(57)【要約】【課題】駆動電圧を調整可能な駆動回路を提供すること。【解決手段】駆動回路１は、インダクタンス素子Ｌ１と可変電流源４を備えている。インダクタンス素子Ｌ１は、可変電流源４の生成電流が通電されてから遮断されるときに発生する逆起電圧がメインスイッチング素子Ｍ１のゲートに印加されるように構成されている【選択図】図１
2013192132.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を駆動する駆動回路であって、
第１極端子と、第２極端子と、制御部と、インダクタンス素子と、可変電流源と、を備えており、
前記第１極端子は、直流電源の一方の極性に接続するように構成されており、
前記第２極端子は、前記直流電源の他方の極性に接続するように構成されており、
前記制御部は、第１期間において前記スイッチング素子のゲートを前記第１極端子に接続させ、第２期間において前記スイッチング素子の前記ゲートを前記第２極端子に接続させるように構成されており、
前記インダクタンス素子は、前記可変電流源の生成電流が通電されてから遮断されるときに発生する逆起電圧が前記スイッチング素子のゲートに印加されるように構成されている駆動回路。
【請求項２】
前記直流電源の前記一方の極性が正極であり、
前記直流電源の前記他方の極性が負極であり、
前記第１期間がオン期間であり、
前記第２期間がオフ期間であり、
前記インダクタンス素子は、前記オフ期間において前記生成電流が第１端子から第２端子に通電され、前記オン期間において前記生成電流が遮断されるときに前記第２端子が前記スイッチング素子のゲートに接続するように構成されている請求項１に記載の駆動回路。
【請求項３】
前記直流電源の前記一方の極性が正極であり、
前記直流電源の前記他方の極性が負極であり、
前記第１期間がオン期間であり、
前記第２期間がオフ期間であり、
前記インダクタンス素子は、前記オン期間において前記生成電流が第１端子から第２端子に通電され、前記オフ期間において前記生成電流が遮断されるときに前記第１端子が前記スイッチング素子のゲートに接続するように構成されている請求項１に記載の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書で開示される技術は、スイッチング素子を駆動する駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子は、様々な用途で必要とされており、例えば、直流電圧を変圧するコンバータ装置、直流電圧と交流電圧の間で変換するインバータ装置に用いられる。スイッチング素子の一例には、絶縁ゲートを備えるスイッチング素子が知れられている。この種のスイッチング素子では、絶縁ゲートに電荷を充放電させることによって、オンとオフが切換わるように構成されている。この種のスイッチング素子の一例には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を含むパワー半導体素子が挙げられる。
【０００３】
このようなスイッチング素子を駆動するために、ＰＷＭ信号に基づいて動作する制御部を備えた駆動回路が用いられる。駆動回路の制御部は、オン期間においてスイッチング素子のゲートを直流電源の正極に接続させ、オフ期間においてスイッチング素子のゲートを直流電源の負極に接続させるように構成されている。これにより、スイッチング素子は、オン期間においてゲート電圧が上昇してターンオンし、オフ期間においてゲート電圧が降下してターンオフする。
【０００４】
この種の駆動回路では、スイッチング素子のターンオン又はターンオフを高速化し、スイッチング損失を低減することが望まれている。特許文献１には、スイッチング素子のターンオン又はターンオフを高速化するために、インダクタンス素子を利用する駆動回路が開示されている。この駆動回路は、インダクタンス素子にエネルギーを蓄え、そのエネルギーを利用してキャパシタを充電し、その充電電圧をスイッチング素子のゲートに印加するように構成されている。この駆動回路では、ターンオンさせる場合にはキャパシタの充電電圧を利用して駆動電圧を昇圧し、ターンオフさせる場合にはキャパシタの充電電圧を利用して駆動電圧を降圧する。これにより、スイッチング素子のゲートに対して電荷を高速で充放電することができるので、ターンオン又はターンオフを高速化することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１８２３８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１の技術では、インダクタンス素子にエネルギーを蓄えるために、インダクタンス素子に直流電源を接続する。インダクタンス素子の通流時間を制御すれば、インダクタンス素子に蓄えられるエネルギーを調整することが可能である。しかしながら、スイッチング素子のオン期間とオフ期間が高速で切換わる中にあって、インダクタンス素子の通流時間を正確に制御するためには、煩雑なタイミング制御が必要となり、現実的な方法ではない。
【０００７】
本明細書で開示される技術は、インダクタンス素子を備えた駆動回路において、駆動電圧を調整可能な駆動回路を実現することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本明細書で開示される技術は、スイッチング素子を駆動する駆動回路に具現化される。駆動回路は、第１極端子と、第２極端子と、制御部と、インダクタンス素子と、可変電流源と、を備えている。第１極端子は、直流電源の一方の極性に接続するように構成されている。第２極端子は、直流電源の他方の極性に接続するように構成されている。制御部は、第１期間においてスイッチング素子のゲートを第１極端子に接続させ、第２期間においてスイッチング素子のゲートを第２極端子に接続させるように構成されている。インダクタンス素子は、可変電流源の生成電流が通電されてから遮断されるときに発生する逆起電圧がスイッチング素子のゲートに印加されるように構成されている。
【０００９】
本明細書で開示される駆動回路では、可変電流源が生成する生成電流をインダクタンス素子に通流させてインダクタンス素子にエネルギーを蓄える。本明細書で開示される駆動回路では、可変電流源を利用するので、インダクタンス素子に通流させる電流値を調整することが可能である。このため、インダクタンス素子に蓄えられるエネルギー量が調整される。本明細書で開示される駆動回路は、煩雑なタイミング制御を利用しないで、駆動電圧の昇圧量又は降圧量を自由に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施例の駆動回路の構成を示す。
【図２】可変電流源の回路の一例を示す。
【図３】第１実施例の駆動回路の各構成要素のタイミングチャートを示す。
【図４】第１実施例の駆動回路において、インダクタンス素子を流れる電流値が変更される様子を示す。
【図５】第１実施例の駆動回路の変形例の構成を示す。
【図６】第２実施例の駆動回路の構成を示す。
【図７】第２実施例の駆動回路の各構成要素のタイミングチャートを示す。
【図８】第２実施例の駆動回路の変形例の構成を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本明細書で開示される技術の特徴を整理しておく。なお、以下に記す事項は、各々単独で技術的な有用性を有している。
（第１特徴）スイッチング素子を駆動する駆動回路の一例は、第１極端子と、第２極端子と、制御部と、インダクタンス素子と、可変電流源と、を備えていてもよい。第１極端子は、直流電源の一方の極性に接続するように構成されていてもよい。第２極端子は、直流電源の他方の極性に接続するように構成されていてもよい。制御部は、第１期間においてスイッチング素子のゲートを第１極端子に接続させ、第２期間においてスイッチング素子のゲートを第２極端子に接続させるように構成されていてもよい。すなわち、制御部は、スイッチング素子のオンとオフを切換えるように構成されていてもよい。インダクタンス素子は、可変電流源の生成電流が通電されてから遮断されるときに発生する逆起電圧がスイッチング素子のゲートに印加されるように構成されていてもよい。インダクタンス素子には、インダクタンス成分を含む様々な素子が含まれており、一例では、コイル、トランスが含まれる。
（第２特徴）第１特徴の駆動回路において、直流電源の一方の極性が正極であり、直流電源の他方の極性が負極であってもよい。この場合、第１期間がオン期間であり、第２期間がオフ期間であってもよい。
（第３特徴）第２特徴の駆動回路において、インダクタンス素子は、オフ期間において可変電流源の生成電流が第１端子から第２端子に通電され、オン期間において生成電流が遮断されるときに第２端子がスイッチング素子のゲートに接続するように構成されていてもよい。この場合、インダクタンス素子の第２端子には、直流電源の正極よりも高電位の逆起電圧が発生し、この逆起電圧がスイッチング素子のゲートに印加される。このため、スイッチング素子は、高速にターンオンすることができる。
（第４特徴）第２特徴の駆動回路において、インダクタンス素子は、オン期間において可変電流源の生成電流が第１端子から第２端子に通電され、オフ期間において生成電流が遮断されるときに第１端子がスイッチング素子のゲートに接続するように構成されていてもよい。この場合、インダクタンス素子の第１端子には、直流電源の負極よりも低電位の逆起電圧が発生し、この逆起電圧がスイッチング素子のゲートに印加される。このため、スイッチング素子は、高速にターンオフすることができる。
【実施例１】
【００１２】
図１に、車両用のインバータ装置に搭載されるメインスイッチング素子Ｍ１（請求項に記載のスイッチング素子の一例）を駆動する駆動回路１の回路図を示す。一例では、メインスイッチング素子Ｍ１には、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられており、その半導体材料には炭化珪素又は窒化ガリウム系のワイドバンドギャップの化合物半導体が用いられている。駆動回路１は、メインスイッチング素子Ｍ１の絶縁ゲートに対して電荷を充電又は絶縁ゲートから電荷を放電させることで、ゲート電圧Ｖｇを上昇又は降下させ、メインスイッチング素子Ｍ１を流れるドレイン電流Ｉｄを制御する。
【００１３】
駆動回路１は、正極端子ＩＮＰと、負極端子ＩＮＮと、制御部２と、駆動電圧調整部３を備えている。正極端子ＩＮＰは直流電源Ｖｃｃの正極に接続して用いられ、負極端子ＩＮＮは直流電源Ｖｃｃの負極に接続して用いられる。この例では、負極端子ＩＮＮは接地電圧ＧＮＤに固定されている。制御部２は、メインスイッチング素子Ｍ１のゲートに印加される駆動電圧Ｖｐをオン駆動電圧とオフ駆動電圧のいずれかに切換えるように構成されている。この例では、オン駆動電圧が直流電圧Ｖｃｃであり、オフ駆動電圧が接地電圧ＧＮＤである。駆動電圧調整部３は、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオンする遷移期間の初期段階において、メインスイッチング素子Ｍ１のゲートに印加される駆動電圧Ｖｐをオン駆動電圧Ｖｃｃよりも高い電圧となるように調整する。
【００１４】
制御部２は、第１スイッチング素子ＳＷ１と、第２スイッチング素子ＳＷ２と、第１インバータＩＮＶ１と、を有している。駆動電圧調整部３は、可変電流源４と、インダクタンス素子Ｌ１と、第３スイッチング素子ＳＷ３と、第２インバータＩＮＶ２と、第１ダイオードＤ１と、第２ダイオードＤ２と、を有している。
【００１５】
制御部２では、第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２が正極端子ＩＮＰと負極端子ＩＮＮの間において直列に接続されている。第１スイッチング素子ＳＷ１は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２のカソードに接続されており、ソースが第２スイッチング素子ＳＷ２に接続されている。第１スイッチング素子ＳＷ１のゲートには、ＰＷＭ信号が入力している。第２スイッチング素子ＳＷ２は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが第１スイッチング素子ＳＷ１に接続されており、ソースが負極端子ＩＮＮに接続されている。第２スイッチング素子ＳＷ２のゲートには、第１インバータＩＮＶ１で反転したＰＷＭ信号が入力している。第１スイッチング素子ＳＷ１のソースと第２スイッチング素子ＳＷ２のドレインの接続点が、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート抵抗Ｒｇに接続されている。
【００１６】
駆動電圧調整部３では、可変電流源４とインダクタンス素子Ｌ１と第３スイッチング素子ＳＷ３が正極端子ＩＮＰと負極端子ＩＮＮの間において直列に接続されている。インダクタンス素子Ｌ１は、可変電流源４と第３スイッチング素子ＳＷ３の間に接続されている。
【００１７】
可変電流源４は、一端が正極端子ＩＮＰに接続されており、他端がインダクタンス素子Ｌ１に接続されている。インダクタンス素子Ｌ１は、第１端子ＩＮ１が可変電流源４に接続されており、第２端子ＩＮ２が第３スイッチング素子ＳＷ３に接続されている。第３スイッチング素子ＳＷ３は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレインがインダクタンス素子Ｌ１に接続されており、ソースが負極端子ＩＮＮに接続されている。第３スイッチング素子ＳＷ３のゲートには、第２インバータＩＮＶ２で反転したＰＷＭ信号が入力している。
【００１８】
第１ダイオードＤ１は、アノードが正極端子ＩＮＰに接続されており、カソードが第１スイッチング素子ＳＷ１のドレインに接続されている。第２ダイオードＤ２は、アノードがインダクタンス素子Ｌ１の第２端子ＩＮ２と第３スイッチング素子ＳＷ３のドレインの接続点に接続されており、カソードが第１スイッチング素子ＳＷ１のドレインに接続されている。
【００１９】
図２に、可変電流源４の一例を例示する。可変電流源４は、多出力型のカレントミラーを構成している。端子４ａがインダクタンス素子Ｌ１の第１端子ＩＮ１に接続されている。スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３は、指示信号に基づいて切換え可能に構成されている。指示信号は、図示しない検出部がメインスイッチング素子Ｍ１の素子温度、ドレイン電流又はドレイン・ソース間電圧を検出し、その検出結果に基づいて設定される。例えば、メインスイッチング素子Ｍ１の素子温度が低い場合、メインスイッチング素子Ｍ１の閾値電圧が高くなる。この場合、スイッチング速度が遅くなり、スイッチング損失の増大が予想される。このような場合、可変電流源４の電流値を大きくし、インダクタンスＬ１に供給する電流値を大きくする。例えば、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３の全てが閉じることで、インダクタンス素子Ｌ１に供給される電流がＩ２＋Ｉ３＋Ｉ４に設定することができる。可変電流源４は、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を切換えることによって、８通りの大きさに調整された電流を生成し、インダクタンス素子Ｌ１に提供することができる。
【００２０】
次に、図３のタイミングチャートを参照し、駆動回路１の動作を説明する。
【００２１】
図３に示されるように、ＰＷＭ信号がローになると、第１スイッチング素子ＳＷ１がオフし、第２スイッチング素子ＳＷ２及び第３スイッチング素子ＳＷ３がオンする。第２スイッチング素子ＳＷ２がオンすることにより、メインスイッチング素子Ｍ１の絶縁ゲートと負極端子ＩＮＮが接続される。これにより、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート抵抗Ｒｇに印加される駆動電圧Ｖｐが、概ねオフ駆動電圧ＧＮＤとなる。このため、図３の期間Ｔ１に示されるように、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート電圧Ｖｇが下降し、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオフする。
【００２２】
また、第３スイッチング素子ＳＷ３がオンすることにより、可変電流源４が生成した生成電流が、インダクタンス素子ＬＩ１の第１端子ＩＮ１から第２端子ＩＮ２に通流する。これにより、図３の期間Ｔ１に示されるように、インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流ＩＬ１は増大し、インダクタンス素子Ｌ１にエネルギーが蓄えられる。ターンオフの遷移期間が終了すると、図３の期間Ｔ２に示されるように、ＰＷＭ信号が立ち上がるまで、通常のオフ駆動が行われる。
【００２３】
図３に示されるように、ＰＷＭ信号がハイになると、第１スイッチング素子ＳＷ１がオンし、第２スイッチング素子ＳＷ２及び第３スイッチング素子ＳＷ３がオフする。第１スイッチング素子ＳＷ１がオンすることにより、メインスイッチング素子Ｍ１の絶縁ゲートと正極端子ＩＮＰが接続される。また、第３スイッチング素子ＳＷ３がオフすることにより、インダクタンス素子Ｌ１には逆起電圧が発生し、第２端子ＩＮ２が第１端子ＩＮ２よりも高電位となる。これにより、図３の期間Ｔ３に示されるように、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート抵抗Ｒｇに印加される駆動電圧Ｖｐは、概ねオン駆動電圧Ｖｃｃにインダクタンス素子Ｌ１の逆起電圧が加わることとなる。このため、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート電圧Ｖｇは高速に立ち上がり、メインスイッチング素子Ｍ１は高速でターンオンする。インダクタンス素子Ｌ１が蓄積していたエネルギーが放出されると、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート電圧Ｖｇはオン駆動電圧Ｖｃｃに収束する。ターンオンの遷移期間が終了すると、図３の期間Ｔ４に示されるように、ＰＷＭ信号が立ち下がるまで、通常のオン駆動が行われる。
【００２４】
以下、駆動回路１の特徴を整理する。
（１）駆動回路１では、可変電流源４が、指示信号に基づいて生成電流の電流値を独立して調整可能に構成されていることを特徴としている。このため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄えられるエネルギーが調整可能であることから、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオンする遷移期間の初期段階の駆動電圧Ｖｐも独立して調整可能である。駆動回路１は、指示信号を利用して、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオンする遷移期間の初期段階の駆動電圧Ｖｐを柔軟に制御することができる。
【００２５】
（２）駆動回路１で駆動されるメインスイッチング素子Ｍ１では、ターンオンの遷移期間の前半段階において相対的に高い駆動電圧Ｖｐを用いてゲート電圧Ｖｇの立ち上がり速度が相対的に高速化されており、ターンオンの遷移期間の後半段階において相対的に低い駆動電圧Ｖｐを用いてゲート電圧Ｖｇの立ち上がり速度が相対的に低速化されている。ターンオンの遷移期間の後半段階におけるゲート電圧Ｖｇの立ち上がり速度は、メインスイッチング素子Ｍ１のドレイン電流のサージに強く影響する。駆動回路１を用いると、ターンオンの遷移期間の後半段階におけるゲート電圧Ｖｇの立ち上がり速度が低速化されているので、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオンするときのドレイン電流のサージが抑えられる。一方で、ターンオンの遷移期間の前半段階におけるゲート電圧Ｖｇの立ち上がり速度が高速化されており、スイッチング損失の増大が抑えられている。
【００２６】
（３）通常、メインスイッチング素子Ｍ１の特性は均一ではなく、様々なバラツキが存在している。例えば、メインスイッチング素子Ｍ１には、絶縁ゲートの入力容量のバラツキ、温度特性上のバラツキが存在する。駆動回路１では、可変電流源４に入力する指示信号にメインスイッチング素子Ｍ１の素子温度、ドレイン電流及びドレイン・ソース間電圧を利用することができる。これらの情報には、メインスイッチング素子Ｍ１のバラツキが反映している。このため、可変電流源４が指示信号に基づいて生成電流の電流値を制御することで、メインスイッチング素子Ｍ１のバラツキに基づいて適宜に調整された駆動電圧Ｖｐを生成することができる。駆動回路１は、指示信号を利用して駆動電圧Ｖｐを制御することにより、メインスイッチング素子Ｍ１のバラツキを補償することができる。
【００２７】
（４）メインスイッチング素子Ｍ１の半導体材料には、炭化珪素又は窒化ガリウム系のワイドバンドギャップの化合物半導体が用いられている。このようなワイドバンドギャップの化合物半導体で形成されるメインスイッチング素子Ｍ１では、ドレイン電流のサージ及びドレイン電流のリンギングが特に問題となっている。したがって、駆動回路１は、ワイドバンドギャップの化合物半導体で形成されるメインスイッチング素子Ｍ１を駆動する場合に特に有用である。
【００２８】
（５）図４に示されるように、メインスイッチング素子Ｍ１のオン期間の一部において、可変電流源４の生成電流の電流値を変更して、インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流ＩＬ１を変更してもよい。駆動回路１では、指示信号を変更することによって、可変電流源４の生成電流の電流値を容易に且つ高速に変更することができる。これにより、メインスイッチング素子Ｍ１の状態変化に迅速に対応した制御が可能となる。
【００２９】
（６）図５に示されるように、駆動回路１は、メインスイッチング素子Ｍ１がｎ型のＪＦＥＴ（Junction Field Effect Transistor）の場合にも有用である。この場合、正極端子ＩＮＰを接地電圧ＧＮＤに固定することで、オン駆動電圧が概ね接地電圧ＧＮＤとなり、オフ駆動電圧が概ね−Ｖｃｃとなる。この例でも、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオンするときに、インダクタンス素子Ｌ１に蓄えられたエネルギーを利用して、接地電圧ＧＮＤよりも高い駆動電圧が生成され、メインスイッチング素子Ｌ１を高速にターンオンさせることができる。
【実施例２】
【００３０】
図６に、第２実施例の駆動回路１０の回路図を示す。なお、第１実施例の駆動回路１と共通する構成要素に関しては共通の符号を付し、その説明を省略することがある。
【００３１】
駆動電圧調整部３は、可変電流源４と、インダクタンス素子Ｌ１と、第４スイッチング素子ＳＷ４と、第３ダイオードＤ３と、第４ダイオードＤ４と、を有している。駆動電圧調整部３では、可変電流源４と第４スイッチング素子ＳＷ４とインダクタンス素子Ｌ１とが正極端子ＩＮＰと負極端子ＩＮＮの間において直列に接続されている。第４スイッチング素子ＳＷ４は、可変電流源４とインダクタンス素子Ｌ１の間に接続されている。
【００３２】
可変電流源４は、一端が正極端子ＩＮＰに接続されており、他端が第４スイッチング素子ＳＷ４に接続されている。第４スイッチング素子ＳＷ４は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが可変電流源４に接続されており、ソースがインダクタンス素子Ｌ１に接続されている。第４スイッチング素子ＳＷ４のゲートには、ＰＷＭ信号が入力している。インダクタンス素子Ｌ１は、第１端子ＩＮ１が第４スイッチング素子ＳＷ４のソースに接続されており、第２端子ＩＮ２が負極端子ＩＮＮに接続されている。
【００３３】
第３ダイオードＤ１は、アノードが第２スイッチング素子ＳＷ２のソースに接続されており、カソードが負極端子ＩＮＮに接続されている。第２ダイオードＤ２は、アノードが第２スイッチング素子ＳＷ２のソースに接続されており、カソードがインダクタンス素子Ｌ１の第１端子ＩＮ１に接続されている。
【００３４】
次に、図７のタイミングチャートを参照し、駆動回路１０の動作を説明する。
【００３５】
図７に示されるように、ＰＷＭ信号がハイになると、第１スイッチング素子ＳＷ１と第４スイッチング素子ＳＷ４がオンし、第２スイッチング素子ＳＷ２がオフする。第１スイッチング素子ＳＷ１がオンすることにより、メインスイッチング素子Ｍ１の絶縁ゲートと正極端子ＩＮＰが接続される。これにより、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート抵抗Ｒｇに印加される駆動電圧Ｖｐが、概ねオン駆動電圧Ｖｃｃとなる。このため、図７の期間Ｔ１１に示されるように、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート電圧Ｖｇが上昇し、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオンする。
【００３６】
また、第４スイッチング素子ＳＷ４がオンすることにより、可変電流源４が生成した電流が、インダクタンス素子ＬＩ１の第１端子ＩＮ１から第２端子ＩＮ２に通流する。これにより、図７の期間Ｔ１１に示されるように、インダクタンス素子Ｌ１を流れる電流ＩＬ１は増大し、インダクタンス素子Ｌ１にエネルギーが蓄えられる。ターンオンの遷移期間が終了すると、図７の期間Ｔ１２に示されるように、ＰＷＭ信号が立ち下がるまで、通常のオン駆動が行われる。
【００３７】
図７に示されるように、ＰＷＭ信号がローになると、第１スイッチング素子ＳＷ１と第４スイッチング素子ＳＷ４がオフし、第２スイッチング素子ＳＷ２がオンする。第２スイッチング素子ＳＷ２がオンすることにより、メインスイッチング素子Ｍ１の絶縁ゲートと負極端子ＩＮＮが接続される。また、第４スイッチング素子ＳＷ４がオフすることにより、インダクタンス素子Ｌ１には逆起電圧が発生し、第１端子ＩＮ１が第２端子ＩＮ２よりも低電位となる。これにより、図７の期間Ｔ１３に示されるように、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート抵抗Ｒｇに印加される駆動電圧Ｖｐは、概ねオフ駆動電圧ＧＮＤからインダクタンス素子Ｌ１の逆起電圧が減じられることとなる。このため、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート電圧Ｖｇは高速に立ち下がり、メインスイッチング素子Ｍ１が高速でターンオフされる。インダクタンス素子Ｌ１が蓄積していたエネルギーが放出されると、メインスイッチング素子Ｍ１のゲート電圧Ｖｇはオフ駆動電圧ＧＮＤに収束する。ターンオフの遷移期間が終了すると、図７の期間Ｔ１４に示されるように、ＰＷＭ信号が立ち上がるまで、通常のオフ駆動が行われる。
【００３８】
以下、駆動回路１０の特徴を整理する。
（１）駆動回路１０では、可変電流源４が、指示信号に基づいて生成電流の電流値を独立して調整可能に構成されていることを特徴としている。このため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄えられるエネルギーが調整可能であることから、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオフする遷移期間の初期段階の駆動電圧Ｖｐも独立して調整可能である。駆動回路１０は、指示信号を利用して、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオフする遷移期間の初期段階の駆動電圧Ｖｐを柔軟に制御することができる。
【００３９】
（２）駆動回路１０で駆動されるメインスイッチング素子Ｍ１では、ターンオフの遷移期間の前半段階において相対的に低い駆動電圧Ｖｐを用いてゲート電圧Ｖｇの立ち下がり速度が相対的に高速化されており、ターンオフの遷移期間の後半段階において相対的に高い駆動電圧Ｖｐを用いてゲート電圧Ｖｇの立ち下がり速度が相対的に低速化されている。ターンオフの遷移期間の後半段階におけるゲート電圧Ｖｇの立ち下がり速度は、メインスイッチング素子Ｍ１のドレイン・ソース間電圧のサージに強く影響する。駆動回路１０を用いると、ターンオフの遷移期間の後半段階におけるゲート電圧Ｖｇの立ち下がり速度が低速化されているので、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオフするときのドレイン・ソース間電圧のサージが抑えられる。一方で、ターンオフの遷移期間の前半段階におけるゲート電圧Ｖｇの立ち下がり速度が高速化されており、スイッチング損失の増大が抑えられている。
【００４０】
（３）通常、メインスイッチング素子Ｍ１の特性は均一ではなく、様々なバラツキが存在している。例えば、メインスイッチング素子Ｍ１には、絶縁ゲートの入力容量のバラツキ、温度特性上のバラツキが存在する。駆動回路１０では、可変電流源４に入力する指示信号にメインスイッチング素子Ｍ１の素子温度、ドレイン電流及びドレイン・ソース間電圧を利用することができる。これらの情報には、メインスイッチング素子Ｍ１のバラツキが反映している。このため、可変電流源４が指示信号に基づいて生成電流の電流値を制御することで、メインスイッチング素子Ｍ１のバラツキに基づいて適宜に調整された駆動電圧Ｖｐを生成することができる。駆動回路１０は、指示信号を利用して駆動電圧Ｖｐを制御することにより、メインスイッチング素子Ｍ１のバラツキを補償することができる。
【００４１】
（４）メインスイッチング素子Ｍ１の半導体材料には、炭化珪素又は窒化ガリウム系のワイドバンドギャップの化合物半導体が用いられている。このようなワイドバンドギャップの化合物半導体で形成されるメインスイッチング素子Ｍ１は、高速スイッチングが可能である一方で、アクティブゲート駆動をする際のタイミング制御が難しいことが問題となる。本実施例の駆動回路１では、インダクタンスＬ１のエネルギー放出によって駆動電圧Ｖｐが切換わるので、特別なタイミング制御回路が不要である。したがって、駆動回路１は、ワイドバンドギャップの化合物半導体で形成されるメインスイッチング素子Ｍ１を駆動する場合に特に有用である。
【００４２】
（５）図８に示されるように、駆動回路１０は、メインスイッチング素子Ｍ１がｎ型のＪＦＥＴ（Junction Field Effect Transistor）の場合にも有用である。この場合、正極端子ＩＮＰを接地電圧ＧＮＤに固定することで、オン駆動電圧が概ね接地電圧ＧＮＤとなり、オフ駆動電圧が概ね−Ｖｃｃとなる。この例でも、メインスイッチング素子Ｍ１がターンオフするときに、インダクタンス素子Ｌ１に蓄えられたエネルギーを利用して、−Ｖｃｃよりも低い駆動電圧が生成され、メインスイッチング素子Ｌ１を高速にターンオフさせることができる。
【００４３】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００４４】
１，１０：駆動回路
２：制御部
３：駆動電圧調整部
４：可変電流源
ＩＮＮ：負極端子
ＩＮＰ：正極端子
Ｌ１：インダクタンス素子
Ｍ１：メインスイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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