(57)【要約】【課題】ＭＩＭＯ通信システムの複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の伝送路応答を高精度に推定できる受信装置を提供する。【解決手段】受信装置では、歪検出部３７は、受信既知信号ｒ＋，ｒ−から歪み成分を検出する。補間部４０は、歪検出部３７の出力に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行する。推定値演算部４３は、補間部４０の出力に基づいて伝送路推定値Ｅａ（ｉ，ｊ），Ｅｂ（ｉ，ｊ）を算出する。再符号化部４４は、伝送路推定値Ｅａ（ｉ，ｊ），Ｅｂ（ｉ，ｊ）と合成推定情報信号ｚ１，ｚ２とに基づいて、受信符号化信号ｒ１，ｒ２のレプリカである再符号化信号Ｒ１，Ｒ２を算出する。補間部４０は、受信符号化信号ｒ１，ｒ２と再符号化信号Ｒ１，Ｒ２との間の誤差ｅ１，ｅ２を小さくするように可変フィルタ係数の値を動的に更新する。【選択図】図５
2013150271.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信システムを構成する送信装置の複数の送信アンテナからそれぞれ送信され互いに重畳された複数の送信信号を複数の受信アンテナで受信する受信装置であって、
前記複数の受信アンテナの複数の並列出力をそれぞれ入力とする複数の信号受信部と、
前記複数の信号受信部の並列出力を合成して合成推定情報信号を生成する空間合成部と
を備え、
前記複数の信号受信部の各々は、
前記複数の受信アンテナのうちのいずれか１つの受信アンテナの出力を受信する信号処理部と、
前記送信装置で前記ＭＩＭＯ通信システムのプリコーディング方式に従って複数の情報信号を符号化することにより生成された複数の受信符号化信号と複数の受信既知信号とを、前記信号処理部の出力から抽出する信号分離部と、
前記複数の受信既知信号から複数の歪み成分をそれぞれ検出する歪検出部と、
前記複数の歪み成分に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行することにより前記複数の受信符号化信号にそれぞれ対応する複数の補間歪み成分を生成する補間部と、
前記複数の補間歪み成分に基づいて、前記複数の送信アンテナから当該いずれか１つの受信アンテナに至る複数の伝送路それぞれの伝送路推定値を算出する推定値演算部と、
前記プリコーディング方式に従って、前記複数の受信符号化信号に対して前記伝送路推定値を用いた合成処理を実行することにより前記複数の情報信号の推定値をそれぞれ表す複数の推定情報信号を生成し前記空間合成部に出力する信号合成部と、
前記伝送路推定値と前記空間合成部から出力された当該合成推定情報信号とに基づいて、前記受信符号化信号のレプリカである再符号化信号を算出する再符号化部と、
前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の誤差を検出する誤差検出部と
を備え、
前記補間部は、前記誤差を小さくするように前記可変フィルタ係数の値を動的に更新する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置であって、前記再符号化信号は、前記プリコーディング方式に従って複数の当該合成推定情報信号または複数の当該合成推定情報信号にそれぞれ対応する複数の信号を符号化することにより生成される推定符号化信号に対して前記伝送路推定値による伝送路の歪みを与えることで生成されるべき信号であることを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の受信装置であって、前記再符号化部は、前記情報信号に適用されるディジタル変調方式所定の複数の信号点の中から複数の当該合成推定情報信号にそれぞれ対応する信号点を推定し、当該推定された信号点の情報信号に基づいて前記再符号化信号を算出することを特徴とする受信装置。
【請求項４】
ＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信システムを構成する送信装置の複数の送信アンテナからそれぞれ送信され互いに重畳された複数の送信信号を単一の受信アンテナで受信する受信装置であって、
前記受信アンテナの出力を受信する信号処理部と、
前記送信装置で前記ＭＩＳＯ通信システムのプリコーディング方式に従って複数の情報信号を符号化することにより生成された複数の受信符号化信号と複数の受信既知信号とを、前記信号処理部の出力から抽出する信号分離部と、
前記複数の受信既知信号から複数の歪み成分をそれぞれ検出する歪検出部と、
前記複数の歪み成分に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行することにより前記複数の受信符号化信号にそれぞれ対応する複数の補間歪み成分を生成する補間部と、
前記複数の補間歪み成分に基づいて、前記複数の送信アンテナから前記受信アンテナに至る複数の伝送路それぞれの伝送路推定値を算出する推定値演算部と、
前記プリコーディング方式に従って、前記複数の受信符号化信号に対して前記伝送路推定値を用いた合成処理を実行することにより前記複数の情報信号の推定値をそれぞれ表す複数の推定情報信号を生成する信号合成部と、
前記伝送路推定値と前記推定情報信号とに基づいて、前記受信符号化信号のレプリカである再符号化信号を算出する再符号化部と、
前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の誤差を検出する誤差検出部と
を備え、
前記補間部は、前記誤差を小さくするように前記可変フィルタ係数の値を動的に更新する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の受信装置であって、前記再符号化信号は、前記プリコーディング方式に従って前記複数の推定情報信号または当該複数の推定情報信号にそれぞれ対応する複数の信号を符号化することにより生成される推定符号化信号に対して前記伝送路推定値による伝送路の歪みを与えることで生成されるべき信号であることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の受信装置であって、前記再符号化部は、前記情報信号に適用されるディジタル変調方式所定の複数の信号点の中から前記複数の推定情報信号にそれぞれ対応する信号点を推定し、当該推定された信号点の情報信号に基づいて前記再符号化信号を算出することを特徴とする受信装置。
【請求項７】
請求項１から６のうちのいずれか１項に記載の受信装置であって、前記誤差検出部は、前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の差分を算出し、前記合成推定情報信号の振幅及び位相に応じた加重係数を前記差分に乗積することで前記誤差を算出することを特徴とする受信装置。
【請求項８】
請求項１から７のうちのいずれか１項に記載の受信装置であって、
前記各送信信号は、互いに異なる周波数を有する複数のサブキャリアを含み、
前記信号処理部は、当該受信アンテナから出力された信号を直交変換して前記複数のサブキャリアにそれぞれ対応する複数の周波数領域信号を生成する直交変換部を含み、
前記信号分離部は、前記複数の周波数領域信号から前記複数の受信符号化信号と前記複数の受信既知信号とを抽出する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項９】
請求項８に記載の受信装置であって、
前記補間部は、
前記複数の歪み成分に対し、前記複数の可変フィルタ係数を用いて周波数方向及び時間方向のうちの一方のフィルタリングを実行する第１の内挿補間部と、
前記第１の内挿補間部の出力に対し、前記周波数方向及び前記時間方向のうちの他方のフィルタリングを実行して前記複数の補間歪み成分を出力する第２の内挿補間部と
を含み、
前記第１の内挿補間部は、
前記一方のフィルタリングを実行する係数可変フィルタと、
前記誤差を小さくするように前記複数の可変フィルタ係数の値を動的に更新する係数更新部と
を含むことを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
請求項８に記載の受信装置であって、
前記補間部は、
前記複数の歪み成分に対し、周波数方向及び時間方向のうちの一方のフィルタリングを実行する第１の内挿補間部と、
前記第１の内挿補間部の出力に対し、前記複数の可変フィルタ係数を用いて前記周波数方向及び前記時間方向のうちの他方のフィルタリングを実行して前記複数の補間歪み成分を出力する第２の内挿補間部と
を含み、
前記第２の内挿補間部は、
前記他方のフィルタリングを実行する係数可変フィルタと、
前記誤差を小さくするように前記複数の可変フィルタ係数の値を動的に更新する係数更新部と
を含むことを特徴とする受信装置。
【請求項１１】
請求項８に記載の受信装置であって、
前記補間部は、
前記複数の歪み成分に対し、前記複数の可変フィルタ係数のうちの一部の可変フィルタ係数を用いて周波数方向及び時間方向のうちの一方のフィルタリングを実行する第１の内挿補間部と、
前記第１の内挿補間部の出力に対し、前記複数の可変フィルタ係数のうちの他の一部の可変フィルタ係数を用いて前記周波数方向及び前記時間方向のうちの他方のフィルタリングを実行して前記複数の補間歪み成分を出力する第２の内挿補間部とを含み、
前記第１の内挿補間部は、
前記一方のフィルタリングを実行する第１の係数可変フィルタと、
前記誤差を小さくするように当該一部の可変フィルタ係数を動的に更新する第１の係数更新部とを含み、
前記第２の内挿補間部は、
前記他方のフィルタリングを実行する第２の係数可変フィルタと、
前記誤差を小さくするように当該他の一部の可変フィルタ係数の値を動的に更新する第２の係数更新部とを含む
ことを特徴とする受信装置。
【請求項１２】
請求項１から１１のうちのいずれか１項に記載の受信装置であって、前記補間部は、前記誤差を最小化する学習アルゴリズムに従って前記可変フィルタ係数の値を逐次更新することを特徴とする受信装置。
【請求項１３】
請求項８から１２のうちのいずれか１項に記載の受信装置であって、前記プリコーディング方式は、空間周波数ブロック符号化方式であることを特徴とする受信装置。
【請求項１４】
請求項８から１２のうちのいずれか１項に記載の受信装置であって、前記プリコーディング方式は、時空間ブロック符号化方式であることを特徴とする受信装置。
【請求項１５】
請求項８から１４のうちのいずれか１項に記載の受信装置であって、前記各送信信号は、前記複数のサブキャリアが互いに直交関係にある直交周波数分割多重化信号であることを特徴とする受信装置。
【請求項１６】
ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信システムを構成する送信装置の複数の送信アンテナからそれぞれ送信され互いに重畳された複数の送信信号を複数の受信アンテナで受信する受信方法であって、
前記複数の受信アンテナの複数の並列出力をそれぞれ入力とし、複数の推定情報信号を並列に生成する複数のステップと、
前記複数の推定情報信号を合成して合成推定情報信号を生成するステップと
を備え、
前記複数の推定情報信号を並列に生成する当該複数のステップの各々は、
前記複数の受信アンテナのうちのいずれか１つの受信アンテナの出力を受信するステップと、
前記送信装置で前記ＭＩＭＯ通信システムのプリコーディング方式に従って複数の情報信号を符号化することにより生成された複数の受信符号化信号と複数の受信既知信号とを、当該いずれか１つの受信アンテナの出力の受信結果から抽出するステップと、
前記複数の受信既知信号から複数の歪み成分をそれぞれ検出するステップと、
前記複数の歪み成分に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行することにより前記複数の受信符号化信号にそれぞれ対応する複数の補間歪み成分を生成するステップと、
前記複数の補間歪み成分に基づいて、前記複数の送信アンテナから当該いずれか１つの受信アンテナに至る複数の伝送路それぞれの伝送路推定値を算出するステップと、
前記プリコーディング方式に従って、前記複数の受信符号化信号に対して前記伝送路推定値を用いた合成処理を実行することにより前記複数の情報信号の推定値をそれぞれ表す複数の信号を前記推定情報信号として生成するステップと、
前記伝送路推定値と前記合成推定情報信号とに基づいて、前記受信符号化信号のレプリカである再符号化信号を算出するステップと、
前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の誤差を検出するステップと、
前記誤差を小さくするように前記可変フィルタ係数の値を動的に更新するステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
【請求項１７】
ＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信システムを構成する送信装置の複数の送信アンテナからそれぞれ送信され互いに重畳された複数の送信信号を単一の受信アンテナで受信する受信方法であって、
前記受信アンテナの出力を受信するステップと、
前記送信装置で前記ＭＩＳＯ通信システムのプリコーディング方式に従って複数の情報信号を符号化することにより生成された複数の受信符号化信号と複数の受信既知信号とを、前記受信アンテナの出力の受信結果から抽出するステップと、
前記複数の受信既知信号から複数の歪み成分をそれぞれ検出するステップと、
前記複数の歪み成分に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行することにより前記複数の受信符号化信号にそれぞれ対応する複数の補間歪み成分を生成するステップと、
前記複数の補間歪み成分に基づいて、前記複数の送信アンテナから前記受信アンテナに至る複数の伝送路それぞれの伝送路推定値を算出するステップと、
前記プリコーディング方式に従って、前記複数の受信符号化信号に対して前記伝送路推定値を用いた合成処理を実行することにより前記複数の情報信号の推定値をそれぞれ表す複数の推定情報信号を生成するステップと、
前記伝送路推定値と前記推定情報信号とに基づいて、前記受信符号化信号のレプリカである再符号化信号を算出するステップと、
前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の誤差を検出するステップと、
前記誤差を小さくするように前記可変フィルタ係数の値を動的に更新するステップと
を備えることを特徴とする受信方法。
【請求項１８】
請求項１６または１７に記載の受信方法であって、
当該受信アンテナから出力された信号を直交変換して複数の周波数領域信号を生成するステップをさらに備え、
前記各送信信号は、互いに異なる周波数を有する複数のサブキャリアからなり、
前記複数の周波数領域信号は、前記複数のサブキャリアにそれぞれ対応する信号であり、
前記複数の受信符号化信号と前記複数の受信既知信号とは、前記複数の周波数領域信号から抽出される
ことを特徴とする受信方法。
【請求項１９】
請求項１８に記載の受信方法であって、
前記複数の補間歪み成分を生成する当該ステップは、
前記複数の歪み成分に対し、前記複数の可変フィルタ係数を用いて周波数方向及び時間方向のうちの一方のフィルタリングを実行してフィルタ信号を生成するステップと、
前記フィルタ信号に対し、前記周波数方向及び前記時間方向のうちの他方のフィルタリングを実行して前記複数の補間歪み成分を出力するステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
【請求項２０】
請求項１８に記載の受信方法であって、
前記複数の補間歪み成分を生成する当該ステップは、
前記複数の歪み成分に対し、周波数方向及び時間方向のうちの一方のフィルタリングを実行してフィルタ信号を生成するステップと、
前記フィルタ信号に対し、前記複数の可変フィルタ係数を用いて前記周波数方向及び前記時間方向のうちの他方のフィルタリングを実行して前記複数の補間歪み成分を出力するステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
【請求項２１】
請求項１８に記載の受信方法であって、
前記複数の補間歪み成分を生成する当該ステップは、
前記複数の歪み成分に対し、前記複数の可変フィルタ係数のうちの一部の可変フィルタ係数を用いて周波数方向及び時間方向のうちの一方のフィルタリングを実行してフィルタ信号を生成するステップと、
前記フィルタ信号に対し、前記複数の可変フィルタ係数のうちの他の一部の可変フィルタ係数を用いて前記周波数方向及び前記時間方向のうちの他方のフィルタリングを実行して前記複数の補間歪み成分を出力するステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の送信アンテナから送信された信号を受信する通信技術に関し、特に、ＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信システムあるいはＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信システムを構成する複数の送信アンテナから送信された信号を受信し、その受信信号に基づいて伝送路環境（伝送路応答）を推定する通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル携帯電話機や地上波ディジタル放送受信機の高機能化、並びに、ポータブルデバイスによる大容量ワイヤレス通信の普及などに伴い、マルチメディア通信（テキストや画像や音声などの複数種のデータを組み合わせて通信し得る形態）を行う無線通信システムによって処理すべき情報信号量は増加の一途をたどっている。このような無線通信システムでは、伝送容量の増加や受信ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ  ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）あるいは受信感度の向上を初めとした通信品質向上に関する技術導入が必須となっている。
【０００３】
特に、複数の送信アンテナを用いて信号を送信するＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）やＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれる技術を適用した無線通信システムでは、送信側でプリコーディングを行い、受信側で所定の信号処理を行うことでダイバーシチ利得を簡易に獲得することができる特長があるため、近年様々な通信規格で採用されている。なお、ＭＩＳＯは、複数の送信アンテナと単一の受信アンテナとを用いた無線通信技術であり、ＭＩＭＯは、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを用いた無線通信技術である。
【０００４】
たとえば、欧州の地上波ディジタル放送規格であるＤＶＢ−Ｔ２（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｓｅｃｏｎｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）では、ＭＩＳＯを適用した送受信システムが採用され、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格の１つであるＩＥＥＥ８０２．１１ｎ並びに無線通信規格の１つであるＬＴＥ（Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）では、ＭＩＭＯを適用した送受信システムが採用されている。
【０００５】
一般的なＭＩＳＯ通信システムやＭＩＭＯ通信システムでは、送信装置は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）やＭ値ＱＡＭ（Ｍ−ａｒｙ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；Ｍは２以上の整数）などのディジタル変調方式により生成されたデータシンボルに対して、プリコーディングと呼ばれる信号処理を実行する。プリコーディング方式としては、信号の直交性を利用した時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ：Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｉｎｇ）や空間周波数ブロック符号化（ＳＦＢＣ：Ｓｐａｃｅ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｉｎｇ）がよく用いられている。この種のプリコーディング方式では、位相反転及び複素共役演算を用いて複数の情報信号がブロック単位で符号化され、送信側において伝送路の状態が未知であっても送信ダイバーシチ効果が得られるという特長がある。ＳＴＢＣについては、たとえば、下記の非特許文献１に説明されている。
【０００６】
図１は、ＭＩＭＯ通信システム１００の構成例を概略的に示す図である。図１に示されるように、このＭＩＭＯ通信システム１００は、送信機側に符号化器（プリエンコーダ）１０１及び２本の送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２を有し、受信機側にｎ本（ｎは２以上の整数）の受信アンテナＲｘ１〜Ｒｘｎ及び復号器１０２を有する。符号化器１０１は、一群のデータシンボルにプリエンコーディング（たとえば、時空間ブロック符号化または空間周波数ブロック符号化）を施して２系統の送信信号ｘ１，ｘ２を生成する。送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２は、これら送信信号ｘ１，ｘ２をそれぞれ無線伝送路に送出する。受信アンテナＲｘ１，…，Ｒｘｎの各々は、送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２から受信信号ｒ１，…，ｒｎをそれぞれ受信する。ここで、ｉ番目の受信アンテナＲｘｉは、以下の式（１）で表現される受信信号ｒｉを受信することとなる。
ｒｉ＝ｈｉ，１・ｘ１＋ｈｉ，２・ｘ２＋ｎｉ    ・・・（１）
【０００７】
上式（１）において、ｈｉ，１は、送信アンテナＴｘ１と受信アンテナＲｘｉとの間の伝送路の伝送路応答を示す係数であり、ｈｉ，２は、送信アンテナＴｘ２と受信アンテナＲｘｉとの間の伝送路応答を示す係数であり、ｎｉは、熱雑音などのノイズ成分である。復号器１０２は、空間フィルタバンクを有しており、この空間フィルタバンクを用いてｎ個の受信信号ｒ１，…，ｒｎに合成処理を施してデータシンボルの推定値を得る。
【０００８】
データシンボルの推定値を得るためには、伝送路応答ｈｉ，１，ｈｉ，２を高精度で推定することが必要不可欠である。このため、先述した無線ＬＡＮ規格及びＬＴＥの規格では、送信機は、プリアンブルと呼ばれる既知信号を送信し、受信機は、送信機から既知信号を受信し、その受信結果に基づいて伝送路応答を推定している。このように既知信号を用いて伝送路推定を行うＭＩＳＯ通信技術及びＭＩＭＯ通信技術は、たとえば、特許文献１（特許第４０９９１９１号明細書）及び特許文献２（特開２００８−１７１４３号公報）に開示されている。
【０００９】
特許文献１には、複数の送信地点からの信号を受信し、その受信信号に基づいて伝送路推定を行うチャネル推定装置が開示されている。このチャネル推定装置は、複数の送信地点の数に等しい数だけ受信信号（入力信号）のコピーを生成し、これら受信信号のコピーに対してフーリエ変換に基づく変換アルゴリズムを個別に実行して変換後の信号を複数生成する。特許文献１のチャネル推定装置は、さらに、当該変換後の複数の信号に含まれるパイロット列に基づいて、推定チャネルインパルス応答すなわち伝送路応答の推定値を抽出する。
【００１０】
一方、特許文献２には、ＭＩＭＯ無線通信システムを構成する無線受信装置が開示されている。この無線受信装置は、パイロットサブキャリアの信号を既知信号として利用して複数の伝搬路応答を推定する伝搬路推定部と、当該複数の伝搬路応答の全サブキャリアで共通の推定誤差を計算する伝搬路推定誤差推定部と、当該推定誤差を使用して、伝搬路推定部で推定された伝搬路応答を補正する伝搬路推定誤差補正部とを備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特許第４０９９１９１号明細書（図１及び図２，段落００５４〜００５５及び段落００６６〜００６８など）
【特許文献２】特開２００８−１７１４３号公報（図１１，段落００４６〜００４８及び段落０１１２〜０１１９など）
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】大鐘武雄、小川恭孝著「わかりやすいＭＩＭＯシステム技術」（ＩＳＢＮ：４−２７４−２０６７３−３，発行日：平成２１年６月２５日）、株式会社オーム社、ｐｐ．８７−９４。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
特許文献１に開示されているチャネル推定装置は、推定チャネルインパルス応答の推定誤差を検出しないので、推定チャネルインパルス応答を高精度で推定することが難しい。一方、特許文献２に開示されている無線受信装置は、伝搬路応答の推定誤差を計算し、この推定誤差を用いて伝搬路応答の推定値を補正しているが、伝搬路応答の推定精度は十分に高いものとはいえなかった。
【００１４】
上記に鑑みて本発明の目的は、ＭＩＭＯ通信システムあるいはＭＩＳＯ通信システムにおける複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の伝送路応答を高精度で推定することができる受信装置及び受信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の第１の態様による受信装置は、ＭＩＭＯ通信システムを構成する送信装置の複数の送信アンテナからそれぞれ送信され互いに重畳された複数の送信信号を複数の受信アンテナで受信する受信装置であって、前記複数の受信アンテナの複数の並列出力をそれぞれ入力とする複数の信号受信部と、前記複数の信号受信部の並列出力を合成して合成推定情報信号を生成する空間合成部とを備え、前記複数の信号受信部の各々は、前記複数の受信アンテナのうちのいずれか１つの受信アンテナの出力を受信する信号処理部と、前記送信装置で前記ＭＩＭＯ通信システムのプリコーディング方式に従って複数の情報信号を符号化することにより生成された複数の受信符号化信号と複数の受信既知信号とを、前記信号処理部の出力から抽出する信号分離部と、前記複数の受信既知信号から複数の歪み成分をそれぞれ検出する歪検出部と、前記複数の歪み成分に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行することにより前記複数の受信符号化信号にそれぞれ対応する複数の補間歪み成分を生成する補間部と、前記複数の補間歪み成分に基づいて、前記複数の送信アンテナから当該いずれか１つの受信アンテナに至る複数の伝送路それぞれの伝送路推定値を算出する推定値演算部と、前記プリコーディング方式に従って、前記複数の受信符号化信号に対して前記伝送路推定値を用いた合成処理を実行することにより前記複数の情報信号の推定値をそれぞれ表す複数の推定情報信号を生成し前記空間合成部に出力する信号合成部と、前記伝送路推定値と前記空間合成部から出力された当該合成推定情報信号とに基づいて、前記受信符号化信号のレプリカである再符号化信号を算出する再符号化部と、前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の誤差を検出する誤差検出部とを備え、前記補間部は、前記誤差を小さくするように前記可変フィルタ係数の値を動的に更新することを特徴とする。
【００１６】
本発明の第２の態様による受信装置は、ＭＩＳＯ通信システムを構成する送信装置の複数の送信アンテナからそれぞれ送信され互いに重畳された複数の送信信号を単一の受信アンテナで受信する受信装置であって、前記受信アンテナの出力を受信する信号処理部と、前記送信装置で前記ＭＩＳＯ通信システムのプリコーディング方式に従って複数の情報信号を符号化することにより生成された複数の受信符号化信号と複数の受信既知信号とを、前記信号処理部の出力から抽出する信号分離部と、前記複数の受信既知信号から複数の歪み成分をそれぞれ検出する歪検出部と、前記複数の歪み成分に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行することにより前記複数の受信符号化信号にそれぞれ対応する複数の補間歪み成分を生成する補間部と、前記複数の補間歪み成分に基づいて、前記複数の送信アンテナから前記受信アンテナに至る複数の伝送路それぞれの伝送路推定値を算出する推定値演算部と、前記プリコーディング方式に従って、前記複数の受信符号化信号に対して前記伝送路推定値を用いた合成処理を実行することにより前記複数の情報信号の推定値をそれぞれ表す複数の推定情報信号を生成する信号合成部と、前記伝送路推定値と前記推定情報信号とに基づいて、前記受信符号化信号のレプリカである再符号化信号を算出する再符号化部と、前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の誤差を検出する誤差検出部とを備え、前記補間部は、前記誤差を小さくするように前記可変フィルタ係数の値を動的に更新することを特徴とする。
【００１７】
本発明の第３の態様による受信方法は、ＭＩＭＯ通信システムを構成する送信装置の複数の送信アンテナからそれぞれ送信され互いに重畳された複数の送信信号を複数の受信アンテナで受信する受信方法であって、前記複数の受信アンテナの複数の並列出力をそれぞれ入力とし、複数の推定情報信号を並列に生成する複数のステップと、前記複数の推定情報信号を合成して合成推定情報信号を生成するステップとを備え、前記複数の推定情報信号を並列に生成する当該複数のステップの各々は、前記複数の受信アンテナのうちのいずれか１つの受信アンテナの出力を受信するステップと、前記送信装置で前記ＭＩＭＯ通信システムのプリコーディング方式に従って複数の情報信号を符号化することにより生成された複数の受信符号化信号と複数の受信既知信号とを、当該いずれか１つの受信アンテナの出力の受信結果から抽出するステップと、前記複数の受信既知信号から複数の歪み成分をそれぞれ検出するステップと、前記複数の歪み成分に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行することにより前記複数の受信符号化信号にそれぞれ対応する複数の補間歪み成分を生成するステップと、前記複数の補間歪み成分に基づいて、前記複数の送信アンテナから当該いずれか１つの受信アンテナに至る複数の伝送路それぞれの伝送路推定値を算出するステップと、前記プリコーディング方式に従って、前記複数の受信符号化信号に対して前記伝送路推定値を用いた合成処理を実行することにより前記複数の情報信号の推定値をそれぞれ表す複数の信号を前記推定情報信号として生成するステップと、
前記伝送路推定値と前記合成推定情報信号とに基づいて、前記受信符号化信号のレプリカである再符号化信号を算出するステップと、前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の誤差を検出するステップと、前記誤差を小さくするように前記可変フィルタ係数の値を動的に更新するステップとを含むことを特徴とする。
【００１８】
本発明の第４の態様による受信方法は、ＭＩＳＯ通信システムを構成する送信装置の複数の送信アンテナからそれぞれ送信され互いに重畳された複数の送信信号を単一の受信アンテナで受信する受信方法であって、前記受信アンテナの出力を受信するステップと、前記送信装置で前記ＭＩＳＯ通信システムのプリコーディング方式に従って複数の情報信号を符号化することにより生成された複数の受信符号化信号と複数の受信既知信号とを、前記受信アンテナの出力の受信結果から抽出するステップと、前記複数の受信既知信号から複数の歪み成分をそれぞれ検出するステップと、前記複数の歪み成分に対して可変フィルタ係数を用いたフィルタリングを実行することにより前記複数の受信符号化信号にそれぞれ対応する複数の補間歪み成分を生成するステップと、前記複数の補間歪み成分に基づいて、前記複数の送信アンテナから前記受信アンテナに至る複数の伝送路それぞれの伝送路推定値を算出するステップと、前記プリコーディング方式に従って、前記複数の受信符号化信号に対して前記伝送路推定値を用いた合成処理を実行することにより前記複数の情報信号の推定値をそれぞれ表す複数の推定情報信号を生成するステップと、前記伝送路推定値と前記推定情報信号とに基づいて、前記受信符号化信号のレプリカである再符号化信号を算出するステップと、前記受信符号化信号と前記再符号化信号との間の誤差を検出するステップと、前記誤差を小さくするように前記可変フィルタ係数の値を動的に更新するステップとを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、受信符号化信号のレプリカである再符号化信号と受信符号化信号との間の誤差が検出される。当該検出された誤差を小さくするように可変フィルタ係数の値が動的に更新されるので、可変フィルタ係数を用いたフィルタリングにより受信符号化信号の歪み成分を高い精度で推定することが可能である。したがって、その推定結果である補間歪み成分に基づいて、複数の送信アンテナから受信アンテナに至る複数の伝送路の伝送路応答を高い精度で推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】ＭＩＭＯ通信システムの構成例を概略的に示す図である。
【図２】本発明に係る実施の形態１のＭＩＭＯ通信システム１の概略構成を示す機能ブロック図である。
【図３】実施の形態１の送信装置の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。
【図４】（Ａ）は、互いに異なる周波数を有する複数のサブキャリアのスペクトル波形を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、ＯＦＤＭシンボル群の送信信号フォーマットの一例を概略的に示す図である。
【図５】実施の形態１の信号受信部の構成を概略的に示す機能ブロック図である。
【図６】図４（Ｂ）の送信信号フォーマットの分散パイロット信号に対応する２種類の推定歪み成分の配置を概略的に示す図である。
【図７】（Ａ）は、実施の形態１の第１内挿補間部の構成を示す機能ブロック図であり、（Ｂ）は、この第１内挿補間部を構成する適応フィルタの概略構成を示す機能ブロック図である。
【図８】図６の推定歪み成分をアップサンプリングして生成された信号の配置を概略的に示す図である。
【図９】図８の信号に対して可変フィルタ係数を用いた時間方向のフィルタリングを実行して生成された２種類の補間歪み成分の配置を概略的に示す図である。
【図１０】（Ａ）は、図９の２種類の補間歪み成分のうちの一方の補間歪み成分の配置を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、その他方の補間歪み成分の配置を概略的に示す図である。
【図１１】（Ａ），（Ｂ）は、図１０（Ａ），（Ｂ）の補間歪み成分に対して周波数方向のフィルタリングを実行して生成された補間歪み成分の配置を概略的に示す図である。
【図１２】本発明に係る実施の形態２の受信装置を構成する信号受信部の構成を概略的に示す機能ブロック図である。
【図１３】（Ａ）は、実施の形態２の第２内挿補間部の概略構成を示す機能ブロック図であり、（Ｂ）は、この第２内挿補間部を構成する適応フィルタの概略構成を示す機能ブロック図であり、（Ｃ）は、第２内挿補間部を構成する他の適応フィルタの概略構成を示す機能ブロック図である。
【図１４】本発明に係る実施の形態３の受信装置を構成する信号受信部の構成を概略的に示す機能ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明に係る種々の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
【００２２】
実施の形態１．
図２は、本発明に係る実施の形態１のＭＩＭＯ通信システム１の概略構成を示す機能ブロック図である。後述するようにこのＭＩＭＯ通信システム１は、ＭＩＳＯ通信システムとして機能することもできる。図２に示されるように、ＭＩＭＯ通信システム１は、２本の送信アンテナＴｘａ，Ｔｘｂを有する送信装置１０と、Ｎ本の受信アンテナＲｘ１〜ＲｘＮを有する受信装置２０とで構成されている。
【００２３】
送信装置１０は、２本の送信アンテナＴｘａ，Ｔｘｂからそれぞれ無線信号を同時並行に送信する。各無線信号は、互いに異なる周波数を有する複数のサブキャリア（副搬送波）を用いるマルチキャリア変調方式により生成されたマルチキャリア信号を含む。本実施の形態の送信装置１０は、特に、複数のサブキャリアが互いに直交関係にある直交周波数分割多重化信号（ＯＦＤＭ信号）をマルチキャリア信号として送信する機能を有する。一方、受信装置２０の受信アンテナＲｘ１〜ＲｘＮの各々は、送信アンテナＴｘａ，Ｔｘｂからそれぞれ到来したマルチキャリア信号が互いに重畳された重畳信号を受信することとなる。
【００２４】
図３は、実施の形態１のＭＩＭＯ通信システム１を構成する送信装置１０の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。図３に示されるように、送信装置１０は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）やＭ値ＱＡＭ（Ｍ−ａｒｙ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；Ｍは２以上の整数）などのディジタル変調方式でデータ信号を変調するディジタル変調器１１と、ディジタル変調器１１から出力される情報信号（変調シンボル）ｓ１，ｓ２，…を所定のプリエンコーディング方式に従って符号化するプリエンコーダ（符号化器）１２と、既知のパイロット信号を供給するパイロット信号供給部１３と、プリエンコーダ１２の出力とパイロット信号とを含むＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭ信号）を生成する送信器１４Ａ，１４Ｂとを備えている。
【００２５】
プリエンコーダ１２は、所定のプリコーディング方式に従って複数の情報信号に対してブロック単位で位相反転や複素共役演算からなる符号化を施すことで複数の符号化信号を生成し、これら複数の符号化信号を送信アンテナＴｘａ，Ｔｘｂに割り振る機能を有する。本実施の形態では、プリコーディング方式として、ＤＶＢ−Ｔ２規格によるＡｌａｍｏｕｔｉの空間周波数ブロック符号化（ＳＦＢＣ）方式が採用されるが、これに限定されるものではない。たとえば、Ａｌａｍｏｕｔｉの時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）方式を採用することも可能である。
【００２６】
プリエンコーダ１２は、たとえば、２つの情報信号ｓ１，ｓ２を１ブロックとし、これら情報信号ｓ１，ｓ２を符号化して送信シンボルである符号化信号ｘ１（１），ｘ１（２），ｘ２（１），ｘ２（２）を生成することができる。そのうち符号化信号ｘ１（１），ｘ１（２）は、一方の送信アンテナＴｘａに割り振られて送信器１４Ａに供給され、符号化信号ｘ２（１），ｘ２（２）は、他方の送信アンテナＴｘｂに割り振られて送信器１４Ｂに供給される。ｘ１（１），ｘ２（１）は、ＯＦＤＭシンボルを構成するサブキャリア群のうち或るサブキャリアの周波数ｆ１に割り当てられた送信シンボルであり、ｘ１（２），ｘ２（２）は、サブキャリア周波数ｆ１とは異なるサブキャリア周波数ｆ２（たとえば、周波数ｆ１と隣り合う周波数）に割り当てられた送信シンボルである。
【００２７】
たとえば、次式（２Ａ），（２Ｂ）に従って、符号化信号ｘ１（１），ｘ１（２），ｘ２（１），ｘ２（２）を生成することができる。
【数１】
2013150271.tif 000003
ここで、任意の振幅及び位相を有する複素信号ｓが与えられたとき、ｓ＊は、複素信号ｓに対する複素共役信号を意味する。
【００２８】
送信器１４Ａは、パイロット信号供給部１３から供給された既知のパイロット信号と符号化信号ｘ１（１），ｘ１（２）とを含むＯＦＤＭシンボルを生成し、このＯＦＤＭシンボルを無線信号に変換して送信アンテナＴｘａから送出する。図４（Ａ）は、各ＯＦＤＭシンボルを構成し互いに異なる周波数…，ｆ１，ｆ２，ｆ３，…を有する複数のサブキャリアの波形を概略的に示す図であり、図４（Ｂ）は、ＯＦＤＭシンボル群の送信信号フォーマットの一例を概略的に示す図である。図４（Ａ），（Ｂ）では、横軸は、サブキャリア周波数方向を示し、縦軸は、ＯＦＤＭシンボル方向（時間方向）を示している。
【００２９】
図４（Ｂ）に示されるように、ＯＦＤＭシンボルは、送信シンボル群と２種類の既知の分散パイロット信号ｃ＋，ｃ−とを含む。図４（Ｂ）の例では、分散パイロット信号ｃ＋，ｃ−は、周波数方向に１２サブキャリア毎に挿入され、時間方向に４ＯＦＤＭシンボル毎に挿入されている。また、分散パイロット信号ｃ＋，ｃ−はＯＦＤＭシンボル毎に交互に配置される。一方の分散パイロット信号ｃ＋は、常に同じ既知信号ｐ＋であるのに対し、他方の分散パイロット信号ｃ−には、互いに反転した関係にある既知信号＋ｐ−，−ｐ−のいずれか一方が選択される。
【００３０】
他方の送信器１４Ｂは、パイロット信号供給部１３から供給された既知のパイロット信号と符号化信号ｘ２（１），ｘ２（２）とを含むＯＦＤＭシンボルを生成し、このＯＦＤＭシンボルを無線信号に変換して送信アンテナＴｘｂから送出する。ここで、送信器１４Ｂは、符号化信号ｘ２（１），ｘ２（２）と分散パイロット信号ｃ＋，ｃ−とを、送信器１４Ａの場合と同様に図４（Ｂ）の送信信号フォーマットに従ってＯＦＤＭシンボル内に配置して送信する。
【００３１】
本実施の形態では、分散パイロット信号ｃ＋を送信する際には、送信器１４Ａ，１４Ｂは、同一サブキャリア周波数について同一の既知信号ｐ＋，ｐ＋をそれぞれ送信する。一方、分散パイロット信号ｃ−を送信する際には、送信器１４Ａ，１４Ｂは、同一サブキャリア周波数について互いに反転した関係にある既知信号＋ｐ−，−ｐ−をそれぞれ送信する。
【００３２】
次に、受信装置２０について説明する。
【００３３】
図２に示されるように、受信装置２０は、受信アンテナＲｘ１〜ＲｘＮをそれぞれ有する信号受信部２１１〜２１Ｎと、これら信号受信部２１１〜２１Ｎの出力Ｙ１〜ＹＮを合成して合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を生成する空間合成部２４とを備えている。合成推定情報信号ｚ１，ｚ２は、外部に出力されるとともに、信号受信部２１１〜２１Ｎにフィードバックされる。
【００３４】
信号受信部２１１〜２１Ｎは、受信アンテナＲｘ１〜ＲｘＮの配置が互いに異なる点を除いて全て同じ構成を有する。図５は、ｋ番目（ｋは１〜Ｎのうちの任意整数）の信号受信部２１ｋの構成を概略的に示す機能ブロック図である。図５に示されるように、信号受信部２１ｋは、受信アンテナＲｘｋの出力を受信する信号処理部３０と、信号処理部３０の出力Ｆｓから受信符号化信号ｒ１，ｒ２と受信既知信号ｒ＋，ｒ−とをサブキャリア単位で分離（抽出）する信号分離部３５と、信号分離部３５から出力された受信符号化信号ｒ１，ｒ２を合成して情報信号ｓ１，ｓ２の推定値を表す推定情報信号ｙ１，ｙ２を生成する信号合成部３６とを有している。推定情報信号ｙ１，ｙ２は、信号受信部２１ｋの出力Ｙｋとして図２の空間合成部２４に供給される。
【００３５】
信号処理部３０は、図５に示されるように、フロントエンド部３１、直並列変換部（Ｓ／Ｐ）３２及びＤＦＴ部（離散高速フーリエ変換部）３３を有している。フロントエンド部３１は、受信アンテナＲｘｋの出力から復調に必要な信号を抽出する機能を有する。たとえば、フロントエンド部３１は、受信信号の同調、隣接チャネル妨害の抑圧処理及びフィルタリングといった処理を実行して受信ＯＦＤＭシンボルを構成する時間領域信号を出力する。
【００３６】
直並列変換部３２は、フロントエンド部３１の出力を直並列変換して複数の時間領域信号を並列にＤＦＴ部３３に出力する。ＤＦＴ部３３は、時間領域信号群を高速フーリエ変換（直交変換）して複数のサブキャリアにそれぞれ対応する複数の周波数領域信号Ｆｓを並列に信号分離部３５に出力する。ここで、離散高速フーリエ変換と等価な機能を有する信号処理であれば、時間領域信号群に対してＤＦＴ以外の信号処理を実行してもよい。また、受信ＯＦＤＭシンボルがガードインターバル（サイクリック・プレフィクス）を含む場合には、そのガードインターバルを除去する信号処理が行われてもよい。
【００３７】
信号分離部３５は、周波数領域信号群Ｆｓの中から受信符号化信号（非既知信号）ｒ１，ｒ２と受信既知信号ｒ＋，ｒ−とを分離（抽出）し、受信符号化信号ｒ１，ｒ２を信号合成部３６と誤差検出部４５とに供給する。受信符号化信号ｒ１，ｒ２は、次式（３Ａ），（３Ｂ）で表現することができる。
【数２】
2013150271.tif 000004
【００３８】
上式（３Ａ），（３Ｂ）において、Ｈａ（１），Ｈａ（２）は、送信アンテナＴｘａから受信アンテナＲｘｋに至る伝送路の伝送路応答を表す係数であり、Ｈｂ（１），Ｈｂ（２）は、送信アンテナＴｘｂから受信アンテナＲｘｋに至る伝送路の伝送路応答を表す係数である。また、ｎ１，ｎ２は、熱雑音などのノイズ成分である。
【００３９】
上式（３Ａ），（３Ｂ）から次式（４）を導出することができる。
【数３】
2013150271.tif 000005
【００４０】
上式（４）中、ｒ，ｓ，ｎは、次式（４Ａ）で定義されるベクトル（すなわち２行１列の行列）である。
【数４】
2013150271.tif 000006
ここで、各ベクトルの右肩に付された記号Ｔは、当該ベクトルの要素を転置させる演算子を意味する。
【００４１】
図５の信号受信部２１ｋは、信号分離部３５で分離された受信既知信号ｒ＋，ｒ−の歪み成分を検出する歪検出部３７と、この歪み成分から受信符号化信号ｒ１，ｒ２の歪み成分を補間により推定する補間部４０と、推定値演算部４３とを有する。推定値演算部４３は、補間部４０の出力に基づいて、送信アンテナＴｘａから受信アンテナＲｘｋに至る伝送路の伝送路応答Ｈａ（ｉ，ｊ）の推定値（伝送路推定値）Ｅａ（ｉ，ｊ）と、送信アンテナＴｘｂから受信アンテナＲｘｋに至る伝送路の伝送路応答Ｈｂ（ｉ，ｊ）の推定値（伝送路推定値）Ｅｂ（ｉ，ｊ）とを算出し、これら伝送路推定値Ｅａ（ｉ，ｊ），Ｅｂ（ｉ，ｊ）を信号合成部３６に供給する。ここで、伝送路応答Ｈａ（ｉ，ｊ），Ｈｂ（ｉ，ｊ）は、ｊ番目のＯＦＤＭシンボル内のｉ番目のサブキャリア（サブキャリア周波数：ｆｉ）を用いて送信される符号化信号に対する伝送路応答を意味する。
【００４２】
信号合成部３６は、伝送路推定値Ｅａ（ｉ，ｊ），Ｅｂ（ｉ，ｊ）を用いて送信シンボルｓ１，ｓ２それぞれの推定値を表す推定情報信号ｙ１，ｙ２を算出することができる。今、符号化信号ｘ１（１）が受けた伝送路歪みＨａ（１）の推定値（伝送路推定値）をＥａ（１）と表し、符号化信号ｘ１（２）が受けた伝送路歪みＨａ（２）の推定値（伝送路推定値）をＥａ（２）と表し、符号化信号ｘ２（１）が受けた伝送路歪みＨｂ（１）の推定値（伝送路推定値）をＥｂ（１）と表し、符号化信号ｘ２（２）が受けた伝送路歪みＨｂ（２）の推定値（伝送路推定値）をＥｂ（２）と表すものとする。ＺＦ（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ）アルゴリズムによれば、次式（５Ａ）または（５Ｂ）に従って推定情報信号ｙ１，ｙ２を算出することができる。
【数５】
2013150271.tif 000007
【００４３】
上式（５Ａ），（５Ｂ）中、Ｅ−１は、行列Ｅに対する逆行列であり、ＥＨは、行列Ｅに対するエルミート共役行列、すなわち行列Ｅの複素共役行列Ｅ＊に対する転置行列（Ｅ＊）Ｔである。また、ｙは、次式（５Ｃ）で定義されるベクトル（すなわち２行１列の行列）である。
【数６】
2013150271.tif 000008
【００４４】
なお、後述するように、実際の伝送路応答Ｈａ（１），Ｈａ（２），Ｈｂ（１），Ｈｂ（２）が伝送路推定値Ｅａ（１），Ｅａ（２），Ｅｂ（１），Ｅｂ（２）とそれぞれ一致し、さらに伝送路応答Ｈａ（１），Ｈａ（２）が互いに等しく且つ伝送路応答Ｈｂ（１），Ｈｂ（２）が互いに等しいと仮定することができる。すなわち、Ｅ＝Ｈ，Ｈａ（１）＝Ｈａ（２）及びＨｂ（１）＝Ｈｂ（２）との条件が成立すると仮定することが可能である。この場合には、上式（５Ａ），（５Ｂ）の双方から次式（６Ａ），（６Ｂ）を導出することができる。
【数７】
2013150271.tif 000009
ここで、ρ＝｜Ｈａ（１）｜２＋｜Ｈｂ（１）｜２、である。
【００４５】
信号合成部３６は、上式（６Ａ），（６Ｂ）を用いて推定情報信号ｙ１，ｙ２を算出してもよい。また、上記ＺＦアルゴリズムの代わりに、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）アルゴリズムを使用してもよい。ＭＭＳＥアルゴリズムによれば、次式（７）に従って推定情報信号ｙ１，ｙ２を算出することができる。
【数８】
2013150271.tif 000010
ここで、Ｉは、単位行列（対角要素の値が全て１であり、且つ、対角要素以外の行列要素の値が全て零である行列）であり、αは、電力の標準偏差である。
【００４６】
図２の空間合成部２４は、信号受信部２１１〜２１Ｎの全ての出力Ｙ１〜ＹＮを合成して２系列の合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を生成する。具体的には、空間合成部２４は、たとえば、全ての出力Ｙ１〜ＹＮをサブキャリア単位で加算し、その加算結果を正規化することで合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を算出することができる。より具体的には、出力Ｙ１〜ＹＮ中の推定情報信号ｙ１，…，ｙ１を加算し正規化することで一方の合成推定情報信号ｚ１の系列を生成することができ、出力Ｙ１〜ＹＮ中の推定情報信号ｙ２，…，ｙ２を加算し正規化することで他方の合成推定情報信号ｚ２の系列を生成することができる。これら合成推定情報信号ｚ１，ｚ２は、信号受信部２１１〜２１Ｎにフィードバックされる。
【００４７】
図５の信号受信部２１ｋは、さらに再符号化部４４と誤差検出部４５とを有している。再符号化部４４は、フィードバックされた合成推定情報信号ｚ１，ｚ２と推定値演算部４３から供給された伝送路推定値Ｅａ（１），Ｅａ（２），Ｅｂ（１），Ｅｂ（２）とに基づいて、受信符号化信号ｒ１，ｒ２のレプリカである再符号化信号Ｒ１，Ｒ２を生成する機能を有する。再符号化信号Ｒ１，Ｒ２は、上記プリコーディング方式に従って合成推定情報信号ｚ１，ｚ２の硬判定値を符号化することにより生成される推定符号化信号に対して伝送路推定値Ｅａ（１），Ｅａ（２），Ｅｂ（１），Ｅｂ（２）による伝送路の歪みを与えることで生成されるべき信号である。
【００４８】
より具体的には、再符号化部４４は、まず、上記ディジタル変調方式に従って、合成推定情報信号ｚ１，ｚ２が当該ディジタル変調方式所定の複数の信号点のいずれに対応するかを推定（硬判定）し、その推定結果から合成推定情報信号ｚ１，ｚ２とそれぞれ対応する情報信号Ｓ１，Ｓ２を得ることができる。再符号化部４４は、たとえば、ディジタル変調方式所定の複数の信号点の中から、合成推定情報信号ｚ１，ｚ２とのユークリッド距離がそれぞれ最も近い信号点を選択することができる。Ｍ値ＱＡＭの場合には、Ｍ個のシンボルのコンステレーション（座標配置）が規定されているので、再符号化部４４は、これらＭ個のシンボルをそれぞれ表すＭ個の信号点の中から、合成推定情報信号ｚ１，ｚ２にそれぞれ最も近い信号点を硬判定により選択すればよい。ここで、合成推定情報信号ｚ１，ｚ２として、誤り訂正処理が施された信号を使用してもよい。
【００４９】
次に、再符号化部４４は、次式（８Ａ），（８Ｂ）に従って再符号化信号Ｒ１，Ｒ２を算出し、これら再符号化信号Ｒ１，Ｒ２を誤差検出部４５に供給することができる。
【数９】
2013150271.tif 000011
【００５０】
なお、硬判定により得られる情報信号Ｓ１，Ｓ２を使用することが最適であるが、情報信号Ｓ１，Ｓ２に代えて合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を使用して再符号化信号Ｒ１，Ｒ２を生成してもよい。
【００５１】
誤差検出部４５は、再符号化信号Ｒ１，Ｒ２と受信符号化信号ｒ１，ｒ２との間の誤差ｅ１，ｅ２を算出する。具体的には、次式（９Ａ），（９Ｂ）に従って誤差ｅ１，ｅ２を算出することができる。
【数１０】
2013150271.tif 000012
【００５２】
上式（９Ａ），（９Ｂ）において、α１，α２は、合成推定情報信号ｚ１，ｚ２の振幅及び位相に応じて適宜設定される加重係数である。これら誤差ｅ１，ｅ２を示す誤差信号Ｅｒは、補間部４０に供給される。補間部４０は、誤差ｅ１，ｅ２を用いた学習アルゴリズムによりフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｐｓ，Ｑｓを生成する。加重係数α１，α２の値を調整することで補間部４０における補間の精度を向上させることができる。
【００５３】
歪検出部３７は、既知の基準信号である分散パイロット信号ｐ＋，ｐ−を用いて受信既知信号ｒ＋，ｒ−の歪み成分Ｇｄ，Ｄｄを推定する機能を有する。上述したように、送信器１４Ａ，１４Ｂは、図４（Ｂ）の送信信号フォーマットの分散パイロット信号ｃ＋の配置に従って、同一の分散パイロット信号ｐ＋，ｐ＋をそれぞれ送信する。また、送信器１４Ａ，１４Ｂは、図４（Ｂ）の送信信号フォーマットの分散パイロット信号ｃ−の配置に従って、互いに反転した関係にある分散パイロット信号＋ｐ−，−ｐ−をそれぞれ送信する。今、ｋ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアの周波数ｆｍに対応する受信既知信号ｒ＋をそれぞれｒ＋（ｍ，ｋ）と表し、（ｋ＋１）番目のＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアの周波数ｆｎに対応する受信既知信号ｒ−をｒ−（ｎ，ｋ＋１）と表すとき、伝送路歪みを受けている受信既知信号ｒ＋（ｍ，ｋ），ｒ−（ｎ，ｋ＋１）は、次式（１０Ａ），（１０Ｂ）で表現され得る。
【数１１】
2013150271.tif 000013
【００５４】
ここで、熱雑音などのノイズ成分は考慮されていない。Ｈａ（ｍ，ｋ），Ｈａ（ｎ，ｋ＋１）は、送信アンテナＴｘａから受信アンテナＲｘｋに至る伝送路の伝送路応答を表す係数であり、Ｈｂ（ｍ，ｋ），Ｈｂ（ｎ，ｋ＋１）は、送信アンテナＴｘｂから受信アンテナＲｘｋに至る伝送路の伝送路応答を表す係数である。
【００５５】
たとえば、受信既知信号ｒ＋（ｍ，ｋ）を既知の分散パイロット信号ｐ＋で除算するとともに、受信既知信号ｒ＋（ｎ，ｋ＋１）を既知の分散パイロット信号ｐ−で除算することで、次式（１１Ａ），（１１Ｂ）に示されるように、伝送路応答の和を含む推定歪み成分Ｇｄ（ｍ，ｋ）と、伝送路応答の差分を含む推定歪み成分Ｄｄ（ｎ，ｋ＋１）とを算出することができる。
【数１２】
2013150271.tif 000014
【００５６】
補間部４０は、図５に示されるように第１内挿補間部４１及び第２内挿補間部４２を含む。第１内挿補間部４１には、受信既知信号ｒ＋，ｒ−の推定歪み成分Ｇｄ，Ｄｄのみが入力される。図６は、図４（Ｂ）の送信信号フォーマットの分散パイロット信号ｃ＋，ｃ−に対応する推定歪み成分Ｇｄ，Ｄｄの配置を概略的に示す図である。第１内挿補間部４１は、推定歪み成分Ｇｄ，Ｄｄに対し、可変フィルタ係数を用いた時間方向のフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｇｓ，Ｄｓを算出する機能を有する。
【００５７】
図７（Ａ）は、第１内挿補間部４１の構成を示す機能ブロック図であり、図７（Ｂ）は、この第１内挿補間部４１を構成する適応フィルタ４１１の概略構成を示す機能ブロック図である。図７（Ａ）に示されるように、第１内挿補間部４１は、アップサンプリングを実行するアップサンプラ４１０と、適応フィルタ４１１と、成分分離部４１８とを含む。また、図７（Ｂ）に示されるように、適応フィルタ４１１は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｌｕｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタあるいはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタといった係数可変フィルタ部４１２と、誤差ｅ１，ｅ２を最小化する学習アルゴリズムに従って可変フィルタ係数を逐次（動的に）更新する係数更新部４１６とを含む。学習アルゴリズムを使用することで、第１内挿補間部４１における補間の精度を高いレベルに維持することができる。
【００５８】
アップサンプラ４１０は、歪検出部３７から入力される推定歪み成分Ｇｄの離散値と離散値との間に零値を補間するとともに、歪検出部３７から入力される推定歪み成分Ｄｄの離散値と離散値との間に零値を補間するアップサンプリング処理を実行する。図８は、推定歪み成分Ｇｄの離散値間に内挿された零値の配置と、推定歪み成分Ｄｄの離散値間に内挿された零値の配置とを概略的に示す図である。
【００５９】
図７（Ｂ）の係数可変フィルタ部４１２は、アップサンプラ４１０の出力系列に対して時間方向のフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｇｓ，Ｄｓを生成する。図９は、補間歪み成分Ｇｓ，Ｄｓの配置を概略的に示す図である。
【００６０】
学習アルゴリズムとしては、たとえば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ−Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ：最小２乗平均）アルゴリズム、ＮＬＭＳ（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ  ＬＭＳ：正規化最小２乗平均）アルゴリズムあるいはＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅ：再帰的最小２乗）アルゴリズムを採用すればよい。係数更新部４１６は、学習アルゴリズムに従ってサブキャリア周波数毎に用意された可変フィルタ係数の値を逐次更新することができる。
【００６１】
今、サブキャリア周波数ｆｉに対応し且つ時刻Ｔｊに適用される可変フィルタ係数群を｛ｗｉ，０（ｊ），ｗｉ，１（ｊ），…，ｗｉ，Ｌ−１（ｊ）｝で表すものとする。Ｌは、係数可変フィルタ部４１２のタップ長に相当する整数である。また、アップサンプラ４１０から適応フィルタ４１１への入力系列のうち時刻Ｔｊにおけるサブキャリア周波数ｆｉに対応する入力値をｄｉ（ｊ）で表す。入力値ｄｉ（ｊ＋１）は、入力値ｄｉ（ｊ）よりも時間的に後のＯＦＤＭシンボルに対応する値である。ＬＭＳアルゴリズムを採用する場合には、係数更新部４１６は、次式（１２）に従って可変フィルタ係数ｗｉ，０（ｊ），ｗｉ，１（ｊ），…，ｗｉ，Ｌ−１（ｊ）を更新することができる。
【数１３】
2013150271.tif 000015
【００６２】
上式（１２）中、μｉは、更新速度を決定するための係数であり、ｅｘは、誤差ｅ１，ｅ２のいずれか一方である。また、Ｗｉ（ｊ），Ｄｉ（ｊ）は、それぞれ、次式（１２Ａ），（１２Ｂ）で定義されるＬ行１列の行列（ベクトル）である。
【数１４】
2013150271.tif 000016
【００６３】
係数可変フィルタ部４１２がＦＩＲフィルタである場合には、係数可変フィルタ部４１２は、ベクトルＤｉ（ｊ）の要素ｄｉ（ｊ）〜ｄｉ（ｊ−Ｌ＋１）と重み係数ベクトルＷｉ（ｊ）の要素ｗｉ，０（ｊ），ｗｉ，１（ｊ），…，ｗｉ，Ｌ−１（ｊ）との積和演算を実行することで、サブキャリア周波数ｆｉに対応し且つｊ番目のＯＦＤＭシンボルに対応する補間歪み成分を生成することができる。
【００６４】
成分分離部４１８は、適応フィルタ４１１の出力から補間歪み成分Ｇｓ，Ｄｓを分離する機能を有する。この結果、図１０（Ａ）に示されるような伝送路歪みの和を含む補間歪み成分Ｄｓと、図１０（Ｂ）に示されるような伝送路歪みの差分を含む補間歪み成分Ｇｓとが第２内挿補間部４２に供給される。
【００６５】
第２内挿補間部４２は、第１内挿補間部４１の出力Ｇｓに対して周波数方向のフィルタリングを実行することによりＯＦＤＭシンボルとサブキャリア周波数との全ての組み合わせに対応する補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ）（ｉ：サブキャリア周波数ｆｉの番号、ｊ：ＯＦＤＭシンボルの番号）を生成するとともに、第１内挿補間部４１の出力Ｄｓに対して周波数方向のフィルタリングを実行することによりＯＦＤＭシンボルとサブキャリア周波数との全ての組み合わせに対応する補間歪み成分Ｄｆ（ｉ，ｊ）を生成することができる。この結果、全ての受信変調シンボル（情報信号）の伝送路歪み成分を補償するための補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ），Ｄｆ（ｉ，ｊ）が確定する。図１１（Ａ）は、補間歪み成分Ｄｆ（ｉ，ｊ）の配置を概略的に示す図であり、図１１（Ｂ）は、補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ）の配置を概略的に示す図である。これら補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ），Ｄｆ（ｉ，ｊ）は、次式（１３Ａ），（１３Ｂ）で表現される。
【数１５】
2013150271.tif 000017
【００６６】
上式（１３Ａ），（１３Ｂ）において、Ｈａ（ｉ，ｊ）は、送信アンテナＴｘａから受信アンテナＲｘｋに至る伝送路の伝送路応答であり、Ｈｂ（ｉ，ｊ）は、送信アンテナＴｘｂから受信アンテナＲｘｋに至る伝送路の伝送路応答である。上式（１３Ａ），（１３Ｂ）では、熱雑音などのノイズ成分は考慮されていない。
【００６７】
したがって、推定値演算部４３は、次式（１４Ａ），（１４Ｂ）による加減算及び除算演算を行うことで、受信ＯＦＤＭシンボルとサブキャリア周波数との全ての組み合わせに対応する伝送路推定値Ｅａ（ｉ，ｊ），Ｅｂ（ｉ，ｊ）を算出することができる。
【数１６】
2013150271.tif 000018
【００６８】
以上の説明では、補間部４０には、上式（９Ａ），（９Ｂ）に従って算出される誤差ｅ１，ｅ２が供給されたが、上式（９Ａ），（９Ｂ）の代わりに、以下に説明する方法を用いて誤差ｅ１，ｅ２を算出することもできる。
【００６９】
上述したように合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を硬判定することにより得られる情報信号Ｓ１，Ｓ２は、送信装置１０で生成された情報信号ｓ１，ｓ２と同じであるべきである。また、一方の送信アンテナＴｘａから送信される符号化信号ｘ１（１），ｘ１（２）は、通常、互いに隣接するサブキャリアに割り当てられるので、これら符号化信号ｘ１（１），ｘ１（２）が受ける伝送路歪み（伝送路応答）Ｈａ（１），Ｈａ（２）は互いに同一であると推定することができる。他方の送信アンテナＴｘｂから送信される符号化信号ｘ２（１），ｘ２（２）も、通常、互いに隣接するサブキャリアに割り当てられるので、これら符号化信号ｘ２（１），ｘ２（２）が受ける伝送路歪み（伝送路応答）Ｈｂ（１），Ｈｂ（２）は互いに同一であると推定することが可能である。したがって、近似的に次式（１５Ａ），（１５Ｂ）が成立する。
【数１７】
2013150271.tif 000019
【００７０】
上式（１５Ａ），（１５Ｂ）により、上式（３Ａ），（３Ｂ），（８Ａ），（８Ｂ）から次式（１６Ａ），（１６Ｂ）を導出することができる。
【数１８】
2013150271.tif 000020
ここで、δ１，δ２は、次式（１７Ａ），（１７Ｂ）で定義される伝送路推定誤差である。
【数１９】
2013150271.tif 000021
【００７１】
なお、上式（１６Ａ），（１６Ｂ）において、熱雑音などのノイズ成分は考慮されていない。
【００７２】
上式（１６Ａ），（１６Ｂ）から次式（１８）を導出することができる。
【数２０】
2013150271.tif 000022
【００７３】
誤差検出部４５は、上式（１６Ａ），（１６Ｂ）及び（１８）に基づいて伝送路推定誤差δ１，δ２を算出することができる。また、誤差検出部４５は、算出された伝送路推定誤差δ１，δ２を用いて、次式（１９Ａ），（１９Ｂ）に基づく誤差ｅ１，ｅ２を算出することができる。
【数２１】
2013150271.tif 000023
【００７４】
上式（１９Ａ），（１９Ｂ）に基づき、受信ＯＦＤＭシンボルとサブキャリア周波数との全ての組み合わせに対応する誤差ｅ１，ｅ２を算出することが可能である。図７（Ｂ）の係数更新部４１６は、補間歪み成分Ｇｄをアップサンプリングすることで生成された信号系列に対しては、式（１９Ａ）に基づいて算出された誤差ｅ１を用いて学習アルゴリズムに基づく可変フィルタ係数の逐次更新を実行する。また、係数更新部４１６は、補間歪み成分Ｄｄをアップサンプリングすることで生成された信号系列に対しては、式（１９Ｂ）に基づいて算出された誤差ｅ１を用いて学習アルゴリズムに基づく可変フィルタ係数の逐次更新を実行することができる。
【００７５】
空間合成部２４は、信号受信部２１１〜２１Ｎの出力Ｙ１〜ＹＮのうちの任意の出力に基づいて合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を生成する機能を有する。たとえば、ＣＮ比（搬送波対雑音比）やＳＮ比に応じて、信号受信部２１１〜２１Ｎの出力Ｙ１〜ＹＮの中から確度の高い出力を選択し、当該出力に基づいて合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を生成することが可能である。
【００７６】
また、受信装置２０は、ＭＩＭＯ通信を行う動作モード（ＭＩＭＯ通信モード）と、ＭＩＳＯ通信を行う動作モード（ＭＩＳＯ通信モード）という２種類の動作モードを有する。受信装置２０は、通信状況や使用状況に応じて、ＭＩＭＯ通信モードとＭＩＳＯ通信モードのうちのいずれか一方で動作することができる。受信装置２０がＭＩＭＯ通信モードで動作する場合は、複数の受信アンテナＲｘ１〜ＲｘＮで受信した信号に基づいて、高品質の合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を出力することができる。また、伝送路容量を増大させることも可能である。
【００７７】
一方、受信装置２０がＭＩＳＯ通信モードで動作する場合は、空間合成部２４は、信号受信部２１１〜２１Ｎのうちのいずれか１つの信号受信部２１ｋの出力Ｙｋのみを合成推定情報信号ｚ１，ｚ２として出力する。この場合は、複数の受信アンテナＲｘ１〜ＲｘＮのうち実質的に１つの受信アンテナＲｘｋのみが機能することとなる。
【００７８】
以上に説明したように実施の形態１の受信装置２０は、受信符号化信号ｒ１，ｒ２のレプリカである再符号化信号Ｒ１，Ｒ２と受信符号化信号ｒ１，ｒ２との間の誤差ｅ１，ｅ２を検出し、当該検出された誤差ｅ１，ｅ２を小さくするように可変フィルタ係数の値を動的に更新する。よって、受信装置２０の補間部４０は、可変フィルタ係数を用いたフィルタリングにより受信符号化信号ｒ１，ｒ２の歪み成分を高い精度で推定することが可能である。このため、その推定結果である補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ），Ｄｆ（ｉ，ｊ）に基づいて、複数の送信アンテナＴｘａ，Ｔｘｂから受信アンテナＲｘｋに至る複数の伝送路の伝送路応答を高い精度で推定することができる。したがって、高品質の合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を得ることができる。
【００７９】
また、再符号化部４４は、合成推定情報信号ｚ１，ｚ２を硬判定することで得られる情報信号Ｓ１，Ｓ２を用いて確度の高い再符号化信号Ｒ１，Ｒ２を生成するので、硬判定しない場合と比べて、補間部４０における補間の精度を向上させることができる。
【００８０】
また、誤差ｅ１，ｅ２の大きさを最小化する学習アルゴリズムを使用して可変フィルタ係数の値が逐次更新されるので、伝送路特性の変動に可変フィルタ係数の値を素早く追従させることができる。したがって、受信装置２０は、たとえば、車両などの移動体に搭載されたときでも、高速に変動する複数の伝送路特性を高い精度で推定することが可能である。
【００８１】
さらに、各信号受信部２１ｋにおいて、上記のＺＦアルゴリズムあるいはＭＭＳＥアルゴリズムなどによって生成される受信符号化信号ｒ１，ｒ２と、合成推定情報信号ｚ１，ｚ２と、伝送路推定値Ｅａ（ｉ，ｊ），Ｅｂ（ｉ，ｊ）とを用いた簡易な信号処理により誤差信号を生成することができるため、従来技術と比べて回路の小規模化や演算量の大幅な削減が可能となるという効果がある。
【００８２】
なお、実施の形態１では、プリコーディング方法として空間周波数ブロック符号化（ＳＦＢＣ）方式が使用されているが、ＳＦＢＣ方式に代えて、時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）方式を使用して符号化信号ｘ１（１），ｘ１（２），ｘ２（１），ｘ２（２）を生成することもできる。この場合には、信号分離部３５は、信号処理部３０の出力から、ＳＴＢＣ方式に従って複数の受信ＯＦＤＭシンボルを通じて送信された受信符号化信号と受信既知信号とを抽出する機能を有していればよい。以下に説明する実施の形態２，３でも同様である。
【００８３】
実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２のＭＩＭＯ通信システムについて説明する。図１２は、実施の形態２の受信装置を構成する信号受信部２１Ａｋ（ｋは１〜Ｎのうちの任意整数）の構成を概略的に示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、実施の形態１の信号受信部２１ｋに代えて図１２の信号受信部２１Ａｋを使用する点を除いて、実施の形態１の受信装置２０の構成と同じである。
【００８４】
また、本実施の形態の信号受信部２１Ａｋの構成は、補間部５０の構成を除いて、実施の形態１の信号受信部２１ｋの構成と同じである。それ故、図１２において、図５に示した符号と同一符号を付された構成要素の詳細な説明を省略する。
【００８５】
図１２に示されるように、補間部５０は、第１内挿補間部５１と第２内挿補間部５２とを含む。第１内挿補間部５１には、受信既知信号ｒ＋，ｒ−の推定歪み成分Ｇｄ，Ｄｄが入力される。第１内挿補間部５１は、これら推定歪み成分Ｇｄ，Ｄｄに対して時間方向のフィルタリングを実行して、図９に示されるように推定歪み成分Ｇｄ，Ｄｄにそれぞれ対応する補間歪み成分Ｇｓ，Ｄｓを生成する。ただし、本実施の形態では、第１内挿補間部５１は、誤差ｅ１，ｅ２を用いた学習アルゴリズムを実行しない。第１内挿補間部５１は、たとえば、アップサンプラとＬＰＦ（ローパスフィルタ）との組み合わせを有していればよい。第１内挿補間部５１は、さらに、生成された補間歪み成分Ｇｓ，Ｄｓを分離して第２内挿補間部５２に供給する。
【００８６】
図１３（Ａ）は、第２内挿補間部５２の概略構成を示す機能ブロック図である。図１３（Ｂ）は、この第２内挿補間部５２を構成する適応フィルタ５２Ｇの概略構成を示す機能ブロック図であり、図１３（Ｃ）は、第２内挿補間部５２を構成する適応フィルタ５２Ｄの概略構成を示す機能ブロック図である。
【００８７】
図１３（Ａ）に示されるように、第２内挿補間部５２は、補間歪み成分Ｇｓの信号系列に対してアップサンプリング処理を実行するアップサンプラ５２０Ｇと、アップサンプラ５２０Ｇの出力系列に対して周波数方向のフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ）を生成する適応フィルタ５２Ｇと、補間歪み成分Ｄｓの信号系列に対してアップサンプリング処理を実行するアップサンプラ５２０Ｄと、このアップサンプラ５２０Ｄの出力系列に対して周波数方向のフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｄｆ（ｉ，ｊ）を生成する適応フィルタ５２Ｄとを含む。
【００８８】
アップサンプラ５２０Ｇは、第１内挿補間部５１から入力される補間歪み成分Ｇｄの離散値と離散値との間に零値を補間するアップサンプリング処理を実行する。図１３（Ｂ）に示されるように、適応フィルタ５２Ｇは、ＦＩＲフィルタあるいはＩＩＲフィルタといった係数可変フィルタ部５２１と、誤差ｅ１，ｅ２を最小化する学習アルゴリズムに従って係数可変フィルタ部５２１の可変フィルタ係数を逐次（動的に）更新する係数更新部５２２とを含む。係数可変フィルタ部５２１は、アップサンプラ５２０Ｇの出力系列に対して周波数方向のフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ）を生成する。
【００８９】
一方、アップサンプラ５２０Ｄは、第１内挿補間部５１から入力される補間歪み成分Ｄｄの離散値と離散値との間に零値を補間するアップサンプリング処理を実行する。図１３（Ｃ）に示されるように、適応フィルタ５２Ｄは、ＦＩＲフィルタあるいはＩＩＲフィルタといった係数可変フィルタ部５２１と、誤差ｅ１，ｅ２を最小化する学習アルゴリズムに従って係数可変フィルタ部５２３の可変フィルタ係数を逐次（動的に）更新する係数更新部５２４とを含む。係数可変フィルタ部５２３は、アップサンプラ５２０Ｄの出力系列に対して周波数方向のフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｄｆ（ｉ，ｊ）を生成する。
【００９０】
上記学習アルゴリズムとしては、たとえば、ＬＭＳアルゴリズム、ＮＬＭＳアルゴリズムあるいはＲＬＳアルゴリズムを採用すればよい。本実施の形態の係数更新部５２２，５２４の構成は、時間方向に配列された入力信号系列に対してではなく、周波数方向に配列された入力信号系列に対して学習アルゴリズムを適用する点以外は、実施の形態１の係数更新部４１６の構成と略同じである。ＬＭＳアルゴリズムを適用する場合は、本実施の形態では、上式（１２）と同様の式を使用することが可能である。
【００９１】
なお、誤差ｅ１，ｅ２が上式（１９Ａ），（１９Ｂ）に基づいて生成される場合には、図１３（Ｂ）の係数更新部５２２は、誤差ｅ１（＝δ１＋δ２）のみを用いて学習アルゴリズムに基づく可変フィルタ係数の逐次更新を実行する。同時に、図１３（Ｃ）の係数更新部５２４は、誤差ｅ２（＝δ１−δ２）のみを用いて学習アルゴリズムに基づく可変フィルタ係数の逐次更新を実行する。
【００９２】
以上に説明したように実施の形態２の受信装置は、実施の形態１の受信装置２０と同様に、受信符号化信号ｒ１，ｒ２のレプリカである再符号化信号Ｒ１，Ｒ２と受信符号化信号ｒ１，ｒ２との間の誤差ｅ１，ｅ２を検出し、当該検出された誤差ｅ１，ｅ２を小さくするように係数可変フィルタ部５２１，５２２の可変フィルタ係数の値を動的に更新することができる。したがって、補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ），Ｄｆ（ｉ，ｊ）に基づいて、複数の送信アンテナＴｘａ，Ｔｘｂから受信アンテナＲｘｋに至る複数の伝送路の伝送路応答を高い精度で推定することができる。
【００９３】
また、誤差ｅ１，ｅ２の大きさを最小化する学習アルゴリズムを使用して可変フィルタ係数の値が逐次更新されるので、伝送路特性の変動に係数可変フィルタ部５２１，５２３の可変フィルタ係数の値を素早く追従させることができる。したがって、高速に変動する複数の伝送路特性を高い精度で推定することが可能である。
【００９４】
実施の形態３．
次に、本発明に係る実施の形態３のＭＩＭＯ通信システムについて説明する。図１４は、実施の形態３の受信装置を構成する信号受信部２１Ｂｋ（ｋは１〜Ｎのうちの任意整数）の構成を概略的に示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、実施の形態１の信号受信部２１ｋに代えて図１４の信号受信部２１Ｂｋを使用する点を除いて、実施の形態１の受信装置２０の構成と同じである。
【００９５】
また、本実施の形態の信号受信部２１Ｂｋの構成は、補間部６０の構成を除いて、実施の形態１の信号受信部２１ｋの構成と同じである。それ故、図１４において、図５に示した符号と同一符号を付された構成要素の詳細な説明を省略する。
【００９６】
図１４に示されるように、補間部６０は、推定歪み成分Ｇｄ，Ｄｄに対して時間方向のフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｇｓ，Ｄｓを算出する第１内挿補間部４１と、補間歪み成分Ｇｓ，Ｄｓに対して可変フィルタ係数を用いた周波数方向のフィルタリングを実行して補間歪み成分Ｇｆ（ｉ，ｊ），Ｄｆ（ｉ，ｊ）を算出する第２内挿補間部５２とを含む。図１４の第１内挿補間部４１の構成は、実施の形態１の図５の第１内挿補間部４１の構成と同一であり、図１４の第２内挿補間部５２の構成は、実施の形態２の図１２の第２内挿補間部５２の構成と同一である。
【００９７】
実施の形態３では、第１内挿補間部５１での時間方向のフィルタリングに使用される可変フィルタ係数と、第２内挿補間部５２での周波数方向のフィルタリングに使用される可変フィルタ係数とについて個別に誤差ｅ１，ｅ２を最小化する学習アルゴリズムが適用される。よって、伝送路特性の変動に可変フィルタ係数の値を素早く追従させることができる。したがって、高速に変動する複数の伝送路特性を高い精度で推定することが可能である。
【００９８】
実施の形態１〜３の変形例．
以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１〜３のＭＩＭＯ通信システムを構成する送信アンテナＴｘａ，Ｔｘｂの本数は２本であったが、これに限定されるものではない。たとえば、プリコーディング方式で符号化された信号を３本以上の送信アンテナから送信するように実施の形態１〜３のＭＩＭＯ通信システムの構成を適宜変形することが可能である。
【００９９】
また、上記実施の形態１〜３では、補間部４０，５０，６０は、時間方向のフィルタリングを実行した後に、周波数方向のフィルタリングを実行していたが、時間方向のフィルタリングと周波数方向のフィルタリングとの実行の順序が入れ替わるように実施の形態１〜３の受信装置の構成を適宜変形することが可能である。
【０１００】
また、上記実施の形態１〜３の受信装置の機能の一部は、ハードウェア構成で実現されてもよいし、あるいは、ＣＰＵを含むマイクロプロセッサにより実行されるコンピュータプログラムで実現されてもよい。当該機能の一部がコンピュータプログラムで実現される場合には、マイクロプロセッサは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体から当該コンピュータプログラムをロードし実行することによって当該機能の一部を実現することができる。
【０１０１】
また、上記実施の形態１〜３の受信装置の構成の一部は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）やＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）などのＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ  ｓｃａｌｅ  ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｉｒｃｕｉｔ）により実現されてもよい。
【０１０２】
たとえば、地上波ディジタル放送受信装置、ＭＩＭＯ通信機能やＭＩＳＯ通信機能を有する無線ＬＡＮ機器、あるいは、移動体通信システムの受信端末といった通信装置に上記実施の形態１〜３の受信装置の機能を組み込むことが可能である。
【符号の説明】
【０１０３】
１  ＭＩＭＯ通信システム、  １０  送信装置、  １１  ディジタル変調器、  １２  プリエンコーダ（符号化器）、  １３  パイロット信号供給部、  １４Ａ，１４Ｂ  送信器、  ２０  受信装置、  ２１１〜２１Ｎ，２１Ａｋ，２１Ｂｋ  信号受信部、  ２４  空間合成部、  ３０  信号処理部、  ３１  フロントエンド部、  ３５  信号分離部、  ３６  信号合成部、  ３７  歪検出部、  ４０，５０，６０  補間部、  ４１，５１  第１内挿補間部、  ４１１  適応フィルタ、  ４１２  係数可変フィルタ部、  ４１６  係数更新部、  ４１８  成分分離部、  ４２，５２  第２内挿補間部、  ４３  推定値演算部、  ４４  再符号化部、  ４５  誤差検出部、  ５２Ｇ，５２Ｄ  適応フィルタ、  ５２１，５２３  係数可変フィルタ部、  ５２２，５２４  係数更新部。
【図１】
2013150271.tif 000024
【図２】
2013150271.tif 000025
【図３】
2013150271.tif 000026
【図４】
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【図５】
2013150271.tif 000028
【図６】
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【図７】
2013150271.tif 000030
【図８】
2013150271.tif 000031
【図９】
2013150271.tif 000032
【図１０】
2013150271.tif 000033
【図１１】
2013150271.tif 000034
【図１２】
2013150271.tif 000035
【図１３】
2013150271.tif 000036
【図１４】
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