(57)【要約】【課題】指令トルクまたは指令電流が増加したときに迅速に弱め磁束制御を開始するようにして、安定的でかつ高速な過渡応答特性を実現したモータ制御装置を提供する。【解決手段】三相電流検出手段と、角速度検出手段と、三相電流をｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する変換部と、指令トルクを指令ｄ軸電流Ｉｄ＊および指令ｑ軸電流Ｉｑ＊に変換する演算部と、指令ｄ軸電圧Ｖｄ＊および指令ｑ軸電圧Ｖｑ＊を演算する電圧ベクトル演算部６と、指令電圧変換部と、電力変換手段と、を備えるモータ制御装置であって、電圧ベクトル演算部６は、指令ｑ軸電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑを減算したｑ軸電流偏差ΔＩｑを補償するために必要とされる所要電圧Ｖｒｅｑを演算し、所要電圧Ｖｒｅｑが所定の制限電圧Ｖｌｉｍを超過したときに指令ｄ軸電流Ｉｄ＊を負側に増加させるように制御する（負値の調整量Ｉａｄｊを加算する）弱め磁束制御部６３を含む。【選択図】図２
2013187931.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子に磁石を有し固定子に電機子巻線を有する三相同期モータの前記電機子巻線に流れる三相電流を検出する電流検出手段と、
前記回転子が回転する角速度を検出する角速度検出手段と、
検出した三相電流を、前記回転子の磁石の回転位置を基準とするｄｑ座標軸上のｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する検出電流変換部と、
外部からの指令トルクまたは指令電流を前記ｄｑ座標軸上の指令ｄ軸電流および指令ｑ軸電流に変換する電流指令演算部と、
前記ｄ軸電流、前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電流、および前記指令ｑ軸電流に基づいて、前記ｄｑ座標軸上の指令ｄ軸電圧および指令ｑ軸電圧で表される指令電圧を演算する電圧ベクトル演算部と、
前記指令ｄ軸電圧および前記指令ｑ軸電圧を三相電圧に変換する指令電圧変換部と、
前記三相電圧を生成して前記電機子巻線に印加する電力変換手段と、を備えるモータ制御装置であって、
前記電圧ベクトル演算部は、前記指令ｑ軸電流から前記ｑ軸電流を減算したｑ軸電流偏差を補償するために必要とされる所要電圧を演算し、前記所要電圧が所定の制限電圧を超過したときに前記指令ｄ軸電流を負側に増加させるように制御する弱め磁束制御部を含むモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１において、前記弱め磁束制御部は、前記ｑ軸電流偏差にｑ軸インダクタンスを乗算し制御サイクルタイムで除算して前記所要電圧を演算するモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１または２において、前記弱め磁束制御部は、前記所要電圧が前記制限電圧を超過した超過分に対応して、前記指令ｄ軸電流を負側に増加させる調整量を決定するモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１において、前記電圧ベクトル演算部は、
前記ｑ軸指令電流から前記ｑ軸電流を減算してｑ軸電流偏差を求め、前記ｑ軸電流偏差に基づいた比例積分制御により前記指令ｑ軸電圧を演算するｑ軸演算部と、
前記ｑ軸電流偏差にｑ軸インダクタンスを乗算し制御サイクルタイムで除算して前記所要電圧を演算し、前記所要電圧が前記制限電圧を超過した超過分に対応して、前記指令ｄ軸電流を負側に増加させる調整量を決定する弱め磁束制御部と、
前記ｄ軸指令電流に前記調整量を考慮した後に前記ｄ軸電流を減算してｄ軸電流偏差を求め、前記ｄ軸電流偏差に基づいた比例積分制御により前記指令ｄ軸電圧を演算するｄ軸演算部と、を有するモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相同期モータの電機子巻線に通電する電流をフィードバック制御する制御装置に関し、より詳細には、弱め磁束制御を行うときの過渡応答特性を向上したモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、三相同期モータの制御装置にインバータを適用する技術が普及し、旧態と比較して格段に制御性能が向上している。インバータを適用した制御装置では、外部からの指令トルクまたは指令電流に基づくとともに、電機子巻線に流れる各相の電流を検出してフィードバックすることで、印加する矩形波電圧の位相を制御したり、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式により電圧実効値を制御したりして電流を制御する場合が多い。この種の制御では、回転子の回転位相を検出して角速度を演算し、回転子の磁石の回転位置を基準とするｄｑ座標軸上で演算を行うことが一般的であり、特許文献１および特許文献２に技術例が開示されている。
【０００３】
特許文献１に開示された永久磁石同期電動機の制御装置は、第１のｄ軸およびｑ軸の電流指令値と電流検出値とにより演算した第２のｄ軸およびｑ軸の電流指令値、および周波数指令値に従い、永久磁石同期電動機を駆動する電力変換器の出力電圧値を制御する。そして、出力電圧指令値と出力電圧値との偏差の積分演算値を、第１のｄ軸電流指令値とする弱め界磁指令演算部を有することを特徴としている。これにより、弱め域界磁においても、高精度かつ高応答なモータトルクを実現することができる、と記載されている。つまり、電力変換器は駆動電源の最大出力電圧以上は出力できないので、出力電圧指令値が大きくなりすぎると、もはや指令値に追従できなくなる。このとき、弱め磁束制御により負のｄ軸電流を流すことで、大きなトルクを得ることができる。
【０００４】
また、特許文献２に開示された同期電動機制御装置は、交流電圧を印加する電力変換部と、回転速度を検出する速度検出部と、３相電流を検出する電流検出部と、３相電流をｄ−ｑ軸電流に変換する３相／２相座標変換部と、ｄ軸およびｑ軸電流制御部と、３相電圧指令を演算する２相／３相座標変換部と、ｄ軸電流指令演算部とを備えている。そして、ｄ軸電流指令演算部が、ｄ軸電流指令をモータ速度に応じて制限するｄ軸電流指令制限部を備えたことを特徴としている。ｄ軸電流指令制限部は、ｄ軸指令電圧および最大出力電圧から最大ｑ軸電圧を算出し、この最大ｑ軸電圧とｑ軸指令電圧とを比較して、後者が前者を越える場合は、両者の差分を用いてｄ軸指令電流を磁束の弱まる方向に大きくさせる。これにより、最適なｄ軸電流指令を作り、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊の飽和を防止できると期待されている。特許文献２の技術例においても、上述したように弱め磁束制御が用いられ、電圧方程式は定常状態で考えられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−２０４１１号公報
【特許文献２】特開２００８−８６１３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、特許文献１の制御装置では、ｄ軸指令電流を算出する際に前回のｄ軸指令電圧をフィードバックして用いている。したがって、出力電圧指令値と出力電圧値との偏差が発生した以降になってからでないと弱め磁束制御が開始されず、制御に遅延時間が存在する。このため、指令トルクまたは指令電流が増加したときの過渡的な電流変化に対して十分な制御とはいえない。また、演算式を見ても定常状態しか考慮されておらず、換言すれば電機子巻線のインダクタンス成分が考慮されておらず、過渡的な応答に対応していない。
【０００７】
また、特許文献２の制御装置でも、ｑ軸電圧指令を算出した後にこれをフィードバックしてｄ軸電流指令を算出し、続いてｄ軸電圧指令を算出しており、演算に遅延が生じている。演算の遅延は、直接的に応答時間の遅れにつながるため、指令トルクまたは指令電流が変化したときの過渡応答の制御としては十分とはいえない。
【０００８】
本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、指令トルクまたは指令電流が増加したときに迅速に弱め磁束制御を開始するようにして、安定的でかつ高速な過渡応答特性を実現したモータ制御装置を提供することを解決すべき課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決する請求項１に係るモータ制御装置の発明は、回転子に磁石を有し固定子に電機子巻線を有する三相同期モータの前記電機子巻線に流れる三相電流を検出する電流検出手段と、前記回転子が回転する角速度を検出する角速度検出手段と、検出した三相電流を、前記回転子の磁石の回転位置を基準とするｄｑ座標軸上のｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する検出電流変換部と、外部からの指令トルクまたは指令電流を前記ｄｑ座標軸上の指令ｄ軸電流および指令ｑ軸電流に変換する電流指令演算部と、前記ｄ軸電流、前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電流、および前記指令ｑ軸電流に基づいて、前記ｄｑ座標軸上の指令ｄ軸電圧および指令ｑ軸電圧で表される指令電圧を演算する電圧ベクトル演算部と、前記指令ｄ軸電圧および前記指令ｑ軸電圧を三相電圧に変換する指令電圧変換部と、前記三相電圧を生成して前記電機子巻線に印加する電力変換手段と、を備えるモータ制御装置であって、前記電圧ベクトル演算部は、前記指令ｑ軸電流から前記ｑ軸電流を減算したｑ軸電流偏差を補償するために必要とされる所要電圧を演算し、前記所要電圧が所定の制限電圧を超過したときに前記指令ｄ軸電流を負側に増加させるように制御する弱め磁束制御部を含む。
【００１０】
請求項２に係る発明は、請求項１において、前記弱め磁束制御部は、前記ｑ軸電流偏差にｑ軸インダクタンスを乗算し制御サイクルタイムで除算して前記所要電圧を演算する。
【００１１】
請求項３に係る発明は、請求項１または２において、前記弱め磁束制御部は、前記所要電圧が前記制限電圧を超過した超過分に対応して、前記指令ｄ軸電流を負側に増加させる調整量を決定する。
【００１２】
請求項４に係る発明は、請求項１において、前記電圧ベクトル演算部は、前記ｑ軸指令電流から前記ｑ軸電流を減算してｑ軸電流偏差を求め、前記ｑ軸電流偏差に基づいた比例積分制御により前記指令ｑ軸電圧を演算するｑ軸演算部と、前記ｑ軸電流偏差にｑ軸インダクタンスを乗算し制御サイクルタイムで除算して前記所要電圧を演算し、前記所要電圧が前記制限電圧を超過した超過分に対応して、前記指令ｄ軸電流を負側に増加させる調整量を決定する弱め磁束制御部と、前記ｄ軸指令電流に前記調整量を考慮した後に前記ｄ軸電流を減算してｄ軸電流偏差を求め、前記ｄ軸電流偏差に基づいた比例積分制御により前記指令ｄ軸電圧を演算するｄ軸演算部と、を有する。
【００１３】
本発明は、過渡的な電流指令の増加に起因する印加電圧の飽和に対処するために、演算に起因する遅延時間を低減して電圧指令を求めることを主旨としている。さらに、過渡的な電流増加では、モータの電圧方程式に示されるように、電機子巻線のインダクタンス成分が過渡応答に大きな影響を及ぼしている。このため、本発明では、インダクタンス成分を考慮して電流増加に必要とされる印加電圧の増加分を予め補正したｄ軸電流を求め、瞬時に磁束を弱める弱め磁束制御を開始することで印加電圧の飽和を回避し、安定的でかつ高速な過渡応答特性を維持するようにしている。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１に係るモータ制御装置の発明では、電圧ベクトル演算部の弱め磁束制御部は、指令ｑ軸電流からｑ軸電流を減算したｑ軸電流偏差を補償するために必要とされる所要電圧を演算し、所要電圧が所定の制限電圧を超過したときに指令ｄ軸電流を負側に増加させるように制御する。したがって、指令トルクまたは指令電流が増加して必要とされる所要電圧が制限電圧を超過した時点で迅速に弱め磁束制御を開始して、実際の印加電圧が制限電圧まで増加して瞬時的に飽和することを回避できる。これにより、指令に対応した電流値まで短時間で到達でき、安定的でかつ高速な過渡応答特性を実現できる。
【００１５】
請求項２に係る発明では、弱め磁束制御部は、ｑ軸電流偏差にｑ軸インダクタンスを乗算し制御サイクルタイムで除算して所要電圧を演算するので、電機子巻線のインダクタンス成分を考慮して高精度に所要電圧を演算できる。
【００１６】
請求項３に係る発明では、弱め磁束制御部は、所要電圧が制限電圧を超過した超過分に対応して、指令ｄ軸電流を負側に増加させる調整量を決定するので、実際の印加電圧が飽和することを確実に回避できる。
【００１７】
請求項４に係る発明では、電圧ベクトル演算部は、ｑ軸電流偏差に基づいた比例積分制御により指令ｑ軸電圧を演算するｑ軸演算部と、所要電圧が制限電圧を超過した超過分に対応して指令ｄ軸電流を負側に増加させる調整量を決定する弱め磁束制御部と、ｄ軸指令電流に調整量を考慮した後にｄ軸電流を減算してｄ軸電流偏差を求め、比例積分制御により指令ｄ軸電圧を演算するｄ軸演算部と、を有する。本発明は、上述するように比例積分制御で指令電圧を演算する方式と、弱め磁束制御部とを組み合わせることにより、安定的でかつ高速な過渡応答特性を実現する効果が顕著になる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】実施形態のモータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】電圧ベクトル演算部の内部構成を示すブロック図である。
【図３】従来技術のモータ制御装置の電圧ベクトル演算部の内部構成を示すブロック図である。
【図４】実施形態および従来技術において、電流指令が増加したときのｄ軸電流およびｑ軸電流の変化をシミュレーションした結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の実施形態のモータ制御装置１について、図１〜図４を参考にして説明する。図１は、実施形態のモータ制御装置１の全体構成を示すブロック図である。モータ制御装置１は、ソフトウェアで動作するコンピュータを含んで構成されており、制御対象は三相同期モータ９、制御量はモータ９に印加する三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗである。
【００２０】
三相同期モータ９は、図略の回転子コアに磁石を埋め込み、図略の固定子コアに電機子巻線を巻回して構成した埋込磁石同期モータであり、これに限定されない。モータ制御装置１は、外部から受け取った指令トルクＴｑ＊に等しいトルクをモータ９から出力すべく、内部演算を行って三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを制御する。指令トルクＴｑ＊の符号に付された上付きの＊は指令の数値を意味し、以下、他の符号でも同様に＊は指令の数値を意味する。モータ制御装置１は、２個の電流検出手段２ｖ、２ｗ、角速度検出手段３、検出電流変換部４、電流指令演算部５、電圧ベクトル演算部６、指令電圧変換部７、および電力変換手段８で構成されている。
【００２１】
２個の電流検出手段２ｖ、２ｗは、モータ９の電機子巻線に接続された三相の入力線９１ｕ、９１ｖ、９１ｗのうちのＶ相入力線９１ｖおよびＷ相入力線９１ｗにそれぞれ設けられている。電流検出手段２ｖ、２ｗは、例えば周知の変流器や分路抵抗器などを用いて構成でき、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを検出して、その検出信号を検出電流変換部４に出力する。なお、検出電流変換部４は、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのベクトル和がゼロであることを利用して、三相目のＵ相電流Ｉｕを演算する。
【００２２】
角速度検出手段３は、三相同期モータ９の回転子の回転位相θを検出する角度センサ３１、および回転位相θを電気角の角速度ωに変換する角速度変換部３２で構成されている。角度センサ３１は、例えば公知のレゾルバなどを用いて構成でき、検出した回転位相θを角速度変換部３２に送出する。角速度変換部３２は、２回の検出によって求めた回転位相θの変化量を経過時間で除算して（時間微分に相当）角速度ωを演算し、検出電流変換部４および指令電圧変換部７に出力する。
【００２３】
検出電流変換部４は、角速度ωを用いた公知の変換式により、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを回転子の磁石の回転位置を基準とするｄｑ座標軸上のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換し、電圧ベクトル演算部６に出力する。
【００２４】
電流指令演算部５は、外部から受け取った指令トルクＴｑ＊を指令ｄ軸電流Ｉｄ＊および指令ｑ軸電流Ｉｑ＊に変換し、電圧ベクトル演算部６に指令する。この変換処理は、例えば予め設定された変換テーブルを用いて行うことができる。また、指令電流として指令ｄ軸電流Ｉｄ＊および指令ｑ軸電流Ｉｑ＊を外部から直接受け取り、電圧ベクトル演算部６にスルーする構成であってもよい。
【００２５】
電圧ベクトル演算部６は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、指令ｄ軸電流Ｉｄ＊、および指令ｑ軸電流Ｉｑ＊に基づいて、指令ｄ軸電圧Ｖｄ＊および指令ｑ軸電圧Ｖｑ＊を演算し、指令電圧変換部７に指令する。電圧ベクトル演算部６は、後で詳述するように、比例積分制御により指令ｄ軸電圧Ｖｄ＊および指令ｑ軸電圧Ｖｑ＊を演算するｄ軸演算部６１およびｑ軸演算部６２、ならびに本発明の弱め磁束制御部６３を有している。
【００２６】
指令電圧変換部７は、角速度ωを用いた公知の変換式により、指令ｄ軸電圧Ｖｄ＊および指令ｑ軸電圧Ｖｑ＊を三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、電力変換手段８に指令する。
【００２７】
電力変換手段８は、三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを実際に生成して電機子巻線に印加する。電力変換手段８は、例えば、図略のバッテリおよびパルス幅変調回路で構成することができる。パルス幅変調回路は、バッテリの直流出力電圧の正負の極性を切替え制御するとともに、通電時間幅をパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御し、電圧実効値を調整して指令された三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。ここで、三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがバッテリの直流出力電圧を越えることはなく、直流出力電圧は本発明の制限電圧Ｖｌｉｍに相当する。仮に、直流出力電圧を越える大きさの三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが指令されても、実際の印加電圧は制限電圧Ｖｌｉｍで飽和する。
【００２８】
次に、ｄｑ座標軸上で表現される電圧方程式について説明する。公知のように、磁石埋込型の三相同期モータ９では、次の電圧方程式が成り立つ。
【００２９】
【数１】
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【００３０】
一般的に、指令トルクＴｑ＊が一定の定常状態では、電圧方程式中でトルクの発生に寄与しないｄ軸電流Ｉｄは概ねゼロに制御され、一方、ｑ軸電流Ｉｑは指令トルクＴｑ＊の大きさに対応した概ね一定値に制御される。
【００３１】
上記の電圧方程式をｑ軸電圧Ｖｑについて展開表示すると、次式で示されるように４つの項を加算した式になる。
Ｖｑ＝ωＬｄ・Ｉｄ＋Ｒ・Ｉｑ＋ｐＬｑ・Ｉｑ＋ωΨ
ここで、定常状態から指令トルクＴｑ＊が増加した直後を考えると、右辺第１項の（ωＬｄ・Ｉｄ）はｄ軸電流が概ねゼロであるので無視できる。右辺第２項の（Ｒ・Ｉｑ）は、大きな指令トルクＴｑ＊に対応する大きなｑ軸電流Ｉｑを巻線抵抗Ｒ成分に抗して流すのに必要とされる所要電圧を意味する。また、右辺第３項の（ｐＬｑ・Ｉｑ）は、大きなｑ軸電流Ｉｑをｑ軸インダクタンスＬｑ成分に抗して流すのに必要とされる所要電圧を意味する。さらに、右辺第４項の（ωΨ）は、磁石の磁束Ψによって発生する電機子反作用に抗するために必要とされる電圧である。
【００３２】
したがって、指令トルクＴｑ＊が増加したときに、右辺第２項および第３項に相当するｑ軸電圧Ｖｑの増加分が必要となり、印加電圧が制限電圧Ｖｌｉｍで飽和するおそれがある。これに対し、磁石の磁束Ψを等価的に減少させて右辺第４項を小さくする弱め磁束制御を行うことで、ｑ軸電圧Ｖｑの増加を抑制して電圧飽和を回避できる。すなわち、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に増加させ、磁石の磁束Ψを打ち消すように電流磁界を発生させる。さらに、ｑ軸電流Ｉｑの増加によって演算されるｑ軸電圧Ｖｑが制限電圧Ｖｌｉｍを超過した超過分Ｖｏｖｅｒの大小に対応して、負のｄ軸電流Ｉｄの調整量Ｉａｄｊを大小調整することで、確実に電圧飽和を回避できる。
【００３３】
このような考え方に基づいて、実施形態では電圧ベクトル演算部６の内部構成を定めている。図２は、電圧ベクトル演算部６の内部構成を示すブロック図である。図示されるように、電圧ベクトル演算部６は、ｑ軸演算部６２、弱め磁束制御部６３、およびｄ軸演算部６１で構成されている。
【００３４】
ｑ軸演算部６２は、図２のブロック図の下側に示された加算器６２１およびｑ軸比例積分制御器６２２（ｑ軸ＰＩ制御器）によって構成されており、左側から右側へと演算を行う。加算器６２１は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを求め、ｑ軸比例積分制御器６２２（ｑ軸ＰＩ制御器）および弱め磁束制御部６３の乗算器６３１に出力する。ｑ軸比例積分制御器６２２は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを用い、次の演算式で指令ｑ軸電圧Ｖｑ＊（ｔ）を求めて出力する。
【００３５】
【数２】
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【００３６】
弱め磁束制御部６３は、図２のブロック図の中央に示された乗算器６３１、加算器６３２、および調整量制御器６３３で構成されており、下側から上側へと演算を行う。乗算器６３１は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに係数Ｋを乗算して所要電圧Ｖｒｅｑを求め、加算器６３２に出力する。係数Ｋは、ｑ軸インダクタンスＬｑを制御サイクルタイムΔＴで除算した値であり、所要電圧Ｖｒｅｑは次式で求められる。
Ｖｒｅｑ＝Ｌｑ×ΔＩｑ／ΔＴ
この式は、インダクタンスＬの電圧ｖと電流ｉの関係を示す次の一般式に一致している。
ｖ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ
【００３７】
加算器６３２は、制限電圧Ｖｌｉｍから所要電圧Ｖｒｅｑを減算して電圧の超過分Ｖｏｖｅｒ（負値）を求め、調整量制御器６３３に出力する。調整量制御器６３３は、超過分Ｖｏｖｅｒに対応して、指令ｄ軸電流Ｉｄ＊を負側に増加させる調整量Ｉａｄｊを決定する。調整量制御器６３３は、図２に定性的に示されるように、超過分Ｖｏｖｅｒが発生していないときには調整量Ｉａｄｊをゼロとする。また、調整量制御器６３３は、超過分Ｖｏｖｅｒが発生しているときには、超過分Ｖｏｖｅｒ（負値）に対応して負側に増加する調整量Ｉａｄｊ（負値）を求め、ｄ軸演算部６１の加算器６１１に出力する。なお、調整量制御器６３３の特性は、制御対象となるモータ９に対応して予め設定しておくようにする。
【００３８】
ｄ軸演算部６１は、図２のブロック図の上側に示された加算器６１１、加算器６１２、およびｄ軸比例積分制御器６１３（ｄ軸ＰＩ制御器）で構成されており、左側から右側へと演算を行う。加算器６１１は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊に調整量Ｉａｄｊ（負値）を加算して調整ｄ軸指令電流Ｉｄ＊＊を求め、加算器６１２に出力する。加算器６１２は、調整ｄ軸指令電流Ｉｄ＊＊からｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを求め、ｄ軸比例積分制御器６１３（ｄ軸ＰＩ制御器）に出力する。ｄ軸比例積分制御器６１３は、次の演算式により、指令ｄ軸電圧Ｖｄ＊（ｔ）を求めて出力する。
【００３９】
【数３】
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【００４０】
次に、実施形態のモータ制御装置１の作用および効果について、従来技術と比較して説明する。従来技術のモータ制御装置は、電圧ベクトル演算部６Ｘの内部構成が実施形態と異なり、他の部位２ｖ、２ｗ、３、４、５、７、８は実施形態と同じである。図３は、従来技術のモータ制御装置の電圧ベクトル演算部６Ｘの内部構成を示すブロック図である。図示されるように、従来技術の電圧ベクトル演算部６Ｘは、ｄ軸演算部６５およびｑ軸演算部６６で構成され、弱め磁束制御部６３を備えていない。
【００４１】
従来技術のｄ軸演算部６５で、加算器６５１は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを求め、ｄ軸比例積分制御器６５２（ｄ軸ＰＩ制御器）に出力する。ｄ軸比例積分制御器６５２は、実施形態と同様の比例積分制御により、指令ｄ軸電圧Ｖｄ＊（ｔ）を求めて出力する。
【００４２】
同様に、従来技術のｑ軸演算部６６で、加算器６６１は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを求め、ｑ軸比例積分制御器６６２（ｑ軸ＰＩ制御器）に出力する。ｑ軸比例積分制御器６６２は、実施形態と同様の比例積分制御により、指令ｑ軸電圧Ｖｑ＊（ｔ）を求めて出力する。
【００４３】
図４は、実施形態および従来技術において、電流指令（ｑ軸電流指令Ｉｑ＊）が増加したときのｄ軸電流Ｉｄ１、Ｉｄ２、およびｑ軸電流Ｉｑ１、Ｉｑ２の変化をシミュレーションした結果を示す図である。図４の横軸は時間ｔ（ｓｅｃ）、縦軸は電流（％）を表し、実施形態におけるｄ軸電流Ｉｄ１およびｑ軸電流Ｉｑ１を実線で示し、従来技術におけるｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２を破線で示している。シミュレーションの条件としては、時刻ｔ０でｑ軸電流指令Ｉｑ＊が０％から１００％に増加し、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊が０％で不変の場合を設定した。
【００４４】
シミュレーションの結果、実施形態では、ｄ軸電流Ｉｄ１は時刻ｔ０から負の方向に増加して弱め磁束制御が開始され、ｄ軸電流Ｉｄ１の負値が時刻ｔ１まで継続している。一方、ｑ軸電流Ｉｑ１は、時刻ｔ０から概ね直線的に増加し、時刻ｔ１を過ぎてからｑ軸電流指令Ｉｑ＊の１００％に接近して増加傾向が鈍化し、時刻ｔ２で概ね１００％に到達している。
【００４５】
これに対し従来技術では、ｄ軸電流Ｉｄ２は時刻ｔ０から正の方向に若干増加して弱め磁束制御は行われず、ｄ軸電流Ｉｄ２の正値が長く継続している。一方、ｑ軸電流Ｉｑ２は、時刻ｔ０から概ね直線的に増加するのは実施形態と同様であるが、増加傾向の鈍化が早く始まる。このため、ｑ軸電流Ｉｑ２が概ね１００％に到達するのは実施形態の時刻ｔ２よりもかなり遅れた時刻ｔ３になっている。
【００４６】
したがって、両者を比較すると実施形態のほうが指令電流に相当する電流値１００％に短時間で到達しており、高速な過渡応答特性を実現できた。また、実施形態において、ｑ軸電流Ｉｑ１のオーバーシュートや振動などの不安定現象は発生しておらず、指令電流の増加に対応して安定的に応答している。
【００４７】
なお、特許文献１に例示される弱め磁束制御を行う従来技術では、電力変換部７から指令される三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが制限電圧Ｖｌｉｍを超過してから、初めて弱め磁束制御を開始することになる。これに対し本発明では、指令電流が増加した時点で迅速に弱め磁束制御を開始することができる。つまり、従来技術が電圧飽和を検出してのフィードバック制御であるのに対し、本発明は電圧飽和を予測するフィードフォワード制御ということができ、従来よりも高速な応答特性を可能としている。
【００４８】
さらに、実施形態のモータ制御装置１の弱め磁束制御部６３は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑにｑ軸インダクタンスＬｑを乗算し制御サイクルタイムΔＴで除算して所要電圧Ｖｒｅｑを演算するので、電機子巻線のインダクタンス成分を考慮して高精度に所要電圧Ｖｒｅｑを演算できる。加えて、弱め磁束制御部６３は、所要電圧Ｖｒｅｑが制限電圧Ｖｌｉｍを超過した超過分Ｖｏｖｅｒに対応して、指令ｄ軸電流Ｉｄ＊を負側に増加させる調整量Ｉａｄｊを決定するので、実際に印加する三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが飽和することを確実に回避できる。
【００４９】
また、電圧ベクトル演算部６は、比例積分制御方式のｄ軸演算部６１およびｑ軸演算部６２と、弱め磁束制御部６３とで構成されるので、安定的でかつ高速な過渡応答特性を実現する効果が顕著になる。
【００５０】
なお、ｄ軸演算部６１およびｑ軸演算部６２は、比例積分制御方式に限定されず、その他の制御方式を用いることもできる。本発明は、その他にも様々な応用や変形が可能である。
【符号の説明】
【００５１】
１：モータ制御装置
２ｖ、２ｗ：電流検出手段
３：角速度検出手段    ３１：角度センサ    ３２：角速度変換部
４：検出電流変換部
５：電流指令演算部
６：電圧ベクトル演算部
６１：ｄ軸演算部    ６１１：加算器    ６１２：加算器
６１３：ｄ軸比例積分制御器    ６２：ｑ軸演算部    ６２１：加算器
６２２：ｑ軸比例積分制御器    ６３：弱め磁束制御部    ６３１：乗算器
６３２：加算器    ６３３：調整量制御器
７：指令電圧変換部
８：電力変換手段
９：三相同期モータ
６Ｘ：従来技術の電圧ベクトル演算部    ６５：ｄ軸演算部    ６６：ｑ軸演算部
Ｔｑ＊：指令トルク    Ｉｄ＊：指令ｄ軸電流    Ｉｑ＊：指令ｑ軸電流
Ｖｄ＊：指令ｄ軸電圧    Ｖｑ＊：指令ｑ軸電圧
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ：三相電圧    Ｉｖ、Ｉｗ：Ｖ相およびＷ相電流
θ：回転位相    ω：角速度
Ｉｄ：ｄ軸電流    Ｉｄ＊＊：調整ｄ軸指令電流    ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差
Ｉｑ：ｑ軸電流    ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差
Ｖｌｉｍ：制限電圧    Ｖｒｅｑ：所要電圧    Ｖｏｖｅｒ：超過分
Ｉａｄｊ：調整量
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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