(57)【要約】【課題】定常状態の特性を変えることなく急峻な出力変動や基準電圧変更時に高速応答を行うことができるスイッチングコンバータ回路及び半導体集積回路を提供する。【解決手段】基準電圧を負帰還電圧との誤差電圧を誤差増幅器により発生し、前記誤差電圧に基づいて定電圧を発生させるスイッチングコンバータ回路において、前記負帰還電圧が、前記基準電圧のよりも所定電圧だけ低い所定の別の基準電圧以上となること、もしくは、前記基準電圧のよりも所定電圧だけ高い所定のさらに別の基準電圧以上となることを検出して検出信号を出力する少なくとも１つの誤差比較器と、上記検出信号に基づいて、前記誤差増幅器を含む回路の応答速度を切り替える切り替え手段とを備える。【選択図】図３
2013115918.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電圧を負帰還電圧との誤差電圧を誤差増幅器により発生し、前記誤差電圧に基づいて定電圧を発生させるスイッチングコンバータ回路において、
前記負帰還電圧が、前記基準電圧のよりも所定電圧だけ低い所定の別の基準電圧以上となること、もしくは、前記基準電圧のよりも所定電圧だけ高い所定のさらに別の基準電圧以上となることを検出して検出信号を出力する少なくとも１つの誤差比較器と、
上記検出信号に基づいて、前記誤差増幅器を含む回路の応答速度を切り替える切り替え手段とを備えたことを特徴とするスイッチングコンバータ回路。
【請求項２】
前記切り替え手段は、前記検出信号に基づいて、前記誤差増幅器の消費電流を変化させて前記回路の応答速度を切り替えることを特徴とする請求項１記載のスイッチングコンバータ回路。
【請求項３】
前記切り替え手段は、前記検出信号に基づいて、前記誤差増幅器の位相補償回路の位相補償定数を変化させて前記回路の応答速度を切り替えることを特徴とする請求項１記載のスイッチングコンバータ回路。
【請求項４】
前記切り替え手段は、前記検出信号に基づいて、前記誤差増幅器を含む回路の応答速度を上げるように制御することを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１つに記載のスイッチングコンバータ回路。
【請求項５】
前記誤差比較器からの検出信号を遅延させる遅延手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載のスイッチングコンバータ回路。
【請求項６】
請求項１〜５のうちのいずれか１つに記載のスイッチングコンバータ回路を備えたことを特徴とする半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング動作により所定の定電圧を出力するスイッチングコンバータ回路、及びそれを用いた半導体集積回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は従来例に係るスイッチングコンバータ回路の構成を示すブロック図であり、図２は図１のスイッチングコンバータ回路の動作を示す各電圧のタイミングチャートである。
【０００３】
図１において、従来例に係るスイッチングコンバータ回路は、基準電圧ＶＲ１を生成して出力する基準電圧生成回路１０と、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧させて負帰還電圧ＶＦＢとして帰還して出力する帰還回路１１と、非反転入力電圧ＶＲ１及び負帰還電圧ＶＦＢである反転入力電圧に基づいてそれらの誤差電圧を検出して増幅する誤差増幅器２０と、誤差増幅器２０の出力電圧に基づいて出力ドライバ回路３３の各スイッチ素子３４，３５へのオン／オフ制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を発生するドライバ制御部３０と、制御信号ＳＧ１，ＳＧ２に基づいて制御される１対のスイッチ素子３４，３５を有し入力電圧Ｖｉｎから出力電圧を発生する出力ドライバ回路３３とを備え、ドライバ制御部３０は出力ドライバ回路３３に対する制御を行うことにより定電圧の出力電圧を出力することを特徴としている。ここで、帰還回路１１は出力電圧Ｖｏｕｔを例えば２個の抵抗を用いて抵抗分圧して帰還電圧ＶＦＢを発生して出力する。また、出力ドライバ回路３３は、入力電圧Ｖｉｎの電圧源と接地との間に１対のスイッチ素子３４，３５の直列回路が挿入されて構成され、また、出力ドライバ回路３３の出力端子には、コイル４０及びコンデンサ４１にてなる平滑回路を介して負荷４２が接続されている。
【０００４】
以上のように構成されたスイッチングコンバータ回路においては、負荷４２の変動で負帰還電圧ＶＦＢが変化した場合や、起動時や出力電圧の切り替え時に基準電圧ＶＲ１が変化した場合において負帰還電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲ１の誤差電圧を検出する誤差増幅器２０が負帰還により出力電圧Ｖｏｕｔを定電圧に保持するように制御される。当該回路は負帰還回路となっており、例えば図２に示すように、基準電圧ＶＲ１が急峻に変化した場合、出力電圧Ｖｏｕｔは誤差増幅器２０などの回路の応答速度により基準電圧ＶＲ１の変化よりも遅れて変化をする。回路の応答速度を決める１つの要因として誤差増幅器２０の周波数特性があり、誤差増幅器２０の応答速度が速いほど高速応答が可能であるが誤差増幅器２０の特性を向上させるために消費電流増加や、周波数特性を向上させることによる位相余裕の減少による安定性の悪化などのトレードオフ項目がある。
【０００５】
ところで、例えば特許文献１において、生成する基準電圧値を変える場合においても、正確に所望の基準電圧を生成することができると共に、回路面積と消費電流の増加を抑制することができる基準電圧発生回路及びその基準電圧発生回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、第２定電圧回路の出力トランジスタであるＮＭＯＳトランジスタＭ１１をソースフォロア回路にし、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１の電源を、内部抵抗の小さい直流電源ＢＡＴから直接供給するようにしたことから、Ｄ／Ａコンバータにおけるアップダウンカウンタの出力コード信号が変更されて基準電圧生成回路の出力電流である電流ｉｃｃｄが大きく変動した場合においても、基準電圧生成回路で生成される第２基準電圧Ｖｒｔの変動をなくすようにしたことを特徴としている。
【０００６】
また、例えば特許文献２において、基準電圧の変更に出力電圧がすばやく追従できるＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧設定信号に応じた電圧を出力するＤＡコンバータの出力電圧を誤差増幅回路の基準電圧に用いる出力電圧可変のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、クロック信号を出力する発振回路と、クロック信号を入力し、クロック信号に対し所定の遅延時間だけ遅れた第２クロック信号を出力する遅延回路と、誤差増幅回路の出力とインダクタに流れる電流を電圧変換した出力が与えられるＰＭＷコンパレータと、遅延回路の第２クロック信号出力とＰＭＷコンパレータとの出力が与えられＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタの制御を行う制御手段とを備え、ＤＡコンバータの制御に、クロック信号を用い、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタの制御に、第２クロック信号を用いることを特徴としている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
携帯電話などで使用されるデバイスについてスイッチングコンバータに求められる特性に出力電圧精度があり、負荷応答や出力電圧切り替え時などの変化に対して出力電圧精度を保つために回路として高速応答が必要である。
【０００８】
しかしながら、上述のように、高速応答を達成するために消費電流の増加や位相余裕度の減少などのトレードオフ項目がある。
【０００９】
そこで、本発明の目的は以上の問題点を解決し、定常状態の特性を変えることなく急峻な出力変動や基準電圧変更時に高速応答を行うことができるスイッチングコンバータ回路及び半導体集積回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
第１の発明に係るスイッチングコンバータ回路は、基準電圧を負帰還電圧との誤差電圧を誤差増幅器により発生し、前記誤差電圧に基づいて定電圧を発生させるスイッチングコンバータ回路において、
前記負帰還電圧が、前記基準電圧のよりも所定電圧だけ低い所定の別の基準電圧以上となること、もしくは、前記基準電圧のよりも所定電圧だけ高い所定のさらに別の基準電圧以上となることを検出して検出信号を出力する少なくとも１つの誤差比較器と、
上記検出信号に基づいて、前記誤差増幅器を含む回路の応答速度を切り替える切り替え手段とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
また、第２の発明に係る半導体集積回路は、上記スイッチングコンバータ回路を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
従って、本発明によれば、前記負帰還電圧が、前記基準電圧のよりも所定電圧だけ低い所定の別の基準電圧以上となること、もしくは、前記基準電圧のよりも所定電圧だけ高い所定のさらに別の基準電圧以上となることを検出し、これに応答して、前記誤差増幅器を含む回路の応答速度を切り替えるので、例えば、出力電圧の変動時、もしくは基準電圧が変化したときに上記回路の動作速度を切り替えることにより、定常状態の特性を変えることなく急峻な出力変動や基準電圧変更時に高速応答を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】従来例に係るスイッチングコンバータ回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のスイッチングコンバータ回路の動作を示す各電圧のタイミングチャートである。
【図３】本発明の第１の実施形態に係るスイッチングコンバータ回路の構成を示すブロック図である。
【図４】図３のスイッチングコンバータ回路の動作を示す各電圧のタイミングチャートである。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るスイッチングコンバータ回路の構成を示すブロック図である。
【図６】図５のスイッチングコンバータ回路の動作を示す各電圧のタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００１５】
第１の実施形態．
図３は本発明の第１の実施形態に係るスイッチングコンバータ回路の構成を示すブロック図であり、図４は図３のスイッチングコンバータ回路の動作を示す各電圧のタイミングチャートである。第１の実施形態に係るスイッチングコンバータ回路は、負帰還を有する降圧型スイッチングレギュレータであり、図１の従来例に係るスイッチングコンバータ回路に比較して、基準電圧生成回路１０及び帰還回路１１と、誤差増幅器２０との間に、２個の誤差比較器２２，２３をさらに備えたことを特徴としている。図１と同様の構成要素についてはそれらの詳細説明を省略する。
【００１６】
図３のスイッチングコンバータ回路において、基準電圧生成回路１０は基準電圧ＶＲ１を生成して出力し、当該基準電圧ＶＲ１は誤差増幅器２０の非反転入力端子に入力される。誤差増幅器２０は基準電圧ＶＲ１と負帰還電圧ＶＦＢとの間の誤差電圧に応じた出力電圧をドライバ制御部３０に出力する。ドライバ制御部３０は、誤差増幅器２０からの出力電圧に基づいて、スイッチ素子３４，３５のためのオン／オフ制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を発生してそれぞれスイッチ素子３４，３５に出力する。当該回路の制御系では、基準電圧ＶＲ１と負帰還電圧ＶＦＢとが同じ電圧になるように、スイッチ素子３４，３５に対するスイッチング制御を行う。ここで、ドライバ制御部３０は、内蔵する発振器により所定周期Ｔでスイッチングを行っており、基本的には、以下のようにスイッチング制御する。オン／オフ制御信号ＳＧ１によりスイッチ素子３４をオンし、オン／オフ制御信号ＳＧ２によりスイッチ素子３４をオフし、このとき、入力電圧Ｖｉｎの電圧源とコイル４０との間が接続され、入力電圧Ｖｉｎが出力される。一方、オン／オフ制御信号ＳＧ１によりスイッチ素子３４をオフし、オン／オフ制御信号ＳＧ２によりスイッチ素子３４をオンし、このとき、接地とコイル４０との間が接続され、コイル４０の一端が接地される。
【００１７】
ここで、スイッチ素子３４，３５のオン抵抗値や各配線の寄生抵抗を無視すれば、スイッチ素子３４の一周期あたりのオン時間ＴｏｎはＶｏｕｔ／Ｖｉｎ×Ｔとなる。定常状態では、帰還電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲ１の値は誤差増幅器２０から負帰還されているため、ＶＦＢ＝ＶＲ１となるように制御されている。しかし、急峻な負荷により出力電圧Ｖｏｕｔの変動があったり、もしくは出力電圧Ｖｏｕｔを変化させるために基準電圧ＶＲ１の切り替えた場合などにより誤差増幅器２０の入力電圧に変化があった場合、誤差増幅器２０の出力電圧が入力電圧の誤差に応じて変化することで、ドライバ制御部３０がスイッチ素子３４，３５のオン時間の制御を行い、基準電圧ＶＲ１と負帰還電圧ＶＦＢが同じになるようにスイッチ素子３４，３５のスイッチング制御を行う。誤差増幅器２０の入力電圧に対して出力電圧Ｖｏｕｔが変化する場合、誤差増幅器２０には応答速度があるためドライバ制御部３０がスイッチ素子３４，３５のスイッチング制御を行い、出力電圧Ｖｏｕｔが変化するまでに所定の時間がかかる。
【００１８】
そこで、誤差増幅器２０の入力電圧の変化に対して速く出力を変化させるためには、誤差増幅器２０の応答速度を上げる必要がある。誤差増幅器２０の応答速度はバイアス電流や位相補償回路２１により決まっている。誤差増幅器２０の応答速度を上げるには、バイアス電流の増加や回路の安定性の悪化となる。
【００１９】
本実施形態に係る回路では、２個の誤差比較器２２，２３をさらに備え、負帰還電圧ＶＦＢを誤差比較器２２の非反転入力端子及び誤差比較器２３の反転入力端子に入力し、基準電圧回路１０により生成されかつ任意に決められた基準電圧ＶＲ２（ＶＲ２＞ＶＲ１）（すなわち、基準電圧ＶＲ２は基準電圧ＶＲ１よりも所定電圧だけ高い電圧である。）を誤差比較器２２の反転入力端子に入力し、基準電圧回路１０により生成されかつ任意に決められた基準電圧ＶＲ３（ＶＲ３＜ＶＲ１）（すなわち、基準電圧ＶＲ３は基準電圧ＶＲ１よりも所定電圧だけ低い電圧である。）を誤差比較器２３の非反転入力端子に入力する。各誤差比較器２２、２３からの各出力電圧Ｖ２２，Ｖ２３は誤差増幅器２０に入力される。
【００２０】
以上のように構成された図３の回路において、通常は負帰還によりＶＦＢ＝ＶＲ１になっているため、誤差比較器２２と２３はそれぞれ出力電圧がＬレベルとなっている。ここで、急峻な負荷４２の変動により出力電圧Ｖｏｕｔの変動があったり、もしくは出力電圧Ｖｏｕｔを変化させるために基準電圧ＶＲ１の切り替えた場合などにより誤差増幅器２０の入力に変化があった場合に、ＶＦＢ＞ＶＲ２もしくはＶＦＢ＜ＶＲ３となり誤差比較器２２もしくは誤差比較器２３の出力電圧がＨレベルになった場合には、誤差比較器２２又は２３からのＨレベルの出力電圧Ｖ２２又はＶ２３により誤差増幅器２０のバイアス電流を増大させる回路となっており、負帰還電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲ１に対して任意に設定した電圧ＶＲ２，ＶＲ３との誤差が発生した場合のみ切り替えて、誤差増幅器２０のバイアス電流、すなわち消費電流を増大させることができる。ここで、誤差増幅器２０のバイアス電流又は消費電流を増大させるためには、例えば、誤差増幅器２０の各入力端子に接続されるバイアス回路の素子値（例えば、抵抗値）を小さくし、又はバイアス電圧を大きくする。
【００２１】
図３の回路において、本発明はこれに限らず、誤差増幅器２２，２３の入力極性を反転させ誤差増幅器２２，２３がＬレベルの出力電圧を出力しているときのみ切り替えて、バイアス電流を増大させてもよいし、どちらか片方の誤差増幅器２２又は２３のみを備えるように構成してもよい。
【００２２】
図３の回路において、図４に示すように、基準電圧ＶＲ１を急峻に変化させた場合、図１の従来例の回路であれば、図２のように出力電圧Ｖｏｕｔは入力の変動に対して応答速度により遅れをとるが、本実施形態に係る回路によれば、基準電圧ＶＲ２を、基準電圧ＶＲ１に比例した電圧（ＶＲ１×α）（α＜１）に設定した場合、ＶＦＢ＞ＶＲ２となった場合、誤差比較器２２がＨレベルの出力電圧を出力し、誤差増幅器２０のバイアス電流を増大させることで、当該回路の応答速度を上げて、従来例に係る回路より回路の応答速度を上げることができる。また、ＶＦＢ＜ＶＲ２になれば、誤差比較器２２の出力電圧は再びＬレベルの電圧となり、誤差増幅器２０のバイアス電流が下がり、通常動作に復帰する。さらに、基準電圧ＶＲ１が急峻に下がった場合も、基準電圧ＶＲ３をＶＲ１×α（α＞１）に設定することで、ＶＦＢ＜ＶＲ３となった場合に前記同様に誤差増幅器２０のバイアス電流を増やして回路の応答速度を上げることができる。
【００２３】
第２の実施形態．
図５は本発明の第２の実施形態に係るスイッチングコンバータ回路の構成を示すブロック図であり、図６は図５のスイッチングコンバータ回路の動作を示す各電圧のタイミングチャートである。第２の実施形態に係るスイッチングコンバータ回路は、図１の実施形態に係るスイッチングコンバータ回路に比較して、誤差比較器２２，２３からの出力電圧Ｖ２２，Ｖ２３を直接に誤差増幅器２０に入力してそのバイアス電流を変化させることに代えて、誤差比較器２２，２３からの出力電圧Ｖ２２，Ｖ２３に基づいて、位相補償回路２１内のそれぞれ位相補償定数が互いに異なる複数の位相補償回路部を選択的に切り換え、特に、応答速度が速い位相補償定数を有する位相補償回路部を選択することにより、誤差増幅器２０の応答速度を上げることで、前記図３の回路と同様に急峻な変化があった場合のみ回路の応答速度を上げることができる。
【００２４】
また、図５の回路において、図６に示すように、誤差比較器２２，２３からの出力遅延を発生させる遅延回路を設け、もしくは、クロックカウンタを用いて所定期間だけ検出時刻又はその解除を遅延させる回路を設け、誤差比較器２２，２３の検出時間、もしくは解除時間に任意の遅延時間を設けることで、ＶＲ１＝ＶＦＢとなるまで回路の応答速度を上げるような調整が可能となる。
【００２５】
変形例．
以上の各実施形態に係るスイッチングコンバータ回路及びその周辺回路を半導体集積回路で構成してもよい。すなわち、スイッチングコンバータ回路を備えた半導体集積回路を形成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００２６】
以上説明したように、本発明によれば、定常状態の特性を変えることなく急峻な出力変動や基準電圧変更時に高速応答を行うスイッチングコンバータ回路の提供が可能となる。
【符号の説明】
【００２７】
１０…基準電圧生成回路、
１１…帰還回路、
２０…誤差増幅器、
２１…位相補償回路、
２２，２３…誤差比較器、
３０…ドライバ制御部、
３３…出力ドライバ回路、
３４，３５…スイッチ素子、
４０…コイル、
４１…コンデンサ、
４２…負荷。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２８】
【特許文献１】特開２００９−２６１０４８号公報
【特許文献２】特開２００９−３０３３１７号公報
【図１】
2013115918.tif 000003
【図２】
2013115918.tif 000004
【図３】
2013115918.tif 000005
【図４】
2013115918.tif 000006
【図５】
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【図６】
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