(57)【要約】【課題】電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供する。【解決手段】直流電源ＶDCと、該ＶDCの正、負極端間に直列接続されたコンデンサＣ３，Ｃ４と、直流電源ＶDCの正、負極端間に順次直列に接続された、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６，コンデンサＣ１，Ｃ２，スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８と、前記Ｓ６，Ｃ１の共通接続点と、Ｃ２，Ｓ７の共通接続点との間に直列接続されたスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、前記Ｓ１，Ｓ２の共通接続点とＳ３，Ｓ４の共通接続点との間に直列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、前記Ｃ１，Ｃ２の共通接続点ＮＰ´と前記Ｃ３，Ｃ４の共通接続点ＮＰとの間に直列接続されたＤ３，Ｓ１１，とＤ４，Ｓ１２とを備え、前記素子Ｓ２，Ｓ３の共通接続点と、前記Ｃ３，Ｃ４の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端とした。【選択図】図１
2013102674.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
直流電源と、
第１〜第４のスイッチング素子を直列接続したスイッチング素子直列回路と、
前記スイッチング素子直列回路の第１のスイッチング素子側端と第４のスイッチング素子側端との間に順次直列接続された第１および第２のコンデンサと、
前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の共通接続点と、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子の共通接続点との間に順次直列接続された第１および第２のダイオードと、
前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第３および第４のコンデンサと、
前記直流電源の正極と、前記第１のコンデンサおよび第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第５のスイッチング素子と、
前記直流電源の負極と、前記第２のコンデンサおよび第４のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第６のスイッチング素子と、
第３のダイオードおよび第４のダイオードを直列接続したダイオード直列回路と、
前記ダイオード直列回路の両端間に直列接続された第７および第８のスイッチング素子と、
前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、
前記第１および第２のダイオードの共通接続点と、第１および第２のコンデンサの共通接続点と、第３および第４のダイオードの共通接続点とを接続し、
前記第７および第８のスイッチング素子の共通接続点を第３および第４のコンデンサの共通接続点に接続し、
前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第３のコンデンサおよび第４のコンデンサの第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
【請求項２】
前記第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサ、第１〜第４のダイオードによってマルチレベル電圧変換部を構成し、該マルチレベル電圧変換部を三相交流の各相に各々設け、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第２の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第１の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴とする請求項１に記載のマルチレベル電力変換器。
【請求項３】
前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記コンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項１又は２に記載のマルチレベル電力変換器。
【請求項４】
前記制御手段のオン、オフ制御は、ゼロレベルの電圧を出力させる唯一の制御モードを有していることを特徴とする請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチレベルの相電圧が出力可能で、且つ１個の直流電圧源で動作する電力変換回路に係り、直流電源から複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、マルチレベル電力変換器として、例えば非特許文献１に記載の５レベルインバータが知られている。図７は非特許文献１に記載の５レベルインバータの主回路１相分の構成図を示している。図７の回路において、５レベルインバータ１の直流側に設けたダイオード整流器２の直流出力電圧を５分圧するために４台の直流リンクコンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４が直列接続され、これらコンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４に蓄えられたエネルギーを用いて、インバータ１には５分圧に対応する５レベルの電位を有する交流出力が生成される。
【０００３】
上記の５レベルインバータ１の動作を説明する。コンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４で分圧する電圧の中性点をＭ点とし、インバータ１の出力端をＡ点とし、直流電圧を均一に４分圧した電圧をＥとすると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８を以下のオン・オフパターン制御の組み合わせ（スイッチングモードＳＭ１〜ＳＭ５）によって制御することで、端子間ＡＭに５レベルの電圧出力が生成される。
（ＳＭ１）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ４がオン、Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧＋２Ｅが出力される。
【０００４】
（ＳＭ２）Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とＳ５がオン、Ｓ１，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧＋Ｅが出力される。
【０００５】
（ＳＭ３）Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５とＳ６がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧０が出力される。
【０００６】
（ＳＭ４）Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６とＳ７がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧−Ｅが出力される。
【０００７】
（ＳＭ５）Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ４がオフのとき、端子間ＡＭには電圧−２Ｅが出力される。
【０００８】
また、従来の電力変換装置の一例として、特許文献１に記載のものが提案されていた。図８は特許文献１に記載の電力変換装置の１相分の構成を示している。直流電源Ｅには、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路と、半導体スイッチＳ1，Ｓ2の直列回路が並列に接続され、コンデンサＣ３には半導体スイッチＳ5，Ｓ6の直列回路と、Ｓ7，Ｓ8の直列回路と、双方向スイッチＳ3D，Ｓ4Dの直列回路とが並列に接続されている。
【０００９】
前記スイッチＳ1，Ｓ2の共通接続点とＳ5，Ｓ6の共通接続点は共通に接続され、スイッチＳ7，Ｓ8の共通接続点と双方向スイッチＳ3D，Ｓ4Dの共通接続点は端子Ｕに共通に接続され、コンデンサＣ1，Ｃ2の共通接続点Ｍ（中点）は前記端子Ｕに共通に接続されている。
【００１０】
直流電源Ｅの電圧をＥd、コンデンサＣ1の電圧をＶC1、コンデンサＣ2の電圧をＶC2、コンデンサＣ3の電圧をＶC3とすると、中点Ｍから観測した出力電圧ＶUMと各スイッチＳ1，Ｓ2，Ｓ3D，Ｓ4D，Ｓ5〜Ｓ8のオン、オフ状態との関係は、図９のようになる。
【００１１】
なお、図９では各スイッチＳ1，Ｓ2，Ｓ3D，Ｓ4D，Ｓ5〜Ｓ8のオン、オフ状態に応じた動作モードを、それぞれモード１〜１２としている。この図９に基づいて、図８における適切なスイッチを選択してオン、オフすると、出力電圧ＶUMは、図１０に示すように９つの電圧レベル（ＶC1＋ＶC3，ＶC1，ＶC1−ＶC3，ＶC3，０，−ＶC3，−ＶC2＋ＶC3，−ＶC2，−ＶC2−ＶC3）を持ち、かつ、平均電圧が正弦波状の波形となる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】Ｋａｚｕｎｏｒｉ  Ｈａｓｅｇａｗａ，Ｈｉｒｏｈｕｍｉ  Ａｋａｇｉ，“Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｂａｌａｎｃｉｎｇ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｆｏｕｒ  Ｓｐｌｉｔ  ＤＣ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ  ｆｏｒ  ａ  Ｆｉｖｅ−Ｌｅｖｅｌ  Ｄｉｏｄｅ−Ｃｌａｎｐｅｄ  ＰＷＭ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ｗｉｔｈ  ａ  Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ  Ｄｉｏｄｅ  Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ”，ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  （ＩＰＥＣ），ＩＥＥＪ／ＩＥＥＥ，ｐｐ．７３４−７３９，Ｊｕｎ，２０１０
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０１０−２４６１８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
前記の図７の構成では、５レベルインバータの直流側の電源電圧（ダイオード整流器２の出力電圧）を４分圧するために４つの直流リンクコンデンサＣdc1〜Ｃdc4が直列接続されており、これらのコンデンサに蓄えられたエネルギーを用いて５レベル電圧の交流出力が生成される。
【００１５】
原理上、出力電圧波形に合わせた電圧レベルとなるように、５レベルインバータには有効電力が流入もしくは流出するため、４つのコンデンサＣdc1〜Ｃdc4に生じる直流電圧の各平均値が等しくならないという問題が発生する。交流出力の各レベルについての波高を全て等しくするためには、各コンデンサＣdc1〜Ｃdc4に生じる直流電圧の平均値が全て等しくなるよう制御する必要がある。
【００１６】
そのため、図７に示す非特許文献１の回路では、各コンデンサＣdc1〜Ｃdc4に生じる直流電圧の平均値を昇降圧チョッパ動作によって均一にするための電圧均一回路３をインバータ１の直流側に設けている。この電圧均一回路３は、半導体スイッチの他に、結合巻線をもつ大型の直流リアクトルＬCや逆流阻止用ダイオードを必要とし、これら回路素子の増加が装置の大形化及びコスト高になるという問題があった。
【００１７】
また、図７に示す５レベルインバータ１には、半導体スイッチの他に、高耐圧大電流容量のクランプ用ダイオードを多く必要とし、それらが回路の大形化及びコスト高の要因になる。
【００１８】
また図８の回路におけるスイッチングモードを示す図１５において、ゼロ電圧を出力するモードはモード６とモード７の２つのモードが存在する。したがって、例えば電圧指令値が正弦波で与えられるとき、電圧指令値の正の半周期で用いるゼロ電圧と、負の半周期で用いるゼロ電圧を切り換える必要がある。つまり、ゼロ電圧を出力している間にスイッチングモードを切り換えるので、制御が複雑になるという問題が生じる。
【００１９】
本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供することにある。さらに、ゼロ電圧を出力するモードを唯一として制御の簡単化を図るものである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記課題を解決するための請求項１記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、第１〜第４のスイッチング素子を直列接続したスイッチング素子直列回路と、前記スイッチング素子直列回路の第１のスイッチング素子側端と第４のスイッチング素子側端との間に順次直列接続された第１および第２のコンデンサと、前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の共通接続点と、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子の共通接続点との間に順次直列接続された第１および第２のダイオードと、前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第３および第４のコンデンサと、前記直流電源の正極と、前記第１のコンデンサおよび第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第５のスイッチング素子と、前記直流電源の負極と、前記第２のコンデンサおよび第４のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第６のスイッチング素子と、第３のダイオードおよび第４のダイオードを直列接続したダイオード直列回路と、前記ダイオード直列回路の両端間に直列接続された第７および第８のスイッチング素子と、前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記第１および第２のダイオードの共通接続点と、第１および第２のコンデンサの共通接続点と、第３および第４のダイオードの共通接続点とを接続し、前記第７および第８のスイッチング素子の共通接続点を第３および第４のコンデンサの共通接続点に接続し、前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第３のコンデンサおよび第４のコンデンサの第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。
【００２１】
上記構成によれば、少ない部品素子数で５レベルの電圧を出力するマルチレベル電力変換器を実現することができる。
【００２２】
また、請求項２に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１において、前記第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサ、第１〜第４のダイオードによってマルチレベル電圧変換部を構成し、該マルチレベル電圧変換部を三相交流の各相に各々設け、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第２の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第１の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴としている。
【００２３】
上記構成によれば、少ない部品素子数で５レベルの電圧を出力する三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。また、三相に限らず任意の相数や、Δ結線やＹ結線などの任意の結線方法が可能である。
【００２４】
また、請求項３に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１又は２において、前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記コンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴としている。
【００２５】
上記構成によれば、制御モードの選択によって、第１および第２のコンデンサを各々任意の電圧に調整することができる。
【００２６】
また、請求項４に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１ないし３のいずれか１項において、前記制御手段のオン、オフ制御は、ゼロレベルの電圧を出力させる唯一の制御モードを有していることを特徴としている。
【００２７】
上記構成によれば、ゼロ電圧を出力するモードは１つでよいため、制御を簡単化することができる。
【発明の効果】
【００２８】
（１）請求項１〜４に記載の発明によれば、従来のような電圧均一回路を用いることなく第１および第２のコンデンサの電圧を制御できるため、交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。これによって、装置の小型化及びコスト低減を実現することができる。
（２）請求項２に記載の発明によれば、少ない素子数で三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
（３）請求項３に記載の発明によれば、制御モードの選択によって第１および第２のコンデンサを各々任意の電圧に調整することができる。
（４）請求項４に記載の発明によれば、ゼロ電圧を出力するモードは唯一の制御モードのみとなるので、制御手段が行う制御を簡単化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施例１の５レベル電力変換器の回路図。
【図２】図１の回路のスイッチングモードとＡ，Ｂ間の電圧ＶABの関係を示す特性図。
【図３】本発明の実施例２の５レベル電力変換器の回路図。
【図４】本発明の実施例３の５レベル電力変換器の回路図。
【図５】本発明の実施例４の５レベル電力変換器の回路図。
【図６】本発明の実施形態における制御手段の制御ブロック図。
【図７】従来のマルチレベル電力変換器の一例を示す回路図。
【図８】従来のマルチレベル電力変換器の他の例を示す回路図。
【図９】図８の回路のスイッチングモードと出力電圧の関係を示す図。
【図１０】図８の回路における出力電圧の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００３１】
図１に本発明の実施例１の回路構成を示す。図１において、第１〜第４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を順次直列接続してスイッチング素子直列回路を構成している。このスイッチング素子直列回路の第１のスイッチング素子Ｓ１側端と第４のスイッチング素子Ｓ４側端との間には、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２が順次直列に接続されている。
【００３２】
前記スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の共通接続点には第１および第２のダイオードＤ１，Ｄ２が順次直列に接続されている。
【００３３】
ＶDCは直流電源であり、直流電源ＶDCの正極と、前記スイッチング素子Ｓ１およびコンデンサＣ１の共通接続点との間には、第５のスイッチング素子を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６が順次直列に接続されている。直流電源ＶDCの負極と、前記スイッチング素子Ｓ４およびコンデンサＣ２の共通接続点との間には、第６のスイッチング素子を構成するスイッチング素子Ｓ８，Ｓ７が順次直列に接続されている。
【００３４】
直流電源ＶDCの正、負極端間には第３および第４のコンデンサＣ３，Ｃ４が順次直列に接続されている。
【００３５】
第３および第４のダイオードＤ３，Ｄ４を順次直列接続してダイオード直列回路を構成している。このダイオード直列回路の両端間には、第７のスイッチング素子Ｓ１１および第８のスイッチング素子Ｓ１２が順次直列に接続されている。
【００３６】
前記ダイオードＤ３およびスイッチング素子Ｓ１１の共通接続点は、スイッチング素子Ｓ１３を介して前記スイッチング素子Ｓ６およびコンデンサＣ１の共通接続点に接続され、前記ダイオードＤ４およびスイッチング素子Ｓ１２の共通接続点は、スイッチング素子Ｓ１４を介して前記スイッチング素子Ｓ７およびコンデンサＣ２の共通接続点に接続されている。
【００３７】
ダイオードＤ３およびＤ４の共通接続点はコンデンサＣ１およびＣ２の共通接続点ＮＰ´（浮動中点）に接続され、スイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２の共通接続点は、コンデンサＣ３およびＣ４の共通接続点ＮＰ（中性点）に接続されている。
【００３８】
前記スイッチング素子Ｓ２およびＳ３の共通接続点（第１の共通接続点）を出力端子Ａ、前記中性点ＮＰ（第２の共通接続点）を出力端子Ｂとしている。
【００３９】
尚、前記第５のスイッチング素子（Ｓ５，Ｓ６）、第６のスイッチング素子（Ｓ７，Ｓ８）は高耐圧のスイッチング素子を用いる場合は、各々１個のスイッチング素子で構成してもよい。
【００４０】
前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８およびＳ１１〜Ｓ１４は、例えば双方向スイッチ、ＩＧＢＴ等で構成されている。
【００４１】
前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８およびＳ１１〜Ｓ１４は、図示省略の制御部（制御手段）によって、５レベルの電圧を出力するためのスイッチングパターンに従ってオン、オフ制御され、その結果出力端子Ａ，Ｂ間に５レベルの電圧が出力されるものである。
【００４２】
尚、前記直流電源ＶDCの電源電圧は固定でも可変でもよい。
【００４３】
上記構成において、直流電源ＶDCの電圧を例えば４Ｅとすると、コンデンサＣ３，Ｃ４には２Ｅの電圧が各々充電されるものとする。
【００４４】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８およびＳ１１〜Ｓ１４のオン、オフは、例えば表１に示すモード１〜モード７を有するスイッチングパターンに従って制御される。
【００４５】
【表１】
2013102674.tif 000003
【００４６】
表１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８およびＳ１１〜Ｓ１４のオン・オフのモード１〜７（表１中ではＭｏｄｅ１〜７と表記している）により出力端子Ａ，Ｂ間に出力される電圧ＶABとコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電の有無を示している。
【００４７】
直流電源ＶDCの電圧が４Ｅ、コンデンサＣ３，Ｃ４の電圧が２Ｅのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力可能である。
【００４８】
ここで、表１のスイッチングパターンの各モード１〜モード７と出力端子Ａ，Ｂ間の電流Ｉの経路を以下に説明する。尚表１は電流Ｉ＞０のときを示しており、また、以下の説明では、コンデンサＣ３における直流電源ＶDCの正極端側の端部をＰ、コンデンサＣ４における直流電源ＶDCの負極端側の端部をＮと表現する。
【００４９】
＜モード１＞
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１３が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ１２，Ｓ１４が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｃ３→Ｐ→Ｓ５→Ｓ６→Ｓ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅとなる。
【００５０】
＜モード２＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１３が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ１２、Ｓ１４が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｃ３→Ｐ→Ｓ５→Ｓ６→Ｃ１→Ｄ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。このモード２においてコンデンサＣ１は充電される。
【００５１】
＜モード３＞
スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ８，Ｓ１３，Ｓ１４が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｓ１２→Ｄ４→Ｃ１→Ｓ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。このモード３においてコンデンサＣ１は放電される。
【００５２】
＜モード４＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４〜Ｓ８，Ｓ１３，Ｓ１４が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｓ１０→Ｓ１２→Ｄ４→Ｄ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。
【００５３】
＜モード５＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５〜Ｓ８，Ｓ１３，Ｓ１４が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｓ１２→Ｄ４→Ｃ２→Ｓ４→Ｓ３→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。このモード５においてコンデンサＣ２は充電される。
【００５４】
＜モード６＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ１２，Ｓ１４が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１３が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｃ４→Ｎ→Ｓ８→Ｓ７→Ｃ２→Ｄ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。このモード６においてコンデンサＣ２は放電される。
【００５５】
＜モード７＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ１２，Ｓ１４が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１、Ｓ１３が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｃ４→Ｎ→Ｓ８→Ｓ７→Ｓ４→Ｓ３→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−２Ｅとなる。
【００５６】
上記モード１〜７のスイッチングパターンによるオン、オフ制御によって、コンデンサＣ３とＣ４の電圧が２Ｅのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力することが可能である。
【００５７】
上記モード１〜７と出力端子Ａ，Ｂ間の電圧ＶABの関係は図２のとおりである。
【００５８】
また、Ａ，Ｂ間の電圧がＥのときにコンデンサＣ１を充電するモード（モード２）と放電するモード（モード３）を選択できるため、コンデンサＣ１の電圧を任意に調整することが可能である。
【００５９】
同様に、Ａ，Ｂ間の電圧が−ＥのときにコンデンサＣ２を充電するモード（モード５）と充電するモード（モード６）を選択できるため、コンデンサＣ２の電圧を任意に調整することが可能である。
【００６０】
電流Ｉの極性によりコンデンサＣ１とＣ２の充放電の極性が変化するが、表１は電流Ｉ＞０のときを示している。
【００６１】
また、Ａ，Ｂ間の電圧ＶABをゼロとするモードは表１のモード４だけであるので、制御を簡単化することが可能である。例えば電圧ゼロを出力するモードが多数存在する場合には、ゼロを出力するスイッチングパターンを複数のモードから選択しなければならないので制御が複雑になるという問題が生じる。
【００６２】
また、図１の回路を低電圧用途に適用する場合、耐圧の低い（例えば直流電源ＶDCの電圧の１／２耐圧）、２個のスイッチング素子Ｓ５およびＳ６（第５のスイッチング素子）と２個のスイッチング素子Ｓ７およびＳ８（第６のスイッチング素子）を使用することができるので、コスト低減を図ることができる。
【００６３】
以上のように実施例１によれば、直流電源１個、スイッチング素子１２個、コンデンサ４個、ダイオード４個のみで、５レベル電力変換器を実現することができる。
【実施例２】
【００６４】
図３に実施例２の回路構成を示す。本実施例２は実施例１（図１）の回路からスイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４を除去したものであり、その他の部分は図１と同一に構成されている。
【００６５】
前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２は、図示省略の制御部（制御手段）によって、５レベルの電圧を出力するためのスイッチングパターンに従ってオン、オフ制御され、その結果出力端子Ａ，Ｂ間に５レベルの電圧が出力されるものである。
【００６６】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２のオン、オフは、例えば表２に示すモード１〜モード７を有するスイッチングパターンに従って制御される。
【００６７】
【表２】
2013102674.tif 000004
【００６８】
表２はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２のオン・オフのモード１〜７（表２中ではＭｏｄｅ１〜７と表記している）により出力端子Ａ，Ｂ間に出力される電圧ＶABとコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電の有無を示している。
【００６９】
直流電源ＶDCの電圧が４Ｅ、コンデンサＣ３，Ｃ４の電圧が２Ｅのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力可能である。
【００７０】
ここで、表２のスイッチングパターンの各モード１〜モード７と出力端子Ａ，Ｂ間の電流Ｉの経路を以下に説明する。尚表２は電流Ｉ＞０のときを示しており、また、以下の説明では、コンデンサＣ３における直流電源ＶDCの正極端側の端部をＰ、コンデンサＣ４における直流電源ＶDCの負極端側の端部をＮと表現する。
【００７１】
＜モード１＞
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｃ３→Ｐ→Ｓ５→Ｓ６→Ｓ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅとなる。
【００７２】
＜モード２＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｃ３→Ｐ→Ｓ５→Ｓ６→Ｃ１→Ｄ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。このモード２においてコンデンサＣ１は充電される。
【００７３】
＜モード３＞
スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｓ１２→Ｄ４→Ｃ１→Ｓ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。このモード３においてコンデンサＣ１は放電される。
【００７４】
＜モード４＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４〜Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｓ１２→Ｄ４→Ｄ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。
【００７５】
＜モード５＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５〜Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｓ１２→Ｄ４→Ｃ２→Ｓ４→Ｓ３→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。このモード５においてコンデンサＣ２は充電される。
【００７６】
＜モード６＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ７，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｃ４→Ｎ→Ｓ８→Ｓ７→Ｃ２→Ｄ１→Ｓ２→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。このモード６においてコンデンサＣ２は放電される。
【００７７】
＜モード７＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ１１，Ｓ１２が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ｂ→ＮＰ→Ｃ４→Ｎ→Ｓ８→Ｓ７→Ｓ４→Ｓ３→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−２Ｅとなる。
【００７８】
上記モード１〜７のスイッチングパターンによるオン、オフ制御によって、コンデンサＣ３とＣ４の電圧が２Ｅのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力することが可能である。
【００７９】
上記モード１〜７と出力端子Ａ，Ｂ間の電圧ＶABの関係は図２のとおりである。
【００８０】
また、Ａ，Ｂ間の電圧がＥのときにコンデンサＣ１を充電するモード（モード２）と放電するモード（モード３）を選択できるため、コンデンサＣ１の電圧を任意に調整することが可能である。
【００８１】
同様に、Ａ，Ｂ間の電圧が−ＥのときにコンデンサＣ２を充電するモード（モード５）と充電するモード（モード６）を選択できるため、コンデンサＣ２の電圧を任意に調整することが可能である。
【００８２】
電流Ｉの極性によりコンデンサＣ１とＣ２の充放電の極性が変化するが、表２は電流Ｉ＞０のときを示している。
【００８３】
また、Ａ，Ｂ間の電圧ＶABをゼロとするモードは表２のモード４だけであるので、制御を簡単化することが可能である。例えば電圧ゼロを出力するモードが多数存在する場合には、ゼロを出力するスイッチングパターンを複数のモードから選択しなければならないので制御が複雑になるという問題が生じる。
【００８４】
また、図３の回路を低電圧用途に適用する場合、耐圧の低い（例えば直流電源ＶDCの電圧の１／２耐圧）、２個のスイッチング素子Ｓ５およびＳ６（第５のスイッチング素子）と２個のスイッチング素子Ｓ７およびＳ８（第６のスイッチング素子）を使用することができるので、コスト低減を図ることができる。
【００８５】
以上のように実施例２によれば、直流電源１個、スイッチング素子１０個、コンデンサ４個、ダイオード４個のみで、５レベル電力変換器を実現することができる。
【実施例３】
【００８６】
図４に実施例３の回路構成を示す。本実施例３は、実施例１（図１）のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８，Ｓ１１〜Ｓ１４、ダイオードＤ１〜Ｄ４およびコンデンサＣ１，Ｃ２によって５レベル電圧変換部４００を構成し、該５レベル電圧変換部４００を三相分（４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗ）設けて直流電源ＶDCに対して２分圧したコンデンサの中性点を基準にＹ結線に接続したものである。
【００８７】
図４において、図１と同一部分は同一符号をもって示している。
【００８８】
三相各相の５レベル電圧変換部４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗの、出力端子Ｂどうしを中性点ＮＰとして共通接続し、出力端子Ａを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。
【００８９】
図４の構成では、三相各々に個別の直流電源は不要であり、直流電源ＶDCは１個でよい。
【００９０】
図４の５レベル電圧変換部４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗの各動作は図１の回路と同一である。
【００９１】
図４の回路では、２分圧したコンデンサの中性点ＮＰを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに任意の５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０−Ｅ，−２Ｅ）を出力することができる。
【００９２】
以上のように実施例３によれば、直流電源１個、スイッチング素子３６個、コンデンサ８個、ダイオード１２個によって、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。
【実施例４】
【００９３】
図５に実施例４の回路構成を示す。本実施例４は、実施例２（図３）のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２、ダイオードＤ１〜Ｄ４およびコンデンサＣ１，Ｃ２によって５レベル電圧変換部５００を構成し、該５レベル電圧変換部５００を三相分（５００Ｕ，５００Ｖ，５００Ｗ）設けて直流電源ＶDCに対して２分圧したコンデンサの中性点を基準にＹ結線に接続したものである。
【００９４】
図５において、図３と同一部分は同一符号をもって示している。
【００９５】
三相各相の５レベル電圧変換部５００Ｕ，５００Ｖ，５００Ｗの、出力端子Ｂどうしを中性点ＮＰとして共通接続し、出力端子Ａを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。
【００９６】
図５の構成では、三相各々に個別の直流電源は不要であり、直流電源ＶDCは１個でよい。
【００９７】
図５の５レベル電圧変換部５００Ｕ，５００Ｖ，５００Ｗの各動作は図３の回路と同一である。
【００９８】
図５の回路では、２分圧したコンデンサの中性点ＮＰを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに任意の５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０−Ｅ，−２Ｅ）を出力することができる。
【００９９】
以上のように実施例４によれば、直流電源１個、スイッチング素子３０個、コンデンサ８個、ダイオード１２個によって、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。
【０１００】
尚、前記第５のスイッチング素子を構成するスイッチング素子Ｓ５およびＳ６を、該素子Ｓ５，Ｓ６よりも耐圧の大きい１個の双方向スイッチで構成し、第６のスイッチング素子を構成するスイッチング素子Ｓ７およびＳ８を、該素子Ｓ７，Ｓ８よりも耐圧の大きい１個の双方向スイッチで構成してもよい。
【０１０１】
このように構成した場合、高圧出力時に少ない素子数の５レベル電力変換器を実現することができる。
【０１０２】
ここで、本発明を三相回路に適用した実施例４（図５）における各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８、Ｓ１１，Ｓ１２を制御する制御部（制御手段）の一例を図６とともに説明する。図６は制御部の一例である５レベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路３００の制御ブロック図を示している。
【０１０３】
図６において、５レベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路３００には、三相各相の電圧指令値ＶU*，ＶV*，ＶW*と、５レベル電圧変換部５００Ｕ，５００Ｖ，５００Ｗの各コンデンサＣ１の検出電圧値ＶＣU1，ＶＣV1，ＶＣW1および各コンデンサＣ２の検出電圧値ＶＣU2，ＶＣV2，ＶＣW2が入力される。
【０１０４】
前記検出電圧値ＶＣU1，ＶＣV1，ＶＣW1，ＶＣU2，ＶＣV2，ＶＣW2はＶDC／２との偏差がとられ、それら偏差と電圧指令値ＶU*，ＶV*，ＶW*とによって、５レベルの電圧を出力するスイッチングパターンを例えば表２から選択し、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８、Ｓ１１，Ｓ１２のゲート指令を出力する。
【０１０５】
また、実施例３（図４）における各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８、Ｓ１１〜Ｓ１４を制御する制御部（制御手段）も図６と同様に構成され、図６のスイッチングパターン生成回路３００において、スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４のゲート指令がさらに出力されるものである。
【符号の説明】
【０１０６】
３００…５レベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路
４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗ，５００Ｕ，５００Ｖ，５００Ｗ…５レベル電圧変換部
Ｓ１〜Ｓ１４…スイッチング素子
ＶDC…直流電源
Ｃ１〜Ｃ４…コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード
Ａ，Ｂ…出力端子
【図１】
2013102674.tif 000005
【図２】
2013102674.tif 000006
【図３】
2013102674.tif 000007
【図４】
2013102674.tif 000008
【図５】
2013102674.tif 000009
【図６】
2013102674.tif 000010
【図７】
2013102674.tif 000011
【図８】
2013102674.tif 000012
【図９】
2013102674.tif 000013
【図１０】
2013102674.tif 000014