(57)【要約】  【課題】  充電電圧精度を高めるため、充電完了電圧を検出するパルス電圧のパルス幅が所定値以上となるように、ON時の電流値が大きくなるように制御した場合でも、電子機器の駆動時間が短くならない事が望まれていた。  【解決手段】  入力電圧値が所定値以下になった場合に、電力変換手段が蓄積した磁気エネルギーを放出し、再び蓄積し始めるまでの時間を、記憶手段にある設定値から一段階大きい遅延時間とする、ストロボ充電制御回路、およびストロボ充電制御回路の制御。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源からメインコンデンサを充電する電力変換手段と、該電力変換手段の一次側でスイッチング制御するスイッチ手段と、前記電力変換手段の出力電圧を検出する充電電圧検出手段と、該充電電圧検出手段からの電圧値と所定の基準電圧値を比較する第一の比較手段と、該第一の比較手段の出力に応じて充電を停止する充電停止手段と、前記電力変換手段から所定値以上の電圧を出力している時間を検出する時間検出手段と、前記電力変換手段の入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記時間検出手段からの時間が所定値以下になった場合に、前記入力電流検出手段の電流値が大きくなるように制御する入力電流制御手段と、前記入力電源からの電圧値と所定の基準電圧値を比較する第二の比較手段を備えたストロボ充電制御回路であって、
前記入力電源からの電圧値が所定の基準電圧値以下になった場合、前記スイッチ手段のオン制御を遅らせる事を特徴とする、ストロボ充電制御回路、およびストロボ充電制御回路の制御方法。
【請求項２】
前記時間検出手段は、前記電力変換手段の二次側から所定値以上の電圧を出力している時間を検出する事を特徴とする、請求項１に記載のストロボ充電制御回路、およびストロボ充電制御回路の制御方法。
【請求項３】
設定値を記憶しておくための記憶手段を更に備えた事を特徴とする、前記請求項１又は請求項２に記載のストロボ充電制御回路、およびストロボ充電制御回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はストロボを内蔵する電子機器のストロボ充電制御回路、およびストロボ充電制御回路の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ストロボ充電制御回路における、充電完了電圧を検出して充電制御を停止する充電制御方法として、変換トランス一次側のフライバック電圧や、変換トランス二次側の充電パルス電圧を、所定の基準電圧と比較して充電完了電圧を検出し、充電制御を停止する充電制御方法が一般的に知られている（特許文献１参照）。
【０００３】
これにより、整流後の直流電圧を分圧して検出する必要が無い為、充電後にメインコンデンサから分圧抵抗への漏れ電流で減電しないという効果がある。また、阻止用ダイオードでメインコンデンサから分圧抵抗への漏れ電流を遮断する必要も無いため、部品コストや部品スペースの削減に効果がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３４９７２１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
電子機器を駆動する電池への負荷を低減するために、ストロボ充電時の入力電流を小さく設定したり、機構的な制約で変換トランスを巻き仕様を変えずに小型化・低背化すると、変換トランスに蓄えられる磁気エネルギーが減少する。また、基板小型化のために部品が近接配置できず、基板の寄生素子成分が大きくなると、充電電圧値を検出する電圧比較器に入力されるパルス電圧が跳ね上がるため、検出前にフィルターをかける必要がある。いずれの場合も、変換トランスをON/OFFスイッチング制御する時の、OFF時のパルス幅は狭くなる。
【０００６】
そこで、充電完了電圧を検出するOFF時のパルス幅が狭くなると、コンパレータのパルス応答特性の影響を受けて、充電完了電圧の検出レベルが大きくなるため、OFF時のパルス幅が所定値以上となるように、ON時の電流値を制御する技術が提案されている。しかし、この提案により充電電圧精度を上げる事が可能となるが、ON時の電流を大きくした場合、入力平均電流が増加するため、入力の電圧降下も大きくなる。その結果、電池減電時や電池の内部インピーダンスが大きくなった際は、電子機器が駆動できる下限電圧値まで降下し、電子機器の駆動時間が短くなってしまうという課題があった。そこで、OFF時のパルス幅が所定値以上となるように、ON時の電流値が大きくなるように制御した場合でも、電子機器の駆動時間が短くならない事が望まれていた。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
入力電源からメインコンデンサを充電する電力変換手段と、該電力変換手段の一次側でスイッチング制御するスイッチ手段と、前記電力変換手段の出力電圧を検出する充電電圧検出手段と、該充電電圧検出手段からの電圧値と所定の基準電圧値を比較する第一の比較手段と、該第一の比較手段の出力に応じて充電を停止する充電停止手段と、前記電力変換手段の二次側から所定値以上の電圧を出力している時間を検出する時間検出手段と、前記電力変換手段の入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記時間検出手段からの時間が所定の値未満になった場合に、前記入力電流検出手段の電流値が大きくなるように制御する入力電流制御手段と、前記入力電源からの電圧値と所定の基準電圧値を比較する第二の比較手段と、設定値を記憶しておくための記憶手段を備えたストロボ充電制御回路であって、前記入力電源からの電圧値が所定の基準電圧値以下になった場合、前記スイッチ手段のオン制御を遅らせる、ストロボ充電制御回路、およびストロボ充電制御回路の制御方法。
【発明の効果】
【０００８】
本発明に係るストロボ充電制御回路、およびストロボ充電制御回路の制御方法を用いれば、ストロボ充電時の入力電流を小さく設定しても、整流後の直流電圧を検出する事無く充電精度を高く維持できる。また、変換トランスの小型化・低背化を図っても、整流後の直流電圧を検出する事無く充電精度を高く維持できる。また、部品が近接配置できず、基板の寄生素子成分が大きくなっても、整流後の直流電圧を検出する事無く充電精度を高く維持できる。また、変換トランスのスイッチング電流が大きくなるように電流制御しても、電子機器の駆動時間を短くする事無く充電できる。したがって、入力電圧や、充電電流、変換トランス、基板の寄生素子成分の影響を受ける事無く、充電完了電圧を所定の精度で制御し、かつ電池を可及的に使用する事ができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施例を適用できる回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施例を適用できる制御フローチャートである。
【図３】一般的なコンパレータの過渡応答特性である。
【図４】本発明の実施例を適用できるIpテーブルである。
【図５】本発明の実施例を適用できるTd_onテーブルである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜実施形態＞
図１は、本発明の実施例を適用できるストロボ部の回路ブロック図であり、図２は、本発明の実施例を適用できる制御フローチャートである。以下に本発明の具体的な動作を、図１の回路ブロック図と、図２の制御フローチャートを使って示す。
【００１１】
１０は、ストロボ充電用の入力電源である。１３０はストロボ充電の制御をするための充電制御ICである。１４０は入力電源１０の電圧をスイッチング制御する事で、メインコンデンサを充電するための変換トランスである。変換トランス１４０はフライバックトランスとして構成し、スイッチングON時に一次側で蓄積した磁気エネルギーを、スイッチングOFF時に二次側から放出して充電する。１２４は充電時にスイッチング制御するためのスイッチ素子である。１２６はスイッチ素子１２４に流れる充電時の入力電流を検出するための、電流検出抵抗である。１１６は充電制御IC１３０の内部で使用するクロックを生成するための発振器である。１１８は設定値などを格納するメモリである。
【００１２】
１４２と１４４は、変換トランス１４０からの二次側出力電圧を分圧するための分圧抵抗である。１４６は変換トランス１４０からの二次側出力電圧を整流するための、整流ダイオードである。１４８はストロボ充電時に電荷を蓄積するためのメインコンデンサである。１０８から１１２は、電流検出抵抗１２６で電圧変換された信号を増幅するための信号増幅回路部であり、オペアンプと抵抗で非反転増幅回路を形成している。１１４は信号増幅回路部からの電圧レベルと、メモリ１１８に格納している設定値を比較するためのコンパレータである。コンパレータ１１４は、スイッチ素子１２４を流れる充電時の入力電流値が、所定の設定値以上となるとHighを出力するように構成されている。１００は変換トランス１４０からの二次側出力電圧を分圧した電圧と、基準電圧Vrefを比較するためのコンパレータである。コンパレータ１００は、メインコンデンサ１４８の電圧値が、設定した充電完了電圧値以上となると、Highを出力するように構成されている。
【００１３】
１０２はコンパレータ１００からHighが出力された事を保持するためのフリップフロップである。１０４は変換トランス１４０からの二次側出力電圧を分圧した電圧と、GNDレベルを比較するためのコンパレータである。コンパレータ１０４は、変換トランス１４０が蓄積した磁気エネルギーを二次側から放出し、二次側の出力電圧がGNDレベル以下となると、Highを出力するように構成されている。１０６はコンパレータ１０４からHighが出力された事を保持するためのフリップフロップである。１０７はスイッチ素子１２４をOFFにしてから、フリップフロップ１０６でHighを保持するまでの時間を検出するための時間検出部である。１２０は充電制御IC１３０内部のロジック部である。１２２はロジック部１２０からのスイッチング信号でスイッチ素子１２４をスイッチング制御するためのバッファである。２０と２１は、入力電源１０の電圧を分圧するための分圧抵抗である。３０は入力電源１０からの電圧を分圧した電圧値Vcと、メモリ１１８に格納している設定値を比較するためのコンパレータである。コンパレータ３０は、入力電源１０の電圧値が、所定の設定値以下となるとHighを出力するように構成されている。
【００１４】
次に、実施例を図２のフローチャートに従って説明する。まず、充電制御IC１３０は外部からの充電信号を受けて、充電制御を開始する（Ｓ１００）。まず初めに初期設定を行なう（Ｓ１０１）。初期設定とは、ロジック部１２０がフリップフロップ１０２とフリップフロップ１０６をリセットし、コンパレータ１１４の反転入力とコンパレータ３０の非反転入力に、メモリ１１８に格納されている初期設定値をD/A変換して、基準電圧としてセットする事である。
【００１５】
次に、ロジック部１２０はバッファ１２２を介してスイッチ素子１２４をON制御する。入力電源１０から変換トランス１４０の一次側を通り、スイッチ素子１２４に入力電流が流れる。ここで、入力電流は変換トランス一次側のインダクタンス成分により、スイッチ素子１２４のON時間に比例し、一定の傾きをもって増加する。
【００１６】
Ip  ＝  Vin ・ Ton ／ Lp
Ip  ：  変換トランスの一次側電流
Vin ：  入力電源の電圧値
Ton ：  スイッチ素子のON時間
Lp  ：  変換トランスの一次側インダクタンス値
スイッチ素子のON時間の増加とともに、変換トランスの一次側に流れる電流が増加すると、電流検出抵抗１２６の抵抗の電圧降下により、検出電圧であるVaは増加する。検出電圧Vaは非反転増幅回路部により増幅され、増幅後の電圧レベルがＳ１０１でセットした初期設定値以上となると、コンパレータ１１４がHighを出力する。ロジック部１２０はコンパレータ１１４からのHighを受けて、スイッチ素子１２４をOFF制御する。変換トランス１４０は、スイッチ素子１２４のON制御中に一次側コイルに蓄積した磁気エネルギーを、スイッチ素子１２４のOFF制御中に二次側コイルから放出する。変換トランス１４０の二次側コイルからエネルギー放出が終わると、ロジック部１２０は再びバッファ１２２を介してスイッチ素子１２４をON制御する。このON/OFF制御により、スイッチ素子１２４に流れるIpの最大電流値は一定に保たれたまま充電動作を繰り返す（Ｓ１０２）。
【００１７】
ここで、スイッチ素子１２４に流れるIpについて説明する。スイッチ素子１２４に流れるIpは、コンパレータ１１４の反転入力に、メモリ１１８に格納されている設定値をD/A変換して、基準電圧としてセットする事で決定する電流値である。コンパレータ１１４に設定する値が大きくなれば、スイッチ素子１２４に流れるIpの値も大きくなり、変換トランス１４０に蓄積される磁気エネルギーも大きくなる。Ipは充電時における入力平均電流に係わってくるため、目標とする充電時間を達成するために必要な、最小電流値に設定する事が望ましい。
【００１８】
次に変換トランスについて説明する。一般的に変換トランスの設計は、まずIpの設定値に基づいて、選定した磁性体が飽和しないようにGapを設ける。Gapとは、磁束の通り道に絶縁層を設ける事で磁気抵抗を大きくして、磁化し難い方向に特性を変化させるための空隙である。機構設計による制約を受けて、小型、低背の磁性体を選択する場合は、磁束の通り道の長さである磁路長は短く、磁束の通り道の大きさである断面積は小さくなるため、最大磁束密度とインダクタンス値を共に大きくする事は困難になる。最大磁束密度とインダクタンス値の関係を次式に示す。
【００１９】
B  ＝  μ ・ N  ・ I ／ Le
L  ＝  μ ・ S  ・ N2 ／ Le 
B   ：  磁束密度
L   ：  インダクタンス値
μ  ：  透磁率
S   ：  磁性体の断面積
N   ：  巻き線のターン数
Le  ：  磁性体の磁路長
上記二式より、電流を流せるようにGapを大きく設定すると、磁性体の鉄損失が増えるだけでなく、透磁率が下がることでインダクタンス係数（AL値）も小さくなるため、ターン数を増やさなければインダクタンス値が大きく出来ない。同様に磁束密度に関しても、ターン数を増やさなければ大きく出来ない。しかし、磁路長Leが短いため、巻き線を巻くためのスペースには制限があり、かつ、スイッチ素子の耐圧や制御上の制約も考慮して、トランス一次側と二次側の巻き数比にも制限があるため、ターン数を増やす事は困難である。インダクタンス値が小さいと、コイルに蓄える磁気エネルギーが少なるだけでなく、スイッチ素子がON/OFF動作する際のON時間が短くなり、スイッチング周波数が高くなるために、充電時のスイッチング損失が増える。つまり、Gapの設定と巻き線のターン数で、最大磁束密度とインダクタンス値が決定するが、どちらか一方を大きくすると、もう一方が小さくなる特性となる。ここで、スイッチ素子１２４がON/OFF動作する際のOFF時間をToffとすると、Toff時間は次式より求まる。
【００２０】
Toff  ＝  Lp ・ Ip  ・ Nps ／ Vout
Nps  ：  変換トランスの巻き数比（Ns／Np）
Vout  ：  メインコンデンサ１４８の電圧
上記の式から、ストロボ充電時の入力電流を小さくするために、Ipを小さく設定した場合は、Toffも短くなるという事になる。また、変換トランスを小型化・低背化する事は、磁性体の断面積が小さくなったり、磁性体の磁路長が短くなったりする事で、Lpが小さくなるために、Toffも短くなるという事になる。いずれの場合も、仕様を変更する事でToffが短くなっているが、仕様が同じであっても個体ばらつきでToffが短くなる事がある。例えば、同じIp設定値であっても、電流検出抵抗１２６のばらつきや、コンパレータのDCオフセットばらつき、不感応時間、ロジック遅延、スイッチ素子１２４のターンオフ時間等の影響によるばらつき要因がTonには含まれるため、TonのばらつきによりIpもばらつく。また、同じ変換トランス仕様であっても、Gapばらつき、変換トランスの組み立てばらつきにより、一般的には±15〜20％のインダクタンスばらつきが発生する。これらの個体ばらつきでも、IpやLpが小さくなれば、上式からToffが短くなるという事になる。
【００２１】
次に、充電開始時において、メインコンデンサに電荷の蓄積が無い場合は、一回のON/OFF制御で充電される電圧は次式より求まる。
【００２２】
Vout  ＝  Nps ・ Vin − Vf
Vf    ：  整流ダイオード１４６の順方向電圧
また、スイッチングOFF時の変換トランス二次側に流れる充電電流は、次式より求まる。
【００２３】
Is  ＝  Ip ／ Nps − （ Vout − RLs ・ Is ） ・ Toff ／ Ls
Is  ：  変換トランスの二次側電流
RLs ：  変換トランスの二次側巻き線の抵抗値
Ls  ：  変換トランスの二次側インダクタンス値
Toff        ：  スイッチ素子のOFF時間
上記の式は、充電制御でVoutが高くなる毎に、変換トランス１４０がスイッチ素子１２４のON制御中にLpに蓄積した磁気エネルギーを、スイッチ素子１２４のOFF制御中に二次側から放出するToffは短くなる事を示している。また、Ipを小さく設定した場合や、変換トランス１４０を小型化・低背化してLsを小さく設定した場合も、Toffが短くなるという事を示している。
【００２４】
次に、充電完了電圧値を決めているコンパレータ１００について説明する。一般的に、コンパレータの利得は無限大では無いため、図３のような特性を示す。横軸はコンパレータに入力されるパルス電圧のパルス時間、縦軸はコンパレータが検出できる電圧レベルであり、図中の時間T1よりもパルス時間が短いと、高いパルス電圧を入力しないと検出できない事を示している。時間T1は、コンパレータの反転入力を定電圧Vrefとした時に、非反転入力の電圧がVrefでHighを出力できる最小の時間であり、過渡応答限界時間である。
【００２５】
つまり、充電完了前にToffがT1よりも短いと、コンパレータ１００の検出レベルはVrefよりも高くなるため、結果的に検出した時のVref'の抵抗分圧比倍の充電完了電圧となってしまう。充電完了電圧の増加は、ストロボ発光時の発光量ばらつきとなるだけでなく、メインコンデンサの耐圧破壊にも繋がる重要な内容である。そこで本発明では、充電時のToffを時間検出部で検出（Ｓ１０３）しており、T1よりもToffが短くなった場合は、スイッチ素子１２４をターンオン制御する前に、Ipの設定値を1step大きく（Ｓ１０５）する。Ipの設定値が反映された後にフリップフロップ１０６と時間検出部１０８をリセットし、スイッチ素子１２４をターンオン制御する。
【００２６】
このようにして、T1よりもToffが長くなるように充電制御する事で、コンパレータ１００が定電圧VrefでVbを検出（Ｓ１０４）し、充電を止める（Ｓ１０６）事ができる。したがって、充電完了電圧のばらつきは、コンパレータ１００のDC精度と分圧抵抗値の精度、整流ダイオード１４６のVfばらつきで管理する事ができる。
【００２７】
次に、Ipの設定値を大きくする場合について説明する。Ipが初期設定値のままで、Toffが上述したコンパレータの過渡応答限界時間よりも短くなる事無く充電完了まで制御できれば、Ipを変更する必要が無くなる。しかし、充電途中でToffが上述したコンパレータの過渡応答限界時間よりも短くなった場合は、予めメモリ１１８に格納された図４に示すIpテーブルに従って、初期設定時のIp0よりも1step大きい設定値Ip1をD/A変換し、コンパレータ１１４の反転入力に基準電圧として設定する。これにより、次のON制御時で変換トランス１４０のLpには、Ip1とIp0の差分だけ、多くの磁気エネルギーが蓄積される事になる。そして、実際のトランスで発生する損失を無視すれば、次のOFF制御時には、Ip1とIp0の差分だけ多く蓄積された磁気エネルギーが、変換トランス１４０のLsから出力される。Ipを、メモリ１１８に格納されたIpテーブルの1stepだけ大きく変更する事で、変更前よりも長くなったToffをToff'とすると、Toff'を再びコンパレータの過渡応答限界時間と比較し、小さければ更に1stepだけIpを大きく変更するように制御する。ここで、本実施例では予めメモリに格納したIpテーブルを使用し、1step毎の設定でIpを大きくするように制御する実施形態について述べたが、変更前よりも変更後のIpが大きくなるように制御されていれば、別の実施形態でも構わない。また、テーブルで予め設定値を持たずに、条件に応じて演算で設定値を求める実施形態としても構わない。また、Ipを単に大きく制御するだけでなく、大きい設定値と小さい設定値とで中間値として管理する実施形態としても構わない。
【００２８】
Toff'がコンパレータの過渡応答限界時間よりも長くなれば、そのままのIp設定で次のON制御を行なって、Vb＝Vrefで充電完了電圧を検出するまで充電制御を継続する。このIp制御により、コンパレータの過渡応答限界時間以下にならないToffにて充電制御される事になる。よって、Toffが小さくなるような上述した部品ばらつきがあっても、常にコンパレータ１００がVrefで検出できる。ここで、本実施例では変換トランス１４０の二次側の電圧を検出する実施形態について述べたが、Toff時における変換トランス１４０の一次側のフライバック電圧を検出する実施形態でも構わない。
【００２９】
次に、入力電圧を所定値と比較しているコンパレータ３０について説明する。充電制御IC１３０は分圧抵抗により、コンパレータ３０に入力される電圧Vcが、電子機器が駆動できる下限電圧値まで降下しない事を監視している。充電制御IC１３０は、電圧Vcを予めメモリ１１８に格納された電圧閾値Vthと比較する（Ｓ２００）。電圧Vcが電圧閾値Vthよりも大きい場合は、そのまま充電制御を行ない、電圧Vcが電圧閾値Vth以下となった場合は、スイッチ素子１２４がターンオンするまでの時間が長くなるように制御する（Ｓ２０２）。具体的には、フリップフロップ１０６がHighを保持してから、スイッチ素子１２４をON制御するまでの遅延時間をTd_onと定義すると、電圧Vcが電圧閾値Vth以下となった場合は遅延時間Td_onを大きくする。遅延時間Td_onは変換トランス１４０が蓄積した磁気エネルギーを二次側から放出し、再び磁気エネルギーを一次側で蓄積しはじめるまでの時間であり、この遅延時間を短く制御する事が充電時間の短縮に繋がるため、初期状態ではTd_on = 0の設定となっている。この時間を予めメモリ１１８に格納された図５に示すTd_onテーブルに従って、初期設定値よりも1step大きい設定値でスイッチ素子１２４をON制御する。
【００３０】
このように制御する事で、スイッチ素子１２４をOFF制御している時間が長くなる。入力電源１０からの充電電流値は、スイッチ素子１２４に電流が流れるON制御時と、電流が流れないOFF制御時の時間積分値であるため、上述した制御により、充電電流値は１step分だけ小さくなる。充電電流値を小さく制御すると、電池減電時や電池の内部インピーダンスが大きくなった際の充電時における電圧降下分を、小さく抑えるように制御する事ができる。Td_onをメモリ１１８に格納されたTd_onテーブルの1stepだけ大きく変更する事で、変更前よりも高くなった電圧Vcを電圧Vc'とすると、Vc'を再び電圧閾値Vthと比較し、低ければ更に1stepだけTd_onを大きく変更するように制御する。Vc'が電圧閾値Vth以上となれば、そのままのTd_on設定で次のON制御を行なって、Vb＝Vrefで充電完了電圧を検出するまで充電制御を継続する。このTd_on設定により、Vcが電圧閾値Vth以下にならないように充電制御される事になる。
【００３１】
ここで、本実施例では予めメモリに格納したTd_onテーブルを使用し、1step毎の設定でTd_onを大きくするように制御する実施形態について述べたが、変更前よりも変更後のTd_onが大きくなるように制御されていれば、別の実施形態でも構わない。また、本実施例では初期状態でTd_on = 0の設定としたが、予め所定の遅延時間を設定する実施形態でも構わない。また、テーブルで予め設定値を持たずに、条件に応じて演算で設定値を求める実施形態としても構わない。また、Td_onを単に大きく制御するだけでなく、大きい設定値と小さい設定値とで中間値として管理する実施形態としても構わない。
【００３２】
以上説明したストロボ充電制御回路、およびストロボ充電制御回路の制御方法とすることで、ストロボ充電時の入力電流を小さく設定しても、整流後の直流電圧を検出する事無く充電精度を高く維持できる。また、変換トランスの小型化を図っても、整流後の直流電圧を検出する事無く充電精度を高く維持できる。また、部品が近接配置できず、基板の寄生素子成分が大きくなっても、整流後の直流電圧を検出する事無く充電精度を高く維持できる。また、変換トランスのスイッチング電流が大きくなるように電流制御しても、電子機器の駆動時間を短くする事無く充電できる。したがって、入力電圧や、充電電流、変換トランス、基板の寄生素子成分の影響を受ける事無く、充電完了電圧を所定の精度で制御し、かつ電池を可及的に使用する事ができる。
【符号の説明】
【００３３】
１０：入力電源
３０：コンパレータ
１００：コンパレータ
１０２：フリップフロップ
１０４：コンパレータ
１０６：フリップフロップ
１０７：時間検出部
１０８：アンプ
１１４：コンパレータ
１１６：発振器
１１８：メモリ
１２０：Ｌｏｇｉｃ部
１２２：バッファ
１２４：スイッチ素子
１２６：電流検出抵抗
１４０：変換トランス
１４６：整流ダイオード
１４８：メインコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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