(57)【要約】【課題】製造コストのコストパフォーマンスが高く、高調波を低減することのできる電力変換装置を提供することにある。【解決手段】中性点クランプ式インバータ１０は、ｎ段のインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎと、ｎ段のインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎとそれぞれ接続され、１段目からｎ段目まで６０°／ｎ位相ずつ進めたｎ段のトランスＴＲ１〜ＴＲｎとを備え、ｎ段のインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎの電圧の位相をｎ段のトランスにより進められた６０°／ｎ位相遅らせ、インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎの２つの３レベル電圧間を３０°／ｎ位相ずらす制御をする。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３レベル以上の２つの電圧を出力する５レベル以上のマルチレベルインバータ回路が３相分含まれて１段とするｎ（ｎは２以上）段の三相インバータ回路と、
前記ｎ段の三相インバータ回路とそれぞれ接続され、１段目からｎ段目まで６０°／ｎ位相ずつ進めたｎ段のトランスと、
前記ｎ段の三相インバータ回路の電圧の位相を、前記ｎ段の三相インバータ回路にそれぞれ接続されている前記ｎ段のトランスにより進められた６０°／ｎ位相遅らせる第１の制御手段と、
前記マルチレベルインバータ回路の前記２つの電圧間を３０°／ｎ位相ずらす制御をする第２の制御手段と
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ｎ段のトランスのうち１段のトランスの負荷側の巻線をＹ結線とし、残りのｎ−１段のトランスの負荷側の巻線を千鳥結線とすること
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記ｎ段のトランスは、負荷側の巻線を千鳥結線とすること
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ｎ段のトランスは、負荷側の巻線の構成を全て同一とすること
を特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ｎ段のトランスのうち、１段のトランスの負荷側の巻線をオープンＹ結線とし、１段のトランスの負荷側の巻線をΔ結線とすること
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記ｎ段のトランスのうち、１段のトランスの前記三相インバータ回路側の巻線をオープンＹ結線とし、１段のトランスを２個のトランスで構成して前記２個のトランスの前記三相インバータ回路側の巻線をΔ結線で接続したこと
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記マルチレベルインバータ回路は、複数のスイッチング素子で構成され、
前記マルチレベルインバータ回路の中性点電位変動を抑制するように、前記複数のスイッチング素子のスイッチングパターンを選択する制御をする第３の制御手段と
を備えたことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記マルチレベルインバータ回路は、複数のスイッチング素子で構成され、０レベル電圧の出力を前記複数のスイッチング素子のスイッチング回数が最小となるスイッチングパターンで出力すること
を特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
１段目からｎ段目まで６０°／ｎ位相ずつ進めたｎ段のトランスとそれぞれ接続され、３レベル以上の２つの電圧を出力する５レベル以上のマルチレベルインバータ回路が３相分含まれて１段とするｎ（ｎは２以上）段の三相インバータ回路を備える電力変換装置を制御する制御装置であって、
前記ｎ段の三相インバータ回路の電圧の位相を、前記ｎ段の三相インバータ回路にそれぞれ接続されている前記ｎ段のトランスにより進められた６０°／ｎ位相遅らせる第１の制御手段と、
前記マルチレベルインバータ回路の前記２つの電圧間を３０°／ｎ位相ずらす制御をする第２の制御手段と
を備えることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
【請求項１０】
１段目からｎ段目まで６０°／ｎ位相ずつ進めたｎ段のトランスとそれぞれ接続され、３レベル以上の２つの電圧を出力する５レベル以上のマルチレベルインバータ回路が３相分含まれて１段とするｎ（ｎは２以上）段の三相インバータ回路を備える電力変換装置を制御する制御方法であって、
前記ｎ段の三相インバータ回路の電圧の位相を、前記ｎ段の三相インバータ回路にそれぞれ接続されている前記ｎ段のトランスにより進められた６０°／ｎ位相遅らせ、
前記マルチレベルインバータ回路の前記２つの電圧間を３０°／ｎ位相ずらすこと
を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、高調波を低減する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、大電力を出力するインバータ装置は、高電圧を変換するため、耐電圧の高いスイッチング素子を用いるか、スイッチング素子を直列に接続して耐圧を確保する必要がある。または、トランスを用いてインバータを多段化し、出力電圧を高電圧化する手段を用いる。このとき、高耐圧の素子はスイッチング損失が大きいため、出力周波数の１周期あたり１回のみスイッチング（ワンパルス）し、位相をずらすことによって特定の高調波を消去する制御を行うことが多い。
【０００３】
また、４つの三相インバータと４つのトランスにより、２３次、２５次より低次の高調波を低減する電力変換装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−０５０６３４号公報
【特許文献２】特開２００１−１６１０７３号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】“パワーエレクトロニクス回路”、第１版、オーム社、２０００年１１月３０日、ｐ．１４３−１５３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、２３次、２５次より低次の高調波を低減する電力変換装置は、少なくとも４つのトランスを必要とするものである。トランスの数が多くなると、電力変換装置の製造コストが増加する。
【０００７】
そこで、本発明の実施形態は、製造コストのコストパフォーマンスが高く、高調波を低減することのできる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の実施形態の観点に従った電力変換装置は、３レベル以上の２つの電圧を出力する５レベル以上のマルチレベルインバータ回路が３相分含まれて１段とするｎ（ｎは２以上）段の三相インバータ回路と、前記ｎ段の三相インバータ回路とそれぞれ接続され、１段目からｎ段目まで６０°／ｎ位相ずつ進めたｎ段のトランスと、前記ｎ段の三相インバータ回路の電圧の位相を、前記ｎ段の三相インバータ回路にそれぞれ接続されている前記ｎ段のトランスにより進められた６０°／ｎ位相遅らせる第１の制御手段と、前記マルチレベルインバータ回路の前記２つの電圧間を３０°／ｎ位相ずらす制御をする第２の制御手段とを備える。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る中性点クランプ式インバータの構成を示す構成図。
【図２】第１の実施形態に係るインバータユニットの構成を示す構成図。
【図３】第１の実施形態に係る中性点クランプ式インバータの段数が２の場合の構成を示す構成図。
【図４】第１の実施形態に係るインバータユニットの出力電圧に対応するスイッチングパターンを示す関係図。
【図５】第１の実施形態に係るインバータユニットの出力電圧における中性点電位変動を抑制するスイッチング方法を示すフローチャート。
【図６】第１の実施形態に係るインバータユニットにおけるスイッチングパターンと二次側巻線電圧との関係を示すタイミングチャート。
【図７】第１の実施形態に係る１段目トランスのＵ相の一次側巻線電圧、２段目トランスのＵ相及びＶ相の一次側巻線電圧、及びＵ相電圧の波形を示す波形図。
【図８】本発明の第２の実施形態に係る中性点クランプ式インバータの構成を示す構成図。
【図９】本発明の第３の実施形態に係る中性点クランプ式インバータの構成を示す構成図。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係る中性点クランプ式インバータの構成を示す構成図。
【図１１】第４の実施形態に係るＵ相の２段目インバータユニットの構成を示す構成図。
【図１２】第４の実施形態に係るＵ相の２段目インバータユニットにおけるスイッチング素子のスイッチングパターンと２つの電圧との関係を示すタイミングチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
【００１１】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る中性点クランプ式インバータ１０の構成を示す構成図である。なお、図面における同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。他の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。
【００１２】
中性点クランプ式インバータ１０は、直流電圧Ｖｄｃを任意の周波数の三相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）交流電圧に変換して、三相交流負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電力を供給する。
【００１３】
中性点クランプ式インバータ１０は、ｎ×３個のインバータユニット１Ｕ１，１Ｖ１，１Ｗ１，１Ｕ２，１Ｖ２，１Ｗ２，…，１Ｕｎ，１Ｖｎ，１Ｗｎ、ｎ段のトランスＴＲ１，ＴＲ２，…，ＴＲｎ、及び直流電源２を備える。ここで、ｎは２以上である。
【００１４】
中性点クランプ式インバータ１０は、ｎ段のインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎで構成される。各段は、三相を構成する３個のインバータユニット１Ｕｍ、１Ｖｍ、１Ｗｍ（１≦ｍ≦ｎ）で構成される。
【００１５】
全てのインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎには、それぞれ直流電源２から直流電圧Ｖｄｃが入力される。インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎは、直流電源２から供給される直流電力を交流電力に変換して、トランスＴＲ１〜ＴＲｎに出力する。インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎは、５レベルのＮＰＣ(neutral-point-clamped)フルブリッジインバータである。
【００１６】
ｎ個のトランスＴＲ１〜ＴＲｎは、各段に対応して設けられている。各段のトランスＴＲ１〜ＴＲｎの一次巻線は、三相交流負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに接続される。各段のトランスＴＲ１〜ＴＲｎの二次巻線は、対応する段を構成するインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎの交流側（出力側）に接続される。
【００１７】
全てのトランスＴＲ１〜ＴＲｎの二次巻線（インバータユニット側）は、全てオープンＹ結線である。一次巻線（負荷側）は、トランスＴＲ１〜ＴＲｎによって巻き方が異なる。
【００１８】
１段目トランスＴＲ１の位相を０°とすると、２段目トランスＴＲ２は、１段目トランスＴＲ１に対して出力電圧位相を６０°／ｎ進めるように一次巻線を二相（例えばＵ相とＶ相）に渡って巻く千鳥結線にする。３段目トランスＴＲ３は、２段目トランスＴＲ２に対して出力電圧位相を６０°／ｎ進める千鳥結線にする。従って、３段目トランスＴＲ３は、１段目トランスＴＲ１に対して出力電圧位相が１２０°／ｎ進むことになる。同様に、３段目以降のｎ段目トランスＴＲｎは、１段目トランスＴＲ１に対し出力電圧位相を（６０°／ｎ）×（ｎ−１）進める千鳥結線にする。即ち、各段のトランスＴＲ１〜ＴＲｎは、段数が増えるに従って、６０°／ｎずつ出力電圧位相を進める。
【００１９】
図２は、本実施形態に係るインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎの構成を示す構成図である。ここでは、Ｕ相のｍ（１≦ｍ≦ｎ）段目インバータユニット１Ｕｍの構成を説明する。なお、全てのインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎは、同様に構成されている。
【００２０】
Ｕ相のｍ段目インバータユニット１Ｕｍは、２つのコンデンサＣｐｕｍ，Ｃｎｕｍ、８つのスイッチング素子Ｓｕｍ１，Ｓｕｍ２，Ｓｕｍ３，Ｓｕｍ４，Ｓｕｍ５，Ｓｕｍ６，Ｓｕｍ７，Ｓｕｍ８、８つの還流ダイオードＤｕｍ１，Ｄｕｍ２，Ｄｕｍ３，Ｄｕｍ４，Ｄｕｍ５，Ｄｕｍ６，Ｄｕｍ７，Ｄｕｍ８、及び４つのクランプダイオードＤｕｍ９，Ｄｕｍ１０，Ｄｕｍ１１，Ｄｕｍ１２で構成される。
【００２１】
８つの還流ダイオードＤｕｍ１〜Ｄｕｍ８は、それぞれ８つのスイッチング素子Ｓｕｍ１〜Ｓｕｍ８に逆並列に接続される。
【００２２】
２つのコンデンサＣｐｕｍ，Ｃｎｕｍは、直列に接続される。正極側コンデンサＣｐｕｍと負極側コンデンサＣｎｕｍとの接続点は、中性点になる。
【００２３】
インバータユニット１Ｕｍは、２つのレグで構成される。
【００２４】
１つのレグは、４つのスイッチング素子Ｓｕｍ１〜Ｓｕｍ４、４つの還流ダイオードＤｕｍ１〜Ｄｕｍ４、及び２つのクランプダイオードＤｕｍ９，Ｄｕｍ１０で構成される。
【００２５】
４つのスイッチング素子Ｓｕｍ１〜Ｓｕｍ４は、全て直列に接続される。直列に接続された４つのスイッチング素子Ｓｕｍ１〜Ｓｕｍ４は、直列に接続された２つのコンデンサＣｐｕｍ，Ｃｎｕｍと並列に接続される。内側に位置する２つのスイッチング素子Ｓｕｍ２，Ｓｕｍ３の接続点が接続点電圧ＶｕｍＡとして、ｍ段目トランスＴＲｍのＵ相二次巻線の一端に接続される。
【００２６】
２つのクランプダイオードＤｕｍ９，Ｄｕｍ１０は、直列に接続される。直列に接続された２つのクランプダイオードＤｕｍ９，Ｄｕｍ１０の正極側は、直列に接続された正極側の２つのスイッチング素子Ｓｕｍ１，Ｓｕｍ２の接続点に接続される。直列に接続された２つのクランプダイオードＤｕｍ９，Ｄｕｍ１０の負極側は、直列に接続された負極側の２つのスイッチング素子Ｓｕｍ３，Ｓｕｍ４の接続点に接続される。２つのスイッチング素子Ｓｕｍ３，Ｓｕｍ４の接続点は、２つのコンデンサＣｐｕｍ，Ｃｎｕｍで作られる中性点に接続される。
【００２７】
もう１つのレグは、４つのスイッチング素子Ｓｕｍ５〜Ｓｕｍ８、４つの還流ダイオードＤｕｍ５〜Ｄｕｍ８、及び２つのクランプダイオードＤｕｍ１１，Ｄｕｍ１２で構成される。このレグの構成は、前述のレグの構成と同様である。内側に位置する２つのスイッチング素子Ｓｕｍ６，Ｓｕｍ７の接続点が接続点電圧ＶｕｍＢとして、ｍ段目トランスＴＲｍのＵ相二次巻線のもう一端に接続される。
【００２８】
インバータユニット１Ｕｍは、接続点電圧ＶｕｍＡと接続点電圧ＶｕｍＢとの電位差ＶｕｍＡ−ＶｕｍＢをｍ段目トランスＴＲｍにＵ相として出力する。同様に、Ｖ相及びＷ相のｍ段目インバータユニット１Ｖｍ，１Ｗｍも、ｍ段目トランスＴＲｍにそれぞれＶ相及びＷ相として出力する。これにより、３つのｍ段目インバータユニット１Ｕｍ，１Ｖｍ，１Ｗｍからｍ段目トランスＴＲｍに三相電圧が出力される。
【００２９】
図３を参照して、中性点クランプ式インバータ１０の制御について、段数が２（ｎ＝２）の場合を例として説明する。段数が２の中性点クランプ式インバータ１０は、６個のインバータユニット１Ｕ１，１Ｖ１，１Ｗ１，１Ｕ２，１Ｖ２，１Ｗ２及び２個のトランスＴＲ１，ＴＲ２で構成される。
【００３０】
ここで、１段目トランスＴＲ１の一次巻線及び二次巻線をＮｒ回とし、２段目トランスＴＲ２の一次巻線をＮｒ回とし、２段目トランスＴＲ２の二次巻線を√３Ｎｒ回とする。
【００３１】
まず、インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗ２単体での電圧出力方法について説明する。ここでは、Ｕ相の１段目インバータユニット１Ｕ１を例として説明するが、他のインバータユニット１Ｕ２〜１Ｗ２についても同様である。
【００３２】
インバータユニット１Ｕ１は、フルブリッジ構成であるため、直流電圧をＶｄｃとすると、−Ｖｄｃ、−Ｖｄｃ／２、０、＋Ｖｄｃ／２、＋Ｖｄｃの５レベルの電圧Ｖｕ２１を出力する。
【００３３】
次に、インバータユニット１Ｕ１を構成するスイッチング素子Ｓｕ１１〜Ｓｕ１８を駆動（スイッチング）する制御方法について説明する。スイッチング素子Ｓｕ１１〜Ｓｕ１８は、それぞれ図２に示すスイッチング素子Ｓｕｍ１〜Ｓｕｍ８に対応する。その他の素子も同様に、図２に示す符号は、‘ｍ’を‘１’と置き換えるものとする。
【００３４】
インバータユニット１Ｕ１は、スイッチング素子Ｓｕ１１〜Ｓｕ１８がオン又はオフされることで、５レベルの電圧Ｖｕ２１を出力する。
【００３５】
図４は、インバータユニット１Ｕ１の出力電圧Ｖｕ２１に対応するスイッチングパターンＰＴ１〜ＰＴ９を示す関係図である。
【００３６】
出力電圧Ｖｕ２１の出力レベルを決定するスイッチング素子Ｓｕ１１〜Ｓｕ１８のオン・オフ状態を表すスイッチングパターンＰＴ１〜ＰＴ９は、９通りある。全てのスイッチングパターンＰＴ１〜ＰＴ９において、４つの対となる、スイッチング素子Ｓｕ１１とスイッチング素子Ｓｕ１３、スイッチング素子Ｓｕ１２とスイッチング素子Ｓｕ１４、スイッチング素子Ｓｕ１５とスイッチング素子Ｓｕ１７、スイッチング素子Ｓｕ１６とスイッチング素子Ｓｕ１８については、相補的に動作する。相補的な動作とは、対となる一方のスイッチング素子がオンのときは、もう一方のスイッチング素子がオフになる動作のことをいう。
【００３７】
０、＋Ｖｄｃ／２及び−Ｖｄｃ／２の電圧を出力するスイッチングパターンは、それぞれ複数通りある。従って、０、＋Ｖｄｃ／２及び−Ｖｄｃ／２のレベルの電圧を出力する場合には、スイッチングパターンの冗長性がある。０レベルの電圧を出力する場合、３通りのスイッチングパターンＰＴ４，ＰＴ５，ＰＴ６がある。＋Ｖｄｃ／２の電圧を出力する場合、２通りのスイッチングパターンＰＴ２，ＰＴ３がある。−Ｖｄｃ／２の電圧を出力する場合、２通りのスイッチングパターンＰＴ７，ＰＴ８がある。
【００３８】
インバータユニット１Ｕ１の制御は、この冗長性を利用し、インバータユニット１Ｕ１の中性点電位変動を抑制するようにスイッチングパターンＰＴ２〜ＰＴ９を決定する。中性点電位が変動するのは、２つのレグの片方のみが中性点に接続されているときである。従って、出力電圧Ｖｕ２１が−Ｖｄｃ／２、＋Ｖｄｃ／２のときである。中性点電位が変動する方向は接続されているレグと出力電流Ｉｏｕｔの方向で決定される。
【００３９】
出力電圧Ｖｕ２１が−Ｖｄｃ又は＋Ｖｄｃのとき、スイッチングパターンＰＴ１，ＰＴ９は一意に決定される。さらに、スイッチングパターンＰＴ１，ＰＴ９は、中性点に電流が流入しないので中性点電位は変動しない。
【００４０】
出力電圧Ｖｕ２１が０のときは、３通りのスイッチングパターンＰＴ４〜ＰＴ６がある。但し、インバータユニット１Ｕ１の制御では、１組のスイッチング素子のオン・オフで出力電圧Ｖｕ２１が移行できるスイッチングパターンＰＴ５を常に選択する。
【００４１】
例えば、出力電圧Ｖｕ２１を０から＋Ｖｄｃ／２へ変化させたいとき、スイッチングパターンＰＴ５からスイッチングパターンＰＴ２へは、スイッチング素子Ｓｕ１１とスイッチング素子Ｓｕ１３の１組のみのスイッチングで移行できる。
【００４２】
一方、スイッチングパターンＰＴ６からスイッチングパターンＰＴ２へは、スイッチング素子Ｓｕ１１とスイッチング素子Ｓｕ１３、スイッチング素子Ｓｕ１２とスイッチング素子Ｓｕ１４、スイッチング素子Ｓｕ１６とスイッチング素子Ｓｕ１８の３組のスイッチングが必要となる。
【００４３】
このように、スイッチングパターンＰＴ５からは、スイッチングすることのあるスイッチングパターンＰＴ２、スイッチングパターンＰＴ３、スイッチングパターンＰＴ７、及びスイッチングパターンＰＴ８へは、１組のスイッチング素子のオン・オフで移行できる。従って、スイッチングパターンＰＴ５を常に選択することで、スイッチングの回数を最小にできる。
【００４４】
図５は、本実施形態に係るインバータユニット１Ｕ１の出力電圧Ｖｕ２１が−Ｖｄｃ／２又は＋Ｖｄｃ／２のときに中性点電位変動を抑制するスイッチング方法を示すフローチャートである。
【００４５】
正極側コンデンサＣｐｕ１の電位をＶｐ、負極側コンデンサＣｎｕ１の電位をＶｎとし、出力電流Ｉｏｕｔがインバータユニット１Ｕ１から負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに向かう方向を正方向とする。なお、２つのコンデンサの電位Ｖｐ，Ｖｎ及び出力電流Ｉｏｕｔは、それぞれインバータユニット１Ｕ１に設けられたセンサで計測されるものとする。
【００４６】
出力電圧Ｖｕ２１を−Ｖｄｃ／２又は＋Ｖｄｃ／２にする場合か否かを判定する（ステップＳ０１０）。出力電圧Ｖｕ２１を−Ｖｄｃ／２又は＋Ｖｄｃ／２にする場合でなければ、スイッチングパターンは、出力電圧Ｖｕ２１に対応して一意に決定される（ステップＳ０５０）。
【００４７】
出力電圧Ｖｕ２１を−Ｖｄｃ／２又は＋Ｖｄｃ／２にする場合は、正極側コンデンサの電位Ｖｐと負極側コンデンサの電位Ｖｎの大きさを比較する（ステップＳ０１０のＹＥＳ、ステップＳ０２０）。
【００４８】
正極側コンデンサの電位Ｖｐと負極側コンデンサの電位Ｖｎの大きさを比較した後、出力電流Ｉｏｕｔが正方向か否かを判定する（ステップＳ０３０又はステップＳ０４０）。
【００４９】
正極側コンデンサの電位Ｖｐの方が大きく、出力電流Ｉｏｕｔが正方向の場合（ステップＳ０３０のＹＥＳ）、ステップＳ０６０に従って、スイッチングパターンＰＴ２，ＰＴ７を選択する。ステップＳ０６０では、出力電圧Ｖｕ２１を＋Ｖｄｃ／２にする場合は、スイッチングパターンＰＴ２を選択し、出力電圧Ｖｕ２１を−Ｖｄｃ／２にする場合は、スイッチングパターンＰＴ７を選択する。
【００５０】
正極側コンデンサの電位Ｖｐの方が大きく、出力電流Ｉｏｕｔが負方向の場合（ステップＳ０３０のＮＯ）、ステップＳ０７０に従って、スイッチングパターンＰＴ３，ＰＴ８を選択する。ステップＳ０７０では、出力電圧Ｖｕ２１を＋Ｖｄｃ／２にする場合は、スイッチングパターンＰＴ３を選択し、出力電圧Ｖｕ２１を−Ｖｄｃ／２にする場合は、スイッチングパターンＰＴ８を選択する。
【００５１】
負極側コンデンサの電位Ｖｎの方が大きく、出力電流Ｉｏｕｔが正方向の場合（ステップＳ０４０のＹＥＳ）、上述したステップＳ０７０に従って、スイッチングパターンＰＴ３，ＰＴ８を選択する。
【００５２】
負極側コンデンサの電位Ｖｎの方が大きく、出力電流Ｉｏｕｔが負方向の場合（ステップＳ０４０のＮＯ）、上述したステップＳ０６０に従って、スイッチングパターンＰＴ２，ＰＴ７を選択する。
【００５３】
例えば、正極側コンデンサＣｐｕｍの電位Ｖｐが負極側コンデンサＣｎｕｍの電位Ｖｎより大きく、出力電流Ｉｏｕｔの電流方向が正のときを考える。このとき、負極側コンデンサＣｎｕ１に充電する方向、または正極側コンデンサＣｐｕ１を放電する方向に電流を流せば電位Ｖｎが上昇し、中性点電位変動が抑制される。従って、出力電圧Ｖｕ２１を−Ｖｄｃ／２にしたいときは、スイッチングパターンＰＴ７を選択し、出力電圧Ｖｕ２１を＋Ｖｄｃ／２にしたいときはスイッチングパターンＰＴ２を選択すれば、電位Ｖｎが上昇する方向に電流が流れるため、中性点電位変動が抑制される。このように、２つのコンデンサＣｐｕ１，Ｃｎｕ１の電位の大小関係と出力電流Ｉｏｕｔの方向に従って、スイッチングパターンＰＴ２，ＰＴ３，ＰＴ７，ＰＴ８を決定する。
【００５４】
次に、上述した中性点電位変動を抑制するスイッチングパターンＰＴ１〜ＰＴ９に従い、低次高調波を低減した電圧を出力する方法について述べる。
【００５５】
方形波電圧には、基本波（一次高調波）に加え、３次、５次、７次、９次、１１次、１３次、１５次、１７次、１９次、２３次、２５次、及び２５次より高次の奇数次高調波が重畳している。
【００５６】
３の倍数次高調波である３次、９次、１５次高調波は、１２０°位相がずれた各相の線間電圧を負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに出力することによってキャンセルされる。
【００５７】
５次、７次、１７次、１９次高調波を完全にキャンセルするには、１段目インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗ１の出力電圧Ｖｕ２１〜Ｖｗ２１と２段目インバータ１Ｕ２〜１Ｗ２の出力電圧Ｖｕ２２〜Ｖｗ２２の位相を３０°ずらし、２つのトランスＴＲ１，ＴＲ２の巻線によってずらした３０°の位相を戻せばよい。
【００５８】
１段目トランスＴＲ１及び２段目トランスＴＲ２のそれぞれの一次巻線の構成によって、２段目トランスＴＲ２の一次巻線電圧Ｖｕ１２〜Ｖｗ１２の位相は、１段目トランスＴＲ１の一次巻線電圧Ｖｕ１１〜Ｖｗ１１の位相より３０°進む。従って、２段目インバータユニット１Ｕ２〜１Ｗ２の出力電圧Ｖｕ２２〜Ｖｗ２２の位相を１段目インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗ１の出力電圧Ｖｕ２１〜Ｖｗ２１よりも３０°遅らせれば、上述の高調波はキャンセルされる。
【００５９】
次に、１１次、１３次高調波の低減方法について、Ｕ相の１段目インバータユニット１Ｕ１を例にして述べる。
【００６０】
２つの電圧をある一定の位相ずらして出力すれば、特定の１つの高調波を消去することができる。従って、２つの３レベル電圧の位相を互いにずらせば、特定の１つの高調波を消去できる。
【００６１】
一方、インバータユニット１Ｕ１は、−Ｖｄｃ、−Ｖｄｃ／２、０、＋Ｖｄｃ／２、＋Ｖｄｃの５レベルの電圧を出力できる。これは、レグ毎に出力される−Ｖｄｃ／２、０、＋Ｖｄｃ／２の３レベル電圧を重ね合わせることによって５レベル電圧を出力していると考えることができる。
【００６２】
一方、１１次、１３次高調波の中間である１２次高調波（本来は出力電圧に重畳しない）をキャンセルするように２つの３レベル電圧の位相をずらせば、１１次、１３次高調波の両方をかなり低減できる。１２次高調波をキャンセルする位相は、１８０°／１２＝１５°である。従って、２つの３レベル電圧の位相を１５°ずらせば、１１次、１３次高調波を低レベル（例えば、規制値以下）に低減することができる。
【００６３】
図６を参照して、１１次、１３次高調波を低減する具体的なインバータユニット１Ｕ１の制御方法について説明する。図６は、インバータユニット１Ｕ１におけるスイッチングパターンＰＴ１〜ＰＴ９と二次側巻線電圧Ｖｕ２１との関係を示すタイミングチャートである。
【００６４】
なお、ここでは、４つのスイッチング素子Ｓｕ１１，Ｓｕ１４，Ｓｕ１５，Ｓｕ１８のスイッチングパターンＰＴ１〜ＰＴ９のみ示し、他のスイッチング素子Ｓｕ１２，Ｓｕ１３，Ｓｕ１６，Ｓｕ１７は、上記スイッチング素子と相補的にスイッチングされるため、図示していない。また、スイッチングパターンＰＴ１〜ＰＴ９の決定方法は、上述に図５のフローチャートで示した通りである。
【００６５】
図６に示すように、スイッチング素子Ｓｕ１１とスイッチング素子Ｓｕ１８のオン及びオフする位相は１５°ずれている。同様に、スイッチング素子Ｓｕ１２とスイッチング素子Ｓｕ１５のオン及びオフする位相は１５°ずれている。このようにスイッチングすることで、２つのレグの３レベル電圧の位相を１５°ずらすことができる。このように生成された電圧Ｖｕ２１に含まれる１１次、１３次高調波は小さい。
【００６６】
Ｕ相の２段目インバータユニット１Ｕ２の二次側巻線電圧Ｖｕ２２は、電圧Ｖｕ２１に対して位相を３０°遅らせる以外は、インバータユニット１Ｕ１と同じ動作である。このように動作させることによって、Ｕ相の２段目インバータユニット１Ｕ２の出力電圧Ｖｕ２２に含まれる１１次、１３次高調波も電圧Ｖｕ２１と同様にその振幅は小さくなる。
【００６７】
図７は、１段目トランスＴＲ１のＵ相の一次側巻線電圧Ｖｕ１１、２段目トランスＴＲ２のＵ相及びＶ相の一次側巻線電圧Ｖｕ１２，−Ｖｖ１２、及びＵ相電圧Ｖｕの波形を示す波形図である。
【００６８】
１段目トランスＴＲ１の一次巻線及び二次巻線の巻線数はＮｒ回であり、２段目トランスＴＲ２の一次巻線の巻線数はＮｒ回であり、２段目トランスＴＲ２の二次巻線の巻線数は√３Ｎｒ回である。よって、１段目トランスＴＲ１の一次側巻線電圧Ｖｕ１１は、二次側巻線電圧Ｖｕ２１と同じ値になる。２段目トランスＴＲ２は、１段目トランスＴＲ１より位相が３０°進む千鳥結線とし、かつ１段目トランスＴＲ１の一次側巻線電圧Ｖｕ１１と同じ振幅が現れるような巻線構成としている。よって、２段目トランスＴＲ２の一次側巻線には、Ｕ相の２段目インバータユニット１Ｕ２の二次側巻線電圧Ｖｕ２２を１／√３した電圧Ｖｕ１２と、Ｖ相の２段目インバータユニット１Ｖ２の二次側巻線電圧Ｖｕ２２を−１／√３した電圧−Ｖｖ１２が現れる。
【００６９】
Ｕ相電圧Ｖｕは、図７のように、上記３つの電圧Ｖｕ１１，Ｖｕ１２，−Ｖｖ１２を合成した階段状の電圧波形となる。Ｕ相電圧Ｖｕは、上述したように５次、７次、１７次、１９次高調波がキャンセルされた電圧であるが、３次、９次、１１次、１３次、１５次、２３次、２５次、及び２５次より高次の高調波が含まれる。負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに対しては、Ｕ相電圧Ｖｕに対して１２０°位相が異なるＶ相電圧Ｖｖ及びＷ相電圧Ｖｗとの線間電圧を供給するので、３の倍数次高調波である３次、９次、１５次高調波はキャンセルされる。さらに、１１次、１３次高調波は、前述したように、各インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗ２のそれぞれの出力電圧Ｖｕ２１〜Ｖｗ２２において、大きく低減されている。このため、負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに対してかかる電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗには、２３次、２５次より低次の高調波は実質含まれない。
【００７０】
ここでは、ｎ＝２の場合について詳しく説明したが、ｎ＞２のときでも、上述した回路構成及び制御方法を一般的に適用することができる。各段のトランスＴＲ１〜ＴＲｎで６０°／ｎずつ位相をずらした上で、トランスＴＲ１〜ＴＲｎでずらした位相と逆方向にｎ段のインバータユニット間の出力電圧をずらせば、６ｎ±１次高調波以外の高調波を消去することができる。さらに、各インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎが１８０°／６ｎ位相をずらした２つの３レベル電圧を重ね合わせれば、６ｎ±１次高調波の振幅を低減することができる。これにより、負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗにかかる電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗには１２ｎ±１次より低次の高調波は実質含まれない。
【００７１】
本実施形態によれば、中性点クランプ式インバータ１０は、少ないトランスＴＲ１〜ＴＲｎの数で、出力電圧に重畳される高調波を効率的に低減することができる。これにより、中性点クランプ式インバータ１０は、製造コストのコストパフォーマンスが高く、かつ小型化を図ることができる。
【００７２】
（第２の実施形態）
図８は、本発明の第２の実施形態に係る中性点クランプ式インバータ１０Ａの構成を示す構成図である。
【００７３】
まず、段数ｎが２の場合について説明する。
【００７４】
中性点クランプ式インバータ１０Ａは、図３に示す第１の実施形態に係る中性点クランプ式インバータ１０において、トランスＴＲ１，ＴＲ２をそれぞれトランスＴＲ１Ａ，ＴＲ２Ａに代えたものである。その他の点は、第１の実施形態と同様である。
【００７５】
１段目トランスＴＲ１Ａは、第１の実施形態に係る１段目トランスＴＲ１において、一次巻線を１５°位相遅れの千鳥結線としたものである。その他の点は、第１の実施形態に係る１段目トランスＴＲ１と同様である。
【００７６】
２段目トランスＴＲ２Ａは、第１の実施形態に係る２段目トランスＴＲ２において、一次巻線を１５°位相進みの千鳥結線としたものである。その他の点は、第１の実施形態に係る２段目トランスＴＲ２と同様である。
【００７７】
次に、２つのトランスＴＲ１Ａ，ＴＲ２Ａの一次巻線の構成について詳しく説明する。
【００７８】
１段目トランスＴＲ１Ａの一次巻線は、次のように構成されている。Ｕ相一次巻線は、Ｗ相の負方向から正方向に巻き、次にＵ相に渡って正方向から負方向に巻く。Ｗ相とＵ相の巻数回数は、それぞれＮｒ×ｓｉｎ１５°回、Ｎｒ×ｓｉｎ４５°回とする。Ｖ相一次巻線は、Ｕ相の負方向から正方向に巻き、Ｖ相に渡って正方向から負方向に巻く。Ｕ相とＶ相の巻数回数は、それぞれＮｒ×ｓｉｎ１５°回、Ｎｒ×ｓｉｎ４５°回とする。Ｗ相一次巻線はＶ相の負方向から正方向に巻き、Ｗ相に渡って正方向から負方向に巻く。Ｖ相とＷ相の巻数比はそれぞれＮｒ×ｓｉｎ１５°回、Ｎｒ×ｓｉｎ４５°回とする。
【００７９】
２段目トランスＴＲ２Ａの一次巻線は、次のように構成されている。Ｕ相一次巻線は、Ｖ相の負方向から正方向に巻き、次にＵ相に渡って正方向から負方向に巻く。Ｖ相とＵ相の巻数回数はそれぞれＮｒ×ｓｉｎ１５°回、Ｎｒ×ｓｉｎ４５°回とする。Ｖ相一次巻線は、Ｗ相の負方向から正方向に巻き、Ｖ相に渡って正方向から負方向に巻く。Ｗ相とＶ相の巻数回数は、それぞれＮｒ×ｓｉｎ１５°回、Ｎｒ×ｓｉｎ４５°回とする。Ｗ相一次巻線は、Ｕ相の負方向から正方向に巻き、Ｗ相に渡って正方向から負方向に巻く。Ｕ相とＷ相の巻数回数は、それぞれＮｒ×ｓｉｎ１５°回、Ｎｒ×ｓｉｎ４５°回とする。
【００８０】
このように２つのトランスＴＲ１Ａ，ＴＲ２Ａを構成することにより、２つのトランスＴＲ１Ａ，ＴＲ２Ａ間の位相差が３０°になる。２段目トランスＴＲ２Ａの位相が１段目トランスＴＲ１Ａの位相に対して３０°進んでいる点では、第１の実施形態と同じある。
【００８１】
各インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗ２のスイッチング素子の駆動方法は、第１の実施形態と同じである。各インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗ２を第１の実施形態と同様にスイッチング素子を駆動することで、負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗにかかる電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗには、２３次、２５次より低次の高調波は実質含まれない。
【００８２】
段数ｎが３以上の場合についても、第１の実施形態と同様に、上述の構成及び制御方法を一般的に適用することができる。
【００８３】
本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。
【００８４】
中性点クランプ式インバータ１０Ａでは、１段目トランスＴＲ１Ａと２段目トランスＴＲ２Ａの一次巻線の構成が同一である。このように、１段目トランスＴＲ１Ａと２段目トランスＴＲ２Ａを同じような構成にすることで、中性点クランプ式インバータ１０Ａの製造コストを低減することができる。例えば、トランスＴＲ１Ａ，ＴＲ２Ａに三相三脚鉄心を用いた場合、１段目と２段目のＵ相とＷ相の接続を入れ違いにすればトランスＴＲ１Ａ，ＴＲ２Ａ間の位相差を３０°にすることができる。
【００８５】
（第３の実施形態）
図９は、本発明の第３の実施形態に係る中性点クランプ式インバータ１０Ｂの構成を示す構成図である。
【００８６】
まず、段数ｎが２の場合について説明する。
【００８７】
中性点クランプ式インバータ１０Ｂは、図３に示す第１の実施形態に係る中性点クランプ式インバータ１０において、２段目トランスＴＲ２を２段目トランスＴＲ２Ｂに代えたものである。その他の点は、第１の実施形態と同様である。
【００８８】
２段目トランスＴＲ２Ｂは、第１の実施形態に係る２段目トランスＴＲ２において、一次巻線を、Δ結線とし、巻線数を√３Ｎｒ回としたものである。その他の点は、第１の実施形態に係る２段目トランスＴＲ２と同様である。
【００８９】
ここで、２段目トランスＴＲ２Ｂの二次巻線電圧には３の倍数次高調波が含まれているため、３の倍数次高調波の振幅÷２段目トランスＴＲ２のインピーダンスの循環電流がΔ結線内に流れる。従って、２段目インバータユニット１Ｕ２，１Ｖ２，１Ｗ２のスイッチング素子には、基本波電流に循環電流が重畳された電流が流れることが考慮された電流定格のものが用いられているものとする。
【００９０】
各インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗ２のスイッチング素子の駆動方法は、第１の実施形態と同じである。
【００９１】
Ｕ相及びＶ相の線間電圧Ｖｕｖは、１段目トランスＴＲ１のＵ相及びＶ相のそれぞれの一次巻線電圧Ｖｕ１１，Ｖｖ１１、及び２段目トランスＴＲ２ＢのＶ相の一次巻線電圧Ｖｖ１２Ｂを用いて、線間電圧Ｖｕｖ＝Ｖｕ１１−Ｖｖ１１−Ｖｖ１２Ｂと表される。
【００９２】
１段目トランスＴＲ１のＵ相一次巻線電圧Ｖｕ１１からＶ相一次巻線電圧Ｖｖ１１を引いた電圧Ｖｕ１１−Ｖｖ１１は、１段目トランスＴＲ１のＵ相一次巻線電圧Ｖｕ１１を基準とすると３０°位相が進む。
【００９３】
２段目トランスＴＲ２ＢのＶ相一次巻線電圧Ｖｖ１２Ｂの符号を反転させた電圧−Ｖｖ１２Ｂは、１段目トランスＴＲ１のＵ相一次巻線電圧Ｖｕ１１を基準とすると、−１２０°（ＵＶ間位相差）＋１８０°（正負反転）−３０°（Ｖ相の２段目インバータユニット１Ｖ２の制御で遅らせた位相）＝３０°位相が進む。よって、電圧Ｖｕ１１−Ｖｖ１１と電圧−Ｖｖ１２Ｂの基本波は同相となる。
【００９４】
ここで、１段目トランスＴＲ１のＵ相及びＶ相の線間電圧と２段目トランスＴＲ２Ｂの相電圧の３０°位相差に対し、１段目及び２段目のインバータユニット１Ｕ１〜１Ｗ２の制御で、１段目と２段目間の出力電圧の位相を戻しているので、第１の実施形態と同様に、６ｋ±１（ｋ＝１以上の整数）の高調波に関してはキャンセルされる。
【００９５】
従って、第１の実施形態と同様に、負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗにかかる電圧には２３次、２５次より低次の高調波は実質的に含まれない。
【００９６】
段数ｎが３以上の場合についても、第１の実施形態と同様に、上述の構成及び制御方法を一般的に適用することができる。
【００９７】
本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。
【００９８】
中性点クランプ式インバータ１０Ｂには、千鳥結線トランスが用いられていない。千鳥結線トランスは、巻線構成が複雑なため、製造コストが増加する。従って、千鳥結線トランスを用いずに、中性点クランプ式インバータ１０Ｂを構成することで、製造コストを抑えることができる。
【００９９】
（第４の実施形態）
図１０は、本発明の第４の実施形態に係る中性点クランプ式インバータ１０Ｃの構成を示す構成図である。
【０１００】
まず、段数ｎが２の場合について説明する。
【０１０１】
中性点クランプ式インバータ１０Ｃは、図３に示す第１の実施形態に係る中性点クランプ式インバータ１０において、２段目トランスＴＲ２を２つの２段目トランスＴＲ２Ｃａ，ＴＲ２Ｃｂに代えたものである。その他の点は、第１の実施形態と同様である。
【０１０２】
２段目トランスＴＲ２Ｃａは、一次巻線をオープンＹ結線、二次巻線をΔ結線としている。２段目トランスＴＲ２Ｃｂは、一次巻線をＹ結線、二次巻線をΔ結線としている。
【０１０３】
１段目トランスＴＲ１は、一次巻線及び二次巻線のそれぞれの巻線数をＮｒ回とする。２つの２段目トランスＴＲ２Ｃａ，ＴＲ２Ｃｂは、一次巻線の巻線数をＮｒ／√３回とし、
二次巻線の巻線数をＮｒ回とする。
【０１０４】
１段目インバータユニット１Ｕ１，１Ｖ１，１Ｗ１のスイッチング素子の駆動方法は、第１の実施形態と同様である。２段目インバータユニット１Ｕ２，１Ｖ２，１Ｗ２の出力電圧を１段目インバータユニットの出力電圧より３０°位相を遅らせる点では、第１の実施形態と同じであるが、スイッチング素子の駆動方法が異なる。
【０１０５】
次に、図１１及び図１２を参照して、Ｕ相の２段目インバータユニット１Ｕ２のスイッチング素子Ｓｕ２１〜Ｓｕ２４の駆動方法について説明する。
【０１０６】
図１１は、本実施形態に係るＵ相の２段目インバータユニット１Ｕ２の構成を示す構成図である。なお、図１１に示すインバータユニット１Ｕ２の構成は、図２に示すインバータユニット１Ｕｍの構成と同じである。
【０１０７】
中性点電位とスイッチング素子Ｓｕ２１〜Ｓｕ２４で構成されるレグの電位との出力電位差をＶｕ２２Ａとし、中性点電位とスイッチング素子Ｓｕ２５〜Ｓｕ２８で構成されるレグの電位との出力電位差をＶｕ２２Ｂとする。
【０１０８】
図１２は、４つのスイッチング素子Ｓｕ２１，Ｓｕ２４，Ｓｕ２５，Ｓｕ２８のスイッチングパターンと２つの電圧Ｖｕ２２Ａ，Ｖｕ２２Ｂとの関係を示すタイミングチャートである。なお、その他のスイッチング素子Ｓｕ２２，Ｓｕ２３，Ｓｕ２６，Ｓｕ２７については、上記のスイッチング素子Ｓｕ２１，Ｓｕ２４，Ｓｕ２５，Ｓｕ２８に対して相補的にスイッチングするため、図示していない。
【０１０９】
スイッチング素子Ｓｕ２１〜Ｓｕ２４で構成されるレグで、３レベル電圧Ｖｕ２２Ａを出力する。スイッチング素子Ｓｕ２５〜Ｓｕ２８で構成されるレグで、３レベル電圧Ｖｕ２２Ａに対して１５°位相が遅れた３レベル電圧Ｖｕ２２Ｂを出力する。
【０１１０】
Ｖ相及びＷ相の２段目インバータユニット１Ｖ２，１Ｗ２も同様に、２つの構成レグで１５°位相がずれた２つの３レベル電圧を出力する。
【０１１１】
２段目トランスＴＲ２Ｃａの二次巻線をΔ結線としているので、２段目トランスＴＲ２ＣａのＵ相の一次巻線電圧Ｖｕ１２ａには、Ｕ相の２段目インバータユニット１Ｕ２の出力電圧Ｖｕ２２ＡとＶ相の２段目インバータユニット１Ｖ２の出力電圧Ｖｖ２２Ａとの電位差Ｖｕｖ２２Ａと同相の電圧が現れる。同様に、トランスＴＲ２ＣｂのＵ相の一次巻線電圧Ｖｕ１２ｂには、Ｕ相の２段目インバータユニット１Ｕ２の出力電圧Ｖｕ２２ＢとＶ相の２段目インバータユニット１Ｖ２の出力電圧Ｖｖ２２Ｂとの電位差Ｖｕｖ２２Ｂと同相の電圧が現れる。
【０１１２】
よって、２つの２段目トランスＴＲ２Ｃａ，ＴＲ２ＣｂのＵ相の一次巻線合成電圧は、Ｖｕ１２ａ＋Ｖｕ１２ｂとなる。また、電圧Ｖｕ１２ａと電圧Ｖｕ１２ｂの位相差は、図１２に示す２段目インバータユニット１Ｕ２，１Ｖ２の制御により、１５°である。従って、２つの２段目トランスＴＲ２Ｃａ，ＴＲ２ＣｂのＵ相の一次巻線合成電圧Ｖｕ１２ａ＋Ｖｕ１２ｂは、１１次、１３次高調波が低減された電圧となる。
【０１１３】
２つの２段目トランスＴＲ２Ｃａ，ＴＲ２Ｃｂの一次巻線合成電圧Ｖｕ１２ａ＋Ｖｕ１２ｂの位相は、Ｕ相及びＶ相の線間電圧であるため、Ｕ相電圧に対して３０°進んでいる。一方、Ｕ相の１段目インバータユニット１Ｕ１の出力電圧Ｖｕ２１に対してＵ相の２段目インバータユニット１Ｕ２の出力電圧Ｖｖ２２は、位相を３０°遅らせている。従って、２つの２段目トランスＴＲ２Ｃａ，ＴＲ２Ｃｂの一次巻線合成電圧Ｖｕ１２ａ＋Ｖｕ１２ｂの位相は、１段目トランスＴＲ１の一次巻線電圧Ｖｕ１１と同相になる。この結果、第１の実施形態と同様に、６ｋ±１（ｋ＝１以上の整数）の高調波に関してはキャンセルされる。
【０１１４】
従って、第１の実施形態と同様に、負荷Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗにかかる電圧には２３次、２５次より低次の高調波は実質的に含まれない。
【０１１５】
段数ｎが３以上の場合についても、第１の実施形態と同様に、上述の構成及び制御方法を一般的に適用することができる。
【０１１６】
本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。
【０１１７】
中性点クランプ式インバータ１０Ｃには、千鳥結線トランスが用いられていない。千鳥結線トランスは、巻線構成が複雑なため、製造コストが増加する。従って、千鳥結線トランスを用いずに、中性点クランプ式インバータ１０Ｂを構成することで、製造コストを抑えることができる。
【０１１８】
また、２つの２段目トランスＴＲ２Ｃａ，ＴＲ２Ｃｂの二次巻線には線間電圧がかかるため、３の倍数次高調波がキャンセルされている。従って、２つの２段目トランスＴＲ２Ｃａ，ＴＲ２Ｃｂの二次巻線には、３の倍数次高調波が流れない。従って、２段目インバータユニット１Ｕ２，１Ｖ２，１Ｗ２のスイッチング素子の電流定格を３の倍数次高調波が流れる場合に比べて小さくすることができる。これにより、２段目インバータユニット１Ｕ２，１Ｖ２，１Ｗ２の製造コストを低減することができる。
【０１１９】
なお、各実施形態において、中性点クランプ式インバータ１０〜１０Ｃを制御する制御部を図示していないが、何処に設けてもよい。例えば、制御部は、各インバータ１Ｕ１〜１Ｗｎに設けられていてもよいし、これらのインバータから独立した制御装置として設けられていてもよいし、これらの両方に設けられていてもよい。各実施形態で説明した各種制御は、この制御部で主に行われる。また、この制御部は、演算処理部及び記憶部などを備えたコンピュータにより実現される。
【０１２０】
また、各実施形態において、インバータユニット１Ｕ１〜１Ｗｎは、５レベルインバータとしたが、５レベル以上であれば、何レベルのマルチレベルインバータでもよい。
【０１２１】
なお、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１２２】
１Ｕ１〜１Ｗｎ…インバータユニット、２…直流電源、１０…中性点クランプ式インバータ、ＴＲ１〜ＴＲｎ…トランス、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…三相交流負荷。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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