(57)【要約】      （修正有）【課題】ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することが可能な電力増幅回路を提供する。【解決手段】電力増幅回路は、ＲＦ入力信号の位相を変化させて第１の信号を出力し、且つ、その移相量が可変である可変移相回路を備える。電力増幅回路は、所定の電流が流れるようにゲートに電圧が印加された第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタを備える。電力増幅回路は、一端が第１のＭＯＳトランジスタの他端に接続され、他端が第２の電位に接続され、ゲートに第１の信号に応じたドライブ信号が入力された第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタを備える。電力増幅回路は、第１のＭＯＳトランジスタと第２のＭＯＳトランジスタとの間の第２の信号の平均値を直接的又は間接的に検出し、平均値に応じた検出信号を出力する検出回路を備える。電力増幅回路は、可変移相回路の移相量を制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、を備える。【選択図】図２
2013081090.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子から入力されたＲＦ入力信号の位相を変化させて第１の信号を出力し、且つ、その移相量が可変である可変移相回路と、
一端が第１の電位に接続され、他端が出力端子に接続されたコイルと、
一端が前記コイルの他端に接続され、所定の電流が流れるようにゲートに電圧が印加された第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタと、
一端が前記第１のＭＯＳトランジスタの他端に接続され、他端が第２の電位に接続され、ゲートに前記第１の信号に応じたドライブ信号が入力された第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタと、
前記第１のＭＯＳトランジスタと前記第２のＭＯＳトランジスタとの間の第２の信号の平均値を直接的又は間接的に検出し、前記平均値に応じた検出信号を出力する検出回路と、
前記検出信号に基づいて、前記可変移相回路の移相量を制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、を備えることを特徴とする電力増幅回路。
【請求項２】
前記第２の信号は、前記第１のＭＯＳトランジスタの他端と前記第２のＭＯＳトランジスタの一端との間に流れる電流、又は、前記第１のＭＯＳトランジスタの他端と前記第２のＭＯＳトランジスタの一端との間の電圧であることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅回路。
【請求項３】
前記制御信号生成回路は、前記電力増幅回路のＡＭ−ＰＭ変換が小さくなるように、前記制御信号により前記可変移相回路の移相量を変化させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅回路。
【請求項４】
前記制御信号生成回路は、前記第２の信号が前記電流の場合、前記平均値が増加した場合には、前記制御信号により前記可変移相回路の移相量を増加させ、一方、前記平均値が減少した場合には、前記制御信号により前記可変移相回路の移相量を減少させることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
【請求項５】
前記コイルの他端と前記出力端子との間に接続されたキャパシタをさらに備えることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
【請求項６】
前記検出回路は、前記第２の信号をフィルタリングした信号を前記検出信号として出力するローパスフィルタを有することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
【請求項７】
前記制御信号生成回路は、前記検出信号を増幅した信号を前記制御信号として出力する電圧増幅回路を有することを特徴とする請求項１ないし６のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
【請求項８】
前記第１の信号を増幅して前記ドライブ信号を出力するドライバアンプをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅回路。
【請求項９】
前記ＲＦ入力信号を増幅して前記可変移相回路に出力するドライバアンプをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅回路。
【請求項１０】
前記ＲＦ入力信号の振幅を検出し、検出された振幅に応じた第１の振幅検出信号を出力する第１の振幅検出回路と、
前記ＲＦ出力信号の振幅を検出し、検出された振幅に応じた第２の振幅検出信号を出力する第２の振幅検出回路と、
前記第２の振幅検出信号を減衰させて出力する減衰回路と、
前記第１の振幅検出信号と前記減衰回路により減衰した前記第２の振幅検出信号とを比較し、前記第１の振幅検出信号と前記減衰回路により減衰した前記第２の振幅検出信号とが等しくなるように、前記ドライバアンプの増幅率を制御するオペアンプと、をさらに備えることを特徴とする請求項８または９に記載の電力増幅回路。
【請求項１１】
前記ＲＦ入力信号の位相と前記ＲＦ出力信号の位相との位相差を検出し、前記位相差に応じた位相差検出信号を出力する位相差検出回路と、
前記制御信号に前記位相差検出信号を加算する加算回路と、をさらに備え、
前記位相差検出信号が加算された前記制御信号により、前記可変移相回路の移相量が制御されることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
【請求項１２】
前記位相差検出回路は、
前記ＲＦ入力信号が入力され、前記ＲＦ入力信号の振幅を制限して出力する第１のリミッタ回路と、
前記ＲＦ出力信号が入力され、前記ＲＦ出力信号の振幅を制限して出力する第２のリミッタ回路と、
前記第１のリミッタ回路が出力した信号の位相と、前記第２のリミッタ回路が出力した信号の位相と、の位相差に応じた信号を、前記位相差検出信号として出力するミキサ回路と、を有することを特徴とする請求項１１に記載の電力増幅回路。
【請求項１３】
前記検出回路は、
前記第１のＭＯＳトランジスタの他端と前記第２のＭＯＳトランジスタの一端との間に流れる前記電流をカレントミラーしたミラー電流を出力するカレントミラー回路と、
前記カレントミラー回路が出力した前記ミラー電流をフィルタリングした信号を前記検出信号として出力するローパスフィルタと、を有することを特徴とする請求項２に記載の電力増幅回路。
【請求項１４】
前記カレントミラー回路は、
一端が前記第１の電位に接続され、ダイオード接続された第２導電型の第３のＭＯＳトランジスタと、
一端が前記第３のＭＯＳトランジスタの他端に接続され、他端が前記第２の電位に接続され、ゲートが前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに接続された第１導電型の第４のＭＯＳトランジスタと、
一端が前記第１の電位に接続され、ゲートが前記第３のＭＯＳトランジスタのゲートに接続され、他端から前記ミラー電流を出力する第２導電型の第５のＭＯＳトランジスタと、を有することを特徴とする請求項１３に記載の電力増幅回路。
【請求項１５】
第１の入力端子から入力された第１のＲＦ入力信号の位相を変化させて第１の信号を出力するとともに第２の入力端子から入力され前記第１のＲＦ入力信号に対して位相が反転した第２のＲＦ入力信号の位相を変化させて第２の信号を出力し、且つ、その移相量が可変である可変移相回路と、
一端が第１の電位に接続され、他端が第１の出力端子に接続された第１のコイルと、
一端が前記第１のコイルの他端に接続され、所定の電流が流れるようにゲートに電圧が印加された第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタと、
一端が前記第１のＭＯＳトランジスタの他端に接続され、他端が第２の電位に接続され、ゲートに前記第１の信号に応じた第１のドライブ信号が入力された第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタと、
一端が前記第１の電位に接続され、他端が第２の出力端子に接続された第２のコイルと、
一端が前記第２のコイルの他端に接続され、所定の電流が流れるようにゲートに電圧が印加された第１導電型の第３のＭＯＳトランジスタと、
一端が前記第３のＭＯＳトランジスタの他端に接続され、他端が前記第２の電位に接続され、ゲートに前記第２の信号に応じた第２のドライブ信号が入力された第１導電型の第４のＭＯＳトランジスタと、
一端が前記第１のＭＯＳトランジスタの他端に接続された第１のインピーダンス素子と、
一端が前記第３のＭＯＳトランジスタの他端に接続され、他端が前記第１のインピーダンス素子の他端に接続され、前記第１のインピーダンス素子と同じインピーダンスを有する第２のインピーダンス素子と、
前記第１のインピーダンス素子の他端と前記第２のインピーダンス素子の他端との間の第３の信号の平均値を検出し、前記平均値に応じた検出信号を出力する検出回路と、
前記検出信号に基づいて、前記可変移相回路の移相量を制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、を備えることを特徴とする電力増幅回路。
【請求項１６】
前記第１のコイルの他端と前記第１の出力端子との間に接続された第１のキャパシタと、
前記第２のコイルの他端と前記第２の出力端子との間に接続された第２のキャパシタと、をさらに備えることを特徴とする請求項１５に記載の電力増幅回路。
【請求項１７】
ベースバンド信号を生成するベースバンド回路と、
局部発振信号を生成する局部発振回路と、
前記ベースバンド信号と前記局部発振信号とを混合し、ＲＦ入力信号を出力するミキサ回路と、
前記ＲＦ入力信号を増幅し、ＲＦ出力信号を出力する請求項１ないし１６の何れかに記載の電力増幅回路と、
前記ＲＦ出力信号を送信するアンテナと、を備えることを特徴とする無線送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
電力増幅回路、および無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば、高線形なカスコードＣＭＯＳパワーアンプ（電力増幅回路）において、ＮＭＯＳ増幅デバイスのゲート容量変調を主原因とするＡＭ−ＰＭ変換を抑えるため、逆の容量変調特性を持つＰＭＯＳデバイスをパラレルに挿入していた。
【０００３】
このような従来技術は、基本的にはゲート容量変調起因のＡＭ−ＰＭ変換のみを補償することができる。しかし、この従来技術において、パワーアンプのバックオフ効率を高めるためにＢ級に近いＡＢ級動作とする。これにより、ＲＦ入力パワーに応じて平均電流が大きく変化し、ゲート容量変調以外を要因とするＡＭ−ＰＭ変換が発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】実開平４−１１６４１９号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】D.Chowdhury, C.D.Hull, O.B.Degani, Y.Wang, and A.M.Niknejad, “A Fully Integrated Dual-Mode Highly Linear ２.4GHz CMOS Power Amplifier for 4G WiMax Applications,” IEEE JSSC, Vol.44. No.１２, Dec.２００9.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することが可能な電力増幅回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態に従った電力増幅回路は、入力端子から入力されたＲＦ入力信号の位相を変化させて第１の信号を出力し、且つ、その移相量が可変である可変移相回路を備える。電力増幅回路は、一端が第１の電位に接続され、他端が出力端子に接続されたコイルを備える。電力増幅回路は、一端が前記コイルの他端に接続され、所定の電流が流れるようにゲートに電圧が印加された第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタを備える。電力増幅回路は、一端が前記第１のＭＯＳトランジスタの他端に接続され、他端が第２の電位に接続され、ゲートに前記第１の信号に応じたドライブ信号が入力された第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタを備える。電力増幅回路は、前記第１のＭＯＳトランジスタと前記第２のＭＯＳトランジスタとの間の第２の信号の平均値を直接的又は間接的に検出し、前記平均値に応じた検出信号を出力する検出回路を備える。電力増幅回路は、前記検出信号に基づいて、前記可変移相回路の移相量を制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、第１の実施形態に係る無線送信装置１０００の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１に示す電力増幅回路１００の構成の一例を示す回路図である。
【図３】図３は、第２の実施形態に係る電力増幅回路２００の構成の一例を示す回路図である。
【図４】図４は、第３の実施形態に係る電力増幅回路３００の構成の一例を示す回路図である。
【図５】図５は、第４の実施形態に係る電力増幅回路４００の構成の一例を示す回路図である。
【図６】図６は、第５の実施形態に係る電力増幅回路５００の構成の一例を示す回路図である。
【図７】図７は、第６の実施形態に係る電力増幅回路６００の構成の一例を示す回路図である。
【図８】図８は、第７の実施形態に係る電力増幅回路７００の構成の一例を示す回路図である。
【図９】図９は、第８の実施形態に係る電力増幅回路８００の構成の一例を示す回路図である。
【図１０】図１０は、第８の実施形態を適用したシミュレーション用の電力増幅回路の回路図である。
【図１１】図１１は、図１０に示す電力増幅回路に１トーンのRF信号を入力し、その信号電力をスイープした際に生じるＡＭ−ＰＭ変換のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１２】図１２は、図１０に示す電力増幅回路のカスコード増幅段の入出力電力の関係に関するシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１３】図１３は、包絡線周波数が５ＭＨｚとなる２キャリア周波数の信号を図１０に示す電力増幅回路に入力した際のＩＭ３特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、実施形態について図面に基づいて説明する。なお、以下の実施形態では、第１の電位が電源電位であり、第２の電位が接地電位であり、第１導電型のＭＯＳトランジスタがｎＭＯＳトランジスタであり、第２導電型のＭＯＳトランジスタがｐＭＯＳトランジスタである場合について説明する。しかし、回路の極性が逆になる場合、すなわち、第１の電位が接地電位であり、第２の電位が電源電位であり、第１導電型のＭＯＳトランジスタがｐＭＯＳトランジスタであり、第２導電型のＭＯＳトランジスタがｎＭＯＳトランジスタである場合も同様に説明される。
【第１の実施形態】
【００１０】
図１は、第１の実施形態に係る無線送信装置１０００の構成の一例を示すブロック図である。
【００１１】
図１に示すように、無線送信装置１０００は、電力増幅回路（パワーアンプ）１００と、ベースバンド回路１００１と、局部発振回路１００２と、ミキサ回路１００３と、アンテナ１００４と、を備える。
【００１２】
ベースバンド回路１００１は、ベースバンド信号を生成するようになっている。
【００１３】
局部発振回路１００２は、局部発振信号を生成するようになっている。
【００１４】
ミキサ回路１００３は、ベースバンド回路１００１が出力したベースバンド信号と局部発振回路１００２が出力した局部発振信号とを混合し、得られたＲＦ入力信号を出力するようになっている。
【００１５】
電力増幅回路１００は、ミキサ回路１００３が出力したＲＦ入力信号を増幅し、ＲＦ出力信号を出力するようになっている。
【００１６】
アンテナ１００４は、電力増幅回路１００から出力されたＲＦ出力信号を送信するようになっている。
【００１７】
ここで、図２は、図１に示す電力増幅回路１００の構成の一例を示す回路図である。
【００１８】
図２に示すように、電力増幅回路１００は、可変移相回路ＰＳと、コイルＬと、キャパシタＣと、第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ１と、第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ２と、検出回路１と、制御信号生成回路２と、を備える。
【００１９】
可変移相回路ＰＳは、入力端子Ｔｉｎから入力されたＲＦ入力信号の位相を変化させて第１の信号を出力するようになっている。この可変移相回路ＰＳは、その移相量が可変である。なお、本実施形態では、この第１の信号は、第２のＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに入力されるドライブ信号である。
【００２０】
コイルＬは、一端が電源電位（第１の電位）に接続され、他端がキャパシタＣを介して出力端子Ｔｏｕｔに接続されている。すなわち、キャパシタＣは、コイルＬの他端と出力端子Ｔｏｕｔとの間に接続されている。
【００２１】
第１のＭＯＳトランジスタＭ１は、一端（ドレイン）がコイルＬの他端に接続され、所定の電流が流れるようにゲートに電圧が印加されている。
【００２２】
第２のＭＯＳトランジスタＭ２は、一端（ドレイン）が第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端（ソース）に接続され、他端（ソース）が接地電位（第２の電位）に接続され、ゲートに第１の信号に応じたドライブ信号が入力されるようになっている。なお、既述のように、本実施形態では、第１の信号がドライブ信号である。
【００２３】
検出回路１は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のＭＯＳトランジスタＭ２との間の第２の信号の平均値を直接的又は間接的に検出し、この平均値に応じた検出信号を出力するようになっている。
【００２４】
ここで、第２の信号は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端と第２のＭＯＳトランジスタＭ２の一端との間に流れる電流、又は、前記第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端と前記第２のＭＯＳトランジスタＭ２の一端との間の電圧である。
【００２５】
すなわち、検出回路１は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のＭＯＳトランジスタＭ２との間の端子に流れる電流又は電圧を端子から直接検出する場合や、第１のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のＭＯＳトランジスタＭ２との間の端子に流れる電流又は電圧を後述のようなミラー回路等を用いて間接的に検出する場合がある。
【００２６】
制御信号生成回路２は、検出信号に基づいて、可変移相回路ＰＳの移相量を制御する制御信号を生成するようになっている。
【００２７】
この制御信号生成回路２は、検出信号（すなわち、第２の信号の平均値）に基づいて、電力増幅回路１００のＡＭ−ＰＭ変換が小さくなるように、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を変化させる。
【００２８】
例えば、第２の信号が電流の場合、制御信号生成回路２は、第２の信号の平均値が増加した場合には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を増加させ、一方、第２の信号の平均値が減少した場合には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を減少させる。
【００２９】
また、第２の信号が電圧の場合、制御信号生成回路２は、第２の信号の平均値が増加した場合には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を減少させ、一方、第２の信号の平均値が減少した場合には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を増加させる。
【００３０】
また、出力端子Ｔｏｕｔと接地電位との間に負荷抵抗ＲＬが接続される。
【００３１】
次に、以上のような構成を有する電力増幅回路１００の特性について説明する。
【００３２】
既述のように電力増幅回路１００は、コモンゲート、コモンソースの２つのＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２からなるカスコード増幅段を有する。そして、ＤＣ電源の供給はＲＦ電流を遮断するコイルＬを介して行われ、ＲＦ出力信号はＤＣ成分を遮断するキャパシタＣを介して負荷抵抗ＲＬに出力される。
【００３３】
例えば、カスコード増幅段にＲＦ信号を入力した場合、入力信号振幅(入力電力に比例)に応じて入出力信号の位相関係が変化してしまう。無線通信用途を仮定して包絡線成分を持った変調信号を増幅する場合、包絡線の振幅に依存してRF出力信号の位相が変化する(ＡＭ−ＰＭ変換)こととなり、隣接チャネル漏洩電力の増大、変調精度の低下、伝送エラーレート増加などの問題を生じる。
【００３４】
ここで、一般的な無線通信用途においては、常に最大の出力電力を出力し続けることは少なく、出力電力を絞って使用することが多い。この際、電力効率の向上による低消費電力化のため、カスコード増幅段は出力信号の低下に合わせて平均電流も絞られるように設計されることが望ましい。
【００３５】
しかし、カスコード増幅段において平均電流が変化すると、コモンゲートデバイスのトランスコンダクタンスが変調され、第１のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のＭＯＳトランジスタＭ２との間に存在する寄生容量との関係により、コモンソースデバイスのドレイン出力電流とコモンゲートデバイスのドレイン出力電圧の位相関係が変化する。具体的には平均電流の増加に伴って出力電圧の位相は進む方向となる。この現象が、カスコード増幅段全体のＡＭ−ＰＭ変換の主要な要因となることがある。
【００３６】
そこで、本実施形態では、平均電流の変化に伴うＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルし、低歪みのカスコード増幅段を提供する。すなわち、電力増幅回路１００は、増幅段の入力信号経路であるコモンソースデバイス（第２のＭＯＳトランジスタＭ２）のゲートに可変移相回路ＰＳを接続し、カスコード増幅段の平均電流値を用いて入力信号の位相を操作する。
【００３７】
すなわち、平均電流の増加に伴って可変移相回路ＰＳの移相量を増加させるように制御する。
【００３８】
例えば、既述のように、制御信号生成回路２は、第２の信号が電流の場合、第２の信号の平均値が増加した場合には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を増加させ、一方、第２の信号の平均値が減少した場合には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を減少させる。
【００３９】
これにより、可変移相回路ＰＳの入力端とカスコード増幅段の出力端の信号位相関係を一定化する。
【００４０】
なお、可変移相回路ＰＳは振幅方向の利得変化が少ないものであることが好ましい。
【００４１】
そして、可変移相回路ＰＳを制御した際の振幅方向(ＡＭ成分)に対する利得変化が無視できれば、電力増幅回路１００の制御パスはカスコード増幅段の入力信号経路にＡＭ成分をフィードバックせず、フィードフォワード制御となるために安定性の問題や利得帯域が確保しにくい問題を避けることができる。
【００４２】
しかし、可変移相回路ＰＳが振幅成分を変調してしまうものであっても、別途ＡＭ信号の歪みを補正する手段(例えば、フィードバック)を併用することにより問題を解決できる。
【００４３】
したがって、電力増幅回路１００は、変調波信号を入力した際、変調波の包絡線変化に伴って発生する入出力間の信号の位相差を一定化し、隣接チャネルへの信号漏れ込みを軽減し、変調精度を高め、信号伝送エラーレートを低く保つことができる。
【００４４】
以上のように、本実施形態に係る電力増幅回路によれば、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することができる。
【００４５】
なお、図２に示す電力増幅回路１００は、単相構成について図示しているが、増幅段は差動構成でもよい。この場合、コモンゲートデバイスの差動ドレイン端子間にトランスフォーマの１次側巻線を、そのトランスフォーマの２次側を負荷抵抗RLに接続し、トランスフォーマ１次側巻線の中点をＤＣ電源に接続することにより、ＤＣ経路へのＲＦ信号の遮断と負荷抵抗へのＤＣ電流の遮断を同時に行うことができる。
【００４６】
なお、既述のように、カスコード増幅段は差動構成であってもよく、その場合は入力信号移相回路も差動構成であり、カスコード増幅段の平均電流を差動デバイスの片側から検出してもよいし両方から検出してもよい（以下の実施形態についても同様である）。
【第２の実施形態】
【００４７】
本第２の実施形態においては、カスコード増幅段の電流値がローパスフィルタを介して平均化され、その出力電圧を利得倍して可変移相回路ＰＳを制御する例について、説明する。なお、この第２の実施の形態に係る電力増幅回路２００は、第１の実施の形態の電力増幅回路１００と同様に、無線送信装置１０００に適用される。
【００４８】
ここで、図３は、第２の実施形態に係る電力増幅回路２００の構成の一例を示す回路図である。なお、図３において、図２の符号と同じ符号は、第１の実施形態と同様の構成を示す。
【００４９】
図３に示すように、電力増幅回路２００は、第１の実施形態と同様に、可変移相回路ＰＳと、コイルＬと、キャパシタＣと、第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ１と、第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ２と、検出回路１と、制御信号生成回路２と、を備える。
【００５０】
ここで、本実施形態では、第２の信号は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端（ソース）と第２のＭＯＳトランジスタＭ２の一端（ドレイン）との間に流れる電流である。
【００５１】
そして、検出回路１は、ローパスフィルタＦを有する。このローパスフィルタＦは、第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端（ソース）と第２のＭＯＳトランジスタＭ２の一端（ドレイン）との間に流れる電流である第２の信号をフィルタリングし、この第２の信号をフィルタリングした信号を検出信号として出力するようになっている。
【００５２】
また、制御信号生成回路２は、電圧増幅回路Ａ１を有する。この電圧増幅回路Ａ１は、検出信号を増幅した信号を、可変移相回路２の移相量を制御する制御信号として、出力する。
【００５３】
なお、ローパスフィルタＦのカットオフ周波数はＲＦ信号の周波数(キャリア周波数)よりも十分低く、変調信号の帯域幅よりは広いことが好ましい。それにより、変調波の包絡線成分に対して忠実に入力信号の位相を制御することができる。また、電圧増幅回路Ａ１の利得は一定値であってもよいし、入力信号の包絡線成分やカスコード増幅段の平均電流によって変化するものであってもよい。
【００５４】
なお、電力増幅回路２００のその他の構成および機能は、第１の実施形態の電力増幅回路１００と同様である。
【００５５】
すなわち、本実施形態に係る電力増幅回路によれば、第１の実施形態と同様に、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することができる。
【第３の実施形態】
【００５６】
本第３の実施形態においては、カスコード増幅段の電流値を、コモンゲートデバイスのソース端子とコモンソースデバイスのドレイン端子が接続される中間ノードの電圧から検出する構成例について、説明する。なお、この第３の実施の形態に係る電力増幅回路３００は、第１の実施の形態の電力増幅回路１００と同様に、無線送信装置１０００に適用される。
【００５７】
ここで、図４は、第３の実施形態に係る電力増幅回路３００の構成の一例を示す回路図である。なお、図４において、図３の符号と同じ符号は、第２の実施形態と同様の構成を示す。
【００５８】
図４に示すように、電力増幅回路３００は、第２の実施形態と同様に、可変移相回路ＰＳと、コイルＬと、キャパシタＣと、第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ１と、第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ２と、検出回路１と、制御信号生成回路２と、を備える。
【００５９】
ここで、本実施形態では、第２の信号は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端（ソース）と第２のＭＯＳトランジスタＭ２の一端（ドレイン）との間の中間ノードの電圧（中間電圧）である。この電圧は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端（ソース）と第２のＭＯＳトランジスタＭ２の一端（ドレイン）との間の電流値の増加に伴って、低下する。
【００６０】
そして、検出回路１は、ローパスフィルタＦ２を有する。このローパスフィルタＦ２は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端（ソース）と第２のＭＯＳトランジスタＭ２の一端（ドレイン）との間の電圧である第２の信号をフィルタリングし、この第２の信号をフィルタリングした信号を検出信号として出力するようになっている。
【００６１】
また、制御信号生成回路２は、第２の実施形態と同様に、電圧増幅回路Ａ１を有する。この電圧増幅回路Ａ１は、検出信号を増幅した信号を、可変移相回路２の移相量を制御する制御信号として、出力する。
【００６２】
例えば、第２の信号が中間電圧であるので、制御信号生成回路２は、第２の信号の平均値が増加した場合には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を減少させ、一方、第２の信号の平均値が減少した場合には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を増加させる。
【００６３】
このように、本実施形態によれば、カスコード増幅段の中間電圧の平均値の変化を、平均電流の変化の代わりに検出することにより、電圧入力型の簡潔な検出回路で平均電流を検出することができる。
【００６４】
なお、電力増幅回路３００のその他の構成および機能は、第２の実施形態の電力増幅回路２００と同様である。
【００６５】
すなわち、本実施形態に係る電力増幅回路によれば、第２の実施形態と同様に、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することができる。
【第４の実施形態】
【００６６】
本第４の実施形態では、可変移相回路ＰＳとカスコード増幅段の間にドライバアンプが挿入された構成の一例について説明する。
【００６７】
なお、この第４の実施の形態に係る電力増幅回路４００は、第１の実施の形態の電力増幅回路１００と同様に、無線送信装置１０００に適用される。
【００６８】
ここで、図５は、第４の実施形態に係る電力増幅回路４００の構成の一例を示す回路図である。なお、図５において、図３の符号と同じ符号は、第２の実施形態と同様の構成を示す。
【００６９】
図５に示すように、電力増幅回路４００は、第２の実施形態と比較して、ドライバアンプＡ２をさらに備える。
【００７０】
ドライバアンプＡ２は、可変移相回路ＰＳの出力と第２のＭＯＳトランジスタＭ２のゲートとの間に接続されている。このドライバアンプＡ２は、可変移相回路ＰＳが出力した第１の信号を増幅して、第２のＭＯＳトランジスタＭ２のゲートにドライブ信号を出力するようになっている。
【００７１】
これにより、可変移相回路ＰＳを通過する信号の振幅を小さくすることができ、可変移相回路ＰＳで生じる歪みの影響を低減することができる。さらに、電力増幅回路４００のPAE(Power-added efficiency)の向上にも繋がる。
【００７２】
なお、電力増幅回路４００のその他の構成および機能は、第２の実施形態の電力増幅回路２００と同様である。
【００７３】
すなわち、本実施形態に係る電力増幅回路によれば、第２の実施形態と同様に、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することができる。
【００７４】
なお、既述のように、図５の例では、ドライバアンプＡ２が、可変移相回路ＰＳが出力した第１の信号を増幅して、第２のＭＯＳトランジスタＭ２のゲートにドライブ信号を出力する場合について説明した。しかし、ドライバアンプＡ２は、ＲＦ入力信号を増幅して可変移相回路ＰＳに出力するようにしてもよい。
【第５の実施形態】
【００７５】
本第５の実施形態では、電力増幅回路全体の振幅歪みをキャンセルするフィードバック制御ループが追加された構成例について説明する。なお、この第５の実施の形態に係る電力増幅回路５００は、第１の実施の形態の電力増幅回路１００と同様に、無線送信装置１０００に適用される。
【００７６】
ここで、図６は、第５の実施形態に係る電力増幅回路５００の構成の一例を示す回路図である。なお、図６において、図５の符号と同じ符号は、第４の実施形態と同様の構成を示す。
【００７７】
図６に示すように、電力増幅回路５００は、第４の実施形態と比較して、第１の振幅検出回路Ｄ１と、第２の振幅検出回路Ｄ２と、減衰回路ＡＴＴと、オペアンプＯＰと、をさらに備える。なお、本実施形態においては、ドライバアンプＡ２は、その増幅率が可変であるものとする。
【００７８】
第１の振幅検出回路Ｄ１は、ＲＦ入力信号の振幅を検出し、検出された振幅に応じた第１の振幅検出信号を出力するようになっている。
【００７９】
第２の振幅検出回路Ｄ２は、ＲＦ出力信号の振幅を検出し、検出された振幅に応じた第２の振幅検出信号を出力するようになっている。
【００８０】
減衰回路ＡＴＴは、第２の振幅検出回路Ｄ２が出力した第２の振幅検出信号を減衰させて出力するようになっている。
【００８１】
オペアンプＯＰは、第１の振幅検出信号と減衰回路ＡＴＴにより減衰した第２の振幅検出信号とを比較するようになっている。そして、このオペアンプＯＰは、第１の振幅検出信号と、減衰回路ＡＴＴにより減衰した第２の振幅検出信号とが等しくなるように、ドライバアンプＡ２に制御信号を出力して、ドライバアンプＡ２の増幅率を制御するようになっている。
【００８２】
このように、電力増幅回路５００において、ＲＦ入力信号の振幅成分と、ＲＦ出力信号の振幅成分を一定量だけ減衰させたものが一定となるようネガティブフィードバックが行われる。
【００８３】
これにより、入力信号電力が変化した際にも、増幅回路全体の利得が上記ループ内の減衰回路における信号減衰量と等しくなるように制御され、振幅成分についても歪みの少ない電力増幅回路を実現することができる。
【００８４】
なお、電力増幅回路５００のその他の構成および機能は、第４の実施形態の電力増幅回路４００と同様である。
【００８５】
すなわち、本実施形態に係る電力増幅回路によれば、第４の実施形態と同様に、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することができる。
【００８６】
なお、既述のように、図６の例では、ドライバアンプＡ２が、可変移相回路ＰＳが出力した第１の信号を増幅して、第２のＭＯＳトランジスタＭ２のゲートにドライブ信号を出力する場合について説明した。しかし、ドライバアンプＡ２は、ＲＦ入力信号を増幅して可変移相回路ＰＳに出力するようにしてもよい。
【第６の実施形態】
【００８７】
本第６の実施形態では、電力増幅回路全体の入出力信号位相関係を一定化するネガティブフォードバックループが設けられている構成例について説明する。なお、この第６の実施の形態に係る電力増幅回路６００は、第１の実施の形態の電力増幅回路１００と同様に、無線送信装置１０００に適用される。
【００８８】
ここで、図７は、第６の実施形態に係る電力増幅回路６００の構成の一例を示す回路図である。なお、図７において、図２の符号と同じ符号は、第１の実施形態と同様の構成を示す。
【００８９】
図７に示すように、電力増幅回路６００は、第１の実施形態と比較して、位相差検出回路３と、加算回路４と、をさらに備える。
【００９０】
位相差検出回路３は、ＲＦ入力信号の位相とＲＦ出力信号の位相との位相差を検出し、この位相差に応じた位相差検出信号を出力するようになっている。
【００９１】
この位相差検出回路３は、例えば、第１のリミッタ回路３ａと、第２のリミッタ回路３ｂと、ミキサ回路３ｃと、を有する。
【００９２】
第１のリミッタ回路３ａは、ＲＦ入力信号が入力され、このＲＦ入力信号の振幅を制限して出力するようになっている。
【００９３】
第２のリミッタ回路３ｂは、ＲＦ出力信号が入力され、このＲＦ出力信号の振幅を制限して出力するようになっている。
【００９４】
ミキサ回路３ｃは、第１のリミッタ回路３ａが出力した信号の位相と、第２のリミッタ回路３ｂが出力した信号の位相と、の位相差に応じた信号を、前記位相差検出信号として出力するようになっている。
【００９５】
また、加算回路４は、制御信号に位相差検出信号を加算するようになっている。そして、位相差検出信号が加算された制御信号により、可変移相回路ＰＳの移相量が制御される。
【００９６】
このように、電力増幅回路６００全体の入出力信号位相関係を一定化するネガティブフォードバックループが設けられている
これにより、フォードフォワード制御ではＡＭ−ＰＭ変換の補正が難しくなる電力領域においても効率的にＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルすることができる。
【００９７】
なお、電力増幅回路６００のその他の構成および機能は、第１の実施形態の電力増幅回路１００と同様である。
【００９８】
すなわち、本実施形態に係る電力増幅回路によれば、第１の実施形態と同様に、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することができる。
【第７の実施形態】
【００９９】
本第７の実施形態では、カスコード増幅段の電流値をカレントミラー回路によって間接的に検出する構成例について説明する。なお、この第７の実施の形態に係る電力増幅回路７００は、第１の実施の形態の電力増幅回路１００と同様に、無線送信装置１０００に適用される。
【０１００】
ここで、図８は、第７の実施形態に係る電力増幅回路７００の構成の一例を示す回路図である。
【０１０１】
図８に示すように、電力増幅回路７００は、第１の実施形態と同様に、可変移相回路ＰＳと、コイルＬと、キャパシタＣと、第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ１と、第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ２と、検出回路１と、制御信号生成回路２と、を備える。
【０１０２】
ここで、検出回路１は、カレントミラー回路５と、ローパスフィルタＦと、を有する。
【０１０３】
カレントミラー回路５は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のＭＯＳトランジスタＭ２との間に流れる電流（第２の信号）をカレントミラーしたミラー電流を出力するようになっている。
【０１０４】
このカレントミラー回路５は、例えば、第２導電型の第３のＭＯＳトランジスタ（ｐＭＯＳトランジスタ）Ｍ７０３と、第１導電型の第４のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ７０４と、第２導電型の第５のＭＯＳトランジスタ（ｐＭＯＳトランジスタ）Ｍ７０５と、を有する
第３のＭＯＳトランジスタＭ７０３は、一端（ソース）が電源電位に接続され、ダイオード接続されている。
【０１０５】
第４のＭＯＳトランジスタＭ７０４は、一端（ドレイン）が第３のＭＯＳトランジスタＭ７０３の他端（ドレイン）に接続され、他端（ソース）が接地電位に接続され、ゲートが第２のＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに接続されている。
【０１０６】
すなわち、この第４のＭＯＳトランジスタＭ７０４には、第２のＭＯＳトランジスタＭ２に流れる電流をカレントミラーした電流が流れるようになっている。
【０１０７】
また、第５のＭＯＳトランジスタＭ７０５は、一端（ソース）が電源電位に接続され、他端（ドレイン）がローパスフィルタＦの入力に接続され、ゲートが第３のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されている。すなわち、この第５のＭＯＳトランジスタＭ７０５には、第３のＭＯＳトランジスタＭ７０３（第４のＭＯＳトランジスタＭ７０４）に流れる電流をカレントミラーした電流が流れるようになっている。
【０１０８】
したがって、カレントミラー回路５は、第５のＭＯＳトランジスタＭ７０５の他端（ドレイン）から、第１のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のＭＯＳトランジスタＭ２との間に流れる電流（第２の信号）をカレントミラーしたミラー電流を出力する。
【０１０９】
また、ローパスフィルタＦは、カレントミラー回路５が出力したミラー電流をフィルタリングした信号を検出信号として出力するようになっている。
【０１１０】
このように、電力増幅回路７００は、カスコード増幅段の電流値を検出回路１のカレントミラー回路５によって間接的に検出する。
【０１１１】
なお、カレントミラー回路５に用いる各ＭＯＳトランジスタＭ７０３〜Ｍ７０５のチャネル幅は、第１、第２のＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のチャネル幅に比べ小さく設計することが好ましい。
【０１１２】
これにより、ＲＦ信号の電力増幅経路には殆ど影響を与えること無く、カスコード増幅段の電流を検出することができる。
【０１１３】
なお、電力増幅回路７００のその他の構成および機能は、第１の実施形態の電力増幅回路１００と同様である。
【０１１４】
すなわち、本実施形態に係る電力増幅回路によれば、第１の実施形態と同様に、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することができる。
【第８の実施形態】
【０１１５】
本第８の実施形態では、差動構成からなるカスコード増幅段の各中間ノードを、一定のインピーダンスを持つ素子で分圧し、その中点の電圧からカスコード増幅段の平均電流を検出する構成例について説明する。なお、この第８の実施の形態に係る電力増幅回路８００は、第１の実施の形態の電力増幅回路１００と同様に、無線送信装置１０００に適用される。
【０１１６】
ここで、図９は、第８の実施形態に係る電力増幅回路８００の構成の一例を示す回路図である。なお、図９において、図２の符号と同じ符号は、第１の実施形態と同様の構成を示す。
【０１１７】
図９に示すように、電力増幅回路８００は、可変移相回路ＰＳと、第１のコイルＬ１と、第２のコイルＬ２と、第１導電型の第１のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ１と、第１導電型の第２のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ２と、第１導電型の第３のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ３と、第１導電型の第４のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ４と、第１のインピーダンス素子Ｉ１と、第２のインピーダンス素子Ｉ２と、検出回路１と、制御信号生成回路２と、第１のキャパシタＣ１と、第２のキャパシタＣ２と、を備える。
【０１１８】
可変移相回路ＰＳは、第１の入力端子Ｔｉｎ１から入力された第１のＲＦ入力信号の位相を変化させて第１の信号を出力するとともに、第２の入力端子Ｔｉｎ２から入力され第１のＲＦ入力信号に対して位相か反転した第２のＲＦ入力信号の位相を変化させて第２の信号を出力するようになっている。この可変移相回路ＰＳは、その移相量が可変である。
【０１１９】
第１のコイルＬ１は、一端が電源電位に接続され、他端が第１のキャパシタＣ１を介して第１の出力端子Ｔｏｕｔ１に接続されている。すなわち、第１のキャパシタＣ１は、第１のコイルＬ１の他端と第１の出力端子Ｔｏｕｔ１との間に接続されている。
【０１２０】
第１のＭＯＳトランジスタＭ１は、一端（ドレイン）が第１のコイルＬ１の他端に接続され、所定の電流が流れるようにゲートに電圧が印加されている。
【０１２１】
第２のＭＯＳトランジスタＭ２は、一端（ドレイン）が第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端（ソース）に接続され、他端（ソース）が接地電位に接続され、ゲートに第１の信号に応じた第１のドライブ信号が入力されるようになっている。なお、本実施形態では、第１の信号が第１のドライブ信号である。
【０１２２】
第２のコイルＬ２は、一端が電源電位に接続され、他端が第２のキャパシタＣ２を介して第２の出力端子Ｔｏｕｔ２に接続されている。すなわち、第２のキャパシタＣ２は、第２のコイルＬ２の他端と第２の出力端子Ｔｏｕｔ２との間に接続されている。
【０１２３】
第３のＭＯＳトランジスタＭ３は、一端（ドレイン）が第２のコイルＬ２の他端に接続され、所定の電流が流れるようにゲートに電圧が印加されている。
【０１２４】
第４のＭＯＳトランジスタＭ４は、一端（ドレイン）が第３のＭＯＳトランジスタＭ３の他端（ソース）に接続され、他端（ソース）が接地電位に接続され、ゲートに第２の信号に応じた第２のドライブ信号が入力されるようになっている。なお、本実施形態では、第２の信号が第２のドライブ信号である。
【０１２５】
第１のインピーダンス素子Ｉ１は、一端が第１のＭＯＳトランジスタＭ１の他端（ソース）に接続されている。
【０１２６】
第２のインピーダンス素子Ｉ２は、一端が第３のＭＯＳトランジスタＭ３の他端（ソース）に接続され、他端が第１のインピーダンス素子Ｉ１の他端に接続されている。この第２のインピーダンス素子Ｉ２は、例えば、第１のインピーダンス素子Ｉ１と同じインピーダンスを有する。
【０１２７】
検出回路１は、第１のインピーダンス素子Ｉ１の他端と第２のインピーダンス素子Ｉ２の他端との間の第３の信号の平均値を検出する。これにより、検出回路１は、第１のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のＭＯＳトランジスタＭ２との間の信号（第１の電流）の平均値および第３のＭＯＳトランジスタＭ３と第４のＭＯＳトランジスタＭ４との間の信号（第２の電流）の平均値を間接的に検出する。そして、検出回路１は、第３の信号の平均値に応じた検出信号を出力するようになっている。
【０１２８】
なお、第３の信号は、例えば、第１のインピーダンス素子Ｉ１の他端と第２のインピーダンス素子Ｉ２の他端との間の電圧である。
【０１２９】
また、制御信号生成回路２は、検出信号に基づいて、可変移相回路ＰＳの移相量を制御する制御信号を生成する。
【０１３０】
例えば、第３の信号が電圧の場合、制御信号生成回路２は、第３の信号の平均値が増加した場合（すなわち、第１、第２の電流が減少した場合）には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を減少させ、一方、第２の信号の平均値が減少した場合（すなわち、第１、第２の電流が増加した場合）には、制御信号により可変移相回路ＰＳの移相量を増加させる。
【０１３１】
なお、第１の出力端子Ｔｏｕｔ１と第２の出力端子Ｔｏｕｔ２との間に負荷抵抗ＲＬが接続されている。
【０１３２】
以上のように、本実施形態に係る電力増幅回路８００は、差動構成からなるカスコード増幅段の各中間ノードを、一定のインピーダンスを持つ素子で分圧し、その中点の電圧からカスコード増幅段の平均電流を検出する。
【０１３３】
これにより、平均電流検出時のローパスフィルタＦに求められるカットオフ特性を緩和することができる。なお、第１、第２のインピーダンスＩ１、Ｉ２は、電力増幅回路８００の特性に大きな影響を与えないよう、十分高いことが望ましい。
【０１３４】
なお、電力増幅回路８００のその他の構成および機能は、第１の実施形態の電力増幅回路１００と同様である。
【０１３５】
すなわち、本実施形態に係る電力増幅回路によれば、第１の実施形態と同様に、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルしつつ、ＡＭ−ＰＭ歪みの影響を低減することができる。
【０１３６】
ここで、一例として、上記第８の実施形態の差動構成の電力増幅回路を用いてシミュレーションした結果について説明する。
【０１３７】
図１０は、第８の実施形態を適用したシミュレーション用の電力増幅回路の回路図である。
【０１３８】
なお、図１０に示すシミュレーション用の電力増幅回路においては、既述の電力増幅回路８００と比較して、第１、第２のインピーダンスＩ１、Ｉ２が省略され、ドライバアンプＡ３と、レプリカローパスフィルタＦＬと、が追加されている。また、差動整合回路ＤＭは、第１、第２のコイルＬ１、Ｌ２、第１、第２のキャパシタＣ１、Ｃ２を含む点が異なる。
【０１３９】
また、ローパスフィルタＦのカットオフ周波数は１５ＭＨｚである。また、利得段であるドライバアンプＡ３の電圧利得は１０である。また、可変移相回路ＰＳは電圧制御可変容量(バラクタ)及びインダクタからなるπ型移相回路である。また、ローパスフィルタＦの接続によって電力増幅回路本体の差動間バランスを崩さないように、ローパスフィルタFと同様の入力特性を持つレプリカローパスフィルタＦＬが差動逆相側に接続されている。
【０１４０】
図１１は、図１０に示す電力増幅回路に１トーンのRF信号を入力し、その信号電力をスイープした際に生じるＡＭ−ＰＭ変換のシミュレーション結果を示すグラフである。なお、図１１において、比較のため、可変移相回路の移相量を制御しない比較例のシミュレーション結果も示している。
【０１４１】
図１１に示すように、比較例では、入力電力の増加に伴って信号位相が大きく進み、最大１３度程度のＡＭ−ＰＭ変換が発生する。
【０１４２】
一方、実施形態を適用すると、実用的な入力電力範囲においてＡＭ−ＰＭ変換を１度程度まで抑えられることが分かる。
【０１４３】
また、図１２は、図１０に示す電力増幅回路のカスコード増幅段の入出力電力の関係に関するシミュレーション結果を示すグラフである。なお、図１２において、比較のため、可変移相回路の移相量を制御しない比較例のシミュレーション結果も示している。
【０１４４】
図１２に示すように、可変移相回路ＰＳの制御信号を変更しても利得変化が殆ど生じない。このように、実施形態の技術を適用しても振幅歪み特性には殆ど影響を与えないことが分かる。
【０１４５】
ここで、３次歪みを持つ電力増幅回路において、絶対量φなるＡＭ−ＰＭ変換が生じた場合、下式のように３次相互変調歪み(ＩＭ３)の形に変換される。ただし、φ=ＡＭ−ＰＭ変換量、ω=キャリア周波数、ωm=包絡線周波数である。
【数１】
2013081090.tif 000003
【０１４６】
また、図１３は、包絡線周波数が５ＭＨｚとなる２キャリア周波数の信号を図１０に示す電力増幅回路に入力した際のＩＭ３特性のシミュレーション結果を示すグラフである。なお、図１３において、比較のため、可変移相回路の移相量を制御しない比較例のシミュレーション結果も示している。
【０１４７】
図１３に示すように、実施形態を適用した場合は、振幅歪みに殆ど影響を与えないが、ＡＭ−ＰＭ変換をキャンセルする。これにより、実施形態を適用した場合は、特に比較例ではＡＭ−ＰＭ変換が大きくなるような電力領域において、ＩＭ３を改善する効果があることが確認できる。
【０１４８】
なお、ここでは、一例として、差動構成の電力増幅回路についてのシミュレーション結果について説明したが、単相の電力増幅回路の構成について適用される既述の実施形態についても、同様のシミュレーション結果となる。
【０１４９】
なお、実施形態は例示であり、発明の範囲はそれらに限定されない。
【符号の説明】
【０１５０】
１  検出回路
２  制御信号生成回路
１００  電力増幅回路
１０００  無線送信装置
１００１  ベースバンド回路
１００２  局部発振回路
１００３  ミキサ回路
１００４  アンテナ
ＰＳ  可変移相回路
Ｌ  コイル
Ｃ  キャパシタ
Ｍ１  第１のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）
Ｍ２  第２のＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）
【図１】
2013081090.tif 000004
【図２】
2013081090.tif 000005
【図３】
2013081090.tif 000006
【図４】
2013081090.tif 000007
【図５】
2013081090.tif 000008
【図６】
2013081090.tif 000009
【図７】
2013081090.tif 000010
【図８】
2013081090.tif 000011
【図９】
2013081090.tif 000012
【図１０】
2013081090.tif 000013
【図１１】
2013081090.tif 000014
【図１２】
2013081090.tif 000015
【図１３】
2013081090.tif 000016