(57)【要約】【課題】カレントループ方式による通信に使用される電源装置において回路を簡略化する。【解決手段】電源装置は、入力電源電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換し、調整入力電圧Ｖiが一定値になるようにスイッチングを制御して出力電圧を調整する一次側スイッチング回路１ａと、トランス２と、トランス２の二次側巻線の出力電圧を整流平滑する整流平滑安定回路３と、伝送ライン９を介して接続された通信機器８と整流平滑安定回路３との間に設けられ、第１の電流値（３０ｍＡ）を使用しての通信時に出力電流Ｉ0を第１の電流値に安定させると共に、自回路の両端電圧に応じた調整入力電圧Ｖiを出力する定電流回路６ａと、第２の電流値（２ｍＡ）を使用しての通信時に一次側スイッチング回路１ａによる出力電圧調整を停止させるマーク電圧ロック／自動解除回路７ａから構成される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電流値とこの第１の電流値よりも小さな第２の電流値を使用しカレントループ方式によって通信を行う通信機器が接続されて伝送ライン間に電圧を供給する電源装置において、
入力電源電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換し、調整入力電圧が一定値になるように前記スイッチングを制御して出力電圧を調整する一次側スイッチング回路と、
この一次側スイッチング回路から出力されるパルス電圧を一次側巻線の入力とするトランスと、
このトランスの二次側巻線の出力電圧を整流平滑する整流平滑安定回路と、
前記伝送ラインを介して接続された通信機器と前記整流平滑安定回路の出力との間に設けられ、前記第１の電流値を使用しての通信時に前記伝送ラインを流れる出力電流を前記第１の電流値に安定させると共に、自回路の両端電圧に応じた前記調整入力電圧を出力する定電流回路と、
前記第２の電流値を使用しての通信時に前記一次側スイッチング回路による出力電圧調整を停止させる電圧調整停止部とを備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置において、
前記電圧調整停止部は、前記出力電圧調整の停止状態が所定時間以上続いた場合、前記出力電圧調整を再開させることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の電源装置において、
前記電圧調整停止部は、前記調整入力電圧を前記出力電圧調整の停止制御用の制御信号として利用し、
前記一次側スイッチング回路は、前記調整入力電圧が所定の停止制御値になったときに、前記出力電圧調整を停止することを特徴とする電源装置。
【請求項４】
第１の電流値とこの第１の電流値よりも小さな第２の電流値を使用しカレントループ方式によって通信を行う通信機器群が接続された伝送ライン間に電圧を供給する電源供給方法において、
一次側スイッチング回路を用いて入力電源電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換し、調整入力電圧が一定値になるように前記スイッチングを制御して出力電圧を調整する出力電圧調整ステップと、
前記一次側スイッチング回路から出力されるパルス電圧をトランスの一次側巻線の入力とし、このパルス電圧を前記トランスの二次側巻線側に伝達する変圧ステップと、
整流平滑安定回路を用いて、前記トランスの二次側巻線の出力電圧を整流平滑する整流平滑安定ステップと、
前記伝送ラインを介して接続された通信機器と前記整流平滑安定回路の出力との間に設けられた定電流回路を用いて、前記第１の電流値を使用しての通信時に前記伝送ラインを流れる出力電流を前記第１の電流値に安定させる電流安定化ステップと、
前記定電流回路の両端電圧に応じた前記調整入力電圧を出力する調整入力電圧生成ステップと、
前記第２の電流値を使用しての通信時に前記一次側スイッチング回路による出力電圧調整を停止させる電圧調整停止ステップとを備えることを特徴とする電源供給方法。
【請求項５】
請求項４記載の電源供給方法において、
さらに、前記出力電圧調整の停止状態が所定時間以上続いた場合、前記出力電圧調整を再開させる出力電圧調整再開ステップを備えることを特徴とする電源供給方法。
【請求項６】
請求項４または５記載の電源供給方法において、
前記電圧調整停止ステップは、前記調整入力電圧を前記出力電圧調整の停止制御用の制御信号として利用し、
前記一次側スイッチング回路は、前記調整入力電圧が所定の停止制御値になったときに、前記出力電圧調整を停止することを特徴とする電源供給方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、カレントループ方式による通信に使用される電源装置および電源供給方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、カレントループ方式による通信に使用される電源装置は、一次側スイッチング回路と二次側スイッチング回路の２つのスイッチング回路から構成されており、第１の電流値（マーク信号）と第１の電流値より小さな第２の電流値（スペース信号）とを使用し、カレントループ方式によって通信を行う通信端末装置群が接続された伝送ライン間に負荷電圧を供給するようにしていた（特許文献１参照）。
【０００３】
図６は特許文献１に開示された電源装置の構成を示すブロック図である。従来の電源装置は、商用電源電圧を入力として、後述する整流平滑安定回路３の出力電圧が一定値になるようにトランス２の一次側巻線に出力する電圧を調整する一次側スイッチング回路１と、トランス２と、トランス２の一方の二次側巻線の出力電圧を整流平滑する整流平滑安定回路３と、トランス２の他方の二次側巻線の出力電圧を入力として、二次側回路の動作用の電源電圧を生成する二次側回路用電源４と、整流平滑安定回路３の出力電圧を入力として、後述する定電流回路６でのドロップ電圧が予め定められた一定値になるように定電流回路６に出力する電圧を調整する二次側スイッチング回路５と、第１の電流値を使用しての通信時に伝送ラインを流れる電流を第１の電流値に安定させる定電流回路６と、第２の電流値を使用しての通信時、二次側スイッチング回路５による出力電圧の調整を停止させるマーク電圧ロック／自動解除回路７とから構成される。
【０００４】
特許文献１に開示された電源装置によれば、定電流回路６でのドロップ電圧が予め定められた一定値となるように、二次側スイッチング回路５から定電流回路６に出力される電圧が調整されるので、定電流回路６でのドロップ電圧の上昇が抑えられ、定電流回路６での電力消費の増大を防ぐことができるため、省エネルギーおよび省スペース化を図ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−３４８５４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図６に示したように従来の電源装置では、スイッチング回路を一次側スイッチング回路１と二次側スイッチング回路５の２個使用しているため、回路が複雑であるという問題点があった。特に、このような問題は多チャンネル化のためにトランスの２次側の回路が増えるほど、より顕著となる。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、カレントループ方式による通信に使用される電源装置において回路を簡略化することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、第１の電流値とこの第１の電流値よりも小さな第２の電流値を使用しカレントループ方式によって通信を行う通信機器が接続されて伝送ライン間に電圧を供給する電源装置において、入力電源電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換し、調整入力電圧が一定値になるように前記スイッチングを制御して出力電圧を調整する一次側スイッチング回路と、この一次側スイッチング回路から出力されるパルス電圧を一次側巻線の入力とするトランスと、このトランスの二次側巻線の出力電圧を整流平滑する整流平滑安定回路と、前記伝送ラインを介して接続された通信機器と前記整流平滑安定回路の出力との間に設けられ、前記第１の電流値を使用しての通信時に前記伝送ラインを流れる出力電流を前記第１の電流値に安定させると共に、自回路の両端電圧に応じた前記調整入力電圧を出力する定電流回路と、前記第２の電流値を使用しての通信時に前記一次側スイッチング回路による出力電圧調整を停止させる電圧調整停止部とを備えることを特徴とするものである。
【０００９】
また、本発明の電源装置の１構成例において、前記電圧調整停止部は、前記出力電圧調整の停止状態が所定時間以上続いた場合、前記出力電圧調整を再開させることを特徴とするものである。
また、本発明の電源装置の１構成例において、前記電圧調整停止部は、前記調整入力電圧を前記出力電圧調整の停止制御用の制御信号として利用し、前記一次側スイッチング回路は、前記調整入力電圧が所定の停止制御値になったときに、前記出力電圧調整を停止することを特徴とするものである。
【００１０】
また、本発明は、第１の電流値とこの第１の電流値よりも小さな第２の電流値を使用しカレントループ方式によって通信を行う通信機器群が接続された伝送ライン間に電圧を供給する電源供給方法において、一次側スイッチング回路を用いて入力電源電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換し、調整入力電圧が一定値になるように前記スイッチングを制御して出力電圧を調整する出力電圧調整ステップと、前記一次側スイッチング回路から出力されるパルス電圧をトランスの一次側巻線の入力とし、このパルス電圧を前記トランスの二次側巻線側に伝達する変圧ステップと、整流平滑安定回路を用いて、前記トランスの二次側巻線の出力電圧を整流平滑する整流平滑安定ステップと、前記伝送ラインを介して接続された通信機器と前記整流平滑安定回路の出力との間に設けられた定電流回路を用いて、前記第１の電流値を使用しての通信時に前記伝送ラインを流れる出力電流を前記第１の電流値に安定させる電流安定化ステップと、前記定電流回路の両端電圧に応じた前記調整入力電圧を出力する調整入力電圧生成ステップと、前記第２の電流値を使用しての通信時に前記一次側スイッチング回路による出力電圧調整を停止させる電圧調整停止ステップとを備えることを特徴とするものである。
【００１１】
また、本発明の電源供給方法の１構成例は、さらに、前記出力電圧調整の停止状態が所定時間以上続いた場合、前記出力電圧調整を再開させる出力電圧調整再開ステップを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の電源供給方法の１構成例において、前記電圧調整停止ステップは、前記調整入力電圧を前記出力電圧調整の停止制御用の制御信号として利用し、前記一次側スイッチング回路は、前記調整入力電圧が所定の停止制御値になったときに、前記出力電圧調整を停止することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、従来の電源装置と比較して二次側スイッチング回路を削除することができるので、電源装置の回路構成を簡略化することができる。その結果、本発明では、省スペース、コストダウン、内部電力削減による省エネルギーを実現することができる。また、本発明では、第２の電流値を使用しての通信時には、電圧調整停止部によって出力電圧調整を停止し、整流平滑安定回路によって調整停止直前の出力電圧を保持するので、伝送ライン間の負荷電圧が定電流回路でのドロップ電圧の降下分だけ上昇することになり、この第２の電流値を使用しての通信時における定電流回路でのドロップ電圧の降下分を適切な値に定めておくことにより、第２の電流値を使用しての通信時の負荷電圧と第１の電流値を使用しての通信時の負荷電圧との差を小さくし、伝送ライン間の浮遊容量に対する充放電を抑え、通信エラーの発生率を低減し、通信の信頼性の向上させることができるようになる。
【００１３】
また、本発明では、出力電圧調整の停止状態が所定時間以上続いた場合、出力電圧調整を再開させることにより、例えば通信ケーブルの着脱により伝送ライン間が切断されるというような状態が長時間続いたような場合、自動的に出力電圧調整が再開されることとなり、第１の電流値を流すために必要な負荷電圧が確保されることによって、正常な状態への回復後、すぐに通信を行うことができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電源装置の定電流回路とマーク電圧ロック／自動解除回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る電源装置のマーク時の動作を説明する図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る電源装置のスペース時の動作を説明する図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る電源装置のスペース時の動作を説明する図である。
【図６】従来の電源装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態に係る電源装置の構成を示すブロック図であり、図６と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の電源装置は、商用電源電圧（例えばＡＣ１００Ｖ）を入力として、この入力電源電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換し、後述する調整入力電圧Ｖiが一定値になるようにスイッチングを制御して出力電圧を調整する一次側スイッチング回路１ａと、一次側スイッチング回路１ａから出力されるパルス電圧を一次側巻線の入力とするトランス２と、トランス２の一方の二次側巻線の出力電圧を整流平滑する整流平滑安定回路３と、トランス２の他方の二次側巻線の出力電圧を入力として、二次側回路の動作用の電源電圧Ｖ0を生成する二次側回路用電源４と、伝送ライン９を介して接続された負荷である通信機器８と整流平滑安定回路３の出力との間に設けられ、第１の電流値（３０ｍＡ）を使用しての通信時に伝送ライン９を流れる出力電流Ｉ0を第１の電流値に安定させると共に、自回路の両端電圧に応じた調整入力電圧Ｖiを出力する定電流回路６ａと、第２の電流値（２ｍＡ）を使用しての通信時に一次側スイッチング回路１ａによる出力電圧調整を停止させ、出力電圧調整の停止状態が所定時間以上続いた場合に出力電圧調整を再開させる電圧調整停止部であるマーク電圧ロック／自動解除回路７ａとから構成される。
【００１６】
一次側スイッチング回路１ａは、入力電源電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換する。また、一次側スイッチング回路１ａは、定電流回路６ａからの調整入力電圧Ｖiが一定値になるようにスイッチングを制御して（すなわち、入力電源電圧をオン／オフする時間を制御して）、出力電圧を調整する。さらに、一次側スイッチング回路１ａは、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａからの制御信号に応じて出力電圧調整を停止する。
【００１７】
整流平滑安定回路３は、電源ラインに直列に挿入された整流用ダイオード（不図示）と、この整流用ダイオードの後段において電源ラインと接地との間に挿入された平滑コンデンサ（不図示）とからなる。
【００１８】
本実施の形態では、一次側スイッチング回路で一定電圧を生成する機能を廃止して、一次側スイッチング回路１ａの電圧調整機能により可変電圧Ｖ01を直接提供する。これにより、二次側スイッチング回路を削除することができるので、電源装置の回路構成を簡略化することができる。
【００１９】
具体的には、図６に示した従来の電源装置で二次側スイッチング回路５に入力していた調整入力電圧Ｖiを一次側スイッチング回路１ａの調整入力に変更する。また、従来の電源装置で整流平滑安定回路３から一次側スイッチング回路１にフィードバックしていた電圧を廃止する。これにより、従来の電源装置では整流平滑安定回路３の出力電圧が一定になっていたのに対し、本実施の形態では整流平滑安定回路３の出力電圧が可変電圧Ｖ01になるので、二次側スイッチング回路５の機能を実現することができる。
【００２０】
また、以上の変更に伴い、従来の電源装置ではマーク電圧ロック／自動解除回路７から二次側スイッチング回路５に入力していた制御信号も、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａから一次側スイッチング回路１ａへの調整入力に変更している。
【００２１】
以下、本実施の形態の電源装置の動作をより具体的に説明する。図２は定電流回路６ａとマーク電圧ロック／自動解除回路７ａの構成を示す回路図である。
定電流回路６ａは、アノードが接地された、レファレンス電圧設定用のシャントレギュレータＩＣ２と、ソースが接地されたトランジスタＱ１と、コレクタが負荷電圧Ｖ0の負側の出力端子に接続されたパワートランジスタＱ２と、一端が負荷電圧Ｖ0の負側の出力端子に接続され、他端がトランジスタＱ１のゲートに接続された抵抗Ｒ８と、一端がトランジスタＱ１のゲートに接続され、他端が接地された抵抗Ｒ９と、一端に電源電圧ＶDが供給され、他端がトランジスタＱ１のドレイン及びトランジスタＱ２のベースに接続された抵抗Ｒ１０と、一端がトランジスタＱ２のエミッタに接続され、他端が接地された抵抗Ｒ１１と、一端がトランジスタＱ１のゲートに接続され、他端が接地されたコンデンサＣ４とを備えている。
【００２２】
この定電流回路６ａでは、シャントレギュレータＩＣ２と抵抗Ｒ１１で出力電流Ｉ0の値を決めるようになっている。抵抗Ｒ１〜Ｒ２と抵抗Ｒ８〜Ｒ９への分流を無視すれば、出力電流Ｉ0が抵抗Ｒ１１だけに流れ込む。したがって、シャントレギュレータＩＣ２の仕様からレファレンス電圧ＶREFが決まれば、３０ｍＡの出力電流Ｉ0を得るために、抵抗Ｒ１１の値を決定することができる。
【００２３】
パワートランジスタＱ２は、負荷電圧Ｖ0の変動成分をコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEで吸収して、抵抗Ｒ１１の両端電圧への影響を与えないように設けられる。抵抗Ｒ１０は、シャントレギュレータＩＣ２のカソード電流とパワートランジスタＱ２のベース電流を決める。
【００２４】
マーク電圧ロック／自動解除回路７ａは、コンパレータＩＣ１と、アノードがコンパレータＩＣ１の出力端子に接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ２と、一端が負荷電圧Ｖ0の負側の出力端子に接続され、他端がダイオードＤ１のカソードに接続された抵抗Ｒ１と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続され、他端が接地された抵抗Ｒ２と、一端に電源電圧ＶDが供給され、他端がコンパレータＩＣ１の出力端子に接続された抵抗Ｒ３と、一端がコンパレータＩＣ１の出力端子に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ４と、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され、他端がコンパレータＩＣ１の非反転入力端子に接続された抵抗Ｒ５と、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され、他端が接地された抵抗Ｒ６と、一端に電源電圧ＶDが供給され、他端がコンパレータＩＣ１の反転入力端子に接続された抵抗Ｒ７と、一端がコンパレータＩＣ１の非反転入力端子に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ２と、一端が定電流回路６ａのパワートランジスタＱ２のエミッタと抵抗Ｒ１１との接続点に接続され、他端がコンパレータＩＣ１の反転入力端子に接続されたコンデンサＣ３と、一端がコンパレータＩＣ１の電源端子に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ５とを備えている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とダイオードＤ１のカソードとの接続点から、調整入力電圧Ｖiが出力される。
【００２５】
マーク電圧ロック／自動解除回路７ａは、定電流回路６ａの抵抗Ｒ１１の両端電圧であるレファレンス電圧ＶREFを入力として動作する。第１の電流値（３０ｍＡ）を使用しての通信時（以下、マーク時と略する）のコンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusを電源電圧ＶDの約半分程度に設定する。よって、Ｒ６＝Ｒ７にする。また、制御を簡単化するために、コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧ＶminusとコンパレータＩＣ１の非反転入力端子への入力電圧Ｖplusの充放電時定数を同等にする。よって、Ｃ２＝Ｃ３にする。
【００２６】
相対的に安定な電圧ＶplusがコンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusの急峻な変化を牽制しないように、セパレータ抵抗Ｒ５を設ける。ただし、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ６の充放電時定数に大きく影響しないように、Ｒ５≪Ｒ６にする。また、負荷側からの雑音を受けた場合に、コンパレータＩＣ１が誤動作しないようにするためにダイオードＤ２を設けている。
【００２７】
なお、図１では、定電流回路６ａが出力する制御信号である調整入力電圧Ｖiとマーク電圧ロック／自動解除回路７ａが出力する制御信号とを別々に記載しているが、図２に示した実際の回路では、定電流回路６ａとマーク電圧ロック／自動解除回路７ａの制御出力を調整入力電圧Ｖiで統一している。
【００２８】
また、電源装置の接続先の各通信機器８には雑音対策用のコイル（不図示）が実装されている。これらのコイルは電源装置の負荷電圧Ｖ0の出力端子から見るとシリアルで接続されている。電源装置の負荷電圧Ｖ0の出力端子と通信機器８との間の伝送ライン９のケーブルが長くなると、このケーブル上の浮遊インダクタ成分も無視できなくなる。以上のコイルとインダクタンス成分により、電源装置の出力電流Ｉ0が第１の電流値（３０ｍＡ）から第２の電流値（２ｍＡ）に切り替わる際に、電源装置の負荷電圧Ｖ0の出力端子に逆電圧が加えられる。この逆電圧が電源装置内部に影響しないように、吸収ダイオードＤ３を設けている。
【００２９】
次に、マーク時に整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を自動調整する動作を、図３を用いて説明する。なお、図３を用いた以下の説明では、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａが設けられていない構成で説明しているので、負荷がオープン状態のときの動作が実際とは異なる。マーク電圧ロック／自動解除回路７ａが設けられている構成でのオープン時の動作については後述する。
【００３０】
［初期状態］                                
例えば、電源装置に接続される負荷の台数、すなわち通信機器８の台数がＮ台の場合には、負荷電圧Ｖ0は２．６Ｖ×Ｎとなる。整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01は、定電流回路６ａの両端電圧をＶ02とすると、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01はＶ0＋Ｖ02となる。
【００３１】
［負荷台数増加］
図３の時刻ｔ１において負荷台数がＮ台から（Ｎ＋Ｋ）台に増えた瞬間は、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01は変化しない。そのため、負荷台数が増えたことによる負荷電圧Ｖ0の上昇により、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が低下する。この両端電圧Ｖ02の低下により、定電流回路６ａから出力される調整入力電圧Ｖiも同時に低下するので、一次側スイッチング回路１ａは、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を高める方向に出力電圧調整を行う。
【００３２】
具体的には、一次側スイッチング回路１ａは、定電流回路６ａからの調整入力電圧Ｖiが一定の基準値Ｖａになるように（すなわち、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が一定の基準値Ｖｂになるように）、出力電圧調整を行う。この出力電圧調整により、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01が上昇し、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02および調整入力電圧Ｖiも上昇する。定電流回路６ａからの調整入力電圧Ｖiが基準値Ｖａに復帰すると、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01の上昇が停止する。その結果、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01は２．６Ｖ×（Ｎ＋Ｋ）＋Ｖ02となる。
【００３３】
［負荷台数減少］
時刻ｔ２において負荷台数が（Ｎ＋Ｋ）台から（Ｎ＋Ｋ−Ｊ）台に減ると、その瞬間は整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01は変化しない。そのため、負荷台数が減ったことによる負荷電圧Ｖ0の低下により、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が上昇する。このＶ02の上昇により、定電流回路６ａから出力される調整入力電圧Ｖiも同時に上昇するので、一次側スイッチング回路１ａは、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を低める方向に出力電圧調整を行う。出力電圧調整の具体的手法は上記のとおりである。この出力電圧調整により、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01が低下し、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02および調整入力電圧Ｖiも低下する。定電流回路６ａからの調整入力電圧Ｖiが基準値Ｖａに復帰すると、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01の低下が停止する。その結果、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01は２．６Ｖ×（Ｎ＋Ｋ−Ｊ）＋Ｖ02となる。
【００３４】
［ショート］
時刻ｔ３において負荷がショートすると、負荷電圧Ｖ0は０Ｖとなる。その瞬間は整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01は変化しないので、負荷電圧Ｖ0の低下分の電圧「２．６Ｖ×（Ｎ＋Ｋ−Ｊ）」は定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02の上昇分になる。このＶ02の上昇により、定電流回路６ａから出力される調整入力電圧Ｖiも同時に上昇するので、一次側スイッチング回路１ａは、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を低める方向に出力電圧調整を行う。この出力電圧調整により、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01が低下し、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02および調整入力電圧Ｖiも低下する。定電流回路６ａからの調整入力電圧Ｖiが基準値Ｖａに復帰すると、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01の低下が停止する。その結果、Ｖ01＝Ｖ02となる。
【００３５】
［オープン］
時刻ｔ４において負荷がオープンになると、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02は０Ｖとなる。これにより、定電流回路６ａから出力される調整入力電圧Ｖiも０Ｖになるので、一次側スイッチング回路１ａは、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を高める方向に出力電圧調整を行う。その結果、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01は規定の最大出力電圧まで上昇し、負荷電圧Ｖ0も同じ電圧まで上昇する。
【００３６】
［負荷接続］
時刻ｔ５において再び電源装置に通信機器８が接続されると、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が徐々に上昇して、定電流回路６ａからの調整入力電圧Ｖiも同じく上昇する。そして、一次側スイッチング回路１ａが、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を低める方向に動き始める。最終的には、電源装置は、先に説明した初期状態のような安定状態に落ち着く。
【００３７】
次に、第２の電流値（２ｍＡ）を使用しての通信時（以下、スペース時と略する）に整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を自動調整する動作を、図４を用いて説明する。なお、図４では負荷台数をＮ台としている。
【００３８】
電源装置に接続する通信機器８により、出力電流Ｉ0がマーク時の３０ｍＡからスペース時の２ｍＡに切り替わる時に、負荷のオープン時と同じように負荷電圧Ｖ0が急上昇する。このとき、電源装置の負荷電圧Ｖ0の出力端子に接続される通信機器８の台数が少ないほど、負荷電圧Ｖ0の上昇する分が大きい。また、出力電流Ｉ0がスペース時の２ｍＡからマーク時の３０ｍＡに切り替わる時に、負荷電圧Ｖ0が急低下する。
【００３９】
スペース時の負荷電圧Ｖ0とマーク時の負荷電圧Ｖ0との差が大き過ぎると、電源装置と通信機器８とを接続する伝送ライン９のケーブルの浮遊容量の充放電が激しくなり、通信信号の正常伝送を妨害する。よって、スペース時の負荷電圧Ｖ0とマーク時の負荷電圧Ｖ0との差を１０Ｖ以下に抑制することがカレントループ方式の通信の仕様で規定されている。本実施の形態では、この仕様を実現するために、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａを設置している。
【００４０】
ここで、マーク電圧ロックとは、図４に示すように出力電流Ｉ0がマーク時の３０ｍＡからスペース時の２ｍＡに切り替わる時に、負荷電圧Ｖ0の上昇幅を１０Ｖ以下に抑えることを意味する。自動解除とは、マーク電圧ロック開始から所定時間（例えば７０ｍｓｅｃ．）が経過した後に、マーク電圧ロックを解除して、負荷電圧Ｖ0を最大値に上昇させることを意味する。
【００４１】
前述のとおり、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａは、定電流回路６ａの抵抗Ｒ１１の両端電圧であるレファレンス電圧ＶREFを入力として動作する。電源装置の出力電流Ｉ0が３０ｍＡ（マーク時）であるときのレファレンス電圧ＶREFに対して、出力電流Ｉ0が２ｍＡ（スペース時）になると、レファレンス電圧ＶREFは低下する。このようなレファレンス電圧ＶREFの変化値ΔＶREFを利用してマーク電圧ロック／自動解除回路７ａの動作を制御する。
【００４２】
前述のとおり、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａの出力は、定電流回路６ａの出力である調整入力電圧Ｖiと統一されている。マーク時、コンパレータＩＣ１の出力ＶCOMPは「Ｌ」になる。したがって、ダイオードＤ１が逆電圧でＯＦＦとなるので、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａの出力が遮断される。マーク電圧ロック／自動解除回路７ａの出力が遮断されたとき、調整入力電圧Ｖiは定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02の分圧となる。調整入力電圧Ｖiの基準値を前記のとおりＶａとする。
【００４３】
スペース時、コンパレータＩＣ１の出力ＶCOMPは「Ｈ」になる。したがって、ダイオードＤ１が順電圧でＯＮとなるので、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａの出力がアクティブになり、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａは調整入力電圧Ｖiを基準値Ｖａよりも高い停止制御値Ｖｃに強制的にクランプする。調整入力電圧Ｖiが停止制御値Ｖｃになると、一次側スイッチング回路１ａは、入力電圧のスイッチングを停止するので、一次側スイッチング回路１ａのパルス出力が停止する。
【００４４】
コンパレータＩＣ１の安定な動作を保証するために、コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusと非反転入力端子への入力電圧Ｖplusとの間にダイオードＤ２が設けられている。マーク時、ダイオードＤ２の順電圧ＶD2によりＶplus＜Ｖminusが成立して、コンパレータＩＣ１の出力ＶCOMPが「Ｌ」状態に維持される。二次側回路用電源４からの電源電圧ＶDのばらつき及びマーク時の電圧レベルシフトなどによりコンパレータＩＣ１の誤動作が発生しないように、閾値とする電圧ＶplusはＶminusに比例してシフトさせる。すなわち、「ダイナミック浮動閾値」を形成する。バランス条件はＶplus＝Ｖminus−ＶD2である。
【００４５】
例えばコンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusが上昇する方向にシフトする場合に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ５を経由してコンデンサＣ２を充電する。コンデンサＣ２の充電はコンパレータＩＣ１の非反転入力端子への入力電圧Ｖplusの上昇によってＶplus＝Ｖminus−ＶD2となるまで続く。逆に、電圧Ｖminusが低下する方向にシフトする場合、電圧Ｖplusが暫く変わらないのでダイオードＤ２が逆電圧でＯＦＦとなり、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６を経由してコンデンサＣ２が放電される。コンデンサＣ２の放電は電圧Ｖplusの低下によってダイオードＤ２が再度ＯＮになるまで続く。ダイオードＤ２がＯＮになると、Ｖplus＝Ｖminus−ＶD2のバランスが取り戻される。
【００４６】
以下、スペース時に整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を自動調整する動作を、図５を用いてより詳細に説明する。
【００４７】
［マーク電圧ロック］
図５の時刻ｔ１０において電源装置の出力電流Ｉ0がマーク時の３０ｍＡからスペース時の２ｍＡに切り替わる時に、定電流回路６ａの抵抗Ｒ１１の両端電圧であるレファレンス電圧ＶREFが瞬時に低下する。このようにレファレンス電圧ＶREFがΔＶREFだけ瞬時に低下したのに対し、コンデンサＣ３の両端電圧は瞬時に変化することができないので、コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusが同じΔＶREFの分だけ低下することになる。
【００４８】
一方、レファレンス電圧ＶREFが変化しても、コンパレータＩＣ１の非反転入力端子への入力電圧ＶplusはコンデンサＣ２による電圧保持によって瞬時には変化しないので、ダイオードＤ２が逆電圧でＯＦＦになる。レファレンス電圧ＶREFの変化値ΔＶREFがダイオードＤ２の順電圧ＶD2より大きいので、Ｖplus＞Ｖminusとなって、コンパレータＩＣ１の出力ＶCOMPが「Ｌ」から「Ｈ」に反転する。その結果、ダイオードＤ１がＯＮとなり、調整入力電圧Ｖiは基準値Ｖａよりも高い停止制御値Ｖｃに強制的にクランプされる。前記のとおり、調整入力電圧Ｖiが停止制御値Ｖｃになると、一次側スイッチング回路１ａのパルス出力が停止する。
【００４９】
一次側スイッチング回路１ａのパルス出力が停止しても、整流平滑安定回路３に設けられている平滑コンデンサに蓄積しているエネルギーにより、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01を切り替え前のマーク電圧（図５の例では、２．６Ｖ×Ｎ＋Ｖ02）に維持することができる。最大維持時間は７０ｍｓｅｃ．であるので、適当な平滑コンデンサを選んで実現できる。スペース時には定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02がマーク時の値Ｖｂ（例えば６Ｖ）よりも大きく低下する。
【００５０】
Ｖ01＝Ｖ0＋Ｖ02の関係から、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02の低下した分が負荷電圧Ｖ0に加わることになる。その結果、図４に示したように負荷電圧Ｖ0が上昇する。マーク時の定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02の値Ｖｂを１０Ｖ以下に設定すれば、スペース時の負荷電圧Ｖ0の上昇も規定の１０Ｖ以下になる。以上のようにして、マーク電圧ロックが行われる。
【００５１】
［マーク時］
時刻ｔ１１において電源装置の出力電流Ｉ0がスペース時の２ｍＡからマーク時の３０ｍＡに切り替わる時に、レファレンス電圧ＶREFがマーク時の値に復帰する。レファレンス電圧ＶREFが瞬時に上昇したのに対し、コンデンサＣ３の両端電圧は瞬時に変化することができないので、コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusがレファレンス電圧ＶREFの変化値ΔＶREFの分だけ上昇する。その時にＶplus＜Ｖminusとなるので、コンパレータＩＣ１の出力ＶCOMPが「Ｌ」に戻り、ダイオードＤ１がＯＦＦになる。これにより、調整入力電圧Ｖiが出力電圧Ｖ01の調整入力として復活する。すなわち、調整入力電圧Ｖiは定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02の分圧となる。そして、コンデンサＣ２の若干の充電とコンデンサＣ３の若干の放電の後、Ｖplus＝Ｖminus−ＶD2のバランスが再び取り戻される。
【００５２】
［オープン］
時刻ｔ１２において電源装置の負荷電圧Ｖ0の出力端子に接続される負荷が切断され、オープン状態になると、電源装置の出力電流Ｉ0が０ｍＡとなり、レファレンス電圧ＶREFが０Ｖ近くまで低下する。マーク電圧ロック／自動解除回路７ａの動作はマーク電圧ロックの時と同じになり、コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusが低下して、ダイオードＤ２がＯＦＦとなる。Ｖplus＞Ｖminusになったため、コンパレータＩＣ１の出力ＶCOMPが「Ｌ」から「Ｈ」に反転する。その結果、ダイオードＤ１がＯＮとなり、調整入力電圧Ｖiは基準値Ｖａよりも高い停止制御値Ｖｃに強制的にクランプされる。前記のとおり、調整入力電圧Ｖiが停止制御値Ｖｃになると、一次側スイッチング回路１ａのパルス出力が停止する。
【００５３】
この電圧Ｖminusの低下と同時に、電源電圧ＶDが抵抗Ｒ７を経由してコンデンサＣ３に対する充電を始め、コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusが徐々に上昇する。一方、コンデンサＣ２が抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６を経由して放電を開始し、コンパレータＩＣ１の非反転入力端子への入力電圧Ｖplusが徐々に低下する。
【００５４】
マーク電圧ロック開始から所定時間（例えば７０ｍｓｅｃ．）が経過すると、電圧ＶplusとＶminusの大小関係が逆転して、Ｖplus＜Ｖminusとなる（時刻ｔ１３）。これにより、コンパレータＩＣ１の出力ＶCOMPが「Ｌ」に戻って、ダイオードＤ１がＯＦＦになる。ただし、Ｖ02≒０Ｖであるため、調整入力電圧Ｖiが約０Ｖにクランプされている。その結果、一次側スイッチング回路１ａの出力が最大（全開）になって、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01が最大出力電圧まで上昇する。以上の動作により、マーク電圧ロックが自動的に解除される。
【００５５】
一方、コンデンサＣ３の充電とコンデンサＣ２の放電がＶplus＝Ｖminus−ＶD2まで続く。Ｖplus＝Ｖminus−ＶD2になると、ダイオードＤ２がＯＮになり、コンデンサＣ２が充電に逆転する（時刻ｔ１４）。これにより、コンパレータＩＣ１の非反転入力端子への入力電圧Ｖplusが低下から上昇に変わる。その後、Ｖplus＝Ｖminus−ＶD2のままで電圧ＶplusとＶminusが上昇して、コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusがマーク時の電圧値に達すると、コンデンサＣ２とコンデンサＣ３の充電が停止する。
【００５６】
［マーク時］
時刻ｔ１５において電源装置の負荷電圧Ｖ0の出力端子に負荷が接続され、オープン状態から再びマーク時に切り替わると、電源装置の出力電流Ｉ0が再び流れることになる。ダイオードＤ１がＯＦＦになっているため、調整入力電圧Ｖiが出力電圧Ｖ01の調整入力として働き始める。すなわち、調整入力電圧Ｖiは定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02の分圧となる。一方、マーク時に切り替わったことにより、レファレンス電圧ＶREFが上昇したため、コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧Ｖminusも上昇する。この電圧Ｖminusの上昇分でコンデンサＣ２が充電される。
【００５７】
その後、電圧Ｖminusの低下とコンパレータＩＣ１の非反転入力端子への入力電圧Ｖplusの上昇によって、ダイオードＤ２が一時的にＯＦＦになる。そして、コンデンサＣ２が抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６を経由して放電される。しばらくすると、電圧Ｖminusがマーク時の電圧値に戻り、Ｖplus＝Ｖminus−ＶD2のバランスに復帰する。以上で、マーク電圧ロック／自動解除回路７ａの動作説明を終える。
【００５８】
なお、電源装置の負荷電圧Ｖ0の出力端子がオープン状態からショート状態に切り替わる場合に、Ｖ01＝Ｖ02となって、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が一瞬、最大出力電圧になる。その時にパワートランジスタＱ２が壊されないように、定電流回路６ａには過電圧保護回路が設けられている。過電圧保護回路は、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ８，Ｒ９とコンデンサＣ４で構成されている。
【００５９】
定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が正常値である時に、抵抗Ｒ８とＲ９の分圧でトランジスタＱ１をＯＦＦにする。このときは定電流回路６ａの動作に影響しない。
一方、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が所定の過電圧しきい値以上になると、抵抗Ｒ８とＲ９の分圧でトランジスタＱ１をＯＮにする。その時、シャントレギュレータＩＣ２のカソード出力電圧ＶKAがほぼ０Ｖに降下して、定電流回路６ａのパワートランジスタＱ２がＯＦＦになる。パワートランジスタＱ２のコレクタ電流が流れなくなるので、定電流回路６ａの損失電力が非常に小さくなる。
【００６０】
定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が過電圧しきい値を超えてからパワートランジスタＱ２のコレクタ電流が遮断されるまでの時間はパワートランジスタＱ２の最大損失電力ＰCパルス印加時間以内に抑えられれば安全である。
【００６１】
一方、定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02のもう一つの分圧である調整入力電圧Ｖiが一次側スイッチング回路１ａに入力される。一次側スイッチング回路１ａの調整により、整流平滑安定回路３の出力電圧Ｖ01が低下する。Ｖ01＝Ｖ02で定電流回路６ａの両端電圧Ｖ02が過電圧しきい値以下に低下すると、過電圧保護回路のトランジスタＱ１がＯＦＦに戻り、定電流回路６ａの動作が正常状態に復帰する。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本発明は、カレントループ方式による通信に使用される電源装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００６３】
１ａ…一次側スイッチング回路、２…トランス、３…整流平滑安定回路、４…二次側回路用電源、６ａ…定電流回路、７ａ…マーク電圧ロック／自動解除回路、８…通信機器、９…伝送ライン、ＩＣ１…コンパレータ、ＩＣ２…シャントレギュレータ、Ｑ１，Ｑ２…トランジスタ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｒ１〜Ｒ１１…抵抗、Ｃ２〜Ｃ５…コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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