(57)【要約】【課題】初期動作を安定させるスタートアップ回路を備え、消費電力を低減すると共に、回路規模の増加を抑制した全差動増幅器を提供する。【解決手段】図１に示す全差動増幅器は、入力信号を受け付ける差動対を含み、差動信号を出力する差動増幅器と、差動信号を増幅し、差動出力信号から出力コモンモード電圧を生成する出力コモンモード電圧生成回路と、出力コモンモード電圧と所定の基準電圧を比較することでコモンモードフィードバック信号を生成し、コモンモードフィードバック信号を差動増幅器にフィードバックすることで、出力コモンモード電圧と基準電圧を実質的に一致させるコモンモードフィードバック回路と、入力信号に基づいて、差動信号を略電源電圧にプルアップ又は略接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路と、を備える。【選択図】図１
2013038603.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正極性入力信号及び負極性入力信号を受け付ける差動対を含み、正極性差動信号及び負極性差動信号を出力する差動増幅器と、
前記正極性差動信号及び前記負極性差動信号を増幅し、正極性出力信号及び負極性出力信号を出力すると共に、前記正極性出力信号及び前記負極性出力信号から出力コモンモード電圧を生成する出力コモンモード電圧生成回路と、
前記出力コモンモード電圧と所定の基準電圧を比較することでコモンモードフィードバック信号を生成し、前記コモンモードフィードバック信号を前記差動増幅器にフィードバックすることで、前記出力コモンモード電圧と前記基準電圧を実質的に一致させるコモンモードフィードバック回路と、
前記正極性入力信号及び前記負極性入力信号に基づいて、前記正極性差動信号及び前記負極性差動信号を略電源電圧にプルアップ又は略接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路と、
を備えることを特徴とする全差動増幅器。
【請求項２】
前記コモンモードフィードバック回路は、前記正極性出力信号及び前記負極性出力信号の電圧レベルと、前記基準電圧を比較することで前記コモンモードフィードバック信号を生成する電流コンパレータを含む請求項１の全差動増幅器。
【請求項３】
前記差動対は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタによって構成されており、
前記スタートアップ回路は、ソースが接地電圧に接続され、ドレインが前記正極性差動信号を出力する第１の出力ノードと接続されている第１のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタと、
ソースが接地電圧に接続され、ドレインが前記負極性差動信号を出力する第２の出力ノードと接続され、ゲートが前記第１のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタのゲートと接続されている第２のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタと、
前記正極性入力信号及び前記負極性入力信号を受け付け、出力ノードが前記第１のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタのゲート及び前記第２のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタのゲートと接続されているＮＯＲ回路と、
を備える請求項１又は２の全差動増幅器。
【請求項４】
前記差動対は、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタによって構成されており、
前記スタートアップ回路は、ソースが電源電圧に接続され、ドレインが前記正極性差動信号を出力する第３の出力ノードと接続されている第１のＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタと、
ソースが電源電圧に接続され、ドレインが前記負極性差動信号を出力する第４の出力ノードと接続され、ゲートが前記第１のＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタのゲートと接続されている第２のＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタと、
前記正極性入力信号及び前記負極性入力信号を受け付け、出力ノードが前記第１のＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタのゲート及び前記第２のＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタのゲートと接続されているＮＡＮＤ回路と、
を備える請求項１又は２の全差動増幅器。
【請求項５】
前記スタートアップ回路は、前記スタートアップ回路以外の構成素子に対応したダミートランジスタを少なくても１以上含んで構成される請求項１乃至４いずれか一に記載の全差動増幅器。
【請求項６】
前記ダミートランジスタは、前記差動対に対応したダミートランジスタである請求項５の全差動増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、全差動増幅器に関する。特に、コモンモードフィードバック回路を備える全差動増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
全差動増幅器は、携帯電子機器を始めとした様々な機器の回路に用いられている。全差動増幅器は、高周波ノイズやデジタルノイズを効果的に除去できるためである。
【０００３】
図２に全差動増幅器を用いた増幅回路の構成の一例を示す。図２に示す増幅回路では、増幅回路正極性入力端子ＩｎＰ及び増幅回路負極性入力端子ＩｎＮから入力信号を受け付ける。増幅回路に入力された入力信号は、コンデンサＣ１及びＣ２と、抵抗Ｒ１及びＲ２を介して全差動増幅器１の正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮに入力される。さらに、全差動増幅器１の正極性出力端子ＶｏｕｔＰ及び負極性出力端子ＶｏｕｔＮが出力する信号は、それぞれ抵抗Ｒ４及びＲ３を介して負極性入力端子ＶｉｎＮ及び正極性入力端子ＶｉｎＰにフィードバックされる。このような構成を採用することで、図２の増幅回路は全体として差動反転増幅器として動作する。
【０００４】
上述のように、全差動増幅器１の正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮに入力される信号は、コンデンサＣ１及びＣ２を介したものであるので、増幅回路に入力された信号のＡＣ成分に限られる。また、全差動増幅器１の出力信号は正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮにフィードバックされるため、全差動増幅器１の入力信号のＤＣ電圧（コモンモード電圧）は出力信号のコモンモード電圧に等しくなる。そのため、全差動増幅器１自身が動作バイアス点を定めるように全差動増幅器１の設計を行なう必要がある。この動作バイアス点を調整するための回路として、コモンモードフィードバック回路が用いられる。コモンモードフィードバック回路は、全差動増幅器１の出力コモンモード電圧と基準電圧が同電圧となるようにフィードバックを行なう回路である。
【０００５】
ここで、特許文献１において、差動増幅器の入力端子の初期電圧が入力ダイナミックレンジの範囲外の際に、出力電圧がダイナミックレンジ内に収まるように補助電流を供給するスタート回路が開示されている。コモンモードフィードバック回路を備えた全差動増幅器においては、全差動増幅器の初期状態によっては、正常に動作せず（増幅器として機能せず）に安定してしまうという問題が生じる。特許文献１で開示された技術は、このスタート回路の動作によって、差動増幅器の初期動作を安定させることができる。
【０００６】
さらに、特許文献２において、特許文献１で開示された差動増幅器は入力ダイナミックレンジが減少してしまう問題点が指摘されている。そこで、差動増幅器の出力部に補助電流を流すトランジスタを設け、かつ補助電流に対応した補正電流をコモンモードフィードバック用比較器に流すトランジスタを設けることにより、差動増幅器の入力が初期動作においてダイナミックレンジ外になっても出力コモンモード電圧を所定の電圧に制御する技術が特許文献２において開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−３２３９４０号公報
【特許文献２】特開２００８−１８２６９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
以下の分析は、本発明の観点からなされたものである。
【０００９】
携帯電話を初めとした携帯電子機器では低消費電力であることが強く求められる。携帯電子機器はバッテリー駆動のため、消費電力が高いと頻繁に充電をしなければならず利便性が低下するためである。そのため、携帯電子機器では内蔵する全ての回路が低消費電力であることが求められ、全差動増幅器も例外ではない。
【００１０】
特許文献２で開示された技術では、差動増幅器が安定して動作するためのスタートアップ用の補助電流を必要とする。さらに、この補助電流は常時供給される電流である。このような電流は、極めて低い消費電力が求められる携帯電子機器では無視することができない。さらに、特許文献２で開示された技術では、補正電流及び補助電流を流すための電流源が必要であり、全差動増幅器の回路規模が増大するという問題がある。
【００１１】
以上のとおり、従来技術には、解決すべき問題点が存在する。
【００１２】
本発明の一側面において、初期動作を安定させるスタートアップ回路を備え、消費電力を低減すると共に、回路規模の増加を抑制した全差動増幅器が、望まれる。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の第１の視点によれば、正極性入力信号及び負極性入力信号を受け付ける差動対を含み、正極性差動信号及び負極性差動信号を出力する差動増幅器と、前記正極性差動信号及び前記負極性差動信号を増幅し、正極性出力信号及び負極性出力信号を出力すると共に、前記正極性出力信号及び前記負極性出力信号から出力コモンモード電圧を生成する出力コモンモード電圧生成回路と、前記出力コモンモード電圧と所定の基準電圧を比較することでコモンモードフィードバック信号を生成し、前記コモンモードフィードバック信号を前記差動増幅器にフィードバックすることで、前記出力コモンモード電圧と前記基準電圧を実質的に一致させるコモンモードフィードバック回路と、前記正極性入力信号及び前記負極性入力信号に基づいて、前記正極性差動信号及び前記負極性差動信号を略電源電圧にプルアップ又は略接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路と、を備える全差動増幅器が提供される。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の視点によれば、初期動作を安定させるスタートアップ回路を備え、消費電力を低減すると共に、回路規模の増加を抑制した全差動増幅器が、提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施形態の概要を説明するための図である。
【図２】全差動増幅器を用いた増幅回路の構成の一例を示す図である。
【図３】コモンモードフィードバック回路を備える全差動増幅器の回路の一例を示す図である。
【図４】スタートアップ回路を付加した全差動増幅器の回路の一例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施形態の全差動増幅器の回路の一例を示す図である。
【図６】トランジスタを構成素子として含む半導体集積回路のレイアウトの一例を示す図である。
【図７】ダミートランジスタ領域にスタートアップ回路をレイアウトした際の一例を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施形態の全差動増幅器の回路の一例を示す図である。
【図９】図８に示す全差動増幅器における、入力電圧と、コモンモードフィードバック回路の各トランジスタに流れる電流と電圧の関係を示す図である。
【図１０】図８に示す全差動増幅器における、入力電圧と、コモンモードフィードバック回路の各トランジスタに流れる電流と電圧の別の関係を示す図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態の全差動増幅器の回路の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
初めに、図１を用いて実施形態の概要について説明する。なお、この概要に付記した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、本発明を図示の態様に限定することを意図するものではない。
【００１７】
上述したように、全差動増幅器の安定した初期動作にはスタートアップ回路が必要である。特許文献２で開示された技術は、補助電流を供給するスタートアップ回路を備えることで、全差動増幅器の初期動作を安定させている。しかし、特許文献２で開示されたスタートアップ回路は、全差動増幅器が定常状態で動作している際にも、常に微小な電流を供給する。このような常時供給される電流は、携帯電子機器を初めとした極めて低い消費電力が要求される機器では問題がある。
【００１８】
そこで、図１に示す全差動増幅器を提供する。図１に示す全差動増幅器は、正極性入力信号及び負極性入力信号を受け付ける差動対を含み、正極性差動信号及び負極性差動信号を出力する差動増幅器と、正極性差動信号及び負極性差動信号を増幅すると共に、正極性出力信号及び負極性出力信号から出力コモンモード電圧を生成する出力コモンモード電圧生成回路と、出力コモンモード電圧と所定の基準電圧を比較することでコモンモードフィードバック信号を生成し、コモンモードフィードバック信号を差動増幅器にフィードバックすることで、出力コモンモード電圧と基準電圧を実質的に一致させるコモンモードフィードバック回路と、正極性入力信号及び負極性入力信号に基づいて、正極性差動信号及び負極性差動信号を略電源電圧にプルアップ又は略接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路と、を備えている。
【００１９】
図１に示す全差動増幅器が、スタートアップ回路を備えていないと、正極性入力端子、負極性入力端子、コモンモードフィードバック回路の初期状態によっては、コモンモードフィードバック回路が機能しないまま全差動増幅器が不正規な状態で安定してしまうことが考えられる。不正規な状態で安定してしまう原因については後述する。
【００２０】
そこで、不正規な状態で安定するような正極性入力信号及び負極性入力信号を検出した場合には、正極性差動信号及び負極性差動信号を電源電圧にプルアップ又は接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路を備えることで、不正規な状態で安定することを回避する。即ち、スタートアップ回路によって出力コモンモード電圧生成回路及びコモンモードフィードバック回路を活性化させ、不正規な状態で安定することを回避する。
【００２１】
また、図１に示すスタートアップ回路が動作するのは（プルアップ又はプルダウンを行なうのは）、全差動増幅器の初期動作（過渡状態）時のみであり、定常状態においては電流を消費しない。従って、携帯電子機器を初めとした極めて低い消費電力を要求される機器での使用に適している。
【００２２】
次に、コモンモードフィードバック回路を備える全差動増幅器について説明する。図３は、コモンモードフィードバック回路を備える全差動増幅器２の回路の一例を示す図である。図３に示す全差動増幅器２は、差動増幅器１０と、出力コモンモード電圧生成回路２０と、コモンモードフィードバック回路３０と、を備えている。全差動増幅器２は、正極性入力端子ＶｉｎＰから正極性入力信号を受け付け、負極性入力端子ＶｉｎＮから負極性入力信号を受け付ける。また、正極性出力端子ＶｏｕｔＰから正極性出力信号を出力し、負極性出力端子ＶｏｕｔＮから負極性出力信号を出力する。
【００２３】
差動増幅器１０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１乃至Ｎ３と、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２から構成されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２で、Ｎチャンネル型差動対を構成する。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ３は、Ｎチャンネル型差動対（Ｎ１、Ｎ２）に供給する電流源を構成する。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２は、それぞれＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２に電流を流す負荷電流源である。
【００２４】
Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１のゲートには正極性入力端子ＶｉｎＰが接続され、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ２のゲートには負極性入力端子ＶｉｎＮが接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２のソースは共通接続され、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ３のドレインに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１のドレインはＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１のドレインに接続され、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ２のドレインはＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ２のドレインに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ３のゲートは、定電圧源に接続され、ソースは接地電圧ＶＳＳに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２のゲートは共通接続され、コモンモードフィードバック回路３０のコモンモードフィードバック信号出力端子と接続されている。コモンモードフィードバック信号については後述する。さらに、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２のソースはそれぞれ電源電圧ＶＤＤに接続されている。
【００２５】
なお、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１及びＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１のドレインの接続点をノードＳ１と、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ２及びＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ２のドレインの接続点をノードＳ２と、それぞれ定め以降の説明をする。差動増幅器１０は、ノードＳ１及びＳ２を出力端子として、差動信号を出力コモンモード電圧生成回路２０に出力する。
【００２６】
出力コモンモード電圧生成回路２０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ４及びＮ５と、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４と、抵抗Ｒ５及びＲ６から構成されている。
【００２７】
Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４は、反転増幅用のトランジスタである。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ４及びＮ５は、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４に対する電流源である。抵抗Ｒ５及びＲ６は加算平均用の抵抗である。
【００２８】
Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４のゲートは、それぞれノードＳ１及びＳ２に接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４のソースは、それぞれ電源電圧ＶＤＤに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４のドレインは、それぞれＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ４及びＮ５のドレインと接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ４及びＮ５のゲートは、それぞれ定電圧源に接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ４及びＮ５のソースは、それぞれ接地電圧ＶＳＳに接続されている。さらに、抵抗Ｒ５及びＲ６がＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４のドレイン間に直列接続されており、抵抗Ｒ５及びＲ６の接続点を出力コモンモード電圧生成回路２０の出力端子として、出力コモンモード電圧をコモンモードフィードバック回路３０に出力する。抵抗Ｒ５及びＲ６の接続点（出力コモンモード電圧生成回路２０の出力端子）をノードＳ３と定める。
【００２９】
なお、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ４それぞれのドレインの接続点が正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ４及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ５それぞれのドレインの接続点が負極性出力端子ＶｏｕｔＮとなる。
【００３０】
コモンモードフィードバック回路３０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６乃至８と、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５及びＰ６と、基準電圧源Ｖｒｅｆから構成されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６及びＮ７は、比較用トランジスタ対を構成する。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ８は、比較用トランジスタに電流を供給する電流源である。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５及びＰ６は、それぞれＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６及びＮ７に電流を流す負荷電流源である。
【００３１】
Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６のゲートは、ノードＳ３と接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ７のゲートは、基準電圧源Ｖｒｅｆに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６及びＮ７のソースは共通接続され、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ８のドレインに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６及びＮ７のドレインは、それぞれＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５及びＰ６のドレインに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ８のゲートは、定電圧源に接続され、ソースは接地電圧ＶＳＳに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲートとドレインが接続され、ソースは電源電圧ＶＤＤに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲート及びドレインの接続点をコモンモードフィードバック回路３０の出力端子として、コモンモードフィードバック信号を差動増幅器１０に出力する。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ６のゲートとドレインが接続され、ソースは電源電圧ＶＤＤに接続されている。なお、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲート及びドレインの接続点をノードＳ４（コモンモードフィードバック回路の出力端子）と定める。
【００３２】
図３に示す全差動増幅器２は、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮから受け付けた差動信号を差動増幅器１０で増幅する。その後、差動増幅器１０の出力を出力コモンモード電圧生成回路２０において反転増幅し、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ及び負極性出力端子ＶｏｕｔＮから出力する。さらに、出力コモンモード電圧生成回路２０では、出力信号を抵抗Ｒ５及びＲ６で加算平均し、出力コモンモード電圧としてコモンモードフィードバック回路３０に出力する。
【００３３】
コモンモードフィードバック回路３０では、出力コモンモード電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧とが比較され、比較結果であるコモンモードフィードバック信号を受け付けた差動増幅器１０では、コモンモードフィードバック信号に基づいて負荷電流源（Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２）のソース・ゲート間電圧が変動する。その結果、出力コモンモード電圧を基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧に収束させる。このようにして、全差動増幅器１の出力コモンモード電圧は一定に維持され、全差動増幅器２は安定動作する。
【００３４】
しかし、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧やコモンモードフィードバック回路３０の初期状態によっては、全差動増幅器２は正常動作しない場合が想定されるのは上述のとおりである。即ち、コモンモードフィードバック回路３０が機能しないまま全差動増幅器２が不正規な状態で安定してしまうことが考えられる。
【００３５】
例えば、図３の全差動増幅器２において、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧が接地電圧ＶＳＳに等しい場合を考える。この際に、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５がサブスレッショルド領域にあると、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲート電圧（ノードＳ４の電圧）は略ＶＤＤ−｜Ｖｔｈｐ｜（以下、|Ｖｔｈｐ|はＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧の絶対値とする）となる。
【００３６】
この場合、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２は遮断されるが、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２は導通するため、ノードＳ１及びＳ２の電圧は略電源電圧ＶＤＤとなる。すると、ノードＳ１及びＳ２の電圧は出力コモンモード電圧生成回路２０で反転され、出力コモンモード電圧（ノードＳ３の電圧）は略接地電圧ＶＳＳとなる。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６のゲート電圧は出力コモンモード電圧と等しく、出力コモンモード電圧は基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧よりも低いため、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５には電流が流れない。すると、コモンモードフィードバック回路３０によるフィードバックが機能せず、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２のソース・ゲート間電圧が変動することがない。
【００３７】
即ち、ノードＳ４の電圧（Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ５）のゲート電圧は初期電圧のＶＤＤ−｜Ｖｔｈｐ｜から変動しない。その結果、出力コモンモード電圧（ノードＳ３の電圧）が接地電圧ＶＳＳ、コモンモードフィードバック信号（ノードＳ４の電圧）がＶＤＤ−｜Ｖｔｈｐ｜、ノードＳ１及びＳ２の電圧が電源電圧ＶＤＤで、安定してしまう。つまり、正極性入力端子ＶｉｎＰ、負極性入力端子ＶｉｎＮ、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、負極性出力端子ＶｏｕｔＮの電圧が全て接地電圧ＶＳＳで安定する。このように、コモンモードフィードバック回路３０のフィードバックが動作しない状態を不正規な安定状態と呼び、以降の説明をする。
【００３８】
次に、スタートアップ回路について説明する。上述のような不正規な安定状態を回避するため、スタートアップ回路が必要となる。図４は、図３に示す全差動増幅器２に特許文献２で開示されたスタートアップ回路を付加した全差動増幅器２ａの回路の一例を示す図である。図４において図３と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。図３に示す全差動増幅器２と全差動増幅器２ａの相違点は、スタートアップ回路４０を備えることと、コモンモードフィードバック回路３０ａに電流源を追加する点である。
【００３９】
Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ９がコモンモードフィードバック回路３０ａに追加された電流源である。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ９のゲートは定電圧源に、ソースは接地電圧ＶＳＳに、それぞれ接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ９のドレインはＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ８のドレインに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ９を追加することで、意図的にコモンモードフィードバック回路３０ａの安定性を低下させ、不正規な安定状態を回避している。
【００４０】
スタートアップ回路４０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１０及びＮ１１から構成されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１０及びＮ１１のゲートは、それぞれ定電圧源に接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１０及びＮ１１のソースは、それぞれ接地電圧ＶＳＳに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１０及びＮ１１のドレインは、それぞれノードＳ１及びＳ２に接続されている。
【００４１】
ここで、全差動増幅器２ａにおいて、上述の不正規な安定状態となった場合を再度検証する。正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧が接地電圧ＶＳＳと等しく、ノードＳ４の電圧がＶＤＤ−｜Ｖｔｈｐ｜である場合を考える。
【００４２】
この場合にも、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２は遮断され、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２は導通する。従って、ノードＳ１及びＳ２の電圧は略電源電圧ＶＤＤで動作を開始する。
【００４３】
ここで、スタートアップ回路４０のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１０及びＮ１１に流れる電流は、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２に流れる電流よりも大きくなり得ないため、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１０及びＮ１１のドレイン・ソース間電圧が小さくなり、ノードＳ１及びＳ２は接地電圧ＶＳＳ側にプルダウンされる。すると、出力コモンモード電圧生成回路２０において反転増幅され出力コモンモード電圧（ノードＳ３の電圧）が上昇する。出力コモンモード電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧よりも高電圧になるとＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５に電流が流れ、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のドレイン電圧及びゲート電圧が下る。
【００４４】
その結果、コモンモードフィードバック信号（ノードＳ４の電圧）により、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２のゲート・ソース間電圧が増加し、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２に流れる電流が増加する。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２に流れる電流は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１０及びＮ１１に流れる電流よりも大きくなり得ないため、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２のドレイン・ソース間電圧が小さくなり、ノードＳ１及びＳ２の電圧が略電源電圧ＶＤＤ側にプルアップされる。その後は、コモンモードフィードバック回路３０ａのフィードバック動作により出力コモンモード電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧とが同電圧となる。以上のように、スタートアップ回路４０を使用することで、全差動増幅器２ａの初期状態によらず正常動作させることが可能になる。
【００４５】
しかし、スタートアップ回路４０には微小ではあるが常に電流が流れている。上述のように、極めて低い消費電力が要求される携帯電子機器においてはこのような微小な電流でさえも問題となる。さらに、スタートアップ回路４０が供給する電流が少ないとコモンモードフィードバック回路３０によるフィードバックに長い時間を要する。さらに、３個の電流源（Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ９乃至Ｎ１１）が必要となるため、全差動増幅器２ａの回路規模は増大する。
【００４６】
［第１の実施形態］
次に、本発明の第１の実施形態について、図面を用いてより詳細に説明する。図５は、本実施形態に係る全差動増幅器３の回路の一例を示す図である。図５において図３と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。図３に示す全差動増幅器２と全差動増幅器３の相違点は、スタートアップ回路４１を備える点である。
【００４７】
スタートアップ回路４１は、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧に応じて、差動増幅器１０の出力をプルダウンする。スタートアップ回路４１は、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３と、ＮＯＲ回路４１１から構成されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３のゲートは共通接続され、ＮＯＲ回路４１１の出力端子と接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３のソースは、接地電圧ＶＳＳに接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２のドレインは、ノードＳ１に接続され、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１３のドレインはノードＳ２に接続されている。ＮＯＲ回路４１１の入力端子には、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮがそれぞれ接続されている。なお、ＮＯＲ回路４１１の出力端子と、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３のゲートとの接続点をノードＳ５とする。
【００４８】
次に、スタートアップ回路４１の働きにより、上述のような不正規な安定状態が回避できることを説明する。本実施形態においても、全差動増幅器３の正極性入力端子ＶｉｎＰ、負極性入力端子ＶｉｎＮ、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、負極性出力端子ＶｏｕｔＮの電圧が全て接地電圧ＶＳＳに等しい場合を考える。
【００４９】
この場合にも、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５はサブスレッショルド領域にあるため、ゲート電圧（ノードＳ４の電圧）は略ＶＤＤ−｜Ｖｔｈｐ｜となる。また、ノードＳ３の電圧は接地電圧ＶＳＳに等しく、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５には電流が流れない。
【００５０】
一方、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧は接地電圧ＶＳＳに等しいことからＮＯＲ回路４１１の出力はＨレベル（電源電圧ＶＤＤ）となる。すると、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３のゲート電圧はＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧（以下、Ｖｔｈｎとする）以上となり、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３はオン状態になる。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３に流れる電流はＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２に流れる電流よりも大きくなり得ないため、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３は線形領域で動作し、ノードＳ１及びＳ２は接地電圧ＶＳＳにプルダウンされる。
【００５１】
その結果、ノードＳ１及びＳ２の電圧が出力コモンモード電圧生成回路２０により反転され正極性出力端子ＶｏｕｔＰ及び負極性出力端子ＶｏｕｔＮの電圧は略電源電圧ＶＤＤになる。同時に、出力コモンモード電圧（ノードＳ３の電圧）も略電源電圧ＶＤＤ近辺となる。出力コモンモード電圧が略電源電圧ＶＤＤとなると、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５に電流が流れコモンモードフィードバック回路３０のフィードバックが機能し、出力コモンモード電圧は基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧と同電圧になり収束する。このように、スタートアップ回路４１の動作により、不正規な安定状態を回避できる。
【００５２】
ここで、図２に示すように、全差動増幅器３は、その正極性入力端子ＶｉｎＰは負極性出力端子ＶｏｕｔＮと、負極性入力端子ＶｉｎＮは正極性出力端子ＶｏｕｔＰとそれぞれ抵抗を介して接続されて増幅器を構成する。従って、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ及び負極性出力端子ＶｏｕｔＮの電圧が電源電圧ＶＤＤになれば、全差動増幅器３の正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧も電源電圧ＶＤＤ近辺となる。さらに、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧が電源電圧ＶＤＤとなれば、ＮＯＲ回路４１１の出力（ノードＳ５）は接地電圧ＶＳＳとなるのでＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３はオフ状態となる。
【００５３】
以上のように、スタートアップ回路４１を用いることで全差動増幅器３を正常動作させることが可能となる。さらに、全差動増幅器３の定常状態時はスタートアップ回路４１のＮＯＲ回路４１１の出力電圧は接地電圧ＶＳＳに等しく、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３はオフ状態となる。従って、本実施形態に係る全差動増幅器３のスタートアップ回路４１では定常状態時に電流は流れない。
【００５４】
このことは、特許文献２で開示されたスタートアップ回路４０においては過渡状態だけではなく、定常状態においても常に電流が流れていたこととは対照的である。その結果、本実施形態に係る全差動増幅器３は、モバイル用途の通信機器で使用されるアナログベースバンド信号を扱う差動アクティブフィルタ等の極めて低い消費電力が要求される回路に好適である。
【００５５】
また、スタートアップ回路４１の動作を必要とするのは、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧が共に接地電圧ＶＳＳに等しく、ノードＳ１及びＳ２の電圧が略電源電圧ＶＤＤに等しい場合である。この場合には、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２に流れる電流は極めて小さく、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３が最小サイズであっても、ノードＳ１及びＳ２をプルダウンできる。
【００５６】
Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３が最小サイズであれば、そのドレイン容量は小さく、ノードＳ１及びＳ２に付加する容量は極めて小さいといえる。同時に、スタートアップ回路４１のＮＯＲ回路４１１も最小サイズのトランジスタで実現可能である。一方、図２で示すような全差動増幅器は素子の相対ばらつきを抑えるため、通常、差動増幅器１０と、出力コモンモード電圧生成回路２０と、コモンモードフィードバック回路３０のトランジスタサイズを大きくする。よってＮＯＲ回路４１１の接続に伴う入力負荷容量の増加は、全差動増幅器３の入力負荷容量として支配的なＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２と比較して極めて小さい。従って、スタートアップ回路４１を追加したことによる入力容量の増加は略無視することができる。その結果、スタートアップ回路４１を追加したことによって、全差動増幅器３の動作が遅くなることはない。
【００５７】
さらに、スタートアップ回路４０では３つの電流源を必要とするが、本実施形態に係る全差動増幅器３のスタートアップ回路４１は、ＮＯＲ回路４１１とプルダウン用のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１２及びＮ１３で構成でき、全て最小サイズのトランジスタで良い。そのため、全差動増幅器３の回路規模は全差動増幅器２ａの回路規模と比較して小さいものとなる。
【００５８】
さらに、ダミートランジスタを利用することで、スタートアップ回路４１を全差動増幅器３の回路面積を増加させず、追加することも可能である。
【００５９】
以下、その説明をする。半導体集積回路の構成素子であるトランジスタの電気的特性は寸法及び形状によって定まる。そのため、半導体集積回路に使用するトランジスタを基板上にレイアウトする際に、本来のトランジスタとして動作するトランジスタに加えて、電気的にトランジスタとして動作しないダミートランジスタをレイアウトすることが行なわれる。
【００６０】
つまり、半導体集積回路の製造時に、トランジスタが規則的にレイアウトされている限りにおいては、トランジスタの寸法及び形状の差異は限られた範囲内に抑えることが可能であるが、構成素子のレイアウトが不規則であるとトランジスタの寸法及び形状の差異を許容できる範囲に収めることができない。その結果、規則的にレイアウトされたトランジスタと比較して、不規則な領域にレイアウトされたトランジスタの電気的特性の変動幅は大きくなってしまう。このような問題点を解決するためにダミートランジスタがレイアウトされる。
【００６１】
図６は、トランジスタを構成素子として含む半導体集積回路のレイアウトの一例を示す図である。図６に示す半導体集積回路には、トランジスタＴＲ１乃至ＴＲ１０がレイアウトされている。図６に示すトランジスタの中でトランジスタＴＲ２乃至ＴＲ９が本来のトランジスタとして使用（配線）される。即ち、トランジスタＴＲ２乃至ＴＲ９は、左右に各トランジスタがレイアウトされており、規則的なレイアウトがなされている。そのため、これらのトランジスタＴＲ２乃至ＴＲ９からは均一な電気的特性を得ることができる。一方、トランジスタＴＲ１及びＴＲ１０は、それぞれ他方に限りトランジスタがレイアウトされているので、不規則にレイアウトされている。そのため、トランジスタＴＲ１及びＴ１０の電気的特性は、トランジスタＴＲ２乃至ＴＲ９の電気的特性と比較して、変動幅が大きい。
【００６２】
以上のように、半導体集積回路の端にレイアウトされたトランジスタからは均一な電気的特性を得ることができず、電気的なトランジスタとしては動作しないダミートランジスタとして扱われる。
【００６３】
特に、アナログ回路では、構成素子の電気的特性が均一であることが要求されるため、多くのダミートランジスタがレイアウトされている。さらに、本実施形態に係る全差動増幅器３においては、差動対（トランジスタ対）の相対的な精度が十分でなければ、電圧オフセット誤差が発生し、全差動増幅器３の性能が劣化することが考えられる。そのため、ダミートランジスタのレイアウトが必要である。
【００６４】
上述のように、均一な電気的特性を必要とする構成素子を含む半導体集積回路であれば、ダミートランジスタがレイアウトされていると考えることができる。従って、本実施形態に係る全差動増幅器３においても、各回路の構成素子に対応したダミートランジスタがレイアウトされている。
【００６５】
一方、スタートアップ回路４１で使用するトランジスタは最小サイズで良く、その数も少ない。また、スタートアップ回路４１は正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮの電圧に応じて差動増幅器１０の出力をプルダウンできれば良く、スタートアップ回路を構成するトランジスタには精度（均一な電気的特性）は要求されない。従って、全差動増幅器３にダミートランジスタがレイアウトされている場合には、スタートアップ回路４１をダミートランジスタにより構成することが可能である。その結果、ダミートランジスタを使用することで、スタートアップ回路４１が実現でき、スタートアップ回路４１の追加により、全差動増幅器３の回路面積が増加することはない。なお、スタートアップ回路４１を構成するトランジスタの全てをスタートアップ回路以外の構成素子に対応したダミートランジスタで構成することも可能であるが、スタートアップ回路４１を構成するトランジスタの一部のみをダミートランジスタとすることも当然可能である。
【００６６】
図７は、差動増幅器１０のダミートランジスタを使用してスタートアップ回路４１をレイアウトする際の一例を示す図である。図７において、図中の一点鎖線で囲まれた領域がダミートランジスタ領域であり、点線で囲まれた領域がスタートアップ回路４１である。このように、差動増幅器１０のダミートランジスタを使用してスタートアップ回路を形成することが可能である。また、図７においては、差動増幅器１０にレイアウトされたダミートランジスタを使用しているが、出力コモンモード電圧生成回路２０やコモンモードフィードバック回路３０でレイアウトされたダミートランジスタを用いることが可能である。
【００６７】
なお、電気的なトランジスタとして動作しないトランジスタとは、均一な電気的特性が得られず他の半導体集積回路の構成素子とは接続を持たないものを意味する。例えば、ダミートランジスタに対する予防的措置として、ゲート、ソース及びドレインの各端子を接地することがある。このようなトランジスタも電気的なトランジスタとして動作しないものに含まれる（ダミートランジスタに含まれる）。
【００６８】
［第２の実施形態］
続いて、第２の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。図８は本実施形態に係る全差動増幅器３ａの回路の一例を示す図である。図８において図５と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。
【００６９】
図５に示す全差動増幅器３と全差動増幅器３ａとの相違点は、コモンモードフィードバック回路３０ａにおいて、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１４を備え、出力コモンモード電圧生成回路２０ａにおいて、抵抗Ｒ５及びＲ６が不要な点である。
【００７０】
なお、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ４のドレインをＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６のゲートに、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ４及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ５のドレインをＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１４のゲートに、それぞれ接続する。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１４のソースはＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６及びＮ７のソースと共通接続され、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ８のドレインに接続される。さらに、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１４のドレインはＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のドレイン及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６のドレインと共通接続される（ノードＳ４に接続される）。
【００７１】
第１の実施形態に係る全差動増幅器３では、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４のドレイン電圧の加算平均を出力コモンモード電圧として、コモンモードフィードバック回路３０に出力し、出力コモンモード電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧を比較することで全差動増幅器３の出力コモンモード電圧を決定している。本実施形態に係る全差動増幅器３ａでは、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４のドレイン電圧を直接、コモンモードフィードバック回路３０ａに入力し、コモンモードフィードバック回路３０ａ内で電流の和に変換し、基準電圧源Ｖｒｅｆにより生成される電流との比較を行なう。即ち、コモンモードフィードバック回路３０ａは電流コンパレータを含む。
【００７２】
コモンモードフィードバック回路３０ａの動作では、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５に流れる電流（Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６及びＮ１４に流れる電流の和）とＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ６に流れる電流が等しくなるようにフィードバックが機能する。
【００７３】
本実施形態に係る全差動増幅器３ａは、全差動増幅器３ａが受け付ける入力信号が小振幅であり、かつ、コモンモードフィードバックの時定数と比較して十分周期の短い矩形波、三角波、サイン波等の波形や携帯電話システム等で使用されるＰＮ符号化された波形である場合に好適である。以下、その説明をする。
【００７４】
初めに、全差動増幅器３ａに入力する波形の振幅について検証する。図９は、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ及び負極性出力端子ＶｏｕｔＮの電圧（コモンモードフィードバック回路３０ａに対する入力）と、コモンモードフィードバック回路３０ａの各トランジスタに流れる電流と電圧の関係を示す図である。図９における全差動増幅器３ａは、出力コモンモード電圧と基準電圧は略一致しており、平衡状態にあるものとする。
【００７５】
全差動増幅器３ａが受け付ける入力信号の振幅が大きければ、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ及び負極性出力端子ＶｏｕｔＮから出力される電圧も大きくなる。すると、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６及びＮ１４のゲート電圧の変動幅が大きくなり、結果的にＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲート電圧の変動幅が大きくなる。その結果、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５及びＰ６のゲート電圧の電圧差が大きくなる。コモンモードフィードバックは、このＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５及びＰ６のゲート電圧の電圧差を打つ消す方向に働くため、出力コモンモード電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧からずれる方向に調整されてしまう。例えば、図９の時刻ｔ１においてＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５及びＰ６のゲート電圧の電圧差が生じているが、この電圧差が積分されることで出力コモンモード電圧が基準電圧からずれてしまう。出力コモンモード電圧が基準電圧からずれてしまうと、動作バイアス点がずれることになるため好ましくない。しかし、入力信号が小振幅であれば、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５及びＰ６のゲート電圧の電圧差も小さくなるため、出力コモンモード電圧の変動を許容できる範囲に収めることが可能になる。
【００７６】
次に、全差動増幅器３ａの入力信号の周期について検証する。図１０は、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ及び負極性出力端子ＶｏｕｔＮの電圧と、コモンモードフィードバック回路３０ａの各トランジスタに流れる電流と電圧の関係を示す図である。図１０においても全差動増幅器３ａは、出力コモンモード電圧と基準電圧は略一致しており、平衡状態にあるものとする。
【００７７】
第１の実施形態に係る全差動増幅器３では、出力コモンモード電圧生成回路２０の出力信号を抵抗Ｒ５及びＲ６で加算平均し、コモンモードフィードバック回路３０に出力している。全差動増幅器３は差動信号を入力するので、抵抗Ｒ５及びＲ６で加算平均した電圧（ノードＳ３の電圧）は入力信号によらず一定である。従って、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６に流れる電流も一定となる。そのため、図１０の時刻ｔ２〜ｔ３期間のように、一定レベルの電圧が継続する入力信号であっても出力コモンモード電圧に変動はない。
【００７８】
一方、本実施形態に係る全差動増幅器３ａでは、一定レベルの電圧が継続するとＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６とＮ１４に流れる電流に偏りが生じ、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲート電圧の変動幅が大きくなる。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲート電圧の変動幅が大きくなると、上述のように出力コモンモード電圧が変動してしまう。
【００７９】
しかし、マーク率が５０％であるＰＮ符号化された波形のように周期的に入力信号が変化すれば、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５に流れる電流（Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ６とＮ１４に流れる電流の和）の変化は、一定レベルの電圧が継続する信号を入力する場合と比較して、緩和される。
【００８０】
以上のように、全差動増幅器３ａの出力コモンモード電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧が略一致している場合に、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲート電圧が変動してしまうと出力コモンモード電圧がずれる方向に調整されてしまう。しかし、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５のゲート電圧の変動における時間平均が、コモンモードフィードバック回路３０のフィードバック時定数よりも短い時間に収まっていればＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ５及びＰ６のゲート電圧の電圧差が積分され出力コモンモード電圧がずれる方向に調整されることもない。
【００８１】
従って、本実施形態に係る全差動増幅器３ａは、小振幅かつ高周波の入力信号に対して適用が可能である。その結果、抵抗Ｒ５及びＲ６が不要であるので、第１の実施形態に係る全差動増幅器３と比較してさらに回路規模を縮小することが可能になる。即ち、第１の実施形態に係る全差動増幅器３においては、抵抗Ｒ５及びＲ６の抵抗値が小さいと全差動増幅器３の利得が低下してしまう。そのため、抵抗Ｒ５及びＲ６の抵抗値はＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ３とＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタ（又は、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ４とＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ５）からなる並列出力インピーダンスと比較して高抵抗である必要がある。従って、比較的大きな抵抗である抵抗Ｒ５及びＲ６が不要であるため、本実施形態に係る全差動増幅器３ａの回路規模を抑えることができる。
【００８２】
［第３の実施形態］
続いて、第３の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。第１及び第２の実施形態においては、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタを差動対に用いた場合を説明した。本実施形態では、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタを差動対に用いた場合について説明する。図１１は、本実施形態に係る全差動増幅器３ｂの回路の一例を示す図である。
【００８３】
全差動増幅器３ｂは、差動増幅器１１と、出力コモンモード電圧生成回路２１と、コモンモードフィードバック回路３１と、スタートアップ回路４２から構成されている。なお、差動増幅器１１、出力コモンモード電圧生成回路２１、コモンモードフィードバック回路３１は、それぞれ差動増幅器１０、出力コモンモード電圧生成回路２０、コモンモードフィードバック回路３０のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタとＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタを入れ替え、それに対応して電源電圧ＶＤＤ及び接地電圧ＶＳＳの接続を変更したものであるため、詳細な説明は省略する。
【００８４】
スタートアップ回路４２は、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１５及びＰ１６と、ＮＡＮＤ回路４１２から構成されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１５及びＰ１６のゲートは共通接続され、ＮＡＮＤ回路４１２の出力端子と接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１５及びＰ１６のソースは、電源電圧ＶＤＤに接続されている。Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１５のドレインは、ノードＳ６（ノードＳ１に相当）に接続され、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＰ１６のドレインはノードＳ７（ノードＳ２に相当）に接続されている。ＮＡＮＤ回路４１２の入力端子には、正極性入力端子ＶｉｎＰ及び負極性入力端子ＶｉｎＮがそれぞれ接続されている。
【００８５】
本実施形態のように、Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタを用いて差動対を構成した場合には、正極性入力端子ＶｉｎＰ、負極性入力端子ＶｉｎＮ、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、負極性出力端子ＶｏｕｔＮが全て電源電圧ＶＤＤに等しい時に不正規な安定状態となる。その場合には、ＮＡＮＤ回路４１２の出力は接地電圧ＶＳＳとなることから、ノードＳ６及びＳ７の電圧を電源電圧ＶＤＤにプルアップすることができる。ノードＳ６及びＳ７の電圧をプルアップすることができれば、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮ１９に電流を流すことが可能となりコモンモードフィードバック回路３１のフィードバックを働かせることが可能になる。
【００８６】
スタートアップ回路４２は第２の実施形態で説明した全差動増幅器３ａに対しても適用可能であることは当然である。
【００８７】
なお、上記の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。例えば、ＭＯＳトランジスタをバイポーラトランジスタやＢｉＣＭＯＳ（Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）とすることも可能である。
【符号の説明】
【００８８】
１、２、２ａ、３、３ａ、３ｂ  全差動増幅器
１０、１１  差動増幅器
２０、２０ａ、２１  出力コモンモード電圧生成回路
３０、３０ａ、３１  コモンモードフィードバック回路
４０、４１、４２  スタートアップ回路
４１１  ＮＯＲ回路
４１２  ＮＡＮＤ回路
Ｎ１〜Ｎ２０  Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
Ｐ１〜Ｐ１６  Ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ６  抵抗
ＴＲ１〜ＴＲ１０  トランジスタ
Ｖｒｅｆ  基準電圧源
【図１】
2013038603.tif 000003
【図２】
2013038603.tif 000004
【図３】
2013038603.tif 000005
【図４】
2013038603.tif 000006
【図５】
2013038603.tif 000007
【図６】
2013038603.tif 000008
【図７】
2013038603.tif 000009
【図８】
2013038603.tif 000010
【図９】
2013038603.tif 000011
【図１０】
2013038603.tif 000012
【図１１】
2013038603.tif 000013