(57)【要約】【課題】フィードバック経路にある電源制御回路にて出力電圧の振動を抑止することが可能な電源回路を提供する。【解決手段】スイッチング回路ＳＷは、直流を分断する。平滑回路Ｈは、スイッチング回路ＳＷにて分断された直流を平滑化する。スイッチング制御部１１ａは、平滑回路Ｈの出力電圧を対象にスイッチング回路ＳＷのスイッチング周期あたりに複数のサンプル値を採集し、前記サンプル値から代表値を算出する。前記代表値に基づいて、スイッチング回路ＳＷをスイッチング制御する。【選択図】      図１
2013135511.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を分断するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路にて分断された直流を平滑化する平滑回路と、
前記平滑回路の出力電圧を前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数でサンプリングし、そのサンプリング結果に基づいて前記スイッチング回路をスイッチング制御するスイッチング制御部とを備え、
前記スイッチング制御部は、
前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数で前記平滑回路の出力電圧をＡＤ変換する第１のＡＤコンバータと、
前記第１のＡＤコンバータによるＡＤ変換結果と基準値との誤差を算出する誤差算出回路と、
前記誤差算出回路にて算出された誤差から代表値を算出する代表値算出回路と、
前記代表値算出回路にて算出された代表値の補償を行うことでデジタル補償値を算出するデジタル補償器と、
前記平滑回路に流入する電流の検出値をＡＤ変換する第２のＡＤコンバータと、
前記デジタル補償値に基づいて第１のしきい値を算出するとともに、前記第１のＡＤコンバータによるＡＤ変換結果と前記第２のＡＤコンバータによるＡＤ変換結果に基づいて第２のしきい値を算出し、前記第１のＡＤコンバータによるＡＤ変換結果に基づいて前記第１のしきい値または前記第２のしきい値を制御値として選択するモード制御回路と、
前記第２のＡＤコンバータによるＡＤ変換結果を前記制御値と比較するデジタルコンパレータと、
クロック信号にてセットされ、前記デジタルコンパレータの比較結果に基づいてリセットされるフリップフロップと、
前記フリップフロップの出力に基づいて、前記スイッチング回路を駆動するドライバとを備えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
直流を分断するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路にて分断された直流を平滑化する平滑回路と、
前記平滑回路の出力電圧を対象に前記スイッチング回路のスイッチング周期あたりに複数のサンプル値を採集し、前記サンプル値から代表値を算出し、前記代表値に基づいて前記スイッチング回路をスイッチング制御するスイッチング制御部とを備えることを特徴とする電源回路。
【請求項３】
前記スイッチング制御部は、
前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数で前記平滑回路の出力電圧をＡＤ変換するＡＤコンバータと、
前記ＡＤコンバータによるＡＤ変換結果と基準値との誤差を算出する誤差算出回路と、
前記誤差算出回路にて算出された誤差から前記代表値を算出する代表値算出回路と、
前記代表値算出回路にて算出された代表値の補償を行うことでデジタル補償値を算出するデジタル補償器と、
前記デジタル補償器の出力に基づいて、前記スイッチング回路をデジタルＰＷＭ制御するデジタルＰＷＭ制御回路とを備えることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
【請求項４】
前記スイッチング制御部は、
前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数で前記平滑回路の出力電圧をＡＤ変換するＡＤコンバータと、
前記ＡＤコンバータによるＡＤ変換結果と基準値との誤差を算出する誤差算出回路と、
前記誤差算出回路にて算出された誤差から前記代表値を算出する代表値算出回路と、
前記代表値算出回路にて算出された代表値の補償を行うことでデジタル補償値を算出するデジタル補償器と、
前記ＡＤコンバータによるＡＤ変換結果に基づいて前記ＡＤコンバータによるＡＤ変換結果または前記代表値を選択し、その選択結果に基づいてＰＷＭ信号を生成するマルチモード制御部と、
前記マルチモード制御部の出力に基づいて、前記スイッチング回路を駆動するドライバとを備えることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
【請求項５】
前記スイッチング制御部は、
前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数で前記平滑回路の出力電圧をＡＤ変換するＡＤコンバータと、
前記ＡＤコンバータによるＡＤ変換結果と基準値との誤差を算出する誤差算出回路と、
前記誤差算出回路にて算出された誤差から前記代表値を算出する代表値算出回路と、
前記代表値算出回路にて算出された代表値の補償を行うことでデジタル補償値を算出するデジタル補償器と、
前記デジタル補償値と、前記第１のＡＤコンバータによるＡＤ変換結果と、前記平滑回路に流入する電流の検出値に基づいて、ＰＷＭ信号を生成するマルチモード制御部と、
前記マルチモード制御部の出力に基づいて、前記スイッチング回路を駆動するドライバとを備えることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源では、入力電圧を分断するデューティー比を制御することで、出力電圧を制御する方法がある。この時、スイッチングによるノイズがグランド経路に広がり、フィードバック経路にあるＡ／Ｄコンバータの出力が本来の値より乖離して振動し、その振動を電源制御回路が抑止できないと、スイッチング電源の出力電圧が定格電圧範囲を逸脱することがあった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−１１３５４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の一つの実施形態の目的は、フィードバック経路にある電源制御回路にて出力電圧の振動を抑止することが可能な電源回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
実施形態の電源回路によれば、スイッチング回路と、平滑回路と、スイッチング制御部とが設けられている。スイッチング回路は、直流を分断する。平滑回路は、前記スイッチング回路にて分断された直流を平滑化する。スイッチング制御部は、前記平滑回路の出力電圧を対象に前記スイッチング回路のスイッチング周期あたりに複数のサンプル値を採集し、前記サンプル値から代表値を算出する。前記代表値に基づいて、前記スイッチング回路をスイッチング制御する。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】図１は、第１実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１の電源回路の各部の波形を示すタイミングチャートである。
【図３】図３は、図１の代表値算出回路の動作例を示すフローチャートである。
【図４】図４（ａ）は、図１の代表値算出回路を電源回路に適用しない時の負荷変動がない場合の誤差Ｅｒの分布を示す図、図４（ｂ）は、図１の代表値算出回路を電源回路に適用した時の負荷変動がない場合の誤差Ｅｒの分布を示す図である。
【図５】図５は、第２実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、図５の電源回路のモード切替方法を示す図である。
【図７】図７は、第３実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
【図８】図８は、図７の各モードにおけるＰＷＭ信号と電流波形との関係を示す図である。
【図９】図９は、第４実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
以下、実施形態に係る電源回路について図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。
【０００８】
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
図１において、電源回路には、スイッチング回路ＳＷ、平滑回路Ｈおよびスイッチング制御部１１ａが設けられている。
【０００９】
スイッチング回路ＳＷは直流電源Ｄにて生成された直流を分断することができ、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１およびｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が設けられている。
【００１０】
平滑回路Ｈはスイッチング回路ＳＷにて分断された直流を平滑化することができ、インダクタＬおよびキャパシタＣが設けられている。
【００１１】
そして、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１のソースは直流電源Ｄに接続され、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１のドレインはｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２のドレインに接続され、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２のソースは接地されている。ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１のゲートおよびｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２のゲートはデジタルＰＷＭ制御回路１６に接続されている。
【００１２】
また、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２のドレインはインダクタＬの一端に接続され、インダクタＬの他端はキャパシタＣの一端に接続され、キャパシタＣの他端は接地されている。また、キャパシタＣには負荷Ｒが並列に接続されている。
【００１３】
スイッチング制御部１１ａは、平滑回路Ｈの出力電圧を対象にスイッチング回路ＳＷのスイッチング周期あたりに複数のサンプル値を採集し、そのサンプル値から代表値を算出し、その代表値に基づいてスイッチング回路ＳＷをスイッチング制御することができる。
【００１４】
ここで、スイッチング制御部１１ａには、平滑回路Ｈの出力電圧ＶｏｕｔをＡＤ変換するＡＤコンバータ１２、ＡＤ変換された出力電圧Ｖｏｕｔと基準値Ｖｒとの誤差Ｅｒを算出する誤差算出回路１３、誤差算出回路１３にて算出された誤差Ｅｒから代表値Ｄｅを算出する代表値算出回路１４、代表値Ｄｅの補償を行うことでデューティＤｕｔｙを算出するデジタル補償器１５、デジタル補償器１３にて算出されたデューティＤｕｔｙに基づいてデジタルＰＷＭ制御を行うデジタルＰＷＭ制御回路１６が設けられている。なお、代表値Ｄｅとしては、例えば、誤差Ｅｒの平均値を用いるようにしてもよいし、誤差Ｅｒのメディアン値を用いるようにしてもよい。この代表値Ｄｅの算出周期は、ＡＤコンバータ１２によるサンプリング周期よりも大きくすることができる。
【００１５】
図２は、図１の電源回路の各部の波形を示すタイミングチャートである。
図２において、デジタルＰＷＭ制御回路１６からＰＷＭ信号が出力されることで、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１およびｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が相補的にオン／オフされる。この時、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１がオンした時はｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２はオフし、直流電源Ｄからｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１を介して電流がキャパシタＣに供給されることにより、電流Ｉが上昇し、それに伴って出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。
【００１６】
一方、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１がオフした時はｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２はオンし、キャパシタＣに蓄積された電荷がｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２を介して放電されることにより、電流Ｉが下降し、それに伴って出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。
【００１７】
そして、平滑回路Ｈの出力電圧ＶｏｕｔはＡＤコンバータ１２にてＡＤ変換された後、誤差算出回路１３にて基準値Ｖｒと減算されることで誤差Ｅｒが算出され、代表値算出回路１４に出力される。この時、ＡＤコンバータ１２では、スイッチング回路ＳＷのスイッチング周波数よりも高い周波数で出力電圧Ｖｏｕｔがサンプリングされ、そのサンプリング周波数に対応して誤差Ｅｒが算出される。
【００１８】
そして、代表値算出回路１４にて誤差Ｅｒから代表値Ｄｅが算出された後、デジタル補償器１５において、代表値Ｄｅが０に近づくようにデューティＤｕｔｙが算出され、デジタルＰＷＭ制御回路１６に出力される。この時、代表値Ｄｅの算出周期は、ＡＤコンバータ１２によるサンプリング周期よりも大きくすることができる。
【００１９】
そして、デジタルＰＷＭ制御回路１６において、デューティＤｕｔｙに基づいてＰＷＭ信号が生成され、そのＰＷＭ信号に基づいてｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１およびｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が駆動される。
【００２０】
ここで、誤差Ｅｒから代表値Ｄｅを算出することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの高速振動に起因する代表値Ｄｅの振動を低減することが可能となる。このため、出力電圧Ｖｏｕｔが高速振動した場合においても、その高速振動をデジタル補償器１５にて抑止できるようにすることができ、出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧範囲を逸脱するのを防止することができる。
【００２１】
図３は、図１の代表値算出回路の動作例を示すフローチャートである。
図３において、代表値算出回路１４は、１スイッチング周期分の誤差Ｅｒを集める（Ｓ１）。その結果、誤差Ｅｒの集合Ｅｓｅｔ＝｛Ｅｒ１，Ｅｒ２，・・・，Ｅｒｎ｝が得られる。ただし、ｎは２以上の整数である。
【００２２】
次に、代表値算出回路１４は、集合Ｅｓｅｔから標準偏差値σを計算し、標準偏差値σに応じる閾値の上限値Ｅｕｐと下限値Ｅｄｏｗｎを計算する（Ｓ２）。
【００２３】
次に、代表値算出回路１４は、集合Ｅｓｅｔの各メンバーＥｒｉ（ｉは１≦ｉ≦ｎの整数）に対してＥｄｏｗｎ≦Ｅｒｉ≦Ｅｕｐを満たすなら、そのメンバーＥｒｉを集合Ｅｆｉｎａｌに入れる（Ｓ３）。
【００２４】
次に、代表値算出回路１４は、集合ＥｆｉｎａｌのメンバーＥｒｉから平均値を求め、その平均値を代表値Ｄｅとして出力する（Ｓ４）。
【００２５】
次に、代表値算出回路１４は、次のスイッチング周期についての誤差Ｅｒが入力されると、Ｓ１に戻って以上の処理を繰り返す（Ｓ５）。
【００２６】
図４（ａ）は、図１の代表値算出回路を電源回路に適用しない時の負荷変動がない場合の誤差Ｅｒの分布を示す図、図４（ｂ）は、図１の代表値算出回路を電源回路に適用した時の負荷変動がない場合の誤差Ｅｒの分布を示す図である。
図４（ａ）において、負荷変動がなく、スイッチングによりグランドにノイズが生じる場合、代表値算出回路１４がないと、そのノイズによって誤差Ｅｒの分布が広がり、出力電圧Ｖｏｕｔの振動が増大する。
一方、図４（ｂ）において、負荷変動がなく、スイッチングによりグランドにノイズが生じる場合、代表値算出回路１４があると、誤差Ｅｒの分布が狭くなり、出力電圧Ｖｏｕｔの振動が低減する。
【００２７】
（第２実施形態）
図５は、第２実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
図５において、この電源回路では、図１のスイッチング制御部１１ａの代わりにスイッチング制御部１１ｂが設けられている。スイッチング制御部１１ｂでは、図１のデジタルＰＷＭ制御回路１６の代わりにドライバ１７およびマルチモード制御部１８が設けられている。ここで、マルチモード制御部１８は、ＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果に基づいてＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果または代表値Ｄｅを選択し、その選択結果に基づいてＰＷＭ信号を生成することができる。ドライバ１７は、マルチモード制御部１８の出力に基づいて、スイッチング回路ＳＷを駆動することができる。
【００２８】
図６は、図５の電源回路のモード切替方法を示す図である。
図６において、デジタル補償器１５では、代表値Ｄｅが０に近づくようにデジタル補償値Ｄｐが算出され、マルチモード制御部１８に出力される。そして、マルチモード制御部１８では、ＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが監視される。そして、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上限値ＶＨと下限値ＶＬとの間にある場合、デジタル補償値Ｄｐに基づいてＰＷＭ信号が生成され、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１およびｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が周期的にオン／オフされる（モード１）。
【００２９】
一方、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上限値ＶＨを超えた場合または下限値ＶＬに達しない場合、ＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果に基づいてＰＷＭ信号が生成され、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１およびｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が非周期的にオン／オフされる（モード２）。
【００３０】
この時、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上限値ＶＨを超えた場合、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上限値ＶＨを下回るように、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１が継続してオフされるとともに、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が継続してオンされる。また、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが下限値ＶＬに達しない場合、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが下限値ＶＬを上回るように、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１が継続してオンされるとともに、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が継続してオフされる。
【００３１】
これにより、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが大きく変動した場合、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを急速に収束させることができ、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性を向上させることが可能となる。
【００３２】
（第３実施形態）
図７は、第３実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
図７において、この電源回路では、図１のスイッチング制御部１１ｂの代わりにスイッチング制御部１１ｃが設けられている。スイッチング制御部１１ｃでは、図５のマルチモード制御部１８の代わりに電流センサＳＡおよびマルチモード制御部１９が設けられている。ここで、また、電流センサＳＡは、スイッチング回路ＳＷと平滑回路Ｈとの間に設けられ、平滑回路Ｈに流入する電流Ｉを検出することができる。マルチモード制御部１９は、デジタル補償値Ｄｐと、ＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果と、電流センサＳＡによる電流Ｉの検出値に基づいて、ＰＷＭ信号を生成することができる。
【００３３】
図８は、図７の各モードにおけるＰＷＭ信号と電流波形との関係を示す図である。
図８において、マルチモード制御部１９では、デジタル補償値Ｄｐに基づいてしきい値Ｉｔｈ１が算出される。また、マルチモード制御部１９では、ＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果と電流センサＳＡによる電流Ｉの検出値に基づいてしきい値Ｉｔｈ２が算出される。
【００３４】
また、マルチモード制御部１９では、ＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが監視される。そして、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上限値ＶＨと下限値ＶＬとの間にある場合、電流センサＳＡによる電流Ｉの検出値としきい値Ｉｔｈ１との比較結果に基づいてＰＷＭ信号が生成され、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１およびｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が周期的にオン／オフされる（モード１）。
【００３５】
例えば、モード１では、電流センサＳＡによる電流Ｉの検出値がしきい値Ｉｔｈ１に達する前は、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１がオンされるとともに、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２がオフされる。このため、平滑回路Ｈに流入する電流Ｉが増大し、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上昇する。そして、平滑回路Ｈに流入する電流Ｉの検出値がしきい値Ｉｔｈ１に達すると、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１がオフされるとともに、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２がオンされる。このため、平滑回路Ｈに流入する電流Ｉが減少し、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが低下する。
【００３６】
一方、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上限値ＶＨを超えた場合または下限値ＶＬに達しない場合、電流センサＳＡによる電流Ｉの検出値としきい値Ｉｔｈ２との比較結果に基づいてＰＷＭ信号が生成され、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１およびｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が非周期的にオン／オフされる（モード２）。
【００３７】
例えば、モード２では、電流センサＳＡによる電流Ｉの検出値がしきい値Ｉｔｈ２に達する前は、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１が継続してオンされるとともに、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２が継続してオフされる。このため、平滑回路Ｈに流入する電流Ｉが増大し、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上昇する。そして、平滑回路Ｈに流入する電流Ｉの検出値がしきい値Ｉｔｈ２に達すると、ｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１がオフされるとともに、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２がオンされる。このため、平滑回路Ｈに流入する電流Ｉが減少し、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが低下する。
【００３８】
これにより、電源回路を電流モードで動作させた時に出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが大きく変動した場合においても、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを急速に収束させることができ、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性を向上させることが可能となるとともに、デューティーモードに比べて応答性を向上させることができる。
【００３９】
（第４実施形態）
図９は、第４実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
図９において、この電源回路では、図７のスイッチング制御部１１ｃの代わりにスイッチング制御部１１ｄが設けられている。スイッチング制御部１１ｄでは、図７のマルチモード制御部１９の代わりにＡＤコンバータ２０、モード制御回路２１、デジタルコンパレータ２２およびフリップフロップ２３が設けられている。ここで、ＡＤコンバータ２０は、電流センサＳＡによる電流Ｉの検出値をＡＤ変換することができる。モード制御回路２１は、デジタル補償値Ｄｐに基づいてしきい値Ｉｔｈ１を算出するとともに、ＡＤコンバータ１２、２０によるＡＤ変換結果に基づいてしきい値Ｉｔｈ２を算出し、ＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果に基づいてしきい値Ｉｔｈ１またはしきい値Ｉｔｈ２を制御値ＳＣとして選択することができる。デジタルコンパレータ２２は、ＡＤコンバータ２０によるＡＤ変換結果を制御値ＳＣと比較することができる。この時、デジタルコンパレータ２２は、ＡＤコンバータ２０によるＡＤ変換結果が制御値ＳＣを超えた場合、リセット信号Ｒｓを出力することができる。フリップフロップ２３は、クロック信号Ｃｋにてセットされ、リセット信号Ｒｓにてリセットされることができる。
【００４０】
そして、ＡＤコンバータ２０において、電流センサＳＡによる電流Ｉの検出値がＡＤ変換され、モード制御回路２１およびデジタルコンパレータ２２に出力される。そして、モード制御回路２１において、デジタル補償値Ｄｐに基づいてしきい値Ｉｔｈ１が算出され、ＡＤコンバータ１２、２０によるＡＤ変換結果に基づいてしきい値Ｉｔｈ２が算出される。
【００４１】
また、モード制御回路２１では、ＡＤコンバータ１２によるＡＤ変換結果に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが監視される。そして、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上限値ＶＨと下限値ＶＬとの間にある場合、しきい値Ｉｔｈ１が制御値ＳＣとして選択され、デジタルコンパレータ２２に出力される。一方、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが上限値ＶＨを超えた場合または下限値ＶＬに達しない場合、しきい値Ｉｔｈ２が制御値ＳＣとして選択され、デジタルコンパレータ２２に出力される。
【００４２】
そして、デジタルコンパレータ２２において、ＡＤコンバータ２０によるＡＤ変換結果と制御値ＳＣとが比較され、ＡＤコンバータ２０によるＡＤ変換結果が制御値ＳＣを超えた場合、リセット信号Ｒｓがフリップフロップ２３に出力される。
【００４３】
そして、クロック信号Ｃｋにてフリップフロップ２３がセットされることで、フリップフロップ２３の出力が立ち上がり、ドライバ１７を介してｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１がオンされるとともに、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２がオフされる。
【００４４】
一方、リセット信号Ｒｓにてフリップフロップ２３がリセットされることで、フリップフロップ２３の出力が立ち下がり、ドライバ１７を介してｐチャンネル電界効果トランジスタＭ１がオフされるとともに、ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ２がオンされる。
【００４５】
これにより、電源回路を電流モードで動作させた時に出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが大きく変動した場合においても、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを急速に収束させることができ、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性を向上させることが可能となるとともに、デューティーモードに比べて応答性を向上させることができる。
【００４６】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４７】
１１ａ〜１１ｄ  スイッチング制御部、１２、２０  ＡＤコンバータ、１３  誤差算出回路、１４  代表値算出回路、１５  デジタル補償器、１６  デジタルＰＷＭ制御回路、ＳＷ  スイッチング回路、Ｈ  平滑回路、ＳＡ  電流センサ、Ｌ  インダクタ、Ｃ  キャパシタ、Ｒ  負荷、Ｍ１  ｐチャンネル電界効果トランジスタ、Ｍ２  ｎチャンネル電界効果トランジスタ、１７  ドライバ、１８、１９  マルチモード制御部、２１  モード制御回路、２２  デジタルコンパレータ、２３  フリップフロップ
【図１】
2013135511.tif 000003
【図２】
2013135511.tif 000004
【図３】
2013135511.tif 000005
【図４】
2013135511.tif 000006
【図５】
2013135511.tif 000007
【図６】
2013135511.tif 000008
【図７】
2013135511.tif 000009
【図８】
2013135511.tif 000010
【図９】
2013135511.tif 000011