(57)【要約】【課題】より簡易な回路構成により小型化を図ることが可能であり、かつより良好なエネルギ効率でACをDCに変換することが可能な交流直流電力変換器を提供することである。【解決手段】交流直流電力変換器は、三相整流器、インバータ、高周波トランス、スナバ回路及び負荷側整流器を備える。三相整流器は、正弦波の三相交流を入力して正電圧の高周波脈流に変換する。インバータは、前記高周波脈流を方形波の単相交流に変換する。高周波トランスは、前記単相交流の電圧を絶縁及び変換する。スナバ回路は、前記三相整流器及び前記インバータとの間に接続され、前記高周波トランスの漏れインダクタンスによるエネルギを吸収及び回生する。負荷側整流器は、前記高周波トランスにより電圧が絶縁及び変換された前記単相交流を直流に変換する。【選択図】  図１
2013158064.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正弦波の三相交流を入力して正電圧の高周波脈流に変換する三相整流器と、
前記高周波脈流を方形波の単相交流に変換するインバータと、
前記単相交流の電圧を絶縁及び変換する高周波トランスと、
前記三相整流器及び前記インバータとの間に接続され、前記高周波トランスの漏れインダクタンスによるエネルギを吸収及び回生するスナバ回路と、
前記高周波トランスにより電圧が絶縁及び変換された前記単相交流を直流に変換する負荷側整流器と、
を備える交流直流電力変換器。
【請求項２】
前記三相整流器と前記インバータとの間において前記スナバ回路が接続されるリンク部の電流を一定期間ゼロにして前記インバータのゼロ電流スイッチングを行うスイッチ制御系を更に備える請求項１記載の交流直流電力変換器。
【請求項３】
前記スナバ回路のゼロ・ボルト・スイッチングを行うスイッチ制御系を更に備える請求項１又は２記載の交流直流電力変換器。
【請求項４】
前記三相整流器と前記インバータとの間におけるリンク部に前記スナバ回路として単方向スナバ回路を接続した請求項１乃至３のいずれか１項に記載の交流直流電力変換器。
【請求項５】
正弦波の三相交流を入力して正電圧の高周波脈流に変換するステップと、
前記高周波脈流を方形波の単相交流に変換するステップと、
高周波トランスを用いて前記単相交流の電圧を絶縁及び変換するステップと、
スナバ回路を用いて前記高周波トランスの漏れインダクタンスによるエネルギを吸収及び回生するステップと、
前記高周波トランスにより電圧が絶縁及び変換された前記単相交流を直流に変換するステップと、
を有する交流直流電力変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流直流(AC/DC: Alternating Current/Direct Current)電力変換器及び交流直流電力変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電動輸送機器(EV: electric vehicle)や直流配電等の直流負荷に対する電力供給のために交流直流電力変換器が用いられている。交流直流電力変換器では、安全上の理由から電気的絶縁を必要とする場合が多い。交流直流電力変換器における絶縁は、通常絶縁用の変圧器により実現される。しかしながら、変圧器の体積及び重量は、電気容量を一定とすると周波数にほぼ反比例して減少する。
【０００３】
そこで、交流直流電力変換器の小型化を目的としてSMR（Switched Mode Rectifier）コンバータが提案されている。SMRコンバータはAC/AC周波数変換器、高周波トランス及び整流回路を組合せることによって構成した交流直流電力変換器である。すなわち、SMRコンバータでは、絶縁のために商用トランスの代わりに高周波トランスが用いられる。これにより、SMRコンバータの小型化及び軽量化が図られている。
【０００４】
しかしながら、SMRコンバータのAC/AC周波数変換器を整流器及びインバータで構成すると、交流を一旦直流に変換した後、直流を交流に変換することとなる。このため、従来のSMRコンバータでは、直流回路の部分にエネルギバッファとして2〜3[mF]もの大容量の電解コンデンサが用いられる。この結果、SMRコンバータの更なる小型化、長寿命化、低コスト化及びメンテナンスの低減が困難となっている。
【０００５】
そこで、SMRコンバータへのマトリックスコンバータ(MC: Matrix Converter)の応用が研究されている（例えば非特許文献１及び非特許文献２参照）。MCは、交流から交流へ直接変換するAC/AC周波数変換器である。但し、本来のMCは、正弦波の三相商用交流を、周波数や振幅の異なる正弦波の三相交流に変換するための回路である。これに対して、SMRコンバータのAC/AC周波数変換器では、正弦波の三相商用交流を10[kHz]程度の高周波の単相方形波交流に変換することが必要である。
【０００６】
そこで、MCの回路構成及び制御方法の様々な改変を伴ってSMRコンバータへのMCの適用が試みられている。このようなMCを入力側のAC/AC周波数変換器として用いたSMRコンバータでは、エネルギバッファとしての大容量の電解コンデンサが不要である。この結果、直流への変換を伴う従来のSMRコンバータに比べてSMRコンバータの小型化、長寿命化及び高効率化を図ることができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】大熊、黒木、清水：「三相入力SMRコンバータの開発」、電気学会研究会SPC-91-55
【非特許文献２】Y. Okuma, S. Igarashi, and K. Kuroki: "Novel Three-phase SMR Converter", IEEJ Vol. 114-D, No.5, pp. 544-550 (1994-5) （大熊康浩・五十嵐征輝・黒木一男：「新方式三相SMRコンバータ」）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、MCを用いたSMRコンバータでは、ACの周波数が直接変換される。そのため、双方向の電流制御を行うことが可能な半導体デバイスを用いることが必要である。この結果、スイッチの遮断時に生じる過渡的なスパイク状の高電圧を吸収するスナバ回路(Snubber circuit)として、双方向の遮断エネルギを吸収することが可能な交流スナバ回路が必須となる。
【０００９】
加えて、エネルギ効率の向上のためには、スナバ回路において吸収されたエネルギを回生するための回路が別途必要となる。このような回路は構成が非常に複雑であり、実用化の障害となっている。
【００１０】
そこで、本発明は、より簡易な回路構成により小型化を図ることが可能であり、かつより良好なエネルギ効率でACをDCに変換することが可能な交流直流電力変換器及び交流直流電力変換方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係る交流直流電力変換器は、三相整流器、インバータ、高周波トランス、スナバ回路及び負荷側整流器を備える。三相整流器は、正弦波の三相交流を入力して正電圧の高周波脈流に変換する。インバータは、前記高周波脈流を方形波の単相交流に変換する。高周波トランスは、前記単相交流の電圧を絶縁及び変換する。スナバ回路は、前記三相整流器及び前記インバータとの間に接続され、前記高周波トランスの漏れインダクタンスによるエネルギを吸収及び回生する。負荷側整流器は、前記高周波トランスにより電圧が絶縁及び変換された前記単相交流を直流に変換する。
また、本発明に係る交流直流電力変換方法は、正弦波の三相交流を入力して正電圧の高周波脈流に変換するステップと、前記高周波脈流を方形波の単相交流に変換するステップと、高周波トランスを用いて前記単相交流の電圧を絶縁及び変換するステップと、スナバ回路を用いて前記高周波トランスの漏れインダクタンスによるエネルギを吸収及び回生するステップと、前記高周波トランスにより電圧が絶縁及び変換された前記単相交流を直流に変換するステップとを有する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係る交流直流電力変換器及び交流直流電力変換方法によれば、より簡易な回路構成により小型化を図ることが可能であり、かつより良好なエネルギ効率でACをDCに変換することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施形態に係る交流直流電力変換器の構成を示す機能ブロック図。
【図２】図１に示す交流直流電力変換器の回路構成例を示す回路図。
【図３】図１に示すスイッチ制御系においてAC/AC周波数変換器のスイッチ制御のために生成されるゲート信号の生成方法を示すフローチャート。
【図４】図３に示すフローに従って生成されるゲート信号の一例を示す図。
【図５】図４に示すゲート信号Sg1〜Sg6, Sinvにデッドタイムを、ゲート信号Sgsnにオーバーラップタイムを、それぞれ付加して得られる各ゲート信号でスナバ回路を制御した場合におけるスナバ回路の電流及び電圧の時間変化を示す図。
【図６】図４に示すゲート信号で交流直流電力変換器１を制御した場合における主要な回路要素の電流及び電圧の時間変化を示す図。
【図７】図６に示すモード１における交流直流電力変換器の動作を示す回路図。
【図８】図７に示すモード１における交流直流電力変換器の等価回路を示す図。
【図９】図６に示すモード２における交流直流電力変換器の動作を示す回路図。
【図１０】図６に示すモード３における交流直流電力変換器の動作を示す回路図。
【図１１】図６に示すモード４における交流直流電力変換器の動作を示す回路図。
【図１２】図６に示すモード５における交流直流電力変換器の動作を示す回路図。
【図１３】図６に示すモード６における交流直流電力変換器の動作を示す回路図。。
【図１４】図６に示すモード６の初期において高周波トランスの漏れインダクタンスによって流れる電流の経路を示す回路図。
【図１５】図６に示すモード６において一定の時間が経過した後における電流の経路を示す回路図。
【図１６】図６に示すモード７における交流直流電力変換器の動作を示す回路図。
【図１７】図１６に示すモード７における交流直流電力変換器の等価回路を示す図。
【図１８】図６に示すモード８における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図。
【図１９】図６に示すモード９における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の実施形態に係る交流直流電力変換器及び交流直流電力変換方法について添付図面を参照して説明する。
【００１５】
（構成及び機能）
図１は本発明の実施形態に係る交流直流電力変換器の構成を示す機能ブロック図である。
【００１６】
交流直流電力変換器(AC/DCコンバータ)１は、AC/AC周波数変換器２、高周波トランス３、負荷側整流器（負荷側AC/DCコンバータ）４及びスイッチ制御系５を備えたSMRコンバータである。AC/AC周波数変換器２の入力側は、三相商用AC電源６と接続される。AC/AC周波数変換器２の出力側は、高周波トランス３の１次側と接続され、高周波トランス３の２次側は、負荷側整流器４の入力側と接続される。負荷側整流器４の入力側は、高周波トランス３の２次側と接続され、出力側は、DC負荷７と接続される。
【００１７】
AC/AC周波数変換器２は、三相商用AC電源６から供給される50[Hz]又は60[Hz]の商用周波数の正弦波の三相ACを、周波数が異なる方形波の単相ACに変換する周波数変換器である。より具体的には、AC/AC周波数変換器２は、三相整流器８、インバータ９及びスナバ回路１０を有する。三相整流器８の入力側は、三相商用AC電源６と接続され、出力側はインバータ９の入力側と接続される。インバータ９の入力側は、三相整流器８の出力側と接続され、出力側は、高周波トランス３の１次側と接続される。更に、三相整流器８とインバータ９との間には、DCリンク部としてスナバ回路１０が接続される。
【００１８】
三相整流器８は、三相商用AC電源６から正弦波の三相ACを入力して直流に変換する回路である。但し、厳密には、三相整流器８において三相ACが正電圧の高周波脈流に変換される。
【００１９】
尚、直流とは狭義には、時間によって流れる方向（正負）及び強度が変化しない電流を指す。また、脈流とは流れる方向が一定で、強度が変化する電流を指す。但し、広義には、直流は、時間によって強度が変化しても流れる方向が変化しない電流を指す。従って、以降では、正電圧の高周波脈流についても単に直流と表記する。
【００２０】
インバータ９は、三相整流器８によって生成された直流を10[kHz]から100[kHz]程度の高周波かつ方形波の単相交流に変換する回路である。スナバ回路１０は、高周波トランス３の漏れインダクタンス（浮遊インダクタンス）により生じるスパイク状の過電圧をエネルギとして吸収し、吸収したエネルギを回生する回路である。
【００２１】
スイッチ制御系５は、AC/AC周波数変換器２の三相整流器８、インバータ９及びスナバ回路１０にそれぞれ備えられるスイッチのON/OFFの切換制御を行うための制御装置である。
【００２２】
高周波トランス３は、AC/AC周波数変換器２の三相整流器８から出力される単相交流の電圧を変換する電気的絶縁のための回路である。換言すれば、高周波トランス３は、単相交流の電圧を絶縁して負荷側整流器４に伝達し、併せて単相交流の電圧を変換する回路である。尚、図２には、高周波トランス３として１次側に集約したT型等価回路が図示されてる。
負荷側整流器４は、高周波トランス３によって電圧が絶縁及び変換された単相交流を直流に変換して出力する回路である。
【００２３】
図２は、図１に示す交流直流電力変換器１の回路構成例を示す回路図である。尚、図２においてスイッチ制御系５の図示は省略されている。
【００２４】
図２に示すように、三相整流器８として、交流リアクトル８Ａ及び主回路８Ｂを備えたパルス幅変調(PWM: pulse width modulation)整流器を用いることができる。PWM整流器は、スイッチ制御系５から制御信号として出力されるPWM信号によってスイッチング制御される整流器である。
【００２５】
交流リアクトル８Ａは、電圧Vr, Vs, Vtの三相電圧を出力する三相商用AC電源６の各相に対応する３つの巻線（インダクタ）で構成され、主回路８Ｂの入力側に設けられる。従って、三相整流器８は、三相商用AC電源６を電流源として動作する。
【００２６】
三相整流器８の主回路８Ｂは、図２に示すように６つの半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5,S6としてのトランジスタ及びダイオードで構成される。具体的には、並列接続されたトランジスタ及びダイオードを６組接続することによって三相整流器８の主回路８Ｂが構成される。三相商用AC電源６の各相に対応する交流リアクトル８Ａの巻線には、それぞれ２組のトランジスタ及びダイオードが並列接続される。
【００２７】
そして、主回路８Ｂの上段アームには、３相の電圧Vr, Vs, Vtに対応する一方側の３つの半導体スイッチS1, S2, S3及びダイオードが接続され、下段アームには３相の電圧Vr, Vs, Vtに対応する他方側の３つの半導体スイッチS4, S5, S6及びダイオードが接続される。更に、各半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6及びダイオードの他端は、インバータ９と接続される。
【００２８】
インバータ９は、４つの半導体スイッチSa1, Sb1, Sa2, Sb2としてのトランジスタ及びダイオードで構成される。具体的には、並列接続されたトランジスタ及びダイオードを４組接続することによってインバータ９が構成される。インバータ９の各半導体スイッチSa1, Sb1, Sa2, Sb2及びダイオードの一端は三相整流器８と接続され、他端は高周波トランス３の１次側と接続される。
【００２９】
スナバ回路１０は、抵抗Rsn、キャパシタCsn、ダイオード及び半導体スイッチSsnとしてのトランジスタで構成される回生式のRCD単方向スナバ回路とすることができる。スナバ回路１０は、三相整流器８の半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する保護回路である。このため、スナバ回路１０により周辺の回路素子の損傷が回避される。
【００３０】
このようにスナバ回路１０は過渡的な高電圧を吸収することを目的としているため、スナバ回路１０のキャパシタCsnは、エネルギバッファとして用いられる平滑キャパシタと比較して非常に小さい。従って、三相整流器８の半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6の切換制御によってスナバ回路１０が接続されるAC/AC周波数変換器２のDCリンク部における電圧又は電流を一定期間ゼロにすることができる。このため、スナバ回路１０に吸収されたエネルギを、DC負荷７側に回生することができる。この結果、インバータ９におけるスイッチング損失及びスナバ回路１０における損失を低減することができる。
【００３１】
AC/AC周波数変換器２の半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6, Sa1, Sb1, Sa2, Sb2, Ssnとして用いられるトランジスタには、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いることができる。IGBTは、少ない電力で大きな電力の高速スイッチングを行うことが可能なトランジスタである。このため、IGBTを用いることによって、AC/AC周波数変換器２のエネルギ効率を向上させることができる。また、スナバ回路１０を始めとするAC/AC周波数変換器２の回路構成を簡易にすることができる。
【００３２】
スイッチ制御系５は、AC/AC周波数変換器２を構成する三相整流器８、インバータ９及びスナバ回路１０の半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6, Sa1, Sb1, Sa2, Sb2, Ssnを制御する回路である。
【００３３】
特に、スイッチ制御系５は、三相整流器８の上段アーム又は下段アームを短絡させることによって三相整流器８とインバータ９との間においてスナバ回路１０が接続されるDCリンク部の電流を一定期間ゼロにする機能と、DCリンク部における電流がゼロの期間にインバータ９のスイッチングを実行する機能を有している。すなわち、スイッチ制御系５は、インバータ９のゼロ電流スイッチング(ZCS: Zero Current Switching)を行う機能を有している。
【００３４】
更に、スイッチ制御系５は、DCリンク部における電流がゼロの期間であり、かつインバータ９のデッドタイム期間中にスナバ回路１０のスイッチングを実行する機能を有している。換言すれば、スイッチ制御系５は、スナバ回路１０のスイッチングがインバータ９のデッドタイム期間中となるように、適切なインバータ９のデッドタイムを設定するように構成されている。また、スイッチ制御系５は、スナバ回路１０のゼロ・ボルト・スイッチング(ZVS: Zero Volt Switching)を行う機能を有している。
【００３５】
一方、負荷側整流器４には、キャパシタ入力型の高周波整流回路が用いられる。具体的には、負荷側整流器４は、４つのダイオードと負荷側キャパシタClで構成される。これにより、DC負荷７側における動作が電圧源動作となる。また、負荷側整流器４の負荷側キャパシタClにより、高周波トランス３の漏れインダクタンスにより生じるエネルギを吸収することができる。
【００３６】
負荷側整流器４の出力側に接続されるDC負荷７は、抵抗R及びインダクタLの直列接続として一般化することができる。
【００３７】
（動作および作用）
次に交流直流電力変換器１の動作および作用について説明する。
【００３８】
図３は、図１に示すスイッチ制御系５においてAC/AC周波数変換器２のスイッチ制御のために生成されるゲート信号の生成方法を示すフローチャートである。また、図４は図３に示すフローに従って生成されるゲート信号の一例を示す図である。尚、図４において横軸は時間を示す。また、図４では、デッドタイム及びオーバーラップタイムが省略されている。
【００３９】
まずステップＳ１において、スイッチ制御系５は、入力電流のPWMを実行する。図４(A)は、PWMに用いられる三相入力電流Ia, Ib, Ic及びのこぎり波(SW: sawtooth wave)を示す。スイッチ制御系５は、のこぎり波SWと入力電流Ia, Ib, Icとを比較することによって三相入力電流Ia, Ib, IcのPWMを行う。
【００４０】
次に、ステップＳ２において、スイッチ制御系５は、三相整流器８の上段アームと下段アームとの間におけるアーム短絡を防ぐために、パルス幅が変調された入力電流に１[μs]程度のデッドタイムを設定する。
【００４１】
これにより、図４の(B), (C)及び(D)に示すような三相整流器８の上段アームにおける各半導体スイッチS1, S2, S3を制御するためのゲート信号Sg1, Sg2, Sg3及び下段アームにおける各半導体スイッチS4, S5, S6を制御するためのゲート信号Sg4, Sg5, Sg6が生成される。下段アームにおける各半導体スイッチS4, S5, S6を制御するためのゲート信号Sg4, Sg5, Sg6は、上段アームにおける各半導体スイッチS1, S2, S3を制御するためのゲート信号Sg1, Sg2, Sg3の極性を反転させた信号となる。
【００４２】
このように生成されたゲート信号Sg1, Sg2, Sg3, Sg4, Sg5, Sg6は、ステップＳ３において、三相整流器８の各半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6に出力される。この結果、三相整流器８からは、高周波で脈動し、電流値がゼロとなる期間を有するDCが出力電流Irecとして出力される。
【００４３】
一方、ステップＳ４において、スイッチ制御系５は、パルス幅が変調された入力電流の論理演算を行うことによって三相整流器８からの出力電流Irec及びDCリンク部における電流がゼロとなる期間を示すZERO信号を生成する。すなわちZERO信号の値が１のときには三相整流器８からの出力電流Irecがゼロとなり、ZERO信号の値が０のときには三相整流器８からの出力電流Irecがゼロではなくなる。尚、ZERO信号を、値が１又は０となる２値のステップ信号とする代わりに極性が正又は負となる極性反転信号としてもよい。
【００４４】
具体的には、まず図４の(E)に示すような三相整流器８の上段アームにおける各半導体スイッチS1, S2, S3の短絡状態を表すUP信号がゲート信号Sg1, Sg2, Sg3の論理積演算により生成される。同様に、図４の(E)に示すような三相整流器８の下段アームにおける各半導体スイッチS4, S5, S6の短絡状態を表すDOWN信号がゲート信号Sg4, Sg5, Sg6の論理積演算により生成される。次に、UP信号とDOWN信号との論理和演算によって図４(F)に示すようなZERO信号S0を生成することができる。
【００４５】
次に、ステップＳ５において、スイッチ制御系５は、時刻tが、ZERO信号S0の値が１となる期間Δt0の1/2が経過したタイミングt0midであるか否かを判定する。そして、時刻tが、ZERO信号S0の値が１となる期間Δt0の1/2が経過したタイミングt0midであると判定された場合には、ステップＳ６において、スイッチ制御系５は、タイミングt0midにおいて極性が正から負に変わる極性反転信号を生成する。尚、極性反転信号の代わりに値が1から0に変わるステップ信号を生成してもよい。
【００４６】
次にステップＳ７において、スイッチ制御系５は、タイミングt0midにおいて極性が正から負に変わる極性反転信号に１[μs]程度のデッドタイムを設定する。これにより図４(G)に示すようなインバータ９の各半導体スイッチSa1, Sb1, Sa2, Sb2を制御するためのゲート信号Sinvが生成される。
【００４７】
このように生成されたゲート信号Sinvは、ステップＳ８において、インバータ９の各半導体スイッチSa1, Sb1, Sa2, Sb2に出力される。この場合、インバータ９の各半導体スイッチSa1, Sb1, Sa2, Sb2は、DCリンク部の電流及びインバータ９への入力電流Iinvがゼロとなる期間において切換えられることとなる。このようなインバータ９のZCSによってインバータ９において生じ得るスイッチング損失を低減することができる。
【００４８】
一方、ステップＳ９において、スイッチ制御系５は、時刻tが、ZERO信号S0の値が１となる期間Δt0の1/2が経過したタイミングt0midからZERO信号S0の値が１となる期間Δt0の終了時点t0endまでの期間内であるか否かを判定する。そして、スイッチ制御系５は、ステップＳ１０において、ステップＳ９の判定においてYESと判定される期間だけオン状態とする信号を生成する。
【００４９】
次にステップＳ１１において、スイッチ制御系５は、ON信号の終了タイミングt0midに対して１[μs]程度のオーバーラップタイムを設定する。これにより、図４(H)に示すようなスナバ回路１０における半導体スイッチSsnのゲート信号Sgsnが生成される。
【００５０】
このように生成されたゲート信号Sgsnは、ステップＳ１２において、スナバ回路１０の半導体スイッチSsnに出力される。この場合、インバータ９側のスイッチングに同期してスナバ回路１０の半導体スイッチSsnがオン状態となる。従って、高周波トランス３の励磁電流に伴う電流がスナバ回路１０のダイオードに流れる。
【００５１】
図５は図４に示すゲート信号Sg1〜Sg6, Sinvにデッドタイムを、ゲート信号Sgsnにオーバーラップタイムを、それぞれ付加して得られる各ゲート信号でスナバ回路１０を制御した場合におけるスナバ回路１０の電流及び電圧の時間変化を示す図である。
【００５２】
図５において横軸は時間を示す。図４を参照して説明した通り、スナバ回路１０が設けられるDCリンク部の電流がゼロとなる期間、すなわちZERO信号S0の値が１となる期間Δt0の1/2が経過したタイミングt0midからデッドタイムDT1だけシフトしたタイミングでインバータ９のスイッチングが実行される。例えば、インバータ９の各半導体スイッチSa1, Sa2をオン状態に切換えるゲート信号Sgsaの値が０から１に切換る。
【００５３】
一方、スナバ回路１０の半導体スイッチSsnのゲート信号Sgsnは、タイミングt0midにおいて値が０から１に切換り、期間Δt0の終了時点t0endからオーバーラップタイムOT1だけシフトしたタイミングで値が１から０に切換る信号となる。
【００５４】
このようなゲート信号Sgsnでスナバ回路１０の半導体スイッチSsnを制御すると、図５に示すような電圧Vsnがスナバ回路１０の半導体スイッチSsnに印加される。そして、スナバ回路１０のキャパシタCsnに入力する電流Isn_inと、キャパシタCsnから出力される電流Isn_outは、図５に示すようになる。
【００５５】
すなわち、インバータ９のスイッチングに同期してスナバ回路１０の半導体スイッチSsnがオン状態に切換る。この時、インバータ９はデッドタイム期間であるため、スナバ回路１０におけるスイッチング損失は発生しない。
【００５６】
続いて、スナバ回路１０の半導体スイッチSsnがオフ状態に切換る。この際、三相整流器８の出力電流Irecとインバータ９への入力電流Iinvとの差に相当する電流がスナバ回路１０のダイオードを流れる。このため、スナバ回路１０の半導体スイッチSsnをオフ状態に切換る際にはZVSを行うことができる。これにより、スナバ回路１０におけるスイッチング損失を低減することができる。
【００５７】
以上のようなスナバ回路１０のスイッチング制御により、スナバ回路１０における損失はスナバ回路１０に設けられる抵抗Rsnによる損失のみとなる。
【００５８】
図６は図４に示すゲート信号で交流直流電力変換器１を制御した場合における主要な回路要素の電流及び電圧の時間変化を示す図である。
【００５９】
図６において横軸は時間を示す。図６(A)に示すようなZERO信号S0に基づくゲート信号を用いて三相整流器８、インバータ９及びスナバ回路１０の各半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6, Sa1, Sb1, Sa2, Sb2, Ssnを制御すると、図６に示すような電流及び電圧の時間変化が得られる。
【００６０】
図６(B)は、三相整流器８の出力電流Irec及びインバータ９への入力電流Iinvを、図６(C)は、高周波トランス３の１次側電流Itr1を、図６(D)は高周波トランス３の１次側電圧Vtr1を、図６(E)はスナバ回路１０のキャパシタCsnに印加される電圧Vcsn及び負荷側整流器４の負荷側キャパシタClに印加される電圧Vcを、図６(F)はスナバ回路１０のキャパシタCsnに入力する電流Isn_in及びキャパシタCsnから出力される電流Isn_outを、それぞれ示す。
【００６１】
図６に示すように、交流直流電力変換器１は９つのモードに遷移することが分かる。そこで、回路図を参照して各モードにおける交流直流電力変換器１の動作を説明する。
【００６２】
図７は図６に示すモード１における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。また、図８は図７に示すモード１における交流直流電力変換器１の等価回路を示す図である。
【００６３】
モード１は交流直流電力変換器１の初期状態であり、図７に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。具体的には、点線で囲った三相整流器８の各半導体スイッチS2, S4, S6及びインバータ９の各半導体スイッチSa1, Sa2がオン状態とされる。
【００６４】
このため、モード１では三相整流器８の出力電流Irecがインバータ９への入力電流Iinvと等しくなる。また、負荷側整流器４の負荷側キャパシタClに印加される電圧Vcよりもスナバ回路１０のキャパシタCsnに印加される電圧Vcsnが常に高い。すなわち、Vcsn > Vc が常時成立する。従って、スナバ回路１０は導通しない。
【００６５】
この結果、負荷側整流器４のダイオードが導通し、高周波トランス３の一次側電流Itr1及び一次側電圧Vtr1はそれぞれ正の電流及び電圧として出力される。
【００６６】
図９は図６に示すモード２における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。
【００６７】
モード２では、点線で囲った三相整流器８の各半導体スイッチS4, S5, S6及びインバータ９の各半導体スイッチSa1, Sa2がオン状態とされる。従って、三相整流器８の下段アームが短絡状態となる。このため、図９に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。
【００６８】
具体的には、三相整流器８において入力電流が還流する。これにより、DCリンク部における電流がゼロとなる期間が生じる。しかし、高周波トランス３の漏れインダクタンスによって高周波トランス３の一次側電流Itr1が図９の一点鎖線で示す経路を流れ、一次側電流Itr1がゼロになるまで徐々に減少する。
【００６９】
また、インバータ９側の全ての半導体スイッチSa1, Sa2, Sb1, Sb2が導通し，漏れインダクタンスの両端電圧は負荷側キャパシタClに印加される電圧Vcにクランプされる。このため、三相整流器８のスイッチング時にスパイク状の過電圧は発生しない。
【００７０】
また、モード１と同様に、負荷側整流器４の負荷側キャパシタClに印加される電圧Vcよりもスナバ回路１０のキャパシタCsnに印加される電圧Vcsnが常に高い。すなわち、Vcsn > Vc が常時成立する。従って、モード２においてもスナバ回路１０は導通しない。
【００７１】
図１０は図６に示すモード３における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。
【００７２】
モード３は、モード２において高周波トランス３の一次側電流Itr1がゼロとなった状態である。従ってモード３では、モード２と同様に点線で囲った三相整流器８の各半導体スイッチS4, S5, S6及びインバータ９の各半導体スイッチSa1, Sa2がオン状態とされる。モード３では、図１０に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。
【００７３】
具体的には、高周波トランス３の一次側電流Itr1がゼロになると、DCリンク部にも一次側電流Itr1が流れなくなる。一方、下段アームが短絡状態となった三相整流器８において入力電流が還流する。従って、三相整流器８の出力電流Irec及びインバータ９への入力電流Iinvがいずれもゼロとなる。この結果、DCリンク部の電流がゼロとなる期間が生じる。すなわち、モード３では、スナバ回路１０は導通しない。
【００７４】
図１１は図６に示すモード４における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。
【００７５】
モード４では、三相整流器８の全ての半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6がオフ状態とされる。そして、点線で囲ったインバータ９の各半導体スイッチSa1, Sa2がオン状態とされる。モード４は、三相整流器８においてオン状態となっている下段アームの各半導体スイッチS4, S5, S6をオフ状態に切換える一方、オフ状態となっている上段アームの各半導体スイッチS1, S2, S3をオン状態に切換えるために、一時的に全ての半導体スイッチS1, S2, S3, S4, S5, S6をオフ状態にする移行期間である。このモード４の移行期間を設けることによって、三相整流器８のアーム短絡が回避される。
【００７６】
モード４では、図１１に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。スナバ回路１０は導通する。三相整流器８からの出力電流Irecとスナバ回路１０のキャパシタCsnに流入する電流Isn_inが等しくなり、高周波トランス３の一次側電圧Vtr1は、スナバ回路１０のキャパシタCsnによってクランプされる。
【００７７】
図１２は図６に示すモード５における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。
【００７８】
モード５では、点線で囲った三相整流器８の各半導体スイッチS1, S2, S3及びインバータ９の各半導体スイッチSa1, Sa2がオン状態とされる。従って、三相整流器８の上段アームが短絡状態となる。このため、図１２に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。
【００７９】
具体的には、三相整流器８において入力電流が還流する。このため、三相整流器８の出力電流Irec及びインバータ９への入力電流Iinvがゼロとなる。これにより、DCリンク部における電流がゼロとなる期間が生じる。すなわち、モード３と同様に、モード５においても、三相整流器８が短絡状態にあるため、スナバ回路１０は導通しない。
【００８０】
図１３は図６に示すモード６における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。
【００８１】
モード６では、点線で囲った三相整流器８の各半導体スイッチS1, S2, S3及びスナバ回路１０の半導体スイッチSsnがオン状態とされる。すなわち、モード５において生じたDCリンク部における電流及びインバータ９への入力電流Iinvがゼロの期間中に、インバータ９の各半導体スイッチSa1, Sa2をオフ状態にするZCSを行う。これにより、インバータ９におけるスイッチング損失が低減される。
【００８２】
一方、スナバ回路１０の半導体スイッチSsnがオン状態に切換えられる。この結果、最終的には図１３に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。但し、インバータ９の各半導体スイッチSa1, Sa2をオフ状態に切換えた直後には、高周波トランス３の漏れインダクタンスによってDCリンク部及び負荷側整流器４には、微弱な電流が流れる。
【００８３】
図１４は図６に示すモード６の初期において高周波トランス３の漏れインダクタンスによって流れる電流の経路を示す回路図である。
【００８４】
図１４の一点鎖線で示すように、インバータ９のZCSの直後のDCリンク部には高周波トランス３による励磁電流に相当する微小な電流が流れる。同様に、図１４の二点鎖線で示すように負荷側整流器４にも高周波トランス３による励磁電流に相当する微小な電流が流れる。
【００８５】
高周波トランス３による微小な励磁電流は、スナバ回路１０のダイオードに流入する。そこで、スナバ回路１０の半導体スイッチSsnがZVSによってオン状態に切換えられる。これにより、スナバ回路１０における損失を低減することができる。
【００８６】
また、高周波トランス３の漏れインダクタンスのエネルギが負荷側に回生される。この結果、高周波トランス３の漏れインダクタンスのエネルギは、負荷側整流器４の負荷側キャパシタClに吸収される。
【００８７】
従って、モード６において一定の時間が経過すると、負荷側整流器４の負荷側キャパシタClから励磁電流が供給される状態となる。
【００８８】
図１５は図６に示すモード６において一定の時間が経過した後における電流の経路を示す回路図である。
【００８９】
図１４に示す状態から一定の時間が経過すると、電流は図１５に示す経路を流れるようになる。すなわち、負荷側整流器４の負荷側キャパシタClから励磁電流が供給される状態となる。また、インバータ９の全ての半導体スイッチSa1, Sb1, Sa2, Sb2がオフ状態となっているため、スナバ回路１０に流れる電流はゼロとなる。
【００９０】
図１６は図６に示すモード７における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。また、図１７は図１６に示すモード７における交流直流電力変換器１の等価回路を示す図である。
【００９１】
モード７では、点線で囲った三相整流器８の各半導体スイッチS1, S2, S3、スナバ回路１０の半導体スイッチSsn及びインバータ９の各半導体スイッチSb1, Sb2がオン状態とされる。すなわち、モード６においてインバータ９の各半導体スイッチSb1, Sb2がオン状態に切換えられることによって交流直流電力変換器１がモード７に遷移する。
【００９２】
モード７では、図１６に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。すなわち、三相整流器８の上段アームは短絡状態となっているため、全ての入力電流が還流する。従って、DCリンク部には、電流が流入しない。また、インバータ９の各半導体スイッチSb1, Sb2がオン状態に切換ることによって高周波トランス３の極性が反転する。この場合、負荷側整流器４の負荷側キャパシタClに印加される電圧Vcよりもスナバ回路１０のキャパシタCsnに印加される電圧Vcsnが常に高い。すなわち、Vcsn > Vc が常時成立する。
【００９３】
この結果、交流直流電力変換器１は、スナバ回路１０のキャパシタCsnから負荷側に電力が供給される回生モードに移行する。すなわち、スナバ回路１０のキャパシタCsnは、電圧源と等価になる。これにより、スナバ回路１０に吸収された漏れインダクタンスのエネルギが負荷側に回生される。このため、スナバ回路１０における損失を低減することができる。
【００９４】
図１８は図６に示すモード８における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。
【００９５】
モード８では、点線で囲った三相整流器８の各半導体スイッチS2, S3, S4及びインバータ９の各半導体スイッチSb1, Sb2がオン状態とされる。この結果、図１８に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。
【００９６】
モード８では、スナバ回路１０のキャパシタCsnに印加される電圧Vcsnと負荷側整流器４の負荷側キャパシタClに印加される電圧Vcとが等しくなる。或いは、スナバ回路１０の半導体スイッチSsnをオフ状態に切換えると、スナバ回路１０のキャパシタCsnを電圧源とする電力供給モードが終了する。そして、三相整流器８側からの出力電流Irecが負荷側に流れる。
【００９７】
しかし、モード１とは異なり、三相整流器８側からの出力電流Irecは、インバータ９への入力電流Iinvと等しくない。このため、三相整流器８側からの出力電流Irecとインバータ９への入力電流Iinvとの差分に相当する電流がスナバ回路１０のダイオードDsnに流れて充電モードとなる。
【００９８】
また、スナバ回路１０のキャパシタCsnに印加される電圧Vcsnと負荷側整流器４の負荷側キャパシタClに印加される電圧Vcとがほぼ等しい状態となる。
【００９９】
図１９は図６に示すモード９における交流直流電力変換器１の動作を示す回路図である。
【０１００】
モード９では、点線で囲った三相整流器８の各半導体スイッチS2, S4, S6及びインバータ９の各半導体スイッチSb1, Sb2がオン状態とされる。この結果、図１９に示すような電流が交流直流電力変換器１内を流れる。
【０１０１】
スナバ回路１０の半導体スイッチSsnをオフ状態に切換えると、三相整流器８側からの出力電流Irecが急峻に変化する。しかし、高周波トランス３の漏れインダクタンスによって高周波トランス３の一次側電流Itr1が徐々に流れる。この結果、三相整流器８側からの出力電流Irecがインバータ９への入力電流Iinvと異なる値となる。
【０１０２】
従って、三相整流器８側からの出力電流Irecとインバータ９への入力電流Iinvとの差分に相当する電流がスナバ回路１０のダイオードを通ってキャパシタCsnに流入する。すなわち、Irec = Iinv + Isn_in となる。このため、交流直流電力変換器１は、スナバ回路１０への充電モードとなる。
【０１０３】
更に十分な時間が経過すると、三相整流器８側からの出力電流Irecとインバータ９への入力電流Iinvとが等しくなる。このため、高周波トランス３の一次側電流Itr1及び一次側電圧Vtr1は、それぞれ負値の一定の電流及び電圧として出力される。これにより、交流直流電力変換器１の充電モードとなるモード９が終了し、初期状態に戻る。
【０１０４】
尚、図２に示す回路構成を模擬したシミュレーションを行った結果、高周波トランス３の一次側に方形波の単相交流が出力されること、DC負荷７への直流電圧及び直流電流の出力、入力力率が0.99であること、入力電流の1.6kHz以下の総合歪み率が約1.5%であること、入力電流に大きな低次高調波が発生しないことなどが確認された。
【０１０５】
つまり以上のような交流直流電力変換器１は、SMRコンバータのAC/AC周波数変換器２を三相整流器８、インバータ９及びスナバ回路１０を用いて構成し、高周波トランス３の漏れインダクタンスによるエネルギを、スナバ回路１０を用いて吸収及び回生するようにしたものである。
【０１０６】
（効果）
このため、交流直流電力変換器１によれば、従来のMCを用いたSMRコンバータに比べて回路構成を簡素化することができる。例えば、MCには双方向スイッチが６つ必要となるが、交流直流電力変換器１の場合には、大電力の高速スイッチングが可能でかつ汎用性の高いIGBTを制御用に用いることができる。加えて、従来のMCを用いたSMRコンバータでは、保護回路として双方向スナバ回路が必須であるのに対して、交流直流電力変換器１では、単方向のスナバ回路を用いて回路を保護することが可能である。従って、従来のMCを用いたSMRコンバータに比べて、より安価に高効率なSMRコンバータを提供することができる。
【０１０７】
また、AC/AC周波数変換器において、交流を一旦直流に変換した後、直流を交流に変換するBack To Back構成と呼ばれるSMRコンバータがDCリンク部にエネルギバッファとしての平滑キャパシタを備えるのに対して、交流直流電力変換器１では、DCエネルギバッファとしての電解コンデンサが不要である。従って、Back To Back構成のSMRコンバータに比べて小型化、長寿命化、メンテナンスの低減化を図ることができる。
【０１０８】
更に、交流直流電力変換器１では、回路のスイッチング制御の工夫によってDCリンク部における電流がゼロとなる期間を作り出すことができる。このため、ZCS又はZVSによってスイッチング損失をゼロにすることができる。これによりエネルギ効率を向上させることができる。
【０１０９】
以上、特定の実施形態について記載したが、記載された実施形態は一例に過ぎず、発明の範囲を限定するものではない。ここに記載された新規な方法及び装置は、様々な他の様式で具現化することができる。また、ここに記載された方法及び装置の様式において、発明の要旨から逸脱しない範囲で、種々の省略、置換及び変更を行うことができる。添付された請求の範囲及びその均等物は、発明の範囲及び要旨に包含されているものとして、そのような種々の様式及び変形例を含んでいる。
【符号の説明】
【０１１０】
１  交流直流電力変換器(AC/DCコンバータ)
２  AC/AC周波数変換器
３  高周波トランス
４  負荷側整流器（負荷側AC/DCコンバータ）
５  スイッチ制御系
６  三相商用AC電源
７  DC負荷
８  三相整流器
８Ａ  交流リアクトル
８Ｂ  主回路
９  インバータ
１０  スナバ回路
【図１】
2013158064.tif 000003
【図２】
2013158064.tif 000004
【図３】
2013158064.tif 000005
【図４】
2013158064.tif 000006
【図５】
2013158064.tif 000007
【図６】
2013158064.tif 000008
【図７】
2013158064.tif 000009
【図８】
2013158064.tif 000010
【図９】
2013158064.tif 000011
【図１０】
2013158064.tif 000012
【図１１】
2013158064.tif 000013
【図１２】
2013158064.tif 000014
【図１３】
2013158064.tif 000015
【図１４】
2013158064.tif 000016
【図１５】
2013158064.tif 000017
【図１６】
2013158064.tif 000018
【図１７】
2013158064.tif 000019
【図１８】
2013158064.tif 000020
【図１９】
2013158064.tif 000021