(57)【要約】【課題】損失を低減するようにした双方向電力変換装置を提供する。【解決手段】トランス６の３次巻線6cに接続されたLV(低圧)バッテリ充電系に切替スイッチ回路18を設け、充電モード時はスイッチ回路18のリレー路を下側に接続してトランス６による結合で充電電流をコイル13、スイッチ素子16、リレー路、低圧側コイル19を経て低圧側コンデンサ21に流して充電する。一方、走行モード時は高圧バッテリHVから低電圧バッテリLVを充電するように、スイッチ回路18のリレー路を上側に接続し、コイル13、スイッチ素子16、ダイオード17をバイパスして低電圧バッテリLVを充電する際の電圧を調整する回路部に電流が流れないようする。こうすることで電力変換における損失を低減する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１方向の電力変換時に１入力多出力となる電力変換回路と、
前記第１方向とは異なる第２方向への電力変換時に損失を低減する損失低減回路と、
を有することを特徴とする双方向電力変換装置。
【請求項２】
前記損失低減回路は、リレー路と短絡線とが接続されて構成され、
前記第１方向と前記第２方向とで前記リレー路が切替えられることを特徴とする請求項１に記載の双方向電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換回路は、前記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、
該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、
該２出力の他方には、前記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続されることを特徴とする請求項１または２に記載の双方向電力変換装置。
【請求項４】
前記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータであり、トランスの１次側と前記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側との間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と前記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側と前記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続されることを特徴とする請求項３に記載の双方向電力変換装置。
【請求項５】
前記損失低減回路は、前記第３の電力変換回路内の回路素子をバイパスするものであることを特徴とする請求項４に記載の双方向電力変換装置。
【請求項６】
前記損失低減回路は、前記第２の電力変換回路の回路素子をバイパスするものであることを特徴とする請求項４に記載の双方向電力変換装置。
【請求項７】
前記損失低減回路は、前記第１の電力変換回路から前記第２の電力変換回路にかけて回路内の回路素子をバイパスするものであることを特徴とする請求項４に記載の双方向電力変換装置。
【請求項８】
前記リレー路は、前記第２の電力変換回路内に設けられていることを特徴とする請求項７に記載の双方向電力変換装置。
【請求項９】
前記リレー路は、前記第１の電力変換回路内に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の双方向電力変換装置。
【請求項１０】
前記損失低減回路は、多入力１出力からなる多相回路で構成され、
前記多入力１出力における多入力部の各相にはスイッチング素子がそれぞれ設けられており、前記スイッチング素子は同時にオンされることを特徴とする請求項１に記載の双方向電力変換装置。
【請求項１１】
前記電力変換回路は、前記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、
該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、
該２出力の他方には、前記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続されることを特徴とする請求項１０に記載の双方向電力変換装置。
【請求項１２】
前記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータであり、トランスの１次側と前記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側の間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と前記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側と前記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続されることを特徴とする請求項１１に記載の双方向電力変換装置。
【請求項１３】
前記損失低減回路は、前記第３の電力変換回路内の回路要素を多相化するものであることを特徴とする請求項１２に記載の双方向電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
下記特許文献１は、充電時には、第２二次巻線に誘起された低圧交流出力がスイッチング回路６により降圧され、二次側整流回路８により整流されて副バッテリ７を充電し、運行時には、主バッテリ４の電力が両動作回路５により高周波の交流に変換され、上述の第２二次巻線に誘起された交流出力が導通状態のスイッチング回路６を通過し、二次側整流回路８により整流されて副バッテリ７を充電するようにした充電装置を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平８−１５４３１１号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１では、一次側のAC/DCコンバータのスイッチング動作に同期して副バッテリに整流した電力を供給する回路におかれたスイッチング回路６を一次側のAC/DCコンバータのスイッチング動作を制御する制御回路とは異なる制御回路により制御して副バッテリの充電電圧が適正になるように制御していた。しかし、素子による損失を低減することについては考慮されていなかった。
【０００５】
そこで本発明は、損失を低減するようにした双方向電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために本発明の双方向電力変換装置は、第１方向の電力変換時に１入力多出力となる電力変換回路と、前記第１方向とは異なる第２方向への電力変換時に損失を低減する損失低減回路と、を有することを特徴とする。
【０００７】
上記において、前記損失低減回路は、リレー路と短絡線とが接続されて構成され、前記第１方向と前記第２方向とで前記リレー路が切替えられることを特徴とする。
また上記において、前記電力変換回路は、前記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、該２出力の他方には、前記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続されることを特徴とする。
【０００８】
また上記において、前記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータであり、トランスの１次側と前記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側との間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と前記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側と前記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続されることを特徴とする。
【０００９】
また上記において、前記損失低減回路は、前記第３の電力変換回路内の回路素子をバイパスするものであることを特徴とする。
さらに、前記損失低減回路は、前記第２の電力変換回路の回路素子をバイパスするものであることを特徴とする。
【００１０】
またさらに、前記損失低減回路は、前記第１の電力変換回路から前記第２の電力変換回路にかけて各回路内の回路素子をバイパスするものであることを特徴とする。
上記において、前記リレー路は、前記第２の電力変換回路内に設けられていることを特徴とする。
【００１１】
また上記において、さらに、前記リレー路は、前記第１の電力変換回路内に設けられていることを特徴とする。
上記において、前記損失低減回路は、多入力１出力からなる多相回路で構成され、前記多入力１出力における多入力部の各相にはスイッチング素子がそれぞれ設けられており、前記スイッチング素子は同時にオンされることを特徴とする。
【００１２】
また上記において、前記電力変換回路は、前記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、該２出力の他方には、前記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続されることを特徴とする。
【００１３】
また上記において、前記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータであり、トランスの１次側と前記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側の間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と前記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側と前記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続されることを特徴とする。
【００１４】
さらに前記損失低減回路は、前記第３の電力変換回路内の回路要素を多相化するものであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の双方向電力変換装置によれば、損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電中動作（充電モード）を説明する図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換装置の走行中動作（走行モード）を説明する図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。
【図６Ａ】本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その１）である。
【図６Ｂ】本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その２）である。
【図６Ｃ】本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その３）である。
【図６Ｄ】本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その４）である。
【図６Ｅ】本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その５）である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の走行動作（走行モード）の流れを説明するための図である。
【図８】本発明の第４の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。
【図９】本発明の第５の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態に係る双方向電力変換装置の動作を説明する図である。
【図１１】本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。
【図１２】本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を応用した第１の応用例を示す図である。
【図１３】本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を応用した第２の応用例を示す図である。
【図１４】本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を応用した第３の応用例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
［実施形態１］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。図１において本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換装置は、第１方向の電力変換時に１入力多出力となる電力変換回路と、上記第１方向とは異なる第２方向への電力変換時に損失を低減する損失低減回路と、を備えて構成される。そして上記損失低減回路は、リレー路と短絡線とが接続されて構成され、上記第１方向と上記第２方向とで上記リレー路が切替えられる。また上記電力変換回路は、上記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、該２出力の他方には、上記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続される。また上記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータで構成され、トランスの１次側と上記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側との間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と上記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側と上記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続される。さらに、上記において損失低減回路は、リレー路と短絡線により上記第３の電力変換回路内の回路素子をバイパスするようにして構成される。
【００１８】
より具体的には、上記において第１の電力変換回路は、平滑回路４のコイル、コンデンサ及びQ11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路に相当し、第２の電力変換回路は、Q21〜Q24から成るブリッジ型スイッチング回路、高圧側コイル８及び高圧側コンデンサ10に相当し、第３の電力変換回路は、整流ダイオードD31,D32、コイル13、コンデンサ14、スイッチ素子16、低圧側コイル19、低圧側出力コンデンサ21及びダイオード17に相当する。また上記において、第１方向は充電モードに相当し、第２方向は走行モードに相当する。さらに、第１のバッテリは車両高圧バッテリに相当し、第２のバッテリは車両低圧バッテリに相当する。また上記において、損失低減回路は、切替スイッチ回路18によりLV制御用のコイル素子13、スイッチ素子16、ダイオード素子17をバイパスする側に切り替えられたリレー路と、コイル素子13、スイッチ素子16及びダイオード素子17を短絡して回路素子を機能させないようにする短絡線23に相当している。またLV制御用のコイル素子13及びコンデンサ14は、整流ダイオードD31,D32で整流した電力をエネルギーとして一旦保持するとともに制御回路３が電圧検知器15の値の監視し、その監視結果に応じてスイッチ素子16を制御して車両低圧バッテリの充電電圧を調整する電圧調整部を構成している。なお以下の図２及び図３の説明においても同様であるが、平滑回路４の前段には、AC入力（図示せず）を不図示の（ダイオード）ブリッジ回路、昇圧回路を介して整流した直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣ変換部が設けられている。また、第１方向の場合、制御回路１は、高圧側の電流センサ９の値および電圧検知器11の値を監視し、その結果に基づいてQ11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路をフィードバック制御し、制御回路３は、低圧側に設けた電圧検知器15の値を監視し、その結果に基づいてスイッチ素子16をフィードフォワード制御している。また、第２方向の場合、制御回路２は、低圧側の電流センサ20の値および電圧検知器22の値を監視し、その結果に基づいてQ21〜Q24から成るブリッジ型スイッチング回路をフィードバック制御している。
【００１９】
本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換装置は、双方向電力変換の第１方向（充電モード）、双方向電力変換の第２方向（走行モード）を切り替える切替スイッチ回路18を備え、双方向電力変換の第２方向（走行モード）においては、LV制御用のコイル素子(チョークコイル)13、スイッチ素子(バイポーラトランジスタ)16、ダイオード素子(ツェナーダイオード)17を短絡する（バイパスする）側に切替スイッチ回路18のリレー路を切り替えることで、LV側で電圧制御する素子に流れる電流を低減する若しくはゼロにして損失を低減させるとともに損失を低減させる分、上記コイル素子13、スイッチ素子16、ダイオード素子17を小型化して充電モード(上記短絡を解除する（バイパスしない）場合)においても損失の低減を図れるようにしている。
【００２０】
なお、整流回路は昇圧回路と一体化された回路でもよい。
図２は、本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電モードを説明する図である。充電モード時には、切替スイッチ回路18のリレー路は図示のとおり接点Ｂに設定されている。図２において、AC入力(図示せず)に基づいて充電する場合、AC入力を不図示の（ダイオード）ブリッジ回路、昇圧回路で整流、昇圧して平滑回路４で平滑してQ11〜Q14をPWM制御して交流電圧に変換する。トランス１次側巻線6aからトランス２次側巻線6bに誘起された交流電圧がQ21〜Q24によって整流され、高圧側コイル素子８、高圧側コンデンサ10によって平滑され、高圧バッテリが充電される。トランス３次側巻線6cに誘起された交流電圧を整流ダイオードD31，D32によって整流して、コイル素子13とスイッチ素子16のPWM制御とによって電圧調整し、切替スイッチ回路18のリレー路を介して、低圧側コイル19および低圧側出力コンデンサ21から成る平滑回路で平滑して低圧バッテリ（LV）を充電する。なお充電モード時においては、走行モードでのみ動作する制御回路２は動作しないように設定（図中に消去線で動作していないことを表示）されている。
【００２１】
図３は、本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換装置の走行モードを説明する図である。走行モード時には、切替スイッチ回路18のリレー路は図示のとおり接点Ａに設定されている。図３において、車両高圧バッテリから低圧バッテリに電力を供給する場合には、制御回路２によってQ21〜Q24が制御されて所定のIGBT素子がオンして直流電圧を交流電圧に変換する。トランス２次巻線6bから３次巻線6cに誘起された交流電圧が整流ダイオードD31，D32によって整流され、短絡線23およびリレー路を介して低圧側コイル１９、低圧側出力コンデンサ21によって平滑され、低圧バッテリが充電される。なお、走行モード時においては、図２に示した制御回路１及び制御回路３は動作しないように設定（図中に消去線で動作していないことを表示）され、制御回路２のみが動作するように設定される。
［実施形態２］
図４は、本発明の第２の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。本発明の第２の実施形態に係る双方向電力変換装置は、第１方向の電力変換時に１入力多出力となる電力変換回路と、上記第１方向とは異なる第２方向への電力変換時に損失を低減する損失低減回路と、を備える。そして上記損失低減回路は、リレー路と短絡線とが接続されて構成され、上記第１方向と上記第２方向とで上記リレー路が切替えられる。また上記電力変換回路は、上記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、該２出力の他方には、上記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続される。また上記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータで構成され、トランスの１次側と上記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側との間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と上記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側と上記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続される。さらに、上記において損失低減回路は、リレー路と短絡線により上記第２の電力変換回路内の回路素子をバイパスするようにして構成される。
【００２２】
より具体的には、上記において第１の電力変換回路は、平滑回路34のコイル、コンデンサ及びQ11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路に相当し、第２の電力変換回路は、Q21〜Q24から成るブリッジ型スイッチング回路、コイル38、コンデンサ39、スイッチ素子41、高圧側コイル44、高圧側コンデンサ46及びダイオード42に相当し、第３の電力変換回路は、整流ダイオードD31,D32、低圧側コイル49及び低圧側出力コンデンサ51に相当する。また上記において、第１方向は充電モードに相当し、第２方向は走行モードに相当する。さらに、第１のバッテリは車両高圧バッテリに相当し、第２のバッテリは車両低圧バッテリに相当する。また上記において、損失低減回路は、切替スイッチ回路43によりコイル素子38、スイッチ素子41、ダイオード素子42をバイパスする側に切り替えられたリレー路と、コイル素子38、スイッチ素子41及びダイオード素子42を短絡して回路素子を機能させないようにする短絡線53に相当している。またHV制御用のコイル素子38及びコンデンサ39は、Q21〜Q24で整流した電力をエネルギーとして一旦保持するとともに制御回路32が電圧検知器40の値の監視し、その監視結果に応じてスイッチ素子41をPWM制御して車両高圧バッテリの充電電圧を調整する電圧調整部を構成している。なお、平滑回路34の前段には、AC入力（図示せず）を不図示の（ダイオード）ブリッジ回路、昇圧回路を介して整流、昇圧した直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣ変換部が設けられている。また、第１方向の場合、制御回路31は、低圧側の電流センサ50の値および電圧検知器52の値を監視し、その結果に基づいてQ11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路をフィードバック制御し、制御回路32は、高圧側に設けた電圧検知器40の値を監視し、その結果に基づいてスイッチ素子41をフィードフォワード制御し、制御回路33は、高圧側の電流センサ45の値および電圧検知器47の値を監視している。また、第２方向の場合、制御回路33は高圧側の電流センサ45の値および電圧検知器47の値を監視し、その結果に基づいてQ21〜Q24から成るブリッジ型スイッチング回路をフィードフォワード制御している。
【００２３】
本発明の第２の実施形態に係る双方向電力変換装置は、双方向電力変換の第１方向（充電モード）、双方向電力変換の第２方向（走行モード）を切り替える切替スイッチ回路43を備える。充電モードにおいては、切替スイッチ回路18のリレー路は接点Ｂに設定されている。走行モードにおいては、切替スイッチ回路18のリレー路は接点Ａに設定されている。走行モードにおいては、コイル素子(チョークコイル)38、スイッチ素子(バイポーラトランジスタ)41、ダイオード素子(ツェナーダイオード)42を短絡する（バイパスする）側に切替スイッチ回路43のリレー路を切り替えることで、HV側で電圧制御する素子に流れる電流を低減する若しくはゼロにして損失を低減させるとともに損失を低減させる分、上記コイル素子38、スイッチ素子41、ダイオード素子42を小型化して充電モード(上記短絡を解除する（バイパスしない）場合)においても損失の低減を図れるようにしたものである。なお、第１の実施形態では、LV制御側に付加されていた損失低減回路を、本実施形態ではHV制御側に設けている。
【００２４】
なお、整流回路は昇圧回路と一体化された回路でもよい。
図４は、走行モードを説明する図である。走行モード時には、切替スイッチ回路43のリレー路は図示のとおり接点Ａに設定されている。図４において、車両高圧バッテリから低圧バッテリに電力を供給する場合には、リレー路および短絡線53を介して制御回路33によってQ21〜Q24が制御されて所定のIGBT素子がオンして直流電圧を交流電圧に変換する。トランス２次巻線36bから３次巻線36cに誘起された交流電圧が整流ダイオードD31，D32によって整流され、低圧側コイル49、低圧側出力コンデンサ51によって平滑され、低圧バッテリに電力が供給される。
【００２５】
充電モード時には、切替スイッチ回路43のリレー路は接点Ｂに設定されている。AC入力(図示せず)を不図示の（ダイオード）ブリッジ回路、昇圧回路で整流、昇圧して平滑回路４で平滑した直流電圧をQ11〜Q14をPWM制御して交流電圧に変換する。トランス１次側巻線36aからトランス２次側巻線36bに誘起された交流電圧をQ21〜Q24によって整流して、コイル素子38とスイッチ素子41のPWM制御とによって電圧調整して、切替スイッチ回路43のリレー路を介して、高圧側コイル素子44、高圧側コンデンサ46によって平滑して、高圧バッテリを充電する。トランス３次側巻線6cに誘起された交流電圧を整流ダイオードD31，D32によって整流して、低圧側コイル19および低圧側出力コンデンサ21からなる平滑回路で平滑して低圧バッテリ（LV）を充電する。
［実施形態３］
図５は、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置は、第１方向の電力変換時に１入力多出力となる電力変換回路と、上記第１方向とは異なる第２方向への電力変換時に損失を低減する損失低減回路と、を備える。そして上記損失低減回路は、リレー路と短絡線とが接続されて構成され、上記第１方向と上記第２方向とで上記リレー路が切替えられる。また上記電力変換回路は、上記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、該２出力の他方には、上記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続される。また上記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータで構成されており、トランスの１次側と上記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側との間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と上記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側と上記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続される。さらに、上記において損失低減回路は、リレー路と短絡線により上記第１の電力変換回路から上記第２の電力変換回路にかけて回路素子をバイパスするようにして構成される。また上記リレー路は、上記第２の電力変換回路内に設けられる。
【００２６】
より具体的には、上記において第１の電力変換回路は、平滑回路(図示せず)のコンデンサ101及びIGBT素子Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路に相当し、第２の電力変換回路は、高速ダイオードD21〜D24から成るダイオードブリッジ回路、コイル108及び高圧側コンデンサ110に相当し、第３の電力変換回路は、整流ダイオードD31,D32、スイッチ素子114、コイル115、低圧側出力コンデンサ117及びダイオード119に相当する。また上記において、第１方向は充電モードに相当し、第２方向は走行モードに相当する。さらに、第１のバッテリは車両高圧バッテリに相当し、第２のバッテリは車両低圧バッテリに相当する。また損失低減回路は、切替スイッチ回路107によるリレー路と短絡線120および切替スイッチ回路112によるリレー路と短絡線121とによって構成されている。
【００２７】
なお、平滑回路の前段には、AC入力（図示せず）を不図示の（ダイオード）ブリッジ回路、昇圧回路を介して整流、昇圧した直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣ変換部が設けられている。
【００２８】
また、第１方向の場合、制御回路100は、高圧側の電流センサ109の値および電圧検知器111の値を監視し、その結果に基づいてQ11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路をフィードバック制御し、低圧側の電流センサ116の値および電圧検知器118の値を監視し、その結果に基づいてスイッチ素子114をフィードバック制御している。また、第２方向の場合、制御回路100は低圧側の電流センサ116の値および電圧検知器118の値を監視し、その結果に基づいてスイッチ素子114をフィードバック制御している。
【００２９】
図６Ａないし図６Ｅは、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電中動作（充電モード）を説明する図である。先ず図６Ａは、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その１）である。図６Ａでは、図５に示した制御回路100によりPWM制御されるブリッジ型スイッチング回路のIGBT素子Q11、Q14が同時オンされると、電流はIGBT素子Q11、電流センサ104、トランス105の１次巻線105aを経てIGBT素子Q14に流れる。充電モード時は(第１の)切替スイッチ回路107のリレー路が図示のとおり下側に設定されており、切替スイッチ112のリレー路が図示のとおり上側に設定されている。トランス105の２次巻線105bに誘起された電圧によって電流は高速ダイオードD21を介して(第１の)切替スイッチ回路107のリレー路、高圧側コイル108、高圧側コンデンサ110、(第２の)切替スイッチ回路112のリレー路、高速ダイオードD24に流れる。一方、トランス105の３次巻線105cに誘起された電圧によって電流はダイオードD31、図５に示した制御回路100によりPWM制御されるMOSFET114、低圧側コイル115、低圧側出力コンデンサ117に流れる。
【００３０】
図６Ｂは、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その２）である。図６Ｂでは、図５に示した制御回路100によりPWM制御されているMOSFET114がスイッチオフにされ、低圧側コイル115に蓄積された磁気エネルギーがダイオード119を介してループして磁気エネルギーの保持に務め、低圧側バッテリ（LV）を充電する。トランス１次側のIGBT素子Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路の電流の流れ、および、高圧側コンデンサ110への電流の流れは、図６Ａに示すのと同じであるように継続して流れる。
【００３１】
図６Ｃは、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その３）である。図６Ｃでは、図５に示した制御回路100によりPWM制御されるIGBT素子Q12、Q13が同時オンされると、電流はIGBT素子Q13、トランス105の１次巻線105a、電流センサ104を経てIGBT素子Q12に流れる。トランス105の２次巻線105bに誘起された電圧によって電流は高速ダイオードD23を介して(第１の)切替スイッチ回路107の下側のリレー路、高圧側コイル108、高圧側コンデンサ110、(第２の)切替スイッチ回路112の上側のリレー路、高速ダイオードD22に流れる。一方、トランス105の３次巻線105cに誘起された電圧によって電流はMOSFET114がオフのままであるため、低圧側コイル115にエネルギーを供給することができず、低圧側（LV側）では低圧側コイル115に蓄積された磁気エネルギーは、ダイオード119を介してループして磁気エネルギーが保持され、低圧側バッテリ（LV）を充電する。
【００３２】
図６Ｄは、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その４）である。図６Ｄでは、MOSFET114が図５に示した制御回路100により制御されてオンする。すると、トランス３次巻線105cに誘起された電圧によって電流はダイオードD32、MOSFET114、低圧側コイル115、低圧側出力コンデンサ117に流れる。それ以外の点は、図６Ｃと同様なので説明を省略する。
【００３３】
図６Ｅは、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の充電動作（充電モード）の流れを説明するための図（その５）である。図６Ｅでは、MOSFET114がスイッチオフにされ、低圧側コイル115に蓄積された磁気エネルギーがダイオード119を介してループして磁気エネルギーの保持に務め、低圧側バッテリ（LV）を充電する。トランス１次側のIGBT素子Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路の電流の流れ、および、高圧側コンデンサ110への電流の流れは、図６Ｃに示すのと同じであるように継続して流れる。
【００３４】
なお図６Ｂ及び図６Ｅにおいて、図５に示した制御回路100によりPWM制御されるブリッジ型スイッチング回路のIGBT素子がオフされた場合には、トランス１次側の電流の流れが停止されることになり、低圧側のMOSFET114がスイッチオフされた場合と同様に、高圧側コイル108に蓄積された磁気エネルギーは、(第１の)切替スイッチ回路107のリレー路、高圧側コイル108、高圧側コンデンサ110、(第２の)切替スイッチ回路112のリレー路、高速ダイオードD22及び高速ダイオードD21／高速ダイオードD24及び高速ダイオードD23をループして磁気エネルギーが保持され、高圧側バッテリ（HV）を充電する。
【００３５】
以上で一連の充電動作のサイクルが終了するが、図６Ｅの状態から図６Ａの状態に移行することになる。この場合、低圧側バッテリ（LV）が充電されていれば、図６Ａをパスして図６Ｂ以降のサイクルを繰り返すことになる。
【００３６】
図７は、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置の走行中動作（走行モード）を説明するための図である。図７において車両の走行中には、(第１の)切替スイッチ回路107のリレー路、(第２の)切替スイッチ回路112のリレー路が図７に図示する位置に切り替えられる。制御回路100によりPWM制御されるIGBT素子Q11、Q14が同時にオンされると、車両高圧バッテリ(HV)から電流センサ109、高圧側コイル108、(第１の)切替スイッチ回路107のリレー路、短絡線120を介して流れる電流は、IGBT素子Q11、電流センサ104、トランス105の１次巻線105aを経てIGBT素子Q14に流れる。一方、トランス105の３次巻線105cに誘起された電圧によって電流は整流ダイオードD31、MOSFET114、低圧側コイル115、低圧側出力コンデンサ117に流れる。
【００３７】
そして制御回路100によりPWM制御されているMOSFET114がスイッチオフにされると、低圧側コイル115に蓄積された磁気エネルギーがダイオード119を介してループして磁気エネルギーの保持に務め、低圧側バッテリ（LV）を充電する。
【００３８】
次に制御回路100によりPWM制御されるIGBT素子Q12、Q13が同時にオンされると、車両高圧バッテリ(HV)から電流センサ109、高圧側コイル108、(第１の)切替スイッチ回路107のリレー路、短絡線120を介して流れる電流は、IGBT素子Q13、トランス105の１次巻線105a、電流センサ104を経てIGBT素子Q12に流れる。
【００３９】
そして制御回路100によりPWM制御される低圧側のMOSFET114がスイッチオンにされると、トランス105の３次巻線105cに誘起された電圧によって電流はダイオードD32、MOSFET114、低圧側コイル115、低圧側出力コンデンサ117に流れるようになる。その後、制御回路100によりPWM制御されているMOSFET114がスイッチオフにされると、低圧側コイル115に蓄積された磁気エネルギーがダイオード119を介してループして磁気エネルギーの保持に務め、低圧側バッテリ（LV）を充電する。
【００４０】
図５において、制御回路100は、切替スイッチ回路107，112のリレー路の設定を制御し、走行モードにおいて切替スイッチ回路107のリレー路を上側に設定して短絡線120に接続されるように、また切替スイッチ回路112のリレー路を下側に設定して短絡線121に接続されるようにして、走行モードにおいてトランス２次側の高速ダイオードD21〜D24から成るダイオードブリッジ回路を接続することなく、モード切替を行うことで、リレー路に流れる電流を大幅に減らすようにしている。また同時にシャーシアースとグランドアースとを共通としてトランス１次側の電流センサ、電圧検知器に対してトランス２次側及びトランス３次側の電流センサ、電圧検知器とを絶縁不要としている。
【００４１】
また制御回路100は、上述のブリッジ型スイッチング回路のIGBT素子Q11、Q14をPWM1-1によってPWM制御すると共にIGBT素子Q12、Q13をPWM1-2によってPWM制御するが、LV側のスイッチ素子(MOSFET)114に対するPWM2によるPWM制御において、そのPWM1-1及びPWM1-2の最小デューティー（D1MIN)よりPWM2の最大デューティー（D2MAX)を小さくすることで、LV出力電圧をMOSFET114にて制御可能にしている。
【００４２】
その一方、トランス２次側のブリッジ回路を高価なIGBT素子からコストが掛からない高速ダイオードにするとともにトランス１次側のブリッジ型スイッチング回路のIGBT素子Q11〜Q14を充電モード時と走行モード時で共通に使用するようにして、コストをさらに低減するよう構成している。
【００４３】
以上、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換装置によれば、リレー路に流れる電流を減らすことができるので損失を低減できる。また、切替スイッチ回路を構成するリレーの大幅な小型化が可能となる。また、HV側のブリッジ回路をIGBT素子からダイオードにできるため、低コスト化が可能となる。さらに、制御、ドライブ回路の充電モード時／走行モード時における共用化できる部分が多くなるため、コストの低減、小型化を実現することができる。
［実施形態４］
図８は、本発明の第４の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。本発明の第４の実施形態に係る双方向電力変換装置は、第１方向の電力変換時に１入力多出力となる電力変換回路と、上記第１方向とは異なる第２方向への電力変換時に損失を低減する損失低減回路と、を備える。そして上記損失低減回路は、リレー路と短絡線とが接続されて構成され、上記第１方向と上記第２方向とで上記リレー路が切替えられる。また上記電力変換回路は、上記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、該２出力の他方には、上記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続される。また上記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータで構成されており、トランスの１次側と上記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側との間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と上記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側と上記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続される。さらに、上記において損失低減回路は、リレー路と短絡線により上記第１の電力変換回路から上記第２の電力変換回路にかけて回路素子をバイパスするようにして構成される。また上記リレー路は、上記第２の電力変換回路内に設けられる。
【００４４】
より具体的には、上記において第１の電力変換回路は、平滑回路(図示せず)のコンデンサ101及びIGBT素子Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路に相当し、第２の電力変換回路は、高速ダイオードD21〜D24から成るダイオードブリッジ回路、高圧側コイル108及び高圧側コンデンサ110に相当し、第３の電力変換回路は、整流ダイオードD31,D32、スイッチ素子201、スイッチ素子201に接続されるコイル202、低圧側出力コンデンサ204、ダイオード206及びスイッチ素子211、スイッチ素子211に接続されるコイル212、出力コンデンサ214、ダイオード216、・・・に相当する。また上記において、第１方向は充電モードに相当し、第２方向は走行モードに相当する。さらに、第１のバッテリは車両高圧バッテリに相当し、第２のバッテリは低圧バッテリLV１，LV2，・・・に相当する。
【００４５】
そのうえで本発明の第４の実施形態に係る双方向電力変換装置は、LV系の構成を、LV系１段から多段（5V/12V/24V/42Vなど）の構成にしてLV系の多段出力を可能としたものである。
【００４６】
より具体的には図８においてトランス３次巻線105cに誘起された交流電圧を整流ダイオードD31,D32によって整流して、図示していない制御回路でMOSFET201,211,・・・をPWM制御して、低圧側コイル202,212,・・・、低圧側出力コンデンサ204,214,・・・で平滑する。これにより低圧側バッテリLV1,LV2,・・・を統合的に得ることができる。
【００４７】
例えば、トランス３次巻線105cに誘起された交流電圧を整流ダイオードD31によって整流して、図示していない制御回路でMOSFET201をPWM制御して、低圧側コイル202と低圧側出力コンデンサ204とで平滑する。さらに、トランス３次巻線105cに誘起された交流電圧を整流ダイオードD31によって整流して、図示していない制御回路でMOSFET211をPWM制御して、低圧側コイル212と低圧側出力コンデンサ214とで平滑する。
【００４８】
それ以外の構成は、上述した第３の実施形態に係る双方向電力変換装置と同様であるためその説明を省略する。こうすることでLV系における多段の出力を統合的に得られるようになるため、より大幅なコスト低減、小型化を実現することができる。
【００４９】
なお、本実施形態においても、上記第３の実施形態で説明したように、充電モードおよび走行モードで、切替スイッチ回路107、112の各リレー路と各短絡線により損失低減回路が構成されることに変わりはない。
［実施形態５］
図９は、本発明の第５の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。本発明の第５の実施形態に係る双方向電力変換装置は、第１方向の電力変換時に１入力多出力となる電力変換回路と、上記第１方向とは異なる第２方向への電力変換時に損失を低減する損失低減回路と、を備える。また上記損失低減回路は、多入力１出力からなる多相回路で構成され、上記多入力１出力における多入力部の各相にはスイッチング素子がそれぞれ設けられており、上記スイッチング素子は同時にオンされる。また上記電力変換回路は、上記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、該２出力の一方には第１のバッテリが接続され、該２出力の他方には上記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続される。また上記電力変換回路は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータで構成されており、トランスの１次側と上記絶縁型ＤＣＤＣコンバータの入力側の間には第１の電力変換回路が接続され、トランスの２次側と上記第１のバッテリとの間には第２の電力変換回路が接続され、トランスの３次側及び４次側と上記第２のバッテリとの間には第３の電力変換回路が接続される。また上記損失低減回路は、上記第３の電力変換回路内の回路要素のMOSFETを多相化することにより実現されるものである。
【００５０】
より具体的には、上記において第１の電力変換回路は、平滑回路(図示せず)のコンデンサ101及びIGBT素子Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路に相当し、第２の電力変換回路は、IGBT素子Q21〜Q24から成るブリッジ型スイッチング回路、高圧側コイル108及び高圧側コンデンサ110に相当し、第３の電力変換回路は、スイッチ素子305、整流ダイオードD31,D32、スイッチ素子307、整流ダイオードD33,D34、コイル115、低圧側出力コンデンサ117及びダイオード119に相当する。また上記において、第１方向は充電モードに相当し、第２方向は走行モードに相当する。さらに、第１のバッテリは車両高圧バッテリに相当し、第２のバッテリは車両低圧バッテリに相当する。
【００５１】
そのうえで本発明の第５の実施形態に係る双方向電力変換装置は、LV側（低圧側）に設置された降圧チョッパ部のMOSFETのターン・オフ時にトランスの漏れインダクタンスとスイッチングoff時のdi/dt（単位時間あたりの電流変化量）によるサージ発生を、そのサージ抑制のためにdi/dtを遅くする方法や、スナバ回路にて対策する方法を採らずに、低圧側コイルの入力部を多相化し、漏れインダクタンスに流れる電流を低下させてサージを抑制することで、電力変換効率を低下させずにサージを低減できるようにする。なお、発生したサージは一般的に損失として扱われて電力変換効率の低下要因になるので、電力変換効率を低下させずにサージを低減することは有用である。
【００５２】
具体的には図９において、低圧側コイル115の入力側で、トランス300の３次巻線300c，４次巻線300d，・・・などの高次巻線および該巻線に接続される整流ダイオードD31,D32、D33,D34、・・・及びMOSFET305,307,・・・などを多相化する。
【００５３】
例えば、トランス300の３次巻線300cおよび該巻線に接続される整流ダイオードD31,D32及びMOSFET305で１相を構成し、トランス300の４次巻線300dおよび該巻線に接続される整流ダイオードD33,D34及びMOSFET307で２相を構成することで多相化する。
【００５４】
図１０は、本発明の第５の実施形態に係る双方向電力変換装置の動作を説明する図である。図１０において、多相化されたMOSFET305,307の出力において得られる電流をI1,I2とすると、低圧側コイル115にはI1とI2が加算された電流が得られる。しかし、トランス通過電流は多相化により低減（２相の場合1/2、Ｎ相の場合1/n）されるため、MOSFET305,307のオフ時において発生するサージVsはトランスの漏れインダクタンスをLとすると、Vs=L*di/dtとなるものの、dt（単位時間あたり）のdi（電流変化量）が多相化により減る分、サージも低下する。このように本発明の第５の実施形態に係る双方向電力変換装置は、低圧側コイルの入力部を多相化することによりサージを低減できるため、サージによる損失を低減することができる。
［実施形態６］
図１１は、本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を示す図である。本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置は、第１方向の電力変換時に１入力多出力となる電力変換回路と、上記第１方向とは異なる第２方向への電力変換時に損失を低減する損失低減回路と、を有するものである。そして上記損失低減回路は、リレー路と短絡線とが接続されて構成され、上記第１方向と上記第２方向とで上記リレー路が切替えられる。また上記電力変換回路は、上記第１方向の電力変換時に１入力２出力となり、該２出力の一方には、第１のバッテリが接続され、該２出力の他方には、上記第１のバッテリよりも容量の小さい第２のバッテリが接続される。さらに、上記において損失低減回路は、リレー路と短絡線により上記第１の電力変換回路から上記第２の電力変換回路にかけて回路素子をバイパスするようにして構成される。また上記リレー路は、上記第２の電力変換回路内に設けられる。
【００５５】
より具体的には、上記において第１の電力変換回路は、ダイオードD11〜D14から成るダイオードブリッジ回路、PFC回路403、コンデンサ404及びIGBT素子Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路に相当し、第２の電力変換回路は、ダイオードD21〜D24から成るダイオードブリッジ回路、高圧側コイル411及び高圧側コンデンサ413に相当し、第３の電力変換回路は、整流ダイオードD31,D32、スイッチ素子417、低圧側コイル418、低圧側出力コンデンサ420及びダイオード422に相当する。また上記において、第１方向は充電モードに相当し、第２方向は走行モードに相当する。さらに、第１のバッテリは車両高圧バッテリに相当し、第２のバッテリは車両低圧バッテリに相当する。なお、ＰＦＣ回路403は力率改善機能の他に昇圧機能を具備してもよい。
【００５６】
そのうえで本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置では、広電圧範囲の高圧バッテリ（例．Li-ion系バッテリ）において、低コストで走行モード時のＤＣＤＣコンバータの高効率化を実現するものである。
【００５７】
図１１において、本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置は、車両高圧バッテリHVの接続先を走行モード時には(第１の)切替スイッチ回路410のリレー路（上側接点）、短絡線423を介してトランス１次側のPFC回路403の入力部に接続し、また該入力部から短絡線424、(第２の)切替スイッチ回路415のリレー路（下側接点）を経てシャーシアースに流れるようにし、その際、走行モード時のＤＣＤＣコンバータ制御をPFC回路及びＨブリッジにより２ステージ化するものである。このように走行モード時、車両高圧バッテリHVの接続先を切替スイッチ回路410のリレー路（上側接点）、短絡線423を介してトランス１次側のPFC回路403の入力部に接続し、また該入力部から短絡線424、(第２の)切替スイッチ回路415のリレー路（下側接点）を経てシャーシアースに流れる回路（高圧側に設けられたD21〜D24から成るブリッジ回路、トランス408の２次巻線408bを介するトランス結合をバイパスする回路）で損失低減回路を構成する。こうすることで充電モード時と走行モード時とのＨブリッジ（入力側コンデンサ404、Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路、電流センサ407、及び、トランス408の１次巻線408a、グランドアースに流れる回路）への入力電圧を370V〜380V程度で一定にすることができる。そのため、Ｈブリッジの駆動Dutyを固定にしてZVS(Zero Volt Switching)(フェーズシフト)を容易に行えるようになるか又は高圧側電流を少なめに設定できるようになるため、トランス巻線比を高く設定することができる。
【００５８】
さらにトランス408の３次巻線408cの中点をグランドに接続することで上述のサージを減らせるため、整流素子(ダイオード)D31，D32を低耐圧/低損失化することが可能になる。この場合、既に知られているダイオードD11〜D14から成るダイオードブリッジ回路、PFC回路403、Ｈブリッジを備える充電器回路を流用してコストアップ無しに２ステージ化が可能である。
【００５９】
なお、高圧側（HV側）のダイオードD21〜D24から成るダイオードブリッジ回路は、充電モードでは、(第１の)切替スイッチ回路410のリレー接点が下側におよび(第２の)切替スイッチ回路415のリレー接点が上側にそれぞれ接続されているときに機能する。そして、高圧側のダイオードD21〜D24から成るダイオードブリッジ回路で整流して、高圧側コイル411と高圧側コンデンサ413とで平滑する。
【００６０】
ここで２ステージ化について説明すると、１ステージでは、入力最小電圧の時に出力電圧を確保できるようにトランスの巻数比を決めるので、入力最大電圧の時にはトランス２次側に印加される電圧が非常に高くなり、トランス２次側整流部に損失の大きい素子を選ばざるを得なくなる。しかし２ステージ化すればトランス２次側整流部に損失の大きい素子を選ばないで済ますことができる。
【００６１】
図１２は、本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を応用した第１の応用例を示す図であり、低圧側（LV側）側にMOSFETを並列に接続して同期整流回路430を構成して効率を向上させたものであり、その他の構成は図１１に示したのと同様なのでその説明を省略する。この構成の場合、同期整流用に採用したMOSFETの耐圧を低くして損失の低いものを選べるので電力変換効率及びコスト低減に有利となる。
【００６２】
図１３は、本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を応用した第２の応用例を示す図であり、図１１に示した構成例に対して低圧バッテリ（LV）側におけるMOSFET441,442、コイル443、ダイオード444及びMOSFET445,446、コイル447、ダイオード448でもってトランスの３次巻線408cに誘起された電圧に基づく電流を２分し、該２分された電流の流れる経路を２重化するカレントダブラー構成にする。その他の構成は図１１に示したのと同様なのでその説明を省略する。この構成の場合、電力変換効率をさらに向上させる、換言すればカレントダブラーを使用しないときの損失を低減させる、ことができる。
【００６３】
図１４は、本発明の第６の実施形態に係る双方向電力変換装置の構成を応用した第３の応用例を示す図であり、（ブリッジレス）PFC回路の入力部に更に付加した切替スイッチ回路502,504によるリレー路を経てPFC回路506とIGBT素子Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路とにより２ステージ化した構成を採用するようにしている。本応用例において、第１方向の電力変換は、充電モードであり、第２方向の電力変換は、走行モードである。また第１の電力変換回路は、PFC回路506、コンデンサ507及びIGBT素子Q11〜Q14から成るブリッジ型スイッチング回路に相当し、損失低減回路は、切替スイッチ回路514，518のリレー路、該リレー路に接続される短絡線526，527、および短絡線526，527にそれぞれ接続される切替スイッチ回路502，504のリレー路により構成されている。なお、図１１ないし図１３におけるPFC回路403では、その前段にダイオードD11〜D14から成るダイオードブリッジ回路が設けられているのに対して図１４におけるPFC回路506はコイル503とダイオード間にIGBT素子がT字接続された構成を有する通常のPFC回路に更に並列にコイル505とダイオード間にIGBT素子をT字接続する構成を付加することでその入力段にダイオードD11〜D14から成るダイオードブリッジ回路を設ける必要がないことからブリッジレスPFC回路と称している。その他の構成は図１１に示したのと同様なのでその説明を省略する。
【００６４】
このような構成において、図１１に示したのと同様に走行モード時には車両高圧バッテリHVの接続先をPFC回路506の入力部に更に付加した切替スイッチ回路502,504によるリレー路(図示の接点上側)を経てブリッジレスPFC回路に入力する。こうすることで図１４に示した第３の応用例はダイオードブリッジ回路無しに走行モード時のＤＣＤＣコンバータ制御を２ステージ化することができるものである。このためトランス２次側整流部に損失の大きい素子を選ばないで済む、換言すれば損失が低減される、という有利性がある。
【００６５】
なお、上述した本発明の第１ないし第６の実施形態に係る双方向電力変換装置において、ディジタル制御することで、スイッチング電源装置の経年劣化をしづらくし、かつ回路を小型化させることができる。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
この発明による双方向電力変換装置は、電気自動車、ハイブリッド自動車などに搭載されるバッテリを充電する充電器に好適に用いることが可能である。
【符号の説明】
【００６７】
１〜３、31〜33  制御回路
４、34  平滑回路
６、36  トランス
８、44  高圧側コイル(チョークコイル)
９、45  電流センサ
10、46  高圧側コンデンサ
11、47  電圧検知器
13、38  コイル
14、39  コンデンサ
15、40  電圧検知器
16、41  スイッチ素子(バイポーラトランジスタ)
17、42  ダイオード(ツェナーダイオード)
18、43  切替スイッチ回路(リレー)
19、49  低圧側コイル(チョークコイル)
20、50  電流センサ
21、51  低圧側出力コンデンサ
22、52  電圧検知器
Q11〜Q14  IGBT素子から成るブリッジ型スイッチング回路
Q21〜Q24  IGBT素子から成るブリッジ型スイッチング回路
D21〜D24  高速ダイオードから成るダイオードブリッジ回路
D31、D32  整流ダイオード
【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図６Ｄ】
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【図６Ｅ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図７】
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