１が２相変調方式から３相変調方式に切り替えてモータ１０を駆動して充電を行うタイミングである。α＝０．５のとき、駆動切替周期ｔｄは２．２７ｍｓであるので、制御部１１は２．２７ｍｓ毎に３相変調方式に切り替えてコンデンサ６４１を充電している。動作下限電圧は１４Ｖである。図９に示すように、コンデンサ６４１の電圧は動作下限電圧１４Ｖより小さくなることがない。故に、安定してモータ１０を駆動することができる。
【００４１】
他の例として変調率α＝０．７５（７５％）の時の上アーム連続オン区間におけるコンデンサ６４１の電圧の変化の実験結果を図１０に示す。図１０では、図９の場合と同様に、コンデンサ６４１の電圧は動作下限電圧１４Ｖより小さくなることがない。故に、安定してモータ１０を駆動することができる。
【００４２】
式（１）では、変調率αの値が小さいほど、駆動切替周期ｔｄは長く（大きく）なる。故に、図９及び図１０に示すように、変調率αの値が小さい図９の駆動切替周期の方が、図１０の駆動切替周期より長くなる。このように、変調率αの値が小さいほど、駆動切替周期ｔｄが長くなるので、変調率αが小さくなった場合に３相変調方式に切り替える回数を低減できる。よって制御部１１は、変調率によらず切替周期をモータ１０の回転速度のみで算出にする場合に比べて、スイッチング損失をより低減することができる。
【００４３】
上記実施形態において、Ｓ２の処理を行う制御部１１が本発明の「変調率算出手段」に相当する。Ｓ３の処理を行う制御部１１が本発明の「周期設定手段」に相当する。Ｓ６、Ｓ９、Ｓ１３の処理を行う制御部１１が本発明の「時間取得手段」に相当する。Ｓ８の処理を行う制御部１１が本発明の「第一駆動制御手段」に相当する。Ｓ１１の処理を行う制御部１１が本発明の「第二駆動制御手段」に相当する。
【００４４】
なお、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、種々の変更が可能である。例えば、制御部１１が３相変調方式に切り替えてモータ１０を駆動するのは１キャリア区間であったが、これに限定されない。制御部１１が３相変調方式に切り替えてモータ１０を駆動するのが一時的であればよく、例えば、５キャリア区間であってもよい。
【００４５】
制御部１１は式（１）を用いて変調率αの値が小さいほど、駆動切替周期ｔｄは長くしていたが、これに限定されない。例えば、制御部１１は、式（１）を用いて変調率αを算出するのではなく、予め記憶部に記憶した変調率αと駆動切替周期ｔｄとを対応付けたデータを参照し、駆動切替周期ｔｄを設定してもよい。また、制御部１１は、変調率αの値が小さくなれば、駆動切替周期ｔｄを段階的に長くしてもよい。また、制御部１１は、変調率αの値が小さいほど、常に駆動切替周期ｔｄを長くする必要はない。例えば、制御部１１は変調率αが小さくなる範囲の一部の範囲で、駆動切替周期ｔｄを短くしてもよい。
【符号の説明】
【００４６】
１    モータ制御装置
６    インバータ回路
１０    モータ
１１    制御部
６１    スイッチング素子
６４    チャージポンプ回路
８０，８１，８２，８３    上アーム連続オン区間
６１１    上アームスイッチング素子
６１２    下アームスイッチング素子
６３１    上アーム駆動回路
６３２    下アーム駆動回路
６４１    コンデンサ
【図１】
2013208009.tif 000003
【図２】
2013208009.tif 000004
【図３】
2013208009.tif 000005
【図４】
2013208009.tif 000006
【図５】
2013208009.tif 000007
【図６】
2013208009.tif 000008
【図７】
2013208009.tif 000009
【図８】
2013208009.tif 000010
【図９】
2013208009.tif 000011
【図１０】
2013208009.tif 000012