(57)【要約】【課題】絶縁ゲート型トランジスタのゲートリークを、当該素子が動作中であるか否かに関わらず容易に検出することのできる、電圧変化検出回路を提供する。【解決手段】電圧変化検出回路（１）は、絶縁ゲート型トランジスタ（３）のゲート閾値電圧を超える電圧（Ｖｇ）を絶縁ゲート型トランジスタ（３）のゲートに印加する駆動回路（１ａ）と、駆動回路（１ａ）から絶縁ゲート型トランジスタ（３）のゲートへの電圧印加が行われていない遮断期間中に絶縁ゲート型トランジスタ（３）のゲート電圧（Ｖｇ）が閾値電圧未満になる量の電流を所定時間で印加する電流源（１ｂ）と、電流源（１ｂ）から絶縁ゲート型トランジスタ（３）のゲートへ電流を印加した際のゲート電圧変化量とゲートリークが発生しているか否かを判定する基準値となる基準電圧変化量とを比較して比較結果を出力する比較手段（１ｄ）とを備える。【選択図】図１
2013195291.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧の変化を検出する電圧変化検出回路であって、
前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート閾値電圧を超える電圧を前記絶縁ゲート型トランジスタのゲートに印加する駆動回路と、
前記駆動回路から前記絶縁ゲート型トランジスタのゲートへの電圧印加が行われていない遮断期間中に前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧が閾値電圧未満になる量の電流を所定時間で印加する電流源と、
前記電流源から前記絶縁ゲート型トランジスタのゲートへ電流を印加した際のゲート電圧変化量とゲートリークが発生しているか否かを判定する基準値となる基準電圧変化量とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備える電圧変化検出回路。
【請求項２】
前記遮断期間が前記所定時間以上あるか否かを判定する遮断期間判定回路を備えており、
前記比較手段は、前記遮断期間判定回路が前記遮断期間が前記所定時間以上あると判定した場合、前記比較結果を出力することを特徴とする請求項１に記載の電圧変化検出回路。
【請求項３】
前記ゲート電圧は、先行する導通期間と後続の前記遮断期間との和の期間が一定の長さを有する波形であり、
前記遮断期間判定回路は、前記導通期間の長さを検出することにより、長さを検出した前記導通期間の直後の前記遮断期間が前記所定時間以上あるか否かを判定するデューティ判定回路であることを特徴とする請求項２に記載の電圧変化検出回路。
【請求項４】
各前記遮断期間に前記駆動回路から前記ゲートへの電源出力を遮断して前記電流源を前記ゲートに接続する電源切換回路を備えていることを特徴とする請求項３に記載の電圧変化検出回路。
【請求項５】
前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧であるか否かを判定する電圧判定回路を備え、
前記電圧判定回路が前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧であると判定した場合、前記電流源を前記ゲートに接続することを特徴とする請求項１に記載の電圧変化検出回路。
【請求項６】
前記電圧判定回路は、前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧であるか否かを周期的に判定することを特徴とする請求項５に記載の電圧変化検出回路。
【請求項７】
前記電圧判定回路が前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧でないと判定した場合には、前記比較手段による前記比較結果の出力を行わずに、前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧になるまで待機してから、再度、前記電圧判定回路によって前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧であるか否かを判定することを特徴とする請求項５または６に記載の電圧変化検出回路。
【請求項８】
前記比較手段が前記比較結果を出力した後に、前記電流源を前記ゲートから切り離して前記ゲートに前記駆動回路の電源出力を接続することを特徴とする請求項５から７までのいずれか１項に記載の電圧変化検出回路。
【請求項９】
絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧の変化を検出する電圧変化検出方法であって、
前記絶縁ゲート型トランジスタのゲートへの電圧印加が行われていない遮断期間中に前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧が閾値電圧未満になる量の電流を所定時間で印加し、
前記ゲートに前記電流を前記所定時間で印加したときのゲート電圧変化量とゲートリークが発生しているか否かを判定する基準値となる基準電圧変化量とを比較して比較結果を出力する電圧変化検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁ゲート型トランジスタのゲートリークを検出することのできる回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＭＯＳ（Double-Diffused MOSFET）やＬＤＭＯＳ（Laterally Double-Diffused MOSFET）等のＭＯＳトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）といったパワー半導体素子は、高電圧が印加されるとともに大電流が流れることから、素子不良や素子故障の検出を行うことが重要である。製造された素子の特性不良は、素子性能が十分に発揮できない原因となる他に、使用に際してさらなる特性劣化を招いて短絡故障や断線故障の原因となる。使用中に、直列接続された複数の上記素子の中に短絡故障を起こすものが発生すれば、残りの健全素子により大きな電圧が印加されるし、並列接続された複数の上記素子の中に断線故障を起こすものが発生すれば、残りの健全な素子に電流が集中するので、危険であるとともに、一度に多くの素子の破壊損失を伴い兼ねない。
【０００３】
そこで、係るパワー半導体素子、とりわけ絶縁ゲート型の半導体素子については、素子不良や素子故障の検出方法が提案されている。
【０００４】
特許文献１には、図９に示すように、モータ駆動回路に使用されるＭＯＳＦＥＴ２４Ａ・２４Ｂ・２６Ａ・２６Ｂのゲートリーク電流を測定する方法が開示されている。これは、モータ駆動回路のインバータ回路１６を電源に接続する前に、インバータ回路１６の正負の電源端子２８・３０を電流計３８に接続しておき、検査用パッド４２から、ゲートからの逆流を阻止する向きに接続されたダイオード２２Ａ〜２２Ｄの順方向を通してＭＯＳＦＥＴ２４Ａ・２４Ｂ・２６Ａ・２６Ｂのゲートに検査用電圧を印加するものである。ゲート・ソース間にリークが存在すれば、リーク電流がソースから上記電源端子２８・３０を介して電流計３８に流れ込んで測定されるようになっている。
【０００５】
また、特許文献２には、絶縁ゲート型トランジスタの短絡故障および断線故障を検出する方法が開示されている。これは、素子のＯＮ時にゲート駆動回路からゲート容量に流れ込むオンゲート電流と、素子のＯＦＦ時にゲート容量からゲート駆動回路に流れ込むオフゲート電流とを検出し、正常時のオンゲート電流およびオフゲート電流の大きさとの比較を行うことにより、活性領域での故障が短絡故障であるか断線故障であるかを検出するものである（図示せず）。
【０００６】
なお、特許文献３には、ＰＮ接合を有する一般の半導体素子について、ＰＮ接合におけるリーク電流を測定する方法が開示されている。これにより、ＭＯＳトランジスタ中に含まれるＰＮ接合のリーク電流も測定可能とされる（図示せず）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１０−７５０２５号公報
【特許文献２】特開２００７−２０２２３８号公報
【特許文献３】特開２００８−５８３１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１の技術では、ゲートリークを検出するのは製品の出荷検査時のみである。従って、回路動作中にゲートリークの検出を行うことができず、機能安全の要求に応えることができない。また、ゲートリークを検出するのに、検査装置を用いなければならないとともに、製品側に検査用の専用のパッドが必要になる。
【０００９】
また、特許文献２の技術では、短絡故障および断線故障については素子の動作中に検出することができるが、これらの故障の検出がゲート容量の正常な特性を利用したものであることから、原理的にゲートリークを検出することができない。また、素子がＯＮ状態あるいはＯＦＦ状態で保持された場合には、故障検出を行うことができない。さらに、ゲートリークはゲート電流に比して微小であるので、特許文献２の技術に基づき、ゲート電流の測定からゲートリークを検出しようとすることは、非常に高精度な検出回路を必要とするので現実的ではない。
【００１０】
また、特許文献３の技術では、ＰＮ接合のリークを検出することは可能であるが、ゲートリークを検出することはできない。
【００１１】
本発明は、上記課題を解決するものであり、絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧の変化を検出することにより、ゲートリークを当該素子が動作中であるか否かに関わらず容易に検出することのできる、電圧変化検出回路および電圧変化検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の第１の局面は、絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧の変化を検出する電圧変化検出回路であって、前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート閾値電圧を超える電圧を前記絶縁ゲート型トランジスタのゲートに印加する駆動回路と、前記駆動回路から前記絶縁ゲート型トランジスタのゲートへの電圧印加が行われていない遮断期間中に前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧が閾値電圧未満になる量の電流を所定時間で印加する電流源と、前記電流源から前記絶縁ゲート型トランジスタのゲートへ電流を印加した際のゲート電圧変化量とゲートリークが発生しているか否かを判定する基準値となる基準電圧変化量とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備える。
【００１３】
本発明の第２の局面は、上記第１の局面において、前記遮断期間が前記所定時間以上あるか否かを判定する遮断期間判定回路を備えており、前記比較手段は、前記遮断期間判定回路が前記遮断期間が前記所定時間以上あると判定した場合、前記比較結果を出力する。
【００１４】
本発明の第３の局面は、上記第２の局面において、前記ゲート電圧は、先行する導通期間と後続の前記遮断期間との和の期間が一定の長さを有する波形であり、前記遮断期間判定回路は、前記導通期間の長さを検出することにより、長さを検出した前記導通期間の直後の前記遮断期間が前記所定時間以上あるか否かを判定するデューティ判定回路である。
【００１５】
本発明の第４の局面は、上記第３の局面において、各前記遮断期間に前記駆動回路から前記ゲートへの電源出力を遮断して前記電流源を前記ゲートに接続する電源切換回路を備えている。
【００１６】
本発明の第５の局面は、上記第１の局面において、前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧であるか否かを判定する電圧判定回路を備え、前記電圧判定回路が前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧であると判定した場合、前記電流源を前記ゲートに接続する。
【００１７】
本発明の第６の局面は、上記第５の局面において、前記電圧判定回路は、前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧であるか否かを周期的に判定する。
【００１８】
本発明の第７の局面は、上記第５の局面または上記第６の局面において、前記電圧判定回路が前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧でないと判定した場合には、前記比較手段による前記比較結果の出力を行わずに、前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧になるまで待機してから、再度、前記電圧判定回路によって前記ゲート電圧が前記遮断期間用の電圧であるか否かを判定する。
【００１９】
本発明の第８の局面は、上記第５の局面から上記第７の局面までのいずれか１つにおいて、前記比較手段が前記比較結果を出力した後に、前記電流源を前記ゲートから切り離して前記ゲートに前記駆動回路の電源出力を接続する
【００２０】
本発明の第９の局面は、絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧の変化を検出する電圧変化検出方法であって、前記絶縁ゲート型トランジスタのゲートへの電圧印加が行われていない遮断期間中に前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧が閾値電圧未満になる量の電流を所定時間で印加し、前記ゲートに前記電流を前記所定時間で印加したときのゲート電圧変化量とゲートリークが発生しているか否かを判定する基準値となる基準電圧変化量とを比較して比較結果を出力する。
【発明の効果】
【００２１】
上記第１の局面および上記第９の局面によれば、駆動回路から絶縁ゲート型トランジスタのゲートへの電圧印加が行われていない遮断期間中に、駆動電源出力を遮断した状態で電流源からゲートに電流を流す。そして、このゲート容量への充電により変化したゲート電圧の変化と基準電圧変化量とを比較する。ゲート電圧の変化が基準電圧変化量よりも小さければ、ゲートリークが発生していると判定することができる。
【００２２】
このように、当該電圧変化検出回路または方法によれば、絶縁ゲート型トランジスタのゲートリークを、素子動作に与える影響の少ない遮断期間に行うので、回路が動作中であるか否かに関わらず、測定装置を用いずに容易に検出することができる。また、ゲート電圧の変化と基準電圧変化量との比較を遮断期間に行うので、絶縁ゲート型トランジスタが遮断状態で保持されていても、ゲートリークを検出することができる。
【００２３】
上記第２の局面によれば、遮断期間が所定時間以上あると判定した場合、ゲート電圧の変化と基準電圧変化量との比較結果を出力するので、正確なリーク判定が行えるとともに、比較処理が絶縁ゲート型トランジスタの導通および遮断の動作に影響を与えることを回避することができる。
【００２４】
上記第３の局面によれば、電流源からゲートに電流を流す前の導通期間に遮断期間の長さを判定するので、ゲートリークが影響を与えにくい導通期間のゲート電圧により遮断期間の長さを正確に検出することができる。また、導通期間に遮断期間の長さを検出し、遮断期間に比較処理を行うので、信号の処理タイミングに余裕が生じる。
【００２５】
上記第４の局面によれば、各遮断期間に電流源からゲートに電流を流し、リーク判定に適した長さを有する遮断期間にリーク判定を行うので、電流源の接続制御が単純化される。
【００２６】
上記第５の局面によれば、ゲート電圧が遮断期間にあることを検出して比較処理を行うので、周期を有しない、あるいは、周期が一定でないゲート電圧に対してゲートリークを検出することができる。
【００２７】
上記第６の局面によれば、ゲート電圧が遮断期間用の電圧であるか否かを周期的に判定するので、遮断期間を容易に探すことができるとともに、比較処理を任意回数行うことができる。
【００２８】
上記第７の局面によれば、ゲート電圧が遮断期間用の電圧でないと判定した場合には比較処理を行わずに遮断期間になるまで待機するので、比較結果を効率的に得ることができる。
【００２９】
上記第８の局面によれば、比較処理後に電流源をゲートから切り離すことにより、遮断期間中にゲート電圧が閾値電圧に対応する値に達してしまうことを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、故障検出回路の構成を示す回路ブロック図
【図２】図１の故障検出回路が備えるデューティ判定回路およびリーク判定回路の構成を説明する回路ブロック図
【図３】図１の故障検出回路によりＮチャネル型トランジスタに対してリーク判定を行うときのゲート電圧の変化を示す波形図であり、（ａ）はゲートリークがないとみなせる場合の波形図、（ｂ）はゲートリークがあるとみなせる場合の波形図
【図４】ゲート電圧の遮断期間の長さに応じたリーク判定の実施および不実施を示す波形図であり、（ａ）はリーク判定を行える遮断期間を示す波形図、（ｂ）はリーク判定を行えない遮断期間を示す波形図
【図５】図１の故障検出回路によりＰチャネル型トランジスタに対してリーク判定を行うときのゲート電圧の変化を示す波形図であり、（ａ）はゲートリークがないとみなせる場合の波形図、（ｂ）はゲートリークがあるとみなせる場合の波形図
【図６】本発明の他の実施形態を示すものであり、故障検出回路の構成を示す回路ブロック図
【図７】図６の故障検出回路が備えるオン／オフ判定回路およびリーク判定回路の構成を説明する回路ブロック図
【図８】図６の故障検出回路によりリーク判定を行うときのゲート電圧の変化を示す波形図であり、（ａ）はＮチャネル型トランジスタに対する波形図、（ｂ）はＰチャネル型トランジスタに対する波形図
【図９】従来技術を示すものであり、半導体装置の故障検出回路の構成を示す回路ブロック図
【発明を実施するための形態】
【００３１】
〔第１の実施形態〕
本発明の実施形態について図１ないし図５を用いて説明すれば以下の通りである。
【００３２】
（故障検出回路の構成）
図１に、本実施形態に係る故障検出回路（電圧変化検出回路）１の構成を示す。
故障検出回路１は、駆動回路２によってトランジスタ３を駆動するシステムにおいて、トランジスタ３のゲートリークを検出する回路である。故障検出回路１は、電源切換回路１ａ、電流源１ｂ、デューティ判定回路１ｃ、および、リーク判定回路（比較手段）１ｄを備えている。トランジスタ３はＤＭＯＳ、ＬＤＭＯＳ、ＩＧＢＴなどの絶縁ゲート型トランジスタである。駆動回路２、電源切換回路１ａ、および、電流源１ｂは、ゲート駆動回路１１を構成している。
【００３３】
例えば、トランジスタ３はインバータの各アームトランジスタとして設けられている。ここでは、まずトランジスタ３がＮチャネル型である場合について説明を行う。駆動回路２は、図示しない制御部から供給されるＰＷＭ制御信号などの制御信号ｓｐ１に従って、ある周期を有し、高電位期間および低電位期間の各パルス幅が変化する駆動電圧をトランジスタ３のゲートに出力する機能を有する。ゲートに出力された状態の電圧をゲート電圧Ｖｇと呼び、ゲート電圧Ｖｇは、先行する導通期間Ｔｏｎと後続の遮断期間Ｔｏｆｆとの和の期間Ｔが一定の長さを有する波形を有する。本明細書でいうゲート電圧はゲート電位と同義である。
【００３４】
制御信号ｓｐ１は、電源切換回路１ａに入力される。電源切換回路１ａは、制御信号ｓｐ１が高電位のゲート電圧Ｖｇｈを出力するように指示する期間には、内部のスイッチＳＷ１によって、入力される制御信号ｓｐ１を駆動回路２に出力する。また、電源切換回路１ａは、制御信号ｓｐ１が低電位のゲート電圧Ｖｇｌを出力するように指示する期間には、スイッチＳＷ１によって、入力される制御信号ｓｐ１を電流源１ｂに出力する。
【００３５】
駆動回路２は、電源切換回路１ａからスイッチＳＷ１を介して高電位のゲート電圧Ｖｇｈを出力するように指示する制御信号ｓｐ１が入力されると、高電位側の駆動電源を用いてゲート電圧Ｖｇｈを生成し、ゲート電圧Ｖｇｈ用の出力トランジスタから出力する。ゲート電圧Ｖｇｈはゲート閾値電圧Ｖｔｈを超える電圧、すなわちトランジスタ３の導通期間Ｔｏｎ用の電圧である。これにより、トランジスタ３が導通する。そして、駆動回路２は、ゲート電圧Ｖｇの高電位期間が終了すると、低電位側の駆動電源を用いて、一旦、ゲート電圧Ｖｇｌ用の出力トランジスタからゲート電圧Ｖｇｌを出力してトランジスタ３を遮断させる。ゲート電圧Ｖｇｌはトランジスタ３の遮断期間Ｔｏｆｆ用の電圧である。このとき、電源切換回路１ａに入力される制御信号ｓｐ１は、スイッチＳＷ１によって電流源１ｂに出力され、駆動回路２への制御信号ｓｐ１の入力が絶たれる。駆動回路２は、制御信号ｓｐ１の入力がなくなると、ゲート電圧Ｖｇｈ用の出力トランジスタおよびゲート電圧Ｖｇｌ用の両方の出力トランジスタの出力をハイインピーダンスとして、高電位側および低電位側の各駆動電源出力を遮断する。これにより、電流源１ｂが接続された後のトランジスタ３の遮断期間Ｔｏｆｆにはゲートへの電圧印加が行われない状態となる。
【００３６】
電流源１ｂは、低電位のゲート電圧Ｖｇｌを出力するように指示する制御信号ｓｐ１の期間に、電源切換回路１ａからスイッチＳＷ１を介して制御信号ｓｐ１が入力されると、トランジスタ３のゲートに接続されて、ゲート電圧Ｖｇをトランジスタ３の閾値電圧Ｖｔｈに対応する値に近付ける向きに変化させるように電流を流す。そして、電源切換回路１ａは、ゲート電圧Ｖｇの低電位期間が終了すると、電流源１ｂをゲートから切り離す。ここで、閾値電圧Ｖｔは、トランジスタ３がユニポーラトランジスタとしてのＭＯＳトランジスタである場合にはゲート・ソース間電圧について定義される値であり、トランジスタ３がＩＧＢＴである場合にはゲート・エミッタ間電圧について定義される値である。
【００３７】
図２に、デューティ判定回路１ｃおよびリーク判定回路１ｄの構成概念を示す。
【００３８】
デューティ判定回路（遮断期間判定回路）１ｃは、抵抗Ｒ１・Ｒ２、カウンタ２１、セットリセット・フリップフロップ２２、および、ＡＮＤゲート２３を備えている。
【００３９】
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、トランジスタ３のゲートとＧＮＤとの間に直列に接続されており、両者とも電流をゲート電流に比して十分に小さく制限するような大きな抵抗値を有している。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点でゲート電圧Ｖｇの分圧Ｖ１が生成され、分圧Ｖ１は論理レベルの範囲にまで降圧される。デューティ判定回路１ｃをゲート回路から絶縁分離した状態に構成したい場合には、フォトカプラ等を用いてデューティ判定回路１ｃにゲート電圧Ｖｇの情報を伝達するようにしてもよい。
【００４０】
カウンタ２１は、トランジスタ３のゲートに出力された高電位のゲート電圧Ｖｇｈに対応する分圧Ｖ１をアクティブなイネーブル入力として、入力されるクロック信号ＣＫ１のクロックパルスを計数する。ゲート電圧Ｖｇは、導通期間ＴｏｎにはＶｇｈとなり、遮断期間ＴｏｆｆにはＶｇｌに電流源１ｂの電流による電圧上昇分を加えた値となる。電圧Ｖ１はゲート電圧Ｖｇの波形に相似な波形を有する。
【００４１】
カウンタ２１は、導通期間Ｔｏｎにはアクティブな電圧Ｖ１の入力によって、出力Ｘ＝０の状態でクロックパルスの計数を開始する。導通期間Ｔｏｎに計数したクロックパルス数が第１の所定値に達した場合には、出力Ｘは１に変化する。出力Ｘ＝１は、分圧Ｖ１のイネーブル入力が非アクティブとなるまで、すなわち、導通期間Ｔｏｎの終了時点まで保持される。導通期間Ｔｏｎの終了時にＸ＝０であることは、和の期間Ｔの長さ−導通期間Ｔｏｎの長さで表される遮断期間Ｔｏｆｆの長さが所定時間（後述の時間Ｔｃ）以上あることを意味する。逆に、導通期間Ｔｏｎの終了時にＸ＝１であることは、和の期間Ｔの長さ−導通期間Ｔｏｎの長さで表される遮断期間Ｔｏｆｆの長さが所定時間（時間Ｔｃ）未満であることを意味する。
【００４２】
セットリセット・フリップフロップ２２は、分圧Ｖ１をセット入力とし、カウンタ２１の出力Ｘをリセット入力とする。セットリセット・フリップフロップ２２のＱ出力はＡＮＤゲート２３の一方の入力となる。Ｑ出力は、導通期間Ｔｏｎの開始とともにＨｉｇｈの分圧Ｖ１がセット入力されることにより、１を出力する。導通期間Ｔｏｎに出力Ｘが０から１に変化すると、セットリセット・フリップフロップ２２はリセットされ、Ｑ出力は０となる。直後の遮断期間Ｔｏｆｆでは、新たな立ち上がりエッジによるセット入力がないので、導通期間Ｔｏｎの終了時点のＱ出力が保持される。
【００４３】
ＡＮＤゲート２３は２入力のＡＮＤゲートであり、セットリセット・フリップフロップ２２の出力Ｑと電圧Ｖ１の反転入力との論理積を演算して出力Ａとする。導通期間Ｔｏｎにおいては、電圧Ｖ１の反転入力が１となることから、出力Ｘ＝０の場合にも、出力Ｘ＝１の場合にも、出力Ａ＝０となる。遮断期間Ｔｏｆｆにおいては、電圧Ｖ１の反転入力が０となることから、出力Ｘ＝１の場合にのみ、すなわち、カウンタ２１の計数が第１の所定値に達しなかった場合にのみ出力Ａ＝１となる。
【００４４】
リーク判定回路１ｄは、比較器３１、基準電圧源３２、カウンタ３３、および、ＡＮＤゲート３４を備えている。
【００４５】
比較器３１は、ゲート電圧Ｖｇを反転入力とするとともに、基準電圧源３２が発生する基準電圧Ｖｒｅｆ１を非反転入力として、互いを比較する。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、トランジスタ３の閾値電圧に対応する値以下の値に設定され、ゲートリークが発生しているか否かを判別する閾値となる。比較器３１は、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上であれば比較結果としての出力Ｚ＝０を出力し、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さければ比較結果としての出力Ｚ＝１を出力する。
【００４６】
カウンタ３３は、ＡＮＤゲート２３の出力Ａ＝１をアクティブなイネーブル入力として、入力されるクロック信号ＣＫ１のクロックパルスを計数する。出力Ａ＝１が入力されると、出力Ｙ＝０の状態でクロックパルスの計数が開始される。計数するクロックパルスはクロック信号ＣＫ１以外のものであってもよい。カウンタ３３は、計数したクロックパルス数が第２の所定値に達すると、出力Ｙ＝１を出力する。クロックパルス数が第２の所定値に達するタイミングは、遮断期間Ｔｏｆｆが開始されてから、遮断期間Ｔｏｆｆが終了する前までの、時間Ｔｃが経過した時点を指す。出力Ｙ＝１は、出力Ａがアクティブである期間だけ、すなわち、遮断期間Ｔｏｆｆの終了時点まで保持される。
【００４７】
ＡＮＤゲート３４は、カウンタ３３の出力Ｙと比較器３１の出力Ｚとを入力とする２入力のＡＮＤゲートである。比較器３１は常にゲート電圧Ｖｇと基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較しているので、出力Ｙ＝１となったときに出力Ｚ＝１である場合にのみ、ＡＮＤゲート３４は出力Ｗ＝１を出力する。出力Ｗ＝１は、電流源１ｂによってゲート容量を充電したときにゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ１にまで上昇しなかったこと、すなわち、ゲート電圧Ｖｇの変化が、ゲートリークが発生しているか否かを判定する基準値となる基準電圧変化量（Ｖｒｅｆ１−Ｖｇｌ）よりも小さかったという比較結果を意味することから、ゲートリークが発生していることを示す信号として利用される。
（ゲート電圧の変化およびゲートリークの判定）
次に、図３および図４を用いて、上記の構成の故障検出回路１により、ゲートリークの有無の判定が行われるときのゲート電圧Ｖｇの変化について説明する。
【００４８】
図３（ａ）に、ゲートリークが存在していない、あるいは、ゲートリークが極めて小さい場合のゲート電圧Ｖｇの変化を示す。
【００４９】
時刻ｔ０において、ゲートに駆動回路２の駆動電源出力が接続されることで駆動回路２がゲート電圧Ｖｇｈを出力すると、導通期間Ｔｏｎが開始される。このとき、出力Ｘ＝０、Ｑ出力＝１、出力Ａ＝０となる。デューティ判定回路１ｃが、カウンタ２１によってクロック信号ＣＫ１のクロックパルスを計数することにより導通期間Ｔｏｎの長さを検出して、遮断期間Ｔｏｆｆの長さが時間Ｔｃ以上あると判定したとする。カウンタ２１の出力Ｘは、導通期間Ｔｏｎの終了時点で０のままである。
【００５０】
時刻ｔ１に遮断期間Ｔｏｆｆに移行すると、ゲートに、駆動回路２の駆動電源に代わって電流源１ｂが接続される。これにより、ゲート電圧Ｖｇは、初期値のゲート電圧Ｖｇｌから時間経過に比例して電圧が上昇していく。電流源１ｂの電流は、遮断期間Ｔｏｆｆの取り得る長さの間にゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈに対応する値に達しないような大きさに設定されている。すなわち、電流源１ｂは、ゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈ未満になる量の電流を所定時間で印加する。
【００５１】
リーク判定回路１ｄは、時刻ｔ１に出力Ａ＝１となることから、カウンタ３３によってクロック信号ＣＫ１のクロックパルスの計数を開始する。ゲートリークが無いとみなせる状態であるので、カウンタ３３が時刻ｔ１から時間Ｔｃの経過分だけクロックパルスを計数した時点である時刻ｔ２には、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上に大きくなる。これにより、出力Ｙ＝１となる時刻ｔ２に、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上であること、すなわち、ゲートリークが存在しないとみなせることを示す比較器３１の出力Ｚ＝０が、ＡＮＤゲート３４から出力Ｗ＝０として出力される。時刻ｔ３に遮断期間Ｔｏｆｆが終了すると、ゲートに、電流源１ｂに代わって駆動回路２の駆動電源出力が接続される。カウンタ３３の出力Ｙは、時刻ｔ３の時点でイネーブル入力の出力Ａが非アクティブになることで０にリセットされる。
【００５２】
図３（ｂ）に、ゲートリークが有意に存在している場合のゲート電圧Ｖｇの変化を示す。導通期間Ｔｏｎのゲート電圧Ｖｇの変化は図３（ａ）と同じであるとする。
【００５３】
時刻ｔ１に遮断期間Ｔｏｆｆに移行すると、ゲートに、駆動回路２の駆動電源出力に代わって電流源１ｂが接続される。これにより、ゲート電圧Ｖｇは、初期値のゲート電圧Ｖｇｌから、電流源１ｂから供給される電流からリーク電流分を差し引いた電流によって、時間経過とともに上昇していく。
【００５４】
リーク判定回路１ｄは、時刻ｔ１に出力Ａ＝１となることから、カウンタ３３によってクロック信号ＣＫ１のクロックパルスの計数を開始する。ゲートリークがあるとみなせる状態であるので、カウンタ３３が時刻ｔ１から時間Ｔｃの経過分だけクロックパルスを計数した時点である時刻ｔ２には、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さくなる。これにより、出力Ｙ＝１となる時刻ｔ２に、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さいことを示す比較器３１の出力Ｚ＝１が、ＡＮＤゲート３４から出力Ｗ＝１として出力される。時刻ｔ３に遮断期間Ｔｏｆｆが終了すると、ゲートに、電流源１ｂに代わって駆動回路２の駆動電源が接続される。カウンタ３３の出力Ｙは、時刻ｔ３の時点でイネーブル入力の出力Ａが非アクティブになることで０にリセットされる。
【００５５】
図４（ａ）に示すように、デューティ判定回路１ｃが、遮断期間Ｔｏｆｆの長さが時間Ｔｃ以上であると判定した場合には、時刻ｔ２にリーク判定回路１ｄがゲートリークの有無を正しく判定することができる。しかし、図４（ｂ）に示すように、デューティ判定回路１ｃが、遮断期間Ｔｏｆｆの長さが時間Ｔｃ未満であると判定した場合には、時刻ｔ１から時間Ｔｃが経過した時点は、当該遮断期間Ｔｏｆｆ内にはないので、リーク判定回路１ｄが同様の基準でゲート電圧Ｖｇからゲートリークの有無を判定することはできない。図４（ｂ）のような場合には、デューティ判定回路１ｃが、カウンタ２１によって出力Ｘ＝１を出力することによって、Ｑ出力を強制的に０とし、出力Ａを０に保持するようにする。このようにすれば、リーク判定回路１ｄのカウンタ３３はクロックパルスの計数を開始しないので、出力Ｙ＝０のままとなる。これにより、比較器３１の出力Ｚの値に関わらず、出力Ｗを常に０とすることができるので、リーク判定を無効とすることができる。
【００５６】
図４（ｂ）のようにリーク判定が無効とされるゲート電圧Ｖｇのサイクルが存在しても、導通期間Ｔｏｎの長さと遮断期間Ｔｏｆｆの長さとが時系列的に変化するゲート電圧Ｖｇにおいては、図４（ａ）のように遮断期間Ｔｏｆｆの長さが時間Ｔｃ以上あるサイクルにおいて、リーク判定を行うことができる。
【００５７】
次に、図５にトランジスタ３がＰチャネル型の絶縁ゲート型トランジスタである場合の、ゲート電圧Ｖｇの変化を示す。電流源１ｂは、ゲート電圧Ｖｇが低下する向きに電流を流す。
【００５８】
図５（ａ）は、ゲートリークが存在していない、あるいは、ゲートリークが極めて小さい場合のゲート電圧Ｖｇの変化を示しており、図４（ａ）の波形をレベル反転したものに相当する。図５（ｂ）は、ゲートリークが有意に存在している場合のゲート電圧Ｖｇの変化を示しており、図４（ｂ）の波形をレベル反転したものに相当する。トランジスタ３がＰチャネル型の場合には、故障検出回路１は、動作論理が図２のものに対して反転するように構成され、リーク判定の原理はＮチャネル型の場合と同じである。
【００５９】
以上のように、本実施形態によれば、トランジスタ３のゲートリークを、素子動作に与える影響の少ない遮断期間Ｔｏｆｆに行うので、回路が動作中であるか否かに関わらず、測定装置を用いずに容易に検出することができる。また、リーク判定は遮断期間Ｔｏｆｆに行うので、トランジスタ３が遮断状態で保持されていても、ゲートリークを検出することができる。
【００６０】
また、遮断期間Ｔｏｆｆが時間Ｔｃ以上あると判定したときにのみ、ゲートリークが発生しているか否かを判定するので、正確なリーク判定が行えるとともに、リーク判定処理がトランジスタ３の導通および遮断の動作に影響を与えることを回避することができる。
【００６１】
また、電流源１ｂからゲートに電流を流す前の導通期間Ｔｏｎに遮断期間Ｔｏｆｆの長さを判定するので、ゲートリークが影響を与えにくい導通期間Ｔｏｎのゲート電圧Ｖｇにより遮断期間Ｔｏｆｆの長さを正確に検出することができる。また、導通期間Ｔｏｎに遮断期間Ｔｏｆｆの長さを検出し、遮断期間Ｔｏｆｆにリーク判定を行うので、信号の処理タイミングに余裕が生じる。
【００６２】
また、各遮断期間Ｔｏｆｆには必ず電流源１ｂからゲートに電流を流し、リーク判定に適した長さを有する遮断期間Ｔｏｆｆにのみリーク判定を行うので、電流源１ｂの接続制御が単純化される。
【００６３】
なお、以上の例では、デューティ判定回路１ｃが、導通期間Ｔｏｎに直後の遮断期間Ｔｏｆｆの長さを判定したが、遮断期間Ｔｏｆｆの開始とともに遮断期間Ｔｏｆｆの長さをカウンタの計数を利用するなどして開始し、ゲート電圧Ｖｇが閾値電圧に対応する値に達しない限りにおいて、時間Ｔｃが経過した時点でリーク判定を行うようにしてもよい。この場合には、ゲート電圧Ｖｇの波形が周期を有していなくてもリーク判定を行うことができる。
【００６４】
また、以上の例では、遮断期間Ｔｏｆｆの全てにおいてゲートに電流源１ｂが接続されたが、遮断期間Ｔｏｆｆが長すぎてゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈに対応する値に達してしまうような場合には、リーク判定後に直ちに電流源１ｂをゲートから切り離すようにしてもよい。
【００６５】
〔第２の実施形態〕
本発明の実施形態について図６ないし図８を用いて説明すれば以下の通りである。なお、第１の実施形態と同じ符号を付した部材については、特に断らない限り同じ機能を有するものとする。
【００６６】
（故障検出回路の構成）
図６に、本実施形態に係る故障検出回路４１の構成を示す。
故障検出回路４１は、駆動回路２によってトランジスタ３を駆動するシステムにおいて、トランジスタ３のゲートリークを検出する回路である。故障検出回路（電圧変化検出回路）４１は、電源切換回路４１ａ、電流源１ｂ、オン／オフ判定回路４１ｃ、および、リーク判定回路（比較手段）４１ｄを備えている。駆動回路２、電源切換回路４１ａ、および、電流源１ｂは、ゲート駆動回路５１を構成している。
【００６７】
駆動回路２は、図示しない制御部から供給される制御信号ｓｐ２に従って、高電位期間および低電位期間を有するパルス信号としての駆動電圧をトランジスタ３のゲートに出力する機能を有する。ここでは、ゲート電圧Ｖｇとして、周期を有しない、あるいは、周期が一定でないものを想定する。
【００６８】
制御信号ｓｐ２は、電源切換回路４１ａに入力される。電源切換回路４１ａは、通常は、内部のスイッチＳＷ１によって、入力される制御信号ｓｐ２を駆動回路２に出力する。また、電源切換回路１ａは、ゲートリークの判定を行うための期間に、スイッチＳＷ１によって、入力される制御信号ｓｐ２を電流源１ｂに出力する。スイッチＳＷ１の切換えは、オン／オフ判定回路４１ｃから入力される出力Ｂに従って行われる。
【００６９】
駆動回路２は、電源切換回路４１ａからスイッチＳＷ１を介して制御信号ｓｐ２が入力されると、高電位側の駆動電源を用いてゲート電圧Ｖｇｈを生成するとともに、低電位側の駆動電源を用いてゲート電圧Ｖｇｌを生成し、交互にゲートに出力する。駆動回路２は、制御信号ｓｐ２の入力がなくなると、ゲート電圧Ｖｇｈ用の出力トランジスタおよびゲート電圧Ｖｇｌ用の両方の出力トランジスタの出力をハイインピーダンスとして、高電位側および低電位側の各駆動電源出力を遮断する。
【００７０】
電流源１ｂは、電源切換回路４１ａからスイッチＳＷ１を介して制御信号ｓｐ２が入力されると、ゲート電圧をトランジスタ３の閾値電圧Ｖｔｈに対応する値に近付ける向きに変化させるように電流を流す。
【００７１】
図７に、オン／オフ判定回路４１ｃおよびリーク判定回路４１ｄの構成概念を示す。
【００７２】
オン／オフ判定回路４１ｃは、比較器６１、基準電圧源６２、スイッチＳＷ２、カウンタ６３、および、ＡＮＤゲート６４を備えている。
【００７３】
比較器６１は、ゲート電圧Ｖｇを反転入力とするとともに、基準電圧源６２が発生する基準電圧Ｖｒｅｆ２を非反転入力とする。基準電圧Ｖｒｅｆ２は、ゲート電圧Ｖｇが導通期間Ｔｏｎ用の電圧であるか遮断期間Ｔｏｆｆ用の電圧であるかを判別する閾値となる。基準電圧Ｖｒｅｆの値は、例えばトランジスタ３の閾値電圧Ｖｔｈに対応する値に設定される。もし、ゲートリークを含む各種リークにより、遮断期間Ｔｏｆｆ中にゲート電圧Ｖｇが無視できない電圧だけ増加してしまうようなことが懸念されるならば、基準電圧Ｖｒｅｆ２を閾値電圧Ｖｔｈに対応する値よりも低い値に設定して、ゲート電圧Ｖｇが比較的低い場合のみを遮断期間Ｔｏｆｆ用の電圧とみなすようにしてもよい。比較器６１は、ゲート電圧Ｖｇと基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較し、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さければ１を出力し、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ２以上であれば０を出力する。
【００７４】
カウンタ６３は、入力されるクロック信号ＣＫ２のクロックパルスを計数し、第３の所定値まで計数を行うと１を出力し、計数を初期値にリセットして同様の計数を繰り返す。
【００７５】
スイッチＳＷ２は、後述のＡＮＤゲート６４の一方の入力を、比較器６１の出力に接続するか、ＧＮＤに接続するかを、カウンタ６３の出力に従って切り換えるように設けられている。カウンタ６３の出力が０であるときは、スイッチＳＷ２は、ＡＮＤゲート６４の一方の入力をＧＮＤに接続する。カウンタ６３の出力が１であるときは、スイッチＳＷ２は、ＡＮＤゲート６４の一方の入力を比較器６１の出力に接続する。スイッチＳＷ２の出力Ｃはリーク判定回路４１ｄに入力される。
【００７６】
ＡＮＤゲート６４は２入力のＡＮＤゲートであり、上記一方の入力はスイッチＳＷ２の出力Ｃに接続されており、他方の入力はカウンタ６３の出力に接続されている。ＡＮＤゲート６４の出力Ｂは電源切換回路４１ａに入力される。出力Ｂ＝１は、電源切換回路４１ａのスイッチＳＷ２を、制御信号ｓｐ２が電流源１ｂに入力されるように切り換えるトリガ信号となる。
【００７７】
リーク判定回路４１ｄは、セットリセット・フリップフロップ７１、カウンタ７２、比較器７３、基準電圧源７４、および、スイッチＳＷ３を備えている。
【００７８】
セットリセット・フリップフロップ７１は、オン／オフ判定回路４１ｃから出力された出力Ｃをセット入力とし、後述のカウンタ７２の出力をリセット入力とする。セットリセット・フリップフロップ７１のＱ出力はカウンタ７２に入力される。
【００７９】
カウンタ７２は、セットリセット・フリップフロップ７１のＱ出力をイネーブル入力として、Ｑ出力がアクティブであるときに入力されるクロック信号ＣＫ２のクロックパルスを計数する。カウンタ７２の出力Ｄは、後述のスイッチＳＷ３の切換え指示信号となるとともに、電源切換回路４１ａのスイッチＳＷ２を、制御信号ｓｐ２の入力先が電流源１ｂから駆動回路２となるように切り換えるか否かを指示する信号となる。なお、カウンタ７２は、クロック信号ＣＫ２以外のクロックパルスを計数してもよい。
【００８０】
比較器７３は、ゲート電圧Ｖｇを反転入力とするとともに、基準電圧源７３が発生する基準電圧Ｖｒｅｆ３を非反転入力とする。基準電圧Ｖｒｅｆ３は、トランジスタ３の閾値電圧に対応する値以下の値に設定され、ゲートリークが発生しているか否かを判別する閾値となる。比較器７３は、ゲート電圧Ｖｇと基準電圧Ｖｒｅｆ３とを比較し、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも小さければ比較結果としての１を出力し、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ３以上であれば比較結果としての０を出力する。
【００８１】
スイッチＳＷ３は、比較器７３の出力を、リーク判定結果を受け取る外部回路へ接続するか否かを、カウンタ７２の出力Ｄに従って切り換えるように設けられている。出力Ｄ＝０のときは、スイッチＳＷ３は比較器７３の出力を外部回路へ出力せずに、ＧＮＤ電位を出力Ｗ２とする。出力Ｄ＝１のときは、スイッチＳＷ３は比較器７３の出力を、出力Ｗ２として外部回路へ接続する。出力Ｄ＝１は、ゲート電圧Ｖｇの変化が、ゲートリークが発生しているか否かを判定する基準値となる基準電圧変化量（Ｖｒｅｆ３−Ｖｇｌ）よりも小さいという比較結果、すなわち、ゲートリークが発生していることを示す。
（ゲート電圧の変化およびゲートリークの判定）
次に、図８（ａ）を用いて、上記の構成の故障検出回路４１により、ゲートリークの有無の判定が行われるときのゲート電圧Ｖｇの変化について説明する。
【００８２】
オン／オフ判定回路４１ｃのカウンタ６３は、常時、計数を行っており、時刻ｔ０に計数値が第３の所定値に達したとすると、１を出力する。これによりスイッチＳＷ２は閉状態となる。比較器６１は、ゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆ用の低電位のゲート電圧Ｖｇｌであるので、ゲート電圧Ｖｇは基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低い、すなわちゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆにあると判定して出力Ｃ＝１を出力する。出力Ｃ＝１およびカウンタの出力＝１はＡＮＤゲート６４に入力され、ＡＮＤゲート６４は出力Ｂ＝１を出力する。出力Ｂ＝１は電源切換回路４１ａに入力され、電源切換回路４１ａのスイッチＳＷ１は、出力Ｂ＝１をトリガ信号として同時にあるいは一定の時間をおいて、電流源１ｂをゲートに接続する。カウンタ６３は自身の計数出力により初期状態にリセットされ、再度、計数を開始する。
【００８３】
時刻ｔ１において電流源１ｂがゲートに接続されたとすると、ゲート電圧Ｖｇは初期値のＶｇｌから直線的に増加していく。リーク判定回路４１ｄにおいては、時刻ｔ０にセットリセット・フリップフロップ７１に出力Ｃ＝１が入力されることで、Ｑ出力＝１がカウンタ７２のアクティブなイネーブル入力となる。これにより、カウンタ７２が時刻ｔ１から計数を開始して、時刻ｔ２に計数値が第４の所定値に達したとする。カウンタ７２は時刻ｔ２に出力Ｄ＝１を出力するので、スイッチＳＷ３が比較器７３の出力を外部回路に接続する。比較器７３は、時刻ｔ２のゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ３以上であれば０を出力し、ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも小さければ１を出力する。ゲート電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも小さい場合にはゲートリークがあると判定され、リーク判定回路４１ｄは出力Ｗ２＝１を出力する。
【００８４】
また、時刻ｔ２に出力Ｄ＝１となることにより、セットリセット・フリップフロップ７１がリセットされる。これにより、カウンタ７２のイネーブル入力は非アクティブになり、カウンタ７２はリセットされる。さらに、出力Ｄ＝１は電源切換回路４１ａにトリガ入力されて、スイッチＳＷ１が電流源１ｂをゲートから切り離して駆動回路２に制御信号ｓｐ２が入力されるように接続の切換えを行う。この接続の切換えは、時刻ｔ２において行っても良いし、図８（ａ）に示すように、時刻ｔ２からある時間が経過した時刻ｔ３において行ってもよい。このように電流源１ｂを切り離すことにより、ゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆ中に閾値電圧Ｖｔｈに対応する値に達してしまうことを防ぐことができる。電流源１ｂを切り離した後は、ゲートに駆動回路２の駆動電源出力が接続されるので、ゲート電圧Ｖｇは低電位のゲート電圧Ｖｇｌになる。
【００８５】
外部回路は、受け取った出力Ｗ２＝１を、ゲートリークが発生したことに対する処理に用いる。必要に応じて、出力Ｗ２＝１を所定時間だけラッチする構成を追加してもよい。
【００８６】
電圧判定回路４１ｃのカウンタ６３は第３の所定値までの計数を繰り返し行っており、時刻ｔ０（１）においてゲート電圧Ｖｇが導通期間Ｔｏｎ用の電圧であった場合に、比較器６１は出力Ｃ＝０を出力する。これにより、出力Ｂ＝０となるため、電源切換回路４１ａのスイッチＳＷ１はゲートに電流源１ｂを接続しない。また、リーク判定回路４１ｄにおいては、セットリセット・フリップフロップ７１のＱ出力は０のままとなり、カウンタ７２の計数は開始されない。これにより、出力Ｗ２はＧＮＤ電位のままとなる、すなわちリーク判定は行われない。
【００８７】
その後、電圧判定回路４１ｃのカウンタ６３は計数を繰り返していき、時刻ｔ０（２）に第３の所定値を計数したとする。このときゲート電圧Ｖｇ＝Ｖｇｌであるので、前述と同様にリーク判定が行われる。
【００８８】
このように、オン／オフ判定回路４１ｃは、ゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆ用の電圧でないと判定した場合には、リーク判定回路４１ｄによるゲートリークの判定を行わずに、ゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆ用の電圧になるまで待機してから、再度、ゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆ用の電圧であるか否かを判定する。
【００８９】
次に、図８（ｂ）に、トランジスタ３がＰチャネル型の絶縁ゲート型トランジスタである場合の、ゲート電圧Ｖｇの変化を示す。電流源１ｂは、ゲート電圧Ｖｇが低下する向きに電流を流す。図８（ｂ）のゲート電圧Ｖｇの波形は、図８（ａ）の波形をレベル反転したものに相当する。トランジスタ３がＰチャネル型の場合には、故障検出回路４１は、動作論理が図７のものに対して反転するように構成され、リーク判定の原理はＮチャネル型の場合と同じである。
【００９０】
以上のように、本実施形態によれば、遮断期間Ｔｏｆｆの長さを検出せずに、ゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆにあることを検出してリーク判定を行うため、電流源１ｂからゲートに電流を流す時間が任意の遮断期間Ｔｏｆｆの長さよりも短いような波形を有するゲート電圧Ｖｇにおけるリーク判定に特に適している。
【００９１】
また、ゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆ用の電圧であるか否かを周期的に判定するので、遮断期間Ｔｏｆｆを容易に探すことができるとともに、リーク判定を任意回数行うことができる。
【００９２】
また、ゲート電圧Ｖｇが遮断期間Ｔｏｆｆ用の電圧でないと判定した場合にはリーク判定を行わずに遮断期間Ｔｏｆｆになるまで待機するので、リーク判定結果を効率的に得ることができる。
【００９３】
なお、以上の各実施形態の故障検出回路は、パワー半導体以外の絶縁ゲート型トランジスタ（例えばＭＯＳトランジスタ）に対するゲートリークの検出にも適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
本発明は、パワー素子が用いられる車載回路や電力用回路等に特に有効である。
【符号の説明】
【００９５】
１、４１          故障判定回路（電圧変化検出回路）
１ａ、４１ａ      電源切換回路
１ｂ              電流源
１ｃ              デューティ判定回路（遮断期間判定回路）
１ｄ、４１ｄ      リーク判定回路（比較手段）
２                駆動回路
４１ｃ            オン／オフ判定回路（電圧判定回路）
３                トランジスタ（絶縁ゲート型トランジスタ）
Ｔｏｎ            導通期間
Ｔｏｆｆ          遮断期間
Ｔ                和の期間
Ｖｇ              ゲート電圧
Ｖｇｌ            ゲート電圧（遮断期間用の電圧）
Ｖｔｈ            閾値電圧
Ｔｃ              時間（所定時間）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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