(57)【要約】      （修正有）【課題】ＬＥＤの発光のちらつきを抑えつつ、調光の変化に対する応答が早いＬＥＤ点灯装置を提供する。【解決手段】位相制御器ＴＲによってオン位相角が制御された交流電圧による電力を用いてＬＥＤ２を点灯させるＬＥＤ点灯装置１において、交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路１１と、インダクタ１４と、整流回路１１からインダクタ１４に流れる電流のオンオフを制御することでＬＥＤ２に流れる電流を制御するスイッチング回路１２とを備え、スイッチング回路１２が、スイッチング素子１２０と、脈流電圧が所定の閾値電圧で２値化された状態信号を生成する状態検出回路と、状態信号を積分する積分回路と、積分回路で積分された状態信号を脈流電圧の周期に同期したタイミングでサンプリングするサンプルホールド回路と、サンプルホールド回路の出力レベルに応じてスイッチング素子１２０のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えた。【選択図】図１
2013026079.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相制御器によってオン位相角が制御された交流電圧を受け該交流電圧による電力を用いてＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置であって、
前記交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路からの電流を流すインダクタと、
前記脈流電圧に基づいて前記インダクタに流れる電流のオンオフを制御することによって前記ＬＥＤに流れる電流を制御するスイッチング回路とを備え、
前記スイッチング回路が、
前記インダクタと直列に接続されたスイッチング素子と、
前記脈流電圧が所定の閾値電圧で２値化された状態信号を生成する状態検出回路と、
前記状態信号を積分する積分回路と、
前記積分回路で積分された状態信号を前記脈流電圧の周期に同期したタイミングでサンプリングするサンプルホールド回路と、
前記サンプルホールド回路の出力レベルに応じて前記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
【請求項２】
位相制御器によってオン位相角が制御された交流電圧を受け該交流電圧による電力を用いてＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置であって、
前記交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路からの電流を流すインダクタと、
前記脈流電圧に基づいて前記インダクタに流れる電流のオンオフを制御することによって前記ＬＥＤに流れる電流を制御するスイッチング回路とを備え、
前記スイッチング回路が、
前記インダクタと直列に接続されたスイッチング素子と、
前記交流電圧の周波数よりも高い第１の周波数を有し、前記脈流電圧中のオン位相角に応じたデューティ比を有する第１のパルス信号を生成する第１のパルス生成回路と、
前記第１の周波数より高い第２の周波数を有する第２のパルス信号を生成する第２のパルス生成回路と、
前記第２のパルス信号を、前記第１のパルス信号に応じてオンオフし、該オンオフされた第２のパルス信号で前記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相制御器によって制御された交流電圧を用いてＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
発光部にＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ、発光ダイオード）を採用したＬＥＤ照明装置は、白熱電球等に比べて低消費電力かつ長寿命な照明装置として知られている。例えば、白熱電球の置き換えとして、白熱電球と同仕様の口金を備え商用交流電圧を受けて点灯するＬＥＤ照明装置が使われ始めている。
【０００３】
白熱電球型に限らず、商用交流電圧を受けて点灯するＬＥＤ照明装置には、商用交流電圧を変換してＬＥＤに供給するＬＥＤ点灯装置が備えられている。ＬＥＤ点灯装置には、変換効率の低下と発光のちらつきを抑えるため、商用交流電圧の周波数よりも高い周波数でスイッチングするスイッチング電源機能を有するタイプのものがある。
【０００４】
ところで照明装置には、商用交流電圧が調光装置を経由して供給される場合がある。調光装置は、例えばトライアックに代表される位相制御器を備えており、交流電圧におけるオン位相角、すなわち交流波形において一部が欠けるタイミングを制御する。波形の欠けに応じて、照明装置に供給されるエネルギーが減少する。
【０００５】
しかし白熱電球とは異なり、一般のＬＥＤ照明装置は商用交流電圧を変換してからＬＥＤに安定的に供給するようにしているため、調光装置の調整で明るさが急激に変化するなど調整が不安定になりやすい。
【０００６】
ここで、ＬＥＤに印加する電圧を平滑する平滑コンデンサを有するＬＥＤ点灯装置において、調光装置の調整に対しＬＥＤの発光輝度が急激に変化してしまうという問題を解消するため、交流電圧のオフ期間を検出する検出手段と、オフ期間において平滑コンデンサからの電流供給を遮断するＬＥＤ点灯装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４１９９５６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に示されたＬＥＤ点灯装置は、交流電圧のオフ期間ごとにあえて平滑コンデンサからの電流供給を遮断するため、コンデンサの平滑機能が発揮されず、ちらつきが生じるおそれがある。
【０００９】
そこで特許文献１の技術とは別の方法として、ＬＥＤ点灯装置において、交流電圧の波形を表す信号をフィルタによって積分し、積分された信号のレベルに応じてＬＥＤへの供給電力を制御することが考えられる。しかし、商用交流周波数において一部が欠けた波形の信号を、ちらつきの影響が生じない程度まで平滑化するフィルタの時定数では、調光の変化に対する応答時間が長くなるという課題があった。
【００１０】
また仮に、応答時間を短縮するためにフィルタの次数を２次、３次と増やすと、今度はフィルタ回路に必要なコンデンサの数が増加する。ＬＥＤ点灯装置の主要回路をＩＣ化する場合でもコンデンサは外付けとすることが一般的である。コンデンサの数が増加するとＩＣのピン数や外付け部品数が増加し、ＬＥＤ点灯装置の実装領域が増大してしまう。
【００１１】
本発明は上記問題点を解決し、ＬＥＤの発光のちらつきを抑えつつ、調光の変化に対する応答が早いＬＥＤ点灯装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成する本発明の第１のＬＥＤ点灯装置は、
位相制御器によってオン位相角が制御された交流電圧を受けこの交流電圧による電力を用いてＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置であって、
上記交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、
上記整流回路からの電流を流すインダクタと、
上記脈流電圧に基づいて上記インダクタに流れる電流のオンオフを制御することによって上記ＬＥＤに流れる電流を制御するスイッチング回路とを備え、
上記スイッチング回路が、
上記インダクタと直列に接続されたスイッチング素子と、
上記脈流電圧が所定の閾値電圧で２値化された状態信号を生成する状態検出回路と、
上記状態信号を積分する積分回路と、
上記積分回路で積分された状態信号を上記脈流電圧の周期に同期したタイミングでサンプリングするサンプルホールド回路と、
上記サンプルホールド回路の出力レベルに応じて上記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
本発明の第１のＬＥＤ点灯装置では、脈流電圧が所定の閾値電圧で２値化されさらに積分された状態信号が、脈流電圧の周期に同期したタイミングでサンプリングされる。このため、積分回路が１次フィルタで構成されても平滑な信号が応答時間の遅れなく得られる。このサンプリングされた出力レベルに応じてスイッチング素子のオンオフが制御されるため、ＬＥＤの発光のちらつきが抑えられ、かつ、調光の変化に対する応答が早い。
【００１４】
また、上記目的を達成する本発明の第２のＬＥＤ点灯装置は、
位相制御器によってオン位相角が制御された交流電圧を受けこの交流電圧による電力を用いてＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置であって、
上記交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、
上記整流回路からの電流を流すインダクタと、
上記脈流電圧に基づいて上記インダクタに流れる電流のオンオフを制御することによって上記ＬＥＤに流れる電流を制御するスイッチング回路とを備え、
上記スイッチング回路が、
上記インダクタと直列に接続されたスイッチング素子と、
上記交流電圧の周波数よりも高い第１の周波数を有し、上記脈流電圧中のオン位相角に応じたデューティ比を有する第１のパルス信号を生成する第１のパルス生成回路と、
上記第１の周波数より高い第２の周波数を有する第２のパルス信号を生成する第２のパルス生成回路と、
上記第２のパルス信号を、上記第１のパルス信号に応じてオンオフし、このオンオフされた第２のパルス信号で上記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
例えば、スイッチング素子のオンオフを制御する第２のパルス信号における各パルスのデューティ比を脈流電圧中のオン位相角に応じて変化させると、短いパルス幅の領域ではスイッチングが不安定になることがある。本発明の第２のＬＥＤ点灯装置では、脈流電圧よりも周波数の高い、オン位相角に応じたデューティ比を有する第１のパルス信号に応じて、さらに周波数の高い第２のパルス信号をオンオフし、このオンオフされた第２のパルス信号でスイッチング素子を制御する。このため、ＬＥＤの発光のちらつきを抑えつつ、より広い範囲でオン位相角に応じた輝度の調整が行える。
【発明の効果】
【００１６】
以上説明したように、本発明の第１のＬＥＤ点灯装置によれば、ＬＥＤの発光のちらつきを抑えつつ、調光の変化に対する応答が早い。また、本発明の第２のＬＥＤ点灯装置によれば、ＬＥＤの発光のちらつきも抑えつつ、より広い範囲でオン位相角に応じた調整が行える。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明のＬＥＤ点灯装置の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】デューティ比検出回路１２１１の構成を示す回路図である。
【図３】デューティ比検出回路１２１１における各信号の波形を示すタイミングチャートである。
【図４】積分回路のみによるデューティ比検出回路の参考例を示す回路図である。
【図５】積分回路の次数を２とした、第２の参考例を示す回路図である。
【図６】本発明のＬＥＤ点灯装置の第２実施形態を示す回路図である。
【図７】図６に示すスイッチング素子１２０のオンオフ制御タイミングを示すタイミングチャートである。
【図８】本発明のＬＥＤ点灯装置の第３実施形態を示す回路図である。
【図９】本発明のＬＥＤ点灯装置の第４実施形態における、デューティ比検出回路の構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示すデューティ比検出回路６２１１における各信号の波形を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００１９】
図１は、本発明のＬＥＤ点灯装置の第１実施形態を示す回路図である。
【００２０】
図１に示すＬＥＤ点灯装置１およびＬＥＤ２は、例えば白熱電球と同様の形状を有する容器（図示しない）の中に配置されてＬＥＤ照明装置を構成する。ただし、ＬＥＤ点灯装置１は、白熱電球と同様の形状のＬＥＤ照明装置に限られず、蛍光管型や面型等種々の照明装置に採用され得る。また、図には、複数のＬＥＤ２が直列接続された状態が示されているが、ＬＥＤ２の接続は、仕様に応じて並列や直並列の組合せが採用され得る。
【００２１】
ＬＥＤ点灯装置１は、商用の交流電圧Ｖ１を受け交流電圧による電力を用いてＬＥＤ２を点灯させる。このため、ＬＥＤ点灯装置１とＬＥＤ２とを備えたＬＥＤ照明装置は、既存の電球ソケットや電源コンセントに容易に取り付けられる。
【００２２】
商用交流電源３から供給される交流電圧Ｖ１は正弦波である。例えば、交流電圧Ｖ１は２８２Ｖの振幅を有し、周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。本実施形態のＬＥＤ点灯装置１には、商用交流電源３の交流電圧Ｖ１が直接供給されてもよいが、ここでは位相制御器ＴＲによってオン位相角が制御された交流電圧Ｖ２が供給される。オン位相角が制御された交流電圧Ｖ２は、ＬＥＤ照明装置が白熱電球型である場合の口金に供給される電圧となる。
【００２３】
位相制御器ＴＲは、例えば、照明装置の発光輝度を調整する図示しない調光器に設けられたトライアック素子である。位相制御器ＴＲは、例えば明るさを調整しようとする操作者の操作に基づいて、交流電圧Ｖ１のオン位相角を変化させる。具体的には、位相制御器ＴＲは、交流電圧Ｖ１の正弦波形における電圧０Ｖのタイミングから設定されたオン位相角のタイミングまで、電流を遮断する。したがって、ＬＥＤ点灯装置１に供給される交流電圧Ｖ２は、正弦波に対し、設定された所定の位相角まで欠けた波形を有する。電圧波形の欠けに応じて、供給されるエネルギーは減少する。仮に白熱電球の場合は、電圧波形の欠けに直接対応して発光輝度が減少する。
【００２４】
本実施形態のＬＥＤ点灯装置１は、ＬＥＤ２の特徴を活かした低消費電力での動作を行いつつ、白熱電球の場合と同様の輝度調整が可能となっている。
【００２５】
［ＬＥＤ点灯装置］
ＬＥＤ点灯装置１の内部構成について説明する。
【００２６】
ＬＥＤ点灯装置１は、整流回路１１、スイッチング回路１２、平滑コンデンサ１３、インダクタ１４、還流ダイオード１５、およびノイズフィルタ１６を備えている。
【００２７】
整流回路１１は、交流電圧Ｖ２を整流して脈流電圧に変換する回路である。整流回路１１は、４つのダイオード１１１〜１１４からなるダイオードブリッジであり、交流電圧Ｖ２を全波整流することにより脈流電圧Ｖ３に変換する。脈流電圧Ｖ３は、位相制御器ＴＲによるオン位相角の制御が停止した状態では、例えば１４１Ｖｐｐの振幅を有する。
【００２８】
スイッチング回路１２は、整流回路１１からインダクタ１４に流れる電流のオンオフを制御することによってＬＥＤ２に流れる電流を制御する回路である。より具体的には、スイッチング回路１２は、脈流電圧Ｖ３に基づいて整流回路１１からＬＥＤ２およびインダクタ１４に流れる電流のオンオフを制御する回路であり、スイッチング素子１２０と、スイッチング素子１２０の動作を制御する回路とを備えている。本実施形態の回路は、商用交流電源３とＬＥＤ２との間の絶縁が確保されていない、いわゆる非絶縁型のスイッチング電源回路である。スイッチング回路１２の主要部は半導体集積回路ＩＣに形成されている。半導体集積回路ＩＣは、外部の部品と接続するための８つのパッドＢＬＤＲ，ＦＴＲ，ＤＲ，ＲＳ，ＧＮＤ，ＲＴ，ＢＰ，ＦＢを有し、８ピンの図示しないパッケージに内蔵されている。スイッチング回路１２の詳細については後述する。
【００２９】
平滑コンデンサ１３は、ＬＥＤ２に並列接続されており、ＬＥＤ２に印加される電圧を平滑化する。
【００３０】
インダクタ１４は、ＬＥＤ２に直列に接続されている。より具体的には、スイッチング回路１２のスイッチング素子１２０と、ＬＥＤ２と、インダクタ１４とは、整流回路１１の出力に対し、直列に接続されている。スイッチング素子１２０がオン状態の期間、ＬＥＤ２およびインダクタ１４には電流が流れ、インダクタ１４にはエネルギーが蓄積される。
【００３１】
還流ダイオード１５は、直列接続されたＬＥＤ２およびインダクタ１４に対し、並列に接続されている。スイッチング素子１２０がオフ状態の期間、インダクタ１４に蓄積されていたエネルギー（逆起電圧）による電流は還流ダイオード１５を経由して流れる。
【００３２】
ノイズフィルタ１６は、ダイオード１６１およびインダクタ１６２を有しており、整流回路１１とＬＥＤ２との間に挿入されている。ノイズフィルタ１６は、スイッチング素子１２０のオンオフによるパルスが、整流回路１１から出力された脈流電圧Ｖ３にスイッチングノイズとして加わることを抑えるためのものである。
【００３３】
ＬＥＤ点灯装置１は、ＬＥＤ２に対し、スイッチング電源として動作する。ＬＥＤ２に供給される電力は、スイッチング回路１２におけるスイッチング素子１２０のオンオフによって制御される。
【００３４】
［スイッチング回路］
スイッチング回路１２は、上記のスイッチング素子１２０に加え、第１制御回路１２１、第２制御回路１２２、および、これらの回路の動作に必要な電圧を供給する内部電源回路１２４を備えている。なお、スイッチング回路１２は、公知の加熱保護回路や供給電圧監視回路も有するが、これらの図示および説明は省略する。
【００３５】
スイッチング素子１２０は、ＭＯＳトランジスタで構成されている。スイッチング素子１２０のドレイン端子はドレインパッドＤＲを介してインダクタ１４に接続されており、ソース端子はセンスパッドＲＳを介して電流検知抵抗Ｒｓに接続されている。ただし、スイッチング素子１２０には、ＭＯＳトランジスタ以外にも、例えばバイポーラトランジスタが採用可能である。
【００３６】
［第１制御回路］
第１制御回路１２１は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角に応じた電圧を有するオン位相角表示信号Ｖ４を生成する。第１制御回路１２１は、デューティ比検出回路１２１１を備えている。
【００３７】
デューティ比検出回路１２１１は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角を検出して、オン位相角に応じた電圧を有するオン位相角表示信号Ｖ４を出力する。具体的には、デューティ比検出回路１２１１は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角が遅いほど、すなわち、位相制御器ＴＲによるオフ期間が長く波形の欠けが大きいほど、出力するオン位相角表示信号Ｖ４の電圧を低くし、この逆に、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角が早いほど、すなわち、位相制御器ＴＲによるオフ期間が短く波形の欠けが小さいほど、出力する電圧のオン位相角表示信号Ｖ４を高くする。デューティ比検出回路１２１１の詳細な構成については後述する。
【００３８】
［第２制御回路］
第２制御回路１２２は、スイッチングパルス信号ＶＰ２を生成する。スイッチングパルス信号ＶＰ２は、スイッチング素子１２０のスイッチング信号ＶＰＳとなる。したがって、スイッチングパルス信号ＶＰ２の周波数は、スイッチング素子１２０のスイッチング周波数となる。
【００３９】
第２制御回路１２２は、第２発振回路１２２１、電流制御回路１２２２、比較回路１２２３、ワンショットマルチバイブレータ１２２４、および、ＳＲフリップフロップ１２２５を備えている。
【００４０】
第２発振回路１２２１は、所定周波数のトリガ信号Ｖ６を出力する。ここで、トリガ信号Ｖ６の波形は短パルスである。トリガ信号Ｖ６の周波数は、パッドＲＴを介して接続された時定数抵抗Ｒｔと、パッドＦＢの電圧に基づく電流制御回路１２２２の制御信号とによって調整される。なお、パッドＦＢは、後に説明するフライバック方式の構成で主に機能するものであり、図１に示す回路方式では一定の電圧に保たれている。第２発振回路１２２１のトリガ信号Ｖ６は、例えば１００ｋＨｚとなるように調整されている。
【００４１】
比較回路１２２３は、センスパッドＲＳの電圧をオン位相角表示信号Ｖ４と比較する回路である。センスパッドＲＳには、スイッチング素子１２０のソース端子と電流検知抵抗Ｒｓとが接続されている。電流検知抵抗Ｒｓは、値が調整できるように、半導体集積回路ＩＣの外付け部品となっている。比較回路１２２３は、電流検知抵抗Ｒｓに生じる電圧降下を介して、スイッチング素子１２０、インダクタ１４、およびＬＥＤ２に流れる電流を検知している。本実施形態のＬＥＤ点灯装置１は、スイッチングの個々のオン時間についてピーク（最大）電流の制御を行う。比較回路１２２３は、スイッチング素子１２０等に流れる電流がオン位相角表示信号Ｖ４を超えたことを検出する。ワンショットマルチバイブレータ１２２４は、比較回路１２２３においてスイッチング素子１２０に流れる電流がオン位相角表示信号Ｖ４を超えたことを検出すると、パルスを出力する。
【００４２】
ＳＲフリップフロップ１２２５のセット入力Ｓには第２発振回路１２２１の出力が接続され、リセット入力Ｒにはワンショットマルチバイブレータ１２２４の出力が接続されている。ＳＲフリップフロップ１２２５は、第２発振回路１２２１の出力がＨレベルになると、出力Ｑからの出力信号であるスイッチングパルス信号ＶＰ２をＨレベルとし、ワンショットマルチバイブレータ１２２４の出力がＨレベルになるとスイッチングパルス信号ＶＰ２をＬレベルとする。
【００４３】
ここで、比較回路１２２３が、本発明にいうスイッチング制御回路の一例に相当する。
【００４４】
［基本動作］
ここで、スイッチングの基本動作を説明する。
【００４５】
第２制御回路１２２の第２発振回路１２２１からは、１００ｋＨｚのトリガ信号Ｖ６がＳＲフリップフロップ１２２５のセット入力Ｓに供給されている。トリガ信号Ｖ６がＨレベルになると、ＳＲフリップフロップ１２２５が、出力Ｑすなわち第２制御回路１２２のスイッチングパルス信号ＶＰ２をＨレベルとする。したがって、スイッチング素子１２０はオン状態となる。この結果、整流回路１１から、ＬＥＤ２、インダクタ１４、スイッチング素子１２０、および、電流検知抵抗Ｒｓを経由して、オン状態による電流が流れる。インダクタ１４にはエネルギーが蓄積されていくとともに、電流は徐々に増加する。電流検知抵抗Ｒｓの電圧降下により、電流の増加に伴ってセンスパッドＲＳの電位が上昇する。
【００４６】
センスパッドＲＳの電位がオン位相角表示信号Ｖ４を超えると、比較回路１２２３およびワンショットマルチバイブレータ１２２４が、ＳＲフリップフロップ１２２５のリセット入力ＲにＨレベルのパルスを供給する。これによって、ＳＲフリップフロップ１２２５が、第２制御回路１２２のスイッチングパルス信号ＶＰ２をＬレベルとし、スイッチング素子１２０はオフ状態となる。オフ状態とオン状態は約１００ｋＨｚで繰り返される。スイッチング素子１２０のオフ状態では、インダクタ１４から蓄積されたエネルギーによる電流が、還流ダイオード１５およびＬＥＤ２を経由して減衰しながら流れる。ＬＥＤ２に供給される電圧は平滑コンデンサ１３によってさらに平滑化される。したがって、単なるオンオフに比べて、スイッチングノイズの発生や発光のちらつきが抑えられる。
【００４７】
このようにして、ＬＥＤ点灯装置１によって、ＬＥＤ２には、商用交流電源３の交流電圧Ｖ１からスイッチングによって効率的かつ安定的に変換された電圧が供給される。
【００４８】
なお、本実施形態のＬＥＤ点灯装置１は、ＬＥＤ２およびインダクタ１４のピーク電流によってオン状態の時間を制御しており、ＬＥＤ２の印加電圧に関しては、制御に直接フィードバックしないオープンループ制御となっている。電流検知抵抗Ｒｓの抵抗値は、ＬＥＤ２およびインダクタ１４を流れる電流の大きさがＬＥＤ２の定格を超えず、かつ、インダクタ１４に磁気飽和を生じさせない範囲に設定される。
【００４９】
［オン位相角への対応］
ワンショットマルチバイブレータ１２２４が、ＳＲフリップフロップ１２２５のリセット入力ＲにＨレベルのパルスを供給するタイミングは、センスパッドＲＳの電位がオン位相角表示信号Ｖ４の電位を超えたタイミングである。ここで、オン位相角表示信号Ｖ４は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角に応じた電位となっている。具体的には、オン位相角表示信号Ｖ４の電位は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角が遅いほど低い。したがって、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角が遅いほど、ワンショットマルチバイブレータ１２２４が、ＳＲフリップフロップ１２２５のリセット入力ＲにＨレベルのパルスを供給するタイミングが早まる。この結果、スイッチング素子１２０のオン時間が短縮されて、ＬＥＤ２に供給される電力が低下する。
【００５０】
［デューティ比検出回路］
ここで、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角を検出するデューティ比検出回路１２１１の構成を説明する。
【００５１】
図２は、デューティ比検出回路１２１１の構成を示す回路図である。
【００５２】
デューティ比検出回路１２１１は、状態検出回路１２１１Ａ、積分回路１２１１Ｂ、および、サンプルホールド回路１２１１Ｃを備えている。
【００５３】
状態検出回路１２１１Ａは、分割抵抗Ｒ１，Ｒ２、および比較器ＣＯＭＰを備えている。分割抵抗Ｒ１，Ｒ２は直列接続されており、脈流電圧Ｖ３の電圧を減衰させる。比較器ＣＯＭＰは、分割抵抗Ｒ１，Ｒ２によって減衰した信号と基準電圧Ｖｔｈとを比較し、比較結果を２値の状態信号Ｖ３３として出力する。状態検出回路１２１１Ａは、整流回路１１から出力された脈流電圧Ｖ３が、所定の閾値電圧Ｖ３ｔｈで２値化された状態信号Ｖ３３を生成する。つまり、状態信号Ｖ３３は、オン位相角が制御された脈流電圧Ｖ３のオフ期間およびオン期間を、ＬレベルおよびＨレベルでそれぞれ表した信号ということができる。脈流電圧Ｖ３に対する閾値電圧Ｖ３ｔｈは、分割抵抗Ｒ１，Ｒ２および基準電圧Ｖｔｈの値により設定される。本実施形態における分割抵抗Ｒ１，Ｒ２および基準電圧Ｖｔｈは、脈流電圧Ｖ３に対する閾値電圧Ｖ３ｔｈが０Ｖ近傍の例えば７Ｖとなるように設定される。この場合、状態信号Ｖ３３は、脈流電圧Ｖ３の値が７Ｖを超えるとＨレベルとなり、７Ｖ以下になるとＬレベルとなる。なお、整流回路１１の出力には、図１に示すように、高速にオンオフするスイッチング素子１２０、ＬＥＤ２、およびインダクタ１４が接続されているが、脈流電圧Ｖ３へのスイッチングノイズの伝播は、ノイズフィルタ１６によって抑えられている。
【００５４】
積分回路１２１１Ｂは、フィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとを備えている。フィルタコンデンサＣｆは、半導体集積回路ＩＣを小型化するために、半導体集積回路ＩＣ（図１参照）の外部に設けられており、フィルタパッドＦＴＲを介してフィルタ抵抗Ｒｆと接続されている。フィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとは１次のローパスフィルタを形成している。積分回路１２１１Ｂは、１次のローパスフィルタによって、状態信号Ｖ３３を積分する。
【００５５】
サンプルホールド回路１２１１Ｃは、積分回路で積分された積分状態信号Ｖ３４を脈流電圧Ｖ３の周期に同期したタイミングでサンプリングする回路である。サンプルホールド回路１２１１Ｃは、積分状態信号Ｖ３４の導通・遮断を制御するサンプリングスイッチＳＷ、電圧を保持するホールドコンデンサＣｈ、および、周期検出回路ＤＥＴを備えている。周期検出回路ＤＥＴは、脈流電圧Ｖ３の周期に同期したタイミングのパルスを有するサンプリング信号Ｖ３５を出力する。周期検出回路ＤＥＴは、例えば、脈流電圧Ｖ３のＨ／Ｌ状態を表す状態信号Ｖ３３の立下りエッジを検出するエッジ検出回路により構成される。
【００５６】
サンプリングスイッチＳＷは、サンプリング信号Ｖ３５のパルスのタイミングで、積分状態信号Ｖ３４を導通する。サンプリングスイッチＳＷは、例えば、増幅回路またはアナログスイッチで構成される。ホールドコンデンサＣｈは、サンプリングスイッチＳＷが積分状態信号Ｖ３４の導通を遮断する間も、直前の導通状態の電圧を保持する。これによって安定したオン位相角表示信号Ｖ４を出力する。
【００５７】
［デューティ比検出回路の動作］
図３は、デューティ比検出回路１２１１における各信号の波形を示すタイミングチャートである。
【００５８】
図３および図２の双方を参照しながら各信号について説明する。
【００５９】
脈流電圧Ｖ３は、整流回路１１（図１参照）によって交流電圧Ｖ２が全波整流された電圧であり、最大電圧は例えば１４１Ｖｐｐである。ただし、位相制御器ＴＲのオン位相角制御によって、波形の一部（オフ期間）が欠けている。
【００６０】
状態検出回路１２１１Ａから出力される状態信号Ｖ３３は、脈流電圧Ｖ３を例えば７Ｖの閾値電圧で２値化した信号であり、脈流電圧Ｖ３のオフ期間とオン期間を表している。
【００６１】
積分状態信号Ｖ３４は、積分回路１２１１Ｂによって状態信号Ｖ３３が積分された信号である。積分状態信号Ｖ３４は、一次のフィルタで積分した信号であるため、状態信号Ｖ３３の状態に応じたリップル成分を含む。しかし、積分状態信号Ｖ３４のＤＣ電圧成分は、脈流電圧Ｖ３におけるオフ期間とオン期間との比に応じたレベルとなる。本実施形態では、積分状態信号Ｖ３４の電圧は、脈流電圧Ｖ３におけるオフ期間が長いほど低く、脈流電圧Ｖ３におけるオフ期間が短いほど高い。
【００６２】
周期検出回路ＤＥＴから出力されるサンプリング信号Ｖ３５は、状態信号Ｖ３３の立下りエッジ、すなわち脈流電圧Ｖ３におけるオフ期間の開始タイミングを表している。
【００６３】
このサンプリング信号Ｖ３５のタイミングで、サンプルホールド回路１２１１Ｃにおいて積分状態信号Ｖ３４がサンプリングされることで、積分状態信号Ｖ３４のリップル成分に拘わらず、安定したオン位相角表示信号Ｖ４が得られる。
【００６４】
サンプルホールド回路１２１１Ｃから出力されたオン位相角表示信号Ｖ４は、脈流電圧Ｖ３におけるオン位相角の状態を電圧によって表している。このオン位相角表示信号Ｖ４に基づいて、最終的にはスイッチング素子１２０（図１参照）のオンオフが制御される。
【００６５】
［オン位相角に対する反応時間］
本実施形態のＬＥＤ点灯装置１では、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角に応じたオン位相角表示信号Ｖ４を出力するため、図２に示すデューティ比検出回路１２１１に、状態検出回路１２１１Ａ、積分回路１２１１Ｂ、およびサンプルホールド回路１２１１Ｃを備えている。状態検出回路１２１１Ａで、脈流電圧Ｖ３が閾値電圧Ｖ３ｔｈで２値化された状態信号Ｖ３３を生成し、積分回路１２１１Ｂで、状態信号Ｖ３３を積分し、さらにサンプルホールド回路１２１１Ｃで、積分した信号をサンプリングする。
【００６６】
ここで、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角に応じた信号を得る構成としては、交流電圧の波形を表す信号を積分した結果をそのまま用いる構成が考えられる。
【００６７】
図４は、積分回路のみによるデューティ比検出回路の参考例を示す回路図である。
【００６８】
図４に示す積分回路Ｘは、本実施形態の積分回路１２１１Ｂのような１次フィルタの構成である。しかし、積分を１次フィルタで行う場合には、脈流電圧Ｖ３中の波形に応じたリップルが検出信号に含まれてしまうため、輝度のちらつきが生じる。例えば、フィルタのコンデンサの容量をリップルの影響が生じない程度に増大すると、オン位相角の変化に対する応答が長すぎてしまう。このため、調光レベルを操作した場合の輝度変化に違和感が生じる。そこで、応答時間を短縮するために積分のフィルタ次数を２次、３次と増やすことが考えられる。
【００６９】
図５は、積分回路の次数を２とした、第２の参考例を示す回路図である。
【００７０】
図５に示すように積分回路Ｙの次数が増えると、今度はフィルタ回路に必要なコンデンサの数が増加する。コンデンサの数が増加すると半導体集積回路のピン数（パッド数）および外付け部品数が増加し、限られた領域内での実装が困難となる。
【００７１】
本実施形態のＬＥＤ点灯装置１では、図２に示すように、２値化された状態信号Ｖ３３を積分した信号を、脈流電圧Ｖ３の周期に同期したタイミングでサンプリングすることで、オン位相角表示信号Ｖ４を得る。このため、オン位相角の変化に対する即応する程度の時定数を有する１次フィルタを用いて、安定したオン位相角表示信号Ｖ４が得られる。したがって、ＬＥＤ点灯装置１によれば、半導体集積回路ＩＣのピン数が増加することなく、ＬＥＤの発光のちらつきが抑えられ、かつ、調光の変化に対する応答も早い。
【００７２】
［第２実施形態］
上述した第１実施形態では、スイッチング素子１２０を制御するスイッチングパルス信号ＶＰ２における短パルス幅の領域では、スイッチングが不安定になることがあり、それを避けるための回路を追加した、本発明の第２実施形態について説明する。
【００７３】
以下の第２実施形態の説明にあたっては、前述の実施形態における各要素と同一の要素には同一の符号を付けて示し、前述の実施形態との相違点について説明する。
【００７４】
図６は、本発明のＬＥＤ点灯装置の第２実施形態を示す回路図である。
【００７５】
図６に示すＬＥＤ点灯装置４は、図１に示す第１実施形態のＬＥＤ点灯装置１に対し、スイッチング回路４２の第１制御回路１２１が、デューティ比検出回路１２１１に加えて第１発振回路４２１２および比較回路４２１３備えている。また、スイッチング回路４２には、第１制御回路４２１の出力と、第２制御回路４２２の出力との論理積を出力するアンド回路４２３が設けられている。
【００７６】
［第１制御回路］
本実施形態における第１制御回路４２１は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角に応じたデューティ比を有する第１パルス信号ＶＰ１を生成する。第１パルス信号ＶＰ１は、交流電圧の周波数よりも高い周波数を有する。
【００７７】
デューティ比検出回路１２１１の機能は図１に示す第１実施形態のものと同じである。デューティ比検出回路１２１１は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角が遅いほど、すなわち、位相制御器ＴＲによるオフ期間が長く波形の欠けが大きいほど、出力するオン位相角表示信号Ｖ４の電圧を低くし、この逆に、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角が早いほど、すなわち、位相制御器ＴＲによるオフ期間が短く波形の欠けが小さいほど、出力する電圧のオン位相角表示信号Ｖ４を高くする。
【００７８】
第１発振回路４２１２は、交流電圧Ｖ１の周波数よりも高い周波数を有する三角波信号Ｖ５を出力する。詳細には、三角波信号Ｖ５は、交流電圧Ｖ１の周波数の１０倍以上の周波数を有する。より詳細には、三角波信号Ｖ５の周波数は、交流電圧Ｖ１の周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに対し、例えば１ｋＨｚである。
【００７９】
比較回路４２１３は、第１発振回路４２１２からの三角波信号Ｖ５と、デューティ比検出回路１２１１からのオン位相角表示信号Ｖ４を比較する。比較結果は、ハイレベルおよびローレベル（以降、ＨレベルおよびＬレベルと称する。）の２値からなる第１パルス信号ＶＰ１として出力される。比較回路４２１３から出力される第１パルス信号ＶＰ１は、脈流電圧Ｖ３のオフ期間が長い（波形の欠けが大きい）ほど、Ｈレベルのパルス幅が短く、脈流電圧Ｖ３中のオフ期間が短いほど、Ｈレベルのパルス幅が長い。つまり、第１制御回路４２１で生成される第１パルス信号ＶＰ１は、Ｈレベルのデューティ比によって脈流電圧Ｖ３中のオン位相角を表すＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号ということができる。
【００８０】
［第２制御回路］
第２制御回路４２２の主要な回路構成は、第１実施形態における第２制御回路４２２の回路構成と同じである。なお、第２制御回路４２２が生成するスイッチングパルス信号ＶＰ２は、第１制御回路４２１における第１パルス信号ＶＰ１の周波数よりもさらに高い。
【００８１】
本実施形態において、第２制御回路４２２の比較回路１２２３には、第１制御回路４２１からの出力に代えて、定電圧である基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。つまり、比較回路１２２３は、センスパッドＲＳの電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較することによって、スイッチング素子１２０等に流れる電流が一定の基準値を超えたことを検出する。ワンショットマルチバイブレータ１２２４は、比較回路１２２３がスイッチング素子１２０に流れる電流が基準値を超えたことを検出すると、パルスを出力する。本実施形態において、第２制御回路４２２のＳＲフリップフロップ１２２５から出力されるスイッチングパルス信号ＶＰ２は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角に直接には依存しない。
【００８２】
［アンド回路］
ＳＲフリップフロップ１２２５の出力Ｑはアンド回路４２３の入力に供給される。このアンド回路４２３の別の入力には、第１制御回路４２１回路で生成される第１パルス信号ＶＰ１が供給される。アンド回路４２３は、入力信号の論理積を表す信号を出力する。したがって、第２制御回路４２２の出力であるスイッチングパルス信号ＶＰ２は、アンド回路４２３によって、第１パルス信号ＶＰ１に応じてオンオフされることとなる。そして、このオンオフされたスイッチングパルス信号ＶＰ２でスイッチング素子１２０が制御される。
【００８３】
ここで、アンド回路４２３が、本発明にいうスイッチング制御回路の一例に相当する。
【００８４】
［第２実施形態におけるオン位相角への対応］
スイッチング素子１２０のオンオフは、アンド回路４２３に入力される第１パルス信号ＶＰ１がＬレベルの場合には停止する。第１制御回路４２１は、第１パルス信号ＶＰ１のＨレベルおよびＬレベルの期間を制御することにより、ＬＥＤ２の輝度を、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角に応じて調整している。
【００８５】
具体的には、第１制御回路４２１のデューティ比検出回路１２１１は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角を検出し、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角が遅いほど、オン位相角表示信号Ｖ４の電圧を低くする。比較回路４２１３は、第１発振回路４２１２からの三角波信号Ｖ５と、デューティ比検出回路１２１１からのオン位相角表示信号Ｖ４を比較する。比較回路４２１３は、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角が遅いほどＨレベルのパルス幅が短い第１パルス信号ＶＰ１を出力する。この結果、スイッチング素子１２０のオンオフ制御が停止する時間が延びて、ＬＥＤ２に供給される電力が低下する。
【００８６】
［スイッチング素子のオンオフ制御タイミング］
図７は、図６に示すスイッチング素子１２０のオンオフ制御タイミングを示すタイミングチャートである。
【００８７】
図７および図６の双方を参照しながら説明する。
【００８８】
第１制御回路４２１のサンプルホールド回路１２１１Ｃからは、脈流電圧Ｖ３におけるオン位相角の状態を電圧によって表すオン位相角表示信号Ｖ４が出力される。この一方で、第１発振回路４２１２からは、三角波信号Ｖ５が出力される。オン位相角表示信号Ｖ４を三角波信号Ｖ５と比較した結果が第１パルス信号ＶＰ１として比較回路４２１３から出力される。第１パルス信号ＶＰ１は、Ｈレベルのデューティ比によって脈流電圧Ｖ３中のオン位相角を表すＰＷＭ信号であり、脈流電圧Ｖ３中のオフ期間が短いほど、Ｌレベルのパルス幅が短い。
【００８９】
第２制御回路４２２では、第２発振回路１２２１の出力に基づいて第１発振回路４２１２よりもさらに高い周波数を有するスイッチングパルス信号ＶＰ２が生成されている。なお、本実施形態の例では、第１パルス信号ＶＰ１の周波数は１ｋＨｚであり、スイッチングパルス信号ＶＰ２の周波数は１００ｋＨｚであるが、図７では、波形の見易さのため周波数の比を１０として示している。
【００９０】
アンド回路４２３は、スイッチングパルス信号ＶＰ２を第１パルス信号ＶＰ１に応じてオンオフしたスイッチング信号ＶＰＳを生成する。アンド回路４２３は、スイッチング信号ＶＰＳでスイッチング素子１２０のオンオフを制御する。スイッチング素子１２０は、第１パルス信号ＶＰ１がＨレベルの期間は、スイッチングパルス信号ＶＰ２によってオンオフ動作し、第１パルス信号ＶＰ１がＬレベルの期間は、スイッチングパルス信号ＶＰ２によるオンオフ動作を停止する。
【００９１】
先に説明したように、第１パルス信号ＶＰ１はＨレベルのデューティ比によって脈流電圧Ｖ３中のオン位相角を表す信号であり、脈流電圧Ｖ３中のオフ期間が長いほど、Ｌレベルの期間が長い。第１パルス信号ＶＰ１およびアンド回路４２３によって、スイッチングパルス信号ＶＰ２によるスイッチング素子１２０のスイッチングは間欠的に実施され、脈流電圧Ｖ３中のオフ期間が長いほどスイッチングの停止期間が長くなる。そして、ＬＥＤ２に供給される電力は低下する。このようにして、位相制御器ＴＲのオン位相角制御に応じてＬＥＤ２の発光輝度が調整される。
【００９２】
ところで、スイッチングパルス信号ＶＰ２は、脈流電圧Ｖ３を、ＬＥＤの供給電圧に変換するためのスイッチングを決定するものである。ここで、スイッチング素子のオン期間のデューティ比は、脈流電圧Ｖ３とＬＥＤの供給電圧との比から単純に考えた場合には、位相制御器による制御がない場合でも５０％よりも低いものとなる。仮に、このデューティ比を、オン位相角に応じてさらに低下させた場合には、スイッチング素子をオン状態にしてインダクタ１４にエネルギーを蓄えるのに十分なパルス幅が得られず、変換効率が著しく低下するおそれがある。
【００９３】
これに対し、本実施形態では、スイッチングパルス信号ＶＰ２によるスイッチングを第１パルス信号ＶＰ１で間欠的に行う構成により、スイッチングパルス信号ＶＰ２の個々のパルス幅を、スイッチングの変換効率が低下しない程度に維持しつつ、オン位相角に応じた輝度の調整が行われる。したがって、オン位相角の変化に対し、より広い範囲まで輝度を追従させることが可能となる。なお、本実施形態では、第１パルス信号ＶＰ１の周期に応じて、スイッチング状態の変動が生じるが、第１パルス信号ＶＰ１は、脈流電圧の周波数よりも十分に高い１ｋＨｚの周波数を有するため、輝度のちらつきは視認されない。
【００９４】
［第３実施形態］
次に、ＬＥＤが交流電圧側から絶縁された、本発明の第３実施形態について説明する。以下の第３実施形態の説明にあたっては、これまで説明してきた実施形態における各要素と同一の要素には同一の符号を付けて示し、前述の実施形態との相違点について説明する。
【００９５】
図８は、本発明のＬＥＤ点灯装置の第３実施形態を示す回路図である。
【００９６】
本実施形態のＬＥＤ点灯装置５は、図６に示す第２実施形態におけるインダクタ１４の代わりに、トランス５５が接続されている。スイッチング素子１２０は、トランス５５の一次側コイル５５ａに接続されている。
【００９７】
ここで、一次側コイル５５ａが、本発明にいうインダクタの一例に相当する。
【００９８】
本実施形態のＬＥＤ点灯装置５は、フライバック方式の構成であり、トランス５５の二次側コイル５５ｂは、ダイオード５６およびインダクタ５８を経由してＬＥＤ２と接続されている。また、ＬＥＤ２とインダクタ５８の直列回路と並列に平滑用のコンデンサ５７が接続されている。ＬＥＤ点灯装置５では、スイッチング素子１２０が、トランス５５の一次側コイル５５ａに流れる電流のオンオフを制御することで、トランス５５の相互誘導を介し、ＬＥＤ２に流れる電流を制御している。トランス５５の二次側は、商用交流電源３から絶縁されている。二次側コイル５５ｂに流れる電流を検知するため、この二次側コイル５５ｂとは別の二次側コイル５５ｃが設けられている。この別の二次側コイル５５ｃの出力は、パッドＦＢを介して、電流制御回路１２２２に供給されている。図８に示す絶縁型のＬＥＤ点灯装置５にも、第２実施形態と同じ半導体集積回路ＩＣを用いることができる。
【００９９】
また、図８に示す絶縁型のＬＥＤ点灯装置５には、図１に示す半導体集積回路ＩＣを使用することもできる。
【０１００】
［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態について説明する。以下の第４実施形態の説明にあたっては、上述した第２実施形態における各要素と同一の要素には同一の符号を付けて示し、第２実施形態との相違点について説明する。
【０１０１】
図９は、本発明のＬＥＤ点灯装置の第４実施形態における、デューティ比検出回路の構成を示す回路図である。
【０１０２】
図９に示すデューティ比検出回路６２１１は、積分回路６２１１ＢにダイオードＤおよび抵抗Ｒｄが追加されている。ダイオードＤおよび抵抗Ｒｄは、フィルタ抵抗Ｒｆと並列接続されており、フィルタコンデンサＣｆには抵抗Ｒｄを介してダイオードＤのアノードが接続されている。
【０１０３】
ダイオードＤは、フィルタコンデンサＣｆの電荷を急速に放電させることにより、状態検出回路１２１１Ａから出力される状態信号Ｖ３３のデューティ比が変化した場合の応答速度を高速化する。
【０１０４】
図１０は、図９に示すデューティ比検出回路６２１１における各信号の波形を示すタイミングチャートである。
【０１０５】
状態信号Ｖ３３がＬレベルになると、積分状態信号Ｖ３４は急速に低下する。このため、積分状態信号Ｖ３４の、状態信号Ｖ３３のデューティ比変化に対する応答が高速になる。つまり、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角の変化に対するデューティ比検出回路６２１１の応答が高速になる。
【０１０６】
なお、図９に示すデューティ比検出回路６２１１が、図８に示すフライバック方式のＬＥＤ点灯装置に用いられた場合にも、脈流電圧Ｖ３中のオン位相角の変化に対するデューティ比検出回路６２１１の応答が高速になる。
【符号の説明】
【０１０７】
１，４，５    点灯装置
３    商用交流電源
１１    整流回路
１２，４２    スイッチング回路
１３    平滑コンデンサ
１４    インダクタ
１５    還流ダイオード
５５    トランス
５５ａ    一次側コイル
５６    ダイオード
５７    コンデンサ
５８    インダクタ
１２０    スイッチング素子
１２１，４２１    第１制御回路
１２２，４２２    第２制御回路
４２３    アンド回路
１２４    内部電源回路
１２１１，６２１１    デューティ比検出回路
１２１１Ａ    状態検出回路
１２１１Ｂ，６２１１Ｂ    積分回路
１２１１Ｃ    サンプルホールド回路
４２１２    第１発振回路
４２１３    比較回路
１２２１    第２発振回路
１２２２    電流制御回路
１２２３    比較回路
ＤＥＴ    周期検出回路
ＩＣ    半導体集積回路
Ｒｓ    電流検知抵抗
ＴＲ    位相制御器
【図１】
2013026079.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2013026079.tif 000009
【図８】
2013026079.tif 000010
【図９】
2013026079.tif 000011
【図１０】
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