(57)【要約】【課題】部品点数を削減した３レベル電力変換装置を提供する。【解決手段】３レベル電力変換装置において、素子を繋ぐ配線構成を３相個別配線から３相一体型配線に変更することで、配線インダクタンスを下げ、素子のサージ電圧を抑制し、従来の電力変換装置に付加してきた相コンデンサ方式スナバ回路を省略し、装置構成を単純化し、低コスト化、小形化を図る。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相各相の上アーム、下アームを構成するスイッチング素子及びダイオード素子を実装した各相ごとの基板と、
前記各相の基板に対して絶縁層を介して対向するように積層し、対向する基板の交流出力端に電気的に接続した各相ごとのブスバーと、
前記３相のいずれかの相の基板に対して、前記スイッチング素子の直流側に設置した３相共通の直流平滑コンデンサとを備え、
前記各相ごとの基板とブスバーを３相分積層し、
前記各相ごとの基板における前記上アームのスイッチング素子の正極、下アームのスイッチング素子の負極及び中点を共通の導体にて締結し、
前記３相各相のブスバーを３相モータ負荷に電気的に接続するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記直流平滑コンデンサは、前記３相の基板の内の外側に位置する２つの相の内のいずれかの相の基板に接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記直流平滑コンデンサは、前記３相の基板の内の中間層をなす相の基板に接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気鉄道車両における電力変換装置では、３レベル方式のＰＷＭインバータ（３相）が使用されている。そして、近年のＰＷＭインバータ回路では、ＶＶＶＦ制御を行う車両が発する特有の騒音を減らすためにＩＧＢＴ素子を適用するのが一般的になっている。
【０００３】
また近年、半導体スイッチング素子は高耐圧大電流化が進み、素子を保護するための周辺回路が簡単になってきた。設計も限界設計することにより、電力変換装置の一段と小形化、低コスト化が達成できるようになってきている。それでも、各相の素子のターンオフ時のサージ電圧を抑制するためにＵ、Ｖ、Ｗ相毎に相コンデンサを設置しており、直流平滑コンデンサを含めると、高価で外形寸法の大きいユニットになっていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−１７６５７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の実施の形態は、このような従来の技術的課題に鑑みてなされたもので、装置の小形化とコストの低減が図れる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実施の形態の電力変換装置は、３相各相の上アーム、下アームを構成するスイッチング素子及びダイオード素子を実装した各相ごとの基板と、前記各相の基板に対して絶縁層を介して対向するように積層し、対向する基板の交流出力端に電気的に接続した各相ごとのブスバーと、前記３相のいずれかの相の基板に対して、前記スイッチング素子の直流側に設置した３相共通の直流平滑コンデンサとを備え、前記各相ごとの基板とブスバーを３相分積層し、前記各相ごとの基板における前記上アームのスイッチング素子の正極、下アームのスイッチング素子の負極及び中点を共通の導体にて締結し、前記３相各相のブスバーを３相モータ負荷に電気的に接続するようにしたことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第１の実施の形態に係る３レベル電力変換装置の回路図。
【図２】第１の実施の形態に係る３レベル電力変換装置の構造の下から見た分解斜視図。
【図３】第１の実施の形態に係る３レベル電力変換装置の構造の上から見た分解斜視図。
【図４】第１の実施の形態に係る３レベル電力変換装置の構造の下から見た斜視図。
【図５】第１の実施の形態に係る３レベル電力変換装置の構造の上から見た斜視図。
【図６】第２の実施の形態に係る３レベル電力変換装置の回路図。
【図７】第２の実施の形態に係る３レベル電力変換装置の下から見た斜視図。
【図８】第２の実施の形態に係る３レベル電力変換装置の上から見た斜視図。
【図９】比較例の３レベル電力変換装置の回路図。
【図１０】比較例の３レベル電力変換装置の実体配線図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、実施の形態を図に基づいて詳説する。
【０００９】
［第１の実施の形態］
図１〜図５に示す第１の実施の形態の３レベル電力変換装置は、３相一体型配線のインバータである。図１において、Ｖｄは直流電源、Ｑｕ１、Ｑｕ２、Ｑｕ３、Ｑｕ４は３相インバータを構成するＵ相用のスイッチング素子、Ｄｄｕａ、ＤｄｕｂはＵ相用のクランプダイオードである。スイッチング素子Ｑｕ１、Ｑｕ２は上アームを構成し、スイッチング素子Ｑｕ３、Ｑｕ４は下アームを構成する。Ｖ相、Ｗ相についても同様であり、小文字ｖ，ｗを含む符号によりそれぞれの相の素子を示している。
【００１０】
Ｆｃａ、Ｆｃｂは直流平滑コンデンサ、Ｖｄは直流電源、Ｌ１ｃ、Ｌ２ｃ、Ｌ３ｃ、Ｌ１ｄ、Ｌ２ｄ、Ｌ３ｄは配線インダクタンス、Ｕ、Ｖ、Ｗはインバータ出力、Ｍはモータ負荷を示す。なお、図１においては、直流平滑コンデンサの内部インダクタンスを省略している。
【００１１】
図２〜図５に示すように、本実施の形態の３レベル電力変換装置の構造は、Ｕ相構成体ＵがＵ相基板ＰＬｕとこれに対設されるＵ相ブスバーＢｓｕで構成され、Ｖ相構成体ＶがＶ相基板ＰＬｖとこれに対設されるＶ相ブスバーＢｓｖで構成され、Ｗ相構成体ＷがＷ相基板ＰＬｗとこれに対設されるＷ相ブスバーＢｓｗで構成され、これらのＵ相、Ｖ相、Ｗ相構成体Ｕ、Ｖ、Ｗを積層して３相一体型の構造である。スタック（積層状態で全体を固定すること）は、ＵＶ間、ＶＷ間それぞれに例えば絶縁性スペーサのような手段（図示せず）を用いて絶縁距離を開けた状態で、導電性のボルト・ナットにて、図１に示す回路における直流側正極Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、直流側負極Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３に相当する配線パターン上の点を締結することにより行っている。これにより、直流側正極Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、直流側負極Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３は電気的に接続され、同電位となっている。また、図１に示す回路における直流側の中点Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３についても同様に、導電性のボルト・ナットにて締結することにより同電位になるように電気的接続を行っている。
【００１２】
Ｕ相基板ＰＬｕには、その一方の側面にＵ相用の配線パターンが印刷され、他方の側面にＵ相インバータの上アーム、下アームそれぞれを構成するスイッチング素子Ｑｕ１；Ｑｕ２、Ｑｕ３；Ｑｕ４及びダイオード素子であるクランプダイオードＤｄｕａ、Ｄｄｕｂが実装されている。このＵ相基板ＰＬｕにはさらに、直流電源側に直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂも同時に実装してあり、正極Ｐ、負極Ｎ、中点Ｍが配線パターン上でＵ相インバータ回路の正極Ｐ１、負極Ｎ１、中点Ｍ１に接続されている。
【００１３】
Ｖ相基板ＰＬｖには、その一方の側面にＶ相用の配線パターンが印刷され、他方の側面にＶ相インバータの上アーム、下アームそれぞれを構成するスイッチング素子Ｑｖ１；Ｑｖ２、Ｑｖ３；Ｑｖ４及びクランプダイオードＤｄｖａ、Ｄｄｖｂが実装されている。そしてＷ相基板ＰＬｗにも、その一方の側面にＷ相用の配線パターンが印刷され、他方の側面にＷ相インバータの上アーム、下アームそれぞれを構成するスイッチング素子Ｑｗ１；Ｑｗ２、Ｑｗ３；Ｑｗ４及びクランプダイオードＤｄｗａ、Ｄｄｗｂが実装されている。
【００１４】
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ブスバーＢｓｕ、Ｂｓｖ、Ｂｓｗは同形、同厚の導電性プレートである。そして、Ｕ相ブスバーＢｓｕについては、Ｕ相基板ＰＬｕの素子実装面と反対の面に対して絶縁層（図示せず。例えば絶縁ゴムシートや絶縁樹脂シート）を介して対向するように対設し、クランプあるいは締結ボルト（図示せず）にて絶縁を保ちながら積層一体化してある。同様に、Ｖ相ブスバーＢｓｖについては、Ｖ相基板ＰＬｖの素子実装面と反対の面に対して対設し、積層一体化してあり、Ｗ相ブスバーＢｓｗについては、Ｗ相基板ＰＬｗの素子実装面と反対の面に対して対設し、積層一体化してある。
【００１５】
また、Ｕ相ブスバーＢｓｕは、Ｕ相基板ＰＬｕの交流出力点Ａｃｕに対して導電性締結ボルト・ナット２２ｕ，２２ｂｌｔｕにて接続されており、このＵ相ブスバーＢｓｕの全体がＵ相交流出力点Ａｃｕと同電位になるようにされている。Ｖ相、Ｗ相ブスバーＢｓｖ、Ｂｓｗについてもそれぞれ同様に、Ｖ相基板ＰＬｖの交流出力点Ａｃｖ、Ｗ相基板ＰＬｗの交流出力点Ａｃｗに対して導電性締結ボルト・ナット２２ｖ；２２ｂｌｔｖ、２２ｗ；２２ｂｌｔｗにて接続されている。これにより、Ｕ相基板ＰＬｕにおける交流出力点Ａｃｕから出力される交流はブスバーＢｓｕを導電して交流出力接続部Ａｏｕｔｕに至り、Ｕ相出力として３相モータ負荷Ｍに出力されることになる。Ｖ相出力、Ｗ相出力についても同様である。
【００１６】
また、Ｕ、Ｖ、Ｗ相ブスバーＢｓｕ、Ｂｓｖ、Ｂｓｗそれぞれの一端には交流出力端子接続部Ａｏｕｔｕ、Ａｏｕｔｖ、Ａｏｕｔｗが設けてあり、これらに交流出力配線の端子Ｏｔｕ、Ｏｔｖ、Ｏｔｗを接続し、負荷である３相モータ負荷ＭにＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電力を供給するようにしてある。尚、本実施の形態の３レベル電力変換装置はＶＶＶＦインバータである。
【００１７】
さらに、図２〜図５において、ブスバーＢｓｕ、Ｂｓｖ、Ｂｓｗそれぞれに形成されている大きめのスルーホール２１ｐｕ、２１ｍｕ、２１ｎｕ、２１ｐｖ、２１ｍｖ等は、導電性ボルト・ナットのような締結手段を、そのスルーホールに通して下側の基板ＰＬｕに固定するために形成したものである。また、基板ＰＬｕ、ＰＬｖ、ＰＬｗそれぞれに形成されている小さめのスルーホール１１ｐｕ、１１ｍｕ、１１ｎｕ、１１ｐｖ、１１ｍｖ等は、このスルーホールに締結用ボルトを通し、ナットにて各基板を所定の位置に固定し、同時に基板ＰＬｕ、ＰＬｖ、ＰＬｗ上の正極側接続点Ｐ、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３同士を短絡させ、負極側接続点Ｎ、Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３同士を短絡させ、また中点Ｍ、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３同士を短絡させるために形成したものである。
【００１８】
以上の機械的に構造により、本実施の形態の３レベル電力変換装置は、図１に示す回路構成になり、直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂの接続点、Ｕ、Ｖ、Ｗ相それぞれの上アーム、下アームのクランプダイオードＤｄｕａ；Ｄｄｕｂ、Ｄｄｖａ；Ｄｄｖｂ、Ｄｄｗａ；Ｄｄｗｂの接続点を共通に接続し、また、直流電源Ｖｄの正極側に上側の直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の上アームの上側のスイッチング素子Ｑｕ１、Ｑｖ１、Ｑｗ１の正極側端子Ｐ、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３それぞれを共通に接続し、同時に、直流電源Ｖｄの負極側に下側の直流平滑コンデンサＦｃｂ、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の下アームの下側のスイッチング素子Ｑｕ４、Ｑｖ４、Ｑｗ４の負極側端子Ｎ、Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３を共通に接続した構成となっている。尚、Ｕ、Ｖ、Ｗ相それぞれに対して相コンデンサは設けていない。
【００１９】
本実施の形態の電力変換装置では、上記の構成により３相一体型配線になり、この構造により、配線インダクタンスを低減し、従来の相コンデンサを省略できて小型化が図れる。また、直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂにコンデンサ本来の機能とサージ電圧Ｖｐの抑制機能を合わせることによって、高価な相コンデンサを使わなくてすみ、コスト低減が図れる。
【００２０】
［第２の実施の形態］
第２の実施の形態の３レベル電力変換装置として、３相一体型インバータを、図６〜図８を用いて説明する。第１の実施の形態と共通する要素には同一の符号を付して示してある。
【００２１】
Ｑｕ１、Ｑｕ２、Ｑｕ３、Ｑｕ４は３相インバータを構成するＵ相用のスイッチング素子、Ｄｄｕａ、ＤｄｕｂはＵ相用のクランプダイオード（Ｖ相、Ｗ相についても同様）、Ｆｃａ、Ｆｃｂは直流平滑コンデンサであり、本実施の形態では中間位置のＶ相基板ＰＬｖに実装している。Ｖｄは直流電源、Ｌ１ｅ、Ｌ３ｅ、Ｌ１ｆ、Ｌ３ｆは配線インダクタンス、Ｕ、Ｖ、Ｗはインバータ出力を示す。直流平滑コンデンサＦｃａ、ＦｃｂはＵ相とＶ相との間において直流電源Ｖｄの正極側、負極側に接続し、直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂの接続点（中点）をＵ相、Ｖ相の上アーム、下アームの接続点（中点）に接続している。本実施の形態では、直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂはスタックの真ん中の位置となるＶ相基板ＰＬｖにおいてＶ相スイッチング素子、ダイオード素子の直流側にこれらの素子と共に実装している。
【００２２】
本実施の形態にあっても、直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂの中点Ｍ、Ｕ、Ｖ、Ｗ相それぞれの上アーム、下アームのクランプダイオードＤｄｕａ；Ｄｄｕｂ、Ｄｄｖａ；Ｄｄｖｂ、Ｄｄｗａ；Ｄｄｗｂの中点Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３を共通に接続している。また、直流電源Ｖｄの正極側に上側の直流平滑コンデンサＦＣａの正極Ｐと、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の上アームの上側のスイッチング素子Ｑｕ１、Ｑｖ１、Ｑｗ１の正極Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３を共通に接続し、同時に、直流電源Ｖｄの負極側に下側の直流平滑コンデンサＦＣｂの負極Ｎと、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の下アームの下側のスイッチング素子Ｑｕ４、Ｑｖ４、Ｑｗ４の負極Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３を共通に接続している。本実施の形態でも、Ｕ、Ｖ、Ｗ相それぞれに対して、従来のような相コンデンサは設けていない。
【００２３】
本実施の形態の電力変換装置にあっても、３相一体型配線にすることで、配線インダクタンスを低減し、相コンデンサを省略できて小型化が図れる。また、直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂにコンデンサ本来の機能とサージ電圧Ｖｐの抑制機能を合わせることによって高価な相コンデンサを使わなくてすみ、コスト低減が図れる。さらに、Ｖ相を中心に左右対称となる位置に直流平滑コンデンサを配置することでＵ相とＷ相の配線インダクタンスを平衡させ、Ｕ相とＷ相のサージ電圧を等しくすることでスイッチング動作の安定化が図れる。
【００２４】
［比較例］
図９は、スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子を適用した３レベルのＰＷＭインバータの比較例の回路図である。図９において、Ｖｄは直流電源、Ｆｃａ、Ｆｃｂは直流平滑コンデンサ、Ｑｕ１、Ｑｕ２、Ｑｕ３、Ｑｕ４はＩＧＢＴ素子、Ｄｄｕａ、Ｄｄｕｂはクランプダイオード、Ｍはモータ負荷で、Ｓｕａ、ＳｕｂはＩＧＢＴ素子のターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制する相コンデンサである。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
【００２５】
図９に示す比較例のＰＷＭインバータ回路では、Ｕ相のサージ電圧Ｖｐｕ１は相コンデンサＳｕａで抑制される。相コンデンサＳｕａは、サージ電圧の抑制効果を上げるためＱｕ１の直近に接続されている。Ｖ、Ｗ相の相コンデンサＳｖａ、Ｓｗａについても同様である。また、他の方式としては、素子毎に設置される放電形、クランプ形等の個別スナバ方式もあるが、いずれの方式も部品点数が多くなり、複雑な構成となる。
【００２６】
図１０は、スイッチング素子としてモジュールタイプのＩＧＢＴを適用した比較例の３レベルのＰＷＭインバータの実体配線図を示している。図１０において、Ｌ１ａ、Ｌ１ｂは配線インダクタンスを表す。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
【００２７】
図１０の比較例では、各相の素子のターンオフ時のサージ電圧Ｖｐを抑制するためにＵ、Ｖ、Ｗ相毎に相コンデンサＳｕａ、Ｓｖａ、Ｓｗａ（下側ｂについても同様）を設置している。設置される相コンデンサは低インダクタンスで、容量が数十〜数百μＦ程度のものである。そのため、直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂを含めると、高価で外形寸法の大きいユニットになってしまう。また、電源Ｖｄからの配線は、配線のしやすさから素子間配線を短くするために接続点Ｐ−Ｐ１−Ｐ２−Ｐ３、Ｎ−Ｎ１−Ｎ２−Ｎ３が接続されている。これは、特に配線にブスバー等を用いるときに多く採用される構成である。この場合、直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂから離れるほど配線インダクタンスが大きくなり、その結果、素子のターンオフ時のサージ電圧Ｖｐも配線インダクタンスに比例して大きくなる。なお、Ｌｃａ、ＬｃｂはＦｃａ、Ｆｃｂの内部インダクタンスを示している。
【００２８】
各相サージ電圧Ｖｐは、
【数１】
2013046525.tif 000003
【００２９】
となる。その大きさはＶｐｕａ＜Ｖｐｖａ＜Ｖｐｗａで、配線インダクタンスの一番大きいＷ相のサージ電圧Ｖｐｗａが最大となる。図１０における下側半分についても同様である。
【００３０】
以上のように、図１０において直流平滑コンデンサＦｃａ、Ｆｃｂからの配線距離によって素子のターンオフ時に発生するサージ電圧Ｖｐ値が異なり、特にいちばん距離が離れた素子と相コンデンサとの印加電圧が大きくなり、電圧責務が厳しくなる。また、設計時には最大のサージ電圧Ｖｐに耐えられるように設計するため、装置が大形化し、コストアップにつながる。
【００３１】
□これに対して、実施の形態によれば、各相インバータ回路の配線を３相個別配線から３相一体型配線にすることで、配線インダクタンスを低減し、相コンデンサを省略でき、直流平滑コンデンサ本来の機能とスイッチング素子がターンオフするときに発生するサージ電圧を抑制する機能とをこの直流平滑コンデンサに兼用させることによって、装置構成が単純化でき、また装置の低コスト化、小形化が図れる。
【符号の説明】
【００３２】
Ｑｕ１〜Ｑｕ４  Ｕ相スイッチング素子
Ｑｖ１〜Ｑｖ４  Ｖ相スイッチング素子
Ｑｗ１〜Ｑｗ４  Ｗ相スイッチング素子
Ｆｃａ、Ｆｃｂ  直流平滑コンデンサ
Ｄｄｕａ、Ｄｄｕｂ  クランプダイオード
Ｄｄｖａ、Ｄｄｖｂ  クランプダイオード
Ｄｄｗａ、Ｄｄｗｂ  クランプダイオード
Ｐ、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３  正極側接続点
Ｎ、Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３  負極側接続点
Ｍ、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３  中点
Ａｃｕ、Ａｃｖ、Ａｃｗ  交流側出力端
Ａｏｕｔｕ、Ａｏｕｔｖ、Ａｏｕｔｗ  交流出力端子接続部
Ｍ  モータ負荷
Ｖｄ  直流電源
【図１】
2013046525.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2013046525.tif 000011
【図９】
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【図１０】
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