(57)【要約】【課題】漏れインダクタンスにより生じる不具合を抑制させることが可能なワンコンバータ式車載用充電装置を提供する。【解決手段】充電装置１００によると、アクティブクランプ回路１３０が設けられるので、フルブリッジ回路１４０が第２の切換状態へスイッチングされる際、当該アクティブクランプ回路１３０にリアクトル電流ILrの通過経路が形成され、漏れインダクタンスＬｌｅａｋに起因する過電圧が抑制される。このため、充電装置１００は、フルブリッジ回路１４０のパワートランジスタ１４１〜１４４について許容耐圧を高く設定する必要がなくなる為、製品コストの高騰を抑えることが可能となる。【選択図】図２
2013027115.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源電力の電圧成分を全波整流させるダイオードブリッジと、複数のパワートランジスタを直列接続させて第１のアーム及び第２のアームを各々形成させ且つ双方のアーム接点にトランスの一次コイルを接続させて成るフルブリッジ回路と、前記ダイオードブリッジ及び前記フルブリッジ回路の間に設けられるアクティブクランプ回路と、前記ダイオードブリッジから前記フルブリッジ回路に至る正極電源ライン及び負極電源ラインと、前記電源ラインの何れかに介挿され自己誘導によって波形形成させたリアクトル電流を出力するリアクトルと、前記トランスの出力電力を平滑させる平滑コンデンサとを備え、
前記フルブリッジ回路は、前記一次コイルを介すことなく前記正極電源ラインから前記負極電源ラインへ前記リアクトル電流を導引させる第１の切換状態と、前記一次コイルを介して前記正極電源ラインから前記負極電源ラインへ前記リアクトル電流を導引させる第２の切換状態とに切換えられ、
前記アクティブクランプ回路は、前記フルブリッジ回路が前記第１の切換状態から前記第２の切換状態へ切換えられると、当該アクティブクランプ回路の内部に前記リアクトル電流の通過経路を形成させることを特徴とするワンコンバータ式車載用充電装置。
【請求項２】
前記アクティブクランプ回路は、アノードが前記正極電源ラインの方へ配され且つカソードが前記負極電源ラインの方へ配されたダイオード部と、前記ダイオード部に電流が流れる際に電荷を蓄積させるクランプコンデンサと、前記クランプコンデンサの放電電流をスイッチング動作に応じて前記正極電源ラインへ開放させる放電用パワートランジスタとから構成され、
前記ダイオード部及び前記クランプコンデンサから成る直列回路は、前記通過経路を形成することを特徴とする請求項１に記載のワンコンバータ式車載用充電装置。
【請求項３】
前記アクティブクランプ回路を制御する第１の制御回路部は、前記クランプコンデンサの電荷充電が完了した後に、前記放電用パワートランジスタが前記クランプコンデンサの電荷を放電させることを特徴とする請求項２に記載のワンコンバータ式車載用充電装置。
【請求項４】
前記フルブリッジ回路の制御を行う第２の制御回路部は、前記クランプコンデンサの電荷放電が完了すると、前記第１の切換状態を再開させることを特徴とする請求項１乃至請求項３に記載のワンコンバータ式車載用充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワンコンバータ式車載用充電装置に関し、特に、漏れインダクタンスの対策として好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車産業界では、環境負荷低減の取り組みとして、充電バッテリから駆動力を発生させる車両システムの開発・製品化を進めている。特に、ＰＨＥＶ（Plug-In-Type Hybrid Electric Vehicle）及びＥＶ（Electric Vehicle）にあっては、外部電源によって車載バッテリを充電させる為、外部電力を車載バッテリ用の充電電力へ変換させる車載用充電装置が車両内に搭載される。
【０００３】
車載用充電装置は、コンバータの性能が低力率であると、商用電源から電力を取り入れる際、家屋・ビル設備等に配備されたブレーカーを作動させてしまう。これを改善するため、車載用充電装置に内蔵されるコンバータは、ＰＦＣ回路とＤＣ／ＤＣコンバータとを用いた二段階式コンバータを採用することが考えられる。
【０００４】
しかし、ＰＦＣ回路又はＤＣ／ＤＣコンバータといったコンバータでは、電力の変換が各々で完了する。従って、これを結合させた二段階式コンバータは、電力変換が段階的に行われるので、其の変換効率が不可避的に低下してしまう。
【０００５】
かかる問題を回避するため、非特許文献１では、力率改善機能と出力制御機能とを一つのコンバータで実現させるワンステージ方式二次電池充電回路が発表されている。ワンステージ方式二次電池充電回路は、図４に示す如く、ダイオードブリッジ１０，リアクトル２０，フルブリッジ回路４０，トランス５０，平滑コンデンサ７０によって一つのコンバータが構成され、フルブリッジ回路４０のパワートランジスタ４１〜４４を適宜にスイッチングさせることで、上述ＰＦＣ回路と等価な回路機能が実現される。また、トランス５０の後段では、フルブリッジ回路４０の動作に応じて二次電流が発生し、平滑コンデンサ７０では、当該二次電流によって電荷量がバランスされ、所望の出力電圧Ｖｏが維持される。
【０００６】
このように、ワンステージ方式二次電池充電回路１は、力率改善機能と出力制御機能とが一つのコンバータで実現される為、二段階式コンバータと比較して電力の変換効率が向上する有利な回路構成である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】伊瀬敏史，奥村和弘，他３名，ワンステージ方式二次電池充電回路の検討，「平成２２年電気学会全国大会論文集」，社団法人  電気学会，２０１０年３月１７日，４−１８２，第４分冊，ｐ３０１〜３０２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、非特許文献１に係るワンステージ方式二次電池充電回路は、本発明者によって鋭意研究を進めたところ、漏れインダクタンスに起因して以下に記す現象が明らかとされた。
【０００９】
先にも述べた通り、フルブリッジ回路４０は、パワートランジスタ４１〜４４がスイッチングされ、その結果、リアクトル２０から出力された電流（以下、リアクトル電流と呼ぶ）の経路が適宜に制御される。ここで、図５（ａ）のスイッチング状態から図５（ｂ）のスイッチング状態へ切換えられる場面では、リアクトル電流は、「リアクトル２０→パワートランジスタ４１→パワートランジスタ４３」という経路から、「リアクトル２０→パワートランジスタ４１→一次コイルＬ１→パワートランジスタ４３」という経路へ切換えられる。そして、本発明者の実験によると、当該リアクトル電流の切換りタイミングで、パワートランジスタ４１と一次コイルＬ１との間に形成される漏れインダクタンスＬｌｅａｋに起因して、パワートランジスタ４２，４４に過電圧が発生してしまうことが確認された。
【００１０】
このように、パワートランジスタで過電圧が生じる場合、許容耐圧の高いパワートランジスタを用いなければならない。特に、ＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴでは、許容耐圧を超えてしまうと酸化膜等が破壊されてしまう。また、これに対応するため、耐圧仕様を充足させようとすると、回路装置の高コスト化を招いてしまうとの問題が生じる。
【００１１】
本発明は上記課題に鑑み、漏れインダクタンスにより生じる不具合を抑制させることが可能なワンコンバータ式車載用充電装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、本発明では次のようなワンコンバータ式車載用充電装置の構成とする。即ち、商用電源電力の電圧成分を全波整流させるダイオードブリッジと、複数のパワートランジスタを直列接続させて第１のアーム及び第２のアームを各々形成させ且つ双方のアーム接点にトランスの一次コイルを接続させて成るフルブリッジ回路と、前記ダイオードブリッジ及び前記フルブリッジ回路の間に設けられるアクティブクランプ回路と、前記ダイオードブリッジから前記フルブリッジ回路に至る正極電源ライン及び負極電源ラインと、前記電源ラインの何れかに介挿され自己誘導によって波形形成させたリアクトル電流を出力するリアクトルと、前記トランスの出力電力を平滑させる平滑コンデンサとを備え、
前記フルブリッジ回路は、前記一次コイルを介すことなく前記正極電源ラインから前記負極電源ラインへ前記リアクトル電流を導引させる第１の切換状態と、前記一次コイルを介して前記正極電源ラインから前記負極電源ラインへ前記リアクトル電流を導引させる第２の切換状態とに切換えられ、
前記アクティブクランプ回路は、前記フルブリッジ回路が前記第１の切換状態から前記第２の切換状態へ切換えられると、当該アクティブクランプ回路の内部に前記リアクトル電流の通過経路を形成させることとする。
【００１３】
好ましくは、前記アクティブクランプ回路は、アノードが前記正極電源ラインの方へ配され且つカソードが前記負極電源ラインの方へ配されたダイオード部と、前記ダイオード部に電流が流れる際に電荷を蓄積させるクランプコンデンサと、前記クランプコンデンサの放電電流をスイッチング動作に応じて前記正極電源ラインへ開放させる放電用パワートランジスタとから構成され、
前記ダイオード部及び前記クランプコンデンサから成る直列回路は、前記通過経路を形成することとする。
【００１４】
好ましくは、前記アクティブクランプ回路を制御する第１の制御回路部は、前記クランプコンデンサの電荷充電が完了した後に、前記放電用パワートランジスタが前記クランプコンデンサの電荷を放電させることとする。
【００１５】
好ましくは、前記フルブリッジ回路の制御を行う第２の制御回路部は、前記クランプコンデンサの電荷放電が完了すると、前記第１の切換状態を再開させることとする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に係るワンコンバータ式車載用充電装置によると、アクティブクランプ回路が設けられるので、リアクトル電流がトランスの一次コイルを経由する経路（第２の切換状態）へ切換えられる際、当該アクティブクランプ回路にリアクトル電流の通過経路が形成され、漏れインダクタンスに起因する過電圧が抑制される。このため、当該充電装置は、フルブリッジ回路のパワートランジスタについて許容耐圧を高く設定する必要がなくなる為、製品コストの高騰を抑えることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】実施の形態に係るワンコンバータ式車載用充電装置の回路構成を示す図。
【図２】実施の形態に係るフルブリッジ回路のスイッチング動作を示す図。
【図３】パワートランジスタの信号状態及び各電気素子での電流状態を示すタイミングチャート（実施の形態）。
【図４】従来例に係るワンコンバータ式車載用充電装置の回路構成を示す図。
【図５】従来例に係るフルブリッジ回路のスイッチング動作を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１に示す如く、ワンコンバータ式車載用充電装置１００（以下、充電装置と呼ぶ）は、ダイオードブリッジ１１０と、リアクトル１２０、アクティブクランプ回路１３０、フルブリッジ回路１４０と、これらを電気的に接続させる正極電源ライン１６１及び負極電源ライン１６２と、トランス１５０と、当該トランス１５０の後段に接続される平滑コンデンサ１７０及びダイオード（１８１，１８２）と、各パワートランジスタのゲート部に配線された制御部１８０とから構成される。そして、充電装置１００の入力側には、フィルター回路１０２を介して商用電源１０１が接続される。一方、同装置の出力側には、車載用メインバッテリ１９０が接続され、平滑コンデンサ１７０からの供給電力によって当該車載用メインバッテリ１９０が充電される。
【００１９】
ダイオードブリッジ１１０は、複数のダイオードによって構成され、入力端部に商用電源１０１が接続され、出力端部に正極電源ライン１６１及び負極電源ライン１６２が接続される。当該ダイオードブリッジ１１０は、入力された商用電源の電圧成分を全波整流化させ、後段の回路部へ出力する。
【００２０】
リアクトル１２０は、正極電源ライン１６１に介挿されており、自己誘導によって波形形成させたリアクトル電流を出力する。このリアクトル電流は、フルブリッジ回路１４０での制御によって各々が三角波に形成され、全波整流された商用電源電圧の波形に対し相似形となるよう三角波を連続的に形成させる。即ち、リアクトル電流は、全体としてサインカーブを形成することとなる。
【００２１】
アクティブクランプ回路１３０は、正極電源ライン１６１及び負極電源ライン１６２を介して接続される。当該アクティブクランプ回路１３０は、図示の如く、ダイオードブリッジ１１０及びフルブリッジ回路１４０の間に設けられる。このアクティブクランプ回路１３０は、フルブリッジ回路１４０のスイッチング状態に応じて、リアクトル電流の通過経路を形成させる役割を担う。
【００２２】
本実施の形態に係るアクティブクランプ回路１３０は、ダイオード部１３１と放電用パワートランジスタ１３２とクランプコンデンサ１３３とから構成される。このうち、ダイオード部１３１は、アノードが正極電源ラインの方へ配され、カソードが負極電源ラインの方へ配される。また、放電用パワートランジスタ１３２は、ダイオード部１３１に並列接続される関係となる。また、クランプコンデンサ１３３は、一端が負極電源ライン１６２へ接続され、他端がダイオード部１３１及び放電用パワートランジスタ１３２の各々へ電気的に接続される。
【００２３】
このように、ダイオード部１３１及びクランプコンデンサ１３３から成る直列回路は、正極電源ライン１６１からリアクトル電流を導入させクランプコンデンサ１３３で其の電荷を蓄積させる。即ち、当該直列回路では、リアクトル電流の通過経路を形成させると共に、クランプ回路を形成することとなる。また、放電用パワートランジスタ１３２は、能動素子としての役割を担い、ダイオード部１３１と逆方向の電流経路をスイッチング動作に応じて形成させ、これにより、クランプコンデンサ１３３に蓄積された電荷を放電電流として正極電源ライン１６１へ開放させる。
【００２４】
尚、放電用パワートランジスタ１３２は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴ等の素子を用いると良い。特に、ＭＯＳＦＥＴは、寄生ダイオードが含まれる半導体構造であるので、当該寄生ダイオードを図中のダイオード部１３１として用いることで、回路構成の簡素化を図ることが出来る。
【００２５】
フルブリッジ回路１４０は、パワートランジスタ１４１及び１４３を直列接続させて第１のアームが形成され、パワートランジスタ１４２及び１４４を直列接続させて第２のアームが形成される。そして、フルブリッジ回路１４０は、第１のアーム及び第２のアームが並列接続され、双方のアーム接点Ａ及びＢにブリッジを形成する状態で一次コイルＬ１が接続される。フルブリッジ回路１４０は、アクティブクランプ回路１３０に並列接続されるよう、正極電源ライン１６１及び負極電源ライン１６２によって配線される。尚、フルブリッジ回路１４０の動作については、追って詳述することとする。
【００２６】
図示の如く、放電用パワートランジスタ１３２及びフルブリッジ回路１４０のパワートランジスタ１４１〜１４４は、各々のゲート部に信号ラインが接続されている。当該信号ラインは、各々が制御部１８０へ接続されており、駆動信号が入力されると各パワートランジスタが駆動されることとなる。
【００２７】
トランス１５０は、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２と鉄心とから構成され、二次コイルＬ２から所望の出力が発生するように、双方のコイルの巻線比が設定されている。一般に、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２との結合係数Ｋは、理想的なトランスである場合には「Ｋ＝１」とされ、漏れインダクタンスＬｌｅａｋの成分は存在しない。しかし、本実施の形態で用いられるトランスにあっては、現実的なものが用いられるところ、図示の如く、第１のアームとの接点Ａと一次コイルＬ１との間に、漏れインダクタンスＬｌｅａｋが存在することとなる。
【００２８】
平滑コンデンサ１７０は、二次コイルＬ２の後段に接続され、其の後段には車載用メインバッテリ１９０が並列接続される。フルブリッジ回路１４０によってトランス１５０が駆動すると、平滑コンデンサ１８０には、二次コイルＬ２にて発生した二次電流が供給される。そして、平滑コンデンサ１７０では、二次電流による電荷の蓄積と後段への放電とが程よくバランスされ、所望の出力電圧、即ち、充電電圧が制御されることとなる。
【００２９】
車載用メインバッテリ１９０は、全体で４００Ｖ程度に充電される装置で、走行用モータ及び車載エアーコンディショナ等のパワー系電力源として設けられている。当該車載用メインバッテリ１９０は、リチウムイオン二次電池といったエネルギー密度の高い充電電池が用いられる。
【００３０】
制御部１８０は、第１の制御回路部１８１，第２の制御回路部１８２，その他種々の回路部によって構成される。これら回路部は、ＣＰＵ，メモリ回路，Ａ／Ｄ回路，クロック回路，ＤＳＰ，ＩＣといった電気的素子によって構成される。また、当該回路部は、適宜なプログラムが機能することで、この回路構成が所望の機能を構築させることとなる。更に、実際の充電装置１００には、シャント抵抗又は検出用分圧抵抗等の検出回路が適宜設けられており、制御部１８０では、この検出回路から検出値（入力電圧，出力電圧、一次電流，二次電流等）が入力される。そして、制御部１８０では、これら入力値に基づいてパワートランジスタ（１３１，１４１〜１４４）のＤＵＴＹ比を設定し、其のＤＵＴＹに応じた駆動信号をパワートランジスタのゲート端子へ各々出力させる。
【００３１】
このうち、第１の制御回路部１８１は、アクティブクランプ回路１３０を制御する回路であって、駆動信号の出力ポートが信号ラインを介して放電用パワートランジスタ１３２のゲート部に接続される。第１の制御回路部１８１は、クランプコンデンサ１３３の電荷充電が完了した後に、放電用パワートランジスタ１３２へ駆動信号を出力させ、クランプコンデンサ１３２に蓄積されている電荷を放電させる。この駆動信号の出力タイミングについては、追って詳述する。
【００３２】
一方、第２の制御回路部１８２は、フルブリッジ回路１４０の制御を行う。第２の制御回路部１８２は、駆動信号用の出力ポートが４箇所設けられており、出力ポートの各々がこれに対応するパワートランジスタに配線接続される。当該第２の制御回路部１８２は、クランプコンデンサ１３３の電荷放電が完了すると、次回のリアクトル電流の三角波を成形開始させる。ここで、クランプコンデンサ１３３の放電完了タイミングは、当該クランプコンデンサ１３３における両端電圧のゼロクロス点で検出することが可能である。
【００３３】
図２はフルブリッジ回路のスイッチング動作が示されており、図３は、リアクトル電流ILr，パワートランジスタ１４１〜１４４の通過電流I1〜I4，クランプコンデンサ１３３に流れるクランプ電流Iclampが示されている。但し、クランプコンデンサ１３３は、負極から正極へ流れる向きを正として表されている。尚、図３には、各パワートランジスタへの駆動信号が示されており、時刻ｔ０〜ｔ８の期間をスイッチング周期Ｔｓとすることとする。
【００３４】
図２（ａ）は、時刻ｔ０〜ｔ１でのスイッチング動作が示されている。この期間では、フルブリッジ回路１４０のパワートランジスタ１４１〜１４４が全て導通状態とされ、アクティブクランプ回路１３０のパワートランジスタ１３２は非導通状態とされる。この期間において、リアクトル電流ILrは、一次コイルＬ１を経由することなく、正極電源ラインから負極電源ラインへ導引される。以下、このようなスイッチング状態を第１の切換状態と呼ぶこととする。第１の切換状態では、リアクトル電流ILrの形成が開始され線型的に増加していく。また、パワートランジスタ１４１〜１４４の通過電流I1〜I4についてもリアクトル電流に応じて増加していく。
【００３５】
時刻ｔ１に到達すると、アクティブクランプ回路１３０にリアクトル電流ILrの経路が形成され、図３に示す如く、クランプ電流clampが負極へ向かって急激に流れる。そして、クランプ電流clampは、時間経過に応じてクランプコンデンサに電荷が貯まるので、其の電流値が減少してゆく。また、時刻ｔ１では、図２（ｂ）に示す如く、パワートランジスタ１４２及び１４３が非導通状態へ切換えられる。このため、期間ｔ１〜ｔ２では、リアクトル電流Ilrの経路は、一次コイルＬ１を経由する経路が形成されることとなる。以下、このようなスイッチング状態を第２の切換状態と呼ぶこととする。
【００３６】
このように、時刻ｔ１では、アクティブクランプ回路１３０にリアクトル電流ILrの通過経路を形成させ、リアクトル電流ILrの殆どが当該通過経路へと導かれる。その後、時間が経過していくと、アクティブクランプ回路１３０における通過経路で電流が制限されるようになり、時刻ｔ２に至ってはアクティブクランプ回路１３０へリアクトル電流ILrが流れなくなる。一方、一次コイルＬ１を経由する経路では、リアクトル電流ILrが時刻ｔ１から徐々に増加する。
【００３７】
然るに、フルブリッジ回路１４０が第１の切換状態から第２の切換状態へ切換る時刻ｔ１では、漏れインダクタンスＬｌｅａｋへ流れる電流が極めて少ない状態となる。このため、漏れインダクタンスＬｌｅａｋに起因する電位の上昇は殆ど発生せず、時刻ｔ１でパワートランジスタ１４２，１４４に過電圧が生じることもなくなる。
【００３８】
即ち、本実施の形態に係る充電装置１００によると、アクティブクランプ回路１３０が設けられるので、フルブリッジ回路１４０が第２の切換状態へスイッチングされる際、当該アクティブクランプ回路１３０にリアクトル電流ILrの通過経路が形成され、漏れインダクタンスＬｌｅａｋに起因する過電圧が抑制される。このため、当該充電装置１００は、フルブリッジ回路１４０のパワートランジスタ１４１〜１４４について許容耐圧を高く設定する必要がなくなる為、製品コストの高騰を抑えることが可能となる。
【００３９】
図２（ｃ）は、期間ｔ２〜ｔ３における状態が示されている。この期間では、フルブリッジ回路１４０が第２の切換状態を維持しているので、リアクトル電流ILrは、一次コイルＬ１を経由して流れている。また、アクティブクランプ回路１３０では、放電経路が絶たれている為、クランプコンデンサ１３３に所定の電荷が蓄積されている。
【００４０】
ここで問題となるのは、クランプコンデンサ１３３は、蓄積された電荷を放電させてしまわないと、次回のスイッチング状態切換え時において、アクティブクランプ回路１３０にリアクトル電流ILrを通過させることが出来なくなる。このため、次回の三角波（リアクトル電流）に対してもアクティブクランプ回路１３０を機能させるためには、クランプコンデンサ１３０に蓄積された電荷を放電させなければならない。
【００４１】
本実施の形態によると、図２（ｄ）に示す如く、第２の制御回路部１８２は、放電用パワートランジスタ１３２へ駆動信号を送り、クランプコンデンサ１３３の放電を開始させている。
【００４２】
このため、本実施の形態において、第１の制御回路部１８１は、アクティブクランプ回路１３０を制御する第１の制御回路部１８１は、クランプコンデンサ１３３の電荷充電が完了した後に、放電用パワートランジスタ１３２へ駆動信号を送り、クランプコンデンサ１３３の電荷を放電させている。このように、クランプされた充電電荷が放電される期間を与えることにより、次回の三角波（クランプ電流）についてもアクティブクランプ回路１３０が好適に機能することとなる。
【００４３】
また、本実施の形態のように、時刻ｔ２〜ｔ３となる期間を一定期間（数μｓｅｃ）設けるのが好ましい。このようにすると、クランプコンデンサ１３３での電荷充電が完了するので、アクティブクランプ回路１３０では、クランプコンデンサ１３３の容量が十分に活用されることとなり、リアクトル電流ＩＬｒを取り込む機能が最大限に発揮される。
【００４４】
図２（ｅ）は、クランプ電流Iclampのゼロクロスタイミング（ｔ４）が到来した瞬間が示されている。このとき、第２の制御回路部１８２では、クランプ電流Iclampのゼロクロスを検出し、これに基づいて、フルブリッジ回路１４０を第２の切換状態から第１の切換状態へ切換える。このため、時刻ｔ４からは、図２（ｆ）に示すように、再び第１の切換え状態からスイッチング動作が開始する。
【００４５】
上述の如く、第２の制御回路１８２は、クランプ電流Iclampのゼロクロスによってクランプコンデンサ１３３の電荷放電完了を認識し、当該ゼロクロスタイミングにて直ちに第１の切換状態を再開させることで、クランプコンデンサ１３３の電荷量を略零の状態にして次回の三角波（リアクトル電流）を受け入れることが可能となる。このため、アクティブクランプ回路１３０では、リアクトル電流ＩＬｒを導引させる機能が十分に発揮され、これにより、フルブリッジ回路１４０では、漏れインダクタンスＬｌｅａｋの影響が効果的に抑制される。
【００４６】
尚、本実施の形態に係る技術では、期間ｔ０〜ｔ８をスイッチング周期Ｔｓとして表すと、期間ｔ０〜ｔ４はＴｓ／２で表現されることとなる。
従って、
（ｔ１−ｔ０）＋（ｔ２−ｔ１）＋（ｔ３−ｔ２）＋（ｔ４−ｔ３）＝Ｔｓ／２
という関係が成立する。
【００４７】
このうち、左辺各項については、漏れインダクタンス，クランプコンデンサの電気容量，入出力電圧，トランスの巻数比，リアクトル電流の指令値等に基づいて定まるものである。従って、本充電装置の回路設計を行う際には、要求スペックに応じて適宜パラメータを与えてゆくと、クランプコンデンサの電気容量とスイッチング周波数Ｔｓとの関係が導出されることとなる。よって、スイッチング周波数Ｔｓが定まると、これを満たす条件として、クランプコンデンサの電気容量が決定することとなる。
（シミュレーション結果）
【００４８】
以下、実施の形態についてのシミュレーション結果を示す。
【００４９】
《条件：各素子のパラメータ》
入力電圧          ：ＡＣ１００Ｖ
フィルタキャパシタ：１０μＦ
フィルタインダクタ：２．５ｍＨ
平滑コンデンサ    ：６．８μＦ
漏れインダクタンス：１０μＨ
出力電力          ：１ｋＷ
スイッチング周波数：１２ｋＨｚ
リアクトル        ：１００μＨ
クランプキャパシタ：１μＦ（本実施の形態のみ使用）
【００５０】
《アクティブクランプ回路を設けなかった場合》
入力電力  ：１１８７Ｗ
出力電力  ：１０００Ｗ
損失      ：１８７Ｗ
変換効率  ：８４．２％
基本波力率：０．９８４
【００５１】
《アクティブクランプ回路を設けた場合》
入力電力  ：１０７３．２８Ｗ
出力電力  ：１０００Ｗ
損失      ：７３．２８Ｗ
変換効率  ：９３．２％
基本波力率：０．９９６
【００５２】
上述の如く、本実施の形態による変換効率の改善は、シミュレーション結果からも証明された。また、力率についても改善が認められる。
【００５３】
以上、本実施の形態について説明してきたが、本発明は、当然の如く、実施の形態の記載又は図面によって限定的に解釈されてはならないものであって、特許請求の範囲に記載される技術的思想に基づいて解釈されるものである。従って、本発明は、当業者によって改変可能な技術についても其の範囲が及ぶものである。
【符号の説明】
【００５４】
１００  ワンコンバータ式車載用充電装置，    １１０  ダイオードブリッジ，    １２０  リアクトル，    １３０  アクティブクランプ回路，    １３１  ダイオード部，    １３２  放電用パワートランジスタ，    １３３  クランプコンデンサ，    １４０  フルブリッジ回路，    １４１〜１４４  パワートランジスタ，    １５０  トランス，    １６１  正極電源ライン，    １６２  負極電源ライン，    １７０  平滑コンデンサ，    制御部，    １８１  第１の制御回路部，    １８２  第２の制御回路部，    １９０  車載メインバッテリ，
【図１】
2013027115.tif 000003
【図２】
2013027115.tif 000004
【図３】
2013027115.tif 000005
【図４】
2013027115.tif 000006
【図５】
2013027115.tif 000007