(57)【要約】【課題】本発明は、スイッチドリラクタンス機械に広い速度領域を与える多相パワーコンバータを提供することを目的としている。【解決手段】パワーコンバータの上ブリッジは、相巻線の半分を駆動する。パワーコンバータの下ブリッジは、相巻線の残り半分を駆動する。たとえば、星形接続の上相巻線の上中性点は、接続スイッチを通じて星形接続の下相巻線の下中性点に接続される。これら中性点の電位は、制御される。パワーコンバータは、非対称ブリッジモード、二重ミラー・モード及び加速ブリッジモードをもつ。【選択図】図６
2013236413.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
４個もしくは６個もしくは６個より多い偶数の相巻線（３U１-３W２）を有するスイッチドリラクタンス機械を駆動するためのパワーコンバータにおいて、
このパワーコンバータは、上ブリッジ（９A）と下ブリッジ（９B）とコントローラ（３００）とを有し、
上ブリッジ（９A)は、上中性点（NU)にそれぞれ接続される２個もしくは３個もしくは３個より多い上の相巻線（３U１、３V１、３W１）に接続される２個もしくは３個もしくは３個より多い上レグ（９０１、９０３、９０５）をもち、
下ブリッジ（９B)は、下中性点（NL)にそれぞれ接続される２個もしくは３個もしくは３個より多い下の相巻線（３U２、３V２、３W２）に接続される２個もしくは３個もしくは３個より多い下レグ（９０２、９０４、９０６）をもち、
この上レグ(９０１、９０３、９０５)のそれぞれは、直列接続された上スイッチ（T１、T３、T５）及び下ダイオード（D１、D３、D５）を有して、上の相巻線（３U１、３V１、３W１）のそれぞれに相電流（IU１、IV１、IW１）のそれぞれを供給し、
この下レグ(９０２、９０４、９０６)のそれぞれは、直列接続された下スイッチ（T２、T４、T６）及び上ダイオード（D２、D４、D６）を有して、下の相巻線（３U２、３V２、３W２）のそれぞれから相電流（IU２、IV２、IW２）のそれぞれを受け取り、
上中性点（NU）は、直接にあるいは接続スイッチ(T９)と接続ダイオード（D９)の少なくとも１つを通じて下中性点（NL)に接続され、
パワーコンバータ（９）はさらに、互いに接続された２つの中性点（NU、NL）の電圧変動を低減するための少なくとも1つのスイッチ(T１-T９) を含む電流調節回路を有することを特徴とするパワーコンバータ。
【請求項２】
径方向磁束タイプのこのスイッチドリラクタンス機械は、３つの上の相巻線（３U１、３V１、３W１）と３つの下の相巻線（３U２、３V２、３W２）を有し、
上の相巻線(３U１、３V１、３W１)はそれぞれ、このスイッチドリラクタンス機械の奇数番目のステータポール(２０)をそれぞれ、第１の磁気極性に磁化し、
下の相巻線(３U２、３V２、３W２)はそれぞれ、このスイッチドリラクタンス機械の偶数番目のステータポール(２０)をそれぞれ、第２の磁気極性に磁化する請求項１記載のパワーコンバータ。
【請求項３】
コントローラ(３００)は、上中性点(NU)を下中性点(NL)に接続する非対称ブリッジモードをもち、
この電流調節回路は、上ブリッジ(９A)と下ブリッジ(９B)とコントローラ(３００)とにより構成され、
この非対称ブリッジモードにおいて、３つの奇数番目のレグ（９０１、９０３、９０５）をもつ上ブリッジ（９A)は、奇数番目のサブ期間（A、C、E)に、下ブリッジ（９B）の２つの相電流（IU２、IV２、IW2）の和に本質的に等しい1つの相電流（IU１、IV１、IW１）を供給し、
この非対称ブリッジモードにおいて、３つの偶数番目のレグ（９０２、９０４、９０６）をもつ下ブリッジ（９B)は、偶数番目のサブ期間（B、D、F)に、上ブリッジ（９A）の２つの相電流（IU１、IV１、IW１）の和に本質的に等しい1つの相電流（IU２、IV２、IW２）を供給する請求項１記載のパワーコンバータ。
【請求項４】
非対称ブリッジモードにおいて偶数番目のサブ期間（B、D、F)に、上ブリッジ（９A）は、1つの相の増加電流ともう1つの相の減少電流とを供給し、
非対称ブリッジモードにおいて偶数番目のサブ期間（B、D、F)に、下ブリッジ（９B）は、もう1つの相の本質的に一定の電流を供給し、
非対称ブリッジモードにおいて奇数番目のサブ期間（A、C、E)に、上ブリッジ（９A）は、1つの相の本質的に一定の電流を供給し、
非対称ブリッジモードにおいて奇数番目のサブ期間（A、C、E)に、下ブリッジ（９B）は、もう1つの相の増加電流ともう1つの相の減少電流とを供給する請求項３記載のパワーコンバータ。
【請求項５】
上ブリッジ（９A）及び下ブリッジ（９B）は、本質的に半波整流正弦波形の磁束を発生する各相電流を各相巻線（３U１、３V１、３W１、３U２、３V２、３W２）に供給する請求項１記載のパワーコンバータ。
【請求項６】
この電流調節回路は、電流吸収レグ(９０７)と電流供給レグ(９０８)とを有し、
上中性点(NU)に接続されたこの電流吸収レグ（９０７）は、上中性点(NU)の電圧のリップルを低減するために上中性点(NU)から電流を吸収し、
下中性点(NL)に接続されたこの電流供給レグ(９０８)は、下中性点(NL)の電圧のリップルを低減するために下中性点(NL)に電流を供給する請求項１記載のパワーコンバータ。
【請求項７】
この電流吸収レグ(９０７)は、上中性点（NU）から電流を吸収するための電流吸収スイッチ(T７)を有し、
この電流供給レグ(９０８)は、下中性点(NL)に電流を供給する電流供給スイッチ(T８)を有する請求項６記載のパワーコンバータ。
【請求項８】
コントローラ(３００)は、中性点（NU、NL）の本質的に等しい電圧をもつ加速ブリッジモードを有し、
コントローラ(３００)は、中性点(NU、NL)の電圧のリップルを低減するために加速ブリッジモードにおいて、上ブリッジ(９A)と下ブリッジ(９B)との電流差又は中性点(NU、NL)の電圧のいずれかに基づいて、電流吸収スイッチ(T７)及び電流供給スイッチT８をスイッチングする請求項７記載のパワーコンバータ。
【請求項９】
コントローラ(３００)は、接続スイッチ(T９)がオフされる二重ミラー・モードを有し、
電流調節回路は、電流吸収レグ９０７と電流供給レグ９０８とを有し、
この電流吸収レグ（９０７）は、直列接続された電流吸収スイッチ（T７）と電流吸収ダイオード（D７）とを有し、
この電流供給レグ（９０８）は、直列接続された電流供給スイッチ（T８）と電流供給ダイオード（D８）とを有し、
上ブリッジ(９A)及び電流吸収レグ(９０７)は、この二重ミラー・モードにおいて1つのミラー・コンバータを構成し、
下ブリッジ(９B)及び電流供給レグ(９０８)は、この二重ミラー・モードにおいてもう1つのミラー・コンバータを構成する請求項１記載のパワーコンバータ。
【請求項１０】
コントローラ(３００)は、上ブリッジ(９A)と下ブリッジ(９B)とのどちらかのトラブルを検出する時、この二重ミラー・モードを選択する請求項９記載のパワーコンバータ。
【請求項１１】
コントローラ(３００)は、このスイッチドリラクタンス機械の回転速度が所定値より高い時に、この二重ミラー・モードを選択する請求項９記載のパワーコンバータ。
【請求項１２】
コントローラ(３００)は、この二重ミラー・モードにおいて、奇数番目の相巻線(３U１、３V１、３W１)の１つに励磁電流を供給するための励磁モードと、奇数番目の相巻線(３U１、３V１、３W１)のもう１つに消磁電流を供給するための消磁モードとの両方をもち、
コントローラ(３００)は、この二重ミラー・モードにおいて、偶数番目の相巻線(３U２、３V２、３W２)の１つにもう１つの励磁電流を供給するもう１つの励磁モードと、偶数番目の相巻線(３U２、３V２、３W２)のもう１つにもう１つの消磁電流を供給するもう１つの消磁モードとの両方をもち、
コントローラ(３００)は、この励磁モードとこの消磁モードとを所定周波数で交互に実行する請求項９記載のパワーコンバータ。
【請求項１３】
コントローラ(３００)は、電流吸収スイッチ(T７)を所定周波数でスイッチングすることにより、２つのミラー・コンバータの1つの励磁モード及び消磁モードを交互に実行し、
コントローラ(３００)は、電流供給スイッチ(T８)を所定周波数でスイッチングすることにより、２つのミラー・コンバータのもう一つの励磁モード及び消磁モードを交互に実行する請求項１２記載のパワーコンバータ。
【請求項１４】
コントローラ(３００)は、直流電流成分と正弦波交流電流成分との和にそれぞれ等しい相電流を供給するサイレントドライブモードをもち、
この直流電流の振幅は、この正弦波交流電流成分の振幅に本質的に等しい請求項９記載のパワーコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチドリラクタンス機械を駆動するためのパワーコンバータに関する。
【０００２】
本発明は特に、４個又は６個又は６個以上の偶数の相巻線をもつスイッチドリラクタンス機械を駆動するためのパワーコンバータに関する。
【背景技術】
【０００３】
スイッチドリラクタンス機械（SRM）がトラクションモータ、特にダイレクトドライブ・ハブ・モータのような可変速アプリケーションにとって多くの利点をもつことが知られている。けれども、しかし、ポピュラーな永久磁石同期モータと比べて、SRMが音響ノイズ、振動、トルクリップル、トルク/重量比率のような欠点をもつことも知られている。SRMの相数を増加することにより、音響ノイズ、振動、トルクリップルが低減されることが知られている。けれども、多相パワーコンバータのコストの故に、相数増加は、SRMにとって難しい。パワーコンバータの多くの回路トポロジーがSRMのために提案されている。
【０００４】
米国特許第７,９０６,９３１号は一相当たりフルブリッジをもつパワーコンバータを記述する。このフルブリッジパワーコンバータは、１相当たり４つのスイッチを要求する。図１に示されるポピュラーな非対称ブリッジコンバータは、１相当たり２つのスイッチを要求する。３つの相巻線３U、３V、３Wは、上ブリッジ９Aと下ブリッジ９Bとをもつパワーコンバータにより独立に駆動される。上ブリッジ９Aは、上スイッチT１、T３、T５と下ダイオードD１、D３、D５からなる３つのレグをもつ。下ブリッジ９Bは、下スイッチT２、T４、T６と上ダイオードD２、D４、D６からなる３つのレグをもつ。
【０００５】
図２は、より少ないパワートランジスタをもつミラー・コンバータを示す。このミラー・コンバータは、図１に示される下ブリッジ９Bの代わりに、上スイッチT８と下ダイオードD８からなるレグ９Cをもつ。しかし、１つの相の消磁ともう一つの相の励磁は、ミラー・コンバータで同時に実行されることができない。図３は、図２に示されるダイオードD８の代わりに、下スイッチT８Bをもつ変形ミラー・コンバータを示す。図４は、２電圧源を用いるパワーコンバータの一種であるキャパシタ分割式４相パワーコンバータを示す。このキャパシタ分割コンバータは、４つのスイッチT１-T４と、４つのダイオードと、２つのキャパシタC１、C２とをもつ。中性点Nは、X相巻線３Xと上スイッチT１とのペアを通じて、Z相巻線３Zと上スイッチT３とのペアを通じて、キャパシタC１を通じて高電位DCリンク線１０００に接続される。更に、中性点Nは、Y相巻線３Yと下スイッチT２とのペアを通じて、T相巻線３Tと下スイッチT４とのペアを通じて、キャパシタC２を通じて低電位DCリンク線２０００に接続される。キャパシタC１、C２は、中性点Nの電圧をDCリンク電圧の半分に維持する。
【０００６】
しかしながら、相巻線３X-３Tにそれぞれ電源電圧の半分を印加するために、図４に示されるキャパシタ分割式４相パワーコンバータは大きくかつ高価な電圧分割キャパシタC１、C２を必要とする。
【０００７】
パワーコンバータのエネルギーアブソーバーが知られている。このエネルギーアブソーバーは、一時的に消磁電流を蓄積するキャパシタを有する。典型的には、エネルギーアブソーバーは、ダイオードD２、D４、D６をDCリンクに接続する。しかし、高電圧で動作する大容量のキャパシタは大きく、高価なため、大型SRMを駆動するパワーコンバータがこのエネルギーアブソーバを採用することは困難である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許第７,９０６,９３１号
【発明の概要】
【０００９】
本発明の１つの目的は、多相スイッチドリラクタンス機械（SRM）の速度範囲を拡大可能な単純な多相パワーコンバータを提供することである。本発明の他の目的は、多相SRMの音響ノイズ、振動とトルクリップルを改善可能な単純な多相パワーコンバータを提供することである。本発明の更に他の目的は、トルク/重量比率を改善可能な単純な多相パワーコンバータを提供することである。
【００１０】
本発明によれば、コントローラにより制御される上ブリッジ及び下ブリッジは、４もしくは６もしくは６より大きい偶数の相巻線をもつスイッチドリラクタンス機械を駆動する。上ブリッジの各上レグは、上中性点に接続される上相巻線に接続される。下ブリッジの各下レグは、下中性点に接続される各下相巻線に接続される。上レグは、直列接続された下スイッチと上ダイオードとのペアをもつ。下レグは、直列接続された上スイッチと下ダイオードとのペアをもつ。上中性点は、下中性点に直接あるいは接続スイッチと接続ダイオードの少なくとも1つを通じて接続される。
【００１１】
パワーコンバータはさらに、上中性点から下中性点に流れる電流を調節する少なくとも1つのトランジスタをもつ電流調節回路を有している。これにより、多くのトランジスタ又は大きな電圧分割キャパシタをもつ高価なパワーコンバータを用いることなく、低騒音、低振動、低トルクリップルのSRMを形成することができる。相数増加により、騒音、振動、トルクリップルを低減できることは公知である。電流調節回路のトランジスタが相電流を調節するので、本質的に１相当たり１スイッチをもつこのパワーコンバータは、６相SRMを駆動することができる。
【００１２】
好適態様によれば、上ブリッジは、奇数番目の３つのステータポールを第1磁気極性に磁化し、下ブリッジは、偶数番目の３つのステータポールを第２磁気極性に磁化する。これにより、径方向磁束タイプのSRMが短磁路をもつので、６相SRMの鉄損を低減することができる。
【００１３】
好適態様によれば、非対称ブリッジモードにおいて、３つのレグをもつ1つのブリッジの一つの相電流は、３つのレグをもつもう1つのブリッジの２相電流の和に等しい。これにより、簡素なパワーコンバータは、６相SRMを駆動することができる。
【００１４】
好適態様によれば、1つのブリッジが、1つの相の増加電流ともう1つの相の減少電流とを供給する。他のブリッジは、非対称ブリッジモードにおいて、もう1つの相の本質的に一定の電流を供給する。これにより、電圧分割キャパシタをもたない簡素なパワーコンバータは、6相SRMを駆動することができる。
【００１５】
好適態様によれば、２つのブリッジは、本質的に台形波の各相電流を供給する。これにより、２つのブリッジ間の電流差を低減することができる。好適態様によれば、２つのブリッジは、本質的に台形波形の各相電流を供給する。これにより、２つのブリッジ間の電流差を低減することができる。
【００１６】
好適態様によれば、２つのブリッジは、本質的に半波整流正弦波形の磁束を発生する各相電流を各相巻線に供給する。たとえば、２つのブリッジは、本質的に半波整流正弦波形の各相電流を各相巻線に供給する。又は、２つのブリッジは、本質的に半波整流正弦波形の各相電圧を各相巻線に印加する。これにより、２つのブリッジ間の電流差を低減することができる。さらに、騒音及び振動を低減することができる。さらに、この６相SRMの鉄損が低減される。同様に、半波整流正弦波形の各相磁束又は各相電流又は各相電圧を採用することにより、３相SRMのような他の公知のSRMは、低鉄損をもつことができる。半波整流正弦波形の各相電流が鉄損を低減する理由が以下に説明される。所定平均値のモータトルクを発生するために、所定平均値の相電流がSRMの励磁期間に供給されねばならない。最初に、この相電流はゼロから所定値まで増加され、そして、この相電流は、この所定値からゼロもで減少される。ヒステリシス損は、力学における摩擦損失に類似している。ヒステリシス損は、磁束変化速度及び磁束密度が高い時に増加される。半波整流正弦波形の磁束の変化速度は、 磁束密度が低い時に相対的に高い。半波整流正弦波形の磁束変化速度は、 磁束密度が高い時に他の波形よりも低い。したがって、SRM半波整流正弦波形の相電流がSRMに供給される時、このSRMの鉄損が低減される。言い換えると、磁束密度の変化は、磁束密度が低い時に容易であり、磁束密度が高い時に困難である。好適には、トラクションモータのような可変速SRMの鉄損は、高速領域において、非常に増大するので、半波整流正弦波形の相電流は、SRMの回転速度が高い領域にてSRMに供給される。本質的に半波整流正弦波形の相電流を供給する代わりに、SRMの相巻線に本質的に半波整流正弦波形の相電圧を印加することも可能である。
【００１７】
好適態様によれば、電流調節回路は、上中性点に接続された電流吸収レグと、下中性点に接続された電流供給レグとをもつ。これにより、たとえ２つのブリッジ間の電流差が大きくても中性点の電圧リップルが低減される。したがって、２つのブリッジ間の電流差は、電圧分割キャパシタ無しで補償される。
【００１８】
好適態様によれば、電流吸収レグは、上中性点から電流を吸収する電流吸収スイッチを有する。電流供給レグは、下中性点に電流を供給する電流供給スイッチを有する。これにより、２つのブリッジ間の電流差は、電圧分割キャパシタ無しで補償される。
【００１９】
好適態様によれば、中性点の電圧リップルを低減するために、中性点の電圧又は上ブリッジの電流と下ブリッジとの電流差に基づいて電流吸収スイッチ及び電流供給スイッチをスイッチングする。これにより、２つのブリッジ間の電流差は低減される。
【００２０】
好適態様によれば、接続スイッチがオンされる二重ミラー・モードにおいて上ブリッジ及び電流吸収レグは、1つのミラー・コンバータを構成する。同様に、この二重ミラー・モードにおいて、下ブリッジと電流供給レグは、他のミラー・コンバータを構成する。これにより、直流電源電圧の全電圧が、２つのミラー・コンバータにそれぞれ印加されるので、トルクが増大される。
【００２１】
好適態様によれば、２つのブリッジのどちらかがトラブルをもつ時、この二重ミラー・モードが選択される。これにより、パワーコンバータの信頼性が向上する。好適態様によれば、SRMの回転速度が高速領域にある時、この二重ミラー・モードが選択される。これにより、たとえバックEMFが高速領域にて増加されても、SRMは十分なトルクを発生する。
【００２２】
好適態様によれば、この二重ミラー・モードにおいて、1つのブリッジの励磁モードと消磁モードとが所定周波数で交互に実行される。これにより、励磁速度及び消磁速度が改善される。
【００２３】
好適態様によれば、この励磁モードとこの消磁モードとの切り換えは、電流供給スイッチ及び電流吸収スイッチのスイッチングにより実行される。これにより、励磁速度及び消磁速度が改善される。
【００２４】
好適態様によれば、各相電流は、直流電流成分と正弦波交流成分とからなる。直流電流成分の振幅は、正弦波交流成分の振幅に本質的に等しい。これにより、高速領域における鉄損が低減される。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】図１は、従来の３相非対称ブリッジコンバータを示す回路図である。
【図２】図２は、従来の３相ミラー・コンバータを示す回路図である。
【図３】図３は、共通ハーフブリッジをもつ従来の３相変形ミラー・コンバータを示す回路図である。
【図４】図４は、従来の４相キャパシタ分割パワーコンバータを示す回路図である。
【図５】図５は、６相SRMを駆動するための第１実施例の６相パワーコンバータを示す回路図である。
【図６】図６は、１２個のステータポールをもつステータを示す模式側面図である。
【図７】図７は、図６に示される１２/１４タイプの６相ラジアル磁束SRMを示す模式展開図である。
【図８】図８は、図６、図７に示される６相SRMの相電流及びインダクタンスの波形を示すタイミングチャートである。
【図９】図９は、図５に示されるパワーコンバータの動作を示すフローチャートである。
【図１０】図１０は、図６に示されるSRMの短磁路をを示す模式側面図である。
【図１１】図１１は、図６に示されるSRMの短磁路をを示す模式側面図である。
【図１２】図１２は、タンデム構造をもつ６相横磁束スイッチドリラクタンス機械を示す模式軸方向断面図である。
【図１３】図１３は、図１２に示される６相TFSRMのステータティースの配列を示す模式展開図である。
【図１４】図１４は、図１２に示される６相TFSRMのロータティースの配列を示す模式展開図である。
【図１５】図１５は、図１６に示される変形された６相SRMの相電流及びインダクタンスの波形を示すタイミングチャートである。
【図１６】図１６は、１２/１０タイプの６相径方向磁束SRMの模式展開図である。
【図１７】図１７は、この６相SRMを駆動するためのもう一つの６相電流の半波整流正弦波形を示すタイミングチャートである。
【図１８】図１８は、６相SRMを駆動するための第２実施例のパワーコンバータを示す回路図である。
【図１９】図１９は、加速ブリッジモードで駆動されるパワーコンバータの相電流の波形を示すタイミングチャートである。
【図２０】図２０は、第１サブ期間における二重ミラー・モードの励磁モードを示す回路図である。
【図２１】図２１は、第１のサブ期間における二重ミラー・モードの消磁モードを示す回路図である。
【図２２】図２２は、第２のサブ期間における二重ミラー・モードのもう一つの励磁モードを示す回路図である。
【図２３】図２３は、第２のサブ期間に二重ミラー・モードのもう一つの消磁モードを示す回路図である。
【図２４】図２４は、非対称ブリッジモードで駆動されるパワーコンバータのスイッチングパターンを示すタイミングチャートである。
【図２５】図２５は、加速ブリッジモードで駆動されるパワーコンバータのスイッチングパターンを示すタイミングチャートである。
【図２６】図２６は、二重ミラー・モードで駆動されるパワーコンバータのスイッチングパターンを示すタイミングチャートである。
【図２７】図２７は、図１８に示されるパワーコンバータの１つの制御例を示すフローチャートである。
【図２８】図２８は、正弦波形の交流電流と直流電流との和にそれぞれ等しい波形をもつ６つの相電流を示すタイミングチャートである。
【図２９】図２９は、図２８に示される相電流を供給するサイレントモードを選択するためのフローチャートである。
【図３０】図３０は、図１８に示されるパワーコンバータの一つの変形態様を示す回路図である。
【図３１】図３１は、図１８に示されるパワーコンバータのもう一つの変形態様を示す回路図である。
【図３２】図３２は、図１８に示されるパワーコンバータのもう一つの変形態様を示す回路図である。
【図３３】図３３は、図１８に示されるパワーコンバータのもう一つの変形態様を示す回路図である。
【図３４】図３４は、図３５に示される６つの相巻線をもつ３相SRMの相電流及びインダクタンスの波形を示すタイミングチャートである。
【図３５】図３５は、中性点に接続される６つの相巻線をもつ６/４タイプの３相SRMの模式展開図である。
【図３６】図３６は、中性点に接続される６つの相巻線をもつ６/８タイプの３相SRMの模式展開図である。
【図３７】図３７は、図３６に示される６つの相巻線をもつ３相SRMに供給される相電流を示すタイミングチャートである。
【図３８】図３８は、同相の２つの相巻線をもつ３相横磁束スイッチドリラクタンス機械を示す模式断面図である。
【図３９】図３９は、図３８に示される３相TFSRMのステータティースの配列を示す周方向展開図である。
【図４０】図４０は、図３８に示される３相TFSRMのロータティースの配列を示す周方向展開図である。
【図４１】図４１は、４相SRMを駆動するための第３実施例の４相パワーコンバータを示す回路図である。
【図４２】図４２は、４相SRMを駆動するためのもう1つの４相パワーコンバータを示す回路図である。
【図４３】図４３は、図４１、図４２に示す４相パワーコンバータの非対称ブリッジモードにおける電流及びインダクタンスを示す模式タイミングチャートである。
【図４４】図４４は、図４１、図４２に示す４相パワーコンバータの二重ミラー・モードにおける電流及びインダクタンスを示す模式タイミングチャートである。
【図４５】図４５は、図４１、図４２に示す４相パワーコンバータの非対称ブリッジモードにおける電流調節回路の一部を示すブロック回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
(第１実施例)
第１実施例が、図５-図２０を参照して説明される。図５は、図６、図７に示される６つの相巻線３U１-３W２をもつ６相SRMを駆動するための６相パワーコンバータ９を示す回路図である。図６は、１２/１４タイプの６相SRMの１例を示す模式断面図である。図７は、７個のロータポール４０をもつロータ４と、６個のステータポール２０とをもつステータ２とを示す模式展開図である。図６に示されるSRMは、６個のステータポール２０に順番にかつ個別に巻かれた６個の相巻線３Uの２セットをもつ。６相巻線３U１-３W２は、U１相巻線３U１、U２相巻線３U２、V１相巻線３V１、V２相巻線３V２、W１相巻線３W１、W２相巻線３W２を有している。
【００２７】
パワーコンバータ９は、上ブリッジ９A、下ブリッジ９B及びコントローラ３００からなる。上ブリッジ９Aは、U１相レグ９０１、V１相レグ９０３及びW１相レグ９０５を有している。U１相レグ９０１は、直列接続された上スイッチT１及び下ダイオードD１からなる。V１相レグ９０３は、直列接続された上スイッチT３及び下ダイオードD３からなる。W１相レグ９０５は、直列接続された上スイッチT５及び下ダイオードD５からなる。
【００２８】
上スイッチT１、T３、T５の上端は、高電位DCリンク線１０００に接続されている。下ダイオードD１、D３、D５の下端は、低電位DCリンク線２０００に接続されている。U１相レグ９０１の接続点は、U１相巻線３U１の一端に接続されている。V１相レグ９０３の接続点は、V１相巻線３V１の一端に接続されている。W１相レグ９０５の接続点は、W１相巻線３W１の一端に接続されている。相巻線３U１、３V１、３W１の各他端は、上中性点NUに接続されている。
【００２９】
下ブリッジ９Bは、U２相レグ９０２、V２相レグ９０４及びW２相レグ９０６を有している。U２相レグ９０２は、直列に接続された下スイッチT２と上ダイオードD２からなる。V２相レグ９０４は、直列に接続された下スイッチT４と上ダイオードD４からなる。W２相レグ９０６は、直列に接続された下スイッチT６と上ダイオードD６からなる。下スイッチT２、T４、T６の下端は、低電位DCリンク線２０００に接続されている。上ダイオードD２、D４、D６の上端は、高電位DCリンク線１０００に接続されている。U２相レグ９０２の接続点は、U２相巻線３U２の一端に接続されている。V２相レグ９０４の接続点は、V２相巻線３V２の一端に接続されている。W２相レグ９０６の接続点は、W２相巻線３W２の一端に接続されている。相巻線３U２、３V２、３W２の各他端は、下中性点NLに接続されている。
【００３０】
星形接続された上の３相巻線３Kは、３つの相巻線３U１、３V１、３W１からなる。星形接続された下の３相巻線３Lは、３つの相巻線３U２、３V２、３W２からなる。図６に示されるように、上の３相巻線３Kの３つの相巻線３U１、３V１、３W１は、奇数番目のステータポール２０に別々に巻かれている。同様に、下の３相巻線３Lの３つの相巻線３U２、３V２、３W２は、偶数番目のステータポール２０に別々に巻かれている。上の３相巻線３Kは、奇数番目のステータポール２０をN極に励磁する。下の３相巻線３Lは、偶数番目のステータポール２０をS極に励磁する。
【００３１】
パワーコンバータ９のモータ駆動法が図８を参照して説明される。図８は、相巻線３U１-３W２に給電される６つの相電流IU１-IW２を示すタイミングチャートである。図８において、各相巻線３U１-３W２は、インダクタンスLU１-LW２の最大値LLをもつ。図８に示される各時点aにて、インダクタンスLU１-LW２は、最小値をもつ。
【００３２】
U１相電流IU１は、レグ９０１からU１相巻線３U１に流れる。V１相電流IV１は、レグ９０３からV１相巻線３V１に流れる。W１相電流IW１は、レグ９０５からW１相巻線３W１に流れる。U２相電流IU２は、U２相巻線３U２からレグ９０２へと流れる。V２相電流IV２は、V２相巻線３V２からレグ９０４へと流れる。W２相電流IW２は、W２相巻線３W２からレグ９０６へと流れる。
【００３３】
図８において、各相は、順番に実行される励磁期間と消磁期間と休止期間とをもつ。各励磁期間は、時点aにて開始され、時点ｇにて終了する。各消磁期間は、時点ｇにて開始され、時点ｎにて終了する。各励磁期間は、電流増加期間と一定電流期間とからなる。各電流増加期間は、時点aにて開始され、時点e, p, q, rにて終了する。各一定電流期間は、時点e, p, q, rにて開始され、時点ｇにて終了する。
【００３４】
時点a、r、m、nを通過する各実線は、電流振幅I１をもつ各相電流を示す。時点a、q、k、nを通過する各実線は、電流振幅I２をもつ各相電流を示す。時点a、p、j、nを通過する各実線は、電流振幅I３をもつ各相電流を示す。時点a、e、i、nを通過する各実線は、電流振幅I４をもつ各相電流を示す。時点a、b、d、e、f、h、i、nを通過する各実線は、電流振幅I５をもつ各相電流を示す。時点a、b、c、d、e、f、g、h、i、nを通過する各実線は、電流振幅I６をもつ各相電流を示す。
【００３５】
各相電流IU１-IW２は、各電流増加期間において増加する。しかし、振幅I５及びI６をもつ相電流IU１-IW２は、時点aから時点eまでの電流増加期間において一定電流期間の一部をもつ。各相電流IU１-IW２は、時点e、p、q、rから時点i、j、k、mまでの各一定電流期間において、ほぼ一定である。しかし、振幅I５及びI６をもつ相電流IU１-IW２は、時点eから時点iまでの一定電流期間において、一定ではない。各相電流IU１-IW２は、時点i、j、k、mから時点ｎまでの各電流減少期間において減少する。
【００３６】
各電流増加期間は、電気角６０度をもつ。各一定電流期間は、電気角６０度をもつ。各電流減少期間は、電気角６０度をもつ。隣接２相電流の間の各位相差は、電気角６０度をもつ。電流増加期間の増加相電流と電流減少期間の減少相電流との和が、一定電流期間の一定電流に等しいことが重要である。
【００３７】
相電流IU１-IW２は、スイッチT１-T６のPWMスイッチングにより形成される。第１の事例において、スイッチT１-T６は、電流増加期間と一定電流期間においてPWMスイッチングされる。第２の事例において、スイッチT１-T６は、電流増加期間と電流減少期間においてPWMスイッチングされる。図８に示される実線I１-I６は模式的な電流形状を示すことが、理解されるべきである。更に、時点iを通過する実線は、ダイオードD１-D６を通過する最大の消磁電流である。
【００３８】
したがって、相電流IW２は、時点ｔ４から時点ｔ５までのサブ期間Aにおいて相電流IU１とIW１との和に等しくなる。相電流IU１は、時点ｔ５から時点ｔ６までのサブ期間Bにおいて相電流IW２とIU２との和に等しくなる。相電流IU２は、時点ｔ６から時点ｔ１までのサブ期間Cにおいて相電流IU１とIV１との和に等しくなる。相電流IV１は、時点ｔ１から時点ｔ２までのサブ期間Dにおいて相電流IU２とIV２との和に等しくなる。相電流IV２は、時点ｔ２から時点ｔ３までのサブ期間Eにおいて相電流IV１とIW１との和に等しくなる。相電流IW１は、時点ｔ３から時点ｔ４までのサブ期間Fにおいて相電流IV２とIW２との和に等しくなる。
【００３９】
結局、一定電流期間の相電流を電流増加期間及び電流減少期間の隣接２相電流の和に一致させるために、６つのスイッチT１-T６の２つがPWMスイッチングされる時、中性点NU、NLの電圧は連続的にDCリンク電圧の半分になることが理解される。その結果、図４に示される大きなキャパシタC１、C２は省略されるかもしくは非常に小さくなる。更に、６つのスイッチT１-T６をもつパワーコンバータ９は、低騒音で低振動の６相SRMを駆動することができる。
【００４０】
したがって、ステータ２とロータ４との間の磁気力が空間的にもしくは時間的に分散されるので、簡単なパワーコンバータ９は、騒音、振動、トルクリップルを大幅に低減することができる。更に、パワーコンバータ９は、スイッチT１-T６の２つだけをPWMスイッチングすることにより同時に３つの相電流を供給する。これにより、パワーコンバータ９のスイッチング電力損失が低減される。更に、消磁電流はただ１つのダイオードだけを流れるので、ダイオードD１-D６の電力損失が低減される。図１、図２に示される先行技術では、消磁電流は、２つのダイオードを順番に流れる。
【００４１】
図９は、スイッチ制御を示すフローチャートである。最初に、SRMを制御するための情報がステップS１００にて検出される。この情報は、トルク指令値Tin、ロータ位置Protor、ロータ速度Vrotor、相電流IU１-IW２を含む。次のステップS１０２にて、インダクタンスLU１-LW２が、インダクタンスLU１-LW２と相電流IU１-IW２とローター位置Protorとの関係を示す記憶マップから、サーチサーチされる。次のステップS１０４にて、相トルクTU１-TW２が、相電流IU１-IW２、相インダクタンスLU１-LW２、ローター速度Vrotorに基づいて計算される。それから、合計トルクTtotalが、６つの相トルクTU１-TW２により計算される。
【００４２】
さらに、合計トルクTtotalとトルク指令値Tinとの間のトルク差異Tdifが計算される。次のステップS１０６にて、次回の各相電流IU１-IW２が、トルク差Tdifと検出された相電流IU１-IW２とに基づいて決定される。次のステップS１０８にて、スイッチT１-T９のゲート電圧が、次回の相電流IU１-IW２に基づいて決定される。上記のソフトフィードバック動作の代わりに、ハードウエアによるフィードバック動作が採用されてもよい。
【００４３】
図１０は、電気角６０度のサブ期間Bにおけるこの６相SRMの磁束Fxを示す模式側面図である。図１１は、電気角６０度のサブ期間Cにおける磁束Fxを示す模式側面図である。励磁された奇数番目のステータポール２０は、N極を有する。励磁された偶数番目のステータポール２０は、S極を有する。同時に給電される３つの相電流を用いることにより、磁束Fxは、隣接する２個のステータポール２０だけを巡回する。言い換えると、図１０、図１１に示される６相SRMは、特別のコア構造を用いることなくいわゆる短磁路SRMとなる。したがって、鉄損が大幅に低減される。１２/１４タイプの従来の６相SRMの代わりに、他の公知の６相SRM、たとえばＵ形セグメントロータコアをもつ６相SRMや、Ｕ型セグメントステータコアをもつ６相SRMを採用することができる。
【００４４】
（第１変形態様）
第１変形態様が、図１２-図１４を参照して説明される。図１２は、軸方向AXにタンデム配置された６つの単相TFSRMをもつ他の６相横磁束機械（TFSRM）を示す模式断面図である。６つの単相のTFSRMは、ステータコア２U１-２W２に対面するロータコア４U１-４W２を有している。ロータコア４U１-４W２は、環状のコアバックで接続された左ティース４０Lと右ティース４０Rを有している。ステータのコア２U１-２W２は、環状のコアバックで接続された左ティース２０Lと右ティース２０Rを有している。環状の相巻線３U１-３W２は、左ステータティース２０Lと右ステータティース２０Rの各ペアの間に形成された各環状スロットに別々に収容されている。左ロータティース４０Lは、径方向RAにおいて左ステータティース２０Lに対面している。右ロータティース４０Rは、径方向RAにおいて右ステータティース２０Rに対面している。
【００４５】
図１３は、ステータティース２０L、２０Rの配列を示す周方向展開図である。図１４は、ロータティース４０L、４０Rの配列を示す周方向展開図である。左ステータティース２０L、右ステータティース２０R、左ロータティース４０L、右ロータティース４０Rはそれぞれ、周方向PHに配列されている。図５に示されるパワーコンバータは、図１２-図１４に示される６相TFSRMを駆動することができる。電流IU１-IW２とインダクタンスLU１-LW２の形状は、図８に示されている。
【００４６】
（第２変形態様）
第２変形態様が、図１５、図１６を参照して説明される。図１５は、図１６に示されるもう一つの６相SRMのタイミングチャートである。図１６に示される６相１２/１０SRMは、１０個のロータポール当たり１２個のステータポールをもつ。図１５に示される６つの相電流IU１-IW２は、図８に示される６つの相電流と同じである。しかし、ロータポール４０の個数が互いに異なるので、図１５に示されるインダクタンスLU１-LW２は、図８に示されるインダクタンスLU１-LW２と異なる形状をもつ。
【００４７】
（第３変形態様）
第３変形態様が図１７を参照して説明される。図１７は、相電流IU１-IW２のもう１つの例を示すタイミングチャートである。実線は、小振幅の相電流IU１-IW２を示す。破線は、大振幅の相電流IU１-IW２を示す。６つのインダクタンスLU1-LW2は、図６-図１４に示される６相SRMの相巻線3U１-３W2のインダクタンスを示す。６つのインダクタンスLU1’-LW2’は、図１５-図１６に示される６相SRMの相巻線3U１-３W2のインダクタンスを示す。相電流IU１-IW２はそれぞれ、正弦波形の正の半分をもつ。U１相電流IU１は、時点ｔ４から時点ｔ１まで流れる。U２相電流IU２は、時点ｔ５から時点ｔ２まで流れる。V１相電流IV１は、時点ｔ６から時点ｔ３まで流れる。V２相電流IV２は、時点ｔ１から時点ｔ４まで流れる。W１相電流IW１は、時点ｔ２から時点ｔ５まで流れる。W２相電流IW２は、時点ｔ３から時点ｔ６まで流れる。
【００４８】
サブ期間Dにおいて、相電流IW２は、相電流IU１、IW１の和に等しい。サブ期間Eにおいて、相電流IU１は、相電流IW２、IU２の和に等しい。サブ期間Fにおいて、相電流IU２は、相電流IU１、IV１の和に等しい。サブ期間Aにおいて、相電流IV１は、相電流IW２、IV２の和に等しい。サブ期間Bにおいて、相電流IV２は、相電流IU１、IW１の和に等しい。サブ期間Cにおいて、相電流IW１は、相電流IV２、IW２の和に等しい。したがって、振動と騒音とが低減される。相電流IU１-IW２の形状は、２つの相のPWMスイッチングにより形成される。
【００４９】
さらに、それぞれ半波整流正弦波形をもつ相電流IU1ーIW2の採用により、鉄損が大幅に低減される。従来、スイッチドリラクタンスモータ（SRM）をそれぞれ半波整流正弦波形をもつ相電流で駆動することは知られていなかった。さらに、更に、半波整流正弦波によりSRMを駆動することにより鉄損を低減することも知られていなかった。鉄損が高速領域で大幅に低減されるので、高速領域で回転するSRMに半波整流正弦波形の相電流を供給することが望ましい。同様に、この半波整流正弦波を用いる相電流を採用することにより、公知の他のSRMの鉄損も低減される。半波整流正弦波形の相電流をSRMの相巻線に供給するために、SRMの相巻線に半波整流正弦波形の相電圧を印加することができる。更に、半波整流正弦波形の各相磁束を発生するために、磁気コアの非線形磁気特性に基づいて各相電流を変調することも可能である。
【００５０】
（第２実施例）
第２実施例が図１８-図３２を参照して説明される。図１８は、もう１つの６相パワーコンバータ９を示す回路図である。図１８に示されるこのパワーコンバータ９は、図１８に示される中性電圧コントローラ９Cを除いて、図５に示されるパワーコンバータ９と本質的に同じである。図１８に示される中性電圧コントローラ９Cは、接続スイッチ９C、電流吸収レグ９０７、電流供給レグ９０８をもつ。
【００５１】
接続スイッチT９は、上の３相巻線３ｋの上中性点NUを下の３相巻線３Lの下中性点NLに接続する。電流吸収レグ９０７は、電流吸収ダイオードD７と電流吸収スイッチT７とを有している。電流吸収ダイオードD７のカソード電極は、高電位DCリンク線１０００に接続されている。電流吸収ダイオードD７のアノード電極は、上の中性点NUに接続されている。電流吸収スイッチT７は、上中性点NUを低電位DCリンク線２０００に接続する。
【００５２】
電流供給回路９０８は、電流供給スイッチT８と電流供給ダイオードD８を有している。電流供給スイッチT８は、下中性点NLを高電位DCリンク線１０００に接続する。電流供給ダイオードD８のアノード電極は、低電位DCリンク線２０００に接続されている。電流供給ダイオードD８のカソード電極は、下中性点NLに接続されている。
【００５３】
コントローラ３００は、パワーコンバータ９のモータ駆動動作を制御する。コントローラ３００は、非対称ブリッジモード、加速ブリッジモード及び二重ミラー・モードと呼ばれる３つのモータ駆動モードをもつ。接続スイッチT９がオンされ、スイッチT７、T８がオフされる時、非対称ブリッジモードが実行される。したがって、非対称ブリッジモードは、図５-図１７を参照して説明されたモータ動作と同じである。
【００５４】
(加速ブリッジモード)
この加速ブリッジモードが図１９を参照して説明される。この加速ブリッジモードにおいて、接続スイッチT９はオンされる。更に、増加電流Iiと減少電流Idとの合計と定電流Icとの差を低減するために、電流吸収スイッチT７と電流供給スイッチT８のどちらかがオンされる。言い換えれば、第１相電流と第３相電流との合計と第２相電流との差を低減するために、スイッチT７、T８のどちらかがオンされる。第１相電流と第３相電流との合計と第２相電流との差は、スイッチT７の電流I７とスイッチT８の電流I８のどちらかに等しい。第１相電流と第３相電流の合計と第２相電流との差を電流I７、I８のどちらかに一致させるために、スイッチT７とT８のどちらかがPWMスイッチングされる。したがって、パワーコンバータ９は大きなトルクを発生するために大振幅の相電流IU１-IW２を供給することができる。
【００５５】
この加速ブリッジモードによれば、上ブリッジ９Aと下ブリッジ９Bとの電流差は、電流吸収スイッチT７と電流供給スイッチT８とのどちらかをPWMスイッチングすることにより吸収される。したがって、上ブリッジ９Aと下ブリッジ９Bとの間の電流差は、電流I７と電流I８とのどちらかにより吸収される。
【００５６】
図１９は、サブ期間D-Fにおける３つの相電流IU１、IU２、IW２を示すタイミングチャートである。実線は、大きな振幅をもつ３つの相電流IU１、IU２、IW２を示す。破線は、小振幅の３相電流IU１、IU２、IW２を示す。たとえば、相電流IU１、IU２、IW２の増加電流Iiは、いわゆるワンパルス法で供給される。このワンパルス法では、ワンパルスのゲート電圧が、スイッチのゲート電極に印加される。
【００５７】
ワンパルス法（シングルパルス法とも呼ばれる）の代わりにPWMスイッチング法を採用することができる。サブ期間FにおけるV１相電流IV１の増加電流IiのPWMスイッチングにより、U１相電流IU１とV１相電流IV１の合計とU２相電流IU２との差がゼロになることがわかる。しかし、U１相電流IU１（第１相電流）とV１相電流IV１（第３相電流）との和とU２相電流IU２（第２相電流）との間の電流差Ixは、大電流運転おいて大きなリップルを有している。コントローラ３００は、記憶マップ及び検出情報に基づいて電流差Ixを計算し、電流吸収スイッチT７及び電流供給スイッチT８をPWMスイッチングすることにより、相巻線３U１-３W２に電流差Ixを供給する。図１９では、スイッチT７が期間T７においてPWMスイッチングされる。スイッチT８が期間T８においてPWMスイッチングされる。時点Txで、電流差Ixは、ゼロになる。
【００５８】
フィードバック制御法が、スイッチT７、T８の制御のために採用される。相電流IU１、IV１、IW１の合計が相電流IU２、IV２、IW２の合計より大きいとき、スイッチT７がオンされる。同様に、相電流IU１、IV１、IW１の合計が相電流IU２、IV２、IW２の合計より小さいとき、スイッチT８がオンされる。
【００５９】
加速ブリッジモードを実行する好適態様によれば、中性電圧をDCリンク電圧の半分に維持するために、スイッチT７、T８は、中性点NU、NLの中性電圧に基づいてフィードバック制御法でスイッチングされる。スイッチT７は、この中性電圧がDCリンク電圧の半分より高い時、オンされる。同様に、スイッチT８は、この中性電圧がDCリンク電圧の半分より低い時、オンされる。
【００６０】
（二重ミラー・モード）
モータ運転動作の二重ミラー方法が、図２０-図２３を参照して説明される。この二重ミラー・モードによれば、接続スイッチT９はオフされる。言い換えると、上ブリッジ９Aと電流吸収レグ９０７のペアは、第１ミラー・コンバータを構成する。下ブリッジ９Bと電流供給レグ９０８のもう１つのペアは、第２ミラー・コンバータを構成する。
【００６１】
ミラー・コンバータの基本モータ動作が、図２を参照して説明される。励磁期間に、スイッチT８及びスイッチT２、T４、T６の１つのオンにより、１相の励磁電流が流れる。もう一つの相の消磁が終了していなければ、フリーホィーリング電流が、励磁期間にスイッチT８とダイオードD２、D４、D６のもう一つとを通じて流れる。消磁期間において、１相の消磁電流は、すべてのスイッチT２、T４、T６、T８をオフすることにより流れる。１つの相の励磁期間ともう一つの相の消磁期間とは、互いに重ねられることができない。したがって、従来のミラー・モードは、バックEMFが小さいので、フリーホィーリング電流の消磁が低速領域で遅いという弱点を有している。
【００６２】
図２０、図２１は、図９に示されるサブ期間Dにおける相電流IU１、IW１、IW２を示す。図２０は、サブ期間Dにて実行される励磁モードを示す。スイッチT１、T７、T６、T８はオンされる。励磁電流IU１は、スイッチT１、T７を通じてU１相巻線３U１を流れる。フリーホィーリング電流IWIが、ダイオードD５、スイッチT７を通じてW１相巻線３W１を循環する。定電流IW２は、スイッチT６、T８を通じてW２相巻線３W２を流れる。
【００６３】
図２１は、サブ期間Dに実行される消磁モードを示す。スイッチT８、T６がオンされ、スイッチT７がオフされる。消磁電流IW１は、DCリンク線１０００、２０００を通じてDC電源（図示せず）を充電する。フリーホィーリング電流IU１の減少は遅い。一定の電流IW２は、スイッチT６、T８を通じてW２相巻線３W２を流れる。上記に説明されたサブ期間Dの励磁モード及び消磁モードは、サブ期間F、Bの励磁モード及び消磁モードと基本的に同じである。
【００６４】
図２２、図２３は、サブ期間Eにおける相電流IU１、IU２、IW２を示す。図２２は、サブ期間Eにおける励磁モードを示す。図２２において、スイッチT１、T２、T７、T８がオンされる。励磁電流IU２は、スイッチT２、T８を通じてU２相巻線３U２を流れる。フリーホィーリング電流IW２は、ダイオードD６、スイッチT８を通じてW２相巻線３W２を循環する。一定の電流IU１は、スイッチT１、T７を通じてU１相巻線３U１を流れる。
【００６５】
図２３はサブ期間Eにおける消磁モードを示す、図２３において、スイッチT１、T７がオンされ、スイッチT８がオフされる。消磁電流IW２は、DCリンク線１０００、２０００を通じてDC電源（図示せず）を充電する。フリーホィーリング電流IU２の減少は遅い。一定の電流IU１は、スイッチT１、T７を通じてU１相巻線３U１を流れる。サブ期間A、Cの励磁モード及び消磁モードは、上記に説明したサブ期間Eの励磁モード及び消磁モードと基本的に同じである。
【００６６】
上記二重ミラー・モードによれば、励磁モード及び消磁モードは、各サブ期間において所定周波数で交互に実行される。好ましくは、ブリッジ９Aと９Bとのどちらかが、増加電流（励磁電流）Iiと減少電流（消磁電流）Iｄとの両方を供給する。ブリッジ９A、９Bの他の一つは、一定の電流Icを供給する。たとえば、増加電流Iiと一定の電流Idの両方が、PWMスイッチングにより供給される。これにより、一相の励磁ともう一相の消磁との両方が各サブ期間にて良好に実行される。二重ミラー・モードにおける励磁の実行時間及び消磁の実行時間はそれぞれ、非対称ブリッジモードと比較において半分になることがわかる。しかし、相巻線３U１-３W２に印加される直流電圧は、２倍になる。したがって、所定の搬送周波数で励磁と消磁とを交互に繰り返すことにより、励磁速度と消磁速度の両方とも遅延されない。
【００６７】
たとえば、図２０に示される励磁モードと図２１に示される消磁モードとは、スイッチT７をPWMスイッチングすることによって、サブ期間D、F、Bのそれぞれにおいて交互に繰り返される。スイッチT１のオフの代わりにスイッチT７がオフされるので、励磁モードにおいて、U１相電流IU１がフリーホィーリング電流になる。これにより、励磁電流であるU１相電流IU１の低減が抑制される。上スイッチT８とW２相下スイッチT６の両方又はどちらかをPWMスイッチングすることにより、一定の電流Icである励磁流IW２は所定値に保持される。
【００６８】
同様に、図２２に示される励磁モードと図２３に示される消磁モードとは、スイッチT８をPWMスイッチングすることによって、サブ期間E、A、Cのそれぞれにおいて交互に繰り返される。スイッチT２のオフの代わりにスイッチT８がオフされるので、励磁モードにおいて、U２相電流IU２がフリーホィーリング電流になる。これにより、励磁電流であるU２相電流IU２の低減が抑制される。下スイッチT７とU１相上スイッチT１の両方又はどちらかをPWMスイッチングすることにより、一定の電流Icである励磁流IU１は所定値に保持される。
【００６９】
消磁電流がサブ期間A-Fの各初期に最大であり、励磁電流がサブ期間A-Fの各最後にて最も大きいことが重要である。したがって、コントローラ３００は、サブ期間A-Fのそれぞれの間中、比率Rt（励磁時間Tde/消磁時間Tma）を連続的に減少させる。これにより、励磁電流の平均値及び消磁電流の平均値はそれぞれ、上記時分割動作により、減少されない。このように、二重ミラー・モードにおいて全バッテリー電圧を各相に印加することは、励磁電流の平均値と消磁電流の平均値とを増加させる。言い換えると、図２１、図２３に示される消磁モードは、サブ期間A-Fの各初期において、図２０、図２２に示される励磁モードよりも長く実行される。消磁時間は徐々に短くなる、そして、励磁時間は徐々に長くなる。
【００７０】
上記の３つのモードにおけるスイッチT１-T９のスイッチングパターンが図２４-２６に示される。図２４は、図８に示される非対称ブリッジモードを実行するためのスイッチT１-T９のスイッチングパターンを示すタイミングチャートである。図２５は、図２０に示される加速ブリッジモードを実行するためのスイッチT１-T９のスイッチングパターンを示すタイミングチャートである。図２４、図２５において、電流増加期間Tiと定電流期間Tcが順番に実行される。図２４、図２５において、接続スイッチT９がオンされる。
【００７１】
図２４において、スイッチT１-T６は、電流増加期間Tiの間中、PWMスイッチングされる。図２５において、スイッチT１-T６は、定電流期間Tcの間中、PWMスイッチングされる。さらに、スイッチT７、T８が、交互にPWMスイッチングされる。図２６は、二重ミラー・モードを実行するためのスイッチT１-T９のスイッチングパターンを示すタイミングチャートである。パワーコンバータ９は、二重ミラー・モードにおいて２つの三相電流を発生する。しかし、２つの三相電流が互いに位相差をもつので、DC電源から供給される全電流の電流リップルISは、小さい振幅と高い周波数をもつ。結果として、パワーコンバータ９に接続される平滑キャパシタは小さくなる。
【００７２】
（モード変更法）
モード変更法が図２７を参照して説明される。図２７は、コントローラ３００により実行されるモード変更法の１例を示すフローチャートである。最初のステップS６００にて、上ブリッジ９Aが正常かどうかが判断される。もし上ブリッジ９Aにトラブルがあるなら、ステップS６０２にて下ブリッジ９Bだけがミラー・コンバータとして運転される。言い換えると、励磁電流は、スイッチT８から相巻線３U２、３V２、３W２を通じて３つの下スイッチT２、T４、T６の１つに供給される。
【００７３】
次のステップS６０４にて、下ブリッジ９Bが正常かどうかが判断される。もし下ブリッジ９Bがトラブルをもつならば、ステップS６０６にて上ブリッジ９Aだけがミラー・コンバータとして駆動される。言い換えると、励磁電流は、３つの上スイッチT１、T３、T５のうちの１つから相巻線３U１、３V１と３W１を通じてスイッチT７に供給される。次に、ステップ６０８にて、上ブリッジ９Aと下ブリッジ９Bの両方とも正常かどうかが判断される。もしも上ブリッジ９Aと下ブリッジ９Bの両方にトラブルがあるならば、ブリッジ９A、９Bが停止され、ステップ６１４にてコントローラ３００はアラーム信号を出力する。
【００７４】
次に、ステップS６１０にて、検出されたロータ速度Nrが所定の高閾値Nrthhより高いかどうかが判断される。ロータ速度Nrが高閾値Nrthhより高い時、ステップS６１２にて二重ミラー・モードが実行される。バッテリの全部が各相巻線3U１-３W２にそれぞれ印加されるため、二重ミラー・モードは、高速領域でのSRMの駆動に優秀である。高速領域でたとえバックEMFが増加しても、十分な値の相電流IU１-IW２が相巻線３U１-３W２に供給される。
【００７５】
次に、ステップS６１０にて、検出されたロータ速度Nrが所定の高閾値Nrthhより高いかどうかが判断される。ロータ速度Nrが高閾値Nrthhより高いとき、ステップS６１２にて二重ミラー・モードが選択される。さらに、ステップS６１６にて、検出されたモータ回転速度Nrが所定の低閾値NrthLより低いかどうかが判断される。速度Nrが低閾値NrthLより低い時、モータトルク指令値Tiが所定しきい値Tthより大きいか否かがステップS６１８にて判定される。モータトルク指令値Tiが所定値Tthより大きくなければ、ステップS６２０にて非対称ブリッジモードが実行される。モータトルク指令値Tiが所定値Tthより大きければ、ステップS６２２にて加速ブリッジモードが実行される。非対称ブリッジモードは低速領域にて優秀である。加速ブリッジモードは低速高トルク領域にて優秀である。
【００７６】
(第１変形態様)
第１変形態様が、図２８、図２９を参照して説明される。図２８は、二重ミラー・モードにおける相電流IU１-IW２のもう１つの形状を示すタイミングチャートである。U１相電流IU１は、DC電流Idcと正弦波電流IU１acとの和に等しい。U２相電流IU２は、DC電流Idcと正弦波電流IU２acとの和に等しい。V１相電流IV１は、DC電流Idcと正弦波電流IV１acとの和に等しい。V２相電流IV２は、DC電流Idcと正弦波電流IV２acとの和に等しい。W１相電流IW１は、DC電流Idcと正弦波電流IW１acとの和に等しい。W２相電流IW２は、DC電流Idcと正弦波電流IW２acとの和に等しい。
【００７７】
相電流IU１-IW２の形状は、二重ミラー・モードが実行される時に可能となる。なぜなら、第１相電流と第３相電流との和は、第２相電流に等しくないからである。SRMの鉄損が大幅に低減されるので、図２８に示される相電流IU１-IW２の形状は、SRMの高速領域において最適である。相電流IU１-IW２の形状は、２相のPWMスイッチングにより形成される。
【００７８】
図２９は、図２８に示される相電流IU１-IW２の上記正弦波形状の選択を示すフローチャートである。最初に、回転速度Vrが所定閾値Vthより高いか否かがステップS２００にて判定される。ロータ速度Vrが高くない時、運転者が静かな運転を希望しているか否かがステップS２０２にて判定される。運転者が強力なトルクを望む時、他の電流波形がステップS２０４にて選択される。ロータ速度Vrが高いか、あるいは、運転者が静かな運転を希望する時、図２８に示される電流波形がステップS２０６にて選択される。図２８に示される電流形状の代わりに、図１６に示される半波整流正弦波形の相電流がステップS２０６のサイレントモードにて採用されることができる。たとえば、図１６に示される半波整流正弦波形の相電流は、低速領域又は非対称ブリッジモード又は加速ブリッジモードにて採用される。そして、直流電流と正弦波交流電流との和からなる相電流は、高速領域又は二重ミラー・モードにて採用される。これにより、快適な運転と高速での高効率が実現される。
【００７９】
従来、スイッチドリラクタンスモータ（SRM）を直流バイアス正弦波形の相電流で駆動することは知られていなかった。更に、高速領域時に直流バイアス正弦波形の相電流により、SRMを駆動することにより鉄損を低減することも知られていなかった。他のSRMたとえば３相SRMも、この直流バイアス正弦波形のを用いることができる。
【００８０】
(第２変形態様)
第２変形態様が図３０を参照して説明される。図３０に示されるパワーコンバータは、接続スイッチT９の代わりに接続ダイオードD９をもつ。図３０に示されるパワーコンバータ９は、図１８に示されるパワーコンバータ９とほぼ同じ動作をもつ。ただ、二重ミラー・モードにおいて、上中性点NUの電圧が下中性点NLの電圧とダイオードD９の和よりも高い時、電流が上中性点NUから下中性点NLに流れる。言い換えると、上中性点NUの電圧が下中性点NLの電圧とダイオードD９の和よりも高い時、電流吸収スイッチT７及び電流供給スイッチT８の電流は低減される。
【００８１】
(第３変形態様)
第３変形態様が図３１を参照して説明される。図３１に示されるパワーコンバータは、接続スイッチT９の代わりに接続ダイオードD９をもつ。さらに、電流吸収ダイオードD７と電流供給ダイオードD８は、図３１において省略されている。しかし、励磁電流がスイッチT７とT８を流れるので、励磁はスイッチT７、T８のオンにより加速される。
【００８２】
(第４変形態様)
第４変形態様が図３２を参照して説明される。図３２では、スイッチT７、T８が省略される。けれども、消磁電流がダイオードD７、D８を通じて直流電源に流れるので、接続スイッチT９のオフにより、消磁が加速される。
【００８３】
(第５変形態様)
第５変形態様が、図３３を参照して説明される。図３３では、接続スイッチT９とダイオードD７、D８とが省略される。しかし、非対称のブリッジモードにおいて、上ブリッジ９Aの電流と下ブリッジ９Bの電流との差は、スイッチT７、T８のスイッチングにより吸収される。
【００８４】
（第６変形態様）
第６変形態様が、図３４、図３５を参照して説明される。図３４は、図３５に示される周知の３相SRMに給電される相電流IU１-IW２を示すタイミングチャートである。図３５は、６/４タイプの３相SRMを示す模式展開図である。６つの相巻線３U１-３W２は、６個のステータポール２０に個別にかつ順番に巻かれている。ロータコア４は、６個のステータポール２０につき４個のロータポール４０を有している。U１相巻線３U１を流れるU１相電流IU１は、U２相巻線３U２を流れるU２相電流IU２と同じである。V１相巻線３V１を流れるV１相電流IV１は、V２相巻線３V２を流れるV２相電流IV２と同じである。W１相巻線３W１を流れるW１相電流IW１は、W２相巻線３W２を流れるW２相電流IW２と同じである。
【００８５】
この３相SRMのモータ動作は、第２実施例のモータ動作と基本的に同じである。したがって、共通の中性点に接続される６つの相巻線3U１-３W２をもつこの３相SRMは、上述の６相SRMと等しい利点をもつ。しかし、U２相電流IU２は、U１相電流IU１と同相である。V２相電流IV２は、V１相電流IV１と同相である。W２相電流IW２は、W１相電流IW１と同相である。言い換えると、スイッチT１、T２は、同じスイッチングパターンを有している。スイッチT３、T４は、同じスイッチングパターンを有している。スイッチT５、T６は、スイッチングパターンを有している。
【００８６】
図３４に示される３相動作と、図５-図３３に示される６相動作の間のもう一つの違いが図３４を参照して説明される。図３４に示されるように、６/４タイプの３相SRMは、第１電流減少期間Td１と第２電流減少期間Td２とをもつ。二重ミラー・モードの第１電流減少期間Td１では、２つのミラー・コンバータは各々消磁活動だけを実行する。二重ミラー・モードの第２電流減少期間Td２では、２つのミラー・コンバータは、消磁動作と励磁動作とを交互に実行する。非対称ブリッジモードは、低速領域で好適であり、二重ミラー・モードは、高速領域で好適である。
【００８７】
第７変形態様
第７変形態様が、図３６、図３７を参照して説明される。図３６は、８個のロータポール４０当たり６個のステータポール２０をもつもう一つの３相SRMの模式展開図である。６つの相巻線３U１-３W２は、６個のステータポール２０に別々にかつ順番に巻かれている。１個のステータポールに同相の２個の相巻線を巻くことも可能である。図３７は、図３６に示される３相SRMの相巻線３U１-３W２に供給される相電流IU１-IW２を示すタイミングチャートである。非対称ブリッジモードは、低速領域で好適であり、二重ミラー・モードは、高速領域で好適である。
【００８８】
第８変形態様
第８変形態様が、図３８-図４０を参照して説明される。図３８は、軸方向AXにタンデム配列された３つの単相TFSRMをもつ３相TFSRMを示す模式断面図である。３つの単相TFSRMはそれぞれ、ステータコア２U-２Wのそれぞれに対面するロータコア４U-４Wをもつ。各ロータコアは、環状のコアバックで接続された左ティース４０L及び右ティース４０Rを有する。各ステータのコアは、環状のコアバックで接続された左ティース２０L及び右ティース２０Rを有する。環状のU相巻線３U１、３U２は、U相ステータコア２Uの環状スロットに収容されている。環状のV相巻線３V１、３V２は、V相ステータコア２Uの環状スロットに収容されている。環状W相巻線３W１、３W２は、W相ステータコア２Wの環状スロットに収容されている。左ロータティース４０Lは、径方向RAにおいて左ステータティース２０Lに対面している。右ロータティース４０Rは、径方向RAにおいて右ステータティース２０Rに対面している。
【００８９】
図３９は、ステータティース２０L、２０Rの配列を示す周方向展開図である。図４０は、ロータティース４０L、４０Rの配列を示す周方向展開図である。左ステータティース２０L、右ステータティース２０R、左ロータティース４０L、右ロータティース４０Rはそれぞれ、周方向PHに配列されている。
【００９０】
上記説明された各パワーコンバータ９は、図３８-図４０に示される３相SRMを駆動することができる。相電流IU１-IW２の形状は図３４に示される。非対称ブリッジモードは、低速領域で好適であり、二重ミラー・モードは、高速領域で好適である。
【００９１】
(第３実施例)
第３実施例が、図４１を参照して説明される。図４１は、４相SRMを駆動するための４相パワーコンバータを示す回路図である。図４１に示されるこのパワーコンバータ９は、図１８に示されるパワーコンバータと本質的に同じである。しかし、上ブリッジ９Aは、X相巻線３XとZ相巻線３Zを駆動するためのただ２つのレグ９０１、９０３だけをもつ。同様に、下ブリッジ９Bは、Y相巻線３YとT相巻線３Tを駆動するためのただ２つのレグ９０２、９０４だけをもつ。
【００９２】
図４１に示される４相パワーコンバータ９は、上記説明された非対称ブリッジモード、加速ブリッジモード及び二重ミラー・モードをもつことができる。更に、図４１に示されるパワーコンバータ９は、それぞれ半波整流正弦波形をもつ４相電流IX、IY、IZ、ITを供給することができる。更に、図４１に示されるパワーコンバータ９は、直流電流成分と正弦波交流電流成分とを和に等しい各相電流を供給することができる。直流電流成分及び正弦波交流電流成分の振幅は等しい。結局、図４１に示される４相パワーコンバータ９は、図１８に示される６相パワーコンバータと同様の利点を有する。
【００９３】
(第1変形態様)
第１変形態様が図４２を参照して説明される。図４２に示されるパワーコンバータ９は、図４１に示されるパワーコンバータ９と本質的に同じである。しかし、図４２に示されるパワーコンバータ９は、接続スイッチT９の代わりに接続ダイオードD９をもつ。図４２に示されるパワーコンバータ９の動作及び利点は、図３０に示されるパワーコンバータ９とほぼ同じである。
【００９４】
図４４は、図４１、図４２に示されるパワーコンバータの非対称ブリッジモードにおける相電流IX-ITを示すタイミングチャートである。各相電流IX-ITは、スイッチT1-T4のオン期間において時点ｔｋからPWMスイッチングされる。全相電流IX、IZ、IY、ITの和がゼロになる時、中性点NU、NLの電圧VnはほぼDCリンク電圧Vdclinkの半分となる。したがって、全相電流IX、IY、IZ、ITの和がゼロになる時点Ttp、TtnにてスイッチT７、T８を切り換えればよい。図４５は、図４１、図４２に示されるパワーコンバータの二重ミラー・モードにおける相電流を示すタイミングチャートである。図４６は、図４３に示される非対称ブリッジモードにおいて、中性点NU、NLの電圧Vnに基づいてスイッチT７、T８の切り換える例を示すブロック回路図である。コンパレータ７０１は、中性点NU、NLの電圧Vnと参照電圧Vref（＝０．５Vdclink)と比較する。電圧Vnが参照電圧Vrefより大きいとき、ゲートコントローラ７０２は、スイッチT7をオンし、電圧Vnが参照電圧Vrefより小さいとき、ゲートコントローラ７０３は、スイッチT８をオンする。
【００９５】
中性点に接続される６つのレグをもつパワーコンバータを意味する６相パワーコンバータ９が、第１実施例と第２実施例の中で説明された。中性点に接続される４つのレグをもつ４相パワーコンバータが第３実施例で説明された。しかし、熟練エンジニアにとって、より多相のパワーコンバータがより多相のSRMを駆動可能なことは容易に理解される。更に、パワーコンバータ９は、スイッチドリラクタンス発電機（SRG）を励磁することもできることも容易に理解される。さらに、本発明のパワーコンバータ９は、残留磁気エネルギーを一時的に蓄積するために、キャパシタやリアクタをもつエネルギー吸収器を含むことができる。たとえば、下ダイオードD１、D３、D５のアノード電極は、リアクトル又はスイッチを通じてDCリンク線２０００から電流を吸収可能なキャパシタに接続されることができる。同様に、図３に示される上ダイオードD２、D４、D６のカソード電極は、リアクトル又はスイッチを通じてDCリンク線１０００に電流を供給可能なキャパシタに接続されることができる。更に、パワーコンバータ９のダイオードD１-D９は、本質的に同じ整流動作を行うトランジスタを含むことができる。もしくは、ダイオードの電力損失を減らすために、ダイオードD１-D９と並列にトランジスタを接続してもよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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