(57)【要約】【課題】  適切な信号処理を行い、適切なＲＦ信号を送信することができる無線送信機、及び信号処理装置を提供する。【解決手段】  本発明のデジタル信号処理部２１は、発振器４０から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換する信号変換部７０を備えている。発振器４０の周波数精度は、アナログ信号処理で要求される周波数精度を満たしている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を無線送信する無線送信機であって、
発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部と、
前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を、無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いる無線送信部と、を備え、
前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしていることを特徴とする無線送信機。
【請求項２】
前記周波数精度が周波数許容偏差であり、
前記発振器の周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍである請求項１に記載の無線送信機。
【請求項３】
前記周波数精度が、
アナログのＲＦ信号として用いたときの周波数特性が電波に関する法規制に準拠した周波数特性となる量子化信号を、前記デジタル信号変換部による変換によって得ることを可能とする精度である請求項１に記載の無線送信機。
【請求項４】
前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を増幅し、前記無線送信部に出力する増幅器をさらに備え、
前記増幅器は、雑音指数が３ｄＢ以下である請求項１〜３のいずれか一項に記載の無線送信機。
【請求項５】
無線送信されるＲＦ信号の処理を行う信号処理装置であって、
発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部を備え、
前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしていることを特徴とする信号処理装置。
【請求項６】
前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を増幅して出力する増幅器をさらに備え、
前記増幅器は、雑音指数が３ｄＢ以下である請求項５に記載の信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線送信機、及び信号処理装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
アナログ波形を表現する１ｂｉｔのパルス列（1 bit plus train）を生成する技術として、例えば、ΔΣ変調（Delta Sigma Modulation）がある（非特許文献１参照）。
【０００３】
ΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種である。ΔΣ変調器は、ループフィルタと量子化器とを備えて構成される。量子化器は、量子化信号として１ｂｉｔのパルス列を出力することができる。
【０００４】
ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、アナログフィルタを通過するだけで、元のアナログ波形となる。つまり、ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、デジタル信号であるが、アナログ波形を表現したものとなっており、デジタル信号としての性質とアナログ信号としての性質を両方有している。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】和保  孝雄、安田  明  監訳（原著者  Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７，ｐｐ１−１７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記ΔΣ変調器を無線送信機に適用した場合、デジタルのＲＦ信号を生成するとともにこのデジタルのＲＦ信号をΔΣ変調器によって量子化し、量子化によって得られる量子化信号をアナログフィルタに通過させてアナログのＲＦ信号とし、当該アナログのＲＦ信号を無線送信する構成とすることがある。この構成では、デジタルのＲＦ信号を生成し、このＲＦ信号を量子化するΔΣ変調は、デジタル処理である一方、量子化信号をアナログフィルタに通してアナログのＲＦ信号を得る処理は、アナログ処理である。
【０００７】
量子化信号には、デジタルのＲＦ信号の生成、及びＲＦ信号に対するΔΣ変調といったデジタル処理によって生じる周波数誤差が含まれている。
また、無線送信されるアナログのＲＦ信号は、上記デジタル処理によって得られる量子化信号に対して、アナログフィルタを通過させることで得られる。
このため、デジタル処理によって生じる周波数誤差は、アナログのＲＦ信号の周波数誤差として反映される。
【０００８】
デジタル処理で生じる周波数誤差は、主に当該デジタル処理を実行する回路の動作クロックの周波数誤差に起因している。
仮に、デジタル信号処理として一般的に許容される周波数誤差（例えば、１０〜１００ｐｐｍ）を含んだ動作クロックに基づいて、デジタルのＲＦ信号の生成、及びΔΣ変調を行って量子化信号を生成し、アナログのＲＦ信号を得たとすると、得られたアナログのＲＦ信号には、上記のデジタル信号処理で許容される周波数誤差が含まれることとなる。
【０００９】
一般に、デジタル通信等、デジタル信号処理を行う回路に対して供給される動作クロックは、上記誤差を含んでいたとしても、デジタル信号の処理にとっては何ら問題とならない。
しかし、無線通信においては、各用途ごとそれぞれに占有する周波数帯域が割り当てられ、占有周波数帯幅の許容値が法規制される等、厳密に管理されている。このため、無線通信において一般的に許容される周波数誤差は、デジタル通信で許容される周波数誤差よりもより小さい値に制限される。
【００１０】
従って、上記のようなデジタル信号処理では許容される周波数誤差が前記量子化信号に含まれていることにより、それと同様の周波数誤差がアナログのＲＦ信号に含まれてしまうと、無線通信において許容される周波数誤差を超えてしまい、法規制等に準拠できないおそれがある。
このため、上記無線送信機において、適切な信号処理を行い、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号を送信することができる技術が望まれている。
【００１１】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、適切なＲＦ信号を送信することができる無線送信機、及び信号処理装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）上記目的を達成するための本発明は、ＲＦ信号を無線送信する無線送信機であって、発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部と、前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を、無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いる無線送信部と、を備え、前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしていることを特徴としている。
【００１３】
上記のように構成された無線送信機によれば、デジタル信号変換部に動作クロックを供給する発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしているので、デジタル信号変換部が変換した量子化信号は、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしている。このため、この量子化信号を無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いたとしても、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たすことができ、適切なＲＦ信号を送信することができる。
【００１４】
（２）上記無線送信機において、前記周波数精度が周波数許容偏差であり、前記発振器の周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍであることが好ましく、この場合、空間に放射される電波について、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度をより確実に満たすことができ、適切なＲＦ信号を送信することができる。
【００１５】
（３）また、前記周波数精度が、アナログのＲＦ信号として用いたときの周波数特性が電波に関する法規制に準拠した周波数特性となる量子化信号を、前記デジタル信号変換部による変換によって得ることを可能とする精度であってもよい。
【００１６】
（４）デジタル信号変換部から無線送信部まで伝送される量子化信号はデジタル信号であるが、無線送信部において、量子化信号をアナログのＲＦ信号として用いるので、デジタル信号変換部と、無線送信部との間に接続される増幅器についても、アナログのＲＦ信号処理で要求される低雑音性能を有する増幅器であることが好ましい。
よって、上記無線送信機において、前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を増幅し、前記無線送信部に出力する増幅器をさらに備え、前記増幅器は、雑音指数が３ｄＢ以下であることが好ましい。
この場合、雑音指数が３ｄＢ以下である低雑音の増幅器を、デジタル信号変換部と、無線送信部との間に設けたので、アナログのＲＦ信号として用いられる量子化信号を増幅する際に大きなノイズが含まれるのを防止し、より適切なＲＦ信号を送信することができる。
【００１７】
（５）また、本発明は、無線送信されるＲＦ信号の処理を行う信号処理装置であって、発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部を備え、前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしていることを特徴としている。
上記構成の信号処理装置によれば、上述のように、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たした量子化信号に変換できるので、適切なＲＦ信号を送信するための信号処理を適切に行うことができる。
【００１８】
（６）上記信号処理装置において、前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を増幅して出力する増幅器をさらに備え、前記増幅器は、雑音指数が３ｄＢ以下であることが好ましい。
【発明の効果】
【００１９】
以上のように、本発明によれば、適切な信号処理を行い、適切なＲＦ信号を送信することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の一実施形態に係る信号処理装置を備えたシステムのブロック図である。
【図２】ΔΣ変調器の構成を示すブロック図である。
【図３】１次ローパス型ΔΣ変調器の線形ｚ領域モデルのブロック図である。
【図４】図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器を示している。
【図５】（ａ）は、本システムを適用した無線基地局装置を示すブロック図であり、（ｂ）は、（ａ）とは異なる他の例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
〔１．システムの構成〕
図１は、本発明の一実施形態に係る信号処理装置を備えたシステムのブロック図である。このシステム１は、信号変換部７０を備えたデジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２とを有している。
【００２２】
信号処理装置としてのデジタル信号処理部２１は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号をデジタル信号である量子化信号で表現するための処理を行い、当該処理により生成された量子化信号を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。
【００２３】
デジタル信号処理部２１から出力された量子化信号は、ＲＦ信号の搬送波周波数付近において、量子化雑音がノイズシェイピングされかつ、ＲＦ信号としての情報を保持している。
デジタル信号処理部２１は、上記量子化信号をアナログフィルタ（バンドパスフィルタ又はローパスフィルタ）３２に与える。
アナログフィルタ３２は、ＲＦ信号の搬送波周波数付近を通過させるように構成されている。よって、アナログフィルタ３２を通過した量子化信号は、量子化雑音部分が除去され、アナログのＲＦ信号となる。
【００２４】
このように、デジタル信号処理部２１は、量子化信号を生成することで、実質的にＲＦ信号を生成することができる。したがって、ＲＦ信号を表現している量子化信号を、ＲＦ信号を処理する回路（例えば、無線通信機、テレビ受信機等のＲＦ信号受信機）に与えれば、その回路は、量子化信号をアナログ信号として処理することができる。なお、この場合、アナログフィルタ３２は、ＲＦ信号を処理する回路に備わっていればよい。
【００２５】
アナログフィルタ３２として、バンドパスフィルタを用いるか、ローパスフィルタを用いるかは、ＲＦ信号の周波数によって、適宜決定される。
なお、信号変換部７０が、バンドパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてバンドパスフィルタが用いられ、ローパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてローパスフィルタが用いられる。
【００２６】
デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ３２との間の信号伝送路４は、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの伝送線路であってもよい。また、信号伝送路４は、量子化信号を送信するための専用線である必要は無く、インターネットなどのパケット通信を行う通信ネットワークであってもよい。パケット通信を行う通信ネットワークを信号伝送路４として用いる場合、送信側（デジタル信号処理部２１側）は、量子化信号を、パケット化してパケットデータとして信号伝送路４に送信し、受信側（アナログフィルタ３２側）は、受信したパケットデータを元の量子化信号に復元すればよい。
【００２７】
デジタル信号処理部２１は、信号伝送路４に対して、量子化信号を送信する送信機とみなすことができる。この場合、アナログフィルタ３２を有する装置は、ＲＦ信号の受信機となる。
【００２８】
また、本実施形態では、デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ３２との間に、ローノイズアンプ４１が接続されている。このローノイズアンプ４１は、デジタル信号処理部２１が出力する量子化信号を増幅し、受信側（アナログフィルタ３２側）に出力する。このローノイズアンプ４１としては、雑音指数が３ｄＢ以下のものが用いられている。
図１中、ローノイズアンプ４１は、信号伝送路４上に接続されているが、デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ３２との間に設けられていればよく、例えば、デジタル信号処理部２１を構成する回路基板上に一体に設けてもよいし、アナログフィルタ３２側に設けてもよい。
【００２９】
デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、デジタル直交変調などの処理を行う処理部２４と、信号変換部７０と、制御部３５とを備えている。
【００３０】
ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
処理部２４は、ＩＱベースバンド信号に対してデジタル直交変調などの処理を行う。したがって、処理部２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号が出力される。
なお、処理部２４における変調は、直交変調に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調であってもよい。
【００３１】
処理部２４は、直交変調のほか、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部２４からは、上述のような各種のデジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。
【００３２】
処理部２４から出力されたデジタルＲＦ信号は、信号変換部７０に与えられる。本実施形態の信号変換部７０は、バンドパス型ΔΣ変調器（変換器２５）を有して構成されている。なお、変換器２５は、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいし、ＰＷＭ変調器であってもよい。
【００３３】
ΔΣ変調器２５は、入力信号であるデジタルＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号は、デジタル信号であるが、アナログＲＦ信号を表現したものとなっている。
ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号は、デジタル信号処理部２１の出力信号として、デジタル信号処理部２１から信号伝送路４へ出力される。
【００３４】
図２は、ΔΣ変調器２５の構成を示すブロック図である。図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
ΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、ＲＦ信号）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。
【００３５】
ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
【数１】
2013254995.tif 000003
【００３６】
したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。
【００３７】
図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図である。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ−１）Ｅ（ｚ）
【００３８】
つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ−１である。
【００３９】
非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
【数２】
2013254995.tif 000004
【００４０】
上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
【００４１】
上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。
【００４２】
本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を、中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。
【数３】
2013254995.tif 000005
ここで、
θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）  ｆｓはΔΣ変調器のサンプリング周波数
【００４３】
式（２）の変換式では、特定の周波数θ０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ０）に一般化されている。
【００４４】
図４は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図４への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
【数４】
2013254995.tif 000006
【００４５】
なお、バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。
【００４６】
ΔΣ変調器２５は、前述の式（３）に基づいて、ｚの値が変換可能となっている。つまり、ΔΣ変調器２５は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。
【００４７】
制御部３５は、ΔΣ変調器２５に入力される信号の中心周波数（上述の搬送周波数ｆ０）に応じて、前述の式（３）に基づいてΔΣ変調器２５のｚを変換することにより、任意の周波数の信号に対して、バンドパスΔΣ変調が行える。
このように、ＲＦ信号の搬送周波数ｆ０に応じて、上記変換式（３）におけるｃｏｓθ０（係数ａ）を変更することで、サンプリング周波数ｆｓを変更することなく、任意の周波数ｆ０に対応したバンドパスΔΣ変調が行える。ｃｏｓθ０を変更すると、式（１）に示すＮＴＦの係数が変更されたことになるが、式の次数は維持される。このため、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０に応じて、バンドパス型ΔΣ変調器２５の構成を変化させても、式の複雑度（次数）は変化せず、したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷も変化しない。
【００４８】
このように本実施形態では、搬送波周波数ｆ０を変化させても、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷が変化しないため有利である。本実施形態において、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷は、ナイキストの定理により、信号帯域幅によって決定されるサンプリング周波数ｆｓに依存するが、搬送波周波数ｆ０を変化させても信号帯域幅が変化するわけではないためサンプリング周波数ｆｓを変更する必要はない。なお、ΔΣ変調器がローパス型である場合、、搬送波周波数ｆ０の変化に対応するには、サンプリング周波数ｆｓを変更する必要があり、この点において、バンドパス型が有利である。
【００４９】
また、式（３）を利用すると、ΔΣ変調器２５を任意の周波数（ｆ０）に対応できるバンドパス型ΔΣ変調器として利用できるだけでなく、ローパス型ΔΣ変調器として利用することもできる。つまり、ΔΣ変調器２５は、ローパス型とバンドパス型とに切り替え可能となっている。
【００５０】
また、制御部３５は、処理部２４を制御することによって、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数を任意の周波数に変更してΔΣ変調器２５に与えることができる。
【００５１】
さらに、制御部３５は、変更されたＲＦ信号の周波数を通過させるようにアナログフィルタ３２の中心周波数が変更されるように、アナログフィルタ３２を制御する。
このように、制御部３５は、デジタル信号処理部２１における各部、及びアナログフィルタ３２を制御する。
【００５２】
以上のようにして、ΔΣ変調器２５は量子化信号を生成し、生成した量子化信号を信号伝送路４へ出力する。
【００５３】
図１に戻って、デジタル信号処理部２１には、発振器４０が接続されている。発振器４０は、例えば、デジタル信号処理部２１を構成する各部が設けられている回路基板上に設けられる。発振器４０は、所定の周波数のクロック信号を発振し、そのクロック信号をデジタル信号処理部２１に供給する。
デジタル信号処理部２１は、発振器４０から供給されるクロック信号を、ベースバンド部２３や、処理部２４、変換器２５といった各部が行うデジタル信号処理の動作クロックとして用いる。
【００５４】
デジタル信号処理部２１は、ＲＦ信号をデジタル化する場合、当該ＲＦ信号の周波数よりも高い周波数でサンプリングする必要がある。サンプリングを行うために、デジタル信号処理部２１は、上記発振器４０からのクロック信号を動作クロックとして用いる。
発振器４０が発振するクロック信号には、その動作条件等に応じて一定の誤差が含まれている。例えば、上記サンプリング周波数をｆｓ、発振器４０の周波数誤差がｘ（ｐｐｍ）であるとすると、実際のサンプリング周波数ｆｓ´は、下記式のように表される。
ｆｓ´＝ｆｓ×（１＋ｘ）
【００５５】
さらに、ＲＦ信号の中心周波数ｆ０と、実際のサンプリング周波数ｆｓ´との関係は、下記式のように表される。
ｆ０／ｆｓ´＝ｆ０／（ｆｓ×（１＋ｘ））≒（ｆ０／ｆｓ）×（１−ｘ）
【００５６】
上記式より、ＲＦ信号の周波数には、発振器４０の周波数誤差に起因するｘ（ｐｐｍ）の誤差が含まれることが判る。
以上のように、デジタル信号処理部２１が出力する量子化信号は、デジタル処理によって生じる周波数誤差として、発振器４０の周波数誤差を含んでいる。
【００５７】
本実施形態において、無線送信されるアナログＲＦ信号は、デジタル信号処理部２１によるデジタルの信号処理によって得られる量子化信号をアナログフィルタ３２に通過させてノイズ成分を除去することで得られる。このため、量子化信号に含まれているデジタル処理による周波数誤差は、アナログのＲＦ信号の周波数誤差として反映される。
量子化信号に含まれる周波数誤差は、上述のように、発振器４０の周波数誤差に起因している。つまり、アナログのＲＦ信号は、デジタル信号処理部２１に動作クロックを供給している発振器４０の周波数誤差を含んでいる。
【００５８】
ここで、本実施形態の発振器４０は、自器が発振するクロック信号の周波数精度が、無線電波（ＲＦ信号）を空間に放射する際におけるアナログ信号処理で要求される精度を満たしている。より具体的には、発振器４０は、その周波数精度としての周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍの範囲とされている。
【００５９】
このように、本実施形態では、デジタル信号処理部２１に動作クロックを供給する発振器４０が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしているので、デジタル信号処理部２１が出力する量子化信号は、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たすこととなる。このため、この量子化信号を無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いたとしても、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たすことができる。この結果、本システム１によれば、アナログのＲＦ信号を無線電波として空間に放射する場合においても、無線通信において許容される周波数誤差の範囲内とされた、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号を送信することができる。
【００６０】
本実施形態では、周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍの範囲の発振器４０を用いた場合を例示したが、この発振器４０の周波数精度は、アナログのＲＦ信号として用いたときの周波数特性が電波に関する法規制に準拠した周波数特性となる量子化信号を、デジタル信号処理部２１の信号変換部７０による変換によって得ることを可能とする精度であればよい。この場合においても、適切なＲＦ信号を送信することができる。
【００６１】
また、本実施形態では、雑音指数が３ｄＢ以下であるローノイズアンプ４１を、デジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２との間に設けたので、アナログのＲＦ信号として用いられる量子化信号を増幅する際に大きなノイズが含まれるのを防止し、より適切なＲＦ信号を送信することができる。
【００６２】
〔２．発振器の周波数精度がシステムの周波数特性に与える影響〕
次に、上記システムについて、発振器の周波数精度がシステムの周波数特性に与える影響を検証した結果について説明する。
検証方法としては、上記実施形態によるシステム１によって出力されるＲＦ信号（中心周波数８００ＭＨｚ）をシミュレーションにより取得し、発振器４０の周波数許容偏差が互いに異なる場合に取得されるＲＦ信号の隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ: Adjacent Channel Leakage Ratio）同士を互いに比較し、発振器４０の周波数精度がＲＦ信号に与える影響を検証した。
なお、電波法の無線設備規則によれば、８００ＭＨｚ帯を用いて移動通信を行う無線局では、ＡＣＬＲの値として６０ｄＢ確保することが規定されている。
表１は、上記検証結果を示している。
【００６３】
【表１】
2013254995.tif 000007
【００６４】
発振器４０の周波数許容偏差が０ｐｐｍの場合、ＡＣＬＲは、６２．６ｄＢであり、上記規則に準拠した値が得られている。
周波数許容偏差が０．６ｐｐｍの場合、５８．７ｄＢ、周波数許容偏差が１．２ｐｐｍの場合、５４．０ｄＢと、周波数許容偏差の値が大きくなるほど、ＡＣＬＲの値が大きくなり、ＲＦ信号の周波数特性が劣化している。周波数許容偏差が０．６ｐｐｍ、１．２ｐｐｍの場合、ＡＣＬＲの値が６０ｄＢを下回っているが、±５ｄＢ程度の誤差があるため、これら値は、上記規則における許容限度であると言える。
【００６５】
発振器４０の周波数許容偏差を１．２ｐｐｍよりもさらに大きい値とすれば、隣接チャネル漏洩電力比はさらに小さくなり、誤差を考慮したとしても、上記規則に準拠した値が得られなくなる。
よって、１０〜１００ｐｐｍといったデジタル信号処理で許容される周波数許容偏差の発振器４０を用いれば、上記規則の準拠したＲＦ信号を得ることができないのは明らかである。
【００６６】
ＡＣＬＲの値が小さくなるということは、ＲＦ信号の周波数にずれが生じ、ＲＦ信号に周波数誤差が生じていることを示している。つまり、上記結果から、上記発振器４０の周波数許容偏差が、ＲＦ信号に周波数誤差を生じさせていることが判る。逆に、発振器４０の周波数許容偏差を小さくすれば、ＲＦ信号の周波数誤差を小さくできると言える。
【００６７】
例えば、３ＧＰＰの仕様書（3GPP2 C.S0010-D  Version 1.0  September 2010，4.1.2.3）によれば、マクロ基地局装置において要求される搬送波周波数の許容誤差が±０．０５ｐｐｍ、ピコ基地局装置及びフェムト基地局装置において要求される搬送波周波数の許容誤差が±０．１０ｐｐｍと規定されている。
これに対して、本発明では、周波数許容偏差が上記３ＧＰＰで要求される搬送波周波数の許容誤差よりも小さい発振器４０を用いれば、少なくとも、発振器４０に起因する搬送波周波数の誤差については、前記許容誤差を満たす程度に抑制ことができる。
【００６８】
以上のように、上記検証結果から、発振器４０の周波数精度を高めれば高めるほど、ＲＦ信号の周波数誤差を抑制でき、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号が得られることが判った。
【００６９】
〔３．無線基地局装置への適用〕
図５（ａ）は、上記システム１を適用した無線基地局装置を示すブロック図である。図５（ａ）中、無線基地局装置５０は、基地局本体５１と、基地局本体５１に信号伝送路（光伝送路又は電気伝送路）５３を介して接続されたリモートレディオヘッド（Ｒｅｍｏｔｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｈｅａｄ）５２とを備えている。
【００７０】
基地局本体５１は、上記システム１（図１）で示したデジタル信号処理部２１と、信号伝送路５３によって信号を伝送するためのインターフェース部５４とを備えている。リモートレディオヘッド５２は、上記システム１で示したローノイズアンプ４１と、アナログフィルタ３２とを備えている。また、リモートレディオヘッド５２は、さらに、信号伝送路５３から信号を受け取るためのインターフェース部５５と、パワーアンプ５６と、無線波を空間に放射するためのアンテナ５７とを備えている。パワーアンプ５６は、アナログフィルタ３２とアンテナ５７との間に接続されており、アナログフィルタ３２から出力されるアナログのＲＦ信号を増幅する。
【００７１】
上記構成では、基地局本体５１側において、デジタル信号処理部２１が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たした量子化信号を出力し、信号伝送路５３を介して、当該量子化信号をリモートレディオヘッド５２に向けて送信する。
リモートレディオヘッド５２側では、受信した基地局本体５１からの量子化信号をローノイズアンプ４１が増幅する。次いで、アナログフィルタ３２は、増幅された量子化信号からノイズ成分を除去し、アナログのＲＦ信号を出力する。量子化信号から得られたアナログのＲＦ信号は、パワーアンプ５６によって増幅され、アンテナ５７から無線波として空間に放射される。
つまり、アナログフィルタ３２、パワーアンプ５６、及びアンテナ５７は、デジタル信号処理部２１が出力した量子化信号を、無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いる無線送信部を構成している。
【００７２】
ここで、量子化信号が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしているので、リモートレディオヘッド５２側において、ノイズ成分を除去した量子化信号をアナログのＲＦ信号として用いたとしても、アンテナ５７から放射される無線波（アナログのＲＦ信号）は、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たすことができる。この結果、無線通信において許容される周波数誤差の範囲内とされた、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号を送信することができる。
【００７３】
また、リモートレディオヘッド５２を備えた無線基地局装置５０では、基地局本体５１を建物内部に設置し、アンテナ５７を備えたリモートレディオヘッド５２を建物屋上に設置することができる。このため、無線基地局装置５０を設置する際の自由度が高い。
【００７４】
ここで、従来の無線基地局装置では、基地局装置本体は、デジタル領域のベースバンド信号処理や、制御、管理等を行う無線装置制御部として構成され、リモートレディオヘッドは、アナログ領域の無線信号処理（変調及び増幅など）を行う無線装置として構成されている。また、基地局装置本体からリモートレディオヘッドへ向けて、デジタルベースバンド信号が送信されていた。
このため、リモートレディオヘッドは、基地局装置本体から送信されるデジタルベースバンド信号を変調するための回路を備えていた。しかも、無線基地局装置では、一台の基地局装置本体に、複数のリモートレディオヘッドが並列又は直列に接続されることがあり、この場合、各リモートレディオヘッドそれぞれに変調回路を備える必要があった。
【００７５】
これに対し、本実施形態の無線基地局装置５０は、図５（ａ）に示すように、基地局本体５１にデジタル信号処理部２１を備え、リモートレディオヘッド５２にアナログフィルタ３２を備えている。
このため、基地局本体５１は、処理部２４及びバンドパス型ΔΣ変調器２５を備えたデジタル信号処理部２１によって、直交変調された変調波（ＲＦ信号）を量子化信号として出力し、この量子化信号を信号伝送路５３を介してリモートレディオヘッド５２に送信する。
【００７６】
リモートレディオヘッド５２は、受信した基地局本体５１からの量子化信号をアナログフィルタ３２に通過させれば、変調波（ＲＦ信号）を得ることができるので、変調する必要がない。この結果、リモートレディオヘッド５２の回路規模を小さくできる。これは、一台の基地局本体５１に、複数のリモートレディオヘッド５２を並列又は直列に接続する場合に特に有利である。
【００７７】
図５（ａ）では、リモートレディオヘッド５２に、デジタル信号処理部２１が出力する量子化信号を増幅するためのローノイズアンプ４１を設けた場合を示したが、このローノイズアンプ４１は、図５（ｂ）に示すように、基地局本体５１に設けてもよい。この場合、より、リモートレディオヘッド５２の回路規模を小さくできる。
【００７８】
本発明は、上記各実施形態に限定されるものではない。上記各実施形態では、デジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２との間に、ローノイズアンプ４１が配置される構成を示したが、量子化信号を増幅する必要が無い場合には、設置しない構成としてもよい。
【００７９】
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００８０】
２１  デジタル信号処理部（信号処理装置）
３２  アナログフィルタ
４０  発振器
４１  ローノイズアンプ
５０  無線基地局装置
５１  基地局本体
５２  リモートレディオヘッド
５６  パワーアンプ
５７  アンテナ
７０  信号変換部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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