(57)【要約】【課題】断熱充電技術を用いてエネルギー散逸を無くし、効率的にキャパシタへの充電を可能とする充電回路を提供する。【解決手段】インダクタとスイッチングトランジスタを含むＤＣ−ＤＣコンバータを用い、制御手段によりスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を制御し、発電回路で発生した電荷を蓄電するキャパシタの充電電圧を制御する充電回路において、制御手段は、カウント値に応じてスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変化させ、キャパシタの充電電圧を階段状に上昇させる構成である。【選択図】  図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタとスイッチングトランジスタを含むＤＣ−ＤＣコンバータを用い、制御手段によりスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を制御し、発電回路で発生した電荷を蓄電するキャパシタの充電電圧を制御する充電回路において、
前記制御手段は、カウント値に応じて前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変化させ、前記キャパシタの充電電圧を階段状に上昇させる構成である
ことを特徴とする充電回路。
【請求項２】
請求項１に記載の充電回路において、
前記制御手段は、前記キャパシタの充電電圧をＮステップ（Ｎは２以上の整数）で上昇可能な構成とし、さらに２以上Ｎ以下の範囲で充電電圧のステップ数を選択する構成である
ことを特徴とする充電回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の充電回路において、
前記制御手段は、前記キャパシタの充電電圧の変化幅を等間隔または非等間隔のいずれかに選択する構成である
ことを特徴とする充電回路。
【請求項４】
発電回路で発生した電荷を蓄電する第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタより小さい容量をもつ第２のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとの間に接続された第１のスイッチと、
前記第２のキャパシタと負荷との間に接続された第２のスイッチと、
前記第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第１の制御回路と、
前記第２のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第２の制御回路と
を備え、前記第１の制御回路が前記第１のスイッチをＯＮすることにより、前記第１のキャパシタから前記第２のキャパシタへ電荷を転送し、その後、前記第２の制御回路が前記第２のスイッチをＯＮすることにより、前記第２のキャパシタから前記負荷へ電荷を転送する充電回路において、
前記第１のスイッチと前記第２のキャパシタとの間にインダクタとスイッチングトランジスタを用いた断熱回路を接続し、前記第１のキャパシタから前記第２のキャパシタへ電荷を転送する際に、前記断熱回路の前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変化させ、前記第２のキャパシタの充電電圧を階段状に上昇させる第３の制御回路を備えた
ことを特徴とする充電回路。
【請求項５】
請求項４に記載の充電回路において、
前記第３の制御回路は、前記第１の制御回路が前記第１のスイッチをＯＮしたタイミングで前記断熱回路を起動し、前記断熱回路の前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変化させる制御を開始し、前記第２のキャパシタの充電電圧が階段状に上昇して前記発電回路の発電電圧に達するタイミングで当該断熱回路を停止し、その後に前記第２のスイッチをＯＮする制御を行う構成である
ことを特徴とする充電回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発電量が小さい発電回路から入力する電荷をキャパシタに充電する際に、抵抗で発生するジュール熱を低減して効率的な充電を行う充電回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、振動や太陽光などの生活空間エネルギーを電気エネルギーに変換し、その発電電力から電荷を効率よく蓄電し、この蓄電された電力を用いて無線でデータを送信する技術が注目されている。
【０００３】
図６は、従来の充電回路の構成例を示す（非特許文献１）。
図６において、充電回路は、振動発電による電荷を発生する発電回路（Ｅ0 ）と、その電荷を蓄電するキャパシタＣ１と、キャパシタＣ１より小さい容量を持つキャパシタＣ２をもち、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２の間を低リーク高抵抗のスイッチＳＷ１を介して接続し、キャパシタＣ２と負荷回路１３との間を低抵抗のスイッチＳＷ２を介して接続する構成である。キャパシタＣ１の入力電圧ＶINをモニタするスイッチ制御回路１１の制御によりスイッチＳＷ１をＯＮにすることにより、キャパシタＣ１からキャパシタＣ２へ電荷を転送してキャパシタＣ２を充電し、次にキャパシタＣ２の充電電圧Ｖc をモニタするスイッチ制御回路１２の制御によりスイッチＳＷ２をＯＮにすることにより、キャパシタＣ２から負荷回路１３へ電荷を転送する。ここで負荷としては、例えば無線のＲＦモジュールを想定している。
【０００４】
発電回路は24時間程度をかけてキャパシタＣ１を充電する。キャパシタＣ１としては、例えば1000μＦ程度のキャパシタを用いる。キャパシタＣ２としては、キャパシタＣ１より小さい例えば 100μＦ程度のキャパシタを用いる。スイッチＳＷ１は低リーク高抵抗のデバイスを用いる。低リークとする理由は、発電回路が生成した電荷をスイッチＳＷ１のリーク電流で失われることが無いようにするためである。
【０００５】
図７は、スイッチ制御回路１１の構成例および入出力特性を示す。
図７において、スイッチ制御回路１１は、シュミットトリガ回路とインバータを直列接続した構成であり、シュミットトリガ回路にＶINを入力し、インバータの出力Ｖ1 がスイッチＳＷ１に入力される。シュミットトリガ回路の入力ＶINを０からＶDDへ増大させると、ＶIN＝ＶH でシュミットトリガ回路の出力がＶDDから０に変化し、インバータの出力Ｖ1 が０からＶDDに変化する。また、シュミットトリガ回路の入力ＶINをＶDDから０へ減少させると、ＶIN＝ＶL でシュミットトリガ回路の出力が０からＶDDに変化し、インバータの出力Ｖ1 がＶDDから０に変化する。
【０００６】
図８は、従来の充電回路の動作例を示す。
図６〜図８において、発電回路で発生させた電荷がキャパシタＣ１に充電され、キャパシタＣ１（スイッチ制御回路１１）の入力電圧ＶINが緩やかに上昇する。キャパシタＣ１の入力電圧ＶINがＶH を超えたときに、スイッチ制御回路１１の出力Ｖ1 は直ちにＨigh となる（ｔ＝t1）。この出力Ｖ1 は、スイッチＳＷ１をＯＮにする。このとき、キャパシタＣ１からキャパシタＣ２に電荷が移動し、キャパシタＣ２が充電され、キャパシタＣ１の電位は低下する。しかし、図７に示すように、キャパシタＣ１の電位がＶL に低下するまでは、スイッチ制御回路１１の出力Ｖ1 はＨigh であり、スイッチＳＷ１はＯＮのままである。キャパシタＣ１の電位がＶL を下回ると、スイッチ制御回路１１の出力Ｖ1 はＬowとなり、スイッチＳＷ１はＯＦＦとなる（ｔ＝t2）。これ以降は、再びゆるやかにキャパシタＣ１に電荷が充電されていき、電位が上昇する。スイッチ制御回路１２も同様に動作し、キャパシタＣ２から負荷回路１３に電荷を移動する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−２６１０７０号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】K.Suzuki et al.,“A 1-Mbps  1.6-μA Micro-power Active-RFID CMOS LSI for the 300-MHz Frequency Band ”,IEEE/MTT-S International Microwave Symposium, 3-8 June 2007, pp.571-574
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来の充電回路におけるエネルギー効率について考察する。電圧Ｅ0 のキャパシタＣ１から電荷を移動し、キャパシタＣ２を０からＶまで充電するとする。キャパシタＣ１がキャパシタＣ２よりも十分に大きい時にはＥ0 の値は一定である。このとき、キャパシタＣ１の行った仕事Ｗは次式で表される。
Ｗ＝ＱＥ0 ＝Ｃ2Ｖ×Ｅ0               …(1) 
ここで、Ｃ2 はキャパシタＣ２の容量値である。
【００１０】
また、キャパシタＣ２に充電されるエネルギーは、Ｃ2Ｖ2／２であり、よって充電時におけるエネルギー効率ηは次式で表される。
η＝Ｃ2Ｖ2／２／Ｗ＝Ｖ／(２Ｅ0)      …(2) 
【００１１】
ここで、Ｖ＝ 2.5Ｖ, Ｅ0 ＝20Ｖの場合には、η＝0.0625となる。これは、非常に小さな値であり、用いたエネルギーの６％しかキャパシタＣ２に充電されず、残りの94％が抵抗でジュール熱として失われてしまうことを意味している。このＶ＝ 2.5Ｖ, Ｅ0 ＝20Ｖの場合とは、例えばＭＥＭＳ発電の発電電圧は20Ｖであり、この電圧を用いてキャパシタＣ２を０Ｖから 2.5Ｖまで充電する場合に相当する。このように、従来の充電回路ではエネルギー散逸が極めて大きい問題点があった。
【００１２】
一方、キャパシタを段階的に充電することにより、定電流充電と同様に効率的に充電できることが明らかになっている（特許文献１）。
【００１３】
図９は、階段電圧により断熱充電を行う充電回路の構成例を示す（特許文献１）。
図９において、充電回路は、定電圧源Ｅ、相補的にＯＮ／ＯＦＦする２個のスイッチ（スイッチングトランジスタ）ＳＷ11，ＳＷ12、インダクタＬ、キャパシタＣからなるＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチＳＷ11，ＳＷ12のＯＮ／ＯＦＦ比（デューティ比）ｄを変えることにより、充電電圧Ｖc ＝ｄＥを制御することができる。このデューティ比ｄをｄ＝1/8,2/8,3/8,…,8/8と８段階に変化させることにより、出力電圧はＥ/8,2Ｅ/8,3Ｅ/8, …,8Ｅ/8まで階段状に変化し、断熱充電が可能になる。
【００１４】
いま、階段電圧の電位をＶi 、Ｖi の電位により充電するときに電源からキャパシタに移動する電荷量をΔＱi とする。また、初期および最終の電位をＶ0,ＶN とする。すなわち、電位はＶ0 →Ｖ1 →Ｖ2 →Ｖ3 →  …  →ＶN と昇圧するものとする。このとき、電源のする仕事Ｗは
Ｗ＝Ｃ/2 [((ＶN−Ｖ0)／Ｎ)2Ｎ＋ＶN2−Ｖ02] 
となる。
【００１５】
ここで、Ｃ/2・ＶN2−Ｃ/2・Ｖ02は、終状態と始状態のエネルギーの差を表している。また第１項は、抵抗で消費されるジュール熱を意味している。このステップ数Ｎを大きくすれば、ジュール熱をゼロにすることが可能なことがわかる。また、ゼロ電位からの充電でなく、ある電位Ｖ0 からの充電においても階段的に充電することが有効なことも明らかである。また、数学的解析によると、ステップ数Ｎを固定した場合に等間隔で充電する場合に、最も効率的に充電できることがわかった。
【００１６】
本発明は、断熱充電技術を用いてエネルギー散逸を無くし、効率的にキャパシタへの充電を可能とする充電回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
第１の発明は、インダクタとスイッチングトランジスタを含むＤＣ−ＤＣコンバータを用い、制御手段によりスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を制御し、発電回路で発生した電荷を蓄電するキャパシタの充電電圧を制御する充電回路において、制御手段は、カウント値に応じてスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変化させ、キャパシタの充電電圧を階段状に上昇させる構成である。
【００１８】
第１の発明の充電回路において、制御手段は、キャパシタの充電電圧をＮステップ（Ｎは２以上の整数）で上昇可能な構成とし、さらに２以上Ｎ以下の範囲で充電電圧のステップ数を選択する構成である。
【００１９】
第１の発明の充電回路において、制御手段は、キャパシタの充電電圧の変化幅を等間隔または非等間隔のいずれかに選択する構成である。
【００２０】
第２の発明は、発電回路で発生した電荷を蓄電する第１のキャパシタと、第１のキャパシタより小さい容量をもつ第２のキャパシタと、第１のキャパシタと第２のキャパシタとの間に接続された第１のスイッチと、第２のキャパシタと負荷との間に接続された第２のスイッチと、第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第１の制御回路と、第２のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第２の制御回路とを備え、第１の制御回路が第１のスイッチをＯＮすることにより、第１のキャパシタから第２のキャパシタへ電荷を転送し、その後、第２の制御回路が第２のスイッチをＯＮすることにより、第２のキャパシタから負荷へ電荷を転送する充電回路において、第１のスイッチと第２のキャパシタとの間にインダクタとスイッチングトランジスタを用いた断熱回路を接続し、第１のキャパシタから第２のキャパシタへ電荷を転送する際に、断熱回路のスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変化させ、第２のキャパシタの充電電圧を階段状に上昇させる第３の制御回路を備える。
【００２１】
第２の発明の充電回路において、第３の制御回路は、第１の制御回路が第１のスイッチをＯＮしたタイミングで断熱回路を起動し、断熱回路のスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変化させる制御を開始し、第２のキャパシタの充電電圧が階段状に上昇して発電回路の発電電圧に達するタイミングで当該断熱回路を停止し、その後に第２のスイッチをＯＮする制御を行う構成である。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の充電回路は、キャパシタの充電電圧を階段状に上昇させる断熱充電を行うことにより、充電時におけるエネルギー散逸を削減して効率的な充電を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の充電回路の実施例１の構成を示す図である。
【図２】実施例１の充電回路の動作例を示すタイムチャートである。
【図３】断熱回路１の構成および動作例を示す図である。
【図４】制御回路４の構成例を示す図である。
【図５】本発明の充電回路の実施例２の構成を示す図である。
【図６】従来の充電回路の構成例を示す図である。
【図７】スイッチ制御回路１１の構成例および入出力特性を示す図である。
【図８】従来の充電回路の動作例を示す図である。
【図９】階段電圧により断熱充電を行う充電回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２４】
図１は、本発明の充電回路の実施例１の構成を示す。
図１において、実施例１の充電回路は、振動発電などの発電回路から発生する電荷を蓄電するキャパシタＣ１と、キャパシタＣ１より小さい容量を持つキャパシタＣ２と、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２の間をスイッチＳＷ１および断熱回路１を介して接続し、キャパシタＣ２と負荷回路２との間をスイッチＳＷ２を介して接続する構成である。さらに、スイッチＳＷ１を制御するスイッチ制御回路３、断熱回路１およびスイッチＳＷ２を制御する制御回路４がそれぞれ接続される。
【００２５】
スイッチ制御回路３は、図６および図７に示す従来のスイッチ制御回路１１と同様に、キャパシタＣ１の入力電圧ＶINに応じてスイッチＳＷ１をＯＮ／ＯＦＦするＳＷ１制御信号Ｖ１を出力する。制御回路４は、スイッチ制御回路３から出力されるスイッチＳＷ１をＯＮにするＳＷ１制御信号Ｖ１をトリガとしてカウント動作を開始し、カウント値に応じたタイミングで断熱回路１を制御する断熱回路制御信号およびスイッチＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦするＳＷ２制御信号Ｖ２を出力する。
【００２６】
実施例１の充電回路の動作例について、図２を参照して説明する。
スイッチＳＷ１がＯＦＦの状態で、キャパシタＣ１は発電回路から入力する電荷を蓄積し、入力電圧ＶINが徐々に増加する。スイッチ制御回路３は、キャパシタＣ１の入力電圧ＶINがＶH を超えたときにスイッチＳＷ１をＯＮにし、ＶL に下がったときにスイッチＳＷ１をＯＦＦにするＳＷ１制御信号Ｖ１を出力する。なお、スイッチＳＷ１がＯＦＦのとき、平衡状態において、キャパシタＣ１の入力電圧ＶINは発電回路の発電電圧Ｅ0 にほぼ等しい。また、スイッチＳＷ１がＯＮになり、キャパシタＣ１からキャパシタＣ２に断熱回路１を介して電荷が移動すると、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc は最終的にキャパシタＣ１の入力電圧ＶINに一致するが、それはＥ0 にほぼ等しい。
【００２７】
制御回路４は、スイッチＳＷ１をＯＮにするＳＷ１制御信号Ｖ１の入力により、断熱回路１をＯＦＦからＯＮとしてカウント動作を開始し（ｔ＝t1）、カウント値に応じたタイミング（ｔ＝t1，t2，t3，t4，t5）で断熱回路制御信号（デューティ比制御信号Ｖ10，Ｖ11，Ｖ12，Ｖ13，Ｖ14）を出力する。断熱回路１は、デューティ比制御信号に応じてキャパシタＣ２の充電電圧Ｖc を０からＶIN（Ｅ0 ）まで段階的に制御し、キャパシタＣ１から転送される電荷によりキャパシタＣ２を断熱充電する。さらに、制御回路４は、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc がＶIN（Ｅ0 ）になるタイミング（ｔ＝t6）で断熱回路１をＯＦＦとし、その後にスイッチＳＷ２をＯＮにするＳＷ２制御信号Ｖ２を出力する。これにより、キャパシタＣ２に充電された電荷は、キャパシタＣ２から負荷回路２へ転送され、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc はＥ0 から０に急激に低下する。制御回路４は、スイッチＳＷ２をＯＮにしてから所定のタイミングでＯＦＦとするＳＷ２制御信号Ｖ2 を出力する。
【００２８】
なお、Ｃ１>>Ｃ２において、キャパシタＣ１の入力電圧ＶINは発電回路の発電電圧Ｅ0 にほぼ等しい。しかし、キャパシタＣ２の充電によりキャパシタＣ１の入力電圧ＶINは、ＶH からＶL にわずかに低下する。図２ではそれを強調して表示している。すなわち、キャパシタＣ１の入力電圧ＶINの変動は非常に小さく、ＶH とＶL の値にごく近い範囲で設計することができる。
【００２９】
ここで、断熱回路１がＯＮとは、断熱回路１のスイッチＳＷ11，ＳＷ12がデューティ比制御信号に応じて相補的にＯＮ／ＯＦＦする状態であり、断熱回路１がＯＦＦとは、スイッチＳＷ11，ＳＷ12がともにＯＦＦに固定される状態である。ただし、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc がＶIN（Ｅ0 ）になるタイミング（ｔ＝t6）で断熱回路１のスイッチＳＷ11，ＳＷ12がＯＦＦとなっても、キャパシタＣ１の入力電圧ＶINはスイッチＳＷ11，ＳＷ12のリーク電流により緩やかに低下し、入力電圧ＶINがＶL に達したとき（ｔ＝t7）に、スイッチ制御回路３が出力するＳＷ１制御信号Ｖ１によりスイッチＳＷ１がＯＦＦとなる。その後、キャパシタＣ１は発電回路から入力する電荷を蓄積し、入力電圧ＶINが徐々に増加して上記の処理を繰り返す。
【００３０】
図３は、断熱回路１の構成および動作例を示す。
図３(1) は断熱回路１の構成であり、図９に示す構成と同様に、デューティ比制御信号により相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチ（スイッチングトランジスタ）ＳＷ11，ＳＷ12と、インダクタＬにより構成される。断熱回路１は、デューティ比制御信号に応じてキャパシタＣ２の充電電圧Ｖc を０からＶIN（Ｅ0 ）まで段階的にアップし、キャパシタＣ１から転送される電荷によりキャパシタＣ２を断熱充電する。
【００３１】
図３(2) は、デューティ比制御信号Ｖ10，Ｖ11，Ｖ12，Ｖ13，Ｖ14の一例であり、クロックＣＫから生成することができる。デューティ比制御信号がHighのときにスイッチＳＷ11がＯＮ、スイッチＳＷ12がＯＦＦとなる。Ｖ10のときは、スイッチＳＷ11がＯＦＦ、スイッチＳＷ12がＯＮであり、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc は０のままである。キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc は、図３(3) に示すように、Ｖ11のときに０からＥ0 ／４まで上昇し、Ｖ12のときにＥ0 ／４から２Ｅ0 ／４まで上昇し、Ｖ13のときに２Ｅ0 ／４から３Ｅ0 ／４まで上昇し、Ｖ14のときに３Ｅ0 ／４からＥ0 まで上昇する。
【００３２】
図４は、制御回路４の構成例を示す。
図４において、発振器４１から出力されるクロックＣＫは、Ｔ−ＦＦ４２、ＡＮＤ回路４３、ＯＲ回路４４、ＡＮＤ回路４５に入力される。Ｔ−ＦＦ４２は、クロックＣＫを２分周した出力ＣＫ／２を、ＡＮＤ回路４３、セレクタ４６、ＯＲ回路４４に入力する。セレクタ４６には、さらにＧＮＤおよびＶＤＤと、断熱回路１のスイッチＳＷ11，ＳＷ12をともにＯＦＦとする断熱回路ＯＦＦ信号が入力される。ここで、図３(2) に示すデューティ比制御信号Ｖ10，Ｖ11，Ｖ12，Ｖ13，Ｖ14は、それぞれセレクタ４６に入力するＧＮＤ、ＡＮＤ回路４３の出力、Ｔ−ＦＦ４２の出力ＣＫ／２、ＯＲ回路４４の出力、ＶＤＤに対応する。スイッチ制御回路３から出力されるＳＷ１制御信号Ｖ１は、ＡＮＤ回路４５に入力され、ＳＷ１制御信号Ｖ1 がHighのとき（スイッチＳＷ１がＯＮのとき）にクロックＣＫをカウンタ制御部４７に入力し、クロックＣＫをカウントする。
【００３３】
カウンタ制御部４７は、カウンタ値が例えば０〜99（図２のt1〜t2）のときにセレクタ４６でＶ10（ＧＮＤ）を選択させ、カウンタ値が100 〜199 （図２のt2〜t3）のときにＶ11を選択させ、カウンタ値が200 〜299 （図２のt3〜t4）のときにＶ12を選択させ、カウンタ値が300 〜399 （図２のt4〜t5）のときにＶ13を選択させ、カウンタ値が400 〜499 （図２のt5〜t6）のときにＶ14（ＶＤＤ）を選択させ、カウンタ値が500 （図２のt6）になると断熱回路ＯＦＦ信号を選択させる。さらに、カウンタ値が 500〜600 （図２のt6〜t7）の間に、スイッチＳＷ２をＯＮにして所定のタイミングでＯＦＦとするＳＷ２制御信号Ｖ2 を出力する。
【００３４】
なお、図２〜図４に示す断熱回路１の説明では、断熱回路制御信号（デューティ比制御信号Ｖ10，Ｖ11，Ｖ12，Ｖ13，Ｖ14）により４ステップでキャパシタＣ２を充電するが、そのステップ数は任意に変更することが可能である。例えば、制御回路４において、８ステップで充電するデューティ比制御信号を順次出力するようにすれば、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc はＥ0 ／８ずつ上昇することになる。また、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc の変化を等間隔とせず、例えば８ステップで充電するデューティ比制御信号の一部を省くなど、充電電圧の変化幅を任意に設計することも可能である。
【実施例２】
【００３５】
図５は、本発明の充電回路の実施例２の構成を示す。
実施例１の制御回路４は、スイッチＳＷ１をＯＮにするＳＷ１制御信号Ｖ１をトリガとしてカウント動作するカウンタで構成され、カウント値に応じて断熱回路１に与えるデューティ比制御信号を選択し、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc が階段状にアップするように制御していた。
【００３６】
実施例２では、スイッチＳＷ１をＯＮにするＳＷ１制御信号Ｖ１をトリガとして、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc を電圧検知回路５でモニタし、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc に応じて制御回路６が断熱回路１に与えるデューティ比制御信号を選択し、キャパシタＣ２の充電電圧Ｖc が階段状にアップするように制御する構成である。カウンタ値が実際のキャパシタＣ２の充電電圧Ｖc に置き換わった他は、断熱回路１は実施例１と同様に動作してキャパシタＣ２の断熱充電が行われる。
【符号の説明】
【００３７】
１  断熱回路
２  負荷回路
３  スイッチ制御回路
４  制御回路
５  電圧検知回路
６  制御回路
１１，１２  スイッチ制御回路
１３  負荷回路
４１  発振器
４２  Ｔ−ＦＦ
４３，４５  ＡＮＤ回路
４４  ＯＲ回路
４６  セレクタ
４７  カウンタ制御部
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ11，ＳＷ12  スイッチ（スイッチングトランジスタ）
Ｃ１，Ｃ２  キャパシタ
Ｌ  インダクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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