(57)【要約】【課題】低圧用のトランスを用い入力直流電圧の大きさに関係なく各スイッチング素子を動作できるスイッチング電源装置。【解決手段】スイッチング素子Q11(Q12)のスイッチング状態に応じた第1(第2)パルス信号を出力するパルス発生回路を有し、第1パルス信号が印加される第1直列共振回路L1,C1に第１パルス信号に対して90°位相の遅れた電流が流れ、第1直列共振回路の電流でスイッチング素子Q21をオン／オフさせ、第2パルス信号が印加される第2直列共振回路L2,C2に第2パルス信号に対して90°位相の遅れた電流が流れ、第2直列共振回路の電流でスイッチング素子Q22をオン／オフさせるので、第2コンバータ4が第1コンバータ3に対して90°位相がずれた動作となり、パルス発生回路は第1パルス信号を出力する二次巻線Na3と第2パルス信号を出力する二次巻線Na4とを有しスイッチング素子Q11,Q12の駆動信号に同期した電圧が印加される第3トランスT3を有する。【選択図】図１
2013005547.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチング素子のスイッチング状態に応じた第１パルス信号と前記第２スイッチング素子のスイッチング状態に応じた第２パルス信号とを出力するパルス発生回路と、
前記第１パルス信号が印加される第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、
前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、
前記第２パルス信号が印加される第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、
前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路とを備え、
前記第１直列共振回路には前記第１パルス信号に対して９０°位相の遅れた電流が流れ、該第１直列共振回路の電流により、前記第３スイッチング素子をオン／オフさせ、前記第２直列共振回路には前記第２パルス信号に対して９０°位相の遅れた電流が流れ、該第２直列共振回路の電流により、前記第４スイッチング素子をオン／オフさせるので、前記第２コンバータが前記第１コンバータに対して９０°位相のずれた動作となり、
前記パルス発生回路は、前記第１パルス信号を出力する第１の二次巻線と前記第２パルス信号を出力する第２の二次巻線とを有し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との駆動信号に同期した電圧が印加される第３トランスを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第３トランスは、さらに、前記第１スイッチング素子のゲート信号を生成する第３の二次巻線と、
前記第３の二次巻線と逆極性に巻かれ、前記第２スイッチング素子のゲート信号を生成する第４の二次巻線とを有し、
前記第１の二次巻線は、前記第３の二次巻線と前記第４の二次巻線との一方と同じ極性に巻かれ、
前記第２の二次巻線は、前記第３の二次巻線と前記第４の二次巻線との他方と同じ極性に巻かれることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記パルス発生回路は、さらに、前記第１スイッチング素子のゲート信号を生成する第３の二次巻線と、前記第３の二次巻線と逆極性に巻かれ、前記第２スイッチング素子のゲート信号を生成する第４の二次巻線とを有する第４トランスを有し、
前記第１の二次巻線は、前記第３の二次巻線と前記第４の二次巻線との一方と同じ極性に巻かれ、
前記第２の二次巻線は、前記第３の二次巻線と前記第４の二次巻線との他方と同じ極性に巻かれることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、簡単で安価なスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図４に示すスイッチング電源装置は、電流共振型スイッチング電源装置と呼ばれる方式で、例えば商用電源からの交流電圧を整流平滑した直流電圧を直流入力電圧Ｖｉｎとして入力する。直流入力電圧Ｖｉｎを供給する直流電源Ｖｉｎの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１１(第１スイッチング素子)とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１２(第２スイッチング素子)とが直列に接続されている。
【０００３】
スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間（又はスイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間でも良い）には電圧共振コンデンサＣｖ１が接続されるとともに、共振リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ１と電流共振コンデンサＣｉ１とからなる第１共振回路が接続されている。共振リアクトルＬｒ１は例えばトランスＴ１のリーケージインダクタンスによって代用される。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間にはダイオードＤ１が接続され、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の寄生ダイオードであってもよい。
【０００５】
また、トランスＴ１の二次側には、それぞれが逆相となるように巻回された二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２が直列に接続されている。二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２に発生する電圧はダイオードＤ１１，Ｄ１２により整流され、出力平滑コンデンサＣｏ１により平滑されて出力電圧Ｖｏ１として出力される。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が同時にオンとなるのを防止するデッドタイムを設けたゲート信号が、制御回路１０からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲートに交互に同じオン幅で入力される。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が交互にオン／オフすると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２には図５に示すような共振電流Ｑ１１ｉ，Ｑ１２ｉが流れ、トランスＴ１の二次側にはダイオードＤ１１，Ｄ１２を通して正弦波状の共振電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが放出される。
【０００８】
出力電圧Ｖｏ１は、図示しないフォトカプラなどの絶縁手段を介して一次側の制御回路１０に帰還され、制御回路１０により出力電圧Ｖｏ１が所定値となるようにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が制御される。
【０００９】
この電流共振型スイッチング電源装置では、図５に示すようにそれぞれのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン時には、電流がマイナス方向（ダイオードＤ２，Ｄ１に流れる電流）に流れているため、スイッチング損失が発生しない。また、共振動作を行っているため、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオフ時のサージ電圧も発生しない。このため、低耐圧のスイッチング素子を使用でき、高効率の電源を構成するのに極めて有効な方式である。
【００１０】
しかしながら、図４に示す電流共振型スイッチング電源装置では、二次側には正弦波状の電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが交互に流れるため、電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉは不連続動作となる。このため、出力平滑コンデンサＣｏ１に流れるリップル電流Ｃｏ１ｉは、出力電流のおよそ５〜７割程度となり、電流が連続的に流れるフォワードコンバータなどと比較すると大きい。出力平滑コンデンサＣｏ１に一般的に使用される電解コンデンサは、許容リップル電流の規定があり、この規定を満足するためには電解コンデンサを何本か並列接続しなければならない。このため、コスト及び実装面積が増加するという課題を有していた。
【００１１】
この課題を解決するものとして、特許文献１は、複数の回路を並列に接続し、それぞれの回路の位相をずらして動作させることにより電解コンデンサのリップル電流を軽減する方法を開示している。
【００１２】
しかし、特許文献１の方式では、制御回路内の高周波発振回路の出力するパルス信号を分周する回路などが必要になり、制御回路が複雑化するとともに高価になる。
【００１３】
この課題を解決するものとして、特許文献２は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との直列回路と第１トランスとを有する第１コンバータと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との直列回路と第２トランスとを有する第２コンバータと、第２スイッチング素子の両端に接続された互いに逆極性に巻回された第１の二次巻線及び第２の二次巻線を有する第３トランスの一次巻線と第３コンデンサとの直列回路と、第３トランスの第１の二次巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、第３トランスの第２の二次巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路とを備え、第１直列共振回路には第３トランスの第１の二次巻線に発生する電圧に対して９０°位相の遅れた電流が流れ、第１直列共振回路に流れる電流により、第３スイッチング素子をオン／オフさせ、第２直列共振回路には第３トランスの第２の二次巻線に発生する電圧に対して９０°位相の遅れた電流が流れ、第２直列共振回路に流れる電流により、第４スイッチング素子をオン／オフさせる（公報の図９）ので、第２コンバータが第１コンバータに対して９０°位相のずれた動作となる。このため、簡単な回路を追加するのみで、位相をシフトさせた並列動作を実現でき、出力平滑コンデンサのリップル電流を大幅に軽減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平４−１０５５５２号公報
【特許文献２】特開２０１０−１１０１１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、特許文献２の方式では、直流電源Ｖｉｎの入力直流電圧が例えば４００Ｖぐらいの場合には、高電圧が第３トランスの一次巻線に印加されるので、第３トランスは飽和を考慮した設計をする必要がある。このため、第３トランスの一次巻線は飽和しないように巻数を多くする必要があり、それに伴い、二次巻線の巻数も増加する。その結果、第３トランスが大型化するとともに、高価になる。
【００１６】
また、入力直流電圧が高電圧のときに、第３及び第４スイッチング素子が動作するように、第３トランスの一次巻線と第１の二次巻線と第２の二次巻線との巻数比を決めてしまうと、入力直流電圧が低電圧となった場合には、第１の二次巻線と第２の二次巻線とに発生する電圧がかなり低い電圧となり、第３及び第４スイッチング素子が動作しなくなるおそれがある。
【００１７】
本発明は、小型で安価な低圧用のトランスを用いることにより、入力直流電圧の大きさに関係なく各スイッチング素子を動作することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記課題を解決するために、本発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記第１スイッチング素子のスイッチング状態に応じた第１パルス信号と前記第２スイッチング素子のスイッチング状態に応じた第２パルス信号とを出力するパルス発生回路と、前記第１パルス信号が印加される第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、前記第２パルス信号が印加される第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路とを備え、前記第１直列共振回路には前記第１パルス信号に対して９０°位相の遅れた電流が流れ、該第１直列共振回路の電流により、前記第３スイッチング素子をオン／オフさせ、前記第２直列共振回路には前記第２パルス信号に対して９０°位相の遅れた電流が流れ、該第２直列共振回路の電流により、前記第４スイッチング素子をオン／オフさせるので、前記第２コンバータが前記第１コンバータに対して９０°位相のずれた動作となり、前記パルス発生回路は、前記第１パルス信号を出力する第１の二次巻線と前記第２パルス信号を出力する第２の二次巻線とを有し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との駆動信号に同期した電圧が印加される第３トランスを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、直流電源の入力直流電圧を用いないで、第３トランスの第１の二次巻線及び第２の二次巻線からの第１及び第２パルス信号により第３及び第４スイッチング素子をドライブする。従って、入力直流電圧の大きさに関係なく、各スイッチング素子を動作することができる。また、小型で安価な低圧用のトランスを用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】実施例１に係るスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２２】
(実施例１)
図１は本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示すスイッチング電源装置は、直流電源Ｖｉｎ、第１コンバータ３、第２コンバータ４、出力平滑コンデンサＣｏ１を有している。
【００２３】
第１コンバータ３は、図４に示す従来のスイッチング電源装置に対して、パルストランス３、制御回路１０ａ以外は、同様の構成であるので、その説明は省略する。
【００２４】
パルストランスＴ３（第３トランス）は、一次巻線Ｎｐ３と二次巻線Ｎａ１（第３の二次巻線）と二次巻線Ｎａ２（第４の二次巻線）と二次巻線Ｎａ３（第１の二次巻線）と二次巻線Ｎａ４（第２の二次巻線）とを有している。一次巻線Ｎｐ３の両端は制御回路１０ａの出力端子に接続される。二次巻線Ｎａ１の一端はスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続され、二次巻線Ｎａ１の他端はスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との接続点に接続される。二次巻線Ｎａ２の一端はスイッチング素子Ｑ１２のゲートに接続され、二次巻線Ｎａ２の他端は直流電源Ｖｉｎの負極に接続される。
【００２５】
制御回路１０ａは、パルストランスＴ３の一次巻線Ｎｐ３に方形波状の交流電圧（スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の駆動信号）を印加する。
【００２６】
第２コンバータ４は、第１コンバータ３と同様に、直流電源Ｖｉｎの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２１(第３スイッチング素子)とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２２(第４スイッチング素子)とが直列に接続されている。
【００２７】
なお、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とは、第１スイッチ回路を構成し、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２とは、第２スイッチ回路を構成する。
【００２８】
スイッチング素子Ｑ２２のドレイン−ソース間（又はスイッチング素子Ｑ２１のドレイン−ソース間でもよい）には電圧共振コンデンサＣｖ２が接続されるとともに、共振リアクトルＬｒ２とトランスＴ２(第２トランス)の一次巻線Ｎｐ２と電流共振コンデンサＣｉ２とからなる第２共振回路が接続されている。共振リアクトルＬｒ２は例えばトランスＴ２のリーケージインダクタンスによって代用される。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ２２のドレイン−ソース間にはダイオードＤ３が接続され、スイッチング素子Ｑ２１のドレイン−ソース間にはダイオードＤ４が接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の寄生ダイオードであってもよい。
【００３０】
また、トランスＴ２の二次側には、それぞれが逆相（逆極性）となるように巻回された二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２が直列に接続されている。二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧はダイオードＤ２１，Ｄ２２により整流され、出力平滑コンデンサＣｏ１により平滑されて出力電圧Ｖｏ１として出力される。
【００３１】
なお、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２と出力平滑コンデンサＣｏ１とは、整流平滑回路を構成する。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートにはゲート駆動回路２０および３０がそれぞれ接続されている。
【００３３】
ゲート駆動回路２０（第１制御回路）は、パルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ３の一端に接続された共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路１（第１直列共振回路）の一端が接続されている。直列共振回路１の一端は、トーテムポール型接続されたトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに接続され、トランジスタＱ１のコレクタは駆動用電源Ｖｃｃ１に、トランジスタＱ２のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２１のソースにそれぞれ接続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタはスイッチング素子Ｑ２１のゲートおよびパルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ３の他端に接続されている。
【００３４】
ゲート駆動回路３０（第２制御回路）は、パルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ４の一端に接続された共振リアクトルＬ２と共振コンデンサＣ２とからなる直列共振回路２（第２直列共振回路）の一端が接続されている。直列共振回路２の一端は、トーテムポール型接続されたトランジスタＱ３，Ｑ４のベースに接続され、トランジスタＱ３のコレクタは駆動用電源Ｖｃｃ２に、トランジスタＱ４のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２２のソースにそれぞれ接続されている。トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタはスイッチング素子Ｑ２２のゲートおよびパルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ４の他端に接続されている。
【００３５】
パルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ３と二次巻線Ｎａ４との極性は逆であり、二次巻線Ｎａ１と二次巻線Ｎａ２との極性は逆である。この例では、二次巻線Ｎａ１と二次巻線Ｎａ３との極性は同じであり、二次巻線Ｎａ２と二次巻線Ｎａ４との極性は同じである。
【００３６】
次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作について、図２に示す動作波形図を参照しながら説明する。
【００３７】
まず、第１コンバータ３は、制御回路１０ａによりパルストランスＴ３の一次巻線Ｎｐ３にデューティ５０％の方形波状の交流電圧が印加されることにより、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とのゲートにはパルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ１，Ｎａ２から交互に交流電圧が印加される。
【００３８】
すなわち、図４に示す従来例と同様に、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互に同じオン幅でオン／オフを繰り返すので、トランスＴ１の二次側には正弦波状の共振電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが放出される。
【００３９】
制御回路１０ａによりパルストランスＴ３の一次巻線Ｎｐ３に交流電圧が印加されることにより、パルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ３にも正負対称の方形波状の交流電圧Ｎａ３ｖ（第１パルス信号）が発生する。この交流電圧Ｎａ３ｖが共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１に印加されることにより、直列共振回路１にはトランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間を通して三角波状の交流電流Ｌ１ｉが流れる。
【００４０】
このような共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１に交流電圧Ｎａ３ｖを印加した場合、電流は電圧に対して９０°位相が遅れる。このため、直列共振回路１に流れる電流Ｌ１ｉは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間の中間点（例えば時刻ｔ２）で正負が切り替わる。
【００４１】
この電流Ｌ１ｉが正のときはトランジスタＱ１のベース−エミッタ間を通して流れるため、電流Ｌ１ｉが正の期間にトランジスタＱ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２１のゲートに電圧が印加される。逆にこの電流Ｌ１ｉが負のときはトランジスタＱ２のベース−エミッタ間を通して流れるため、電流Ｌ１ｉが負の期間はトランジスタＱ２がオンし、スイッチング素子Ｑ２１のゲート電圧が引き抜かれる。
【００４２】
同様に制御回路１０ａによりパルストランスＴ３の一次巻線Ｎｐ３に交流電圧が印加されることにより、パルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ４にも正負対称の方形波状の交流電圧Ｎａ４ｖ（第２パルス信号）が発生する。この交流電圧Ｎａ４ｖが共振リアクトルＬ２と共振コンデンサＣ２との直列共振回路２に印加されることにより、直列共振回路２にはトランジスタＱ３，Ｑ４のベース−エミッタ間を通して三角波状の交流電流Ｌ２ｉが流れる。
【００４３】
パルストランスＴ３の二次巻線Ｎａ３，Ｎａ４は互いに逆の極性で巻かれているので、発生する電圧Ｎａ３ｖ，Ｎａ４ｖは正負対称波形となり、直列共振回路１に流れる電流Ｌ１ｉと直列共振回路２に流れる電流Ｌ２ｉも正負対称の波形となる。
【００４４】
従って、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートに同じオン幅で交互に電圧が印加されることになる。
【００４５】
このようなゲート信号Ｑ２１ｖｇｓ，Ｑ２２ｖｇｓがスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートに電圧が印加されることにより、第２コンバータ４は、第１コンバータ３に対して、周波数が等しく、位相が９０°ずれた動作となる。
【００４６】
第２共振回路を構成する共振リアクトルＬｒ２とトランスＴ２の一次巻線Ｎｐ２と電流共振コンデンサＣｉ２との共振時定数を、第１共振回路を構成する共振リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ１と電流共振コンデンサＣｉ１との共振時定数と同様の値とした場合には、第２コンバータ４から放出される電流Ｄ２１ｉ，Ｄ２２ｉは、第１コンバータ３から放出される電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉに対して位相が９０°ずれた電流となる。このため、出力平滑コンデンサＣｏ１に流れるリップル電流Ｃｏ１ｉは、図４に示す従来の１つのコンバータで構成した場合に比較して、およそ５分の１程度に軽減される。
【００４７】
このように実施例１のスイッチング電源装置によれば、ゲート駆動回路２０，３０は、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１の電流Ｌ１ｉおよび共振リアクトルＬ２と共振コンデンサＣ２との直列共振回路２の電流Ｌ２ｉに応じて、第２コンバータ４のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン／オフさせる。すなわち、簡単な回路を追加するのみで、位相をシフトさせた並列動作を実現でき、出力平滑コンデンサＣｏ１のリップル電流Ｃｏ１ｉを大幅に低減できる。
【００４８】
また、本発明は、従来のような高圧が印加されるパルストランスを用いずに、低圧用のパルストランスＴ３を用い、制御回路１０ａからの低圧用のパルス信号を一次巻線Ｎｐ３に印加して、二次巻線Ｎａ１，Ｎａ２，Ｎａ３，Ｎａ４に発生したパルス信号よりスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２をそれぞれドライブする。
【００４９】
すなわち、直流電源Ｖｉｎの入力直流電圧を用いないで、制御回路１０ａからの低圧用のパルス信号を低圧用のパルストランスＴ３に印加してスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２をドライブする。従って、直流電源Ｖｉｎの入力直流電圧の大きさに関係なく、各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２を動作することができる。また、小型で安価な低圧用のトランスを用いることができる。
【００５０】
さらに、従来の回路では、スイッチング素子Ｑ１１を駆動するために、制御回路１０ａの内部には高圧のレベルシフト回路が必要であった。この高圧のレベルシフト回路は価格が高く、高周波で動作する場合には駆動信号を伝達する際の損失が問題となる場合があった。
【００５１】
これに対して、本発明ではスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２を１個のパルストランスＴ３で制御するので、コストを大幅に低減でき、しかもレベルシフトの際の損失の問題も解消できる。
【００５２】
（実施例２）
図３は本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源装置は、一次巻線Ｎｐ３と二次巻線Ｎａ１，Ｎａ２，Ｎａ３，Ｎａ４とを有する１つのパルストランスＴ３を用いたが、図３に示す実施例２のスイッチング電源装置は、一次巻線Ｎｐ３と二次巻線Ｎａ１，Ｎａ２とを有するパルストランスＴ３ａ（第４トランス）と、一次巻線Ｎｐ４と二次巻線Ｎａ３，Ｎａ４とを有するパルストランスＴ４（第３トランス）とを用いたことを特徴とする。
【００５３】
一次巻線Ｎｐ３の両端と一次巻線Ｎｐ４の両端とは、制御回路１０ａの出力端子に接続される。二次巻線Ｎａ１，Ｎａ２，Ｎａ３，Ｎａ４とスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２とのそれぞれの接続関係は、図１に示すそれらの接続関係と同一であるので、その説明は省略する。
【００５４】
このように実施例２に係るスイッチング電源装置によっても、実施例１に係るスイッチング電源装置と同様に動作し、同様な効果が得られる。
【００５５】
なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではない。実施例１及び実施例２では電流共振型スイッチング電源装置を例示したが、プッシュプル型のスイッチング電源装置などにも適用できる。
【符号の説明】
【００５６】
１，２  直列共振回路
３  第１コンバータ
４  第２コンバータ
１０，１０ａ  制御回路
Ｖｉｎ  直流電源
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２  スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４  トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２  ダイオード
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４  トランス
Ｎｐ１，Ｎｐ２，Ｎｐ３，Ｎｐ４  一次巻線
Ｎｓ１１，Ｎｓ１２，Ｎｓ２１，Ｎｓ２２，Ｎａ１，Ｎａ２，Ｎａ３，Ｎａ４  二次巻線
Ｃｏ１  出力平滑コンデンサ
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌ１，Ｌ２  共振リアクトル
Ｃ１，Ｃ２  共振コンデンサ
Ｃｉ１，Ｃｉ２  電流共振コンデンサ
Ｃｖ１，Ｃｖ２  電圧共振コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２  抵抗
【図１】
2013005547.tif 000003
【図２】
2013005547.tif 000004
【図３】
2013005547.tif 000005
【図４】
2013005547.tif 000006
【図５】
2013005547.tif 000007