(57)【要約】【課題】  アナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるようにすることを目的としている。【解決手段】  ディザ信号が重畳されたバイアス電圧および入力したデータ信号に基づいてＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器で光を変調し、この変調した光信号を送出する光送信器であって、前記ディザ信号および前記光信号の光強度に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部と、前記データ信号の平均変調度に応じて前記誤差信号の極性を選択する誤差信号極性選択部と、前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつ前記誤差信号に基づいて前記バイアス電圧の制御を行うバイアス制御部と、を備えた。【選択図】  図９
2013110620.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディザ信号が重畳されたバイアス電圧および入力したデータ信号に基づいてＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器で光を変調し、この変調した光信号を送出する光送信器であって、
前記ディザ信号および前記光信号の光強度に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部と、
前記データ信号の平均変調度に応じて前記誤差信号の極性を選択する誤差信号極性選択部と、
前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつ前記誤差信号に基づいて前記バイアス電圧の制御を行うバイアス制御部と、
を備えたことを特徴とする光送信器。
【請求項２】
前記データ信号を増幅して前記ＭＺ型光変調器に入力させるドライバと、
前記データ信号の平均変調度が５０％を除く所定の値となるように前記ドライバの増幅利得の制御を行うドライバ利得制御部と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
【請求項３】
前記ＭＺ型光変調器は、２並列ＭＺ型光変調器であり、
前記バイアス制御部は、
前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつＩ−ｃｈ誤差信号に基づいてＩ−ｃｈバイアス電圧の制御を行い、
前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつＱ−ｃｈ誤差信号に基づいてＱ−ｃｈバイアス電圧の制御を行った後に、
ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数で、互いにｎπ／２の位相差をもつ２つのディザ信号が前記２並列ＭＺ型光変調器のＩ−ｃｈバイアス電圧およびＱ−ｃｈバイアス電圧にそれぞれ重畳されているとき、前記互いにｎπ／２の位相差をもつ２つのディザ信号の積および前記２並列ＭＺ型光変調器からの光信号の光強度に基づいて生成されディザ信号の２倍の周波数をもつＰｈａｓｅ誤差信号に基づいてＰｈａｓｅバイアス電圧の制御を行う
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の光送信器。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれかに記載の光送信器から送信された光信号を、光ファイバで伝送し、光受信器で受信することを特徴とする光通信システム。
【請求項５】
ディザ信号が重畳されたバイアス電圧および入力したデータ信号に基づいてＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器で光を変調し、この変調した光信号を送出する光送信方法であって、
前記ディザ信号および前記光信号の光強度に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成ステップと、
前記データ信号の平均変調度に応じて前記誤差信号の極性を選択する誤差信号極性選択ステップと、
前記誤差信号極性選択ステップで選択された極性をもつ前記誤差信号に基づいて前記バイアス電圧の制御を行うバイアス制御ステップと、
を備えたことを特徴とする光送信方法。
【請求項６】
前記バイアス制御ステップは、固定振幅の電気波形をもつ前記データ信号が前記ＭＺ型光変調器に入力している時に前記バイアス電圧の目標値への引込を行う初期引込状態として前記バイアス電圧の制御を行った後に、任意振幅の電気波形をもつ前記データ信号が前記ＭＺ型光変調器に入力している時に基本ループとして前記バイアス電圧の制御を行う
ことを特徴とする請求項５に記載の光送信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、光通信技術に関し、特に、光信号を送信する光送信器、光通信システムおよび光送信方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器を用いて光源からの光を変調する際には、ＭＺ型光変調器を駆動するためのバイアス電圧制御技術が重要である。バイアス電圧は、一度最適化されたとしても、温度変化や経年変化の影響を受けて最適点からシフトすることが知られている。バイアス電圧が最適点からシフトすると、信号品質が安定した光信号を送信することができなくなる場合がある。そこで、ＭＺ型光変調器に対するバイアス電圧の最適点への自動追尾を実行するバイアス制御方式が提案されている（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−０４３６３８号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】吉田  剛、他６名、「2並列Ｍａｃｈ-Ｚｅｈｎｄｅｒ変調器を用いた任意光波形生成のための自動バイアス制御」、信学技報、ＯＣＳ２０１０−２４、ｐｐ．１−６、２０１０年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１、非特許文献１に開示されている従来の光送信器においては、例えば直交周波数分割多重であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）または６４ＱＡＭといった多値変調信号や、予等化信号のようなアナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成し、その光波形を動的に変化させて運用するアプリケーションにおけるＭＺ型光変調器のバイアス制御においては、後で詳細な説明を行うように、バイアス電圧を最適点に制御することができなくなる場合があるという問題点があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、例えばアナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるようにすることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る光送信器は、ディザ信号が重畳されたバイアス電圧および入力したデータ信号に基づいてＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器で光を変調し、この変調した光信号を送出する光送信器であって、前記ディザ信号および前記光信号の光強度に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部と、前記データ信号の平均変調度に応じて前記誤差信号の極性を選択する誤差信号極性選択部と、前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつ前記誤差信号に基づいて前記バイアス電圧の制御を行うバイアス制御部と、を備えたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明は、光送信器において、例えばアナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図２】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図３】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図４】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図５】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図６】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図７】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図８】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図９】この発明の実施の形態１による光送信器を示す構成図
【図１０】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図１１】この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図
【図１２】この発明の実施の形態２による光送信器を示す構成図
【図１３】この発明の実施の形態２による光送信器を説明するための説明図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明の光送信器の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一または相当部分については、同一符号を付して説明する。
【００１１】
実施の形態１．
まず、［発明が解決しようとする課題］欄の記載に関する詳細な説明も含めて、この発明の実施の形態１による光送信器においても、後述のＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器１００の一部（例えば、光導波路１０１Ｂ、１０１Ｄ、１０１Ｅ、１０１Ｈ、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａ、Ｉ−ｃｈバイアス電極１０３Ａ）として用いられる基本的な構成のＭＺ型光変調器（以下、「ＭＺ干渉計」という）の動作原理について説明する。図１は、ＭＺ干渉計の消光特性を示す説明図である。図１において、縦軸はＭＺ干渉計の光出力、横軸はＭＺ干渉計の駆動電圧である。以下、各図において、光出力はＰｏｗｅｒで示し、駆動電圧はＶｏｌｔａｇｅで示す。
【００１２】
ＭＺ干渉計は、電極に印加する駆動電圧を変化させることにより、光導波路の屈折率が変化し、光信号の位相が変化するという特徴を有する。この特徴を用いることにより、ＭＺ干渉計の出力段で任意の光波形をもつ光信号を生成することができる。ここで、駆動電圧に対して、出力光レベルが最小となる点をＮｕｌｌ点と定義し、出力光レベルが最大となる点をＰｅａｋ点と定義し、Ｎｕｌｌ点に隣接する各Ｐｅａｋ点をそれぞれ得るのに必要な電圧差をＶπと定義する。
【００１３】
２値駆動の駆動電圧を印加するＭＺ干渉計では、例えばＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号を得るために、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号の振幅を、隣接するＰｅａｋ点の間で２Ｖπに設定し、２Ｖπに渡って掃引する。一般に、Ｖπに対するＲＦ信号の振幅の比または２Ｖπに対するＲＦ信号の振幅の比を変調度と称する。ＢＰＳＫ信号では、通常、２Ｖπに渡って掃引するので、２Ｖπに対するＲＦ信号の振幅の比を変調度と定義する。従って、ＲＦ信号の振幅が２Ｖπである場合に、変調度は１００％となる。
【００１４】
すなわち、図１において、Ｎｕｌｌ点を中心として、左右にＶπずつ掃引できるようにバイアス電圧を調整するような制御を行うことにより、ＢＰＳＫ信号を得ることができる。このことを、「バイアスをＮｕｌｌ点に制御する」と称する。なお、強度変調方式以外の多くの変調方式において、バイアスをＮｕｌｌ点に制御することが望ましい。また、この発明の実施の形態１は、バイアスをＮｕｌｌ点に制御することを前提としている。
【００１５】
図２は、ＢＰＳＫ信号生成時の駆動電圧のヒストグラムを、図１に示したＭＺ干渉計の消光特性とともに示す説明図である。図２において、ヒストグラムの縦軸はＭＺ干渉計の駆動電圧の値の分布頻度、横軸はＭＺ干渉計の駆動電圧である。以下、各図において、分布頻度はＦｒｅｑｕｅｎｃｙで示す。図２より、バイアスがＮｕｌｌ点に制御されている場合には、信号成分のほとんどがＰｅａｋ点に存在することが分かる。このように、ＢＰＳＫ信号生成時において、変調度の平均値（以下、「平均変調度」という）は１００％である。
【００１６】
図３は、ＢＰＳＫ信号生成時において、平均変調度が１００％である場合のバイアスずれと平均光出力レベルＰＡＶＥとの関係を示す説明図である。以下、各図において、バイアス電圧とＮｕｌｌ点との電圧差であるバイアスずれはＢｉａｓ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｅｒｒｏｒで示す。図３より、バイアスをＮｕｌｌ点に制御しバイアスずれが０である場合に平均光出力レベルＰＡＶＥが最大となり、バイアスをＰｅａｋ点に制御しバイアスずれが±Ｖπである場合に平均光出力レベルＰＡＶＥが最小となることが分かる。
【００１７】
図４は、ＢＰＳＫ信号生成時において、平均変調度が１００％である場合のバイアスずれと平均光出力レベル差ΔＰＡＶＥとの関係を示す説明図である。バイアス制御を実行するためには、例えばバイアス電圧に微小な振幅の既知のディザ信号を重畳し、ＭＺ干渉計からの出力光のレベル変化をモニタすれば良い。このとき、出力光のレベル変化である平均光出力レベル差ΔＰＡＶＥは、図４に示すように、図３に示した平均光出力レベルＰＡＶＥをバイアスずれで微分した形で表される。図４において、出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥを誤差信号とし、ΔＰＡＶＥ→０となるようにバイアス電圧を変化させることにより、バイアスがＰｅａｋ点およびＮｕｌｌ点の何れかに収束する。
【００１８】
ここで、Ｐｅａｋ点とＮｕｌｌ点とでは、出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥがゼロクロスする際の傾きの極性が互いに異なるので、出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥとバイアス制御方向との対応付けを適切に行うことにより、バイアスをＮｕｌｌ点に収束させることができる。例えば、図４において、ΔＰＡＶＥ＞０の場合にはバイアス電圧を大きくする方向にバイアスを制御し、ΔＰＡＶＥ＜０の場合にはバイアス電圧を小さくする方向にバイアスを制御することにより、バイアスがＮｕｌｌ点に収束する。
【００１９】
一方、このようなＢＰＳＫ信号と異なり、アナログ的な波形をもつ電気信号、例えば、直交周波数分割多重であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や６４ＱＡＭのような多値変調信号、予等化信号によりＭＺ型光変調器を駆動する場合には、図２に示したＢＰＳＫ信号生成時の駆動電圧のヒストグラムが、図５または図６に示すように異なるものとなる。このとき、隣接するＰｅａｋ点間でのＲＦ信号の振幅が、図２のものと同様に２Ｖπであっても、平均変調度が低下して見えることとなる。
【００２０】
平均変調度が５０％に等しい場合には、図４に示した平均変調度１００％の場合のバイアスずれと出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥとの関係が、図７に示すように異なるものとなる。すなわち、バイアス電圧を変化させても平均光出力レベルＰＡＶＥが変化しなくなり、バイアス電圧にディザ信号を重畳する方法では、バイアス制御を実行することが不可能となる。
【００２１】
また、平均変調度が５０％未満である場合には、図４に示した平均変調度１００％の場合のバイアスずれと出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥとの関係が、図８に示すように異なるものとなる。すなわち、図４に示した特性と極性が反転する。また、制御感度は、平均変調度が０％および１００％の場合に最大となり、平均変調度が５０％の場合に最小となる。
【００２２】
以上の説明から理解されるように、ＭＺ干渉計においては、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する場合には、特許文献１、非特許文献１に記載の従来のバイアス制御方法により一旦バイアスがＮｕｌｌ点に制御されたとしても、例えば予等化信号の等化量をトラッキングするようなアプリケーションにおいて、その駆動電圧のヒストグラムが変化するとき、平均変調度の変化によっては、バイアスがＰｅａｋ点に向けて制御される可能性や、制御感度不足によってバイアスが不安定になる可能性がある。バイアスがＰｅａｋ点に収束した場合や、バイアスが不安定になった場合には、出力光の光波形が所望の光波形と異なるものとなり、信号品質が低下する可能性がある。
【００２３】
これに対し、この発明の実施の形態１による光送信器では、後述するように、誤差信号極性選択部２０８を設けることにより、平均変調度に応じて誤差信号に対する極性を適切に選択することができる。これにより、バイアスが正常にＮｕｌｌ点に収束するように制御することができるようになる。
【００２４】
また、従来の特許文献１に記載されているように、位相差制御のための誤差信号の生成に周波数逓倍器を使用する場合には、入力する信号を高速ショットダイオード等で故意に歪ませて使用するため、多くの高調波成分が出力される。そのため、任意の周波数を選択的に増幅することで所望の周波数の誤差信号を取り出すことになるが、ディザ信号のような数１０Ｈｚ〜数ＭＨｚのような低周波数の信号を扱う場合には非常に狭帯域のフィルタを要することから除去しきれない高調波成分が存在する可能性がある。このような高調波信号がバイアス電圧に混入すると、光信号の信号品質が低下する場合がある。
【００２５】
これに対し、この発明の実施の形態１による光送信器では、後述するように、Ｐｈａｓｅ誤差信号の生成に周波数乗算器を用いており、ｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数）の位相差を有する同じ周期の信号を周波数乗算器に入力するようしているため、２倍の周波数すなわち半分の周期の信号のみを取り出すことができる。これにより、高調波歪みがなく低ノイズなＰｈａｓｅ誤差信号を生成することができるようになる。
【００２６】
次に、この発明の実施の形態１による光送信器の構成について説明する。図９は、この発明の実施の形態１による光送信器を示す構成図である。図９において、この光送信器は、ＭＺ型光変調器１００、データ信号生成部２０１、Ｉ−ｃｈ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ｃｈａｎｎｅｌ）変調器ドライバ２０２Ａ、Ｑ−ｃｈ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ  ｃｈａｎｎｅｌ）変調器ドライバ２０２Ｂ、電流電圧変換部２０３、アナログ・デジタル変換器であるＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０４、Ｉ−ｃｈＤＣ用デジタル・アナログ変換器であるＩ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０５Ａ、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂ、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃ、Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａ、Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂ、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａ、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂ、誤差信号極性選択部２０８、およびバイアス制御部３００を備え、それぞれ電気的に接続されている。
【００２７】
図９において、ＭＺ型光変調器１００は、光導波路１０１Ａ〜１０１Ｊ、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａ、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂ、Ｉ−ｃｈバイアス電極１０３Ａ、Ｑ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂ、およびＰｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃを有し、例えばＬｉＮｂＯ３基板に形成され、それぞれ光学的に接続されている。また、ＭＺ型光変調器１００は、モニタＰＤ（Ｐｈｏｔｏ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）１０４を有し、光導波路１０１Ｊに光学的に接続されている。
【００２８】
図９において、バイアス制御部３００は、ディザ信号生成部３０１、位相器３０２、ディザ信号乗算部３０３、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａ、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂ、Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０４Ｃ、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ａ、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ｂ、およびＰｈａｓｅ制御信号生成部３０５Ｃを有し、それぞれ電気的に接続されている。また、バイアス制御部３００は、各ＤＡＣを介してＭＺ型光変調器１００の各電極と電気的に接続されている。
【００２９】
次に動作について説明する。図９において、データ信号生成部２０１は、任意のデータ系列を示すデータ信号を電気信号として生成する。この生成するデータ信号は、例えば伝送速度が数１０Ｇｂｐｓといった高速の２値信号に限定されず、ＯＦＤＭ信号、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭといった多値変調信号、または予等化信号のようなアナログ的な電気波形であっても良い。なお、予等化信号は、光伝送路の波長分散や偏波分散による波形歪みが送信側でデジタル信号処理により予め電気的に等化されたものである。
【００３０】
また、データ信号生成部２０１は、生成したデータ信号のうち、Ｉ−ｃｈ成分であるＩ−ｃｈデータ信号をＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａに出力し、Ｑ−ｃｈ成分であるＱ−ｃｈデータ信号をＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力するとともに、生成したデータ信号の情報を誤差信号極性選択部２０８に出力する。
【００３１】
Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａは、データ信号生成部２０１からのＩ−ｃｈデータ信号を光変調器の駆動に十分な電圧まで増幅し、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａに出力する。Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂは、データ信号生成部２０１からのＱ−ｃｈデータ信号を光変調器の駆動に十分な電圧まで増幅し、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂに出力する。
【００３２】
誤差信号極性選択部２０８は、まず、データ信号生成部２０１からのデータ信号の情報に基づいて、データ信号の平均変調度を求める。また、誤差信号極性選択部２０８は、求めた平均変調度に応じて、バイアス制御用の誤差信号の極性の反転または非反転を選択するための極性選択信号を生成し、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂに出力する。
【００３３】
具体的には、図４に示したように、データ信号においてピーク電力対平均電力比であるＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）が小さく、平均変調度が５０％より大きい場合には、誤差信号極性選択部２０８は、バイアスが正常にＮｕｌｌ点に収束するように、極性の非反転を指定した極性選択信号を出力する。一方、図８に示したように、データ信号においてＰＡＰＲが大きく、平均変調度が５０％未満である場合には、誤差信号極性選択部２０８は、バイアスが正常にＮｕｌｌ点に収束するように、極性の反転を指定した極性選択信号を出力する。ただし、非反転とは、平均変調度が１００％である場合にバイアスがＮｕｌｌ点に収束する極性とし、反転とは、平均変調度が１００％である場合にバイアスがＰｅａｋ点に収束する極性としている。
【００３４】
ここで、誤差信号極性選択部２０８は、平均変調度に応じてバイアス制御用の誤差信号の極性を変化させるのであるが、実際には、逐次平均変調度を求めるのではなく、例えばテーブルを設け、平均変調度に応じた情報と誤差信号の極性との対応関係を記憶しておくことが考えられる。例えば、予等化信号に対するバイアス制御であれば、予等化量と平均変調度との関係は、単調関数となるので、平均変調度に応じた情報である所定の予等化量をしきい値として記憶し、予等化量がしきい値よりも大きい場合に極性の非反転を指定した極性選択信号を出力し、予等化量がしきい値よりも小さい場合に極性の反転を指定した極性選択信号を出力するようにすることが考えられる。
【００３５】
また、図９において、電流電圧変換部２０３は、ＭＺ型光変調器１００の光出力の光強度に応じた検出電流を出力するモニタＰＤ１０４からの検出電流を電圧信号に変換するとともに、直流成分除去、増幅処理等を実行して、ＡＤＣ２０４に出力する。
【００３６】
ＡＤＣ２０４は、電流電圧変換部２０３からの電圧信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａ、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＢおよびＰｈａｓｅ誤差信号生成部３０４Ｃに出力する。
【００３７】
ディザ信号生成部３０１は、正極性と負極性とを交互にとる周期信号であるディザ信号を生成し、位相器３０２、ディザ信号乗算部３０３、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａ、およびＩ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａにそれぞれ出力する。なお、ディザ信号の周波数は、データ信号の伝送速度の数１０Ｇｂｐｓに比べて十分に低速で、例えば数１０〜数１００Ｈｚである。
【００３８】
位相器３０２は、ディザ信号生成部３０１から入力されたディザ信号にｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数）の位相差を与えてディザ信号乗算部３０３、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂ、およびＱ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂにそれぞれ出力する。なお、予め決まった周期のディザ信号でバイアス制御させるため、位相器３０２は相対的な位相差を有する固定値を与えるようにしても良い。
【００３９】
ディザ信号乗算部３０３は、ディザ信号生成部３０１からのディザ信号と位相器３０２からのディザ信号との排他的論理積を演算し、この演算結果としてディザ信号の２倍の周波数を有する信号を生成しＰｈａｓｅ誤差信号生成部３０４Ｃに出力する。ここで、特許文献１ではディザ信号の２倍の周波数を有する信号を生成するために逓倍器を用いているため、２次以上の高調波成分の信号がＰｈａｓｅ誤差信号のノイズとて検出される。これに対し、この発明の実施の形態１ではディザ信号乗算部３０３を用いることで２次以上の高調波成分の信号が誤差信号生成部３０１に入力されないため、高調波歪みのないＰｈａｓｅ誤差信号を生成することができる。
【００４０】
Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号とディザ信号生成部３０１からのディザ信号との積を演算し、次の式（１）で表されるＩ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉを生成する。
【００４１】
ｅ＿Ｉ∝Ｉ（ｐ，０）−Ｉ（ｍ，０）・・（１）
【００４２】
以下、各式において、Ｉ（ａ，ｂ）はモニタＰＤ１０４から出力される電流信号を示し、ａはＩ−ｃｈのディザを示し、ｂはＱ−ｃｈのディザを示し、ｐはディザが正極性側にあることを示し、ｍはディザが負極正側にあることを示し、０はディザが重畳されていないことを示す。
【００４３】
なお、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が非反転指定であれば、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩをそのままＩ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ａに出力する。一方、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が反転指定であれば、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉの極性を反転してＩ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ａに出力する。
【００４４】
Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号と位相器３０２からのディザ信号との積を演算し、次の式（２）で表されるＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑを生成する。
【００４５】
ｅ＿Ｑ∝Ｉ（０，ｐ）−Ｉ（０，ｍ）・・（２）
【００４６】
なお、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が非反転指定であれば、Ｑ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＱをそのままＱ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ｂに出力する。一方、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が反転指定であれば、Ｑ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を反転してＱ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ｂに出力する。
【００４７】
Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０５Ｃは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号とディザ信号乗算部３０３からのディザ信号の２倍の周波数を有する信号との積を演算し、次の式（３）で表されるＰｈａｓｅ誤差信号ｅ＿Ｐを生成し、そのままの極性でＰｈａｓｅ制御信号生成部３０５Ｃに出力する。
【００４８】
ｅ＿Ｐ∝Ｉ（ｐ，ｐ）−Ｉ（ｐ，ｍ）−｛Ｉ（ｍ，ｐ）−Ｉ（ｍ，ｍ）｝・・（３）
【００４９】
なお、式（３）において、ディザ信号乗算部３０３に入力する２つのディザ信号は、互いにｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数）の位相差を有するため、Ｉ（ｐ，ｐ）、Ｉ（ｐ，ｍ）、Ｉ（ｍ，ｐ）、およびＩ（ｍ，ｍ）が等しい確率で生じる。
【００５０】
Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ａは、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡからのＩ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉに基づいて、例えば比例積分制御を実行することでＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号を生成し、Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ａに出力する。なお、比例積分制御は、誤差信号に比例して入力値を変化させる動作と誤差信号の積分に比例して入力値を変化させる動作とを組み合わせた制御を行うものである。
【００５１】
Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ｂは、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＢからのＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑに基づいて、同様に比例積分制御を実行することでＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号を生成し、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂに出力する。
【００５２】
Ｐｈａｓｅ制御信号生成部３０５Ｃは、Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０４ＣからのＰｈａｓｅ誤差信号ｅ＿Ｐに基づいて、同様に比例積分制御を実行することでＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号を生成し、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃに出力する。
【００５３】
Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ａは、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０５ＡからのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａに出力する。
【００５４】
Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂは、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０５ＢからのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂに出力する。
【００５５】
ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃは、Ｐｈａｓｅ制御信号生成部３０４ＣからのＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、バイアス電圧としてＰｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃに出力する。
【００５６】
Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａは、ディザ信号生成部３０１からのＩ−ｃｈディザ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａに出力する。
【００５７】
Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂは、位相器３０２からのＱ−ｃｈディザ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂに出力する。
【００５８】
Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａは、Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ａからのバイアス電圧としてのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号と、Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６ＡからのＩ−ｃｈディザ信号とを加算し、この加算結果をＩ−ｃｈバイアス信号としてＩ−ｃｈバイアス電極１０３Ａに出力する。
【００５９】
Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂは、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂからのバイアス電圧としてのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号と、Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６ＢからのＱ−ｃｈディザ信号とを加算し、この加算結果をＱ−ｃｈバイアス信号としてＱ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂに出力する。
【００６０】
また、図９において、ＭＺ型光変調器１００は、図示しない波長可変光源から入力された光（以下、光入力という）を、各電極に入力された電気信号に基づいて変調し、光信号として出力する（以下、光出力という）。例えば１．５μｍ波長帯の連続発振のレーザ光である光入力は、まず、光導波路１０１Ａに入力される。
【００６１】
光導波路１０１Ａは、光導波路１０１Ｂと光導波路１０１Ｃとに分岐しており、光導波路１０１Ａを通過した光は、光導波路１０１Ｂと光導波路１０１Ｃとに分岐される。光導波路１０１Ｂは、光導波路１０１Ｄと光導波路１０１Ｅとに分岐しており、光導波路１０１Ｂを通過した光は、光導波路１０１Ｄと光導波路１０１Ｅとに分岐される。光導波路１０１Ｃは、光導波路１０１Ｆと光導波路１０１Ｇとに分岐しており、光導波路１０１Ｃを通過した光は、光導波路１０１Ｆと光導波路１０１Ｇとに分岐される。
【００６２】
Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａは、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡからのＩ−ｃｈデータ信号に基づいて、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅを通過する光をデータ変調する。Ｉ−ｃｈバイアス電極１０３Ａは、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７ＡからのＩ−ｃｈバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅを通過する光を位相変調する。光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅにおいてデータ変調および光位相変調を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｈに入力される。
【００６３】
Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂは、Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＢからのＱ−ｃｈデータ信号に基づいて、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇを通過する光をデータ変調する。Ｑ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂは、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７ＢからのＱ−ｃｈバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇを通過する光を位相変調する。光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇにおいてデータ変調および光位相変調を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｉに入力される。
【００６４】
Ｐｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃは、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５ＣからのＰｈａｓｅバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉを通過する光を位相変調する。光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉにおいて光位相変調を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｊに入力され、光導波路１０１Ｊを通過した光信号は、光出力として外部に出力される。
【００６５】
次に、この発明の実施の形態１による光送信器のバイアス制御手順を詳細に説明する。図１０は、この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図であり、バイアス制御手順を示すフローチャートである。図１０において、まず、初期引込状態として、アナログ的で動的に変化するような光波形ではなく、所定の固定振幅をもつような光波形を与える２値駆動信号または既知信号を利用して、すなわち、その信号をＭＺ型光変調器１００の各データ変調電極に入力した状態で、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧の仮最適化を実行する（ステップＳＴ１）。
【００６６】
具体的には、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０５ＡからのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０５ＡからのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号、およびＰｈａｓｅ制御信号生成部３０５ＣからのＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号が仮に最適化される。これを初期引込状態と定義する。なお、この初期引込状態におけるバイアス電圧の仮最適化では、２値駆動信号等が入力した状態で、後述する基本ループにおけるバイアス電圧の制御と同様の制御が実行される。これにより、所定の固定振幅の電気波形に対応した固定的な平均変調度で安定にバイアス電圧の目標値への引込を行うことができる。
【００６７】
初期引込状態後、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧は、仮最適化された値に保持され、任意電気波形入力状態に遷移する（ステップＳＴ２）。この任意電気波形入力状態では、ＭＺ型光変調器１００の各データ変調電極に、所望する任意振幅の電気波形である任意電気波形が入力される。この任意電気波形は、例えばアナログ的かつ動的に変化するような光波形を与えるものである。
【００６８】
任意電気波形がＭＺ型光変調器１００に入力された後、誤差信号極性指定状態に遷移する（ステップＳＴ３）。この誤差信号極性指定状態では、誤差信号極性選択部２０８により、任意の電気波形の平均変調度が求められる。
【００６９】
求めた平均変調度が５０％より大きい場合には、誤差信号に対する極性を非反転とするように、誤差信号極性選択部２０８から、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂに対し、極性の非反転を指定した極性選択信号が出力される。これにより、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩおよびＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を非反転とし、図４に示すように、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。
【００７０】
逆に、求めた平均変調度が５０％未満である場合には、誤差信号に対する極性を反転とするように、誤差信号極性選択部２０８から、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂに対し、極性の反転を指定した極性選択信号が出力される。これにより、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩおよびＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を反転とし、図８に示すように、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。
【００７１】
このように、誤差信号の極性が正常化された後、運用制御状態である基本ループに遷移する（ステップＳＴ４）。この基本ループでは、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧が順番に制御される。なお、Ｑ−ｃｈ、Ｉ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧の順番に制御するようにしても良い。
【００７２】
ここで、Ｉ−ｃｈバイアス制御ステップでは、Ｉ−ｃｈのバイアス端子のみにディザ信号が重畳される（ステップＳＴ４１）。Ｑ−ｃｈバイアス制御ステップでは、Ｑ−ｃｈのバイアス端子のみにディザ信号が重畳される（ステップＳＴ４２）。
【００７３】
また、図１１は、この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図であり、Ｐｈａｓｅバイアス制御ステップにおいて、ＤＡＣ２０６Ａ、Ｂから出力されるディザ信号とモニタＰＤ２０４で検出される誤差信号の電気波形を示すグラフである。図１０、図１１において、Ｐｈａｓｅバイアス制御ステップでは、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈのバイアス端子に、同じ周期で互いにｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数）の位相差を有するディザ信号がそれぞれ重畳される（ステップＳＴ４３）。
【００７４】
これにより、図１１において、Ｐｈａｓｅバイアス制御時に、モニタＰＤ２０４でディザ信号の２倍の周波数のＰｈａｓｅ誤差信号が検出される時は、Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈの位相差がπ／２に保持できていない時であり、この位相差がＮπ（Ｎは整数）である時は、モニタＰＤ２０４で検出されるＰｈａｓｅ誤差信号は最大になる。従って、このＰｈａｓｅ誤差信号が０になるように制御することでＩ−ｃｈとＱ−ｃｈの位相差をπ／２に保持することができる。
【００７５】
なお、非特許文献１に示された従来のバイアス制御方法では、Ｐｈａｓｅバイアス制御ステップにてｆ０と２ｆ０という異なる周波数のディザ信号を重畳し、周波数ｆ０の誤差信号を用いてＰｈａｓｅバイアス制御を行っている。これに対し、この発明の実施の形態１では、図１１に示すように、同じ周波数ｆ０で互いにｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは０を除く整数）の位相差を有するディザ信号を重畳することで、周波数２ｆ０の誤差信号を用いてＰｈａｓｅバイアス制御を行っている。これにより、Ｐｈａｓｅバイアス制御時のバイアスずれの影響を低減することが可能となる。また、ディザ信号生成部３０１を共通にすることでアナログ回路を簡易な構成で実現することができる。
【００７６】
また、図１０に示す基本ループのステップＳＴ４において、任意電気波形の特徴を変化させる要求がない場合には（ステップＳＴ４４のＮｏ）、再びＩ−ｃｈバイアス制御のステップＳＴ４１から繰り返し、一方、任意電気波形の特徴を変化させる要求がある場合には（ステップＳＴ４４のＹｅｓ）、任意電気波形入力状態のステップＳＴ２に遷移する。
【００７７】
以上のように、この発明の実施の形態１による光送信器においては、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈバイアス制御において、誤差信号極性選択部２０８により、平均変調度に応じてＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ誤差信号に対する極性を適切に選択するようにしている。これにより、例えばＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号のようにアナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるという作用効果を奏する。
【００７８】
また、上述のように、この発明の実施の形態１による光送信器においては、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＰｈａｓｅバイアス制御において、周波数乗算器としてのディザ信号乗算部３０３により、ディザ信号の２倍の周波数の信号を生成するようにしている。これにより、高調波歪みがなく低ノイズなＰｈａｓｅ誤差信号を生成することができるという作用効果を奏する。
【００７９】
実施の形態２．
上述のように、この発明の実施の形態１による光送信器は、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈバイアス制御において、誤差信号極性選択部２０８により、平均変調度に応じてＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ誤差信号に対する極性を適切に選択するようにしたものであるが、この発明の実施の形態２による光送信器は、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈバイアス制御において、ドライバ利得制御部２０９により、平均変調度が５０％を除く所定の値となるようにしたものである。なお、実施の形態１の変形例として、誤差信号極性選択部２０８とドライバ利得制御部２０９の両方を設けるようにしても良い。
【００８０】
図１２は、この発明の実施の形態２による光送信器を示す構成図である。図１２において、誤差信号極性選択部２０８に代え、ドライバ利得制御部２０９を設けるようにした構成を除き、図９に示した実施の形態１による光送信器と同様の構成であり、その同様の構成と、それによる同様の動作については説明を省略する。なお、誤差信号極性選択部２０８とドライバ利得制御部２０９との両方を設けるようにしても良く、また、この両方を一体的に構成するようにしても良い。
【００８１】
次に動作について説明する。図１２において、データ信号生成部２０１は、生成したデータ信号のうち、Ｉ−ｃｈ成分であるＩ−ｃｈデータ信号をＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａに出力し、Ｑ−ｃｈ成分であるＱ−ｃｈデータ信号をＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力するとともに、生成したデータ信号の情報をドライバ利得制御部２０９に出力する。
【００８２】
ドライバ利得制御部２０９は、まず、データ信号生成部２０１からのデータ信号の情報に基づいて、データ信号の平均変調度を求める。また、ドライバ利得制御部２０９は、求めた平均変調度に応じて、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂの増幅利得を制御するための利得制御信号を生成し、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力する。
【００８３】
このとき、ドライバの増幅利得は、平均変調度が５０％よりも十分に小さい値、例えば３０％になるように制御される。なお、ドライバの増幅利得は、平均変調度が５０％よりも十分に大きい値、例えば８０％になるように制御されるようにしても良く、要するに、平均変調度が５０％を除く所定の値となるようにすれば、後述するような同様の作用効果を奏する。
【００８４】
Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａは、データ信号生成部２０１からのＩ−ｃｈデータ信号を、ドライバ利得制御部２０９からの利得制御信号によって決定される増幅利得に応じて増幅し、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａに出力する。Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂは、データ信号生成部２０１からのＱ−ｃｈデータ信号を、ドライバ利得制御部２０９からの利得制御信号によって決定される増幅利得に応じて増幅し、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂに出力する。
【００８５】
ここで、ドライバ利得制御部２０９は、平均変調度に応じてドライバの増幅利得を変化させるのであるが、実際には、逐次平均変調度を求めるのではなく、例えばテーブルを設け、平均変調度に応じた情報とドライバの増幅利得との対応関係を記憶しておくことが考えられる。例えば、予等化信号に対するバイアス制御であれば、予等化量と平均変調度との関係は、単調関数となるので、平均変調度に応じた情報である予等化量とＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂの波形調整端子に与える利得制御信号との関係をテーブルに保持しておくようにすれば良い。
【００８６】
次に、この発明の実施の形態２による光送信器のバイアス制御手順を詳細に説明する。図１３は、この発明の実施の形態２による光送信器を説明するための説明図であり、バイアス制御手順を示すフローチャートである。なお、実施の形態１と同様の処理については、説明を省略する。
【００８７】
図１３において、任意電気波形入力状態のステップＳＴ２で、任意電気波形がＭＺ型光変調器１００に入力された後、変調度制御状態に遷移する（ステップＳＴ３ａ）。この変調度制御状態では、ドライバ利得制御部２０９は、任意電気波形の平均変調度を求める。
【００８８】
ドライバ利得制御部２０９は、求めた任意電気波形の平均変調度に応じて、平均変調度が５０％よりも十分に小さく、例えば３０％となるように、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに対して、増幅利得を制御するための利得制御信号を出力する。
【００８９】
このように、ドライバの増幅利得が制御された後、運用制御状態である基本ループに遷移する（ステップＳＴ４）。このとき、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂは、反転の極性のＩ−ｃｈ誤差信号およびＱ−ｃｈ誤差信号をそれぞれ出力するように設定されている。これにより、図８に示すように、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。
【００９０】
なお、平均変調度が５０％よりも十分に大きく、例えば８０％となるようにドライバの増幅利得が制御される場合には、基本ループのステップＳＴ４において、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂを、非反転の極性のＩ−ｃｈ誤差信号およびＱ−ｃｈ誤差信号がそれぞれ出力されるように設定していれば良い。これにより、図４に示すように、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。
【００９１】
また、誤差信号極性選択部２０８とドライバ利得制御部２０９との両方が設けられている場合には、図１３において、ステップＳＴ３ａとステップＳＴ４との間に、図１０に示した誤差信号極性指定状態のステップＳＴ３を追加し、すなわち、変調度制御状態のステップＳＴ３ａでドライバの増幅利得が制御された後、誤差信号極性指定状態のステップＳＴ３に遷移し、次に、運用制御状態である基本ループのステップＳＴ４に遷移するようにすれば良い。これにより、変調度制御状態のステップＳＴ３ａにおいて、平均変調度が５０％を除く大小何れの値に制御されても、誤差信号極性指定状態のステップＳＴ３において、Ｉ−ｃｈ誤差信号およびＱ−ｃｈ誤差信号に適切な極性を設定することができ、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。
【００９２】
以上のように、この発明の実施の形態２による光送信器においては、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈバイアス制御において、ドライバ利得制御部２０９により、平均変調度が５０％を除く所定の値となるようにしている。これにより、例えばＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号のようにアナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるという作用効果を奏する。また、誤差信号極性選択部２０８により、誤差信号に適切な極性を設定することで、平均変調度が５０％を除く大小何れの値に柔軟に制御される場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるという作用効果を奏する。
【００９３】
なお、上述のように、この発明の実施の形態１、２による光送信器においては、ＭＺ型光変調器１００は、２並列ＭＺ型光変調器であって、単一電極、ゼロチャープ型、モニタＰＤ１０４内蔵のものを示したが、これに限定されず、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅの双方、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇの双方、並びに光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉの双方にそれぞれ電極を備え、プッシュ・プル駆動によりゼロチャープを実現するような２並列ＭＺ型光変調器であっても良く、その場合、各電極でプッシュ・プル駆動するように駆動およびバイアス制御できるようにすることにより、この発明の実施の形態１、２と同様の作用効果を奏する。
【００９４】
また、上述の実施の形態１、２による光送信器において、ＭＺ型光変調器１００は、シングルＭＺ型光変調器、すなわち上述のＭＺ干渉計であっても良く、その場合、Ｑ−ｃｈ制御部分およびＰｈａｓｅ制御部分を省略することにより、この発明の実施の形態１、２と同様の作用効果を奏する。また、ＭＺ型光変調器１００は、偏波多重型の２並列ＭＺ型光変調器であっても良く、その場合、Ｉ−ｃｈ制御部分、Ｑ−ｃｈ制御部分およびＰｈａｓｅ制御部分を、直交偏波成分についても用意することにより、この発明の実施の形態１、２と同様の作用効果を奏する。
【００９５】
また、上述の実施の形態１、２による光送信器において、ＭＺ型光変調器１００がモニタＰＤ１０４を内蔵していない場合は、ＭＺ型光変調器１００の出力端に光を分岐する光カプラを挿入するとともに、モニタＰＤを外付けするようにすれば良い。
【００９６】
また、上述の実施の形態１、２による光送信器において、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号は、図示しないレベル変換回路により、ＭＺ型光変調器１００のＥｎｄ−ｏｆ−Ｌｉｆｅでのバイアスシフト規格をカバーできる範囲で制御可能とすることが望ましい。
【００９７】
なお、上述の実施の形態１、２による光送信器においては、バイアス制御部３００はデジタル信号処理回路として説明したが、制御機能については、光送信器に設けたマイクロコンピュータ等に制御方法を実行させるコンピュータプログラムを用いてソフトウエア処理により実現するようにしても良い。このとき、ディザ信号のディザ周波数は、例えば数１０〜数１００Ｈｚとすれば良い。
【００９８】
また、上述の実施の形態１、２による光送信器において、ＭＺ型光変調器を駆動する任意電気波形は、１０〜１００ｍｓｅｃオーダでは、平均レベルに対して対称なヒストグラムを有することが望ましい。また、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧の最適点の経年変化に対応するためには、バイアスの初期ロック点が、０Ｖから最も近い点となるように制御することが望ましい。
【００９９】
また、この発明の実施の形態１、２による光送信器は、この光送信器から送信された光信号を光ファイバで伝送し、光受信器で受信する光通信システムに適用するようにしても良い。また、この発明の実施の形態１、２による光送信器は、この光送信器を２台以上設け、２台以上の光送信器から送信された光信号を波長多重して光ファイバで伝送し、受信側で波長分離して波長ごとに２台以上の光受信器で受信するＷＤＭ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）光通信システムに適用するようにしても良い。また、この発明の実施の形態１、２による光送信器は、この光送信器を２台設け、２台の光送信器から送信された光信号を互いに直交した偏波で偏波多重して光ファイバで伝送し、受信側で偏波分離して偏波ごとに２台の光受信器で受信する偏波多重光通信システムに適用するようにしても良い。
【符号の説明】
【０１００】
１００  ＭＺ型光変調器
１０１Ａ〜１０１Ｊ  光導波路
１０２Ａ  Ｉ−ｃｈデータ変調電極
１０２Ｂ  Ｑ−ｃｈデータ変調電極
１０３Ａ  Ｉ−ｃｈバイアス電極
１０３Ｂ  Ｑ−ｃｈバイアス電極
１０３Ｃ  Ｐｈａｓｅバイアス電極
２０１  データ信号生成部
２０２Ａ  Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ
２０２Ｂ  Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ
２０３  電流電圧変換部
２０４  ＡＤＣ
２０５Ａ  Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ
２０５Ｂ  Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ
２０５Ｃ  ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ
２０６Ａ  Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ
２０６Ｂ  Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ
２０７Ａ  Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器
２０７Ｂ  Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器
２０８  誤差信号極性選択部
２０９  ドライバ利得制御部
３００  バイアス制御部
３０１  ディザ信号生成部
３０２  位相器
３０３  ディザ信号乗算部
３０４Ａ  Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部
３０４Ｂ  Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部
３０４Ｃ  Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部
３０５Ａ  Ｉ−ｃｈ制御信号生成部
３０５Ｂ  Ｑ−ｃｈ制御信号生成部
３０５Ｃ  Ｐｈａｓｅ制御信号生成部
【図１】
2013110620.tif 000003
【図２】
2013110620.tif 000004
【図３】
2013110620.tif 000005
【図４】
2013110620.tif 000006
【図５】
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【図６】
2013110620.tif 000008
【図７】
2013110620.tif 000009
【図８】
2013110620.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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