(57)【要約】      （修正有）【課題】非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器による高線形性および高効率の電力増幅器を提供する。【解決手段】ＬＩＮＣ変調器２５０を有する複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）２００は、ソース信号から複数の定包絡信号を生成する分離器１０２と、入力信号を受け、前記入力信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサ２０２ａ，２０２ｂと、前記第一の信号を第二の信号と混合し、前記入力信号を再構成する直交変調器１０８ａ，１０８ｂと、再構成された信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）を増幅するＨＰＡ１（１１２ａ）、ＨＰＡ２（１１２ｂ）、増幅された出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）を加え合わせる加算器１１４、を含む。【選択図】図６
2013048308.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
入力信号を受け、前記入力信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、
前記第一および第二の信号を混合し、前記入力信号を再構成する直交変調器と、
を含む変調器。
【請求項２】
前記プロセッサは、ｍおよびＮを整数として、π／（ｍＮ）の前記位相ジャンプを除去する、請求項１の変調器。
【請求項３】
前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、請求項１の変調器。
【請求項４】
さらに、
前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される前であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル−アナログ変換器と
を含む請求項２または３の変調器。
【請求項５】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
複数のアームであって、前記複数のアームのそれぞれは前記複数の定数包絡信号の対応する一つによって通過され、前記複数のアームの対応する一つを通過する複数の入力信号の一つを出力する複数のアームであり、
前記複数の定数包絡信号の前記対応する一つを受け、前記複数の定数包絡信号の前記対応する一つの位相軌跡中の位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成するプロセッサと、
前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームと、
複数の電力増幅器であって、各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを加え合わせる加算器と、
を含む増幅器。
【請求項６】
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成することと、
前記複数の定数包絡信号の対応する一つを受けることと、
前記複数の定数包絡信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検出することと、
前記位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成することと、
前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定数包絡信号を再構成することと、
前記複数の定数包絡信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成することと、
前記増幅された信号の全てを加え合わせることと、
を含む入力信号を増幅する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調器およびそれを用いる高電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信において通信標準の第三世代（３Ｇ）および来たる第四世代に適する（４Ｇ）高線形性および高効率の電力増幅器を開発することに大きな興味が存在する。これらの新しい標準はより多くのそしてより良いデータサービスを提供するポテンシャルを有している。しかしながら、制限された周波数帯の中で高線形性および高効率電力増幅器を確立するために、高いピーク対平均電力比（たとえば、広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）〜１０ｄＢ）を有する信号を用いることが要求され、送信増幅器の高い線形性を必要とする。よって、一般に、電力増幅器はピーク電力条件を鑑みて設計されるが、多くの場合、十分に低い電力レベル（電力ピークオフ）で動作する。結果として、これらの信号で動作する電力増幅器は、ピーク効率は高いが、平均増幅効率は比較的低く機能することがある。
【０００３】
この理由のため、たとえば、ドハティ電力増幅器（ＤＰＡ）、非線形コンポーネント（ＮＬＮＣ）を用いる線形増幅、ベロープ・トラッキング（ＥＴ）等の高効率電力増幅器に改めて興味が持たれている。増幅器のこれらのタイプは、現在のおよび上述の次期の通信標準に適する可能性のある候補として現在、研究されている。このような無線周波数（ＲＦ）増幅器は、一般的なＲＦ増幅器よりも高効率と高線形性を要求する。特に、改善された効率、低い複雑さ、および低コストにより、２ウェイＤＰＡが既に市場に出回っている。ＤＰＡは、全般的に、一般的な平衡増幅器より高い効率である。一般的な設計では、増幅歪み及び位相歪みのみ焦点が当てられるが、記憶効果および線形性は最近、非常に重要な因子となっている。そのようなＤＰＡの一般的な構造は、３次および５次の混変調歪み（ＩＭＤ）のような高い歪みを導く弱点を有している。たとえば、そのような歪みは信号同期点でのインピーダンスの突然の変化によって引き起こされる。ＤＰＡの構造によって歪みを減らすために、複素補償器が必要である。記憶効果は、電気的記憶効果および電熱的記憶効果を含む。電気的記憶効果は、ベースおよび高調波帯でのバイアスおよびマッチング回路インピーダンス変化によって引き起こされる。電熱的記憶効果は、デバイス温度によるＦＥＴ電力増幅利得変化である。電熱的記憶効果は、不可避の因子である。
【０００４】
したがって、効率および出力電力を増やすために、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）のような適切な補償器構造が導入されている。そのようなＣ―ＨＰＡは幾つかの独立の高電力増幅器（ＨＰＡ）を含む。最も一般的な構成は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）として知られる、２つのＨＰＡを有するＣ−ＨＰＡである。
【０００５】
ＬＩＮＣ技術は、最初、マイクロ波周波数で線形増幅を実現する方法として１９７４年に提案された。増幅器に対するＬＩＮＣの基本スキームは、高効率および高非線形性であると仮定される２つのＲＦ  ＨＰＡを有する。ＲＦソース信号ｘ（ｔ）は、２つの定数包絡位相変調信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に、信号分離または生成過程の機能を有する信号成分分離器（ＳＣＳ）により分離され、各々は、それぞれ自身が有する非線形ＲＦ電力増幅器に送られる。ＨＰＡは、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）が最結合のための加算分岐器に送られる前に、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）を生成するために、各信号の電力を別々に増幅する。加算分岐器からの結果の出力信号はよって、もし、ＨＰＡを構成する全てのコンポーネントが理想的なものであれば、いかなる歪みも含まない元々の入力信号が増幅されたものである。
【０００６】
多くの事例において、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）出力における帯域幅は無制限であると仮定されている。しかしながら、多くの場合、そのような仮定は適用可能ではない。通常、ＤＡＣは、その出力においてローパスフィルタ（ＬＰＦ）を有する。そのようなＬＰＦは、寄生振幅変調（ＡＭ）をＤＡＣ出力信号に導入する。そのような寄生ＡＭおよび非線形ＨＰＡを用いると、全送信信号再構成は可能ではない。よって、帯域外スペクトル成分がＨＰＡ出力信号スペクトルに生じている。
【０００７】
元々の信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有するにも関わらず、信号成分分離（ＳＣＳ）動作は、Ｃ−ＨＰＡアームで信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対して十分に大きなスペクトル拡大を引き起こす。たとえば、上で引用された特許文献１および非特許文献１−４で開示されている従来技術は、広帯域信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）をいかなる歪みもなく通過し、ＨＰＡ（以下、ＨＰＡ１およびＨＰＡ２として引用することがある）に入力し得る無制限の帯域（すなわち、超広帯域理想的ＤＡＣ）を有する理想的アームが仮定される。アームで最も重要な素子は、ＤＡＣであり得るが、それはその帯域幅が動作クロックによって制限されるからである。動作クロックは、典型的には、入手可能な低エンド／ミドルエンド市販集積回路（ＬＳＩ）に対しては１００〜１５０ＭＨｚである。一方、ワールドワイド・インターオペラビリティ・フォー・マイクロウェーブ・アクセス（ＷｉＭＡＸ）、ロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）、広帯域符号分割多重アクセス（Ｗ−ＣＤＭＡ）などのようなブロードバンド応用に対するＤＡＣは、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）中の歪みを避ける目的で、非常に高度な広帯域を提供しなくてはならず（数百ＭＨｚのオーダーの高いクロック周波数で動作させなくてはならず）、同時に、例えば８００ＭＨｚで１４ビット分解能のような、高レベルのビット分解能（量子化）を提供しなくてはならない。そのような高速かつ高分解能ハイエンドＤＡＣのコストは高い。
【０００８】
ＤＡＣ入力（またはＤＡＣ出力）におけるＬＰＦのような高周波回路のコンポーネントによって引き起こされる周波数制限は、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対するＨＰＡ１およびＨＰＡ２入力において寄生ＡＭをもたらす。ＬＰＦは、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）の高周波数部分をカットする。ＬＰＦによってカットされた高周波数成分は、ＬＰＦ出力において信号に望ましくない寄生ＡＭ変調を引き起こす。そのような寄生ＡＭは、信号ｙ１、ｙ２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。一般に、ＬＰＦを通過した信号の結合後の完全信号再構成は難しくなっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００９−１７１４６０号公報
【特許文献２】特開２００４−１６０７０７号公報
【特許文献３】米国特許出願２０１０／００７４３６７号公報
【特許文献４】米国特許７，２６０，３６８号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】J.H. Qurehi et al, “90-W Peak Power GaN Outphasing Amplifier With Optimum Input Signal Conditioning”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 57,No. 8,  pp.1925-1935, 2009
【非特許文献２】Ilkka Hakala et al, “A 2.14-GHz Chireix Outphasing Transmitter”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 53, No.6, pp. 2129-2138, 2005
【非特許文献３】W. C. Edmund et al, ”A Mixed Signal Approach Towards Linear And Efficient N-Way Doherty Amplifiers”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 55, No. 5, pp. 866-879, 2007.
【非特許文献４】Paloma Garcia, Jesusde Mingo, Antonio Valdovinos and Alfonso Ortega, “Adaptive digital correction of gain and phase imbalances in LINC transmitters”, Vehicular Technology Conference, 2004. VTC 2004-Spring. 2004 IEEE 59th, Vol. 3, pp. 2137-2141
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら多くの市販で入手可能な（ローコスト−ミッドコストＬＳＩ）ＤＡＣに対しては、そのような仮定が適用可能ではない。通常、ＤＡＣは出力においてローパスフィルタを有している。そのようなＬＰＦはＤＡＣ出力信号スペクトルに寄生振幅変調（ＡＭ）を導入する。そのような寄生ＡＭおよび非線形ＨＰＡを有すると、完全な信号再構成は可能ではない。よって、帯域外スペクトル成分が、ＨＰＡ出力信号スペクトルに現れている。
【００１２】
本発明の目的の一つは、変調器であって、寄生振幅変調を自動的に除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する変調器を提供することである。
【００１３】
本発明の別の目的は、増幅器であって、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器が提供される。ＬＩＮＣ変調器は、ソース信号（ｘ（ｔ））から複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を生成する分離器と、入力信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を受け、前記入力信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号を第二の信号と混合し、前記入力信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を再構成する直交変調器と、を含む。
【発明の効果】
【００１５】
ＬＩＮＣ変調器は複合高増幅器アーム中の狭帯域回路、たとえば、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】Ｃ−ＨＰＡ中の周波数制限と個々のＨＰＡからの出力信号が結合された出力信号ｙ（ｔ）を有するＣ−ＨＰＡの例を示す機能図である。
【図２】Ｃ−ＨＰＡの入力信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【図３】信号補償分離器（ＳＣＳ）後のＣ−ＨＰＡアーム中の信号（ｘ１およびｘ２）のスペクトルを示す図である。
【図４】ＬＰＦ出力でのＣ−ＨＰＡアーム中の信号に対するスペクトルを示す図である。
【図５】通過帯２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦに対するＣ−ＨＰＡ出力信号スペクトル（信号ｙに対するスペクトル）を示す図である。
【図６】本発明の第一実施形態の狭帯域非線形定数包絡変調器を有する増幅器を示す機能図である。
【図７】局部発振位相マニピュレータを示す機能図である。
【図８】２トーン１ＭＨｚＣ−ＨＡＰ入力信号のスペクトルを示す図である。
【図９】信号成分分離器（ＳＣＳ）を通過した後の２トーン信号のスペクトルを示す図である。
【図１０】２トーン信号の同相成分の波形を示す図である。
【図１１】２トーン信号の直交位相成分の波形を示す図である。
【図１２】ＳＣＳブロック出力における２トーン信号に対する位相軌跡を示す図である。
【図１３】ＳＣＳブロック出力における２トーン信号に対するスペクトルを示す図である。
【図１４】除去された位相マニピュレーション付き（点線）および除去された位相マニピュレーションなし（実線）の２トーン信号の同相成分の波形を示す図である。
【図１５】除去された位相マニピュレーション付き（点線）および除去された位相マニピュレーションなし（実線）の直交位相成分の波形を示す図である。
【図１６】±πの余剰位相マニピュレーションが信号ｘ１およびｘ２から除去された後のＳＣＳブロック出力における２トーン信号に対する位相軌跡を示す図である。
【図１７】±πの余剰位相マニピュレーションが信号ｘ１およびｘ２から除去される前のＳＣＳブロック出力における２トーン信号を示す図である。
【図１８】±πの余剰位相マニピュレーションが信号ｘ１およびｘ２から除去された後のＳＣＳブロック出力における２トーン信号を示す図である。
【図１９】本発明の第二の実施形態のＬＩＮＣ変調器を有する増幅器を示す機能図である。
【図２０】本発明の第三の実施形態のＬＩＮＣ変調器のアームを示す機能図である。
【図２１】図１５の余剰位相変調を除去するためのプロセッサを示す機能図である。
【図２２】ガウシアンフィルタを用いる位相平滑化前および後の信号スペクトルを示す図である。
【図２３】図２０に示されているＬＩＮＣ変調器を有する増幅器を示す機能図である。
【図２４】従来のＬＩＮＣ変調器と通過帯域４０ＭＨｚのＬＰＦを有する変調器からの出力信号のスペクトルを示す図である。
【図２５】従来のＬＩＮＣ変調器と通過帯域６０ＭＨｚのＬＰＦを有する変調器からの出力信号のスペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図面を参照して、本発明の詳細な記載を提供する。図面では、類似の符号は異なる図面の類似のコンポーネントを記載し得る。異なる下付き文字を有する類似の符号は類似のコンポーネントの異なる瞬間を表すことがあり得る。図面は、一般に、例示であるが、限定ではない仕方で、本明細書中で議論される幾つかの実施形態を示す。
（比較例）
【００１８】
最初に、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）の比較例を説明し、本発明の好適な実施形態の技術的特徴の理解を容易にしよう。
【００１９】
図１は、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）１００の例を示す機能図である。Ｃ−ＨＰＡ１００は、Ｃ−ＨＰＡアームの各々で周波数の限定を受け、個々の高電力増幅器（ＨＰＡ）からの信号が結合される方法で得られる出力信号ｙ（ｔ）を生成し得る。
【００２０】
図１に示されているＣ−ＨＰＡ１００は、高周波回路の幾つかのコンポーネントを含む。コンポーネントは、単一の成分分離器（ＳＣＳ）１０２、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）（時として単にフィルタとして参照される）１０４ａおよび１０４ｂ、２つのデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａおよび１０６ｂ、２つの第一の直交変調器（または時として簡単のため、２つの直交変調器として参照される）１０８ａおよび１０８ｂ、局部発振器１１０、第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）１１２ａ、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ２）１１２ｂ、および結合器１１４を含む。ＳＣＳ１０２、ＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａ、１０６ｂ、第一直交変調器１０８ａ、１０８ｂ、および結合器１１４は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器１５０を構成する。
【００２１】
ＳＣＳ１０２は、２つの定数包絡信号、すなわち第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と第二定数包絡信号ｘ２（ｔ）を、ソース信号ｘ（ｔ）、すなわちベースバンドソース信号ｘ（ｔ）を用いて生成する。別の言葉では、ソース信号ｘ（ｔ）は、ＳＣＳ１０２によって、２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）に分離される。もしソース信号ｘ（ｔ）が
【数１】
2013048308.tif 000003
のように書けるならば、２つの２つの定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）は、
【数２】
2013048308.tif 000004
のように計算される。ここで、
【数３】
2013048308.tif 000005
であり、ｅ(ｔ)は、ソース信号ｘ（ｔ）に直交する信号
【数４】
2013048308.tif 000006
である。
【００２２】
よって、ｘ(ｔ)＝ｘ１（ｔ）＋ｘ２（ｔ）かつ｜ｘ１（ｔ）｜＝｜ｘ２（ｔ）｜であり、ここで｜ｘ｜はｘの絶対値を表す。ソース信号ｘ（ｔ）は時間に依存する振幅であるが、ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）は時間に依存しない定数振幅であることに注意しよう。
【００２３】
図２は、式（１）中のソース信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示している。ソース信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有することが分かろう。しかしながら、信号成分分離動作は、図３に示されているように、信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）に対して大きなスペクトル拡大を引き起こす。
【００２４】
ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはそれぞれ、ＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ１(ｔ)およびｘ２(ｔ)から、所定のサンプリング周波数より高い周波数成分およびノイズ成分を除去する。別の言葉では、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂは、所定のサンプリング周波数より低い周波数成分のみを通過させる。
【００２５】
ＬＰＦ出力（またはＨＰＡ１１１２ａとＨＰＡ２１１２ｂの入力と同じこと）における信号のスペクトルが図４に示されており、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）から１０ＭＨｚより高い周波数成分を除去し得ることが示されている。ＬＰＦによってカットされた高い周波数線分は、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂの出力端子において信号に望ましくない寄生ＡＭを引き起こす。
【００２６】
ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂはそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂからの出力信号をデジタルからアナログに変換する。
【００２７】
局部発振器１１０は、位相ロックループ（ＰＬＬ）によって制御され得る電圧制御振動器を用いる周波数結合器等のような振動回路である。局部発振器１１０は、局部発振信号を第一の直交変調器１０８ａおよび１０８ｂに出力する。
【００２８】
第一の直交変調器１０８ａは、周波数を周波数変換（アップコンバート）し、ＤＡＣ１０６ａを局部発振器１１０からの局部発振信号と混合するためのミキサを含む。よって、第一の直交変調器１０８ａは、出力信号を生成するために入力信号を定数倍させる乗算器として機能する。混合後、第一の直交変調器１０８ａは、ＤＡＣ１０６ａからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートする。理想的には、第一の直交変調器１０８ａは、定数包絡信号ｘ１（ｔ）を生成および出力する。
【００２９】
第一の直交変調器１０８ｂは、第一の直交変調器１０８ａと類似の構成および機能を有する。理想的には、第一の直交変調器１０８ｂは、定数包絡信号ｘ２（ｔ）を生成および出力する。
【００３０】
第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）１１２ａは、第一の直交変調器１０８ａからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。同様に、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ２）１１２ｂは、第一の直交変調器１０８ｂからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。
【００３１】
各アームの第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂは、レベル依存の複素利得Ｇによって特徴付けされ得る。よって、出力信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）は、
【数５】
2013048308.tif 000007
で与えられ得る。
【００３２】
結合器１１４は、結合器１１４への入力信号、今の場合はＨＰＡ１１１２ａとＨＰＡ２１１２ｂからの信号を結合し、増幅器１００からの出力信号ｙ（ｔ）を生成する。今の場合、出力信号ｙ（ｔ）は、
【数６】
2013048308.tif 000008
となる。（７）の第二項は、利得と位相のマッチングが完全ではないとき、すなわち、不完全な相殺が生じるとき、望ましくない残留信号が存在することを意味している。この項は、隣接アームでの電力の干渉によるスペクトル効率の制限をもたらす。
【００３３】
寄生振幅変調（ＡＭ）は、信号ｙ１とｙ２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。図５は、１０ＭＨｚ直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号ｘ（ｔ）に対するＬＩＮＣ  ＨＰＡ出力信号のスペクトルを示している。図５から見出せるだろうように、結合後のＬＩＮＣ  Ｃ−ＨＰＡ信号は元々の信号ｘ（ｔ）に比べて高いレベルの帯域外スペクトル成分を有する。
【００３４】
（第一の実施形態）
図６〜１８を参照して、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器２５０を有する増幅器（または複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）２００）の第一の実施形態を説明する。
【００３５】
本明細書中で開示されるＬＩＮＣ変調器は、信号ｙ１およびｙ２を結合後、変調器出力において帯域外スペクトル成分を除去する機能を有する。帯域外スペクトル成分を除去する機能は、Ｃ―ＨＰＡアーム中の信号に対する追加のベース帯域制御の方法による信号スペクトル狭対域化に基いて動作され得る。そのような帯域外スペクトル成分は、高電力増幅器、たとえば、図１のＨＰＡ１１１２ａ、ＨＰＡ２１１２ｂの入力端子における寄生振幅変調によって引き起こされる。
【００３６】
信号帯域は、位相の連続微分のオーダーに依存するという事実が知られている。よって、スペクトルをよりコンパクトにするためには、信号から位相不連続を除去することが行こうであり得る。
【００３７】
図６は、本発明の第一の実施形態にしたがうＬＩＮＣ変調器２５０を有する増幅器２００を示す機能図であり、図７は、図６の第一の位相マニピュレータ２０６ａを示す機能図である。
【００３８】
増幅器２００は、Ｃ−ＨＰＡアーム中の回路に対する帯域要求を減らすように設計されている。デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）回路要求はまた、緩和されよう。よって、よって、ＬＩＮＣ変調器２００のアーム中のＤＡＣに対する変換速度（クロック）および分解能要求（ビット分解能）は、結果として減少されるであろう。したがって、コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、ローコストＤＡＣがＬＩＮＣ  Ｃ−ＨＰＡに実装され得る。同時に、結合後のＣ−ＨＰＡ出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。よって、本実施形態は、アーム中で周波数を制限する場合、Ｃ−ＨＰＡ出力で完全な再構成信号を提供し得る。
【００３９】
Ｃ−ＨＡＰ２００の一つのアーム（以下では、時として第一のアームとして参照される）は、余剰位相変調、たとえばπの大きさを有する位相を除去するための第一のプロセッサ２０２ａ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４ａ、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａ、直交変調器１０８ａ、位相選択器２０４、第一の位相マニピュレータ２０６ａ、局部発振器２０８、第一の高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１）、および加算器１１４を含む。同様に、Ｃ−ＨＡＰ２００の別のアーム（以下では、時として第二のアームとして参照される）は、余剰位相変調、たとえばπの大きさを有する位相を除去するための第二のプロセッサ２０２ｂ、ＬＰＦ１０４ｂ、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ｂ、直交変調器１０８ａ、位相選択器２０４、第二の位相マニピュレータ２０６ｂ、局部発振器２０８、第一の高電力増幅器１１２ｂ（ＨＰＡ２）、および加算器１１４を含む。しかしながら、第一および第二のアームは分離器１０２を含む。
【００４０】
ＬＩＮＣ変調器２５０は、分離器１０２、第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂ、直交変調器１０８ａおよび１０８ｂ、位相選択器２０４、第一および第二の位相マニピュレータ２０６ａおよび２０６ｂ、および局部発振器２０８を含む。
【００４１】
第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂは、ＳＣＳ１０２からの第一および第二の定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）を受け、第一および第二の定数包絡信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）から±πの余剰位相変調を除去し出力信号を生成する。つまり、第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂは、入力信号ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）の位相軌跡を決定し、位相ジャンプ、たとえば±πの余剰位相変調を検知し得る。第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂからの出力信号はそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂに入力される。第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂからの出力信号は、連続位相軌跡を有するものとして特徴づけされる。
【００４２】
位相選択器２０４は、第一の位相マニピュレータ２０６に＋πまたは−πの周波数成分のいずれを生成すべきかを知らせる。
【００４３】
第一および第二の位相マニピュレータ２０６ａおよび２０６ｂは、直交変調器１０８ａにおいえて第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）と直交変調器１０８ｂで第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を再構成するための信号を生成する。特に、第一の位相マニピュレータ２０６ａは、局部発振器２０８および位相選択器２０４からの信号に基いて、第一のプロセッサ２０２ａで除去された余剰位相マニピュレーションを補償するために、位相±πを有する信号を出力する。同様に、第二の位相マニピュレータ２０６ｂは、局部発振器２０８および位相選択器２０４からの信号に基いて、第一のプロセッサ２０２ａで除去された余剰位相マニピュレーションを補償するために、位相±πを有する信号を出力する。
【００４４】
局部発振器２０８は、局部発振器１１０と同一または類似の機能を有する。
【００４５】
図７は、＋πまたは−πの周波数成分を有する信号を生成する第一の位相マニピュレータ２０６ａを示す機能図である。図７に示されているように、第一の位相マニピュレータ２０６ａはプレスケーラ３０２および選択器３０４を含む。プレスケーラ３０２は、局部発振器２０８からの入力をπまたは０の位相を有する信号に変換する。これらの信号は、選択器３０４に入力される。選択器はプレスケーラ３０２からの入力信号の一つを出力する。
【００４６】
図８は、２トーン１ＭＨｚＣ−ＨＰＡ入力信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示す図である。入力信号ｘはそのスペクトルの狭いピークのみを有することが分かるだろう。ソース信号ｘ（ｔ）は、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）および第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を示す。
【００４７】
図９は、信号成分分離器（ＳＣＳ）を通過した後の２トーン信号のスペクトルを示す図である。信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）は、元々の信号ｘ（ｔ）より十分に広いスペクトルを有することが分かるであろう。
【００４８】
図１０および１１は、信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）の同相および直交位相波形を示している。図１１に示されている直交信号波形は、±πの位相ジャンプによる波形不連続を有している。そのような±πの位相ジャンプは、ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）信号スペクトル拡大に重要である。以下では、そのような位相ジャンプを余剰位相マニピュレーションと呼ぶ。
【００４９】
図１２は、信号成分分離器（ＳＣＳ）ブロック出力における２トーン信号ｘに対する位相軌跡を示す図であり、図１０は、信号成分分離器（ＳＣＳ）ブロック出力における２トーン信号、すなわち信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）に対する対応するスペクトルを示す図である。
【００５０】
図１２から分かるだろうように、Ｃ−ＨＰＡアーム中の信号に対する位相軌跡は、±πの位相ジャンプ（不連続）を有する。そのような位相不連続は、図１３に示されているようにＳＣＳ出力において信号スペクトル拡大を引き起こす。そのような±πの位相ジャンプは、ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）信号スペクトル拡大に重要である。
【００５１】
スペクトル広域化を避けるために、本実施形態では、信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）から余剰±π位相マニピュレーションを除去する。図１４および１５は、±π位相マニピュレーションを除去する前（実線）および後（破線）の信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）に対する波形を示す。図１７および１８はそれぞれ、余剰位相マニピュレーションありおよびなしの信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）に対するスペクトルを示している。図１７および１８から分かるだろうように、提案のシステムに対するスペクトル（青いプロット）はよりコンパクトは形をしている。
【００５２】
第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）は、第一のプロセッサ２０２ａに入力され得る。以下では、第二のアームの動作の詳細な記載を、第一のアームの動作のアナロジーゆえに、省略されるであろう。
【００５３】
図１６は、±πの余剰位相マニピュレーションが信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）から除去された後のＳＣＳブロック出力における２トーン信号を示す図であり、図１２は、本発明の本実施形態の狭帯域非線形定数包絡変調器を示す機能図である。除去された成分に関する情報は、位相選択器２０４に送られる。この情報は、直交位相変調器１０８ａで除去された成分を補償するための信号を生成するために用いられるであろう。±πの位相を含まない結果としての信号は、ＬＰＦ１０４ａおよびＤＡＣ１０６ａを通過した後、直交変調器１０８ａに入力される。ＬＰＦ１０４ａおよびＤＡＣ１０６ａの機能はそれぞれ、図１に示されているＬＰＦ１０４およびＤＡＣ１０６の機能と同一または類似であり得る。第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）の第一のプロセッサ２０２ａで除去された成分は、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）がＨＰＡ１に入力される前に補償されねばならない。よって、直交変調器１０８ａにおいて、元々の信号ｘ１が再構成され得る。
【００５４】
図１３は、ＳＣＳ出力における２トーン信号に対するスペクトルを示す図であり、図１７は、±πの余剰位相マニピュレーションを信号ｘ１およびｘ２から除去した後、ＳＣＳブロック出力における２トーン信号に対する位相軌跡を示す図である。
【００５５】
上述のＬＩＮＣ変調器２５０を有する増幅器（または複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ））２００の構成は、Ｃ−ＨＡＰアーム中の回路に対する帯域幅要求を減らすことを許容する。特に、動作クロック周波数に対するＤＡＣ要求は、緩和され得る。よって、
コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、信号ｘ１およびｘ２の生成のためのローまたはミドル変換速度（変換クロック）のＤＡＣがＬＩＮＣ  Ｃ−ＨＰＡアームに実装され得る。したがって、コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、ローコストＤＡＣがＬＩＮＣ  Ｃ−ＨＰＡに実装され得る。同時に、結合後のＣ−ＨＰＡ出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。
【００５６】
さらに、ＬＩＮＣ変調器２５０を有する増幅器２００のそのような構成にしたがうと、ソース信号を増幅するための方法が機能し得る。ソース信号（ｘ（ｔ））を増幅する方法は：ＳＣＳ１０２によりソース信号から複数の定数包絡信号を生成すること；複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））の対応する一つを受けることと；プロセッサ４０２ａ、４０２ｂで複数の定数包絡信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））の位相軌跡の位相ジャンプを検知することと；連続位相軌跡を有する第一の信号と不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するために、位相ジャンプを除去することと；プロセッサ４０２ａと４０２０ｂで、第一の信号を第二の信号の対応するものと混合し入力信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を再構成することと；ＨＰＡ１１１２ａ、ＨＰＡ２１１２ｂで、再構成された信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））を増幅し、増幅された信号（ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ））を生成することと；加算器１１４を用いて、増幅された信号（ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ））の全てを加え合わせることと、を含む。
【００５７】
したがって、変調器２００は混成式高増幅器アーム中で、コスト的に有利で、帯域外スペクトル成分の再成長を妨げる狭帯域回路、例えば低クロック周波数を有するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いることを許容する。
【００５８】
（第二の実施形態）
図１９を参照して、ＬＩＮＣ変調器４５０を有する増幅器４００の第二の実施形態を説明する。
【００５９】
本実施形態では、もし、±π位相マニピュレーションに加えて、±π／２、±π／４、…、±π／Ｎの余剰位相マニピュレーションを除外すれば、アーム中の信号のスペクトルは、より狭くなり得る。もちろん、この場合、±π／２、±π／４、…、±π／Ｎの局部発振位相マニピュレーションの可能性を提供することが好ましい。そのような±π／Ｎ余剰位相変調除去を有する狭帯域非線形定数包絡変調器は、一般的な場合、図１９に示されている。
【００６０】
図６に示されている増幅器２００と同様、Ｃ−ＨＰＡ（時として簡単のために増幅器として参照する）４００のアームの一つ（以下では、時として第一のアームとして参照する）は、Ｎを整数として、余剰位相モジュレーション、たとえば±π／Ｎの大きさを有する位相を除去する第一のプロセッサ４０２ａ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４ａ、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａ、直交変調器１０８ａ、位相選択器４０４、第一の位相マニピュレータ４０６ａ、局部発振器２０８、第一の高電力増幅器（ＨＰＡ１）、および加算器１１４を含む。
【００６１】
ＬＩＮＣ変調器４５０は、第一および第二のプロセッサ４０２ａおよび４０２ｂ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂ、直交変調器１０８ａおよび１０８ｂ、位相選択器４０４、第一および第二の位相マニピュレータ４０６ａおよび４０６ｂ、および局部発振器２０８を含む。
【００６２】
第一および第二のプロセッサ４０２ａおよび４０２ｂは、第一および第二の定数包絡信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）を受け、第一および第二の定数包絡信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）から、Ｎを整数としてπ／Ｎの余剰位相変調を除去し出力信号を生成する。また、第一および第二のプロセッサ４０２ａおよび４０２ｂは、たとえば±π／Ｎ、±π／２Ｎ、±π／３Ｎ、…といった複数の余剰位相変調を除去することが可能である。
【００６３】
位相選択器４０４ならびに第一の位相マニピュレータ４０６ａおよび第二の位相マニピュレータ４０６ｂの構成および機能は、余剰位相変調の値を変えることによって、図６に示されている位相選択器２０４ならびに第一の位相マニピュレータ２０６ａおよび第二の位相マニピュレータ２０６ｂの構成および機能から容易に得ることができる。
【００６４】
非線形ＬＩＮＣ変調器（または複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＡＰ））４００の構成は、狭帯域非線形ＬＩＮＣ変調器２００の構成と同一の効果および利点を有する。
【００６５】
（第三の実施形態）
図２０〜図２５を参照して、そのような位相平滑化方法を実装するように構成された本発明の第三の実施形態を説明する。
【００６６】
前述の実施形態にしたがう、それぞれ、ＬＩＮＣ変調器２５０および４５０を有する増幅器２００および４００は、不連続位相ジャンプ、すなわち余剰位相マニピュレーションのみを除去する。大きなＮに対して、そのような余剰位相マニピュレーションは、Ｃ−ＨＰＡアーム中の信号ｘ１およびｘ２に対する位相を平滑化することと等価である。
【００６７】
よって、Ｃ−ＨＰＡアーム中の信号ｘ１およびｘ２のスペクトルを、その位相軌跡を平滑化することで狭くする可能性が存在する。
【００６８】
本実施形態の詳細な記載の前に、本実施形態の変調器の基本動作を以下で説明する。
【００６９】
図２０は、本発明の第三の実施形態にしたがう増幅器７００のＬＩＮＣ変調器７５０のアーム５００を示す機能図である。
【００７０】
図２０に示されているように、増幅器７００のアーム５００は、過剰位相変調を除去するためにプロセッサ５０２を含む。つまり、変調器７５０の経路を通過する信号は、入力信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））の帯域幅より狭い帯域幅を有する。つまり、本実施形態では、入力信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））の位相からガウシアンフィルタを通過した信号の位相を引くことによって、入力信号（ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ））の同相軌跡から除去された位相ジャンプが生成される。
【００７１】
図２１は、過剰位相変調を除去するためのプロセッサ５０２を示す機能図である。プロセッサ５０２は、位相検知器６０２、ガウシアンフィルタ６０４、変換器６０６、および引算器６０８を含む。
【００７２】
位相検出器６０２は入力信号Ｓの位相を検知する。
ガウシアンフィルタ６０４は、プロセッサ２０２ａ、２０２ｂ、４０２ａ、４０２ｂを、Ｎを十分に大きな整数、ｍを整数として、離散位相ジャンプ±π／Ｎまたは±ｍπ／Ｎを除去する代替のものへの一般化と考えられよう。このＧフィルタは、ＧＳＭ変調で用いられるフィルタと類似している。一般的に言えば、それは入力信号位相を十分に平滑化することができる任意のフィルタである。
【００７３】
変換機６０６は、周波数領域に属するガウシアンフィルタ６０４からの出力信号を、時間領域波形Ｓ’を有する信号に変換する。一般に、時間領域波形Ｓ’は、コサインおよび／またはサイン波の和として表現され得る。
【００７４】
図２１に示されているように、入力信号Ｓは、位相検出器６０２に入る。入力信号Ｓの位相についての情報は、引算器６０８で離散位相ΔＳを有する信号を生成するために利用される。離散位相ΔＳは、元々のＳ信号位相とガウシアンフィルタで平滑化された位相Ｓ’の間の位相差ΔＳ＝Ｓの位相−Ｓ’の位相として定義される。
【００７５】
変換機６０６からの信号出力は、過剰な位相不連続は、ガウシアンフィルタ（以下では時としてＧフィルタとして参照される）６０４により除去されているので、非常にコンパクトな、すなわち狭帯域スペクトルを有する。図２２は、プロセッサ５０２の入力端子における信号スペクトル、すなわち信号Ｓ（ＮＯ  ＨＰＡ  ＮＯ  ＬＰＦ）に対するスペクトルと出力Ｓ’の信号スペクトル（点線）を示している。図２２から分かるように、ガウシアンフィルタ６０４の出力端子における信号スペクトルは、非常にコンパクトな形状を有している。ガウシアンフィルタリングされた信号Ｓ’のスペクトルは狭帯域であり、したがってＤＡＣ５０６の出力端子においてＬＰＦ５０４は、信号Ｓの大きな周波数歪みを引き起こさないであろう。これは、ガウシアンフィルタ６０４の出力信号ＳはＬＰＦ通過帯域と合致しているからである。したがって、直交変調器５０８の入力端子での信号包絡は、実質的に定数である。図２２に、元々の信号（ＮＯ  ＬＰＦ  ＬＩＮＣ  ＳＧ１）およびガウシアンフィルタ６０４の出力端子における信号のスペクトルを示す。
【００７６】
図２３は、図２１および２２を参照して議論した機構を用いるＬＩＮＣ変調器７５０を有するＣ−ＨＰＡ７００を示す機能図である。
【００７７】
狭帯域非線形定数包絡変調器７００は、アームの各々は図２０に示されている構成を有する、２つのアームにより構成されるアーキテクチャを有する。
【００７８】
Ｃ−ＨＰＡ７００のアームの一つ（以下では、時として第一のアームとして参照される）は、信号成分分離器（ＳＣＳ）１０２、第一のプロセッサ７０２ａ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４ａ、直交変調器１０８ａ、第一の位相変調器７０４ａ、局部発振器２０８、第一の高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ１）、および加算器１１４を含む。同様に、Ｃ−ＨＰＡ７００のアームの別の一つ（以下では、時として第二のアームとして参照される）は、ＳＣＳ１０２、第二のプロセッサ７０２ｂ、ＬＰＦ１０４ｂ、直交変調器１０８ａ、第二の位相変調器７０４ｂ、局部発振器２０８、第二の高電力増幅器１１２ｂ（ＨＰＡ２）、および加算器１１４を含む。
【００７９】
ＬＩＮＣ変調器７５０は、分離器１０２、第一および第二のプロセッサ７０２ａおよび７０２ｂ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂ、直交変調器１０８ａおよび１０８ｂ、第一および第二の位相変調器７０４ａおよび７０４ｂ、および局部発振器２０８を含む。
【００８０】
第一および第二のプロセッサ７０２ａおよび７０２ｂは、ＳＣＳ１０２から第一および第二の定数包絡信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）を受け、平滑化された狭帯域信号をＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂに、離散位相ΔＳ１’およびΔＳ２’を有する信号を第一および第二の位相変調器７０４ａおよび７０４ｂに出力する。
【００８１】
第一の位相変調器７０４ａおよび第二の位相変調器７０４ｂは、直交変調器１０８ａにおいて第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）を、および直交変調器１０８ｂにおいて第二の定数包絡信号ｘ２（ｔ）を再構成するための信号を生成する。特に、第一の位相変調器７０４ａは、離散位相ΔＳ１’を有する信号を出力し、第一のプロセッサ２０２ａで除去された成分を補償する。同様に、第二の位相変調器７０４ｂは、離散位相ΔＳ２’を有する信号を出力し、第一のプロセッサ２０２ｂで除去された成分を補償する。
【００８２】
第一のプロセッサ７０２ａにおいて第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）の除去された成分は、第一の定数包絡信号ｘ１（ｔ）がＨＰＡ１１１２ａに入力される前に補償されなくてはならない。よって、直交変調器１０８ａで、元々の信号ｘ１は再構成され得る。同様に、直交変調器１０８ｂで、元々の信号ｘ２は再構成され得る。
【００８３】
図２３から分かるであろうように、元々のＳ信号位相とガウシアンフィルタで平滑化された位相Ｓ’の間の位相差ΔＳ＝Ｓの位相−Ｓ’の位相は、直交変調器５０８で、または同じことであるが、個々のＨＰＡ１１２ａおよび１１２ｂの入力端子で、元々の信号ｘ１（ｔ）およびｘ２（ｔ）を復元するために、追加の局部発振（ＬＯ）変調位相として用いられる。そのようなアーキテクチャゆえに、ＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂの帯域外スペクトルレベルへの影響は、大きく減少し得る。
【００８４】
図２４は、従来のＬＩＮＣ変調器および通過帯４０ＭＨｚを有するＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂを有する変調器７００からの出力信号のスペクトルを示す図であり、図２５は、従来のＬＩＮＣ変調器および通過帯６０ＭＨｚを有するＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂを有する変調器７００からの出力信号のスペクトルを示す図である。
【００８５】
図２３に示されているブロック図を有する変調器が、シミュレーションで用いられている。通過帯４０ＭＨｚおよび６０ＭＨｚを有する２つのＬＰＦは、アームスペクトル制限での信号に対して用いられている。図１に示されているＬＩＮＣ変調器に対するスペクトルは、図２４および２５中で、“ＬＩＮＣ”として記されている。
【００８６】
図２４および２５から分かるであろうように、提案のアプローチは、Ｃ−ＨＰＡ出力において、より良好な信号再構成を与える。よって、提案の変調器実装による帯域外放出のレベルは、最も制限された近スペクトル領域で２０〜２５ｄＢも低減され得る。
【００８７】
（付記）
上述の実施形態に関連して幾つかの追加の付記を追加する。
（付記１）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
入力信号を受け、前記入力信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、
前記第一および第二の信号を混合し、前記入力信号を再構成する直交変調器と、
を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器。
（付記２）
前記プロセッサは、ｍおよびＮを整数として、π／（ｍＮ）の前記位相ジャンプを除去する、付記１の変調器。
（付記３）
前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記１のＬＩＮＣ変調器。
（付記４）
さらに、
前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される前であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル−アナログ変換器と
を含む付記２または３のＬＩＮＣ変調器。
（付記５）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、
複数のアームであって、前記複数のアームのそれぞれは前記複数の定数包絡信号の対応する一つによって通過され、前記複数のアームの対応する一つを通過する複数の入力信号の一つを出力する複数のアームであり、
前記複数の定数包絡信号の前記対応する一つを受け、前記複数の定数包絡信号の前記対応する一つの位相軌跡中の位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成するプロセッサと、
前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームと、
複数の電力増幅器であって、各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを加え合わせる加算器と、
を含む増幅器。
（付記６）
前記プロセッサは、ｍおよびＮを整数として、π／（ｍＮ）の前記位相ジャンプを除去する、付記５の増幅器。
（付記７）
前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記５の増幅器。
（付記８）
さらに、
前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される前であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル−アナログ変換器と
を含む付記６または７の増幅器。
（付記９）
ソース信号から複数の定数包絡信号を生成することと、
前記複数の定数包絡信号の対応する一つを受けることと、
前記複数の定数包絡信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検出することと、
前記位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成することと、
前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定数包絡信号を再構成することと、
前記複数の定数包絡信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成することと、
前記増幅された信号の全てを加え合わせることと、
を含む入力信号を増幅する方法。
（付記１０）
前記プロセッサは、ｍおよびＮを整数として、π／（ｍＮ）の前記位相ジャンプを除去する、付記９の方法。
（付記１１）
前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記１０の方法。
（付記１２）
さらに、
前記第一の信号を前記第二の信号の対応する一つと混合する前に第一の信号を変換し、前記複数の定数包絡信号を再構成すること、を含む付記１０または１１の方法。
【図１】
2013048308.tif 000009
【図２】
2013048308.tif 000010
【図３】
2013048308.tif 000011
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
2013048308.tif 000026
【図１９】
2013048308.tif 000027
【図２０】
2013048308.tif 000028
【図２１】
2013048308.tif 000029
【図２２】
2013048308.tif 000030
【図２３】
2013048308.tif 000031
【図２４】
2013048308.tif 000032
【図２５】
2013048308.tif 000033
【外国語明細書】
【発明の名称】
A MODULATOR AND AN AMPLIFER USING THE SAME
【技術分野】
【０００１】
This invention relates to a modulator and a high power amplifier using the same.
【背景技術】
【０００２】
There is a high interest in wireless communication to develop highly linear and efficient power amplifier suitable for third generation (3G) and upcoming fourth generation (4G) of communication standards. These new standards have potential for offering more and better data services. However, in order to establish this within a restricted frequency band, it is needed to use signals with high peak-to-average power ratios (e.g., wideband code vision multiple access (WCDMA)~10dB), requiring high linearity of the transmitting amplifier. Hence, in general, power amplifiers are designed to be subjected to the peak-power condition, but are operated most of the time at sufficiently lower power levels (power peak-off). As a result, the power amplifier operating with these signals may function such that the peak efficiency is high, but the average amplifier efficiency is rather low.
【０００３】
For this reason, there is a renewed interest in high efficiency power amplifiers, for example the Doherty power amplifier (DPA), linear amplification using nonlinear components (LINC), envelope tracking (ET) and the like. These types of the amplifiers are currently investigated as potential candidates suitable for the current and above-mentioned upcoming communication standards. In such the radio frequency (RF) amplifier demands more high efficiency and high linearity than general RF amplifier. Specifically, due to its improved efficiency, low complexity, and low cost, the two-way DPA has already penetrated the market. The DPA is, in general, high efficiency than general balanced amplifier. Although a general designs focus only amplitude distortions and phase distortions, a memory effect and linearity become very important factors recently. The general structure of the DPA has a weak point which leads high distortion such as third and fifth inter-modulation distortions (IMDs). For example, such the distortion results from a sudden variation of impedance at signal synthesized point. To reduce the distortion by structure of the DPA, it demands complex compensator. The memory effect includes electric memory effect and electrothermal memory effect. The electric memory effect is occurred by bias and matching circuit's impedance variation in base and harmonic band. The electrothermal memory effect is FET power amplifier's gain variation by device temperature. The electrothermal memory effect is inevitable factor.
【０００４】
Therefore, proper compensator structures, such as the composite high power amplifier (C-HPA) have been introduced to increase the efficiency and output power. Such C-HPA comprises from several individual high power amplifier (HPA). Most common configuration is C-HPA with two HPAs which also known as a linear amplification using nonlinear components (LINC).
【０００５】
The LINC technique was first proposed in 1974 as a method of achieving linear amplification at microwave frequencies. The basic scheme of LINC for amplifier has two RF HPAs that are assumed to be high-efficiency and highly nonlinear. The RF source signal x(t) is split into two constant envelope, phase modulated signals, x1(t), x2(t) by signal component separator (SCS) that has a function of the signal separation or generation process, and each is fed into its own nonlinear RF power amplifier. The HPAs separately increase the power of each signal to generate output signals y1(t) and y2(t) before feeding them into a summing junction for recombination. The resulting output signal from the summing junction is then an amplified version of the original input signal without any distortion, if all components constituting the HPA are ideal ones.
【０００６】
In many issues it is assumed that the bandwidth at the digital-to-analog convertor (DAC) output is unlimited. However for many cases such assumption is not applicable. The real oversampling DAC operating with high clock frequencies may be assumed as such the ideal converter. 
【０００７】
Despite the original signal x(t) has a narrow spectrum, the signal component separating (SCS) operation causes a significant spectrum expansion for signals x1(t) and x2(t) in the C-HPA arms. In the conventional technique disclosed in, for example, patent document 1 and non-patent documents 1-4 cited below, it is assumed the ideal arms with unlimited bandwidth (i.e. ultra-wideband ideal DACs) that may pass wideband signals x1(t) and x2(t) without any distortions to inputs to the HPAs (hereinafter, sometimes to be referred to as HPA1 and HPA2). The most critical element in the arm may be DAC because its bandwidth is limited by operating clock. Typically this is 100-150 MHz for low/mid-ends commercial available Large Scale Integrations (LSIs). In contrast, DACs for the broadband applications such as Worldwide interoperability for Microwave Access (WiMAX), Long Term Evoluation (LTE), Wideband Code Division Multiple Access (W-CDMA) and the like, in order to avoid distortions in signals x1(t) and x2(t), must provide very high bandwidth (must operate with high clock frequencies in order several hundred MHz) and at the same time provide a high level of bit resolution (quantization), for example, 800 MHz clock and 14 bit resolution. The cost for such a hi-speed and hi-resolution hi-end DACs is high.
【０００８】
The frequency restrictions caused by component of a high frequency circuit such as LPFs at the DACs inputs (or DAC outputs) result in the parasitic AM at the HPA1and HPA2 inputs for signals x1(t) and x2(t). The LPFs cut some high frequency part of signals x1(t) and x2(t). The high frequency part that cut by LPF causes the unwanted parasitic AM modulation in signals at the LPF output. Such parasitic AM results in growth of out-of-band spectrum components after combining signals y1 and y2. In general, the perfect signal reconstruction after combining signals passed through LPFs becomes difficult.
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】Japanese Patent Application Laid-Open 2009-171460
【特許文献２】Japanese Patent Application Laid-Open 2004-260707
【特許文献３】US 2010/0074367
【特許文献４】US 7,260,368
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献1】J.H. Qurehi et al, “90-W Peak Power GaN Outphasing Amplifier With Optimum Input Signal Conditioning”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 57,No. 8,  pp.1925-1935, 2009
【非特許文献２】Ilkka Hakala et al, “A 2.14-GHz Chireix Outphasing Transmitter”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 53, No.6, pp. 2129-2138, 2005 
【非特許文献３】W. C. Edmund et al, ”A Mixed Signal Approach Towards Linear And Efficient N-Way Doherty Amplifiers”, IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol. 55, No. 5, pp. 866-879, 2007. 
【非特許文献４】Paloma Garcia, Jesus de Mingo, Antonio Valdovinos and Alfonso Ortega, “Adaptive digital correction of gain and phase imbalances in LINC transmitters”, Vehicular Technology Conference, 2004. VTC 2004-Spring. 2004 IEEE 59th, Vol. 3, pp. 2137-2141
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
However for many commercial available (low-mid cost LSI) DACs, such the assumption is not applicable. Normally, the DACs have low-pass filter (LPF) at its output. Such the LPFs introduce some parasitic amplitude modulation (AM) into the DAC output signal. With such the parasitic AM and non-linear HPA, the complete signal reconstruction may not be possible. Thus the out-of-band spectrum components are arising in the HPA output signal spectrum.
【００１２】
One of the aims of the present invention is to provide a modulator that removes parasitic amplitude modulation automatically, thereby reconstructing a signal inputted into the modulator at an output terminal of the LINC modulator.
【００１３】
Another of the aims of the present invention is to provide am amplifier having a modulator that removes parasitic amplitude modulation automatically, thereby reconstructing a signal inputted into the modulator at an output terminal of the LINC modulator.
【課題を解決するための手段】
【００１４】
A linear amplification with nonlinear components (LINC) modulator is provided. The LINC modulator includes: a separator that generates a plurality of constant envelope signals (x1(t), x2(t)) from a source signal (x(t));a processor that receives an input signal (x1(t), x2(t)) and detects and removes a phase jump in phase trajectory of the input signal (x1(t), x2(t)) to generate a first signal having a continuous phase trajectory and a second signal having a discontinuous phase trajectory; and a quadrature modulator that mixes the first signal with the second signal to reconstruct the input signal (x1(t), x2(t)).
【発明の効果】
【００１５】
The LINC modulator that may use a narrowband circuit in a composite high amplifier arm, e.g., digital-to-analog convertor (DAC) with low clock frequencies to remove parasitic amplitude modulation automatically, thereby reconstructing a signal inputted into the modulator at an output terminal of the LINC modulator.
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】Fig. 1 is a functional diagram illustrating an exemplary composite High Power Amplifier (C-HPA) with the frequency restriction in the C-HPA arms and combined output from the individual HPAs;
【図２】Fig. 2 is a diagram illustrating the spectrum of an input signal x(t) of C-HPA;
【図３】Fig. 3 is a diagram illustrating the spectrums signals in the C-HPA arms (x1 and x2) after signal component separator;
【図４】Fig. 4 is a diagram illustrating the spectrums for signal in the C-HPA arms at the LPFs outputs;
【図５】Fig. 5 is a diagram illustrating the C-HPA output signal spectrum (spectrum for signal y) for LPFs in the arms with passband 20 MHz, 40 MHz and 60 MHz;
【図６】Fig. 6 is a functional diagram illustrating an amplifier having a narrowband non-linear constant envelope modulator according to a first embodiment of the present invention;
【図７】Fig. 7 is a functional diagram illustrating the local oscillator phase manipulator;
【図８】Fig. 8 is a diagram illustrating the spectrum of two-tone 1 MHz C-HPA input signal;
【図９】Fig. 9 is a diagram illustrating the spectrum of two-tone signal after passing through a signal component separator (SCS);
【図１０】Fig. 10 is a diagram illustrating a waveform of the in-phase component of the two-tone signal;
【図１１】Fig. 11 is a diagram illustrating a waveform of the quadrature-phase component of the two-tone signal;
【図１２】Fig. 12 is a diagram illustrating the phase trajectories for two tone signal at the SCS block output;
【図１３】Fig. 13 is a diagram illustrating the spectrums for two tone signal at the SCS block output;
【図１４】Fig. 14 is a diagram illustrating a waveform of the in-phase component of the two-tone signal with (dotted line) and without (solid line) removed phase manipulation;
【図１５】Fig. 15 is a diagram illustrating a waveform of the quadrature-phase component of the two-tone signal with (dotted line) and without (solid line) removed phase manipulation;
【図１６】Fig. 16 is a diagram illustrating the phase trajectories for two tone signal at the SCS block output after exceed phase manipulation for ±π has been removed from signals x1 and x2;
【図１７】Fig. 17 is a diagram illustrating the two tone signal at the SCS block output before exceed phase manipulation for ±π has been removed from signals x1 and x2;
【図１８】Fig. 18 is a diagram illustrating the two tone signal at the SCS block output after exceed phase manipulation for ±π has been removed from signals x1 and x2;
【図１９】Fig. 19 is a functional diagram illustrating an amplifier having a LINC modulator according to a second embodiment of the present invention;
【図２０】Fig. 20 is a functional diagram illustrating an arm of a LINC modulator according to a third embodiment of the present invention;
【図２１】Fig. 21 is a functional diagram illustrating a processor for removing the exceed phase modulation in Fig. 15;
【図２２】Fig. 22 is a diagram illustrating signal spectrum before and after phase smoothing with Gaussian filter;
【図２３】Fig. 23 is a functional diagram illustrating an amplifier having the LINC modulator, the LINC modulator being illustrated in Fig, 20;
【図２４】Fig. 24 is a diagram illustrating spectrum of the output signal from a conventional LINC modulator and the modulator having a LPF with pass-band 40 MHz; and
【図２５】Fig. 25 is a diagram illustrating spectrum of the output signal from a conventional LINC modulator and the modulator having a LPF with pass-band 60 MHz.
【発明を実施するための形態】
【００１７】
With referring to the drawings, the detailed description of the present invention will be provided. In the drawings, like numerals may describe similar components in different views. Like numerals having different letter suffixes may represent different instances of similar components. The drawings illustrate generally, by the way of example, but not by the way of limitation, various embodiments discussed in the present document.
【００１８】
(Comparative Example)
At first, comparative example of composite High Power Amplifier (C-HPA) will be explained to make understanding of technical features of the preferred embodiments according to the present invention easier.
【００１９】
Fig. 1 is a functional diagram illustrating an example of composite High Power Amplifier (C-HPA) 100. The C-HPA 100 may be suffered from the frequency restriction in each of the C-HPA arms and generate an output signal y(t) that is obtained in the manner in which signals from the individual high power amplifiers (HPAs) are combined. 
【００２０】
The C-HPA 100 illustrated in Fig. 1 includes several components of a high frequency circuit. The components includes a signal component separator (SCS) 102, two low pass filters (LPFs) (sometimes simply referred to as a filter) 104a and 104b, two digital-to-analog convertors (DACs) 106a and 106b, two quadrature modulators (or sometimes referred to as two quadrature modulators for simplicity) 108a and 108b, a local oscillator 110, a first high power amplifier (HPA1) 112a, a second high power amplifier (HPA2) 112b, and combiner 114. The SCS 102, the LPFs 104a, 104b, the DACs 106a, 106b, the quadrature modulators 108a, 108b, and the local oscillator 110 constitutes a LInear amplification using Nonlinear Components (LINC) modulator 150.
【００２１】
The SCS 102 generates two constant-envelope signals, i.e., a first constant-envelope signal x1(t) and a second constant-envelope signal x2(t) using a source signal x(t), i.e., a baseband source signal x(t). In other words, the source signal x(t) is separated into the two constant envelope signals x1(t) and x2(t) by the SCS 102. If the source signal x(t) may be written as
【数１】
2013048308.tif 000034
Wherein two constant envelope signals x1(t) and x2(t) may be calculated as
【数２】
2013048308.tif 000035
where
【数３】
2013048308.tif 000036
and e(t) is a signal that is in quadrature to the source signal x(t):
【数４】
2013048308.tif 000037
【００２２】
Thus, x(t)=x1(t)+x2(t) and |x1(t)|=|x2(t)|, where |x| represents an absolute value of x. It should be noted that x1(t) and x2(t) have constant amplitudes that are time-independent, while the source signal x(t) has a time-dependent amplitude.
【００２３】
Fig. 2 illustrates the spectrum of the source signal x(t) in equation (1). It may be seen that the source signal x(t) has a narrow spectrum. However, the signal component separating operation causes a significant spectrum expansion for signals x1(t) and x2(t) at as illustrated in Fig. 3. 
【００２４】
The LPFs 104a and 104b remove frequency components higher than a predetermined sampling frequency and noise components from each of output signals x1(t) and x2(t) from the SCS 102, respectively. In other words, the LPFs 104a and 104b pass frequency components lower then the predetermined frequency only.
【００２５】
Spectrums for signals at the LPF output (or what is the same at the inputs of the HPA1112a and the HPA2 112b) are illustrated in Fig. 4, illustrating a fact that LPFs 104a and 104b may remove frequency components higher than 10 MHz from the output signals x1(t) and x2(t) from the SCS 102. The high frequency part that cut by LPF causes the unwanted parasitic AM modulation in signals at the output terminal of LPF 104a, 104b. 
【００２６】
The DACs 106a and 106b convert output signals from the LPF 104a and the LPF 104b from a digital to analog signal, respectively.
【００２７】
The local oscillator 110 is an oscillation circuit such as a frequency combiner or the like employing a voltage controlled oscillator that may be controlled by a phase-locked loop (PLL). The local oscillator 110 outputs a local oscillation signal to the quadrature modulators 108a and 108b.
【００２８】
The quadrature modulator 108a includes mixer for frequency-converting (up-converting) frequencies and mixing the output signal from the DAC 106a with the local oscillation signal from the local oscillator 110. Thus, the quadrature modulator 108a serves as a multiplier that multiples input signals to generate an output signal. After mixing, the quadrature modulator 108a up-converts the output signal from the DAC 106a to predetermined frequency. Ideally, the quadrature modulator 108a generates and outputs the constant envelope signal x1(t).
【００２９】
The quadrature modulator 108b has the similar configuration and function with the quadrature modulator 108a. Ideally, the quadrature modulator 108b generates and outputs the constant envelope signal x2(t).
【００３０】
The first high power amplifier (HPA1) 112a amplifies the output signal from the quadrature modulator 108a and outputs an amplified signal to the combiner 114. Similarly, the second high power amplifier (HPA2) 112b amplifies the output signal from the quadrature modulator 108b and outputs an amplified signal to the combiner 114.
【００３１】
The quadrature modulator 108a, 108b of each arm may be characterized by a level-dependent complex gain G. Thus, output signals y1(t) and y2(t) should be given by 
【数５】
2013048308.tif 000038
【００３２】
The combiner 114 combines the input signals thereto, in this case the signals from the HPA1 112a and HPA2 112b to generate an output signal y(t) from the amplifier 100. In this case, the output signal y(t) becomes
【数６】
2013048308.tif 000039
The second term in (7) implies that there in an unwanted residual signal when the gain and phase matching are not perfected, i.e., imperfect cancellation is occurred. This term leads to limit the spectrum efficiency due to interfering power in the adjacent arms.
【００３３】
It may be occurred that the parasitic amplitude modulation (AM) results in growth of out-of-band spectrum components after combining signals y1 and y2. Fig. 5 illustrates the spectrums of the LINC HPA output signal for 10 MHz orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) signal x(t). As may be found from Figure 5, the LINC C-HPA signal after combining has a higher level of the out-of-band spectrum components compared with the original signal x(t).
【００３４】
(First Embodiment)
Referring to Figs. 6-18, a first embodiment of an amplifier (or a composite high power amplifier (C-HPA)) 200 having a linear amplification using nonlinear components (LINC) modulator 250 will be explained.
【００３５】
The LINC modulators disclosed in this specification have a function of removing out-of-band spectrum components at the modulatoroutput after combining signals y1and y2. The function of removing out-of-band spectrum components may be operated based on the signal spectrum narrowing by means of the additional baseband phase control for signals in the C-HPA arms. Such the out-of-band spectral components are caused by the parasitic amplitude modulation at the input terminals of high power amplifier, for example, HPA1112a and HPA2 112b in Fig.1. 
【００３６】
It is known fact that a signal bandwidth depends on the order of continuous derivative of the phase. Thus, in order to make the spectrum more compact, it may be efficient to remove phase discontinuities from the signal.
【００３７】
Fig. 6 is a functional diagram illustrating an amplifier 200 having a LINC modulator 250 according to a first embodiment of the present invention, and Fig. 7 is a functional diagram illustrating the first phase manipulator 206a in Fig. 6.
【００３８】
The amplifier 200 is designed to reduce the bandwidth requirements for the circuits in the C-HPA arms. The digital-to-analog convertor (DAC) circuit requirements also may be relaxed. Thus, the conversion speed (clock) and the resolution requirements (bit resolutions) for the DACs in the C-HPA arms may be reduced sequentially. Therefore the low-cost DACs may be implemented in the LINC C-HPA instead of costly high grade LSIs. At the same time, the level of the out-of-the band spectrum at the C-HPA output after combining is maintained low. Thus the proposed invention may provide the perfect reconstruction signal at the C-HPA output in the case of the frequency restriction in the arms.
【００３９】
One of the arm of the C-HPA 200 (in the followings, sometimes referred to as a first arm) includes a first processor 202a for removing an exceed phase modulation, e.g., a phase having an amplitude of π, low pass filter (LPF) 104a, a first digital-to-analog convertor (DAC) 106a, a quadrature modulator 108a, a phase selector 204, a first phase manipulator 206a, a local oscillator 208, a first high power amplifier 112a (HPA1), and adder 114. Similarly, another of the arm of the C-HPA 200 (in the followings, sometimes referred to as a second arm) includes a second processor 202b for removing an exceed phase modulation, e.g., a phase having an amplitude of π, LPFs 104b, a first digital-to-analog convertor (DAC) 106b, a quadrature modulator 108b, phase selector 204, a second phase manipulator 206b, a local oscillator 208, a first high power amplifier 112b (HPA2), and adder 114. However, the first and second arms include the separator 102.
【００４０】
The LINC modulator 250 includes a separator 102, the first and second processors 202a and 202b, the LPFs 104a and 104b, the DACs 106a and 106b, the quadrature modulators 108a and 108b, the phase selector 204, the first and second phase manipulators 206a and 206b, and local oscillator 208.
【００４１】
The first and second processors 202a and 202b receive the first and second constant envelope signal x1(t) and x2(t) from the SCS 102 and remove an exceed phase modulation for ±π from the first and second constant envelope signals x1(t) and x2(t) to generate output signals. That is, the first and second processors 202a and 202b may determine the phase trajectories of the input signals x1(t) and x2(t) to detect the phase jump, e.g., the exceed phase modulation for ±π.The output signals from the first and second processors 202a and 202b are inputted into the LPFs 104a and 104b, respectively. The output signals from the processors 202a, 202b are characterized as having a continuous phase trajectory.
【００４２】
The phase selector 204 informs the first phase manipulator 206a whether frequency components of +π or -π should be generated. 
【００４３】
The first phase manipulator 206a and the second phase manipulator 206b generate signals for reconstructing the first constant-envelope signal x1(t) at the quadrature modulator 108a and the second constant-envelope signal x2(t) at the quadrature modulator 108b. Specifically, the first phase manipulator 206a outputs the signal having the phase ±π. to compensate the exceed phase manipulation removed at the first processor 202a based on output signals from the local oscillator 208 and the phase selector 204. In the similar way, the second phase manipulator 206b outputs the signal having the phase ±π to compensate the exceed phase manipulation removed at the second processor 202b based on output signals from the local oscillator 208 and the phase selector 204.
【００４４】
The local oscillator 208 has the same or the similar function with that of the local oscillator 110.
【００４５】
Fig. 7 is a functional diagram illustrating thefirst phase manipulator 206a that generates a signal having frequency components of +π or -π. As illustrated in Fig. 7, the first phase manipulator 206a includes a prescaler 302 and selector 304. The prescalar 302 transforms the input signal from the local oscillator 208 to signals having phase of π and 0. These signals are inputted into the selector 304. The selector outputs one of the input signals from the prescaler 302. 
【００４６】
Fig. 8 is a diagram illustrating the spectrum of two-tone 1 MHz C-HPA input signal x(t). It may be seen that the input signal x has only a narrow peak of its spectrum. The source signal x(t) represents a first constant-envelope signal x1(t) and a second constant-envelope signal x2(t).
【００４７】
Fig. 9 is a diagram illustrating the spectrum of two-tone signal after passing through a signal component separator (SCS). It may be seen that signals x1(t) and x2(t) have significantly wider spectrum than the original signal x(t).
【００４８】
Fig. 10 and 11 illustrate the in-phase and quadrature waveforms for signals x1(t) and x2(t). The quadrature signal waveform illustrated in Figure 11 has a waveform discontinuous due to phase jumps on ±π. Such ±π phase jumps are responsible for the x1(t) and x2(t) signals spectrum widening. In the followings, we will refer such phase jumps as a exceed phase manipulation.
【００４９】
Fig. 12 is a diagram illustrating the phase trajectories for two tone signal x at the signal component separator (SCS) block output, and Fig. 10 is a diagram illustrating the corresponding spectrums for two tone signal at the output terminal of the SCS block, i.e., i.e. signals x1(t) and x2(t).
【００５０】
As may be seen from Figure 12, the phase trajectory for signals in the C-HPA arms has a phase jump (discontinues) for ±π. Such phase discontinue causes the signal spectrum expansion at the SCS output as it illustrated in Figure 13. Such phase jumps for ±π are responsible for the x1(t) and x2(t) signals spectrum widening. 
【００５１】
In order to avoid spectrum widening, in the present embodiment, we remove the exceed ±π phase manipulation from the signals x1(t) and x2(t). Figs. 14 and 15 show waveforms for the signals x1(t) and x2(t) before (solid line) and after (dotted line) removing ±π phase manipulation. Fig. 17 and 18 illustrate the spectrum for the signals x1(t) and x2(t) with and without exceed phase manipulation, respectively. As may be find from Figs. 17 and 18, the spectrum for the proposed system (the blue plot) has more compact shape.
【００５２】
The first constant-envelope signal x1(t) may be inputted into the first processor 202a. In the followings, detailed description of operation of the second arms would be omitted because of the analogy of that of the first arm.
【００５３】
Fig. 16 is a diagram illustrating the two tone signal at the SCS block output after exceed phase manipulation for ±π has been removed from signals x1(t) and x2(t), and Fig. 12 is a functional diagram illustrating a narrowband non-linear constant envelope modulator according to this embodiment of the present invention. The information about the removed component is sent to the phase selector 204. This information will be used to generate a signal for compensating the removed component at the quadrature modulator 108a. The resulting signal that does not include a phase of ±π is inputted into the quadrature modulator 108a after passing through the LPF 104a and the DAC 106a. The functions of the LPF 104a and the DAC 106a may be the same or similar to those of LPF 104 and DAC 106 illustrated in Fig. 1, respectively. The removed components of the first constant-envelope signal x1(t) at the first processor 202a should be compensated before the first constant-envelope signal x1(t) is inputted into the HPA1. Thus, at the quadratic modulator 108a, the original signal x1 may be reconstructed.
【００５４】
Fig. 13 is a diagram illustrating the spectrums for two tone signal at the SCS block output, and Fig. 17 is a diagram illustrating the phase trajectories for two tone signal at the SCS block output after exceed phase manipulation for ±π has been removed from signals x1and x2.
【００５５】
The configuration of the amplifier (or a composite high power amplifier (C-HPA)) 200 having the LINC modulator 250 mentioned above allows to reduce the bandwidth requirements for the circuits in the C-HPA arms. Especially, the DACs requirements for operatic clock frequency may be relaxed. Thus, it may become possible to implement DACs with low or middle conversion speed (conversion clock) for generation of the signals x1and x2 in the C-HPA arms. Therefore the low-cost DACs may be implemented in the LINC C-HPA instead of costly hi-grade LSIs. At the same time, the level of the out-of-the band spectrum at the C-HPA output after combining is keeping low.
【００５６】
Further, according to such the configuration of the amplifier 200 having the LINC modulator 250, the method for amplifying the source signal may be functioned. The method for amplifying a source signal (x(t)) includes: generating a plurality of constant envelope signals from a source signal by SCS 102; receiving the corresponding one of the plurality of the constant envelope signal (x1(t), x2(t)) ; detecting phase jumps in phase trajectories of the plurality of the constant envelope signals (x1(t), x2(t)) at the processors 402a, 402b; removing the phase jumps to generate first signals having a continuous phase trajectory and second signals having a discontinuous phase trajectory; mixing each of the first signals with a corresponding one of the second signals to reconstruct the input signals (x1(t), x2(t)) in the processors 402a, 402b; amplifying the reconstructed input signals (x1(t), x2(t)) to generate amplified signals (y1(t), y2(t)) by HPA1 112a, HPA2 112b; and adding all of the amplified signals (y1(t), y2(t)) using adder 114.
【００５７】
Therefore, the modulator 200 allows to use a narrowband circuit in a composite high amplifier arm, e.g., digital-to-analog convertor (DAC) with low clock frequencies, the narrowband circuit having cost advantages and preventing from regrowth of the out-of-band spectral component.
【００５８】
(Second Embodiment)
Referring to Figs. 19, a second embodiment of an amplifier 400 having the LINC modulator 450 will be explained.
【００５９】
In this embodiment, the spectrums for signals in the arms may be made more narrow if, in addition to ±π phase manipulation, exclude the exceed phase manipulations for ±π/2, ±π/4,..., ±π/N. Of course in this case it is preferable to provide the ability for local oscillator (LO) phase manipulation for ±π/2, ±π/4,.., ±π/N. Such the narrowband non-linear constant envelope modulator with ±π/N exceed phase modulation removing describes for the general case is illustrated in Figure 19.
【００６０】
Similar to the amplifier 200 illustrated in Fig. 6, one of the arm of the C-HPA (sometimes referred to as amplifier for simplicity) 400 (in the followings, sometimes referred to as a first arm) includes a first processor 402a for removing an exceed phase modulation, e.g., a phase having an amplitude of π/N, the low pass filter (LPF) 104a, the first digital-to-analog convertor (DAC) 106a, the quadrature modulator 108a, a phase selector 404, a first phase manipulator 406a, the local oscillator 208, the first high power amplifier 112a (HPA1), and adder 114, where N is an integer. Similarly, another of the arm of the C-HPA 400 (in the followings, sometimes referred to as a second arm) includes a second processor 202b for removing an exceed phase modulation, e.g., a phase having an amplitude of π/N, the LPFs 104b, a second digital-to-analog convertor (DAC) 106b, the quadrature modulator 108a, a phase selector 404, a first phase manipulator 406b, the local oscillator 208, the first high power amplifier 112b (HPA2), and adder 114.
【００６１】
The LINC modulator 450 includes the first and second processors 402a and 402b, the LPFs 104a and 104b, the DACs 106a and 106b, the quadrature modulators 108a and 108b, the phase selector 404, the first and second phase manipulators 406a and 406b, and the local oscillator 208.
【００６２】
The first and second processors 402a and 402b receive the first and second constant envelope signal x1(t) and x2(t) and remove an exceed phase modulation for ±π/N fromthe first and second constant envelope signal x1(t) and x2(t) to generate output signals, where N is an integer. It is also possible that the first and second processors 402a and 402b remove a plurality of exceed phase modulations, for example for ±π/N, ±π/2N, ±π/3N, ….
【００６３】
The configurations and functions of the phase selector 404, and the first phase manipulator 406a and the second phase manipulator 406b may be obtained straightforwardly from those of the phase selector 204, and the first phase manipulator 206a and the second phase manipulator 206b illustrated in Fig. 6 by changing the value of the exceed phase modulation.
【００６４】
The configuration of the narrowband non-linear LINC modulator (or a composite high power amplifier (C-HPA)) 400 has the same effects and advantages of that of the narrowband non-linear LINC modulator 200.
【００６５】
(Third Embodiment)
Referring to Figs. 20-25, a third embodiment of the present invention configured to implement such the phase smoothing method will be explained.
【００６６】
The amplifier 200 and 400 having the LINC modulator 250 and 450, respectively, according to the previous embodiments remove only discrete phase jumps, i.e., exceed phase manipulation. For large N, such exceed phase manipulation removing is equivalent to smoothing phases for signals x1 and x2 in the C-HPA arms. 
【００６７】
Thus, there is a possibility for making spectrum for signals x1 and x2in the C-HPA arms narrow with smoothing its phase trajectories. 
【００６８】
Before describing the detailed description of the present embodiment, the basic operations of a modulator according to the present embodiment will be explained below.
【００６９】
Fig. 20 is a functional diagram illustrating an arm 500 of a LINC modulator 750 of an amplifier 700 according to a third embodiment of the present invention.
【００７０】
As illustrated in Fig. 20, the arm 500 of the amplifier 700 includes a processor 502 for removing exceed phase modulation. That is, the signal passing through the paths of the modulator 750 has a bandwidth narrower than that of the input signals (x1(t), x2(t)). That is, the phase jump removed from in phase trajectory of the input signals (x1(t), x2(t)) is generated by subtracting a phase of a signal passed through a Gaussian filter from the phase of the input signal (x1(t), x2(t)) in this embodiment.
【００７１】
Fig. 21 is a functional diagram illustrating a processor 502 for removing the exceed phase modulation. The processor 502 includes phase detector 602, a Gaussian filter 604, a transformer 606, and a subtractor608.
【００７２】
The phase detector 602 detects phase of the input signal S.
The Gaussian filter 604 may be considered as a generalization of the processors 202a, 202b, 402a, 402b to alternate one which remove discrete phase jumps ±π/N or ±mπ/N, where N a sufficiently large integer value and m is an integer. This G-filter is similar to the filter that used in the GSM modulation. Generally speaking it may be any filter that able to smooth the input signal phase enough.
【００７３】
The transformer 606 transforms the output signal from the Gaussian filter 604 that belongs to the frequency domain to a signal having the time domain waveform S'. In general, the time domain waveform S' may be expressed as a sum of cosine and/or sine waves. 
【００７４】
As illustrated in Fig. 21, the input signal S is entered into a phase detector 602. The information about the phase of the input signal S would be utilized to generate a signal having discrete phase ΔS at a subtractor 608. The discrete phase ΔS is defined as a phase difference ΔS=phase{S}-phase{S’} between the original S signal phase and signal with the phase smoothed in the Gaussian filer S’.
【００７５】
The signal output from the transformer 606 has very compact i.e. narrowband spectrum because the exceed phase discontinues have been removed by the Gaussian filter (hereinafter sometimes referred to as a G-filter) 604. Fig. 22 illustrates signal spectrum at the input terminal of the processor 502, i.e., the spectrum for signal S (NO HPA NO LPF) and signal spectrum of the output S’ (dashed line). As may be found from Figure 22, the signal spectrum at the output terminal of the Gaussian filter 604 has very compact shape. The spectrum of the Gaussian filtered signal S’ is narrowband, therefore the LPF 504 at the output terminal of the DAC 506 may not cause any strong frequency distortion of the signal S. This is because the output signal S of the Gaussian filter 604 is matched with the LPF pass-band. Therefore the signal envelope in the input terminal of the quadrature modulator 508 is substantially the constant. In Fig. 22, show spectrum for the original signals (NO LPF LINC SG1) and signal at the output terminal of the Gaussian filter 604. 
【００７６】
Fig. 23 is a functional diagram illustrating a C-HPA 700 having a LINC modulator 750 utilizing a mechanism discussed with reference with Figs. 21 and 22.
【００７７】
The narrowband non-linear constant envelope modulator 700 has an architecture which is constructed by two arms, each of the arms having a structure illustrated in Fig. 20. 
【００７８】
One of the arms of the C-HPA 700 (in the followings, sometimes referred to as a first arm) includes the signal component separator (SCS) 102, a first processor 702a, low pass filter (LPF) 104a, a quadrature modulator 108a, a first phase modulator 704a, a local oscillator 208, a first high power amplifier 112a (HPA1), and adder 114. Similarly, another of the arms of the narrowband non-linear LINC modulator 700 (in the followings, sometimes referred to as a second arm) includes the SCS 102, a second processor 702b, LPFs 104b, a quadrature modulator 108a, a second phase modulator 704b, a local oscillator 208, a second high power amplifier 112b (HPA2), and adder 114.
【００７９】
The LINC modulator 750 includes the separator 102, the first and second processors 702a and 702b, the LPFs 104a and 104b, the DACs 106a and 106b, the quadrature modulators 108a and 108b, the first and second phase modulator 704a and 704b, and the local oscillator 208.
【００８０】
The first and second processors 702a and 702b receive the first and second constant envelope signals x1(t) and x2(t) from the SCS 102 and output the smoothed narrowband signal to the LPFs 104a and 104b and signals having discrete phases ΔS1' and ΔS2' to the first and second phase modulators 704a and 704b.
【００８１】
The first phase modulator 704a and the second phase modulator 704b generate signals for reconstructing the first constant-envelope signal x1(t) at the quadrature modulator 108a and the second constant-envelope signal x2(t) at the quadrature modulator 108b. Specifically, the first phase modulator 704a outputs the signal having the discrete phase ΔS1' to compensate the removed components at the first processor 202a. In the similar way, the second phase modulator 704b outputs the signal having the discrete phase ΔS2' to compensate the removed components at the first processor 704b. 
【００８２】
The removed components of the first constant-envelope signal x1(t) at the first processor 702a should be compensated before the first constant-envelope signal x1(t) is inputted into the HPA1 112a. Thus, at the quadratic modulator 108a, the original signal x1may be reconstructed. Similarly, at the quadratic modulator 108b, the original signal x2 may be reconstructed.
【００８３】
As may be seen in Fig. 23, the phase difference ΔS = phase{S}-phase{S’} between the phases of the original signal S and the signal with the smoothed phase S’ in Gaussian filter 604 is used for additional local oscillator (LO) modulation phase in order to restore the original signals x1(t) and x2(t) at the quadrature modulator 508, or what is the same, at input terminals of the individual HPAs 112a, 112b. Because of such architecture, the influence of the LPFs 104a, 104b on the out-of-band spectrum level may be reduced significantly.
【００８４】
Fig. 24 is a diagram illustrating spectrum of the output signal from a conventional LINC modulator and the modulator 700 having a LPF 104a, 104b with pass-band 40 MHz, and Fig. 25 is a diagram illustrating spectrum of the output signal from a conventional LINC modulator and the modulator 700 having LPFs 104a, 104b with pass-band 60 MHz.
【００８５】
The modulator with block-diagram illustrated in Fig. 23 has been used during the simulations. Two LPF with pass-band 40 and 60 MHz have been used for signals in the arms spectrum restriction. The spectrum for LINC modulator illustrated in Fig. 1 is denoted in Figs. 24 and 25 as “LINC”.
【００８６】
As may be found from the Figs. 24 and 25, the proposed approach provides better signal reconstruction at the C-HPA output. Thus the level of the out-of-band emission, due to the proposed modulator implementation, may be reduced up to 20-25 dB in the most restricted near spectrum area.
【００８７】
(Additional remarks)
Some additional remarks will be added relating to the above mentioned embodiment. 
(Remark 1)
A linear amplification with nonlinear components (LINC) modulator, comprising: 
a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal;
a processor that receives an input signal and detects and removes a phase jump in phase trajectory of the input signal to generate a first signal having a continuous phase trajectory and a second signal having a discontinuous phase trajectory; and
a quadrature modulator that mixes the first signal with the second signal to reconstruct the input signal).
(Remark 2)
The modulator according to remark 1, wherein the processor) removes the phase jump of π/(m N), where m and N are integers. 
(Remark 3)
The LINC modulator according to remark 1, wherein the phase jump removed from in phase trajectory of the input signal is generated by subtracting a phase of a signal passed through a Gaussian filter from the phase of the input signal.
(Remark 4)
The LINC modulator according to remark 2 or 3, further comprising:
a digital-to-analog convertor that is passed by the first signal after being outputted from the separator and before inputting the multiplier, the first digital-to-analog converter having bandwidth narrower than that of the input signal..
(Remark 5)
An amplifier, comprising:
a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal;
a plurality of arms, each of the plurality of the arms being passed by a corresponding one of the plurality of the constant envelope signal to output a corresponding one of a plurality of input signals to be passed through a corresponding one of the plurality of the arms, and each of the plurality of the arms comprising:
a processor that receives the corresponding one of the plurality of the constant envelope signal and detects and removes a phase jump in phase trajectory of the corresponding one of the plurality of the constant envelope signal to generate one of first signals having a continuous phase trajectory and one of second signals having a discontinuous phase trajectory; and
a quadrature modulator that mixes the one of the first signals with the one of the second signals to reconstruct the plurality of constant envelope signals;
a plurality of power amplifier, each of the plurality of the power amplifier amplifying a corresponding one of the plurality of constant envelope signals to generate a amplified signal; and
an adder that add all of the amplified signals.
(Remark 6)
The amplifier according to remark 5, wherein the processor removes the phase jump of π/(m N), where m and N are integers. 
(Remark 7)
The amplifier according to remark 5, wherein the phase jump removed from in phase trajectory of the plurality of constant envelope signals is generated by subtracting a phase of a signal passed through a Gaussian filter from the phase of the plurality of constant envelope signals.
(Remark 8)
The amplifier according to remark 6 or 7, further comprising:
a digital-to-analog convertor that is passed by the first signal after being outputted from the separator and before inputting the multiplier, the first digital-to-analog converter having bandwidth narrower than that of the plurality of constant envelope signals.
(Remark 9)
A method for amplifying an input signal, comprising:
generating a plurality of constant envelope signals from a source signal;
receiving the corresponding one of the plurality of the constant envelope signal;
detecting phase jumps in phase trajectories of the plurality of the constant envelope signals; 
removing the phase jumps to generate first signals having a continuous phase trajectory and second signals having a discontinuous phase trajectory
mixing each of the first signals with a corresponding one of the second signals to reconstruct the plurality of constant envelope signals;
amplifying the reconstructed constant envelope signals to generate amplified signals; and
adding all of the amplified signals.
(Remark 10)
The method according to remark 9, wherein the processor removes the phase jump of π/(m N), where m and N are integers. 
(Remark 11)
The method according to remark 9, wherein the phase jump removed from in phase trajectory of the plurality of constant envelope signals is generated by subtracting a phase of a signal passed through a Gaussian filter from the phase of the plurality of constant envelope signals.
(Remark 12)
The method according to remark 10 or 11, further comprising:
converting the first signal before mixing each of the first signals with a corresponding one of the second signals to reconstruct the plurality of constant envelope signals.
【請求項１】
A modulator, comprising: 
a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal;
a processor that receives the plurality of constant envelope signals and detects and removes a phase jump in phase trajectory of the plurality of constant envelope signals to generate a first signal having a continuous phase trajectory and a second signal having a discontinuous phase trajectory; and
a quadrature modulator that mixes the first signal with the second signal to reconstruct the plurality of constant envelope signals.
【請求項２】
The modulator according to claim 1, wherein the processor removes the phase jump of π/(m N), where m and N are integers. 
【請求項３】
The modulator according to claim 1, wherein the phase jump removed from in phase trajectory of the plurality of constant envelope signals is generated by subtracting a phase of a signal passed through a Gaussian filter from the phase of the plurality of constant envelope signals.
【請求項４】
The modulator according to claim 2 or 3, further comprising:
a digital-to-analog convertor that is passed by the first signal after being outputted from the separator and before inputting the multiplier, the first digital-to-analog converter having bandwidth narrower than that of the plurality of constant envelope signals.
【請求項５】
An amplifier, comprising:
a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal;
a plurality of arms, each of the plurality of the arms being passed by a corresponding one of the plurality of the constant envelope signal to output a corresponding one of a plurality of input signals to be passed through a corresponding one of the plurality of the arms, and each of the plurality of the arms comprising:
a processor that receives the corresponding one of the plurality of the constant envelope signal and detects and removes a phase jump in phase trajectory of the corresponding one of the plurality of the constant envelope signal to generate one of first signals having a continuous phase trajectory and one of second signals having a discontinuous phase trajectory; and
a quadrature modulator that mixes the one of the first signals with the one of the second signals to reconstruct the plurality of constant envelope signals;
a plurality of power amplifier, each of the plurality of the power amplifier amplifying a corresponding one of the plurality of constant envelope signals to generate a amplified signal; and
an adder that add all of the amplified signals.
【請求項６】
A method for amplifying an input signal, comprising:
generating a plurality of constant envelope signals from a source signal;
receiving the corresponding one of the plurality of the constant envelope signal;
detecting phase jumps in phase trajectories of the plurality of the constant envelope signals; 
removing the phase jumps to generate first signals having a continuous phase trajectory and second signals having a discontinuous phase trajectory
mixing each of the first signals with a corresponding one of the second signals to reconstruct the plurality of constant envelope signals;
amplifying the reconstructed constant envelope signals to generate amplified signals; and
adding all of the amplified signals.
【要約】
A linear amplification with nonlinear components (LINC) modulator is provided. The LINC modulator includes: a separator that generates a plurality of constant envelope signals from a source signal; a processor that receives an input signal and detects and removes a phase jump in phase trajectory of the input signal to generate a first signal having a continuous phase trajectory and a second signal having a discontinuous phase trajectory; and a quadrature modulator that mixes the first signal with the second signal to reconstruct the input signal.
【選択図】図６
【図１】
2013048308.tif 000040
【図２】
2013048308.tif 000041
【図３】
2013048308.tif 000042
【図４】
2013048308.tif 000043
【図５】
2013048308.tif 000044
【図６】
2013048308.tif 000045
【図７】
2013048308.tif 000046
【図８】
2013048308.tif 000047
【図９】
2013048308.tif 000048
【図１０】
2013048308.tif 000049
【図１１】
2013048308.tif 000050
【図１２】
2013048308.tif 000051
【図１３】
2013048308.tif 000052
【図１４】
2013048308.tif 000053
【図１５】
2013048308.tif 000054
【図１６】
2013048308.tif 000055
【図１７】
2013048308.tif 000056
【図１８】
2013048308.tif 000057
【図１９】
2013048308.tif 000058
【図２０】
2013048308.tif 000059
【図２１】
2013048308.tif 000060
【図２２】
2013048308.tif 000061
【図２３】
2013048308.tif 000062
【図２４】
2013048308.tif 000063
【図２５】
2013048308.tif 000064