(57)【要約】【課題】ホモダイン方式による信号再生システムにおいて、光路長サーボを不要とし、かつ、従来の位相ダイバーシティ方式よりも再生信号のＳＮＲの向上が図られるようにする。【解決手段】受光素子とＩ／Ｖ変換アンプとをＡＣ結合して、ＤＣ成分が除去された（ＡＣ成分のみを抽出した）信号について増幅を行うようにする。ＡＣ成分のみを有効に増幅できるので、ＤＣ成分を含む状態での信号増幅を行う従来の位相ダイバーシティ方式の場合よりも信号増幅率を高めることができ、ＳＮＲが改善される。また、ＡＣ結合により得られた各受光信号Ｉ，Ｊ，Ｋ，Ｌについて、Ｉ−Ｊ＝ａ、Ｋ−Ｌ＝ｂを計算し、これらａ，ｂに基づきｓｉｎ（φ−θ）及びｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ算出した上で、これらｓｉｎ／ｃｏｓの値とａ，ｂの値とを用いた演算により、再生信号値を計算する。これにより、ＡＣ結合でＤＣ成分を除去した信号を用いる場合に対応して、信号再生が正しく行われるようにできる。【選択図】図６
2013054801.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光記録媒体からの戻り光としての信号光と、コヒーレント光としての参照光とを生成し、それらを重ね合わせて出射する光生成・出射部と、
上記光生成・出射部より出射された上記信号光と上記参照光の重ね合わせ光から、それぞれ位相差が０°、９０°、１８０°、２７０°となる信号光と参照光の組をそれぞれ生成する検波光学系と、
位相差が０°による上記信号光と参照光の組を第１受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第１受光素子とＡＣ結合された第１Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第１受光信号を得る第１受光増幅部と、
位相差が１８０°による上記信号光と参照光の組を第２受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第２受光素子とＡＣ結合された第２Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第２受光信号を得る第２受光増幅部と、
位相差が９０°による上記信号光と参照光の組を第３受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第３受光素子とＡＣ結合された第３Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第３受光信号を得る第３受光増幅部と、
位相差が２７０°による上記信号光と参照光の組を第４受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第４受光素子とＡＣ結合された第４Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第４受光信号を得る第４受光増幅部と、
上記第１受光信号と上記第２受光信号の差分を計算することで、
「ｆＲｃｏｓ（φ−θ）」
（但し、Ｒは上記光記録媒体の記録面に形成されるミラー面（ランド部分）の反射成分、ｆは上記ピットの有／無に応じた変調成分、φは上記ピットの深さに相当する位相差、θは上記信号光と上記参照光の光路長差である）
により表される第１差分信号を生成する第１差分信号生成部と、
上記第３受光信号と上記第４受光信号の差分を計算することで、
「ｆＲｓｉｎ（φ−θ）」
により表される第２差分信号を生成する第２差分信号生成部と、
上記第１差分信号と上記第２差分信号とに基づき、ｓｉｎ（φ−θ）及びｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ算出するｓｉｎ・ｃｏｓ計算部と、
上記第１差分信号、上記第２差分信号、上記ｓｉｎ（φ−θ）、上記ｃｏｓ（φ−θ）の値を用いた演算により、再生信号を生成する再生信号生成部と
を備える再生装置。
【請求項２】
上記第１差分信号をａ、上記第２差分信号をｂとしたとき、
上記ｓｉｎ・ｃｏｓ計算部は、
「２ａｂ」及び「ａ2−ｂ2」を計算し、それらをローパスフィルタリングして得た信号に基づき上記ｓｉｎ（φ−θ）及び上記ｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ算出する
請求項１に記載の再生装置。
【請求項３】
上記「２ａｂ」及び上記「ａ2−ｂ2」について上記ローパスフィルタリングを行って得た信号をそれぞれｃ、ｄとしたとき、
上記ｓｉｎ・ｃｏｓ計算部は、
「ｔａｎ-1（ｃ，ｄ）／２」による計算を行うことで（φ−θ）を算出し、当該（φ−θ）の値を用いて上記ｓｉｎ（φ−θ）及び上記ｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ得る
請求項２に記載の再生装置。
【請求項４】
上記第１差分信号をａ、上記第２差分信号をｂとしたとき、
上記再生信号生成部は、
「ａ・ｃｏｓ（φ−θ）＋ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）」
による演算を行って上記再生信号を生成する
請求項１に記載の再生装置。
【請求項５】
上記第１〜第４受光素子が同一基板上に形成されている請求項１に記載の再生装置。
【請求項６】
上記第１〜第４受光増幅部が同一ＩＣ（Integrated Circuit）に形成されている請求項１に記載の再生装置。
【請求項７】
光記録媒体からの戻り光としての信号光と、コヒーレント光としての参照光とを生成し、それらを重ね合わせて出射する光生成・出射手順と、
上記光生成・出射手順より出射した上記信号光と上記参照光の重ね合わせ光から、それぞれ位相差が０°、９０°、１８０°、２７０°となる信号光と参照光の組をそれぞれ生成する検波光生成手順と、
位相差が０°による上記信号光と参照光の組を第１受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第１受光素子とＡＣ結合された第１Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第１受光信号を得る第１受光増幅手順と、
位相差が１８０°による上記信号光と参照光の組を第２受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第２受光素子とＡＣ結合された第２Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第２受光信号を得る第２受光増幅手順と、
位相差が９０°による上記信号光と参照光の組を第３受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第３受光素子とＡＣ結合された第３Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第３受光信号を得る第３受光増幅手順と、
位相差が２７０°による上記信号光と参照光の組を第４受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第４受光素子とＡＣ結合された第４Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第４受光信号を得る第４受光増幅手順と、
上記第１受光信号と上記第２受光信号の差分を計算することで、
「ｆＲｃｏｓ（φ−θ）」
（但し、Ｒは上記光記録媒体の記録面に形成されるミラー面（ランド部分）の反射成分、ｆは上記ピットの有／無に応じた変調成分、φは上記ピットの深さに相当する位相差、θは上記信号光と上記参照光の光路長差である）
により表される第１差分信号を生成する第１差分信号生成手順と、
上記第３受光信号と上記第４受光信号の差分を計算することで、
「ｆＲｓｉｎ（φ−θ）」
により表される第２差分信号を生成する第２差分信号生成手順と、
上記第１差分信号と上記第２差分信号とに基づき、ｓｉｎ（φ−θ）及びｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ算出するｓｉｎ・ｃｏｓ計算手順と、
上記第１差分信号、上記第２差分信号、上記ｓｉｎ（φ−θ）、上記ｃｏｓ（φ−θ）の値を用いた演算により、再生信号を生成する再生信号生成手順と
を有する再生方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本技術は、いわゆるホモダイン検波による信号再生を行う再生装置とその方法とに関する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００２】
【特許文献１】特開２００８−２６９６８０号公報
【特許文献２】特開２００８−６５９６１号公報
【背景技術】
【０００３】
光の照射により信号の記録／再生が行われる光記録媒体として、例えばＣＤ（Compact Disc）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、ＢＤ（Blu-ray Disc：登録商標）などのいわゆる光ディスク記録媒体（単に光ディスクとも称する）が普及している。
【０００４】
このような光ディスクに関し、検出信号（再生信号）のＳＮＲ（信号対雑音比）の低下を改善するための手法として上記特許文献１や上記特許文献２などに開示されるようなホモダイン方式（ホモダイン検波方式）が提案されている。
周知のようにホモダイン方式は、検出対象とする光（信号光）に対し、参照光としてのコヒーレントな光（ＤＣ光）を干渉させた光を検波することで、信号増幅を図る技術である。
【０００５】
上記特許文献１や特許文献２では、信号光と参照光とを干渉させた光を検波するホモダイン方式として、それぞれその位相差が９０°ずつ異なるようにされた４つの信号光・参照光の組について検波を行うようにされている。具体的には、位相差がそれぞれ０°、９０°、１８０°、２７０°とされた信号光・参照光の組について、それぞれ検波を行うものである。
これらの各検波は、信号光と参照光とを干渉させた光についての光強度をそれぞれ検出することで行われる。
【０００６】
上記特許文献１，２に記載の発明では、これら位相差０°、９０°、１８０°、２７０°となる信号光と参照光の各組を受光して、いわゆる位相ダイバーシティ方式により再生信号を得るようにされる。
具体的には、位相差０°の組についての受光信号ＩPD1、位相差１８０°の組についての受光信号ＩPD2、位相差９０°の組についての受光信号ＩPD3、位相差２７０°の組についての受光信号ＩPD4をそれぞれ得た上で、これらを用いて以下のような演算により再生信号を得るものである。
【０００７】
図１４は、特許文献１，２に記載される従来の位相ダイバーシティ方式についての説明図である。
先ず、従来の位相ダイバーシティ方式では、図中の減算部１００、減算部１０１のそれぞれにより、受光信号ＩPD1と受光信号ＩPD2、及び受光信号ＩPD3と受光信号ＩPD4のそれぞれについて、その差分を計算するようにされる。いわゆる差動検出と呼ばれるものである。
ここで、減算部１００により得られる「ＩPD1−ＩPD2」による差分信号は差分信号Ｓｉｇ１、減算部１０１により得られる「ＩPD3−ＩPD4」による差分信号は差分信号Ｓｉｇ２と表記する。
そして、位相ダイバーシティ方式では、これら差分信号Ｓｉｇ１と差分信号Ｓｉｇ２を得た上で、二乗加算部１０２によりこれらの二乗加算を行う（Ｓｉｇ１2＋Ｓｉｇ２2）。その上で、この二乗加算結果について、平方根演算部１０３によりその平方根を計算する。当該平方根演算部１０３により得られる平方根計算結果が、再生信号Ｓとして出力される。
【０００８】
ここで、ｓｉｇを信号光、ｒｅｆを参照光、Ｅを電界強度とすると、受光信号ＩPD1、ＩPD2、ＩPD3、ＩPD4は以下の［式１］〜［式４］と表すことができる。
但し各式において、（φsig−φref）は信号光と参照光の位相差を意味するものである。この信号光と参照光の位相差は、主にディスクの面ブレに応じて、信号光と参照光とに光路長差が生じることに起因して発生するものである。
【数１】
2013054801.tif 000003
【数２】
2013054801.tif 000004
【数３】
2013054801.tif 000005
【数４】
2013054801.tif 000006
また、これら［式１］〜［式４］より、上述した差分信号Ｓｉｇ１、差分信号Ｓｉｇ２は下記の［式５］［式６］のように表すことができる。
【数５】
2013054801.tif 000007
【数６】
2013054801.tif 000008
さらに、再生信号Ｓは、下記［式７］に示すものとなる。
【数７】
2013054801.tif 000009
【０００９】
上記［式７］より、従来の位相ダイバーシティ方式によれば、参照光の光強度に応じて増幅された信号光の成分を、再生信号Ｓとして得ることができる。このように信号光が増幅されることで、再生信号ＳのＳＮＲの改善が図られるものである。
【００１０】
なお、［式７］を参照すると、最終的に得られる再生信号Ｓが、信号光と参照光の位相差の影響を受けないものとなっていることが分かる。この点からも理解されるように、位相ダイバーシティ方式によれば、特許文献１に従来技術として記載されるような、波長の数分の１程度のオーダーによる光路長差調整（いわゆる光路長サーボ）を不要とすることができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、従来の位相ダイバーシティ方式は、受光信号ＩPD1、ＩPD2、ＩPD3、ＩPD4として、検出対象である信号成分（ＡＣ成分）以外のＤＣ成分も含む信号を用いた演算を行う手法であるため、Ｉ／Ｖ変換時の信号増幅において、有効に信号光の成分を増幅することが困難となるという問題がある。
【００１２】
ここで、図１５に、受光信号ＩPD1、ＩPD2、ＩPD3、ＩPD4の各波形（図１５Ａ）と、差分信号Ｓｉｇ１、Ｓｉｇ２の各波形（図１５Ｂ）とを示す。
なお確認のため述べておくと、これらの図において各信号の振幅が周期的に増減しているのは、光ディスクの面ブレに応じて信号光と参照光の光路長差（位相差）が周期的に増減することに伴うものである。
【００１３】
図１５Ａに示すように、受光信号ＩPD1、ＩPD2、ＩPD3、ＩPD4のそれぞれは、所定の周期（面ブレの周期に相当）で増減を繰り返す略正弦波状の低周波成分（ＤＣ成分）に対して、高周波成分（ＡＣ成分）が重畳したものとなる。
ＤＣ成分は、主にミラー面（ランド部分）の反射成分に起因したものであり、ＡＣ成分は、主にピットの有／無に伴う変調成分（つまり検出対象とすべき信号成分）である。図のように、ＤＣ成分の振幅は、ＡＣ成分の振幅に対して非常に大となる。
【００１４】
また、「ＩPD1−ＩPD2」としての差分信号Ｓｉｇ１、「ＩPD3−ＩPD4」としての差分信号Ｓｉｇ２の波形は、それぞれ図１５Ｂに示すものとなる。図１５Ｂでは、ＤＣ＋ＡＣ成分の振幅をα、ＡＣ成分単体の振幅をβと表している。
【００１５】
図１６は、従来の位相ダイバーシティ方式で得られる差分信号の二乗加算信号（Ｓｉｇ１2＋Ｓｉｇ２2）の波形を示している。
この図１６を参照して分かるように、Ｓｉｇ１2＋Ｓｉｇ２2による二乗加算信号としても、ＤＣ成分を含む（ＤＣオフセットされた）信号が得られることになる。
【００１６】
このように、従来の位相ダイバーシティ方式は、受光信号ＩPD1、ＩPD2、ＩPD3、ＩPD4として、検出対象であるＡＣ成分以外のＤＣ成分も含む信号を用いた演算を行うことを前提とした手法とされている。そして、この点より従来の位相ダイバーシティ方式では、Ｉ／Ｖ変換時の信号増幅としても、ＤＣ成分を含んだ受光信号を対象として行われることになる。
【００１７】
しかしながら、上述のようにＤＣ成分はＡＣ成分に対してその振幅が非常に大であるため、増幅器のダイナミックレンジを考慮すると、真に検出したいＡＣ成分の増幅率を有効に高めることができない。すなわち、増幅器のダイナミックレンジを考慮すると、ＡＣ成分単体について増幅するとした場合と比較して、増幅器の増幅率はより低く抑えなければならいものであり、従ってこの点より、ＤＣ成分を含む状態で信号増幅を行う従来の位相ダイバーシティ方式は、ＡＣ成分の増幅率を有効に高めることができないものである。
ＡＣ成分の増幅率を高めることができなければ、ＳＮＲの悪化を招来する。
【００１８】
本技術は上記のような問題点に鑑みなされたもので、ホモダイン方式による信号再生システムにおいて、光路長サーボを不要とし、かつ、従来の位相ダイバーシティ方式よりも再生信号のＳＮＲの向上が図られるようにすることをその課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
このため本技術では、再生装置として以下のように構成することとした。
すなわち、光記録媒体からの戻り光としての信号光と、コヒーレント光としての参照光とを生成し、それらを重ね合わせて出射する光生成・出射部を備える。
また、上記光生成・出射部より出射された上記信号光と上記参照光の重ね合わせ光から、それぞれ位相差が０°、９０°、１８０°、２７０°となる信号光と参照光の組をそれぞれ生成する検波光学系を備える。
また、位相差が０°による上記信号光と参照光の組を第１受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第１受光素子とＡＣ結合された第１Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第１受光信号を得る第１受光増幅部を備える。
また、位相差が１８０°による上記信号光と参照光の組を第２受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第２受光素子とＡＣ結合された第２Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第２受光信号を得る第２受光増幅部を備える。
また、位相差が９０°による上記信号光と参照光の組を第３受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第３受光素子とＡＣ結合された第３Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第３受光信号を得る第３受光増幅部を備える。
また、位相差が２７０°による上記信号光と参照光の組を第４受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第４受光素子とＡＣ結合された第４Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第４受光信号を得る第４受光増幅部を備える。
また、上記第１受光信号と上記第２受光信号の差分を計算することで、
「ｆＲｃｏｓ（φ−θ）」
（但し、Ｒは上記光記録媒体の記録面に形成されるミラー面（ランド部分）の反射成分、ｆは上記ピットの有／無に応じた変調成分、φは上記ピットの深さに相当する位相差、θは上記信号光と上記参照光の光路長差である）
により表される第１差分信号を生成する第１差分信号生成部を備える。
また、上記第３受光信号と上記第４受光信号の差分を計算することで、
「ｆＲｓｉｎ（φ−θ）」
により表される第２差分信号を生成する第２差分信号生成部を備える。
また、上記第１差分信号と上記第２差分信号とに基づき、ｓｉｎ（φ−θ）及びｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ算出するｓｉｎ・ｃｏｓ計算部を備える。
さらに、上記第１差分信号、上記第２差分信号、上記ｓｉｎ（φ−θ）、上記ｃｏｓ（φ−θ）の値を用いた演算により、再生信号を生成する再生信号生成部を備えるようにした。
【００２０】
上記のように本技術では、受光素子とＩ／Ｖ変換アンプとをＡＣ結合している。すなわち、ＤＣ成分を除去しＡＣ成分のみを抽出した信号について、増幅を行うようにしたものである。
ＡＣ成分のみを有効に増幅できるので、ＤＣ成分を含む状態での信号増幅を行う従来の位相ダイバーシティ方式を採用する場合よりも信号増幅率を高めることができる。つまりその結果、再生信号のＳＮＲ（信号対雑音比）の改善を図ることができる。
但し、ＤＣ成分を除去した信号を用いて、光路長サーボを不要とするため（信号光と参照光の位相差成分の影響を排除するため）の従来の位相ダイバーシティ方式による演算、すなわち、
「Ｉ−Ｊ」＝ａ、「Ｋ−Ｌ」＝ｂ
（ただし、Ｉ＝第１受光信号、Ｊ＝第２受光信号、Ｋ＝第３受光信号、Ｋ＝第４受光信号である）
で表される差動検出を行った後、
「ａ2＋ｂ2」
の平方根を計算する、
という演算をそのまま行ってしまうと、信号再生を正しく行うことができないこととなる。具体的に、ＡＣ結合方式で増幅した第１受光信号〜第４受光信号（Ｉ〜Ｌ）を用いて上記「ａ2＋ｂ2」による演算を行ってしまうと、その計算結果は「ｆ2・Ｒ2」となってしまい、結果、その平方根を計算しても、検出対象とすべきＡＣ成分に相当する「ｆ」の符号を正しく再生することができなくなってしまうものである。
そこで本技術では、第１差分信号（ａ）と第２差分信号（ｂ）とに基づき、ｓｉｎ（φ−θ）、ｃｏｓ（φ−θ）の成分を取り出し、これらと第１差分信号、第２差分信号を用いた演算により、ｆの符号を正しく再現した再生信号を得るようにした。これにより、ＡＣ結合によってＤＣ成分を除去した信号を用いる場合にも、信号光と参照光の光路長差の影響を受けない信号再生を正しく行うことができる。
【発明の効果】
【００２１】
上記のように本技術によれば、ホモダイン方式による信号再生システムにおいて、光路長サーボを不要とし、かつ、従来の位相ダイバーシティ方式よりも再生信号のＳＮＲの向上が図られるようにできる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】実施の形態で再生対象とする光記録媒体の断面構造を示した図である。
【図２】実施の形態の再生装置が備える主に光学系の構成について説明するための図である。
【図３】ホモダイン検波光学系の構成例を示した図である。
【図４】無偏光回折素子とウォラストンプリズムの分光方向について説明するための図である。
【図５】実施の形態の再生装置の信号生成系及びサーボ制御系の構成について説明するための図である。
【図６】実施の形態の再生装置が備える受光増幅部の構成を示した図である。
【図７】差動検出の実現のために採り得る従来構成についての説明図である。
【図８】各受光素子の同一基板への形成例を示した図である。
【図９】実施の形態の再生信号生成手法について説明するためのフローチャートである。
【図１０】実施の形態の再生信号生成手法を実現するための再生信号生成部の構成について説明するための図である。
【図１１】ＤＣ成分を含む差分信号（Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ２）、ＤＣ成分を除去した差分信号（ａ，ｂ）、２ａｂ（ＬＰＦ前）、ａ2＋ｂ2（ＬＰＦ前）の各信号の波形を示した図である。
【図１２】２ａｂ、ａ2−ｂ2の各信号のＬＰＦ後の波形、及びｃｏｓ（φ−θ）、ｓｉｎ（φ−θ）の各信号の波形を示した図である。
【図１３】ａ・ｃｏｓ（φ−θ）、ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）、ａ・ｃｏｓ（φ−θ）＋ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）の各信号の波形を示した図である。
【図１４】従来の位相ダイバーシティ方式についての説明図である。
【図１５】受光信号（ＩPD1〜ＩPD4）の各波形と差分信号（Ｓｉｇ１、Ｓｉｇ２）の各波形とを示した図である。
【図１６】従来の位相ダイバーシティ方式で得られる差分信号の二乗加算信号（Ｓｉｇ１2＋Ｓｉｇ２2）の波形を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、発明を実施するための形態（以下実施の形態とする）について説明していく。
なお、説明は以下の順序で行うものとする。
＜１．再生対象とする光記録媒体＞
＜２．再生装置の構成概要＞
＜３．受光増幅部の構成＞
＜４．ＡＣ結合方式の採用による問題点＞
＜５．実施の形態の再生信号生成手法＞
＜６．再生信号生成部の構成＞
＜７．変形例＞
【００２４】
＜１．再生対象とする光記録媒体＞
図１は、実施の形態において再生対象とする光記録媒体１の断面構造を示した図である。
光記録媒体１は、ディスク状の光記録媒体とされ、回転駆動される光記録媒体１に対するレーザ光照射が行われて記録信号の再生が行われる。なお、光記録媒体とは、光の照射により情報の再生が行われる記録媒体を総称したものである。
本例の場合、光記録媒体１は、ピット（エンボスピット）の形成により情報が記録されたいわゆるＲＯＭ型（再生専用型）の光記録媒体とされる。
【００２５】
図１に示されるように光記録媒体１には、上層側から順にカバー層２、記録層（反射膜）３、基板４が形成されている。
ここで、本明細書において「上層側」とは、後述する実施の形態としての再生装置側からのレーザ光が入射する面を上面としたときの上層側を指す。つまりこの場合、光記録媒体１に対しては、カバー層２側からレーザ光が入射することになる。
【００２６】
光記録媒体１において、基板４は、例えばポリカーボネートなどの樹脂で構成され、図示するようにその上面側にはピットの形成に伴う凹凸の断面形状が与えられている。
このようにピットが形成された基板４は、例えばスタンパを用いた射出成形などにより生成される。
そして、上記凹凸形状が与えられた基板４の上面側に対して、例えば金属などによる反射膜が成膜され、これにより記録層３が形成される。
【００２７】
記録層３の上層側に形成されるカバー層２は、例えば紫外線硬化樹脂をスピンコート法等により塗布した後、紫外線照射による硬化処理を施すことで形成されたものとなる。
カバー層２は、記録層３の保護のために設けられている。
【００２８】
＜２．再生装置の構成概要＞
図２は、上記により説明した光記録媒体１についてホモダイン方式による信号再生を行う実施の形態としての再生装置が備える主に光学ピックアップＯＰの内部構成について説明するための図である。
なお図中において、光記録媒体１とスピンドルモータ（ＳＰＭ）２５とを除いた部分が、光学ピックアップＯＰとなる。
【００２９】
図２において、光記録媒体１は、再生装置に装填されると、図中のスピンドルモータ２５によって回転駆動される。
光学ピックアップＯＰは、このように回転駆動される光記録媒体１についての再生を行うためのレーザ光を照射するように構成されている。
【００３０】
光学ピックアップＯＰ内には、再生のためのレーザ光源となるレーザ（半導体レーザ）１０が設けられている。
該レーザ１０より出射されたレーザ光は、コリメーションレンズ１１を介して平行光となるようにされた後、１／２波長板１２を介して偏光ビームスプリッタ１３に入射する。
【００３１】
このとき、偏光ビームスプリッタ１３は、例えばＰ偏光を透過しＳ偏光を反射するように構成されているとする。その上で、１／２波長板１２の取り付け角度（レーザ光の入射面内において光軸を中心した回転角度）は、偏光ビームスプリッタ１３を透過して出力される光（Ｐ偏光成分）と反射して出力される光（Ｓ偏光成分）との比率（すなわち偏光ビームスプリッタ１３による分光比）がほぼ１：１となるように調整されているとする。
【００３２】
偏光ビームスプリッタ１３にて反射されたレーザ光は、１／４波長板１４を介した後、２軸アクチュエータ１６により保持された対物レンズ１５を介して光記録媒体１の記録層３に集光するようにして照射される。
【００３３】
２軸アクチュエータ１６は、対物レンズ１５をフォーカス方向（光記録媒体１に対して接離する方向）及びトラッキング方向（光記録媒体１の半径方向に平行な方向：上記フォーカス方向とは直交関係となる方向）に変位可能に保持する。
この場合の２軸アクチュエータ１６にはフォーカスコイル、トラッキングコイルが備えられており、これらフォーカスコイル、トラッキングコイルにそれぞれ後述するフォーカスドライブ信号ＦＤ、トラッキングドライブ信号ＴＤが供給されることで、対物レンズ１５を上記フォーカス方向、上記トラッキング方向にそれぞれ変位させる。
【００３４】
記録層３に対してレーザ光が照射されることに応じては、該記録層３からの反射光（信号光）が得られる。該反射光は、対物レンズ１５→１／４波長板１４を介した後、前述した偏光ビームスプリッタ１３に入射する。
偏光ビームスプリッタ１３に入射した上記反射光（復路光）は、１／４波長板１４による作用と記録層３における反射時の作用とにより、その偏光方向が、レーザ１０側から入射し該偏光ビームスプリッタ１３にて反射された光（往路光とする）の偏光方向に対して９０°異なったものとなっている。すなわち、上記反射光はＰ偏光で偏光ビームスプリッタ１３に入射する。
このため、復路光としての上記反射光は偏光ビームスプリッタ１３を透過する。
なお、以下、このように偏光ビームスプリッタ１３を透過することになる光記録媒体１の記録信号を反映した反射光のことを、信号光と称する。
【００３５】
また、図２において、レーザ１０より出射され偏光ビームスプリッタ１３を透過したレーザ光（Ｐ偏光）は、ホモダイン方式における参照光として機能する。
偏光ビームスプリッタ１３を透過した参照光は、図中の１／４波長板１７を介した後、ミラー１８にて反射されて、再び１／４波長板１７を通過する。その上で、図のように偏光ビームスプリッタ１３に入射する。
【００３６】
ここで、このように偏光ビームスプリッタ１３に入射する参照光（復路光）は、１／４波長板１７による作用とミラー１８での反射時の作用とにより、その偏光方向が往路光としての参照光とは９０°異なるものとされる（つまりＳ偏光となる）。従って、上記復路光としての参照光は、偏光ビームスプリッタ１３にて反射されることになる。
【００３７】
図中では、このように偏光ビームスプリッタ１３にて反射された参照光を破線矢印により示している。
また図中では、前述のように偏光ビームスプリッタ１３を透過した信号光については実線矢印により示している。
【００３８】
図のように、偏光ビームスプリッタ１３によっては、これら信号光と参照光とが重ね合わされた状態で同方向に出射される。具体的にこの場合、信号光と参照光とはそれらの光軸が一致するように重ね合わされた状態で同方向に出射される。
ここで、参照光は、いわゆるコヒーレント光である。
【００３９】
偏光ビームスプリッタ１３から出力された信号光と参照光の重ね合わせ光は、偏光ビームスプリッタ１９に入射する。
偏光ビームスプリッタ１９は、Ｐ偏光の一部を透過させ、Ｓ偏光をほぼ１００％反射するように構成されている。これにより当該偏光ビームスプリッタ１９では、信号光の一部が透過、一部が反射し、参照光はほぼ１００％反射されることになる。
【００４０】
ここで、偏光ビームスプリッタ１９を透過した信号光は、集光レンズ２１を介して位置制御用受光部２２の受光面上に集光する。
位置制御用受光部２２は、対物レンズ１５のフォーカスサーボ、トラッキングサーボを行うためのフォーカスエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥを生成するための受光部として機能する。ここで、フォーカスエラー信号ＦＥやトラッキングエラー信号ＴＥについては、光記録媒体１に記録された情報信号についての再生信号（ＲＦ信号）と比較してその周波数帯域が非常に低いため、検出光量が小であってもＳＮＲ（信号対ノイズ比）の悪化が抑制される。このため本例では、上記の光学系の構成により、エラー信号の検出用に光記録媒体１からの反射光を導き、これを独立に検出するものとしている。
なお、図示されているように、位置制御用受光部２２にて得られた受光信号については、受光信号Ｄ_psと表記する。
【００４１】
また、偏光ビームスプリッタ１９を反射した信号光と参照光は、ホモダイン検波光学系２０に入射する。
ホモダイン検波光学系２０は、偏光ビームスプリッタ１９から入射する信号光と参照光の重ね合わせ光に基づき、それぞれその位相差が異なるものとされる４組の信号光と参照光の組を生成し、それらの組をそれぞれ異なる位置に集光して、信号光・参照光の各組をそれぞれ対応する検出器（受光素子）上で光干渉させるように構成されている。
具体的に、本例の場合は、図中に光線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４と示す４組の信号光と参照光の組を生成・集光するように構成されている。
ここで、光線Ｌ１は、位相差が０°（つまり同位相）の信号光と参照光の組、光線Ｌ２は位相差が１８０°の信号光と参照光の組、光線Ｌ３は位相差が９０°の信号光と参照光の組、光線Ｌ４は位相差が２７０°の信号光と参照光の組をそれぞれ表す。
図示するように光線Ｌ１（位相差＝０°）としての信号光と参照光の組は第１光検出部ＰＤ１に導かれ、光線Ｌ２（位相差＝１８０°）としての信号光と参照光の組は第２光検出部ＰＤ２に導かれる。また、光線Ｌ３（位相差＝９０°）としての信号光と参照光の組は第３光検出部ＰＤ３に導かれ、光線Ｌ４（位相差＝２７０°）としての信号光と参照光の組は第４光検出部ＰＤ４に導かれる。
【００４２】
ここで、第１光検出部ＰＤ１により得られる受光信号については受光信号Ｄ_hm1と表記する。以下同様に、第２光検出部ＰＤ２により得られる受光信号については受光信号Ｄ_hm2、第３光検出部ＰＤ３により得られる受光信号については受光信号Ｄ_hm3、第４光検出部ＰＤ４により得られる受光信号については受光信号Ｄ_hm4とそれぞれ表記する。
【００４３】
図３に、位相差が０°、９０°、１８０°、２７０°となる４つの信号光と参照光の組を生成・集光するためのホモダイン検波光学系２０の構成例を示す。
なお、この図３ではホモダイン検波光学系２０の構成と共に、図２に示される第１光検出部ＰＤ１〜第４光検出部ＰＤ４も併せて示している。
この図３に示すホモダイン検波光学系２０は、先に挙げた特許文献１に開示されるホモダイン検波光学系（偏光位相変換分離素子１１４及び集光レンズ１１５：特許文献１の図１,２を参照）とほぼ同等の構成となる。
【００４４】
図３に示されるように、ホモダイン検波光学系２０は、１／２波長板３０、無偏光回折格子３１、角度選択性位相差板３２、ウォラストンプリズム３３、及び集光レンズ３４を有して構成される。
先の図２による説明からも理解されるように、ホモダイン検波光学系２０には、偏光ビームスプリッタ１９から出射された信号光と参照光の重ね合わせ光が入射することになる。そして、このようにホモダイン検波光学系２０に入射する信号光と参照光は、平行光の状態とされ、且つ、互いの偏光方向が直交した関係にある（本例の場合、信号光はＰ偏光、参照光はＳ偏光となる）。
【００４５】
１／２波長板３０には、上記のように互いの偏光方向が直交した関係となる信号光・参照光が入射する。１／２波長板３０は、その取り付け角度（レーザ光の入射面内において光軸を中心とした回転角度）が調整されることで、信号光と参照光の偏光方向を図のように４５度回転させる。
【００４６】
無偏光回折素子３１は、１／２波長板３０を介した平行光の状態の信号光と参照光の重ね合わせ光を分光して、２つの異なる進行方向の光線を出力する。本例の場合、一方は、直進する０次光、他方は所定の回折角で回折された１次光である。
【００４７】
無偏光回折素子３１で分光された上記２つの光線は、角度選択性位相差板３２に入射する。
角度選択性位相差板３２は、例えば水晶などの複屈折性をもった一軸の異方性結晶で構成され、その結晶の光学軸の方向が上記０次光の光軸に対して所定角度だけ傾いた方向に設定される。これにより、直進する上記０次光については、信号光と参照光とに９０°の位相差が与えられるものとなり、一方、上記１次光については、信号光と参照光に位相差は与えられない（位相差は変化しない）ものとなる。
【００４８】
角度選択性位相差板３２を介した上記０次光及び上記１次光は、ウォラストンプリズム３３に入射する。
ウォラストンプリズム３３は、上記０次光（位相差＝９０°）、上記１次光（位相差＝０°）をそれぞれ分光して、計４つの光線を生成する。すなわち、上記１次光を基に、位相差＝０°の信号光と参照光の組による光線（Ｌ１）と、位相差＝１８０°の信号光と参照光の組による光線（Ｌ２）を生成する。また、上記０次光を基に、位相差＝９０°の信号光と参照光の組による光線（Ｌ３）と、位相差＝２７０°の信号光と参照光の組による光線（Ｌ４）とを生成する。
【００４９】
なお、上記の構成により、ウォラストンプリズム３３から位相差０°、９０°、１８０°、２７０°による各光線が得られる原理は、下記の参考文献１で説明される原理（［００１５］の記載及び図３を参照）と同様である。
・参考文献１・・・特開２００９−１５９４４号公報
【００５０】
ここで、ウォラストンプリズム３３による分光方向は、無偏光回折素子３１による分光方向とは直交する関係となる。
図４は、この点について説明するための図であり、図４Ａは無偏光回折素子３１による分光方向に平行な面を切断面とした場合のホモダイン検波光学系２０の断面図を、図４Ｂは無偏光回折素子３１による分光方向に平行な面に対して直交する面を切断面とした場合のホモダイン検波光学系２０の断面図をそれぞれ示している。
【００５１】
説明を図３に戻す。
ウォラストンプリズム３３にて得られる上記４つの各光線は、集光レンズ３４を介することで、第１光検出部ＰＤ１〜第４光検出部ＰＤ４のうちそれぞれ対応する１つに形成されている受光素子（後述するフォトダイオード）上に集光する。
【００５２】
なお、ホモダイン検波光学系の構成は、上記により説明したホモダイン検波光学系２０の構成に限定されるべきものではない。
例えば上記説明では、無偏光回折素子３１による０次光を利用する光学系としたが、無偏光回折素子として、０次光を消光するように構成されたものを用い、±１次光を用いて光線Ｌ１〜光線Ｌ４を生成するように光学系を設計することもできる。
また、上記説明では、角度選択性位相差板として光軸に対して傾いた結晶光学軸を有するものを用いたが、光軸に平行な方向の結晶光学軸を有する角度選択性位相差板により位相差を付与するように構成することもできる。
【００５３】
図５は、実施の形態の再生装置が備える信号生成系及びサーボ制御系の構成についての説明図である。
本実施の形態の再生装置には、位置制御用受光部２２による受光信号Ｄ_psに基づき２軸アクチュエータ１６（対物レンズ１５）についてのサーボ制御を行うための構成として、エラー信号生成回路３５、及びサーボ回路３６が設けられる。
また当該再生装置には、第１光検出部ＰＤ１による受光信号Ｄ_hm1、第２光検出部ＰＤ２による受光信号Ｄ_hm2、第３光検出部ＰＤ３による受光信号Ｄ_hm3、第４光検出部ＰＤ２による受光信号Ｄ_hm4に基づき、光記録媒体１に記録された信号を再生した信号としての、ＲＦ信号を生成する再生信号生成部３７が設けられる。
なお、再生信号生成部３７の内部構成については後に改めて説明する。
【００５４】
エラー信号生成回路３５は、位置検出用受光部２２からの受光信号Ｄ_psに基づき、フォーカスエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥを生成する。
また、サーボ回路３６は、エラー信号生成回路３５にて生成されたフォーカスエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥに基づき、フォーカスサーボ信号、トラッキングサーボ信号をそれぞれ生成する。そして、これらフォーカスサーボ信号、トラッキングエラー信号から生成したフォーカスドライブ信号ＦＤ、トラッキングドライブ信号ＴＤにより、光学ピックアップＯＰ内の２軸アクチュエータ１６のフォーカスコイル、トラッキングコイルをそれぞれ駆動する。
これにより、対物レンズ１５についてのフォーカスサーボループ、トラッキングサーボループが形成され、フォーカスサーボ制御、トラッキングサーボ制御が実現される。
【００５５】
＜３．受光増幅部の構成＞
ここで、前述もしたように、従来の位相ダイバーシティ方式は、位相差が０°、１８０°、９０°、２７０°の信号光と参照光の各組についての受光信号ＩPD1、ＩPD2、ＩPD3、ＩPD4として、検出対象であるＡＣ成分以外のＤＣ成分も含む信号を用いた演算を行うことを前提とした手法とされている。そしてこの点より、従来の位相ダイバーシティ方式では、Ｉ／Ｖ変換時の信号増幅としても、ＤＣ成分を含んだ受光信号を対象として行われることになる。
【００５６】
しかしながら、ホモダイン検波で得られるＤＣ成分はＡＣ成分に対してその振幅が非常に大であるため（先の図１５を参照）、増幅器のダイナミックレンジを考慮すると、真に検出したいＡＣ成分の増幅率を有効に高めることができない。すなわち、増幅器のダイナミックレンジを考慮すると、ＡＣ成分単体について増幅するとした場合と比較して、増幅器の増幅率はより低く抑えなければならいものであり、従ってこの点より、ＤＣ成分を含む状態で信号増幅を行う従来の位相ダイバーシティ方式は、ＡＣ成分の増幅率を有効に高めることができないこととなる。
【００５７】
そこで本実施の形態では、ＡＣ成分の増幅率を高めて従来よりもＳＮＲ（信号対雑音比）の向上が図られるようにすべく、各光検出部ＰＤを以下のように構成することとした。
図６は、各光検出部ＰＤ（受光増幅部）の構成を示している。
この図６を参照して分かるように、本実施の形態では、受光素子としてのフォトダイオード（４０〜４３）とＩ／Ｖ変換アンプ（ＩＶ-1〜ＩＶ-4）とをそれぞれＡＣ結合するものとしている。
【００５８】
具体的に、第１光検出部ＰＤ１について見ると、フォトダイオード４０と抵抗Ｒ２との直列接続回路が形成され、当該直列接続回路にバイアス電圧が印加されている。そして、フォトダイオード４０と抵抗Ｒ２との接続点からの出力電流が、カップリングコンデンサＣｃを介してＩ／Ｖ変換アンプＩＶ-1に供給される。図のようにＩ／Ｖ変換アンプＩＶ-1は、オペアンプａｍｐと帰還抵抗Ｒ１とを有して構成される。
なお、他の光検出部ＰＤ２、ＰＤ３、ＰＤ４の構成については、フォトダイオードの符号がそれぞれ４１、４２、４３となり、またＩ／Ｖ変換アンプの符号がそれぞれＩＶ-2、ＩＶ-3、ＩＶ-4と置き換わるのみで、その構成自体は第１光検出部ＰＤ１と同様となるため重複説明は避ける。
【００５９】
図のように第１光検出部ＰＤ１におけるＩ／Ｖ変換アンプＩＶ-1による増幅後の信号が、先に説明した受光信号Ｄ_hm1となる。同様に、第２光検出部ＰＤ２におけるＩ／Ｖ変換アンプＩＶ-2、第３光検出部ＰＤ３におけるＩ／Ｖ変換アンプＩＶ-3、第４光検出部ＰＤ４におけるＩ／Ｖ変換アンプＩＶ-4による増幅後の信号が、それぞれ受光信号Ｄ_hm2、Ｄ_hm3、Ｄ_hm4となる。
【００６０】
上記のように本実施の形態では、受光素子とＩ／Ｖ変換アンプとをそれぞれＡＣ結合するものとしている。すなわち、ＤＣ成分を除去しＡＣ成分のみを抽出した信号について、それぞれ増幅を行うようにしたものである。
ＡＣ成分のみを有効に増幅できるので、ＤＣ成分を含む状態での信号増幅を行う従来の位相ダイバーシティ方式を採用する場合よりも、Ｉ／Ｖ変換アンプにおける信号増幅率を高めることができる。つまりその結果、再生信号（ＲＦ信号）のＳＮＲの改善を図ることができる。
【００６１】
ここで、以下の説明において、上記のようなＡＣ結合の構成を採ることでＤＣ成分が除去された（ＡＣ成分が抽出された）ものとして得られる受光信号Ｄ_hm1、Ｄ_hm2、Ｄ_hm3、Ｄ_hm4のことを、それぞれ信号Ｉ、信号Ｊ、信号Ｋ、信号Ｌとも表記する。
【００６２】
ところで、図６に示す本実施の形態の光検出部ＰＤの構成を採用することによっては、ＡＣ結合による高増幅率化に伴うＳＮＲの向上と共に、以下のような効果も得ることができる。
【００６３】
図７は、差動検出の実現のために採り得る従来構成についての説明図である。
図７Ａは、差動検出を実現するための回路構成を示し、図７Ｂはフォトダイオードの接続形態を表す構造図（断面図）を示している。
先ず前提として、前述のように位相ダイバーシティ方式では、位相差０°の信号光と参照光についての受光信号と位相差１８０°の信号光と参照光についての受光信号の組、及び位相差９０°の信号光と参照光についての受光信号と位相差２７０°の信号光と参照光についての受光信号の組のそれぞれについて、その差分を計算するようにされる（いわゆる差動検出：前述のＩPD1−ＩPD2＝Ｓｉｇ１、ＩPD3−ＩPD4＝Ｓｉｇ２に相当）。
従来、このような差動検出は、受光系の構成を図７Ａに示すような構成とすることで実現するようにされたものがある。
【００６４】
具体的に、図７Ａに示すように、フォトダイオード１１１のアノードとフォトダイオード１１２のカソードとを接続した直列接続回路を形成する。当該直列接続回路には、フォトダイオード１１１及びフォトダイオード１１２を電流モードで動作させるための逆方向バイアス電圧を印加する。
そして、フォトダイオード１１１のアノードとフォトダイオード１１２のカソードとの接続点から出力される電流を、オペアンプａｍｐと帰還抵抗Ｒ１とで構成されるＩ／Ｖ変換アンプ１１３に入力する。
【００６５】
ここで、上記のような構成によると、フォトダイオード１１１を流れる電流Ｉ1とフォトダイオード１１２を流れる電流Ｉ2は逆相の関係となる。従って、これらフォトダイオード１１１とフォトダイオード１１２との接続点からＩ／Ｖ変換アンプ１１３に流れる電流成分は、図のように「Ｉ1−Ｉ2」と表すことができる。
この点からも理解されるように、図７Ａに示す構成によれば、その出力として、フォトダイオード１１１による受光信号とフォトダイオード１１２による受光信号との差動検出が実現されるものである。
このような構成により、差動検出を行うための減算部（後述するアナログ減算回路５０,５１）は省略することができる。
【００６６】
しかしながら、図７Ａに示すような構成を採った場合は、図７Ｂに示されるように、フォトダイオード１１１のアノード電極Ｔａとフォトダイオード１１２のカソード電極Ｔｋとの間を配線により接続しなければならない。このため、これらフォトダイオード１１１,１１２は分離して形成しなければならず、従って同一基板上に形成することができない。結果、図７Ａに示したようなフォトダイオードの直列接続回路は、その作製が非常に困難なものとなる。
また、Ｉ／Ｖ変換アンプ１１３を含むＩＣ（Integrated Circuit）化も非常に困難となるという問題もある。
【００６７】
これに対し、先の図６に示した本実施の形態の受光増幅部の構成によれば、各フォトダイオードに関して、アノードとカソードを接続する必要性はないため、各フォトダイオードを同一基板上に容易に形成することができる。
さらには、Ｉ／Ｖ変換アンプを含むＩＣ化も容易となる。
【００６８】
図８は、４つのフォトダイオード４０〜４３の同一の基板４４への形成例を示した図である。
この図８に示されるように、本実施の形態では、フォトダイオード４０〜４３を同一の基板（半導体基板）４４に形成することができる。これは、本実施の形態においては、各光検出部ＰＤ間でフォトダイオード同士の配線による接続を要しないためである。
なお、本実施の形態の場合、４つのフォトダイオード４０〜４３の縦方向及び横方向の配置間隔は共に距離Ｄｓで同じとされる。具体的に本例の場合、Ｄｓ＝０．５mm程度に設定されているとする。
【００６９】
ここで、図示による説明は省略したが、本実施の形態において、図６に示した光検出部ＰＤ１〜ＰＤ４は、同一ＩＣ上に形成されている（つまり１チップ上に形成されている）とする。
【００７０】
＜４．ＡＣ結合方式の採用による問題点＞
上記のようにＡＣ結合方式を採用した本実施の形態によれば、Ｉ／Ｖ変換アンプにおける増幅率を従来より高めることができ、再生信号のＳＮＲの改善を図ることができる。
しかしながら、ＤＣ成分を除去した信号を用いて、従来の位相ダイバーシティ方式による演算をそのまま行ってしまうと、信号再生を正しく行うことができないことが判明した。
以下、この点について説明する。
【００７１】
先ずは、従来の位相ダイバーシティ方式（含ＤＣ成分）を数式により表す。
ここで、以下の数式で用いる各記号の定義を示しておく。
Ｒ：参照光成分
Ａ：光記録媒体の記録面に形成されるミラー面（ランド部分）の反射成分
ｆ：ピットの有／無に応じた変調成分
ｔ：サンプリング時間
φ：ピットの深さに相当する位相差
θ：信号光と参照光の光路長差（主に光記録媒体１の面ブレに起因して生じる）
なお確認のために述べておくと、下記の［式８］〜［式１４］では、従来の位相ダイバーシティ方式についての数式を、ＡＣ成分（主にｆの成分）とＤＣ成分とを区別したかたちで表現しているものであり、この点で、先の［式１］〜［式７］と表記が異なるものとなっている。
【００７２】
先ず、従来の位相ダイバーシティ方式における各受光信号ＩPD1、ＩPD2、ＩPD3、ＩPD4は、以下の［式８］〜［式１１］と表すことができる。
【数８】
2013054801.tif 000010
【数９】
2013054801.tif 000011
【数１０】
2013054801.tif 000012
【数１１】
2013054801.tif 000013
また、これら［式８］〜［式１１］より、差分信号Ｓｉｇ１、差分信号Ｓｉｇ２は下記の［式１２］［式１３］のように表すことができる。
【数１２】
2013054801.tif 000014
【数１３】
2013054801.tif 000015
さらに、これら差分信号Ｓｉｇ１、差分信号Ｓｉｇ２を二乗加算した「Ｓｉｇ１2＋Ｓｉｇ２2」については、［式１４］のように表すことができる。
【数１４】
2013054801.tif 000016
【００７３】
ここで、上記の［式８］〜［式１４］を踏まえた上で、先の図６の構成によりＤＣ成分が除去されたものとして得られる受光信号Ｉ、Ｊ、Ｋ、Ｌを用い、上記と同様の差分信号の演算（つまりこの場合はＩ−Ｊ＝ａ、Ｋ−Ｌ＝ｂ）を行った場合、その結果は、次の［式１５］［式１６］にそれぞれ示すものとなる。
【数１５】
2013054801.tif 000017
【数１６】
2013054801.tif 000018
つまり、差分信号ａについては、従来の差分信号Ｓｉｇ１を表す［式１２］からＤＣ成分に相当する「ＡＲｃｏｓθ」が除去されたものとなり、また差分信号ｂについては、従来の差分信号Ｓｉｇ２を表す［式１３］からＤＣ成分に相当する「ＡＲｓｉｎθ」が除去されたものと表すことができる。
【００７４】
これら［式１５］［式１６］に表される差分信号ａ、差分信号ｂを用いて、従来の位相ダイバーシティ方式と同様にこれらの二乗加算を計算すると、その結果は、次の［式１７］に示すものとなる。
【数１７】
2013054801.tif 000019
【００７５】
ここで、ピットによる変調成分としての「ｆ」の値は、その符号として正又は負をとり得るものである。換言すれば、当該「ｆ」の符号を再生できなければ、正しい再生信号値を得ることができないものである。
【００７６】
この点を考慮すると、上記［式１７］のような二乗加算結果（＝ｆ2Ｒ2）が得られることによると、当該二乗加算結果について従来の位相ダイバーシティ方式と同様にその平方根を計算したとしても、「ｆ」の符号を正しく再生することができないことが分かる。つまりこの点で、ＡＣ結合によりＤＣ成分を除去する構成を採った場合は、単純に従来の位相ダイバーシティ方式による演算をそのまま行ってしまうと、信号再生を正しく行うことができないものである。
【００７７】
＜５．実施の形態の再生信号生成手法＞
そこで本実施の形態では、従来の位相ダイバーシティ方式による演算とは異なる演算を行うことで、ＡＣ結合方式を採用する場合にも、信号光と参照光の光路長差の影響を受けない（つまり光路長サーボを省略可能な）信号再生を行うことができるようにする。
【００７８】
ここで、先の［式１５］［式１６］に示した差分信号ａ、差分信号ｂをそれぞれ参照すると、仮に、「ｃｏｓ（φ−θ）」「ｓｉｎ（φ−θ）」の値を正しく抽出することができれば、
「ａ・ｃｏｓ（φ−θ）＋ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）」
という計算を行うことにより、後の［式２０］に表されるように、これら「ｃｏｓ（φ−θ）」「ｓｉｎ（φ−θ）」の成分を消すことができ、結果、ピットによる変調成分「ｆ」が参照光成分「Ｒ」に応じて増幅された信号を得ることができる。すなわち、「ｆ」の符号が保たれた正しい再生信号値を得ることができる。
【００７９】
この点を踏まえ本実施の形態では、以下のような手法により再生信号の算出を行うものとする。
【００８０】
図９は、本実施の形態の再生信号生成手法について説明するためのフローチャートである。
図９において、先ずステップＳ１０１においては、「２ａｂ」「ａ2−ｂ2」の計算を行う。
すなわち、受光信号Ｉ〜Ｌについて、「Ｉ−Ｊ＝ａ」「Ｋ−Ｌ＝ｂ」を計算した上で、「２ａｂ」「ａ2−ｂ2」による演算を行う。これら「２ａｂ」「ａ2−ｂ2」を数式で表現すると、それぞれ［式１８］［式１９］のようになる。
【数１８】
2013054801.tif 000020
【数１９】
2013054801.tif 000021
【００８１】
「２ａｂ」「ａ2−ｂ2」を計算した後は、ステップＳ１０２において、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）により「２ａｂ」「ａ2−ｂ2」における「ｆ」の成分をそれぞれ除去する。すなわち、高周波成分としての「ｆ」の成分をＬＰＦによりそれぞれ除去するものである。
これにより、「２ａｂ」については
「ｓｉｎ［２（φ−θ）］」
という結果が得られ、また「ａ2−ｂ2」については
「ｃｏｓ［２（φ−θ）］」
という結果が得られる。
【００８２】
以下、「２ａｂ」をローパスフィルタリングして得られる「ｓｉｎ［２（φ−θ）］」のことを「信号ｃ」と表記する。
また、「ａ2−ｂ2」をローパスフィルタリングして得られる「ｃｏｓ［２（φ−θ）］」は「信号ｄ」と表記する。
【００８３】
ここで、上記のように「ｆ」の成分が除去され、それぞれｓｉｎ、ｃｏｓの成分が抽出された信号ｃ＝ｓｉｎ［２（φ−θ）］、信号ｄ＝ｃｏｓ［２（φ−θ）］が得られれば、これらの値を用いて、「φ−θ」の値を算出できる。
【００８４】
具体的に、ステップＳ１０２によるローパスフィルタリングを行った後は、ステップＳ１０３において、
「ｔａｎ-1（ｃ，ｄ）／２」
により「φ−θ」の値を計算する。
確認のため述べておくと、「ｔａｎ-1」は逆三角関数（ａｒｃｔａｎ）を意味するものである。
【００８５】
なお、当該ステップＳ１０３による計算においては、算出される「φ−θ」の値について、「φ−θ＋π」と「φ−θ」とを区別することができないが、一旦「φ−θ」の値を計算した後は連続になるように、サンプリング時間ごとに逐次計算を行ってゆく。
【００８６】
ステップＳ１０３において「φ−θ」を計算した後は、ステップＳ１０４において、「ｓｉｎ（φ−θ）」「ｃｏｓ（φ−θ）」をそれぞれ計算する。
【００８７】
ステップＳ１０４において「ｓｉｎ（φ−θ）」「ｃｏｓ（φ−θ）」の値をそれぞれ計算した後は、ステップＳ１０５において、差分信号ａ及び差分信号ｂと「ｓｉｎ（φ−θ）」「ｃｏｓ（φ−θ）」の値とを用いて、
「ａ・ｃｏｓ（φ−θ）＋ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）」
を計算する。すなわち、当該計算によりＲＦ信号値を得るものである。
【００８８】
ここで、ステップＳ１０５による計算結果を数式で表すと、次の［式２０］に示すものとなる。
【数２０】
2013054801.tif 000022
前述もしたように、当該［式２０］に示される演算を行うことで、差分信号ａ、差分信号ｂにそれぞれ含まれていた「ｃｏｓ（φ−θ）」「ｓｉｎ（φ−θ）」の成分を消すことができ、結果、ピットによる変調成分「ｆ」が参照光成分「Ｒ」に応じて増幅された信号を得ることができる。つまりこの結果、「ｆ」の符号が保たれた正しい再生信号値を得ることができるものである。
【００８９】
なお確認のため述べておくと、図９にて説明した各演算は、サンプリング時間（ｔ）ごとに逐次行われるものである。この点を考慮すると、上記［式２０］については、
「ｆ(ｔ)Ｒ＝ａ・ｃｏｓ（φ−θ）＋ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）」
と表記することもできる。
【００９０】
上記のように本実施の形態の再生信号生成手法によれば、ＡＣ結合方式を採用する場合にも、信号光と参照光の光路長差（θ）の影響を受けない（つまり光路長サーボを省略可能な）信号再生を実現することができる。
すなわち、ホモダイン方式による信号再生システムとして、ＡＣ結合方式の採用により従来の位相ダイバーシティ方式よりも再生信号のＳＮＲの向上を図りつつ、光路長サーボを不要とした信号再生を実現することができる。
【００９１】
＜６．再生信号生成部の構成＞
図１０は、上記により説明した本実施の形態としての再生信号生成手法を実現するための再生信号生成部３７の構成を示した図である。
この図１０に示されるように、再生信号生成部３７には、アナログ減算回路５０、アナログ減算回路５１、第１演算部５２、第２演算部５３、ＬＰＦ５４、ＬＰＦ５５、第３演算部５６、第４演算部５７、第５演算部５８、乗算部５９、乗算部６０、及び加算部６１が設けられている。
【００９２】
図示するように受光信号Ｉ（Ｄ_hm1）、受光信号Ｊ（Ｄ_hm2）はアナログ減算回路５０に入力され、受光信号Ｋ（Ｄ_hm3）、受光信号Ｌ（Ｄ_hm4）はアナログ減算回路５１に入力される。
アナログ減算回路５０においては「Ｉ−Ｊ」が計算され、これにより差分信号ａが得られる。
またアナログ減算回路５１においては「Ｋ−Ｌ」が計算されて差分信号ｂが得られる。
【００９３】
アナログ減算回路５０にて得られた差分信号ａは、乗算部５９に供給されると共に、第１演算部５２及び第２演算部５３に供給される。
また、アナログ減算回路５１で得られた差分信号ｂは乗算部６０に供給されると共に、第１演算部５２及び第２演算部５３に供給される。
【００９４】
第１演算部５２は、差分信号ａ，ｂに基づき「２ａｂ」を計算する。
また第２演算部５３は、差分信号ａ，ｂに基づき「ａ2−ｂ2」を計算する。
【００９５】
ＬＰＦ５４は、第１演算部５２で得られた「２ａｂ」としての信号についてローパスフィルタリングを行って、「ｆ」の成分を除去する。すなわちこれにより、前述した信号ｃが得られる。
またＬＰＦ５５は、第２演算部５３で得られた「ａ2−ｂ2」としての信号についてローパスフィルタリングを行って「ｆ」の成分を除去し、これにより前述した信号ｄを得る。
【００９６】
第３演算部５６は、信号ｃ及び信号ｄに基づき、「ｔａｎ-1（ｃ，ｄ）／２」を計算し、「φ−θ」の値を得る。
なお先の説明からも理解されるように、第３演算部５６では、「φ−θ」の位相状態（＋πか否か）が正確に表されるべく、一旦「φ−θ」の値を計算した後は連続になるようにサンプリング時間ごとに逐次計算を行ってゆく。
【００９７】
第４演算部５７は、第３演算部５６で計算された「φ−θ」の値を用いて「ｃｏｓ（φ−θ）」の値を計算する。
また第５演算部５８は、第３演算部５６で計算された「φ−θ」の値を用いて「ｓｉｎ（φ−θ）」の値を計算する。
第４演算部５７で計算された「ｃｏｓ（φ−θ）」の値は乗算部５９に供給され、第５演算部５８で計算された「ｓｉｎ（φ−θ）」の値は乗算部６０に供給される。
【００９８】
乗算部５９は、差分信号ａの値に「ｃｏｓ（φ−θ）」の値を乗算する。すなわち、「ａ・ｃｏｓ（φ−θ）」を計算する。
また乗算部６０は、差分信号ｂの値に「ｓｉｎ（φ−θ）」の値を乗算することで「ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）」を計算する。
【００９９】
加算部６１は、乗算部５９の乗算結果と乗算部６０の乗算結果とを加算することで、先の［式２０］として示した「ａ・ｃｏｓ（φ−θ）＋ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）＝ｆＲ」を計算する。
これにより、光記録媒体１においてピットの有無のパターンで記録された信号を再生したＲＦ信号が得られる。
【０１００】
ここで、参考として、以下の図１１〜図１３に再生信号生成部３７内の各部で得られる信号波形の例を示しておく。
図１１において、図１１ＡはＡＣ結合を行わない従来システムで得られる差分信号Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ２の波形を示し、図１１Ｂは本実施の形態の差分信号ａ，ｂの波形を示している。また図１１ＣはＬＰＦ前の「２ａｂ」及び「ａ2−ｂ2」（ａａ−ｂｂ）の波形を示している。
また図１２において、図１２ＡはＬＰＦ後の「２ａｂ」及び「ａ2−ｂ2」（ａａ−ｂｂ）の波形を示し、図１２Ｂは「ｃｏｓ（φ−θ）」及び「ｓｉｎ（φ−θ）」の波形を示している。
また図１３において、図１３Ａは「ａ・ｃｏｓ（φ−θ）」及び「ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）」の波形を示し、図１３Ｂは「ａ・ｃｏｓ（φ−θ）＋ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）」の波形、すなわちＲＦ信号の波形を示している。
【０１０１】
ここで、これら各図（図１１Ａは除く）を参照すると、本実施の形態の場合における各信号は、ＲＦ信号を含めて、ＤＣ成分が除去された信号であることが確認できる。
【０１０２】
＜７．変形例＞
以上、本技術に係る実施の形態について説明したが、本技術としてはこれまでで説明した具体例に限定されるべきものではない。
例えば光学系の構成は、実際の実施形態に応じて適宜最適とされる構成が採られればよく、これまでで説明した構成に限定されるべきものではない。
【０１０３】
また、再生信号の生成（演算）手法についても、上記により説明した手法に限定されるべきものではない。
本技術の再生信号生成手法は、少なくとも、差分信号ａ，ｂに含まれるｃｏｓ、ｓｉｎの成分を取り出し、それらの値を利用して差分信号ａ，ｂに含まれるｃｏｓ、ｓｉｎの成分が除去されるようにすることで、再生信号として、信号光と参照光の光路長差の影響を受けず且つ「ｆ」の符号を正しく再現した信号が得られるようにするものであればよい。
【０１０４】
また、再生対象とする光記録媒体については、ＲＯＭ型の光記録媒体を例示したが、本技術は、光記録媒体一般に広く好適に適用可能なものであり、もちろん、記録可能型の光記録媒体についての信号再生にも好適に適用できる。
【０１０５】
また、本技術は、以下に示す構成とすることもできる。
（１）
光記録媒体からの戻り光としての信号光と、コヒーレント光としての参照光とを生成し、それらを重ね合わせて出射する光生成・出射部と、
上記光生成・出射部より出射された上記信号光と上記参照光の重ね合わせ光から、それぞれ位相差が０°、９０°、１８０°、２７０°となる信号光と参照光の組をそれぞれ生成する検波光学系と、
位相差が０°による上記信号光と参照光の組を第１受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第１受光素子とＡＣ結合された第１Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第１受光信号を得る第１受光増幅部と、
位相差が１８０°による上記信号光と参照光の組を第２受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第２受光素子とＡＣ結合された第２Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第２受光信号を得る第２受光増幅部と、
位相差が９０°による上記信号光と参照光の組を第３受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第３受光素子とＡＣ結合された第３Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第３受光信号を得る第３受光増幅部と、
位相差が２７０°による上記信号光と参照光の組を第４受光素子により受光し、その受光光量に応じた信号を上記第４受光素子とＡＣ結合された第４Ｉ／Ｖ変換アンプにより増幅して第４受光信号を得る第４受光増幅部と、
上記第１受光信号と上記第２受光信号の差分を計算することで、
「ｆＲｃｏｓ（φ−θ）」
（但し、Ｒは上記光記録媒体の記録面に形成されるミラー面（ランド部分）の反射成分、ｆは上記ピットの有／無に応じた変調成分、φは上記ピットの深さに相当する位相差、θは上記信号光と上記参照光の光路長差である）
により表される第１差分信号を生成する第１差分信号生成部と、
上記第３受光信号と上記第４受光信号の差分を計算することで、
「ｆＲｓｉｎ（φ−θ）」
により表される第２差分信号を生成する第２差分信号生成部と、
上記第１差分信号と上記第２差分信号とに基づき、ｓｉｎ（φ−θ）及びｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ算出するｓｉｎ・ｃｏｓ計算部と、
上記第１差分信号、上記第２差分信号、上記ｓｉｎ（φ−θ）、上記ｃｏｓ（φ−θ）の値を用いた演算により、再生信号を生成する再生信号生成部と
を備える再生装置。
（２）
上記第１差分信号をａ、上記第２差分信号をｂとしたとき、
上記ｓｉｎ・ｃｏｓ計算部は、
「２ａｂ」及び「ａ2−ｂ2」を計算し、それらをローパスフィルタリングして得た信号に基づき上記ｓｉｎ（φ−θ）及び上記ｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ算出する
上記（１）に記載の再生装置。
（３）
上記「２ａｂ」及び上記「ａ2−ｂ2」について上記ローパスフィルタリングを行って得た信号をそれぞれｃ、ｄとしたとき、
上記ｓｉｎ・ｃｏｓ計算部は、
「ｔａｎ-1（ｃ，ｄ）／２」による計算を行うことで（φ−θ）を算出し、当該（φ−θ）の値を用いて上記ｓｉｎ（φ−θ）及び上記ｃｏｓ（φ−θ）の値をそれぞれ得る
上記（２）に記載の再生装置。
（４）
上記第１差分信号をａ、上記第２差分信号をｂとしたとき、
上記再生信号生成部は、
「ａ・ｃｏｓ（φ−θ）＋ｂ・ｓｉｎ（φ−θ）」
による演算を行って上記再生信号を生成する
上記（１）〜（３）に記載の再生装置。
（５）
上記第１〜第４受光素子が同一基板上に形成されている上記（１）〜（４）に記載の再生装置。
（６）
上記第１〜第４受光増幅部が同一ＩＣ（Integrated Circuit）に形成されている上記（１）〜（５）に記載の再生装置。
【符号の説明】
【０１０６】
１  光記録媒体、２  カバー層、３  記録層、４  基板、１０  レーザ、１１  コリメーションレンズ、１２，３０  １／２波長板、１３，１９  偏光ビームスプリッタ、１４,１７  １／４波長板、１５  対物レンズ、１６  ２軸アクチュエータ、１８  ミラー、２０  ホモダイン検波光学系、２１，３４  集光レンズ、２２  位置制御用受光部、２５  スピンドルモータ（ＳＰＭ）、ＰＤ１  第１光検出部、ＰＤ２  第２光検出部、ＰＤ３  第３光検出部、ＰＤ４  第４光検出部、ＯＰ  光学ピックアップ、３１  無偏光回折素子、３２  角度選択性位相差板、３３  ウォラストンプリズム、３５  エラー信号生成回路、３６  サーボ回路、３７  再生信号生成部、４０,４１,４２,４３  フォトダイオード、Ｒ１  帰還抵抗、Ｒ２  抵抗、Ｃｃ  カップリングコンデンサ、ａｍｐ  オペアンプ、ＩＶ-1,ＩＶ-2,ＩＶ-3,ＩＶ-4  Ｉ／Ｖ変換アンプ、４４  基板（半導体基板）、５０,５１  アナログ減算回路、５２  第１演算部、５３  第２演算部、５４,５５  ＬＰＦ、５６  第３演算部、５７  第４演算部、５８  第５演算部、５９,６０  乗算部、６１  加算部
【図１】
2013054801.tif 000023
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2013054801.tif 000032
【図１１】
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【図１２】
2013054801.tif 000034
【図１３】
2013054801.tif 000035
【図１４】
2013054801.tif 000036
【図１５】
2013054801.tif 000037
【図１６】
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