(57)【要約】【課題】シャント抵抗の温度特性に依存することなく高精度に電流検出を行うことのできる簡易な構成の電流検出回路を提供する。【解決手段】被測定電流を電圧に変換するシャント抵抗と同じ温度係数を持つ入力抵抗を備えると共に、フィードバック部にコンデンサを備えた演算増幅器により構成された積分回路と、第１および第２の閾値と前記積分回路の出力電圧とを比較してその出力信号を［Ｈ］または［Ｌ］に反転するヒステリシス特性を有する比較器と、前記比較器の出力信号が［Ｈ］のときに前記入力抵抗を介して前記シャント抵抗に生じた電圧を前記演算増幅器に入力して前記コンデンサを充電する充電スイッチと、前記比較器の出力信号が［Ｌ］のときに放電抵抗を介して前記コンデンサに充電された電荷を放電する放電スイッチと、前記比較器の出力信号が［Ｈ］である時間を計数するカウンタとを備える。【選択図】      図３
2013253841.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象とする電流を電圧に変換するシャント抵抗と、
このシャント抵抗と同じ温度係数を持つ入力抵抗を備えると共に、フィードバック部にコンデンサを備えた演算増幅器により構成された積分回路と、
ヒステリシス特性を設定した第１および第２の閾値と前記積分回路の出力電圧とを比較してその出力信号を反転する比較器と、
前記シャント抵抗と入力抵抗との間に介装されて前記比較器の出力信号によりオン・オフ制御され、前記入力抵抗を介して前記シャント抵抗に生起された電圧を前記演算増幅器に入力して前記コンデンサを充電する充電スイッチと、
前記比較器の出力信号により前記充電スイッチと相補的にオン・オフ制御され、放電抵抗を介して前記コンデンサに充電された電荷を放電する放電スイッチと、
前記比較器の前記充電スイッチをオンさせる出力信号の出力時間、または一定期間に前記比較器の出力信号が反転する回数を測定するカウンタと
を具備したことを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
前記演算増幅器は、前記コンデンサの充電に伴ってその出力電圧を低下させる反転増幅型の積分回路を構成するものであって、
前記比較器は、前記積分回路の出力電圧が前記コンデンサの充電に伴って前記第１の閾値まで低下したときに前記出力信号を［Ｌ］に反転し、前記コンデンサの放電に伴って前記積分回路の出力電圧が前記第２の閾値まで上昇したときに前記出力信号を［Ｈ］に反転するヒステリシス特性を有するものである請求項１に記載の電流検出回路。
【請求項３】
前記カウンタは、前記比較器の出力信号が［Ｈ］である期間に亘って所定周波数のクロック信号を計数し、その計数値を前記検出対象とする電流に反比例する信号として出力するものである請求項１に記載の電流検出回路。
【請求項４】
前記カウンタは、予め設定した一定時間に亘って前記比較器の出力信号が［Ｈ］または［Ｌ］に反転する回数を計数し、その計数値を前記検出対象とする電流に比例する信号として出力するものである請求項１に記載の電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シャント抵抗を用いて電流検出する上での温度依存性をなくした電流検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
測定対象とする電流を検出して量子化する技術として、例えば図６に示すように測定対象とする電流Ｉをシャント抵抗Ｒ１に流し、シャント抵抗Ｒ１に発生した電圧を差動アンプ（演算増幅器）ＯＰにて検出し、その出力電圧をＡ／Ｄ変換器にて量子化して出力する電流検出回路が知られている（例えば非特許文献１を参照）。尚、図６においてＲａ,Ｒｂは演算増幅器ＯＰの入力抵抗、Ｒｃはバイアス抵抗、そしてＲｄは帰還抵抗である。また抵抗ＲｅおよびコンデンサＣは、前記Ａ／Ｄ変換器に対するエリアシング防止用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を形成している。
【０００３】
ところでシャント抵抗Ｒ１には温度によってその抵抗値が変化すると言う温度特性があり、その温度特性が電流検出精度を左右すると言う問題がある。そこでシャント抵抗Ｒ１として、金属皮膜抵抗等の温度係数の小さい抵抗を用いることが提唱されている。またシャント抵抗Ｒ１の温度特性を予め求めておき、サーミスタ等の温度センサを用いて計測される温度に応じて電流検出値を温度補正することも提唱されている（例えば特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１２５１３０号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】ルネサス  μＰＤ１６６０１５ＧＲデータシート（2012.01.19）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら金属皮膜抵抗は高価であり、またシャント抵抗Ｒ１を含む電流検出回路全体を集積回路化しようとした場合、金属皮膜抵抗と同等の温度係数の小さい抵抗をチップ上に集積することが必要となり、その実現が困難である。更にはＡ／Ｄ変換器の前段にローパスフィルタ（ＬＰＦ）を形成する必要があり、構成部品点数の増大要因となるので、電流検出回路のコストダウンを図る上での妨げとなる。
【０００７】
ところで差動アンプ（演算増幅器）ＯＰの利得を決定する入力抵抗Ｒｂと帰還抵抗Ｒｄの温度特性を揃えることで、該差動アンプＯＰ自体の温度特性を相殺することができる。しかしシャント抵抗Ｒ１の温度特性を補償するべく、例えば差動アンプＯＰの入力抵抗Ｒａ,Ｒｂとシャント抵抗Ｒ１の温度特性を揃えると、逆に差動アンプ（演算増幅器）ＯＰ自体の温度特性が問題となることが否めない。
【０００８】
本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、シャント抵抗の温度特性に依存することなく高精度に電流検出を行うことのできる簡易な構成の電流検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した目的を達成するべく本発明に係る電流検出回路は、
測定対象とする電流を電圧に変換するシャント抵抗と、
このシャント抵抗と同じ温度係数を持つ入力抵抗を備えると共に、フィードバック部にコンデンサを備えた演算増幅器により構成された積分回路と、
ヒステリシス特性を設定した第１および第２の閾値と前記積分回路の出力電圧とを比較してその出力信号を［Ｈ］または［Ｌ］に反転する比較器と、
前記シャント抵抗と入力抵抗との間に介装されて前記比較器の出力によりオン・オフ制御され、前記入力抵抗を介して前記シャント抵抗に生起された電圧を前記演算増幅器に入力して前記コンデンサを充電する充電スイッチと、
前記比較器の出力信号により前記充電スイッチと相補的にオン・オフ制御され、放電抵抗を介して前記コンデンサに充電された電荷を放電する放電スイッチと、
前記比較器の前記充電スイッチをオンさせる出力信号の出力期間、または一定期間に前記比較器の出力信号が反転する回数を測定するカウンタと
を具備したことを特徴としている。
【００１０】
好ましくは前記演算増幅器は、例えば前記コンデンサの充電に伴ってその出力電圧を低下させる反転増幅型の積分回路を構成する。そして前記比較器は、前記積分回路の出力電圧が前記コンデンサの充電に伴って前記第１の閾値まで低下したときに前記出力信号を［Ｌ］に反転し、前記コンデンサの放電に伴って前記積分回路の出力電圧が前記第２の閾値まで上昇したときに前記出力信号を［Ｈ］に反転するヒステリシス特性を有するものである。
【００１１】
また前記カウンタは、前記比較器の出力信号が［Ｈ］である期間に亘って所定周波数のクロック信号を計数し、その計数値を前記検出対象とする電流に反比例する信号として出力するように、或いは予め設定した一定時間に亘って前記比較器の出力信号が［Ｈ］または［Ｌ］に反転する回数を計数し、その計数値を前記検出対象とする電流に比例する信号として出力するように構成される。
【発明の効果】
【００１２】
上記構成の電流検出回路によれば、積分回路を形成した演算増幅器の入力抵抗とシャント抵抗の温度係数が揃っているので、該演算増幅器の出力電圧の時間変化率（傾き）は温度に依存することなく一定となる。そして前記演算増幅器の出力電圧が一定電圧だけ変化する時間は、前記シャント抵抗に流れる電流に反比例し、温度に依存しない。従って前記演算増幅器の出力電圧が一定電圧だけ変化する時間を計測することで、前記シャント抵抗の温度係数に依存することなく高精度に電流検出を行うことができる。
【００１３】
また上記構成によれば従来のようなＡ／Ｄ変換器が不要であり、またＡ／Ｄ変換器に対するエリアシング防止用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）も不要なので、その構成の簡素化を図ることができる。更にはシャント抵抗として温度係数の大きい安価な抵抗を用いることも可能であり、シャント抵抗を含めた電流検出回路全体の集積回路化も容易となる等の利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の電流検出原理を説明する為の図。
【図２】図１に示す積分回路を形成した演算増幅器の時間・出力特性を示す図。
【図３】本発明の一実施形態に係る電流検出回路の概略構成図。
【図４】図３に示す電流検出回路の動作を示す信号波形図。
【図５】本発明の別の実施形態に係る電流検出回路の概略略構成図。
【図６】従来の一般的な電流検出回路の概略構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明に係る電流検出回路は、図１にその概略構成を示すように、測定対象とする電流Ｉを電圧に変換するシャント抵抗Ｒ１と同じ温度係数ｋを持つ入力抵抗Ｒ２を備えると共に、フィードバック部にコンデンサＣを備えた演算増幅器ＯＰにより構成された積分回路を用い、この積分回路（演算増幅器ＯＰ）の出力電圧Ｖoの時間変化から前記電流Ｉを検出するようにしたものである。
【００１６】
ここでシャント抵抗Ｒ１に電流Ｉが流れたとき、積分回路の入力電圧となるノードＡに生じる電圧は前記シャント抵抗Ｒ１の抵抗値をｒ１として［ｒ１・Ｉ］となる。また演算増幅器ＯＰの反転入力端子であるノードＢの電圧は、イマジナリーショートが成り立つので接地電位（０Ｖ）であり、従って入力抵抗Ｒ２に流れる電流は該入力抵抗Ｒ２の抵抗値をｒ２とした［ｒ１・Ｉ／（ｒ１＋ｒ２）］となる。しかしながら、ｒ２≫ｒ１であるから、［(ｒ１／ｒ２)・Ｉ／（ｒ１／ｒ２＋１）≒ｒ１・Ｉ／ｒ２］と近似できる。この電流により積分回路のコンデンサＣが充電されるので前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoは、ｔを時間として
Ｖo＝−｛（Ｉ・ｒ１）／（Ｃ・ｒ２）｝・ｔ    …(１)
となる。
【００１７】
一方、シャント抵抗Ｒ１と入力抵抗Ｒ２の温度係数が等しく、その温度係数をｋとすれば、シャント抵抗Ｒ１および入力抵抗Ｒ２の温度Ｔに依存する抵抗値は、基準温度Ｔoにおける前記各抵抗Ｒ１,Ｒ２の基準抵抗値をそれぞれｒ１o,ｒ２oとしたとき
ｒ１＝ｒ１o｛１＋ｋ（Ｔ−Ｔo）｝    …(２)
ｒ２＝ｒ２o｛１＋ｋ（Ｔ−Ｔo）｝    …(３)
として表わせる。
【００１８】
従って(２)式、(３)式を(１)式に代入すると
Ｖo＝−｛（Ｉ・ｒ１o）／（Ｃ・ｒ２o）｝・ｔ    …(４)
となり、温度Ｔに依存する項がなくなる。即ち、演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoの時間変化率（傾き）は、図２に示すように温度Ｔに依存することのない一定の値となる。そして上記出力電圧Ｖoが一定の電圧ΔＶoだけ変化する時間Δｔは、
Δｔ＝−｛（Ｃ・ｒ２o）／（Ｉ・ｒ１o）｝・ΔＶo
となる。換言すれば、演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoが一定電圧ΔＶoだけ変化する時間Δｔは、シャント抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉに反比例し、温度Ｔに依存することがない。
【００１９】
本発明に係る電流検出回路は、上述した如くシャント抵抗Ｒ１と等しい温度係数ｋを持つ入力抵抗Ｒ２を備え、フィードバック部にコンデンサＣを備えた演算増幅器ＯＰにより構成した積分回路を用い、この積分回路（演算増幅器ＯＰ）の出力電圧Ｖoが一定電圧ΔＶoだけ変化する時間Δｔを計測して、これによって前記シャント抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉを検出すると言う計測原理に立脚している。
【００２０】
図３は本発明の一実施形態に係る電流検出回路の概略構成を示している。図３においてＩＳは測定対象とする電流（被測定電流）Ｉを流す電流源を示しており、Ｒ１はシャント抵抗である。またＵは、前記シャント抵抗Ｒ１と同じ温度係数ｋを持つ入力抵抗Ｒ２を備えると共に、フィードバック部にコンデンサＣを備えた演算増幅器ＯＰにより構成された積分回路である。具体的には前記入力抵抗Ｒ２は、非反転端子（＋）が接地された演算増幅器ＯＰの反転入力端子（−）に接続され、また前記コンデンサＣは演算増幅器ＯＰの出力端子と前記反転入力端子との間に接続されており、反転型の積分回路Ｕが構成されている。
【００２１】
前記シャント抵抗Ｒ１の一端であって、前記電流源ＩＳからシャント抵抗Ｒ１に電流が流れ込むノードＡと前記入力抵抗Ｒ２との間には、後述する比較器ＣＯＭＰの出力信号によりオン・オフ制御される充電スイッチＳ１が介装されている。この充電スイッチＳ１がオンであるとき、前記ノードＡの電圧が前記演算増幅器ＯＰの反転入力端子に印加されて前記コンデンサＣが充電される。
【００２２】
また前記演算増幅器ＯＰの反転入力端子には、前記比較器ＣＯＭＰの出力信号により前記充電スイッチＳ１と相補的にオン・オフ制御される放電スイッチＳ２が放電抵抗Ｒ３を介して接続されている。この放電スイッチＳ２がオンであるとき、前記演算増幅器ＯＰの反転入力端子が前記放電抵抗Ｒ３を介して負電源Ｖ１に接続され、前記コンデンサＣに充電された電荷が放電される。
【００２３】
ここで前記比較器ＣＯＭＰは、前記積分回路Ｕの出力である前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoを入力し、予め設定された第１の閾値Ｖth1および第２の閾値Ｖth2（＞Ｖth1）と前記出力電圧Ｖoとを比較してその出力信号を［Ｈ］または［Ｌ］に反転するヒステリシス特性を有する、いわゆるヒステリシス・コンパレータからなる。尚、前記第１の閾値Ｖth1は第１の基準電圧源Ｖ２により設定され、また第２の閾値Ｖth2は第２の基準電圧源Ｖ３により設定される。
【００２４】
具体的には前記比較器ＣＯＭＰは、前記積分回路Ｕ（演算増幅器ＯＰ）の出力電圧Ｖoが前記コンデンサＣの充電に伴って第１の閾値Ｖth1まで低下したときにその出力信号を［Ｌ］に反転し、また前記コンデンサＣの放電に伴って前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoが前記第２の閾値Ｖth2まで上昇したときにその出力信号を［Ｈ］に反転する、ヒステリシス特性を有する。
【００２５】
前述した充電スイッチＳ１は、このような比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］のときにオンとなり、前記シャント抵抗Ｒ１に生じた電圧を前記入力抵抗Ｒ２を介して演算増幅器ＯＰの反転端子に印加して前記コンデンサＣを充電する。そして前記充電スイッチＳ１は、前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｌ］のときにはオフとなって前記シャント抵抗Ｒ１を演算増幅器ＯＰから切り離す。
【００２６】
また前記放電スイッチＳ２は、論理反転器ＩＮＶを介して前記比較器ＣＯＭＰの出力信号によりオン・オフ制御される。従って放電スイッチＳ２は、前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｌ］のときにオンとなり、前記放電抵抗Ｒ３を介して前記コンデンサＣに充電された電荷を放電し、また前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］のときにはオフとなって前記コンデンサＣの放電経路を遮断する。
【００２７】
換言すれば前記充電スイッチＳ１と放電スイッチＳ２とは、前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］であるか、或いは［Ｌ］であるかによって相補的にオン・オフ制御される。そして充電スイッチＳ１のオン時（放電スイッチＳ２のオフ時）には前記コンデンサＣが充電され、また放電スイッチＳ２のオン時（充電スイッチＳ１のオフ時）には前記コンデンサＣの充電電荷が放電される。
【００２８】
一方、前記比較器ＣＯＭＰの出力信号をイネーブル端子に入力するカウンタＣＯＵＮＴは、前記出力信号が［Ｈ］であるとき、そのクロック端子に入力される所定周波数のクロック信号ＣＰを計数し、その計数値Ｎを前記電流Ｉに反比例する信号として出力する。このカウンタＣＯＵＮＴの出力信号（計数値Ｎ）は、例えば図示しないマイクロコンピュータ等に対して、ディジタル化（量子化）された電流データとして与えられる。
【００２９】
上述した如く構成された電流検出回路によれば前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］のとき、充電スイッチＳ１がオンとなり、同時に放電スイッチＳ２がオフとなる。従って前述したように入力抵抗Ｒ２を介して演算増幅器ＯＰに流れ込む電流［ｒ１・Ｉ／ｒ２］によって前記コンデンサＣが充電される。この結果、前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoは、コンデンサＣに充電された電荷量をＱとしたとき
Ｖo＝−Ｑ／Ｃ＝−｛（Ｉ・ｒ１）／（Ｃ・ｒ２）｝・ｔ    …(５)
となり、図４(ｂ)(ｄ)にそれぞれ示すように時間ｔの経過と共に低下する。尚、図４(ｂ)は、図４(ａ)に実線Ｘで示すようにシャント抵抗Ｒ１に流れ込む電流Ｉが少ないときの出力電圧Ｖoの変化を示しており、また図４(ｂ)は図４(ａ)に破線Ｙで示すようにシャント抵抗Ｒ１に流れ込む電流Ｉが多いときの出力電圧Ｖoの変化を示している。
【００３０】
そして前記出力電圧Ｖoが前記第１の閾値Ｖth1まで低下したとき、図４(ｃ)(ｅ)にそれぞれ示すように前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｌ］に反転する。尚、図４(ｃ)は、前記シャント抵抗Ｒ１に流れ込む電流Ｉが少ないときの前記比較器ＣＯＭＰの出力信号の変化を示しており、また図４(ｅ)は前記シャント抵抗Ｒ１に流れ込む電流Ｉが多いときの前記比較器ＣＯＭＰの出力信号の変化を示している。
【００３１】
すると前記比較器ＣＯＭＰの出力信号の反転に伴って今度は前記充電スイッチＳ１がオフとなり、同時に放電スイッチＳ２がオンとなる。この結果、前記コンデンサＣに充電された電荷が前述したように放電抵抗Ｒ３を介して放電するので前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoが上昇する。そして前記出力電圧Ｖoが前記第１の閾値Ｖth1まで上昇したとき、前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］に反転する。従って前記充電スイッチＳ１が再びオンとなり、同時に放電スイッチＳ２がオフとなって前記コンデンサＣの充電が再び開始される。以降、前記コンデンサＣの充電と放電とが交互に繰り返される。
【００３２】
ここで前記コンデンサＣの充電期間、即ち、前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］となっている期間ΔＴhは、前記比較器ＣＯＭＰに設定された第１および第２の閾値Ｖth1,Ｖth2の電圧差をΔＶth（＝Ｖth2−Ｖth1）としたとき
ΔＴh＝｛（Ｃ・ｒ２）／（Ｉ・ｒ１）｝・ΔＶth    …(６)
として表わすことができ、前記シャント抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉに反比例する。
【００３３】
具体的にはシャント抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉが少ない場合（実線Ｘ）には前記コンデンサＣの充電速度が遅いので、図４(ｂ)に示すように前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoの変化が緩やかであり、図４(ｃ)に示すように比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］となっている期間ΔＴhが長くなる。これに対して前記シャント抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉが多い場合（破線Ｙ）には、前記コンデンサＣの充電速度が速くなるので、図４(ｄ)に示すように前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoの変化が急であり、図４(ｃ)に示すように比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］となっている期間ΔＴhが短くなる。
【００３４】
従って前述したようにカウンタＣＯＵＮＴにて前記比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］となっている期間ΔＴhに亘ってクロック信号ＣＰを計数する。そしてその計数値Ｎを前記出力信号が［Ｈ］となっている期間ΔＴhを示すデータとして求めれば、前記電流Ｉに反比例する計数値Ｎを電流データとして得ることが可能となる。しかも電流データを量子化した計数値Ｎとして求めることが可能となる。
【００３５】
特に上記構成によればシャント抵抗Ｒ１と入力抵抗Ｒ２の温度係数が等しいので、前記(６)式に前述した(２)式および(３)式を代入すれば、
ΔＴh＝｛（Ｃ・ｒ２o）／（Ｉ・ｒ１o）｝・ΔＶth    …(７)
となり、温度Ｔに依存する項がなくなる。故に温度Ｔに依存することなく前記シャント抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉを高精度に検出することが可能となる。
【００３６】
また上記構成によれば図６に示した従来の電流検出回路のように、差動アンプ（演算増幅器ＯＰ）を用いて検出した電流値（電圧）をＡ／Ｄ変換器を用いてディジタル化（量子化）する必要がなく、またＡ／Ｄ変換器に対するエリアシング防止用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）も不要なので、その構成の簡素化を図ることができる。更にはシャント抵抗Ｒ１として温度係数の小さい金属皮膜抵抗を用いる必要がなく、換言すれば温度係数の大きい安価な抵抗を用いることも可能であり、シャント抵抗を含めた電流検出回路全体の集積回路化も容易となる等の利点がある。
【００３７】
ところで上述した実施形態においては、比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］となっている期間ΔＴhを、カウンタＣＯＵＮＴを用いてクロック信号ＣＰを計数することで求め、これによって前記電流Ｉに反比例する計数値Ｎを電流データとして求めた。しかし図５に本発明の変形例を示すように一定時間内における前記比較器ＣＯＭＰの出力信号の反転回数、具体的には比較器ＣＯＭＰの出力信号が［Ｈ］または［Ｌ］となる回数をカウンタＣＯＵＮＴを用いて計測することも可能である。
【００３８】
尚、図５においては前述した図３に示す電流検出回路と同一部分には同一符号を付して示しており、重複した説明を省略する。この図５に示す電流検出回路は、前記カウンタＣＯＵＮＴにおいてクロック信号ＣＰを計数することに代えて、該カウンタＣＯＵＮＴのクロック端子に前記比較器ＣＯＭＰの出力信号を入力し、前記出力信号の反転回数を、ひいては該出力信号の周波数を直接的に計数するように構成したことを特徴としている。
【００３９】
即ち、前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoが第１の閾値Ｖth1から第２の閾値Ｖth2まで上昇する時間、つまりコンデンサＣの放電時間をＴdとすると、前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoが増減する１周期Ｔopは、前述したコンデンサＣの充電時間ΔＴhと放電時間Ｔdの和となり
Ｔop ＝｛（Ｃ・ｒ２o）／（Ｉ・ｒ１o）｝・ΔＶth＋Ｔd    …(８)
として表わせる。
【００４０】
そして前記放電抵抗Ｒ３の抵抗値が小さいとすれば、前記放電時間Ｔdは前記コンデンサＣの充電時間ΔＴhに比較して十分に小さくなり、前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖoが増減する１周期Ｔopを
Ｔop ≒｛（Ｃ・ｒ２o）／（Ｉ・ｒ１o）｝・ΔＶth      …(９)
として近似的に表わすことができる。従って前記出力信号の周波数ｆcは
ｆc＝１／Ｔop
＝（Ｉ・ｒ１o）／（Ｃ・ｒ２o・ΔＶth）        …(１０)
として表わすことができ、この周波数ｆcは前記シャント抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉに比例する。
【００４１】
従って前述したようにカウンタＣＯＵＮＴを用いて前記比較器ＣＯＭＰの出力信号の反転回数を一定時間に亘って計数すれば、その計数値Ｎは前記出力信号の周波数ｆcを示すことになり、ここに前記シャント抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉを計測することが可能となる。換言すれば前記電流Ｉの時間平均値を計測することが可能となる。故に前述した実施形態と同様な効果が奏せられる。
【００４２】
尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えばシャント抵抗Ｒ１の抵抗値や、演算増幅器ＯＰを用いて構成される積分回路Ｕの積分定数、更には比較器ＣＯＭＰに設定する第１および第２の閾値Ｖth1,Ｖth2等は、測定対象とする電流Ｉの大きさやその変化幅等の計測仕様に応じて設定すれば良いものである。また非反転型の積分回路Ｕを構成し、比較器ＣＯＭＰの出力信号を逆に用いて充電スイッチＳ１および放電スイッチＳ２をオン・オフ制御してコンデンサＣの充放電を制御し、該コンデンサＣの充電時間を計測することも可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【符号の説明】
【００４３】
Ｒ１  シャント抵抗
Ｒ２  入力抵抗
Ｒ３  放電抵抗
ＯＰ  演算増幅器
Ｃ  コンデンサ
Ｕ  積分回路
ＣＯＭＰ  比較器（ヒステリシス・コンパレータ）
ＩＮＶ  論理反転器
ＣＯＵＮＴ  カウンタ
【図１】
2013253841.tif 000003
【図２】
2013253841.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
2013253841.tif 000007
【図６】
2013253841.tif 000008