(57)【要約】【課題】回転子１０ａの回転角情報の復調精度が大きく低下することを回避できる新たな信号処理装置を提供する。【解決手段】マイコン３０には、交流の励磁信号Ｓｃが回転子１０ａの回転角θに応じて振幅変調された被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓと、励磁信号Ｓｃとを所定のサンプリング周期でサンプリングするＡ／Ｄ変換器４８が備えられている。また、マイコン３０には、サンプリングされた複数の被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓ及び励磁信号ＳＣに基づく検波によって回転角θを算出する角度算出部６２等が備えられている。ここで、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値以下となる期間に励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングが含まれないように励磁信号Ｓｃの位相を変更すべく、ＰＷＭ生成部３２における比較値を変更する位相変更処理を行う。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報（θ）に応じて振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）と、前記励磁信号とを所定のサンプリング周期（Ｔａｄ）でサンプリングするサンプリング手段（４８）と、
前記サンプリングされた複数の前記被変調波及び前記励磁信号に基づく検波によって前記位置情報を復調する復調手段（５２，５４，５６，５８，６０，６２）と、
前記サンプリングされた前記励磁信号（ＲＥＦ）が０近傍の所定範囲となる期間に前記サンプリング手段によるサンプリングタイミングが含まれるか否かを判断又は予測する処理手段と、
前記処理手段によって前記サンプリングタイミングが含まれると判断又は予測された場合、前記所定範囲となる期間に前記サンプリングタイミングが含まれないように前記励磁信号の位相を変更する位相変更手段と、
を備えることを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記励磁信号生成用の信号であってかつ、キャリア（Ｃｎｔ）と比較値（Ｄ）との大小比較に基づきＰＷＭ変調された信号を生成する信号生成手段（３２）を更に備え、
前記位相変更手段は、前記比較値を変更することで前記位相を変更することを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記励磁信号生成用の信号であってかつ、キャリア（Ｃｎｔ）と比較値（Ｄ）との大小比較に基づきＰＷＭ変調された信号を生成する信号生成手段（３２）を更に備え、
前記位相変更手段は、前記キャリアの周期を変更することで前記位相を変更することを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記位置検出対象の位置情報とは、回転体（１０ａ）の回転角（θ）であり、
前記位相変更手段は、
前記回転体の回転速度（ωｍ）が低回転速度であると判断された場合、前記キャリアの１周期以上の第１の期間に渡って該キャリアの周期を変更することで前記位相を変更する低速変更手段と、
前記回転体の回転速度が高回転速度であると判断された場合、前記第１の期間よりも長くてかつ前記キャリアの複数周期からなる第２の期間に渡って該キャリアの周期を変更することで前記位相を変更する高速変更手段と、
を備え、
前記高速変更手段による前記キャリアの周期の変更量は、前記低速変更手段による前記キャリアの周期の変更量よりも小さく設定されていることを特徴とする請求項３記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記所定のサンプリング周期は、前記励磁信号の１周期をＮ（Ｎは２以上の整数）で除算した周期に設定されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか1項に記載の信号処理装置。
【請求項６】
前記復調手段は、
前記サンプリングされた前記励磁信号が０以上であるか否かに応じて、又は０よりも大きいか否かに応じて、２値の検波信号（Ｒｄ）を算出する２値検波信号算出手段（５８）を備え、
該２値検波信号算出手段によって算出された前記検波信号及び前記被変調波に基づく検波によって前記位置情報を復調することを特徴とする請求項１〜５のいずれか1項に記載の信号処理装置。
【請求項７】
前記所定範囲となる期間とは、前記サンプリングされた前記励磁信号の絶対値が規定値（ΔＳ）以下となる期間のことであり、
前記規定値は、前記所定のサンプリング周期の「１／２」の期間に想定される前記励磁信号の変化量の絶対値に設定されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流の励磁信号が位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調された被変調波と、前記励磁信号とに基づく検波によって前記位置情報を復調する復調手段を備える信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の信号処理装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、回転体の回転角に応じて励磁信号が振幅変調された被変調波をレゾルバによって生成し、生成された被変調波と励磁信号とに基づく検波によって回転角情報を復調するレゾルバデジタル変換器が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３４４２３１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、本発明者は、例えば処理周期が比較的長いソフトウェア処理手段によって上記信号処理装置を構成する場合、回転角情報の復調精度が大きく低下するといった問題に直面した。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、位置検出対象の位置情報の復調精度の低下を回避できる新たな信号処理装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報（θ）に応じて振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）と、前記励磁信号とを所定のサンプリング周期（Ｔａｄ）でサンプリングするサンプリング手段（４８）と、前記サンプリングされた複数の前記被変調波及び前記励磁信号に基づく検波によって前記位置情報を復調する復調手段（５２，５４，５６，５８，６０，６２）と、前記サンプリングされた前記励磁信号（ＲＥＦ）が０近傍の所定範囲となる期間に前記サンプリング手段によるサンプリングタイミングが含まれるか否かを判断又は予測する処理手段と、前記処理手段によって前記サンプリングタイミングが含まれると判断又は予測された場合、前記所定範囲となる期間に前記サンプリングタイミングが含まれないように前記励磁信号の位相を変更する位相変更手段と、備えることを特徴とする。
【０００７】
本発明者は、位置情報の復調精度が大きく低下する要因が、検波に用いる励磁信号の符号と被変調波に含まれる励磁信号の符号との相違に起因することを見出した。この点に鑑み、上記発明では、上記処理手段及び位相変更処理を備えた。これにより、位置情報の復調精度の低下を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるＰＷＭ変調による励磁信号の生成手法を示す図。
【図３】同実施形態にかかる励磁信号の生成態様を示す図。
【図４】同実施形態にかかる突発誤差の発生態様の一例を示す図。
【図５】同実施形態にかかる検波エラーの一例を示す図。
【図６】同実施形態にかかる励磁信号の位相変更の概要を示す図。
【図７】同実施形態にかかる位相変更処理の手順を示す流れ図。
【図８】同実施形態にかかる第１又は第２の領域の判断手法を示す図。
【図９】同実施形態にかかる位相の進角及び遅角を示す図。
【図１０】同実施形態にかかるサンプリング周期の設定手法を示す図。
【図１１】同実施形態にかかる位相変更処理の一例を示す図。
【図１２】第２の実施形態にかかる位相変更処理の手順を示す流れ図。
【図１３】同実施形態にかかる位相変更処理の一例を示す図。
【図１４】第３の実施形態にかかる位相変更処理の手順を示す流れ図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる信号処理装置をレゾルバのデジタルコンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１０】
図１に示すモータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。インバータＩＮＶは、モータジェネレータ１０と図示しないバッテリとの間の電力の授受を仲介する。モータジェネレータ１０の回転子１０ａの回転角θ（電気角）は、レゾルバ２０によって検出される。本実施形態では、レゾルバ２０として、１つの1次側コイル２２と、２つの２次側コイル２４，２６とを備える１相励磁２相出力型のものを用いている。以下、回転角θを検出するための構成について説明する。
【００１１】
本実施形態では、回転角θを検出するための構成として、レゾルバ２０に加えて、インターフェース回路２８及びマイクロコンピュータ（マイコン３０）を備えている。レゾルバ２０の１次側コイル２２は、モータジェネレータ１０の回転子１０ａに機械的に連結されている。１次側コイル２２は、正弦波状の交流信号（励磁信号Ｓｃ）によって励磁される。
【００１２】
励磁信号Ｓｃは、マイコン３０内蔵のＰＷＭ生成部３２及び発振器３４と、インターフェース回路２８内蔵の２次遅れ要素３６及び増幅回路３８とによって生成される。詳しくは、ＰＷＭ生成部３２は、発振器３４から所定周期で入力されるクロックに同期してカウントアップされるカウンタ値Ｃｎｔと、比較値Ｄとの大小比較に基づき、励磁信号Ｓｃ生成用の信号であるＰＷＭ信号（２値信号）を生成する。
【００１３】
図２に、比較値Ｄ、カウンタ値Ｃｎｔ及びＰＷＭ信号の推移を示す。
【００１４】
図示されるように、ＰＷＭ生成部３２は、カウンタ値Ｃｎｔが比較値Ｄよりも小さい場合に論理「Ｈ」のＰＷＭ信号を生成し、カウンタ値Ｃｎｔが比較値Ｄ以上となる場合に論理「Ｌ」のＰＷＭ信号を生成する。上記カウンタ値Ｃｎｔがその上限値Ｔに到達する場合、カウンタ値Ｃｎｔのリセット処理が行われる。このため、カウンタ値Ｃｎｔは、デジタル処理によって生成されたのこぎり波状の信号（キャリア）となる。
【００１５】
また、ＰＷＭ生成部３２は、カウンタ値Ｃｎｔがその下限値（０）から上限値Ｔに到達するまでの１周期（キャリアの１周期）毎に比較値Ｄを更新する。これにより、励磁信号Ｓｃの周期で比較値Ｄが変動することとなる。
【００１６】
図１の説明に戻り、ＰＷＭ生成部３２において生成されたＰＷＭ信号は２次遅れ要素３６に入力され、２次遅れ要素３６の出力電圧が増幅回路３８によって増幅されることで、図３に示すように、励磁信号Ｓｃが生成される。
【００１７】
上記励磁信号Ｓｃが１次側コイル２２に入力されると、１次側コイル２２に磁束が生じる。１次側コイル２２に生じた磁束は、一対の２次側コイル２４，２６を鎖交する。ここで、２次側コイル２４，２６のそれぞれと１次側コイル２２との相互インダクタンスは、回転子１０ａの回転角θに応じて周期的に変化するように構成されている。これにより、２次側コイル２４，２６を鎖交する磁束数は、周期的に変化する。特に、本実施形態では、２次側コイル２４，２６のそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるようになっている。これにより、２次側コイル２４，２６のそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを、変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。すなわち、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎωｔ」とすると、被変調波は、それぞれ「ｓｉｎθ×ｓｉｎωｔ」と「ｃｏｓθ×ｓｉｎωｔ」となる。なお、本実施形態において、後述する位相変更処理が行われない場合、励磁信号Ｓｃの周期は、基本的には予め定められた固定値（例えば１００μｓｅｃ）に設定されている。
【００１８】
上記増幅回路３８の出力電圧は、差動増幅回路４０によって電圧変換される。一方、２次側コイル２４の出力電圧は、差動増幅回路４２によって電圧変換され、２次側コイル２６の出力電圧は、差動増幅回路４４によって電圧変換される。これら差動増幅回路４０，４２，４４の出力電圧は、ノイズ除去用のローパスフィルタ４６を介してマイコン３０のアナログデジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器４８）に入力される。なお、図中、Ａ／Ｄ変換器４８に入力される電圧のうち、差動増幅回路４０の出力電圧に対応するものを「ＳＣ」で示し、差動増幅回路４２の出力電圧に対応するものを「Ｓｉｎ」で示し、差動増幅回路４４の出力電圧に対応するものを「Ｃｏｓ」で示した。
【００１９】
Ａ／Ｄ変換器４８は、発振器３４から出力されるクロックに基づき、所定のサンプリング周期Ｔａｄで励磁信号ＳＣをデジタルデータに変換する（励磁信号ＳＣをサンプリングする）。また、Ａ／Ｄ変換器４８は、上記クロックに基づき、被変調波Ｓｉｎをデジタルデータに変換する（被変調波Ｓｉｎをサンプリングする）。さらに、Ａ／Ｄ変換器４８は、上記クロックに基づき被変調波Ｃｏｓをデジタルデータに変換する（被変調波Ｃｏｓをサンプリングする）。なお、図1には、サンプリングされた励磁信号ＳＣをレファレンス「ＲＥＦ」で示し、サンプリングされた被変調波を「ＳＩＮ，ＣＯＳ」で示した。なお、本実施形態において、上記サンプリング周期Ｔａｄは、予め定められた固定値（例えば、６μｓｅｃ）に設定されている。
【００２０】
Ａ／Ｄ変換器４８の出力信号は、中央処理装置（ＣＰＵ５０）に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。図１では、ＣＰＵ５０によって行われるソフトウェア処理のうち、特に、回転角θの算出処理等について、ブロック図で示している。
【００２１】
余弦関数乗算器５２は、回転角θの算出値（以下、算出角φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、正弦関数乗算器５４は、算出角φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを被変調波ＣＯＳに乗算する。制御偏差算出部５６は、余弦関数乗算器５２の出力値から正弦関数乗算器５４の出力値を減算することで、制御偏差εを算出する。
【００２２】
この制御偏差εは、差動増幅回路４０，４２，４４や増幅回路３８のゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｅｑ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｅｑ１）
この制御偏差εが「０」となる場合、実際の回転角θと算出角φとが一致する。ここで、制御偏差εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。
【００２３】
すなわち、レファレンスＲＥＦは、２値検波信号算出手段としての検波信号生成部５８に入力され、ここで、レファレンスＲＥＦと「０」との大小比較に応じて「１」又は「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部５８では、レファレンスＲＥＦが「０」以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。
【００２４】
同期検波部６０は、制御偏差εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。なお、被検波量εｃは、実際の回転角θと算出角φとの差が「０」となることで「０」となってかつ、その符号によって、算出角φが実際の回転角θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。
【００２５】
被検波量εｃは、角度算出部６２に入力される。角度算出部６２は、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に、比例要素、２重積分要素及び位相補償フィルタ「（ｂｓ＋１）／（ａｓ＋１）」を備えるものを例示した。ここで、２重積分要素を用いたのは、回転角θが一定速度で変化する場合に算出角φに定常偏差が生じないことを狙ったものである。
【００２６】
上記算出角φは、上記余弦関数乗算器５２及び正弦関数乗算器５４に加えて、操作量算出部６４に入力される。操作量算出部６４では、モータジェネレータ１０に流れる電流を検出する図示しない電流センサの検出値や、算出角φ等に基づき、インバータＩＮＶの操作信号を生成してインバータＩＮＶに出力する。これにより、モータジェネレータ１０の制御量（例えば出力トルク）がその指令値（例えば指令トルク）に制御される。
【００２７】
上述した構成は、回転角θの算出をソフトウェア処理によって実現するためになされたものである。ここで、こうした構成を採用した場合に、算出角φが実際の回転角θに対して突発的に変動する現象（以下、突発誤差）が生じることが本発明者によって見出された。以下、図４を用いて、突発誤差について説明する。
【００２８】
図４は、回転子１０ａの回転速度が一定である場合において、実際の回転角θに対する算出角φの誤差である角度誤差（図中、１２ビットのデータとして示す）の推移を示すタイムチャートである。詳しくは、図４（ａ）は、突発誤差が生じない場合おける角度誤差の推移を示し、図４（ｂ）は、突発誤差が生じる場合における角度誤差の推移を示す。なお、図４（ａ）において、角度誤差が生じているのは、算出角φに含まれる周知の正弦波状の誤差（図中、回転子１０ａの半回転周期を周期とする誤差を例示）のためである。この正弦波状の誤差については、従来技術で対処可能なため、本実施形態では問題としない。
【００２９】
図４（ａ）に示すように、突発誤差が生じない場合、角度誤差として正弦波状の誤差のみが生じる。これに対し、突発誤差が生じる場合には、図４（ｂ）に示すように、角度誤差が大きく変動することとなる。
【００３０】
ここで、本発明者は、突発誤差の発生要因について調べた。そして、突発誤差の発生要因が、図５に示すように、検波信号Ｒｄの符号が被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳに含まれる励磁信号Ｓｃの符号と相違する検波エラーであることを突き止めた。詳しくは、図５（ａ）は、レファレンスＲＥＦの推移を示し、図５（ｂ）は、検波エラーが生じていない場合の理想的な検波信号Ｒｄの推移を示し、図５（ｃ），（ｄ）は、検波エラーが生じる場合の検波信号Ｒｄの推移を示す。
【００３１】
そして、本発明者は、検波エラーの発生要因について調べた。その結果、検波エラーが生じるのは、回転角θの算出にレファレンスＲＥＦに基づく２値の検波信号Ｒｄを用いる構成において、レファレンスＲＥＦのゼロクロスタイミング近傍のタイミングで励磁信号ＳＣをサンプリングしているためであることを突き止めた。これは、ゼロクロスタイミング近傍のタイミングにおいては、レファレンスＲＥＦにノイズが混入したり、Ａ／Ｄ変換器４８でＡＤ変換する際の変換誤差が生じたりすること等によって、検波信号Ｒｄの符号が反転しやすいことに起因する。
【００３２】
そして、本発明者は、更に以下の知見を得た。詳しくは、回転角θの算出をソフトウェア処理によって実現することで検波エラーによる突発誤差が生じるのは、例えば、アナログ信号を用いて回転角θを算出する構成と比較して、ソフトウェア処理によって回転角θを算出する構成における処理周期（サンプリング周期Ｔａｄ）が長いことに起因する。サンプリング周期Ｔａｄが長いほど、１回のサンプリング値が算出角φの算出に寄与する度合いが大きくなる。
【００３３】
ちなみに、検波エラーが生じる状況下、主に以下の要因によって突発誤差の発生が助長されることがある。
【００３４】
まず、第１の要因は、角度算出部６２を２重積分要素を備えて構成していることである。こうした構成では、検波エラーが生じた場合、１回のサンプリング値が算出角φの算出精度に及ぼす影響が増幅される。
【００３５】
そして、第２の要因は、励磁信号ＳＣや被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓについて、実際の値に対して所定値ずれるオフセット誤差が生じることである。ここで、例えば、被変調波Ｃｏｓにオフセット誤差が生じる状況下、励磁信号Ｓｃの１周期におけるレファレンスＲＥＦのサンプリング回数のうち、レファレンスＲＥＦが正となる回数と負となる回数とが相違すると、突発誤差が生じやすくなる。ちなみに、こうした事態を回避する上では、何らかの方法によってオフセット誤差を除去し、励磁信号Ｓｃの１周期におけるレファレンスＲＥＦのサンプリング回数のうち、レファレンスＲＥＦが正となる回数と負となる回数とが同一となるようにすることが望ましい。また、上記オフセット誤差は、例えば、差動増幅回路４０，４２，４４に接続される電源が共通化されていることに起因して発生する。
【００３６】
続いて、上記検波エラーの発生を回避する手法について説明する。本実施形態では、図６に示すように、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ（＞０）以下となる期間に励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングが含まれないように励磁信号Ｓｃの位相を変更（図中、実線から破線へと変更）する位相変更処理を行う。ここで、上記規定値ΔＳは、サンプリング周期Ｔａｄの「１／２」の期間に想定されるレファレンスＲＥＦの変化量の絶対値に設定されている。
【００３７】
上記位相変更処理によれば、検波エラーを回避することができる。これは、レファレンスＲＥＦが「０」の場合には検波信号Ｒｄが「１」となるため、励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングがレファレンスＲＥＦのゼロクロスタイミングとなることで検波エラーが生じやすくなる一方、上記位相変更処理によれば、レファレンスＲＥＦのゼロクロスタイミング近傍の期間を励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングから除外することができるためである。また、レファレンスＲＥＦにノイズが混入することで検波信号Ｒｄの符号が反転することも考えられるが、こうした事態は、レファレンスＲＥＦが大きいほど生じにくくなる。すなわち、上記位相変更処理によれば、検波エラーを回避できる。
【００３８】
図７に、上記位相変更処理の手順を示す。この処理は、ＰＷＭ生成部３２によって実行される。
【００３９】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、Ａ／Ｄ変換器４８から出力される現在のレファレンスＲＥＦ（ｎ）を取得する。
【００４０】
続くステップＳ１２では、レファレンスＲＥＦ（ｎ）の絶対値が上記規定値ΔＳ以下であるか否かを判断する。
【００４１】
ステップＳ１２において肯定判断された場合には、ステップＳ１４に進み、現在のレファレンスＲＥＦ（ｎ）の取得タイミングが第１の領域であるか否かを判断する。ここで、第１の領域とは、図８に示すように、レファレンスＲＥＦが正から負へと移行される局面においてレファレンスＲＥＦが「規定値ΔＳ」となってから「０」となるまでの期間、及びレファレンスＲＥＦが負から正へと移行される局面においてレファレンスＲＥＦが「−規定値ΔＳ」となってから「０」となるまでの期間のことである。なお、第１の領域であるか否かは、前回のレファレンスＲＥＦ（ｎ−１）及び現在のレファレンスＲＥＦ（ｎ）の双方の符号が一致しているか否かで判断すればよい。
【００４２】
図７の説明に戻り、ステップＳ１４において第１の領域である（上記双方の符号が一致している）と判断された場合には、ステップＳ１６に進み、励磁信号Ｓｃの位相を遅らせる遅角処理を行う（図９参照）。ここでは、比較値Ｄを大きくすると励磁信号Ｓｃが大きくなることを利用して、ＰＷＭ生成部３２のその後の処理周期における比較値Ｄに対して所定値α（＞０）加減算することで位相を遅角側に変更する。ここで、本実施形態では、上記所定値αを、ＰＷＭ生成部３２の１処理周期でレファレンスＲＥＦの絶対値を規定値ΔＳよりも大きい値とできる値に設定している。
【００４３】
一方、上記ステップＳ１４において否定判断された場合（前回のレファレンスＲＥＦ（ｎ−１）の符号と、現在のレファレンスＲＥＦ（ｎ）の符号とが一致していないと判断された場合）には、現在のレファレンスＲＥＦ（ｎ）の取得タイミングが第２の領域であると判断し、ステップＳ１８に進む。ここで、第２の領域とは、図８に示すように、レファレンスＲＥＦが正から負へと移行される局面においてレファレンスＲＥＦが「０」となってから「−規定値ΔＳ」となるまでの期間、及びレファレンスＲＥＦが負から正へと移行される局面においてレファレンスＲＥＦが「０」となってから「規定値ΔＳ」となるまでの期間のことである。ステップＳ１８では、励磁信号Ｓｃの位相を進ませる進角処理を行う（図９参照）。ここでは、ＰＷＭ生成部３２のその後の処理周期における比較値Ｄに対して所定値α加減算することで位相を進角側に変更する。
【００４４】
なお、上記ステップＳ１２において否定判断された場合や、ステップＳ１６、Ｓ１８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４５】
ちなみに、本実施形態では、図１０に示すように、サンプリング周期Ｔａｄが、励磁信号の１周期Ｔｒｅｆを「２×Ｌ」（Ｌは整数であり、図中、Ｌ＝７を例示）で除算した周期に設定されている。このため、レファレンスＲＥＦの互いに隣接する周期同士の値について、基準となるサンプリングタイミングから上記サンプリング周期Ｔａｄの整数倍の時間が経過するタイミングにおけるサンプリング値同士の値が同一（ＲＥＦ１（ｍ）＝ＲＥＦ２（ｍ）；ｍ＝１，２，…，１３，１４）となる。これにより、先の図７のステップＳ１６、Ｓ１８において励磁信号Ｓｃの位相を変更すべく、比較値Ｄを一旦変更すれば、その後のＰＷＭ生成部３２の処理周期において、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となるタイミングがサンプリングタイミングとされることを回避できる。すなわち、励磁信号Ｓｃの位相変更のための操作量を演算しやすく、位相の変更を容易に行うことができる。
【００４６】
図１１に、本実施形態にかかる位相変更処理の一例を示す。詳しくは、図１１（ａ），（ｂ）は、先の図２（ａ），（ｂ）に対応しており、図１１（ｃ）は、位相変更前のＰＷＭ信号の推移を示し、図１１（ｄ）は、位相変更後のＰＷＭ信号の推移を示し、図１１（ｅ）は、増幅回路３８から出力される励磁信号Ｓｃの推移を示す。
【００４７】
図示される例では、時刻ｔ１以降の各キャリア周期において、励磁信号Ｓｃの位相を進角側に変更すべく、比較値Ｄに所定値αが加減算される。これにより、ＰＷＭ信号が変更され、励磁信号Ｓｃの位相が進角側に変更されることとなる。
【００４８】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４９】
（１）レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる期間に励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングが含まれないように励磁信号Ｓｃの位相を変更すべく、比較値Ｄを変更する位相変更処理を行った。このため、検波信号Ｒｄの生成に用いられるレファレンスＲＥＦが「０」近傍となることを回避できる。これにより、例えば、レファレンスＲＥＦが「０」近傍となるタイミングでレファレンスＲＥＦにノイズが混入したり、Ａ／Ｄ変換器４８においてＡＤ変換する際に変換誤差が生じたりする場合であっても、突発誤差が生じる事態を回避することができる。すなわち、回転角情報の復調精度の低下を回避することができる。
【００５０】
なお、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる期間に励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングが含まれないようにするには、例えば、励磁信号ＳＣのサンプリング周期を可変とすることも考えられる。しかしながら、この場合、以下に説明する不都合が生じることが懸念される。
【００５１】
まず、第１に、サンプリング周期がその初期値に対して伸張される場合、回転角θの算出精度が低下し、ひいてはモータジェネレータ１０の制御性（応答性や安定性）の低下を招くおそれがある。第２に、開発工数の増加の懸念がある。これは、通常、角度算出部６２の比例要素のゲイン等がサンプリング周期に応じて適合されていることから、ゲイン等の適合工数が増加することによる。
【００５２】
また、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる期間に励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングが含まれないようにするには、例えば、上記規定値ΔＳ以下となる期間に励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングが含まれないように励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングを予め適合する手法も考えられる。しかしながら、例えば、外部回路としてのインターフェース回路２８における信号遅延の公差に起因して、サンプリングタイミングの上述した適合を製品毎に行うことは困難であると考えられる。
【００５３】
これに対し、上記位相変更処理によれば、例えばマイコン３０の起動時にレファレンスＲＥＦのゼロクロスタイミング近傍を回避したサンプリングタイミングを設定することができる。
【００５４】
（２）励磁信号Ｓｃの位相の変更に用いる規定値ΔＳを、サンプリング周期Ｔａｄの「１／２」の期間に想定されるレファレンスＲＥＦの変化量の絶対値に設定した。これにより、検波エラーを的確に回避できる。
【００５５】
（３）励磁信号の１周期Ｔｒｅｆを「２×Ｌ」（Ｌは正の整数）で除算した周期にサンプリング周期Ｔａｄを設定した。こうした設定によれば、励磁信号Ｓｃの位相を容易に変更することができる。
【００５６】
さらに、励磁信号の１周期の除数を「２×Ｌ」（偶数）とすることにより、上記１周期におけるサンプリング回数を偶数とすることができる。これにより、励磁信号Ｓｃの１周期におけるレファレンスＲＥＦのサンプリング回数のうち、レファレンスＲＥＦが正となる回数と負となる回数とが同一となるようなサンプリングタイミングを設定することもできる。
【００５７】
（４）２値の検波信号Ｒｄを用いた検波手法を採用した。この場合、検波信号Ｒｄの生成に用いられるレファレンスＲＥＦが「０」近傍となることで、レファレンスＲＥＦの符号と被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳに含まれる励磁信号の符号とが相違し、回転角θの算出精度が低下しやすい。このため、２値の検波信号Ｒｄを用いる検波手法を採用する本実施形態は、位相変更処理の利用価値が高い。
【００５８】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５９】
本実施形態では、励磁信号Ｓｃの位相の変更手法を変更する。詳しくは、カウンタ値Ｃｎｔの上限値Ｔを変更することで励磁信号Ｓｃの位相を変更する。
【００６０】
図１２に、本実施形態にかかる位相変更処理の手順を示す。この処理は、ＰＷＭ生成部３２によって実行される。なお、図１２において、先の図７に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
【００６１】
この一連の処理では、ステップＳ１４において肯定判断された場合、ステップＳ１６ａに進み、励磁信号Ｓｃの位相を遅らせる遅角処理を行う。ここでは、上限値Ｔを大きくすると、キャリアの１周期が長くなって励磁信号Ｓｃが小さくなることを利用して、キャリアの１周期分（キャリアの１区間）の上限値Ｔに所定値β（＞０）加算することで位相を遅角側に変更する。ここで、本実施形態では、上記所定値βを、ＰＷＭ生成部３２の１処理周期でレファレンスＲＥＦの絶対値を規定値ΔＳよりも大きい値とできる値に設定している。
【００６２】
一方、上記ステップＳ１４において否定判断された場合には、ステップＳ１８ａに進み、励磁信号Ｓｃの位相を進ませる進角処理を行う。ここでは、キャリアの１周期分の上限値Ｔから所定値β（＞０）減算することで位相を進角側に変更する。
【００６３】
なお、上記ステップＳ１２において否定判断された場合や、ステップＳ１６ａ、Ｓ１８ａの処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００６４】
図１３に、本実施形態にかかる位相変更処理の一例を示す。詳しくは、図１３（ａ）〜（ｅ）は、先の図１１（ａ）〜（ｅ）に対応している。
【００６５】
図示される例では、時刻ｔ１から開始されるキャリアの１周期において、励磁信号Ｓｃの位相を遅角側に変更すべく、上限値Ｔに所定値βが加算される。これにより、ＰＷＭ信号が変更され、励磁信号Ｓｃの位相が遅角側に変更されることとなる。
【００６６】
このように、本実施形態では、カウンタ値Ｃｎｔの上限値Ｔを変更することで励磁信号Ｓｃの位相を変更した。この場合であっても、上記第１の実施形態で得られた効果と同様の効果を得ることができる。
【００６７】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６８】
本実施形態では、回転子１０ａの回転速度に応じて、励磁信号Ｓｃの位相を変更するための上限値Ｔの変更期間を変更する。こうした変更手法を採用するのは、以下の理由による。
【００６９】
キャリアの周期を変更すると、励磁信号Ｓｃの波形が理想の波形（正弦波）から歪むこととなる。ここでは、キャリア１周期におけるキャリアの周期（上限値Ｔ）の変更量が大きいほど、波形の歪みが大きくなる傾向にある。励磁信号Ｓｃの波形が歪むと、励磁信号Ｓｃが振幅変調された被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの波形も理想の波形（正弦波）から歪むこととなる。そして、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓが歪むと、回転角θの算出精度が低下する懸念がある。この算出精度の低下度合いは、規定期間（回転子１０ａの１回転周期）における励磁信号ＳＣ及び被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのサンプリング回数が低下するほど大きくなる傾向にある。
【００７０】
ここで、回転子１０ａの回転速度が高回転速度となる場合の上記サンプリング回数は、回転子１０ａの回転速度が低回転速度となる場合のサンプリング回数よりも少ない。このため、回転速度が高回転速度となる場合には、サンプリング回数の減少に起因した回転角θの算出精度の低下を抑制すべく、キャリアのＮ周期（Ｎは２以上の整数）に渡って上限値Ｔを変更してかつ、キャリア１周期における上限値の変更量を小さくする。これにより、キャリア周期の変更が励磁信号Ｓｃの歪みに及ぼす影響を抑制する。
【００７１】
一方、回転速度が低回転速度となる場合には、サンプリング回数の減少に起因する回転角θの算出精度の低下が過度に大きくならないと考えられる。このため、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる期間に励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングが含まれないようにするために要求される上限値Ｔを、先の図１２に示した手法と同様に、キャリアの１周期（キャリアの１区間）のみにおいて変更する。これにより、処理の簡素化を図る。
【００７２】
図１４に、本実施形態にかかる位相変更処理の手順を示す。この処理は、ＰＷＭ生成部３２によって実行される。
【００７３】
この一連の処理では、まずステップＳ２０において、回転子１０ａの回転速度ωｍの絶対値が規定速度ωα（＞０）よりも高いか否かを判断する。
【００７４】
ステップＳ２０において肯定判断された場合には、回転子１０ａの回転速度が高回転速度であると判断し、ステップＳ２２に進む。ステップＳ２２では、カウンタ値Ｃｎｔの上限値Ｔの変更期間をＮ周期（Ｎは２以上の整数）に設定する。なお、上述したように、キャリアＮ周期に渡って上限値Ｔを変更する場合の上限値Ｔの変更量は、キャリア１周期において上限値Ｔを変更する場合の上記変更量（先の図１２の所定値βの絶対値）よりも小さく設定される。また、キャリアＮ周期に渡る上限値Ｔの変更は、例えば、その後、絶対値が上記規定値ΔＳ以下となるようなレファレンスＲＥＦが取得されなくなったことをもって終了すればよい。
【００７５】
一方、上記ステップＳ２０において否定判断された場合には、回転子１０ａの回転速度が低回転速度であると判断し、ステップＳ２４に進む。ステップＳ２４では、カウンタ値Ｃｎｔの上限値Ｔの変更期間を１周期に設定する。この場合、先の図１２に示した手法によって位相が変更されることとなる。
【００７６】
なお、ステップＳ２２、Ｓ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００７７】
このように、本実施形態にかかる位相変更処理によれば、キャリア周期の変更に起因する励磁信号Ｓｃの歪みが回転角θの算出精度に及ぼす影響を抑制することができる。
【００７８】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００７９】
・上記第１の実施形態では、第１又は第２の領域を定めるレファレンスＲＥＦの正側及び負側の閾値の絶対値を共通の値（規定値ΔＳ）としたがこれに限らない。例えば、正側及び負側の閾値の絶対値を相違させてもよい。
【００８０】
・上記第１の実施形態において、ＰＷＭ信号の生成に用いるカウンタ値（キャリア）としては、クロックに同期してカウントアップされるものに限らず、カウントダウンされるものであってもよい。
【００８１】
・サンプリング周期Ｔａｄとしては、励磁信号の１周期をＮ（Ｎは２以上の整数）で除算した周期に同期した周期に限らず、同期しない周期に設定してもよい。
【００８２】
・上記第３の実施形態において、回転子１０ａの回転速度ωｍが低回転速度と判断された場合におけるキャリア周期の変更期間（第１の期間）としては、キャリアの１周期に限らない。例えば、回転速度ωｍが高回転速度と判断された場合におけるキャリア周期の変更期間よりも短ければ、キャリアのＮ周期（Ｎは２以上の整数）であってもよい。
【００８３】
・角度算出部６２の備える積分要素としては、２つ（２重積分要素）に限らず、例えば、３つ以上であったり、１つであったりしてもよい。
【００８４】
・上記第１の実施形態において、処理手段としては、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる期間に励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングが含まれるか否かを予測する手段であってもよい。これは、励磁信号の１周期を正の整数で除算した周期にサンプリング周期Ｔａｄを設定する場合、次回のサンプリングタイミングにおけるレファレンスＲＥＦを予測可能なことに鑑みたものである。
【００８５】
・２値検波信号算出手段としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らない。例えば、レファレンスＲＥＦが「０」よりも大きい場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」以下である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とするものであってもよい。また、被変調波を復調する場合の検波手法としては、上記検波信号Ｒｄを用いたものに限らず、例えば、レファレンスＲＥＦを制御偏差εに直接乗算する手法であってもよい。
【００８６】
・制御偏差εとしては、余弦関数乗算器５２の出力値と正弦関数乗算器５４の出力値との和として算出した値「ｓｉｎ（θ＋φ）」であってもよい。この場合、算出角φが負の値として算出されることから、上記算出角φの符号を反転させて実際の回転角を把握すればよい。
【００８７】
・レゾルバとしては、１相励磁２相出力型のものに限らない。例えば、２相励磁２相出力型のものであってもよい。なお、このレゾルバは、一対の１次側コイルのそれぞれに振幅が同一であってかつ位相が互いに９０度異なる交流の励磁信号を入力することにより、一対の２次側コイルのそれぞれから位相が互いに９０度異なってかつ回転子の回転角に応じた一対の被変調波を出力するものである。
【００８８】
・励磁信号を生成するためのインターフェース回路２８の遅れ要素としては、２次遅れ要素３６に限らず、例えば１次遅れ要素であってもよい。
【００８９】
・位置検出対象の位置情報としては、回転子１０ａの回転角θに限らず、位置情報に応じて励磁信号を振幅変調可能な他の位置情報であってもよい。
【符号の説明】
【００９０】
１０ａ…回転子、４８…Ａ／Ｄ変換器、５２…余弦関数乗算器、５４…正弦関数乗算器、５６…制御偏差算出部、５８…検波信号生成部、６０…同期検波部、６２…角度算出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2013224865.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2013224865.tif 000013
【図１２】
2013224865.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
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