(57)【要約】【課題】  包絡線追跡型送信機において、変調速度が速くなっても電源の効率を低下させない。【解決手段】  多（Ｎ）相スイッチング電源を包絡線追跡電源として用い、包絡線波形を、Ｎ段の階段状波形で近似し、周期Ｔのスイッチング電源のパルス幅を、Ｔ／Ｎの整数倍とすることによって、Ｎ個のスイッチング電源ユニットで発生する高調波を相殺する。前記により従来では、スイッチング雑音の電力密度を所定の値以下にするために、変調速度に比例させる必要のあったスイッチング速度を、変調速度と無関係にできるので、より高速な変調信号を入力した場合でも電源効率を低下させない包絡線追跡送信機を実現できた。【選択図】図５
2013198148.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、直交変調して高周波変調信号（Ｓｉ信号）を出力する直交変調ステップと、
前記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）または前記高周波変調信号（Ｓｉ信号）の何れか、から包絡線を検出して包絡線信号（Ｅ信号）を出力する包絡線検出ステップと、
前記包絡線信号（Ｅ信号）を直流増幅して直流変換信号を出力する直流変換ステップと、
前記直流変換信号に含まれる高域周波数成分を減衰させて包絡線追跡電源出力とする低域通過ろ波ステップと、
前記包絡線追跡電源出力を供給電源電圧とし、前記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を電力増幅して送信機出力信号Ｓｏを出力する包絡線追跡電力増幅ステップと、から成る包絡線追跡電力増幅方法にあって、
前記直流変換ステップを、
Ｎを２または２より大きな整数とすると、ＯＮとＯＦＦを繰り返し、ＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮへ切り替わる時刻が一致するＮ列のスイッチング電源ステップ出力を合成して出力するステップとし、
前記包絡線信（Ｅ信号）を、前記包絡線信（Ｅ信号）の最大値Ｅ０のＮ分の１の整数（ｍ）倍、またはｍＥ０／Ｎを高さとする階段状波形で近似して階段状Ｅ信号とすると、
任意のタイムスロットにおいて、Ｎ個のスイッチング電源ステップの内いずれかｍ個の前記スイッチング電源ステップをＯＮとし、前記ｍ個のスイッチング電源ステップ以外の（Ｎ−ｍ）個の前記スイッチング電源ステップをＯＦＦとしたことを特徴とする包絡線追跡電力増幅方法。
【請求項２】
前記Ｎ列のスイッチング電源ステップのスイッチング周期をＴとし、ｎを、２または２より大きな整数とすると、前記階段状Ｅ信号の階段の高さを、ｍＥ０／Ｎ／ｎと細分化し、Ｎ／ＴおよびＮ／Ｔの奇数倍の周波数にエネルギーが集中するスイッチング雑音を一定量以上減衰させるステップを挿入したことを特徴とする請求項１に記載の包絡線追跡電力増幅方法。
【請求項３】
ｘｍを（ｍ−１）より大きく、かつｍより小さい実数とすると、前記包絡線信号（Ｅ信号）を、ｘｍＥ０／Ｎで近似し、前記Ｎ列のスイッチング電源ステップの出力パルスの大きさが、最大値にｘｍ／ｍを乗じた値となるように、前記Ｎ個のスイッチング電源ステップの入力パルスの大きさを変えることを特徴とする請求項１に記載の包絡線追跡電力増幅方法。
【請求項４】
時刻ｔｉから時刻ｔｉ＋１までの前記階段状Ｅ信号の大きを、ｖｉとしたとき、ｕｉを前記包絡線追跡電力増幅ステップの電力利得を所定の一定値にする変数とすると、前記階段状Ｅ信号に連動して、ｕｉを階段の高さとする、階段状信号を生成し、前記階段状信号に対して、前記低域通過ろ波ステップと同じ低域通過ろ波特性を有する第２の前記低域通過ろ波ステップを施すことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の包絡線追跡電力増幅方法。
【請求項５】
１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、直交変調して高周波変調信号（Ｓｉ信号）を出力する直交変調部と、
前記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）または前記高周波変調信号（Ｓｉ信号）の何れか、から包絡線を検出して包絡線信号（Ｅ信号）を出力する包絡線検出部と、
前記包絡線信号（Ｅ信号）を直流増幅して直流変換信号を出力する直流変換部と、
前記直流変換信号に含まれる高域周波数成分を減衰させて包絡線追跡電源出力とする低域通過ろ波部と、
前記包絡線追跡電源出力を供給電源電圧とし、前記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を電力増幅して送信機出力信号Ｓｏを出力する包絡線追跡電力増幅部と、で構成される包絡線追跡送信機にあって、
前記直流変換部を、
Ｎを２または２より大きな整数とすると、ＯＮとＯＦＦを繰り返し、ＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮへ切り替わる時刻が一致するＮ個のスイッチング電源で構成し、
前記Ｎ個のスイッチング電源出力を合成して出力し、
前記包絡線信（Ｅ信号）を、前記包絡線信（Ｅ信号）の最大値Ｅ０のＮ分の１の整数（ｍ）倍、またはｍＥ０／Ｎを高さとする階段状波形で近似して階段状Ｅ信号とすると、
任意のタイムスロットにおいて、前記Ｎ台のスイッチング電源の内いずれかｍ個の前記スイッチング電源をＯＮとし、前記ｍ個のスイッチング電源以外の（Ｎ−ｍ）個の前記スイッチング電源をＯＦＦとしたことを特徴とする包絡線追跡送信機。
【請求項６】
前記Ｎ個のスイッチング電源のスイッチング周期をＴとし、ｎを、２または２より大きな整数とすると、前記階段状Ｅ信号の階段の高さを、ｍＥ０／Ｎ／ｎと細分化し、周波数Ｎ／Ｔの線スペクトル成分を一定量以上減衰させる手段を挿入したことを特徴とする請求項５に記載の包絡線追跡送信機。
【請求項７】
ｘｍを（ｍ−１）より大きく、かつｍより小さい実数とすると、前記包絡線信号（Ｅ信号）を、ｘｍＥ０／Ｎで近似し、前記Ｎ個のスイッチング電源の出力パルスの大きさを、最大値にｘｍ／ｍを乗じた値とするように、前記Ｎ個のスイッチング電源の入力パルスの大きさを変えることを特徴とする請求項５に記載の包絡線追跡送信機。
【請求項８】
時刻ｔｉから時刻ｔｉ＋１までの前記階段状Ｅ信号の大きを、ｖｉとしたとき、ｕｉを前記包絡線追跡電力増幅部の電力利得を所定の一定値にする変数とすると、前記階段状Ｅ信号に連動して、ｕｉを階段の高さとする、階段状信号を生成し、前記階段状信号に対して、前記低域通過ろ波部と同じ低域通過ろ波特性を有する第２の前記低域通過ろ波部を設けたことを特徴とする請求項５から７までのいずれか１項に記載の包絡線追跡送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【００００】  本発明は、移動無線（例えば、マイクロ波帯の携帯電話用）の基地局または端末に用いられる包絡線追跡電力増幅方法および送信機に関する。
さらに詳しくは、マルチキャリア信号等の尖頭電力が平均出力電力に比べて大きな高周波変調信号を線形増幅するために、終段電力増幅器の供給電源電圧を高周波変調信号の包絡線に高速で追随させる包絡線追跡電力増幅方法および送信機に関する。
【背景技術】
【０００１】本発明は、従来技術に係る包絡線追跡（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｔｒａｃｋｉｎｇ）送信機（以下「ＥＴ送信機」という。）において、包絡線追跡電源の追跡速度が包絡線の変化速度に十分追跡できないと電力効率が低下する問題を解決するものである。【０００２】  図１に示す一般的なＥＴ送信機１００は、次の構成要素から成り立つ。
（１）ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、高周波変調信号（Ｓｉ）を出力する直交変調部１０
（２）ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）または高周波変調信号（Ｓｉ）の何れかを入力信号とし、包絡線を検出して包絡線信号（Ｅ信号）を出力する包絡線検出部４０
（３）包絡線信号（Ｅ信号）を入力信号とし、直流増幅して包絡線追跡電源出力Ｖ１を得る直流変換部５０
（４）前記包絡線追跡電源出力Ｖ１を供給電源とし、前記高周波変調信号（Ｓｉ）を電力増幅して送信機出力信号（Ｓｏ）を出力する電力増幅器３１
（５）電力増幅器３１の入力信号の包絡線と、前記包絡線追跡電源出力とのタイミングを一致させるために、直交変調部１０と電力増幅器３１の間に挿入する遅延部２０
（６）送信機の電力増幅部として、シレー（Ｃｈｉｒｅｉｘ）増幅器、またはドハティ（Ｄｏｈｅｒｔｙ）増幅器などの複合増幅器を用いる場合は、第２の電力増幅器３２。【０００３】  ＥＴ送信機１００の動作原理は、例えば特許文献１に開示されているが、最大の特徴は、送信機の性能を示す重要な指標である平均電力効率を、電力増幅器３１の最大電力効率に近づけられる点である。【０００４】  直流変換部５０としては、デューティ比を入力信号振幅に比例させるパルス幅変調器を用いる方法が、例えば、特許文献２に開示されているが、高い電源効率を得るためには、高速度で動作するスイッチング素子を必要とする、という問題がある。等価的にスイッチング速度を速める方法として、複数（Ｎ個）のパルス幅変調器を、３６０／Ｎ度の位相差で並列接続させる多相スイッチング電源（特許文献３）を、包絡線追跡送信機用の電源として用いる方法が、例えば、特許文献４に開示されているが、高周波変調信号（Ｓｉ）の変調速度が速くなるに従って、スイッチング雑音電力が増加するので、必要な電源効率を確保するためには、スイッチング電源ユニットの数（Ｎ）を増やす必要があり、電源装置の規模が増える、という問題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】ＵＳ  Ｐａｔｅｎｔ  Ｎｏ．ＵＳ  ６，０４３，７０７  “Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ａｐｐａｒａｔｕｓ  ｆｏｒ  ｏｐｅｒａｔｉｎｇ  ａ  ｒａｄｉｏ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｐｏｗｅｒ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ａｓ  ａ  ｖａｒｉａｂｌｅ−ｃｌａｓｓ  ｌｉｎｅａｒ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ”  Ｊｕｌ．３，２００１  Ｂｕｄｎｉｋ  ｅｔ  ａｌ
【特許文献２】特願２００９−２５９８５５  パルス幅変調回路およびエンベロープトラッキング電力増幅器  出願日２００９年１１月１３日
【特許文献３】特願２００１−５６７１１７  低電力モード中の多相スイッチング電源の向上した効率  出願日２０００年１１月２１日
【特許文献４】特願２００９−５０２６  包絡線追跡電源回路及び増幅装置出願日２００９年１月１３日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】  上述のように、従来技術に係わる多相スイッチング電源を包絡線追跡送信機用として用いた場合には、高周波変調信号（Ｓｉ）の変調速度が速くなるに従って、スイッチング素子のスイッチング速度を速くする、または／および、並列接続するスイッチング電源ユニットの数（相数Ｎ）を増やす必要がある、という問題がある。【０００７】  本発明の最大の特徴は、Ｎ相スイッチング電源では、スイッチング周期をＴとすると、パルス幅がＴ／Ｎの整数倍のときに、Ｎ個のスイッチング電源ユニット間でスイッチング雑音が相殺される、という現象に着目し、包絡線信号をＮ段の階段状信号で近似（または、離散化）して、前記Ｎ相スイッチング電源に入力する。【０００８】  包絡線を階段状信号で近似することは、スイッチング雑音を消す（実際上は、充分に減らす）一方で、離散化雑音を発生させるが、スイッチング雑音を消したことによる電源効率の改善量が、離散化による電源の電力効率の低下量を上回るので、総合的には、電源の効率を改善する効果を生んだ。【０００９】  従来の多相スイッチング電源を用いる包絡線追跡送信機にあっては、所定の電力効率特性を得るために、スイッチング速度を、高周波変調信号の変調速度に比例させる必要があった。それに対して、本発明による包絡線追跡電力増幅方法によれば、スイッチング速度を、変調速度と無関係に設定できるので、電源の電力効率を最小化する観点からスイッチング素子を選択できる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】  本発明の第１の局面は、包絡線追跡電源を用いる電力増幅方法に関するもので、
１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、直交変調して高周波変調信号（Ｓｉ信号）を出力する直交変調ステップと、
前記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）または前記高周波変調信号（Ｓｉ信号）の何れか、から包絡線を検出して包絡線信号（Ｅ信号）を出力する包絡線検出ステップと、
前記包絡線信号（Ｅ信号）を直流増幅して直流変換信号を出力する直流変換ステップと、
前記直流変換信号に含まれる高域周波数成分を減衰させて包絡線追跡電源出力とする低域通過ろ波ステップと、
前記包絡線追跡電源出力を供給電源電圧とし、前記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を電力増幅して送信機出力信号Ｓｏを出力する包絡線追跡電力増幅ステップと、から成る包絡線追跡電力増幅方法にあって、
前記直流変換ステップを、
Ｎを２または２より大きな整数とすると、ＯＮとＯＦＦを繰り返し、ＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮへ切り替わる時刻が一致するＮ列のスイッチング電源ステップ出力を合成して出力するステップとし、
前記包絡線信（Ｅ信号）を、前記包絡線信（Ｅ信号）の最大値Ｅ０のＮ分の１の整数（ｍ）倍、またはｍＥ０／Ｎを高さとする階段状波形で近似して階段状包絡線信号（Ｅ１信号）とすると、
任意のタイムスロットにおいて、Ｎ個のスイッチング電源ステップの内いずれかｍ個の前記スイッチング電源ステップをＯＮとし、前記ｍ個のスイッチング電源ステップ以外の（Ｎ−ｍ）個の前記スイッチング電源ステップをＯＦＦとしたことによって、前記Ｎ個のスイッチング電源ステップにおいて発生するスイッチング雑音を相殺する点に特徴がある。【００１１】  本発明の第２の局面は、前記包絡線追跡電力増幅法にあって、
前記Ｎ列のスイッチング電源ステップのスイッチング周期をＴとし、ｎを、２または２より大きな整数とすると、前記階段状Ｅ信号の階段の高さを、ｍＥ０／Ｎ／ｎと細分化し、Ｎ／ＴおよびＮ／Ｔの奇数倍の周波数にエネルギーが集中するスイッチング雑音を一定量以上減衰させるステップを挿入した包絡線追跡電力増幅方法で、
Ｎ列のスイッチング電源でありながら、ｎＮ列のスイッチング電源に近い性能を得るようにした点に特徴がある。【００１２】  本発明の第３の局面は、第１の局面に記載の包絡線追跡電力増幅法にあって、
ｘｍを（ｍ−１）より大きく、かつｍより小さい実数とすると、
前記包絡線信号（Ｅ信号）を、ｘｍＥ０／Ｎで近似し、前記Ｎ列のスイッチング電源ステップの出力パルスの大きさが、最大値にｘｍ／ｍを乗じた値となるように、前記Ｎ個のスイッチング電源ステップの入力パルスの大きさを変えることによって、包絡線信号を階段状信号で近似することによって生じる離散化雑音を減少させることを特徴とする。【００１３】  本発明の第４の局面は、前記包絡線追跡電力増幅方法にあって、
時刻ｔｉから時刻ｔｉ＋１までの前記階段状Ｅ信号の大きを、ｖｉとしたとき、ｕｉを前記包絡線追跡電力増幅ステップの電力利得を所定の一定値にする変数とすると、
前記階段状Ｅ信号に連動して、ｕｉを階段の高さとする、階段状信号を生成し、前記階段状信号に対して、前記低域通過ろ波ステップと同じ低域通過ろ波特性を有する第２の前記低域通過ろ波ステップを施すことによって、
終段電力増幅器の非直線性によって発生する非直線雑音を抑圧することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】  従来の多相スイッチング電源を用いた包絡線追跡電力増幅雑方法にあっては、所定の電力効率特性を得るために、スイッチング速度を、高周波変調信号の変調速度に比例させる必要があった。それに対して、本発明による包絡線追跡電力増幅方法によれば、スイッチング速度を、変調速度と無関係に設定できるので、高い電力効率のスイッチング素子とスイッチング速度を選択することによって包絡線追跡電源の電力効率を最小化できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】従来技術に関わる包絡線追跡電力増幅方式を適用したＥＴ送信機１００の構成を示す図である。
【図２】従来技術に関わる４相スイッチング電源の入力信号（包絡線信号ｃ２１）、出力信号ｃ２２、線形歪みｃ２３およびスイッチング雑音ｃ２４の、それぞれのＰＳＤ特性を示す図である。
【図３】従来技術に関わる４相スイッチング電源の入力信号（包絡線信号ｃ３１）、出力信号ｃ３２および前記出力信号を１．４倍にした出力信号ｃ３３の時間波形を示す図である。
【図４】従来技術に関わる４相スイッチング電源を用いた包絡線追跡送信機のＰＳＤ特性を示す図で、パラメータは、バックオフ比である。
【図５】（ａ）は、本発明に関わる包絡線追跡電力増幅方式を適用したＥＴ送信機２００の構成を示す図で、（ｂ）は、スイッチング電源ユニット２１０の内部の詳細な構成例を示す図である。
【図６】本発明に関わる４相スイッチング電源における４つのスイッチング電源ユニットの出力波形と、それらが合計された４相スイッチング電源の出力波形を示す図で、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）は、それぞれ規格化電圧１／４，２／４，３／４および４／４の場合である。
【図７】本発明に関わる４相スイッチング電源の入力信号（ｃ７１、包絡線信号）、出力信号ｃ７２、離散化雑音ｃ７３およびスイッチング雑音ｃ７４の、それぞれのＰＳＤ特性を示す図である。
【図８】本発明に関わる４相スイッチング電源の入力信号（階段状包絡線信号（Ｅ１信号）ｃ８２）と出力信号ｃ８３の時間波形を示す図である。
【図９】本発明に関わる４相スイッチング電源を用いた包絡線追跡送信機のＰＳＤ特性を示す図で、パラメータは、バックオフ比である。
【図１０】本発明の実施例２に関わる４相スイッチング電源における４つの電源ユニットの出力波形と、それらが合計された前記電源の出力波形を示す図で、（ａ）と（ｂ）は、それぞれ規格化電圧が１／８と３／４の場合である。
【図１１】本発明の実施例２に関わる２相スイッチング電源の入力信号（包絡線信号ｃ１１１）、第２入力信号（階段状波形ｃ１１２）および出力信号ｃ１１３の時間波形を示す図である。
【図１２】上記電源の出力に不要高調波相殺回路を設けた場合の、入力信号（包絡線信号ｃ１２１）、第２入力信号（階段状波形ｃ１２２）および出力信号ｃ１２３の時間波形を示す図である。
【図１３】本発明の実施例２に関わる４相スイッチング電源の入力信号（包絡線信号１３１）、出力信号（ｃ１３２，スイッチング雑音抑圧回路なし）、スイッチング雑音ｃ１３３（抑圧回路なし）およびスイッチング雑音ｃ１３４（抑圧回路あり）のＰＳＤ特性を示す図である。
【図１４】本発明の実施例３に関わる４相スイッチング電源における４つのスイッチング電源ユニットの出力波形と、それらが合計された前記電源の出力波形を示す図で、（ａ）と（ｂ）は、それぞれ規格化電圧が１／８と３／４の場合である。
【図１５】本発明の実施例４に関わる包連絡線追跡送信機の構成を示すため、利得制御を行う箇所に応じた３つの様態に応じた構成例を示した図で、（ａ）は、ゲートバイアスを制御する場合、（ｂ）は、ドライバー段に挿入した乗算器または電圧利得可変増幅器を制御する場合、（ｃ）は、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）の大きさを制御する場合を示す。
【図１６】本発明の実施例４に関わる多相スイッチング電源出力（ａ）と、利得制御信号（ｂ）の関係を示す時間波形を表した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】  本発明の最大の特徴は、多相スイッチング電源の入力信号である包絡線信号を階段状信号で近似（離散化）し、多相スイッチング電源の相数と離散値数（Ｎとする）とを一致させることによって、多相スイッチング電源のスイッチング雑音を消す（実際上は、充分に減らす）ことにあるが、スイッチング雑音を消す代償として、離散化雑音を発生する。本発明に関する実施例を具体的説明する前に、従来の４相スイッチング電源を例として、前記スイッチング雑音の時間波形、前記４相スイッチング電源の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）特性、および従来の４相スイッチング電源を用いた包絡線追跡電力増幅器のＰＳＤ特性について説明し、実施例については、その後詳しく説明する。
【００１７】  従来の４相スイッチングの特性を調べるためシミュレーションに用いた高周波変調信号は、ＷＣＤＭＡ方式の４マルチキャリア信号（以下ＲＦ標準信号と呼ぶ）である。尚、本明細書を通して、多相スイッチング電源の相数（Ｎ）は、２または４を例に説明するが、本発明は、Ｎを２または４に限定するものではなく、３，５または５より大きい任意の整数に適用される。また、高周波変調信号としては、ＷＣＤＭＡ方式に限定するものではなく、例えば、尖頭電力対平均電力比が比較的大きいマルチキャリアＯＦＤＭ方式などの、他の多くの変調方式に本発明を適用することが可能である。
【００１８】  図２は、図１の直流変換部５０として従来の４相スイッチング電源（例えば、特許文献３）の出力のＰＳＤ特性を示す図で、前記電源の入力信号は、ＲＦ標準信号（４マルチＷＣＤＭＡ信号）の包絡線である。電源の出力に挿入される低域通過ろ波器のカットオフ周波数は、ＲＦ標準信号のベースバンド帯域幅をｆｏとすると、２ｆｏとし、前記４相スイッチング電源のパルス幅変調周期は、１／ｆｏとした。ｃ２１は、理想的な（スイッチング雑音のない）電源出力（従って、包絡線に比例する）、ｃ２２は電源出力、ｃ２３は前記低域通過ろ波器によって生じる線形歪み、ｃ２４はスイッチング雑音の、それぞれのＰＳＤ特性で、横軸は、周波数ｆをＲＦ標準信号のＲＦ帯域幅２ｆｏで規格化した規格化周波数である。スイッチング雑音は、前記低域通過ろ波器によって、周波数が大きくなるに従って緩やかに減衰しているが、前記低域通過ろ波器が無ければ、ほぼ平坦、従ってランダム雑音に近い性質の雑音であることを示している。
【００１９】  図３は、図２のＰＳＤ特性に対応する従来の４相スイッチング電源出力の時間波形で、ｃ３１は、理想的な（スイッチング雑音のない）電源出力（従って、包絡線に比例する）で、ｃ３２は、前記４相スイッチング電源出力である。電力増幅器３１の供給電圧が、ｃ３１のように包絡線に比例している場合は、ＲＦ信号は、常に飽和動作点で電力増幅されるので、平均電力効率は、（理論的には）電力増幅器３１の最大電力効率に一致する。しかしながら、ｃ３２のように、駆動電圧が、広帯域のランダム性雑音によって変動すると、ｃ３２は、ｃ３１より小さいか、反対に大きいか、いずれかの状態で電力増幅器３１は動作する。前者の状態（ｃ３２はｃ３１より小さい）は、電力増幅器３１の入力信号が、飽和動作点を超える大きさで動作するので、包絡線追跡送信機のＰＳＤ特性は劣化する。後者の状態（ｃ３２は、ｃ３１より大きい）では、前記入力信号のレベルは、飽和動作点より小さくなるので、電力増幅器３１は、電力効率が最大電力効率より下がった状態で動作する。ＰＳＤ特性の劣化は、駆動電圧を上げる（または、入力信号をバックオフする）ことによって改善できるが、ｃ３３は、ｃ３１で示される駆動電圧を１．４倍に（または、バックオフ比（入力レベルに対する飽和動作点レベルの比、または、（包絡線に比例する）理想的駆動電圧に対する駆動電圧比）を３ｄＢと）した場合で、（図４を使って後述するように）バックオフを取ることによって、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ比）を５０ｄＢ程度にする場合の例である。
【００２０】  図４は、図２と図３を求めたときと同じ条件で動作する従来の４相スイッチング電源を用いた包絡線追跡送信機のＰＳＤ特性を、入力ＲＦ信号のバックオフ比をパラメータに示した図である（終段電力増幅器は、Ｂ級増幅器とした）。４本の曲線を上から、ｃ４０，ｃ４１，ｃ４２，ｃ４３およびｃ４４とすると、それぞれのバックオフ比は、０，３，４，５および６ｄＢである。ｃ４０は、ｃ３２（図３）に対応し、ｃ４１は、ｃ３３（図３）に対応する。ｃ４１は、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ比）を、約５０ｄＢ以上とするためには、バックオフ比を３ｄＢ以上とする必要があることを示している。ｃ４１の場合の相対平均電力効率（終段電力増幅器の最大電力効率に対する平均電力効率比）は、７２．４％であった。
【００２１】  以上、図２，図３および図４を使って、従来の多相スイッチング電源を使った場合、スイッチング雑音に帰因するＰＳＤ特性の劣化を終段電力増幅器の供給電源電圧を上げる（あるいは、入力信号をバックオフする）ことで改善しようとすると、平均電力効率を相当程度犠牲にする（前述した例では、相対平均電力効率が７０数％になる）必要があること、を説明した。
【実施例１】
【００２２】  図５は、本発明に関わる包絡線追跡送信機の構成例を示した図で、次の４つの構成要素から成り立つ。
（１）１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、高周波変調信号（Ｓｉ）を出力する直交変調部３１０
（２）前記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）または前記高周波変調信号（Ｓｉ）の何れかを入力信号とし、前記入力信号の包絡線を近似する階段状包絡線信号（階段状Ｅ１信号）を出力する包絡線検出部３４０
（３）前記階段状Ｅ１信号を入力し、直流増幅して、包絡線追跡電源出力Ｖ１を出力する多相スイッチング電源２６０
（４）前記包絡線追跡電源出力Ｖ１を供給電源電圧とし、前記高周波変調信号（Ｓｉ）を入力して、電力増幅して送信機出力Ｓｏを出力する電力増幅器６１【００２３】  Ｎを２または、２より大きな整数とし、Ｅｏを最大値とする前記階段状Ｅ信号の大きさを、ｍＥｏ／Ｎ（ｍ＝１，２，・・・，Ｎ）とし、１周期Ｔを、長さの等しいＮ個のタイムスロット、ｔ１，ｔ２，・・・、ｔＮに分割したとすると、多相スイッチング電源２６０は、次の構成要素から成り立つ。
（ｉ）Ｎ個のスイッチング制御信号を、それぞれ入力して、それぞれのスイッチング出力を並列に接続して、前記包絡線追跡電源出力Ｖ１を出力するＮ個のスイッチング電源ユニット２１０−１，２１０−２，・・・，２１０−Ｎ
（ｉｉ）前記階段状Ｅ１信号を入力信号とし、ｍ個のタイムスロットでＯＮ、（ｍ−Ｎ）個のタイムスロットでＯＦＦとする制御信号と、前記制御信号を、それぞれ１，２，・・・、（Ｎ−１）タイムスロット遅延させた、（Ｎ−１）個の制御信号を出力するパルス信号選択部２５０【００２４】  スイッチング電源ユニット２１０の構成法は様々であるが、１つの構成例を図５（ｂ）に示す。この図の例では、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１）とｐ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）とが相補的に接続され、Ｔｒ１がＯＮのときは、Ｔｒ２がＯＦＦで、反対にＴｒ１がＯＦＦのときは、Ｔｒ２がＯＮとなるようにゲート側がドライブされるので、Ｔｒ１のソースとＴｒ２のソースを結合したｐ２点の電位は、Ｔｒ１のドレイン電圧ＶＤＤかＴｒ２のドレイン電圧（０）のいずれかにスイッチングされる。【００２５】  次に、最も簡単な例として、包絡線を２つの値（Ｅ０、Ｅ０／２）で離散化した場合には、２つのスイッチング電源ユニットで発生するスイッチング雑音が、２相スイッチング電源出力では相殺さることを、検証する。先ず、包絡線を、その最大値Ｅ０で規格化し、規格化包絡線が１のときは、２つのスイッチング電源は、スイッチングを行わず、ともに規格化値１／２を出力する。従ってこの期間は、スイッチング雑音は出ない。包絡線の規格化値が１／２のときは、第１のスイッチング電源ユニットの出力をａ１（ｔ）とすると、ａ１（ｔ）は、パルスの高さが１／２で、周期Ｔでデューティ比１／２の矩形波となるので、それをフーリエ展開すると、数式１となる。
【数１】
2013198148.tif 000003
数式１は、第１のスイッチング電源ユニットの出力には、直流成分と奇数次高調波が含まれることを示している。
第２のスイッチング電源ユニットのパルスをａ２（ｔ）とすると、ａ２（ｔ）は、ａ１（ｔ）をＴ／２遅延させたものなので、数式２で表せる。
【数２】
2013198148.tif 000004
数式２は、第２のスイッチング電源ユニットの出力には、第１のスイッチング電源ユニットの出力と同様に直流成分と奇数次高調波が含まれることを示している。更に、第１と第２のスイッチング電源ユニット出力の同じ次数の高調波を比較すると、互いに位相が１８０度異なっていることを示している。従って、第１と第２のスイッチング電源ユニットの出力を合成すると、全ての奇数次高調波は、相殺されるので、２相スイッチング電源の出力には、スイッチング雑音は、現れない。実際には、第１と第２のスイッチング電源のＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮへのタイミングの擦れに応じたスパイク状の雑音が僅かに現れる。【００２６】  次の例として、Ｎ＝４の場合にも、個々のスイッチング電源ユニットの出力に含まれる高調波が、４相スイッチング電源の出力で相殺されることを検証する。図６は、４個のスイッチング電源ユニットの出力波形とそれらの合計出力（すなわち、４相スイッチング電源出力波形を描いたもので、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）の４段は、規格化電圧ｖ＝１／４、２／４，３／４および４／４に対応する（４相スイッチング電源出力波形の縦軸は、紙面の都合上、他の波形の縦軸の１／４に縮めたことに注意）。【００２７】  図６（ａ）は、規格化電圧ｖ＝１／４（または、包絡線をＮ値で離散化、ｍＥ０／Ｎで表すと、ｍ＝１）の場合で、第１のスイッチング電源の出力波形を最上段に示した。第１のスイッチング電源は、１周期を４等分して順番に並べた４つのタイムスロットｔ１，ｔ２，ｔ３およびｔ４の内、ｔ１でＯＮ、他のタイムスロットでＯＦＦとするので、電源ユニットの出力には、直流成分と高調波が存在する。以下同様に、第ｊ（２，３，または４）のスイッチング電源ユニットでは、タイムスロットｔｊでＯＮ、他のタイムスロットでＯＦＦとするので、各電源ユニットの出力には、直流成分と高調波が存在する。４つの電源ユニットの出力を合計すると、上から５段目の波形となる。この波形の高さは、全てのタイムスロットで一定、すなわち直流であることから、各ユニット出力に存在した高調波は、相殺されて無くなることを、示している。【００２８】  上述したように、４つの電源ユニットの各出力の高調波は、４つの出力を合計すれば相殺されることは、図を使えば直接簡単に説明されるが、式を使っても比較的簡単に証明することができる。第１の電源ユニットの出力波形ａ１（ｔ）は、パルス高１／４，パルス幅Ｔ１／Ｔ＝１／４のパルス信号として、数式３で表せる。
【数３】
2013198148.tif 000005
第２ユニットの出力波形ａ２（ｔ）は、ａ１（ｔ）をＴ／４時間遅延させたもので、数式４で表せる。
【数４】
2013198148.tif 000006
第３ユニットの出力波形ａ３（ｔ）は、ａ１（ｔ）をＴ／２時間遅延させたもので、数式５で表せる。
【数５】
2013198148.tif 000007
第４ユニットの出力波形ａ４（ｔ）は、ａ１（ｔ）を３Ｔ／４時間遅延させたもので、数式６で表せる。
【数６】
2013198148.tif 000008
2013198148.tif 000009
【００２９】  数式３から数式６までを調べると、全ての電源ユニット出力には、４の倍数次の高調波は存在しないことと、４の倍数次以外の高調波の位相は、０度、９０度、１８０度、２７０度の何れかで、かつ全ての電源ユニットで異なっていることが分かる。その結果、４相スイッチング電源の出力波形を表すａ０（ｔ）は、次の数式７に示すように、直流成分のみで、スイッチング雑音は相殺されて存在しないことを表している。
【数７】
2013198148.tif 000010
【００３０】  以上、図６（ａ）を使って、規格化電圧ｖ＝１／４を生成する４相スイッチング電源では、スイッチング雑音を発生しないことを説明した。他の規格化電圧ｖ＝２／４，３／４および４／４の場合の各電源ユニットの出力波形とそれらの合計である４相スイッチング電源出力波形は、図６（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）となるので、ｖ＝１／４の場合と同様に、４相スイッチング電源の出力には、スイッチング雑音が存在しないことが分かる。Ｎ＝２と４以外の場合にも、各ユニットの出力波形を描くことで、Ｎ相スイッチング電源にはスイッチング雑音が存在しないことを説明できる。また、任意のＮに対して、数式３から数式６までと同様のフーリエ展開を行うと、各電源ユニットの出力には、Ｎの倍数次の高調波は存在せず、Ｎの倍数次と異なる次数の高調波の位相は、２π／Ｎ、４π／Ｎ、・・・、２πの何れかで、かつ全てのユニット間で異なることから、Ｎ相スイッチング電源の出力には、スイッチング雑音は存在しないことを証明できる。尚、実際上は、各ユニット間のＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮへの切り替わりのタイミングの擦れに帰因するパルス雑音が発生するが、このパルス雑音の電力量は、パルス幅を連続的に変化させる従来のＮ相スイッチング電源が発生するスイッチング雑音に比べれば、圧倒的に少ない。【００３１】  本発明による多（Ｎ）相スイッチング電源では、入力信号を、Ｎ値に離散化することで、個々のスイッチング電源で発生するスイッチング雑音を相殺する点に特徴があるが、次は、従来の多相スイッチング電源を使った場合に生じる電力効率の低下が、本発明によってどの程度抑えられるかを、図７，図８および図９を使って具体的に説明する。【００３２】  図７は、本発明に関わる多相スイッチング電源の相数Ｎを４とした場合の電源出力のＰＳＤ特性を示す図で、ｃ７１は、理想的（スイッチング雑音のない）電源出力、ｃ７２は、電源出力、ｃ７３は、離散化雑音、ｃ７４は、スイッチング雑音、を表す。シミュレーションの条件は、従来の４相スイッチング電源に関わる、図２，図３および図４を求めたときと同じである。ｃ７４のスイッチング雑音は、４つのスイッチング電源のＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮへのタイミングが完全に一致していれば、計算の上では発生しないが、ｃ７４は、現実に近づけるために、タイミングに僅かな揺らぎを与えて、故意に発生させた雑音を表している。【００３３】  図８は、本発明に関わる多相スイッチング電源の（相数Ｎ＝４）出力の時間波形を示す図で、ｃ８２は、多値数４で離散化した入力信号である。離散化は、繰り上げ型（隣り合う２つの離散値間の値を大きい方の離散値に置き換える）で行った。ｃ８１は、理想的（スイッチング雑音がなく、包絡線に比例した）電源出力、ｃ８３は、ＡＣＬＲ比を５０ｄＢとする条件下で求めた、バックオフ比−１ｄＢ（オーバードライブ１ｄＢ）の場合の電源出力波形である。（従来の多相スイッチング電源の瞬時電力効率を示す）図３のｃ３１とｃ３３の縦軸の比と（本発明に関わる多相スイッチング電源の瞬時電力効率を示す）図８のｃ８３とｃ８１の縦軸の比とを比較すれば、本発明による多相スイッチング電源の優位性を読み取ることができる���【００３４】  図９は、本発明に関わる多相スイッチング電源（Ｎ＝４）を用いた包絡線追跡送信機のＰＳＤ特性を示す図で、パラメータは、バックオフ比である。上から、ｃ９１，ｃ９２，ｃ９３，ｃ９４とすると、それぞれのバックオフ比は、−１．０，−０．８，−０．６，−０．４ｄＢである。ＡＣＬＲ比が約５０ｄＢとなる、ｃ９１に対応する前記多相スイッチング電源出力の時間波形は、図８のｃ８３で、このときの相対平均電力効率のシミュレーション値は、９０％弱で、従来の多相スイッチング電源を用いた場合の同値が７０％強であることから、本発明の優位性を読み取ることができる。
【実施例２】
【００３５】  実施例１では、包絡線信号をＮ個の等間隔な離散値で近似し、Ｎ相スイッチング電源を用いることで従来のＮ相スイッチング電源で発生するスイッチング雑音を大幅に減らせることと、その代償として離散化歪みが発生することを説明した。前記離散化歪みは、Ｎを大きくすることによって減少させることが可能であるが、電源部の規模が大きくなる、という問題がある。実施例２では、この問題を解決する方法として、Ｎ相スイッチング電源のスイッチング周期をＴとし、ｎを、２または２より大きな整数とすると、前記階段状Ｅ１信号の階段の高さを、ｍＥ０／Ｎ／ｎと細分化することで、前記離散化雑音を低減する方法について説明する。階段状Ｅ１信号の高さを細分化すると、スイッチング雑音が発生することになるが、この雑音は、Ｎ／ＴおよびＮ／Ｔの奇数倍の周波数にエネルギーが集中する点に着目し、前記周波数成分を一定量以上減衰させることによって、等価的にＮのｎ倍の相数のスイッチング電源に近い性能の包絡線追跡電源を実現できた。【００３６】  実施例２の具体的例として、実施例１の具体例として説明した４相スイッチング電源の入力信号である階段状Ｅ１信号の離散数を、４値から８値に細分化して、等価的に８相スイッチング電源を得る方法について説明する。【００３７】  階段状Ｅ１信号の離散数を８値に増やした場合、規格化電圧が、ｖ＝１／４，２／４，３／４および４／４のときのスイッチング波形は、図６に示したものと同じなので、既に説明したとおり、前記４つの値に対しては、スイッチング雑音が発生しない。しかし、規格化電圧が、ｖ＝１／８，３／８．５／８および７／８のときには、４つの電源ユニットは、スイッチング雑音を相殺する条件を満たさない（４つの出力の合計が、一定ではなく、時間とともに大きさが変わる）。図１０は、上記４つの規格化電圧の内、ｖ＝１／８と３／８のときの、各電源ユニットの出力波形（上から１〜４段）と４相スイッチング電源の出力波形（上から５段目）を示したもので、前記出力波形には、周期がＴ／４（従って、スイッチング周波数はＮ（＝４）倍）で、デューティ比１／２の矩形波信号が出力される。【００３８】  図１１は、包絡線信号を４値に離散化し（ｃ１１２）、２相スイッチング電源に入力した場合の前記電源の出力信号波形（ｃ１１３）を示したもので、ｃ１１１は、包絡線に比例する理想的電源出力波形である。スイッチング周波数は、８ｆｏ（ＲＦ標準信号のベースバンド帯域ｆｏの４倍）とした。規格化電圧がｖ＝１／４と３／４では、２相スイッチング電源の出力に、周波数８ｆｏのスイッチング雑音が重畳されている。【００３９】  図１３は、前記２相スイッチング電源のＰＳＤ特性（ｃ１３２）で、計算条件は、図１１を求めたときと同じである。スイッチング雑音のＰＳＤ特性は、ｃ１３３となるが、特徴的なのは、周波数８ｆｏにエネルギーが集中することである。雑音エネルギーが特定の周波数（８ｆｏ）に集中する、すなわち、広帯域なランダム性雑音でない、という特徴を利用すると、前記雑音電力密度を小さくすることが容易になる。ｃ１３４は、スイッチング雑音抑圧回路を電源の出力に挿入した場合のスイッチング雑音のＰＳＤ特性である。前記抑圧回路は��低域通過ろ波前のスイッチング雑音（デューティ１／２の矩形波）に対して、位相が１８０度異なり、パルス高が、周波数８ｆｏにおける前記低域通過ろ波器の減衰量だけ小さいパルスを発生し、前記低域通過ろ波器の出力に並列に接続した例である。【００４０】  図１２は、前記スイッチング雑音抑圧回路の効果を示すための図で、ｃ１２２は、階段状包絡線信号（Ｅ１信号）波形、ｃ１２１は、（包絡線に比例する）理想的電源出力、ｃ１２３は、前記前記スイッチング雑音抑圧回路を挿入した場合の電源出力波形である。前記曲線を、図１１のｃ１１３と比較してみれば、前記スイッチング雑音抑圧回路の効果を読み取ることができる。
【実施例３】
【００４１】実施例２では、包絡線信号の取り得る離散値の数を、スイッチング電源の相数（Ｎ）より大きくして離散化雑音を減らす方法について説明した。本実施例では、離散化雑音を減らすもう一つの方法として、スイッチング電源が、ある連続する２つの離散値の間の値（中間値とする。離散値でも連続量でもよい）を出力する方法について説明する。  この方法では、パルス信号の出力は、パルス幅Ｘパルス高が変わらなければ、一定であることに着目し、（実施例２では、パルス高を固定し、パルス幅を変化させたのに対して）本実施例では、パルス幅を、スイッチング雑音が出ない条件で固定し、電源出力として中間値を得るために、パルス高を変化させる点に特徴がある。これまで同様に、Ｅ０を包絡線信号（Ｅ信号）の最大値、Ｎを、本発明に関わる多相スイッチング電源の相数とすると、本実施例では、ｘｍを（ｍ−１）より大きく、かつｍより小さい実数とすると、前記包絡線信号（Ｅ信号）を、ｘｍＥ０／Ｎで近似する。  前記Ｎ列のスイッチング電源の出力パルスの大きさが、最大値にｘｍ／ｍを乗じた値となるように、前記Ｎ個のスイッチング電源ステップの入力パルスの大きさを変える。【００４２】  図１４は、４相スイッチング電源の入力信号を、４値から８値に細分化して、等価的に８相スイッチング電源を得る場合の各スイッチング電源の出力とそれらの合計出力を示したもので、実施例２と同様に、包絡線信号を８値に離散化した場合、規格化電圧が、ｖ＝１／４，２／４，３／４および４／４のときのスイッチング波形は、図６と同じで、図１０は、上記４つの規格化電圧の内、ｖ＝１／８と３／８のときの、各電源ユニットの出力波形（上から１〜４段）と４相スイッチング電源の出力波形（上から５段目）を示したものである。図１４を図１０と対比すれば、図１０は、中間値（ｖ＝１／８、３／８）を生成するために、パルス幅を変えたため、スイッチング雑音がでることを表している。図１４は、パルス幅を、スイッチング雑音が出ない値に固定し、必要な中間値（ｖ＝１／８と３／８，ｖ＝５／８と７／８は省略）を得るために、パルスの高さを変えた例を示している。ｖ＝１／８（図１４（ａ））では、パルス高を図１０の場合と比べて１／２としている。ｖ＝３／８の場合（図１４（ｂ））は、パルスの高さを、３／４倍にしている。本実施例に関わる４相スイッチング電源の出力は、（パルス幅をスイッチング雑音がでない条件で固定しているので）図１４（ａ）と（ｂ）それぞれの５段目に示すように一定である。
【実施例４】
【００４３】  実施例４は、本発明に関わる多相スイッチング電源において、時刻ｔｉから時刻ｔｉ＋１までの前記階段状Ｅ１信号の大きを、ｖｉとしたとき、ｕｉを前記包絡線追跡電力増幅器６１の電力利得を所定の一定値にする変数とすると、前記階段状Ｅ１信号に連動して、ｕｉを階段の高さとする、階段状制御信号を生成し、前記階段状制御信号に対して、前記低域通過ろ波器と同じ低域通過ろ波特性を与えることを特徴とする。【００４４】  本発明に関わる利得制御の方法は様々であるが、典型的には、図１５（ａ）、（ｂ）および（ｃ）の３つに分類される。
図１５（ａ）に示した包絡線追跡送信機３００は、終段電力増幅器６１のゲートバイアス電圧を変える方法で、電力増幅器としてＣ級増幅器を使用する（例えば、包絡線追跡シレー（Ｃｈｉｒｅｉｘ）電力増幅器）場合の例で、次の構成要素から成り立つ。
（１）ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、直交変調して、高周波変調信号（Ｓｉ）を出力する直交変調部３１０
（２）ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）または高周波変調信号（Ｓｉ）を入力信号とし、階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を出力する包絡線検出部３４０
（３）階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を入力信号とし、直流増幅して、包絡線追跡電源出力Ｖ１を出力する直流変換部３５０
（４）包絡線追跡電源出力Ｖ１を供給電源電圧とし、高周波変調信号（Ｓｉ）を入力して、送信機出力（Ｓｏ）を出力する電力増幅器６１
（５）階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を入力し、Ｅ１信号に対応する利得制御信号（Ｅ２信号）を出力する定利得化制御部３６０
（６）前記利得制御信号（Ｅ２信号）を入力し、低域通過ろ波処理を行って、電力増幅器６１のゲートバイアス電圧を出力する低域通過ろ波部３９０【００４５】  図１５（ｂ）に示した包絡線追跡送信機３０１は、ＩＦパスまたはＲＦパスの何れかにＶＧＣ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）または、Ｄｏｕｂｌｅ  Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｍｉｘｅｒなどの乗算回路を挿入して定利得化制御を行う場合の例で、次の構成要素から成り立つ。
（１）ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、直交変調して、高周波変調信号（Ｓｉ）を出力する直交変調部３１０
（２）ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）または高周波変調信号（Ｓｉ）を入力信号とし、階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を出力する包絡線検出部３４０
（３）前記階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を入力信号とし、直流増幅して、包絡線追跡電源出力Ｖ１を出力する直流変換部３５０
（４）高周波変調信号（Ｓｉ）の大きさを、利得可変信号によって変化させて、高周波変調信号（Ｓ２）を出力する利得可変部３２５
（５）包絡線追跡電源出力Ｖ１を供給電源電圧とし、高周波変調信号（Ｓ２）を入力して、送信機出力（Ｓｏ）を出力する電力増幅器６１
（６）前記階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を入力し、Ｅ１信号に対応する利得制御信号（Ｅ２信号）を出力する定利得化制御部３７０
（７）前記利得制御信号（Ｅ２信号）を入力し、低域通過ろ波処理を行って、前記利得可変部３２５に入力する利得可変信号を出力する低域通過ろ波部３９０【００４６】  図１５（ｃ）に示した包絡線追跡送信機３０２は、定利得化処理をベースバンドで行う、またはＰｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ方式の場合で、次の構成要素から成り立つ。
（１）ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、その大きさを利得制御信号によって変化させて、ベースバンド信号（Ｉ１／Ｑ１）を出力する定利得化ベースバンド処理部３０５
（２）ベースバンド信号（Ｉ１／Ｑ１）を入力信号とし、直交変調して、高周波変調信号（Ｓｉ）を出力する直交変調部３１５
（３）ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を出力する包絡線検出部３４０
（４）前記階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を入力信号とし、直流増幅して、包絡線追跡電源出力Ｖ１を出力する直流変換部３５０
（５）包絡線追跡電源出力Ｖ１を供給電源電圧とし、高周波変調信号（Ｓｉ）を入力して、送信機出力（Ｓｏ）を出力する電力増幅器６１
（６）前記階段状包絡線信号（Ｅ１信号）を入力し、Ｅ１信号に対応する前記利得制御信号（Ｅ２信号）を出力する定利得化制御部３８０
（７）前記利得制御信号を入力し、低域通過ろ波処理を行って、前記利得制御信号（Ｅ２信号）として定利得化ベースバンド処理部３０５に入力する低域通過ろ波部３９５【００４７】  図１６（ａ）は、階段状包絡線信号（Ｅ１信号）波形ｃ１６１と包絡線追跡電源出力波形ｃ１６２を示した図で、両者の大きさは実際は大きく異なるが、それぞれの最大値でそれぞれを規格化しているので、ｃ１６２は、ｃ１６１を、包絡線追跡電源の出力に接続される低域通過ろ波部と同じ周波数特性を有する低域通過ろ波部を通した信号と一致する。図１６（ｂ）は、図１５に示した定利得化制御部３６０，３７０または３８０の出力信号である利得制御信号（Ｅ２信号）ｃ１６３と、それを包絡線追跡電源の出力に接続される低域通過ろ波部と同じ周波数特性を有する低域通過ろ波部３９０または３９５を通した信号ｃ１６４を示した図である。【００４８】  時刻ｔｉから時刻ｔｉ＋１までの前記階段状Ｅ１信号の大きを、ｖｉとし、ｕｉを終段電力増幅器６１の電力利得を所定の一定値にする変数とすると、前記階段状Ｅ１信号を前記定利得化制御部３６０，３７０または３８０に入力して、その出力に得られる、ｕｉを階段の高さとする階段状信号が利得制御信号（Ｅ２信号、ｃ１６３）となる。包絡線追跡電源出力Ｖ１が、低域通過ろ波部によって滑らかな（階段の角がとれた）信号ｃ１６２となったのと同様に、Ｅ２信号（ｃ１６３）も前記低域通過ろ波部と同じ周波数特性を有する低域通過ろ波部３９０または３９５を通過することによって、滑らかな（階段の角がとれた）信号ｃ１６４となる。【００４９】  時刻ｔにおいて、低域通過ろ波部を通過後の包絡線追跡電源出力をｖとし、ｖは、ｖｉとｖｉ＋１とから線形内挿された値とし、線形内挿係数をαとすると、数式８が成り立つ。
【数８】
2013198148.tif 000011
数式８から線形内挿係数αは、次の数式９から求まる。
【数９】
2013198148.tif 000012
階段状利得制御信号（Ｅ２信号）の連続する２つの値をｕｉ、ｕｉ＋１とすると、それらと階段状利得制御信号を低域通過ろ波した後の値ｕとの関係は、直流変換部３５０の出力側に挿入された低域通過ろ波部と低域通過ろ波部３９０または３９５の次数と遮断周波数を同じにするので、同じ線形内挿係数αが適用されて、次の数式１０が成り立つ。
【数１０】
2013198148.tif 000013
利得制御値ｕｉ＋１は、ｕとｕｉから線形外挿によって求めると、数式９と数式１０から数式１１となる。
【数１１】
2013198148.tif 000014
利得制御値値ｕｉを、ｕとｕｉ＋１から線形外挿によって求める場合は、数式９と数式１０から数式１２となる。
【数１２】
2013198148.tif 000015
【符号の説明】
【００５０】１０                          直交変調部
２０                          遅延部
３１，３２，６１              電力増幅器
４０                          包絡線検出部
５０                          直流変換部
１００，２００                包絡線追跡送信機
２１０，２１０−１            スイッチング電源ユニット
２１０−２，２１０−Ｎ        スイッチング電源ユニット
２５０                        パルス信号選択部
２６０                        多相スイッチング電源
３００，３０１，３０２        包絡線追跡送信機
３０５                        定利得化ベースバンド処理部
３１０，３１５                直交変調部
３２５                        利得可変部
３４０                        包絡線検出部
３５０                        直流変換部
３６０，３７０，３８０        定利得化制御部
３９０，３９５                低域通過ろ波部
【図１】
2013198148.tif 000016
【図２】
2013198148.tif 000017
【図３】
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【図４】
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【図５】
2013198148.tif 000020
【図６】
2013198148.tif 000021
【図７】
2013198148.tif 000022
【図８】
2013198148.tif 000023
【図９】
2013198148.tif 000024
【図１０】
2013198148.tif 000025
【図１１】
2013198148.tif 000026
【図１２】
2013198148.tif 000027
【図１３】
2013198148.tif 000028
【図１４】
2013198148.tif 000029
【図１５】
2013198148.tif 000030
【図１６】
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