(57)【要約】【課題】受信処理時のピーク電力を低減できる無線通信装置等を提供する。【解決手段】本無線通信装置は、受信信号の周波数領域における連続的な信号歪を補正するための補正値である連続歪用補正値を推定する歪推定部１１と、連続歪用補正値が最初に推定された後に、受信信号の周波数領域における非連続的な信号歪を補正するための補正値である非連続歪用補正値を推定するチャネル推定部９と、連続歪用補正値および非連続歪用補正値に基づいて、受信信号に対して周波数領域における等化処理を行うフィルタ５と、を備える。【選択図】図１
2013143649.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号の周波数領域における連続的な信号歪を補正するための補正値である連続歪用補正値を推定する第１補正値推定部と、
前記第１補正値推定部により前記連続歪用補正値が最初に推定された後に、前記受信信号の周波数領域における非連続的な信号歪を補正するための補正値である非連続歪用補正値を推定する第２補正値推定部と、
前記連続歪用補正値および前記非連続歪用補正値に基づいて、前記受信信号に対して周波数領域における等化処理を行う等化処理部と、
を備える無線通信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の無線通信装置であって、
前記等化処理部は、前記連続歪用補正値に基づいて第１の等化処理を行い、前記非連続歪用補正値に基づいて第２の等化処理を行う無線通信装置。
【請求項３】
請求項１に記載の無線通信装置であって、
前記第１補正値推定部は、前記第２補正値推定部により前記非連続歪用補正値が推定される前に、前記連続歪用補正値を複数回推定する無線通信装置。
【請求項４】
請求項３に記載の無線通信装置であって、
前記第１補正値推定部は、前記受信信号に対して第１の連続歪用補正値を推定し、
前記等化処理部は、前記第１の連続歪用補正値に基づいて第３の等化処理を行い、
前記第１補正値推定部は、前記等化処理部により前記第３の等化処理が行われた第１の等化信号に対して第２の連続歪用補正値を推定し、
前記等化処理部は、前記第２の連続歪用補正値に基づいて第４の等化処理を行い、
前記第２補正値推定部は、前記等化処理部により前記第４の等化処理が行われた第２の等化信号に対して前記非連続歪用補正値を推定し、
前記等化処理部は、前記非連続歪用補正値に基づいて第５の等化処理を行う無線通信装置。
【請求項５】
請求項１に記載の無線通信装置であって、
前記第１補正値推定部は、前記第２補正値推定部により非連続歪用補正値が推定される前および後に、前記連続歪用補正値を推定する無線通信装置。
【請求項６】
請求項５に記載の無線通信装置であって、
前記第１補正値推定部は、前記受信信号に対して第３の連続歪用補正値を推定し、
前記等化処理部は、前記第３の連続歪用補正値に基づいて第６の等化処理を行い、
前記第２補正値推定部は、前記等化処理部により前記第６の等化処理が行われた第３の等化信号に対して前記非連続歪用補正値を推定し、
前記等化処理部は、前記非連続歪用補正値に基づいて第７の等化処理を行い、
前記第１補正値推定部は、前記等化処理部により前記第７の等化処理が行われた第４の等化信号に対して第４の連続歪用補正値を推定し、
前記等化処理部は、前記第４の連続歪用補正値に基づいて第８の等化処理を行う無線通信装置。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか１項に記載の無線通信装置であって、
前記第１補正値推定部は、前記受信信号の周波数領域におけるダイナミックレンジを小さくするよう、前記連続歪用補正値を推定する無線通信装置。
【請求項８】
受信信号の周波数領域における連続的な信号歪を補正するための補正値である連続歪用補正値を推定するステップと、
前記連続歪用補正値が最初に推定された後に、前記受信信号の周波数領域における非連続的な信号歪を補正するための補正値である非連続歪用補正値を推定するステップと、
前記推定された連続歪用補正値および前記非連続歪用補正値に基づいて、前記受信信号に対して周波数領域における等化処理を行うステップと、
を有する無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置および無線通信方法に関する。特に、受信信号に対して周波数領域等化処理を行う無線通信装置等に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、複数の無線通信装置間における通信では、受信側の通信装置（受信機）は、良好な周波数特性を得るために、周波数領域等化（ＦＤＥ：Ｆｒｅｕｅｎｃｙ  Ｄｏｍａｉｎ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）処理をすることが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４２７１２３５号公報（図３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の受信機では、受信信号を周波数領域に変換し、周波数領域における信号歪を推定し、推定結果に基づいて周波数領域において信号歪みを等化処理（ＦＤＥ処理）する。信号歪には、アナログ回路に起因するアナログ回路歪と、マルチパスフェージングに起因するマルチパス歪と、が含まれる。
【０００５】
図１７（Ａ）はアナログ回路歪を示す図であり、アナログ回路歪は歪み方が滑らかで連続的な歪である。図１７（Ｂ）はマルチパス歪を示す図であり、マルチパス歪は歪み方が急峻で非連続的な歪である。実際に受信機が受信する信号には、アナログ回路歪とマルチパス歪とが合成された信号歪とが含まれる。受信機は、信号歪みに対してＦＤＥ処理することで、図１７（Ｄ）に示す理想的な周波数特性の信号が得られる。
【０００６】
ＦＤＥ処理するには、従来の受信機は、推定された信号歪を考慮して、アナログ回路歪を補正するための補正値とマルチパス歪を補正するための補正値とを求める。
【０００７】
しかしながら、従来の受信機では、アナログ回路歪とマルチパス歪に対する補正値を同じタイミングで推定するので、補正値が大きくなる。これは、図１７（Ｃ）において示した信号歪の振幅値の上端から下端までが補正値を算出するための参照対象となるためである。補正値が大きくなると、補正値の算出に使用される演算回路のビット数（ビット幅）が大きくなる。つまり、補正値を精度良く求めるために、充分なダイナミックレンジを確保する必要があり、ビット幅の確保が必要となる。
【０００８】
しかしながら、従来の受信機では、アナログ回路歪とマルチパス歪に対する補正値を合わせて推定するため、図１７（Ｃ）に示した信号歪の振幅値の上端から下端までが補正値を算出するための参照対象となる。図１７（Ａ）に示したアナログ回路歪のみ、図１７（Ｂ）に示したマルチパス歪のみを補正する場合に比べ、補正値は大きくなる。
【０００９】
このため、受信信号に対する処理時（受信処理時）の計算量が増え、回路規模が大きくなる。さらに、回路規模が大きくなるため、消費電力の増大を招き、ピーク電力も大きくなる。
【００１０】
ここで、無線通信において、電池で動作するモバイル機器では、ピーク電力、すなわちピーク電流を考慮する必要がある。ピーク電流の平均電流に対する比率が大きいと、容量の大きいＤＣ−ＤＣコンバータを用意する必要があり、全体の消費電力が増加する。なお、ピーク電流が大きくなるタイミングは、ＦＤＥ処理における補正値の算出時である。
【００１１】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであって、受信処理時のピーク電力を低減できる無線通信装置および無線通信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の無線通信装置は、受信信号の周波数領域における連続的な信号歪を補正するための補正値である連続歪用補正値を推定する第１補正値推定部と、前記第１補正値推定部により前記連続歪用補正値が最初に推定された後に、前記受信信号の周波数領域における非連続的な信号歪を補正するための補正値である非連続歪用補正値を推定する第２補正値推定部と、前記連続歪用補正値および前記非連続歪用補正値に基づいて、前記受信信号に対して周波数領域における等化処理を行う等化処理部と、を備える。
【００１３】
この構成によれば、連続歪用補正値が最初に推定された後に、非連続歪用補正値を推定し、受信信号に対するＦＤＥ処理するので、非連続歪用補正値推定に関するブロックの回路規模を小さくし、受信時のピーク電力を低減できる。
【００１４】
本発明の無線通信方法は、受信信号の周波数領域における連続的な信号歪を補正するための補正値である連続歪用補正値を推定するステップと、前記連続歪用補正値が最初に推定された後に、前記受信信号の周波数領域における非連続的な信号歪を補正するための補正値である非連続歪用補正値を推定するステップと、前記推定された連続歪用補正値および前記非連続歪用補正値に基づいて、前記受信信号に対して周波数領域における等化処理を行うステップと、を有する。
【００１５】
この方法によれば、連続歪用補正値が最初に推定された後に、非連続歪用補正値を推定し、受信信号に対するＦＤＥ処理を行うので、非連続歪用補正値推定に関するブロックの回路規模を小さくし、受信時のピーク電力を低減できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、受信処理時のピーク電力を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１の実施形態における受信機の構成例を示す図
【図２】（Ａ）、（Ｂ）本発明の第１の実施形態における歪推定部の第１構成例を示す図
【図３】（Ａ）、（Ｂ）本発明の第１の実施形態における歪推定部の第２構成例を示す図
【図４】（Ａ）〜（Ｃ）本発明の第１の実施形態における歪推定部の動作例を説明するための図
【図５】本発明の第１の実施形態におけるチャネル推定部の構成例を示す図
【図６】本発明の第１の実施形態におけるＭＭＳＥ方式における推定部の構成例を示す図
【図７】（Ａ）〜（Ｃ）本発明の第１の実施形態におけるＤＦＴ部およびフィルタから出力される信号の周波数特性の一例を示す図
【図８】（Ａ）〜（Ｃ）本発明の第１の実施形態における通信信号のフレーム構成および消費電力の時間変化の一例を示す図
【図９】本発明の第２の実施形態における受信機の構成例を示す図
【図１０】（Ａ）、（Ｂ）本発明の第２の実施形態における通信信号のフレーム構成および消費電力の時間変化の一例を示す図
【図１１】（Ａ）、（Ｂ）本発明の第２の実施形態における歪推定部の第１構成例を示す図
【図１２】（Ａ）、（Ｂ）本発明の第２の実施形態における歪推定部の第２構成例を示す図
【図１３】本発明の第３の実施形態における受信機の構成例を示す図
【図１４】（Ａ）、（Ｂ）本発明の第３の実施形態における通信信号のフレーム構成および消費電力の時間変化の一例を示す図
【図１５】（Ａ）、（Ｂ）本発明の第３の実施形態における歪推定部の第１構成例を示す図
【図１６】（Ａ）、（Ｂ）本発明の第３の実施形態における歪推定部の第２構成例を示す図
【図１７】（Ａ）アナログ回路歪を含む信号の周波数特性を示す図、（Ｂ）マルチパス歪を含む信号の周波数特性を示す図、（Ｃ）アナログ回路歪とマルチパス歪とが合成された信号の周波数特性を示す図、（Ｄ）理想的な信号の周波数特性を示す
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
【００１９】
本実施形態の無線通信装置は、例えば、周波数領域等化（ＦＤＥ）技術を用いて信号を受信する受信機に適用される。
【００２０】
（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態の受信機３０の構成例を示す図である。受信機３０は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１、ＡＤＣ(Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ)２、Ｓ／Ｐ(Ｓｅｒｉａｌ  Ｐａｒａｌｌｅｌ)変換器３、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部４、フィルタ５、ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部６、Ｐ／Ｓ(Ｐａｒａｌｌｅｌ  Ｓｅｒｉａｌ)変換器７、復号器８、チャネル推定部９、制御部１０、歪推定部１１、およびセレクタ（ｓｅｌ）１２を含む構成である。これらの構成部は、各々１つの電気回路によって構成できる。
【００２１】
ＲＦ部１は、アンテナとキャリア周波数で動作するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）とを有する。ＲＦ部１は、無線通信において、電波としての信号（受信信号）を受信する。ＲＦ部１は、受信信号をベースバンドアナログ信号に変換した後にＡＤＣ２に出力する。
【００２２】
ＡＤＣ２は、ベースバンドアナログ信号をデジタル信号に変換する。Ｓ／Ｐ変換器３は、デジタル信号をシリアルパラレル変換する。ＤＦＴ部４は、パラレル信号に変換された時間領域信号を周波数領域信号に変換する。
【００２３】
歪推定部１１は、周波数領域において、例えばアナログ回路による連続的な信号歪（アナログ回路歪）を推定し、補正値Ｗ１ｋ（連続歪用補正値）を求める。歪推定部１１の詳細構成については後述する。歪推定部１１により、信号歪の振幅を小さくでき、ダイナミックレンジを小さくできる。歪推定部１１は、受信信号の周波数領域における連続的な信号歪を補正するための補正値である連続歪用補正値を推定する第１補正値推定部としての機能を有する。
【００２４】
チャネル推定部９（第２補正値推定部の一例）は、周波数領域において、例えばマルチパスによる非連続的な信号歪（マルチパス歪）を推定し、補正値Ｗ２ｋ（非連続歪用補正値）を求める。チャネル推定部９の詳細構成については後述する。チャネル推定部９は、受信信号の周波数領域における非連続的な信号歪を補正するための補正値である非連続歪用補正値を推定する第２補正値推定部としての機能を有する。
【００２５】
セレクタ１２は、歪推定部１１で得られる連続歪用補正値Ｗ１ｋと、チャネル推定部９で得られる補正値Ｗ２Ｋに基づく補正値Ｗｋ１のいずれか一方を選択し、フィルタ５に出力する。
【００２６】
フィルタ５は、歪推定部１１またはチャネル推定部９から得られた補正値を用いて、周波数領域での等化処理（ＦＤＥ処理）を行う。例えば、ＦＤＥ処理として、ＤＦＴ部４からの周波数領域信号とセレクタ１２からの補正値とを乗算する。フィルタ５は、補正値Ｗ１Ｋに基づくＦＤＥ処理と補正値Ｗ２Ｋに基づくＦＤＥ処理とを異なるタイミングで処理する。フィルタ５が実行するＦＤＥ処理の詳細については後述する。フィルタ５は、連続用補正値および非連続用補正値に基づいて、受信信号に対して周波数領域における等化処理を行う等化処理部としての機能を有する。
【００２７】
ＩＤＦＴ部６は、ＦＤＥ処理された周波数領域信号を時間領域信号に変換する。Ｐ／Ｓ変換器７は、変換された時間領域信号に対してパラレルシリアル変換する。復号器８は、Ｐ／Ｓ変換器７、つまり等化され時間領域信号に変換されたシリアル信号を復号する。
【００２８】
制御部１０は、受信機３０全体の動作を制御する。例えば、制御部１０は、各構成部の動作のＯＮ／ＯＦＦの制御、歪推定部１１内のセレクタ、チャネル推定部９内のセレクタ、およびセレクタ１２を制御する。
【００２９】
図２（Ａ）は歪推定部１１の第１構成例を示す図である。歪推定部１１は、図２（Ａ）では、セレクタ（ｓｅｌ）１１１、極座標比較部１１２、および補間部１１３を有する。既知パターン１１４は、受信機３０内の図示しないメモリ内に保持され、歪推定部１１が参照可能である。既知パターンとは、例えば後述する図８（Ａ）で示す既知パターンＧａ、Ｇｂである。
【００３０】
セレクタ１１１は、ＤＦＴ部４から出力される信号のうち、ノイズ耐性の高い特定の周波数のＤＦＴ出力信号を選択する。ノイズ耐性の高い特定の周波数は、既知パターン毎に異なり、セレクタ１１１は周波数の情報を予め保持する。なお、ノイズ耐性の高い特定の周波数には、マルチパス歪の歪箇所（図１７（Ｂ）の符号Ｈ参照）の周波数は通常含まれない。
【００３１】
極座標比較部１１２は、選択されたＤＦＴ出力信号と既知パターン１１４とを用いて、振幅と位相の極座標についての比較を行い、選択された周波数の補正値Ｗ１Ｋを得る。なお、これ以外の方法を用いてＤＦＴ出力信号と既知パターン１１４とを比較してもよい。
【００３２】
なお、補正値Ｗ１Ｋをフィルタ５に通すことにより、図４（Ｂ）の特性が、図４（Ｃ）の特性になる。これにより非連続歪推定算出時におけるチャネル推定部９の入力信号のダイナミックレンジが小さくなり、非連続推定算出のダイナミックレンジが小さくなる。
【００３３】
補間部１１３は、セレクタ１１１により選択されなかった周波数の補正値Ｗ１Ｋを、極座標比較部１１２による比較結果に基づいて補間する。例えば、選択された周波数の補正値Ｗ１Ｋを直線的に補間する。補間方法については、既知の技術を用いる。
【００３４】
なお、図２（Ｂ）に示すように、極座標比較部１１２を、複素数の除算を行う複素除算部１１５に置き換えてもよく、図２（Ａ）と同様の結果が得られる。
【００３５】
図３（Ａ）は歪推定部１１の第２構成例を示す図である。歪推定部１１は、図３（Ａ）では、合成部１１６および極座標比較部１１２を有する。既知パターン１１４は、受信機３０内の図示しないメモリ内に保持し、歪推定部１１が参照可能である。
【００３６】
合成部１１６は、ＤＦＴ部４から出力される連続するＤＦＴ出力信号を合成する。例えば、既知パターンＧａもしくは既知パターンＧａにノイズが重畳された信号が、何度も累積され、ノイズ成分が打ち消される。従って、合成されたＤＦＴ出力信号は、高いノイズ耐性を有する。
【００３７】
極座標比較部１１２は、合成されたＤＦＴ出力信号と既知パターン１１４とを用いて、振幅と位相の極座標について比較し、補正値Ｗ１Ｋを得る。
【００３８】
補正値Ｗ１Ｋをフィルタに通すことにより、図４（Ｂ）の特性が、図４（Ｃ）の特性になる。このため、非連続歪推定算出時におけるチャネル推定部９の入力信号のダイナミックレンジが小さくなり、非連続推定算出のダイナミックレンジが小さくなる。全てのＤＦＴ出力信号についての補正値Ｗ１Ｋが得られ、ノイズに強い補正値Ｗ１Ｋが得られる。
【００３９】
なお、図３（Ｂ）に示すように、極座標比較部１１２を、複素除算部１１５に置き換えてもよく、図３（Ａ）と同様の結果が得られる。
【００４０】
また、図３（Ａ）、（Ｂ）の歪推定部１１の構成を組み合わせてもよい。つまり、ＤＦＴ出力信号を合成した後に、合成されたＤＦＴ出力信号からノイズ耐性の高い特性の周波数を選択して、補間してもよい。
【００４１】
図４（Ａ）〜（Ｃ）は歪推定部１１の動作例を説明するための図である。図４（Ａ）は周波数領域における理想的な信号の周波数特性を示す。図４（Ｂ）はアナログ回路歪を補正するためのＦＤＥ処理を行う前の信号の周波数特性を示す。図４（Ｃ）はアナログ回路歪を補正するためのＦＤＥ処理を行う後かつマルチパス歪を補正するためのＦＤＥ処理を行う前の信号の周波数特性を示す。
【００４２】
歪推定部１１は、アナログ回路歪を推定する場合、つまり補正値Ｗ１Ｋを求める場合、アナログ回路歪に起因する信号波形部分（図４（Ｂ）の符号ｒ１参照）が参照対象であるので、信号波形全体を参照対象とする従来よりもビット幅が小さくできる。また、アナログ回路歪に対するＦＤＥ処理の結果、ダイナミックレンジが小さくなるので、図４（Ｃ）に示すように、例えばアナログ回路歪に対するＦＤＥ処理の前の１０ｄＢが５ｄＢに補正される。チャネル推定部９は、マルチパス歪に起因する信号波形部分（図４（Ｃ）の符号ｒ２参照）が参照対象であるので、アナログ回路歪に対する補正値Ｗ１Ｋを求めるよりも、さらにビット幅が小さくできる。
【００４３】
図５はチャネル推定部９の構成例を示す図である。チャネル推定部９は、ＤＦＴ部１４１、推定部１４２、および乗算器１４３を含む構成である。ＤＦＴ部１４１には、Ｐ／Ｓ変換器７のシリアル出力信号がフィードバックされて入力される。なお、チャネル推定部９には、シリアル出力信号の代わりに、ＩＤＦＴ部６あるいはフィルタ５からのパラレル出力信号がフィードバックされて入力されてもよい。
【００４４】
チャネル推定部９では、ＤＦＴ部１４１が、時間領域信号を周波数領域信号に変換する。推定部１４２が、ＤＦＴ部１４１からの周波数領域信号について、所定の方式により補正値Ｗ２Ｋを求める。所定の方式には、例えば、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）方式、ＺＦ（Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）方式、ＭＬＤ(Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ)方式がある。これらの方式は、相補的な２つの信号を用いるため、ノイズ耐性が高くなる。
【００４５】
推定部１４２による補正値Ｗ２Ｋの算出の後、乗算器１４３が、予め歪推定部１１において求められた補正値Ｗ１Ｋと推定部１４２において求められた補正値Ｗ２Ｋとを乗算する。この結果が最終的な補正値ＷＫ１となり、セレクタ１２に出力される。
【００４６】
歪推定部１１では、前述したように、ダイナミックレンジを小さくする補正が処理されているので、推定部１４２が求める補正値Ｗ２Ｋのビット幅を小さくできる。
【００４７】
図６は推定部１４２の構成例を示す図である。推定部１４２は、第一系列相関算出部１６１、第二系列相関算出部１６２、および相補系列算出部１６３を含む構成である。例えば、ＭＭＳＥ方式による推定値ｍｍｓｅは、数式（１）に従って算出される。
【００４８】
【数１】
2013143649.tif 000003
ここで、各パラメータは以下のとおりである。
Ｈ（ｋ）：受信信号の周波数領域特性
Ｈ*（ｋ）：Ｈ（ｋ）の共役
Ｎ２／Ｓ２：受信信号のＳＮＲ
【００４９】
次に、フィルタ５におけるＦＤＥ処理に用いられる補正値について説明する。
フィルタ５が用いる補正値Ｗｋは、例えば、数式（２）に従って算出される。
【００５０】
Ｙｋ ＝ Ｗｋ・Ｘｋ      （なお、Ｗｋは、Ｗｋ１〜Ｗｋ３のいずれかである）
Ｗｋ１ ＝ Ｗ１ｋ・Ｗ２ｋ
Ｗｋ２ ＝ Ｗ０ｋ・Ｗ１ｋ・Ｗ２ｋ  （第２の実施形態参照）
Ｗｋ３ ＝ Ｗ１ｋ・Ｗ２ｋ・Ｗ３ｋ  （第３の実施形態参照）
Ｗｋ４ ＝ Ｗ０ｋ・Ｗ１ｋ  （第２の実施形態参照）          ……（２）
【００５１】
ここで、各パラメータは以下のとおりである。
ｋ：周波数ポイント
Ｘｋ：受信信号を周波数領域に変換した値
Ｙｋ：周波数領域における補正後の値
Ｗｋ：周波数領域における補正値
Ｗ０ｋ：時刻ｔｏ（第２の実施形態参照）において求まる周波数領域における補正値
Ｗ１ｋ：時刻ｔ１において求まる周波数領域における補正値
Ｗ２ｋ：時刻ｔ２において求まる周波数領域における補正値
Ｗ３ｋ：時刻ｔ３（第３の実施形態参照）において求まる周波数領域における補正値
【００５２】
次に、受信機３０の動作例について説明する。
図７（Ａ）〜（Ｃ）はＤＦＴ部４およびフィルタ５から出力される信号の周波数特性を示す図である。図７（Ａ）はＤＦＴ部４から出力される信号（図１の符号ａ参照）の周波数特性を示す。図７（Ｂ）は時刻ｔ１（図８（Ａ）〜（Ｃ）参照）においてフィルタ５から出力される信号（図１の符号ｂ参照）の周波数特性を示す。図７（Ｃ）は時刻ｔ２（図８（Ａ）〜（Ｃ）参照）においてフィルタ５から出力される信号（図１の符号ｂ参照）の周波数特性を示す。
【００５３】
図８（Ａ）〜（Ｃ）は通信信号のフレーム構成および消費電力の時間変化の一例を示す図である。図８（Ａ）のフレームにおける時間区間と図８（Ｂ）の時間区間と図８（Ｃ）の時間区間とは対応する。
【００５４】
図８（Ａ）は、ＷｉＧｉｇ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｇｉｇａｂｉｔ  Ａｌｌｉａｎｃｅ）の通信フォーマットのフレーム構成の一例を示す。ＷｉＧｉｇの通信フォーマットには、初期ＳＴＦ（Ｓｈｏｒｔ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ）およびＣＥＦ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  Ｆｉｅｌｄ）の区間が設けられている。通信フォーマットにおいて、ＳＴＦおよびＣＥＦ区間内のＧａ、Ｇｂ、およびＧＩは、それぞれ既知パターンの区間を示す。ＳＴＦ区間およびＣＥＦ区間の終了後、例えば、ユーザデータが通信される。
【００５５】
ここでは、受信機３０が図８（Ａ）にフレーム構成が示された通信信号を受信する期間、通信信号に含まれる信号歪が大きく変化しないことを想定している。
【００５６】
ＳＴＦ区間内の時刻ｔ１において、歪推定部１１は、補正値Ｗ１ｋを算出する。セレクタ１２は、算出された補正値Ｗ１ｋを選択する。フィルタ５は、時刻ｔ１でのＤＦＴ部４からの周波数領域信号と時刻ｔ１において求められた補正値Ｗ１ｋとを用いて、ＦＤＥ処理（第１の等化処理）を行う。これにより、時刻ｔ１以前に比べ、ダイナミックレンジが小さくなった信号が得られる。ダイナミックレンジが小さくなった信号は、フィードバックされ、チャネル推定部９に入力される。
【００５７】
ＣＥＦ区間内の時刻ｔ２（＞ｔ１）において、チャネル推定部９は、補正値Ｗ２ｋを算出し、補正値Ｗ２ｋに時刻ｔ１において求められた補正値Ｗ１ｋを乗算した補正値Ｗｋ１を、セレクタ１２に渡す。
【００５８】
ここで、歪推定部１１は、図８（Ａ）のＳＴＦ区間において連続歪用補正値Ｗ１ｋを算出することが望ましい。
【００５９】
また、チャネル推定部９は、補正値Ｗ２ｋ、Ｗｋ１を算出する場合、図８（Ａ）の符号ｅによって示される“−Ｇａ”と符号ｆによって示される“−Ｇｂ”の既知パターンを使って、時刻ｔ２において算出することが望ましい。
【００６０】
図６に示したチャネル推定部９の第一系列相関算出部１６１は、ＣＥＦ区間の符号ｅによって示される第２区間の“−Ｇａ”の既知パターンを用いて、図１のＰ／Ｓ変換器７の出力信号がＣＥＦ区間の符号ｅによって示される第２区間の場合、既知パターン“−Ｇａ”との相互相関信号を算出する。
【００６１】
第二系列相関算出部１６２は、ＣＥＦ区間の符号ｆによって示される第５区間の“−Ｇｂ”の既知パターンを用いて、図１のＰ／Ｓ変換器７の出力信号がＣＥＦ区間の符号ｆによって示される第５区間のとき、既知パターン“−Ｇｂ”との相互相関信号を算出する。
【００６２】
なお、相互相関信号算出は、既知パターンを係数としたＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｃｅ）で実現され、符号ｅ（図６の第一系列相関算出部１６１）、符号ｆ（図６の第二系列相関算出部１６２）が用いられる。
【００６３】
相補系列算出部１６３は、これらの（符号ｅの相関と符号ｆの相関値）算出結果を用いて、ＣＥＦ区間の第６区間（時刻ｔ２）において相補系列を算出する。ノイズ耐性に優れた周波数特性が得られる。
【００６４】
時刻ｔ２以降、フィルタ５は、時刻ｔ２以降におけるチャネル推定部９での補正値算出以降の期間(時刻ｔ２以降はフィルタ５出力は固定になる)におけるＤＦＴ部４からの周波数領域信号とチャネル推定部９から与えられる補正値Ｗｋ１とを用いて、ＦＤＥ処理（第２の等化処理）を行う。
【００６５】
なお、時刻ｔ１の処理は、時刻ｔ２の処理よりも前であればよく、ＳＴＦ期間内であってもＣＥＦ期間内であってもよい。ダイナミックレンジを小さくしてから、チャネル推定部９による補正値Ｗ２ｋ、Ｗｋ１を算出するためである。これにより、ピーク電力を小さくできる。ただし、歪推定部１１が、図４（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＤＦＴ出力信号を合成するためには、既知パターンＧａが反復される区間で時刻ｔ１の処理を行う必要がある。時刻ｔ２の処理は、ＣＥＦ区間内で行われる。
【００６６】
また、時刻ｔ１の処理において、既知パターンＧａを用いる代わりに、既知パターンＧｂを用いてもよい。また、時刻ｔ２の処理は、ＣＥＦの区間において、既知パターンＧａとＧｂが少なくとも１回ずつ受信した後であればよい。
【００６７】
制御部１０は、時刻ｔ１では、受信機３０におけるチャネル推定部９以外の各部を動作させ、チャネル推定部９を停止させる。時刻ｔ２では、受信機３０における歪推定部１１以外の各部を動作させ、歪推定部１１を停止させる。これにより、図８（Ｃ）に示すように、時刻ｔ１ではチャネル推定部９の消費電力が削減され、時刻ｔ２では歪推定部１１の消費電力が削減される。
【００６８】
歪推定部１１は、時刻ｔ１では、連続的な歪特性であるアナログ回路歪を補正し、信号のダイナミックレンジを小さくする。また、時刻ｔ２では、非連続的な歪特性であるマルチパス歪を補正する。
【００６９】
また、従来のＦＤＥ処理では、アナログ回路歪およびマルチパス歪を同時に補正するので、補正値が大きくなり、ビット幅が大きくなる。これに対して、本実施形態では、図８（Ｃ）に示すように、２度に分けて補正値Ｗ１ｋ、Ｗ２ｋを推定し、ＦＤＥ処理する。このため、従来よりも補正値が小さくでき、ビット幅も小さくできる。従って、非連続歪用補正値推定に関するブロックの回路規模が小さくなるので、消費電力が下がり、ピーク電力を抑制できる。なお、受信処理時とは、例えば、ＲＦ部１の処理から復号器８の処理に至るまでの期間である。
【００７０】
本実施形態の受信機３０によれば、例えば図８（Ａ）〜（Ｃ）に示した時刻ｔ１と時刻ｔ２との２度に分けてＦＤＥ処理を行うための補正値Ｗ１ｋ、Ｗ２Ｋを算出する。これにより、それぞれの補正値Ｗ１ｋ、Ｗ２Ｋのビット幅を小さくできる。従って、非連続歪用補正値推定に関するブロックの回路規模を小さくし、ピーク電力が抑制できる。また、大容量のＤＣ−ＤＣコンバータが不要となる。
【００７１】
つまり、アナログ回路歪に対する補正値Ｗ１ｋとマルチパス歪に対する補正値Ｗ２ｋとを別々のタイミングで推定することで、ビット幅が小さくなり、同タイミングにおいて処理する回路規模が小さくなり、ピーク電力を低減できる。
【００７２】
（第２の実施形態）
図９は本発明の第２の実施形態における受信機３０Ａの構成例を示す図である。第１の実施形態と同一の構成要素については、同一の符号を用いるため、説明を省略する。第２の実施形態の受信機３０Ａでは、第１の実施形態の受信機３０と比べ、歪推定部１１Ａの構成が異なり、新たにセレクタ（ｓｅｌ）１３が追加されている。
【００７３】
セレクタ１３は、ＤＦＴ部４から出力される周波数領域信号と、フィルタ５から出力される等化された信号と、のいずれか一方を選択し、歪推定部１１Ａに出力する。
【００７４】
図１０（Ａ）、（Ｂ）は通信信号のフレーム構成および消費電力の時間変化の一例を示す図である。図１０（Ａ）は、ＷｉＧｉｇの通信フォーマットのフレーム構成の一例を示す。図１０（Ａ）のフレームにおける時間区間と図１０（Ｂ）の時間区間とは対応する。
【００７５】
本実施形態では、時刻ｔ０において、歪推定部１１Ａは、補正値Ｗ０ｋ（第１の連続歪用補正値）を算出する。セレクタ１２は、算出された補正値Ｗ０ｋを選択する。フィルタ５は、時刻ｔ０から時刻ｔ１におけるＤＦＴ部４からの周波数領域信号と時刻ｔ０において求められた補正値Ｗ０ｋとを用いて、ＦＤＥ処理（第３の等化処理）を行う。これにより、時刻ｔ０以前に比べ、ダイナミックレンジが小さくなった信号（第１の等化信号）が得られる。
【００７６】
セレクタ１３は、フィルタ５からのダイナミックレンジが小さくなった第１の等化信号を選択する。歪推定部１１Ａは、選択された第１の等化信号をフィードバックして入力する。時刻ｔ１（＞ｔ０）において、歪推定部１１Ａは、再び補正値を算出する。補正値は、補正値Ｗ１ｋおよび補正値Ｗ１ｋ（第２の連続歪用補正値）に基づく。フィルタ５は、時刻ｔ１から時刻ｔ２におけるＤＦＴ部４からの周波数領域信号と時刻ｔ１において求められた補正値とを用いて、ＦＤＥ処理（第４の等化処理）を行う。これにより、時刻ｔ０に比べ、更にダイナミックレンジが小さくなった信号（第２の等化信号）を得られる。ここでは、２回、歪推定（補正値Ｗ０ｋ、Ｗ０ｋの推定）したが、３回以上の複数回、推定してもよい。
【００７７】
チャネル推定部９は、更にダイナミックレンジが小さくなった第２の等化信号をＰ／Ｓ変換器７から入力する。時刻ｔ２（＞ｔ１）において、チャネル推定部９は、補正値Ｗ２ｋを算出し、補正値Ｗ２ｋと、時刻ｔ１において求められた補正値Ｗ０ｋおよび時刻ｔ１において求められた補正値Ｗ１ｋと、を乗算した補正値Ｗｋ２を、セレクタ１２に出力する。時刻ｔ２以降、フィルタ５は、補正値算出以降の期間(時刻ｔ２以降はフィルタ５出力は固定になる)でのＤＦＴ部４からの周波数領域信号とチャネル推定部９から与えられた補正値Ｗｋ２とを用いて、ＦＤＥ処理（第５の等化処理）を行う。
【００７８】
制御部１０は、時刻ｔ０、ｔ１では、受信機３０Ａにおけるチャネル推定部９以外の各部を動作させ、チャネル推定部９を停止させる。時刻ｔ２では、受信機３０Ａにおける歪推定部１１Ａ以外の各部を動作させ、歪推定部１１Ａを停止させる。これにより、時刻ｔ０、ｔ１ではチャネル推定部９の消費電力が削減され、時刻ｔ２では歪推定部１１の消費電力が削減される。
【００７９】
時刻ｔ０、ｔ１では、アナログ回路歪のような連続的な歪特性を補正し、ダイナミックレンジを小さくする。時刻ｔ２では、マルチパス歪のような非連続的な歪特性を補正する。
【００８０】
図１１（Ａ）は歪推定部１１Ａの第１構成例を示す図である。図１１（Ａ）に示す歪推定部１１Ａは、図２（Ａ）に示した歪推定部１１の機能と、追記機能とを有する。図２（Ａ）に示した歪推定部１１と同様の事項については、省略する。
【００８１】
歪推定部１１Ａは、図１１（Ａ）に示すように、セレクタ１５１、極座標比較部１５２、補間部１５３、保持部１５７、乗算部１５８、およびセレクタ１５９を有する。既知パターン１５４は、受信機３０Ａ内の図示しないメモリ内に保持し、歪推定部１１Ａが参照可能である。
【００８２】
セレクタ１３は、時刻ｔ０においてＤＦＴ部４からの出力信号を選択し、時刻ｔ１、ｔ２においてフィルタ５の出力信号を選択する。このうち、時刻ｔ０、ｔ１でのセレクタ１３の出力信号が歪推定部１１Ａに入力される。
【００８３】
歪推定部１１Ａでは、セレクタ１５１は、セレクタ１３の出力信号からノイズ耐性の高い特定の周波数のＤＦＴ出力信号を選択する。極座標比較部１５２は、ＤＦＴ出力信号と既知パターン１５４との間において、振幅と位相の極座標について比較し、選択された周波数の補正値Ｗ０ｋ、Ｗ１ｋを得る。補間部１５３は、選択されなかった周波数の補正値Ｗ０ｋ、Ｗ１ｋを、極座標比較部１５２による比較結果に基づいて補間する。これにより、ノイズに強い補正値Ｗ０ｋ、Ｗ１ｋが得られる。また、セレクタ１５９は、補間により得られた補正値Ｗ０ｋをセレクタ１２へ出力する。
【００８４】
保持部１５７は、時刻ｔ０において求めた補正値Ｗ０ｋを保持する。時刻ｔ１では、乗算部１５８は、保持部１５７によって保持された補正値Ｗ０ｋと補間部１５３によって補間された補正値Ｗ１ｋとを乗算した補正値Ｗｋ４を、セレクタ１５９へ出力する。セレクタ１５９は、補正値Ｗｋ４をセレクタ１２へ出力する。
【００８５】
なお、図１１（Ｂ）に示すように、極座標比較部１５２を複素除算部１５５に置き換えてもよく、同様の結果が得られる。
【００８６】
図１２（Ａ）は歪推定部１１Ａの第２構成例を示す図である。図１２（Ａ）に示す歪推定部１１Ａは、図３（Ａ）に示した歪推定部１１の機能と、追記機能とを有する。図３（Ａ）に示した歪推定部１１と同様の事項については、省略する。
【００８７】
歪推定部１１Ａは、図１２（Ａ）に示すように、合成部１５６、極座標比較部１５２、保持部１５７、乗算部１５８、およびセレクタ１５９を有する。既知パターン１５４は、受信機３０Ａ内の図示しないメモリ内に保持し、歪推定部１１Ａが参照可能である。
【００８８】
時刻ｔ０では、セレクタ１３は、ＤＦＴ部４からの出力信号を選択し、時刻ｔ１、ｔ２では、フィルタ５の出力信号を選択する。このうち、時刻ｔ０、ｔ１でのセレクタ１３の出力信号が歪推定部１１Ａに入力される。
【００８９】
歪推定部１１Ａでは、合成部１５６は、連続する既知パターンのＤＦＴ出力信号を合成し、ノイズ耐性を高める。極座標比較部１５２は、合成されたＤＦＴ出力信号と既知パターン１５４との間において、振幅と位相の極座標について比較し、ノイズに強い補正値Ｗ０ｋ、Ｗ１ｋが得られる。また、セレクタ１５９は、極座標比較部１５２により得られた補正値Ｗ０ｋをセレクタ１２へ出力する。
【００９０】
保持部１５７は、時刻ｔ０において求めた補正値Ｗ０ｋを保持する。時刻ｔ１では、乗算部１５８は、保持部１５７によって保持された補正値Ｗ０ｋと極座標比較部１５２によって得られる補正値Ｗ１ｋとを乗算した補正値Ｗｋ４を、セレクタ１５９へ出力する。セレクタ１５９は、補正値Ｗｋ４をセレクタ１２へ出力する。
【００９１】
なお、図１２（Ｂ）に示すように、極座標比較部１５２を複素除算部１５５に置き換えてもよく、同様の結果が得られる。
【００９２】
本実施形態の受信機３０Ａは、歪推定部１１Ａが、非連続歪用補正値が推定される前に、連続歪用補正値を複数回推定する。これにより、例えば時刻ｔ０、ｔ１、ｔ２の３度に分けて信号歪を補正するための補正値を算出するので、それぞれの補正値を小さくでき、ビット幅を小さくできる。従って、非連続歪用補正値推定に関するブロックの回路規模が小さくなり、受信時のピーク電力を抑制できる。また、受信信号のダイナミックレンジが大きい場合でも、アナログ回路歪に対して複数回補正することで、アナログ回路歪を高精度に補正でき、受信信号の信頼性が向上する。
【００９３】
（第３の実施形態）
図１３は本発明の第３の実施形態における受信機３０Ｂの構成例を示す図である。受信機３０Ｂにおいて、第１、第２の実施形態の受信機３０、３０Ａと同一の構成要素については、同一の符号を用いるため、説明を省略する。第３の実施形態では、第２の実施形態と比べ、歪推定部１１Ｂの構成および動作が異なる。
【００９４】
図１４（Ａ）、（Ｂ）は通信信号のフレーム構成および消費電力の時間変化の一例を示す図である。図１４（Ａ）は、ＷｉＧｉｇの通信フォーマットのフレーム構成の一例を示す。図１４（Ａ）のフレームにおける時間区間と図１４（Ｂ）の時間区間とは対応する。
【００９５】
時刻ｔ１において、歪推定部１１Ｂは、補正値Ｗ１ｋ（第３の連続歪用補正値）を算出する。セレクタ１２は、算出された補正値Ｗ１ｋを選択する。フィルタ５は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間におけるＤＦＴ部４からの周波数領域信号と時刻ｔ１において求められた補正値Ｗ１ｋとを用いて、ＦＤＥ処理（第６の等化処理）する。これにより、時刻ｔ１以前に比べ、ダイナミックレンジが小さくなった信号（第３の等化信号）が得られる。
【００９６】
チャネル推定部９は、ダイナミックレンジが小さくなった第３の等化信号をフィードバックして入力し、時刻ｔ２（＞ｔ１）において、補正値Ｗ２ｋを算出する。チャネル推定部９は、補正値Ｗ２ｋと時刻ｔ１において求められた補正値Ｗ１ｋとを乗算した補正値Ｗｋ１を、セレクタ１２に渡す。フィルタ５は、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間におけるＤＦＴ部４からの周波数領域信号と補正値Ｗｋ１とを用いて、ＦＤＥ処理（第７の等化処理）する。これにより、補正された信号（第４の等化信号）を得られる。
【００９７】
時刻ｔ３（＞ｔ２）において、セレクタ１３は、フィルタ５によって等化処理された第４の等化信号を選択する。歪推定部１１Ｂは、補正値Ｗ３Ｋを推定し、補正値Ｗ３Ｋと時刻ｔ１において求めた補正値Ｗ１Ｋと時刻ｔ２において求めた補正値Ｗ２Ｋと乗算して、補正値ＷＫ３（第４の連続歪用補正値）を算出する。フィルタ５は、補正値算出以降の期間(ｔ３以降はフィルタ５出力は固定になる)におけるＤＦＴ部４からの周波数領域信号と補正値Ｗｋ３とを用いて、ＦＤＥ処理（第８の等化処理）する。時刻ｔ３での補正は、ダイナミックレンジの最終補正としての役割を果たす。これにより、さらに良好に補正された信号を得られる。
【００９８】
制御部１０は、時刻ｔ１、ｔ３において、受信機３０Ｂにおけるチャネル推定部９以外の各部を動作させ、チャネル推定部９を停止させる。時刻ｔ２において、受信機３０Ｂにおける歪推定部１１Ｂ以外の各部を動作させ、歪推定部１１Ｂを停止させる。これにより、時刻ｔ１、ｔ３におけるチャネル推定部９の消費電力が削減され、時刻ｔ２における歪推定部１１Ｂの消費電力が削減される。
【００９９】
図１５（Ａ）は歪推定部１１Ｂの第１構成例を示す図である。図１５（Ａ）に示す歪推定部１１Ｂは、図２（Ａ）に示した歪推定部１１の機能と、追記機能とを有している。図２（Ａ）に示した歪推定部１１と同様の事項については、省略する。
【０１００】
歪推定部１１Ｂは、図１５（Ａ）では、セレクタ１８１、極座標比較部１８２、補間部１８３、乗算部１８８、およびセレクタ１８９を含む構成である。既知パターン１８４は、受信機３０Ｂ内の図示しないメモリ内に保持され、歪推定部１１Ｂによって参照可能である。
【０１０１】
セレクタ１３は、時刻ｔ１においてＤＦＴ部４からの出力信号を選択し、時刻ｔ２、ｔ３においてフィルタ５の出力信号を選択する。このうち、時刻ｔ１、ｔ３でのセレクタ１３の出力信号が歪推定部１１Ｂに入力される。
【０１０２】
歪推定部１１Ｂでは、セレクタ１８１は、セレクタ１３からの信号のうち、ノイズ耐性の高い特定の周波数のＤＦＴ出力信号を選択する。極座標比較部１８２は、ＤＦＴ出力信号と既知パターン１８４との間において、振幅と位相の極座標について比較し、選択された周波数の補正値Ｗ１ｋ、Ｗ３ｋを得る。
【０１０３】
補間部１８３は、選択されなかった周波数の補正値Ｗ１Ｋ、Ｗ３Ｋを、極座標比較部１８２による比較結果に基づいて補間する。これにより、ノイズに強い補正値Ｗ１Ｋ、Ｗ３Ｋが得られる。また、セレクタ１８９は、補間により得られた補正値Ｗ１ｋをセレクタ１２へ出力する。
【０１０４】
乗算部１８８は、時刻ｔ２において求められたチャネル推定部９からの出力信号に含まれる補正値Ｗｋ１と、時刻ｔ３において補間部１８３によって求められた補正値Ｗ３Ｋと、を乗算した補正値Ｗｋ３を、セレクタ１８９へ出力する。セレクタ１８９は、補正値Ｗ３Ｋをセレクタ１２へ出力する。
【０１０５】
なお、図１５（Ｂ）に示すように、極座標比較部１８２を複素除算部１９１に置き換えられ、同様の結果が得られる。
【０１０６】
図１６（Ａ）は歪推定部１１Ｂの第２構成例を示す図である。図１６（Ａ）に示す歪推定部１１Ｂは、図３（Ａ）に示した歪推定部１１の機能と、追記機能とを有している。図３（Ａ）に示した歪推定部１１と同様の事項については、省略する。
【０１０７】
歪推定部１１Ｂは、図１６（Ａ）では、合成部１９６、極座標比較部１８２、乗算部１８８、およびセレクタ１８９を含む構成である。既知パターン１８４は、受信機３０Ｂ内の図示しないメモリ内に保持され、歪推定部１１Ｂによって参照可能である。
【０１０８】
セレクタ１３は、時刻ｔ１においてＤＦＴ部４からの出力信号を選択し、時刻ｔ２、ｔ３においてフィルタ５の出力信号を選択する。このうち、時刻ｔ１、ｔ３でのセレクタ１３の出力信号が歪推定部１１Ｂに入力される。
【０１０９】
歪推定部１１Ｂでは、合成部１９６は、連続する既知パターンのＤＦＴ出力信号を合成し、ノイズ耐性を高める。極座標比較部１８２は、ＤＦＴ出力信号と既知パターン１８４とを用いて、振幅と位相の極座標について比較することで、ノイズに強い補正値Ｗ１Ｋ、Ｗ３Ｋが得られる。また、セレクタ１８９は、極座標比較部１８２により得られた補正値Ｗ１ｋをセレクタ１２へ出力する。
【０１１０】
乗算部１８８は、極座標比較部１８２から出力された補正値Ｗ３ｋと、時刻ｔ２において求められたチャネル推定部９の出力信号に含まれる補正値Ｗｋ１とを乗算と、を乗算して補正値Ｗｋ３を得る。乗算部１８８は、補正値Ｗｋ３をセレクタ１８９へ出力する。セレクタ１８９は、補正値Ｗｋ３をセレクタ１２へ出力する。
【０１１１】
なお、図１６（Ｂ）に示すように、極座標比較部１８２は複素除算部１９７に置き換えられる。
【０１１２】
本実施形態の受信機３０Ｂは、歪推定部１１Ｂが、非連続歪用補正値が推定される前および後に、連続歪用補正値を推定する。これにより、マルチパス歪の補正が終了した後に、再度アナログ回路歪を補正でき、受信信号の信頼性が向上する。
【０１１３】
なお、本発明は、上記実施形態の構成に限られるものではなく、特許請求の範囲によって示した機能、または本実施形態の構成が持つ機能が達成できる構成であればどのようなものであっても適用可能である。
【０１１４】
上記実施形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
【０１１５】
また、上記実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
【０１１６】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。例えば、ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続、又は、設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
【０１１７】
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
【産業上の利用可能性】
【０１１８】
本発明は、受信処理時のピーク電力を低減させることが可能な無線通信装置等に有用である。
【符号の説明】
【０１１９】
３０、３０Ａ、３０Ｂ  受信機
１  ＲＦ部
２  ＡＤＣ
３  Ｓ／Ｐ変換器（Ｓ／Ｐ）
４、１４１  ＤＦＴ部
５  フィルタ
６  ＩＤＦＴ部
７  Ｐ／Ｓ変換器（Ｐ／Ｓ）
８  復号器
９  チャネル推定部
１０  制御部
１１、１１Ａ、１１Ｂ  歪推定部
１２、１３、１１１、１５１、１５９、１８１、１８９  セレクタ（ｓｅｌ）
１１２、１５２、１８２  極座標比較部
１１３、１５３、１８３  補間部
１１４、１５４、１８４  既知パターン
１１５、１５５、１９１、１９７  複素除算部
１１６、１５６、１９６  合成部
１４２  推定部
１４３、１５８、１８８  乗算部
１５７  保持部
１６１  第一系列相関算出部
１６２  第二系列相関算出部
１６３  相補系列算出部
【図１】
2013143649.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2013143649.tif 000014
【図１２】
2013143649.tif 000015
【図１３】
2013143649.tif 000016
【図１４】
2013143649.tif 000017
【図１５】
2013143649.tif 000018
【図１６】
2013143649.tif 000019
【図１７】
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