(57)【要約】      （修正有）【課題】第２の特定周波数の高周波発生用の半導体電子部品を用いて、第２の特定周波数とは異なる第１の特定周波数の電波を出力するマイクロ波センサにおいて、不要発射を抑制してＳ／Ｎ比を高めたマイクロ波センサを提供する。【解決手段】２４ＧＨｚ帯域の電波を外部に出力するよう構成されたマイクロ波センサであって、１０ＧＨｚ帯域の信号を増幅するのに適して構成されたＦＥＴ１０と、ＦＥＴ１０と共に２４ＧＨｚ帯域の信号を増幅するように構成された信号増幅回路２０と、ＦＥＴ１０に供給される電流をグランドに逃がす接地回路と、を備え、信号増幅回路及び接地回路の各々は、ＦＥＴ１０によって発生された信号のうち、２４ＧＨｚ帯域の信号を減衰させずに、１０ＧＨｚ帯域の信号を減衰させるように構成された選択的減衰手段２４，４０を備えている。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の特定周波数の電波を外部に出力するよう構成されたマイクロ波センサであって、
第１の特定周波数とは異なる第２の特定周波数の信号を増幅するのに適して構成された高周波半導体部品と、
前記高周波半導体部品に接続され、この高周波半導体部品と共に前記第１の特定周波数の信号を増幅するように構成された信号増幅回路と、
前記高周波半導体部品に接続され、この高周波半導体部品に供給される電流をグランドに逃がす接地回路と、を備え、
前記信号増幅回路及び前記接地回路の各々は、前記高周波半導体部品によって発生された信号のうち、前記第１の特定周波数帯域の信号を減衰させずに、前記第２の特定周波数帯域の信号を減衰させるように構成された選択的減衰手段を備えていることを特徴とするマイクロ波センサ。
【請求項２】
前記選択的減衰手段は、
前記第２の特定周波数帯域の信号を減衰するように構成された不要電波除去手段と、
前記高周波半導体部品によって発生された信号のうち、前記第１の特定周波数の信号が前記不要電波除去手段へ流入することを阻止する流入阻止手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波センサ。
【請求項３】
前記接地回路は、前記第１の特定周波数の信号に対する仮想接地回路を備え、
前記接地回路が備える前記選択的減衰手段は、前記高周波半導体部品から前記仮想接地回路へ延びる伝送線路から分岐するように設けられていることを特徴とする請求項２に記載のマイクロ波センサ。
【請求項４】
前記流入阻止手段は、前記第１の特定周波数の信号に適合されたスタブ回路を含み、
前記不要電波除去手段は、前記スタブ回路に接続されており、前記第２の特定周波数の信号を減衰するための抵抗と、この抵抗へ前記第２の特定周波数の信号を誘導するための誘導回路と、を備えたことを特徴とする請求項３に記載のマイクロ波センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマイクロ波センサに関し、特に出力信号周波数とは異なる周波数に適合された高周波発生用部品を用いて構成したマイクロ波センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、日本国内では、民生用機器に対して１０ＧＨｚ帯域の電波が使用可能であるため、１０ＧＨｚ帯域の信号を出力するのに最適化された高周波発生用の半導体チップＩＣ又は半導体電子部品が供給されている。例えば、図６は、このような半導体電子部品の周波数ゲイン特性の一例を示しており、１０ＧＨｚを中心とした波長範囲（５〜１５ＧＨｚ）において高いゲインを有している。
【０００３】
一方、日本及び世界の国々では、２４ＧＨｚ帯域（２４．０５〜２４．２５ＧＨｚ）の電波も民生用機器で使用が可能である。このような２４ＧＨｚ帯の電波センサの周波数ゲイン特性は、図７に示すように、２４ＧＨｚ帯域（２４．０５〜２４．２５ＧＨｚ）でのみ高いゲインを有し、他の周波数帯域では極めて低いゲインを有することが望ましい。
【０００４】
しかしながら、２４ＧＨｚ帯域用の半導体電子部品は、特殊な用途で製造されているのみであるので、単価が非常に高く、流通量も極めて少量である。したがって、現在のところ２４ＧＨｚ帯域の電波センサは、市販されている１０ＧＨｚ帯域用の半導体電子部品を利用して開発及び製造する必要がある。
【０００５】
１０ＧＨｚ帯域用の半導体電子部品を利用して２４ＧＨｚ帯域の電波センサを製造する場合、高性能、すなわち２４ＧＨｚ帯域で高いＳ／Ｎ比を有するように構成しなければならない。しかしながら、半導体電子部品自体が１０ＧＨｚ帯域用に最適化されているため、図６に示すように、１０ＧＨｚ帯域でゲインが高く、２４ＧＨｚ帯域でゲインが小さい。このため、単に１０ＧＨｚ帯域用の半導体電子部品を使用して、２４ＧＨｚ帯域の信号を発振させるための回路を構成しても、図８に示すようなゲインしか得られない。すなわち、２４ＧＨｚ帯域で得られるゲインに対して、１０ＧＨｚ帯域のゲインが相対的に大きくなってしまう。
【０００６】
よって、ノイズ成分である１０ＧＨｚ帯域の電波が大きく、Ｓ／Ｎ比が低くなってしまう。また、このような、所定強度以上の１０ＧＨｚ帯域の電波は、２４ＧＨｚ帯域の電波センサにとって不要発射（スプリアス発射）であるため除去しなければならない。
【０００７】
２４ＧＨｚ帯域の電波センサのＳ／Ｎ比を上げる方法としては、信号成分（２４ＧＨｚ帯域）を増幅する方法と、ノイズ成分（１０ＧＨｚ帯域等）を低減する方法がある。信号成分を増幅する方法では、増幅器等の回路構成を追加することによって、主に信号成分を増幅することが考えられる。また、ノイズ成分を低減する方法としては、出力信号の出力経路途中にノイズカットフィルタを配置することにより、所望の周波数以外のノイズ成分を除去する方法が広く知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００８】
電波センサの省電力化を考慮しない場合は、上記方法によってＳ／Ｎ比を上げることが一応は可能であると考えられる。一方、電波センサの省電力化を図る場合には、信号成分の必要以上の増幅は回避しなければならないので、ノイズ成分を低減する方法のみを採用することが好ましい。
【０００９】
しかしながら、出力経路にノイズカットフィルタを配置すると、ノイズ成分（１０ＧＨｚ帯域等）に加えて所望の信号成分（２４ＧＨｚ帯域）の一部も低減されてしまう。このため、省電力設計において元々低いゲインの電波信号成分が、さらにフィルタによって低減されることになるので、十分に高いＳ／Ｎ比を確保し難いという問題が生じることが分かった。
【００１０】
そこで、本願出願人は、ノイズ成分となる周波数帯域（例えば１０ＧＨｚ）の信号増幅に適合した高周波半導体部品と、所望の信号成分（例えば２４ＧＨｚ）を選択的に反射して高周波半導体部品に戻すことにより、所望の信号成分を発振させるように構成された反射回路と、ノイズ成分を除去するために、反射回路の下流側（高周波半導体部品から見て反射回路の遠位側）に設けられた減衰回路と、を備えたマイクロ波センサを提案している（特願２０１１−０４６４６２号参照）。
【００１１】
この構成によれば、高周波半導体部品によって生成される高周波信号のうち、所望の信号成分のみが反射回路により繰り返し反射して増幅及び発振され、一方、ノイズ成分は高周波半導体部品に戻されることなく減衰回路で除去することができる。これにより、増幅段においてノイズ成分を除去可能であるので、従来のように出力段にノイズ成分除去のためのフィルタを配置しなくてもよくなり、出力段において所望の信号成分がフィルタによって低減されてしまうことを防止することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００４−１１７１３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、本発明者は、更なる研究により、上記反射回路と、高周波半導体部品の接地回路との間でノイズ成分の共振が生じ易く、反射回路の下流側に配置された減衰回路のみによってノイズ成分を完全に除去することは難しいことを見出した。
【００１４】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、第２の特定周波数の高周波発生用の半導体電子部品を用いて、第２の特定周波数とは異なる第１の特定周波数の電波を出力するマイクロ波センサにおいて、不要発射を抑制してＳ／Ｎ比を高めたマイクロ波センサを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述した課題を解決するために、本発明は、第１の特定周波数の電波を外部に出力するよう構成されたマイクロ波センサであって、第１の特定周波数とは異なる第２の特定周波数の信号を増幅するのに適して構成された高周波半導体部品と、高周波半導体部品に接続され、この高周波半導体部品と共に第１の特定周波数の信号を増幅するように構成された信号増幅回路と、高周波半導体部品に接続され、この高周波半導体部品に供給される電流をグランドに逃がす接地回路と、を備え、信号増幅回路及び接地回路の各々は、高周波半導体部品によって発生された信号のうち、第１の特定周波数帯域の信号を減衰させずに、第２の特定周波数帯域の信号を減衰させるように構成された選択的減衰手段を備えていることを特徴としている。
【００１６】
１０ＧＨｚ（第２の特定周波数）用の高周波半導体部品を用いて２４ＧＨｚ（第１の特定周波数）のマイクロ波センサを作製する場合、高周波半導体部品が２４ＧＨｚ用の専用部品でないため、２４ＧＨｚにおいて高性能（高いＳ／Ｎ比）を確保できないという問題が生じる。特に高周波半導体部品のゲインが高い１０ＧＨｚ帯域に大きなノイズが発生してしまう。
【００１７】
上述のように、マイクロ波センサの性能（Ｓ／Ｎ比）を高めるための方法として、信号成分を増幅してＳ／Ｎ比を高める方法、又は、ノイズ成分を低減してＳ／Ｎ比を高める方法があるが、低い消費電力でＳ／Ｎ比を向上させようとする場合には、ノイズ成分を低減してＳ／Ｎ比を高める方法が好ましい。
【００１８】
また、現状、ノイズ成分の低減方法としては、出力通路にノイズカットフィルタを設ける方法が広く知られている。しかしながら、本発明者は、消費電力を抑制しＳ／Ｎ比を向上させようとする場合には、フィルタの設置位置によって、Ｓ／Ｎ比の向上の度合いが大きく異なることを見出した。すなわち、従来技術の欄に記載したように、出力通路にノイズカットフィルタを設けると、ノイズ成分（１０ＧＨｚ帯域の信号）だけでなく信号成分（２４ＧＨｚの信号）も低減されてしまい、高いＳ／Ｎ比が得られないことが分かった。
【００１９】
本発明は、所望の出力信号の周波数（第１の特定周波数）に適合された専用の高周波発生用半導体部品を使用することなく、所望の周波数とは異なる第２の特定周波数用の高周波発生用半導体部品を用いたマイクロ波センサであって、消費電力が低く（省電力）、高性能（高Ｓ／Ｎ比）なマイクロ波センサを提供するものである。
【００２０】
このため、本発明では、高周波半導体部品には、これと協働して第１の特定周波数の信号を増幅及び発振させるための信号増幅回路と、高周波半導体部品に対して電源から供給されたＤＣ電流をグランドに逃がす接地回路とが接続されており、これら信号増幅回路と接地回路の両方に第１の特定周波数帯域の信号を減衰させずに、第２の特定周波数帯域の信号を減衰させる選択的減衰手段が設けられている。
【００２１】
したがって、本発明では、信号増幅回路に設けられた選択的減衰手段によって、信号増幅回路における信号増幅中に、高周波半導体部品の特性に起因して発振し易い第２の特定周波数帯域の不要な信号を減衰させることができるので、従来のように、出力通路にノイズカットフィルタを設ける必要がない。このため、第１の特定周波数の信号をノイズカットフィルタによって減衰させずに外部へ取り出すことができるため、所望の第１の特定周波数の出力信号の出力値が低くても高いＳ／Ｎ比を確保することが可能となる。よって、必要以上に消費電力を費やして所望の信号成分（第１の特定周波数の信号）を増幅することなく、ノイズ成分（第２の特定周波数帯域の信号）を効率的に低減することによって、高性能（高Ｓ／Ｎ比）なマイクロ波センサを得ることができる。
【００２２】
さらに、本発明では、信号増幅回路に設けた選択的減衰回路によって完全には除去し切れなかった不要な第２の特定周波数帯域の信号が、信号増幅回路と接地回路との間で共振し、これがノイズ成分として出力されてしまうおそれがあるという新たな課題を解決するために、共振元である信号増幅回路と接地回路の両方に選択的減衰手段を設けている。このように、本発明は、選択的減衰手段の配置位置を工夫することにより、高性能（高Ｓ／Ｎ比）なマイクロ波センサを得ることができる実用上優れた発明である。
【００２３】
また、本発明において好ましくは、選択的減衰手段は、第２の特定周波数帯域の信号を減衰するように構成された不要電波除去手段と、高周波半導体部品によって発生された信号のうち、第１の特定周波数の信号が不要電波除去手段へ流入することを阻止する流入阻止手段と、を備えている。
このように構成された本発明によれば、信号増幅器及び接地回路の両方において、不要な第２の特定周波数帯域の信号を不要電波除去手段によって減衰させることができる一方で、所望の第１の特定周波数帯域の信号は、不要電波除去手段に流入することが流入阻止手段によって阻止されるので、不要電波除去手段によって減衰させることなく、信号増幅器及び接地回路を介して効率的に増幅を行うことができる。これにより、高いＳ／Ｎ比を有するマイクロ波センサを得ることができる。
【００２４】
また、本発明において好ましくは、接地回路は、第１の特定周波数の信号に対する仮想接地回路を備え、接地回路が備える選択的減衰手段は、高周波半導体部品から仮想接地回路へ延びる伝送線路からから分岐するように設けられている。
このように構成された本発明によれば、第１の特定周波数の信号に対する仮想接地回路を設けたことにより、第１の特定周波数の信号を効率的に発振させることができる。このとき、仮想接地回路ではなく、直接接地回路とすると、第１の特定周波数の信号以外の他の周波数の信号（第２の特定周波数の信号を含む）に対しても接地することになる。また、直接接地回路とすると、他の周波数の信号が直接接地回路へ流れ、選択的減衰手段へ流れ難くなるので、第２の特定周波数の信号が選択的減衰手段で減衰されなくなってしまう。
【００２５】
本発明では、第１の特定周波数の信号に対する仮想接地回路を設ける共に、選択的減衰手段を仮想接地回路から分岐して設けるという簡易な構成により、第１の特定周波数の信号のみを接地して効率的に発振させることができると共に、第２の特定周波数の信号を選択的減衰手段へ誘導することが容易となるため、信号増幅回路と接地回路との間で起こる第２の特定周波数の信号の共振を効果的に抑制することができる。
【００２６】
また、本発明において好ましくは、流入阻止手段は、第１の特定周波数の信号に適合されたスタブ回路を含み、不要電波除去手段は、スタブ回路に接続されており、第２の特定周波数の信号を減衰するための抵抗と、この抵抗へ第２の特定周波数の信号を誘導するための誘導回路と、を備えている。
このように構成された本発明によれば、流入阻止手段は、第１の特定周波数の信号に適合させたスタブ回路によって第１の特定周波数の信号の流入を抑制する通過防止フィルタとして機能し、不要電波除去手段は、誘導回路によって第２の特定周波数の信号を抵抗に引き込んで、抵抗により熱エネルギに変換して消費するように機能する。このように、流入阻止手段及び不要電波除去手段は、いずれも簡易な構成により第１の特定周波数の信号の流入を阻止し、第２の特定周波数の信号を減衰させることができる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、第２の特定周波数の高周波発生用の半導体電子部品を用いて、第２の特定周波数とは異なる第１の特定周波数の電波を出力するマイクロ波センサにおいて、不要発射を抑制してＳ／Ｎ比を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施形態におけるマイクロ波センサの構成図である。
【図２】本発明の実施形態における発振器の構成図である。
【図３】本発明の実施形態における増幅器（ＦＥＴ）の増幅作用の説明図である。
【図４】本発明の実施形態における選択的増幅減衰回路の説明図である。
【図５】本発明の実施形態における接地回路の説明図である。
【図６】本発明の実施形態におけるＦＥＴの周波数ゲイン特性である。
【図７】本発明の実施形態におけるマイクロ波センサの所望の周波数ゲイン特性である。
【図８】図６の周波数ゲイン特性を有するＦＥＴを用いて構成した比較例に係るマイクロ波センサの周波数ゲイン特性である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
次に、図１乃至図７を参照して、本発明の実施形態によるマイクロ波センサを説明する。本実施形態のマイクロ波センサは、好ましくは屋内用水回り機器用の対象物検知センサに適用されるものである。
図１に示すように、本実施形態のマイクロ波センサ１は、第１の特定周波数帯域である２４ＧＨｚ帯域（２４．０５〜２４．２５ＧＨｚ）の周波数を有する送信信号を発生する発振器２と、発振器２からの送信波（送信信号）を電波として外部へ放射し、対象物（例えば、屋内用水回り機器の利用者）で反射した反射波（受信信号）を受信するアンテナ４と、送信信号及び受信信号を混合し、ドップラー信号を検出するミキサ回路６とを備えている。
【００３０】
本実施形態では、発振器２，アンテナ４及びミキサ回路６は、電子回路基板上に一体に形成されている。また、これら発振器２，アンテナ４，ミキサ回路６は、基板上で金属箔等の伝送線路によって電気的に接続されている。
【００３１】
本実施形態のマイクロ波センサ１は、電波を用いて対象物の動きを検知するように構成されている。すなわち、アンテナ４から出力される送信波は、第１の特定周波数を有する電波であり、動いている対象物に当たって反射されると、対象物の動きに応じて周波数が変化する。周波数が変化した電波（すなわち、反射波）がアンテナ４で受信される。マイクロ波センサ１内では、周波数の異なる送信波と反射波とがミキサ回路６へ入力され、ミキサ回路６によって、対象物の移動情報を表す検知信号（差分信号）が出力される。マイクロ波センサ１は、この検知信号を外部へ出力する。
【００３２】
図２は、本実施形態の発振器２の回路図を示す。発振器２は、ＦＥＴ１０と、高周波発振回路１２とを備えている。高周波発振回路１２は、選択的増幅減衰回路２０と、不要電波除去回路３０，４０と、高周波接地回路５０と、出力回路６０等から構成されている。
【００３３】
ＦＥＴ１０は、高周波発生用の半導体チップ（半導体の積層構造からなるコア部品）と、外部端子と、半導体チップの電極（ゲート電極，ドレイン電極，ソース電極）と外部端子を接続するボンディングワイヤ，伝送線路等の内部配線と、これらを被覆する樹脂材とを有する高周波半導体部品又は電子部品パッケージである。本実施形態では、ＦＥＴ１０は、図６に示すように、第２の特定周波数（１０ＧＨｚ）の周辺帯域である１０ＧＨｚ帯域（５〜１５ＧＨｚ）でゲインが高くなるように最適化されたものである。したがって、ＦＥＴ１０は、本実施形態のマイクロ波センサ１が出力する第１の特定周波数（略２４ＧＨｚ）の周辺帯域である２４ＧＨｚ帯域（２４．０５〜２４．２５ＧＨｚ）の電波の周波数では、ゲインが小さい。
【００３４】
このように、ＦＥＴ１０は２４ＧＨｚ帯域でのゲインが低いので、ＦＥＴ１０を用いて２４ＧＨｚ帯域用のマイクロ波センサを省電力設計により作製しても、２４ＧＨｚ帯域において少ない消費電力では大きな信号出力を得ることは難しい。一方、ノイズ成分（１０ＧＨｚ帯域）は、１０ＧＨｚ帯域でゲインが高いので、ノイズ成分が大きくなるおそれがある。
【００３５】
図３に示すように、ＦＥＴ１０は、入力Ｘを、周波数に応じたゲインＡで増幅して出力Ｙを得ることができ、さらにこの増幅作用を帰還回路を用いて繰り返すことにより、所望の周波数の信号を発振させることができる。図２に示すように、ＦＥＴ１０は、３つの外部端子（ゲートＧ、ドレインＤ、ソースＳ）を有している。ただし、ソースＳは、第１ソース端子Ｓ１と第２ソース端子Ｓ２を有している。
なお、高周波半導体部品をトランジスタで構成してもよく、この場合は、ゲート，ドレイン，ソースを、それぞれベース，コレクタ，エミッタに読み替えることができる。
【００３６】
入力ＸはゲートＧに入力され、出力ＹはドレインＤから出力される。なお、ＦＥＴ１０内には、通過回路が形成されており、この通過回路が帰還回路として機能する。通過回路は、ドレインＤ及びゲートＧ間のギャップが構成するコンデンサＣである。また、通路回路は、ドレインＤ及びゲートＧ間に設けた外部通路であってもよい。
【００３７】
ＦＥＴ１０の増幅作用の概略は以下の通りである。まず、ＦＥＴ１０に電源を供給することにより、様々な周波数信号を含んだ信号が発生し、これら信号がゲートＧへ流れ、下流の回路（選択的増幅減衰回路２０）へ伝送される。次に、後述するように、２４ＧＨｚ帯の信号はゲートＧへ戻され、ゲートＧへ入力する。ゲートＧへ入力した信号は、ＦＥＴ１０の増幅作用によって増幅され、出力段であるドレインＤから出力される。そして、ドレインＤから出力された信号の一部が帰還回路を介して、入力段であるゲートＧへ戻る。このように、２４ＧＨｚ帯の信号は、増幅を繰り返すことにより所定の大きさまで増幅され、最終的に、出力段であるドレインＤから出力回路６０へ出力される。
【００３８】
入力部であるゲートＧには選択的増幅減衰回路２０が接続されている。出力部であるドレインＤには、電源６３（例えば、３ＶＤＣ）及びアンテナ４への出力回路６０が接続されている。ソースＳには、不要電波除去回路４０及び高周波接地回路５０が接続されている。ソースＳは、仮想接地回路である高周波接地回路５０により、２４ＧＨｚ帯域の信号に対して実質的に接地されている。したがって、ＦＥＴ１０は、電源６３からドレインＤを介して給電され、選択的増幅減衰回路２０と共に２４ＧＨｚ帯域の信号をゲートＧに繰り返し入力させることによって２４ＧＨｚ帯域の信号を増幅し、増幅した出力信号をドレインＤから出力回路６０へ出力するように構成されている。
【００３９】
選択的増幅減衰回路２０は、反射回路２２と、ＦＥＴ１０に対して反射回路２２の遠位側又は下流側で反射回路２２に接続された不要電波除去回路２４とを備えた、信号増幅回路又は発振周波数決定回路である。
反射回路２２は、所定長さの矩形状のゲート伝送線路２２ａと、ゲート伝送線路２２ａの位置Ｐ１の側方に配置された誘電体共振器２２ｂから構成されている（図４参照）。
誘電体共振器２２ｂは、位置Ｐ１でゲート伝送線路２２ａと磁気的に結合しており、共振周波数（２４ＧＨｚ）近傍で電磁波の反射係数が大きくなるような共振回路を形成する。
【００４０】
図４に示すように、ゲート伝送線路２２ａは、ＦＥＴ１０のゲートＧ（位置Ｐ０）に接続されており、ゲートＧから誘電体共振器２２ｂ（位置Ｐ１）までの長さＬ１が、２４ＧＨｚの信号波長λに対して略０．７５λに設定されている。２４ＧＨｚの信号波長λは、２４ＧＨｚの信号が伝送線路を伝送する際の波長である。なお、長さＬ１は、λ／４の奇数倍の長さ（λ／４×（２ｎ−１）。ただし、ｎは自然数（１，２，３・・・）。）であってよい。
【００４１】
なお、位置Ｐ０をゲート伝送線路２２ａの基端部としてもよいが、長さＬ１をより厳密に設定するために、本実施形態では、位置Ｐ０は、内部配線によりＦＥＴ１０のゲートＧへ接続される半導体チップのゲート電極の位置である。したがって、半導体チップのゲート電極からゲート伝送線路２２ａの基端部までの内部配線や伝送線路の線路長，線路抵抗を考慮したときに、半導体チップのゲート電極から位置Ｐ１までの導電経路の長さが実質的にλ／４の奇数倍の長さ（λは２４ＧＨｚの信号波長）となるように、位置Ｐ１が設定されている。
【００４２】
なお、誘電体共振器２２ｂの代わりに、ゲート伝送線路２２ａの位置Ｐ１から側方へ枝分かれする反射スタブを設けてもよい。この反射スタブを先端が開放されたオープンスタブとする場合には、その長さを略λ／４の奇数倍の長さとすることができ、先端が短絡されたショートスタブとする場合には、その長さを略λ／２の自然数倍の長さとすることができる。
【００４３】
また、図４に示すように、ゲート伝送線路２２ａは、誘電体共振器２２ｂ（位置Ｐ１）から先端部２２ｃ（位置Ｐ２）までの長さＬ２が、２４ＧＨｚの信号波長λに対して略０．２５λに設定されている。なお、長さＬ２は、λ／４の奇数倍の長さ（λ／４×（２ｎ−１）。ただし、ｎは自然数（１，２，３・・・）。）であってよい。
【００４４】
このように反射回路２２を構成することにより、２４ＧＨｚ帯域の信号がゲート伝送線路２２ａを位置Ｐ０から位置Ｐ１へ向けて下流側（不要電波除去回路２４へ向かう方向）に伝送すると、２４ＧＨｚ帯域の信号の大部分は第１の反射手段である誘電体共振器２２ｂによって同相全反射されＦＥＴ１０側へ戻される。
【００４５】
一方、２４ＧＨｚ帯域の信号の一部は、誘電体共振器２２ｂによって反射されずにゲート伝送線路２２ａを位置Ｐ１から位置Ｐ２へ向けて更に下流側に伝送される。すなわち、誘電体共振器２２ｂによって２４ＧＨｚ帯域の信号を完全に反射することは難しいため、一部の信号が位置Ｐ１を通り抜ける。
【００４６】
位置Ｐ１を通り抜けた２４ＧＨｚ帯域の信号は、少なくとも２４ＧＨｚ帯域の信号に対して開放されたゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃ（位置Ｐ２）で同相全反射されＦＥＴ１０側へ戻される。ゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃは、本実施形態の第２の反射手段に相当する。
ゲート伝送線路２２ａの位置Ｐ１の部分は、誘電体共振器２２ｂとゲート伝送線路２２ａが磁気結合しており、２４ＧＨｚ帯域の信号にとってショート状態になる。一方、ゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃは開放端であるため、オープン状態である。
【００４７】
そして、本実施形態では、ゲート伝送線路２２ａの開放端から誘電体共振器２２ｂまでの伝送距離（長さＬ２）が、２４ＧＨｚ帯域の信号に対して、λ／４の奇数倍の長さに設定されている。これにより、開放端による２４ＧＨｚ帯域の反射波は、誘電体共振器２２ｂの結合部分（位置Ｐ１）においてショート状態となり、誘電体共振器２２ｂによる反射波と同位相になる。このため、２４ＧＨｚ帯域において、開放端による反射信号と誘電体共振器２２ｂによる信号とは、打ち消しあうことなく互いに強めあう。
【００４８】
これにより、本実施形態では、第１の反射手段（誘電体共振器２２ｂ）で反射し切れなかった所望の信号を、第２の反射手段（ゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃ）によって反射し、しかも、第１の反射手段による反射信号と第２の反射手段による反射信号とを互いに強めあうように位相を揃えて、ＦＥＴ１０へ戻すことができる。このため、本実施形態では、２４ＧＨｚ帯域の信号を確実にＦＥＴ１０へ反射させて、増幅効率を向上させることができる。
【００４９】
なお、本実施形態では、第２の反射手段としてのゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃを開放端としているが、これに限らず、先端部２２ｃを短絡させた端部とすると共に、長さＬ２をλ／２の自然数倍に設定してもよい。この場合、誘電体共振器を配置するか、接地することにより、ゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃを短絡させることができる。
【００５０】
また、本実施形態では、２つの反射手段が設けられているが、これに限らず、３つ以上の反射手段を、反射波同士の位相が揃うように設けてもよい。例えば、ゲート伝送線路２２ａに対して複数の誘電体共振器を所定の間隔で配置してもよい。
【００５１】
不要電波除去回路２４は、反射回路２２の下流側に設けられており、伝送線路２４ａ,２４ｂと、反射スタブ２４ｃと、抵抗２４ｄによって構成されている。
ゲートＧから伝送される信号のうち、２４ＧＨｚ帯域の信号を確実にＦＥＴ１０へ戻すためには、反射回路２２はゲートＧに直結されていることが望ましい。このため、不要電波除去回路２４は、反射回路２２の後段（下流側）に設けることが望ましい。
【００５２】
上述のように、ＦＥＴ１０が発生する信号には、様々な周波数の信号が含まれるので、ゲートＧから誘電体共振器２２ｂへ向けて伝送される信号には、１０ＧＨｚ帯域の信号も含まれている。１０ＧＨｚ帯域の信号がＦＥＴ１０へ戻されると、１０ＧＨｚ帯域の信号が大きなゲインで増幅されてしまうので、不要電波除去回路２４は、主に１０ＧＨｚ帯域の信号を増幅される前に除去するための不要信号除去手段として機能するように構成されている。
また、不要電波除去回路２４の伝送線路２４ａ及び反射スタブ２４ｃは、２４ＧＨｚ帯域の信号が不要電波除去回路２４に流入することを阻止する流入阻止手段（通過防止フィルタ）として機能する。
【００５３】
したがって、不要電波除去回路２４は、不要信号除去手段及び流入阻止手段としての機能により、ＦＥＴ１０によって発生された信号のうち、２４ＧＨｚ帯域の信号を減衰させずに、１０ＧＨｚ帯域の信号を減衰させるように構成された選択的減衰手段として機能する。
【００５４】
はじめに、流入阻止手段について説明する。
伝送線路２４ａ及び先端部が開放された反射スタブ２４ｃの直列回路が、流入阻止手段として機能する。この直列回路は、少なくとも誘電体共振器２２ｂよりも下流側（ゲート伝送線路２２ａの位置Ｐ１と位置Ｐ２の間）で、ゲート伝送線路２２ａの側方の辺から直交するように延びている。好ましくは、この伝送線路２４ａは、ゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃ（位置Ｐ２）、又は、これに近い位置Ｐ５に接続される。位置Ｐ５は、位置Ｐ０から長さＬ５の位置である。
伝送線路２４ａの長さＬ３，反射スタブ２４ｃの長さＬ４は、それぞれ２４ＧＨｚ帯域の信号に対して、λ／４の奇数倍の長さに設定されている。
【００５５】
２４ＧＨｚ帯域の信号にとって、位置Ｐ４（反射スタブ２４ｃの先端部）はオープン状態であるから、位置Ｐ３（反射スタブ２４ｃの基端部）はショート状態、位置Ｐ５はオープン状態となる。
このように、伝送線路２４ａ及び反射スタブ２４ｃの直列回路とゲート伝送線路２２ａとの接続点はオープン点になるので、２４ＧＨｚ帯域の信号には、この接続点の先に不要電波除去回路２４が繋がっていないように見える。このため、２４ＧＨｚ帯域の信号が、不要電波除去回路２４に流入することが実質的に阻止される。
【００５６】
また、ゲート伝送線路２２ａにおいて、２４ＧＨｚ帯域の信号の流れる方向は、ゲート伝送線路２２ａの長さ方向である。このため、本実施形態では、伝送線路２４ａをゲート伝送線路２２ａに対して、その長さ方向に直交するように接続することにより、２４ＧＨｚ帯域の信号が伝送線路２４ａへ流入し難くなるようにしている。
【００５７】
なお、本実施形態では、伝送線路２４ａとゲート伝送線路２２ａが直交するように接続されているが、これに限らず、ゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃからその長さ方向に延びるように、伝送線路２４ａを接続してもよい。この場合も、ゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃは、２４ＧＨｚ帯域の信号に対してはオープン面となる。
【００５８】
次に、不要信号除去手段について説明する。
伝送線路２４ｂ及び抵抗２４ｄの直列回路は、一端が伝送線路２４ａと反射スタブ２４ｃの接続部分、又は、反射スタブ２４ｃの基端部分に接続され、他端が接地されている。本実施形態では、伝送線路２４ａから伝送線路２４ｂ，抵抗２４ｄを経由してグランドに至る回路が、不要信号除去手段として機能する。
【００５９】
１０ＧＨｚ帯域の信号は、グランドに流れ込ませるだけではグランド中に保持されてしまうので、熱へエネルギー変換して確実に消費することが望ましい。
このため、本実施形態では、主に１０ＧＨｚ帯域の不要な信号を効率的に抵抗２４ｄに引き込むように誘導回路としての伝送線路２４ａ，２４ｂの直列回路が最適化されており、抵抗２４ｄに引き込まれた１０ＧＨｚ帯域の不要な信号は抵抗２４ｄによって熱に変換され除去される。
なお、本実施形態では、ゲート電位を形成するために設けられている抵抗２４ｄを不要電波除去回路の一部として用いているため、装置の大型化を抑制することができる。
【００６０】
本実施形態では、反射回路２２から不要電波除去回路２４に入力した１０ＧＨｚ帯域の信号がＦＥＴ１０へ戻ってこないように構成するため、反射回路２２から不要電波除去回路２４への接続点において、１０ＧＨｚ帯域における電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を小さい値に設定している。具体的には、ＶＳＷＲが１．４以下であると、１０ＧＨｚ帯域の信号を抵抗２４ｄへ少ない反射で伝送することができる。
【００６１】
このため、誘導回路としての伝送線路２４ａ，２４ｂは、１０ＧＨｚ帯域において、抵抗２４ｄと反射回路２２の端面との間でインピーダンス整合を取るためのインピーダンス整合回路を構成している。具体的には、上述のように、ＶＳＷＲが１．４以下となるように誘導回路を構成している。なお、この誘導回路は、抵抗２４ｄの素子抵抗値やサイズに応じて適宜に設定される。上述のように伝送線路２４ａは、その長さＬ３（λ／４の奇数倍）が２４ＧＨｚ帯域の信号波長λによって決定されるので、伝送線路２４ｂの長さＬ６は、伝送線路２４ａや反射スタブ２４ｃの幅等を考慮して決定される。
【００６２】
このように構成することにより、反射回路２２から不要電波除去回路２４に入力した１０ＧＨｚ帯域の信号は、ほとんどＦＥＴ１０へ反射されることなく、抵抗２４ｄへ伝送され、熱として消費され除去される。しかも、本実施形態では、１０ＧＨｚ帯域の信号を増幅する前に不要電波除去回路２４によって除去するので、従来のように、増幅後に、出力経路に配置したノイズカットフィルタによって不要な信号を除去する必要がない。このため、所望の２４ＧＨｚ帯域の信号をノイズカットフィルタによって減衰させてしまうことを防止することができる。
【００６３】
不要電波除去回路３０は、上述の不要電波除去回路２４と同様の構成を有している。
図２に示すように、不要電波除去回路３０は、電源部を構成しており、ＦＥＴ１０の出力部であるドレインＤに接続された伝送線路３１と、伝送線路３１の先端部に接続された反射スタブ３２と、伝送線路３１の先端部（反射スタブ３２の基端部）で矩形状の反射スタブ３２と枝分かれする伝送線路３３と、電源６３へ接続された抵抗３４とを備えている。
この不要電波除去回路３０は、ＦＥＴ１０から出力された２４ＧＨｚ帯域の信号を電源６３側へ伝送しないようにすると共に、ＦＥＴ１０から出力された１０ＧＨｚ帯域の不要信号を除去するものである。
【００６４】
伝送線路３１は、ＦＥＴ１０の半導体チップのドレイン電極から内部配線を経由して伝送線路３１の先端部に至る導電経路の長さが、２４ＧＨｚの信号波長λに対して略λ／４の奇数倍（λ／４×（２ｎ−１）。ただし、ｎは自然数。）となるように長さが設定されている。
また、反射スタブ３２は略λ／４の奇数倍の長さ（λ／４×（２ｎ−１）。ただし、ｎは自然数。）に設定されている。
【００６５】
反射スタブ３２の端面は開放端であるため、先端部はオープン面となる。一方、反射スタブ３２の基端部は、信号の位相がλ／４分（２π／４）だけずれるのでショート面となる。さらに、伝送線路３１の基端部（詳しくは半導体チップのドレイン電極）は、反射スタブ３２の基端部から信号の位相がλ／４分（２π／４）だけずれるのでオープン面となる。よって、伝送線路３１及び反射スタブ３２を設けることにより、２４ＧＨｚ帯域の信号にとっては、伝送線路３１とＦＥＴ１０との接続面（詳しくは半導体チップのドレイン電極）がオープン面になるので、２４ＧＨｚ帯域の信号は、反射スタブ３２へ向けて伝送されない。これにより、出力信号である２４ＧＨｚ帯域の信号が電源６３側へ伝送され、減衰されてしまうことを抑制することができる。
【００６６】
一方、１０ＧＨｚ帯域の信号は、伝送線路３１から抵抗３４へ向けて伝送し、一部が反射してＦＥＴ１０側へ戻ろうとする。しかしながら、本実施形態では、１０ＧＨｚ帯域の信号が抵抗３４ですべて消費（除去）されるように、反射スタブ３２の幅と、反射スタブ３２の基端部に接続された伝送線路３３の長さが設定されている。
【００６７】
すなわち、本実施形態では、半導体チップの内部配線，伝送線路３１，反射スタブ３２の基端部及び伝送線路３３がインピーダンス整合回路（誘導回路）を構成している。なお、反射スタブ３２の幅及び伝送線路３３の長さは、抵抗３４の素子抵抗値やサイズに応じて適宜に設定される。これにより、１０ＧＨｚ帯域の信号は、ほとんど反射されることなく、伝送線路３１から反射スタブ３２及び伝送線路３３を介して、抵抗３４へ伝送されるため、１０ＧＨｚ帯域の信号を抵抗３４で除去することができる。
【００６８】
高周波接地回路５０は、２４ＧＨｚ帯域の信号に対して、ＦＥＴ１０のソースＳを接地するためのものである。
本実施形態では、ＦＥＴ１０は、ソースＳとして第１ソース端子Ｓ１，第２ソース端子Ｓ２を有しており、これら第１ソース端子Ｓ１，第２ソース端子Ｓ２は、ＦＥＴ１０の内部配線によって半導体チップの同一ソース電極に接続されている。
高周波接地回路５０は、第１ソース端子Ｓ１に接続された伝送線路５１ａと反射スタブ５２ａの直列回路と、第２ソース端子Ｓ２に接続された伝送線路５１ｂと反射スタブ５２ｂの直列回路から構成されている。反射スタブ５２ａ，５２ｂは、先端部が開放されたオープンスタブである。
【００６９】
仮に、すべての周波数の信号についてソースＳが接地されるように、高周波接地回路５０が設計されると（例えば、ソースＳを直接的に接地）、ＦＥＴ１０は１０ＧＨｚ帯域の信号を発振し易くなり、高いＳ／Ｎ比の出力信号（２４ＧＨｚ帯域の信号）を得ることができなくなる。
【００７０】
したがって、高周波接地回路５０は、不要な周波数帯域の信号を発振し難くするために、不要な周波数帯域の信号に対してはグランドとならず、且つ、必要な周波数帯域（２４ＧＨｚ帯域）の信号を発振し易くするために、必要な周波数帯域の信号に対してのみグランドとなるような接地構造となっている。
【００７１】
具体的には、図５に示すように、ＦＥＴ１０の半導体チップのソース電極から内部配線，伝送線路５１ａ及び反射スタブ５２ａを通って反射スタブ５２ａの先端部に至る長さＬ７、及び、半導体チップのソース電極から内部配線，伝送線路５１ｂ及び反射スタブ５２ｂを通って反射スタブ５２ｂの先端部に至る導電経路の長さＬ７が、それぞれ２４ＧＨｚの信号波長λに対して略λ／４の奇数倍の長さ（λ／４×（２ｎ−１）。ただし、ｎは自然数。）に設定されている。
【００７２】
２４ＧＨｚ帯域の信号にとって、反射スタブ５２ａ，５２ｂの先端部はオープン面であり、ＦＥＴ１０の内部ソース電極は、反射スタブ５２ａ，５２ｂの先端部から信号の位相がλ／４分（２π／４）だけずれるのでショート面となる。よって、高周波接地回路５０は、２４ＧＨｚ帯域の信号に対して仮想接地回路として機能する。
【００７３】
不要電波除去回路４０は、上述の不要電波除去回路２４及び不要電波除去回路３０と同様の構成を有している。したがって、不要電波除去回路４０も選択的減衰手段として機能する。
なお、本実施形態では、高周波接地回路５０及び不要電波除去回路４０が、電源６３から供給されたＤＣ電流をグランドに逃がすための接地回路を構成している。具体的には、第１ソース端子Ｓ１から、伝送線路５１ａ，反射スタブ５１ａの基端部，伝送線路４１，反射スタブ４２の基端部，伝送線路４３，抵抗４４を経てグランドに至る導電経路が、ＦＥＴ１０を駆動するために供給されるＤＣ電流用の接地回路を構成している。
【００７４】
不要電波除去回路４０は、伝送線路５１ａの先端部又は反射スタブ５２ｂの基端部に接続された伝送線路４１，反射スタブ４２，伝送線路４３，抵抗４４から構成されている。抵抗４４は接地されている。不要電波除去回路４０は、電源６３に接続されずに接地されていることを除けば、不要電波除去回路３０と同様である。
【００７５】
すなわち、半導体チップのソース電極から内部配線，第１ソース端子Ｓ１，伝送線路５１ａ，反射スタブ５２ｂの基端部を経由して伝送線路４１の先端部に至る導電経路の長さが、２４ＧＨｚの信号波長λに対して略λ／４の奇数倍の長さになるように、伝送線路４１の長さＬ８が設定されている。反射スタブ４２は、２４ＧＨｚの信号波長λに対して略λ／４の奇数倍の長さＬ９を有する。
【００７６】
また、半導体チップのソース電極から内部配線，第１ソース端子Ｓ１，伝送線路５１ａ，反射スタブ５２ｂの基端部，伝送線路４１，反射スタブ４２の基端部を経由して伝送線路４３の先端部に至る導電経路（誘導回路）は、１０ＧＨｚ帯域において、ＦＥＴ１０のソース電極と抵抗４４との間でインピーダンス整合を取るためのインピーダンス整合回路を構成している。このため、伝送線路４３は、伝送線路５１ａ，４１等を考慮して、長さＬ１０が決定される。
【００７７】
この構成により、高周波接地回路５０へＤＣ電流と共に不要な１０ＧＨｚ帯域の信号が送られてきたときに、１０ＧＨｚ帯域の信号を誘導回路によって不要電波除去回路４０へ引き込み、抵抗４４により熱として消費し除去することができる。これにより、ＦＥＴ１０のゲートＧとソースＳとの間で、特にノイズ成分になり易い１０ＧＨｚ帯域の信号が増幅及び発振されることを確実に抑制することができるので、高いＳ／Ｎ比の出力信号（２４ＧＨｚ帯域の信号）を得ることが可能となる。
【００７８】
なお、本実施形態では、不要電波除去回路４０は、ＦＥＴ１０の第１ソース端子Ｓ１のみに接続されているが、これに限らず、第１ソース端子Ｓ１及び第２ソース端子Ｓ２の双方に別個の又は同一の不要電波除去回路４０を接続してもよい。
【００７９】
また、ＦＥＴ１０のドレインＤには、インピーダンス整合回路として機能する出力回路６０が接続されている。出力回路６０は、図１に示すように、アンテナ４及びミキサ回路６に接続される。
なお、出力回路６０として、例えば、電源６３によるＤＣ電圧がアンテナ４等へ伝わることを遮断するために、ＤＣカットフィルタ等を更に接続してもよい。
【００８０】
次に、本実施形態のマイクロ波センサ１の作用について説明する。
上述のように電源６３から給電されると、ＦＥＴ１０は、様々な周波数信号を含んだ信号を発生し、これら信号がゲートＧへ流れ、選択的増幅減衰回路２０へ伝送される。ここで、１０ＧＨｚ帯域の信号と２４ＧＨｚ帯域の信号に注目すると、これらの信号は、ＦＥＴ１０の出力部（ドレインＤ）から入力部（ゲートＧ）へ戻されると、選択的増幅減衰回路２０を下流方向へ伝送する。
【００８１】
そして、２４ＧＨｚ帯域の信号は、第１の反射手段である誘電体共振器２２ｂによって、ゲートＧの方向へ反射される。
一方、１０ＧＨｚ帯域の信号は、誘電体共振器２２ｂによって反射されることなく、誘電体共振器２２ｂによって反射し切れなかった２４ＧＨｚ帯域の一部の信号と共に、ゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃへ向けて伝送する。
【００８２】
誘電体共振器２２ｂよりも下流側に伝送した２４ＧＨｚ帯域の信号は、第２の反射手段であるゲート伝送線路２２ａの先端部２２ｃで反射され、ゲートＧの方向へ反射される（矢印Ｃ参照）。これにより、誘電体共振器２２ｂで反射し切れなかった２４ＧＨｚ帯域の信号をゲートＧへ戻すことができるので、２４ＧＨｚ帯域の信号の増幅及び発振をより効率的に行って、２４ＧＨｚ帯域の信号の信号強度を高めることができる。
【００８３】
一方、１０ＧＨｚ帯域の信号は、ゲート伝送線路２２ａから、ゲート伝送線路２２ａに対してインピーダンス整合された不要電波除去回路２４へ誘導され、不要電波除去回路２４によって熱として消費され除去される。また、２４ＧＨｚ帯域の信号を除いた他の周波数の信号も不要電波除去回路２４に流入して除去される。すなわち、２４ＧＨｚ帯以外の信号（特に１０ＧＨｚ帯域の信号）は、２４ＧＨｚ帯域の信号の増幅及び発振中において、増幅されることなく、減衰される。
【００８４】
このとき、２４ＧＨｚ帯域の信号は、伝送線路２４ａ及び反射スタブ２４ｃからなる流入阻止手段によって不要電波除去回路２４への流入が阻止されるので、２４ＧＨｚ帯域の信号は除去されずに第２の反射手段によってゲートＧの方向へ戻される。さらに、本実施形態では、不要電波除去回路２４がゲート伝送線路２２ａの信号の流れ方向に対して直交する向きでゲート伝送線路２２ａに接続されていることによっても、２４ＧＨｚ帯域の信号が不要電波除去回路２４へ流入し難くなっている。
【００８５】
ゲートＧへ戻された２４ＧＨｚ帯域の信号は、ＦＥＴ１０によって増幅され、ドレインＤから出力されるが、出力された信号の一部が帰還回路を通ってゲートＧへ戻され、再び選択的増幅減衰回路２０へ伝送される。これにより、２４ＧＨｚ帯域の信号は、反射回路２２とＦＥＴ１０とが協働することによって増幅が繰り返され、発振する。所定値まで増幅された２４ＧＨｚ帯域の信号が、ＦＥＴ１０の出力部であるドレインＤから出力回路を通って、アンテナ４及びミキサ回路６へ伝送される。
【００８６】
このように、本実施形態のマイクロ波センサ１では、ＦＥＴ１０の特性上、ゲインが高い不要な周波数帯域の信号（本例では、１０ＧＨｚ帯域の信号）を、増幅した後にノイズカットフィルタによって除去するのではなく、ＦＥＴ１０による増幅段階で、２４ＧＨｚ帯域の信号を増幅しつつ、１０ＧＨｚ帯域の信号を増幅させることなく除去している。この構成によって、本実施形態では、省電力で生成した２４ＧＨｚ帯域の信号を、ノイズカットフィルタによって減衰させることなく外部へ出力することが可能である。
【００８７】
また、本実施形態では、２４ＧＨｚ帯域に適した高周波接地回路５０がソースＳに設けられているため、２４ＧＨｚ帯域の信号に対して、ＦＥＴ１０内の半導体チップのソース電極をショート状態に維持することができる。これにより、ＦＥＴ１０は、２４ＧＨｚ帯域の信号を効率的に発振することができる。
一方、２４ＧＨｚ帯域以外の他の周波数帯域の信号（特に１０ＧＨｚ帯域の信号）に対しては、ＦＥＴ１０内の半導体チップのソース電極がショート状態とならないので、ＦＥＴ１０は、他の不要な周波数帯域の信号を増幅し難くなる。
【００８８】
また、本実施形態では、高周波接地回路５０には、不要電波除去回路４０が取り付けられているため、２４ＧＨｚ帯以外の不要信号（特に１０ＧＨｚ帯域の信号）を不要電波除去回路４０に引き込んで減衰させることができる。このとき、不要電波除去回路４０は、２４ＧＨｚ帯域の信号を流入させないように構成されているので、不要電波除去回路４０で２４ＧＨｚ帯域の信号は除去されることがない。
【００８９】
このように、本実施形態では、信号増幅回路である選択的増幅減衰回路２０と、ＤＣ電流に対する接地回路を構成する不要電波除去回路４０の両方に、２４ＧＨｚ帯域の信号を減衰させることなく、主に１０ＧＨｚ帯域の信号を減衰させる選択的減衰手段を設けているので、ＦＥＴ１０のゲートＧとソースＳとの間でノイズ信号が共振することを効果的に抑制することができる。
【００９０】
また、上記実施形態では、不要電波除去回路２４，４０が、不要信号除去手段と流入阻止手段としての２つの機能を有しているが、これに限らず、不要信号除去手段の機能のみを有するように構成してもよい。
この場合、不要電波除去回路２４は、伝送線路２２ａとグランドとの間に接続された伝送線路と抵抗２４ｄの直列回路で構成することができる。この直列回路において、伝送線路２２ａと抵抗２４ｄとの間の伝送線路は、１０ＧＨｚ帯域の信号をこの伝送線路を介して抵抗２４ｄへ引き込み易くするように、１０ＧＨｚ帯域の信号に対してインピーダンス整合が取られる。また、不要電波除去回路４０は、伝送線路５１ａの先端部又は反射スタブ５２ａの基端部を経由する、第１ソース端子Ｓ１とグランドとの間の伝送線路と抵抗４４の直列回路で構成することができる。この直列回路において、ソース電極と抵抗４４との間の内部配線及び伝送線路は、１０ＧＨｚ帯域の信号を内部配線及び伝送線路を介して抵抗４４に引き込み易くするように、１０ＧＨｚ帯域の信号に対してインピーダンス整合が取られる。
【００９１】
本実施形態のマイクロ波センサ１は、屋内用水回り機器用の対象物検知センサに適用することができる。屋内用水回り機器は、例えば、自動水洗器や、トイレの便座機構等であり、マイクロ波センサ１は、使用者の使用を判定するために利用することができる。本実施形態のマイクロ波センサ１は、２４ＧＨｚの出力電波の強度が微弱であるので、対象物までの判定距離が短い屋内用水回り機器で好適に用いることができる。
【符号の説明】
【００９２】
１    マイクロ波センサ
２    発振器
４    アンテナ
６    ミキサ回路
１０    ＦＥＴ（高周波半導体部品）
１２    高周波発振回路
２０    選択的増幅減衰回路（信号増幅回路）
２２    反射回路
２４    不要電波除去回路
３０    高周波接地回路
４０    不要電波除去回路
５０    高周波接地回路（仮想接地回路）
６０    出力回路
６３    電源
【図１】
2013205361.tif 000003
【図２】
2013205361.tif 000004
【図３】
2013205361.tif 000005
【図４】
2013205361.tif 000006
【図５】
2013205361.tif 000007
【図６】
2013205361.tif 000008
【図７】
2013205361.tif 000009
【図８】
2013205361.tif 000010