(57)【要約】【課題】正弦波発振出力を用いて検出器を励磁する検出器励磁回路において、検出器を励磁する電圧の変動を抑制し、所定の温度範囲で安定した測定を可能とする。【解決手段】実施形態の検出器励磁回路の発振回路は、所定の周波数を有する発振出力信号を生成し増幅回路に出力し、増幅回路は、入力された発振出力信号を増幅して増幅発振出力信号を出力するとともに、発振回路の周囲温度に基づいて、発振回路における周囲温度に起因する発振出力信号の振幅の変動をキャンセルすべく増幅率を変更可能となっている。これにより、励磁電流供給回路は、増幅発振出力信号に基づいて、電流増幅を行い、検出回路に励磁電流を供給する。【選択図】図１
2013044731.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数を有する発振出力信号を生成し出力する発振回路と、
前記発振出力信号を増幅して増幅発振出力信号を出力するとともに、前記発振回路の周囲温度に基づいて、前記発振回路における前記周囲温度に起因する前記発振出力信号の振幅の変動をキャンセルすべく増幅率を変更可能な増幅回路と
前記増幅発振出力信号に基づいて、電流増幅を行い、検出回路に励磁電流を供給する励磁電流供給回路と、
を備える検出器励磁回路。
【請求項２】
前記増幅回路は、フィードバック抵抗の抵抗値に応じて増幅率を制御可能なオペアンプを内蔵しており、
前記フィードバック抵抗と直列に前記発振回路の温度依存性をキャンセルする温度補償用のサーミスタを接続した、
検出器励磁回路。
【請求項３】
入力された振幅制御信号に基づいて、所定の振幅を有する所定周波数の発振出力信号を生成し出力する発振回路と、
前記発振回路の周囲温度及び前記発振出力信号に基づいて、前記発振回路における前記周囲温度に起因する前記発振出力信号の振幅の変動をキャンセル可能な前記振幅制御信号を出力する振幅制御回路と、
前記発振出力信号を増幅して増幅発振出力信号を出力する増幅回路と
前記増幅発振出力信号に基づいて、電流増幅を行い、検出回路に励磁電流を供給する励磁電流供給回路と、
を備える検出器励磁回路。
【請求項４】
前記振幅制御回路は、前記振幅制御信号の電圧を制御するオン抵抗値を可変可能とするトランジスタを備え、
前記トランジスタと並列に、温度補償用のサーミスタを有し、前記発振回路の温度依存性をキャンセルする温度補償回路を設けた、
検出器励磁回路。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の検出器励磁回路と、
前記励磁電流が供給されるインダクタンス式検出器あるいは差動トランス式検出器として構成された検出器と、
前記検出器の出力に基づいて演算を行い、検出器出力として出力する演算回路と、
を備えた検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、検出器励磁回路及び検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インダクタンス式検出器および差動トランス式検出器を使用した測定回路において検出器を励磁する検出器励磁回路が用いられている。検出器励磁回路は、正弦波発振回路で生成された正弦波信号を増幅して使用する。この場合において、正弦波発振回路として、例えば、ウィーンブリッジ正弦波発振回路が用いられる（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
ところで、ウィーンブリッジ正弦波発振回路単独では、励磁電圧の制御が困難なためウィーンブリッジ発振回路には、振幅制御回路を設けるのが一般的である。
さらに、正弦波発振回路と振幅制御回路自身のみでは検出器を励磁するだけの電流容量が確保できないため、正弦波発振回路の後段には、増幅回路と、トランジスタを使用した励磁電流回路と、が設けられ、必要となる電流容量を確保していた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−２９２２０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、一般的なウィーンブリッジ正弦波発振回路の振幅制御回路においては、ＦＥＴのドレイン−ソース間のオン抵抗を制御して、所定の振幅制御信号を生成しているが、ＦＥＴのドレイン−ソース間オン抵抗値は温度により大きな変動を生じ、検出器を励磁する電圧も変動するため、検出器からの二次側出力電圧が変動し測定に誤差が生じる虞があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、正弦波発振出力を用いて検出器を励磁する検出器励磁回路において、検出器を励磁する電圧の変動を抑制し、所定の温度範囲で安定した測定を可能とする検出器励磁回路及び検出装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実施形態の検出器励磁回路の発振回路は、所定の周波数を有する発振出力信号を生成し増幅回路に出力する。
増幅回路は、入力された発振出力信号を増幅して増幅発振出力信号を出力するとともに、発振回路の周囲温度に基づいて、発振回路における周囲温度に起因する発振出力信号の振幅の変動をキャンセルすべく増幅率を変更可能となっている。
これにより、励磁電流供給回路は、増幅発振出力信号に基づいて、電流増幅を行い、検出回路に励磁電流を供給する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】図１は、第１実施形態の検出器励磁回路を含む測定回路の回路構成例の説明図である。
【図２】図２は、第２実施形態の検出器励磁回路を含む測定回路の回路構成例の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
次に図面を参照して好適な実施の形態について説明する。
［１］第１実施形態
図１は、第１実施形態の検出器励磁回路を含む測定回路の回路構成例の説明図である。
測定回路１は、大別すると、一次コイル２及び一対の二次コイル３を有する差動トランス４を備えた検出器５と、差動トランス４の二次コイル３が接続され、一対の二次コイル３の差電圧に基づいて、被検出物の偏心量、伸び量あるいは伸び差量を演算結果として外部に出力する演算回路６と、差動トランス４の一次コイル２に励磁電圧を供給する検出器励磁回路１０と、を備えている。
【０００９】
検出器励磁回路１０は、大別すると、所定の周波数の発振出力信号を出力するウィーンブリッジ正弦波発振回路１１と、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の発振出力信号Ｓ１のフィードバック制御を行い、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の発振出力信号Ｓ１の振幅制御を行い振幅制御回路１２と、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の発振出力信号Ｓ１を増幅して検出器励磁電圧を有する増幅発振出力信号Ｓ２として出力する増幅回路１３と、電流源に接続され、増幅発振出力信号Ｓ２に基づいて検出器５の交流励磁を行う交流励磁回路１４と、を備えている。
【００１０】
ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１は、大別すると発振出力信号Ｓ１の発振周波数を定めるための周波数選択回路１１Ａと、増幅率を制御するための増幅制御回路１１Ｂと、増幅制御回路１１Ｂにより制御された増幅率で増幅を行い、周波数選択回路１１Ａで選択された周波数を有する発振出力信号Ｓ１を出力するオペアンプ１１Ｃと、を備えている。
【００１１】
振幅制御回路１２は、大別すると、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の出力した発振出力信号（正弦波信号）の全波整流を行う全波整流回路１２Ａと、全波整流回路１２Ａにより整流された発振出力信号Ｓ１のエンベロープに相当する電圧、すなわち、発振出力信号Ｓ１の振幅に比例する電圧に基づいてＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間のオン抵抗を制御して、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１を構成しているオペアンプ１１Ｃの増幅率を制御する可変抵抗回路１２Ｃと、を備えている。
【００１２】
ここで、振幅制御回路１２の動作について説明する。
ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１のオペアンプ１１Ｃの出力信号の電圧が高くなると、ＦＥＴ１２Ｂに印加される低電位側電源電圧（マイナス電圧）は高くなる。
この結果、ＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間のオン抵抗値は高くなる。
【００１３】
ここで、ＦＥＴ１２Ｂは、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１のオペアンプ１１Ｃの反転入力端子に接続されている抵抗Ｒ４に直列に接続されている抵抗として機能するので、ＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間のオン抵抗値が高くなると、オペアンプ１１Ｃの増幅率を低下させる方向に働くこととなる。したがって、この場合には、振幅制御回路１２は、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の発振出力信号Ｓ１の振幅を小さくするように制御することとなる。
【００１４】
一方、ＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間のオン抵抗値が低くなると、オペアンプ１１Ｃの増幅率を高くする方向に働くこととなる。したがって、この場合には、振幅制御回路１２は、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の発振出力信号Ｓ１の振幅を大きくするように制御することとなる。
増幅回路１３は、オペアンプ１３Ａを用いた非反転増幅回路として構成されており、オペアンプ１３Ａの出力端子と、反転入力端子（−）との間に接続されたフィードバック抵抗として、抵抗Ｒ１４と温度補償用のサーミスタＲ（ＴＥＭＰ）とが設けられている。ここで、サーミスタＲ（ＴＥＭＰ）は、ＰＴＣ(Positive Temperature Coefficient)サーミスタとして構成されており、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の周囲の温度上昇に伴って抵抗値が増大することとなり、ひいては、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の周囲の温度上昇に伴ってオペアンプ１３Ａの増幅率を大きくすることとなる。
【００１５】
交流励磁回路１４は、増幅回路１３が出力した増幅発振出力信号Ｓ２に基づいて、高電位側電源Ｖ＋あるいは低電位側電源Ｖ−から電流を供給する電流増幅回路として機能し、励磁電流を差動トランス４の一次コイル２に供給することとなる。
【００１６】
次に実施形態の検出器励磁回路の動作について説明する。
まず、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の動作について説明する。
ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の発振周波数は以下の計算式で表される。
発振周波数  ｆ＝１／２π√Ｃ１・Ｃ２・Ｒ１・Ｒ２
Ｃ＝Ｃ１＝Ｃ２、Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２とすると
ｆ＝１／２π・Ｃ・Ｒ
【００１７】
一方、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の振幅制御回路１２の出力はオペアンプＡ２で増幅する信号の増幅度により定まる。
ここで、振幅制御回路１２のオペアンプＡ２の増幅度は以下の式で表すことができる。
増幅度＝−Ｒ３／（Ｒ４＋ＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間オン抵抗値）
また、増幅回路１３の出力電圧ＶＴＰ２は以下の計算式で表される。
ＶＴＰ２＝［{２π・ｆ・Ｃ５・Ｒ１１／√１＋（２π・ｆ・Ｃ５・Ｒ１１）２}
・（１＋（Ｒ１４＋Ｒ（ＴＥＭＰ）／Ｒ１３）］×ＶＴＰ１
【００１８】
ここで、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の振幅制御回路１２のＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間のオン抵抗値は温度により大きな変動を生じるが、その変動は、サーミスタＲ（ＴＥＭＰ）により補償され、増幅度を一定とすることが可能となる。
この結果、出力電圧（増幅発振出力信号のピーク電圧）を一定として交流励磁回路１４から出力され、検出器５を励磁する電圧も一定となるため、検出器５の二次コイル側の出力電圧も一定となり、測定誤差を抑制することができる。
以上の説明のように、本第１実施形態によれば、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の振幅の温度に起因する変動を、増幅回路１３の増幅率を温度補償することにより吸収して、安定した検出器交流励磁電圧を供給できるので、測定誤差の抑制が確実に行える。
【００１９】
［２］第２実施形態
図２は、実施形態の検出器励磁回路を含む測定回路の回路構成例の説明図である。
本第２実施形態が第１実施形態と異なる点は、第１実施形態の増幅回路１３において、オペアンプの出力端子と、反転入力端子との間に接続されたフィードバック抵抗として介挿されていた温度補償用のサーミスタＲ（ＴＥＭＰ）に代えて、振幅制御回路１２のＦＥＴ１２Ｂと並列に温度補償回路２０を設けた点である。
第２実施形態の検出器励磁回路１０Ａを構成する温度補償回路２０は、ＦＥＴ１２Ｂと共働して、合成抵抗値が温度補償されたものとなり、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の出力信号の振幅値を温度補償されたものとする。
【００２０】
ここで、温度補償回路２０の動作について説明する。
温度が変化することにより、ＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間のオン抵抗値が高くなった場合には、温度補償回路は、ＦＥＴ１２Ｂと温度補償回路２０を構成する温度補償抵抗ＲＴ１及びサーミスタＲ（ＴＥＭＰ）との合成抵抗値が低くなって、温度変化に起因するＦＥＴ１２Ｂのオン抵抗値変化をキャンセルするように機能する。
一方、ＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間のオン抵抗値が低くなった場合には、温度補償回路２０は、ＦＥＴ１２Ｂと温度補償回路を構成する温度補償抵抗ＲＴ１及びサーミスタＲ（ＴＥＭＰ）との合成抵抗値が高くなって、温度変化に起因するＦＥＴ１２Ｂのオン抵抗値変化をキャンセルするように機能する。
【００２１】
この結果、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の出力信号の振幅（発振信号のピーク電圧）を一定とすることができるので、交流励磁回路１４から出力され、検出器５を励磁する電圧も一定となるため、検出器５の二次コイル３側の出力電圧も一定となり、測定誤差を抑制することができる。
以上の説明のように、本第２実施形態によれば、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の振幅の温度に起因する変動を、温度補償回路２０により、温度変化に起因するＦＥＴ１２ＢのドレインＤ−ソースＳ間のオン抵抗値変化をキャンセルすることにより吸収して、安定した検出器交流励磁電圧を供給できるので、測定誤差の抑制が確実に行える。
【００２２】
［３］実施形態の変形例
第１実施形態においては、温度補償用のサーミスタＲ（ＴＥＭＰ）を抵抗Ｒ１４側に設けていたが、抵抗Ｒ１３側に設けるように構成することも可能である。
この場合においては、サーミスタＲ（ＴＥＭＰ）は、ＮＴＣ(Negative Temperature Coefficient)サーミスタとして構成し、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の周囲の温度上昇に伴って抵抗値が減少することで、ウィーンブリッジ正弦波発振回路１１の周囲の温度上昇に伴ってオペアンプ１３Ａの増幅率を大きくすることとなる。
【００２３】
以上の説明においては、温度補償素子として、サーミスタＲ（ＴＥＭＰ）およびそれに加えて温度補償用抵抗ＲＴ１を用いていたが、これに代えて所望の温度係数を有する銅線を巻回して用いたり、比較的温度係数が大きいカーボン抵抗を用いたりするように構成することも可能である。
以上の説明においては、温度補償素子を、増幅回路１３あるいは振幅制御回路１２のいずれか一方に設ける構成としていたが、双方に設けるように構成することも可能である。このように構成することにより、より一層高精度に温度補償を行うことが可能となる。
【００２４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【実施例】
【００２５】
次により具体的な実施例について説明する。
まず、比較例について説明する。
［１］比較例
図１に示した検出器励磁回路からサーミスタＲ（ＴＥＭＰ）を除いた検出器励磁回路において、回路の各抵抗およびコンデンサの仕様をそれぞれ下記表１のようにしたときの電圧は表２に示す通りとなる。
【００２６】
【表１】
2013044731.tif 000003
【００２７】
【表２】
2013044731.tif 000004
【００２８】
表２に示したように、電圧ＶＴＰ１は＋２５℃時の電圧に対して、−１０℃時および＋６０℃時の電圧は大きな変動になっており温度特性誤差が確認できる。
電圧ＶＴＰ１を増幅した電圧ＶＴＰ２の温度特性誤差はほとんど無視できる値であり、本比較例においては、ウィーンブリッジ正弦波発振回路における温度特性誤差が大きいことがわかる。
［２］第１実施例
次に、第１実施形態の検出器励磁回路の具体的な実施例である第１実施例について説明する。
図１に示した検出器励磁回路において、各抵抗およびコンデンサの仕様をそれぞれ下記表３のようにしたときの電圧は表４に示す通りとなった。
【００２９】
【表３】
2013044731.tif 000005
【００３０】
【表４】
2013044731.tif 000006
【００３１】
本第１実施例における＋２５℃時の電圧に対する最大温度特性誤差＝−１．６７％であり、比較例の最大温度特性誤差＝−８．１０％と比較しておよそ１／５の温度特性誤差となっており、実使用上問題のない値となっていることがわかる。
［３］第２実施例
次に、第２実施形態の検出器励磁回路の具体的な実施例である第２実施例について説明する。
図１に示した検出器励磁回路において、各抵抗およびコンデンサの仕様をそれぞれ下記表５のようにしたときの電圧は表６に示す通りとなった。
【００３２】
【表５】
2013044731.tif 000007
【００３３】
【表６】
2013044731.tif 000008
【００３４】
本第２実施例における＋２５℃時の電圧に対する最大温度特性誤差＝−１．１％であり、比較例の最大温度特性誤差＝−８．１％と比較しておよそ１／１１の温度特性誤差となっており、第１実施例と比較してもさらに温度特性誤差が減少しており、実使用上問題のない値となっていることがわかる。
以上の説明のように、本実施形態の実施例によれば、検出器励磁回路において、温度特性誤差の少ない検出器励磁電流を供給することができ、ひいては、温度による影響を低減した検出装置を構成することが可能となる。
【符号の説明】
【００３５】
１      測定回路
２      一次コイル
３      二次コイル
４      差動トランス
５      検出器
６      演算回路
１０、１０Ａ    検出器励磁回路
１１    ウィーンブリッジ正弦波発振回路
１１Ａ  周波数選択回路
１１Ｂ  増幅制御回路
１１Ｃ  オペアンプ
１２    振幅制御回路
１２Ａ  全波整流回路
１２Ｂ  ＦＥＴ
１２Ｃ  可変抵抗回路
１３    増幅回路
１３Ａ  オペアンプ
１４    交流励磁回路
２０    温度補償回路
Ｒ（ＴＥＭＰ）    サーミスタ
ＲＴ１  温度補償用抵抗
Ｓ１    発振出力信号
Ｓ２    増幅発振出力信号
【図１】
2013044731.tif 000009
【図２】
2013044731.tif 000010