(57)【要約】【課題】  動作周波数が早い場合でも、過電流に対する保護機能を十分に発揮させることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】    電圧ＶＩＮが入力される入力ノードの電流が入力される第１ノードと第２ノードの間で電圧ＶＣ１に基づいてオンオフ動作する第１スイッチ素子と、接地電圧と第２ノードの電圧に基づいて接地電圧から第２ノードの方向に電流を通流させる第２スイッチ素子と、一端が第２ノードに他端が第３ノードに接続されたコイルＬ１と、一端が出力ノードに接続され他端に接地電圧が入力されるコンデンサＣ１と、通常動作時に、電流検出回路ＣＯＭＰ１により第１ノードに過電流判定値以上の電流が流れているかを判定し、電流抑制動作時に、第２ノードの電圧値と電圧Ｖｒｅｆ２を比較する比較回路ＣＯＭＰ２により通常動作に移行した場合に過電流判定値以上の電流が流れるかを判定する制御回路１２を備える。【選択図】        図１
2013005572.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧を所定の出力直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記入力直流電圧が入力される入力ノードと、
前記入力ノードの電流が入力される第１ノードと、
一端が前記第１ノードに、他端が第２ノードに夫々接続され、第１制御電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第１スイッチ素子と、
接地電圧から前記第２ノードの方向に電流を通流可能に構成され、接地電圧と前記第２ノードの電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第２スイッチ素子と、
一端が前記第２ノードに、他端が出力ノードに接続された誘導素子と、
一端が出力ノードに接続され、他端に前記接地電圧が入力される容量素子と、
前記第１ノードに流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記第２ノードの電圧値と所定の基準電圧を比較する比較回路と、
前記第１制御電圧の電圧値を制御して前記第１スイッチ素子のオンオフ制御を行う制御回路と、を備え、
前記制御回路が、通常動作時において、前記電流検出回路の検出結果に基づいて、前記第１ノードに所定の過電流判定値以上の電流が流れているか否かを判定し、前記過電流判定値以上の電流が流れていると判定した場合は、電流を抑制するための電流抑制動作に移行し、前記電流抑制動作時において、前記比較回路の比較結果に基づいて、前記通常動作に復帰した場合に前記第１ノードに前記過電流判定値以上の電流が流れるか否かを判定し、前記第１ノードに前記過電流判定値以上の電流が流れないと判定した場合は、前記通常動作に復帰することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
入力直流電圧を所定の出力直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記入力直流電圧が入力される入力ノードと、
前記入力ノードの電流が入力される第１ノードと、
一端が前記第１ノードに、他端が第２ノードに夫々接続され、第１制御電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第１スイッチ素子と、
接地電圧から前記第２ノードの方向に電流を通流可能に構成され、接地電圧と前記第２ノードの電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第２スイッチ素子と、
一端が前記第２ノードに、他端が第３ノードに接続された誘導素子と、
一端が前記第３ノードに接続され、他端に接地電圧が入力され、第２制御電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第３スイッチ素子と、
前記第３ノードから出力ノードの方向に電流を通流可能に構成され、前記第３ノードの電圧と前記出力ノードの電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第４スイッチ素子と、
一端が前記出力ノードに接続され、他端に前記接地電圧が入力される容量素子と、
前記第１ノードに流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記第２ノードの電圧値と所定の基準電圧を比較する比較回路と、
前記第１制御電圧の電圧値を制御して前記第１スイッチ素子に対するオンオフ制御、及び、前記第２制御電圧の電圧値を制御して前記第３スイッチ素子に対するオンオフ制御を行う制御回路と、を備え、
前記制御回路が、通常動作時において、前記電流検出回路の検出結果に基づいて、前記第１ノードに所定の過電流判定値以上の電流が流れているか否かを判定し、前記過電流判定値以上の電流が流れていると判定した場合は、電流を抑制するための電流抑制動作に移行し、前記電流抑制動作時において、前記比較回路の比較結果に基づいて、前記通常動作に復帰した場合に前記第１ノードに前記過電流判定値以上の電流が流れるか否かを判定し、前記第１ノードに前記過電流判定値以上の電流が流れないと判定した場合は、前記通常動作に復帰することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
前記第３スイッチ素子が、ＭＯＳトランジスタで構成され、ドレイン端子が前記第３ノードに接続され、前記ゲート端子に前記第２制御電圧が、ソース端子に接地電圧が夫々入力されるように構成されていることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第４スイッチ素子が、アノード端子が前記第３ノードに、カソード端子が前記出力ノードに接続されたダイオードで構成されていることを特徴とする請求項２または３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記制御回路が、前記電流抑制動作に移行した場合に、前記第１制御電圧の電圧値を制御して前記第１スイッチ素子を常時オフ状態にすることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記基準電圧が、接地電圧であることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記第１スイッチ素子が、ＭＯＳトランジスタで構成され、ソース端子が前記第１ノードに、ドレイン端子が前記第２ノードに夫々接続され、ゲート端子に前記第１制御電圧が入力されるように構成されていることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記制御回路が、前記制御回路の動作電源電圧を前記第１スイッチ素子のオンオフ制御を可能な電圧値に変換するレベルシフタを備えることを特徴とする請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記第２スイッチ素子が、アノード端子に接地電圧が入力され、カソード端子が前記第２ノードに接続されたダイオードで構成されていることを特徴とする請求項１〜８の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記第２ノードに前記入力直流電圧を入力可能な異常状態検出回路を備え、
前記制御回路が、電源投入後、前記通常動作の実行前に、前記異常状態検出回路により前記第２ノードに前記入力直流電圧を印加し、前記比較回路の出力に基づいて、異常状態を検出することを特徴とする請求項１〜９の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流を検出する過電流検出機能と、過電流から内部回路を保護する保護機能を備え、降圧動作または昇降圧動作を行うＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば、バッテリ駆動の携帯電話機等、複数種類の電源が必要な電気機器では、バッテリからの直流電圧を、必要な電圧値に変換する必要がある。直流電圧の電圧値の変換には、例えば、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。
【０００３】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、例えば、出力ノードまたは出力ノードに接続された他の部品が接地電圧に短絡した状態で動作した場合や、電子機器の起動時等、急激に出力電圧を上昇させる必要がある場合、入力直流電源からＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品、例えば、トランジスタ、コイル、ショットキーダイオード及び出力容量等に、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品の耐圧以上の電流、即ち、過電流が流れる可能性がある。過電流が流れると、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品が破損したり、部品の加熱により発煙または発火したりする可能性がある。
【０００４】
このため、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、過電流による部品や回路の破損を防止するために、過電流の保護機能を搭載しているものがある。
【０００５】
ここで、図４は、保護機能を搭載した従来の昇降圧タイプのＤＣ−ＤＣコンバータ１００を示している。
【０００６】
図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力直流電圧ＶＩＮを目標電圧ＶＯＵＴに変換する電圧変換回路１０Ａと、電圧変換回路１０Ａに過電流が流れているかを判定するための比較回路ＣＯＭＰ１と、目標電圧ＶＯＵＴを設定するためのフィードバック電圧ＶＦＢを生成する抵抗分割回路ＲＦＢと、入力直流電圧ＶＩＮが供給されると、入力直流電圧ＶＩＮから電圧ＶＤＤを生成するシリーズレギュレータ１１と、第１制御電圧及び第２制御電圧を生成して電圧変換回路１０Ａの動作を制御する制御回路１２と、一端が出力ノードＮＯＵＴに接続され、他端に接地電圧が入力される負荷回路１３と、を備えて構成されている。
【０００７】
電圧変換回路１０Ａは、入力直流電圧ＶＩＮが入力される入力ノードＮＩＮと、一端が入力ノードＮＩＮに、他端がノードＮＲＳに夫々接続された抵抗素子ＲＳ１と、ソース端子がノードＮＲＳに、ドレイン端子がノードＮＬ１に夫々接続され、ゲート端子に第１制御電圧ＶＣ１が入力されるＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１と、アノード端子に接地電圧が入力され、カソード端子がノードＮＬ１に接続されたダイオードＤ１と、一端がノードＮＬ１に、他端がノードＮＬ２に接続されたコイルＬ１と、ドレイン端子がノードＮＬ２に接続され、ゲート端子に第２制御電圧ＶＣ２が、ソース端子に接地電圧が夫々入力されるＮ型ＭＯＳトランジスタＱ２と、アノード端子がノードＮＬ２に、カソード端子が出力ノードＮＯＵＴに夫々接続されたダイオードＤ２と、一端が出力ノードＮＯＵＴに接続され、他端に接地電圧が入力されるコンデンサＣ１と、を備えて構成されている。
【０００８】
尚、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１は、ノードＮＬ１側が高耐圧となるように、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２は、ノードＮＬ２側が高耐圧となるように構成されている。
【０００９】
抵抗分割回路ＲＦＢは、一端が出力ノードＮＯＵＴに、他端がノードＮＦＢに夫々接続された抵抗素子ＲＦＢ１と、一端がノードＮＦＢに接続され、他端に接地電圧が入力される抵抗素子ＲＦＢ２を備えて構成され、ノードＮＦＢの電圧がフィードバック電圧ＶＦＢとして制御回路１２に出力される。
【００１０】
比較回路ＣＯＭＰ１は、電圧変換回路１０ＡのノードＮＲＳの電圧を所定の基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較する。
【００１１】
制御回路１２は、比較回路ＣＯＭＰ１の出力電圧と抵抗分割回路ＲＦＢの出力電圧ＶＦＢに基づいて、電圧変換回路１０ＡのＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１のオンオフ動作を制御するための電圧ＶＣ１’と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２のオンオフ動作を制御する第２制御電圧ＶＣ２を生成する制御電圧生成回路１２ａと、シリーズレギュレータ１１からの電圧ＶＤＤと入力直流電圧ＶＩＮの供給を受けて、制御電圧生成回路１２ａから出力される電圧ＶＣ１’を昇圧して第１制御電圧ＶＣ１を生成するレベルシフタ１２ｂを備えている。具体的には、制御回路１２は、動作モードに応じて第１制御電圧ＶＣ１及び第２制御電圧ＶＣ２のパルス幅及びデューティ比を変化させて電圧変換回路１０Ａの制御を行う。尚、制御回路１２は、制御電圧生成回路１２ａの動作電圧が電圧ＶＤＤであることから、レベルシフタ１２ｂにより第１制御電圧ＶＣ１を、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１を制御するのに必要な電圧値まで昇圧している。
【００１２】
レベルシフタ１２ｂは、制御回路１２から出力される第１制御電圧ＶＣ１の電圧値が電圧ＶＤＤであるのに対し、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１のソース端子には、抵抗素子ＲＳ１を介して入力直流電圧ＶＩＮが接続されることから、入力直流電圧ＶＩＮに近い電圧値の電圧が印加されることになることから、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１を確実にオフ状態にする電圧を得るため、制御電圧生成回路１２ａからの電圧ＶＣ１’を昇圧して、第１制御電圧ＶＣ１を生成する。
【００１３】
続いて、図４に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。尚、図４に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、通常動作モードと電流抑制モードの２つの動作モードで動作し、通常動作モードとしては、降圧動作モードと昇圧動作モードがある。
【００１４】
降圧動作モードでは、制御回路１２は、抵抗分割回路ＲＦＢからのフィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、レベルシフタ１２ｂを介してＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子に印加される第１制御電圧ＶＣ１のデューティ比を変化させて、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１のオンオフ動作の制御を行う。また、制御回路１２は、降圧動作モードでは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフ状態に維持するように、第２制御電圧ＶＣ２を制御する。
【００１５】
昇圧動作モードでは、制御回路１２は、抵抗分割回路ＲＦＢからのフィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２のゲート端子に印加される電圧ＶＣ２のデューティ比を変化させて、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２のオンオフ制御を行う。また、制御回路１２は、昇圧動作モードでは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１をオン状態に維持するように、第１制御電圧ＶＣ１を生成する。
【００１６】
制御回路１２は、比較回路ＣＯＭＰ１でノードＮＲＳの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１より低くなったことが検出された場合に、所定の過電流判定値以上の電流、即ち、過電流が電圧変換回路１０Ａに流れたと判定し、電流抑制モードに移行する。そして、過電流が流れるのを回避するために、第１制御電圧ＶＣ１をＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態となるように制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２０１０−５１０５３号公報
【特許文献２】特開２００２−８４７４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
ところで、比較回路ＣＯＭＰ１により過電流が検出され、電流抑制モードに移行すると、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態となるため、抵抗素子ＲＳ１には電流が流れなくなり、比較回路ＣＯＭＰ１において過電流の検出が行えなくなる。このため、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、次の制御サイクルで通常モードに復帰させ、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１をオン状態にして抵抗素子ＲＳ１に電流を流して過電流が流れているかを判定していた。
【００１９】
尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１を制御する第１制御電圧ＶＣ１は、比較回路ＣＯＭＰ１により過電流が発生したことが検出された後、制御回路１２の制御電圧生成回路１２ａにより生成され、レベルシフタ１２ｂを介して提供されるため、過電流が発生してからＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態となるまでに、比較回路ＣＯＭＰ１、制御電圧生成回路１２ａ及びレベルシフタ１２ｂによる遅延時間が発生し、この間、過電流は増加し続けることになる。即ち、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態になるときの電圧変換回路１０Ａに流れる電流値は、比較回路ＣＯＭＰ１で過電流が検出された時点での電流値より大きくなる。
【００２０】
また、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態になると、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１には即座に電流が流れなくなるのに対し、コイルＬ１では、ダイオードＤ１から出力ノードへの電流が流れ続け、時間経過と共に減っていく。
【００２１】
ここで、例えば、動作周波数が大きい場合等、電流抑制モードから通常動作モードに移行するまでの期間が短い場合や、出力電圧が低い場合等、コイルＬ１の両端の電圧差が低くコイルＬ１に流れる電流が減少する速度が遅い場合は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態からオフ状態になるまでに増加する電流値の方が、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態からオン状態になるまでに減少する電流値より大きくなる可能性がある。この場合には、保護機能が十分に機能せず、通常動作モードと電流抑制モードを繰り返す間に過電流の値が大きくなり、結果的に、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品がダメージを受ける可能性がある。
【００２２】
近年、回路の小型化等により、動作周波数が早くなる傾向にあるが、動作周波数が早くなれば成るほど、電流抑制モードから通常動作モードへの移行時間が短くなり、保護機能が十分に機能しなくなる可能性が高くなる。
【００２３】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御可能な昇圧比範囲や降圧比範囲を広くするためには、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態となる時間であるデッドタイムを短くする必要があるが、デッドタイムを短くすることにより、電流抑制モードから通常動作モードに移行する時間が短くなる可能性がある。
【００２４】
本発明は上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、動作周波数が早い場合でも、過電流に対する保護機能を十分に発揮させることができ、構成部品の破損を防ぐことができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する点にある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
上記目的を達成するための本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を所定の出力直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記入力直流電圧が入力される入力ノードと、前記入力ノードの電流が入力される第１ノードと、一端が前記第１ノードに、他端が第２ノードに夫々接続され、第１制御電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第１スイッチ素子と、接地電圧から前記第２ノードの方向に電流を通流可能に構成され、接地電圧と前記第２ノードの電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第２スイッチ素子と、一端が前記第２ノードに、他端が出力ノードに接続された誘導素子と、一端が出力ノードに接続され、他端に前記接地電圧が入力される容量素子と、前記第１ノードに流れる電流を検出する電流検出回路と、前記第２ノードの電圧値と所定の基準電圧を比較する比較回路と、前記第１制御電圧の電圧値を制御して前記第１スイッチ素子のオンオフ制御を行う制御回路と、を備え、前記制御回路が、通常動作時において、前記電流検出回路の検出結果に基づいて、前記第１ノードに所定の過電流判定値以上の電流が流れているか否かを判定し、前記過電流判定値以上の電流が流れていると判定した場合は、電流を抑制するための電流抑制動作に移行し、前記電流抑制動作時において、前記比較回路の比較結果に基づいて、前記通常動作に復帰した場合に前記第１ノードに前記過電流判定値以上の電流が流れるか否かを判定し、前記第１ノードに前記過電流判定値以上の電流が流れないと判定した場合は、前記通常動作に復帰することを特徴とする。
【００２６】
上記目的を達成するための本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を所定の出力直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記入力直流電圧が入力される入力ノードと、前記入力ノードの電流が入力される第１ノードと、一端が前記第１ノードに、他端が第２ノードに夫々接続され、第１制御電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第１スイッチ素子と、接地電圧から前記第２ノードの方向に電流を通流可能に構成され、接地電圧と前記第２ノードの電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第２スイッチ素子と、一端が前記第２ノードに、他端が第３ノードに接続された誘導素子と、一端が前記第３ノードに接続され、他端に接地電圧が入力され、第２制御電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第３スイッチ素子と、前記第３ノードから出力ノードの方向に電流を通流可能に構成され、前記第３ノードの電圧と前記出力ノードの電圧に基づいてオン状態とオフ状態が切り替わる第４スイッチ素子と、一端が前記出力ノードに接続され、他端に前記接地電圧が入力される容量素子と、前記第１ノードに流れる電流を検出する電流検出回路と、前記第２ノードの電圧値と所定の基準電圧を比較する比較回路と、前記第１制御電圧の電圧値を制御して前記第１スイッチ素子に対するオンオフ制御、及び、前記第２制御電圧の電圧値を制御して前記第３スイッチ素子に対するオンオフ制御を行う制御回路と、を備え、前記制御回路が、通常動作時において、前記電流検出回路の検出結果に基づいて、前記第１ノードに所定の過電流判定値以上の電流が流れているか否かを判定し、前記過電流判定値以上の電流が流れていると判定した場合は、電流を抑制するための電流抑制動作に移行し、前記電流抑制動作時において、前記比較回路の比較結果に基づいて、前記通常動作に復帰した場合に前記第１ノードに前記過電流判定値以上の電流が流れるか否かを判定し、前記第１ノードに前記過電流判定値以上の電流が流れないと判定した場合は、前記通常動作に復帰することを特徴とする。
【００２７】
更に好ましくは、上記特徴の本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第３スイッチ素子が、ＭＯＳトランジスタで構成され、ドレイン端子が前記第３ノードに接続され、前記ゲート端子に前記第２制御電圧が、ソース端子に接地電圧が夫々入力されるように構成されている。
【００２８】
更に好ましくは、上記特徴の本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第４スイッチ素子が、アノード端子が前記第３ノードに、カソード端子が前記出力ノードに接続されたダイオードで構成されている。
【００２９】
更に好ましくは、上記何れかの特徴の本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、前記制御回路が、前記電流抑制動作に移行した場合に、前記第１制御電圧の電圧値を制御して前記第１スイッチ素子を常時オフ状態にする。
【００３０】
更に好ましくは、上記何れかの特徴の本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２基準電圧が、接地電圧である。
【００３１】
更に好ましくは、上記何れかの特徴の本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１スイッチ素子が、ＭＯＳトランジスタで構成され、ソース端子が前記第１ノードに、ドレイン端子が前記第２ノードに夫々接続され、ゲート端子に前記第１制御電圧が入力されるように構成されている。
【００３２】
更に好ましくは、上記特徴の本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、前記制御回路が、前記制御回路の動作電源電圧を前記第１スイッチ素子のオンオフ制御を可能な電圧値に変換するレベルシフタを備える。
【００３３】
更に好ましくは、上記何れかの特徴の本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２スイッチ素子が、アノード端子に接地電圧が入力され、カソード端子が前記第２ノードに接続されたダイオードで構成されている。
【００３４】
更に好ましくは、上記何れかの特徴の本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２ノードに前記入力直流電圧を入力可能な異常状態検出回路を備え、前記制御回路が、電源投入後、前記通常動作の実行前に、前記異常状態検出回路により前記第２ノードに前記入力直流電圧を印加し、前記比較回路の出力に基づいて、異常状態を検出する。
【発明の効果】
【００３５】
従来は、上述したように、過電流が流れるかを判定するために通常動作に移行する必要があったことから、通常動作において過電流が流れる場合であっても、通常動作に移行していた。上記特徴のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第１スイッチ素子と誘導素子（例えば、コイル）の間の第２ノードの電圧値と基準電圧を比較する比較回路を設けたので、電流抑制動作に移行して第１スイッチ素子がオフ状態となった場合でも、通常動作に移行することなく、比較回路により第２ノードの電圧値と基準電圧を比較して過電流が流れるかを判定可能になるので、通常モードに移行した場合に過電流が流れるかを判定可能になる。即ち、上記特徴のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、通常動作に移行することなく、比較回路により、通常モードに移行した場合に過電流が流れるかを判定可能であることから、過電流が流れない状態となってから通常動作に移行することが可能になる。これにより、動作周波数が早い場合でも、過電流によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品の破損を防止することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路構成例を示す概略回路図である。
【図２】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの別実施形態における概略回路構成例を示す概略回路図である。
【図３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの別実施形態における概略回路構成例を示す概略回路図である。
【図４】従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路構成例を示す概略回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を図面に基づいて説明する。ここで、図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａの一構成例を示している。
【００３８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａは、入力直流電圧ＶＩＮを目標電圧ＶＯＵＴに変換する電圧変換回路１０Ａと、通常動作モードにおいて、電圧変換回路１０Ａに所定の過電流判定値以上の電流が流れているか否かを判定する電流検出回路の一例としての比較回路ＣＯＭＰ１と、電流抑制モードにおいて、通常動作に移行した場合に電圧変換回路１０Ａに過電流判定値以上の電流が流れるか否かを判定する比較回路ＣＯＭＰ２と、目標電圧ＶＯＵＴを設定するためのフィードバック電圧ＶＦＢを生成する抵抗分割回路ＲＦＢと、入力直流電圧ＶＩＮが供給されると、入力直流電圧ＶＩＮから電圧ＶＤＤを生成するシリーズレギュレータ１１と、第１制御電圧ＶＣ１及び第２制御電圧ＶＣ２を生成して電圧変換回路１０Ａの動作制御を行う制御回路１２と、一端が出力ノードに接続され、他端に接地電圧が入力される負荷回路１３と、を備えて構成されている。尚、過電流判定値は、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品の耐圧等を考慮し、構成部品が破損しない電流値に設定する。
【００３９】
尚、電圧変換回路１０Ａ、比較回路ＣＯＭＰ１、抵抗分割回路ＲＦＢ、シリーズレギュレータ１１及び負荷回路１３の構成は、図４に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と同じであり、電圧変換回路１０Ａは、入力直流電圧ＶＩＮが入力される入力ノードＮＩＮと、一端が入力ノードＮＩＮに、他端がノードＮＲＳ（第１ノードに相当）に夫々接続された抵抗素子ＲＳ１と、ソース端子がノードＮＲＳに、ドレイン端子がノードＮＬ１（第２ノードに相当）に夫々接続され、ゲート端子に第１制御電圧ＶＣ１が入力されるＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１（第１スイッチ素子に相当）と、アノード端子に接地電圧が入力され、カソード端子がノードＮＬ１に接続されたショットキーダイオードＤ１（第２スイッチ素子に相当）と、一端がノードＮＬ１に、他端がノードＮＬ２に接続されたコイルＬ１（誘導素子に相当）と、ドレイン端子がノードＮＬ２に接続され、ゲート端子に第２制御電圧ＶＣ２が、ソース端子に接地電圧が夫々入力されるＮ型ＭＯＳトランジスタＱ２（第３スイッチ素子に相当）と、アノード端子がノードＮＬ２に、カソード端子が出力ノードに夫々接続されたショットキーダイオードＤ２（第４スイッチ素子に相当）と、一端が出力ノードに接続され、他端に接地電圧が入力される平滑コンデンサＣ１（容量素子に相当）と、を備えて構成されている。尚、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と同様に、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１は、ノードＮＬ１側が高耐圧となるように、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２は、ノードＮＬ２側が高耐圧となるように構成されている。
【００４０】
比較回路ＣＯＭＰ２は、電圧変換回路１０ＡのノードＮＬ１の電圧を所定の基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較する。尚、基準電圧Ｖｒｅｆ２は、ノードＮＬ１に過電流判定値以上の電流が流れていないと判定できる電圧、例えば、接地電圧に設定する。
【００４１】
制御回路１２は、通常動作モードにおいて、比較回路ＣＯＭＰ１における比較結果に基づいてノードＮＲＳに過電流判定値以上の電流が流れているか否かを判定し、ノードＮＲＳに過電流判定値以上の電流が流れていると判定した場合は、電流を抑制するための電流抑制モードに移行し、電流抑制モードにおいて、比較回路ＣＯＭＰ２の比較結果に基づいて、通常動作モードに移行した場合にノードＮＲＳに過電流判定値以上の電流が流れるか否かを判定し、ノードＮＲＳに過電流判定値以上の電流が流れないと判定した場合は、通常動作モードに移行するように構成されている。
【００４２】
次に、本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａの処理動作について説明する。尚、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａは、図４に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と同様に、通常動作モードと電流抑制モードの２つの動作モードで動作し、通常動作モードとしては、降圧動作モードと昇圧動作モードがある。
【００４３】
降圧動作モードでは、制御回路１２は、抵抗分割回路ＲＦＢからのフィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、レベルシフタ１２ｂを介してＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子に印加される第１制御電圧ＶＣ１のデューティ比を変化させて、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１のオンオフ動作の制御を行う。また、制御回路１２は、降圧動作モードでは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２をオフ状態に維持するように、第２制御電圧ＶＣ２を制御する。
【００４４】
昇圧動作モードでは、制御回路１２は、抵抗分割回路ＲＦＢからのフィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２のゲート端子に印加される第２制御電圧ＶＣ２のデューティ比を変化させて、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２のオンオフ制御を行う。また、制御回路１２は、昇圧動作モードでは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１をオン状態に維持するように、第１制御電圧ＶＣ１を生成する。
【００４５】
制御回路１２は、比較回路ＣＯＭＰ１でノードＮＲＳの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１より低くなったことが検出された場合、過電流判定値以上の電流、即ち、過電流が電圧変換回路１０Ａに流れたと判定し、電流抑制モードに移行する。そして、過電流が流れるのを回避するために、第１制御電圧ＶＣ１をＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態となるように制御する。
【００４６】
ここで、比較回路ＣＯＭＰ１において過電流が検出され、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態になると、コイルＬ１では、ダイオードＤ１から出力ノード側に向けて電流が流れる。これにより、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１とコイルＬ１の間のノードＮＬ１の電圧は、接地電圧レベルよりダイオードＤ１の順方向電圧分低い電圧となり、コイルＬ１に電流が流れ続ける限り、当該電圧が維持される。コイルＬ１に流れる電流が０になった後、仮に、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１をオフ状態に維持したとすると、逆向きに電流が流れ始め、ノードＮＬ１の電圧は、順次、入力直流電圧ＶＩＮ付近まで上昇する。
【００４７】
本実施形態では、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を接地電圧に設定しており、制御回路１２は、比較回路ＣＯＭＰ２でノードＮＬ１の電圧が第２基準電圧Ｖｒｅｆ２より大きくなったことが検出されると、ノードＮＲＳに過電流判定値以上の電流が流れなくなったと判定する。尚、上述したように、コイルＬ１に電流が流れ続ける間、ノードＮＬ１の電圧が、接地電圧レベルよりダイオードＤ１の順方向電圧分低い電圧に維持されることから、ノードＮＬ１の電圧が接地電圧まで上昇した時点では、コイルＬ１に流れる電流が逆方向となっている。従って、この状態において、通常動作モードに移行してＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１をオン状態にしても、ノードＮＲＳに過電流判定値以上の電流が流れることはない。
【００４８】
〈別実施形態〉
〈１〉上記実施形態では、昇圧動作モードと降圧動作モードの両方で動作可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１について説明したが、降圧動作モードのみの動作を行うＤＣ−ＤＣコンバータ１でも良い。
【００４９】
ここで、図２は、降圧動作モードのみ実行可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂの概略構成例を示している。
【００５０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂは、入力直流電圧ＶＩＮを目標電圧ＶＯＵＴに変換する電圧変換回路１０Ｂと、通常動作モードにおいて、電圧変換回路１０Ｂに過電流判定値以上の電流が流れているか否かを判定する電流検出回路の一例としての比較回路ＣＯＭＰ１と、電流抑制モードにおいて、通常動作に移行した場合に電圧変換回路１０Ｂに過電流判定値以上の電流が流れるか否かを判定する比較回路ＣＯＭＰ２と、目標電圧ＶＯＵＴを設定するためのフィードバック電圧ＶＦＢを生成する抵抗分割回路ＲＦＢと、力直流電圧が供給されると、入力直流電圧ＶＩＮから電圧ＶＤＤを生成するシリーズレギュレータ１１と、第１制御電圧ＶＣ１及び第２制御電圧ＶＣ２を生成して電圧変換回路１０Ｂの動作制御を行う制御回路１２と、一端が出力ノードに接続され、他端に接地電圧が入力される負荷回路１３と、を備えて構成されている。
【００５１】
尚、制御回路１２、比較回路ＣＯＭＰ１、抵抗分割回路ＲＦＢ、シリーズレギュレータ１１及び負荷回路１３の構成は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａと同じである。
【００５２】
電圧変換回路１０Ｂは、入力直流電圧ＶＩＮが入力される入力ノードＮＩＮと、一端が入力ノードＮＩＮに、他端がノードＮＲＳ（第１ノードに相当）に夫々接続された抵抗素子ＲＳ１と、ソース端子がノードＮＲＳに、ドレイン端子がノードＮＬ１（第２ノードに相当）に夫々接続され、ゲート端子に第１制御電圧ＶＣ１が入力されるＰ型ＭＯＳトランジスタＱ１（第１スイッチ素子に相当）と、アノード端子に接地電圧が入力され、カソード端子がノードＮＬ１に接続されたショットキーダイオードＤ１（第２スイッチ素子に相当）と、一端がノードＮＬ１に、他端が出力ノードに接続されたコイルＬ１（インダクタに相当）と、一端が出力ノードに接続され、他端に接地電圧が入力される平滑コンデンサＣ１と、を備えて構成されている。尚、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａと同様に、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１は、ノードＮＬ１側が高耐圧となるように構成されている。
【００５３】
〈２〉上記第１実施形態において、図３に示すように、ノードＮＬ１に入力直流電圧ＶＩＮを入力可能な異常状態検出回路を備え、制御回路１２が、電源投入後、通常動作の実行前に、異常状態検出回路によりノードＮＬ１に入力直流電圧ＶＩＮを印加し、比較回路ＣＯＭＰ２の出力に基づいて、異常状態を検出するように構成しても良い。
【００５４】
具体的には、異常状態検出回路は、一端がノードＮＩＮに、他端がノードＮＬ１に夫々接続された比較的高抵抗な抵抗ＲＳ２で構成する。制御回路１２は、電源投入後、通常動作の実行前に、比較回路ＣＯＭＰ２の出力に基づいて、ノードＮＬ１の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上であるかを確認し、ノードＮＬ１の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より低い場合は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン端子とコイルＬ１が接地電圧ＧＮＤに短絡している可能性があると判定し、異常を判定する。ノードＮＬ１の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上の場合は、ノードＮＬ１が接地電圧ＧＮＤに短絡していないと判定する。
【符号の説明】
【００５５】
１          本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ
１Ａ        本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ
１Ｂ        本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ
１０        電圧変換回路
１０Ａ      電圧変換回路
１０Ｂ      電圧変換回路
１１        シリーズレギュレータ
１２        制御回路
１２ａ      制御電圧生成回路
１２ｂ      レベルシフタ
１３        負荷回路
ＶＩＮ      入力直流電圧
ＶＯＵＴ    目標電圧
ＶＦＢ      フィードバック電圧
ＶＣ１      第１制御電圧
ＶＣ２      第２制御電圧
ＲＳ１      抵抗素子
ＲＳ２      抵抗素子
Ｑ１        Ｐ型ＭＯＳトランジスタ（第１スイッチ素子）
Ｑ２        Ｎ型ＭＯＳトランジスタ（第３スイッチ素子）
Ｄ１        ダイオード（第２スイッチ素子）
Ｄ２        ダイオード（第４スイッチ素子）
Ｌ１        コイル
Ｃ１        コンデンサ
ＲＦＢ      抵抗分割回路
ＲＦＢ１    抵抗素子
ＲＦＢ２    抵抗素子
ＣＯＭＰ１  比較回路
ＣＯＭＰ２  比較回路
Ｖｒｅｆ１  基準電圧
Ｖｒｅｆ２  基準電圧
【図１】
2013005572.tif 000003
【図２】
2013005572.tif 000004
【図３】
2013005572.tif 000005
【図４】
2013005572.tif 000006