(57)【要約】【課題】電磁給電部（トランス）の損失が最小となるような給電制御方式を提案して、給電システムの低損失化を実現する。【解決手段】電磁給電トランスの損失Lは、車速VSPおよび駆動力指令値Tdの乗算値（二次側における負荷状態）に応じ、大負荷時は周波数に対し(a)に破線で示すように変化し、小負荷時は周波数に対し(b)に破線で示すように変化する。一方でトランス磁束Phaiは(a),(b)に一点鎖線で示すように変化する。いずれの二次側負荷においても、損失Lが最小となるようにするには、トランス磁束Phaiがトランス磁束上限値となる周波数を一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数とし、これに応じて一次側交流電力波形（PWM）のキャリア周波数を決定することで目的を達成し得る。そのため、一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数およびキャリア周波数をそれぞれ、二次側負荷が大負荷であるほど高周波に設定する。【選択図】図９
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からトランスを経て該トランスの出力側に接続された二次側負荷へ給電する給電装置であって、
前記電源からの電力を、時間軸に関し所定波形の交流に変換して前記トランスの一次側に向かわせ、該トランスの二次側が、前記一次側への交流電力に応じ生じた電力により前記二次側負荷を駆動するようにした給電装置において、
前記トランスの二次側における負荷状態を検出する負荷検出手段と、
該手段で検出した二次側における負荷状態に応じ、前記一次側交流電力の所定波形を変更する一次側交流電力波形変更手段と
を具備したことを特徴とする給電制御装置。
【請求項２】
前記電源が車載バッテリであり、前記二次側における負荷が、車輪に個々の専用動力源として一体的に内蔵された電動モータである、請求項1に記載された給電制御装置において、
前記トランスの二次側における負荷が、該二次側に順次接続された車輪側電力変換器および前記電動モータであることを特徴とする給電制御装置。
【請求項３】
請求項2に記載された給電制御装置において、
前記負荷検出手段は、車両の走行速度および駆動力から前記電動モータの出力を求めて前記トランスの二次側における負荷状態とするものであることを特徴とする給電制御装置。
【請求項４】
請求項1〜3のいずれか1項に記載された給電制御装置において、
前記一次側交流電力波形変更手段は、前記検出した二次側における負荷状態に応じ、前記一次側交流電力に係わる所定波形の基本周波数およびキャリア周波数を変更するものであることを特徴とする給電制御装置。
【請求項５】
請求項4に記載された給電制御装置において、
前記一次側交流電力波形変更手段は、前記検出した二次側における負荷状態に応じ、前記一次側交流電力に係わる所定波形の基本周波数およびキャリア周波数を、前記トランスの損失が最少となるよう変更するものであることを特徴とする給電制御装置。
【請求項６】
請求項4に記載された給電制御装置において、
前記一次側交流電力波形変更手段は、前記検出した二次側における負荷状態に応じ、前記一次側交流電力に係わる所定波形の基本周波数およびキャリア周波数を、二次側負荷伝動系の振動および／または騒音が最少となるよう変更するものであることを特徴とする給電制御装置。
【請求項７】
請求項1〜3のいずれか1項に記載された給電制御装置において、
前記一次側交流電力波形変更手段は、前記検出した二次側における負荷状態に応じ、前記一次側交流電力に係わる所定波形の振幅を変更するものであることを特徴とする給電制御装置。
【請求項８】
請求項7に記載された給電制御装置において、
前記一次側交流電力波形変更手段は、前記検出した二次側における負荷状態に応じ、前記一次側交流電力に係わる所定波形の振幅を、前記トランスの損失が最少となるよう変更するものであることを特徴とする給電制御装置。
【請求項９】
請求項8に記載された給電制御装置において、
前記一次側交流電力波形変更手段は、前記検出した二次側における負荷状態に応じ、前記一次側交流電力に係わる所定波形の振幅を、二次側負荷伝動系の振動および／または騒音が最少となるよう変更するものであることを特徴とする給電制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源からトランスを経て該トランスの出力側に接続された二次側負荷への給電を行う給電装置に用いられる給電制御装置の改良提案に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の給電装置は、例えば電気自動車の車輪給電装置として有用である。
電気自動車の車輪駆動方式としては様々なものが提案されており、そのうちの一つとして、車輪を内蔵モータにより直接駆動するようにした、所謂インホイールモータドライブ方式がある。
【０００３】
当該インホイールモータドライブ方式を採用した電気自動車は、車室内の有効利用空間が拡大するという利点や、各輪独立駆動により、従来の一般的な自動車とは異なる運転感覚が得られるという利点がある。
【０００４】
ところでインホイールモータドライブ方式を実現するには、車体側バッテリから車輪側モータへ電力を供給する必要がある。
この車輪給電に際し、単純に車体側バッテリから車輪側モータまで給電線を配索し、この給電線を経て車体側バッテリから車輪側モータへ電力供給を行うのでは、給電線がサスペンションストロークや転舵に伴う車輪の変位で繰り返し曲げられ、疲労により断線してしまう可能性ある。
【０００５】
かかる給電線の断線を低減するには、サスペンションストロークや転舵によっても、給電線が常に曲げ曲率を小さくされているよう給電線を配索することが考えられる。
しかし当該対策では、給電線の配索に大きなスペースを必要とし、その分だけ車室内空間が犠牲になり、上記したインホイールモータドライブ方式の利点の一つである、車室内有効利用空間が拡大するという利点が相殺されてしまう。
【０００６】
なお、スリップリング等のブラシを用いたデバイスにより給電線の曲げを吸収することも考えられるが、この場合、機械的なブラシのメンテナンスが不可避であって維持管理にコストがかかるという問題や、ブラシが大きな設置スペースを必要として設置が困難であるという問題を生じ、実際的でない。
【０００７】
そこで本願出願人は先に、特許文献1に記載のごとく、車体に対するサスペンションアームの枢支部に、車体側のコイルおよび磁性体と、サスペンションアーム側のコイルおよび磁性体とから成り、車体側コイルへの通電により発生した磁束が両磁性体を介してサスペンションアーム側コイルに鎖交し、磁束変化によってサスペンションアーム側コイルに起電力が発生するようにした電磁給電部（トランス）を設け、この電磁給電部での磁気結合により車体側バッテリから車輪側モータへの給電が可能な車輪給電装置を提案済みである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００６−１６００３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、特許文献1に記載のような電磁誘導現象を用いた給電方式では、非接触式電磁給電部（トランス）が、上記の磁束変化を惹起する交流電流しか電力を通過させることができない。
一方で、電気自動車のモータとしては同期式回転電動機を用いるのが主流であり、車両停車時に発進用のトルクを発生させるには直流電流が必要である。
【００１０】
そこで、特許文献1に記載のように電磁誘導現象を利用した非接触式電磁給電部（トランス）を用いる場合、車体側バッテリから電磁給電部へ交流電流を供給するために車体側のDC/ACコンバータが必要であり、また、サスペンションアーム側コイルに発生した交流起電力を直流に戻すために車輪側のAC/DCコンバータも必要であり、更に、車輪側モータを同期回転駆動しつつ出力制御するために車輪側のインバータ（DC/ACコンバータ）が必要である。
【００１１】
上記の給電装置は、非接触式電磁給電部（トランス）の損失が大きく、これを主たる原因として、全体的な効率も悪くなってしまうのが通常であった。
【００１２】
本発明は、トランスの一次側交流電力波形を固定せず、二次側の負荷状態に応じ制御することによってトランスの損失を抑制し、これにより全体的な効率悪化も少なくすることで、上記の問題を回避し得るようにした給電制御装置を提案することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この目的のため、本発明による給電制御装置は、以下のようにこれを構成する。
先ず、本発明の前提となる制御対象である給電装置を説明するに、これは、
電源からの電力を、時間軸に関し所定波形の交流に変換してトランスの一次側に向かわせ、該トランスの二次側が、一次側への交流電力に応じ生じた電力により二次側負荷を駆動するものである。
【００１４】
本発明は、かように電源からトランスを経て二次側負荷への給電を行う給電装置に対し、以下のような負荷検出手段および一次側交流電力波形変更手段を設けた構成に特徴づけられる。
前者の負荷検出手段は、トランスの二次側における負荷状態を検出するものであり、また、
後者の一次側交流電力波形変更手段は、負荷検出手段で検出した二次側における負荷状態に応じ、上記一次側交流電力の所定波形を変更するものである。
【発明の効果】
【００１５】
かかる本発明の給電制御装置によれば、トランスの二次側における負荷状態に応じ、トランスの一次側交流電力に係わる所定波形を変更するため、
トランスの一次側交流電力波形が固定されないこととなり、これをトランスの損失が抑制されるように制御可能で、トランスの損失抑制により全体的な効率悪化も回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第1実施例になる給電制御装置を具えた電気自動車の駆動系を示す概略側面図である。
【図２】図1における車輪給電装置の要部を成す非接触式電磁給電部（トランス）を具えたインホイールモータドライブ式電気自動車の駆動輪懸架部を示す側面図である。
【図３】図1のIII−III線上で断面とし、矢の方向に見て示す非接触式電磁給電部の詳細断面図である。
【図４】図3に示す非接触式電磁給電部を用いた車輪給電回路の回路例を示す電気回路図である。
【図５】本発明の第1実施例になる給電制御装置において、非接触式電磁給電部の一次側交流電力波形に関した基本周波数を求める要領を説明するための説明図である。
【図６】本発明の第1実施例になる給電制御装置において、非接触式電磁給電部の一次側交流電力波形に関したキャリア周波数を求める要領を説明するための説明図である。
【図７】図5，6に基づいて求めた基本周波数およびキャリア周波数が低いときにおけるトランス一次電圧の移動平均を示す説明図である。
【図８】図5，6に基づいて求めた基本周波数およびキャリア周波数が高いときにおけるトランス一次電圧の移動平均を示す説明図である。
【図９】図2〜4における非接触式電磁給電部（トランス）の周波数に対するトランス磁束および損失の変化特性を示し、  (a)は、二次側負荷状態が大負荷状態である時におけるトランス磁束および損失の周波数変化特性図、  (b)は、二次側負荷状態が小負荷状態である時におけるトランス磁束および損失の周波数変化特性図である。
【図１０】本発明の第2実施例になる給電制御装置の制御論理を説明するために用いた、図2〜4における非接触式電磁給電部（トランス）の一次側電圧に対する一次側電流および損失の変化特性を示し、  (a)は、二次側負荷状態が大負荷状態である時における一次側電流および損失の変化特性図、  (b)は、二次側負荷状態が小負荷状態である時における一次側電流および損失の変化特性図である。
【図１１】図10(a),(b)の論理に基づき本発明の第2実施例になる給電制御装置が、非接触式電磁給電部（トランス）の一次側電圧を求める時に用いる一次側電圧に関した特性線図である。
【図１２】本発明の第3実施例になる給電制御装置が、非接触式電磁給電部（トランス）の二次側振動・騒音レベルを最低にするための周波数を求める時に用いる、非接触式電磁給電部（トランス）の二次側振動・騒音レベルに関した周波数変化特性図である。
【図１３】本発明の第4実施例になる給電制御装置が、小負荷時および大負荷時において非接触式電磁給電部（トランス）の二次側振動・騒音レベルを最低にするための周波数を求める時に用いる、非接触式電磁給電部（トランス）の二次側振動・騒音レベルに関した周波数変化特性図である。
【図１４】本発明の第4実施例になる給電制御装置において、非接触式電磁給電部の一次側交流電力波形に関した基本周波数およびキャリア周波数を求める要領を説明するための説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態を、図面に示す実施例に基づき詳細に説明する。
＜第1実施例の構成＞
図1は、本発明の第1実施例になる給電制御装置を具えた電気自動車の駆動系を示す概略側面図である。
【００１８】
図1の電気自動車は、車体1に左右後輪2（図1では左後輪2Lのみが見えている）をサスペンション装置3（図2につき後述する）により懸架して具える。
これら左右後輪2はそれぞれ、電動モータ4（図1では左後輪2Lの電動モータ4Lのみが見えている）を同心に一体ユニットとして内蔵したインホイールモータ駆動車輪とし、左右後輪2が個々の電動モータ4により駆動されて図1の電気自動車を走行させるものとする。
従って図1の電気自動車は、左右後輪2を個々の内蔵モータで個別駆動される、所謂インホイールモータドライブ式電気自動車である。
【００１９】
左右後輪2（個々の内蔵モータ4）には車載電源からの電力供給が必要であり、そのための車輪給電装置を本実施例では、図2,3に示すような非接触式電磁給電装置により構成する。
図2は、左右後輪2（図2では右後輪2Rのみが、内蔵モータ4Rと共に見えている）の懸架部を示す側面図、
図3は、図2のIII−III線上で断面とし、矢の方向に見て示す非接触式電磁給電部の詳細断面図である。
なお図4は、図3に示す非接触式電磁給電部を用いた場合における車輪給電回路の回路例を示す電気回路図である。
【００２０】
以下、図2，3により左右後輪2（図2では右後輪2Rおよび内蔵モータ4Rのみが見えている）の電磁給電部（トランス）を詳細に説明する。
図2に示すように、左右後輪2（右後輪2Rおよび電動モータ4R）はサスペンション装置3により車体1に懸架するが、このサスペンション装置3は、車体1および左右後輪2（右後輪2Rおよび電動モータ4R）間に車両上下方向へ架設されたストラット部材3aや、車体1および左右後輪2（右後輪2Rおよび電動モータ4R）間に車両前後方向へ架設されたサスペンションアーム3bなどの各種サスペンション部材でリンク組して構成される通常のストラット式サスペンション装置とする。
【００２１】
サスペンションアーム3bは、左右後輪2（右後輪2Rおよび電動モータ4R）から遠い前端をブッシュ5により車体1に上下方向揺動可能に取り付ける。
そのためブッシュ5は、ブラケット6を介して車体1に車幅方向へ延在するよう取り付けた枢支ピン7と、サスペンションアーム3bの前端に固設した、図3に明示する円筒部8とを有し、当該円筒部8の内周を図3に示すごとく、その軸線方向両端近傍におけるベアリング9を介し枢支ピン7上に回転自在に支持して構成する。
【００２２】
かくして左右後輪2（右後輪2Rおよび電動モータ4R）は車体1に対し、上下方向へサスペンションストローク可能に取り付けられ、
左右後輪2（右後輪2Rおよび電動モータ4R）はストラット部材3aや、サスペンションアーム3bなどの各種サスペンション部材と共にバネ下部材を構成し、車体1はバネ上部材を構成する。
【００２３】
図4に符号「21」を付して示す強電バッテリ（車載バッテリ）から、左右後輪2の内蔵モータ4へ駆動電力を供給するための電磁給電部（トランス）は、右後輪2Rおよび電動モータ4Rに係わる電磁給電部20Rを示す図3につき以下に説明するごとくに構成する。
【００２４】
サスペンションアーム3bの前端円筒部8には、その外周に円環状の空所を画成する筒箱11を一体に設け、円筒部8の軸線方向中程にスリットが形成されるよう切り欠いて、円筒部8および筒箱11より成るサスペンションアーム3bの前端部をC字断面形状となす。
円筒部8の軸線方向中程におけるスリット状の切り欠き内にハブ12を介在させ、ハブ12の内周を枢支ピン7上に嵌着し、ハブ12の外周に車体側における円環状の第1磁性体13Lを嵌着する。
そして円環状の第1磁性体13Rの外周には、車体側の第１コイル14Rを巻装する。
【００２５】
円筒部8および筒箱11より成るサスペンションアーム3bの前端部内には、当該サスペンションアーム前端部のC字断面形状と同じ断面形状となした、車輪側（バネ下部材側）における円環状の第2磁性体15Rを収納して設ける。
円環状の第2磁性体15R内には、車体側の第１コイル14Rを挟んで軸線方向両側に同心に配置させた、車輪側（バネ下部材側）における一対の第2コイル16Rを巻装する。
【００２６】
上記した電磁給電部20Rを用いる場合、強電バッテリ（車載バッテリ）21から、駆動輪（右後輪）2Rの内蔵モータ4Rへ駆動電力を供給するための車輪給電回路は、図4に示すように構成する。
第2コイル16Rは、AC/DCコンバータ＆インバータ22Rおよびインバータ（DC/ACコンバータ）23Rを介して駆動輪（右後輪）2Rの内蔵モータ4Rに接続する。
左右方向反対側の駆動輪（左後輪）2Lの内蔵モータ4Lについても、図4にサフィックス「R」を「L」に置き換えた同符号で示すごとく同様に、電磁給電部21Lの第2コイル16Lを、AC/DCコンバータ＆インバータ22Lおよびインバータ（DC/ACコンバータ）23Lによって、反対側駆動輪（左後輪）2Lの内蔵モータ4Lに接続する。
【００２７】
左右駆動輪2（左右後輪2L,2R）に係わる車体側の第１コイル14L,14Rは、相互に接続した後、共通な給電回路25によりモータ駆動用の強電バッテリ（車載バッテリ）21に接続し、共通な給電回路25中にDC/ACコンバータ26を挿入する。
このDC/ACコンバータ26は、各スイッチングデバイスを、交流の基本周波数と同期したワンパルスで駆動され、矩形波状の交流電圧を生成するものとする。
【００２８】
共通な給電回路25には更に、強電バッテリ（車載バッテリ）21との接続箇所よりもDC/ACコンバータ26に近い箇所に、降圧用DC/DCコンバータ27を介して、補機駆動用の弱電（12V）バッテリ28を接続して、強電バッテリ（車載バッテリ）21から弱電（12V）バッテリ28への電力供給を可能にする。
共通な給電回路25には更に、強電バッテリ（車載バッテリ）21との接続箇所よりもDC/ACコンバータ26から遠い箇所に、強電バッテリ（車載バッテリ）21用の充電器29を接続する。
【００２９】
降圧用DC/DCコンバータ27は、インバータ27a、絶縁トランス27b、整流器27cおよびDC/DCコンバータ27dにより構成する。
また充電器29は、地上電源31に適宜プラグインして、地上電源31の電力により強電バッテリ（車載バッテリ）21を充電するためのもので、整流器29a、絶縁トランス29b、インバータ29c、力率改善型コンバータ29d、整流器29eおよびフィルタ29fにより構成する。
【００３０】
＜車輪への給電＞
上記した給電回路において、強電バッテリ（車載バッテリ）21から供給される電力は、DC/ACコンバータ26により交流に変換された後、左右駆動輪2（左右後輪2L,2R）に係わる車体側の第１コイル14L,14Rにそれぞれ供給される。
【００３１】
第１コイル14L,14Rは、交流電流の供給により、図3に矢印で示すような磁束を発生し、これら第１コイル14L,14Rで発生した磁束は、車体側の第1磁性体13L,13Rおよび車輪側の第2磁性体15L,15Rを介して、左右駆動輪2（左右後輪2L,2R）に係わる車輪側の第2コイル16L,16Rに鎖交する。
そのため、交流に起因した磁束の変化により左右駆動輪側の第2コイル16L,16Rに交流の起電力が発生する。
【００３２】
これら交流起電力はそれぞれ、対応するAC/DCコンバータ＆インバータ22L,22Rにより直流に変換される。
AC/DCコンバータ＆インバータ22L,22Rにより直流に変換された電力はそれぞれ、左右駆動輪2（左右後輪2L,2R）の内蔵モータ4L,4Rを個々に同期回転駆動しつつ出力制御し得るよう、対応するインバータ（DC/ACコンバータ）23L,23Rにより交流に変換され、アクセル操作に応答した制御下で左右駆動輪（左右前輪）の駆動に供され、電気自動車を制御下に走行させることができる。
【００３３】
よって、車体側の第１コイル14L,14Rおよび第1磁性体13L,13Rと、車輪側の第2コイル16L,16Rおよび第2磁性体15L,15Rとで構成される電磁給電部での磁気結合により、車体1上における強電バッテリ（車載バッテリ）21から左右駆動輪2（左右後輪2L,2R）の内蔵モータ4L,4Rへの給電を行うことができる。
【００３４】
なお、車輪側のAC/DCコンバータ＆インバータ22L,22Rおよび車体側のDC/ACコンバータ26をそれぞれ、双方向に通電が可能な構成にすれば、電気自動車の減速時に左右駆動輪2（左右後輪2L,2R）の内蔵モータ4L,4Rで発生した回生電力を強電バッテリ（車載バッテリ）21に蓄電することができ、エネルギー効率が向上する。
【００３５】
＜車輪給電制御＞
ところで上記の給電中、電磁給電部（トランス）20L,20Rはその損失が大きく、これを主たる原因とし、給電装置全体としての効率も悪くなってしまう。
そこで本実施例においては、電磁給電部（トランス）20L,20Rの一次側交流電力波形を固定とせず、二次側の負荷状態に応じ制御することによってトランスの損失を抑制し、全体的な効率悪化も少なくする。
【００３６】
そのための給電制御が可能となるよう、左右駆動輪2（左右後輪2L,2R）に係わる電動モータ4L,4Rの給電制御装置を図1に示すように構成する。
41は、モータ出力コントローラ41を示し、これには、車速VSPを検出する車速センサ42からの信号と、アクセル開度APOを検出するアクセル開度センサ43からの信号を入力する。
これら車速VSPおよびアクセル開度APOは、その乗算値が電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側における負荷状態（モータ負荷）を表し、従って車速センサ42およびアクセル開度センサ43は、本発明における負荷検出手段を構成する。
【００３７】
モータ出力コントローラ41は、これらセンサ42,43からの入力情報を基に運転者が要求している車両の要求駆動力を求め、これを実現するのに必要な電動モータ4L,4Rへの駆動力指令値Tdをモータ（電流）コントローラ44へ入力する。
モータコントローラ44は、駆動力指令値Tdに対応する電流が電動モータ4L,4Rへ供給されるようAC/DCコンバータ＆インバータ22L,22Rを制御する。
【００３８】
上記は通常のモータ給電制御であるが、本実施例においては特に、電磁給電部（トランス）20L,20Rの一次側交流電力波形を二次側の負荷状態に応じ制御するため、可変電圧用制御器45およびトランス（電圧・周波数）コントローラ46を設けてインバータ26を制御するようになす。
【００３９】
可変電圧用制御器45は、電磁給電部（トランス）20L,20Rの一次側交流電力波形（PWM）に係わる基本周波数、キャリア周波数および電圧のそれぞれの指令値を生成するものである。
従って可変電圧用制御器45は、本発明における一次側交流電力波形変更手段を構成する。
トランス（電圧・周波数）コントローラ46は、可変電圧用制御器45が生成した基本周波数、キャリア周波数および電圧のそれぞれの指令値に基づきインバータ26を制御するものである。
【００４０】
可変電圧用制御器45が一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数、キャリア周波数および電圧の指令値を生成する要領を、図5〜9に基づき以下に説明する。
可変電圧用制御器45は、図1のように車速VSPおよび駆動力指令値Tdを入力され、これら車速VSPおよび駆動力指令値Tdから（両者の乗算値が電動モータ4L,4Rのパワー、つまり電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側における負荷状態を表す）、図5，6に例示する予定のマップを基に一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数およびキャリア周波数を検索する。
【００４１】
これら基本周波数およびキャリア周波数はそれぞれ図5，6から明らかな通り、車速VSPおよび駆動力指令値Tdの乗算値、つまり電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側負荷状態が大負荷であるほど高周波になるものとする。
上記のごとく二次側負荷状態に応じて変化する基本周波数およびキャリア周波数で基準電圧を変化させた時における電圧の移動平均を、図7（基本周波数およびキャリア周波数が低いとき）および図8（基本周波数およびキャリア周波数が低いとき）に示し、これが電磁給電部（トランス）20L,20Rの一次電圧となる。
【００４２】
ここで基本周波数およびキャリア周波数を図5，6につき上述した通り、電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側負荷状態が大負荷であるほど高周波に設定した根拠を以下に説明する。
電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失Lは、一次側電流をIとし、一次側電圧をVとし、基本周波数をｆとすると、定数K0〜K4を用いた次式により表される。
L＝K0I2＋K1(V1.6/ｆ0.6)＋K2V2＋K3V1.5＋K4fI  ・・・(1)
なお右辺の第1項は、銅損およびインバータ導通損の合計値であり、第2項はヒステリシス損であり、第3項および第4項はそれぞれ渦電流損であり、第5項はスイッチ損である。
【００４３】
上記した電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失Lは、車速VSPおよび駆動力指令値Tdの乗算値である二次側負荷状態（モータ負荷）に応じ、大負荷時は周波数に対し図9(a)に破線で示すように変化し、小負荷時は周波数に対し図9(b)に破線で示すように変化する。
一方で電磁給電部（トランス）20L,20Rのトランス磁束Phaiは、大負荷状態のとき周波数に対し図9(a)に一点鎖線で示すように変化し、小負荷状態のとき周波数に対し図9(b)に一点鎖線で示すように変化する。
なお電磁給電部（トランス）20L,20Rのトランス磁束上限値は、図9(a),(b)に示すごとく、二次側負荷状態（モータ負荷）に関係なく同じである。
【００４４】
いずれの二次側負荷状態（モータ負荷）においても、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失Lが最小となるようにするには、トランス磁束Phaiがトランス磁束上限値となる周波数を一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数とし、これに応じて一次側交流電力波形（PWM）のキャリア周波数を決定すれば、損失Lを最小にするという目的を達成することができる。
【００４５】
この観点から可変電圧用制御器45は、二次側における負荷状態（モータ負荷）が大きいとき、図9(a)のようにトランス磁束Phaiがトランス磁束上限値となるA1点の周波数を一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数とし、これに応じて一次側交流電力波形（PWM）のキャリア周波数を決定するが、
二次側における負荷状態（モータ負荷）が小さいときも、図9(b)のようにトランス磁束Phaiがトランス磁束上限値となるA2点の周波数を一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数とし、これに応じて一次側交流電力波形（PWM）のキャリア周波数を決定する。
【００４６】
つまり可変電圧用制御器45は、二次側における負荷状態（モータ負荷）が変化しても常にトランス磁束Phaiがトランス磁束上限値となる周波数を一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数とし、これに応じて一次側交流電力波形（PWM）のキャリア周波数を決定する。
従って一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数およびキャリア周波数はそれぞれ図5，6に示す通り、車速VSPおよび駆動力指令値Tdの乗算値である電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側負荷状態が大負荷であるほど高周波に設定する。
【００４７】
ちなみに、図9(a)につき上述したごとくに決定した一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数を固定すると、二次側負荷状態（モータ負荷）が大きいときは、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失Lを図9(a)のB1点における最小値にすることができるものの、
二次側負荷状態（モータ負荷）が小さいとき、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失Lが図9(b)のB2点における値となり、損失Lを最小にすることができない。
【００４８】
しかして本実施例では可変電圧用制御器45が、負荷状態にかかわらずトランス磁束Phai＝トランス磁束上限値となる周波数を一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数とするため、二次側負荷状態（モータ負荷）が小さいときも、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失Lを図9(b)のB3点における最小値にすることができ、B2点との対比において損失Lを半減させることができる。
【００４９】
トランス（電圧・周波数）コントローラ46は、可変電圧用制御器45が上記のように生成した基本周波数およびキャリア周波数の指令値に基づきインバータ26を駆動制御（PWM）し、対応する一次側交流電力波形を電磁給電部（トランス）20L,20Rへ供給する。
【００５０】
＜第1実施例の効果＞
上記した第1実施例によれば、電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側における負荷状態（モータ負荷）に応じ、一次側交流電力波形（PWM）の基本周波数およびキャリア周波数を、トランス磁束Phai＝トランス磁束上限値となるよう変更するため、
電磁給電部（トランス）20L,20Rの一次側交流電力波形が固定されないこととなり、これをトランスの損失が最小値になるよう制御可能であって、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失抑制により全体的な効率悪化も回避することができる。
【００５１】
＜第2実施例＞
本実施例でもハードウェアは図1〜4に示すと同様なものとするが、図1における可変電圧用制御器45およびトランス（電圧・周波数）コントローラ46は、インバータ26を介して以下のようにモータ給電制御を行うものとする。
【００５２】
図10(a),(b)は、電磁給電部（トランス）20L,20Rの一次側における電流Iと、電圧Vと、損失Lとの相関関係を示す。
この相関関係は、車速VSPおよび駆動力指令値Tdの乗算値である電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側負荷状態（モータ負荷）に応じて異なり、大負荷時は電流Iおよび損失Lがそれぞれ電圧Vに対し図10(a)の相関関係をもって変化し、小負荷時は電流Iおよび損失Lがそれぞれ電圧Vに対し図10(b)の相関関係をもって変化する。
【００５３】
通常は一次側電圧Vを、電磁給電部（トランス）20L,20Rの一次側へ入力可能な最大電圧値に固定する。
電流Iおよび損失Lの電圧Vに対する変化特性が図10(a)のようなものとなる大負荷時は、一次側電圧Vを上記のごとく入力可能最大電圧値に固定すると、同図に示すように損失LがC1点における最低値となって好ましい。
しかし電流Iおよび損失Lの電圧Vに対する変化特性が図10(b)のようなものとなる小負荷時は、一次側電圧Vを上記のごとく入力可能最大電圧値に固定すると、損失Lが同図のC2点に示すレベルまでしか低下し得ず、これよりも半分の損失に過ぎないC3点における最低値となり得ない。
【００５４】
そこで本実施例では図1における可変電圧用制御器45が、図11に示す予定のマップを基に、車速VSPおよび駆動力指令値Tdから、これら車速VSPおよび駆動力指令値Tdの乗算値である二次側負荷状態（モータ負荷）に応じて一次側電圧Vを決定するようになす。
つまり可変電圧用制御器45は、二次側負荷状態（モータ負荷）の低下につれ一次側電圧Vを低下させ、二次側負荷状態（モータ負荷）ごとに損失Lが最低値となるよう一次側電圧Vを決定することとする。
【００５５】
＜第2実施例の効果＞
上記した第2実施例においても、電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側における負荷状態（モータ負荷）に応じ、一次側交流電力波形（PWM）の電圧V（振幅）を損失Lが最低値となるよう変更するため、
電磁給電部（トランス）20L,20Rの一次側交流電力波形が固定されないこととなり、これをトランスの損失が最小値になるよう制御可能であって、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失抑制により全体的な効率悪化も回避することができる。
【００５６】
＜第3実施例＞
本実施例でもハードウェアは図1〜4に示すと同様なものとするが、図1における可変電圧用制御器45およびトランス（電圧・周波数）コントローラ46は、インバータ26を介して以下のようにモータ給電制御を行うものとする。
【００５７】
図12は、電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側における負荷（電動モータ4L,4Rを含む）に関した周波数に対する振動・騒音レベルの変化特性を示し、実験やシミュレーションにより予め求めておく。
図1における可変電圧用制御器45は、図12の特性を基に振動・騒音レベルが最低となる周波数f0を選択し、この周波数f0に基づき一次側交流電力波形を生成する。
このとき可変電圧用制御器45は、一次側交流電力波形の電圧V（振幅）を、図11につき前述したごとく、この図に対応するマップを基に二次側負荷状態（車速VSP×駆動力指令値Td）から、損失Lが最低値となるような電圧値に決定する。
【００５８】
＜第3実施例の効果＞
上記した第3実施例においては、図12の特性を基に得られた振動・騒音レベルが最低となる周波数foに基づき一次側交流電力波形を生成し、電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側における負荷状態（モータ負荷）に応じ、一次側交流電力波形（PWM）の電圧V（振幅）を損失Lが最低値となるよう変更するため、
振動・騒音レベルが最低となるようにしつつ、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失を最小値にすることができ、振動・騒音レベルの低下と、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失抑制とを両立させることができる。
【００５９】
＜第4実施例＞
本実施例でもハードウェアは図1〜4に示すと同様なものとするが、図1における可変電圧用制御器45およびトランス（電圧・周波数）コントローラ46は、インバータ26を介して以下のようにモータ給電制御を行うものとする。
【００６０】
図13は、電磁給電部（トランス）20L,20Rの二次側における負荷（電動モータ4L,4Rを含む）に関した周波数に対する振動・騒音レベルの変化特性を示し、実験やシミュレーションにより予め求めておく。
図1における可変電圧用制御器45は、図13の特性を基に、小負荷時において振動・騒音レベルが最低となる周波数f1と、大負荷時において振動・騒音レベルが最低となる周波数f2とを選択し、小負荷時であれば低周波数f1に基づき一次側交流電力波形を生成し、大負荷時であれば高周波数f2に基づき一次側交流電力波形を生成する。
【００６１】
つまり可変電圧用制御器45は、図14に対応するマップを基に二次側負荷（車速VSP×駆動力指令値Td）が大小何れの領域にあるかを判定し、図14の左下領域（小負荷領域）であれば低周波数f1に基づき一次側交流電力波形を生成し、図14の右上領域（大負荷領域）であれば高周波数f2に基づき一次側交流電力波形を生成する。
【００６２】
＜第4実施例の効果＞
上記した第4実施例においては、小負荷時において振動・騒音レベルが最低となる周波数f1と、大負荷時において振動・騒音レベルが最低となる周波数f2とを使い分け、図14の左下領域（小負荷領域）であれば低周波数f1に基づき一次側交流電力波形を生成し、図14の右上領域（大負荷領域）であれば高周波数f2に基づき一次側交流電力波形を生成するため、負荷領域ごとに振動・騒音レベルを最低にすることができる。
【００６３】
加えて本実施例では、小負荷領域において損失の小さな低周波数f1を用いることから、小負荷時に電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失を抑制することもでき、振動・騒音レベルが最低となるようにしつつ、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失を小さくし得て、振動・騒音レベルの低下と、電磁給電部（トランス）20L,20Rの損失抑制とを両立させることができる。
【符号の説明】
【００６４】
1  車体
2L  左駆動輪（左後輪：バネ下部材）
2R  右駆動輪（右後輪：バネ下部材）
3  サスペンション装置
3a  ストラット部材（サスペンション部材：バネ下部材）
3b  サスペンションアーム（サスペンション部材：バネ下部材）
4L,4R  左右駆動輪（左右後輪）内蔵電動モータ
5  ブッシュ
6  ブラケット
7  枢支ピン
8  サスペンションアーム前端円筒部
9  ベアリング
11  筒箱
12  ハブ
13L,13R  第1磁性体
14L,14R  第１コイル
15L,15R  第2磁性体
16L,16R  第2コイル
20L,20R  電磁給電部
21  強電バッテリ（車載バッテリ）
22L,22R  AC/DCコンバータ＆インバータ
23L,23R  インバータ（DC/ACコンバータ）
25  共通な給電回路
26  共通なDC/ACコンバータ
27  降圧用DC/DCコンバータ
28  弱電（12V）バッテリ
29  充電器
31  地上電源
41  モータ出力コントローラ
42  車速センサ
43  アクセル開度センサ
44  モータ（電流）コントローラ
45  可変電圧用制御器
46  トランス（電圧・周波数）コントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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