(57)【要約】【課題】循環電流回路を利用した軽負荷電圧調節機能を実現可能なＬＬＣ直列共振コンバータを提供する。【解決手段】ＬＬＣ共振コンバータはハーフブリッジ回路５２と、変圧器Ｔ1と、ＬＬＣ共振回路と、循環電流回路と、全波整流回路と、を備える。循環電流回路はパワースイッチＱ1、Ｑ2を切り替える瞬間に、一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下に従い、それぞれ接続された整流器Ｄ3、Ｄ4を導通し、共振インダクタＬｒの電流を誘導して循環電流を形成させ、寄生容量の電圧降下は、入力電圧Ｖｓから共振コンデンサＣｒの電圧降下を差し引かれた値、または共振コンデンサＣｒの電圧降下値を超えない。これにより、余分なエネルギーは二次コイルＮS1、ＮS2に伝送されず、二次側にスパイク電流を発生させないことによって、出力電圧は軽負荷のときも有効に一定の範囲（例えば、設計の出力電圧の±５％範囲）に維持することができる。【選択図】図５
2013236531.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
循環電流回路を利用した軽負荷電圧調節機能を実現可能なＬＬＣ直列共振コンバータであって、
２つのパワースイッチを直列接続してなり、かつ入力電圧に並列接続するハーフブリッジ回路と、
一次コイルと二次コイルを含む変圧器と、
共振インダクタと、前記一次コイルと、前記一次コイル自らの磁気インダクタンスと、共振コンデンサと、を直列接続してなり、かつ一つの前記パワースイッチと並列接続するＬＬＣ共振回路と、
２つの整流器を直列接続してなり、かつハーフブリッジ回路と並列接続し、２つの前記整流器の間の回路が前記共振インダクタと、前記一次コイルとの間の回路に重ね接ぎあわせる循環電流回路と、
前記二次コイルに接続し、出力コンデンサに必要な出力電圧を出力する全波整流回路と、を備え、
前記パワースイッチを切り替えるとき、前記循環電流回路が前記一次コイルに備える寄生容量の電圧降下に基づき、それぞれ回路上の前記整流器を導通させ、前記共振インダクタの電流を導通し、循環電流を形成した上、前記一次コイルに備える寄生容量の電圧降下が、前記入力電圧から前記共振コンデンサの電圧降下を差し引いた値、または前記共振コンデンサの電圧降下の値を超えないようにすることを特徴とするＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項２】
２つの前記パワースイッチは第１パワースイッチと、第２パワースイッチとを含み、前記第１パワースイッチと前記第２パワースイッチのゲート電極はそれぞれ共振制御チップにおいて対応の制御ピンに接続し、前記第１パワースイッチのドレイン電極は前記入力電圧の正極に接続し、ソース電極は前記第２パワースイッチのドレイン電極に接続し、前記第２パワースイッチのソース電極は前記入力電圧の負極に接続し、前記ハーフブリッジ回路は前記入力電圧から伝送されるエネルギーを受け入れることができ、かつ安定な電圧を前記変圧器に提供できることを特徴とする、請求項１記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項３】
前記一次コイルの一端は前記共振インダクタを介して、２つの前記パワースイッチの間の回路に接続し、他端は前記共振コンデンサの一端に接続し、前記共振コンデンサの他端は前記第２パワースイッチのソース電極に接続することを特徴とする、請求項２記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項４】
前記循環電流回路に備える２つの整流器は第３整流器と第４整流器であり、前記第３整流器の正極側は前記第４整流器の負極側に接続され、前記第３整流器と前記第４整流器との間の回路は前記共振インダクタと前記一次コイルとの間の回路に重ね接ぎあわせることを特徴とする、請求項３記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項５】
前記共振コンデンサの一端は前記共振インダクタを介して、２つの前記パワースイッチの間の回路に接続し、前記一次コイルの一端は前記共振コンデンサの他端に接続し、前記一次コイルの他端は前記第２パワースイッチのソース電極に接続することを特徴とする、請求項２記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項６】
前記循環電流回路に備える２つの整流器は第３整流器と第４整流器であり、前記第３整流器の正極側は前記第４整流器の負極側に接続され、前記第３整流器と前記第４整流器との間の回路は前記共振コンデンサと前記共振インダクタとの間の回路に重ね接ぎあわせることを特徴とする、請求項５記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項７】
循環電流回路を利用した軽負荷電圧調節機能を実現可能なＬＬＣ直列共振コンバータであって、
２つのパワースイッチを直列接続してなり、かつ入力電圧に並列接続するハーフブリッジ回路と、
一次コイルと二次コイルを含む変圧器と、
共振インダクタと、前記一次コイルと、前記一次コイル自らの磁気インダクタンスと、共振コンデンサと、を直列接続してなり、かつ一つの前記パワースイッチと並列接続するＬＬＣ共振回路と、
２つの前記整流器を直列接続してなり、かつ前記ハーフブリッジ回路と並列接続する循環電流回路と、
前記一次コイルと同じ極性を有し、かつその一端は２つの前記整流器の間の回路に接続し、他端は前記ＬＬＣ共振回路に接続する補助コイルと、
前記二次コイルに接続し、出力コンデンサに必要な出力電圧を出力する全波整流回路と、を備え、
前記パワースイッチを切り替えるとき、前記補助コイルは前記一次コイルに備える寄生容量の電圧降下に基づき、それぞれ循環電流回路の前記整流器を導通させ、前記共振インダクタの電流を誘導して前記補助コイルを通過させ、循環電流を形成した上、前記一次コイルに備える寄生容量の電圧降下が前記入力電圧から前記共振コンデンサの電圧降下を差し引いた値、または前記共振コンデンサの電圧降下値を超えないように調節することを特徴とするＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項８】
２つの前記パワースイッチは第１パワースイッチと、第２パワースイッチと含み、前記第１パワースイッチと前記第２パワースイッチのゲート電極はそれぞれ共振制御チップにおいて対応の制御ピンに接続し、前記第１パワースイッチのドレイン電極は前記入力電圧の正極に接続し、ソース電極は前記第２パワースイッチのドレイン電極に接続し、前記第２パワースイッチのソース電極は前記入力電圧の負極に接続し、前記ハーフブリッジ回路は前記入力電圧から伝送するエネルギーを受け入れることができ、かつ安定な電圧を前記変圧器に提供できることを特徴とする、請求項７記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項９】
前記一次コイルの一端は前記共振インダクタを介して、２つの前記パワースイッチの間の回路に接続し、他端は前記共振コンデンサの一端に接続し、前記共振コンデンサの他端は前記第２パワースイッチのソース電極に接続することを特徴とする、請求項８記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項１０】
前記共振コンデンサの一端は前記共振インダクタを介して、２つの前記パワースイッチの間の回路に接続し、前記一次コイルの一端は前記共振コンデンサの他端に接続し、前記一次コイルの他端は前記第２パワースイッチのソース電極に接続することを特徴とする、請求項８記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【請求項１１】
前記循環電流回路に備える２つの整流器は第３整流器と第４整流器であり、前記第３整流器の正極側は前記第４整流器の負極側に接続され、前記第３整流器と前記第４整流器との間の回路は前記補助コイルの一端に重ね接ぎあわせることを特徴とする、請求項９または１０記載のＬＬＣ直列共振コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直列共振コンバータに関し、特に循環電流回路（ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ）によって軽負荷電圧調節（ｌｉｇｈｔ ｌｏａｄ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）機能を実現するＬＬＣ直列共振コンバータに関する。共振コンバータはＬＬＣ共振回路を利用し、入力電圧から伝送されるエネルギーを平滑に受け入れて、かつパワースイッチを切り替える瞬間に、循環電流回路を利用し、共振インダクタの電流を誘導し循環電流を生成することによって、変圧器の一次コイルの寄生容量（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）が正方向または逆方向に過度な充電により、変圧器の二次側にスパイク電流（ｓｐｉｋｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ）を発生することなく、生成した出力電圧が軽負荷のとき、有効に一定の範囲を維持することができる。
【背景技術】
【０００２】
近年はＬＬＣ直列共振コンバータ（ＬＬＣ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が持つ高い電気変換効率及び高効率密度の特性により、業界で幅広く各種の電子製品に応用されている。しかし、ＬＬＣ直列共振コンバータは軽負荷における電圧調節（ｌｉｇｈｔ ｌｏａｄ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）ができない欠点にも、ますます関心が集められている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２００８−５２２５７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のＬＬＣ直列共振コンバータは、図１に示すように、そのＬＬＣ直列共振コンバータの軽負荷において電圧調節ができない主な原因は、一次コイルＮPの寄生容量１１（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）及びその二次側の全波整流回路（ｆｕｌｌ-ｗａｖｅ ｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ）に備える２つの整流器（ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ）の寄生容量１２、１３は、パワースイッチを切り替える瞬間に、共振インダクタＬｒとが共振するため、寄生容量に余分なエネルギーが蓄積されることにある。この余分なエネルギーによって、ＬＬＣ直列共振コンバータの軽負荷（ｌｉｇｈｔ ｌｏａｄ）状態における電圧利得（ｖｏｌｔａｇｅ ｇａｉｎ）が大幅に増加し、ＬＬＣ直列共振コンバータは出力電圧Ｖｏの変化を設計された一定範囲に有効に維持することができない。
【０００５】
そのため、前述のような軽負荷で電圧調節ができない課題に関する解決を図る２種の従来手段が提案されている。図２に示すように、そのうち一つの手段は、ＬＬＣ直列共振コンバータの一次側にバーストモードコントローラ（ｂｕｒｓｔ ｍｏｄｅ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）２１を追設して、一次側に備える２つのパワースイッチＱ1、Ｑ2にバーストモード制御を提供する。制御方法はＬＬＣ直列共振コンバータが軽負荷状態において、間歇的（ｉｎｔｅｒｍｉｔｔｅｎｔｌｙ）に作動させ、ＬＬＣ直列共振コンバータより発生する出力電圧Ｖoが設計の出力電圧（ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ）の上限値（ｕｐｐｅｒ ｌｉｍｉｔｅｄ ｖａｌｕｅ）になる前に稼働を中止させる。一方、発生の出力電圧Ｖoが設計出力電圧の下限値（ｌｏｗｅｒ ｌｉｍｉｔｅｄ ｖａｌｕｅ）になる前に、稼働を開始させる。このような手段は出力電圧Ｖoの変化を設計された範囲に調節（ｒｅｇｕｌａｔｅｄ）する目的を達成できるが、バーストモードコントローラ２１に設計されたバースト周波数（ｂｕｒｓｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）のうち、パワースイッチＱ1、Ｑ2の切り替えの作動期間（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｅｒｉｏｄ）以外に、作動停止期間（ｓｔｏｐｐｅｄ ｐｅｒｉｏｄ）も含められている。よって、ＬＬＣ直列共振コンバータがバースト周波数により稼働するときに、連続した音声周波数（ａｕｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に近いノイズを発生する。このような悩ましい騒音はＬＬＣ直列共振コンバータの周辺環境に一定レベルの騒音影響を引き起こす。
【０００６】
引き続き図３を参照する。もう一つの手段は、ＬＬＣ直列共振コンバータの二次側にダミー抵抗器（ｄｕｍｍｙ ｒｅｓｉｓｔｏｒ）３１を取り付けて、ダミー抵抗器３１を二次側の出力コンデンサＣｏに並列接続することで負荷を増加し、ＬＬＣ直列共振コンバータの軽負荷稼働を避けて出力電圧Ｖｏの変化調節を達成する。しかし、この手段はＬＬＣ直列共振コンバータの電気変換効率を低下させるばかりでなく、軽負荷（例えば、スタンバイ状態）において、ダミー抵抗器３１によって、多くの電気エネルギーが消費される。
【０００７】
前述とおり、既存の電気変換効率を維持しつつ、かつ悩ましい騒音の発生を防止する観点から、前述の２つの手段とも、ＬＬＣ直列共振コンバータが軽負荷出力電圧Ｖoの変化に対する電圧調節の目的を有効に実現することができない。
【０００８】
軽負荷におけるＬＬＣ直列共振コンバータが出力電圧Ｖｏの変化を有効に調節できない原因は、一次コイルと、二次側に備える２つの整流器の寄生容量にあり、さらにパワースイッチを切り替える瞬間に寄生容量はどうしても共振インダクタＬｒと共振することを避けることができず、寄生容量に余分なエネルギーが蓄積される。この点について、図４に示すように、ＬＬＣ直列共振コンバータの二次側に備える２つの整流器Ｄ1、Ｄ2にて、それぞれ二次再充電回路（ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ｒｅｃｈａｒｇｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ） ４１、４２を設け、一次コイルＮPの寄生容量に蓄積された余分なエネルギーが前記二次側に移動されたとき、二次再充電回路４１、４２を介して、一次側に充電させる。この種の解決方法は、出力電圧Ｖｏの変化を設計範囲に調節する目的は達成できるものの、それぞれ外部駆動回路（ｅｘｔｅｒｎａｌ ｄｒｉｖｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ）（図示しない）を利用して、二次再充電回路４１、４２のスイッチＱａ1、Ｑａ2を切り替え制御するほか、外部駆動回路より発生する制御関連の信号は、一次側のパワースイッチＱA、ＱB、ＱC、ＱDの制御信号による。そのため、ＬＬＣ直列共振コンバータ全体の回路を複雑化させるほか、製造コストも大幅増となる。加えて、演算データ及びプロセスが倍増したため、制御信号関連の伝搬遅延（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｄｅｌａｙ）を引き起こし、二次再充電回路４１、４２は余分なエネルギーをリアルタイムに一次側に充電できず、最終的には軽負荷状態において、出力電圧Ｖｏの変化を有効に調節することはできない。
【０００９】
よって、ＬＬＣ直列共振コンバータを簡単な回路設計により、設計及び製造されたＬＬＣ直列共振コンバータは実務の要求に基づき、必要な出力電圧を発生し、出力電圧を発生する二次コイルまたは出力コンデンサとも寄生容量に余分なエネルギーの蓄積によって、スパイク電流を発生することはなく、出力電圧は軽負荷時も有効に一定範囲に維持するものは、本発明が検討するもっとも重要な課題である。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前述公知技術による直列共振コンバータの問題並び欠点について、発明者は長年の実務経験に基づき、研究及び実験を重ねた結果、循環電流回路を利用した軽負荷電圧調節機能を実現できるＬＬＣ直列共振コンバータを発明した。本発明を適用することによって、ＬＬＣ直列共振コンバータの二次コイルまたは出力コンデンサとも寄生容量に余分なエネルギーを蓄積しスパイク電流を発生することなく、直列共振コンバータが発生する出力電圧は軽負荷のとき、有効に一定の範囲に維持することができる。
【００１１】
本発明の目的は、循環電流回路（ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ）を利用し、軽負荷における電圧調節（ｌｉｇｈｔ ｌｏａｄ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）機能を実現する、ＬＬＣ直列共振コンバータ（ＬＬＣ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を提供する。ＬＬＣ直列共振コンバータは、ハーフブリッジ回路（ｈａｌｆ-ｂｒｉｄｇｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）と、共振インダクタ（ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｄｕｃｔｏｒ）と、共振コンデンサ（ｒｅｓｏｎａｎｔ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）と、循環電流回路（ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ）と、変圧器（ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）と、全波整流回路（ｆｕｌｌ-ｗａｖｅ ｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ）と、を備える。そのうち、ハーフブリッジ回路は２つのパワースイッチ（ｓｗｉｔｃｈｅｓ）を直列接続してなり、かつ入力電圧と並列接続する。共振インダクタと、変圧器に備える一次コイル（ｐｒｉｍａｒｙ ｗｉｎｄｉｎｇ）自らの磁気インダクタンス（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）と、共振コンデンサの三者を直列接続して、ＬＬＣ共振回路を形成する。ＬＬＣ共振回路は、そのうち一つのパワースイッチと並列接続する。循環電流回路は２つの整流器（ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ）を直列接続してなり、かつハーフブリッジ回路と並列接続する。２つの整流器の間の回路は共振インダクタと、一次コイルとの間の回路に重ね接ぎあわせる。全波整流回路は変圧器の二次コイル（ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ｗｉｎｄｉｎｇ）に接続され、出力コンデンサにて必要な出力電圧を発生させる。これにより、ＬＬＣ共振回路は入力電圧から伝送するエネルギーを受け入れて、かつ循環電流回路はパワースイッチを切り替える瞬間（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｍｏｍｅｎｔ）に、共振インダクターの電流を誘導して循環電流を形成することによって、一次コイルの寄生容量（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）は共振インダクタとの共振により、共振インダクタの電流によって正方向または逆方向過度に充電されることはない。一次コイルに備える寄生容量の電圧降下が、入力電圧から共振コンデンサの電圧降下を差し引いた差を超えず、または共振コンデンサの電圧降下値を超えない。よって、パワースイッチを切り替える瞬間、一次コイルの寄生容量に余分なエネルギーが蓄積されないため、余分なエネルギーを一次コイルに伝送されない。二次コイルまたは出力コンデンサのいずれにおいても、寄生容量に余分なエネルギーが蓄積されることによるスパイク電流（ｓｐｉｋｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ）は発生しない。よって、共振コンバータから発生する出力電圧は軽負荷のときも有効に一定の範囲（例えば、設計の出力電圧の±５％範囲）に維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】従来技術１のＬＬＣ直列共振コンバータの電気回路図である。
【図２】従来技術２のＬＬＣ直列共振コンバータの電気回路図である。
【図３】従来技術３のＬＬＣ直列共振コンバータの電気回路図である。
【図４】従来技術４のＬＬＣ直列共振コンバータの電気回路図である。
【図５】本発明の第１実施例の電気回路図である。
【図６（ａ）】第１実施例の動作原理に係わる箇所の電気回路図である。
【図６（ｂ）】本発明の動作原理に係わる箇所の電気回路図である。
【図７】本発明の第２実施例による電気回路図である。
【図８】本発明の第３実施例による電気回路図である。
【図９】本発明の第４実施例による電気回路図である。
【図１０（ａ）】図１に示すＬＬＣ直列共振コンバータをそれぞれ実測及びサンプリングして得られた一次コイルＮPの寄生容量における電圧降下Ｖｐ及び二次側電流ｉS波形の態様図である。
【図１０（ｂ）】図５に示すＬＬＣ直列共振コンバータをそれぞれ実測及びサンプリングして得られた一次コイルＮPの寄生容量における電圧降下Ｖｐ及び二次側電流ｉS波形の態様図である。
【図１１（ａ）】図１に示すＬＬＣ直列共振コンバータをそれぞれ実測及びサンプリングして、得られた負荷曲線図、即ち負荷変化範囲内において、各ＬＬＣ共振コンバータが生成する出力電圧Ｖｏの対応曲線態様図である。
【図１１（ｂ）】図５に示すＬＬＣ直列共振コンバータをそれぞれ実測及びサンプリングして、得られた負荷曲線図、即ち負荷変化範囲内において、各ＬＬＣ共振コンバータが生成する出力電圧Ｖｏの対応曲線態様図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施例を図を参照して詳細に説明する。
（実施例１）
【００１４】
本発明の第１実施例は循環電流回路を利用し軽負荷電圧調節機能を実現するＬＬＣ直列共振コンバータを提供する。図５に示すように、共振コンバータはハーフブリッジ回路５２と、共振インダクタＬｒと、共振コンデンサＣｒと、循環電流回路５１と、変圧器Ｔ1と、全波整流回路５３と、を備える。ハーフブリッジ回路５２は第１パワースイッチＱ1と、第２パワースイッチＱ2を直列接続しており、かつ入力電圧Ｖｓに並列接続され、第１パワースイッチＱ1と第２パワースイッチＱ2のゲート電極はそれぞれ共振制御チップ（図示しない）にて対応の制御ピンに接続され、第１パワースイッチＱ1のドレイン電極は前記入力電圧Ｖｓの正極に接続し、ソース電極は第２パワースイッチＱ2のドレイン電極に接続し、第２パワースイッチＱ2のソース電極は入力電圧Ｖｓの負極に接続する。これにより、ハーフブリッジ回路５２は入力電圧Ｖｓから伝送するエネルギーを平滑に受け入れて、安定な電圧を変圧器Ｔ1に提供することができる。
【００１５】
変圧器Ｔ1の一次コイルＮPにて従来の磁気インダクタンスＬｍは前記一次コイルＮPに並列に接続され、図５に示すように、共振インダクタＬｒと、磁気インダクタンスＬｍと、共振コンデンサＣｒ三者が順を追って直列接続され、ＬＬＣ共振回路を形成し、ＬＬＣ共振回路は第２パワースイッチＱ2と並列接続する。変圧器Ｔ1は主に隔離に使用され、その上に一次コイルＮPと、第１二次コイルＮS1と、第２一次コイルＮS2と、が設けられる。第１二次コイルＮS1と、第２二次コイルＮS2の一端は互いに直列接続され、一次コイルＮPの一端は共振インダクタＬｒを介して、前記２つのパワースイッチＱ1、Ｑ2間の回路に接続し、他端は共振コンデンサＣｒの一端に接続し、共振コンデンサＣｒのもう一端は第２パワースイッチＱ2のソース電極に接続する。引き続き、図５を参照する。全波整流回路５３は第１整流器Ｄ1と、第２整流器Ｄ2によって組み合わされ、第１整流器Ｄ1の正極は第１二次コイルＮS1のもう一端に接続し、第２整流器Ｄ2の正極は第２二次コイルＮS2のもう一端に接続する。第２整流器Ｄ2の負極側は第１整流器Ｄ1の負極側に接続したうえ、合わせて出力コンデンサＣｏの正極に接続する。出力コンデンサＣｏの負極を第１二次コイルＮS1と、第２二次コイルＮS2との間の回路に接続して、変圧器Ｔ1が二次側の出力コンデンサＣｏにて、必要な出力電圧Ｖｏを生成し、出力コンデンサＣｏは安定な出力電圧Ｖｏを出力端にてジャンパー接続の負荷（図示しない）に提供することができる。
【００１６】
引き続き、図５を参照する。循環電流回路５１は第３整流器Ｄ3と、第４整流器Ｄ4と直列接続してなり、かつハーフブリッジ回路５２と並列接続する。そのうち、第３整流器Ｄ3の正極側は第４整流器Ｄ4の負極に接続し、第３整流器Ｄ3と、第４整流器Ｄ4との間の回路は、パワースイッチＱ1、Ｑ2を切り替える瞬間に、共振コンデンサＬｒに循環電流を発生させるため、共振インダクタＬｒと、一次コイルＮP（すなわち、磁気インダクタンスＬｍ）との間の回路に重ね接ぎあわせる。特に注意したいところは、実施例１に述べるパワースイッチＱ1、Ｑ2は、例えば、それぞれ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴと略称する）、またはその他等効果のパワースイッチであり、整流器Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4は、例えば、それぞれ整流ダイオードその他等効果の整流器である。
【００１７】
図６（ａ）を参照する。パワースイッチＱ2は共振制御チップ（図示しない）によってオフされ、かつ不感時間（ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）を経過した後、パワースイッチＱ1は共振制御チップによって導通される。このとき、入力電圧Ｖｓと、パワースイッチＱ1と、共振インダクタＬｒと、寄生容量と、共振コンデンサＣｒによって、回路を構成し回路電流を発生する。一次コイルＮPにおける寄生容量は正方向に充電されるため、自然に共振インダクタＬｒと、寄生容量との間に共振の現象が発生する。よって、一次コイルＮPに備える寄生容量は正方向に過度充電され、かつ寄生容量における電圧降下Ｖｐは入力電圧Ｖｓから共振コンデンサＣｒにおける電圧降下ＶCrを差し引いた差を超えたとき、循環電流回路５１に備える第３整流器Ｄ3は導通され、共振インダクタＬｒの電流ｉLrは、パワースイッチＱ1と、共振インダクタＬｒと、第３整流器Ｄ3より組み合わせた回路で、循環電流が生成される（図６（ａ）における破線矢印に示す）。よって、共振インダクタＬｒの電流ｉLrは一次コイルＮPに備える寄生容量に正方向に過度充電せず、一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下Ｖｐは入力電圧Ｖｓから共振コンデンサＣｒの電圧降下ＶCrを差し引いた差を超えることはない。
【００１８】
引き続き、図６（ｂ）を参照する。パワースイッチＱ1が共振制御チップによってオフされ、かつ不感時間（ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）を経過した後、パワースイッチＱ2が共振制御チップによって導通される。このとき、パワースイッチＱ2と、共振インダクタＬｒと、寄生容量と、共振コンデンサＣｒによって、回路を構成し回路電流を発生する。一次コイルＮPの寄生容量は逆方向に充電されるため、自然に共振インダクタＬｒと、寄生容量との間に共振の現象が発生する。よって、一次コイルＮPの寄生容量が逆方向に過度充電され、かつ寄生容量における電圧降下Ｖｐが共振コンデンサＣｒの電圧降下ＶCrを上回ったとき、循環電流回路５１の第４整流器Ｄ4が導通される。共振インダクタＬｒの電流ｉLrは、パワースイッチＱ2と、共振インダクタＬｒと、第４整流器Ｄ4より組み合わせた回路で、循環電流が生成される（図６（ｂ）における破線矢印に示す）。よって、共振インダクタＬｒの電流ｉLrは一次コイルＮPに備える寄生容量に逆方向に過度充電せず、一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下Ｖｐが共振コンデンサＣｒの電圧降下ＶCrを超えることはない。
【００１９】
前述とおり、第３整流器Ｄ3及び第４整流器Ｄ4はパワースイッチＱ1、Ｑ2を切り替える瞬間、かつ一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下Ｖｐが入力電圧Ｖｓから共振コンデンサＣｒの電圧降下ＶCrを差し引かれた値、または共振コンデンサＣｒの電圧降下ＶCrより大きいときのみ、自然に導通（ａｃｔｉｖａｔｅｄ ｎａｔｕｒａｌｌｙ）される。よって、一次コイルＮPに備える寄生容量には余分なエネルギーを蓄積することはない。従って、余分なエネルギーを二次コイルＮS1、ＮS2に伝えることもない。よって、二次コイルＮS1、ＮS2または出力コンデンサＣoとも寄生容量に余分なエネルギー蓄積によるスパイク電流（ｓｐｉｋｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ）を発生しない。共振コンバータが発生する出力電圧Ｖoが軽負荷のとき、有効に一定の範囲（例えば、設計された出力電圧の±５％範囲）に維持することができる。
【００２０】
図５に示すものは、本発明の一実施例にすぎず、本発明を実施するときは、この限りでない。実務の需要により、ＬＬＣ直列共振コンバータの一次側または二次側の回路設計を改変することができる。ただし、ＬＬＣ直列共振コンバータの一次側または二次側の回路設計を改変しても、本発明の保護請求の電気回路構造は、もっぱらＬＬＣ直列共振コンバータに適用できる電気回路構造である。よって、ＬＬＣ直列共振コンバータの設計分野に熟知する者は、本発明の設計思想に基づいて、ＬＬＣ直列共振コンバータに循環電流回路５１を追設するなど、循環電流回路５１がパワースイッチＱ1、Ｑ2を切り替える瞬間に、共振コンバータＬｒに循環電流を発生させ、一次コイルＮPの寄生容量における電圧降下Ｖｐが入力電圧Ｖｓから共振コンデンサＣｒにおける電圧降下ＶCrを差し引かれた値を超えず、または共振コンデンサＣｒにおける電圧降下ＶCrを超えないようにして、ＬＬＣ直列共振コンバータが発生する出力電圧Ｖoが軽負荷のとき、一定範囲に維持できるものは、すべて本発明の保護請求対象の電気回路構造に含める。
（実施例２）
【００２１】
本発明第２の実施例にて、循環電流回路を利用した軽負荷電圧調節機能を実現できるＬＬＣ直列共振コンバータを提供する。図７を参照する。ＬＬＣ直列共振コンバータは図５に示す共振コンデンサＣｒの設ける位置を一次コイルＮPと、共振インダクタＬｒとの間に変更する以外、作動原理及び得られる効果は図５に示すＬＬＣ直列共振コンバータに同じため、ここでの詳細説明を省略する。
（実施例３）
【００２２】
本発明第３の実施例は、循環電流回路を利用した軽負荷電圧調節機能を実現できるＬＬＣ直列共振コンバータを提供する。図８に示すように、ＬＬＣ直列共振コンバータの二次側回路は、図５に示す二次側回路とまったく同様のため、ここは一次側回路のみを説明する。共振コンバータの一次側回路はハーフブリッジ回路５２と、共振インダクタＬｒと、共振コンデンサＣｒと、循環電流回路５１と、補助コイルＮAと、変圧器Ｔ1と、を有する。そのうち、ハーフブリッジ回路５２は第１パワースイッチＱ1と、第２パワースイッチＱ2とを直列接続していて、かつ入力電圧Ｖｓと並列接続する。第１パワースイッチＱ1と、第２パワースイッチＱ2のゲート電極はそれぞれ共振制御チップ（図示しない）において、対応の制御ピンに接続し、第１パワースイッチＱ1のドレイン電極は入力電圧Ｖｓの正極に接続し、ソース電極は第２パワースイッチＱ2のドレイン電極に接続し、第２パワースイッチＱ2のソース電極は入力電圧Ｖｓの負極に接続する。よって、ハーフブリッジ回路５２は平滑に入力電圧Ｖｓから伝送するエネルギーを受け入れることができ、安定な電圧を変圧器Ｔ1の使用に提供することができる。変圧器Ｔ1の一次コイルＮPは従来の磁気インダクタンスＬｍを有し、一次コイルＮPに並列接続されている。図８に示すように、共振インダクタＬｒと、磁気インダクタンスＬｍと、共振コンデンサＣｒ三者が順を追って直列接続し、ＬＬＣ共振回路を形成し、かつ第２パワースイッチＱ2と並列接続する。一次コイルＮPの一端は共振インダクタＬｒを介して、２つのパワースイッチＱ1、Ｑ2の間の回路に接続し、もう一端は共振コンデンサＣｒの一端に接続する。共振コンデンサＣｒのもう一端は第２パワースイッチＱ2のソース電極に接続する。補助コイルＮAが一次コイルＮPと同じ極性を有し、かつ一端は第３整流器Ｄ3と第４整流器Ｄ4との間の回路に接続し、もう一端は一次コイルＮPのもう一端に接続する。
【００２３】
第３の実施例において、補助コイルＮAが一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下を検知して、それぞれ第３整流器Ｄ3または第４整流器Ｄ4を導通することによって、共振インダクタＬｒの電流が補助コイルＮAを介し、循環電流を形成して、図５に示すＬＬＣ直列共振コンバータと同じ作動原理並び効果が得られる。
（実施例４）
【００２４】
本発明第４の実施例にて、循環電流回路を利用した軽負荷電圧調節機能を実現できるＬＬＣ直列共振コンバータが提供される。図９を参照する。ＬＬＣ直列共振コンバータは図８に示す共振コンデンサＣｒの設ける位置を、一次コイルＮPと共振インダクタＬｒとの間に変更する以外、作動原理及び得られる効果は図８に示すＬＬＣ直列共振コンバータに同じため、ここでの詳細説明を省略する。
【００２５】
本発明のＬＬＣ直列共振コンバータの実行可能性を検証するため、発明者は図５に示す回路構造に基づき、実際に３００ワット、２４ボルトの電子回路を設計し、さらに、図１に示す従来技術１のＬＬＣ直列共振コンバータの電気回路構造に基づいて、同じ規格のもう一つ電子回路（本発明の循環電流回路５１を有しない。）を設計し、対照見本とする。両者について、実測、サンプリング並び性能比較を行った。実験は両者とも負荷を有しない状態において、オシロスコープ（ｏｓｃｉｌｌｏｓｃｏｐｅ）により、対照見本の一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下Ｖｐ及び二次側電流ｉSについて、実測及びサンプリングした結果は図１０（ａ）に示すように、対照見本の一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下Ｖｐ及び二次側電流ｉSの波形ともスパイク（ｓｐｉｋｅｓ）の発生が著しいため、出力電圧Ｖoが図１１（ａ）に示すように、Ａ位置からＢ位置の負荷変化範囲（０.６アンペア）において、有効に一定の範囲（例えば、設計の出力電圧２４ボルトの±５％範囲）を維持できないばかりでなく、出力電圧Ｖｏの変化範囲が設計の出力電圧２４ボルトの５０%範囲に達しており、この実測及びサンプリング結果により、前述公知のＬＬＣ直列共振コンバータでは、軽負荷における電圧調節（ｌｉｇｈｔ ｌｏａｄ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）ができない欠陥が証明されている。それに対して、同じく無負荷の状態において、オシロスコープ（ｏｓｃｉｌｌｏｓｃｏｐｅ）により、本発明の電子回路の一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下Ｖｐと、二次側電流ｉSについて、実測及びサンプリングしたところ、図１０（ｂ）に示すように、本発明による電子回路の一次コイルＮPに備える寄生容量の電圧降下Ｖｐと、二次側電流ｉSにおけるスパイクの改善が顕著に示していて、かつ図１１（ｂ）のＣ位置に示すように、出力電圧Ｖoがすでに一定範囲（例えば、設計の出力電圧２４ボルトの±５％範囲）に調節されている。つまり、本発明の図５に示すＬＬＣ共振インダクタは軽負荷のときに発生する出力電圧Ｖoが有効に調節され、かつ一定範囲に維持されている。明らかなように本発明のＬＬＣ共振インダクタは、一次コイルＮP、二次コイルＮS1、ＮS2または出力コンデンサＣoにおいても、寄生容量に余分なエネルギーが蓄積されずスパイク電流を発生しないため、共振コンバータが発生する出力電圧Ｖoは軽負荷のとき、設計の出力電圧の±５％範囲で有効に維持する予期効果を達成できる。
以上に開示したのは本発明の実施例である。ただし、本発明の実施例はこれに限らない。当該技術を熟知する者は、本発明の領域において、容易に思料と変化又は修飾できるものは、なお本発明の特許請求の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００２６】
５１・・・循環電流回路
５２・・・ハーフブリッジ回路
５３・・・全波整流回路
Ｃｏ・・・出力コンデンサ
Ｃｒ・・・共振コンデンサ
Ｄ1・・・第１整流器
Ｄ2・・・第２整流器
Ｄ3・・・第３整流器
Ｄ4・・・第４整流器
ｉS・・・二次側電流
ｉLr・・・共振インダクタの電流
Ｌｍ・・・磁気インダクタンス
Ｌｒ・・・共振インダクタ
ＮA・・・補助コイル
ＮP・・・一次コイル
ＮS1・・・第１二次コイル
ＮS2・・・第２二次コイル
Ｔ1・・・変圧器
Ｑ1・・・第１パワースイッチ
Ｑ2・・・第２パワースイッチ
ＶCr・・・共振コンデンサの電圧降下
Ｖｓ・・・入力電圧
Ｖｏ・・・出力電圧
Ｖｐ・・・一次コイルの寄生容量における電圧降下
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６（ａ）】
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【図６（ｂ）】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０（ａ）】
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【図１０（ｂ）】
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【図１１（ａ）】
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【図１１（ｂ）】
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