(57)【要約】【課題】増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路の簡素化を図ることができる技術を提供する。【解決手段】パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを、負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動値の最大値が予め規定された許容範囲となるように設定して増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズの低減を図ることにより、パワーアンプ２の出力インピーダンスが増大するので、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から非可逆回路３の入力端子Ｐ２までのインピーダンスの変換比が相対的に小さくなって、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に接続される整合回路４の簡素化を図ることができる。【選択図】図１
2013207768.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅回路と、非可逆回路と、前記増幅回路の出力端と前記非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路とを備える送信モジュールにおいて、
前記非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて予め決定される負荷変動による前記増幅回路の出力電流の変動時の最大値が規定された許容範囲となるように、前記増幅回路の出力段の増幅素子の一方端サイズを設定する
ことを特徴とする送信モジュール。
【請求項２】
前記非可逆回路は、
マイクロ波用磁性体と、
前記マイクロ波用磁性体に互いに絶縁状態で交差して配置された第１の中心電極および第２の中心電極と、
前記第１の中心電極および前記第２の中心電極の交差部分に直流磁界を印加する永久磁石とを備え、
前記第１中心の電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が前記非可逆回路の出力端に接続されて、
前記第２の中心電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が接地されて、
前記非可逆回路の入力端と出力端との間に、互いに並列に接続された終端抵抗および第１のキャパシタが、前記第１の中心電極に並列に接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載の送信モジュール。
【請求項３】
前記非可逆回路の入力端と出力端との間に、前記終端抵抗に直列接続されたＬＣ直列共振回路が前記第１の中心電極に並列に接続されている
ことを特徴とする請求項２に記載の送信モジュール。
【請求項４】
前記整合回路は、インダクタおよびキャパシタから成る１段のローパスフィルタ型に形成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の送信モジュール。
【請求項５】
前記増幅素子は、バイポーラトランジスタにより形成されており、当該バイポーラトランジスタのエミッタサイズが前記一方端サイズとして設定されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の送信モジュール。
【請求項６】
前記増幅回路が複数の周波数帯域、または異なる通信システムの送信信号を増幅する請求項１ないし５のいずれかに記載の送信モジュール。
【請求項７】
Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３、ＧＳＭ１８００方式、ＧＳＭ１９００方式で無線通信を行う通信システムに用いられることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の送信モジュール。
【請求項８】
Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８、ＧＳＭ８００方式、ＧＳＭ９００方式で無線通信を行う通信システムに用いられることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の送信モジュール。
【請求項９】
Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３とＬＴＥ方式のバンド１，２，３で無線通信を行う通信システムに用いられることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の送信モジュール。
【請求項１０】
Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８とＬＴＥ方式のバンド５，８で無線通信を行う通信システムに用いられることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の送信モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅回路と、非可逆回路と、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路とを備える送信モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話や携帯情報端末等の携帯通信端末において、使用される周波数帯域や変調方式が異なる複数の通信方式に対応するマルチバンド化、マルチモード化が要求されている。したがって、この種の携帯通信端末の送信部分には、図９に示すように、周波数帯域が異なる複数の高周波信号に対応した送信モジュールが搭載される（例えば特許文献１）。図９に示す送信モジュール５００は、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division
Multiple Access）方式による通信において使用される複数の周波数帯域（Ｂａｎｄ：バンド）の高周波信号を増幅するものであって、高周波電力増幅素子（パワーアンプ）５０１と、パワーアンプ５０１から出力された第１の高周波信号が伝送される第１の伝送パス５０２と、パワーアンプ５０１から出力された第１の高周波信号よりも周波数が高い第２の高周波信号が伝送される第２の伝送パス５０３とを備えている。
【０００３】
また、第１の伝送パス５０２には第１のスイッチ５０４が挿入され、第２の伝送パス５０３には第２のスイッチ５０５が挿入されている。そして、第１のスイッチ５０４の共用端子はパワーアンプ５０１に接続され、切替端子はバンド５の送信信号（８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）用の整合調整回路（整合回路）５０６に接続されている。第２のスイッチ５０５の共用端子はパワーアンプ５０１に接続され、切替端子はバンド１の送信信号（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）用の整合回路５０７と、バンド９の送信信号（１７４９．９ＭＨｚ〜１７８４．９ＭＨｚ）用の整合回路５０８とにそれぞれ接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１５２４２号公報（段落００３６〜００４８、図１、要約書など）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記した送信モジュール５００では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式による通信において使用される各バンドごとに整合回路５０６〜５０８が個別に設けられているので、送信モジュール５００が備える各整合回路５０６〜５０８の構成が大規模になり送信モジュール５００が大型化するという問題がある。そこで、例えば、周波数帯域の近いバンド１、バンド９用の整合回路を共通化することにより、送信モジュール５００の小型化を図ることができる。ところが、この場合、複数のバンド用の整合回路が共通化されることにより、共通化された整合回路はより広い周波数帯域に渡って、インピーダンス整合機能を有する必要がある。したがって、複数のバンド用に共通化された整合回路を形成するのに必要なインダクタおよびキャパシタの数が増大するので、整合回路が複雑化し、共通化された整合回路の挿入損失が大きくなるという問題があった。
【０００６】
この発明は、上記した課題に鑑みてなされたものであり、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路の簡素化を図ることができる技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記した目的を達成するために、本発明の送信モジュールは、増幅回路と、非可逆回路と、前記増幅回路の出力端と前記非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路とを備える送信モジュールにおいて、前記非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて予め決定される負荷変動による前記増幅回路の出力電流の変動時の最大値が規定された許容範囲となるように、前記増幅回路の増幅素子の一方端サイズを設定することを特徴としている。
【０００８】
このように構成された発明では、増幅回路の負荷変動への耐性は非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて予め決定されるため、当該負荷変動による増幅回路の出力電流の変動時の最大値は、送信モジュールに非可逆回路が設けられていない場合と比較すると非常に小さくなる。したがって、増幅回路の出力段の増幅素子の一方端サイズを、当該負荷変動による増幅回路の出力電流の変動値の最大値が規定された許容範囲となるように設定することによって、前記一方端サイズの低減を図ることができる。なお、増幅素子の一方端とは、バイポーラトランジスタのエミッタや電界効果トランジスタのソースが相当する。
【０００９】
また、増幅素子の一方端サイズが低減されることにより、増幅回路の出力インピーダンスが増大するので、増幅回路の出力端から非可逆回路の入力端までのインピーダンスの変換比が相対的に小さくなる。したがって、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路の簡素化を図ることができる。また、整合回路の簡素化を図ることにより、整合回路の挿入損失の低減を図ることができるので、送信モジュールの高効率化を図ることができる。
【００１０】
また、整合回路の簡素化を図ることができるので、送信モジュールの製造コストの低減を図ることができる。また、増幅回路の出力段の増幅素子の一方端サイズが低減されることにより、増幅回路の小型化を図ることができるので、送信モジュールの小型化を図ることができる。
【００１１】
また、前記非可逆回路は、マイクロ波用磁性体と、前記マイクロ波用磁性体に互いに絶縁状態で交差して配置された第１の中心電極および第２の中心電極と、前記第１の中心電極および前記第２の中心電極の交差部分に直流磁界を印加する永久磁石とを備え、前記第１中心の電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が前記非可逆回路の出力端に接続されて、前記第２の中心電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が接地されて、前記非可逆回路の入力端と出力端との間に、互いに並列に接続された終端抵抗およびキャパシタが、前記第１の中心電極に並列に接続されているとよい。
【００１２】
このように構成すると、第２の中心電極のインダクタンスが第１の中心電極のインダクタンスよりも大きく設定されることにより、非可逆回路の入力端から高周波信号が入力されると、第２の中心電極や終端抵抗にはほとんど電流が流れず、第１の中心電極に電流が流れて非可逆回路の出力端に出力される。また、非可逆回路の出力端から高周波信号が入力されると、第１の中心電極およびキャパシタにより形成される並列共振回路と、終端抵抗とによって電流が減衰（アイソレーション）される。このとき、第２の中心電極のインダクタンスが第１の中心電極のインダクタンスよりも相対的に大きく設定されることによって、非可逆回路の入力インピーダンスが低下し、入出力インピーダンスが共に５０Ωに設定されている従来の非可逆回路の構成と比較すると、入力インピーダンスの大きさを従来の半分程度に低くすることができる。したがって、増幅回路の出力端から非可逆回路の入力端までのインピーダンスの変換比を相対的にさらに小さくすることができるので、整合回路の構成をさらに簡素なものとすることができ、整合回路の挿入損失の低減をさらに図ることができる。
【００１３】
また、増幅回路の出力インピーダンスを、予め設定された非可逆回路の出力インピーダンス（例えば５０Ω）まで変換するのに、整合回路の構成を変更したり、非可逆回路が備える各受動素子の構成を変更したりすることにより、２段階でインピーダンスの変換が行われているので、送信モジュールの設計の自由度を高めることができる。
【００１４】
また、前記非可逆回路の入力端と出力端との間に、前記終端抵抗に直列接続されたＬＣ直列共振回路が前記第１の中心電極に並列に接続されているとよい。
【００１５】
このように構成すると、非可逆回路の入力端と出力端との間に、終端抵抗に直列接続されたＬＣ直列共振回路が第１の中心電極に並列に接続されているので、非可逆回路の出力端に高周波信号が入力されると、終端抵抗およびＬＣ直列共振回路のインピーダンス特性によって広帯域に整合され、非可逆回路のアイソレーション特性が向上する。また、非可逆回路の広帯域化により非可逆回路の挿入損失を低減することができる。
【００１６】
また、前記整合回路は、インダクタおよびキャパシタから成る１段のローパスフィルタ型に形成されているとよい。
【００１７】
このように構成すると、インダクタおよびキャパシタから成る簡素で実用的な構成の１段のローパスフィルタ型の整合回路を構成することができる。
【００１８】
また、前記増幅素子は、バイポーラトランジスタにより形成されており、当該バイポーラトランジスタのエミッタサイズが前記一方端サイズとして設定されるとよい。
【００１９】
このように構成すると、バイポーラトランジスタのエミッタサイズを、非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて適正に設定することにより、増幅回路の出力インピーダンスを容易に増大させることができると共に、増幅回路の小型化を図ることができる。
【００２０】
また、前記増幅回路が複数の周波数帯域、または異なる通信システムの送信信号を増幅するとよい。
【００２１】
このように構成すると、送信モジュールにおいて、複数の周波数帯域、または異なる通信システムの送信信号が増幅されるので、各周波数帯域ごと、または異なる通信システムごとに送信モジュールを個別に設けなくともよく、各周波数帯域の送信信号を共通の送信モジュールで増幅して送信することができるので非常に効率がよく、送信モジュールが搭載される装置の部品構成の簡素化を図ることができる。
【００２２】
また、本発明の送信モジュールを、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３、ＧＳＭ１８００方式、ＧＳＭ１９００方式で無線通信を行う通信システムに用いたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８、ＧＳＭ８００方式、ＧＳＭ９００方式で無線通信を行う通信システムに用いたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３とＬＴＥ方式のバンド１，２，３で無線通信を行う通信システムに用いられたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８とＬＴＥ方式のバンド５，８で無線通信を行う通信システムに用いられたりするとよい。
【００２３】
このように構成すると、マルチバンド、マルチモードに対応した通信システムにおいて用いられる実用的な構成の送信モジュールを提供することができる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、増幅回路の出力段の増幅素子の一方端サイズを、非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて予め決定される負荷変動による増幅回路の出力電流の変動値の最大値が規定された許容範囲となるように設定することによって、前記一方端サイズが低減されて増幅回路の出力インピーダンスが増大し、増幅回路の出力端から非可逆回路の入力端までのインピーダンスの変換比が相対的に小さくなるので、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路の簡素化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の送信モジュールの回路図である。
【図２】ＶＳＷＲの変動に伴うパワーアンプのＶ−Ｉ曲線の変動を説明するための図であって、（ａ）定常状態におけるＶ−Ｉ曲線を示し、（ｂ）は非可逆回路が設けられていないときのＶ−Ｉ曲線を示し、（ｃ）は非可逆回路が設けられているときのＶ−Ｉ曲線を示す。
【図３】非可逆回路を形成するアイソレータを構成するフェライト・磁石素子を示す分解斜視図である。
【図４】非可逆回路を形成するアイソレータのインダクタンス比とインピーダンス変換量との関係の一例を示す図であり、（ａ）はシミュレーションによる測定値を示し、（ｂ）は（ａ）のシミュレーション結果をプロットした図である。
【図５】非可逆回路のアイソレーション特性の一例を示す図である。
【図６】非可逆回路の順方向の挿入損失の一例を示す図である。
【図７】図１の送信モジュールの特性を示す図であり、（ａ）はスミスチャート、（ｂ）は挿入損失を示す。
【図８】第１比較例の特性を示す図であり、（ａ）はスミスチャート、（ｂ）は挿入損失を示す。
【図９】従来の送信モジュールを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
本発明の送信モジュールの一実施形態について、図１〜図７を参照して説明する。図１は本発明の送信モジュールの回路図である。図２はＶＳＷＲの変動に伴うパワーアンプのＶ−Ｉ曲線の変動を説明するための図であって、（ａ）定常状態におけるＶ−Ｉ曲線を示し、（ｂ）は非可逆回路が設けられていないときのＶ−Ｉ曲線を示し、（ｃ）は非可逆回路が設けられているときのＶ−Ｉ曲線を示す。図３は非可逆回路を形成するアイソレータを構成するフェライト・磁石素子を示す分解斜視図である。図４は非可逆回路を形成するアイソレータのインダクタンス比とインピーダンス変換量との関係の一例を示す図であり、（ａ）はシミュレーションによる測定値を示し、（ｂ）は（ａ）のシミュレーション結果をプロットした図である。図５は非可逆回路のアイソレーション特性の一例を示す図である。図６は非可逆回路の挿入損失の一例を示す図である。図７は図１の送信モジュールの特性を示す図であり、（ａ）はスミスチャート、（ｂ）は挿入損失を示す。
【００２７】
図１に示す送信モジュール１は、樹脂やセラミックなどにより形成された基板に、入力端子ＰＩに入力された送信信号（高周波信号）を増幅するパワーアンプ２（本発明の「増幅回路」に相当）、予め定められた特定方向にのみ信号を伝送する特性を有するアイソレータを有する非可逆回路３、増幅回路２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に接続される整合回路４などが設けられて形成される電力増幅モジュールであって、携帯電話や携帯情報端末等の携帯通信端末（通信システム）の送信回路部において使用される。また、入力端子ＰＩに入力されて送信モジュール１において増幅されて出力端子ＰＯから出力された送信信号は、図示省略されたデュプレクサ等の分波回路を経由してアンテナ素子ＡＮＴに出力される。
【００２８】
具体的には、送信モジュール１は、マルチバンド化、マルチモード化された通信端末装置において、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）、バンド２（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、バンド３（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）、ＧＳＭ（Global
System for Mobile Communications）１８００方式（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）、ＧＳＭ１９００方式（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、あるいは、ＬＴＥ（Long Term Evolution）方式とＷ−ＣＤＭＡ方式のバンド１（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）、バンド２（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、バンド３（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）による第１の送信周波数帯域を用いた通信に共通して使用されたり、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５（８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）、バンド８（８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）、ＧＳＭ８００方式（８０６ＭＨｚ〜８２１ＭＨｚ、８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）、ＧＳＭ９００方式（８７０．４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）による第２の送信周波数帯域を用いた通信に共通して使用される。なお、上記した第１の送信周波数帯域を用いた通信用の送信モジュール１と、第２の送信周波数帯域を用いた通信用の送信モジュール１とを並設して一体化することにより、２つの送信周波数帯域の両方に対応した送信モジュールを構成してもよい。また、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８とＬＴＥ方式のバンド５，８で無線通信を行う通信システムに共通して送信モジュール１を使用してもよい。
【００２９】
パワーアンプ２は、エミッタ接地回路を構成するＧａＡｓＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）により形成された増幅素子２０としてのＮＰＮトランジスタを有し、当該増幅素子２０はパワーアンプ２の出力段に配置され、入力端子ＰＩに入力された送信信号を増幅する。なお、図１においては、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のみが図示されており、パワーアンプ２を構成する他の増幅素子や、増幅素子間に配置される段間整合回路などは、説明を簡易なものとするため図示省略されている。また、ヘテロ接合バイポーラトランジスタのかわりにソースが接地された電界効果トランジスタを増幅素子に用いてもよい。
【００３０】
ところで、送信モジュール１は、図１に示すように、一般的に、その出力インピーダンスは入力インピーダンスが５０Ωのデバイスが接続される前提で設計されているが、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動によってＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）が変動する。したがって、従来では、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴いＶＳＷＲが変動するため、パワーアンプ２の増幅素子２０のトランジスタのコレクタ電流が増大し、パワーアンプ２が破損する。この現象を防止するために、当該トランジスタの一方端サイズ、すなわち、エミッタサイズが、その許容範囲がＶＳＷＲの変動に伴うコレクタ電流の増大に対して十分に大きなサイズに設定されている。
【００３１】
例えば、非可逆回路を有しない場合、送信モジュール１のパワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズは、ＶＳＷＲが最大想定される値の１０倍に変動したときのコレクタ電流値が許容範囲内となるように設定されている。具体的には、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動が無く出力インピーダンスが５０Ωで安定しているときに、例えば、パワーアンプ２が図２（ａ）に示す出力特性を有する場合に、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴いＶＳＷＲが１０倍に変動すると、図２（ｂ）に示すように、パワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値は約２倍に増大する（約１．３Ａ→約２．６Ａ）。したがって、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズは、約２．６Ａのコレクタ電流が許容範囲となるサイズに設定される。
【００３２】
しかしながら、図１に示す送信モジュール１では、非可逆回路３を経由してパワーアンプ２の出力信号がアンテナ素子ＡＮＴに出力されているため、上記したようにアンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴い送信モジュール１の出力端子ＰＯにおいて観測されるＶＳＷＲが変動しても、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から見た負荷変動は抑制される。具体的には、例えば、非可逆回路３が−１５ｄＢのアイソレーション特性を有する場合には、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴い送信モジュール１の出力端子ＰＯにおいて観測されるＶＳＷＲが１０倍に変動しても、図２（ｃ）に示すように、パワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値は約１．５Ａに抑制される。
【００３３】
したがって、この実施形態では、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが、非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて予め決定される。すなわち、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動時の最大値（例えば１．５Ａ）が予め規定された許容範囲となるようにパワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが設定されている。このように構成すると、上記したように、ＶＳＷＲの変動に伴うパワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値が非可逆回路３により約２．６Ａ→約１．５Ａに抑制される場合には、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを約４０％削減することができる。
【００３４】
また、図１に示すように、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが従来よりも小さく設定されることにより、従来、５Ω程度であったパワーアンプ２の出力インピーダンスが約６．５Ωに増大する。
【００３５】
非可逆回路３は、アイソレータ３０と、アイソレータ３０の特性を決定するために基板に実装されるチップコンデンサやチップコイル、チップ抵抗などのチップ部品とにより形成される。アイソレータ３０は、一対の対向する主面を有するマイクロ波用のフェライト３１（本発明の「磁性体」に相当）と、一対の永久磁石３２とを備え、一方の永久磁石３２の一の磁極と他方の永久磁石３２の反対の磁極との間にフェライト３１が配置されて形成されている。具体的には、フェライト３１および永久磁石３２は直方体状に形成されており、永久磁石３２の直流磁界が、フェライト３１の主面に対してほぼ垂直方向に印加されるように、フェライト３１および永久磁石３２が、例えばエポキシ系の接着剤３８を介して接合される。
【００３６】
また、フェライト３１の両主面に直交する側面のうちの一つには、入力ポート３５、出力ポート３６および接地ポート３７が設けられている。また、フェライト３１には、一端が入力ポート３５に接続され、他端が出力ポート３６に接続された第１の中心電極３３（インダクタＬ１）と、両主面上で第１の中心電極３３と絶縁された状態で、一端が入力ポート３５に接続され、他端が接地ポート３７に接続された第２の中心電極３４（インダクタＬ２）とが設けられている。そして、第１の中心電極３３および第２の中心電極３４の交差部分に永久磁石３２により直流磁界が印加される。
【００３７】
また、第１の中心電極３３は、フェライト３１に導体膜により形成されており、フェライト３１の一方の主面の右下の出力ポート３６から立ち上がり、２本に分岐した状態で左上方に比較的小さな角度で傾斜して延伸されている。そして、第１の中心電極３３は、左上方に立ち上がり、上端面に設けられた中継用電極を介して他方の主面に回り込んでいる。さらに、第１の中心電極３３は、他方の主面において、一方の主面から見て、当該主面に形成された第１の中心電極３３とほぼ重なるように左上方から右下方に向かって形成されて出力入力ポート３５と接続される。
【００３８】
また、第２の中心電極３４は、フェライト３１の両主面上で第１の中心電極３３と絶縁された状態で導体膜によりフェライト３１に形成されており、フェライト３１の一方の主面の右下の入力ポート３５から、フェライト３１の長辺に対して比較的大きな角度で傾斜した状態で第１の中心電極３３と交差しつつフェライト３１を巻回するように形成されて接地ポート３７と接続される。
【００３９】
また、フェライト３１は、例えばＹＩＧフェライトにより形成することができ、第１、第２の中心電極３３，３４および各ポート３５〜３７は、銀や銀合金の厚膜または薄膜として印刷、転写、フォトリソグラフィなどの工法によりで形成することができる。また、第１、第２の中心電極３３，３４を絶縁する絶縁膜は、ガラスやアルミナなどの誘電体厚膜、ポリイミドなどの樹脂膜などを用いて、印刷、転写、フォトリソグラフィなどの工法で形成することができる。
【００４０】
なお、フェライト３１は、絶縁膜および各種電極を含めて磁性体材料にて一体的に焼成することができ、この場合、各種電極を高温焼成に耐えるＰｄ、Ａｇまたはこれらの合金により形成するとよい。
【００４１】
また、永久磁石３２の材質としては、残留磁束密度、保磁力といった磁気特性に優れ、高周波帯における絶縁性（低損失性）にも優れているストロンチウム系フェライトマグネットや、残留磁束密度、保磁力といった磁気特性に優れており、小型化に適し、高周波帯における絶縁性を考慮しても使用可能なランタン・コバルト系フェライトマグネットなど、どのような材質のものを採用してもよい。
【００４２】
また、アイソレータ３０の入力ポート３５と出力ポート３６との間に、互いに並列に接続された終端抵抗ＲおよびキャパシタＣ１が、インダクタＬ１（第１の中心電極３３）に並列に接続されることにより、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１により共振回路が形成されている。また、アイソレータ３０の入力ポート３５と出力ポート３６との間に、終端抵抗Ｒに直列接続されたＬＣ直列共振回路５が、第１の中心電極３３（インダクタＬ１）に並列に接続されている。なお、この実施形態では、ＬＣ直列共振回路５は、直列接続されたインダクタＬ３およびキャパシタＣ２により構成されているが、インダクタを２つのキャパシタにより挟んだり、キャパシタを２つのインダクタにより挟んだりしてＬＣ直列共振回路５を含む回路構成にしてもよい。
【００４３】
また、アイソレータ３０の入力ポート３５および出力ポート３６には、それぞれインピーダンス調整用のキャパシタＣＳ１，ＣＳ２が接続されている。
【００４４】
このように構成された非可逆回路３では、インダクタＬ２（第２の中心電極３４）のインダクタンスがインダクタＬ１（第１の中心電極３３）のインダクタンスよりも大きく設定されることにより、非可逆回路３の入力端子Ｐ２から高周波信号が入力されると、インダクタＬ２や終端抵抗Ｒにはほとんど電流が流れず、インダクタＬ１に電流が流れて非可逆回路３の出力端子Ｐ３に入力された高周波信号が出力される。また、非可逆回路３の出力端子Ｐ３から高周波信号が逆方向に入力されると、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１により形成される並列共振回路と、終端抵抗Ｒとによって電流が減衰（アイソレーション）される。
【００４５】
このとき、インダクタＬ２のインダクタンスがインダクタＬ１のインダクタンスよりも相対的に大きく設定されることによって、図１に示すように、非可逆回路３の入力インピーダンスが約２５Ωに低下し、入出力インピーダンスが共に５０Ωに設定されている従来の非可逆回路の構成と比較すると、入力インピーダンスの大きさを従来の半分程度に低くすることができる。
【００４６】
なお、第１、第２の中心電極３３，３４の交差角など、第１、第２の中心電極３３，３４のフェライト３１に対する巻回状態が適宜調整されることで、非可逆回路３の入力インピーダンスや挿入損失などの電気的特性が調整される。第１の中心電極３３（インダクタＬ１）および第２の中心電極３４（インダクタＬ２）のインダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１）とインピーダンス変換量との関係について図４を参照して説明する。図４（ａ）において、インダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１）は、第１、第２の中心電極３３，３４のフェライト３１への巻数比に対応する。また、図４（ｂ）において、特性曲線Ａはインピーダンスの実部を示し、特性曲線Ｂはインピーダンスの虚部を示す。また、図４（ｂ）において、直線Ｃと実部特性曲線Ａとの交点は、図１における非可逆回路３の実部のインピーダンス変換量２５Ω（入力２５Ω、出力５０Ω）を示す。
【００４７】
すなわち、図４（ｂ）に示すように、インダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１）の増大に伴い、インピーダンス変換量は実部、虚部共に増大し、第１、第２の中心電極３３，３４の巻数を適切に設定することによりインピーダンス変換量を調整することができる。なお、インピーダンスの虚部に関しては、インピーダンス調整用のキャパシタＣＳ１，ＣＳ２により任意の値から０Ωに調整されている。
【００４８】
また、非可逆回路３の入力ポート３５と出力ポート３６との間に、終端抵抗Ｒに直列接続されたＬＣ直列共振回路５がインダクタＬ１（第１の中心電極３３）に並列に接続されている。したがって、非可逆回路３の出力端子Ｐ３に高周波信号が逆方向に入力されると、終端抵抗ＲおよびＬＣ直列共振回路５のインピーダンス特性によって広帯域に整合される。このため、広い周波数帯域に渡って、非可逆回路３のアイソレーション特性が向上すると共に、送信モジュールの非可逆回路３の挿入損失を低減することができる。
【００４９】
具体的には、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８の送信周波数帯域（８２４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）を利用した通信において送信モジュール１が使用された場合に、非可逆回路３の出力端子Ｐ３に高周波信号が入力されたときに約−１０ｄＢのアイソレーション特性を確保できる帯域が図５に示すように拡大される。また、非可逆回路３の挿入損失が、図６に示すように、通信に使用される周波数帯域内において最大約−０．６４ｄＢに抑制されている。
【００５０】
整合回路４は、図１に示すように、インダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１から成る１段のローパスフィルタ型に形成されている。
【００５１】
この実施形態では、図１および図７（ａ）に示すように、整合回路により、パワーアンプ２の出力インピーダンス６．５Ωから非可逆回路３の入力インピーダンス２５Ωにインピーダンスが変換されている。このとき、例えば、上記した第１の送信周波数帯域を利用した通信において送信モジュール１が使用された場合の、整合回路の挿入損失、非可逆回路３（アイソレータ）の挿入損失は図７（ｂ）に示すようになる。なお、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の出力端子Ｐ３間の挿入損失は、整合回路と非可逆回路３との間の整合のミスマッチによる損失を含んでいるため、整合回路および非可逆回路３のそれぞれの損失を加算した値よりも大きくなっている。
【００５２】
なお、図７（ａ）では、スミスチャートにおける３つの周波数（１７１０ＭＨｚ、１８５０ＭＨｚ、１９８０ＭＨｚ）それぞれのインピーダンス曲線が表されているが、３つの曲線がほぼ重なった状態で描画されている。以下の説明で参照する図８（ａ）においても同様であるためその説明は省略する。
【００５３】
（第１比較例）
図８を参照して第１比較例について説明する。図８は第１比較例の特性を示す図であり、（ａ）はスミスチャート、（ｂ）は挿入損失を示す。この第２比較例では、所謂、マルチバンド用の送信モジュールを例に挙げて説明する。また、第２比較例における送信モジュールでは、非可逆回路が設けられておらず、５Ωに設定されたパワーアンプの出力インピーダンスが、図８（ａ）に示すようにパワーアンプの後段に接続された整合回路により５０Ωに変換される。
【００５４】
マルチバンド用の送信モジュールは、複数バンドを利用した通信に共通して使用されるが、第１比較例における送信モジュールの整合回路の図７（ｂ）を参照して説明した３つの周波数における挿入損失は図８（ｂ）に示すようになる。すなわち、図８（ｂ）に示すように、第１比較例における送信モジュールの整合回路の各周波数における挿入損失は、上記した送信モジュール１の整合回路４の挿入損失と比較して非常に大きく、上記した送信モジュール１の整合回路４および非可逆回路３の挿入損失を合わせた損失とほぼ同じ大きさとなる（図７（ｂ）参照）。
【００５５】
以上のように、上記した実施形態によれば、パワーアンプ２の負荷変動は非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて予め決定されるが、当該負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動時の最大値は、送信モジュール１に非可逆回路３が設けられていない場合と比較すると非常に小さくなる。したがって、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを、当該負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動値の最大値が予め規定された許容範囲となるように設定することによって、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズの低減を図ることができる。
【００５６】
また、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが低減されることにより、パワーアンプ２の出力インピーダンスが増大するので、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から非可逆回路３の入力端子Ｐ２までのインピーダンスの変換比が相対的に小さくなる。したがって、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に接続される整合回路４の簡素化を図ることができる。また、整合回路４の簡素化を図ることにより、整合回路４の挿入損失の低減を図ることができるので、送信モジュール１の高効率化を図ることができる。
【００５７】
また、整合回路４の簡素化を図ることができるので、送信モジュール１の製造コストの低減を図ることができる。また、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが低減されることにより、パワーアンプ２の小型化を図ることができるので、送信モジュール１の小型化を図ることができる。
【００５８】
また、非可逆回路３の入力インピーダンスが従来よりも低減されているので、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から非可逆回路３の入力端子Ｐ２までのインピーダンスの変換比を相対的にさらに小さくすることができるので、整合回路４の構成をさらに簡素なものとすることができ、整合回路４の挿入損失の低減をさらに図ることができる。また、整合回路４の簡素化を図ることができるので、インダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１から成る簡素で実用的な構成の１段のローパスフィルタ型の整合回路４を構成することができる。
【００５９】
また、パワーアンプ２の出力インピーダンスを、予め設定された非可逆回路３の出力インピーダンス（例えば５０Ω）まで変換するのに、整合回路４の構成を変更したり、非可逆回路３が備える各受動素子やアイソレータ３０の構成を変更したりすることにより、２段階でインピーダンスの変換が行われているので、送信モジュール１の設計の自由度を高めることができる。
【００６０】
また、図７および図８に示すように、送信モジュール１は非可逆回路３を備えているにも関わらず、非可逆回路３が設けられていない送信モジュールと同様の挿入損失であり、非可逆回路３を備えることにより、従来よりも負荷変動に対する耐性が大きく、しかも、挿入損失が従来と同等、もしくは、より低損失の送信モジュール１を提供することができる。
【００６１】
また、バイポーラトランジスタにより形成される増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを、非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて適正に設定することにより、パワーアンプ２の出力インピーダンスを高く設定することができる。
【００６２】
また、送信モジュール１において、複数の周波数帯域、または異なる通信システムの送信信号を低損失で効率よく増幅することができる。したがって、各周波数帯域ごと、または異なる通信システムごとに送信モジュール１を個別に設けなくともよく、各周波数帯域の送信信号を共通の送信モジュール１で増幅して送信することができるので非常に効率がよく、送信モジュール１が搭載される装置の部品構成の簡素化を図ることができる。
【００６３】
具体的には、上記したように、広帯域に優れた損失特性とアイソレーション特性を有する送信モジュール１は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３、ＧＳＭ１８００方式、ＧＳＭ１９００方式それぞれに対応して無線通信を行う通信システムや、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８、ＧＳＭ８００方式、ＧＳＭ９００方式それぞれに対応して無線通信を行う通信システム、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３とＬＴＥ方式のバンド１，２，３ぞれぞれに対応して無線通信を行う通信システムなど、マルチバンド、マルチモードに対応した通信システムにおいて好適に使用することができる。
【００６４】
なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて、上記したもの以外に種々の変更を行なうことが可能であり、例えば、上記した送信モジュール１の特性は全て一例であって、送信モジュール１が使用される無線通信機器や携帯通信端末の構成や使用周波数帯域に応じて、パワーアンプ２、非可逆回路３および整合回路４の構成を、適宜、上記したように適切に設計すればよい。
【００６５】
非可逆回路３の構成は、上記したアイソレータ３０を備えるものに限られるものではなく、その他の構成を有する周知のアイソレータを適宜、非可逆回路３として採用してもよい。また、サーキュレータにより非可逆回路３を形成してもよい。例えば、中心電極を、一対の永久磁石３２のフェライト３１の両主面との対向面にそれぞれ形成すると共に、一対の永久磁石３２とフェライト３１とが接合された状態で、各永久磁石３２に形成された中心電極どうしが、フェライト３１の上端面および下端面に形成された中継用の電極を介して電気的に接続されるようにしてもよい。
【００６６】
また、送信モジュール１が備える基板上に配設される電子部品としては上記した例に限られるものではなく、送信モジュール１の使用目的や設計に応じて、適宜、最適な電子部品を選択して基板に実装すればよい。例えば、送信モジュール１に、段間フィルタ（ＳＡＷフィルタ）や電力検出器がさらに搭載されていてもよいし、スイッチ、ダイプレクサなどのマルチプレクサ、カプラなどがさらに搭載されていてもよい。また、上記した各インダクタＬ３，Ｌ１１やキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１１、終端抵抗Ｒなどの受動素子は、基板上に実装されるチップ部品に代えて、基板内に内蔵されるものや、基板内の配線パターンにより形成されたものであってもよい。また、増幅素子２０のトランジスタを、上記したＧａＡｓＨＢＴに代えて、ＦＥＴ等の周知の増幅素子により構成してもよい。
【００６７】
また、上記した実施形態では、整合回路４が１段のローパスフィルタ型に形成されているが、整合回路４の構成としては、２段もしくは３段以上のローパスフィルタ型や、ハイパスフィルタ型など、どのような構成であってもよく、必要に応じて、整合回路４を周知の回路構成により形成すればよい。
【００６８】
そして、増幅回路と、非可逆回路と、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路とを備える送信モジュールに本発明を広く適用することができる。
【符号の説明】
【００６９】
１    送信モジュール
２    パワーアンプ
２０    増幅素子
３    非可逆回路
３１    フェライト（磁性体）
３２    永久磁石
３３    第１の中心電極
３４    第２の中心電極
４    整合回路
５    ＬＣ直列共振回路
Ｃ１    キャパシタ
Ｒ    終端抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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