(57)【要約】【課題】ＡＣ結合によりアナログ回路のコストを抑えつつ、ＩＦサンプリング技術のようにＡＤＣのサンプリングレートを高くすることなく、ＡＣ結合に起因する性能劣化を改善する。【解決手段】受信アンテナ１１にて受信した受信信号の周波数スペクトルの帯域幅ＢＷが、ＢＷ＝ＦSMP／２の関係を満たすようにし、ＲＦローカル発振器１３は、ＦRFLO＝ＦRF−ＦSMP／２の関係を満たすＲＦローカル信号を出力し、ＲＦミキサ１２は、ＦDOWN＝ＦRF−ＦRFLO＝ＦSMP／２の関係を満たすように受信信号をダウンコンバージョンする。ＡＤＣ１７にて変換後の信号の周波数スペクトルにおけるＤＣ成分が略ゼロであり、アンプ１５をＡＣ結合により構成し、ハイパスフィルタ１４、１６にてＤＣ成分を削除しても、信号波形への影響が小さく抑えられる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数のＲＦローカル信号を出力するＲＦローカル信号出力部と、
前記ＲＦローカル信号を用いて、受信信号をダウンコンバージョンするダウンコンバージョン部と、
前記ダウンコンバージョンされた受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部とを備え、
前記受信信号のキャリア周波数をＦRF、前記ＲＦローカル信号の周波数をＦRFLO、前記ダウンコンバージョンされた受信信号の中心周波数をＦDOWN、前記ＡＤ変換部のサンプリング周波数をＦSMPとした場合、
前記受信信号の周波数スペクトルの帯域幅ＢＷが、ＢＷ＝ＦSMP／２の関係を満たすようにし、
前記ＲＦローカル信号出力部は、ＦRFLO＝ＦRF−ＦSMP／２の関係を満たすＲＦローカル信号を出力し、
前記ダウンコンバージョン部は、ＦDOWN＝ＦRF−ＦRFLO＝ＦSMP／２の関係を満たすように前記受信信号のダウンコンバージョンを行う、受信機。
【請求項２】
所定周波数のＲＦローカル信号を出力するＲＦローカル信号出力部と、
前記ＲＦローカル信号を用いて、受信信号をダウンコンバージョンするダウンコンバージョン部と、
前記ダウンコンバージョンされた受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部とを備え、
前記受信信号のキャリア周波数をＦRF、前記ＲＦローカル信号の周波数をＦRFLO、前記ダウンコンバージョンされた受信信号の中心周波数をＦDOWN、前記ＡＤ変換部のサンプリング周波数をＦSMP、前記ＡＤ変換部によりサンプリングする信号の周波数スペクトルをＦsignalとした場合、
前記受信信号の周波数スペクトルの帯域幅ＢＷが、ＢＷ＜ＦSMP／２の関係を満たすようにし、
前記ＲＦローカル信号出力部は、ＦRFLO＞ＦRF−ＦSMPの関係を満たすＲＦローカル信号を出力し、
前記ダウンコンバージョン部は、ＦDOWN＝ＦRF−ＦRFLO＜ＦSMP、０＜Ｆsignal＜ＦSMPの関係を満たすように前記受信信号のダウンコンバージョンを行う、受信機。
【請求項３】
請求項１または２に記載の受信機であって、
前記ＡＤ変換部にて変換後の信号の周波数スペクトルにおいて、ＤＣ成分が略ゼロである、受信機。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載の受信機を備えるレーダ装置。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波無線信号を受信する受信機に関し、例えば高周波無線信号を用いたレーダ装置に適用可能な受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、セキュリティ、物流、ＩＴＳ（Intelligent Transport Systems）といった分野において、高精度に位置を特定する技術が注目されている。位置を特定する方法として、高周波無線信号を用いたレーダ技術の開発が従来から行われてきた。
【０００３】
レーダ技術には、キャリア信号の周波数を時間的に変化させ、反射物から反射して受信される信号の周波数解析により、反射物までの距離を特定するＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダ技術、或いは、短い幅のパルス信号を送信し、反射物にて反射して再びレーダにて受信されるまでの時間を検出することにより距離を測定するパルスレーダ技術などがある。
【０００４】
本明細書では、パルスレーダ技術を用いたレーダ装置を例にとり説明する。パルスレーダ方式のレーダ装置は、単パルス或いは符号化した複数のパルスを送信する。単パルス或いは符号化された複数のパルスは、間欠的に繰り返し送信される。間欠的に送信されるパルスとパルスとの間は、信号が送信されない無信号区間となる。
【０００５】
パルスレーダ方式のレーダ装置の性能を決める要素の一つに、分離分解能がある。分離分解能は、送信信号が反射物により反射し再びレーダ装置にて受信された場合に、受信信号のピークを検出できる最小の反射波到来経路差を意味する。この経路差は、送信信号のパルス幅により決定される。分離分解能を向上させるためには、送信信号のパルス幅を小さくする必要がある。つまり、パルスレーダ方式においては、送信信号の広帯域化が性能向上の重要な要素となる。レーダ装置の受信機においては、広帯域の受信信号への対応が課題となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第４５２５８８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
以下に、無線通信装置の受信機における、受信信号の広帯域化に伴う課題について説明する。
【０００８】
一般的に、ＤＣ（直流）成分を保持した広帯域なアンプの実現は、難易度が高い。増幅回路の素子毎に適したＤＣ動作点が異なるため、ＤＣ成分を含めて広帯域にわたって所望の特性を満足するアンプの実現は困難である。
【０００９】
したがって、受信機に用いるアンプは、受信信号からＤＣ成分を取り除いた信号を接続するＡＣ結合を用いた設計とすることが多い。しかし、パルスレーダ方式のように間欠的に送信する信号についてＤＣ成分を削除すると、無信号区間のＤＣ成分の時間的な変化、及びパルス波形自体の変形を引き起こす。
【００１０】
パルスレーダ方式のレーダ装置は、受信信号と送信した信号のレプリカ信号である参照信号との相関処理を行い、反射物を検出するための信号を生成する。このため、前述のＤＣ成分を削除することにより引き起こされる波形の変化、変形によって、実際には反射物は存在しない時間に他の反射物からの反射波の虚像であるレンジサイドローブが相関処理結果に発生する。
【００１１】
結果として、レーダ装置自体の検出性能を劣化させることになる。したがって、パルスレーダ方式では、レーダ装置のアナログ回路においてＡＣ結合による性能劣化を改善することが課題である。
【００１２】
無線通信装置においては、前述のＤＣ成分を削除することにより引き起こされる波形の変化、変形によって、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude：変調精度）が劣化する。
【００１３】
また、ＤＣ成分を除去する方法として、従来からＩＦ（Intermediate Frequency）サンプリング技術がある。ＩＦサンプリング技術では、受信信号を、無線周波数のＲＦ（Radio Frequency）信号から中間周波数であるＩＦ信号へ変換した後に、ＩＦ信号をＡＤＣ（Analog to Digital Converter）によりデジタル信号へ変換する。
【００１４】
ＩＦ信号からベースバンド帯域のＢＢ（Base Band）信号への変換は、デジタル信号処理により行う。これにより、アナログ信号はＤＣ成分を持たないＩＦ信号において処理できるため、ＤＣ成分を除去するＡＣ結合によりアナログ回路を設計した場合でも、信号波形を劣化させることはない。
【００１５】
しかし、ＩＦ信号をＡＤＣによりアナログ信号からデジタル信号へ変換するためには、ＩＦ信号の信号帯域の２倍以上のサンプリング周波数によりサンプリングする必要がある。したがって、通常のＢＢ信号をサンプリングする場合に比べて、高速なサンプリングが可能なＡＤＣが必要になる。
【００１６】
図９は、ＢＢ信号の周波数帯域及びサンプリング周波数を示す図である。図９において、横軸は周波数ｆ、縦軸はＢＢ信号の電力Ｐを表す。ＡＤＣを用いてアナログ信号をデジタル信号へ変換する場合、サンプリング定理を満たすためには、信号帯域の２倍の周波数のクロックを用いてサンプリングする必要がある。したがって、信号帯域幅ＢＷのＢＢ信号をサンプリングする場合、サンプリング周波数ＦSMPは、周波数２ＢＷ以上に設定し、２ＢＷ以上のクロックによりＡＤＣを動作させる必要がある。
【００１７】
例えば、送信信号のパルス幅が１ｎｓでは、送信信号の信号帯域幅ＢＷは、１ＧＨｚである。この送信信号を用いたレーダ装置では、レーダ装置の分離分解能は１５ｃｍである。したがって、隣接した複数の人物を同時に精度良く検出するためには、１ＧＨｚ程度の信号帯域幅を持った広帯域なパルス信号を用いる必要がある。よって、信号帯域幅ＢＷの大きな広帯域の送信信号に対応するには、高いサンプリング周波数にて高速に動作するＡＤＣが必要になる。
【００１８】
図１０は、ＩＦ信号の周波数帯域及びサンプリング周波数を示す図である。図１０において、横軸は周波数ｆ、縦軸はＩＦ信号の電力Ｐを表す。ＩＦ信号をＡＤＣによりアナログ信号からデジタル信号へ変換する場合、サンプリング定理を満たすためには、信号帯域幅ＢＷとＩＦ信号の中心周波数ＦIFを加算した値の２倍の周波数のクロックを用いてサンプリングする必要がある。したがって、ＩＦ信号をサンプリングする場合、ＢＢ信号をサンプリングする場合に比べて、さらに高いサンプリング周波数のクロックを用いてＡＤＣを行う必要があるという課題がある。
【００１９】
上述したように、１５ｃｍの分離分解能を得るためには信号帯域幅ＢＷが１ＧＨｚ必要である。例えば、信号帯域幅ＢＷが１ＧＨｚである信号を用いて、中心周波数ＦIFを１ＧＨｚとした場合、図９において説明したように、ＡＤＣのサンプリング周波数ＦSMPは、ＦSMP＝２（１ＧＨｚ＋１ＧＨｚ）＝４ＧＨｚとなる。このように、ＩＦ信号をサンプリングする場合、４ＧＨｚ程度のサンプリング周波数の高いＡＤＣを用いる必要がある。サンプリング周波数の高いＡＤＣは、アナログ信号をデジタル信号に変換する場合のビット数が小さくなる。これは、レーダ装置においては、物体の検出距離が短くなるという影響がある。
【００２０】
増幅器におけるＡＣ結合による性能劣化を改善する他の技術として、特許文献１に記載されたものがある。特許文献１の従来技術は、送信する信号の信号系列を工夫することにより、信号スペクトルの直流成分をゼロにするものである。この例では、信号の直流成分をゼロにするために、マンチェスタ符号のような符号系列をプリアンブルに用いる。したがって、受信信号は、直流成分のスペクトルを持たないため、ＡＣ結合により構成したアナログ回路を用いて処理した場合に、受信信号に劣化が発生しない。
【００２１】
特許文献１の従来技術では、送信する信号を替える必要がある。このため、レーダ装置にはあまり適していない。レーダ装置では、相補符号のような符号を送信信号とし、相補符号の持つ理論的にはレンジサイドローブが無いという特性を得る構成が考えられる。しかし、このような相補符号を用いる構成には、特許文献１の従来技術の適用が困難である。
【００２２】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ＡＣ結合によりアナログ回路のコストを抑えつつ、ＩＦサンプリング技術のようにＡＤＣのサンプリングレートを高くすることなく、ＡＣ結合に起因する性能劣化を改善することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、所定周波数のＲＦローカル信号を出力するＲＦローカル信号出力部と、前記ＲＦローカル信号を用いて、受信信号をダウンコンバージョンするダウンコンバージョン部と、前記ダウンコンバージョンされた受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部とを備え、前記受信信号のキャリア周波数をＦRF、前記ＲＦローカル信号の周波数をＦRFLO、前記ダウンコンバージョンされた受信信号の中心周波数をＦDOWN、前記ＡＤ変換部のサンプリング周波数をＦSMPとした場合、前記受信信号の周波数スペクトルの帯域幅ＢＷが、ＢＷ＝ＦSMP／２の関係を満たすようにし、前記ＲＦローカル信号出力部は、ＦRFLO＝ＦRF−ＦSMP／２の関係を満たすＲＦローカル信号を出力し、前記ダウンコンバージョン部は、ＦDOWN＝ＦRF−ＦRFLO＝ＦSMP／２の関係を満たすように前記受信信号のダウンコンバージョンを行う、受信機を提供する。
【００２４】
また、本発明は、所定周波数のＲＦローカル信号を出力するＲＦローカル信号出力部と、前記ＲＦローカル信号を用いて、受信信号をダウンコンバージョンするダウンコンバージョン部と、前記ダウンコンバージョンされた受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部とを備え、前記受信信号のキャリア周波数をＦRF、前記ＲＦローカル信号の周波数をＦRFLO、前記ダウンコンバージョンされた受信信号の中心周波数をＦDOWN、前記ＡＤ変換部のサンプリング周波数をＦSMP、前記ＡＤ変換部によりサンプリングする信号の周波数スペクトルをＦsignalとした場合、前記受信信号の周波数スペクトルの帯域幅ＢＷが、ＢＷ＜ＦSMP／２の関係を満たすようにし、前記ＲＦローカル信号出力部は、ＦRFLO＞ＦRF−ＦSMPの関係を満たすＲＦローカル信号を出力し、前記ダウンコンバージョン部は、ＦDOWN＝ＦRF−ＦRFLO＜ＦSMP、０＜Ｆsignal＜ＦSMPの関係を満たすように前記受信信号のダウンコンバージョンを行う、受信機を提供する。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、ＡＣ結合によりアナログ回路のコストを抑えつつ、ＩＦサンプリング技術のようにＡＤＣのサンプリングレートを高くすることなく、ＡＣ結合に起因する性能劣化を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施形態に係るレーダ装置の受信部及び送信部の構成を示すブロック図
【図２】距離算出部に設けられる相関演算を行うマッチドフィルタの構成例を示す図
【図３】距離算出部のマッチドフィルタから出力される相関結果の例を示す図
【図４】受信信号の周波数スペクトルを示す図
【図５】ＲＦミキサから出力されるダウンコンバージョンされた信号の周波数スペクトルを示す図
【図６】ダウンコンバージョンされた信号をＡＤＣによってサンプリングした信号の周波数スペクトルを示す図
【図７】周波数変換部にて直交復調した後の信号の周波数スペクトルを示す図
【図８】本実施形態を適用した無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図
【図９】ＢＢ信号の周波数帯域及びサンプリング周波数を示す図
【図１０】ＩＦ信号の周波数帯域及びサンプリング周波数を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下の実施形態では、本発明に係る受信機の一例として、パルスレーダ方式のレーダ装置の受信部に適用した場合の構成例を示す。なお、本発明は、高周波無線信号を受信する種々の無線通信装置の受信機に適用可能である。
【００２８】
図１は、本発明の実施形態に係るレーダ装置の受信部及び送信部の構成を示すブロック図である。受信部は、受信アンテナ１１、ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）ミキサ１２、ＲＦローカル発振器１３、ハイパスフィルタ１４、アンプ１５、ハイパスフィルタ１６、ＡＤＣ（アナログ−デジタル変換器）１７、周波数変換部１８、距離算出部１９、及びＢＢ（Base Band：ベースバンド）ローカル発振器２０を有する。
【００２９】
送信部は、送信信号生成部３１、周波数変換部３２、送信電力増幅部３３、及び送信アンテナ３４を備える。送信信号生成部３１は、単パルス或いは符号化した複数のパルスによる送信信号を生成する。周波数変換部３２は、ベースバンドの送信信号を、送信に用いるキャリア周波数に周波数変換する。送信電力増幅部３３は、送信信号の電力を増幅し、送信アンテナ３４よりパルスレーダの送信信号を送信する。
【００３０】
ＲＦミキサ１２は、ダウンコンバージョン部の一例であり、受信アンテナ１１にて受信された受信信号と、ＲＦローカル発振器１３から出力されるＲＦローカル信号とを入力とする。ＲＦローカル発振器１３は、ＲＦローカル信号出力部の一例であり、受信信号を所望のキャリア周波数の信号へダウンコンバージョンするための所定周波数のキャリア信号を生成する。ＲＦミキサ１２は、受信信号とＲＦローカル信号とを混合することにより受信信号をダウンコンバージョンする。ダウンコンバージョンは、ＢＢ信号の周波数よりも少しだけ高い周波数となるように、受信信号の周波数を低くする。ダウンコンバージョン後の信号の中心周波数については後述する。
【００３１】
ＲＦミキサ１２によりダウンコンバージョンされた受信信号は、ハイパスフィルタ１４へ入力される。ハイパスフィルタ１４は、所定以上の高周波成分を通過させ、入力された受信信号のＤＣ成分を除去する。
【００３２】
アンプ１５は、ハイパスフィルタ１４によりＤＣ成分を除去された受信信号を入力とする。アンプ１５は、入力信号を増幅し、増幅した信号を出力する。
【００３３】
ハイパスフィルタ１６は、アンプ１５の出力を入力とする。ハイパスフィルタ１６は、所定以上の高周波成分を通過させ、入力信号のＤＣ成分を除去する。
【００３４】
ここで、ハイパスフィルタ１４、１６を用いてＤＣ成分を削除する理由は、特許文献１の記載にもあるように、ＤＣ成分を削除してＡＣ結合とすることにより、アンプの回路構成を簡易にし、アンプの回路に必要なコストを抑えられる。また、アンプの入力と出力を２つのハイパスフィルタ１４、１６にて接続する構成によって、アンプの動作ＤＣレベルを自由に設定でき、アンプを構成するトランジスタの動作点を自由に設計できるため、回路コスト、設計コストを抑えられる。なお、本説明では、アンプ１５の入出力にハイパスフィルタ１４、１６を配置したが、これに限るものではなく、ミキサ１２の入出力にハイパスフィルタを配置しても良い。つまり、設計対象の回路の入出力にハイパスフィルタか或いはハイパスフィルタと等価な回路を配置すればよい。
【００３５】
ＡＤＣ１７は、ＡＤ変換部の一例であり、ハイパスフィルタ１６から出力される信号と、ＢＢローカル発振器２０からのサンプリングクロック（ＢＢローカル信号）とを入力とする。ＡＤＣ１７は、入力されるサンプリングクロックに応じて、ハイパスフィルタ１６から出力される受信信号をデジタル信号に変換する。ＡＤＣ１７は、デジタル信号に変換された受信信号のデジタル値を出力する。
【００３６】
周波数変換部１８は、ＡＤＣ１７から出力される受信信号のデジタル値とＢＢローカル発振器２０から出力されるクロック信号（ＢＢローカル信号）とを入力とする。周波数変換部１８は、デジタル信号処理により、入力される受信信号を直交復調する。直交復調は、以下の式（１）、（２）によって行う。
【００３７】
ＳｉｇｎａｌIch ＝ Ｒｘ × ｃｏｓ（２πＦｒｅｑ）    …（１）
ＳｉｇｎａｌQch ＝ Ｒｘ × ｓｉｎ（２πＦｒｅｑ）    …（２）
ここで、Ｒｘは受信信号、ＳｉｇｎａｌIchは直交復調後の同相成分、ＳｉｇｎａｌQchは直交復調後の直交成分、Ｆｒｅｑは受信信号のキャリア周波数である。
【００３８】
周波数変換部１８は、ＢＢ信号の復調データとして、直交復調された同相成分と直交成分を出力する。
【００３９】
距離算出部１９は、直交復調されたベースバンド信号である同相成分及び直交成分と、ＢＢローカル発振器２０から出力されるクロック信号（ＢＢローカル信号）とを入力とする。また距離算出部１９は、送信部から送信した送信信号を送信信号生成部３１より入力する。距離算出部１９は、デジタル信号処理により、送信した信号を参照信号として受信信号との相関を演算する。相関演算は、一般的なマッチドフィルタを用いてデジタル信号処理を用いて計算する。
【００４０】
図２は、距離算出部１９に設けられる相関を演算するマッチドフィルタの構成例を示す図である。マッチドフィルタは、一般的なＮタップのフィルタであり、Ｎ−１個の遅延器（Ｄ）２１が直列接続され、各遅延器２１の入力部及び最終段の遅延器２１の出力部に乗算器２２が接続される。Ｎ個の乗算器２２の出力には加算器２３が接続され、加算器２３の出力が相関結果（Correlation Output）としてマッチドフィルタより出力される。
【００４１】
マッチドフィルタの入力ＲｘＳｉｇｎａｌには、距離算出部１９に入力される受信信号を入力する。乗算器２２の他方の入力Ｒｅｆ０〜ＲｅｆＮには、送信信号を参照信号として入力する。遅延器２１は、入力される信号を距離算出部１９に入力されるクロック信号の１クロック分遅延させる。乗算器２２は、遅延された受信信号とそれぞれのＲｅｆ０〜ＲｅｆＮまでの信号とを乗算する。加算器２３は、各乗算器２２の乗算結果を加算し、相関結果として出力する。
【００４２】
図３は、距離算出部１９のマッチドフィルタから出力される相関結果の例を示す図である。図３において、横軸は遅延時間ｔ、縦軸は相関結果の電力Ｐを表す。相関結果は、相関値のピークが存在する時間、すなわち遅延時間ｔに対応する距離の位置に、反射物が存在することを意味する。
【００４３】
距離算出部１９は、上記の相関演算による相関結果によって、信号を送信してから相関値のピークまでの遅延時間を計算し、さらに遅延時間を距離に換算することにより反射物までの距離を求める。距離算出部１９は、反射物までの距離を出力する。
【００４４】
以下に、本実施形態の受信部において扱う信号の周波数領域における図を用いて、ＲＦミキサ１２、周波数変換部１８の動作を説明する。
【００４５】
図４は、受信信号の周波数スペクトルを示す図である。図４の信号は、図１における信号Ａに相当する。以下の図４〜図７において、横軸は周波数ｆ、縦軸は信号の電力Ｐを表す。受信信号は、キャリア周波数ＦRF、帯域幅ＢＷの変調信号である。ＲＦミキサ１２は、ＲＦローカル信号を用いて受信信号をダウンコンバージョンする。ＲＦミキサ１２に入力するＲＦローカル信号の周波数ＦRFLOは、ＦRFLO＝ＦRF−ＦSMP／２とする。ここでＦSMPは、ＡＤＣ１７に入力するサンプリングクロック（ＢＢローカル信号）の周波数である。
【００４６】
図５は、ＲＦミキサ１２から出力されるダウンコンバージョンされた信号の周波数スペクトルを示す図である。図５の信号は、図１における信号Ｂに相当する。ＲＦミキサ１２にてダウンコンバージョンされた信号の中心周波数ＦDOWNは、ＦDOWN＝ＦRF−ＦRFLOとなる。ここで、ＦRFLO＝ＦRF−ＦSMP／２であるので、ＦDOWN＝ＦSMP／２の関係になるようにダウンコンバージョンする。また、受信信号の周波数スペクトルの帯域幅ＢＷは、ＢＷ＝ＦSMP／２を満たす関係とする。
【００４７】
なお、受信信号の周波数スペクトルの帯域幅ＢＷは、ＢＷ＜ＦSMP／２としてもよい。この場合、ＡＤＣ１７によりサンプリングする信号の周波数スペクトルＦsignalが、０＜Ｆsignal＜ＦSMPの関係を満たすように、ダウンコンバージョン後の信号の中心周波数ＦDOWNを決定する。したがって、正確にＦDOWN＝ＦSMP／２とならず、上記を満たす条件下において０＜ＦDOWN＜ＦSMPとなる場合もある。ＢＷ＜ＦSMP、０＜ＦDOWN＜ＦSMPでは、ＦRFLO＞ＦRF−ＦSMP、ＦDOWN＝ＦRF−ＦRFLO＜ＦSMPとなる。上記条件を満たすことにより、サンプリング時の周波数軸上での折り返しを利用し、サンプリング定理を満たしていない信号をサンプリングできる。
【００４８】
ここで、ＢＷ＝ＦSMP／２では、信号帯域幅ＢＷに対して二倍のサンプリング周波数ＦSMPを用いてサンプルする。したがって、ＦDOWN＝ＦSMP／２において、受信信号を最も低いサンプリング周波数を用いてサンプリングできる。
【００４９】
図６は、ダウンコンバージョンされた信号をＡＤＣ１７によってサンプリングした信号の周波数スペクトルを示す図である。図６の信号は、図１における信号Ｃに相当する。ＡＤＣ１７にてサンプリング後の信号の周波数スペクトルは、ＦSMP／２（サンプリング周波数の１／２）において折り返されて検出される。本実施形態では、サンプリング周波数の半分（ＦSMP／２）での周波数スペクトルの折り返しを利用してサンプリングする。サンプリング後のＤＣ成分が略ゼロであるように、ダウンコンバージョン後の信号の中心周波数ＦDOWN、サンプリング周波数ＦSMPを決定する。
【００５０】
この場合、サンプリングした信号の周波数スペクトルのＤＣ成分（周波数ｆ＝０の近傍）は信号電力としては小さく（理論上ゼロである）、ハイパスフィルタによってカットされる割合が小さい。このため、アナログ回路がＡＣ結合を用いた構成された場合に発生する、ＤＣ成分の削除による信号波形への影響を小さく抑えることができる。
【００５１】
図７は、周波数変換部１８にて直交復調した後の信号の周波数スペクトルを示す図である。図７の信号は、図１における信号Ｄに相当する。直交復調された後の信号の周波数スペクトルは、図６において示したサンプリング後の信号に対し、Ｆｒｅｑ＝ＦDOWNとして式（１）、（２）の演算を行った演算結果ＳｉｇｎａｌIchとＳｉｇｎａｌQchの信号の周波数スペクトルを表す。周波数変換部１８は、上記式によるデジタル演算によって直交復調する。以上のようにして、図７に示したようにＢＢ信号をサンプリングした信号と同様の信号を復調して得られる。
【００５２】
上述したように、本実施形態では、ダウンコンバージョン後の信号の中心周波数ＦDOWNが、ＦDOWN＝ＦSMP／２（サンプリング周波数ＦSMPの１／２）となるように、ＲＦミキサ１２において受信信号をダウンコンバージョンする。そして、ＡＤＣ１７においてサンプリング周波数ＦSMPにてサンプリングし、周波数変換部１８においてキャリア周波数ＦSMP／２にて直交復調する。これにより、アナログ回路（例えば、アンプ１５）の構成をＡＣ結合とし、かつ、信号波形の変形を生じさせずに扱うことができる。
【００５３】
したがって、本実施形態によれば、広帯域の信号を扱う場合であっても、アナログ回路をＡＣ結合により構成して回路コストを抑えつつ、ＡＣ結合に起因する劣化を改善できる。この場合、ＩＦサンプリング技術のようにＡＤＣのサンプリングレートを高くすることなく、ＡＣ結合に起因する性能劣化を改善できる。本実施形態の受信機をレーダ装置に適用することによって、ＡＣ結合によりアナログ回路のコストを抑えつつ、レンジサイドローブを抑圧したレーダ装置を実現できる。
【００５４】
なお、上記実施形態では、レーダ装置に適用した受信機の構成例を示したが、これに限定されず、例えば無線通信装置として、他の広帯域の高周波無線信号を受信する受信機に適用しても同様の効果が得られる。
【００５５】
図８は、本実施形態を適用した無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。無線通信装置の受信部は、図１の例と同様、受信アンテナ１１、ＲＦミキサ１２、ＲＦローカル発振器１３、ハイパスフィルタ１４、アンプ１５、ハイパスフィルタ１６、ＡＤＣ１７、周波数変換部１８、ＢＢローカル発振器２０を備える。また、周波数変換部１８の後段に受信信号を信号処理する信号処理部４１を備える。本構成例においても、ＡＣ結合によりアナログ回路のコストを抑えつつ、ＡＣ結合に起因する性能劣化を改善できる。
【００５６】
なお、本発明は、本発明の趣旨ならびに範囲を逸脱することなく、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者が様々な変更、応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。また、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
本発明は、ＡＣ結合によりアナログ回路のコストを抑えつつ、ＩＦサンプリング技術のようにＡＤＣのサンプリングレートを高くすることなく、ＡＣ結合に起因する性能劣化を改善できる効果を有し、例えば高周波無線信号を用いたレーダ装置に適用可能な受信機等として有用である。
【符号の説明】
【００５８】
１１  受信アンテナ
１２  ＲＦミキサ
１３  ＲＦローカル発振器
１４、１６  ハイパスフィルタ
１５  アンプ
１７  ＡＤＣ
１８  周波数変換部
１９  距離算出部
２０  ＢＢローカル発振器
３１  送信信号生成部
３２  周波数変換部
３３  送信電力増幅部
３４  送信アンテナ
【図１】
2013186074.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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