(57)【要約】【課題】プロセスに応じたトランジスタサイズに拠らずドライバ回路の消費電流を低減する。【解決手段】本発明によるドライバ回路は、ドレインに接続された負荷を駆動するドライバ用トランジスタと、ゲートが前記ドライバ用トランジスタのゲートに共通接続された複数のレファレンス用トランジスタを備える第１参照電圧生成回路と、ドライバ用トランジスタのドレイン電圧と複数のレファレンス用トランジスタの端部のドレイン電圧との比較結果に応じた信号を、過電流検出信号として出力するコンパレータとを具備する。【選択図】図３
2013258549.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ドレインに接続された負荷を駆動するドライバ用トランジスタと、
ドレイン及びソースを介して直列接続され、ゲートが前記ドライバ用トランジスタのゲートに共通接続された複数のレファレンス用トランジスタを備える第１参照電圧生成回路と、
前記ドライバ用トランジスタのドレイン電圧と前記複数のレファレンス用トランジスタの端部のドレイン電圧との比較結果に応じた信号を、過電流検出信号として出力するコンパレータと
を具備する
ドライバ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のドライバ回路において、
前記ドライバ用トランジスタのドレインは、一端が第１電源に接続された前記負荷の他端に接続され、
前記第１参照電圧生成回路は、一端が前記第１電源と異なる第２電源に接続された定電流源の他端に接続される
ドライバ回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のドライバ回路において、
一端が前記第１電源と異なる第３電源に接続された定電流源の他端にドレインが接続された第１レファレンス用トランジスタと、
前記複数のレファレンス用トランジスタの端部のドレイン電圧と前記第１レファレンス用トランジスタのドレイン電圧の一方を選択して前記コンパレータに入力するスイッチ回路と
を更に具備する
ドライバ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ドライバ回路に関し、特に、負荷に流れる過電流を検出可能なドライバ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド車（ＨＥＶ）の性能を左右するインバータに用いられる部品として、パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのパワー半導体が知られている。パワー半導体は、車両のスタータモータに例示される負荷を駆動するドライバＩＣに利用される。このようなドライバＩＣは、大電流が流れる負荷を駆動するため、過電流検出回路を必要とする。
【０００３】
図１は、過電流検出回路８０を備えるドライバ回路の構成の一例を示す図である。図１に示すドライバ回路は、コンパレータ８１及び電流制御スイッチ８２を備える過電流検出回路８０、容量８３、ダイオード８４を具備する。容量８３の一端は、ダイオード８４を介して電源（電源電圧ＶＤ）に接続されるとともに、コンパレータ８１の入力端子に接続され、他端はＧＮＤに接続される。一端が電源（電源電圧ＶＤ）に接続された負荷８５の他端はコンパレータ８１の他の入力端子に接続される。制御スイッチ８２は、負荷８５流れる電流を制御する。コンパレータ８１は、容量８３の一端（ダイオード８４のカソード）の電圧と負荷８５の他端の電圧の比較結果に応じた大きさの信号を、負荷８５に流れる過電流の検出有無を示す検出信号ＯＣとして出力する。
【０００４】
例えば、特開２００４−１４０４２３には、パワーＭＯＳＦＥＴを出力段とし、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出する電流検出回路を搭載した負荷駆動回路が記載されている（特許文献１参照）。
【０００５】
図２を参照して、特許文献１に記載の負荷駆動回路は、決められたサイズ比を持つ２つのＭＯＳＦＥＴ（ドライバ用トランジスタＭ１０、レファレンス用トランジスタＭ２０）が搭載されている。ドライバ用トランジスタＭ１０のドレインは、一端が第１電源（電源電圧ＶＤ１）に接続された負荷５０の他端（ノード７１：電圧Ｖｄ）に接続され、ソースがＧＮＤに接続される。レファレンス用トランジスタＭ２０のドレインは、一端が第３電源（電源電圧ＶＤ３）に接続された定電流源７８の他端（ノード７２：電圧Ｖｒ２）に接続され、ソースがＧＮＤに接続される。コンパレータ４０は、ドライバ用トランジスタＭ１０のドレイン電圧（ノード７１の電圧Ｖｄ）と、レファレンス用トランジスタＭ２０のドレイン電圧（ノード７２の電圧Ｖｒ２）の比較結果を過電流検出信号ＯＣとして出力する。ノード７１には、負荷５０を介して電流が流れ、ドライバ用トランジスタＭ１０のオン抵抗に応じた電圧Ｖｄが供給され、ノード７２には定電流Ｉｒｅｆ２が流れ、レファレンス用トランジスタＭ２０のオン抵抗に応じた電圧Ｖｒ２が供給される。
【０００６】
検出する過電流に対して２つのトランジスタＭ１０、Ｍ２０のドレイン電圧（電圧Ｖｄ、Ｖｒ２）が同じになるように両者のサイズ比と定電流Ｉｒｅｆ２を設定する。コンパレータ４０は、２つのＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧Ｖｄ、Ｖｒ２を比較することで、過電流を検出できる。
【０００７】
又、特開平３−７５５７２には、第１トランジスタを介して出力端子に流れる電流値と、定電流源から第２トランジスタを介して流れる電流値との比較結果を、出力信号の検出信号として出力する出力電流検出回路が記載されている（特許文献２参照）。特許文献２に記載の出力電流検出回路では、出力端子及び第１トランジスタのドレインの電圧と、第２トランジスタのドレイン及び定電流源の電流供給端の電圧との比較結果を出力するコンパレータを備える。コンパレータは、定電流源によって設定される電流値と出力端子に流れる可変電流値との比較結果に応じた検出信号を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−１４０４２３
【特許文献２】特開平３−７５５７２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図２に示すドライバ回路では、レファレンス用トランジスタＭ２０に流れる定電流Ｉｒｅｆ２の値は、検出したい過電流値とドライバ用トランジスタＭ１０とのサイズ比から決定される。例えば、検出したい過電流をＩｏｃ、ドライバ用トランジスタＭ１０とレファレンス用トランジスタＭ２０のサイズ比をｎ：１とすると、定電流Ｉｒｅｆ２の値はＩｏｃ／ｎとなる。このとき、ドライバ用トランジスタＭ１０のサイズが小さい場合には、レファレンス用トランジスタＭ２０も小さくする必要がある。しかし、ＭＯＳＦＥＴには最小サイズが存在するため、その場合には定電流Ｉｒｅｆ２を大きくせざるを得ず、このため、定電流Ｉｒｅｆ２を低減することが難しかった。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の課題を解決するために、本発明は、以下に述べられる手段を採用する。その手段を構成する技術的事項の記述には、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための形態］の記載との対応関係を明らかにするために、［発明を実施するための形態］で使用される番号・符号が付加されている。ただし、付加された番号・符号は、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲を限定的に解釈するために用いてはならない。
【００１１】
直列接続した複数のトランジスタを流れる電流を基準としてドライバ用トランジスタに接続された負荷に流れる過電流を検出する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、プロセスに応じたトランジスタサイズに拠らずドライバ回路の消費電流を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、関連技術によるドライバ回路の構成の一例を示す図である。
【図２】図２は、関連技術による負荷駆動回路の構成の他の一例を示す図である。
【図３】図３は、ドライバ回路の第１の実施の形態における構成を示す図である。
【図４】図４は、ドライバ回路の第２の実施の形態における構成を示す図である。
【図５】図５は、第２の実施の形態におけるドライバ回路の構成の具体例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、添付図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明する。図面において同一、又は類似の参照符号は、同一、類似、又は等価な構成要素を示している。
【００１５】
（第１の実施の形態）
図３は、第１の実施の形態におけるドライバ回路の構成を示す図である。図３に示すドライバ回路は、車両のスタータモータに例示される負荷５０を駆動する半導体集積回路である。本ドライバ回路の動作は、図示しない制御回路から入力される駆動制御信号ＣＴＲＬによって制御され、過電流の検出有無を示す過電流検出信号ＯＣを図示しない制御回路に出力する。図示しない制御回路は、過電流検出信号ＯＣに応じた信号レベルの駆動制御信号ＣＴＲＬによりドライバ回路の動作を制御する。
【００１６】
図３に示すドライバ回路は、ドライバ用トランジスタＭ１０（例示：Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）、参照電圧生成回路３０、コンパレータ４０、定電流源８８を具備する。ドライバ用トランジスタＭ１０は、ドライバ回路の外部に接続された負荷５０を駆動する。ドライバ用トランジスタＭ１０のドレインは、一端が第１電源（電源電圧ＶＤ１）に接続された負荷５０の他端（ノード７１：電圧Ｖｄ）に接続され、ソースがＧＮＤに接続される。ドライバ用トランジスタＭ１０〜は、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴが好適に利用される。
【００１７】
負荷５０が接続するノード７１は、コンパレータ４０の非反転入力端子及びドライバ用トランジスタＭ１０のドレインに接続される。ノード７１の電圧Ｖｒ１の大きさは、負荷５０に流れる電流と、ドライバ用トランジスタＭ１０のオン抵抗や容量値に応じて決まる。
【００１８】
参照電圧生成回路３０は、それぞれのドレイン・ソースを介して直列接続された複数のレファレンス用ＭＯＳＦＥＴ（レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍ、ｍは自然数）を備える。レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍのそれぞれのゲートは、駆動制御信号ＣＴＲＬが供給されるドライバ用トランジスタＭ１０のゲートに共通接続される。レファレンス用トランジスタＭ３１のソースは第２電源（ここでは一例としてＧＮＤ）に接続され、ドレインは、直列接続されたレファレンス用トランジスタＭ３２〜Ｍ３ｍを介して定電流源８８の一端（ノード７３）に接続される。レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍは、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴが好適に利用される。
【００１９】
定電流源８８の一端は、ノード７３を介して参照電圧生成回路３０（レファレンス用トランジスタＭ３ｍのドレイン）及びコンパレータ４０の反転入力端子に接続され、他端は、第２電源（電源電圧ＶＤ２）に接続される。ノード７３には、定電流源８８から定電流Ｉｒｅｆ１が供給され、ノード７３の電圧Ｖｒ１の大きさは、参照電圧生成回路３０のオン抵抗や容量値に応じて決まる。
【００２０】
コンパレータ４０は、ノード７１に発生する電圧Ｖｄとノード７３に発生する電圧Ｖｒ１との比較結果、すなわち、ドライバ用トランジスタＭ１０のドレイン電圧Ｖｄと、直列接続されたレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍの端部（レファレンス用トランジスタＭ３ｍ）のドレイン電圧Ｖｒ１の比較結果に応じた信号を過電流検出信号ＯＣとして出力する。
【００２１】
複数のレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍを直列接続することで、参照電圧生成回路３０全体のゲート長は実質的に長くなり、オン抵抗も大きくなる。トランジスタのゲート長はプロセスに応じた長さを超えることはできない。しかし、同じゲート電圧が供給されたレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍを直列接続することで、実質的に長くすることが可能となる。例えば、レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍのそれぞれのサイズ（ゲート長、ゲート幅）が、図２に示すレファレンス用トランジスタＭ２０と同じ場合、参照電圧生成回路３０全体の抵抗値は、レファレンス用トランジスタＭ２０のｍ倍となる。
【００２２】
ハイレベルの駆動制御信号ＣＴＲＬが供給されると、ドライバ用トランジスタＭ１０及びレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍはオンとなる。負荷５０は、ドライバ用トランジスタＭ１０に流れるオン電流により駆動される。
【００２３】
コンパレータ４０は、負荷５０を駆動した際にノード７１、７３に発生する電圧Ｖｄ、Ｖｒ１の比較結果に応じた信号を過電流検出信号ＯＣとして出力する。ここで負荷５０に所定の大きさ（閾値）以上の過電流が流れる場合、ノード７１の電圧Ｖｄよりノード７３の電圧Ｖｒ１が小さくなり、過電流が流れたことを示す過電流検出信号ＯＣが出力される。ノード７３の電圧Ｖｒ１は、定電流Ｉｒｅｆ１及び参照電圧生成回路３０のオン抵抗や容量によって決まる。例えば、過電流を検出するための閾値が図２に示す回路と同じ場合、定電流Ｉｒｅｆ１の大きさを定電流Ｉｒｅｆ２よりも小さくすることができる。具体的には、検出したい過電流（閾値）をＩｏｃ、ドライバ用トランジスタＭ１０とレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍの各々のサイズ比（ゲート長比）をｎ：１とすると、定電流Ｉｒｅｆ１の値はＩｏｃ／（ｎ＊ｍ）となる。すなわち、レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍのそれぞれのサイズ（ゲート長）が、図２に示すレファレンス用トランジスタＭ２０と同じ場合、定電流Ｉｒｅｆ１の大きさを定電流Ｉｒｅｆ２のｍ分の１とすることで、図２と同じ大きさの過電流を検出することが可能となる。
【００２４】
過電流の検出を示す過電流検出信号ＯＣが入力された制御回路（図示なし）は、駆動制御信号ＣＴＲＬをネゲートし、ドライバ用トランジスタＭ１０及びレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍをオフとする。これにより、ドライバ回路による負荷５０に対する駆動動作及び過電流検出動作が停止する。
【００２５】
直列接続されたレファレンス用トランジスタ３１〜３ｍの個数ｍが多くなると、ソースゲート間電圧が安定しなくなるため、過電流検出精度が落ちる。このためレファレンス用トランジスタ３１〜３ｍの個数ｍは３０以内が好適であり、検出精度及び消費電流低減効果を考慮するとｍは１５程度が更に好適である。又、レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍの特性を揃えるためにゲート長を一致させる場合、ゲート長コントロールを考慮すると、レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍのそれぞれと、ドライバ用トランジスタＭ１０のサイズ比ｎ：１は、４０００：１程度が好適である。
【００２６】
レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍのそれぞれと、ドライバ用トランジスタＭ１０のサイズ比ｎ：１が４０００：１であり、検出する過電流Ｉｏｃが８Ａである場合、レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍの個数ｍを１とすると、定電流Ｉｒｅｆ１は２ｍＡに設定される。一方、同じ条件でレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍの個数ｍを２０とすると、レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍの各々に流れる電流は１００μＡとすることができる。
【００２７】
このように、本実施の形態では、ドライバ用トランジスタＭ１０とレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍのそれぞれのゲート長や定電流Ｉｒｅｆ１を調整することでコンパレータ４０において検出する過電流の大きさ（閾値）を任意に設定することができる。又、本実施の形態では、直列接続されたレファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍを利用して生成した電圧Ｖｒ１を参照電圧として過電流の検出を行っている。このため、トランジスタのゲート長が予め決められている場合でも、定電流Ｉｒｅｆ１を大きくすることなく大きな過電流を検出することが可能となる。この結果、本実施の形態における過電流検出回路によれば、定電流Ｉｒｅｆ１を小さくでき（例えば図２に示す定電流Ｉｒｅｆ２の１／ｍ倍）、回路全体の消費電流を低減することができる。
【００２８】
本一例では、負荷５０は、車のスタータモータとしてインダクタを例示したがこれに限らない。又、レファレンス系の第２電源（電源電圧ＶＤ２）は、図１のような電荷がチャージされたコンデンサ８３（例えば４７μＦ程度のコンデンサ）が好適に用いられる。例えば、図示しないスタータが起動されると、バッテリの電圧低下が大きくなる。このため、本実施の形態における過電流検出回路は、図示しないコンデンサにチャージされた電荷を利用した電源電圧ＶＤ２により過電流検出を行う。すなわち、ドライバ系の第１電源（電源電圧ＶＤ１）とレファレンス系の第２電源（電源電圧ＶＤ２）は異なる電源系であることが好適である。
【００２９】
（第２の実施の形態）
図４は、第２の実施の形態におけるドライバ回路の構成を示す図である。図４に示すドライバ回路は、図３に示すドライバ回路に加えて、過電流を検出するための参照電圧生成回路を切り替えるスイッチ回路６０を具備する。詳細には、図４に示すドライバ回路は、図３に示すドライバ回路に加えて、スイッチ回路６０、参照電圧生成回路２０、定電流源７８を具備する。図４に示すドライバ回路は、図２に示す参照電圧生成回路２０と、図３に示す参照電圧生成回路３０を具備し、スイッチ回路６０による制御によりどちらか一方が生成した参照電圧がコンパレータ４０の反転入力端子に供給される。
【００３０】
以下では、図４に示すドライバ回路の構成及び動作について、第１の実施の形態におけるドライバ回路の構成と異なる部分を説明する。
【００３１】
参照電圧生成回路２０は、レファレンス用トランジスタＭ２０を備える。レファレンス用トランジスタＭ２０のゲートは、駆動制御信号ＣＴＲＬが供給されるドライバ用トランジスタＭ１０のゲートに共通接続され、ソースは第２電源（ここでは一例としてＧＮＤ）に接続され、ドレインはノード７２に接続される。
【００３２】
スイッチ回路６０は、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２を備える。スイッチＳＷ１１は、レファレンス用トランジスタＭ２０（参照電圧生成回路２０）のドレイン（ノード７２）とコンパレータ４０の反転入力端子との接続を制御する。スイッチＳＷ１２は、一端が第３電源（電源電圧ＶＤ３）に接続された定電流源７８の他端と、レファレンス用トランジスタＭ２０（参照電圧生成回路２０）のドレイン（ノード７２）との接続を制御する。スイッチＳＷ２１は、参照電圧生成回路３０におけるレファレンス用トランジスタＭ３ｍのドレイン（ノード７３）とコンパレータ４０の反転入力端子との接続を制御する。スイッチＳＷ２２は、一端が第２電源（電源電圧ＶＤ２）に接続された定電流源８８の他端と、参照電圧生成回路３０におけるレファレンス用トランジスタＭ３ｍのドレイン（ノード７３）との接続を制御する。
【００３３】
スイッチ回路６０は、スイッチ制御信号ＳＥＬに応じて制御され、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２がオンとなりスイッチＳＷ２１、ＳＷ２２がオフとなる高精度検出モードと、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２がオンとなりスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２がオフとなる低消費電力モードの一方に切り替える。
【００３４】
高精度検出モードでは、参照電圧生成回路３０及び定電流源８８が、ドライバ回路から切り離され、過電流検出回路として参照電圧生成回路２０及び定電流源７８がコンパレータ４０に接続される。この場合、図２に示すドライバ回路と同様に動作し、負荷５０に流れる過電流が検出される。一方、低消費電力モードでは、参照電圧生成回路２０及び定電流源７８が、ドライバ回路から切り離され、過電流検出回路として参照電圧生成回路３０及び定電流源８８がコンパレータ４０に接続される。この場合、図３に示すドライバ回路と同様に動作し、負荷５０に流れる過電流が検出される。
【００３５】
本実施の形態によるドライバ回路では、スイッチ回路６０により高精度に過電流を検出可能な過電流検出回路と、精度は劣るが消費電力を低減しながら過電流の検出が可能な過電流検出回路とを切り替えて利用することができる。
【００３６】
図５は、第２の実施の形態におけるスイッチ回路６０の具体例を示す図である。図５を参照して、スイッチ回路６０は、スイッチＳＷ１１としてトランジスタ６１、スイッチＳＷ１２としてトランジスタ６３、スイッチＳＷ２１としてトランジスタ６２、スイッチＳＷ２２としてトランジスタ６４を備える。ここで、トランジスタ６２、６４のゲートにはスイッチ制御信号ＳＥＬが供給され、トランジスタ６３、６４のゲートには、インバータ６５を介してスイッチ制御信号ＳＥＬの反転信号が供給される。ここでは、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２の一例としてＰチャネル型ＭＯＳトランジスタを一例としたが、これに限らず、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタでも、他のスイッチング素子（例えば、トランスファゲート）でも構わない。
【００３７】
以上、本発明の実施の形態を詳述してきたが、具体的な構成は上記実施の形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の変更があっても本発明に含まれる。例えば、レファレンス用トランジスタＭ３１〜Ｍ３ｍはＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴに限らずＰチャネル型でも良い。又、図４及び図５における定電流源７８、８８は共通の電源に接続されても構わない。ただし、当該電源は、負荷が接続される電源と異なることが好ましい。
【符号の説明】
【００３８】
２０      ：参照電圧生成回路
３０      ：参照電圧生成回路
Ｍ１０    ：ドライバ用トランジスタ
Ｍ３１〜Ｍ３ｍ      ：レファレンス用トランジスタ
４０      ：コンパレータ
５０      ：負荷
６０      ：スイッチ回路
６１〜６４      ：トランジスタ
６５      ：インバータ
７１〜７３      ：ノード
７８、８８      ：定電流源
８３      ：コンデンサ
ＣＴＲＬ  ：駆動制御信号
Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２：定電流
ＯＣ      ：過電流検出信号
ＳＥＬ    ：スイッチ制御信号
ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２  ：スイッチ
ＶＤ１、ＶＤ２、ＶＤ３    ：電源電圧
【図１】
2013258549.tif 000003
【図２】
2013258549.tif 000004
【図３】
2013258549.tif 000005
【図４】
2013258549.tif 000006
【図５】
2013258549.tif 000007