(57)【要約】【課題】入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達し、電池等の充電対象を充電するための構成において、充電を良好に行なうとともに、高効率化および小型化の両立を図ることが可能な電力供給装置および電力供給方法を提供する。【解決手段】電力供給装置１０１において、制御部１４は、充電対象２０２に電力を供給する際、電力伝達用絶縁回路５３から充電対象２０２に供給される充電電流のレベルが所定値を維持するように電圧供給回路を制御し、電力伝達用絶縁回路５３から充電対象２０２に供給される充電電圧のレベルが上昇して所定の定電圧目標値に達すると、充電電流のレベルを所定値に維持する代わりに、充電電圧が所定値を維持するように電圧供給回路を制御する。そして、制御部１４は、充電電圧が定電圧目標値に達したタイミング以降において、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４のスイッチング周波数を上げる。【選択図】図１
2013005643.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電対象に電力を供給するための電力供給装置であって、
直流電圧を出力し、前記直流電圧のレベルを調整可能な電圧供給回路と、
前記電圧供給回路および前記充電対象間を絶縁しながら、前記電圧供給回路から受けた直流電圧を前記充電対象に伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、
前記電力伝達用絶縁回路は、
第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、
前記充電対象と電気的に接続された第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、
第１端、および前記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ素子、ならびに第１端、および前記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチ素子を含み、前記第１のスイッチ素子の第１端および前記第２のスイッチ素子の第１端において前記電圧供給回路から受けた前記直流電圧を前記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、
前記第１の蓄電素子の第１端と前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチ素子および前記第１の蓄電素子の第２端と前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチ素子を含み、前記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を前記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを含み、
前記電力供給装置は、さらに、
前記第１のスイッチ素子ないし前記第４のスイッチ素子のスイッチングを制御することにより前記直流電圧を前記充電対象に供給するための制御部を備え、
前記制御部は、前記充電対象に電力を供給する際、前記電力伝達用絶縁回路から前記充電対象に供給される充電電流のレベルが所定値を維持するように前記電圧供給回路を制御し、前記電力伝達用絶縁回路から前記充電対象に供給される充電電圧のレベルが上昇して所定の定電圧目標値に達すると、前記充電電流のレベルを前記所定値に維持する代わりに、前記充電電圧が所定値を維持するように前記電圧供給回路を制御し、前記充電電圧が前記定電圧目標値に達したタイミング以降において、前記第１のスイッチ素子ないし前記第４のスイッチ素子のスイッチング周波数を上げる、電力供給装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記充電電圧が前記定電圧目標値に達したタイミング以降において、前記充電電流のレベルが下降して所定の周波数切り替え閾値を下回ると、前記第１のスイッチ素子ないし前記第４のスイッチ素子のスイッチング周波数を上げる、請求項１に記載の電力供給装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記充電電圧が前記定電圧目標値に達したタイミング以降において、前記充電電流のレベルが下降して充電停止電流値に達すると、前記充電対象への電力供給を停止し、
前記周波数切り替え閾値は、前記充電停止電流値より大きい、請求項２に記載の電力供給装置。
【請求項４】
前記周波数切り替え閾値が、以下の式を満足するように設定される、請求項３に記載の電力供給装置。
（Ｔｈｆ−Ｔｈｆ×Ｒｐ／２）＞Ｉｅ
但し、Ｔｈｆは前記周波数切り替え閾値であり、Ｉｅは前記充電停止電流値であり、Ｒｐは（前記充電電流の振幅／前記充電電流の平均値）で定義される前記充電電流のリップル率である。
【請求項５】
前記制御部は、前記入力スイッチ部における各前記スイッチ素子をオンし、かつ前記出力スイッチ部における各前記スイッチ素子をオフする第１の期間と、前記入力スイッチ部における前記各スイッチ素子および前記出力スイッチ部における前記各スイッチ素子をオフする第２の期間と、前記入力スイッチ部における前記各スイッチ素子をオフし、かつ前記出力スイッチ部における前記各スイッチ素子をオンする第３の期間と、前記入力スイッチ部における前記各スイッチ素子および前記出力スイッチ部における前記各スイッチ素子をオフする第４の期間とをこの順番で繰り返し、
前記制御部は、前記充電電圧が前記定電圧目標値に達したタイミング以降における前記スイッチング周波数の上限値を、前記第２の期間および前記第４の期間の長さとして所定時間を確保したときに、前記第１の期間および前記第３の期間を所定時間以上確保することが可能なスイッチング周波数に設定する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力供給装置。
【請求項６】
直流電圧を出力し、前記直流電圧のレベルを調整可能な電圧供給回路と、
前記電圧供給回路および充電対象間を絶縁しながら、前記電圧供給回路から受けた直流電圧を前記充電対象に伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、
前記電力伝達用絶縁回路は、
第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、
前記充電対象と電気的に接続された第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、
第１端、および前記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ素子、ならびに第１端、および前記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチ素子を含み、前記第１のスイッチ素子の第１端および前記第２のスイッチ素子の第１端において前記電圧供給回路から受けた前記直流電圧を前記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、
前記第１の蓄電素子の第１端と前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチ素子および前記第１の蓄電素子の第２端と前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチ素子を含み、前記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を前記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを含む電力供給装置における電力供給方法であって、
前記第１のスイッチ素子ないし前記第４のスイッチ素子のスイッチングを制御することにより前記直流電圧を前記充電対象に伝達するとともに、前記電力伝達用絶縁回路から前記充電対象に供給される充電電流のレベルが所定値を維持するように前記電圧供給回路を制御するステップと、
前記第１のスイッチ素子ないし前記第４のスイッチ素子のスイッチングを制御することにより前記直流電圧を前記充電対象に伝達するとともに、前記電力伝達用絶縁回路から前記充電対象に供給される充電電圧のレベルが上昇して所定の定電圧目標値に達すると、前記充電電流のレベルを前記所定値に維持する代わりに、前記充電電圧が所定値を維持するように前記電圧供給回路を制御するステップと、
前記充電電圧が前記定電圧目標値に達したタイミング以降において、前記第１のスイッチ素子ないし前記第４のスイッチ素子のスイッチング周波数を上げるステップとを含む、電力供給方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力供給装置および電力供給方法に関し、特に、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する電力伝達用絶縁回路を備えた電力供給装置および電力供給方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭の交流電力を用いて電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）およびプラグイン方式のハイブリッドカー（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の駆動用の主電池を充電するための電力変換装置が開発されている。
【０００３】
すなわち、電気自動車およびプラグイン方式のハイブリッドカーの特長の１つは、家庭用コンセント等の外部電源を用いて車載バッテリを充電できることである。そして、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの家庭用コンセントを用いて車載バッテリを充電するには、交流電圧（ＡＣ）をバッテリ用の直流電圧に変換するためのＡＣ／ＤＣコンバータが必要となる。
【０００４】
ＡＣ／ＤＣコンバータは、電源トランスを用いる構成が一般的であるが、電源トランスの影響により、全体の重量およびサイズが大きくなる。
【０００５】
ＥＶ等の主電池への充電を目的とするものではないが、交流電力を直流電力に変換する電源装置用絶縁回路の一例が、たとえば、特許第３５９５３２９号公報（特許文献１）に記載されている。すなわち、この電源装置用絶縁回路は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、上記整流回路から供給される直流電流に残存する脈流成分を低減する第１のコンデンサと、上記第１のコンデンサから供給される直流電流のプラス側およびマイナス側を同時に開閉する第１のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路から供給される電流を蓄積する第２のコンデンサと、上記第２のコンデンサから供給される直流電流のプラス側およびマイナス側を同時に開閉する第２のスイッチ回路と、上記第２のスイッチ回路から供給される電流を保持するとともに負荷側に放出する第３のコンデンサとを備える。また、ＯＮとなる時間がＯＦＦとなる時間よりも短く設定された方形波によって構成されるコントロール信号φ１、および上記コントロール信号φ１と相補的にＯＮするとともにＯＮ時間がＯＦＦ時間よりも短く設定されたコントロール信号φ２を生成するゲートコントロール回路を備える。上記コントロール信号φ１により上記第１のスイッチ回路の開閉を行い、上記コントロール信号φ２により上記第２のスイッチ回路の開閉を行なう。
【０００６】
このようなトランスレス絶縁回路では、大きな重量およびサイズを占める電源トランスを使用することなく、交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流電源側と負荷側とを電気的に絶縁することができる。
【０００７】
また、電池の充電方法の一例が、たとえば、「Ｌｉイオン電池古今東西  ―第５回―  事故原因の多くは過充電  安全な電池を作るために（後編）」、日経エレクトロニクス、西美緒著、pp.124-125、2010年1月25日発行（非特許文献１）に記載されている。すなわち、Ｌｉイオン２次電池の充電方法として定電流／定電圧充電がある。この定電流／定電圧充電では、一定の充電電流で充電を開始し、規定の充電電圧に達したところで一定電圧による充電に切り替え、充電電流が下降して既定値に達したところで充電を停止する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】「Ｌｉイオン電池古今東西  ―第５回―  事故原因の多くは過充電  安全な電池を作るために（後編）」、日経エレクトロニクス、西美緒著、pp.124-125、2010年1月25日発行
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特許第３５９５３２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
Ｌｉイオン電池等の２次電池を充電する際、満充電付近における充電状態推定の誤差を小さくするため、充電器の出力電流リプルを一定値以下に抑えることが求められる。
【００１１】
トランスレス絶縁回路を用いた充電器における出力電流リプルの大きさは、出力コンデンサの容量またはスイッチング周波数に依存する。すなわち、出力コンデンサの容量が小さくなると出力電流リプルが大きくなり、また、スイッチング周波数が低くなると出力電流リプルが大きくなる。
【００１２】
ここで、トランスレス絶縁回路において、高効率化のために各スイッチのスイッチング周波数を下げた場合、そのままでは出力電流リプルが大きくなってしまうことから、出力コンデンサの容量を増加させる必要が生じる。
【００１３】
しかしながら、出力コンデンサの容量を増加させると、電源トランスを使用しない構成であるにも関わらず回路のサイズおよび重量が増加し、その一方で、小型化および軽量化を図るためにスイッチング周波数を上げると、スイッチング損失の増加によって効率が低下してしまう。
【００１４】
すなわち、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路等、トランスレス絶縁回路を用いた充電器では、当該絶縁回路におけるスイッチング損失と、出力コンデンサの体積および重量との間にトレードオフが存在し、高効率化および小型化の両立が困難である、という問題点があった。
【００１５】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達し、電池等の充電対象を充電するための構成において、充電を良好に行なうとともに、高効率化および小型化の両立を図ることが可能な電力供給装置および電力供給方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力供給装置は、充電対象に電力を供給するための電力供給装置であって、直流電圧を出力し、上記直流電圧のレベルを調整可能な電圧供給回路と、上記電圧供給回路および上記充電対象間を絶縁しながら、上記電圧供給回路から受けた直流電圧を上記充電対象に伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、上記電力伝達用絶縁回路は、第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、上記充電対象と電気的に接続された第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、第１端、および上記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ素子、ならびに第１端、および上記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチ素子を含み、上記第１のスイッチ素子の第１端および上記第２のスイッチ素子の第１端において上記電圧供給回路から受けた上記直流電圧を上記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、上記第１の蓄電素子の第１端と上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチ素子および上記第１の蓄電素子の第２端と上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチ素子を含み、上記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を上記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを含み、上記電力供給装置は、さらに、上記第１のスイッチ素子ないし上記第４のスイッチ素子のスイッチングを制御することにより上記直流電圧を上記充電対象に供給するための制御部を備え、上記制御部は、上記充電対象に電力を供給する際、上記電力伝達用絶縁回路から上記充電対象に供給される充電電流のレベルが所定値を維持するように上記電圧供給回路を制御し、上記電力伝達用絶縁回路から上記充電対象に供給される充電電圧のレベルが上昇して所定の定電圧目標値に達すると、上記充電電流のレベルを上記所定値に維持する代わりに、上記充電電圧が所定値を維持するように上記電圧供給回路を制御し、上記充電電圧が上記定電圧目標値に達したタイミング以降において、上記第１のスイッチ素子ないし上記第４のスイッチ素子のスイッチング周波数を上げる。
【００１７】
これにより、トランスレス絶縁回路を用いた充電器の満充電付近における出力特性に関し、第２の蓄電素子の容量と出力電流リプル率とのチューニングの幅を広げることができるため、高効率化および小型化のトレードオフを緩和することができる。したがって、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達し、電池等の充電対象を充電するための構成において、充電を良好に行なうとともに、高効率化および小型化の両立を図ることができる。
【００１８】
好ましくは、上記制御部は、上記充電電圧が上記定電圧目標値に達したタイミング以降において、上記充電電流のレベルが下降して所定の周波数切り替え閾値を下回ると、上記第１のスイッチ素子ないし上記第４のスイッチ素子のスイッチング周波数を上げる。
【００１９】
このような構成により、電力伝達用絶縁回路の出力電力が大きい状態において高効率を維持しながら、第２の蓄電素子の容量と出力電流リプル率とのチューニングの幅を広げることができる。すなわち、スイッチング周波数の上昇による効率の低下を、周波数切り替え閾値の設定によってごく僅かに抑えることができるため、トランスレス絶縁回路を用いた充電器における高効率化および小型化のトレードオフを緩和することが可能となる。
【００２０】
より好ましくは、上記制御部は、上記充電電圧が上記定電圧目標値に達したタイミング以降において、上記充電電流のレベルが下降して充電停止電流値に達すると、上記充電対象への電力供給を停止し、上記周波数切り替え閾値は、上記充電停止電流値より大きい。
【００２１】
このような構成により、充電動作を停止すべき充電電流値を考慮した適切な周波数切り替え閾値を設定することができる。
【００２２】
より好ましくは、上記周波数切り替え閾値が、以下の式を満足するように設定される。
（Ｔｈｆ−Ｔｈｆ×Ｒｐ／２）＞Ｉｅ
但し、Ｔｈｆは上記周波数切り替え閾値であり、Ｉｅは上記充電停止電流値であり、Ｒｐは（上記充電電流の振幅／上記充電電流の平均値）で定義される上記充電電流のリップル率である。
【００２３】
このような構成により、スイッチング周波数の切り替えを行なうべき状態に至る直前まで電力伝達用絶縁回路の効率を高い状態に維持することができるため、スイッチング周波数の切り替えに伴う電力伝達用絶縁回路の効率の低下を最大限に防ぐことができる。
【００２４】
好ましくは、上記制御部は、上記入力スイッチ部における各上記スイッチ素子をオンし、かつ上記出力スイッチ部における各上記スイッチ素子をオフする第１の期間と、上記入力スイッチ部における上記各スイッチ素子および上記出力スイッチ部における上記各スイッチ素子をオフする第２の期間と、上記入力スイッチ部における上記各スイッチ素子をオフし、かつ上記出力スイッチ部における上記各スイッチ素子をオンする第３の期間と、上記入力スイッチ部における上記各スイッチ素子および上記出力スイッチ部における上記各スイッチ素子をオフする第４の期間とをこの順番で繰り返し、上記制御部は、上記充電電圧が上記定電圧目標値に達したタイミング以降における上記スイッチング周波数の上限値を、上記第２の期間および上記第４の期間の長さとして所定時間を確保したときに、上記第１の期間および上記第３の期間を所定時間以上確保することが可能なスイッチング周波数に設定する。
【００２５】
このような構成により、電力伝達用絶縁回路による電力伝達動作を考慮した適切な値に、切り替え後のスイッチング周波数を設定することができる。
【００２６】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力供給方法は、直流電圧を出力し、上記直流電圧のレベルを調整可能な電圧供給回路と、上記電圧供給回路および充電対象間を絶縁しながら、上記電圧供給回路から受けた直流電圧を上記充電対象に伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、上記電力伝達用絶縁回路は、第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、上記充電対象と電気的に接続された第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、第１端、および上記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ素子、ならびに第１端、および上記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチ素子を含み、上記第１のスイッチ素子の第１端および上記第２のスイッチ素子の第１端において上記電圧供給回路から受けた上記直流電圧を上記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、上記第１の蓄電素子の第１端と上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチ素子および上記第１の蓄電素子の第２端と上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチ素子を含み、上記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を上記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを含む電力供給装置における電力供給方法であって、上記第１のスイッチ素子ないし上記第４のスイッチ素子のスイッチングを制御することにより上記直流電圧を上記充電対象に伝達するとともに、上記電力伝達用絶縁回路から上記充電対象に供給される充電電流のレベルが所定値を維持するように上記電圧供給回路を制御するステップと、上記第１のスイッチ素子ないし上記第４のスイッチ素子のスイッチングを制御することにより上記直流電圧を上記充電対象に伝達するとともに、上記電力伝達用絶縁回路から上記充電対象に供給される充電電圧のレベルが上昇して所定の定電圧目標値に達すると、上記充電電流のレベルを上記所定値に維持する代わりに、上記充電電圧が所定値を維持するように上記電圧供給回路を制御するステップと、上記充電電圧が上記定電圧目標値に達したタイミング以降において、上記第１のスイッチ素子ないし上記第４のスイッチ素子のスイッチング周波数を上げるステップとを含む。
【００２７】
これにより、トランスレス絶縁回路を用いた充電器の満充電付近における出力特性に関し、第２の蓄電素子の容量と出力電流リプル率とのチューニングの幅を広げることができるため、高効率化および小型化のトレードオフを緩和することができる。したがって、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達し、電池等の充電対象を充電するための構成において、充電を良好に行なうとともに、高効率化および小型化の両立を図ることができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達し、電池等の充電対象を充電するための構成において、充電を良好に行なうとともに、高効率化および小型化の両立を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力供給装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る電力供給装置による充電動作を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る電力供給装置の電力伝達用絶縁回路においてスイッチング周波数切り替えを行なわないと仮定した場合の充電電流を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路による充電動作の手順を定めたフローチャートである。
【図６】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路における出力電力と出力電流リプル率との関係の測定結果を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路における前段のスイッチ素子の電流波形を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路におけるスイッチング周波数と効率との関係を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に係る電力供給装置における充電電流を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００３１】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電力供給装置の構成を示す図である。
【００３２】
図１を参照して、電力供給装置１０１は、制御部１４と、整流回路５１と、昇降圧回路５２と、電力伝達用絶縁回路５３と、電流検出部６１と、電圧検出部６２とを備える。昇降圧回路５２は、スイッチ素子Ｚ１１と、キャパシタＣ１１，Ｃ２１と、インダクタＬ１１と、ダイオードＤ１１とを含む。電力伝達用絶縁回路５３は、キャパシタＣ０〜Ｃ２と、入力スイッチ部２１と、出力スイッチ部２２とを含む。入力スイッチ部２１は、スイッチ素子Ｚ１，Ｚ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。出力スイッチ部２２は、スイッチ素子Ｚ３，Ｚ４と、ダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。
【００３３】
電力供給装置１０１において、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４，Ｚ１１は、たとえばＮチャネルＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。なお、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４，Ｚ１１は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）ＦＥＴ（Field Effect Transistor）等、他の種類のトランジスタであってもよい。
【００３４】
昇降圧回路５２において、スイッチ素子Ｚ１１は、制御部１４からの制御信号Ｇ１１を受けるゲートと、キャパシタＣ１１の第１端に電気的に接続されたコレクタと、ダイオードＤ１１のカソードおよびインダクタＬ１１の第１端に電気的に接続されたエミッタとを有する。ダイオードＤ１１のアノードとキャパシタＣ２１の第１端とが電気的に接続されている。キャパシタＣ１１の第２端と、インダクタＬ１１の第２端と、キャパシタＣ２１の第２端とが電気的に接続されている。
【００３５】
電力伝達用絶縁回路５３において、ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端に電気的に接続されたアノードと、スイッチ素子Ｚ１のコレクタに電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２は、スイッチ素子Ｚ２のエミッタに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ０の第２端に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ３は、キャパシタＣ１の第１端に電気的に接続されたアノードと、スイッチ素子Ｚ３のコレクタに電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ４は、スイッチ素子Ｚ４のエミッタに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ１の第２端に電気的に接続されたカソードとを有する。
【００３６】
スイッチ素子Ｚ１は、ダイオードＤ１のカソードに電気的に接続されたコレクタと、キャパシタＣ１の第１端に電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からの制御信号Ｇ１を受けるゲートとを有する。スイッチ素子Ｚ２は、キャパシタＣ１の第２端に電気的に接続されたコレクタと、ダイオードＤ２のアノードに電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からの制御信号Ｇ２を受けるゲートとを有する。スイッチ素子Ｚ３は、ダイオードＤ３のカソードに電気的に接続されたコレクタと、キャパシタＣ２の第１端に電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からの制御信号Ｇ３を受けるゲートとを有する。スイッチ素子Ｚ４は、キャパシタＣ２の第２端に電気的に接続されたコレクタと、ダイオードＤ４のアノードに電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からの制御信号Ｇ４を受けるゲートとを有する。
【００３７】
キャパシタＣ２の第１端と負荷２０２のプラス側端子とが電流検出部６１を介して電気的に接続され、キャパシタＣ２の第２端と負荷２０２のマイナス側端子とが電気的に接続されている。
【００３８】
電力供給装置１０１は、交流電源２０１から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する。たとえば、負荷２０２は、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池であり、Ｌｉ（リチウム）イオン電池である。
【００３９】
整流回路５１は、たとえば、ダイオードブリッジを含み、交流電源２０１から受けた交流電力を全波整流して昇降圧回路５２へ出力する。
【００４０】
昇降圧回路５２において、スイッチ素子Ｚ１１は、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわち整流回路５１から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ１１は、スイッチ素子Ｚ１１によってスイッチングされた電圧を受ける。キャパシタＣ２１は、インダクタＬ１１に誘起された電圧を蓄える。
【００４１】
制御部１４は、制御信号Ｇ１１をスイッチ素子Ｚ１１に出力することにより、スイッチ素子Ｚ１１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路５２は、整流回路５１から受けた電圧を直流電圧に変換するとともに昇圧または降圧する。
【００４２】
より詳細には、昇降圧回路５２の入力電圧をＶｉとし、出力電圧をＶａとし、スイッチ素子Ｚ１１のオンデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖａは以下のように表される。
Ｖａ＝−｛Ｄ／（１−Ｄ）｝×Ｖｉ
【００４３】
この式から分かるように、昇降圧回路５２は、デューティ比の設定次第で、入力電圧よりも高い出力電圧および低い出力電圧のいずれを得ることも可能である。すなわち、Ｖｉ＜ＶａおよびＶｉ＞Ｖａの両方を実現することができる。なお、昇降圧回路５２の出力電圧は入力電圧に対して極性が反転するので、電力伝達用絶縁回路５３との電気的接続の極性は反転されている。
【００４４】
また、昇降圧回路５２は、力率改善回路としての機能も有している。すなわち、スイッチ素子Ｚ１１は、制御部１４により、昇降圧回路５２の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように制御される。
【００４５】
電力伝達用絶縁回路５３において、キャパシタＣ０は、昇降圧回路５２から受けた電力を蓄える。入力スイッチ部２１は、スイッチ素子Ｚ１のコレクタおよびスイッチ素子Ｚ２のエミッタにおいて受けた電力すなわちキャパシタＣ０に蓄えられた電力をキャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０２に供給される。
【００４６】
制御部１４は、制御信号Ｇ１〜Ｇ４をスイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４に出力することにより、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４のオンおよびオフを切り替える。電力伝達用絶縁回路５３は、制御部１４のスイッチ制御により、昇降圧回路５２および負荷２０２間を絶縁しながら、キャパシタＣ０に蓄えられた電力を負荷２０２に伝達する。
【００４７】
また、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、電力伝達用絶縁回路５３における電流の逆流を防ぐために設けられている。
【００４８】
電流検出部６１は、電力伝達用絶縁回路５３から負荷２０２に供給される充電電流のレベルを検出し、検出レベルを示す信号を制御部１４へ出力する。電流検出部６１は、たとえばホール素子であり、キャパシタＣ２の第１端と負荷２０２のプラス側端子との間に接続される。
【００４９】
電圧検出部６２は、電力伝達用絶縁回路５３から負荷２０２に供給される充電電圧のレベルを検出し、検出レベルを示す信号を制御部１４へ出力する。
【００５０】
制御部１４は、電流検出部６１から受けた信号および電圧検出部６２から受けた信号に基づいて、昇降圧回路５２におけるスイッチ素子Ｚ１１を制御する。また、制御部１４は、スイッチ素子Ｚ１ないしスイッチ素子Ｚ４のスイッチングを制御することにより、昇降圧回路５２から出力される直流電圧を負荷２０２に供給する。
【００５１】
［動作］
まず、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路が電力伝達を行なう際の動作について図面を用いて説明する。
【００５２】
図２は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【００５３】
図２を参照して、まず、制御部１４は、期間Ｔ１において、スイッチ素子Ｚ１をオンし、スイッチ素子Ｚ２をオンし、スイッチ素子Ｚ３をオフし、スイッチ素子Ｚ４をオフする。これにより、キャパシタＣ０に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ１に蓄えられる。スイッチ素子Ｚ３およびＺ４がオフされていることにより、昇降圧回路５２および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００５４】
次に、制御部１４は、期間Ｔ２において、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４をオフする。これにより、電力伝達用絶縁回路５３の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。すなわち、入力スイッチ部２１における各スイッチおよび出力スイッチ部２２における各スイッチを介して電力伝達用絶縁回路５３の入力側および出力側間、すなわち昇降圧回路５２および負荷２０２間が短絡することを防ぐことができる。
【００５５】
次に、制御部１４は、期間Ｔ３において、スイッチ素子Ｚ１をオフし、スイッチ素子Ｚ２をオフし、スイッチ素子Ｚ３をオンし、スイッチ素子Ｚ４をオンする。これにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ２に蓄えられる。スイッチ素子Ｚ１およびＺ２がオフされていることにより、昇降圧回路５２および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００５６】
次に、制御部１４は、期間Ｔ４において、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４をオフする。これにより、期間Ｔ２と同様に、電力伝達用絶縁回路５３の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。
【００５７】
ここで、期間Ｔ１〜Ｔ４において、キャパシタＣ０は昇降圧回路５２からの電力により充電されており、また、キャパシタＣ２に蓄えられた電力は放電されて負荷２０２に供給されている。また、期間Ｔ２およびＴ４においては、キャパシタＣ１における電荷の移動はない。
【００５８】
そして、制御部１４は、これら期間Ｔ１、期間Ｔ２、期間Ｔ３および期間Ｔ４をこの順番で繰り返すことにより、電力伝達用絶縁回路５３の入力側および出力側間を絶縁し、昇降圧回路５２をさらに制御することにより、交流電源２０１からの交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する。
【００５９】
次に、本発明の実施の形態に係る電力供給装置の充電動作について図面を用いて説明する。
【００６０】
図３は、本発明の実施の形態に係る電力供給装置による充電動作を示す図である。
【００６１】
今後の電動車両の駆動用の２次電池として、従来のニッケル水素電池に代わり、リチウムイオン電池の採用が増加していくことが予想される。リチウムイオン電池に推奨される充電方法は、図３に示すような定電流／定電圧（ＣＣ／ＣＶ）充電である。
【００６２】
この定電流／定電圧充電では、満充電付近において充電電圧を一定に維持したまま充電電流を絞っていき、充電を完了させる。
【００６３】
すなわち、制御部１４は、充電電流を所定値Ｉｍに維持した状態で充電を開始し、充電電圧が所定の定電圧目標値Ｖｍに達したところで定電圧目標値Ｖｍを維持する充電に切り替え、充電電流が下降して所定の充電停止電流値に達したところで充電を停止する。
【００６４】
より詳細には、制御部１４は、負荷２０２に電力を供給する際、充電電流のレベルが所定値Ｉｍを維持するように昇降圧回路５２を制御する。そして、制御部１４は、充電電圧のレベルが上昇して所定の定電圧目標値Ｖｍに達すると、充電電流のレベルを所定値Ｉｍに維持する代わりに、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍを維持するように昇降圧回路５２を制御する。
【００６５】
図４は、本発明の実施の形態に係る電力供給装置の電力伝達用絶縁回路においてスイッチング周波数切り替えを行なわないと仮定した場合の充電電流を示す図である。ここでは、出力電流リプル率＝出力電流リプル／出力電流平均値であると定義する。
【００６６】
図４を参照して、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達した後、充電電圧を定電圧目標値Ｖｍに維持すると、充電電流が下降していく。
【００６７】
ここで、出力電流リプル率が１０％であると仮定すると、充電電流の平均値がたとえば１０Ａ（アンペア）の状態において、出力電流リプルの振幅は１．０Ａとなる。すなわち、充電電流は、９．５Ａ〜１０．５Ａの範囲で変動する。
【００６８】
この状態から充電電流がさらに下降していき、時刻ｔ１において、充電電流の平均値がたとえば１．０Ａになると、出力電流リプルの振幅は０．１Ａとなる。すなわち、充電電流は、０．９５Ａ〜１．０５Ａの範囲で変動する。
【００６９】
このとき、充電停止電流値Ｉｅが０．９５Ａに設定されていた場合には、満充電状態であると誤判定され、充電が停止されてしまう。すなわち、出力電流リプルが無ければ時刻ｔ２まで充電動作が継続されて負荷２０２が満充電されるはずが、時刻ｔ２より前の時刻ｔ１で充電動作が終了してしまう。
【００７０】
そこで、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、以下のようなスイッチング周波数切り替えを行なうことにより、上記問題点を解決する。
【００７１】
すなわち、制御部１４は、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達したタイミング以降において、スイッチ素子Ｚ１ないしスイッチ素子Ｚ４のスイッチング周波数を上げる。
【００７２】
図５は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路による充電動作の手順を定めたフローチャートである。
【００７３】
図５を参照して、まず、制御部１４は、電力伝達用絶縁回路５３から負荷２０２に供給される充電電流のレベルが所定値Ｉｍを維持するように、昇降圧回路５２におけるスイッチ素子Ｚ１１を制御する（ステップＳ１）。
【００７４】
次に、制御部１４は、電力伝達用絶縁回路５３から負荷２０２に供給される充電電圧のレベルが上昇して定電圧目標値Ｖｍに達すると（ステップＳ２でＹＥＳ）、充電電流のレベルを所定値Ｉｍに維持する代わりに、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍを維持するように昇降圧回路５２におけるスイッチ素子Ｚ１１を制御する（ステップＳ３）。
【００７５】
次に、制御部１４は、充電電流のレベルが下降して所定の周波数切り替え閾値Ｔｈｆを下回ると（ステップＳ４でＹＥＳ）、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４のスイッチング周波数を上げる（ステップＳ５）。
【００７６】
次に、制御部１４は、充電電流のレベルが下降して充電停止電流値Ｉｅに達すると（ステップＳ６でＹＥＳ）、負荷２０２への電力供給を停止する（ステップＳ７）。
【００７７】
図６は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路における出力電力と出力電流リプル率との関係の測定結果を示す図である。図６は、出力電圧３００Ｖｄｃ、かつスイッチング周波数１００ｋＨｚの条件下で出力電力を５００Ｗ〜３０００Ｗに設定した場合における出力電流リプル率の測定結果を示している。
【００７８】
図６を参照して、この測定結果では、出力電力が５００Ｗのときの出力電流リプル率が約８％であり、出力電力が１０００Ｗのときの出力電流リプル率が約１２％であり、出力電力が１５００Ｗのときの出力電流リプル率が約１３．５％であり、出力電力が２０００Ｗのときの出力電流リプル率が約１４．５％であり、出力電力が２５００Ｗのときの出力電流リプル率が約１６．５％であり、出力電力が３０００Ｗのときの出力電流リプル率が約１８．５％である。
【００７９】
電力伝達用絶縁回路５３では、たとえば、出力電力５００Ｗのときのスイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４の切り替え後のスイッチング周波数を、この測定におけるスイッチング周波数の２倍の２００ｋＨｚに設定する。
【００８０】
出力電流リプルとスイッチング周波数とは概略反比例の関係を示すことから、スイッチング周波数を２倍に設定すると、出力電流リプル率は、８％の略１／２の４％に低減される。
【００８１】
たとえば、出力電流リプル率の低減を重視する場合には、電力伝達用絶縁回路５３の出力コンデンサすなわちキャパシタＣ２の容量はそのままで出力電流リプル率を上記のように略１／２に低減すればよい。
【００８２】
一方、機器の小型化を重視する場合には、キャパシタＣ２の容量を略１／２として小型化を図り、出力電流リプル率を８％に維持したままとすればよい。
【００８３】
このように、電力供給装置２０１では、出力コンデンサの容量と出力電流リプル率とのチューニングの幅を広げることが可能になる。
【００８４】
また、電力伝達用絶縁回路５３は、たとえば、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４としてＩＧＢＴを使用する場合には、次の充放電期間までに各スイッチ素子を通して流れる電流が完全にゼロになるようにするために、最低１μｓ程度のデッドタイムを確保することが必要である。
【００８５】
デッドタイムを１μｓに固定したままスイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４のスイッチング周波数を増加させていくと、５００ｋＨｚにおいて充放電期間がゼロ、すなわち電力伝達動作のデューティがゼロとなり、電力伝達用絶縁回路５３は動作不能となる。このため、切り替え後のスイッチング周波数は、５００ｋＨｚ未満に設定する必要がある。
【００８６】
すなわち、制御部１４は、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達したタイミング以降におけるスイッチング周波数の上限値を、デッドタイムである期間Ｔ２および期間Ｔ４の長さとして所定時間を確保したときに、充放電期間である期間Ｔ１および期間Ｔ３を所定時間以上確保することが可能なスイッチング周波数に設定する。
【００８７】
図７は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路における前段のスイッチ素子の電流波形を示す図である。
【００８８】
図７は、電力伝達用絶縁回路５３の出力電圧を３００Ｖｄｃとし、出力電力を５００Ｗとし、デッドタイムを１μｓとした場合における、スイッチ素子Ｚ１およびＺ２の電流波形のシミュレーション結果を示している。図７において、グラフＧ１は、スイッチング周波数が１００ｋＨｚの場合を示し、グラフＧ２は、スイッチング周波数が２００ｋＨｚの場合を示し、グラフＧ３は、スイッチング周波数が３００ｋＨｚの場合を示し、グラフＧ４は、スイッチング周波数が４００ｋＨｚの場合を示す。
【００８９】
図７に示すように、電力伝達用絶縁回路５３では、スイッチング周波数が高くなるにしたがって充放電期間が短くなることから、スイッチ素子を通して流れる電流のピークが大きくなり、かつターンオフ時の電流も大きくなる。このため、スイッチング周波数が高くなるにしたがってスイッチ素子における導通損失およびスイッチング損失の両方が増加する。
【００９０】
図８は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路におけるスイッチング周波数と効率との関係を示す図である。図８は、図７と同じ条件下でのシミュレーション結果を示している。
【００９１】
図８を参照して、電力伝達用絶縁回路５３の効率は、スイッチング周波数が２００ｋＨｚを超えたあたりから大幅に低下している。このため、スイッチング周波数の上限値は、大幅な損失低下のない２００ｋＨｚ程度にすることが好ましいことが分かる。
【００９２】
また、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４のスイッチング周波数は、電力伝達用絶縁回路５３の出力電力が小さいとき、すなわち充電動作の末期において上昇させれば十分である。すなわち、図５において説明したように、制御部１４は、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達したタイミング以降において、充電電流のレベルが下降して所定の周波数切り替え閾値Ｔｈｆを下回ると、スイッチ素子Ｚ１ないしスイッチ素子Ｚ４のスイッチング周波数を上げる。そして、周波数切り替え閾値Ｔｈｆは、充電停止電流値Ｉｅより大きい。
【００９３】
このような構成により、電力伝達用絶縁回路５３の出力電力が大きい状態において高効率を維持しながら、出力コンデンサの容量と出力電流リプル率とのチューニングの幅を広げることができる。すなわち、スイッチング周波数の上昇による効率の低下をごく僅かに抑えることができるため、トランスレス絶縁回路を用いた充電器における高効率化および小型化のトレードオフを緩和することが可能となる。
【００９４】
具体的には、周波数切り替え閾値Ｔｈｆは、以下の式を満足するように設定される。
（Ｔｈｆ−Ｔｈｆ×Ｒｐ／２）＞Ｉｅ
【００９５】
但し、Ｔｈｆは周波数切り替え閾値Ｔｈｆであり、Ｉｅは充電停止電流値Ｉｅであり、Ｒｐは（充電電流の振幅／充電電流の平均値）で定義される充電電流のリップル率である。
【００９６】
図９は、本発明の実施の形態に係る電力供給装置における充電電流を示す図である。
【００９７】
図９を参照して、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達した後、充電電圧を定電圧目標値Ｖｍに維持すると、充電電流が下降していく。
【００９８】
ここで、出力電流リプル率が１０％であると仮定すると、充電電流の平均値がたとえば１０Ａ（アンペア）の状態において、出力電流リプルの振幅は１．０Ａとなる。すなわち、充電電流は、９．５Ａ〜１０．５Ａの範囲で変動する。
【００９９】
この状態から充電電流がさらに下降して所定の周波数切り替え閾値Ｔｈｆを下回ると、制御部１４は、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４のスイッチング周波数を上げる。
【０１００】
これにより、出力電流リプルの振幅が小さくなるため、充電電流の平均値がたとえば１．０Ａになる時刻ｔ１において、出力電流リプルの振幅は０．１Ａよりも小さくなる。
【０１０１】
そうすると、充電停止電流値Ｉｅが０．９５Ａに設定されていても、制御部１４は、「負荷２０２が満充電状態である」と誤判定せず、充電動作を継続する。すなわち、時刻ｔ１以降も充電動作が継続され、充電停止時刻を満充電状態に対応する時刻ｔ２にさらに近づけることが可能となる。
【０１０２】
ところで、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路等、トランスレス絶縁回路を用いた充電器では、当該絶縁回路におけるスイッチング損失と、出力コンデンサの体積および重量との間にトレードオフが存在し、高効率化および小型化の両立が困難である、という問題点があった。
【０１０３】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、制御部１４は、スイッチ素子Ｚ１ないしスイッチ素子Ｚ４のスイッチングを制御することにより昇降圧回路５２からの直流電圧を負荷２０２に供給する。また、制御部１４は、負荷２０２に電力を供給する際、電力伝達用絶縁回路５３から負荷２０２に供給される充電電流のレベルが所定値Ｉｍを維持するように昇降圧回路５２を制御する。制御部１４は、電力伝達用絶縁回路５３から負荷２０２に供給される充電電圧のレベルが上昇して所定の定電圧目標値Ｖｍに達すると、充電電流のレベルを所定値Ｉｍに維持する代わりに、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍを維持するように昇降圧回路５２を制御する。そして、制御部１４は、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達したタイミング以降において、スイッチ素子Ｚ１ないしスイッチ素子Ｚ４のスイッチング周波数を上げる。
【０１０４】
具体的には、トランスレス絶縁回路を用いた充電器において、充電対象の充電状態に応じてトランスレス絶縁回路のスイッチング周波数を可変とする。すなわち、満充電付近においてトランスレス絶縁回路のスイッチング周波数を上昇させる制御を行なう。これにより、トランスレス絶縁回路を用いた充電器の満充電付近における出力特性に関し、出力コンデンサ容量と出力電流リプル率とのチューニングの幅を広げることができるため、高効率化および小型化のトレードオフを緩和することができる。
【０１０５】
したがって、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達し、電池等の充電対象を充電するための構成において、充電を良好に行なうとともに、高効率化および小型化の両立を図ることができる。
【０１０６】
また、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、制御部１４は、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達したタイミング以降において、充電電流のレベルが下降して所定の周波数切り替え閾値Ｔｈｆを下回ると、スイッチ素子Ｚ１ないしスイッチ素子Ｚ４のスイッチング周波数を上げる。
【０１０７】
このような構成により、電力伝達用絶縁回路５３の出力電力が大きい状態において高効率を維持しながら、出力コンデンサの容量と出力電流リプル率とのチューニングの幅を広げることができる。すなわち、スイッチング周波数の上昇による効率の低下を、周波数切り替え閾値Ｔｈｆの設定によってごく僅かに抑えることができるため、トランスレス絶縁回路を用いた充電器における高効率化および小型化のトレードオフを緩和することが可能となる。
【０１０８】
また、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、制御部１４は、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達したタイミング以降において、充電電流のレベルが下降して充電停止電流値Ｉｅに達すると、負荷２０２への電力供給を停止する。そして、周波数切り替え閾値Ｔｈｆは、充電停止電流値Ｉｅより大きい。
【０１０９】
このような構成により、充電動作を停止すべき充電電流値を考慮した適切な周波数切り替え閾値を設定することができる。
【０１１０】
また、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、周波数切り替え閾値Ｔｈｆが、以下の式を満足するように設定される。
（Ｔｈｆ−Ｔｈｆ×Ｒｐ／２）＞Ｉｅ
【０１１１】
但し、Ｔｈｆは周波数切り替え閾値であり、Ｉｅは充電停止電流値であり、Ｒｐは（充電電流の振幅／充電電流の平均値）で定義される充電電流のリップル率である。
【０１１２】
このような構成により、スイッチング周波数の切り替えを行なうべき状態に至る直前まで電力伝達用絶縁回路５３の効率を高い状態に維持することができるため、スイッチング周波数の切り替えに伴う電力伝達用絶縁回路５３の効率の低下を最大限に防ぐことができる。
【０１１３】
また、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、制御部１４は、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍに達したタイミング以降におけるスイッチング周波数の上限値を、デッドタイムである期間Ｔ２および期間Ｔ４の長さとして所定時間を確保したときに、充放電期間である期間Ｔ１および期間Ｔ３を所定時間以上確保することが可能なスイッチング周波数に設定する。
【０１１４】
このような構成により、電力伝達用絶縁回路５３による電力伝達動作を考慮した適切な値に、切り替え後のスイッチング周波数を設定することができる。
【０１１５】
なお、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、制御部１４は、充電電圧のレベルが定電圧目標値Ｖｍに達すると、充電電圧が定電圧目標値Ｖｍを維持するように昇降圧回路５２におけるスイッチ素子Ｚ１１を制御する構成であるとしたが、これに限定するものではない。制御部１４は、充電電圧のレベルが定電圧目標値Ｖｍに達すると、定電圧目標値Ｖｍ以外の値で充電電圧を一定に保つ構成であってもよい。
【０１１６】
また、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、制御部１４は、電力伝達用絶縁回路５３から負荷２０２に供給される充電電圧のレベルが上昇して定電圧目標値Ｖｍに達したタイミング以降において、スイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４のスイッチング周波数を１回だけ高周波数に切り替える構成であるとしたが、これに限定するものではない。制御部１４は、上記タイミング以降においてスイッチ素子Ｚ１〜Ｚ４のスイッチング周波数を２回以上段階的に切り替える構成であってもよい。
【０１１７】
また、本発明の実施の形態に係る電力供給装置は、昇降圧回路５２を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。昇降圧回路５２に限らず、直流電圧を出力し、直流電圧のレベルを調整可能な電圧供給回路を備える構成であればよい。
【０１１８】
また、本発明の実施の形態に係る電力供給装置では、負荷２０２は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池として用いられるＬｉイオン電池であるとしたが、これに限定するものではない。負荷２０２は、他の種類の電池であってもよく、たとえば、定電流／定電圧充電に適した制御弁式（シール）鉛蓄電池、または一般の自動車用の液式鉛蓄電池であってもよい。
【０１１９】
また、電力伝達用絶縁回路５３は、キャパシタＣ０を備えない構成であってもよい。但し、キャパシタＣ０を設けることにより、電力伝達用絶縁回路５３への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。
【０１２０】
また、電力伝達用絶縁回路５３は、キャパシタＣ０〜Ｃ２を備える構成であるとしたが、キャパシタに限らず、コイル（インダクタ）等の他の蓄電素子を備える構成であってもよい。
【０１２１】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１２２】
１４  制御部
２１  入力スイッチ部
２２  出力スイッチ部
５１  整流回路
５２  昇降圧回路
５３  電力伝達用絶縁回路
６１  電流検出部
６２  電圧検出部
１０１  電力供給装置
Ｃ０〜Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ２１  キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ１１  ダイオード
Ｌ１１  インダクタ
Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ１１  スイッチ素子
【図１】
2013005643.tif 000003
【図２】
2013005643.tif 000004
【図３】
2013005643.tif 000005
【図４】
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【図５】
2013005643.tif 000007
【図６】
2013005643.tif 000008
【図７】
2013005643.tif 000009
【図８】
2013005643.tif 000010
【図９】
2013005643.tif 000011