(57)【要約】【課題】ヒステリシス電流制御型の電力変換器において、系統連系時に装備するＡＣフィルタ内の制御リアクトルにインダクタンス値の小さいものを適用しても電流リップルを規定値内に抑えることができる電力変換器を得ること。【解決手段】複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が個別に入力される駆動信号ｇ１，ｇ２によりスイッチング動作を行って直流電力を交流電力へ変換するスイッチング回路２を構成する複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、それぞれワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイトを使用したスイッチング素子である。【選択図】図１
2013188007.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子が個別に入力される駆動信号によりスイッチング動作を行って直流電力を交流電力へ変換するスイッチング回路と、
出力目標である交流電流指令と前記スイッチング回路が出力する交流電流の瞬時値との偏差と、前記交流電流指令の上下に所定範囲を加えた上限閾値および下限閾値との比較に基づき、前記交流電流の瞬時値が前記上限閾値および下限閾値の間に往復する形で収まるように、前記スイッチング回路が出力する電圧の極性及びその極性の切り替えタイミングを指定する指令信号を出力する電流制御回路と、
前記指令信号に基づき、前記複数のスイッチング素子に個別にスイッチング動作を行わせる前記駆動信号を生成する駆動回路と、
前記スイッチング回路が系統交流電源へ出力する交流電力に含まれる高周波成分を除去するリアクトル及びコンデンサを有するフィルタ回路と
を備える電力変換器において、
前記複数のスイッチング素子は、
それぞれワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイトを使用したスイッチング素子である
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記駆動回路は、
前記複数のスイッチング素子を、それぞれ２５ｋＨｚ〜８０ｋＨｚの周波数でスイッチング動作させる駆動信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ヒステリシス電流制御により直流電力を交流電力へ変換する電力変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ヒステリシス電流制御を用いた電力変換器は、太陽光発電システムを商用の配電系統（系統交流電源）に連系させる電力変換器としても用いられている（例えば特許文献１参照）。太陽光発電システムを系統に連系させる電力変換器では、太陽電池の出力電圧が直接または昇降圧されて入力するインバータ部の出力端がＡＣフィルタを介して配電系統と接続される。ＡＣフィルタは、制御リアクトルとフィルタコンデンサとで構成される。
【０００３】
ところで、ヒステリシス電流制御では、実際の出力である交流電流瞬時値が、出力目標である交流電流指令の上下に定めた上下限閾値の間に往復する形で収まるように、インバータ部の出力電圧の極性およびその極性での電圧出力期間をスイッチング素子のスイッチング動作により制御するので（例えば非特許文献１参照）、出力交流電流にリップルが現れる。
【０００４】
この出力交流電流のリップルΔＩは、インバータ部でのスイッチング動作による出力電圧の変化分ΔＶ、交流負荷のインダクタンスＬ及びインバータ部でのスイッチング動作による電圧出力期間Δｔを用いて、
ΔＩ＝ΔＶ×（Δｔ／Ｌ）  …（１）
と表されるが、ヒステリシス電流制御を用いた電力変換器を系統連系で用いる場合、この電流リップルΔＩを交流電流指令の上下限閾値の幅内に抑える必要がある。式（１）において、出力電圧の変化分ΔＶは、インバータ部への入力直流電圧であり、太陽光発電システムによって定まる値である。したがって、電流リップルΔＩを交流電流指令の上下限閾値の幅内に抑えるには、式（１）において、比「Δｔ／Ｌ」を小さくする必要がある。
【０００５】
一方、系統連系で用いる電力変換器では、余分に装備するＡＣフィルタを構成する制御リアクトルのサイズをできるだけ小さくして小形軽量化を図りたいとの強い要請がある。比「Δｔ／Ｌ」の分母を構成する交流負荷のインダクタンスＬは、ＡＣフィルタ内の制御リアクトルのインダクタンス成分と配電系統に存在する系統インピーダンスのインダクタンス成分との和であるので、系統連系で用いる電力変換器の小形軽量化を図るためには、比「Δｔ／Ｌ」において、電圧出力期間Δｔも相対的に小さくする必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−１２６３４４号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】“半導体電力変換回路”（電気学会、１９８７年３月３１日発行）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
この２つの課題は、インバータ部でのスイッチング素子を高周波化できれば解決する。しかし、スイッチング素子は、スイッチング動作時にスイッチング損失が生じ発熱するので、スイッチング周波数が高くなればこの発熱量も多くなる。この熱は、スイッチング素子のジャンクション温度を上昇させる。ジャンクション温度が高くなりすぎると、スイッチング素子の破壊に至ることもある。
【０００９】
そのため、従来では、スイッチング周波数をある限度以上に高くすることができなかったため、電圧出力期間Δｔをある値よりも長い時間に設定せざるを得なかった。つまり、交流負荷のインダクタンスＬとしてもある値以上が必要であった。
【００１０】
そのとき、配電系統における系統インピーダンスのインダクタンス成分は配電系統に依存する一定値であるので、交流負荷のインダクタンスＬの値を大きくする措置を、電力変換器に装備するＡＣフィルタにおいて、サイズが大きい制御リアクトルを使用して対応せざるを得なかった。そのため、従来では、系統連系に用いる電力変換器の小型化、軽量化が困難であり、またコストの低減も困難であった。
【００１１】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、ヒステリシス電流制御型の電力変換器において、系統連系時に装備するＡＣフィルタ内の制御リアクトルにインダクタンス値の小さいものを適用しても電流リップルを規定値内に抑えることができる電力変換器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数のスイッチング素子が個別に入力される駆動信号によりスイッチング動作を行って直流電力を交流電力へ変換するスイッチング回路と、出力目標である交流電流指令と前記スイッチング回路が出力する交流電流の瞬時値との偏差と、前記交流電流指令の上下に所定範囲を加えた上限閾値および下限閾値との比較に基づき、前記交流電流の瞬時値が前記上限閾値および下限閾値の間に往復する形で収まるように、前記スイッチング回路が出力する電圧の極性及びその極性の切り替えタイミングを指定する指令信号を出力する電流制御回路と、前記指令信号に基づき、前記複数のスイッチング素子に個別にスイッチング動作を行わせる前記駆動信号を生成する駆動回路と、前記スイッチング回路が系統交流電源へ出力する交流電力に含まれる高周波成分を除去するリアクトル及びコンデンサを有するフィルタ回路とを備える電力変換器において、前記複数のスイッチング素子は、それぞれワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイトを使用したスイッチング素子であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、ヒステリシス電流制御型の電力変換器において、スイッチング回路を構成する複数のスイッチング素子に、高速動作を行わせても、シリコン製のスイッチング素子よりも発熱の少ないシリコンカーバイト製のスイッチング素子（例えば、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）を用いるので、系統連系時に装備するフィルタ回路内の制御リアクトルにインダクタンス値の小さいものを適用しても電流リップルを規定値内に抑えることができる。したがって、系統連系時に装備するＡＣフィルタ内の制御リアクトルのインダクタンス値を小さくし、小型化、軽量化、低価格化が図れる電力変換器が得られるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】図１は、本発明の一実施の形態による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１に示すヒステリシス電流制御回路のヒステリシス動作を説明する図である。
【図３】図３は、ヒステリシス電流制御により出力電流を制御する動作を説明する波形図である。
【図４】図４は、図１に示すスイッチング回路を構成するスイッチング素子のスイッチング動作を説明する波形図である。
【図５】図５は、図１に示すＡＣフィルタの入出力特性を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明にかかる電力変換器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１６】
図１は、本発明の一実施の形態による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。図１において、電力変換器１は、本実施の形態に関わる構成として、スイッチング回路２と、駆動回路３と、ヒステリシス電流制御回路４と、減算器５と、電流検出器６と、ＡＣフィルタ７とを備えている。なお、スイッチング回路２と駆動回路３とは、全体として、直流電力を交流電力へ変換するインバータ部を構成している。説明の便宜から、２つに分けて示した。
【００１７】
スイッチング回路２は、図１では、説明を容易にするため、上アームと下アームのそれぞれに１個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を用いた単相ハーフブリッジで構成されるとしている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。スイッチング回路２としては、その他、上アームと下アームのそれぞれに２個のスイッチング素子を用いた単相フルブリッジや、上アームと下アームのそれぞれに３個のスイッチング素子を用いた三相フルブリッジなどによって構成してもよい。
【００１８】
スイッチング回路２の構成方法は任意であるが、構成要素であるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、一般に使用されているＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等のシリコン（Ｓｉ）を使用したトランジスタ（Ｓｉ製のスイッチング素子）ではなく、ワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイト（ＳｉＣ）を使用したスイッチング素子（ＳｉＣ製のスイッチング素子であり、例えば、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）である点が従来例とは異なる。
【００１９】
変換対象の直流電源は、スイッチング回路２の上アームと下アームのそれぞれに配置されるスイッチング素子の直列回路の両端間に設定されるが、この変換対象直流電源は、太陽電池が発生した直流電圧自体による直流電源である場合と、太陽電池の出力電圧を昇降圧して形成した直流電源である場合とがある。
【００２０】
図１では、スイッチング回路２は、単相ハーフブリッジで構成されるので、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両端間に設定する変換対象直流電源は、等容量に２分割した直流電源８ａ，８ｂで構成してある。そのことを示すため、図１では、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両端間に設定する変換対象直流電源の出力電圧をＥとした場合、直流電源８ａ，８ｂの出力電圧は、それぞれ「Ｅ／２」であると表記してある。そして、スイッチング回路２の出力端は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２同士の接続端２ａ（以下、接続端２ａを出力端２ａと記す。）である。
【００２１】
要するに、単相ハーフブリッジで構成されるスイッチング回路２の出力端２ａがＡＣフィルタ７を介して連系する系統交流電源９の一端に接続され、系統交流電源９の他端は、直流電源８ａ，８ｂ同士の直列接続端（図１に示す例では、直流電源８ａの負極と直流電源８ｂの正極との接続端）に接続されている。
【００２２】
ＡＣフィルタ７は、制御リアクトル７ａとフィルタコンデンサ７ｂとを備えている。制御リアクトル７ａは、一端がスイッチング回路２の出力端２ａに接続され、他端が系統交流電源９の一端に接続されている。フィルタコンデンサ７ｂは、制御リアクトル７ａの他端と、交流電源９の他端と直流電源８ａ，８ｂ同士の接続端との接続ラインとの間に設けられている。ここで、制御リアクトル７ａの他端から系統交流電源９の一端に至る配電系統には系統インピーダンス９ａが存在する。
【００２３】
電流検出器６は、スイッチング回路２の出力端２ａと制御リアクトル７ａの一端との接続ラインに設けられている。図１では、電流検出器６を計器用変流器（ＣＴ）で構成した場合が示されている。電流検出器６にて検出された実際の出力電流（出力電流瞬時値）ｉは、減算器５の減算入力端（−）に入力される。減算器５の加算入力端（＋）には、図示しない信号処理部から出力目標である交流電流指令Ｉ＊が入力される。減算器５は、交流電流指令Ｉ＊と実際の出力電流ｉとの偏差ｅを求めヒステリシス電流制御回路４に出力する。
【００２４】
以下、図１〜図５を参照して、本実施の形態に関わる部分の動作を説明する。なお、図２は、図１に示すヒステリシス電流制御回路４の動作を説明する図である。図３は、ヒステリシス電流制御により出力電流を制御する動作を説明する波形図である。図４は、図１に示すスイッチング回路を構成するスイッチング素子のスイッチング動作を説明する波形図である。図５は、図５は、図１に示すＡＣフィルタの入出力特性を示す特性図である。
【００２５】
図２に示すように、ヒステリシス電流制御回路４では、交流電流指令Ｉ＊に対して所定のヒステリシス幅ＩＴを定めて上限閾値Ｉ＊＋ＩＴ及び下限閾値Ｉ＊−ＩＴが設定され、その上限閾値Ｉ＊＋ＩＴ及び下限閾値Ｉ＊−ＩＴと減算器５にて算出された偏差ｅとの比較に基づき、スイッチング回路２が出力する交流電流の瞬時値ｉが上限閾値Ｉ＊＋ＩＴ及び下限閾値Ｉ＊−ＩＴの間に往復する形で収まるように、スイッチング回路２が出力する電圧の極性及びその極性の切り替えタイミング（つまり、その極性の電圧を出力している時間）を指定する指令信号ｇを駆動回路３に出力する。
【００２６】
駆動回路３は、ヒステリシス電流制御回路４からの指令信号ｇに基づき、上アームのスイッチング素子Ｑ１と下アームのスイッチング素子Ｑ２とのそれぞれに相補的なスイッチング動作を行わせる駆動信号ｇ１，ｇ２を生成し、それぞれのゲート端子に印加する。
【００２７】
その結果、図３に示すように、スイッチング回路２が出力する交流電流の瞬時値ｉは、上限閾値Ｉ＊＋ＩＴと下限閾値Ｉ＊−ＩＴとの間において上昇と下降とを繰り返すように制御され、電流リップルΔＩが発生する。
【００２８】
また、図４に示すように、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオンし下アームのスイッチング素子Ｑ２がオフしている期間１５では直流電源８ａの出力電圧「Ｅ／２」（正極性の出力電圧）が出力され、下アームのスイッチング素子Ｑ２がオンし上アームのスイッチング素子Ｑ１がオフしている期間１６では直流電源８ｂの出力電圧「−Ｅ／２」（負極性の出力電圧）が出力される。
【００２９】
期間１５では、直流電源８ａの電圧値（＋Ｅ／２）を振幅とし、期間１６では、直流電源８ｂの電圧値（−Ｅ／２）を振幅とし、図３に示すように、検出された交流電流瞬時値ｉが上限閾値Ｉ＊＋ＩＴと下限閾値Ｉ＊−ＩＴとの間において上昇と下降とを繰り返すように制御される交流電力が系統交流電源９へ供給される。その際に、ＡＣフィルタ７により、系統交流電源９へ供給される交流電力に含まれる高周波成分が除去される。
【００３０】
したがって、期間１５は、スイッチング回路２から系統へ正極性の電圧「Ｅ／２」を出力している期間（電圧出力期間Δｔ）であり、期間１６は、スイッチング回路２から系統へ負極性の電圧「−Ｅ／２」を出力している期間（電圧出力期間Δｔ）である。また、期間１５，１６は、それぞれ、出力交流電流のリップルΔＩの大きさを表している。
【００３１】
さて、スイッチング回路２のスイッチング動作による出力電圧の変化分ΔＶは、変換対象直流電源（直流電源８ａ＋直流電源８ｂ）の出力電圧Ｅであるが、出力交流電流のリップルΔＩと、交流負荷のインダクタンスＬ及びスイッチング回路２のスイッチング動作による電圧出力期間Δｔを用いて、
ΔＶ＝Ｌ×（ΔＩ／Δｔ）  …（２）
と表されるので、この式（２）から先に示した式（１）
ΔＩ＝ΔＶ×（Δｔ／Ｌ）  …（１）
が求められる。
【００３２】
図３に示すように、ヒステリシス電流制御では、出力交流電流の瞬時値ｉが上限閾値Ｉ＊＋ＩＴと下限閾値Ｉ＊−ＩＴとの間を往復する形で閾値の範囲内に収まるようにスイッチング回路２が制御される。よって、出力交流電流のリップルΔＩは、ΔＩ＝２ＩＴ内に抑えられることになる。
【００３３】
ここで、出力電圧の変化分ΔＶは、今の例では、ΔＶ＝Ｅ（システムで定まる一定値）である。また、交流負荷のインダクタンスＬは、制御リアクトル７ａのインダクタンス成分と、系統インピーダンス９ａのインダクタンス成分との和である。系統インピーダンス９ａのインダクタンス成分も配電系統で定まる一定値である。
【００３４】
本実施の形態では、スイッチング回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にＳｉＣ・ＦＥＴを使用する。ＳｉＣ・ＦＥＴは、高周波スイッチング損失がＳｉ製スイッチング素子よりも少ないという特性を有している。つまり、ＳｉＣ・ＦＥＴは、高速でスイッチングさせても、発熱量が少なくなるので、ジャンクション温度の上昇が抑制される。よって、ＳｉＣ・ＦＥＴを用いたスイッチング回路２では、Ｓｉ製スイッチング素子の最高速度以上の高速でスイッチング動作をすることが可能となり、電圧出力期間ΔｔをＳｉ製スイッチング素子を用いていた場合よりも小さくすることができる。
【００３５】
したがって、式（１）における比「Δｔ／Ｌ」において、電圧出力期間Δｔを小さくすることができるので、相対的に制御リアクトル７ａをインダクタンス値の小さいもので設計しても、電流リップルΔＩを規定値内に抑えることができる。
【００３６】
次に、図５を参照して、ＳｉＣ・ＦＥＴを用いたスイッチング回路２でのスイッチング周波数の設定方法について説明する。図５において、縦軸はゲインＶｏｕｔ／Ｖｉｎであり、横軸は周波数［Ｈｚ］であり、それぞれ対数目盛で示されている。
【００３７】
図５では、フィルタコンデンサ７ｂを例えば２０μＦとした場合に制御リアクトル７ａのインダクタンス値を、１ｍＨとした場合の入出力特性１０と、０．１ｍＨとした場合の入出力特性１１と、０．０１ｍＨとした場合の入出力特性１２とが示されている。
【００３８】
図５に示すように、ＡＣフィルタ７の入出力特性は、入出力する交流電流の周波数が共振周波数と一致するところで、ゲインＶｏｕｔ／Ｖｉｎがピーク値を示し、さらに入出力する交流電流の周波数が共振周波数よりも大きくなると、ゲインＶｏｕｔ／Ｖｉｎは小さくなる特性を示す。ＡＣフィルタ７は、この入出力特性によってスイッチング回路２の出力電流に含まれる高調波成分を減衰させる。
【００３９】
図５において、入出力特性１０と入出力特性１１との間では、制御リアクトル７ａのインダクタンス値は１／１０になるが、ゲインＶｏｕｔ／Ｖｉｎが１／１００のときの周波数は２．５倍程度である。さらに、入出力特性１０と入出力特性１２との間では、制御リアクトル７ａのインダクタンス値は１／１００になるが、ゲインＶｏｕｔ／Ｖｉｎが１／１００のときの周波数は１０倍程度になる。つまり、スイッチング周波数を１０倍にすると、制御リアクトル７ａのインダクタンス値を１／１００にすることができる。
【００４０】
一方、低電圧の配電系統におけるトランスの短絡インピーダンス（図１では、系統インピーダンス９ａに相当する）のインダクタンス成分は、少なくとも０．０１ｍＨ以上の値である。系統インピーダンス９ａと制御リアクトル７ａとの間の高調波電圧は、系統インピーダンス９ａと制御リアクトル７ａとのインピーダンス比で決まる。高調波電圧減衰効果を出すためには、制御リアクトル７ａのインピーダンスは概ね系統インピーダンス９ａと同程度以上必要である。さらに、リアクトル小型化効果を考慮すると、制御リアクトル７ａのインダクタンス値は０．０１ｍＨ〜０．１ｍＨとなる。
【００４１】
そうすると、入出力特性１１と入出力特性１２との間において、ゲインＶｏｕｔ／Ｖｉｎが１／１００になる周波数は、２５ｋＨｚから８０ｋＨｚ程度の周波数である。したがって、ＳｉＣ製スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、２５ｋＨｚから８０ｋＨｚが適当である。
【００４２】
ＡＣフィルタ７を必要とする系統連系に用いる電力変換器１における各部品の中でも、制御リアクトル７ａは、そのサイズおよび重量が最も大きな部品のひとつである。本実施の形態によれば、この制御リアクトル７ａのインダクタンス値を小さく設計できるので、制御リアクトル７ａのサイズ、重量も小さくできる。よって、この制御リアクトル７ａを組み込む電力変換器１自体のサイズのコンパクト化、重量の軽量化も可能になる。さらには、制御リアクトル７ａの価格も低減できるため、安価な電力変換器を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
以上のように、本発明にかかる電力変換器は、ヒステリシス電流制御型の電力変換器において、系統連系時に装備するＡＣフィルタ内の制御リアクトルのインダクタンス値を小さくして、小型化、軽量化、低価格化が図れる電力変換器として有用である。
【符号の説明】
【００４４】
１  電力変換器
２  スイッチング回路
３  駆動回路
４  ヒステリシス電流制御回路
５  減算器
６  電流検出器
７  ＡＣフィルタ
７ａ  制御リアクトル
７ｂ  フィルタコンデンサ
８ａ，８ｂ  直流電源
９  系統交流電源
９ａ  系統インピーダンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
2013188007.tif 000005
【図４】
2013188007.tif 000006
【図５】
2013188007.tif 000007