(57)【要約】【課題】センサの測定精度を向上する。【解決手段】電圧電流変換回路であって、直流電源電流を供給又は遮断するスイッチＳ１と、スイッチＳ１に一端が接続されたインダクタＬ１と、周囲温度の変化に応じて測定値が変動し得るセンサの測定値に対応する入力電圧Ｖｉｎに応じた電流がインダクタＬ１の充放電を通じて出力されるよう、スイッチＳ１のスイッチングを制御する制御回路１２と、を備える。ここで、前記周囲温度の変化は、前記電圧電流変換回路の自己発熱に起因する温度変化を含む。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周囲温度の変化に応じて測定値が変動し得るセンサの前記測定値に対応する入力電圧に応じた電流を出力する電圧電流変換回路であって、
直流電源電流を供給又は遮断するスイッチと、
前記スイッチに一端が接続されたインダクタと、
前記センサの測定値に応じた入力電圧に対応する電流が前記インダクタの充放電を通じて出力されるよう、前記スイッチのスイッチングを制御する制御回路と、を備え、
前記周囲温度の変化が、前記電圧電流変換回路の自己発熱に起因する温度変化を含む、電圧電流変換回路。
【請求項２】
前記スイッチは、前記供給及び前記遮断を制御する、トランジスタ及びスイッチングダイオードを含む、請求項１に記載の電圧電流変換回路。
【請求項３】
前記インダクタの他端側にキャパシタが出力負荷に対して並列に接続された、請求項１又は２に記載の電圧電流変換回路。
【請求項４】
前記センサが収められたケース内に、前記電圧電流変換回路が設けられた、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧電流変換回路。
【請求項５】
前記センサが、温度、輻射温度、湿度及び気流のいずれかを測定するセンサである、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電圧電流変換回路。
【請求項６】
周囲温度の変化に応じて測定値が変動するセンサと、
前記センサの測定値に対応する入力電圧に応じた電流を、直流電源電流の周期的な第１のスイッチング制御を通じて出力するスイッチング方式の電圧電流変換回路と、
前記電圧電流変換回路から前記直流電源電流の一部を受け、当該一部の電流の周期的な第２のスイッチング制御を通じて前記センサへ駆動電流を出力するスイッチング方式のセンサ用電源回路と、を備え、
前記周囲温度の変化が、前記電圧電流変換回路及び前記電源回路の少なくとも一方の自己発熱に起因する温度変化を含む、センサユニット。
【請求項７】
前記第１のスイッチング制御がＯＮ状態のときに前記第２のスイッチング制御がＯＦＦ状態となり、前記第１のスイッチング制御がＯＦＦ状態のときに前記第２のスイッチング制御がＯＮ状態となる、請求項６に記載のセンサユニット。
【請求項８】
前記第１及び第２のスイッチング制御の一方における前記ＯＮ状態及びＯＦＦ状態を制御するクロック信号を発生するクロック発生器と、
前記クロック発生器が発生した前記クロック信号を反転するインバータと、をさらに備え、
前記インバータで反転された前記クロック信号によって、前記第１及び第２のスイッチング制御の他方における前記ＯＮ状態及びＯＦＦ状態が制御される、請求項７に記載のセンサユニット。
【請求項９】
前記センサが、温度、輻射温度、湿度及び気流のいずれかを測定するセンサである、請求項６〜８のいずれか１項に記載のセンサユニット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の一態様は、電圧電流変換回路及びセンサユニットに関する。
【背景技術】
【０００２】
電流による信号伝送方式は、配線の長さによって伝送誤差を生じることがない優れた方式であるため、産業用機器（例えば、センサやアクチュエータ等）のアナログ信号伝送に用いられることがある。センサやアクチュエータのアナログ信号伝送では、０％を４ｍＡ、１００％を２０ｍＡに対応させた、いわゆる４〜２０ｍＡ信号が標準的に用いられる。
【０００３】
このような電流による信号伝送を行なう場合、入力電圧に応じた電流を伝送路に出力する電圧電流変換回路が用いられる。電圧電流変換回路は、入力電圧に応じた目標の電流値となるよう内部の出力トランジスタの抵抗値を調整する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−５４７６７号公報
【特許文献２】特許第３０７８４７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、出力トランジスタの抵抗値を調整する方式では、トランジスタに加わる電圧と電流の積である消費電力がすべて熱となって周囲に放出される。４〜２０ｍＡ伝送においては、直流電源Ｖｓ＝２４Ｖ、負荷抵抗ＲＬ＝２５０Ωが標準的に用いられる。図６において、出力電流（４〜２０ｍＡ）をＩｏｕｔとしたとき、トランジスタＱ１の消費電力Ｐｏは、Ｐｏ＝（Ｖｓ−Ｉｏｕｔ＊ＲＬ）＊Ｉｏｕｔにより求めることができる。Ｉｏｕｔ＝４ｍＡのときＰｏ＝９２ｍＷ、Ｉｏｕｔ＝２０ｍＡのときＰｏ＝３８０ｍＷと計算される。このように、出力トランジスタの消費電力Ｐｏは出力電流Ｉｏｕｔによって大きく変化する。また、直流電源には器差があり、例えば±１０％としたとき、＋１０％ではＶｓ＝２６．４Ｖとなる。また、負荷抵抗ＲＬは標準的には２５０Ωであるが、例えば５０Ωという場合もある。このような動作条件では、Ｉｏｕｔ＝２０ｍＡのとき、消費電力Ｐｏ＝５０８ｍＷに達する。すなわち消費電力は、出力電流Ｉｏｕｔだけでなく、電源電圧Ｖｓ、負荷抵抗ＲＬの値によっても変動する。トランジスタの消費電力は熱となって周囲の温度を上昇させる。温度上昇の値は消費電力値に比例する。また、トランジスタは周囲の空気によって冷却されるため、温度上昇の値は周囲の気流速によっても変化する。最大５０８ｍＷの消費電力は、小型の機器内においては無視できない温度上昇をもたらす。
【０００６】
機器の温度上昇は、例えば周囲環境の温度を測定する温度センサの場合には大きな問題となる。すなわち、温度センサの近傍に発熱体があるため、温度上昇により測定温度に誤差を生じる。出力トランジスタの発熱を抑制するため、例えば特許文献１に示されるように、直流電源Ｖｓの電圧２４Ｖ一定ではなく可変とし、最小限の電圧まで低下させる方法が考えられている。しかし、回路の動作マージンを確保するため出力トランジスタに電圧を残す必要があり、消費電力の抑制は限定的である。
【０００７】
そこで、センサ出力値に対して温度上昇分を推定して補正する等の対策がとられることもある。しかし、出力トランジスタの発熱による温度上昇は、出力電流、負荷抵抗、センサ周囲の気流速によって変化し一定ではないため、測定誤差をゼロにすることが困難である。
【０００８】
その他の対策としては、温度センサを出力トランジスタから離して配置する方法（例えば特許文献２参照）も考えられるが、機器のサイズが増大してしまう。なお、温度センサに限らず例えば湿度センサの場合も、発熱により温度上昇すると相対湿度が低下するため、測定誤差を生じる。出力トランジスタの発熱量を低下させることでセンサの測定精度を向上させることが課題となる。
【０００９】
本発明の目的の一つは、センサの測定精度を向上することにある。
【００１０】
なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための形態に示す各構成により導かれる作用効果であって、従来の技術によっては得られない作用効果を奏することも本発明の他の目的の一つとして位置付けることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の電圧電流変換回路の一態様は、周囲温度の変化に応じて測定値が変動し得るセンサの前記測定値に対応する入力電圧に応じた電流を出力する電圧電流変換回路であって、直流電源電流が供給されるスイッチと、前記スイッチに一端が接続されたインダクタと、前記センサの測定値に応じた入力電圧に対応する電流が前記インダクタの充放電を通じて出力されるよう、前記スイッチのスイッチングを制御する制御回路と、を備え、前記周囲温度の変化が、前記電圧電流変換回路の自己発熱に起因する温度変化を含む。
【００１２】
ここで、前記スイッチは、前記供給及び前記遮断を制御する、トランジスタ及びスイッチングダイオードを含んでもよい。
【００１３】
また、前記インダクタの他端側にキャパシタが出力負荷に対して並列に接続されてもよい。
【００１４】
さらに、前記センサが収められたケース内に、前記電圧電流変換回路が設けられてもよい。
【００１５】
また、前記センサは、温度、湿度及び気流のいずれかを測定するものであってよい。前記温度は、輻射温度を含んでもよい。
【００１６】
さらに、本発明のセンサユニットの一態様は、周囲温度の変化に応じて測定値が変動するセンサと、前記センサの測定値に対応する入力電圧に応じた電流を、直流電源電流の周期的な第１のスイッチング制御を通じて出力するスイッチング方式の電圧電流変換回路と、前記電圧電流変換回路から前記直流電源電流の一部を受け、当該一部の電流の周期的な第２のスイッチング制御を通じて前記センサへ駆動電流を出力するスイッチング方式のセンサ用電源回路と、を備え、前記周囲温度の変化が、前記電圧電流変換回路及び前記電源回路の少なくとも一方の自己発熱に起因する温度変化を含む。
【００１７】
ここで、前記第１のスイッチング制御がＯＮ状態のときに前記第２のスイッチング制御がＯＦＦ状態となり、前記第１のスイッチング制御がＯＦＦ状態のときに前記第２のスイッチング制御がＯＮ状態となる、こととしてもよい。
【００１８】
また、前記センサユニットは、前記第１及び第２のスイッチング制御の一方における前記ＯＮ状態及びＯＦＦ状態を制御するクロック信号を発生するクロック発生器と、前記クロック発生器が発生した前記クロック信号を反転するインバータと、をさらに備え、前記インバータで反転された前記クロック信号によって、前記第１及び第２のスイッチング制御の他方における前記ＯＮ状態及びＯＦＦ状態が制御される、こととしてもよい。
前記センサは、温度、湿度及び気流のいずれかを測定するものであってよい。前記温度は、輻射温度を含んでもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】第１実施形態に係る電圧電流変換回路の一例を示す図である。
【図２】図１に例示するスイッチング方式の電圧電流変換回路の詳細構成例を示す回路図である。
【図３】図２に例示する電圧電流変換回路の動作を説明するタイミングチャートの一例である。
【図４】（Ａ）〜（Ｃ）はスイッチング方式の電圧電流変換回路の効果をシリーズ方式と比較して説明する図である。
【図５】シリーズ方式の電圧電流変換回路の一例を示す図である。
【図６】図５に例示するシリーズ方式の電圧電流変換回路の詳細構成例を示す回路図である。
【図７】第１実施形態の電圧電流変換回路の立ち上がり特性（シミュレーション結果）の一例を示すグラフである。
【図８】シリーズ方式及びスイッチング方式の電圧電流変換回路の電源消費電流（平均値）特性（シミュレーション結果）の一例を示すグラフである。
【図９】シリーズ方式及びスイッチング方式の電圧電流変換回路の電源消費電力（平均値）比（シミュレーション結果）の一例を示すグラフである。
【図１０】シリーズ方式及びスイッチング方式の電圧電流変換回路の回路消費電力（平均値）特性（シミュレーション結果）の一例を示すグラフである。
【図１１】シリーズ方式及びスイッチング方式の電圧電流変換回路の回路消費電力（平均値）比（シミュレーション結果）の一例を示すグラフである。
【図１２】第２実施形態に係るスイッチング方式のセンサ用電源回路を備えたセンサユニットの構成例を示す図である。
【図１３】図１２に例示するスイッチング方式のセンサ用電源回路の詳細構成例をスイッチング方式の電圧電流変換回路の詳細構成例と共に示す回路図である。
【図１４】図１３においてインバータＵ５を通さずに、スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２を同相動作させる場合の動作タイミングチャートの一例である。。
【図１５】図１３においてトランジスタＱ１及びＱ２を同相動作させる場合のタイミングチャートの一例である。
【図１６】シリーズ方式の電圧電流変換回路及びシリーズ方式のセンサ用電源回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。即ち、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形（例えば各実施例を組み合わせる等）して実施することができる。また、以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付して表している。図面は模式的なものであり、必ずしも実際の寸法や比率等とは一致しない。図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることがある。
【００２１】
〔１〕第１実施形態の説明
（原理的構成例）
図１は、第１実施形態に係る電圧電流変換回路の一例を示す図である。図１に示す電圧電流変換回路１０は、例示的に、インダクタＬ１、インダクタＬ１の一方の端子に接続されたスイッチＳ１、インダクタＬ１の他方の端子に直列接続されて負荷抵抗ＲＬへ出力される電流値Ｉｏｕｔを検出するための電流検出抵抗Ｒ１、制御回路１２を備える。
【００２２】
スイッチＳ１は、例示的に、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ（FET：Field-Effect Transistor）等（以下、単に「トランジスタ」と総称する。）を用いて構成できる。スイッチＳ１は、直流電源Ｖｓの高電位側との接続を成すＶｓ接点と、直流電源Ｖｓの低電位側（グランド（ＧＮＤ））との接続を成す接点（以下、便宜的に、「ＧＮＤ接点」と表記する。）とを有する。
【００２３】
スイッチＳ１がＶｓ接点に接続されると、直流電源Ｖｓから電流がインダクタＬ１へ供給され、スイッチＳ１がＧＮＤ接点に接続されると、直流電源ＶｓからインダクタＬ１への電流が遮断される。２つの接点に対応して素子として２つのトランジスタを用いてもよいし、回路簡素化のため、一方（例えばＧＮＤ接点）をダイオード（例えば図２のＤ１参照）によって構成してもよい。
【００２４】
制御回路１２は、電流検出抵抗Ｒ１で検出される電流値Ｉｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに対応する値となるよう、スイッチＳ１を２つの接点（Ｖｓ接点及びＧＮＤ接点）の間で繰り返し交互に切り替える。入力電圧Ｖｉｎは、非限定的な一例として、センサによる測定値に応じた電圧である。
【００２５】
センサは、例示的に、温度（例えば気温）を測定する温度センサ、輻射温度を測定する輻射温度センサ、湿度を測定する湿度センサ、及び、気流を測定する気流センサ等であり、温度、輻射温度、湿度及び気流のいずれか２以上を測定する複合センサであってもよい。
【００２６】
これらのセンサは、周囲温度の変化に応じて測定値が変動し得るセンサの非限定的な一例であり、ここでの周囲温度の変化には、電圧電流変換回路１０自体の回路発熱に起因する温度変化が含まれる。すなわち、電圧電流変換回路１０自体の回路発熱に起因する温度変化によって、センサの測定値に誤差が生じ得る。
【００２７】
例えば、温度センサのなかには、センサケース内の空気温度を測定するもののほか、センサケース外の測定対象の温度を測定する熱電対センサがある。熱電対は、温度の絶対値ではなく両接点間の相対温度に応じた起電力を発生する。このため、一方の接点を測定対象物に接触させ、他方の接点を基準温度環境に置く。後者を冷接点と呼ぶ。別の温度センサを使って冷接点の温度を測定し、その出力を熱電対センサの相対温度と加算することにより、測定対象の温度の絶対値を求める。冷接点はセンサケース内に設けられるが、２つの温度センサの位置を一致させることが難しいためある距離をもって設置することになる。２つの温度センサ間に温度差があると、冷接点温度が正しく測れないため測定誤差を生じる。したがって、センサケース内に発熱体（例えば、電圧電流変換回路１０）が存在するとケース内の温度が均一でなくなり、冷接点温度が正しく測れないため測定誤差を生じ得る。
【００２８】
また、対象物の放射温度を測定する輻射温度センサは、例えば熱電対を重ねたサーモパイル素子を用いる。輻射温度センサも冷接点の温度を別の温度センサを使って測定し、２つの温度センサの出力値を加算することにより、放射温度の絶対値を求める。冷接点は通常センサケース内に設けられるが、２つの温度センサの位置を一致させることができないためある距離をもって設置される。２つの温度センサ間に温度差があると、冷接点温度が正しく測れないため放射温度測定値に誤差を生じる。したがって、センサケース内に発熱体（例えば、電圧電流変換回路１０）が存在するとケース内の温度が均一でなくなり、測定誤差を生じ得る。
【００２９】
また、室内の気流速を測定する気流センサは、近傍に発熱体（例えば、電圧電流変換回路１０）が存在すると上昇気流が発生するため、気流センサの測定値に誤差を生じ得る。
【００３０】
制御回路１２は、Ｔ１の期間（ＯＮ期間）、スイッチＳ１をＶｓ接点に接続し、続くＴ２の期間（ＯＦＦ期間）、ＧＮＤ接点に接続することを（Ｔ１＋Ｔ２）を１周期として繰り返す。
【００３１】
これにより、インダクタＬ１は、ＯＮ期間Ｔ１において直流電源Ｖｓの電圧（以下「直流電圧Ｖｓ」とも表記する。）によって充電され、ＯＦＦ期間Ｔ２において充電エネルギーを電流として放電することを繰り返す。したがって、Ｔ１及びＴ２の比を制御すれば、負荷抵抗ＲＬへ出力される電流値Ｉｏｕｔの平均値（実効値）を制御できる。
【００３２】
よって、制御回路１２は、電流検出抵抗Ｒ１によって出力電流値Ｉｏｕｔを監視し、出力電流値Ｉｏｕｔの平均値が目標の電流値（入力電圧Ｖｉｎに対応する電流値）となるようスイッチＳ１のＯＮ期間Ｔ１及びＯＦＦ期間Ｔ２の比（ＯＮ／ＯＦＦ期間のデューティ比）を制御する。Ｔ１及びＴ２の比を変化させる方式には、Ｔ１＋Ｔ２を固定とするＰＷＭ方式と、Ｔ１又はＴ２のどちらか一方を固定するＰＦＭ方式とがあり、いずれを制御回路１２に適用してもよい。
【００３３】
このように、電圧電流変換回路１０の出力電流制御を、トランジスタの内部抵抗ではなく、スイッチＳ１及びインダクタＬ１により行なう（以下「スイッチング方式」と称することがある。）ことで、理想的な素子を用いた場合、電流検出抵抗Ｒ１での消費電力を除いて、スイッチＳ１及びインダクタＬ１による消費電力を原理的にはゼロにできる。
【００３４】
したがって、回路発熱による温度上昇を抑制でき、ひいては温度センサや湿度センサ等による測定誤差の発生を抑制して測定精度を向上することができる。
例えば図４（Ａ）に模式的に示すように、４〜２０ｍＡ出力空調用温度・湿度センサユニットのような温度センサと出力トランジスタとが通風孔（図示省略）を有するケース内に収められている場合を想定する。
【００３５】
この場合、シリーズ方式の電圧電流変換回路１００（図５参照）では、図４（Ｂ）に例示するように、発熱が大きいため、取り付け環境のケースに対する気流の有無や方向によってケース内の温度、湿度が変化し、温度、湿度の測定値に大きな誤差（例えば温度で数℃程度、湿度で数％程度）が発生し易い。仮に、製造段階で校正されたセンサでも、現場で再調整が必要な場合もある。
【００３６】
これに対し、本実施形態のスイッチング方式の電圧電流変換回路１０では、設計にもよるが、例えば、回路効率約９０％で、発熱はシリーズ方式の約１／１０にすることができる。そのため、図４（Ｃ）に例示するように、発熱が小さく、取付け環境の気流の有無や方向によらずにケース内の温度変化を小さくできる。したがって、シリーズ方式において取り付け環境の気流の有無や方向によって生じていた測定誤差を約１／１０に大幅改善できることが見込まれる。また、センサを電圧電流変換回路１０に従来よりも近接して配置することができるため、ケースの小型化を測ることもできる。
【００３７】
（詳細回路例）
次に、図２は、上述したスイッチング方式の電圧電流変換回路１０の詳細構成例を示す回路図である。図２に例示する電圧電流変換回路１０は、トランジスタＱ１、スイッチングダイオードＤ１、インダクタＬ１、電流検出抵抗Ｒ１、負荷抵抗ＲＬ、直流電源Ｖｓ、キャパシタＣ１、抵抗Ｒ２及びＲ３、オペアンプＵ１、コンパレータＵ２、クロック発生器Ｕ３、及びＮＡＮＤゲートＵ４を備える。
【００３８】
トランジスタＱ１は、例示的に、ＰＮＰ構造のバイポーラトランジスタである（駆動回路を変更してＮＰＮ構造のバイポーラトランジスタや、Ｊ−ＦＥＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いてもよい）。当該トランジスタＱ１は、エミッタが直流電源Ｖｓの高電位側に接続され、ベースがＮＡＮＤゲートＵ４の出力に接続され、コレクタがインダクタＬ１の一方の端子に直列接続されるとともにスイッチングダイオードＤ１のカソードに並列接続されている。ダイオードＤ１には、順方向電圧が低くスイッチング速度の速いショットキーダイオードを用いてもよい。
【００３９】
ＮＡＮＤゲートＵ４の出力がロー（Ｌ）になるとトランジスタＱ１がＯＮとなり、直流電源ＶｓからインダクタＬ１に電流が流れる。逆に、ＮＡＮＤゲートＵ４の出力がハイ（Ｈ）になるとトランジスタＱ１はＯＦＦとなり、インダクタＬ１に逆起電力が発生することによりスイッチングダイオードＤ１が導通する。別言すると、トランジスタＱ１及びダイオードＤ１は、既述のスイッチＳ１（Ｖｓ接点及びＧＮＤ接点）を成している。
【００４０】
ＮＡＮＤゲートＵ４は、２入力の一方にコンパレータＵ２の出力が接続され、他方に周期的にハイ（Ｈ）及びロー（Ｌ）を繰り返す方形波を生成するクロック発生器Ｕ３の出力が接続されている。したがって、コンパレータＵ２の出力及びクロック発生器Ｕ３の出力が共にハイ（Ｈ）の時にだけＮＡＮＤゲートＵ４の出力がロー（Ｌ）となり、トランジスタＱ１にベース電流が流れ、エミッタ−コレクタ間が導通してＯＮとなる。その他の状態ではＮＡＮＤゲートＵ４からハイ（Ｈ）が当該エミッタに出力される（すなわち、トランジスタがＯＦＦとなる）。
【００４１】
オペアンプＵ１、抵抗Ｒ２及びＲ３は、非反転増幅器を成し、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流に応じて両端に生じる電位差（両端電圧）を−（Ｒ３／Ｒ２）倍して出力する。
【００４２】
コンパレータＵ２は、入力電圧ＶｉｎとオペアンプＵ１の出力とを比較して、オペアンプＵ１の出力よりも入力電圧Ｖｉｎの方が高い場合にハイ（Ｈ）、逆に、入力電圧ＶｉｎよりもオペアンプＵ１の出力の方が高い場合にロー（Ｌ）をＮＡＮＤゲートＵ４に出力する。当該出力によってＮＡＮＤゲートＵ４の出力（Ｈ／Ｌ）が制御され、それによりトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦが制御される。
【００４３】
別言すると、非反転増幅器（オペアンプＵ１、抵抗Ｒ２及びＲ３）とコンパレータＵ２とは、既述の制御回路１２の一例を成す。
【００４４】
キャパシタＣ１は、直列接続された負荷抵抗ＲＬ及び電流検出抵抗Ｒ１の両端に対して並列に接続されて、負荷抵抗ＲＬへ出力される出力電流の交流成分を吸収しリップルを抑制する役割を果たす。
【００４５】
図３に、図２により上述した電圧電流変換回路１０の動作を説明するタイミングチャートの一例を示す。図３において、（１）はクロック発生器Ｕ３の出力、（２）は負荷抵抗ＲＬに流れる電流、（３）はコンパレータＵ２の出力、（４）はＮＡＮＤゲートＵ４の出力、（５）はトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間に流れる電流、（６）はスイッチングダイオードＤ１に流れる電流、（７）はインダクタＬ１に流れる電流をそれぞれ表わしている。なお、図３は、オペアンプＵ１及びコンパレータＵ２での遅延時間（制御遅延）を加味して表記している。
【００４６】
図３の（１）、（３）及び（４）に例示するように、クロック発生器Ｕ３及びコンパレータＵ２の各出力が共にＨとなる期間（Ｔ１）だけＮＡＮＤゲートＵ４の出力がＬとなり、その他の期間（Ｔ２）ではＮＡＮＤゲートＵ４の出力がＨとなる。したがって、図３の（５）に例示するように、トランジスタＱ１は、（Ｔ１＋Ｔ２）を１周期として、Ｔ１の期間でＯＮとなりＴ２の期間でＯＦＦとなることを繰り返す。
【００４７】
よって、図３の（２）及び（７）に例示するように、トランジスタＱ１のＯＮ期間Ｔ１において、直流電源Ｖｓ、インダクタＬ１、抵抗Ｒ１、及び負荷抵抗ＲＬを経由する閉ループに電流が流れてインダクタＬ１が充電され、その後のＯＦＦ期間Ｔ２においてインダクタＬ１に充電された電磁エネルギーが電流として負荷抵抗ＲＬ側へ放電される。負荷抵抗ＲＬには充電電流と放電電流とが繰り返し相補的に途切れることなく流れる。
【００４８】
一方、図３の（６）に例示するように、スイッチングダイオードＤ１は、トランジスタＱ１がＯＮである期間Ｔ１においてＯＦＦ状態となり電流は流れず、トランジスタＱ１がＯＦＦである期間Ｔ２においてＯＮ状態となりインダクタＬ１の放電電流が流れる。
【００４９】
すなわち、トランジスタＱ１のＯＮ期間Ｔ１では、直流電源Ｖｓ、インダクタＬ１、抵抗Ｒ１、及び負荷抵抗ＲＬを経由する閉ループに電流が流れてインダクタＬ１が充電され、その後のＯＦＦ期間Ｔ２では、インダクタＬ１、抵抗Ｒ１、負荷抵抗ＲＬ、及びダイオードＤ１を経由する閉ループにインダクタＬ１の放電電流が流れる。
【００５０】
このようにして、（Ｔ１＋Ｔ２）を１周期としてトランジスタＱ１がＯＮ／ＯＦＦ制御されることで、インダクタＬ１の充放電が繰り返される。ここで、Ｔ１及びＴ２のデューティ比は、コンパレータＵ２の出力（図３の（３）参照）のＨ及びＬの期間の比率によって定まる。
【００５１】
出力電流Ｉｏｕｔは電流検出抵抗Ｒ１を流れ電圧に変換される。Ｒ１の両端に発生する電圧はオペアンプＵ１によって増幅される。オペアンプＵ１の出力には出力電流に比例した電圧が発生する。コンパレータＵ２によって、オペアンプＵ１の出力電圧と入力電圧Ｖｉｎとを比較する。コンパレータＵ２の出力はオペアンプＵ１の出力電圧が入力電圧Ｖｉｎよりも低い場合にはＨに、逆の場合にはＬになる。コンパレータＵ２の出力によって、インダクタＬ１の充電と放電が切り替えられ、ＩｏｕｔがＶｉｎによって示される目標値となるように、フィードバック制御される。平衡状態においては、Ｉｏｕｔ＊Ｒ１＊Ｒ３／Ｒ２＝Ｖ１が成り立つので式を変形してＩｏｕｔは次のように表すことができる。
【００５２】
Ｉｏｕｔ＝Ｖ１＊Ｒ２／（Ｒ１＊Ｒ３）
すなわち、出力電流Ｉｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに比例する電圧電流変換器となる。変換係数である相互コンダクタンスＧｍは、
Ｇｍ＝Ｉｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｒ２／（Ｒ１＊Ｒ３）
と表すことができる。
【００５３】
以上のように、本実施形態の電圧電流変換回路１０によれば、出力電流制御を、スイッチＳ１及びインダクタＬ１を用いて虚数電流の充放電によって実施することになるため、従来の直流抵抗による制御よりも回路発熱による温度上昇を抑制できる。したがって、電圧電流変換回路１０の入力電圧Ｖｉｎを例えば温度センサや湿度センサ等の検出電圧とする場合、回路発熱による温度センサや湿度センサ等の測定誤差を小さくできる。
【００５４】
なお、図７〜図１１に、図２に例示したスイッチング方式電圧電流変換回路１０の回路シミュレーション結果を例示する。解析条件は、電源電圧Ｖｓ＝２４Ｖ、負荷抵抗ＲＬ＝２５０Ω、出力電流設定値＝２０ｍＡ、クロック発生器Ｕ３のクロック周波数＝１００ｋＨｚである。
【００５５】
図７は、電圧電流変換回路１０の立ち上がり時の過渡解析結果の一例を示している。負荷抵抗ＲＬに流れる電流が０から設定値（２０ｍＡ）に達するまでの時間（立ち上がり時間）が約１ｍｓであることを示している。温度センサや湿度センサの時定数である数秒から数分と比べて非常に速く、十分な応答特性をもっている。
【００５６】
図８は、シリーズ方式及びスイッチング方式の電圧電流変換回路の電源消費電流（平均値）特性の一例を示すグラフである。ただし、比較対象であるシリーズ方式の電圧電流変換回路は図６に例示する構成とし、電源電圧Ｖｓ＝２４Ｖ、負荷抵抗ＲＬ＝２５０Ωである（図９〜図１１においても同様）。図８から、出力電流が４〜２０ｍＡの範囲においてスイッチング方式ではシリーズ方式に比べて約１／３以下に消費電流を削減できることが分かる。
【００５７】
図９は、図８を電源消費電力（平均値）比として書き直したグラフである。ただし、「電源消費電力比」＝「スイッチング方式での電源消費電力／シリーズ方式での電源消費電力」である。図９から、スイッチング方式での電源消費電力は、シリーズ方式の電源消費電力と比べて出力電流４〜２０ｍＡの範囲において約３３％以下に低減されるため、直流電源Ｖｓの電流容量は１／３の小容量でよいことが分かる。
【００５８】
図１０は、シリーズ方式及びスイッチング方式の電圧電流変換回路の回路消費電力（平均値）特性の一例を示すグラフである。ただし、「回路消費電力」に負荷抵抗ＲＬの消費電力は含まない。図１０から、スイッチング方式での回路消費電力は、４〜２０ｍＡの範囲の出力電流に対して比例的に増加するシリーズ方式での回路消費電力に比べて、４〜２０ｍＡの範囲の出力電流に対して変化が小さく僅かであり大幅に低減できることが分かる。なお、スイッチング方式での回路消費電力は、既述のとおり理想的にはゼロにできるが、実際にはトランジスタＱ１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１での損失、電流検出抵抗Ｒ１の電力消費によってゼロにはならない。電流検出抵抗Ｒ１の消費電力Ｐ１は、Ｐ１＝Ｉｏｕｔ＊Ｉｏｕｔ＊Ｒ１と表わすことができる。一例として、抵抗Ｒ１＝５０Ω、Ｉｏｕｔ＝２０ｍＡのとき、消費電力Ｐ１＝２０ｍＷとなる。なお、電流検出抵抗の値は小さいほど電力消費が少なく好都合であるが、抵抗値が小さいと発生電圧も小さくなるため高倍率の増幅器を必要として、目標の変換精度を保つことが難しくなる。
【００５９】
図１１は、シリーズ方式及びスイッチング方式の電圧電流変換回路の回路消費電力（平均値）比の一例を示すグラフである。ただし、「回路消費電力比」＝「スイッチング方式での回路消費電力／シリーズ方式での回路消費電力」である。図１１から、スイッチング方式での回路消費電力は、シリーズ方式の回路消費電力と比べて、出力電流４〜２０ｍＡの範囲において約１／１０に低減できることが分かる。
【００６０】
以上のように、本実施形態のスイッチング方式の電圧電流変換回路１０によれば、消費電力（電源／回路消費電力）をシリーズ方式に比べて大幅に低減できる。したがって、電圧電流変換回路１０を例えば長時間（２４時間等）にわたって連続運転されるような温度センサや湿度センサ等の機器に適用した場合に、機器自体の消費電力は少なくても大きな節電効果を得ることができる。また、直流電源Ｖｓの電流容量を削減することも可能になる。
【００６１】
〔２〕第２実施形態の説明
第２実施形態では、電圧電流変換回路のスイッチング方式化に加えて、センサユニットにおけるセンサ用電源回路についても、第１実施形態で述べたようなスイッチング方式化することについて説明する。
【００６２】
４〜２０ｍＡで信号を電流伝送する機器のうち、回路消費電流が４ｍＡ以下の機器については、伝送電流の一部を当該機器の駆動のために用いることがある。例えば、回路消費電流が３ｍＡの機器の場合には、４〜２０ｍＡの電流の一部を当該機器の駆動のために、常時、消費することができる。
【００６３】
したがって、ＤＣ５Ｖや、ＤＣ１２Ｖといった電源を個別に用意する必要がなくなり、省配線化を図ることができる。４〜２０ｍＡ出力の空調用室内温度・湿度センサユニット等においてもこのような方式を採用することがある。センサはＤＣ３ＶやＤＣ５Ｖといった一定電圧で駆動されるので、例えばシリーズレギュレータ（通称「３端子レギュレータ」）を用いて当該一定電圧を作ることができる。
【００６４】
図１６に、センサ用電源回路の構成例を示す。図１６に例示するセンサ用電源回路２００は、図５に例示した電圧電流変換回路１００をセンサ１４０に適用した構成において当該センサ１４０に電流（Ｉｓｅｎｓ）を供給する。
【００６５】
センサ用電源回路２００には、例示的に、シリーズ方式の３端子レギュレータ（入力：Ｖ１、出力：Ｖｒｅｇ）が用いられ、出力電圧Ｖｒｅｇが目標値（センサ１４０への供給電圧であって例えば５Ｖ）になるように、制御回路２２０が、出力トランジスタＱ２の内部抵抗を調整する。なお、Ｖ１及びＶｒｅｇは、端子Ｖ０を基準とした電圧を示す。
【００６６】
ここで、センサ１４０の消費電流をＩｓｅｎｓとすると、出力トランジスタＱ２の消費電力Ｐ２は、次のように表わせる。
【００６７】
Ｐ２＝（Ｖ１−Ｖｒｅｇ）＊Ｉｓｅｎｓ
Ｖ１＝Ｖｓ−Ｉｏｕｔ＊（ＲＬ＋Ｒ１）
したがって、例えば、Ｉｓｅｎｓ＝３ｍＡ、Ｉｏｕｔ＝４ｍＡ、ＲＬ＝２５０Ω、Ｒ１＝５０Ω、Ｖｓ＝２４Ｖ、Ｖｒｅｇ＝５Ｖの場合、Ｖ１＝２２．８Ｖ、Ｐ２＝５３．４ｍＷとなる。なお、センサ１４０及びセンサ用電源回路２００が電圧電流変換回路１００に接続されている場合、電源電圧Ｖｓからの電流の一部がセンサ用電源回路２００（トランジスタＱ２）に用いられるため、センサ１４０及びセンサ用電源回路２００が接続されていない場合に比べてトランジスタＱ１の消費電力は低下する。
【００６８】
ところで、上述したような３端子レギュレータの出力トランジスタＱ２には、常時、電流が流れるため発熱する。温度センサや湿度センサ等の場合には、この発熱によりセンサケース内の温度が上昇し、測定誤差を生じ易くなる。
【００６９】
そこで、第２実施形態では、電圧電流変換回路のスイッチング方式化に加えて、センサ用電源回路についても第１実施形態で述べたようなスイッチング方式を採用することにより、更なる発熱抑制効果を得る。
【００７０】
（原理的構成例）
図１２に、スイッチング方式のセンサ用電源回路を備えたセンサユニットの構成例を示す。図１２に例示するセンサユニットは、センサ１４と、センサ１４に駆動電流Ｉｓｅｎｓを供給するスイッチング方式のセンサ用電源回路２０と、第１実施形態にて説明したスイッチング方式の電圧電流変換回路１０と、を備える。なお、電圧電流変換回路１０は、センサ１４で測定された温度や湿度に対応する電圧を入力電圧Ｖｉｎとする。また、Ｖｉｎは、端子Ｖ０を基準とした電圧を示す。
【００７１】
センサ１４は、温度、輻射温度、湿度及び気流のいずれかを測定するセンサであり、電圧電流変換回路１０及びセンサ用電源回路２０の一方又は双方の回路発熱に起因する温度変化によって測定値に誤差が生じ得るセンサである。
【００７２】
センサ用電源回路２０は、スイッチング方式の電圧電流変換回路１０の原理的構成例と同様に、インダクタＬ２と、スイッチＳ２と、制御回路２２と、を備える。インダクタＬ２の一方の端子はセンサ１４に接続され、他方の端子はスイッチＳ２に接続される。
【００７３】
スイッチＳ２は、例示的に、トランジスタを用いて構成できる。スイッチＳ２は、入力電圧（Ｖ１）接点及び端子Ｖ０接点の２つの接点を有する。電圧電流変換回路１０と同様に、２つの接点に対応して素子として２つのトランジスタを用いてもよいし、回路簡素化のため、一方（例えばＶ０接点）をダイオードによって構成してもよい。
【００７４】
制御回路２２は、センサ１４への出力電圧Ｖｒｅｇが目標値（センサ１４０への出力電圧であって例えば５Ｖ）となるよう、スイッチＳ２を２つの接点（Ｖ１接点及びＶ０接点）の間で繰り返し交互に切り替える。
【００７５】
例えば、制御回路２２は、Ｔ３の期間（ＯＮ期間）、スイッチＳ２をＶ１接点に接続し、続くＴ４の期間（ＯＦＦ期間）、Ｖ１接点に接続することを（Ｔ３＋Ｔ４）を１周期として繰り返す。
【００７６】
これにより、インダクタＬ２は、ＯＮ期間Ｔ１において電圧Ｖ１によって充電され、ＯＦＦ期間Ｔ２において充電エネルギーを電流として放電することを繰り返す。したがって、Ｔ３及びＴ４の比を制御すれば、センサ１４へ出力される電流値Ｉｓｅｎｓの平均値（実効値）、ひいては出力電圧Ｖｒｅｇの平均値を制御できる。
【００７７】
よって、制御回路２２は、出力電圧Ｖｒｅｇの平均値が目標値となるようスイッチＳ２のＯＮ期間Ｔ３及びＯＦＦ期間Ｔ４の比（ＯＮ／ＯＦＦ期間のデューティ比）を制御する。Ｔ３及びＴ４の比を変化させる方式には、Ｔ３＋Ｔ４を固定とするＰＷＭ方式と、Ｔ３又はＴ４のどちらか一方を固定するＰＦＭ方式とがあり、いずれを制御回路２２に適用してもよい。ただし、図１３及び図１４により後述するようにスイッチＳ１（トランジスタＱ１）及びスイッチＳ２（トランジスタＱ２）を逆相で動作させる場合には、電圧電流変換回路１０とセンサ用電源回路２０とで方式を統一する。
【００７８】
このように、スイッチング方式のセンサ用電源回路２０によれば、センサ１４への出力電圧制御を、トランジスタＱ２（図１６参照）の内部抵抗ではなく、スイッチＳ２及びインダクタＬ２を用いて行なうことで、理想的な素子を用いた場合、スイッチＳ２及びインダクタＬ２による消費電力を原理的にはゼロにできる。
【００７９】
したがって、電圧電流変換回路１０に加えてセンサ用電源回路２０の回路発熱による温度上昇をも抑制でき、ひいては温度センサや湿度センサ等による測定誤差の発生を第１実施形態のみの実施よりも更に抑制して測定精度を向上することができる。なお、実際の回路では、設計にもよるが、例えば効率９０％程度にできるため、シリーズ方式のセンサ用電源回路２００（図１６参照）に比べて発熱量は１／１０程度にできることが見込まれる。また、電圧電流変換回路１０及びセンサ用電源回路２０の双方をスイッチング方式とすることで、センサユニットの消費電力を従来よりも大幅に低減できる。
【００８０】
（詳細回路例）
次に、図１３は、上述したスイッチング方式のセンサ用電源回路２０の詳細構成例をスイッチング方式の電圧電流変換回路１０の構成例と共に示す回路図である。図１３に例示する電圧電流変換回路１０は、図２に例示した構成と同様の構成を有している。一方、図１３に例示するスイッチング方式のセンサ用電源回路２０は、トランジスタＱ２、スイッチングダイオードＤ２、インダクタＬ２、キャパシタＣ２、コンパレータＵ７、基準電圧源Ｖｒｅｆ、及びＮＡＮＤゲートＵ６を備える。
【００８１】
トランジスタＱ２は、例示的に、ＰＮＰ構造のバイポーラトランジスタである（駆動回路を変更してＮＰＮ構造のバイポーラトランジスタや、Ｊ−ＦＥＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いてもよい）。当該トランジスタＱ２は、エミッタが直流電源Ｖｓの高電位側に接続され、ベースがＮＡＮＤゲートＵ６の出力に接続され、コレクタがインダクタＬ２の一方の端子に直列接続されるとともにスイッチングダイオードＤ２のカソードに並列接続されている。
【００８２】
ＮＡＮＤゲートＵ６の出力がロー（Ｌ）になるとトランジスタＱ２がＯＮとなり、センサ１４に向けてインダクタＬ２に電流が流れる。逆に、ＮＡＮＤゲートＵ６の出力がハイ（Ｈ）になるとトランジスタＱ２はＯＦＦとなり、インダクタＬ２に逆起電力が発生することによりスイッチングダイオードＤ２が導通する。別言すると、トランジスタＱ２及びダイオードＤ２は、既述のスイッチＳ２を成している。
【００８３】
ＮＡＮＤゲートＵ６は、２入力の一方にコンパレータＵ７の出力が接続され、他方に周期的にハイ（Ｈ）及びロー（Ｌ）を繰り返すクロック信号を生成するクロック発生器Ｕ３の出力が接続されている。したがって、コンパレータＵ７の出力及びクロック発生器Ｕ３の出力が共にハイ（Ｈ）の時にだけＮＡＮＤゲートＵ６の出力がロー（Ｌ）となり、トランジスタＱ２にベース電流が流れ、エミッタ−コレクタ間が導通してＯＮとなる。その他の状態ではＮＡＮＤゲートＵ６の出力がハイ（Ｈ）で、トランジスタＱ２にベース電流が流れずエミッタ−コレクタ間は遮断状態でＯＦＦとなる。なお、クロック発生器Ｕ３は、電圧電流変換回路１０及びセンサ用電源回路２０に共用でよい。
【００８４】
コンパレータＵ７は、センサ電源電圧Ｖｒｅｇを基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、Ｖｒｅｆ＞Ｖｒｅｇの場合にハイ（Ｈ）、逆に、Ｖｒｅｆ＜Ｖｒｅｇの場合にロー（Ｌ）をＮＡＮＤゲートＵ６に出力する。当該出力によってＮＡＮＤゲートＵ６の出力（Ｈ／Ｌ）が制御され、それによりトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦが制御される。
【００８５】
別言すると、コンパレータＵ２及び基準電圧源Ｖｒｅｆは、既述の制御回路２２の一例を成す。
【００８６】
キャパシタＣ２は、センサ１４と並列に接続されて、インダクタＬ２を通じてセンサ１４へ出力される電流のリップルを抑制する役割を果たす。
【００８７】
なお、クロック発生器Ｕ３を電圧電流変換回路１０及びセンサ用電源回路２０に共用として、２つのトランジスタＱ１及びＷ２を同相で駆動すると、両者同時に電流が流れるため、ピーク電流値が大きくなる。過渡的な電流変化も大きいため、電流が流れる信号線から大きな電磁ノイズが発生する。
【００８８】
そこで、例えばＮＡＮＤゲートＵ４及びＵ６の一方（例えばＮＡＮＤゲートＵ４）のクロック信号入力に対してインバータＵ５を追加することで、両トランジスタＱ１及びＱ２を互いに逆相で駆動する。別言すると、電圧電流変換回路１０のスイッチング制御パルスの位相とセンサ用電源回路２０のスイッチング制御パルスの位相とを逆相にする。これにより、両スイッチング制御においてトランジスタＱ１及びＱ２に電流が相補的に流れ平準化されるため、電源Ｖｓのピーク負荷を低減できるとともに、ピーク電磁ノイズ発生量を低減することができる。
【００８９】
以下、動作例を説明する。まず、スイッチング方式の電圧電流変換回路１０の動作は、ＮＡＮＤゲートＵ４にクロック発生器Ｕ３の出力（クロック信号）をインバータＵ５で反転した信号が入力される点を除いて、第１実施形態（図３）と同様である。ＮＡＮＤゲートＵ４にクロック発生器Ｕ３の出力をインバータＵ５で反転した信号が入力されるから、トランジスタＱ１は、既述のようにトランジスタＱ２とは逆相で動作することになる。
【００９０】
一方、スイッチング方式のセンサ用電源回路２０の動作は、図３に例示したタイミングチャートにおける「（２）ＲＬ電流」、「（３）Ｕ２出力」、「（４）Ｕ４出力」、「（６）Ｄ１電流」、及び、「（７）Ｌ１電流」をそれぞれ「（２）センサ駆動電流」、「（３）Ｕ７出力」、「（４）Ｕ６出力」、「（６）Ｄ２電流」、及び、「（７）Ｌ２電流」に置き換えた動作に相当する。
【００９１】
まず、ＮＡＮＤゲートＵ６の出力は、クロック発生器Ｕ３及びコンパレータＵ７の各出力が共にＨとなる期間（Ｔ３）だけＬとなり、その他の期間（Ｔ４）ではＨとなる。したがって、トランジスタＱ２は、（Ｔ３＋Ｔ４）を１周期として、Ｔ３の期間でＯＮ（エミッタ−コレクタ間が導通）となりＴ４の期間でＯＦＦとなることを繰り返す。
【００９２】
よって、トランジスタＱ２のＯＮ期間Ｔ３においてインダクタＬ２が充電され、その後のＯＦＦ期間Ｔ４においてインダクタＬ２に蓄えられた電磁エネルギーが放電する。インダクタＬ２の充電電流および放電電流は、相補的に途切れることなく連続してセンサ１４の駆動電流となる。
【００９３】
一方、スイッチングダイオードＤ２は、トランジスタＱ２がＯＮである期間Ｔ３においてＯＦＦ状態となり電流は流れず、トランジスタＱ２がＯＦＦである期間Ｔ４においてＯＮ状態となりインダクタＬ２の放電電流が流れる。
【００９４】
このようにして、（Ｔ３＋Ｔ４）を１周期としてトランジスタＱ２がＯＮ／ＯＦＦ制御されることで、インダクタＬ２の充放電が繰り返される。ここで、Ｔ３及びＴ４のデューティ比は、コンパレータＵ７の出力のＨ及びＬの期間の比率によって定まる。
【００９５】
すなわち、コンパレータＵ７の出力は、基準電圧Ｖｒｅｆに対するセンサ１４への出力電圧Ｖｒｅｇの高低に応じて切り替わり、出力電圧Ｖｒｅｇが目標値である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い状態であればＨとなり、逆であればＬとなる。コンパレータＵ７の出力によって、インダクタＬ２の充電と放電が切り替えられ、出力電圧Ｖｒｅｇが目標値である基準電圧Ｖｒｅｆとなるように、フィードバック制御される。
【００９６】
図１４に、トランジスタＱ１及びＱ２を逆相動作させる場合のタイミングチャートの一例を示す。図１４において、（１）はクロック発生器Ｕ３の出力、（２）はインダクタＬ２に流れる電流、（３）はトランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間に流れる電流、（４）はインバータＵ５の出力、（５）はトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間に流れる電流、（６）は直流電源Ｖｓから流れる電流をそれぞれ表わしている。
【００９７】
図４の（１）及び（３）に例示するように、センサ用電源回路２０のトランジスタＱ２は、（Ｔ３＋Ｔ４）を１周期としてクロック発生器３の出力と同相でＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。これにより、図４の（２）に例示するように、トランジスタＱ２のＯＮ期間Ｔ３でインダクタＬ２が充電され、その後のＯＦＦ期間でインダクタＬ２が放電する。
【００９８】
これに対し、電圧電流変換回路１０のトランジスタＱ１は、図４の（４）及び（５）に例示するように、ＮＡＮＤゲートＵ４にクロック発生器Ｕ３の出力をインバータＵ５で反転した信号が入力されるから、クロック発生器３の出力と逆相で（つまりはトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦタイミングとは相補的に）ＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。
【００９９】
したがって、図４の（６）に例示するように、トランジスタＱ１及びＱ２に電流が相補的に流れるから、トランジスタＱ１及びＱ２に共用である直流電源Ｖｓから流れる電流（Ｖｓ電流）の時間変化が平準化される。これにより、ピーク電磁ノイズ発生量を低減することができる。
【０１００】
なお、比較例として、図１５に、トランジスタＱ１及びＱ２を同相で動作させる場合（別言すると、インバータＵ５を設けない場合）のタイミングチャートを例示する。図１５と図１４とを比較すれば容易に理解されるように、トランジスタＱ１及びＱ２を同相で動作させると、逆相で動作させる場合に比して、Ｖｓ電流に大きなピークが生じるためピーク電磁ノイズ発生量が増加する。
【０１０１】
〔３〕その他
上述した実施形態で説明した電圧電流変換回路１０は、カレントソース（電流供給）回路の一例であるが、カレントシンク（電流吸込み）回路として構成することも可能である。
【符号の説明】
【０１０２】
１０，１００…電圧電流変換回路、１２，２２，１２０，２２０…制御回路、１４，１４０…センサ、２０，２００…センサ用電源回路、Ｖｓ…直流電源、Ｖｉｎ…入力電圧、Ｉｏｕｔ…出力電流、Ｖｒｅｆ…基準電圧源、Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ、Ｄ１，Ｄ２…スイッチングダイオード、Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、Ｑ１，Ｑ２…トランジスタ、Ｉｓｅｎｓ…センサ電源電流、Ｒ１…電流検出抵抗、ＲＬ…負荷抵抗、Ｓ１，Ｓ２…スイッチ、Ｕ１…オペアンプ、Ｕ２，Ｕ７…コンパレータ、Ｕ３…クロック発生器、Ｕ４，Ｕ６…ＮＡＮＤゲート、Ｕ５…インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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