(57)【要約】【課題】スイッチング電源における電力損失を最小にするデッドタイムの設定に関して、信頼性をより高める。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング部１８は、スイッチング駆動部５、温度検出部１９、デッドタイム設定部２１を有する。温度検出部１９は、スイッチング駆動部５の温度Θを示す温度検出信号２０をデッドタイム設定部２１へ出力する。デッドタイム設定部２１は、温度検出部１９により出力された温度Θが示す温度検出信号に基づき、スイッチング駆動部５の温度Θがより低いデッドタイムｄｔを探索する。【選択図】図６
2013062952.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された少なくとも２つのスイッチを有するスイッチ部と、
前記スイッチ部の温度を検出し、検出した温度を示す温度検出信号を出力する温度検出部と、
前記温度検出部により出力された温度検出信号に基づき、各前記スイッチをオンにする時刻の差分であるデッドタイムを前記スイッチへの入力信号に設定する設定部と
を備えることを特徴とするスイッチング回路。
【請求項２】
前記設定部は、前記温度検出部により出力された温度検出信号が示す温度より低い温度を示す温度検出信号に基づきデッドタイムを設定する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング回路。
【請求項３】
前記スイッチ部は、前記設定部によりデッドタイムが設定された入力信号に基づき駆動信号を生成し、生成した駆動信号により電源部を駆動する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング回路。
【請求項４】
前記温度検出部により出力された温度検出信号と、前記設定部により設定されたデッドタイムとを対応付けて記憶する記憶部
をさらに備え、
前記設定部は、前記温度検出部により出力された温度検出信号に対応するデッドタイムを前記記憶部から読み出して設定する
ことを特徴とする請求項１、２又は３に記載のスイッチング回路。
【請求項５】
前記設定部は、前記温度検出部により第１の時刻において出力された温度検出信号と、前記記憶部に記憶される前記温度検出部により前記第１の時刻以前の第２の時刻において出力された温度検出信号とのいずれか低い温度を示す温度検出信号に基づきデッドタイムを設定する
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング回路。
【請求項６】
前記温度検出部は、ＰＴＡＴ（Proportional  To  Absolute  Temperature）回路である
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載のスイッチング回路。
【請求項７】
前記温度検出部は、デジタル信号で温度検出信号を出力し、
前記設定部は、前記温度検出部により出力された温度検出信号をデジタル処理することでデッドタイムを設定する
ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載のスイッチング回路。
【請求項８】
前記スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）である
ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載のスイッチング回路。
【請求項９】
所定の電子回路と、
直列に接続された少なくとも２つのスイッチを有するスイッチ部と、
前記スイッチ部の温度を検出し、検出した温度を示す温度検出信号を出力する温度検出部と、
前記温度検出部により出力された温度検出信号に基づき、各前記スイッチをオンにする時刻の差分であるデッドタイムを算出する算出部と、
前記温度検出部により出力された温度検出信号と、前記算出部により該温度検出信号に基づき算出されたデッドタイムとを対応付けて記憶する記憶部と、
前記温度検出部により第１の時刻において出力された温度検出信号と、前記記憶部に記憶される前記温度検出部により前記第１の時刻以前の第２の時刻において出力された温度検出信号とのいずれか低い温度を示す温度検出信号に対応付けられるデッドタイムを前記スイッチへの入力信号に設定する設定部と、
前記設定部によりデッドタイムが設定された入力信号に基づき前記スイッチ部が生成した駆動信号により駆動して前記所定の電子回路に電源を供給する電源部と
を備えることを特徴とする電子回路。
【請求項１０】
スッチング回路が実行するスイッチング方法であって、
直列に接続された少なくとも２つのスイッチを有するスイッチ部の温度を検出し、検出した温度を示す温度検出信号を出力する信号出力工程と、
前記信号出力工程により出力された温度検出信号に基づき、各前記スイッチをオンにする時刻の差分であるデッドタイムを算出する算出工程と、
前記信号出力工程により出力された温度検出信号と、前記算出工程により算出された該温度検出信号に基づくデッドタイムとを対応付けて記憶部に記憶させる記憶工程と、
前記信号出力工程により第１の時刻において出力された温度検出信号と、前記記憶部に記憶される前記信号出力工程により前記第１の時刻以前の第２の時刻において出力された温度検出信号とのいずれか低い温度を示す温度検出信号に対応付けられるデッドタイムを前記スイッチへの入力信号に設定する設定工程と、
前記設定工程によりデッドタイムが設定された入力信号に基づき駆動信号を生成し、生成した駆動信号を出力して電源部を駆動する電源駆動工程と
を含むことを特徴とするスイッチング方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング回路、電子回路及びスイッチング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば一方が同期整流器として機能する２つの制御スイッチを用いて直流電圧を変換するＤＣ（Direct  Current）−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源がある。各制御スイッチは、オンから完全にオフになるまでに遅延があるため、各制御スイッチが同時にオンになる状況が発生すると、直列に接続された各制御スイッチ間に貫通電流が流れる。
【０００３】
各制御スイッチ間に貫通電流が流れると、スイッチング電源の出力の効率が低下するので、効率の低下を防止すため、各制御スイッチが同時にオンにならないように制御することが一般的である。そこで、一方の制御スイッチがオンになっている期間と、他方の制御スイッチがオンになっている期間との間にデッドタイムと呼ばれる期間を設定することが知られている。
【０００４】
しかし、デッドタイムを設定しても、デッドタイムの期間においてコイルの逆起電力により電力損失が発生するので、デッドタイムに比例して電力損失が大きくなるという問題があった。
【０００５】
そこで、例えば特許文献１には、次の技術が開示されている。すなわち、デッドタイムの期間における電力損失に関連付けられるパラメータを推定し、第１のデッドタイム及び第２のデッドタイムに係るパラメータと関連付けられる電力損失を比較する。そして、いずれか小さい電力損失に係るデッドタイムを設定する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述の従来技術では、推定した電力損失に関連付けられるパラメータに基づいて電力損失が小さいデッドタイムを設定するので、推定による誤差等により、スイッチング電源における電力損失を最小にするという点で信頼性が低い。
【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング電源における電力損失を最小にするデッドタイムの設定に関して、信頼性をより高めることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング回路であって、  直列に接続された少なくとも２つのスイッチを有するスイッチ部と、前記スイッチ部の温度を検出し、検出した温度を示す温度検出信号を出力する温度検出部と、前記温度検出部により出力された温度検出信号に基づき、各前記スイッチをオンにする時刻の差分であるデッドタイムを前記スイッチへの入力信号に設定する設定部とを備えることを特徴とする。
【０００９】
また、本発明は、電子回路であって、所定の電子回路と、所定の電子回路と、直列に接続された少なくとも２つのスイッチを有するスイッチ部と、前記スイッチ部の温度を検出し、検出した温度を示す温度検出信号を出力する温度検出部と、前記温度検出部により出力された温度検出信号に基づき、各前記スイッチをオンにする時刻の差分であるデッドタイムを算出する算出部と、前記温度検出部により出力された温度検出信号と、前記算出部により該温度検出信号に基づき算出されたデッドタイムとを対応付けて記憶する記憶部と、前記温度検出部により第１の時刻において出力された温度検出信号と、前記記憶部に記憶される前記温度検出部により前記第１の時刻以前の第２の時刻において出力された温度検出信号とのいずれか低い温度を示す温度検出信号に対応付けられるデッドタイムを前記スイッチへの入力信号に設定する設定部と、前記設定部によりデッドタイムが設定された入力信号に基づき前記スイッチ部が生成した駆動信号により駆動して前記所定の電子回路に電源を供給する電源部とを備えることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明は、スッチング回路が実行するスイッチング方法であって、直列に接続された少なくとも２つのスイッチを有するスイッチ部の温度を検出し、検出した温度を示す温度検出信号を出力する信号出力工程と、前記信号出力工程により出力された温度検出信号に基づき、各前記スイッチをオンにする時刻の差分であるデッドタイムを算出する算出工程と、前記信号出力工程により出力された温度検出信号と、前記算出工程により算出された該温度検出信号に基づくデッドタイムとを対応付けて記憶部に記憶させる記憶工程と、前記信号出力工程により第１の時刻において出力された温度検出信号と、前記記憶部に記憶される前記信号出力工程により前記第１の時刻以前の第２の時刻において出力された温度検出信号とのいずれか低い温度を示す温度検出信号に対応付けられるデッドタイムを前記スイッチへの入力信号に設定する設定工程と、前記設定工程によりデッドタイムが設定された入力信号に基づき駆動信号を生成し、生成した駆動信号を出力して電源部を駆動する電源駆動工程とを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、スイッチング電源における電力損失を最小にするデッドタイムの設定に関して、信頼性をより高めるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成の一例を示すブロック図である。
【図２】図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデッドタイムの一例を示す図である。
【図４】図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部におけるデッドタイム期間の動作の一例を示す図である。
【図５】図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデッドタイム、効率及び温度の関係の一例を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の構成の一例を示すブロック図である。
【図７】図７は、実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の温度検出部の構成の一例を示すブロック図である。
【図８】図８は、実施の形態の変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の構成の一例を示すブロック図である。
【図９】図９は、実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデッドタイムの設定値の探索処理を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に添付図面を参照して、スイッチング回路、電子回路及びスイッチング方法の実施の形態を詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態では、スイッチング回路を適用したスイッチング電源として、直流電圧を変換するＤＣ（Direct  Current）−ＤＣコンバータを例示する。しかし、以下の例示に限らず、スイッチング回路は、インバータ回路等、様々なタイプの電子回路に対して広く適用してもよい。また、以下に例示する各実施の形態は、適宜組合せてもよい。
【００１４】
［実施の形態］
（ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成）
図１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成の一例を示すブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、アンプ１、三角波生成部２、比較器３、スイッチング部８、平滑回路６を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が電力を供給する回路である負荷７が接続される。なお、平滑回路６及び負荷７は、グラウンドされる。
【００１５】
アンプ１は、平滑回路６から出力される直流出力電圧ＶＯＵＴと、外部から入力される設定電圧ＶＲＥＦとの差に基づき誤差信号を生成して比較器３へ出力するエラーアンプである。三角波生成部２は、三角波を生成して比較器３へ出力する。
【００１６】
比較器３は、アンプ１により生成された誤差信号と、三角波生成部２により生成された三角波とを比較し、ハイレベル及びローレベルを持つパルス信号ＰＷＭを生成してスイッチング部８へ出力する。なお、パルス信号ＰＷＭは、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）方式によりパルス幅が可変である。
【００１７】
スイッチング部８は、デッドタイム設定部４、スイッチング駆動部５を有する。デッドタイム設定部４は、比較器３により生成されたパルス信号ＰＷＭにデッドタイムを付加してスイッチング駆動部５へ出力する。スイッチング駆動部５は、デッドタイム設定部４によりデッドタイムが付加されたパルス信号ＰＷＭに基づき平滑回路６を駆動する。平滑回路６は、コイル６ａ及びグラウンドされるコンデンサ６ｂを有するＬＰＦ（Low  Pass  Filter）であり、スイッチング駆動部５により駆動され、直流出力電圧ＶＯＵＴをアンプ１へ出力する。
【００１８】
なお、直流出力電圧ＶＯＵＴの電圧値は、設定電圧ＶＲＥＦの電圧値及びパルス信号ＰＷＭのハイレベル及びローレベルの時間比で決定される。
【００１９】
（ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の構成）
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の構成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のスイッチング駆動部５は、電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴ（Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）９、ＭＯＳＦＥＴ１０を有する。なお、スイッチング駆動部５が有するＭＯＳＦＥＴは２個に限定されるものではなく、３個以上であってもよい。
【００２０】
ＭＯＳＦＥＴ９は、ソース端子が入力電圧Ｖ１と接続され、ドレイン端子がＭＯＳＦＥＴ１０のドレイン端子と接続され、ゲート端子が信号線を介してデッドタイム設定部４と接続される。また、ＭＯＳＦＥＴ１０は、ドレイン端子がＭＯＳＦＥＴ９のドレイン端子と接続され、ソース端子がグラウンドされ（図２に示す“Ｇ”参照）、ゲート端子が信号線を介してデッドタイム設定部４と接続される。さらに、ＭＯＳＦＥＴ９及びＭＯＳＦＥＴ１０のドレイン端子は、平滑回路６と接続される。なお、ＭＯＳＦＥＴ１０は、同期整流用のスイッチとして機能する。
【００２１】
スイッチング駆動部５において、ＭＯＳＦＥＴ９及びＭＯＳＦＥＴ１０は、スイッチとして機能する。ＭＯＳＦＥＴ９はハイサイドＭＯＳＦＥＴであり、ＭＯＳＦＥＴ１０はローサイドＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴ９のゲート端子には、信号線を介してデッドタイム設定部４からハイサイド信号１１が入力され、ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート端子には、信号線を介してデッドタイム設定部４からローサイド信号１２が入力される。
【００２２】
そして、スイッチング駆動部５において、ハイサイド信号１１及びローサイド信号１２が交互にハイレベル及びローレベルになることにより、ＭＯＳＦＥＴ９及びＭＯＳＦＥＴ１０が交互にオン及びオフとなり、ＰＷＭ出力１３が平滑回路６へ出力される。ＰＷＭ出力１３は、平滑回路６においてフィルタリングされてＤＣ信号となり、後段の負荷７へ出力される。
【００２３】
（デッドタイムについて）
図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデッドタイムの一例を示す図である。図３では、横軸は時刻ｔを示す。なお、ハイサイド信号１１がハイレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ９がオンになり、ローサイド信号１２がハイレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ９がオンになる。
【００２４】
図３に示すように、時刻ｔ１においてローサイド信号１２のパルスがローレベルとなり、続いて時刻ｔ２においてハイサイド信号１１のパルスがローレベルとなる。ハイサイド信号１１及びローサイド信号１２がともにローレベルとなった時刻ｔ２において、ＰＷＭ出力１３のパルスがハイレベルとなる。
【００２５】
また、図３に示すように、時刻ｔ３においてハイサイド信号１１のパルスがハイレベルとなり、ＰＷＭ出力１３のパルスがハイレベルとなる。続いて時刻ｔ４においてローサイド信号１２のパルスがハイレベルとなる。なお、時刻ｔ５〜時刻ｔ８においても、時刻ｔ１〜時刻ｔ４と同様である。図３に示す時刻ｔ２及び時刻ｔ１の差分、時刻ｔ４及び時刻ｔ３の差分、時刻ｔ６及び時刻ｔ５の差分、時刻ｔ８及び時刻ｔ７の差分がデッドタイムである。
【００２６】
ところで、スイッチング電源の効率は（出力電圧×負荷電流）／入力電力で表され、高いことが望ましい。図２に示す入力電力Ｖ１は、負荷７及び設定電圧ＶＲＥＦにより決まり、効率低下の主な要因は入力電力Ｖが大きいことにある。図２に示す構成のスイッチング駆動部５は、図３に示すように、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ９と、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ１０の両方が同時にオンとなる期間があり、入力電圧Ｖ１からグラウンドＧへの電流経路が形成される貫通状態が発生する可能性がある。
【００２７】
貫通状態になると、ＭＯＳＦＥＴ９及びＭＯＳＦＥＴ１０の各スイッチングの瞬間にスパイク状の電流が発生し、効率の低下やデバイスの破壊の原因となる。そこで、ハイサイド信号１１及びローサイド信号１２がオンとなる状態の間に、図３に示すようなデッドタイムを設け、貫通電流を低減する。
【００２８】
（スイッチング駆動部におけるデッドタイム期間の動作）
図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部におけるデッドタイム期間の動作の一例を示す図である。図４は、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ１０がオフとなっている状態で、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴがオンからオフとされデッドタイム期間に入った瞬間を示す（図４の（１）参照）。
【００２９】
図４に示す状態では、ＭＯＳＦＥＴ９及びＭＯＳＦＥＴ１０は、ともに、ゲート端子及びソース端子間の電圧がゼロとなりオフとなる。このとき、平滑回路６のコイル６ａで発生する逆起電力によりＰＷＭ出力１３の電位が低下する。そして、ＰＷＭ出力１３の電位が０［Ｖ］を下回り、同期整流用のＭＯＳＦＥＴ１０の所定閾値以下になったときにＭＯＳＦＥＴ１０をオンにする（図４の（２）参照）。
【００３０】
すると、ＭＯＳＦＥＴ１０のソース端子からドレイン端子を経て平滑回路６のコイル６ａへの逆向きの電流１５が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート端子及びソース端子間の電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ１０のオン抵抗１４が発生する。電流１５の電流値をＩ、オン抵抗１４の抵抗値をＲとすると、ＩＲ２で表される電力がオン抵抗１４により熱として消費される。これは無駄な電力消費であり、スイッチング電源の効率の低下を招くことになる。したがって、効率の観点から、デッドタイムはできるだけ短く設定することが望ましい。
【００３１】
（デッドタイム、効率及び温度の関係について）
図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデッドタイム、効率及び温度の関係の一例を示す図である。なお、図５では、横軸でデッドタイムｄｔを示し、縦軸でＭＯＳＦＥＴ９及びＭＯＳＦＥＴ１０の各素子を有するスイッチング駆動部５の効率η及び温度Θを示す。図５では、デッドタイムｄｔと効率ηとの関係をグラフ１６で示し、デッドタイムｄｔと温度Θとの関係をグラフ１７で示す。すなわち、スイッチング駆動部５は、図５に示す効率特性及び温度特性を持つ。
【００３２】
図５に示すように、スイッチング駆動部５の効率ηは、デッドタイムｄｔ＝ａ２のとき極大値η２となり、スイッチング駆動部５の温度Θは、デッドタイムｄｔ＝ａ２のとき極小値Θ２となる。よって、デッドタイムｄｔとしてａ２を設定することにより、効率が最大になり、温度が最低となる。デッドタイムｄｔ＜ａのときは、貫通電流により効率ηが低下し、デッドタイムｄｔ＞ａのときは、デッドタイム期間により効率が低下する。
【００３３】
すなわち、図５に示す効率特性及び温度特性によれば、ａ２より十分小さいａ１をデッドタイムの初期値として設定し、デッドタイムの設定値を徐々に大きく設定していくことにより、温度Θが最低かつ効率ηが最大となる最適なデッドタイムａ２を検出する。例えば、図５に示すように、デッドタイムの設定値を十分小さな初期値ａ１から所定値ずつ徐々に大きく設定していき、温度Θが最低かつ効率ηが最大となる最適なデッドタイムａ２を検出することを、デッドタイムの探索と呼ぶこととする。
【００３４】
スイッチング電源の消費電力は、同期整流用のＭＯＳＦＥＴ１０で消費される割合がほとんどであり、その熱による素子の温度特性は、効率ηとは逆の傾向を示す。したがって、素子の温度特性がより低いデッドタイムを設定することで回路の効率ηを最大化する。
【００３５】
（実施の形態に係るスイッチング駆動部の構成）
図６は、実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の構成の一例を示すブロック図である。実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２００のスイッチング部１８は、スイッチング駆動部５、温度検出部１９、デッドタイム設定部２１を有する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の説明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００と同一の構成には同一の参照符号を付与し、説明を省略する。
【００３６】
温度検出部１９は、スイッチング駆動部５の温度Θを示す温度検出信号２０をデッドタイム設定部２１へ出力する。なお、温度検出部１９は、スイッチング駆動部５の温度Θをより正確に検出するように、スイッチング部１８の回路上において、スイッチング駆動部５の周辺の適切な位置に配置される。デッドタイム設定部２１は、温度検出部１９により出力された温度Θに基づく温度検出信号に基づき、スイッチング駆動部５の温度Θがより低いデッドタイムｄｔを探索する。
【００３７】
（実施の形態に係る温度検出部の構成）
図７は、実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の温度検出部の構成の一例を示すブロック図である。図７では、絶対温度に比例する電流であるＰＴＡＴ（Proportional  To  Absolute  Temperature）電流を用いる。温度検出部１９は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２２〜２４、差動アンプ２５、抵抗２６、電流−電圧変換用抵抗２７、バイポーラトランジスタ２８〜２９を有する。
【００３８】
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２２〜２４は、各ソース端子が入力電圧Ｖ２と接続される。また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２２〜２４の各ゲート端子は、作動アンプ２５の出力端子と接続される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン端子は、作動アンプ２５のマイナス端子と、バイポーラトランジスタ２８のエミッタ端子とに接続される。
【００３９】
また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２３のドレイン端子は、作動アンプ２５のプラス端子と、抵抗２６とに接続される。抵抗２６のＰ型ＭＯＳＦＥＴ２３のドレイン端子との接続端ではない他方の接続端は、バイポーラトランジスタ２９のエミッタ端子と接続される。
【００４０】
また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４のドレイン端子は、電流−電圧変換用抵抗２７と接続される。電流−電圧変換用抵抗２７のＰ型ＭＯＳＦＥＴ２４のドレイン端子との接続端ではない他方の接続端は、グラウンドされる。また、バイポーラトランジスタ２８〜２９のベース端子及びコレクタ端子は、グラウンドされる。
【００４１】
このように、実施の形態では、温度検出部１９は、バイポーラトランジスタのバイアス電流が絶対温度に比例することを利用し、ＰＴＡＴ電流３０を生成する。そして、温度検出部１９は、電流−電圧変換用抵抗２７によりＰＴＡＴ電流３０を変換したＰＴＡＴ電圧３１を温度検出信号とし、デッドタイム設定部２１へ出力する。このような温度検出部１９の構成は、簡易な回路構成で実現することができ、コスト低減を実現する。
【００４２】
（実施の形態の変形例に係るスイッチング駆動部の構成）
図８は、実施の形態の変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング駆動部の構成の一例を示すブロック図である。実施の形態の変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３００のスイッチング部３８は、スイッチング駆動部５、温度検出部２９、デッドタイム設定部４１を有する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の説明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００と同一の構成には同一の参照符号を付与し、説明を省略する。
【００４３】
温度検出部２９は、図７に示す構成に加え、ＡＤ（Analog  Digital）コンバータ３２を有する。温度検出部２９は、図７に示すＰＴＡＴ電圧３１をＡＤコンバータ３２にてサンプリングし、温度検出信号２０をデジタル信号に変換してデッドタイム設定部４１へ出力する。デッドタイム設定部４１は、温度検出信号２０をデジタル回路である論理回路３３にて演算処理する。
【００４４】
論理回路３３は、スイッチング駆動部５の温度がより低くなるデッドタイムの設定値を探索する。ここで、スイッチング駆動部５の周辺温度と、負荷条件とが一定であることを前提とする。論理回路３３は、温度がより低くなるデッドタイムの設定値に対応するデッドタイムをハイサイド信号１１及びローサイド信号１２に付与してスイッチング駆動部５へ出力する。このときのハイサイド信号１１及びローサイド信号１２は、デジタル信号である。
【００４５】
スイッチング駆動部５は、ハイサイド信号１１及びローサイド信号１２がパルス信号（ＰＷＭ信号）であるので、論理回路３３から出力されたデジタル信号であるハイサイド信号１１及びローサイド信号１２を用いてもよい。
【００４６】
このように、温度検出部２９が検出した温度検出信号をデジタル処理することで、例えば図８に示すようにデッドタイム設定部４１に記憶部３４を設けてデッドタイム設定値を記憶させてもよい。以前のデッドタイムの設定値を記憶しておくことで、温度検出部２９により検出された温度を示す温度検出信号に対応付けられたデッドタイムの設定値を記憶部３４から読み出してスイッチング駆動部５へ出力する。
【００４７】
このように、デッドタイム設定部４１が、過去のデッドタイム及び対応する前記温度検出信号を記憶部３４に記憶させておくことで、最適なデッドタイムの探索を容易に行うことができ、または、最適なデッドタイム設定値を探索するための時間を短縮する。または、デッドタイム設定部３４は、温度検出信号をデジタル処理するように構成されることで、設計コストや部品点数を低減し、また、多機能化に容易に対応できる。
【００４８】
（デッドタイムの設定値の探索処理）
図９は、実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデッドタイムの設定値の探索処理を示すフローチャートである。図９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００のスイッチング部１８及びＤＣ−ＤＣコンバータ３００のスイッチング部３８が行うデッドタイムの設定値の探索処理を示す。スイッチング部１８（３８）は、デッドタイムの設定値の探索処理を、例えば起動時に実行する。なお、図９に示すデッドタイムの設定値の探索処理では、スイッチング駆動部５が、図５に示す効率特性及び温度特性を持つとする。
【００４９】
先ず、スイッチング部１８（３８）は、デッドタイムｄｔのインデックスｉに０をセットし、デッドタイムの初期値としてａ１を選択する（ステップＳ１１）。なお、ｉ＝０は、十分小さなデッドタイムの初期値ａ１に対応するインデックスである。
【００５０】
続いて、スイッチング部１８（３８）は、現在選択されているデッドタイムを設定する（ステップＳ１２）。続いて、スイッチング部１８（３８）は、検出したスイッチング駆動部５の温度に基づき温度検出信号Ｓ［ｉ］を生成し、インデックスｉに対応付けて記憶する（ステップＳ１３）。
【００５１】
続いて、スイッチング部１８（３８）は、ｉ≧１であってＳ［ｉ−１］＜Ｓ［ｉ］であるか否かを判定する（ステップＳ１４）。すなわち、スイッチング部１８（３８）は、ｉ≧１の場合、ｉについてワンステップ前に記憶した過去の温度検出信号Ｓ［ｉ−１］と、ステップＳ１３で生成した温度検出信号Ｓ［ｉ］とを比較する。
【００５２】
スイッチング部１８（３８）は、ｉ≧１であってＳ［ｉ−１］＜Ｓ［ｉ］であると判定した場合（ステップＳ１４Ｙｅｓ）には、デッドタイムの設定値の探索処理を終了する。一方、スイッチング部１８（３８）は、ｉ≧１であってＳ［ｉ−１］＜Ｓ［ｉ］であると判定しなかった場合（ステップＳ１４Ｎｏ）には、ステップＳ１５を実行する。ステップＳ１５では、スイッチング部１８（３８）は、ｉをインクリメントし、ステップＳ１２を実行する。
【００５３】
図９に示すデッドタイムの設定値の探索処理によれば、スイッチング部１８（３８）は、１ステップ前の温度検出信号Ｓ［ｉ−１］と、最新の温度検出信号Ｓ［ｉ］との比較を行う。そして、スイッチング部１８（３８）は、温度検出信号Ｓ［ｉ］が１ステップ前の温度検出信号Ｓ［ｉ−１］よりも高ければ、１ステップ前のデッドタイムを最適なデッドタイムとして採用する。デッドタイムを総当たりで探索する場合と比較して、記憶部３４の記憶容量や探索処理時間を低減する。
【００５４】
なお、上述した実施の形態では、スイッチング駆動部５の回路の温度を検出するとしたが、回路の温度に限らず、回路に含まれる各素子の各温度を検出することとしてもよい。この場合、温度検出部１９及び２９は、回路に含まれる素子の温度を検出するべく、スイッチング部１８及び２８の回路上において、ＭＯＳＦＥＴ９又はＭＯＳＦＥＴ１０の周辺の適切な位置に配置される。例えば、温度検出部１９及び２９がＭＯＳＦＥＴ１０の周辺の適切な位置に配置される場合には、ＭＯＳＦＥＴ１０の温度Θをより反映した温度検出信号を出力する。
【００５５】
また、温度検出部１９及び２９をスイッチング駆動部５の素子毎に設け、デッドタイムの最適値の探索は、各素子の温度の平均や最大値等の統計値に基づいて行ってもよい。もしくは、回路に含まれる素子から一又は複数の素子を予め選択しておき、選択した素子から検出した温度に基づいてデッドタイムの最適値を探索することとしてもよい。
【００５６】
なお、スイッチング部１８及び２８の回路上において、温度検出部１９及び２９が温度を検出する対象とする回路又は素子に応じて、図５に示すようなデッドタイム、効率及び温度の関係が異なることは言うまでもない。
【００５７】
また、上述した実施の形態では、スイッチング駆動部５の同期整流用の素子としてＭＯＳＦＥＴ１０を用いた例を示した。ＭＯＳＦＥＴは、抵抗が小さいので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００（３００）の効率をより高める。しかし、ＭＯＳＦＥＴに限らず、同期整流用の素子として整流用ダイオードを用いてもよい。
【００５８】
（実施の形態による効果）
以上のように、実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２００（３００）は、電力損失の指標として、スイッチング駆動部５の回路の温度というパラメータを用いてデッドタイムの最適値を探索する。このため、効率が最大となるようデッドタイムを容易にかつより正確に設定可能とする。
【００５９】
また、実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２００（３００）を半導体回路の給電装置に適用することで、より効率を高めることで半導体回路全体の消費電力を低減する。これは、スイッチング電源、特にスイッチング駆動部５の消費電力が半導体回路全体の中でも大きいためである。
【符号の説明】
【００６０】
４、２１、４１  デッドタイム設定部
５  スイッチング駆動部
６  平滑回路
７  負荷
８、１８、３８  スイッチング部
９  ＭＯＳＦＥＴ（ハイサイドＭＯＳＦＥＴ）
１０  ＭＯＳＦＥＴ（ローサイドＭＯＳＦＥＴ）
１１  ハイサイド信号
１２  ローサイド信号
１３  ＰＷＭ出力
１９、２９  温度検出部
２０  温度検出信号
３１  ＰＴＡＴ電圧
３２  ＡＤコンバータ
３３  論理回路
３４  記憶部
１００、２００、３００  ＤＣ−ＤＣコンバータ
【先行技術文献】
【特許文献】
【００６１】
【特許文献１】特表２００７−５３５２８６号公報
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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