(57)【要約】【課題】高効率で動作可能な電源装置及びその制御方法。【解決手段】力率を改善するための力率改善回路２と、力率改善回路の出力電圧を変換して他の直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータ３と、力率改善回路に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部１と、入力電圧検出部で検出された入力電圧値とＤＣ／ＤＣコンバータの出力に接続される負荷への出力電流値又は負荷の出力電力値と入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づき力率改善回路の出力電圧を制御する電圧指令を生成し、力率改善回路に出力する力率改善回路出力電圧制御部５とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
力率を改善するための力率改善回路と、
前記力率改善回路の出力電圧を変換して他の直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記力率改善回路に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記入力電圧検出部で検出された入力電圧値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に接続される負荷への出力電流値又は前記負荷からの出力電力値と入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づき前記力率改善回路の出力電圧を制御する電圧指令を生成し、前記力率改善回路に出力する力率改善回路出力電圧制御部と、
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記力率改善回路出力電圧制御部は、前記力率改善回路の出力電圧が、前記入力電圧検出部で検出された入力電圧値以上で且つ前記入力電圧瞬断出力保持時間の設定値を保証する電圧値以上のうち最小値での制御となるように、前記電圧指令を生成することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記入力電圧瞬断出力保持時間の設定値は、当該電源装置内に予め保持されている値又は当該電源装置外の前記負荷から入力される値であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
力率を改善するための力率改善回路と、該力率改善回路の出力電圧を変換して他の直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータとを備える電源装置の制御方法において、
前記力率改善回路に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出ステップと、
前記入力電圧検出ステップで検出された入力電圧値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に接続される負荷への出力電流値又は前記負荷からの出力電力値と入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づき前記力率改善回路の出力電圧を制御する電圧指令を生成し、前記力率改善回路に出力する力率改善回路出力電圧制御ステップと、
を備えることを特徴とする電源装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＦＣ（力率改善）回路を備えた電源装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は、従来の一般的な電源装置の構成を示す図である。電源装置は、商用交流電源ＡＣからフィルタＦを介して入力された交流を整流するダイオードブリッジＤＢ、ダイオードブリッジＤＢの出力を処理して力率を改善するＰＦＣ回路２ａ及びＰＦＣ回路２ａの出力電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ３を備える。
【０００３】
ＰＦＣ回路２ａは、昇圧型の回路を有し、ダイオードブリッジＤＢの正極と負極との間に接続されたリアクトルＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路と、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点にアノードが接続されたダイオードＤ１とダイオードＤ１のカソードに一端が接続され且つ他端がダイオードブリッジＤＢの負極に接続されたコンデンサＣ１とからなる直列回路と、ＰＦＣ制御部２１ａを備える。
【０００４】
ＰＦＣ制御部２１ａは、ＰＦＣ回路２ａの出力電圧（コンデンサＣ１の両端電圧）と基準電圧とを比較することにより誤差電圧を求め、誤差電圧に応じたパルス幅でオン／オフする制御信号を生成してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。スイッチング素子Ｑ１は、制御信号のパルス幅に応じてオン／オフすることにより、ＰＦＣ回路２ａの出力電圧を所定電圧に制御する。
【０００５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、フルブリッジ回路３１、トランスＴ１、ダイオードＤ２，Ｄ３、リアクトルＬ２、コンデンサＣ２、誤差増幅部３２及びＤＣ／ＤＣ制御部３３を備える。
【０００６】
フルブリッジ回路３１は、ＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５により構成される。ＭＯＳＦＥＴＱ２とＭＯＳＦＥＴＱ４との接続点と、ＭＯＳＦＥＴＱ３とＭＯＳＦＥＴＱ５の接続点とには、コンデンサＣ１の両端が接続される。ＤＣ／ＤＣ制御部３３は、ＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５の各々のゲートに制御信号を出力する。ＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５の各々は、制御信号に応じてオン／オフする。ＭＯＳＦＥＴＱ２とＭＯＳＦＥＴＱ３との接続点と、ＭＯＳＦＥＴＱ４とＭＯＳＦＥＴＱ５の接続点とはトランスＴ１の一次巻線Ｐの両端に接続される。
【０００７】
トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１及び第２の二次巻線Ｓ２には、ダイオードＤ２，Ｄ３、リアクトルＬ２及びコンデンサＣ２からなる整流平滑回路が接続される。第１の二次巻線Ｓ１の一端は、ダイオードＤ２のアノードに接続され、他端は第２の二次巻線Ｓ２の一端に接続され、ダイオードＤ２のカソードは、リアクトルＬ２の一端に接続される。第２の二次巻線Ｓ２の他端はダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは、リアクトルＬ２の一端とダイオードＤ２のカソードとに接続される。
【０００８】
リアクトルＬ２の他端は、コンデンサＣ２の一端に接続され、コンデンサＣ２の他端は、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２との接続点に接続され、コンデンサＣ２の両端がＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端子に接続される。
【０００９】
誤差増幅部３２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３から出力される出力電圧と基準電圧と比較して誤差電圧を算出する。ＤＣ／ＤＣ制御部３３は、誤差増幅部３２からの誤差電圧に応じたパルス幅でオン／オフするＰＷＭ制御信号を生成し、ＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５の各ゲートに出力する。
【００１０】
このような電源装置では、ＰＦＣ回路は、昇圧比が小さい方が高効率で動作できる。ところで、ＰＦＣ回路の出力電圧は、入力電圧範囲の上限の波高値より高い電圧で制御され、定常状態では、ＰＦＣ回路が入力電圧範囲の上限で動作することはまれである。例えば、入力電圧範囲がＡＣ１８０〜２６５Ｖであっても、２３０Ｖ程度の交流電圧で動作しており、ＰＦＣ回路の出力電圧の制御は入力電圧範囲の上限値を元に２６５×√２＝３７５Ｖ、つまり３８０Ｖ〜３９０Ｖ程度で動作させるのが一般的である。しかしながら、通常状態では、入力交流電圧は２３０Ｖ程度であるので、２３０Ｖｘ√２＝３２５Ｖ、即ち３３０Ｖ〜３４０Ｖ程度で制御するのが高効率になる。
【００１１】
また、商用交流電源ＡＣが瞬時停電した場合であっても、所定時間は負荷装置に安定的に電源を供給する必要があるので、負荷装置で使用している電力量が不明な場合、ＰＦＣ回路の出力電圧を３３０Ｖで動作させるためには、ＤＣ／ＤＣコンバータは、最大電力で保持時間を満足するように、その最低制御入力電圧を低く設定する必要がある。これは、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧に対する制御範囲を広くすることになるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率悪化を招き電源装置全体での高効率は望めない。
【００１２】
なお、関連する技術として、特許文献１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部における損失を低減し、従来よりも効率を大幅に改善することができるスイッチング電源装置を開示している。このスイッチング電源装置は、外部からの交流電圧を整流及び平滑する整流平滑部と、その出力側に備えられ且つ力率を改善するための力率改善部と、その出力を所定の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部を備える。力率改善部は、二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御される。ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧及び昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０１１−１１４９１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
このように、ＰＦＣ回路は、昇圧比が小さい方が高効率で動作可能であるが、通常動作時は多くの時間がほぼ定格入力電圧で動作しているにも関わらず入力電圧範囲の上限の波高値より高い電圧で制御されているので、効率悪化の原因になっている。また、軽負荷時も同様であり、軽負荷時の効率悪化の原因になっている。
【００１５】
本発明の課題は、高効率で動作可能な電源装置及びその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記の課題を解決するために、本発明に係る電源装置は、力率を改善するための力率改善回路と、前記力率改善回路の出力電圧を変換して他の直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記力率改善回路に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部と、前記入力電圧検出部で検出された入力電圧値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に接続される負荷への出力電流値又は前記負荷からの出力電力値と入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づき前記力率改善回路の出力電圧を制御する電圧指令を生成し、前記力率改善回路に出力する力率改善回路出力電圧制御部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る電源装置によれば、力率改善回路出力電圧制御部は、入力電圧値と出力電流値又は出力電力値と入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づき力率改善回路の出力電圧を制御するので、高効率で動作可能な電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施例１に係る電源装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例１に係る電源装置のＰＦＣ出力電圧制御部の動作を示すフローチャートである。
【図３】本発明の実施例１に係る電源装置の入力電圧検出部及びＰＦＣ回路の詳細を示す回路図である。
【図４】本発明の実施例１に係る電源装置の詳細な構成を示す回路図である。
【図５】本発明の実施例２に係る電源装置の構成を示すブロック図である。
【図６】従来の電源装置を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態に係る電源装置及びその制御方法を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２０】
本発明は、力率を改善するＰＦＣ回路と、ＰＦＣ回路の出力電圧を別の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータとを備える電源装置において、入力電圧と出力電流または出力電力と入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づきＰＦＣ回路の出力電圧を制御することにより、広い負荷範囲において高効率で動作可能な電源装置を得ることができる。
【００２１】
なお、入力電圧瞬断出力保持時間は、出力電圧保持時間とも出力保持時間とも言われ、商用交流電源ＡＣから電源装置への電力供給が遮断された際、電源装置が安定した出力電圧を負荷に供給できる保証時間のことであり、電源装置の仕様規格項目の一つである。
【００２２】
また、本発明は、入力電圧と出力電流または出力電力と入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づいて生成されたＰＦＣ出力電圧指令によりＰＦＣ回路の出力電圧を決定している。入力電圧及び出力電流は、電源装置の内部で検出された値が使用される。入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とＤＣ／ＤＣコンバータの最低制御入力電圧の値は、予め電源装置の内部に保持されている。これにより、電源装置の動作状態において、高効率な動作が実現されている。
【００２３】
また、電源装置の出力を他の負荷装置にも使用する場合、入力電圧瞬断出力保持時間などの仕様が異なる場合もあるので、電源装置の汎用性を確保するために、負荷装置及び電源装置に、入力電圧瞬断出力保持時間などの情報を送受信する通信機能を持たせることもできる。
【００２４】
この場合、負荷装置から必要な電力量の情報を受け取ることができ、負荷装置の使用電力量（電源装置からみると出力電流変動）の変化が多い場合などは、想定される電力量の情報を電源装置に送信することにより、入力電圧瞬断出力保持時間を考慮した最適な電源装置の制御が可能になる。その結果、入力電圧瞬断出力保持時間などの信頼性を維持したまま広い負荷範囲において高効率で動作可能な電源装置を構成できる。
【００２５】
本発明に係る電源装置では、その内部で検出した出力電流及び負荷装置から取得した使用電力の情報に加え、入力電圧瞬断出力保持時間の設定値を考慮してＰＦＣ回路の出力電圧が制御されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を低下させることなく、ＰＦＣ回路の出力電圧による高効率状態が維持され、電源装置全体として最高の効率化が可能になる。また、ＰＦＣ回路の出力電圧を制御するだけでなく、動作周波数の低下も可能になり、さらなる高効率化も可能になる。
【００２６】
例えば、ＰＦＣ回路とフルブリッジフォワードコンバータ（以下、「ＦＢコンバータ」という）で構成されている６００Ｗの電力を出力可能な従来の電源装置では、ＰＦＣ回路の出力電圧は３９０Ｖ（一定）で制御され、ＰＦＣ回路の出力側に設けられた電解コンデンサの容量Ｃを２７０μＦ、入力電圧瞬断出力保持時間Ｔｈを２０ｍｓ（設定値）とすると、ＦＢコンバータの最低入力電圧Ｖｍｉｎは２５０Ｖとなる。従って、定常状態でのＦＢコンバータのオンデューティは３２％となる。入力電圧がＡＣ２３０Ｖ、５０％負荷時でもＰＦＣ回路の出力電圧は３９０ＶでありＰＦＣ回路の昇圧比は（３９０／３２２）＝１．２１、ＦＢコンバータのオンデューティは３２％である。
【００２７】
これに対し、本発明に係る電源装置では、入力電圧、及び、出力電流または電力量に基づき、
（１）入力電圧のピーク電圧以上
（２）入力電圧瞬断出力保持時間の設定値を保証する電圧以上
ＰＦＣ回路の出力電圧ＶＰＦＣ＞√（（２×Ｐｏ×Ｔｈ）／Ｃ＋Ｖｍｉｎ２）
を満足する値での最小値でＰＦＣ回路の出力電圧を制御する。
【００２８】
例えば、ＡＣ２３０Ｖ、５０％負荷時にはＰＦＣ回路の出力電圧の指令値は、
（１）入力電圧のピーク電圧＝２３０×１．４＝３２２Ｖ以上
（２）√（（２×Ｐｏ×Ｔｈ）／Ｃ＋Ｖｍｉｎ２）＝√（（２×３００×２０ｅ−３）／２７０ｅ−６＋２５０２）＝３２７以上
となるので、ＰＦＣ出力電圧指令による指令値は３２７Ｖとなる。従って、ＰＦＣ回路の昇圧比は（３２７Ｖ／３２２Ｖ）＝１．０２、ＦＢコンバータのオンデューティは３８％となり、ＰＦＣ回路の昇圧比が小さくなることにより効率が改善されるとともに、ＦＢコンバータのオンデューティが広がることにより効率が改善される。従って、５０％以下の軽負荷時の効率が大幅に改善される。
【００２９】
なお、同じ電力を変換する場合、デューティ比が小さいとスイッチや巻線に流れる電流の平均値は同じであるが波高値は大きくなるので、実効値が大きくなる。従って、スイッチや巻線の抵抗分による損失は実効電流の２乗×抵抗成分になるので、実効電流が大きい方が、損失が大きくなって効率が悪化する。即ち、同じ電力を変換する場合は、デューティ比が大きい方が、実効電流が小さくなって損失が少なくなり効率は向上する。
【実施例１】
【００３０】
図１は、本発明の実施例１に係る電源装置の構成を示すブロック図である。なお、図１において、図６に示す従来の電源装置と同一部分には同一符号を付して説明する。
【００３１】
電源装置は、入力電圧検出部１、力率を改善するためのＰＦＣ回路２、ＰＦＣ回路２の出力電圧を別の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ３、電流検出部４及びＰＦＣ出力電圧制御部５を備える。
【００３２】
入力電圧検出部１は、商用交流電源ＡＣからダイオードブリッジＤＢを介して送られてくる電圧を検出して、ＰＦＣ出力電圧制御部５に出力する。入力電圧検出部１の詳細は後述する。また、入力電圧検出部１に入力された電圧は、入力電圧検出部１を介してＰＦＣ回路２に出力される。
【００３３】
ＰＦＣ回路２は、力率を改善するための回路であり、ＰＦＣ出力電圧制御部５からのＰＦＣ出力電圧指令に応じて、商用交流電源ＡＣからダイオードブリッジＤＢと入力電圧検出部１とを介して送られてくる電圧を変化させてＤＣ／ＤＣコンバータ３に出力する。ＰＦＣ回路２の詳細は、後述する。
【００３４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、ＰＦＣ回路２の出力電圧を別の直流電圧に変換して電流検出部４に出力する。このＤＣ／ＤＣコンバータ３は、図６に示すものと同じであるので、ここではその説明は省略する。
【００３５】
電流検出部４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力を負荷装置Ｌに送るとともに、負荷装置Ｌに流れる電流を検出し、検出された電流を出力電流としてＰＦＣ出力電圧制御部５に出力する。
【００３６】
ＰＦＣ出力電圧制御部５は、力率改善回路出力電圧制御部に対応し、入力電圧検出部１からの入力電圧値と電流検出部４からの出力電流値と自己の内部に設けられたＲＡＭ（図示しない）に保持されている入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づきＰＦＣ出力電圧指令を生成し、ＰＦＣ回路２に出力する。ＰＦＣ回路２は、ＰＦＣ出力電圧指令に応じた出力電圧を発生してＤＣ／ＤＣコンバータ３に出力する。
【００３７】
図２は、ＰＦＣ出力電圧制御部５で行われるＰＦＣ出力電圧指令作成処理の詳細を示すフローチャートである。ＰＦＣ出力電圧指令作成処理では、まず、ＰＦＣ出力電圧制御部５は、入力電圧検出部１から入力電圧値を取得する（ステップＳ１）。
【００３８】
次に、ＰＦＣ出力電圧制御部５は、電流検出部４から出力電流値を取得する（ステップＳ２）。さらに、ＰＦＣ出力電圧制御部５は、自己の内部に設けられたＲＡＭから入力電圧瞬断出力保持時間の設定値を取得する（ステップＳ３）。
【００３９】
次に、ＰＦＣ出力電圧制御部５は、ステップＳ１で取得した入力電圧値とステップＳ２で取得した出力電流値とステップＳ３で取得した入力電圧瞬断出力保持時間の設定値とに基づきＰＦＣ出力電圧指令を作成し（ステップＳ４）、ＰＦＣ回路２に出力する。これにより、ＰＦＣ回路２は、ＰＦＣ出力電圧指令により示された指令値に応じた出力電圧を発生してＤＣ／ＤＣコンバータ３に出力する。
【００４０】
次に、入力電圧検出部１及びＰＦＣ回路２の詳細を説明する。図３は、入力電圧検出部１及びＰＦＣ回路２のみを抽出して詳細に示す回路図である。
【００４１】
入力電圧検出部１は、ダイオードブリッジＤＢの出力端子間に直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、これらの抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に一端が接続され、他端がダイオードブリッジＤＢの負極に接続されたコンデンサＣ３とから構成される。入力電圧検出部１からは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電圧、即ち、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とにより分圧された電圧が、入力電圧としてＰＦＣ出力電圧制御部５に出力される。また、ダイオードブリッジＤＢから入力電圧検出部１に入力された電圧は、入力電圧検出部１を介してＰＦＣ回路２に出力される。
【００４２】
ＰＦＣ回路２は、昇圧型の回路を有し、ダイオードブリッジＤＢの正極と負極との間に接続されたリアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１からなる直列回路と、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点にアノードが接続されたダイオードＤ１とダイオードＤ１のカソードに一端が接続されるとともに他端がダイオードブリッジＤＢの負極に接続されたコンデンサＣ１とからなる直列回路と、ＰＦＣ制御部２１を備える。
【００４３】
ＰＦＣ制御部２１は、ＰＦＣ回路２の出力電圧（コンデンサＣ１の両端電圧）と、ＰＦＣ出力電圧制御部５から送られてくるＰＦＣ出力電圧指令の指令値により示される電圧値とを比較することにより誤差電圧を求め、求めた誤差電圧に応じたパルス幅でオン／オフする制御信号を生成してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、制御信号のパルス幅に応じてオン／オフする。
【００４４】
即ち、ＰＦＣ制御部２１は、商用交流電源ＡＣの電流が正弦波になり、かつＰＦＣ出力電圧制御部５からのＰＦＣ出力電圧指令の指令値によって示される電圧値に出力電圧が近づくようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。ＰＦＣ出力電圧制御部５は、入力電圧検出部１から得られる入力電圧Ｖｉｎ（ｐｅａｋ）及び電流検出部４から得られる出力電流Ｉｏと、予め記憶している出力電圧Ｖｏ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の最低入力電圧Ｖｍｉｎ、入力電圧瞬断出力保持時間Ｔｈ及びＰＦＣ回路のコンデンサＣ１の容量Ｃを用いて以下の（１）式により算出された電圧と入力電圧Ｖｉｎ（Ｐｅａｋ）との大きな方をＰＦＣ出力電圧指令の指令値としてＰＦＣ制御部２１に出力する。これにより、ＰＦＣ制御部２１は、ＰＦＣ回路２の出力電圧を、ＰＦＣ出力電圧指令の指令値により示される電圧値に制御することができる。
【００４５】
√（（２×Ｖｏ×Ｉｏ×Ｔｈ）／Ｃ＋Ｖｍｉｎ２）…（１）
ＰＦＣ出力電圧指令の指令値により示される電圧値については、理論的には（１）式に示される条件でよいが、実用的には、例えば１０％程度の余裕を持って、下記（２）式により算出された電圧と入力電圧Ｖｉｎ（Ｐｅａｋ）×１．１との大きな方をＰＦＣ出力電圧指令の指令値としてＰＦＣ制御部２１に出力するように構成するのが望ましい。
【００４６】
√（（２×Ｖｏ×Ｉｏ×Ｔｈ）／Ｃ＋Ｖｍｉｎ２）×１．１…（２）
また、電源装置の効率特性を予めＰＦＣ出力電圧制御部５に記憶しておき、（１）式に導入することにより、より精度を向上させることができる。
【００４７】
図４は、実施例１に係る電源装置の全体の詳細な構成を示す回路図である。図４の回路図は、図１、図３及び図６の内容を統合したものであり、各図の内容については既に説明したので、ここではその説明は省略する。
【実施例２】
【００４８】
本発明の実施例２に係る電源装置は、負荷装置から出力電流に相当する情報を取得し、実施例１に係る電源装置と同様の制御を行うことを特徴とする。
【００４９】
図５は、本発明の実施例２に係る電源装置の構成を示すブロック図である。この電源装置は、図１に示した実施例１に係る電源装置から電流検出部４を削除し、電流検出部４から得られる出力電流の代わりに、負荷装置Ｌから電力を得ることを特徴とする。即ち、（１）式及び（２）式の「Ｖｏ×Ｉｏ」の部分を負荷装置Ｌから得ている。
【００５０】
負荷装置Ｌに例えばマイクロコンピュータなどが搭載されている場合、電源装置の出力電流が増減する可能性がある場合、それを考慮して予め電力の情報を負荷装置Ｌから電源装置に伝えることにより、入力電圧瞬断出力保持時間の設定値を適切な値に設定できるなどの利点がある。
【００５１】
なお、電力情報（Ｖｏ×Ｉｏ）の他に、入力電圧瞬断出力保持時間Ｔｈを伝えるように構成すれば、最適な制御が可能になり、さらに高効率で動作可能な電源装置を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
本発明は、高効率で動作させることが要求される電源装置に適用可能である。
【符号の説明】
【００５３】
１  入力電圧検出部
２  ＰＦＣ回路
３  ＤＣ／ＤＣコンバータ
４  電流検出部
５，５ａ  ＰＦＣ出力電圧制御部
２１  ＰＦＣ制御部
３１  フルブリッジ回路
３２  誤差増幅部
３３  ＤＣ／ＤＣ制御部
ＡＣ  商用交流電源
ＤＢ  ダイオードブリッジ
Ｌ  負荷装置
【図１】
2013021861.tif 000003
【図２】
2013021861.tif 000004
【図３】
2013021861.tif 000005
【図４】
2013021861.tif 000006
【図５】
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【図６】
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