(57)【要約】【課題】観測対象の信号に不要なトーンスプリアスを観測しないようにすること。【解決手段】本発明の信号処理回路は、設定されたサンプリング周波数で観測対象信号をサンプリングするサンプリング処理部と、前記サンプリング処理部にてサンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、前記ＦＦＴ演算部のＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記サンプリング処理部に設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する制御部と、を有する。【選択図】図１
2013153309.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
設定されたサンプリング周波数で観測対象信号をサンプリングするサンプリング処理部と、
前記サンプリング処理部にてサンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部のＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記サンプリング処理部に設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する制御部と、を有する信号処理回路。
【請求項２】
前記観測対象信号に対して特定の処理を行う信号処理部をさらに有し、
前記制御部は、前記トーンスプリアスがない場合、前記ＦＦＴ演算結果を基に、前記特定の処理に用いられる特定のパラメータを生成して前記信号処理部に出力する、請求項１に記載の信号処理回路。
【請求項３】
所定の信号に対して特定の処理を行う信号処理部をさらに有し、
前記サンプリング処理部は、前記信号処理部にて前記特定の処理が行われた後の信号を前記観測対象信号としてサンプリングし、
前記制御部は、前記トーンスプリアスがない場合、前記ＦＦＴ演算結果を基に、前記特定の処理に用いられる特定のパラメータを生成して前記信号処理部に出力する、請求項１に記載の信号処理回路。
【請求項４】
ディジタル直交ベースバンド信号に対し、歪補償係数に基づいた歪補償演算を行う歪補償演算処理回路と、
前記歪補償演算処理回路にて歪補償演算が行われた後のディジタル直交ベースバンド信号を直交変調し、アナログ信号に変換し、アップコンバートしてＲＦ信号に変換し、電力増幅して出力する送信処理部と、
前記送信処理部から出力されたＲＦ信号の一部を帰還させ、ＩＦ信号にダウンコンバートし、ディジタル信号に変換し、直交復調し、ディジタル直交ベースバンド帰還信号に変換する帰還処理部と、
前記帰還処理部にて変換されたディジタル直交ベースバンド帰還信号を、設定されたサンプリング周波数でサンプリングするサンプリング処理部と、
前記サンプリング処理部にてサンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部のＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記サンプリング処理部に設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する制御部と、を有する送信装置。
【請求項５】
ディジタル直交ベースバンド信号に対し、歪補償係数に基づいた歪補償演算を行う歪補償演算処理回路と、
前記歪補償演算処理回路にて歪補償演算が行われた後のディジタル直交ベースバンド信号を直交変調し、アナログ信号に変換し、アップコンバートしてＲＦ信号に変換し、電力増幅して出力する送信処理部と、
前記送信処理部から出力されたＲＦ信号の一部を帰還させ、ＩＦ信号にダウンコンバートし、直交復調し、アナログ直交ベースバンド帰還信号に変換する帰還処理部と、
前記帰還処理部にて変換されたアナログ直交ベースバンド帰還信号をディジタル直交ベースバンド帰還信号に変換し、そのディジタル直交ベースバンド帰還信号を、設定されたサンプリング周波数でサンプリングするサンプリング処理部と、
前記サンプリング処理部にてサンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部のＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記サンプリング処理部に設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する制御部と、を有する送信装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記サンプリング信号に前記トーンスプリアスがない場合、前記ＦＦＴ演算結果を基に、前記歪補償係数を算出して前記歪補償演算処理回路に出力する、請求項４または５に記載の送信装置。
【請求項７】
信号処理回路による信号処理方法であって、
設定されたサンプリング周波数で観測対象信号をサンプリングし、
前記サンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行い、
前記ＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する、信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）にて信号解析を行う信号処理回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、広く採用されている歪補償技術として、ディジタルプリディストーション方式（ＤＰＤ：Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｓｉｏｎ）が挙げられる。ディジタルプリディストーション方式は、電力増幅器において発生する非線形歪を補償するものである。
【０００３】
図７は、ディジタルプリディストーション方式を採用した送信装置の一構成例を示すブロック図である。
【０００４】
図７に示すように、この送信装置は、歪補償演算処理回路２１と、直交変調部２５と、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２６と、周波数変換器２７と、電力増幅器２８と、方向性結合器２９と、周波数変換器３０と、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３１と、直交復調部３２と、歪補償係数算出部３３と、を有している。また、歪補償演算処理回路２１は、電力計算部２２と、歪補償係数データメモリ２３と、歪補償演算部２４と、を有している。
【０００５】
電力計算部２２は、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力を計算する。
【０００６】
歪補償係数データメモリ２３は、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力に応じた歪補償係数を格納する。なお、この歪補償係数は、後述のように、歪補償係数算出部３３にて算出されたものである。
【０００７】
歪補償演算部２４は、電力計算部２２にて計算された電力値に応じた歪補償係数を歪補償係数データメモリ２３から読み出し、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑに対して、その歪補償係数に基づいた歪補償演算を行う。
【０００８】
直交変調部２５は、歪補償演算部２４にて歪補償演算が行われた後のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’を直交変調し、ディジタルＩＦ信号に変換する。
【０００９】
ＤＡＣ２６は、直交変調部２５にて変換されたディジタルＩＦ信号をディジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を生成する。
【００１０】
周波数変換器２７は、ＤＡＣ２６にて変換されたアナログＩＦ信号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号へアップコンバートする。
【００１１】
電力増幅器２８は、周波数変換器２７にてアップコンバートされたＲＦ信号を電力増幅して出力する。
【００１２】
方向性結合器２９は、電力増幅器２８の出力の一部を周波数変換器３０に帰還させる。
【００１３】
周波数変換器３０は、方向性結合器２９にて帰還させられたＲＦ信号をアナログＩＦ信号にダウンコンバートする。
【００１４】
ＡＤＣ３１は、周波数変換器３０にてダウンコンバートされたアナログＩＦ信号をアナログ信号からディジタル信号に変換し、ディジタルＩＦ信号を生成する。
【００１５】
直交復調部３２は、ＡＤＣ３１にて変換されたディジタルＩＦ信号を直交復調し、ディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂに変換する。
【００１６】
歪補償係数算出部３３は、直交復調部３２にて変換されたディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂを観測し、その観測結果に基づいて電力増幅器２８の非線形特性の逆特性を表す歪補償係数を算出し、算出した歪補償係数で歪補償係数データメモリ２３に格納された歪補償係数を更新する。
【００１７】
ここで、歪補償係数の算出方法としては、複数の種類があり、その一例として、ディジタル信号の周波数成分の解析に良く利用されているＦＦＴを利用する方法がある。
【００１８】
例えば、特許文献１には、ディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、ＱｂをサンプリングしＦＦＴを行うことで歪電力を算出し、その歪電力が小さくなるような歪補償係数を算出する方法が開示されている。これにより、適応歪補償を実現している。
【００１９】
なお、サンプリング周波数Ｆｓでサンプリングした信号に対して、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴを行うと、０≦ｆ＜Ｆｓ／２［Ｈｚ］までの周波数成分が、周波数分解能Ｆｓ／Ｎ［Ｈｚ］で得られる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】国際公開第２００６／０８２６８１号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、特許文献１のように、歪補償係数の算出にＦＦＴを利用する場合、本来観測すべき信号と実際にサンプリングしたサンプリング信号とに相違があると、正しい歪補償ができなくなってしまうという課題があった。
【００２２】
例えば、図７において、方向性結合器２９から歪補償係数算出部３３までの帰還経路中に、歪とは無関係な、クロックノイズ等によるトーンスプリアスが混在している場合、サンプリング信号には、本来観測すべき電力増幅器２８の出力信号に加え、不要なトーンスプリアスが含まれる可能性がある。
【００２３】
歪補償係数算出部３３が、不要なトーンスプリアスを含むサンプリング信号を観測したときに、電力増幅器２８の出力信号には存在しない不要なトーンスプリアスを歪電力と誤認識してしまうと、正しい歪補償ができなくなってしまう。
【００２４】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、観測対象の信号の観測に不要なトーンスプリアスを観測しないようにすることができる信号処理回路、送信装置、信号処理方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明の信号処理回路は、
設定されたサンプリング周波数で観測対象信号をサンプリングするサンプリング処理部と、
前記サンプリング処理部にてサンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部のＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記サンプリング処理部に設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する制御部と、を有する。
【００２６】
本発明の第１の送信装置は、
ディジタル直交ベースバンド信号に対し、歪補償係数に基づいた歪補償演算を行う歪補償演算処理回路と、
前記歪補償演算処理回路にて歪補償演算が行われた後のディジタル直交ベースバンド信号を直交変調し、アナログ信号に変換し、アップコンバートしてＲＦ信号に変換し、電力増幅して出力する送信処理部と、
前記送信処理部から出力されたＲＦ信号の一部を帰還させ、ＩＦ信号にダウンコンバートし、ディジタル信号に変換し、直交復調し、ディジタル直交ベースバンド帰還信号に変換する帰還処理部と、
前記帰還処理部にて変換されたディジタル直交ベースバンド帰還信号を、設定されたサンプリング周波数でサンプリングするサンプリング処理部と、
前記サンプリング処理部にてサンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部のＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記サンプリング処理部に設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する制御部と、を有する。
【００２７】
本発明の第２の送信装置は、
ディジタル直交ベースバンド信号に対し、歪補償係数に基づいた歪補償演算を行う歪補償演算処理回路と、
前記歪補償演算処理回路にて歪補償演算が行われた後のディジタル直交ベースバンド信号を直交変調し、アナログ信号に変換し、アップコンバートしてＲＦ信号に変換し、電力増幅して出力する送信処理部と、
前記送信処理部から出力されたＲＦ信号の一部を帰還させ、ＩＦ信号にダウンコンバートし、直交復調し、アナログ直交ベースバンド帰還信号に変換する帰還処理部と、
前記帰還処理部にて変換されたアナログ直交ベースバンド帰還信号をディジタル信号に変換し、そのディジタル直交ベースバンド帰還信号を、設定されたサンプリング周波数でサンプリングするサンプリング処理部と、
前記サンプリング処理部にてサンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部のＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記サンプリング処理部に設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する制御部と、を有する。
【００２８】
本発明の信号処理方法は、
信号処理回路による信号処理方法であって、
設定されたサンプリング周波数で観測対象信号をサンプリングし、
前記サンプリングされたサンプリング信号に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行い、
前記ＦＦＴ演算結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、前記トーンスプリアスがある場合、前記トーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、前記設定されたサンプリング周波数をＦｓ’に変更する、信号処理方法。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、観測対象信号の観測に不要なトーンスプリアスを観測しないようにすることができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の一実施形態の信号処理回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】ＦＦＴの周波数分解能とトーンスプリアスの周波数成分とが整数倍の関係になった場合のＦＦＴ演算結果を示すスペクトラム図である。
【図３】図１に示した信号処理回路の動作を説明するためのフロー図である。
【図４】ＦＦＴの周波数分解能とトーンスプリアスの周波数成分との関係を、具体的に説明するための図である。
【図５】本発明の他の実施形態の信号処理回路の構成例を示すブロック図である。
【図６】図５に示した信号処理回路を、ディジタルプリディストーション方式の送信装置に適用した場合の一構成例を示すブロック図である。
【図７】ディジタルプリディストーション方式を採用した送信装置の一構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
【００３２】
図１は、本発明の一実施形態の信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【００３３】
図１に示すように、本実施形態の信号処理回路は、サンプリング処理部２と、ＦＦＴ演算部３と、制御部４と、信号処理部５と、を有している。
【００３４】
サンプリング処理部２は、観測対象となる入力信号１を、制御部４に設定されたサンプリング周波数Ｆｓでサンプリングする。
【００３５】
ＦＦＴ演算部３は、サンプリング処理部２にてサンプリングされたサンプリング信号に対してＮポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行う。
【００３６】
制御部４は、サンプリング処理部２に対して、必要な観測帯域幅が得られるような（サンプリング定理を満たすような）サンプリング周波数Ｆｓを設定する。なお、サンプリング処理部２に設定されたサンプリング周波数は、後述のように、変更可能である。
【００３７】
また、制御部４は、ＦＦＴ演算部３のＦＦＴ演算結果を基に信号解析を行い、その信号解析結果を基に、後述する信号処理部５における特定の処理に用いられる特定のパラメータを生成する。
【００３８】
信号処理部５は、制御部４にて生成された特定のパラメータを基に、入力信号１に対する特定の処理を行う。
【００３９】
なお、信号処理部５が行う特定の処理とは、例えば、ディジタルプリディストーション方式による歪補償係数に基づく歪補償演算処理である。この場合、制御部４は、歪補償係数を算出し、その歪補償係数を特定のパラメータとして信号処理部５に与える。
【００４０】
ここで、制御部４には、ＦＦＴ演算結果として、観測対象の入力信号１の０≦ｆ＜Ｆｓ／２［Ｈｚ］までの周波数成分が、周波数分解能Ｆｓ／Ｎ［Ｈｚ］で得られる。
【００４１】
そのため、制御部４は、入力信号１の上記の周波数成分の情報から得られた解析結果を基に、信号処理部５における特定の処理に用いられる特定のパラメータを生成し、信号処理部５を制御する。
【００４２】
しかし、入力信号１が分岐してサンプリング処理部２に至るまでの経路（以下、サンプリング経路と称す）の間に、ＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）の周波数成分を持つトーンスプリアスが混在している場合、ＦＦＴ演算結果には、図２に示すように、本来観測したい入力信号１に加えて、途中のサンプリング経路で発生した不要なトーンスプリアスまで観測されてしまう。
【００４３】
通常、信号を観測して処理する場合、本来の観測対象の信号には含まれていない不要なトーンスプリアスを含めて処理してしまうと、正しい処理ができなくなってしまう。
【００４４】
そこで、制御部４は、ＦＦＴ演算結果の信号解析結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断し、不要なトーンスプリアスがある場合、このトーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、サンプリング処理部２に設定されたサンプリング周波数をＦｓからＦｓ’に変更する。なお、サンプリング周波数Ｆｓ’も、Ｆｓと同様に、必要な観測帯域幅が得られるような周波数とする。
【００４５】
これにより、制御部４において、入力信号１の観測に不要なトーンスプリアスを観測しないようにすることができる。
【００４６】
以下、本実施形態の信号処理回路の動作について説明する。
【００４７】
最初に、本実施形態の信号処理回路の動作の流れについて、図３を参照して説明する。
【００４８】
図３に示すように、まず、ステップ１１において、サンプリング処理部２は、観測対象となる入力信号１を、制御部４に設定されたサンプリング周波数Ｆｓでサンプリングし、次に、ステップ１２において、ＦＦＴ演算部３は、サンプリング処理部２にてサンプリングされたサンプリング信号に対してＮポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行う。
【００４９】
次に、制御部４は、ステップ１３において、ＦＦＴ演算結果を基に信号解析を行い、ステップ１４において、その信号解析結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断する。
【００５０】
不要なトーンスプリアスがない場合は、ステップ１６において、制御部４は、ＦＦＴ演算結果の信号解析結果を基に特定のパラメータを生成し、信号処理部５は、制御部４にて生成された特定のパラメータを基に、入力信号１に対する特定の処理を行う。
【００５１】
一方、不要なトーンスプリアスがある場合は、ステップ１５において、制御部４は、サンプリング周波数Ｆｓの変更処理を行う。
【００５２】
ここで、ステップ１５におけるサンプリング周波数の変更処理においては、不要なトーンスプリアスの周波数成分がＦｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、サンプリング処理部２のサンプリング周波数をＦｓからＦｓ’に変更する。なお、サンプリング周波数Ｆｓ，Ｆｓ’は共に、必要な観測帯域幅が得られるような周波数とする。
【００５３】
続いて、不要なトーンスプリアスの観測の有無の具体例について、図４を参照して説明する。ここでは、サンプリング経路に、７．６８ＭＨｚのトーンスプリアスが発生した場合を考える。
【００５４】
図４の上部は、入力信号１をＦｓ＝６１．４４ＭＨｚでサンプリングし、５１２ポイントのＦＦＴ演算をしたＦＦＴ演算結果を示し、図４の下部は、入力信号１をＦｓ’＝７６．８ＭＨｚでサンプリングし、５１２ポイントのＦＦＴ演算をしたＦＦＴ演算結果を示している。図４の上部および下部は共に、７．６８ＭＨｚ付近の周波数帯を示している。
【００５５】
Ｆｓ＝６１．４４ＭＨｚでサンプリングした場合のＦＦＴの周波数分解能は、０．１２（＝６１．４４／５１２）ＭＨｚである。７．６８ＭＨｚは０．１２ＭＨｚの整数倍（６４倍）となるため、図４の上部に示すように、制御部４において、７．６８ＭＨｚ間隔のトーンスプリアスが観測されてしまう。
【００５６】
一方、Ｆｓ’＝７６．８ＭＨｚでサンプリングした場合の周波数分解能は、０．１５（７６．８／５１２）ＭＨｚである。７．６８ＭＨｚは０．１５ＭＨｚの整数倍ではないため、図４の下部に示すように、７６．８ＭＨｚ帯域内においては、制御部４において、７．６８ＭＨｚ間隔のトーンスプリアスは観測されなくなる。
【００５７】
これにより、Ｆｓ’＝７６．８ＭＨｚでサンプリングした入力信号１に対するＦＦＴ演算結果を基に、信号処理部５を制御すれば、不要なトーンスプリアスを観測することによる誤った制御を回避でき、最適な制御を実現することができる。
【００５８】
なお、入力信号１は、アナログ信号またはディジタル信号のどちらでも構わない。
【００５９】
入力信号１がアナログ信号の場合には、サンプリング処理部２にはアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤＣの機能を備えさせる。この場合のサンプリング周波数の変更方法としては、ＡＤＣのサンプリング周波数を変更するか、あるいは、ＡＤＣによりディジタル信号に変換した後の信号をリサンプリングするなどの方法が考えられる。
【００６０】
また、入力信号１がディジタル信号の場合には、サンプリング処理部２にディジタル信号をリサンプリングする機能を備えさせ、これにより、サンプリング周波数の変更を実現すればよい。
【００６１】
図５は、本発明の他の実施形態の信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、図５において、図１の構成要素と同様のものには、同一の符号を付している。
【００６２】
図５に示すように、本実施形態の信号処理回路は、図１に示した信号処理回路の変形例であり、構成要素については図１に示した信号処理回路と同様である。
【００６３】
ただし、図１に示した信号処理回路では、信号処理部５が特定の処理を行う前の入力信号１を観測対象としているのに対し、本実施形態の信号処理回路では、信号処理部５が特定の処理を行った後の出力信号６を観測対象としている。
【００６４】
このように、本実施形態の信号処理回路は、図１に示した信号処理回路と比較して、観測対象の信号が異なるだけで、その他の構成および動作は同様である。
【００６５】
図６は、図５に示した信号処理回路を、ディジタルプリディストーション方式の送信装置に適用した場合の一構成例を示すブロック図である。なお、図６において、図７の構成要素と同様のものには、同一の符号を付している。
【００６６】
図６では、ディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂを観測して歪補償係数を算出する歪補償係数算出部３３を、図５に示したサンプリング処理部２、ＦＦＴ演算部３、および制御部４を用いて実現している。
【００６７】
また、図６における、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑに対して歪補償係数に基づく歪補償演算処理を行う歪補償演算処理回路２１は、図５に示した信号処理部５に相当する。
【００６８】
なお、図６では、直交変調部２５と、ＤＡＣ２６と、周波数変換器２７と、電力増幅器２８と、で送信処理部を構成している。また、方向性結合器２９と、周波数変換器３０と、ＡＤＣ３１と、直交復調部３２と、で帰還処理部を構成している。
【００６９】
サンプリング処理部２は、ディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂを、制御部４に設定されたサンプリング周波数Ｆｓでサンプリングする。
【００７０】
ＦＦＴ演算部３は、サンプリング処理部２にてサンプリングされたサンプリング信号Ｉｂ’、Ｑｂ’に対し、Ｎポイント（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ演算を行う。
【００７１】
制御部４は、ＦＦＴ演算部３のＦＦＴ演算結果を基に信号解析を行い、その信号解析結果を基に、不要なトーンスプリアスの有無を判断する。
【００７２】
その結果、不要なトーンスプリアスがある場合は、制御部４は、そのトーンスプリアスの周波数成分がＦＦＴの周波数分解能Ｆｓ’／ＮのＭ倍（Ｍは０≦Ｍ＜Ｎ／２の整数）にならないようなサンプリング周波数Ｆｓ’を選定し、サンプリング処理部２のサンプリング周波数をＦｓからＦｓ’に変更し、サンプリング処理部２は、サンプリング周波数Ｆｓ’で再度のサンプリングを行う。
【００７３】
一方、不要なトーンスプリアスがない場合は、制御部４は、ＦＦＴ演算結果の信号解析結果を基に、特定のパラメータとして歪補償係数を算出し、算出した歪補償係数で歪補償係数データメモリ２３に格納された歪補償係数を更新する。歪補償係数の算出方法としては、例えば、ＦＦＴ演算結果を基に歪電力を算出し、その歪電力が小さくなるような歪補償係数を算出する方法などがある。歪補償演算処理回路２１は、更新された歪補償係数に基づいて、特定の処理として、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉｂ、Ｑｂに対する歪補償演算処理を行う。
【００７４】
これにより、歪補償係数算出部３３において、ディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂの観測に不要なトーンスプリアスを観測しないようにすることができるため、不要なトーンスプリアスを歪電力と誤認識することなく、正しい歪補償制御が可能となる。
【００７５】
なお、図６では、サンプリング処理部２を直交変調部３２の後段に設定した場合の例について説明したが、送信装置はこれ以外の構成であっても良い。例えば、ＡＤＣ３１を削除し、その代わりに、サンプリング処理部２にＡＤＣの機能を備えさせ、そのＡＤＣにて直交ベースバンド帰還信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する構成としても良い。その場合のサンプリング周波数の変更方法としては、ＡＤＣのサンプリング周波数を変更するなどの方法が考えられる。
【００７６】
以上、本発明の実施形態について述べてきたが、本発明は、これらの実施形態だけに限定されるものではなく、本発明の技術思想の範囲内において、これらの実施形態を組み合わせて使用したり、一部の構成を変更したりしてもよい。
【符号の説明】
【００７７】
１    入力信号
２    サンプリング処理部
３    ＦＦＴ演算部
４    制御部
５    信号処理部
２１    歪補償演算処理回路
２２    電力計算部
２３    歪補償係数データメモリ
２４    歪補償演算部
２５    直交変調器
２６    ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）
２７    周波数変換器
２８    電力増幅器
２９    方向性結合器
３０    周波数変換器
３１    ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）
３２    直交復調器
３３    歪補償係数算出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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