(57)【要約】【課題】動作環境に依らず正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、温度変化による電動機のパラメータのずれ等に関係なく、トルク指令と実際の出力トルクを一致させることができる。【解決手段】電動機駆動装置は、電動機３の回転出力を制御するインバータ制御部６とを含み、インバータ制御部６は、電動機に流れる電流を検出する電流検出部７と、電動機３の周囲温度、巻線温度、界磁磁石温度の少なくともいずれか１つの温度を検出する温度検出部１７で検出された温度値で補正する電動機諸元補正手段１６と、電流検出部７によって検出された電流値と電動機諸元補正手段１６によって補正された諸元値を用いて電動機３の瞬時の出力トルクを推定する出力トルク推定部１５とを備え、出力トルク推定部１５によって推定された出力トルク推定値を電動機３に与えるトルク指令値に一致させるように電動機３の回転出力を制御する。【選択図】図１
2013126284.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、前記電動機の回転出力を制御するインバータ制御手段と、前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電動機の周囲温度、巻線温度、界磁磁石温度の少なくともいずれか１つの温度を検出する温度検出手段と、基準温度に対する前記電動機の諸元値を前記温度検出手段で検出された温度値で補正する電動機諸元補正手段と、前記電流検出手段で検出された電流値と前記電動機諸元補正手段で補正された諸元値を用いて前記電動機の瞬時の出力トルクを推定する出力トルク推定手段とを備え、前記インバータ制御手段は、前記出力トルク推定手段で推定された出力トルク推定値を前記電動機に与えるトルク指令値に一致させるように前記電動機の回転出力を制御することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項２】
直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、前記電動機の回転出力を制御するインバータ制御手段と、前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記インバータが出力する電圧値、前記電流検出手段で検出された電流値、前記電動機の回転速度に基づいて、前記電動機の巻線抵抗値或いは誘起電圧定数の少なくともいずれか１つの諸元値の温度による変化値を推定する電動機諸元推定手段と、前記電動機諸元推定手段で推定された諸元値を用いて前記電動機の瞬時の出力トルクを推定する出力トルク推定手段とを備え、前記インバータ制御手段は、前記出力トルク推定手段で推定された出力トルク推定値を前記電動機に与えるトルク指令値に一致させるように前記電動機の回転出力を制御することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項３】
前記インバータ制御手段は、前記トルク指令値と前記出力トルク推定手段で推定された出力トルクとの偏差が零に収斂するように前記電動機に与える電流指令値を算出するトルク制御手段と、前記電流指令値と前記電流検出手段で検出された電流値との偏差が零に収斂するように前記電動機に与える電圧値を算出する電流制御手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至２に記載の電動機駆動装置。
【請求項４】
外部より与えられる速度指令値と前記電動機の回転速度との偏差が零に収斂するように前記トルク指令値を算出する速度制御手段を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項５】
前記電流検出手段は、前記インバータの母線電流を直接検出し、その母線電流の検出値から間接的に前記電動機に流れる電流を検出する構成であって、前記インバータ制御手段は、前記インバータが出力する電圧値と前記電流検出手段で検出された前記電動機の電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、前記誘起電圧推定手段で推定された誘起電圧値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置および回転速度を推定する回転子位置速度推定手段と、前記回転子位置速度推定手段で推定された回転子磁極位置の情報に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを備え、前記デューティ補正手段は、前記電流検出手段で前記インバータの母線電流を検出している間はＰＷＭ信号を変化させないようにデューティ補正することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機を任意の回転数やトルクで駆動する電動機駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が高まっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような高効率な電動機を任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。さらに、ブラシレスＤＣモータを駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が採用されている。
【０００３】
空気調和機における圧縮機に備えられた電動機を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術が考案されている。回転子の位置を推定する方法としては、電動機の固定子巻線に生ずる誘起電圧を推定することにより行う方法がある（例えば、特許文献１）。
【０００４】
図１１に特許文献１の電動機駆動装置のシステム構成を示す。この電動機駆動装置は、直流電源１、電動機３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２、およびインバータ２を制御する制御部６を備える。電動機３は中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線（４ｕ、４ｖ、４ｗ）が取り付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。
【０００５】
インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として三相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｕおよび低圧側のスイッチング素子２１ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｖおよび低圧側のスイッチング素子２１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｗおよび低圧側のスイッチング素子２１ｚより成る。また、各スイッチング素子と並列に還流ダイオード（２２ｕ〜２２ｚ）が接続されている。
【０００６】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それにより電動機３が駆動される。
【０００７】
制御部６は、電流検出部７と、ＰＷＭ信号生成部１０と、誘起電圧推定部１１と、回転子位置速度推定部１２と、ベースドライバ１３と、デューティ補正部１４から構成される。
【０００８】
ＰＷＭ信号生成部１０は、外部より与えられる目標速度を実現すべく、目標速度と現在の速度との誤差から演算により求められた電圧を出力するために、インバータ２の各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成されたＰＷＭ信号はデューティ補正部１４により補正される。補正後のＰＷＭ信号はベースドライバ１３により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換され
る。そのドライブ信号に従って各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）が動作する。
【０００９】
電流検出部７は、インバータ２の母線電流を観察し、その母線電流に現れる電動機３の相電流を検出する。電流検出部７は実施には母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。
【００１０】
誘起電圧推定部１１は、電流検出部７で検出された電動機３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部１０で演算された電圧と、直流電圧検出部８で検出されたインバータ２の直流電圧の情報により、電動機３の誘起電圧を推定する。さらに、回転子位置速度推定部１２は、推定された誘起電圧から電動機３の回転子磁極位置および回転速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１０が電動機３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生成部１０は、推定された電動機３の回転速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて、回転速度が目標速度と一致するようにＰＷＭ信号を制御する。
【００１１】
このように、従来の電動機駆動装置は、電流センサなどの電流検出手段をインバータ２と電動機３の間の線間に設けることなく安価なシステム構成で正弦波駆動を実現している。
【００１２】
また、電動機駆動装置に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させる従来の方法として、「トルク指令値をＴｒｅｆ、回転速度をω、回転速度指令をωｒｅｆとした場合に、（Ｔｒｅｆ×ω）あるいは（Ｔｒｅｆ×ωｒｅｆ）」を用いて求めた電動機出力電力指令Ｐｒｅｆと、「電圧指令値のｄ軸成分をｖｄ＊、ｑ軸成分をｖｑ＊、電圧検出値のｄ軸成分をｖｄ、ｑ軸成分をｖｑ、電流検出値のｄ軸成分をｉｄ、ｑ軸成分をｉｑとした場合に、内積（ｖｄ＊×ｉｄ＋ｖｑ＊×ｉｑ）あるいは（ｖｄ×ｉｄ＋ｖｑ×ｉｑ）」を用いてインバータ出力電力Ｐｉｎｖを計算し、このインバータ出力電力Ｐｉｎｖから、電動機の銅損ｒ×Ｉ×Ｉ（ｒは電動機の一次巻線抵抗、Ｉは出力電流）と鉄損Ｗを引いた電動機出力電力Ｐｏｕｔとが一致するようにトルク指令を補正するものがある（例えば、特許文献２）。
【００１３】
図１２に特許文献２の電動機駆動装置のシステム構成を示す。この電動機駆動装置は、トルク指令Ｔｒｅｆから電流指令演算器１０１によって、ｄ、ｑ軸電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊をつくり、電流制御器１０２で電流検出器１１０で検出された電流値を、電流演算器１０６で換算し座標変換した電流検出値ｉｄ、ｉｑと比較し、電流指令通りに電流を流すように制御する。電流演算器１０２の出力を電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊とし、これから演算器１０３で電圧指令Ｖ＊と電圧位相θｖをつくる。
【００１４】
これをＰＷＭ演算器１０４よりインバータ１０５に与えて電圧を出力し電動機１０７を駆動する。電動機１０７の速度は速度検出器１０８で検出されフィードバックされる。また、この速度信号ωを積分器１１１で積分して電動機１０７の位相（位置）θｍを演算している。さらに、インバータ１０５の出力電圧を検出する電圧検出器１０９により検出された電圧値を、電流演算器１０６と同様に換算し座標変換した電圧検出値ｖｄ、ｖｑを電圧演算器１１２で出力する。電力演算器１１３では電流演算器１０６からの電流値ｉｄ、ｉｑ、電圧演算器１１２からの電圧値ｖｄ、ｖｑ、速度検出器１０８からの速度信号ωを入力して、電力比Ｋ１＝Ｐｒｅｆ／Ｐｏｕｔを演算する。
【００１５】
電力演算器１１３からの電力比Ｋ１に基づきトルク指令Ｔｒｅｆを係数乗算器で補正する。この電力演算器１１３において、電動機出力電力Ｐｏｕｔは、インバータ出力電力Ｐｉｎｖ＝Ｖ×Ｉ×ｃｏｓθより、銅損ｒ×Ｉ×Ｉと鉄損Ｗを引いた値として求める。即ち、出力電力「Ｐｏｕｔ＝Ｖｄｅｔ×Ｉ×ｃｏｓθ−ｒ×Ｉ×Ｉ−Ｗ」であり、この中で、
Ｉ＝√（ｉｄ×ｉｄ＋ｉｑ×ｉｑ）、Ｖｄｅｔも同様であり、力率ｃｏｓθを求めるＶｄｅｒとＩの相差角は、ｖｄ、ｖｑ、ｉｄ、ｉｑから計算している。
【００１６】
また、銅損の計算で用いる一次巻線抵抗ｒと鉄損Ｗは予め別の方法で求めている。なお、インバータ出力電力Ｐｉｎｖを「内積（ｖｄ＊×ｉｄ＋ｖｑ＊×ｉｑ）あるいは（ｖｄ×ｉｄ＋ｖｑ×ｉｑ）」を用いて計算することも記載されている。
【００１７】
また、電動機の回転出力を求める別の方法として、「モータ回転数をωｒ、ロータ磁束をΨａ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸電流をＩｄ、ｑ軸電流をＩｑとした場合に、Ｐ＝ωｒ×Ｔ＝ωｒ×｛Ψａ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝」の数式を用いて埋め込み磁石モータの出力電力を推定するものがある（例えば、特許文献３）。
【００１８】
図１３に特許文献３の電動機駆動装置におけるインバータ制御手段のブロック図を示す。このインバータ制御手段は、３シャント式電流検出手段のＵＶＷ各相に対応した出力信号Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがＡ／Ｄ変換手段５００に入力され、Ａ／Ｄ変換手段５００は各相電流に対応した電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１に加える。３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１では、３相電流を２相電流に変換した後、仮想のｄ−ｑ軸に座標変換し、ｄ軸電流成分Ｉｄとｑ軸電流成分Ｉｑを求め、その出力信号は位置推定演算手段５０２に加えられ、位置推定演算手段５０２は、モータパラメータから演算した電流信号と３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１の出力信号が等しくなるように位置信号θを変更して位置推定演算する。
【００１９】
位置推定演算手段５０２から求まったｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄは電流比較手段５０３に加えられ、回転数信号Ｎは回転数比較手段５０４に加えられる。回転数比較手段５０４は、回転数制御手段５０５からの設定信号Ｎｓと回転数信号Ｎを比較し、その誤差信号ΔＮをトルク電流設定手段５０６に加え、誤差信号ΔＮに応じてトルク電流設定値Ｉｑｓを演算し電流比較手段５０３に加える。
【００２０】
電流比較手段５０３の出力信号は電圧制御手段５０７に加えられ、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄが設定値通りとなるようにｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄをそれぞれ制御し、座標逆変換手段５０８により３相電圧制御信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを発生させる。
【００２１】
ｄ軸電流Ｉｄはｑ軸からの進角値とｑ軸電流Ｉｑより演算して求め、ｄ軸電圧制御信号Ｖｄを制御する。位置推定演算手段５０２から求まったＩｑ、Ｉｄおよび回転数信号Ｎは、モータ出力推定手段５０９に加えられモータ出力Ｐを推定演算する。モータ回転数をωｒ、ロータ磁束をΨａ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸電流をＩｄ、ｑ軸電流をＩｑとした場合に、「Ｐ＝ωｒ×Ｔ＝ωｒ×｛Ψａ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝」の数式を用いて埋め込み磁石モータの出力電力を推定する。
【００２２】
モータ出力推定手段５０９の出力信号は交流入力制御手段５１０に加えられ、モータ出力が増加し交流入力電流が所定値以上となると回転数制御手段５０５にモータ回転数を低下させる信号を加える。交流電源電流は、交流電源電圧が低下するとさらに増加するので、交流入力制御手段５１０には交流電源電圧に比例した信号を出力する直流電圧検知手段からの出力信号Ｖｄｃを加え、交流電流の推定演算精度を高めている。
【００２３】
さらに、モータ制御によるトルクリプル低減に向けて、永久磁石同期モータの空間高調波を考慮したモータ瞬時トルクを推定するものがある（例えば、非特許文献１）。
【００２４】
図１４に非特許文献１の電動機駆動装置のシステム構成を示す。この電動機駆動装置は
、速度制御系（速度制御器６０１）まで含まれるシステム構成であり、電流制御系（電流制御器６０４ａ、６０４ｂ）の外側にトルク制御系（トルク制御器６０２、トルク推定器６０５）が構成されている。
【００２５】
このトルク制御系の詳細なシステム構成を図１４ａに示す。磁束推定器６０５ａでは、ＰＷＭインバータ６０８に与えられる三相の電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）およびモータ電流（ｉｕ、ｉｗ）をそれぞれ三相／二相変換器（６０６ｂ、６０６ｃ）で固定座標系（α、β軸）へ変換されたモータ電圧（ｖα＊、ｖβ＊）およびモータ電流（ｉα、ｉβ）、電機子巻線抵抗Ｒａを用いて、式（１）および式（２）により鎖交磁束（λα、λβ）を推定する。
【００２６】
λα＝∫（ｖα＊−Ｒａ×ｉα）ｄｔ＋λα０                          （１）
λβ＝∫（ｖβ＊−Ｒａ×ｉβ）ｄｔ＋λβ０                          （２）
ここで、λα０、λβ０：電機子鎖交磁束の初期値のα、β軸成分である。
【００２７】
次に、第１のトルク推定部６０５ｂでは、磁束推定器６０５ａで推定された鎖交磁束（λα、λβ）、モータ電流（ｉα、ｉβ）、極対数Ｐｎを用いて、式（３）によりトルクＴ１を推定する。
【００２８】
Ｔ１＝Ｐｎ×（λα×ｉβ−λβ×ｉα）                              （３）
また、第２のトルク推定部６０５ｃでは、モータ電圧（ｖα＊、ｖβ＊）およびモータ電流（ｉα、ｉβ）、電機子巻線抵抗Ｒａ、モータ速度ωｍを用いて、式（４）によりトルクＴ２を推定する。
【００２９】
Ｔ２＝｛（ｖα×ｉα＋ｖβ×ｉβ）−Ｒａ×（ｉα＾２＋ｉβ＾２）｝／ωｍ
（４）
ここで、ｉα＾２、ｉβ＾２：ｉαおよびｉβの２乗値である。
【００３０】
さらに、第２のトルク推定部６０５ｃで推定されたトルクＴ２をローパスフィルタ（ＬＰＦ処理部６０５ｄ）に通した値に、第１のトルク推定部６０５ｂで推定されたトルクＴ１を加算し、１／２倍することにより回転角に対する空間高調波の変化に起因するトルクリプル成分（トルク変動分）を考慮したモータ出力トルクの推定が可能となる。
【００３１】
このトルク推定器６０５で推定されたモータ出力トルクＴと、速度制御器６０１の出力であるトルク指令Ｔ＊との偏差ΔＴをゼロに収斂させるようにトルク制御器６０２ではＰＩ演算が実施され、トルク指令Ｔ＊とモータ出力トルクＴとが一致するためのトルク電流指令（ｉｑ＊）が算出される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３２】
【特許文献１】特許第３９３１０７９号公報
【特許文献２】特許第３９５１０７５号公報
【特許文献３】特開２００８−５４８１１号公報
【非特許文献】
【００３３】
【非特許文献１】比田  一・富樫仁夫・上山健司・井上征則・森本茂雄：「永久磁石同期モータの空間高調波を考慮した新しいトルク推定方法とトルクリプル低減」電気学会論文誌Ｄ、１３０巻９号、２０１０年  Ｐ．１０５１−１０５８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
しかしながら、特許文献２の電動機駆動装置では、電動機の出力電力Ｐｏｕｔは「インバータ出力電力Ｐｉｎｖから銅損ｒ×Ｉ×Ｉと鉄損Ｗを引いた値」として求めるため、電動機の誘起電圧定数についてはその温度変化が含まれた形で計算されることにはなるが、その計算で使用する電動機の一次巻線抵抗ｒと鉄損Ｗは予め別の方法で求める必要があり、そのための評価試験の工数が掛かるばかりか、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合には正確な出力電力が計算できず、電動機出力電力指令Ｐｒｅｆと電動機出力電力Ｐｏｕｔとを一致することができなくなる（或いは、正確に計算するために膨大なデータを取得する必要が生じる）という課題を有していた。
【００３５】
また、特許文献３の電動機駆動装置では、電動機の出力電力Ｐは「ωｒ×｛Ψａ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝」の数式を用いて埋め込み磁石モータの出力電力を推定するものであるが、ロータ磁束Ψａの温度変化が考慮されていないため、特許文献２の電動機駆動装置と同様に、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合には正確な出力電力が計算できなくなるという課題を有していた。
【００３６】
さらに、非特許文献１の電動機駆動装置では、式（１）および式（２）により導出される鎖交磁束（λα、λβ）や、式（４）により導出されるトルクＴ２には電機子巻線抵抗Ｒａが含まれており、その温度変化が考慮されていないため、特許文献２および３と同様に、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合には正確な出力トルクが計算できなくなるという課題を有していた。
【００３７】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも、温度検出手段および電動機諸元補正手段／または電動機諸元推定手段により電動機の諸元値を補正／または推定することで、動作環境に依らず正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、温度変化による電動機のパラメータのずれ等に関係なく、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができる電動機駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
前記従来の課題を解決するために、本発明の電動機駆動装置は、直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、電動機の回転出力を制御するインバータ制御手段と、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電動機の周囲温度、巻線温度、界磁磁石温度の少なくともいずれか１つの温度を検出する温度検出手段と、基準温度に対する電動機の諸元値を温度検出手段で検出された温度値で補正する電動機諸元補正手段と、電流検出手段によって検出された電流値と電動機諸元補正手段によって補正された諸元値を用いて電動機の瞬時の出力トルクを推定する出力トルク推定手段とを備え、インバータ制御手段は、出力トルク推定手段で推定された出力トルク推定値を電動機に与えるトルク指令値に一致させるように電動機の回転出力を制御するものである。
【００３９】
これによって、動作環境に依らず電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができる。
【００４０】
また、本発明の電動機駆動装置は、直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、電動機の回転出力を制御するインバータ制御手段と、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、インバータが出力する電圧値、電流検出手段で検出された電流値、電動機の回転速度に基づいて、電動機の巻線抵抗値或いは誘起電圧定数の少なくともいずれか１つの諸元値の温度による変化値を推定する電
動機諸元推定手段と、電動機諸元推定手段で推定された諸元値を用いて電動機の瞬時の出力トルクを推定する出力トルク推定手段とを備え、インバータ制御手段は、出力トルク推定手段で推定された出力トルク推定値を電動機に与えるトルク指令値に一致させるように電動機の回転出力を制御するものである。
【００４１】
これによって、動作環境に依らず電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができるだけでなく、サーミスタや熱電対等の温度センサが不要となるため、コスト低減と温度センサの検出誤差軽減による信頼性向上を図ることができる。
【発明の効果】
【００４２】
本発明の電動機駆動装置は、電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも、温度検出手段および電動機諸元補正手段／または電動機諸元推定手段により電動機の諸元値を補正／または推定することで、動作環境に依らず正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、温度変化による電動機のパラメータのずれ等に関係なく、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態１における電動機駆動装置のシステム構成図
【図２】本発明の実施の形態２における電動機駆動装置のシステム構成図
【図３】本発明の実施の形態３における電動機駆動装置のシステム構成図
【図４】本発明の実施の形態４における電動機駆動装置のシステム構成図
【図５】電動機の相電流状態の時間的変化の一例を示す図
【図６】ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図
【図７】図６における、ＰＷＭ信号による駆動時に電動機およびインバータに流れる電流の状態を表す図
【図８】ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図
【図９】図８における、ＰＷＭ信号による駆動時に電動機およびインバータに流れる電流の状態を表す図
【図１０】ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図
【図１１】特許文献１の電動機駆動装置のシステム構成図
【図１２】特許文献２の電動機駆動装置のシステム構成図
【図１３】特許文献３の電動機駆動装置のシステム構成図
【図１４】非特許文献１の電動機駆動装置のシステム構成図
【図１４ａ】非特許文献１の電動機駆動装置におけるトルク制御系のシステム構成図
【発明を実施するための形態】
【００４４】
第１の発明は、直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、電動機の回転出力を制御するインバータ制御手段と、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電動機の周囲温度、巻線温度、界磁磁石温度の少なくともいずれか１つの温度を検出する温度検出手段と、基準温度に対する電動機の諸元値を温度検出手段で検出された温度値で補正する電動機諸元補正手段と、電流検出手段で検出された電流値と電動機諸元補正手段で補正された諸元値を用いて電動機の瞬時の出力トルクを推定する出力トルク推定手段とを備え、インバータ制御手段は、出力トルク推定手段で推定された出力トルク推定値を前記電動機に与えるトルク指令値に一致させるように電動機の回転出力を制御することにより、動作環境に依らず電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができる。
【００４５】
第２の発明は、直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、電動機の回転出力を制御するインバータ制御手段と、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、インバータが出力する電圧値、電流検出手段で検出された電流値、電動機の回転速度に基づいて、電動機の巻線抵抗値或いは誘起電圧定数の少なくともいずれか１つの諸元値の温度による変化値を推定する電動機諸元推定手段と、電動機諸元推定手段で推定された諸元値を用いて電動機の瞬時の出力トルクを推定する出力トルク推定手段とを備え、インバータ制御手段は、出力トルク推定手段で推定された出力トルク推定値を電動機に与えるトルク指令値に一致させるように電動機の回転出力を制御することにより、動作環境に依らず電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができるだけでなく、サーミスタや熱電対等の温度センサが不要となるため、コスト低減と温度センサの検出誤差軽減による信頼性向上を図ることができる。
【００４６】
第３の発明は、特に第１乃至２の発明において、インバータ制御手段は、トルク指令値と出力トルク推定手段で推定された出力トルクとの偏差が零に収斂するように電動機に与える電流指令値を算出するトルク制御手段と、電流指令値と電流検出手段で検出された電流値との偏差が零に収斂するように電動機に与える電圧値を算出する電流制御手段とを備えることにより、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができ、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合でも所望のトルクを出力することができる。
【００４７】
第４の発明は、特に第１〜３のいずれかの発明において、外部より与えられる速度指令値と電動機の回転速度との偏差が零に収斂するようにトルク指令値を算出する速度制御手段を備えることにより、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができ、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合でも所望のトルクを出力して所望の回転数での駆動を維持することができる。
【００４８】
第５の発明は、特に第１〜４のいずれかの発明において、電流検出手段は、インバータの母線電流を直接検出し、その母線電流の検出値から間接的に電動機に流れる電流を検出する構成であって、インバータ制御手段は、インバータが出力する電圧値と電流検出手段で検出された電動機の電流値とから電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、誘起電圧推定手段で推定された誘起電圧値に基づいて電動機の回転子磁極位置および回転速度を推定する回転子位置速度推定手段と、回転子位置速度推定手段で推定された回転子磁極位置の情報に基づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを備え、デューティ補正手段は、電流検出手段でインバータの母線電流を検出している間はＰＷＭ信号を変化させないようにデューティ補正することにより、エンコーダやレゾルバ等の回転子の磁極位置を検出する位置センサや、ＤＣ−ＣＴ等の電流センサが不要となるため、コスト低減と各種センサの検出誤差軽減による信頼性向上を図ることができる。
【００４９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００５０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。この電動機駆動装置は、直流電源１、電動機３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２、およびインバータ２を制御する制御部６を備える。電動機３は中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線（４ｕ、４ｖ、４ｗ）が取り付けられる固定子４、
および磁石が装着されている回転子５を備える。
【００５１】
インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として三相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｕおよび低圧側のスイッチング素子２１ｘより成る。
【００５２】
Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｖおよび低圧側のスイッチング素子２１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｗおよび低圧側のスイッチング素子２１ｚより成る。また、各スイッチング素子と並列に還流ダイオード（２２ｕ〜２２ｚ）が接続されている。
【００５３】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それにより電動機３が駆動される。
【００５４】
制御部６は、電流検出部７と、トルク制御部９と、ＰＷＭ信号生成部１０と、誘起電圧推定部１１と、回転子位置速度推定部１２と、ベースドライバ１３と、デューティ補正部１４、出力トルク推定部１５、電動機諸元補正手段１６から構成される。
【００５５】
トルク制御部９は、外部より電動機に与えるトルク指令値Ｔ＊と、出力トルク推定部１５により推定された出力トルク推定値Ｔとのトルク偏差ΔＴをゼロに収斂させるように電流指令値を求める。
【００５６】
ＰＷＭ信号生成部１０は、トルク制御部９より与えられる電流指令値を実現すべく、電流指令値と電流検出部７より検出された電流値との誤差から演算により求められた電圧を出力するために、インバータ２の各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成されたＰＷＭ信号はデューティ補正部１４により補正される。補正後のＰＷＭ信号はベースドライバ１３により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。そのドライブ信号に従って各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）が動作する。
【００５７】
電流検出部７は、インバータ２の母線電流を観察し、その母線電流に現れる電動機３の相電流を検出する。電流検出部７は実施には母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。
【００５８】
誘起電圧推定部１１は、電流検出部７で検出された電動機３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部１０で演算された電圧と、直流電圧検出部８で検出されたインバータ２の直流電圧の情報により、電動機３の誘起電圧を推定する。さらに、回転子位置速度推定部１２は、推定された誘起電圧から電動機３の回転子磁極位置および回転速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１０が電動機３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。
【００５９】
その際、ＰＷＭ信号生成部１０は、トルク制御部９から与えられる電流指令値と電流検出部７で検出された電流値との偏差情報に基づいて、出力トルク推定値Ｔがトルク指令値Ｔ＊と一致するようにＰＷＭ信号を制御する。
【００６０】
次に、誘起電圧推定部１１の動作について説明する。電動機３の各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）は電流検出部７により検出されたインバータ２の母線電流から
得られる。また、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）は、ＰＷＭ信号生成部１０で演算された電圧と、直流電圧検出部８で検出されたインバータ２の直流電圧の情報により求められる。原理的には、これらの値から、下記式（５）〜（７）の演算により、各相の巻線に誘起される誘起電圧（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）が求められる。ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。
【００６１】
ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ×ｉｕ−Ｌ×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ                        （５）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ×ｉｖ−Ｌ×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ                        （６）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ×ｉｗ−Ｌ×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ                        （７）
ここで、式（５）〜（７）をさらに詳細に展開すると、次式（８）〜（１０）となる。
【００６２】
ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ×ｉｕ
−（ｌａ＋Ｌａ）×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ）×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｕ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ―２π／３）×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｖ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ―２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ＋２π／３）×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｗ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ      （８）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ×ｉｖ
−（ｌａ＋Ｌａ）×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ＋２π／３）×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｖ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ）×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｗ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ―２π／３）×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｕ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ―２π／３）｝／ｄｔ      （９）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ×ｉｗ
−（ｌａ＋Ｌａ）×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ―２π／３）×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｗ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ−２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ＋２π／３）×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｕ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ）×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｖ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ                （１０）
ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには推定速度ωを電気角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、Ｕ相電流ｉｕは、Ｖ相電流ｉｖとＷ相電流ｉｗとの和の符号を変えたものとする。ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、Ｌａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。
【００６３】
誘起電圧推定部１１においては、式（８）〜（１０）を簡略化した、式（１１）〜（１
３）を使用する。ここでは、相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が正弦波であると仮定し、電流指令振幅Ｉ＊と電流指令位相βＴとから相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を作成して簡略化している。
【００６４】
ｅｕ＝ｖｕ＋Ｒ×Ｉ＊×ｓｉｎ（θ＋βＴ）
＋１．５×（ｌａ＋Ｌａ）×ｃｏｓ（θ＋βＴ）
−１．５×Ｌａｓ×ｃｏｓ（θ―βＴ）                      （１１）
ｅｖ＝ｖｖ＋Ｒ×Ｉ＊×ｓｉｎ（θ＋βＴ−２π／３）
＋１．５×（ｌａ＋Ｌａ）×ｃｏｓ（θ＋βＴ−２π／３）
−１．５×Ｌａｓ×ｃｏｓ（θ―βＴ−２π／３）            （１２）
ｅｗ＝ｖｗ＋Ｒ×Ｉ＊×ｓｉｎ（θ＋βＴ＋２π／３）
＋１．５×（ｌａ＋Ｌａ）×ｃｏｓ（θ＋βＴ＋２π／３）
−１．５×Ｌａｓ×ｃｏｓ（θ―βＴ＋２π／３）            （１３）
次に、回転子位置速度推定部１２の動作について説明する。誘起電圧推定部１１で推定された誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）から、電動機３の回転子磁極位置および回転速度を推定する。回転子位置速度推定部１２は、それが認識している推定角度θを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させて求める。また、そこから推定速度ωを生成する。
【００６５】
まず、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）を式（１４）〜（１６）で求める。ここで、誘起電圧振幅値ｅｍは、誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）の振幅値と一致させることにより求める。
【００６６】
ｅｕｍ＝ｅｍ×ｓｉｎ（θ＋βＴ）                                    （１４）
ｅｖｍ＝ｅｍ×ｓｉｎ（θ＋βＴ−２π／３）                          （１５）
ｅｗｍ＝ｅｍ×ｓｉｎ（θ＋βＴ＋２π／３）                          （１６）
このようにして求めた誘起電圧基準値ｅｊｍと、誘起電圧推定値ｅｊとの偏差εを求める（ｊ＝ｕ、ｖ、ｗ（ｊは相を表す））。
【００６７】
ε＝ｅｊ−ｅｊｍ  （ｊ＝ｕ、ｖ、ｗ）                                （１７）
この偏差εがゼロになれば推定角度θが真値になるので、偏差εをゼロに収斂させるように、推定角度θを、偏差εを用いたＰＩ演算などを行って求める。また、推定角度θの変動値を演算することにより、推定速度ωを求める。
【００６８】
トルク制御部９は、外部より電動機に与えるトルク指令値Ｔ＊と、出力トルク推定部１５により推定された出力トルク推定値Ｔとの偏差をゼロに収斂させるように次式の演算により電流指令振幅Ｉ＊を求める。
【００６９】
Ｉ＊＝ＫＰＴ×（Ｔ＊−Ｔ）＋ＫＩＴ×∫（Ｔ＊−Ｔ）ｄｔ              （１８）
ここで、ＫＰＴは比例ゲイン、ＫＩＴは積分ゲインとする。
【００７０】
ＰＷＭ信号生成部１０は、トルク制御部９から与えられる電流指令振幅Ｉ＊と、予め設定された電流指令位相βＴ（例えば、電動機の特性試験結果や理論値などを踏まえて設定）とを用いて、次式にてｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）を求める。
【００７１】
ｉｄ＊＝−Ｉ＊×ｓｉｎ（βＴ）                                      （１９）
ｉｑ＊＝Ｉ＊×ｃｏｓ（βＴ）                                        （２０）
また、電動機の固定子巻線の相電流指令値（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）は、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）と推定角度θとを用いて、２相／３相変換することにより求められる（２相／３相変換については公知であり、その説明は省略する）。
【００７２】
ここで、相電流指令値（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）と電流検出部７から得られる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）との電流誤差がゼロとなるように、例えば次式のようなＰＩ演算で相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を求める。
【００７３】
ｖｕ＊＝ＫＰ１×（ｉｕ＊−ｉｕ）＋ＫＩ１×∫（ｉｕ＊−ｉｕ）ｄｔ    （２１）
ｖｖ＊＝ＫＰ２×（ｉｖ＊−ｉｖ）＋ＫＩ２×∫（ｉｖ＊−ｉｖ）ｄｔ    （２２）
ｖｗ＊＝ＫＰ３×（ｉｗ＊−ｉｗ）＋ＫＩ３×∫（ｉｗ＊−ｉｗ）ｄｔ    （２３）
ここで、ＫＰ１、ＫＰ２およびＫＰ３は比例ゲイン、ＫＩ１、ＫＩ２およびＫＩ３は積分ゲインとする。
【００７４】
なお、相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）は３相交流電圧値のため、２相分の電圧値をＰＩ演算で求めた後、その２相分から残り１相の電圧値を求めても良い（例えば、ｖｗ＊を式（２３）の代わりに「ｖｗ＊＝−（ｖｕ＊＋ｖｖ＊）」で求める）。
【００７５】
また、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を３相／２相変換してｄｑ軸電流検出値（ｉｄ、ｉｑ）を求め、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）とｄｑ軸電流検出値（ｉｄ、ｉｑ）との電流誤差がゼロとなるように、例えば次式のようなＰＩ演算でｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）を求めた後、２相／３相変換して相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を求めても良い（３相／２相変換や２相／３相変換については公知であり、その説明は省略する）。
【００７６】
ｖｄ＊＝ＫＰＤ×（ｉｄ＊−ｉｄ）＋ＫＩＤ×∫（ｉｄ＊−ｉｄ）ｄｔ    （２４）
ｖｑ＊＝ＫＰＱ×（ｉｑ＊−ｉｑ）＋ＫＩＱ×∫（ｉｑ＊−ｉｑ）ｄｔ    （２５）
ここで、ＫＰＤおよびＫＰＱは比例ゲイン、ＫＩＤおよびＫＩＱは積分ゲインとする。
【００７７】
さらに、このようにして求められた電圧（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を出力するための各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）のＰＷＭ信号はデューティ補正部１４により補正され、ベースドライバ１３に出力される。各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）は、その補正後のＰＷＭ信号に従って駆動され、正弦波状の交流を生成する。
【００７８】
以上のように、本発明の電動機駆動装置は、誘起電圧推定値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θを作成し、正弦波状の相電流を流すことにより電動機３の正弦波駆動を実現している。
【００７９】
ここで、インバータ２の母線電流に電動機３の相電流が現れる様子を、図３〜８を用いて説明する。図３は、電動機３の各相の巻線に流れる相電流の状態と、電気角６０°毎の各区間における各相の巻線に流れる電流の方向とを示した図である。
【００８０】
図３を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。
【００８１】
例えば、図３において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１０で生成されたＰＷＭ信号が図４のように変化した場合を考える。ここで、図４において、信号Ｕはスイッチング素子２１ｕを、信号Ｖはスイッチング素子２１ｖを、信号Ｗはスイッチング素子２１ｗを、信号Ｘはスイッチング素子２１ｘを、信号Ｙはスイッチング素子２１ｙを、信号Ｚはス
イッチング素子２１ｚを動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで記載している。この場合、インバータ２の母線には図５に示すように、タイミング１では電流が現れず、タイミング２ではＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング３ではＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。
【００８２】
別の例として、図３において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１０で生成されたＰＷＭ信号が図６のように変化する場合を考える。この場合、インバータ２の母線には図７に示すように、タイミング１では電流が現れず、タイミング２ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、タイミング３ではＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。
【００８３】
このように、インバータ２の母線上にスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）の状態に応じた電動機３の相電流が現れることが分かる。
【００８４】
上述のように近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から各相の相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が求められることは明らかである。
【００８５】
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０                                                （２６）
しかしながら、図３において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１０で生成されたＰＷＭ信号が図８のように変化する場合、インバータ２の母線上には、タイミング１では電流が現れず、タイミング３ではＶ相電流のみが現れる。つまり、この場合は一相分の電流しか検出できない。従って、このように変化するＰＷＭ信号が繰り返されると三相それぞれの電流を求めることができず、誘起電圧推定部１１で誘起電圧の推定が不能になり、電動機３の駆動ができなくなる。
【００８６】
上記のような不具合を回避すべく、デューティ補正部１４は、電動機３の各相の巻線流れる相電流を検出する必要がある期間においては、ＰＷＭ信号生成部１０で生成されるＰＷＭ信号をチェックし、もし、そのＰＷＭ信号が二相分の相電流の検出を不可とする信号（例えば、図８に示すようなＰＷＭ信号）である場合、そのＰＷＭ信号を二相分の相電流を確実に検出可能とするＰＷＭ信号（例えば、図４や図６に示すようなＰＷＭ信号）に補正し、その補正したＰＷＭ信号は、電流検出部７にてインバータ２の母線電流を検出している期間は変化させないようにする。
【００８７】
また、デューティ補正部１４から出力されたＰＷＭ信号のデューティ情報は電流検出部７にも入力される。電流検出部７はインバータ２の母線電流に電動機３のどの相の電流が現れているのか判断し、各相の電流値に変換する。電流検出部７による各相の検出電流値は誘起電圧推定部１１での誘起電圧推定演算に活用される。
【００８８】
以上のように、電流センサなどの電流検出手段をインバータ２と電動機３の間の線間に２つ以上設けることなく安価なシステム構成で位置センサレス正弦波駆動を実現している。
【００８９】
次に、本発明の特徴である出力トルク推定部１５の動作について説明する。
【００９０】
まず、電動機諸元補正手段１６では基準温度ＴＥＭＰ０に対する電動機の諸元値（巻線抵抗値ＲＡ０および／または起電力係数ＫＥ０）を温度検出部１７で検出された温度値ＴＥＭＰＳで次式の演算により補正する。
【００９１】
Ｒｈ＝ＲＡ０×｛１＋αｒ×（ＴＥＭＰＳ−ＴＥＭＰ０）｝                  （２７）
Ｋｈ＝ＫＥ０×｛１＋αｋ×（ＴＥＭＰＳ−ＴＥＭＰ０）｝                （２８）
ここで、αｒは巻線抵抗の温度係数、αｋは界磁磁石の温度係数であり、いずれも電動機の固定子巻線や界磁磁石の材料物性により決定されている値である（例えば、巻線が銅線の場合、温度係数αｒ≒０．００４３３［１／℃］）。
【００９２】
なお、基準温度ＴＥＭＰ０の場合の電動機の諸元値（巻線抵抗値ＲＡ０および／または起電力係数ＫＥ０）については、予め電動機の公称値や測定値等を設定しておく。
【００９３】
出力トルク推定部１５では、電動機諸元補正手段１６によって補正された電動機の諸元値（巻線抵抗値Ｒｈおよび／または起電力係数Ｋｈ）を用いて、電動機の出力トルクＴを例えば次式の演算により算出する。
【００９４】
Ｔ＝ｎｐ×｛Ｋｈ×ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄ×ｉｑ｝                （２９）
ここで、ｎｐは極対数（極数の１／２）、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｉｄはｄ軸電流検出値、ｉｑはｑ軸電流検出値である。
【００９５】
なお、電動機の巻線抵抗を式（２７）を用いて温度補正した上で、特許文献２の方法（電動機出力電力指令Ｐｒｅｆと電動機出力電力Ｐｏｕｔとの偏差がゼロに収斂するようトルク指令を補正）や非特許文献１の方法（式（３）および式（４）に基づいて出力トルクを算出）を用いても良い。
【００９６】
以上により、動作環境に依らず電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができ、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合でも所望のトルクを出力することができる。
【００９７】
（実施の形態２）
図２は、本発明の第２の実施の形態における電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。図１に示す第１の実施の形態における電動機駆動装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するため省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００９８】
図２における電動機諸元推定部１８は、実施の形態１における電動機駆動装置の電動機諸元補正手段１６と温度検出部１７の代わりに、デューティ情報（電圧情報）、電流情報、推定速度ωに基づいて、基準温度ＴＥＭＰ０に対する電動機の諸元値（巻線抵抗値ＲＡ０および／または起電力係数ＫＥ０）を初期値として運転中にその温度変化を推定する。その電動機諸元の推定値を用いて出力トルク推定部１５では、実施の形態１と同様の動作を行うため、ここでは電動機諸元推定部１８の動作についてのみ説明する（他の構成要素の動作は実施の形態１と同一のため省略する）。
【００９９】
以下、電動機諸元推定部の具体的な動作について説明する。
【０１００】
始めに、電動機の巻線抵抗をＲ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、起電力係数をＫｅとすると、定常状態におけるｄｑ軸上の電圧方程式は次式のように表される（微分項ゼロ、インバータ角速度ω≒極対数ｎｐ×回転子機械角速度ωｍ）。
【０１０１】
ｖｄ＝Ｒ×ｉｄ−ω×Ｌｑ×ｉｑ                                      （３０）
ｖｑ＝Ｒ×ｉｑ＋ω×Ｌｄ×ｉｄ＋ω×Ｋｅ                            （３１）
ここで、巻線抵抗Ｒの推定値をＲｓとすると、式（３０）は式（３２）のように変形で
きる（ｉｄの二乗としていることで、ｉｄの符号の影響を考慮する必要が無くなる）。
【０１０２】
（Ｒｓ−Ｒ）×ｉｄ×ｉｄ＝Ｒｓ×ｉｄ×ｉｄ
−（ｖｄ×ｉｄ＋ω×Ｌｑ×ｉｄ×ｉｑ）    （３２）
即ち、巻線抵抗の推定値Ｒｓが実際の巻線抵抗値Ｒよりも大きい場合には、右辺は正となり、逆の場合には負となるため、式（３３）のように巻線抵抗の推定値Ｒｓを導出する。
【０１０３】
Ｒｓ［ｔ］＝Ｒｓ［ｔ−１］
−ＫＩ１×∫｛Ｒｓ［ｔ−１］×ｉｄ×ｉｄ
−（ｖｄ×ｉｄ＋ω×Ｌｑ×ｉｄ×ｉｑ）｝ｄｔ  （３３）
ここで、Ｒｓ［ｔ−１］は１時刻前（ｄｔ）の巻線抵抗推定値であり、ＫＩ１は積分ゲインである。また、式（３３）では式（３２）の右辺の積分演算のみ行っているが、比例項を付加してＰＩ演算を行っても良いことは言うまでもない。さらに、ｉｄの符号が変化しない場合は、式（３２）を辺々ｉｄで除算することができるため、式（３３）において演算時間の短縮化が図れる。
【０１０４】
また、起電力係数の推定値をＫｓについては、式（３３）で巻線抵抗推定値Ｒｓを求めた上で、式（３１）を式（３４）のように変形する。
【０１０５】
ω×（Ｋｓ−Ｋｅ）＝ω×Ｋｓ
−（ｖｑ−Ｒｓ×ｉｑ−ω×Ｌｄ×ｉｄ）          （３４）
即ち、起電力係数の推定値Ｋｓが実際の起電力係数Ｋｅよりも大きい場合には、右辺は正となり、逆の場合には負となるため（推定速度ωが正の場合）、式（３５）のように起電力係数Ｋｓを導出する。
【０１０６】
Ｋｓ［ｔ］＝Ｋｓ［ｔ−１］
−ＫＩ２×∫｛ω×Ｋｓ［ｔ−１］
−（ｖｑ−Ｒｓ×ｉｑ−ω×Ｌｄ×ｉｄ）｝ｄｔ  （３５）
ここで、Ｋｓ［ｔ−１］は１時刻前（ｄｔ）の起電力係数の推定値であり、ＫＩ２は積分ゲインである。また、式（３５）では式（３４）の右辺の積分演算のみ行っているが、比例項を付加してＰＩ演算を行っても良いことは言うまでもない。
【０１０７】
以上により、動作環境に依らず電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができ、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合でも所望のトルクを出力することができるだけでなく、サーミスタや熱電対等の温度センサが不要となるため、コスト低減と温度センサの検出誤差軽減による信頼性向上を図ることができる。
【０１０８】
（実施の形態３）
図３は、本発明の第３の実施の形態における電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。図１に示す第１の実施の形態における電動機駆動装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するため省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０９】
図３における制御部６は、実施の形態１における電動機駆動装置のトルク制御系の外側に速度制御系を備えた構成であり、速度制御部１９では、外部より与えられる速度指令値ω＊と回転子位置速度推定部１２で推定された推定速度ωとの偏差をゼロに収斂させるように次式の演算によりトルク指令値Ｔ＊を求める。
【０１１０】
Ｔ＊＝ＫＰＳ×（ω＊−ω）＋ＫＩＳ×∫（ω＊−ω）ｄｔ              （３６）
ここで、ＫＰＳは比例ゲイン、ＫＩＳは積分ゲインとする。
【０１１１】
トルク制御部９は、速度制御部１９から与えられるトルク指令値Ｔ＊と、出力トルク推定部１５により推定された出力トルク推定値Ｔとの偏差をゼロに収斂させるように式（１８）の演算により電流指令振幅Ｉ＊を求め、この電流指令振幅Ｉ＊を実現すべく、ＰＷＭ信号生成部１０により所望の電圧が電動機３に印加される。
【０１１２】
以上のように、本発明の電動機駆動装置は、誘起電圧推定値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θを作成し、正弦波状の相電流を流すことにより電動機３の正弦波駆動を実現している。
【０１１３】
また、電流センサなどの電流検出手段をインバータ２と電動機３の間の線間に２つ以上設けることなく安価なシステム構成で位置センサレス正弦波駆動を実現している。
【０１１４】
さらに、動作環境に依らず電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができ、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合でも所望のトルクを出力して所望の回転数での駆動を維持することができる。
【０１１５】
（実施の形態４）
図４は、本発明の第４の実施の形態における電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。図１に示す第１の実施の形態における電動機駆動装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するため省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１１６】
図４における制御部６は、実施の形態２における電動機駆動装置のトルク制御系の外側に速度制御系を備えた構成であり、速度制御部１９では、外部より与えられる速度指令値ω＊と回転子位置速度推定部１２で推定された推定速度ωとの偏差をゼロに収斂させるように式（３６）の演算によりトルク指令値Ｔ＊を求める。
【０１１７】
トルク制御部９は、速度制御部１９から与えられるトルク指令値Ｔ＊と、出力トルク推定部１５により推定された出力トルク推定値Ｔとの偏差をゼロに収斂させるように式（１８）の演算により電流指令振幅Ｉ＊を求め、この電流指令振幅Ｉ＊を実現すべく、ＰＷＭ信号生成部１０により所望の電圧が電動機３に印加される。
【０１１８】
以上のように、本発明の電動機駆動装置は、誘起電圧推定値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θを作成し、正弦波状の相電流を流すことにより電動機３の正弦波駆動を実現している。
【０１１９】
また、電流センサなどの電流検出手段をインバータ２と電動機３の間の線間に２つ以上設けることなく安価なシステム構成で位置センサレス正弦波駆動を実現している。
【０１２０】
さらに、動作環境に依らず電動機の諸元値（巻線抵抗値および／または起電力係数）が温度変化した場合でも正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができ、電動機の運転中に負荷条件などの動作環境が変わった場合でも所望のトルクを出力して所望の回転数での駆動を維持することができるだけでなく、サーミスタや熱電対等の温度センサが不要となるため、コスト低減と
温度センサの検出誤差軽減による信頼性向上を図ることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１２１】
以上のように、本発明の電動機駆動装置によれば、動作環境に依らず正確に電動機の瞬時の出力トルクを推定し、温度変化による電動機のパラメータのずれ等に関係なく、電動機に与えるトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができるため、エアコンなどの空気調和器、ヒートポンプ式洗濯乾燥機、ＣＯ２ヒートポンプ給湯機などの圧縮機の電動機駆動装置に応用することができる。
【符号の説明】
【０１２２】
１  直流電源
２  インバータ
２１ｕ〜２１ｚ  スイッチング素子
２２ｕ〜２２ｚ  還流ダイオード
３  電動機
４  固定子
４ｕ〜４ｗ  固定子巻線
５  回転子
６  制御部
７  電流検出部
８  直流電圧検出部
９  トルク制御部
１０  ＰＷＭ信号生成部
１１  誘起電圧推定部
１２  回転子位置速度推定部
１３  ベースドライバ
１４  デューティ補正部
１５  出力トルク推定部
１６  電動機諸元補正手段
１７  温度検出部
１８  電動機諸元推定部
１９  速度制御部
１０１  電流指令演算器
１０２  電流演算器
１０３  Ｖ＊、θｖ演算器
１０４  ＰＷＭ演算器
１０５  インバータ
１０６  電流演算器
１０７  電動機
１０８  速度検出器
１０９  電圧検出器
１１０  電流検出器
１１１  積分器
１１２  電圧演算器
１１３  電力演算器
１１４  係数乗算器
５００  Ａ／Ｄ変換手段
５０１  ３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段
５０２  位置推定演算手段
５０３  電流比較手段
５０４  回転数比較手段
５０５  回転数制御手段
５０６  トルク電流設定手段
５０７  電圧制御手段
５０８  座標逆変換手段
５０９  モータ出力推定手段
５１０  交流入力制御手段
６０１  速度制御器
６０２  トルク制御器
６０３  ｄ軸電流指令計算機
６０４ａ〜６０４ｂ  電流制御器
６０５  トルク推定器
６０５ａ  磁束推定器
６０５ｂ  第１のトルク推定部
６０５ｃ  第２のトルク推定部
６０５ｄ  ＬＰＦ処理部
６０６ａ〜６０６ｃ  三相／二相変換器
６０７  二相／三相変換器
６０８  ＰＷＭインバータ
６０９  ＩＰＭＳＭ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2013126284.tif 000012
【図１１】
2013126284.tif 000013
【図１２】
2013126284.tif 000014
【図１３】
2013126284.tif 000015
【図１４】
2013126284.tif 000016
【図１４ａ】
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