(57)【要約】【課題】転流期間中、スイッチング素子のオン及びオフを切り替えた場合に発生するサージ電圧を抑制することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】双方向に通電可能な複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及び複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオードＤ１〜Ｄ６を各相に接続し、入力された電力を変換して負荷に供給する電力変換回路と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフを切り替える駆動手段とを備え、駆動手段は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の順方向に電流が流れる正転期間に、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のうち、順方向に電流を流す第１スイッチング素子をオンにし、ダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向に転流電流が流れる転流期間に、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のうち、転流電流が流れているダイオードＤ１〜Ｄ６と逆並列に接続された第２スイッチング素子をオンにし、第２スイッチング素子のスイッチング速度を、第１スイッチング素子のスイッチング速度より小さくする。【選択図】  図１
2013187940.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
双方向に通電可能な複数のスイッチング素子及び前記複数のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオードを各相に接続し、入力された電力を変換して負荷に供給する電力変換回路と、
前記スイッチング素子のオン及びオフを切り替える駆動手段と、を備え、
前記駆動手段は、
前記スイッチング素子の順方向に電流が流れる正転期間に、前記複数のスイッチング素子のうち、順方向に電流を流す第１スイッチング素子をオンにし、
前記ダイオードの順方向に転流電流が流れる転流期間に、前記複数のスイッチング素子のうち、前記転流電流が流れている前記ダイオードと逆並列に接続された第２スイッチング素子をオンにし、
前記第２スイッチング素子のスイッチング速度を、前記第１スイッチング素子のスイッチング速度より小さくする
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記スイッチング素子は前記駆動手段からゲートに印加される電圧によって駆動する電圧駆動型スイッチング素子であって、
前記駆動手段は、
第１ゲート電圧で前記第１スイッチング素子をオンにし、前記第１ゲート電圧よりも低い第２ゲート電圧で前記第２スイッチング素子をオンにする
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子は前記駆動手段からゲートに印加される電圧によって駆動する電圧駆動型スイッチング素子であって、
前記駆動手段は、
前記スイッチング素子のゲート抵抗を、第１ゲート抵抗と前記第１ゲート抵抗より高い第２ゲート抵抗に切り替える回路を備えると共に、
前記第１ゲート抵抗を用いて前記第１スイッチング素子をオンにし、前記第２ゲート抵抗を用いて前記第２スイッチング素子をオンにする
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子の温度を検出する検出手段をさらに備え、
前記駆動手段は、
前記検出手段により検出された前記第１スイッチング素子の検出温度が、前記第１スイッチング素子を保護する閾値温度より高い場合には、前記転流期間中に、前記第１スイッチング素子のスイッチング速度で、前記第２スイッチング素子をオンにする
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記検出手段、及び、検出対象となる前記スイッチング素子が同一のチップにより構成されている
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記駆動手段は、外部から入力されるトルク指令値に基づいて、前記スイッチング素子を動作させ、
前記検出手段は、前記トルク指令値から前記スイッチング素子の温度を検出する
ことを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電力変換回路と前記負荷との間の電流を検出する電流センサをさらに備え、
前記駆動手段は、
前記電流センサの検出値と、前記スイッチング素子のオン及びオフを切り替えるタイミングから、前記正転期間及び前記転流期間を特定する
ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
直流回路と交流回路との間に接続され、双方向に通電可能なスイッチング素子およびこのスイッチング素子と並列に接続されたダイオードからなる電力変換回路を備え、上記スイッチング素子をスイッチング制御することにより上記直流回路からの直流電力を交流電力に変換して上記交流回路へ出力するインバータ動作と、上記ダイオードにより上記交流回路からの交流電力を直流電力に変換して上記直流回路に出力する整流動作とを行う電力制御装置において、上記整流動作における上記ダイオードの通電期間内に当該ダイオードに並列に接続されている上記スイッチング素子を当該ダイオードと同一の方向に通電させるようにした電力制御装置が知られている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−１１０３４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記の従来技術では、ダイオードの通電期間内に、スイッチング素子を通電させ、電流の通電経路が変化した場合に、時間に対する電流の変化量が大きくなるため、サージ電圧が大きくなるという問題があった。
【０００５】
本発明は、転流期間中、スイッチング素子のオン及びオフを切り替えた場合に発生するサージ電圧を抑制することができる電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、正転期間に、複数のスイッチング素子のうち、順方向に電流を流す第１スイッチング素子をオンにし、転流期間に、複数のスイッチング素子のうち、転流電流が流れているダイオードと逆並列に接続された第２スイッチング素子をオンにし、第２スイッチング素子のスイッチング速度を、第１スイッチング素子のスイッチング速度より小さくすることによって上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明は、転流期間中に、ダイオードに流れていた電流がスイッチング素子に流れることで電流の経路が変化した場合に、時間あたりの電流の変化量が小さいため、サージ電圧を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態に係る三相インバータ装置のブロック図である。
【図２】図１のパワー半導体モジュールの回路図である。
【図３】図１のスイッチング素子における、ドレイン電圧（プラス）に対するドレイン電流（プラス）の特性を示すグラフである。
【図４】図１のスイッチング素子における、ドレイン電圧（マイナス）に対するドレイン電流（マイナス）の特性を示すグラフである。
【図５】図１の駆動回路の回路図である。
【図６】図１の三相インバータ装置の各相に流れる、各相の電流の時間特性を示すグラフである。
【図７】図５の期間ｔ１における、図１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流の向きを説明する回路図である。
【図８】図５の期間ｔ１における、図１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流の向きを説明する回路図である。
【図９】図１のＶ相の回路における、電流の流れを説明する回路図である。
【図１０】図１のＶ相の回路において、（ａ）はスイッチング素子（ＶＰ相）のドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）特性を、（ｂ）はスイッチング素子（ＶＰ相）のドレイン−ソース間電流（Ｉｄｓ）特性を、（ｃ）はスイッチング素子（ＶＮ相）のドレイン−ソース間電流（Ｉｄｓ）特性を示すグラフである。
【図１１】図１のＶ相の回路において、（ａ）はスイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧（Ｖｄｓ）特性を、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ４のゲート−ソース間の電圧（Ｖｇｓ）特性を、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間の電圧（Ｖｇｓ）特性を示すグラフである。
【図１２】（ａ）は図１１の期間（i）、（v）における電流経路を説明する図であり、（ｂ）は図１１の期間（ii）、（iv）における電流経路を説明する図であり、（ｃ）は図１１の期間（iii）における電流経路を説明する図である。
【図１３】図１の上アームの回路図に対して、寄生インダクタンスを模式的に示した図あって、（ａ）は期間（ii）、（iv）における電流経路を説明する回路図であり、（ｂ）は図１１の期間（iii）における電流経路を説明する回路図である。
【図１４】図１４は、図１１の電圧特性に対して、サージ電圧を加えた電圧特性を説明するための図であり、（ａ）はスイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧（Ｖｄｓ）特性を、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ４のゲート−ソース間の電圧（Ｖｇｓ）特性を、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間の電圧（Ｖｇｓ）特性を示すグラフである。
【図１５】（ａ）は期間（ii）、（iv）の電流特性を、（ｂ）は期間（iii）の電流特性を示すグラフである。
【図１６】期間（iii）の電流特性を示すグラフである。
【図１７】図１の制御回路における、制御手順を示すフローチャートである。
【図１８】本発明の変形例に係るインバータ装置の駆動回路の回路図である。
【図１９】本発明の変形例に係るインバータ装置の駆動回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。  
【００１０】
《第１実施形態》
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置を含む電気自動車用の三相インバータ装置を示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ１０３を走行駆動源として走行する車両であり、モータ１０３は電気自動車の車軸に結合されている。以下、電気自動車を例に説明するが、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）にも本発明を適用可能である。
【００１１】
本例の三相インバータ装置は、上述した三相交流モータ１０３と、モータ１０３の電源である、バッテリ１０１と、当該バッテリ１０１の直流電力を交流電力に変換するインバータ１１１と、電子制御ユニット（ＥＣＵ）１０７を備える。
【００１２】
バッテリ１０１は、直流電源であって、インバータ１１１に接続されている。バッテリ１０１には、例えばリチウムイオン電池などの二次電池が搭載されている。バッテリ１０１とインバータ１１１との間には、図示しないリレーが接続されており、当該リレーは車両のキースイッチ（図示しない）のＯＮ／ＯＦＦ操作に連動して、ＥＣＵ１０７より開閉駆動される。なお、モータ１０３は発電機としても作用し、モータ１０３により発電された交流電力は、インバータ１１１により直流に変換され、バッテリ１０１を充電する。
【００１３】
インバータ１１１は、電力変換回路として、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６、及び、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に逆並列に接続され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の順方向の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子（ダイオード）Ｄ１〜Ｄ６を有し、バッテリ１０１の直流電力を交流電力に変換して、モータ１０３に供給する。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、双方向に通電可能なスイッチング素子である。本例では、２つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を直列に接続した３対の回路が、電源線Ｐ及び電源線Ｎとの間に接続されることにより、バッテリ１０１に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ４の三相入力部とがそれぞれ電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、例えば、絶縁ゲートパイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、または、ＭＯＳＦＥＴ等の、ゲート電圧に応じて駆動する電圧駆動型素子が用いられる。なお、双方向に通電可能なスイッチング素子とは機能上、双方向に通電可能なスイッチング手段を表し、必ずしも一つの素子で形成されたスイッチング手段でなくても良い。すなわちスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の各スイッチング素子は、双方向に通電可能な一つのＭＯＳＦＥＴであっても良いし、二つのＩＧＢＴを逆並列に接続したものを一つのスイッチング素子として用いても良い。以下、本実施例においてはＭＯＳＦＥＴを用いたものを例に挙げて説明する。各ダイオードＤ１〜Ｄ６には、例えばＦＲＤ（Ｆａｓｔ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ  Ｄｉｏｄｅ）が用いられる。
【００１４】
またスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及びダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれパワー半導体モジュール１０４に搭載されており、例えばスイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１がパワー半導体モジュール１０４１に搭載され、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ２がパワー半導体モジュール１０４２に搭載されている。
【００１５】
図１に示す例でいえば、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４、スイッチング素子Ｑ５とＱ６がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の間とモータ４のＵ相、スイッチング素子Ｑ３とＱ４の間とモータ４のＶ相、スイッチング素子Ｑ５とＱ６の間とモータ４のＷ相がそれぞれ接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、制御回路１０８により制御され、高周波でスイッチングされる。
【００１６】
次に、図２を用いて、パワー半導体モジュール１０４１の詳細な構成を説明する。図２は、パワー半導体モジュール１０４１の回路図を示す。なお、パワー半導体モジュール１０４２〜１０４６の回路図は、パワー半導体モジュール１０４１と同様であるため、説明を省略する。
【００１７】
スイッチング素子Ｑ１としてミラー端子付きのＭＯＳＦＥＴ２０１が、スイッチング素子Ｑ１の温度を検出するダイオード２０２と共に、同一のチップに搭載されている。ＭＯＳＦＥＴ２０１のドレイン端子ＤはダイオードＤ１のカソード端子Ｋに接続され、ＭＯＳＦＥＴ２０１のソース端子ＳはダイオードＤ１のアノード端子Ａに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２０１のゲート端子には、駆動回路１０９から送信されるゲート信号が入力され、当該信号に基づき、ＭＯＳＦＥＴ２０１のスイッチング動作が行われる。
【００１８】
ＭＯＳＦＥＴ２０１には、製造工程上、寄生ダイオードが形成される。当該寄生ダイオードの向き、すなわち当該寄生ダイオードにおいて、電流が導通する向きは、ＭＯＳＦＥＴ２０１のソース端子Ｓからドレイン端子Ｄへ流れる逆方向電流と同じ向きであり、ダイオードＤ１の順方向と同じ向きである。
【００１９】
ＭＯＳＦＥＴ２０１のセルのソース端子の一部は、ソース端子Ｓとは別のソースセンス端子ＳＳとして取り出されている。ソースセンス端子ＳＳに流れる電流と、ソース端子Ｓに流れる電流との間には、相対的な関係があり、ソースセンス端子ＳＳの電流をモニタリングすることで、ソース端子Ｓに流れる電流が推定される。ソースセンス端子ＳＳは、駆動回路１０９に接続されている。
【００２０】
駆動回路１０９は、ダイオード２０２のアノード端子Ａｍとカソード端子Ｋｍとの間に定電流を流す。そして、アノード端子Ａｍとカソード端子Ｋｍとの間の端子間電圧と、予め実験等によって求めておいた端子間電圧と温度との相関関係とから、チップ温度が推定される。ＭＯＳＦＥＴ２０１とダイオード２０２は、同一のチップに組み込まれるため、ダイオード２０２により推定されたチップ温度が、ＭＯＳＦＥＴ２０１の温度に相当する。
【００２１】
また、ダイオードＤ１としてダイオード２０３が、ダイオードＤ１の温度を検出するダイオード２０４と共に、同一のチップに搭載されている。駆動回路１０９は、ダイオード２０４のアノード端子Ａｄとカソード端子Ｋｄとの間に定電流を流す。そして、アノード端子Ａｄとカソード端子Ｋｄとの間の端子間電圧と、予め実験等によって求めておいた端子間電圧と温度との相関関係とから、チップ温度が推定される。ダイオード２０３とダイオード２０４は、同一のチップに組み込まれるため、ダイオード２０４により推定されたチップ温度が、ダイオード２０３の温度に相当する。
【００２２】
次に、図３及び図４を用いて、ＭＯＳＦＥＴ２０１のドレイン電圧に対するドレイン電流の特性について説明する。図３はプラスのドレイン電圧に対するプラスのドレイン電流の特性を、図４はマイナスのドレイン電圧に対するマイナスのドレイン電流の特性を示す。なお、プラスのドレイン電圧とはドレイン端子Ｄの電圧がソース端子Ｓの電圧より高い場合の電圧を示し、マイナスのドレイン電圧はソース端子Ｓの電圧がドレイン端子Ｄの電圧より高い場合の電圧を示す。プラスのドレイン電流はドレイン端子Ｄからソース端子Ｓに流れる順方向電流を示し、マイナスのドレイン電流はソース端子Ｓからドレイン端子Ｄへ流れる逆方向電流を示す。
【００２３】
本例において、ＭＯＳＦＥＴ２０１はＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いているため、ＭＯＳＦＥＴ２０１は図３及び図４に示すような特性をもっている。ゲートがオンされている場合には、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に加わる電圧に応じて順方向電流及び逆方向電流がそれぞれ流れる。一方、ゲートがオフされている場合には、順方向電流については、ドレイン耐圧以上のドレイン電圧が加わるとドレイン電流が流れ出し、逆方向電流については、ＭＯＳＦＥＴ２０１の寄生ダイオードにより電流が流れ出す。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２０１は双方向に通電可能なスイッチング素子である。
【００２４】
図１に戻り、インバータ１１１は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及び各ダイオードＤ１〜Ｄ６の他に、整流用の平滑コンデンサ１０２と、制御回路１０８と、駆動回路１０９と、電流センサ１１０とを有する。平滑コンデンサ１０２は、電源線Ｐと電源線Ｎに接続され、バッテリ１０１と各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６との間に接続される。
【００２５】
各駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をそれぞれ制御し、制御回路１０８からの制御信号により動作する。ここで、駆動回路１０９の構成を、図５を用いて説明する。図５は、駆動回路１０９の回路図である。なお、以下、スイッチング素子Ｑ１のオン及びオフを切り換える駆動回路１０９について説明するが、他のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ６のオン及びオフを切り換える駆動回路も同様な構成であるため説明を省略する。
【００２６】
図５に示すように、駆動回路１０９は、ＮＰＮトランジスタＴｒ１と、ＰＮＰトランジスタＴｒ２と、スイッチ部１０９１と、トランス１０９２とを備えている。ＮＰＮトランジスタＴｒ１及びＰＮＰトランジスタＴｒ２は互いのエミッタ端子同士を接続したプッシュプル回路により構成されている。ＮＰＮトランジスタＴｒ１及びＰＮＰトランジスタＴｒ２のベース端子は、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を介して、ＰＷＭ信号の入力端子に接続されている。そして、ＮＰＮトランジスタＴｒ１及びＰＮＰトランジスタＴｒ２のコレクタ端子間には、トランス１０９２の２次側のコイルが、スイッチ部１０９１を介して、接続されている。また、ＮＰＮトランジスタＴｒ１及びＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタ端子は、抵抗Ｒ３を介して、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されている。抵抗Ｒ１〜Ｒ３は、スイッチング素子Ｑ１のゲートへの電荷の入出力時間を調整するための抵抗である。
【００２７】
スイッチ部１０９１は、ＮＰＮトランジスタＴｒ１及びＰＮＰトランジスタＴｒ２のプッシュプル回路への入力電圧（Ｖｃ）を切り換えるためのスイッチであり、トランス１０９２の２次側のコイルと、プッシュプル回路との間に接続されている。スイッチ部１０９１が切り替わると、トランス１０９２の２次側のコイルへの接続点が変わり、当該２次側のコイルの巻線数が変わることで、１次側コイルと２次側コイルとの巻線比が変化して、２次側のコイルで発生する電圧を切り換えるようになっている。スイッチ部１０９１は、制御回路１０８の制御信号（ゲート電圧調整信号）に基づいて、オン及びオフを切り換える。トランス１０９２のうち、１次側のコイルはバッテリ１０１に接続され、トランス１０９２は駆動回路１０９を駆動させるための電源回路となっている。
【００２８】
制御回路１０８は、プッシュプル回路の入力端子に、スイッチング素子Ｑ１のオン及びオフを切り換えるためのスイッチング信号を出力する。ＮＰＮトランジスタＴｒ１をオンに、ＰＮＰトランジスタＴｒ２をオフにすることで、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に電荷が注入され、ゲート電圧（Ｖｇｅ）が生じて、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。また、ＮＰＮトランジスタＴｒ１をオフに、ＰＮＰトランジスタＴｒ２をオンにすることで、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に蓄電されていた電荷が引き抜かれて、ゲート電圧（Ｖｇｅ）がゼロになり、スイッチング素子Ｑ１がオフになる。このような動作により、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を行う。
【００２９】
また、スイッチ部１０９１の接点ａに切り換えている場合には、プッシュプル回路への入力電圧（Ｖｃｈ）は高くなる。一方、スイッチ部１０９１の接点ｂに切り換えている場合には、プッシュプル回路への入力電圧（Ｖｃｌ）は、接点ａの時の入力電圧（Ｖｃｈ）より低くなる。そして、入力電圧が、ＶｃｈからＶｃｌに下がると、ゲート電圧（Ｖｇｅ）が低下する。すなわち、スイッチ部１０９１は、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧（Ｖｇｅ）を低減させるためのスイッチである。
【００３０】
図１に戻り、制御回路１０８は、各駆動回路１０９を介して、例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調のためのスイッチング信号を、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に出力する。制御回路１０８は、ＥＣＵ１０７からのトルク指令値に基づき、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング信号を生成し、制御信号として各駆動回路１０９に送信する。すなわち、制御回路１０８と駆動回路１０９とを合わせて、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動する駆動手段に相当する。
【００３１】
ＥＣＵ１０７は、本例の電気自動車を全体的に制御する部分であり、制御回路１０８の上位コントローラであって、例えばモータ４の回転トルクや、変速機（図示しない）の変速比などを制御する。ＥＣＵ１０７は、図示しないアクセルの開度等に基づき、モータ１０３の出力を算出する。そしてＥＣＵ１０７は、算出されたモータ１０３の出力値を出力させるためのトルク指令値を制御回路１０８に送信する。
【００３２】
電流センサ１１０は、モータ１０３の各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）の電流を検出するセンサであって、スイッチング素子Ｑ１とＱ２との中間点、スイッチング素子Ｑ３とＱ４との中間点及びスイッチング素子Ｑ５とＱ６との中間点と、モータ１０３の各相の巻線との間に接続される。電流センサ１１０は、インバータ１１１により交流に変換されてモータ１０３の各相へ供給される交流電流、及び、モータ１０３からインバータ１１１への転流電流を検出する。
【００３３】
次に、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に流れる交流電流と各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に流れる電流について、図６〜図８を用いて説明する。図６は時間に対する各相に流れる交流電流の特性を示す。ただし、電流がインバータ１１１からモータ１０３へ流れる方向を正とする。図７は、期間ｔ１における、Ｖ相に流れる電流の向きを説明するための回路図である。図８は、期間ｔ２における、Ｖ相に流れる電流の向きを説明するための回路図である。
【００３４】
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が、対応する駆動回路１０９に基づいてオン及びオフ制御され、スイッチング動作することにより図６に示す、三相交流波形の電流が形成される。三相交流は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれに流れる電流波形の位相を１２０度ずらした波形の状態で、各相を流れている。
【００３５】
図７に示すように、図６の期間ｔ１において、Ｖ相の出力線からスイッチング素子Ｑ３を含む上アームを通り電源線Ｐに向かって流れる電流（Ｉ１）と、Ｖ相の出力線からスイッチング素子Ｑ４を含む下アームを通り電源線Ｎに向かって流れる電流（Ｉ２）とが、交互に繰り返して、インバータ１１１の内部を流れる。また、図６の期間ｔ２において、電源線Ｐからスイッチング素子Ｑ３を含む上アームを通りＶ相の出力線に向かって流れる電流（Ｉ３）と、電源線Ｎからスイッチング素子Ｑ４を含む下アームを通りＶ相の出力線に向かって流れる電流（Ｉ４）とが、交互に繰り返して、インバータ１１１の内部を流れる。なお、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４とＶ相との間の電流を説明したが、他のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６とＵ相及びＷ相と間の電流も、同様に流れるため、説明を省略する。
【００３６】
ここで、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフの制御を行い、インバータ１１１の内部に三相交流電流を流す場合に、三相の内の一相において、ダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向に向かって、転流電流が流れる期間を転流期間と称す。また、当該一相において、電流が流れていないダイオードＤ１〜Ｄ６に並列接続されたスイッチング素子の順方向に電流が流れている期間を正転期間と称す。図７及び図８において、転流電流は電流電流（Ｉ１）及び電流（Ｉ４）に相当し、電流（Ｉ１）及び電流（Ｉ４）が流れる期間が、転流期間に相当する。
【００３７】
次に、図９及び図１０を用いて、図５の時間ｔ１の期間に、Ｖ相に流れる電流（Ｉｒ）の向きと、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）について、説明する。図９は、期間ｔ１における、Ｖ相に流れる電流の向きを説明するための回路図である。図１０（ａ）はスイッチング素子Ｑ３（ＶＰ相）のドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）特性を、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ３（ＶＰ相）のドレイン−ソース間電流（Ｉｄｓ）特性を、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ４（ＶＮ相）のドレイン−ソース間電流（Ｉｄｓ）特性を示す。なお、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の順方向にかかる電圧を正にし、順方向に流れる電流を正としている。
【００３８】
時間ｔ１におけるＶ相の電流（Ｉｒ）は、モータ１０３からＶ相の回路に向かって流れ込んでおり、スイッチング素子Ｑ４がオンになっている正転期間では、電流（Ｉｒ）は、モータ１０３から下アームのスイッチング素子Ｑ４の順方向に流れ、電源線Ｎに流れる。スイッチング素子Ｑ３はオフ状態であるため、スイッチング素子Ｑ３の電圧（Ｖｄｓ）はバッテリ１０１の電源電圧（Ｖｄｃ）となり、電流（Ｉｄｓ）はゼロになる。
【００３９】
次に、スイッチング素子Ｑ４をオフにすると、電流（Ｉｒ）は、転流電流となって、モータ１０３から上アーム回路のダイオードＤ３の順方向に流れ、電源線Ｐに流れる。この時、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態であり、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４が共にオフとなるデッドタイム（Ｔｄ）になっている。このデットタイム中、ダイオードＤ４の電圧降下（Ｖｆ１）により、電圧（Ｖｄｓ）は−Ｖｆ１となる。電流（Ｉｄｓ）は、ダイオードＤ３を流れることで、Ｉｒとなる。
【００４０】
デットタイムの後、スイッチング素子Ｑ３がオンになると、電流（Ｉｒ）は、ダイオードＤ３の順方向及びスイッチング素子Ｑ３の逆方向に流れ、電源線Ｐに流れる。電流（Ｉｒ）はスイッチング素子Ｑ３にも流れ出すため、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧降下（Ｖｆ２）は電圧降下（Ｖｆ１）より小さくなり、電圧（Ｖｄｓ）は−Ｖｆ２となる。電流（Ｉｄｓ）は、スイッチング素子Ｑ３及びダイオードＤ３を流れることで、Ｉｒとなる。
【００４１】
次に、スイッチング素子Ｑ３をオフにすると、スイッチング素子Ｑ４も短絡防止のためにオフ状態のままであり、デッドタイム（Ｔｄ）になる。電流（Ｉｒ）は、スイッチングＱ３には流れないがダイオードＤ３に流れる。電圧（Ｖｄｓ）は−Ｖｆ１となり、電流（Ｉｄｓ）はＩｒとなる。
【００４２】
時間（ｔ１）において、デッドタイムと、スイッチング素子Ｑ３がオンになっている期間が転流期間となる。また、スイッチング素子Ｑ４がオンになっている期間が正転期間となる。なお、図１０に示す電圧波形及び電流波形は、電流経路の寄生インダクタンスを無視した状態の波形である。
【００４３】
次に、図１０に示した転流期間及び転流期間の前後の正転期間における、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧（Ｖｄｓ）及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のゲート電圧（Ｖｇｅ）について、図１１及び図１２を用いて説明する。図１１（ａ）はスイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間の電圧（Ｖｄｓ）特性を、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ４のゲート−ソース間の電圧（Ｖｇｓ）特性を、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間の電圧（Ｖｇｓ）特性を示す。図１２（ａ）は、図１１の期間（i）、（v）における電流経路を説明する図であり、（ｂ）は図１１の期間（ii）、（iv）における電流経路を説明する図であり、（ｃ）は図１１の期間（iii）における電流経路を説明する図である。
【００４４】
図１１に示すように、転流期間の直前の正転期間を期間（i）とし、デッドタイムを期間（ii）、（iv）とし、デットタイムを除いた転流期間を（iii）とし、転流期間の直後の正転期間を期間（v）とする。
【００４５】
期間（i）では、スイッチング素子Ｑ４のゲート電圧は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンさせるための閾値電圧（Ｖｏｎ）より高くなり、電流（Ｉｒ）はスイッチング素子Ｑ４に流れる。スイッチング素子Ｑ３はオフのため、スイッチング素子Ｑ３の電圧（Ｖｄｓ）は、正の電圧になる。
【００４６】
期間（ii）では、スイッチング素子Ｑ３及びＱ４がオフ状態であるため、電流（Ｉｒ）は、スイッチング素子Ｑ３には流れず、ダイオードＤ３に流れる。スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）は、ダイオードＤ３の電圧降下により、−Ｖｆ１となる、また、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のゲート電圧は、オフ状態にするよう、閾値電圧（Ｖｏｎ）より低い電圧であり、例えば０（Ｖ）である。
【００４７】
期間（iii）では、転流期間に、上アームのスイッチング素子Ｑ３のゲート電圧に閾値電圧（Ｖｏｎ）以上の電圧が印加されて、スイッチング素子Ｑ３がオン状態になる。スイッチング素子Ｑ３の端子間電圧は、ドレイン端子の電圧よりソース端子の電圧の方が高くなっているため、スイッチング素子Ｑ３の逆方向に電流がながれる。そのため、電流（Ｉｒ）は、ダイオードＤ３の順方向に流れる電流（Ｉｒ１）と、スイッチング素子Ｑ３の逆方向に流れる電流（Ｉｒ２）に分岐して流れる。そして、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）は、−Ｖｆ１より高い、−Ｖｆ２となる。
【００４８】
期間（iv）では期間（ii）と同様の特性を示し、期間（v）では期間（i）と同様の特性を示すため、説明を省略する。
【００４９】
上記では、電流経路における寄生インダクタンスを無視して、上アーム及び下アームの電圧、電流特性を説明したが、実際のインバータ１１１の回路内には寄生インダクタンスが存在する。寄生インダクタンスは、例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及びダイオードＤ１〜Ｄ６を実装しているバスバー等の金属部品、各電極間を接続するボンディングワイヤ、平滑コンデンサ１０２と電気的に接続するための金属分品等に存在する。図１３に、上アームのスイッチング素子Ｑ３及びダイオードＤ３における寄生インダクタンスを示す。図１３は、寄生インダクタンスを模式的に描いた、上アームの回路図である。すなわち、寄生インダクタンスは、スイッチング素子Ｑ３を流れる電流経路及びダイオードＤ３に流れる電流経路に存在するため、電流（Ｉｒ）に影響を及ぼす。
【００５０】
次に、図１３及び図１４を用いて、寄生インダクタンスにより生じるサージ電圧について説明する。図１４は、図１１の電圧特性に対して、サージ電圧を加えた電圧特性を説明するための図である。図１４のデッドタイム（期間（ii）（iv））における電流経路は図１３（ａ）に対応し、図１４のデッドタイム以外の転流期間（期間（iii））における電流経路は図１３（ｂ）に対応している。
【００５１】
図１１または図１４で示す期間（ii）から期間（iii）に、電流経路が切り替わる時に、スイッチング素子Ｑ３の逆方向には、電流（Ｉｒ２）が急峻に流れ出し、ダイオードＤ３に流れる電流（Ｉｒ１）は、期間（ii）に流れていた電流（Ｉｒ）より小さくなる。電流（Ｉｒ１）と電流（Ｉｒ２）との間には、以下の式（１）の関係が成り立つ。
【数１】
2013187940.tif 000003
【００５２】
図１４に示した、期間（iii）におけるサージ電圧（Ｖｓ）は、以下の式（２）で表される。
【数２】
2013187940.tif 000004
【００５３】
次に、図１５を用いて、期間（ii）、（iv）における上アームの電流特性及び期間（iii）における上アームの電流特性を説明する。図１５（ａ）は期間（ii）、（iv）の電流特性を、（ｂ）は期間（iii）の電流特性を示す。図１５において、グラフａはダイオードＤ３の順方向の電流特性を、グラフｂはスイッチング素子Ｑ３の逆方向の電流特性を示す。また横軸はドレイン−ソース間の電圧（Ｖｄｓ）の絶対値を、縦軸はＶ相の出力線から電源線Ｐに向かって流れる電流を示す。
【００５４】
図１５（ａ）に示すように、デッドタイム中（期間（ii）、（iv））、ダイオードＤ３には電流（Ｉｒ）が流れ、電圧（Ｖｄｓ）の絶対値はＶｆ１となる。期間（iii）になると、電流（Ｉｒ）が、式（１）を満たすように、スイッチング素子Ｑ３及びダイオードＤ３に分岐してながれ、上アームの動作点が変わり、ダイオードＤ３の順方向には電流（Ｉｒ１）が流れ、スイッチング素子Ｑ３の逆方向には電流（Ｉｒ２）が流れる。電圧（Ｖｄｓ）の絶対値はＶｆ２（＜Ｖｆ１）となる。
【００５５】
そして、期間（ii）から期間（iii）への切り換え時には、上記（２）で表されるサージ電圧（Ｖｓ）が発生することになる。サージ電圧はノイズの原因やインバータ１１１の制御基板における誤動作の原因となる。また、期間（iii）から期間（iv）への切り換え時も、同様なサージ電圧が発生する。そのため、サージ電圧は可能な限り低くすることが要求される。その一方で、期間（iii）でスイッチング素子Ｑ３をオンにしなければ、上記のようなサージ電圧の発生は解消されるが、期間（iii）でスイッチング素子Ｑ３をオフ状態のままにした場合には、ダイオードＤ３における電力損失が大きくなる、という問題が発生する。
【００５６】
式（２）に示すように、期間（iii）におけるサージ電圧を抑制するためには、スイッチング素子Ｑ３のスイッチング速度（ｄＩｒ２/ｄｔ）を小さくすればよいことがわかる。そして、スイッチング速度（ｄＩｒ２/ｄｔ）を小さくするためには、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧を低くすればよい。具体的には、本例では、期間（iii）でスイッチング素子Ｑ３をオンにするためのゲート電圧を、正転期間でスイッチング素子Ｑ３をオンにするためのゲート電圧より低い電圧に設定している。
【００５７】
図１６に、本例のように、期間（iii）でスイッチング素子Ｑ３のゲート電圧を低くした場合の、上アームの電流特性を示す。図１６において、グラフａはダイオードＤ３の順方向の電流特性を、グラフｂはスイッチング素子Ｑ３の逆方向の電流特性を示す。また横軸はドレイン−ソース間の電圧（Ｖｄｓ）の絶対値を、縦軸はＶ相の出力線から電源線Ｐに向かって流れる電流を示す。また点線で示すグラフｃは、ゲート電圧を低くしない場合のスイッチング素子Ｑ３の逆方向の特性であり、図１５（ｂ）の特性に相当する（比較例）。実線で示すグラフｂは本例に係る特性である。
【００５８】
スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧を小さくすると、スイッチング素子Ｑ３をオンにした際の電圧降下が小さくなるように、スイッチング素子Ｑ３に流れる逆方向電流の特性が、ゲート電圧を小さくしていない特性と比較して低くなる。そのため、スイッチング素子Ｑ３に流れる電流（Ｉｒ２１）は、ゲート電圧を小さくしていない場合の電流（Ｉｒ２）と比較して小さくなる。その一方で、ダイオードＤ３に流れる電流（Ｉｒ１１）は、ゲート電圧を小さくしていない場合の電流（Ｉｒ１）と比較して大きくなる。すなわち、これらの電流には以下の式（３）の関係が成立する。
【数３】
2013187940.tif 000005
【００５９】
そして、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧を小さくした場合のサージ電圧（Ｖｓ１）は、式（４）で表され、
【数４】
2013187940.tif 000006
サージ電圧（Ｖｓ１）と、ゲート電圧を小さくしていない場合のサージ電圧（Ｖｓ）とを比較すると、式（５）が成り立つ。
【数５】
2013187940.tif 000007
【００６０】
これにより、転流期間中に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を、正転期間中のスイッチング速度より小さくすることで、サージ電圧を抑制することが可能となる。
【００６１】
以下、転流期間中にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を小さくための、制御回路１０８の制御を説明する。
【００６２】
制御回路１０８は、外部から入力されるトルク指令及び電流センサ１１０で検出される相電流に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング動作させるためのスイッチング信号を生成し、駆動回路１０９に出力している。そのため、制御回路１０８は、スイッチングＱ１〜Ｑ６の動作状態である、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン、オフのタイミングを把握している。
【００６３】
そして、制御回路１０８は、電流センサ１１０の検出電流（Ｉｄ）と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の動作状態から、正転期間又は転流期間のいずれの期間であるかを検出する。インバータ１１１の回路からモータ１０３に相電流が流れている時を正とすると、例えば、検出電流（Ｉｄ）がゼロより大きく、上アームのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がオフ状態である場合には、下アームのダイオードＤ２、ダイオードＤ４又はダイオードＤ６の少なくとも一つのダイオードに電流が流れるため、制御回路１０８は転流期間であると判断する。一方、検出電流（Ｉｄ）がゼロより大きく、上アームのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のうち少なくとも一つのスイッチング素子がオン状態である場合には、相電流は、オン状態のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５の順方向に流れることになるため、制御回路１０８は正転期間であると判断する。
【００６４】
制御回路１０８は、正転期間では、順方向に電流を流すためのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧（Ｖｇｅ）を高いゲート電圧（ＶＨ）に設定するために、スイッチ部１０９１に、ゲート電圧調整信号を送信して、スイッチ部１０９１を接点ａ側に接続する。
【００６５】
一方、転流期間では、逆方向に電流を流すためのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が閾値温度（Ｔｃ）より低い場合に、スイッチ部１０９１に、ゲート電圧調整信号を送信して、スイッチ部１０９１を接点ｂ側に接続して、当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧（Ｖｇｅ）を低いゲート電圧（ＶＬ＜ＶＨ）に設定する。転流期間であっても、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が閾値温度（Ｔｃ）より高い場合には、スイッチ部１０９１に、スイッチ部１０９１を接点ａ側に接続して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧（Ｖｇｅ）をゲート電圧（ＶＨ）に設定する。
【００６６】
閾値温度（Ｔｄ）はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を保護するために予め設定されている温度である。転流期間において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンにするゲート電圧を低くした場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６における発熱量が増加することがある。そのため、転流期間において、オンさせるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が高い場合には、ゲート電圧を低くせずに、ゲート電圧（ＶＨ）でオンにする。これにより、本例はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の保護を図る。
【００６７】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度はダイオード２０２で検出されるため、制御回路１０８は、ダイオード２０２のよる検出温度（Ｔｄ）と閾値温度（Ｔｃ）とを比較することで、転流期間におけるゲート電圧を設定する。
【００６８】
デットタイムは、予め設定されており、制御回路１０８は、正転期間から転流期間に切り替わると、検出温度（Ｔｄ）と閾値温度（Ｔｃ）とを比較し、検出温度（Ｔｄ）が閾値温度（Ｔｃ）より低い場合には、ゲート電圧をゲート電圧（ＶＬ）に設定する。そして、所定のデッドタイムが経過すると、制御回路１０８は、逆方向に電流を流すスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対して、オン状態にするためのスイッチング信号を出力する。そして、転流期間が終わる前に、制御回路１０８はオンにしていた当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオフにし、デッドタイムの状態にする。当該デットタイムが経過すると、制御回路１０８は、高いゲート電圧（ＶＨ）で順方向に導通させるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンにする。これにより、制御回路１０８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度に応じて、転流期間中に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を、正転期間中のスイッチング速度より小さくする。
【００６９】
次に、図１７を用いて、本例の制御回路１０８の制御手順を説明する。図１７は本例の電力変換装置の制御手順を示すフローチャートである。なお、図１７に示す制御フローは所定の周期で繰り返し行われる。
【００７０】
ステップＳ１にて、制御回路１０８は、電流センサ１１０を用いて相電流を検出する。ステップＳ２にて、制御回路１０８はダイオード２０２からスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度を検出する。ステップＳ３にて、制御回路１０８は、電流センサ１１０の検出電流（Ｉｄ）から、検出電流（Ｉｄ）がゼロより高いか否かを判断する。
【００７１】
検出電流（Ｉｄ）がゼロより高い場合には、ステップＳ４にて、制御回路１０８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング信号から、上アームのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がオフ状態であるか否かを判断する。
【００７２】
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がオフ状態である場合には、ステップＳ５にて、制御回路１０８は、ダイオード２０２の検出温度（Ｔｄ）と閾値温度（Ｔｃ）とを比較する。そして、検出温度（Ｔｄ）が閾値温度（Ｔｃ）より低い場合には、ステップＳ６にて、制御回路１０８は、転流期間で逆方向に電流を流すスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６の駆動回路１０９に対して、接点ｂで導通させる信号を送信して、ゲート電圧（Ｖｇｅ）を電圧（ＶＬ）に設定する。
【００７３】
ステップＳ５に戻り、検出温度（Ｔｄ）が閾値温度（Ｔｃ）以上である場合には、ステップＳ７にて、制御回路１０８は、転流期間で逆方向に電流を流すスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を駆動する駆動回路１０９に対して、接点ａで導通させる信号を送信して、ゲート電圧（Ｖｇｅ）を電圧（ＶＨ）に設定する。これにより、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を保護する。
【００７４】
ステップＳ４に戻り、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がオン状態である場合には、当該スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を駆動する駆動回路１０９に対して、接点ａで導通させる信号を送信して、ゲート電圧（Ｖｇｅ）を電圧（ＶＨ）に設定する。
【００７５】
ステップＳ３に戻り、検出電流（Ｉｄ）がゼロ以下である場合には、ステップＳ８にて、制御回路１０８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング信号から、下アームのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオフ状態であるか否かを判断する。
【００７６】
スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオフ状態である場合には、ステップＳ９にて、制御回路１０８は、ダイオード２０２の検出温度（Ｔｄ）と閾値温度（Ｔｃ）とを比較する。そして、検出温度（Ｔｄ）が閾値温度（Ｔｃ）より低い場合には、ステップＳ１０にて、制御回路１０８は、転流期間で逆方向に電流を流すスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５の駆動回路１０９に対して、接点ｂで導通させる信号を送信して、ゲート電圧（Ｖｇｅ）を電圧（ＶＬ）に設定する。
【００７７】
ステップＳ９に戻り、検出温度（Ｔｄ）が閾値温度（Ｔｃ）以上である場合には、ステップＳ７にて、制御回路１０８は、転流期間で逆方向に電流を流すスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を駆動する駆動回路１０９に対して、接点ａで導通させる信号を送信して、ゲート電圧（Ｖｇｅ）を電圧（ＶＨ）に設定する。これにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５を保護する。
【００７８】
ステップＳ８に戻り、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオン状態である場合には、当該スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を駆動する駆動回路１０９に対して、接点ａで導通させる信号を送信して、ゲート電圧（Ｖｇｅ）を電圧（ＶＨ）に設定する。そして、制御回路１０８は、上記のように設定されたゲート電圧（Ｖｇｅ）で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動させる。
【００７９】
上記のように、本発明は、転流期間において、転流電流が流れるダイオードに対して逆並列に接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を、正転期間にオンになるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度より小さくする。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、これらの素子を電気的に接続するための他の部品により形成される寄生インダクタンスによって発生するサージ電圧を抑制することができる。その結果として、インバータ１１１におけるノイズの発生や、制御基板における誤動作を防ぐことができる。
【００８０】
また本例は、正転期間中には、ゲート電圧（ＶＨ）でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンにし、転流期間中には、ゲート電圧（ＶＬ）でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンにする。これにより、サージ電圧を抑制して、インバータ１１１におけるノイズの発生や、制御基板における誤動作を防ぐことができる。
【００８１】
また本例は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の検出温度（Ｔｄ）が閾値温度（Ｔｃ）より高い場合には、転流期間中にオンさせるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を、正転期間中にオンさせるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度で、オンにする。これにより、転流期間中にオンさせるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度が高い場合には、当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は低いゲート電圧で動作されないため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の保護を図ることができる。
【００８２】
また本例は、ダイオード２０２と、温度の検出対象となるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をと同一のチップで構成する。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度の検出精度を高めることができる。
【００８３】
また本例は、電流センサ１１０の検出電流及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン、オフのタイミングから、正転期間及び転流期間を特定する。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を調整する期間を正確に制御することができる。
【００８４】
また本例の電力変換装置を車両のインバータに適用する。これにより、車両において、ノイズの発生を低減させることが可能となり、ノイズキャンセル用フィルタや遮音材の採用などを省くことができるため、その結果として、コストを削減することができる。
【００８５】
なお、本例は、図５に示すように、スイッチ部１０９１の切り替えにより、２次巻線の巻線数を変更することで、ゲート電圧を調整したが、図１８に示すように、トランス１０９２の出力電圧を分圧させることでゲート電圧を調整してもよい。図１８は、本発明の変形例に係る電力変換装置の駆動回路１０９の回路図である。図１７の駆動回路１０９と比較すると、変形例に係る駆動回路１０９には、スイッチ部１０９１の接続部分、抵抗Ｒ４、Ｒ５を設ける点が異なる。
【００８６】
トランス１０９２の２次側のコイルの両端には、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５の直列回路が接続されている。スイッチ部１０９１の接点ａは、２次側のコイル及び抵抗Ｒ４、Ｒ５の直列回路の高電位側に接続されている。スイッチ部１０９１の接点ｂは、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点に接続されている。スイッチ部１０９１を接点ａに接続する場合には、抵抗Ｒ４、Ｒ５の直列抵抗の両端電圧がプッシュプル回路に加わるため、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が高くなる（電圧ＶＨに相当）。一方、スイッチ部１０９１を接点ｂに接続する場合には、直列抵抗の両端電圧の分圧である、抵抗Ｒ４の電圧がプッシュプル回路に加わるため、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が低くなる（電圧ＶＬに相当）。これにより、図１８に示す駆動回路は、ゲート電圧を切り換える回路となる。
【００８７】
なお、本例は、ゲート電圧を小さくすることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を小さくしたが、ゲート抵抗を上げることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を小さくしてもよい。図１９に本発明の変形例に係る電力変換装置の駆動回路１０９の回路図である。図５の駆動回路１０９と比較すると、変形例に係る駆動回路１０９には、スイッチ部１０９１の接続位置、抵抗３の代わりに抵抗Ｒ３１、Ｒ３２を設ける点が異なり、駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート抵抗を切り換える回路である。
【００８８】
トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２との接続点には、並列接続された抵抗Ｒ３１及び抵抗Ｒ３２が接続されている。抵抗Ｒ３１及び抵抗Ｔ３２とスイッチング素子Ｑ１のゲート端子との間には、スイッチ部１０９１が接続されている。抵抗Ｒ３１、Ｒ３２は、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗であり、抵抗Ｒ３２の抵抗値が、抵抗Ｒ３１の抵抗値より高い。
【００８９】
制御回路１０８は、正転期間において、スイッチング素子Ｑ１をオンにし、順方向に電流を流す場合には、スイッチ部１０９１を接点ａに接続するゲート抵抗調整信号を駆動回路１０９に送信する。スイッチ部１０９１を接点ａに接続されると、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗は低い抵抗Ｒ３１になり、スイッチング速度が小さくなる。
【００９０】
制御回路１０８は、転流期間において、スイッチング素子Ｑ１の検出温度（Ｔｄ）が閾値温度（Ｔｃ）より低い場合には、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング速度を小さくするために、スイッチ部１０９１を接点ｂに接続するゲート抵抗調整信号を駆動回路１０９に送信する。スイッチ部１０９１を接点ｂに接続されると、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗は高い抵抗Ｒ３２になり、スイッチング速度が小さくなる。
【００９１】
制御回路１０８は、転流期間において、スイッチング素子Ｑ１の検出温度（Ｔｄ）が閾値温度（Ｔｃ）より高い場合には、スイッチ部１０９１を接点ａに接続するゲート抵抗調整信号を駆動回路１０９に送信する。これにより、スイッチング素子Ｑ１を過温から保護する。なお、上記において、スイッチング素子Ｑ１の駆動回路１０９について説明したが、他のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ６の駆動回路も同様の構成をもつため説明を省略する。
【００９２】
上記のように、本例は、正転期間中には、ゲート抵抗Ｒ３１でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンにし、転流期間中には、ゲート抵抗Ｒ３２でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンにする。これにより、サージ電圧を抑制して、インバータ１１１におけるノイズの発生や、制御基板における誤動作を防ぐことができる。
【００９３】
なお本例は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度を検出するために、必ずしもダイオード２０２を設ける必要はなく、制御回路１０８の外部から入力されるトルク指令値からスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度を推定することで、検出してもよい。上記のように、制御回路１０８は、外部からのトルク要求に対して、モータ１０３に必要な出力トルクを算出し、インバータ１１１の入出力電流も算出することができる。制御回路１０８は、トルク指令値に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を動作させるスイッチング信号を生成している。そして、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の特性から、スイッチング時間（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン、オフ時間）と温度との関係を示したテーブルを設計段階で、予め制御回路１０８に格納する。これにより、制御回路１０８は、トルク指令値からスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度を推定することができる。
【００９４】
また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の温度を冷やすための装置を設けている場合には、当該装置の冷却温度を用いることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の検出精度を高めることができる。
【００９５】
なお本例では、双方向に通電可能なスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いたが、例えばＩＧＢＴ等のトランジスタを互いに逆並列に接続したものを、双方向に通電可能なスイッチング素子としてもよい。すなわち、本例におけるスイッチング素子は機能上、双方向に通電可能なスイッチング手段であり、単一の素子で形成されるものに限定されない。
【００９６】
上記の制御回路１０８及び駆動回路１０９が本発明の「駆動手段」に相当し、ダイオード２０２が本発明の「検出手段」に相当する。
【符号の説明】
【００９７】
１０１…バッテリ
１０２…コンデンサ
１０３…モータ
１０４…パワー半導体モジュール
１０４１…パワー半導体モジュール
１０４２…パワー半導体モジュール
１０４３…パワー半導体モジュール
１０４４…パワー半導体モジュール
１０４５…パワー半導体モジュール
１０４６…パワー半導体モジュール
１０７…電子制御ユニット（ＥＣＵ）
１０８…制御回路
１０９…駆動回路
１０９１…スイッチ部
１０９２…トランス
Ｒ１〜Ｒ５、Ｒ３１、Ｒ３２…抵抗
Ｔｒ１、Ｔｒ２…トランジスタ
１１０…電流センサ
１１１…インバータ
１１２…メモリ
２０１…ＭＯＳＦＥＴ
２０２…ダイオード
２０３…ダイオード
２０４…ダイオード
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６…スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６…ダイオード
【図１】
2013187940.tif 000008
【図２】
2013187940.tif 000009
【図３】
2013187940.tif 000010
【図４】
2013187940.tif 000011
【図５】
2013187940.tif 000012
【図６】
2013187940.tif 000013
【図７】
2013187940.tif 000014
【図８】
2013187940.tif 000015
【図９】
2013187940.tif 000016
【図１０】
2013187940.tif 000017
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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