(57)【要約】【課題】スロープ補償を利用することなく、サブハーモニック発振を抑えたまま、スイッチング素子のオンデューティを５０％以上に設定することが可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】制御部は、出力電圧に基づいて電流閾値を決定して、スイッチ部を流れる電流量が電流閾値に達したタイミングを電流モード信号で表す。制御部は、出力電圧に基づいてスイッチ部のオンデューティの目標値を、モード切換デューティよりも高い値に決定して、目標値で決まるスイッチ部のオフのタイミングを電圧モード信号で表す。制御部は、スイッチ部がオンした後に、電流モード信号の表すタイミングが、モード切換デューティで決まるスイッチ部のオフのタイミングよりも先である場合は、電流モード信号の表すタイミングをスイッチ部のオフのタイミングとして決定し、後である場合は、電圧モード信号の示すタイミングをスイッチ部のオフのタイミングとして決定する。【選択図】図１
2013042570.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を供給する入力部、
前記入力部から前記入力電圧を受けている期間ではエネルギーを蓄積し、前記入力電圧を受けていない期間では前記エネルギーを出力するエネルギー伝達部、
制御信号に応じてオンオフすることによって、前記入力部から前記エネルギー伝達部への前記入力電圧の供給を制御するスイッチ部、
前記エネルギー伝達部から出力される前記エネルギーを利用して、出力電圧を負荷に供給する出力部、
前記出力電圧に基づいてフィードバック信号を生成する出力電圧測定部、及び、
前記スイッチ部のオンオフのタイミングを前記制御信号で前記スイッチ部に指示する制御部、
を備え、
前記制御部は、
クロック信号を生成する発振器を有し、前記クロック信号に応じて前記スイッチ部のオンのタイミングを決定し、
前記フィードバック信号に基づいて電流閾値を決定して、前記スイッチ部を流れる電流量が前記電流閾値に達したタイミングを電流モード出力信号で表し、
前記フィードバック信号に基づいて前記スイッチ部のオンデューティの目標値を、モード切換デューティ信号の示すオンデューティ以上の値に決定して、前記目標値で決まる前記スイッチ部のオフのタイミングを電圧モード出力信号で表し、
前記スイッチ部がオンした後に、
前記電流モード出力信号の表すタイミングが、前記モード切換デューティ信号の示すオンデューティで決まる前記スイッチ部のオフのタイミングよりも先である場合、前記電流モード出力信号の表すタイミングを前記スイッチ部のオフのタイミングとして決定し、
前記電流モード出力信号の表すタイミングが、前記モード切換デューティ信号の示すオンデューティで決まる前記スイッチ部のオフのタイミングよりも後である場合、前記電圧モード出力信号の示すタイミングを前記スイッチ部のオフのタイミングとして決定する、
スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記スイッチ部を流れる電流量を測定する電流測定回路、
前記フィードバック信号と、前記電流測定回路によって測定された電流量とに基づいて、前記電流モード出力信号を生成する電流モード制御部、
前記モード切換デューティ信号を生成する回路を含み、前記フィードバック信号と前記モード切換デューティ信号とに基づいて、前記電圧モード出力信号を生成する電圧モード制御部、
前記電流モード出力信号、前記電圧モード出力信号、及び前記モード切換デューティ信号を用いて選択信号を生成するモード選択部、並びに、
前記クロック信号に応じて前記スイッチ部をオンさせるように前記制御信号を制御し、前記選択信号に応じて前記スイッチ部をオフさせるように前記制御信号を制御するスイッチング制御回路、
を有する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記電流モード出力信号に応じて、前記スイッチ部のオンデューティの上限値を、前記モード切換デューティ信号の示すオンデューティに制限する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記電流モード出力信号に応じて、前記モード切換デューティ信号の示すオンデューティを上昇させる、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記電流モード出力信号に応じて、前記スイッチ部のオンデューティの上限値を、前記モード切換デューティ信号の示すオンデューティに制限し、その後、前記電圧モード出力信号の表すタイミングを前記スイッチ部のオフのタイミングとして決定した場合、前記スイッチ部のオンデューティの上限値に対する制限を外す、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記スイッチ部を流れる電流量が許容最大値に達したときに、前記スイッチ部をオフさせるように前記制御信号を制御し、
前記スイッチ部のオンデューティが低いほど、前記許容最大値を低く設定する、
請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング素子のオンデューティの制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、トランジスタ等のスイッチング素子を利用して出力電圧を安定化させる電源装置であって、家電製品等、家庭用電気機器の電源として広く利用されている。
【０００３】
図１３は、従来のスイッチング電源装置200のブロック図である。図１３を参照するに、このスイッチング電源装置200はフライバック型コンバータであって、整流器201、入力コンデンサ202、スイッチング素子203、トランス204、ダイオード205、出力コンデンサ206、出力電圧測定部207、及び制御部208を含む。整流器201はダイオード・ブリッジ等を利用して、商用交流電源等から受ける交流電圧を直流電圧に変換する。入力コンデンサ202は、その直流電圧を平滑化して、実質的に一定の入力電圧Viを生成する。スイッチング素子203はパワーＭＯＳＦＥＴ等から成り、オンオフによって、トランス204への入力電圧Viの供給を制御する。トランス204は１次巻線241と２次巻線242とを含む。スイッチング素子203が周期的にオンオフするとき、トランス204の１次巻線241に対して入力電圧Viが周期的に印加され、１次巻線241に１次電流IDが周期的に流れる。それにより、２次巻線242の両端間に起電力が誘起される。ダイオード205は、その起電力に伴う２次電流ISを一方向にのみ流すことにより、出力コンデンサ206の両端間に直流電圧を周期的に印加する。出力コンデンサ206はその直流電圧を平滑化して、実質的に一定の出力電圧Voと出力電流Ioとを生成し、外部の負荷LDへ供給する。出力電圧測定部207は、出力電圧Voの値を示すフィードバック信号FBSを生成する。制御部208は、一定の周期でスイッチング素子203をオンさせ、フィードバック信号FBSに応じてスイッチング素子203をオフさせる。
【０００４】
図１３を更に参照するに、制御部208は、発振器281、１次電流測定部282、電流モード制御部283、及び過電流保護部284を含む。発振器281はクロック信号CLKと最大デューティ信号MXDとを生成する。クロック信号CLKと最大デューティ信号MXDとは同じ一定周期の矩形波である。最大デューティ信号MXDはクロック信号CLKよりもパルス幅（信号がＨレベルに維持される時間）が十分に長い。制御部208はクロック信号CLKに応じてスイッチング素子203をオンさせる。従って、スイッチング素子203がオンする周期（以下、スイッチング周期という。）はクロック信号CLKの周期に等しい。１次電流測定部282は、スイッチング素子203を流れる１次電流IDの量を示す電圧信号VCLを生成する。電流モード制御部283は電流閾値決定部283Aと第１比較器283Bとを含む。電流閾値決定部283Aは、フィードバック信号FBSに基づいて電流閾値ITを決定し、その電流閾値ITを示す電圧信号VTLを生成する。フィードバック信号FBSの示す出力電圧Voの値が高いほど、電流閾値ITは低く決定される。第１比較器283Bは、１次電流測定部282によって生成された電圧信号VCLと、電流閾値決定部283Aによって生成された電圧信号VTLとを比較することにより、１次電流IDの量を電流閾値ITと比較する。１次電流IDの量が電流閾値ITよりも少ないとき、第１比較器283Bの出力CMSは高レベル（以下、Ｈレベルという。）に維持され、１次電流IDの量が電流閾値IT以上であるとき、第１比較器283Bの出力CMSは低レベル（以下、Ｌレベルという。）に維持される。過電流保護部284は基準電圧源284Aと第２比較器284Bとを含む。基準電圧源284Aは一定電圧を供給する。その一定電圧は、１次電流IDの量が許容最大値ILに達したとき、１次電流測定部282によって生成される電圧信号VCLの値に等しい。第２比較器284Bは、１次電流測定部282によって生成された電圧信号VCLと、基準電圧源284Aによる一定電圧とを比較することにより、１次電流IDの量を許容最大値ILと比較する。１次電流IDの量が許容最大値ILよりも少ないとき、第２比較器284Bの出力ECSはＨレベルに維持され、１次電流IDの量が許容最大値IL以上であるとき、第２比較器284Bの出力ECSはＬレベルに維持される。制御部208は、スイッチング素子203がオンした後、第１比較器283Bの出力CMSと第２比較器284Bの出力ECSとのいずれかがＨレベルからＬレベルへ変化した時点でスイッチング素子203をオフさせる。それにより、１次電流IDの量が電流閾値IT又は許容最大値ILを超えないように調節される。尚、スイッチング素子203がオンした後、１次電流IDの量が電流閾値ITにも許容最大値ILにも達しない場合、制御部208は、最大デューティ信号MXDがＨレベルからＬレベルへ変化した時点でスイッチング素子203をオフさせる。それにより、スイッチング素子203のオン時間が最大デューティ信号MXDのパルス幅を超えない。
【０００５】
図１４の（ａ）は、出力電圧Voの値と１次電流IDのピーク値との間の関係を示すグラフである。出力電圧Voの値が高いほど、電流閾値ITは低いので、図１４の（ａ）に示されているように、１次電流IDのピーク値も低い。従って、出力電圧Voが目標値よりも上昇すれば、１次電流IDのピーク値が降下するので、出力電圧Voの上昇が抑えられる。逆に、出力電圧Voが目標値よりも降下すれば、１次電流IDのピーク値が上昇するので、出力電圧Voの降下が抑えられる。こうして、図１３に示されているスイッチング電源装置200は、出力電圧Voを目標値に安定に維持する。このように、１次電流IDの量を制御することによって出力電圧Voを安定化させることを「電流モード制御」という。
【０００６】
スイッチング電源装置において電流モード制御を行う場合、「サブハーモニック発振」と呼ばれる低周波の発振を抑える工夫が必要である。サブハーモニック発振は、以下に説明するように、スイッチング素子203のオンデューティが５０％以上であるときに発生する。ここで、「オンデューティ」とは、スイッチング周期に対するスイッチング素子203のオン時間の割合をいう。
【０００７】
図１４の（ｂ）は、スイッチング素子203のオンデューティが５０％を超えているときにおけるインダクタ電流の波形図である。「インダクタ電流」とは、トランス204を単一のインダクタとみなした場合、そのインダクタを流れる電流をいう。図１４の（ｂ）を参照するに、実線のグラフG1は、サブハーモニック発振が生じていないときにおけるインダクタ電流の波形を表す。第１時刻T0から第２時刻T1までの期間（長さTon）では、スイッチング素子203がオンしているので、インダクタ電流が第１の傾きM1で増大する。第２時刻T1から第３時刻T2までの期間（長さToff）では、スイッチング素子203がオフしているので、インダクタ電流が第２の傾きM2で減少する。各傾きM1、M2は、入力電圧Vi、出力電圧Vo、１次巻線241の巻数Np、２次巻線242の巻数Ns、及びトランス204の１次側インダクタンスLpを用いて、次式（１）、（２）で表される：
【０００８】
M1＝Vi／Lp、                            （１）
M2＝(Np／Ns)×Vo／Lp。                  （２）
【０００９】
インダクタ電流の変動が安定しているとき、最大値ITと最小値IMとはそれぞれ一定である。また、スイッチング素子203のオンデューティTon／(Ton＋Toff)が５０％を超えているので、第１の傾きM1は第２の傾きM2よりも小さい：M1＜M2。
【００１０】
図１４の（ｂ）を更に参照するに、破線のグラフG2は、サブハーモニック発振が生じたときにおけるインダクタ電流の波形を表す。第１時刻T0でインダクタ電流の量が最小値IMから微少量ΔI0外れた場合を想定する。その場合、第１の傾きM1が第２の傾きM2よりも小さいので、第３時刻T2では、インダクタ電流の量と最小値IMINとの間の差ΔI1＝｜ID−IM｜が、第１時刻T0での差ΔI0よりも増大する：ΔI1＞ΔI0。この増大がスイッチング周期ごとに繰り返されることによって、発振が生じる。これがサブハーモニック発振である。
【００１１】
以上の説明から明らかなとおり、サブハーモニック発振は、第１の傾きM1が第２の傾きM2よりも小さいことに起因する。従って、サブハーモニック発振を抑えるには、第１の傾きM1を第２の傾きM2以上にすることが必要である。図１３に示されているスイッチング電源装置200では、最大デューティ信号MXDのパルス幅がスイッチング周期の５０％未満に設定される。それにより、スイッチング素子203のオンデューティが５０％未満に制限されるので、サブハーモニック発振が抑えられる。
【００１２】
サブハーモニック発振を抑えるためのその他の工夫としては、例えば特許文献１に開示された「スロープ補償」という技術が知られている。スロープ補償とは、図１３に示されている１次電流測定部282によって生成された電圧信号VCLのレベルの傾きを増大させることをいう。それにより、図１４の（ｂ）に示されている破線のグラフG2において、第１の傾きM1を見かけ上、実際の傾きよりも増大させて、第２の傾きM2以上にする。その結果、サブハーモニック発振が抑えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】実用新案登録第２１１５９８６号公報
【特許文献２】特開２０１０−２５９１６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上記のとおり、スイッチング素子のオンデューティを５０％未満に制限すれば、サブハーモニック発振を抑えることができる。しかし、その場合、入力電圧のスローアップ時、及び瞬停時には、所望の出力電圧が得られないという問題が生じる。
【００１５】
一方、スロープ補償を利用すれば、スイッチング素子のオンデューティを５０％以上に設定しても、サブハーモニック発振を抑えることができる。しかし、その場合、スイッチング素子のオン時間が長いほど、１次電流のピーク値が低く制限される。何故なら、スロープ補償によって、電圧信号VCLのレベルの増加率が１次電流の増加率よりも高く設定されるからである。また、入力電圧が低いほど１次電流の増加が遅いので、電流モード制御ではスイッチング素子のオン時間が長く調節される。従って、スロープ補償を利用した場合、入力電圧が低いほど１次電流のピーク値が低い。すなわち、出力電力が入力電圧に依存するという問題が生じる。
【００１６】
スロープ補償にはその他に、次の問題がある。図１３に示されている過電流保護部284は実際には、１次電流測定部282によって生成された電圧信号VCLのレベルが基準電圧源284Aによる一定電圧に達してから、第２比較器284Bの出力がＨレベルからＬレベルへ変化するまでに、ある程度の時間を必要とする。この時間を「過電流保護遅れ時間」という。図１４の（ｃ）は、過電流保護遅れ時間が無視できない場合における１次電流IDの波形図である。図１４の（ｃ）を参照するに、入力電圧が高いほど、１次電流IDの傾きは大きい。従って、１次電流IDの値が許容最大値ILに達してから過電流保護遅れ時間ΔTLが経過した時点における１次電流IDの値と許容最大値ILとの間の差ΔILは、入力電圧が高いほど大きい。その結果、過電流保護遅れ時間ΔTLが無視できない場合、１次電流IDのピーク値が入力電圧に依存するので、出力電力が入力電圧に依存する問題が生じる。この問題を解消するには、スイッチング素子のオンデューティが低いほど、基準電圧源284Aによる電圧を下げる等によって、許容最大値ILを下げればよい。しかし、その操作では、スロープ補償とは逆に、入力電圧が低いほど１次電流のピーク値が高い。それ故、その操作とスロープ補償とを両立させることができない。
【００１７】
本発明の目的は、上記の課題を解決することであって、特に、スロープ補償を利用することなく、サブハーモニック発振を抑えたまま、スイッチング素子のオンデューティを５０％以上に設定することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明によるスイッチング電源装置は、入力部、エネルギー伝達部、スイッチ部、出力部、出力電圧測定部、及び制御部を備えている。入力部は入力電圧を供給する。エネルギー伝達部は、入力部から入力電圧を受けている期間ではエネルギーを蓄積し、入力電圧を受けていない期間ではそのエネルギーを出力する。スイッチ部は、制御信号に応じてオンオフすることによって、入力部からエネルギー伝達部への入力電圧の供給を制御する。出力部は、エネルギー伝達部から出力されるエネルギーを利用して出力電圧を負荷に供給する。出力電圧測定部は、出力電圧に基づいてフィードバック信号を生成する。制御部は、スイッチ部のオンオフのタイミングを制御信号でスイッチ部に指示する。制御部は、クロック信号を生成する発振器を有し、そのクロック信号に応じてスイッチ部のオンのタイミングを決定する。一方、制御部は、フィードバック信号に基づいて電流閾値を決定して、スイッチ部を流れる電流量が電流閾値に達したタイミングを電流モード信号で表す。制御部はまた、フィードバック信号に基づいてスイッチ部のオンデューティの目標値を、モード切換デューティ信号の示すオンデューティ以上の値に決定して、目標値で決まるスイッチ部のオフのタイミングを電圧モード信号で表す。制御部は更に、スイッチ部がオンした後に、電流モード信号の表すタイミングが、モード切換デューティ信号の示すオンデューティで決まるスイッチ部のオフのタイミングよりも先である場合、電流モード信号の表すタイミングをスイッチ部のオフのタイミングとして決定する。一方、制御部は、電流モード信号の表すタイミングが、モード切換デューティ信号の示すオンデューティで決まるスイッチ部のオフのタイミングよりも後である場合、電圧モード信号の示すタイミングをスイッチ部のオフのタイミングとして決定する。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によるスイッチング電源装置は、スイッチ部がオンした後、一定の時間が経過するまでに、スイッチ部を流れる電流量が電流閾値に達しない場合、スイッチ部のオンデューティを目標値に調節する。それにより、このスイッチング電源装置は、スロープ補償を利用しなくても、サブハーモニック発振を抑えたまま、スイッチング素子のオンデューティを５０％以上に設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置のブロック図である。
【図２】図１に示されているスイッチング電源装置における、出力電圧Voとスイッチ部のオンデューティの目標値との間の関係を示すグラフである。
【図３】図１に示されている電圧モード制御部130、電流モード制御部140、及びモード選択部150の回路図である。
【図４】（ａ）は、モード切換デューティ信号MCDの波形図である。（ｂ）は、図３に示されているコンデンサ134の両端電圧VCの波形図である。（ｃ）は、電圧モード出力信号VMSの波形図である。（ｄ）は、図３に示されているインバータ151の出力信号V1の波形図である。（ｅ）は、電流モード出力信号CMSの波形図である。（ｆ）は、図３に示されているＯＲ回路152の出力信号V2の波形図である。（ｇ）は、選択信号SMSの波形図である。（ｈ）は、ゲート信号VGTの波形図である。
【図５】電流モードと電圧モードとのそれぞれにおけるスイッチ部103のオンデューティの範囲を示す図である。
【図６】（ａ）−（ｄ）は、図１に示されているスイッチング電源装置100への電源投入時における、入力電圧Vi、１次電流ID、出力電圧Vo、及び出力電流Ioのそれぞれの波形図である。
【図７】本発明の実施形態２による電圧モード制御部130、電流モード制御部140、及びモード選択部150の回路図である。
【図８】本発明の実施形態３による電圧モード制御部130、電流モード制御部140、及びモード選択部150の回路図である。
【図９】図８に示されているヒステリシス生成部320の回路図である。
【図１０】本発明の実施形態３について、電圧モードと電流モードとのそれぞれにおけるスイッチ部103のオンデューティの範囲を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態４による電圧モード制御部130、電流モード制御部140、及びモード選択部150の回路図である。
【図１２】本発明の実施形態４について、入力電圧Viの瞬停時における入力電圧Vi、出力電圧Vo、モード切換デューティ信号MCD、電流モード判定信号V2、電圧モード出力信号VMS、及び１次電流IDの波形図である。
【図１３】従来のスイッチング電源装置200のブロック図である。
【図１４】（ａ）は、図１３に示されているスイッチング電源装置200における出力電圧Voの値と１次電流IDのピーク値との間の関係を示すグラフである。（ｂ）は、スイッチング素子203のオンデューティが５０％を超えているときにおけるインダクタ電流の波形図である。（ｃ）は、過電流保護遅れ時間が無視できない場合における１次電流IDの波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２２】
《実施形態１》
【００２３】
図１は、本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置のブロック図である。図１を参照するに、このスイッチング電源装置100はフライバック型コンバータであり、入力部、スイッチ部103、トランス104、出力部、出力電圧測定部107、及び制御部108を備えている。入力部は整流器101と入力コンデンサ102とを含み、出力部はダイオード105と出力コンデンサ106とを含む。
【００２４】
整流器101はダイオード・ブリッジ等を利用して、外部の商用交流電源から交流電圧を受けて直流電圧に変換する。入力コンデンサ102は、その直流電圧を平滑化して、実質的に一定の入力電圧Viを生成する。入力コンデンサ102の一端はトランス104の１次巻線141の一端に接続され、他端はスイッチ部103の出力端子に接続されている。スイッチ部103はｎチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴを含む。スイッチ部103はその他に、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ等、他のスイッチング素子を含んでいてもよい。スイッチ部103の入力端子、例えばドレイン端子はトランス104の１次巻線141に接続され、出力端子、例えばソース端子は入力コンデンサ102に接続されている。更に、スイッチ部103の制御端子、例えばゲート端子は制御部108に接続されている。スイッチ部103は、制御部108から制御端子へ印加される制御信号に従ってオンオフする。スイッチ部103がオンしている期間（以下、スイッチ部103のオン期間という。）では、１次巻線141に対して入力電圧Viが印加されるので、１次巻線141に１次電流IDが流れる。スイッチ部103がオフしている期間（以下、スイッチ部103のオフ期間という。）では、１次巻線121に対して入力電圧Viが印加されないので、１次電流IDが遮断される。
【００２５】
トランス104は１次巻線141と２次巻線142とを含む。２次巻線142の一端にはダイオード105のアノードが接続されている。ダイオード105のカソードは出力コンデンサ106の一端に接続され、出力コンデンサ106の他端は２次巻線142の他端に接続されている。出力コンデンサ106の両端間には更に、外部の負荷LDが接続されている。スイッチ部103が周期的にオンオフするとき、１次巻線141に１次電流IDが周期的に流れる。それにより、２次巻線142の両端間に起電力が誘起される。スイッチ部103のオン期間では、起電力はダイオード105にとって逆バイアスであるので、２次巻線142には２次電流ISが流れない。従って、トランス104には、入力部から供給されるエネルギーが蓄積される。スイッチ部103のオフ期間では、１次電流IDが遮断されることにより、２次巻線142の両端間に誘起される起電力の極性が反転する。従って、ダイオード105がオンするので、２次巻線142に２次電流ISが流れ、エネルギーがトランス104から出力コンデンサ106へ移動する。出力コンデンサ106は、ダイオード105がオンしている間に充電され、オフしている間に放電する。こうして、出力コンデンサ106は、ダイオード105から周期的に印加される直流電圧を平滑化して、実質的に一定の出力電圧Voを生成し、外部の負荷LDへ供給する。それにより、出力コンデンサ106と負荷LDとの間には出力電流Ioが流れる。
【００２６】
出力電圧測定部107は、出力電圧Voを測定し、その測定値を示すフィードバック信号FBSを生成する。制御部208は、そのフィードバック信号FBSに応じてスイッチ部103をオンオフさせる。制御部208は単一の半導体装置に実装されている。その半導体装置には更に、スイッチ部103が組み込まれていてもよい。
【００２７】
図１を更に参照するに、制御部108は、発振器181、ＲＳフリップフロップ182、ＮＡＮＤ回路183、及びインバータ184を含む。発振器181はクロック信号CLKと最大デューティ信号MXDとを生成する。クロック信号CLKと最大デューティ信号MXDとは同じ一定周期の矩形波である。最大デューティ信号MXDはクロック信号CLKよりもパルス幅が十分に長い。クロック信号CLKはＲＳフリップフロップ182のセット端子Sに送られ、最大デューティ信号MXDはＮＡＮＤ回路183の入力端子の一方に送られる。ＮＡＮＤ回路183の入力端子の他方にはＲＳフリップフロップ182の出力端子Qが接続されている。ＲＳフリップフロップ182は、クロック信号CLKが立ち上がる度に、出力端子Qの電位をＨレベルに維持する。そのとき、最大デューティ信号MXDはＨレベルであるので、ＮＡＮＤ回路183は出力端子の電位をＬレベルに維持する。インバータ184はＮＡＮＤ回路183の出力端子とスイッチ部103の制御端子との間に接続され、ＮＡＮＤ回路183の出力に応じた制御信号VGT（以下、ゲート信号という。）をスイッチ部103の制御端子に対して印加する。ＮＡＮＤ回路183が出力端子の電位をＬレベルに維持するとき、インバータ184はゲート信号VGTをＨレベルに維持する。それにより、スイッチ部103がオンする。こうして、クロック信号CLKが立ち上がる度にスイッチ部103がオンする。従って、スイッチ部103のスイッチング周期はクロック信号CLKの周期に等しい。
【００２８】
制御部108は更に、１次電流測定部110、制御信号生成部120、電圧モード制御部130、電流モード制御部140、モード選択部150、過電流保護部160、及びＡＮＤ回路170を含む。
【００２９】
１次電流測定部110は、１次電流IDの量を示す電圧信号VCLを生成する。制御信号生成部120は、フィードバック信号FBSの示す出力電圧Voの値に応じて電流閾値を決定し、その電流閾値を示す電圧信号CMC（以下、電流モード制御信号という。）を生成する。電流モード制御信号CMCは電流モード制御部140へ送られる。制御信号生成部120は更に、フィードバック信号FBSの示す出力電圧Voの値に応じてスイッチ部103のオンデューティの目標値を決定し、その目標値を示す電流信号VMC（以下、電圧モード制御信号という。）を生成する。電圧モード制御信号VMCは電圧モード制御部130へ送られる。
【００３０】
フィードバック信号FBSの示す出力電圧Voの値が低いほど、電流閾値は大きく決定される。また、電流閾値が大きいほど、電流モード制御信号CMCのレベルは高く設定される。
【００３１】
図２は、出力電圧Voとスイッチ部103のオンデューティの目標値との間の関係を示すグラフである。図２を参照するに、フィードバック信号FBSの示す出力電圧Voの値が低いほど、オンデューティの目標値は高く決定される。ここで、目標値の上限DMAXは、最大デューティ信号MXDで規定されるオンデューティ、すなわちスイッチング周期に対する最大デューティ信号MXDのパルス幅の割合に等しい。一方、目標値の下限DMCHを「モード切換デューティ」という。モード切換デューティは、サブハーモニック発振が生じないオンデューティ、例えば５０％に設定される。また、オンデューティの目標値が高いほど、電圧モード制御信号VMCの電流量は小さく設定される。
【００３２】
電圧モード制御部130は、電圧モード制御信号VMCに応じて、スイッチ部103のオン期間を規定する電圧信号VMS（以下、電圧モード出力信号という。）を生成する。電圧モード出力信号VMSは特に、スイッチ部103がオフすべきタイミングでＨレベルからＬレベルへ変化する。また、電圧モード出力信号VMSによって規定されるスイッチ部103のオンデューティはモード切換デューティよりも高い。
【００３３】
電流モード制御部140は、１次電流測定部110によって生成された電圧信号VCLと電流モード制御信号CMCとを比較することにより、１次電流IDの量を電流閾値ITと比較する。１次電流IDの量が電流閾値ITよりも少ないとき、電流モード制御部140は出力信号CMS（以下、電流モード出力信号という。）をＨレベルに維持する。１次電流IDの量が電流閾値IT以上であるとき、電流モード制御部140は電流モード出力信号CMSをＬレベルに維持する。
【００３４】
モード選択部150は、電流モード出力信号CMSによって規定されるスイッチ部103のオンデューティがモード切換デューティよりも低いとき、電流モード出力信号CMSの立ち下がりに同期して、出力信号SMS（以下、選択信号という。）をＨレベルからＬレベルへ変化させる。一方、モード選択部150は、電流モード出力信号CMSによって規定されるスイッチ部103のオンデューティがモード切換デューティ以上であるとき、電圧モード出力信号VMSの立ち下がりに同期して、選択信号SMSをＨレベルからＬレベルへ変化させる。電流モード出力信号CMSによってはスイッチ部103のオンデューティが規定されないときも同様である。
【００３５】
過電流保護部160は、１次電流測定部110によって生成される電圧信号VCLの値を基準電圧と比較する。その基準電圧は、１次電流IDの量が許容最大値ILに達したとき、１次電流測定部110によって生成される電圧信号VCLの値に等しい。従って、電圧信号VCLが基準電圧よりも低いとき、１次電流IDの量が許容最大値ILよりも少なく、電圧信号VCLが基準電圧以上であるとき、１次電流IDの量が許容最大値IL以上である。１次電流IDの量が許容最大値ILよりも少ないとき、過電流保護部160は出力信号ECSをＨレベルに維持し、１次電流IDの量が許容最大値IL以上であるとき、過電流保護部160は出力信号ECSをＬレベルに維持する。
【００３６】
ＡＮＤ回路170は選択信号SMSと過電流保護部160の出力信号ECSとの論理積を計算する。それにより、それらの信号SMS、ECSのいずれかがＨレベルからＬレベルへ変化したとき、ＡＮＤ回路170は出力信号をＨレベルからＬレベルへ変化させる。ＡＮＤ回路170の出力信号はＲＳフリップフロップ182のリセット端子Rに送られる。ＲＳフリップフロップ182は、ＡＮＤ回路170の出力信号がＨレベルからＬレベルへ変化する度に出力端子Qの電位をＬレベルに維持する。それに応じて、ＮＡＮＤ回路183は出力端子の電位をＨレベルに維持する。従って、インバータ184はゲート信号VGTをＬレベルに維持する。それにより、スイッチ部103がオフする。こうして、オンデューティの目標値で決まるスイッチ部103のオフのタイミングで、又は、１次電流IDの値が電流閾値若しくは許容最大値ILに達したタイミングでスイッチ部103がオフする。
【００３７】
尚、スイッチ部103がオンした後、ＲＳフリップフロップ182の出力端子Qの電位がＬレベルに変化する前に最大デューティ信号MXDがＨレベルからＬレベルへ変化した場合、その時点でＮＡＮＤ回路183は出力端子の電位をＨレベルに変化させるので、スイッチ部103はオフする。それにより、スイッチ部103のオン時間が最大デューティ信号MXDのパルス幅を超えない。
【００３８】
図３は、電圧モード制御部130、電流モード制御部140、及びモード選択部150の回路図である。図３を参照するに、電圧モード制御部130は、モード切換デューティ信号生成部131、ＰＭＯＳ132、第１ＮＭＯＳ133、コンデンサ134、第１インバータ135、第２インバータ136、第２ＮＭＯＳ137、第３ＮＭＯＳ138、及び第４ＮＭＯＳ139を含む。
【００３９】
モード切換デューティ信号生成部131はモード切換デューティ信号MCDを生成する。図４の（ａ）は、モード切換デューティ信号MCDの波形図である。モード切換デューティ信号MCDは、クロック信号CLK及び最大デューティ信号MXDと同じ周期の矩形波であり、立ち下がりがクロック信号CLKの立ち上がりと同期している。すなわち、モード切換デューティ信号MCDの周期はスイッチング周期Tと等しく、スイッチ部103がオンする度に、モード切換デューティ信号MCDはＨレベルからＬレベルへ変化する。モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminは、スイッチング周期にモード切換デューティを乗じた値に等しく、最大デューティ信号MXDのパルス幅よりも短い。
【００４０】
図３を参照するに、ＰＭＯＳ132と第１ＮＭＯＳ133とはＣＭＯＳを構成している。各ＭＯＳＦＥＴ132、133のゲート端子はモード切換デューティ信号MCDを受ける。ＰＭＯＳ132のドレイン端子は定電圧Vddを受け、ソース端子は、第１ＮＭＯＳ133のドレイン端子、コンデンサ134の一端、及び第１インバータ135の入力端子に接続されている。第１ＮＭＯＳ133のソース端子は、第２ＮＭＯＳ137と第４ＮＭＯＳ139との各ドレイン端子に接続されている。コンデンサ134の他端は接地されている。第１インバータ135の出力端子はモード選択部150に接続されている。第１インバータ135の出力信号が電圧モード出力信号VMSである。第２インバータ136は最大デューティ信号MXDを反転させて第２ＮＭＯＳ137のゲート端子に対して印加する。第２ＮＭＯＳ137のソース端子は接地されている。第３ＮＭＯＳ138と第４ＮＭＯＳ139とはカレントミラー回路を構成している。第３ＮＭＯＳ138のドレイン端子が、第３ＮＭＯＳ138と第４ＮＭＯＳ139との各ゲート端子に接続されている。第３ＮＭＯＳ138と第４ＮＭＯＳ139との各ソース端子は接地されている。第３ＮＭＯＳ138のドレイン端子は電圧モード制御信号VMCを受ける。
【００４１】
モード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている間、ＰＭＯＳ132がオンして第１ＮＭＯＳ133がオフする。従って、コンデンサ134が定電圧Vddを受けて充電される。モード切換デューティ信号MCDがＬレベルからＨレベルへ変化するとき、ＰＭＯＳ132がオフして、第１ＮＭＯＳ133がオンする。従って、コンデンサ134が第１ＮＭＯＳ133を通して放電する。このとき、第２ＮＭＯＳ137がオフしていれば、第４ＮＭＯＳ139のドレイン−ソース間を放電電流IEが流れる。第３ＮＭＯＳ138と第４ＮＭＯＳ139とのカレントミラー回路により、放電電流IEの量は電流モード制御信号CMCの電流量に比例する。従って、出力電圧Voが低いほど、放電電流IEの量は少ない。
【００４２】
図４の（ｂ）は、コンデンサ134の両端電圧VCの波形図である。図４の（ｂ）を参照するに、モード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている間、コンデンサ134の両端電圧VCはＨレベルに維持されている。モード切換デューティ信号MCDがＬレベルからＨレベルへ変化するとき、コンデンサ134の両端電圧VCは降下する。このとき、放電電流IEが小さいほど、両端電圧VCの降下は遅い。
【００４３】
図４の（ｃ）は、電圧モード出力信号VMSの波形図である。第１インバータ135は、コンデンサ134の両端電圧VCを反転させることによって、電圧モード出力信号VMSを生成する。このとき、両端電圧VCが比較的緩やかに降下する部分は、電圧モード出力信号VMSでは一律にＬレベルに設定される。従って、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminよりも延長される。すなわち、電圧モード出力信号VMSによって規定されるスイッチ部103のオンデューティは、モード切換デューティよりも高い。更に、出力電圧Voが低いほど、コンデンサ134の両端電圧VCの降下は遅いので、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは長い。すなわち、出力電圧Voが低いほど、電圧モード出力信号VMSによって規定されるスイッチ部103のオンデューティは高い。
【００４４】
尚、最大デューティ信号MXDがＨレベルからＬレベルへ変化するとき、第２インバータ136は第２ＮＭＯＳ137をオンさせる。それにより、放電電流IEは第４ＮＭＯＳ139に代えて第２ＮＭＯＳ137を流れるので、コンデンサ134の両端電圧VCが急速にＬレベルまで降下する。その結果、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは、最大デューティ信号MXDのパルス幅を超えない。
【００４５】
図３を再び参照するに、電流モード制御部140は比較器141を含む。比較器141の反転入力端子は、１次電流測定部110によって生成された電圧信号VCLを受け、非反転入力端子は電流モード制御信号CMCを受ける。比較器141の出力信号は電流モード出力信号CMSとしてモード選択部150に送られる。１次電流測定部110によって生成された電圧信号VCLは１次電流IDの値を表し、電流モード制御信号CMCは電流閾値を表す。１次電流IDの値が電流閾値よりも小さいとき、電流モード出力信号CMSはＨレベルに維持され、１次電流IDの値が電流閾値以上であるとき、電流モード出力信号CMSはＬレベルに維持される。
【００４６】
図４の（ｅ）は、電流モード出力信号CMSの波形図である。図４の（ｅ）を参照するに、電流モード出力信号CMSは、図４の（ａ）に示されているモード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている間に、ＨレベルからＬレベルへ変化しうる。また、スイッチ部103がオフするとき、電流モード出力信号CMSはＬレベルからＨレベルへ変化する。
【００４７】
図３を更に参照するに、モード選択部150は、インバータ151、ＯＲ回路152、及びＡＮＤ回路153を含む。インバータ151は電圧モード出力信号VMSのレベルを反転させる。図４の（ｄ）は、インバータ151の出力信号V1の波形図である。その出力信号V1と、図４の（ｃ）に示されている電圧モード出力信号VMSとでは、ＨレベルとＬレベルとのそれぞれに維持される期間が逆である。ＯＲ回路152はモード切換デューティ信号MCDと電流モード出力信号CMSとの論理和を計算する。図４の（ｆ）は、ＯＲ回路152の出力信号V2の波形図である。図４の（ｆ）を参照するに、モード切換デューティ信号MCDがＨレベルに維持されている間、電流モード出力信号CMSのレベルにかかわらず、ＯＲ回路152の出力信号V2はＨレベルに維持される。従って、ＯＲ回路152は、モード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている期間にのみ、電流モード出力信号CMSを有効にする。すなわち、その期間にのみ、電流モード出力信号CMSがＬレベルへ変化したことが、ＡＮＤ回路153に伝わる。ＡＮＤ回路153はインバータ151の出力信号V1とＯＲ回路152の出力信号V2との論理積を計算して、その結果SMS（以下、選択信号という。）を送出する。図４の（ｇ）は、選択信号SMSの波形図である。図４の（ｇ）を参照するに、モード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている間に電流モード出力信号CMSがＬレベルへ変化するときを除き、選択信号SMSはインバータ151の出力信号V1と同じ波形である。選択信号SMSは、図１に示されているＡＮＤ回路170を通してＲＳフリップフロップ182のリセット端子Rへ送られる。
【００４８】
図４の（ｈ）は、ゲート信号VGTの波形図である。図１に示されているＲＳフリップフロップ182は、リセット端子Rの電位が一旦Ｌレベルへ変化した後、セット端子Sの電位がＨレベルへ変化するまで、出力端子Qの電位をＬレベルに維持する。従って、図４の（ｈ）に示されているように、ゲート信号VGTの立ち上がりはモード切換デューティ信号MCDの立ち下がり、すなわちクロック信号CLKの立ち上がりに同期する。それ故、スイッチ部103は、クロック信号CLKの立ち上がりに同期してオンする。一方、ゲート信号VGTの立ち下がりは、選択信号SMSの立ち下がり、又は過電流保護部160の出力信号ECSの立ち下がりに同期する。それ故、スイッチ部103は、選択信号SMSの立ち下がり、又は過電流保護部160の出力信号ECSの立ち下がりに同期してオフする。特に、モード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている期間に電流モード出力信号CMSが立ち下がる場合、その立ち下がりに同期してスイッチ部103はオフする。一方、その期間中、電流モード出力信号CMSがＨレベルに維持される場合、電圧モード出力信号VMSの立ち上がりに同期してスイッチ部103はオフする。従って、スイッチ部103のオフが電流モード出力信号CMSの立ち下がりに同期する場合、スイッチ部103のオンデューティはモード切換デューティよりも低い。一方、スイッチ部103のオフが電圧モード出力信号VMSの立ち上がりに同期する場合、スイッチ部103のオンデューティはモード切換デューティ以上である。
【００４９】
スイッチ部103のオフが電流モード出力信号CMSの立ち下がりに同期することは、１次電流IDの値が電流閾値に達したときにスイッチ部103がオフすることを意味する。このときのスイッチング電源装置100の動作モードを「電流モード」という。一方、スイッチ部103のオフが電圧モード出力信号VMSの立ち上がりに同期することは、スイッチ部103のオンデューティが目標値に達したときにスイッチ部103がオフすることを意味する。このときのスイッチング電源装置100の動作モードを「電圧モード」という。図５は、電流モードと電圧モードとのそれぞれにおけるスイッチ部103のオンデューティの範囲を示す図である。電流モードでは、出力電流Ioの増減に合わせて１次電流IDのピーク値が増減するように、スイッチ部103のオフのタイミングが制御される。そのとき、図５に示されているように、スイッチ部103のオンデューティはモード切換デューティDMCHよりも低く、特に５０％よりも低い。従って、サブハーモニック発振が生じない。電圧モードでは、出力電圧Voが一定値に安定に維持されるように、スイッチ部103のオフのタイミングが制御される。そのとき、図５に示されているように、スイッチ部103のオンデューティはモード切換デューティDMCHよりも高く、特に５０％を超えてもよい。従って、入力電圧Viのスローアップ時及び瞬停時であっても、十分な電力をトランス104の１次側から２次側へ供給することができる。
【００５０】
図６の（ａ）−（ｄ）は、スイッチング電源装置100への電源投入時における、入力電圧Vi、１次電流ID、出力電圧Vo、及び出力電流Ioのそれぞれの波形図である。図６の（ａ）に示されているように、入力電圧Viは、電源が投入された時刻T0以後、緩やかに上昇し、第１時刻T1で目標値Vin0に達する。スイッチング電源装置100は、電源投入時刻T0から所定時間ΔTが経過した時点に、スイッチング動作を開始する。図６の（ｂ）を参照するに、１次電流IDは、スイッチング動作の開始時点T0＋ΔTから第１時刻T1までの間、スイッチ部103がオンする度に上昇する。しかし、入力電圧Viが低いので、スイッチ部103のオン期間における１次電流IDの増加が遅い。特に、スイッチ部103がオンしてから、モード切換デューティDMCHで決まるスイッチ部103のオン時間が経過するまでの間には、１次電流IDは電流閾値まで到達し得ない。従って、スイッチング電源装置100は電圧モードで動作する。それにより、スイッチ部103のオン時間Tonは、モード切換デューティDMCHで決まるオン時間よりも長い。その結果、図６の（ｃ）、（ｄ）に示されているように、出力電圧Voと出力電流Ioとはそれぞれ、スイッチング動作の開始時点T0＋ΔTから第１時刻T1までに、それぞれの目標値Vo0、Io0に到達する。
【００５１】
入力電圧Viが目標値Vi0に到達した後の期間では、スイッチ部103がオンしてから、モード切換デューティDMCHで決まるスイッチ部103のオン時間が経過するよりも先に、１次電流IDは電流閾値まで到達する。従って、スイッチング電源装置100は電流モードで動作する。１次電流IDのピーク値は、図６の（ｂ）に破線で示されている電流閾値ITに一致するように制御される。それにより、出力電圧Voが目標値Vo0に安定に維持される。特に、負荷LDの変動によって、図６の（ｄ）に示されているように出力電流Ioが変動する場合、図６の（ｂ）に示されているように、その変動に合わせて１次電流IDのピーク値が調節される。
【００５２】
上記のとおり、本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置100は、スイッチ部103がオンした後、モード切換デューティで決まるスイッチ部103のオフのタイミングよりも先に、１次電流IDの量が電流閾値に達した場合、その時点でスイッチ部103をオフする。一方、スイッチ部103がオンした後、モード切換デューティで決まるスイッチ部103のオフのタイミングまでに、１次電流IDの量が電流閾値に達しなかった場合、スイッチング電源装置100は、オンデューティの目標値で決まるタイミングでスイッチ部103をオフする。それにより、スイッチング電源装置100は、スロープ補償を用いなくても、サブハーモニック発振を生じさせることなく、スイッチ部103のオンデューティを５０％以上に設定することができる。その結果、出力電圧Voと出力電流Ioとが入力電圧Viには依存しない。また、入力電圧Viのスローアップ時及び瞬停時においても、十分な出力電圧Voと出力電流Ioとを確保することができる。
【００５３】
《実施形態２》
【００５４】
本発明の実施形態２によるスイッチング電源装置は、実施形態１によるものとは、電圧モード制御部130がデューティ制限部を含む点で異なる。その他の構成要素は、実施形態１によるものと同様である。以下、デューティ制限部について説明する。その他の構成要素については、実施形態１についての説明を援用する。
【００５５】
図７は、本発明の実施形態２による電圧モード制御部130、電流モード制御部140、及びモード選択部150の回路図である。図７を参照するに、電圧モード制御部130は、図３に示されている構成要素に加えて、デューティ制限部300を含む。デューティ制限部300はＲＳフリップフロップ301と第５ＮＭＯＳ302とを含む。ＲＳフリップフロップ301のセット端子Sはモード選択部150からＯＲ回路152の出力信号V2（以下、電流モード判定信号という。）を受ける。ＲＳフリップフロップ301のリセット端子Rは、外部からリセット信号RSTを受ける。リセット信号RSTは例えば、図１に示されている制御部108に対する起動信号又は停止信号である。ＲＳフリップフロップ301の出力端子Qは第５ＮＭＯＳ302のゲート端子に接続されている。第５ＮＭＯＳ302のドレイン端子は第１ＮＭＯＳ133のソース端子に接続されている。第５ＮＭＯＳ302のソース端子は接地されている。
【００５６】
図４の（ｆ）に示されているように、電流モード判定信号V2は、モード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている期間でのみ変動することができる。従って、その期間でのみ、ＲＳフリップフロップ301のセット端子Sの電位は立ち上がることができる。ここで、その期間における電流モード判定信号V2の変動は、図４の（ｈ）から明らかなとおり、電流モードにおけるスイッチ部103のオフと同期している。従って、ＲＳフリップフロップ301のセット端子Sの電位は、電流モードにおけるスイッチ部103のオフに同期してＬレベルからＨレベルへ変化する。そのとき、ＲＳフリップフロップ301の出力端子Qの電位がＬレベルからＨレベルへ変化するので、第５ＮＭＯＳ302がオンする。それにより、コンデンサ134の両端電圧VCは、モード切換デューティ信号MCDが立ち上がると速やかにＬレベルへ降下する。その結果、図４の（ｃ）から明らかなとおり、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminに一致する。以後、リセット信号RSTによってＲＳフリップフロップ301のリセット端子Rの電位がＨレベルからＬレベルへ変化しない限り、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminに固定される。
【００５７】
こうして、一旦、電流モードが開始されれば、電圧モードには戻らない。それにより、ノイズ等に起因して、電流モードと電圧モードとが頻繁に切り換えられることが防止される。その結果、出力電圧Voと出力電流Ioとが安定し、それらの不安定化に起因する部品の損傷が防止される。また、図６に示されている、入力電圧Viが目標値に達する時刻T1における出力電力の最大値を制限することができる。それ故、スイッチング電源装置100の部品に求められる定格値を低減させることができる。
【００５８】
《実施形態３》
【００５９】
本発明の実施形態３によるスイッチング電源装置は、実施形態１によるものとは、電圧モード制御部130が電圧モード判定部とヒステリシス生成部とを含む点で異なる。その他の構成要素は、実施形態１によるものと同様である。以下、電圧モード判定部とヒステリシス生成部とについて説明する。その他の構成要素については、実施形態１についての説明を援用する。
【００６０】
図８は、本発明の実施形態３による電圧モード制御部130、電流モード制御部140、及びモード選択部150の回路図である。図８を参照するに、電圧モード制御部130は、図３に示されている構成要素に加えて、電圧モード判定部310とヒステリシス生成部320とを含む。
【００６１】
電圧モード判定部310はＡＮＤ回路311とインバータ312とを含む。ＡＮＤ回路311は、ゲート信号VGTとヒステリシス生成部320の出力信号MCDHとの論理積を計算する。インバータ312は、ＡＮＤ回路311の出力信号の論理レベルを反転させる。インバータ311の出力信号V3（以下、電圧モード判定信号という。）はヒステリシス生成部320へ送られる。ゲート信号VGTとヒステリシス生成部320の出力信号MCDHとがいずれもＨレベルであるとき、電圧モード判定信号V3はＬレベルである。ゲート信号VGTがＨレベルに維持される間、スイッチ部103はオン状態を維持している。一方、モード選択部150内のＯＲ回路152は、ヒステリシス生成部320の出力信号MCDHがＨレベルに維持されている間、電流モード出力信号CMSをモード選択部150内のＡＮＤ回路153には伝えない。従って、電圧モード判定信号V3がＬレベルであるときはスイッチング電源装置100が電圧モードである。
【００６２】
ヒステリシス生成部320は、モード選択部150からは電流モード判定信号V2を受け、電圧モード判定部310からは電圧モード判定信号V3を受ける。ヒステリシス生成部320はそれらの判定信号V2、V3から、スイッチング電源装置100が電流モードと電圧モードとのいずれであるかを判定する。スイッチング電源装置100が電圧モードであるとき、ヒステリシス生成部320は、モード切換デューティ信号MCDと同じ周期、かつ同じパルス幅の矩形波を出力信号MCDHとして、ＰＭＯＳ132と第１ＮＭＯＳ133との各ゲート端子へ送る。スイッチング電源装置100が電流モードであるとき、ヒステリシス生成部320は、モード切換デューティ信号MCDを次のような矩形波に変換する。その矩形波の周期はモード切換デューティ信号MCDの周期と等しい。一方、連続してＬレベルに維持される時間は、その矩形波の方がモード切換デューティ信号MCDよりも長い。その矩形波は出力信号MCDHとして、ＰＭＯＳ132と第１ＮＭＯＳ133との各ゲート端子へ送られる。
【００６３】
図９は、ヒステリシス生成部320の回路図である。図９を参照するに、ヒステリシス生成部320は、ＰＭＯＳ321、第１ＮＭＯＳ322、コンデンサ323、第１インバータ324、第２インバータ325、第３インバータ326、ＲＳフリップフロップ327、第４インバータ328、第２ＮＭＯＳ329、第３ＮＭＯＳ330、及び定電流源331を含む。ＰＭＯＳ321と第１ＮＭＯＳ322とはＣＭＯＳを構成している。各ＭＯＳＦＥＴ321、322のゲート端子はモード切換デューティ信号MCDを受ける。ＰＭＯＳ321のドレイン端子は定電圧Vddを受け、ソース端子は、第１ＮＭＯＳ322のドレイン端子、コンデンサ323の一端、及び第１インバータ324の入力端子に接続されている。第１ＮＭＯＳ322のソース端子は、第２ＮＭＯＳ329と第３ＮＭＯＳ330との各ドレイン端子に接続されている。コンデンサ323の他端は接地されている。第１インバータ324の出力端子の電位変化が出力信号MCDHとして送出される。第２インバータ325は、電圧モード判定信号V3を反転させて、ＲＳフリップフロップ327のリセット端子Rに対して印加する。第３インバータ326は、電流モード判定信号V2を反転させて、ＲＳフリップフロップ327のセット端子Sに対して印加する。ＲＳフリップフロップ327の出力端子Qは第４インバータ328の入力端子と第３ＮＭＯＳ330のゲート端子とに接続されている。第４インバータ328の出力端子は第２ＮＭＯＳ329のゲート端子に接続されている。第２ＮＭＯＳ329のソース端子は接地されている。第３ＮＭＯＳ330のソース端子は定電流源331の一端に接続されている。定電流源331の他端は接地されている。
【００６４】
モード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている間、ＰＭＯＳ321がオンして第１ＮＭＯＳ322がオフする。従って、コンデンサ323が定電圧Vddを受けて充電される。モード切換デューティ信号MCDがＬレベルからＨレベルへ変化するとき、ＰＭＯＳ321がオフして、第１ＮＭＯＳ322がオンする。一方、ＲＳフリップフロップ327の出力端子Qの電位に応じて、第２ＮＭＯＳ329と第３ＮＭＯＳ330とのいずれかがオンする。従って、コンデンサ323が、オンしたＮＭＯＳを通して放電する。第２ＮＭＯＳ329がオンするときは、コンデンサ134の両端電圧は急速に降下する。それにより、第１インバータ324の出力信号MCDHは、モード切換デューティ信号MCDと同じ周期かつ同じパルス幅の矩形波である。一方、第３ＮＭＯＳ330がオンするときは、第３ＮＭＯＳ330のドレイン−ソース間を流れる電流量が、定電流源331によって一定値に維持される。従って、第２ＮＭＯＳ329がオンしたときよりも、コンデンサ323の両端電圧の降下速度が小さい。その結果、第１インバータ324の出力信号MCDHは、モード切換デューティ信号MCDと同じ周期であるがパルス幅の短い矩形波である。特に、第１インバータ324の出力信号MCDHが連続してＬレベルに維持される時間は、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間よりも長い。
【００６５】
電圧モードでは、電圧モード判定信号V3がＬレベルに維持されるので、第２インバータ325によってＲＳフリップフロップ327のリセット端子Rの電位がＨレベルに維持される。従って、ＲＳフリップフロップ327のセット端子Sの電位にかかわらず、ＲＳフリップフロップ327の出力端子Qの電位がＬレベルに維持される。それ故、第２ＮＭＯＳ329がオンして、第３ＮＭＯＳ330がオフする。その結果、第１インバータ324の出力信号MCDHは、モード切換デューティ信号MCDと同じ周期かつ同じパルス幅の矩形波となる。
【００６６】
電流モードでは、ヒステリシス生成部320の出力信号MCDHがＬレベルに維持されている間に電流モード出力信号CMSがＨレベルからＬレベルへ変換するので、電流モード判定信号V2がＨレベルからＬレベルへ変化する。従って、第３インバータ326によってＲＳフリップフロップ327のセット端子Sの電位がＬレベルからＨレベルへ変化する。一方、電圧モード判定信号V3はＨレベルに維持されるので、第２インバータ325によって、ＲＳフリップフロップ327のリセット端子Rの電位がＬレベルに維持される。従って、ＲＳフリップフロップ327の出力端子Qの電位がＨレベルに維持されるので、第２ＮＭＯＳ329がオフして、第３ＮＭＯＳ330がオンする。その結果、第１インバータ324の出力信号MCDHは、モード切換デューティ信号MCDと同じ周期であるがパルス幅の短い矩形波となる。
【００６７】
図１０は、電圧モードと電流モードとのそれぞれにおけるスイッチ部103のオンデューティの範囲を示す図である。電圧モードでは、ヒステリシス生成部320の出力信号MCDHが、モード切換デューティ信号MCDと同じ周期かつ同じパルス幅の矩形波である。従って、実施形態１によるスイッチング電源装置100の電圧モードと同様に、スイッチ部103のオンデューティは、モード切換デューティDMCHから上限値DMAXまでの間に調節される。ここで、上限値DMAXは、最大デューティ信号MXDで規定されるオンデューティである。一方、電流モードでは、ヒステリシス生成部320の出力信号MCDHが、モード切換デューティ信号MCDと同じ周期であるが、パルス幅の短い矩形波である。従って、スイッチ部103のオンデューティの上限DHYSはモード切換デューティDMCHよりも高い。このことは、電流モードから電圧モードへ移行する際の基準とされるオンデューティが、モード切換デューティDMCHよりも高い値DHYSに設定されることを意味する。電圧モードから電流モードへ移行する際の基準とされるオンデューティはモード切換デューティDMCHであるので、モード間の切り換えにヒステリシスが生じる。その結果、オンデューティがモード切換デューティDMCHの近傍で変動を続けても、モードの切り換えが繰り返されることがないので、スイッチング電源装置100の動作が安定化する。
【００６８】
《実施形態４》
【００６９】
本発明の実施形態４によるスイッチング電源装置は、実施形態２によるデューティ制限部300にリセット信号生成部を追加したものである。その他の構成要素は、実施形態２によるものと同様である。以下、リセット信号生成部について説明する。その他の構成要素については、実施形態２についての説明を援用する。
【００７０】
図１１は、本発明の実施形態４による電圧モード制御部130、電流モード制御部140、及びモード選択部150の回路図である。図１１を参照するに、電圧モード制御部130は、図７に示されている構成要素に加えて、リセット信号生成部330を含む。リセット信号生成部330は、ゲート信号遅延部331とＡＮＤ回路332とを含む。ゲート信号遅延部331は、ゲート信号VGTを受けて、所定時間保持した後にＡＮＤ回路332へ送る。その所定時間は、モード切換デューティ信号MCDのパルス幅よりも十分に短く設定される。ＡＮＤ回路332は、ゲート信号遅延部331から受けたゲート信号と、モード切換デューティ信号MCDとの間の論理積を計算し、その結果RST（以下、リセット信号という。）をＲＳフリップフロップ301のリセット端子Qへ送る。図４の（ａ）、（ｈ)から明らかなとおり、スイッチ部103が電圧モードでオフするとき、リセット信号RSTがＨレベルに維持される期間が生じる。従って、ＲＳフリップフロップ301のリセット端子Qの電位はＬレベルからＨレベルへ変化する。
【００７１】
電流モード判定信号V2によって、ＲＳフリップフロップ301のセット端子Sの電位がＬレベルからＨレベルへ変化したとき、ＲＳフリップフロップ301の出力端子Qの電位がＬレベルからＨレベルへ変化する。それにより、第５ＮＭＯＳ302がオンするので、コンデンサ134の両端電圧VCは、モード切換デューティ信号MCDが立ち上がると速やかにＬレベルへ降下する。その結果、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminに一致する。以後、ＲＳフリップフロップ301のリセット端子Rの電位がＨレベルからＬレベルへ変化しない限り、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminに固定される。すなわち、電流モードが一旦開始された後は、リセット信号RSTがＨレベルに変化するまで、電圧モードには移行しない。
【００７２】
図１２は、入力電圧Viの瞬停時における入力電圧Vi、出力電圧Vo、モード切換デューティ信号MCD、電流モード判定信号V2、電圧モード出力信号VMS、及び１次電流IDの波形図である。
【００７３】
入力電圧Viが十分なレベルVi0に維持されている期間P1では、１次電流IDは、モード切換デューティ信号MCDがＬレベルに維持されている間に電流閾値まで達する。それにより、電流モード判定信号V2が立ち下がり、スイッチ部103がオフする。すなわち、スイッチング電源装置100は電流モードで動作する。その結果、出力電圧Voは目標値Vo0に維持される。このとき、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminに固定されている。
【００７４】
第１時刻TAに入力電圧Viの瞬停が開始される場合を想定する。その場合、第１時刻TAの直後にスイッチ部103がオンする第２時刻TBから出力電圧Voが降下し始める。一方、入力電圧Viの降下に伴って１次電流IDの増加が緩やかになり、次にモード切換デューティ信号MCDが立ち上がる第３時刻TCになっても、１次電流IDが電流閾値まで到達しない。従って、第３時刻TCから所定時間が経過したとき、デューティ制限部300はリセット信号RSTをＨレベルに変化させるので、ＲＳフリップフロップ301のリセット端子Qの電位がＨレベルからＬレベルへ変化する。こうして、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonが、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminよりも延長され、電圧モード出力信号VMSが立ち上がる第４時刻TDにスイッチ部103がオフする。すなわち、スイッチング電源装置100は電圧モードに切り換わる。
【００７５】
第４時刻TD以後も入力電圧Viが降下し続ける場合、次にスイッチ部103がオンする第５時刻TE以後も１次電流IDの増加が緩やかである。モード切換デューティ信号MCDが立ち上がる第６時刻TFまでに１次電流IDが電流閾値に到達しない場合には、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonが更に延長される。こうして、スイッチ部103のオンデューティがモード切換デューティよりも高く設定されるので、出力電圧Voの低下が抑えられる。
【００７６】
第７時刻TGに入力電圧Viの瞬停が解消され、入力電圧Viが目標値Vi0まで上昇する場合を想定する。その場合、次にスイッチ部103がオンしたとき、１次電流IDは速やかに増加し、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される間に電流閾値に達する。従って、電流モード判定信号V2が立ち下がるので、スイッチ部103がオフする。すなわち、スイッチング電源装置100が再び、電流モードで動作する。そのとき、デューティ制限部300はリセット信号RSTをＬレベルに変化させるので、ＲＳフリップフロップ301のリセット端子Qの電位がＨレベルに維持される。こうして、電圧モード出力信号VMSが連続してＬレベルに維持される時間Tonは、モード切換デューティ信号MCDが連続してＬレベルに維持される時間Tminに再び固定される。
【００７７】
《付記》
【００７８】
（A）図１に示されている過電流保護部160は実際には、過電流保護遅れ時間を必要とする。過電流保護遅れ時間は、１次電流測定部110によって生成された電圧信号VCLのレベルが、許容最大値を示す基準電圧に達してから、比較器の出力がＨレベルからＬレベルへ変化するまでに必要な時間である。図１４の（ｃ）に示されているように、過電流保護遅れ時間ΔTLが無視できない場合、１次電流IDの値が許容最大値ILに達してから過電流保護遅れ時間ΔTLが経過した時点における１次電流IDの値と許容最大値ILとの間の差ΔILは、入力電圧が高いほど大きい。その結果、１次電流IDのピーク値が入力電圧に依存するので、出力電力が入力電圧に依存する。そこで、過電流保護部160は、スイッチ部103のオンデューティが低いほど、許容最大値ILを下げてもよい。それにより、１次電流IDの値が許容最大値ILに達してから過電流保護遅れ時間ΔTLが経過した時点における１次電流IDの値と許容最大値ILとの間の差ΔILを、入力電圧Viにかかわらず、一定に維持することができる。
【００７９】
（B）本発明の上記の実施形態に基づいて、本発明は以下の観点から特徴づけられても良い。
【００８０】
（B−1）制御部は、電流測定回路、電流モード制御部、電圧モード制御部、モード選択部、及びスイッチング制御回路を有してもよい。電流測定回路は、スイッチ部を流れる電流量を測定する。電流モード制御部は、フィードバック信号と、電流測定回路によって測定された電流量とに基づいて、電流モード出力信号を生成する。電圧モード制御部は、モード切換デューティ信号を生成する回路を含み、フィードバック信号とモード切換デューティ信号とに基づいて、電圧モード出力信号を生成する。モード選択部は、電流モード出力信号、電圧モード出力信号、及びモード切換デューティ信号を用いて選択信号を生成する。スイッチング制御回路は、クロック信号に応じてスイッチ部をオンさせるように制御信号を制御し、選択信号に応じてスイッチ部をオフさせるように制御信号を制御する。
【００８１】
（B−2）制御部は、電流モード出力信号に応じて、スイッチ部のオンデューティの上限値を、モード切換デューティ信号の示すオンデューティに制限してもよい。
【００８２】
（B−3）制御部は、電流モード出力信号に応じて、モード切換デューティ信号の示すオンデューティを上昇させてもよい。
【００８３】
（B−4）制御部は、電流モード出力信号に応じて、スイッチ部のオンデューティの上限値を、モード切換デューティ信号の示すオンデューティに制限し、その後、電圧モード出力信号の表すタイミングをスイッチ部のオフのタイミングとして決定した場合、スイッチ部のオンデューティの上限値に対する制限を外してもよい。
【００８４】
（B−5）制御部は、スイッチ部を流れる電流量が許容最大値に達したときに、スイッチ部をオフさせるように制御信号を制御してもよい。そのとき、制御部は、スイッチ部のオンデューティが低いほど、許容最大値を低く設定する。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明はスイッチング電源装置に関し、上記のとおり、電流モードと電圧モードとの切り換えを行う。このように、本発明は明らかに産業上利用可能である。
【符号の説明】
【００８６】
101  整流器
102  入力コンデンサ
103  スイッチ部
104  トランス
141  １次巻線
142  ２次巻線
105  ダイオード
106  出力コンデンサ
107  出力電圧測定部
108  制御部
170  ＡＮＤ回路
182  ＲＳフリップフロップ
183  ＮＡＮＤ回路
184  インバータ
Vi  入力電圧
Vo  出力電圧
ID  １次電流
IS  ２次電流
Io  出力電流
LD  負荷
FBS  フィードバック信号
VCL  電圧信号
MXD  最大デューティ信号
CLK  クロック信号
ECS  過電流保護部の出力信号
CMC  電流モード制御信号
CMS  電流モード出力信号
VMC  電圧モード制御信号
VMS  電圧モード出力信号
VGT  ゲート信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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