(57)【要約】【課題】  従来の平面線路導波管変換器に比べ、帯域幅を広げることにより、製造歩留まりを向上させた平面線路導波管変換器を提供することを目的とする。【解決手段】  導波管ブロック２の矩形からなる開口２１を閉鎖する第１面を有する誘電体基板１０と、誘電体基板１０の第１面上の開口２１内に形成された主整合素子６及び副整合素子７と、誘電体基板１０の第２面上に形成された短絡板３と、誘電体基板１０の第２面上に形成され、主整合素子６と対向するように短絡板３の切込み３ａ内に延びるＭＳＬ４により構成される。副整合素子７は、導波管ブロック２の開口２１の短辺と主整合素子６との間に配置され、主整合素子６及び副整合素子７は、開口２１の短辺と平行な方向の長さが互いに異なる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
導波管の矩形からなる開口を閉鎖する第１面を有する誘電体基板と、
上記誘電体基板の第１面上の上記開口内に形成された第１整合素子及び第２整合素子と、
上記誘電体基板の第２面上に形成された短絡板と、
上記誘電体基板の第２面上に形成され、第１整合素子と対向するように上記短絡板の切込み内に延びる平面線路とを備え、
第２整合素子は、上記導波管の上記開口の短辺と第１整合素子との間に配置され、
第１整合素子及び第２整合素子は、上記開口の短辺と平行な方向の長さが互いに異なることを特徴とする平面線路導波管変換器。
【請求項２】
上記平面線路は、上記開口の長辺を横切って延び、
第２整合素子は、矩形形状の第１整合素子の両側に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の平面線路導波管変換器。
【請求項３】
第１整合素子は、上記開口の短辺と平行な方向の素子長が上記導波管の管内波長に対応する共振長よりも長く、
第２整合素子は、上記素子長が上記共振長よりも短いことを特徴とする請求項１又は２に記載の平面線路導波管変換器。
【請求項４】
第１整合素子及び第２整合素子は、互いに離間して配置されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の平面線路導波管変換器。
【請求項５】
第１整合素子及び第２整合素子は、上記開口の短辺と平行な方向の長さが各整合素子に比べて短いネック領域を介して、互いに連結されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の平面線路導波管変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、平面線路導波管変換器に係り、更に詳しくは、平面線路により伝送される電力と導波管により伝送される電力とを相互に変換する平面線路導波管変換器の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロストリップ線路（ＭＳＬ）などの平面線路と導波管（ＷＧ：Wave Guide）とを接続する場合、平面線路により伝送される電力と、導波管により伝送される電力とを相互に変換することができる平面線路導波管変換器が用いられる（例えば、特許文献１）。
【０００３】
図１４及び図１５は、従来の平面線路導波管変換器の一例を示した図であり、整合素子２１３を有するＭＳＬ−ＷＧ変換器２００が示されている。図１４は、ＭＳＬ−ＷＧ変換器２００の斜視図、図１５の（ａ）及び（ｂ）は、図１４に示された誘電体基板１０の平面図である。このＭＳＬ−ＷＧ変換器２００は、上面にＭＳＬ４及び短絡板２１１、下面に整合素子２１３及び接地板２１４がそれぞれ形成された誘電体基板１０が、導波管ブロック２の開口を塞ぐように固定されている。接地板２１４は、導波管ブロック２の開口と対向する誘電体基板１０上の閉鎖領域を取り囲むように形成され、導波管ブロック２の端面に密着される。ＭＳＬ４は、短絡板２１１の切込み２１２内に形成されている。整合素子２１３は、上記閉鎖領域内に形成され、誘電体基板１０を挟んでＭＳＬ４と対向配置されることにより、互いに電磁的に結合される。
【０００４】
この様な平面線路導波管変換器を備えた誘電体基板上にアンテナパターンを形成すれば、小型軽量の平面アンテナを実現することができる。ところが、上記ＭＳＬ−ＷＧ変換器２００は、整合素子２１３を用いていることから、良好な変換特性が得られる周波数帯域が狭いという問題があった。例えば、反射量が（−２０）ｄＢ以下となる周波数帯域は、帯域比で３％程度しか確保することができなかった。このため、製造時の加工精度の影響によって中心周波数にずれが生じた場合のマージンが少なく、製造歩留まりを低下させ、製造コストを増大させるという問題があった。例えば、平面線路導波管変換器の中心周波数には、整合素子２１３を形成する際の加工精度に応じた誤差が生じるが、帯域幅が狭ければ、加工精度の変動により、所望の変換特性が得られない平面線路導波管変換器が容易に生じてしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−２４４２１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、広帯域の平面線路導波管変換器を提供することを目的とする。特に、従来の平面線路導波管変換器に比べ、帯域幅を広げることにより、製造歩留まりを向上させた平面線路導波管変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
第１の本発明による平面線路導波管変換器は、導波管の矩形からなる開口を閉鎖する第１面を有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第１面上の上記開口内に形成された第１整合素子及び第２整合素子と、上記誘電体基板の第２面上に形成された短絡板と、上記誘電体基板の第２面上に形成され、第１整合素子と対向するように上記短絡板の切込み内に延びる平面線路とを備え、第２整合素子が、上記導波管の上記開口の短辺と第１整合素子との間に配置され、第１整合素子及び第２整合素子が、上記開口の短辺と平行な方向の長さが互いに異なるように構成される。
【０００８】
この様な構成によれば、平面線路及び第１整合素子間の電磁結合と、第１整合素子及び第２整合素子間の電磁結合とを介して、平面線路と第２整合素子とを電磁的に結合させることができる。その際、第１整合素子と第２整合素子とを互いに異なる共振周波数により共振させることができる。このため、従来の平面線路導波管変換器に比べ、平面線路導波管変換器の帯域幅を広げることができる。
【０００９】
第２の本発明による平面線路導波管変換器は、上記構成に加え、上記平面線路が、上記開口の長辺を横切って延び、第２整合素子が、矩形形状の第１整合素子の両側に形成されているように構成される。
【００１０】
この様な構成によれば、第２整合素子が第１整合素子の片側にのみ形成される場合に比べ、第２整合素子に係る共振領域として広い面積を確保することができる。このため、平面線路導波管変換器の帯域幅を確実に広げることができる。
【００１１】
第３の本発明による平面線路導波管変換器は、上記構成に加え、第１整合素子が、上記開口の短辺と平行な方向の素子長が上記導波管の管内波長に対応する共振長よりも長く、第２整合素子が、上記素子長が上記共振長よりも短くなるように構成される。
【００１２】
この様な構成によれば、共振長よりも長い共振経路を第１整合素子内に形成させ、共振長よりも短い共振経路を第２整合素子内に形成させることができる。このため、素子長が共振長程度の整合素子のみが形成される場合に比べて、平面線路導波管変換器の帯域幅を十分に広げることができる。
【００１３】
第４の本発明による平面線路導波管変換器は、上記構成に加え、第１整合素子及び第２整合素子が、互いに離間して配置されているように構成される。この様な構成によれば、第１整合素子及び第２整合素子間で共振経路を分離することができる。このため、第１整合素子及び第２整合素子間で異なる２つの共振周波数を容易に実現することができる。
【００１４】
第５の本発明による平面線路導波管変換器は、上記構成に加え、第１整合素子及び第２整合素子が、上記開口の短辺と平行な方向の長さが各整合素子に比べて短いネック領域を介して、互いに連結されているように構成される。
【００１５】
この様な構成によれば、ネック領域を介して第１整合素子及び第２整合素子間に形成される共振経路の影響を抑制することができる。このため、第１整合素子と第２整合素子とを異なる共振周波数により共振させることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、従来の平面線路導波管変換器に比べ、平面線路導波管変換器の帯域幅を広げることができる。このため、製造時の加工精度が大きく変動したとしても、良好な変換特性が得られるので、製造歩留まりを向上させた広帯域の平面線路導波管変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態１によるＭＳＬ−ＷＧ変換器１を示した展開斜視図である。
【図２】図１のＭＳＬ−ＷＧ変換器１の平面図である。
【図３】図２のＭＳＬ−ＷＧ変換器１をＡ−Ａ切断線により切断した場合の切断面を示した断面図である。
【図４】図２のＭＳＬ−ＷＧ変換器１をＢ−Ｂ切断線により切断した場合の切断面を示した断面図である。
【図５】導波管ブロック２の開口２１に対するＭＳＬ４、主整合素子６及び副整合素子７の配置の一例を示した図である。
【図６】図１のＭＳＬ−ＷＧ変換器１における反射量及び透過量を計測した計測結果を示した図である。
【図７】図１のＭＳＬ−ＷＧ変換器１における主整合素子６及び副整合素子７の各素子長Ｂ１，Ｂ２と共振周波数ｆ１，ｆ２との関係の一例を示した図である。
【図８】図１のＭＳＬ−ＷＧ変換器１におけるＭＳＬ４の挿入長ｄ１及び副整合素子７の位置ｄ２と反射特性及び比帯域特性Ｗ１との関係の一例を示した図である。
【図９】図１の導波管ブロック２における狭壁２２ｂの寸法Ｌ１と反射特性及び共振周波数特性との関係の一例を示した図である。
【図１０】導波管ブロック２の開口２１に対するＭＳＬ４、主整合素子６及び副整合素子７の配置の他の例を示した図である。
【図１１】ＭＳＬ−ＷＧ変換器１のその他の構成例を示した図であり、主整合素子６の両側に互いの素子長が異なる副整合素子７ａ，７ｂが形成された場合が示されている。
【図１２】本発明の実施の形態２によるＭＳＬ−ＷＧ変換器１の一構成例を示した図であり、主整合素子６及び副整合素子７がネック領域９を介して互いに連結されている。
【図１３】本発明の実施の形態３によるＭＳＬ−ＷＧ変換器１の一構成例を示した図であり、副整合素子７が主整合素子６の片側にのみ形成されている。
【図１４】整合素子２１３を有する従来のＭＳＬ−ＷＧ変換器２００を示した斜視図である。
【図１５】図１４の従来のＭＳＬ−ＷＧ変換器２００の平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
実施の形態１．
図１〜図５は、本発明の実施の形態１によるＭＳＬ−ＷＧ変換器１の一構成例を示した図である。図１には展開斜視図、図２には平面図、図３には図２のＡ−Ａ切断線による断面図、図４には図２のＢ−Ｂ切断線による断面図がそれぞれ示されている。また、図５には、導波管ブロック２の開口２１に対するＭＳＬ４、主整合素子６及び副整合素子７の配置の一例が示されている。
【００１９】
このＭＳＬ−ＷＧ変換器１は、誘電体基板１０、短絡板３、ＭＳＬ４、接地板５、主整合素子６及び副整合素子７により構成される共振型の平面線路導波管変換器であり、導波管ブロック２の開口部に固着させて用いられる。本実施の形態によるＭＳＬ−ＷＧ変換器１では、主整合素子６と副整合素子７とを互いに異なる共振周波数で共振させることにより、帯域幅を広げている。
【００２０】
導波管ブロック２は、矩形の開口２１に連通する中空部２３を有する中空型の方形導波管であり、電力を低損失で伝送させることができる。中空部２３は、広壁２２ａと、広壁２２ａよりも狭い狭壁２２ｂとからなる管壁２２により囲まれ、管軸方向に電磁波を伝搬することができる。伝搬可能な電磁波の波長は、広壁２２ａの寸法によって規定される。この様な導波管ブロック２は、例えば、導電性の金属ブロックを切削加工することにより製作される。中空部２３の伝搬方向に直交する断面形状は、広壁２２ａに相当する長辺と、狭壁２２ｂに相当する短辺とからなる長方形である。
【００２１】
誘電体基板１０は、誘電体からなる矩形形状の基板であり、誘電体基板１０の下面により導波管ブロック２の開口２１が閉鎖される。短絡板３及びＭＳＬ４は、誘電体基板１０の上面に形成され、接地板５、主整合素子６及び副整合素子７は、誘電体基板１０の下面に形成される。
【００２２】
短絡板３は、導波管ブロック２を終端させる短絡面を構成する電極板であり、導電体層からなる。この短絡板３は、矩形形状の金属薄膜からなり、開口２１を覆うように配置される。短絡板３には、ＭＳＬ４を配置するための線状の切込み３ａが形成されている。切込み３ａは、開口２１の長辺と平行な辺から内側に向けて形成されている。
【００２３】
ＭＳＬ４は、金属薄膜からなる線状の平面線路であり、開口２１の短辺と平行に短絡板３の切込み３ａ内に延びている。このＭＳＬ４は、開口２１の長辺を垂直に横切り、その一端が後述する閉鎖領域８に達している。ＭＳＬ４の他端は、短絡板３の外側へ引き出されている。また、ＭＳＬ４は、切込み３ａ内において、短絡板３から一定の距離を隔てて配置され、閉鎖領域８よりも外側では、誘電体基板１０を介して接地板５と対向する。
【００２４】
接地板５は、導波管ブロック２の端面に接触させる電極板であり、導電体層からなる。この接地板５は、矩形形状の金属薄膜からなり、導波管ブロック２の開口２１と対向する閉鎖領域８を取り囲むように形成されている。閉鎖領域８は、開口２１を閉鎖するための短絡板３上の矩形領域であり、開口２１と略同一の形状及びサイズからなる。主整合素子６及び副整合素子７は、閉鎖領域８内に形成されている。
【００２５】
誘電体基板１０及び接地板５は、いずれも短絡板３よりも広く、外縁の形状及びサイズが、導波管ブロック２の外縁と一致している。また、短絡板３と接地板５とは、誘電体基板１０に形成された複数のスルーホール１１を介して互いに導通し、接地板５の下面を導波管ブロック２の上面に密着させて、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１を導波管ブロック２に固定した状態では、導波管ブロック２と同電位に保持される。
【００２６】
スルーホール１１は、例えば、誘電体基板１０に微小な貫通孔を設け、この貫通孔に導電性材料を充填させることにより形成され、閉鎖領域８を取り囲むように配置されている。この様な多数のスルーホール１１を用いた導通構造により、誘電体基板１０における電力損失を抑制させることができる。
【００２７】
主整合素子６及び副整合素子７は、それぞれが接地板５と導通しないように、接地板５の内縁から離間して形成される整合素子であり、いずれも導電体層からなる。主整合素子６は、誘電体基板１０を介してＭＳＬ４の一端と対向するように、開口２１の中央付近に配置されている。つまり、ＭＳＬ４は、その先端が主整合素子６と対向するように短絡板３の切込み３ａ内に延びている。
【００２８】
副整合素子７は、ＭＳＬ４と対向せず、開口２１の短辺と主整合素子６との間に配置されている。この副整合素子７は、矩形形状からなり、矩形形状の主整合素子６の両側に形成されている。つまり、開口２１の長辺と平行な方向に関し、副整合素子７、主整合素子６及び副整合素子７が、この順に配列されている。
【００２９】
副整合素子７を主整合素子６の両側に形成することにより、片側にのみ形成する場合に比べて、副整合素子７に係る共振領域として広い面積を確保することができる。ここでは、開口２１の中央付近に配置され、ＭＳＬ４と対向する整合素子を主整合素子と呼び、ＭＳＬ４と対向しない整合素子を副整合素子と呼んでいる。
【００３０】
短絡板３、ＭＳＬ４、接地板５、主整合素子６及び副整合素子７は、例えば、導電性金属の薄膜パターンとして形成されている。これらの薄膜パターンは、熱圧着法、スパッタリング法、蒸着法などにより、銅などの薄膜を誘電体基板１０の全面に形成した後、フォトエッチング法により上記薄膜をパターニングすることによって形成される。
【００３１】
本明細書中では、開口２１の長辺と平行な方向を開口２１の長手方向と呼び、開口２１の短辺と平行な方向を開口２１の短手方向と呼ぶ。ＭＳＬ４及び主整合素子６は、概ね開口２１の長辺の中央に配置されている。方形導波管内では、開口２１の短手方向の電界しか存在せず、電界強度が開口２１の長辺の中央において最大となることから、この様な配置により、変換効率を向上させることができる。
【００３２】
ＭＳＬ４は、線路幅がｗであり、開口２１に対する挿入長がｄ１である。挿入長ｄ１は、開口２１の長辺とＭＳＬ４の先端との距離である。ＭＳＬ４の線路幅ｗや挿入長ｄ１を調整することにより、インピーダンス整合を図ることができる。副整合素子７は、ＭＳＬ４を基準とする位置ｄ２に配置されている。位置ｄ２は、開口２１の長手方向に関する副整合素子７とＭＳＬ４との中心間の距離である。
【００３３】
図２中のＡ−Ａ切断線は、ＭＳＬ４を通って開口２１の短手方向と平行な直線である。図３では、ＭＳＬ４が、誘電体基板１０を介してその一部分のみ主整合素子６と重複し、導波管ブロック２の広壁２２ａよりも外側において、誘電体基板１０を挟んで接地板５と対向している。狭壁２２ｂの寸法Ｌ１は、開口２１の短辺の長さである。
【００３４】
図２中のＢ−Ｂ切断線は、開口２１の短辺の中央を通って開口２１の長手方向と平行な直線である。図４では、短絡板３が、誘電体基板１０を介して主整合素子６及び副整合素子７と対向するとともに、スルーホール１１を介して接地板５と導通している。広壁２２ａの寸法Ｌ２は、開口２１の長辺の長さである。
【００３５】
図５では、開口２１内の主整合素子６及び副整合素子７が、互いに離間して配置されるとともに、いずれも接地板５の内縁から離れて配置されている。つまり、１つの主整合素子６と２つの副整合素子７とは、閉鎖領域８内に島状に配置されている。この様に構成することにより、ＭＳＬ４及び主整合素子６間の電磁結合と、主整合素子６及び副整合素子７間の電磁結合とを介して、ＭＳＬ４と副整合素子７とを電磁的に結合させることができる。その際、主整合素子６と副整合素子７との間で共振経路Ｐ１，Ｐ２を分離することができる。
【００３６】
また、主整合素子６の両側に配置される副整合素子７は、いずれも開口２１の短手方向の長さが主整合素子６よりも短い。すなわち、開口２１の短手方向に関し、主整合素子６の長さを素子長Ｂ１とし、副整合素子７の長さを素子長Ｂ２とすれば、Ｂ１＞Ｂ２である。各副整合素子７は、開口２１の短手方向に関して開口２１の中央に配置されている。この例では、各副整合素子７について、素子長Ｂ２が概ね一致している。
【００３７】
主整合素子６及び副整合素子７について、開口２１の短手方向の長さを互いに異ならせることにより、電界方向の経路長の異なる共振経路Ｐ１，Ｐ２が形成されるので、主整合素子６と副整合素子７とは、互いに異なる共振周波数により共振させることができる。
【００３８】
主整合素子６及び副整合素子７は、例えば、素子長Ｂ１が導波管ブロック２の管内波長λｇに対応する共振長Ｌ０よりも長く、素子長Ｂ２が共振長Ｌ０よりも短くなるように形成される。管内波長λｇは、導波管内における電界分布の管軸方向に関する空間波長であり、自由空間における波長λとカットオフ波長λｃ＝Ｌ２×２とを用いて表すことができる。上記共振長Ｌ０は、管内波長λｇにより規定される素子長である。この様に構成することにより、共振長Ｌ０よりも長い共振長の共振経路Ｐ１を主整合素子６内に形成させ、共振長Ｌ０よりも短い共振長の共振経路Ｐ２を副整合素子７内に形成させることができる。
【００３９】
開口２１の長手方向に関する整合素子の長さを素子幅と呼べば、主整合素子６の素子幅はＡ１、副整合素子７の素子幅はＡ２である。また、主整合素子６及び副整合素子７間の間隙の長さはＡ３である。また、開口２１の短手方向に関し、ＭＳＬ４と主整合素子６との重複領域の長さは、ｄ３である。
【００４０】
上述したパラメータｗ，ｄ１〜ｄ３，Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２は、導波管ブロック２の寸法Ｌ１，Ｌ２と共に、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の変換特性や周波数特性に大きく影響する。ここでは、一例として、６ｍｍ厚のアルミニウム板からなるＬ１＝１．６５ｍｍ、Ｌ２＝５．０ｍｍの導波管ブロック２に対し、誘電体基板１０が、比誘電率２．１７、厚さ０．１２７ｍｍからなり、短絡板３、ＭＳＬ４、接地板５、主整合素子６及び副整合素子７が、厚さ９μｍの銅箔からなり、さらに、ｗ＝０．３ｍｍ、ｄ１＝０．２８ｍｍ、ｄ２＝１．３７ｍｍ、Ａ１＝１．２ｍｍ、Ａ２＝１．３４ｍｍ、Ｂ１＝１．１８ｍｍ、Ｂ２＝１．０８ｍｍであるＭＳＬ−ＷＧ変換器１が使用される。このＭＳＬ−ＷＧ変換器１では、Ａ３＝０．１ｍｍ、ｄ３＝０．０４ｍｍ程度である。
【００４１】
図６は、図１のＭＳＬ−ＷＧ変換器１における反射量及び透過量の周波数特性を示した図である。反射量及び透過量は、散乱パラメータＳ１１，Ｓ２１として求められる値であり、横軸には、中心周波数ｆ０により正規化された正規化周波数（ｆ／ｆ０）を用いている。図中の実線Ｒ１及びＴ１は、図１〜図５のＭＳＬ−ＷＧ変換器１の反射量及び透過量をそれぞれ示す特性曲線である。一方、破線Ｒ２及びＴ２は、図１４及び図１５に示した従来のＭＳＬ−ＷＧ変換器２００の反射量及び透過量をそれぞれ示す特性曲線である。なお、中心周波数ｆ０は、従来のＭＳＬ−ＷＧ変換器２００における共振周波数、つまり、伝送波の周波数である。
【００４２】
この測定に使用したＭＳＬ−ＷＧ変換器１の各寸法は、次の通りである。誘電体基板１０として、厚さ０．１２７ｍｍ、比誘電率２．１７のフッ素樹脂基板を用いた。主整合素子６は、素子幅Ａ１を１．２ｍｍ、素子長Ｂ１０を１．１８ｍｍとし、共振周波数ｆ１が、中心周波数ｆ０＝７６ＧＨｚよりもやや低くなるように形成した。
【００４３】
副整合素子７は、素子幅Ａ２を１．３４ｍｍ、素子長Ｂ２０を１．０８ｍｍ、位置ｄ２０を１．３７ｍｍとし、共振周波数ｆ２が、中心周波数ｆ０＝７６ＧＨｚよりもやや高くなるように形成した。ＭＳＬ４は、線路幅ｗが０．３ｍｍ、閉鎖領域８への挿入長ｄ１０が０．２８ｍｍとなるように形成した。
【００４４】
導波管ブロック２は、厚さ６ｍｍのアルミニウム板を使用し、広壁２２ａの寸法Ｌ２０が５．０ｍｍ、狭壁２２ｂの寸法Ｌ１０が１．６５ｍｍとなるように形成した。図６〜図９では、パラメータの値や測定値を表示する際に、これらの寸法を基準として正規化した値が示されている。
【００４５】
中心周波数ｆ０付近における透過量を比較すれば、透過特性Ｔ１及びＴ２のいずれも概ね（−１）ｄＢ以下となっており、本実施の形態による透過特性Ｔ１は、従来の透過特性Ｔ２とほぼ同等であるということができる。一方、反射量が（−２０）ｄＢ以下となる帯域幅Ｗ１，Ｗ２を比較すれば、反射特性Ｒ１では比帯域（Ｗ１／ｆ０）が８．２％、反射特性Ｒ２では比帯域（Ｗ２／ｆ０）が３．２％となっており、本実施の形態による反射特性Ｒ１は、従来の反射特性Ｒ２と比べて、帯域幅が２倍以上になっていることがわかる。つまり、透過特性Ｔ１をほとんど劣化させることなく、反射特性Ｒ１の帯域幅が大幅に改善されている。上記反射特性Ｒ１では、共振周波数ｆ１＝０．９８、共振周波数ｆ２＝１．０３である。
【００４６】
従来のＭＳＬ−ＷＧ変換器２１０の周波数特性は、整合素子２１３の共振周波数に相当する中心周波数ｆ０において、透過量が最大となり、反射量が最小となる。また、透過特性Ｔ２は、周波数に応じて緩やかに変化するのに対し、反射特性Ｒ２は、中心周波数ｆ０付近において急峻に変化する。このため、反射量及び透過量がともに良好な周波数帯域は、反射特性Ｒ２によって決まり、比較的狭い帯域幅しか確保することができなかった。
【００４７】
これに対し、本実施の形態によるＭＳＬ−ＷＧ変換器１は、僅かに異なる２つの共振周波数ｆ１，ｆ２を有することにより、透過特性Ｔ１を顕著に劣化させることなく、反射特性Ｒ１の帯域幅を広げている。つまり、主整合素子６及び副整合素子７の異なる共振経路Ｐ１，Ｐ２に対応する２つの共振周波数ｆ１，ｆ２で共振させることにより、従来装置における急峻な反射特性Ｒ２を周波数軸方向にずらして２つ重ね合わせたような反射特性Ｒ１が得られる。
【００４８】
ここで、共振周波数ｆ１とｆ２とは独立して調整することができる。共振周波数ｆ１は、主整合素子６の素子長Ｂ１によって調整することができる。一方、共振周波数ｆ２は、副整合素子７の素子長Ｂ２によって調整することができる。このため、これらの共振周波数ｆ１，ｆ２を僅かに異ならせることにより、帯域幅Ｗ１を広げることができる。
【００４９】
また、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の帯域幅Ｗ１を広げるためには、共振周波数ｆ１，ｆ２が、中心周波数ｆ０を挟む周波数であり、かつ、共振周波数ｆ１，ｆ２間において、所望の変換特性が得られていることが必要となる。図６では、２つの共振周波数ｆ１，ｆ２の差が帯域比で５％程度となるように、共振周波数ｆ１が中心周波数ｆ０よりも低く、共振周波数ｆ２が中心周波数ｆ０よりも高くなるように調整したＭＳＬ−ＷＧ変換器１が用いられている。
【００５０】
なお、素子長Ｂ２を素子長Ｂ１よりも長くすることにより、共振周波数ｆ１が中心周波数ｆ０よりも高く、共振周波数ｆ２が中心周波数ｆ０よりも低くなるように調整したＭＳＬ−ＷＧ変換器１を用いても良い。
【００５１】
図７は、図１のＭＳＬ−ＷＧ変換器１における主整合素子６及び副整合素子７の各素子長Ｂ１，Ｂ２と共振周波数ｆ１，ｆ２との関係の一例を示した図であり、素子長Ｂ１，Ｂ２の異なる複数のＭＳＬ−ＷＧ変換器１を製作し、それぞれの反射特性を測定した測定結果が示されている。
【００５２】
図中の（ａ）には、横軸に素子長Ｂ１０により正規化された正規化整合素子長（Ｂ１／Ｂ１０）、縦軸に正規化周波数を用いて、主整合素子６の素子長Ｂ１を変化させた場合が示されている。この図は、正規化整合素子長を０．９８から１．０４まで約０．０２ごとに変化させた場合の測定結果である。
【００５３】
この測定結果によれば、正規化整合素子長を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数ｆ２は１．０２〜１．０３の範囲内で概ね一定であるのに対し、共振周波数ｆ１は、１．０２から０．９３まで大きく低下している。つまり、主整合素子６の素子長Ｂ１により、共振周波数ｆ１を制御できることがわかる。
【００５４】
図中の（ｂ）には、横軸に素子長Ｂ２０により正規化された正規化整合素子長（Ｂ２／Ｂ２０）、縦軸に正規化周波数を用いて、副整合素子７の素子長Ｂ２を変化させた場合が示されている。この図は、正規化整合素子長を０．９６から１．０２まで約０．０２ごとに変化させた場合の測定結果である。
【００５５】
この測定結果によれば、正規化整合素子長を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数ｆ１は０．９７〜１．００の範囲内で概ね一定であるのに対し、共振周波数ｆ２は、１．０６から１．００まで大きく低下している。つまり、副整合素子７の素子長Ｂ２により、共振周波数ｆ２を制御できることがわかる。
【００５６】
図８は、図１のＭＳＬ−ＷＧ変換器１におけるＭＳＬ４の挿入長ｄ１及び副整合素子７の位置ｄ２と反射特性及び比帯域特性Ｗ１との関係の一例を示した図であり、挿入長ｄ１や位置ｄ２の異なる複数のＭＳＬ−ＷＧ変換器１を製作し、それぞれの反射特性及び比帯域特性Ｗ１を測定した測定結果が示されている。図８では、比帯域がピークとなる正規化線路挿入長を１としている。
【００５７】
図中の（ａ）には、横軸に挿入長ｄ１０により正規化した正規化線路挿入長（ｄ１／ｄ１０）を用いて、ＭＳＬ４の挿入長ｄ１を変化させた場合が示されている。この図は、正規化線路挿入長を０．８５から１．１５まで約０．０５ごとに変化させた場合の測定結果である。
【００５８】
この測定結果によれば、正規化線路挿入長を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数ｆ２は概ね一定であるのに対し、共振周波数ｆ１は、正規化線路挿入長が０．９２付近で反射量が大きく落ち込んでいる。一方、比帯域特性Ｗ１は、正規化線路挿入長が１．０付近で最も広帯域な特性が得られている。
【００５９】
図中の（ｂ）には、横軸に位置ｄ２０により正規化した正規化整合素子位置（ｄ２／ｄ２０）を用いて、副整合素子７の位置ｄ２を変化させた場合が示されている。この図は、正規化整合素子位置を０．２から２．２まで約０．３ごとに変化させた場合の測定結果である。
【００６０】
この測定結果によれば、正規化整合素子位置を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数ｆ１は、正規化整合素子位置が０．７付近で反射量が大きく落ち込み、また、共振周波数ｆ２は、正規化整合素子位置が１．３付近で反射量が大きく落ち込んでいる。一方、比帯域特性Ｗ１は、正規化整合素子位置が０．７〜１．８の範囲で比帯域が７．３〜８．２％となり、広帯域な特性が得られている。つまり、正規化整合素子位置が０．７〜１．３の範囲内であれば、広帯域かつ良好な反射特性のＭＳＬ−ＷＧ変換器１が得られることがわかる。また、主整合素子６及び副整合素子７間の間隙Ａ３は、長さＡ１やＡ２に比べて十分に小さいことがわかる。
【００６１】
図９は、図１の導波管ブロック２における狭壁２２ｂの寸法Ｌ１と反射特性及び共振周波数特性との関係の一例を示した図であり、寸法Ｌ１の異なる複数の導波管ブロック２を製作し、それぞれについて、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の反射特性及び共振周波数特性を測定した測定結果が示されている。
【００６２】
図中には、横軸に寸法Ｌ１０により正規化した正規化狭壁寸法（Ｌ１／Ｌ１０）を用いて、寸法Ｌ１を変化させた場合が示されている。この図は、正規化狭壁寸法を０．８から１．１まで約０．０３ごとに変化させた場合の測定結果である。
【００６３】
この測定結果によれば、正規化狭壁寸法を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数ｆ２の反射特性Ｒｆ２は緩やかに低下するのに対し、共振周波数ｆ１の反射特性Ｒｆ１は、正規化狭壁寸法が０．９７付近で大きく落ち込んでいる。また、共振周波数ｆ２は、１．００〜１．０３の範囲で概ね一定であるのに対し、共振周波数ｆ１は、０．８８から１．０３まで徐々に増大している。つまり、正規化狭壁寸法が０．９７〜１．０５の範囲内であれば、広帯域かつ良好な反射特性のＭＳＬ−ＷＧ変換器１が得られることがわかる。
【００６４】
本実施の形態によれば、主整合素子６と副整合素子７とを互いに異なる共振周波数により共振させることができ、従来のＭＳＬ−ＷＧ変換器に比べて、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の帯域幅を広げることができる。特に、副整合素子７を主整合素子６の片側にのみ形成する場合に比べて、副整合素子７に係る共振領域として広い面積を確保することができ、帯域幅を確実に広げることができる。
【００６５】
また、この様な広帯域化によって、製造時の加工精度の影響を受けて、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の変換特性が顕著に劣化するのを抑制することができる。例えば、共振周波数ｆ１には、主整合素子６を形成する際のパターニング精度に応じた誤差が生じる。同様にして、共振周波数ｆ２には副整合素子７の加工精度に応じた誤差が生じる。しかしながら、異なる２つの共振周波数ｆ１，ｆ２で共振させることによって、これらの共振周波数ｆ１，ｆ２の一方又は両方に多少の誤差が生じたとしても、伝送波の周波数における変換特性が顕著に劣化することはない。従って、周波数特性のばらつきを抑制することができる。その結果、製造歩留まりを向上させることができ、製造コストを低減することができる。
【００６６】
さらに、共振長Ｌ０よりも長い共振長の共振経路Ｐ１が主整合素子６内に形成され、共振長Ｌ０よりも短い共振長の共振経路Ｐ２が副整合素子７内に形成されるので、素子長が共振長Ｌ０程度の整合素子のみを閉鎖領域８内に形成する場合に比べて、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の帯域幅を十分に広げることができる。また、主整合素子６及び副整合素子７間で共振経路が分離されるので、主整合素子６及び副整合素子７間で異なる２つの共振周波数ｆ１，ｆ２を容易に実現することができる。
【００６７】
なお、本実施の形態では、副整合素子７が、開口２１の長辺と平行な辺と、開口２１の短辺と平行な辺とからなる矩形形状である場合の例について説明したが、本発明は副整合素子７の形状をこれに限定するものではない。例えば、副整合素子７がひし形や円形形状からなるものも本発明には含まれる。
【００６８】
図１０は、導波管ブロック２の開口２１に対するＭＳＬ４、主整合素子６及び副整合素子７の配置の他の例を示した図である。図中の（ａ）には、開口２１の短辺と平行な対角線を有するひし形形状の副整合素子７が示され、（ｂ）には、円形形状の副整合素子７が示されている。また、（ｃ）には、開口２１の長辺と平行な１対の辺が互いに長手方向にずれている平行四辺形形状の副整合素子７が示されている。
【００６９】
（ａ）の副整合素子７では、対角線の長さが素子長Ｂ２であり、（ｂ）の副整合素子７では、直径の長さが素子長Ｂ２である。（ｃ）の副整合素子７では、平行四辺形の斜辺の長さが素子長Ｂ２である。副整合素子７がこの様な形状であっても、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の帯域幅を広げることができる。
【００７０】
また、本実施の形態では、副整合素子７が主整合素子６の両側又は片側に、１つのパターンでのみ形成される場合の例について説明したが、副整合素子７は、互いに異なる複数のパターンから形成されるように構成しても良い。例えば、主整合素子６の両側に、互いの素子長が異なる２つの副整合素子がそれぞれ形成されるような構成のものも本発明には含まれる。
【００７１】
図１１は、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１のその他の構成例を示した図であり、主整合素子６の両側に互いの素子長が異なる副整合素子７ａ，７ｂが形成された場合が示されている。このＭＳＬ−ＷＧ変換器１では、２つの副整合素子７ａ，７ｂが主整合素子６と開口２１の短辺との間に形成されている。副整合素子７がこの様な互いに異なる複数のパターンから形成されるような構成であっても、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の帯域幅を広げることができる。
【００７２】
実施の形態２．
実施の形態１では、主整合素子６及び副整合素子７が互いに離間して配置される場合の例について説明した。本実施の形態では、主整合素子６及び副整合素子７が、開口２１の短手方向の長さが各整合素子６，７に比べて短い領域を介して、互いに連結されている場合について説明する。
【００７３】
図１２は、本発明の実施の形態２によるＭＳＬ−ＷＧ変換器１の一構成例を示した図であり、主整合素子６及び副整合素子７がネック領域９を介して互いに連結されている。ネック領域９は、開口２１の短手方向の長さｄ４が、素子長Ｂ１，Ｂ２よりも短い領域であり、主整合素子６、ネック領域９及び副整合素子７により、開口２１の短手方向の両側から対向する凹部を形成している。つまり、開口２１の一方の長辺側の外縁に関し、主整合素子６の外縁と副整合素子７の外縁とネック領域９の外縁とにより、凹部が形成されているとともに、開口２１の他方の長辺側の外縁に関しても、主整合素子６、副整合素子７及びネック領域９の各外縁により凹部が形成されている。このネック領域９は、例えば、主整合素子６や副整合素子７と同じ導電体層からなる。
【００７４】
この例では、主整合素子６の両側に配置される副整合素子７がいずれもネック領域９を介して主整合素子６と連結されている。ネック領域９を介して主整合素子６及び副整合素子７間に形成される共振経路のうち、経路長が共振経路Ｐ１やＰ２と近い共振経路の影響が小さければ、広帯域化が可能である。このため、ネック領域９の長さｄ４は、主整合素子６及び副整合素子７の素子長Ｂ１，Ｂ２よりも短ければ良いが、例えば、主整合素子６及び副整合素子７間の間隔Ａ３よりも短いことが望ましい。
【００７５】
この様な構成によっても、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の帯域幅を広げることができる。つまり、主整合素子６と副整合素子７とは、電磁的に結合可能であって、かつ、経路長の異なる共振経路Ｐ１，Ｐ２が形成可能であれば、互いに導通していても良い。
【００７６】
実施の形態３．
実施の形態１では、副整合素子７が主整合素子６の両側に配置される場合の例について説明した。これに対し、本実施の形態では、副整合素子７が主整合素子６の片側にのみ配置される場合について説明する。
【００７７】
図１３は、本発明の実施の形態３によるＭＳＬ−ＷＧ変換器１の一構成例を示した図であり、副整合素子７が主整合素子６の片側にのみ形成されている。この例では、副整合素子７が、主整合素子６の右側にのみ形成されている。この様な構成によっても、ＭＳＬ−ＷＧ変換器１の帯域幅を広げることができる。
【００７８】
なお、実施の形態１〜３では、平面線路がＭＳＬ４である場合の例について説明したが、本発明は変換器を介して導波管と接続される平面線路をＭＳＬ４に限定するものではない。例えば、誘電体基板の内部に形成した導電体層を誘電体基板の第１面及び第２面に形成した導電体層で挟む構造のストリップラインや、誘電体基板の表面に形成した導電体層に線状の空隙を設け、その空隙内に線状の導電体層を形成する構造のコプレーナ導波路を平面線路として用いる変換器にも本発明は適用することができる。
【００７９】
また、実施の形態１〜３では、ＭＳＬ４が導波管ブロック２の開口２１の長辺を横切って当該開口２１の短辺と平行に延びる場合の例について説明したが、ＭＳＬ４が開口２１の短辺を横切って開口２１の長辺と平行に延びるような構成の変換器にも本発明は適用することができる。
【００８０】
また、実施の形態１〜３では、主整合素子６が矩形形状からなる場合の例について説明したが、主整合素子６が矩形以外の形状、例えば、円形やひし形からなるものも本発明には含まれる。
【符号の説明】
【００８１】
１  ＭＳＬ−ＷＧ変換器
１０  誘電体基板
１１  スルーホール
３  短絡板
３ａ  切込み
４  ＭＳＬ
５  接地板
６  主整合素子
７，７ａ，７ｂ  副整合素子
８  閉鎖領域
９  ネック領域
２  導波管ブロック
２１  開口
２２ａ  広壁
２２ｂ  狭壁
２３  中空部
Ｂ１，Ｂ２  素子長
ｄ１  挿入長
ｄ２  副整合素子の位置
ｆ０  中心周波数
ｆ１，ｆ２  共振周波数
Ｌ１  狭壁の寸法
Ｌ２  広壁の寸法
ｗ  線路幅
【図１】
2013138356.tif 000003
【図２】
2013138356.tif 000004
【図３】
2013138356.tif 000005
【図４】
2013138356.tif 000006
【図５】
2013138356.tif 000007
【図６】
2013138356.tif 000008
【図７】
2013138356.tif 000009
【図８】
2013138356.tif 000010
【図９】
2013138356.tif 000011
【図１０】
2013138356.tif 000012
【図１１】
2013138356.tif 000013
【図１２】
2013138356.tif 000014
【図１３】
2013138356.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
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