(57)【要約】【課題】従来の電流共振形スイッチング電源では、1周期の時間が上下アームの貫通電流を防止するためのデッドタイムの時間と電圧制御発振器で決まるオンパルス時間幅との和で決まる構成であり、デッドタイムを変更するとスイッチング周波数が変動してしまう課題があった。【解決手段】トランスの補助巻線の電圧から微分回路によって検出されたオンパルスをオフするタイミングから最小デッドタイム時間を生成する最小デッドタイム生成回路を備え、この最小デッドタイム時間後に半導体スイッチのオン幅を決定するための電圧制御発振器のオン幅決定手段を起動させる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続された第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列接続した半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ又は前記第２の半導体スイッチの両端に接続され、共振コンデンサと共振リアクトル及びトランスのリーケージインダクタンスの少なくとも一方のインダクタンスと前記トランスの一次側の巻線とを直列に接続した直列共振回路とを備え、前記トランスの一次側に設けられ、前記トランスの一次側の巻線の両端の電圧の変化を検出する補助巻線と、前記第１の半導体スイッチ又は前記第２の半導体スイッチをターンオフするタイミングの第１のトリガ信号を受けた後、前記補助巻線が検出した検出電圧を微分して前記検出電圧の反転開始タイミング又は反転終了タイミングを検出する微分回路と、前記微分回路によって検出された前記タイミングから所定時間遅延して前記第１の半導体スイッチ又は前記第２の半導体スイッチをターンオンするタイミングの第２のトリガ信号を生成するデッドタイム調整回路と、を備えたスイッチング電源装置において、
前記第1のトリガ信号を受けて最小デッドタイム時間を生成する最小デッドタイム生成回路を備え、前記最小デッドタイム時間後に前記第１の半導体スイッチ又は前記第２の半導体スイッチのオン幅を決定するための電圧制御発振器のオン幅決定手段を起動させることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記オン幅決定手段は、前記第１のトリガ信号を受けて前記最小デッドタイムを生成する最小デッドタイム生成回路と、前記最小デッドタイム生成回路の出力信号により積分を開始する積分回路と、前記積分回路の出力と直流出力電圧を検出し基準値との差を零にする誤差増幅器の出力とを比較する電圧比較回路とを備え、オン幅は前記第２のトリガ信号が最小デッドタイム時間内に発生する場合には最小デッドタイム終了時点から次の第１のトリガ信号までの時間とし、前記第２のトリガ信号が最小デッドタイム時間終了後に発生する場合には第２のトリガ発生時点から次の第１のトリガ信号までの時間とすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流共振形スイッチング電源装置に関し、特にデッドタイム自動調整機能を備えた場合のスイッチング周波数の安定化に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４に、従来の技術を用いた共振形スイッチング電源の回路図を示す。主回路トランスの一次側には、直流電源としてのコンデンサＣｉの正極端子Ｐｉと負極端子Ｎｉと並列に半導体スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴＱａとＱｂとの直列回路が、ＭＯＳＦＥＴＱｂと並列にトランスＴの一次巻線Ｐ１と共振用コンデンサＣｒとの直列回路が、各々接続される。トランスＴの二次側センタータップ巻線Ｓ１とＳ２には、整流用ダイオードＤ１、Ｄ２が接続され、全波整流された電圧が直流出力コンデンサＣｏに供給され、コンデンサＣｏの両端が直流出力Ｐｏ、Ｎｏ端子に接続される。コンデンサＣｏと並列接続された抵抗Ｒｏは無負荷時の電圧を安定化するためのダミー抵抗である。
【０００３】
全体制御の回路構成は、電圧制御発振器ＶＣＯの入力に直流出力電圧Ｖｏを検出し基準値との偏差を増幅する誤差増幅器ＧＡと、電圧制御発振器ＶＣＯの出力に接続された制御回路ＣＮＴ２と、制御回路ＣＮＴ２の出力をＭＯＳＦＥＴＱａ、Ｑｂ用の駆動信号に変換する駆動回路ＧＤから構成される。このスイッチング電源装置では、ＭＯＳＦＥＴＱａ、Ｑｂが共にオフとなるデッドタイムを設け、約５０％のデューティ比で交互にオンオフを繰り返す。これにより、トランスＴの一次側の巻線Ｐ１と二次側の巻線Ｓ１、Ｓ２との間のリーケージインダクタンス及び共振コンデンサＣｒが電流共振動作を行い、トランスＴの一次側から二次側へ電力を送ることになる。
【０００４】
トランスＴの二次側の出力は、ダイオードＤ１、Ｄ２で整流され、平滑コンデンサＣｏで平滑されてリプルの小さな直流出力電圧となる。この出力電圧は、誤差増幅回路ＧＡによって検出され、この出力電圧を基にして電圧制御発振回路ＶＣＯがその発振周波数を制御し、制御回路ＣＮＴ２及び駆動回路ＧＤが二つのＭＯＳＦＥＴＱａ、Ｑｂを交互にオンオフ制御する信号を生成することで、出力電圧を安定化している。このスイッチング電源装置では、スイッチＱａ、Ｑｂがともにオフとなるデッドタイムを設け、約５０％のデューティ比で交互にオンオフを繰り返す。これにより、トランスＴの一次側の巻線Ｐ１と二次側の巻線Ｓ１、Ｓ２との間のリーケージインダクタンスおよび共振コンデンサＣｒが電流共振動作を行い、トランスＴの一次側から二次側へ電力を送ることになる。
【０００５】
この電流共振タイプのメリットの１つは、ＭＯＳＦＥＴＱａ、ＱｂのボディダイオードＤａ、Ｄｂを利用してソフトスイッチングを実現している点である。すなわち、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴＱａがオフ、ローサイドのＭＯＳＦＥＴＱｂがオンして電流ＩＱｂが図に示す向きに流れている時に、ローサイドのＭＯＳＦＥＴＱｂがオフすると、その電流ＩＱｂは、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴＱａのボディダイオードＤａを流れるようになる。ボディダイオードＤａに電流が流れている時、ＭＯＳＦＥＴＱａとＱｂの間の電圧Ｖｓは、直流電源としてのコンデンサＣｉの電圧Ｖｉとほぼ等しくなっているので、この間にＭＯＳＦＥＴＱａをオンしても、ＭＯＳＦＥＴＱａの両端電圧が急変することはなく、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching）を実現している。
【０００６】
同様に、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴＱａをオフし、ＭＯＳＦＥＴＱａに流れていた電流ＩＱａがローサイドのＭＯＳＦＥＴＱｂのボディダイオードＤｂに転流した時、ＭＯＳＦＥＴＱａとＱｂの接続点の電圧Ｖｓは、グランド電圧とほぼ等しくなる。従って、ボディダイオードＤｂに電流が流れている間にＭＯＳＦＥＴＱｂをオンしても、ＭＯＳＦＥＴＱｂの両端電圧が急変することはないので、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【０００７】
しかし、ＭＯＳＦＥＴＱａとＱｂの接続点の電圧Ｖｓが直流電源としてのコンデンサＣｉの電圧Ｖｉとグランド電圧との間の電圧である時にＭＯＳＦＥＴＱａ又はＱｂがターンオンしてしまうと、ハードスイッチングとなる。この場合、ＭＯＳＦＥＴＱａ、Ｑｂを流れる電流およびＭＯＳＦＥＴＱａ、Ｑｂの両端電圧が急変するため、それに起因するノイズが出たり、ＭＯＳＦＥＴＱａ、Ｑｂの電力損失が増えたりすることになる。さらに、ＭＯＳＦＥＴＱａのボディダイオードＤａに電流が流れている時に、ローサイドのＭＯＳＦＥＴＱｂがターンオンしてしまうと、ボディダイオードＤａの逆回復時間の間、直流電源ＣｉからボディダイオードＤａを介してＭＯＳＦＥＴＱｂの方向に貫通電流が流れる。この貫通電流は、瞬間的に大電流となることがあるので、ＭＯＳＦＥＴＱａ、Ｑｂを破壊してしまう虞がある。
【０００８】
以上のようなハードスイッチング及び貫通電流を防止する対策として、幾つか提案されている。たとえば、特許文献１には、共振回路を流れる電流を検出することでボディダイオードに電流が流れている状態を検出し、この状態を検出している間は、二つのスイッチをターンオン又はオフさせるような駆動信号を生成しないようにしたものがある。また、特許文献２には、二つのスイッチの間の接続点の電圧を直接検出して、ハードスイッチング及び貫通電流の両方に対して対策したものがある。
【０００９】
しかし、特許文献１に記載の構成では、共振回路の中に電流検出用の抵抗を入れる必要があるため、その抵抗による電力損失が問題となる。また、特許文献２に記載の構成ではＭＯＳＦＥＴ同士の接続点の高い電圧を検出する必要があるので、高耐圧素子を含む制御系の回路を構成する必要があるため、回路規模が大きくなってしまう。
【００１０】
これらの課題を解決するため、本願発明者は特許文献３に示すような、トランスに補助巻線を設けこの電圧変化を検出してデッドタイムを生成する回路を提案している。図５にその回路構成を、図６に電圧制御発振器ＶＣＯ２の回路構成を、図７に動作波形を、各々示す。主回路構成では、トランスＴ１が補助巻線Ｐ２付になっている点を除けば、図４の構成と同じである。回路構成としては、補助巻線Ｐ２にｄｖ／ｄｔ検出回路ＤＶＤが、ｄｖ／ｄｔ検出回路ＤＶＤの出力（P2_H、P2_L）にデッドタイム付加回路ＤＴが、デッドタイム付加回路ＤＴの出力On_trigに制御回路ＣＮＴ３と電圧制御発振器ＶＣＯ２が、各々接続された構成である。
【００１１】
図６に電圧制御発振器ＶＣＯ２の回路構成を示す。コンデンサＣ２、電流源Ｉ２、スイッチＳ２、コンパレータＣＰ２及び基準電圧ＲＥＦ２で構成された回路がデッドタイム幅（図７のＴｄ１又はＴｄ２）を決めるための回路である。デッドタイムの時間幅は、オンパルスがオフになるタイミングでスイッチＳ２を「開」として、コンデンサＣ２の電圧が基準電圧ＲＥＦ２に到達するまでの時間で、決定される。
【００１２】
また、コンデンサＣ１、電流源Ｉ１及びスイッチＳ１で構成された回路がオンパルス幅を決めるための積分回路で、On_trig信号が入力されて、デッドタイム時間後にコンデンサＣ１の充電が始まり、ＶＣ１の電圧が誤差増幅器ＧＡの出力であるフィードバック電圧Ｖｆｂに到達した時点でオンパルスはオフとなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００５−５１９１８号公報
【特許文献２】特表２００７−５２７１９０号公報
【特許文献３】特願２０１１−１５０９７４号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図４に示す従来の電流共振形スイッチング電源装置においては、スイッチング周波数Fswは、電圧制御発振器VCOによって決められるオン幅TonとデッドタイムTdとにより決められ、下記式（１）の関係となる。
【００１５】
Fsw＝１／（２＊（Ton＋Td））  ・・・式（１）
ここで、オン幅Tonはフィードバック電圧VFBで決められ、デッドタイムTdは制御回路で決められた固定値になる。
【００１６】
また、図５に示す従来のデッドタイム自動調整機能を備えた電流共振形スイッチング電源装置においては、デッドタイムTdはデッドタイム自動調整回路により決められ、これをTdadjとする。
【００１７】
安定動作のために、出力電圧の一定制御には電圧モードの周波数制御が利用され、フィードバック電圧VFBでオン幅Tonは決められ、下記式（２）の関係となる。
Ton=fon(VFB)  ・・・式（２）
ここで、関数fon(VFB)は線形或いは非線形になる。
従って、スイッチング周波数FSWは下記式（３）で求められる。
【００１８】
FSW＝１／（２＊（fon(VFB)+Tdadj））・・・式（３）
式（３）からわかるように、スイッチング周波数FSWはフィードバック電圧FBとデッドタイムTdadjの関数になる。
【００１９】
図４に示すように、電圧制御発振器VCOはデッドタイムが終わってから、積分回路のコンデンサを充電する仕組みであり、デッドタイムが変動する場合、スイッチング周波数が変動し、共振電流が振動してしまう。
例えば、ソフトスタートの起動時、フィードバック電圧FBはリニアに上昇するが、負帰還制御がないため、デッドタイムTdadjの変動による発振が生じ、音鳴りが発生する可能性がある。通常動作時、フードバック制御系に対して、Tdadjの変動も吸収する必要があるため、位相補償の定数設定が難しく、発振してしまう可能性がある。
従って、本発明の課題は、デッドタイムの時間を変化させても、スイッチング周波数が変動しない共振形スイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流電源の両端に接続された第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列接続した半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ又は前記第２の半導体スイッチの両端に接続され、共振コンデンサと共振リアクトル及びトランスのリーケージインダクタンスの少なくとも一方のインダクタンスと前記トランスの一次側の巻線とを直列に接続した直列共振回路とを備え、前記トランスの一次側に設けられ、前記トランスの一次側の巻線の両端の電圧の変化を検出する補助巻線と、前記第１の半導体スイッチ又は前記第２の半導体スイッチをターンオフするタイミングの第１のトリガ信号を受けた後、前記補助巻線が検出した検出電圧を微分して前記検出電圧の反転開始タイミング又は反転終了タイミングを検出する微分回路と、前記微分回路によって検出された前記タイミングから所定時間遅延して前記第１の半導体スイッチ又は前記第２の半導体スイッチをターンオンするタイミングの第２のトリガ信号を生成するデッドタイム調整回路と、を備えたスイッチング電源装置において、
前記第１のトリガ信号を受けて最小デッドタイム時間を生成する最小デッドタイム生成回路を備え、前記最小デッドタイム時間後に前記第１の半導体スイッチ又は前記第２の半導体スイッチのオン幅を決定するための電圧制御発振器のオン幅決定手段を起動させる。
【００２１】
第２の発明においては、第１の発明における前記オン幅決定手段は、前記第１のトリガ信号を受けて前記最小デッドタイムを生成する最小デッドタイム生成回路と、前記最小デッドタイム生成回路の出力信号により積分を開始する積分回路と、前記積分回路の出力と直流出力電圧を検出し基準値との差を零にする誤差増幅器の出力とを比較する電圧比較回路とを備え、オン幅は前記第２のトリガ信号が最小デッドタイム時間内に発生する場合には最小デッドタイム終了時点から次の第１のトリガ信号までの時間とし、前記第２のトリガ信号が最小デッドタイム時間終了後に発生する場合には第２のトリガ信号発生時点から次の第１のトリガ信号までの時間とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明では、半導体スイッチをターンオフするタイミングの第１のトリガ信号を受けた後、トランスの補助巻線の検出電圧を微分して前記検出電圧の反転開始タイミング又は反転終了タイミングを検出する微分回路と、前記微分回路によって検出された前記タイミングから所定時間遅延して前記半導体スイッチをターンオンするタイミングの第２のトリガ信号を生成するデッドタイム調整回路とを備え、前記第１のトリガ信号を受けて最小デッドタイム時間を生成する最小デッドタイム生成回路を備え、この最小デッドタイム時間後に半導体スイッチのオン幅を決定するための電圧制御発振器のオン幅決定手段を起動させるようにした。この結果、デッドタイムを変動させてもスイッチング周波数が安定となり、共振周波数の振動や不安定な共振がなくなり、安定したスイッチング電源装置の供給が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】図１に示す電圧制御発振器の回路図例である。
【図３】本発明の第１の実施例の動作波形図である。
【図４】従来の第１の実施例を示す回路図である。
【図５】従来の第２の実施例を示す回路図である。
【図６】従来の第２の実施例の電圧制御発振器の回路図例である。
【図７】従来の第２の実施例の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明の要点は、半導体スイッチをターンオフするタイミングの第１のトリガ信号を受けた後、トランスの補助巻線の検出電圧を微分して前記検出電圧の反転開始タイミング又は反転終了タイミングを検出する微分回路と、前記微分回路によって検出された前記タイミングから所定時間遅延して前記半導体スイッチをターンオンするタイミングの第２のトリガ信号を生成するデッドタイム調整回路とを備え、前記第１のトリガ信号を受けて前記最小デッドタイム時間を生成する最小デッドタイム生成回路を備え、この最小デッドタイム時間後に半導体スイッチのオン幅を決定するための電圧制御発振器のオン幅決定手段を起動させるようにした点である。
【実施例１】
【００２５】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。従来の第２の実施例である図５との違いは、従来はデッドタイム付加（調整）回路の出力であるOn_trig信号が制御回路ＣＮＴ３と電圧制御発振器ＶＣＯ２に入力されているが、本実施例ではデッドタイム付加（調整）回路からOn_trpre信号が電圧制御発振器ＶＣＯ１に入力されて、電圧制御発振器ＶＣＯ１からOff_trig信号とOn_trig信号が制御回路ＣＮＴ１に入力されている点である。図２に本実施例の電圧制御発振器ＶＣＯ１の詳細回路例を、図３に本実施例の動作波形例を示す。
【００２６】
図２に示す電圧制御発振器ＶＣＯ１の詳細回路において、コンデンサＣ３、電流源Ｉ３、スイッチＳ３、コンパレータＣＰ３及び基準電圧ＲＥＦ１で構成された回路が最小デッドタイム幅Tdminを決めるための回路で、デッドタイムの最小デッドタイム時間を生成する。スイッチング信号がオン信号からオフ信号へ移行するタイミングでスイッチＳ３を「開」とし、コンデンサＣ３を電流源Ｉ３で充電し、コンデンサＣ３の電圧が基準電圧ＲＥＦ１に到達するとコンパレータＣＰ３の出力がＨ（ハイ）となり、この信号でスイッチＳ１を「開」とする。
【００２７】
コンデンサＣ１、電流源Ｉ１及びスイッチＳ１で構成された回路がオンパルス幅を決めるための積分回路で、最小デッドタイム時間（Tdmin）後に電流源Ｉ１でのコンデンサＣ１の充電が始まり、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１と誤差増幅器ＧＡの出力であるフィードバック電圧ＶｆｂとをコンパレータＣＰ１で比較し、ＶＣ１の電圧がフィードバック電圧Ｖｆｂに到達した時点（第１のトリガ時点）でオンパルスはオフとなる。最小デッドタイム時間Tdminはスイッチング時間幅に比べて十分小さく選ぶことができるため、デッドタイムを変化させても１周期の時間Tswは一定値となり、スイッチング周波数も一定値となる。
【００２８】
On_trig信号は、On_trpre信号でセットされOff_trig信号でリセットされるフリップフロップＦＦ１のＱ出力信号と最小デッドタイムTdminの信号でセットされOFF_trig信号でリセットされるフリップフロップＦＦ２のＱ出力信号との論理積をアンドゲートＡＮ１で求め、この信号をワンショット回路ＯＳ２に通すことにより求められる。
【００２９】
図３に動作波形を示す。デッドタイムTd1又はTd2がTdminより大きい場合の波形である。図３において、ＶＣ１はコンデンサＣ１の電圧、Ｈｏはハイサイド側ＭＯＳＦＥＴＱａのオンオフ信号、Ｌｏはローサイド側ＭＯＳＦＥＴＱｂのオンオフ信号、ＩＣｒは共振コンデンサＣｒの電流波形である。デッドタイム時間がTd1、オンパルス幅がTon1の時の１周期の時間Tswは２＊（Td1＋Ton1）で、デッドタイム時間がTd2、オンパルス幅がTon2の時の１周期の時間Tswは２＊（Td2＋Ton2）で、デッドタイムが長くなるとオンパルス幅を短くするため、１周期の時間は等しくなり、スイッチング周波数が一定となる。ここで、Ton1、Ton2は、デッドタイム終了時点から次の第1のトリガまでの時間である。
また、デッドタイムTd1又はTd2がTdminより小さい場合は、デッドタイムTd1＝Tdminとして、動作を安定化させる。この場合には、オンパルス幅Tswは２＊(Tdmin+Ton)となる。ここで、Tonは最小デッドタイム終了時点から次の第1のトリガまでの時間である。
【００３０】
以上のような動作とすることにより、スイッチング時間幅TswはデッドタイムＴｄを変化させても一定値となり、スイッチング周波数も一定値となる。
尚、上記実施例にはデッドタイム時間やオンパルス幅を生成する回路例としてコンデンサを用いた例を示したが、積分機能を備えておれば良いので、デジタルカウンタなどでも実現可能である。
また、共振インダクタンスとしてトランスのリーケージインダクタンスを用いた主回路構成について説明したが、トランスの一次巻線と直列に共振用リアクトルを接続しても同様の制御が適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
本発明は、直列接続された半導体スイッチを用いた共振形スイッチング電源の貫通電流やハードスイッチングを防止するための回路における周波数変動を抑制するための提案であり、スイッチング電源制御用ＩＣ、誘導加熱用インバータなどへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００３２】
Ｃｉ、Ｃｏ・・・コンデンサ          Ｃｒ・・・共振用コンデンサ
Ｑａ、Ｑｂ・・・ＭＯＳＦＥＴ          Ｔ、Ｔ１・・・トランス
Ｄ１、Ｄ２・・・ダイオード          Ｒｏ・・・ダミー抵抗
ＤＶＤ・・・ｄｖ／ｄｔ検出回路（微分回路）
ＤＴ・・・デッドタイム付加回路          ＧＤ・・・駆動回路
ＣＮＴ１、ＣＮＴ２・・・制御回路          ＧＡ・・・誤差増幅回路
ＶＣＯ、ＶＣＯ１、ＶＣＯ２・・・電圧制御発振器
Ｃ１〜Ｃ３・・・コンデンサ          ＣＰ１、ＣＰ２・・・コンパレータ
Ｉ１〜Ｉ３・・・電流源          ＲＥＦ１、ＲＥＦ２・・・基準電圧
Ｓ１〜Ｓ３・・・スイッチ          ＩＮ１、ＩＮ２・・・インバータゲート
ＡＮ・・・ＡＮＤゲート          ＦＦ・・・フリップフロップ
ＯＳ・・・ワンショット回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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