(57)【要約】      （修正有）【課題】１２０度通電区間内の６０度通電区間の後半における電流増加を抑制して過電流の発生を防止可能とした直流ブラシレスモータの駆動装置を提供する。【解決手段】インバータ主回路部１９から出力される６ステップ・電気角１２０度通電波形により直流ブラシレスモータ１７を駆動する駆動装置であって、通電波形をパルス幅変調してモータ１７への供給電圧を制御する駆動装置において、インバータ主回路部１９の出力電圧を検出する電圧検出手段１８、デューティ制御手段２１及び制御回路２０Ａを備える。デューティ制御手段２１及び制御回路２０Ａにより、各相の６０度通電区間における後半の３０度以下の区間にパルス幅変調のオン時間比率を６０度通電区間の他の区間よりも減少させる。【選択図】図１
2013183590.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御手段によりインバータの半導体スイッチング素子をオンオフ制御して出力される６ステップ・電気角１２０度通電波形を用いて直流ブラシレスモータを駆動する駆動装置であって、前記通電波形をパルス幅変調して電圧を制御する駆動装置において、
前記制御手段は、各相における電気角１２０度通電区間内の６０度通電区間の後半の３０度以下の区間に、前記６０度通電区間の他の区間よりもパルス幅変調のオン時間比率を減少させるように動作することを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、
前記制御手段は、前記６０度通電区間の後半の３０度以下の区間において、パルス幅変調のオン時間比率を直線的に減少させることを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装置。
【請求項３】
請求項１に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、
前記制御手段は、前記６０度通電区間の後半の３０度以下の区間において、パルス幅変調のオン時間比率を近似正弦波状に減少させることを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装置。
【請求項４】
請求項１に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、
前記制御手段は、前記６０度通電区間の後半の３０度以下の区間において、パルス幅変調のオン時間比率をモータ誘起線間電圧波形に近似させて減少させることを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装置。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、
前記制御手段は、前記６０度通電区間の前半３０度区間ではパルス幅変調のオン時間比率を一定値とし、前記６０度通電区間の後半の３０度以下の区間において、前記前半３０度区間のオン時間比率の０．８６６倍まで減少させることを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装置。
【請求項６】
請求項１〜４の何れか１項に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、
前記制御手段は、前記６０度通電区間の前半３０度区間ではパルス幅変調のオン時間比率を一定値とし、前記６０度通電区間の後半３０度以下の区間において、前記前半３０度区間のオン時間比率からオフセット値を引いた値の０．８６６倍にオフセット値を加えた値まで減少させることを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装置。
【請求項７】
請求項１〜６の何れか１項に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、
前記制御手段は、誘起相電圧波形が正弦波に近い直流ブラシレスモータを６ステップ・電気角１２０度通電波形により駆動することを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流ブラシレスモータを６ステップ・電気角１２０度通電波形により駆動する駆動装置に関し、詳しくは、自動販売機やショーケース等のコンプレッサ負荷用の直流ブラシレスモータをインバータにより駆動する駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、この種のコンプレッサ負荷を駆動するモータとして、電力消費量を節減するために高効率の直流ブラシレスモータが広く用いられており、その駆動装置は、通常、インバータによって構成されている。
【０００３】
図６は、直流ブラシレスモータの駆動装置の従来技術を示すブロック図である。
同図に示すように、従来の駆動装置は、直流電源１０に接続されたインバータ主回路部１９と、直流ブラシレスモータ（以下、単にモータという）１７の端子電圧を検出する電圧検出手段１８と、主回路部１９の半導体スイッチング素子をスイッチングするための制御回路２０と、を備えている。
【０００４】
インバータ主回路部１９は、ブリッジ接続されたＵ相上アームスイッチング素子１１、Ｖ相上アームスイッチング素子１２、Ｗ相上アームスイッチング素子１３、Ｕ相下アームスイッチング素子１４、Ｖ相下アームスイッチング素子１５、Ｗ相下アームスイッチング素子１６を備え、制御回路２０は、電圧検出手段１８による検出電圧に基づき、上記スイッチング素子１１〜１６を駆動するゲート信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎを生成する。
【０００５】
次に、この駆動装置の動作を、図７を参照しつつ説明する。
図７は、モータ１７が発生するＵ，Ｖ，Ｗ相誘起相電圧波形及びスイッチング素子１１〜１６を駆動するゲート信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎを示しており、このゲート信号波形は、一般によく知られている電気角１２０度通電制御と呼ばれる動作波形である。図７では、Ｕ相誘起相電圧の下降時のゼロクロス点から電気角３０度経過後にゲート信号ＵｎによってＵ相下アームスイッチング素子をオンし、Ｕ相誘起相電圧の上昇時のゼロクロス点から電気角３０度経過後にゲート信号ＵｐによってＵ相上アームスイッチング素子をオンしている。
【０００６】
ここで、ゲート信号Ｕｎの電気角３０度〜９０度の区間及びゲート信号Ｕｐの電気角２１０度〜２７０度の区間は、パルス幅変調（ＰＷＭ）によって主回路部１９の出力電圧を制御している部分であり、これらの電気角６０度通電区間ではパルス幅変調のオン時間比率、すなわちデューティは一定である。この動作は、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
すなわち、三相各相への通電に着目すると、図７ではＵ相からＶ相、Ｕ相からＷ相、Ｖ相からＷ相、Ｖ相からＵ相、Ｗ相からＵ相、Ｗ相からＶ相というように電気角６０度毎の６パターンで通電を切り替えており、これを６ステップ・電気角１２０度通電と呼ぶ。この６ステップ・電気角１２０度通電制御は、比較的安価なインバータでも容易に実現可能である。
【０００７】
図７においては、上下アームを１２０度通電区間の前半６０度通電区間にＰＷＭ制御する（チョッピングする）場合を示したが、上下アームを１２０度通電区間の後半６０度通電区間にチョッピングする方式や、上アームのみ１２０度通電区間にわたってチョッピングする方式等、チョッピング方式には種々の方式がある。
【０００８】
なお、図７に示したように１２０度通電区間の前半６０度通電区間にＰＷＭ制御する方式は、例えば特許文献１や特許文献２に記載されている。
また、これらの特許文献１，２には、上述した前半６０度通電区間の開始時点から所定の電気角（例えば１１度や１２度）まではデューティを直線的に減少させていき、その後は電気角６０度までデューティを一定値に保つことも記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特許第４６１９４８３号公報（段落[００３９]〜[００５１]，図４，図５等）
【特許文献２】特開２００２−２４７８７９号公報（段落[００７２]，[００７３]，図５等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
次に、図８は、前述したような１２０度通電制御を行う場合の、モータ中性点から見た印加相電圧１相分の矩形波近似波形であり、横軸は電気角［度］、縦軸は電圧（振幅ＶｂはＰＷＭ平均電圧）である。この基本波成分ｖｆを求めると数式１となり、数式１においてθは電気角である。
【数１】
2013183590.tif 000003
【００１１】
図９は、振幅を１としたＵ相誘起相電圧（正弦波）の波形（１周期分）である。また、図１０は、図８と同様に振幅をＰＷＭ平均電圧に等しくしたＵ相印加相電圧近似波形（１周期分）であり、基本波成分がＵ相誘起相電圧と一致するように、数式１の関係から、振幅をπ／（２√３）≒０．９０６９としている。
【００１２】
図１１、図１２は、図９、図１０から位相がそれぞれ１２０度ずれたＶ相誘起相電圧波形及びＶ相印加相電圧近似波形（何れも１周期分）である。
また、図１３、図１４は、図１１、図１２から位相がそれぞれ１２０度ずれたＷ相誘起相電圧波形及びＷ相印加相電圧近似波形（何れも１周期分）である。
【００１３】
図１５は、図９の波形から図１１の波形を引いたＵＶ間誘起線間電圧波形（１周期分）である。図１７は、図１１の波形から図１３の波形を引いたＶＷ間誘起線間電圧波形（１周期分）である。図１９は、図１３の波形から図９の波形を引いたＷＵ間誘起線間電圧波形（１周期分）である。
更に、図１６は、図１０の波形から図１２の波形を引いたＵＶ間印加線間電圧近似波形（１周期分）である。図１８は、図１２の波形から図１４の波形を引いたＶＷ間印加線間電圧近似波形（１周期分）である。図２０は、図１４の波形から図１０の波形を引いた、ＷＵ間印加線間電圧近似波形（１周期分）である。
【００１４】
図１６、図１８、図２０において、印加線間電圧近似波形のピークはπ／（√３）≒１．８１３８、図１５、図１７、図１９において、誘起線間電圧のピークは√３≒１．７３２１、通電切替時の切替直前通電相間（図９〜図２０において３０度時はＶＷ間、９０度時はＶＵ間、１５０度時はＷＵ間、２１０度時はＷＶ間、２７０度時はＵＶ間、３３０度時はＵＷ間）の誘起線間電圧の大きさは、３／２＝１．５である。
よって、通電切替直前では通電相間の印加線間電圧近似波形の値は誘起線間電圧の（２π）／（３√３）≒１．２０９２倍となる。
【００１５】
誘起相電圧波形は、モータ内の永久磁石の着磁分布や巻線の仕様等によって変化し、正弦波のモータや、台形波のモータ、方形波に近い台形波のモータ等、モータによって様々である。
誘起相電圧波形が図１０、図１２、図１４のような方形波に近い波形のモータを１２０度通電制御により駆動する場合は問題ないが、誘起相電圧波形が正弦波に近いモータを１２０度通電制御により駆動する場合、図１５〜図２０に示すように通電切替前に印加線間電圧と誘起線間電圧との差が次第に広がり、各相間への６０度通電の後半でモータに流れる電流が増加して過電流になるという問題があった。なお、図１５〜図２０によれば通電切替直後も印加線間電圧と誘起線間電圧との差が大きいが、電流立上げのためにも電圧を使用するため、通電切替直後は電流が大きくなって過電流になるという問題はほとんど生じない。
ここで、通電切替前に印加線間電圧と誘起線間電圧との差が大きくなることによる電流増加の問題は、１２０度通電区間の前半６０度通電区間におけるパルス幅変調のデューティが一定であることに起因している。
【００１６】
これに対して、前述した特許文献１，２では、１２０度通電区間の前半６０度通電区間におけるパルス幅変調のデューティが一定ではなく、前半６０度通電区間の開始時点からデューティを直線的に減少させ、その後、一定にする制御を行っている。しかし、これらの先行技術は、主としてモータの巻線電流波形を改善して高効率化、低騒音化を図ることを目的としており、過電流防止を解決課題とするものではない。
【００１７】
そこで、本発明の解決課題は、１２０度通電区間内の６０度通電区間の後半における電流増加を抑制して過電流の発生を防止可能とした直流ブラシレスモータの駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、制御手段によりインバータの半導体スイッチング素子をオンオフ制御して出力される６ステップ・電気角１２０度通電波形を用いて直流ブラシレスモータを駆動する駆動装置であって、前記通電波形をパルス幅変調して電圧を制御する駆動装置において、
前記制御手段は、各相における電気角１２０度通電区間内の６０度通電区間の後半の３０度以下の区間に、前記６０度通電区間の他の区間よりもパルス幅変調のオン時間比率を減少させるように動作するものである。
【００１９】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、前記制御手段は、前記６０度通電区間の後半の３０度以下の区間において、パルス幅変調のオン時間比率を直線的に減少させるものである。
【００２０】
請求項３に係る発明は、請求項１に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、前記制御手段は、前記６０度通電区間の後半の３０度以下の区間において、パルス幅変調のオン時間比率を近似正弦波状に減少させるものである。
【００２１】
請求項４に係る発明は、請求項１に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、前記制御手段は、前記６０度通電区間の後半の３０度以下の区間において、パルス幅変調のオン時間比率をモータ誘起線間電圧波形に近似させて減少させるものである。
【００２２】
請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、前記制御手段は、前記６０度通電区間の前半３０度区間ではパルス幅変調のオン時間比率を一定値とし、前記６０度通電区間の後半の３０度以下の区間において、前記前半３０度区間のオン時間比率の０．８６６倍まで減少させるものである。
【００２３】
請求項６に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、前記制御手段は、前記６０度通電区間の前半３０度区間ではパルス幅変調のオン時間比率を一定値とし、前記６０度通電区間の後半３０度以下の区間において、前記前半３０度区間のオン時間比率からオフセット値を引いた値の０．８６６倍にオフセット値を加えた値まで減少させるものである。
【００２４】
請求項７に係る発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した直流ブラシレスモータの駆動装置において、前記制御手段は、誘起相電圧波形が正弦波に近い直流ブラシレスモータを６ステップ・電気角１２０度通電波形により駆動するものである。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、直流ブラシレスモータを６ステップ・電気角１２０度通電波形にて駆動する場合に各相の６０度通電区間の後半でパルス幅変調のオン時間比率を減少させることにより、印加線間電圧の変化を誘起線間電圧の変化に近付けることができ、印加線間電圧と誘起線間電圧との差の増大による電流増加を抑制することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１におけるデューティ制御手段の動作説明図である。
【図３】図１における制御回路の動作説明図である。
【図４】図４（ａ）は図３におけるゲート信号Ｗｎの拡大図、図４（ｂ）は図７におけるゲート信号Ｗｎの拡大図である。
【図５】図１におけるデューティ制御手段の動作説明図である。
【図６】従来技術の構成を示すブロック図である。
【図７】図６における制御回路の動作説明図である。
【図８】本発明の解決課題を説明するための、１２０度通電制御を行う場合のモータの中性点からみた印加相電圧１相分の矩形波近似波形図である。
【図９】本発明の解決課題を説明するための、振幅を１としたＵ相誘起相電圧（正弦波）の１周期分の波形図である。
【図１０】本発明の解決課題を説明するための、振幅をＰＷＭ平均電圧とした１周期分のＵ相印加相電圧近似波形図である。
【図１１】本発明の解決課題を説明するための、振幅を１とした１周期分のＶ相誘起相電圧（正弦波）の波形図である。
【図１２】本発明の解決課題を説明するための、振幅をＰＷＭ平均電圧とした１周期分のＶ相印加相電圧近似波形図である。
【図１３】本発明の解決課題を説明するための、振幅を１とした１周期分のＷ相誘起相電圧（正弦波）の波形図である。
【図１４】本発明の解決課題を説明するための、振幅をＰＷＭ平均電圧に等しくした１周期分のＷ相印加相電圧近似波形図である。
【図１５】本発明の解決課題を説明するための、１周期分のＵＶ間誘起線間電圧の波形図である。
【図１６】本発明の解決課題を説明するための、１周期分のＵＶ間印加線間電圧近似波形図である。
【図１７】本発明の解決課題を説明するための、１周期分のＶＷ間誘起線間電圧の波形図である。
【図１８】本発明の解決課題を説明するための、１周期分のＶＷ間印加線間電圧近似波形図である。
【図１９】本発明の解決課題を説明するための、１周期分のＷＵ間誘起線間電圧の波形図である。
【図２０】本発明の解決課題を解決するための、１周期分のＷＵ間印加線間電圧近似波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態に係る駆動装置の構成を示すブロック図であり、図６に示した構成要素と同一の機能を有するものには同一の符号を付してその説明を省略し、以下では図６と異なる部分を中心に説明する。
【００２８】
この実施形態が図６の従来技術と異なる点は、制御回路２０Ａにおける制御内容のほか、インバータ主回路部１９のスイッチング素子をパルス幅変調制御する際のオン時間比率、すなわちデューティを変化させるデューティ制御手段２１を備えた点にある。
デューティ制御手段２１は、電圧検出手段１８により検出した主回路部１９の出力電圧（モータ１７の端子電圧）に応じてデューティを変化させる信号を生成し、制御回路２０Ａに出力する。デューティ制御手段２１デューティ制御手段２１の出力信号に基づき、各相における１２０度通電区間の前半６０度通電区間の後半に、パルス幅変調を行うスイッチング素子に対するゲート信号のデューティを変化させる。
ここで、デューティ制御手段２１及び制御回路２０Ａは、請求項における制御手段を構成している。
【００２９】
図２は、各相の前半６０度通電区間に、図１の制御回路２０Ａが、パルス幅変調を行うスイッチング素子へ出力するゲート信号のデューティの変化を示している。
この実施形態では、デューティ制御手段２１の動作により、図２に示すように６０度通電区間の前半３０度区間ではデューティを８０％一定とし、その後にデューティ制御手段２１の内部のタイマーにより時間に対する直線的な関数によりデューティを減少させる演算を行い、前半３０度区間のデューティである８０％の０．８６６倍に当たる６９．３％まで、デューティを直線的に減少させている。すなわち、６０度通電区間の終了時点のデューティは６９．３％である。
【００３０】
ここで、上記の０．８６６倍は、前述した図１５、図１７、図１９における、通電切替時の切替直前通電相間の誘起線間電圧の大きさ（＝１．５）を、誘起線間電圧のピーク（＝√３）によって除算した値であり、モータに接続される負荷の大きさやモータに流れる電流の大きさ、モータ誘起相電圧波形によって変更されるものであって限定的な値ではなく、他の通電比率であっても構わない。
また、本実施形態では、各相における６０度通電区間の前半３０度区間におけるデューティを８０％一定としているが、このデューティは、回転速度やモータに接続される負荷の大きさ、モータに流れる電流の大きさに応じて変更されるものである。
【００３１】
図３は、本実施形態における制御回路２０Ａの動作として、モータ１７が発生するＵ，Ｖ，Ｗ相誘起相電圧波形及びスイッチング素子１１〜１６を駆動するゲート信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎを示している。
この図３におけるゲート信号Ｗｎを拡大したものを図４（ａ）に、また、前述した図７（従来技術）におけるゲート信号Ｗｎを拡大したものを図４（ｂ）に示す。
これらの図から明らかなように、従来技術（図４（ｂ））ではパルス幅変調される６０度通電区間の全区間（図示例では２７０度〜３３０度）にわたってデューティが８０％一定であるのに対し、本実施形態（図４（ａ））では、６０度通電区間の前半３０度区間（２７０度〜３００度）ではデューティを８０％一定とし、後半３０度区間（３００度〜３６０度）では、７７．９％→７５．７％→７３．６％→７１．４％→６９．３％というようにデューティを徐々に減少させている。
【００３２】
発明者による実験やシミュレーションの結果、各相における６０度通電区間内の５０度の時点から電流が増加する場合には、図５に示すように、６０度通電区間内の５０度の時点から６０度に達するまで、前半３０度区間におけるデューティ８０％の０．８６６倍に当たる６９．３％までデューティを直線的に減少させることにより、電流増加を抑制できることが確認されている。
なお、デューティの減少を開始する時点は、電流増加を最適に抑制できるように、モータに接続される負荷の大きさやモータに流れる電流の大きさ、モータ誘起相電圧波形、モータのインダクタンス値、巻線抵抗値、磁石磁束値等に応じて変更されるものであり、例えば、図５に示した５０度の時点だけでなく、各相における６０度通電区間内の後半の他の時点からデューティの減少を開始してもよい。
【００３３】
このように、デューティ制御手段２１によりデューティを減少させ、そのデューティに従って制御回路２０Ａがパルス幅変調制御を行うことで、１２０度通電区間内の６０度通電区間の後半では印加線間電圧の変化を誘起線間電圧の変化に近付けることができ、両電圧の差が増加することによるモータ電流の増加を抑制することが可能である。
【００３４】
また、本実施形態では、図２や図５に示したようにデューティを直線的に減少させているが、図１５のＵＶ間誘起線間電圧の電気角２４０度〜２７０度の区間の波形のように、デューティを近似正弦波状に減少させてもよい。また、誘起線間電圧波形が正弦波でないモータの場合には、モータ誘起線間電圧波形に近似するように減少させてもよい。
【００３５】
更に、モータの線間への印加電圧は、誘起電圧に加えてモータに電流を流すために必要な電圧があるため、デューティにオフセットを加えてもよい。
例えばオフセットを１０％とする場合、６０度通電区間の前半３０度区間では、デューティを８０％に１０％を加えた９０％の一定値とし、その後、デューティ制御手段２１の内部タイマーにより時間に対する直線的な関数によりデューティを減少させ、８０％の０．８６６倍に当たる６９．３％に１０％を加えた７９．３％まで、デューティを直線的に減少させてもよい。
この場合のオフセットの値は、モータに接続される負荷の大きさやモータに流れる電流の大きさ、モータのインダクタンス値、巻線抵抗値、磁石磁束値等によって適宜、変更されるものである。
【００３６】
また、本実施形態では、図３において、Ｕ相誘起電圧の下降時のゼロクロス点から電気角３０度経過後にＵ相下アームスイッチング素子をオンして通電切替を行い、Ｕ相誘起相電圧の上昇時のゼロクロス点から電気角３０度経過後にＵ相上アームスイッチング素子をオンして通電切替を行っており、これはＶ，Ｗ相についても同様である。
これに対し、誘起相電圧のゼロクロス点から（電気角３０度−進み角）経過後に通電切替を行い、進み角の分だけ通電切替を早めることで相電流立ち上がりを早める、いわゆる進み角制御方法も考えられるが、この場合でも各相間への６０度通電開始後（電気角３０度＋進み角）の時点からデューティの減少を開始することで、印加線間電圧の変化を誘起線間電圧の変化に近付けることができ、印加線間電圧と誘起線間電圧との差の増大に起因した電流増加を抑制することができる。
【００３７】
なお、本実施形態では１２０度通電区間の前半６０度区間で上下アームをチョッピングする場合を説明したが、本発明は、１２０度通電区間の後半６０度区間で上下アームをチョッピングする場合にも適用可能である。また、上アームのみ１２０度通電区間にわたってチョッピングする場合に、その前半または後半の６０度通電区間に本発明を適用してもよい。
更に、図１に示した電圧検出手段１８に代えて、モータ１７の内部の永久磁石の位置を検知する位置検知手段の出力信号に基づいて通電パターンを切り替えることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明は、自動販売機やショーケースに使用される空調機器等のコンプレッサ負荷用の直流ブラシレスモータの駆動装置として利用可能である。
【符号の説明】
【００３９】
１０：直流電源
１１〜１６：半導体スイッチング素子
１７：直流ブラシレスモータ
１８：電圧検出手段
１９：インバータ主回路部
２０Ａ：制御回路
２１：デューティ制御手段
【図１】
2013183590.tif 000004
【図２】
2013183590.tif 000005
【図３】
2013183590.tif 000006
【図４】
2013183590.tif 000007
【図５】
2013183590.tif 000008
【図６】
2013183590.tif 000009
【図７】
2013183590.tif 000010
【図８】
2013183590.tif 000011
【図９】
2013183590.tif 000012
【図１０】
2013183590.tif 000013
【図１１】
2013183590.tif 000014
【図１２】
2013183590.tif 000015
【図１３】
2013183590.tif 000016
【図１４】
2013183590.tif 000017
【図１５】
2013183590.tif 000018
【図１６】
2013183590.tif 000019
【図１７】
2013183590.tif 000020
【図１８】
2013183590.tif 000021
【図１９】
2013183590.tif 000022
【図２０】
2013183590.tif 000023