(57)【要約】【課題】ダイオードに由来する不具合がない周波数変換回路を提供する。【解決手段】入力トランス２と出力トランス３のとの間に２つのアナログスイッチ４，５が挿入され、アナログスイッチ４，５のＣＮＴに局部発振周波数を有しデューティ比５０％の矩形波からなる切換信号が入力され、アナログスイッチ４では、ＣＯＭに入力トランス２のコイル２ｏｕｔの片側端ｔ１が接続され、ＮＣに出力トランス３のコイル３ｉｎの片側端ｔ４が接続され、ＮＯに出力トランス３のコイル３ｉｎの反対側端ｔ５が接続され、アナログスイッチ５では、ＣＯＭに入力トランス２のコイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２が接続され、ＮＣに出力トランス３のコイル３ｉｎの反対側端ｔ５が接続され、ＮＯに出力トランス３のコイル３ｉｎの片側端ｔ４が接続される。【選択図】図１
2013021385.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号が一次側コイルに入力される入力トランスと、
中間周波信号が二次側コイルから出力される出力トランスと、
前記入力トランスの二次側コイルと前記出力トランスの一次側コイルとの間に挿入された２つの１入力２出力アナログスイッチとを備え、
前記２つの１入力２出力アナログスイッチの切換制御端子に、局部発振周波数を有しデューティ比５０％の矩形波からなる切換信号が入力され、
一方の１入力２出力アナログスイッチでは、入力端子に前記入力トランスの二次側コイルの片側端が接続され、第一出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの片側端が接続され、第二出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの反対側端が接続され、
他方の１入力２出力アナログスイッチでは、入力端子に前記入力トランスの二次側コイルの反対側端が接続され、第一出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの反対側端が接続され、第二出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの片側端が接続されたことを特徴とする周波数変換回路。
【請求項２】
前記入力トランスの二次側コイルの中間点と前記出力トランスの一次側コイルの中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイオードに由来する不具合がない周波数変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＭ放送では、チャンネルの送信周波数が９ｋＨｚごとに規定されているが、隣接チャンネルの送信周波数の帯域との間に若干の隙間（信号がない周波数帯域のこと）ができるように、送信局にて音声（Audio Frequency；ＡＦ）信号の帯域を４ｋＨｚ以下に制限している。これにより、送信波の中心周波数の両側の側波帯を合わせた８ｋＨｚの帯域が占有され、隣接チャンネルとの間に隙間が確保される。一方、アマチュア無線で利用されている抑圧搬送波単側波帯（Single Side Band；ＳＳＢ）通信方式による無線電話では、送信局にて音声信号帯域をＡＭ放送より狭い３ｋＨｚ以下に制限しているものの、隣接チャンネルとの間に隙間がない連続した送信周波数設定が可能である。ＡＭ放送の受信器でさえも、混信を防ぐために帯域を狭く限定して検波しているが、ＳＳＢ通信の受信器で混信を防ぐには、いっそう狭く帯域を限定して検波できること（選択度の向上）が必要となる。
【０００３】
選択度を高める狭帯域濾波素子として、複数の水晶振動子と容量素子で構成されるクリスタルフィルタ（Crystal Filter；ＣＦ）が知られている。しかし、クリスタルフィルタは、周波数が固定であるため、異なる複数の送信周波数の中から所望する送信周波数を選択的に受信するのには不便である。
【０００４】
この課題を解決するのがスーパーヘテロダイン方式である。ヘテロダイン（Heterodyne）とは、ある周波数の信号に周波数が異なる別の信号を重ねる（混合する）ことによって、うなりに相当する信号、すなわち差あるいは和の周波数を持つ信号を得ることを言う。スーパーヘテロダイン方式とは、ヘテロダインの原理を利用し、アンテナから得た高周波信号（Radio Frequency；ＲＦ）と受信器で作る局部発振信号（Local Oscillator；ＬＯ）を混合することによって、中心周波数が固定の中間周波信号（Internal Frequency；ＩＦ）を得て、中間周波信号から音声信号を検波する受信方式のことである。
【０００５】
スーパーヘテロダイン方式は、図４に示す周波数変換回路４１により実現される。周波数変換回路４１は、混合回路、周波数混合回路とも呼ばれる。周波数変換回路４１は、高周波信号ＲＦと局部発振信号ＬＯが入力されると、中間周波信号ＩＦが出力されるようになっている。周波数変換回路４１は、中間周波信号ＩＦと局部発振信号ＬＯが入力されると高周波信号ＲＦが出力されるので、送信用にも使用される。
【０００６】
図５に示されるように、スーパーヘテロダイン方式の受信器５１では、周波数変換回路５２のＲＦ端にはアンテナ５３からの信号を取り出すフロントエンド回路５４が接続され、ＩＦ端にはクリスタルフィルタ５５の入力端が接続され、クリスタルフィルタ５５の出力端に中間周波増幅器（ＩＦＡＭＰ）５６が接続される。中間周波信号ＩＦの周波数は、例えば、４５５ｋＨｚである。中間周波増幅器５６の後段に配置された検波回路（Detector；ＤＥＴ）５７にて中間周波信号ＩＦから音声信号が検波され、音声信号増幅器５８によりスピーカ５９が駆動される。
【０００７】
スーパーヘテロダイン方式が採用されたことにより、任意の周波数の高周波信号ＲＦを固定の中間周波信号ＩＦに変換して、選択度が高い周波数固定の狭帯域濾波素子に適用することが可能となる。選択度が向上した結果、後段の増幅器に狭帯域で高性能の増幅器が使用できるようになり、高感度での信号再生が実現される。
【０００８】
さらに高い性能を要求される機器では、多段にスーパーヘテロダイン方式が採用される。図６に示されるように、アマチュア無線帯域１．８〜２８ＭＨｚの電波を受信する受信器６０１では、アンテナ６０２から信号を取り出すフロントエンド回路６０３の後段に、周波数変換回路６０４〜６０６を用いた第一中間周波回路６０７、第二中間周波回路６０８、第三中間周波回路６０９が順に設けられる。例えば、第一中間周波回路６０７の中間周波信号１ｓｔＩＦは６９．４５０ＭＨｚであり、第二中間周波回路６０８の中間周波信号２ｎｄＩＦは４５０ｋＨｚであり、第三中間周波回路６０９の中間周波信号３ｒｄＩＦは３０ｋＨｚである。中間周波信号３ｒｄＩＦを３０ｋＨｚと低くすることで、この段でのデジタル信号処理が可能となり、中心周波数、帯域幅が自由に設定可能となる。
【０００９】
第一中間周波回路６０７の周波数変換回路６０４の後段には、通過帯域幅が３ｋ、６ｋ，１５ｋＨｚと狭帯域の３種類のクリスタルフィルタからなるルーフィングフィルタ６１０と、第一中間周波増幅器６１１とが設置される。ルーフィングフィルタ６１０は、イメージ防止性能の向上、及び近接する不要信号により図示しない利得調整器（ＡＧＣ）が動作して目的信号が抑制されることの防止に有効である。第二中間周波回路６０８の周波数変換回路６０５の後段には、通過帯域幅が２．４ｋＨｚ、５００Ｈｚ、３００Ｈｚとルーフィングフィルタ６１０よりさらに狭帯域のクリスタルフィルタ６１２と第二中間周波増幅器６１３とが設置される。第三中間周波回路６０９の周波数変換回路６０６の後段には、ＡＤ変換器、デジタルフィルタ、デジタル検波器、ＤＡ変換器を含むハイブリッド処理回路６１４が設置される。
【００１０】
図６の受信器６０１では、第一中間周波回路６０７の中間周波信号１ｓｔＩＦは受信する高周波信号ＲＦの周波数より高く、これにより高いイメージ妨害比を得ることができる。第二中間周波回路６０８の中間周波信号２ｎｄＩＦは中間周波信号１ｓｔＩＦや受信電波より２桁ほど低く、安価で高性能なフィルタが利用できる。
【００１１】
従来、周波数変換回路には、図７に示す二重平衡変調器（Double Balanced Mixer；ＤＢＭ）７１が使用される。二重平衡変調器７１には、入力トランス７２と出力トランス７３の間に４個のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が配置される。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が順方向に接続点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の順でリング状に接続される。入力トランス７２の一次側コイルの両端がＲＦ端子とＲＦ側グランドに接続される。入力トランス７２の二次側コイルの両端がダイオードリングの対角に接続され、入力トランス７２の二次側コイルの中間点がＬＯ端子に接続される。出力トランス７３の一次側コイルの両端がダイオードリングの残りの対角に接続され、出力トランス７３の中間点がＬＯ側グランドに接続される。出力トランス７３の二次側コイルの両端がＩＦ端子とＩＦ側グランドに接続される。
【００１２】
図８に示す二重平衡変調器８１は、２個のダイオードＤ１，Ｄ２が平行に、２個のダイオードＤ３，Ｄ４が交差して配置されているが、これは図示上の相違であり、電気的には図７に示した二重平衡変調器７１と等価である。両図のダイオード番号（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）と接続点番号（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）は対応している。図８の図示形態を利用して基本動作を説明する。
【００１３】
局部発振信号ＬＯは、直列接続された２個のダイオードを順バイアスできる電圧より十分に大きい振幅を有する正弦波が使用される。
【００１４】
図９に示されるように、局部発振信号ＬＯが無いとき、全てのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が導通していないため、ＲＦ側とＩＦ側が完全に切り離された状態となる。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは伝達されず、ＩＦ端子には信号は現れない。
【００１５】
図１０に示されるように、局部発振信号ＬＯが正の半周期にあるとき、ダイオードＤ１，Ｄ２が順バイアスされて導通する。ダイオードＤ３，Ｄ４は逆バイアスのため非導通となる。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは、入力トランスの二次側に伝達され、接続点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ４，Ｐ３を順に経由し、出力トランスの二次側に伝達され、中間周波信号ＩＦとなってＩＦ端子に現れる。
【００１６】
図１１に示されるように、局部発振信号ＬＯが負の半周期にあるとき、ダイオードＤ１，Ｄ２は逆バイアスのため非導通となり、ダイオードＤ３，Ｄ４が順バイアスされて導通する。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは、入力トランスの二次側に伝達され、接続点Ｐ１，Ｐ４，Ｐ２，Ｐ３を順に経由し、出力トランスの二次側に伝達され、ＩＦ端子に現れる。出力トランスでの伝達方向が正の半周期とは逆となるため、中間周波信号ＩＦは、もとの高周波信号ＲＦとは位相が１８０度異なる。つまり、位相が反転する。
【００１７】
局部発振信号ＬＯが正の半周期に戻ると、中間周波信号ＩＦの位相が再び反転する。このようにして、図１２に示されるように、局部発振信号ＬＯが半周期進むごとに、中間周波信号ＩＦの位相が反転を繰り返すことになる。中間周波信号ＩＦは、位相の不連続部分があるので、高周波信号ＲＦとは異なる信号となる。具体的には、高周波信号ＲＦの周波数をｆ１、局部発振信号ＬＯの周波数をｆ２としたとき、周波数ｆ１＋ｆ２と周波数ｆ１−ｆ２の奇数倍の周波数を有する中間周波信号ＩＦが得られる。後段のフィルタにて１つの周波数の中間周波信号ＩＦを取り出して利用する。
【００１８】
二重平衡変調器を用いた周波数変換回路によれば、選局したい高周波信号ＲＦの周波数ｆ１に対して局部発振信号ＬＯの周波数ｆ２を適宜に切り換えることでチャンネルによらず同じ周波数の中間周波信号ＩＦが取り出せることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２０１０−２２６１９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
ところで、従来の周波数変換回路（二重平衡変調器７１，８１）は、４個のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４で伝達経路が切り替わるように構成されるが、この構成は信号に歪みが生じることが避けられない。その理由を３点述べる。
【００２１】
第１点として、一般に、ダイオードは、順方向に電圧が印加されても電圧が閾値（順方向電圧降下）に達するまでは導通しないという特性がある。したがって、正弦波である局部発振信号ＬＯが正の半周期では、図１０のように、ダイオードＤ１，Ｄ２が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、印加電圧が閾値より低いため図９のように非導通となる期間が含まれる。負の半周期でも、同様に、図１１のように、ダイオードＤ３，Ｄ４が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、非導通となる期間が含まれる。つまり、局部発振信号ＬＯの振幅の絶対値が閾値より小さい期間は、全ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が非導通となる。導通の期間と非導通の期間が交互することにより、局部発振信号ＬＯを供給している局部発振器（図示せず）の負荷が不連続に変化するので、取り出される中間周波数信号ＩＦに歪みが生じる原因となる。
【００２２】
第２点として、局部発振器を高出力とし局部発振信号ＬＯの振幅を大きくすることで、前述の全ダイオード非導通期間を短縮することができるように思われる。これは、局部発振信号ＬＯの振幅が小さいと、１周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が長くなるが、局部発振信号ＬＯの振幅が大きいと、１周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が短くなるからである。しかし、局部発振信号ＬＯの振幅を、例えば、１０ｄｂｍ（１０ｍＷ）以上に大きくしようとすると、局部発振器には高出力増幅器を備える必要が生じ、コスト増大を招くと共に、振幅が大きい局部発振信号ＬＯが配線基板中や信号線間、部品間空間を介して他の回路に漏洩しやすくなり、スプリアス（不要周波数信号）が発生する原因となる。
【００２３】
第３点として、ダイオードは、回路図上ではダイオード単体で示され、導通と非導通の２状態のみを有する素子として扱われるが、実際には非線形なインピーダンス成分（抵抗成分など）を含んでおり、電圧電流特性が非直線となる。こうしたダイオードの電圧電流特性の非直線性のため、二重平衡変調器７１，８１のインピーダンスは不安定であり、インピーダンスの不安定さは中間周波信号ＩＦに歪みが生じる原因となる。
【００２４】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、ダイオードに由来する不具合がない周波数変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
上記目的を達成するために本発明の周波数変換回路は、高周波信号が一次側コイルに入力される入力トランスと、中間周波信号が二次側コイルから出力される出力トランスと、前記入力トランスの二次側コイルと前記出力トランスの一次側コイルとの間に挿入された２つの１入力２出力アナログスイッチとを備え、前記２つの１入力２出力アナログスイッチの切換制御端子に、局部発振周波数を有しデューティ比５０％の矩形波からなる切換信号が入力され、一方の１入力２出力アナログスイッチでは、入力端子に前記入力トランスの二次側コイルの片側端が接続され、第一出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの片側端が接続され、第二出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの反対側端が接続され、他方の１入力２出力アナログスイッチでは、入力端子に前記入力トランスの二次側コイルの反対側端が接続され、第一出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの反対側端が接続され、第二出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの片側端が接続されたものである。
【００２６】
前記入力トランスの二次側コイルの中間点と前記出力トランスの一次側コイルの中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路を備えてもよい。
【発明の効果】
【００２７】
本発明は次の如き優れた効果を発揮する。
【００２８】
（１）ダイオードに由来する不具合がない。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施形態を示す周波数変換回路の回路図である。
【図２】図１の周波数変換回路が正の半周期にあるときの等価回路図である。
【図３】図１の周波数変換回路が負の半周期にあるときの等価回路図である。
【図４】周波数変換回路の入出力を示す回路図である。
【図５】周波数変換回路が使用されたスーパーヘテロダイン方式の受信器の回路図である。
【図６】多段スーパーヘテロダイン方式によるアマチュア無線受信器の回路図である。
【図７】二重平衡変調器で構成される従来の周波数変換回路の回路図である。
【図８】二重平衡変調器で構成される従来の周波数変換回路の回路図である。
【図９】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが無信号時の等価回路図である。
【図１０】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが正の半周期時の等価回路図である。
【図１１】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが負の半周期時の等価回路図である。
【図１２】図８の周波数変換回路の信号波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。
【００３１】
図１に示されるように、本発明に係る周波数変換回路１は、高周波信号ＲＦが一次側コイル２ｉｎに入力される入力トランス２と、中間周波信号ＩＦが二次側コイル３ｏｕｔから出力される出力トランス３と、入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔと出力トランス３の一次側コイル３ｉｎとの間に挿入された２つの１入力２出力アナログスイッチ４，５とを備える。
【００３２】
入力トランス２は、交流信号が伝達可能な一次側コイル２ｉｎと二次側コイル２ｏｕｔとを有し、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１と反対側端ｔ２と中間点ｔ３に端子を有する。
【００３３】
出力トランス３は、一次側コイル３ｉｎと二次側コイル３ｏｕｔとを有し、一次側コイル３ｉｎの片側端ｔ４と反対側端ｔ５と中間点ｔ６に端子を有する。
【００３４】
１入力２出力アナログスイッチ（マルチプレクサとも言う）４，５は、それぞれ切換制御端子ＣＮＴと入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣと第二出力端子ＮＯとを有し、切換制御端子ＣＮＴの入力信号がＨレベルのときは入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣとが導通して第二出力端子ＮＯはどことも非導通となり、切換制御端子ＣＮＴの入力信号がＬレベルのときは入力端子ＣＯＭと第二出力端子ＮＯとが導通して第一出力端子ＮＣはどことも非導通となる半導体素子である。２つの１入力２出力アナログスイッチ４，５は、同一チップに形成されるのが望ましい。１入力２出力アナログスイッチ４，５は、数１０ＭＨｚ以上、あるいは１００ＭＨｚ以上の高速切り換え動作が可能で入出力間の導通時抵抗値（ＯＮ抵抗）が１Ω以下であることが望ましい。
【００３５】
周波数変換回路１は、２つの１入力２出力アナログスイッチ４，５の切換制御端子ＣＮＴに局部発振周波数を有しデューティ比５０％の矩形波からなる切換信号が入力されている。一方の１入力２出力アナログスイッチ４では、入力端子ＣＯＭに入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１が接続され、第一出力端子ＮＣに出力トランス３の一次側コイル３ｉｎの片側端ｔ４が接続され、第二出力端子ＮＯに出力トランス３の一次側コイル３ｉｎの反対側端ｔ５が接続されている。他方の１入力２出力アナログスイッチ５では、入力端子ＣＯＭに入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２が接続され、第一出力端子ＮＣに出力トランス３の一次側コイル３ｉｎの反対側端ｔ５が接続され、第二出力端子ＮＯに出力トランス３の一次側コイル３ｉｎの片側端ｔ４が接続されている。
【００３６】
周波数変換回路１は、入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの中間点ｔ３と出力トランス３の一次側コイル３ｉｎの中間点ｔ６に所定電圧の直流信号（以下、オフセット信号という）を入力するオフセット回路６を備える。オフセット回路６は、直流定電圧源７の陽極陰極間に可変抵抗器８が接続され、可変抵抗器８によってオフセット信号の電圧が調節されるように構成されている。オフセット信号は、１入力２出力アナログスイッチ４，５の通過電圧範囲（例えば、０Ｖから電源電圧の範囲）の中央付近にバイアスをかけることで、高周波信号ＲＦが正負全域にわたり１入力２出力アナログスイッチ４，５を通過できるようにする信号である。中間点ｔ３，ｔ６には、中間点ｔ３，ｔ６を高周波的に接地するコンデンサが接続される。
【００３７】
高周波信号ＲＦは、図示しないアンテナから前段増幅器を経て一次側コイル２ｉｎに入力される。中間周波信号ＩＦは、図示しないクリスタルフィルタに出力される。
【００３８】
切換信号には、図示しない矩形波発振器からの矩形波が使用される。矩形波発振器は、例えば、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）とローパスフィルタと二値化用のコンパレータと原発振用の水晶振動子とからなる。ＤＤＳは、ＲＯＭ等の記憶素子に１周期分の正弦波について周期を所定個に刻んだサンプル間隔で振幅値を格納しておき、読み出しクロックに応じて振幅値を順に読み出すことで階段状の正弦波を発生させるものである。サンプル間隔及び振幅値分解能を高くすれば階段状の正弦波が理想的な正弦波に近づき、さらにローパスフィルタを適用して平滑化することで、理想的な正弦波が得られる。コンパレータでは、ローパスフィルタからの正弦波を直流電圧と比較して二値化することで、読み出しクロックに依存しないタイミングで二値化が達成される。この結果、デューティ比５０％の理想的な矩形波が得られる。コンパレータを内蔵したＤＤＳの例として、アナログデバイス社製ＡＤ９８３４がある。
【００３９】
以下、周波数変換回路１の動作を説明する。
【００４０】
高周波信号ＲＦが入力トランス２の一次側コイル２ｉｎに入力されると、高周波信号ＲＦは入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔに伝達される。
【００４１】
このとき、切換信号がＨレベルの半周期では、１入力２出力アナログスイッチ４，５の切換制御端子ＣＮＴがいずれもＨレベルとなり、１入力２出力アナログスイッチ４，５は、いずれも入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣとが導通して第二出力端子ＮＯはどことも非導通となる。これにより、１入力２出力アナログスイッチ４の第一出力端子ＮＣから出力トランス３の一次側コイル３ｉｎを経由して１入力２出力アナログスイッチ５の第一出力端子ＮＣまでが導通し、図２に示される交差のないループ状の等価回路Ｃ１が形成される。よって、入力トランス２からの高周波信号ＲＦが出力トランス３に伝達される。
【００４２】
次に、切換信号がＬレベルの半周期では、１入力２出力アナログスイッチ４，５の切換制御端子ＣＮＴがいずれもＬレベルとなり、１入力２出力アナログスイッチ４，５は、いずれも入力端子ＣＯＭと第二出力端子ＮＯとが導通して第一出力端子ＮＣはどことも非導通となる。これにより、１入力２出力アナログスイッチ４の第二出力端子ＮＯから出力トランス３の一次側コイル３ｉｎを経由して１入力２出力アナログスイッチ５の第二出力端子ＮＯまでが導通し、図３に示される交差したループ状の等価回路Ｃ２が形成される。よって、入力トランス２からの高周波信号ＲＦが出力トランス３に伝達される。ただし、出力トランス３における伝達方向が図２の場合と逆になる。
【００４３】
このようにして、高周波信号ＲＦは、切換信号の半周期ごとに伝達方向が反転する状態で出力トランス３の一次側コイル３ｉｎに入力される。出力トランス３の二次側コイル３ｏｕｔには、切換信号の周波数、すなわち局部発振周波数をｆLO、高周波信号ＲＦの周波数をｆRFとしたとき、
（２ｎ＋１）（ｆRF±ｆLO）    ｎ＝０，１，２，…    （１）
の周波数を持つ中間周波信号ＩＦが現れる。この中間周波信号ＩＦの波形は、図１２の中間周波信号ＩＦの波形に準ずる。従来と同様に、中間周波信号ＩＦをクリスタルフィルタに通すことで、必要な周波数成分の信号を取り出すことができる。
【００４４】
以上説明したように、本発明の周波数変換回路１によれば、ダイオードで構成した二重平衡変調器７１，８１では局部発振信号ＬＯの正の半周期と負の半周期の間にＲＦ側とＩＦ側が完全に切り離された中間的状態があったのに対し、１入力２出力アナログスイッチ４，５を矩形波で切り換える周波数変換回路１には中間的状態がほとんどないので、信号歪みの発生を回避することができる。
【００４５】
本発明の周波数変換回路１によれば、ダイオード非導通期間を短縮するための高出力で低歪みの局部発振器は必要なくなり、ＤＤＳによる矩形波発振器で切換信号を与えるだけなので、信号が漏洩することがない。
【００４６】
本発明の周波数変換回路１によれば、ダイオードで構成した二重平衡変調器７１，８１はダイオードの電圧電流特性の非直線性のためインピーダンスが不安定であるのに対し、１入力２出力アナログスイッチ４，５はインピーダンスが安定であるため、信号歪みの発生を回避することができる。
【００４７】
本発明の周波数変換回路１は、図６に示したアマチュア無線の受信器６０１に適用することができる。特に、１入力２出力アナログスイッチ４，５の高速切り換え動作が可能であるので、図６の受信器６０１の第一中間周波回路６０７や第二中間周波回路６０８のような局部発振周波数が高い回路に有効である。この他にも、周波数変換回路１は、テレビ受像器、携帯電話機、通信中継設備など放送受信や無線通信を行う全ての送受信器に利用することができる。
【符号の説明】
【００４８】
１  周波数変換回路
２  入力トランス
３  出力トランス
４，５  １入力２出力アナログスイッチ
６  オフセット回路
【図１】
2013021385.tif 000003
【図２】
2013021385.tif 000004
【図３】
2013021385.tif 000005
【図４】
2013021385.tif 000006
【図５】
2013021385.tif 000007
【図６】
2013021385.tif 000008
【図７】
2013021385.tif 000009
【図８】
2013021385.tif 000010
【図９】
2013021385.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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