(57)【要約】【課題】無線受信機における直交復調器の位相誤差およびＩ／Ｑゲイン誤差の補正を自動的に実施し、無線通信装置のテストコストを低減する。【解決手段】直交変調器１１０、直交復調器２１０を含む無線通信装置において、直交変調器１１０の出力がスイッチ２０２，２７０を介して受信ベースバンド回路６００内のフーリエ変換回路６６０に入力され、その計算結果に基づいて直交変調器１１０のＩ／Ｑ位相誤差およびＩ／Ｑゲイン誤差が補正され、その後、直交復調器２１０の補正が行われる。直交復調器２１０の補正では、直交変調器１１０の出力がスイッチ２０２，２０１を介して直交復調器２１０に入力され、その出力がスイッチ２７０を介してフーリエ変換回路６６０に入力され、その計算結果に基づいて直交復調器２１０のＩ／Ｑ位相誤差およびＩ／Ｑゲイン誤差が補正される。【選択図】図２
2013150238.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信部、受信部、および補正制御部を具備し、
前記送信部は、
搬送波信号を生成する電圧制御発振器と、
前記搬送波信号から第１Ｉ／Ｑ搬送波信号を生成する第１位相シフタと、
第１Ｉ／Ｑベースバンド信号を前記第１Ｉ／Ｑ搬送波信号を用いて変調することで高周波変調信号を出力する直交変調器とを備え、
前記補正制御部は、前記直交変調器から出力される前記高周波変調信号を前記受信部側に伝送するか否かを選択する第１スイッチを備え、
前記受信部は、
前記電圧制御発振器で生成される前記搬送波信号から第２Ｉ／Ｑ搬送波信号を生成する第２位相シフタと、
前記第１スイッチを介して入力される前記高周波変調信号を前記第２Ｉ／Ｑ搬送波信号を用いて復調することで第２Ｉ／Ｑベースバンド信号を出力する直交復調器と、
前記第２Ｉ／Ｑベースバンド信号におけるＩ／Ｑゲインの差分を調整する受信Ｉ／Ｑ振幅調整器と、
前記第２Ｉ／Ｑベースバンド信号に含まれる高調波成分を取り除く低域通過フィルタと、
前記受信Ｉ／Ｑ振幅調整器および前記低域通過フィルタを介して得られる第３Ｉ／Ｑベースバンド信号を指定されたゲインで増幅することで第４Ｉ／Ｑベースバンド信号を出力する可変増幅器と、
前記第４Ｉ／Ｑベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器と、
前記アナログ・デジタル変換器の出力に基づいて前記第４Ｉ／Ｑベースバンド信号のパワーを測定する第１パワー測定回路と、
前記第１パワー測定回路の測定結果に基づき前記第４Ｉ／Ｑベースバンド信号のパワーが所定の値となるように前記可変増幅器のゲインを指定するゲイン制御回路と、
前記アナログ・デジタル変換器の出力をフーリエ変換するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換して得られた特定周波数の周波数成分のパワーを測定する第２パワー測定回路とを有し、
前記送信部は、さらに、前記第１Ｉ／Ｑベースバンド信号として、前記直交復調器の補正用のＩ／Ｑベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成回路を備え、
前記補正制御部は、さらに、
前記第１位相シフタの制御によって前記直交変調器の位相誤差を補正し、前記第１Ｉ／Ｑベースバンド信号の加工によって前記直交変調器のＩ／Ｑゲイン誤差を補正する送信補正回路部と、
前記送信補正回路部による補正が行われたのち、前記ベースバンド信号生成回路に前記補正用の前記Ｉ／Ｑベースバンド信号を生成させ、前記直交変調器からの前記高周波変調信号を前記第１スイッチを介して前記受信部側に伝送させた状態で、前記第２パワー測定回路での測定結果を参照しながら、前記第２位相シフタの制御を介して前記直交復調器の位相誤差を補正し、前記受信Ｉ／Ｑ振幅調整器の制御を介して前記直交復調器のＩ／Ｑゲイン誤差を補正する受信補正回路部とを有する無線通信装置。
【請求項２】
請求項１記載の無線通信装置において、
前記送信補正回路部は、
前記第１Ｉ／Ｑベースバンド信号におけるＩ／Ｑゲインの差分を調整する送信Ｉ／Ｑ振幅調整器と、
前記第１Ｉ／Ｑベースバンド信号に含まれるオフセット成分を調整するオフセット調整器と、
前記直交変調器からの前記高周波変調信号を自乗検波する検波回路と、
前記検波回路の出力を前記受信部の前記可変増幅器に向けて出力する第２スイッチとを有する無線通信装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の無線通信装置において、
前記ベースバンド信号生成回路は、前記補正用のＩ／Ｑベースバンド信号の一方としてＳｉｎ信号を生成し、他方としてＣｏｓ信号を生成する無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ信号等を送受信する無線通信装置に関し、特に、無線ＬＡＮ装置などの無線送受信機に具備される直交復調器で発生する誤差成分を補正する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、特許文献１には、送受信機の送信信号に含まれる誤差成分を自動的に調整する技術が記載されている。具体的には、送信側より擬似的なＩ／Ｑ成分が含まれるパターン信号を出力する符号器と、前記パターン信号の振幅誤差およびＤＣオフセットを含む誤差成分を調整値により補正する調整器と、送信機の電圧制御発振器（ＶＣＯ１）から出力された搬送波信号を用いて前記調整器から出力されたパターン信号を無線変調波信号に変換するための直交変調器を有する。ここで、補正動作の際、前記直交変調器で得られた変調信号は送受信機のアンテナ出力に接続されずにスイッチを介して受信側に接続される。
【０００３】
受信機に入力された変調信号は、受信機の電圧制御発振器（ＶＣＯ２）から出力される搬送波信号を用いて復調Ｉ／Ｑベースバンド信号に復調される。復調されたＩ／Ｑベースバンド信号の振幅誤差およびＤＣオフセットを含む誤差成分を検出するため、フーリエ変換処理を実施するプロセッサと、前記プロセッサにより検出された誤差成分を補正するための調整値を求め、該調整値を新たな調整値として前記調整器に設定する制御回路とを有する。前記制御回路は、前記送信系の出力先がアンテナである間に前記調整器に調整値を設定する。この際、送信機用電圧制御発振器（ＶＣＯ１）と受信機用電圧制御発振器（ＶＣＯ２）のキャリア周波数は同一または近似するように設定されている。
【０００４】
復調器で復調されたＩ／Ｑベースバンド信号に含まれる振幅誤差成分、位相誤差成分、ＤＣオフセット成分を検出するために、Ｉ／Ｑベースバンド信号がプロセッサを用いてフーリエ変換され、Ｉ／Ｑベースバンド信号が時間軸から周波数軸に変換される。この際、得られたキャリア成分の周波数軸値が送信機のＤＣオフセット成分を表し、キャリア成分からベースバンド周波数だけ離れた＋／−の周波数軸成分の片方が出力の主成分を表し他方がサイドバンドリークを表している。
【０００５】
特許文献２には、送信機の送信信号に含まれるＩ／Ｑ信号をオフセット調整する手段が記載されている。具体的には、Ｉ／Ｑベースバンド周波数（ｆｂ）で変調された送信信号を検波回路で検波し、検波した信号に対してフィルタを用いて、Ｉ／Ｑベースバンド周波数（ｆｂ）成分と、２倍の周波数成分（２ｆｂ）を検出し、Ｉ／Ｑ信号に含まれるＤＣオフセット成分と振幅成分の誤差を調整する。
【０００６】
特許文献３には、差動ベースバンド受信信号と差動ベースバンド送信信号のＤＣオフセット電圧を低減し、送信機の直交変調器出力の高周波送信信号に含まれる不所望なサイドバンド成分が最小となるように調整する技術が示されている。具体的には、受信機に搭載された高速フーリエ変換機能を用いて高周波送信信号に含まれるサイドバンド信号成分を計算し、不所望のサイドバンド成分が最小となるように送信機のＩ／Ｑ位相不均衡とＩ／Ｑゲイン不均衡を低減するように調整する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−２２８０４３号公報
【特許文献２】特開２００７−２３５６４３号公報
【特許文献３】特開２００８−２７８１２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交波周波数分割多重）方式を採用する無線ＬＡＮ装置の多くには無線部の回路構成を簡素化するため直交変復調器が採用されている。直交変調器には、送信ベースバンド信号の同相成分であるＩ信号（In-Phase信号）及び直交成分であるＱ信号（Quadrature信号）と、必要な無線変調波を得るために電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）から出力された搬送波信号及び９０度位相をずらした搬送波信号とがそれぞれ入力される。これによって、直交変調器は無線変調波信号を出力する。
【０００９】
上記の直交変調器において変調を行う場合、送信ベースバンド回路で作成されたＩ／Ｑベースバンド信号は、ＤＡ変換器でデジタル信号からアナログ信号に変換され、直交変調器に入力される。この際、Ｉ／Ｑベースバンド信号に直流成分（ＤＣオフセット）や振幅誤差が付加される場合が多い。また、電圧制御発振器（ＶＣＯ）からの搬送波も振幅誤差や直交位相誤差が発生し、送信変調波信号にキャリアリークが発生したり、送信変調波信号の信号精度（Error Vector Magnitude）が劣化する恐れがある。
【００１０】
上記に記載した送信変調波信号の劣化を防止するため、変調器にはＩ／Ｑベースバンド信号の振幅誤差や直流成分誤差を補正する回路、および電圧制御発振器（ＶＣＯ）の搬送波信号の位相誤差を修正するための位相修正回路が実装されることが望ましい。また、前述した変調器における各種問題は、復調器においても同様に生じ得るため、復調器においても補正回路や位相修正回路が実装されることが望ましい。図１０は、本発明の前提として検討した無線通信装置において、その直交復調器における復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の振幅誤差および位相誤差を調整する方式の一例を示すブロック図である。
【００１１】
図１０において、無線受信回路２００の直交復調器２１０から出力された振幅誤差成分の調整は、例えば次のようにして行われる。まず、ベクトル・シグナル・ジェネレータなどの信号発生器１から出力されたＯＦＤＭ信号が、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して直交復調器２１０に入力される。直交復調器２１０で復調された復調Ｉ／Ｑベースバンド信号は、ＯＦＤＭ信号解析用の測定器２を用いてその信号精度（Error Vector Magnitude）が測定される。当該測定結果は、無線送受信機（無線通信装置）の外部制御／測定用パーソナルコンピュータ（ＰＣ）に入力される。パーソナルコンピュータ（ＰＣ）は、必要であれば無線送受信機の制御部（ＣＰＵ）に対して直交復調器２１０の復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の振幅を調整するための受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１の調整レジスタに修正した値を書込み、信号精度が改善するようにレジスタ値を制御する。
【００１２】
同様に、位相誤差成分の調整に関しても、復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の信号精度（Error Vector Magnitude）が測定され、当該測定結果が無線送受信機の外部制御／測定用パーソナルコンピュータ（ＰＣ）に入力される。パーソナルコンピュータ（ＰＣ）は、必要であれば無線送受信機の制御部（ＣＰＵ）に対して、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の位相誤差を調整する位相シフタ３１０の調整レジスタに修正した値を書込み、信号精度が改善するようレジスタ値を制御する。このような方法で得られた各調整値は、無線送受信機の制御部（ＣＰＵ）に接続された不揮発性メモリ（図示せず）に保存され、無線送受信機の動作開始前に無線送受信機に設けられた調整レジスタに書込まれる。
【００１３】
しかしながら、図１０のような調整方式は、測定器２やパーソナルコンピュータ（ＰＣ）等の外部装置を用いた手動調整方式となるため、当該外部装置の設置に伴う装置コストや、その調整作業に伴う時間的コスト等が増大する恐れがある。一方、直交変調器の位相誤差や振幅誤差を調整する方式として、前述した特許文献１、特許文献２および特許文献３に記載された方式が知られている。
【００１４】
ただし、特許文献１には、受信系の復調器の特性についての記述は特に無い。復調器の調整が未実施の場合には、通常、復調して得られたＩ／Ｑ信号には、送信機の直交変調器で発生するＩ／Ｑ信号の振幅誤差や位相誤差の他に、受信機の復調器で発生するＩ／Ｑ振幅誤差や位相誤差成分も含まれることになる。このため、受信系の復調器の誤差を取り除くには、送信機のＩ／Ｑベースバンド信号の振幅誤差や位相誤差、ＤＣオフセット成分を調整する以前に、図１０のような測定器を用いて受信機の復調器に含まれるＩ／Ｑ信号の振幅誤差や位相誤差成分を測定し、これらが最小になるように復調器に具備された調整器に調整値を設定する必要がある。また、キャリアリーク成分を観測する際には、送信機の搬送波周波数及び受信機の搬送波周波数をずらすことでキャリアリークを求めているため、電圧制御発振器（ＶＣＯ）が２個必要となり、回路面積の増大が懸念される。
【００１５】
また、特許文献２には、送信系の変調器のＤＣオフセットおよび振幅誤差に関する調整方法について記述されているが、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の位相誤差に係わる調整方法が記述されておらず、送信機の調整方法としては十分とはいえない。また、検波器のほかに新たにＩ／Ｑベースバンド信号周波数成分（ｆｂ）および２倍波成分（２ｆｂ）を検出するためのフィルタが必要となり、回路面積の増大が懸念される。
【００１６】
一方、特許文献３では、送信機のＩ／Ｑベースバンド信号のＤＣオフセット成分および受信機のＩ／Ｑベースバンド信号のＤＣ成分がＤＣレベル比較器にてレベル比較され、当該比較結果に対応したＤＣレベル補正値がＤＣレベル補正レジスタに格納されることでＤＣオフセット成分の補正が行われる。また、直交変調器出力の高周波変調信号に含まれる不要なサイドバンド信号成分を検出するために、送信機のＩ／Ｑベースバンド信号として一定周期のテスト信号が送出され、受信機は、受信機の直交復調器に含まれる誤差成分の影響を避ける為、高周波変調信号を自乗検波した信号を受信系に搭載されたフーリエ変換回路で周波数解析する。これによって、不要なサイドバンド信号がある場合に発生するテスト信号の２倍波、３倍波を低減するように送信機の搬送波Ｉ／Ｑ位相およびＩ／Ｑゲインを修正することができる。ただし、受信機の直交復調器に含まれるＩ／Ｑ位相およびＩ／Ｑゲインの不均衡を調整する機能が搭載されていない為、別途、測定器等を用いた受信機のキャリブレーションが必要となる。
【００１７】
後述する実施の形態は、上記課題を鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、ＯＦＤＭ信号等を送受信する無線通信装置において、直交変復調器の補正に伴うコストを低減することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本願において開示される課題を解決するための手段のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１９】
一実施の形態による無線通信装置は、直交変調器および直交復調器と、直交復調器の出力をデジタル変換ならびにフーリエ変換するアナログ・デジタル変換器ならびにフーリエ変換回路と、補正制御部とを備える。補正制御部は、直交変調器の位相誤差およびＩ／Ｑゲイン誤差を補正する送信補正回路部と、直交変調器の出力を直交復調器に向けて伝送する第１スイッチと、受信補正回路部とを備える。受信補正回路部は、送信補正回路部による補正が行われたのち、第１スイッチをオンに制御した状態で、フーリエ変換回路の変換結果を参照しながら直交復調器の位相誤差およびＩ／Ｑゲイン誤差を補正する。
【発明の効果】
【００２０】
前記一実施の形態によれば、ＯＦＤＭ信号等を送受信する無線通信装置において、直交変復調器の補正に伴うコストを低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の一実施の形態による無線通信装置において、その構成例ならびに送信キャリブレーション時の動作状態の一例を示すブロック図である。
【図２】図１の構成例において、受信キャリブレーション時の動作状態の一例を示すブロック図である。
【図３】図２において、直交変調器の出力信号に含まれる周波数スペクトラムの一例を示す図である。
【図４】図２において、直交復調器が理想的である場合に直交復調器の出力信号をＦＦＴ処理して得られた周波数スペクトラムの一例を示すグラフである。
【図５】図２において、直交復調器にＩ／Ｑ振幅誤差がある場合に直交復調器の出力信号をＦＦＴ処理して得られた周波数スペクトラムの一例を示すグラフである。
【図６】図２において、直交復調器に直交位相誤差がある場合に直交復調器の出力信号をＦＦＴ処理して得られた周波数スペクトラムの一例を示すグラフである。
【図７】図２において、直交復調器の調整手順の一例を示すフローチャートである。
【図８】図７の受信直交位相調整における動作の様子の一例を表す説明図である。
【図９】図７の受信Ｉ／Ｑ振幅調整における動作の様子の一例を表す説明図である。
【図１０】本発明の前提として検討した無線通信装置において、その直交復調器における復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の振幅誤差および位相誤差を調整する方式の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。
【００２３】
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
【００２４】
また、実施の形態の各機能ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）等の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような半導体基板上に形成される。以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００２５】
《本実施の形態によるキャリブレーション方式の概要》
ここでは、本実施の形態によるキャリブレーション方式の概要について簡単に説明する。まず、図１に示すように、特許文献３の技術を利用した方式を用いて無線送受信機（無線通信装置）の送信系のキャリブレーションが行われる。送信キャリブレーションでは、直交変調器１１０に対して、送信及び受信兼用の電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３０から出力された搬送波と、送信ベースバンド回路５００に具備されたＳＲＯＭ（５４０）からの特定周波数のＳｉｎ信号およびＣｏｓ信号とが入力される。直交変調器１１０から得られた上側帯波（ＵＳＢ）信号は、無線受信回路２００側に具備された自乗検波器２６０に入力される。自乗検波器２６０で検波された検波信号は、復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の帯域外信号成分を取り除く低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４１に入力される。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４１は、自乗検波器出力に含まれる高周波成分を取り除き、当該検波信号は可変増幅器２５１で増幅された後、受信ベースバンド回路６００に入力される。この際に、他方の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４０には、検波信号を入力する必要は無い。
【００２６】
受信ベースバンド回路６００に入力された検波信号は、復調Ｉ／Ｑベースバンド信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する片方のＡＤ変換器６１１を介してデジタル信号に変換される。ＡＤ変換器６１１からのデジタル信号は、デジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６２１に入力され、必要な信号帯域成分に制限される。この帯域制限された検波信号は、受信ベースバンド回路に具備されたフーリエ変換回路（ＦＦＴ）６６０の例えばＩ側入力に入力される。フーリエ変換回路は、時間信号となる復調Ｉ／Ｑベースバンド信号を周波数軸の成分に変換するため、他方のＱ側入力は零としてフーリエ変換を行う。この際に、フーリエ変換の計算精度を向上させるため、ＡＤ変換器６１１に入力されるアナログ信号の最大振幅をＡＤ変換器の最大入力範囲以内に収めることが望ましい。そこで、ＡＤ変換器６１１から得られたデジタル値は、その平均パワーを測定するパワー測定回路６３０に入力される。ベースバンド回路部７００に具備されたプロセッサは、この測定されたパワーを基に無線受信回路２００に具備された可変増幅器２５１の増幅度を可変制御する。
【００２７】
また、フーリエ変換回路６６０には、Ｉ側に入力された検波信号のデジタル値とＱ側に入力された零値が一定の数を単位としてサンプル入力される。フーリエ変換回路６６０は、例えば６４サンプル入力する毎にフーリエ変換を行い、その結果、送信ベースバンド回路から出力された特定周波数、特定周波数の２倍波、３倍波の平均パワーが観測される。ベースバンド回路部７００内の制御部（プロセッサ）４００は、この周波数成分の平均パワーの観測結果に基づいて直交変調器１１０の誤差成分を検出すると共に、検出された誤差成分を補正するための調整値を算出する。この算出された調整値は、新たな調整値として、無線送信回路の直交変調器のＩ／Ｑ入力側に設けられたＤＣオフセット調整器１４０，１４１や、送信Ｉ／Ｑ振幅調整器１５０，１５１や、ＶＣＯからの搬送波出力の直交位相誤差を調整する位相シフタ３２０に設定される。制御部（プロセッサ）４００は、この調整値を変えながらフーリエ変換回路６６０で得られる特定周波数の周波数成分のパワーが一定値以下または最小になる調整値を探索し、その結果得られた調整値を無線回路部３００に具備された調整値保存用のレジスタに保存すると共に、無線送信回路１００内の各調整回路に書き込む。これによって、送信系のキャリブレーションは完了する。
【００２８】
次いで、図２に示すように、受信系のキャリブレーションが行われる。前述した無線送信回路の直交変調器１１０の調整完了後、直交変調器からのＵＳＢ信号の接続先が無線受信回路２００の自乗検波回路２６０から直交復調器２１０の受信入力に、スイッチ２０１，２０２を介して切換えられる。当該ＵＳＢ変調波信号は、可変低雑音増幅器２２０にて増幅され、直交復調器２１０に入力される。直交復調器２１０は、当該ＵＳＢ変調波信号を電圧制御発振器（ＶＣＯ）の搬送波出力を用いて復調する。この復調Ｉ／Ｑベースバンド信号は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４０，２４１を介してベースバンド帯域外の信号が取り除かれたのち、可変増幅器２５０，２５１によって一定値まで増幅され、受信ベースバンド回路６００に入力される。
【００２９】
受信ベースバンド回路６００おいて、ＡＤ変換器６１０，６１１は、可変増幅器２５０，２５１からの出力信号をデジタル信号に変換する。当該デジタル信号は、デジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６２０，６２１を介して必要な信号帯域成分に制限されたのちフーリエ変換回路６６０に入力され、フーリエ変換が行われる。この際に、無線送信回路の直交変調器１１０の調整と同じようにフーリエ変換の計算精度を向上させるため、ＡＤ変換器６１０，６１１に入力されるアナログ信号の最大振幅をＡＤ変換器の最大入力範囲以内に収めることが望ましい。そこで、ＡＤ変換器６１０，６１１から得られたデジタル値は、その平均パワーを測定するパワー測定回路６３０に入力される。ベースバンド回路部に具備されたプロセッサは、この測定されたパワーを基に無線受信回路２００に具備された可変増幅器２５０，２５１の増幅度を可変制御する。
【００３０】
フーリエ変換回路６６０には、Ｉ側に入力されたデジタル信号とＱ側に入力されたデジタル信号が一定の数を単位としてサンプル入力される。フーリエ変換回路６６０は、例えば６４サンプル入力する毎にフーリエ変換を行い、その結果、送信ベースバンド回路から出力された上側帯波（ＵＳＢ）側の特定周波数、特定周波数の２倍波、３倍波の平均パワーと、下側帯波（ＬＳＢ）側の特定周波数、特定周波数の２倍波、３倍波の平均パワーが観測される。ベースバンド回路部７００に具備されたプロセッサは、前述した各周波数成分の平均パワーに基づいて直交復調器２１０の誤差成分を検出すると共に、検出された誤差成分を補正するための調整値を算出する。この算出された調整値は、新たな調整値として、無線受信回路の直交復調器２１０のＩ／Ｑ出力側に設けられた受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１や、ＶＣＯからの搬送波出力の直交位相誤差を調整する位相シフタ３１０に設定される。制御部（プロセッサ）４００は、この調整値を変えながらフーリエ変換回路６６０で得られる特定周波数の周波数成分のパワーが一定値以下または最小になる調整値を探索し、その結果得られた調整値を無線回路部３００に具備された調整値保存用のレジスタに保存すると共に、無線受信回路２００内の各調整回路に書き込む。これによって、受信系のキャリブレーションは完了する。
【００３１】
《本実施の形態によるキャリブレーション方式の主要な特徴および効果》
前述したように、本実施の形態によるキャリブレーション方式の主要な特徴は、直交変調器と電圧制御発振器（ＶＣＯ）を共用する直交復調器を具備する受信機において、送信機からのＳＳＢ変調波を自乗検波回路を介して受信ベースバンド回路に伝送するパスに加えて、送信機からのＳＳＢ変調波を受信機の直交復調器に入力するパスを備えた点にある。前者のパスにより送信機を対象としてキャリブレーションを行うことができ、そのキャリブレーションが完了した状態で、後者のパスにより受信機を対象としてキャリブレーションを行うことができる。後者のパスにおいて、直交復調器で復調されたＳＳＢ信号は受信ベースバンド回路に設けられたフーリエ変換回路に入力され、フーリエ変換回路で得られたＳＳＢ信号の周波数成分パワーが観測される。これにより、直交復調器で発生する誤差成分を検出でき、当該誤差成分を用いて直交復調器で生じる振幅誤差や、ＶＣＯの直交位相誤差の調整を行うことが可能になる。
【００３２】
ここで、時間波形を周波数成分に変換するフーリエ変換回路はＯＦＤＭ変復調器に必須の回路であり、搭載されたフーリエ変換回路を当該キャリブレーションで流用することができる。また、直交変調器の出力を受信ベースバンド回路に伝送するスイッチと、直交変調器の出力を直交復調器に伝送するスイッチとを設けることで、直交変調器および直交復調器の補正を行うことができる。したがって、無線機器においては、補正に伴う回路のオーバヘッドを十分に抑制した状態で、直交変復調器の補正を自動処理によって簡単に実施できる。その結果、直交変復調器の補正に伴うコストを低減することが可能になる。
【００３３】
《無線通信装置（無線送受信機）の詳細構成および詳細動作》
図１は、本発明の一実施の形態による無線通信装置において、その構成例ならびに送信キャリブレーション時の動作状態の一例を示すブロック図である。図２は、図１と同様の構成例において、受信キャリブレーション時の動作状態の一例を示すブロック図である。ここでは、本実施の形態によるキャリブレーション方式の実現に関連する回路に着目した説明を行い、当該キャリブレーションに関係しないＯＦＤＭ変復調に必要な回路に関する説明は省略する。
【００３４】
図１および図２に示す無線通信装置（無線送受信機）１０００は、ベースバンド回路部７００と、無線回路部３００とを備える。ベースバンド回路部７００は、送信データを送信ベースバンド信号に変換する送信ベースバンド回路５００と、復調ベースバンド信号を復号する受信ベースバンド回路６００と、無線送受信機１０００全体を制御する制御部４００とを備える。無線回路部３００は、送信ベースバンド回路５００から出力される送信ベースバンド信号を無線信号に変換する無線送信回路１００と、受信した無線信号を復調ベースバンド信号に変換する無線受信回路２００と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３０と、位相シフタ３１０，３２０と、無線回路部全体を制御する無線制御回路３５０とを備える。図１の無線送受信機１０００は、特に限定はされないが、例えば１個の半導体チップ（ＬＳＩ）によって構成され、例えば、無線ＬＡＮ装置等の部品として使用される。無線回路部３００からの高周波送信信号（ＴＸ  Ｏｕｔ）は、図示しない外部アンテナに向けて送出され、また外部アンテナからの受信信号は高周波受信信号（ＲＸ  Ｉｎｐｕｔ）として無線回路部３００に入力される。
【００３５】
送信ベースバンド回路５００は、無線送信回路１００の直交変調器１１０および無線受信回路２００の直交復調器２１０の調整を実施するためのＳｉｎ＿ＲＯＭ＿Ｔａｂｌｅ（ＳＲＯＭ）５４０と、デジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５６０，５６１と、Ｇａｉｎ調整回路５２０と、ＤＡ変換器５１０，５１１等を具備する。Ｓｉｎ＿ＲＯＭ＿Ｔａｂｌｅ（ＳＲＯＭ）５４０は、ＯＦＤＭ変調回路５５０から出力されるＩ／Ｑベースバンド信号の代わりに、特定周波数のＳｉｎ波とＣｏｓ波を出力する。受信ベースバンド回路６００は、ＡＤ変換器６１０，６１１と、デジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６２０，６２１と、パワー測定回路６３０と、フーリエ変換回路（ＦＦＴ）６６０と、サブキャリア別パワー測定回路６７０と、サブキャリア別パワー平均化回路６７５等を具備する。
【００３６】
無線送信回路１００は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１６０，１６１と、送信Ｉ／Ｑ振幅調整器１５０，１５１と、ＤＣオフセット調整器１４０，１４１と、直交変調器１１０と、可変増幅器１３０と、電力増幅器１２０等を具備する。無線受信回路２００は、可変低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２０と、直交復調器２１０と、受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４０，２４１と、可変増幅器２５０，２５１と、自乗検波回路２６０等を具備する。
【００３７】
ここで、無線受信回路２００の詳細について図２を用いて説明する。説明の条件として、送信系の直交変調器１１０のキャリブレーションは完了済みとする。初めに送信ベースバンド回路５００は、ＯＦＤＭ変調回路５５０のＩ／Ｑベースバンド信号の代わりに、Ｓｉｎ＿ＲＯＭ＿Ｔａｂｌｅ（ＳＲＯＭ）５４０から特定周波数のＳｉｎ波とＣｏｓ波の変調信号をスイッチ（ＳＷ）５３０，５３１を介してデジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５６０，５６１に入力する。デジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５６０，５６１の出力信号は、Ｇａｉｎ調整回路５２０によってゲイン調整された後、ＤＡ変換器５１０，５１１にてアナログ信号に変換され、無線回路部３００の無線送信回路１００に入力される。Ｓｉｎ＿ＲＯＭ＿Ｔａｂｌｅ（ＳＲＯＭ）５４０から出力される特定周波数は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格で定められるサブキャリア周波数０．３１２５ＭＨｚのＸ倍の周波数となる。例えば４倍の周波数の場合、出力されるＳｉｎ／Ｃｏｓ周波数は１．２５ＭＨｚになる。また、ＤＡ変換器５１０，５１１のサンプリング周波数は、送信ベースバンド信号帯域なども考慮し、０．３１２５ＭＨｚの２Ｎ倍の周波数を使用する。例えばＮ＝７の場合は４０ＭＨｚのサンプリング周波数となる。また、ＤＡ変換器５１０，５１１のビット数は１０ビット程度のビット幅を持つ。
【００３８】
送信ベースバンド回路５００から出力されたＩ／Ｑベースバンド信号は、無線送信回路１００の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１６０，１６１を介してＤＡ変換器５１０，５１１で発生する折り返し信号成分が取り除かれた後、送信Ｉ／Ｑ振幅調整器１５０，１５１に入力される。送信Ｉ／Ｑ振幅調整器１５０，１５１は、Ｉ／Ｑベースバンド信号の振幅を微調整し、当該振幅調整されたＩ／Ｑベースバンド信号をＤＣオフセット調整器１４０，１４１に出力する。ＤＣオフセット調整器１４０，１４１は、Ｉ／Ｑベースバンド信号に含まれるＤＣオフセット成分を取り除き、ＤＣオフセットが取り除かれたＩ／Ｑベースバンド信号を直交変調器１１０に出力する。
【００３９】
また、無線回路部３００に具備された電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３０から出力された搬送波は位相シフタ３２０に入力される。位相シフタ３２０は、無線回路部３００の無線制御回路３５０から出力される位相調整信号に基づいて位相調整を行い、位相調整が行われた直交搬送波信号を直交変調器１１０に出力する。直交変調器１１０は、先に記述したＤＣオフセットが取り除かれたＩ／Ｑベースバンド信号と、位相シフタ３１０からの直交搬送波信号を用いて直交変調を行い、これによって得られた変調信号を可変増幅器１３０に出力する。
【００４０】
可変増幅器１３０は、入力された変調波信号を無線制御回路３５０の指示に基づく所定のゲインで増幅した後、当該信号の接続先を電力増幅器１２０か無線受信回路２００のいずれか一方に切り替えるスイッチ（ＳＷ）１０１に出力する。スイッチ（ＳＷ）１０１は入力信号がＯＦＤＭ信号で変調された変調波信号の場合（すなわち通常動作モードの場合）は、無線制御回路３５０の指示により変調波信号を電力増幅器１２０に接続する。電力増幅器１２０は、電力増幅した変調波信号をアンテナ側（図示せず）に出力する。一方、スイッチ（ＳＷ）１０１は入力信号がＳＲＯＭ（５４０）からの信号の場合（すなわち送信系および受信系のキャリブレーション動作モードの場合）には、無線制御回路３５０の指示により、直交変調器１１０において変調された変調信号を無線受信回路２００のスイッチ（ＳＷ）２０２に出力する。
【００４１】
キャリブレーション動作モードの場合、変調信号を「Ｉ側：Ｃｏｓωｂｔ、Ｑ側：Ｓｉｎωｂｔ」とし、搬送波信号を「Ｉ側：Ｓｉｎωｃｔ、Ｑ側：Ｃｏｓωｃｔ」とすると、直交変調器１１０から出力される変調波Ｓ（ｔ）として、式（１）で与えられる上側帯波（ＵＳＢ）信号が得られる。
【００４２】
Ｓ（ｔ）＝Ｃｏｓωｂｔ・Ｓｉｎωｃｔ＋Ｓｉｎωｂｔ・Ｃｏｓωｃｔ
＝Ｓｉｎ（ωｃｔ＋ωｂｔ）      （１）
図３は、式（１）に基づき、直交変調器１１０の誤差成分が無い場合における、直交変調器から得られる上側帯波（ＵＳＢ）信号の周波数スペクトラムを示したものである。
【００４３】
図２において、無線受信回路２００のスイッチ（ＳＷ）２０２は、無線送信回路１００の直交変調器１１０から得られた上側帯波（ＵＳＢ）信号（スイッチ（ＳＷ）１０１の出力）を、直交変調器１１０の調整を実施する場合には無線受信回路２００の自乗検波回路２６０に出力し、無線受信回路２００の直交復調器２１０の調整を実施する場合にはスイッチ（ＳＷ）２０１に出力する。スイッチ（ＳＷ）２０１は、制御部（ＣＰＵ）４００（無線制御回路３５０）の指示にしたがってアンテナ側からの受信信号か無線送信回路１００からの上側帯波（ＵＳＢ）信号かのいずれか一方を選択し、可変低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２０に出力する。該スイッチ（ＳＷ）２０１は、直交復調器２１０の調整を実施する場合には無線送信回路１００から入力された上側帯波（ＵＳＢ）信号を可変低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２０に出力する。
【００４４】
可変低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２０は、制御部４００（無線制御回路３５０）の指示に従って、入力された上側帯波（ＵＳＢ）信号を一定の増幅度で増幅した後、直交復調器２１０に入力する。直交復調器２１０は、可変低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２０からの上側帯波（ＵＳＢ）信号を、位相シフタ３１０から出力される直交搬送波を用いて復調し、当該復調Ｉ／Ｑベースバンド信号を受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１に出力する。この際に、位相シフタ３１０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３０から出力される搬送波を入力として直交搬送波を出力する。このように、直交変調器１１０と直交復調器２１０は、同一の電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３０から得られた搬送波を用いているため、復調した復調Ｉ／Ｑベースバンド信号には周波数誤差成分は含まれない。
【００４５】
受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１は、制御部４００（無線制御回路３５０）からの制御信号に応じて復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の振幅を各々調整する機能を持つが、この段階では一定の振幅調整値があたえられている。受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１の出力は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４０，２４１を介してベースバンド帯域外の信号成分が取り除かれ、可変増幅回路２５０，２５１に入力される。該低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４０，２４１は、受信ベースバンド回路６００に具備されたＡＤ変換器６１０，６１１のアンチ・エリアシング・フィルタ（ＡＡＦ）の役目も果たしている。また、受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３１と低域通過フィルタ２４１の間には、低域通過フィルタ２４１の入力を自乗検波回路２６０の出力とするか受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３１の出力とするかを切換えるスイッチ（ＳＷ）２７０が具備されている。可変増幅回路２５０，２５１は、制御部４００（無線制御回路３５０）の制御信号に応じて、入力された復調Ｉ／Ｑベースバンド信号を増幅し受信ベースバンド回路６００に出力する。
【００４６】
ここで、直交復調器２１０から出力される復調Ｉ／Ｑベースバンド信号は、搬送波信号を「Ｉ側：Ｓｉｎωｃｔ、Ｑ側：Ｃｏｓωｃｔ」とし、直交変調器１１０からの上側帯波（ＵＳＢ）信号を式（１）のＳｉｎ（ωｃｔ＋ωｂｔ）とすると次のようになる。まず、Ｉ側ベースバンド信号は、式（２）となる。ここで、ベースバンド信号成分以外の信号を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４１で取り除くと、Ｉ側ベースバンド信号（ＬＰＦ後）は、式（３）となる。
【００４７】
Ｉ側ベースバンド信号＝Ｓｉｎ（ωｃｔ＋ωｂｔ）・Ｓｉｎωｃｔ
＝Ｓｉｎωｃｔ・Ｓｉｎωｃｔ・Ｃｏｓωｂｔ＋Ｃｏｓωｃｔ・Ｓｉｎωｃｔ・Ｓｉｎωｂｔ      （２）
Ｉ側ベースバンド信号（ＬＰＦ後）＝（１／２）・Ｃｏｓωｂｔ      （３）
同様に、Ｑ側ベースバンド信号は、式（４）となる。ここで、ベースバンド信号成分以外の信号を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４０で取り除くと、Ｑ側ベースバンド信号（ＬＰＦ後）は、式（５）となる。
【００４８】
Ｑ側ベースバンド信号＝Ｓｉｎ（ωｃｔ＋ωｂｔ）・Ｃｏｓωｃｔ
＝Ｓｉｎωｃｔ・Ｃｏｓωｃｔ・Ｃｏｓωｂｔ＋Ｃｏｓωｃｔ・Ｃｏｓωｃｔ・Ｓｉｎωｂｔ      （４）
Ｑ側ベースバンド信号（ＬＰＦ後）＝（１／２）・Ｓｉｎωｂｔ      （５）
受信ベースバンド回路６００に入力された復調Ｉ／Ｑベースバンド信号は、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）６１０，６１１にてアナログ信号からデジタル信号に変換される。当該デジタル信号は、デジタルフィルタで構成された低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６２０，６２１を介して帯域外の不要な信号が取り除かれたのち、パワー測定回路６３０およびフーリエ変換回路（ＦＦＴ）６６０に入力される。また、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６２０，６２１はデシメーション・フィルタの機能を併せ持つ。
【００４９】
パワー測定回路６３０は、低域通過フィルタ６２０，６２１から出力されるデジタル信号の平均パワーを測定し、制御部４００内のレジスタ（記述なし）に予め保持されるパワー値と比較し、一定の差分値内に収まるよう無線受信回路２００内の可変増幅器２５０，２５１の増幅度を調整する。この調整は、ＡＤ変換器６１０，６１１に入力される信号振幅をＡＤ変換器６１０，６１１の最大入力範囲を超えない範囲内で大きくすることを目的として行われる。
【００５０】
ＡＤ変換器６１０，６１１の入力信号振幅の調整が完了した後、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６２０，６２１から出力されたデジタル信号は、フーリエ変換回路（ＦＦＴ）６６０に入力される。フーリエ変換回路（ＦＦＴ）６６０は、一定のサンプル数毎に時間軸から周波数軸への変換を行い、これによって得られた各サブキャリアのＩ／Ｑ成分をサブキャリア別パワー測定回路６７０に出力する。サブキャリア別パワー測定回路６７０では、各サブキャリアのＩ成分、Ｑ成分の値をそれぞれ自乗および加算した結果を各サブキャリアのパワーとしている。この時、サブキャリア別パワー測定回路６７０で計算する必要があるサブキャリア周波数は、次のようになる。
【００５１】
例えば、送信ベースバンド回路から出力された変調信号が上側帯波（ＵＳＢ）信号であり、その周波数が１．２５ＭＨｚの場合で、かつフーリエ変換回路６６０のポイント数が６４、サンプリング周波数が２０ＭＨｚの場合を想定する。この場合、パワー計算が必要なサブキャリア番号は、＋４（１．２５ＭＨｚ／０．３１２５ＭＨｚ）番となる基本波、−４番となる基本波のイメージ周波数成分であり、サブキャリア周波数は、基本周波数である＋１．２５ＭＨｚとイメージ周波数である−１．２５ＭＨｚである。
【００５２】
図４は、誤差成分が無い場合の直交復調器２１０の出力をフーリエ変換回路（ＦＦＴ）６６０で処理した時の周波数スペクトラムを示したものである。この場合、変調信号の基本波成分である＋ｆｂと３倍波成分である＋３ｆｂのパワーが得られる。＋３ｆｂのパワは、Ｓｉｎ波およびＣｏｓ波をＡＤ変換器６１０，６１１でデジタル値に変換したために発生した高調波成分である。図５および図６は、直交復調器２１０の誤差成分として復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の振幅誤差および直交搬送波信号の位相誤差成分がある場合の直交復調器２１０の出力をフーリエ変換回路（ＦＦＴ）６６０で処理した時の周波数スペクトラムをそれぞれ示したものである。これらの場合、変調信号の基本波成分である＋ｆｂと、基本波のイメージ周波数−ｆｂとに大きなパワーが得られる。
【００５３】
サブキャリア別パワー測定回路６７０で計算されたサブキャリア周波数ごとのパワーは、サブキャリア別パワー平均化回路６７５に入力される。サブキャリア別パワー平均化回路６７５は、サブキャリア別パワー測定回路６７０で計算された各々のサブキャリア別パワーを一定期間積算し、その結果得られた各サブキャリアの平均パワーを制御部４００に出力する。制御部４００は、サブキャリア別パワー平均化回路６７５から得られた、サブキャリア信号の各々のパワーを比較確認し、特定サブキャリア（ここでは基本波のイメージ周波数−ｆｂ）のパワーが一定値以下または最小になるように無線受信回路２００に具備された受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１と、位相シフタ３１０の調整を行う。
【００５４】
図７は、直交復調器の調整手順の一例を示すフローチャートである。図中のステップＳＴ１００には、先に述べた上側帯波（ＵＳＢ）信号の発生手順と、直交復調器２１０の調整の為の信号パス設定手順が示されている。具体的には、図２に示したような状態に直交復調器調整用の信号パスが設定され（ステップＳＴ１０１）、ＳＲＯＭ（５４０）を用いて生成した上側帯波信号（ｆｂ＝１．２５ＭＨｚ）が直交変調器１１０によって変調ならびにアップコンバートされる（ステップＳＴ１０２，ＳＴ１０３）。そして、直交変調器１１０から送信されたＵＳＢ信号（ｆｃ＋ｆｂ）は、直交復調器２１０によって復調ならびにダウンコンバートされ、ＡＤ変換器６１０，６１１を介してデジタル信号に変換される（ステップＳＴ１０４，ＳＴ１０５）。
【００５５】
図７のステップＳＴ２００には、前述した無線受信回路２００内の可変増幅器２５０，２５１のゲイン調整手順が示されている。具体的には、制御部４００が、パワー測定回路６３０によって測定された復調Ｉ／Ｑベースバンド信号のパワー（Ｄｅｔ＿Ｐｏｗｅｒ）を参照しながら、当該Ｄｅｔ＿Ｐｏｗｅｒを予め定めた所定の比較値（Ｒｅｆ＿Ｐｏｗｅｒ）に近づけるように可変増幅器２５０，２５１のゲインを調整する（ステップＳＴ２０１〜ＳＴ２０４）。これによって、ＡＤ変換器６１０，６１１の入力範囲を超えない様に復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の振幅が一定の振幅範囲内に収められる。
【００５６】
図７のステップＳＴ３００には、直交復調器２１０から出力される復調Ｉ／Ｑベースバンド信号の振幅誤差成分ならびに直交搬送波の位相誤差成分を対象とした誤差の調整手順が示されている。当該ステップにおいては、まず、フーリエ変換回路（ＦＦＴ）６６０によって復調Ｉ／Ｑベースバンド信号に含まれる各サブキャリアの周波数成分の大きさが算出され（ステップＳＴ３０１）、サブキャリア別パワー平均化回路６７５によって各サブキャリア毎の平均パワーが検出される（ステップＳＴ３０２）。制御部４００は、サブキャリア別パワー平均化回路６７５の検出結果を参照して、基本変調波成分（ｆｂ）の平均パワー（ｆｂ＿Ｐｏｗ）とイメージ周波数成分（−ｆｂ）の平均パワー（−ｆｂ＿Ｐｏｗ）の比率（Ｄｉｆｆ＿Ｐｏｗ２（ｄＢ）＝ｆｂ＿Ｐｏｗ−（−ｆｂ＿Ｐｏｗ））を算出する（ステップＳＴ３０３）。
【００５７】
次いで、制御部４００は、受信直交位相の調整を行う（ステップＳＴ３０５）。具体的には、ステップＳＴ３０３で算出した比率（Ｄｉｆｆ＿Ｐｏｗ２（ｄＢ））を参照しながら、それが予め定めた所定の比較値ＰｒＰよりも大きくなる（すなわちイメージ周波数成分（−ｆｂ）が基本変調波成分（ｆｂ）に比べて十分に小さくなる）まで図２の位相シフタ３１０の調整を行う（ステップＳＴ３０４〜ＳＴ３０６，ＳＴ３０９）。この際に、制御部４００は、比率（Ｄｉｆｆ＿Ｐｏｗ２（ｄＢ））が比較値ＰｒＰよりも大きくなった場合か、あるいは、大きくなる前にイメージ周波数成分の平均パワー（−ｆｂ＿Ｐｏｗ）が最下点に達してしまった場合には「受信直交位相調整完了」として当該ループ処理を抜ける（ステップＳＴ３０４，ＳＴ３０７，ＳＴ３０８）。
【００５８】
続いて、制御部４００は、前述した受信直交位相の調整結果を反映した状態で受信Ｉ／Ｑ振幅の調整を行う（ステップＳＴ３１０）。具体的には、前述した受信直交位相の調整と同様に、ステップＳＴ３０３で算出した比率（Ｄｉｆｆ＿Ｐｏｗ２（ｄＢ））を参照しながら、それが予め定めた所定の比較値ＰｔＧよりも大きくなるまで図２の受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１の調整を行う（ステップＳＴ３１１，ＳＴ３１４，ＳＴ３１８）。この際に、制御部４００は、比率（Ｄｉｆｆ＿Ｐｏｗ２（ｄＢ））が比較値ＰｔＧよりも大きくなった場合には、「受信Ｉ／Ｑ振幅調整完了」として当該ループ処理を抜ける（ステップＳＴ３１２）。
【００５９】
一方、制御部４００は、比率（Ｄｉｆｆ＿Ｐｏｗ２（ｄＢ））が比較値ＰｔＧよりも大きくなる前にイメージ周波数成分の平均パワー（−ｆｂ＿Ｐｏｗ）が最下点に達してしまった場合には、当該受信Ｉ／Ｑ振幅の調整結果を反映した状態で前述した受信直交位相の調整値を変更し、受信直交位相の調整からやり直す（ステップＳＴ３１４〜ＳＴ３１６，ＳＴ３０９）。ただし、この受信直交位相の調整と受信Ｉ／Ｑ振幅の調整からなる一連のループ処理を所定の回数（Ｋ）内で繰り返しても、比率（Ｄｉｆｆ＿Ｐｏｗ２（ｄＢ））が比較値ＰｔＧよりも大きくならない場合、直交復調器調整ＮＧとする（ステップＳＴ３１７）。直交復調器調整完了（ステップＳＴ３１２）となった場合、制御部４００は、得られた最適調整値を制御部内に具備された不揮発性メモリに記憶すると共に、受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１および位相シフタ３１０に調整値として書き込み、直交復調器２１０の調整を完了する（ステップＳＴ３１３）。
【００６０】
図８は、図７の受信直交位相調整における動作の様子の一例を表す説明図であり、図９は、図７の受信Ｉ／Ｑ振幅調整における動作の様子の一例を表す説明図である。図８に示すように、受信直交位相調整では、図２の位相シフタ３１０により直交搬送波間の位相差を初期設定値（９０度）からプラス方向又はマイナス方向に変動させながら、イメージ周波数成分の平均パワー（−ｆｂ＿Ｐｏｗ（ｄＢ））の最小点（あるいは所定値よりも小さくなる点）が探索される。これによって、理想的には、実際の位相差における９０度からの誤差が補正される。そして、この受信直交位相の調整結果が反映された状態で、図９に示すように受信Ｉ／Ｑ振幅調整が行われる。受信Ｉ／Ｑ振幅調整では、前述した図２の受信Ｉ／Ｑ振幅調整器２３０，２３１によりＩ／Ｑ間のゲイン差を初期設定値（ゼロ）からプラス方向又はマイナス方向に変動させながら、イメージ周波数成分の平均パワー（−ｆｂ＿Ｐｏｗ（ｄＢ））の最小点（あるいは所定値よりも小さくなる点）が探索される。これによって、理想的には、実際のゲイン差におけるゼロからの誤差が補正される。
【００６１】
以上のように、図７で述べたようなループ処理を図２の無線送受信機１０００が実行することで、直交復調器のＩ／Ｑ位相およびＩ／Ｑゲイン調整を自動的に行うことが可能になる。なお、ここでは、受信直交位相調整を行ったのちに受信Ｉ／Ｑ振幅調整を行う例を示したが、この順番は逆にすることも可能である。
【００６２】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
【符号の説明】
【００６３】
１  信号発生器
１００  無線送信回路
１０００  無線送受信機
１０１  スイッチ
１１０  直交変調器
１２０  電力増幅器
１３０  可変増幅器
１４０，１４１  ＤＣオフセット調整器
１５０，１５１  送信Ｉ／Ｑ振幅調整器
１６０，１６１  低域通過フィルタ
２  測定器
２００  無線受信回路
２０１，２０２，２７０  スイッチ
２１０  直交復調器
２２０  可変低雑音増幅器（ＬＮＡ）
２３０，２３１  受信Ｉ／Ｑ振幅調整器
２４０，２４１  低域通過フィルタ
２５０，２５１  可変増幅器
２６０  自乗検波回路
３００  無線回路部
３１０，３２０  位相シフタ
３３０  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
３４０  位相同期回路（ＰＬＬ）
３５０  無線制御回路
４００  制御部（ＣＰＵ）
５００  送信ベースバンド回路
５１０，５１１  ＤＡ変換器
５２０  Ｇａｉｎ調整回路
５３０，５３１  スイッチ
５４０  Ｓｉｎ  Ｒｏｍ  Ｔａｂｌｅ（ＳＲＯＭ）
５５０  ＯＦＤＭ変調回路
５６０，５６１  デジタル低域通過フィルタ
６００  受信ベースバンド回路
６１０，６１１  ＡＤ変換器
６２０，６２１  デジタル低域通過フィルタ
６３０  パワー測定回路
６４０  スイッチ
６５０  零データ
６６０  フーリエ変換回路（ＦＦＴ）
６７０  サブキャリア別パワー測定回路
６７５  サブキャリア別パワー平均化回路
６８０  復号回路
７００  ベースバンド回路部
【図１】
2013150238.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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