(57)【要約】【課題】基準電圧立ち上がり時間の短縮が図れ、起動時間の遅延を防止することができるバンドギャップ基準電圧装置の提供。【解決手段】バンドギャップ基準電圧装置は、出力端子３００ａより所定の基準電圧ＶＲＥＦを出力するバンドギャップ回路１０と、バンドギャップ回路１０に電流を供給して該バンドギャップ回路１０を起動させる定電流源１１と、バンドギャップ回路１０の起動時に、出力端子３００ａからバンドギャップ回路１０に電流を供給する電流供給部と、を備えたことを特徴とする。【選択図】図１
2013045213.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子より所定の基準電圧を出力するバンドギャップ型定電圧回路と、
前記バンドギャップ型定電圧回路に電流を供給して該バンドギャップ型定電圧回路を起動させる電流源と、
前記バンドギャップ型定電圧回路の起動時に、前記出力端子から前記バンドギャップ型定電圧回路に電流を供給する電流供給部と、を備えたバンドギャップ基準電圧装置。
【請求項２】
請求項１に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、
前記電流供給部は、アノードが前記外部電圧源に接続され、カソードが前記出力端子に接続されたダイオードを備えることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。
【請求項３】
請求項２に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、
前記アノードは、前記基準電圧よりも電圧の低い外部電圧源に接続されていることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。
【請求項４】
請求項１に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、
前記電流供給部は、カソードが前記外部電圧源に接続され、アノードが前記出力端子に接続されたツェナーダイオードを備えることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。
【請求項５】
請求項４に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、
前記カソードは、該ツェナーダイオードのブレークダウン電圧と前記基準電圧の和よりも電圧の低い外部電圧源に接続されていることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。
【請求項６】
請求項１に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、
前記電流供給部は、一端が前記外部電圧源に接続され他端が前記出力端子に接続されたプルアップ抵抗を備えることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バンドギャップ基準電圧装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
バンドギャップ基準電圧回路は、電源回路やＡＤ変換器等の基準電圧源として用いられている。そのようなバンドギャップ基準電圧回路として、バンドギャップ基準回路に定電流回路を設け、この定電流回路からバンドギャップ回路に電流を供給するような構成となっている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−２６７００４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記定電流回路に不具合が生じたり環境温度が低温となったりしたときに、起動時にバンドギャップ回路に充分な電流が供給できない場合がある。その場合、バンドギャップ回路の起動時間が長くなって、装置起動から所定の基準電圧が得られるまでに遅延が生じてしまうという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置は、出力端子より所定の基準電圧を出力するバンドギャップ型定電圧回路と、バンドギャップ型定電圧回路に電流を供給して該バンドギャップ型定電圧回路を起動させる電流源と、バンドギャップ型定電圧回路の起動時に、出力端子からバンドギャップ型定電圧回路に電流を供給する電流供給部と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、基準電圧立ち上がり時間の短縮が図れ、起動時間の遅延を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第１の実施の形態を示す図である。
【図２】バンドギャップ基準電圧回路３００の内部構成の一例を示す図である。
【図３】定電流源１１の不具合があった場合の起動時間遅延を説明する図である。
【図４】ダイオード３０１を設けた場合における、起動時の電源ＶＤＤの電圧および出力端子３００ａの電圧の推移を示す図である。
【図５】本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第２の実施の形態を示す図である。
【図６】本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第３の実施の形態を示す図である。
【図７】車両用回転電機の駆動システムを示すブロック図である。
【図８】ＩＣ内部ブロックの概略を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第１の実施の形態を示す図である。図２は、バンドギャップ基準電圧回路３００の内部構成の一例を示したものである。なお、図２のバンドギャップ基準電圧回路３００では、トランジスタのｐｎ接合を用いる構成としているが、ＭＯＳＦＥＴのｐｎ接合を用いる構成のバンドギャップ基準電圧回路にも同様に適用できる。
【０００９】
バンドギャップ基準電圧回路３００の出力端子３００ａにはダイオード３０１が接続されている。ダイオード３０１は、カソードが出力端子３００ａに接続され、アノードが外部電圧源ＶＯに接続されている。なお、以下の説明では、各部の電位に代えて接地電位に対する電位差（電圧）を用いて説明する。後述するように、ダイオード３０１は、バンドギャップ基準電圧回路３００の起動時に、バンドギャップ基準電圧回路３００に起動電流を供給するプルアップ回路として機能するものである。本実施の形態では、基準電圧ＶＲＥＦに対して、ＶＯ＜ＶＲＥＦのように設定されている。
【００１０】
図２に示すように、バンドギャップ基準電圧回路３００の内部には、バンドギャップ回路１０と、バンドギャップ回路１０に起動電流を供給する定電流源１１が設けられている。定電流源１１は、電源ＶＤＤと出力端子３００ａとの間に接続されている。図２において、１，２，３はＮＰＮトランジスタで、４はＰＮＰトランジスタであり、５，６，７，８は抵抗である。抵抗５，６，７，８の抵抗値は、Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８で表すことにする。
【００１１】
ＮＰＮトランジスタ１は、コレクタとベースとが接続され、コレクタは抵抗５を介して出力端子３００ａに接続されている。また、ＮＰＮトランジスタ１のエミッタは接地されている。ＮＰＮトランジスタ２は、ＮＰＮトランジスタ１の整数倍のエミッタ面積を有している。ＮＰＮトランジスタ２のベースはＮＰＮトランジスタ１のベースに接続され、エミッタは抵抗８を介して接地されている。また、ＮＰＮトランジスタ２のコレクタは抵抗６を介して出力端子３００ａに接続されている。
【００１２】
ＮＰＮトランジスタ３は、ベースがＮＰＮトランジスタ２のコレクタと抵抗６との接続点に接続されている。また、ＮＰＮトランジスタ３のエミッタは接地され、コレクタは抵抗７を介して出力端子３００ａに接続されている。ＰＮＰトランジスタ４は、ベースがＮＰＮトランジスタ３のコレクタと抵抗７の接続点に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ４のエミッタは出力端子３００ａに接続され、コレクタは接地されている。
【００１３】
次に、図２に示すバンドギャップ基準電圧回路３００の動作について説明する。上述したように、ＮＰＮトランジスタ２のエミッタ面積ＡＥ２と、ＮＰＮトランジスタ１のエミッタ面積ＡＥ１との間には、次式（１）のように設定されている。
ＡＥ２／ＡＥ１＝Ｎ    …（１）
【００１４】
ＮＰＮトランジスタ２とＮＰＮトランジスタ１とはベースが共通接続となっているので、ＮＰＮトランジスタ１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ１とＮＰＮトランジスタ２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ２との電圧差△ＶＢＥが、抵抗８の端子間電圧として発生する。この電圧差△ＶＢＥは次式（２）のように表されることが知られている。なお、式（２）において、ＩＥ１はＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電流、ＩＥ２はＮＰＮトランジスタ２のエミッタ電流である。また、Ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷量、Ｔは絶対温度である。なお、ＮＰＮトランジスタ２のエミッタ電流ＩＥ２は、式（３）のように表される。
△ＶＢＥ＝ ＶＢＥ１−ＶＢＥ２
＝（ＫＴ／ｑ）×ｌｎ［（ＩＥ１／ＡＥ１）／（ＩＥ２／ＡＥ２）］
＝（ＫＴ／ｑ）×ｌｎ［（ＩＥ１／ＩＥ２）×Ｎ］    …（２）
ＩＥ２＝△ＶＢＥ／Ｒ８    …（３）
【００１５】
さらに、抵抗６の両端に発生する電圧ＶＲ６は、式（４）のように表される。式（４）において、ＩＣ２はＮＰＮトランジスタ２のコレクタ電流、ＩＢ３はＮＰＮトランジスタ３のベース電流である。ここで、電流増幅率ｈＦＥは充分に大きく無視できるものとすると、式（４）は式（５）のように変形できる。
ＶＲ６＝ＩＣ２×Ｒ６＋ＩＢ３×Ｒ６    …（４）
ＶＲ６＝ＩＥ２×Ｒ６
＝（Ｒ６／Ｒ８）×△ＶＢＥ    …（５）
【００１６】
よって、求める出力端子３００ａの電圧（基準電圧）ＶＲＥＦは、次式（６）で決定される電圧となる。
ＶＲＥＦ＝ＶＢＥ３＋ＶＲ６
＝ＶＢＥ３＋（Ｒ６／Ｒ８）×△ＶＢＥ 
＝ＶＢＥ３＋（Ｒ６／Ｒ８）×（ＫＴ／ｑ）×ｌｎ［（ＩＥ１／ＩＥ２）×Ｎ］  …（６）
【００１７】
抵抗５の抵抗値Ｒ５と抵抗６の抵抗値Ｒ６とを等しく設定すると、ＮＰＮトランジスタ１およびＮＰＮトランジスタ２のコレクタ電流が等しくなる。ここで、両方のトランジスタの電流増幅率ｈＦＥが充分に大きく無視できるものとすると、ＮＰＮトランジスタ１，２のエミッタ電流は等しくなり、式（６）は次式（７）のように表すことができる。ただし、ＶＢＥ３を決めるＮＰＮトランジスタ３のエミッタ電流ＩＥ３は、式（６）により与えられる。なお、式（８）式において、ＶＢＥ４はＮＰＮトランジスタ４のベース・エミッタ間電圧、Ｒ７は抵抗７の抵抗値である。ここでも、電流増幅率ｈＦＥは充分に大きく無視できるものとする。
ＶＲＥＦ＝ＶＢＥ３＋（Ｒ６／Ｒ８）×（ＫＴ／ｑ）×ｌｎ（Ｎ）    …（７）
ＩＥ３＝ＶＢＥ４／Ｒ７    …（８）
【００１８】
式（７）において、右辺第１項は温度変化に対して負の温度係数を有し、右辺第２項は正の温度係数を有しているので、抵抗値Ｒ６，Ｒ８の値を適当に選ぶことによって第１項の温度変化と第２項の温度変化をキャンセルすることができ、温度に依存しない電圧ＶＲＥＦを得ることができる。
【００１９】
ところで、定電流源１１において不具合が生じた場合や低温時などにおいて、定電流源１１にて充分な起動電流が流せなくなった場合、バンドギャップ回路１０の起動時間が長くなる。例えば、低消費電力タイプのバンドギャップ基準電圧回路ＩＣなどにおいて、バンドギャップ回路に起動電流を流す定電流源回路においてリーク電流やサブスレッショルド電流などを用いている方式のものでは、低温時に電流が小さくなるため、バンドギャップ回路起動に充分な電流を流せなくなる。
【００２０】
図３は、定電流源１１の不具合によって起動時間が長くなってしまった場合における、電源ＶＤＤの電圧（ラインＬ１）および出力端子３００ａの電圧（ラインＬ２）の時間変化の一例を示したものである。横軸の時間＝０が起動タイミングである。電源ＶＤＤが立ち上がる前は、バンドギャップ基準電圧回路３００も起動しておらず、回路の各部はゼロ電位となっており各トランジスタは動作していない。電源ＶＤＤが立ち上がると定電流源１１からバンドギャップ回路１０への電流供給が開始される。バンドギャップ回路１０の充電が直ちに行われ、トランジスタが正常に動作するための各部の電位差および電流の条件が整うと、出力端子３００ａから所定の基準電圧ＶＲＥＦが出力される。
【００２１】
図３に示す例では、バンドギャップ基準電圧回路３００が設けられている装置が起動すると、電源ＶＤＤの電圧はラインＬ１のように変化する。しかしながら、定電流源１１の不具合によってバンドギャップ回路１０への電流供給が不充分であるため、電源ＶＤＤの電圧が所定の電源電圧ＶＤＤに上昇しても、出力端子３００ａの電圧は直ちに基準電圧ＶＲＥＦまで上昇せず、起動から約１１０msec経過したところで基準電圧に上昇している。
【００２２】
そこで、本実施の形態では、バンドギャップ基準電圧回路３００の出力端子３００ａと外部電圧源ＶＯとの間にプルアップ用のダイオード３０１を設け、起動時に出力端子３００ａから起動電流を供給するようにした。図４は、図３に示す状態のバンドギャップ基準電圧回路３００の出力端子３００ａにダイオード３０１を設けた場合の、電源ＶＤＤの電圧（ラインＬ３）および出力端子３００ａの電圧（ラインＬ４）の時間変化の一例を示したものである。横軸の時間＝０が起動タイミングである。
【００２３】
ダイオード３０１が接続されている外部電圧源ＶＯは、電源ＶＤＤと同時に立ち上がるように設定されている。起動開始時は出力端子３００ａの電位はゼロ電位なので、ダイオード３０１は順方向バイアスされ順方向電流が流れ、ダイオード３０１を介して電流が出力端子３００ａに入力される。なお、外部電圧源ＶＯの電圧ＶＯは基準電圧ＶＲＥＦよりも低く設定されるが、ダイオード３０１の順方向電圧に比べて十分高い電圧に設定されている。外部電圧源ＶＯからバンドギャップ回路１０に電流が供給されると、出力端子３００ａの電圧が上昇し始める。そして、出力端子３００ａの電圧が（ＶＯ−Ｖｄ）を超えるとダイオード３０１に電流が流れなくなり、ダイオード３０１を介した電流供給は停止する。Ｖｄはダイオード３０１の順方向電圧である。その後は、定電流源１１からの電流供給により出力端子３００ａの電圧は所定の基準電圧ＶＲＥＦまで上昇し、一定に保持される。
【００２４】
このように、本実施の形態では、バンドギャップ基準電圧回路３００の起動時に、バンドギャップ回路１０の出力端子３００ａからバンドギャップ基準電圧回路３００に電流を供給するようにした。その結果、図４に示すようにバンドギャップ回路１０の起動時間の短縮が図れ、定電流源１１に不具合が生じた場合や低温時などにおける起動時間の遅延を防止することができる。図４に示す例では、立ち上り時間遅延は約１msと大幅に改善がなされている。
【００２５】
加えて、外部電圧源ＯＶの電圧を基準電圧ＶＲＥＦより低く設定することで、出力端子３００ａの電圧が基準電圧ＶＲＥＦに達した後は、ダイオード３０１のカソードの方が電位が高くなり、外部電圧源ＶＯと出力端子３００ａとはダイオード３０１により遮断される。その結果、外部電圧源ＶＯのリップルノイズ等が基準電圧ＶＲＥＦに重畳するのを防止でき、基準電圧ＶＲＥＦの出力精度が悪化することはない。
【００２６】
−第２の実施の形態−
図５は、本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第２の実施の形態を示す図である。第１の実施の形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。本実施の形態では、上述したダイオード３０１に代えて、ツェナーダイオード３０２を出力端子３００ａと外部電圧源ＶＯとの間に設けた。この場合、ツェナーダイオード３０２のカソードは外部電圧源ＶＯに接続され、アノードは出力端子３００ａに接続される。
【００２７】
外部電圧源ＶＯの電圧は、例えば、ツェナーダイオード３０２のブレークダウン電圧がＶＢである場合には、電圧ＶＯはＶＢよりも高く設定される。基準電圧ＶＲＥＦの立ち上り時において、ツェナーダイオード３０２よりバンドギャップ回路１０に起動電流を供給することで起動時間の短縮が図れ、定電流源１１に不具合が生じた場合や低温時などにおける起動時間の遅延を防止することができる。
【００２８】
さらに、電圧ＶＯを（ＶＢ＋ＶＲＥＦ）よりも低く設定することで、出力端子３００ａの電圧が基準電圧ＶＲＥＦとなったときに、出力端子３００ａと外部電圧源ＶＯとがツェナーダイオード３０２により遮断され、外部電圧源ＶＯのリップルノイズ等が基準電圧ＶＲＥＦに重畳するのを防止することができる。
【００２９】
−第３の実施の形態−
図６は、本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第３の実施の形態を示す図である。第１の実施の形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第３の実施の形態では、図１に示したダイオード３０１に代えて、プルアップ抵抗３０３を用いるようにした。の構成の場合も、ダイオード３０１を用いた場合と同様に、外部電圧源ＶＯが立ち上がると、プルアップ抵抗３０３を介して、出力端子から起動電流がバンドギャップ回路１０に供給される。
【００３０】
プルアップ抵抗３０３を用いる場合、外部電圧源ＶＯの電圧は基準電圧ＶＲＥＦよりも高く設定される。例えば、基準電圧ＶＲＥＦが３．５Ｖであった場合には、外部電圧源ＶＯの電圧値はそれよりも高い５Ｖ程度に設定する。ただし、プルアップする電圧（外部電圧源ＶＯの電圧）が基準電圧ＶＲＥＦよりも高いと、プルアップ抵抗３０３を通して外部電圧源ＶＯ側のリップルノイズが重畳されてしまい、基準電圧ＶＲＥＦの出力精度が悪化する場合がある。
【００３１】
（バンドギャップ基準電圧装置が搭載される装置の例）
図７，８は、本実施の形態のバンドギャップ基準電圧装置が用いられる装置の一例を示したものである。ここでは、車両用電池システムを例に説明する。
【００３２】
図７は車両用回転電機の駆動システムを示すブロック図である。図７に示す駆動システムは、電池モジュール９、電池モジュール９を監視する電池監視装置１００、電池モジュール９からの直流電力を３相交流電力に変換するインバータ装置２２０、車両駆動用のモータ２３０を備えている。モータ２３０は、インバータ装置２２０からの３相交流電力により駆動される。インバータ装置２２０と電池監視装置１００とはＣＡＮ通信で結ばれており、インバータ装置２２０は電池監視装置１００に対して上位コントローラとして機能する。また、インバータ装置２２０は、さらに上位のコントローラ（不図示）からの指令情報に基づいて動作する。
【００３３】
インバータ装置２２０は、パワーモジュール２２６と、ＭＣＵ２２２と、パワーモジュール２２６を駆動するためのドライバ回路２２４とを有している。パワーモジュール２２６は、電池モジュール９から供給される直流電力を、モータ２３０を駆動するための３相交流電力に変換する。なお、図示していないが、パワーモジュール２２６に接続される強電ラインＨＶ＋，ＨＶ−間には、約７００μＦ〜約２０００μＦ程度の大容量の平滑キャパシタが設けられている。この平滑キャパシタは、電池監視装置１００に設けられた集積回路に加わる電圧ノイズの低減する働きをする。
【００３４】
インバータ装置２２０の動作開始状態では平滑キャパシタの電荷は略ゼロであり、リレーＲＬを閉じると大きな初期電流が平滑キャパシタへ流れ込む。そして、この大電流のためにリレーＲＬが融着して破損するおそれがある。この問題を解決するために、ＭＣＵ２２２は、さらに上位のコントローラからの命令に従い、モータ２３０の駆動開始時に、プリチャージリレーＲＬＰを開状態から閉状態にして平滑キャパシタを充電し、その後にリレーＲＬを開状態から閉状態として、電池モジュール９からインバータ装置２２０への電力の供給を開始する。平滑キャパシタを充電する際には、抵抗ＲＰＲＥを介して最大電流を制限しながら充電を行う。このような動作を行うことで、リレー回路を保護すると共に、電池セルやインバータ装置２２０を流れる最大電流を所定値以下に低減でき、高い安全性を維持できる。
【００３５】
なお、インバータ装置２２０は、モータ２３０の回転子に対するパワーモジュール２２６により発生する交流電力の位相を制御して、車両制動時にはモータ２３０をジェネレータとして動作させる。すなわち回生制動制御を行い、ジェネレータ運転により発電された電力を電池モジュール９に回生して電池モジュール９を充電する。電池モジュール９の充電状態が基準状態より低下した場合には、インバータ装置２２０はモータ２３０を発電機として運転する。モータ２３０で発電された３相交流電力は、パワーモジュール２２６により直流電力に変換されて電池モジュール９に供給される。その結果、電池モジュール９は充電される。
【００３６】
一方、モータ２３０を力行運転する場合、ＭＣＵ２２２は上位コントローラの命令に従い、モータ２３０の回転子の回転に対して進み方向の回転磁界を発生するようにドライバ回路２２４を制御し、パワーモジュール２２６のスイッチング動作を制御する。この場合は、電池モジュール９から直流電力がパワーモジュール２２６に供給される。また、回生制動制御により電池モジュール９を充電する場合には、ＭＣＵ２２２は、モータ２３０の回転子の回転に対して遅れ方向の回転磁界を発生するようにドライバ回路２２４を制御し、パワーモジュール２２６のスイッチング動作を制御する。この場合はモータ２３０から電力がパワーモジュール２２６に供給され、パワーモジュール２２６の直流電力が電池モジュール９へ供給される。結果的にモータ２３０は発電機として作用することとなる。
【００３７】
インバータ装置２２０のパワーモジュール２２６は、導通および遮断動作を高速で行い直流電力と交流電力間の電力変換を行う。このとき、大電流を高速で遮断するので、直流回路の有するインダクタンスにより大きな電圧変動が発生する。この電圧変動を抑制するため、上述した大容量の平滑キャパシタが設けられている。
【００３８】
電池モジュール９は、直列接続された２つの電池ブロック９Ａ，９Ｂで構成されている。各電池ブロック９Ａ，９Ｂは、直列接続された１６セルの電池セルを備えている。電池ブロック９Ａと電池ブロック９Ｂとは、スイッチとヒューズとが直列接続された保守・点検用のサービスディスコネクトＳＤを介して直列接続される。このサービスディスコネクトＳＤが開くことで電気回路の直接回路が遮断され、仮に電池ブロック９Ａ，９Ｂのどこかで車両との間に１箇所接続回路ができたとしても電流が流れることはない。このような構成により高い安全性を維持できる。
【００３９】
電池モジュール９とインバータ装置２２０との間の強電ラインＨＶ＋には、リレーＲＬ，抵抗ＲＰおよびプリチャージリレーＲＬＰを備えた電池ディスコネクトユニットＢＤＵが設けられている。抵抗ＲＰおよびプリチャージリレーＲＬＰの直列回路は、リレーＲＬと並列に接続されている。
【００４０】
電池監視装置１００は、主に各セル電圧の測定、総電圧の測定、電流の測定、セル温度およびセルの容量調整等を行う。そのために、セルコントローラとしてのＩＣ１〜ＩＣ６が設けられている。各電池ブロック９Ａ，９Ｂ内に設けられた１６セルの電池セルは、それぞれ３つのセルグループに分けられ、セルグループ毎に一つのＩＣが設けられている。
【００４１】
ＩＣ１〜ＩＣ６は、絶縁素子（例えば、フォトカプラ）ＰＨを介してデイジーチェーン方式でマイコン３０と通信を行い、セル電圧値読み取りや各種コマンド送信のための通信系６０２と、セル過充電検知情報のみを送信する通信系６０４とを備えている。
【００４２】
図７に示す例では、通信系６０２は、電池ブロック９ＡのＩＣ１〜ＩＣ３に対する上位の通信経路と、電池ブロック９ＢのＩＣ４〜ＩＣ６に対する下位の通信経路とに分けられている。電池ディスコネクトユニットＢＤＵ内にはホール素子等の電流センサＳｉが設置されており、電流センサＳｉの出力はマイコン３０に入力される。電池ブロック９Ａ，９Ｂ内にも、温度センサが複数箇所に設けられており、検出信号はマイコン３０に入力される。また、電池モジュール９の総電圧検出信号もマイコン３０に入力される。マイコン３０では、これらのアナログ信号をＡＤ変換器（ＡＤＣ）によってデジタル信号に変換している。電池監視装置１００には上述したバンドギャップ基準電圧装置が設けられており、上記ＡＤ変換器においては、バンドギャップ基準電圧装置から出力される基準電圧ＶＲＥＦに基づいてアナログ信号をデジタル信号に変換している。
【００４３】
図８は、電池監視装置１００に設けられているＩＣ１〜ＩＣ６のＩＣ内部ブロックの概略を示す図である。図８では、６つの電池セルＢＣ１〜ＢＣ６が接続されるＩＣ２を例に示した。ＩＣ２には、マルチプレクサ１２０，アナログデジタル変換器１２２Ａ，ＩＣ制御回路１２３，診断回路１３０，伝送入力回路１３８，１４２，伝送出力回路１４０，１４３，起動入力回路１４７，タイマ回路１５０，制御信号検出回路１６０，差動増幅器２６２およびＯＲ回路２８８が設けられている。
【００４４】
詳しい説明は省略するが、ＩＣ２は、マルチプレクサ１２０の切り替えを制御して電池セルＢＣ１〜ＢＣ６の各電圧を読み込む。電池セルＢＣ１〜ＢＣ６の端子電圧は、ＣＶ１端子〜ＣＶ６端子およびＧＮＤＳ端子を介してマルチプレクサ１２０に入力される。マルチプレクサ１２０はＣＶ１端子〜ＣＶ６端子およびＧＮＤＳ端子のいずれかを選択して、端子間電圧を差動増幅器２６２に入力する。差動増幅器２６２の出力は、ＡＤ変換器１２２Ａによりデジタル値に変換される。このＡＤ変換の際にも基準電圧ＶＲＥＦが利用される。
【００４５】
以上説明したように、上述した実施の形態では、定電流源１１から電流が供給されるバンドギャップ回路１０の出力端子３００ａに、ダイオード３０１やツェナーダイオード３０２やプルアップ抵抗３０３を設けて外部電圧源ＶＯによりプルアップし、起動時に出力端子３００ａから電流が供給されるようにした。その結果、この電流供給によりバンドギャップ回路１０を素早く起動させることができるため、定電流源１１に不具合が生じたり低温であったりして、起動時の定電流源１１からの電流供給が不充分であっても、起動遅延の発生を防止できる。
【００４６】
また、ダイオード３０１やツェナーダイオード３０２を用いる場合には、基準電圧ＶＲＥＦに対する外部電圧源ＶＯの電圧を適切な所定範囲に設定することにより、外部電圧源ＶＯのリップルノイズが基準電圧ＶＲＥＦに重畳するのを防止することができる。例えば、ダイオード３０１の場合には、電圧ＶＯを基準電圧ＶＲＥＦよりも低く設定する。また、ツェナーダイオード３０２の場合には、電圧ＶＯを（ブレークダウン電圧がＶＢ＋基準電圧ＶＲＥＦ）よりも低く設定する。もちろん、起動時に出力端子３００ａから電流が供給されるためには、ダイオード３０１の場合には電圧ＶＯをダイオード３０１の順方向電圧より高くし、ツェナーダイオード３０２の場合には電圧ＶＯはＶＢよりも高く設定する必要がある。
【００４７】
なお、以上の説明はあくまでも一例であり、発明を解釈する際、上記実施の形態の記載事項と特許請求の範囲の記載事項の対応関係に何ら限定も拘束もされない。例えば、上述したバンドギャップ基準電圧回路３００の構成は一例を示したものであって、バンドギャップ回路１０に電流を電流源から供給する構成のバンドギャップ基準電圧回路３００であれば本発明を適用することができる。
【符号の説明】
【００４８】
１０：バンドギャップ回路、１１：定電流源、３００：バンドギャップ基準電圧回路、３００ａ：出力端子、３０１：ダイオード、３０２：ツェナーダイオード、３０３：プルアップ抵抗、ＶＲＥＦ：基準電圧、ＶＯ：外部電圧源
【図１】
2013045213.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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