(57)【要約】【課題】モータに適用した場合に、逆流電流や騒音の発生を抑制しつつ、モータの回転効率の向上を図るようにしたＨ型ブリッジ回路などを提供すること。【解決手段】この発明は、ＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４からなるＨ型ブリッジ１と、制御回路２とを備える。ＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のそれぞれは、サイズが異なる２つのＭＯＳトランジスタからなる。制御回路２は、通常動作状態において、トランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２をオンにして負荷５に電流を供給する。また、制御回路２は、負荷５に電流を回生させる直前において、トランジスタＴｒ４−２のオンを継続状態とし、トランジスタＴｒ１−１をオフにしたのち、トランジスタＴｒ１−２、Ｔｒ４−１をオフにして負荷５に供給する電流を制限するようにした。【選択図】  図１
2013110863.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電源と第２の電源との間に直列に接続される第１及び第２のトランジスタと、前記第１の電源と前記第２の電源との間に直列に接続される第３及び第４のトランジスタと、を備え、前記第１及び第２のトランジスタの接続点と前記第３及び第４のトランジスタの接続点との間に負荷を接続するＨ型ブリッジと、
前記負荷の通電方向を切り換える切換信号を入力し、当該入力にしたがって前記第１、第２、第３及び第４のトランジスタの駆動をそれぞれ制御する制御回路と、を備え、
前記第１のトランジスタは、第１−１のトランジスタと、前記第１−１のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな第１−２のトランジスタとから構成され、
前記第２のトランジスタは、第２−１のトランジスタと、前記第２−１のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな第２−２のトランジスタとから構成され、
前記第３のトランジスタは、第３−１のトランジスタと、前記第３−１のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな第３−２のトランジスタとから構成され、
前記第４のトランジスタは、第４−１のトランジスタと、前記第４−１のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな第４−２のトランジスタとから構成され、
前記制御回路は、前記第１、第２、第３、および第４のトランジスタを構成する８つのトランジスタのそれぞれについて、予め定めた手順で個別にオンオフ制御することを特徴とするＨ型ブリッジ回路。
【請求項２】
前記制御回路は、
通常動作状態において、前記第１−１及び第１−２のトランジスタと前記第４−１及び第４−２のトランジスタをオンにし、または、前記第２−１及び第２−２のトランジスタと第３−１及び第３−２のトランジスタをオンにして前記負荷に電流を供給し、
前記負荷に電流を回生させる直前において、前記第４−２のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第１−１トランジスタをオフにしたのち、前記第１−２のトランジスタ及び前記第４−１トランジスタをオフにし、または、前記第３−２のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第２−１トランジスタをオフにしたのち、前記第２−２のトランジスタ及び前記第３−１のトランジスタをオフにして前記負荷に供給する電流を制限することを特徴とする請求項１に記載のＨ型ブリッジ回路。
【請求項３】
前記制御回路は、
通常動作状態において、前記第１−１のトランジスタと前記第４−１のトランジスタをオンにし、または、前記第２−１のトランジスタと前記第３−１のトランジスタをオンにして前記負荷に電流を供給し、
前記負荷に電流を回生させる直前において、前記第４−１のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第１−１のトランジスタをオフにし、前記第１−２のトランジスタをオンにし、または、前記第３−１のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第２−１のトランジスタをオフにし、前記第２−２のトランジスタをオンにして前記負荷に供給する電流を制限し、
前記負荷の電流回生時において、前記第４−１のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第４−２のトランジスタをオンにしたのち、前記第４−１のトランジスタをオフにし、または、前記第３−１のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第３−２のトランジスタをオンにしたのち、前記第３−１のトランジスタをオフにすることを特徴とする請求項１に記載のＨ型ブリッジ回路。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のうちの何れか１項に記載のＨ型ブリッジ回路を備え、前記Ｈ型ブリッジ回路がモータのコイルを駆動することを特徴とするモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＭＯＳトランジスタなどで構成されるＨ型ブリッジ回路などに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータなどを駆動するための回路として、モータなどのコイルに電流を供給するＨ型ブリッジ回路（フルブリッジ回路）が知られている。図２３〜図２６は、そのＨ型ブリッジ回路の各動作時における電流経路を示す。
このＨ型ブリッジ回路は、例えば図２３に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４とを備え、電源ＶＤＤと電源ＶＳＳとに接続される。そして、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３のドレイン同士の接続部と、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４のドレイン同士の接続部との間に、負荷としてコイル５が接続される。
【０００３】
ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のゲートには制御信号ＰＧ１、ＰＧ２が入力され、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のゲートには制御信号ＮＧ１、ＮＧ２が入力される。また、ＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のそれぞれは、寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。
次に、このような従来のＨ型ブリッジ回路において、負荷としてモータのコイル５を接続し、モータを駆動制御する場合の動作例について説明する。
【０００４】
図２７は、この動作例の場合の各部の信号の波形例を示す。図２７において、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２はモータのコイル５の両端の電圧、ＩＤＤは電源ＶＤＤからＨ型ブリッジ回路に供給される電流、ＩＬはモータのコイル５に流れる電流を示す。
図２３〜図２６参照して、モータが正転動作から逆転動作に移行する時の電流経路について説明する。
【０００５】
図２７の時刻ｔ１以前のモータの正転動作時には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３の各ゲートの制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＬレベル、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４の各ゲートの制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルとなる（図２７（Ａ）〜（Ｄ）参照）。このときには、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４はオンであり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３はオフである。
【０００６】
したがって、モータの正転動作時の電流経路は、図２３に示すように、電源ＶＤＤからの電流が、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４を経由して電源ＶＳＳに至る。
その後、図２７の時刻ｔ１において、モータが正転動作から逆転動作に切り換わるときには、制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＬレベルからＨレベルに変化し、制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルからＬレベルに変化する。このときには、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４はオンからオフに切り換わり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３はオフからオンに切り換わる。
【０００７】
しかし、その切り換わる瞬間には、図２４に示すように、電源ＶＳＳからＭＯＳトランジスタＴｒ３の寄生ダイオードＤ３、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ２の寄生ダイオードＤ２、および電源ＶＤＤの電流経路で逆流電流が流れる。この逆流電流は、コイル５に蓄積された電荷が無くなるまで流れ続ける。
図２７の時刻ｔ２において、コイル５の電荷が無くなると、図２５に示すように、電源ＶＤＤからの電流が、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３を経由して電源ＶＳＳに至るようになる。
【０００８】
その後、図２７の時刻ｔ３において、モータが逆転動作から正転動作に切り換わる瞬間においても、図２６に示すように、電源ＶＳＳからＭＯＳトランジスタＴｒ４の寄生ダイオードＤ４、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ１の寄生ダイオードＤ１、および電源ＶＤＤの電流経路で逆流電流が流れる。この逆流電流は、図２７の時刻ｔ４まで流れ続けることになる。
【０００９】
このようなＨ型ブリッジ回路における逆流電流を防止する方法として、モータの正転動作と逆転動作の切り換え時に、ノンオーバーラップ期間を設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
この従来方法では、図２８に示すＨ型ブリッジ回路のＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の駆動制御は、図２９に示すような制御信号ＰＧ１、ＰＧ２、ＮＧ１、ＮＧ２が使用される。また、その駆動制御には、モータの正転動作と逆転動作の切り換えを行う正逆制御信号ＨＡＬＬが使用される。
【００１０】
この従来方法では、図２９に示すように、第１動作モード期間Ｔ１と第２動作モード期間Ｔ２とがある。そして、正逆制御信号ＨＡＬＬがＬレベルのときには第１動作モード期間Ｔ１となり、正逆制御信号ＨＡＬＬがＨレベルのときには第２動作モード期間Ｔ２となる。
また、第１動作モード期間Ｔ１は、図２９に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３、および正転動作期間Ｔ１４からなる。第２動作モード期間Ｔ２は、図２９に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３、および逆転動作期間Ｔ２４からなる。
【００１１】
図２９の時刻ｔ１以前であって、第１動作モード期間Ｔ１内の正転動作期間Ｔ１４には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３の制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＬレベル、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４の制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルとなる（図２９（Ｂ）〜（Ｅ）参照）。このときには、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４はオンであり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３はオフである。したがって、モータの正転動作時の電流経路は、電源ＶＤＤからの電流が、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４を経由して電源ＶＳＳに至る。
【００１２】
しかし、時刻ｔ１において、正逆制御信号ＨＡＬＬがＬレベルからＨレベルに変化して、第１動作モード期間Ｔ１から第２動作モード期間Ｔ２に変化すると、上記の電流経路が変更を開始する。
第２動作モード期間Ｔ２のうち、最初のＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、制御信号ＰＧ１がＰＷＭ信号となり（図２９（Ｂ）参照）、これによりＭＯＳトランジスタＴｒ１がＰＷＭ制御される。ＰＷＭ制御期間Ｔ２１が終了すると、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行するが、このノンオーバーラップ期間Ｔ２２は予め設定された任意の時間である。
【００１３】
ノンオーバーラップ期間Ｔ２２の初期におけるコイル５の電流の経路は、図２９に示すように、電源ＶＳＳ、ＭＯＳトランジスタＴｒ３の寄生ダイオードＤ３、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４を経由して電源ＶＳＳに戻り、時間の経過とともにコイル５の電流ＩＬは減少する（図２９（Ｉ）参照）。
図２９の時刻ｔ２において、コイル５の電流ＩＬがほぼ０〔ｍＡ〕になったときに（図２９（Ｉ）参照）、制御信号ＮＧ１をＬレベルからＨレベルに切り換え、制御信号ＮＧ２をＨレベルからＬレベルに切り換え、Ｈ型ブリッジ回路のローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフが切り換える。この場合には、ローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフが切り換わっても、電源ＶＤＤへの逆転電流は発生しない。また、Ｈ型ブリッジ回路の出力端子のキックバック電圧も発生しない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００９−２９６８５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、上記の従来方法では、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２をモータの電気的な時定数よりも長く設定した場合には、コイル５の電流ＩＬが０〔ｍＡ〕の期間を十分に確保できる。このため、上記のように、コイル５の電流ＩＬが０〔ｍＡ〕になったときに、Ｈ型ブリッジ回路のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフが切り換えれば、電源ＶＤＤへの逆転電流は発生しない。しかし、Ｈ型ブリッジ回路への電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤの供給のタイミングが遅れてしまうので、モータの回転数が低下し効率が悪くなることがある。
【００１６】
逆に、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２をモータの電気的な時定数よりも短く設定すると、以下の事態が発生する。
すなわち、図３０（Ｉ）に示すように、コイル５の電流ＩＬが流れている時刻ｔ２において、制御信号ＮＧ１、ＮＧ２の切り換えが起こり（図３０（Ｄ）（Ｅ）参照）、Ｈ型ブリッジ回路のローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフの切り換えが発生する。このため、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２内において、電源ＶＳＳからＭＯＳトランジスタＴｒ３の寄生ダイオードＤ３、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ２の寄生ダイオードＤ２、および電源ＶＤＤの電流経路で逆流電流が流れる。
【００１７】
ステップダウンコンバート型の電源を用いている場合、その電源は回路から電源側に電流を引くことができないため、コイル５の還流電流を電源に流し込もうとすると、電源の電位が上昇する。
上記の方法のように、逆流電流が発生した瞬間、電源ＶＤＤの電位が上昇する。Ｈ型ブリッジ回路とその制御回路を同じ電源で駆動させる方法をとった場合、電源ＶＤＤの上昇により電流経路を指定するための制御回路を故障させるおそれがある。
【００１８】
このような問題があるので、ノンオーバーラップ期間中において、ローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフの切り換えの直前までに、回生電流が０〔Ａ〕になるように消費させなければならない。
しかし、従来方法では、回生電流の消費時間の短縮を図ることができず、ノンオーバーラップ期間を短縮することができない。このため、従来方法では、逆流電流や騒音の発生を抑制しつつ、モータの回転効率の向上を図ることができないという課題がある。
【００１９】
そこで、本発明の目的は、上述の事情に鑑み、モータに適用した場合に、逆流電流や騒音の発生を抑制しつつ、モータの回転効率の向上を図るようにしたＨ型ブリッジ回路などを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記の課題を解決して本発明の目的を達成するために、本発明は、以下のように構成される。
本発明は、第１の電源と第２の電源との間に直列に接続される第１及び第２のトランジスタと、前記第１の電源と前記第２の電源との間に直列に接続される第３及び第４のトランジスタと、を備え、前記第１及び第２のトランジスタの接続点と前記第３及び第４のトランジスタの接続点との間に負荷を接続するＨ型ブリッジと、前記負荷の通電方向を切り換える切換信号を入力し、当該入力にしたがって前記第１、第２、第３及び第４のトランジスタの駆動をそれぞれ制御する制御回路と、を備え、前記第１のトランジスタは、第１−１のトランジスタと、前記第１−１のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな第１−２のトランジスタとから構成され、前記第２のトランジスタは、第２−１のトランジスタと、前記第２−１のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな第２−２のトランジスタとから構成され、前記第３のトランジスタは、第３−１のトランジスタと、前記第３−１のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな第３−２のトランジスタとから構成され、前記第４のトランジスタは、第４−１のトランジスタと、前記第４−１のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな第４−２のトランジスタとから構成され、前記制御回路は、前記第１、第２、第３、および第４のトランジスタを構成する８つのトランジスタのそれぞれについて、予め定めた手順で個別にオンオフ制御することを特徴とする。
【００２１】
また、本発明において、前記制御回路は、通常動作状態において、前記第１−１及び第１−２のトランジスタと前記第４−１及び第４−２のトランジスタをオンにし、または、前記第２−１及び第２−２のトランジスタと第３−１及び第３−２のトランジスタをオンにして前記負荷に電流を供給し、前記負荷に電流を回生させる直前において、前記第４−２のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第１−１トランジスタをオフにしたのち、前記第１−２のトランジスタ及び前記第４−１トランジスタをオフにし、または、前記第３−２のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第２−１トランジスタをオフにしたのち、前記第２−２のトランジスタ及び前記第３−１のトランジスタをオフにして前記負荷に供給する電流を制限することを特徴とする。
【００２２】
本発明において、前記制御回路は、通常動作状態において、前記第１−１のトランジスタと前記第４−１のトランジスタをオンにし、または、前記第２−１のトランジスタと前記第３−１のトランジスタをオンにして前記負荷に電流を供給し、前記負荷に電流を回生させる直前において、前記第４−１のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第１−１のトランジスタをオフにし、前記第１−２のトランジスタをオンにし、または、前記第３−１のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第２−１のトランジスタをオフにし、前記第２−２のトランジスタをオンにして前記負荷に供給する電流を制限し、前記負荷の電流回生時において、前記第４−１のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第４−２のトランジスタをオンにしたのち、前記第４−１のトランジスタをオフにし、または、前記第３−１のトランジスタのオンを継続状態とし、前記第３−２のトランジスタをオンにしたのち、前記第３−１のトランジスタをオフにすることを特徴とする
【発明の効果】
【００２３】
このように本発明では、Ｈ型ブリッジを構成するトランジスタを、トランジスタサイズが異なる２つのトランジスタで構成し、その２つのトランジスタのオンオフ制御を別個に行うようにした。
このため、本発明によれば、負荷に回生電流が流れる直前に、その２つのトランジスタのオンオフを別個に制御することで、Ｈ型ブリッジのオン抵抗を大きくし、回生電流の消費時間の短縮化を図ることが可能となる。
したがって、本発明によれば、モータの駆動に適用する場合に、逆流電流や騒音の発生を抑制しつつ、モータの回転効率の向上を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明のＨ型ブリッジ回路の第１実施形態の構成を示す図である。
【図２】第１実施形態をモータの駆動に適用した場合の動作例を説明する、各部の波形例を示す波形図である。
【図３】第１実施形態において、正転動作期間Ｔ１４およびＰＷＭ制御期間Ｔ２１における電流経路を説明する図である。
【図４】第１実施形態において、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１のときの回生電流を説明する図である。
【図５】第１実施形態において、時刻ｔ３〜ｔ４の期間における電流経路を説明する図である。
【図６】第１実施形態において、時刻ｔ４〜ｔ５の期間における電流経路を説明する図である。
【図７】第１実施形態において、逆転動作期間Ｔ２４およびＰＷＭ制御期間Ｔ２３における電流経路を説明する図である。
【図８】第１実施形態において、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３のときの回生電流を説明する図である。
【図９】第１実施形態において、時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間における電流経路を説明する図である。
【図１０】第１実施形態において、時刻ｔ１１〜ｔ１２の期間における電流経路を説明する図である。
【図１１】本発明のＨ型ブリッジ回路の第２実施形態の構成を示す図である。
【図１２】第２実施形態をモータの駆動に適用した場合の動作例を説明する、各部の波形例を示す波形図である。
【図１３】第２実施形態において、正転動作期間Ｔ１４およびＰＷＭ制御期間Ｔ２１における電流経路を説明する図である。
【図１４】第２実施形態において、時刻ｔ１〜ｔ３の期間における回生電流の電流経路を説明する図である。
【図１５】第２実施形態において、時刻ｔ３〜ｔ４の期間における電流経路を説明する図である。
【図１６】第２実施形態において、時刻ｔ４〜ｔ４´の期間における回生電流の電流経路を説明する図である。
【図１７】第２実施形態において、時刻ｔ４´〜ｔ５の期間における回生電流の電流経路を説明する図である。
【図１８】第２実施形態において、逆転動作期間Ｔ２４およびＰＷＭ制御期間Ｔ２３における電流経路を説明する図である。
【図１９】第２実施形態において、時刻ｔ８〜ｔ１０の期間における回生電流の電流経路を説明する図である。
【図２０】第２実施形態において、時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間における電流経路を説明する図である。
【図２１】第２実施形態において、時刻ｔ１１〜ｔ１１´の期間における回生電流の電流経路を説明する図である。
【図２２】第２実施形態において、時刻ｔ１１´〜ｔ１２の期間における回生電流の電流経路を説明する図である。
【図２３】従来回路、およびその従来回路におけるモータの正転動作時の電流経路を示す図である。
【図２４】従来回路において、モータの正転動作から逆転動作への切り換え時の電流経路を示す図である。
【図２５】従来回路におけるモータの逆転動作時の電流経路を示す図である。
【図２６】従来回路において、逆転動作から正転動作への切り換え時の電流経路を示す図である。
【図２７】従来回路のトランジスタの駆動制御時の各部の波形例を示す図である。
【図２８】従来回路、およびコイル電流の回生時における電流経路を説明する図である。
【図２９】従来回路において、トランジスタを従来方法で駆動制御する場合の各部の波形例を示す図である。
【図３０】その従来方法の課題を説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
（第１実施形態の構成）
図１は、本発明のＨ型ブリッジ回路の第１実施形態の構成を概要を示す図である。
この第１実施形態に係るＨ型ブリッジ回路は、図１に示すように、Ｈ型ブリッジ１と、制御回路２とを備えている。
【００２６】
Ｈ型ブリッジ１は、図１に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４とを備えている。
ＭＯＳトランジスタＴｒ１とＭＯＳトランジスタＴｒ３とは直列接続され、この直列回路が高電位側の電源ＶＤＤと低電位側の電源ＶＳＳとの間に接続される。また、ＭＯＳトランジスタＴｒ２とＭＯＳトランジスタＴｒ４とは直列接続され、この直列回路が高電位側の電源ＶＤＤと低電位側の電源ＶＳＳとの間に接続される。
【００２７】
このＨ型ブリッジ１では、ＭＯＳトランジスタＴｒ１とＭＯＳトランジスタＴｒ３の共通接続部が出力端子３と接続され、ＭＯＳトランジスタＴｒ２とＭＯＳトランジスタＴｒ４の共通接続部が出力端子４と接続されている。そして、その接続端子３、４間に負荷としてコイル５が接続される。
また、このＨ型ブリッジ１では、図１に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のそれぞれは、トランジスタサイズが異なる大小２つのＭＯＳトランジスタから構成される。
【００２８】
ＭＯＳトランジスタＴｒ１は、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１−１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１に比べてトランジスタサイズが小さなＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１−２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１は寄生ダイオードＤ１−１を有し、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−２は寄生ダイオードＤ１−２を有する。
【００２９】
また、ＭＯＳトランジスタＴｒ２は、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ２−１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１に比べてトランジスタサイズが小さなＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ２−２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１は寄生ダイオードＤ２−１を有し、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−２は寄生ダイオードＤ２−２を有する。
【００３０】
さらに、ＭＯＳトランジスタＴｒ３は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３−１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１に比べてトランジスタサイズが小さなＮ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３−２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１は寄生ダイオードＤ３−１を有し、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−２は寄生ダイオードＤ３−２を有する。
【００３１】
また、ＭＯＳトランジスタＴｒ４は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ４−１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１に比べてトランジスタサイズが小さなＮ型のＭＯＳトランジスタＴｒ４−２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１は寄生ダイオードＤ４−１を有し、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−２は寄生ダイオードＤ４−２を有する。
【００３２】
制御回路２は、負荷であるコイル５の通電方向を切り換える切換信号ＨＡＬＬを入力し、この入力信号にしたがって、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２を生成する。この生成された制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ２−１、Ｔｒ２−２の各ゲートに入力され、駆動制御される。
【００３３】
また、制御回路２は、切換信号ＨＡＬＬにしたがって、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２を生成する。この生成された制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２の各ゲートに入力され、駆動制御される。
（第１実施形態の動作）
次に、第１実施形態の動作例について、図面を参照して説明する。
【００３４】
この動作例は、Ｈ型ブリッジ１の負荷であるコイル５としてモータのコイルを接続し、モータを駆動制御する場合について説明する。
このモータの駆動制御のために、制御回路２にはモータの正転と逆転の動作を切り換える切換信号ＨＡＬＬが入力される。
制御回路２は、切換信号ＨＡＬＬにしたがって、図２に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ２−１、Ｔｒ２−２のそれぞれの駆動制御を行う、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２を生成する。
【００３５】
また、制御回路２は、切換信号ＨＡＬＬにしたがって、図２に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２のそれぞれの駆動制御を行う、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２を生成する。
この動作例では、図２に示すように、第１動作モード期間Ｔ１と第２動作モード期間Ｔ２とがあり、切換信号ＨＡＬＬがＬレベルのときに第１動作モード期間Ｔ１となり、切換信号ＨＡＬＬがＨレベルのときに第２動作モード期間Ｔ２となる。
【００３６】
また、第１動作モード期間Ｔ１は、図２に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３、および正転動作期間Ｔ１４からなる。第２動作モード期間Ｔ２は、図２に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３、および逆転動作期間Ｔ２４からなる。
図２の時刻ｔ１以前であって、第１動作モード期間Ｔ１内の正転動作期間Ｔ１４には、図２（Ｂ）（Ｃ）のように制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２はＬレベルになり、図２（Ｆ）（Ｇ）のように制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２はＬレベルになる。また、図２（Ｄ）（Ｅ）のように制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２はＨレベルになり、図２（Ｈ）（Ｉ）のように制御信号ＮＧ２−１、ＮＧ２−２はＨレベルになる。
【００３７】
このため、正転動作期間Ｔ１４には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２はオンになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２、Ｔｒ３−１、Ｔｒ３−２はオフになる。したがって、モータの正転動作時の電流経路は、図３に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４−１、Ｔｒ４−２を経由して電源ＶＳＳに至る。
【００３８】
図２の時刻ｔ１において、切換信号ＨＡＬＬがＬレベルからＨレベルに変化すると、第１動作モード期間Ｔ１から第２動作モード期間Ｔ２に変化する。
第２動作モード期間Ｔ２のうち、最初のＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２、ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２に変化はなく（図２（Ｄ）〜（Ｉ）参照）、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２だけがＬレベルからＰＷＭ信号に変化する（図２（Ｂ）（Ｃ）参照）。ＰＷＭ信号は、図２（Ｂ）（Ｃ）示すようにＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す信号である。
【００３９】
このため、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２がオンのときには電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが流れ、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２がオフのときにはその電流ＩＤＤが０〔ｍＡ〕となる（図２（Ｌ）参照）。これに伴い、コイル５の両端の電圧ＯＵＴ１が図２（Ｊ）のように変化し、その電圧ＯＵＴ２はＬレベルを維持する（図２（Ｋ）参照）。
【００４０】
このようにＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２はオフとオンの期間を交互に繰り返す。
このため、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、がＨレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２がオフのときには、電源ＶＤＤから電流ＩＤＤの供給がないが、コイル５は電源ＶＤＤからの電流供給が断たれてから放電を開始する。したがって、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２がオフのときには、図４に示すように、電源ＶＳＳ、ＭＯＳトランジスタＤ３−１、Ｄ３−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１、Ｔｒ４−２、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。
【００４１】
ここで、寄生ダイオードＤ３−１、Ｄ３−２のしきい値電圧をＶＦ、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１のオン抵抗をＲ４１、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−２のオン抵抗をＲ４２とすると、コイル５に蓄積されたエネルギー損失ＥＬは、次式のようになる。
ＥＬ＝（ＶＦ×ＩＬ）＋ＩＬ２  ×〔Ｒ４１×Ｒ４２／（Ｒ４１＋Ｒ４２）〕
このため、コイル５に蓄積されたエネルギーは上記のエネルギー損失ＥＬによって消失するので、コイル５の電流ＩＬは時間の経過とともに減少する（図２（Ｍ）参照）。
【００４２】
一方、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２がＬレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２がオンのときには、再び電源ＶＤＤからの電流供給が開始される。すなわち、図３に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４−１、Ｔｒ４−２を経由して電源ＶＳＳに至る。このとき、コイル５の電流ＩＬは時間の経過とともに増加する（図２（Ｍ）参照）。
【００４３】
このように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２はＰＷＭ信号によりＰＷＭ駆動をするので、図２（Ｍ）に示すようにコイル５の電流ＩＬは増減を繰り返す。しかし、ＰＷＭ信号のデューティー比が小さくなっていくため、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１の終了時は開始時と比較して電流ＩＬは小さくなる。
ここで、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２は、時刻ｔ１においてＬレベルからＰＷＭ信号に変化する。
【００４４】
しかし、制御信号ＰＧ１−１は、時刻ｔ２においてＰＷＭ信号からＨレベルに変化するので、時刻ｔ２においてトランジスタサイズが大きなＭＯＳトランジスタＴｒ１−１はオフになる。一方、制御信号ＰＧ１−２は、時刻ｔ４においてＰＷＭ信号からＨレベルに変化するので、時刻ｔ３にＬレベルに変化したのち時刻ｔ４にＨレベルに変化する。このため、制御信号ＰＧ１−２は、図２（Ｃ）のように、時刻ｔ３〜ｔ４にはＬレベルとなり、このＬレベルの期間には、トランジスタサイズが小さなＭＯＳトランジスタＴｒ１−２はオンになるので、コイル５の出力端子３側の出力抵抗が大きくなる。
【００４５】
また、時刻ｔ３には、図２（Ｈ）に示すように、制御信号ＮＧ２−１はＨレベルからＬレベルに変化する。このとき、制御信号ＮＧ２−２は、図２（Ｉ）に示すように、Ｈレベルのままである。このため、時刻ｔ３には、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−２はオンのままであるが、トランジスタサイズの大きなＭＯＳトランジスタＴｒ４−１はオフとなり、コイル５の出力端子４側の出力抵抗が大きくなる。
【００４６】
このような動作により、時刻ｔ３〜ｔ４の期間の電流経路は、図５に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４−２を経由して電源ＶＳＳに至る。このときには、コイル５の出力端子３、４側の出力抵抗が大きくなっているので、コイル５への電流供給量が少なくなる。
図２の時刻ｔ４になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１が終了し、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行する。
【００４７】
ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行すると、時刻ｔ４〜ｔ５の期間では、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２はＨレベル、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１はＬレベル、制御信号ＮＧ２−２だけがＨレベルである。
このため、時刻ｔ４〜ｔ５の期間の電流経路は、図６に示すように、電源ＶＳＳ、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２の寄生ダイオードＤ３−１、Ｄ３−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−２および電源ＶＳＳの電流経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。この回生電流ＩＬは、時間の経過に伴い減少し、図２（Ｍ）に示すようにほぼ０〔ｍＡ〕となる。
【００４８】
ここで、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行する直前において、上記のように、コイル５の出力端子３、４側の出力抵抗が大きくなっており、コイル５への電流供給が制限されている。このため、従来方法と比較すると、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行するときに、コイル５の蓄積エネルギーが小さいために、コイル５に流れる回生電流を短時間で消失できる。
【００４９】
このため、従来方法に比べて、電源ＶＤＤへの逆流電流の防止を向上させることできる。また、従来方法に比べて、ローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフの切り換えを早めに行うことができるため、モータの回転効率を向上させることができる。さらに、従来方法と同様に、ＰＷＭ制御時間を確保できるので、騒音の抑制効果も確保することができる。
【００５０】
一方、モータの電気的な時定数によっては、２つのＭＯＳトランジスタのトランジスタサイズが最適でない場合も想定される。その場合には、２つのＭＯＳトランジスタのトランジスタサイズを自由に変更できるように設計すれば、モータの電気的な時定数の差異に応じてそのサイズを調整することができる。
図２の時刻ｔ５において、制御回路２は、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２をＬレベルからＨレベルに切り換えるとともに、制御信号ＮＧ２−２をＨレベルからＬレベルに切り換える。このときには、回生電流は完全に消費しているため、上記のようにＨ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換えても、逆流電流やキックバック電圧は発生しない。
【００５１】
ここで、時刻ｔ５において、上記のようにＨ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換え、これと同時にＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２をオンにすると、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２とＭＯＳトランジスタＴｒ４−２に貫通電流が流れ、Ｈ型ブリッジ１が故障するおそれがある。
そこで、制御回路２は、時刻ｔ５においてＨ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換えたのち、貫通電流が発生しない程度の遅延時間を持たせ、時刻ｔ６において、制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２をＨレベルからＰＷＭ信号に切り換え（図２（Ｄ）（Ｅ）参照）、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２がオンするようにしている。
【００５２】
図２の時刻ｔ６において、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２が終了すると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３に移行する。ＰＷＭ制御期間Ｔ２３では、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２に変化はなく（図２（Ｂ）（Ｃ）（Ｆ）〜（Ｉ）参照）、制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２だけがＨレベルからＰＷＭ信号に変化する（図２（Ｄ）（Ｅ）参照）。ＰＷＭ信号は、図２（Ｄ）（Ｅ）に示すようにＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す信号である。
【００５３】
このため、制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２がＨレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２がオフのときには、図８に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ４−１、Ｄ４−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。
一方、制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２がＬレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２がオンのときには、再び電源ＶＤＤからの電流供給が開始される。すなわち、図７に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２を経由して電源ＶＳＳに至る。
【００５４】
このように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３には、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２はＰＷＭ信号によりＰＷＭ駆動をするので、図２（Ｍ）に示すようにコイル５の電流ＩＬは増減を繰り返す。しかし、ＰＷＭ信号のデューティー比が大きくなっていくため、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３の終了時は開始時と比較して電流ＩＬは大きくなる。
そして、図２の時刻ｔ７になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３を終了し、逆転動作期間Ｔ２４に移行する。逆転動作期間Ｔ２４には、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＮＧ１−１、ＮＧ１−２はＨレベルであり（図２（Ｂ）（Ｃ）（Ｆ）（Ｇ）参照）、制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２はＬレベルとなる（図２（Ｄ）（Ｅ）（Ｈ）（Ｉ）参照）。
【００５５】
このため、逆転動作期間Ｔ２４には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２はオフになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２、Ｔｒ３−１、Ｔｒ３−２はオンになる。したがって、モータの逆転動作時の電流経路は、図７に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２を経由して電源ＶＳＳに至る。
【００５６】
図２の時刻ｔ８において、切換信号ＨＡＬＬがＨレベルからＬレベルに変化すると、第２動作モード期間Ｔ２から第１動作モード期間Ｔ１に移行する。第１動作モード期間Ｔ１に移行すると、最初のＰＷＭ制御期間Ｔ１１では、制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２はＰＷＭ信号となる。
しかし、制御信号ＰＧ２−１は、時刻ｔ９においてＰＷＭ信号からＨレベルに変化するので、時刻ｔ９においてトランジスタサイズが大きなＭＯＳトランジスタＴｒ２−１はオフになる。一方、制御信号ＰＧ２−２は、時刻ｔ１１においてＰＷＭ信号からＨレベルに変化するので、時刻ｔ１０にＬレベルに変化したのち時刻ｔ１１にＨレベルに変化する。このため、制御信号ＰＧ２−２は、図２（Ｅ）のように、時刻ｔ１０〜ｔ１１にはＬレベルとなり、このＬレベルの期間には、トランジスタサイズが小さなＭＯＳトランジスタＴｒ２−２はオンになるので、コイル５の出力端子４側の出力抵抗が大きくなる。
【００５７】
また、時刻ｔ１０には、図２（Ｆ）に示すように、制御信号ＮＧ１−１はＨレベルからＬレベルに変化する。このとき、制御信号ＮＧ１−２は、図２（Ｇ）に示すように、Ｈレベルのままである。このため、時刻ｔ１０には、トランジスタサイズが小さなＭＯＳトランジスタＴｒ３−２はオンのままであるが、トランジスタサイズの大きなＭＯＳトランジスタＴｒ３−１はオフとなり、コイル５の出力端子３側の出力抵抗が大きくなる。
【００５８】
このような動作により、時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間の電流経路は、図９に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３−２を経由して電源ＶＳＳに至る。このときには、コイル５の出力端子３、４側の出力抵抗が大きくなっているので、コイル５への電流供給量が制限されて少なくなる。
【００５９】
図２の時刻ｔ１１になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１が終了し、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行する。ノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行すると、時刻ｔ１１〜ｔ１２の期間では、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２はＨレベル、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２はＬレベル、制御信号ＮＧ１−２だけがＨレベルである。
【００６０】
このため、時刻ｔ１１〜ｔ１２の期間の電流経路は、図１０に示すように、電源ＶＳＳ、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１、Ｔｒ４−２の寄生ダイオードＤ４−１、Ｄ４−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−２および電源ＶＳＳの電流経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。この回生電流ＩＬは、時間の経過に伴い減少し、図２（Ｍ）に示すようにほぼ０〔ｍＡ〕となる。
【００６１】
そして、図２の時刻ｔ１２において、制御回路２は、制御信号ＮＧ１−２をＨレベルからＬレベルに切り換えるとともに、制御信号ＮＧ２−１、ＮＧ２−２をＬレベルからＨレベルに切り換える。
図２の時刻ｔ１３になると、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２を終了し、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３に移行する。ＰＷＭ制御期間Ｔ１３では、制御信号ＰＧ２−１、ＰＧ２−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２はＨレベルであり、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２がＰＷＭ信号となり、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２はＬレベルである。このため、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２はＰＷＭ駆動され、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ２−２、Ｔｒ３−１、Ｔｒ３−２はオフを維持し、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１、Ｔｒ４−２はオンを維持する。
【００６２】
図２の時刻ｔ１４になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３を終了し、上記の正転動作期間Ｔ１４となる。
以上のように、第１実施形態では、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１からノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行する直前に、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−２のオンを継続した状態で、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１をオンからオフにしたのち、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−２、Ｔｒ４−１をオンからオフに切り換えるようにした。
【００６３】
また、第１実施形態では、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１からノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行する直前に、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−２のオンを継続した状態で、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１をオンからオフにしたのち、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−２、Ｔｒ３−１をオンからオフに切り換えるようにした。
このため、第１実施形態では、ＰＷＭ制御期間からノンオーバーラップ期間に移行するときに、コイル５の両端の出力抵抗を大きくし、コイル５に流れる回生電流の消費時間の短縮化できるので、ノンオーバーラップ期間の短縮化を図ることができる。
したがって、第１実施形態によれば、逆流電流や騒音の発生を抑制しつつ、モータの回転効率の向上を図ることができる。
【００６４】
（第２実施形態の構成）
図１１は、本発明のＨ型ブリッジ回路の第２実施形態の構成を示す図である。
この第２実施形態に係るＨ型ブリッジ回路は、図１１に示すように、Ｈ型ブリッジ１Ａと、制御回路２Ａとを備えている。
Ｈ型ブリッジ１Ａは、図１１に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４とを備えている。
ＭＯＳトランジスタＴｒ１とＭＯＳトランジスタＴｒ３とは直列接続され、この直列回路が高電位側の電源ＶＤＤと低電位側の電源ＶＳＳとの間に接続される。また、ＭＯＳトランジスタＴｒ２とＭＯＳトランジスタＴｒ４とは直列接続され、この直列回路が高電位側の電源ＶＤＤと低電位側の電源ＶＳＳとの間に接続される。
【００６５】
このＨ型ブリッジ１Ａでは、ＭＯＳトランジスタＴｒ１とＭＯＳトランジスタＴｒ３の共通接続部が出力端子３と接続され、ＭＯＳトランジスタＴｒ２とＭＯＳトランジスタＴｒ４の共通接続部が出力端子４と接続されている。そして、その接続端子３、４間に負荷としてコイル５が接続される。
また、このＨ型ブリッジ１Ａでは、図１１に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のそれぞれは、トランジスタサイズが異なる大小２つのＭＯＳトランジスタから構成される。
【００６６】
ＭＯＳトランジスタＴｒ１は、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１−１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１に比べてトランジスタサイズが小さなＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１−２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１は寄生ダイオードＤ１−１を有し、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−２は寄生ダイオードＤ１−２を有する。
【００６７】
また、ＭＯＳトランジスタＴｒ２は、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ２−１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１に比べてトランジスタサイズが小さなＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ２−２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１は寄生ダイオードＤ２−１を有し、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−２は寄生ダイオードＤ２−２を有する。
【００６８】
また、ＭＯＳトランジスタＴｒ３は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３−１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１に比べてトランジスタサイズが小さなＮ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３−２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１は寄生ダイオードＤ３−１を有し、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−２は寄生ダイオードＤ３−２を有する。
【００６９】
また、ＭＯＳトランジスタＴｒ４は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ４−１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１に比べてトランジスタサイズが小さなＮ型のＭＯＳトランジスタＴｒ４−２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１は寄生ダイオードＤ４−１を有し、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−２は寄生ダイオードＤ４−２を有する。
【００７０】
制御回路２Ａは、負荷であるコイル５の通電方向を切り換える切換信号ＨＡＬＬを入力し、この入力信号にしたがって、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２を生成する。この生成された制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ２−１、Ｔｒ２−２の各ゲートに入力され、駆動制御される。
【００７１】
また、制御回路２は、切換信号ＨＡＬＬにしたがって、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２を生成する。この生成された制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２の各ゲートに入力され、駆動制御される。
【００７２】
（第２実施形態の動作）
次に、第２実施形態の動作例について、図面を参照して説明する。
この動作例は、Ｈ型ブリッジ１Ａの負荷であるコイル５としてモータのコイルを接続し、モータを駆動制御する場合について説明する。
このモータの駆動制御のために、制御回路２Ａにはモータの正転と逆転の動作を切り換える切換信号ＨＡＬＬが入力される。
制御回路２Ａは、切換信号ＨＡＬＬにしたがって、図１２に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ２−１、Ｔｒ２−２のそれぞれの駆動制御を行う、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２を生成する。
【００７３】
また、制御回路２Ａは、切換信号ＨＡＬＬにしたがって、図１２に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２のそれぞれの駆動制御を行う、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２を生成する。
この動作例では、図１２に示すように、第１動作モード期間Ｔ１と第２動作モード期間Ｔ２とがあり、切換信号ＨＡＬＬがＬレベルのときに第１動作モード期間Ｔ１となり、切換信号ＨＡＬＬがＨレベルのときに第２動作モード期間Ｔ２となる。
【００７４】
また、第１動作モード期間Ｔ１は、図１２に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３、および正転動作期間Ｔ１４からなる。第２動作モード期間Ｔ２は、図１２に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３、および逆転動作期間Ｔ２４からなる。
図１２の時刻ｔ１以前であって、第１動作モード期間Ｔ１内の正転動作期間Ｔ１４には、図１２（Ｂ）のように制御信号ＰＧ１−１はＬレベルになり、図１２（Ｆ）、（Ｇ）、（Ｉ）のように制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−２はＬレベルになる。また、図１２（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）のように制御信号ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２はＨレベルになり、図１２（Ｆ）のように制御信号ＮＧ２−１はＨレベルになる。
【００７５】
このため、正転動作期間Ｔ１４には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ４−１はオンになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−２、Ｔｒ２−１、Ｔｒ２−２、Ｔｒ３−１、Ｔｒ３−２、Ｔｒ４−２はオフになる。したがって、モータの正転動作時の電流経路は、図１３に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４−１を経由して電源ＶＳＳに至る。
【００７６】
図１２の時刻ｔ１において、切換信号ＨＡＬＬがＬレベルからＨレベルに変化すると、第１動作モード期間Ｔ１から第２動作モード期間Ｔ２に移行する。
第２動作モード期間Ｔ２のうち、最初のＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、制御信号ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２、ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２に変化はない（図１２（Ｃ）〜（Ｉ）参照）。しかし、制御信号ＰＧ１−１は、時刻ｔ１においてＬレベルからＰＷＭ信号に変化し（図１２（Ｂ）参照）、時刻ｔ２においてＰＷＭ信号からＨレベルに変化する。また、制御信号ＰＧ１−２は、時刻ｔ３においてＨレベルからＬレベルに変化し、時刻ｔ４おいてＬレベルからＨレベルに変化する。このため、時刻ｔ１〜時刻ｔ３の期間では、制御信号ＰＧ１−１はＨレベルとＬレベルを交互に繰り返し、制御信号ＰＧ１−２はＨレベルを維持する。
【００７７】
従って、時刻ｔ１〜時刻ｔ３の期間では、制御信号ＰＧ１−１がＨレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ１−１がオフのときには、電源ＶＤＤから電流ＩＤＤの供給がないが、コイル５は電源ＶＤＤからの電流供給が断たれてから放電を開始する。したがって、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１がオフのときには、図１４に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ３−１、Ｄ３−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。
【００７８】
ここで、寄生ダイオードＤ３のしきい値電圧をＶＦ、ＭＯＳトランジスタＴｒ４のオン抵抗をＲ４とすると、コイル５に蓄積されたエネルギー損失ＥＬは、次式となる。
ＥＬ＝（ＶＦ×ＩＬ）＋（ＩＬ２  ×Ｒ４）
このため、コイル５に蓄積されたエネルギーは上記のエネルギー損失ＥＬによって消失するので、コイル５の電流ＩＬは時間の経過とともに減少する（図１２（Ｍ）参照）。
【００７９】
一方、制御信号ＰＧ１−１がＬレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ１−１がオンのときには、再び電源ＶＤＤからの電流供給が開始される。すなわち、図１３に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４−１を経由して電源ＶＳＳに至る。
このように、時刻ｔ１〜時刻ｔ３の期間では、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１はＰＷＭ信号によりＰＷＭ駆動をするので、図１２（Ｍ）に示すようにコイル５の電流ＩＬは増減を繰り返す。しかし、ＰＷＭ信号のデューティー比が小さくなっていくため、時刻ｔ３には時刻ｔ１と比較して電流ＩＬは小さくなる。
【００８０】
ここで、時刻ｔ３において、制御信号ＰＧ１−２はＨレベルからＬレベルに変化し、このＬレベルは時刻ｔ４まで維持する。このときには、制御信号ＰＧ１−１はＨレベルを維持している。
このため、時刻ｔ３〜ｔ４の期間では、トランジスタサイズが大きなＭＯＳトランジスタＴｒ１−１はオフになり、トランジスタサイズが小さなＭＯＳトランジスタＴｒ１−２はオンになるので、コイル５の出力端子３側の出力抵抗が大きくなる。
【００８１】
また、時刻ｔ３〜ｔ４の期間の電流経路は、図１５に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４−１を経由して電源ＶＳＳに至る。このときには、コイル５の出力端子３側の出力抵抗が大きくなっているので、コイル５への電流供給量が少なくなる。
このような動作により、図１２の時刻ｔ４になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１が終了し、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行する。このノンオーバーラップ期間Ｔ２２において、ローサイド側のＮＭＯＳトランジスタもサイズの大きなトランジスタからサイズの小さなトランジスタに切り換え、出力抵抗を大きくしたい。これらのトランジスタの切り替えを同時に行うと、回生電流が寄生ダイオードＤ２−１、Ｄ２−２を経由して電源ＶＤＤへ逆流してしまう。そこで、回生電流の逆流を防ぐため、次のように制御する。すなわち、時刻ｔ４〜ｔ４´の期間では、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２はＨレベル、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２はＬレベル、制御信号ＮＧ２−１、ＮＧ２−２はＨレベルとなる。
【００８２】
このため、時刻ｔ４〜ｔ４´の期間の電流経路は、図１６に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ３−１、Ｄ３−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１、Ｔｒ４−２および電源ＶＳＳの電流経路で電流ＩＬが回生電流として流れ、電源ＶＤＤへの逆流電流は発生しない。しかし、トランジスタＴｒ４−１とＴｒ４−２がオンしている状態では、コイル５の出力端子３側の出力抵抗が小さくなっているので、ＩＬが消費されにくい。
そのため、時刻ｔ４〜ｔ４´は逆流電流が発生しない程度の時間でよい。
【００８３】
時刻ｔ４´において、制御信号ＮＧ２−１がＨレベルからＬレベルとなるのでトランジスタＴｒ４−１はオフとなる。従って、ｔ４´〜ｔ５の期間の電流経路は、図１７に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ３−１、Ｄ３−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−２および電源ＶＳＳの電流経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。この回生電流ＩＬは、時間の経過に伴い減少し、図１２（Ｍ）に示すようにほぼ０〔ｍＡ〕となる。
【００８４】
ここで、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行する直前において、上記のように、コイル５の出力端子３側の出力抵抗が大きくなっており、コイル５への電流供給が制限されている。ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行するときに、コイル５の蓄積エネルギーが小さいために、コイル５に流れる回生電流を短時間で消失できる。
このため、従来方法に比べて、電源ＶＤＤへの逆流電流の防止を向上させることできる。また、従来方法に比べて、ローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフの切り換えを早めに行うことができるため、モータの回転効率を向上させることができる。さらに、従来方法と同様に、ＰＷＭ制御時間を確保できるので、騒音の抑制効果も確保することができる。
【００８５】
一方、モータの電気的な時定数によっては、２つのＭＯＳトランジスタのトランジスタサイズが最適でない場合も想定される。その場合には、２つのＭＯＳトランジスタのトランジスタサイズを自由に変更できるように設計すれば、モータの電気的な時定数の差異に応じてそのサイズを調整することができる。
図１２の時刻ｔ５において、制御回路２Ａは、制御信号ＮＧ１−１をＬレベルからＨレベルに切り換えるとともに、制御信号ＮＧ２−２をＨレベルからＬレベルに切り換える。このときには、回生電流は完全に消費しているため、上記のようにＨ型ブリッジ１Ａのローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換えても、逆流電流やキックバック電圧は発生しない。
【００８６】
ここで、時刻ｔ５において、上記のようにＨ型ブリッジ１Ａのローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換え、これと同時にＭＯＳトランジスタＴｒ２−１をオンにすると、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１とＭＯＳトランジスタＴｒ４に貫通電流が流れ、Ｈ型ブリッジ１Ａが故障するおそれがある。
そこで、制御回路２Ａは、時刻ｔ５においてＨ型ブリッジ１Ａのローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換えたのち、貫通電流が発生しない程度の遅延時間を持たせ、時刻ｔ６において、制御信号ＰＧ２−１をＨレベルからＰＷＭ信号に切り換え（図１２（Ｄ）参照）、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１がオンするようにしている。
【００８７】
図１２の時刻ｔ６において、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２が終了すると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３に移行する。
ＰＷＭ制御期間Ｔ２３では、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−２、ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２に変化はなく（図１２（Ｂ）（Ｃ）（Ｅ）〜（Ｉ）参照）、制御信号ＰＧ２−１だけがＨレベルからＰＷＭ信号に変化する（図１２（Ｄ）参照）。ＰＷＭ信号は、図１２（Ｄ）に示すようにＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す信号である。
【００８８】
このため、制御信号ＰＧ２−１がＨレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ２−１がオフのときには、図１９に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ４−１、Ｄ４−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。
一方、制御信号ＰＧ２−１がＬレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ２−１がオンのときには、再び電源ＶＤＤからの電流供給が開始される。すなわち、図１８に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３−１を経由して電源ＶＳＳに至る。
【００８９】
このように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３には、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１はＰＷＭ信号によりＰＷＭ駆動をするので、図１２（Ｍ）に示すようにコイル５の電流ＩＬは増減を繰り返す。しかし、ＰＷＭ信号のデューティー比が大きくなっていくため、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３の終了時は開始時と比較して電流ＩＬは大きくなる。
そして、図１２の時刻ｔ７になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３を終了し、逆転動作期間Ｔ２４に移行する。逆転動作期間Ｔ２４には、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−２、ＮＧ１−１はＨレベルであり（図１２（Ｂ）（Ｃ）（Ｅ）（Ｆ）参照）、制御信号ＰＧ２−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２はＬレベルとなる（図１２（Ｄ）（Ｇ）（Ｈ）、（Ｉ）参照）。
【００９０】
このため、逆転動作期間Ｔ２４には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ２−２、Ｔｒ３−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２はオフになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、Ｔｒ３−１はオンになる。したがって、モータの逆転動作時の電流経路は、図１８に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３−１を経由して電源ＶＳＳに至る。
【００９１】
図１２の時刻ｔ８において、切換信号ＨＡＬＬがＨレベルからＬレベルに変化すると、第２動作モード期間Ｔ２から第１動作モード期間Ｔ１に移行する。第１動作モード期間Ｔ１のうち、最初のＰＷＭ制御期間Ｔ１１では、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−２、ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−１、ＮＧ２−２に変化はない（図１２（Ｂ）（Ｃ）（Ｅ）〜（Ｉ）参照）。しかし、制御信号ＰＧ２−１は、時刻ｔ８においてＬレベルからＰＷＭ信号に変化し（図１２（Ｄ）参照）、時刻ｔ９においてＰＷＭ信号からＨレベルに変化する。また、制御信号ＰＧ２−２は、時刻ｔ１０においてＨレベルからＬレベルに変化し、時刻ｔ１１おいてＬレベルからＨレベルに変化する。このため、時刻ｔ８〜時刻ｔ１０の期間では、制御信号ＰＧ２−１はＨレベルとＬレベルを交互に繰り返し、制御信号ＰＧ２−２はＨレベルを維持する。
【００９２】
従って、時刻ｔ８〜時刻ｔ１０の期間では、制御信号ＰＧ２−１がＨレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ２−１がオフのときには、電源ＶＤＤから電流ＩＤＤの供給がないが、コイル５は電源ＶＤＤからの電流供給が断たれてから放電を開始する。したがって、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１がオフのときには、図１９に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ４−１、Ｄ４−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。
【００９３】
一方、制御信号ＰＧ２−１がＬレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ２−１がオンのときには、再び電源ＶＤＤからの電流供給が開始される。すなわち、図１８に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３−１を経由して電源ＶＳＳに至る。
このように、時刻ｔ８〜時刻ｔ１１の期間では、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１はＰＷＭ信号によりＰＷＭ駆動をするので、図１２（Ｍ）に示すようにコイル５の電流ＩＬは増減を繰り返す。しかし、ＰＷＭ信号のデューティー比が小さくなっていくため、時刻ｔ１０には時刻ｔ８と比較して電流ＩＬは小さくなる。
【００９４】
ここで、時刻ｔ１０において、制御信号ＰＧ２−２はＨレベルからＬレベルに変化し、このＬレベルは時刻ｔ１１まで維持する。このときには、制御信号ＰＧ２−１はＨレベルを維持している。
このため、時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間では、トランジスタサイズが大きなＭＯＳトランジスタＴｒ２−１はオフになり、トランジスタサイズが小さなＭＯＳトランジスタＴｒ２−２はオンになるので、コイル５の出力端子４側の出力抵抗が大きくなる。
【００９５】
また、時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間の電流経路は、図２０に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３−１を経由して電源ＶＳＳに至る。このときには、コイル５の出力端子４側の出力抵抗が大きくなっているので、コイル５への電流供給量が少なくなる。
図１２の時刻ｔ１１になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１が終了し、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行する。ノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行すると、時刻ｔ１１〜ｔ１１´の期間では、制御信号ＰＧ１−１、ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２はＨレベル、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２はＨレベル、制御信号ＮＧ２−１、ＮＧ２−２がＬレベルである。
【００９６】
このため、時刻ｔ１１〜ｔ１１’ の期間の電流経路は、図２１に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ４−１、Ｄ４−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１、Ｔｒ３−２および電源ＶＳＳの電流経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。
時刻ｔ１１´において、制御信号ＮＧ１−１がＨレベルからＬレベルとなるのでトランジスタＴｒ３−１はオフとなる。従って、時刻ｔ１１´〜ｔ１２の期間の電流経路は、図２２に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ４−１、Ｄ４−２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−２および電源ＶＳＳの電流経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。この回生電流ＩＬは、時間の経過に伴い減少し、図１２（Ｍ）に示すようにほぼ０〔ｍＡ〕となる
ここで、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行する直前において、上記のように、コイル５の出力端子４側の出力抵抗が大きくなっており、コイル５への電流供給が制限されている。ノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行するときに、コイル５の蓄積エネルギーが小さいために、コイル５に流れる回生電流を短時間で消失できる。
【００９７】
そして、図１２の時刻ｔ１２において、制御回路２Ａは、制御信号ＮＧ１−２をＨレベルからＬレベルに切り換えるとともに、制御信号ＮＧ２−１をＬレベルからＨレベルに切り換える。
図１２の時刻ｔ１３になると、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２を終了し、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３に移行する。ＰＷＭ制御期間Ｔ１３では、制御信号ＰＧ１−２、ＰＧ２−１、ＰＧ２−２、ＮＧ２−１はＨレベルであり、制御信号ＰＧ１−１がＰＷＭ信号となり、制御信号ＮＧ１−１、ＮＧ１−２、ＮＧ２−２はＬレベルである。このため、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１はＰＷＭ駆動され、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−２、Ｔｒ２−１、Ｔｒ２−２、Ｔｒ３−１、Ｔｒ３−２、Ｔｒ４−２はオフを維持し、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１はオンを維持する。
【００９８】
図１２の時刻ｔ１４になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３を終了し、上記の正転動作期間Ｔ１４となる。
以上のように、第２実施形態では、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１からノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行する直前に、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１のオンを継続した状態で、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−１をオンからオフにしたのち、ＭＯＳトランジスタＴｒ１−２をオフからオンに切り換えるようにした。
【００９９】
また、第２実施形態では、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２において、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１のオンを継続した状態でＭＯＳトランジスタＴｒ４−２をオンしたのち、ＭＯＳトランジスタＴｒ４−１がオンからオフに切り換えた。
また、第２実施形態では、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１からノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行する直前に、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１のオンを継続した状態で、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−１をオンからオフにしたのち、ＭＯＳトランジスタＴｒ２−２をオフからオンに切り換えるようにした。
【０１００】
また、第２実施形態では、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２において、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１のオンを継続した状態でＭＯＳトランジスタＴｒ３−２をオンしたのち、ＭＯＳトランジスタＴｒ３−１がオンからオフに切り換えた。
このため、第２実施形態では、ＰＷＭ制御期間からノンオーバーラップ期間に移行するときに、Ｈ型ブリッジ１Ａの出力抵抗を大きくし、コイル５に流れる回生電流の消費時間の短縮化できるので、ノンオーバーラップ期間の短縮化を図ることができる。
したがって、第２実施形態によれば、逆流電流や騒音の発生を抑制しつつ、モータの回転効率の向上を図ることができる。
【０１０１】
（その他の実施形態など）
（１）上記の実施形態では、Ｈ型ブリッジ１、１Ａのハイサイド側のトランジスタをＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２とし、そのローサイド側のトランジスタをＮ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４とした。この場合には、電源ＶＤＤは正の電源となり、電源ＶＳＳは負の電源またはグランドとなる。
（２）上記の実施形態の変形例として、Ｈ型ブリッジ１、１Ａのハイサイド側のトランジスタをＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２からＮ型のＭＯＳトランジスタに置き換えても良い。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
本発明のＨ型ブリッジ回路は、家庭製品、工業用・医療用機器などの駆動源となる各種のモータの他に、ボイスモータなどの駆動に適用することができる。
【符号の説明】
【０１０３】
Ｔｒ１〜Ｔｒ４・・・ＭＯＳトランジスタ
Ｔｒ１−１、Ｔｒ１−２、Ｔｒ２−１、Ｔｒ２−２・・・ＭＯＳトランジスタ
Ｔｒ３−１、Ｔｒ３−２、Ｔｒ４−１、Ｔｒ４−２・・・ＭＯＳトランジスタ
１、１Ａ・・・Ｈ型ブリッジ
２、２Ａ・・・制御回路
３、４・・・出力端子
５・・・コイル（負荷）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2013110863.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
2013110863.tif 000028
【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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