(57)【要約】      （修正有）【課題】電流センサの検出値等を補正可能な機会が制約されることを回避できる回転機の制御装置を提供する。【解決手段】モータジェネレータの電気角速度ωが第２の角速度ωＢよりも高いと判断された場合、電流絶対値の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥に基づき誤差補正係数Ｋｔ￥を算出する。一方、電気角速度ωが０よりも高くてかつ第１の角速度ωＡ未満であると判断された場合、電圧絶対値の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥に基づき誤差補正係数Ｋｔ￥を算出する。そして、こうして算出された誤差補正係数Ｋｔ￥をＵ相電流算出値やＶ，Ｗ相電流検出値に乗算することで、Ｕ相電流算出値等を補正する。【選択図】図５
2013219988.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ（ＩＮＶ）に電気的に接続された多相回転機（１０）と、該回転機に流れる相電流を検出する電流検出手段（１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ）とを備える回転機の制御システムに適用され、
前記電流検出手段の検出値を補正する補正手段（２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，５４ｕ，５４ｖ，５４ｗ，５６ｕ，５６ｖ，５６ｗ）と、
前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記回転機の各相に印加する指令電圧（Ｖ￥＊；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する指令電圧算出手段と、
前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記インバータを操作する操作手段（３６）とを備え、
前記電流検出手段の検出値及び前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧のうち少なくとも一方を補正用パラメータと定義し、
前記補正手段は、前記補正用パラメータの振幅相当量（Δｉθ￥，ΔＶθ￥）又は該補正用パラメータの振幅（ａｍｐ）について、前記回転機の相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正することを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記補正用パラメータの符号を統一する統一手段と、
前記符号が統一された前記補正用パラメータについて、前記回転機の電気角（θ）を変数とした過去の複数の値の積分値又は移動平均値を前記振幅相当量として算出する加算値算出手段とを更に備え、
前記補正手段は、前記回転機の相同士の前記積分値又は前記移動平均値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記加算値算出手段は、前記電気角の半周期を整数倍した期間に渡る前記積分値又は前記移動平均値を算出することを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記加算値算出手段は、前記電気角の１周期をＮ倍（Ｎは２以上の整数）した期間に渡る前記積分値又は前記移動平均値を算出することを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記補正手段は、
前記相同士の前記積分値又は前記移動平均値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値の補正値を算出する補正値算出手段を備え、
該補正値算出手段によって算出された前記補正値に基づき前記電流検出手段の検出値を補正し、
前記回転機の過渡運転時であるか否かを判断する判断手段と、
前記判断手段によって前記過渡運転時であると判断された場合、前記補正値算出手段によって算出された前回の前記補正値を保持する保持手段とを更に備え、
前記補正手段は、前記判断手段によって前記過渡運転時と判断される期間において、前記保持手段によって保持された前記補正値に基づき前記電流検出手段の検出値を補正することを特徴とする請求項２〜４のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記統一手段は、前記補正用パラメータの絶対値（｜ｉ￥｜，｜Ｖ￥｜；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）又は該補正用パラメータの２乗値を算出することで該補正用パラメータの符号を統一することを特徴とする請求項２〜５のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記補正手段は、
前記相同士の値の比較に基づき前記電流検出手段の検出値の補正係数（Ｋｔ￥；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する補正値算出手段を備え、
該補正値算出手段によって算出された前記補正係数を前記電流検出手段の検出値に乗算することで該検出値を補正することを特徴とする請求項１〜６のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記補正値算出手段は、前記振幅相当量又は前記振幅について、前記回転機の相のうち基準となる相の値と残余の相の値との比率に基づき、前記補正係数を算出することを特徴とする請求項７記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
前記補正手段は、前記回転機の電気角速度（ω）が所定の高角速度領域であると判断されることに基づき前記補正用パラメータとして前記電流検出手段の検出値を選択し、前記電気角速度が所定の低角速度領域であると判断されることに基づき前記補正用パラメータとして前記指令電圧を選択する選択手段を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記制御システムには、前記回転機の電気角（θ）を検出する角度検出手段（１６）が更に備えられ、
前記指令電圧算出手段は、
前記角度検出手段の検出値に基づき、前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値を回転座標系の電流に変換する電流変換手段（２８）と、
前記回転座標系の電流に基づき、該回転座標系の指令電圧を算出する手段（３２）と、
前記角度検出手段の検出値に基づき、前記回転座標系の指令電圧を固定座標系の指令電圧に変換する手段（３４）とを備え、
前記補正用パラメータとしての前記指令電圧は、前記固定座標系の指令電圧であり、
前記操作手段は、前記回転機の各相の印加電圧を前記固定座標系の指令電圧とすべく前記インバータを操作することを特徴とする請求項１〜９のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１１】
前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記インバータの操作状態を仮設定した場合に前記回転機に流れる電流を予測する予測手段（５０）と、
前記予測手段によって予測された電流に基づき、該予測される電流に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記インバータの操作状態として決定する決定手段（５２）とを更に備え、
前記操作手段は、前記決定手段によって決定された前記操作状態となるように前記インバータを操作し、
前記指令電圧算出手段は、前記決定手段によって決定された前記操作状態に基づき前記指令電圧を算出することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１２】
前記制御システムには、前記回転機の電気角（θ）を検出する角度検出手段（１６）が更に備えられ、
前記指令電圧算出手段は、
前記角度検出手段の検出値に基づき、前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値を回転座標系の電流に変換する電流変換手段（２８）と、
前記回転座標系の電流に基づき、該回転座標系の指令電圧を算出する手段（３２）と、
前記角度検出手段の検出値に基づき、前記回転座標系の指令電圧を固定座標系の指令電圧に変換する手段（３４）とを備え、
前記操作手段は、前記各相の印加電圧を前記固定座標系の指令電圧とすべく前記インバータを操作し、
前記補正手段は、前記固定座標系の指令電圧の振幅相当量又は該指令電圧の振幅について、前記相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正する第１の補正手段（４２ａ）を備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項１３】
前記補正手段は、前記電流検出手段の検出値の振幅相当量又は該検出値の振幅について、前記相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正する第２の補正手段（４２ｂ）を備え、
前記第１の補正手段による補正を前記第２の補正手段による補正よりも優先させる優先手段を更に備えることを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。
【請求項１４】
前記優先手段は、前記第１の補正手段による補正が行われることで各相の前記指令電圧の振幅同士のずれが所定値未満となることに基づき、前記第２の補正手段による補正を開始させることを特徴とする請求項１３記載の回転機の制御装置。
【請求項１５】
前記第１の補正手段は、
前記固定座標系の指令電圧の振幅相当量又は該指令電圧の振幅について、前記相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値の補正値（ＫＶ￥；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する第１の補正値算出手段と、
前記第１の補正値算出手段によって算出された前記補正値をその目標値（ＫＶｔｇｔ）にフィードバック制御する第１のフィードバック制御手段とを備え、
該第１のフィードバック制御手段によってフィードバック制御された前記補正値に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正し、
前記第２の補正手段は、
前記電流検出手段の検出値の振幅相当量又は該検出値の振幅について、前記相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値の補正値（ＫＡ￥）を算出する第２の補正値算出手段と、
前記第２の補正値算出手段によって算出された前記補正値をその目標値（ＫＡｔｇｔ）にフィードバック制御する第２のフィードバック制御手段とを備え、
該第２のフィードバック制御手段によってフィードバック制御された前記補正値に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正し、
前記優先手段は、前記第１のフィードバック制御手段よるフィードバック制御の時定数を前記第２のフィードバック制御手段によるフィードバック制御の時定数よりも小さく設定することを特徴とする請求項１３記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータに電気的に接続された多相回転機と、該回転機に流れる相電流を検出する電流検出手段とを備える回転機の制御システムに適用される回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータに電気的に接続された多相回転機と、回転機に流れる相電流を検出する電流検出器とを備える回転機の制御システムにおいて、電流検出器の検出値に基づき回転機を制御する技術が知られている。電流検出器には、カレントトランスや高精度抵抗器といった電流から電圧への変換デバイス、電圧を増幅するオペアンプ、ＡＤ変換器といったアナログ回路が含まれている。アナログ回路においては、その温度特性や過度特性によって実際の電流値と電流検出器の検出値との乖離が大きくなる誤差（以下、ゲイン誤差）が生じる現象も知られている。ゲイン誤差が含まれた電流検出値に基づき回転機を制御すると、上記ゲイン誤差に起因した回転機のトルク変動が生じるおそれがある。
【０００３】
こうした問題に対処すべく、下記特許文献１に見られるように、ゲイン誤差を含む電流検出値を補正する技術も提案されている。この技術について説明すると、まず、３相回転機のＵ，Ｖ，Ｗ相のうち、例えば、Ｖ相の電流が０となるタイミングと、Ｗ相の電流が０となるタイミングとのそれぞれにおけるＵ，Ｖ，Ｗ相の電流を検出し、これらタイミングにおける電流検出値に基づき上記検出値の補正係数を算出する。そして、算出された補正係数によって電流検出値を補正する。こうして補正された電流検出値に基づき回転機を制御することで、トルク変動の抑制を図ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４７０８４４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、上記特許文献１に記載された技術によれば、トルク変動を抑制可能な補正係数を算出することはできるものの、回転機の運転状態を上記補正係数を算出するのに適した運転状態とすることが要求される。すなわち、電流検出値の補正可能な機会が制約される。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電流検出値を補正可能な機会が制約されることを回避できる回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、インバータ（ＩＮＶ）に電気的に接続された多相回転機（１０）と、該回転機に流れる相電流を検出する電流検出手段（１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ）とを備える回転機の制御システムに適用され、前記電流検出手段の検出値を補正する補正手段（２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，５４ｕ，５４ｖ，５４ｗ，５６ｕ，５６ｖ，５６ｗ）と、前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記回転機の各相に印加する指令電圧（Ｖ￥＊；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する指令電圧算出手段と、前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記インバータを操作する操作手段（３６）とを備え、前記電流検出手段の検出値及び前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧のうち少なくとも一方を補正用パラメータと定義し、前記補正手段は、前記補正用パラメータの振幅相当量（Δｉθ￥，ΔＶθ￥）又は該補正用パラメータの振幅（ａｍｐ）について、前記回転機の相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正することを特徴とする。
【０００８】
電流検出手段の検出値にゲイン誤差が含まれると、上記検出値の振幅が実際の相電流の振幅からずれる。このため、ゲイン誤差が含まれた上記検出値に基づき算出される指令電圧の振幅も、ゲイン誤差が含まれない場合の指令電圧の振幅からずれることとなる。そして、上記検出値や指令電圧の振幅のずれは、ゲイン誤差が大きくなるほど大きくなる傾向にある。こうした点に着目すると、電流検出手段の検出値及び指令電圧のうち少なくとも一方である補正用パラメータの振幅又は振幅相当量は、ゲイン誤差を定量化するためのパラメータとなる。
【０００９】
ここで、上記発明では、上記補正手段によって電流検出手段の検出値を補正することができる。さらに、上記補正手段によって行われる上記振幅相当量又は振幅についての相同士の比較は、例えば、回転機の通常の制御時に行うことができる。このため、上記発明では、上記検出値を補正可能な機会が制約されることを回避できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】ゲイン誤差を示す図。
【図３】同実施形態にかかる電流処理部の処理の手順を示す流れ図。
【図４】同実施形態にかかる電圧処理部の処理の手順を示す流れ図。
【図５】同実施形態にかかる補正係数算出部の処理の手順を示す流れ図。
【図６】同実施形態にかかるゲイン誤差補正の概要を示す図。
【図７】同実施形態にかかるゲイン誤差補正の概要を示す図。
【図８】同実施形態にかかる誤差補正処理の効果を示す図。
【図９】第２の実施形態にかかるゲイン誤差補正の概要を示す図。
【図１０】同実施形態にかかるゲイン誤差補正の概要を示す図。
【図１１】第３の実施形態にかかる電流処理部の処理の手順を示す流れ図。
【図１２】同実施形態にかかる電圧処理部の処理の手順を示す流れ図。
【図１３】第４の実施形態にかかる誤差補正処理の手順を示す流れ図。
【図１４】第５の実施形態にかかる積分手法の概要を示す図。
【図１５】第７の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１６】インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。
【図１７】第７の実施形態にかかる電圧処理部の処理の手順を示す流れ図。
【図１８】同実施形態にかかる印加電圧の算出に用いるマップを示す図。
【図１９】第８の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２０】同実施形態にかかる角度誤差を示す図。
【図２１】同実施形態にかかる誤差補正処理の手順を示す流れ図。
【図２２】第９の実施形態にかかる補正係数算出部を示す図。
【図２３】同実施形態にかかる誤差補正処理の手順を示す流れ図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として回転機が備えられる車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。
【００１３】
車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータであり、より詳しくは、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。
【００１４】
モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２及びコンデンサ１４に接続されている。高電圧バッテリ１２は、端子電圧が例えば百Ｖ以上となる直流電源である。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点は、モータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。なお、本実施形態では、これらスイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いている。また、これらスイッチング素子Ｓ￥＃にはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。さらに、モータジェネレータ１０が備えるＵ，Ｖ，Ｗ相コイルは、それぞれの一端同士が中性点で接続されることによりY結線されている。
【００１５】
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず、モータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角度センサ１６（例えばレゾルバ）を備えている。また、モータジェネレータ１０のＶ相，Ｗ相のそれぞれを流れるＶ相電流，Ｗ相電流を検出する電流センサ１８ｖ，１８ｗを備えている。ここで、電流センサ１８ｖ，１８ｗとしては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを採用することができる。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ２０を備えている。
【００１６】
上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２２に取り込まれる。制御装置２２では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶが備えるスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する操作信号ｇ￥＃を生成して出力する。
【００１７】
上記制御装置２２は、モータジェネレータ１０の出力トルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０に流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０の出力トルクが最終的な制御量となるものであるが、出力トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０に流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０に流れる電流を指令電流に制御すべく電流ベクトル制御を行う。以下、制御装置２２が行う処理のうち電流ベクトル制御に関する処理について説明する。
【００１８】
Ｕ相電流算出部２４は、キルヒホッフの法則に基づき、電流センサ１８ｖ，１８ｗによって検出されたＶ相電流，Ｗ相電流（以下、Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗ）からＵ相電流を算出する。以下、こうして算出されたＵ相電流ｉｕを、Ｕ相電流算出値ｉｕと称すこととする。
【００１９】
誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗは、Ｕ相の誤差補正係数Ｋｔｕ，Ｖ相の誤差補正係数Ｋｔｖ，Ｗ相の誤差補正係数Ｋｔｗを、Ｕ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗに乗算することで、Ｕ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗを補正する。なお、電流検出値等の補正については、後に詳述する。
【００２０】
２相変換部２８は、回転角度センサ１６による電気角θの検出値に基づき、補正されたＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗを回転座標系の電流であるｄ軸電流ｉｄｒと、ｑ軸電流ｉｑｒとに変換する。
【００２１】
指令電流算出部３０は、要求トルクＴｒに基づき、回転座標系の電流の指令値であるｄ軸指令電流ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流ｉｑ＊とを算出する。
【００２２】
指令電圧算出部３２は、ｄ軸電流ｉｄｒ，ｑ軸電流ｉｑｒをｄ軸指令電流ｉｄ＊，ｑ軸指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｄ，ｑ軸上の指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出する。具体的には、ｄ軸電流ｉｄｒ及びｄ軸指令電流ｉｄ＊の偏差Δｉｄに基づく比例積分制御によってｄ軸上の指令電圧Ｖｄ＊を算出してかつ、ｑ軸電流ｉｑｒ及びｑ軸指令電流ｉｑ＊の偏差Δｉｑに基づく比例積分制御によってｑ軸上の指令電圧Ｖｑ＊を算出する。
【００２３】
３相変換部３４は、電気角θに基づき、ｄ，ｑ軸上の指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータジェネレータ１０の固定座標系における３相の指令電圧Ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に変換する。これら指令電圧Ｖ￥＊は、ｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量となる。
【００２４】
操作部３６は、インバータＩＮＶの３相の出力電圧を指令電圧Ｖ￥＊を模擬した電圧とするための上記操作信号ｇ￥＃を生成する。本実施形態では、電圧センサ２０によって検出されるインバータＩＮＶの入力電圧ＶＤＣにて指令電圧Ｖ￥＊を規格化したものと、三角波形状のキャリアとの大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ制御により操作信号ｇ￥＃を生成する。操作部３６は、生成された操作信号ｇ￥＃を図示しないインターフェースを介してインバータＩＮＶに出力する。これにより、モータジェネレータ１０のＵ，Ｖ、Ｗ相のそれぞれには、モータジェネレータ１０の電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電圧が印加され、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の相電流が流れることとなる。
【００２５】
次に、本実施形態にかかる誤差補正処理について説明する。
【００２６】
この処理は、Ｖ相電流検出値ｉｖやＷ相電流検出値ｉｗに含まれるゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動を抑制するための処理である。ここで、ゲイン誤差とは、図２に示すように、モータジェネレータ１０を流れる相電流（Ｖ相電流、Ｗ相電流）について、実際の値が大きくなるほど、実際の値とＶ相電流検出値ｉｖ、Ｗ相電流検出値ｉｗとの乖離が大きくなる誤差のことをいう。すなわち、モータジェネレータ１０に正弦波状の相電流が流れる状況におけるゲイン誤差は、０Ａを中心とした交流成分の誤差となる。そして、上記ゲイン誤差が電流検出値に含まれると、指令電圧Ｖ￥＊には０Ｖを中心とした交流成分の誤差が含まれることとなる。以下、ゲイン誤差の生じるメカニズム、ゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動が生じるメカニズム、及び上記誤差補正処理の順に詳しく説明する。
【００２７】
まず、ゲイン誤差の生じるメカニズムについて説明する。
【００２８】
モータジェネレータ１０に流れる相電流の検出は通常、電流センサ１８ｖ，１８ｗによる電流から電圧への変換と、図示しないオペアンプ等による電圧の増幅と、増幅された電圧の図示しないＡ／Ｄコンバータによる離散化及び量子化とを介して行われる。上記電圧への変換や電圧の増幅等により、ゲイン誤差が生じる。
【００２９】
続いて、ゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動が生じるメカニズムについて説明する。
【００３０】
２相変換部２８において、ゲイン誤差が含まれたＶ相電流検出値ｉｖやＷ相電流検出値ｉｗをｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに変換すると、ｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒにモータジェネレータ１０の電気角速度の２倍の角速度を有する変動成分（以下、電流２次変動）が含まれることとなる。そして、電流２次変動が含まれるｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに基づく指令電圧Ｖ￥＊によってスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作すると、モータジェネレータ１０の出力トルクにモータジェネレータ１０の電気角速度の２倍の角速度を有する変動成分（以下、トルク２次変動）が含まれることとなる。すなわち、ゲイン誤差に起因したトルク変動が生じる。
【００３１】
特に、本実施形態では、Ｕ相電流算出値ｉｕをＶ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗに基づき算出していることから、これら検出値のうち少なくとも１つにゲイン誤差が含まれると、Ｕ相電流算出値ｉｕが実際のＵ相電流からずれることがある。この場合、ゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動が顕著となるおそれがある。
【００３２】
こうした問題に対処すべく、上記誤差補正処理を行う。本実施形態では、誤差補正処理を行うべく、制御装置２２に電流処理部３８、電圧処理部４０及び補正係数算出部４２を備えている。以下、図３〜図７を用いて、この処理について説明する。なお、電流処理部３８及び電圧処理部４０には、記憶手段としてのメモリが備えられている。
【００３３】
図３は、誤差補正処理のうち電流処理部３８によって実行される処理の手順を示す図である。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。
【００３４】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗを取得し、これらそれぞれの絶対値であるＵ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する。なお、絶対値の具体的な算出手法としては、例えば、取得されるデータを格納した符号付き変数に対し、最上位の符号ｂｉｔを「１」から「０」に変更することで絶対値を算出する手法を採用すればよい。
【００３５】
続くステップＳ１２では、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗのそれぞれの積分値Δｉ￥を算出する。これは、制御周期Ｔｃと今回の上記電流絶対値｜ｉ￥｜との乗算値を前回の積分値Δｉ￥に加算することで行われる。
【００３６】
続くステップＳ１４では、積分値Δｉ￥の積分区間が１電気角周期となったか否かを判断する。そして、１電気角周期となったと判断された場合、ステップＳ１６に進み、上記積分値Δｉ￥を１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥として保持する。
【００３７】
なお、上記ステップＳ１４において否定判断された場合や、ステップＳ１６の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００３８】
次に、図４を用いて、誤差補正処理のうち電圧処理部４０によって実行される処理の手順を説明する。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。
【００３９】
この一連の処理では、まずステップＳ１８において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を取得し、これらそれぞれの絶対値であるＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜を算出する。
【００４０】
続くステップＳ２０では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜のそれぞれの積分値ΔＶ￥を算出する。これは、先の図３のステップＳ１２の処理と同様に、制御周期Ｔｃと今回の上記電圧絶対値｜Ｖ￥｜との乗算値を前回の積分値ΔＶ￥に加算することで行われる。
【００４１】
続くステップＳ２２では、積分値ΔＶ￥の積分区間が１電気角周期となったか否かを判断する。そして、１電気角周期となったと判断された場合、ステップＳ２４に進み、上記積分値ΔＶ￥を１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥として保持する。
【００４２】
なお、上記ステップＳ２２において否定判断された場合や、ステップＳ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４３】
続いて、図５を用いて、誤差補正処理のうち補正係数算出部４２によって実行される処理の手順を説明する。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。
【００４４】
この一連の処理では、まずステップＳ２６において、モータジェネレータ１０の電気角速度ωが０よりも高い第１の角速度ωＡ以上であってかつ、第１の角速度ωＡよりも高い第２の角速度ωＢ以下であるか否かを判断する。ここで、上記電気角速度ωは、先の図１に示すように、制御装置２２が備える速度算出部４４において、回転角度センサ１６によって検出された電気角θの微分演算値として算出されたものを用いている。
【００４５】
なお、本実施形態では、第１の角速度ωＡ及び第２の角速度ωＢを、制御装置２２の応答性に基づき定められる固定値としている。具体的には、第１の角速度ωＡが、指令電圧算出部３２においてｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒに含まれる電流２次変動を打ち消すためのフィードバック制御の応答性を十分に確保可能であると想定される値に設定されており、第２の角速度ωＢが、指令電圧算出部３２においてｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒに含まれる電流２次変動を打ち消すためのフィードバック制御の応答性を十分に確保できなくなると想定される値に設定されている。
【００４６】
ステップＳ２６において否定判断された場合には、ステップＳ２８に進み、電気角速度ωが第２の角速度ωＢよりも高いか否かを判断する。この処理は、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく誤差補正処理を行うか否かを判断するための処理である。
【００４７】
ステップＳ２８において肯定判断された場合には、続くステップＳ３０〜Ｓ３８において電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく誤差補正処理を行う。以下、図６を用いて、誤差補正処理に上記積分値Δｉ￥を用いる理由について説明する。
【００４８】
図６（ａ−１）は、Ｕ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ、Ｗ相電流検出値ｉｗ、実際のＶ相電流ｉｒｖ及び実際のＷ相電流ｉｒｗのそれぞれの１電気角周期に渡る推移を示し、図６（ａ−２）は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜、実際のＶ相電流ｉｒｖの絶対値及び実際のＷ相電流ｉｒｗの絶対値のそれぞれの電気角θを変数とした積分値の推移を示す。なお、図６（ａ−１）に示す例では、実際のＶ相電流ｉｒｖの絶対値よりもＶ相電流検出値ｉｖの絶対値が大きくなるゲイン誤差がＶ相電流検出値ｉｖに含まれており、実際のＷ相電流ｉｒｗの絶対値よりもＷ相電流検出値ｉｗの絶対値が小さくなるゲイン誤差がＷ相電流検出値ｉｗに含まれている。このため、実際のＵ相電流ｉｒｕとＵ相電流算出値ｉｕとは一致している。
【００４９】
図６（ａ−１）に示すように、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗにゲイン誤差が含まれる場合、図６（ａ−２）に示すように、電気角θを変数としたＶ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉｖ｜，｜ｉｗ｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθｖ，Δｉθｗは、Ｕ相の電流絶対値｜ｉｕ｜（実際のＵ相電流ｉｒｕの絶対値）の１電気角周期に渡る積分値Δｉθｕからずれることとなる。詳しくは、Ｕ相の電流絶対値｜ｉｕ｜の積分値Δｉθｕと比較して、Ｖ相の電流絶対値｜ｉｖ｜の積分値Δｉθｖが大きくなっており、また、Ｗ相の電流絶対値｜ｉｗ｜の積分値Δｉθｗが小さくなっている。こうした結果から、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥は、ゲイン誤差を定量化するためのパラメータとなる。このため、上記積分値Δｉθ￥を誤差補正処理に用いている。
【００５０】
なお、図６（ｂ−１）に、指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のそれぞれの１電気角周期に渡る推移を示し、図６（ｂ−２）に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ＊｜のそれぞれの電気角θを変数とした積分値の推移を示した。
【００５１】
図６（ｂ−２）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥同士の差が非常に小さく、これら積分値ΔＶθ￥によってゲイン誤差を定量化できない。これは、以下の理由による。
【００５２】
先の図５のステップＳ２８において肯定判断される状況は、指令電圧算出部３２においてｄ軸電流ｉｄｒ，ｄ軸電流ｉｄｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための応答性が十分でない状況である。こうした状況下においては、ゲイン誤差に起因してｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに含まれる電流２次変動を打ち消すようなｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出することができない。すなわち、これら指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づく３相の指令電圧Ｖ￥＊と、モータジェネレータ１０の出力トルクを要求トルクＴｒとするための理想的な指令電圧とのずれが小さくなる傾向にある。理想的な指令電圧の絶対値の１電気角周期に渡る積分値は互いに同一であることから、上記ずれが小さくなると、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥同士の差が小さくなる。このため、ステップＳ２８において肯定判断される状況においては、モータジェネレータ１０の現在の電気角速度における指令電圧算出部３２のフィードバック制御の応答性が低くなり、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥によってゲイン誤差を定量化できない。
【００５３】
これに対し、ステップＳ２８において肯定判断される状況において、実際のＵ，Ｖ，Ｗ相電流ｉｒｕ，ｉｒｖ，ｉｒｗと上記理想的な指令電圧が印加される場合のＵ，Ｖ，Ｗ相電流とのずれが小さくなるものの、ゲイン誤差によってＶ，Ｗ相電流検出値ｉｕ，ｉｖが上記理想的な指令電圧が印加される場合の実際のＶ，Ｗ相電流ｉｒｖ，ｉｒｗからずれる。このため、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥によってゲイン誤差を定量化できる。したがって、上述したように、誤差補正処理に用いるパラメータとして上記積分値Δｉθ￥を選択した。
【００５４】
先の図５に戻り、ステップＳ３０では、第１のスイッチＳＷ１をオフ操作してかつ、第２のスイッチＳＷ２をオン操作する。そして、ステップＳ３２では、電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥を電流処理部３８から取得する。
【００５５】
続くステップＳ３４では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値ｉθ￥のうち中間値を電流基準値として選択する。そして、ステップＳ３６では、電流基準値をＵ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥で除算することで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第２の補正係数ＫＡ￥を算出する。すなわち、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥の相同士の比較に基づき、第２の補正係数ＫＡ￥を算出する。
【００５６】
続くステップＳ３８では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の誤差補正係数Ｋｔ￥をＵ，Ｖ，Ｗ相の第２の補正係数ＫＡ￥によって更新し、更新された誤差補正係数Ｋｔ￥を誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗに出力する。これにより、誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗにおいて、Ｕ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗが補正される。すなわち、各相の積分値Δｉθ￥のうち最大値及び最小値のそれぞれが中間値に近づくようにＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗが補正されることとなる。
【００５７】
一方、上記ステップＳ２８において否定判断された場合には、ステップＳ４０に進み、電気角速度ωが０よりも高くてかつ第１の角速度ωＡ未満であるか否かを判断する。この処理は、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理を行うか否かを判断するための処理である。
【００５８】
ステップＳ４０において肯定判断された場合には、続くステップＳ４２〜Ｓ５０において電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理を行う。以下、図７を用いて、誤差補正処理に上記積分値ΔＶθ￥を用いる理由について説明する。
【００５９】
図７（ｂ−１）は、３相指令電圧Ｖ￥＊のそれぞれの１電気角周期に渡る推移を示し、図７（ｂ−２）は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜のそれぞれの電気角θを変数とした積分値の推移を示す。なお、図７（ｂ−１）及び図７（ｂ−２）に示す例では、先の図６と同様に、実際のＶ相電流ｉｒｖの絶対値よりもＶ相電流検出値ｉｖの絶対値が大きくなるゲイン誤差がＶ相電流検出値ｉｖに含まれ、また、実際のＷ相電流ｉｒｗの絶対値よりもＷ相電流検出値ｉｗの絶対値が小さくなるゲイン誤差がＷ相電流検出値ｉｗに含まれている状況を示している。
【００６０】
先の図５のステップＳ４０において肯定判断される状況は、指令電圧算出部３２においてｄ軸電流ｉｄｒ，ｄ軸電流ｉｄｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための応答性が十分な状況である。こうした状況下においては、ゲイン誤差に起因してｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに含まれる電流２次変動を打ち消すようなｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出することができ、これら指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊には、モータジェネレータ１０の電気角速度の２倍の角速度を有する変動成分が含まれることとなる。このため、図７（ｂ−１）に示すように、これら指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づく３相の指令電圧Ｖ￥＊と、モータジェネレータ１０の出力トルクを要求トルクＴｒとするための理想的な指令電圧とのずれが大きくなる傾向にある。
【００６１】
したがって、図７（ｂ−２）に示すように、電気角θを変数としたＶ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖｖ｜，｜Ｖｗ｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθｖ，ΔＶθｗは、Ｕ相の電圧絶対値｜Ｖｕ｜の積分値ΔＶθｕからずれることとなる。詳しくは、Ｕ相の電圧絶対値｜Ｖｕ｜の積分値ΔＶθｕと比較して、Ｖ相の電圧絶対値｜Ｖｖ｜の積分値ΔＶθｖが大きくなり、また、Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖｗ｜の積分値ΔＶθｗが小さくなる。こうした結果から、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥は、ゲイン誤差を定量化するためのパラメータとなる。このため、上記積分値ΔＶθ￥を誤差補正処理に用いている。
【００６２】
なお、図７（ａ−１）及び図７（ａ―２）に、先の図６（ａ−１）及び図６（ａ−２）に対応する図を示した。
【００６３】
図７（ａ−２）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥同士の差が非常に小さく、これら積分値Δｉθ￥によってゲイン誤差を定量化できない。これは、以下の理由による。
【００６４】
先の図５のステップＳ４０において肯定判断される状況は、指令電圧算出部３２においてｄ軸電流ｉｄｒ，ｄ軸電流ｉｄｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための応答性が十分な状況である。こうした状況下においては、図７（ａ−１）に示すように、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの振幅同士のずれが小さくなる。このため、図７（ａ−２）に示すように、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥同士の差が小さくなり、これら積分値Δｉθ￥によってゲイン誤差を定量化できない。したがって、ステップＳ４０において肯定判断される状況においては、上述したように、誤差補正処理に用いるパラメータとして上記積分値ΔＶθ￥を選択することとした。
【００６５】
先の図５に戻り、ステップＳ４２では、第１のスイッチＳＷ１をオン操作してかつ、第２のスイッチＳＷ２をオフ操作する。そして、ステップＳ４４では、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥を電圧処理部４０から取得する。
【００６６】
続くステップＳ４６では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥のうち中間値を電圧基準値として選択する。続くステップＳ４８では、電圧基準値を上記積分値ΔＶθ￥で除算することで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥を算出する。そして、ステップＳ５０では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の誤差補正係数Ｋｔ￥をＵ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥によって更新し、更新された誤差補正係数Ｋｔ￥を誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗに出力する。すなわち、各相の積分値ΔＶθ￥のうち最大値及び最小値のそれぞれが中間値に近づくようにＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗが補正されることとなる。
【００６７】
一方、上記ステップＳ２６において肯定判断された場合には、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥の双方に基づく誤差補正処理を行う。ここで、双方の積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥を用いるのは、ゲイン誤差を定量化するパラメータとしての寄与が積分値Δｉ￥，ΔＶ￥のそれぞれで同程度となることによる。
【００６８】
詳しくは、ステップＳ５２では、第１のスイッチＳＷ１及び第２のスイッチＳＷ２の双方をオン操作する。
【００６９】
続くステップＳ３２〜Ｓ３６では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づき第２の補正係数ＫＡ￥を算出する。そして、ステップＳ４４〜Ｓ４８では、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づき第１の補正係数ＫＶ￥を算出する。
【００７０】
続くステップＳ５４では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥及び第２の補正係数ＫＡ￥の乗算値によってＵ，Ｖ，Ｗ相の誤差補正係数Ｋｔ￥を更新し、更新された誤差補正係数Ｋｔ￥を誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗに出力する。
【００７１】
なお、上記ステップＳ４０において否定判断された場合や、ステップＳ３８、Ｓ５０、Ｓ５４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００７２】
ちなみに、上記ステップＳ４０において否定判断される状況は、例えば、モータジェネレータ１０の回転速度が「０」となる状況である。
【００７３】
図８に、上記誤差補正処理の効果を示す。
【００７４】
図示されるように、誤差補正処理によれば、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗに含まれるゲイン誤差が解消され、また、ゲイン誤差に起因したＵ相電流算出値ｉｕと実際のＵ相電流ｉｒｕとのずれが解消されている。そして、これにより、モータジェネレータ１０の出力トルクの変動が解消されている。
【００７５】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００７６】
（１）モータジェネレータ１０の電気角速度ωが第２の角速度ωＢよりも高いと判断された場合、電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥に基づき誤差補正係数Ｋｔ￥を算出した。一方、電気角速度ωが０よりも高くてかつ第１の角速度ωＡ未満であると判断された場合、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥に基づき誤差補正係数Ｋｔ￥を算出した。このため、モータジェネレータ１０の運転状態に応じて、ゲイン誤差を適切に定量化できるパラメータを誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いることができる。そして、誤差補正係数Ｋｔ￥をＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗに乗算することで、Ｕ相電流算出値ｉｕ等を適切に補正することができる。
【００７７】
さらに、誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に上記積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥を用いることで、例えば、Ｖ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗや、指令電圧Ｖ￥＊にノイズが混入した場合であっても、ノイズが誤差補正係数Ｋｔ￥に及ぼす影響を極力緩和することもできる。これに対し、上記特許文献１に記載された補正手法では、電流検出値へのノイズの混入が電流検出値の補正に及ぼす影響を緩和することができない。
【００７８】
（２）電気角速度ωが第１の角速度ωＡ以上であってかつ第２の角速度ωＢ以下であると判断された場合、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥の双方に基づき誤差補正係数Ｋｔ￥を算出した。これにより、ゲイン誤差を定量化するパラメータとしての寄与が積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥のそれぞれで同程度となる状況において、誤差補正係数Ｋｔ￥の算出精度を高めることができる。
【００７９】
（３）誤差補正処理に用いる積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥を１電気角周期に渡る積分値とした。こうして算出される積分値によれば、ゲイン誤差を精度よく定量化することができる。
【００８０】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８１】
本実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に代えて、Ｕ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗの２乗値である電流２乗値ｉ￥＾２の１電気角周期に渡る積分値と、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖ￥＊の２乗値である電圧２乗値Ｖ￥＾２の１電気角周期に渡る積分値とを誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いる。この場合であっても、図９及び図１０に示すように、これら積分値によってゲイン誤差を定量化することができる。なお、図９，図１０は、先の図６，図７に対応している。
【００８２】
ちなみに、本実施形態にかかる誤差補正処理は、先の図３〜図５に示した処理に準じた処理によって行うことができる。具体的には、図３のステップＳ１０の処理を、Ｕ相電流算出値ｉｕ、及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの２乗値ｉ￥＾２を算出する処理に置き換え、図４のステップＳ１８の処理を、指令電圧Ｖ￥＊の２乗値Ｖ￥＾２を算出する処理に置き換える。
【００８３】
このように、本実施形態にかかる誤差補正処理によっても、上記第１の実施形態と同様の効果を奏することができる。
【００８４】
また、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗが「１」よりも大きい場合において、電流２乗値ｉ￥＾２は電流絶対値｜ｉ￥｜よりも大きくなる。このため、電流２乗値ｉ￥＾２の積分値は、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値よりも大きくなる。これにより、上記効果に加えて、上記「１」より大きい場合においてゲイン誤差の定量化精度を高めるといった効果を奏することもできる。なお、電圧２乗値Ｖ￥＾２の積分値についても同様である。
【００８５】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８６】
本実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に代えて、Ｕ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗの振幅の指数移動平均値ｉｅｍａ￥及び指令電圧Ｖ￥＊の振幅の指数移動平均値Ｖｅｍａ￥を誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いる。ここで、上記振幅とは、電気角θの半周期中に１つ現れる正又は負のピーク値の絶対値のことである。
【００８７】
図１１に、誤差補正処理のうち電流処理部３８によって実行される処理の手順を示す。
【００８８】
この一連の処理では、ステップＳ５５においてＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの振幅ａｍｐを算出する。ここで、上記振幅ａｍｐは、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗのそれぞれについて、１電気角周期における正のピーク値及び負のピーク値の絶対値を加算した値の「１／２」として算出すればよい。
【００８９】
続くステップＳ５６では、上記ステップＳ５５において算出された各相に対応する振幅ａｍｐを自身の有するメモリに記憶する。
【００９０】
続くステップＳ５７では、メモリに記憶された過去の複数の振幅ａｍｐに基づき、上記指数移動平均値ｉｅｍａ￥を算出する。ここで、指数移動平均値ｉｅｍａ￥の算出に用いる過去の複数の振幅ａｍｐは、例えば、Ｎ電気角周期（Ｎは２以上の整数）における振幅を用いればよい。
【００９１】
なお、ステップＳ５７の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００９２】
図１２に、誤差補正処理のうち電圧処理部４０によって実行される処理の手順を示す。
【００９３】
この一連の処理では、ステップＳ５８において指令電圧Ｖ￥＊の振幅ａｍｐを算出する。ここで、上記振幅ａｍｐは、先の図１１のステップＳ５５の処理と同様の手法で算出すればよい。
【００９４】
続くステップＳ５９では、上記ステップＳ５８において算出された各相に対応する振幅ａｍｐを自身の有するメモリに記憶する。
【００９５】
続くステップＳ６０では、先の図１１のステップＳ５７の処理と同様に、メモリに記憶された過去の複数の振幅ａｍｐに基づき、上記指数移動平均値Ｖｅｍａ￥を算出する。
【００９６】
なお、ステップＳ６０の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００９７】
ちなみに、補正係数算出部４２における処理は、先の図５に示した処理に準じた処理によって行うことができる。具体的には、図５のステップＳ３２の処理を、各相に対応する上記指数移動平均値ｉｅｍａ￥を電流処理部３８から取得する処理に置き換え、ステップＳ３４の処理を、各相に対応する上記指数移動平均値ｉｅｍａ￥のうち中間値を電流基準値として選択する処理に置き換える。ステップＳ４４、Ｓ４６についても同様である。
【００９８】
上述した誤差補正係数Ｋｔ￥の算出手法によれば、直近に記憶されたＵ相電流算出値ｉｕ等の振幅が誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に大きな影響を及ぼすこととなる。このため、例えば、モータジェネレータ１０の運転状態が急変する場合であっても、この急変が誤差補正係数Ｋｔ￥に及ぼす影響を極力抑制することができる。
【００９９】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１００】
本実施形態では、モータジェネレータ１０の過渡運転時において、電流絶対値｜ｉ￥｜及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分を停止して誤差補正係数Ｋｔ＊の算出を停止する。そして、上記過渡運転時において、前回算出された誤差補正係数Ｋｔ＊を用いて、誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗにおいてＵ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗを補正する処理を行う。この処理は、モータジェネレータ１０の過渡運転時におけるＶ相電流検出値ｉｖに基づく積分値Δｉθ￥等によっては、ゲイン誤差の定量化の精度が低下することに鑑みてなされる処理である。
【０１０１】
図１３に、上記処理の手順を示す。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。
【０１０２】
この一連の処理では、まずステップＳ６１において、要求トルクＴｒの変化量ΔＴｒの絶対値が第１の規定量ΔＴｔｈより大きいとの条件、及び電気角速度ωの変化量Δωの絶対値が第２の規定量Δωｔｈよりも大きいとの条件の論理和が真であるか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０の過渡運転時であるか否かを判断するための処理である。
【０１０３】
ステップＳ６１において肯定判断された場合には、ステップＳ６２に進み、電流絶対値｜ｉ￥｜，電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値Δｉ￥，ΔＶ￥の算出を停止する。これにより、モータジェネレータ１０の過渡運転時において、電流処理部３８及び電圧処理部４０から補正係数算出部４２に出力される１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥は、過渡運転に移行する直前の積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥に保持されることとなる。
【０１０４】
なお、上記ステップＳ６１において否定判断された場合や、ステップＳ６２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【０１０５】
このように、本実施形態では、図１３に示した処理を行うことで、ゲイン誤差の定量化精度が低下するモータジェネレータ１０の過渡運転時において誤差補正係数Ｋｔ￥の算出を停止させることができる。そして、過度運転時において、過度運転に移行する直前の誤差補正係数Ｋｔ￥を用いてＵ相電流算出値ｉｕ等の補正を継続させることができる。すなわち、過渡状態時においてゲイン誤差に起因したトルク変動を極力抑制することができる。
【０１０６】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１０７】
本実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分区間ＴｉｎｔをＮ電気角周期（Ｎは２以上の整数）とする。この設定は、積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥に基づくゲイン誤差の定量化精度を高めるためである。
【０１０８】
詳しくは、電流絶対値｜ｉ￥｜を例にして説明すると、ゲイン誤差の定量化精度を高める上では、積分値Δｉθ￥の算出に用いられるＵ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗとして様々な電気角θにおける値を用いることが望ましい。しかしながら、図１４（ａ）に示すように、積分値の算出に用いるＶ相電流算出値ｉｖ等のサンプリング数が不足すると、Ｖ相電流算出値ｉｖ等に対応する電気角θがゲイン誤差の定量化精度を高める上で十分なものとならない。そしてこれにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の積分値ｉθ￥同士で誤差が生じやすい。
【０１０９】
これに対し、図１４（ｂ）に示すように、積分値の積分区間ＴｉｎｔをＮ電気角周期（図中、Ｎ＝４を例示）にすると、積分値の算出に用いるＶ相電流算出値ｉｖ等のサンプリング数を増大させることができる。これにより、サンプリング周期の整数倍が電気角周期とならない限り、サンプリング対象とされるＶ相電流等の電気角θが様々な値となり、積分値ｉθ￥同士の誤差を小さくすることができる。
【０１１０】
このように、本実施形態によれば、積分値の積分区間Ｔｉｎｔを上記Ｎ電気角周期とすることで、様々な電気角における相電流等を誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いることができる。これにより、積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥によるゲイン誤差の定量化精度をより高めることができる。
【０１１１】
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１１２】
本実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に代えて、Ｕ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗの上記振幅ａｍｐと、指令電圧Ｖ￥＊の振幅ａｍｐとを誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いる。
【０１１３】
ちなみに、本実施形態にかかる誤差補正処理は、先の図３〜図５に示した処理に準じた処理で行うことができる。
【０１１４】
このように、本実施形態では、誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に、上記振幅ａｍｐを用いた。この場合であっても、Ｕ相電流算出値ｉｕ等を補正することができる。
【０１１５】
（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１１６】
本実施形態では、モータジェネレータ１０の制御態様を電流ベクトル制御によるものから変更する。詳しくは、モータジェネレータ１０に流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＮＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測された電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして、評価の高い操作状態をインバータＩＮＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。
【０１１７】
図１５に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。なお、図１５において、先の図１と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【０１１８】
図示されるように、本実施形態では、電流センサ１８ｖ，１８ｗに加えて、Ｕ相電流を検出する電流センサ１８ｕを備えている。本実施形態では、電流センサ１８ｕの検出値を、Ｕ相電流検出値ｉｕと称すこととする。
【０１１９】
続いて、制御装置２２が行う処理のうちモデル予測制御に関する処理について説明する。
【０１２０】
モデル予測制御部４５は、指令電流算出部３０から出力されるｄ，ｑ軸指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊、２相変換部２８から出力されるｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、電気角θ、及び速度算出部４４から出力される電気角速度ωを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部３６に出力する。操作部３６は、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。
【０１２１】
ここで、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図１６（ａ）に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと称される。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと称される。なお、図１６（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。
【０１２２】
先の図１５の説明に戻り、仮設定部４６は、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定する。ここでは、先の図１６に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＮＶの操作状態として仮設定する。
【０１２３】
ｄｑ変換部４８は、仮設定部４６によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、回転座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、仮設定部４６における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図１６において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。
【０１２４】
予測部５０では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、ｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定部４６によって仮設定される状態とした場合における電流ｉｄr，ｉｑrを予測する。ここでは、基本的には、下記（ｅｑ１），（ｅｑ２）によって表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（ｅｑ３），（ｅｑ４）を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄｒ  −ωＬｑｉｑ                            …（ｅｑ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄｒ          ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑｒ  ＋ωφ          …（ｅｑ２）
ｐｉｄｒ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄｒ    ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑｒ＋ｖｄ／Ｌｄ    …（ｅｑ３）
ｐｉｑｒ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄｒ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑｒ  ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ
…（ｅｑ４）
ちなみに、上記の式において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。
【０１２５】
予測部５０における電流の予測は、仮設定部４６によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。
【０１２６】
一方、操作状態設定部５２は、予測部５０によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊とを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を決定する。ここでは、８つの電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝０〜７）のうち評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを上記操作状態として決定する。この評価関数Ｊは、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための１手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。
【０１２７】
こうして決定された操作状態に基づき、操作部３６では、操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。
【０１２８】
次に、本実施形態にかかる誤差補正処理について説明する。
【０１２９】
本実施形態では、操作状態設定部５２によって都度設定された電圧ベクトルＶｉと、電圧センサ２０によって検出された電源電圧ＶＤＣとを入力として、各相の都度の指令電圧Ｖ￥＊を算出し、算出された指令電圧Ｖ￥＊の１電気角周期に渡る積分値として、第１の補正係数ＫＶ￥の算出に用いる電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥を算出する。
【０１３０】
図１７に、誤差補正処理のうち電圧処理部４０によって実行される処理の手順を示す。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。なお、図１７において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。
【０１３１】
この一連の処理では、まずステップＳ６４において、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）を取得する。続くステップＳ６６では、電圧ベクトルＶ（ｎ）から、各相の指令電圧Ｖ￥＊（ｎ）（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）をマップ演算する。図１８に、このマップを示す。図示されるように、マップは、各電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝０〜７）と、指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との関係を定めるものである。ここで、例えば電圧ベクトルＶ１について、マップの値となることは、以下のようにして示される。
【０１３２】
まず、Ｕ相及びＶ相間の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖ相及びＷ相間の線間電圧Ｖｖｗ、Ｗ相及びＵ相間の線間電圧Ｖｗｕは、以下の式にて表現される。
【０１３３】
Ｖｕｖ＝ｖｕ−ｖｖ＝ＶＤＣ−０＝ＶＤＣ
Ｖｖｗ＝ｖｖ−ｖｗ＝０−０＝０
Ｖｗｕ＝ｖｗ−ｖｕ＝０−ＶＤＣ＝−ＶＤＣ
ここで、「ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ＝０」の関係を用いることで、図１８に示すマップの値が得られる。なお、本実施形態では、電圧処理部４０が指令電圧算出手段を構成する。
【０１３４】
先の図１７に戻り、ステップＳ６８では、各相の指令電圧Ｖ￥＊の積分値ΔＶ￥を算出する。これは、先の図４のステップＳ２０と同様に、制御周期Ｔｃと今回の指令電圧Ｖ￥＊（ｎ）との積を前回の積分値ΔＶ￥に加算することで行われる。その後、ステップＳ２２に進む。
【０１３５】
なお、上記ステップＳ２２において否定判断された場合や、ステップＳ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【０１３６】
このように、本実施形態では、モデル予測制御を行う構成においても、誤差補正処理によってＵ，Ｖ，Ｗ相電流検出値ｉ￥を適切に補正することができる。
【０１３７】
（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１３８】
本実施形態では、ゲイン誤差に加えて、回転角度センサ１６によって検出される電気角θに含まれる角度誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動を抑制するための誤差補正処理を行う。
【０１３９】
図１９に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。なお、図１９において、先の図１と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【０１４０】
図示されるように、補正係数算出部４２は、第１の補正係数ＫＶ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する第１の補正係数算出部４２ａと、第２の補正係数ＫＡ￥を算出する第２の補正係数算出部４２ｂとを備えている。
【０１４１】
第１の誤差補正部５４ｕ，５４ｖ，５４ｗは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥をＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗに乗算することで、これらの値ｉ￥を補正する。
【０１４２】
第２の誤差補正部５６ｕ，５６ｖ，５６ｗは、第１の誤差補正部５４ｕ，５４ｖ，５４ｗの出力値にＵ，Ｖ，Ｗ相の第２の補正係数ＫＡ￥を乗算することで、上記出力値を補正する。
【０１４３】
続いて、上記角度誤差、角度誤差がトルク変動等に及ぼす影響、及びこのトルク変動を抑制するための誤差補正処理について説明する。
【０１４４】
まず、上記角度誤差について説明する。
【０１４５】
本実施形態において、角度誤差とは、モータジェネレータ１０の電気角半周期やＭ電気角周期（Ｍ：正の整数）の周期を有する正弦波状の誤差のことである。本実施形態では、図２０に示すように、モータジェネレータ１０の１電気角周期と同じ周期（Ｍ＝１）を有する角度誤差Δθが電気角θに含まれているとする。
【０１４６】
続いて、角度誤差がトルク変動等に及ぼす影響について説明する。
【０１４７】
回転角度センサ１６によって検出される電気角θに角度誤差Δθが含まれる状況下、２相変換部２８においてゲイン誤差が含まれたＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗをｄｑ変換する。これにより、２相変換部２８から出力されるｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒに、電気角速度と同じ角速度を有する変動成分や上記電流２次変動等が含まれることが本発明者らによって調べられている。そして、ｄ軸電流ｉｄｒ，ｄ軸電流ｉｄｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための応答性が十分な状況において、変動成分が含まれたｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒに基づき算出された指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を３相変換部３４において３相の指令電圧Ｖ￥＊に変換する。これにより、直流成分の誤差（直流誤差）と、角度誤差Δθの振幅に応じた振幅を有してかつ電気角速度の２倍の角速度を有する変動成分の誤差（変動誤差）とがこれら指令電圧Ｖ￥＊に含まれることも本発明者らによって調べられている。
【０１４８】
上記変動誤差が含まれた指令電圧Ｖ￥＊に基づきモータジェネレータ１０を制御すると、相電流に変動誤差に起因する変動成分が含まれ、これによりトルク変動が生じることとなる。また、指令電圧Ｖ￥＊に上記変動誤差が含まれ、また、相電流に上記変動誤差に起因する変動成分が含まれると、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値Ｖθ￥に基づく第１の補正係数ＫＶ￥や、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく第２の補正係数ＫＡ￥の算出精度が低下するおそれもある。
【０１４９】
こうした問題を解決すべく、まず、角度誤差Δθの影響を除去するために電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理を優先して行う。そしてその後、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく誤差補正処理を行う。これにより、上記変動誤差に起因する不都合の解消を図る。
【０１５０】
図２１に、補正係数算出部４２によって実行される誤差補正処理の手順を示す。なお、本実施形態において、第１の補正係数ＫＶ￥及び第２の補正係数ＫＡ￥の初期値は「１」に設定されている。
【０１５１】
この一連の処理では、まずステップＳ７０において、電圧絶対値｜Ｖ￥｜（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥を算出する。ここで、上記積分値ΔＶθ￥は、上記第１の実施形態の図４に示した処理によって算出すればよい。
【０１５２】
続くステップＳ７２では、上記積分値ΔＶθ￥に基づき第１の補正係数ＫＶ￥を算出し、第１の誤差補正部５４ｕ，５４ｖ，５４ｗに出力する。ここで、第１の補正係数ＫＶ￥は、図５のステップＳ４６、Ｓ４８に示した処理によって算出すればよい。
【０１５３】
続くステップＳ７４では、第１の補正係数ＫＶ￥による補正が行われた場合における３相の指令電圧Ｖ￥＊の振幅同士のずれ（Ｖｕ＊及びＶｖ＊同士の振幅のずれと、Ｖｖ＊及びＶｗ＊同士の振幅のずれと、Ｖｗ＊及びＶｕ＊同士の振幅のずれ）が所定値γ（＞０）未満であるか否かを判断する。ここで、本実施形態において、指令電圧Ｖ￥＊の振幅とは、具体的には例えば、１電気角周期の整数倍の期間における指令電圧Ｖ￥＊の平均値と、１電気角周期における指令電圧の最大値又は最小値との差の絶対値のことをいう。なお、上記所定値γは、０よりもやや大きい値に設定したり、０に近い値に設定したりすればよい。
【０１５４】
ステップＳ７４において肯定判断された場合には、ステップＳ７６に進み、電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥を算出する。ここで、上記積分値Δｉθ￥は、上記第１の実施形態の図３に示した処理によって算出すればよい。
【０１５５】
続くステップＳ７８では、上記積分値Δｉθ￥に基づき第２の補正係数ＫＡ￥を算出し、第２の誤差補正部５６ｕ，５６ｖ，５６ｗに出力する。ここで、第２の補正係数ＫＡ￥は、図５のステップＳ３４、Ｓ３６に示した処理によって算出すればよい。
【０１５６】
なお、上記ステップＳ７４において否定判断された場合や、ステップＳ７８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【０１５７】
以上説明した誤差補正処理によれば、まず、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく補正が行われることで、角度誤差Δθに起因した変動誤差によるＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの変動を抑制することができる。そして、角度誤差Δθに起因した上記変動の抑制後、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく補正が行われることで、ゲイン誤差に起因したＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの変動を抑制することができる。これにより、角度誤差Δθ及びゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動を好適に抑制することができる。
【０１５８】
（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第８の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１５９】
本実施形態では、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づく補正を電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく補正よりも優先させる手法を変更する。
【０１６０】
図２２に、本実施形態にかかる補正係数算出部４２の構成を示す。
【０１６１】
図示されるように、本実施形態では、第１の補正係数算出部４２ａにおいて、第１の補正係数ＫＶ￥の目標値（以下、第１の目標値ＫＶｔｇｔ）を設定し、第１の補正係数ＫＶ￥を第１の目標値ＫＶｔｇｔにフィードバック制御する。また、第２の補正係数算出部４２ｂにおいて、第２の補正係数ＫＡ￥の目標値（以下、第２の目標値ＫＡｔｇｔ）を設定し、第２の補正係数ＫＡ￥を第２の目標値ＫＡｔｇｔにフィードバック制御する。ここでは、第１，第２の補正係数算出部４２ａ，４２ｂのフィードバック制御における伝達関数を１次遅れ要素とし、第１の補正係数算出部４２ａにおける伝達関数の時定数ＴＶを、第２の補正係数算出部４２ｂにおける伝達関数の時定数ＴＡよりも小さく設定する。
【０１６２】
図２３に、補正係数算出部４２によって実行される誤差補正処理の手順を示す。なお、図２３において、先の図２１に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。また、第１の補正係数ＫＶ￥及び第２の補正係数ＫＡ￥の初期値は「１」に設定されている。
【０１６３】
この一連の処理では、ステップＳ７０、Ｓ７２の処理の完了後、ステップＳ８０において、第１の目標値ＫＶｔｇｔを設定する。本実施形態では、上記ステップＳ７２の処理で算出された第１の補正係数ＫＶ￥のうち中間値を第１の目標値ＫＶｔｇｔとして設定する。
【０１６４】
その後、ステップＳ７６、Ｓ７８の処理を介してステップＳ８２に進み、第２の目標値ＫＡｔｇｔを設定する。本実施形態では、上記ステップＳ７８の処理で算出された第２の補正係数ＫＡ￥のうち中間値を第２の目標値ＫＡｔｇｔとして設定する。
【０１６５】
なお、ステップＳ８２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【０１６６】
第１の補正係数算出部４２ａにおける時定数ＴＶが第２の補正係数算出部４２ｂにおける時定数ＴＡよりも小さく設定されていることから、以上説明した誤差補正処理によれば、第１の補正係数ＫＶ￥が第１の目標値ＫＶｔｇｔに収束するまでに要する時間が、第２の補正係数ＫＡ￥が第２の目標値ＫＡｔｇｔに収束するまでに要する時間よりも短くなる。すなわち、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づく補正が電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく補正よりも優先されることとなる。こうした誤差補正処理によっても、角度誤差Δθ及びゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動を好適に抑制することができる。
【０１６７】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１６８】
・統一手段としては、電流検出値や指令電圧の符号を正に統一するものに限らず、負に統一するものであってもよい。
【０１６９】
・加算値算出手段としては、指数移動平均値を算出するものに限らず、例えば、複数の過去の値（電流検出値、指令電圧）の単純移動平均値を算出するものであってもよい。
【０１７０】
・上記第１の実施形態において、積分区間を電気角θの半周期としてもよい。また、積分区間を、電気角θの半周期以上の期間であってかつ電気角θの半周期の整数倍の期間に同期しない期間としてもよい。
【０１７１】
・選択手段としては、電気角速度ωに基づき選択するものに限らない。例えば、電気角速度ωが所定速度未満となる場合に正弦波ＰＷＭ制御によって操作信号ｇ￥＃を生成し、電気角速度ωが上記所定速度以上となる場合に過変調制御によって操作信号ｇ￥＃を生成する構成において、変調率（指令電圧Ｖ￥＊の振幅／入力電圧ＶＤＣ）に基づき選択してもよい。ここで、過変調制御とは、変調率が「１」よりも大きい規定値（例えば「１．１５」）となることで、指令電圧Ｖ￥＊に「１」よりも大きい係数を乗算して指令電圧Ｖ￥＊を増大補正する制御であり、また、上記所定速度は、モータジェネレータ１０の要求トルクＴｒが大きくなるほど低く設定される。
【０１７２】
・判断手段としては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、上記第４の実施形態の図１３のステップＳ６１において、電気角速度ωの条件を除去してもよい。また、例えば、要求トルクＴｒの変化量ΔＴｒに代えて、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の変化量が規定値よりも大きいとの条件を設定してもよい。
【０１７３】
・上記第１の実施形態の図５において、第１の角速度ωＡと第２の角速度ωＢとを同一の値としてかつ、ステップＳ２８の処理を電気角速度ωが第２の角速度ωＢ以上であるか否かを判断する処理に置き換え、ステップＳ２６からステップＳ５４に至るまでの処理を除去してもよい。また、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく誤差補正処理、及びこれら双方に基づく誤差補正処理のうち１又は２つを行う制御ロジックを採用してもよい。
【０１７４】
・上記第３の実施形態において、振幅ａｍｐの指数移動平均値に代えて、電圧絶対値｜Ｖ￥｜及び電流絶対値｜ｉ￥｜や、電流２乗値及び電圧２乗値の指数移動平均値を誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いてもよい。この場合、例えば、電圧絶対値｜Ｖ￥｜等を算出するための積分区間をＭ電気角周期（Ｍ：正の整数）とすればよい。
【０１７５】
・上記各実施形態では、モータジェネレータ１０の出力トルクを要求トルクＴｒに制御するための指令電流を算出する構成としたがこれに限らない。例えば、モータジェネレータ１０の回転速度を要求速度に制御するための指令電流を算出する構成としてもよい。この場合、上記第４の実施形態の図１３のステップＳ６１の処理において、要求トルクＴｒの条件に代えて、要求速度の変化量の絶対値が所定値よりも大きいとの条件を設定すればよい。
【０１７６】
・決定手段としては、上記第８の実施形態に例示したものに限らない。例えば、予測電流ｉｄｅと指令電流ｉｄ＊との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅと指令電流ｉｑ＊との差の絶対値との加重平均処理値を、予測電流と指令電流との乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。
【０１７７】
・上記第８，第９の実施形態において、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理のみを行ってもよい。すなわち、第２の補正手段を備えなくてもよい。この場合であっても、角度誤差Δθに起因した電流検出値やトルクの変動を抑制することはできる。
【０１７８】
・上記第８の実施形態の図２１のステップＳ７４の処理を、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥のうち最小値及び最大値の差の絶対値が所定値未満となるか否かを判断する処理に置き換えてもよい。これは、第１の補正係数ＫＶ￥のうち最小値及び最大値の差の絶対値が所定値未満となる状況と、３相の指令電圧Ｖ￥＊の振幅同士のずれが所定値γ未満となる状況とを関係付けることが可能であることに基づく。
【０１７９】
・角度誤差Δθとしては、モータジェネレータ１０の１電気角周期と同じ周期を有する正弦波状の誤差に限らず、モータジェネレータ１０の電気角半周期やＮ電気角周期（Ｎ：２以上の整数）の周期を有する正弦波状の誤差であることも考えられる。このような角度誤差Δθが電気角θに含まれる場合であっても、上記第８，第９の実施形態に示した誤差補正処理によれば、積分値ΔＶθ￥によって角度誤差Δθに起因する変動誤差を定量化できると考えられる。
【０１８０】
・振幅相当量等について、回転機の相同士の値の比較に基づく補正手法としては、上記各実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明する手法を採用してもよい。
【０１８１】
上記第１の実施形態の図５のステップＳ３４において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥のうち最大値を電流基準値として選択する。そして、ステップＳ３６において、積分値Δｉθ￥を上記電流基準値で除算することで第２の補正係数ＫＡ￥を算出してもよい。この場合、基本波の振幅が小さくなるようにＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗが補正されることとなる。なお、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく補正手法についても同様である。
【０１８２】
上記第１の実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥同士の比率に基づき第２の補正係数ＫＡ￥を算出したがこれに限らない。例えば、積分値Δｉθ￥同士の差分に基づき第２の補正係数ＫＡ￥を算出してもよい。具体的には、例えば、積分値Δｉθ￥のうち中間値を基準とした残余２相のそれぞれの積分値の差分を算出する。そして、上記中間値に対する差分が正の値であってかつ上記差分の絶対値が大きいほど、その相の第２の補正係数ＫＡ￥を小さい値に設定し（ただし、０＜ＫＡ￥＜1）、上記中間値に対する差分が負の値であってかつ上記差分の絶対値が大きいほど、その相の第２の補正係数ＫＡ￥を大きい値に設定すればよい（ただし、ＫＡ￥＞1）。なお、第１の補正係数ＫＶ￥の算出手法についても同様である。
【０１８３】
上記第１の実施形態では、誤差補正係数Ｋｔ￥をＶ相電流検出値ｉｖ等に乗算することでＶ相電流検出値ｉｖ等を補正する手法を採用したがこれに限らない。例えば、積分値Δｉθ￥に基づき電気角θと関係付けられた補正値を算出し、算出された補正値を電流検出値等に都度加算することで検出値を補正する手法を採用してもよい。
【０１８４】
・電流検出値に基づき指令電圧を算出する制御手法として、電流ベクトル制御に代えて、例えば、瞬時電流値制御を採用してもよい。
【０１８５】
・上記第１の実施形態において、上記第７の実施形態と同様に、Ｕ相電流を検出する電流センサを備えてもよい。
【０１８６】
・回転角度センサ１６としては、レゾルバに限らず、例えばロータリエンコーダであってもよい。この場合であっても、回転角度センサ１６によって検出される電気角θに角度誤差Δθが含まれるなら、上記第８，第９の実施形態にかかる誤差補正処理の適用が有効である。
【０１８７】
・回転機としては、Ｙ結線されたものに限らず、Δ結線されたものであってもよい。
【０１８８】
・回転機としては、埋め込み磁石同期モータに限らない。例えば、表面磁石同期モータや、界磁巻線型同期モータであってもよい。また、回転機としては、同期回転機に限らず、誘導回転機であってもよい。
【０１８９】
・回転機としては、３相回転機に限らず、例えば、４相以上の回転機であってもよい。また、回転機としては、車載主機としての回転機に限らず、空調用の圧縮機を駆動する回転機であってもよい。さらに、回転機としては、車両に搭載されるものに限らない。
【符号の説明】
【０１９０】
１０…モータジェネレータ、１８ｖ…電流センサ、１８ｗ…電流センサ、２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ…誤差補正部、３６…操作部、ＩＮＶ…インバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図１４】
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