(57)【要約】      （修正有）【課題】接続点Vcp、Vcnにおいて双方向供給が実現できる安価な変換器を提供する。【解決手段】多重レベルクランプ変換器は、-2Aから+2Aの電位差を有する直流電圧を供給する直流電圧源と、この直流電圧源に直列接続された第1、第2コンデンサと、エネルギー変換回路と、直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路を含む。エネルギー変換回路は、5つの出力端を有し、そこから直流電圧レベル+2A、+A、0、-A、-2Aが出力される。エネルギー変換回路には電圧調整回路が設けられており、直流電圧レベル、特に+Aと-Aのレベルが一定になるように調整する。【選択図】図１Ｂ
2013135519.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を受け取る第1ターミナルと第2ターミナル、
前記第1ターミナルと第2ターミナルの間に直列に接続された第1コンデンサと第2コンデンサと、前記第1コンデンサと第2コンデンサの間に設けた中心接続点、
前記第1ターミナルと中心接続点との間に直列接続された第3コンデンサと第4コンデンサと、該第3コンデンサと第4コンデンサのそれぞれの両端電圧が等しくなるように調節する第1電圧調整回路を有し、前記第1のターミナと中心接続点との間に接続された上側エネルギー伝達回路、
前記中心接続点と第２ターミナルとの間に直列接続された第5コンデンサと第6コンデンサと、該第5コンデンサと第6コンデンサのそれぞれの両端電圧が等しくなるように調節する第2電圧調整回路を有し、前記中心接続点と第2のターミナとの間に接続された下側エネルギー伝達回路、
直流電圧を交流電圧に変換するため、前記第1ターミナル、第2ターミナル、中心接続点、第3コンデンサと第4コンデンサの間に設けた上側中間接続点、第5コンデンサと第6コンデンサの間に設けた下側中間接続点、のそれぞれと接続される5つの入力端子を有するスイッチング回路、
を含む多重レベルクランプ変換器。
【請求項２】
上記第1電圧調整回路は、
Hブリッジ回路の4本のアームのそれぞれに挿入されたトランジスタ・ダイオード・カップリングを有し、第1ターミナルと上側中間接続点との間に接続された第1のHブリッジ回路、
Hブリッジ回路の4本のアームのそれぞれに挿入されたトランジスタ・ダイオード・カップリングを有し、上側中間接続点と中心接続点との間に接続された第2のHブリッジ回路、
第1巻線が第1のHブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入され、第2の巻線が第2のHブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入され、第1のHブリッジ回路と第2のHブリッジ回路との間に接続された第1変圧器
を含む請求項１に記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項３】
上記第2電圧調整回路は、
Hブリッジ回路の4本のアームのそれぞれに挿入されたトランジスタ・ダイオード・カップリングを有し、前記中心接続点と下側中間接続点との間に接続された第3のHブリッジ回路、
Hブリッジ回路の4本のアームのそれぞれに挿入されたトランジスタ・ダイオード・カップリングを有し、下側中間接続点と第2ターミナルとの間に接続された第4のHブリッジ回路、
第1巻線が第3のHブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入され、第2の巻線が第4のHブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入され、第3のHブリッジ回路と第4のHブリッジ回路との間に接続された第2変圧器
を含む請求項１に記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項４】
上記第1電圧調整回路は、
Hブリッジ回路の対角線方向にある２本のアームのそれぞれに挿入されたトランジスタ・ダイオード・カップリングと、別の対角線方向にある２本のアームのそれぞれに挿入されたダイオードとを有し、第1ターミナルと上側中間接続点との間に接続された第1のHブリッジ回路、
Hブリッジ回路の対角線方向にある２本のアームのそれぞれに挿入されたトランジスタ・ダイオード・カップリングと、別の対角線方向にある２本のアームのそれぞれに挿入されたダイオードとを有し、上側中間接続点と中心接続点との間に接続された第2のHブリッジ回路、
第1巻線が第1のHブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入され、第2の巻線が第2のHブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入され、第1のHブリッジ回路と第2のHブリッジ回路との間に接続された第1変圧器
を含む請求項１に記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項５】
上記第２電圧調整回路は、
Hブリッジ回路の対角線方向にある２本のアームのそれぞれに挿入されたトランジスタ・ダイオード・カップリングと、別の対角線方向にある２本のアームのそれぞれに挿入されたダイオードとを有し、前記中心接続点と下側中間接続点との間に接続された第3のHブリッジ回路、
Hブリッジ回路の対角線方向にある２本のアームのそれぞれに挿入されたトランジスタ・ダイオード・カップリングと、別の対角線方向にある２本のアームのそれぞれに挿入されたダイオードとを有し、下側中間接続点と第2ターミナルとの間に接続された第4のHブリッジ回路、
第1巻線が第3のHブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入され、第2の巻線が第4のHブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入され、第3のHブリッジ回路と第4のHブリッジ回路との間に接続された第2変圧器
を含む請求項１に記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項６】
上記上側エネルギー伝達回路は、上記第1の変圧器の第1の巻線又は第2の巻線のいずれかに接続され、パルスを供給するパルスインジェクタを更に含む、請求項２，４のいずれかに記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項７】
上記下側エネルギー伝達回路は、上記第2の変圧器の第1の巻線又は第2の巻線のいずれかに接続され、パルスを供給するパルスインジェクタを更に含む、請求項３，５のいずれかに記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項８】
上記スイッチング回路は、直流電圧を三相の交流電圧に変換する三相回路である、請求項１に記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項９】
更に、
第3コンデンサの両端電圧と第4コンデンサの両端電圧との電圧差を生成する比較器と、第1のHブリッジ回路と第2のHブリッジ回路におけるトランジスタを制御するコントローラ
を含む、請求項２，４のいずれかに記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項１０】
更に、
第5コンデンサの両端電圧と第6コンデンサの両端電圧との電圧差を生成する比較器と、第3のHブリッジ回路と第4のHブリッジ回路におけるトランジスタを制御するコントローラ
を含む、請求項３，５のいずれかに記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項１１】
上記トランジスタは、ワイドバンドギャップ半導体で構成される、請求項２−１０のいずれかに記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項１２】
更に、
所定の中立電圧と比べ、中心接続点における電圧の変位を検出する検出部、
検出した電圧の変位を表す制御信号を出力する制御部、
入力端と出力端を有し、上記制御信号を受けて電圧の変位に相当する可変電圧を生成し、上記入力端には上記中心接続点が接続され、生成した可変電圧を上記中心接続点における電圧に加算し、上記出力端からは上記所定の中立電位と大略等しい電位を出力する、可変電圧生成器、
を含む、請求項１に記載の多重レベルクランプ変換器。
【請求項１３】
上記トランジスタ・ダイオード・カップリングは、IGBTダイオード・カップリングおよびGCTダイオード・カップリングのうちのいずれかである、請求項２に記載の多重レベルクランプ変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力を交流電力に変換するAC変換器に関し、更に詳しくは、変換器の多重レベル電圧を所定の電圧レベルに維持することができる多重レベルクランプ変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
AC変換器は、5レベルのDC電圧、たとえばVp、Vcp、Vc、Vcn、Vnのような多重レベルDC電圧を受ける。ここで、Vp=+2A、Vcp=+A、Vc=0、Vcn=-A、またVn=-2A(Aは所定の定電圧)であるとする。5レベルのDC電圧の各々は所望の周波数でスイッチング回路によってチョッピングされて作られる。またチョッピングされた電圧は順次に加えられ、AC電圧を生成する。生成されたAC電圧はステップ状に、0、+A、+2A、+A、0、-A、-2A、-A、0、+A、+2Aに変化する。上記の例において、スイッチング回路は、5レベルのDC電圧を受け取るための5つの入力をそれぞれ有する。
【０００３】
一般に、5レベルのDC電圧は、各々定電圧Aを供給する4つの電源を直列接続することによって生成される。各電源の出力にはコンデンサが接続される。直列接続の両端における電圧Vp、Vn、並びに直列接続された４つのコンデンサ間の3つの接続点、Vcp、Vc、Vcnには5つの異なる電圧レベル(+2A、+A、0、-A、-2A)が出力される。スイッチング回路の動作を安定させるため、5つの異なる電圧(+2A、+A、0、-A、-2A) は、等しい定電圧Aによって分離されていることが必要である。
【０００４】
従来において5つの接続点Vp、Vcp、Vc、Vcn、Vnから出力される電流は安定化されていない。これは、次の説明から理解できる。次の説明においては、出力Voutと中心接続点Vcの間に負荷抵抗が接続された、単一位相Rの変換器について行う。スイッチング回路によりVcがVoutに接続されると、負荷抵抗RLに加えられる電圧は0である。したがって、負荷電流は0である。スイッチング回路によりVcpがVoutに接続されると、負荷抵抗に加えられる電圧はAと等しくなり、流れる電流は、Iout=A/RLとなる。その時、Vcp がVoutに接続されているので、かかる電流は接続点Vcpから出力される。スイッチング回路によりVpがVoutに接続されると、負荷抵抗に加えられる電圧は、2Aと等しくなり、流れる電流は、Iout=2A/RLとなる。その時、かかる電流は、Vpから出力される。次に、VcpがVoutに再び接続される。また、出力される電流は、Iout=A/RLであり、それはVcpから出力される。その後Voutに接続される接続点が、順次、Vc、Vcn、Vn、Vcnと切り替わることにより１サイクルが終わる。したがって、Vcからは、負荷への電流供給がなく、Vcpからは、あるタイムスロットで負荷への電流供給がA/RLであり、Vpからは、あるタイムスロットで負荷への電流供給が2A/RLであり、Vcnからは、あるタイムスロットで負荷への電流供給がA/RLであり、また、Vnからはあるタイムスロットで負荷への電流供給が2A/RLであると考えられる。
【０００５】
しかしながら、負荷が単純な抵抗器ではなくスイッチング回路の周波数と同じ周波数のAC電流源であるとすれば、接続点Vp、Vcp、Vc、Vcn、Vnにかかる負荷は、AC電流源とスイッチング回路との間の位相角に依存する。したがって、様々な場合が現われます。位相角が0の場合、電流は、抵抗器に流れる電流と同じ方向になる。よって、接続点Vcn、Vc、Vcpでの上昇と同じ上昇がみられる。もし、位相角が180度の場合、負荷電流は抵抗器に流れる電流とは反対方向となる。この場合、接続点VcpとVcnではスイッチング回路からの電流を受けることとなると共に、接続点Vcでは0の電流となる。負荷との位相角により、接続点Vcp、Vcnでは、電位はほとんど変化しないが、電流は、流出または流入することとなる。
【０００６】
電位差が-2Aから+2AであるDC電圧を有する電源をVpとVnに接続すると、2つのコンデンサから成る容量性分配器はVcを出力することはできる。しかしながら、接続点Vcp、Vcnでは電流の流出、流入を受ける必要があるので、双方向供給が必要となる。それはフローティング電源、あるいは大型の電力チョッパーで実現されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
2000年2月2日に公表された特開2000-37078号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の課題は、接続点Vcp、Vcnにおいて双方向供給が実現できる安価な変換器を提供することである。更なる課題は、大きな容量のコンデンサを用いることなく、接続点Vcp、Vc、Vcnでの電圧変動を抑制することができる変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る多重レベルクランプ変換器は、  直流電圧を受け取る第1ターミナルと第2ターミナル、  前記第1ターミナルと第2ターミナルの間に直列に接続された第1コンデンサと第2コンデンサと、前記第1コンデンサと第2コンデンサの間に設けた中心接続点、  前記第1ターミナルと中心接続点との間に直列接続された第3コンデンサと第4コンデンサと、該第3コンデンサと第4コンデンサのそれぞれの両端電圧が等しくなるように調節する第1電圧調節回路を有し、前記第1のターミナと中心接続点との間に接続された上側エネルギー伝達回路、  前記中心接続点と第２ターミナルとの間に直列接続された第5コンデンサと第6コンデンサと、該第5コンデンサと第6コンデンサのそれぞれの両端電圧が等しくなるように調節する第2電圧調節回路を有し、前記中心接続点と第2のターミナとの間に接続された下側エネルギー伝達回路、  直流電圧を交流電圧に変換するため、前記第1ターミナル、第2ターミナル、中心接続点、第3コンデンサと第4コンデンサの間に設けた上側中間接続点、第5コンデンサと第6コンデンサの間に設けた下側中間接続点、のそれぞれと接続される5つの入寮区端子を有するスイッチング回路、を含む。
【発明の効果】
【００１０】
本発明においては、上側中間接続点Vcpには、接続点Vp、Vcから電流を受けたり流出したりして、上側中間接続点Vcpの電位を接続点VpとVcの中心電位に保持する。更に、下側中間接続点Vcnには、接続点Vc、Vnから電流を受けたり流出したりして、下側中間接続点Vcnの電位を接続点VcとVnの中心電位に保持する。また、接続点Vcは、接続点VpとVnの中心電位からズレない電位に保持する。したがって、上側中間接続点Vcp、中心接続点、下側中間接続点Vcnにおける電位を一定に保持することができ、スイッチング回路の動作を安定化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１Ａ】図1A、1Bは、図１Cに示すように並べられ、本発明の第１実施の形態に基づく多重レベルクランプ変換器の回路図。
【図１Ｂ】［図１Ａ］に同じ。
【図１Ｃ】［図１Ａ］に同じ。
【図２Ａ】図2Aは、上側エネルギー伝達回路の動作を説明する回路図。
【図２Ｂ】図2Bは、上側エネルギー伝達回路の動作を説明する回路図。
【図３Ａ】図3Aは、下側エネルギー伝達回路の動作を説明する回路図。
【図３Ｂ】図3Bは、下側エネルギー伝達回路の動作を説明する回路図。
【図４−１】図4A、4B、4C、4D、4E、4Fは、上側エネルギー伝達回路において、特にVc1＜Vc2である場合の信号の波形図。
【図４−２】図4G、4H、4I、4J、4K、4Lは、上側エネルギー伝達回路において、特にVc1＞Vc2である場合の信号の波形図。
【図５】図5A、5B、5C、5Dは、それぞれ接続点Vp、Vcp、Vc、Vcn、Vn並びにスイッチング回路における出力信号の波形図。
【図６】図6Aと6bは、それぞれ接続点Jfの出力Voutにおける電圧変動を示す波形図。図6Cは、可変電圧生成器によって生成された電圧を示す波形図。
【図７Ａ】図7Aは、可変電圧生成器の一例を示し、それぞれ正電圧および負電圧を生成するときの電流路を示す回路図。
【図７Ｂ】図7Bは、可変電圧生成器の一例を示し、それぞれ正電圧および負電圧を生成するときの電流路を示す回路図。
【図８】図8A、8B、8C、8D、8E、8Fは、図7A又は7Bの回路の主要な点における波形図。
【図９Ａ】図9Aは、本発明の第２の実施の形態の上側エネルギー伝達回路と下側エネルギー伝達回路の回路図。
【図９Ｂ】図9Bは、本発明の第２の実施の形態の上側エネルギー伝達回路と下側エネルギー伝達回路の回路図。
【図１０】図10A、10B、10C、10D、10E、10F、10G、10Hは、図9Aと9Bの回路中における波形図。
【図１１】図11A、11B、11C、11D、11E、11F、11G、11Hは、図9Aと9Bの回路中における波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
<実施の形態1>
図1A、1Bは、図1Cで示されるように並べられ、本発明の第１の実施の形態に基づく多重レベルクランプ変換器を示す。多重レベルクランプ変換器は、DC源であるパワーソース2、2つの分圧器４，６、コンデンサCa，Cb、比較器16、コントローラ12、可変電圧生成器18、上側エネルギー伝達回路20、下側エネルギー伝達回路22、スイッチング回路24，26，28を含む。
【００１３】
-2Aから+2Aまでの電位差を提供することができるDC源2は、ターミナル8、10を介して、直列接続された分圧器4、6、および直列接続されたコンデンサCa、Cbへ接続される。ターミナル8、10は、更にターミナルVp、Vnにそれぞれ接続される。ターミナル8には電圧レベル+2Aが提供され、ターミナル10には電圧レベル-2Aが提供されるように、DC源2は所定のDC電圧を生成する。分圧器4、6は、同じ抵抗値を有する抵抗器によって構成される。したがって、分圧器4と6の間の接続点Jcの電位は、ターミナル8，10間の中立電位(この場合0)である。コンデンサCa，Cbは同じ容量を有する。したがって、コンデンサCa，Cbはそれぞれ電圧2Aに充電される。言いかえれば、コンデンサCaの両端電圧は、コンデンサCbの両端電圧と同じである。したがって、理想的には、コンデンサCa，Cb間の接続点Jfの電位は、ターミナル8，10間の中心電圧に等しい。
【００１４】
以下、接続点やターミナルを示すシンボル（JcやJfのようなもの）は、さらにその接続点あるいはターミナルにおける電位をも示す。
【００１５】
DC源2は、バッテリー、太陽電池あるいはAC-DCコンバーターのような任意のDC源であってよい。
【００１６】
比較器16は電圧Jc、Jfを比較し、電位Jc、Jfの電位差を出力する。電位差は、可変電圧生成器18の動作を制御するコントローラ12に加えられる。
【００１７】
コンデンサCa、CbはDC源2によって充電され、スイッチング回路24、26、28によって負荷に供給されるので、コンデンサCa、Cbの充電値は、理想的には定電圧レベルであるが、変動する。したがって、接続点Jfの電圧は0ボルトから上下に変位する。
【００１８】
可変電圧生成器18は接続点Jfにおける電圧変位を検出し、変位した電圧を補償する電圧を出力する。その結果、ターミナルVcの出力電圧は0ボルトに維持される。
【００１９】
上側エネルギー伝達回路20には入力端子Vp、Vcがあり、その間にコンデンサC1、C2が直列に接続される。コンデンサC1とC2の間の接続点である出力端子Vcpは、上側中間接続点と呼ぶ。入力端子Vp、Vcは、さらに上側エネルギー伝達回路20の出力端子としても機能する。同様に、下側エネルギー伝達回路22には入力端子Vc、Vnがあり、その間にコンデンサC3、C4が直列に接続される。コンデンサC3とC4の間の接続点である出力端子Vcnは、下側中間接続点と呼ぶ。入力端子Vc、Vnは、さらに下側エネルギー伝達回路22の出力端子としても機能する。
【００２０】
上側エネルギー伝達回路20および下側エネルギー伝達回路22は、両者合わせて、多重レベルエネルギー、例えば5レベルエネルギー、を転送するエネルギー伝達回路を構成する。一例によれば、コンデンサC1、C2、C3、C4の容量は、同一にする。エネルギー伝達回路20，22の動作により、出力端子Vp，Vcp，Vc，Vcn、Vnの電圧を、それぞれ+2A、+A、0、-A、−2Aとすることができる。
【００２１】
上側エネルギー伝達回路20は、ターミナルVp、Vcp間に接続された、 4つのトランジスタQP1、QP2、QP3、QP4を含む第１のHブリッジ回路と、ターミナルVcp、Vc間に接続された4つのトランジスタQP5、QP6、QP7、QP8を含む第２のHブリッジ回路とを有する。トランジスタQP1、QP2、QP3、QP4、QP5、QP6、QP7、QP8は、逆方向に接続された、ダイオードDP1、DP2、DP3、DP4、DP5、DP6、DP7、DP8とそれぞれ結合されている。トランジスタQP1と結合されたダイオードDP1はトランジスタ・ダイオード・カップリングを構成する。変圧器21は、第１巻線TP1および第２巻線TP2を有する。変圧器21の変圧比は1:1である。第１巻線TP1は、トランジスタQP1とQP2間の接続点と、トランジスタQP3とQP4間の接続点との間に接続される。第2巻線TP2は、トランジスタQP5とQP6間の接続点と、トランジスタQP7とQP8間の接続点との間に接続される。4つのトランジスタは、H-ブリッジ回路の4つのアームにそれぞれ挿入され、また、巻線はH-ブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入される。
【００２２】
同様に、下側エネルギー伝達回路22は、ターミナルVc、Vcn間に接続された、4つのトランジスタQN1、QN2、QN3、QN4を含む第3番のHブリッジ回路と、ターミナルVcn、Vn間に接続された、4つのトランジスタQN5、QN6、QN7、QN8を含む第4番のHブリッジ回路とを有する。
【００２３】
トランジスタQN1、QN2、QN3、QN4、QN5、QN6、QN7、QN8は、逆方向に接続された、ダイオードDN1、DN2、DN3、DN4、DN5、DN6、DN7、DN8とそれぞれ結合されている。トランジスタQN1と結合されたダイオードDN1はトランジスタ・ダイオード・カップリングを構成する。変圧器23は、第１巻線TN1および第２巻線TN2を有する。変圧器23の変圧比は1:1である。第１巻線TN1は、トランジスタQN1とQN2間の接続点と、トランジスタQN3とQN4間の接続点の間に接続される。第2巻線TN2は、トランジスタQN5とQN6間の接続点と、トランジスタQP7とQP8間の接続点の間に接続される。4つのトランジスタは、H-ブリッジ回路の4つのアームにそれぞれ挿入され、また、巻線はH-ブリッジ回路の中心ブリッジ・ラインに挿入される。
【００２４】
トランジスタ・ダイオード・カップリングは、IGBTダイオード・カップリングあるいはGCTダイオード・カップリングによって形成することができる。
【００２５】
上側エネルギー伝達回路20は、コンデンサC1の両端電圧とコンデンサC2の両端電圧との平衡を保つために設けられている。したがって、接続点Vcの電圧が0である場合、ターミナルVcpの電圧は+Aに維持される。
【００２６】
図2Aに示すように、上側エネルギー伝達回路20は、比較器19aと接続される。比較器19aの一方の入力は、ターミナルVcpに接続され、他方の入力は、+A電圧を提供する定電圧源19bに接続される。比較器19aは、ターミナルVcpの電圧を定電圧+Aと比較し、所望電圧+Aに対し、ターミナルVcpでの電圧がどちらの方に、どれだけ変位しているかの情報を出力する。比較器19aの出力は、コントローラ30に出力され、トランジスタQP1-QP8のONおよびOFFを制御する。
【００２７】
比較器19aは、ターミナルVcpにおける電位と定電圧+Aとを比較する代わりに、コンデンサC1の両端電圧とコンデンサC2の両端電圧を比較するようにしてもよい。
【００２８】
下側エネルギー伝達回路22は、コンデンサC3の両端電圧とコンデンサC4の両端電圧との平衡を保つために設けられている。したがって、ターミナルVcnの電圧は-Aに維持される。
【００２９】
図3Aに示すように、下側エネルギー伝達回路22は、比較器19cと接続される。比較器と19cの一方の入力は、ターミナルVcnに接続され、他方の入力は、-A電圧を提供する定電圧源19dに接続される。比較器19cは、ターミナルVcnの電圧を定電圧-Aと比較し、所望電圧-Aに対し、ターミナルVcnでの電圧がどちらの方に、どれだけ変位しているかの情報を出力する。比較器19cの出力は、コントローラ30に出力され、トランジスタQN1-QN8のONおよびOFFを制御する。
【００３０】
比較器19cは、ターミナルVcnにおける電位と定電圧-Aとを比較する代わりに、コンデンサC3の両端電圧とコンデンサC4の両端電圧を比較するようにしてもよい。
【００３１】
第1のHブリッジ回路、第2のHブリッジ回路および変圧器21は、第1の双方向電圧調整回路を構成し、コンデンサC1の両端電圧およびコンデンサC2の両端電圧が互いに等しくなるように電圧を調節する。
【００３２】
第３のHブリッジ回路、第４のHブリッジ回路および変圧器23は、第２の双方向電圧調整回路を構成し、コンデンサC3の両端電圧およびコンデンサC4の両端電圧が互いに等しくなるように電圧を調節する。
【００３３】
図2Aを用いて、上側エネルギー伝達回路20の動作を説明する。特にスイッチング回路により電流が接続点Vcpから流出し、ターミナルVcpの電圧レベルが、電圧レベル+Aより低くなる場合(コンデンサC1の両端電圧がコンデンサC2の両端電圧より大きい場合)について説明する。この場合、コンデンサC1に蓄積された電圧は、コンデンサC2のそれより大きい（Vc1>Vc2）。この場合、比較器19aは、Vc1>Vc2を示す信号を生成し、また、コントローラ30は、トランジスタQP2、QP3(図4A、4B)をONするための制御信号を生成する。初期状態においては、トランジスタQP1-QP8はすべてOFFに維持されている。トランジスタQP2、QP3がONにされると、図2Aの実線で示すように、コンデンサC1から放電電流IP1(図4E)が流れる、すなわち、コンデンサC1から、トランジスタQP3を介して変圧器21の第1巻線TP1へと流れ、更に、トランジスタQP2を介してコンデンサC1へと流れる。従って、変圧器21の第2巻線TP2に起電力が発生し、充電電流IP2(図4F)が図2Aの点線で示すように、第2巻線TP2、ダイオードDP7、コンデンサC2およびダイオードDP6を介して流れる。
【００３４】
したがって、コンデンサC1に蓄積された多目の電荷は、コンデンサC2に転送され、それによって、コンデンサC1とC2の間で、多目の電荷は平均化させる。
【００３５】
その後のバランス制御サイクルにおいて、比較器19aからVc1>Vc2を示す信号が再び生成されれば、コントローラ30は、トランジスタQP1、QP4をONにする制御信号を生成する。トランジスタQP1、QP4がONされれば、放電電流IP1は、コンデンサC1からトランジスタQP1、そして変圧器21の第1巻線TP1（前のバランス制御サイクルで観察された方向とは逆方向）、トランジスタQP4、コンデンサC1を通って流れる。従って、前のバランス制御サイクルで観察された起電力とは反対方向の起電力が、変圧器21の第2巻線TP2に生成される。その結果、充電電流は、第2巻線TP2からダイオードDP5、コンデンサC2およびダイオードDP8を流れる。これにより、コンデンサC1に蓄積された多目の電荷は、コンデンサC2に転送され、それによって、コンデンサC1とC2の間で多目の電荷は平均化される。このようにして、変圧器21は各バランス制御サイクルの後に反対方向で励磁される。したがって、鉄心が交互に反対方向で磁化されるので、変圧器21はよい状態で維持することができる。
【００３６】
なお、変圧器21を単一方向に磁化されるように使用することも可能である。この場合、図9A、9Bに示すように、H-ブリッジ回路中の対角線方向にあるトランジスタ、例えばトランジスタQP1、QP4、あるいはトランジスタQP2、QP3を除去することができる。
【００３７】
図2Bを用い、上側エネルギー伝達回路20の動作、特に、スイッチング回路により電流が接続点Vcpに供給される場合について説明する。この場合(コンデンサC1の両端電圧がコンデンサC2の両端電圧より小さい場合)、ターミナルVcpの電圧レベルは、電圧レベル+Aより大きい。この場合、コンデンサC1に蓄積された電荷は、コンデンサC2に蓄積された電荷より小さい（Vc1<Vc2）。
【００３８】
この場合、比較器19aは、Vc1<Vc2を示す信号を生成する。また、コントローラ30は、トランジスタQP6、QP7をONにする制御信号を生成する(図4G、4H)。初期状態においては、トランジスタQP1-QP8はすべてOFFに保持されている。トランジスタQP6、QP7がONされれば、図2Bの実線で示すように、放電電流IP1(図4L)がコンデンサC2から流れる。すなわち、電流は、コンデンサC2からトランジスタQP7を介して、変圧器21の第2巻線TP2へと流れ、その後、トランジスタQP6を介してコンデンサC2へと流れる。従って、変圧器21の第1巻線TP1に起電力が生成され、充電電流IP2(図4K)が図2Bの点線で示すように、第1巻線TP1から流れる。つまり、第1巻線TP1、ダイオードDP3、コンデンサC1およびダイオードDP2へと流れる。これにより、コンデンサC2に蓄積された多目の電荷は、コンデンサC1に転送され、それにより、コンデンサC1とC2間で、多目の電荷が平均化される。
【００３９】
その後のバランス制御サイクルにおいて、比較器19aからVc1<Vc2を示す信号が再び生成されれば、コントローラ30は、トランジスタQP5、QP8(図4I、4J)をONにする制御信号を生成する。トランジスタQP5、QP8がONされれば、放電電流IP1は、コンデンサC2からトランジスタQP5を介して変圧器21第2巻線TP2に流れ（前のバランス制御サイクルで観察した方向とは逆方向）、トランジスタQP8を介してコンデンサC2まで流れる。
【００４０】
従って、前のバランス制御サイクルに観察された方向とは反対方向の起電力が、変圧器21の第1巻線TP1に生成される。その結果、充電電流は、第1巻線TP1からダイオードDP1、コンデンサC1およびダイオードDP4を流れる。これにより、コンデンサC2に蓄積された多目の電荷は、コンデンサC1に転送され、それによって、コンデンサC1とC2の間で多目の電荷は平均化される。このようにして、変圧器21は各バランス制御サイクルの後に反対方向で励磁される。したがって、鉄心が交互に反対方向で磁化されるので、変圧器21はよい状態で維持することができる。
【００４１】
なお、変圧器21の鉄心が単一方向に励磁されるように使用される場合は、図9A、9Bに示すように、H-ブリッジ回路中の対角線方向にあるトランジスタ、例えばトランジスタQP5、QP8、あるいはトランジスタQP6、QP7を除去することができる。
【００４２】
図4Aにおいて、一つのONパルス信号を含む一周期は、エネルギー伝達回路の1つのバランス制御サイクルに対応する。エネルギー伝達回路のバランス制御サイクルの周波数は、約500Hzである。
【００４３】
図3Aを用いて、下側エネルギー伝達回路22の動作を説明する。特にターミナルVcnの電圧レベルが電圧レベル-Aより低くなる場合(コンデンサC3の両端電圧がコンデンサC4の両端電圧より大きい場合）について説明する。この場合、コンデンサC3に蓄積された電圧は、コンデンサC4に蓄積された電圧より大きい（Vc3>Vc4）。この場合、比較器19cは、Vc3>Vc4を示す信号を生成し、また、コントローラ30は、トランジスタQN2、QN3をONするための制御信号を生成する。その後の一連の動作は図2Aにおいて説明した動作と同様である。
【００４４】
変圧器21でも説明したように、変圧器23も単一方向に励磁されるように構成されれば、H-ブリッジ回路中の対角線方向にあるトランジスタ、例えばトランジスタQN1、QN4、あるいはトランジスタQN2、QN3を除去することができる。
【００４５】
図3Bを用い、下側エネルギー伝達回路22の動作、特に、ターミナルVcnの電圧レベルが電圧レベル-Aより大きくなる場合(コンデンサC3の両端電圧がコンデンサC4の両端電圧より小さい場合)について説明する。この場合、コンデンサC3に蓄積された電荷は、コンデンサC4に蓄積された電荷より小さい（Vc3<Vc4）。
【００４６】
この場合、比較器19cは、Vc3<Vc4を示す信号を生成する。また、コントローラ30は、トランジスタQN6、QN7をONするための制御信号を生成する。その後の一連の動作は、図2Bにおいて説明した動作と同様である。
【００４７】
変圧器21でも説明したように、変圧器23も単一方向に励磁されるように構成されれば、H-ブリッジ回路中の対角線方向にあるトランジスタ、例えばトランジスタQN5、QN8、あるいはトランジスタQN6、QN7を除去することができる。
【００４８】
上側および下側エネルギー伝達回路20と22により、出力端子Vp、Vcp、Vc、Vcn、Vnから定電圧+2A、+A、0、-A、-2Aがそれぞれ生成される。言いかえれば、出力レベルの変動、特に、+Aと-Aにおける変動は抑制される。この状態が図5Aに示されている。
【００４９】
スイッチング回路24、26、28はエネルギー伝達回路20、22から、+2A、+A、0、-A、-2Aの定電圧を受け、図5B、5C、5Dに示すように、三相交流電圧、R位相、S位相およびT位相を生成する。交流電源の周波数は任意の周波数、たとえば60Hzである。
【００５０】
R位相用のスイッチング回路24は、ターミナルVp、Vcp、Vc、Vcn、Vnに接続される5つの入力端子と、1つの出力端子R-outを有する。スイッチング回路24はトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8を有し、更に、ダイオードD1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8を有する。ダイオードD1-D8は、それぞれトランジスタQ1-Q8と結合されている。更に、ダイオードD10-D33が設けられている。トランジスタQ1-Q8のONおよびOFFはコントローラ32によって制御される。トランジスタQ1-Q8の制御により、スイッチング回路24の出力端子R-outから、図5Bに示されるような、5レベルで変動するAC電圧が出力される。
【００５１】
同様に、S位相用のスイッチング回路26は、ターミナルVp、Vcp、Vc、Vcn、Vnに接続される5つの入力端子と、1つの出力端子S-outを有する。スイッチング回路26はコントローラ34と連結されている。スイッチング回路26は出力端子S-outから、図5Cに示されるような5レベルで変動するAC電圧を出力する。
【００５２】
同様に、T位相用のスイッチング回路28は、ターミナルVp、Vcp、Vc、Vcn、Vnに接続される5つの入力端子と、1つの出力端子T-outを有する。スイッチング回路28はコントローラ36と連結されている。スイッチング回路28は出力端子T-outから、図5Dに示されるような5レベルで変動するAC電圧を出力する。
【００５３】
次に、ターミナルVcにおける電圧制御について、図1Aを参照して説明する。
【００５４】
本発明においては、コンデンサCa、Cbが比較的小さな容量であり、負荷が単一位相の抵抗負荷であれば、図6Aの期間P1で示されるように、コンデンサCaにおける電圧は低減される。したがって、図6Bの期間P1で示されるように、電位Jfは増加され好ましくない結果となる。比較器16は、電位Jfの増加を検知する。コントローラ12は、電位Jfの増加の情報を受け、可変電圧生成器18へ制御信号を出力する。可変電圧生成器18は図6Cに示されるように、電圧Vgenを生成し、その電圧Vgenは、期間P1における接続点Jfで増加された電位を相殺する。その結果、ターミナルVcの電位は、中立(ニュートラル）レベルに維持される。
【００５５】
電位Jcに対する電位Jfの増加又は減少は、電位Jfの変位と言う。分圧器4、6と比較器16を組み合わせたものを、中心接続点Jfにおける変位を検出する、電圧検出回路を構成する。
【００５６】
図7Aは、可変電圧生成器18の一例は示す。可変電圧生成器18はトランジスタT11、T12、T13、T14、ダイオードD11、D12、D13、D14を含むフルブリッジ回路を有する。ダイオードD11、D12、D13、D14は、それぞれトランジスタT11、T12、T13、T14に逆方向に接続されている。直列接続されたトランジスタT13、T14と平行にコンデンサCcが接続されている。
【００５７】
インダクタL1およびコンデンサCdを含むフィルタ回路は、可変電圧生成器18の入出力間に接続される。コンデンサCcは充電器17によって充電され、常に充電された状態で維持される。つまり、動作中においては、最大電圧Vmaxと等しいか、それより高い電圧を維持している。最大電圧Vmaxは予測される、電位Jfの変位の最大値と等しい。充電器17は内部回路または外部回路によって形成することができる。充電器17は図7Aにおいてのみ示され、他の電圧源の回路では省略される。
【００５８】
コントローラ12は、トランジスタT12、T11、T13、T14にそれぞれ接続される4つの出力A1、A2、A3、A4を有する。出力A1、A2のそれぞれは、比較器16からの差信号である変位の極性を示すHIGHまたはLOWの信号を出力する。また、出力A3、A4のそれぞれは、変位の量を表わす所定量の連続するパルスが出力される。例えば、連続するパルスは、コントローラ12に設けられた高周波(たとえば20-50kHz)パルス源(図示せず)から生成され、電位Jfの変位の量によって決定される割合で切り分けられる。なお、トランジスタT11、T12、T13、T14を制御して、上述されるようなVgenに相当する値の信号を生成する手段は、他の構成をとるようにしてもよい。
【００５９】
図7Aは、電位Jfが-Vd1(図8A)まで変位する場合を示す。また、図7Bは、電位Jfが+Vd2(図8A)まで変位する場合を示す。
【００６０】
図8Aから8Fを参照し、可変電圧生成器18の動作を説明する。図8Aは、電位Jcに対する接続点Jfにおける電位の変化を表わす、比較器16の出力を示す。期間PP1において、電位Jfが、電圧Vmaxの2/3に相当する電位に等しい量Vd1だけ減少したと仮定する。また期間PP2において、電位Jfが、電圧Vmaxの5/6に相当する電位に等しい量Vd2だけ増加したと仮定する。図8B、8C、8D、8Eはそれぞれコントローラ12の出力の波形図であり、トランジスタT11、T12、T13、T14に加えられます。
【００６１】
期間PP1において、接続点Jcに対する接続点Jfにおける電位の極性がマイナスの場合、コントローラ12は出力A1からトランジスタT12にHIGHを出力する。したがって、期間PP1中でトランジスタT13がONとなると、図7Aの実線で示されるような電流路が可変電圧生成器18に形成され、期間PP1中でトランジスタT14がONになると、点線で示されるような電流路が可変電圧生成器18に形成される。
【００６２】
期間PP1において、コントローラ12は、電位Jfの変位の程度を計算し、その結果を比率によって表わす。この場合、コンデンサCc=Vmaxとした場合、出力A3は、期間PP1において、デューティ比が2/3であるパルスを出力し(図8D)、また、出力A4は、期間PP1において、デューティ比が1/3である補間パルスを出力する(図8E)。このように、図8Fで示されるように、期間PP1においてトランジスタT13は、2/3の時間割合でONにされ、コンデンサCdを順方向に電圧Vmaxの2/3の割合で充電する。したがって、期間PP1において、コンデンサCdは、間欠的に電圧Vmaxを受け、図8Fに示されるように、期間PP1において(2/3)*Vmax=+Vd1（平均値とした場合)に充電される。したがって、接続点Jfに現われる電位の変位は、コンデンサCdに充電された電位と相殺され、ターミナルVcには中立(ニュートラル）の電位が現れる。
【００６３】
期間PP2において、接続点Jcに対する接続点Jfにおける電位の極性がプラスの場合、コントローラ12は出力A2からトランジスタT11にHIGHを出力する。したがって、期間PP2中でトランジスタT13がONになると、図7Bの実線で示されるような電流路が可変電圧生成器18に形成され、期間PP2中でトランジスタT14がONになると、点線で示されるような電流路が可変電圧生成器18に形成される。
【００６４】
期間PP2において、コントローラ12は、電位Jfの変位の程度を計算し、その結果を比率によって表わす。この場合、コンデンサCc=Vmaxとした場合、出力A4は、期間PP2においてデューティ比が5/6であるパルスを出力し(図8E)、また、出力A3は、期間PP2において、デューティ比が1/6である補間パルスを出力する(図8D)。このように、図8Fに示されるように、期間PP2においてトランジスタT14は、5/6の時間割合でONにされ、コンデンサCdを逆方向に電圧Vmaxの5/6の割合で充電する。したがって、期間PP2において、コンデンサCdは、間欠的に電圧Vmaxを受け、図8Fで示されるように、期間PP2において(5/6)*Vmax=-Vd2(平均値とした場合)に充電される。したがって、接続点Jfに現われる電位の変位は、コンデンサCdに充電された電位と相殺され、ターミナルのVcには中立(ニュートラル）の電位が現れる。
【００６５】
なお、使用されるトランジスタは、ワイドバンドギャップ半導体（wideband gap semiconductors）を用いることができる。
【００６６】
さらに、上側エネルギー伝達回路20および下側エネルギー伝達回路22において用いられるトランジスタは、MOSFET、IGBT、GCTのいずれかであってもよい。
<実施の形態2>
図9A、9Bは、実施の形態２に基づく上側エネルギー伝達回路20および下側エネルギー伝達回路22を示す。
【００６７】
図9Aにおいて、上側エネルギー伝達回路20は、各バランス制御サイクルの先頭において注入パルスを出力し、充電と放電を確実に実行せしめるパルスインジェクタ５０を更に有する。パルスインジェクタ50はブリッジ回路を構成するトランジスタT51、T52、T53、T54と、コンデンサC51およびダイオードD51、D52、D53、D54を有し、ダイオードD51、D52、D53、D54はそれぞれ、トランジスタT51、T52、T53、T54に逆方向に接続されている。パルスインジェクタ50は、コントローラ30にも接続されており、トランジスタT51-T54のONおよびOFFを制御する。パルスインジェクタ50は第１の巻線TP1に挿入されているが、第2の巻線TP2に挿入することも可能である。
【００６８】
上述したように、比較器19aは、所望の電圧+Aに対するターミナルVcpにおける電位差および電位方向を示す信号を生成する。ここで、電位差はコンデンサC1での電圧とコンデンサC2での電圧が不平衡である場合に、平衡になるようにするために相殺しなければならない電圧の量を示す一方、電位方向は、コンデンサC1あるいはC2からコンデンサC2あるいはC1に電荷のトランスファーが行なわれる方向を示す。上述の２つの情報に基づいて、コントローラ30はパルスインジェクタ50に制御信号(図10E、10F)を出力する。
【００６９】
電荷のトランスファーがコンデンサC1からコンデンサC2(Vc1>Vc2)に向かって行なわれる場合、コントローラ30から信号VS1(図10E)が出力され、トランジスタT52、T53をONにし、トランジスタT51、T54 をOFFに維持する。信号VS1のタイミングは次のようになっている。時刻t1におけるパルス(図10A、10B)のステップアップによりトランジスタ、QP2とQP3がONとなり、信号VS1は時刻t1の直後である時刻t1aにおいてステップアップする。そして、時刻t1bにおいてステップダウンする。時刻t1aから時刻t1bまでのパルス期間は、相殺するために必要な電荷のチャージ量により決められる。すなわち、比較器19aから生成された電圧によって決められる。
【００７０】
コンデンサC51は予め決められた所定の電圧で充電されている。コンデンサC1とC2の間で相殺しなければならない電圧値は信号VS1のパルス期間によって調節される。
【００７１】
電圧が高くなると、パルス期間も広くなる。トランジスタT52、T53のONにより、コンデンサC51に充電された電位は、出力端子O51とO52の間から出力される。そのように出力されたパルスは図10Eに示される信号VS1に対応し、それは正方向のパルスである。VS1に示される正方向のパルスにより、第1の巻線TP1は急激に励磁され、急峻に立ち上がる電流を流し始める。VS1での正方向のパルスがなくなった後も、第1の巻線TP1は、コンデンサC1の放電により、緩やかに増加する電流を受け続ける。これは、コントローラ30から制御信号を受け取るトランジスタT52、T54のONによって実行される。同様な電流が、第2の巻線TP2に生成され、コンデンサC2を充電する。
【００７２】
電荷のトランスファーがコンデンサC2からコンデンサC1(Vc1<Vc2)に向かって行なわれる場合、コントローラ30から信号VS2(図10F)が出力され、トランジスタT51、T54をONにし、トランジスタT52、T53 をOFFに維持する。信号VS2のタイミングは次のようになっている。時刻t3におけるパルス(図10C、10D)のステップアップによりトランジスタ、QP6とQP7がONとなり、信号VS2は時刻t3の直後である時刻t3aにおいてステップアップする。そして、時刻t3bにおいてステップダウンする。時刻t3aから時刻t3bまでのパルス期間は、相殺するために必要な電荷のチャージ量により決められる。すなわち、比較器19aから生成された電圧によって決められる。
【００７３】
コンデンサC51は予め決められた所定の電圧で充電されている。コンデンサC1とC2の間で相殺しなければならない電圧値は信号VS2のパルス期間によって調節される。
【００７４】
電圧が高くなると、パルス期間も広くなる。トランジスタT51、T54のONにより、コンデンサC51に充電された電位は、出力端子O51とO52の間から出力される。そのように出力されたパルスは図10Fに示される信号VS2に対応し、それは負方向のパルスである。VS2に示される負方向のパルスにより、第1の巻線TP1は急激に励磁され、急峻に立ち上がる負方向電流（上述した信号VS1の場合に流れる電流とは逆方向の電流）を流し始める。VS2での負方向のパルスがなくなった後も、第２の巻線TP2は、コンデンサC2の放電により、緩やかに増加する電流を受け続ける。これは、コントローラ30から制御信号を受け取るトランジスタT51、T53のONによって実行される。同様な電流が、第1の巻線TP1に生成され、コンデンサC1を充電する。
【００７５】
図9Bにおいて、下側エネルギー伝達回路22は、各バランス制御サイクルの先頭において注入パルスを出力し、充電と放電を確実に実行せしめるパルスインジェクタ６０を更に有する。パルスインジェクタ６０はブリッジ回路を構成するトランジスタT61、T62、T63、T64と、コンデンサC61およびダイオードD61、D62、D63、D64を有し、ダイオードD61、D62、D63、D64はそれぞれ、トランジスタT61、T62、T63、T64に逆方向に接続されている。パルスインジェクタ60は、コントローラ30にも接続されており、トランジスタT61-T64のONおよびOFFを制御する。パルスインジェクタ60は第１の巻線TN1に挿入されているが、第2の巻線TN2に挿入することも可能である。
【００７６】
下側エネルギー伝達回路22の動作は、上述した上側エネルギー伝達回路20の動作と同じであるので、その説明は省略する。
【００７７】
図11H、11Aにおいて、パルスインジェクタ50の更に別の動作を説明する。
【００７８】
図11Eに示したように、パルスインジェクタ50は、トランジスタT52、T53をONするために制御信号の初めにパルスを生成したが、制御信号の終了の前にパルスを生成することも可能である。この様にすれば、コンデンサを相殺させるための充放電の動作を確実に終了せしめることができる。
【００７９】
同じ制御はパルスインジェクタ60についても行うことができる。
【００８０】
パルスインジェクタ50、60において使用されるコンデンサC51、C61は、コンデンサC1、C2、C3、C4の容量よりも、より小さい容量のものを使用することができる。
【００８１】
パルス期間を制御することにより、一方のコンデンサ(例えばC1)から他方のコンデンサ(例えばC2)に転送されるチャージの量を容易に制御することができる。
【００８２】
更に、パルスインジェクタ50、60において低電圧のスイッチが使用されるので、パルスインジェクタ50、60中のONおよびOFFのタイミングを高速で制御することができる。
【００８３】
本願の多重レベルクランプ変換器によれば、たとえ接続点Vcpにおいて、多大な量の電流の流入または流出が行われていても、接続点Vcpにおける電位を強制的に中心レベル+Aに調節することができる。ここで、中心レベル+Aは、最高レベル+2Aと中立レベル0の間の中心である。
【００８４】
本願の多重レベルクランプ変換器によれば、たとえ接続点Vcnにおいて、多大な量の電流の流入または流出が行われていても、接続点Vcnにおける電位を強制的に中心レベル-Aに調節することができる。ここで、中心レベル-Aは、最低レベル-2Aと中立レベル0の間の中心である。
【００８５】
本願の多重レベルクランプ変換器によれば、コンデンサCa、Cbのそれぞれにおける両端電圧が変動しても、ターミナルVcにおける電位を強制的に中立レベルに調節することができる。これは変動した電圧と等しい電圧を生成し、生成した電圧を接続点Jfにおける電圧に加えることにより達成される。したがって、小さな容量のコンデンサCa、Cbを使用することができる。さらに、動作の初期状態において、コンデンサCa、Cbのチャージを予め等しくしておく必要はない。
【００８６】
本願発明において、コンデンサCa、Cbに十分に大きな容量を持たせれば、可変電圧生成器18、比較器16およびコントローラ12は省略することも可能である。この場合、接続点JfをターミナルVcに直接接続することができる。
【００８７】
本発明において、3つのスイッチング回路24、26、28を設けずに、単一位相の交流電源であれば、1つのスイッチング回路を使用することも可能である。
【００８８】
以上、本発明の好ましい実施の形態について図面を参照して説明したが、種々の変更や修正は、当業者に明白であり、かかる変更や修正は、本願の特許請求の範囲に含まれるものである。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
本発明は変換器において使用することができる。
【符号の説明】
【００９０】
2 ...DC源、  4，6...分圧器、  12 ...コントローラ、  16 ...比較器、18 ...可変電圧生成器、  20 ...上側エネルギー変圧器、  22 ...下側エネルギー変圧器、  24，26，28...スイッチング回路。
【図１Ａ】
2013135519.tif 000003
【図１Ｂ】
2013135519.tif 000004
【図１Ｃ】
2013135519.tif 000005
【図２Ａ】
2013135519.tif 000006
【図２Ｂ】
2013135519.tif 000007
【図３Ａ】
2013135519.tif 000008
【図３Ｂ】
2013135519.tif 000009
【図４−１】
2013135519.tif 000010
【図４−２】
2013135519.tif 000011
【図５】
2013135519.tif 000012
【図６】
2013135519.tif 000013
【図７Ａ】
2013135519.tif 000014
【図７Ｂ】
2013135519.tif 000015
【図８】
2013135519.tif 000016
【図９Ａ】
2013135519.tif 000017
【図９Ｂ】
2013135519.tif 000018
【図１０】
2013135519.tif 000019
【図１１】
2013135519.tif 000020
【外国語明細書】
2013135519.tif 000021
2013135519.tif 000022
2013135519.tif 000023
2013135519.tif 000024
2013135519.tif 000025
2013135519.tif 000026
2013135519.tif 000027
2013135519.tif 000028
2013135519.tif 000029
2013135519.tif 000030
2013135519.tif 000031
2013135519.tif 000032
2013135519.tif 000033
2013135519.tif 000034
2013135519.tif 000035
2013135519.tif 000036
2013135519.tif 000037
2013135519.tif 000038
2013135519.tif 000039
2013135519.tif 000040
2013135519.tif 000041
2013135519.tif 000042
2013135519.tif 000043
2013135519.tif 000044
2013135519.tif 000045
2013135519.tif 000046
2013135519.tif 000047
2013135519.tif 000048
2013135519.tif 000049
2013135519.tif 000050
2013135519.tif 000051
2013135519.tif 000052
2013135519.tif 000053
2013135519.tif 000054
2013135519.tif 000055
2013135519.tif 000056
2013135519.tif 000057
2013135519.tif 000058
2013135519.tif 000059
2013135519.tif 000060
2013135519.tif 000061
2013135519.tif 000062
2013135519.tif 000063
2013135519.tif 000064