(57)【要約】【課題】複数のＩＦ信号を出力するユニバーサルデュアル構成であっても、スプリアスの影響を低減できるダウンコンバータ及びその制御方法を提供すること。【解決手段】本発明にかかるダウンコンバータ１は、ダウンコンバータ回路１０、２０を備える。ダウンコンバータ回路１０は、ミキサ１１と、１／２分周器１２と、ＰＬＬ１３と、を備える。ダウンコンバータ回路２０は、ミキサ２１と、１／２分周器２２と、ＰＬＬ２３と、を備える。ＰＬＬ２３の局部発振周波数信号の周波数と１／２分周器１２の分周信号の周波数との差の周波数が、チューナの受信周波数帯域の上限よりも高い。【選択図】図１
2013258622.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の偏波信号が供給される第１の増幅器と、第２の偏波信号が供給される第２の増幅器と、を有する増幅部と、
第１の基準信号を生成する第１の基準信号生成部と、前記第１の基準信号を用いて、第１の局部発振周波数信号を生成する第１の局部発振部と、前記第１の局部発振周波数信号を分周した第１の分周信号を生成する第１の分周器と、前記第１の分周信号を用いて、前記増幅部で増幅された信号を第１の中間周波数信号に変換する第１の周波数変換部と、を有する第１のダウンコンバータ回路と、
第２の基準周波数を有する第２の基準信号を生成する第２の基準信号生成部と、前記第２の基準信号を用いて、第２の局部発振周波数信号を生成する第２の局部発振部と、前記第２の局部発振周波数信号を分周した第２の分周信号を生成する第２の分周器と、前記第２の分周信号を用いて、前記増幅部で増幅された信号を第２の中間周波数信号に変換する第２の周波数変換部と、を有する第２のダウンコンバータ回路と、を備え、
前記第２の局部発振周波数信号の周波数と前記第１の分周信号の周波数との差の周波数が、前記第１の中間周波数信号を受信する第１の受信装置の受信周波数帯域の上限よりも高いダウンコンバータ。
【請求項２】
前記第１の局部発振周波数信号の周波数と前記第２の分周信号の周波数との差の周波数が、前記第２の中間周波数信号を受信する第２の受信装置の受信周波数帯域の上限よりも高い請求項１に記載のダウンコンバータ。
【請求項３】
前記第１の分周器は、１／２分周器である請求項１または２に記載のダウンコンバータ。
【請求項４】
前記第２の分周器は、１／２分周器である請求項１〜３のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項５】
前記第１及び第２の局部発振部は、それぞれ発振周波数を選択可能であり、１９．５ＧＨｚまたは２１．２ＧＨｚの周波数で発振する請求項１〜４のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項６】
前記第１の局部発振部と前記第２の局部発振部とは、略同一の回路構成である請求項１〜５のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項７】
前記第１及び第２の基準信号生成部は、共通の水晶発振回路を備え、
前記水晶発振回路は、１つの水晶振動子を用いて、前記第１及び第２の基準信号を生成する請求項６に記載のダウンコンバータ。
【請求項８】
前記増幅部の入力側にはトランスが接続されている請求項１〜７のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項９】
第１〜第３の電源端子をさらに備え、
前記第１のダウンコンバータ回路は、前記第１の電源端子を介して電源供給を受け、
前記第２のダウンコンバータ回路は、前記第２の電源端子を介して電源供給を受け、
前記増幅部は、前記第３の電源端子を介して電源供給を受ける請求項１〜８のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項１０】
第１〜第３の電源端子をさらに備え、
前記増幅部は、
前記第１の増幅器から出力された信号を入力し、当該信号を増幅して前記第１のダウンコンバータ回路に出力する第３の増幅器と、
前記第１の増幅器から出力された信号を入力し、当該信号を増幅して前記第２のダウンコンバータ回路に出力する第４の増幅器と、
前記第２の増幅器から出力された信号を入力し、当該信号を増幅して前記第１のダウンコンバータ回路に出力する第５の増幅器と、
前記第２の増幅器から出力された信号を入力し、当該信号を増幅して前記第２のダウンコンバータ回路に出力する第６の増幅器と、をさらに備え、
前記第１のダウンコンバータ回路、前記第３の増幅器、及び前記第５の増幅器は、前記第１の電源端子を介して電源供給を受け、
前記第２のダウンコンバータ回路、前記第４の増幅器、及び前記第６の増幅器は、前記第２の電源端子を介して電源供給を受け、
前記第１の増幅器及び第２の増幅器は、前記第３の電源端子を介して電源供給を受ける請求項１〜８のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項１１】
前記増幅部、前記第１のダウンコンバータ回路、及び前記第２のダウンコンバータ回路は、１つのＩＣチップ上に形成されている請求項１〜１０のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項１２】
第１の偏波信号が供給される第１の増幅器と、第２の偏波信号が供給される第２の増幅器と、を有する増幅部と、
第１の基準周波数を有する第１の基準信号を生成する第１の基準信号生成部と、前記第１の基準信号を用いて、第１の局部発振周波数信号を生成する第１の局部発振部と、前記第１の局部発振周波数信号を分周した第１の分周信号を生成する第１の分周器と、前記第１の分周信号を用いて、前記増幅部で増幅された信号を第１の中間周波数信号に変換する第１の周波数変換部と、を有する第１のダウンコンバータ回路と、
第２の基準周波数を有する第２の基準信号を生成する第２の基準信号生成部と、前記第２の基準信号を用いて、第２の局部発振周波数信号を生成する第２の局部発振部と、前記第２の局部発振周波数信号を分周した第２の分周信号を生成する第２の分周器と、前記第２の分周信号を用いて、前記増幅部で増幅された信号を第２の中間周波数信号に変換する第２の周波数変換部と、を有する第２のダウンコンバータ回路と、を備えるダウンコンバータの制御方法であって、
前記第２の局部発振周波数信号の周波数と前記第１の分周信号の周波数との差の周波数が、前記第１の中間周波数信号を受信する第１の受信装置の受信周波数帯域の上限よりも高くなるように、前記第２の局部発振部の発振周波数を制御するダウンコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はダウンコンバータ及びその制御方法に関し、例えば受信された偏波信号をダウンコンバートするダウンコンバータ及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信した衛星放送電波の周波数を、受信装置（例えばチューナ）の受信可能な中間周波数（以下、ＩＦ周波数ともいう）に変換するＬＮＢ（Low Noise Block）ダウンコンバータが知られている。
【０００３】
例えば、特許文献１には、地上デジタル放送及びＢＳ・ＣＳ放送を受信可能な受信装置が開示されている。特許文献１に記載の受信装置は、地上波用局部発振回路とＢＳ・ＣＳ用局部発振回路とを備える。そして、受信装置は、ＢＳ・ＣＳデジタル放送波を選局する場合、地上波用局部発振回路の発振周波数を、ＢＳ・ＣＳ放送波の周波数帯域と重ならない周波数になるように制御する。これにより、受信性能の劣化を防止している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−２５３８８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、ユニバーサルデュアル構成のダウンコンバータを考えると、２つのＩＦ信号を２つのチューナに同時に出力する必要がある。２つのチューナのそれぞれにＩＦ信号を出力するためには、双方の局部発振回路が共に機能する必要がある。そのため、特許文献１に記載されているように、使用していない（選局されていない）一方の放送波を変調するミキサの発振周波数を、他方の放送波の周波数帯域と重ならない任意の周波数に変更することができない。したがって、一方の信号ラインに設けられた局部発振回路で生成された局部発振周波数信号が、他方の信号ラインにカップリングすることを防止できず、スプリアスが発生してしまう。その結果、ダウンコンバータの出力側に設けられたチューナが、発生したスプリアスをＩＦ信号として誤って受信してしまうという問題があった。
【０００６】
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
一実施の形態によれば、ダウンコンバータは、第１の偏波信号が供給される第１の増幅器と、第２の偏波信号が供給される第２の増幅器と、を有する増幅部と、第１の基準信号を生成する第１の基準信号生成部と、前記第１の基準信号を用いて、第１の局部発振周波数信号を生成する第１の局部発振部と、前記第１の局部発振周波数信号を分周した第１の分周信号を生成する第１の分周器と、前記第１の分周信号を用いて、前記増幅部で増幅された信号を第１の中間周波数信号に変換する第１の周波数変換部と、を有する第１のダウンコンバータ回路と、第２の基準周波数を有する第２の基準信号を生成する第２の基準信号生成部と、前記第２の基準信号を用いて、第２の局部発振周波数信号を生成する第２の局部発振部と、前記第２の局部発振周波数信号を分周した第２の分周信号を生成する第２の分周器と、前記第２の分周信号を用いて、前記増幅部で増幅された信号を第２の中間周波数信号に変換する第２の周波数変換部と、を有する第２のダウンコンバータ回路と、を備える。前記第２の局部発振周波数信号の周波数と前記第１の分周信号の周波数との差の周波数が、前記第１の中間周波数信号を受信する第１の受信装置の受信周波数帯域の上限よりも高い。
【０００８】
一実施の形態によれば、ダウンコンバータの制御方法は、第１の偏波信号が供給される第１の増幅器と、第２の偏波信号が供給される第２の増幅器と、を有する増幅部と、第１の基準周波数を有する第１の基準信号を生成する第１の基準信号生成部と、前記第１の基準信号を用いて、第１の局部発振周波数信号を生成する第１の局部発振部と、前記第１の局部発振周波数信号を分周した第１の分周信号を生成する第１の分周器と、前記第１の分周信号を用いて、前記増幅部で増幅された信号を第１の中間周波数信号に変換する第１の周波数変換部と、を有する第１のダウンコンバータ回路と、第２の基準周波数を有する第２の基準信号を生成する第２の基準信号生成部と、前記第２の基準信号を用いて、第２の局部発振周波数信号を生成する第２の局部発振部と、前記第２の局部発振周波数信号を分周した第２の分周信号を生成する第２の分周器と、前記第２の分周信号を用いて、前記増幅部で増幅された信号を第２の中間周波数信号に変換する第２の周波数変換部と、を有する第２のダウンコンバータ回路と、を備えるダウンコンバータの制御方法である。前記第２の局部発振周波数信号の周波数と前記第１の分周信号の周波数との差の周波数が、前記第１の中間周波数信号を受信する第１の受信装置の受信周波数帯域の上限よりも高くなるように、前記第２の局部発振部の発振周波数を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明により、複数のＩＦ信号を出力するユニバーサルデュアル構成であっても、スプリアスの影響を低減できるダウンコンバータ及びその制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態１にかかるダウンコンバータのブロック図である。
【図２】実施の形態１にかかるダウンコンバータの電源供給を説明するための図である。
【図３】実施の形態１にかかるダウンコンバータの電源の供給先を説明するための図である。
【図４】実施の形態１にかかるダウンコンバータの電源の供給先を説明するための表である。
【図５】実施の形態１にかかるＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部の動作を説明するための図である。
【図６】実施の形態１にかかるダウンコンバータの動作を説明するための表である。
【図７】比較例にかかるダウンコンバータのブロック図である。
【図８】比較例にかかるダウンコンバータのブロック図である。
【図９】比較例にかかるダウンコンバータのカップリングを説明するための図である。
【図１０】実施の形態１にかかるダウンコンバータのカップリングを説明するための図である。
【図１１】実施の形態２にかかるダウンコンバータのブロック図である。
【図１２】実施の形態２にかかるダウンコンバータの電源の供給先を説明するための図である。
【図１３】実施の形態２にかかるダウンコンバータの電源の供給先を説明するための表である。
【図１４】実施の形態２にかかるダウンコンバータの動作を説明するための表である。
【図１５】実施の形態３にかかるダウンコンバータの電源の供給先を説明するための図である。
【図１６】実施の形態３にかかるダウンコンバータの電源の供給先を説明するための表である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
＜実施の形態１＞
以下、図面を参照して実施の形態１にかかるダウンコンバータ１について説明する。図１に示すダウンコンバータ１は、例えばＤｉｓＥｑＣ（Digital Satellite Equipment Control）の仕様において、２つのＩＦ信号を出力することができるユニバーサルデュアル構成のダウンコンバータである。すなわち、図１に示すダウンコンバータ１では、垂直偏波信号Ｖ（第１の偏波信号）及び水平偏波信号Ｈ（第２の偏波信号）を１つのフィードホーン９０で受信し、ダウンコンバータ回路１０及びダウンコンバータ回路２０からそれぞれ、ダウンコンバート後のＩＦ信号ＯＵＴ１およびＯＵＴ２を出力する。ダウンコンバータ１は、前段増幅部３０と、バンドパスフィルタ４１、４２と、ダウンコンバータＩＣ１００と、を備える。
【００１２】
前段増幅部３０は、ＲＦアンプ３１〜３４と、バイアスＩＣ３５と、を備える。ＲＦアンプ３１〜３４は、ＨＪＦＥＴ（Hetero-Junction-FET）を用いたアンプである。ＲＦアンプ３１、３２は、フィードホーン９０で受信された垂直偏波信号Ｖを増幅し、バンドパスフィルタ４１に出力する。ＲＦアンプ３３、３４は、フィードホーン９０で受信された水平偏波信号Ｈを増幅し、バンドパスフィルタ４２に出力する。バイアスＩＣ３５は、ＲＦアンプ３１〜３４に電源を供給する。
【００１３】
＜ダウンコンバータＩＣ１００の構成＞
ダウンコンバータＩＣ１００は、バラン１１１、１１２と、増幅部１２０と、ダウンコンバータ回路１０と、ダウンコンバータ回路２０と、を備える。ダウンコンバータＩＣ１００は、１つのＩＣチップであり、２つのＲＦ信号が入力され、２つのＩＦ信号を出力する。つまり、バラン１１１、１１２と、増幅部１２０と、ダウンコンバータ回路１０と、ダウンコンバータ回路２０とは、１つのＩＣチップに搭載されている。
【００１４】
バラン１１１は、一方が入力端子１６１に接続され、他方が増幅部１２０に接続される。バラン１１２は、一方が入力端子１６２に接続され、他方が増幅部１２０に接続される。バラン１１１、１１２は、トランスを含み、シングルエンド信号を差動信号に変換し、増幅部１２０（具体的にはＲＦアンプ１２１及びＲＦアンプ１２２）に出力する。入力信号ＲＦｉｎ１，ＲＦｉｎ２を差動信号に変換することにより、システムのＮＦ特性を向上させることができる。
【００１５】
増幅部１２０は、バラン１１１、１１２から入力される垂直偏波信号Ｖ及び水平偏波信号Ｈを増幅し、ダウンコンバータ回路１０及びダウンコンバータ回路２０に出力する。増幅部１２０は、ＲＦアンプ１２１〜ＲＦアンプ１２６（第１のＲＦアンプ〜第６のＲＦアンプ）を備える。
【００１６】
ＲＦアンプ１２３、１２４の入力端子は、ＲＦアンプ１２１の出力端子に共通接続される。ＲＦアンプ１２３、１２４の出力端子は、ダウンコンバータ回路１０（具体的にはミキサ１１）の入力端子に共通接続される。ＲＦアンプ１２５、１２６の入力端子は、ＲＦアンプ１２２の出力端子に共通接続される。ＲＦアンプ１２５、１２６の出力端子は、ダウンコンバータ回路２０（具体的にはミキサ２１）の入力端子に共通接続される。
【００１７】
ＲＦアンプ１２１は、バラン１１１から入力された信号を増幅し、ＲＦアンプ１２３、１２４に出力する。ＲＦアンプ１２２は、バラン１１２から入力された信号を増幅し、ＲＦアンプ１２５、１２６に出力する。
【００１８】
ＲＦアンプ１２３は、ＲＦアンプ１２１から入力された信号を増幅し、ダウンコンバータ回路１０のミキサ１１に出力する。ＲＦアンプ１２４は、ＲＦアンプ１２１から入力された信号を増幅し、ダウンコンバータ回路２０のミキサ２１に出力する。
【００１９】
同様に、ＲＦアンプ１２５は、ＲＦアンプ１２２から入力された信号を増幅し、ダウンコンバータ回路１０のミキサ１１に出力する。のＲＦアンプ１２６は、ＲＦアンプ１２２から入力された信号を増幅し、ダウンコンバータ回路２０のミキサ２１に出力する。
【００２０】
＜ダウンコンバータ回路１０の構成＞
ダウンコンバータ回路１０（第１のダウンコンバータ回路）は、ＲＦアンプ１２３から出力される垂直偏波信号ＶまたはＲＦアンプ１２５から出力される水平偏波信号Ｈをダウンコンバートして、ＩＦ信号（第１の中間周波数信号）を生成する。そして、ダウンコンバータ回路１０は、生成したＩＦ信号を、出力端子１４１から出力する。
【００２１】
ダウンコンバータ回路１０は、ミキサ１１と、１／２分周器１２と、ＰＬＬ（Phase-locked Loop）１３と、水晶発振器（ＸＯ：Crystal Oscillator）１４と、水晶振動子（Ｘ´ｔａｌ）１５と、ＩＦアンプ１６と、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７と、を備える。
【００２２】
ミキサ１１（第１の周波数変換部）は、１／２分周器１２から出力される分周信号を用いて、ＲＦアンプ１２３から出力される垂直偏波信号ＶまたはＲＦアンプ１２５から出力される水平偏波信号Ｈをダウンコンバート（変調）する。ミキサ１１は、ダウンコンバートした信号（ＩＦ信号）をＩＦアンプ１６に出力する。
【００２３】
１／２分周器１２（第１の分周器）は、ＰＬＬ１３から出力される局部発振周波数信号（第１の局部発振周波数信号）を分周して、分周信号（第１の分周信号）を生成する。具体的には、１／２分周器１２は、ＰＬＬ１３から出力される局部発振周波数信号の周波数を１／２（半分）にした分周信号を生成し、ＬＯ信号としてミキサ１１に出力する。
【００２４】
ＰＬＬ１３（第１の局部発振部）は、位相比較器（ＰＦＤ：Phase Frequency Detector）１３１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１３２と、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）１３３と、分周器（ＤＩＶ：Divider）１３４と、を備える。
【００２５】
位相比較器１３１には、水晶発振器１４によって生成された基準信号と、分周器１３４によって分周された信号と、が入力される。位相比較器１３１は、これらの信号の位相差を電圧に変換した信号を生成し、ローパスフィルタ１３２に出力する。ローパスフィルタ１３２は、位相比較器１３１から出力された信号に含まれる不要な成分を除去する。ＶＣＯ１３３は、ローパスフィルタ１３２から出力された信号の電圧に応じて、出力信号の周波数を制御する。ＶＣＯ１３３によって生成された出力信号は、局部発振周波数信号として、１／２分周器１２に出力される。
【００２６】
また、ＶＣＯ１３３から出力された局部発振周波数信号は、分周器１３４において分周され、位相比較器１３１に入力される。このとき、分周器１３４は、図示しない制御回路から出力される制御信号に応じて、分周比を変更可能に構成されている。分周比を変更することにより、局部発振周波数信号の周波数を変更することができる。本実施の形態においては、ＶＣＯ１３３、２３３は、１９．５ＧＨｚと２１．２ＧＨｚの局部発振周波数信号を選択的に出力することができる。
【００２７】
水晶発振器１４（第１の基準信号生成部）は、所定の基準周波数を有する基準信号（第１の基準信号）を生成し、ＰＬＬ１３に出力する。水晶発振器１４は、水晶振動子１５を用いて、基準信号を生成する。そして、上記の通り、ＰＬＬ１３は、基準信号を用いて局部発振周波数信号を生成する。
【００２８】
ＩＦアンプ１６は、ミキサ１１から出力されたＩＦ信号を増幅し、ダウンコンバータＩＣ１００の出力端子１４１に出力する。
【００２９】
Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７には、図示しない制御信号入力端子からＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号が入力される。Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７は、入力されたＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号に応じて、ＰＬＬ１３や、水晶発振器１４、増幅部１２０等を制御する。
【００３０】
＜ダウンコンバータ回路２０の構成＞
ダウンコンバータ回路２０（第２のダウンコンバータ回路）は、ＲＦアンプ１２４から出力される垂直偏波信号ＶまたはＲＦアンプ１２６から出力される水平偏波信号Ｈをダウンコンバートして、ＩＦ信号（第２の中間周波数信号）を生成する。そして、ダウンコンバータ回路２０は、生成したＩＦ信号を、出力端子１４２から出力する。
【００３１】
ダウンコンバータ回路２０は、ミキサ２１と、１／２分周器２２と、ＰＬＬ２３と、水晶発振器２４と、水晶振動子２５と、ＩＦアンプ２６と、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７と、を備える。
【００３２】
ミキサ２１（第２の周波数変換部）は、１／２分周器２２から出力される分周信号を用いて、ＲＦアンプ１２４から出力される垂直偏波信号ＶまたはＲＦアンプ１２６から出力される水平偏波信号Ｈをダウンコンバート（変調）する。ミキサ２１は、ダウンコンバートした信号（ＩＦ信号）をＩＦアンプ２６に出力する。
【００３３】
１／２分周器２２（第２の分周器）は、ＰＬＬ２３から出力される局部発振周波数信号（第２の局部発振周波数信号）を分周して、分周信号（第２の分周信号）を生成する。具体的には、１／２分周器２２は、ＰＬＬ２３から出力される局部発振周波数信号の周波数を１／２（半分）にした分周信号を生成し、ＬＯ信号としてミキサ２１に出力する。
【００３４】
ＰＬＬ２３（第２の局部発振部）は、位相比較器（ＰＦＤ）２３１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３２と、ＶＣＯ２３３と、分周器２３４（ＤＩＶ）と、を備える。なお、ＰＬＬ２３の構成及び動作は、上記したＰＬＬ１３の構成及び動作と同様であるため、説明を省略する。
【００３５】
水晶発振器２４（第２の基準信号生成部）は、所定の基準周波数を有する基準信号（第２の基準信号）を生成し、ＰＬＬ２３に出力する。水晶発振器２４は、水晶振動子２５を用いて、基準信号を生成する。そして、ＰＬＬ２３は、基準信号を用いて局部発振周波数信号を生成する。
【００３６】
ＩＦアンプ２６は、ミキサ２１から出力されたＩＦ信号を増幅し、ダウンコンバータＩＣ１００の出力端子１４２に出力する。
【００３７】
Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７には、図示しない制御信号入力端子からＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号が入力される。Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７は、入力されたＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号に応じて、ＰＬＬ２３や、水晶発振器２４、増幅部１２０等を制御する。
【００３８】
＜ダウンコンバータ１の電源構成＞
図２は、図１に示したダウンコンバータ１の電源及びＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号を供給する場合を説明するための図である。ダウンコンバータ回路１０でダウンコンバートされたＩＦ信号ＯＵＴ１は、出力端子１４１から出力され、容量素子Ｃ１２でＤＣ成分が除去され、ケーブルを介してチューナＴ１１（第１の受信装置）に供給される。一方、チューナＴ１１は、ＩＦ信号ＯＵＴ１を伝送したケーブルと同一のケーブルを介して、ダウンコンバータ回路１０に電源およびＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号を供給する。ここで、ダウンコンバータ回路１０には電源として、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号のＤＣ成分（１８ＶのＤＣ電圧信号、１３ＶのＤＣ電圧信号）が供給される。
【００３９】
Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号のＤＣ成分（１３Ｖまたは１８Ｖ）は、ストリップラインＳＬ１２を介して３端子レギュレータＲＥＧ１１に供給される。３端子レギュレータＲＥＧ１１は、１３Ｖまたは１８Ｖの電圧を、ダウンコンバータ回路１０の定格にあった電圧に調整して電源端子１５１（第１の電源端子）に供給する。
【００４０】
また、３端子レギュレータＲＥＧ１１は、１３Ｖまたは１８Ｖの電圧を、増幅部１２０（ＲＦアンプ１２１〜１２６）の定格にあった電圧に調整して、電源端子１５３（第３の電源端子）に電源を供給する。なお、ダウンコンバータ回路１０に供給すべき電圧の方が、増幅部１２０に増幅すべき電圧よりも低い場合、図２に示すように、電源端子１５１の前に抵抗素子Ｒ１３を設けてもよい。
【００４１】
さらに、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号は、ストリップラインＳＬ１１を介して抵抗素子Ｒ１２と容量素子Ｃ１１に供給される。ここで、Ｐｏｌａ信号のＤＣ成分は、抵抗素子Ｒ１１と抵抗素子Ｒ１２とによって分割される。つまり、Ｐｏｌａ信号は、抵抗素子Ｒ１１と抵抗素子Ｒ１２とを用いてダウンコンバータ回路１０の定格にあった電圧に下げられて、制御信号端子１７１を介してＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７に供給される。一方、Ｔｏｎｅ信号は、容量Ｃ１１を通過し、ダウンコンバータ回路１０の内部でパルスの有無が検出される。
【００４２】
同様に、ダウンコンバータ回路２０でダウンコンバートされたＩＦ信号ＯＵＴ２は、容量素子Ｃ２２でＤＣ成分が除去されて、ケーブルを介してチューナＴ２１（第２の受信装置）に供給される。一方、チューナＴ２１は、ＩＦ信号ＯＵＴ２を伝送したケーブルと同一のケーブルを介して、ダウンコンバータ回路２０に電源およびＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号を供給する。ここで、ダウンコンバータ回路２０には電源として、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号のＤＣ成分（１８ＶのＤＣ電圧信号、１３ＶのＤＣ電圧信号）が供給される。
【００４３】
Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号のＤＣ成分（１３Ｖまたは１８Ｖ）は、ストリップラインＳＬ２２を介して３端子レギュレータＲＥＧ２１に供給される。３端子レギュレータＲＥＧ２１は、１３Ｖまたは１８Ｖの電圧を、ダウンコンバータ回路２０の定格にあった電圧に調整して電源端子１５２（第２の電源端子）に供給する。
【００４４】
また、３端子レギュレータＲＥＧ２１は、１３Ｖまたは１８Ｖの電圧を、増幅部１２０（ＲＦアンプ１２１〜１２６）の定格にあった電圧に調整して、電源端子１５３に電源を供給する。なお、ダウンコンバータ回路２０に供給すべき電圧の方が、増幅部１２０に増幅すべき電圧よりも低い場合、図２に示すように、電源端子１５２の前に抵抗素子Ｒ２３を設けてもよい。
【００４５】
さらに、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号は、ストリップラインＳＬ２１を介して抵抗素子Ｒ２２と容量素子Ｃ２１に供給される。ここで、Ｐｏｌａ信号のＤＣ成分は、抵抗素子Ｒ２１と抵抗素子Ｒ２２とによって分割される。つまり、Ｐｏｌａ信号は、抵抗素子Ｒ２１と抵抗素子Ｒ２２とを用いてダウンコンバータ回路２０の定格にあった電圧に下げられて、制御信号端子２７１を介してＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７に供給される。一方、Ｔｏｎｅ信号は、容量Ｃ２１を通過し、ダウンコンバータ回路２０の内部でパルスの有無が検出される。
【００４６】
なお、３端子レギュレータＲＥＧ１１の出力端子と３端子レギュレータＲＥＧ２１の出力端子とは、電源端子１５３に共通接続されている。このとき、３端子レギュレータＲＥＧ１１の出力端子との電源端子１５３との間にダイオードＤ１１が設けられている。また、３端子レギュレータＲＥＧ２１の出力端子と電源端子１５３との間にダイオードＤ２１が設けられている。このため、３端子レギュレータＲＥＧ１１、ＲＥＧ２１のいずれか一方の出力がＯＦＦとなる場合でも、他方は影響を受けない。
【００４７】
次に、本実施の形態にかかるダウンコンバータ１の電源構成とパワーセーブ機能について、図３及び図４を用いて説明する。図３は、電源端子１５１〜１５３の電源の供給先を示したブロック図である。同じハッチングの領域に含まれる回路ブロックは同じ電源端子から電源の供給を受ける。図４は、電源端子１５１〜１５３の電源の供給先を示した表である。
【００４８】
電源は、チューナＴ１１から３端子レギュレータＲＥＧ１１を介して、電源端子１５１に供給される。電源端子１５１に供給される電源は、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号の受信、ダウンコンバート処理、及びＩＦ信号出力処理に必要なブロックであるダウンコンバータ回路１０に供給される。具体的には、電源端子１５１に供給される電源は、ミキサ１１、ＰＬＬ１３、水晶発振器１４、ＩＦアンプ１６、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７に供給される。
【００４９】
同様に、図２のチューナＴ２１から供給される電源は、３端子レギュレータＲＥＧ２１を介して、電源端子１５２に供給される。電源端子１５２に供給される電源は、ダウンコンバータ回路２０に供給される。具体的には、電源端子１５２に供給される電源は、ミキサ２１、ＰＬＬ２３、水晶発振器２４、ＩＦアンプ２６、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７に供給される。
【００５０】
このとき、ダウンコンバータ回路１０は、出力端子１４１に接続されたチューナＴ１１にＩＦ信号（ＯＵＴ１）を出力するための回路であり、ダウンコンバータ回路２０は、出力端子１４２に接続されたチューナＴ２１にＩＦ信号（ＯＵＴ２）を出力するための回路である。図３に示した電源構成とすることにより、ダウンコンバートＩＣ１００の回路ブロックの中で、ダウンコンバータ回路１０は、チューナＴ１１用の回路ブロックであり、ダウンコンバータ回路２０は、チューナＴ２１用の回路ブロックであると明確に区別できる。
【００５１】
一方、ＲＦアンプ１２１は、垂直偏波信号ＶをダウンコンバートＩＣ１００の入り口で束ねている。そのため、ＲＦアンプ１２１は、垂直偏波信号ＶをチューナＴ１１方面（ダウンコンバータ回路１０）に供給する場合にも用いられ、チューナＴ２１方面（ダウンコンバータ回路２０）に供給する場合にも用いられる。
【００５２】
同様に、ＲＦアンプ１２２は水平偏波信号ＨをダウンコンバートＩＣ１００の入り口で束ねている。そのため、ＲＦアンプ１２２は、水平偏波信号ＨをチューナＴ１１方面（ダウンコンバータ回路１０）に供給する場合にも用いられ、チューナＴ２１方面（ダウンコンバータ回路２０）に供給する場合にも用いられる。つまり、ＲＦアンプ１２１、１２２は、チューナＴ１１用またはチューナＴ２１用であると明確に切り分けることができない。
【００５３】
このため、ＲＦアンプ１２１、１２２は、チューナＴ１１及びチューナＴ２１の両方がＯＦＦとなるとき（ダウンコンバータＩＣ１００が完全にＯＦＦになるとき）以外は、常にＯＮである必要がある。したがって、ダウンコンバータＩＣ１００においては、チューナＴ１１及びチューナＴ２１から単独で供給される電源端子（電源端子１５１及び電源端子１５２）以外に、電源端子１５３が設けられている。電源端子１５３は、チューナＴ１１及びチューナＴ２１の両方と接続されており、双方から電源供給を受ける電源端子である。
【００５４】
これにより、増幅部１２０は、ダウンコンバータＩＣ１００がＯＦＦ状態でない限り(チューナＴ１１及びチューナＴ２１が共にＯＦＦでない限り)、チューナＴ１１及びチューナＴ２１のＯＮ／ＯＦＦに左右されず、常時ＯＮとなる。つまり、ＲＦアンプ１２１、１２２も、チューナＴ１１及びチューナＴ２１のＯＮ／ＯＦＦに拘らず、常時ＯＮとなる。その結果、ＲＦアンプ１２１、１２２は、どちらか一方の３端子レギュレータから電源供給があれば動作可能である。
【００５５】
このような電源構成とすることにより、ダウンコンバータＩＣ１００全体ではなく、動作が必要な回路ブロックにのみ電源供給を行うことができるため、消費電力を抑えることができる。さらに、ダウンコンバータ回路１０、２０と、増幅部１２０との電源端子を分けることにより、ＲＦアンプ１２１〜１２６の電源をその他の回路ブロックから切り離すことができる。これにより、ダウンコンバータ回路１０、２０由来のノイズ成分が電源端子を介して回り込むことを防止し、システムのＮＦ特性を向上させることができる。
【００５６】
＜ダウンコンバータ１の動作＞
続いて、本実施の形態にかかるダウンコンバータ１の動作について説明する。はじめに、ダウンコンバータ１の全体的な動作について説明する。
【００５７】
まず、図１に示すように、衛星から送られてきたＲＦ信号は、フィードホーン９０で受信される。次に、ＲＦ信号は、前段増幅部３０によって増幅され、バンドパスフィルタ４１、４２を介してダウンコンバータＩＣ１００へ入力される。１０ＧＨｚ前後のＲＦ信号は、ダウンコンバータＩＣ１００に入力されると、ミキサ１１、２１において、１〜２ＧＨｚ程度のＩＦ信号にダウンコンバートされる。具体的には、ミキサ１１は、分周信号を用いて、ＩＦ信号を生成する。つまり、ミキサ１１は、分周信号をＬＯ信号として、入力されたＲＦ信号をダウンコンバートする。
【００５８】
なお、衛星から送られてくるＲＦ信号はチャンネルによって異なるが、どの信号(偏波・Ｂａｎｄ)を選択してチューナに出力するか、という動作はある仕様に基づくことになる。そのひとつがダウンコンバータ１で採用しているＤｉＳＥｑＣ（Digital Satellite Equipment Control）と呼ばれる制御仕様であり、その仕様および衛星からのＲＦ信号について以下で詳しく述べる。
【００５９】
ＤｉＳＥｑＣ制御について、図５を参照して説明する。まず、衛星から送られてくる信号には、偏波が水平（Ｈ）・垂直（Ｖ）の２種類あり、かつＢａｎｄがＨｉｇｈ  Ｂａｎｄ（１１．７〜１２．７５ＧＨｚ）と、Ｌｏｗ  Ｂａｎｄ（１０．７〜１１．７ＧＨｚ）の２種類がある。つまり、ダウンコンバータ１が受信しうる信号は、上記２種類の偏波×２種類のＢａｎｄの計４種類の信号である。ダウンコンバータ１は、この４種類の信号をチューナからの要求に従って切り替える。
【００６０】
偏波及びＢａｎｄの選択は、チューナから出力されるＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ信号に基づいて行われる。具体的には、偏波の選択はＰｏｌａ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）信号を用いて決定される。Ｂａｎｄの選択はＴｏｎｅ信号を用いて決定される。より詳細には、偏波については、チューナから供給されるＤＣ電源が１８Ｖの場合、偏波が水平（Ｈ）に決定される。チューナから供給されるＤＣ電源が１３Ｖの場合、偏波が垂直（Ｖ）に決定される。また、Ｂａｎｄについては、ＤＣ電源に重畳された２２ｋＨｚパルス信号が有りの場合、Ｈｉｇｈ  Ｂａｎｄに決定される。ＤＣ電源に重畳された２２ｋＨｚパルス信号が無しの場合、Ｌｏｗ  Ｂａｎｄに決定される。
【００６１】
ダウンコンバータ１内での選択動作について具体的に説明する。偏波の選択については、ＤＣ電圧のＨｉｇｈ（１８Ｖ）／Ｌｏｗ（１３Ｖ）に基づいて、増幅部１２０のＲＦアンプ１２１〜１２６が制御されることにより行われる。Ｂａｎｄの選択については、ミキサ１１、２１に入力されるＬＯ信号（分周信号）の周波数を制御することにより行われる。つまり、ＶＣＯ１３３、２３３の発振周波数を制御することよりＢａｎｄの選択が行われる。
【００６２】
具体的には、Ｈｉｇｈ  ＢａｎｄをＩＦ信号（１．１ＧＨｚ〜２．１５ＧＨｚ）にダウンコンバートする場合には、分周信号の周波数は１０．６ＧＨｚである必要がある。そのため、ＶＣＯの発振周波数は、その２倍の２１．２ＧＨｚに設定される。一方、Ｌｏｗ  ＢａｎｄをＩＦ信号（０．９５ＧＨｚ〜１．９５ＧＨｚ）にダウンコンバートする場合には、分周信号の周波数は９．７５ＧＨｚである必要がある。そのため、ＶＣＯの発振周波数は、その２倍の１９．６ＧＨｚに設定される。これにより、ダウンコンバータ１は、チューナの要求通りの出力選択を行う。
【００６３】
動作モードの詳細について図６を参照して説明する。図６は、ダウンコンバータＩＣ１００が取り得る９つの動作モードを示した表である。ダウンコンバータＩＣ１００全体が完全にＯＦＦするモード９（ＯＵＴ１及びＯＵＴ２が両方ＯＦＦ）を除けば、動作モードは８モードである。
【００６４】
ＯＵＴ１（チューナＴ１１）またはＯＵＴ２（チューナＴ２１）の片方のみＯＮ状態の例として、ＯＵＴ１のみ水平偏波信号ＨでＯＮし、ＯＵＴ２がＯＦＦの状態について説明する（図６のモード１）。モード１においては、ダウンコンバータ回路２０は動作する必要がないため、ミキサ２１、ＰＬＬ２３、水晶発振器２４、ＩＦアンプ２６はＯＦＦとなる。つまり、ＯＵＴ２がＯＦＦになることにより、３端子レギュレータＲＥＧ２１への電源供給も停止され、３端子レギュレータＲＥＧ２１もＯＦＦとなる。このため、電源端子１５２には電源供給無しとなる。したがって、ミキサ２１、ＰＬＬ２３、水晶発振器２４、ＩＦアンプ２６は、ＯＵＴ２がＯＦＦとなると、自動的にＯＦＦとなる。なお、電源端子１５３は、３端子レギュレータＲＥＧ１１から電源が供給される。
【００６５】
このとき、増幅部１２０の電源制御は、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７、２７によって行われる。上記の例のようにＯＵＴ１のみ水平偏波信号ＨでＯＮし、ＯＵＴ２がＯＦＦの場合、ＯＵＴ２へ垂直偏波信号Ｖを出力するＲＦアンプ１２４と、水平偏波信号Ｈを出力するＲＦアンプ１２６とは、両方ＯＦＦとなる。また、ＯＵＴ１へ垂直偏波信号Ｖを出力するＲＦアンプ１２３もＯＦＦとなる。このような選択動作の詳細について以下で説明する。
【００６６】
図３に示したように、ＲＦアンプ１２３〜１２６の電源を電源端子１５３から供給する場合、電源端子３に電源が供給されると、ＲＦアンプ１２３〜１２６の全てがＯＮとなる。そのため、ＯＵＴ１がＯＦＦしている場合は、ＲＦアンプ１２３、１２５に対してＯＦＦさせるためのパワー制御信号を送る必要がある。同様に、ＯＵＴ２がＯＦＦしている場合には、ＲＦアンプ１２４、１２６に対してＯＦＦさせるためのパワー制御信号を送る必要がある。なお、パワー制御信号とは、ＲＦアンプのＯＮ／ＯＦＦ状態を切り替えるための信号である。
【００６７】
Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７は、パワー制御信号を用いて、ＲＦアンプ１２３、１２５のＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７は、パワー制御信号を用いて、ＲＦアンプ１２４、１２６のＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。
【００６８】
具体的には、ＯＵＴ１側に水平偏波信号Ｈを出力するように要求された場合、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７には、ＯＵＴ１のチューナから１８ＶのＰｏｌａ信号が入力される。これにより、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７は、パワー制御信号を用いて、ＲＦアンプ１２３をＯＦＦ、ＲＦアンプ１２５をＯＮさせる。例えば、ＲＦアンプをＯＮさせる場合、パワー制御信号をＨｉｇｈレベルのＤＣ電位とし、ＲＦアンプをＯＦＦさせる場合、パワー制御信号をＬｏｗレベルのＤＣ電位とする。そして、ＯＵＴ１がＯＦＦした場合、電源供給を受けていないＴｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７から出力されるその制御信号がＬｏｗ電位となるように設定しておく。これにより、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７を含むダウンコンバータ回路１０がＯＦＦ（ＯＵＴ１がＯＦＦ）になると共に、ダウンコンバータ回路１０に垂直偏波信号Ｖを出力するＲＦアンプ１２３及び水平偏波信号Ｈを出力するＲＦアンプ１２５がＯＦＦとなる。
【００６９】
同様に、ＯＵＴ１側に垂直偏波信号Ｖを出力するように要求された場合、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７には、チューナＴ１１から１３ＶのＰｏｌａ信号が入力される。これにより、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７は、パワー制御信号を用いて、ＲＦアンプ１２３をＯＮ、ＲＦアンプ１２５をＯＦＦさせる。
【００７０】
また、ＯＵＴ２側に水平偏波信号Ｈを出力するように要求された場合、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７には、チューナＴ２１から１８ＶのＰｏｌａ信号が入力される。これにより、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７は、パワー制御信号を用いて、ＲＦアンプ１２４をＯＦＦ、ＲＦアンプ１２６をＯＮさせる。同様に、ＯＵＴ２側に垂直偏波信号Ｖを出力するように要求された場合、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７には、ＯＵＴ２のチューナから１３ＶのＰｏｌａ信号が入力される。これにより、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７は、パワー制御信号を用いて、ＲＦアンプ１２４をＯＮ、ＲＦアンプ１２６をＯＦＦさせる。このような制御により、図６に示した制御が行われる。
【００７１】
次に、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２が両方ともＯＮの場合について説明する。一例として、垂直偏波信号ＶをＯＵＴ１に出力し、水平偏波信号ＨをＯＵＴ２に出力する場合(図６のモード８)。ＯＵＴ１及びＯＵＴ２が両方ともＯＮの場合、３端子レギュレータＲＥＧ１１、ＲＥＧ２１は両方ともＯＮとなる。そのため、電源端子１５１〜１５３の全てに電源が供給される。したがって、ダウンコンバータ回路１０、２０は、全てＯＮとなる。また、ＲＦアンプ１２１〜１２６も全てＯＮとなる。そして、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７、２７は、上述したように、ＯＵＴ１及びＯＵＴ２から入力されるＰｏｌａ信号に基づいて、パワー制御信号を用いてＲＦアンプ１２３〜１２６を制御する。上記の例では、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７、２７は、ＯＵＴ１へ水平偏波信号Ｈを出力するＲＦアンプ１２５と、ＯＵＴ２へ垂直偏波信号Ｖを出力するＲＦアンプ１２４とをＯＦＦする。
【００７２】
＜ダウンコンバータＩＣ１００におけるカップリング＞
ここで、ダウンコンバータＩＣ１００におけるカップリングについて説明する。まず、本実施の形態にかかるダウンコンバータ１の比較例であるダウンコンバータを図７に示す。図７に示すダウンコンバータは、ディスクリート構成であり、２つのＩＦ信号を出力するユニバーサルデュアル構成のＬＮＢダウンコンバータである。
【００７３】
図７に示したダウンコンバータは、ＲＦアンプ９１１〜９１８と、バイアスＩＣ９２１〜９２３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９３１、９３２と、ミキサ（ＭＩＸ）９４１、９４２と、ＶＣＯ９５１、９５２と、ＩＦアンプ９６１、９６２と、を備える。
【００７４】
ＲＦアンプ９１１〜９１４は、フィードホーン９０で受信された垂直偏波信号Ｖを増幅する。ＲＦアンプ９１３は、バンドパスフィルタ９３１を介して、増幅した垂直偏波信号Ｖをミキサ９４１に出力する。ＲＦアンプ９１４は、バンドパスフィルタ９３２を介して、増幅した垂直偏波信号Ｖをミキサ９４２に出力する。ＲＦアンプ９１５〜９１８は、フィードホーン９０で受信された水平偏波信号Ｈを増幅する。ＲＦアンプ９１７は、バンドパスフィルタ９３１を介して、増幅した垂直偏波信号Ｖをミキサ９４１に出力する。ＲＦアンプ９１８は、バンドパスフィルタ９３２を介して、増幅した垂直偏波信号Ｖをミキサ９４２に出力する。
【００７５】
バイアスＩＣ９２１は、ＲＦアンプ９１１、９１２、９１５、９１６に電源を供給する。バイアスＩＣ９２２は、ＲＦアンプ９１３、９１７に電源を供給する。バイアスＩＣ９２３は、ＲＦアンプ９１４、９１８に電源を供給する。
【００７６】
ＶＣＯ９５１、９５２は、典型的にはＤＲＯ（Dielectric Resonator Oscillator）であり、予め設定された発振周波数で発振を行い、局部発振周波数信号を生成する。ＶＣＯ９５１は、生成した局部発振周波数信号をミキサ９４１に出力する。ＶＣＯ９５２は、生成した局部発振周波数信号をミキサ９４２に出力する。
【００７７】
ミキサ９４１は、ＶＣＯ９５１から入力された局部発振周波数信号を用いて、バンドパスフィルタ９３１から入力された垂直偏波信号Ｖまたは水平偏波信号Ｈをダウンコンバートする。これにより、ミキサ９４１からＩＦ信号が出力される。ＩＦアンプ９６１は、ミキサ９４１から入力されたＩＦ信号を増幅し、図示しないチューナに出力する。
【００７８】
同様に、ミキサ９４２は、ＶＣＯ９５２から入力された発振周波数信号を用いて、バンドパスフィルタ９３２から入力された垂直偏波信号Ｖまたは水平偏波信号Ｈをダウンコンバートする。これにより、ミキサ９４２からＩＦ信号が出力される。ＩＦアンプ９６２は、ミキサ９４２から入力されたＩＦ信号を増幅し、図示しないチューナに出力する。
【００７９】
さらに、図７に示したダウンコンバータの集積度を上げて、Ｄｕａｌ用ＩＣを備える構成とした比較例のブロック図を図８に示す。また、図８に示すダウンコンバータにおける入力信号ＲＦｉｎの周波数と、ＩＦ信号の周波数、及びＶＣＯの発振周波数との関係を図９に示す。なお、図８に示したダウンコンバータと図１に示したダウンコンバータとは、１／２分周器１２、２２の有無と、ＶＣＯの発振周波数とが異なるが、それ以外の構成は同様であるため、詳細な説明を省略する。
【００８０】
まず、Ｌｏｗ  Ｂａｎｄの入力信号ＲＦｉｎの周波数帯域は１０．７ＧＨｚ〜１１．７ＧＨｚである。Ｈｉｇｈ  Ｂａｎｄの入力信号ＲＦｉｎの周波数帯域は、１１．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚである。また、Ｌｏｗ  ＢａｎｄのＶＣＯ１３５、２３５の発振周波数（局部発振周波数信号の周波数）は、９．７５ＧＨｚである。Ｈｉｇｈ  ＢａｎｄのＶＣＯ１３５、２３５の発振周波数は、１０．６ＧＨｚである。つまり、ＶＣＯ１３５、２３５は、９．７５ＧＨｚまたは１０．６ＧＨｚの局部発振周波数信号を選択的に出力できる。さらに、Ｌｏｗ  Ｂａｎｄの入力信号ＲＦｉｎがＬｏｗ  Ｂａｎｄの局部発振周波数信号を用いてミキサによりダウンコンバートされたＩＦ信号は、０．９５ＧＨｚ〜１．９５ＧＨｚである。Ｈｉｇｈ  Ｂａｎｄの入力信号ＲＦｉｎがＨｉｇｈ  Ｂａｎｄの局部発振周波数信号を用いてミキサによりダウンコンバートされたＩＦ信号は、１．１ＧＨｚ〜２．１５ＧＨｚである。
【００８１】
図８に示した比較例にかかるダウンコンバータの問題点は、同じ内蔵インダクタを有するＶＣＯ（９．７５ＧＨｚまたは１０．６ＧＨｚを選択可能）が２個（ＶＣＯ１３５、２３５）、かつＲＦ信号の単相入力を両相に変換する内蔵バランが２個（バラン１１１、１１２）存在することである。つまり、相互誘導性を持つ素子がひとつのＩＣ内に計４個設けられているため、カップリングを引き起こす。
【００８２】
カップリングについて具体的に説明する。例えば、図８において、入力端子１６１に入力される入力信号ＲＦｉｎ１の周波数が１１．７ＧＨｚで、ＶＣＯ１３５の発振周波数が９．７５ＧＨｚに選択され、入力端子１６２に入力される入力信号ＲＦｉｎ２の周波数が１１．７ＧＨｚで、ＶＣＯ２３５の発振周波数が１０．６ＧＨｚに選択されているとする。
【００８３】
この場合、入力信号ＲＦｉｎ１（１１．７ＧＨｚ）が入力されたバラン１１１が、ＶＣＯ２３５のインダクタ（１０．６ＧＨｚ）とカップリングしてしまう。そのため、ダウンコンバータ回路１０へ１１．７ＧＨｚの信号（入力端子１６１から入力された信号）と、１０．６ＧＨｚの不要な信号（カップリングにより生じた信号）の２波がミキサ１１へ送られる。
【００８４】
ミキサ１１において、上記の２つの信号は、それぞれ９．７５ＧＨｚのＬＯ信号（ＰＬＬ１３から出力される局部発振周波数信号）とミキシングされる。これにより、本来生成されるべき１．９５ＧＨｚのＩＦ信号に加えて、０．８５ＧＨｚの不要なＩＦ信号が生成される。不要信号のダウンコンバート後（変調後）の周波数（０．８５ＧＨｚ）は、ＩＦ帯域外であるが、振幅の大きいＶＣＯ２３５からバランへのカップリングによる成分であるから、その２倍波（１．７ＧＨｚ）の影響が無視できない。図９に示すように、この２倍波（１．７ＧＨｚ）は、ＩＦ帯域内に含まれる周波数である。つまり、２倍波の周波数は、チューナの受信周波数帯域に含まれる周波数である。したがって、このＩＦ帯域内の不要信号がＯＵＴ１に出力された場合、チューナＴ１１は、不要信号を受信すべき信号として判断してしまう可能性がある。なお、チューナの受信周波数帯域とは、チューナが受信（認識）可能な周波数の帯域を意味し、本実施の形態においては、ＩＦ帯域（０．９５ＧＨｚ〜２．１５ＧＨｚ）が受信周波数帯域となる。
【００８５】
さらに、図７に示したようなディスクリート構成であれば、個々の回路ブロックにシールド等を設ける等の基板設計によって、コストはかかるものの上記のカップリングを抑制することができる。しかし、図８に示すダウンコンバータのように、１チップ構成となるようにＩＣ化した場合、省スペース化等のメリットはあるものの、個々の回路ブロック毎にシールド等を設けることは、現実的に難しく、コストも増加してしまう。そのため、複数のＩＦ信号を出力するユニバーサルデュアル構成を１チップとしてＩＣ化すると、カップリングの影響を防止できないという問題があった。
【００８６】
なお、図７及び図８に示したダウンコンバータは、本願発明者が上記の問題点を説明するために独自に考えたものであり、あくまで参考例である。したがって、図７及び図８を含む上述の説明は、何ら先行技術を構成するものではない。
【００８７】
これに対して、本実施の形態にかかるダウンコンバータＩＣ１００においては、ＶＣＯ１３３の発振周波数が、ミキサ１１のＬＯ信号として入力したい周波数の２倍の周波数に予め設定されている。そして、ＶＣＯ１３３とミキサ１１との間に１／２分周器１２が設けられている。同様に、ＶＣＯ２３３の発振周波数が、ミキサ２１のＬＯ信号として入力したい周波数の２倍の周波数に予め設定されている。そして、ＶＣＯ２３３とミキサ２１との間に１／２分周器２２が設けられている。このように、ＶＣＯの発振周波数を所望のＬＯ信号の周波数の２倍にしたことで、バランにカップリングする信号の周波数も２倍になる。
【００８８】
具体例を用いてダウンコンバータＩＣ１００のカップリングについて説明する。例えば、入力端子１６１に入力される入力信号ＲＦｉｎ１はＬｏｗ  Ｂａｎｄであり、入力信号ＲＦｉｎ１の周波数は１１．７ＧＨｚであるとする。また、ＶＣＯ１３３の発振周波数は、１９．５ＧＨｚであるとする。さらに、入力端子１６２に入力される入力信号ＲＦｉｎ２はＨｉｇｈ  Ｂａｎｄであり、入力信号ＲＦｉｎ２の周波数は１１．７ＧＨｚであるとする。また、ＶＣＯ２３３の発振周波数は２１．２ＧＨｚであるとする。
【００８９】
ここで、バラン１１１には、ＶＣＯ２３３で生成された２１．２ＧＨｚの局部発振周波数信号がカップリングする。つまり、ミキサ１１には、本来の入力信号ＲＦｉｎ１（１１．７ＧＨｚ）及びカップリング由来の不要信号（２１．２ＧＨｚ）の２波が入力される。
【００９０】
このとき、ミキサ１１の前段のＲＦアンプ１２１、１２３自身が有する帯域によって、２１．２ＧＨｚ（不要信号）のような高周波成分は減衰する。そして、減衰した不要信号がミキサ１１に入力される。
【００９１】
本来の入力信号ＲＦｉｎ１の周波数は、１１．７ＧＨｚから１．９５ＧＨｚにダウンコンバートされ、不要信号の周波数は、２１．２ＧＨｚから１１．４５ＧＨｚにダウンコンバートされる（図１０参照）。つまり、不要信号のダウンコンバート後の周波数は、入力信号ＲＦｉｎ１のダウンコンバート後の周波数から離れた帯域となる。そのため、不要信号はミキサ１１に入力されたとしても、図示しないチューナＴ１１においてフィルタ等を用いて変調後の不要信号は容易に除去可能である。つまり、ミキサにおいてダウンコンバートされた後の不要信号（ＩＦ信号）の周波数が、チューナの受信周波数帯域外となるように、ＶＣＯの発振周波数を制御する。ただし、図９に示したように、ダウンコンバート後の不要信号の周波数がチューナの受信周波数帯域外であっても、２倍波や３倍波等が影響する場合がある。そのため、ダウンコンバート後の不要信号の周波数がチューナの受信周波数帯域よりも高い周波数となるように、ＶＣＯの発振周波数を制御する。
【００９２】
より詳細には、ミキサ１１においてダウンコンバートされた後の不要信号（ＩＦ信号）の周波数は、ＶＣＯ２３３の発振周波数とミキサ１１に入力される分周信号との差の周波数である。したがって、ＶＣＯ２３３の局部発振周波数信号の周波数と、１／２分周器１２の分周信号の周波数との差の周波数が、チューナＴ１１の受信周波数帯域（ＩＦ帯域）よりも高い周波数となるように、ＶＣＯ１３３の発振周波数が設定される。同様に、ＶＣＯ１３３の局部発振周波数信号の周波数と、１／２分周器２２の分周信号の周波数との差の周波数が、チューナＴ２１の受信周波数帯域（ＩＦ帯域）よりも高い周波数となるように、ＶＣＯ２３３の発振周波数が設定される。
【００９３】
なお、入力信号ＲＦｉｎ１がＨｉｇｈ  Ｂａｎｄで、入力信号ＲＦｉｎ２がＬｏｗ  Ｂａｎｄである場合は、上記の逆を考えればよい。また、入力信号ＲＦｉｎ１、２の両者がＨｉｇｈ  Ｂａｎｄまたは両者がＬｏｗ  Ｂａｎｄである場合も同様の原理で不要信号を除去することができる。
【００９４】
以上のように、本実施の形態にかかるダウンコンバータ１の構成によれば、ミキサ１１とＶＣＯ１３３との間に１／２分周器１２が設けられている。そして、ＶＣＯ１３３が生成した局部発振周波数信号の周波数と、ミキサ２１に入力される分周信号の周波数との差がチューナＴ１１の受信周波数帯域より高い周波数となるように、ＶＣＯ１３３は局部発振周波数信号を生成する。同様に、ミキサ２１とＶＣＯ２３３との間に１／２分周器２２が設けられている。そして、ＶＣＯ２３３が生成した局部発振周波数信号の周波数とミキサ１１に入力される分周信号の周波数との差がチューナＴ１１の受信周波数帯域より高い周波数となるように、ＶＣＯ２３３は局部発振周波数信号を生成する。
【００９５】
これにより、カップリングが発生したとしても、ダウンコンバート後の不要信号の周波数は、チューナの受信周波数帯域外の周波数となる。したがって、カップリングが生じて、入力信号ＲＦｉｎに加えて不要信号もミキサに入力された場合であっても、ダウンコンバート後の不要信号をチューナにおいて容易に除去することができる。
【００９６】
さらに、１／２分周器１２、２２が、局部発振周波数信号の周波数を分周する。これにより、局部発振周波数信号が、ＬＯ信号としてミキサ１１、２１に入力されるべき周波数の信号（分周信号）に変換される。したがって、不要信号を除去可能とするために発振周波数を２倍にした局部発振周波数信号を、ＬＯ信号としてダウンコンバートに用いることができる。その結果、ダウンコンバータ１は、２つのミキサ１１、２１の双方をダウンコンバートのために使用して、２つのＩＦ信号を出力することができ、ユニバーサルデュアル構成を実現できる。
【００９７】
＜実施の形態２＞
実施の形態２にかかるダウンコンバータ２について説明する。本実施の形態にかかるダウンコンバータ２のブロック図を図１１に示す。ダウンコンバータ２は、共通の水晶発振器５１及び水晶振動子５２を備える点で、実施の形態１にかかるダウンコンバータ１とは異なる。なお、その他の構成についてはダウンコンバータ１と同様であるので、説明を適宜省略する。
【００９８】
つまり、ＯＵＴ１及びＯＵＴ２用として共用するブロックは、ＲＦアンプ１２１〜１２６に加えて、共通化した水晶発振器５１も含まれる。この水晶発振器５１は、電源端子１５１、１５２とダイオード５３を介して接続されている。そのため、電源端子１５１と電源端子１５２のうち少なくとも一方に電源が供給されていれば、水晶発振器５１は動作できる。
【００９９】
図１２は、ダウンコンバータ２における電源端子１５１〜１５３の電源の供給先を示したブロック図である。図１３は、ダウンコンバータ２における電源端子１５１〜１５３の電源の供給先を示した表である。また、ダウンコンバータ２の制御動作を図１４に示す。実施の形態１との相違点は、上述したように水晶発振器５１が１つになり、常時ＯＮのブロックとなった点である。図１２に示した例では、水晶発振器５１は、電源端子１５１、１５２とダイオード５３を介して接続されており、電源端子１５１、１５２の一方から電源供給があれば、水晶発振器５１は動作可能な状態となっている（図１３参照）。
【０１００】
実施の形態１においては、水晶発振器１４、２４が、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の出力状況に応じてＯＮ／ＯＦＦしていた（図６参照）。これに対して、図１４の動作モード表から明らかなように、水晶発振器５１がダウンコンバータ回路１０、２０の共用となったことにより、ＯＵＴ１及びＯＵＴ２の両方がＯＦＦ時以外は、水晶発振器５１は、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の出力状況に拘らず常時ＯＮとなっている。
【０１０１】
なお、ダウンコンバータ２においては、同じ構成及び機能のＰＬＬを２つ備える。つまり、ＰＬＬ１３とＰＬＬ２３は同一の回路構成及び機能を有するＰＬＬである。このため、ＰＬＬ１３とＰＬＬ２３に入力される２つの基準信号（第１及び第２の基準信号）の周波数も同じである。したがって、基準信号を作り出す水晶発振器５１が用いる水晶振動子５２も共用させることができる。
【０１０２】
以上のように、本実施の形態にかかるダウンコンバータ２の構成によれば、ダウンコンバータ回路１０とダウンコンバータ回路２０とが、水晶発振器５１及び水晶振動子５２を共用している。これにより、部品コストの低減及びダウンコンバータ２の回路規模の低減を図ることができる。
【０１０３】
＜実施の形態３＞
実施の形態３にかかるダウンコンバータ３について説明する。本実施の形態にかかるダウンコンバータ３における電源端子１５１〜１５３の電源の供給先を示したブロック図を図１５に示す。また、ダウンコンバータ３における電源端子１５１〜１５３の電源の供給先を示した表を図１６に示す。ダウンコンバータ３は、実施の形態２にかかるダウンコンバータ２とは電源構成が異なる。なお、その他の構成についてはダウンコンバータ２と同様であるので、説明を適宜省略する。
【０１０４】
具体的には、図１５及び図１６に示すように、ＲＦアンプ１２３、１２５は、電源端子１５１に接続され、電源端子１５１から電源供給を受ける。ＲＦアンプ１２４、１２６は、電源端子１５２に接続され、電源端子１５２から電源供給を受ける。
【０１０５】
これにより、図１３に示した制御と同様の制御が実現できる。つまり、ダウンコンバータ回路１０がＯＦＦの場合、ＲＦアンプ１２３、１２５がＯＦＦとなる。また、ダウンコンバータ回路２０がＯＦＦの場合、ＲＦアンプ１２４、１２６がＯＦＦとなる。ただし、上述した実施の形態１、２では、ＲＦアンプ１２３〜１２６は、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７、２７からのパワー制御信号を受けてＯＮ／ＯＦＦの切り替えをしていた。これに対して、本実施の形態においては、ＯＵＴ１がＯＦＦとなれば電源端子１５１からの電源供給がなくなるため、ＲＦアンプ１２３、１２５は自動的にＯＦＦになる。同様に、ＯＵＴ２がＯＦＦとなれば電源端子１５２からの電源供給がなくなるため、ＲＦアンプ１２４、１２６は自動的にＯＦＦとなる。
【０１０６】
一方、ＯＵＴ１がＯＮの状態において、水平偏波信号Ｈまたは垂直偏波信号Ｖの選択動作は、実施の形態１、２と同様に、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７がＲＦアンプ１２３、１２５を制御することにより実現される。同様に、ＯＵＴ２がＯＮの状態において、水平偏波信号Ｈまたは垂直偏波信号Ｖの選択動作は、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部２７がＲＦアンプ１２４、１２６を制御することにより実現される。
【０１０７】
以上のように、本実施の形態にかかるダウンコンバータ３の構成によれば、ＲＦアンプ１２３、１２５は、ダウンコンバータ回路１０が電源供給を受ける電源端子１５１に接続されている。また、ＲＦアンプ１２４、１２６は、ダウンコンバータ回路２０が電源供給を受ける電源端子１５２に接続されている。
【０１０８】
これにより、ダウンコンバータ回路１０がＯＦＦの場合、ＲＦアンプ１２４、１２６は自動的にＯＦＦとなる。また、ダウンコンバータ回路２０がＯＦＦの場合、ＲＦアンプ１２３、１２５は自動的にＯＦＦになる。そのため、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７、２７がＯＦＦの場合に、ＲＦアンプ１２３〜１２６の電源制御を行う必要がない。その結果、Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部１７、２７の処理を簡略化できる。
【０１０９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。
【０１１０】
例えば、上述した実施の形態においては、ミキサとＶＣＯとの間に１／２分周器を設けていたが、これに限られるものではない。１／２分周器に替えて、１／３分周器や１／１．５分周器を用いてもよい。１／３分周器を用いる場合は、ＶＣＯの発振周波数を９．７５ＧＨｚ×３＝２９．２５ＧＨｚまたは１０．６ＧＨｚ×３＝３１．８ＧＨｚに設定すればよい。同様に、１／１．５分周器を用いる場合は、ＶＣＯの発振周波数を９．７５ＧＨｚ×１．５＝１４．６２５ＧＨｚまたは１０．６ＧＨｚ×３＝１５．９ＧＨｚに設定すればよい。これらの局部発振周波数信号がカップリングしてミキサに入力されたとしても、不要信号のダウンコンバート後の周波数は、例えば、２９．２５ＧＨｚ−１０．６ＧＨｚ＝１８．６ＧＨｚや１４．６２５ＧＨｚ−１０．６ＧＨｚ＝４．０２５ＧＨｚとなる。つまり、何れの場合も、ＩＦ帯域（チューナの受信周波数帯域）である０．９５ＧＨｚ〜２．１５ＧＨｚよりも高い周波数である。その結果、不要信号を容易に除去することができる。
【０１１１】
ただし、他の分周器（例えば１／３分周器や１／１．５分周器等）は、１／２分周器に比べて、回路設計が難しくコストも高い。また、１／２より小さい分周器（例えば１／３分周器や１／４分周器等）であると、その分ＶＣＯにおける発振周波数を高くしなければならない。その結果、高周波の局部発振周波数信号が生成される。このとき、ＶＣＯと分周器との間にはバッファアンプ等が設けられるが、局部発振周波数が高周波になる程パワーが必要となる。その結果、消費電力が増加する。したがって、ＶＣＯとミキサとの間に設けられる分周器（第１及び第２の分周器）は、１／２分周器であることが好ましい。
【０１１２】
なお、上述した実施の形態においては、ダウンコンバータ１は、ダウンコンバータ回路１０、２０の２つのダウンコンバータ回路を備えていたが、ダウンコンバータ回路の個数は２個に限られるものではない。ダウンコンバータが３つ以上のダウンコンバータ回路を備えていてもよいことは言うまでもない。
【符号の説明】
【０１１３】
１〜３  ダウンコンバータ
１０、２０  ダウンコンバータ回路
１１、２１  ミキサ
１２、２２  １／２分周器
１３、２３  ＰＬＬ
１４、２４、５１  水晶発振器
１５、２５、５２  水晶振動子
１６、２６  ＩＦアンプ
１７、２７  Ｔｏｎｅ／Ｐｏｌａ制御部
３０  前段増幅部
３１〜３４、１２１〜１２６  ＲＦアンプ
３５  バイアスＩＣ
４１、４２  バンドパスフィルタ
１００  ダウンコンバータＩＣ
１１１、１１２  バラン
１２０  増幅部
１３１、２３１  位相比較器
１３２、２３２  ローパスフィルタ
１３３、２３３  ＶＣＯ
１３４、２３４  分周器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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