(57)【要約】【課題】記録ヘッド駆動用の出力電圧とともにモータ駆動用の出力電圧をも安定化させるための記録装置のスイッチング電源回路を提供することである。【解決手段】この回路は、第１の２次巻線により第１の出力電圧を生成し、第２の２次巻線により第１の出力電圧に重畳される重畳電圧を生成するトランスと、そのトランスを駆動する駆動部を備える。さらに、第１の出力電圧及び重畳電圧を整流・平滑する第１及び第２の整流・平滑回路と、整流・平滑された重畳電圧を整流・平滑された第１の出力電圧に加算して第２の出力電圧を出力する加算部とを備える。この構成で、第１及び第２の出力電圧を夫々、ＤＣカップリングによりフィードバックし、該フィードバックされた第１及び第２の出力電圧を第１及び第２のフィードバック・ファクタにより夫々調整し、該調整された各フィードバック成分を合成して増幅する。そして、その合成し増幅されたフィードバック成分により駆動部をＰＷＭ制御する。【選択図】  図４
2013034365.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有する変圧手段と、 
前記第１の２次巻線で生成された電圧から第１の直流電圧を生成する第１の直流電圧生成手段と、 
前記第１の直流電圧に前記第２の２次巻線で生成された電圧が重畳された電圧から、第２の直流電圧を生成する第２の直流電圧生成手段と、
前記１次巻線への通電を行うスイッチ手段と、
前記第１の直流電圧生成手段の出力部、前記第１の直流電圧生成手段の出力部及びグランドと、それぞれ抵抗を介して接続された電圧の入力部を有し、前記電圧の入力部に入力される電圧が一定になるように前記スイッチ手段を制御する制御手段とを有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第１の直流電圧と前記第２の直流電圧をそれぞれ、フィードバックする場合、
前記第１の直流電圧生成手段の出力部に接続される第１の抵抗の抵抗値をＲ６、前記第２の直流電圧生成手段の出力部に接続される第２の抵抗の抵抗値をＲ９１とし、前記第１のフィードバック・ファクタをα１、前記第２のフィードバック・ファクタをα２とするなら、
α１＝１／Ｒ６＋１／Ｒ９１
α２＝１／Ｒ９１
であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電源装置と、
第１の直流電圧が供給される記録ヘッドと、
第２の直流電圧が供給されるモータと、
前記記録ヘッドと前記モータを制御する制御部とを有することを特徴とする記録装置。
【請求項４】
記録ヘッドとモータとを有する記録装置であって、
前記記録ヘッドを駆動するための第１の出力電圧と前記第１の出力電圧よりも高く前記モータを駆動するための第２の出力電圧とを生成するスイッチング電源回路を備え、
前記スイッチング電源回路は、
第１の２次巻線により前記第１の出力電圧を生成し、第２の２次巻線により前記第１の出力電圧に重畳される重畳電圧を生成するトランスと、
前記トランスを駆動する駆動部と、
前記第１の出力電圧を整流・平滑する第１の整流・平滑回路と、
前記重畳電圧を整流・平滑する第２の整流・平滑回路と、
前記第２の整流・平滑回路により整流・平滑された前記重畳電圧を前記第１の整流・平滑回路により整流・平滑された前記第１の出力電圧に加算して前記第２の出力電圧を出力する加算手段と、
前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧をそれぞれ、ＤＣカップリングによりフィードバックし、該フィードバックされた前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧を第１のフィードバック・ファクタと第２のフィードバック・ファクタによりそれぞれ調整し、該調整されたそれぞれのフィードバック成分を合成して増幅し、該合成し増幅されたフィードバック成分により前記駆動部をＰＷＭ制御するフィードバック制御手段とを有することを特徴とする記録装置。
【請求項５】
前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧をそれぞれ、ＤＣカップリングによりフィードバックする場合、前記第１の出力電圧に直列に接続される抵抗をＲ６、前記第２の出力電圧に直列に接続される抵抗Ｒ９１とし、前記第１のフィードバック・ファクタをα１、前記第２のフィードバック・ファクタをα２とするなら、
α１＝１／Ｒ６＋１／Ｒ９１
α２＝１／Ｒ９１
となり、
Ｘ＝Ｒ９１／Ｒ６としたとき、前記第１の出力電圧のフィードバック寄与率Ｄ（α１）と前記第２の出力電圧のフィードバック寄与率Ｄ（α２）とはそれぞれ、
Ｄ（α１）＝α１／（α１＋α２）＝（１＋Ｘ）／（２＋Ｘ）
Ｄ（α２）＝α２／（α１＋α２）＝ １／（２＋Ｘ）
で与えられることを特徴とする請求項４に記載の記録装置。
【請求項６】
前記フィードバック制御手段は、前記記録装置の記録動作シーケンスに応じて、入力される制御信号に従って、前記第１及び第２のフィードバック・ファクタの少なくとも１つを変更する変更手段を有することを特徴とする請求項５に記載の記録装置。
【請求項７】
前記変更手段は、
前記制御信号のレベルに従って、前記抵抗Ｒ６及び前記抵抗Ｒ９１の少なくとも一方の抵抗値を変更することを特徴とする請求項６に記載の記録装置。
【請求項８】
前記変更手段は、
前記記録動作シーケンスにおいて、前記記録ヘッドを駆動する期間には前記第１のフィードバック・ファクタを増加させ、前記記録媒体の搬送期間には前記第２のフィードバック・ファクタを増加させることを特徴とする請求項７に記載の記録装置。
【請求項９】
前記記録ヘッドを駆動する期間にはＤ（α１）＝０．８、Ｄ（α２）＝０．２であり、
前記記録媒体の搬送期間にはＤ（α１）＝０．６、Ｄ（α２）＝０．４であることを特徴とする請求項８に記載の記録装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置及び記録装置に関し、特に、電源装置及び、その電源装置を用い、例えば、インクジェット記録ヘッドを用いて記録媒体に画像を記録する記録装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
コンピュータ周辺機器であるインクジェットプリンタは近年、スキャナ機能やコピー機能、更にはファクシミリ機能等も包含するマルチファンクションプリンタへと進化しており、そのコスト性能比の高さゆえに、市場への浸透度も年々深まりつつある。
【０００３】
一般に、インクジェットプリンタの電源としてはスイッチング電源が使用されており、従来の商用周波数（５０／６０Ｈｚ）で動作するドロッパ式電源は重量、電力変換効率、発熱などの点で劣るため、使用される機会が減りつつある。
【０００４】
スイッチング電源は、そのスイッチング方式に基づき幾つかの種類に分類されるが、その回路構成の簡素さやコストの観点から、フライバック方式が最も多く使用されている。最近では、こうしたフライバック方式のための専用の制御ＩＣもメーカ各社から数多く提供されており、比較的容易に高い信頼性を有する回路の設計が可能になった。
【０００５】
図８はフライバック方式による従来のスイッチング電源の例を示す回路図である。この例では、ＩＣ１が市販のＰＷＭ制御ＩＣであり、電流モードのフィードバック制御を実現する。以下、図８に示す回路の動作概略について説明する。
【０００６】
商用周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの入力電圧がブリッジダイオードＢＤ１により整流され、その後電解コンデンサＣ１により平滑されて直流電圧Ｖin（ＤＣ）が生成される。この直流電圧Ｖin（ＤＣ）は国内では約１４０Ｖ、欧州圏などの２３０Ｖ地域では約３２０Ｖとなる。この直流電圧Ｖin（ＤＣ）がトランスＴ１に供給されてトランジスタＱ１によりスイッチング制御され、その結果、トランスＴ１の１次側巻線１１に蓄えられたエネルギーが２次側巻線１２に伝達されて、直流出力電圧Ｖoが生成される。
【０００７】
より詳細には、フライバック方式では、図８のトランジスタＱ１のターンオン期間にトランスの１次側巻線１１（巻線数ｎ１）にエネルギーが蓄えられ、トランジスタＱ１のオフ期間にその蓄えられたエネルギーが２次側巻線１２（巻線数ｎ２）に伝達される。こうして２次側巻線１２に伝達されたエネルギーは、ダイオードＤ２及び電解コンデンサＣ４により整流・平滑され、直流出力電圧Ｖoが生成される。出力電圧Ｖoは抵抗Ｒ６、Ｒ７により分圧され、分圧された電圧が（ノードＶref1の電圧）定電圧レギュレータ、いわゆるシャントレギュレータＩＣ３のリファレンス端子（ＲＥＦ）に入力される。
【０００８】
図１５はシャントレギュレータＩＣ３の説明図である。シャントレギュレータＩＣ３はいわゆるエラーアンプの一種である。図８の例では、カソード（Ｋ）は光結合素子ＩＣ２と接続され、アノード（Ａ）はグランドに接続されている。従って、アノード電圧Ｖａは０Ｖである。シャントレギュレータＩＣ３は、エラーアンプ（比較器）１５１と内部に設けられた固定基準電圧回路１５２を有している。シャントレギュレータＩＣ３は、リファレンス端子（ＲＥＦ）に入力されたノードＶref1の電圧を、固定基準電圧回路１５２の出力電圧と比較して電圧Ｖkを出力する。
【０００９】
この例では、ＩＣ３のリファレンス端子（ＲＥＦ）に入力される基準電圧Ｖref1が常にＤＣ２．５Ｖになるようにその出力電圧であるカソード電圧Ｖkが制御され、フィードバック制御が達成される。なお、シャントレギュレータの詳細動作説明については、専門書などに委ねることにし、ここでは省略する。なお、図８において、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ５は夫々、抵抗であり、Ｃ２は別の電解コンデンサである。
【００１０】
例えば、出力電圧Ｖoが上昇して、その結果シャントレギュレータＩＣ３の入力電圧Ｖref1が上昇すると、シャントレギュレータＩＣ３の出力Ｖkが逆に低下する。その結果、抵抗Ｒ９と光結合素子（フォトカプラ）ＩＣ２のＬＥＤ１５を通じて流れる電流が増加する。すると、フォトカプラＩＣ２のフォトトランジスタ１６を流れるコレクタ電流が増加し、制御ＩＣ１のフィードバック端子ＦＢの電位が低下する。そして、最終的に制御ＩＣ１のＤＲＶ端子から出力されるＰＷＭ信号のパルス幅、換言するとオンデューティが低下し、その結果トランジスタＱ１のターンオン時間が短縮され（逆にターンオフ時間は増加する）る。その結果、トランスの１次側巻線１１に蓄えられるエネルギーが低減し、これにより２次側巻線１２に伝達されるエネルギーも低減し、最終的に出力電圧Ｖoが低下する。
【００１１】
このようにして、出力電圧Ｖoが上昇すると、それを打ち消すようにフィードバック制御が作用する。逆に出力電圧Ｖoが低下すると、それを上昇させるようにフィードバック制御が作用することで、安定した直流出力電圧Ｖoが得られることになる。より詳細には、図８において破線１４で囲んだ回路が、こうしたフィードバック制御のための利得調整、位相調整を担い、系全体を安定に動作させる役割を果たす制御回路である。制御回路１４は入力ノード１４inと出力ノード１４outとを備える。具体的には、破線１４内の抵抗Ｒ８、コンデンサＣ５がこうした利得・位相調整用のパラメータに相当する。なお、ここでは破線１４で囲んだ回路部分をエラーアンプと呼ぶことにする。
【００１２】
さらに図８を参照して説明を続けると、トランスＴ１には補助巻線１３が備えられ、制御ＩＣ１のための電源電圧Ｖccを生成するために使用される。より詳細には、補助巻線１３により生成される電圧がダイオードＤ１と電解コンデンサＣ３により整流・平滑され、さらにトランジスタＱ２とツェナーダイオードＺＤ１によりステップダウンされて、制御ＩＣ１の電源電圧Ｖccが生成される。図８の例では、Ｖcc＝１５Ｖであり、従って、ツェナーダイオードＺＤ１も１５Ｖ仕様である。なお、制御ＩＣ１は、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ１と接続されており、トランジスタＱ１に流れる電流を検知するためのＣＳ端子と直流電圧Ｖinを検出するための端子ＨＶを有する。
【００１３】
図９は図８に示したスイッチング電源回路のフィードバック制御の概念を示すブロック図である。
【００１４】
図９に示されるように通常、専用ＩＣなどからなるＰＷＭ制御部８０からスイッチング素子（Ｑ１）を含む駆動部８２にＰＷＭ制御信号８１が送られ、駆動部８２がトランス８３を駆動する。その結果、トランス８３の出力側にエネルギーが伝達され、図８に示す例では整流・平滑回路８４を介して出力電圧Ｖo1が生成される。
【００１５】
再度図８を参照して、フィードバック制御の仕組みについて述べると、出力電圧Ｖo1はその電圧変動がフィードバック電流Ｉf1（ｄｃ）として検出される。図８の回路では、Ｉf1（ｄｃ）は式（１）で与えられる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＝（Ｖo1−Ｖref）／Ｒ６    ……    （１）
である。
【００１６】
ここで、ＶrefはシャントレギュレータＩＣ３のリファレンス端子（ＲＥＦ）の基準電位であって、例えば、ＤＣ２．５Ｖである。このフィードバック電流Ｉf1（ｄｃ）は基準ノードＶref1に流入する。一方、ノードＶref1から流出する電流Ｉref1は式（２）で与えられる。即ち、
Iref1＝Ｖref／Ｒ７                      ……          （２）
である。
【００１７】
そして、Ｉf1（ｄｃ）とＩref1とが等しくなるように系全体が制御されるので、式（１）と式（２）から式（３）が得られる。即ち、
Ｖo1＝（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ７＊Ｖref      ……          （３）
である。こうして、式（３）に基づき出力電圧Ｖo1は制御される。
【００１８】
再び図９に戻り説明を続けると、フィードバック・ファクタα１は、フィードバック電流Ｉf1（ｄｃ）を定義する式（１）において、出力Ｖo1を変数とみなしたときの係数に相当するので、１／Ｒ６となる。また、フィードバック・ファクタα１がフィードバック制御に寄与する度合いＤ（α１）は１．０となる。なぜなら、図８の回路ではフィードバック制御の対象となる出力が１つしか存在しないからである。それに対し、後述するように、２つの出力を有する電源の場合には、２つの出力の間でフィードバック・ファクタの寄与度を重み付けするために、０＜Ｄ（αｎ）＜１の値を取る（ｎ＝１，２）。図９に戻り、重み付け回路８６により重み付けがされたフィードバック信号がエラーアンプ８９に入力され、その出力がＰＷＭ制御部８０に提供され、前述のようなＰＷＭ制御が実行される。
【００１９】
次に、図８に示すスイッチング電源回路の動作の詳細について、各部の波形を参照しながら説明する。
【００２０】
図１０は、スイッチング電源におけるトランジスタＱ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds、ドレイン電流Ｉｄ、及びトランスの２次側巻線１２に流れる電流、従って、整流ダイオードＤ２に流れる電流Ｉs、さらに出力電流Ｉoを示す信号波形図である。
【００２１】
なお、図１０は、フライバック方式の中でも電流不連続モードの波形を代表例として示している。なお、当業者には明らかなように、負荷電力が大きくなりＰＷＭのオンデューティが５０％以上になると、それまでの電流不連続モードから電流連続モードに遷移するが、本発明の趣旨に直接関わるものでないため、その説明は省略する。
【００２２】
図１０において、スイッチング動作の基本周期Ｔは、例えば、動作周波数が６０ＫＨｚであれば１６．７μsecとなる。この間、トランジスタＱ１がターンオンしている期間Ｔonとターンオフの期間Ｔoffとが存在する。さらに、Ｔoff期間には、トランスの２次側巻線１２からダイオードＤ２と電解コンデンサＣ４を通じ、エネルギーが放出されている期間Ｔoff1と放出が完了しその後再度トランジスタＱ１がオンされるまでの待機期間Ｔoff2とが含まれる。Ｔoff2期間中には、図示のように、トランジスタＱ１のドレインソース間電圧が共振している様子が分かる。これは一般に、トランスの１次側巻線１１のインダクタンス値Ｌ1とリーケージ・インダクタンス値ＬleakとトランジスタＱ１のドレインソース間の総キャパシタンス値Clumpとにより形成される共振系に起因する現象である。しかしながら、この現象は本発明の主旨に直接関係しないため、ここでは詳細な説明を省略する。
【００２３】
図１０において、図示のような電流不連続モードにおいては、Ｔon期間中に、トランスの１次側巻線１１に、式（４）により与えられるエネルギーが蓄積される。即ち、
Ｐ1＝１／２＊Ｌ1＊Ｉp2     ……    （４）
である。ここでＬ1は１次巻線１１のインダクタンス値であり、Ｉpは図１０で示されるように、Ｔon期間に１次側巻線１１に流れる電流のピーク値である。
【００２４】
次に、単位時間あたりにトランスにより生成されるエネルギーは、式（５）により表される。即ち、
Ｐ2＝１／２＊Ｌ1＊Ｉp2＊f＊η    ……  （５）
である。ここで、ｆはスイッチング周波数、ηはトランスのエネルギー変換効率を指し、トランスの１次側で生成されるエネルギー量Ｐ1に効率ηを乗じた値が、実際にトランスの２次側に伝達されるエネルギー量である。ｆは一例では６０ＫＨｚ又は１００ＫＨｚなどであり、ηは０．９５などである。
【００２５】
即ち、トランスの１次側で生成されるエネルギーの約９５％が２次側に伝達され、残りの約５％がトランスのコアや巻線により熱となって喪失される。なお、参考ではあるが、数十ワット出力のフライバック方式のスイッチング電源の総合効率は、おおよそ８５％程度である。上述のトランス単体での損失の他にも、入力部のＥＭＩフィルタ回路（不図示）による損失、スイッチング素子Ｑ１による損失、２次側回路内の整流素子Ｄ２による損失、その他、図８の回路内の抵抗素子による損失などが含まれる。
【００２６】
再び図１０を参照して説明を続けると、式（４）では、Ｔon期間に蓄積されるエネルギーＰ1が、Ｔoff１期間にトランスの２次側巻線１２に伝達される。このスイッチング制御方式をフライバック方式という。これに対し、トランジスタＱ１のＴon期間中にトランスの１次側から２次側にエネルギーが伝達される方式が存在し、これをフォワード方式と称す。詳細については、専門書を参照されたい。
【００２７】
ところで、図８に示す回路では、出力電圧として１つの出力Ｖo、例えば、ＤＣ２４Ｖだけが生成される。しかしながら、インクジェットプリンタでは、例えば、図１１に示されるように、出力電圧Ｖoは記録ヘッド３やモータドライバ４４に供給され、さらにＤＣ−ＤＣコンバータ４５にも供給されて、何種類かのロジック回路電圧を生成するためにも使用される。
【００２８】
図１１はインクジェットプリンタの電力供給部の構成を示すブロック図である。
【００２９】
こうしたロジック回路電圧には、例えば、ＣＰＵやＡＳＩＣのコア電圧として使用されるＤＣ１．５Ｖ、ＡＳＩＣ入出力部（Ｉ／Ｏ）やメモリデバイスに供給されるＤＣ３．３Ｖ、及びセンサ類や表示器などに供給されるＤＣ５Ｖなどが含まれる。なお、図１１に示すように、モータドライバ４４に接続されるモータには、搬送モータＭ２や記録ヘッド３を搭載して走査するキャリッジを駆動するキャリッジモータＭ１を含む。さらに最近のマルチファンクションプリンタ（ＭＦＰ）では、スキャナユニットを走査するスキャナ（ＳＣ）モータＭ３などが含まれる。また、最近の省電力化の要求を満たすために、プリンタのスタンバイ状態やスリープ状態において、電源回路４２を間欠発振などに導くための省エネ制御信号（Ｅsave）なども標準的に備えられる。
【００３０】
図１１に示す構成の例では、記録ヘッド３の駆動電圧とモータドライバ４４の電圧の両方が１つの出力電圧ＤＣ２４Ｖで示されている。しかしながら、最近のプリンタの高速化傾向により、モータ駆動電圧として、より高いＤＣ２７ＶやＤＣ３２Ｖなどが使用されるケースも増えつつある。こうしたケースでは、記録ヘッド駆動電圧（ＤＣ２４Ｖ）とモータ駆動電圧（例えばＤＣ３２Ｖ）の２つの出力が生成される。
【００３１】
図１２は２つの出力電圧を有するスイッチング電源回路の例を示す回路図である。図１２において、図８と共通の構成要素は同じ記号や同じ参照番号で示されている。
【００３２】
図８に示した回路との大きな違いは、生成される出力電圧がＶo1とＶo2の２種類存在することで、例えば、出力Ｖo1はヘッド駆動電圧に当たるＤＣ２４Ｖであり、出力Ｖo2はモータ駆動電圧に当たるＤＣ３２Ｖである。また、これら２種類の出力電圧を生成するためにトランスＴ９の２次側には２つの巻線１２（巻線数ｎ２）及び１２ａ（巻線数ｎ３）が設けられ、巻線１２（巻線数ｎ２）から出力電圧Ｖo1が、巻線１２ａ（巻線数ｎ３）から出力電圧Ｖo2が生成される。なお、Ｉs1とＩS2とはそれぞれ、巻線１２、１２ａからの出力電流である。当業者には明らかなように、巻線１２ａと１２ａとは中間タップ５１を経由して構成されてもよいし（各巻線ｎ２、ｎ３がトランスの特定のピン端子を共有する）、或いはそれぞれの巻線が独立に巻かれてもよい。    
さて、追加された巻線１２ａからの整流・平滑回路として、ダイオードＤ５１と電解コンデンサＣ５１が設けられる。また、シャントレギュレータＩＣ３の入力端子（ＲＥＦ）には、出力電圧Ｖo1からのフィードバックに加え、出力電圧Ｖo2からのフィードバックも入力される。但し、出力電圧Ｖo1からのフィードバックは抵抗Ｒ６を介しＤＣカップリング（直流結合）で構成されるのに対し、出力電圧Ｖo2からのフィードバックは、抵抗Ｒ５１とキャパシタＣ５２によるＡＣカップリング（交流結合）で構成される（図中の破線５２）。
【００３３】
なぜなら、前述のように、出力電圧Ｖo1は記録ヘッドの駆動電圧となるため非常に高精度を求められるのに対し、出力電圧Ｖo2はＤＣモータなどを駆動するための電圧であるため、ある程度の変動は許容される。従って、出力電圧Ｖo2については、モータ起動時など、瞬時に大きな電流が供給されるタイミングにおいて、極端な電圧低下を回避するために、ＡＣカップリングによるフィードバックが使用される。換言すると、図１２に示す回路の例では、出力電圧Ｖo1のフィードバックが常に優先される。一方、出力電圧Ｖo2については瞬間的な大きな負荷変動に対してのみ、抵抗Ｒ５１とキャパシタＣ５２とによるＣＲ時定数で決まるフィードバック・ファクタに応じたフィードバック制御が実現される。
【００３４】
なお、２つの出力電圧を生成するスイッチング電源回路のフィードバック制御に関する先行技術の例として、以下のような特許文献１がある。
【００３５】
特許文献１は、複数の出力電圧のそれぞれの負荷電流に応じて、フィードバック制御の対象とする出力電圧を選定する方法を開示している。特許文献１によれば、負荷電流の大きい方の出力電圧を選定してフィードバック制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３６】
【特許文献１】特開平６−１７８５３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
しかしながら、図１２に示すような従来回路には次のような問題がある。即ち、出力電圧Ｖo2のフィードバックがＡＣカップリングであるため、記録動作シーケンスで、例えば、記録媒体の高速搬送だけの実行期間など記録ヘッド駆動が通常、休止状態であるにも関わらず、記録ヘッド電圧Ｖo1のフィードバックが優先されてしまう。このために、結果的にモータ駆動電圧Ｖo2が大きく変動してしまい、モータのサーボ制御に悪影響を及ぼしてしまう。このため、実際には、従来でもこうしたサーボ制御の安定性が維持される範囲内で、モータの高速制御を実現していた。
【００３８】
一方、図１２の回路において、モータ駆動電圧にあたる出力Ｖo2のフィードバックについても出力Ｖo1同様にＤＣカップリングにする構成も考えられる。この場合、それぞれの出力の間で相対的なフィードバック・ファクタ比を決定する必要があり、記録ヘッド電圧にあたる出力Ｖo1のそれを大きくすると、出力Ｖo1の安定性は維持される。しかしながら、モータ駆動時や停止時などにモータ駆動電圧Ｖo2のオーバシュートやアンダシュートによる変動がＡＣカップリングの場合よりも大きくなってしまう。逆に、出力Ｖo2のフィードバック・ファクタを大きくすると、記録ヘッド電圧Ｖo1の変動が大きくなり、画像品位を大きく劣化させることになる。
【００３９】
図１３は、図１２に示す２出力電圧のスイッチング電源回路の各部の電圧・電流波形を示す信号波形図である。
【００４０】
例えば、搬送モータＭ２の起動時（ｔ＝ｔ１）に、モータ駆動電圧に相当する出力Ｖo2の負荷電流Ｉo2がピーク電流Ｉp1だけ引かれると、その瞬間Ｖo2はＶp21まで低下する（アンダシュート）。それに伴って図示のフィードバック電流Ｉf2（ａｃ）がノードＶref1からＣＲ回路５２に向けて流出し、ノードＶref1の電位がその電流流出分だけ低下する。
【００４１】
その結果、シャントレギュレータＩＣ３の出力電位Ｖkは上昇し、制御ＩＣ１によるＰＷＭ制御のオンデューティが増加して、トランスＴ９により生成されるエネルギーが増加し、出力電圧Ｖo2の低下を阻止するようなフィードバック制御が働く。しかしながら、図１２に示す回路では、時刻ｔ＝ｔ２において出力電流Ｉo2がＩp2に安定後も、出力電圧Ｖo2は時刻ｔ＝ｔ１以前のレベルＶp20に比べ、ΔＶfだけ低下し、レベルＶp22になってしまう。
【００４２】
なぜなら、図１２に示す構成から明らかなように、出力電圧Ｖo2が安定している期間は、当該出力のフィードバックはＡＣカップリングのため機能せず、事実上、出力Ｖo1のフィードバックだけが有効となるからである。換言すると、Ｔ２期間の間は、出力Ｖo2のフィードバックは直流的には無制御となるため、その負荷電流が大きくなるほど、電圧が低下する傾向を示す。一例を挙げると、図１１の搬送モータＭ２による高速記録媒体搬送期間では、モータ駆動電圧Ｖo2の電圧低下分ΔＶfは３〜４Ｖ程度に達する。
【００４３】
図１３を再度参照して説明を続けると、時刻ｔ＝ｔ３では搬送モータＭ２の駆動が停止し、電流Ｉo2がゼロに復帰する。それに伴い、出力Ｖo2が一瞬Ｖp23まで上昇し（オーバシュート）、そのためフィードバック電流Ｉf2（ａｃ）が逆にＣＲ回路５２からノードＶref1に向けて流れ込む。その結果、ノードＶref1の電位が上昇し、シャントレギュレータＩＣ３の出力電位Ｖkが低下し、制御ＩＣ１によるＰＷＭ制御のオンデューティが低下して、トランスＴ９により生成されるエネルギーが減少する。このように、出力電圧Ｖo2の上昇を阻止するようなフィードバック制御が働く。
【００４４】
なお、図１３が示しているように、時刻ｔ＝ｔ１、ｔ３において、もう一方の出力Ｖo1はＶo2電圧の大きな変動の影響を受け、Ｖo2と逆の方向に多少変化する。即ち、出力Ｖo2の大きな変動の瞬間、出力Ｖo1の出力電流Ｉo1は図示のように穏やかな変化しかしていない。そのため前述したように、Ｖo2の変動に起因するフィードバック制御によるトランスからの大きなエネルギーの伝達により、出力電圧Ｖo1が時刻ｔ＝ｔ１において少し上昇し、図示のようにＶp1レベルまで達する。同様に、時刻ｔ＝ｔ３においては、逆に出力Ｖo1がＶp12レベルまで僅かに低下する。
【００４５】
図１４は、図１２に示した２出力電圧のスイッチング電源回路のフィードバック制御構成を示すブロック図である。図９を参照して述べた１出力電圧のスイッチング電源回路の場合との違いは、図１４に示すように、トランス８３が２つの出力（８３ａ、８３ｂ）を有し、各出力は整流・平滑回路８４ａと８４ｂをそれぞれ介し、出力Ｖo1とＶo2として生成される点である。また、各出力Ｖo1、Ｖo2からの各フィードバック成分はフィードバック・ファクタα１、α２により夫々、重み付け回路８６、８７により重み付けされる。これら重み付けされたフィードバック成分が合成器８８で合成され、その合成結果がエラーアンプ８９により処理されて、最終的にＰＷＭ制御部８０にフィードバックされる。これにより、スイッチング素子（Ｑ１）を含む駆動部８２がＰＷＭ制御され、トランス８３の生成エネルギーが制御される。
【００４６】
特に、出力電圧Ｖo1の変化はフィードバック・ファクタα１でフィードバック制御に反映され、出力電圧Ｖo2の変化はフィードバック・ファクタα２でフィードバック制御に反映される。後述のように、これらのフィードバック・ファクタα１及びα２は、それぞれの対応する出力がフィードバック制御に寄与する度合いに相当する。
【００４７】
図１２と図１４を参照して説明を続けると、出力電圧Ｖo1のフィードバックはＤＣカップリングであるため、出力端子Ｖo1からシャントレギュレータＩＣ３のリファレンス端子Ｖref1に向けて、常時一定のフィードバック電流Ｉf1（ｄｃ）が流れ込む。ここで、Ｉf1（ｄｃ）は、式（６）で与えられる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＝（Ｖo1−Ｖref）／ Ｒ６      ……    （６）
である。ここで、基準電圧Ｖrefは、例えば、ＤＣ２．５Ｖである。一方、出力電圧Ｖo2のフィードバックはＡＣカップリングであるため、出力電圧Ｖo2の安定時には、出力端子Ｖo2からノードＶref1に流れ込むフィードバック電流Ｉf2（ａｃ）は、キャパシタＣ５２により遮断されゼロとなる。従って、Ｖo2が安定状態のときにノードＶref1に流入する電流の総和は、式（７）となる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＋Ｉf2（ａｃ）≒Ｉf1（ｄｃ）（∵Ｉf2（ａｃ）≒０）    …… （７）
である。
【００４８】
従って、式（６）〜式（７）から、式（８）が得られる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＋Ｉf2（ａｃ）≒（Ｖo1−Ｖref）／Ｒ６      ……     （８）
である。
【００４９】
また、式（８）からフィードバック・ファクタα１とα２が式（９）のように求まる。即ち、
α１＝１／Ｒ６,   α２＝０                              ……    （９）
である。なぜなら、式（８）において、出力電圧Ｖo1とＶo2を変数とみたときに、それぞれの係数がフィードバック・ファクタに相当するが、実際には変数Ｖo2は式（８）に現われず、α２はゼロとなる。
【００５０】
次に、式（９）からα１のフィードバック寄与率Ｄ（α１）を求めると、式（１０）〜式（１１）のように求まる。即ち、
Ｄ（α１）＝α１／（α１＋α２）        ……                    （１０）
＝１．０                                                    
Ｄ（α２）＝０                          ……                    （１１）
である。
【００５１】
以上のことから、出力電圧Ｖo2の安定期間（図１３の期間Ｔ２）では、出力Ｖo1だけがフィードバックに寄与することが分かる。
【００５２】
一方、図１２において、ノードＶref1から流出する電流Ｉref1は、
Ｉref1  ＝  Ｖref／Ｒ７                  ……                     （１２）
であり、シャントレギュレータＩＣ３を含むエラーアンプ１４の作用により、ノードＶref1に流入する電流と、当該ノードから流出する電流とが等しくなるように制御されることから、式（１３）が成立する。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＋Ｉf2（ａｃ）＝Ｖref／Ｒ７            ……  （１３）
である。ここで、式（７）より、式（１４）が得られる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）≒Ｖref／Ｒ７                    ……  （１４）
である。
【００５３】
一方、図１３の期間Ｔ１のように、モータ駆動電圧が瞬時に変動するような場合、例えば、搬送モータＭ２やキャリッジモータＭ１の起動時には、出力Ｖo2から大電流を供給するために寄与する電圧分が引かれる。このため、仮に出力Ｖo2のフィードバックを考慮しない場合、その瞬間に出力電圧Ｖo2が大きな電圧低下を生じてしまい、その結果、モータのサーボ制御が不調になる可能性がある。そのために、図１２に示した回路では、出力Ｖo2のＡＣカップリングによるフィードバックを採用することで、こうした出力Ｖo2の瞬時変動に対し、次のようなフィードバック補正を実施する。即ち、出力Ｖo2の電圧変動分をΔＶpとすると、出力Ｖo2からのフィードバック電流Ｉf2（ａｃ）が、ノードＶref1からＣＲ回路５２（図１２参照）に流出する。
【００５４】
Ｉf2（ａｃ）＝−ΔＶp ／Ｒ５１＊ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ）    ……  （１５）
ここで、式（１５）のマイナス記号は、ノードＶref1からの電流の流出を意味する。また、式（１５）のＣＲ時定数のＣはキャパシタＣ５２の値、Ｒは抵抗Ｒ５１の値、変数Ｔはモータ起動時からの経過時間、従って、図１３における時刻ｔ＝ｔ１からの経過時間に相当する。さらに、電流Ｉf2（ａｃ）の流出分だけ、ノードＶref1の電位が低下する様子が、図１３に示すＶref1の期間Ｔ１から明らかである。図１３において、Ｉfp21は時間間隔Ｔ１における電流Ｉf2（ａｃ）の最大値を示し、Ｉfp22は時間間隔Ｔ３における電流Ｉf2（ａｃ）の最大値を示す。また、図１３において、時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２までの時間間隔Ｔ１が、式（１５）のＣＲ時定数に関連付けられる。
【００５５】
以上のことから、図１３の期間Ｔ１では、式（６）と式（１５）とから、フィードバック電流の総和が次のように求まる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＋Ｉf2（ａｃ）＝
（Ｖo1−Ｖref）／Ｒ６−ΔＶp／Ｒ５１＊ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ）  ……（１６）
である。式（１６）から、変数Ｖo1と変数ΔＶpのそれぞれの係数、即ち、フィードバック・ファクタが、式（１７）、式（１８）のように求まる。即ち、
α１＝１／Ｒ６                                ……（１７）
α２＝−１／Ｒ５１＊ｅｘｐ（−ｔ／ＣＲ）      ……（１８）
である。
【００５６】
式（１８）において、α２のマイナス記号は出力電圧Ｖo2が低下したことを示し、逆にプラス記号は出力電圧Ｖo2が上昇したことを示す。また式（１８）から、図１２の抵抗Ｒ５１が小さいほど時刻ｔ＝０におけるフィードバック・ファクタが大きいことが分かる。
【００５７】
即ち、抵抗Ｒ５１が小さいほど、ノードＶref1から流出する電流が大きくなり、結果的に出力電圧Ｖo2の変化を感度良くノードＶref1に反映し、後段のエラーアンプ１４に伝達することになる。但し、抵抗Ｒ５１の値を小さく設定し過ぎると、フィードバック・ファクタα２の影響が大きくなりすぎて、出力電圧Ｖo2の変動時からの復帰時に過剰なオーバシュートやアンダシュートを生じたり、もう一方の出力Ｖo1に悪影響を与える可能性がある。
【００５８】
また、式（１８）から明らかなように、出力Ｖo2のフィードバック・ファクタには指数関数が含まれる。このために、例えば、起動電流の異なる複数のモータ（キャリッジモータＭ１、搬送モータＭ２、スキャナモータＭ３など）が存在する場合などには、１種類のＣＲ時定数で全ての制御を最適に制御することが困難である。
【００５９】
以上述べたように、図１２に示すような従来の２出力電圧のスイッチイング電源回路では、起動電流の異なる複数のモータの起動時などにおいて、それに伴うモータ駆動電圧の瞬時変動に際し、最適なフィードバック・ファクタを選定できないという問題がある。さらにモータがほぼ整定状態になって以降、モータ駆動電圧のフィードバック・ファクタα２が事実上ゼロとなってしまい、結果的にその出力電圧の低下を招いてしまう問題があった。その結果、図１２に示すような従来の回路では、記録ヘッド駆動電圧は高精度に維持できる一方で、高速に記録媒体を搬送する期間などにおいてモータ駆動電圧が低下してしまい、高速スループットを実現することが難しいという課題があった。
【００６０】
本発明は上記従来例に鑑みてなされたもので、電源装置と、記録ヘッド駆動電圧を高精度に制御する一方、モータ駆動電圧についても記録動作シーケンスに応じて要求される安定度を実現することができる記録装置とを提供すること目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００６１】
上記目的を達成するために本発明の電源装置は次のような構成からなる。
【００６２】
即ち、１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有する変圧手段と、 前記第１の２次巻線で生成された電圧から第１の直流電圧を生成する第１の直流電圧生成手段と、 前記第１の直流電圧に前記第２の２次巻線で生成された電圧が重畳された電圧から、第２の直流電圧を生成する第２の直流電圧生成手段と、前記１次巻線への通電を行うスイッチ手段と、前記第１の直流電圧生成手段の出力部、前記第１の直流電圧生成手段の出力部及びグランドと、それぞれ抵抗を介して接続された電圧の入力部を有し、前記電圧の入力部に入力される電圧が一定になるように前記スイッチ手段を制御する制御手段とを有することを特徴とする。
【００６３】
また本発明を別の側面から見れば、上記記載の電源装置と、第１の直流電圧が供給される記録ヘッドと、第２の直流電圧が供給されるモータと、前記記録ヘッドと前記モータを制御する制御部とを有することを特徴とする記録装置を備える。
【００６４】
さらに本発明を別の側面から見れば、記録ヘッドとモータとを有する記録装置であって、前記記録ヘッドを駆動するための第１の出力電圧と前記第１の出力電圧よりも高く前記モータを駆動するための第２の出力電圧とを生成するスイッチング電源回路を備え、前記スイッチング電源回路は、第１の２次巻線により前記第１の出力電圧を生成し、第２の２次巻線により前記第１の出力電圧に重畳される重畳電圧を生成するトランスと、前記トランスを駆動する駆動部と、前記第１の出力電圧を整流・平滑する第１の整流・平滑回路と、前記重畳電圧を整流・平滑する第２の整流・平滑回路と、前記第２の整流・平滑回路により整流・平滑された前記重畳電圧を前記第１の整流・平滑回路により整流・平滑された前記第１の出力電圧に加算して前記第２の出力電圧を出力する加算手段と、前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧をそれぞれ、ＤＣカップリングによりフィードバックし、該フィードバックされた前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧を第１のフィードバック・ファクタと第２のフィードバック・ファクタによりそれぞれ調整し、該調整されたそれぞれのフィードバック成分を合成して増幅し、該合成し増幅されたフィードバック成分により前記駆動部をＰＷＭ制御するフィードバック制御手段とを有することを特徴とする記録装置を備える。
【発明の効果】
【００６５】
従って本発明によれば、同一のトランスから生成される２つの出力電圧の間で、各出力電圧に対応するフィードバック・ファクタを適宜変更可能にすることが可能になる。これにより、記録動作シーケンスに応じて、それぞれの出力電圧のフィードバック・ファクタを定量的に制御し、結果として高品位画像な記録に加え、高速な記録媒体搬送などによるスループット向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の代表的な実施例であるインクジェット記録装置の構成の概要を示す外観斜視図である。
【図２】図１に示したインクジェット記録装置の制御構成を示すブロック図である。
【図３】本発明のスイッチング電源回路のフィードバック制御の概念図である。
【図４】本発明のスイッチング電源回路の第１の実施例を示す図である。
【図５】パラメータＸとフィードバック寄与率との関係を示す図である。
【図６】図４の回路の各部の電圧・電流波形を示す図である。
【図７】本発明のスイッチング電源回路の第２の実施例を示す図である。
【図８】従来のフライバック方式によるスイッチング電源の例を示す回路図である。
【図９】図８に示すスイッチング電源回路のフィードバック制御の概念を示すブロック図である。
【図１０】図８に示すスイッチング電源回路の各部の電圧及び電流波形を示す信号波形図である。
【図１１】インクジェット記録装置の電力供給部の構成を示すブロック図である。
【図１２】２つの出力電圧を生成する従来のスイッチング電源の例を示す回路図である。
【図１３】図１２に示すスイッチング電源回路の各部の電圧・電流波形を示す信号波形図である。
【図１４】図１２に示すスイッチング電源回路のフィードバック制御の概念を示すブロック図である。
【図１５】シャントレギュレータを説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００６７】
以下に、図面を参照しながら本発明の実施例について詳細に説明する。なお、この明細書において、「記録」（以下、「プリント」とも称する）とは、文字、図形等有意の情報を形成する場合のみならず、有意無意を問わず、広く記録媒体上に画像、模様、パターン等を形成する、又は媒体の加工を行う場合も表すものとする。また、人間が視覚で知覚し得るように顕在化したものであるか否かを問わない。
【００６８】
また、「記録媒体」とは、一般的な記録装置で用いられる紙のみならず、広く、布、プラスチック・フィルム、金属板、ガラス、セラミックス、木材、皮革等、インクを受容可能なものも表すものとする。
【００６９】
また、「インク」とは、上記「記録」の定義と同様広く解釈されるべきもので、記録媒体上に付与されることによって、画像、模様、パターン等の形成又は記録媒体の加工、或いはインクの処理に供され得る液体を表すものとする。インクの処理としては、例えば記録媒体に付与されるインク中の色剤の凝固又は不溶化させることが挙げられる。
【００７０】
またさらに、「記録要素」とは、特にことわらない限り吐出口ないしこれに連通する液路およびインク吐出に利用されるエネルギーを発生する素子を総括して言うものとする。
【００７１】
＜記録装置の概要説明（図１〜図２）＞
図１は本発明の代表的な実施例であるインクジェット記録ヘッド（以下、記録ヘッド）を用いて記録を行なう記録装置の構成の概要を示す外観斜視図である。
【００７２】
図１に示すようにインクジェット記録装置（以下、記録装置）１はインクジェット方式に従ってインクを吐出して記録を行なうインクジェット記録ヘッド（以下、記録ヘッド）３をキャリッジ２に搭載し、キャリッジ２を矢印Ａ方向に往復移動させて記録を行う。記録紙などの記録媒体Ｐを給紙機構５を介して給紙し、記録位置まで搬送し、その記録位置において記録ヘッド３から記録媒体Ｐにインクを吐出することで記録を行なう。
【００７３】
記録装置１のキャリッジ２には記録ヘッド３を搭載するのみならず、記録ヘッド３に供給するインクを貯留するインクタンク６を装着する。インクタンク６はキャリッジ２に対して着脱自在になっている。
【００７４】
図１に示した記録装置１はカラー記録が可能であり、そのためにキャリッジ２にはマゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、イエロ（Ｙ）、ブラック（Ｋ）のインクを夫々、収容した４つのインクカートリッジを搭載している。これら４つのインクカートリッジは夫々独立に着脱可能である。
【００７５】
この実施例の記録ヘッド３は、熱エネルギを利用してインクを吐出するインクジェット方式を採用している。このため、電気熱変換体を備えている。この電気熱変換体は各吐出口のそれぞれに対応して設けられ、記録信号に応じて対応する電気熱変換体にパルス電圧を印加することによって対応する吐出口からインクを吐出する。なお、記録装置は、上述したシリアルタイプの記録装置に限定するものではなく、記録媒体の幅方向に吐出口を配列した記録ヘッド（ラインヘッド）を記録媒体の搬送方向に配置するいわゆるフルラインタイプの記録装置にも適用できる。
【００７６】
図２は図１に示した記録装置の制御構成を示すブロック図である。
【００７７】
図２に示すように、コントローラ６００は、ＭＰＵ６０１、ＲＯＭ６０２、特殊用途集積回路（ＡＳＩＣ）６０３、ＲＡＭ６０４、システムバス６０５、Ａ／Ｄ変換器６０６などで構成される。ここで、ＲＯＭ６０２は後述する制御シーケンスに対応したプログラム、所要のテーブル、その他の固定データを格納する。ＡＳＩＣ６０３は、キャリッジモータＭ１の制御、搬送モータＭ２の制御、及び、記録ヘッド３の制御のための制御信号を生成する。ＲＡＭ６０４は、画像データの展開領域やプログラム実行のための作業用領域等として用いられる。システムバス６０５は、ＭＰＵ６０１、ＡＳＩＣ６０３、ＲＡＭ６０４を相互に接続してデータの授受を行う。Ａ／Ｄ変換器６０６は以下に説明するセンサ群からのアナログ信号を入力してＡ／Ｄ変換し、デジタル信号をＭＰＵ６０１に供給する。
【００７８】
また、図２において、６１０は画像データの供給源となる図１に示したホストやＭＦＰに対応するホスト装置である。ホスト装置６１０と記録装置１との間ではインタフェース（Ｉ／Ｆ）６１１を介して画像データ、コマンド、ステータス等をパケット通信により送受信する。このパケット通信については後で説明する。なお、インタフェース６１１としてＵＳＢインタフェースをネットワークインタフェースとは別にさらに備え、ホストからシリアル転送されるビットデータやラスタデータを受信できるようにしても良い。
【００７９】
さらに、６２０はスイッチ群であり、電源スイッチ６２１、プリントスイッチ６２２、回復スイッチ６２３などから構成される。
【００８０】
６３０は装置状態を検出するためのセンサ群であり、位置センサ６３１、温度センサ６３２等から構成される。この実施例では、この他にもインク残量を検出するフォトセンサが設けられる。このフォトセンサの詳細について後述する。
【００８１】
さらに、６４０はキャリッジ２を矢印Ａ方向に往復走査させるためのキャリッジモータＭ１を駆動させるキャリッジモータドライバ、６４２は記録媒体Ｐを搬送するための搬送モータＭ２を駆動させる搬送モータドライバである。
【００８２】
ＡＳＩＣ６０３は、記録ヘッド３による記録走査の際に、ＲＡＭ６０４の記憶領域に直接アクセスしながら記録ヘッドに対して記録素子（吐出用のヒータ）を駆動するためのデータを転送する。加えて、この記録装置には、ユーザインタフェースとしてＬＣＤやＬＥＤで構成される表示部が備えられている。
【００８３】
次に、以上の構成の記録装置の各部に電力を供給するスイッチング電源回路について説明する。
【００８４】
図３は２出力電圧（２つの異なる電圧生成を行うこと）を備えるスイッチング電源回路のフィードバック制御構成を示すブロック図である。なお。図３において、前述した図１４の従来のフィードバック制御構成において説明したのと同じ構成要素や信号には同じ参照番号や同じ参照記号を付し、その説明は省略する。ちなみに、整流・平滑回路８３ａを第１の整流・平滑回路、整流・平滑回路８４ｂを第２の整流・平滑回路という。
【００８５】
図１４に示した従来の構成との大きな違いには、以下の３つの要素がある。即ち、
（１）モータ駆動電圧Ｖo2が記録ヘッド駆動電圧Ｖo1を基準として、電圧重畳されて生成される点、
（２）出力電圧Ｖo1とＶo2の両方がＤＣカップリングによりフィードバックされる点、
（３）出力電圧Ｖo1とＶo2のフィードバック・ファクタα１とα２が、相対的に可変に制御可能な点である。
【００８６】
こうした構成により、第２の出力電圧Ｖo2が式（１９）のように生成される。即ち、
Ｖo2＝Ｖo1＋ΔＶs      ……  （１９）
である。ここで、Ｖo1は第１の出力電圧、ΔＶsは出力Ｖo1に対して重畳される電圧、Ｖo2は第２の出力電圧である。図３から分かるように、加算部８０３において、第１の出力電圧Ｖo1に重畳電圧ΔＶsが加算されて第２の出力電圧Ｖo2が生成されている。
【００８７】
従って、Ｖo1を安定に制御すれば、Ｖo2の変動は重畳電圧ΔＶsだけに依存することになる。換言すると、出力電圧Ｖo2の安定度が出力電圧Ｖo1の安定度に依存するため、Ｖo1の安定度を良好に維持し、かつ重畳電圧ΔＶsを安定に保てば、即ち、重畳電圧ΔＶsに対し一定のフィードバックを行えば、出力電圧Ｖo2も安定に制御することができる。
【００８８】
なお、図３において、出力Ｖo1のフィードバック・ファクタはα１であり、出力Ｖo2のフィードバック・ファクタはα２である。ここで、α１を第１のフィードバック・ファクタ、α２を第２のフィードバック・ファクタという。これらのファクタによって、出力電圧Ｖo1とＶo2それぞれのフィードバックの寄与率が調整される。そして、合成器８８において、各フィードバック成分が加算され、その結果がエラーアンプ８９に入力されて増幅され、最終的にＰＷＭ制御部８０によりスイッチング素子（Ｑ１）を含む駆動部８２がＰＷＭ制御され、トランス８３の生成エネルギーが制御される。その結果、各出力のフィードバック・ファクタに応じたフィードバック制御が実現される。即ち、図３の構成について、別の表現をすると、駆動部８２は、トランス（変圧手段）の１次巻線の通電を行うためのスイッチ部である。また、ＰＷＭ制御部８０とエラーアンプ８９は、スイッチ手段を制御する制御部を構成している。なお、ＰＷＭ制御の概要については、図８〜図１０を参照して前述したとおりである。
【００８９】
さらに、図３に示す構成では、フィードバック・ファクタα１とα２が制御信号（Ｃｏｎｔ）により、記録装置の記録動作シーケンスに応じて任意に制御される。より詳細には、後述するように、記録期間中は記録ヘッド駆動電圧Ｖo1を優先的に制御するように、各フィードバック・ファクタが選択されるが、記録媒体搬送時などには、モータ駆動電圧Ｖo2の変動を抑制するようにフィードバック・ファクタが選択される。
【００９０】
図４は、図３に示したフィードバック制御を実現する２電圧出力のスイッチング電源の構成を示す回路図である。なお、ダイオードＤ２とコンデンサＣ４で構成される回路は、別の表現をすると、第１の直流電圧生成回路である。ダイオードＤ９１とコンデンサＣ９１で構成される回路は、別の表現をすると、第２の直流電圧生成回路である。次に、図３の構成と図４の構成の対応関係について、補足説明をする。図４のスイッチング素子（Ｑ１）は、図３の駆動部８２に含まれる。図４の制御ＩＣ１は、図３のＰＷＭ制御部８０に含まれる。図４の制御回路１４は、エラーアンプ８９に含まれる。
【００９１】
なお。図４において、前述した図１２の従来のスイッチング電源において説明したのと同じ構成要素や信号には同じ参照番号や同じ参照記号を付し、その説明は省略する。
【００９２】
図４と図１２とを比較すると分かるように、図１２に示した従来回路との相違は次の点にある。即ち、トランスＴ９の第１と第２の出力巻線１２（巻線数ｎ２）、１２ａ（巻線数ｎ３）を中間タップなしに独立に設ける。そして、出力Ｖo1の整流・平滑後のノード９１を起点に出力巻線１２ａを回路接続し整流・平滑回路のダイオードＤ９１とコンデンサＣ９１を通じ、出力Ｖo2を生成する点にある。
【００９３】
この構成により、出力電圧Ｖo2が安定化出力電圧（第１の直流電圧）Ｖo1に重畳する形で生成される。このため、結果的に出力電圧（第２の直流電圧）Ｖo2も出力電圧Ｖo1の安定化の恩恵を受けることができ、結果的に図１２に示した回路に比べて、より安定な出力Ｖo2を得ることができる。さらに、この実施例では、出力Ｖo1とＶo2の両方がＤＣカップリングによりフィードバック制御されるため、図１２に示す従来回路の場合に比べ、出力Ｖo2を定量的に安定化させることができる。
【００９４】
さらに別の利点として、整流ダイオードＤ９１の耐圧が、図１２に示したダイオードＤ５１に要求される耐圧に比べて、整流ダイオードに求められるピーク逆電圧ＶＲmが、小さくなるために緩和される。
【００９５】
即ち、図１２に示す従来の回路の場合には式（２０）
ＶＲm ＝Ｖin（ｄｃ）＊（ｎ２＋ｎ３）／ｎ１＋Ｖo2＋Ｖｒ ……    （２０）
で与えられる。
【００９６】
これに対し、この実施例の場合には、
ＶＲm ＝Ｖin（ｄｃ）＊ｎ３／ｎ１＋Ｖo2 ＋Ｖｒ          ……    （２１）
となる。この２つの式を比較すると、トランス巻線比に依存する項、即ち、式（２０）と式（２１）の第１項を比べると、式（２０）の場合には１次平滑ＤＣ電圧Ｖin（ｄｃ）の乗数が（ｎ２＋ｎ３）／ｎ１であるのに対し、式（２１）ではｎ３／ｎ１である。即ち、後者の場合の方がその値が小さくなり、結果的にピーク逆電圧ＶＲmが小さくなるのである。なお、式（２０）〜式（２１）において、１次平滑ＤＣ電圧Ｖin（ｄｃ）は入力電圧ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖを整流・平滑した結果の直流電圧である。ＶｒはトランスＴ９の２次巻線１２（巻線数ｎ２）及び１２ａ（巻線数ｎ３）に関連付けられる漏れインダクタンスに起因するサージ電圧である。ここで、１２は第１の２次巻線、１２ａは第２の２次巻線という。
【００９７】
例えば、Ｖo1がＤＣ２４Ｖ、Ｖo2がＤＣ３２Ｖとする場合、図１２に示す従来の回路のダイオードＤ５１のピーク逆電圧ＶＲmが２００Ｖ〜２５０Ｖなのに対し、図４に示すこの実施例の回路のダイオードＤ９１のＶＲmは、６０Ｖ程度で十分である。
【００９８】
再び図４に戻り説明を続けると、制御回路１４は、入力部１４（ｉｎ）と出力部１４（ｏｕｔ）を有する。入力部１４（ｉｎ）は、抵抗Ｒ６（第１の抵抗）、抵抗Ｒ９１（第２の抵抗）、抵抗Ｒ７１の一方の端子とそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ６の他方の端子はノード９１と接続されている。抵抗Ｒ９１の他方の端子はノード９２と接続されている。抵抗Ｒ７の他方の端子はグランドと接続されている。なお、入力部１４（ｉｎ）はシャントレギュレータＩＣ３のＲＥＦ端子と接続されている。出力部１４（ｏｕｔ）はＩＣ１のＦＢ端子と接続されている。
【００９９】
出力電圧Ｖo1のフィードバックは抵抗Ｒ６を通じ、ＤＣカップリングにより実現され、出力電圧Ｖo2のフィードバックは抵抗Ｒ９１を通じ、同様にＤＣカップリングにより実現される。前述したように、図１２に示した従来の回路では、出力Ｖo2のフィードバックがＡＣカップリングであり、もしこれをＤＣカップリングにした場合、高精度が要求される出力Ｖo1の電圧変動が大きくなってしまうという問題があった。
【０１００】
ここで、図４に示すこの実施例の回路では出力Ｖo2の電圧変動が抑えられる理由について詳述する。
【０１０１】
図４に示すように、出力Ｖo2は出力Ｖo1を基準とし、それに対し巻線１２ａにより生成される電圧増分ΔＶsが重畳されて生成される。従って、図３を参照して前述したように、出力電圧Ｖo2は式（２２）により与えられる。即ち、
Ｖo2＝Ｖo1＋ΔＶs                     ……      （２２）
である。
【０１０２】
また、図４に示す回路では、フィードバック・ファクタにあたるフィードバック電流Ｉf1（ｄｃ）とＩf2（ｄｃ）の両者ともにＤＣカップリングにより生成され、それぞれ式（２３）、式（２４）により与えられる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＝（Ｖo1−Ｖref）／Ｒ６        ……  （２３）
Ｉf2（ｄｃ）＝（Ｖo2−Ｖref）／Ｒ９１      ……  （２４）
である。
【０１０３】
従って、ノードＶref1における合成電流は、式（２２）〜式（２４）から式（２５）のように求まる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＋Ｉf2（ｄｃ）
＝（Ｖo1−Ｖref）／Ｒ６＋（Ｖo2−Ｖref）／Ｒ９１
＝（Ｖo1−Ｖref）／Ｒ６＋（Ｖo1＋ΔＶs−Ｖref）／Ｒ９１
＝（１／Ｒ６＋１／Ｒ９１）＊Ｖo1＋ΔＶs／Ｒ９１
−（１／Ｒ６＋１／Ｒ９１）＊Ｖref         ……（２５）
である。
【０１０４】
式（２５）において、右辺第１項はＶo1が変数、右辺第２項は電圧増分ΔＶsが変数、右辺第３項は定数項である。従って、仮に出力電圧Ｖo1が安定に維持されていれば、フィードバック合成電流Ｉf1（ｄｃ）＋Ｉf2（ｄｃ）の変化は、ΔＶs／Ｒ９１に依存することになる。即ち、前述のように、図１２の従来回路では、出力Ｖo2の安定領域（図１３の期間Ｔ２）では出力Ｖo2のフィードバックが機能しなかったために、出力電圧Ｖo2の電圧低下分ΔＶf（図６）が大きかった。これに対し、図４の回路では式（２５）の右辺第２項が有効となり、出力Ｖo2の変動を打ち消す方向でフィードバック制御が働くため、出力Ｖo2の安定領域において、出力電圧Ｖo2の電圧低下分ΔＶfが小さく抑えられる。これに関しては、図６に示す電圧・電流波形の信号波形図を参照して後述する。
【０１０５】
ここで、式（２５）より、出力Ｖo1の変化と電圧増分ΔＶsの変化がそれぞれフィードバックに寄与する度合いについて考察する。それぞれのフィードバック・ファクタをα１、α２とすると、式（２６）の関係が成り立つ。即ち、
α１＝１／Ｒ６＋１／Ｒ９１      ……    （２６）
α２＝１／Ｒ９１
である。
【０１０６】
ここで、式（２５）の右辺第１項及び右辺第２項の係数がそれぞれα１、α２に対応する。従って、フィードバック・ファクタの合計に占めるα１の比率、即ち、出力Ｖo1のフィードバック寄与率Ｄ（α１）を求めると、式（２７）のようになる。即ち、
Ｄ（α１）＝α１／（α１＋α２）＝（１＋Ｘ）／（２＋Ｘ）  ……    （２７）
である。なお、式（２７）において、Ｘ＝Ｒ９１／Ｒ６である。同様に、出力Ｖo2のフィードバック寄与率Ｄ（α２）は式（２８）で与えられる。即ち、
Ｄ（α２）＝α２／（α１＋α２）＝１／（２＋Ｘ）      ……  （２８）
である。ここで式（２７）の結果を図５に示す。
【０１０７】
図５は出力Ｖo1のフィードバック寄与率Ｄ（α１）の変化を示す図である。
【０１０８】
図５から分かるように、Ｘ＝０のとき、式（２７）の左辺、即ち、Ｖo1のフィードバック寄与率は０．５であり、Ｘ＝３のときの寄与率が０．８、Ｘ＝８のときの寄与率が０．９、さらにＸを大きくするにつれ、寄与率は１．０に近づく。この実施例に関連した実験データによれば、Ｘ＝３のとき、従って、Ｖo1のフィードバック寄与率が０．８のとき、記録ヘッド駆動電圧Ｖo1とモータ駆動電圧Ｖo2の両方を最もバランスよく維持・制御できることが判明した。これはＶo2のフィードバック寄与率が０．２となることも示唆する。
【０１０９】
図６は図４に示したスイッチング電源回路における各部の電圧・電流波形を示す信号波形図である。図６を図１３に示した従来例と比較するなら、時刻ｔ＝ｔ２で第２の出力電圧Ｖo2が復帰した後の電圧レベルＶp22が、時刻ｔ＝ｔ１以前のレベルＶp20よりも僅かに低いだけであることが分かる。図１３を参照して前述したように、従来例ではこの電圧低下分ΔＶfが３〜４Ｖに達したが、図４に示したスイッチング電源回路では１．０Ｖ程度に抑えることができる。
【０１１０】
従って以上説明した実施例に従えば、モータ駆動電圧として用いられる第２の出力電圧についてもフィードバック制御により電圧降下を少なく抑えることが可能となる。これにより、モータのサーボ制御も正常に行うことができる。
【０１１１】
＜他の実施例＞
なお、スイッチング電源回路の構成は以上説明した実施例に限定されるものではない。
【０１１２】
図７は、他の実施例に従うスイッチング電源回路の構成を示す図である。この実施例に従う回路の特徴は、ブロック１２１（後で詳述）が追加されていることである。なお、図７において、既に説明した図４に示したスイッチング電源回路と同じの構成要素には同じ参照記号又は同じ参照番号を付し、その説明は省略する。
【０１１３】
図７を参照して説明を続けると、ブロック１２１の機能は制御信号Ｃｏｎｔにより、フィードバック・ファクタα１及びα２を変更することである。制御信号Ｃｏｎｔは抵抗Ｒ１２３を介してトランジスタＱ１２１のベースに入力される。制御信号Ｃｏｎｔがローレベルのときは、トランジスタＱ１２１がオフとなり、その結果次段のトランジスタＱ１２２もオフとなるため、ブロック１２１の部分が回路全体に影響は与えない。その結果、フィードバック・ファクタα１、α２は、式（２６）に示すように、図４を参照して説明した値となる。
【０１１４】
一方、制御信号Ｃｏｎｔがハイレベルの時はトランジスタＱ１２１がオンし、その結果トランジスタＱ１２２もオンとなり、抵抗Ｒ９１を流れるフィードバック電流Ｉf2（ｄｃ）と並列に抵抗Ｒ１２１を通じてフィードバック電流Ｉf3（ｄｃ）が流れる。その結果、ノードＶref1にはＩf1（ｄｃ）とＩf2（ｄｃ）とＩf3（ｄｃ）の合成電流が流れ込む。これらの電流は夫々、式（２９）、式（３０）、式（３１）で与えられる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＝（Ｖo1−Ｖref）／Ｒ６          ……    （２９）
Ｉf2（ｄｃ）＝（Ｖo2−Ｖref）／Ｒ９１        ……    （３０）
Ｉf3（ｄｃ）＝（Ｖo2−Ｖref）／Ｒ１２１      ……    （３１）
である。
【０１１５】
さらに、前述の実施例と同様に、式（３２）が成立する。即ち、
Ｖo2＝Ｖo1＋ΔＶs                            ……    （３２）
である。
【０１１６】
従って、ノードＶref1における合成電流は、これらの式から式（３３）のように求まる。即ち、
Ｉf1（ｄｃ）＋If２（ｄｃ）＋Ｉf3（ｄｃ）
＝（Ｖo1−Ｖref）／Ｒ６＋（Ｖo2−Ｖref）／Ｒ９１＋（Ｖo2−Ｖref）／Ｒ９１
＝（１／Ｒ６＋１／Ｒ９１＋１／Ｒ１２１）＊Ｖo1
＋（１／Ｒ９１＋１／Ｒ１２１）＊ΔＶs
−（１／Ｒ６＋１／Ｒ９１＋１／Ｒ１２１）＊Ｖref  ……（３３）
である。
【０１１７】
式（３３）において、右辺第１項はＶo1が変数、右辺第２項は電圧増分ΔＶsが変数、右辺第３項は定数項である。従って、仮に出力電圧Ｖo1が安定に維持されていれば、フィードバック合成電流Ｉf1（ｄｃ）＋Ｉf2（ｄｃ）＋Ｉf3（ｄｃ）の変化は、右辺第２項、即ち、（１／Ｒ９１＋１／Ｒ１２１）＊ΔＶs に依存する。
【０１１８】
式（３３）を図４に関連して説明した式（２５）と比較するなら、変数ΔＶsの係数が大きくなっていることが分かる。つまり、式（２５）では係数が１／Ｒ９１であったのに対し、式（３３）では （１／Ｒ９１＋１／Ｒ１２１） であって、結果的に変数ΔＶsの所与の変化に対し、右辺第２項の変化が大きくなる。即ち、図７に示した回路では、図４に示した回路と比較して、出力電圧Ｖo2の変化をより大きく反映したフィードバック制御が実現できる。
【０１１９】
さて、図７に示す回路おいて、トランジスタＱ１２１がオンすると、ノードＶref1に流れ込むフィードバック電流Ｉf1（ｄｃ）とＩf2（ｄｃ）とＩf3（ｄｃ）の総和が、抵抗Ｒ７を通じて流出する。さらに、これ以外にも、破線で囲まれたブロック１２２を介し、トランジスタＱ１２１にも流出する。
【０１２０】
なお、ブロック１２２は抵抗Ｒ１２４とダイオードＤ１２１の直列回路を含む。この直列回路が必要な理由は次の通りである。即ち、ノードＶref1に流れ込む電流の総和とノードから流れ出す電流の総和とが等しく、かつノードＶref1の電位が常にＤＣ２．５Ｖに維持されるように制御される。従って、制御信号ＣｏｎｔがハイのときにトランジスタＱ１２１がオンすることで、ノードＶref1に流入するフィードバック電流の増加分、即ち、Ｉf3（ｄｃ）を収容する（換言すると流出させる）新たな電流経路の形成が必要となることによる。抵抗Ｒ１２４とダイオードＤ１２１の直列回路は正にこの電流経路に相当する。
【０１２１】
仮にこの電流経路が存在しないと、制御信号Ｃｏｎｔがハイのときに、出力電圧Ｖo1とＶo2が本来の設定電圧であるＤＣ２４ＶとＤＣ３２Ｖよりもそれぞれ低下する。即ち、元来の出力電圧からレベル変化するのである。これは次の理由による。即ち、フィードバック電流Ｉf1（ｄｃ）とＩf2（ｄｃ）とＩf3（ｄｃ）の総和が、基準抵抗Ｒ７に流れる電流値、即ち、ＤＣ２．５Ｖを抵抗値Ｒ７で割った値（常に一定）に等しくなるように制御される。このため、ブロック１２２による新たな電流経路が存在しないと、式（３３）において、右辺の変数Ｖo1とΔＶsの両者が本来の設定電圧よりも低く制御されるからである。ちなみに、ブロック１２２のダイオードＤ１２１は、制御信号Ｃｏｎｔがローのとき、トランジスタＱ１２２のベース電流が抵抗Ｒ１２２とＲ１２４を介しノードＶref1に流れ込み、それによりトランジスタＱ１２２がオンするのを防止する役割をする。
【０１２２】
さらに、図７において、上述のように、フィードバック電流Ｉf3（ｄｃ）と新たな電流経路を成すブロック１２２を流れる電流が等しくなる必要性により、式（３４）の関係が成り立つ。即ち、
Ｉf3（ｄｃ）＝（Ｖref−Ｖf）／Ｒ１２４    ……（３４）
である。ここで、ＶrefはシャントレギュレータＩＣ３の基準電圧（典型的にはＤＣ２．５Ｖ）、ＶfはダイオードＤ１２１の順方向電圧（例えばショットキーダイオードで０．４Ｖ）、Ｒ１２４は抵抗Ｒ１２４の抵抗値である。さらに、フィードバック電流Ｉf3（ｄｃ）は式（３１）で与えられることより、式（３５）となる。
【０１２３】
（Ｖo2−Ｖref）／Ｒ１２１＝（Ｖref−Ｖf）／Ｒ１２４    ……  （３５）
よって、抵抗Ｒ１２４の値が式（３６）のように求まる。
【０１２４】
Ｒ１２４＝（Ｖref−Ｖf）／（Ｖo2−Ｖref）＊Ｒ１２１  ……（３６）
ここで、Ｖo2に式（２２）を代入して、式（３７）が得られる。即ち、
Ｒ１２４＝（Ｖref−Ｖf）／（Ｖo1＋ΔＶs−Ｖref）＊Ｒ１２１  ……（３７）
である。
【０１２５】
以上のことから、フィードバック電流Ｉf3（ｄｃ）が決まれば、それに関わる抵抗Ｒ１２１の値から、ブロック１２２内の抵抗Ｒ１２４の値が求まることが分かる。
【０１２６】
次に、式（３３）から出力Ｖo1のフィードバック・ファクタα１、及び出力Ｖo2のフィードバック・ファクタα２を求めると、式（３８）のようになる。即ち、
α１＝１／Ｒ６ ＋ １／Ｒ９１＋１／Ｒ１２１    ……  （３８）
α２＝１／Ｒ９１＋１／Ｒ１２１
である。従って、フィードバック・ファクタの合計に占めるα１の比率、すなわち出力Ｖo1のフィードバック寄与率Ｄ（α１）を求めると、式（３９）のようになる。即ち、
Ｄ（α１）＝α１／（α１＋α２）＝（１＋Ｘ’）／（２＋Ｘ’）……（３９）
である。
【０１２７】
なお、式（３９）においてＸ’＝（Ｒ９１／／Ｒ１２１）／Ｒ６ であり、ここでＲ９１／／Ｒ１２１はＲ９１とＲ１２１との並列抵抗値を意味する。同様に、出力Ｖo2のフィードバック寄与率Ｄ（α２）は式（４０）で与えられる。即ち、
Ｄ（α２）＝α２／（α１＋α２） ＝１／（２＋Ｘ’）  ……  （４０）
である。
【０１２８】
ここで、式（４０）の結果は、前述の実施例に関連して述べた式（２７）のＸをＸ’に置換したものであり、これをグラフで表すと図５のＸをＸ’に置換して与えられる。しかしながら、実際にはＸ’、即ち、（Ｒ９１／／Ｒ１２１）／Ｒ６の分子（Ｒ９１／／Ｒ１２１）はゼロ値を取ることはできない。なぜなら、抵抗Ｒ９１又はＲ１２１は抵抗値ゼロ、即ち、短絡状態を取り得ないからである。実験によれば、搬送モータＭ２が高速記録紙搬送期間などは、Ｘ’＝０．５の場合、即ち、式（３９）と式（４０）よりＤ（α１）＝０．６、Ｄ（α２）＝０．４のとき、出力電圧Ｖo2の低下を抑制、かつ安定に制御できることが判明した。この点は図５も併せて参照されたい。
【０１２９】
既に説明したように、図１４に示した従来の回路では、出力Ｖo2の安定領域（図１３の期間Ｔ２）では出力Ｖo2のフィードバックが事実上機能しなかったために、出力電圧Ｖo2の電圧低下分ΔＶfが大きかった。
【０１３０】
これに対して、図３に示す回路構成では、出力Ｖo2が出力Ｖo1を基準として、さらに電圧重畳分ΔＶsだけ電圧重畳されて生成され、その上、この電圧重畳分ΔＶsの変動を打ち消す方向でフィードバック制御が働く。このため、出力Ｖo2のアンダシュートやオーバシュートを低減できる上、その安定領域（図６の期間Ｔ２）においても、出力Ｖo2の電圧低下分ΔＶfを小さく抑えることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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