(57)【要約】【課題】高調波歪を低減した交流電力を出力するインバータを提供する。【解決手段】制御部は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の電位差とからなる複数の階調電圧を用いて、擬似正弦波を発生させる。具体的に制御部は、正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内で、一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとするＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させる。ＰＷＭ信号の切替タイミングは、正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内に一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとする三角波を生成し、その三角波と正弦波の交点を用いることで決定される。【選択図】図９
2013017262.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ電圧が異なる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータであって、それぞれの直流電源からの電源電圧を少なくとも含む複数の階調電圧を用いて、擬似正弦波を発生させる制御部を備え、
前記制御部は、正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内で、一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとするＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させることを特徴とするインバータ。
【請求項２】
複数の階調電圧には、２つの電源電圧の差電圧または和電圧が含まれることを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
【請求項３】
前記制御部は、正弦波電圧が隣り合う階調電圧となる時間の範囲内で、ＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させることを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ。
【請求項４】
ＰＷＭ信号の切替タイミングは、正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内に、２つの階調電圧の中間電圧を中心に振幅する三角波を生成し、その三角波と正弦波の交点を用いることで決定されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のインバータ。
【請求項５】
正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内に、前記三角波のローレベルおよびハイレベルが、一方の階調電圧および他方の階調電圧になることを特徴とする請求項４に記載のインバータ。
【請求項６】
前記制御部は、正弦波の振幅を最大の階調電圧で出力することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のインバータ。
【請求項７】
請求項１から６のいずれかに記載のインバータを備えることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ、およびそれを搭載した電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、太陽光発電システムが急速に普及している。太陽光発電システムでは、太陽電池モジュールで発電された電力を、効率よく利用するためのパワーコンディショナを設置する必要がある。パワーコンディショナには、直流電力を交流電力に変換するためのインバータが搭載される。太陽光発電システムでより多くの電力を得るには、太陽電池セルでのエネルギー変換効率の向上と、パワーコンディショナでの電力変換効率の向上が重要である。またパワーコンディショナを系統につなぐためには、高調波および高調波歪を可能な限り除去することのできるインバータが求められる。
【０００３】
従来、高調波歪の除去を目的として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を利用する技術が提案されている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−６１８８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１は、ＰＷＭ信号によりスイッチ手段をオンオフし、高調波成分を除去する技術を開示しているが、ＰＷＭ信号の切替タイミングについては考慮がなされていないため、高調波成分を十分に取り除くことができない。本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、高調波歪を低減した交流電力を出力するインバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明のある態様のインバータは、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータであって、それぞれの直流電源からの電源電圧を少なくとも含む複数の階調電圧を用いて、擬似正弦波を発生させる制御部を備える。制御部は、正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内で、一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとするＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成して、擬似正弦波を発生させる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、高調波歪を低減した交流電力を出力するインバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態に係るインバータの回路構成を示す図である。
【図２】電源電圧と電位差の関係を示す図である。
【図３】階調制御により生成される擬似正弦波を示す図である。
【図４】十三種類の階調電圧を生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。
【図５】実施の形態のインバータの実装回路を示す図である。
【図６】図５に示すインバータにより七種類の階調電圧を生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。
【図７】生成したい理想的な正弦波の１／４周期と、階調電圧の関係を示す図である。
【図８】ウィンドウを説明するための図である。
【図９】ＰＷＭ制御を説明するための図である。
【図１０】ウィンドウの変形例を示す図である。
【図１１】シミュレーション結果を示す図である
【図１２】太陽光発電システムのシステム構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図１は、本発明の実施の形態に係るインバータ２００の回路構成を示す図である。図１には、説明の便宜上、直流電源部１００および負荷３００も描いているが、直流電源部１００および負荷３００は、インバータ２００の構成要素には含まれない。インバータ２００は、直流電源部１００に含まれる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換する。直流電源部１００は、それぞれ電源電圧の異なる第１の直流電源Ｖ１、第２の直流電源Ｖ２および第３の直流電源Ｖ３とを含む。インバータ２００は、複数のＨブリッジ回路および制御部２０を備える。制御部２０は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の差分電圧（以下、「電位差」ともよぶ）を用いて、擬似正弦波を発生させる。
【００１０】
複数のＨブリッジ回路は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源ごとに設けられ、当該複数の直流電源のそれぞれから負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路である。制御部２０は、複数のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。
【００１１】
実施の形態では、三種類の直流電源（第１の直流電源Ｖ１、第２の直流電源Ｖ２、第３の直流電源Ｖ３）が設けられており、インバータ２００には、三つのＨブリッジ回路が設けられている。また実施の形態では、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１＞第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２＞第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３の関係に設計されている。なお、別の実施の形態では、二種類の直流電源および二つのＨブリッジ回路が設けられてもよく、また四種類以上の直流電源および四つ以上のＨブリッジ回路が設けられてもよい。
【００１２】
第１のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第１−１スイッチＳ１１および第１−２スイッチＳ１２は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。
【００１３】
より具体的には、第１−１スイッチＳ１１は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側端子と負荷３００の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第１−２スイッチＳ１２は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側端子と負荷３００の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。第１共通スイッチＳ３は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側端子と負荷３００の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第２共通スイッチＳ４は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側端子と負荷３００の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。
【００１４】
第１のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に順方向電圧を印加する場合、制御部２０により第１−１スイッチＳ１１および第２共通スイッチＳ４がオンに、第１−２スイッチＳ１２および第１共通スイッチＳ３がオフに制御される。一方、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、第１−１スイッチＳ１１および第２共通スイッチＳ４がオフに、第１−２スイッチＳ１２および第１共通スイッチＳ３がオンに制御される。
【００１５】
第２のＨブリッジ回路は、第２の直流電源Ｖ２から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２は、第２の直流電源Ｖ２の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第２の直流電源Ｖ２の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。
【００１６】
第３のＨブリッジ回路は、第３の直流電源Ｖ３から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第３−１スイッチＳ３１、第３−２スイッチＳ３２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２は、第３の直流電源Ｖ３の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第３の直流電源Ｖ３の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。
【００１７】
このように、本実施の形態では、第１のＨブリッジ回路を構成する第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４と、第２のＨブリッジ回路を構成する第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４と、第３のＨブリッジ回路を構成する第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４とが共通化されている。すなわち、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路と、第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路と、第３のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路と、が共通化されている。
【００１８】
本実施の形態では第１の直流電源Ｖ１の低電位側電圧、第２の直流電源Ｖ２の低電位側電圧および第３の直流電源Ｖ３の低電位側電圧を所定の固定電圧（たとえば、グラウンド電圧）で共通にすることにより、両者の低電位側の配線を共通化することができる。これにより、インバータ２００に含まれるスイッチの数を減らすことができる。
【００１９】
第２のＨブリッジ回路に含まれる第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４の詳細な接続関係およびオンオフ動作は、第１のＨブリッジ回路に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４と同様であるため、その説明を省略する。また、第３のＨブリッジ回路に含まれる第３−１スイッチＳ３１、第３−２スイッチＳ３２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４の詳細な接続関係およびオンオフ動作についても、第１のＨブリッジ回路に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４と同様であるため、その説明を省略する。
【００２０】
第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１、第３−２スイッチＳ３２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４には、それぞれパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＧａＮトランジスタ、ＳｉＣ−ＦＥＴなどを採用することができる。
【００２１】
本実施の形態において、制御部２０は、第１のＨブリッジ回路、第２のＨブリッジ回路および第３のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。より具体的には、第１のＨブリッジ回路、第２のＨブリッジ回路および第３のＨブリッジ回路を制御することにより、負荷３００に供給される電圧を時分割に切り換える。
【００２２】
三つの直流電源および三つのＨブリッジ回路を用いるインバータ２００では、正負合わせて六種類の階調電圧（Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，−Ｅ３，−Ｅ２，−Ｅ１）を生成することができる。負荷３００に電圧を供給しない状態のゼロ電圧を加えると、七種類の階調電圧を生成することができる。本実施の形態では、直流電源およびＨブリッジ回路を増やさずに、さらに別の六種類の階調電圧を生成する。したがって、合計十三種類の階調電圧を生成する。
【００２３】
以下、別の六種類の階調電圧の生成方法について説明する。制御部２０は、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路および第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路、第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路および第３のＨブリッジ回路のすべての経路を無効とすることにより、第１及び２のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第１及び２のＨブリッジ回路は、第１のＨブリッジ回路の高電位側の半分と、第２のＨブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。
【００２４】
当該第１及び２のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２を含む。
【００２５】
第１及び２のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差（Ｅ１−Ｅ２）を、負荷３００に対して順方向に供給する場合、制御部２０により第１−１スイッチＳ１１および第２−２スイッチＳ２２がオンに、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４がオフに制御される。一方、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差（Ｅ１−Ｅ２）を、負荷３００に対して逆方向に供給する場合、第１−２スイッチＳ１２および第２−１スイッチＳ２１がオンに、第１−１スイッチＳ１１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４がオフに制御される。
【００２６】
また、制御部２０は、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路および第３のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路、第３のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路および第２のＨブリッジ回路のすべての経路を無効とすることにより、第１及び３のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第１及び３のＨブリッジ回路は、第１のＨブリッジ回路の高電位側の半分と、第３のＨブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。
【００２７】
当該第１及び３のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第３の直流電源Ｖ３との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２を含む。
【００２８】
また、制御部２０は、第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路および第３のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路、第３のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路および第１のＨブリッジ回路のすべての経路を無効とすることにより、第２及び３のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第２及び３のＨブリッジ回路は、第２のＨブリッジ回路の高電位側の半分と、第３のＨブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。
【００２９】
当該第２及び３のＨブリッジ回路は、第２の直流電源Ｖ２と第３の直流電源Ｖ３との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２を含む。
【００３０】
第１及び３のＨブリッジ回路に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２のオンオフ動作と、第２及び３のＨブリッジ回路に含まれる第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２のオンオフ動作は、それぞれ、第１及び２のＨブリッジ回路に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２のオンオフ動作と同様であるため、その説明を省略する。
【００３１】
図２は、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２との第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３との第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）、および第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２と第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３との第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）の関係を示す図である。
【００３２】
図２では、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２と、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３との比を、７：５：４に設定する例を描いている。その場合、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）と、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）との比は、２：３：１となる。全体では、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２と、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３と、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）と、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）との比が７：５：４：３：２：１となる。
【００３３】
図３は、階調制御のみにより生成される擬似正弦波を示す図である。上述したように、実施の形態では十三種類の擬似電圧を生成することができる。制御部２０は、ゼロ電圧、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、ゼロ電圧、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（負）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（負）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（負）、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、ゼロ電圧の順番に、負荷３００に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。このように階調電圧を用いることで、擬似正弦波を生成できる。なお図３に示すように、階調制御のみにより生成される擬似正弦波は、高調波成分を含んでいるため、本実施の形態では、階調制御と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御とを組み合わせることで、高調波成分を効果的に除去した擬似正弦波を生成することを目的とする。
【００３４】
図４は、十三種類の階調電圧を生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０はゼロ電圧、階調レベル１は第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、階調レベル２は第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、階調レベル３は第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、階調レベル４は第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、階調レベル５は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル６は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）、階調レベル−１は第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、階調レベル−２は第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、階調レベル−３は第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、階調レベル−４は第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（負）、階調レベル−５は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、階調レベル−６は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（負）に、それぞれ対応する。制御部２０は、図４に示すように、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３、第２共通スイッチＳ４、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２をオンオフ制御する。
【００３５】
図５は、実施の形態のインバータ２００の実装回路を示す。第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１を９６Ｖ、第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２を８２Ｖ、第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３を３２Ｖに設定する。図１と比較すると、図５において、第１−１スイッチＳ１１はスイッチＳＷ０、第１−２スイッチＳ１２はスイッチＳＷ２、第１共通スイッチＳ３はスイッチＳＷ１、第２共通スイッチＳ４はスイッチＳＷ３、第２−１スイッチＳ２１はスイッチＳＷ４、ＳＷ５、第２−２スイッチＳ２２はスイッチＳＷ６、ＳＷ７、第３−１スイッチＳ３１はスイッチＳＷ８、ＳＷ９、第３−２スイッチＳ３２はスイッチＳＷＳ１０、ＳＷ１１に、それぞれ対応する。
【００３６】
図６は、図５に示すインバータ２００により七種類の階調電圧を生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０はゼロ電圧、階調レベル１は電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、階調レベル２は第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、階調レベル３は電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、階調レベル４は電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、階調レベル５は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル６は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）に、それぞれ対応する。制御部２０は、七種類の階調電圧を生成する際、図６に示すように、スイッチＳＷ０〜ＳＷ１１をオンオフ制御する。
【００３７】
以下では、インバータ２００が、複数の直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の電位差とからなる複数の階調電圧を生成できることを利用して、高調波成分を低減した滑らかな擬似正弦波を生成する手法を説明する。
【００３８】
図７は、生成したい理想的な正弦波の１／４周期と、階調電圧の関係を示す。縦軸ｙは電圧であり、横軸ｘは時間である。正弦波の振幅を最大の階調電圧（９６Ｖ）とし、正弦波の周期をＴとすると、正弦波は、ｙ＝９６×ｓｉｎ（２π×ｘ／Ｔ）で表現される。各階調電圧をｙ０〜ｙ６で表現すると、ｙ０＝０Ｖ、ｙ１＝１４Ｖ、ｙ２＝３２Ｖ、ｙ３＝５０Ｖ、ｙ４＝６４Ｖ、ｙ５＝８２Ｖ、ｙ６＝９６Ｖとなる。このとき、各階調電圧となる時間は、ｘ０＝０、ｘ１＝ａｒｃｓｉｎ（１４／９６）×Ｔ／２π、ｘ２＝ａｒｃｓｉｎ（３２／９６）×Ｔ／２π、ｘ３＝ａｒｃｓｉｎ（５０／９６）×Ｔ／２π、ｘ４＝ａｒｃｓｉｎ（６４／９６）×Ｔ／２π、ｘ５＝ａｒｃｓｉｎ（８２／９６）×Ｔ／２π、ｘ６＝ａｒｃｓｉｎ（９６／９６）×Ｔ／２πで表現される。
【００３９】
本実施の形態において、制御部２０は、正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内で、一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとするＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成して、擬似正弦波を発生させる。図７を参照して、交流出力（正弦波出力）の１／４周期の間において、正弦波電圧が階調電圧となる時間は、ｘ０〜ｘ６であり、制御部２０は、任意の２つの時間の範囲内で、一方の階調電圧をローレベルとし、他方の階調電圧をハイレベルとするＰＷＭ信号を生成する。なお制御部２０は、隣り合う階調電圧となる時間の範囲内で、ＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させることが好ましい。具体的に、隣り合う階調電圧となる時間の組み合わせは、ｘ０とｘ１、ｘ１とｘ２、ｘ２とｘ３、ｘ３とｘ４、ｘ４とｘ５、ｘ５とｘ６である。
【００４０】
図８は、制御部２０によるＰＷＭ制御を説明するための図である。図８では、隣り合う階調電圧と、正弦波電圧がそれぞれの階調電圧となる時間とを枠線で結んでおり、以下では、説明の便宜上、枠線で囲まれた領域をウィンドウと表現する。図示されるように、正弦波の１／４周期には、７つの階調電圧（ｙ０〜ｙ６）が存在するため、６つのウィンドウ３０ａ〜３０ｆが形成される。制御部２０は、各ウィンドウ３０において、ＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させる。
【００４１】
各ウィンドウ３０の枠線において、下線は、ＰＷＭ信号のローレベル、上線はＰＷＭ信号のハイレベルを表現し、また左線は、そのウィンドウ３０におけるＰＷＭ制御の開始時間、右線はＰＷＭ制御の終了時間を表現する。ＰＷＭ信号のレベルの切替タイミングは、ウィンドウ３０において一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとする三角波を生成し、その三角波と正弦波の交点を用いて決定される。ＰＷＭ信号の切替タイミングは、動的に決定されてもよいが、予め決定されてテーブルに格納されていてもよい。
【００４２】
図９（ａ）は、ウィンドウ３０内に仮想的に三角波を生成した状態を示す。本実施の形態では、三角波と正弦波が交差する時間を抽出し、その時間をＰＷＭ信号の電圧切替タイミングとして決定する。図９（ａ）には、ウィンドウ３０ｅにおいて三角波を生成した状態が示されているが、他のウィンドウ３０においても同様に三角波と正弦波が交差する時間を抽出し、ＰＷＭ信号の電圧切替タイミングとして設定される。
【００４３】
図９（ｂ）は、ウィンドウ３０ｅにおけるＰＷＭ制御によるローレベルとハイレベルの出力電圧を示す。この出力電圧は、ウィンドウ３０ｅの時間範囲における擬似正弦波を構成する。図９（ａ）を参照して、制御部２０は、正弦波電圧よりも三角波電圧が高い場合に、ローレベルの階調電圧を出力し、正弦波電圧の方が三角波電圧よりも高い場合に、ハイレベルの階調電圧を出力するように、ＰＷＭ電圧を生成する。このように制御部２０は、ウィンドウ３０における一方の階調電圧をローレベル、他方の階調電圧をハイレベルとする三角波を生成したときに、三角波と正弦波の交点でＰＷＭ制御の電圧切替を行うことで、ウィンドウ３０の時間範囲内の平均電圧を、正弦波の平均電圧と同じにすることが可能となる。
【００４４】
なお、図９（ａ）および図９（ｂ）においては、ウィンドウ３０ｅについて説明したが、他のウィンドウ３０についても同様にＰＷＭ制御における電圧切替のタイミングを決定する。以上のように電圧の階調制御とＰＷＭ制御を組み合わせることで、制御部２０は、正弦波の振幅を最大の階調電圧で出力するとともに、高調波歪を低減した擬似正弦波を出力することが可能となる。
【００４５】
また、図９（ａ）においては、ウィンドウ３０において一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとする三角波を生成したが、２つの階調電圧の中間電圧を中心に振幅する三角波を生成してもよい。この場合であっても、生成した三角波と正弦波の交点を用いて、図９（ｂ）に関して説明したように、ＰＷＭ信号のレベル切替タイミングが決定される。
【００４６】
図１０は、生成するウィンドウの変形例を示す。図８と比較すると、図１０では、ウィンドウ３０ａ、３０ｂをまとめてウィンドウ３０ｇとし、ウィンドウ３０ｃ、３０ｄをまとめてウィンドウ３０ｈとしている。ウィンドウ３０の時間幅をある程度長くすることで、ＰＷＭ制御を簡略化でき、スイッチングロスを低減しつつ、安定したＰＷＭ制御を実現できるようになる。図８および図１０のいずれの場合であっても、交流出力の１／４周期において、複数のウィンドウ３０内でＰＷＭ制御を行うことにより、高調波成分を大幅に低減することが可能となる。なお、ＰＷＭ制御の各ウィンドウ３０の電圧切替パターンは、予め作成されて、テーブルに保持されてもよく、この場合、制御部２０は、テーブルの電圧パターンを参照して、各ＳＷのオンオフ制御を行う。なお、図８および図１０は、交流出力の０〜１／４周期を示しているが、１／４周期〜１周期の間についても同様に各ウィンドウの電圧切替パターンが導出され、テーブルに保持される。
【００４７】
図１１は、階調制御とＰＷＭ制御とを組み合わせたときのシミュレーション結果を示す図である。図中、点線は正弦波を示し、実線はインバータ２００が生成した擬似正弦波を示す。このシミュレーションによると、信号に占める３９次の高調波歪が１．５２％、変換効率が９８．１％という結果を得ることができ、擬似正弦波における高調波成分が低減されていることが確認された。
【００４８】
図１２は、実施の形態に係るインバータ２００を搭載したパワーコンディショナ２１０を含む太陽光発電システム５００のシステム構成図である。太陽光発電システム５００は、太陽電池モジュール１００ａ、接続箱１００ｂおよびパワーコンディショナ２１０を備える。パワーコンディショナ２１０は直流電力を交流電力に変換する電力変換装置として機能する。
【００４９】
太陽電池モジュール１００ａは、複数の太陽光パネルを含み、建物の屋根などに設置される。太陽電池モジュール１００ａは、太陽光を直流電力に変換して接続箱１００ｂに出力する。
【００５０】
接続箱１００ｂは、太陽電池モジュール１００ａに含まれる複数の太陽光パネルからの配線をまとめる。接続箱１００ｂは、実施の形態に係るインバータ２００で使用される直流電源の数に応じた複数の直流電圧を、パワーコンディショナ２１０に供給する。複数の太陽光パネルから当該複数の直流電圧を直接取得できる場合、そのままパワーコンディショナ２１０に供給することができる。複数の太陽光パネルから当該複数の直流電圧のすべてを取得できない場合、昇圧回路を用いて直接取得できない直流電圧を生成する。
【００５１】
パワーコンディショナ２１０は、実施の形態に係るインバータ２００、およびフィルタ２０５を備える。インバータ２００は、接続箱１００ｂから供給される複数の直流電圧を用いて、擬似正弦波を生成する。フィルタ２０５は、インバータ２００により生成された擬似正弦波を平滑化する。
【００５２】
パワーコンディショナ２１０により生成された交流電力は、負荷３００に供給される。たとえば、家庭用の太陽光発電システム５００では、分電盤を通じて、家庭内の電気機器に供給されるか、送電線網に供給される。
【００５３】
以上説明したように、実施の形態に係るインバータ２００を、太陽光発電システム５００用のパワーコンディショナ２１０に適用することにより、エネルギー変換効率の高い太陽光発電システム５００を構築することができる。
【００５４】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５５】
実施の形態では、インバータ２００が、複数の直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の電位差とからなる複数の階調電圧を用いて、擬似正弦波を生成した。別の実施の形態では、インバータ２００が、複数の直流電源からの電源電圧のみからなる複数の階調電圧を用いて擬似正弦波を生成してもよく、また、２つの電源電圧の和電圧を生成できる場合には、複数の直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の和電圧を用いて擬似正弦波を生成してもよい。またインバータ２００は、複数の電源電圧、２つの電源電圧の差電圧、および２つの電源電圧の和電圧を含む複数の階調電圧を用いて、擬似正弦波を生成してもよい。
【００５６】
実施の形態に係るインバータ２００を太陽光発電システム５００用のパワーコンディショナ２１０に適用する例を説明したが、それに限定されることになく、瞬低保護装置、無停電電源装置（Uninterruptible Power Supply：UPS）、その他の装置にも適用可能である。
【符号の説明】
【００５７】
１００  直流電源部、  ２００  インバータ、  Ｖ１  第１の直流電源、  Ｖ２  第２の直流電源、  Ｖ３  第３の直流電源、  Ｓ１１  第１−１スイッチ、  Ｓ１２  第１−２スイッチ、  Ｓ２１  第２−１スイッチ、  Ｓ２２  第２−２スイッチ、  Ｓ３１  第３−１スイッチ、  Ｓ３２  第３−２スイッチ、  Ｓ３  第１共通スイッチ、  Ｓ４  第２共通スイッチ、  ２０  制御部、  １００ａ  太陽電池モジュール、  １００ｂ  接続箱、  ２０５  フィルタ、  ２１０  パワーコンディショナ、  ３００  負荷、  ５００  太陽光発電システム。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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