(57)【要約】【課題】高周波数まで高精度な測定が可能であり、かつ低消費電力化を図ることができる電流センサを実現する。【解決手段】被測定電流が流れる導体１００を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された２つのコア１１，１２と、２つのコア１１，１２にそれぞれ巻回され、２つのコア１１，１２に互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続された２つのコイル２１，２２と、２つのコイル２１，２２に直流電流を重畳した交流電流を印加する励磁電源３０と、２つのコイル２１，２２の接続点Ｐに接続された検出回路４０とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定電流が流れる導体を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された２つのコアと、
前記２つのコアにそれぞれ巻回され、前記２つのコアに互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続された２つのコイルと、
前記２つのコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加する励磁電源と、
前記２つのコイルの接続点に接続された検出回路とを備えることを特徴とする電流センサ。
【請求項２】
請求項１記載の電流センサにおいて、
前記検出回路は、前記接続点の電圧を前記励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、前記同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなることを特徴とする電流センサ。
【請求項３】
請求項１記載の電流センサにおいて、
前記検出回路は、前記接続点の電圧の直流成分を除去する直流遮断器と、前記直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなることを特徴とする電流センサ。
【請求項４】
被測定電流が流れる導体を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された２つのコアと、
前記２つのコアの一方に、同じ周回方向に磁束を発生させるように巻回された第１及び第４のコイルと、
前記第１のコイルと直列接続され、前記第１のコイルが発生する磁束の周回方向と逆向きの周回方向に磁束を発生させるように前記２つのコアの他方に巻回された第２のコイルと、
前記第４のコイルと直列接続され、前記第４のコイルが発生する磁束の周回方向と逆向きの周回方向に磁束を発生させるように前記２つのコアの他方に巻回された第３のコイルと、
前記第１及び第２のコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加し、前記第３及び第４のコイルに前記交流電流を印加する励磁電源と、
前記第１のコイルと第２のコイルの接続点及び前記第３のコイルと第４のコイルの接続点に接続された検出回路とを備えることを特徴とする電流センサ。
【請求項５】
請求項４記載の電流センサにおいて、
前記検出回路は、前記両接続点の電圧を差動増幅する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力を前記励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、前記同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなることを特徴とする電流センサ。
【請求項６】
請求項４記載の電流センサにおいて、
前記検出回路は、前記両接続点の電圧を差動増幅する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力の直流成分を除去する直流遮断器と、前記直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなることを特徴とする電流センサ。
【請求項７】
請求項２，３，５及び６記載のいずれかの電流センサにおいて、
フィードバックコイルとフィードバック回路と読取抵抗器とが設けられ、
前記フィードバックコイルは前記２つのコアを磁気平衡させるべく、前記２つのコアに巻回され、
前記フィードバック回路は、基準電圧を発生する基準電圧源と、前記ローパスフィルタの出力と前記基準電圧を加算する加算器と、前記加算器の出力を増幅して前記フィードバックコイルにフィードバック電流を流す増幅器とよりなり、
前記フィードバック電流は前記読取抵抗器によって電圧に変換されて出力されることを特徴とする電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は導体を流れる電流を測定する電流センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、導体を流れる直流電流、交流電流を測定する電流センサとしては、フラックスゲート型（ＦＧ型）の電流センサ（例えば、特許文献１参照）やホール素子型の電流センサが知られている。
【０００３】
フラックスゲート型の電流センサは、高精度な測定が可能であるものの、励磁コイルが巻回されているコアを交流で磁気飽和させる必要があるので、励磁電流が大きくなり、消費電力が大きいといった問題がある。また、数ｋＨｚを越えるような周波数の交流電流を測定するためには、励磁周波数を高くする必要があるが、励磁周波数が高くなると励磁コイルのインピーダンスが増加し、コアを磁気飽和させるための電流を流すために大きな電圧が必要となり、交流励磁電源として大型の電源が必要になることから、フラックスゲート型の電流センサは励磁周波数を高くできず、従って高周波の測定ができないといった問題もある。
【０００４】
一方、ホール素子型の電流センサは、ＤＣ〜１００ｋＨｚ程度まで測定することができるが、ホール素子のバイアス電圧の温度による変化等の問題があり、高精度な測定には不向きなものとなっていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−２２８１８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
この発明の目的は、上述した問題に鑑み、高周波数まで高精度な測定が可能であり、かつ低消費電力化を図ることができる電流センサを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明によれば、電流センサは、被測定電流が流れる導体を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された２つのコアと、２つのコアにそれぞれ巻回され、２つのコアに互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続された２つのコイルと、２つのコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加する励磁電源と、２つのコイルの接続点に接続された検出回路とを備える。
【０００８】
請求項２の発明では請求項１の発明において、検出回路は前記接続点の電圧を励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。
【０００９】
請求項３の発明では請求項１の発明において、検出回路は前記接続点の電圧の直流成分を除去する直流遮断器と、直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。
【００１０】
請求項４の発明によれば、電流センサは、被測定電流が流れる導体を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された２つのコアと、２つのコアの一方に同じ周回方向に磁束を発生させるように巻回された第１及び第４のコイルと、第１のコイルと直列接続され、第１のコイルが発生する磁束の周回方向と逆向きの周回方向に磁束を発生させるように２つのコアの他方に巻回された第２のコイルと、第４のコイルと直列接続され、第４のコイルが発生する磁束の周回方向と逆向きの周回方向に磁束を発生させるように２つのコアの他方に巻回された第３のコイルと、第１及び第２のコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加し、第３及び第４のコイルに交流電流を印加する励磁電源と、第１のコイルと第２のコイルの接続点及び第３のコイルと第４のコイルの接続点に接続された検出回路とを備える。
【００１１】
請求項５の発明では請求項４の発明において、検出回路は前記両接続点の電圧を差動増幅する差動増幅器と、差動増幅器の出力を励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。
【００１２】
請求項６の発明では請求項４の発明において、検出回路は前記両接続点の電圧を差動増幅する差動増幅器と、差動増幅器の出力の直流成分を除去する直流遮断器と、直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。
【００１３】
請求項７の発明では請求項２，３，５及び６のいずれかの発明において、フィードバックコイルとフィードバック回路と読取抵抗器とが設けられ、フィードバックコイルは２つのコアを磁気平衡させるべく、２つのコアに巻回され、フィードバック回路は基準電圧を発生する基準電圧源と、ローパスフィルタの出力と基準電圧を加算する加算器と、加算器の出力を増幅してフィードバックコイルにフィードバック電流を流す増幅器とよりなり、フィードバック電流は読取抵抗器によって電圧に変換されて出力される。
【発明の効果】
【００１４】
この発明によれば、従来のフラックスゲート型の電流センサのようにコアが磁気飽和するまで励磁するといったことは不要であり、つまりコアを磁気飽和させないため、低消費電力化を図ることができる。
【００１５】
また、従来のホール素子型の電流センサのような温度依存性を有するバイアスを用いるものではないため、高精度な測定を行うことができる。さらに、交流励磁電圧の振幅が小さくてよいため、高周波を印加でき、よって高周波数まで測定可能な電流センサを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】この発明による電流センサの実施例１の構成概要を示す図。
【図２】この発明による電流センサの実施例１の機能構成を示すブロック図。
【図３】Ｂ−Ｈカーブ及び比透磁率を示すグラフ。
【図４】この発明による電流センサの実施例２の機能構成を示すブロック図。
【図５】この発明による電流センサの実施例３の構成概要を示す図。
【図６】この発明による電流センサの実施例３の機能構成を示すブロック図。
【図７】この発明による電流センサの実施例３の機能構成の変形例を示すブロック図。
【図８】この発明による電流センサの実施例４の構成概要を示す図。
【図９】この発明による電流センサの実施例４の機能構成を示すブロック図。
【図１０】この発明による電流センサの実施例５の構成概要を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
この発明の実施形態を図面を参照して実施例により説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１はこの発明による電流センサの実施例１の構成概要を示したものであり、図２は図１に示した電流センサの機能構成をブロック図で示したものである。
【００１９】
被測定電流が流れる導体１００を周回する閉磁路をなすコア１１，１２は、パーマロイ等の高透磁率材料よりなり、この例ではトロイダルコアとされ、同一形状とされている。２つのコア１１，１２は互いに隣り合って配置されており、コア１１にはコイル２１が巻回され、コア１２にはコイル２２が巻回されている。コイル２１，２２は、コイル２１，２２に電流を印加した時に、コア１１及び１２に互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続されている。
【００２０】
一方のコイル２１の一端には励磁電源３０が接続されている。励磁電源３０は直流電源３１と交流電源３２とよりなり、直流電流を重畳した交流電流をコイル２１，２２に印加することができるものとなっている。図１中、３３は直流遮断器（コンデンサ）を示す。
【００２１】
直流電源３１によりコイル２１，２２には直流電流が印加され、これによりコア１１及び１２内にそれぞれ直流磁束が発生する。図１中、矢印ａ，ｂはそれぞれコイル２１及びコイル２２により発生する磁束の向きを例示したものであり、コイル２１及びコイル２２により発生する磁束はコア１１，１２の周回方向において互いに逆向きになる。
【００２２】
図３はコア１１，１２のＢ−Ｈカーブ及び比透磁率を示したものであり、コイル２１，２２に印加する直流電流は、例えば８Ａ／ｍ程度の直流磁界が発生するように設定する。この磁界の値：８Ａ／ｍは、磁界に対し、比透磁率がリニアに変化する領域のほぼ中央に位置する。
【００２３】
コイル２１，２２は同一巻数とされ、コイル２１のインダクタンスＬ１とコイル２２のインダクタンスＬ２は等しくされている。コイル２１とコイル２２の接続点Ｐには直流電源３１と交流電源３２とよりなる励磁電源３０により、直流電圧が重畳した交流電圧が発生している。接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは励磁電源３０の交流励磁電圧をＶacとすると、
Ｖｄ＝（Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２））・Ｖac          （１）
で表され、導体１００に流れる電流（被測定電流）が０の時には、コイル２１とコイル２２のインダクタンスＬ１，Ｌ２が等しいため、接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは交流励磁電圧Ｖacの1/2となる。
【００２４】
一方、導体１００に電流が流れると、電流に比例した磁束が２つのコア１１，１２に発生する。これにより、例えばコア１１では磁束は強めあい、コア１２では磁束は打ち消しあう。よって、コア１１，１２内部の磁束密度がそれぞれ変化する。
【００２５】
磁束密度が変化すると、図３から分かるように、コア１１，１２の比透磁率が変化する。コア１１では磁束密度が大きくなるため、比透磁率は小さくなり、コア１２では磁束密度が小さくなるため、比透磁率は大きくなる。この比透磁率の変化により、コイル２１のインダクタンスＬ１は小さくなり、コイル２２のインダクタンスＬ２は大きくなる。従って、（１）式より接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは導体１００に流れる電流が０の時の値より大きくなり、つまり交流励磁電圧Ｖacの1/2より大きくなる。
【００２６】
このように、２つのコイル２１，２２の接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは導体１００に流れる電流により変化するため、接続点Ｐの交流電圧Ｖｄを検出することで導体１００に流れる電流を測定することができる。
【００２７】
検出回路４０はコイル２１，２２の接続点Ｐに接続されている。検出回路４０はこの例では図２に示したように同期検波器４１とローパスフィルタ４２とよりなる。同期検波器４１は接続点Ｐの電圧を励磁電源３０の交流励磁電圧Ｖacを用いて同期検波する。ローパスフィルタ４２は同期検波器４１の出力を平滑化する。同期検波された電圧はローパスフィルタ４２を通過して出力Ｖｏとなる。
【００２８】
検出回路４０はこのようにして出力Ｖｏを得るものとなっている。出力Ｖｏは導体１００に流れる電流に対応（比例）するため、この出力Ｖｏにより導体１００に流れる電流を測定することができる。
【００２９】
上述したように、この例では従来のフラックスゲート型の電流センサと違い、コア１１，１２が磁気飽和するまで励磁する必要はなく、言い換えればコア１１，１２を磁気飽和させないものとなっている。従って、励磁電流（直流電流）は小さくてよく、また交流励磁電圧も小さい振幅でよく、これにより従来のフラックスゲート型の電流センサと比べ、消費電力を低減することができる。また、交流励磁電圧が小さい振幅でよいため、高周波を印加でき、よって高周波数まで高精度な測定を行うことができる。
【実施例２】
【００３０】
図４はこの発明による電流センサの実施例２の機能構成をブロック図で示したものであり、この例では検出回路４０’はコイル２１，２２の接続点Ｐの電圧から直流成分を除去する直流遮断器４３と、直流遮断器４３の出力を全波整流する全波整流器４４と、全波整流器４４の出力を平滑化するローパスフィルタ４２によって構成されている。図２に示した検出回路４０に代え、このような検出回路４０’を採用することもできる。なお、全波整流器４４に代えて半波整流器を用いる構成としてもよい。
【実施例３】
【００３１】
図５はこの発明による電流センサの実施例３の構成概要を示したものであり、図６は図５に示した電流センサの機能構成をブロック図で示したものである。
【００３２】
この例では実施例１の構成に対し、コイル２３とコイル２４が付加された構成となっている。コイル２３はコア１２に巻回され、コイル２４はコア１１に巻回されている。コイル２３，２４は、コイル２３，２４に電流を印加した時に、コイル２１，２２と同様、コア１１及び１２に互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続されており、一方のコイル２３の一端には交流電源３２が接続されている。なお、コイル２３はコイル２２と同じ周回方向に磁束を発生させるように巻回され、コイル２４はコイル２１と同じ周回方向に磁束を発生させるように巻回されている。
【００３３】
これらコイル２１〜２４によって、この例では図６に示したようにインダクタンスブリッジが構成されている。コイル２１〜２４は同一巻数とされ、各コイル２１〜２４のインダクタンスＬ１〜Ｌ４は等しくされている。
【００３４】
コイル２１とコイル２２の接続点Ｐの交流電圧Ｖｄ及びコイル２３とコイル２４の接続点Ｑの交流電圧Ｖｄ’は、導体１００に流れる電流が０の時には、交流励磁電圧Ｖacの1/2となる。これに対し、導体１００に実施例１と同様に電流が流れると、コイル２１，２４のインダクタンスＬ１，Ｌ４は小さくなり、コイル２２，２３のインダクタンスＬ２，Ｌ３は大きくなる。これにより、接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは大きくなり、接続点Ｑの交流電圧Ｖｄ’は小さくなる。
【００３５】
接続点Ｐ，Ｑには検出回路５０が接続されている。検出回路５０はこの例では図６に示したように差動増幅器５１と同期検波器４１とローパスフィルタ４２とよりなる。差動増幅器５１は接続点Ｐ，Ｑの電圧を差動増幅する。同期検波器４１は差動増幅器５１で増幅された電圧を励磁電源３０の交流励磁電圧Ｖacを用いて同期検波し、同期検波器４１の出力はローパスフィルタ４２で平滑化されて出力となる。
【００３６】
検出回路５０は上述した構成に代え、図７に示したように、実施例２に示した検出回路４０’の構成と差動増幅器５１とよりなる検出回路５０’としてもよい。
【実施例４】
【００３７】
次に、この発明による電流センサの実施例４の構成について、図８及び図９を参照して説明する。
【００３８】
この例では図１及び図２に示した実施例１の構成に対し、フィードバックコイル２５とフィードバック回路６０と読取抵抗器７０とが付加された構成となっている。
【００３９】
フィードバックコイル２５はコア１１，１２を磁気平衡させるべく、コア１１，１２に巻回される。フィードバック回路６０は検出回路４０の後段に接続される。フィードバック回路６０は基準電圧を発生する基準電圧源６１と、検出回路４０の出力（ローパスフィルタ４２の出力）と基準電圧を加算する加算器６２と、加算器６２の出力を増幅してフィードバックコイル２５にフィードバック電流を流す増幅器６３とよりなる。
【００４０】
読取抵抗器７０はフィードバックコイル２５に流れるフィードバック電流を電圧に変換して出力する。
【００４１】
基準電圧源６１が発生する基準電圧は、導体１００を流れる電流が０の時にローパスフィルタ４２から出力される出力電圧を相殺して０Ｖとするように設定される。従って、導体１００を流れる電流が０の時はフィードバック電流は０となり、フィードバックコイル２５に電流は流れない。読取抵抗器７０の出力は０Ｖとなる。
【００４２】
一方、導体１００に実施例１と同様に電流が流れると、ローパスフィルタ４２の出力は実施例１で説明したように、電流が０の時よりも大きくなる。従って、加算器６２の出力は正の電圧となる。これにより、フィードバックコイル２５に正のフィードバック電流が流れ、コア１１，１２は導体１００に流れる電流に対して磁気平衡状態となる。フィードバック電流は読取抵抗器７０によって電圧に変換されて出力され、この読取抵抗器７０の出力により、この例では導体１００に流れる電流を測定することができる。なお、検出回路４０は検出回路４０’としてもよい。
【実施例５】
【００４３】
図１０はこの発明による電流センサの実施例５の構成概要を示したものであり、この例では図５に示した実施例３の構成に対し、実施例４と同様、フィードバックコイル２５とフィードバック回路６０と読取抵抗器７０とを付加した構成となっている。この例においても導体１００に流れる電流を読取抵抗器７０の出力により測定することができる。
【００４４】
以上、この発明の各種実施例について説明したが、コア１１，１２はトロイダルコアに限らず、他の形状のものであってもよく、例えば四角形状をなすコアであってもよい。また、直流電源３１に代えて直流定電流源を用いるようにしてもよい。
【符号の説明】
【００４５】
１１，１２  コア                      ２１，２２，２３，２４  コイル
２５  フィードバックコイル            ３０  励磁電源
３１  直流電源                        ３２  交流電源
３３  直流遮断器                      ４０，４０’  検出回路
４１  同期検波器                      ４２  ローパスフィルタ
４３  直流遮断器                      ４４  全波整流器
５０，５０’  検出回路                ５１  差動増幅器
６０  フィードバック回路              ６１  基準電圧源
６２  加算器                          ６３  増幅器
７０  読取抵抗器                      １００  導体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2013124875.tif 000009
【図８】
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【図９】
2013124875.tif 000011
【図１０】
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