(57)【要約】【課題】複数のトランスを有する電源装置において、各トランスの出力電圧差を低減することのできる電源装置を提供する。【解決手段】絶縁電源回路１４は、複数のトランス４と、各トランス４を駆動させるスイッチングＰＷＭパルスを出力する制御ＩＣ４２とを備えてトランス毎に複数の出力を得る電源回路であって、トランス毎に設けられてトランスの一次側のインダクタに接続されて当該トランスへの入力電圧が印加されると共に、ゲート端子が制御ＩＣ４２に接続されてゲート端子に供給されるスイッチングＰＷＭパルスに応じて当該トランスへの入力電圧のスイッチングを行う電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１を備え、制御ＩＣ４２は、電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１を介して各トランス４の一次側および二次側のインダクタに流れる電流がスイッチング周期内で電流値０とはならない状態を示す連続電流モードとなるように各トランス４を駆動させる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のトランスと、各トランスを駆動させるスイッチングＰＷＭパルスを出力するスイッチング制御ＩＣとを備えてトランス毎に複数の出力を得る電源回路であって、
トランス毎に設けられて前記トランスの一次側のインダクタに接続されて当該トランスへの入力電圧が印加されると共に、ゲート端子が前記スイッチング制御ＩＣに接続されて前記ゲート端子に供給される前記スイッチングＰＷＭパルスに応じて当該トランスへの前記入力電圧のスイッチングを行う複数のスイッチング用トランジスタを備え、
前記スイッチング制御ＩＣは、前記各スイッチング用トランジスタを介して前記各トランスの一次側および二次側のインダクタに流れる電流がスイッチング周期内で電流値０とはならない状態を示す連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング制御ＩＣは、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を不連続電流モードと連続電流モードとの間の状態を示す臨界モードとして駆動させる場合のスイッチング周波数を基準周波数としたときに、前記トランスを駆動させる駆動周期を前記トランスへの入力電圧に応じて変化させるか、または、前記駆動周期を前記入力電圧によらず固定させて、前記基準周波数よりも高いスイッチング周波数で前記スイッチングＰＷＭパルスを前記スイッチング用トランジスタに出力することで、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記スイッチング制御ＩＣは、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を不連続電流モードと連続電流モードとの間の状態を示す臨界モードとして駆動させる場合に前記トランスを駆動させる所定の駆動周期に応じた当該トランスへの入力電圧を基準電圧としたときに、前記スイッチングＰＷＭパルスを前記スイッチング用トランジスタに出力して当該スイッチング用トランジスタを介して当該トランスに前記基準電圧よりも低い入力電圧を印加して前記所定の駆動周期で駆動させることで、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項４】
前記各トランスの二次側の出力端子間にブリーダ抵抗をそれぞれ備え、
前記スイッチング制御ＩＣは、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を不連続電流モードと連続電流モードとの間の状態を示す臨界モードとして駆動させる場合において前記トランスにより所定の二次側負荷を作動させているときに当該二次側負荷を基準負荷としたときに、前記スイッチングＰＷＭパルスを前記スイッチング用トランジスタに出力して当該スイッチング用トランジスタを介して当該トランスにより前記基準負荷と前記ブリーダ抵抗による負荷とを合わせた負荷全体を作動させることで、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項５】
前記各トランスは、
インダクタンス値が、前記スイッチング制御ＩＣが予め規定された最小負荷および最大入力電圧の条件で当該トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとして駆動させる場合の最小スイッチング・オン時間を基準オン時間としたときに、前記最小負荷および最大入力電圧の条件において当該トランスを駆動して前記基準オン時間よりも長いスイッチング・オン時間となるときのインダクタンス値として予め選定されており、かつ、
当該トランスにおける一次巻線と二次巻線との巻線比が、予め、前記スイッチング制御ＩＣが前記最小負荷および最大入力電圧の条件で前記臨界動作モードとして当該トランスを駆動させる駆動周期を基準周期としたときに、前記最小負荷および最大入力電圧の条件で当該トランスを前記基準周期よりも長い駆動周期で駆動させるときの巻線比として選定されており、
前記スイッチング制御ＩＣは、スイッチングＰＷＭパルスを出力することで、前記スイッチング用トランジスタを介して前記トランスを前記基準周期よりも長い駆動周期で駆動し、かつ、前記トランスを前記基準オン時間よりも長いスイッチング・オン時間にさせることで、前記各トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項６】
前記複数のトランスは、前記スイッチング制御ＩＣによってフィードバックに利用されるトランスを少なくとも１つ含み、
前記スイッチング制御ＩＣは、前記各トランスに流れるインダクタ電流の状態を前記連続電流モードとなるように制御しているときに、前記フィードバックに利用されるトランスのスイッチング区間内における一次側のインダクタ電流の期間と二次側のインダクタ電流の期間との重なり期間の値は、前記フィードバックに利用されていないトランスの前記重なり期間の値よりも小さくなるように前記各トランスを駆動させることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路に関し、特に、複数のトランスを備える電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、一次側と二次側が絶縁され、二次側に設けられたゲート駆動回路に対して一次側から電力を供給する方式の電源回路（絶縁電源回路）がインバータ制御モータに利用されている。このようなモータを駆動するインバータ部が３相インバータの場合、電源回路のトランスの二次側出力が、例えば６個のゲート駆動回路と、高電圧側回路とに接続されることになる。
【０００３】
例えば図１５（ａ）に示す基板１８１上に、トランス１８２を搭載し、隙間１８３と隙間１８３との間に、各ゲート駆動回路等を配置する。３相インバータの場合、図１５（ｂ）に示すように、トランス１８２は、一次側電源ＩＧを受け、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの上アーム（Ｈ）や下アーム（Ｌ）のための二次側出力（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）や高電圧側回路のための二次側出力（ＨＶＣＣ）を供給したり、出力電圧を制御するフィードバック電圧（ＦＢ）を生成したりする。
【０００４】
このように電源回路において１つの入力に対して多数の出力を有する多出力型のトランスを利用した構成をとる場合、トランスの部品点数は１つで済むが、各出力ピンの間には、絶縁を確保する為の沿面距離が必要となるため、装置の小型化を図ることができない。例えば、基板１８１を小さくしていくと、図１５（ａ）にバツ印で示すようにトランス１８２が隙間１８３等に接触してしまう。また、例えば図１５（ｃ）に示すように、トランス１８２から各ゲート駆動回路への配線において符号１８４で示す破線領域のように配線が併走する領域が生じてしまう。
【０００５】
そこで、小型化をするための１つの方策として電源回路において複数のトランスを利用して個々のトランスを小型化する構成をとることが考えられる。例えば図１５（ｄ）に示す基板１８１上に、２つの小型のトランス１９１，１９２を搭載する方法も考えられる。このようにしても二次側回路の数は変わらないので、必要なピン数は同じである。３相インバータの場合、図１５（ｅ）に示すように、トランス１９１，１９２は、図１５（ｂ）に示すトランス１８２の機能を分担することができる。また、２つの小型のトランス１９１，１９２を搭載する方法では、図１５（ｆ）に示すように、配線の併走する領域が少なくなるので、沿面の確保に消費される基板面積を減らすことができる。ただし、トランスを複数にした場合、図１５（ｅ）に示すように、一次側電源ＩＧを接続するための駆動回路も複数必要となり、コストアップの要因となる。
【０００６】
１つの駆動回路で複数のトランスを駆動する技術は特許文献１に開示されている。
特許文献１には、複数の変圧器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチング電源装置が記載されている。特許文献１に記載のスイッチング電源装置は、２つの変圧器を直列に接続して構成されている。また、特許文献１には、２つの変圧器を並列に接続して構成された電源装置も記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−２１５８２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、１つの入力に対して多数の出力を有する多出力型のトランスを備えた電源回路のトランスを複数に分けて装置全体を小型化しようとする場合、各トランスには、異なる負荷を接続することが必須である。一方、特許文献１に記載された従来のスイッチング電源装置は、直列接続または並列接続された２つのトランスの出力が同一の負荷に接続されている。仮に、従来のスイッチング電源装置が備える２つのトランスに対して、異なる負荷をそれぞれ接続すると、各トランスの出力電圧に大きなバラツキが生じてしまう。また、トランスなどの構成部品の個体差による出力差も大きくなってしまう。
【０００９】
そこで、本発明では、前記した問題を解決し、複数のトランスを有する電源装置において、各トランスの出力電圧差を低減することのできる電源装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するために、本願発明者らは、１つの制御系で複数のトランスを駆動させる電源装置において種々検討を行った。その結果、各トランスの出力電圧の誤差の主要因は不連続電流モードで動作する際に生じ、各トランスの動作モードが連続電流モードとなるようにすれば出力電圧誤差が小さくできることを見出した。
【００１１】
そこで、本発明に係る電源回路は、複数のトランスと、各トランスを駆動させるスイッチングＰＷＭパルスを出力するスイッチング制御ＩＣとを備えてトランス毎に複数の出力を得る電源回路であって、トランス毎に設けられて前記トランスの一次側のインダクタに接続されて当該トランスへの入力電圧が印加されると共に、ゲート端子が前記スイッチング制御ＩＣに接続されて前記ゲート端子に供給される前記スイッチングＰＷＭパルスに応じて当該トランスへの前記入力電圧のスイッチングを行う複数のスイッチング用トランジスタを備え、前記スイッチング制御ＩＣは、前記各スイッチング用トランジスタを介して前記各トランスの一次側および二次側のインダクタに流れる電流がスイッチング周期内で電流値０とはならない状態を示す連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることを特徴とする。
【００１２】
かかる構成によれば、電源回路は、スイッチング制御ＩＣによって、各スイッチング用トランジスタを介して各トランスの一次側および二次側のインダクタに流れる電流が連続電流モードとなるように各トランスを駆動させる。したがって、電源回路は、各トランスの出力電圧の誤差を、不連続電流モードで動作する場合に比べて格段に低減させることができる。
【００１３】
また、本発明に係る電源回路は、前記スイッチング制御ＩＣが、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を不連続電流モードと連続電流モードとの間の状態を示す臨界モードとして駆動させる場合のスイッチング周波数を基準周波数としたときに、前記トランスを駆動させる駆動周期を前記トランスへの入力電圧に応じて変化させるか、または、前記駆動周期を前記入力電圧によらず固定させて、前記基準周波数よりも高いスイッチング周波数で前記スイッチングＰＷＭパルスを前記スイッチング用トランジスタに出力することで、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることが好ましい。
【００１４】
かかる構成によれば、電源回路では、スイッチング制御ＩＣが、臨界モードとして駆動させる場合のスイッチング周波数よりも高いスイッチング周波数でスイッチングＰＷＭパルスをスイッチング用トランジスタに出力する。このようなスイッチング周波数であれば、臨界モードにおけるスイッチング周波数の公知の関係式から、トランスのインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとすることができる。
【００１５】
また、本発明に係る電源回路は、前記スイッチング制御ＩＣが、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を不連続電流モードと連続電流モードとの間の状態を示す臨界モードとして駆動させる場合に前記トランスを駆動させる所定の駆動周期に応じた当該トランスへの入力電圧を基準電圧としたときに、前記スイッチングＰＷＭパルスを前記スイッチング用トランジスタに出力して当該スイッチング用トランジスタを介して当該トランスに前記基準電圧よりも低い入力電圧を印加して前記所定の駆動周期で駆動させることで、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることが好ましい。
【００１６】
かかる構成によれば、電源回路では、スイッチング制御ＩＣが、臨界モードとして駆動させる場合の入力電圧よりも低い入力電圧をトランスに印加する。このような入力電圧であれば、臨界モードにおけるスイッチング周波数の公知の関係式から、トランスのインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとすることができる。
【００１７】
また、本発明に係る電源回路は、前記各トランスの二次側の出力端子間にブリーダ抵抗をそれぞれ備え、前記スイッチング制御ＩＣは、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を不連続電流モードと連続電流モードとの間の状態を示す臨界モードとして駆動させる場合において前記トランスにより所定の二次側負荷を作動させているときに当該二次側負荷を基準負荷としたときに、前記スイッチングＰＷＭパルスを前記スイッチング用トランジスタに出力して当該スイッチング用トランジスタを介して当該トランスにより前記基準負荷と前記ブリーダ抵抗による負荷とを合わせた負荷全体を作動させることで、前記トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることが好ましい。
【００１８】
かかる構成によれば、電源回路では、スイッチング制御ＩＣが、臨界モードとして駆動させる場合の二次側負荷よりも高い負荷をトランスにより作動させるために所定の抵抗値のブリーダ抵抗を予め備える。このようなブリーダ抵抗を備えることにより、臨界モードにおけるスイッチング周波数の公知の関係式から、トランスのインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとすることができる。
【００１９】
また、本発明に係る電源回路は、前記各トランスにおいて、インダクタンス値が、前記スイッチング制御ＩＣが予め規定された最小負荷および最大入力電圧の条件で当該トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとして駆動させる場合の最小スイッチング・オン時間を基準オン時間としたときに、前記最小負荷および最大入力電圧の条件において当該トランスを駆動して前記基準オン時間よりも長いスイッチング・オン時間となるときのインダクタンス値として予め選定されており、かつ、当該トランスにおける一次巻線と二次巻線との巻線比が、予め、前記スイッチング制御ＩＣが前記最小負荷および最大入力電圧の条件で前記臨界動作モードとして当該トランスを駆動させる駆動周期を基準周期としたときに、前記最小負荷および最大入力電圧の条件で当該トランスを前記基準周期よりも長い駆動周期で駆動させるときの巻線比として選定されており、前記スイッチング制御ＩＣが、スイッチングＰＷＭパルスを出力することで、前記スイッチング用トランジスタを介して前記トランスを前記基準周期よりも長い駆動周期で駆動し、かつ、前記トランスを前記基準オン時間よりも長いスイッチング・オン時間にさせることで、前記各トランスの前記インダクタに流れる電流の状態を前記連続電流モードとなるように前記各トランスを駆動させることが好ましい。
【００２０】
かかる構成によれば、電源回路は、トランスのインダクタンス値と巻線比が所定の条件を満たすように予め選定されたトランスを備える。このうち、インダクタンス値は、最小負荷および最大入力電圧の条件で臨界モードとして駆動させる場合の最小スイッチング・オン時間よりも長いスイッチング・オン時間となるときのインダクタンス値という条件を満たす。また、巻線比は、最小負荷および最大入力電圧の条件で臨界動作モードとしてトランスを駆動させる駆動周期よりも長い駆動周期で駆動させるときの巻線比という条件を満たす。このようなインダクタンス値および巻線比であれば、臨界モードにおけるスイッチング周波数の公知の関係式から、トランスのインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとすることができる。
【００２１】
また、本発明に係る電源回路は、前記複数のトランスが、前記スイッチング制御ＩＣによってフィードバックに利用されるトランスを少なくとも１つ含み、前記スイッチング制御ＩＣが、前記各トランスに流れるインダクタ電流の状態を前記連続電流モードとなるように制御しているときに、前記フィードバックに利用されるトランスのスイッチング区間内における一次側のインダクタ電流の期間と二次側のインダクタ電流の期間との重なり期間の値は、前記フィードバックに利用されていないトランスの前記重なり期間の値よりも小さくなるように前記各トランスを駆動させることが好ましい。
【００２２】
かかる構成によれば、電源回路では、フィードバックに利用される側のトランスは、利用されていない側のトランスに比べて、連続電流モード時のスイッチング区間内における重なり期間が小さくなるように各トランスを駆動される。すなわち、フィードバックに利用されない側のトランスは、連続電流モード時のスイッチング区間内における波形のマージンがより深くなるように各トランスを駆動される。これにより、利用されている側のトランスが連続電流モードになっているのにも関わらず、利用されていない側のトランスが不連続電流モードとなってしまうといった事態を未然に防止することができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の電源回路によれば、各トランスの出力電圧の誤差を、不連続電流モードで動作する場合に比べて格段に低減させることができる。したがって、本発明の電源回路によれば、各トランスの出力電圧誤差の小さな１入力多出力の電源回路を小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施形態に係る絶縁電源回路を含むモータ駆動システムの回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る絶縁電源回路を含むインバータ回路の回路図（その１）である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る絶縁電源回路を含むインバータ回路の回路図（その２）である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る絶縁電源回路が搭載されるプリドライブ基板を模式的に示す構成図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る絶縁電源回路に一部が含まれるゲートドライブ回路を模式的に示す構成図である。
【図６】本発明の実施形態に係る絶縁電源回路の制御による効果を説明するためのグラフである。
【図７】本発明の実施形態に係る絶縁電源回路による連続電流モードの第１制御方法の説明図であって、（ａ）は臨界動作時の動作周期の一例を示すグラフ、（ｂ）は（ａ）の場合の制御による駆動周期の一例を示すグラフをそれぞれ示している。
【図８】図７に示す臨界動作時の動作周期の説明図であって、（ａ）は臨界動作時の動作周期の一例、（ｂ）は臨界モードの波形、（ｃ）は断続モードの波形、（ｄ）は連続電流モードの波形をそれぞれ示している。
【図９】図８に示す波形の説明図であって、（ａ）は臨界動作時のトランス一次側の波形、（ｂ）は臨界動作時のトランス二次側の波形、（ｃ）は臨界動作モードの波形、（ｄ）は連続電流モード動作時のトランス一次側の波形、（ｅ）は連続電流モード動作時のトランス二次側の波形、（ｆ）は連続電流モードの波形をそれぞれ示している。
【図１０】本発明の実施形態に係る絶縁電源回路による連続電流モードの第２制御方法の説明図であって、（ａ）は臨界動作時の動作周期の一例を示すグラフ、（ｂ）は（ａ）の場合の制御による駆動周期の一例を示すグラフをそれぞれ示している。
【図１１】本発明の実施形態に係る絶縁電源回路による連続電流モードの第３制御方法の説明図であって、（ａ）は臨界動作時の動作周期の一例を示すグラフ、（ｂ）は（ａ）の場合の制御による駆動周期の一例を示すグラフをそれぞれ示している。
【図１２】本発明の実施形態に係る絶縁電源回路による連続電流モードの第４制御方法の説明図であって、（ａ）は臨界動作時の動作周期の一例を示すグラフ、（ｂ）は（ａ）の場合の制御による駆動周期の一例を示すグラフをそれぞれ示している。
【図１３】図１２に示す駆動周期の説明図であって、（ａ）〜（ｃ）は巻線比の設定を変更したときの動作周期の変化を示すグラフ、（ｄ）〜（ｆ）はインダクタンス値の設定を変更したときのスイッチング・オン時間の変化を示すグラフをそれぞれ示している。
【図１４】本発明の実施形態に係る絶縁電源回路で行うフィードバック制御を説明するための臨界動作時の動作周期の一例を示すグラフである。
【図１５】トランスの模式図であって、（ａ）〜（ｃ）は１つのトランスを備える電源回路、（ｄ）〜（ｆ）は２つのトランスを備える電源回路をそれぞれ示している。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明を実施するための形態（実施形態という）について図面を参照して詳細に説明する。
［モータ駆動システムの構成］
図１に示すモータ駆動システム１は、本発明の第１実施形態に係る絶縁電源回路１４（図２および図４参照）を含むインバータ回路１０を備える。インバータ回路１０には、モータＥＣＵ（Electronic Control Unit）１００と、モータ１１０と、電源部１２とが接続されている。インバータ回路１０は、低出力電圧（低圧）側に配置されたモータＥＣＵ１００の駆動信号によって、モータ１１０を回転駆動する。
【００２６】
（モータ）
モータ１１０は、負荷としての電力機器であり、例えば、ハイブリッド車両、燃料電池車両、または、電動車両などの車両に駆動源として搭載される三相ブラシレスモータなどである。このモータ１１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各コイル端子を備え、各相のコイルに流れる三相の交流電流によって回転駆動する。また、モータ駆動システム１には、モータ１１０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流に対応するアナログ信号をモータＥＣＵ１００に出力するために、電流センサ１３（＝１３−１〜１３−３）が設けられている。
【００２７】
（モータＥＣＵ）
モータＥＣＵ１００は、モータ１１０の駆動動作および回生動作を制御する。
モータＥＣＵ１００は、駆動信号であるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力して、インバータ回路１０に設けられたパワーモジュール１１のＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６を駆動する機能を有している。
モータＥＣＵ１００の出力側は、インバータ回路１０に設けられたゲートドライブ回路２０にフォトカプラＰＣ２１−ｎ（ｎは１〜６の自然数）を介して接続されている（図５（ａ）参照）。
モータＥＣＵ１００には、インバータ回路１０に設けられた高圧側マイコン回路３０の高圧側マイコン３１の出力側がフォトカプラＰＣ３０を介して接続されている（図４参照）。
モータＥＣＵ１００には、インバータ回路１０に設けられたゲートドライブ回路２０の各ゲートドライブ回路２０−ｎ（ｎは１〜６の自然数）の出力側がフォトカプラＰＣ２２−ｎを介して接続されている（図５（ａ）参照）。
モータＥＣＵ１００は、例えばＥＣＵ基板１０１上に設けられており（図４参照）、外部の１次側の主電源（イグニッション電源ＶＩＧ）が供給される。
【００２８】
（電源部）
電源部１２は、例えば６００ボルト程度の高出力の直流電圧を供給するための蓄電装置であり、複数のバッテリブロックが直列接続されている。ここで、バッテリブロックは、複数のリチウムイオン電池やニッケル水素電池などがモジュール化されて構成されている。しかし、これに限られず、電源部１２は、キャパシタで構成してもよい。この電源部１２の正極側端子ＰＮ＋と負極側端子ＰＮ−との間には、平滑コンデンサＣ１２が接続され、電源部１２の出力電圧を平滑化している。
【００２９】
（電流センサ）
電流センサ１３（＝１３−１〜１３−３）は、モータ１１０の相電流を検出するセンサであり、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流に対応するアナログ信号をモータＥＣＵ１００に出力する。
電流センサ１３−１は、後記するパワーモジュール１１のＵ相のアームとモータ１１０のＵ相との間に直列接続され、さらに、図示しないフォトカプラを介してモータＥＣＵ１００に接続されている。
同様に、電流センサ１３−２は、後記するパワーモジュール１１のＶ相のアームと、モータ１１０のＶ相との間に直列接続され、さらに、図示しないフォトカプラを介してモータＥＣＵ１００に接続されている。
電流センサ１３−３は、後記するパワーモジュール１１のＷ相のアームと、モータ１１０のＷ相との間に直列接続され、さらに、図示しないフォトカプラを介してモータＥＣＵ１００に接続されている。
【００３０】
（インバータ回路）
インバータ回路１０は、電源部１２からの高出力電圧（高圧）をモータ１１０に供給するパワーモジュール１１と、パワーモジュール１１を作動させるゲートドライブ回路２０と、高圧側マイコン回路３０と、前記平滑コンデンサＣ１２と、を有している。
【００３１】
＜パワーモジュール＞
パワーモジュール１１は、電源部１２の正極側端子ＰＮ＋と負極側端子ＰＮ−との間に接続された三相インバータ回路である。
パワーモジュール１１は、バッテリなどの電源部１２からの直流電力を、三相ブラシレスであるモータ１１０を駆動するための交流電力に変換する機能と、モータ１１０より回生される交流電力を直流電力に変換する機能とを有している。
【００３２】
パワーモジュール１１は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子１１−１〜１１−６と、フライホイールダイオードＤ１１−１〜Ｄ１１−６とを具備している。
パワーモジュール１１において、ＩＧＢＴ素子１１−１およびフライホイールダイオードＤ１１−１は、Ｕ相の上アームを構成している。また、ＩＧＢＴ素子１１−３およびフライホイールダイオードＤ１１−３は、Ｖ相の上アームを構成し、ＩＧＢＴ素子１１−５およびフライホイールダイオードＤ１１−５は、Ｗ相の上アームを構成している。
【００３３】
ＩＧＢＴ素子１１−２及びフライホイールダイオードＤ１１−２は、Ｕ相の下アームを構成している。また、ＩＧＢＴ素子１１−４及びフライホイールダイオードＤ１１−４は、Ｖ相の下アームを構成し、ＩＧＢＴ素子１１−６及びフライホイールダイオードＤ１１−６は、Ｗ相の下アームを構成している。
【００３４】
ＩＧＢＴ素子１１−１，１１−３，１１−５のコレクタ端子は、電源部１２の正極側端子ＰＮ＋に接続されている。
ＩＧＢＴ素子１１−２，１１−４，１１−６のエミッタ端子は、電源部１２の負極側端子ＰＮ−に接続されている。
各ＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６のコレクタ端子−エミッタ端子間は、コレクタ端子からエミッタ端子への方向と逆方向にフライホイールダイオードＤ１１−１〜Ｄ１１−６が並列接続されている。
【００３５】
ＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６をパルス幅変調によりＯＮ／ＯＦＦするＰＷＭ信号（ゲート信号）がモータＥＣＵ１００よりＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６のゲート端子に入力される。このＰＷＭ信号は、外部であるモータＥＣＵ１００から入力される駆動信号である。
ＩＧＢＴ素子１１−１のエミッタ端子と、ＩＧＢＴ素子１１−２のコレクタ端子とは、モータ１１０のＵ相のコイル端子に接続されている。
ＩＧＢＴ素子１１−３のエミッタ端子と、ＩＧＢＴ素子１１−４のコレクタ端子とは、モータ１１０のＶ相のコイル端子に接続されている。
ＩＧＢＴ素子１１−５のエミッタ端子と、ＩＧＢＴ素子１１−６のコレクタ端子とは、モータ１１０のＷ相のコイル端子に接続されている。
【００３６】
［絶縁電源回路］
次に、絶縁電源回路の構成について図２を参照（適宜図１および図３参照）して説明する。図２および図３は、本発明の第１実施形態に係る絶縁電源回路を含むインバータ回路の回路図である。
図２に示す絶縁電源回路１４は、一次側と二次側が絶縁され、一次側から二次側に電力を供給する電源回路である。絶縁電源回路１４は、複数のトランス４（４ａ，４ｂ）と、各トランス４（４ａ，４ｂ）を駆動させるスイッチングＰＷＭパルスを出力する制御ＩＣ４２とを備えてトランス毎に複数の出力を得る。絶縁電源回路１４は、外部の１次側の主電源（イグニッション電源ＶＩＧ）からなる低出力電圧（低圧）系統と、２次側の電源部１２等の高圧系統とを絶縁する機能を有したスイッチング電源である。この絶縁電源回路１４は、イグニッション電源ＶＩＧを２次側直流電圧に変換し、変換した電圧を電源電圧として、ゲートドライブ回路２０と、高圧側を制御する高圧側マイコン回路３０と、図示しないロジック回路や温度センサ回路や電圧検出回路などとに供給している。ここで、主電源であるイグニッション電源ＶＩＧは、例えばイグニッションキーをオンしたときに図示しないバッテリから供給される電源である。
【００３７】
絶縁電源回路１４は、図２に示すように、２つのトランス４ａ，４ｂを備えている。ここで、トランスの個数は、複数であれば特に限定されない。なお、トランスを特に区別しない場合には単にトランス４と表記する。
【００３８】
トランス４ａは、絶縁を挟んで１次側に、一次巻線（一次側のインダクタ）および三次巻線（フィードバック巻線）を備え、絶縁を挟んで２次側に二次巻線（二次側のインダクタ）を備える。なお、ここでは、算用数字により絶縁の両側を区別し、漢数字により巻線を区別することとした。
トランス４ａの一次巻線の一端には、イグニッション電源ＶＩＧの電源供給ラインが接続されて、他端には電界効果トランジスタＴＲ４０のドレイン端子が接続されている。
トランス４ａの二次巻線は、ゲートドライブ回路２０−１、２０−３および２０−５のそれぞれの一部を構成している（図２、４参照）。すなわち、トランス４ａは、ゲートドライブ回路２０−１、２０−３および２０−５に接続されている３個の二次巻線を備える。トランス４ａの三次巻線（フィードバック巻線）は、トランス４ａの絶縁を挟んで１次側において負荷Ｚ４０に接続されている。この三次巻線は、トランス４ａの絶縁を挟んで１次側のフィードバック電圧Ｖｆｂを生成する。
【００３９】
トランス４ｂは、絶縁を挟んで１次側に一次巻線（一次側のインダクタ）を備え、絶縁を挟んで２次側に二次巻線（二次側のインダクタ）を備える。なお、ここでは、算用数字により絶縁の両側を区別し、漢数字により巻線を区別することとした。
トランス４ｂの一次巻線の一端には、イグニッション電源ＶＩＧの電源供給ラインが接続されて、他端には電界効果トランジスタＴＲ４１のドレイン端子が接続されている。
トランス４ｂの二次巻線は、ゲートドライブ回路２０−２、２０−４および２０−６のそれぞれの一部と、高圧側マイコン回路３０の一部とを構成している（図２、４参照）。すなわち、トランス４ｂは、ゲート駆動回路２１−２、２１−４および２１−６に接続されている３個の二次巻線と、高圧側マイコン３１に接続されている１個の二次巻線とを備える。
【００４０】
絶縁電源回路１４は、トランス４ａの絶縁の一次側に、スイッチング素子である電界効果トランジスタＴＲ４０と、制御ＩＣ４２と、整流ダイオードＤ４０と、平滑コンデンサＣ４０と、負荷Ｚ４０とを備え、トランス４ａの絶縁を挟んで２次側に、ゲートドライブ回路２０−１、２０−３および２０−５の一部を備えている。
絶縁電源回路１４は、トランス４ｂの絶縁の一次側に、スイッチング素子である電界効果トランジスタＴＲ４１を備え、トランス４ｂの絶縁を挟んで２次側に、ゲートドライブ回路２０−２、２０−４および２０−６の一部と、高圧側マイコン回路３０の一部とを備えている。すなわち、絶縁電源回路１４は、絶縁を挟んで１次側には、トランス毎に、スイッチング素子である電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１を備えている。
【００４１】
（絶縁の１次側構成）
スイッチング用トランジスタである電界効果トランジスタＴＲ４０のゲート端子は、制御ＩＣ４２の出力および電界効果トランジスタＴＲ４１のゲート端子に接続されている。電界効果トランジスタＴＲ４０のドレイン端子は、トランス４ａの一次巻線を介してイグニッション電源ＶＩＧに接続されている。電界効果トランジスタＴＲ４０のソース端子は、グランドに接続されている。
【００４２】
スイッチング用トランジスタである電界効果トランジスタＴＲ４１のゲート端子は、制御ＩＣ４２の出力および電界効果トランジスタＴＲ４０のゲート端子に接続されている。電界効果トランジスタＴＲ４１のドレイン端子は、トランス４ｂの一次巻線を介してイグニッション電源ＶＩＧに接続されている。電界効果トランジスタＴＲ４１のソース端子は、グランドに接続されている。
【００４３】
スイッチング制御回路である制御ＩＣ４２は、電界効果トランジスタＴＲ４０のゲート端子に制御パルスとしてスイッチングＰＷＭパルスを出力することで、電界効果トランジスタＴＲ４０によって生成されたスイッチング信号を、トランス４ａの一次巻線に入力して、トランス４ａを駆動する。これにより、電界効果トランジスタＴＲ４０は、トランス４ａへの入力電圧として、一次側の主電源であるイグニッション電源ＶＩＧ（直流電源）が印加される。電界効果トランジスタＴＲ４０は、ゲート端子に供給されるスイッチングＰＷＭパルスに応じてトランス４ａへの入力電圧をスイッチングする。
【００４４】
同様に、制御ＩＣ４２は、電界効果トランジスタＴＲ４１のゲート端子に制御パルスとしてスイッチングＰＷＭパルスを出力することで、電界効果トランジスタＴＲ４１によって生成されたスイッチング信号を、トランス４ｂの一次巻線に入力して、トランス４ｂを駆動する。これにより、電界効果トランジスタＴＲ４１は、トランス４ｂへの入力電圧として、一次側の主電源であるイグニッション電源ＶＩＧ（直流電源）が印加される。電界効果トランジスタＴＲ４１は、ゲート端子に供給されるスイッチングＰＷＭパルスに応じてトランス４ｂへの入力電圧をスイッチングする。
【００４５】
制御ＩＣ４２は、電界効果トランジスタＴＲ４０を介してトランス４ａの一次巻線および二次巻線に流れる電流が連続電流モードとなるようにトランス４ａを駆動させる。
また、制御ＩＣ４２は、電界効果トランジスタＴＲ４１を介してトランス４ｂの一次巻線および二次巻線に流れる電流が連続電流モードとなるようにトランス４ｂを駆動させる。ここで、連続電流モードは、トランスの一次巻線および二次巻線に流れる電流がスイッチング周期内で電流値０とはならない状態を示す。なお、連続電流モードとなるようにトランス４を駆動させる制御方法については後記する。
【００４６】
トランス４ａの三次巻線は、順方向に接続された整流ダイオードＤ４０を介して、平滑コンデンサＣ４０と負荷Ｚ４０に並列に接続されている。この整流ダイオードＤ４０のカソード端子は、さらに、制御ＩＣ４２を介して電界効果トランジスタＴＲ４０のゲート端子に接続されている。
【００４７】
（絶縁の２次側構成の概略）
絶縁電源回路１４は、図２に示すように、２次側に、ゲートドライブ回路２０の一部と、高圧側マイコン回路３０の一部とを備えている。
ゲートドライブ回路２０は、図２および図３に示すように、Ｕ相上アームのＩＧＢＴ素子１１−１を駆動するゲートドライブ回路２０−１と、Ｕ相下アームのＩＧＢＴ素子１１−２を駆動するゲートドライブ回路２０−２と、Ｖ相上アームのＩＧＢＴ素子１１−３を駆動するゲートドライブ回路２０−３と、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ素子１１−４を駆動するゲートドライブ回路２０−４と、Ｗ相上アームのＩＧＢＴ素子１１−５を駆動するゲートドライブ回路２０−５と、Ｗ相下アームのＩＧＢＴ素子１１−６を駆動するゲートドライブ回路２０−６とを具備している。
【００４８】
各ゲートドライブ回路２０−ｎ（ｎは１〜６の自然数）と、絶縁電源回路１４と、を同じ基板（プリドライブ基板２）に搭載した場合の一例を図４に示す。各ゲートドライブ回路２０−ｎの詳細については、後記する。図４では、各ゲートドライブ回路２０−ｎにおいて主要な構成として、ゲート駆動回路２１−１〜６を図示した。各ゲートドライブ回路２０−ｎの一部の構成は絶縁電源回路１４に含まれている。図４では、高圧側マイコン回路３０において主要な構成として、高圧側マイコン３１を図示した。
【００４９】
［高圧側マイコン回路の構成］
高圧側マイコン回路３０は、図２および図３に示すように、整流ダイオードＤ３０と、平滑コンデンサＣ３０と、高圧側マイコン３１と、フォトカプラＰＣ３０（図４参照）とを有し、トランス４ｂの二次巻線に接続されている。ここで、整流ダイオードＤ３０と、平滑コンデンサＣ３０とは、絶縁電源回路１４の二次側の構成要素である。整流素子である整流ダイオードＤ３０は、トランス４ｂの二次巻線と、高圧側マイコン３１との間に接続され、高圧側マイコン３１に向けて電流を流す。
【００５０】
高圧側マイコン回路３０のトランス４ｂの二次巻線は、順接続の整流ダイオードＤ３０を介して、平滑コンデンサＣ３０に接続され、絶縁電源回路１４の二次側出力を構成している。この絶縁電源回路１４の二次側出力は、高圧側マイコン３１に接続されている。
【００５１】
高圧側マイコン３１には、図示しない温度センサが接続され、パワーモジュール１１のＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６（図３参照）の温度を測定可能に構成されている。
高圧側マイコン３１には、ゲートドライブ回路２０−４の整流ダイオードＤ２０−４のカソード端子が接続され、ゲートドライブ回路２０−４の電圧Ｖｘ−４（図５（ａ）参照）を測定可能に構成されている。
さらに、高圧側マイコン３１には、他のゲートドライブ回路２０−１〜２０−３，２０−５，２０−６の整流ダイオードＤ２０−１〜Ｄ２０−３，Ｄ２０−５，Ｄ２０−６のカソード端子が接続され（不図示）、ゲートドライブ回路２０−１〜２０−３，２０−５，２０−６の電圧Ｖｘ−１〜〜Ｖｘ−３，Ｖｘ−５，Ｖｘ−６（図５（ａ）参照）も測定可能に構成されている。
【００５２】
高圧側マイコン３１の出力端子は、フォトカプラＰＣ３０（図４参照）の入力端子に接続されている。フォトカプラＰＣ３０の出力端子は、モータＥＣＵ１００に接続され、ゲートドライブ回路２０に発生している電圧（電圧Ｖｘ−ｎ（図５（ａ）参照））等の２次側状態を表すステータス信号をモータＥＣＵ１００に送信する。このステータス信号を送信する通信のことをここではＩＰＵＡ通信（Intelligent Power Unitからの信号Ａによる通信）と呼ぶ。ＩＰＵＡ通信には、例えば、ＩＧＢＴ素子１１−ｎ（図３参照）近傍にそれぞれ設けられた図示しない温度センサの出力、電源部１２の電圧など、二次側回路に係る様々な情報を含む。
【００５３】
［各ゲートドライブ回路の構成］
図５（ａ）に示すように、各ゲートドライブ回路２０−ｎ（ｎは１〜６の自然数）は、整流ダイオードＤ２０−ｎと、平滑コンデンサＣ２０−ｎと、ゲート駆動回路２１−ｎとを有し、それぞれトランス４の二次巻線に接続されている。ここで、整流ダイオードＤ２０−ｎと、平滑コンデンサＣ２０−ｎとは、絶縁電源回路１４（図２参照）の二次側に含まれている。
【００５４】
各ゲートドライブ回路２０−ｎのトランス４の二次巻線は、順方向の整流ダイオードＤ２０−ｎを介して、平滑コンデンサＣ２０−ｎに接続され、絶縁電源回路１４の二次側出力を構成している。平滑コンデンサＣ２０−ｎの両端子間に発生する電圧は、電圧Ｖｘ−ｎである。この絶縁電源回路１４の二次側出力は、ゲート駆動回路２１−ｎに接続されている。
【００５５】
ゲート駆動回路２１−ｎは、モータＥＣＵ１００からのＰＷＭ信号によって駆動される駆動回路である。ゲート駆動回路２１−ｎの出力側は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子１１−ｎ（図１参照）のゲート端子に接続されている。モータＥＣＵ１００のＰＷＭ信号端子は、フォトカプラＰＣ２１−ｎを介して、ゲート駆動回路２１−ｎに接続され、ゲート駆動回路２１−ｎにＰＷＭ信号を出力するように構成されている。
【００５６】
ゲート駆動回路２１−ｎのフェール信号端子は、フォトカプラＰＣ２２−ｎを介してモータＥＣＵ１００に接続されて、異常発生時に、モータＥＣＵ１００にフェール信号を出力するように構成されている。フェール信号は、シリアル通信で情報が送信される。モータＥＣＵ１００は、フェール信号に基づいた二次側回路の情報を取得し、過熱や短絡（過電流）や過電圧などを検知したとき、種々の制御素子の破壊を防止するためにモータ１１０を駆動停止する保護機能を有している。
【００５７】
ゲート駆動回路２１−ｎの出力側は、ＩＧＢＴ素子１１−ｎのゲート端子と第１のエミッタ端子とに接続され、モータ１１０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの駆動信号を発生する。ＩＧＢＴ素子１１−ｎの第１のエミッタ端子は、抵抗Ｒ１１−ｎを介してグランドに接続され、第２のエミッタ端子は、直接にグランドに接続されている。ＩＧＢＴ素子１１−ｎのコレクタ端子と第２のエミッタ端子との間には、フライホイールダイオードＤ１１−ｎが逆方向に接続されている。なお、図５（ｂ）に示すゲートドライブ回路２０−ｎについては後記する。
【００５８】
［連続電流モードの制御方法］
以下、本実施形態の絶縁電源回路１４における連続電流モードの効果および制御方法の原理について説明した後、制御方法のバリエーション（制御方法１〜制御方法５）について説明する。
【００５９】
（連続電流モードの効果）
ここでは、本実施形態の絶縁電源回路１４においてトランス４のインダクタに流れる電流を連続電流モードとする制御を行う効果を示す実験について図６を参照して説明する。図６は、１つの制御系で２つのトランスを駆動させる電源装置において出力電圧誤差を調べる実験を行った結果を示している。なお、図６のグラフの横軸はトランスへの入力電圧ＩＧを示し、縦軸はトランスからの出力電圧Ｖｘを示す。
【００６０】
図６に示すライン１１１は、規定のトランスの特性を示す。この規定のトランスは、入力電圧ＩＧが６〜２４Ｖの範囲では、規定のスイッチング・オン時間ｄｕｔｙで駆動したときに出力電圧Ｖｘが一定値となるように設計されたものであり、所定の一次側インダクタンス値Ｌおよび巻線比を有している。ライン１１１の特性が実現するときの条件を規定値の条件と呼ぶ。
【００６１】
ライン１１２は、規定値の条件と比較して、前記インダクタンス値Ｌを１５％減少させたトランスを、スイッチング・オン時間ｄｕｔｙを０．５％増加させて不連続電流モードで駆動したときの実験結果の特性を示す。
ライン１１３は、規定値の条件と比較して、前記インダクタンス値Ｌを１５％増加させたトランスを、スイッチング・オン時間ｄｕｔｙを０．５％減少させて不連続電流モードで駆動したときの実験結果の特性を示す。
ライン１１４は、規定値の条件と比較して、前記トランスを、スイッチング・オン時間ｄｕｔｙを０．５％増加させて連続電流モードで駆動したときの実験結果の特性を示す。
ライン１１５は、規定値の条件と比較して、前記トランスを、スイッチング・オン時間ｄｕｔｙを０．５％減少させて連続電流モードで駆動したときの実験結果の特性を示す。
【００６２】
本実験において、入力電圧ＩＧを６〜２４Ｖの範囲で１Ｖずつ増加させていくと、ライン１１２は出力電圧Ｖｘが線形に増加していることを示し、ライン１１３は出力電圧Ｖｘが線形に減少することを示す。つまり、不連続電流モードで駆動した場合、ライン１１２の特性を有するトランスの出力電圧と、ライン１１３の特性を有するトランスの出力電圧には、それぞれ大きなバラツキが生じてしまう。
【００６３】
一方、ライン１１４，１１５は、入力電圧ＩＧを増加させても、出力電圧Ｖｘがほぼ一定の値であることを示している。つまり、連続電流モードで駆動した場合、ライン１１４の特性を有するトランスの出力電圧と、ライン１１５の特性を有するトランスの出力電圧には、それぞれバラツキがほとんど生じない。よって、１つの制御系で複数のトランスを駆動させる電源装置において、各トランスの出力電圧の誤差の主要因は不連続電流モードで動作する際に生じ、各トランスの動作モードが連続電流モードとなるようにすれば出力電圧誤差が小さくできることが分かる。
【００６４】
（制御方法の原理）
本実施形態の絶縁電源回路１４において連続電流モードとする制御方法の条件は、以下の式（１）に示す臨界動作時のスイッチング周波数の公式に基づいて予め定められている。式（１）は、連続電流モードと、不連続電流モード（以下、断続モードともいう）との切り替わる臨界周波数を示す。
【００６５】
【数１】
2013005461.tif 000003
【００６６】
式（１）において、ｆは臨界周波数［Ｈｚ］、Ｔは臨界周波数のときのスイッチング周期［ｓ］、Ｖｉｎは一次側入力電圧［Ｖ］、Ｖｏは二次側出力電圧［Ｖ］、Ｌｐは一次側インダクタンス［Ｈ］、Ｐｉｎは臨界時に一次巻線（インダクタ）に流れる電流ΔＩＬ１が流れたときの電力［Ｗ］、ｎｐは一次巻線の巻数、ｎｓは二次巻線の巻数（トランス巻線比ｎｓ／ｎｐ）をそれぞれ示す。
【００６７】
ここで、臨界動作時の動作周期の一例を図７（ａ）のグラフに実線で示す。臨界動作とは、スイッチング電源が例えば断続モードから連続電流モードに切り替わる臨界の状態で動作することを示す。このときの状態を臨界モードと呼ぶ。なお、図７（ａ）のグラフの横軸は、トランスを駆動させるための駆動電源電圧（トランスへの入力電圧）を示し、縦軸は、トランスの動作周期を示す。
【００６８】
以下では、トランスが駆動する負荷が高い場合（駆動負荷＝Ｈｉ）と、トランスが駆動する負荷が低い場合（駆動負荷＝Ｌｏ）とを１つのグラフに図示するが、説明の都合上、一方のトランスを示す実線だけがある場合を想定して説明する。なお、駆動負荷＝Ｈｉのトランスと、駆動負荷＝Ｌｏのトランスとを同時に考えても差し支えない。
【００６９】
例えば、駆動負荷＝Ｈｉの一定値であれば、図７（ａ）においてライン１２１で示すように、駆動電源電圧が１０Ｖのときには、臨界動作時の動作周期は約６μ秒、駆動電源電圧が２０Ｖのときには、臨界動作時の動作周期は約４μ秒となることが読み取れる。
また、駆動負荷＝Ｌｏの一定値であれば、図７（ａ）においてライン１２２で示すように、駆動電源電圧が１０Ｖのときには、臨界動作時の動作周期は約１．５μ秒、駆動電源電圧が２０Ｖのときには、臨界動作時の動作周期は約１μ秒となることが読み取れる。
【００７０】
なお、図７（ａ）に示す臨界動作時の動作周期のグラフは、連続電流モードの制御方法の説明のために導入したものであって、連続電流モードそのものを直接表すものではない。臨界動作時の動作周期のグラフと、連続電流モードの波形との関係を図８に示す。
【００７１】
図８（ａ）は臨界動作時の動作周期の一例を示している。ここでは、動作周期を例えば４μ秒に固定した場合を想定する。この動作周期で臨界動作を行い臨界モードになったと仮定すると、図８（ｂ）に示す波形が得られる。図８（ｂ）に示す符号１３０は、スイッチング区間を示し、この場合には４μ秒の時間幅を示す。
【００７２】
図８（ｂ）にて符号１３１で示す波形から見ると、図８（ａ）にて破線で示す４μ秒の動作周期の直線にのっている場合には、臨界モードで動作することになる（なお、動作周期を４μ秒と仮定したので図８（ａ）の実線を無視する）。
図８（ｂ）の波形１３１は、臨界モードで動作するトランスのインダクタに流れる電流ＩＬのタイミングチャートを示す典型的な波形である。波形１３１は、図９（ａ）に示すようなトランスの一次側インダクタに流れる電流ＩＬ１のタイミングチャートを示す波形１３４と、図９（ｂ）に示すようなトランスの二次側インダクタに流れる電流ＩＬ２のタイミングチャートを示す波形１３５とを時刻を合わせて合成して作成した、図９（ｃ）に示す波形１３６と同様な波形である。
図８（ｂ）に示す波形１３１は、トランスの一次側および二次側のインダクタに流れる電流がスイッチング周期内で瞬間的に電流値が０になる。
【００７３】
また、図８（ｂ）において、例えば４μ秒の動作周期に固定した条件で、この波形の周期（電流値０から電流値０になるまでの期間）を短くすると、図８（ｃ）に示すように断続モードで動作することになる。
図８（ｃ）にて符号１３２で示す波形は、断続モードで動作するトランスのインダクタに流れる電流ＩＬのタイミングチャートを示す典型的な波形である。詳細な説明は省略するが、波形１３２も一次側インダクタに流れる電流のタイミングチャートを示す波形と、二次側インダクタに流れる電流のタイミングチャートを示す波形とを時刻を合わせて合成して作成した波形である。波形１３２は、トランスの一次側および二次側のインダクタに流れる電流がスイッチング周期内で電流値０となっている期間が長くなる。
【００７４】
また、図８（ｂ）のグラフにおいて、例えば４μ秒の動作周期に固定した条件で、この波形の周期（電流値０から電流値０になるまでの期間）を長くすると、隣の区間の周期と重なってしまい、その結果、図８（ｄ）に示すように連続電流モードで動作することになる。例えば、図９（ｆ）において、実線の三角波の動作周期は、時刻ｔ１〜ｔ３までの期間と等しいが、インダクタに流れる電流ＩＬが電流値０となる周期（スイッチング周期）は、時刻ｔ１〜ｔ３までの期間よりも長くなる。
【００７５】
図８（ｄ）にて符号１３３で示す波形は、連続電流モードで動作するトランスのインダクタに流れる電流ＩＬのタイミングチャートを示す典型的な波形である。波形１３３は、図９（ｄ）に示すようなトランスの一次側インダクタに流れる電流ＩＬ１のタイミングチャートを示す波形１３７と、図９（ｅ）に示すようなトランスの二次側インダクタに流れる電流ＩＬ２のタイミングチャートを示す波形１３８とを時刻を合わせて合成して作成した、図９（ｆ）に示す波形１３９と同様な波形である。
【００７６】
図８（ｄ）に示す波形１３３は、トランスの一次側および二次側のインダクタに流れる電流がスイッチング周期内で電流値０となることはない。図８（ｄ）にΔで示すように波形の正方向の傾きは、一次側インダクタ値によって決まる。
また、図９（ｆ）に示すように、トランスのスイッチング区間内における一次側のインダクタ電流の期間と二次側のインダクタ電流の期間との重なり期間の値は、駆動負荷が大きいほど大きくなる傾向がある。なお、図８（ｃ）の波形１３２と図８（ｄ）の波形１３３は、動作周期を固定（ここでは４μ秒に固定）したときの波形である。
【００７７】
（制御方法１）
図７に戻って、連続電流モードとする制御の条件について説明を続ける。前記した式（１）によれば、図７（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｈｉの一定値であれば、ライン１２１の位置は、臨界動作モードで動作した時のスイッチング周期を表している。よって、この周期よりも短い周期で駆動すれば、連続電流モードとなる。例えば、図８（ｂ）において、波形１３１の形状を維持して符号１３０で示す動作周期を表す破線を左右から中心に移動させて動作周期自体を短くし、その上で同様に短くした４周期分の波形をつなぎ合わせると、傾きは異なるが図８（ｄ）の波形１３３と同様に、電流値が０とはならない波形となる。
【００７８】
また、図７（ａ）において、駆動負荷＝Ｌｏの一定値であれば、ライン１２２の位置は、臨界動作モードで動作した時のスイッチング周期を表している。よって、この周期よりも短い周期で駆動すれば、同様に連続電流モードとなる。
【００７９】
そこで、本実施形態において制御方法１では、制御ＩＣ４２は、臨界モードのスイッチング周波数を基準周波数としたときに、トランス４を駆動させる駆動周期を、例えばトランス４への入力電圧に応じて変化させる場合、基準周波数よりも高いスイッチング周波数でスイッチングＰＷＭパルスを電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１に出力することで、各トランス４のインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとなるように各トランス４を駆動させることとした。図７（ｂ）の例では、駆動負荷＝Ｈｉであれば、ライン１２１の位置が基準周波数となる。そのため、トランス４への入力電圧に応じて変化させる場合、つまり、ライン１２１に沿ってスイッチング周波数を変化させる場合、例えば、ライン１２３のように、駆動電源電圧の増加に合わせて、スイッチング周期が減少するように、スイッチング周波数を増加させる。
【００８０】
また、本実施形態において制御方法１では、制御ＩＣ４２は、臨界モードのスイッチング周波数を基準周波数としたときに、トランス４を駆動させる駆動周期を、例えばトランス４への入力電圧によらず固定させる場合、基準周波数よりも高いスイッチング周波数でスイッチングＰＷＭパルスを電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１に出力することで、各トランス４のインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとなるように各トランス４を駆動させてもよい。図７（ｂ）の例では、駆動負荷＝Ｌｏであれば、ライン１２２の位置が基準周波数となる。そのため、トランス４への入力電圧によらずスイッチング周波数を固定させる場合、例えば、ライン１２４のように、駆動電源電圧の増加にかかわらず、ライン１２２の最小値よりも小さな一定値のスイッチング周期とする。
【００８１】
（制御方法２）
前記した式（１）によれば、負荷（電力Ｐｉｎ）が変化したり、駆動電源電圧（一次側入力電圧Ｖｉｎ）が変化したりすると、臨界点の周期（スイッチング周期Ｔ）が変化することが分かる。ただし、臨界動作モード（主に自励式＝ＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式）では、周波数が変動するため、他励式のように周波数を固定することとした。
【００８２】
本実施形態において制御方法２では、制御ＩＣ４２は、臨界モードでトランス４を駆動させる所定の駆動周期に応じた当該トランス４への入力電圧を基準電圧としたときに、スイッチングＰＷＭパルスを電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１に出力して電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１を介して各トランス４に前記基準電圧よりも低い入力電圧を印加して前記所定の駆動周期で駆動させることで、各トランス４のインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとなるように各トランス４を駆動させることとした。具体的な制御方法について図１０を参照して説明する。
【００８３】
図１０（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｈｉのときにライン１４１で動作周期が表され、駆動負荷＝Ｌｏのときにライン１４２で動作周期が表されている。駆動負荷＝Ｈｉのときにトランス４を駆動させるスイッチング周波数が例えば２００ＫＨｚ（駆動周期＝５μ秒）であると仮定する。スイッチング周波数を固定すると、周波数の設定によっては、図１０（ａ）に示すように、臨界モードを示すライン１４１と、設定周波数（１／設定動作周期）を示すライン１４３とが交差する領域が発生する。他励式においては、この交点が、連続電流モードと断続モードとのモード切り替わり点となる。図１０（ａ）に示す例では、ライン１４３上において、駆動電源電圧（入力電圧）を示す縦ライン１４４よりも低電圧側では連続電流モードとなり、縦ライン１４４よりも高電圧側では断続モードとなる。
【００８４】
同様に、図１０（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｌｏのときにトランス４を駆動させるスイッチング周波数が例えば５００ＫＨｚ（駆動周期＝２μ秒）であると仮定したとき、ライン１４５上において、ライン１４２とライン１４５とが交差する駆動電源電圧（入力電圧）を示す縦ライン１４６よりも低電圧側では連続電流モードとなり、縦ライン１４６よりも高電圧側では、断続モードとなる。
【００８５】
そのため、図１０（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｈｉのときにトランス４を駆動させるスイッチング周波数が例えば２００ＫＨｚ（駆動周期＝５μ秒）を前提としたときに、ライン１４１とライン１４３とが交差する駆動電源電圧（入力電圧）を示す縦ライン１４４で示される入力電圧を基準電圧とした場合を想定する。この場合、この基準電圧よりも低い入力電圧の範囲として、図１０（ｂ）において符号１４７で示すハッチングの領域の条件となるように、所定の入力電圧を印加し、かつ、駆動周期＝５μ秒以下の駆動周期で駆動させることで、連続電流モードとなる。
【００８６】
（制御方法３）
前記した式（１）によれば、負荷（電力Ｐｉｎ）が変化すると、臨界点の周期（スイッチング周期Ｔ）が変化することが分かる。ただし、臨界動作モード（主に自励式＝ＲＣＣ方式）では、周波数が変動するため、他励式のように周波数を固定することとした。
本実施形態において制御方法３では、絶縁電源回路１４において、各トランス４の二次側の出力端子間にブリーダ抵抗をそれぞれ備えることとした。具体的には、絶縁電源回路１４の２次側構成であるゲートドライブ回路２０−ｎにおいて、図５（ｂ）に示すように、トランス４の二次巻線の出力端子間にブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを接続した。図５（ｂ）に示す例では、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎの両端は、平滑コンデンサＣ２０−ｎの両端に接続されている。
【００８７】
また、制御方法３では、制御ＩＣ４２は、トランス４を臨界モードとして駆動させて所定の二次側負荷を作動させているときに当該二次側負荷を基準負荷としたときに、スイッチングＰＷＭパルスを電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１に出力して当該電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１を介して当該トランス４により前記基準負荷とブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎによる負荷とを合わせた負荷全体を作動させることで、各トランス４のインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとなるように各トランス４を駆動させることとした。具体的な制御方法について図１１を参照して説明する。
【００８８】
図１１（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｈｉのときにライン１５１で動作周期が表され、駆動負荷＝Ｌｏのときにライン１５２で動作周期が表されている。
この制御方法３も制御方法２と同様にして、駆動負荷＝Ｈｉのときにトランス４を駆動させるスイッチング周波数が例えば２００ＫＨｚ（駆動周期＝５μ秒）であると仮定する。スイッチング周波数を固定すると、周波数の設定によっては、図１１（ａ）に示すように、臨界モードを示すライン１５１と、設定周波数（１／設定動作周期）を示すライン１５３とが交差する領域が発生する。他励式においては、この交点が、連続電流モードと断続モードとのモード切り替わり点となる。図１１（ａ）に示す例では、ライン１５３上において、駆動電源電圧（入力電圧）を示す縦ライン１５４よりも低電圧側では連続電流モードとなり、縦ライン１５４よりも高電圧側では断続モードとなる。
【００８９】
また、図１１（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｌｏのときにトランス４を駆動させるスイッチング周波数が例えば２００ＫＨｚ（駆動周期＝５μ秒）であると仮定したときには、ライン１５２とライン１５３とは交差することはない。ただし、この図１１（ａ）の例（Ｈｉ，Ｌｏあるいはその中間）によれば、負荷が大きくなると連続電流モードとなる領域が増えることが分かる。そこで、駆動負荷＝Ｌｏのときにトランス４を駆動させたい設定スイッチング周波数（例えば２００ＫＨｚ）であっても連続電流モードとなるように二次側にブリーダ抵抗を接続してグラフ上でライン１５２を嵩上げすることで、予め規定されている最低負荷状態（駆動負荷＝Ｌｏ）であっても、臨界周期が駆動周期以上となるようにした。
【００９０】
例えばトランス４ｂ（図２参照）が駆動負荷＝Ｌｏの二次側負荷としてゲート駆動回路２１−２を駆動する場合を想定する。駆動負荷＝Ｌｏを基準負荷としたときに、電界効果トランジスタＴＲ４１を介してトランス４ｂにより、ゲート駆動回路２１−２（基準負荷）とブリーダ抵抗Ｒ２０−２による負荷とを合わせた負荷全体を作動させることで、トランス４ｂのインダクタ（ここではゲートドライブ回路２０−２に対応するインダクタ）に流れる電流の状態を連続電流モードとすることができる。
【００９１】
そのため、図１１（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｌｏのときにトランス４ｂを駆動させるスイッチング周波数が例えば２００ＫＨｚ（駆動周期＝５μ秒）であることを前提としたときに、ライン１５２とライン１５３とが交差するように、ブリーダ抵抗Ｒ２０−２の抵抗値を選定し、図１１（ｂ）において符号１５４で示す白抜き矢印のようになるように、ライン１５２全体を押し上げる。これにより、ライン１５２とライン１５３とが交差したときに、その交差点から低電圧側の駆動電源電圧を入力することでトランス４ｂが連続電流モードとなる。ここで、ゲートドライブ回路２０−２以外の二次側回路を基準負荷としても同様に制御することができる。さらに、トランス４ａ（図２参照）に対しても同様に制御することができる。
【００９２】
（制御方法４）
前記した式（１）によれば、インダクタンスを大きくすることによりスイッチング周期が長くなることが分かる。つまり、インダクタンスを大きくすることにより、グラフ上で臨界点を上げることが可能となる。この場合、具体的には、トランスで対応する場合は、インダクタンス値と巻線比が変更できるので、本実施形態において制御方法４では、各トランス４において、次の（ａ）、（ｂ）を設定することとした。
【００９３】
（ａ）各トランス４は、インダクタンス値が、制御ＩＣ４２が予め規定された最小負荷および最大入力電圧の条件でトランス４のインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとして駆動させる場合の最小スイッチング・オン時間を基準オン時間としたときに、最小負荷および最大入力電圧の条件においてトランス４を駆動して基準オン時間よりも長いスイッチング・オン時間となるときのインダクタンス値として予め選定されている。
【００９４】
（ｂ）各トランス４は、臨界点の周期が駆動周期よりも長くなるように巻線比が設定されている。つまり、各トランス４は、トランス４における一次巻線と二次巻線との巻線比が、予め、制御ＩＣ４２が最小負荷および最大入力電圧の条件で臨界動作モードとしてトランス４を駆動させる駆動周期を基準周期としたときに、最小負荷および最大入力電圧の条件でトランス４を基準周期よりも長い駆動周期で駆動させるときの巻線比として選定されている。
【００９５】
また、制御方法４では、制御ＩＣ４２は、スイッチングＰＷＭパルスを出力することで、電界効果トランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１を介してトランス４を基準周期よりも長い駆動周期で駆動し、かつ、トランス４を基準オン時間よりも長いスイッチング・オン時間にさせることで、各トランス４のインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとなるように各トランス４を駆動させる。具体的な制御方法について図１２および図１３を参照して説明する。
【００９６】
図１２（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｈｉのときにライン１６１ａで動作周期が表され、駆動負荷＝Ｌｏのときにライン１６２ａで動作周期が表されている。また、スイッチング周波数が例えば２００ＫＨｚ（駆動周期＝５μ秒）であると仮定する。この、設定周波数（１／設定動作周期）を示すライン１６３ａは、ライン１６１ａと交差するが、ライン１６２ａとは交差していない。
【００９７】
ここで、駆動負荷＝Ｈｉを駆動するトランス４のインダクタンス値を変更して大きくした場合、図１２（ａ）のライン１６１ａは、グラフ上で全体に嵩上げされて、図１２（ｂ）のライン１６１ｂの位置に移動する。図１２（ｂ）のライン１６３ｂは、設定周波数（１／設定動作周期）を示す。図１２（ｂ）において、ライン１６１ｂは、ライン１６３ｂと交差していないが、ライン１６１ｂの最小値がライン１６３ｂの値より大きいので、インダクタンス値を大きくした後には、グラフ上の駆動電源電圧の全範囲で連続電流モードとなるようにすることが可能である。
【００９８】
また、駆動負荷＝Ｌｏを駆動するトランス４のインダクタンス値を変更して大きくした場合、図１２（ａ）のライン１６２ａは、グラフ上で全体に嵩上げされて、図１２（ｂ）のライン１６２ｂの位置に移動する。図１２（ｂ）において、ライン１６２ｂは、駆動電源電圧６Ｖのときにライン１６３ｂと交差する。
【００９９】
図１３（ａ）の例では、駆動負荷＝Ｈｉのときにライン１６４ａで動作周期が表され、駆動負荷＝Ｌｏのときにライン１６５ａで動作周期が表されている。このときに、駆動負荷＝Ｈｉ，Ｌｏを駆動する各トランス４の巻線比を変更してある程度大きくした場合、図１３（ａ）のライン１６４ａ，１６５ａは、グラフ上で全体に嵩上げされる。遷移した後の状態を図１３（ｂ）に示す。図１３（ｂ）のライン１６６ｂは、仮定されたスイッチング周波数（例えば２００ＫＨｚ）を示す。図１３（ｂ）において、ライン１６５ｂは、図１３（ａ）のライン１６５ａがグラフ上で上方に移動した後の位置を示す。なお、図１３（ａ）のライン１６４ａは、図１３（ｂ）においてグラフの枠からはみ出ているので図示していない。
【０１００】
このときに、駆動負荷＝Ｌｏを駆動するトランス４の巻線比を変更してさらに大きくした場合、図１３（ｂ）のライン１６５ｂがグラフ上でさらに上方に移動し、図１３（ｃ）に示すように、ライン１６５ｃの位置に移動する。なお、図１３（ｃ）のライン１６６ｃは、仮定されたスイッチング周波数（例えば２００ＫＨｚ）を示す。
図１３（ｃ）のライン１６５ｃによれば、図１３（ｂ）のライン１６５ｂの状態のときよりも、連続電流モードとなる領域が広がっていることが分かる。
また、図１３（ｃ）のライン１６５ｃおよびライン１６６ｃによれば、臨界点の周期が駆動周期よりも長くなるように巻線比が設定されていることが分かる。
【０１０１】
図１３（ｄ）〜図１３（ｆ）はスイッチング時間を示すグラフであって、各グラフの横軸は、トランスを駆動させるための駆動電源電圧（トランスへの入力電圧）を示し、縦軸は、スイッチング・オン時間を示す。この例の場合、制御ＩＣ４２の予め規定された最小負荷および最大入力電圧の条件とは、最小負荷が、駆動負荷＝Ｌｏの負荷を示し、最大入力電圧が２４Ｖを示す。また、図１３（ｄ）〜図１３（ｆ）では、連続電流モードで駆動するときのスイッチング時間をライン１６７で示す。したがって、最小負荷および最大入力電圧の条件で、トランス４のインダクタに流れる電流の状態を連続電流モードとして駆動させる場合の最小スイッチング・オン時間（基準オン時間）とは、この場合、図示するように１μ秒となる。
【０１０２】
図１３（ｄ）に示す例では、駆動負荷＝Ｈｉの負荷を断続モードで駆動するときのスイッチング時間をライン１６８ａで示し、駆動負荷＝Ｌｏの負荷を断続モードで駆動するときのスイッチング時間をライン１６９ａで示す。このときに、断続モードで駆動する各トランス４のインダクタ値を変更してある程度大きくした場合、図１３（ｄ）のライン１６８ａ，１６９ａは、グラフ上で全体に嵩上げされる。遷移した後の状態を図１３（ｅ）に示す。図１３（ｅ）において、ライン１６８ｂは、図１３（ｄ）のライン１６８ａが移動した位置を示す。これによると、全駆動電源電圧範囲で、連続電流モードで駆動するときの最小スイッチング・オン時間（１μ秒）よりも長い（大きい）。
また、図１３（ｅ）において、ライン１６９ｂは、図１３（ｄ）のライン１６９ａが移動した位置を示す。これによると、ライン１６９ｂは、最大入力電圧（２４Ｖ）のときには、連続電流モードで駆動するときの最小スイッチング・オン時間（１μ秒）よりも、若干短い（小さい）。
【０１０３】
このときに、駆動負荷＝Ｈｉ，Ｌｏを駆動する各トランス４のインダクタ値を変更してさらに大きくした場合、図１３（ｅ）のライン１６８ｂ，１６９ｂがグラフ上でさらに上方に移動し、図１３（ｆ）に示すように、ライン１６８ｃ，１６９ｃの位置に移動する。
これによると、ライン１６９ｃは、最大入力電圧（２４Ｖ）のときには、連続電流モードで駆動するときの最小スイッチング・オン時間（１μ秒）よりも、若干長い（大きい）。
したがって、ライン１６９ｃによれば、駆動負荷＝Ｌｏを駆動するトランス４のインダクタ値は、基準オン時間よりも長いスイッチング・オン時間となるときのインダクタンス値として選定されていることが分かる。
【０１０４】
（制御方法５）
本実施形態において制御方法５は、制御方法１〜制御方法４のいずれかにおいて、制御ＩＣ４２は、各トランスに流れるインダクタ電流の状態を連続電流モードとなるように制御しているときに、さらに、複数のトランスのうち少なくとも１つは、制御ＩＣ４２によってフィードバックに利用されるトランスであることを条件とする制御方法である。
そして、制御方法５では、フィードバックに利用されるトランスのスイッチング区間内における一次側のインダクタ電流の期間と二次側のインダクタ電流の期間との重なり期間の値は、フィードバックに利用されていないトランスの重なり期間の値よりも小さくなるように各トランスを駆動させることとした。
【０１０５】
上記のように制御する理由をここで補足する。例えば２つのトランスを１つの制御回路で駆動する場合、本実施形態のように、一方のトランスはフィードバック制御に利用されるが、他方のトランスは制御がきかない状態となる。これまで説明してきたように、双方のトランスの２つの出力が揃うには、連続電流モードの動作となっていることが望ましい。ただし、トランスなどには製造上のバラツキが存在するので、連続電流モードの状態がマージンの少ない設定の場合（図９（ｆ）にて波形１３９の時刻ｔ１のときの電流値等の大きさが少ない設定の場合）、制御側が連続電流モードであっても、制御されない側が断続モードとなる可能性がある。
【０１０６】
そのため、制御されない側は、制御側より深い連続電流モードである必要がある。逆に言えば、制御される側は、制御されない側より浅い連続電流モードである必要がある。
ここで、連続電流モードが深いとは、トランスのスイッチング区間内における一次側のインダクタ電流の期間と二次側のインダクタ電流の期間との重なり期間の値が大きいことを意味する（図９（ｆ）参照）。逆に言えば、連続電流モードが浅いとは、前記重なり期間の値が小さいことを意味する（図９（ｆ）参照）。
【０１０７】
以下に、具体的な制御方法について図１４を参照して説明する。図１４の例では、駆動負荷＝Ｈｉのときにライン１７１で動作周期が表され、駆動負荷＝Ｌｏのときにライン１７２で動作周期が表されている。この例では、簡易的な方法として、同じ仕様のトランスを利用する場合を想定した。この場合、制御されない側の負荷を大きくすることで対応できる。つまり、制御されない側の負荷として、駆動負荷＝Ｌｏの負荷を駆動するトランスの二次側出力に、ブリーダ抵抗を設ける。このようにすることで、ライン１７２をライン１７３の位置に嵩上げすることが可能である。
【０１０８】
以上説明したように、本実施形態の絶縁電源回路１４は、各トランス４の一次側および二次側のインダクタに流れる電流が連続電流モードとなるように各トランス４を駆動させるので、各トランス４の出力電圧の誤差を、断続モードで動作する場合に比べて格段に低減させることができる。したがって、本実施形態の絶縁電源回路１４によれば、各トランス４の出力電圧誤差の小さな１入力多出力の電源回路を小型化することができる。
【０１０９】
以上、本発明の電源回路の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、前記した実施形態に限定されるものではない。例えば、モータ制御インバータに用いる絶縁電源回路１４として説明したが、他の用途にも用いることができる。
【０１１０】
また、本実施形態では、モータＥＣＵ１００は、ＰＷＭ信号を出力してモータ１１０を駆動させている。しかし、これに限られず、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調方式）信号、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation：パルス周波数変調）信号、ＰＤＭ（Pulse Density Modulation：パルス密度変調）信号、ＰＰＭ（Pulse Position Modulation：パルス位置変調）信号、ＰＣＭ（Pulse Code Modulation：パルス符号変調）信号のいずれによって、モータ１１０を駆動してもよい。
【０１１１】
また、本実施形態では、パワーモジュール１１は、スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６を用いている。しかし、これに限られず、大出力用途としてＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor：ゲートターンオフサイリスタ）をスイッチング素子として用いてもよい。また、小出力用途としてパワーバイポーラトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などをスイッチング素子として用いてもよい。
【符号の説明】
【０１１２】
１      モータ駆動システム
２      プリドライブ基板
４（４ａ，４ｂ）  トランス
１０    インバータ回路
１１    パワーモジュール
１１−１〜１１−６  ＩＧＢＴ素子
１２    電源部
１３（１３−１〜１３−３）  電流センサ
１４    絶縁電源回路（電源回路）
２０    ゲートドライブ回路
２０−１〜２０−６（２０−ｎ）  ゲートドライブ回路
２１−１〜２１−６（２１−ｎ）  ゲート駆動回路
３０    高圧側マイコン回路
３１    高圧側マイコン
４２    制御ＩＣ（スイッチング制御回路）
１００  モータＥＣＵ
１０１  ＥＣＵ基板
１１０  モータ（二次側負荷）
Ｃ１２  平滑コンデンサ
Ｃ２０−ｎ，Ｃ３０，Ｃ４０  コンデンサ
Ｄ１１−１〜Ｄ１１−６  フライホイールダイオード
Ｄ１１−ｎ，Ｄ２０−ｎ，Ｄ３０，Ｄ４０  ダイオード
ＰＣ２１−ｎ，ＰＣ２２−ｎ，ＰＣ３０  フォトカプラ
Ｒ１１−ｎ  抵抗
ＴＲ４０，ＴＲ４１  電界効果トランジスタ（スイッチング用トランジスタ）
Ｚ４０  負荷
【図１】
2013005461.tif 000004
【図２】
2013005461.tif 000005
【図３】
2013005461.tif 000006
【図４】
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【図５】
2013005461.tif 000008
【図６】
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【図７】
2013005461.tif 000010
【図８】
2013005461.tif 000011
【図９】
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【図１０】
2013005461.tif 000013
【図１１】
2013005461.tif 000014
【図１２】
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【図１３】
2013005461.tif 000016
【図１４】
2013005461.tif 000017
【図１５】
2013005461.tif 000018