(57)【要約】【課題】２相コンバータ用リアクトルにおいて、外接直方体内部での占積率を高くし、外部への漏れ磁束を少なくするとともに、コイルの誘導損失を低減しやすくすることである。【解決手段】２相コンバータ用リアクトル１０は、コア１４に巻装され、互いに磁気結合された第１コイル１６及び第２コイル１８を含む。コア１４は、環状部２０の内側に十字形部２２が結合された形状を有し、内側に周方向に離れた４つの内部空間を形成する。各コイル１６，１８は、それぞれ別の隣り合う２つの内部空間に配置されるように十字形部２２の反対側２個所位置に巻回する。第１コイル１６及び第２コイル１８は、一端側または他端側から同じ方向に同じ強さの電流が流れた場合にコア１４内で各コイル１６，１８により形成される磁束が反発する方向に流れるように形成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２相コンバータに使用される２相コンバータ用リアクトルであって、
環状部の内側に十字形部が結合された形状を有し、内側に周方向に離れた４つの内部空間が形成されるコアと、
それぞれ別の隣り合う２つの前記内部空間に配置されるように前記十字形部の反対側２個所位置に巻回された２相コイルとを備え、
前記２相コイルは、前記２相コイルの一端側または他端側から同じ方向に同じ強さの電流が流れた場合に前記コア内で前記２相コイルにより形成される磁束が反発する方向に流れるように形成されることを特徴とする２相コンバータ用リアクトル。
【請求項２】
請求項１に記載の２相コンバータ用リアクトルにおいて、
前記２相コイルは、前記十字形部の反対側２個所位置に同じ向きに巻かれ、かつ、前記２相コイルの内側に配置される一端同士が結線され、
互いに結線された前記２相コイルの一端は、入力側または出力側に設けられる直流電源に接続されることを特徴とする２相コンバータ用リアクトル。
【請求項３】
請求項１に記載の２相コンバータ用リアクトルにおいて、
前記コアは、楕円状に巻かれた磁性フィルムを２つに分割し、Ｕ字形状とした４つのＵ字コア要素を、Ｉ字形状を有するＩ字コア要素にそれぞれの両端部を結合することにより形成され、
前記２相コイルは、前記コアの内側の反対側２個所位置に巻回されていることを特徴とする２相コンバータ用リアクトル。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の２相コンバータ用リアクトルにおいて、
前記コアは、別の材料により形成され、互いに結合された複数のコア要素を含むことを特徴とする２相コンバータ用リアクトル。
【請求項５】
請求項１に記載の２相コンバータ用リアクトルにおいて、
前記２相コイルは、互いに同じ外形寸法を有し、
前記コアは、前記２相コイルが巻回されるコイル巻回部分と、前記２相コイルが巻回されないコイル非巻回部分とを含み、
前記コイル非巻回部分は、前記各相コイルの外径寸法と同じ厚みを有することを特徴とする２相コンバータ用リアクトル。
【請求項６】
請求項１に記載の２相コンバータ用リアクトルにおいて、
前記２相コイルに流れる電流である２相コイル電流の差分により前記コアに生じる磁束である交流磁束の変動量が、２相コイル電流の合計により前記コアに生じる磁束である直流磁束の変動量よりも大きくなるように、前記２相コイルの磁気結合率が設定されていることを特徴とする２相コンバータ用リアクトル。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の２相コンバータ用リアクトルと、
前記２相コイルの他端にそれぞれ接続された少なくとも２つのスイッチング素子とを備え、
入力側と出力側との電圧比を調整するために使用されることを特徴とする２相コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２相コンバータに使用される２相コンバータ用リアクトルと、２相コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、電力回路において、回路電圧を昇圧または降圧する電圧変換器（コンバータ）は、産業界において広く使用されている。例えば、エンジンと走行用モータとを搭載し、エンジン及び走行用モータの一方または両方を主駆動源として使用するハイブリッド車両（ＨＶ）や、電気自動車（ＥＶ）、燃料電池車両等の走行用モータを有する自動車において、電池電圧と、走行用モータに接続されたインバータの駆動電圧との最適化を図るために、昇圧コンバータ、昇降圧コンバータ等の電圧変換器が使用されている。
【０００３】
また、チョッパ方式の昇圧コンバータである昇圧チョッパの容量を１／Ｎにして、Ｎ個の昇圧チョッパを並列に接続し、駆動パルスの位相を２π／Ｎずつずらした構成は、Ｎ相の複数相コンバータであり、マルチフェーズコンバータと呼ばれている。マルチフェーズコンバータは、例えばパーソナルコンピュータ等のＣＰＵの電圧を得る方式として広く使用されている（特許文献１等参照）。
【０００４】
一方、大電力用途におけるマルチフェーズコンバータは現在、研究段階であるが、特許文献２及び非特許文献１には、それぞれ電車用及び電気自動車用に２相のコイルを磁気結合構造とした例が記載されている。
【０００５】
また、非特許文献１には、コンバータ用としてＮ相を使用する、すなわちマルチフェーズ化させることで、リアクトルの全容積を１／Ｎに減少させ、体積を小さくできる、すなわち小型化を図れるコンバータが記載されている。
【０００６】
また、非特許文献２には、自動車用としてＮ相のマルチフェーズ化したコンバータを用いた実験例が記載されている。
【０００７】
また、特許文献３には、自動車用として、磁気結合型の２相コイルを用いた昇圧コンバータが記載されている。図１４は、特許文献３に記載された昇圧コンバータを構成するリアクトルの従来構造の１例を示す図である。図１５は、図１４のリアクトルにおいて、コアの外側に無駄な空間が発生することを説明するための概略図である。
【０００８】
図１４、図１５に示したリアクトル５６は、コア５８と、２相コイルである第１コイル１６及び第２コイル１８とを備える。コア５８は、断面略長方形の磁性材を矩形状に連結してなる本体部６０と、本体部６０の内側に互いにギャップＧを介して向き合うように結合された脚部６２とを含む。各コイル１６，１８は、コア５８の本体部６０の両側２個所位置に巻回されている。各コイル１６，１８の一端（図１４の下端）同士は、図示しない直流電源の正極側に接続されている。各コイル１６，１８の他端（図１４の上端）は、互いに別の相である図示しない２相のトランジスタに接続されている。第１コイル１６及び第２コイル１８の巻き数は同じであり、かつ同じ材質からなる。２相のトランジスタは、位相が１８０°ずれるようにスイッチングのオンオフがされる。各コイル１６，１８により発生する磁束は、片側（例えば図１４の上側）の脚部６２から他側（例えば図１４の下側）の脚部６２に向かう方向にギャップＧを通過する。このため、片側コイル（例えば第１コイル１６）により発生した磁束に含まれるリプル成分は、他側コイル（例えば第２コイル１８）により発生した磁束に含まれるリプル成分により打ち消されるとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００５−６５３８４号公報
【特許文献２】特開２００９−２７３２８０号公報
【特許文献３】特開２００３−３０４６８１号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】M.Hirakawa他、「High Power Density DC/DC Converter using the Close-Coupled Inductors」、ECCE2009、san Jose、IEEE 2009
【非特許文献２】B.Eckardt他、「Automotive Powertrain DC/DC Converter with 25kW/dm3 by using SiC Diodes」、PCIM 2006 Conference Proceedings、Nuernberg、2006
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記の図１４、図１５に示したリアクトル５６では、各コイル１６，１８のコア５８から外側に出る部分が多くなり、コア５８の左右方向両側で、各コイル１６，１８の外側の上側及び下側となるそれぞれ２個所位置に、図１５に斜線部Ｐで示す空間が形成される。このため、リアクトル５６の外接直方体の体積が斜線部Ｐを含んで大きくなってしまう。また、各コイル１６，１８の外側にコア材が存在しないので外部への漏れ磁束が発生しやすい。
【００１２】
これに対して、本発明者は、リアクトルにおいて、内部に中間脚部を設けたＥ型構造のコアを基本とし、中間脚部にコイルを巻回したものを２個配置して磁気結合し、リアクトルの外接直方体内での占積率、すなわち充填率を高くすることを考えた。ただし、単純にリアクトルをこのように構成しただけでは、コアの内部で発生する漏れ磁束がコイルに鎖交し、コイルの誘導損失が大きくなり、リアクトルの損失が増大する可能性がある。
【００１３】
本発明の目的は、２相コンバータ用リアクトルにおいて、外接直方体内部での占積率を高くし、外部への漏れ磁束を少なくするとともに、コイルの誘導損失を低減しやすくすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係る２相コンバータ用リアクトルは、２相コンバータに使用される２相コンバータ用リアクトルであって、環状部の内側に十字形部が結合された形状を有し、内側に周方向に離れた４つの内部空間が形成されるコアと、それぞれ別の隣り合う２つの前記内部空間に配置されるように前記十字形部の反対側２個所位置に巻回された２相コイルとを備え、前記２相コイルは、前記２相コイルの一端側または他端側から同じ方向に同じ強さの電流が流れた場合に前記コア内で前記２相コイルにより形成される磁束が反発する方向に流れるように形成されることを特徴とする２相コンバータ用リアクトルである。
【００１５】
また、本発明に係る２相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、前記２相コイルは、前記十字形部の反対側２個所位置に同じ向きに巻かれ、かつ、前記２相コイルの内側に配置される一端同士が結線され、互いに結線された前記２相コイルの一端は、入力側または出力側に設けられる直流電源に接続される。
【００１６】
また、本発明に係る２相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、前記コアは、楕円状に巻かれた磁性フィルムを２つに分割し、Ｕ字形状とした４つのＵ字コア要素を、Ｉ字形状を有するＩ字コア要素にそれぞれの両端部を結合することにより形成され、前記２相コイルは、前記コアの内側の反対側２個所位置に巻回されている。
【００１７】
また、本発明に係る２相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、前記コアは、別の材料により形成され、互いに結合された複数のコア要素を含む。
【００１８】
また、本発明に係る２相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、前記２相コイルは、互いに同じ外形寸法を有し、前記コアは、前記２相コイルが巻回されるコイル巻回部分と、前記２相コイルが巻回されないコイル非巻回部分とを含み、前記コイル非巻回部分は、前記各相コイルの外径寸法と同じ厚みを有する。
【００１９】
また、本発明に係る２相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、前記２相コイルに流れる電流である２相コイル電流の差分により前記コアに生じる磁束である交流磁束の変動量が、２相コイル電流の合計により前記コアに生じる磁束である直流磁束の変動量よりも大きくなるように、前記２相コイルの磁気結合率が設定されている。
【００２０】
また、本発明に係る２相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、前記２相コイルの他端にそれぞれ接続された少なくとも２つのスイッチング素子とを備え、入力側と出力側との電圧比を調整するために使用される。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の２相コンバータ用リアクトルによれば、コアの内部に２相コイルが巻回され、２相コイルの外側にコアの一部が配置されるので、外接直方体内部での占積率を高くでき、かつ、外部への漏れ磁束を少なくできる。しかも、２相コイルは、２相コイルの一端側または他端側から同じ方向に同じ強さの電流が流れた場合にコア内で２相コイルにより形成される磁束が反発する方向に流れるように形成されるので、２相コイルに流れる電流である２相コイル電流の差分によりコアに生じる磁束を交流磁束と規定した場合に、交流磁束により十字形部の一部に流れる起磁力がなくなって、各相コイルの誘導損失を低減しやすい。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る２相コンバータ用リアクトルを示す斜視図である。
【図２】図１を正面から見た略図である。
【図３】図１のリアクトルにおいて、各相コイルの巻線方向及び接続状態を説明するための模式図である。
【図４】図１のリアクトルにおいて、直流磁束と交流磁束とが流れる方向を説明するための概略断面図である。
【図５】図１のリアクトルを用いた２相コンバータを含む電源回路の等価回路を示す図である。
【図６Ａ】図１のリアクトルにおいて、コアに交流磁束のみが流れると仮定した場合の概略断面図である。
【図６Ｂ】図１のリアクトルにおいて、コアに直流磁束のみが流れると仮定した場合の概略断面図である。
【図７】比較例のリアクトルにおいて、コアからの漏れ磁束がコイルに鎖交する様子を説明するための図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係る２相コンバータ用リアクトルを示す概略断面図である。
【図９】図８のリアクトルにおいて、各相コイルを流れる各相コイル電流、各相コイル電流の差分及び各相コイル電流の合計分との電流リップルを、システム電圧の関係で示す図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係る２相コンバータ用リアクトルにおいて、コアを構成する複数のコア要素を分離した状態（ａ）と、複数のコア要素を結合した状態（ｂ）とで示す概略図である。
【図１１】単にＥ型コア構造のリアクトルを空間をあけて２つ並べて配置した２相リアクトルの比較例を示す概略図である。
【図１２】（ａ）は、第１の実施形態についての図２のＡ−Ａ断面図であり、（ｂ）は、本発明の第４の実施形態に係る２相コンバータ用リアクトルの（ａ）に対応する断面図である。
【図１３】本発明の実施の形態に係る双方向に昇降圧可能な２相コンバータを含む電源回路の等価回路を示す図である。
【図１４】昇圧コンバータを構成するリアクトルの従来構造の１例を示す図である。
【図１５】図１４のリアクトルにおいて、コアの外側に無駄な空間が発生することを説明するための概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の実施形態を、図面を用いて説明する。本発明の２相コンバータ用リアクトルは、マルチフェーズ構成において、さらなる小型化を図るべく発明したものであって、以下に説明するように２相のコイル同士を磁気的に結合させた磁気結合型コイルを備える。このような２相コンバータ用リアクトルは、例えばハイブリッド車両の駆動源として使用する回転電機である、走行用モータに接続されたインバータを駆動するための電気回路を構成するために使用される。ただし、２相コンバータ用リアクトルは、電気自動車、燃料自動車等の、ハイブリッド車両以外を駆動する回転電機のための電気回路に使用することもできる。また、回転電機は、車両駆動以外の補機駆動用でもよい。また、回転電機を２個とし、２個の回転電機に接続された２つのインバータと、バッテリ等の直流電源との間にコンバータを設ける構成に本発明に係るリアクトルを使用することもできる。
【００２４】
［第１の実施形態］
図１から図５、図６Ａ、図６Ｂは、本発明の第１の実施形態を示している。２相コンバータ用リアクトル（以下、単に「リアクトル」という場合がある。）１０は、２相磁気結合型リアクトルであり、昇降圧用として使用される２相コンバータ１２（図５）に組み込んで使用される。リアクトル１０は、コア１４と、コア１４に巻回された２相コイルである第１コイル１６及び第２コイル１８とを備える。
【００２５】
図１、図２に示すように、コア１４は、それぞれ同一の磁性材であるコア材料により形成され、断面略矩形状の環状部２０の内側に十字形部２２が結合された形状を有し、内側に周方向に離れた４つの内部空間Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（図２、図３）が形成されている。このようなコア１４は、それぞれ断面Ｅ字形の一対の外側コア要素２４と、一対の外側コア要素２４の間に非磁性材製のギャップ板２６を介して結合された中間コア要素２８とを含む。中間コア要素２８は、Ｅ字形を２つ反対向きに結合した形状の断面を有する。各外側コア要素２４及び中間コア要素２８は、同一の磁性材であるコア材料により形成されている。例えば各コア要素２４，２８は、鉄等の磁性粉末を固めた圧粉磁心であるダストコアまたはけい素鋼板等の電磁鋼板の積層体またはアモルファス材等の低損失材等により形成されることができる。
【００２６】
また、各外側コア要素２４は、Ｉ字形の外側基部３０の片側に３本の平行なＩ字形の脚部要素３２が直交する方向に結合されており、中間コア要素２８は、Ｉ字形の中間基部３４の両側に３本の平行なＩ字形の脚部要素３６が直交する方向に結合されている。そして、各外側コア要素２４の各脚部要素３２と、中間コア要素２８の各脚部要素３６とを、ギャップ板２６を介して結合している。このように形成されるコア１４は、図３に示すように、２つの平行な外側基部３０と、２つの外側基部３０の間に直交する方向に結合された複数のＩ字形の脚部３８，４０と、各脚部３８，４０同士の間に直交する方向に結合された、中間基部３４の両側２個所位置である渡り部４２とを含んでいる。図３では、渡り部４２を斜線部で示している。
【００２７】
また、各コイル１６，１８は、それぞれ別の隣り合う２つの内部空間Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に配置されるように十字形部２２の反対側２個所位置である中間の脚部４０の２個所位置に巻回され、一端同士、すなわち内側の端部同士が接続されている。例えば、各コイル１６，１８の一端同士は、最短で結線されることができる。なお、脚部４０と各コイル１６，１８との間に絶縁材製のボビン等、他の部材を設けることもできる。
【００２８】
なお、図１では、各コイル１６，１８が断面矩形の導体である角線をエッジワイズ巻きにしたエッジワイズ型である場合を示しているが、各コイル１６，１８の種類はこれに限定するものではなく、断面丸形の丸線の導体を用いた、通常使用される丸線コイルとすることもできる。また、図３に示すように、各コイル１６，１８は、中間脚部４０の２個所位置にそれぞれ同じ向きに巻かれ、かつ、各コイル１６，１８の内側に配置される一端同士が結線されている。第１コイル１６及び第２コイル１８は、互いの巻き数を同じとし、かつ、同じ導電材料により形成されている。また、第１コイル１６及び第２コイル１８は、互いの外径寸法を同じとし、互いのインダクタンスＬを同じとしている。互いに結線された第１コイル１６及び第２コイル１８の一端（図３の左端）は、使用時に、入力側または出力側に設けられる直流電源であるバッテリ４４（図５）の正極側に接続される。また、各コイル１６，１８の他端（図３の右端）は、出力側または入力側に設けられる２相アーム４６，４８（図５）にそれぞれ設けられた２つのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂに接続されている。図５を参照して、各相アーム４６，４８は、それぞれ２つのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂを直列接続しており、各相アーム４６，４８の中点である２つのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂの間に各コイル１６，１８の他端が接続されている。各相アーム４６，４８の正極側同士及び負極側同士はそれぞれ接続され、各相アーム４６，４８の両端間にコンデンサ５０が接続されている。各相アーム４６，４８の負極側はバッテリ４４の負極側に接続されている。
【００２９】
本実施形態に係る２相コンバータ１２は、リアクトル１０と、２相アーム４６，４８とを含む。なお、図５では、リアクトル１０を等価回路で示しており、各コイル１６，１８を、相手コイルと磁気結合する磁気結合要素Ｘ１と、相手コイルと磁気結合しない非磁気結合要素Ｘ２とに分けて示している。スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂは、トランジスタ、ＩＧＢＴ等の半導体素子である。各スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂのオンオフは、図示しない制御部により制御される。また、各スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂは、オン状態で、矢印αの向きに電流を流す。また、各スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂに逆並列に図示しないダイオードを接続している。
【００３０】
各スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂのオンオフは、各相アーム４６，４８同士で１８０°位相をずらせている。図５では、バッテリ電圧Ｖｂがコンデンサ両端間電圧ＶＨよりも低い場合を示している。例えば、コンバータ１２が、バッテリ４４の電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサ５０に供給する昇圧用として使用される場合、各相アーム４６，４８の上側、すなわち正極側のスイッチング素子Ｓａをオフ状態としたまま、下側、すなわち負極側のスイッチング素子Ｓｂをオンオフするとともに、各相アーム４６，４８の下側スイッチング素子Ｓｂ同士でオンオフが逆になるようにスイッチングする。
【００３１】
これに対して、コンバータ１２が、コンデンサ５０の両端間の電圧ＶＨを降圧してバッテリ４４に供給する降圧用として使用される場合、各相アーム４６，４８の下側スイッチング素子Ｓｂをオフ状態としたまま、上側スイッチング素子Ｓａをオンオフするとともに、各相アーム４６，４８の上側スイッチング素子Ｓａ同士でオンオフが逆になるようにスイッチングする。
【００３２】
このようなコンバータ１２は、入力側と出力側との電圧比を調整するために使用される。例えば、昇圧用として使用されるコンバータ１２では、バッテリ４４側が入力側で、コンデンサ５０側が出力側となる。これに対して降圧用として使用されるコンバータ１２では、コンデンサ５０側が入力側となり、バッテリ４４側が出力側となる。オンオフスイッチングされるスイッチング素子Ｓｂ（またはＳａ）のオンデューティの１周期における比であるオンデューティ比を調節することで、入力側と出力側との電圧比を調整することができる。なお、バッテリ４４は、充放電可能であり、例えば３２５Ｖの大きさの端子電圧Ｖｂを有するリチウムイオン組電池、ニッケル水素組電池等を使用できる。ただし、バッテリ４４の代わりにキャパシタ等の蓄電部である直流電源を用いることもできる。また、バッテリ４４の正極側と負極側とに、それぞれ制御部により制御されるリレースイッチ（図示せず）を設けることもできる。
【００３３】
また、コア１４において、外側コア要素２４の脚部要素３２と中間コア要素２８の脚部要素３６との間に設ける複数のギャップ板２６のうち、いずれか１以上のギャップ板２６または全部のギャップ板２６を省略して、対向する脚部要素３２，３６同士を直接結合するか、または対向する脚部要素３２，３６同士を空間を介して対向させることもできる。ギャップ板２６の数や脚部要素３２，３６の結合状態は、狙いとするコア１４の性能に応じて設定する。
【００３４】
また、各コイル１６，１８は、リアクトル１０に設けられて互いにコア１４で磁気的に結合されている。また、第１コイル１６及び第２コイル１８は、各コイル１６，１８の一端側または他端側から同じ方向に同じ強さの電流が流れた場合にコア１４内で各コイル１６，１８により形成される磁束が反発する方向に流れるように形成されている。すなわち、バッテリ電流Ｉｂが分かれて各コイル１６，１８にそれぞれコイル電流Ｉ１、Ｉ２が流れた場合を考える。バッテリ電流Ｉｂはリップル成分を有し、コイル電流Ｉ１、Ｉ２もリップル成分を有する。各相のコイル電流Ｉ１、Ｉ２が各コイル１６，１８に同じ向きに同じ強さで流れたと仮定すると、中間脚部４０の２個所位置に、図３に矢印Ｔ１，Ｔ２で示すように、互いに逆向きに磁束が流れる。
【００３５】
また、本実施形態のリアクトル１０では、交流磁束の変動量が直流磁束の変動量よりも大きくなるようにしている。ここで、「交流磁束」とは、２相リアクトル構造で互いの電圧位相を１８０°ずらしたために発生するコイル電流Ｉ１，Ｉ２の差分である逆相電流（Ｉ１−Ｉ２）により生成される磁束であって、図４、図６Ａの実線矢印βの向きに流れるように、コア１４の中間脚部４０から外側基部３０を通って外側脚部３８に流れるように循環する磁束のことである（本明細書全体で同じである。）。
【００３６】
これに対して、「直流磁束」とは、コイル電流Ｉ１，Ｉ２の合計である同相電流（Ｉ１＋Ｉ２）、すなわち図５のバッテリ電流Ｉｂにより発生する磁束であって、図４、図６Ｂの破線矢印γの向きに流れるように、コア１４の中間脚部４０から外側基部３０及び外側脚部３８を通り、中間基部３４から中間脚部４０に流れるように循環する磁束のことである（本明細書全体で同じである。）。
【００３７】
各コイル１６，１８同士の磁気結合率をＹとし、各コイル１６，１８のインダクタンスをＬとし、第１コイル１６に流れるコイル電流をＩ１とし、第２コイル１８に流れるコイル電流をＩ２とし、同相電流のリップル値のpeak-to-peakをΔ（Ｉ１＋Ｉ２）（＝ΔＩｂ）とし、逆相電流のリップル値のpeak-to-peakをΔ（Ｉ１−Ｉ２）とした場合に、直流磁束の変動分を波高値で表したΔΦｄｃと、交流磁束の変動分を波高値で表したΔΦａｃとは、コイルの巻き数を同じくＮとして、それぞれ次式で表される。
【００３８】
ΔΦｄｃ＝（１−Ｙ）×Ｌ×Δ（Ｉ１＋Ｉ２）／（４／Ｎ）  ・・・（１）
ΔΦａｃ＝Ｙ×Ｌ×Δ（Ｉ１−Ｉ２）／（２／Ｎ）  ・・・（２）
【００３９】
ここで、交流磁束は片側のコイル１６（または１８）で形成したものでも他側のコイル１８（または１６）にも鎖交するが、直流磁束はコイル１６，１８毎に分離される。このため、（１）式では、単相分に換算して（２）式に対応するものにさらに１／２を乗じている。本実施形態では、交流磁束の変動分が直流磁束の変動分よりも大きくなる、すなわちΔΦａｃ＞ΔΦｄｃが成立するように、各コイル１６，１８同士の磁気結合率Ｙが設定されている。
【００４０】
このような本実施形態のリアクトル１０によれば、コア１４の内部に各コイル１６，１８が巻回され、各コイル１６，１８の外側にコア１４の一部が配置されるので、リアクトル１０の外接直方体内部での占積率を高くでき、かつ、外部への漏れ磁束を少なくできる。すなわち、上記の図１４、図１５に示した従来構造のリアクトル５６と、図２に示した本実施形態のリアクトル１０とを比較すれば分かるように、仮にコイル１６，１８の外径寸法をコア１４、５８の厚み方向（図１５、図２の表裏方向）の寸法と同じとすると、図１５で表される空間Ｐの有無がほとんど両者の占積率の差になる。すなわち、図１５の従来構造のリアクトル５６では、空間Ｐが、図２のリアクトル１０に対して余分な空間となる。逆に言えば、本実施形態では図１５の従来構造に対して占積率の向上を図れる。このため、リアクトル１０及びリアクトル１０を含むコンバータ１２の小型化が可能となる。さらに、各コイル１６，１８の外側にコア１４の一部が多く配置されるため、外部への漏れ磁束が発生しにくくなる。
【００４１】
さらに、各コイル１６，１８は、両コイル１６，１８の一端側または他端側から同じ方向に同じ強さの電流が流れた場合にコア１４内で各コイル１６，１８により形成される磁束が反発する方向に流れるように形成される。このため、上記のように各コイル１６，１８に流れるコイル電流Ｉ１，Ｉ２の差分（Ｉ１−Ｉ２）によりコア１４に生じる磁束を交流磁束と規定した場合に、交流磁束により十字形部２２の一部に流れる起磁力がなくなって、各コイル１６，１８の誘導損失を低減しやすい。以下、これについて詳しく説明する。
【００４２】
本実施形態の構成は、図７の比較例のリアクトル６６のように、占積率の高いＥ型コア６８、すなわちＥ字形のコア要素２つを上下に結合した構造で、中間脚部６２にコイル６４を巻回したＥ型コア構造を、縦に２つ並べて結合したのと似ている。ただし、図７の比較例のＥ型構造リアクトル６６では、Ｅ型コア６８を流れる磁束のうち、図７の矢印δで示すように、内側の空間に漏れ出る漏れ磁束が発生し、漏れ磁束がコイル６４に鎖交することでコイル６４の誘導損失が大きくなるという欠点がある。
【００４３】
これに対して、図１等に示す本実施形態ではコイル１６，１８同士の磁気結合を有効に利用し、Ｅ型コアで発生するコイルに鎖交する漏れ磁束を発生しにくくしている。すなわち、２つのコイル１６，１８を磁気結合させ、直流磁束をＥ型コア単独の場合と同じに発生させるが、交流磁束は外部の磁路である環状部２０と、十字形部２２の一部である１つの中間脚部４０とのみを通る構成としている。このため、図６Ａの交流磁束のみを考えた場合に、中間基部３４の両側２個所位置である渡り部４２付近では、漏れ磁束はコイル１６，１８に鎖交しにくくなる。このため、各コイル１６，１８の誘導損失を低減しやすい。
【００４４】
しかも、リアクトル１０において、交流磁束の変動分ΔΦａｃが直流磁束の変動分ΔΦｄｃよりも大きくなる、すなわちΔΦａｃ＞ΔΦｄｃが成立するように、各コイル１６，１８同士の磁気結合率Ｙが設定されている。例えばΔΦａｃ≫ΔΦｄｃが成立するように磁気結合率Ｙを適切に設定すると、漏れ磁束に対する寄与度の違いはあるが、交流磁束の漏れ分がコイル１６，１８の誘導損失のほとんどを生じさせる。すなわち、上記の図７に示した従来のＥ型構造のリアクトル６６では、直流磁束に対応する単相コイルによる磁束のみが形成されるため、単相コイルによる磁束の変動分がコイル誘導損失を発生させるのに対して、図６Ａに示す本実施形態では交流磁束の変動分ΔΦａｃがコイル誘導損失のほとんどを発生させる。直流磁束及び交流磁束の合成で形成される磁束のうちでコイル１６，１８に鎖交する漏れ磁束が形成される割合は、コア形状等に依存するため単純には説明できない。ただし、本実施形態の構造では、コア１４において、交流磁束で、コイル１６，１８が巻回されない部分である図３の斜線部で示した渡り部４２で、図７の矢印δで表す漏れ磁束を形成する起磁力の片側（図７の上側または下側）に対応する分が打ち消される。すなわち、図６Ａの交流磁束のみが発生する状態では、図６Ｂの直流磁束のみが発生する状態に対して、Ｖで囲った範囲の起磁力が打ち消される。このため、直流磁束で発生する漏れ磁束は、交流磁束で発生する漏れ磁束に対して１〜２倍程度多くなると考えられる。したがって、漏れ磁束のうち、交流磁束の漏れ分が主となる本実施形態によれば、各コイル１６，１８の誘導損失を１／４程度に低減することができる。
【００４５】
このように本実施形態では、交流磁束の変動分ΔΦａｃが各コイル１６，１８の誘導損失を発生させることに対して支配的になるのに対し、交流磁束の変動分ΔΦａｃによる漏れ磁束は上記のように少ないので、リアクトル１０全体での各コイル１６，１８の誘導損失を低減できる。このように単体のＥ型コア構造のリアクトルで生じる内部の磁束漏れに対して、本実施形態のように２つのコイル１６，１８の磁気結合構造とすることで磁束漏れを大幅に減少させることができ、低損失化を図れる。
【００４６】
［第２の実施形態］
図８は、本発明の第２の実施形態に係る２相コンバータ用リアクトルを示す概略断面図である。本実施形態のリアクトル１０では、コア１４の中間基部３４において、各コイル１６，１８同士の間に配置されるコア要素である２つの渡り部４２をダストコア、すなわち磁性粉末を固めてなる圧粉磁心により形成し、各外側コア要素２４と、中間コア要素２８の渡り部４２以外の部分である複数の別のコア要素７０，７２とを、鉄系のアモルファスコアであり、カットコアである日立金属株式会社製のＡＭＣＣコア（商品名）により形成している。このように本実施形態では、コア１４は、複数のコア要素２４，７０，７２と、各コア要素２４，７０，７２とは別の材料により形成され、各コア要素２４，７０，７２に直接、または他の部材を介して結合される渡り部４２とを含む。
【００４７】
本実施形態のリアクトル１０は、自動車の昇圧コンバータで用いられる仕様に近い仕様での具体的構造を容易に実現できる。渡り部４２は、圧粉磁心により形成することで、磁束密度が周辺よりも若干高くなるように設定されている。例えば渡り部４２を形成するダストコアの磁束密度Ｂｓは１．９Ｔであり、渡り部４２以外の各コア要素２４，７０，７２を形成するＡＭＣＣコアの磁束密度Ｂｓは１．５６Ｔである。
【００４８】
このような本実施形態によれば、リアクトル１０の体格をより小さくできるとともに、損失をより低減させることができる。例えば、損失を低減できる最大の理由は、コア１４の大部分を低損失コア材であるＡＭＣＣコアにより形成していることである。ただし、コア１４のすべての部分に低損失コア材を使用すると、飽和磁束密度が低い分、概算で飽和磁束密度の逆数に比例してコア１４の体格が増加する。このため、単にコア１４に低損失コア材を使用しただけでは体格を十分には小さくできないが、本実施形態では、各コイル１６，１８を磁気結合型とし、交流磁束が通過しない渡り部４２にのみ飽和磁束密度の高いダストコアを使用することで、コア１４の体格を小さくできる。
【００４９】
次に本実施形態の効果を確認するために行った計算結果を、比較例との比較で説明する（図９）。この計算では、本実施形態の構造を有する実施例のリアクトル１０で、各コイル１６，１８は単相で１００Ａを通電可能とし、単相のインダクタンス値は２０４μＨ、相互インダクタンス／単相インダクタンスである磁気結合率Ｙは０．３８８とした。また、比較例として、互いに磁気結合しない２つの単相コイルを用いた２相コンバータ用リアクトルを使用し、その仕様は、単相で１００Ａを通電可能とし、インダクタンス値は２２５μＨとした。また、電池電圧は３２５Ｖとし、駆動周波数は１０ｋＨｚとした。
【００５０】
次に図９を用いて実施例の電流リップルの計算結果を説明する。なお、以下の説明では、図８に示した要素と同じ要素には同一の符号を付して説明する。図９は、図８のリアクトル１０において、各相コイル１６，１８を流れる各相コイル電流、各相コイル電流の差分及び各相コイル電流の合計分との電流リップルを、システム電圧の関係で示す図である。各相コイル１６，１８の単相分での電流リップルΔ（Ｉ１）＝Δ（Ｉ２）は、比較例の単相コイルの電流リップル（単相（２２５μＨ））とほぼ同じとなっている。
【００５１】
次に、実施例において、交流磁束の変動量ΔΦａｃが直流磁束の変動量ΔΦｄｃよりも大きく設定されていることを、図９の電流リップルを用いて説明する。図９のΔ（Ｉ１＋Ｉ２）＝ΔＩｂ、Δ（Ｉ１−Ｉ２）は、それぞれ同相電流、逆相電流の電流リップル値をpeak-to-peakで計算した場合の値である。各電流リップルの波高値は、図９に示す電流リップル値の１／２となる。
【００５２】
図９の計算結果から明らかなように、ハイブリッド車用として多く使用されるシステム電圧である６５０Ｖ付近では、同相電流リップルである直流電流リップルΔＩｂは、逆相電流リップルである交流電流リップルΔ（Ｉ１−Ｉ２）に対して格段に小さくなる。このため、上記の第１の実施形態で説明した（１）式及び（２）式で、仮に磁気結合率Ｙ＝０．４程度とすると、ΔΦｄｃ≪ΔΦａｃとなる。このように結合率Ｙを適切に設定することで、交流磁束の変動量ΔΦａｃを直流磁束の変動量ΔΦｄｃよりも十分に大きく設定することが可能となることが分かる。
【００５３】
次に、上記の図９の計算結果で用いた実施例の計算条件に基づいて、リアクトル１０の体格と損失とを、比較例の２相リアクトルと比較した結果を説明する。この計算条件では、損失を求めるための条件として、主として使用される使用条件と同じ１０ｋＨｚ駆動で、３２５Ｖから６５０Ｖの昇圧を行うとした。また、計算は、株式会社Ｊ−ＳＯＬ製の電磁界解析ソフトＪ−ＭＡＧを用いて行った。また、比較例の２相リアクトルは、上記の図９の計算で用いたのと同様に、互いに磁気結合しない２つの単相コイルを用いたリアクトルで、コアが２次元構造で、コイル部分が外側に出た構成とした。また、比較例のコア材にダストコアを用いた。また、実施例も同様に、コアが２次元構造で、コイル部分が外側に出た構成とした。表１は、このようにして行った計算結果を示している。
【００５４】
【表１】
2013093921.tif 000003
【００５５】
表１において、「Ｌ値」は、単相コイルのインダクタンスを示しており、「結合率」は、実施例の磁気結合率Ｙを示している。リアクトル体格及び損失は、比較例の場合を１とした場合の比で示している。表１の結果から、単に磁気結合しない２相リアクトルの比較例から磁気結合型の実施例のリアクトル１０とすることで、ほぼ同じ電流リップル、同じコイル抵抗でありながら実施例で比較例に対して、リアクトル１０の体格を５５％で、損失を５６％と大きく低減することができ、リアクトル１０の性能を向上できることを確認できた。なお、表１の損失は、コア損失とコイル損失とを加算した全損失での比較であり、直流電流Ｉｄｃ＝０の場合である。
【００５６】
このように実施例で損失を低減できる最大の理由は、比較例に比べて低損失なコア材、すなわちＡＭＣＣコアを使用していることが考えられるが、同じ構造で低損失コア材を使用する場合には飽和磁束密度が低い分、概算で飽和磁束密度の逆数に比例して体格が増加する。このため、単にコア材を低損失コア材に置き換えただけでは表１の結果は得られない。すなわち、表１の実施例では、磁気結合構造によって体格を低減できているのであり、表１の実施例の性能は、単にコア材を置き換えるだけでは得られない。
【００５７】
さらに交流磁束の漏れを、実施例でＪ−ＭＡＧで解析した結果に基づいて説明する。解析では、２つのコイル１６，１８にそれぞれ１０Ａを通電した。単相のＥ型コア構造のリアクトルを単に縦に２つ重ねた構造、すなわち上記の図６Ｂと同様に、単にコア１４内に直流磁束のみが流れる場合には、コイル１６，１８と鎖交する漏れ磁束が多くなる。これに対して、磁気結合型の実施例では、コイル１６，１８と鎖交する漏れ磁束が上記の図６Ｂの場合の１／２程度になる。電流変動と漏れ磁束とから見積もったコイル１６，１８の誘導損失は、比較例に対して１５％程度になり、単相のＥ型コア構造のリアクトルを単に縦に２つ重ねた構造で問題となるコイルの誘導損失を大幅に低減できることが分かった。本実施形態において、その他の構成及び作用は、上記の第１の実施形態と同様である。
【００５８】
［第３の実施形態］
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る２相コンバータ用リアクトルにおいて、コアを構成する複数のコア要素を分離した状態（ａ）と、複数のコア要素を結合した状態（ｂ）とで示す概略図である。図１０（ａ）で示すように、本実施形態のリアクトル１０を構成するコア１４は、楕円状、すなわちロール状に巻かれたアモルファス材等の低損失材の磁性フィルムを半分の２つに分割し、Ｕ字形状とした４つのＵ字コア要素７４を、Ｉ字形状を有し、ダストコア等により形成されるＩ字コア要素７６にそれぞれの両端部を結合することにより形成されている。また、２相コイルである第１コイル１６及び第２コイル１８は、図１０（ｂ）で示すように、コア１４の内側の反対側２個所位置に巻回されている。
【００５９】
このような本実施形態では、低損失材の磁性フィルムを用いて簡便にリアクトル１０を構成することができる。例えば、低損失材としてアモルファス材を使用する場合を考えると、アモルファス材をフィルム状に作成したものをロール状に巻き、半分に２分割してＵ字コア要素としたものが製造、販売されている。本実施形態では、このＵ字コア要素を簡便に利用可能である。すなわち、４つのＵ字コア要素７４と１つのＩ字コア要素７６とを図１０に示したように組み合わせることで、簡単にコア１４を形成できる。
【００６０】
一方、図１１は、単にＥ型コア構造のリアクトル６６を空間７８をあけて２つ並べて配置した２相リアクトルの比較例を示す概略図である。図１１で示すように、単純にＥ型コア構造のリアクトル６６を２つ用いて配置した場合でも、交流磁束の磁路に空気の磁気抵抗層である空間７８が形成されるため、交流磁束は形成されにくくなる。このため、本実施形態により得られる効果は、図１１の構成では得られない。このことからも、本実施形態では、上記の第１の実施形態で説明したように、交流磁束の変動分ΔΦａｃが直流磁束の変動分ΔΦｄｃよりも大きくなる、すなわちΔΦａｃ＞ΔΦｄｃが成立するように設計する必要があることが分かる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図５、図６Ａ、図６Ｂに示した第１の実施形態、または第２の実施形態と同様である。
【００６１】
［第４の実施形態］
図１２において、（ａ）は、第１の実施形態についての図２のＡ−Ａ断面図であり、（ｂ）は、本発明の第４の実施形態に係る２相コンバータ用リアクトルの（ａ）に対応する断面図である。図１２（ｂ）に示すように、本実施形態のリアクトル８８では、コア８０は、２相コイルである第１コイル１６及び第２コイル１８が巻回されるコイル巻回部分８２と、各コイル１６，１８が巻回されないコイル非巻回部分８４，８６とを含む。コイル非巻回部分８４，８６は、各コイル１６，１８の外径寸法Ｄと同じ厚み方向（図１２の上下方向）の寸法Ｗを有する。このような本実施形態のリアクトル８８では、加工が容易な等方性を有するコア材を用いることが好ましい。このようなリアクトル８８では、上記の第１の実施形態で説明した図１２（ａ）のリアクトル１０に対して、コイル非巻回部分８４，８６の厚み方向寸法Ｗを大きくできるため、磁路の断面積を同じにしたままで各コイル１６，１８の巻回軸方向と一致する方向（図１２の左右方向）の長さＬ１を、第１の実施形態のリアクトルの長さＬ２に対して短くできる（Ｌ１＜Ｌ２）。このため、リアクトル１０のさらなる小型化を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図５、図６Ａ、図６Ｂに示した第１の実施形態と同様である。
【００６２】
［第５の実施形態］
図１３は、本発明の実施の形態に係る双方向に昇降圧可能な２相コンバータを含む電源回路の等価回路を示す図である。本実施形態の２相コンバータ９０は、上記の図５に示した第１の実施形態の２相コンバータ１２に対して、各コイル１６，１８の一端側（図１３の左端側）とバッテリ４４の正極側との間に、２相の第２アーム９２，９４を接続している。すなわち、各コイル１６，１８の一端は、２相アーム４６，４８とは反対側に設けられる２相の第２アーム９２，９４にそれぞれ設けられた２つのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂに接続されている。各相の第２アーム９２，９４は、それぞれ２つのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂを直列接続しており、各相の第２アーム９２，９４の中点である２つのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂの間に、各コイル１６，１８の一端が接続されている。各相の第２アーム９２，９４の正極側同士及び負極側同士はそれぞれバッテリ４４の正極側と負極側とに接続されている。２相の第２アーム９２，９４の構成は、２相アーム４６，４８と同様である。２相の第２アーム９２，９４のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂのオンオフは、図示しない制御部で制御される。
【００６３】
このような本実施形態によれば、２相コンバータ９０は、昇降圧が双方向に可能となる。すなわち、本実施形態では、上記の図５に示した第１の実施形態のように、コンデンサ５０両端間の電圧ＶＨがバッテリ４４の電圧Ｖｂよりも高くなる場合だけでなく、バッテリ４４の電圧Ｖｂがコンデンサ５０両端間の電圧ＶＨよりも高くなる場合にも適用できる。バッテリ４４の電圧Ｖｂがコンデンサ５０両端間の電圧ＶＨよりも高くなる場合には、２相の第２アーム９２，９４のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂのスイッチングを用いて、バッテリ４４の出力電圧Ｖｂを降圧し、降圧した電圧をコンデンサ５０両端間に出力したり、コンデンサ５０両端間の入力電圧ＶＨを昇圧し、昇圧した電圧をバッテリ４４に出力することができる。このように本発明に係る２相コンバータ用リアクトルは、昇降圧が双方向に可能な構成に適用することもできる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図５、図６Ａ、図６Ｂに示した第１の実施形態と同様である。なお、リアクトルとして、第１の実施形態のリアクトルの代わりに、上記の第２の実施形態から第４の実施形態のリアクトルのいずれか１を用いることもできる。
【００６４】
以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【符号の説明】
【００６５】
１０  ２相コンバータ用リアクトル、１２  ２相コンバータ、１４  コア、１６  第１コイル、１８  第２コイル、２０  環状部、２２  十字形部、２４  外側コア要素、２６  ギャップ板、２８  中間コア要素、３０  外側基部、３２  脚部要素、３４  中間基部、３６  脚部要素、３８，４０  脚部、４２  渡り部、４４  バッテリ、４６，４８  アーム、５０  コンデンサ、５６  リアクトル、５８  コア、６０  本体部、６２  脚部、６４  コイル、６６  リアクトル、６８  Ｅ型コア、７０，７２  コア要素，７４  Ｕ字コア要素、７６  Ｉ字コア要素、７８  空間、８０  コア、８２  コイル巻回部分、８４，８６  コイル非巻回部分、８８  リアクトル、９０  ２相コンバータ、９２，９４  第２アーム。
【図１】
2013093921.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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