(57)【要約】【課題】交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、損失の低減および小型化を図ることが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１０１において、昇降圧回路５２は、整流回路５１によって整流された電圧を直流電圧に変換して出力し、整流回路５１によって整流された電圧をスイッチングするための降圧用スイッチ素子ＴＲ１１と、整流回路５１によって整流された電圧をスイッチングするための昇圧用スイッチ素子ＴＲ１２とを含む。制御部１４は、昇降圧回路５２から出力される直流電圧、および整流回路５１から昇降圧回路５２へ流れる入力電流の誤差を示す制御電圧を生成し、制御電圧と降圧用三角波との比較結果に基づいて降圧用スイッチ素子ＴＲ１１をスイッチングし、制御電圧と昇圧用三角波との比較結果に基づいて昇圧用スイッチ素子ＴＲ１２をスイッチングする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、
前記交流電圧を整流するための整流回路と、
前記整流回路によって整流された電圧を直流電圧に変換して出力し、前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、
前記昇降圧回路は、
前記整流回路によって整流された電圧をスイッチングするための降圧用スイッチ素子と、
前記整流回路によって整流された電圧をスイッチングするための昇圧用スイッチ素子とを含み、
前記電力変換装置は、さらに、
前記昇降圧回路から出力される前記直流電圧、および前記整流回路から前記昇降圧回路へ流れる入力電流の誤差を示す制御電圧を生成し、前記制御電圧と降圧用三角波との比較結果に基づいて前記降圧用スイッチ素子をスイッチングし、前記制御電圧と昇圧用三角波との比較結果に基づいて前記昇圧用スイッチ素子をスイッチングするための制御部を備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記制御電圧と前記降圧用三角波との比較結果に基づいて、前記降圧用スイッチ素子をスイッチングするか否かを決定し、前記制御電圧と前記昇圧用三角波との比較結果に基づいて、前記昇圧用スイッチ素子をスイッチングするか否かを決定する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記降圧用三角波のレベルの最大値および最小値は、前記昇圧用三角波のレベルの最大値および最小値よりもそれぞれ大きい、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記降圧用三角波のレベル範囲、および前記昇圧用三角波のレベル範囲は一部が重なり、かつ前記降圧用三角波および前記昇圧用三角波の位相および周期が同じである、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記降圧用三角波のレベルの最小値と前記昇圧用三角波のレベルの最大値とが等しい、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記降圧用三角波および前記昇圧用三角波の波形は、最小値から最大値へレベルが徐々に上昇し、前記最大値に達すると前記最小値へレベルが徐々に下降する波形である、請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記降圧用三角波および前記昇圧用三角波の波形は、最大値からレベルが徐々に下降し、最小値に達すると前記最大値に切り替わる波形である、請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記降圧用三角波および前記昇圧用三角波の波形は、最小値からレベルが徐々に上昇し、最大値に達すると前記最小値に切り替わる波形である、請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電力変換装置は、さらに、
入力側および出力側間を絶縁しながら、前記昇降圧回路から受けた直流電圧を負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路を備える、請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭の交流電力を用いて電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）およびプラグイン方式のハイブリッドカー（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の駆動用の主電池を充電するための電力変換装置が開発されている。
【０００３】
電気自動車およびプラグイン方式のハイブリッドカーの特長の一つは、家庭用コンセント等の外部電源を用いて主電池である車載バッテリを充電できることである。そして、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの家庭用コンセントを用いて車載バッテリを充電するには、交流電圧（ＡＣ）をバッテリ用の直流電圧（ＤＣ）に変換するためのＡＣ／ＤＣコンバータが必要となる。
【０００４】
ＡＣ／ＤＣコンバータの一例として、たとえば、特許文献１（特開平１０−３０４６７０号公報）には、以下のような構成が開示されている。すなわち、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、半導体スイッチおよびインダクタで電源を短絡してリアクトルに磁気エネルギーを蓄積し、スイッチオフ時に蓄積した磁気エネルギーを電流エネルギーに変換して、負荷側へ電流を供給する。
【０００５】
このＡＣ／ＤＣコンバータでは、入力電圧である交流電圧のピーク値より出力電圧が大きくなる。たとえば、交流電圧の振幅が２００Ｖの場合には、出力直流電圧のレベルは２８０Ｖ以上となる。このため、入力電圧の大きさによっては、負荷に過大な電圧が印加されてしまう場合がある。
【０００６】
このような問題点を解決するために、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、スイッチおよびリアクトルで整流回路の出力を短絡し、リアクトルの両端には、コンデンサおよび転流ダイオードが直列に接続されている。コンデンサは、スイッチオフによってリアクトルに発生した誘導起電力によって、転流ダイオードを経由して充電される。
【０００７】
このＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチを制御する信号のデューティ比を変えることにより、出力電圧の降圧および昇圧の両方が可能となり、出力電圧を任意のレベルに設定することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１０−３０４６７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチがオフ状態のとき、当該スイッチに入力電圧および出力電圧の和に相当する電圧が印加される。このため、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチの耐圧を大きくする必要があり、当該スイッチのサイズが大きくなってしまう。また、リアクトルも同様に、その耐圧を大きくする必要があり、サイズが大きくなってしまう。さらに、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチおよびリアクトルに流れる電流が大きくなるため、損失が大きくなり、効率が低下してしまう。
【００１０】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、損失の低減および小型化を図ることが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するための電力変換装置であって、上記交流電圧を整流するための整流回路と、上記整流回路によって整流された電圧を直流電圧に変換して出力し、上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、上記昇降圧回路は、上記整流回路によって整流された電圧をスイッチングするための降圧用スイッチ素子と、上記整流回路によって整流された電圧をスイッチングするための昇圧用スイッチ素子とを含み、上記電力変換装置は、さらに、上記昇降圧回路から出力される上記直流電圧、および上記整流回路から上記昇降圧回路へ流れる入力電流の誤差を示す制御電圧を生成し、上記制御電圧と降圧用三角波との比較結果に基づいて上記降圧用スイッチ素子をスイッチングし、上記制御電圧と昇圧用三角波との比較結果に基づいて上記昇圧用スイッチ素子をスイッチングするための制御部を備える。
【００１２】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路におけるトランジスタ等の電気部品に印加される電圧を小さくすることができ、また、スイッチおよびリアクトルに流れる電流を小さくすることができる。したがって、スイッチおよびリアクトル等の電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつリアクトル等の電気部品の小型化を図ることができる。
【００１３】
好ましくは、上記制御部は、上記制御電圧と上記降圧用三角波との比較結果に基づいて、上記降圧用スイッチ素子をスイッチングするか否かを決定し、上記制御電圧と上記昇圧用三角波との比較結果に基づいて、上記昇圧用スイッチ素子をスイッチングするか否かを決定する。
【００１４】
このように、制御電圧に応じて昇圧動作および降圧動作のオン・オフを切り替える構成により、昇降圧回路を適切に動作させることができる。
【００１５】
好ましくは、上記降圧用三角波のレベルの最大値および最小値は、上記昇圧用三角波のレベルの最大値および最小値よりもそれぞれ大きい。
【００１６】
このような構成により、降圧用三角波および昇圧用三角波のレベルを適切に設定し、昇降圧回路の動作を安定させることができる。
【００１７】
より好ましくは、上記降圧用三角波のレベル範囲、および上記昇圧用三角波のレベル範囲は一部が重なり、かつ上記降圧用三角波および上記昇圧用三角波の位相および周期が同じである。
【００１８】
このような構成により、降圧用三角波および昇圧用三角波のレベル、位相および周期を適切に設定し、昇降圧回路の動作をさらに安定させることができる。
【００１９】
より好ましくは、上記降圧用三角波のレベルの最小値と上記昇圧用三角波のレベルの最大値とが等しい。
【００２０】
このように、降圧用三角波の最小値と昇圧用三角波の最大値とを一致させる構成により、昇圧用三角波および降圧用三角波の形および位相の設定の自由度を増すことができる。
【００２１】
より好ましくは、上記降圧用三角波および上記昇圧用三角波の波形は、最小値から最大値へレベルが徐々に上昇し、上記最大値に達すると上記最小値へレベルが徐々に下降する波形である。
【００２２】
このような三角波を採用することにより、各回路のばらつきによって各三角波の位相が変動しても、昇降圧回路において短絡が生じることを防ぐことができる。また、各回路のばらつきによって各三角波のレベルが変動しても、昇降圧回路の動作が不安定になることを防ぐことができる。
【００２３】
より好ましくは、上記降圧用三角波および上記昇圧用三角波の波形は、最大値からレベルが徐々に下降し、最小値に達すると上記最大値に切り替わる波形である。
【００２４】
このような三角波を採用することにより、各回路のばらつきによって各三角波のレベルが変動しても、昇降圧回路の動作が不安定になることを防ぐことができる。
【００２５】
より好ましくは、上記降圧用三角波および上記昇圧用三角波の波形は、最小値からレベルが徐々に上昇し、最大値に達すると上記最小値に切り替わる波形である。
【００２６】
このような三角波を採用することにより、各回路のばらつきによって各三角波のレベルが変動しても、昇降圧回路の動作が不安定になることを防ぐことができる。
【００２７】
好ましくは、上記電力変換装置は、さらに、入力側および出力側間を絶縁しながら、上記昇降圧回路から受けた直流電圧を負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路を備える。
【００２８】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路におけるトランジスタ等の電気部品に印加される電圧を小さくすることができ、また、スイッチおよびリアクトルに流れる電流を小さくすることができる。したがって、スイッチおよびリアクトル等の電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつリアクトル等の電気部品の小型化を図ることができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧のレベルを調整可能な構成において、損失の低減および小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部が制御信号を生成する動作を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る制御部における各電圧の変化の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る制御部における各電圧の変化の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る制御部における各電圧の変化の一例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００３２】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００３３】
図１を参照して、電力変換装置１０１は、整流回路５１と、昇降圧回路５２と、電力伝達用絶縁回路５３と、制御部１４とを備える。昇降圧回路５２は、キャパシタＣ１１，Ｃ１２と、トランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２と、インダクタＬ１１と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２とを含む。電力伝達用絶縁回路５３は、キャパシタＣ０，Ｃ１，Ｃ２と、入力スイッチ部２１と、出力スイッチ部２２とを含む。入力スイッチ部２１は、トランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２を含む。出力スイッチ部２２は、トランジスタＴＲ２３，ＴＲ２４を含む。トランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２，ＴＲ２１，ＴＲ２２，ＴＲ２３，ＴＲ２４は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。なお、電力変換装置１０１において、これらの各トランジスタの代わりに他の種類のスイッチ素子を用いてもよい。
【００３４】
電力変換装置１０１は、交流電源２０１から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する。負荷２０２は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池である。
【００３５】
昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１１は、制御部１４からの制御信号Ｇ１１を受けるゲートと、整流回路５１に接続されたコレクタと、ダイオードＤ１１のカソードおよびインダクタＬ１１の第１端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ１２は、制御部１４からの制御信号Ｇ１２を受けるゲートと、インダクタＬ１１の第２端およびダイオードＤ１２のアノードに接続されたコレクタと、整流回路５１、ダイオードＤ１１のアノードおよびキャパシタＣ１１の第２端に接続されたエミッタとを有する。キャパシタＣ１２は、トランジスタＴＲ１１のコレクタに接続された第１端と、ダイオードＤ１１のアノードに接続された第２端とを有する。ダイオードＤ１２のカソードとキャパシタＣ１１の第１端とが接続されている。
【００３６】
電力伝達用絶縁回路５３において、トランジスタＴＲ２１は、制御部１４からの制御信号Ｇ１を受けるゲートと、昇降圧回路５２のキャパシタＣ１１の第２端およびダイオードＤ５のアノードに接続されたエミッタと、ダイオードＤ５のカソードおよびキャパシタＣ１の第１端に接続されたコレクタとを有する。トランジスタＴＲ２２は、制御部１４からの制御信号Ｇ２を受けるゲートと、昇降圧回路５２のキャパシタＣ１１の第１端およびダイオードＤ６のカソードに接続されたコレクタと、ダイオードＤ６のアノードおよびキャパシタＣ１の第２端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２３は、制御部１４からの制御信号Ｇ３を受けるゲートと、ダイオードＤ７のカソードおよびキャパシタＣ２の第１端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ７のアノードおよびキャパシタＣ１の第１端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２４は、制御部１４からの制御信号Ｇ４を受けるゲートと、ダイオードＤ８のカソードおよびキャパシタＣ１の第２端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ８のアノードおよびキャパシタＣ２の第２端に接続されたエミッタとを有する。
【００３７】
整流回路５１は、たとえばダイオードブリッジを含み、交流電源２０１から供給される交流電圧を全波整流して昇降圧回路５２へ出力する。
【００３８】
昇降圧回路５２は、整流回路５１によって整流された電圧を直流電圧に変換する。昇降圧回路５２は、昇圧動作および降圧動作を行なうことにより、当該直流電圧のレベルを調整可能である。
【００３９】
昇降圧回路５２において、降圧用スイッチ素子であるトランジスタＴＲ１１、インダクタＬ１１、ダイオードＤ１１およびキャパシタＣ１１によって降圧回路が構成され、昇圧用スイッチ素子であるトランジスタＴＲ１２、インダクタＬ１１、ダイオードＤ１２およびキャパシタＣ１１によって昇圧回路が構成される。また、キャパシタＣ１２により、昇降圧回路５２への入力電流のリップルが抑制される。
【００４０】
より詳細には、昇降圧回路５２において、トランジスタＴＲ１１は、たとえばトランジスタＴＲ１２のオフ状態において、整流回路５１によって整流された電圧をスイッチングする。インダクタＬ１１は、トランジスタＴＲ１１がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１１がオフしたときに、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１２を通してキャパシタＣ１１へ放出され、キャパシタＣ１１が充電される。
【００４１】
また、トランジスタＴＲ１２は、たとえばトランジスタＴＲ１１のオン状態において、整流回路５１によって整流された電圧をスイッチングする。インダクタＬ１１は、トランジスタＴＲ１２がオンしたときに電流を増加させてエネルギーを蓄積する。そして、トランジスタＴＲ１２がオフしたときに、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１２を通してキャパシタＣ１１へ放出され、キャパシタＣ１１が充電される。
【００４２】
制御部１４は、制御信号Ｇ１１，Ｇ１２をトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２にそれぞれ出力することにより、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５２は、ダイオードＤ１から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【００４３】
ここで、昇降圧回路５２の降圧動作において、昇降圧回路５２の入力電圧をＶｉｎとし、出力電圧をＶｏｕｔとし、トランジスタＴＲ１１のデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖｏｕｔは以下のように表される。
Ｖｏｕｔ＝Ｄ×Ｖｉｎ
【００４４】
また、昇降圧回路５２の昇圧動作において、昇降圧回路５２の入力電圧をＶｉｎとし、出力電圧をＶｏｕｔとし、トランジスタＴＲ１２のデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖｏｕｔは以下のように表される。
Ｖｏｕｔ＝｛１／（１−Ｄ）｝×Ｖｉｎ
【００４５】
これらの式から分かるように、昇降圧回路５２は、デューティ比の設定次第で、入力電圧よりも高い出力電圧および低い出力電圧のいずれを得ることも可能である。すなわち、Ｖｉｎ＜ＶｏｕｔおよびＶｉｎ＞Ｖｏｕｔの両方を実現することができる。
【００４６】
また、昇降圧回路５２は、力率改善回路としての機能も有している。すなわち、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２は、制御部１４により、昇降圧回路５２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるようにそれぞれ制御される。
【００４７】
電力伝達用絶縁回路５３は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５２から受けた電力を伝達する。
【００４８】
より詳細には、入力スイッチ部２１は、昇降圧回路５２において昇圧または降圧された電力すなわちキャパシタＣ１１およびＣ０に蓄えられた電力をトランジスタＴＲ２１のエミッタおよびトランジスタＴＲ２２のコレクタにおいて受けて、キャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０２へ出力される。
【００４９】
制御部１４は、制御信号Ｇ１〜Ｇ４をトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４にそれぞれ出力することにより、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４のオンおよびオフをそれぞれ切り替える。電力伝達用絶縁回路５３は、制御部１４のスイッチ制御により、昇降圧回路５２および負荷２０２間を絶縁しながら、昇降圧回路５２から受けた電力を負荷２０２に伝達する。
【００５０】
また、制御部１４は、昇降圧回路５２から出力される直流電圧、および整流回路５１から昇降圧回路５２へ流れる入力電流の誤差を示す制御電圧を生成し、制御電圧と降圧用三角波との比較結果に基づいてトランジスタＴＲ１１をスイッチングし、制御電圧と昇圧用三角波との比較結果に基づいてトランジスタＴＲ１２をスイッチングする。
【００５１】
より詳細には、制御部１４は、制御電圧と降圧用三角波との比較結果に基づいて、トランジスタＴＲ１１をスイッチングするか否かを決定し、制御電圧と昇圧用三角波との比較結果に基づいて、トランジスタＴＲ１２をスイッチングするか否かを決定する。
【００５２】
たとえば、入力電圧Ｖｉｎ＜出力電圧Ｖｏｕｔの場合には、トランジスタＴＲ１１がオンし、トランジスタＴＲ１２がＰＷＭ制御される。一方、入力電圧Ｖｉｎ＞出力電圧Ｖｏｕｔの場合には、トランジスタＴＲ１１がＰＷＭ制御され、トランジスタＴＲ１２がオフする。
【００５３】
図２は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【００５４】
図２を参照して、電力変換装置１０１は、さらに、三角波発振回路１５と、抵抗Ｒ１１とを備える。制御部１４は、差動増幅器３１と、乗算器３２と、加算器３３と、差動増幅器３４と、比較器３５，３６と、バッファ３７，３８と、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３とを含む。
【００５５】
キャパシタＣ１２は、トランジスタＴＲ１１のコレクタに接続された第１端と、第２端とを有する。抵抗Ｒ１１は、ダイオードＤ１１のアノードとキャパシタＣ１２の第２端との間に接続され、昇降圧回路５２の入力電流Ｉｉｎを検出するために設けられる。
【００５６】
三角波発振回路１５は、たとえば最小レベルが２．５Ｖ、最大レベルが４Ｖの降圧用三角波を生成し、比較器３５の非反転入力端子へ出力する。また、三角波発振回路１５は、たとえば最小レベルが１Ｖ、最大レベルが２．５Ｖの昇圧用三角波を生成し、比較器３６の非反転入力端子へ出力する。
【００５７】
抵抗Ｒ１２および抵抗Ｒ１３で構成される分圧回路は、昇降圧回路５２の出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して差動増幅器３１の反転入力端子へ出力する。
【００５８】
差動増幅器３１は、誤差増幅器として機能し、反転入力端子において受けた分圧電圧と非反転入力端子において受けた出力基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅し、差動増幅電圧ＥＲＶを出力する。
【００５９】
乗算器３２は、昇降圧回路５２の入力電圧Ｖｉｎと差動増幅電圧ＥＲＶとを乗算し、乗算結果を示す電圧ＭＯＵＴを加算器３３へ出力する。
【００６０】
加算器３３は、昇降圧回路５２の入力電流Ｉｉｎを示す抵抗Ｒ１１における電圧と電圧ＭＯＵＴとを加算し、加算結果を示す電圧を差動増幅器３４の反転入力端子へ出力する。
【００６１】
差動増幅器３４は、誤差増幅器として機能し、反転入力端子において加算器３３から受けた電圧と非反転入力端子において受けた電流基準電圧との差を増幅し、差動増幅電圧ＥＲＩを出力する。
【００６２】
比較器３５は、差動増幅電圧ＥＲＩと降圧用三角波とを比較し、比較結果を示す制御信号Ｇ１１を、バッファ３７経由でトランジスタＴＲ１１のゲートへ出力する。
【００６３】
比較器３６は、差動増幅電圧ＥＲＩと昇圧用三角波とを比較し、比較結果を示す制御信号Ｇ１２を、バッファ３８経由でトランジスタＴＲ１２のゲートへ出力する。
【００６４】
制御部１４は、制御信号Ｇ１１および制御信号Ｇ１２を生成してトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２をそれぞれＰＷＭ制御することにより、昇降圧回路５２の出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保ち、かつ昇降圧回路５２の入力電流および出力電流を同位相とするためのフィードバック制御を行なう。
【００６５】
［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る昇降圧回路の動作について図面を用いて説明する。
【００６６】
図３は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部が制御信号を生成する動作を示す図である。
【００６７】
図３を参照して、差動増幅電圧ＥＲＩのレベルが降圧用三角波より小さい場合には制御信号Ｇ１１が論理ハイレベルとなり、大きい場合には論理ローレベルとなる。トランジスタＴＲ１１は、論理ハイレベルの制御信号Ｇ１１を受けてオンし、論理ローレベルの制御信号Ｇ１１を受けてオフする。
【００６８】
制御信号Ｇ１１が論理ハイレベルおよび論理ローレベルを繰り返すことにより、昇降圧回路５２において降圧動作が行われる。
【００６９】
また、差動増幅電圧ＥＲＩのレベルが昇圧用三角波より小さい場合には制御信号Ｇ１２が論理ハイレベルとなり、大きい場合には論理ローレベルとなる。トランジスタＴＲ１２は、論理ハイレベルの制御信号Ｇ１２を受けてオンし、論理ローレベルの制御信号Ｇ１２を受けてオフする。
【００７０】
制御信号Ｇ１２が論理ハイレベルおよび論理ローレベルを繰り返すことにより、昇降圧回路５２において昇圧動作が行われる。
【００７１】
降圧用三角波のレベルの最大値および最小値は、昇圧用三角波のレベルの最大値および最小値よりもそれぞれ大きい。そして、降圧用三角波のレベルの最小値と昇圧用三角波のレベルの最大値とが等しい。
【００７２】
このように、降圧用三角波の最小値と昇圧用三角波の最大値とを一致させる構成により、昇圧用三角波および降圧用三角波の形および位相の設定の自由度を増すことができる。
【００７３】
また、昇圧用三角波および降圧用三角波は同位相である。これにより、三角波発振回路１５において、昇圧用三角波および降圧用三角波の一方を生成する回路と、一方の三角波のレベルをシフトして他方の三角波を生成する回路とを設ければよくなることから、三角波発振回路１５の構成の簡易化を図ることができる。
【００７４】
図４は、本発明の実施の形態に係る制御部における各電圧の変化の一例を示す図である。
【００７５】
図４を参照して、タイミングｔａにおいて、負荷電流、すなわち負荷２０２の消費電流が大きくなると、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。そうすると、差動増幅電圧ＥＲＶが大きくなり、電圧ＭＯＵＴが大きくなり、差動増幅電圧ＥＲＩが小さくなる。これにより、降圧用の制御信号Ｇ１１のデューティ比が大きくなり、昇圧用の制御信号Ｇ１２のデューティ比が大きくなるため、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００７６】
図５は、本発明の実施の形態に係る制御部における各電圧の変化の一例を示す図である。
【００７７】
図５を参照して、タイミングｔｂにおいて、負荷電流、すなわち負荷２０２の消費電流が小さくなると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。そうすると、差動増幅電圧ＥＲＶが小さくなり、電圧ＭＯＵＴが小さくなり、差動増幅電圧ＥＲＩが大きくなる。これにより、降圧用の制御信号Ｇ１１のデューティ比が小さくなり、昇圧用の制御信号Ｇ１２のデューティ比が小さくなるため、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。
【００７８】
図６は、本発明の実施の形態に係る制御部における各電圧の変化の一例を示す図である。
【００７９】
図６を参照して、電力変換装置１０１の電源投入時においては、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが小さいことから、差動増幅電圧ＥＲＶが大きくなり、電圧ＭＯＵＴが大きくなり、差動増幅電圧ＥＲＩが小さくなる。これにより、降圧用の制御信号Ｇ１１のデューティ比が大きくなり、昇圧用の制御信号Ｇ１２のデューティ比が大きくなるため、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。出力電圧Ｖｏｕｔが所定値に達すると、差動増幅電圧ＥＲＶが小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇しなくなる。
【００８０】
図７は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【００８１】
図７を参照して、昇圧用三角波および降圧用三角波の波形を山形とし、両波の位相および周期を異ならせ、かつ両波の一部をオーバラップさせる。
【００８２】
このような三角波を採用した場合には、昇圧用のスイッチ素子であるトランジスタＴＲ１２がオン状態のときに、降圧用のスイッチ素子であるトランジスタＴＲ１１がオフする可能性があり、この場合、リアクトルＬ１１の電流に関して回路が短絡状態となってしまう。
【００８３】
図８は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【００８４】
図８を参照して、昇圧用三角波および降圧用三角波の波形を山形とし、両波はオーバラップさせない。
【００８５】
このような三角波を採用した場合には、差動増幅電圧ＥＲＩのレベルが昇圧用三角波の最大値および降圧用三角波の最小値の間にあるとき、昇降圧回路５２において昇圧動作および降圧動作のいずれも行われないので、動作が不安定となる。
【００８６】
図９は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【００８７】
図９を参照して、昇圧用三角波および降圧用三角波の波形を山形とし、両波の一部をオーバラップさせる。
【００８８】
すなわち、降圧用三角波のレベル範囲、および昇圧用三角波のレベル範囲は一部が重なり、かつ降圧用三角波および昇圧用三角波の位相および周期が同じである。そして、降圧用三角波および昇圧用三角波の波形は、最小値から最大値へレベルが徐々に上昇し、最大値に達すると最小値へレベルが徐々に下降する波形である。
【００８９】
このような三角波を採用することにより、各回路のばらつきによって各三角波の位相が変動しても、図７に示す三角波のように昇降圧回路５２において短絡が生じることを防ぐことができる。また、各回路のばらつきによって各三角波のレベルが変動しても、図８に示す三角波のように昇降圧回路５２の動作が不安定になることを防ぐことができる。
【００９０】
図１０は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【００９１】
図１０を参照して、昇圧用三角波および降圧用三角波の波形を、レベルが徐々に下降するのこぎり形とし、両波の一部をオーバラップさせる。
【００９２】
すなわち、降圧用三角波のレベル範囲、および昇圧用三角波のレベル範囲は一部が重なり、かつ降圧用三角波および昇圧用三角波の位相および周期が同じである。そして、降圧用三角波および昇圧用三角波の波形は、最大値からレベルが徐々に下降し、最小値に達すると最大値に切り替わる波形である。
【００９３】
このような三角波を採用することにより、各回路のばらつきによって各三角波のレベルが変動しても、図８に示す三角波のように昇降圧回路５２の動作が不安定になることを防ぐことができる。
【００９４】
一方、各回路のばらつきによって各三角波の位相が変動すると、図７に示す三角波のように昇降圧回路５２において短絡が生じる可能性がある。このため、図９に示す波形の方が好ましい。
【００９５】
図１１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における三角波および制御信号の他の例を示す図である。
【００９６】
図１１を参照して、昇圧用三角波および降圧用三角波の波形を、レベルが徐々に上昇するのこぎり形とし、両波の一部をオーバラップさせる。
【００９７】
すなわち、降圧用三角波のレベル範囲、および昇圧用三角波のレベル範囲は一部が重なり、かつ降圧用三角波および昇圧用三角波の位相および周期が同じである。そして、降圧用三角波および昇圧用三角波の波形は、最小値からレベルが徐々に上昇し、最大値に達すると最小値に切り替わる波形である。
【００９８】
このような三角波を採用することにより、各回路のばらつきによって各三角波のレベルが変動しても、図８に示す三角波のように昇降圧回路５２の動作が不安定になることを防ぐことができる。
【００９９】
一方、昇圧用のスイッチ素子であるトランジスタＴＲ１２がオフするタイミングで降圧用のスイッチ素子であるトランジスタＴＲ１１がオフすることから、昇降圧回路５２において純粋な昇圧動作が行われず、リアクトルＬ１１における電流変化が大きくなる。このため、図９および図１０に示す三角波の方が好ましい。
【０１００】
次に、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路が電力伝達を行なう際の動作について図面を用いて説明する。
【０１０１】
図１２は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【０１０２】
図１２を参照して、まず、制御部１４は、期間Ｔ１において、トランジスタＴＲ２１をオンし、トランジスタＴＲ２２をオンし、トランジスタＴＲ２３をオフし、トランジスタＴＲ２４をオフする。これにより、キャパシタＣ１１およびキャパシタＣ０に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ１に蓄えられる。トランジスタＴＲ２３およびＴＲ２４がオフされていることにより、昇降圧回路５２および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【０１０３】
次に、制御部１４は、期間Ｔ２において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、電力伝達用絶縁回路５３の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。すなわち、入力スイッチ部２１における各スイッチおよび出力スイッチ部２２における各スイッチを介して電力伝達用絶縁回路５３の入力側および出力側間、すなわち昇降圧回路５２および負荷２０２間が短絡することを防ぐことができる。
【０１０４】
次に、制御部１４は、期間Ｔ３において、トランジスタＴＲ２１をオフし、トランジスタＴＲ２２をオフし、トランジスタＴＲ２３をオンし、トランジスタＴＲ２４をオンする。これにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ２に蓄えられる。トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２がオフされていることにより、昇降圧回路５２および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【０１０５】
次に、制御部１４は、期間Ｔ４において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、期間Ｔ２と同様に、電力伝達用絶縁回路５３の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。
【０１０６】
ここで、期間Ｔ１〜Ｔ４において、キャパシタＣ０は昇降圧回路５２において昇圧または降圧された電力により充電されており、また、キャパシタＣ２に蓄えられた電力は放電されて負荷２０２へ出力されている。また、期間Ｔ２およびＴ４においては、キャパシタＣ１における電荷の移動はない。
【０１０７】
そして、制御部１４は、これら期間Ｔ１、期間Ｔ２、期間Ｔ３および期間Ｔ４をこの順番で繰り返すことにより、電力伝達用絶縁回路５３の入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５２からの電力すなわち直流電圧を負荷２０２に伝達する。
【０１０８】
ところで、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータでは、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチの耐圧を大きくする必要があり、当該スイッチのサイズが大きくなってしまう。また、リアクトルも同様に、その耐圧を大きくする必要があり、サイズが大きくなってしまう。さらに、特許文献１の図４ｂに示される昇圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、スイッチおよびリアクトルに流れる電流が大きくなるため、損失が大きくなり、効率が低下してしまう。
【０１０９】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、昇降圧回路５２は、整流回路５１によって整流された電圧をスイッチングするための降圧用スイッチ素子であるトランジスタＴＲ１１と、整流回路５１によって整流された電圧をスイッチングするための昇圧用スイッチ素子であるトランジスタＴＲ１２とを含む。そして、制御部１４は、昇降圧回路５２から出力される直流電圧、および整流回路５１から昇降圧回路５２へ流れる入力電流の誤差を示す制御電圧を生成し、制御電圧と降圧用三角波との比較結果に基づいてトランジスタＴＲ１１をスイッチングし、制御電圧と昇圧用三角波との比較結果に基づいてトランジスタＴＲ１２をスイッチングする。
【０１１０】
このような構成により、特許文献１の図４ｃに示される昇降圧方式のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、昇降圧回路におけるトランジスタ等の電気部品に印加される電圧を小さくすることができ、また、スイッチおよびリアクトルに流れる電流を小さくすることができる。したがって、スイッチおよびリアクトル等の電気部品における損失を低減して効率を向上し、かつリアクトル等の電気部品の小型化を図ることができる。
【０１１１】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部１４は、制御電圧と降圧用三角波との比較結果に基づいて、トランジスタＴＲ１１をスイッチングするか否かを決定し、制御電圧と昇圧用三角波との比較結果に基づいて、トランジスタＴＲ１２をスイッチングするか否かを決定する。
【０１１２】
このように、制御電圧に応じて昇圧動作および降圧動作のオン・オフを切り替える構成により、昇降圧回路を適切に動作させることができる。
【０１１３】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、降圧用三角波のレベルの最大値および最小値は、昇圧用三角波のレベルの最大値および最小値よりもそれぞれ大きい。
【０１１４】
このような構成により、降圧用三角波および昇圧用三角波のレベルを適切に設定し、昇降圧回路の動作を安定させることができる。
【０１１５】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、降圧用三角波のレベル範囲、および昇圧用三角波のレベル範囲は一部が重なり、かつ降圧用三角波および昇圧用三角波の位相および周期が同じである。
【０１１６】
このような構成により、降圧用三角波および昇圧用三角波のレベル、位相および周期を適切に設定し、昇降圧回路の動作をさらに安定させることができる。
【０１１７】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、電力伝達用絶縁回路５３は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路５２から受けた直流電圧を負荷２０２に伝達する。
【０１１８】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流電源側と負荷側とを電気的に絶縁することができる。
【０１１９】
なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、電力伝達用絶縁回路５３を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。電力変換装置１０１が電力伝達用絶縁回路５３を備えない構成であっても、入力電圧および出力電圧の調整範囲が広い、力率改善に対応したＡＣ／ＤＣコンバータ、およびＥＶ等の充電器を提供することが可能である。
【０１２０】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置において、「インダクタ」は、リアクトルのような大型の部品も含むものとする。
【０１２１】
また、電力伝達用絶縁回路５３は、キャパシタＣ０を備えない構成であってもよい。ただし、キャパシタＣ０を設けることにより、電力伝達用絶縁回路５３への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。
【０１２２】
また、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路は、キャパシタＣ０〜Ｃ２を備える構成であるとしたが、キャパシタに限らず、コイル（インダクタ）等の他の蓄電素子を備える構成であってもよい。
【０１２３】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１２４】
１４  制御部
１５  三角波発振回路
２１  入力スイッチ部
２２  出力スイッチ部
３１  差動増幅器
３２  乗算器
３３  加算器
３４  差動増幅器
３５，３６  比較器
３７，３８  バッファ
５１  整流回路
５２  昇降圧回路
５３  電力伝達用絶縁回路
１０１  電力変換装置
２０１  交流電源
２０２  負荷
Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２  キャパシタ
Ｄ１１，Ｄ１２  ダイオード
ＴＲ１１  トランジスタ（降圧用スイッチ素子）
ＴＲ１２  トランジスタ（昇圧用スイッチ素子）
Ｌ１１  インダクタ
ＴＲ２１，ＴＲ２２，ＴＲ２３，ＴＲ２４  トランジスタ
Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３  抵抗
【図１】
2013005644.tif 000003
【図２】
2013005644.tif 000004
【図３】
2013005644.tif 000005
【図４】
2013005644.tif 000006
【図５】
2013005644.tif 000007
【図６】
2013005644.tif 000008
【図７】
2013005644.tif 000009
【図８】
2013005644.tif 000010
【図９】
2013005644.tif 000011
【図１０】
2013005644.tif 000012
【図１１】
2013005644.tif 000013
【図１２】
2013005644.tif 000014