(57)【要約】【課題】イメージ妨害および高調波妨害の影響を排除できるミキサ回路の回路規模の縮小化および低消費電力化を図る。【解決手段】第２のＩ側ミキサ１１２Ｉの出力信号ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢをそれぞれ第１および第２の加算器１２１，１２２に与える。また、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑの出力信号をそれぞれ第１および第２の加算器１２１，１２２に与える。このように、Ｉ側信号経路とＱ側信号経路とで第２のＩ側ミキサ１１２Ｉおよび第２のＱ側ミキサ１１２Ｑを共有する。【選択図】図１
2013121018.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号である入力信号をＩ側信号経路およびＱ側信号経路によるＩＱ変調を用いて低周波信号に周波数変換するミキサ回路において、
上記Ｉ側信号経路は、
所定の位相差を有する互いに異なる局発信号と上記入力信号とをミキシングする複数の前置Ｉ側ミキサと、
上記前置Ｉ側ミキサの出力信号を加算する第１の加算器と、
上記第１の加算器の出力信号の高周波成分を除去する第１のローパスフィルタと、
上記第１のローパスフィルタの出力信号とＩ側局発信号とをミキシングする後置Ｉ側ミキサとを備え、
上記Ｑ側信号経路は、
所定の位相差を有する互いに異なる局発信号と上記入力信号とをミキシングする複数の前置Ｑ側ミキサと、
上記前置Ｉ側ミキサの出力信号を加算する第２の加算器と、
上記第２の加算器の出力信号の高周波成分を除去する第２のローパスフィルタと、
上記第２のローパスフィルタの出力信号とＱ側局発信号とをミキシングする後置Ｑ側ミキサとを備え、
上記ミキサ回路は、上記後置Ｉ側ミキサの出力信号と上記後置Ｑ側ミキサの出力信号との差を演算する減算器を備え、
上記第１の加算器は、一部の上記前置Ｑ側ミキサの出力信号と上記前置Ｉ側ミキサの出力信号とを加算し、
上記第２の加算器は、一部の上記前置Ｉ側ミキサの出力信号と上記前置Ｑ側ミキサの出力信号とを加算することを特徴とするミキサ回路。
【請求項２】
上記前置Ｉ側ミキサは、上記入力信号と第１のＩ側局発信号とをミキシングする第１のＩ側ミキサ、および上記入力信号と上記第１のＩ側局発信号に対して−π／４の位相差を有する第２のＩ側局発信号とをミキシングする第２のＩ側ミキサであり、
上記前置Ｑ側ミキサは、上記入力信号と、上記第１のＩ側局発信号に対して＋π／２の位相差を有する第１のＱ側局発信号とをミキシングする第１のＱ側ミキサ、および上記入力信号と、上記第１のＩ側局発信号に対して＋π／４の位相差を有する第２のＱ側局発信号とをミキシングする第２のＱ側ミキサであり、
上記第１の加算器は、上記第１のＩ側ミキサの出力信号の振幅を√２倍した振幅を有する信号と、上記第２のＩ側ミキサの出力信号と、上記第２のＱ側ミキサの出力信号とを加算し、
上記第２の加算器は、上記第１のＱ側ミキサの出力信号の振幅を√２倍した振幅を有する信号と、上記第２のＱ側ミキサの出力信号と、上記第２のＩ側ミキサの出力信号を反転した信号とを加算することを特徴とする請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項３】
上記第１のＩ側局発信号と、上記第２のＩ側局発信号と、上記第１のＱ側局発信号と、上記第２のＱ側局発信号との間の位相差を補正する位相補正部を備えていることを特徴とする請求項２に記載のミキサ回路。
【請求項４】
上記第１の加算器の出力信号をデジタルに変換する第１のＡＤ変換器と、
上記第２の加算器の出力信号をデジタルに変換する第２のＡＤ変換器と、
をさらに備えていることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のミキサ回路。
【請求項５】
上記ミキサ回路が集積回路によって構成されていることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のミキサ回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載のミキサ回路を備えていることを特徴とする無線機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号を低周波信号にＩＱ変調を用いて周波数変換するミキサ回路および当該ミキサ回路を備えた無線機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機は、アンテナで受信した高周波無線信号を、ミキサ回路等を用いて取り扱いの容易な低周波信号（ベースバンド信号）に周波数変換する。ここで、例えば、ＣＭＯＳミキサ回路を用いた周波数変換には、イメージ妨害および高調波妨害が発生することが知られている。
【０００３】
〔イメージ妨害を除去するミキサ回路〕
従来技術に係るイメージ妨害を除去する構成が、非特許文献１に開示されている。
【０００４】
図１２は、非特許文献１に開示された従来技術に係るイメージ妨害を抑制する構成を示す回路図である。
【０００５】
図１２に示すように、従来のミキサ回路は、入力信号ＩＮにＩＱ変調を行うためのＩ側の信号経路とＱ側の信号経路とを有している。
【０００６】
Ｉ側の信号経路においては、まず、入力信号ＩＮと第１のＩ側局発信号ＬＯ（φ）とが、第１のＩ側ミキサ１１１１Ｉによりミキシングされる。続いて、第１のＩ側ミキサ１１１１Ｉの出力信号は、第１のローパスフィルタ１１２１により、高周波成分が除去される。さらに、その出力信号と第２のＩ側局発信号ＬＯ２（φ）とが第２のＩ側ミキサ１１１２Ｉによりミキシングされる。
【０００７】
一方、Ｑ側の信号経路においては、まず、入力信号ＩＮと第１のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／２）とが、第１のＱ側ミキサ１１１１Ｑによりミキシングされる。続いて、第１のＱ側ミキサ１１１１Ｑの出力信号は、第１のローパスフィルタ１１２２により、高周波成分が除去される。さらに、その出力信号と第２のＱ側局発信号ＬＯ２（φ＋π／２）とが第２のＱ側ミキサ１１１２Ｑによりミキシングされる。
【０００８】
なお、局発信号ＬＯ（φ±α）は、ＬＯ（φ）との位相差が±αであるということを示している。以下の記載においても同様である。
【０００９】
したがって、第１のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／２）は、第１のＩ側局発信号ＬＯ（φ）とπ／２の位相差を有している（直交している）。また、第２のＱ側局発信号ＬＯ２（φ＋π／２）は、第２のＩ側局発信号ＬＯ２（φ）とπ／２の位相差を有している（直交している）。
【００１０】
最後に、第２のＩ側ミキサ１１１２Ｉの出力信号と第２のＱ側ミキサ１１１２Ｑの出力信号との差が減算器１１３１にて演算され、その差が出力端に出力信号ＯＵＴとして出力される。このように、第２のＩ側ミキサ１１１２Ｉの出力信号と第２のＱ側ミキサ１１１２Ｑの出力信号との差を算出することにより、イメージ妨害がキャンセルされる。
【００１１】
〔高調波妨害を除去するミキサ回路〕
従来技術に係る高調波妨害を除去する構成が、非特許文献２に開示されている。非特許文献２には、位相がπ／４ずつ異なる複数の局発信号を用いて、局発信号の高次成分により現れる出力成分を除去することが記載されている。
【００１２】
図１３は、非特許文献２に開示された従来技術に係る高調波妨害を抑制する構成を示す回路図である。
【００１３】
図１３に示すように、入力信号ＩＮと第１の局発信号ＬＯ（φ）とが、第１のミキサ１２１１によりミキシングされる。また、入力信号ＩＮと第２の局発信号ＬＯ（φ−π／４）とが、第２のミキサ１２１２によりミキシングされる。さらに、入力信号ＩＮと第３の局発信号ＬＯ（φ＋π／４）とが、第３のミキサ１２１３によりミキシングされる。
【００１４】
最後に、第１のミキサ１２１１の出力信号の振幅を√２倍した振幅を有する信号と、第２のミキサ１２１２の出力信号と、第３のミキサ１２１３の出力信号とが加算器１２２１にて加算され、その加算の結果が出力端に出力信号ＯＵＴとして出力される。このように、第１〜第３のミキサ１２１１〜１２１３の出力信号がそれぞれ１，√２，１の重みを付けて加算されることにより、高調波妨害が除去される。
【００１５】
この加算において、信号の振幅を√２倍にすることは、ミキサ回路の電圧電流変換部のトランスコンダクタンスを√２倍にすることにより実現する。これは、以下に説明する全てのミキサ回路においても同様である。
【００１６】
〔イメージ妨害および高調波妨害を除去するミキサ回路〕
イメージ妨害および高調波妨害の両方の影響を同時に排除するために、上記２つの従来技術を併用することが考えられる。
【００１７】
図１４は、上記２つの従来技術を併用したミキサ回路の構成を示すブロック図である。
【００１８】
図１４に示すように、従来のミキサ回路は、入力信号ＩＮにＩＱ変調を行うためのＩ側の信号経路とＱ側の信号経路とを有している。
【００１９】
Ｉ側の信号経路においては、まず、入力信号ＩＮに対して次のミキシング処理が行われる。入力信号ＩＮと第１のＩ側局発信号ＬＯ（φ）とが、第１のＩ側ミキサ１３１１Ｉによりミキシングされる。入力信号ＩＮと第２のＩ側局発信号ＬＯ（φ−π／４）とが、第２のＩ側ミキサ１３１２Ｉによりミキシングされる。入力信号ＩＮと第３のＩ側局発信号ＬＯ（φ＋π／４）とが、第３のＩ側ミキサ１３１３Ｉによりミキシングされる。
【００２０】
第１のＩ側ミキサ１３１１Ｉの出力信号の振幅を√２倍した振幅を有する信号と、第２のＩ側ミキサ１３１２Ｉの出力信号と、第３のＩ側ミキサ１３１３Ｉの出力信号とが第１の加算器１３２１にて加算される。加算された信号は、第１のローパスフィルタ１３３１に入力され高周波成分が除去され、その出力信号と第４のＩ側局発信号ＬＯ２（φ）とが第４のＩ側ミキサ１３１４Ｉによりミキシングされる。
【００２１】
一方、Ｑ側の信号経路においては、まず、入力信号ＩＮに対して次のミキシング処理が行われる。入力信号ＩＮと第１のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／２）とが、第１のＱ側ミキサ１３１１Ｑによりミキシングされる。また、入力信号ＩＮと第２のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／４）とが、第２のＱ側ミキサ１３１２Ｑによりミキシングされる。さらに、入力信号ＩＮと第３のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋３π／４）とが、第３のＱ側ミキサ１３１３Ｑによりミキシングされる。
【００２２】
第１のＱ側ミキサ１３１１Ｑの出力信号の振幅を√２倍した振幅を有する信号と、第２のＱ側ミキサ１３１２Ｑの出力信号と、第３のＱ側ミキサ１３１３Ｑの出力信号とが第２の加算器１３２２にて加算される。加算された信号は、第２のローパスフィルタ１３３２に入力され高周波成分が除去され、その出力信号と第４のＱ側局発信号ＬＯ２（φ＋π／２）とが第４のＱ側ミキサ１３１４Ｑによりミキシングされる。
【００２３】
最後に、第４のＩ側ミキサ１３１４Ｉの出力信号と第４のＱ側ミキサ１３１４Ｑの出力信号との差が減算器１３４１にて演算され、その演算の結果が出力端に出力される。このように、図１２の構成と図１３の構成とを組み合わせことにより、イメージ妨害および高調波妨害が除去される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２４】
【非特許文献１】D. K. Weaver, "A Third Method of Generation and Detection of Single-Sideband Signals" Proceedings of the IRE, Dec. 1956, Volume 44,  Issue 12, pp. 1703-1705
【非特許文献２】J. A. Weldon, R. S. Narayanaswami, J. C. Rudell, L. Lin, M. Otsuka, S. Dedieu, L. Tee, K. Tsai, C. Lee, and P. R. Gray, "A 1.75-GHz Highly Integrated Narrow-band CMOS Transmitter With Harmonic-Rejection Mixers" IEEE Journal of Solid-State Circuits, Dec. 2001, Volume 36, pp. 2003-2015
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
しかし、図１３で示すミキサ回路では、８つの局発信号とミキサが必要になり、回路規模および消費電力が増大するという課題がある。
【００２６】
上記課題に鑑み、本発明の目的は、イメージ妨害および高調波妨害の影響を排除することができるミキサ回路の回路規模の縮小化および低消費電力化を図ることである。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明のミキサ回路は、高周波信号である入力信号をＩ側信号経路およびＱ側信号経路によるＩＱ変調を用いて低周波信号に周波数変換するミキサ回路において、上記の課題を解決するために、下記のように構成されていることを特徴としている。
【００２８】
（１）上記Ｉ側信号経路は、所定の位相差を有する互いに異なる局発信号と上記入力信号とをミキシングする複数の前置Ｉ側ミキサと、上記前置Ｉ側ミキサの出力信号を加算する第１の加算器と、上記第１の加算器の出力信号の高周波成分を除去する第１のローパスフィルタと、上記第１のローパスフィルタの出力信号とＩ側局発信号とをミキシングする後置Ｉ側ミキサとを備えている。
【００２９】
（２）上記Ｑ側信号経路は、所定の位相差を有する互いに異なる局発信号と上記入力信号とをミキシングする複数の前置Ｑ側ミキサと、上記前置Ｉ側ミキサの出力信号を加算する第２の加算器と、上記第２の加算器の出力信号の高周波成分を除去する第２のローパスフィルタと、上記第２のローパスフィルタの出力信号とＱ側局発信号とをミキシングする後置Ｑ側ミキサとを備えている。
【００３０】
（３）上記ミキサ回路は、上記後置Ｉ側ミキサの出力信号と上記後置Ｑ側ミキサの出力信号との差を演算する減算器を備えている。
【００３１】
（４）上記第１の加算器は、一部の上記前置Ｑ側ミキサの出力信号と上記前置Ｉ側ミキサの出力信号とを加算する。
【００３２】
（５）上記第２の加算器は、一部の上記前置Ｉ側ミキサの出力信号と上記前置Ｑ側ミキサの出力信号とを加算する。
【００３３】
上記の構成では、図１４に示すミキサ回路のように、Ｉ側信号経路およびＱ側信号経路における前置Ｉ側ミキサによるミキシングおよび前置Ｑ側ミキサによるミキシングが行われ、これらの出力信号が第１の加算器および第２の加算器で加算される。加算された信号がそれぞれ第１のローパスフィルタおよび第２のローパスフィルタで低周波成分が除去された後、後置Ｉ側ミキサおよび後置Ｑ側ミキサによるミキシングが行われる。さらに、これらのミキシングによって得られた信号の差が、減算器によって演算される。これにより、図１４に示すミキサ回路と同様、イメージ妨害を除去することができる。
【００３４】
また、図１４に示すミキサ回路のように、Ｉ側信号経路が、複数のＩ側ミキサ回路および第１の加算器を備え、Ｑ側信号経路が複数のＱ側ミキサ回路および第２の加算器を備えることにより、高周波妨害を除去することができる。
【００３５】
さらに、上記第１の加算器が、一部のＱ側ミキサの出力信号とＩ側ミキサの出力信号とを加算することにより、当該Ｑ側ミキサがＩ側通信経路とＱ側通信経路とで共有されることになる。同様に、上記第２の加算器が、一部のＩ側ミキサの出力信号とＱ側ミキサの出力信号とを加算することにより、Ｉ側ミキサがＩ側通信経路とＱ側通信経路とで共有されることになる。これにより、ミキサを削減することができる。
【００３６】
上記ミキサ回路において、上記前置Ｉ側ミキサは、上記入力信号と第１のＩ側局発信号とをミキシングする第１のＩ側ミキサ、および上記入力信号と上記第１のＩ側局発信号に対して−π／４の位相差を有する第２のＩ側局発信号とをミキシングする第２のＩ側ミキサであり、上記前置Ｑ側ミキサは、上記入力信号と、上記第１のＩ側局発信号に対して＋π／２の位相差を有する第１のＱ側局発信号とをミキシングする第１のＱ側ミキサ、および上記入力信号と、上記第１のＩ側局発信号に対して＋π／４の位相差を有する第２のＱ側局発信号とをミキシングする第２のＱ側ミキサであり、記第１の加算器は、上記第１のＩ側ミキサの出力信号の振幅を√２倍した振幅を有する信号と、上記第２のＩ側ミキサの出力信号と、上記第２のＱ側ミキサの出力信号とを加算し、上記第２の加算器は、上記第１のＱ側ミキサの出力信号の振幅を√２倍した振幅を有する信号と、上記第２のＱ側ミキサの出力信号と、上記第２のＩ側ミキサの出力信号を反転した信号とを加算することが好ましい。
【００３７】
上記構成によれば、図１４のミキサ回路と同様、第１〜第３のＩ側ミキサおよび第１〜〜第３のＱ側ミキサによって、高周波妨害を除去することができる。Ｉ側信号経路とＱ側信号経路とで第２のＩ側ミキサと第２のＱ側ミキサとが共有されるので、図１４に示すミキサ回路における第２のＩ側ミキサ１３１２Ｉおよび第２のＱ側ミキサ１３１２Ｑを削減することができる。これにより、ミキサ回路全体として必要のなくなったミキサの数を減らすことができる。
【００３８】
上記ミキサ回路は、上記第１のＩ側局発信号と、上記第２のＩ側局発信号と、上記第１のＱ側局発信号と、上記第２のＱ側局発信号との間の位相差を補正する位相補正部を備えていることが好ましい。
【００３９】
ミキサの数が前述のように削減されるので、上記の構成では、位相補正部の構成も併せて簡素化することができる。
【００４０】
上記ミキサ回路は、上記第１の加算器の出力信号をデジタルに変換する第１のＡＤ変換器と、上記第２の加算器の出力信号をデジタルに変換する第２のＡＤ変換器と、をさらに備えていることが好ましい。
【００４１】
これにより、ＡＤ変換器以降の処理をデジタルで行うことにより、アナログ回路を減らすことができる。
【００４２】
上記ミキサ回路は、集積回路によって構成されていることが好ましい。
【００４３】
これにより、イメージ妨害および高調波妨害を解決した上で、回路規模が小さく消費電力も少ない集積回路を実現できる。
【００４４】
本発明の無線機器は、上述のいずれかのミキサ回路を備えていることを特徴としている。
【００４５】
上記構成によれば、イメージ妨害および高調波妨害を解決した上で、規模が小さく消費電力も少ない無線機器を実現できる。
【発明の効果】
【００４６】
本発明のミキサ回路は、以上のように構成されている。それゆえ、イメージ妨害および高調波妨害を解決し、かつ、回路規模が小さく消費電力も少ないミキサ回路を提供することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施形態１に係るミキサ回路の基本的な構成を示すブロック図である。
【図２】図１のミキサ回路におけるミキサの構成を示す回路図である。
【図３】図１のミキサ回路の構成を示す回路図である。
【図４】（ａ）は実施形態１における比較例に係るミキサ回路における入力段の構成を示すブロック図であり、（ｂ）は当該ミキサ回路におけるミキサの構成を示す回路図である。
【図５】実施形態１における他の比較例に係るミキサ回路における入力段の構成を示すブロック図である。
【図６】（ａ）は図１のミキサ回路の出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフであり、（ｂ）は図４のミキサ回路の出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフであり、（ｃ）は図５のミキサ回路の出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフ図である。
【図７】本発明の実施形態２に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態２に係る他のミキサ回路の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施形態３に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】図９のミキサ回路における位相補正回路の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施形態４にテレビ受像機の概略構成を示すブロック図である。
【図１２】従来技術に係るイメージ妨害を除去するミキサ回路の構成を示すブロック図である。
【図１３】従来技術に係る高調波妨害を除去する構成を示すブロック図である。
【図１４】従来技術に係るイメージ妨害および高調波妨害を除去するミキサ回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
［実施形態１］
本発明の実施形態１について図１〜図６に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００４９】
〔ミキサ回路の基本構成〕
図１は、本発明の基本的なミキサ回路の構成を示す回路図である。
【００５０】
図１に示すように、ミキサ回路１は、第１のミキシング加算部２と、第２のミキシング加算部３と、ローパスフィルタ１３１，１３２とを備えている。このミキサ回路１は、高周波信号である入力信号をＩ側信号経路ＩＳＰおよびＱ側信号経路ＱＳＰによるＩＱ変調を用いて低周波信号に周波数変換する回路である。
【００５１】
＜第１のミキシング加算部の構成＞
第１のミキシング加算部２は、Ｉ側信号経路ＩＳＰに、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉと、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉと、第１の加算器１２１とを備えている。また、第１のミキシング加算部２は、Ｑ側信号経路ＱＳＰに、第１のＱ側ミキサ１１１Ｑと、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑと、第２の加算器１２２とを備えている。
【００５２】
第１のＩ側ミキサ１１１Ｉ（前置Ｉ側ミキサ）は、入力信号ＩＮと第１のＩ側局発信号ＬＯ（φ）とをミキシングする回路である。この第１のＩ側ミキサ１１１Ｉは、電圧として入力される入力信号ＩＮに対して、電流として出力信号を出力する。また、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉは、出力信号を√２の重みを付けて出力する。
【００５３】
第２のＩ側ミキサ１１２Ｉ（前置Ｉ側ミキサ）は、入力信号ＩＮと第２のＩ側局発信号ＬＯ（φ−π／４）とをミキシングする回路である。この第２のＩ側ミキサ１１２Ｉは、電圧として入力される入力信号ＩＮに対して、電流として出力信号を出力する。また、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉは、第１の加算器１２１に与える出力信号ＯＵＴＡと、第２の加算器１２２に与える出力信号ＯＵＴＢとを出力する。この出力信号ＯＵＴＢは、出力信号ＯＵＴＡが反転した逆極性の信号である。第１のＩ側局発信号ＬＯ（φ）と第２のＩ側局発信号ＬＯ（φ−π／４）とは、所定の位相差（π／４）を有している。
【００５４】
第１の加算器１２１は、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉの出力信号と、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉの出力信号ＯＵＴＡと、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑ（一部の前置Ｑ側ミキサ）の出力信号とを加算する回路である。この第１の加算器１２１は、上記の各出力信号の加算値を電流から電圧に変換してＩ側出力信号ＯＵＴＩとして出力する。
【００５５】
第１のＱ側ミキサ１１１Ｑ（前置Ｑ側ミキサ）は、入力信号ＩＮと第１のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／２）とをミキシングする回路である。この第１のＱ側ミキサ１１１Ｑは、電圧として入力される入力信号ＩＮに対して、電流として出力信号を出力する。また、第１のＱ側ミキサ１１１Ｑは、出力信号を√２の重みを付けて出力する。
【００５６】
第２のＱ側ミキサ１１２Ｑ（前置Ｑ側ミキサ）は、入力信号ＩＮと第２のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／４）とをミキシングする回路である。この第２のＱ側ミキサ１１２Ｑは、電圧として入力される入力信号ＩＮに対して、電流として出力信号を出力する。第１のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／２）と第２のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／４）とは、所定の位相差（π／４）を有している。
【００５７】
第２の加算器１２２は、第１のＱ側ミキサ１１１Ｑの出力信号と、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑの出力信号と、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉ（一部の前置Ｉ側ミキサ）の出力信号ＯＵＴＢとを加算する回路である。この第２の加算器１２２は、上記の各出力信号の加算値を電流から電圧に変換してＱ側出力信号ＯＵＴＱとして出力する。
【００５８】
上記のミキサ回路１は、集積回路として構成される。また、以降に説明する各ミキサ回路７〜９（図７〜図９参照）についても、同様に集積回路として構成される。
【００５９】
＜ミキサの構成＞
図２は、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉの詳細な構成を示す回路図である。図３は、ミキシング加算部２の詳細な構成を示す回路図である。
【００６０】
図２に示すように、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉは、ＲＦ部１１２ａと、スイッチ部１１２ｂと、カレントミラー部１１２ｃと、バイアス部１１２ｄとを備えている。
【００６１】
ＲＦ部１１２ａは、１対のトランジスタからなる回路であり、それぞれのトランジスタのゲートに入力信号ＩＮが入力される。これらのトランジスタのドレインは互いに接続されている。このＲＦ部１１２ａは、電圧として入力される入力信号ＩＮをトランジスタにより電流に変換する。
【００６２】
スイッチ部１１２ｂは、２組のトランジスタ対からなるスイッチ機能を有する回路である。各トランジスタ対を構成するトランジスタのゲートには、第２のＩ側局発信号ＬＯ（φ−π／４）が入力されている。また、各トランジスタ対を構成するトランジスタのドレインは、カレントミラー部１１２ｃに接続される。また、一方のトランジスタ対を構成するトランジスタのソースは、ともにＲＦ部１１２ａを構成するトランジスタ対の一方のトランジスタのドレインに接続されている。さらに、他方のトランジスタ対を構成するトランジスタのソースは、ともにＲＦ部１１２ａを構成するトランジスタ対の他方のトランジスタのドレインに接続されている。このように構成されるスイッチ部１１２ｂでは、各トランジスタ対におけるトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ切替えにより、カレントミラー部１１２ｃとの接続を正側または負側に切り替えることでミキシングを行う。
【００６３】
カレントミラー部１１２ｃは、ゲートとドレインとがともに接続された２つのトランジスタと、これらのトランジスタとゲートを共有する２組のトランジスタ対とを有している。上記のゲートとドレインとがともに接続されたトランジスタに与えられる電流と同じ電流が出力信号ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとして出力される。この出力信号ＯＵＴＢは、出力信号ＯＵＴＡが反転した逆極性の信号である。
【００６４】
バイアス部１１２ｄは、１つのトランジスタからなる回路であり、ゲートにバイアス電圧ＢＩＡＳが印加される。このバイアス部１１２ｄは、ＲＦ部１１２ａを構成するトランジスタ対を流れる電流を電圧ＢＩＡＳにより決定する。
【００６５】
なお、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑも、与えられる局発信号が異なるだけであるので、図３に示すように、それ以外は第２のＩ側ミキサ１１２Ｉと同様に構成される。一方、図３に示すように、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉおよび第１のＱ側ミキサ１１１Ｑは、出力系統が１つであるので、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑにおける出力信号ＯＵＴＢを出力するトランジスタ対を有しておらず、局発信号も第２のＱ側ミキサ１１２Ｑと異なる。しかしながら、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉおよび第１のＱ側ミキサ１１１Ｑは、それ以外は第２のＩ側ミキサ１１２Ｉと同様に構成される。
【００６６】
また、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉおよび第１のＱ側ミキサ１１１Ｑを構成する全てのトランジスタの幅は、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉおよび第２のＱ側ミキサ１１２Ｑを構成する全てのトランジスタの幅の√２倍である。これにより、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉおよび第１のＱ側ミキサ１１１Ｑの出力信号に前述の√２の重みが付与される。
【００６７】
＜第１および第２の加算器の構成＞
図３に示すように、第１の加算器１２１は、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉ、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉおよび第２のＱ側ミキサ１１２Ｑの出力信号の電流をそれぞれ同じノードに与え、抵抗で電流電圧変換することでＩ側出力信号ＯＵＴＩを出力する。一方、第２の加算器１２２は、第１のＱ側ミキサ１１１Ｑおよび第２のＱ側ミキサ１１２Ｑの出力信号の電流と、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉの反転した出力信号の電流とを同じノードに与え、抵抗で電流電圧変換することでＩ側出力信号ＯＵＴＩを出力する。
【００６８】
＜ローパスフィルタの構成＞
第１のローパスフィルタ１３１は、第１の加算器１２１からの出力信号の高周波成分を除去して、低周波成分を通過させるフィルタ回路である。
【００６９】
第２のローパスフィルタ１３２は、第２の加算器１２２からの出力信号の高周波成分を除去して、低周波成分を通過させるフィルタ回路である。
【００７０】
＜第２のミキシング加算部の構成＞
第２のミキシング加算部３は、第３のＩ側ミキサ１１３Ｉと、第３のＱ側ミキサ１１３Ｑと、加算器１４１とを備えている。
【００７１】
第３のＩ側ミキサ１１３Ｉ（後置Ｉ側ミキサ）は、第１のローパスフィルタ１３１の出力信号と第３のＩ側局発信号ＬＯ２（φ）とをミキシングする回路である。
【００７２】
第３のＱ側ミキサ１１３Ｑ（後置Ｑ側ミキサ）は、第２のローパスフィルタ１３２の出力信号と第３のＱ側局発信号ＬＯ２（φ＋π／２）とをミキシングする回路である。
【００７３】
加算器１４１は、第３のＩ側ミキサ１１３Ｉの出力信号と第３のＱ側ミキサ１１３Ｑの出力信号とに減算処理を施す回路である。
【００７４】
〔ミキサ回路の動作〕
ここで、上記のように構成されるミキサ回路１の動作について説明する。
【００７５】
Ｉ側信号経路ＩＳＰにおいて、まず、入力信号ＩＮと第１のＩ側局発信号ＬＯ（φ）とが第１のＩ側ミキサ１１１Ｉによりミキシングされる。また、入力信号ＩＮと第２のＩ側局発信号ＬＯ（φ−π／４）とが第２のＩ側ミキサ１１２Ｉによりミキシングされる。
【００７６】
第１のＩ側ミキサ１１１Ｉの√２の重み付けがされた出力信号と、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉの出力信号ＯＵＴＡと、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑの出力信号とが第１の加算器１２１にて加算される。加算された信号は、第１のローパスフィルタ１３１によって高周波成分が除去される。さらに、第１のローパスフィルタの出力信号と第３のＩ側局発信号ＬＯ２（φ）とが第３のＩ側ミキサ１１３Ｉによりミキシングされる。
【００７７】
一方、Ｑ側信号経路ＱＳＰにおいて、まず、入力信号ＩＮと第１のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／２）とが第１のＱ側ミキサ１１１Ｑによりミキシングされる。入力信号と第２のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／４）とが第２のＱ側ミキサ１１２Ｑによりミキシングされる。
【００７８】
第１のＱ側ミキサ１１１Ｑの√２の重み付けがされた出力信号と、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑの出力信号と、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉの出力信号ＯＵＴＢとが第２の加算器１２２にて加算される。加算された信号は、第２のローパスフィルタ１３２によって高周波成分が除去される。さらに、第２のローパスフィルタ１３２の出力信号と第３のＱ側局発信号ＬＯ２（φ＋π／２）とが第３のＱ側ミキサ１１３Ｑによりミキシングされる。
【００７９】
最後に、第３のＩ側ミキサ１１３Ｉの出力信号と第３のＱ側ミキサ１１３Ｑの出力信号との差が減算器１４１にて演算され、その演算の結果が出力端に出力信号ＯＵＴとして出力される。このように、第３のＩ側ミキサ１１２Ｉの出力信号と第３のＱ側ミキサ１１３Ｑの出力信号との差を算出することにより、イメージ妨害および高調波妨害が抑制される。
【００８０】
〔ミキサ回路によるミキサ削減効果〕
以上のように、ミキサ回路１は、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉおよび第２のＱ側ミキサ１１２Ｑを備えることにより、Ｉ側信号経路ＩＳＰとＱ側信号経路ＱＳＰとで共通する局発信号を用いるミキサを削減することができる。具体的には、図１４に示す第３のＩ側ミキサ１３１３Ｉおよび第３のＱ側ミキサ１３１３Ｑならびに第３のＩ側局発信号ＬＯ（φ＋π／４）および第３のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋３π／４）を以下の理由によって削減することができる。
【００８１】
第１の理由は、第３のＩ側ミキサ１３１３Ｉが第２のＱ側ミキサ１３１２Ｑと同じ局発信号（ＬＯ（φ＋π／４））と入力信号ＩＮとをミキシングすることである。第２の理由は、第２のＩ側局発信号ＬＯ（φ−π／４）が、第３のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋３π／４）を反転した信号と等しいことである。
【００８２】
これにより、ミキサ回路１は、図１４に示すミキサ回路と同等の機能を有しながら、図１４に示すミキサ回路と比べて、ミキサの個数が６個から４個に削減されている。したがって、ミキサ回路１の回路規模を小さくし、かつ、ミキサ回路１の消費電力を少なくすることができる。
【００８３】
〔ミキサ回路による高次成分除去効果〕
続いて、上述のミキサ回路１の高次成分除去効果について比較例との比較に基づいて説明する。
【００８４】
図４（ａ）は、比較例としてのミキサ回路における入力段の構成を示す回路の構成を示す回路図であり、図４（ｂ）は当該ミキサ回路におけるミキサの構成を示す回路図である。図５は、比較例としての他のミキサ回路における入力段の構成を示す回路の構成を示す回路図である。
【００８５】
＜第１の比較例＞
図４（ａ）に示すように、第１の比較例に係るミキサ回路（以降「ミキサ回路Ａ」と称する）は、入力段において、Ｉ側ミキサ４１Ｉと、Ｑ側ミキサ４１Ｑと、第１の電流電圧変換部４２と、第２の電流電圧変換部４３とを備えている。このミキサ回路Ａは、基本的には、図１２に示すミキサ回路と同等に構成されている。したがって、Ｉ側ミキサ４１ＩおよびＱ側ミキサ４１Ｑは、図１２に示すミキサ回路における第１のＩ側ミキサ１１１１Ｉおよび第１のＱ側ミキサ１１１１Ｑとそれぞれ同等に構成されている。
【００８６】
Ｉ側ミキサ４１Ｉは、具体的には、図４（ｂ）に示すように、ミキサ回路１の第１のＩ側ミキサ１１１Ｉと同等に構成されている（図３参照）。また、Ｑ側ミキサ４１Ｑは、図示はしないが、与えられる局発信号が異なるだけであり、それ以外はＩ側ミキサ４１Ｉと同等に構成されている。
【００８７】
第１の電流電圧変換部４２は、Ｉ側ミキサ４１Ｉから電流の形態で出力される出力信号を抵抗によって電圧に変換してＩ側出力信号ＯＵＴＩとして出力する。
【００８８】
第２の電流電圧変換部４２は、Ｑ側ミキサ４１Ｑから電流の形態で出力される出力信号を抵抗によって電圧に変換してＱ側出力信号ＯＵＴＱとして出力する。
【００８９】
上記のように構成されるミキサ回路Ａでは、単純に局発信号をミキシングし周波数変換だけを行っている。
【００９０】
＜第２の比較例＞
図５に示すように、第２の比較例に係るミキサ回路（以降「ミキサ回路Ｂ」と称する）は、入力段において、第１のＩ側ミキサ５１Ｉと、第２のＩ側ミキサ５２Ｉと、第３のＩ側ミキサ５３Ｉと、第１のＱ側ミキサ５１Ｑと、第２のＱ側ミキサ５２Ｑと、第３のＱ側ミキサ５３Ｑと、第１の電流電圧変換部５４と、第２の電流電圧変換部５５とを備えている。このミキサ回路Ｂは、基本的には、図１４に示すミキサ回路と同等に構成されている。したがって、第１のＩ側ミキサ５１Ｉ、第２のＩ側ミキサ５２Ｉおよび第３のＩ側ミキサ５３Ｉは、図１４に示すミキサ回路における第１のＩ側ミキサ１３１１Ｉ、第２のＩ側ミキサ１３１２Ｉおよび第３のＩ側ミキサ１３１３Ｉとそれぞれ同等に構成されている。また、第１のＱ側ミキサ５１Ｑ、第２のＱ側ミキサ５２Ｑおよび第３のＱ側ミキサ５３Ｑは、図１４に示すミキサ回路における第１のＱ側ミキサ１３１１Ｑ、第２のＱ側ミキサ１３１２Ｑおよび第３のＱ側ミキサ１３１３Ｑとそれぞれ同等に構成されている。
【００９１】
各ミキサ５１Ｉ，５２Ｉ，５３Ｉ，５１Ｑ，５２Ｑ，５３Ｑは、それぞれ図４（ａ）に示すミキサ４１Ｉ，４１Ｑと同等に構成されている。ただし、第１のＩ側ミキサ５１Ｉおよび第１のＱ側ミキサ５１Ｑを構成する全てのトランジスタは、他のミキサ５２Ｉ，５３Ｉ，５２Ｑ，５３Ｑを構成する全てのトランジスタに対して√２倍の幅を有する。
【００９２】
第１のＩ側ミキサ５１Ｉ、第２のＩ側ミキサ５２Ｉおよび第３のＩ側ミキサ５３Ｉから電流の形態で出力される出力信号は、同一のノードに与えられる。第１の電流電圧変換部５４は、この出力信号を抵抗によって電圧に変換してＩ側出力信号ＯＵＴＩとして出力する。
【００９３】
第１のＱ側ミキサ５１Ｑ、第２のＱ側ミキサ５２Ｑおよび第３のＱ側ミキサ５３Ｑから電流の形態で出力される出力信号は、同一のノードに与えられる。第２の電流電圧変換部５５は、この出力信号を抵抗によって電圧に変換してＱ側出力信号ＯＵＴＱとして出力する。
【００９４】
上記のように構成されるミキサ回路Ｂでは、局発信号をミキシングし周波数変換を行い、かつ、図１４に示すミキサ回路と同様にして高調波妨害を除去している。
【００９５】
＜周波数スペクトルの比較＞
ここで、ミキサ回路１、ミキサ回路Ａおよびミキサ回路Ｂについて、シミュレーションによって得た出力信号の周波数スペクトルを比較する。
【００９６】
図６（ａ）はミキサ回路１の出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフであり、図６（ｂ）はミキサ回路Ａの出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフであり、図６（ｃ）はミキサ回路Ｂの出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフである。図６（ａ）〜（ｃ）において、縦軸は各ミキサ回路の出力信号の出力スペクトルを表し、横軸は周波数を表している。
【００９７】
各ミキサ回路に入力する入力信号ＩＮ（高周波信号）は、周波数がそれぞれ４８ＭＨｚ、１４７ＭＨｚであり、０．１Ｖの振幅を有する２波の正弦波である。この入力信号ＩＮのうち、４８ＭＨｚの信号は受信希望信号であり、１４７ＭＨｚの信号は妨害信号を企図したものである。また、局発信号は、５０ＭＨｚの周波数および１Ｖの振幅を有する矩形波である。
【００９８】
ミキサでは、電流の供給先を正または負に切り替えることで周波数変換を行う（図２のスイッチ部１１２ｂ）。このため、出力信号は、入力する高周波信号に周波数５０ＭＨｚ、振幅±１Ｖの矩形波を乗算したものと等しい。
【００９９】
また、矩形波信号は奇数次の高周波成分を持つ。例えば、その３次高調波成分は、５０ＭＨｚの３倍である１５０ＭＨｚの周波数成分を持つと考えられる。
【０１００】
この場合、ミキサ回路Ａでは、希望信号である４８ＭＨｚの信号に起因する周波数２ＭＨｚの信号に加えて、周波数１４７ＭＨｚの入力妨害信号が、局発信号の３次高調波成分である１５０ＭＨｚにより周波数変換され、周波数３ＭＨｚの妨害信号に起因する信号が存在する。
【０１０１】
これに対し、ミキサ回路１およびミキサ回路Ｂでは、図１３に示す非特許文献２に記載の構成のように、位相がπ／４ずつ異なる複数の局発信号を用いて、局発信号の高次成分により現れる出力成分を除去する技術を採用している。このため、３ＭＨｚの出力信号成分は小さくなり、希望信号である４８ＭＨｚの入力信号に起因する２ＭＨｚの信号のみが得られる。
【０１０２】
図６（ａ）〜（ｃ）は、上記の出力信号の周波数スペクトル特性がシミュレーションによって得られた結果を示している。
【０１０３】
図６（ｂ）に示すように、ミキサ回路Ａでは、高次成分による影響の除去を行わないため、出力信号スペクトルが２ＭＨｚ、３ＭＨｚの成分を持つ。
【０１０４】
一方、図６（ｃ）に示すように、ミキサ回路Ｂでは、前述のように高次成分の影響を除去できており、出力信号のスペクトルにおいて３ＭＨｚの周波数成分が小さい。これは、図６（ａ）に示すように、ミキサ回路１についても同様である。つまり、ミキサ回路１とミキサ回路Ｂはともに不要信号を除去できている。
【０１０５】
また、ミキサ回路１およびミキサ回路Ｂの消費電流およびゲート面積をシミュレーションした結果は次の通りである。ただし、下記のシミュレーション結果のうち、ゲート面積については、配線や隙間の面積を含んでいない。
【０１０６】
ミキサ回路１の消費電流は１５．８ｍＡであり、ミキサ回路Ｂの出力電流は１８．５ｍＡであった。また、ミキサ回路１のゲート面積は１６９４６μｍ２であり、ミキサ回路Ｂのゲート面積は１９９８７μｍ２であった。このシミュレーション結果から、ミキサ回路１が、ミキサ回路Ｂと比較して、消費電力および面積を削減できることがわかる。
【０１０７】
［実施形態２］
本発明の実施形態２について図７，図８に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【０１０８】
本実施形態では、ＡＤ変換器を有するミキサ回路について説明する。
【０１０９】
なお、本実施形態において、実施形態１における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記して、その説明を省略する。
【０１１０】
〔第１のミキサ回路の構成〕
図７は、本実施形態に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。
【０１１１】
図７に示すように、ミキサ回路７は、前述のミキサ回路１と同様、第１のミキシング加算部２と、第２のミキシング加算部３とを備えている。また、ミキサ回路７は、第１のＡＤ変換器７１と、第２のＡＤ変換器７２と、第１のローパスフィルタ７３と、第２のローパスフィルタ７４とを備えている。
【０１１２】
第１のＡＤ変換器７１は、第１の加算器１２１のアナログの出力信号をデジタルに変換する回路である。第２のＡＤ変換器７２は、第３の加算器１２３のアナログの出力信号をデジタルに変換する回路である。
【０１１３】
第１のローパスフィルタ７３は、第１のＡＤ変換器７１からのデジタルの出力信号における高周波成分を削除して、低周波成分を通過させるフィルタ回路である。第２のローパスフィルタ７４は、第２のＡＤ変換器７２からのデジタルの出力信号における高周波成分を削除して、低周波成分を通過させるフィルタ回路である。
【０１１４】
一般のミキサ回路では、ローパスフィルタ以降の回路をデジタル領域で構成する場合が多い。これに対し、ミキサ回路７では、第１および第２のローパスフィルタ７３，７４の前段において、第１および第２のＡＤ変換器７１，７２によってアナログ信号をデジタル信号に変換している。これにより、第１および第２のローパスフィルタ７３，７４がデジタル回路にて構成されるので、ローパスフィルタをアナログ回路で構成していたミキサ回路と比べて、アナログ回路の数を減らすことができる。
【０１１５】
〔第２のミキサ回路の構成〕
図８は、本実施形態に係る他のミキサ回路の構成を示すブロック図である。
【０１１６】
図８に示すように、ミキサ回路８は、前述のミキサ回路１と同様、第１のミキシング加算部２と、第２のミキシング加算部３と、第１のローパスフィルタ１３１と、第２のローパスフィルタ１３２とを備えている。また、ミキサ回路８は、第１の可変ゲインアンプ８１と、第２の可変ゲインアンプ８２と、第１のＡＤ変換器８３と、第２のＡＤ変換器８４とを備えている。
【０１１７】
第１の可変ゲインアンプ８１は、第１のローパスフィルタ１３１の出力信号の振幅を第１のＡＤ変換器８３の参照電圧の範囲に合わせるために調整するアンプである。第２の可変ゲインアンプ８２は、第２のローパスフィルタ１３２の出力信号の振幅を第２のＡＤ変換器８４の参照電圧の範囲に合わせるために調整するアンプである。
【０１１８】
第１のＡＤ変換器８３は、第１の可変ゲインアンプ８１のアナログの出力信号をデジタルに変換する回路である。第２のＡＤ変換器８４は、第２の可変ゲインアンプ８２のアナログの出力信号をデジタルに変換する回路である。
【０１１９】
上記のように構成されるミキサ回路８では、アナログ領域で第１および第２のローパスフィルタ１３１，１３２により高周波成分を除去しているので、前記のミキサ回路７におけるデジタル領域での第１および第２のローパスフィルタ７３，７４は無くても良い。
【０１２０】
［実施形態３］
本発明の実施形態３について図９，図１０に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【０１２１】
なお、本実施形態において、実施形態１における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記して、その説明を省略する。
【０１２２】
〔ミキサ回路の構成〕
図９は、本実施形態に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。図１０は、図９のミキサ回路における位相補正部の構成を示す回路図である。
【０１２３】
図９に示すように、ミキサ回路９は、ミキシング加算部９０と、位相補正部１００とを備えている。また、ミキサ回路９は、図示はしないが、前述のミキサ回路１と同様に第２のミキシング加算部３と、第１のローパスフィルタ１３１と、第２のローパスフィルタ１３２とを備えている。
【０１２４】
＜ミキシング加算部の構成＞
ミキシング加算部９０は、ミキシング部９１と、ゲイン補正部９２と、第１の加算器１２１と、第２の加算器１２２とを有している。
【０１２５】
ミキシング部９１は、前述の第１のＩ側ミキサ１１１Ｉ、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉ、第１のＱ側ミキサ１１１Ｑおよび第２のＱ側ミキサ１１２Ｑによって構成されている。
【０１２６】
ゲイン補正部９２は、第１のＩ側可変ゲインアンプ９２１Ｉ、第２のＩ側可変ゲインアンプ９２２Ｉ、第１のＱ側可変ゲインアンプ９２１Ｑおよび第２のＱ側可変ゲインアンプ９２２Ｑによって構成されている。
【０１２７】
第１のＩ側可変ゲインアンプ９２１Ｉは、第１のＩ側ミキサ１１１Ｉの出力信号の振幅を調整するアンプである。第２のＩ側可変ゲインアンプ９２２Ｉは、第２のＩ側ミキサ１１２Ｉの出力信号の振幅を調整するアンプである。第１のＱ側可変ゲインアンプ９２１Ｑは、第１のＱ側ミキサ１１１Ｑの出力信号の振幅を調整するアンプである。第２のＱ側可変ゲインアンプ９２２Ｑは、第２のＱ側ミキサ１１２Ｑの出力信号の振幅を調整するアンプである。
【０１２８】
＜位相補正部の構成＞
図１０に示すように、位相補正部１００は、第１のバッファ部１０１と、容量部１０２と、第２のバッファ部１０３とを有している。
【０１２９】
第１のバッファ部１０１は、局発信号ＬＯ（φ−π／４），ＬＯ（φ），ＬＯ（φ＋π／４），ＬＯ（φ＋π／２）がそれぞれ入力される４個のバッファを有している。第２のバッファ部１０３は、第１のバッファ部１０１の各バッファから出力される上記の各局発信号を出力する。
【０１３０】
容量部１０２は、第１のバッファ部１０１および第２のバッファ部１０３における各バッファ間の信号経路とグランドとの間にそれぞれ接続される４個の容量を有している。このうち、局発信号ＬＯ（φ−π／４）の信号経路に接続される容量は、固定容量を有する容量であり、その他の容量は可変容量で構成されている。
【０１３１】
上記のように構成される位相補正部１００では、可変容量の容量値を適宜設定することにより、局発信号ＬＯ（φ），ＬＯ（φ＋π／４），ＬＯ（φ＋π／２）の位相をそれぞれ調整する。これにより、第２のＩ側局発信号ＬＯ（φ−π／４）に対し、それぞれ位相差δ１〜δ３が加えられた、第１のＩ側局発信号ＬＯ（φ＋δ１）、第１のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／４＋δ２）および第２のＱ側局発信号ＬＯ（φ＋π／２＋δ３）が得られる。
【０１３２】
位相差δ１〜δ３は、例えば、次のようにして決定される。
【０１３３】
まず、容量部１０２の可変容量の容量値を固定容量値と同一に設定した状態（δ１＝δ２＝δ３＝０）で、局発信号ＬＯ（φ−π／４），ＬＯ（φ），ＬＯ（φ＋π／４），ＬＯ（φ＋π／２）をミキシング９１に与える。この状態で、第２第１のＩ側ミキサ１１２Ｉの出力信号に対する第１のＩ側ミキサ１１１Ｉ、第１のＱ側ミキサ１１１Ｑおよび第２のＱ側ミキサ１１２Ｑの出力信号の位相差を特定する。さらに、その位相差に応じて各可変容量の容量値を調整する。このような調整を繰り返し行うことにより、最適な位相差δ１〜δ３が決定される。
【０１３４】
あるいは、位相差δ１〜δ３は、次のようにして決定されてもよい。
【０１３５】
まず、固定の入力信号ＩＮをミキシング部９１に与え、各局発信号のφを固定した状態で、ミキサ回路９の出力信号からハイパスフィルタによって外乱信号を得る。また、位相差δ１〜δ３を入力とし、外乱信号を出力とした入出力システム想定し（システム同定）、この入出力システムを用いてδ１〜δ３を外乱を抑えたい範囲でスイープさせる。この結果、外乱出力の出力スペクトルの最大値を最小化するδ１〜δ３を探索することにより決定する。
【０１３６】
この方法では、素子の初期ばらつきや劣化によって発生する外乱を出力、局発信号の位相の補正値δを入力としたシステムを同定することにより、例えば外乱出力の出力スペクトルの最大値を最小化するようなδの探索を行うことができるようになる。
【０１３７】
このシステム同定において、局発信号の数がシステムの入力の数になるが、入力数が少なければ、システム同定の計算量を減らすことができる。また、同定できた入出力システムを用いた、外乱出力の出力スペクトルの最大値を最小化するようなδの探索において、局発信号の数−１がδの次元数になるが、次元数が少なければ、探索における計算量を減らすことができる。
【０１３８】
＜ミキサ回路の効果＞
上記のように構成されるミキサ回路９では、可変容量値の調整により位相差δ１〜δ３を設定することで、各ミキサ回路１１１Ｉ，１１２Ｉ，１１１Ｑ，１１２Ｑの出力信号の位相補正が行われる。また、ミキサ回路９では、ゲイン補正部９２における可変ゲインアンプを調整することでゲイン補正が行われる。
【０１３９】
このように、ゲイン補正部９２および位相補正部１００を設けることで、素子ばらつきへの耐性を向上できる。また、ミキシング部９１におけるミキサの数が、前述のミキサ回路１と同様に削減されるので、ゲイン補正部９２および位相補正部１００の構成も併せて簡素化することができる。これにより、位相差δ１〜δ３および各可変ゲインアンプ９２１Ｉ，９２２Ｉ，９２１Ｑ，９２２Ｑのゲインの決定も簡素化することができる。
【０１４０】
［実施形態４］
本発明の実施形態４について図１１に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【０１４１】
なお、本実施形態において、実施形態１における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記して、その説明を省略する。
【０１４２】
〔テレビ受像機の構成〕
図１１は、本実施形態に係るテレビ受像機の概略構成を示すブロック図である。
【０１４３】
図１１に示すように、テレビ受像機１１（無線機器）は、テレビ放送を受信して映像や音声を出力する一般的に用いられるテレビ受像機であって、据え置き型のものであっても良く、携帯電話などの携帯端末に等差されていても良い。テレビ像機１１は、アンテナ１１０１と、低雑音増幅回路１１０２と、ＲＦフィルタ回路１１０３と、ミキサ回路１１０４と、ＩＦフィルタ回路１１０５、可変増幅回路１１０６と、ＡＤ変換器１１０７とを受信部として備えている。
【０１４４】
アンテナ１１０１は、ＴＶ放送を受信する受信用のアンテナである。
【０１４５】
低雑音増幅回路１１０２は、アンテナ１１０１が出力する信号を増幅する。
【０１４６】
ＲＦフィルタ回路１１０３は、低雑音増幅回路１１０２が出力する信号に対し、フィルタ動作を行い、受信希望帯域の信号以外の信号を抑制する。
【０１４７】
ミキサ回路１１０４は、ＲＦフィルタ回路１１０３から出力された信号を、図示しない局部発信回路から出力された局発信号（局部発信信号）を用いて周波数変換する。このミキサ回路１１０４は、前述のミキサ回路１，７，８，９のいずれか１つによって構成される。
【０１４８】
ＩＦフィルタ回路１１０５は、ミキサ回路１１０４から出力された信号から不要な周波数成分を除去する。
【０１４９】
可変増幅回路１１０６は、ＩＦフィルタ回路１１０５から出力された信号を増幅する。
【０１５０】
ＡＤ変換器１１０７は、可変増幅回路１１０６から出力された信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１１０７から出力された信号は、図示しない後段の回路にて、さらに、復調処理、データ処理が行われる。そして、これらの処理が施された信号により、表示ディスプレイにて映像が表示され、スピーカから音声が出力される。
【０１５１】
〔テレビ受像機による効果〕
テレビ受像機１１における受信部には、受信希望信号以外の妨害信号が多く入力される。受信希望信号周波数の奇数倍の周波数の妨害信号は、ＣＭＯＳミキサ回路を使う際、受信希望信号と近い周波数で受信される（実施形態１で説明）。このため、上記受信部の受信特性を劣化させる。そこで、非特許文献２に記載の構成を上記受信部に適用することで、奇数倍の周波数の信号による劣化を改善することができる。しかしながら、これにより、ミキサ回路が多数必要になるため、回路規模が大きくなり消費電力も多くなる。
【０１５２】
これに対し、本実施形態のテレビ受像機１１では、ミキサ回路１１０４として前述のミキサ回路１，７，８，９のいずれか１つを用いている。これにより、実施形態１で述べたように、奇数倍の周波数成分の信号による劣化を改善可能であり、回路規模を小さくし、かつ、消費電力も少なくすることが可能である。
【０１５３】
［付記事項］
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１５４】
本発明のミキサ回路は、ミキサの個数を削減可能であるため、回路規模を小さくし消費電力も少なくすることが可能であるので、受信機に好適に利用することができる。
【符号の説明】
【０１５５】
１    ミキサ回路
２    第１のミキシング加算部
３    第２のミキシング加算部
７    ミキサ回路
８    ミキサ回路
９    ミキサ回路
１１    テレビ受像機（無線機器）
７１    第１のＡＤ変換器
７２    第２のＡＤ変換器
７３    第１のローパスフィルタ
７４    第２のローパスフィルタ
８１    第１の可変ゲインアンプ
８２    第２の可変ゲインアンプ
８３    第１のＡＤ変換器
８４    第２のＡＤ変換器
９０    ミキシング加算部
９１    ミキシング部
９２    ゲイン補正部
１００    位相補正部
１０１    第１のバッファ部
１０２    容量部
１０３    第２のバッファ部
１１１Ｉ  第１のＩ側ミキサ（前置Ｉ側ミキサ）
１１１Ｑ  第１のＱ側ミキサ（前置Ｑ側ミキサ）
１１２Ｉ  第２のＩ側ミキサ（前置Ｉ側ミキサ）
１１２Ｑ  第２のＱ側ミキサ（前置Ｑ側ミキサ）
１１２ａ  ＲＦ部
１１２ｂ  スイッチ部
１１２ｃ  カレントミラー部
１１２ｄ  バイアス部
１１３Ｉ  第３のＩ側ミキサ（後置Ｉ側ミキサ）
１１３Ｑ  第３のＱ側ミキサ（後置Ｑ側ミキサ）
１２１    第１の加算器
１２２    第２の加算器
１３１    第１のローパスフィルタ
１３２    第２のローパスフィルタ
１４１    減算器
１１０１  アンテナ
１１０２  低雑音増幅回路
１１０３  ＲＦフィルタ回路
１１０４  ミキサ回路
１１０５  ＩＦフィルタ回路
１１０６  可変増幅回路
１１０７  ＡＤ変換器
ＬＯ（φ）  第１のＩ側局発信号
ＬＯ（φ−π／４）  第２のＩ側局発信号
ＬＯ（φ＋π／２）  第１のＱ側局発信号
ＬＯ（φ＋π／４）  第２のＱ側局発信号
ＩＳＰ  Ｉ側信号経路
ＱＳＰ  Ｑ側信号経路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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