(57)【要約】【課題】装置の省電力化に関し、特に動作モード時と待機モード時とで、スイッチング電源の制御モードを切り替え、待機モード時の省電力化を一層向上するスイッチング電源回路を備えた多機能プリンタ装置を提供することである。【解決手段】多機能プリンタ装置のプリンタ機能とスキャナ機能とコピー機能との内のいずれかを動作させる動作モードと、これらの機能が動作していない待機モードの状態に従って、制御信号をスイッチング電源回路に供給する。次に、前記動作モード及び前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号によりスイッチング電源回路の動作を電流モードのフィードバック制御に切り換えて、前記装置各部の電力に供給されるように制御する。或いは、前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作をオープンループ制御或いは電圧モードのフィードバック制御に切り換えて、表示手段への電力供給の一部を停止するように制御する。【選択図】  図５
2013244699.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータにより記録ヘッドを走査させ記録媒体を搬送させて前記記録媒体に記録を行うプリンタ機能、スキャナを走査して画像原稿を読取るスキャナ機能、及び、前記画像原稿を前記スキャナにより読取り前記記録ヘッドにより前記読取った画像を前記記録媒体に複写するコピー機能を実行する多機能プリンタ装置であって、
前記プリンタ機能、前記スキャナ機能、及び前記コピー機能に関連した動作状況を表示する表示手段と、
前記モータ、前記記録ヘッド、前記スキャナ、及び前記表示手段に電力を供給するスイッチング電源回路と、
前記プリンタ機能と前記スキャナ機能と前記コピー機能との内のいずれかを動作させる動作モードと、前記プリンタ機能、前記スキャナ機能、及び前記コピー機能が動作していない待機モードの状態に従って、制御信号を前記スイッチング電源回路に供給し、前記スイッチング電源回路から前記装置の各部に供給される電力の供給を制御する制御手段とを備え、
前記スイッチング電源回路は、
前記制御信号に従って、前記スイッチング電源回路の動作を、オープンループ制御或いは電圧モードのフィードバック制御と、電流モードのフィードバック制御との間で切り換え、
前記制御手段は、
前記動作モード及び前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作を前記電流モードのフィードバック制御に切り換えて、前記装置各部の電力に供給されるように制御し、
前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作を前記オープンループ制御或いは電圧モードのフィードバック制御に切り換えて、前記表示手段への電力供給の一部を停止するように制御することを特徴とする多機能プリンタ装置。
【請求項２】
前記待機モードの状態には、
前記表示手段が点灯された状態と、前記表示手段の一部だけが点灯され、残りが消灯される状態と、さらに前記表示手段の全てが消灯された状態とを含むことを特徴とする請求項１に記載の多機能プリンタ装置。
【請求項３】
前記スイッチング電源回路は、スイッチング素子をＰＷＭ制御するスイッチング電源により構成され、
前記スイッチング電源回路は、前記オープンループ制御のために、
入力電圧の値から、前記スイッチング素子を制御するためのＰＷＭパラメータを決定する手段と、
前記決定手段により決定されたＰＷＭパラメータに基づき、前記スイッチング素子を制御する手段とを有することを特徴とする請求項１又は２に記載の多機能プリンタ装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭパラメータが、ＰＷＭ信号のターンオン時間、又はターンオン時間とターンオフ時間のデューティ比であることを特徴とする請求項３に記載の多機能プリンタ装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭパラメータが、ＰＷＭ信号の周波数又は周期であることを特徴とする、請求項３記載に記載の多機能プリンタ装置。
【請求項６】
前記スイッチング電源回路は、前記電圧モードのフィードバック制御のために、
１次側巻線の補助巻線により補助電圧を生成するトランスと、
基準電圧を発生する発生回路と、
前記補助電圧を検出し、該電圧が前記基準電圧に制御されるように、フィードバック制御する手段とを有することを特徴とする請求項１又は２に記載の多機能プリンタ装置。
【請求項７】
モータにより記録ヘッドを走査させ記録媒体を搬送させて前記記録媒体に記録を行うプリンタ機能、スキャナを走査して画像原稿を読取るスキャナ機能、及び、前記画像原稿を前記スキャナにより読取り前記記録ヘッドにより前記読取った画像を前記記録媒体に複写するコピー機能を実行する多機能プリンタ装置の電力供給制御方法であって、
前記多機能プリンタ装置は、
前記プリンタ機能、前記スキャナ機能、及び前記コピー機能に関連した動作状況を表示する表示手段と、
前記モータ、前記記録ヘッド、前記スキャナ、及び前記表示手段に電力を供給するスイッチング電源回路とを備えており、
前記方法は、
前記プリンタ機能と前記スキャナ機能と前記コピー機能との内のいずれかを動作させる動作モードと、前記プリンタ機能、前記スキャナ機能、及び前記コピー機能が動作していない待機モードの状態に従って、制御信号を前記スイッチング電源回路に供給する工程と、
前記動作モード及び前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作を電流モードのフィードバック制御に切り換えて、前記装置各部の電力に供給されるように制御する工程と、
前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作をオープンループ制御或いは電圧モードのフィードバック制御に切り換えて、前記表示手段への電力供給の一部を停止するように制御する工程を有することを特徴とする電力供給制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は多機能プリンタ装置及びその電圧生成方法に関し、特に、例えば、インクジェット記録ヘッドを用いて記録媒体に画像を記録する多機能プリンタ装置及びその電力供給制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
コンピュータ周辺機器であるインクジェットプリンタは近年、スキャナ機能やコピー機能、更にはファクシミリ機能等も包含するマルチファンクションプリンタへと進化しており、そのコスト性能比の高さゆえに、市場への浸透度も年々深まりつつある。
【０００３】
一方で、ここ数年の世界的な環境保全活動や、米国エネルギースタープログラム、ＥＵエコラベル、ドイツのブルーエンジェル、また国内では省エネ法などにより代表される各種の省エネ規制が広まりをみせている。このため、オフィス機器、家電機器を問わず、年々それら電子機器に対する省エネ基準が厳しくなりつつある。
【０００４】
一般に、インクジェットプリンタの電源としてはスイッチング電源が使用されており、従来の商用周波数（５０／６０Ｈｚ）で動作するドロッパ式電源は重量、電力変換効率、発熱などの点で劣るため、使用される機会が減りつつある。
【０００５】
スイッチング電源は、そのスイッチング方式に基づき幾つかの種類に分類されるが、その回路構成の簡素さやコストの観点から、フライバック方式が最も多く使用されている。最近では、こうしたフライバック方式のための専用の制御ＩＣもメーカ各社から数多く提供されており、比較的容易に高い信頼性を有する回路の設計が可能になった。
【０００６】
図１５はフライバック方式による従来のスイッチング電源の例を示す回路図である。この例では、ＩＣ１が市販のＰＷＭ制御ＩＣであり、電流モードのフィードバック制御を実現する。以下、図１５に示す回路の動作概略について説明する。
【０００７】
商用周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの入力電圧がブリッジダイオードＢＤ１により整流され、その後電解コンデンサＣ１により平滑されて直流電圧Ｖin（ＤＣ）が生成される。この直流電圧Ｖin（ＤＣ）は国内では約１４０Ｖ、欧州圏などの２３０Ｖ地域では約３２０Ｖとなる。この直流電圧Ｖin（ＤＣ）がトランスＴ１に供給されてトランジスタＱ１によりスイッチング制御され、その結果、トランスＴ１の１次側巻線１１に蓄えられたエネルギーが２次側巻線１２に伝達されて、直流出力電圧Ｖoが生成される。
【０００８】
より詳細には、フライバック方式では、図１５のトランジスタＱ１のターンオン期間にトランスの１次側巻線１１にエネルギーが蓄えられ、トランジスタＱ１のオフ期間にその蓄えられたエネルギーが２次側巻線１２に伝達される。こうして２次側巻線１２に伝達されたエネルギーは、ダイオードＤ２及び電解コンデンサＣ４により整流・平滑され、直流出力電圧Ｖoが生成される。出力電圧Ｖoは抵抗Ｒ６、Ｒ７により分圧され、分圧された電圧が定電圧レギュレータ、いわゆるシャントレギュレータＩＣ３のリファレンス端子Ｖref1に入力される。シャントレギュレータＩＣ３はいわゆる反転誤差増幅器の一種であって、この例では、ＩＣ３のリファレンス端子の基準電圧Ｖref1が常にＤＣ２．５Ｖになるようにその出力電圧Ｖkが制御され、フィードバック制御が達成される。
【０００９】
例えば、出力電圧Ｖoが上昇して、その結果シャントレギュレータＩＣ３の入力電圧Ｖref1が上昇すると、シャントレギュレータＩＣ３の出力Ｖkが逆に低下する。その結果、抵抗Ｒ９と光結合素子（フォトカプラ）ＩＣ２のＬＥＤ１５を通じて流れる電流が増加する。すると、フォトカプラＩＣ２のフォトトランジスタ１６を流れるコレクタ電流が増加し、制御ＩＣ１のフィードバック端子ＦＢの電位が低下する。そして、最終的にＩＣ１のＤＲＶ端子から出力されるＰＷＭ信号のパルス幅、換言するとオンデューティが低下し、その結果トランジスタＱ１のターンオン時間が短縮される（逆にターンオフ時間は増加する）。その結果、トランスの１次側巻線１１に蓄えられるエネルギーが低減し、これにより２次側巻線１２に伝達されるエネルギーも低減し、最終的に出力電圧Ｖoが低下する。
【００１０】
このようにして、出力電圧Ｖoが上昇すると、それを打ち消すようにフィードバック制御が作用する。逆に出力電圧Ｖoが低下すると、それを上昇させるようにフィードバック制御が作用することで、安定した直流出力電圧Ｖoが得られることになる。より詳細には、図１５において破線１４で囲んだ回路が、こうしたフィードバック制御のための利得調整、位相調整を担い、系全体を安定に動作させる役割を果たしている。具体的には、破線１４内の抵抗Ｒ８、コンデンサＣ５がこうした利得・位相調整用のパラメータに相当する。
【００１１】
さらに図１５を参照して説明を続けると、トランスＴ１には補助巻線１３が備えられ、制御ＩＣ１のための電源電圧Ｖccを生成するために使用される。より詳細には、補助巻線１３により生成される電圧がダイオードＤ１と電解コンデンサＣ３により整流・平滑され、さらにトランジスタＱ２とツェナーダイオードＺＤ１によりステップダウンされて、制御ＩＣ１の電源電圧Ｖccが生成される。図１５の例では、Ｖcc＝１５Ｖであり、従って、ツェナーダイオードＺＤ１も１５Ｖ仕様である。
【００１２】
次に、図１５に示すスイッチング電源回路の動作の詳細について、各部の波形を参照しながら説明する。
【００１３】
図１６は、スイッチング電源におけるトランジスタＱ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds、ドレイン電流Ｉｄ、及びトランスの２次側巻線１２に流れる電流、従って、整流ダイオードＤ２に流れる電流Ｉs、さらに出力電流Ｉoを示す信号波形図である。
【００１４】
なお、図１６は、フライバック方式の中でも電流不連続モードの波形を代表例として示している。なお、当業者には明らかなように、負荷電力が大きくなりＰＷＭのオンデューティが５０％以上になると、それまでの電流不連続モードから電流連続モードに遷移するが、本発明の趣旨に直接関わるものでないため、その説明は省略する。
【００１５】
図１６において、スイッチング動作の基本周期Ｔは、例えば、動作周波数が６０ＫＨｚであれば１６．７μsecとなる。この間、トランジスタＱ１がターンオンしている期間Ｔonとターンオフの期間Ｔoffとが存在する。さらに、Ｔoff期間には、トランスの２次側巻線１２からダイオードＤ２と電解コンデンサＣ４を通じ、エネルギーが放出されている期間Ｔoff1と放出が完了しその後再度トランジスタＱ１がオンされるまでの待機期間Ｔoff2とが含まれる。Ｔoff2期間中には、図示のように、トランジスタＱ１のドレインソース間電圧が共振している様子が分かる。これは一般に、トランスの１次側巻線１１のインダクタンス値Ｌ1とリーケージ・インダクタンス値ＬleakとトランジスタＱ１のドレインソース間の総キャパシタンス値Clumpとにより形成される共振系に起因する現象である。しかしながら、この現象は本発明の主旨に直接関係しないため、ここでは詳細な説明を省略する。
【００１６】
図１６において、図示のような電流不連続モードにおいては、Ｔon期間中に、トランスの１次側巻線１１に、式（１）により与えられるエネルギーが蓄積される。即ち、
Ｐ1＝１／２＊Ｌ1＊Ｉp2     ……    （１）
である。ここでＬ1は１次巻線１１のインダクタンス値であり、Ｉpは図１６で示されるように、Ｔon期間に１次側巻線１１に流れる電流のピーク値である。
【００１７】
次に、単位時間あたりにトランスにより生成されるエネルギーは、式（２）により表される。即ち、
Ｐ2＝１／２＊Ｌ1＊Ｉp2＊f＊η    ……  （２）
である。ここで、ｆはスイッチング周波数、ηはトランスのエネルギー変換効率を指し、トランスの１次側で生成されるエネルギー量Ｐ1に効率ηを乗じた値が、実際にトランスの２次側に伝達されるエネルギー量である。ｆは一例では６０ＫＨｚ又は１００ＫＨｚなどであり、ηは０．９５などである。
【００１８】
即ち、トランスの１次側で生成されるエネルギーの約９５％が２次側に伝達され、残りの約５％がトランスのコアや巻線により熱となって喪失される。なお、参考ではあるが、数十ワット出力のフライバック方式のスイッチング電源の総合効率は、おおよそ８５％程度である。上述のトランス単体での損失の他にも、入力部のＥＭＩフィルタ回路（不図示）による損失、スイッチング素子Ｑ１による損失、２次側回路内の整流素子Ｄ２による損失、その他、図１５の回路内の抵抗素子による損失などが含まれる。
【００１９】
再び図１６を参照して説明を続けると、式（１）では、Ｔon期間に蓄積されるエネルギーＰ1が、Ｔoff1期間にトランスの２次側巻線１２に伝達される。このスイッチング制御方式をフライバック方式という。これに対し、トランジスタＱ１のＴon期間とＴoff期間の両方において、トランスの１次側から２次側にエネルギーが伝達される方式が存在し、これをフォワード方式と称す。詳細については、専門書を参照されたい。
【００２０】
さて、フライバック方式には、電流モード制御と電圧モード制御とが存在するが、ここで図１７を参照して、図１５の回路が電流モードの制御方式と称される由縁について簡単に説明する。
【００２１】
図１７は、図１５の制御ＩＣ１の要部を詳細に示す図である。なお、図１７において、図１５と同一要素については同じ参照番号を付している。
【００２２】
図１７において、トランジスタＱ１に流れるドレイン電流Ｉｄが抵抗Ｒ３により検出された検出値２４が比較器２７の一方の入力端子に入力され（２４Ａとして図示）、他方の入力端子に入力される基準電圧２３と比較されることでＰＷＭ信号２８が生成される。ここで、基準電圧２３は、フォトカプラＩＣ２の出力であるＦＢ信号を、制御ＩＣ１の内部で３分の１に分圧した値Ｖｆｂ’である。
【００２３】
このように、基準電圧２３とスイッチング動作の電流成分２４Ａとが比較されて、フィードバック制御が達成されるため、電流モード制御と称される。
【００２４】
これに対し、基準電圧と比較される対象が、例えば、出力電圧などの電圧成分の場合には、電圧制御と称される。本発明の特徴として、待機モード時には、フィードバック制御が電流モードから電圧モードに切り替わるがこれについては実施例とともに後述する。
【００２５】
図１７について更に詳述すると、フォトカプラＩＣ２のフォトトランジスタ１６のコレクタが、制御ＩＣ１のＦＢ端子３５に接続される。ＦＢ端子３５は、ＩＣ１内部で抵抗21によりプルアップされ、結果的に、フォトカプラＩＣ２のＬＥＤ１５に流れる電流の増減に応じて、フォトトランジスタ１６のコレクタ電流が制御される。
【００２６】
詳細には、ＬＥＤ１５に流れる電流が増加すると、フォトトランジスタ１６を流れる電流も増加し、それにより抵抗２１の電圧降下も増大し、ＦＢ端子３５の電圧が低下する。ＦＢ電圧はその後、分圧回路により３分の１の値に低減される。そして、分圧値Ｖｆｂ’２３が比較器２７の一方の入力端子（−入力）に入力される。一方、比較器２７の他の入力端子(＋入力)には、トランジスタＱ１のドレイン電流Ｉｄの検出値２４、即ち、ドレイン電流Iｄを抵抗Ｒ３で検出した値Ｖcsが、ＬＥＢ回路２６を介して入力される。
【００２７】
ＬＥＢはLeading Edge Blanking回路の略で、トランジスタＱ１のオン直後のノイズ成分を無視し、誤検出を回避する目的で設けられ、例えば、トランジスタＱ１のオン直後の１５０ｎｓｅｃの間、Ｖcs信号をマスキングする役目をする。さらに、ＣＳピン３６には、スイッチング周期に同期した三角波状の補正電流２５が注入され、抵抗Ｒ４を通じセンス電圧Ｖcsが補正される。補正電流２５は、前述したデューティ５０％以上の電流連続モードにおいて、サブハーモニック現象と呼ばれる異常発振を防止するために注入されるが、ここでは本発明の主旨と直接関係しないので、説明を省略する。
【００２８】
以上のようにして、基準電圧２３である電圧Ｖｆｂ’とトランジスタＱ１のドレイン電流Ｖcs（２４Ａ）とが比較器２７により比較され、ＰＷＭ信号２８が生成される。図示のように、ＰＷＭ信号３２はフリップフロップ３１により生成される。詳細には、ＰＷＭ信号３２はスイッチング制御の源発振を提供する発振器２９の出力信号３０（Ｃｌｏｃｋ）によりセットされ、ＰＷＭ信号２８によりリセットされる。こうして生成されたＰＷＭ信号が電流ドライブゲート３３を介して、出力端子（ＤＲＶ）３４に出力される。そして、この出力信号（ＤＲＶ信号）が抵抗Ｒ２を介し、トランジスタＱ１（図１５）のゲートに入力されて、トランジスタＱ１がスイッチング制御される。
【００２９】
図１８はＰＷＭ信号３２と発振器２９の出力信号３０（Ｃｌｏｃｋ）のタイムチャートである。図１８には、比較器２７への２つの入力、即ち、基準電圧Ｖｆｂ’２３とトランジスタＱ１のドレイン電流に対応する電圧Ｖcs２４Ａと、出力信号３０（Ｃｌｏｃｋ）とにより、ＰＷＭ信号３２が生成される様子が示されている。図示のように、例えば、基準電圧２３（Ｖｆｂ’）が次第に上昇すると、ＰＷＭ信号のターンオン期間Ｔonが次第に増加していく様子が分かる。
【００３０】
以上、図１５〜図１８を参照しながら、フライバック方式の電流モード制御について説明してきたが、次にこの方式における従来の省エネ制御について、図１９を参照しながら説明する。
【００３１】
図１９は、図１５の回路において、負荷電力がかなり低減した結果、もはや連続スイッチング動作では電力供給が過剰となり、間欠発振動作となった状態を示す図である。
【００３２】
詳細には、図１７の制御ＩＣ１のＦＢ端子電圧ＶFBが、図１９の破線で示されるスキップ閾値電圧Ｖskipと比較される。そして、ＶFBがＶskipレベルを超える期間のみ、スイッチング動作が基本スイッチング周波数（例えば、６０ＫＨｚ）で実行される。その結果、スイッチング動作が図示のような間欠発振となる。
【００３３】
ここでスキップ閾値電圧Ｖskipは制御ＩＣ１の仕様により決定され、一例では、図２０に示すように、電圧ＶFBに対応して制御ＩＣ１の制御モードが決定される。図２０に示す例では、スキップ閾値電圧Ｖskipが１Ｖに設定されている。従って、ＶFB≦１Ｖの場合に、図１９におけるスキップ動作が実行される一方、ＶFB＞３Ｖの場合には過負荷状態（オーバロード）と見なされ、シャットダウンなどの保護動作が働く。従って、１Ｖ＜ＶFB≦３Ｖにおいて、基本スイッチング周波数に基づくＰＷＭ動作が実行される。前述のスキップ動作の詳細については、例えば、特許文献１〜２を参照されたい。
【００３４】
他方で、スイッチング電源の別の省エネ技術として、負荷電力の低下に従い、スイッチング周波数を低下させる技術も知られている。
【００３５】
図２１は負荷電力の低下に従ってスイッチング周波数を低下させる技術の一例を示す図であり、この図には図１５の回路のフィードバック電圧（ＦＢ）とスイッチング周波数（Freq）の関係が示されている。
【００３６】
前述のように、負荷電力が増加すると、フィードバック電圧（ＦＢ）そのものも増加する関係にある。図２１から明らかなように、フィードバック電圧がＶfb2≦ＦＢ＜Ｖfb3にある場合には、基本周波数、例えば、６０ＫＨｚでＰＷＭ制御が実行される。一方、Ｖfb1≦ＦＢ＜Ｖfb2にある場合には、スイッチング周波数が次第に変化する。こうした制御をＰＦＭ（パルス周波数変調）と呼ぶ。図示のように、ＦＢ＝Ｖfb1のとき、スイッチング周波数は最低周波数ｆ（min）となり、これは、例えば、人間の可聴音域の上限値１５ＫＨｚなどとすることが好ましい。ＦＢ≦Ｖfbの領域では、前記最低周波数でＰＷＭ制御が実行される。
【００３７】
この領域において、最低周波数において、図１９に関連して述べたスキップ動作が実行される。ＰＦＭ制御については、例えば、特許文献３〜６を参照されたい。
【００３８】
さて、最近ではインクジェットプリンタはカラープリンタとして市場においてその地位を確立し普及しており、一般にシアン、マゼンタ、イエロ、及びブラックの少なくとも４色のインクを吐出する記録ヘッドを用いて、カラー画像を形成する。さらにハイエンド機では、例えば、シアン、マゼンタの濃淡それぞれのインクを吐出して記録を行ったり、ピンクやオレンジ色などの特別色のインクを用いて記録を行うものも存在する。
【００３９】
こうした記録ヘッドにより高画質の画像を形成するためには、記録ヘッドを駆動するための電圧を高精度に制御する必要があり、そのためにスイッチング電源は高精度の、一例では１％精度のＤＣ電圧（例えば、ＤＣ２４Ｖ）を出力しなければならない。
【００４０】
こうした高精度の出力電圧を達成するため通常スイッチング電源は、２次側回路により生成される出力電圧を常時検出し、その結果を１次側回路にフィードバックすることで、スイッチング素子のターンオン／オフ・デューティを制御しなければならない。こうしたフィードバック系を一般にクローズド・ループ制御と称する。
【００４１】
これに対しオープン・ループと称される制御が存在し、これは２次側回路により生成される出力電圧を検出することなく、スイッチング素子を何らかのアルゴリズム或いは思想に基づき制御する。こうしたオープン・ループの特徴は次のような長所がある。即ち、クローズド・ループに比較して回路構成が簡単（フィードバック回路が不要）で、コストが安価なこと、さらに以下で述べるように、将来的に待機時電力を極めて厳しい基準（例えば、０．２ワット以下）でもクリアできるので省エネ面で優れている。一方、短所としては、出力電圧を検出することなくスイッチング素子を制御するため、出力電圧精度が低下する点である。
【００４２】
ところで、上述したように、インクジェットプリンタは、記録動作時には記録ヘッドを高精度の電圧で制御しなければならない一方、待機時には記録ヘッドは動作しておらず、さらに駆動系のモータ類も動作しない。従って、少なくとも高精度の記録ヘッド用電圧は必要ない。一般に、待機時には、ＣＰＵやＡＳＩＣあるいはメモリなどを含む制御ロジックが動作するだけである。これらの制御ロジックは、例えば、ＤＣ５Ｖ、ＤＣ３．３Ｖ、或いはＤＣ１．５Ｖなどの低電圧を必要とする。参考までに、一例として、ＤＣ５Ｖは各種センサやスイッチなどに利用され、ＤＣ３．３ＶはＵＳＢインタフェース制御系やＡＳＩＣの入出力部、或いはメモリデバイスなどに、またＤＣ１．５ＶはＡＳＩＣやＣＰＵのコア部分などに使用される。
【００４３】
一般にこれらの各種の低電圧は、スイッチング電源の１出力から、更にＤＣ−ＤＣコンバータを介して生成されたり、或いは定電圧レギュレータデバイスによりステップダウン方式で生成されたりする。
【００４４】
特に最近では、前述のエネルギースタープログラムにより、インクジェットプリンタなどのＰＣ周辺機器は、待機時に消費電力１ワット以下であることを要求されており、将来的には０．５ワット程度まで基準が強化されるとの予測もある。しかしながら、最近のインクジェットプリンタは、前述のように装置が多機能化するのに伴い、待機時にも所与の情報を記憶しておく必要性や、記録ヘッドの保守管理のために、使用後の経過時間をＣＰＵで計測する必要などがある。言い換えると、待機時であっても、一部のメモリを動作させるための電力供給やＡＳＩＣ又はＣＰＵを動作させるための電力供給が必要となる。
【００４５】
こうした強い省エネ要求に応える一方で、待機時に求められる上述のような機能とを両立させるために、一例では、待機時に、こうしたＤＣ出力のうち最低限必要なものだけを残し、不要なものを生成しないようにする事例がある（例えば、特許文献７参照）。
【００４６】
具体的には、必要な電圧の生成に関わるＤＣ−ＤＣコンバータだけを動作させ、他は停止したり、不必要な電圧に対応する定電圧レギュレータの入力を遮断してしまうなどである。その結果、待機時には、ＡＳＩＣやＣＰＵ、或いは一部のメモリだけを動作させるために、例えば、ＤＣ１．５Ｖだけを生成し、他の出力を停止状態とすることができる。また、ＡＳＩＣやＣＰＵの動作クロックについても、待機モード時には動作モード時に比較して、そのクロック周波数が数十分の１又は数百分の１に低下し、消費電力を低減する制御が広く実施されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００４７】
【特許文献１】米国特許第６，３８５，０６１号明細書
【特許文献２】特開２００８−２４５４１９号公報
【特許文献３】特開２００３−３１９６４５号公報
【特許文献４】特開２００４−０９６９８２号公報
【特許文献５】特開２００６−１４９０６７号公報
【特許文献６】特開２００８−１８７８１３号公報
【特許文献７】特開２００１−３５３９３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００４８】
さて、従来のインクジェットプリンタで使用されるスイッチング電源はフライバック方式が一般的であり、さらに詳細には、負荷変動に対しても過渡応答性に優れる電流モードと呼ばれるフィードバック方式が採用されている。
【００４９】
しかしながら、電流モードのフィードバック方式は、前述のように、フィードバック回路で電力を通常数１０ｍＷ消費するため、待機時の省エネ基準が、例えば、０．２Ｗ以下などの極めて厳しい条件の下では、その方式を採用することは不都合である。加えて、こうした極めて小さな消費電力の要件下では、電源そのものの電力変換効率も小さくなり、一般に高々５０％程度である。
【００５０】
従って、電力変換効率５０％を前提とすると、例えば、入力電力において省エネ基準０．２Ｗを満足するためには、２次側回路での消費電力を０．１Ｗ程度に抑えなければならない。このように、最近のインクジェットプリンタの高機能化の流れの中で、待機時の省電力化を如何に達成するかが大きな課題となっている。
【００５１】
例えば、図１５の破線１４で囲んだフィードバック回路において、省エネモードなどの軽負荷時にはフォトカプラＩＣ２のＬＥＤ１５に流れる電流は大きく、それによりフォトトランジスタ１６のコレクタ電流が大きくなる。その結果、制御ＩＣのフィードバック電圧が低下する。逆に、重負荷時には、フォトカプラＩＣ２のＬＥＤ１５に流れる電流は低下し、フォトトランジスタ１６のコレクタ電流も低下し、フィードバック電圧が上昇する。そのため、省エネモード時にＩＣ２で消費される電力が定常負荷時よりも大きくなり、好ましくない結果となる。
【００５２】
本発明は上記従来例に鑑みてなされたもので、記録動作時には高精度の出力電圧を生成する一方で、待機動作時には必要最小限の動作を保証し、かつ、省電力化が可能な多機能プリンタ装置とその電力供給制御方法を提供すること目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００５３】
上記目的を達成するために本発明の多機能プリンタ装置は次のような構成からなる。
【００５４】
即ち、モータにより記録ヘッドを走査させ記録媒体を搬送させて前記記録媒体に記録を行うプリンタ機能、スキャナを走査して画像原稿を読取るスキャナ機能、及び、前記画像原稿を前記スキャナにより読取り前記記録ヘッドにより前記読取った画像を前記記録媒体に複写するコピー機能を実行する多機能プリンタ装置であって、前記プリンタ機能、前記スキャナ機能、及び前記コピー機能に関連した動作状況を表示する表示手段と、前記モータ、前記記録ヘッド、前記スキャナ、及び前記表示手段に電力を供給するスイッチング電源回路と、前記プリンタ機能と前記スキャナ機能と前記コピー機能との内のいずれかを動作させる動作モードと、前記プリンタ機能、前記スキャナ機能、及び前記コピー機能が動作していない待機モードの状態に従って、制御信号を前記スイッチング電源回路に供給し、前記スイッチング電源回路から前記装置の各部に供給される電力の供給を制御する制御手段とを備え、前記スイッチング電源回路は、前記制御信号に従って、前記スイッチング電源回路の動作を、オープンループ制御或いは電圧モードのフィードバック制御と、電流モードのフィードバック制御との間で切り換え、前記制御手段は、前記動作モード及び前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作を前記電流モードのフィードバック制御に切り換えて、前記装置各部の電力に供給されるように制御し、前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作を前記オープンループ制御或いは電圧モードのフィードバック制御に切り換えて、前記表示手段への電力供給の一部を停止するように制御することを特徴とする。
【００５５】
また本発明を別の側面から見れば、モータにより記録ヘッドを走査させ記録媒体を搬送させて前記記録媒体に記録を行うプリンタ機能、スキャナを走査して画像原稿を読取るスキャナ機能、及び、前記画像原稿を前記スキャナにより読取り前記記録ヘッドにより前記読取った画像を前記記録媒体に複写するコピー機能を実行する多機能プリンタ装置の電力供給制御方法であって、前記多機能プリンタ装置は、前記プリンタ機能、前記スキャナ機能、及び前記コピー機能に関連した動作状況を表示する表示手段と、前記モータ、前記記録ヘッド、前記スキャナ、及び前記表示手段に電力を供給するスイッチング電源回路とを備えており、前記方法は、前記プリンタ機能と前記スキャナ機能と前記コピー機能との内のいずれかを動作させる動作モードと、前記プリンタ機能、前記スキャナ機能、及び前記コピー機能が動作していない待機モードの状態に従って、制御信号を前記スイッチング電源回路に供給する工程と、前記動作モード及び前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作を電流モードのフィードバック制御に切り換えて、前記装置各部の電力に供給されるように制御する工程と、前記待機モードの一部の状態においては、前記制御信号により前記スイッチング電源回路の動作をオープンループ制御或いは電圧モードのフィードバック制御に切り換えて、前記表示手段への電力供給の一部を停止するように制御する工程を有することを特徴とする電力供給制御方法を備える。
【発明の効果】
【００５６】
従って本発明によれば、待機モードの一部の状態の時には、動作モード時に用いる電流モードのフィードバック制御の代わりに、電圧モードのフィードバック制御或いはオープンループ制御が実行される。これにより、待機モードの一部の状態ではより一層の省電力効果を達成しつつ、動作モードではより高精度の電圧での電力供給を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の代表的な実施例であるマルチファンクションプリンタ装置（ＭＦＰ装置）の構成の概要を示す外観斜視図である。
【図２】図１に示したＭＦＰ装置の機能構成を示すブロック図である。
【図３】ＭＦＰ装置１００の電源部の構成を示すブロック図である。
【図４】ＭＦＰ装置１００の操作部９１の構成を示す図である。
【図５】実施例１に従うスイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図６】図５の制御ＩＣ１Ａの要部を詳細に示す図である。
【図７】図６に示したオープンループ制御に関係する各ファクタの関係を示す図である。
【図８】オープンループ制御部４０Ａにより生成されるＰＷＭ波形を示す図である。
【図９】ＰＷＭパラメータ間の関係を表形式として示す図である。
【図１０】入力電圧がＶac＝１００ＶとＶac＝２００Ｖの時のＰＷＭ波形の例を示す図である。
【図１１】ＭＦＰ装置１００の動作シーケンスと、表示器や制御信号の状態との関係を示す図である。
【図１２】実施例２に従うスイッチング電源回路の構成を示す図である。
【図１３】図１２の制御ＩＣ１Ｂの詳細を示す回路図である。
【図１４】図１３に示す回路の電圧モード制御部５０の動作の様子を示すタイムチャートである。
【図１５】従来のフライバック方式によるスイッチング電源の例を示す回路図である。
【図１６】図１５に示すスイッチング電源回路の各部の電圧及び電流波形を示す信号波形図である。
【図１７】図１５の制御ＩＣ１の要部を詳細に示す図である。
【図１８】ＰＷＭ信号と発振器の出力信号のタイムチャートである。
【図１９】図１５の回路において、間欠発振動作となった状態を示す図である。
【図２０】フィードバック電圧ＶFBに対応して制御ＩＣ１の制御モードが決定される様子を示す図である。
【図２１】負荷電力の低下に従ってスイッチング周波数を低下させる技術の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５８】
以下添付図面を参照して本発明の好適な実施例について、さらに具体的かつ詳細に説明する。
【００５９】
なお、この明細書において、「記録」（以下、「プリント」とも称する）とは、文字、図形等有意の情報を形成する場合のみならず、有意無意を問わず、広く記録媒体上に画像、模様、パターン等を形成する、又は媒体の加工を行う場合も表すものとする。また、人間が視覚で知覚し得るように顕在化したものであるか否かを問わない。
【００６０】
また、「記録媒体」とは、一般的な記録装置で用いられる紙のみならず、広く、布、プラスチック・フィルム、金属板、ガラス、セラミックス、木材、皮革等、インクを受容可能なものも表すものとする。
【００６１】
また、「インク」とは、上記「記録」の定義と同様広く解釈されるべきもので、記録媒体上に付与されることによって、画像、模様、パターン等の形成又は記録媒体の加工、或いはインクの処理に供され得る液体を表すものとする。インクの処理としては、例えば記録媒体に付与されるインク中の色剤の凝固又は不溶化させることが挙げられる。
【００６２】
またさらに、「記録要素」とは、特にことわらない限り吐出口ないしこれに連通する液路およびインク吐出に利用されるエネルギーを発生する素子を総括して言うものとする。
【００６３】
最初に共通実施例として用いるマルチファンクションプリンタ装置（多機能プリンタ装置）（以下、ＭＦＰ装置）の構成について説明する。
【００６４】
＜ＭＦＰ装置＞
図１は本発明の代表的な実施例であるＭＦＰ装置１００の概観斜視図である。
【００６５】
ＭＦＰ装置は、接続されたホスト（不図示）からの画像データに基づいて、記録用紙などの記録媒体に画像を記録する以外に、メモリカードなどに格納された画像データに基づいた記録や画像原稿を読取って複写することができる。
【００６６】
図１において、（ａ）は原稿カバー３が閉じられた状態を示しており、（ｂ）は記録媒体の載置トレー１、排紙トレー２、及び原稿カバー３が開けられた状態を示している。また、コンタクトイメージセンサ（ＣＩＳ）ユニットを備える読取部７２は画像原稿を読取り、Ｒ成分、Ｇ成分、Ｂ成分のアナログ輝度信号を出力する。カードインタフェース９は、例えば、デジタルスチルカメラ（不図示）で撮影された画像ファイルを記録したメモリカードなどを挿入して、操作部９１の所定の操作に従い、そのメモリカードから画像データを読み込むのに使用される。また、ＭＦＰ装置１００にはＬＣＤ９２のような表示部が設けられている。ＬＣＤ９２は操作部９１による設定内容の表示や機能選択メニューの表示のために用いられる。
【００６７】
図２はＭＦＰ装置１００の機能構成を示すブロック図である。
【００６８】
前述したように、最近のインクジェット記録装置（以下、記録装置）は多機能化の傾向であって、スキャナとしての画像読取機能、プリンタとしての記録機能、並びにコピー機としての複写機能を備えている。
【００６９】
そして、これらの機能を達成するために、図２に示されるように、ＭＦＰ装置１００は機能的に、読取部７２、プリント部７３、及び制御部７４に大別される。スキャナとして使用される際は、読取部７２から制御部７４を介し、外部のＰＣ７５に向けて読み取りデータ７６が転送される。一方、プリンタとして使用される際には、プリントデータ７７がＰＣ７５から制御部７４を介し、プリント部７３に転送される。さらに、コピー機として使用される際には、読取部７２で読み込まれたデータが制御部７４を介し、プリント部７３に転送される。なお、こうしたデータの詳細な処理については、本発明の主旨にあたらないため、ここでは説明を省略する。
【００７０】
図３はＭＦＰ装置１００の電源部の構成を示すブロック図である。
【００７１】
電源部（Power Supply）８２は電源プラグ８１を介し、入力電圧１００Ｖ〜２４０Ｖに対応可能なワールドワイド対応のユニバーサル電源である。電源部８２はＶｏ（ＤＣ２４Ｖ）として示される直流出力電圧を生成する。ここで、Ｖｏはインクジェット記録ヘッド８３を駆動するために使用される高精度、例えば、±１％精度の出力であり、同時にＤＣモータ８６やステッピングモータ８７などのキャリッジを走査させ記録媒体を搬送する駆動系にも使用される。
【００７２】
さらに、出力電圧ＶｏはＤＣ−ＤＣコンバータ８５にも供給され、複数のロジック系電圧を生成するためにも使用される。こうしたロジック系電圧には、例えば、ＣＰＵやＡＳＩＣのコア電圧として使用されるＤＣ１．５Ｖ、ＡＳＩＣ入出力部（Ｉ／Ｏ）やメモリデバイスに供給されるＤＣ３．３Ｖ、及びセンサ類や表示器などに供給されるＤＣ５Ｖなどが含まれる。
【００７３】
また、電源部８２はＭＦＰ装置１００が待機モード時には、省エネ制御信号８８を受信することで、その待機電力を十分に低減させる。後述のように、待機モードには、ＬＣＤやＬＥＤランプなどの表示器が点灯された状態（スタンバイ状態）、一部の表示器だけが点灯され、残りが消灯される状態（スリープ状態）と、さらに全ての表示器が消灯された状態（パワーオフ状態）とがある。
【００７４】
次に、図４を参照しながら、待機モードについて説明する。
【００７５】
図４はＭＦＰ装置１００の操作部９１の構成を示す図である。
【００７６】
操作部９１はＬＣＤ９２を備え、ここには機能選択ボタン９３〜９５により、スキャナ機能、プリンタ機能、あるいはコピー機能の各機能が選択された際に、当該機能に対応した様々な情報や動作状況が表示される。こうした情報には、例えば、選択された各機能を描写するイラストなどであったり、例えばコピー機能が選択された際には、コピー枚数設定ボタン９６により設定される枚数表示であったり、現在ＭＦＰ装置１００に搭載されている記録紙のサイズ情報などを含む。
【００７７】
操作部９１はさらに、設定コピー枚数をリセットするクリアボタン９７、コピー動作やスキャナ動作を開始指示するためのスタートボタン９８、及びコピー動作やスキャナ動作を途中停止させるためのストップボタン９９を備える。また、パワーオン／オフを指示するパワーボタン１０２やパワーオン時に点灯され、パワーオフ状態では消灯されるパワーランプ１０１も含まれる。
【００７８】
ＭＦＰ装置１００は、スキャナ機能、プリンタ機能あるいはコピー機能のいずれかの動作モードが実行中は、ＬＣＤ９２及びパワーランプ１０１の両方が点灯状態であり、スタンバイ状態でもこれら両方の表示器が点灯状態となる。また、動作モード及びスタンバイ状態では、ＣＰＵやＡＳＩＣ（不図示）なども、ＬＣＤを制御するために、定常速度で動作される。
【００７９】
一方、上述のスリープ状態ではＬＣＤ９２は消灯し、パワーランプ１０１だけが点灯する。また、パワーオフ状態では、ＬＣＤ９２及びパワーランプ１０１の両方が消灯する。従って、スリープ状態及びパワーオフ状態では、ＣＰＵやＡＳＩＣのクロック速度を落として省エネ対応することが可能である。
【００８０】
その結果、ＭＦＰ装置１００の消費電力は、装置各部に電力供給を行う動作モード中の平均電力は数１０Ｗ、待機モードの各状態、即ち、スタンバイ状態では２〜５Ｗ、スリープ状態では１Ｗ程度、パワーオフ時は０．５Ｗ程度となる。本発明は、特に、待機モード時、とりわけ上述のスリープ状態及びパワーオフ状態において、消費電力をより一層低減することを目的とする。
【００８１】
次に、以上の構成の記録装置の各部に電力を供給するスイッチング電源回路の実施例について説明する。
【実施例１】
【００８２】
図５はスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。なお。図５において、前述した図１５の従来のスイッチング電源において説明したのと同じ構成要素（例えば、スイッチング素子Ｑ１など）や信号には同じ参照番号や同じ参照記号を付し、その説明は省略する。
【００８３】
図５と図１５とを比較すると分かるように、図１５に示した従来回路との相違は次の点にある。
【００８４】
即ち、この実施例のスイッチング電源には、省エネモード時、即ち、スリープ状態及びパワーオフ状態において動作する省エネ回路１７Ａが備えられる。図５において、省エネ回路１７Ａ以外については、図１５に示した従来回路と同様である。但し、制御ＩＣ１Ａについては、モード信号（ＭＯＤＥ）２１を処理する機能を別途有し、これについては図６を参照しながら詳述する。
【００８５】
ＭＦＰ装置１００が動作モードで実行中又はスタンバイ状態のとき、省エネ回路１７Ａにおいて、省エネ制御信号（Ｃｏｎｔ）２０がハイレベルとなり、トランジスタＱ４がオンし、その結果、トランジスタＱ３もオンし、ＩＣ２が動作可能となる。これにより、フィードバック回路１４が有効となる。また、フォトカプラＩＣ４もオン状態となり、フォトトランジスタ１９がオンし、モード信号（ＭＯＤＥ）２１がローレベルとなり、制御ＩＣ１Ａは前述した電流モード制御の実行指示を認識する。省エネ制御信号（Ｃｏｎｔ）２０は図３で説明した省エネ制御信号８８であり、ＭＦＰ装置１００の制御部７４のＣＰＵから供給される。
【００８６】
一方、省エネ制御信号（Ｃｏｎｔ）２０がローレベルのときには、トランジスタＱ４がオフし、その結果トランジスタＱ３もオフとなり、フィードバック回路１４が無効となり、この部分での電力消費がゼロとなる。その代わりに、フォトカプラＩＣ４がオフ状態となり、モード信号（ＭＯＤＥ）２１はハイレベルとなり、制御ＩＣ１Ａは省エネモードを認識する。これにより、後述するように、それまでの電流モードのフィードバック制御からオープンループ制御に動作モードを切り替える。
【００８７】
次に、図６を参照して、この実施例に従うオープンループ制御について説明する。
【００８８】
図６は、図５の制御ＩＣ１Ａの要部を詳細に示す図である。なお、図６において、図５や図１５と同一要素については同じ参照番号を付している。図６には、オープンループ制御に関連して追加される部分が破線４０内に示されている。
【００８９】
最初に、図６に示す回路の概略を述べる。
【００９０】
モード信号（ＭＯＤＥ）２１により、制御ＩＣ１Ａがその出力として、電流モード制御出力又はオープンループ制御出力のいずれかを選択する。即ち、モード信号（ＭＯＤＥ）２１がローレベルの場合、ＰＷＭ制御を行うＰＷＭ回路２０（図１７参照）の出力（電流モード制御によるＰＷＭ出力３２）が、インバータ４２及びＡＮＤゲート４１により選択される。そして、ＯＲゲート４７及び電流ドライブゲート３３を介して、出力端子（ＤＲＶ）３４に出力される。一方、モード信号（ＭＯＤＥ）２１がハイレベルの場合、オープンループ制御部４０Ａにより生成されるＰＷＭ出力４８Ａが、ＡＮＤゲート４３、ＯＲゲート４７、及び電流ドライブゲート３３を介して、出力端子（ＤＲＶ）３４に出力される。
【００９１】
次に、オープンループ制御部４０Ａについて説明する。
【００９２】
図６に示されるように、オープンループ制御部４０ＡはＶin検出部４６、ＰＷＭパラメータ設定部４７Ａ、及びＰＷＭ生成部４８を含む３つのブロックにより構成される。待機モード時、とりわけスリープ状態及びパワーオフ状態は、動作モード時と比較して、一般に負荷変動が小さいために、オープンループ制御でも、出力電圧をある程度の精度で安定させることが可能である。
【００９３】
図７は図６に示したオープンループ制御に関係する各ファクタの関係を示す図である。
【００９４】
こうしたファクタには、入力電圧Ｖac、それを整流・平滑後の電圧Ｖin、トランスの１次巻線１１のインダクタンスＬ1（図１５参照）、ＰＷＭ出力のターンオン時間Ｔonが含まれる。これらのファクタが次のような関係式で関連付けられる。即ち、
Ｉp＝（Ｖin／Ｌ1）＊Ｔon    ……      （３）
である。
【００９５】
上記式（３）を前述の式（２）に代入すると、トランスにより単位時間あたりに生成されるエネルギーＰ2は、次のように求まる。即ち、
Ｐ2＝１／２＊Ｌ1＊（Ｖin＊Ｔon）2＊ｆ＊η  ……（４）
である。
【００９６】
ところで、特定の負荷条件の下で出力電圧Ｖoを一定に保つためには、エネルギーＰ2を一定に保つことが必要となる。ここで、Ｌ1はトランス仕様に依存する固定値であり、周波数ｆが一定と仮定すると、エネルギーＰ2を一定に保つためには、ＶinとＴonとの積を一定に保てばよいことが分かる。
【００９７】
以上のことから、図７に示されるように、例えば、入力電圧Ｖac＝１００Ｖの時のＰＷＭターンオン時間をＴrefとすると、入力電圧Ｖac＝２００Ｖの時のＰＷＭターンオン時間はその２分の１、０．５＊Ｔrefとなる。ちなみに、当業者には明らかなように、Ｖinは入力電圧Ｖacの√（２）倍の値となる。
【００９８】
以上から明らかなように、待機モード時の消費電力が予め分かっていれば、上記式（４）を用いて、特定のＶin値に対応して、Ｔonが一意的に決定される。これを回路で実現するためには、図６のオープンループ制御部４０Ａで示されるように、Ｖin検出部４６と当該Ｖin値に基づきＰＷＭパラメータ即ちＴon及びＴoffを決定するＰＷＭパラメータ設定部４７ＡとＰＷＭ生成部４８が必要となる。Ｔonはターンオン時間、Ｔoffはターンオフ時間、そして、ＴonとＴoffはデューティ比という。
【００９９】
そして、これらのブロック４６〜４８により、図８に示されるようなＰＷＭ波形が生成される。図８において、波形１３２は入力電圧Ｖac＝１００Ｖである場合のＰＷＭ波形であり、波形１３３は入力電圧Ｖac＝２４０Ｖである場合のＰＷＭ波形である。図８から明らかなように、入力電圧Ｖac＝２４０Ｖである場合のＴon時間は入力電圧Ｖac＝１００Ｖである場合のそれの０．４１倍となる。式（４）から明らかなように、エネルギーＰ2は周波数ｆに比例するため、待機モードでのＰＷＭ波形の周波数は動作モード時の周波数、例えば、６０ＫＨｚなどに比較して低くてよい。だたし、可聴音域を避けるために、例えば、２０〜３０ＫＨｚなどに設定すると良い。
【０１００】
さらに、図６のオープンループ制御部４０Ａ、とりわけＰＷＭパラメータ設定部４７Ａは、図９に示されるように、ＰＷＭに関連する別のパラメータを制御することによっても可能である。式（４）において、Ｔonを固定値とすると、式（４）は次のように表現することができる。即ち、
Ｐ2＝１／２＊Ｌ1＊Ｖin2＊Ｔon2＊ｆ＊η
＝（１／２＊Ｌ1＊Ｖon2＊η）＊Ｖin2＊ｆ
＝Ｃ＊Ｖin2＊ｆ
＝Ｃ＊Ｖin2＊（１／Ｔ）  ……  （５）
である。
【０１０１】
ここで、Ｃは（１／２＊Ｌ1＊Ｖon2＊η）を指す定数である。式（５）からエネルギーＰ2はＶinの二乗、並びに周波数ｆに比例して増加する。従って、Ｐ2を一定に保つためには、Ｖin2＊ｆを一定に保つことが必要である。
【０１０２】
例えば、Ｖinが2倍になると、周波数ｆは４分の１に低減しなければならない。換言すると、周波数ｆと周期Ｔとは逆数の関係にあるため、周期Ｔは4倍となる。
【０１０３】
以上述べたＰＷＭパラメータ間の関係が図９に示した表に示され、また入力電圧がＶac＝１００ＶとＶac＝２００Ｖの時のＰＷＭ波形の例が図１０にそれぞれ示される。
【０１０４】
図１０から明らかなように、両者の周期に注目すると、入力電圧Ｖac＝２００Ｖであるの場合のＰＷＭ周期Ｔ200は、入力電圧Ｖac＝１００Ｖである場合の周期Ｔ100の４倍である。なお、図１０に示す波形を生成する方法として、例えば、周期Ｔを計数するカウンタとＴon時間を計数するカウンタとを用意するか、或いは、時間Ｔonと時間Ｔoffのそれぞれを計数するカウンタを用意する方法などが考えられる。
【０１０５】
図１１は、ＭＦＰ装置１００の動作シーケンスと、図４〜図５に関連して上述した表示器や制御信号の状態との関係を示す図である。制御信号には省エネ制御信号（Ｃｏｎｔ）２０とモード信号（ＭＯＤＥ）２１が含まれ（図５参照）、省エネ制御信号により制御されるフィードバック回路１４（図５参照）の状態も示される。一方、表示器にはパワーランプ１０１とＬＣＤ９２が含まれる（図４参照）。
【０１０６】
以上説明した実施例に従えば、スタンバイ状態及び動作モード時には、これらの表示器がアクティブ状態となり、電流モードのフィードバック制御が実行される。一方、パワーオフ状態及びスリープ状態では、少なくともＬＣＤ９２（図４参照）は非アクティブとなり、オープンループによる制御が実行される。このようにして、待機モードのパワーオフ状態やスリープ状態ではより一層の省電力を達成しつつ、ある出力電圧を程度の精度で行うことができ、動作モードではより高精度で出力電圧を制御することができる。これにより、どのようなモードであっても、各モードでの要求を満足する電力供給制御を実現することができる。
【実施例２】
【０１０７】
なお、スイッチング電源回路の構成は以上説明した実施例に限定されるものではない。  この実施例では、クローズドループの電圧モード制御について説明する。
【０１０８】
図１２は、実施例２に従うスイッチング電源回路の構成を示す図である。この実施例に従う回路の特徴は、図５における実施例１と比較して、省エネ回路１７Ａに代えて省エネ回路１７Ｂを備え、制御ＩＣ１ＢにＡＵＸ信号２２をさらに備えることにある。なお、図１２において、既に説明した図５に示したスイッチング電源回路と同じ構成要素には同じ参照記号又は同じ参照番号を付し、その説明は省略する。
【０１０９】
図１２を参照すると、ＡＵＸ信号２２は、トランスＴ１の補助巻線１３からの整流出力電圧（補助電圧）Ｖauxを、抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５により分圧して得られる信号である。省エネ制御信号（Ｃｏｎｔ）２０がローレベルのときに、フィードバック回路１４が非アクティブとなり、フォトカプラＩＣ４がオフ状態となり、モード信号（ＭＯＤＥ）２１がハイレベルとなる点は、図５の実施例１と同様である。
【０１１０】
図１３は、図１２の制御ＩＣ１Ｂの詳細を示す回路図であり、この実施例の特徴であるクローズドループの電圧モード制御部が破線５０で示されている。その他の構成要素については、実施例１の図６で説明したのと同じ構成要素であり、これらは同じ参照番号で示されている。
【０１１１】
ここで、電圧モード制御部５０の動作を説明する。
【０１１２】
待機モード、とりわけスリープ状態及びパワーオフ状態のときに、整流出力電圧Ｖauxを分圧して得られるＡＵＸ信号２２が誤差増幅器５６において基準電圧５５と比較される。ここで、誤差増幅器５６の利得Ａは、抵抗５３と抵抗５４により、利得Ａ＝Ｒ５４／Ｒ５３として決定される。次に、誤差増幅器５６の出力５７が、基準信号発生器（発生回路）５１から出力される基準信号５２と比較器５８において比較され、ＰＷＭ信号５８Ａが生成される。ＰＷＭ信号５８Ａはその後、図６に示す回路の場合と同様に、ＡＮＤゲート４３、ＯＲゲート４７及び電流ドライブゲート３３を介して、出力端子（ＤＲＶ）３４に伝送される。こうして、ＡＵＸ信号２２の電圧が基準電圧５５と等しくなるようにフィードバック制御が実行される。
【０１１３】
以上述べたように、図１３に示した制御は、図１２に示したトランスＴ１の補助巻線１３により生成される電圧Ｖauxを、基準電圧５５と比較し、その電圧Ｖauxを一定電圧に保つ制御であるので、こうした制御を電圧モードのフィードバック制御と呼ぶ。待機モードのように負荷電力変動の小さい状態では、トランスの１次側巻線である補助巻線１３により生成される電圧Ｖauxを一定に制御することで、２次側巻線１２により生成される出力電圧Ｖoをある程度の精度で制御することが可能である。
【０１１４】
図１４は、図１３に示す回路の電圧モード制御部５０の動作の様子を示すタイムチャートである。
【０１１５】
図１４（ａ）は図１２〜図１３のＡＵＸ信号２２の電圧の時間変化を示す。図１４（ａ）では時刻ｔ＝ｔ１、ｔ２、及びｔ３でのＡＵＸ信号の電圧の様子が示されている。図１４（ｂ）は、図１３に示す電圧モード制御部５０でＰＷＭ信号５８Ａが生成される様子を示している。詳細に言えば、基準信号発生器５１により生成される基準信号５２とＡＵＸ信号２２の電圧とが比較器５８により比較される。そして、各時刻に対応して、時刻ｔ＝ｔ１にはＰＷＭ（ｔ１）の出力１９２が生成され、時刻ｔ＝ｔ２にはＡＵＸ信号２２の電圧が上昇したため、ｔon時間が短くされて、ＰＷＭ（ｔ２）の出力１９３が生成される。その後、時刻ｔ＝ｔ３ではＡＵＸ信号２２の電圧が時刻ｔ＝ｔ１のときと同じレベルに復帰し、ＰＷＭ出力も時刻ｔ＝ｔ１と同じようになる。
【０１１６】
図１４において、基準信号５２の周波数は、実施例１の場合同様、２０〜３０ＫＨｚが好ましい。
【０１１７】
従って以上説明した実施例に従えば、電圧モードのフィードバック制御により、待機モードのように負荷電力変動の小さい状態において出力電圧Ｖoをある程度の精度で制御することができる。
【図１】
2013244699.tif 000003
【図２】
2013244699.tif 000004
【図３】
2013244699.tif 000005
【図４】
2013244699.tif 000006
【図５】
2013244699.tif 000007
【図６】
2013244699.tif 000008
【図７】
2013244699.tif 000009
【図８】
2013244699.tif 000010
【図９】
2013244699.tif 000011
【図１０】
2013244699.tif 000012
【図１１】
2013244699.tif 000013
【図１２】
2013244699.tif 000014
【図１３】
2013244699.tif 000015
【図１４】
2013244699.tif 000016
【図１５】
2013244699.tif 000017
【図１６】
2013244699.tif 000018
【図１７】
2013244699.tif 000019
【図１８】
2013244699.tif 000020
【図１９】
2013244699.tif 000021
【図２０】
2013244699.tif 000022
【図２１】
2013244699.tif 000023