(57)【要約】【課題】外部抵抗を用いて出力電圧を設定するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トリミングを行うことなしに、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを出力電圧に応じて最適化する。【解決手段】  出力設定電圧検出回路２０は、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが所定の出力設定電圧しきい値より大きいか否かを示す出力設定電圧検出信号Ｓ２０を生成して、抵抗コントローラ８１ｃ、９４ｃ及び１０８ｃに出力する。抵抗コントローラ８１ｃ、９４ｃ及び１０８ｃはそれぞれ、出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、可変抵抗８１、９４及び１０８の各抵抗値を出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定された最適値に調整する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子を介して入力された入力電圧を、上記入力端子と出力端子との間に接続されたスイッチ素子をオンオフ制御することにより所定の出力電圧に変換して上記出力端子を介して出力し、上記出力電圧をインダクタ及び所定の第１の分圧比を有する外部の分圧回路を介して帰還電圧として入力し、上記帰還電圧が所定の基準電圧になるように、上記スイッチ素子に対してパルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記第１の分圧比は、上記出力電圧が所定の出力設定電圧になるように、上記基準電圧に基づいてあらかじめ設定され、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、所定の検出用電圧を上記分圧回路により上記第１の分圧比で分圧して上記帰還電圧として入力するように制御する制御回路と、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、上記検出用電圧を所定の第２の分圧比で分圧し、上記第１の分圧比で分圧後の検出用電圧である帰還電圧を、上記第２の分圧比で分圧後の検出用電圧と比較し、当該比較結果を示す信号を、上記出力設定電圧を示す出力設定電圧検出信号として出力する出力設定電圧検出回路とを備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記出力設定電圧検出信号に基づいて、上記基準電圧と上記帰還電圧との誤差電圧の位相を、上記出力設定電圧に応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数で補償する位相補償回路と、
上記出力設定電圧検出信号に基づいて、上記出力設定電圧に応じてあらかじめ設定され、上記パルス幅変調制御又は上記パルス周波数変調制御に切り換えるために用いられる所定のパルススキップ基準電圧を生成するパルススキップ基準電圧生成回路と、
上記出力設定電圧検出信号に基づいて、上記出力設定電圧に応じてあらかじめ設定される所定の傾きを有し、上記パルス幅変調制御において上記誤差電圧と比較されるノコギリ波信号を生成するスロープ回路とをさらに備えたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
上記検出用電圧は上記入力電圧であることを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
上記検出用電圧を生成する電圧源をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
上記出力設定電圧検出回路は、上記検出用電圧を所定の複数の第２の分圧比で分圧し、上記第１の分圧比で分圧後の検出用電圧である帰還電圧を、上記複数の第２の分圧比で分圧後の各検出用電圧と比較することを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
上記出力端子と接地との間に接続された整流素子と、
上記誤差電圧を生成する誤差増幅回路と、
上記誤差電圧を上記パルススキップ基準電圧と比較し、当該比較結果を表すパルススキップ検出信号を出力する第１の比較回路と、
上記誤差電圧が上記パルススキップ基準電圧を超えたことを表す上記パルススキップ検出信号に応答して、上記パルス周波数変調制御のための所定のパルス幅を有するワンパルス信号を生成するワンパルス生成回路と、
上記ノコギリ波信号の周波数と同一の周波数を有しかつ上記パルススキップ検出信号の検出タイミングを表すクロック信号を生成する発振回路と、
上記誤差電圧を上記ノコギリ波信号と比較し、当該比較結果を表す上記パルス幅変調制御のためのパルス幅変調信号を出力する第２の比較回路とをさらに備え、
上記制御回路は、上記検出タイミングにおける上記パルススキップ検出信号に基づいて、上記パルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御を行うことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部抵抗を用いて出力電圧を設定するＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、所定の入力電圧を、スイッチング素子をオンオフ制御することにより出力電圧に変換して負荷に出力するとともに、出力電圧が所定の設定電圧になるようにフィードバック制御を行う。一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力電圧の急激な変化に伴って出力電圧が発振することを防止するために、設定電圧と出力電圧との誤差電圧を生成する誤差増幅器の出力端子に誤差電圧の位相を補償するための位相補償回路を設ける。このとき、位相補償回路の位相補償定数の最適値は入力電圧と出力電圧によって異なる（例えば、特許文献１及び２参照。）。また、負荷電流に応じてパルス周波数変調（Pulse Frequency Modulation。以下、ＰＦＭという。）制御又はパルス幅変調（Pulse Width Modulation。以下、ＰＷＭという。）制御に切り換える場合、ＰＦＭ制御とＰＷＭ制御とを切り換えるタイミングを設定するためのパルススキップ基準電圧の最適値、及びＰＷＭ制御において誤差電圧と比較されるノコギリ波信号の傾きも出力電圧によって異なる。
【０００３】
出力電圧の設定電圧をＤ／Ａ変換器などのＤＣ／ＤＣコンバータの内部回路を用いて生成する場合は、生成された設定電圧及びフィードバックされた出力電圧に基づいて、上述した位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを設定するための抵抗及び容量などの各素子値を調整して最適化できる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータの外部に設けられた抵抗分圧回路を用いて分圧し、分圧後の出力電圧を所定の基準電圧と比較するＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、外部調整タイプのＤＣ／ＤＣコンバータという。）では、ユーザは、抵抗分圧回路の抵抗値を調整することによって所望の出力電圧を得ることができる。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ側では、分圧後の出力電圧が所定の基準電圧になるように制御するので、そのＤＣ／ＤＣコンバータがどのような出力電圧で使用されているのか判断できない。このため、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを設定するための抵抗及び容量などの各素子値を出力電圧に基づいて調整できない。また、ＤＣ／ＤＣコンバータに新たに出力電圧端子を設けて出力電圧情報を得ることも可能ではあるが、端子の追加に伴う実装面積及びチップサイズの増加によってコストが増加してしまうという問題がある。
【０００５】
このため、外部調整タイプのＤＣ／ＤＣコンバータでは、予め、ＤＣ／ＤＣコンバータの使用時の出力電圧を明確にした上で、出力電圧ごとにトリミング（ＤＣ／ＤＣコンバータの製造時に行われる回路の調整）で、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを設定するための抵抗及び容量などの各素子値を調整している。しかしながら、トリミング後は、上述した各素子値は所定の出力電圧のときの最適値に調整されているために出力電圧を変えるなどの変更ができない課題がある。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えば外部調整タイプのＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トリミングを行うことなしに、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを出力電圧の設定値に応じて最適化できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、入力端子を介して入力された入力電圧を、上記入力端子と出力端子との間に接続されたスイッチ素子をオンオフ制御することにより所定の出力電圧に変換して上記出力端子を介して出力し、上記出力電圧をインダクタ及び所定の第１の分圧比を有する外部の分圧回路を介して帰還電圧として入力し、上記帰還電圧が所定の基準電圧になるように、上記スイッチ素子に対してパルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記第１の分圧比は、上記出力電圧が所定の出力設定電圧になるように、上記基準電圧に基づいてあらかじめ設定され、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、所定の検出用電圧を上記分圧回路により上記第１の分圧比で分圧して上記帰還電圧として入力するように制御する制御回路と、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、上記検出用電圧を所定の第２の分圧比で分圧し、上記第１の分圧比で分圧後の検出用電圧である帰還電圧を、上記第２の分圧比で分圧後の検出用電圧と比較し、当該比較結果を示す信号を、上記出力設定電圧を示す出力設定電圧検出信号として出力する出力設定電圧検出回路とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータによれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、検出用電圧を所定の第２の分圧比で分圧し、第１の分圧比で分圧後の検出用電圧である帰還電圧を、第２の分圧比で分圧後の検出用電圧と比較し、当該比較結果を示す信号を、出力設定電圧を示す出力設定電圧検出信号として出力する出力設定電圧検出回路を備えたので、トリミングを行うことなしに、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを出力設定電圧に応じて最適化できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００１１】
第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。図１において、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング制御回路１と、バッファ回路２と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであるスイッチ素子３と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタである整流素子４と、基準電圧生成回路１２と、誤差増幅器５と、位相補償回路８と、スキップコンパレータ７と、パルススキップ基準電圧生成回路１０と、ワンパルス生成回路１４と、ＰＷＭコンパレータ６と、スロープ回路９と、電流検出回路１４と、リミット回路１１と、発振回路１３と、出力設定電圧検出回路２０と、接地端子ＧＮＤと、入力端子ＶＣＣと、出力端子ＬＸと、フィードバック端子ＶＦＢとを備えて構成される。
【００１２】
詳細後述するように、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、
（ａ）ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、入力電圧ＶＩＮを分圧回路５０により分圧比Ｒ５２／（Ｒ５１＋Ｒ５２）で分圧して帰還電圧Ｖｆ０として入力するように制御するスイッチング制御回路１と、
（ｂ）ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、入力電圧ＶＩＮを所定の分圧比Ｒ２３／（Ｒ２２＋Ｒ２３）で分圧して基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成し、帰還電圧Ｖｆ０を基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、当該比較結果を示す信号を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓを示す出力設定電圧検出信号Ｓ２０として出力する出力設定電圧検出回路２０とを備えたことを特徴としている。
【００１３】
さらに、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、
（ｃ）出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、基準電圧Ｖ１２と帰還電圧Ｖｆとの誤差電圧の位相を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数で補償する位相補償回路８と、
（ｄ）出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定され、パルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御に切り換えるために用いられる所定のパルススキップ基準電圧Ｖ１０を生成するパルススキップ基準電圧生成回路１０と、
（ｃ）出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定の傾きを有し、パルス幅変調制御において誤差電圧Ｖ８と比較されるノコギリ波信号Ｓ１０を生成するスロープ回路１０とをさらに備えたことを特徴としている。
【００１４】
図１のＤＣ／ＤＣコンバータは、入力端子ＶＣＣを介して入力される入力電圧ＶＩＮを出力電圧に変換して出力端子ＬＸから出力する非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータである。スイッチ素子３は入力端子ＶＣＣと出力端子ＬＸとの間に接続され、整流スイッチ素子４は出力端子ＬＸと接地との間に接続される。出力端子ＬＸの電圧は、インダクタＬと平滑コンデンサＣｏｕｔとを備えて構成される高周波除去及び平滑用ローパスフィルタとを介して、負荷回路（図示せず。）に出力電圧ＶＯＵＴとして出力されるとともに、分圧回路５０に出力される。ここで、スイッチ素子３は、入力電圧ＶＩＮによってインダクタＬへの充電を行い、整流素子４は、スイッチ素子３がオフしてインダクタ３への充電が停止するとインダクタＬの放電を行う。分圧回路５０は、インダクタＬと平滑コンデンサＣｏｕｔとの間の接続点と接地との間に直列に接続された抵抗５１及び５２と、抵抗５１に並列に接続されかつノイズフィルタとして動作するコンデンサＣｆとを備えて構成される。分圧回路５０は、入力される電圧を抵抗５１及び５２の各抵抗値にＲ５１及びＲ５２より設定される所定の分圧比で分圧し、分圧後の電圧を、フィードバック電圧Ｖｆとしてフィードバック端子ＶＦＢを介して誤差増幅器５の反転入力端子に出力する。
【００１５】
また、図１において、基準電圧生成回路１２は、所定の定電圧ＶＲＩ１を出力する電圧源１２１と、抵抗１２２と、可変抵抗１２３とを備えて構成される。抵抗１２２と可変抵抗１２３とは、電圧源１２１からの定電圧ＶＲＩ１を所定の分圧比で分圧し、分圧後の電圧を基準電圧Ｖ１２として誤差増幅器５の非反転入力端子に出力する。誤差増幅器５は、フィードバック電圧Ｖｆと基準電圧Ｖ１２との間の差の電圧を増幅し、当該差の電圧に比例する電圧を、位相補償回路８を介して誤差電圧Ｖ８として、ＰＷＭコンパレータ６及びスキップコンパレータ７の各反転入力端子に出力する。ここで、位相補償回路８は、誤差増幅器５の出力端子と接地との間に直列に接続された位相補償抵抗８１及び位相補償コンデンサ８２と、抵抗コントローラ８１ｃとを備えて構成され、誤差増幅器５からの電圧の位相を補償する。位相補償抵抗８１は可変抵抗であり、抵抗コントローラ８１ｃは、出力設定電圧検出回路２０からの出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて位相補償抵抗８１の抵抗値を詳細後述するように変化させることにより、位相補償回路９の位相補償定数を変化させる。
【００１６】
さらに、図１において、電流検出回路１４は、スイッチ素子３がオンしている期間において、スイッチ素子３に流れる電流を検出し、検出した電流に対応するセンス電圧Ｖ１４をリミット回路１１及びスロープ回路９に出力する。リミット回路１１は、電流源１１１と、所定の定電圧ＶＲＩ２を出力する電圧源１１３と、抵抗１１２，１１４，１１５と、リミットコンパレータ１１６とを備えて構成される。ここで、電流源１１１はセンス電圧Ｖ１４から所定の定電流を生成する。また、抵抗１１２は電流源１１１と接地との間に接続され、抵抗１１２と電流源１１１との間の電圧はリミットコンパレータ１１６の非反転入力端子に出力される。また、抵抗１１４及び１１５は、電圧源１１３からの定電圧ＶＲＩ２を所定の分圧比で分圧し、分圧後の電圧を過電流しきい値電圧としてリミットコンパレータ１１６の反転入力端子に出力する。そして、リミットコンパレータ１１６は、センス電圧Ｖ１４に対応する電圧を過電流しきい値電圧と比較し、比較結果を示す過電流検出信号Ｓ１１をスイッチング制御回路１に出力する。なお、電圧源１１３からの定電圧ＶＲＩ２は、電圧源１２１からの定電圧ＶＲＩ１と等しいように設定される。
【００１７】
またさらに、図１において、パルススキップ基準電圧生成回路１０は、入力端子ＶＣＣと接地との間に接続された電流源１０７及び可変抵抗１０８と、抵抗コントローラ１０８ｃとを備えて構成される。電流源１０７は、入力端子ＶＣＣから入力される入力電圧ＶＩＮから所定の定電流を生成する。可変抵抗１０８は電流源１０７と接地との間に接続され、可変抵抗１０８と電流源１０７との間の接続点の電圧は、パルススキップ基準電圧Ｖ１０としてスキップコンパレータ７の非反転入力端子に出力される。抵抗コントローラ１０８ｃは、出力設定電圧検出回路２０からの出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、可変抵抗１０８の抵抗値を詳細後述するように変化させることにより、パルススキップ基準電圧Ｖ１０を変化させる。
【００１８】
スキップコンパレータ７は、誤差電圧Ｖ８をパルススキップ基準電圧Ｖ１０と比較し、比較結果を示すパルススキップ検出信号Ｓ７をワンパルス生成回路１４及びスイッチング制御回路１に出力する。ワンパルス生成回路１４は、誤差電圧Ｖ８がパルススキップ検出信号Ｓ７より大きいことを示すパルススキップ検出信号Ｓ７に応答して、所定のパルス幅を有するワンパルス信号Ｓ１４を生成してスイッチング制御回路１に出力する。
【００１９】
図１において、スロープ回路９は、電流源９１及び９２と、電流加算回路９３と、可変抵抗９４と、抵抗コントローラ９４ｃとを備えて構成される。電流源９１は入力端子ＶＣＣから入力される入力電圧ＶＩＮから所定のスロープ電流を生成し、電流源９２はセンス電圧Ｖ１４から所定の定電流を生成する。電流源９１及び９２からの各電流は電流加算回路９３において加算されて可変抵抗９４に流れる。可変抵抗９４は接地された一端と、電流加算回路９３に接続された他端とを有し、可変抵抗９４の他端の電圧は、ノコギリ波信号Ｓ９としてＰＷＭコンパレータ６の非反転入力端子に出力される。ここで、ノコギリ波信号Ｓ９は所定の周波数ｆｓを有する。抵抗コントローラ９４ｃは、出力設定電圧検出回路２０からの出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、可変抵抗９４の抵抗値を詳細後述するように変化させることにより、ノコギリ波信号Ｓ９の傾きを変化させる。ＰＷＭコンパレータ６は、誤差電圧Ｖ８をノコギリ波信号Ｓ９の電圧レベルと比較し、当該比較結果を示すパルス幅変調信号Ｓ６を生成してスイッチング制御回路１に出力する。
【００２０】
また、図１において、発振回路１３は、所定の周波数ｆｓを有しかつパルススキップ検出信号Ｓ７の検出タイミングを示すクロック信号Ｓ１３を生成してスイッチング制御回路１に出力する。また、スイッチング制御回路１は、スイッチ素子３及び整流素子４をそれぞれオンオフ制御するための制御信号を生成し、バッファ２を介してスイッチ素子３及び整流素子４の各ゲートに出力する。ここで、スイッチング制御回路１は、例えばクロック信号Ｓ１３の立ち上がりタイミングである検出タイミングにおいて、パルススキップ検出信号Ｓ７に基づいて誤差電圧Ｖ８がパルススキップ基準電圧Ｖ１０より高いことを検出したとき、パルス幅変調信号Ｓ６に従って周波数ｆｓでスイッチ素子３及び整流素子４をそれぞれオンオフ制御するＰＷＭ制御動作を行う。また、スイッチング制御回路１は、上述した検出タイミングにおいて、パルススキップ検出信号Ｓ７に基づいて誤差電圧Ｖ８がパルススキップ基準電圧Ｖ１０より低いことを検出した後、パルススキップ検出信号Ｓ７に基づいて誤差電圧Ｖ８がパルススキップ基準電圧Ｖ１０を超えたことを検出したとき、ワンパルス信号Ｓ１４に従ってスイッチ素子３をオンしかつ整流素子４をオフするように制御するＰＦＭ制御動作を行う。
【００２１】
従って、負荷電流が比較的小さい軽負荷状態において、スイッチング制御回路１は、スイッチ素子３のオン時間をワンパルス信号Ｓ１４のパルス幅に固定し、誤差電圧Ｖ８とパルススキップ基準電圧Ｖ１０とに基づいてＰＦＭ制御を行う。また、負荷電流が比較的大きい重負荷状態において、スイッチング制御回路１は、スイッチ素子３のスイッチング周波数をクロック信号Ｓ１３の周波数ｆｓに固定しかつ誤差電圧Ｖ８とノコギリ波信号Ｓ９とに基づいてスイッチ素子３のオン時間を決定するＰＷＭ制御を行う。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作時に、フィードバック電圧Ｖｆ（＝ＶＯＵＴ×Ｒ５２／（Ｒ５１＋Ｒ５２））が基準電圧Ｖ１２になるようにフィードバック制御が行われる。
【００２２】
次に、出力設定電圧検出回路２０の構成及び動作を説明する。図１において、出力設定電圧検出回路２０は、コンパレータ２１と、抵抗２２及び２３とを備えて構成される。ここで、抵抗２２及び２３は抵抗値Ｒ２２及びＲ２３をそれぞれ有し、入力端子ＶＣＣと接地との間に接続される。入力電圧ＶＩＮは抵抗２２及び２３によって、分圧比Ｒ２３／（Ｒ２２＋Ｒ２３）で分圧され、分圧後の基準電圧Ｖｒｅｆ１はコンパレータ２１の反転入力端子に出力される。基準電圧Ｖｒｅｆ１は次式で表される。
【００２３】
Ｖｒｅｆ１＝ＶＩＮ×Ｒ２３／（Ｒ２２＋Ｒ２３）
【００２４】
一方、フィードバック電圧Ｖｆはコンパレータ２１の非反転入力端子に出力される。スイッチング制御回路１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に入力端子ＶＣＣに入力電圧ＶＩＮを印加し、スイッチ素子３をオンする。このとき、入力電圧ＶＩＮは分圧回路５０で分圧されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前のフィードバック電圧Ｖｆ０は、抵抗５１及び５２の各抵抗値Ｒ５１及びＲ５２を用いて次式で表される。
【００２５】
Ｖｆ０＝ＶＩＮ×Ｒ５２／（Ｒ５１＋Ｒ５２）
【００２６】
ここで、Ｖ１２＝ＶＯＵＴｓ×Ｒ５２／（Ｒ５１＋Ｒ５２）であるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前のフィードバック電圧Ｖｆ０は、出力設定電圧ＶＯＵＴｓを用いて次式で表される。
【００２７】
Ｖｆ０＝Ｖ１２×ＶＩＮ／ＶＯＵＴｓ
【００２８】
すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前のフィードバック電圧Ｖｆ０は、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに反比例する。コンパレータ２１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、フィードバック電圧Ｖｆ０を基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、フィードバック電圧Ｖｆ０が基準電圧Ｖｒｅｆ１以上であるときはハイレベルの出力設定電圧検出信号Ｓ２０を生成する一方、フィードバック電圧Ｖｆ０が基準電圧Ｖｒｅｆ１未満であるときはローレベルの出力設定電圧検出信号Ｓ２０を生成する。従って、出力設定電圧ＶＯＵＴｓがＶ１２×（Ｒ２２＋Ｒ２３）／Ｒ２３（以下、出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１という。）以下であるときはハイレベルの出力設定電圧検出信号Ｓ２０が生成され、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より大きいときはローレベルの出力設定電圧検出信号Ｓ２０が生成される。出力設定電圧検出信号Ｓ２０は、抵抗コントローラ８１ｃ、９４ｃ及び１０ｃに出力される。なお、抵抗値Ｒ２２及びＲ２３は、出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１が出力設定電圧ＶＯＵＴｓの設定可能範囲内の値になるように設定される。
【００２９】
図１において、ユーザは、出力電圧ＶＯＵＴを所望の出力設定電圧ＶＯＵＴｓに設定するために、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作時のフィードバック電圧Ｖｆが基準電圧Ｖ１２になるように、抵抗５１，５１の各抵抗値Ｒ５１，Ｒ５２（すなわち、分圧回路５０の分圧比）を設定する。例えば、基準電圧Ｖ１２が０．６Ｖに設定されているときに出力設定電圧ＶＯＵＴｓを１．２Ｖに設定するためには、抵抗値Ｒ５１及びＲ５２を互いに等しい値（例えば、１００ｋΩ。）に設定すればよい。また、出力設定電圧ＶＯＵＴｓの設定可能範囲が０．６Ｖ以上３．４Ｖ以下であるとき、出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１は例えば、１．８Ｖに設定される。
【００３０】
図１において、抵抗コントローラ８１ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、位相補償回路８の可変抵抗８１の抵抗値を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より大きいときの位相補償定数の最適値に対応する値又は出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１以下であるときの位相補償定数の最適値に対応する値に切り換える。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動後は、可変抵抗８１の抵抗値をＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、位相補償回路８の位相補償定数は、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数に設定される。
【００３１】
また、抵抗コントローラ１０８ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、パルススキップ基準電圧生成回路１０の可変抵抗１０８の抵抗値を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より大きいときのパルススキップ基準電圧Ｖ１０の最適値に対応する値又は出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１以下であるときのパルススキップ基準電圧Ｖ１０の最適値に対応する値に切り換える。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動後は、可変抵抗１０８ｃの抵抗値をＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、パルススキップ基準電圧Ｖ１０は、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定のパルススキップ基準電圧に設定される。
【００３２】
さらに、抵抗コントローラ９４ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、スロープ回路９の可変抵抗９４の抵抗値を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より大きいときのノコギリ波信号Ｓ９の傾きの最適値に対応する値又は出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１以下であるときのノコギリ波信号Ｓ９の傾きの最適値に対応する値に切り換える。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動後は、可変抵抗９４ｃの抵抗値をＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、ノコギリ波信号Ｓ９の傾きは、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定の傾きに設定される。
【００３３】
以上説明したように、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータによれば、出力設定電圧検出回路２０により検出された出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じて、位相補償回路８の位相補償定数と、パルススキップ基準電圧Ｖ１０と、ノコギリ波信号Ｓ９の傾きとをそれぞれ最適化できる。従って、出力設定電圧ＶＯＵＴｓ毎にトリミングを行う必要がなくなり、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが変更されても、同一のチップ半導体で対応できる。
【００３４】
第２の実施形態．
図２は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。図２において、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ（図１参照。）に比較して、電圧源１６とスイッチＳＷとをさらに備えた点が異なる。以下、第１の実施形態との相違点のみを説明する。
【００３５】
図２において、電圧源１６は、所定の検出用電圧Ｖ１６を、スイッチＳＷを介して出力端子ＬＸに出力する。ここで、検出用電圧Ｖ１６は例えば入力電圧ＶＩＮと等しいように設定される。また、スイッチング制御回路１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、スイッチＳＷをオンしかつスイッチ素子３及び整流素子４をオフする一方、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動後に、スイッチＳＷをオフしかつスイッチ素子３及び整流素子４を第１の実施形態と同様にオンオフ制御する。さらに、本実施形態において、抵抗２２と２３との分圧回路は、入力端子ＶＣＣに代えて、電圧源１６の出力端子に接続される。
【００３６】
以上説明したように構成されたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前にコンパレータ２１の非反転入力端子に出力されるフィードバック電圧Ｖｆ０は、次式で表される。
【００３７】
Ｖｆ０＝Ｖ１６×Ｒ５２／（Ｒ５１＋Ｒ５２）
【００３８】
ここで、Ｖ１２＝ＶＯＵＴｓ×Ｒ５２／（Ｒ５１＋Ｒ５２）であるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前のフィードバック電圧Ｖｆ０は、次式で表される。
【００３９】
Ｖｆ０＝Ｖ１２×Ｖ１６／ＶＯＵＴｓ
【００４０】
また、コンパレータ２１の反転入力端子に出力される基準電圧Ｖｒｅｆ１は次式で表される。
【００４１】
Ｖｒｅｆ１＝Ｖ１６×Ｒ２３／（Ｒ２２＋Ｒ２３）
【００４２】
従って、コンパレータ２１は、第１の実施形態と同様に、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１（＝Ｖ１２×（Ｒ２２＋Ｒ２３）／Ｒ２３）以下であるときはハイレベルの出力設定電圧検出信号Ｓ２０を生成し、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より大きいときはローレベルの出力設定電圧検出信号Ｓ２０を生成する。
【００４３】
本実施形態は、第１の実施形態と同様の作用効果を奏する。
【００４４】
第３の実施形態．
図３は、本発明の第３の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第２の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ（図２参照。）に比較して、出力設定電圧検出回路２０に代えて、出力設定電圧検出回路２０Ａを備えた点が異なる。以下、第２の実施形態との相違点のみを説明する。
【００４５】
図３において、出力設定電圧検出回路２０Ａは、出力設定電圧検出回路２０に比較して、コンパレータ２４と、抵抗２５及び２６とをさらに備えて構成される。ここで、抵抗２５及び２６は抵抗値Ｒ２５及びＲ２６をそれぞれ有し、検出用電圧Ｖ１６は、抵抗２５及び２６によって分圧され、分圧後の基準電圧Ｖｒｅｆ２はコンパレータ２４の反転入力端子に出力される。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ２は次式で表される。
【００４６】
Ｖｒｅｆ２＝ＶＩＮ×Ｒ２６／（Ｒ２５＋Ｒ２６）
【００４７】
一方、フィードバック電圧Ｖｆはコンパレータ２４の非反転入力端子に出力される。ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前にスイッチＳＷをオンし、電圧源１６を動作させると、入検出用電圧Ｖ１６は分圧回路５０で分圧されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前のフィードバック電圧Ｖｆ０は、第２の実施形態と同様に、次式で表される。
【００４８】
Ｖｆ０＝Ｖ１２×Ｖ１６／ＶＯＵＴｓ
【００４９】
従って、コンパレータ２４は、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２（＝Ｖ１２×（Ｒ２５＋Ｒ２６）／Ｒ２６）以下であるときはハイレベルの出力設定電圧検出信号Ｓ２４を生成し、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２より大きいときはローレベルの出力設定電圧検出信号Ｓ２４を生成する。出力設定電圧検出信号Ｓ２４は、抵抗コントローラ８１ｃ、９４ｃ及び１０ｃに出力される。なお、抵抗値Ｒ２５及びＲ２６は、出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２が出力設定電圧ＶＯＵＴｓの設定可能範囲内の値になり、かつ出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より小さいように設定される。
【００５０】
図３において、抵抗コントローラ８１ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号Ｓ２０及びＳ２４に基づいて、位相補償回路８の可変抵抗８１の抵抗値を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より大きいときの位相補償定数の最適値に対応する値、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２より大きくかつ出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１以下であるときの位相補償定数の最適値に対応する値、又は出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２以下であるときの位相補償定数の最適値に対応する値に切り換える。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動後は、可変抵抗８１の抵抗値をＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、位相補償回路８の位相補償定数は、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数に設定される。
【００５１】
また、抵抗コントローラ１０８ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号Ｓ２０及びＳ２４に基づいて、パルススキップ基準電圧生成回路１０の可変抵抗１０８の抵抗値を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より大きいときのパルススキップ基準電圧Ｖ１０の最適値に対応する値、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２より大きくかつ出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１以下であるときのパルススキップ基準電圧Ｖ１０の最適値に対応する値、又は出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２以下であるときのパルススキップ基準電圧Ｖ１０の最適値に対応する値に切り換える。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動後は、可変抵抗１０８ｃの抵抗値をＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、パルススキップ基準電圧Ｖ１０は、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定のパルススキップ基準電圧Ｖ１０に設定される。
【００５２】
さらに、抵抗コントローラ９４ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号Ｓ２０及びＳ２４に基づいて、スロープ回路９の可変抵抗９４の抵抗値を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１より大きいときのノコギリ波信号Ｓ９の傾きの最適値に対応する値、出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２より大きくかつ出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ１以下であるときのノコギリ波信号Ｓ９の傾きの最適値に対応する値、又は出力設定電圧ＶＯＵＴｓが出力設定電圧しきい値Ｖｔｈ２以下であるときのノコギリ波信号Ｓ９の傾きの最適値に対応する値に切り換える。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動後は、可変抵抗９４ｃの抵抗値をＤＣ／ＤＣコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、ノコギリ波信号Ｓ９の傾きは、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定の傾きに設定される。
【００５３】
本実施形態によれば、位相補償回路８の位相補償定数と、パルススキップ基準電圧Ｖ１０と、ノコギリ波信号Ｓ９の傾きとを、第２の実施形態より高い精度で調整できる。なお、本実施形態において、位相補償定数と、パルススキップ基準電圧Ｖ１０と、ノコギリ波信号Ｓ９の傾きとを３段階で調整したが、本発明はこれに限られず、４段階以上の複数段階で調整してもよい。この場合、出力設定電圧検出回路２０Ａにおいて、コンパレータ２１と、抵抗２２及び２３との組を３組以上設け、出力電圧ＶＯＵの設定電圧を３個以上の出力設定電圧しきい値と比較すればよい。
【００５４】
なお、位相補償回路８、スロープ回路９及びパルススキップ基準電圧生成回路１０の各回路構成は、図１〜図３に示した回路構成に限られない。位相補償回路は、出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、基準電圧Ｖ１２と帰還電圧Ｖｆとの誤差電圧の位相を、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数で補償すればよい。また、パルススキップ基準電圧生成回路は、出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定され、パルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御に切り換えるために用いられるパルススキップ基準電圧Ｖ１０を生成すればよい。スロープ回路は、出力設定電圧検出信号Ｓ２０に基づいて、出力設定電圧ＶＯＵＴｓに応じてあらかじめ設定される所定の傾きを有し、パルス幅変調制御において誤差電圧Ｖ８と比較されるノコギリ波信号Ｓ９を生成すればよい。
【符号の説明】
【００５５】
１…スイッチング制御回路、
２…バッファ、
３…スイッチ素子、
４…整流素子、
５…誤差増幅器、
６…ＰＷＭコンパレータ、
７…スキップコンパレータ、
８…位相補償回路、
９…スロープ回路、
１０…パルススキップ基準電圧生成回路、
１１…リミット回路、
１２…基準電圧生成回路、
１３…発振回路、
１４…電流検出回路、
２０，２０Ａ…出力設定電圧検出回路、
５０…分圧回路。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００５６】
【特許文献１】特開２０１０−１３０８５６号公報
【特許文献２】特許第３４１８９０６号公報
【図１】
2013198253.tif 000003
【図２】
2013198253.tif 000004
【図３】
2013198253.tif 000005