(57)【要約】【課題】入力インピーダンスを一定に保持することが可能な回路を提供する。また、磁界共鳴方式による給電における給電効率の向上に資することが可能な回路を提供する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータに対して外部から入力される直流電圧に比例する電圧（前者の電圧）と、外部から入力される電流に比例する電圧（後者の電圧）とを検出し、それらに基づいて前者の電圧と後者の電圧の比を一定に保持する。これにより、入力インピーダンスを一定に保持することが可能となる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいてインピーダンス変換を行う。よって、給電が行われるバッテリがＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に存在する場合であっても、入力インピーダンスを保持することが可能となる。その結果、それらを有する受電装置に対して、磁界共鳴方式によって給電効率が高い給電を行うことが可能となる。【選択図】図１
2013153640.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電圧が入力される入力電力検出部と、
前記第１の直流電圧を第２の直流電圧へと変換して出力する電圧変換部と、を有し、
前記入力電力検出部は、
負荷と、
前記第１の直流電圧に比例する第１の電圧を検出する第１の手段と、
前記負荷に生じる電流に比例する第２の電圧を検出する第２の手段と、を有し、
前記電圧変換部は、
スイッチングに応じて前記負荷に生じる電流を制御するスイッチと、
前記第１の電圧と、前記第２の電圧とに基づいて前記スイッチのスイッチングを制御することで前記第１の電圧と前記第２の電圧の比を一定に保持する第３の手段と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
高電位側入力ノードと低電位側入力ノード間の電圧として入力される第１の直流電圧を第２の直流電圧へと変換して高電位側出力ノードと低電位側出力ノード間の電圧として出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
一端が前記高電位側入力ノードに電気的に接続されている負荷と、
一端が前記負荷の他端に電気的に接続されているスイッチと、
一端が前記スイッチの他端に電気的に接続され、他端が前記高電位側出力ノードに電気的に接続されているインダクタと、
一端が前記スイッチの他端及び前記インダクタの一端に電気的に接続され、他端が前記低電位側入力ノード及び前記低電位側出力ノードに電気的に接続されている短絡用スイッチと、
前記第１の直流電圧に比例する第１の電圧を検出する第１の手段と、
前記負荷に生じる電流に比例する第２の電圧を検出する第２の手段と、
前記第１の電圧と、前記第２の電圧とに基づいて前記スイッチのスイッチングを制御することで前記第１の電圧と前記第２の電圧の比を一定に保持し、且つ、前記スイッチがオン状態となる期間において前記短絡用スイッチをオフ状態とし、且つ前記スイッチがオフ状態となる期間において前記短絡用スイッチをオン状態とする第３の手段と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
高電位側入力ノードと低電位側入力ノード間の電圧として入力される第１の直流電圧を第２の直流電圧へと変換して高電位側出力ノードと低電位側出力ノード間の電圧として出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
一端が前記高電位側入力ノードに電気的に接続されている負荷と、
一端が前記負荷の他端に電気的に接続されているスイッチと、
一端が前記スイッチの他端に電気的に接続され、他端が前記高電位側出力ノードに電気的に接続されているインダクタと、
アノードが前記低電位側入力ノード及び前記低電位側出力ノードに電気的に接続され、カソードが前記スイッチの他端及び前記インダクタの一端に電気的に接続されているダイオードと、
前記第１の直流電圧に比例する第１の電圧を検出する第１の手段と、
前記負荷に生じる電流に比例する第２の電圧を検出する第２の手段と、
前記第１の電圧と、前記第２の電圧とに基づいて前記スイッチのスイッチングを制御することで前記第１の電圧と前記第２の電圧の比を一定に保持する第３の手段と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項２又は請求項３において、
前記第１の手段が、抵抗分圧を利用して電圧を検出する手段であるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項２乃至請求項４のいずれか一項において、
前記第２の手段が、計装アンプが出力する電圧を検出する手段であり、
前記計装アンプは、非反転入力として前記負荷の一端の電圧が入力され、且つ反転入力として前記負荷の他端の電圧が入力されるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項２乃至請求項５のいずれか一項において、
前記第３の手段が、コンパレータが出力する電圧に応じて前記スイッチのスイッチングを制御する手段であり、
前記コンパレータは、非反転入力として三角波発振器が出力する電圧が入力され、且つ反転入力としてエラーアンプが出力する電圧が入力され、
前記エラーアンプは、非反転入力として前記第２の電圧が入力され、且つ反転入力として前記第１の電圧が入力されるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項２乃至請求項６のいずれか一項において、
前記第２の直流電圧に応じて、前記高電位側出力ノードからの充電及び前記高電位側出力ノードへの放電を行うことが可能な充放電部を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項７において、
前記充放電部は、前記第２の直流電圧が、
充電開始電圧を超えた場合に前記充電を行い、
放電開始電圧未満である場合に前記放電を行い、
前記放電開始電圧以上前記充電開始電圧以下である場合に前記充電及び前記放電を行わないＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項８において、
前記充放電部は、前記充電の際に電荷が蓄積され、前記放電の際に電荷を放出するキャパシタを有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
請求項９において、
前記キャパシタの一対の電極間の電圧である充電電圧が過放電電圧未満である場合に前記放電を停止させるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
請求項９又は請求項１０において、
前記第２の直流電圧が前記放電開始電圧以上であり、且つ前記充電電圧が過充電電圧以上である場合に前記キャパシタの一方の電極と他方の電極を短絡させるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
磁界共鳴によって高周波電圧が誘起される受電用共鳴コイルと、
前記受電用共鳴コイルとの電磁誘導によって高周波電圧が誘起される受電用コイルと、
前記受電用コイルに誘起された高周波電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路が出力する直流電圧が入力される請求項１乃至請求項１１のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する直流電圧を利用して給電が行われるバッテリと、を有する受電装置。
【請求項１３】
高周波電圧を生成する高周波電源と、
前記高周波電源によって生成された高周波電圧が印加される送電用コイルと、
前記送電用コイルとの電磁誘導によって高周波電圧が誘起される送電用共鳴コイルと、を有する送電装置と、
請求項１２に記載の受電装置と、を有する給電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。特に、入力インピーダンスを一定に保持することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。また、本発明は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータを有する受電装置に関する。また、本発明は、当該受電装置を有する給電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力供給源（以下、送電装置ともいう）と接触していない状態において、対象物（以下、受電装置ともいう）に対して給電を行う（非接触給電、ワイヤレス給電などともいう）方式として、磁界共鳴方式と呼ばれる方式が注目されている。磁界共鳴方式は、送電装置及び受電装置の双方に設けられる共鳴コイルを共振器結合させることでエネルギーの伝搬路を形成する方式であり、非接触給電が可能な他の方式（電磁誘導方式、静電誘導方式など）と比較して給電可能距離が長い。例えば、非特許文献１では、磁界共鳴方式における伝送効率が対応する共鳴コイルの距離が１ｍであれば約９０％、２ｍであれば約４５％という値を示すことが開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】Ａｎｄｒｅ  Ｋｕｒｓ，ｅｔ  ａｌ．，”Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｏｗｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｖｉａ  Ｓｔｒｏｎｇｌｙ  Ｃｏｕｐｌｅｄ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｒｅｓｏｎａｎｃｅｓ”Ｓｃｉｅｎｃｅ，ｖｏｌ．３１７，ｐｐ．８３−８６，２００７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
磁界共鳴方式による給電は、受電装置に設けられているバッテリの充電を目的として行われることが一般的である。ここで、当該受電装置の入力インピーダンスは、当該バッテリの充電状況に応じて変化することがある。すなわち、当該受電装置の入力インピーダンスは、給電中に動的に変化することがある。この場合、送電装置の出力インピーダンスが一定であれば、必然的にインピーダンスの不整合が生じることになる。よって、磁界共鳴方式による給電においては、当該給電中に渡って給電効率を高い値に維持することが困難となることがある。
【０００５】
この点に鑑み、本発明の一態様は、入力インピーダンスを一定に保持することが可能な回路を提供することを目的の一とする。また、磁界共鳴方式による給電における給電効率の向上に資することが可能な回路を提供することを目的の一とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様は、外部から入力される直流電圧に比例する電圧（前者の電圧）と、外部から入力される電流に比例する電圧（後者の電圧）とを検出し、それらに基づいて前者の電圧と後者の電圧の比を一定に保持することを要旨とする。
【０００７】
具体的には、本発明の一態様は、第１の直流電圧が入力される入力電力検出部と、第１の直流電圧を第２の直流電圧へと変換して出力する電圧変換部と、を有し、入力電力検出部は、負荷と、第１の直流電圧に比例する第１の電圧を検出する第１の手段と、負荷に生じる電流に比例する第２の電圧を検出する第２の手段と、を有し、電圧変換部は、負荷に生じる電流を制御するスイッチと、第１の電圧と、第２の電圧とに基づいてスイッチのスイッチングを制御することで第１の電圧と第２の電圧の比を一定に保持する第３の手段と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の一態様のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入力電圧（第１の直流電圧）に比例する第１の電圧と、入力電流（負荷に生じる電流）に比例する第２の電圧との比を一定に保持することで入力インピーダンスを一定に保持することが可能である。さらに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、インピーダンス変換を行うことが可能である。よって、給電が行われるバッテリが当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に存在する場合であっても、当該バッテリの充電状況に依存することなく、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの入力インピーダンスを保持することが可能である。その結果、当該ＤＣ−ＤＣコンバータと当該バッテリを有する受電装置に対する磁界共鳴方式による給電において、当該給電中に渡って給電効率を高い値に維持することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】（Ａ）ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す図、（Ｂ）、（Ｃ）入力電力検出部の構成例を示す図、（Ｄ）電圧変換部の構成例を示す図。
【図２】（Ａ）ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す図、（Ｂ）手段１の具体例を示す図、（Ｃ）手段２の具体例を示す図、（Ｄ）手段３の具体例を示す図。
【図３】（Ａ）、（Ｃ）ＤＣ−ＤＣコンバータの変形例を示す図、（Ｂ）手段３の具体例を示す図。
【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す図。
【図５】ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す図。
【図６】（Ａ）充放電部の構成例を示す図、（Ｂ）充放電部の動作を説明するための図。
【図７】（Ａ）手段１１０の具体例を示す図、（Ｂ）手段１２０の具体例を示す図、（Ｃ）手段１３０の具体例を示す図、（Ｄ）手段１４０の具体例を示す図、（Ｅ）手段１５０の具体例を示す図。
【図８】（Ａ）充放電部の変形例を示す図、（Ｂ）充放電部の動作を説明するための図。
【図９】（Ａ）手段２１０の具体例を示す図、（Ｂ）手段２２０の具体例を示す図、（Ｃ）手段１５０の具体例を示す図、（Ｄ）、（Ｅ）動作選択回路の出力を説明するための図、（Ｆ）動作選択回路の具体例を示す図。
【図１０】（Ａ）充放電部の変形例を示す図、（Ｂ）充放電部の動作を説明するための図。
【図１１】（Ａ）手段２３０の具体例を示す図、（Ｂ）手段１５０の具体例を示す図。
【図１２】（Ａ）受電装置の構成例を示す図、（Ｂ）給電システムの構成例を示す図。
【図１３】（Ａ）、（Ｂ）給電システムの適用例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下では、本発明の一態様について詳細に説明する。ただし、本発明は以下の説明に限定されず、本発明の趣旨およびその範囲から逸脱することなくその形態を様々に変更し得る。したがって、本発明は以下に示す記載内容に限定して解釈されるものではない。
【００１１】
また、本明細書においては各種の数値範囲を規定する際に「以上」及び「を超えて」並びに「以下」及び「未満」の用語を用いているが、「以上」と「を超えて」、及び、「以下」と「未満」は相互に置換可能であることとする。例えば、本明細書においては、「Ａ以上Ｂ未満」との記載を「Ａを超えてＢ以下」と変換することが可能であることとする。
【００１２】
＜ＤＣ−ＤＣコンバータ＞
まず、本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて図１〜１１を参照して説明する。
【００１３】
＜１．ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例１＞
図１（Ａ）は、本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す図である。図１（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧（Ｖ＿Ｉｎ）が入力される入力電力検出部１０００と、直流電圧（Ｖ＿Ｉｎ）を直流電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）へと変換して出力する電圧変換部２０００とを有する。
【００１４】
図１（Ｂ）、（Ｃ）は、図１（Ａ）に示す入力電力検出部１０００の構成例を示す図である。図１（Ｂ）に示す入力電力検出部１０００は、一端が高電位側入力ノードに電気的に接続され、他端が電圧変換部２０００に電気的に接続されている負荷１００３と、直流電圧（Ｖ＿Ｉｎ）に比例する電圧（Ｖ＿１００１）を検出する手段１００１と、負荷１００３に生じる電流（Ｉ＿１００３）に比例する電圧（Ｖ＿１００２）を検出する手段１００２とを有する。なお、手段１００１によって検出された電圧（Ｖ＿１００１）及び手段１００２によって検出された電圧（Ｖ＿１００２）は、電圧変換部２０００に入力される。また、図１（Ｃ）に示す入力電力検出部１０００は、負荷１００３の一端が低電位側入力ノードに電気的に接続されている点を除き図１（Ｂ）に示す入力電力検出部１０００と同様の構成を有する。図１（Ｂ）、（Ｃ）に示すように本発明の一態様においては、入力電力検出部１０００が有する負荷１００３は高電位側入力ノード又は低電位側入力ノードのいずれかに電気的に接続されるように設けられる。
【００１５】
図１（Ｄ）は、図１（Ａ）に示す電圧変換部２０００の構成例を示す図である。図１（Ｄ）に示す電圧変換部２０００は、スイッチングに応じて負荷１００３に生じる電流を制御するスイッチ２００２と、電圧（Ｖ＿１００１）及び電圧（Ｖ＿１００２）に基づいてスイッチ２００２のスイッチングを制御する手段２００１とを有する。
【００１６】
なお、図１（Ｄ）に示す電圧変換部２０００としては、昇圧型、フライバック型、反転型などの電圧変換回路と、手段２００１とを有する回路を適用し、当該電圧変換回路に含まれるスイッチをスイッチ２００２として適用することが可能である。
【００１７】
図１（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入力電圧（入力される直流電圧（Ｖ＿Ｉｎ））が変動する場合であっても入力電流（負荷１００３に生じる電流（Ｉ＿１００３））を制御することで入力インピーダンスを一定に保持することが可能である。具体的には、図１（Ａ）〜（Ｄ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷１００３に生じる電流（Ｉ＿１００３）をスイッチ２００２のスイッチングによって制御することが可能である。そして、スイッチ２００２のスイッチングは、手段２００１によって制御される。ここで、手段２００１は、手段１００１によって検出された電圧（Ｖ＿１００１）及び手段１００２によって検出された電圧（Ｖ＿１００２）に基づいてスイッチ２００２のスイッチングを制御する。すなわち、手段２００１は、入力電圧に比例する電圧（Ｖ＿１００１）と、入力電流に比例する電圧（Ｖ＿１００２）とに基づいてスイッチ２００２のスイッチングを制御する。よって、図１（Ａ）〜（Ｄ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、手段２００１によるスイッチ２００２のスイッチングによって電圧（Ｖ＿１００１）と電圧（Ｖ＿１００２）の比が一定に保持されるように設計することで入力インピーダンスを一定に保持することが可能である。
【００１８】
＜１−１．ＤＣ−ＤＣコンバータの一例＞
図２（Ａ）は、本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す図である。図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、一端が高電位側入力ノードに電気的に接続されている負荷４と、一端が負荷４の他端に電気的に接続されているスイッチ５と、一端がスイッチ５の他端に電気的に接続され、他端が高電位側出力ノードに電気的に接続されているインダクタ６と、一端がスイッチ５の他端及びインダクタ６の一端に電気的に接続され、他端が低電位側入力ノード及び低電位側出力ノードに電気的に接続されている（以下、接地されているともいう）スイッチ７とを有する。なお、負荷４としては、抵抗負荷又は誘導負荷などを適用することが可能である。また、スイッチ５、７としては、トランジスタ又はリレーなどを適用することが可能である。また、インダクタ６としては、空芯コイル又は有芯コイルなどを適用することが可能である。
【００１９】
さらに、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、入力される直流電圧（Ｖ＿Ｉｎ）に比例する電圧（Ｖ＿１）を検出する手段１と、当該負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）に比例する電圧（Ｖ＿２）を検出する手段２と、電圧（Ｖ＿１）及び電圧（Ｖ＿２）に基づいてスイッチ５のスイッチングを制御することで電圧（Ｖ＿１）と電圧（Ｖ＿２）の比を一定に保持し、且つスイッチ５がオン状態となる期間においてスイッチ７をオフ状態とし、且つスイッチ５がオフ状態となる期間においてスイッチ７をオン状態とする手段３とを有する。
【００２０】
図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ５がオフ状態となる期間において負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）が０となる。そして、スイッチ５がオフ状態からオン状態へと変化した後の期間において負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）が経時的に増加することになる。これは、インダクタ６の自己誘導に起因するものであり、経時的に増加する負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）の平均値は、いずれ一定値に収束する。そのため、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチ５のスイッチングを制御することで出力する電流量を制御することが可能である。
【００２１】
そして、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、手段３によるスイッチ５のスイッチングが、手段１によって検出された電圧（Ｖ＿１）と、手段２によって検出された電圧（Ｖ＿２）とに基づいて制御される。ここで、手段１は、入力電圧（入力ノードの電圧）に比例する電圧を検出する手段であり、手段２は、入力電流（負荷４に生じる電流）に比例する電圧を検出する手段である。よって、手段３が、電圧（Ｖ＿１）と、電圧（Ｖ＿２）との比を一定に保つようにスイッチ５のスイッチングを制御することで、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータの入力インピーダンスを一定に保持することが可能である。
【００２２】
なお、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチ７はスイッチ５の破壊を防止するために設けられている。具体的には、スイッチ５がオン状態からオフ状態へと変化した場合、インダクタ６の自己誘導に起因してインダクタ６には継続して電流が生じることになる。ここで、仮にスイッチ７が設けられていない場合には、スイッチ５がオン状態からオフ状態へと変化した場合にスイッチ５の他端及びインダクタ６の一端が電気的に接続するノードの電位の急激な上昇又は下降が生じる可能性がある。よって、この場合には、スイッチ５に高電圧が印加されることになる。その結果、スイッチ５が破壊される可能性がある。他方、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチ７をオン状態とすることでインダクタ６に生じる電流の経路を確保することができる。すなわち、スイッチ５の破壊を抑制することが可能となる。
【００２３】
＜（１）手段１の具体例＞
手段１としては、図２（Ｂ）に示す回路を適用することが可能である。図２（Ｂ）に示す回路は、一端が高電位側入力ノードに電気的に接続されている抵抗１１と、一端が抵抗１１の他端に電気的に接続され、他端が接地されている抵抗１２とを有する。そして、抵抗１１の他端及び抵抗１２の一端が電気的に接続するノードの電位が手段３に入力される。すなわち、図２（Ｂ）に示す回路は、抵抗分圧を利用して入力電圧（Ｖ＿Ｉｎ）に比例する電圧（Ｖ＿１）を検出し、当該電圧（Ｖ＿１）を手段３に対して出力する回路である。
【００２４】
＜（２）手段２の具体例＞
手段２としては、図２（Ｃ）に示す回路を適用することが可能である。図２（Ｃ）に示す回路は、非反転入力信号として負荷４の一端の電圧が入力され、反転入力信号として負荷４の他端の電圧が入力される計装アンプ２１を有する。計装アンプ２１は、非反転入力端子に入力される電圧と、反転入力端子に入力される電圧との差に比例する電圧を手段３に対して出力する。すなわち、計装アンプ２１は、負荷４の両端間に印加される電圧に比例する電圧を手段３に対して出力する。なお、負荷４の両端間に印加される電圧は負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）に比例するため、計装アンプ２１は、負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）を手段３に対して出力すると表現することも可能である。すなわち、図２（Ｃ）に示す回路は、計装アンプ２１によって負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）に比例する電圧（Ｖ＿２）を検出し、当該電圧（Ｖ＿２）を手段３に対して出力する回路である。
【００２５】
＜（３）手段３の具体例＞
手段３としては、図２（Ｄ）に示す回路を適用することが可能である。図２（Ｄ）に示す回路は、非反転入力信号として手段２によって検出された電圧（Ｖ＿２）が入力され、反転入力信号として手段１によって検出された電圧（Ｖ＿１）が入力されるエラーアンプ３１と、三角波発振器３２と、非反転入力信号として三角波発振器３２が出力する電圧（三角波）が入力され、反転入力信号としてエラーアンプ３１が出力する電圧が入力されるコンパレータ３３と、コンパレータ３３が出力する電圧が入力され、コンパレータ３３が出力する電圧と同位相の電圧を出力することでスイッチ５のスイッチングを制御するバッファ３４と、コンパレータ３３が出力する電圧と逆位相の電圧を出力することでスイッチ７のスイッチングを制御するインバータ３５とを有する。なお、コンパレータ３３の出力する電圧によって直接スイッチ５のスイッチングを制御する（図２（Ｄ）に示す手段３からバッファ３４を削除する）構成とすることも可能である。
【００２６】
エラーアンプ３１は、非反転入力端子に入力される電圧と、反転入力端子に入力される電圧との差を増幅して出力する。すなわち、エラーアンプ３１は、電圧（Ｖ＿２）と電圧（Ｖ＿１）の差を増幅して出力する。
【００２７】
コンパレータ３３は、非反転入力端子に入力される電圧と、反転入力端子に入力される電圧とを比較して２値の電圧を出力する。具体的には、エラーアンプ３１が出力する電圧が三角波よりも低くなる期間においてハイレベルの電圧を出力し、高くなる期間においてロウレベルの電圧を出力する。すなわち、エラーアンプ３１が出力する電圧が低いほど、コンパレータ３３の出力信号におけるデューティ比が大きくなる。そして、当該デューティ比に応じてＤＣ−ＤＣコンバータから出力される電流量が決められることになる。具体的には、当該デューティ比が大きければＤＣ−ＤＣコンバータから出力される電流（負荷４に生じる電流（Ｉ＿４））も大きくなる。すなわち、エラーアンプ３１が出力する電圧が低いほど、負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）が大きくなる。
【００２８】
ここで、エラーアンプ３１が出力する電圧は、手段１によって検出された入力電圧（Ｖ＿Ｉｎ）に比例する電圧（Ｖ＿１）と、手段２によって検出された負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）に比例する電圧（Ｖ＿２）とに応じて変化する。例えば、入力電圧（Ｖ＿Ｉｎ）が高くなった場合、エラーアンプ３１が出力する電圧は低くなる。換言すると、入力電圧（Ｖ＿Ｉｎ）が高くなった場合、コンパレータ３３の出力におけるデューティ比は大きくなる。そのため、図２（Ｄ）に示す回路では、入力電圧（Ｖ＿Ｉｎ）が高くなった場合にコンパレータ３３の出力信号におけるデューティ比が大きくなるため、負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）も大きくなる。端的に述べると、図２（Ｄ）に示す回路では、入力電圧（Ｖ＿Ｉｎ）の値の変動に合わせて、負荷４に生じる電流（Ｉ＿４）の値を変動させることが可能である。よって、図２（Ｄ）に示す回路においては、設計条件を調整することによって、手段１によって検出された入力電圧に比例する電圧（Ｖ＿１）と、手段２によって検出された負荷４に生じる電流に比例する電圧（Ｖ＿２）との比を一定に保持することが可能である。
【００２９】
＜１−２．ＤＣ−ＤＣコンバータの変形例＞
図３（Ａ）は、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す図である。端的に述べると、図３（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチ７をダイオード８に置換した構成を有する。図３（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータと同様の作用、効果を奏する。
【００３０】
なお、図３（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、手段１として図２（Ｂ）に示す回路を適用することが可能であり、手段２として図２（Ｃ）に示す回路を適用することが可能である。また、手段３としては、図３（Ｂ）に示す回路を適用することが可能である。端的に述べると、図３（Ｂ）に示す回路は、図２（Ｄ）に示す回路からインバータ３５を削除した構成を有する。
【００３１】
また、図３（Ｃ）に示すように、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータに、図３（Ａ）に示すダイオード８と、アノードがスイッチ５の他端、インダクタ６の一端、スイッチ７の一端、及びダイオード８のカソードに電気的に接続され、カソードが負荷４の他端及びスイッチ５の一端に電気的に接続されているダイオード９とを付加したＤＣ−ＤＣコンバータを本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータとして適用することも可能である。これにより、スイッチ５の破壊抑制効果を高めることが可能となる。
【００３２】
また、図３（Ｃ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータからダイオード８のみを削除したＤＣ−ＤＣコンバータを本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータとして適用すること、又は図３（Ｃ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータからダイオード９のみを削除したＤＣ−ＤＣコンバータを本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータとして適用することも可能である。
【００３３】
＜２．ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例２＞
図４は、図１（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す図である。端的に述べると、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図１（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータに、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）に応じて出力側のノードからの充電及び出力側のノードへの放電を行うことが可能な充放電部３０００を付加した構成を有する。なお、充放電部３０００としては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が充電開始電圧を超えた場合に充電を行い、放電開始電圧未満である場合に放電を行い、放電開始電圧以上充電開始電圧以下である場合に充電及び放電を行わない回路を適用することが可能である。例えば、当該回路として、当該充電の際に電荷が蓄積され、且つ当該放電の際に電荷を放出するキャパシタを有する回路を適用することが可能である。
【００３４】
なお、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータが有する入力電力検出部１０００としては図１（Ｂ）、（Ｃ）に示す回路を適用することが可能であり、電圧変換部２０００としては図１（Ｄ）に示す回路を適用することが可能である。
【００３５】
図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、図１（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータと同様に入力インピーダンスを一定に保持することが可能である。さらに、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、充放電部３０００を備えることで、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）の値を任意の範囲内に留めることが可能となる。例えば、入力される電力が急激に増加する場合であっても、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）を特定の値以上とならないようにすることが可能である。よって、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が入力される後段の回路の破壊を抑制することが可能となる。
【００３６】
＜２−１．ＤＣ−ＤＣコンバータの一例＞
図５は、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す図である。端的に述べると、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータに、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）に応じて高電位側出力ノードからの充電及び高電位側出力ノードへの放電を行うことが可能な充放電部１００を付加した構成を有する。
【００３７】
図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、図２（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータと同様に入力インピーダンスを一定に保持することが可能である。さらに、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、充放電部１００が出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）に応じて高電位側出力ノードからの充電及び高電位側出力ノードへの放電を行う。ここでは、当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）を超える場合に充電を行い、放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）未満である場合に放電を行うこととする。なお、充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）は、放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）よりも高電圧である（Ｖ＿ｃ＞Ｖ＿ｄ）こととする。また、当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、当該出力ノードの電圧が当該充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）以下且つ当該放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）以上である場合に充電及び放電を行わないこととする。よって、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電圧（出力ノードの電圧）が特定の範囲内に維持される蓋然性を高くすることが可能である。
【００３８】
＜（１）手段１〜３の具体例＞
図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、手段１として図２（Ｂ）に示す回路を適用することが可能であり、手段２として図２（Ｃ）に示す回路を適用することが可能であり、手段３として図２（Ｄ）に示す回路を適用することが可能である。
【００３９】
＜（２）充放電部１００の構成例＞
図６（Ａ）は、図５に示す充放電部１００の構成例を示す図である。図６（Ａ）に示す充放電部１００は、一端が高電位側出力ノードに電気的に接続されている負荷１６０と、一端が負荷１６０の他端に電気的に接続されているスイッチ１７０と、一端がスイッチ１７０の他端に電気的に接続されているインダクタ１８０と、一端がスイッチ１７０の他端及びインダクタ１８０の一端に電気的に接続され、他端が接地されているスイッチ１９０と、一方の電極がインダクタ１８０の他端に電気的に接続され、他方の電極が接地されているキャパシタ２００とを有する。なお、負荷１６０としては、抵抗負荷又は誘導負荷などを適用することが可能である。また、スイッチ１７０、１９０としては、トランジスタ又はリレーなどを適用することが可能である。また、インダクタ１８０としては、空芯コイル又は有芯コイルなどを適用することが可能である。また、キャパシタ２００としては、電気二重層キャパシタなどを適用することが可能である。
【００４０】
さらに、図６（Ａ）に示す充放電部１００は、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）に比例する電圧（Ｖ＿１１０）を検出する手段１１０と、負荷１６０に生じる電流（Ｉ＿１６０）に比例する電圧（Ｖ＿１２０）を検出する手段１２０と、電圧（Ｖ＿１１０）及び電圧（Ｖ＿１２０）に応じてスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御することが可能な手段１３０と、電圧（Ｖ＿１１０）のみに応じてスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御することが可能な手段１４０と、スイッチ１７０、１９０のスイッチングをどのように制御するかを選択する手段１５０とを有する。
【００４１】
なお、手段１５０は、手段１３０によってスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御するか、若しくは手段１４０によってスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御するか、又はスイッチ１７０、１９０をオフ状態とするかを選択する手段である。具体的には、図６（Ａ）に示す充放電部１００において、キャパシタ２００に対して充電が行われる場合には手段１５０が手段１３０を選択し、高電位側出力ノードに対して放電が行われる場合には手段１５０が手段１４０を選択し、当該充電又は当該放電が行われない場合には手段１５０がスイッチ１７０、１９０をオフ状態とする。すなわち、図６（Ａ）に示す充放電部１００においては、キャパシタ２００に対して充電が行われる場合のスイッチ１７０、１９０のスイッチングが負荷１６０に生じる電流（Ｉ＿１６０）及び出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）に基づいて制御され、高電位側出力ノードに対して放電が行われる場合のスイッチ１７０、１９０のスイッチングが出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）のみに基づいて制御される。
【００４２】
図６（Ａ）に示す手段１３０及び手段１４０が共に出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）に基づいて制御される。そのため、図６（Ａ）に示す充放電部１００においては、図６（Ｂ）に示すように動作を行うことが可能である。具体的には、図６（Ａ）に示す充放電部１００においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が、充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）以上である場合に充電を行い、放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）未満である場合に放電を行うことが可能である。また、図６（Ａ）に示す充放電部１００においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が、放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）以上充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）未満である場合に当該充電及び当該放電を行わない（手段１５０がスイッチ１７０、１９０をオフ状態とする）ことが可能である。
【００４３】
＜（ａ）手段１１０の具体例＞
手段１１０としては、図７（Ａ）に示す回路を適用することが可能である。図７（Ａ）に示す回路は、一端が高電位側出力ノードに電気的に接続されている抵抗１１１と、一端が抵抗１１１の他端に電気的に接続され、他端が接地されている抵抗１１２とを有する。そして、抵抗１１１の他端及び抵抗１１２の一端が電気的に接続するノードの電位を手段１３０、１４０に対して出力する。すなわち、図７（Ａ）に示す回路は、抵抗分圧を利用して出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）に比例する電圧（Ｖ＿１１０）を検出し、電圧（Ｖ＿１１０）を手段１３０、１４０に対して出力する回路である。
【００４４】
＜（ｂ）手段１２０の具体例＞
手段１２０としては、図７（Ｂ）に示す回路を適用することが可能である。図７（Ｂ）に示す回路は、非反転入力信号として負荷１６０の他端の電圧が入力され、反転入力信号として負荷１６０の一端の電圧が入力される計装アンプ１２１を有する。すなわち、図７（Ｂ）に示す回路は、計装アンプ１２１によって負荷１６０に生じる電流（Ｉ＿１６０）に比例する電圧（Ｖ＿１２０）を検出し、当該電圧（Ｖ＿１２０）を手段１３０に対して出力する回路である。
【００４５】
＜（ｃ）手段１３０の具体例＞
手段１３０としては、図７（Ｃ）に示す回路を適用することが可能である。図７（Ｃ）に示す回路は、非反転入力信号として手段１１０によって検出された電圧（Ｖ＿１１０）が入力され、反転入力信号として参照電圧（Ｖｒｅｆ＿Ｅ１）が入力されるエラーアンプ１３１と、非反転入力信号として手段１２０によって検出された電圧（Ｖ＿１２０）が入力され、反転入力信号としてエラーアンプ１３１が出力する電圧が入力されるコンパレータ１３２と、クロックジェネレータ１３３と、Ｒ端子にコンパレータ１３２が出力する電圧が入力され、Ｓ端子にクロックジェネレータ１３３が出力する電圧（クロック信号）が入力されるＲＳ型フリップフロップ１３４とを有する。そして、図７（Ｃ）に示す回路がスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御する場合、ＲＳ型フリップフロップ１３４のＱ端子から出力される電圧に応じてスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御することとなる。
【００４６】
＜（ｄ）手段１４０の具体例＞
手段１４０としては、図７（Ｄ）に示す回路を適用することが可能である。図７（Ｄ）に示す回路は、非反転入力信号として参照電圧（Ｖｒｅｆ＿Ｅ２）が入力され、反転入力信号として手段１１０によって検出された電圧（Ｖ＿１１０）が入力されるエラーアンプ１４１と、三角波発振器１４２と、非反転入力信号としてエラーアンプ１４１が出力する電圧が入力され、反転入力信号として三角波発振器１４２が出力する電圧（三角波）が入力されるコンパレータ１４３とを有する。そして、図７（Ｄ）に示す回路がスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御する場合、コンパレータ１４３が出力する電圧に応じてスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御することとなる。
【００４７】
＜（ｅ）手段１５０の具体例＞
手段１５０としては、図７（Ｅ）に示す回路を適用することが可能である。図７（Ｅ）に示す回路は、コンパレータ１５１Ａ、１５１Ｂと、ＮＯＲゲート１５２と、トランジスタ１５３Ａ〜１５３Ｅ、インバータ１５４Ａ〜１５４Ｃと、バッファ１５５とを有する。
【００４８】
コンパレータ１５１Ａでは、非反転入力信号として手段１１０によって検出された電圧（Ｖ＿１１０）が入力され、反転入力信号として電圧（Ｖ＿ｃ×α）が入力されている。また、コンパレータ１５１Ｂでは、非反転入力信号として電圧（Ｖ＿ｄ×α）が入力され、反転入力信号として手段１１０によって検出された電圧（Ｖ＿１１０）が入力されている。
【００４９】
ＮＯＲゲート１５２では、第１の入力信号としてコンパレータ１５１Ａが出力する電圧が入力され、第２の入力信号としてコンパレータ１５１Ｂが出力する電圧が入力されている。
【００５０】
トランジスタ１５３Ａでは、ゲートにコンパレータ１５１Ａが出力する電圧が入力され、ソース及びドレインの一方に手段１３０がスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御するために出力する電圧（Ｖ＿１３０）が入力されている。また、トランジスタ１５３Ｂでは、ゲートにコンパレータ１５１Ｂが出力する電圧が入力されている。また、トランジスタ１５３Ｃでは、ゲートにＮＯＲゲート１５２が出力する電圧が入力され、ソース及びドレインの一方にスイッチ１７０、１９０をオフ状態とするための電圧（Ｖ＿ｏｆｆ）が入力されている。また、トランジスタ１５３Ｅでは、ゲートにＮＯＲゲート１５２が出力する電圧が入力され、ソース及びドレインの一方に電圧（Ｖ＿ｏｆｆ）が入力されている。なお、図７（Ｅ）に示す手段１５０においては、トランジスタ１５３Ｄのソース及びドレイン又はトランジスタ１５３Ｅのソース及びドレインを介して出力される電圧によって、スイッチ１９０のスイッチングを制御する。
【００５１】
インバータ１５４Ａでは、手段１４０がスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御するために出力する電圧（Ｖ＿１４０）が入力され、入力される電圧と逆位相の電圧をトランジスタ１５３Ｂのソース及びドレインの一方に出力している。また、インバータ１５４Ｂでは、ＮＯＲゲート１５２が出力する電圧が入力され、入力される電圧と逆位相の電圧をトランジスタ１５３Ｄのゲートに出力している。また、インバータ１５４Ｃでは、トランジスタ１５３Ａのソース及びドレイン、トランジスタ１５３Ｂのソース及びドレイン、又はトランジスタ１５３Ｃのソース及びドレインを介して電圧が入力され、入力される電圧と逆位相の電圧をトランジスタ１５３Ｄのソース及びドレインの一方に出力している。
【００５２】
バッファ１５５では、電圧（Ｖ＿１３０）、電圧（Ｖ＿１４０）、又は電圧（Ｖ＿ｏｆｆ）が入力され、入力される電圧と同位相の電圧を出力することでスイッチ１７０のスイッチングを制御する。ただし、図７（Ｅ）に示す手段１５０からバッファ１５５を削除する構成とすることも可能である。
【００５３】
なお、反転入力信号としてコンパレータ１５１Ａに入力される電圧（Ｖ＿ｃ×α）は、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）と等しい場合に手段１１０によって検出される電圧である。また、非反転入力信号としてコンパレータ１５１Ｂに入力される電圧（Ｖ＿ｄ×α）は、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）と等しい場合に手段１１０によって検出される電圧である。
【００５４】
よって、図７（Ｅ）に示す手段１５０においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）以上である場合に、トランジスタ１５３Ａ、１５３Ｄがオン状態となり且つトランジスタ１５３Ｂ、１５３Ｃ、１５３Ｅがオフ状態となる。この場合、手段１３０がスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御するために出力する電圧（Ｖ＿１３０）によって、スイッチ１７０、１９０のスイッチングが制御される。また、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）未満である場合に、トランジスタ１５３Ｂ、１５３Ｄがオン状態となり且つトランジスタ１５３Ａ、１５３Ｃ、１５３Ｅがオフ状態となる。この場合、手段１４０がスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御するために出力する電圧（Ｖ＿１４０）によって、スイッチ１７０、１９０のスイッチングが制御される。また、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）以上充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）未満である場合に、トランジスタ１５３Ｃ、１５３Ｅがオン状態となり且つトランジスタ１５３Ａ、１５３Ｂ、１５３Ｄがオフ状態となる。この場合、スイッチ１７０、１９０がオフ状態となる。
【００５５】
＜２−２．ＤＣ−ＤＣコンバータの変形例＞
図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータと異なる構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータも本発明の一態様のＤＣ−ＤＣコンバータである。例えば、図３（Ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータが有するスイッチ７をダイオードに置換することが可能である。また、図３（Ｃ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータに２つのダイオードを付加した構成とすることが可能である。また、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータが有する充放電部１００の構成を適宜変更することも可能である。以下、充放電部１００の変形例について詳述する。
【００５６】
＜（１）充放電部１００の変形例１＞
図８（Ａ）は、図６（Ａ）に示す充放電部１００とは異なる充放電部１００の一例を示す図である。端的に述べると、図８（Ａ）に示す充放電部１００は、図６（Ａ）に示す充放電部１００に、キャパシタ２００の一対の電極間の電圧である充電電圧（Ｖ＿２００）に比例する電圧（Ｖ＿２１０）を検出する手段２１０と、手段２１０によって検出された電圧（Ｖ＿２１０）が過放電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｄ）未満である場合に充放電部１００における放電を停止させる手段２２０とが付加された構成を有する。なお、過放電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｄ）は、充電電圧（Ｖ＿２００）が過放電電圧と等しい場合に手段２１０によって検出される電圧である。
【００５７】
具体的には、図８（Ａ）に示す充放電部１００においては、図８（Ｂ）に示すように動作を行うことが可能である。詳細に述べると、図８（Ａ）に示す充放電部１００においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）以上である場合に充電を行うことが可能である。また、図８（Ａ）に示す充放電部１００においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）未満であり且つ電圧（Ｖ＿２１０）が過放電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｄ）以上の電圧である場合に放電を行い、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）未満であり且つ電圧（Ｖ＿２１０）が過放電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｄ）未満の電圧である場合に当該充電及び当該放電を行わない（手段１５０がスイッチ１７０、１９０をオフ状態とする）ことが可能である。また、図８（Ａ）に示す充放電部１００においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）以上充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）未満である場合に当該充電及び当該放電を行わない（手段１５０がスイッチ１７０、１９０をオフ状態とする）ことが可能である。
【００５８】
図８（Ａ）に示す充放電部１００を図８（Ｂ）のように動作させることによって、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が充放電部１００の存在に起因して下降することを抑制することが可能となる。具体的には、スイッチ１７０がオン状態となった際に充放電部１００が充電又は放電のいずれを行うかは、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）と充電電圧（Ｖ＿２００）の相対的な大小関係によって決まる。そのため、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）と充電電圧（Ｖ＿２００）が共に低い場合にスイッチ１７０をオン状態とすると、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）がさらに下降する可能性がある。図８（Ａ）に示す充放電部１００では、このような場合における出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）の下降を抑制することが可能である。
【００５９】
＜（ａ）手段２１０の具体例＞
手段２１０としては、図９（Ａ）に示す回路を適用することが可能である。図９（Ａ）に示す回路は、一端がキャパシタ２００の一方の電極に電気的に接続されている抵抗２１１と、一端が抵抗２１１の他端に電気的に接続され、他端が接地されている抵抗２１２とを有する。そして、抵抗２１１の他端及び抵抗２１２の一端が電気的に接続するノードの電位が手段２２０に入力される。すなわち、図９（Ａ）に示す回路は、抵抗分圧を利用して充電電圧（Ｖ＿２００）に比例する電圧（Ｖ＿２１０）を検出し、電圧（Ｖ＿２１０）を手段２２０に対して出力する回路である。
【００６０】
＜（ｂ）手段２２０の具体例＞
手段２２０としては、図９（Ｂ）に示す回路を適用することが可能である。図９（Ｂ）に示す回路は、非反転入力信号として手段２１０によって検出された電圧（Ｖ＿２１０）が入力され、反転入力信号として過放電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｄ）が入力されるコンパレータ２２１を有する。そして、コンパレータ２２１が出力する２値の電圧は、手段１５０に対する手段２２０の出力となる。よって、手段２２０は、充電電圧（Ｖ＿２００）が過放電電圧を超える場合に高電圧を、充電電圧（Ｖ＿２００）が過放電電圧未満である場合に低電圧を手段１５０に対して出力する。
【００６１】
＜（ｃ）手段１１０、１２０、１３０、１４０の具体例＞
図８（Ａ）に示す充放電部１００においては、手段１１０として図７（Ａ）に示す回路を適用することが可能であり、手段１２０として図７（Ｂ）に示す回路を適用することが可能であり、手段１３０として図７（Ｃ）に示す回路を適用することが可能であり、手段１４０として図７（Ｄ）に示す回路を適用することが可能である。
【００６２】
＜（ｄ）手段１５０の具体例＞
図８（Ａ）に示す充放電部１００においては、手段１５０として図９（Ｃ）に示す回路を適用することが可能である。図９（Ｃ）に示す回路は、コンパレータ１５１Ｃ、１５１Ｄと、トランジスタ１５３Ｆ、１５３Ｇ、インバータ１５４Ｄ、１５４Ｅと、ＡＮＤゲート１５６Ａ〜１５６Ｃと、ＮＡＮＤゲート１５７と、動作選択回路２５０とを有する。なお、動作選択回路２５０は、スイッチ１７０、１９０のスイッチングを手段１３０又は手段１４０が出力する電圧に応じて制御するか、スイッチ１７０、１９０をオフ状態とするかを選択する回路である。具体的には、動作選択回路２５０は、２値の電圧を出力する回路であって、スイッチ１７０、１９０のスイッチングを手段１３０又は手段１４０が出力する電圧に応じて制御させる場合に高電圧を出力し、スイッチ１７０、１９０をオフ状態とする場合に低電圧を出力する回路である。
【００６３】
コンパレータ１５１Ｃでは、非反転入力信号として手段１１０によって検出された電圧（Ｖ＿１１０）が入力され、反転入力信号として電圧（Ｖ＿ｃ×α）が入力されている。また、コンパレータ１５１Ｄでは、非反転入力信号として手段１１０によって検出された電圧（Ｖ＿１１０）が入力され、反転入力信号として電圧（Ｖ＿ｄ×α）が入力されている。
【００６４】
トランジスタ１５３Ｆでは、ゲートにコンパレータ１５１Ｄが出力する電圧が入力されている。
【００６５】
インバータ１５４Ｄでは、コンパレータ１５１Ｄが出力する電圧が入力され、入力される電圧と逆位相の電圧をトランジスタ１５３Ｇのゲートに出力している。インバータ１５４Ｅでは、トランジスタ１５３Ｆのソース及びドレイン又はトランジスタ１５３Ｇのソース及びドレインを介して電圧が入力され、入力される電圧と逆位相の電圧を出力する。
【００６６】
ＡＮＤゲート１５６Ａでは、第１の入力信号としてコンパレータ１５１Ｃが出力する電圧が入力され、第２の入力信号として手段１３０がスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御するために出力する電圧（Ｖ＿１３０）が入力され、論理積をトランジスタ１５３Ｆのソース及びドレインの一方に出力する。ＡＮＤゲート１５６Ｂでは、第１の入力信号として動作選択回路２５０が出力する電圧が入力され、第２の入力信号としてトランジスタ１５３Ｆのソース及びドレイン又はトランジスタ１５３Ｇのソース及びドレインを介して電圧が入力され、論理積を出力することでスイッチ１７０のスイッチングを制御する。ＡＮＤゲート１５６Ｃでは、第１の入力信号として動作選択回路２５０が出力する電圧が入力され、第２の入力信号としてインバータ１５４Ｅの出力する電圧が入力され、論理積を出力することでスイッチ１９０のスイッチングを制御する。
【００６７】
なお、ＡＮＤゲート１５６Ｂとスイッチ１７０との間にバッファを設ける構成、又はＡＮＤゲート１５６Ｃとスイッチ１９０との間にバッファを設ける構成とすることも可能である。例えば、スイッチ１７０、１９０のスイッチングに大電流が必要である場合などでは、当該バッファを設けることが好ましい。
【００６８】
ＮＡＮＤゲート１５７では、第１の入力信号として手段２２０が手段１５０の動作を制御するために出力する電圧（Ｖ＿２２０）が入力され、第２の入力信号として手段１４０がスイッチ１７０、１９０のスイッチングを制御するために出力する電圧（Ｖ＿１４０）が入力され、否定論理積をトランジスタ１５３Ｇのソース及びドレインの一方に出力する。
【００６９】
動作選択回路２５０では、コンパレータ１５１Ｃが出力する電圧（Ｖ＿１５１Ｃ）及びコンパレータ１５１Ｄが出力する電圧（Ｖ＿１５１Ｄ）並びに手段２２０が手段１５０の動作を制御するために出力する電圧（Ｖ＿２２０）が入力されている。そして、動作選択回路２５０は、それらの電圧に応じて特定の電圧（Ｖ＿２５０）をＡＮＤゲート１５６Ｂ、１５６Ｃに対して出力する。
【００７０】
具体的には、動作選択回路２５０は、電圧（Ｖ＿１５１Ｃ）、電圧（Ｖ＿１５１Ｄ）、及び電圧（Ｖ＿２２０）に応じて、図９（Ｄ）に示す電圧をＡＮＤゲート１５６Ｂ、１５６Ｃに対して出力する。なお、電圧（Ｖ＿１５１Ｃ）、電圧（Ｖ＿１５１Ｄ）、及び電圧（Ｖ＿２２０）のそれぞれは、２値の電圧であり、図９（Ｄ）中の「Ｈ」はそれらの電圧が高電圧であることを表し、「Ｌ」はそれらの電圧が低電圧であることを表す。また、図９（Ｄ）中、「１−１」〜「１−３」及び「２−１」〜「２−３」は、図９（Ｅ）に示す数値と対応している。なお、図９（Ｅ）は、図８（Ｂ）と同じ数値範囲を示す図である。すなわち、図９（Ｄ）は、電圧（Ｖ＿２１０）と出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が特定の数値範囲である場合の電圧（Ｖ＿１５１Ｃ）、電圧（Ｖ＿１５１Ｄ）、及び電圧（Ｖ＿２２０）、並びに電圧（Ｖ＿２５０）のそれぞれを示す図である。例えば、電圧（Ｖ＿２１０）が過放電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｄ）以上であり、且つ出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）以上充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）未満である場合（図９（Ｄ）、（Ｅ）に示す「２−２」の場合）、電圧（Ｖ＿１５１Ｃ）は低電圧（Ｌ）となり、電圧（Ｖ＿１５１Ｄ）は高電圧（Ｈ）となり、電圧（Ｖ＿２２０）は高電圧（Ｈ）となる。そして、この場合、動作選択回路２５０は、低電圧（Ｌ）をＡＮＤゲート１５６Ｂ、１５６Ｃに対して出力する。
【００７１】
動作選択回路２５０としては、図９（Ｄ）に示す論理演算を行うことが可能な回路であればどのような回路を適用してもよい。例えば、動作選択回路２５０として、図９（Ｆ）に示す回路を適用することが可能である。
【００７２】
図９（Ｆ）に示す回路は、コンパレータ１５１Ｃが出力する電圧（Ｖ＿１５１Ｃ）が入力されているインバータ２５１と、第１の入力信号としてインバータ２５１が出力する電圧が入力され、第２の入力信号としてコンパレータ１５１Ｄが出力する電圧（Ｖ＿１５１Ｄ）が入力されているＡＮＤゲート２５２と、第１の入力信号としてコンパレータ１５１Ｄが出力する電圧（Ｖ＿１５１Ｄ）が入力され、第２の入力信号として手段２２０が手段１５０の動作を制御するために出力する電圧（Ｖ＿２２０）が入力されているＮＯＲゲート２５３と、第１の入力信号としてＡＮＤゲート２５２が出力する電圧が入力され、第２の入力信号としてＮＯＲゲート２５３が出力する電圧が入力されているＮＯＲゲート２５４とを有する。そして、図９（Ｆ）に示す回路では、ＮＯＲゲート２５４が出力する電圧をＡＮＤゲート１５６Ｂ、１５６Ｃに対して出力する。
【００７３】
＜（２）充放電部１００の変形例２＞
図１０（Ａ）は、図６（Ａ）、図８（Ａ）に示す充放電部１００とは異なる充放電部１００の一例を示す図である。端的に述べると、図１０（Ａ）に示す充放電部１００は、図８（Ａ）に示す充放電部１００に、手段２３０と、一端がキャパシタ２００の一方の電極に電気的に接続され、他端がキャパシタ２００の他方の電極に電気的に接続されているスイッチ２４０とが付加された構成を有する。なお、手段２３０は、手段２１０によって検出された電圧（Ｖ＿２１０）が過充電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｃ）以上であり且つ出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）以上である場合にスイッチ２４０をオン状態とする（キャパシタ２００の一方の電極と他方の電極を短絡する）ことが可能な手段である。なお、過充電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｃ）は、充電電圧（Ｖ＿２００）が過充電電圧と等しい場合に手段２１０によって検出される電圧である。また、図１０（Ａ）に示す充放電部１００においては、電圧（Ｖ＿２１０）が過充電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｃ）未満である、又は出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）未満である場合にはスイッチ２４０がオフ状態を維持する。
【００７４】
具体的には、図１０（Ａ）に示す充放電部１００においては、図１０（Ｂ）に示すように動作を行うことが可能である。詳細に述べると、図１０（Ａ）に示す充放電部１００においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）以上である場合に充電を行うことが可能であり、さらに、電圧（Ｖ＿２１０）が過充電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｃ）以上である場合にはスイッチ２４０をオン状態とすることが可能である。また、図１０（Ａ）に示す充放電部１００においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）未満であり且つ電圧（Ｖ＿２１０）が過放電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｄ）以上の電圧である場合に放電を行い、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）未満であり且つ電圧（Ｖ＿２１０）が過放電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｄ）未満の電圧である場合に当該充電及び当該放電を行わない（手段１５０がスイッチ１７０、１９０をオフ状態とする）ことが可能である。また、図１０（Ａ）に示す充放電部１００においては、出力電圧（Ｖ＿Ｏｕｔ）が放電開始電圧（Ｖ＿ｄ）以上充電開始電圧（Ｖ＿ｃ）未満である場合に当該充電及び当該放電を行わない（手段１５０がスイッチ１７０、１９０をオフ状態とする）ことが可能であり、さらに、電圧（Ｖ＿２１０）が過充電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｃ）以上である場合にはスイッチ２４０をオン状態とすることが可能である。
【００７５】
図１０（Ａ）に示す充放電部１００を図１０（Ｂ）のように動作させることによって、キャパシタ２００の耐圧破壊を抑制することが可能となる。具体的には、充電電圧（Ｖ＿２００）が高い場合にスイッチ２４０をオン状態とすることで、充電電圧（Ｖ＿２００）のさらなる上昇が抑制される。これにより、キャパシタ２００の破壊を抑制することが可能である。
【００７６】
＜（ａ）手段２３０の具体例＞
手段２３０としては、図１１（Ａ）に示す回路を適用することが可能である。図１１（Ａ）に示す回路は、非反転入力信号として手段２１０によって検出された電圧（Ｖ＿２１０）が入力され、反転入力信号として過充電制御電圧（Ｖ＿ｃｔｒｌ＿ｃ）が入力されるコンパレータ２３１を有する。そして、コンパレータ２３１が出力する２値の電圧は、手段１５０に対する手段２２０の出力となる。よって、手段２３０は、充電電圧（Ｖ＿２００）が過充電電圧を超える場合に高電圧を、充電電圧（Ｖ＿２００）が過充電電圧未満である場合に低電圧を手段１５０に対して出力する。
【００７７】
＜（ｂ）手段１１０、１２０、１３０、１４０、２１０、２２０の具体例＞
図１０（Ａ）に示す充放電部１００においては、手段１１０として図７（Ａ）に示す回路を適用することが可能であり、手段１２０として図７（Ｂ）に示す回路を適用することが可能であり、手段１３０として図７（Ｃ）に示す回路を適用することが可能であり、手段１４０として図７（Ｄ）に示す回路を適用することが可能であり、手段２１０として図９（Ａ）に示す回路を適用することが可能であり、手段２２０として図９（Ｂ）に示す回路を適用することが可能である。
【００７８】
＜（ｃ）手段１５０の具体例＞
図１０（Ａ）に示す充放電部１００においては、手段１５０として図１１（Ｂ）に示す回路を適用することが可能である。端的に述べると、図１１（Ｂ）に示す回路は、図９（Ｃ）に示す回路に、第１の入力信号としてコンパレータ１５１Ｄが出力する電圧（Ｖ＿１５１Ｄ）が入力され、第２の入力信号として手段２３０が手段１５０の動作を制御するために出力する電圧（Ｖ＿２３０）が入力され、論理積を出力することでスイッチ２４０のスイッチングを制御するＡＮＤゲート１５６Ｄが付加された構成を有する。
【００７９】
＜半導体装置＞
次いで、上述したＤＣ−ＤＣコンバータを有する半導体装置について、図１２を参照して説明する。なお、本明細書においては半導体装置とは、半導体特性を利用して動作する全ての機器を指す。
【００８０】
＜１．受電装置の構成例＞
図１２（Ａ）は、磁界共鳴方式によって給電が行われる受電装置の構成例を示す図である。図１２（Ａ）に示す受電装置３００は、磁界共鳴によって高周波電圧が誘起される共鳴コイル３０１と、共鳴コイル３０１との電磁誘導によって高周波電圧が誘起されるコイル３０２と、コイル３０２に誘起された高周波電圧を整流する整流回路３０３と、整流回路３０３が出力する直流電圧が入力されるＤＣ−ＤＣコンバータ３０４と、ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する直流電圧を利用して給電が行われるバッテリ３０５とを有する。なお、共鳴コイル３０１には、共鳴コイル３０１を構成する配線間の浮遊容量３０６が存在している。
【００８１】
図１２（Ａ）に示す受電装置においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０４として、上述したＤＣ−ＤＣコンバータを適用する。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０４は、入力インピーダンスを一定に保持することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータである。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０４の入力インピーダンスは、出力側に存在するバッテリ３０５のインピーダンスに依存することがない。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０４によって、インピーダンス変換が行われている。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０４の入力インピーダンスは、受電装置３００の入力インピーダンスともなる。よって、バッテリ３０５の充電状況に応じてバッテリ３０５のインピーダンスが変化する場合であっても、受電装置３００の入力インピーダンスが変動することがない。その結果、受電装置３００においては、バッテリ３０５の充電状況に依存することなく、給電効率の高い給電を行うことが可能である。
【００８２】
なお、図１２（Ａ）に示すように、共鳴コイル３０１は、他の構成要素と直接接続されていない構成とすることが好ましい。共鳴コイル３０１に他の構成要素を直接接続すると、共鳴コイル３０１の直列抵抗及びキャパシタンスが大きくなる。この場合、共鳴コイル３０１と他の構成要素を含む回路のＱ値が、共鳴コイル３０１のみによって構成される回路のＱ値よりも低くなる。共鳴コイル３０１が他の構成要素と直接接続されている構成では、共鳴コイル３０１が他の構成要素と直接接続されていない構成と比較して、給電効率が低下することになるからである。
【００８３】
＜２．給電システムの構成例＞
図１２（Ｂ）は、磁界共鳴方式によって給電が行われる給電システムの構成例を示す図である。図１２（Ｂ）に示す給電システムは、送電装置４００と、図１２（Ａ）に示す受電装置３００とを有する。さらに、送電装置４００は、高周波電圧を生成する高周波電源４０１と、高周波電源４０１によって生成された高周波電圧が印加されるコイル４０２と、コイル４０２との電磁誘導によって高周波電圧が誘起される共鳴コイル４０３とを有する。なお、共鳴コイル４０３には、共鳴コイル４０３を構成する配線間の浮遊容量４０４が存在している。
【００８４】
図１２（Ｂ）に示す給電システムにおいては、受電装置として図１２（Ａ）に示す受電装置３００を適用する。よって、図１２（Ｂ）に示す給電システムにおいては、受電装置における入力インピーダンスの変動を考慮せず給電を行うことが可能である。すなわち、図１２（Ｂ）に示す給電システムにおいては、給電条件を動的に変化させることなく給電効率の高い給電を行うことが可能である。
【００８５】
なお、図１２（Ｂ）に示すように、共鳴コイル４０３は、他の構成要素と直接接続されていない構成とすることが好ましい。
【実施例】
【００８６】
本実施例では、上述の給電システムを適用できる用途について説明する。なお、本発明の一態様に係る給電システムを適用できる用途としては、携帯型の電子機器である、デジタルビデオカメラ、携帯情報端末（モバイルコンピュータ、携帯電話、携帯型ゲーム機又は電子書籍等）、記録媒体を備えた画像再生装置（具体的にはＤｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｃ（ＤＶＤ）再生装置）などが挙げられる。また、電力を基に動力を得る電気自動車等の電気推進移動体が挙げられる。以下、一例について図１３を参照して説明する。
【００８７】
図１３（Ａ）は、携帯電話及び携帯情報端末を給電システムの用途とする一例であり、送電装置７０１、受電装置７０３Ａを有する携帯電話７０２Ａ、受電装置７０３Ｂを有する携帯電話７０２Ｂによって構成されている。上述した給電システムは、送電装置７０１と受電装置７０３Ａ及び受電装置７０３Ｂの間で適用することができる。
【００８８】
図１３（Ｂ）は、電気推進移動体である電気自動車を給電システムの用途とする一例であり、送電装置７１１と、受電装置７１３を有する電気自動車７１２とによって構成されている。上述した給電システムは、送電装置７１１と受電装置７１３の間で適用することができる。
【符号の説明】
【００８９】
１                      手段
２                      手段
３                      手段
４                      負荷
５                      スイッチ
６                      インダクタ
７                      スイッチ
８                      ダイオード
９                      ダイオード
１１                    抵抗
１２                    抵抗
２１                    計装アンプ
３１                    エラーアンプ
３２                    三角波発振器
３３                    コンパレータ
３４                    バッファ
３５                    インバータ
１００                  充放電部
１１０                  手段
１１１                  抵抗
１１２                  抵抗
１２０                  手段
１２１                  計装アンプ
１３０                  手段
１３１                  エラーアンプ
１３２                  コンパレータ
１３３                  クロックジェネレータ
１３４                  ＲＳ型フリップフロップ
１４０                  手段
１４１                  エラーアンプ
１４２                  三角波発振器
１４３                  コンパレータ
１５０                  手段
１５１Ａ                コンパレータ
１５１Ｂ                コンパレータ
１５１Ｃ                コンパレータ
１５１Ｄ                コンパレータ
１５２                  ＮＯＲゲート
１５３Ａ                トランジスタ
１５３Ｂ                トランジスタ
１５３Ｃ                トランジスタ
１５３Ｄ                トランジスタ
１５３Ｅ                トランジスタ
１５３Ｆ                トランジスタ
１５３Ｇ                トランジスタ
１５４Ａ                インバータ
１５４Ｂ                インバータ
１５４Ｃ                インバータ
１５４Ｄ                インバータ
１５４Ｅ                インバータ
１５５                  バッファ
１５６Ａ                ＡＮＤゲート
１５６Ｂ                ＡＮＤゲート
１５６Ｃ                ＡＮＤゲート
１５６Ｄ                ＡＮＤゲート
１５７                  ＮＡＮＤゲート
１６０                  負荷
１７０                  スイッチ
１８０                  インダクタ
１９０                  スイッチ
２００                  キャパシタ
２１０                  手段
２１１                  抵抗
２１２                  抵抗
２２０                  手段
２２１                  コンパレータ
２３０                  手段
２３１                  コンパレータ
２４０                  スイッチ
２５０                  動作選択回路
２５１                  インバータ
２５２                  ＡＮＤゲート
２５３                  ＮＯＲゲート
２５４                  ＮＯＲゲート
３００                  受電装置
３０１                  共鳴コイル
３０２                  コイル
３０３                  整流回路
３０４                  ＤＣ−ＤＣコンバータ
３０５                  バッテリ
３０６                  浮遊容量
４００                  送電装置
４０１                  高周波電源
４０２                  コイル
４０３                  共鳴コイル
４０４                  浮遊容量
７０１                  送電装置
７０２Ａ                携帯電話
７０２Ｂ                携帯電話
７０３Ａ                受電装置
７０３Ｂ                受電装置
７１１                  送電装置
７１２                  電気自動車
７１３                  受電装置
１０００                入力電力検出部
１００１                手段
１００２                手段
１００３                負荷
２０００                電圧変換部
２００１                手段
２００２                スイッチ
３０００                充放電部
【図１】
2013153640.tif 000003
【図２】
2013153640.tif 000004
【図３】
2013153640.tif 000005
【図４】
2013153640.tif 000006
【図５】
2013153640.tif 000007
【図６】
2013153640.tif 000008
【図７】
2013153640.tif 000009
【図８】
2013153640.tif 000010
【図９】
2013153640.tif 000011
【図１０】
2013153640.tif 000012
【図１１】
2013153640.tif 000013
【図１２】
2013153640.tif 000014
【図１３】
2013153640.tif 000015