(57)【要約】【課題】簡単な構成で単相電力変換装置のｄｑ座標系での制御を可能にする。【解決手段】系統連系インバータ２の制御装置４は電力系統３に出力される交流電圧ｖと交流電流ｉを検出し、複素係数ＢＰＦ４０１により基本波成分の複素ベクトル（ｖ1r，ｖ1j）を生成し、複素係数ＢＰＦ４０２により基本波成分の複素ベクトル（ｉ1r，ｉ1j）を生成する。位相角演算器４０３で複素ベクトル（ｖ1r，ｖ1j）を用いて位相角θ1を算出し、位相角θ1を用いてｄｑ変換器４０５で複素ベクトル（ｉ1r，ｉ1j）をｄｑ座標系のｄ軸成分ｉdとｑ軸成分ｉqに変換した後、加算器４０６ａ，４０６ｂ、ＰＩ補償器４０７ａ，４０７ｂでｄｑ座標系における制御値のｄｑ軸成分ｖd，ｖqを生成する。そして、逆ｄｑ変換器４０８でｄｑ座標系の制御値ｖd，ｖqを静止直交座標系の制御値ｖrc，ｖjcに変換し、ＰＷＭ信号生成器４０９で制御値ｖrcを用いて系統連系インバータ２の駆動を制御するＰＷＭ信号を生成する。【選択図】図１
2013102670.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相電力系統と直流電源若しくは直流負荷との間に設けられ、単相交流電力から直流電力への電力変換若しくはその逆の電力変換を行う単相電力変換装置の制御装置であって、
前記単相電力系統の交流電圧を検出する電圧検出手段と、
前記単相電力系統の交流電流を検出する電流検出手段と、
前記電圧検出手段で検出された前記交流電圧に含まれる前記単相電力系統の系統周波数の成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第１のフィルタ手段と、
前記電流検出手段で検出された前記交流電流に含まれる所定の周波数の成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第２のフィルタ手段と、
前記第１のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号を用いて前記交流電圧の位相角を算出する位相角算出手段と、
前記第２のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号を前記位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の座標変換処理によって前記系統周波数で回転する回転直交座標系の信号に変換する信号変換手段と、
前記信号変換手段で変換された前記回転直交座標系の２つの信号について、それぞれ目標値との偏差を算出し、その偏差に基づいて制御値を算出する制御値算出手段と、
前記制御値算出手段により算出された前記制御値を前記位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の逆座標変換処理によって静止直交座標系の制御信号に変換する信号逆変換手段と、
前記信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の制御信号を用いて前記電力変換装置の駆動を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする、単相電力変換装置の制御装置。
【請求項２】
前記第１のフィルタ手段と前記第２のフィルタ手段は、中心周波数が前記系統周波数と同一の周波数に設定されている複素係数バンドパスフィルタで構成され、
前記信号変換手段は、前記交流電流に含まれる前記系統周波数の成分だけを前記回転直交座標系の信号に変換して出力する、請求項１に記載の単相電力変換装置の制御装置。
【請求項３】
前記第１のフィルタ手段は、中心周波数が前記系統周波数と同一の周波数に設定されている複素係数バンドパスフィルタで構成され、
前記第２のフィルタ手段は、阻止周波数が前記系統周波数に対して同一の負の周波数成分と所定の次数の正負の高調波成分とに設定された複数係数ノッチフィルタで構成され、
前記信号変換手段は、前記交流電流に含まれる前記系統周波数の成分だけを前記回転直交座標系の信号に変換して出力する、請求項１に記載の単相電力変換装置の制御装置。
【請求項４】
前記第１のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号は、前記系統周波数で変化する位相角の余弦波信号と正弦波信号であり、
前記位相角算出手段は、前記余弦波信号と前記正弦波信号を用いて所定の逆三角関数の演算式により前記位相角を算出する、請求項２又は３に記載の単相電力変換装置の制御装置。
【請求項５】
前記第１のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号は、前記系統周波数で変化する位相角の余弦波信号と正弦波信号であり、
前記位相角算出手段は、前記余弦波信号と前記正弦波信号を用いて乗算式ＰＬＬにより前記余弦波信号及び前記正弦波信号の位相角と同一の位相角を有する信号を生成するＰＬＬ演算手段で構成される、請求項２又は３に記載の単相電力変換装置の制御装置。
【請求項６】
前記交流電流に含まれる所定の次数の高調波成分を補償する高調波補償手段を更に備え、
前記高調波補償手段は、
前記電流検出手段で検出された前記交流電流に含まれる前記次数の高調波成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第３のフィルタ手段と、
前記位相角算出手段で算出される位相角を前記所定の次数倍して前記高調波成分の位相角を算出する第２の位相角算出手段と、
前記第３のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号を前記第２の位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の座標変換処理によって前記高調波成分の周波数で回転する回転直交座標系の信号に変換する第２の信号変換手段と、
前記第２の信号変換手段で変換された前記回転直交座標系の２つの信号について、それぞれ目標値との偏差を算出し、その偏差に基づいて補償値を算出する補償値算出手段と、
前記補償値算出手段により算出された前記補償値を前記第２の位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の逆座標変換処理によって静止直交座標系の高調波補償信号に変換する第２の信号逆変換手段と、
前記第２の信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の高調波信号を前記信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の制御信号に加算する加算手段と、
を備える、請求項１乃至５のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項７】
前記単相電力変換装置は、前記単相交流電力を前記直流電力に変換するインバータである、請求項１乃至６のいずれかに記載の単相電力変換装置の制御装置。
【請求項８】
前記単相電力変換装置は、前記直流電力を前記単相交流電力に逆変換するコンバータである、請求項１乃至６のいずれかに記載の単相電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相の電力系統と直流電源若しくは直流負荷との間に設けられ、単相交流電力から直流電力への電力変換若しくはその逆の電力変換を行う単相電力変換装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、単相電力変換装置の一つである単相インバータの制御装置において、単相インバータから出力される単相電圧と単相電流をヒルベルト変換して複素ベクトルを求め、その複素ベクトルをｄｑ座標系（回転座標系）の値（ｄｑ変換値）に変換し、そのｄｑ変換値を用いて単相インバータの制御信号を生成する制御回路が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１と非特許文献１には、図１７に示すブロック構成の制御回路が提案されている。
【０００４】
図１７に示す制御回路１０１は、単相インバータ１００から出力される単相電圧ｖの瞬時値を検出し、バンドパスフィルタ１０１ａを通して単相電圧ｖの基本波成分ｖ1rを抽出した後、ヒルベルト変換器１０１ｂにより基本波成分ｖ1rをヒルベルト変換して当該基本波成分ｖ1rの位相をπ／２だけ遅らせた信号ｖ1jを生成する。また、制御回路１０１は、単相インバータ１００から出力される単相電流ｉrの瞬時値を検出し、ヒルベルト変換器１０１ｃによりその検出値ｉrをヒルベルト変換して単相電流ｉrの位相をπ／２だけ遅らせた信号ｉjを生成する。
【０００５】
ヒルベルト変換器１０１ｂの出力信号ｖ1jは、例えば、ヒルベルト変換器１０１ｂの入力信号（基本波成分）ｖ1rをｖ1r＝Ａ1・cos(ω・t)（Ａ1：基本波成分の振幅、ω:基本波成分の角周波数）とすると、ｖ1j＝Ａ1・sin(ω・t)で表わされる信号である。従って、基本波成分ｖ1rとヒルベルト変換器１０１ｂの出力信号ｖ1jは、それぞれ複素ベクトルである電圧ベクトルＶ1＝ｖ1r＋ｊ・ｖ1j（ｊは虚数単位）の実数部Ｒｅ[Ｖ1]と虚数部Ｉｍ[Ｖ1]に対応する関係になっている。なお、以下の説明では、交流信号と交流信号のベクトルを区別するため、交流信号を小文字で表記し、交流信号のベクトルを大文字で表記することとする。
【０００６】
同様に、ヒルベルト変換器１０１ｃの出力信号ｉjは、ヒルベルト変換器１０１ｃの入力信号ｉrをｉr＝ΣＢn・cos(ｎ・ω・t＋δn)（ｎ:次数、ｎ＝１，２,…、Ｂn：ｎ次の周波数成分の振幅、δn：ｎ次の周波数成分の位相差。１次は基本波成分）とすると、ｉj＝ΣＢn・sin(ｎ・ω・t＋δn)で表わされる信号である。従って、検出値ｉrとヒルベルト変換器１０１ｃの出力信号ｉjは、それぞれ複素ベクトルである電流ベクトルＩn＝ｉr＋ｊ・ｉjの実数部Ｒｅ[Ｉn]と虚数部Ｉｍ[Ｉn]に対応する関係になっている。
【０００７】
制御回路１０１は、基本波成分ｖ1rとヒルベルト変換器１０１ｂの出力信号ｖ1jを用いて位相角演算器１０１ｄにより位相角θ1＝ω・tを算出し、その位相角θ1を用いてｄｑ変換器１０１ｅにより電流ベクトルＩnをｄｑ座標系（回転座標系）のｄ軸成分ｉdとｑ軸成分ｉqに変換する。そして、制御回路１０１は、ｄ軸成分ｉdの目標値ｉd*に対する偏差ｅd＝（ｉd−ｉd*）とｑ軸成分ｉqの目標値ｉq*に対する偏差ｅq＝（ｉq−ｉq*）を求め、ＰＩ補償器１０１ｆ，１０１ｇにより各偏差ｅd，ｅqのＰＩ補償演算をした後、逆ｄｑ変換器１０１ｈで単相インバータ１００の出力電圧の静止直交座標系における制御値ｖIrを生成し、その制御値ｖIrを単相インバータ１００に入力して単相インバータ１００の出力を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平２００３−１４３８６０号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】「ヒルベルト変換を用いた単相系統連系インバータの制御法」  電学論Ｄ，１２１巻１０号，平成１３年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１と非特許文献１に記載の単相系統連系インバータの制御法は、ヒルベルト変換器１０１ｂ，１０１ｃで単相インバータ１００の出力電圧ｖと出力電流ｉの検出値にヒルベルト変換処理を行って電圧ベクトルＶ1の虚数部Ｉｍ[Ｖ1]と電流ベクトルＩnの虚数部Ｉｍ[Ｉn]を算出している。ヒルベルト変換器１０１ｂ，１０１ｃは、一般にＦＩＲ（Finite impulse response）フィルタで構成されるが、理想的なヒルベルト変換器を実現することは困難である。
【００１１】
ＦＩＲフィルタでは群遅延が生じるので、ヒルベルト変換器１０１ｂから出力される電圧ベクトルＶ1の虚数部Ｉｍ[Ｖ1]は実数部Ｒｅ[Ｖ1]に対して時間遅れが生じ、ヒルベルト変換器１０１ｃから出力される電流ベクトルＩnの虚数部Ｉｍ[Ｉn]は実数部Ｒｅ[Ｉn]に対して時間遅れが生じる。このため、図１７には示していないが、実際の処理では、バンドパスフィルタ１０１ａと位相角演算器１０１ｄとの間に遅延回路を設け、その遅延回路で基本波成分ｖ1rの位相をヒルベルト変換器１０１ｃから出力される信号ｖ1jに合わせる処理と、電流検出器とｄｑ変換器１０１ｅとの間に遅延回路を設け、その遅延回路で電流検出値ｉrの位相をヒルベルト変換器１０１ｃから出力される信号ｉjに合わせる処理とが必要になる。
【００１２】
特許文献１に記載されるように、ヒルベルト変換器を構成するＦＩＲフィルタは、次数ｎを大きくして変換帯域を広くすると、ヒルベルト変換器の周波数特性におけるリプルを小さくできる反面、群遅延が大きくなり、複素ベクトルの検出が遅れるという特性があり、逆に次数ｎを小さくして変換帯域を狭くすると、群遅延は抑制できるが、ヒルベルト変換器の周波数特性におけるリプルが大きくなり、複素ベクトルの検出精度が低下するという特性がある。
【００１３】
従って、ヒルベルト変換器を用いた場合は、複素ベクトルの検出速度と検出精度のトレードオフを考慮してヒルベルト変換器を構成するＦＩＲフィルタの次数ｎを設計しなければならないという煩わしさがある。また、ある程度の検出精度を得ようとすると、ヒルベルト変換器の次数ｎを高くする必要があり、それによりヒルベルト変換器の構成が大きくなるため、制御回路が大型化するという問題もある。この問題は、単相交流電力を直流電力に変換する単相コンバータの制御回路の場合でも同様である。
【００１４】
本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、簡単な構成で高速かつ高い精度で単相交流電圧と単相交流電流の複素ベクトルを検出し、その複素ベクトルを用いてｄｑ座標系での制御が可能な単相電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
請求項１に記載の単相電力変換装置の制御装置は、単相電力系統と直流電源若しくは直流負荷との間に設けられ、単相交流電力から直流電力への電力変換若しくはその逆の電力変換を行う単相電力変換装置の制御装置であって、前記単相電力系統の交流電圧を検出する電圧検出手段と、前記単相電力系統の交流電流を検出する電流検出手段と、前記電圧検出手段で検出された前記交流電圧に含まれる前記単相電力系統の系統周波数の成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第１のフィルタ手段と、前記電流検出手段で検出された前記交流電流に含まれる所定の周波数の成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第２のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号を用いて前記交流電圧の位相角を算出する位相角算出手段と、前記第２のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号を前記位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の座標変換処理によって前記系統周波数で回転する回転直交座標系の信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段で変換された前記回転直交座標系の２つの信号について、それぞれ目標値との偏差を算出し、その偏差に基づいて制御値を算出する制御値算出手段と、前記制御値算出手段により算出された前記制御値を前記位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の逆座標変換処理によって静止直交座標系の制御信号に変換する信号逆変換手段と、前記信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の制御信号を用いて前記電力変換装置の駆動を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする。
【００１６】
請求項１に記載の単相電力変換装置の制御装置において、前記第１のフィルタ手段と前記第２のフィルタ手段は、中心周波数が前記系統周波数と同一の周波数に設定されている複素係数バンドパスフィルタで構成され、前記信号変換手段は、前記交流電流に含まれる前記系統周波数の成分だけを前記回転直交座標系の信号に変換して出力するとよい（請求項２）。あるいはまた、前記第１のフィルタ手段は、中心周波数が前記系統周波数と同一の周波数に設定されている複素係数バンドパスフィルタで構成され、前記第２のフィルタ手段は、阻止周波数が前記系統周波数に対して同一の負の周波数成分と所定の次数の正負の高調波成分とに設定された複数係数ノッチフィルタで構成され、前記信号変換手段は、前記交流電流に含まれる前記系統周波数の成分だけを前記回転直交座標系の信号に変換して出力するとよい（請求項３）。
【００１７】
また、請求項２又は３に記載の単相電力変換装置の制御装置において、前記第１のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号は、前記系統周波数で変化する位相角の余弦波信号と正弦波信号であり、前記位相角算出手段は、前記余弦波信号と前記正弦波信号を用いて所定の逆三角関数の演算式により前記位相角を算出するとよい（請求項４）。
【００１８】
また、請求項２又は３に記載の単相電力変換装置の制御装置において、前記第１のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号は、前記系統周波数で変化する位相角の余弦波信号と正弦波信号であり、前記位相角算出手段は、前記余弦波信号と前記正弦波信号を用いて乗算式ＰＬＬにより前記余弦波信号及び前記正弦波信号の位相角と同一の位相角を有する信号を生成するＰＬＬ演算手段で構成されるとよい（請求項５）。
【００１９】
また、請求項１乃至５のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置において、前記交流電流に含まれる所定の次数の高調波成分を補償する高調波補償手段を更に備え、前記高調波補償手段は、前記電流検出手段で検出された前記交流電流に含まれる前記次数の高調波成分を抽出する、複素係数フィルタからなる第３のフィルタ手段と、前記位相角算出手段で算出される位相角を前記所定の次数倍して前記高調波成分の位相角を算出する第２の位相角算出手段と、前記第３のフィルタ手段から出力される互いに直交する２つの信号を前記第２の位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の座標変換処理によって前記高調波成分の周波数で回転する回転直交座標系の信号に変換する第２の信号変換手段と、前記第２の信号変換手段で変換された前記回転直交座標系の２つの信号について、それぞれ目標値との偏差を算出し、その偏差に基づいて補償値を算出する補償値算出手段と、前記補償値算出手段により算出された前記補償値を前記第２の位相角算出手段で算出された位相角を用いた所定の逆座標変換処理によって静止直交座標系の高調波補償信号に変換する第２の信号逆変換手段と、前記第２の信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の高調波信号を前記信号逆変換手段で逆変換された前記静止直交座標系の制御信号に加算する加算手段と、を備えるとよい（請求項６）
【００２０】
また、請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置において、前記単相交流電力を前記直流電力に変換するインバータ若しくは前記直流電力を前記単相交流電力に逆変換するコンバータであるとよい（請求項７，８）
【発明の効果】
【００２１】
本発明に係る単相電力変換装置の制御装置によれば、単相電力系統の交流電流の検出電流から複素係数バンドパスフィルタにより系統周波数の成分のみを抽出するので、抽出信号として静止直交座標系の互いに直交する２つの信号を簡単に得ることができる。従って、複素係数バンドパスフィルタの出力信号を系統周波数で回転する回転直交座標系の信号に変換することによりその回転直交座標系で単相電力変換装置のフィードバック制御における制御値を簡単に設定することができる。
【００２２】
これにより、単相電力変換装置のフィードバック制御を簡単な構成で高速かつ高い精度で行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明に係る単相電力変換装置の制御装置の第１実施形態のブロック構成を示す図である。
【図２】フル・ブリッジ回路で構成した単相インバータの回路構成を示す図である。
【図３】複素係数バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。
【図４】複素係数バンドパスフィルタの演算処理を示すブロック図である。
【図５】複素係数バンドパスフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。
【図６】複素係数バンドパスフィルタの入力信号と出力信号のシミュレーション波形の一例を示す図である。
【図７】本発明に係る単相電力変換装置の制御装置の第２実施形態のブロック構成を示す図である。
【図８】複素係数ノッチフィルタの多段構成を示す図である。
【図９】複素係数ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。
【図１０】複素係数ノッチフィルタの演算処理を示すブロック図である。
【図１１】複素係数ノッチフィルタの複素演算を行う具体的な処理回路を示す図である。
【図１２】本発明に係る制御装置を単相コンバータに適用した第３実施形態のブロック構成を示す図である。
【図１３】本発明に係る制御装置を単相コンバータに適用した第４実施形態のブロック構成を示す図である。
【図１４】ｎ次高調波補償回路のブロック構成を示す図である。
【図１５】図１に示す単相電力変換装置の制御装置に図１２に示すｎ次高調波補償回路を追加したブロック図である。
【図１６】図７に示す単相電力変換装置の制御装置に図１２に示すｎ次高調波補償回路を追加したブロック図である。
【図１７】従来の単相系統連系インバータの制御装置のブロック構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【００２５】
図１は、本発明に係る単相電力変換装置の制御装置の第１実施形態のブロック構成を示す図である。
【００２６】
第１実施形態は、電力変換装置を図１７に示した単相インバータとしたものである。従って、図１に示す電力変換装置２は、図１７に示した単相インバータ１００に相当し、図１に示す制御装置４は、図１７に示した制御装置１０１に対して、単相インバータ１００の出力ライン１０２と位相角演算器１０１ｄとの間に設けられる回路（バンドパスフィルタ１０１ａとヒルベルト変換器１０１ｂ）を複素係数バンドパスフィルタ４０１（以下、「複素係数ＢＰＦ４０１」と表記する。）に置き換え、単相インバータ１００の出力ライン１０２とｄｑ変換器１０１ｅとの間に設けられる回路（ヒルベルト変換器１０１ｃ）を複素係数バンドパスフィルタ４０２（以下、「複素係数ＢＰＦ４０２」と表記する。）とレベル調整器４０４に置き換えたものに相当している。
【００２７】
単相電力系統３に連系される電力変換装置２（以下、「系統連系インバータ２」という。）は、直流電源１から出力される直流電力を単相の交流電力に変換する周知の電力逆変換装置である。直流電源１は、例えば、太陽光発電、太陽熱発電、風力発電等によって生成される電気エネルギーを直流で出力する電源である。
【００２８】
系統連系インバータ２は、例えば、図２に示すように、４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をブリッジ接続したフル・ブリッジ回路で構成される電圧制御型インバータである。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられるが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）などの他のスイッチング素子を用いることができる。フル・ブリッジ回路は、２個のスイッチング素子を直列に接続した直列回路（アーム）Ａ，Ｂを並列に一対の電源ラインＬ+，Ｌ-に接続し、各アームＡ，Ｂの接続点ａ，ｂを出力端子とする回路である。
【００２９】
アームＡのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御装置４から入力される１組のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）Ｓ１，Ｓ２によってそれぞれオン・オフ動作が制御され、アームＢのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、制御装置４から入力される１組のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）Ｓ３，Ｓ４によってそれぞれオン・オフ動作が制御される。ＰＷＭ信号Ｓ１とＰＷＭ信号Ｓ２は、相互に位相が反転したＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号Ｓ３とＰＷＭ信号Ｓ４も同様である。
【００３０】
２組のＰＷＭ信号（Ｓ１，Ｓ２），（Ｓ３，Ｓ４）によってアームＡのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ状態とアームＢのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフ状態は、接続点ａから接続点ｂへの導通状態と接続点ｂから接続点ａへの導通状態とが交互に繰り返されるように制御される。
【００３１】
従って、系統連系インバータ２は、制御装置４から入力される２組のＰＷＭ信号（Ｓ１，Ｓ２），（Ｓ３，Ｓ４）によって直流電源１から入力される直流電力を交流電力に変換し、フル・ブリッジ回路の接続点ａ，ｂから出力する。
【００３２】
系統連系インバータ２から出力される交流電力は、図示省略のフィルタ回路や変圧器等の回路を介して単相電力系統３に出力されるが、図１では、そのフィルタ回路や変圧器等を抵抗ＲとインダクタＬのインピーダンス回路で表わしている。
【００３３】
制御装置４は、系統連系インバータ２を単相電力系統３に連系させるために当該系統連系インバータ２が出力する交流電圧を制御する。制御装置４は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等を含むマイクロコンピュータを含み、ディジタル演算処理により系統連系インバータ２の出力電圧の制御値を生成し、その制御値を２組のＰＷＭ信号（Ｓ１，Ｓ２），（Ｓ３，Ｓ４）に変換して系統連系インバータ２に入力する。系統連系インバータ２では制御装置４から入力される２組のＰＷＭ信号（Ｓ１，Ｓ２），（Ｓ３，Ｓ４）によりアームＡとアームＢが上述の導通動作を繰り返し、接続点ａ，ｂから包絡線波形が出力電圧の制御値の波形と同一になる交流電圧（階段状の波形を有する交流電圧）が出力される。この交流電圧は、図示省略のフィルタ回路によりスイッチングノイズが除去されて綺麗な正弦波波形に整形され、変圧器を介して単相電力系統３に出力される。
【００３４】
本実施形態に係る制御装置４は、フィードバック制御により生成する系統連系インバータ２の出力電流（交流電流）ｉの制御値をｄｑ座標系におけるｄ軸成分ｉdとｑ軸成分ｉqによって生成する。そして、本実施形態に係る制御装置４は、系統連系インバータ２から出力される交流電流ｉ（瞬時値）を検出し、その検出値ｉを中心周波数ｆoが単相電力系統３の周波数ｆs（以下、「系統周波数ｆs」という。）に設定されている複素係数ＢＰＦ４０２に通すことによって系統周波数ｆsと同一の周波数を有する余弦波の信号ｉ1rと正弦波の信号ｉ1jを生成する構成に特徴を有する。
【００３５】
複素係数ＢＰＦ４０２から出力される信号ｉ1r，ｉ1jは、複素ベクトルである電流ベクトルＩ1＝ｉ1r＋ｊ・ｉ1jの実数部Ｒｅ[Ｉ1]＝ｉ1rと虚数部Ｉｍ[Ｉ1] ＝ｉ1jに対応する信号であり、三相交流信号を三相二相変換して得られるαβ座標系（静止直交座標系）のα軸成分とβ軸成分に対応する信号である。従って、制御装置４では、複素係数ＢＰＦ４０２から出力される信号ｉ1r，ｉ1jをαβ−ｄｑ変換と同様の座標変換をすることによって検出電流ｉのｄｑ座標系におけるｄ軸成分idとｑ軸成分iqを生成し、これらのｄｑ軸成分id，iqを用いて系統連系インバータ２から出力される交流電圧ｖの制御値のｄｑ座標系におけるｄ軸成分ｖdとｑ軸成分ｖqを生成している。
【００３６】
系統連系インバータ２の出力ライン７に設けられたＰＴ（Potential Transformer）等の交流電圧検出器６と制御装置４内の複素係数ＢＰＦ４０１及び位相角演算器４０３とは、系統連系インバータ２から単相電力系統３に出力される交流電圧ｖの基本波成分ｖ1の位相角θ1を算出する機能を果たす部分である。位相角θ1は、ｄｑ変換器４０５と逆ｄｑ変換器４０８の座標変換における回転角として利用される。
【００３７】
交流電圧検出器６は、交流電圧ｖ（瞬時値）を検出し、ディジタル信号に変換して制御装置４に出力する。交流電圧検出器６で検出される交流電圧ｖをｖ＝Ａ1・cos(ω・t)＋ｖn（Ａ1：基本波成分の振幅、ω・t：基本波成分の位相角、ｖn：ｎ次高調波成分（ｎは２以上の整数））とすると、後述するように複素係数ＢＰＦ４０１からは交流電圧ｖに含まれる基本波成分の余弦波ｖ1r＝（Ａ1／２）・cos(ω・t)と、この余弦波ｖ1rに対して直交する（位相角がπ／２だけ遅れた）正弦波ｖ1j＝（Ａ1／２）・sin(ω・t)だけが出力される。
【００３８】
位相角演算器４０３は、複素係数ＢＰＦ４０１から出力される余弦波ｖ1r＝（Ａ1／２）・cos（ω・t）と正弦波ｖ1j＝（Ａ1／２）・sin(ω・t)を用いて、
Tan(ω・t)＝（ｖ1j／ｖ1r）
θ1＝（ω・t）＝tan-1(ｖ1j／ｖ1r)
の演算を行うことにより基本波成分の位相角θ1を算出する。この位相角θ1は、ｄｑ変換器４０５と逆ｄｑ変換器４０８に入力され、座標変換処理の変換係数に用いられる。
【００３９】
なお、θ1＝cos-1[ｖ1r／√(ｖ1r2＋ｖ1j2）]若しくはθ1＝sin-1[ｖ1j／√(ｖ1r2＋ｖ1j2）]の演算を行うことにより基本波成分の位相角θ1を算出してもよい。
【００４０】
系統連系インバータ２の出力ライン７に設けられたＣＴ（Current transformer）等の交流電流検出器５と、制御装置４内の複素係数ＢＰＦ４０２、レベル調整器４０４及びｄｑ変換器４０５とは、系統連系インバータ２から単相電力系統３に出力される交流電流ｉの基本波成分のｄｑ座標系におけるｄ軸成分ｉdとｑ軸成分ｉqを生成する部分である。交流電流検出器５は、交流電流ｉ（瞬時値）を検出し、ディジタル信号に変換して制御装置４に出力する。
【００４１】
交流電流検出器５で検出される交流電流ｉをｉ＝Ｂ1・cos(ω・t)＋ｉn（Ｂ1：基本波成分の振幅、ｉn：ｎ次高調波成分（ｎは２以上の整数））とすると、複素係数ＢＰＦ４０２からは、複素係数ＢＰＦ４０１と同様に交流電流ｉに含まれる基本波成分の余弦波ｉ1r＝（Ｂ1／２）・cos(ω・t)と、この余弦波ｉ1rに対して直交する（位相角がπ／２だけ遅れた）正弦波ｉ1j＝（Ｂ1／２）・sin(ω・t)だけが出力される。
【００４２】
ここで、複素係数ＢＰＦ４０１，４０２について説明する。複素係数ＢＰＦ４０１と複素係数ＢＰＦ４０２は同一構成の複素係数バンドパスフィルタであるので、ここでは、複素係数ＢＰＦ４０１について説明する。
【００４３】
複素係数ＢＰＦ４０１は、ｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)が下記の（１）式で表される１次のＩＩＲバンドパスフィルタで構成され、図３に示す周波数特性を有している。（１）式において、複素係数ａ1におけるｆd［Ｈｚ］は、通過帯域の中心周波数ｆ0をサンプリング周波数で正規化した正規化周波数である。また、Ωd［rad／s］は、正規化角周波数である。例えば、サンプリング周波数を「ｆsr」とし、中心周波数ｆ0を系統周波数ｆsに設定すると、ｆdはｆs／ｆsr、Ωdは２π・ｆd＝２π・（ｆs／ｆsr）となる。なお、正規化した角周波数Ωdは、−π＜Ωd＜πである。また、ｒは、通過帯域の帯域幅を決めるパラメータ（０＜ｒ＜１）である。
【００４４】
【数１】
2013102670.tif 000003
【００４５】
交流電圧検出器６で検出される交流電圧ｖの基本波成分ｖ1＝Ａ1・cos(ω・t)はオイラーの公式より、
【数２】
2013102670.tif 000004
で表わされ、正の周波数成分（Ａ1／２）・exp［ｊ・(ω・t）］と負の周波数成分（Ａ1／２）・exp［ｊ・(−ω・t）］の合成波と考えることができる。交流電圧ｖに含まれるｎ次高調波成分ｖn＝Ａn・cos(ｎ・ω・t）（ｎ：２以上の整数）についても同様で、正の周波数成分（Ａn／２）・exp［ｊ・(ｎ・ω・t）］と負の周波数成分（Ａn／２）・exp［ｊ・(−ｎ・ω・t）］の合成波と考えることができる。
【００４６】
バンドパスフィルタを実係数の２次ＩＩＲフィルタで構成した場合、その２次ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ(ｚ)（ｚ＝exp(j・ω)）は、
Ｈ(ｚ)＝(1-r2+2(r-1)・r・cos(Ωd)・z-1)/(1-2r・cos(Ωd)・z-1+ r2・z-2)
で表わされる。この伝達関数Ｈ(z)の振幅特性Ｍ(ω)を求めると、Ｍ(ω)＝(１-２ｒ・cos(Ωd±ω)＋ｒ2)＝０を満たすωで極が表れるから、２次ＩＩＲフィルタはその極の周波数を通過させる特性を有する。ｒ≒１とすると、cos(Ωd±ω)≒１より、２次ＩＩＲフィルタを通過させる正規化周波数ｆdはｆd＝±Ωd／２πとなるから、正規化角周波数Ωdを系統周波数ｆsの正規角周波数に設定した実係数の２次ＩＩＲフィルタでは、負の周波数成分（−ｆs＝−Ωd・ｆsr／２πの成分）も通過させることになる。すなわち、図３に示す周波数特性において、２次ＩＩＲフィルタでは「−ｆs」に表れる負の周波数成分も通過させることになる。
【００４７】
一方、（１）式に示す伝達関数Ｈ(z)の振幅特性Ｍ(ω)求めると、Ｍ(ω)＝（１−ｒ）／√｛１−２ｒ・cos(Ωd−ω)＋ｒ2｝となり、(１−２ｒ・cos(Ωd−ω)＋ｒ2)＝０を満たすωだけに極が表れるから、正規化角周波数Ωdを系統周波数ｆsの正規角周波数に設定した複素係数の１次ＩＩＲフィルタは、図３に示す周波数特性を有する。従って、複素係数の１次ＩＩＲフィルタでは、正の周波数成分（ｆs＝Ωd・ｆsr／２πの成分。）だけを通過させ、負の周波数成分や高調波成分を通過させることはない。
【００４８】
なお、１１次よりも大きい奇数次の高調波成分はレベルが小さく、無視し得るから、図３には、周波数検出に影響のある５次、７次、１１次の高調波成分のみを描いている。
【００４９】
図４は、上記（１）式の演算処理を行う処理回路を示すブロック図である。同図に示すように、複素係数ＢＰＦ４０１は、（１）式の分母の演算処理がフィードバック回路で構成され、そのフィードバック回路の出力に分子の係数ｂ0を乗算する回路によって構成される。
【００５０】
図４に示すブロック図において、ｕ[k]（ｋ：離散時間を表すインデックス番号）は入力データ、ｘ[k]は複素係数ＢＰＦ４０１の状態データ、ｙ[k]は複素係数ＢＰＦ４０１の出力データである。入力データｕ[k]、状態データｘ[k]及び出力データｙ[k]の間には、
ｘ[k]＝ｒ・exp(ｊ・Ωd)・ｘ[k-1]＋ｕ[k]  …（２）
ｙ[k]＝(１−ｒ)・ｘ[k]  …（３）
が成立する。
【００５１】
複素係数ＢＰＦ４０１は、入力データｕ[k]が複素データか実データ（複素データの虚数部が「０」のデータ）かに関わらず、状態データｘ[k]及び出力データｕ[k]が複素信号のデータとなる。従って、入力データｕ[k]、状態データｘ[k]及び出力データｙ[k]をそれぞれｕ[k]＝ｕr[k]＋ｊ・ｕj[k]、ｘ[k]＝ｘr[k]＋ｊ・ｘj[k]、ｙ[k]＝ｙr[k]＋ｊ・ｙj[k]の複素データ、複素係数ａ1をａ1＝ｒ・exp(ｊ・Ωd)＝ａr＋ｊ・ａj＝ｒ・cos(Ωd)＋j・ｒ・sin(Ωd)として（２）式と（３）式に代入し、実数部と虚数部の関係式に分けると、
ｘr[k]＝r・cos(Ωd)・ｘr[k-1]−r・sin(Ωd)・ｘj[k-1]＋ｕr[k]  …（４）
ｘj[k]＝r・cos(Ωd)・ｘj[k-1]＋r・sin(Ωd)・ｘr[k-1]＋ｕj[k]  …（５）
ｙr[k]＝(１−ｒ)・ｘr[k]  …（６）
ｙj[k]＝(１−ｒ)・ｘj[k]  …（７）
となる。
【００５２】
図５は、（４）式〜（７）式に基づき複素係数ＢＰＦ４０１の複素演算処理を行う回路構成を示す図である。同図において、係数ａrと係数ａjはそれぞれ複素係数ａ1＝ｒ・exp(j・Ωd)の実数部と虚数部であり、ａr＝r・cos(Ωd)、ａj＝r・sin(Ωd)である。
【００５３】
同図に示すように、複素係数ＢＰＦ４０１は、６個の乗算器４０１ａ〜４０１ｆと、２個の加算器４０１ｇ，４０１ｈと、２個の遅延回路４０１ｉ，４０１ｊで構成される。遅延回路４０１ｉは、状態データの実数部ｘr[k-1]を生成する回路であり、遅延回路４０１ｊは、状態データの虚数部ｘj[k-1]を生成する回路である。乗算器４０１ａ，４０１ｂはそれぞれ（４）式の第１項と第２項（負の符号を含む）を演算する演算器であり、加算器４０１ｇは（４）式の第１項と第２項と第３項を加算する演算器である。従って、加算器４０１ｇから（４）式で示す状態データの実数部ｘr[k]が出力される。
【００５４】
一方、乗算器４０１ｃ，４０１ｄはそれぞれ（５）式の第１項と第２項を演算する演算器であり、加算器４０１ｈは（５）式の第１項と第２項と第３項を加算する演算器である。従って、加算器４０１ｈから（５）式で示す状態データの虚数部ｘj[k]が出力される。また、乗算器４０１ｅ，４０１ｆはそれぞれ（６）式と（７）式を演算する演算器である。
【００５５】
単相の場合は、交流電圧検出器６によって検出される交流電圧は１つしかないので、その検出値ｖのサンプリングデータが入力データの実数部ｕr[k]として複素係数ＢＰＦ４０１に入力され、入力データの虚数部ｕj[k]には「０」が入力される。
【００５６】
交流電圧検出器６の検出電圧ｖのサンプリングデータが複素係数ＢＰＦ４０１に入力される毎に、遅延回路４０１ｉ、乗算器４０１ａ，４０１ｂ，４０１ｅ及び加算器４０１ｇで（４）式及び（６）式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器４０１ｅからは基本波成分の電圧ベクトルＶ1の実数部ｖ1rのみの出力データｙr[k]が出力される。遅延回路４０１ｊ、乗算器４０１ｃ，４０１ｄ，４０１ｆ及び加算器４０１ｈで（５）式及び（７）式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器４０１ｆからは基本波成分の電圧ベクトルＶ1の虚数部ｖ1jのみの出力データｙj[k]が出力される。
【００５７】
図６は、複素係数バンドパスフィルタの入力信号と出力信号のシミュレーション波形の一例を示す図である。（ａ）は実数部ｕr[k]の入力ポートに入力した６０Ｈｚの正規化した余弦波信号ｖir＝cos(ω・t)（ω＝２×６０×π）の波形を示し、（ｂ）は実数部ｙr[k]の出力ポートから出力される余弦波信号ｖor＝cos(ω・t)／２と虚数部ｙj[k]の出力ポートから出力される正弦波信号ｖoj＝sin(ω・t)／２の波形を示している。虚数部ｕj[k]の入力ポートには「０」が入力されるので、図６（ａ）にはその波形は描いていない。図６（ｂ）の波形（イ）はｖor＝cos(ω・t)／２の波形であり、波形（ロ）はｖoj＝sin(ω・t)／２の波形である。
【００５８】
余弦波信号ｖorと正弦波信号ｖojの振幅が入力した余弦波信号ｖirの振幅の１／２になるのは、複素係数バンドパスフィルタにcos(ω・t)＝［exp(ｊ・ω・t)＋exp(−ｊ・ω・t)］／２の信号が入力されると、負の周波数の電圧ベクトルexp(−ｊ・ω・t)／２の成分は除去され、正の周波数の電圧ベクトルexp(ｊ・ω・t)／２の成分だけが出力されるからである。正の周波数の電圧ベクトルexp(ｊ・ω・t)／２の大きさは複素係数バンドパスフィルタの入力信号の１／２となるから、複素係数バンドパスフィルタから出力される電圧ベクトルの実数部ｖorと虚数部ｖojの振幅は入力された余弦波信号ｖirの振幅の１／２になる。
【００５９】
なお、図６（ｂ）の[０．００〜０．０４]の期間は、複素係数バンドパスフィルタの基本波成分ｆsだけを抽出するループ処理が収束するまでの過渡期間である。この例では、過渡期間はほぼ０．０４秒であるが、この期間は伝達関数Ｈ(z)のパラメータｒによって調整することができる。
【００６０】
図６に示すように、複素係数ＢＰＦ４０１によって交流電圧検出器６の検出電圧ｖから基本波成分の複素電圧ベクトルＶ1だけを好適に抽出することができる。複素係数ＢＰＦ４０２についても同様で、複素係数ＢＰＦ４０２によって交流電流検出器５の検出電流ｉから基本波成分の複素電流ベクトルＩ1だけを好適に抽出することができる。
【００６１】
図１に戻り、レベル調整器４０４は、複素係数ＢＰＦ４０２から出力される余弦波ｉ1rと正弦波ｉ1jのレベルを２倍に調整する。これは、複素係数ＢＰＦ４０２から出力される余弦波ｉ1rと正弦波ｉ1jのレベルが入力レベルの１/２になるため、入力レベルと同一のレベルに調整するための処理である。ｄｑ変換器４０５は、レベル調整器４０４から出力される余弦波ｉ1r＝Ｂ1・cos(ω・t)と正弦波ｉ1j＝Ｂ1・sin(ω・t)を用いて、
【数３】
2013102670.tif 000005
の演算を行うことにより基本波成分のｄｑ座標系におけるｄ軸成分idとｑ軸成分iqを生成する。
【００６２】
なお、cos(ω・t)・cos(ω・t)＋sin(ω・t)・sin(ω・t)＝１より、
ｉd＝Ｂ1・cos(ω・t)・cos(ω・t)＋Ｂ1・sin(ω・t)・sin(ω・t)
＝Ｂ1
ｉq＝−Ｂ1・sin(ω・t)・cos(ω・t)＋Ｂ1・cos(ω・t)・sin(ω・t)
＝０
となる。これらの演算結果は、交流電流ｉの基本波成分の振幅Ｂ１を大きさとする電流ベクトルがｄｑ座標系のｄ軸上に静止している状態のｄ軸成分とｑ軸成分を表している。
【００６３】
上記の説明は、系統連系インバータ２の出力電圧ｖと出力電流ｉの位相を同相とし、位相差δ1を「０」とした場合であるが、位相差δが「０」でない一般的な場合（例えば、ｖ＝Ａ1・cos(ω・t)、ｉ＝Ｂ1・sin(ω・t＋δ1)の場合）は、
ｉd＝Ｂ1・cos(ω・t＋δ1)・cos(ω・t)＋Ｂ1・sin(ω・t＋δ1)・sin(ω・t)
＝Ｂ1・cos(δ1)
ｉq＝Ｂ1・sin(ω・t＋δ1)・cos(ω・t)＋Ｂ1・cos(ω・t＋δ1)・sin(ω・t)
＝Ｂ1・sin(δ1)
となり、上記のｄｑ変換演算により交流電流ｉの基本波成分の振幅Ｂ１を大きさとする電流ベクトルがｄｑ座標系で位相角δ1の位置に静止している状態のｄ軸成分とｑ軸成分が得られる。
【００６４】
加算器４０６ａは、ｄｑ変換器４０５から出力される交流電流ｉの基本波成分のｄ軸成分ｉdの目標値ｉd*に対する偏差ｅdを算出し、ＰＩ補償器４０７ａはその偏差ｅdに所定のＰＩ補償演算を行って制御値のｄ軸成分ｖdを設定する。また、加算器４０６ｂは、ｄｑ変換器４０５から出力される交流電流ｉの基本波成分のｑ軸成分ｉqの目標値ｉq*に対する偏差ｅqを算出し、ＰＩ補償器４０７ｂはその偏差ｅqに所定のＰＩ補償演算を行って制御値のｄ軸成分ｖqを設定する。
【００６５】
逆ｄｑ変換器４０８は、ＰＩ補償器４０７ａとＰＩ補償器４０７ｂから出力されるｄｑ座標系の制御値のｄ軸成分ｖdとｑ軸成分ｖqを静止直交座標系における制御値のｖrcとｖjcに逆変換する。逆ｄｑ変換器４０８は、
【数４】
2013102670.tif 000006
の演算を行うことにより静止直交座標系における制御値ｖrc，ｖjcを生成する。
【００６６】
ＰＷＭ信号生成器４０９は、逆ｄｑ変換器４０８から出力される制御値ｖrcを用いてＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。制御値ｖrcは系統周波数ｆsを有する余弦波の波形を有する信号であるから、ＰＷＭ信号生成器４０９は、例えば、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。三角波比較法によるＰＷＭ信号の生成方法は周知であるので、詳細な説明は省略する。
【００６７】
上記のように、本実施形態に係る単相インバータの制御装置４によれば、系統連系インバータ２から単相電力系統３に出力される単相交流電圧と単相交流電流の検出値ｖ，ｉをそれぞれ系統周波数ｆsを中心周波数ｆoとする複素係数ＢＰＦ４０１，４０２によってフィルタリングすることにより基本波成分の余弦波ｖ1r，ｉ1rと正弦波ｖ1j，ｉ1jを得るようにしているので、ヒルベルト変換器を用いた場合のように遅延時間を生じることがない。また、複素係数ＢＰＦ４０１，４０２は一次の伝達関数で表現されるフィルタであるので、回路の小型化を容易に実現することができる。従って、本実施形態によれば、従来のヒルベルト変換器を用いる方式に比べて簡単で高速かつ高い精度で基本波成分の余弦波ｖ1r，ｉ1rと正弦波ｖ1j，ｉ1jを得ることができ、系統連系インバータ２の出力制御を高速かつ高精度に行うことができる。
【００６８】
なお、上記実施形態では、位相角ω・ｔの算出をtan-1(ｖ1j／ｖ1r)の演算処理で行うようにしているが、位相角演算器４０３に代えて、例えば、出願人が出願している特願２０１０−８２１７０号に記載の位相検出装置を用いてもよい。その位相検出装置は、乗算式ＰＬＬにより入力信号の位相と同一の位相を有する信号を生成して出力する装置である。その位相検出装置は、複素係数バンドパスフィルタから出力される互いに直交する一対の入力信号（正弦波信号と余弦波信号）に所定の三角関数演算のループ処理を行って内部で生成する信号の位相を入力信号に収束させ、これにより入力信号の位相と同一の位相を有する信号を出力する。従って、同位相検出装置から位相角の情報を抽出してｄｑ変換器４０５や逆ｄｑ変換器４０８に入力するようにしてもよい。
【００６９】
また、上記実施形態は、複素係数フィルタとして複素係数ＢＰＦを用いているが、図７に示すように、複素係数ＢＰＦ４０２に代えて複素係数ノッチフィルタ（以下、「複素係数ＮＦ」と表記する。）を用いて単相交流電圧と単相交流電流の検出値ｖ，ｉから基本波の負の周波数成分や５次、７次、１１次等の高調波成分を除去するようにしてもよい。
【００７０】
図３に示すように、単相電力系統３の交流信号には基本波の正の周波数成分（＋ｆs）以外に負の周波数成分（−ｆs）や５次、７次、１１次の高調波成分（±５ｆs，±７ｆs，±１１ｆs）が含まれることが分かっているので、図７に示す制御装置４’内の複素係数ＮＦ４０２’は、それらの周波数毎にｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)が下記の（８）式で表される複素係数ノッチフィルタを設け、図８に示すように、それらを多段に接続することによって図９に示す周波数特性を有する複素係数ノッチフィルタを構成している。
【００７１】
【数５】
2013102670.tif 000007
【００７２】
（８）式で、Ωd＝２π・（ｎ・ｆs／ｆsr）であり、ｎ＝−1に設定すると、基本波の負の周波数成分（−ｆs）を阻止周波数とする複素係数ノッチフィルタとなる。また、ｎ＝±５、ｎ＝±７、ｎ＝±１１に設定すると、それぞれ５次、７次、１１次の高調波成分を阻止周波数とする複素係数ノッチフィルタとなる。従って、図８に示す複素係数ＮＦ４０２’は、−ｆs、±５ｆs、±７ｆs、±１１ｆsをそれぞれ阻止周波数とする複素係数ＮＦ４０２Ａ，４０２Ｂ，４０２Ｃ，４０２Ｄ，４０２Ｅ，４０２Ｆ，４０２Ｇを縦続接続した構成となっている。
【００７３】
なお、信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、入力信号の基本波成分の周波数がずれると、それに伴い負の周波数成分と高調波成分の周波数もずれるため、複素係数ノッチフィルタの阻止周波数をずらす必要がある。このため、図７に示す複素係数ＮＦ４０２’を用いた第２実施形態では、系統電圧の基本波の角周波数を検出し、サンプリング周波数ｆsrで正規化して出力する周波数検出器４１０を設け、その周波数検出器４１０から正規化角周波数Ωd’を複素係数ＮＦ４０２’内の各複素係数ＮＦ４０２Ａ〜４０２Ｇに入力するようにしている。基本波成分の周波数のずれが無視し得るほど微小であれば、複素係数ＮＦ４０２’内の各複素係数ＮＦ４０２Ａ〜４０２Ｇの阻止周波数は固定にしてもよい。
【００７４】
図１０は、（８）式の演算処理を行う処理回路のブロック図であり、図１１は、（８）式の複素演算を行う具体的な処理回路である。
【００７５】
図１０は、図４に示すブロック図に対して、入力データｕ[k]からデータｙ[k]を減算し、その減算値を出力データｅ[k]として出力する回路を追加したものである。また、図１１は、図５に示す複素演算処理回路に対して、正規化角周波算出部４０２ａから入力される正規化角周波数Ωd’を用いて複素係数ａ1の実数部の係数ａrを演算する係数実数部演算回路４０２ｍと虚数部の係数ａjを演算する係数虚数部演算回路４０２ｋを追加し、実数部の乗算器４０２ｅの後段に加算器４０２ｎを追加し、虚数部の乗算器４０２ｆの後段に加算器４０２ｏを追加したものである。
【００７６】
係数実数部演算回路４０２ｍでは、周波数検出器４１０から入力される正規化角周波数Ωd’を用いて、
ａr＝ｒ・cos(ｎ・Ωd’)  …（９）
但し、ｎは阻止周波数の次数
の演算式により複素係数ａ1の実数部の係数ａrが算出され、その算出値ａrが乗算器４０２ａと乗算器４０２ｄに入力される。
【００７７】
また、係数虚数部演算回路４０２ｋでは、周波数検出器４１０から入力される正規化角周波数Ωd’を用いて、
ａj＝ｒ・sin(ｎ・Ωd’)  …（１０）
の演算式により複素係数ａ1の虚数部の係数ａjが算出され、その算出値ａjが乗算器４０２ｂと乗算器４０２ｃに入力される。
【００７８】
図１１に示す回路は、図５に示す回路に対して、上述した係数実数部演算回路４０２ｍ及び係数虚数部演算回路４０２ｋの演算内容の他は、加算器４０２ｎで入力データの実数部ｕr[k]からデータｙ[k]の実数部ｙr[k]を減算して出力データの実数部ｅr[k]が出力され、加算器４０２ｏで入力データの虚数部ｕj[k]からデータｙ[k]の虚数部ｙj[k]を減算して出力データの虚数部ｅj[k]が出力される点が異なるだけであるから、図１１に示す回路の演算処理の詳細説明は省略する。
【００７９】
第２実施形態に係る制御装置４’では、複素係数ＮＦ４０２Ａ〜４０２Ｇによって基本波の周波数成分（−ｆsの成分）や高調波成分（±５ｆs，±７ｆs，±１１ｆsの成分）のレベルがそれぞれ抑制されるので、これらの成分がｄｑ変換器４０５に入力されることを好適に阻止することができる。従って、第２実施形態に係る制御装置４’でも高速かつ高い精度で基本波成分の正弦波ｉ1j，ｉ1jを得ることができ、系統連系インバータ２の出力制御を高速かつ高精度に行うことができる。
【００８０】
なお、第２実施形態は、第１実施形態の複素係数ＢＰＦ４０２だけを複素係数ＮＦ４０２’に変更したが、第１実施形態の複素係数ＢＰＦ４０１も複素係数ノッチフィルタに変更してもよく、第１実施形態の複素係数ＢＰＦ４０１だけを複素係数ノッチフィルタに変更してもよい。あるいはまた、第１実施形態の複素係数ＢＰＦ４０１，４０２を複素係数バンドパスフィルタと複素係数ノッチフィルタとを組み合わせた構成にしてもよい。
【００８１】
図１，図７において、電力変換装置２をナトリウム・イオン（ＮａＳ）電池等の充電可能な直流電源１と組み合わせると、電力貯蔵システムを構成することができる。電力貯蔵システムでは、単相電力系統３に余剰電力が生じると、電力変換装置２を交流-直流変換器（コンバータ）として動作させてその余剰電力をＮａＳ電池１に蓄積し、単相電力系統３に不足電力が生じると、電力変換装置２を直流-交流変換器（インバータ）として動作させてＮａＳ電池１に蓄積した電力を単相電力系統３に放出する。以下、直流-交流変換器として動作させる場合の電力変換装置２を「系統連系インバータ２」といい、交流-直流変換器として動作させる場合の電力変換装置２を「ＰＷＭインバータ２」という。
【００８２】
図１,図７に示すブロック図は、制御装置４が電力変換装置２をインバータとして動作させるように制御する場合の構成を示したものであり、図１に対して、制御装置４が電力変換装置２をコンバータとして動作させる場合のブロック図は、図１２に示すようになり、図７に対して、制御装置４が電力変換装置２をコンバータとして動作させる場合のブロック図は、図１３に示すようになる。電力変換装置２をコンバータとして動作させる場合、直流電力の供給先はＮａＳ電池等の直流電源に限られないので、図１２，図１３では、直流電力の供給先を「直流負荷Ｚ」としている。従って、図１２，図１３は、それぞれ図１，図７に対して実質的に電力変換装置２に接続される直流電源１を直流負荷Ｚとした点が異なっている。
【００８３】
図１,図７に示すインバータシステムでは、系統連系インバータ２を連系させる単相電力系統３の電圧が当該単相電力系統３によって安定化されているので、制御装置４は、電流マイナーループによって系統連系インバータ２から単相電力系統３に出力させる単相交流電流ｉ（抵抗ＲとインダクタンスＬのインピーダンス回路に流れる電流ｉ）を制御することによって系統連系インバータ２の出力電圧（単相交流電圧）ｖを制御する。
【００８４】
制御装置４は、例えば、直流電源１が太陽光発電の場合は、ｄｑ座標系で偏差ｅdを求めるための目標値ｉd*を太陽光発電の発電量に応じた値に設定し、ｄｑ座標系で偏差ｅqを求めるための目標値ｉq*を系統連系インバータ２から単相電力系統３に出力させたい無効電力に応じた値に設定して系統連系インバータ２の出力電流（単相交流電流）ｉを制御する。また、制御装置４は、直流電源１がＮａＳ電池の場合は、目標値ｉd*をＮａＳ電池が蓄電した量に応じた値に設定し、目標値ｉq*を単相電力系統３からＰＷＭコンバータ２に出力させたい無効電力に応じた値に設定してＰＷＭコンバータ２への入力電流ｉを制御する。
【００８５】
インバータシステムにおける系統連系インバータ２と電力貯蔵システムにおけるＰＷＭコンバータ２では電力変換装置２における電流の流れる方向が逆になるので、系統連系インバータ２では目標値ｉd*は正の値となるが、ＰＷＭコンバータ２では目標値ｉd*は負の値となる。
【００８６】
制御装置４は、図１２若しくは図１３に示すコンバータシステムでもインバータシステムと同様の制御を行う。すなわち、制御装置４は、交流電流検出器６によって検出された単相電力系統３の出力電流ｉをｄｑ座標系のｄ軸成分ｉdとｑ軸成分ｉqに変換した後、それぞれ所定の目標値ｉd*，ｉq*との偏差ｅd，ｅqを求め、その偏差ｅd，ｅqにそれぞれＰＩ補償演算を行って制御値ｖd，ｖq（ＰＷＭコンバータ２の出力電圧の目標値）を算出する。そして、制御装置４は、その制御値ｖd，ｖqを静止直交座標系の信号ｖrc，ｖjcに逆変換した後、信号ｖrcを用いて三角波比較法によりＰＷＭコンバータ２に対するＰＷＷＭ信号を生成する。
【００８７】
コンバータシステムでは、単相電力系統３の出力電圧ｖに高調波成分が含まれている場合、ＰＷＭコンバータ２の出力電圧（直流電圧）が歪んだり、不安定になったりする等の悪影響が生じるが、図１２若しくは図１３に示すコンバータシステムでは、単相電力系統３の出力電圧ｖの検出値に含まれる高調波成分が複素係数ＢＰＦ４０１によって好適に除去されるので、インバータシステムと同様に、ＰＷＭコンバータ２を高速かつ高精度に制御することができる。
【００８８】
図１のブロック図における制御装置４内の複素係ＢＰＦ４０１から逆ｄｑ変換器４０８までの構成は、系統連系インバータ２の出力電圧の静止直交座標系における制御値のｖrcとｖjcを生成するための構成であるが、複素係ＢＰＦ４０１，４０２の中心周波数ｆoをｎ次高調波の周波数ｆnに設定すれば、静止直交座標系におけるｎ次高調波のｖnrとｖnjを生成することができるので、その構成を系統連系インバータ２の出力電流に含まれるｎ次高調波をキャンセルするための補償回路に適用することができる。
【００８９】
すなわち、図１４に示すように、図１の複素係ＢＰＦ４０２を中心周波数ｆoがｎ次高調波の周波数ｆnに設定された複素係ＢＰＦ４０２”に置き換え、位相角演算器４０３の出力段に位相角演算器４０３から出力される基本波の位相角θ1をｎ倍するｎ次位相角演算器４１１を設け、ｄｑ変換器４０５の出力に対する目標値ｉnd*，ｉnq*をそれぞれ「０」に設定すると、高調波補償回路８を構成することができる。
【００９０】
図１４に示す高調波補償回路８では、ｎ次位相角演算器４１１でｎ×θ1＝ｎ・ω・ｔが演算され、その演算値がｄｑ変換器４０５と逆ｄｑ変換器４０８に入力されるので、ｄｑ変換器４０５からは交流電流ｉのｎ次高調波成分の電流ベクトルがｄｑ座標系で位相角δnの位置に静止している状態のｄ軸成分ｉndとｑ軸成分ｉnqが出力される。そして、加算器４０６ａ，４０６ｂでそれぞれ目標値ｉq*（＝０），ｉq*（＝０）に対する偏差ｅq（＝−ｉnd），ｅq（＝−ｉnq）が算出され、ＰＩ補償器４０７ａ，４０７ｂでそれぞれその偏差ｅq，ｅqに所定のＰＩ補償演算が行われた後、逆ｄｑ変換器４０８で静止直交座標系におけるｎ次高調波成分の補償値ｖnrc,ｖnjcが算出される。
【００９１】
従って、高調波補償回路８から出力される補償値ｖnrc,ｖnjcを図１，図７に示すブロック図の逆ｄｑ変換器４０８から出力される制御値ｖrc,ｖjcにそれぞれ加算すれば、ＰＷＭ信号生成器４０９に入力される制御値ｖrc，ｖjc（ＰＷＭ変調における変調波）にｎ次高調波をキャンセルするための成分を注入することができる。
【００９２】
図１５は、図１に示す電力変換装置の制御装置に図１２に示すｎ次高調波補償回路を追加した場合のブロック図である。また、図１６は、図７に示す電力変換装置の制御装置に図１２に示すｎ次高調波補償回路を追加した場合のブロック図である。
【００９３】
図１５，図１６では、制御装置４で位相角θ1が算出されるので、図１５，図１６に示すｎ次高調波回路８’は、図１４に示すｎ次高調波回路８から複素係数ＢＰＦ４０１と位相角算出器４０３を除いた回路構成とし、ｎ次位相角演算器４１１に制御装置４で算出される位相角θ1を入力する構成としている。また、図１５，図１６では、ｎ次高調波補償回路８を１個しか記載していないが、ｎ次高調波補償回路８は、キャンセルしたい次数の高調波に応じてそれぞれ設けられるので、例えば、単相電力系統３から出力される交流電圧ｖに５次と７次の高調波成分が混入している場合、図１５，図１６に記載のｎ次高調波補償回路８は、５次高調波補償回路８１と７次高調波回路８２とが並列に設けられた構成となる。
【００９４】
図１５に示す電力変換装置の制御装置４では、系統連系インバータ２から出力させる交流電圧ｖにキャンセル用のｎ次高調波成分を混入しているので、系統連系インバータ２から単相電力系統３に出力される単相電流からｎ次高調波成分を好適に除去することができる。
【符号の説明】
【００９５】
１  直流電源
２  単相系統連系インバータ
３  単相電力系統
４，４’  制御装置
４０１  複素係数バンドパスフィルタ（第１のフィルタ手段）
４０２  複素係数バンドパスフィルタ（第２のフィルタ手段）
４０２”  複素係数バンドパスフィルタ（第３のフィルタ手段）
４０２Ａ  正規格化周波数算出部
４０２’，４０２Ｂ〜４０２Ｈ  複素係数ノッチフィルタ（第２のフィルタ手段）
４０３  位相角演算器（位相角算出手段）
４０４  レベル調整器
４０５  ｄｑ変換器（信号変換手段）
４０５’  ｄｑ変換器（信号変換手段）
４０６ａ，４０６ａ’，４０６ｂ，４０６ｂ’  加算器
４０７ａ，４０７ｂ  ＰＩ補償器（制御値算出手段）
４０７ａ’，４０７ｂ’  ＰＩ補償器（補償値算出手段）
４０８  逆ｄｑ変換器（信号逆変換手段）
４０８’  逆ｄｑ変換器（第２の信号逆変換手段）
４０９  ＰＷＭ信号生成器（ＰＷＭ信号生成手段）
４１０  周波数検出器
４１１  ｎ次位相角演算器（第２の位相角算出手段）
４１２ａ，４１２ｂ  加算器（加算手段）
５  交流電流検出器（電流検出手段）
６  交流電圧検出器（電圧検出手段）
７  出力ライン
８  ｎ次高調波補償回路（高調波補償手段）
Ｚ  直流負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図６】
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