(57)【要約】【課題】マグネトロンを利用したレーダにおいて、速度の検出精度と距離の検出精度を両立させ、かつＳ／Ｎ比を向上させた構成を提供する。【解決手段】送信タイミング制御部は、複数のパルス信号を一定の送信間隔Ｔで送信するバッチ送信を行う。コヒーレント処理部は、あるパルス信号を送信した後で次のパルス信号が送信されるまでの間に受信された受信信号に対してコヒーレント処理をしてコヒーレント化受信信号を取得する。信号処理部は、コヒーレント化受信信号に基づいて信号処理を行う。そして、送信タイミング制御部は、あるバッチ送信で最後のパルス信号を送信してから、次のバッチ送信の最初のパルス信号を送信するまでの間に、前記送信間隔Ｔよりも長い休止期間Ｔrestを設ける。【選択図】図２
2013221756.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス信号を発生させる信号発生部と、
複数のパルス信号を一定の送信間隔で送信するバッチ送信を行う送信タイミング制御部と、
前記複数のパルス信号のうち、あるパルス信号を送信した後で次のパルス信号が送信されるまでの間に受信された受信信号に対してコヒーレント処理をしてコヒーレント化受信信号を取得するコヒーレント処理部と、
前記コヒーレント化受信信号に基づいて信号処理を行う信号処理部と、
を備え、
前記送信タイミング制御部は、あるバッチ送信で最後のパルス信号を送信してから、次のバッチ送信の最初のパルス信号を送信するまでの間に、前記送信間隔よりも長い休止期間を設けることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
前記信号発生部は、マグネトロンを用いて送信パルス信号を発生させることを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記送信タイミング制御部は、前記バッチ送信ごとに前記送信間隔を変更することを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
請求項１から３までの何れか一項に記載のレーダ装置であって、
前記バッチ送信の最初の受信信号の信号レベルと、２番目以降の受信信号の信号レベルと、に基づいて、前記２番目以降の受信信号に含まれている２次エコーを判別する時間領域２次エコー判定部を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】
請求項１から４までの何れか一項に記載のレーダ装置であって、
前記信号処理部は、前記バッチ送信の間に取得された複数のコヒーレント化受信信号を積算した積算受信信号を算出することを特徴とするレーダ装置。
【請求項６】
請求項１から５までの何れか一項に記載のレーダ装置であって、
前記信号処理部は、前記バッチ送信ごとに、当該バッチ送信で得られた複数のコヒーレント化受信信号に基づいて、各ターゲットのスペクトル分布を算出することを特徴とするレーダ装置。
【請求項７】
請求項６に記載のレーダ装置であって、
前記信号処理部は、あるバッチ送信で算出されたスペクトル分布と、その次のバッチ送信で算出されたスペクトル分布と、を比較することで２次エコーを判別することを特徴とするレーダ装置。
【請求項８】
複数のパルス信号を一定の送信間隔で送信するバッチ送信を行うバッチ送信工程と、
前記複数のパルス信号のうち、あるパルス信号を送信した後で次のパルス信号が送信されるまでの間に受信された受信信号に対してコヒーレント処理をしてコヒーレント化受信信号を取得するコヒーレント処理工程と、
前記コヒーレント化受信信号に基づいて信号処理を行う信号処理処理工程と、
を含み、
前記バッチ送信工程では、あるバッチ送信で最後のパルス信号を送信してから、次のバッチ送信の最初のパルス信号を送信するまでの間に、前記送信間隔よりも長い休止期間を設けることを特徴とするレーダ送受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ装置におけるパルス信号の送信間隔の制御、及び受信信号の信号処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
海上を安全に航海するためには、小さなターゲットをより遠くから探知して、その動きを知る必要がある。また例えば、海鳥をより遠くから探知して、その瞬間的な動きを知ることができれば、漁業の効率的な操業に役立つと考えられる。このため、レーダのＳ／Ｎ比を改善するとともに、ターゲットの動きを精度良く取得できることが望まれる。
【０００３】
レーダ装置でターゲットの動きを検出する方法としては、ＴＴ（ターゲットトラッキング）と呼ばれる技術が知られている。しかし、ＴＴではターゲットを捕捉して追跡するための処理に１分ほど時間が必要であるため、ターゲットの瞬間的な動きを把えることはできない。また、ＴＴは１つのレーダエコーを塊として処理するものであるため、例えば鳥の群れの中の個々の鳥のように、塊の中の細かいターゲットの動きを把えることができない。
【０００４】
レーダ装置でターゲットの動きを把える別の方法として、受信信号のドップラーシフトを利用したものが公知である。受信信号のドップラーシフトを検出することで、探知と同時にターゲットの速度情報が得られる。また、ドップラーシフトを利用すれば、例えば群れの中の個々の鳥の動きをとらえることも可能である。
【０００５】
しかし、船舶用レーダでは、発振器としてマグネトロンを用いることが一般的である。マグネトロンでは送信パルスごとに位相の初期値がランダムに変化するため、そのままでは受信信号のドップラーシフトを測定できない。このため従来の船舶用レーダでは、ドップラーシフトを利用した速度検出は行われていなかった。また、この従来の船舶用レーダでは、ターゲットの検出に位相情報を使えないため、もっぱら振幅情報のみを用いてターゲットを検出しており、Ｓ／Ｎ比の観点からも最適ではない。
【０００６】
とはいえ、マグネトロンを利用したレーダではドップラーシフトの測定が不可能という訳ではない。マグネトロンレーダの受信信号をコヒーレント化するＣｏｈｅｒｅｎｔ  ｏｎ  ｒｅｃｅｉｖｅと呼ばれる手法が知られている。この手法を利用することにより、マグネトロンを用いたレーダであっても、パルスドップラーレーダの原理に基づいてターゲットの速度を取得することが可能となる。
【０００７】
ところで、パルスドップラーレーダでターゲットの速度を取得する場合、得られる速度には不定性がある。即ち、ターゲットの速度の絶対値が「折り返し速度」以下の場合は正しい値が得られるが、折り返し速度を超えた速度で移動するターゲットの移動速度は正確に検出できない。この折り返し速度は、ＰＲＦ（Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：送信繰り返し周期）に比例し、キャリア周波数に反比例する。マグネトロンはキャリア周波数を制御できない（又は制御できる範囲が狭い）ので、ＰＲＦを制御することによって折り返し速度を設定することになる。
【０００８】
図７は、折り返し速度とＰＲＦの関係を示している。実際に海上を航行する船舶をターゲットにする場合、相対速度は６０〜８０ｋｔになると考えられるので、ＰＲＦを４０００〜５０００Ｈｚにする必要がある。そして、図７から明らかなように、より高速移動するターゲットの速度を検出するためには、ＰＲＦをより高くする必要がある。
【０００９】
一方、パルスレーダには距離の不定性の問題もある。即ち、パルスレーダでターゲットまでの距離を測定できるのはレーダアンテナからｃ／２ＰＲＦ以内の距離に限り、ｃ／２ＰＲＦよりも遠方にあるターゲットからのエコーを受信した場合には距離に不定性が残る。ここで、ｃは光速である。
【００１０】
例として、図８（ａ）のように、自船から近距離にある近距離ターゲットｔｇ１と、遠距離にある遠距離ターゲットｔｇ２が存在する場合を考える。レーダアンテナから各ターゲットｔｇ１，ｔｇ２までの距離がｃ／２ＰＲＦ以内の場合は、パルス信号を送信した後、各ターゲットｔｇ１、ｔｇ２からのエコーは、次のパルス信号が送信されよりも前に受信される（図９（ａ）参照）。このように、あるパルス信号で発生したエコーが、次のパルス信号が送信されるまでに受信されたものを「１次エコー」と呼ぶ。
【００１１】
図９（ａ）の受信信号に基づいて生成したレーダ映像を、図８（ｂ）に概念的に示す。図８（ｂ）に示すように、近距離ターゲットｔｇ１に対応するエコー像ｅｃ＿ｔｇ１と、遠距離ターゲットｔｇ２に対応するエコー像ｅｃ＿ｔｇ２は、それぞれ正しい位置に表示される。このように、１次エコーに基づくエコー像は、ターゲットの正しい位置を示す。
【００１２】
図９（ａ）の状態からＰＲＦを高くしていくと、遠距離ターゲットｔｇ２からのエコーが、次のパルス信号が送信された後で受信されるようになる（図９（ｂ））。このように、次回のパルス送信以降に受信されるエコーを「２次エコー」と呼ぶ。図９（ｂ）の受信信号に基づいて生成したレーダ映像を、図８（ｃ）に概念的に示す。図８（ｃ）に示すように、遠距離ターゲットｔｇ２に対応するエコー像ｅｃ＿ｔｇ２は、実際の遠距離ターゲットｔｇ２の位置よりも近くに表示されてしまう。これがパルスレーダにおける距離の不定性の問題である。２次エコーに基づくエコー像は、実際のターゲットの位置を表していないため危険である。
【００１３】
この点、２次エコーが存在する場合は隣り合うビームとの間でエコー強度に大きな不連続が見られるという性質を利用（Ｋａｔｕｍａｔａ  ｅｔ  ａｌ．，  ２００５）することで２次エコーを判別する手法も考えられるが、完全ではない。また、非特許文献１には、送信パルスごとに１次エコーと２次エコーの位相関係が一致しないように送信パルスの位相を制御することで、２次エコーを除去する位相制御方式が記載されている。しかし、この手法は、送信するパルス信号の位相を制御できないマグネトロンを利用したレーダでは採用できない。
【００１４】
このように、マグネトロンを利用した従来のパルスレーダ装置では、２次エコーを除去するための有効な手段は知られていなかった。このため、マグネトロンを利用したパルスレーダ装置においては、距離の不定性を解消するために、ＰＲＦを低めに設定して２次エコーの発生を回避しなければならないと考えられていた。
【００１５】
以上のように、パルスドップラーレーダにおいては、高速ターゲットの速度を検出するためにはＰＲＦを高くしなければならず、遠距離ターゲットまでの距離を検出するためにはＰＲＦを低くしなければならない。このように、パルスドップラーレーダでは、速度検出の精度と距離検出の精度は矛盾する関係にある。そこで、ＰＲＦを高くして速度検出の精度を向上させるというアプローチと、ＰＲＦを低くして距離検出の精度を向上させるというアプローチの２通りのアプローチが考えられる。
【００１６】
ところが、マグネトロンにはデューティサイクル比の最大値に制限があり、デューティサイクル比が許容限界を超えるとマグネトロンが破損するおそれがある。通常、マグネトロンで許容できるデューティサイクル比の最大値は１／１０００程度である。
【００１７】
デューティサイクル比は、パルス幅Ｐｗ×ＰＲＦで求めることができる。しかし、パルス幅Ｐｗを狭くするとＳ／Ｎ比が低下してしまうため、パルス幅Ｐｗをあまり狭くすることはできない。結局、マグネトロンを利用したレーダでは、ＰＲＦをあまり高くすることができないということになる。例えばパルス幅Ｐｗ＝１．０×１０-6［ｓ］で送信する場合、デューティサイクル比を上限の１／１０００以下にするためには、ＰＲＦを１０００Ｈｚ以上にできない。図７を見れば分かるように、ＰＲＦ＝１０００Ｈｚでの折り返し速度は１５ｋｔ程度であるため、通常の船舶（相対速度６０〜８０ｋｔ）の速度を正確に検出できない。従って、実用上の問題がある。
【００１８】
上記のように、マグネトロンを利用した従来の船舶用レーダにおいては、デューティサイクル比の制限のために、ＰＲＦを増大させて速度検出の精度を向上させる、というアプローチには限界がある。そこで、従来の船舶用レーダにおいては、もっぱら距離検出の精度を向上させることに主眼が置かれており、そのＰＲＦは低めに設定されていた。
【００１９】
しかし、ＰＲＦを低くせざるを得ない船舶用レーダにおいても、速度検出の精度を向上させるための試みがいくつか提案されている。
【００２０】
例えば、公知のスタガ送信を利用することにより、速度の不定性を除去することが考えられる。スタガ送信とは、送信毎にＰＲＦを変化させる処理である。２〜３種類のＰＲＦを用いることで、折り返し速度を大きくすることが可能である。また、このようにＰＲＦを変化させることで、他のレーダ装置との間における相互干渉の影響を抑えることもできる。
【００２１】
また、速度の不定性を除去する別の手法としては、特許文献１に開示されているものがある。特許文献１は、連続する所定数の送信パルス信号の送信間隔が、それぞれ異なるように送信タイミングを制御し、送信パルス信号の波形と、物標で反射した受信信号の波形と、の相関処理を行う構成を開示している。特許文献１は、これにより、マグネトロンに負担を掛けない送信間隔を保ちつつ、見かけのＰＲＦを高くできるので、物標の速度の検出限界速度を上昇させることができるとしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２０１１−２０３１８５号公報
【非特許文献】
【００２３】
【非特許文献１】足立  栄男、佐藤  裕子、”東芝レビュー  Ｖｏｌ．５５  Ｎｏ．５（２０００）”、”ドップラー気象レーダ”、［ｏｎｌｉｎｅ］、２０００年、株式会社東芝ホームページ内、［２０１２年３月１６日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：http://www.toshiba.co.jp/tech/review/2000/05/a08.pdf＞
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
上記従来技術（スタガ送信及び特許文献１）では、平均的なＰＲＦを中心とした所定の範囲内で、送信パルスごとにＰＲＦを変化させることになる。マグネトロンを利用したレーダ装置では、デューティサイクル比の制限があるため、平均的なＰＲＦをあまり高くすることはできない。従って、上記従来技術では、折り返し速度を超えるターゲットの速度の検出精度が悪いという問題がある。
【００２５】
また、上記従来技術は、パルス信号の送信ごとにＰＲＦを変化させているので、スペクトル分布を求める際にスプリアス成分が生じる。このため、異なる速度と移動方向を持つ２つのターゲットが存在する場合や、海面反射中のターゲット、或いは鳥の群のように、複数のターゲットが同時に存在する場合は、上記従来技術では誤った速度が得られる場合がある。
【００２６】
また、上記従来技術では、信号処理を用いて速度の不定性を除去するため、余計な演算が必要で、全体の処理が複雑になるという問題がある。
【００２７】
本発明は以上の事情に鑑みてされたものであり、その主要な目的は、マグネトロンを利用したレーダにおいて、速度の検出精度と距離の検出精度を両立させ、かつＳ／Ｎ比を向上させた構成を提供することにある。
【課題を解決するための手段及び効果】
【００２８】
本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。
【００２９】
本発明の観点によれば、以下の構成のレーダ装置が提供される。即ち、このレーダ装置は、信号発生部と、送信タイミング制御部と、コヒーレント処理部と、信号処理部と、を備える。前記信号発生部は、パルス信号を発生させる。前記送信タイミング制御部は、複数のパルス信号を一定の送信間隔で送信するバッチ送信を行う。前記コヒーレント処理部は、あるパルス信号を送信した後で次のパルス信号が送信されるまでの間に受信された受信信号に対してコヒーレント処理をしてコヒーレント化受信信号を取得する。前記信号処理部は、前記コヒーレント化受信信号に基づいて信号処理を行う。そして、前記送信タイミング制御部は、あるバッチ送信で最後のパルス信号を送信してから、次のバッチ送信の最初のパルス信号を送信するまでの間に、前記送信間隔よりも長い休止期間を設ける。
【００３０】
このように休止期間を設けることにより、信号発生部を休ませることができるので、信号発生部のデューティサイクル比の制限がある場合であっても、休止期間以外の期間では送信間隔を短く（ＰＲＦを高く）できる。ＰＲＦを高くすることで、速度の不定性を低減できる。また、バッチ送信の間は送信間隔を一定とすることで、スプリアス成分の発生を防ぎ、誤った速度が検出されることを防止できる。
【００３１】
上記のレーダ装置において、前記信号発生部がマグネトロンを用いて送信パルス信号を発生させる構成であれば、本発明の効果をより好適に発揮できる。
【００３２】
即ち、マグネトロンにはデューティサイクル比に制限があるため、従来はＰＲＦを高くすることができなかった。この点、上記の構成のように休止期間を設けることによりマグネトロンを休ませることができるので、ＰＲＦを高くして速度検出の不定性を低減できる。また、マグネトロンを利用したレーダ装置は、送信するパルス信号の位相がランダムに変動するため、そのままではドップラーシフトを測定できないが、上記のように受信信号をコヒーレント化することにより、ドップラーシフトに基づいてターゲットの速度を検出することが可能となる。
【００３３】
上記のレーダ装置において、前記送信タイミング制御部は、前記バッチ送信ごとに前記送信間隔を変更することが好ましい。
【００３４】
このように、バッチ送信ごとにパルス信号の送信間隔を変化させることで、他のレーダ装置との干渉を除去できる。
【００３５】
上記のレーダ装置は、以下のように構成されることが好ましい。即ち、このレーダ装置は、時間領域２次エコー判定部を備える。前記時間領域２次エコー判定部は、前記バッチ送信の最初の受信信号の信号レベルと、２番目目以降の受信信号の信号レベルと、に基づいて、前記２番目以降の受信信号に含まれている２次エコーを判別する。
【００３６】
即ち、各バッチ送信の最初のパルス信号の前には休止期間を設けているので、当該最初のパルス信号を送信した直後だけは２次エコーが存在しない。そこで、各バッチ送信の最初の受信信号の信号レベルと、２番目以降の受信信号の信号レベルと、を比較することで、２番目以降の受信信号に含まれている２次エコーを検出できる。
【００３７】
上記のレーダ装置は、以下のように構成することもできる。即ち、前記信号処理部は、前記バッチ送信の間に取得された複数のコヒーレント化受信信号を積算した積算受信信号を算出する。
【００３８】
即ち、１次エコーはコヒーレント化により位相が揃っているので、受信信号を積算することにより１次エコーのＳ／Ｎ比が向上する。一方、２次エコーはコヒーレント化されないので、受信信号を積算したとしても、２次エコーのＳ／Ｎ比は１次エコーほど向上しない。従って、コヒーレント化受信信号を積算することにより、２次エコーのＳ／Ｎ比を、１次エコーに比べて十分に低くできる。
【００３９】
上記のレーダ装置は、以下のように構成することもできる。即ち、前記信号処理部は、前記バッチ送信ごとに、当該バッチ送信で得られた複数のコヒーレント化受信信号に基づいて、各ターゲットのスペクトル分布を算出する。
【００４０】
即ち、１回のバッチ送信では複数のコヒーレント化受信信号が得られるので、当該複数のコヒーレント化受信信号に基づいて各ターゲットのスペクトル分布を求めることができる。バッチ送信の間はパルス信号の送信間隔を一定としているので、スペクトル分布にスプリアスを生じることがない。このようにして求めたスペクトル分布に基づいて、各ターゲットの速度を精度良く検出できる。
【００４１】
上記のレーダ装置は、以下のように構成されることが好ましい。即ち、前記信号処理部は、あるバッチ送信で算出されたスペクトル分布と、その次のバッチ送信で算出されたスペクトル分布と、を比較することで２次エコーを判別する。
【００４２】
即ち、正常なエコー（１次エコー）であれば、隣接するバッチ送信同士でスペクトル分布が略一致すると考えられる。しかし、２次エコーの場合は、受信信号がコヒーレント化されていないので、隣接するバッチ送信同士でスペクトル分布が一致しない。このことを利用して、２次エコーを判別できる。
【００４３】
本発明の別の観点によれば、以下のレーダ送受信方法が提供される。即ち、このレーダ送受信方法は、バッチ送信工程と、コヒーレント処理工程と、信号処理工程と、を含む。前記バッチ送信工程では、複数のパルス信号を一定の送信間隔で送信するバッチ送信を行う。前記コヒーレント処理工程では、前記複数のパルス信号のうち、あるパルス信号を送信した後で次のパルス信号が送信されるまでの間に受信された受信信号に対してコヒーレント処理をしてコヒーレント化受信信号を取得する。前記信号処理工程では、前記前記コヒーレント化受信信号に基づいて信号処理を行う。そして、前記バッチ送信工程では、あるバッチ送信で最後のパルス信号を送信してから、次のバッチ送信の最初のパルス信号を送信するまでの間に、前記送信間隔よりも長い休止期間を設ける。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の一実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図。
【図２】バッチ送信を説明する図。
【図３】送信したパルス信号と、受信されるエコーとの関係を示す図。
【図４】コヒーレント化受信データを概念的に示す図。
【図５】コヒーレント化受信信号を積算する効果を説明する図。
【図６】１次エコーと２次エコーのスペクトル分布の違いを説明する図。
【図７】ＰＲＦと折り返し速度の関係を示す図。
【図８】レーダ映像に２次エコーが出現した様子を説明する図。
【図９】２次エコーが発生する様子について説明する図。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
次に、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００４６】
本実施形態のレーダ装置１０は、いわゆるパルスレーダとして構成されており、船舶に搭載される船舶用レーダ装置である。このレーダ装置１０は、鋭い指向性を持ったパルス信号を送信するとともに、周囲のターゲットからの反射信号（エコー）を受信し、これに基づいてレーダ映像を生成して表示する公知の構成である。以下、レーダ装置１０の構成について簡単に説明する。
【００４７】
レーダ装置１０は、図１に示すように、信号発生部１１と、レーダアンテナ１２と、送受信切替部１３と、受信処理部１４と、送信タイミング制御部１５と、演算部１６と、表示部１７と、を主な構成として備えている。
【００４８】
信号発生部１１は、マグネトロンからなる送信管を備えており、パルス状のマイクロ波を発生可能に構成されている。なお、１つのパルス信号を発生させてから次のパルス信号を発生させるまでの時間（パルス送信間隔Ｔ）は、送信タイミング制御部１５によって制御されている。信号発生部１１が発生させたパルス状のマイクロ波は、適宜の導波管を経由してレーダアンテナ１２まで送られ、当該レーダアンテナ１２から送信される。このときレーダアンテナ１２から送信され信号を、パルス信号と呼ぶ。
【００４９】
レーダアンテナ１２は、パルス信号を送信できるとともに、周囲のターゲット（物標）からのエコー（反射信号）を受信できるように構成されている。このときレーダアンテナ１２が受信する信号を、受信信号と呼ぶ。このレーダアンテナ１２は、平面内を所定周期で回転しながら送受信を繰り返す公知の構成である。これにより、レーダ装置１０は自船周囲の全方位のターゲットを検出できるようになっている。
【００５０】
送受信切替部１３は、例えばサーキュレータにより構成されている。この送受信切替部１３は、信号発生部１１からの高エネルギーのパルス信号が受信処理部１４に入力されないように、また、受信信号が受信処理部１４に適切に入力されるように、信号の経路を適宜切り替えることができる。
【００５１】
受信処理部１４は、受信信号を中間周波数信号にダウンコンバートしたのち、公知のＩＱサンプリングを行うことで複素数形式のデジタルデータ（いわゆるＩＱデータ）を得るように構成されている。このとき、受信処理部１４のコヒーレント処理部２６は、公知のコヒーレント・オン・レシーブ（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｏｎ  Ｒｅｃｅｉｖｅ）処理（あるいは単に「コヒーレント処理」と言う）を行うことにより、受信信号をコヒーレント化するように構成されている。そこで、コヒーレント処理部２６が取得した個々のＩＱデータのことを、コヒーレント化受信データと呼ぶ。また、コヒーレント化受信データをサンプリング時刻順に並べて得られるデータ系列を、コヒーレント化受信信号と呼ぶ。コヒーレント処理部２６が取得したコヒーレント化受信データは、受信処理部１４から演算部１６へと出力される。なお、受信処理部１４が出力するＩＱデータがコヒーレント化されていることを特に強調する必要がない場合には、当該データのことを単に受信データと呼ぶ場合がある。
【００５２】
コヒーレント・オン・レシーブ処理とは、簡単に説明すると、パルス信号の送信ごとに当該パルス信号の位相情報を記憶しておき、受信信号から前記パルス信号の位相変動をキャンセルするものである。このように、受信信号からパルス信号の位相変動を除去することを、「受信信号をコヒーレント化する」と表現する。これにより、マグネトロンが発生させるパルス信号のランダムな初期位相を除去できるので、受信信号の位相情報を利用できるようになる。コヒーレント・オン・レシーブ処理の実現方法としては、例えば特許文献１に記載されているように、送信信号を重みとするマッチドフィルタに受信信号を通す構成を採用すれば良い。ただし、コヒーレント・オン・レシーブ処理の実現方法としてはこれに限らず、適宜の方法を利用できる。要は、受信信号を適切にコヒーレント化できれば良い。
【００５３】
演算部１６は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどのハードウェアと、前記ＲＯＭに記憶された受信信号処理プログラムなどのソフトウェアと、からなるコンピュータとして構成されている。そして、前記ハードウェアにおいて前記受信信号処理プログラムを実行することにより、演算部１６が、レーダ映像生成部２０、信号処理部２７等として機能するように構成されている。
【００５４】
信号処理部２７は、速度算出部２１、積算処理部２３、時間領域２次エコー判定部２４、周波数領域２次エコー判定部２５等としての機能を有している。信号処理部２７の詳しい機能については後述するが、コヒーレント化受信信号に対して適宜の信号処理を行うものである。
【００５５】
レーダ映像生成部２０は、信号処理部２７によって信号処理が施された受信信号に基づいて、レーダ映像を生成する。レーダ映像生成部２０は、生成したレーダ映像を表示部１７に出力するように構成されている。なお、受信信号に基づいてレーダ映像を生成する構成は公知であるから、説明は省略する。
【００５６】
表示部１７は、入力されたレーダ映像を表示できる表示装置（例えば液晶ディスプレイなど）である。レーダ装置１０のオペレータは、表示部１７に表示されたレーダ映像を確認することで、自船周囲の様子を判断できる。
【００５７】
続いて、送信タイミング制御部１５の機能について説明する。
【００５８】
前述のように、マグネトロンを利用したレーダ装置ではデューティサイクル比に上限があるために、パルス信号の送信間隔をあまり短く（ＰＲＦを高く）できない。この点、本実施形態の送信タイミング制御部１５は、所定回数のパルス信号を送信した後で、所定の休止期間を設けるように構成されている。休止期間を設けることによりマグネトロンを休ませることができるので、当該休止期間以外は高いＰＲＦでパルス信号を送信できる。
【００５９】
具体的には以下のとおりである。送信タイミング制御部１５は、パルス信号を送信するタイミングを制御することで、図２に示すようなバッチ送信を行うように構成されている。なお、本明細書において「バッチ送信」とは、所定のパルス幅のパルス信号を、一定の送信間隔で複数回送信することを言う。図２の例では、ｍ回目のバッチ送信において、パルス幅Ｐｗのパルス信号を、送信間隔Ｔで８回送信している。なお、本実施形態では各バッチ送信でパルス信号を８回送信する構成としているが、１回のバッチ送信でパルス信号を送信する回数は複数回であれば特に限定されない。
【００６０】
本実施形態において、送信タイミング制御部１５は、各バッチ送信の最後のパルス信号を送信してから、次のバッチ送信の最初のパルス信号を送信するまでの間に、パルス信号を送信しない休止期間Ｔrestを設けている。休止期間Ｔrestは、パルス信号の送信間隔Ｔよりも長くなるように設定されている。例えば図２では、ｍ回目のバッチ送信の最後のパルス信号Ｐm,8を送信した後、ｍ＋１回目のバッチ送信の最初のパルス信号Ｐm+1,1を送信するまでの間に、送信間隔Ｔよりも長い休止期間Ｔrestを設けている。
【００６１】
あるバッチ送信で送信されるパルス信号の数をｎ、当該バッチ送信に掛かる時間（最初のパルス信号を送信してから、休止期間が終了するまでの時間）をＴbatchとすると、デューティサイクル比は、以下の式：
デューティサイクル比＝Ｐｗ×ｎ／Ｔbatch    ……（１）
で計算できる。ここで、Ｔbatchは以下の式：
Ｔbatch＝Ｔ×（ｎ−１）＋Ｔrest    ……（２）
で求められるから、休止期間Ｔrestを長くとることでデューティサイクル比を小さくできる。従って、送信間隔Ｔを短く（ＰＲＦを高く）設定したとても、休止期間Ｔrestを十分に長くとることで、デューティサイクル比が制限を超えてしまうことを回避できる。
【００６２】
例えば、マグネトロンのデューティサイクル比の上限は通常１／１０００であるから、パルス幅Ｐｗ＝０．５×１０-6［ｓ］、１回のバッチ送信で送信するパルス数ｎ＝８とすれば、１回のバッチ送信にかかる時間Ｔbatchを４．０×１０-3［ｓ］よりも短くすることはできない。しかしこの場合であっても、例えば休止期間Ｔrestを２．６×１０-3［ｓ］以上にすれば、送信間隔Ｔを０．２×１０-3［ｓ］以下にできる。このときのＰＲＦ（＝１／Ｔ）は５０００Ｈｚである。前述のように、ＰＲＦが５０００Ｈｚあれば通常の速度の船舶を検出可能であるから、実用上十分な精度で、ターゲットの速度を検出できる。
【００６３】
以上のように、本実施形態のレーダ装置１０は、所定回数のパルス信号を送信した後で休止期間Ｔrestを設けているので、この休止期間中にマグネトロンを休ませ、休止期間以外のときには高いＰＲＦで送信できる。これにより、本実施形態のレーダ装置１０は、マグネトロンを利用したレーダでありながら、速度検出のために十分なＰＲＦでパルス信号を送信できるので、実用的な精度でターゲットの相対移動速度を検出することが可能となっている。
【００６４】
また、本実施形態のレーダ装置１０の構成によれば、デューティサイクル比の制限によらず、パルス幅Ｐｗを広くすることができる。即ち、式（１）からわかるように、パルス幅Ｐｗを広く設定したとても、一回のバッチ送信にかける時間Ｔbatchを十分に長くすることで（つまり、十分な休止期間Ｔrestを設けることで）、デューティサイクル比が制限を超えてしまうことを回避できる。Ｐｗを広くすることで、Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。このように、本実施形態の構成によれば、マグネトロンを利用したレーダでありながら、十分なＳ／Ｎ比で、かつ高いＰＲＦでパルス信号を送信できる。
【００６５】
また、本実施形態の送信タイミング制御部１５は、各バッチ送信では送信間隔Ｔを一定として複数のパルス信号を送信している。このように、パルス信号の送信間隔Ｔを一定にすることで、ターゲットのエコーのスペクトル分布を算出（後述）する際にスプリアスが生じず、ターゲットの速度を正確に検出することが可能となる。
【００６６】
また、本実施形態の送信タイミング制御部１５は、バッチ送信ごとに送信間隔Ｔを±１０％の範囲で変化させるように構成されている。つまり、隣接するバッチ送信同士では、パルス信号の送信間隔Ｔが±１０％の範囲で異なっている。バッチ送信ごとに送信間隔Ｔを変化させることで、他のレーダ装置との干渉を除去できる。なお、バッチ送信ごとであれば、送信間隔Ｔを変化させても上記スプリアスの発生が問題となることはない。本実施形態のレーダ装置１０では、バッチ送信ごとにスペクトル分布を算出するためである（後述）。
【００６７】
続いて、信号処理部２７の速度算出部２１としての機能について簡単に説明する。速度算出部２１は、コヒーレント化受信データに基づいて、ターゲットの相対速度を算出するように構成されている。
【００６８】
あるパルス信号を送信した後、次のパルス信号を送信するまでの間に受信されたエコーを、１つの受信信号として定義する。本実施形態ではバッチ送信ごとにパルス信号を８回送信しているので、バッチ送信ごとに８つの受信信号が取得されることになる。
【００６９】
各受信信号は、受信処理部１４においてコヒーレント化及びサンプリングされることにより、コヒーレント化受信信号に変換される。各コヒーレント化受信信号を、ＲＸm,nと表すことにする。ここで、添字のｍはｍ回目のバッチ送信で得られた受信信号であることを示し、添字のｎはバッチ送信の中でｎ番目に得られた受信信号であることを示している。本実施形態ではバッチ送信ごとに８つの受信信号が得られるので、ｍ回目のバッチ送信では８つのコヒーレント化受信信号ＲＸm,1〜ＲＸm,8が得られることになる。
【００７０】
コヒーレント化受信信号はデジタルの波形信号であるから、多数のデジタルデータ（コヒーレント化受信データ）からなっている。個々のコヒーレント化受信データを、Ｄm,n,tと表すことにする。添字のｔは、当該受信データがサンプリングされたサンプリング時刻を示す。ここでいうサンプリング時刻は、各パルス信号の送信時を起点として計測される（つまり、各パルス信号を送信した時刻をサンプリング時刻＝ゼロとする）ものとする（図３参照）。なお前述のように、個々のコヒーレント化受信データＤm,n,tは複素データ（ＩＱデータ）である。
【００７１】
レーダ装置１０において取得されるコヒーレント化受信データを、図４に概念的に示す。図４の縦軸はパルス信号の送信回数に対応しており、横軸はサンプリング時刻に対応している。図４の各マス目は、個々のコヒーレント化受信データを示しており、各マス目のハッチングは信号レベル（各受信データの大きさ）を示している（ハッチングが密であるほど信号レベルが高い＝強いエコーが受信されたことを示す）。
【００７２】
ところで、バッチ送信の間もレーダアンテナ１２は回転しているので、厳密に言えば、バッチ送信の間も信号の送受信方向は刻々と変化している。しかし、レーダアンテナ１２の回転周期に対して送信間隔Ｔは十分に短く、またレーダアンテナ１２から送信されるパルス信号はある程度のビーム幅を有している。このため、１回のバッチ送信で得られた８つのコヒーレント化受信信号ＲＸm,1〜ＲＸm,8は、同じ方向から到来したエコーであるとみなすことができる。
【００７３】
そこで本実施形態の速度算出部２１は、１回のバッチ送信の間に取得された８つのコヒーレント化受信信号ＲＸm,1〜ＲＸm,8に基づいて、パルスドップラーレーダの原理により、各ターゲットからのエコーのスペクトル分布を求めるように構成されている。例えば、ｍ回目のバッチ送信において、あるサンプリング時刻ｔに対応したエコーのスペクトル分布Ｆm,t（ｆ）は、当該バッチ送信で得られた８つのコヒーレント化受信信号ＲＸm,1〜ＲＸm,8それぞれのサンプリング時刻ｔにおけるコヒーレント化受信データを時系列順に並べた以下のデータ系列： 
Ｄm,1,t、Ｄm,2,t、Ｄm,3,t、Ｄm,4,t、Ｄm,5,t、Ｄm,6,t、Ｄm,7,t、Ｄm,8,t……（３）
をフーリエ級数展開することで求めることができる。
【００７４】
【数１】
2013221756.tif 000003
【００７５】
上記式（４）中のＰは、通常はパルス信号の送信回数ｎと同じ値とするが、ｎ以上の整数とすることもできる。以上のようにして求めたスペクトル分布Ｆm,t（ｆ）に基づいて、前記ターゲットの移動によるドップラーシフト量がわかる。
【００７６】
本実施形態の速度算出部２１は、上記のようにして、各ターゲットからのエコーのスペクトル分布を算出するように構成されている。そして、速度算出部２１は、得られたスペクトル分布に基づいてドップラーシフト量を求め、これに基づいて各ターゲットの相対移動速度を算出する。算出された各ターゲットの相対速度は、適宜の態様により表示部１７に表示される。なお、ドップラーシフト量からターゲットの相対移動速度を算出する手法は公知のパルスドップラーレーダと同じであるから、説明は省略する。
【００７７】
ところで、本実施形態のレーダ装置１０は、休止期間Ｔrestを設けることにより８個のパルス信号の送信間隔Ｔを短くしているので、式（３）で示した８個のデータが取得される間隔も短くなっている（つまり、式（３）のデータ系列のサンプリング周期が短くなっている）。これにより、スペクトル分布Ｆm,t（ｆ）を算出する際に周波数の折り返しが発生しにくくなるので、結果として、検出できるターゲットの速度の上限（折り返し速度）を、従来の船舶用レーダ装置に比べて高くすることができる。以上のように、本実施形態のレーダ装置１０の構成によれば、従来の船舶用レーダ装置に比べて、より速いターゲットの速度を精度良く検出できる。
【００７８】
続いて、本実施形態のレーダ装置１０において、距離の不定性の問題を解消するための構成について説明する。
【００７９】
上記のように、本実施形態のレーダ装置１０は、休止期間Ｔrestを設けてＰＲＦを高める（送信間隔Ｔを短くする）ことで、速度検出精度を向上させたものである。しかし、このようにＰＲＦを高めに設定すると、距離の不定性が大きくなって２次エコーが発生し易くなる。特に本実施形態のレーダ装置１０の場合、広いパルス幅ＰｗのままでＰＲＦを高くすることができるので、Ｓ／Ｎ比が大きい。これにより探知性能が向上して遠距離のターゲットからのエコーを検知し易くなるが、遠距離のターゲットからのエコーは２次エコーとして受信される場合があるので、結果的に２次エコーが出現し易くなる。
【００８０】
そこで本実施形態のレーダ装置１０では、信号処理によって２次エコーを抑圧するように構成されている。
【００８１】
以下、２次エコーを抑圧するための信号処理について具体的に説明する。前述のように、本実施形態の受信処理部１４では、コヒーレント・オン・レシーブ処理により、受信信号をコヒーレント化している。従って、受信処理部１４が出力するコヒーレント化受信信号において、１次エコーはコヒーレント化されている。一方、２次エコーは、コヒーレント・オン・レシーブ処理でコヒーレント化できない。なぜなら、コヒーレント・オン・レシーブ処理において、２次エコーは、当該２次エコーを発生させたパルス信号とは異なるパルス信号の初期位相に基づいてコヒーレント化処理されてしまうためである。従って、コヒーレント化受信信号に含まれる２次エコーの位相はランダムなままである。
【００８２】
さて、あるバッチ送信で得られるｎ個（本実施形態では８個）のコヒーレント化受信信号の複素和を求める場合を考える。ターゲットが相対移動していない場合、各コヒーレント化受信信号に含まれる１次エコーは、コヒーレント化されることで位相が揃っている。このため、ｎ個のコヒーレント化受信信号を積算すれば、１次エコーの信号レベルはｎ倍になる（図５参照）。一方、２次エコーの位相はランダムなままなので、ｎ個のコヒーレント化受信信号を積算したとしても、２次エコーの信号レベルは√ｎ倍にしかならない（図５参照）。信号のＳ／Ｎ比は電力で定義されるので、２次エコーのＳ／Ｎ比は、１次エコーに比べて１／ｎになる。このように、１回のバッチ送信で得られるｎ個（本実施形態では８個）のコヒーレント化受信信号の複素和を求めることで、２次エコーの信号レベルを、１次エコーの信号レベルに比べて低下させることができる。
【００８３】
なお、ターゲットが相対移動している場合であっても、当該相対移動速度が低い場合には、各コヒーレント化受信信号に含まれる１次エコーの位相は揃っているとみなして良い。従って、ターゲットが相対移動している場合であっても、１回のバッチ送信で得られるｎ個のコヒーレント化受信信号の複素和を求めることで、２次エコーの信号レベルを、１次エコーの信号レベルに比べて低下させることができる。
【００８４】
以上の点を踏まえ、本実施形態の信号処理部２７は、各バッチ送信で得られるｎ個（本実施形態では８個）のコヒーレント化受信信号の複素和である積算受信信号を算出する積算処理部２３としての機能を有している。
【００８５】
そして、レーダ映像生成部２０は、積算処理部２３が算出した積算受信信号に基づいてレーダ映像を生成するように構成されている。前述のように、積算受信信号では、２次エコーの信号レベルが１次エコーに比べて低下している。従って、この積算受信信号に基づいてレーダ映像を生成することにより、２次エコーのエコー像を抑圧したレーダ映像を得ることができる。
【００８６】
このように、本実施形態のレーダ装置１０は、十分に高いＰＲＦで送信して速度の不定性を除去し、その結果生じる距離の不定性の問題（２次エコーの発生）を信号処理によって解決するものである。この点、従来の船舶用レーダ装置は、低いＲＰＦで送信し、速度の不定性を信号処理によって解決するという発想であった。
【００８７】
以上で説明したように、本実施形態のレーダ装置１０は、信号発生部１１と、送信タイミング制御部１５と、コヒーレント処理部２６と、信号処理部２７と、を備えている。このレーダ装置１０における送受信方法は、以下のようにして行う。
【００８８】
送信タイミング制御部１５は、複数のパルス信号を一定の送信間隔Ｔで送信するバッチ送信を行う（バッチ送信工程）。このバッチ送信工程では、あるバッチ送信で最後のパルス信号を送信してから、次のバッチ送信の最初のパルス信号を送信するまでの間に、送信間隔Ｔよりも長い休止期間Ｔrestを設ける。
【００８９】
上記のようにして送信したパルス信号のエコーは、レーダアンテナ１２に順次受信される。コヒーレント処理部２６は、あるパルス信号を送信した後で次のパルス信号が送信されるまでの間に受信された受信信号に対してコヒーレント処理をしてコヒーレント化受信信号を取得する（コヒーレント処理工程）。そして、信号処理部２７は、コヒーレント化受信信号に基づいて信号処理を行う（信号処理工程）。
【００９０】
このレーダ送受信方法によれば、休止期間を設けることで信号発生部１１を休ませることができるので、マグネトロンのデューティサイクル比の制限があるにもかかわらず、休止期間以外の期間では送信間隔を短く（ＰＲＦを高く）できる。ＰＲＦを高くすることで、速度の不定性を低減できる。また、バッチ送信の間は送信間隔Ｔを一定とすることで、スプリアス成分の発生を防ぎ、誤った速度が検出されることを防止できる。
【００９１】
続いて、２次エコーを除去するための別の手法について説明する。
【００９２】
上記で説明した積算処理部２３による処理は、積算するコヒーレント化受信信号の数ｎが多いほど（１回のバッチ送信で得られる受信信号の数ｎが多いほど）、２次エコーを抑圧する効果が高くなる。逆に言うと、１回のバッチ送信で得られる受信信号の数ｎが少ない場合（１回のバッチ送信で送信するパルス信号の数ｎが少ない場合）は、積算処理部２３による処理では２次エコーを十分に抑圧できない。このような場合は、上記とは異なる手法で２次エコーを抑圧する構成が必要となる。
【００９３】
そこで本実施形態レーダ装置１０の信号処理部２７は、上記積算処理部２３の処理とは独立して、２次エコーを判別する処理を行う時間領域２次エコー判定部２４としての機能を有している。時間領域２次エコー判定部２４は、各バッチ送信の最初の受信信号では２次エコーが受信されないことを利用して、２次エコーを判別するように構成されている。
【００９４】
具体的に説明すると以下のとおりである。即ち、２次エコーとは、あるパルス信号を送信した後、当該パルス信号の前のパルス信号により発生したエコーが受信されたものである。この点、本実施形態のレーダ装置１０では、各バッチ送信の最初のパルス信号の前に十分な休止期間Ｔrestが設けられている。このため、各バッチ送信の最初の受信信号だけは、２次エコーが発生しない（図３参照）。逆に言うと、各バッチ送信の最初の受信信号にエコーが出現しているか否かに基づいて、２次エコーを判別できる。
【００９５】
例えば図４の場合、ｍ回目のバッチ送信において、２番目以降の受信信号ＲＸm,2〜ＲＸm,8では、サンプリング時刻ｔ１でエコーが出現している（つまり、受信データＤm,2,t1〜Ｄm,8,t1の信号レベルが高くなっている）。しかし、当該ｍ回目のバッチ送信の最初の受信信号ＲＸm,1だけは、サンプリング時刻ｔ１でエコーが出現していない（つまり、受信データＤm,1,t1だけは、信号レベルが低くなっている）。このように、最初の受信信号ＲＸm,1にだけエコーが出現していない場合、２番目以降の受信信号ＲＸm,2〜ＲＸm,8のサンプリング時刻ｔ１に出現しているエコーは、２次エコーであると判断できる。
【００９６】
一方、図４に示すｍ回目のバッチ送信において、サンプリング時刻ｔ２では、８つの受信信号ＲＸm,1〜ＲＸm,8の全てでエコーが出現している（つまり、受信データＤm,1,t2〜Ｄm,8,t2は、全て信号レベルが高くなっている）。この場合、ｍ回目のバッチ送信においてサンプリング時刻ｔ２に出現しているエコーは１次エコーであると判断できる。
【００９７】
本実施形態の時間領域２次エコー判定部２４は、以上の性質を利用して、１次エコーと２次エコーを判別するように構成されている。まず、時間領域２次エコー判定部２４は、ｍ回目のバッチ送信において、２番目以降の受信信号ＲＸm,2〜ＲＸm,8それぞれのサンプリング時刻ｔにおける信号レベルの平均値Ａｖｅm,tを、以下の式によって求める。
【００９８】
【数２】
2013221756.tif 000004
【００９９】
なお、｜｜2は、複素数形式の受信データの絶対値の二乗を示す。また、当該ｍ回目のバッチ送信における最初の受信信号ＲＸm,1のサンプリング時刻ｔにおける信号レベルと、式（５）で求めた平均値Ａｖｅm,tと、の比を、２ｎｄＴｒａｃｅＥｃｈｏＲａｔｉｏm,tと呼んで、以下で定義する。
【０１００】
【数３】
2013221756.tif 000005
【０１０１】
あるバッチ送信の２番目以降の受信信号において、あるサンプリング時刻ｔにエコーが出現している場合、仮に当該エコーが１次エコーであれば、当該バッチ送信の最初の受信信号にも同等程度の信号レベルのエコーが出現しているはずである。この場合、２ｎｄＴｒａｃｅＥｃｈｏＲａｔｉｏm,tは１に近い値をとる。一方、当該エコーが２次エコーである場合、当該エコーは最初の受信信号には出現しないので、２ｎｄＴｒａｃｅＥｃｈｏＲａｔｉｏm,tの値は比較的小さくなる。
【０１０２】
そこで本実施形態の時間領域２次エコー判定部２４は、あるサンプリング時刻ｔについて求めた２ｎｄＴｒａｃｅＥｃｈｏＲａｔｉｏm,tが所定の判定閾値（例えば０．００１）よりも小さい場合は、サンプリング時刻ｔに現れているエコーを、２次エコーと判定するように構成されている。なお、この判定閾値は、状況によって調整することができても良い。
【０１０３】
時間領域２次エコー判定部２４は、サンプリング時刻ｔに現れているエコーが２次エコーであると判定した場合、当該エコーの信号レベルを低下させる処理を行う。これにより、積算処理部２３による処理だけでは２次エコーの信号レベルを十分に抑制できない場合であっても、確実に２次エコーを除去できる。
【０１０４】
続いて、２次エコーを抑圧するための更に別の手法について説明する。
【０１０５】
上記時間領域２次エコー判定部２４では、エコーの信号レベルに基づいて２次エコーを判別しているので、位相情報を利用しない時間領域での判定処理であると言える。しかし、２次エコーの判別のために位相情報を利用できれば、より確実に２次エコーを判別できると考えられる。本実施形態の信号処理部２７は、時間領域２次エコー判定部２４とは全く独立して、周波数領域で（位相情報を利用して）２次エコーを判別する周波数領域２次エコー判定部２５としての機能を有している。以下、具体的に説明する。
【０１０６】
前述のように、ｍ回目のバッチ送信においてサンプリング時刻ｔに出現したエコーのスペクトル分布は、式（４）によって得られる。当該エコーの発生源のターゲットがある程度の大きさを有している場合、次のｍ＋１回目のバッチ送信においても、同じターゲットからのエコーが、同じサンプリング時刻ｔに出現する。従って、ｍ回目のバッチ送信においてサンプリング時刻ｔについて求めたスペクトル分布Ｆm,t（ｆ）と、次のｍ＋１回目のバッチ送信において同じサンプリング時刻ｔについて求めたスペクトル分布Ｆm+1,t（ｆ）は、同じターゲットからのエコーのスペクトル分布を示すと考えられる。
【０１０７】
さて、当該ターゲットの速度は、ｍ回目のバッチ送信と、その次のｍ＋１回目のバッチ送信と、では大きく変化していないと考えられる。従って、ｍ回目のバッチ送信と、ｍ＋１回目のバッチ送信では、前記ターゲットからのエコーのドップラーシフト量は同じであるとみなせる。この場合、ｍ回目のバッチ送信で求めたスペクトル分布Ｆm,t（ｆ）と、ｍ＋１回目のバッチ送信で求めたスペクトル分布Ｆm+1,t（ｆ）は一致する。
【０１０８】
ただし、ｍ回目のバッチ送信で求めたスペクトル分布Ｆm,t（ｆ）と、ｍ＋１回目のバッチ送信で求めたスペクトル分布Ｆm+1,t（ｆ）が一致するのは、サンプリング時刻ｔに現れているエコーが１次エコーの場合のみである。即ち、前述のように、２次エコーはコヒーレント化されないので、当該２次エコーの受信データの位相はランダムである。このため、２次エコーの受信データに基づいて式（４）でスペクトル分布を求めたとしても、ランダムな結果しか得られない。
【０１０９】
１次エコー及び２次エコーについて得られるスペクトル分布の例を、図６に示す。図６の縦軸はスペクトルの強度であり、横軸は周波数ｆである。例えば図６において、ｍ回目のバッチ送信においてサンプリング時刻ｔ２について求めたスペクトル分布Ｆm,t2（ｆ）と、その次のｍ＋１回目のバッチ送信においてサンプリング時刻ｔ２について求めたスペクトル分布Ｆm+1,t２（ｆ）とでは、ほぼ同じスペクトルの形をしており、ピークの位置も一致している。このように、隣接するバッチ送信で得られたスペクトル分布が一致している場合、該当するエコーは１次エコーであると判断できる。
【０１１０】
一方、図６において、ｍ回目のバッチ送信においてサンプリング時刻ｔ１について求めたスペクトル分布Ｆm,t1（ｆ）と、その次のｍ＋１回目のバッチ送信においてサンプリング時刻ｔ１について求めたスペクトル分布Ｆm+1,t1（ｆ）は、それぞれスペクトルの形がランダムの性質を示しており、従って両者のピークの位置は一致しない。このように、隣接するバッチ送信で得られたスペクトル分布が一致していない場合、該当するエコーは２次エコーであると判断できる。
【０１１１】
本実施形態の周波数領域２次エコー判定部２５は、以上の性質を利用して、１次エコーと２次エコーを判別するように構成されている。まず、周波数領域２次エコー判定部２５は、あるサンプリング時刻ｔのエコーについて、ｍ回目のバッチ送信において求めたスペクトル分布Ｆm,t（ｆ）と、その次のｍ＋１回目のバッチ送信において求めたスペクトル分布Ｆm+1,t（ｆ）の、それぞれのピークの位置を求める。そして、周波数領域２次エコー判定部２５は、ｍ回目のバッチ送信において求めたスペクトル分布Ｆm,t（ｆ）のピーク位置と、その次のｍ＋１回目のバッチ送信において求めたスペクトル分布Ｆm+1,t（ｆ）のピーク位置の差の絶対値を、以下の式によって求める。なお、関数ｍａｘは、与えられたスペクトル分布のピーク（スペクトル強度が最大になる点）の周波数ｆを返す関数である。
【０１１２】
【数４】
2013221756.tif 000006
【０１１３】
前述のように、１次エコーであれば、ｍ回目のバッチ送信とｍ＋１回目のバッチ送信でピークの位置が略一致するので、式（７）の値はゼロに近い値となる。一方、２次エコーは、ｍ回目のバッチ送信とｍ＋１回目のバッチ送信でピークの位置が一致しないので、式（７）の値は比較的大きな値となる。
【０１１４】
そこで本実施形態の周波数領域２次エコー判定部２５は、あるサンプリング時刻ｔについて求めた式（７）の値が所定の判定閾値よりも大きい場合は、サンプリング時刻ｔに現れているエコーを、２次エコーと判定するように構成されている。なお、この判定閾値は、状況によって調整することができても良い。
【０１１５】
周波数領域２次エコー判定部２５は、サンプリング時刻ｔに現れているエコーが２次エコーであると判定した場合、当該エコーの信号レベルを低下させる処理を行う。これにより、積算処理部２３や時間領域２次エコー判定部２４による処理だけでは２次エコーの信号レベルを十分に抑制できない場合であっても、確実に２次エコーを除去できる。
【０１１６】
以上に本発明の好適な実施の形態を説明したが、上記の構成は例えば以下のように変更することができる。
【０１１７】
本発明の構成は、船舶用レーダ装置に限らず、他の用途のレーダ装置にも適用できる。
【０１１８】
上記実施形態で、信号発生部１１はマグネトロンを利用してパルス信号を発生させるものとしたが、信号発生部１１における発振器はマグネトロンに限らない。マグネトロン以外の自励発振器であっても、デューティ比に制限がある発振器であれば、本発明の構成を採用することによって同等の効果を得ることができる。
【０１１９】
上記実施形態では、２次エコーを除去ないし判別する処理として、積算処理部２３、時間領域２次エコー判定部２４、及び周波数領域２次エコー判定部２５の信号処理について説明した。これらの信号処理を併用することにより、２次エコーの判別ないし抑圧を、より確実に行うことができる。ただし、積算処理部２３、時間領域２次エコー判定部２４、及び周波数領域２次エコー判定部２５の信号処理はそれぞれ独立して行うことができるので、何れか１つの信号処理のみを単独で行っても良いことはもちろんである。
【０１２０】
上記実施形態において、時間領域２次エコー判定部２４、及び周波数領域２次エコー判定部２５は、２次エコーであると判定したエコーの信号レベルを低下させる処理を行うものとしたが、これに限らない。例えば、２次エコーと判定されたエコーを、１次エコーとは異なる表示方法で表示部１７に表示させる構成としても良い。何れにせよ、上記実施形態のレーダ装置１０は、信号処理によって２次エコーを判別できるので、当該２次エコーに対して１次エコーとは異なる処理を行うことが可能である。
【０１２１】
なお、時間領域２次エコー判定部２４による２次エコーの判定には、エコーの位相情報を利用していない。このため、時間領域２次エコー判定部２４における２次エコー判定の処理は、コヒーレント化されていない受信データを用いて行うことも可能である。
【０１２２】
上記実施形態では、バッチ送信ごとに送信間隔Ｔを変化させるものとしたが、バッチ送信ごとにパルス幅Ｐｗを変化させることもできる。また、バッチ送信ごとに、パルス信号の送信回数ｎを変化させても良い。また、バッチ送信ごとに休止期間Ｔrestの長さを変化させても良い。
【符号の説明】
【０１２３】
１０  レーダ装置
１４  信号処理部
１５  送信タイミング制御部
２３  積算処理部
２４  時間領域２次エコー判定部
２５  周波数領域２次エコー判定部
【図１】
2013221756.tif 000007
【図２】
2013221756.tif 000008
【図３】
2013221756.tif 000009
【図４】
2013221756.tif 000010
【図５】
2013221756.tif 000011
【図６】
2013221756.tif 000012
【図７】
2013221756.tif 000013
【図８】
2013221756.tif 000014
【図９】
2013221756.tif 000015