(57)【要約】【課題】１つの電源で各還流ダイオードに逆電圧を印加し得るようにして、回路構成を簡単にした電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１０は、バッテリＥに並列接続され、互いに直列接続された一対のスイッチング素子Ｓｗｍ,Ｓｗｍからなる直列接続体と、各スイッチング素子Ｓｗｍのそれぞれに逆並列接続された還流ダイオードＤｍとを備える。還流ダイオードＤｍのそれぞれには、二次側巻線１６が並列接続されたフォワードトランスＴｒが設けられる。逆電圧印加回路１８に設けられた低圧電源ｅは、各フォワードトランスＴｒの一次側巻線１４に同軸ケーブルＬを介して接続される。制御装置Ｃは、低圧電源ｅから一次側巻線１４への電流供給を制御して、二次側巻線１６から還流ダイオードＤｍにバッテリＥよりも低圧の逆電圧を印加させる。【選択図】図１
2013198298.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷(M)に接続された高圧回路(12)に設けられ、該負荷(M)に電力供給を行う高圧電源(E)と、
前記高圧電源(E)に並列接続され、互いに直列接続された複数のスイッチング素子(Swm)からなる少なくとも１つの直列接続体と、
前記各スイッチング素子(Swm)のそれぞれに逆並列接続された還流ダイオード(Dm)と、
前記還流ダイオード(Dm)のそれぞれに対応して前記高圧回路(12)に設けられ、該還流ダイオード(Dm)に二次側巻線(16)が並列接続されたトランス(Tr, Tb)と、
前記高圧回路(12)に絶縁された低圧回路(18)に設けられ、前記高圧電源(E)よりも低圧に設定された低圧電源(e)と、
前記各トランス(Tr, Tb)のそれぞれに対応して設けられ、該トランス(Tr, Tb)の一次側巻線(14)と前記低圧電源(e)とを接続する電送路(L, P)と、
前記低圧電源(e)から一次側巻線(14)への電流供給を制御して、前記二次側巻線(16)から還流ダイオード(Dm)に前記高圧電源(E)よりも低圧の逆電圧を印加させる制御装置(C)とを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
負荷(M)に接続された高圧回路(24)に設けられ、該負荷(M)に電力供給を行う高圧電源(E)と、
前記高圧電源(E)に並列接続され、互いに直列接続された複数のスイッチング素子(Swm)からなる少なくとも１つの直列接続体と、
前記各スイッチング素子(Swm)のそれぞれに逆並列接続された還流ダイオード(Dm)と、
前記高圧回路(24)に絶縁された低圧回路(26)に設けられ、前記高圧電源(E)よりも低圧に設定された低圧電源(e)と、
前記還流ダイオード(Dm)のそれぞれに対応して前記低圧回路(26)に設けられ、一次側巻線(14)が前記低圧電源(e)に接続されたトランス(Tr, Tb)と、
前記各トランス(Tr, Tb)のそれぞれに対応して設けられ、前記還流ダイオード(Dm)に該トランス(Tr, Tb)の二次側巻線(16)を並列接続させる電送路(L, P)と、
前記低圧電源(e)から一次側巻線(14)への電流供給を制御して、前記二次側巻線(16)から還流ダイオード(Dm)に前記高圧電源(E)よりも低圧の逆電圧を印加させる制御装置(C)とを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記伝送路は、同軸ケーブル(L)である請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記伝送路は、ツイストペアケーブル(P)である１または２記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記トランスは、フォワードトランス(Tr)である請求項１〜４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記トランスは、フライバックトランス(Tb)である請求項１〜４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記トランス(Tr, Tb)の一次側巻線の巻数は、二次側巻線の巻数よりも多くなっている請求項１〜６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高圧電源から負荷への電力供給をスイッチング素子により制御する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電力変換装置であるインバータ装置には、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ(ＭＯＳＦＥＴ)や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(ＩＧＢＴ)等のスイッチング素子が上下のアームにそれぞれ設けられている。そして、これらスイッチング素子のオン・オフを所定のタイミングで切り替えることで、直流電源から負荷への電力供給を制御するようになっている。また、各スイッチング素子のそれぞれには、還流ダイオードが逆並列接続されており、当該スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられた際に、負荷側から生ずるサージ電流を還流ダイオードに還流させてスイッチング素子を保護している。
【０００３】
ここで、前述したインバータ装置において、例えば、下アーム側(低電位側)の還流ダイオードにサージ電流が順方向に流れている場合に、対応する上アーム側(高電位側)のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り替わると、下アーム側の還流ダイオードに直流電源から大きな逆電圧が印加される。これにより、大量のリカバリ電流が発生し、還流ダイオードに大きな電力損失が生じてしまう。
【０００４】
そこで、このような還流ダイオードの電力損失を抑制するため、還流ダイオードに直流電源の電圧が印加される前に、該直流電源よりも低い電圧を還流ダイオードに逆向きに印加する技術が従来から提案されている。例えば、特許文献１には、直流電源よりも低圧の補助電源を各還流ダイオードに並列接続し、所定のタイミングで補助電源から還流ダイオードに逆電圧を印加する逆電圧印加回路が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−１４１１６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、特許文献１では、各還流ダイオードのそれぞれに補助電源を設ける必要があるため、回路構成が複雑になり、電力変換装置が大型化する難点がある。また、各還流ダイオードに補助電源を設けることで部品点数が多くなり、電力変換装置のコストが嵩んでしまう弊害もある。
【０００７】
そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、１つの電源で各還流ダイオードに逆電圧を印加し得るようにして、電力変換装置の回路構成を簡単にすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００９】
請求項１記載の発明では、
負荷に接続された高圧回路に設けられ、該負荷に電力供給を行う高圧電源と、
前記高圧電源に並列接続され、互いに直列接続された複数のスイッチング素子からなる少なくとも１つの直列接続体と、
前記各スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された還流ダイオードと、
前記還流ダイオードのそれぞれに対応して前記高圧回路に設けられ、該還流ダイオードに二次側巻線が並列接続されたトランスと、
前記高圧回路に絶縁された低圧回路に設けられ、前記高圧電源よりも低圧に設定された低圧電源と、
前記各トランスのそれぞれに対応して設けられ、該トランスの一次側巻線と前記低圧電源とを接続する電送路と、
前記低圧電源から一次側巻線への電流供給を制御して、前記二次側巻線から還流ダイオードに前記高圧電源よりも低圧の逆電圧を印加させる制御装置とを備えていることを特徴とする。
【００１０】
請求項１の発明によれば、高圧回路および低圧回路をトランスで絶縁し、低圧回路に設けた低圧電源から各トランスへ電流を供給する構成とした。従って、１つの低圧電源で各還流ダイオードに逆電圧を印加することができ、低圧電源を各還流ダイオードにそれぞれ設ける必要がないから、回路構成を簡単にし得る。また、回路を構成する電子部品が少なくなって、電力変換装置の製品コストを抑えることができる。更に、トランスは、従来例で示した補助電源に較べてコンパクトなため、トランスを各還流ダイオードに設けても高圧回路のサイズが大きくなることはなく、電力変換装置が大型化するのを抑制し得る。しかも、既存の電力変換装置における高圧回路の構成を大きく変更する必要がないから、開発コストを抑制することができる。そして、高圧回路および低圧回路は、トランスにより絶縁されているから、低圧回路に設けた低圧電源から各還流ダイオードに支障なく逆電圧を印加することができる。
【００１１】
請求項２記載の発明では、
負荷に接続された高圧回路に設けられ、該負荷に電力供給を行う高圧電源と、
前記高圧電源に並列接続され、互いに直列接続された複数のスイッチング素子からなる少なくとも１つの直列接続体と、
前記各スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された還流ダイオードと、
前記高圧回路に絶縁された低圧回路に設けられ、前記高圧電源よりも低圧に設定された低圧電源と、
前記還流ダイオードのそれぞれに対応して前記低圧回路に設けられ、一次側巻線が前記低圧電源に接続されたトランスと、
前記各トランスのそれぞれに対応して設けられ、前記還流ダイオードに該トランスの二次側巻線を並列接続させる電送路と、
前記低圧電源から一次側巻線への電流供給を制御して、前記二次側巻線から還流ダイオードに前記高圧電源よりも低圧の逆電圧を印加させる制御装置とを備えていることを特徴とする。
【００１２】
請求項２の発明によれば、請求項１の発明と同様に、回路構成を簡単にして、電力変換装置が大型化するのを抑制し得ると共に、電力変換装置のコストの高騰化を抑えることができる。また、トランスを採用することで、低圧電源から各還流ダイオードに支障なく逆電圧を印加することができる。しかも、トランスを低圧回路に設けることで、高圧回路の回路構成は、既存のスイッチング回路を殆ど変更する必要がないから、電力変換装置の開発コストや製造コストを更に抑制することができる。
【００１３】
請求項３記載の発明では、前記伝送路は、同軸ケーブルであることを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明によれば、伝送路としてインダクタンスの小さい同軸ケーブルを採用したから、電流の伝送時におけるインダクタンスによる影響を小さくして、低圧電源からトランスへ電流を高速で供給することができる。従って、適切なタイミングで還流ダイオードに逆電圧を印加し得るから、逆回復時の還流ダイオードの電力損失を確実に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示す回路図。
【図２】第１の実施形態に係る各素子の制御タイミングを示すタイミングチャート図。
【図３】第１の実施形態に係る電力変換装置において、第４スイッチング素子をオフ状態に切り替えた状態を示す図。
【図４】第１の実施形態に係る電力変換装置において、第４逆電圧印加スイッチをオン状態に切り替えた状態を示す図。
【図５】第１の実施形態および比較例に係る還流ダイオードの逆回復特性を比較して示す図。
【図６】第２の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示す回路図。
【図７】第２の実施形態に係る電力変換装置において、第４逆電圧印加スイッチをオン状態に切り替えた状態を示す図。
【図８】変更例に係る電力変換装置の要部を示す回路図。
【図９】他の変更例に係る電力変換装置の要部を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（第１の実施形態）
次に、第１の実施形態に係る電力変換装置１０について、以下説明する。第１の実施形態では、負荷として車両等に搭載される電動機Ｍを採用し、該電動機Ｍへの電力供給を制御するインバータ回路１２を備えた電力変換装置(インバータ装置)１０を例に説明する。
【００１７】
図１に示す電動機Ｍは、例えば同期機等の３相回転機であり、インバータ回路(高圧回路)１２を介して直流電圧を印加するバッテリ(高圧電源)Ｅに接続されている。インバータ回路１２は、互いに直列接続された一対(複数)のスイッチング素子Ｓｗｍ,Ｓｗｍからなる直列接続体が前記バッテリＥに対し３つ(少なくとも１つ)並列接続された３相式のインバータ回路である。そして、これら各直列接続体の接続点が、電動機ＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相にそれぞれ接続されている。各スイッチング素子Ｓｗｍには、それぞれ還流ダイオードＤｍが逆並列接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｓｗｍの入出力端子間(ドレインおよびソース間)に、還流ダイオードＤｍのカソードおよびアノードが接続されている。
【００１８】
なお、以下の説明では、U相、V相、W相に対応または関連する高電位側の各電子部品の名称に、それぞれ「第１」、「第２」、「第３」を付すと共に、これらの名称の符号に「１」、「２」、「３」の添え字を付して区別する場合がある。同様に、U相、V相、W相に対応または関連する低電位側の各電子部品の名称に、それぞれ「第４」、「第５」、「第６」の名称を付すと共に、これらの名称の符号に「４」、「５」、「６」の添え字を付して区別する場合がある。また、実施形態の説明で添え字を付して区別した電子部品は、図中の符号にも、「１」〜「６」の添え字を付して示す。
【００１９】
ここで第１の実施形態では、スイッチング素子Ｓｗｍとして、ＭＯＳ電界効果トランジスタ(ＭＯＳＦＥＴ)が採用されている。但し、このスイッチング素子Ｓｗｍとしては、ＭＯＳＦＥＴに限られず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(ＩＧＢＴ)等、各種のパワースイッチングデバイスを採用することができる。
【００２０】
前記各スイッチング素子Ｓｗｍは、制御装置Ｃから出力される制御信号に基いて、制御されるようになっている。制御装置Ｃは、組となるスイッチング素子Ｓｗｍ,Ｓｗｍ(すなわち、第１および第４スイッチング素子Ｓｗｍ１,Ｓｗｍ４、第２および第５スイッチング素子Ｓｗｍ２,Ｓｗｍ５、第３および第６スイッチング素子Ｓｗｍ３,Ｓｗｍ６)が相補の関係でオン−オフするよう設定されている。具体的には、オン状態とオフ状態との切り替えに際して、制御装置Ｃは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｍおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｍがいずれもオフ状態となる期間(以下、休止期間と称する)を有するよう制御する(図２参照)。そして、制御装置Ｃは、当該休止期間が終了したときに、一方のスイッチング素子Ｓｗｍをオフ状態からオン状態に切り替えるよう制御する。例えば、第１スイッチング素子Ｓｗｍ１がオフ状態、第４スイッチングＳｗｍ４がオン状態にある場合は、第４スイッチング素子Ｓｗｍ４がオフ状態とされて、休止期間を経た後に第１スイッチング素子Ｓｗｍ１がオン状態に切り替えられるようになっている。
【００２１】
前記インバータ回路１２には、各還流ダイオードＤｍのそれぞれに対応してフォワードトランス(トランス)Ｔｒが設けられている。このフォワードトランスＴｒは、一次側巻線１４へ電力供給されると同時に二次側巻線１６に誘導起電力が発生して、還流ダイオードＤｍに電力供給を行うものである。フォワードトランスＴｒは、一次側巻線１４に対する二次側巻線１６の巻数比が略１／２（２：１）に設定されており、一次側巻線１４に供給された電圧に対し、二次側巻線１６に生ずる電圧は低くなる。フォワードトランスＴｒの容量は、後述する低圧電源ｅの容量や還流ダイオードＤｍに印加する時間等に応じて適宜決定される。なお、フォワードトランスＴｒとしては、パルス状の電流に適したパルストランスが採用されている。
【００２２】
各フォワードトランスＴｒの二次側巻線１６は、対応する還流ダイオードＤｍに対して並列接続されている。すなわち、二次側巻線１６の高電位側が還流ダイオードＤｍのカソード側に接続されると共に、二次側巻線１６の低電位側が還流ダイオードＤｍのアノード側に接続されている。そして、フォワードトランスＴｒの一次側巻線１４に電力供給されると、二次側巻線１６から還流ダイオードＤｍに逆電圧が印加されるようになっている。なお、各フォワードトランスＴｒの二次側巻線１６の高電位側と、還流ダイオードＤｍのカソード側との間には、該二次側巻線１６から還流ダイオードＤｍに向かう方向を順方向とする整流ダイオードＤｓが設けられている。但し、この整流ダイオードＤｓは、フォワードトランスＴｒの二次側巻線１６の低電位側と、還流ダイオードＤｍのアノード側との間に設けてもよい。この場合、整流ダイオードＤｓは、還流ダイオードＤｍから二次側巻線１６に向かう方向を順方向となるよう設けられる。
【００２３】
第１の実施形態に係る電力変換装置１０は、インバータ回路１２に対し絶縁された逆電圧印加回路(低圧回路)１８を備えており、この逆電圧印加回路１８に、直流電源である低圧電源ｅが１つ設けられている。この低圧電源ｅは、前記バッテリＥの電圧に較べて電圧が十分低く設定されている。詳しくは、低圧電源ｅとして、車両に搭載された１２Ｖの鉛蓄電池（バッテリ）が採用されており、低圧電源ｅからインバータ回路１２の各還流ダイオードＤｍまで離間している。
【００２４】
電力変換装置１０は、各フォワードトランスＴｒのそれぞれに対応して設けられた同軸ケーブル(伝送路)Ｌを備えている。この同軸ケーブルＬは、前記低圧電源ｅと各フォワードトランスＴｒの一次側巻線１４とを接続している。同軸ケーブルＬは、通常の配線に較べてインダクタンスが低く、電流を高速かつ低損失で供給し得るものである。
【００２５】
前記逆電圧印加回路１８には、各同軸ケーブルＬのそれぞれに対応して逆電圧印加スイッチＳｗｓが設けられている。第1の実施形態では、各逆電圧印加スイッチＳｗｓは、フォワードトランスＴｒの一次側巻線１４の低電位側と低圧電源ｅの負極側との間に設けられている。但し、フォワードトランスＴｒの一次側巻線１４と低圧電源ｅの正極側との間に逆電圧印加スイッチＳｗｓを設けてもよい。この逆電圧印加スイッチＳｗｓは、前記制御装置Ｃからの制御信号に基いて、オン・オフされるようになっている。逆電圧印加スイッチＳｗｓがオフ状態では、低圧電源ｅからフォワードトランスＴｒの一次側巻線１４への電力供給が阻止される。一方、逆電圧印加スイッチＳｗｓがオン状態では、低圧電源ｅからフォワードトランスＴｒの一次側巻線１４への電力供給が許容される。
【００２６】
ここで、前記制御装置Ｃは、初期状態では逆電圧印加スイッチＳｗｓをオフ状態に維持するよう設定されている。そして、制御装置Ｃは、逆電圧を印加したい還流ダイオードＤｍに対応する逆電圧印加スイッチＳｗｓを１つだけオン状態に切り替えて、低圧電源ｅからフォワードトランスＴｒの一次側巻線１４に電流を供給する制御を行う。従って、２以上の逆電圧印加スイッチＳｗｓを同時にオン状態とされることはない。
【００２７】
ここで、還流ダイオードＤｍの逆回復時の電力損失を抑制するためには、当該還流ダイオードＤｍにバッテリＥからの逆電圧が印加される前(すなわち、休止期間中)に、フォワードトランスＴｒから還流ダイオードＤｍに低圧の逆電圧を印加する必要がある。そのため、制御装置Ｃは、休止期間中に逆電圧印加スイッチＳｗｓを極めて短い時間だけオン状態とし、低圧電源ｅからパルス状の電流を出力させることになる。従って、同軸ケーブルＬは、休止期間の間に、低圧電源ｅから出力されたパルス状の電流を該低圧電源ｅから離間したトランスフォワードの一次側巻線１４に供給し得る高速性(応答性)を備えている。換言すれば、第１の実施形態では、前記休止期間中に還流ダイオードＤｍを逆回復させ得るだけの低いインダクタンスを備えた同軸ケーブルＬが採用されている。
【００２８】
(第１の実施形態の作用)
次に、第１の実施形態に係る電力変換装置１０の作用について、第１および第４スイッチング素子Ｓｗｍ１,Ｓｗｍ４を制御する場合を例に説明する。なお、第２および第５スイッチング素子Ｓｗｍ２,Ｓｗｍ５、第３および第６スイッチング素子Ｓｗｍ３,Ｓｗｍ６を制御する場合については、第１および第４スイッチング素子Ｓｗｍ１,Ｓｗｍ４を制御する場合と同様であるので説明は省略する。
【００２９】
例えば、図２に示すように、第１スイッチング素子Ｓｗｍ１がオフ状態で第４スイッチング素子Ｓｗｍ４がオン状態からオフ状態に切り替わり、休止期間を挟んで第１スイッチング素子Ｓｗｍ１がオン状態に切り替わる場合を想定する。図２(ａ)は、第１スイッチング素子Ｓｗｍ１の操作態様を示し、図２(ｂ)は、第４スイッチング素子Ｓｗｍ４の操作態様を示し、図２(ｃ)は、第１逆電圧印加スイッチＳｗｓ１の駆動状態を示し、図２(ｄ)は、第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４の駆動状態を示す。また、図２(ｅ)は、第４フォワードトランスＴｒ４の二次側巻線１６から出力される電流波形（図４の電流ｉＤ参照）を示す。なお、第１および第４スイッチング素子Ｓｗｍ１,Ｓｗｍ４を切り替える間、他のスイッチング素子(第２、第３、第５および第６スイッチング素子Ｓｗｍ２,Ｓｗｍ３,Ｓｗｍ５,Ｓｗｍ６)の切り替えは行われない(オフ状態に維持される)。
【００３０】
制御装置Ｃが、第４スイッチング素子Ｓｗｍ４をオン状態からオフ状態に切り替えると、電動機Ｍ側からサージ電流が発生し、該サージ電流が第４還流ダイオードＤｍ４を順方向に還流する(図３参照)。次に、制御装置Ｃは、図２(ｄ)に示すように、第１スイッチング素子Ｓｗｍ１がオフ状態からオン状態に切り替えられる前(すなわち、休止期間中)に、第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４をオン状態として、第４還流ダイオードＤｍ４に対しバッテリＥよりも低い逆電圧を印加する。
【００３１】
図４に示すように、第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４がオン状態に切り替えられると、低圧電源ｅから第４同軸ケーブルＬ４を介して第４フォワードトランスＴｒ４の一次側巻線１４に電流が供給される。このとき、低圧電源ｅからの電流は、インダクタンスの低い第４同軸ケーブルＬ４を流通することで、第４フォワードトランスＴｒ４の一次側巻線１４に直ちに供給される。
【００３２】
第４フォワードトランスＴｒ４の一次側巻線１４に電流が供給されると、該トランスＴｒ４の二次側巻線１６に誘導起電力が発生し、第４還流ダイオードＤｍ４に対し逆方向の電圧が印加される。このとき、インダクタンスの低い第４同軸ケーブルＬ４を用いることで、第４還流ダイオードＤｍ４に逆電圧が印加されるタイミング(電流ｉＤが流れるタイミング)は、第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４をオン状態に切り替えたタイミングと略同時となる(図２の囲み線参照)。
【００３３】
第１の実施形態では、バッテリＥに較べて低圧の低圧電源ｅを採用すると共に、降圧型のフォワードトランスＴｒを採用した。従って、第４フォワードトランスＴｒ４の二次側巻線１６から第４還流ダイオードＤｍ４に印加される電圧は、バッテリＥの電圧に較べて十分に低い値となる。そのため、第４還流ダイオードＤｍ４を逆方向に流れる電流(リカバリ電流)の絶対値は、バッテリＥの電圧が印加された場合に較べ十分小さな値となり、逆回復時の第４還流ダイオードＤｍ４の電力損失を抑制することができる。
【００３４】
第４フォワードトランスＴｒ４の二次側巻線１６から第４還流ダイオードＤｍ４に逆電圧が所定時間印加されると、該第４還流ダイオードＤｍ４が完全に逆回復して遮断する。その後、制御装置Ｃは、第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４をオン状態からオフ状態に切り替えて、低圧電源ｅから第４フォワードトランスＴｒ４の一次側巻線１４への電力供給を停止させる。なお、制御装置Ｃが第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４をオン状態に維持する時間は、第４還流ダイオードＤｍ４が逆回復するまでに要する時間より僅かに長い時間に設定される。
【００３５】
図５は、還流ダイオードＤｍに流れるリカバリ電流のシミュレーション結果を比較して示す図であり、図５(ａ)は、第１の実施形態の還流ダイオードＤｍに流れるリカバリ電流を示し、図５(ｂ)は、リカバリ対策を施していない比較例の還流ダイオードに流れるリカバリ電流を示す。図５の結果から明らかなように、第１の実施形態に係る電力変換装置１０は、リカバリ電流の絶対値が比較例に較べて小さく、逆回復時における還流ダイオードＤｍの損失が抑制されていることが分かる。
【００３６】
なお、第１還流ダイオードＤｍ１を逆回復させる際には、第４還流ダイオードＤｍ４の場合とは反対の操作が実施される。すなわち、第１スイッチング素子Ｓｗｍ１がオン状態からオフ状態に切り替えられた後、第４スイッチング素子Ｓｗｍ４がオフ状態からオン状態に切り替えられるまでの休止期間中に、制御装置Ｃは、第１逆電圧印加スイッチＳｗｓ１をオン状態に切り替える。これにより、低圧電源ｅから第１フォワードトランスＴｒ１の一次側巻線１４に第１同軸ケーブルＬ１を介して電流が供給され、該トランスＴｒ１の二次側巻線１６に誘導起電力が発生する。この結果、バッテリＥより低い逆電圧が第１還流ダイオードＤｍ１に印加されて、第１還流ダイオードＤｍ１を緩やかに逆回復させることができる。第１還流ダイオードＤｍ１が完全に遮断すると、制御装置Ｃは、第１逆電圧印加スイッチＳｗｓ１をオフ状態に切り替えて、低圧電源ｅから第１フォワードトランスＴｒ１の一次側巻線１４への電力供給を停止させる。
【００３７】
以上に示すように、第１の実施形態に係る電力変換装置１０によれば、１つの低圧電源ｅから各フォワードトランスＴｒに電流を供給する構成としたので、低圧電源ｅを還流ダイオードＤｍのそれぞれに対応して設ける必要がない。これにより、インバータ回路１２の構成を簡単にし得ると共に、電子部品の数を少なくでき、電力変換装置１０の製造コストおよび製品コストを抑制し得る。また、従来例で示した補助電源に較べてフォワードトランスＴｒはコンパクトであるから、インバータ回路１２が大型化するのを抑制することができる。しかも、低圧電源ｅを逆電圧印加回路１８に設けたので、既存のインバータ回路１２にフォワードトランスＴｒを設けるだけで大きな設計変更を必要としないから、開発コストを抑えることも可能となる。
【００３８】
また、逆電圧印加回路１８およびインバータ回路１２は、フォワードトランスＴｒにより絶縁されているから、両回路１８,１２が互いに影響を与えることがなく、電力変換装置１０の信頼性を向上することができる。しかも、バッテリＥとは離れた位置に設けれて、低圧電源ｅからフォワードトランスＴｒまでの距離が長くなっても、インダクタンスの低い同軸ケーブルＬを採用することで、高速で電力供給することができる。すなわち、低圧電源ｅからフォワードトランスＴｒへの電力供給が遅延して、還流ダイオードＤｍが完全に遮断する前に、バッテリＥの逆電圧が還流ダイオードＤｍに印加される事態を回避することができる。しかも、低圧電源ｅとして車両に通常搭載されている鉛蓄電池を流用したから、低圧電源ｅとして別個に新たしい電源を設ける必要がない。更に、複数の低電圧印加スイッチＳｗｍは同時にオン状態にされることがないので、１つの低圧電源ｅから各フォワードトランスＴｒへ電力を供給する構成であっても、低圧電源ｅの容量が不足することはない。
【００３９】
なお、低圧電源ｅから瞬間的に大きなパルス状の電流が出力されるものの、該同軸ケーブルＬを電流が高速に移動して流通する時間は極めて短時間となる。従って、同軸ケーブルＬとしては、定格電流の小さい市販の同軸ケーブルＬを採用することができ、コストを抑制することができる。
【００４０】
(第２の実施形態)
次に、第２の実施形態について以下説明を行う。なお、第２の実施形態では、第１の実施形態と相違する部分のみ説明することとし、同一の構成および作用をなす部分については、第１の実施形態と同じ符号を付して説明を省略する。
【００４１】
図６は、第２の実施形態に係る電力変換装置２２を示す図である。第１の実施形態では、フォワードトランスＴｒをインバータ回路２４側に設けたが、第２の実施形態では、フォワードトランスＴｒが逆電圧印加回路(低圧回路)２６側に設けられている。なお、フォワードトランスＴｒは、第１の実施形態と同様に、各還流ダイオードＤｍのそれぞれに対応して設けられている。第２の実施形態では、フォワードトランスＴｒの一次側巻線１４が同軸ケーブルＬを介さず低圧電源ｅに接続されると共に、該フォワードトランスＴｒの二次側巻線１６が同軸ケーブルＬを介して還流ダイオードＤｍに並列接続されている。そして、低圧電源ｅからフォワードトランスＴｒの一次側巻線１４に電力供給されると、二次側巻線１６に誘導起電力が発生して、同軸ケーブルＬを介して還流ダイオードＤｍに逆方向の電流が供給される(逆電圧が印加される)ようになっている。
【００４２】
次に、第２の実施形態の電力変換装置２２の作用について、第1および第４スイッチング素子Ｓｗｍ１,Ｓｗｍ４を切り替える場合で説明する。なお、第１および第４スイッチング素子Ｓｗｍ１,Ｓｗｍ４、第１および第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ１,Ｓｗｓ４の制御態様や第４フォワードトランスＴｒ４の二次側巻線１６から供給される電流ｉＤは、第１の実施形態の図２で示した内容と基本的に同様である。
【００４３】
第１スイッチング素子Ｓｗｍ１がオフ状態で、第４スイッチング素子Ｓｗｍ４がオン状態からオフ状態に切り替わると、サージ電流が第４還流ダイオードＤｍ４を順方向に流通する。次に、制御装置Ｃが第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４をオン状態に切り替え、低圧電源ｅから第４フォワードトランスＴｒ４の一次側巻線１４に電力が供給される。図７に示すように、これにより二次側巻線１６に誘導起電力が発生し、二次側巻線１６から電流が出力される。この二次側巻線１６から出力した電流は、第４同軸ケーブルＬ４を通って第４還流ダイオードＤｍ４を逆方向に流通する(逆電圧が印加される)。
【００４４】
このとき、第４フォワードトランスＴｒ４の二次側巻線１６から出力された電流は、同軸ケーブルＬ４を流通することで、第４還流ダイオードＤｍ４に高速で供給される。従って、インバータ回路２４とは異なる逆電圧印加回路２６に設けた第４フォワードトランスＴｒ４であっても、第４還流ダイオードＤｍ４に逆電圧を適切なタイミングで印加することができる。また、第４フォワードトランスＴｒ４の二次側巻線１６から第４還流ダイオードＤｍ４に印加される逆電圧は、バッテリＥの電圧に較べて十分低いものとなる。従って、第４還流ダイオードＤｍ４に流れるリカバリ電流の絶対値を小さくでき、逆回復時の第４還流ダイオードＤｍ４の損失を抑制することができる。
【００４５】
第４フォワードトランスＴｒ４の二次側巻線１６から第４還流ダイオードＤｍ４に逆電圧が所定時間印加されると、該第４還流ダイオードＤｍ４が完全に遮断する。その後、制御装置Ｃは、第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４をオフ状態に切り替えて、低圧電源ｅから第４フォワードトランスＴｒ４の一次側巻線１４への電力供給を停止させる。
【００４６】
以上に示すように、第２の実施形態に係る電力変換装置２２によれば、第１の実施形態の電力変換装置１０が奏する効果に加え、以下の効果を奏する。
【００４７】
第２の実施形態に係る電力変換装置２２では、フォワードトランスＴｒを逆電圧印加回路２６側に設けたから、インバータ回路２４については、既存のインバータ回路の回路構成を殆ど変更することなく用いることができる。従って、第２の実施形態では、電力変換装置２２の開発コストを更に抑制することが可能となる。また、フォワードトランスＴｒの二次側巻線１６から出力された電流を同軸ケーブルＬで還流ダイオードＤｍに供給することで、還流ダイオードＤｍに逆電圧を高速で印加することができる。従って、還流ダイオードＤｍへの逆電圧の印加が遅延することで、還流ダイオードＤｍが完全に遮断する前にバッテリＥの逆電圧が印加される事態を回避し得る。
【００４８】
なお、本発明に係る電力変換装置は、前述した実施形態に限定されず、以下に示す如き変更が可能である。
【００４９】
第１および第２の実施形態では、トランスとしてフォワードトランスＴｒを採用したが、図８に示すように、トランスとしてフライバックトランスＴｂを採用してもよい。この場合、逆電圧印加スイッチＳｗｓがオン状態となったときに、フライバックトランスＴｂの一次側巻線１４に磁気エネルギーが貯留した状態となる。そして、逆電圧印加スイッチＳｗｓがオフ状態となると(図８の第４逆電圧印加スイッチＳｗｓ４参照)、フライバックトランスＴｂの二次側巻線１６に誘導起電力が発生し、還流ダイオードＤｍに逆電圧が印加される。従って、このフライバックトランスＴｂを採用した場合には、制御装置Ｃは、全ての逆電圧印加スイッチＳｗｓを初期状態ではオン状態に維持し、所定のタイミングで任意の逆電圧印加スイッチＳｗｓをオフ状態に切り替える制御を行う。
【００５０】
第１および第２の実施形態では、伝送路として同軸ケーブルＬを採用したが、インダクタンスが低く、トランスの二次側巻線が還流ダイオードに適切なタイミングで逆電圧を印加し得る高速性(応答性)を有していれば、他の伝送路を採用してもよい。例えば、図９に示すように、伝送路としてインダクタンスの低いツイストペアケーブルＰを採用して、トランスＴｒの一次側巻線１４と低圧電源ｅとを接続する構成としてもよい。これにより、逆電圧印加スイッチＳｗｓがオン状態とされた際に、低圧電源ｅからトランスＴｒの一次側巻線１４にツイストペアケーブルＰを介して電流を高速で供給することが可能となる。
【００５１】
また、第1および第２の実施形態では、トランスの一次側巻線の巻数が二次側巻線の巻数より多い構成とした。しかしながら、二次側巻線から還流ダイオードに印加される逆電圧が高圧電源の電圧より低ければ、一次側巻線の巻数および二次側巻線の巻数を同じとしたり、一次側巻線の巻数を二次側巻線の巻数よりも少なくしてもよい。
【００５２】
更に、低インダクタンスを実現し、高速性を確保し得るものであれば、他の伝送ケーブルや、平行線路(フィーダー線)等を伝送路として採用してもよい。
【００５３】
第１および第２の実施形態では、制御装置Ｃがスイッチング素子Ｓｗｍおよび逆電圧印加スイッチＳｗｓのいずれも制御する構成としたが、スイッチング素子Ｓｗｍおよび逆電圧印加スイッチＳｗｓをそれぞれ別の制御装置Ｃで制御する構成としてもよい。
【００５４】
第１および第２の実施形態では、電力変換装置としてインバータ回路１２,２４を備えた電力変換装置(インバータ装置)１０,２２を例示したが、互いに直列接続された複数のスイッチング素子からなる直列接続体が、高圧電源に対し並列に複数接続された回路を制御するものであれば、他の電力変換装置を採用してもよい。例えば、電力変換装置として、単相式のインバータ回路(高圧回路)を備えたインバータ装置を採用してもよい。
【００５５】
第1および第２の実施形態では、車両に搭載された１２Ｖの鉛蓄電池を低圧電池ｅとして採用したが、高圧電源Ｅよりも低圧であれば、低圧電源として他の電源を採用してもよい。
【００５６】
なお、本願発明の適用対象としては、車両に搭載される電力変換装置に限らない。
【符号の説明】
【００５７】
１２…インバータ回路(高圧回路,第１の実施形態)、１４…一次側巻線、１６…二次側巻線、１８…逆電圧印加回路(低圧回路,第１の実施形態)、２４…インバータ回路(高圧回路,第２の実施形態)、２６…逆電圧印加回路(低圧回路,第２の実施形態)、L…同軸ケーブル(伝送路)、Ｓｗｍ…スイッチング素子、Ｄｍ…還流ダイオード、Ｔｒ…フォワードトランス(トランス)、Ｔｂ…フライバックトランス(トランス)、Ｃ…制御装置、Ｅ…バッテリ(高圧電源)、Ｍ…電動機(負荷)、ｅ…低圧電源、Ｐ…ツイストペアケーブル(伝送路)。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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