(57)【要約】【課題】任意の範囲の温度検出出力を得る。【解決手段】バンドギャップ回路１０は、異なる電流密度の電流を流すトランジスタのベースエミッタ間電圧（ＶＢＥ）の差ΔＶＢＥと、トランジスタのＶＢＥの温度特性が反対であることを利用し、αを所定の定数として、温度特性の補償されたバンドギャップ電圧ＶＢＧＲ＝ＶＢＥ＋ΔＶＢＥ・αを出力する。電圧シフト回路（Ｒ３，Ｒ４）は前記バンドギャップ電圧ＶＢＧＲから、予め定めた温度ＴｒｅｆにおけるΔＶＢＥ・αであるΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆを減算した電圧ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆを出力する。差分手段は、電圧シフト回路の出力ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆから、前記バンドギャップ回路から取り出した、ＶＢＥを減算し、ΔＶＢＥ・α−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆを取り出す。これによって、ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆに対応する温度を基準点として、温度により変化する検出温度出力を得る。【選択図】図１
2013036910.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる電流密度の電流を流すトランジスタのベースエミッタ間電圧（ＶＢＥ）の差ΔＶＢＥと、トランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥの温度特性が反対であることを利用し、αを所定の定数として、温度特性の補償されたバンドギャップ電圧ＶＢＧＲ＝ＶＢＥ＋ΔＶＢＥ・αを出力するバンドギャップ回路と、
前記バンドギャップ電圧ＶＢＧＲから、予め定めた温度ＴｒｅｆにおけるΔＶＢＥ・αであるΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆを減算した電圧ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ＠Ｔｒｅｆを出力する電圧シフト回路と、
この電圧シフト回路の出力ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆから、前記バンドギャップ回路から取り出した、ＶＢＥを減算し、ΔＶＢＥ・α−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆを取り出す差分手段と、
を含み、
ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆに対応する温度を基準点として、温度により変化する検出温度出力を得る温度検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の温度検出回路であって、
前記差分回路は、所定のゲインを持つ差動増幅回路である温度検出回路。
【請求項３】
請求項２に記載の温度検出回路であって、
前記差動増幅回路は、基準電圧の入力により、出力を基準電圧に応じてシフトできる温度検出回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の温度検出回路であって、
前記電圧シフト回路は、
前記ＶＢＧＲが印加される直列抵抗の接続点から出力を得る抵抗分割回路である温度検出回路。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の温度検出回路であって、
前記電圧シフト回路は、
前記ＶＢＧＲをＨｉｇｈ側基準電圧として、デジタル信号の入力により任意の分割電圧を得るデジタルアナログ変換器である温度検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
電流密度の異なる電流を流すトランジスタにおけるＶＢＥの差であるΔＶＢＥに基づき、温度に依存する信号（温度検出出力）を得る温度検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、半導体回路における温度検出回路として、電流密度の異なる電流を流す２つのトランジスタにおけるベースエミッタ間電圧ＶＢＥの差であるΔＶＢＥを取り出す回路が広く利用されている。
【０００３】
そのような回路として、
（ｉ）エミッタ面積比が同じ一対のトランジスタに異なる電流を流し、これら電流密度の異なるトランジスタのＶＢＥの差を取り出す回路、
（ｉｉ）エミッタ面積比の異なる一対のトランジスタに同じ電流を流し、これら電流密度の異なるトランジスタのＶＢＥの差を取り出す回路、
が利用される。
【０００４】
また、半導体集積回路においては、ΔＶＢＥが正の温度特性をもち、一方ＶＢＥは負の温度特性を持つことを利用し温度特性の補償されたバンドギャップ電圧を出力するバンドギャップ回路を用いることが多い。そこで、このバンドギャップ回路におけるΔＶＢＥを取り出すことも行われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平６−７５６４９号公報
【特許文献２】特開２００６−６５４３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで、ΔＶＢＥは、基本的に絶対０度において０Ｖとなる電圧であり、これを利用する温度検出回路の出力は絶対０度を基準点としての出力となる。従って、測定したい下限温度において出力を所望の電圧に設定することが難しかった。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る温度検出回路は、異なる電流密度の電流を流すトランジスタのベースエミッタ間電圧（ＶＢＥ）の差ΔＶＢＥと、トランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥの温度特性が反対であることを利用し、αを所定の定数として、温度特性の補償されたバンドギャップ電圧ＶＢＧＲ＝ＶＢＥ＋ΔＶＢＥ・αを出力するバンドギャップ回路と、前記バンドギャップ電圧ＶＢＧＲから、予め定めた温度ＴｒｅｆにおけるΔＶＢＥ・αであるΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆを減算した電圧ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆを出力する電圧シフト回路と、この電圧シフト回路の出力ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆから、前記バンドギャップ回路から取り出した、ＶＢＥを減算し、ΔＶＢＥ・α−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆを取り出す差分手段と、を含み、ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆに対応する温度を基準点として、温度により変化する検出温度出力を得ることを特徴とする。
【０００８】
また、前記差分回路は、所定のゲインを持つ差動増幅回路であることが好適である。
【０００９】
また、前記差動増幅回路は、基準電圧の入力により、温度検出出力を基準電圧に応じてシフトできることが好適である。
【００１０】
また、前記電圧シフト回路は、前記ＶＢＧＲが印加される直列抵抗の接続点から出力を得る抵抗分割回路であることが好適である。
【００１１】
また、前記電圧シフト回路は、前記ＶＢＧＲをＨｉｇｈ側基準電圧として、デジタル信号の入力により任意の分割電圧を得るデジタルアナログ変換器であることが好適である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、所望の範囲の温度検出出力を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態に係る温度検出回路の構成を示す図である。
【図２】温度検出出力の特性を示す図である。
【図３】温度検出出力を説明する図である。
【図４】変形例の温度検出出力の特性を示す図である。
【図５】変形例に係る温度検出回路の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１５】
図１は、センサ回路の全体構成を示す図である。図において、バンドギャップ（ＢＧＲ）回路１０は、２つのｐチャネルトランジスタＭ１，Ｍ２と、２つのバイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２と、２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２と、スタートアップ回路２０から構成されている。このＢＧＲ回路１０については、特許文献１などに記載されている。ＢＧＲ回路１０については、他の構成を利用することも可能である。
【００１６】
電源ＶＤＤには、同一サイズのｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のソースが接続され、両者のゲート間が接続されると共に、トランジスタＭ２のゲートドレイン間が短絡されことで、トランジスタＭ２，Ｍ１はカレントミラーを構成している。トランジスタＭ１のドレインはトランジスタＲ１，Ｒ２の直列接続を介しＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１のエミッタはグランド（ＶＳＳ）に接続され、ベースは抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続されている。また、トランジスタＭ２のドレインは、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２のコレクタに接続されており、トランジスタＱ２のエミッタはＶＳＳに接続され、ベースはトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。スタートアップ回路２０は、ＶＢＧＲ出力と、Ｍ１，Ｍ２のゲートに接続されている。スタートアップ回路２０は、トランジスタＭ１，Ｍ２のゲートおよびドレイン電圧を所定の電圧として、トランジスタＭ１，Ｍ２にドレイン電流を流し、バンドキャップ回路を起動する。
【００１７】
そして、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ面積比を異なったものとすれば、両トランジスタＱ１，Ｑ２は、電流密度（エミッタ面積比Ｋの自然対数ｌｎＫ）に応じて異なるＶＢＥを生じる。トランジスタＱ２のベース電圧をＶＢＥとすれば、トランジスタＱ１のベース電圧はＶＢＥ＋ΔＶＢＥである。従って、抵抗Ｒ２の両端に印加される電圧がΔＶＢＥであり、ここにはΔＶＢＥ／Ｒ２の電流が流れ、これと同じ電流が抵抗Ｒ１にも流れる。
【００１８】
このため、抵抗Ｒ１の上側電圧である、バンドギャップ回路１０の出力ＶＢＧＲは、
ＶＢＧＲ＝ＶＢＥ＋（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）ΔＶＢＥ＝ＶＢＥ＋ΔＶＢＥ・α
となる。
【００１９】
本実施形態においては、ＢＧＲ回路１０からの電圧ＶＢＧＲを取り出し、これを出力端が負入力端に短絡されたバッファアンプＯＰ１に入力し、安定した出力を得る。
【００２０】
バッファアンプＯＰ１の出力は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列接続によってグランドに接続され、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点ｎ１から、電圧ＶＢＧＲが抵抗分割された電圧が出力される。特に、本実施形態においては、抵抗Ｒ３を可変抵抗としており、この抵抗値を調整することで、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点ｎ１の電圧を設定できる。例えば、この接続点ｎ１の電圧をＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠Ｔｒｅｆに設定する。すなわち、ΔＶＢＥ・αは、温度によって変化する電圧であり、計測可能な電圧である。そこで、抵抗Ｒ３での電圧降下が、所望の温度ＴｒｅｆにおけるΔＶＢＥ・αになるように設定できる。例えば、本実施形態の温度検出により検出する下限温度（例えば、−３０°Ｃ）におけるΔＶＢＥ・αの値である、ΔＶＢＥ・α＠測定下限温度となるように抵抗Ｒ４に対する抵抗Ｒ３の値を設定する。なお、この抵抗Ｒ３，Ｒ４が電圧シフト回路として機能する。
【００２１】
トランジスタＱ２のベース電圧がオペアンプＯＰ２の正入力端に入力される。一方、接続点ｎ１の電圧はオペアンプＯＰ３の正入力端に入力される。そして、オペアンプＯＰ２の出力端は抵抗Ｒ５を介しその負入力端に帰還され、オペアンプＯＰ３の出力端は抵抗Ｒ６を介しその負入力端に帰還され、両オペアンプＯＰ２，ＯＰ３の負入力端同士は可変抵抗Ｒ７によって接続されている。
【００２２】
このような構成によって、オペアンプＯＰ２の正入力端に入力されるＶＢＥと、オペアンプＯＰ３の正入力端に入力されるＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠測定下限温度の差が抵抗Ｒ７に対する抵抗Ｒ５または抵抗Ｒ６の抵抗値の比に応じて増幅された出力がオペアンプＯＰ２，ＯＰ３の出力に得られる。なお、本実施形態においては、抵抗Ｒ５、Ｒ６は同一の抵抗値であり、そうすることによって入力の差と出力の差の比率を抵抗Ｒ７の抵抗値で調整できる。
【００２３】
オペアンプＯＰ２の出力は抵抗Ｒ８を介しオペアンプＯＰ４の負入力端に入力され、オペアンプＯＰ３の出力は抵抗Ｒ９を介しオペアンプＯＰ４の正入力端に入力される。また、オペアンプの負入力端は抵抗Ｒ１０を介し出力端に接続され、オペアンプＯＰ４の正入力端は抵抗Ｒ１１を介し基準電圧γに接続されている。
【００２４】
ここで、抵抗Ｒ８、Ｒ９の抵抗値が同一であり、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の抵抗値が同一であり、基準電圧γがグランド電位ＶＳＳであれば、オペアンプＯＰ２、ＯＰ３の出力である、ＶＢＥと、ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠測定下限温度の差の増幅値を基準電圧γ基準として抵抗Ｒ８（Ｒ９）と抵抗Ｒ１０（Ｒ１１）の抵抗比に応じて増幅した電圧（温度検出出力）が出力端ＯＵＴに得られる。
【００２５】
このように、本実施形態では、ＶＢＥとＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠測定下限温度との差についての増幅は２段階に分かれており、基準電圧γを設定して所定のゲインβで増幅できるようになっている。基準電圧γをグランドＶＳＳに設定すれば、オペアンプＯＰ４の出力に、（ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠測定下限温度−ＶＢＥ）・βの出力が得られる。
【００２６】
ここで、抵抗Ｒ７の値を固定して、抵抗Ｒ５，Ｒ６の値を変更することでもゲインβを調整することができる。さらに、抵抗Ｒ８（Ｒ９）と抵抗Ｒ１０（Ｒ１１）との抵抗比を調整することで、ＯＰ４において所望の増幅を行ってもよい。
【００２７】
なお、本実施形態において、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点ｎ１からオペアンプＯＰ４までが差分回路として機能する差動増幅回路となっている。
【００２８】
このように、図１の構成において、Ｒ５＝Ｒ６、Ｒ８＝Ｒ９、Ｒ１０＝Ｒ１１、γ＝ＶＳＳとし、Ｒ３における電圧降下をΔＶＢＥ・α＠測定下限温度（−３０°Ｃ）に設定することで、出力端ＯＵＴからの温度検出出力は、図２に実線（実施例）示すように、−３０°Ｃを基準として、抵抗Ｒ７の値に応じて変化するゲインβに応じた傾きの温度に応じて変化する。一方、ΔＶＢＥをそのまま出力した場合には、図において破線（比較例）で示すように、絶対０度が出力電圧０Ｖとなる特性となるため、測定したい温度範囲において、出力のオフセットが大きくなってしまう。
【００２９】
図３には、ＶＢＧＲと温度検出出力の関係について示してある。ＢＧＲ回路１０の出力ＶＢＧＲ（一点鎖線）は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値（α＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）を適当に設定することで、ＶＢＥの温度特性（実線）とΔＶＢＥの温度特性（破線）を相殺し、温度依存性のない定電圧である。そして、抵抗Ｒ３，Ｒ４による抵抗分割によって、抵抗Ｒ３において例えば−３０°ＣにおけるΔＶＢＥ・α相当の電圧（ΔＶＢＥ・α＠−３０°Ｃ）だけ降下された電圧ＶＢＧＲ−ΔＶＢＥ・α＠−３０°Ｃがｎ１点に得られる。そして、この電圧からＶＢＥを減算することでΔＶＢＥ・α−ΔＶＢＥ・α＠−３０°Ｃが得られる。このΔＶＢＥ・α−ΔＶＢＥ・α＠−３０°Ｃを増幅回路においてゲインβで増幅することによって、温度に対し任意の傾きの温度検出出力が得られる。
【００３０】
さらに、基準電圧γを変更することで、温度検出出力を自由にシフトすることができる。従って、温度検出出力に要求される特性に応じて、抵抗Ｒ７の抵抗値、基準電圧γを設定することで、任意の傾きで所望の大きさの温度検出出力を得ることができる。その場合温度検出出力電圧ＶＯＵＴは、
ＶＯＵＴ＝（ＶＢＧＲ−（ΔＶＢＥ・α＠−３０°Ｃ）−ＶＢＥ）・β＋γ
＝（ΔＶＢＥ・α − ΔＶＢＥ・α＠−３０℃）・β＋γ
となる。
【００３１】
さらに、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を調整して、抵抗Ｒ３における電圧降下をΔＶＢＥ・α＠２５°Ｃなどの任意の温度（基準温度）の時の電圧に設定することができる。例えばΔＶＢＥ・α＠２５°Ｃに設定すると、図４に示すように、基準温度における温度検出出力電圧を基準電圧γに固定しておきながら、差動増幅回路のゲインβによって、傾きを任意に変化させることができる。
【００３２】
図５には、他の構成例が示してある。この例では、抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列接続に代えてデジタルアナログ変換器ＤＡＣを利用している。このＤＡＣには、Ｈｉｇｈ側基準としてバンドギャップ電圧ＶＢＧＲが供給され、Ｌｏｗ側電圧としてＶＳＳが供給されている。そして、所定の設定入力により、対応する任意のアナログ電圧が出力される。例えば、−３０°Ｃを意味するデータの入力により、ＤＡＣの出力には、ΔＶＢＥ・α＠−３０°Ｃを出力し、２５°Ｃを意味するデータの入力により、ＤＡＣの出力には、ΔＶＢＥ・α＠２５°Ｃを出力する。
【００３３】
このように、本実施形態によれば、設定入力により、ＤＡＣの出力にＶＳＳからＶＢＧＲまでの任意の電圧を得ることができ、これに差動増幅回路におけるゲインβ、基準電圧γの調整により、所望の特性の検出温度出力を得ることができる。
【符号の説明】
【００３４】
１０  バンドギャップ回路、Ｒ  抵抗、Ｍ，Ｑ  トランジスタ、ＯＰ  オペアンプ。
【図１】
2013036910.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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