(57)【要約】      （修正有）【課題】ＲＦ電力増幅器のための同時マルチバンド整合を提供する。【解決手段】ＲＦ電力増幅器のためのマルチバンド整合回路網が、並列に接続された複数のインピーダンス変換器分岐を利用する。各変換器分岐は、１つの周波数帯域において整合を達成する。各変換器分岐のコアが周波数遮断回路網間に接続され、これらの周波数遮断回路網は、帯域外信号を排除する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチバンド電力増幅器のためのインピーダンス整合回路網（ＭＮ）の形態の装置であって、
無線周波数（ＲＦ）増幅器から一組のＮ個の周波数帯域信号を受信するように構成された入力ポートと、
一組のＮ個の周波数帯域信号を出力するように構成された出力ポートと、
前記入力ポートと前記出力ポートとの間に並列に接続された一組のＮ個の変換器分岐であって、前記各変換器分岐は、１つの周波数帯域において整合し、
前記ＭＮへの前記入力ポートにおいて、周波数帯域ｆｎ以外の周波数を遮断する第１の周波数遮断素子と、
周波数帯域ｆｎ以外の周波数を遮断する第２の周波数遮断素子と、
前記第１の周波数遮断素子と前記第２の周波数遮断素子との間に接続され、インピーダンスＺｎをＺＬｎに共役的に整合させ、前記入力ポートと前記出力ポートとの間の最大電力伝達を達成するＭＮコアとを更に備え、前記各変換器分岐は、前記入力ポートおよび前記出力ポートにおいて帯域外周波数を排除し、他の分岐によって生じるインピーダンスのずれを回避する、一組のＮ個の変換器分岐と、
を備える、マルチバンド電力増幅器のためのインピーダンス整合回路網の形態の装置。
【請求項２】
前記各変換器分岐は、帯域外信号を排除し、負荷からの反射を最小にする、
請求項１に記載のマルチバンド電力増幅器のためのインピーダンス整合回路網の形態の装置。
【請求項３】
前記装置を最終ＲＦ電力増幅器段として有するマルチバンド端末を更に備える、
請求項１に記載のマルチバンド電力増幅器のためのインピーダンス整合回路網の形態の装置。
【請求項４】
前記周波数遮断素子は、前記ＭＮコアのいずれかの側に直列に接続されたＮ−１個のＬＣ回路網を備える、
請求項１に記載のマルチバンド電力増幅器のためのインピーダンス整合回路網の形態の装置。
【請求項５】
Ｎ個の動作帯域の中心周波数は、それぞれｆ１、ｆ２、およびｆＮとして表され、前記ＬＣ回路網のＬｎおよびＣｎは、周波数ｆｎにおいて共振する、
請求項４に記載のマルチバンド電力増幅器のためのインピーダンス整合回路網の形態の装置。
【請求項６】
前記直列接続されたＬＣ回路網は、開回路のように見える、
請求項４に記載のマルチバンド電力増幅器のためのインピーダンス整合回路網の形態の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力増幅器に関し、より詳細には、セルラーネットワークおよび他の無線ネットワークにおいて用いられる無線送受信機のためのマルチバンド整合を有する無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信ネットワークの進歩によって、マルチバンド動作が可能な移動送受信機（端末またはユーザー機器（ＵＥ：ｕｓｅｒ  ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ））の必要性を余儀なくされている。例えば、２０１０年の世界的な移動電話市場の６０％を占める、移動通信のためのグローバルシステム（ＧＳＭ：ｇｌｏｂａｌ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｍｏｂｉｌｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）は、導入時、９００ＭＨｚ帯しか利用可能でなかった。数年後、デジタルセルラーサービス（ＤＣＳ：ｄｉｇｉｔａｌ  ｃｅｌｌｕｌａｒ  ｓｅｒｖｉｃｅ）帯（１．８ＧＨｚ）が加えられた。これらの帯域は、アジアおよびヨーロッパにおいて用いられている。アメリカ合衆国では、個人通信サービス（ＰＣＳ：ｐｅｒｓｏｎａｌ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｓｅｒｖｉｃｅ）帯（１．９ＧＨｚ）および８５０ＭＨｚ帯が採用された。結果として、ＧＳＭシステムは、現在のところ４つの帯域にわたっている。
【０００３】
第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ：ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  ｐｒｏｊｅｃｔ）のロングタームエボリューション（ＬＴＥ：ｌｏｎｇ  ｔｅｒｍ  ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、オンラインゲーム、モバイルＴＶ、およびマルチメディアストリーミング等の用途から生じるデータトラフィックの圧倒的な増加に対処する、移動通信における次の進歩である。ＬＴＥの主要な目標は、データレートを高め、スペクトル効率を増大し、レイテンシを低減することである。３ＧＰＰ  Ｒｅｌ．１０に従ってＬＴＥのために規定された３０個を超える帯域が存在する。北アメリカを対象とする主帯域は、帯域１３および１４（７００ＭＨｚ帯）および帯域４（１７１０ＭＨｚ〜１７５５ＭＨｚ）である。ヨーロッパでは、２５００ＭＨｚ〜２５７０ＭＨｚで動作する帯域７が広く用いられることが見込まれている。日本では、ＬＴＥのために帯域１（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）が最初に用いられる可能性が高い。
【０００４】
ネットワーク間で世界的にシームレスな動作を達成するために、マルチバンド動作機能を有する移動端末が必要とされる。無線周波数（ＲＦ）電力増幅器（ＰＡ：ｐｏｗｅｒ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）が移動端末における主要な構成要素のうちの１つである。ＰＡが複数の帯域にわたって同時に高い出力電力および高い電力効率を達成することは困難である。
【０００５】
この問題に対処する幾つかの手法が知られている。１つの手法は、単一帯域ＰＡの並列配列に基づく。周波数帯域に対応するＰＡは、スイッチのアレイを介して選択される。この手法は、動作周波数帯域数と同じ数のＰＡを必要とし、これによって端末のサイズおよびコストが増大する。
【０００６】
別の手法は、マルチバンド整合回路網（ＭＮ：ｍａｔｃｈｉｎｇ  ｎｅｔｗｏｒｋ）を用いる。幾つかのＭＮ構成が利用可能である。ブロードバンドＭＮは、広域周波数動作範囲を達成することができる。しかしながら、ＰＡの出力特性は、周波数にわたって変動するので、広い周波数範囲にわたって高い電力効率を達成することは困難である。再構成可能なＭＮは、ＲＦ電力スイッチを用いる。可変デバイス（ｖａｒｉａｂｌｅ  ｄｅｖｉｃｅ）もこの問題に対処することができる。しかしながら、ＲＦスイッチまたは可変デバイスを追加することにより、システムの性能および／または信頼性が劣化する。ＲＦスイッチは、挿入損失および絶縁の制限を被る。バラクター等の可変デバイスは、制限された品質係数を有し、高い同調電圧を必要とする場合がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、受動素子のみからなるＭＮを用いたマルチバンド動作機能を有するＰＡを有することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明の実施の形態は、並列に接続された複数のインピーダンス変換器分岐を利用するＲＦ電力増幅器のためのマルチバンド整合回路網を提供する。各変換器分岐は、１つの周波数帯域において整合を達成する。
【０００９】
各変換器分岐のコアは、周波数遮断回路網間に接続され、これらの周波数遮断回路網は、帯域外信号を排除する。結果として得られる整合回路網は、負荷と増幅器の出力との間の最適なインピーダンス整合を、異なる周波数帯域において同時に達成することができる。従来技術では、不可避的に損失のある同調素子または切替え素子は用いられない。
【００１０】
詳細には、マルチバンド整合回路網（ＭＮ）が、並列に接続された一組のインピーダンス変換器分岐を備える。各変換器分岐は、要求される動作周波数帯域のうちの１つについて最適化されたＬ字形のＬＣ  ＭＮを備える。周波数遮断回路網が各ＬＣ  ＭＮコアの前および後に付加され、互いの間の干渉を防ぐ。ＭＮは、能動同調素子も能動切替え素子も用いることなく、複数の周波数帯域において同時にＰＡの最適なインピーダンス整合を提供する。
【００１１】
３帯域ＰＡのＭＮは、７００ＭＨｚ、１．７ＧＨｚ、および２．６ＧＨｚのＬＴＥ帯域において動作する。ＭＮは、２８ｄＢｍを超えるピーク出力電力で、４０％を上回る最大電力付加効率（ＰＡＥ：ｐｏｗｅｒ  ａｄｄｅｄ  ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）を達成するように設計され、マルチバンド端末の最終ＲＦ  ＰＡ段において用いることができる。
【発明の効果】
【００１２】
この発明は、同調素子も切替え素子も組み込むことなく、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）のための同時マルチバンド整合を提供する。ＰＡは、３つの動作周波数帯域において、２８ｄＢｍより大きなピーク出力電力、および４０％より大きな最大ＰＡＥを示す。この回路は、マルチバンドからの信号を同時に増幅することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】この発明の実施の形態による、移動端末におけるマルチバンド電力増幅器のための整合回路網（ＭＮ）の概略図である。
【図２】この発明の実施の形態による、マルチバンドＭＮのためのインピーダンス変換分岐の詳細図である。
【図３Ａ】この発明の実施の形態によるＬ字形のＭＮコアの例の概略図である。
【図３Ｂ】この発明の実施の形態によるＬ字形のＭＮコアの例の概略図である。
【図３Ｃ】この発明の実施の形態によるＬ字形のＭＮコアの例の概略図である。
【図４】周波数の関数としての電力利得およびＳ２１のグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１は、この発明の実施の形態による移動端末（送受信機）におけるマルチバンド電力増幅器（ＰＡ）のための整合回路網（ＭＮ）１００を示している。ＭＮは、送受信機（移動端末）の送信機若しくは受信機のいずれか、またはその双方において用いることができる。ＭＮの目的は、ＲＦソース、例えば電力増幅器の出力インピーダンスを負荷の入力インピーダンスに整合させて、電力伝達を最大にし、かつ／または負荷からの反射を最小にすることである。
【００１５】
マルチバンドＭＮは、並列に接続されたインピーダンス変換器の一組のＮ個の分岐１０１を含む。ここで、Ｎは動作周波数帯域信号の数を示す。ＭＮ１００の入力ポート１０２において、マルチバンドＰＳ増幅器出力の出力におけるインピーダンスは、帯域ｎの場合、Ｚｎであり、出力ポート１０３において、帯域ｎの場合の負荷のインピーダンスはＺＬｎである。
【００１６】
ｎ番目の分岐ごとに、各ｎ番目のＭＮコア１２０の前にＮ−１個の周波数を遮断する第１の周波数遮断素子１１１が存在し、各ｎ番目のＭＮコア１２０の後にＮ−１個の周波数を遮断する第２の周波数遮断素子１１１’が存在する。すなわち、ＭＮコアは、第１の周波数遮断素子と第２の周波数遮断素子との間に直列で接続される。
【００１７】
周波数遮断素子は、増幅器出力および負荷の双方からの帯域外周波数を排除し、他の並列な変換器分岐によって生じたインピーダンスのずれを回避する。ｎ番目の周波数帯域の場合、増幅器の出力は、ＭＮのｎ番目の分岐のためのものである一方、他の並列な分岐の全ては、出力ポート１０３において開回路のように見える。同じことが入力にも成り立つ。
【００１８】
結果として、解析中の周波数帯域において全ての他の分岐を無視することができる。コアの前の周波数遮断素子は、インピーダンスＺｎをＺｎ’に変換する一方、コアの後の周波数遮断素子は、負荷インピーダンスをＺＬｎからＺＬｎ’に変換する。
【００１９】
ＭＮコアｎは、ＺｎをＺｎ’に共役的に整合させる。したがって、ｎ番目の周波数帯域において最適な整合が達成される。同じ解析が他の分岐にもあてはまる。ＭＮ全体が一組のＮ個の周波数帯域において同時に最適な整合を達成する。
【００２０】
回路例
図２は、この発明の実施の形態による３帯域ＭＮ分岐１０１の１つのインピーダンス変換器の例を示している。同様の回路を用いて他の分岐を実装することができる。
【００２１】
周波数遮断素子は、ＭＮコア１２０のいずれかの側に接続された２つのＬＣ回路網１１１を備える。３つの動作帯域の中心周波数は、それぞれｆ１、ｆ２、およびｆ３として表される。ＬｎおよびＣｎは、周波数ｆｎにおいて共振する。この共振周波数において、直列接続されたＬＣ回路網は開回路のように見える。単純にするために、負荷インピーダンスは、全ての動作周波数帯域にわたって同じインピーダンスＺｏとなるように選択される。周波数ｆ１において、増幅器の最適出力インピーダンスはＺ１である。帯域１の周波数成分は、Ｌ１Ｃ１回路網によって遮断される。結果として、第２の変換器分岐および第３の変換器分岐は、増幅器出力および負荷の双方に対し、開回路のように見える。帯域１の周波数成分は、Ｌ２Ｃ２回路網およびＬ３Ｃ３回路網を通過することができる。しかしながら、Ｌ２Ｃ２およびＬ３Ｃ３は、増幅器の出力インピーダンスをインピーダンスＺ１からＺ１’に変換するのに対し、負荷インピーダンスは、ＺｏからＺｏ１’に変換される。
【００２２】
ＬＣ回路１１２をＬＣ回路網１１１の後または前に置くことができる。回路は帯域外周波数を阻止し、例えばＺ（ｆ１）＝０およびＺ（ｆ≠ｆ１）＝∞とする。
【００２３】
ＬＣ回路網間のＭＮコア１は、Ｌ字形のＬＣ整合回路網であり、Ｚ１’をＺｏ１’に共役的に整合させ、出力と負荷との間の最大電力伝達を達成する。同じ解析が、それぞれ周波数ｆ２およびｆ３で動作する他の分岐にもあてはまる。
【００２４】
３つの変換器分岐を並列に接続した結果、同調素子も切替え素子も有することなく、３つの動作帯域において同時に負荷インピーダンスを増幅器出力に最適に整合させる３帯域ＭＮが得られる。
【００２５】
３帯域ＰＡの設計
３帯域ＰＡは、７００ＭＨｚ帯、１．７ＧＨｚ帯、および２．６ＧＨｚ帯において動作する。入力ポート１０２における電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）は、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：ｈｉｇｈ  ｅｌｅｃｔｒｏｎ  ｍｏｂｉｌｉｔｙ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。ＨＥＭＴは、２ＧＨｚにおいて１４．８ｄＢの利得、および４．５Ｖの供給電圧で３０ｄＢｍの出力電力を供給することができる。ＰＡは、当該技術分野において既知のクラスＡＢモードで動作するように設計される。すなわち、２つの能動素子が、半分以上の時間、クラスＢの増幅器のクロスオーバー歪みを低減する手段として働く。
【００２６】
ＤＣバイアスを設定した後、３つの周波数帯域のそれぞれにおいてロードプルおよびソースプルのシミュレーションを実行し、最適な負荷インピーダンスおよびソースインピーダンスを求める。
【００２７】
ロードプルにおいて、可変ＡＣ負荷がＦＥＴの出力に直接接続される。負荷インピーダンスは、スミスチャート全体にわたって掃引される。対応する出力電力および電力付加効率（ＰＡＥ）が各点において測定され、対応する曲線が生成される。表１（Ｚ０に正規化されている）に示すように、出力電力およびＰＡＥのシミュレーション結果に基づいて、各周波数帯域における最適な負荷インピーダンスが求められる。
【００２８】
【表１】
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【００２９】
ソース側は、ソースプルシミュレーションによる周波数変動の影響をより受けにくい。ソースインピーダンスは、３つ全ての周波数帯域について０．１１−０．１１ｊに設定される。これは、増幅器の電力伝達特性に対し最小限の影響しか有しない。
【００３０】
次のステップは、周波数遮断素子として用いられるＬＣ回路のＬＣ値を求めることである。ＬＣ回路は、システム全体の帯域幅に影響を与える。以下の式は、ｆｒ、Ｌ、およびＣ間の関係を表す。
【００３１】
【数１】
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【００３２】
Ｌ１、Ｌ２、およびＬ３が全て２ｎＨに設定されるとき、Ｃ１、Ｃ２、およびＣ３の値は、それぞれ１．８７ｐＦ、４．３８ｐＦ、および２５．９ｐＦである。ＬＣ回路のＬＣ値が求められた後、スミスチャートを用いて、ＺｎおよびＺｏｎに基づいてＺｎ’およびＺｏｎ’を求めることができる。
【００３３】
Ｌ字形のＭＮコアの例が図３Ａおよび図３Ｂに示されている。π字形またはＴ字形のＭＮ等の、より複雑なトポロジーも用いることができる。ＭＮトポロジーの選択は、増幅器の帯域幅に影響を与える。単純にするためにＬ字形を選択する。
【００３４】
３帯域ＰＡシミュレーション
大信号周波数応答および小信号周波数応答に基づくシミュレーションが、電力利得およびＳ２１対周波数で図４に示され、×４００は、３つの周波数について達成可能な最大電力利得を表す。Ｓパラメーターシミュレーションに加えて、調和平衡シミュレーションに基づく大信号解析を用いて、高電力動作の結果生じる非線形性に対処する。
【００３５】
電力利得およびＳ２１の双方において、０．７ＧＨｚ、１．７ＧＨｚ、および２．６ＧＨｚにおける３つのピークが存在する。このＰＡは、それぞれ０．７ＧＨｚ、１．７ＧＨｚ、および２．６ＧＨｚの動作帯域において、それぞれ１３．４ｄＢ、１１．２ｄＢ、および８．７ｄＢの電力利得を達成する。周波数の増大とともに電力利得が減少することは、より高い周波数におけるＦＥＴの内因性のＳ２１低下に起因する。図４に示す各周波数帯域において達成可能な最大電力利得は、ロードプルシミュレーション結果に基づく。目標周波数帯域間に追加のピークが見られる。目標は、所望の周波数帯域において最適な整合を達成することであるので、ＰＡが安定領域内にとどまっている限り、帯域外利得は問題ではない。
【００３６】
発明の効果
この発明は、同調素子も切替え素子も組み込むことなく、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）のための同時マルチバンド整合を提供する。ＰＡは、３つの動作周波数帯域において、２８ｄＢｍより大きなピーク出力電力、および４０％より大きな最大ＰＡＥを示す。この回路は、マルチバンドからの信号を同時に増幅することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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【外国語明細書】
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