(57)【要約】【課題】相対するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに短絡電流が流れることのないようにする。【解決手段】電動機の駆動装置１１は、交流電源に接続されて直流電力を出力する整流回路１７と、整流回路１７の直流電力を三相交流電力に変換して電動機を駆動する三相インバータ回路２１と、三相インバータ回路２１の通電相を切り替えると共に電動機２３の駆動を制御するためのＰＷＭ信号を三相インバータ回路２１に供給する制御回路２５とを備える。三相インバータ回路２１は、寄生ダイオードを有し、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ素子よりなる上アームおよび下アームを、三相の各相についてそれぞれ備える。ＰＷＭ信号は、各相について、上アームを駆動するためのオン期間および下アームを駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間を挟んで設定される。【選択図】図１
2013062937.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されて直流電力を出力する整流回路と、
前記整流回路の直流電力を三相交流電力に変換して電動機を駆動する三相インバータ回路と、
前記三相インバータ回路の通電相を切り替えると共に前記電動機の駆動を制御するためのＰＷＭ信号を前記三相インバータ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記三相インバータ回路は、寄生ダイオードを有し、ＳｉＣまたはＧａＮを用いたＭＯＳＦＥＴ素子よりなる上アームおよび下アームを、三相の各相についてそれぞれ備え、
前記ＰＷＭ信号は、前記各相について、前記上アームを駆動するためのオン期間および前記下アームを駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間を挟んで設定される、
ことを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電動機の駆動装置であって、
前記整流回路は、寄生ダイオードを有し、ＳｉＣまたはＧａＮを用いたＭＯＳＦＥＴ素子よりなる、
ことを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電動機の駆動装置であって、
前記電動機は、空気調和機に搭載されるものである、
ことを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項４】
請求項１〜３の駆動装置により駆動される電動機により駆動される圧縮機を備える、
ことを特徴とする冷凍サイクル装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相ブリッジインバータ回路を用いて直流ブラシレスモータなどの電動機を駆動する電動機の駆動装置、および冷凍サイクル装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
三相ブリッジインバータ回路を用いて直流ブラシレスモータなどの電動機を駆動する電動機の駆動装置では、三相ブリッジインバータ回路は、半導体スイッチング素子を備えてなる。半導体スイッチ素子としては、一般に、Ｓｉ（シリコン）材料からなるものが用いられている。電圧が比較的高い用途では、半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulate Gate Bipola Transisitor）構造のものが用いられている。
【０００３】
近年では、半導体スイッチング素子の損失低減を図るために、シリコンの理論限界を超える材料として、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）またはＧａＮ（窒化ガリウム）のようなワイドバンドギャップ半導体の開発が進められてきている。ワイドバンドギャップ半導体は、低損失、高速、高温動作可能といった優れた特徴を有し、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）構造のもの（以下、“ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ”と呼ぶ。）についての研究が進んでいる。
【０００４】
例えば、特許文献１には、“インバータ回路は、６個のスイッチング素子を有する。スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子であるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。インバータ回路では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは還流ダイオードとして使用される。そして、インバータ回路では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに逆方向電流が流れる所定のタイミングでＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをオン状態とする同期整流が行われる。”旨が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−３６０２０号公報（請求項２など）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に係るインバータ回路では、相対するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴがオンし寄生ダイオードに流れる逆方向電流が終息して減衰する過程においても、逆方向電流が流れている期間においては、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをオン状態とする同期整流が行われる。このため、オン状態のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを貫通する短絡電流が流れてしまうという課題があった。
【０００７】
そもそも、特許文献１に係るインバータ回路において、相対するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴがオンし寄生ダイオードに流れる逆方向電流が終息して減衰する過程を考慮しているのは、同過程において、寄生ダイオードが導通状態から遮断状態に遷移するときに逆回復電流が不可避的に流れるためである。導通状態にある寄生ダイオードに逆回復電流が流れることにより、寄生ダイオードは遮断状態に遷移する。このため、同期整流によってオン状態となるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに流れる電流は、寄生ダイオードの逆回復になんら寄与しない短絡電流であり、電力損失を発生するだけの無駄な電流に過ぎない。
【０００８】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、相対するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴがオンし寄生ダイオードに流れる逆方向電流が終息して減衰する過程において、寄生ダイオードの逆回復に寄与しない短絡電流が流れることのないようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電動機の駆動装置は、交流電源に接続されて直流電力を出力する整流回路と、前記整流回路の直流電力を三相交流電力に変換して電動機を駆動する三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路の通電相を切り替えると共に前記電動機の駆動を制御するためのＰＷＭ信号を前記三相インバータ回路に供給する制御回路と、を備え、前記三相インバータ回路は、寄生ダイオードを有し、ＳｉＣまたはＧａＮを用いたＭＯＳＦＥＴ素子よりなる上アームおよび下アームを、三相の各相についてそれぞれ備え、前記ＰＷＭ信号は、前記各相について、前記上アームを駆動するためのオン期間および前記下アームを駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間を挟んで設定される、ことを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、相対するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴがオンし寄生ダイオードに流れる逆方向電流が終息して減衰する過程において、寄生ダイオードの逆回復に寄与しない短絡電流が流れることを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電動機の駆動装置の全体構成図である。
【図２】図２（ａ）〜（ｄ）は、第１実施形態に係る電動機の駆動装置のＰＷＭ信号発生回路の動作説明に供する図である。
【図３】第１実施形態に係る電動機の駆動装置の出力である疑似正弦波の線間電圧を表す説明図である。
【図４】ノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号が生成される様子を表す説明図である。
【図５】図５（ａ）は、比較例に係る電動機の駆動装置の動作説明に供する図、図５（ｂ）は、第１実施形態に係る電動機の駆動装置の動作説明に供する図である。
【図６】本発明の第２実施形態に係る電動機の駆動装置の全体構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の複数の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
［第１実施形態］
（第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１の全体構成）
はじめに、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１の全体構成について、図１を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１の全体構成図である。本発明の第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１について、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）−ＭＯＳＦＥＴを用いた三相ブリッジインバータ回路２１により直流ブラシレスモータからなる電動機２３の駆動を行う例をあげて説明する。また、第１実施形態に係る電動機２３は、例えば、不図示の空気調和機の冷凍サイクル装置に設けられる圧縮機（不図示）を駆動するものとして以下の説明を進める。
【００１３】
本発明の第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１は、図１に示すように、交流電源１３と、リアクタ１５と、全波整流回路１７と、平滑回路１９と、三相ブリッジインバータ回路２１と、ＰＷＭ信号発生回路２５と、を備え、電動機２３を駆動するように構成されている。
【００１４】
交流電源１３は、例えば単相交流電源である。ただし、交流電源１３として三相交流電源を採用してもよい。交流電源１３の一側端子には、リアクタ１５が接続されている。リアクタ１５は、交流電源１３の力率を改善する役割を果たす。
【００１５】
全波整流回路１７は、図１に示すように、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。全波整流回路１７は、これら第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する機能を有する。第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、図１に示すように、アノード側が正の直流母線ＰＬに、カソード側が負の直流母線ＮＬに、それぞれ接続されている。第１および第２の整流ダイオードＤ１，Ｄ２の間に位置する第１の接続点Ｎｄ１と、第３および第４の整流ダイオードＤ３，Ｄ４の間に位置する第２の接続点Ｎｄ２との間には、交流電源１３が、リアクタ１５を介して接続されている。
【００１６】
平滑回路１９は、平滑コンデンサＣ１を有する。平滑回路１９は、全波整流回路１７で全波整流された電圧を平滑化する機能を有する。一対の端子を有する平滑コンデンサＣ１は、図１に示すように、一方の端子が正の直流母線ＰＬに、他方の端子が負の直流母線ＮＬに、それぞれ接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端子間に、電動機２３を駆動するための駆動電圧Ｅｄ（図２（ｄ）参照）が生じるようになっている。
【００１７】
本発明の“三相インバータ回路”として機能する三相ブリッジインバータ回路２１は、図１に示すように、第１〜第６のスイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓvp，Ｓvn，Ｓwp，Ｓwnを有する。第１〜第６のスイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓvp，Ｓvn，Ｓwp，Ｓwnとしては、例えば、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）−ＭＯＳＦＥＴなどの、ワイドバンドギャップ半導体を好適に採用することができる。三相ブリッジインバータ回路２１は、全波整流回路１７で整流され平滑回路１９で平滑化された直流電力を、ｕ相・ｖ相・ｗ相の擬似的な三相交流電力に変換し、変換後の擬似的な三相交流電力を電動機２３に供給する機能を有する。
【００１８】
第１および第２のスイッチング素子Ｓup，Ｓunは、第３の接続点Ｎｄ３を介して直列接続されている。第１および第２のスイッチング素子Ｓup，Ｓunのそれぞれには、第１および第２の寄生ダイオードＤup，Ｄunが逆並列接続されている。第３の接続点Ｎｄ３は、電動機２３のｕ相動力線に接続されている。以下の説明において、第１のスイッチング素子Ｓupを第１の上アームＵＡ１と呼び、第２のスイッチング素子Ｓunを第１の下アームＬＡ１と呼ぶ場合がある。
【００１９】
第３および第４のスイッチング素子Ｓvp，Ｓvnは、第４の接続点Ｎｄ４を介して直列接続されている。第３および第４のスイッチング素子Ｓvp，Ｓvnのそれぞれには、第３および第４の寄生ダイオードＤvp，Ｄvnが逆並列接続されている。第４の接続点Ｎｄ４は、電動機２３のｖ相動力線に接続されている。以下の説明において、第３のスイッチング素子Ｓvpを第２の上アームＵＡ２と呼び、第４のスイッチング素子Ｓvnを第２の下アームＬＡ２と呼ぶ場合がある。
【００２０】
第５および第６のスイッチング素子Ｓwp，Ｓwnは、第５の接続点Ｎｄ５を介して直列接続されている。第５および第６のスイッチング素子Ｓwp，Ｓwnのそれぞれには、第５および第６の寄生ダイオードＤwp，Ｄwnが逆並列接続されている。第５の接続点Ｎｄ５は、電動機２３のｗ相動力線に接続されている。以下の説明において、第５のスイッチング素子Ｓwpを第３の上アームＵＡ３と呼び、第６のスイッチング素子Ｓwnを第３の下アームＬＡ３と呼ぶ場合がある。
【００２１】
第１および第２のスイッチング素子Ｓup，Ｓunの直列接続回路、第３および第４のスイッチング素子Ｓvp，Ｓvnの直列接続回路、および、第５および第６のスイッチング素子Ｓwp，Ｓwnの直列接続回路のそれぞれは、正の直流母線ＰＬおよび負の直流母線ＮＬの間に、相互に並列に接続されている。
【００２２】
本発明の“制御回路”として機能するＰＷＭ信号発生回路２５は、第１〜第６のスイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓvp，Ｓvn，Ｓwp，Ｓwnの各ゲートに接続されている。第１〜第６のスイッチング素子Ｓup，Ｓun，Ｓvp，Ｓvn，Ｓwp，Ｓwnは、個々のスイッチング動作が、ＰＷＭ信号発生回路２５によって統括制御される。
【００２３】
すなわち、ＰＷＭ信号発生回路２５は、インバータ制御を行う際の基準となる所定の周波数の三角波からなるキャリア信号および各相（ｕ相・ｖ相・ｗ相）の電圧指令信号に基づいて、三相ブリッジインバータ回路２１の通電相を切り替えると共に電動機２３の駆動を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生し、こうして発生したＰＷＭ信号を三相ブリッジインバータ回路２１に供給する機能を有する。
【００２４】
ＰＷＭ信号発生回路２５において発生するＰＷＭ信号は、各相（ｕ相・ｖ相・ｗ相）について、第１〜第３の上アームＵＡ１〜ＵＡ３を駆動するためのオン期間および第１〜第３の下アームＬＡ１〜ＬＡ３を駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間ＤＴ（図３（ｂ）参照）を挟んで設定される。このような関係を、ノンオーバーラップの関係と呼ぶ場合がある。
【００２５】
（第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１のＰＷＭ信号発生回路２５の動作）
次に、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１のＰＷＭ信号発生回路２５の動作について、ｕ相の目標電圧特性、ｖ相の目標電圧特性、および、ｕ−ｖ線間目標電圧特性を例示して、図２を参照して説明する。図２（ａ）は、インバータ制御を行う際の基準となるキャリア信号波形と、各相の電圧指令信号波形との時系列的な関係を表す説明図、図２（ｂ）は、ｕ相の目標電圧特性を表す説明図、図２（ｃ）は、ｖ相の目標電圧特性を表す説明図、図２（ｄ）は、ｕ相とｖ相との間のｕ−ｖ線間目標電圧特性を表す説明図である。
【００２６】
ＰＷＭ信号発生回路２５は、キャリア信号および各相（ｕ相・ｖ相・ｗ相）の電圧指令信号に基づいて、各相の目標電圧を演算により求めると共に、各相間の線間目標電圧を演算により求めるように動作する。
【００２７】
具体的には、ＰＷＭ信号発生回路２５は、図２（ａ）に示すキャリア信号およびｕ相の電圧指令信号に基づいて、三角波のキャリア信号波形を基準として、それ以上のｕ相の電圧指令信号波形の部分を駆動電圧Ｅｄの半分の正電圧として描く一方、それを下回るｕ相の電圧指令信号波形の部分を駆動電圧Ｅｄの半分の負電圧として描いたｕ相目標電圧を演算により求める。こうして求めたｕ相目標電圧を、図２（ｂ）に示している。
【００２８】
また、ＰＷＭ信号発生回路２５は、図２（ａ）に示すキャリア信号およびｖ相の電圧指令信号に基づいて、三角波のキャリア信号波形を基準として、それ以上のｖ相の電圧指令信号波形の部分を駆動電圧Ｅｄの半分の正電圧として描く一方、それを下回るｖ相の電圧指令信号波形の部分を駆動電圧Ｅｄの半分の負電圧として描いたｖ相目標電圧を演算により求める。こうして求めたｖ相目標電圧を、図２（ｃ）に示している。
【００２９】
そして、ＰＷＭ信号発生回路２５は、図２（ｂ）に示すｕ相目標電圧および図２（ｃ）に示すｖ相目標電圧に基づいて、ｕ相目標電圧とｖ相目標電圧との両者の電位差が駆動電圧Ｅｄであり、かつ、ｕ相目標電圧が正でｖ相目標電圧が負となる部分を正の駆動電圧（Ｅｄ）として描き、ｕ相目標電圧とｖ相目標電圧との両者が共通の電圧である部分を“０”電圧として描き、ｕ相目標電圧とｖ相目標電圧との両者の電位差が駆動電圧Ｅｄであり、かつ、ｕ相目標電圧が負でｖ相目標電圧が正となる部分を負の駆動電圧（−Ｅｄ）として描いたｕ−ｖ線間目標電圧を演算により求める。こうして求めたｕ−ｖ線間目標電圧を、図２（ｄ）に示している。
なお、ｗ相目標電圧、ｕ−ｗ線間目標電圧、および、ｖ−ｗ線間目標電圧については、前記に準じた演算により求めることができるため、その説明および図示を省略する。
【００３０】
ＰＷＭ信号発生回路２５は、前記のようにして求めた各相間の線間目標電圧を実現させるように、三相ブリッジインバータ回路２１の通電相を切り替えると共に、電動機２３の駆動を制御するためのＰＷＭ信号を発生し、こうして発生したＰＷＭ信号を三相ブリッジインバータ回路２１に供給するように動作する。
【００３１】
次に、ノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号の生成手順について、図３および図４（ａ）〜（ｇ）を参照して説明する。図３は、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１から出力される疑似正弦波の線間電圧を示す説明図である。図４（ａ）は、ＰＷＭ信号の生成に用いる二重三角波の信号波形を表す説明図である。図４（ｂ）は、第１の上アームＵＡ１に係るＰＷＭ信号が生成される様子を表す説明図、図４（ｃ）は、第１の下アームＬＡ１に係るＰＷＭ信号が生成される様子を表す説明図、図４（ｄ）は、第２の上アームＵＡ２に係るＰＷＭ信号が生成される様子を表す説明図、図４（ｅ）は、第２の下アームＬＡ２に係るＰＷＭ信号が生成される様子を表す説明図、図４（ｆ）は、第３の上アームＵＡ３に係るＰＷＭ信号が生成される様子を表す説明図、図４（ｇ）は、第３の下アームＬＡ３に係るＰＷＭ信号が生成される様子を表す説明図である。
【００３２】
第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１の三相ブリッジインバータ回路２１は、図３に示す疑似正弦波の線間電圧を電動機２３に与えて電動機２３を駆動する。そのためには、三相ブリッジインバータ回路２１の出力が疑似正弦波の線間電圧波形上をトレースするように、図４（ａ）に示す比較値１〜３を時間の経過とともに適宜変化させながら設定することを要する。この設定手順は変調方式と呼ばれる。
【００３３】
ノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号を生成するために、ＰＷＭ信号発生回路２５は、図１に示すように、比較値１〜３を生成する比較値生成部２７と、一対のカウンタ１，２と、を備える。比較値１〜３および一対のカウンタ１，２は、ノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号を生成するために重要な役割を果たす。
【００３４】
比較値１〜３は、各相（ｕ相・ｖ相・ｗ相）の線間電圧波形を再現するために、時間の経過と共にその値を変える可変値である。比較値１はｕ相に、比較値２はｖ相に、比較値３はｗ相に、それぞれ対応する。比較値生成部２７は、時間の経過と共にその値を変える可変値となる比較値１〜３を、各相（ｕ相・ｖ相・ｗ相）の線間電圧波形を参照して生成する。
【００３５】
カウンタ１は、第１〜第３の上アームＵＡ１〜ＵＡ３が駆動されるオン期間を規定するためのタイミングをつくりだす機能を有する。図４（ａ）には、線形にアップダウンするカウンタ１のカウント値が描く三角波形が一点鎖線で表されている。例えば、カウンタ１のカウントアップ（三角波形の上昇過程）中に、現在のカウント値が比較値１と一致した場合、その一致したタイミングを、第１の上アームＵＡ１に係るオン期間の始期として設定する（図４（ａ），（ｂ）参照）。また、カウンタ１のカウントダウン（三角波形の下降過程）中に、現在のカウント値が比較値１と一致した場合、その一致したタイミングを、第１の上アームＵＡ１に係るオン期間の終期として設定する（図４（ａ），（ｂ）参照）。
第２〜第３の上アームＵＡ２〜ＵＡ３に係るオン期間の始期および終期も、前記に準じてそれぞれ設定される（図４（ａ），（ｄ），（ｆ）参照）。
【００３６】
カウンタ２は、第１〜第３の下アームＬＡ１〜ＬＡ３が駆動されるオフ期間（ただし、論理を逆転させれば、オン期間でもある。）を規定するためのタイミングをつくりだす機能を有する。図４（ａ）には、線形にアップダウンするカウンタ２のカウント値が描く三角波形が実線で表されている。カウンタ１に係る三角波形と、カウンタ２に係る三角波形とは、相似の関係にあり、かつ、その頂点に係る時間が同じに設定されている。カウンタ２に係る三角波形のサイズは、カウンタ１に係る三角波形と比べて、わずかに大きく設定されている。このサイズの違いが、デッドタイム期間ＤＴをつくりだす。
【００３７】
例えば、カウンタ２のカウントアップ（三角波形の上昇過程）中に、現在のカウント値が比較値１と一致した場合、その一致したタイミングを、第１の下アームＬＡ１に係るオフ期間の始期として設定する（図４（ａ），（ｃ）参照）。また、カウンタ２のカウントダウン（三角波形の下降過程）中に、現在のカウント値が比較値１と一致した場合、その一致したタイミングを、第１の下アームＬＡ１に係るオフ期間の終期として設定する（図４（ａ），（ｃ）参照）。
第２〜第３の下アームＬＡ２〜ＬＡ３に係るオフ期間の始期および終期も、前記に準じてそれぞれ設定される（図４（ａ），（ｅ），（ｇ）参照）。
【００３８】
ＰＷＭ信号発生回路２５は、前記したように、カウントアップ、カウントダウンを交互に繰り返し連続して行うカウンタ１，２の現在値と、３つの比較値１〜比較値３とを比較しながら、三相ブリッジインバータ回路２１を駆動するためのノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号を発生し、こうして発生したＰＷＭ信号を三相ブリッジインバータ回路２１に供給する。
【００３９】
前記の手順によって生成されたｕ相に関する駆動信号は、図４（ｂ）および図４（ｃ）に示すように、第１の上アームＵＡ１がオンの場合、第１の下アームＬＡ１はオフとなる。また、第１の上アームＵＡ１がオフの場合、第１の下アームＬＡ１はオンとなる。要するに、ｕ相に関する駆動信号は、相補的なＰＷＭ信号となっている。
なお、第１の上アームＵＡ１のオン（オフ）期間と、第１の下アームＬＡ１のオフ（オン）期間との間には、詳しくは後記するが、所定のデッドタイム期間が設けられている。
【００４０】
また、ｖ相に関する駆動信号は、図４（ｄ）および図４（ｅ）に示すように、第２の上アームＵＡ２がオンの場合、第２の下アームＬＡ２はオフとなる。要するに、ｖ相に関する駆動信号は、相補的なＰＷＭ信号となっている。
なお、第２の上アームＵＡ２のオン（オフ）期間と、第２の下アームＬＡ２のオフ（オン）期間との間には、詳しくは後記するが、所定のデッドタイム期間が設けられている。
【００４１】
そして、ｗ相に関する駆動信号は、図４（ｆ）および図４（ｇ）に示すように、第３の上アームＵＡ３がオンの場合、第３の下アームＬＡ３はオフとなる。要するに、ｗ相に関する駆動信号は、相補的なＰＷＭ信号となっている。
なお、第３の上アームＵＡ３のオン（オフ）期間と、第３の下アームＬＡ３のオフ（オン）期間との間には、詳しくは後記するが、所定のデッドタイム期間が設けられている。
【００４２】
第１〜第３の上アームＵＡ１〜ＵＡ３と第１〜第３の下アームＬＡ１〜ＬＡ３とのうち、相互に対となる上下アーム（第１の上アームＵＡ１と第１の下アームＬＡ１、第２の上アームＵＡ２と第２の下アームＬＡ２、第３の上アームＵＡ３と第３の下アームＬＡ３）間のオンの比率によって、三相ブリッジインバータ回路２１の出力電圧特性が決定される。
【００４３】
（第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１の動作）
次に、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１の動作について、比較例に係る電動機の駆動装置の動作と対比しつつ、図５（ａ）および図５（ｂ）を参照して説明する。図５（ａ）は、比較例に係る電動機の駆動装置の動作説明に供する図、図５（ｂ）は、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１の動作説明に供する図である。
第１実施形態および比較例において、各相（ｕ相・ｖ相・ｗ相）は同様の動作をする。そこで、各相（ｕ相・ｖ相・ｗ相）のうち、ｕ相の動作説明を行うことより、その他の相（ｖ相・ｗ相）の動作説明に代えることとする。
【００４４】
なお、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１と、比較例に係る電動機の駆動装置との相違点は、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１のＰＷＭ信号発生回路２５では、ＰＷＭ信号は、各相（ｕ相・ｖ相・ｗ相）について、第１〜第３の上アームＵＡ１〜ＵＡ３を駆動するためのオン期間および第１〜第３の下アームＬＡ１〜ＬＡ３を駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間ＤＴ（図５（ｂ）参照）を挟んで設定されるのに対し、比較例に係る電動機の駆動装置のＰＷＭ信号発生回路では、ＰＷＭ信号は、第１実施形態のようなデッドタイム期間ＤＴを挟む配慮なしに設定される点である。
三相ブリッジインバータ回路の構成については、第１実施形態および比較例間において共通である。このため、比較例の動作説明において、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１の三相ブリッジインバータ回路２１の各構成要素に付した符号を援用することとする。
【００４５】
まず、比較例に係る電動機の駆動装置の三相ブリッジインバータ回路の動作について説明する。
【００４６】
比較例に係る電動機の駆動装置では、図５（ａ）に示すように、第１の上アームＵＡ１のオン期間および第１の下アームＬＡ１のオフ期間、並びに、第１の上アームＵＡ１のオフ期間および第１の下アームＬＡ１のオン期間が、デッドタイム期間ＤＴを挟む配慮なしに設定されている。
【００４７】
比較例のケースにおいて、第１の上アームＵＡ１がオンし、第１の下アームＬＡ１がオフする状態を想定した場合、電流は、平滑コンデンサＣ１→第１の上アームＵＡ１→第３の接続点Ｎｄ３→電動機２３→第２および第３の下アームＬＡ２，ＬＡ３の経路を流れる。
【００４８】
この状態において、第１の上アームＵＡ１がオフし、第１の下アームＬＡ１がオンすると（図５（ａ）の時間ｔ１，ｔ３参照）、電流は、第１の上アームＵＡ１を流通することができなくなる。この状態の電流は、電動機２３に内蔵された不図示のインダクタンスを流れているため、継続して流れようとする性質がある。このため、第１の上アームＵＡ１がオフすると、平滑コンデンサＣ１からの電流は、第１の下アームＬＡ１へと転じる。第１の下アームＬＡ１は、第２のスイッチング素子Ｓunの内部回路部分と寄生ダイオードＤunの部分とを有する。このため、平滑コンデンサＣ１からの電流は、これらの部分間の流れ易さの程度に応じて分配されて流れる。
【００４９】
次に、第１の上アームＵＡ１がオンし、第１の下アームＬＡ１がオフする状態に再び切り替わると（図５（ａ）の時間ｔ２参照）、平滑コンデンサＣ１から第１の下アームＬＡ１へと流れていた電流は、今度は第１の上アームＵＡ１へと転じる。このとき、電流の変化は瞬時に行われるのではなく、有限の遷移時間を要する。このため、第１の上アームＵＡ１と第１の下アームＬＡ１とは、極短い時間ではあるが、同時にオン状態になる。その結果、第１の上アームＵＡ１と第１の下アームＬＡ１とを貫通する短絡電流が流れる。
【００５０】
一方、第１の下アームＬＡ１における寄生ダイオードＤunの部分では、印加される電圧の向きが順方向から逆方向へと変わる。寄生ダイオードＤunにおいて、順方向電流が流れている状態で逆電圧が印加されると、導通状態から遮断状態へと遷移する間、極短い時間ではあるが逆方向に電流が流れる。これを逆回復電流という。
【００５１】
寄生ダイオードＤunを流れる逆回復電流は、ダイオードの有する性質上やむを得ないものであるが、第１の上アームＵＡ１と第１の下アームＬＡ１とを貫通する短絡電流は、損失を生じるだけのものに過ぎない。そればかりか、この短絡電流の流通によって、第１の上アームＵＡ１または第１の下アームＬＡ１を損傷させるおそれもある。
【００５２】
なお、前記した比較例に係る動作説明では、第１の上アームＵＡ１がオンし、第１の下アームＬＡ１がオフする状態に再び切り替わるケースを例示してしたが、これとは逆に、第１の上アームＵＡ１がオフし、第１の下アームＬＡ１がオンする状態に再び切り替わるケースであっても、前記と同様に、第１の上アームＵＡ１と第１の下アームＬＡ１とを貫通する短絡電流が流れるおそれがある。
【００５３】
この比較例に対し、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１では、図５（ｂ）に示すように、第１の上アームＵＡ１のオン期間および第１の下アームＬＡ１のオフ期間、並びに、第１の上アームＵＡ１のオフ期間および第１の下アームＬＡ１のオン期間が、相互に重ならないようにデッドタイム期間ＤＴを挟んで設定されている。
【００５４】
要するに、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１において三相ブリッジインバータ回路２１を駆動するＰＷＭ信号は、前記した通り、ノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号である。このようなノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号を用いて三相ブリッジインバータ回路２１を駆動することにより、比較例のような第１の上アームＵＡ１と第１の下アームＬＡ１とを貫通する短絡電流が流れる事態を未然に防止することができる。
【００５５】
すなわち、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１において、第１の上アームＵＡ１がオンし、第１の下アームＬＡ１がオフする状態を想定した場合、電流は、平滑コンデンサＣ１→第１の上アームＵＡ１→第３の接続点Ｎｄ３→電動機２３→第２および第３の下アームＬＡ２，ＬＡ３の経路を流れる。この動作は、比較例と同じである。
【００５６】
この状態において、第１の上アームＵＡ１をオフする（図５（ｂ）の時間ｔ１１，ｔ１５参照）。第１実施形態では、ノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号を用いて三相ブリッジインバータ回路２１を駆動しているため、第１の下アームＬＡ１では所定のデッドタイム期間ＤＴだけオフ状態が続く。この動作は、比較例と異なる。
【００５７】
第１の上アームＵＡ１を流通することができなくなった電流は、電動機２３に内蔵されたインダクタンスを流れているため、継続して流れようとする性質がある。このため、第１の上アームＵＡ１がオフすると、平滑コンデンサＣ１からの電流は、第１の下アームＬＡ１へと転じる。デッドタイム期間ＤＴでは、平滑コンデンサＣ１からの電流は、第１の下アームＬＡ１における寄生ダイオードＤunの部分を流れる。
【００５８】
デッドタイム期間ＤＴが過ぎると（図５（ｂ）の時間ｔ１２参照）、第１の下アームＬＡ１がオンする。これにより、平滑コンデンサＣ１からの電流は、第２のスイッチング素子Ｓunの内部回路部分と寄生ダイオードＤunの部分との間の流れ易さの程度に応じて分配されて流れる。一般に、第２のスイッチング素子Ｓunの内部回路部分の抵抗値は、寄生ダイオードＤunの順方向抵抗値と比べて格段に小さい。
【００５９】
したがって、平滑コンデンサＣ１からの電流は、そのほとんどが第２のスイッチング素子Ｓunの内部回路部分へと流れる。これにより、平滑コンデンサＣ１からの電流のすべてが寄生ダイオードＤunの部分を流れる場合と比べて、電圧降下による損失を低減することができる。この損失低減効果を、同期整流効果と呼ぶ。この動作は、比較例と同じである。
【００６０】
次に、第１の上アームＵＡ１がオンし、第１の下アームＬＡ１がオフする状態に再び切り替わる動作について説明する。第１実施形態では、ノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号を用いて三相ブリッジインバータ回路２１を駆動しているため、第１の上アームＵＡ１がオンするタイミング（図５（ｂ）の時間ｔ１４参照）に先立って、第１の下アームＬＡ１がデッドタイム期間ＤＴだけ先にオフしている（図５（ｂ）の時間ｔ１３参照）。
【００６１】
第１の下アームＬＡ１がオフしているので、平滑コンデンサＣ１からの電流は、第２のスイッチング素子Ｓunの内部回路部分から寄生ダイオードＤunの部分へと転流する。この状態において、第１の上アームＵＡ１がオンする（図５（ｂ）の時間ｔ１４参照）。このため、第１の下アームＬＡ１のうち寄生ダイオードＤunの部分に逆回復電流が流れ、寄生ダイオードＤunは、導通状態から遮断状態へと遷移する。
【００６２】
したがって、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１によれば、比較例のような第１の上アームＵＡ１と第１の下アームＬＡ１とを貫通する短絡電流が流れる事態を未然に防止することができる。また、短絡電流の流通による損失を生じることもない。
【００６３】
また、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１において、電動機２３は、空気調和機の冷凍サイクルに設けられる圧縮機を駆動するものとされる。
従って、短絡電流の流通による損失が抑制された、省エネルギー効果の優れた空気調和機を提供することができる。
【００６４】
［第２実施形態］
（第２実施形態に係る電動機の駆動装置３１の全体構成）
次に、第２実施形態に係る電動機の駆動装置３１の全体構成について、図６を参照して説明する。図６は、本発明の第２実施形態に係る電動機の駆動装置３１の全体構成図である。
なお、第１実施形態に係る電動機の駆動装置１１と、第２実施形態に係る電動機の駆動装置３１とは、ほとんどの構成要素が共通している。このため、その機能が共通する部材間には原則として共通の符号を付し、その重複した説明を省略して、両者の相違点に注目して説明を進める。
【００６５】
第１実施形態と第２実施形態との相違点は大きく２つある。
一つめの相違点は、“整流回路”の内部構成である。すなわち、第１実施形態に係る“全波整流回路１７”では、図１に示すように、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を有し、これら第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する構成を採用している。
【００６６】
これに対し、第２実施形態に係る“同期整流回路３３”では、図６に示すように、相互にブリッジ接続された第１１〜第１４のスイッチング素子Ｓp1，Ｓn1，Ｓp2，Ｓn2を有し、これら第１１〜第１４のスイッチング素子Ｓp1，Ｓn1，Ｓp2，Ｓn2を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する構成を採用している。
なお、第１１〜第１４のスイッチング素子Ｓp1，Ｓn1，Ｓp2，Ｓn2のそれぞれには、第１１〜第１４の寄生ダイオードＤp1，Ｄn1，Ｄp2，Ｄn2が逆並列接続されている。
【００６７】
二つめの相違点は、“同期整流回路３３”を採用したことに伴って、図６に示すように、“同期整流信号発生回路３５”を追加した点である。
【００６８】
同期整流信号発生回路３５は、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４の動作と同様の動作を実現するように、第１１〜第１４のスイッチング素子Ｓp1，Ｓn1，Ｓp2，Ｓn2のそれぞれに駆動信号を供給する機能を有する。
【００６９】
ここで、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４の動作と同様の動作を実現するためには、交流電源１３の電圧極性に応じて、第１１〜第１４のスイッチング素子Ｓp1，Ｓn1，Ｓp2，Ｓn2のうち、たすきがけ状にオンすべきスイッチング素子の組が２通りある。すなわち、第１１のスイッチング素子Ｓp1および第１４のスイッチング素子Ｓn2の組と、第１２のスイッチング素子Ｓn1および第１３のスイッチング素子Ｓp2の組とがそれである。
【００７０】
同期整流信号発生回路３５は、前記した組のスイッチング素子を、交流電源１３の電圧極性に応じて交互にオンさせる同期整流動作を行うことにより、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４の動作と同様の全波整流動作を、導通損失による損失低減を図りながら実現することができる。その結果、交流電源１３の交流電力は、直流電力に整流される。
【００７１】
第２実施形態に係る電動機の駆動装置３１によれば、電源電流波形の正弦波近似、力率改善、および、平滑コンデンサＣ１の両端に発生する駆動電圧Ｅｄの昇圧動作を行うことができる。
【００７２】
なお、同期整流信号発生回路３５において、前記した全波整流動作を行わない場合は、第１１〜第１４の寄生ダイオードＤp1，Ｄn1，Ｄp2，Ｄn2の存在により、通常のブリッジ整流回路が構成される。
【００７３】
また、同期整流信号発生回路３５の構成として、交流電源１３を、リアクタ１５を介して短絡させるように、例えば、第１２のスイッチング素子Ｓn1をオンしリアクタ１５に短絡電流を流してエネルギーを蓄積させ、次いで第１２のスイッチング素子Ｓn1をオフさせることにより、第１１のスイッチング素子Ｓp1を通して平滑コンデンサＣ１にエネルギーを開放させる動作を行わせる構成を採用してもよい。
【００７４】
このとき、同期整流信号発生回路３５は、第１１のスイッチング素子Ｓp1に駆動信号を与えてオンさせると、リアクタ１５からの電流は、第１１のスイッチング素子Ｓp1における寄生ダイオードＤp1の部分ではなく、主としてその内部回路部分を流れる。これにより、同期整流（損失低減）効果が得られる。
【００７５】
また、第１１〜第１４のスイッチング素子Ｓp1，Ｓn1，Ｓp2，Ｓn2の駆動信号として、第１実施形態に係るノンオーバーラップの関係にあるＰＷＭ信号を採用することにより、第１実施形態と同様に、相互に直列接続されたスイッチング素子（第１１〜第１４のスイッチング素子Ｓp1，Ｓn1，Ｓp2，Ｓn2）間を貫通する短絡電流を防止すると共に、短絡電流の流通に起因する損失を除くことができる。
【００７６】
［その他の実施形態］
以上説明した複数の実施形態は、本発明の具現化例を示したものである。従って、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。
【００７７】
例えば、第１および第２実施形態において、交流電源として単相のものを例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。本発明は、交流電源として三相のものを用いてもよい。この場合において、全波整流回路１７のダイオードの数および配列構成、並びに、同期整流回路３３のスイッチング素子の数および配列構成を、交流電源の三相化に併せて適宜改変すればよい。
【符号の説明】
【００７８】
１１    第１実施形態に係る電動機の駆動装置
１３    交流電源
１５    リアクタ
１７    全波整流回路（整流回路）
１９    平滑回路
２１    三相ブリッジインバータ回路（三相インバータ回路）
２３    電動機
２５    ＰＷＭ信号発生回路
２７    比較値生成部
３１    第２実施形態に係る電動機の駆動装置
３３    同期整流回路
３５    同期整流信号発生回路
Ｃ１    平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４    第１〜第４の整流ダイオード
Ｄup    第１の寄生ダイオード
Ｄun    第２の寄生ダイオード
Ｄvp    第３の寄生ダイオード
Ｄvn    第４の寄生ダイオード
Ｄwp    第５の寄生ダイオード
Ｄwn    第６の寄生ダイオード
ＤＴ    デッドタイム期間
Ｅｄ    駆動電圧
Ｓup（ＵＡ１）    第１のスイッチング素子（第１の上アーム）
Ｓun（ＬＡ１）    第２のスイッチング素子（第１の下アーム）
Ｓvp（ＵＡ２）    第３のスイッチング素子（第２の上アーム）
Ｓvn（ＬＡ２）    第４のスイッチング素子（第２の下アーム）
Ｓwp（ＵＡ３）    第５のスイッチング素子（第３の上アーム）
Ｓwn（ＬＡ３）    第６のスイッチング素子（第３の下アーム）
Ｓp1，Ｓn1，Ｓp2，Ｓn2    第１１〜第１４のスイッチング素子
Ｄp1，Ｄn1，Ｄp2，Ｄn2    第１１〜第１４の寄生ダイオード
【図１】
2013062937.tif 000003
【図２】
2013062937.tif 000004
【図３】
2013062937.tif 000005
【図４】
2013062937.tif 000006
【図５】
2013062937.tif 000007
【図６】
2013062937.tif 000008