(57)【要約】      （修正有）【課題】スイッチング素子の制御のみによって変圧器に生じる偏磁を好適に解消することができる絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】変圧器２の１次側巻線と直列に接続された１次側電流検出手段７により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段８と、２次側スイッチング回路３と直列に接続された２次側電流検出手段９により検出された電流の向きにより力行・回生いずれのモードで動作しているかを判定して制御モードを切り替える制御モード切替手段１０とを備え、制御モードに基づいてパルス補正手段１１が補正対象となるスイッチング素子をＳＷ１〜ＳＷ８から選択しパルス補正量に基づいて選択されたスイッチング素子に対するパルス指令Ｔ２を補正する構成となっているため、力行時だけでなく回生時においてもスイッチング素子の制御のみにより好適に偏磁を解消することができる。【選択図】図１
2013099194.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子により構成され当該スイッチング素子のオン／オフを制御することにより直流電圧を交流電圧に変換して出力する１次側スイッチング回路と、当該１次側スイッチング回路の出力電圧を変圧する変圧器と、スイッチング素子により構成され当該スイッチング素子のオン／オフを制御することにより前記変圧器の出力電圧を整流する２次側スイッチング回路と、出力指令に基づいて前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のゲートに送る電圧パルスを指令するパルス指令を生成するパルス制御手段と、前記パルス指令に基づいて生成した電圧パルスを前記スイッチング素子のゲートに送ることによって前記スイッチング素子のオン／オフを制御するパルス生成手段とを有し、入出力間で電力の変換を行う絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、前記変圧器の１次側巻線と直列に接続された１次側電流検出手段と、２次側スイッチング回路の出力電圧端子と直列に接続された２次側電流検出手段と、１次側電流検出器により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段と、２次側電流検出器により検出された電流の向きにより力行・回生いずれのモードで動作しているかを判定し当該モードに基づいて制御モードを切り替える制御モード切替手段と、前記制御モードに基づいて補正対象となるスイッチング素子を選択し前記パルス補正量に基づいて当該選択されたスイッチング素子に対する前記パルス指令を補正するパルス補正手段とを有することを特徴とする絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載の絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータであって、前記パルス補正手段が力行時の制御モードにおいては前記１次側スイッチング回路のスイッチング素子を、回生時の制御モードにおいては前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路のスイッチング素子を補正対象として選択することを特徴とする絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータであって、前記パルス補正量演算手段が前記１次側電流検出手段により検出された電流の直流成分を検出するフィルタを備え、前記直流成分と０アンペアとの偏差をパルス補正量として出力することを特徴とする絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータであって、前記パルス補正手段が力行・回生に対応する制御モードに対してそれぞれ１の入力端子を有し、前記制御モード切替手段としては１またはそれ以上のスイッチが前記入力端子の一方を接地しもう一方を前記パルス補正量演算手段の出力に接続するように構成し、前記２次側電流検出手段により検出された電流値と０Ａとの偏差に基づいて前記スイッチの切り替えを行うことを特徴とする絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータであって、前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路としては還流ダイオード付きスイッチング素子を２対直列に並べたアームを２対並列に並べることによりフルブリッジ回路を構成し、前記パルス補正手段は力行時の制御モードにおいては前記１次側フルブリッジ回路を構成する１のアームに含まれるスイッチング素子を補正し、回生時の制御モードにおいては前記１次側フルブリッジ回路を構成する１のアームであって力行時の制御モードにおいて補正されないものに含まれるスイッチング素子及び前記２次側フルブリッジ回路を構成する両方のアームに含まれるスイッチング素子を補正することとした絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変圧器における偏磁解消の仕組みを備えた絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より電力変換を行う絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータとしては、１次側（入力側）スイッチング回路において直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧を変圧器により変圧し、得られた交流電流を２次側（出力側）スイッチング回路において同期整流して出力するものが知られている。
【０００３】
このような絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいては１次側スイッチング回路と２次側スイッチング回路との両方でスイッチング素子のオン／オフを制御する必要があるが、スイッチング素子の個体差や制御遅れなどの原因でスイッチングに遅れが生じた場合、変圧器の巻線を流れる電流の向きに偏りが生じ、偏磁が生じてしまうという問題があった。
【０００４】
特許文献１に示すものは、１次側スイッチング回路で直流電圧を交流電圧に変換し２次側が単に整流ダイオードで構成される、１方向のみに対応した片方向ＤＣ−ＤＣコンバータであるため、１次側スイッチングの遅れのみに対処すればよく、１次側巻線と直列に接続した電流計により電流値を測定し、当該電流値と０アンペアとの偏差に基づきスイッチングのタイミングを補正するという方法により偏磁を解消している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１０−１６１８４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
一方、２次側にもスイッチング素子が設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては基本的に出力電圧端子における電流は一定方向に流れる（力行と呼ぶ）ほか、出力電圧端子において電流が逆流する（回生と呼ぶ）場合がある。回生状態においては、１次側だけでなく２次側のスイッチング遅れによっても偏磁が生じるため、特許文献１の補正では偏磁を解消し切れないという問題がある。
【０００７】
このような課題を解決する手段として、変圧器の１次側及び２次側それぞれの巻き線と直列にコンデンサを挿入することにより、電流の直流成分を取り除くという方法がある。しかしながら、この方法を用いると力行時及び回生時の偏磁を解消することはできるものの、コンデンサの挿入により装置が大型化・コストアップするという別の問題が生じてしまう。
【０００８】
本発明は、このような装置の大型化やコストアップを回避し、ソフトウェアによるスイッチング素子の制御のみによって双方向ゆえの課題である力行時及び回生時の偏磁を同時に解消する絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、かかる目的を達成するために、次のような手段を講じたものである。
【００１０】
すなわち、本発明の絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータは、スイッチング素子により構成され当該スイッチング素子のオン／オフを制御することにより直流電圧を交流電圧に変換して出力する１次側スイッチング回路と、当該１次側スイッチング回路の出力電圧を変圧する変圧器と、スイッチング素子により構成され当該スイッチング素子のオン／オフを制御することにより前記変圧器の出力電圧を整流する２次側スイッチング回路と、出力指令に基づいて前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のゲートに送る電圧パルスを指令するパルス指令を生成するパルス制御手段と、前記パルス指令に基づいて生成した電圧パルスを前記スイッチング素子のゲートに送ることによって前記スイッチング素子のオン／オフを制御するパルス生成手段とを有し、入出力間で電力の変換を行う絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、前記変圧器の１次側巻線と直列に接続された１次側電流検出手段と、２次側スイッチング回路の出力電圧端子と直列に接続された２次側電流検出手段と、１次側電流検出器により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段と、２次側電流検出器により検出された電流の向きにより力行・回生いずれのモードで動作しているかを判定し当該モードに基づいて制御モードを切り替える制御モード切替手段と、前記制御モードに基づいて補正対象となるスイッチング素子を選択し前記パルス補正量に基づいて当該選択されたスイッチング素子に対する前記パルス指令を補正するパルス補正手段とを有することを特徴とする絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータである。
【００１１】
ここで、力行とは出力電圧端子において負荷を正常に駆動する方向に電流が流れている状態であり、回生とは出力電圧端子において力行時と逆方向に電流が流れている状態である。本発明の絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータは力行・回生それぞれのモードに対して補正対象となるスイッチング素子を選択し補正を行うため、力行時だけでなく回生時においても回路にコンデンサを追加することなく好適に偏磁を解消することができる。
【００１２】
さらに、最小限の制御で偏磁を適切に解消するためには、前記パルス補正手段が力行時の制御モードにおいては前記１次側スイッチング回路のスイッチング素子を、回生時の制御モードにおいては前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路のスイッチング素子を補正対象として選択するようにすることが望ましい。
【００１３】
また、前記パルス補正量演算手段において偏磁の解消に好適なパルス補正量を決定するためには、前記パルス補正量演算手段が前記１次側電流検出手段により検出された電流の直流成分を検出するフィルタを備え、前記直流成分と０アンペアとの偏差をパルス補正量として出力するように構成することが好ましい。
【００１４】
さらに、前記制御モード切替手段の動作を簡易な構成によって実現するためには、前記パルス補正手段が力行・回生に対応する制御モードに対してそれぞれ１の入力端子を有し、前記制御モード切替手段としては１またはそれ以上のスイッチが前記入力端子の一方を接地しもう一方を前記パルス補正量演算手段の出力に接続するように構成し、前記２次側電流検出手段により検出された電流値と０Ａとの偏差に基づいて前記スイッチの切り替えを行うように構成することが望ましい。
【００１５】
また、前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路として特に還流ダイオード付きスイッチング素子を２対直列に並べたアームを２対並列に並べたフルブリッジ回路が用いられる場合において、簡易な制御により好適に偏磁を解消するためには、前記パルス補正手段は力行時の制御モードにおいては前記１次側フルブリッジ回路を構成する１のアームに含まれるスイッチング素子を補正し、回生時の制御モードにおいては前記１次側フルブリッジ回路を構成する１のアームであって力行時の制御モードにおいて補正されないものに含まれるスイッチング素子及び前記２次側フルブリッジ回路を構成する両方のアームに含まれるスイッチング素子を補正することが好ましい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明は、以上説明した構成であるから、力行時だけでなく回生時においても回路にコンデンサを追加することなく好適に偏磁を解消することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の一実施形態に係る絶縁型DC‐DCコンバータの制御フローを表わすブロック図。
【図２】本発明の一実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータの基本的な回路構成を示す回路図。
【図３】本発明の一実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータにおける、パルス補正量演算手段及び制御モード切替手段を実現する回路構成を示す回路図。
【図４】本発明の一実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータにおいて、各スイッチング素子に対する電圧パルスと変圧器に生じる電流及び電圧との関係を模式的に表わした概念図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００１９】
まず、本実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータの構成を説明する。
【００２０】
本実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータは、図１に示されるように、１次側スイッチング回路１と、１次側スイッチング回路１の出力電圧を変圧する変圧器２と、変圧器２の出力電圧を整流する２次側スイッチング回路３とからなる絶縁型コンバータ回路４を備え、出力指令Ｔ１に基づいて１次側スイッチング回路１に含まれるスイッチング素子ＳＷ１からＳＷ４及び２次側スイッチング回路３に含まれるスイッチング素子ＳＷ５からＳＷ８のゲートに送る電圧パルスを指令するパルス指令Ｔ２を生成するパルス制御手段５と、前記パルス指令Ｔ２の入力に基づいて生成した電圧パルスＴ３を前記スイッチング素子ＳＷ１からＳＷ８のゲートに送ることによって前記スイッチング素子ＳＷ１からＳＷ８のオン／オフを制御するパルス生成手段６とを有し、入出力間で電力の変換を行っている。
【００２１】
１次側スイッチング回路１、変圧器２、及び２次側スイッチング回路３とからなる絶縁型コンバータ回路４は、図２に示されるような構成となっている。１次側スイッチング回路１では、還流ダイオード付きスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２、ＳＷ３とＳＷ４とがそれぞれ直列に構成されアームＡ１及びアームＡ２を構成し、当該２のアームを並列に並べることによりフルブリッジ回路を構成している。２次側スイッチング回路３では、還流ダイオード付きスイッチング素子ＳＷ５とＳＷ６、ＳＷ７とＳＷ８とがそれぞれ直列に構成されアームＡ３及びアームＡ４を構成し、当該２のアームを並列に並べることによりフルブリッジ回路を構成している。変圧器２の１次側巻線の両端はスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２との間、及びスイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４との間にそれぞれ接続されており、変圧器２の２次側巻線の両端はスイッチング素子ＳＷ５とスイッチング素子ＳＷ６との間、及びスイッチング素子ＳＷ７とスイッチング素子ＳＷ８との間にそれぞれ接続されている。
【００２２】
また、１次側スイッチング回路１は入力電圧端子２４と並列に設置された１次側入力コンデンサ２１を含んでおり、２次側スイッチング回路３は出力電圧端子２５と直列に接続された平滑リアクトル２２及び出力電圧端子２５と並列に設置された２次側出力コンデンサ２３を含んでいる。
【００２３】
スイッチング素子ＳＷ１からＳＷ８には、典型的にはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が用いられ、当該ＩＧＢＴのゲートに印加する電圧によって当該ＩＧＢＴのオン／オフを制御する。また、パルス補正手段１１、パルス制御手段５、パルス生成手段６は、例えば１つのＣＰＵ（Central Processing Unit）等により実現することが可能である。
【００２４】
１次側入力コンデンサ２１及び２次側出力コンデンサ２３は、電圧を平滑化するために設置されている。また、平滑リアクトル２２は、出力電流を平滑化するために設置されている。これらのコンデンサや平滑リアクトルを設置しない回路や、スナバ回路などの付加回路を備えた回路を絶縁型コンバータ回路４として用いることも可能である。
【００２５】
また上記の構成に加えて、本実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータは、図１に示されるように、変圧器２の１次側巻線と直列に接続された１次側電流検出手段７と、２次側スイッチング回路３の出力電圧端子２５と直列に接続された２次側電流検出手段９と、１次側電流検出器により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段８と、２次側電流検出器により検出された電流の向きにより力行・回生いずれのモードで動作しているかを判定し当該モードに基づいて制御モードを切り替える制御モード切替手段１０と、前記制御モードに基づいて補正対象となるスイッチング素子を選択し前記パルス補正量に基づいて前記パルス指令Ｔ２を補正するパルス補正手段１１とを有している。
【００２６】
パルス補正量演算手段８及び制御モード切替手段１０は、図３に示されるような構成となっている。本実施形態のように、１次側電流検出手段７及び２次側電流検出手段９には必ずしも電流計のように具体的な電流値を測定可能な機器を用いる必要はなく、検出地点における電流値をそれぞれパルス補正量の演算及び制御モードの切り替えに反映することが可能な構成となっていれば十分である。
【００２７】
パルス補正量演算手段８は、フィルタ３１によって１次側電流検出手段７で検出された電流Iac１の直流成分を検出し、当該直流成分と０アンペアとの偏差に基づいて補償器３２によりパルス補正量を生成する。フィルタ３１には、一般的なローパスフィルタ等を用いることができる。
【００２８】
制御モード切替手段１０は２つの出力端子を備え、比較器３３により２次側電流検出手段９により検出された電流Idcと０アンペアとの大小を比較し、当該比較の結果に基づいてスイッチ３４の切り替えを行うことにより、前記出力端子の一方を接地し、もう一方の出力端子をパルス補正量演算手段８の出力と接続する。スイッチ３４には、例えばトランジスタやリレーなどを用いることが可能である。力行・回生それぞれの制御モードに対応する両出力端子はパルス補正手段１１の入力となり、パルス補正手段１１は当該入力に基づいてパルス指令Ｔ２を補正する。
【００２９】
次に、本実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータの動作を図４を参照して説明する。
【００３０】
図４は、本実施形態に係る絶縁型DC−DCコンバータにおけるスイッチング素子ＳＷ１からＳＷ８に対する電圧パルスと変圧器２に生じる電流及び電圧との関係を模式的に表わした概念図である。
【００３１】
グラフ４１から４４に示されるように、１次側スイッチング回路１において、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２、スイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４とは同時にオンになることがないように反転動作をしており、アーム短絡の発生を防止している。スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ３は位相をずらしたパルスによって駆動されており、パルス制御手段５がパルス指令Ｔ２を通じて当該位相差を調節することによって出力指令Ｔ１と実際の出力電圧との乖離を解消する。
【００３２】
また、グラフ４５、４６に示されるように、２次側スイッチング回路３においては、スイッチング素子ＳＷ５とスイッチング素子ＳＷ８、スイッチング素子ＳＷ６とスイッチング素子ＳＷ７の動作は同期しており、スイッチング素子ＳＷ５とスイッチング素子ＳＷ６とが反転動作を行うことで変圧器２の出力として得られる交流電圧を直流電圧に変換している。
【００３３】
またこのとき、変圧器２の１次側及び２次側巻線の両端電圧を示したのがグラフ４７であり、力行時（Idcが正の向きの時）及び回生時（Idcが負の向きの時）における変圧器２の１次側及び２次側巻線を流れる電流を示したのがそれぞれグラフ４８及びグラフ４９である。
【００３４】
ここで、スイッチング素子ＳＷ１に対する電圧パルスの立ち上がりがａ時点からａ´時点に遅れた場合、及びスイッチング素子ＳＷ６とスイッチング素子ＳＷ７とに対する電圧パルスの立ち上がりがｂ時点からｂ´時点に遅れた場合を考える。
【００３５】
グラフ４７に示されるように、力行時・回生時に関わらず、電圧波形はａ‐ａ´間の遅れのみに影響を受ける。一方、電流波形については、力行時においてはグラフ４８に示されるようにａ‐ａ´間のスイッチング素子ＳＷ１の遅れのみに影響を受けるが、回生時においてはグラフ４９に示されるようにａ‐ａ´間のスイッチング素子ＳＷ１の遅れとｂ‐ｂ´間のスイッチング素子ＳＷ６及びスイッチング素子７の遅れとの両方の影響を受ける。
【００３６】
これに対し、制御モード切替手段１０は、力行時には１次側のスイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２に、回生時には１次側のスイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４と２次側の全てのスイッチング素子を補正対象として選択し、パルス補正手段１１が当該選択されたスイッチング素子に対するパルス指令Ｔ２を前記パルス補正量に基づき補正する。このとき、それぞれのスイッチング素子に対しては同じ向きに補正をすればよく、当該補正により偏磁を好適に解消することが可能である。
【００３７】
以上のように、本実施形態に係る絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータは、スイッチング素子ＳＷ１からＳＷ４により構成され当該スイッチング素子ＳＷ１からＳＷ４のオン／オフを制御することにより直流電圧を交流電圧に変換して出力する１次側スイッチング回路１と、当該１次側スイッチング回路１の出力電圧を変圧する変圧器２と、スイッチング素子ＳＷ５からＳＷ８により構成され当該スイッチング素子ＳＷ５からＳＷ８のオン／オフを制御することにより前記変圧器２の出力電圧を整流する２次側スイッチング回路３と、出力指令Ｔ１に基づいて前記１次側スイッチング回路１及び前記２次側スイッチング回路３に含まれるスイッチング素子ＳＷ１からＳＷ８のゲートに送る電圧パルスを指令するパルス指令Ｔ２を生成するパルス制御手段５と、前記パルス指令Ｔ２に基づいて生成した電圧パルスＴ３を前記スイッチング素子ＳＷ１からＳＷ８のゲートに送ることによって前記スイッチング素子ＳＷ１からＳＷ８のオン／オフを制御するパルス生成手段６とを有し、入出力間で電力の変換を行う絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、前記変圧器２の１次側巻線と直列に接続された１次側電流検出手段７と、２次側スイッチング回路３の出力電圧端子２５と直列に接続された２次側電流検出手段９と、１次側電流検出器により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段８と、２次側電流検出器により検出された電流の向きにより力行・回生いずれのモードで動作しているかを判定し当該モードに基づいて制御モードを切り替える制御モード切替手段１０と、前記制御モードに基づいて補正対象となるスイッチング素子を選択し前記パルス補正量に基づいて当該選択されたスイッチング素子に対する前記パルス指令Ｔ２を補正するパルス補正手段１１とを有することを特徴とする絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータである。
【００３８】
このように、本実施形態に係る絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータは力行・回生それぞれのモードに対して補正対象となるスイッチング素子を選択し補正を行うため、力行時だけでなく回生時においても回路にコンデンサを追加することなく好適に偏磁を解消することができる。
【００３９】
さらに、前記パルス補正手段１１が力行時の制御モードにおいては前記１次側スイッチング回路１のスイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２を、回生時の制御モードにおいては前記１次側スイッチング回路１及び前記２次側スイッチング回路３のスイッチング素子であるＳＷ３、ＳＷ４、及びＳＷ５からＳＷ８を補正対象として選択することにより、偏磁を適切に解消する最小限の制御を実現している。
【００４０】
また、前記パルス補正量演算手段８が前記１次側電流検出手段７により検出された電流の直流成分を検出するフィルタ３１を備え、前記直流成分と０アンペアとの偏差をパルス補正量として出力することにより偏磁の解消に好適なパルス補正量を決定する構成となっている。
【００４１】
さらに、前記パルス補正手段１１が力行・回生に対応する制御モードに対してそれぞれ１の入力端子を有し、前記制御モード切替手段１０としては１またはそれ以上のスイッチ３４が前記入力端子の一方を接地しもう一方を前記パルス補正量演算手段８の出力に接続するように構成し、前記２次側電流検出手段９により検出された電流値と０Ａとの偏差に基づいて前記スイッチ３４の切り替えを行うように構成し、前記制御モード切替手段１０の動作を簡易な構成によって実現している。
【００４２】
また、前記１次側スイッチング回路１及び前記２次側スイッチング回路３として特に還流ダイオード付きスイッチング素子を２対直列に並べたアームを２対並列に並べたフルブリッジ回路を用い、前記パルス補正手段１１は力行時の制御モードにおいては前記１次側フルブリッジ回路を構成する１のアームに含まれるスイッチング素子であるＳＷ１、ＳＷ２を補正し、回生時の制御モードにおいては前記１次側フルブリッジ回路を構成する１のアームであって力行時の制御モードにおいて補正されないものに含まれるスイッチング素子であるＳＷ３、ＳＷ４及び前記２次側フルブリッジ回路を構成する両方のアームに含まれるスイッチング素子であるＳＷ５からＳＷ８を補正するため、簡易な制御により好適に偏磁を解消する構成となっている。
【００４３】
なお、各部の具体的な構成は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形が可能である。
【符号の説明】
【００４４】
１…１次側スイッチング回路
２…変圧器
３…２次側スイッチング回路
４…絶縁型コンバータ回路
５…パルス制御手段
６…パルス生成手段
７…１次側電流検出手段
８…パルス補正量演算手段
９…２次側電流検出手段
１０…制御モード切替手段
１１…パルス補正手段
２１…１次側入力コンデンサ
２２…平滑リアクトル
２３…２次側出力コンデンサ
２４…入力電圧端子
２５…出力電圧端子
３１…フィルタ
３２…補償器
３３…比較器
３４…スイッチ
４１…スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧を表わすグラフ
４２…スイッチング素子ＳＷ２のゲート電圧を表わすグラフ
４３…スイッチング素子ＳＷ３のゲート電圧を表わすグラフ
４４…スイッチング素子ＳＷ４のゲート電圧を表わすグラフ
４５…スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ８のゲート電圧を表わすグラフ
４６…スイッチング素子ＳＷ６及びスイッチング素子ＳＷ７のゲート電圧を表わすグラフ
４７…変圧器の１次側電圧Vac１及び２次側電圧Vac２を表わすグラフ
４８…力行時における変圧器の１次側電流Iac１及び２次側電流Iac２を表わすグラフ
４９…回生時における変圧器の１次側電流Iac１及び２次側電流Iac２を表わすグラフ
ＳＷ１〜ＳＷ４…１次側スイッチング回路に含まれるスイッチング素子
ＳＷ５〜ＳＷ８…２次側スイッチング回路に含まれるスイッチング素子
Ａ１、Ａ２…１次側スイッチング回路に含まれるアーム
Ａ３、Ａ４…２次側スイッチング回路に含まれるアーム
Ｔ１…出力指令
Ｔ２…パルス指令
Ｔ３…電圧パルス
Vac１…変圧器の１次側電圧
Vac２…変圧器の１次側電圧
Iac１…変圧器の１次側電流
Iac２…変圧器の１次側電流
Idc…２次側電流検出手段による検出電流
【図１】
2013099194.tif 000003
【図２】
2013099194.tif 000004
【図３】
2013099194.tif 000005
【図４】
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