(57)【要約】  【課題】二相変調方式によるＰＷＭ制御方式のモータ駆動装置において、スイッチング素子の駆動に関するデッドタイムによって引き起こされる騒音を低減させる。  【解決手段】制御部は、回転数指令に従ってモータに印加する３つの相電圧の基準となる位相タイミング信号を発生すると共に、同位相タイミング信号の位相と対応する発振周波数指令電圧を出力する位相管理部と、同発振周波数指令電圧を入力し、この電圧と対応して発振周波数を可変したキャリア信号を出力するキャリア発振部とを備えている。そして、いずれかの相電圧がゼロボルトから上昇を開始する時を位相：０度とした場合、位相：０度、位相：１２０度、位相：２４０度のときに、これら以外の位相の時のキャリア周波数よりも低い周波数にする。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を直流電源に変換する整流手段と、前記直流電源をＰＷＭ制御によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流電源に変換してモータに出力するインバータと、同インバータを制御する制御部とを備えたモータ駆動装置であって、
前記制御部は、周波数が可変できるキャリア信号を発生すると共に、前記キャリア信号と前記モータの回転数を指示する回転数指令値とに基づいてＰＷＭ信号を生成して前記インバータに出力し、
前記制御部は、前記ＰＷＭ信号のパルス振幅を予め定められたデッドタイム期間だけゼロとし、
前記制御部は、前記三相交流電源のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの相電圧がゼロボルトから上昇を開始する位相の前後の所定期間で、前記各相のキャリア信号の周波数を前記所定期間以外の期間より低下させることを特徴とするモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置に係わり、より詳細には、２相変調方式で駆動される３相ブラシレスＤＣモータの駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、３相ブラシレスＤＣモータの駆動方法に関しては、モータに印加される電圧をＰＷＭ制御するインバータで駆動されるものが知られている。
ＰＷＭ制御は、パルス制御の基本となるキャリア周波数、例えば５ＫＨｚ（キロヘルツ）の１周期、つまり、２００μＳ（マイクロセカンド）毎にインバータ制御を行うスイッチング素子をオンとするパルスの幅を可変させるデューティ制御を行うものであり、パルス幅が広いほどモータに印加される電圧が高くなるようになっている。
【０００３】
このようなインバータではキャリア周波数が固定であるため、モータの構造によってはこのキャリア周波数に共振して機器筐体が振動することにより騒音が発生する場合があった。そこで、このキャリア周波数を可変させて特定の周波数に集中させないようにし、人間が感じる音を分散させることにより感覚的に騒音を低減させるモータ駆動装置が提案されている。
【０００４】
このため、モータに出力される波形の状態や回転数によってキャリア周波数を２種類以上切り替えることを可能にし、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）、ロータの回転数に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えるようにしている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
ところで、近年では３相ブラシレスＤＣモータを２相変調方式で駆動する駆動装置が提案されている。図４はこの２相変調方式で駆動するインバータを備えたモータ駆動装置のブロック図である。
このモータ駆動装置は、交流電源１０４を入力して直流電源に変換するコンバータ回路１０３と、コンバータ回路１０３で変換された直流電源を３相の交流電源に変換してモータ１０１に印加するインバータ回路１０２と、インバータ回路１０２を駆動する駆動信号を出力する制御部１０７と、コンバータ回路１０３とインバータ回路１０２との間の電流を検出する電流検出回路１０５と、電流検出回路１０５で検出した信号を増幅すると共に、増幅した信号を制御部１０７に出力する直流電流検出アンプ部１０６とを備えている。
【０００６】
制御部１０７は、正弦波データを格納した正弦波データテーブル９３と、指示されたモータ１０１の回転数データを設定する回転数設定部９２と、これらのデータを入力し、指示された回転数の正弦波データを作成する正弦波データ作成部９４と、作成された正弦波データと直流電流検出アンプ部１０６からの電流信号を入力し、正弦波データと電流信号の位相差を検出して位相差データを出力する位相差検出部８８と、モータ１０１を駆動するために予め設定された目標位相差データを格納した目標位相差データ格納部８９と、出力された目標位相差データと位相差データとの誤差量データを算出する加算器９０と、算出された誤差量データを入力し、算出された誤差量データに対して比例誤差データ（Ｐ）及び積分誤差データ（Ｉ）を算出して加算してデューティ基準値として出力するＰＩ演算部９１と、正弦波データとデューティ基準値とを入力し、これらに基づいてＰＷＭ制御のデューティを計算してインバータ回路１０２内のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ作成部９５とを備えている。
【０００７】
このような構成による２相変調ＰＷＭ制御（２相変調方式）では、３相分のスイッチング素子を常にスイッチングする３相変調ＰＷＭ制御に比較して、ＰＷＭ周期中に２相分のスイッチング素子をスイッチングするだけなのでスイッチング損失を低減することができる（例えば、特許文献２参照。）。
【０００８】
この２相変調方式では３相のうち１つの相が休止（相電圧がゼロボルト）する期間があり、相電圧が高い状態から徐々に低下してゼロボルトに、また、相電圧がゼロボルトから徐々に高くなるタイミングが周期的に発生する。このように相電圧が低い状態ではＰＷＭ駆動により出力されたスイッチング素子の駆動パルスの幅はこの相電圧と対応して狭くなるように制御される。
【０００９】
また、スイッチング素子の立ち上がり／立ち下がり特性により予め決められたデッドタイム期間よりも狭い幅のパルスは強制的に出力されないようになっている。なお、このデッドタイムとは、インバータ回路内で電源の正極と負極との間に直列に接続されたスイッチング素子が同時にオンとならないように設けた期間である。
【００１０】
このため、２相変調方式において、デッドタイム期間よりも短いパルス幅のパルスと対応するゼロボルト近辺の相電圧が出力されず、このゼロボルト近辺の相電圧、及びこの相電圧と対応する相電流が乱れ、モータの騒音が発生する場合があった。さらに、ＰＷＭ制御でパルスの基準となるキャリア周波数が固定周波数であるため、この周波数に共振して騒音が大きくなる場合があった。
【００１１】
このようなデッドタイム期間による相電圧の乱れに対処するものとして図５（１）に示すＰＷＭ制御を用いたインバータによる制御方法が開示されている。
このインバータはモータの回転数指令を入力して対応する電圧指令値を出力する電圧指令値発生器８１と、電圧指令値を入力して所定の計算式により変調周波数（キャリア周波数）を可変させる変調周波数指令値を出力する変調周波数低減器８２と、変調周波数指令値の逆数を算出して変調周期指令値を出力する逆数演算器８４と、回転数指令を入力して一定時間毎に積算して位相指令値を出力する積分器８３と、変調周期指令値と電圧指令値と位相指令値とを入力すると共に、これらに対応してＵ，Ｖ，Ｗの各スイッチング信号を出力するＰＷＭ電圧発生器８５とを備えている。
【００１２】
図５（２）は電圧指令値Ｖに対応して変調周波数指令値を可変させる所定の計算式をグラフ化したものであり、縦軸が変調周波数指令値ＦＣ、横軸が電圧指令値の最高電圧ＶＭＡＸに対する指示された電圧指令値の比率を表している。そしてこの比率が小さくなるに従って変調周波数指令値が小さくなるようになっている。つまり、電圧指令値が小さくなるとキャリア周波数も低下させるようになっている。この結果、電圧指令値が小さい時でもデッドタイムの影響を小さくするようにしている（例えば、特許文献３参照。）。
【００１３】
しかしながら、このような制御方法は電圧指令値が小さい時、つまり、負荷が小さい時には各相電圧の瞬時電圧に関係なくキャリア周波数を低下させることになる。一般的にキャリア周波数を低下させるとスイッチング損失が低減されるが、逆にスイッチング周期が長くなるために相電圧波形生成の精度が低下し、各相電圧の波形にムラが発生して回転バラツキ、つまり騒音が発生する場合がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００５−１７６４３７号公報（第８−９頁、図１）
【特許文献２】特許第４２５６７９６号公報（第４−５頁、図１）
【特許文献３】特開平５−１０３４７１号公報（第２−３頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明は以上述べた問題点を解決し、二相変調方式によるＰＷＭ制御方式のモータ駆動装置において、スイッチング素子の駆動に関するデッドタイムによって引き起こされる騒音を低減させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源を直流電源に変換する整流手段と、前記直流電源をＰＷＭ制御によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流電源に変換してモータに出力するインバータと、同インバータを制御する制御部とを備えたモータ駆動装置であって、
前記制御部は、周波数が可変できるキャリア信号を発生すると共に、前記キャリア信号と前記モータの回転数を指示する回転数指令値とに基づいてＰＷＭ信号を生成して前記インバータに出力し、
前記制御部は、前記ＰＷＭ信号のパルス振幅を予め定められたデッドタイム期間だけゼロとし、
前記制御部は、前記三相交流電源のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの相電圧がゼロボルトから上昇を開始する位相の前後の所定期間で、前記各相のキャリア信号の周波数を前記所定期間以外の期間より低下させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
以上の手段を用いることにより、本発明によるモータ駆動装置によれば、請求項１に係わる発明は、各相電圧がゼロボルトに減少する、もしくは各相電圧がゼロボルトから増加する所定期間において、この所定期間以外の位相でのキャリア周波数よりも周波数を低くするため、キャリア周波数が高い時と比較して、インバータを駆動するＰＷＭ信号のパルス幅が広くなり、デッドタイム期間によるＰＷＭ信号のパルス幅減少（パルス振幅ゼロの期間）の影響を低減させることができる。このため、相電圧が出力されない期間を短くして、これによるモータの騒音を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明によるモータ駆動装置の実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明によるモータ駆動装置の制御部の動作を説明する説明図である。
【図３】相電圧とＰＷＭパルス幅の関係を説明する説明図である。
【図４】従来のモータ駆動装置を示すブロック図である。
【図５】従来のインバータを説明するブロック図とグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。なお本実施例では、特に指定がない限り位相は電気角での位相を示す。
【実施例１】
【００２０】
図１は本発明によるモータ駆動装置の実施例を示すブロック図である。
このモータ駆動装置は、交流電源１を入力して直流電源に変換する整流手段であるコンバータ２と、変換された直流電源を３相の交流電源に変換してモータ４に印加するインバータ３と、インバータ３を駆動する駆動信号を出力する制御部５と、Ｕ相とＶ相とＷ相の各相電流を検出する電流検出器６，７，８とを備えている。
【００２１】
インバータ３はスイッチング素子であるトランジスタをトーテムポール型に上下に接続した３組のアームが並列に接続され、各トランジスタにはさらに並列に接続されたダイオードが備えられている。上側のトランジスタ３１，３３，３５の各コレクタ端子はコンバータ２の正極側出力端子に接続され、下側のトランジスタ３２，３４，３６の各エミッタ端子はコンバータ２の負極側出力端子に接続されている。そして上側の各トランジスタのエミッタ端子は下側の各トランジスタのコレクタ端子に接続されている。そして、各トランジスタのベース端子は後述する制御部５から出力されるスイッチング信号（ＰＷＭ信号）が入力され、この信号に従って各トランジスタがオン／オフ制御される。なお、トランジスタ３１と３２との接続点に接続されているラインがＵ相の電圧ライン、トランジスタ３３と３４との接続点に接続されているラインがＶ相の電圧ライン、トランジスタ３５と３６との接続点に接続されているラインがＷ相の電圧ラインであり、それぞれのラインはモータ４に接続されている。
【００２２】
制御部５は、例えば図示しないエアコンの室外機制御部から指示されるモータ４の回転数指令に対応する目標回転数になるようにモータ４の回転数を制御する。
制御部５はこの目標回転数ごとにモータ４に印加する３つの相電圧の基準となる位相タイミング信号を発生すると共に、この位相タイミング信号の位相と対応する電圧（発振周波数指令電圧）を出力する位相管理部５１と、この発振周波数指令電圧を入力して、この電圧と対応した周波数のキャリア信号を発振させて出力するキャリア発振部５２と、位相タイミング信号を入力し、これに同期してＵ相とＶ相とＷ相の各相の電圧パターン（電圧波形データ）を出力する電圧波形データ作成部５３と、電流検出器６，７，８から出力される各相電流を入力して現在の電流位相（度）を算出し、入力した位相タイミング信号で示される相電圧の位相と、この算出した電流位相との位相差を算出して出力する位相差検出部５５と、予め機器によって決められた相電圧と相電流との位相差データを格納した目標位相差データ格納部５６と、この目標位相差データと位相差検出部５５で算出した位相差のデータとを加算（誤差量算出）する加算器５７と、この加算されたデータであるＰＷＭ相対データと電圧波形データとキャリア信号とを入力し、キャリア信号の１周期毎にＰＷＭ制御のデューティを計算してインバータ３内の各トランジスタを駆動するスイッチング信号（ＰＷＭ信号）を出力するＰＷＭ作成部５４とを備えている。
【００２３】
また、位相管理部５１は、入力した回転数指令信号に基づいた目標回転数を生成する。そして、Ｎ（モータ回転数）＝２ｆ（電気角周波数）／Ｐ（モータの極数）の関係から電気角周波数を算出し、この電気角周波数の１周期を３６０等分することで０〜３６０度の位相タイミング信号を作成して電圧波形データ作成部５３に出力する。なお、本実施例ではモータ４が２極の場合を説明しており、電気角の１周期でモータ４が１回転する。なお、モータ４を４極としたければ、電気角周波数を２極の場合の倍にするとよい。４極ではこの倍の周波数の２周期でモータ４が１回転する。
【００２４】
一方、位相管理部５１は、この位相タイミング信号と同期して０〜５ボルトに電圧が変化する発振周波数指令電圧をキャリア発振部５２に出力する。この信号はゼロボルトが最低周波数：０．７ＫＨｚ（キロヘルツ）に対応し、５ボルトが１０ＫＨｚに対応し、この０〜５ボルト間の電圧変化は０．７ＫＨｚ〜１０ＫＨｚの周波数変化に比例する。
【００２５】
キャリア発振部５２は、０〜５ボルトの発振周波数指令電圧に対応して０．７ＫＨｚ〜１０ＫＨｚの周波数のキャリアを発振する。また、電圧波形データ作成部５３は、図２（５）に示す３つの相電圧波形をパターンデータとして記憶しており、入力した位相タイミングデータが示す位相（度）と対応する電圧値である電圧波形データを出力する。
【００２６】
目標位相差データ格納部５６は機器の仕様により、効率やトルクなどを考慮して予め１５〜４０度の目標位相差データが格納されている。また、位相差検出部５５では入力した３つの相電流の瞬時値の比率を算出し、この比率が予め記憶している０〜３６０度における３相の各電流値比率の中で一致する比率となる位相を抽出することで電流位相を特定する。そして位相タイミング信号の位相、例えばＵ相の電圧位相と、特定したＵ相の電流位相との差を算出して位相差データとして出力する。
【００２７】
加算器５７は入力した位相差データと目標位相差データとを加算し、誤差量を算出してＰＷＭ相対データとして出力する。従って、目標位相差データと位相差データとの差を演算することになり、演算した結果が正の値であれば目標となる位相差に対して電流が進み位相であり、負の値であれば電流が遅れ位相ということになる。
【００２８】
ＰＷＭ作成部５４は、入力したＰＷＭ相対データ（位相の誤差量）がなくなるように入力された電圧波形データの値を増減させる。つまり、キャリア周波数の１周期の期間で相電圧に対して相電流が遅れていれば相電圧を小さくするためにＰＷＭのパルス幅を狭く、また、相電流が進んでいれば相電圧を大きくするためにＰＷＭのパルス幅を広くする。このように制御したスイッチング信号をインバータ３に出力することで、常に相電圧と相電流とは目標位相差を保ってモータ４を駆動させることができる。また、ＰＷＭ作成部５４は、図１の上下に接続されたトランジスタ、例えば、上側トランジスタ３１と下側トランジスタ３２とが同時にオンとならない期間を生成するため、デッドタイム期間内のＰＷＭのパルスを削除（パルスの振幅をゼロに）する機能を備えている。
この機能はハードウェアによる時限ゲートを設けて禁止してもよいし、プログラムによって、生成されるＰＷＭパルス幅がデッドタイムよりも狭い場合はＰＷＭパルスを削除するようにしてもよい。
【００２９】
図２は本発明によるモータ駆動装置の制御部５の動作を説明する説明図である。図２（１）は目標回転数を、図２（２）は電気角の位相タイミング信号を、図２（３）は発振周波数指令電圧（パターン１）を、図２（４）は発振周波数指令電圧（パターン２）を、図２（５）は相電圧を、それぞれ示している。なお、各パターンは一例を示しており、いずれか一方のパターンを用いればよい。例えば騒音低減のみを目的とするなら、キャリア周波数が絶え間なく変化するパターン１を、ある程度効率を考慮するならパターン２を選択するとよい。
一方、位相タイミング信号は、時間の経過と共に０〜３６０（位相角）の範囲で値が順次増加し、この値の変化が周期的に繰り返される信号であり、電圧波形データ作成部５３内では、例えば位相角と対応してテーブルに格納されている相電圧波形用のデータを抽出するアドレスとして用いられる。
【００３０】
図２（１）に示すように５０回転／秒でモータ４が回転しているとき、回転数指令信号として１００回転／秒が指示された時、位相管理部５１によって目標回転数が５０回転／秒〜１００回転／秒まで段階的に高くなるように制御される。一方、図２（２）に示すように位相タイミング信号は、目標回転数でモータ４を回転させるタイミングになるように出力される。
例えば目標回転数が５０回転／秒の時、前述したように極数が２つの場合では電気角周波数が５０ヘルツとなり、この周期である２０ｍＳ（ミリセカンド）の期間に０〜３６０度の位相が変化する位相タイミング信号を位相管理部５１が出力する。つまり、周期の開始時点が位相：０度、周期の開始から１０ｍＳ後が位相：１８０度、周期の終了時点が位相：３６０度（次の周期の位相：０度）となる。
【００３１】
従って目標回転数が、倍の１００回転／秒になれば電気角での１周期は１０ｍＳとなり、この周期内で０〜３６０度の位相が割り当てられる。そして、図２（５）に示すように、インバータ３から出力される相電圧において、Ｕ相電圧がゼロボルトから増加する起点を位相：０度とした場合、Ｕ相電圧が減少してゼロボルトになる終点は位相：２４０度になる。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相は１２０度ずつ位相がずれているため、各相でゼロボルトから増加する起点と、ゼロボルトへ減少する終点とはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相を時間的に重ねて見た場合、位相：０度、位相：１２０度、位相：２４０度となる。
【００３２】
この各位相点の前後期間は、背景技術で説明したしたようにデッドタイムの影響により相電圧波形が乱れる。本発明では少なくともこの位相付近において、キャリア周波数を他の位相の時よりも低くすることで相対的にＰＷＭパルス幅を広くしてデッドタイムの影響を低減させるようにしている。デッドタイムとキャリア周波数の関係については後で詳細に説明する。
【００３３】
本実施例ではキャリア周波数の可変パターンとして２つのパターンを説明するが、これは一例であり、位相：０度、位相：１２０度、位相：２４０度のときに、周波数可変範囲内で一番低い周波数になっている。この場合が一番効果が高いが、これに限るものでなく、これら以外の位相の時のキャリア周波数よりも低ければ、その低下の度合いに応じて効果を得ることができる。
【００３４】
図２（３）は発振周波数指令電圧（パターン１）を示すものであり、縦軸は電圧、横軸は時間である。このパターンでは位相：０度、位相：１２０度、位相：２４０度のときに電圧がゼロボルト、つまりキャリア発振周波数が０．７ＫＨｚに、位相：６０度、位相：１８０度、位相：３００度の時に５ボルト、つまり、キャリア発振周波数が１０ＫＨｚになるように三角形状に電圧が可変される。このキャリア周波数が高い付近はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の相電圧が比較的高い位相に対応しており、デッドタイムの影響が少ない期間である。
【００３５】
一方、図２（４）は発振周波数指令電圧（パターン２）を示すものであり、縦軸は電圧、横軸は時間である。このパターンでは位相：０度、位相：１２０度、位相：２４０度のときに電圧がゼロボルト、つまりキャリア発振周波数が０．７ＫＨｚになるように、また、位相：３０〜９０度と位相：１５０〜２１０度と位相：２７０〜３３０度の期間が５ボルト、つまり、この時のキャリア発振周波数が１０ＫＨｚになるように台形状に電圧、つまり周波数が可変される。この台形状の上辺付近は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の相電圧が比較的高い位相に対応しており、パターン１と同様にこのキャリア周波数が高い位相の期間はデッドタイムの影響が少ない期間である。
【００３６】
次に相電圧とデッドタイムとの関係について図３を用いて説明する。図３はデッドタイムが５μＳ（マイクロセカンド）の場合におけるゼロボルト付近の相電圧とＰＷＭのパルス幅との関係を説明する説明図である。図３（１）はキャリア周波数が高い場合を、図３（２）はキャリア周波数が低い場合をそれぞれ示している。
【００３７】
図３（１）はキャリア周波数が１０ＫＨｚの場合のＵ相の相電圧と、これを出力するためのＵ相トランジスタ３１のスイッチング信号を示している。従来のモータ駆動装置ではキャリア周波数が固定であり、相電圧の位相に係わらず常にこのように一定のキャリア周波数でトランジスタ３１が駆動される。キャリア周波数は低ければ低いほどスイッチング素子のオン／オフ回数が減少するため、オン／オフの切り替え損失が減少するが、スイッチング周期が長いため電圧波形が階段状になり、スムーズな回転ができにくいという問題がある。このため、通常は電圧波形を優先させ、ある程度、スイッチング損失を犠牲にしてキャリア周波数を決定している。
【００３８】
この結果、キャリア周波数を１０ＫＨｚとした場合、周期：１００μＳとなり、この周期の中でＰＷＭのパルス幅を０〜２５５の段階で変化させると規定すると、約０．４μＳ／１パルス幅となる。なお、マイコンに内蔵された一般的なＰＷＭコントローラではこの０〜２５５の値が設定されると、これに対応して０％〜約１００％のデューティ幅のパルスを連続的に出力するようになっている。そして、相電圧が１ボルト／１パルス幅で増加するように設定した場合、相電圧は０〜２５５ボルトの範囲で可変することが可能になる。
【００３９】
従って、相電圧を徐々に低下させてゼロボルトとするため、ＰＷＭパルス幅を徐々に狭くして１４パルス幅（相電圧：１４ボルト）、１３パルス幅、・・・１パルス幅、パルスなし（相電圧：ゼロボルト）と制御する。ただし、デッドタイムが５μＳであるため、１３パルス幅（０．４μＳ×１３パルス幅＝５．２μＳ）まではパルスが出力される。ただし、このパルス幅のうちデッドタイムの５μＳ分のパルスは出力できないため、残りの０．２μＳのパルスのみが出力される。さらに１２パルス幅（０．４μＳ×１２パルス幅＝４．８μＳ）以下のパルスは全く出力されない。
【００４０】
例えば、１４パルス幅の場合、本来は５．６μＳのパルスのうち０．６μＳのパルスのみ出力される。つまり、１４パルス×周期：１００μＳ＝１．４ｍＳの間に出力されるパルスは１４パルス幅と１３パルス幅の合計で０．２＋０．６＝０．８μＳとなり、相電圧で換算すると約０．１５ボルトにしかならない。このため、相電圧はほとんど出力されないことになる。これは相電圧をゼロボルトから徐々に増加させる場合も同じであり、ゼロボルト付近の相電圧波形が乱れることになり、これによる相電流の乱れが１２０度毎の相で発生して騒音となる。
【００４１】
一方、図３（２）は本発明によるキャリア周波数制御を行った場合を示しており、各相電圧が徐々に低下／上昇する相電圧の１２０度毎にキャリア周波数を１０ＫＨｚから０．７ＫＨｚに可変させている。キャリア周波数を０．７ＫＨｚとした場合、周期：１．４３ｍＳとなり、この周期の中でＰＷＭのパルス幅を０〜２５５の段階で変化させると規定すると、約５．６μＳ／１パルス幅となる。そして、相電圧が１ボルト／１パルス幅で増加するように設定した場合、相電圧は０〜２５５ボルトの範囲で可変することが可能になる。
【００４２】
このようにキャリア周波数を０．７ＫＨｚとした場合、ＰＷＭの１パルス幅がデッドタイム期間よりも広いため、最小パルス幅でも全くパルスが出力されないことがない。ただし、このパルス幅のうちデッドタイムの５μＳ分のパルスは出力できないため、残りの０．６μＳのパルスのみが出力される。そして、１．４３ｍＳ後の次の周期では、本来は２パルス幅の１１．２μＳのパルスのうち６．２μＳのパルスのみ出力される。つまり、約１．４ｍＳの期間でキャリア周波数１０ＫＨｚ：０．８μＳ幅のパルスとキャリア周波数０．７ＫＨｚ：６．８μＳ幅のパルスとの違いになる。このように相電圧が低い（パルス幅が狭い）時はキャリア周波数による影響が大きい。平均するとキャリア周波数１０ＫＨｚ（周期１００μＳ）ではデッドタイム５μＳが与える影響は５％であるが、キャリア周波数０．７ＫＨｚ（周期１．４３ｍＳ）では０．３％となる。
【００４３】
このように、相電圧が低い場合はいずれのキャリア周波数でも相電圧／電流共に乱れるが、キャリア周波数を１０ＫＨｚとした場合よりも、キャリア周波数を０．７ＫＨｚとした時の方が小さな乱れであり、ほとんど騒音が発生することがない。
【００４４】
一方、前述したように相電圧がゼロボルト付近となる１２０度ごとの位相以外の位相ではキャリア周波数を高くすることで相電圧波形をなめらかにすることができる。
従って、キャリア周波数が高い場合よりもキャリア周波数が低い場合に相電圧がゼロボルトとなる前後付近でデッドタイム期間の影響を受けにくいことになる。このため、少なくともキャリア周波数が高い場合にデッドタイムによってＰＷＭのパルスが全く出力されない所定期間、本実施例の場合は、キャリア周波数が１０ＫＨｚで１２パルス幅までの１．２ｍＳ（周期：１００μＳ×１２）の期間にキャリア周波数を低下させることで前述した効果を確実に得ることができる。当然のことながらこの期間をさらに広くすることで効果の範囲を広げることが可能だが、前述したように相電圧波形の精度を考慮して所定期間を決定するとよい。
【００４５】
以上説明したように、各相電圧がゼロボルトに減少する、もしくは各相電圧がゼロボルトから増加する所定期間において、この所定期間以外の位相でのキャリア周波数よりも周波数を低くするため、キャリア周波数が高い時と比較して、インバータを駆動するＰＷＭ信号のパルス幅が広くなり、デッドタイム期間によるＰＷＭ信号のパルス幅減少（パルス振幅ゼロの期間）の影響を低減させることができる。このため、相電圧が出力されない期間を短くして、これによるモータの騒音を低減できる。
また、相電圧の位相が０、１２０、２４０度以外の時にはキャリア周波数をこれらの位相の時よりも高くするため、キャリア周波数の低下による各相電圧波形の精度低下を低減させることができる。
さらに、キャリア周波数が可変されることで、キャリア周波数に共振して発生していた振動による騒音の周波数を分散させて騒音を低下させることができる。
【００４６】
また、図３（２）に示すようにＰＷＭ制御されるパルスの最小幅をデッドタイム期間よりも広くするように予め設定することで、デッドタイム期間により削除されて全く出力されないパルスをなくすことができ、これによるモータの騒音を低減させることができる。
【００４７】
なお、本実施例では整流手段としてコンバータを用いているが、このコンバータは整流器やパッシブ、もしくは、アクティブ型のコンバータであってもよい。
また、本発明は二相変調方式によるＰＷＭ制御方式に限るものでなく、三相変調方式のＰＷＭ制御方式に用いてもよい。この場合、各相電圧は１２０度ずつ位相がずれており、また、各相では相電圧波形が一番低い点でデッドタイムの影響を受ける。従って、ある相電圧の一番低い点を基準にした場合に３つの相では、０度、１２０度、２４０度、３６０度（０度）の位相の時にキャリア周波数を低下させるようにするとよい。これにより、デッドタイムにより相電圧が出力されない期間を短くして、削除されるパルスによって乱れた相電圧によるモータの騒音を低減できる。
【符号の説明】
【００４８】
１  交流電源
２  コンバータ（整流手段）
３  インバータ
４  モータ
５  制御部
６  電流検出器
３１、３２、３３、３４、３５、３６  トランジスタ（スイッチング素子）
５１  位相管理部
５２  キャリア発振部
５３  電圧波形データ作成部
５４  ＰＷＭ作成部
５５  位相差検出部
５６  目標位相差データ格納部
５７  加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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