(57)【要約】【課題】バッテリの充電制御の精度を向上することが可能なバッテリ充電回路を提供する。【解決手段】一実施形態に係るバッテリ充電回路は、バッテリを電源として、第１及び第２の３相インバータ１５，２５によりそれぞれ駆動制御される第１及び第２の３相モータ１６，２６を備えたモータ駆動系のためのバッテリ充電回路であって、制御装置２１Ａは、充電時に、第１及び第２の３相インバータ１５，１６の一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、第１及び第２の二次側出力１３Ａ，１３Ｂの電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、第１及び第２の３相インバータ１５，１６の他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御する。【選択図】図８
2013223410.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリを電源として、第１及び第２の３相インバータによりそれぞれ駆動制御される第１及び第２の３相モータを備えたモータ駆動系のためのバッテリ充電回路であって、
充電時に、交流電力が入力される一次側入力と、互いに位相が異なる交流電圧を生成する第１及び第２の二次側出力とを有する単相出力トランスと、
前記第１の二次側出力の一方の端子に接続されるとともに、前記第１の３相インバータ及び前記バッテリに対して並列に接続されている第１の整流回路と、
前記第１の３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点を前記第１の二次側出力の他方の端子に接続する第１の配線と、
前記第２の二次側出力の一方の端子に接続されるとともに、前記第２の３相インバータ及び前記バッテリに対して並列に接続されている第２の整流回路と、
前記第２の３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点を前記第２の二次側出力の他方の端子に接続する第２の配線と、
前記第１及び第２の３相インバータにおけるスイッチング素子をオン・オフ制御する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、前記充電時に、
前記第１の３相インバータの前記一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、前記第１の二次側出力の電流波形の位相を当該第１の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、かつ、前記第１の二次側出力の電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、前記第１の３相インバータの他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、
前記第２の３相インバータの前記一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、前記第２の二次側出力の電流波形の位相を当該第２の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、かつ、前記第２の二次側出力の電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、前記第２の３相インバータの他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御する、
バッテリ充電回路。
【請求項２】
前記制御装置は、前記充電時に、
前記第１の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域をも直線形状にすることによって、前記第１の二次側出力の電流波形を三角波形状にするように、前記第１の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、
前記第２の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域をも直線形状にすることによって、前記第２の二次側出力の電流波形を三角波形状にするように、前記第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する、
請求項１に記載のバッテリ充電回路。
【請求項３】
前記制御装置は、前記充電時に、
前記第１の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域を正弦波形状にするように、前記第１の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、
前記第２の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域を正弦波形状にするように、前記第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する、
請求項１に記載のバッテリ充電回路。
【請求項４】
前記第１の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域は、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有し、
前記第２の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域は、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有する、
請求項３に記載のバッテリ充電回路。
【請求項５】
前記制御装置は、
前記第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形の目標波形であって、前記中間領域が直線形状である当該目標波形を生成し、
前記第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形が前記目標波形になるように、フィードバック制御を行う、
請求項１に記載のバッテリ充電回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バッテリ充電回路に係り、電気自動車やハイブリッド自動車等のようにバッテリを電源として３相インバータにより駆動制御されるモータを備えたモータ駆動系のためのバッテリ充電回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車やハイブリッド自動車等のように、バッテリを電源として３相インバータにより駆動制御されるモータを備えたモータ駆動系が知られている。この種のモータ駆動系のためのバッテリ充電回路が、特許文献１に開示されている。
【０００３】
特許文献１に開示のバッテリ充電回路は、交流電源に接続される単相出力トランスと、単相出力トランスからの交流電流を整流して３相インバータに供給する整流回路とを備えている。このバッテリ充電回路は、モータ駆動系における３相モータのコイル（巻線）や３相インバータを利用し、単相出力トランスの二次側交流出力の電流波形を電圧波形に合わせるように３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する。すなわち、単相出力トランスの二次側交流出力の電流波形が、電圧波形の正弦波波形と位相が同じ正弦波波形になるように制御される。これにより、力率が向上される。
【０００４】
ところで、特許文献１に開示のバッテリフォークリフトのように、走行用と荷役用として、３相モータ及び３相インバータを２系統備えたモータ駆動系も知られている。この種のモータ駆動系のためにバッテリ充電回路は、外部電源入力部にスコットトランスを備え、スコットトランスの二次側出力の一方に接続された走行用インバータのスイッチング素子及び走行用モータのコイルを利用して生成した正弦波形状の交流電流の整流電流（第一充電電流）と、スコットトランスの二次側出力の他方に接続された荷役用インバータのスイッチング素子及び荷役用モータのコイルを利用して生成した正弦波形状の交流電流の整流電流（第二充電電流）との合成電流によって、バッテリを充電する。なお、第一充電電流波形と第二充電電流波形との位相差はπ／２となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−２１１８８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１のように外部電源入力部にスコットトランスを用い、そのスコットトランスにおける一方の二次側出力の電流である正弦波形状の交流電流を全波整流した整流電流と、他方の二次側出力の電流である正弦波形状の交流電流を全波整流した整流電流とを合成した合成電流を充電電流とすると、その充電電流のリップル成分（電流リップル）は比較的大きくなってしまう。この比較的大きなリップル成分により、バッテリの充電電圧が変動することとなり、バッテリの充電制御の精度向上を阻害していた。
【０００７】
そこで、本発明は、バッテリの充電制御の精度を向上することが可能なバッテリ充電回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のバッテリ充電回路は、バッテリを電源として、第１及び第２の３相インバータによりそれぞれ駆動制御される第１及び第２の３相モータを備えたモータ駆動系のためのバッテリ充電回路である。このバッテリ充電回路は、充電時に、交流電力が入力される一次側入力と、互いに位相が異なる交流電圧を生成する第１及び第２の二次側出力とを有する単相出力トランスと、第１の二次側出力の一方の端子に接続されるとともに、第１の３相インバータ及びバッテリに対して並列に接続されている第１の整流回路と、第１の３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点を第１の二次側出力の他方の端子に接続する第１の配線と、第２の二次側出力の一方の端子に接続されるとともに、第２の３相インバータ及びバッテリに対して並列に接続されている第２の整流回路と、第２の３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点を第２の二次側出力の他方の端子に接続する第２の配線と、第１及び第２の３相インバータにおけるスイッチング素子をオン・オフ制御する制御装置とを備える。制御装置は、充電時に、第１の３相インバータの一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、第１の二次側出力の電流波形の位相を当該第１の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、かつ、第１の二次側出力の電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、第１の３相インバータの他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、第２の３相インバータの一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、第２の二次側出力の電流波形の位相を当該第２の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、かつ、第２の二次側出力の電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、第２の３相インバータの他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御する。
【０００９】
このバッテリ充電回路によれば、充電時に、単相出力トランスの第１の二次側出力の電流波形の位相を当該第１の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、また、第２の二次側出力の電流波形の位相を当該第２の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、第１及び第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するので、力率を向上することができる。
【００１０】
また、このバッテリ充電回路によれば、充電時に、単相出力トランスの第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形における極大点領域と極小点領域との間の中間領域を直線形状にするように、第１及び第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するので、第１の二次側出力の交流電流を整流した整流電流と、第２の二次側出力の交流電流を整流した整流電流との合成電流におけるリップル成分（電流リップル）を低減することができる。その結果、バッテリの充電電圧の変動を低減することができ（安定化）、バッテリの充電制御の精度を向上することができる。バッテリの充電制御の精度の向上により、充電不足や、過充電等をより高精度に制御可能となる。
【００１１】
上記した制御装置は、充電時に、第１の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域をも直線形状にすることによって、第１の二次側出力の電流波形を三角波形状にするように、第１の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、第２の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域をも直線形状にすることによって、第２の二次側出力の電流波形を三角波形状にするように、第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御してもよい。
【００１２】
このように、単相出力トランスの第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形を三角波形状にすることにより、第１の二次側出力の交流電流を整流した整流電流と、第２の二次側出力の交流電流を整流した整流電流との合成電流のリップル成分をより小さくすることができる。これは、例えば、制御装置によるインバータのフィードバック制御の応答速度の高速化により実現可能である。
【００１３】
一方で、応答速度が高速でない一般的なインバータ装置や制御装置によるフィードバック制御では、目標電流波形を三角波形状とすると、実充電電流がその三角波形状の目標電流波形の極大点及び極小点においてそれぞれオーバーシュート、アンダーシュートしてしまう場合がある。
【００１４】
そこで、上記した制御装置は、充電時に、第１の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域を正弦波形状にするように、第１の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、第２の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域を正弦波形状にするように、第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御してもよい。
【００１５】
このように、第１及び第２の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域を、増加→減少の変化、及び、減少→増加の変化が極めて滑らかな正弦波形状にすることにより、制御装置によるインバータのフィードバック制御の応答速度を下げても、電流波形の極大点及び極小点におけるオーバーシュート、アンダーシュートの発生を抑制することができる。
【００１６】
また、上記した第１の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域は、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有し、上記した第２の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域は、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有してもよい。
【００１７】
また、上記した制御装置は、第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形の目標波形であって、中間領域が直線形状である当該目標波形を生成し、第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形が目標波形になるように、フィードバック制御をおこなってもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、２系統のモータ駆動系のためのバッテリの充電制御の精度を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】比較例に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を電気的に示す図である。
【図２】（ａ），（ｂ）は充電時における走行側の等価回路を示す図である。
【図３】（ａ），（ｂ）は充電時における荷役側の等価回路を示す図である。
【図４】トランスに全波整流器を接続してバッテリを充電する際の充電回路を示す図である。
【図５】（ａ）は図４のｅの部分の電圧及び電流の時間変化を示すグラフであり、（ｂ）は図４のｆの部分の電流の時間変化を示すグラフであり、（ｃ）は図２のｃの部分の電圧及び電流の時間変化を示すグラフであり、（ｄ）は図２のｄの部分の電流の時間変化を示すグラフである。
【図６】充電時の単相出力からの出力電流値の状態を示すグラフである。
【図７】比較例のバッテリ充電回路における各部電流波形を示す図である。
【図８】本発明の実施形態に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を電気的に示す図である。
【図９】本実施形態の制御装置においてメモリに記憶された制御プログラムを実行することにより行われる処理を示す図である。
【図１０】本実施形態のバッテリ充電回路における各部電流波形を示す図である。
【図１１】本実施形態の変形例のバッテリ充電回路における各部電流波形を示す図である。
【図１２】変形例のバッテリ充電回路の所定条件での充電電流波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。
（比較例）
【００２１】
本発明の実施形態に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を説明する前に、本発明の特徴の理解を容易にするために、比較例に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路について説明する。
【００２２】
図１は、比較例に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を電気的に示す図である。比較例のバッテリフォークリフトは、モータ駆動系として、バッテリを電源とするとともにインバータにより制御される走行用モータ及び荷役用モータを備えている。バッテリ充電回路は、構成部品として走行用モータ及び荷役用モータのコイルやインバータのスイッチング素子を利用している。
【００２３】
バッテリ充電回路は、３相交流電源１１（例えば、商用２００Ｖ交流電源）にスイッチ１２を介して接続される単相出力トランスとしてのスコットトランス１３を備えている。スコットトランス１３の一方の単相出力１３Ａには整流回路１４、走行用インバータ１５及び走行用モータ１６が接続されている。スコットトランス１３の他方の単相出力１３Ｂには整流回路２４、荷役用インバータ２５及び荷役用モータ２６が接続されている。走行用モータ１６及び荷役用モータ２６には３相交流モータが使用されている。３相交流モータは、コイルＵ，Ｖ，Ｗがデルタ結線されている。
【００２４】
整流回路１４は、２個のダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路で構成され、両ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点においてスコットトランス１３の一方の単相出力１３Ａの端子１８ａに接続されている。また、整流回路１４のプラス側はバッテリ１７のプラス端子に接続され、整流回路１４のマイナス側はバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。
【００２５】
走行用インバータ１５には、６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を備えた３相インバータが使用され、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ）が使用されている。第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６はそれぞれ直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のコレクタがそれぞれバッテリ１７のプラス端子に接続され、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のエミッタがそれぞれバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のコレクタとエミッタ間には、それぞれダイオードＤが逆並列に、即ちカソードがコレクタにアノードがエミッタに対応する状態に接続されている。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点が走行用モータ１６のコイルＵとコイルＶとの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタとの接続点が走行用モータ１６のコイルＶとコイルＷとの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ５のエミッタとスイッチング素子Ｑ６のコレクタとの接続点が走行用モータ１６のコイルＵとコイルＷとの接続点に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点は、スコットトランス１３の一方の単相出力１３Ａの整流回路１４が接続された端子１８ａと反対側の端子１８ｂに配線２０を介して接続されている。
【００２７】
整流回路２４は、２個のダイオードＤ３，Ｄ４の直列回路で構成され、両ダイオードＤ３，Ｄ４の接続点においてスコットトランス１３の他方の単相出力１３Ｂの端子１９ａに接続されている。また、整流回路２４のプラス側はバッテリ１７のプラス端子に接続され、整流回路２４のマイナス側はバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。
【００２８】
荷役用インバータ２５には、６個のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６を備えた３相インバータが使用され、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６にはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ）が使用されている。第１のスイッチング素子Ｑ１１及び第２のスイッチング素子Ｑ１２、第３のスイッチング素子Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ１４、第５のスイッチング素子Ｑ１５及び第６のスイッチング素子Ｑ１６はそれぞれ直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３，Ｑ１５のコレクタがそれぞれバッテリ１７のプラス端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４，Ｑ１６のエミッタがそれぞれバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のコレクタとエミッタ間には、それぞれダイオードＤが逆並列に、即ちカソードがコレクタにアノードがエミッタに対応する状態に接続されている。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ１１のエミッタとスイッチング素子Ｑ１２のコレクタとの接続点が荷役用モータ２６のコイルＵとコイルＶとの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ１３のエミッタとスイッチング素子Ｑ１４のコレクタとの接続点が荷役用モータ２６のコイルＶとコイルＷとの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ１５のエミッタとスイッチング素子Ｑ１６のコレクタとの接続点が荷役用モータ２６のコイルＵとコイルＷとの接続点に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタとスイッチング素子Ｑ１２のコレクタとの接続点は、スコットトランス１３の他方の単相出力１３Ｂの整流回路２４が接続された端子１９ａと反対側の端子１９ｂに配線２０を介して接続されている。
【００３０】
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１〜Ｑ１６の制御端子としてのゲートは、制御装置２１に接続されている。制御装置２１は、走行用モータ１６に流れる電流を検出する電流センサ３１及び荷役用モータ２６に流れる電流を検出する電流センサ３２に接続されている。制御装置２１は、図示しないＣＰＵ及びメモリを備え、メモリには走行用モータ１６及び荷役用モータ２６を駆動するのに必要な制御プログラムが記憶されている。また、メモリにはスコットトランス１３を３相交流電源１１に接続した状態でバッテリ１７を充電する際に、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１〜Ｑ１６を制御するのに必要な制御プログラムが記憶されている。
【００３１】
制御装置２１は、バッテリ１７の充電時には走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５の第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２と第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ１５，Ｑ１６をオフ状態に保持し、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１３，Ｑ１４をオン・オフ制御する。制御装置２１は、スコットトランス１３の二次側出力、即ち各単相出力１３Ａ，１３Ｂの電流波形を電圧波形に合わせるように第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御する。スコットトランス１３の２組の単相出力１３Ａ，１３Ｂは同じ位相ではなく、９０度の位相差があるため、位相差を考慮して第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフのタイミングが設定されている。
【００３２】
次に前記のように構成された車両用充電回路の作用を説明する。
バッテリフォークリフトは、バッテリ１７の充電時以外には３相交流電源１１から切り離された状態に保持される。そして、制御装置２１の指令により走行用インバータ１５の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン・オフ制御されることにより、バッテリ１７の直流電力が交流電力に変換されて走行用モータ１６に供給され、走行用モータ１６が駆動される。また、制御装置２１の指令により荷役用インバータ２５の各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６がオン・オフ制御されることにより、バッテリ１７の直流電力が交流電力に変換されて荷役用モータ２６に供給され、荷役用モータ２６が駆動される。
【００３３】
バッテリ１７の電力により走行用モータ１６が駆動される際も、スコットトランス１３は走行用インバータ１５及び走行用モータ１６に接続されたままである。しかし、スコットトランス１３の単相出力１３Ａと走行用モータ１６との接続点ｂは、走行用インバータ１５の１相を構成する第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点であるため、その接続点ｂの電圧が変動しても、電流はその相のダイオードＤあるいはオン状態のスイッチング素子Ｑ２に優先的に流れ、単相出力１３Ａに電流が流れることが防止される。したがって、走行用モータ１６の駆動時に単相出力１３Ａを走行用インバータ１５から切り離さずに、走行用モータ１６を支障なく駆動することができる。また、荷役用モータ２６に関しても同様に、荷役用モータ２６の駆動時に単相出力１３Ｂを荷役用インバータ２５から切り離さずに、荷役用モータ２６を支障なく駆動することができる。
【００３４】
バッテリ１７を充電する際は、スコットトランス１３に３相交流電源１１から交流電力が供給される状態に保持される。具体的には、フォークリフトに設けられた電源コンセントに、３相交流電源１１の充電ケーブルのプラグが接続された後、スイッチ１２がオン状態に保持される。そして、制御装置２１は、走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１５，Ｑ１６をオフ状態に保持し、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御する。即ち、インバータ内の１相分の素子をオン・オフ制御することで、モータのインダクタンス（コイル）を使用して、スコットトランス１３の出力を昇圧し、バッテリ１７へ電流を供給する。したがって、バッテリ１７の充電時には、車両用充電回路の走行用インバータ１５側は、図２（ａ），（ｂ）に示す等価回路で表わされる。また、荷役用インバータ２５側は、図３（ａ），（ｂ）に示す等価回路で表わされる。
【００３５】
即ち、走行側は、交流の単相出力１３Ａの端子１８ａがダイオードＤ１を介してバッテリ１７のプラス端子に接続されるとともに、ダイオードＤ２を介してバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。単相出力１３Ａの端子１８ｂは、走行用モータ１６のコイルＶを介して第３のスイッチング素子Ｑ３と第４のスイッチング素子Ｑ４との接続点に接続されている。また、荷役側は、交流の単相出力１３Ｂの端子１９ａがダイオードＤ３を介してバッテリ１７のプラス端子に接続されるとともに、ダイオードＤ４を介してバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。単相出力１３Ｂの端子１９ｂは、荷役用モータ２６のコイルＶを介して第３のスイッチング素子Ｑ１３と第４のスイッチング素子Ｑ１４との接続点に接続されている。
【００３６】
そして、走行用インバータ１５側で、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの端子１８ａから電力が出力される状態で、第３のスイッチング素子Ｑ３がオン状態、第４のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態のときには、図２（ａ）に破線の矢印で示すように電流が流れる。即ち、単相出力１３Ａの端子１８ａ→ダイオードＤ１→第３のスイッチング素子Ｑ３→走行用モータ１６のコイルＶ→単相出力１３Ａの端子１８ｂの経路で電流が流れ、コイルＶに電磁エネルギーが蓄積される。そして、第４のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態のまま第３のスイッチング素子Ｑ３がオフ状態になると、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーは、図２（ａ）に２点鎖線の矢印で示す経路で流れる電流となる。即ち、走行用モータ１６のコイルＶ→単相出力１３Ａの端子１８ｂ→単相出力１３Ａの端子１８ａ→ダイオードＤ１→バッテリ１７→第４のスイッチング素子Ｑ４のダイオードＤ→走行用モータ１６のコイルＶの経路で流れる電流となり、単相出力１３Ａからの電流に加算された状態でバッテリ１７が充電される。単相出力１３Ａの電圧をＶ０、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーによる電圧をＶＬ、バッテリ電圧をＶＢとすると、ＶＢ＝ＶＬ＋Ｖ０の関係でバッテリ１７が充電される。
【００３７】
なお、第４のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態において、第３のスイッチング素子Ｑ３がオン・オフ制御される間隔は、単相出力１３Ａから正弦波状に出力される電圧波形に出力電流の波形が合うように、図５（ｃ）に示すように、電圧の正弦波波形の１／２周期の間に、複数回行われる。図５（ｃ）では分かりやすいようにスイッチング素子Ｑ４のスイッチング周期を実際より低い周期で示している。
【００３８】
次に、単相出力１３Ａの端子１８ｂから電力が出力される状態で、第３のスイッチング素子Ｑ３がオフ状態、第４のスイッチング素子Ｑ４がオン状態のときには、図２（ｂ）に破線の矢印で示すように電流が流れる。即ち、単相出力１３Ａの端子１８ｂ→走行用モータ１６のコイルＶ→第４のスイッチング素子Ｑ４→ダイオードＤ２→一方の単相出力１３Ａの端子１８ａの経路で電流が流れ、コイルＶに電磁エネルギーが蓄積される。そして、第３のスイッチング素子Ｑ３がオフ状態のまま第４のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態になると、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーは、図２（ｂ）に２点鎖線の矢印で示す経路で流れる電流となる。即ち、第３のスイッチング素子Ｑ３のダイオードＤ→バッテリ１７→ダイオードＤ２→単相出力１３Ａの端子１８ａ→単相出力１３Ａの端子１８ｂ→走行用モータ１６のコイルＶの経路で流れる電流となり、単相出力１３Ａからの電流に加算された状態でバッテリ１７が充電される。単相出力１３Ａの電圧をＶ０、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーによる電圧をＶＬ、バッテリ電圧をＶＢとすると、ＶＢ＝ＶＬ＋Ｖ０の関係でバッテリ１７が充電される。上述のように、単相出力１３Ａからの交流出力を昇圧してバッテリ１７に充電する際、走行用モータ１６には３相電流が流れないため、走行用モータ１６が回転することはなく、充電のために走行用モータ１６を切り離す必要はない。
【００３９】
また、荷役用インバータ２５側においても基本的に走行用インバータ１５側と同様にして充電が行われる。具体的には、走行用インバータ１５側における単相出力１３Ａを単相出力１３Ｂに、端子１８ａ，１８ｂを端子１９ａ，１９ｂに、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を第３及び第４のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４に、ダイオードＤ１，Ｄ２をダイオードＤ３，Ｄ４にそれぞれ置き換えればよい。
【００４０】
即ち、スコットトランス１３の他方の単相出力１３Ｂの端子１９ａから電力が出力される状態で、第３のスイッチング素子Ｑ１３がオン状態、第４のスイッチング素子Ｑ１４がオフ状態のときには、図３（ａ）に破線の矢印で示す経路で電流が流れ、コイルＶに電磁エネルギーが蓄積される。そして、第４のスイッチング素子Ｑ１４がオフ状態のまま第３のスイッチング素子Ｑ１３がオフ状態になると、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーは、図３（ａ）に２点鎖線の矢印で示す経路で流れる電流となり、単相出力１３Ｂからの電流に加算された状態でバッテリ１７が充電される。
【００４１】
次に、他方の単相出力１３Ｂの端子１９ｂから電力が出力される状態で、第３のスイッチング素子Ｑ１３がオフ状態、第４のスイッチング素子Ｑ１４がオン状態のときには、図３（ｂ）に破線の矢印で示すように電流が流れ、コイルＶに電磁エネルギーが蓄積される。そして、第３のスイッチング素子Ｑ１３がオフ状態のまま第４のスイッチング素子Ｑ１４がオフ状態になると、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーは、図３（ｂ）に２点鎖線の矢印で示す経路で流れる電流となり、単相出力１３Ｂからの電流に加算された状態でバッテリ１７が充電される。上述のように、単相出力１３Ｂからの交流出力を昇圧してバッテリ１７に充電する際、荷役用モータ２６には３相電流が流れないため、荷役用モータ２６が回転することはなく、充電のために荷役用モータ２６を切り離す必要はない。
【００４２】
図４に示すように、準定電圧トランスＴの二次側の端子に全波整流回路３３を介してバッテリ１７を接続した回路において充電を行う場合、図４のｅの部分、即ち準定電圧トランスＴの出力部の電圧及び電流の変化は図５（ａ）のようになる。そして、準定電圧トランスＴを用いた場合、出力部の電圧がバッテリ電圧以上の時に電流が流れるため、図４のｆの部分、即ちバッテリ１７へ供給される電流の変化は図５（ｂ）のようになる。即ち、準定電圧トランスＴの出力電流は、正弦波状の出力電圧波形のピーク付近だけ流れる高調波電流となる。
【００４３】
一方、この比較例では、スコットトランス１３の二次側出力、即ち各単相出力１３Ａ，１３Ｂの電流波形が電圧波形に合うように、即ち電流波形が正弦波状の出力電圧波形と位相が同じ正弦波波形になるように目標充電電流波形が設定され、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４がオン・オフ制御される。即ち、図５（ｃ）に示すように、正弦波状の出力電圧波形のプラス側の１／２周期の間には、第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４がオフ状態に保持され、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３が複数回オン・オフ制御される。また、マイナス側の１／２周期の間には、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３がオフ状態に保持され、第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４が複数回オン・オフ制御される。その結果、単相出力１３Ａ，１３Ｂの出力電流は出力電圧波形と位相が同じ正弦波波形になるように出力される。そして、バッテリ１７へ供給される電流の変化は図５（ｄ）のようになる。そのため、定電流充電でバッテリ１７を充電することが可能になる。また、交流電流の位相と交流電圧の位相とが同位相になって力率が向上する。
【００４４】
詳述すると、制御装置２１は、電流センサ３１，３２の検出信号に基づいて、各単相出力１３Ａ，１３Ｂの電圧波形に電流波形を合わせるように目標充電電流波形を設定し、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をスイッチング制御する。その結果、図５（ｃ）に示すように、単相出力１３Ａ，１３Ｂの出力電流は出力電圧の値が大きい時には大きな電流値に、出力電圧の値が小さい時には小さな電流値になるように制御されることにより、スコットトランス１３に入力される交流電源電圧の周期の全体にわたって電流が流れる。そのため、定電流充電でバッテリ１７を充電することが可能になる。また、交流電流の位相と交流電圧の位相とが同位相になるため、力率の改善と高調波電流の抑制を図ることができる。
【００４５】
なお、定電流充電を行う場合、単相出力１３Ａ，１３Ｂから出力される電圧は平均電圧が一定の正弦波となるように出力される。しかし、単相出力１３Ａ，１３Ｂから出力される電流は、充電初期には図６に実線で示すように大きな値となり、充電終期（満充電に近くなると）電流図６に破線で示すように小さな値となるように、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４のスイッチング周期が変更される。
【００４６】
ここで、この比較例のバッテリ充電回路では、制御装置２１は、図７に示すように、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの目標充電電流波形（交流電流Ｉ１）、及び、単相出力１３Ｂの目標充電電流波形（交流電流Ｉ２）が正弦波形状として設定され、その正弦波形状の目標充電電流波形に基づいて第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御するので、交流電流Ｉ１を整流した整流電流と交流電流Ｉ２を整流した整流電流とを合成した充電電流Ｉ０には比較的大きなリップル成分が含まれることとなる。このような大きなリップル成分はバッテリの充電電圧の変動をまねくため、バッテリの充電制御の精度向上の阻害要因となっていた。
【００４７】
そこで、本願発明者らは、バッテリの充電電流におけるリップル成分を低減し、バッテリの充電制御の精度の向上を図る。
［本実施形態］
【００４８】
図８は、本発明の実施形態に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を電気的に示す図である。本実施形態のバッテリ充電回路は、比較例のバッテリ充電回路において制御装置２１に代えて制御装置２１Ａを備える点で比較例と異なっている。本実施形態のバッテリ充電回路のその他の構成は、比較例のバッテリ充電回路と同一である。
【００４９】
制御装置２１Ａは、制御装置２１と同様に、バッテリ１７の充電時には、走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５の第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２と第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ１５，Ｑ１６をオフ状態に保持し、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１３，Ｑ１４をオン・オフ制御する。このとき、制御装置２１Ａは、図５（ｃ）と同様に、正弦波状の出力電圧波形のプラス側の１／２周期の間には、第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４がオフ状態に保持され、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３が複数回オン・オフ制御される。また、マイナス側の１／２周期の間には、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３がオフ状態に保持され、第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４が複数回オン・オフ制御される。これにより、交流電流の位相と交流電圧の位相とが同位相になって力率が向上する。
【００５０】
そして、制御装置２１Ａは、制御装置２１と異なり、図１０に示すように、単相出力１３Ａの目標充電電流波形（交流電流Ｉ１Ａ）及び単相出力１３Ｂの目標充電電流波形（交流電流Ｉ２Ａ）について、それぞれにおける極大点ＰＭＡＸを含む極大点領域ＲＭＡＸ、及び、極小点ＰＭＩＮを含む極小点領域ＲＭＩＮを正弦波形状にするように、また、これらの極大点領域ＲＭＡＸと極小点領域ＲＭＩＮとの間の中間領域ＲＭＩＤを直線形状にするように設定し、実充電電流がそれぞれ目標電流となるように第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御する。本実施形態では、極大点領域ＲＭＡＸ及び極小点領域ＲＭＩＮは、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有するが、これに限るものではなく、より狭い領域としてもよい。つまり、±２０度の位相範囲を有することが好ましく、±１０度の位相範囲を有することが更に好ましい。これにより、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａを整流した整流電流と、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａを整流した整流電流との合成電流Ｉ０Ａである充電電流のリップル成分を低減することができる。
【００５１】
例えば、制御装置２１Ａは、メモリに記憶された制御プログラムを実行することにより、図９に示す処理を行う。まず、制御装置２１Ａには、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形の目標充電電流波形を生成する（ステップＳ２１１）。次に、制御装置２１Ａは、目標充電電流波形と、電流センサ３１、３２によって検出された電流値との偏差を求め（ステップＳ２１２）、その偏差に応じてスイッチング素子のＰＷＭ制御を行う（ステップＳ２１３）。また、制御装置２１Ａは、目標充電電流波形の正負情報に応じて、すなわち上述した単相出力１３Ａ，１３Ｂの極性に応じて（図２（ａ），（ｂ）及び図３（ａ），（ｂ））、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４の切替を行う（ステップＳ２１４）。
【００５２】
なお、制御装置２１Ａは、バッテリ１７の充電時以外の動作において制御装置２１と同一である。
【００５３】
この本実施形態のバッテリ充電回路によれば、充電時に、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの電流波形の位相を当該単相出力１３Ａの電圧波形の位相に合わせるように、また、単相出力１３Ｂの電流波形の位相を当該単相出力１３Ｂの電圧波形の位相に合わせるように、走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のスイッチング素子をオン・オフ制御するので、力率を向上することができる。
【００５４】
また、この本実施形態のバッテリ充電回路によれば、図１０に示すように、充電時に、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形それぞれにおける極大点領域ＲＭＡＸと極小点領域ＲＭＩＮとの間の中間領域ＲＭＩＤが直線状となるように、走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のスイッチング素子をオン・オフ制御するので、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａを整流した整流電流と、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａを整流した整流電流との合成電流Ｉ０Ａである充電電流におけるリップル成分を低減することができる。その結果、バッテリの充電電圧の変動を低減することができ（安定化）、バッテリの充電制御の精度を向上することができる。バッテリの充電制御の精度の向上により、充電不足や、過充電等をより高精度に制御可能となる。
［本実施形態の変形例］
【００５５】
ここで、本実施形態の変形例を示す。変形例のバッテリ充電回路における制御装置２１Ａは、図１１に示すように、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形及び単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形それぞれにおける極大点領域ＲＭＡＸ及び極小点領域ＲＭＩＮをも直線形状にするように、すなわち、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形及び単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形それぞれを三角波形状にするように、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御する。
【００５６】
このように、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形を三角波形状にすることにより、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａを整流した整流電流と、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａを整流した整流電流との合成電流Ｉ０Ａにはリップル成分が発生しないこととなる。これは、制御装置２１Ａによる走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のフィードバック制御の応答速度の高速化により実現可能である。しかしながら、このような高速のフィードバック制御を行う場合には、装置全体のコストが高くなってしまう。
【００５７】
ところで、コスト増加を抑制するために、一般的な制御装置と一般的なインバータを用いるとともに、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの目標充電電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの目標充電電流波形を図１１のような三角波形状とすると、実充電電流には、図１２に示すように、三角波形状の目標充電電流波形の極大点ＰＭＡＸ及び極小点ＰＭＩＮにおいてそれぞれオーバーシュート、アンダーシュートが発生してしまう。
【００５８】
このような問題に対して、本実施形態のように、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの目標充電電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの目標充電電流波形における極大点領域ＲＭＡＸ及び極小点領域ＲＭＩＮを、増加→減少の変化、及び、減少→増加の変化が極めて滑らかな正弦波形状にすることにより、制御装置２１Ａによる走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のフィードバック制御の応答速度が高速でなくても、実充電電流の目標充電電流波形の極大点ＰＭＡＸ及び極小点ＰＭＩＮにおけるオーバーシュート、アンダーシュートの発生を抑制することができる。
【００５９】
なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。
【００６０】
充電時に走行用インバータ１５の一組のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及び荷役用インバータ２５の一組のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオン・オフ制御するのではなく、それぞれ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、Ｑ１３，Ｑ１４と、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、Ｑ１５，Ｑ１６とを交互にオン・オフ制御してもよい。この場合、電流がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、Ｑ１３，Ｑ１４を流れて充電される状態と、電流がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、Ｑ１５，Ｑ１６を流れて充電される状態とが交互に繰り返されるため、スイッチング素子の発熱を分散化でき、インバータのオーバーヒートを低減できるので、インバータに流せる充電電流を増加することができる。
【００６１】
充電時に走行用インバータ１５の一組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及び荷役用インバータ２５の一組のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフ状態に保持し、二組のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６、Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６をオン・オフ制御してもよい。具体的には、第３のスイッチング素子Ｑ３と第５のスイッチング素子Ｑ５とを同じオン・オフ状態に、第４のスイッチング素子Ｑ４と第６のスイッチング素子Ｑ６とを同じオン・オフ状態にする。また、第３のスイッチング素子Ｑ１３と第５のスイッチング素子Ｑ１５とを同じオン・オフ状態に、第４のスイッチング素子Ｑ１４と第６のスイッチング素子Ｑ１６とを同じオン・オフ状態にする。この場合、充電時に電流が二つのスイッチング素子に分散して流れるため、スイッチング素子の発熱を分散化でき、インバータのオーバーヒートを低減できるので、インバータに流せる充電電流を増加することができる。
【００６２】
車両は、バッテリを電源とした電気自動車に限らず、ガソリンエンジンやディーゼルエンジンに加えてバッテリを電源とした走行用モータを備えたハイブリッド車に適用してもよい。
【００６３】
モータとインバータを３セット備えたモータ駆動系に適用してもよい。この場合、３相トランスで単相３出力のトランスを使用して、各単相出力にインバータ、整流回路及びバッテリを接続する。
【００６４】
モータ駆動系は、バッテリを電源として３相インバータにより駆動制御される３相モータを備えたものであればよく、車載のモータ駆動系に限らず、例えば、トレーラーに搭載されて移動される機械設備のモータ駆動系であってもよい。
【００６５】
トランスの単相出力の２個の端子のうち、整流回路が接続された端子と反対側の端子に配線２０を介して接続される３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点は、Ｕ相用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続点に限らない。例えば、Ｖ相用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及びスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の接続点やＷ相用のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６及びスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６の接続点であってもよい。
【００６６】
走行用モータ１６及び荷役用モータ２６のコイルＵ，Ｖ，Ｗの結線はデルタ結線に限らず、スター結線であってもよい。
【００６７】
走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５で使用されるスイッチング素子としてＩＧＢＴに代えて、パワーバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴを使用してもよい。ＭＯＳＥＦＴを使用した場合は、ＭＯＳＦＥＴが寄生ダイオードを有するため、スイッチング素子として寄生ダイオードを有しないＩＧＢＴやバイポーラトランジスタを使用した場合と異なり、ダイオードＤを接続する手間が不要になり、構成も簡単になる。
【００６８】
整流回路１４，２４を構成するダイオードはそれぞれ２個に限らず３個以上のダイオードが直列に接続されていてもよい。
【００６９】
充電方式は、ＣＣ−ＣＶ−ＣＣ方式（定電流−定電圧−定電流方式）に限らず、他の充電方式、例えば、ＣＣ−ＣＶ方式（定電流−定電圧方式）や多段定電流方式であってもよい。
【００７０】
バッテリは、液式鉛バッテリに限らず、例えば、シール式鉛バッテリ、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池であってもよい。
【符号の説明】
【００７１】
１１…３相交流電源、１２…スイッチ、１３…スコットトランス（単相出力トランス）、１３Ａ，１３Ｂ…単相出力（第１及び第２の二次側出力）、１４，２４…整流回路（第１及び第２の整流回路）、１５…走行用インバータ（第１の３相インバータ）、１６…走行用モータ（第１の３相モータ）、１７…バッテリ、１８ａ，１８ｂ，１９ａ，１９ｂ…端子、２０…配線（第１及び第２の配線）、２１，２１Ａ…制御装置、２５…荷役用インバータ（第２の３相インバータ）、２６…荷役用モータ（第２のインバータ）、３１，３２…電流センサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１〜Ｑ１６…スイッチング素子。
【図１】
2013223410.tif 000003
【図２】
2013223410.tif 000004
【図３】
2013223410.tif 000005
【図４】
2013223410.tif 000006
【図５】
2013223410.tif 000007
【図６】
2013223410.tif 000008
【図７】
2013223410.tif 000009
【図８】
2013223410.tif 000010
【図９】
2013223410.tif 000011
【図１０】
2013223410.tif 000012
【図１１】
2013223410.tif 000013
【図１２】
2013223410.tif 000014