(57)【要約】【課題】大容量の電源出力用容量素子を用いた場合であっても、突入電流を抑えることが可能な直流電源回路を提供する。【解決手段】外部から入力された直流電源から、後段の電子回路用の直流電源を生成して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子２ｃ，２ｄ間に設けられ、電子回路へ出力される直流電源の電圧を安定化させる電源出力用容量素子３と、電源出力用容量素子３と直列に接続された電流制限用抵抗素子６と、電流制限用抵抗素子６の両端を短絡するバイパス配線７に設けられたスイッチ８と、電源投入時にはスイッチ８をオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後にスイッチ８をオンに制御するスイッチ制御回路９と、を備えたものである。【選択図】図１
2013128372.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から入力された直流電源から、後段の電子回路用の直流電源を生成して出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子間に設けられ、前記電子回路へ出力される直流電源の電圧を安定化させる電源出力用容量素子と、
を備えた直流電源回路において、
前記電源出力用容量素子と直列に接続された電流制限用抵抗素子と、
前記電流制限用抵抗素子の両端を短絡するバイパス配線に設けられたスイッチと、
電源投入時には前記スイッチをオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後に前記スイッチをオンに制御するスイッチ制御回路と、
を備えたことを特徴とする直流電源回路。
【請求項２】
前記スイッチ制御回路は、前記電流制限用抵抗素子の両端の電圧を監視し、当該電圧が所定の閾値よりも小さくなったとき、前記スイッチをオンに制御するように構成される
請求項１記載の直流電源回路。
【請求項３】
前記スイッチは、半導体スイッチ素子からなる
請求項１または２記載の直流電源回路。
【請求項４】
前記電源出力用容量素子よりも静電容量が小さい第２の電源出力用容量素子を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子間を前記第２の電源出力用容量素子を介して電気的に接続した
請求項１〜３いずれかに記載の直流電源回路。
【請求項５】
１つの前記電流制限用抵抗素子に対して前記スイッチを複数並列に設けた
請求項１〜４いずれかに記載の直流電源回路。
【請求項６】
前記電流制限用抵抗素子と前記スイッチを複数備え、
前記スイッチ制御回路は、電源投入後、前記電源出力用容量素子と直列に接続される前記電流制限用抵抗素子の合計の抵抗値が段階的に減少するように、前記複数のスイッチをタイミングをずらしてオンに制御するように構成される
請求項１〜５いずれかに記載の直流電源回路。
【請求項７】
前記後段の電子回路に電源を出力するか否かを切り替える出力用スイッチをさらに備え、
前記スイッチ制御回路は、電源投入時には前記出力用スイッチをオフの状態とし、前記スイッチをオンに制御した後前記出力用スイッチをオンに制御するよう構成される
請求項１〜６いずれかに記載の直流電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部から入力された直流電源から、後段の電子回路用の直流電源を生成して出力するＤＣ／ＤＣコンバータを備えた直流電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
外部から入力された直流電源から、後段の電子回路（電子機器の内部回路など）へ供給するための直流電源を生成するＤＣ／ＤＣコンバータを備えた直流電源回路が知られている。
【０００３】
図１２に示すように、この直流電源回路１２１では、一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２の出力端子間に大容量の電源出力用容量素子１２３（コンデンサＣ１）が接続されている。電源出力用容量素子１２３を備えることで、交流的な出力インピーダンスを下げ、急激な直流負荷の変動に対しても出力電圧を安定化させることが可能となり、雑音等の影響を低減して後段の電子回路へ出力される直流電源の電圧を安定化させることが可能となる。
【０００４】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、特許文献１，２がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−５６０６５号公報
【特許文献２】特開２００２−２０４５６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述の従来の直流電源回路１２１では、電源投入時に、大容量の電源出力用容量素子１２３を充電するために大きな突入電流が流れてしまうという問題がある。図１３に示すように、電源出力用容量素子１２３を充電するために大きな突入電流Ｉ１が流れると、この突入電流Ｉ１を供給するために電源回路の入力側（ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２の入力側）にも大きな突入電流Ｉ０が流れてしまう。
【０００７】
そのため、電源出力用容量素子１２３の静電容量を大きくしすぎると、後段の電子回路に出力する直流電源の電圧の立ち上がりに要する時間が長くなってしまい、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２の回路構成によっては、電源回路としての動作が不安定になってしまうおそれも生じる。
【０００８】
この問題は、電源出力用容量素子１２３の静電容量を小さくすることで解決できるが、電源出力用容量素子１２３を小容量とすると、後段の電子回路に出力する直流電源の電圧を安定化させることが困難になる。外部の影響を抑制し、後段の電子回路に出力する直流電源の電圧を安定化させるためには、電源出力用容量素子１２３の静電容量は大きいほどよい。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑み為されたものであり、大容量の電源出力用容量素子を用いた場合であっても、突入電流を抑えることが可能な直流電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は上記目的を達成するために創案されたものであり、外部から入力された直流電源から、後段の電子回路用の直流電源を生成して出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子間に設けられ、前記電子回路へ出力される直流電源の電圧を安定化させる電源出力用容量素子と、を備えた直流電源回路において、前記電源出力用容量素子と直列に接続された電流制限用抵抗素子と、前記電流制限用抵抗素子の両端を短絡するバイパス配線に設けられたスイッチと、電源投入時には前記スイッチをオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後に前記スイッチをオンに制御するスイッチ制御回路と、を備えた直流電源回路である。
【００１１】
前記スイッチ制御回路は、前記電流制限用抵抗素子の両端の電圧を監視し、当該電圧が所定の閾値よりも小さくなったとき、前記スイッチをオンに制御するように構成されてもよい。
【００１２】
前記スイッチは、半導体スイッチ素子からなってもよい。
【００１３】
前記電源出力用容量素子よりも静電容量が小さい第２の電源出力用容量素子を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子間を前記第２の電源出力用容量素子を介して電気的に接続してもよい。
【００１４】
１つの前記電流制限用抵抗素子に対して前記スイッチを複数並列に設けてもよい。
【００１５】
前記電流制限用抵抗素子と前記スイッチを複数備え、前記スイッチ制御回路は、電源投入後、前記電源出力用容量素子と直列に接続される前記電流制限用抵抗素子の合計の抵抗値が段階的に減少するように、前記複数のスイッチをタイミングをずらしてオンに制御するように構成されてもよい。
【００１６】
前記後段の電子回路に電源を出力するか否かを切り替える出力用スイッチをさらに備え、前記スイッチ制御回路は、電源投入時には前記出力用スイッチをオフの状態とし、前記スイッチをオンに制御した後前記出力用スイッチをオンに制御するよう構成されてもよい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、大容量の電源出力用容量素子を用いた場合であっても、突入電流を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。
【図２】（ａ），（ｂ）は、図１の直流電源回路の具体的な回路構成の一例を示す図である。
【図３】（ａ）は、図２（ｂ）の直流電源回路を用い、電源出力用容量素子に流れる電流と出力電圧のシミュレーションを行う際のシミュレーション回路を示す図であり、（ｂ），（ｃ）は、そのシミュレーション結果を示す図である。
【図４】本発明の他の実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。
【図５】（ａ）は、本発明の他の実施の形態に係る直流電源回路の構成図であり、（ｂ）はその具体的な回路構成の一例を示す図である。
【図６】本発明の他の実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。
【図７】本発明の他の実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。
【図８】本発明の他の実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。
【図９】本発明の他の実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。
【図１０】本発明の他の実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。
【図１１】図１の本発明の直流電源回路の一変形例を示す構成図である。
【図１２】従来の直流電源回路の構成図である。
【図１３】図１２の従来の直流電源回路で発生する突入電流を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を添付図面にしたがって説明する。
【００２０】
図１は、本実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。
【００２１】
図１に示すように、直流電源回路１は、外部から入力された直流電源から、後段の電子回路用の直流電源を生成して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子２ｃ、２ｄ間に設けられ、後段の電子回路へ出力される直流電源の電圧（以下、単に出力電圧という場合がある）を安定化させる電源出力用容量素子３としてのコンデンサＣ１と、を備えている。なお、後段の電子回路とは、例えば、直流電源回路１が搭載される電子機器の内部回路である。
【００２２】
直流電源回路１は、外部から直流電源が入力される直流電源入力端子４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２で生成した直流電源を後段の電子回路へ出力する直流電源出力端子５と、を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ２の入力端子の正極２ａは直流電源入力端子４の正極４ａに、入力端子の負極２ｂは直流電源入力端子４の負極４ｂにそれぞれ電気的に接続される。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃは直流電源出力端子５の正極５ａに電気的に接続され、出力端子の負極２ｄと直流電源出力端子５の負極５ｂは共に接地される。
【００２３】
電源出力用容量素子３（コンデンサＣ１）は、一端がＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃに電気的に接続され、他端が接地される。電源出力用容量素子３としては、静電容量が十分に大きいものを用いることが望ましい。
【００２４】
さて、本実施の形態に係る直流電源回路１は、電流制限用抵抗素子６としての抵抗Ｒ１と、スイッチ８（ＳＷ１）と、スイッチ制御回路９と、をさらに備えている。
【００２５】
電流制限用抵抗素子６（抵抗Ｒ１）は、電源出力用容量素子３と直列に接続される。本実施の形態では、電流制限用抵抗素子６は、電源出力用容量素子３の他端と接地との間に挿入される。
【００２６】
スイッチ８（ＳＷ１）は、電流制限用抵抗素子６の両端を短絡するバイパス配線７に設けられ、電流制限用抵抗素子６の両端を短絡するか否かを切り替えるためのものである。
【００２７】
スイッチ制御回路９は、スイッチ８のオンオフを制御するものであり、電源投入時にはスイッチ８をオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後にスイッチ８をオンに制御するものである。スイッチ制御回路９は、電源投入から一定時間経過後にスイッチ８をオンにするためのスイッチ制御信号を発生する。
【００２８】
つまり、直流電源回路１では、電源投入当初は電源出力用容量素子３に直列接続された電流制限用抵抗素子６により突入電流のピーク値を抑制し、電源投入から所定時間経過後に、スイッチ８をオンすることにより電流制限用抵抗素子６を短絡し、電源出力用容量素子３を接地へ直接接続する。このとき、スイッチ８のオン抵抗が直列抵抗分として残されるので、スイッチ８としては、なるべくオン抵抗が小さいものを用いることが望ましい。
【００２９】
直流電源回路１において、スイッチ８をオンしたときには、抵抗成分の変化により突入電流に２回目のピークが発生する。しかし、既に電源出力用容量素子３がスイッチ８をオンするまでの時間で充電されているため、そのピーク値は小さくなる。スイッチ８をオンとする時間は、Ｃ１・Ｒ１より十分大きい値（例えば５倍以上）とすることが望ましい。
【００３０】
なお、電源出力用容量素子３に蓄えられる電荷量は、電流制限用抵抗素子６の有無により変わらないが、電流制限用抵抗素子６が大きくなるほど突入電流のピーク値は小さくなり、それに伴って、突入電流が減衰する時定数（つまり充電が完了して出力電圧が完全に立ち上がるまでの時間）は長くなる。よって、電流制限用抵抗素子６の抵抗値は、許容される突入電流のピーク値や、要求される出力電圧の立ち上がり特性等を考慮して、適宜決定するとよい。
【００３１】
次に、直流電源回路１に用いるスイッチ８とスイッチ制御回路９の具体的な回路構成の一例を図２を用いて説明する。
【００３２】
図２（ａ）は、スイッチ８をリレー（継電器）で構成し、スイッチ制御回路９をオープンドレイン型のコンパレータ２１を用いて構成した場合の直流電源回路１の回路構成を示す図である。なお、コンパレータ２１としては、オープンドレイン型に限らず、例えばオープンコレクタ型のものを用いることもできる。
【００３３】
スイッチ制御回路９は、コンパレータ２１と、３つの抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４と、１つのコンデンサＣ２を用いて構成される。コンパレータ２１の非反転入力端子２１ａは、抵抗Ｒ１２を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃに電気的に接続されると共に、抵抗Ｒ１３を介して接地される。コンパレータ２１の反転入力端子２１ｂは、抵抗Ｒ１４を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃに電気的に接続されると共に、コンデンサＣ２を介して接地される。また、コンパレータ２１の正電源端子２１ｃはＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃに電気的に接続され、負電源端子２１ｄは接地される。コンパレータ２１の出力端子２１ｅは、スイッチ８であるリレーのコイル２２を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃに電気的に接続される。
【００３４】
図２（ａ）の直流電源回路１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧をＶ0とし、出力電圧Ｖ0の立ち上がり時間を無視すると、コンパレータ２１の非反転入力端子２１ａに印加される電圧Ｖ+、反転入力端子２１ｂに印加される電圧Ｖ-は、それぞれ下式（１），（２）
Ｖ+＝Ｖ0・Ｒ１３／（Ｒ１２＋Ｒ１３）    ・・・（１）
Ｖ-（ｔ）＝Ｖ0・ｅ-t/(C2・R14)      ・・・（２）
となる。電源投入直後はＶ+＞Ｖ-となるので、コンパレータ２１の出力はハイレベルとなり、コイル２２に電流は流れないのでスイッチ８はオフの状態となる。その後、時間が経過する従い電圧Ｖ-は徐々に大きくなるので、Ｖ-＞Ｖ+となると、コンパレータ２１の出力がローレベルとなり、コイル２２に電流が流れてスイッチ８がオンとなり、電流制限用抵抗素子６が短絡される。
【００３５】
図２（ｂ）は、スイッチ８として半導体スイッチ素子（半導体スイッチング素子）であるｎ型のＭＯＳＦＥＴ２３を用いた場合の直流電源回路１の回路構成を示す図である。
【００３６】
この場合、スイッチ制御回路９は、１つの抵抗Ｒ２と１つのコンデンサＣ２のみの簡易な構成とすることができる。ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート端子は、抵抗Ｒ２を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃに電気的に接続されると共に、コンデンサＣ２を介して接地され、ドレイン端子は電流制限用抵抗素子６の電源出力用容量素子３側の電極に電気的に接続され、ソース端子は接地される。
【００３７】
図２（ｂ）の直流電源回路１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧をＶ0とすると、ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート端子に印加される電圧ＶGは、下式（３）
ＶG（ｔ）＝Ｖ0・（１−ｅ-t/(C2・R2)）      ・・・（３）
となる。電源投入から時間が経過するに従い電圧ＶGは徐々に大きくなるので、この電圧ＶGが、ドレイン端子の電圧（抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧）よりも所定電圧大きくなると、ソース端子とドレイン端子が導通してスイッチ８がオンの状態になる。
【００３８】
スイッチ８としてＭＯＳＦＥＴ２３のような半導体スイッチ素子を用いた場合、抵抗値が徐々に変化するようにスイッチング動作が行われるので、リレーのような機械的なスイッチを用いた場合と比較して、スイッチ８をオンした際に発生する突入電流のピーク値を低く抑えることが可能である。なお、スイッチ８に用いる半導体スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ２３に限定されず、他の半導体スイッチ素子を用いることも当然に可能である。
【００３９】
図３（ａ）に示すように、図２（ｂ）で説明した直流電源回路１を模してスイッチ８，スイッチ制御回路９を直流電源３１に接続したシミュレーション回路を作成し、コンデンサＣ１に流れる電流Ｉ１と出力電圧Ｖoutのシミュレーションを行った。ここでは、直流電源３１として、電圧Ｖ0＝１０Ｖの定電圧源３２（信号源抵抗Ｒｓ＝０Ω、起動時間ｔon＝１０ｍｓ、立ち上がり時間ｔr＝０．１ｍｓ）を有し内部抵抗Ｒ０＝０．５Ωのものを用い、Ｃ１＝１００００μＦ、Ｃ２＝１μＦ、Ｒ２＝５００ｋΩ、ＭＯＳＦＥＴ２３のオン抵抗Ｒon＝２０ｍΩとし、抵抗Ｒ１を０Ω、５Ωと変化させてシミュレーションを行った。結果を図３（ｂ），（ｃ）にそれぞれ示す。
【００４０】
図３（ｂ）に示すように、抵抗Ｒ１＝０Ωとした場合（つまり電流制限用抵抗素子６を挿入しない場合）には、突入電流のピーク値が約２０Ａと大きくなっているが、抵抗Ｒ１＝５Ωの電流制限用抵抗素子６を挿入することで、突入電流のピーク値を約２Ａまで抑制できていることがわかる。スイッチ８であるＭＯＳＦＥＴ２３がオンしたときに、突入電流の２回目のピークが発生しているが、既にコンデンサＣ１が充電されているため、２回目のピーク値は１回目のピーク値よりも小さくなっている。ＭＯＳＦＥＴ２３をオンするタイミングをさらに遅く設定すれば、コンデンサＣ１の充電がさらに十分に行われるので、ＭＯＳＦＥＴ２３のオン時の突入電流のピーク値をさらに小さくすることができる。
【００４１】
なお、図３（ｂ）における電流Ｉ１の時間積分値は、コンデンサＣ１に蓄える電荷と等しく、抵抗Ｒ１によらず一定の値となる。よって、抵抗Ｒ１を大きくするほど、電流Ｉ１のピーク値は低くなるものの、電流Ｉ１が減衰するまでの時間、すなわち充電にかかる時間は長くなる。
【００４２】
図３（ｃ）に示すように、抵抗Ｒ１＝０Ωとした場合には、出力電圧Ｖoutは比較的緩やかに上昇しているが、抵抗Ｒ１＝５Ωの電流制限用抵抗素子６を挿入することで、定電圧源３２の電圧Ｖ0の立ち上がりと同時に約９Ｖの出力電圧Ｖout（＝Ｖ0・Ｒ１／（Ｒ０＋Ｒ１））を得、その後、出力電圧Ｖoutを９Ｖ以上の電圧で推移させることが可能となる。なお、上述のように、抵抗Ｒ１＝５Ωとした場合、コンデンサＣ１を充電する電流が小さくなりコンデンサＣ１の充電完了までに時間がかかるので、出力電圧Ｖoutが１０Ｖに達するまでの時間は、抵抗Ｒ１＝０Ωとした場合よりも長くなっている。
【００４３】
図３（ｃ）では、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ（Ｒ１）と、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖ（Ｃ２）も併せて示しているが、Ｖ（Ｃ２）＞Ｖ（Ｒ１）となってしばらくしてから（ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート端子の電圧＞＞ドレイン端子の電圧となってから）、ＭＯＳＦＥＴ２３がオンになっていることが確認できる。
【００４４】
本実施の形態の作用を説明する。
【００４５】
本実施の形態に係る直流電源回路１では、電源出力用容量素子３と直列に接続された電流制限用抵抗素子６と、電流制限用抵抗素子６の両端を短絡するバイパス配線７に設けられたスイッチ８と、電源投入時にはスイッチ８をオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後にスイッチ８をオンに制御するスイッチ制御回路９と、を備えている。
【００４６】
つまり、直流電源回路１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子２ｃ，２ｄ間に接続されている電源出力用容量素子３と直列に電流制限用抵抗素子６を接続し、電源投入してから一定時間経過後に、スイッチ８により電流制限用抵抗素子６の両端を短絡させるように構成している。
【００４７】
このように構成することで、電源投入時には電流制限用抵抗素子６により突入電流のピーク値を抑制し、電源出力用容量素子３が十分に充電された後に電流制限用抵抗素子６を短絡して、電源出力用容量素子３を直接接地することが可能になる。よって、本発明によれば、大容量の電源出力用容量素子３を用いた場合であっても、電源出力用容量素子３を充電する際に流れる突入電流、および電源回路の入力側（ＤＣ／ＤＣコンバータ２の入力側）に流れる突入電流を抑制することが可能となる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子２ｃ，２ｄ間に、定常的に大容量の電源出力用容量素子３を接続できることになり、負荷電流変動等に対する安定化を実現できる。つまり、本発明によれば、出力電圧の安定化と突入電流の低減を同時に実現することが可能となる。
【００４８】
また、本発明によれば、電流制限用抵抗素子６を挿入することにより、電源投入直後にもある程度大きな出力電圧を出力することが可能になるので、後段の電子回路でＣＰＵを用いている場合など、後段の電子回路が電源投入直後に大きい電圧を要求するものである場合に、特に有効に用いることができる。
【００４９】
次に、本発明の他の実施の形態を説明する。
【００５０】
図４に示す直流電源回路４１は、図１の直流電源回路１において、電源出力用容量素子３（コンデンサＣ１）よりも静電容量が小さい第２の電源出力用容量素子４２（コンデンサＣ２）をさらに備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子２ｃ，２ｄ間を第２の電源出力用容量素子４２を介して電気的に接続したものである。両電源出力用容量素子３，４２の静電容量の関係は、Ｃ１＞＞Ｃ２とする。例えば、Ｃ１＝１００μＦのときＣ２＝１μＦとする。
【００５１】
直流電源回路４１では、電源投入時には第２の電源出力用容量素子４２への充電電流が流れるため、第２の電源出力用容量素子４２がない場合と比べ、突入電流のピーク値は若干大きくなるが、小容量の第２の電源出力用容量素子４２を備えることにより、電源投入時（つまりスイッチ８がオフのとき）における回路動作を安定化することが可能となる。
【００５２】
図５（ａ）に示す直流電源回路５１は、図１の直流電源回路１において、スイッチ制御回路９を、電流制限用抵抗素子６の両端の電圧を監視し、当該電圧が所定の閾値（基準電圧）よりも小さくなったとき、突入電流が十分に減衰したと判断してスイッチ８をオンに制御するように構成したものである。
【００５３】
直流電源回路５１に用いるスイッチ制御回路９の回路構成の一例を図５（ｂ）に示す。
【００５４】
図５（ｂ）に示すように、スイッチ制御回路９は、オープンドレイン型のコンパレータ２１と、４つの抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３と、１つのコンデンサＣ２を用いて構成される。コンパレータ２１の非反転入力端子２１ａは、抵抗Ｒ１１を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃに電気的に接続されると共に、抵抗Ｒ１２を介して接地される。抵抗Ｒ１２にはコンデンサＣ２が並列に接続される。コンパレータ２１の反転入力端子２１ｂは、抵抗Ｒ１０を介して抵抗Ｒ１のコンデンサＣ１側の電極に電気的に接続されると共に、抵抗Ｒ１３を介して接地される。また、コンパレータ２１の正電源端子２１ｃはＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子の正極２ｃに電気的に接続され、負電源端子２１ｄは接地される。コンパレータ２１の出力端子２１ｅは、スイッチ８の制御端子８ａに電気的に接続される。
【００５５】
このスイッチ制御回路９では、反転入力端子２１ｂに印加される電圧Ｖ-は、電流制限用抵抗素子６の両端の電圧を抵抗Ｒ１０，Ｒ１３により抵抗分割したものであり、電源投入直後は突入電流が大きく電流制限用抵抗素子６の両端の電圧が大きくなるので、電圧Ｖ-も大きくなる。他方、非反転入力端子２１ａに印加される電圧Ｖ+は、電源投入直後にはコンデンサＣ２を充電する電流が流れるために非常に小さい値になる。よって、電源投入直後にはＶ-＞Ｖ+となり、コンパレータ２１の出力がローレベルとなる。その後、時間が経過する従い突入電流が減衰して電圧Ｖ-が徐々に小さくなると共に、コンデンサＣ２が充電されて電圧Ｖ+が徐々に大きくなり、Ｖ+＞Ｖ-となると、コンパレータ２１の出力がハイレベルとなる。スイッチ８の制御端子８ａにハイレベルの信号が入力されると、スイッチ８がオンとなり、電流制限用抵抗素子６が短絡される。
【００５６】
図６に示す直流電源回路６１は、図１の直流電源回路１において、１つの電流制限用抵抗素子６に対してスイッチ８を複数並列に設けたものである。ここでは、２つのスイッチ８ａ，８ｂ（ＳＷ１，ＳＷ２）を並列に設けた場合を示しているが、並列に設けるスイッチ８の数はこれに限定されず、３つ以上であってもよい。
【００５７】
スイッチ制御回路９は、並列に設けた複数のスイッチ８ａ，８ｂを一括してオンに制御するように構成されてもよいし、各スイッチ８ａ，８ｂをタイミングをずらしてオンに制御するように構成されてもよい。
【００５８】
図６の直流電源回路６１によれば、複数のスイッチ８を並列接続することにより、スイッチ８のオン時に残る電源出力用容量素子３の直列抵抗分を低減し、スイッチ８のオン抵抗の影響を低減することが可能になる。
【００５９】
図７〜９に示す直流電源回路７１，８１，９１は、電流制限用抵抗素子６とスイッチ８を複数備え、スイッチ制御回路９を、電源投入後、電源出力用容量素子３と直列に接続される電流制限用抵抗素子６の合計の抵抗値が段階的に減少するように、複数のスイッチ８をタイミングをずらしてオンに制御するように構成したものである。
【００６０】
図７の直流電源回路７１は、電源出力用容量素子３と直列に、２つの電流制限用抵抗素子６ａ，６ｂ（Ｒ１，Ｒ２）を接続し、電流制限用抵抗素子６ａの両端を短絡するバイパス配線７ａにスイッチ８ａを設け、電流制限用抵抗素子６ｂの両端を短絡するバイパス配線７ｂにスイッチ８ｂを設けたものである。
【００６１】
直流電源回路７１では、スイッチ制御回路９は、電源投入当初は、両スイッチ８ａ，８ｂをオフに制御して電流制限用抵抗素子６の合計の抵抗値をＲ１＋Ｒ２とし、所定時間経過後、一方のスイッチ８ｂをオンに制御して電流制限用抵抗素子６の合計の抵抗値をＲ１とし、その後さらに他方のスイッチ８ａをオンに制御して電流制限用抵抗素子６の合計の抵抗値を０とし、電源出力用容量素子３を接地へ直接接続する。このとき、直流電源回路７１では、スイッチ８ａ，８ｂそれぞれのオン抵抗を足した抵抗分が電源出力用容量素子３の直列抵抗分として残されることになる。
【００６２】
図８の直流電源回路８１は、図７の直流電源回路７１において、スイッチ８ａの負極側の端子を接地するように構成したものである。直流電源回路８１では、両スイッチ８ａ，８ｂをオンしたときに残される電源出力用容量素子３の直列抵抗分が、スイッチ８ａのオン抵抗のみとなる。
【００６３】
図９の直流電源回路９１は、図８の直流電源回路８１において、電流制限用抵抗素子６ｂを電流制限用抵抗素子６ａと並列に接続するように構成し、かつ、電流制限用抵抗素子６ｂと直列にスイッチ８ｂを設けるように構成したものである。
【００６４】
直流電源回路９１では、スイッチ制御回路９は、電源投入当初は、両スイッチ８ａ，８ｂをオフに制御して電流制限用抵抗素子６の合計の抵抗値をＲ１とし、所定時間経過後、一方のスイッチ８ｂをオンに制御して電流制限用抵抗素子６の合計の抵抗値をＲ１//Ｒ２（＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））とし、その後さらに他方のスイッチ８ａをオンに制御して電流制限用抵抗素子６の合計の抵抗値を０とし、電源出力用容量素子３を接地へ直接接続する。このとき、直流電源回路９１では、スイッチ８ａのオン抵抗が電源出力用容量素子３の直列抵抗分として残されることになる。
【００６５】
これら直流電源回路７１，８１，９１は、いずれも、電流制限用抵抗素子６の合計の抵抗値を２段階で小さくするように構成されており、まずスイッチ８ｂ（ＳＷ２）をオンにして電流制限用抵抗素子６の抵抗値を小さくし、その後スイッチ８ａ（ＳＷ１）をオンにして電流制限用抵抗素子６の抵抗値を０にするように構成されている。このように構成することで、突入電流のピーク値を抑えつつ、電流値が定常値へ到達するまでの時間、すなわち電源出力用容量素子３の充電が完了するまでの時間を短くすることが可能となる。
【００６６】
図１０に示す直流電源回路１０１は、図１の直流電源回路１において、後段の電子回路に電源を出力するか否かを切り替える出力用スイッチ１０２（ＳＷ２）をさらに備え、スイッチ制御回路９を、電源投入時には出力用スイッチ１０２をオフの状態とし、スイッチ８をオンに制御した後に出力用スイッチ１０２をオンに制御するよう構成したものである。
【００６７】
直流電源回路１０１によれば、スイッチ８をオンに制御した後、すなわち突入電流が十分に減衰して出力電圧が安定した後に、出力用スイッチ１０２をオンに制御するので、後段の電子回路に安定した電源を供給することが可能となる。
【００６８】
本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加え得ることは勿論である。
【００６９】
例えば、上記実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力端子２ｃ，２ｄ間に、１つの大容量の電源出力用容量素子３を接続する場合（あるいは、補助的に小容量の第２の電源出力用容量素子４２をさらに接続する場合）について説明したが、複数の電源出力用容量素子３を並列して設けることで大容量の静電容量を実現している場合にも、本発明は適用可能である。
【００７０】
例えば、図１１に示す直流電源回路１１１のように、２つの電源出力用容量素子３ａ，３ｂ（コンデンサＣ１，Ｃ２）を並列して設ける場合には、両電源出力用容量素子３ａ，３ｂと対応するように、電流制限用抵抗素子６ａ，６ｂ（抵抗Ｒ１，Ｒ２）を直列に接続し、電流制限用抵抗素子６ａ，６ｂの両端を短絡するバイパス配線７ａ，７ｂにスイッチ８ａ，８ｂをそれぞれ設け、スイッチ制御回路９にて、スイッチ８ａ，８ｂのオンオフを制御するように構成すればよい。なお、この場合、両スイッチ８ａ，８ｂをオンに制御するタイミングは同じでもよいし、異なっていてもよい。
【００７１】
本発明の直流電源回路は、一般的な電気機器、電子機器に広く適用することが可能であり、その用途は特に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００７２】
１  直流電源回路
２  ＤＣ／ＤＣコンバータ
３  電源出力用容量素子
６  電流制限用抵抗素子
７  バイパス配線
８  スイッチ
９  スイッチ制御回路
【図１】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図２】
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【図３】
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