(57)【要約】【課題】出力変化時における三相出力波形の歪みを抑制する。【解決手段】単相／三相マトリックスコンバータ装置は、単相交流電力の脈動成分を吸収するコンデンサと、コンデンサの発生電力を用いて脈動補償を行いつつ単相交流電力を三相交流電力に変換するスイッチング回路と、を備える。三相交流の出力電圧指令値及び出力電流検出値に基づく出力電力ｐout並びに電源電圧ｅの検出値から、電源電流基準指令値ｉrb*、コンデンサ電流基準振幅（振幅基準指令）Ｉsb*及びコンデンサ電圧指令値ｖst*を導出し、ｖst*とコンデンサ電圧検出値ｖstとの差がゼロになるようにＩsb*に補正を加えてコンデンサ電流指令値ｉs*を求める。一方、ｅ、ｖst、ｉs*及びｉrb*に基づき入力瞬時電力ｐinを求めて出力瞬時電力ｐoutとの差Δｐを求め、差Δｐがゼロになるようにｉrb*に補正を加えて電源電流指令値ｉr*を生成する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源から出力される単相交流の瞬時電力の脈動を補償するためのコンデンサ部と、
前記コンデンサ部の発生電力を用いて前記補償を行いつつ、前記単相交流電源からの単相交流電力を三相交流電力に変換するスイッチング部と、
前記スイッチング部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記単相交流電力の脈動成分に前記コンデンサ部の発生電力にて補償されない非補償成分が含まれるとき、前記非補償成分に応じて前記単相交流電源から前記スイッチング部への入力電力を補正する
ことを特徴とする単相／三相変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記単相交流電源の出力電圧が所定値以下であるとき、前記入力電力の補正を禁止する
ことを特徴とする請求項１に記載の単相／三相変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記スイッチング部に接続される負荷への出力の要求に応じて前記スイッチング部を制御することで、前記要求に応じた前記三相交流電力を前記スイッチング部から出力させ、
前記単相交流電源の出力電圧が所定値以下である区間において、前記負荷への出力変化の要求があったとき、前記出力変化の要求に応じた制御の実行タイミングを前記区間外まで遅らせる
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の単相／三相変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記単相交流電源及び前記コンデンサ部から前記スイッチング部に供給される入力瞬時電力と前記スイッチング部の出力瞬時電力との間における差分電力を前記非補償成分として求め、前記差分電力が減少するように前記単相交流電源から前記スイッチング部への入力電力を補正する
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載の単相／三相変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記スイッチング部の出力電力及び前記単相交流電源の出力電圧に基づき、前記単相交流電源の出力電流に対する基準指令値、前記コンデンサ部の出力電流に対する基準指令値及び前記コンデンサ部の出力電圧に対する指令値を導出する第１演算部と、
前記コンデンサ部の出力電圧に対する指令値と前記コンデンサ部の実際の出力電圧に基づき、前記コンデンサ部の出力電流に対する基準指令値を補正する処理を介して、前記コンデンサ部の出力電流に対する指令値を導出する第２演算部と、
前記単相交流電源の出力電圧、前記コンデンサ部の実際の出力電圧、前記コンデンサ部の出力電流に対する指令値、前記単相交流電源の出力電流に対する基準指令値に基づいて前記入力瞬時電力を求めて前記入力瞬時電力及び前記出力瞬時電力から前記差分電力を導出する第３演算部と、
前記差分電力が減少するように前記単相交流電源の出力電流に対する基準指令値を補正することで前記単相交流電源の出力電流に対する指令値を導出する第４演算部と、を有し、
前記第４演算部の補正によって、前記単相交流電源から前記スイッチング部への入力電力を補正する
ことを特徴とする請求項４に記載の単相／三相変換装置。
【請求項６】
前記スイッチング部と前記単相交流電源及び前記コンデンサ部との間に介在する第１〜第３入力線を更に備え、
前記単相交流電源からの単相交流電圧は、前記第１及び第３入力線間に印加され、
前記コンデンサ部は、前記第２及び第３入力線間に接続されて、前記スイッチング部を介して前記単相交流電力の脈動成分を吸収し、
前記スイッチング部は、前記第１〜第３入力線を介して前記単相交流電源及び前記コンデンサ部から入力される電力に基づき前記三相交流電力を生成する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載の単相／三相変換装置。
【請求項７】
単相交流電源から出力される単相交流の瞬時電力の脈動を補償するためのコンデンサ部と、前記コンデンサ部の発生電力を用いて前記補償を行いつつ、前記単相交流電源からの単相交流電力を三相交流電力に変換するスイッチング部と、を備えた単相／三相変換装置の制御方法であって、
前記単相交流電力の脈動成分に前記コンデンサ部の発生電力にて補償されない非補償成分が含まれるとき、前記非補償成分に応じて前記単相交流電源から前記スイッチング部への入力電力を補正する
ことを特徴とする単相／三相変換装置の制御方法。
【請求項８】
前記単相交流電源の出力電圧が所定値以下であるとき、前記入力電力の補正を禁止する
ことを特徴とする請求項７に記載の単相／三相変換装置の制御方法。
【請求項９】
前記スイッチング部に接続される負荷への出力の要求に応じて前記スイッチング部を制御することで、前記要求に応じた前記三相交流電力を前記スイッチング部から出力させ、
前記単相交流電源の出力電圧が所定値以下である区間において、前記負荷への出力変化の要求があったとき、前記出力変化の要求に応じた制御の実行タイミングを前記区間外まで遅らせる
ことを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の単相／三相変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相／三相変換装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
単相／三相電力変換では、まず整流回路及び大容量電解コンデンサを用いて単相交流電圧を直流電圧に変換してから、インバータを用いて直流電圧を三相交流電圧に変換することが多い。但し、電界コンデンサは大型且つ短寿命である。これを考慮し、近年、単相交流を三相交流に直接変換できる単相／三相マトリックスコンバータが提案されており、その装置の例が、特許文献１並びに非特許文献１及び２などに開示されている。
【０００３】
図３に、非特許文献２の開示内容に対応する従来の単相／三相マトリックスコンバータのモデルを示し、図４に、そのモデルに基づく入力電流指令値演算ブロックの構成を示す。尚、図３のモデルでは、単相交流電源９０１及びスイッチング回路９０２間に設けられるべきフィルタ回路が省略されている。スイッチング回路９０２は、ｒ、ｓ及びｔ相の入力線の夫々とｕ、ｖ及びｗ相の出力線の夫々との間を個別に導通／非導通させる９つの双方向スイッチから成る。単相交流電源９０１からの単相交流電圧はｒ及びｔ相の入力線間に印加される。電力脈動補償用コンデンサ９０４は、単相交流の瞬時電力の脈動を補償するためのものである。コンデンサ９０４は、ｓ及びｔ相の入力線間に接続され、スイッチング回路９０２を介して単相交流電力の脈動成分を吸収する。図３及び図４において、ｉr*、ｉs*及びｉt*は、ｒ、ｓ及びｔ相の入力電流の指令値を表しており、ｖst*は、コンデンサ電圧（コンデンサ９０４の電圧）ｖstの指令値を表している。ＣCは、コンデンサ９０４の静電容量である。
【０００４】
三相負荷９０３への出力に応じた三相交流の出力電圧指令値ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*が算出され、その出力電圧指令値ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*と検出された出力電流値ｉu、ｉv及びｉwに基づきスイッチング回路９０２の出力電力ｐoutが算出される。また、電源電圧ｅの実効値Ｅ及び位相θが算出される。図４の演算ブロックは、下記式（Ａ１）に従い、電源電流指令値ｉr*を算出する。式（Ａ１）から理解されるように、ｉr*は、電源９０１の出力瞬時電力の平均値が出力電力ｐoutと等しくなるような振幅を持ち、且つ、電源９０１の力率が１になるような位相を持つ。
【０００５】
【数１】
2013258869.tif 000003
【０００６】
一方で、図４の演算ブロックは、電源９０１の出力瞬時電力における脈動を打ち消す電力がコンデンサ９０４にて発生されるよう、下記式（Ａ２）に従ってコンデンサ電流基準指令値ｉsb*を算出し、更にコンデンサ電圧指令値ｖst*を下記式（Ａ３）に従って算出する。
【０００７】
【数２】
2013258869.tif 000004
【０００８】
図４の演算ブロックは、電圧検出部（不図示）により検出されたコンデンサ電圧ｖstを取り込み、比例積分制御を用いて差（ｖst*−ｖst）がゼロになるように、コンデンサ電流基準指令値ｉsb*に補正値Δｉs*による補正を施して、コンデンサ電流指令値ｉs*を求める。このような演算を行うことで、単相交流の瞬時電力の脈動分をコンデンサ９０４の瞬時電力で吸収、補償することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００５−１６０２５７号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】山下、他１名，「単相／三相マトリックスコンバータのＰＷＭ制御」，電気学会研究会資料，平成２２年，ＰＥ−１０−０１１，ＰＳＥ−１０−０１０，ＳＰＣ−１０−０３４
【非特許文献２】山下、他１名，「単相／三相マトリックスコンバータによるＰＭ同期モータの駆動」，電気学会研究会資料，平成２３年，ＰＥ−１１−００９，ＰＳＥ−１１−０２６，ＳＰＣ−１１−０６３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図３及び図４のモデルにおいて、出力電力ｐoutが一定に保たれている定常状態を基準とし、出力電力ｐoutを変化させた場合を考える。出力電力ｐoutが変化したとき、出力電力ｐoutに依存しているｉr*、ｉs*、ｉt*及びｖst*も変化する。しかし、コンデンサ電圧ｖstはコンデンサ電流ｉsによって間接的に制御されるため、指令値ｖst*通りに制御されるまで時間がかかる。即ち、出力を変化させた瞬間から、或る一定期間、コンデンサ電圧ｖstは指令値ｖst*通りにならない。脈動補償は、コンデンサ電圧ｖstが指令値ｖst*と一致していることを前提として実現されるため、上記一定期間においては、単相交流の瞬時電力の脈動分をコンデンサ９０４の瞬時電力にて完全に補償することができない。この結果、入出力電力の不均衡が生じ、三相出力波形の歪みにつながる。
【００１２】
そこで本発明は、三相出力波形の歪みの抑制に寄与する単相／三相変換装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明に係る単相／三相変換装置は、単相交流電源から出力される単相交流の瞬時電力の脈動を補償するためのコンデンサ部と、前記コンデンサ部の発生電力を用いて前記補償を行いつつ、前記単相交流電源からの単相交流電力を三相交流電力に変換するスイッチング部と、前記スイッチング部を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記単相交流電力の脈動成分に前記コンデンサ部の発生電力にて補償されない非補償成分が含まれるとき、前記非補償成分に応じて前記単相交流電源から前記スイッチング部への入力電力を補正することを特徴とする。
【００１４】
非補償成分があると、スイッチング部の入力及び出力電力間に不均衡が生じて三相出力波形に歪みが発生することがあるが、非補償成分に応じて単相交流電源からの入力電力を補正することにより上記不均衡を解消することができ、三相出力波形の歪みを抑制することが可能となる。
【００１５】
また例えば、前記制御部は、前記単相交流電源の出力電圧が所定値以下であるとき、前記入力電力の補正を禁止すると良い。
【００１６】
また例えば、前記制御部は、前記スイッチング部に接続される負荷への出力の要求に応じて前記スイッチング部を制御することで、前記要求に応じた前記三相交流電力を前記スイッチング部から出力させ、前記単相交流電源の出力電圧が所定値以下である区間において、前記負荷への出力変化の要求があったとき、前記出力変化の要求に応じた制御の実行タイミングを前記区間外まで遅らせても良い。
【００１７】
具体的には例えば、前記制御部は、前記単相交流電源及び前記コンデンサ部から前記スイッチング部に供給される入力瞬時電力と前記スイッチング部の出力瞬時電力との間における差分電力を前記非補償成分として求め、前記差分電力が減少するように前記単相交流電源から前記スイッチング部への入力電力を補正しても良い。
【００１８】
更に具体的には例えば、前記制御部は、前記スイッチング部の出力電力及び前記単相交流電源の出力電圧に基づき、前記単相交流電源の出力電流に対する基準指令値、前記コンデンサ部の出力電流に対する基準指令値及び前記コンデンサ部の出力電圧に対する指令値を導出する第１演算部と、前記コンデンサ部の出力電圧に対する指令値と前記コンデンサ部の実際の出力電圧に基づき、前記コンデンサ部の出力電流に対する基準指令値を補正する処理を介して、前記コンデンサ部の出力電流に対する指令値を導出する第２演算部と、
前記単相交流電源の出力電圧、前記コンデンサ部の実際の出力電圧、前記コンデンサ部の出力電流に対する指令値、前記単相交流電源の出力電流に対する基準指令値に基づいて前記入力瞬時電力を求めて前記入力瞬時電力及び前記出力瞬時電力から前記差分電力を導出する第３演算部と、前記差分電力が減少するように前記単相交流電源の出力電流に対する基準指令値を補正することで前記単相交流電源の出力電流に対する指令値を導出する第４演算部と、を有し、前記第４演算部の補正によって、前記単相交流電源から前記スイッチング部への入力電力を補正しても良い。
【００１９】
また例えば、当該単相／三相変換装置は、前記スイッチング部と前記単相交流電源及び前記コンデンサ部との間に介在する第１〜第３入力線を更に備え、前記単相交流電源からの単相交流電圧は、前記第１及び第３入力線間に印加され、前記コンデンサ部は、前記第２及び第３入力線間に接続されて、前記スイッチング部を介して前記単相交流電力の脈動成分を吸収し、前記スイッチング部は、前記第１〜第３入力線を介して前記単相交流電源及び前記コンデンサ部から入力される電力に基づき前記三相交流電力を生成しても良い。
【００２０】
本発明に係る単相／三相変換装置の制御方法は、単相交流電源から出力される単相交流の瞬時電力の脈動を補償するためのコンデンサ部と、前記コンデンサ部の発生電力を用いて前記補償を行いつつ、前記単相交流電源からの単相交流電力を三相交流電力に変換するスイッチング部と、を備えた単相／三相変換装置の制御方法であって、前記単相交流電力の脈動成分に前記コンデンサ部の発生電力にて補償されない非補償成分が含まれるとき、前記非補償成分に応じて前記単相交流電源から前記スイッチング部への入力電力を補正することを特徴とする。
【００２１】
非補償成分があると、スイッチング部の入力及び出力電力間に不均衡が生じて三相出力波形に歪みが発生することがあるが、非補償成分に応じて単相交流電源からの入力電力を補正することにより上記不均衡を解消することができ、三相出力波形の歪みを抑制することが可能となる。
【００２２】
例えば、当該制御方法は、前記単相交流電源の出力電圧が所定値以下であるとき、前記入力電力の補正を禁止しても良い。
【００２３】
また例えば、当該制御方法は、前記スイッチング部に接続される負荷への出力の要求に応じて前記スイッチング部を制御することで、前記要求に応じた前記三相交流電力を前記スイッチング部から出力させ、前記単相交流電源の出力電圧が所定値以下である区間において、前記負荷への出力変化の要求があったとき、前記出力変化の要求に応じた制御の実行タイミングを前記区間外まで遅らせてもよい。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、三相出力波形の歪みの抑制に寄与する単相／三相変換装置及びその制御方法を提供することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施形態に係る単相／三相マトリックスコンバータシステムの全体構成図である。
【図２】本発明の実施形態に係る入力電流指令値演算ブロックの構成を示す図である。
【図３】従来の単相／三相マトリックスコンバータのモデル図である。
【図４】図３のモデルに基づく入力電流指令値演算ブロックの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。図３及び図４を参照して上述した説明は本実施形態には適用されず、本実施形態の構成及び動作を解釈する際には、本実施形態中の記載が適用される（従って例えば、図４のｉs*と本実施形態のｉs*は別のものである）。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、状態量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、状態量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。また、本明細書では、或る物理量の名称を参照する記号又は符号を、当該物理量の値を参照する記号又は符号としても用いる。即ち例えば、或る電流を記号ｉuによって参照する場合、その電流の値も記号ｉuによって参照する。
【００２７】
図１は、単相／三相変換装置の一種である単相／三相マトリックスコンバータ装置４を組み込んだ単相／三相マトリックスコンバータシステム１の全体構成図である。装置４の入力側には単相の交流電力を出力する単相交流電源２が接続され、装置４の出力側には三相交流電力にて駆動する三相負荷３が接続される。三相負荷３の種類は任意であるが、特に三相負荷３を三相平衡負荷にすることができる。例えば、三相負荷３は、三相永久磁石同期モータである。尚、本実施形態において、特に記述無き限り、単相交流、単相交流電力、単相交流電圧、単相交流電流とは、電源２から出力されるそれらを指し、三相交流、三相交流電力、三相交流電圧、三相交流電流とは、スイッチング回路７（換言すれば装置４）から出力されるそれらを指す。
【００２８】
単相／三相マトリックスコンバータ装置４は、フィルタ回路５と、電力脈動補償用コンデンサ６と、９つの双方向スイッチから成るスイッチング回路７と、電圧検出部８と、電流検出部９と、制御部１０を備え、更に、電源２及びコンデンサ６とスイッチング回路７との間に介在するｒ相、ｓ相及びｔ相の入力線ＬＮr、ＬＮs及びＬＮtと、スイッチング回路７と三相負荷３との間に介在するｕ相、ｖ相及びｗ相の出力線ＬＮu、ＬＮv及びＬＮwを備える。
【００２９】
電源２の一対の出力端子はフィルタ回路５を介して入力線ＬＮr及びＬＮtに接続されており、入力線ＬＮr及びＬＮt間に電源２から出力される単相の交流電圧（以下、電源電圧ｅと呼ぶ）が印加される。フィルタ回路５は、リアクトル５Ｌ及びコンデンサ５Ｃから成るＬＣフィルタであり、スイッチングにより発生する高調波を抑制する。
【００３０】
電力脈動補償用コンデンサ６は、入力線ＬＮs及びＬＮt間に直列に介在している。従って、入力線ＬＮs及びＬＮt間に、コンデンサ６の正極及び負極間の電圧であるコンデンサ６の出力電圧（以下、コンデンサ電圧ｖstと呼ぶ）が印加される。コンデンサ６の静電容量を記号ＣCにて表す。電源２から出力される単相交流の瞬時電力（即ち単相交流電力の瞬時値）は、単相交流の周波数の２倍にて脈動する。コンデンサ６は、この脈動を補償するためのものである。コンデンサ６は、電源２の出力単相交流電力の脈動成分をスイッチング回路７を介して吸収することで上記補償を行う。即ち、電源２から出力される単相交流の瞬時電力は直流成分と脈動成分を有するが、制御部１０の制御の下、その直流成分による電力が三相交流電力として三相負荷３に供給されるよう、コンデンサ６にて脈動成分を吸収する。入力線ＬＮr、ＬＮs及びＬＮtを介してスイッチング回路７に入力される電流を、夫々、記号ｉr、ｉs及びｉtにて表す。電流ｉrを電源電流（電源２の出力電流）と呼ぶことができ、電流ｉsをコンデンサ電流（コンデンサ６の出力電流）と呼ぶことができる。
【００３１】
単相／三相マトリックスコンバータとも呼ばれるスイッチング回路７は、入力線ＬＮr、ＬＮs及びＬＮtの夫々と出力線ＬＮuとの間に介在する３つのｕ相用双方向スイッチと、入力線ＬＮr、ＬＮs及びＬＮtの夫々と出力線ＬＮvとの間に介在する３つのｖ相用双方向スイッチと、入力線ＬＮr、ＬＮs及びＬＮtの夫々と出力線ＬＮwとの間に介在する３つのｗ相用双方向スイッチと、から成る。入力線ＬＮr及び出力線ＬＮu間の双方向スイッチをオンにすることにより、入力線ＬＮr及び出力線ＬＮu間が導通し（即ち接続され）、入力線ＬＮr及び出力線ＬＮu間の双方向スイッチをオフにすることにより、入力線ＬＮr及び出力線ＬＮu間が非導通になる（即ち切断される）。他の８つの双方向スイッチについても同様である。スイッチング回路７において、各双方向スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタなどの半導体スイッチング素子を用いて形成される。但し、機械式スイッチを用いて各双方向スイッチを形成しても良い。
【００３２】
出力線ＬＮu、ＬＮv及びＬＮwには三相負荷３が接続されている。制御部１０の制御の下、スイッチング回路７の各双方向スイッチが個別にオン又はオフされることで、スイッチング回路７にて単相交流電力が三相交流電力に変換され、三相交流電力が出力線ＬＮu、ＬＮv及びＬＮwを介して三相負荷３に供給される。この際、コンデンサ６を用いた脈動補償が行われる。スイッチング回路７にて生成される三相交流は対称三相交流である。スイッチング回路７から出力される三相交流電圧は、出力線ＬＮvの電位を基準とした出力線ＬＮu及びＬＮv間の交流電圧ｖuvと、出力線ＬＮwの電位を基準とした出力線ＬＮv及びＬＮw間の交流電圧ｖvwと、出力線ＬＮuの電位を基準とした出力線ＬＮw及びＬＮu間の交流電圧ｖwuと、から成る。
【００３３】
電圧検出部８は、スイッチング回路７への入力電圧を検出する。具体的には、電圧検出部８は、電源２からスイッチング回路７に入力される電源電圧ｅ及びコンデンサ６からスイッチング回路７に入力されるコンデンサ電圧ｖstを検出する。電源電圧ｅ及びコンデンサ電圧ｖstは入力線ＬＮtの電位を基準とした電圧であるとする。電流検出部９は、スイッチング回路７の出力電流を検出する。具体的には、電流検出部９は、出力線ＬＮu、ＬＮv及びＬＮwに流れる、スイッチング回路７の出力電流ｉu、ｉv及びｉwを検出する。出力電流ｉu、ｉv及びｉwは、夫々、三相交流電力におけるｕ相、ｖ相及びｗ相の電流である。
【００３４】
制御部１０は、ＡＤ変換部１１、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）１２、ＰＷＭ演算部１３及びゲート駆動回路１４を備える。制御部１０では、所定の時間長さを有する制御周期が定義され、制御周期ごとに各動作が行われる。具体的には、ＡＤ変換部１１は、電源電圧ｅ及びコンデンサ電圧ｖstの値を示す電圧検出部８の出力アナログ信号並びに出力電流ｉu、ｉv及びｉwの値を示す電流検出部９の出力アナログ信号を、制御周期ごとにデジタル値に変換してからＤＳＰ１２に与える。
【００３５】
ＤＳＰ１２は、スイッチング回路７から三相負荷３への電力出力要求に応じた出力電圧指令値を算出し、算出した出力電圧指令値と検出された出力電流値ｉu、ｉv及びｉwに基づきスイッチング回路７から三相負荷３に対する出力電力ｐoutを算出し、算出した出力電力ｐoutと検出された入力電圧値ｅ及びｖstに基づき、入力電流指令値を算出する。出力電圧指令値は、電圧ｖuv、ｖvw及びｖwuの目標値を表す指令値ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*から成る。入力電流指令値は、電流ｉr、ｉs及びｉtの目標値を表す指令値ｉr*、ｉs*及びｉt*から成る。
【００３６】
更に、ＤＳＰ１２は、入力電流指令値ｉr*、ｉs*及びｉt*並びに出力電圧指令値ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*に基づき、スイッチング回路７内の９つの双方向スイッチに対する制御周期ごとのオン時間を算出し、ＰＷＭ演算部１３に出力する。ここで算出される制御周期ごとのオン時間は、１制御周期において双方向スイッチがオンとされる時間長さであり、９つの双方向スイッチの夫々のオン時間が求められてＰＷＭ演算部１３に送られる。ＰＷＭ演算部１３は、供給された各双方向スイッチのオン時間に基づきゲート駆動パルスを生成し、ゲート駆動回路１４により、ゲート駆動パルスに従って各双方向スイッチがオン、オフされる。これにより、実際の電流又は電圧の値ｉr、ｉs、ｉt、ｖuv、ｖvw及びｖwuが指令値ｉr*、ｉs*、ｉt*、ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*と一致せしめられる。
【００３７】
装置４は、入力電流指令値の算出動作に特異な特徴を有する。図２を参照して、ＤＳＰ１２内に含まれる入力電流指令値演算ブロック５０の構成及び動作を説明する。尚、説明の簡略化のため、スイッチング回路７における損失はゼロであると仮定する。上述したように、コンデンサ６の発生電力（後述のコンデンサ電力ｐc）によって単相交流の瞬時電力の脈動が補償されるが、場合によっては、この補償が完全に行われないこともある。この補償が完全に行われないとき、スイッチング回路７の入力電力（後述のｐin）及び出力電力ｐout間に、補償されない脈動成分に対応した電力差が生まれうる。演算ブロック５０は、電源２からスイッチング回路７に対する入力電力を直接調整することで、この電力差を抑制する。以下、この方法について詳細に説明する。
【００３８】
ＤＳＰ１２は、出力要求信号に応じた三相交流電力が三相負荷３に供給されるように出力電圧指令値ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*を算出し、出力電圧指令値ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*と検出された出力電流値ｉu、ｉv及びｉwとに基づき出力電力ｐoutを算出する。算出された出力電力ｐoutの値が演算ブロック５０に入力されると共に、電圧検出部８により検出された電源電圧ｅ及びコンデンサ電圧ｖstの値も演算ブロック５０に入力される。各制御周期において演算ブロック５０に入力される出力電力ｐout、電源電圧ｅ及びコンデンサ電圧ｖstの値は、それらの瞬時値を表しており、それらに基づき演算ブロック５０にて導出される任意の物理量の値は、当該物理量の瞬時値を表している。尚、上記の出力要求信号は、装置４内であって且つ制御部１０外のブロック、又は、装置４外の上位システム（不図示）などにて生成され、制御部１０及びＤＳＰ１２に与えられる。但し、ＤＳＰ１２又は制御部１０内にて上記の出力要求信号が生成されても良い。
【００３９】
演算ブロック５０内の基準指令演算部５１は、電圧検出部８から取り込んだ電源電圧値ｅに基づき電源電圧ｅの実効値Ｅ及び位相θを算出する。実効値Ｅ及び位相θは、下記式（Ｂ１）によって表され、例えば、複数の制御周期分の電源電圧値ｅに基づき実効値Ｅ及び位相θを算出することができる。
【００４０】
【数３】
2013258869.tif 000005
【００４１】
基準指令演算部５１は、実効値Ｅ、位相θ及び出力電力ｐoutに基づき、下記式（Ｂ２）に従って電源電流基準指令値ｉrb*を算出する。ｉrb*は、電源電流、即ち電流ｉrの指令値ｉr*の基準となる値である。式（Ｂ２）から理解されるように、ｉrb*は、電源２の出力瞬時電力の平均値が出力電力ｐoutと等しくなるような振幅を持ち、且つ、電源２の力率が１になるような位相を持つ。
【００４２】
【数４】
2013258869.tif 000006
【００４３】
また、基準指令演算部５１は、電源２の出力瞬時電力（後述のｐsに相当）における脈動を打ち消す電力がコンデンサ６にて発生されるよう、下記式（Ｂ３）に従ってコンデンサ電流基準振幅Ｉsb*を算出する。Ｉsb*は、コンデンサ電流、即ち電流ｉsの振幅の基準指令値である。更に、基準指令演算部５１は、コンデンサ電圧ｖstの目標値であるコンデンサ電圧指令値ｖst*を下記式（Ｂ４）に従って算出し、ｖst*の絶対値｜ｖst*｜を出力する。πは円周率である。
【００４４】
【数５】
2013258869.tif 000007
【００４５】
演算ブロック５０内の演算部５２は、電圧検出部８により検出されたコンデンサ電圧ｖstとコンデンサ電圧指令値ｖst*との差がゼロとなるように、比例積分制御を用いて差（｜ｖst*｜−｜ｖst｜）に基づく振幅補正値ΔＩs*を求め、コンデンサ電流基準振幅Ｉsb*を振幅補正値ΔＩs*にて補正することでコンデンサ電流振幅指令値Ｉs*を求める（Ｉs*＝Ｉsb*＋ΔＩs*、である）。更に演算部５２は、Ｉs*に対し上述の脈動を補償するための位相を考慮した基準波ｉs’を乗じることで、コンデンサ電流指令値である指令値ｉs*を生成する。即ち、ｉs*＝Ｉs*×ｉs’であり、基準波ｉs’は下記式（Ｂ５）にて表される。尚、図２に示されるブロック６０は、指令値ｉs*と一致するとみなすことのできる電流ｉsとコンデンサ電圧ｖstとの間の伝達関数を表している。ＤＳＰ１２内の演算ブロック５０にブロック６０が設けられているわけではない（ブロック６０がｉs*を用いた演算によってｖstを求めるのではない）。
【００４６】
【数６】
2013258869.tif 000008
【００４７】
演算ブロック５０内の演算部５３は、電圧検出部８による電源電圧ｅの検出値とコンデンサ電圧ｖstの検出値と、電源電流基準指令値ｉrb*と、コンデンサ電流指令値ｉs*とに基づき入力瞬時電力ｐinを求め、入力瞬時電力ｐinと出力瞬時電力ｐoutとの差をとることで電力差Δｐを求める。入力瞬時電力ｐinは、電源２及びコンデンサ６からスイッチング回路７に入力される電力の瞬時値を表す。
【００４８】
より具体的には例えば、演算部５３は、等式“ｐs＝ｉrb*×ｅ”に従って電源２からスイッチング回路７に対する入力電力の瞬時値ｐsを求めると共に、等式“ｐc＝ｉs*×ｖst”に従ってコンデンサ６からスイッチング回路７に入力される電力の瞬時値ｐcを求め、等式“ｐin＝ｐs＋ｐc”により入力瞬時電力ｐinを求める。そして、演算部５３は、出力電力ｐoutの瞬時値である出力瞬時電力ｐoutと入力瞬時電力ｐinとに基づき、等式“Δｐ＝ｐout−ｐin”に従って電力差Δｐを求める。電力差Δｐは、コンデンサ電圧誤差（ｖst*−ｖst）及び演算部５２でのΔＩS*による補正に起因して発生する。
【００４９】
演算ブロック５０内の演算部５４は、電力差Δｐを電源電圧ｅの検出値で除することにより指令値ｉrb*に対する補正値Δｉr*を求め、指令値ｉrb*に補正値Δｉr*を加えることで電源電流の指令値である指令値ｉr*を求める。即ち、Δｉr*＝Δｐ／ｅ、且つ、ｉr*＝ｉrb*＋Δｉr*、である。また、演算ブロック５０は、等式“ｉt*＝−（ｉr*＋ｉs*）”によって指令値ｉt*も求める。上述のようにして入力電流指令値ｉr*、ｉs*及びｉt*を求めることで、コンデンサ電圧誤差（ｖst*−ｖst）がゼロでない状況下でも、スイッチング回路７の入力及び出力電力間の差（即ちΔｐ）をなくすことができる。
【００５０】
出力電力ｐoutが一定に保たれている定常状態を基準として、出力電力ｐoutを変化させた場合を考える。出力電力ｐoutを或る第１電力値から他の第２電力値に変化させるとき、出力電力ｐoutに依存しているｉrb*、Ｉsb*及びｖst*の値は、第１電力値に応じた値から第２電力値に応じた値へと瞬間的に変化する。但し、ｉrb*、Ｉsb*及びｖst*の変化の完了後、一定時間が経過しないと、コンデンサ電圧ｖstは変化後のｖst*通りの値を持たない。即ち、ｉrb*、Ｉsb*及びｖst*の変化の完了後、一定時間が経過する前においては、ゼロではないコンデンサ電圧誤差（ｖst*−ｖst）が発生する。コンデンサ電圧ｖstは、コンデンサ電流ｉsによって間接的に制御されるからである。
【００５１】
コンデンサ電圧誤差の発生及びコンデンサ電圧誤差を小さくするためのΔＩS*による補正により、コンデンサ６の発生電力の瞬時値ｐcが所望値からずれしまう。ここにおける所望値は、単相交流の瞬時電力の脈動を完全に補償するための、コンデンサ６の発生電力の瞬時値である。従って、コンデンサ６の発生電力の瞬時値ｐcにおける上記ずれにより、非補償成分が発生することになる。非補償成分は、単相交流電力の脈動成分に含まれうる、コンデンサ６の発生電力により補償しきれない電力成分であり、電力差Δｐとして求められる。演算ブロック５０は、電力差Δｐが減少するように（典型的にはΔｐがゼロになるように）電源２からスイッチング回路７への入力電力を補正する。具体的には、電源電流の指令値ｉr*の生成過程においてΔｉr*を用いた補正を行うことで、電力差Δｐに応じた補正を電源電流ｉrに施す。この結果、スイッチング回路７の入力及び出力電力間の不均衡が解消され、出力変化時に発生しうるスイッチング回路７の出力波形歪みを低減することができる。
【００５２】
尚、演算ブロック５０では、以下のような動作が行われているといえる。
演算部５１は、スイッチング回路７の出力電力（出力瞬時電力）ｐout及び電源電圧ｅの検出値に基づき、電源２の出力電流ｉrに対する基準指令値ｉrb*、コンデンサ電流ｉsに対する基準指令値（基準の振幅指令値）Ｉsb*及びコンデンサ６の出力電圧に対する指令値ｖst*を導出する。
演算部５２は、コンデンサ６の出力電圧に対する指令値ｖst*とコンデンサ６の実際の出力電圧値ｖstに基づき、コンデンサ電流ｉsに対する基準指令値（基準の振幅指令値）Ｉsb*を補正する処理を介して、コンデンサ電流ｉsに対する最終的な指令値ｉs*を導出する。
演算部５３は、電源電圧ｅの検出値、コンデンサ６の実際の出力電圧値ｖst、コンデンサ電流ｉsに対する指令値ｉs*、電源２の出力電流ｉrに対する基準指令値ｉrb*に基づき入力瞬時電力ｐinを求めて、入力瞬時電力ｐin及び出力瞬時電力ｐout間の差分電力Δｐを導出する。
演算部５４は、差分電力Δｐが減少するように電源２の出力電流ｉrに対する基準指令値ｉrb*を補正することで、電源２の出力電流ｉrに対する最終的な指令値ｉr*を導出する。演算部５４の補正によって、電源２からスイッチング回路７への入力電力（入力電流ｉr）が補正されることになる。
【００５３】
また、電源電圧ｅの値がゼロ付近にあるときに三相負荷３に対する出力変化があった場合において、コンデンサ電圧誤差の影響で生じる入出力電力間の不均衡を電源電流ｉrの補正で解消しようとすると、補正値Δｉr*が相当に大きくなる。故に、電源電圧ｅの値がゼロ付近にあるときにおける電源電流ｉrの補正は好ましくない。これを考慮し、演算部５４は、電源電圧ｅの検出値の絶対値｜ｅ｜を所定の閾値ｅTHと比較し（ｅTH＞０）、その絶対値｜ｅ｜が閾値ｅTH以下であるとき、電源電流ｉrの補正による、電源２からスイッチング回路７への入力電力の補正を禁止すると良い。
【００５４】
より具体的には、演算部５４は、上記絶対値｜ｅ｜が閾値ｅTH以下になっている第１区間においては、Δｐ≠０であっても補正値Δｉr*を強制的にゼロにして、基準指令値ｉrb*をそのままｉr*として生成及び出力すると良い。上記絶対値｜ｅ｜が閾値ｅTHより大きくなっている第２区間においては、演算部５４は、原則どおり、Δｐに応じた補正値Δｉr*を基準指令値ｉrb*に加算することでｉr*を生成する。
【００５５】
また、ＤＳＰ１２は、三相負荷３に対する出力の変化要求を受けたとき、その要求を満たすように応答するが、この応答の際、コンデンサ電圧誤差が顕著に発生する。一方で、上述したように、電源電圧ｅの値がゼロ付近にあるときに電源電流ｉrを補正することは望ましくない。故に、スイッチング回路７の出力変化の要求を受けたときにおいて、電源電圧ｅの値がゼロ付近にあるならば、ＤＳＰ１２は、その要求への応答を一時的に保留するようにしても良い。これにつき、具体的動作例を説明する。
【００５６】
まず、上記出力要求信号に応じた動作の説明を補足する。ＤＳＰ１２（制御部１０）は、三相負荷３への電力出力を要求する出力要求信号に応じてスイッチング回路７を制御することで、その要求に応じた三相交流電力をスイッチング回路７から三相負荷３へ出力させる。出力要求信号は対象物理量を指定する信号を含む。対象物理量は、例えば、スイッチング回路７から三相負荷３に供給されるべき出力電力の大きさである。また、三相負荷３が三相永久磁石同期モータである場合、対象物理量は、当該モータの回転速度又は発生トルクでありうる。出力電圧指令値ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*並びに入力電流指令値ｉr*、ｉs*及びｉt*は対象物理量に依存し、対象物理量の値が変化すれば変化する。
【００５７】
今、或る特定タイミングにおいて出力要求信号が第１出力要求信号から第２出力要求信号に変化し、結果、出力要求信号にて指定される対象物理量の値が、当該特定タイミングにおいて値ＶＡＬ1から値ＶＡＬ2へと変化した場合を考える。この特定タイミングにおいて、ＤＳＰ１２は、電源電圧ｅの検出値の絶対値｜ｅ｜を所定の閾値ｅTHと比較する。
【００５８】
そして、その絶対値｜ｅ｜が閾値ｅTHよりも大きければ、即ち特定タイミングが上記第２区間に属していれば、ＤＳＰ１２は、出力要求信号の変化をそのまま受け入れ、対象物理量の値を値ＶＡＬ1から値ＶＡＬ2へと変化させるための変化対応制御を特定タイミングから実行する。変化対応制御は、対象物理量の値を値ＶＡＬ1から値ＶＡＬ2へと変化させるために必要な、各種指令値（例えば、ｖuv*、ｖvw*、ｖwu*、ｉr*、ｉs*及びｉt*を含む）の変化を含む。
【００５９】
一方、上記絶対値｜ｅ｜が閾値ｅTH以下であれば、即ち特定タイミングが上記第１区間に属していれば、ＤＳＰ１２は、上記絶対値｜ｅ｜が閾値ｅTHより大きくなるまで第１出力要求信号に応じた制御（即ち、対象物理量の値を値ＶＡＬ1に維持するための制御）を実行し、上記絶対値｜ｅ｜が閾値ｅTHより大きくなった時点から上記変化対応制御を実行する。即ち、電源電圧ｅ（詳細には、その絶対値）が閾値ｅTH以下である区間において、三相負荷３への出力を変化させる要求があったとき、ＤＳＰ１２は、その変化要求に応じた制御の実行タイミングを第１区間が終了するまで遅らせる。変化対応制御の実行を開始すると、ｖuv*、ｖvw*及びｖwu*の変化に応答してｐoutが変化し、ｐoutに依存しているｉrb*、Ｉsb*及びｖst*も変化する。このとき、上述の如く、コンデンサ電圧誤差に応じた補正値Δｉr*が生成され、Δｉr*による補正を介して指令値ｉr*が生成される。結果、出力要求の変化時に発生しうるスイッチング回路７の入力及び出力電力間の不均衡、これに伴うスイッチング回路７の出力波形歪みを低減することができる。
【００６０】
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。
【符号の説明】
【００６１】
１  単相／三相マトリックスコンバータシステム
２  単相交流電源
３  三相負荷
４  単相／三相マトリックスコンバータ装置
５  フィルタ回路
６  電力脈動補償用コンデンサ
７  スイッチング回路
８  電圧検出部
９  電流検出部
１０  制御部
５０  入力電流指令値演算ブロック
５１  基準指令演算部
５２〜５４  演算部
ＬＮr、ＬＮs、ＬＮt  入力線
ＬＮu、ＬＮv、ＬＮw  出力線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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