(57)【要約】【課題】1ビット遅延の常時安定化と差動検出ペナルティの解消とを行ない、安定性に優れ、受信感度の高いコヒーレント光伝送システムを実現する。【解決手段】本発明は、複数のビットで構成されるフレームのデータ系列によりデータ伝送するコヒーレント光伝送システムであり、差分コーディングで連続光を変調した信号光を光ファイバ伝送路に送出する光送信部と、光ファイバ伝送路かの信号光を2つに分岐し、一方の信号光と1ビット遅延を行った他方の信号光との干渉を行い、送信データを電気信号として復元する光受信部と、複数のフレームを系列として、電気信号のゼロ周波数と、フレーム周期の整数倍の透過周波数毎のバンドパスフィルタを有する並列バンドパスフィルタと、中心周波数の電気信号の強度と、透過周波数の電気信号の強度との強度比を求める制御部を備え、強度比が最小なるよう、光受信部の1ビット遅延を行う伝搬路の遅延時間制御部を制御する。【選択図】図１
2013225765.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フレーム単位に符号化されたデータ系列からなり、前記フレームが複数のビットから構成された送信データによりデータ伝送が行われるコヒーレント光伝送システムであり、
前記送信データに対応した差分コーディングにより光パルスを変調して信号光を生成し、当該信号光を光ファイバ伝送路に送出する光送信部と、
前記光ファイバ伝送路から前記信号光を受信し、当該信号光を２つの伝搬路に二分岐し、一方の伝搬路の信号光と１ビット遅延を行った他方の伝搬路の信号光との遅延干渉を行い、前記送信データを復元し、電気信号として出力する光受信部と、
前記光受信部から供給される前記電気信号における複数の前記フレームを一つの系列として入力し、前記電気信号のゼロ周波数と、フレーム周波数の整数倍の各々の周波数とを透過周波数とし、当該透過周波数毎に設けられた複数のバンドパスフィルタから構成される並列バンドパスフィルタと、
前記中心周波数の電気信号の強度と、前記整数倍の透過周波数の電気信号の強度との強度比を求める制御部と
を備え、
前記制御部が前記強度比が最小となるように、前記光受信部の１ビット遅延を行う伝搬路に設けられた前記信号光を遅延させる遅延時間制御部を制御する
ことを特徴とするコヒーレント光伝送システム。
【請求項２】
前記光受信部が位相制御部をさらに有し、
前記制御部が、前記並列バンドパスフィルタから供給される前記透過周波数の中からいずれか２個の透過周波数の前記電気信号の位相を検出し、この位相を外挿することにより前記中心周波数の位相を求め、この求めた位相と、予め設定された位相との位相差を求め、当該位相差が最小となるように、前記位相制御部を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント光伝送システム。
【請求項３】
前記遅延時間制御部と前記位相制御部とが前記光受信部の１ビット遅延を行う他方の伝搬路に設けられている
ことを特徴とする請求項２に記載のコヒーレント光伝送システム。
【請求項４】
前記光受信部から出力される電気信号をデジタル化するＡＤ変換部を
さらに有することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のコヒーレント光伝送システム。
【請求項５】
前記光受信部と前記ＡＤ変換部との間に設けらており、信号振幅の異なる前記電気信号を一定振幅の出力信号に増幅し波形整形を行う前記電気信号の電圧レベルを調整する増幅部を
さらに有することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のコヒーレント光伝送システム。
【請求項６】
前記光受信部と前記並列バンドパスフィルタとの間に設けられ、前記電気信号を第１経路と外部回路に接続された第２経路に分岐する分岐部を
さらに有し、
前記第１経路の前記電気信号を前記バンドパスフィルタへ出力し、前記第２経路の前記電気信号を外部回路に出力する
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のコヒーレント光伝送システム。
【請求項７】
前記分岐部に前記系列における前記フレーム毎に、前記電気信号を記憶する複数のバッファが設けられており、
前記分岐部が、
前記フレームの電気信号を一定の周期によって前記並列バンドパスフィルタに出力する
ことを特徴とする請求項６に記載のコヒーレント光伝送システム。
【請求項８】
前記送信部がマッハツェンダー導波路からなる変調器を有し、
前記送信部が、当該マッハツェンダー導波路の各々のアームに対し、互いに極性の反転する変調信号を印加することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一項に記載のコヒーレント光伝送システム。
【請求項９】
前記光ファイバ伝送路の出射端と前記光受信部の入射端との間に、当該光受信部に入射する信号光の偏光方向を一定とする偏波制御部を
さらに有することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一項に記載のコヒーレント光伝送システム。
【請求項１０】
前記光ファイバ伝送路の出射端に対し、当該出射端から出射される信号光を、直交する第１偏光方向及び第２偏光方向の各々に分離する偏波分離部と、
前記第２偏光方向の信号光を前記第１偏光方向に変更する偏波回転部と
をさらに有し、
前記偏波分離部が、
前記第１偏光方向の信号光を前記光受信部へ出力し、一方、第２偏光方向の信号光を前記偏波回転部へ出射する
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一項に記載のコヒーレント光伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ファイバー通信における光伝送システムに係わり、特に、フレーム単位でデータを伝送する方式に基づいたコヒーレント光伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
コヒーレント光通信では、送信する信号光の位相あるいは周波数をシフトさせて情報を送信し、光干渉に基づく差動検出（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）方式により情報を受信する。ここで、信号光の位相をシフトさせて情報を送受信する方式は、位相偏移変調、すなわち位相シフトキーイング（ＰＳＫ：ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれている。また、周波数をシフトさせて情報を送受信する方式は、周波数偏移変調、すなわち周波数シフトキーイング（ＦＳＫ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれている。
【０００３】
一般的に、光干渉に基づく差動検出方式は、強度変調あるいは直接検出方式（ＩＭ−ＤＤ：Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−Ｄｉｒｅｃｔ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）と比較して、原理的に連続波の波形の山と谷の差分を取るために最大３ｄＢの感度向上が可能とされている。そのため、コヒーレント光通信も用いた場合、光ファイバ通信の伝送距離を、強度変調あるいは直接検出方式に比較して伸張できるという可能性があり、１９８０年代より研究されている。
【０００４】
この差動検出方式においては、コヒーレント光通信で信号を受信する際に、信号光と局発光源の放射する局発光との干渉により受信を行なうＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式と、局発光源の局発光を用いずに、送信側で差分コーディング（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｃｏｄｉｎｇ）された信号光を遅延干渉により受信するＤＰＳＫ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）方式とがある。
【０００５】
また、差動検出方式において、通信における伝送容量を増大させるために、多値位相変調、たとえば四値位相変調（ＱＰＳＫ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）、あるいは差分四値位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ：ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）が1980年代より検討されている（例えば、特許文献１、非特許文献１、非特許文献２及び非特許文献３を参照）。
【０００６】
しかし、上述したＤＰＳＫ及びＤＱＰＳＫでは、１ビット遅延させて前ビットを参照光とした場合、伝送路における位相ノイズ等に起因する感度低下、いわゆる差分検出ペナルティ（differential  detection  penalty）のため、差動位相検出による最大３ｄＢの感度向上を達成できないという制約がある。この制約を解消するために、直前シンボルのみでなく、それ以前のシンボルも含めて差分検出を行なう方式がある（例えば、特許文献２及び非特許文献４を参照）。
【０００７】
また、位相変調されるデータの遅延量を制御して、信号光の劣化を抑制するため、既知パターン信号を用いて光源の放射する光源光を変調する。
そして、光源光が既知パターン信号により変調されて得られた変調信号の上側周波数成分と下側周波数成分とのパワー差を算出する。
このパワー差を最小とすることにより、遅延量を制御して信号光の劣化を抑制する構成の光変調装置がある（例えば、特許文献３を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第４５５８２７１号公報
【特許文献２】米国特許出願公開第２００７／０２０１８７９号明細書
【特許文献３】特開２０１１−１９７４３６号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】ＴＧ．ＨＯＤＧＫＩＮＳＯＮ，“Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｆｏｒ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ”Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  ｖｏｌ．ＬＴ−５，ｎｏ．４，ｐｐ．５７３−５８６（１９８７）
【非特許文献２】Ｔ．ＣＨＩＫＡＭＡ，Ｓ．ＷＡＴＡＮＡＢＥ，Ｔ．ＮＡＩＴＯ，Ｈ．ＯＮＡＫＡ，Ｔ．ＫＩＹＯＮＡＧＡ，Ｙ．ＯＮＯＤＡ，Ｈ．ＭＩＹＡＴＡ，Ｍ．ＳＵＹＡＭＡ，Ｍ．ＳＥＩＮＯ，ａｎｄＨ．ＫＵＷＡＨＡＲＡ，“Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｉｎ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ  ＰＳＫ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  ｖｏｌ．８，ｎｏ．３，ｐｐ．３０９−３２２（１９９０）
【非特許文献３】Ｓ．ＹＡＭＡＺＡＫＩ  ａｎｄ  Ｋ．ＥＭＵＲＡ，“Ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ  Ｓｔｕｄｙ  ｏｎ  ＱＰＳＫ  Ｏｐｔｉｃａｌ−Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ”Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｖｏｌ．８，ｎｏ．１１，ｐｐ．１６４６−１６５３（１９９０）
【非特許文献４】Ｈａｒｒｙ  Ｌｅｉｂ，“Ｄａｔａ−Ａｉｄｅｄ  Ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｄｅｍｏｄｕｌａａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＤＰＳＫ”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  ｖｏｌ．４３，ｎｏ．２／３／４，ｐｐ．７２２−７２５（１９９５）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述した差動検出方式においては、差分コーディングを用いる方式が受信側で局発光源を備えないため、局発光源を用いる方式に比べ、受信側の装置を小型化できる。
しかしながら、差分コーディングによるコヒーレント通信の場合、信号光を受信する際に、１ビット前の信号光を参照光とした信号光の１ビット遅延干渉を用いることになる。
【００１１】
この１ビット遅延干渉による受信感度を安定化するため、信号光を精度良く１ビット遅延させる制御が必要となる。
この１ビット遅延の制御において、上述した特許文献３においては、受信側における信号光の１ビット遅延を安定させるため、既知パターンの信号光を用いることにより、信号光の１ビット遅延量を補正している。
【００１２】
このため、ビットの遅延量を補正するには、送信データに対応した信号光の伝送を一旦中断し、１ビット遅延を行うための既知パターンの信号光を送受信する必要があり、 光伝送システムのデータ送信が妨げられるという問題がある。
したがって、既知パターンを用いた場合、遅延量を常時モニタすることができないので、常時安定性を維持することは困難である。
さらに、信号光の上側周波数成分を算出するには、高周波帯でのバンドパスフィルタが必要とされ、高速の電気信号処理が必要となり、電子回路の負担が大きくなるという問題がある。
【００１３】
一方、特許文献２及び非特許文献４は、伝送路等において重畳する位相ノイズによる差分検出ペナルティを解消するため、直前のビットだけでなく、複数のビットを参照光として遅延干渉を行う。このため、特許文献２及び非特許文献４は、複数の遅延させたビットと、対象となるビットとの干渉を行う複雑な構成のフィードバック回路と高速の論理判定回路とが必要となり、電子回路の規模が大きくなる。すなわち、複数ビットの遅延の安定化を行う回路が、１ビット遅延を行う回路に加えて必要となる。そして、複数のビットを精度良くビット単位で遅延させるための回路が、１ビット遅延の安定化に加えて必要となるため、回路が大規模化することになる。
【００１４】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、１つの簡便な構成の電子回路により１ビット遅延の常時安定化と差分検出ペナルティの解消とを同時に行ない、安定性に優れ、かつ受信感度の高いコヒーレント光伝送システムを実現するための技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明のコヒーレント光伝送システムは、フレーム単位に符号化されたデータ系列からなり、前記フレームが複数のビットから構成された送信データによりデータ伝送が行われるコヒーレント光伝送システムであり、前記送信データに対応した差分コーディングにより連続光を位相変調して信号光を生成し、当該信号光を光ファイバ伝送路に送出する光送信部と、前記光ファイバ伝送路から前記信号光を受信し、当該信号光を２つの伝搬路に二分岐し、一方の伝搬路の信号光と１ビット遅延を行った他方の伝搬路の信号光との遅延干渉を行い、前記送信データを復調し、電気信号として出力する光受信部と、前記光受信部から供給される前記電気信号における複数の前記フレームを一つの系列として入力し、前記電気信号のゼロ周波数と、フレーム周波数の整数倍の各々の周波数とを透過周波数とし、当該透過周波数毎に設けられた複数のバンドパスフィルタから構成される並列バンドパスフィルタと、前記中心周波数の電気信号の強度と、前記整数倍の透過周波数の電気信号の強度との強度比を求める制御部とを備え、前記制御部が前記強度比が最小となるように、前記光受信部の１ビット遅延を行う伝搬路に設けられた前記信号光を遅延させる遅延時間制御部を制御することを特徴とする。
【００１６】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記光受信部が位相制御部をさらに有し、前記制御部が、前記並列バンドパスフィルタから供給される前記透過周波数の中からいずれか２個の透過周波数の前記電気信号の位相を検出し、この位相を外挿することにより前記中心周波数の位相を求め、この求めた位相と、予め設定された位相との位相差を求め、当該位相差が最小となるように、前記位相制御部を制御することを特徴とする。
【００１７】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記遅延時間制御部と前記位相制御部とが前記光受信部の１ビット遅延を行う他方の伝搬路に設けられていることを特徴とする。
【００１８】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記光受信部と前記並列バンドパスフィルタとの間に設けられ、前記電気信号を第１経路と外部回路に接続された第２経路に分岐する分岐部をさらに有し、前記第１経路の前記電気信号を前記バンドパスフィルタへ出力し、前記第２経路の前記電気信号を外部回路に出力することを特徴とする。
【００１９】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記光受信部から出力される電気信号をデジタル化するＡＤ変換部をさらに有することを特徴とする。
【００２０】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記光受信部と前記ＡＤ変換部との間に設けらており、信号振幅の異なる前記電気信号を一定振幅の出力信号に増幅し波形整形を行う前記電気信号の電圧レベルを調整する増幅部をさらに有することを特徴とする。
【００２１】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記分岐部に前記系列における前記フレーム毎に、前記電気信号を記憶する複数のバッファが設けられており、前記分岐部が、前記フレームの電気信号を一定の周期によって前記並列バンドパスフィルタに出力することを特徴とする。
【００２２】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記送信部がマッハツェンダー導波路からなる変調器を有し、前記送信部が、当該マッハツェンダー導波路の各々のアームに対し、互いに極性の反転する変調信号を印加することを特徴とする。
【００２３】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記光ファイバ伝送路の出射端と前記光受信部の入射端との間に、当該光受信部に入射する信号光の偏光方向を一定とする偏波制御部をさらに有することを特徴とする。
【００２４】
本発明のコヒーレント光伝送システムは、前記光ファイバ伝送路の出射端に対し、当該出射端から出射される信号光を、直交する第１偏光方向及び第２偏光方向の各々に分離する偏波分離部と、前記第２偏光方向の信号光を前記第１偏光方向に変更する偏波回転部とをさらに有し、前記偏波分離部が、前記第１偏光方向の信号光を前記光受信部へ出力し、一方、第２偏光方向の信号光を前記偏波回転部へ出射することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
この発明によれば、１つの簡便な構成の電子回路により１ビット遅延の常時安定化と差分検出ペナルティの解消とを同時に行ない、安定性に優れ、かつ受信感度の高いコヒーレント光伝送システムを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】発明の原理を説明するコヒーレント光伝送システム（第１の実施形態）の構成例を示す概略ブロック図である。
【図２】このビット周期Ｔb及びフレーム周期Ｔfの数値で定められた送信データを、光送信部２から送信した場合の信号光のアイパターンのシミュレーション結果を示す図である。
【図３】図１の光送信部２から光ファイバ伝送路３に送信された信号光のパワースペクトルを示す図である。
【図４】図１の光受信部４において、ビット遅延が１ビットの場合における遅延干渉が行われた後、分岐部７から出力される電気信号をフーリエ変換して得たパワースペクトルを示す図である。
【図５】図１の光受信部４において、ビット遅延が０．７５ビットの場合における遅延干渉が行われた後、分岐部７から出力される電気信号をフーリエ変換して得たパワースペクトルを示す図である。
【図６】図１の光受信部４において、ビット遅延が０．５ビットの場合における遅延干渉が行われた後、分岐部７から出力される電気信号をフーリエ変換して得たパワースペクトルを示す図である。
【図７】光送信部２から送信される信号光の位相スペクトルを示す図である。
【図８】分岐部７から出力される、遅延干渉後の信号光の位相スペクトルを示す図である。
【図９】図１における光送信部２の構成例を示す図である。
【図１０】図１における光受信部４の構成例を示す図である。
【図１１】光ファイバ伝送路３から光受信部４に入射する信号光の偏波を一定に保持する偏波制御部１８を説明するための図である。
【図１２】直交する二つの偏波に対して独立した受信系を有するコヒーレント光伝送システムの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
＜本発明の原理＞
本発明は、ＤＰＳＫにおける差分コーディングされた信号光として送信されたデータの復調を行う遅延干渉の際、信号光と干渉させる参照光として用いる１ビット遅延の信号光の保持によるデータの受信の安定化、および信号光の位相変動抑制による受信感度向上を同時に実現するものである。以下、本発明の原理について、図面を参照して説明する。図１は、この発明の原理を説明するコヒーレント光伝送システムの構成例を示す概略ブロック図である。
【００２８】
図１において、本発明のコヒーレント光伝送システムは、フレーム単位に符号化され、このフレームの複数個からなるデータ系列１を送受信するものであり、光送信部２、光ファイバ伝送路３、光受信部４、増幅部（例えば、リミッタアンプ）５、ＡＤ変換部６、分岐部７、並列バンドパスフィルタ８及び制御部９を備えている。また、このフレームは、複数のビットで構成されている。
本発明のコヒーレント光伝送システムにおいては、一定のビット数（ビット番号ｉ＝１、…、Ｎ）を有するフレームを単位として符号化されたデータ系列１が送信データとして光送信部２に入力される。
この光送信部２は、データ系列１を信号光に変換して、変換した信号光を光ファイバ伝送路３に送出する。
光受信部４は、光ファイバ伝送路３を伝搬した信号光を、差動検出して電気信号に変換する。この電気信号は、増幅部５及びＡＤ変換部６を経て、「０」および「１」のデジタル電気信号の系列となる。
【００２９】
分岐部７は、ＡＤ変換部６から供給されるデジタル電気信号の系列をデジタル信号線を介して、外部回路であるデータ処理回路に転送すると同時に、上記デジタル電気信号の系列を時間順序に従い、Ｍ個のフレームごとにグループ化して出力する。
各グループ内ではＭ個のフレームが等時間間隔で再配列されたうえで、グループごとに並列バンドパスフィルタ８に入力される。一定のビット長のフレームが等時間間隔で配列された信号光のスペクトルは中心周波数のまわりに等周波数間隔で配列したコムを有する。
【００３０】
並列バンドパスフィルタ８においては、複数のコム成分が並列チャネル数分だけ抽出される。制御部９は、並列バンドバスフィルタ８により抽出された各コム成分の強度および位相を検出し、各コム成分の強度比からビット遅延量を推定する。また、制御部９は、各コム成分の位相から信号光の中心周波数での位相を推定する。制御部９は、推定したビット遅延量および中心周波数での位相に基づき、光受信部４を制御することにより、１ビット遅延の保持による安定化、及び位相変動抑制による受信感度向上を行う。
上述したように、本発明は、一定のフレーム周期Ｔｆによるフレームが連続している場合、光の周波数スペクトルがコム形状で検出され、特定のコムのパワー比(強度比)や周波数成分の位相を検出することにより、１ビット遅延及び信号光の位相のずれを推定することができ、１ビット遅延量及び信号光の位相シフト量を制御している。フレーム周期Ｔｆの逆数がフレーム周波数である。以下、詳細に本発明の原理について説明する。
【００３１】
Ａ．１ビット遅延の保持による安定化に関する原理
図１における送信すべき情報を格納するデータ構成は、図１におけるデータ系列１のように、Ｎ個の複数のビットから構成されるフレームを単位として配列されている。
このフレームにおいて、１ビットの時間周期であるビット周期をＴｂ、１フレームの時間周期であるフレーム周期をＴfと定義した場合、Ｔf＝Ｎ×Ｔｂ となる。ここで、例えば、ビット周期Ｔb＝４０ｐｓ（ピコ秒）、１フレームのビット数をＮ＝１２８とした場合、フレーム周期Ｔf＝５．１２ｎｓ（ナノ秒）となる。
【００３２】
次に、図２は、このビット周期Ｔb及びフレーム周期Ｔfの数値で定められた送信データを、光送信部２から送信した場合の信号光のアイパターンのシミュレーション結果を示す図である。この図において、縦軸が「１」に規格化した光パワーを示し、横軸がアイパターン表示における時間を示している。信号光の各ビットにおける光位相は、０あるいはπの二値あり、ＮＲＺ（ｎｏｎｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  ｚｅｒｏ）変調されている。
このアイパターンは、１フレームを１２８ビット、すなわち４０Ｇビット／ｓｅｃすなわちフレーム周期Ｔｆが４０ｐｓの伝送における光の強度をサンプリングオシロスコープに重ねて表示したものである。
【００３３】
以下の本発明の原理の説明においては、一例として、２７−１個、すなわち１２７個の疑似ランダムビットストリーム（ＰＲＢＳ：Ｐｓｅｕｄｏ  Ｒａｎｄｏｍ  Ｂｉｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）をフレームのビットとして用いている。
そして、このＰＲＢＳで生成した１２７ビットの配列に対し、１２８ビット目のビットとして「０」を示すビットを付加した１２８ビットからなるビット列を、送信データである信号系列１における１フレームとして用いている。
【００３４】
ここで、１２７ビットに対し、最後の１２８ビット目として「０」を付加するのは、信号列の要素数を２のべき乗に変換することにより、後述する周波数スペクトル導出の際に用いる高速フーリエ変換を容易にするための便宜上の手順であり、本発明が対象とする光伝送システムにおける本質的な事項ではない。また、以下で説明する周波数スペクトル特性および本発明の効果は、１２８ビット目としての「０」を付加しないフレームを用いたコヒーレント光伝送において容易に確認することができる。
【００３５】
図２に戻り、各ビットを構成する信号光が連続している場合、サンプリングオシロスコープで表示される信号光は光強度が変わらず一定であり、光強度が低下するディップの発生はない。しかしながら、信号光のクオリティを保持するため、この信号光を送信する光送信部２でビットを構成する信号光列に対して工夫を行うことになる。
この信号光を送信する場合、差分コーディングのために、連続光の位相を変化させた場合、ビットとビットとの境界部分において、信号光の位相がシフトすることになる。この信号光の位相シフトにより、信号光の周波数もシフトすることになる。
【００３６】
この結果、信号光のスペクトルの周波数帯域が広がることになり、波長多重チャネルでＢＰＳＫを用いたデータ伝送を行う場合、隣接する２つの周波数チャネル間でクロストークが発生することになる。また、周波数チャープによる信号光の時間拡がりのため、ビット周期が、例えば４０ｐｓから６０ｐｓに延びて変化してしまう。
このスペクトルの周波数帯域の拡がりと、周波数チャープによる時間拡がりを抑制するため、光送信部２はプッシュプル変調（ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行っている。
【００３７】
このプッシュプル変調においては、隣接するビット間で位相が変化している場合にのみ、前後の信号光が隣接する先端・後端部分において、干渉により信号光が消滅する。この信号光の消滅は、光送信部２内における信号光の位相を変調するマッハツェンダー変調器（マッハツェンダー導波路から構成されている）に対して互いに反転する電気信号対を印加することで行われる。これにより、隣接するビット間で位相が変化する際、図２に示すように光強度が変化、すなわち信号光の位相が変化する時間領域には光強度が減衰するディップが検出される。
【００３８】
本発明においては、上述したディップを有する信号光を利用しているため、送信機側、すなわち光送信部２がプッシュプル変調を行っていることが前提となる。
また、各フレームが当時間間隔で配列されて伝送される場合、すなわち時間的に一定周期で連続している場合、信号光のスペクトルは線スペクトルが等間隔で並んだコム形状として検出される。
【００３９】
次に、図３は、図１の光送信部２から光ファイバ伝送路３に送信された信号光のパワースペクトルを示す図である。横軸が中心周波数に対する周波数シフト量を示し、縦軸がスペクトルの強度の対数表示を示している。この図３において、例えば、使用した信号光は、ビット周期Ｔb＝４０ｐｓ、フレームのビット数をＮ＝１２８として、フレーム周期Ｔf＝５．１２ｎｓであり、フレーム数Ｍ＝１６である。
【００４０】
このとき、フレーム個数Ｍ＝１６の場合における信号光において、各フレームの信号光のビット列を、各フレーム間に時間的ギャップが設けられていない時系列として、すなわち隣接する各フレーム間は連続した配列とする。そして、その時系列をフーリエ変換することにより、図３に示すスペクトルと周波数示シフト量との対応を示すパワースペクトルのグラフを生成する。
図３（ａ）は、信号光の中心周波数を原点として、中心周波数から±１００ＧＨｚの周波数範囲内におけるスペクトルをプロットした図である。この図３（ａ）においては、キャリアピークが存在せず、原点から±１００ＧＨｚの周波数範囲内における信号光のスペクトルの包絡線を確認することができる。
【００４１】
また、図３（ｂ）は、横軸の周波数シフト量において、図３（ａ）における原点から±２ＧＨｚの範囲を拡大した図である。この図３（ｂ）においては、上述した構成のフレームによって信号光のスペクトルが線スペクトルとして配列したコム形状を示すころを確認することができる。この線スペクトルであるコムの周波数間隔は、１フレームの時間周期Ｔｆ＝１２ｎｓの逆数に等しく、約１９５Ｈｚである。
そして、このコムの周波数間隔は、ビット周期Ｔｂが変化せずにフレームを構成するビット数が増加すると、フレーム内のフレーム周期が長くなることで狭くなり、一方、ビット周期Ｔｂが変化せずにフレームを構成するビット数が減少すると、フレーム周期が短くなることで広くなる。
【００４２】
次に、図４は、図１の光受信部４において、ビット遅延が１ビットの場合における遅延干渉が行われた後、分岐部７から出力される電気信号をフーリエ変換して得たパワースペクトルを示す図である。横軸が中心周波数に対する周波数シフト量を示し、縦軸がスペクトルの強度の対数表示を示している。図４（ｂ）は、図３と同様に、図４（ａ）における中心周波数に対して±２ＧＨｚの範囲のコム形状を拡大して示した図である。
この図４も図３と同様に、使用した信号光は、ビット周期Ｔb＝４０ｐｓ、フレームのビット数をＮ＝１２８として、フレーム周期Ｔf＝５．１２ｎｓであり、フレーム数Ｍ＝１６である。
【００４３】
この図４は、１ビット遅延が保持されている場合において、分岐部７を通過した後の電気信号のパワースペクトルのコム形状を示している。図に示されるように、１ビット遅延が安定して正確に保持されていると、中心周波数におけるキャリアピークは現れない。すなわち、中心周波数の線スペクトルのパワーは、この中心周波数以外の線スペクトルより大きくはならない。
したがって、原点である中心周波数のコム成分（線スペクトル）のパワーは、隣接しているコム成分のパワーより小さく検出される。
【００４４】
この図４の場合において、原点のコム成分のパワーは、ビット周期Ｔb＝４０ｐｓ、フレームのビット数をＮ＝１２８として、フレーム周期Ｔf＝５．１２ｎｓであり、フレーム数Ｍ＝１６の条件に対して、周波数シフトが隣接する約１９３ＭＨzにおけるコム成分と比較して、約０．６５倍となっている。
ここで、ビット遅延が１ビットからずれた場合、コム成分のパワーが変化し、原点のコム成分と隣接する周波数シフトが約１９３ＭＨzにおけるコム成分のパワー比が変化する。
【００４５】
例えば、図５は、図１の光受信部４において、ビット遅延が０．７５ビットの場合における遅延干渉が行われた後、分岐部７から出力される電気信号をフーリエ変換して得たワースペクトルを示す図である。また、図５（ｂ）は、図３と同様に、図５（ａ）における中心周波数に対して±２ＧＨｚの範囲のコム形状を拡大して示した図である。
図６は、図１の光受信部４において、ビット遅延が０．５ビットの場合における遅延干渉が行われた後、分岐部７から出力される電気信号をフーリエ変換して得たワースペクトルを示す図である。また、図６（ｂ）は、図３と同様に、図６（ａ）における中心周波数に対して±２ＧＨｚの範囲のコム形状を拡大して示した図である。
【００４６】
これら図４、図５及び図６のパワースペクトルにおける原点のコム成分のパワーから、ビット遅延の遅延量が１ビットからずれるほど、１ビットの遅延の場合に比較して、原点でのコム成分のパワーが相対的に大きくなることが判る。すなわち、原点のコム成分のパワーは、原点に隣接する周波数シフトが約１９３ＭＨzでのコム成分のパワーに対して、ビット遅延が０．７５の場合に約３．５倍となり。ビット遅延が０．５の場合に約１０倍となっている。
【００４７】
したがって、上述した図３から図６に示すコム形状のスペクトル特性より、原点すなわち中心周波数のコム成分のパワーと、周波数シフト量が隣接したコム成分のパワーとの比（以下、単にパワー比とする）を算出することにより、ビット遅延量を推定することができることが判る。
このため、周期的にビット遅延量を推定し、予め設定する精度内となるように制御し、温度などの環境変化に対応してビット遅延量を安定化することができる。
予め１ビットの場合のビット遅延量が１ビットに等しい場合、原点と原点に隣接するコム成分のパワーの比は最小値をとり、１ビットからのずれ量の絶対値が大きいほど、パワーの比は増大することになる。ここで、パワーの比は、原点の中心周波数のコム成分のパワーを隣接するコム成分のパワーで除算した数値である。
【００４８】
ＢＰＳＫにおいて、ビット遅延量としては、１ビット遅延に対して±０．５ビットの制御範囲内である。現在の光部品設計及び製造技術における精度に基づくと、光受信部４に用いる光部品で生ずるビット遅延量を、±０．５ビットの範囲内で制御することは容易である。 上記パワーの比の最小値は、光送信部２に用いる電気部品および光部品の特性および温度などの環境条件の変動に左右される。
しかし、上記パワーの比が１以下となるように、光受信部４により制御することにより、ビット遅延量の変動を±０．１ビット、すなわち±１０％以内に抑制することが可能である。上述したように、本発明によれば、ビット遅延量を実質的に、１ビットに保持してコヒーレント光伝送システムにおける伝送品質を安定化することができる。
【００４９】
次に、中心周波数のコム成分および隣接する周波数シフトのコム成分のパワーを測定する方法を以下に述べる。
図１に示したように、並列バンドパスフィルタ８は、互いに異なる周波数ν0、ν1及びν2の３つのバンドパスフィルタから構成されており、それぞれの周波数に対応する単一コム成分のみを透過させる。
以下の説明においては、ビット周期Ｔb＝４０ｐｓ、フレームのビット数をＮ＝１２８として、フレーム周期Ｔf＝５．１２ｎｓであり、フレーム数Ｍ＝１６の条件に対して、周波数シフトが隣接する約１９３ＭＨzの場合に対応させ、周波数ν0が０Ｈz（すなわち、０ゼロ周波数）、周波数ν1が約１９３Ｍｈz、周波数ν2が約３８６ＭＨzである。
【００５０】
周波数ν1はシフト周波数軸上において原点に隣接するコム成分の周波数であり、周波数ν2は周波数ν1の次に周波数シフト量が少ない、すなわち原点に対して周波数ν1の次に隣接するコム成分の周波数である。ここで、周波数ν1は対象とする信号光のコム周波数間隔に等しく、周波数ν2は当該コム周波数間隔の２倍に等しい。ここで、各バンドパスフィルタの透過周波数幅は、単一コム成分のみを透過し、かつ、互いの透過周波数帯が重なることのないように設定する必要がある。このため、各バンドパスフィルタの透過周波数幅は、コム周波数間隔より小さく設定する必要がある。
【００５１】
しかし、透過周波数幅があまりに狭いと、光源の波長揺らぎなどにより、信号光の周波数が変動することになる。この信号光の周波数が変動する結果、透過周波数幅に含まれなくなる信号光の成分が発生するため、単一コム成分の透過パワーが不安定になる。
このため、本発明においては、例えば、並列バンドパスフィルタ８を構成するバンドパスフィルタ各々の透過周波数幅をコム周波数間隔の半分に設定する。
上述した並列バンドパスフィルタ８の構成は、周波数ν0を透過周波数幅の中心とするバンドパスフィルタ８０、周波数ν1を透過周波数幅の中心とするバンドパスフィルタ８１、周波数ν2を透過周波数幅の中心とするバンドパスフィルタ８２とから構成されている。
【００５２】
この構成により、制御部９は、バンドパスフィルタ８０からの周波数ν0を中心とする透過周波数幅の電気信号のパワーよって、信号光の中心周波数のコム成分のパワーが得られる。
また、制御部９は、バンドパスフィルタ８１及び８２の各々から、それぞれ周波数ν1、ν2を中心とする透過周波数幅の電気信号のパワーよって、信号光の中心周波数に隣接した周波数のコム成分のパワーが得られる。
また、制御部９は、バンドパスフィルタ８２からの透過周波数の周波数ν1、ν2の透過周波数幅の電気信号の位相を、送信信号光の中心周波数での位相を求めるために使用する。ここで、周波数ν1及びν2の各々は、フレーム周期Ｔfの逆数の整数倍として設定される。本実施形態においては、例えば周波数ν1をフレーム周期Ｔfの逆数の１倍、周波数ν2を２倍としている。
【００５３】
Ｂ．位相変動抑制による受信感度向上の原理
次に、位相変動抑制による受信感度向上の原理について、図７及び図８を用いて説明する。図７は 光送信部２から送信される信号光の位相スペクトルを示す図である。図８は 分岐部７から出力される、遅延干渉後の信号光の位相スペクトルを示す図である。
この図７及び図８において、横軸は周波数シフト量であり、その表示範囲は図３から図６と同様であり、縦軸は位相を示している。この図７における位相と周波数シフト量との対応関係により、送信された信号光の中心周波数での位相を求める。また、図８における位相とシフト周波数との対応関係により、ビット遅延における遅延干渉された信号光の中心周波数での位相を求める。このため、図７及び図８の各々において、中心周波数に隣接するシフト周波数である周波数のν1のコム成分と、周波数ν１の次に隣接する周波数ν2のコム成分との各々の位相をフーリエ変換により求め、この各々の位相の外挿により原点での位相を導出する。
【００５４】
すなわち、図７及び図８の各々に示す周波数シフト量と位相とによる２次元座標系において、周波数ν1及びこの周波数ν1における位相と、周波数ν2及びこの周波数ν2における位相との各々の座標値を結ぶ直線を生成し、この直線上における周波数ν0の位相を検出することにより、周波数ν0の位相を推定する。
そして、図８で求めた中心周波数の位相と図７で求めた中心周波数の位相との差分を求め、この差分量及び正負の極性により、信号光の中心周波数の位相が光送信部２を出射した時点に対してどの程度の遅延量差でずれているか、あるいは位相差が＋であるかあるいは−であるかの判定を行うことができる。
【００５５】
ここでは、線形外挿を採用するための周波数ν1及びν2各々のコム成分の位相は、透過周波数が周波数ν1及びν2の各々のバンドパスフィルタ８１、８２を透過する電気信号の位相を測定することにより得られる。
信号光の中心周波数における位相の導出精度を向上させる場合、並列バンドパスフィルタ８を構成するバンドパスフィルタの個数を、４個以上に増加させて、さらに異なる周波数でのコム成分の位相を測定し、各バンドパスフィルタから検出される情報を使用する構成とすればよい。
【００５６】
また、並列バンドパスフィルタ８を構成するバンドパスフィルタの個数を４個以上とする場合、線形外挿よりも精度の高い非線形多項式などの近似を行う外挿手法を採用することが可能となる。
これにより、信号光の中心周波数における位相を一定に保持することが可能となり、信号光の中心周波数における位相変動によるノイズを除去することができ、受信感度を向上させることができる。また、ＤＱＰＳＫによる伝送では、ｃｏｓ（ｉｎ−Ｐｈａｓｅ、Ｉ）およびｓｉｎ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ、Ｑ）からなる直交二成分が関与する。ここで、ｃｏｓ成分及びｓｉｎ成分の各々は、三角関数の加法定理により単一の正弦波成分に合成できるため、上述したＤＰＳＫの伝送の説明はＤＱＰＳＫの伝送にも成立する。
【００５７】
また、光ファイバ伝送路３は、光ファイバを用いて構成された伝送路であるが、途中には、中継装置が設けれ、他の光ファイバ伝送路と接続されている場合がある。光伝送路間での信号光の分配及び交換のため、信号光の伝送において待ち時間が生じ、送信された信号光におけるフレーム間の時間間隔が一定でなくなる場合がある。
また、フレームを送信する送信トラフィックが疎であれば、データ系列１を構成するフレーム間において、順次フレームを送信する間に待ち時間が発生する。このため、上述した分配及び交換が起こる場合と同様に、送信される信号光のフレーム間の時間間隔が一定でなくなる。したがって、これらの状態の場合、コム成分としての線スペクトルの周波数間隔は時間的に一定でなくなる。
【００５８】
また、光ファイバ伝送路３を構成する光ファイバの波長分散などの光学特性が環境条件の変化により時間的に変動し、コム成分の周波数間隔が一定でなくなることも考えられる。
したがって、コム成分の周波数間隔を時間的に一定に保持するため、光受信部４において電気信号に変換された後に、分岐部７により、フレーム間の時間差を調整して、フレーム間の時間間隔を一定にする。
一方、光ファイバ伝送路３において、フレーム間の時間間隔が常に一定に保持される光伝送システムの場合には、分岐部７がフレーム間の時間間隔を調整する機能を有する必要はない。
【００５９】
すでに説明した原理においては、フレーム間の時間ギャップをゼロとしているので、フレーム間の時間間隔は１フレームの時間周期Ｔfに等しい。
しかしながら、フレーム間の時間間隔はゼロである必要はなく、例えば、一定ビット分だけギャップを設定しても良い。この場合、コム成分の周波数間隔はギャップに含まれるビット数分だけ狭くなることになる。ここで、フレーム間の時間ギャップは、光伝送システムの構成の容易性やコストを勘案して決定すればよい。さらに、時間ギャップは、一定であるならば、１ビットの整数倍である必要はなく、分数であっても良い。
【００６０】
＜第１の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の第１の実施形態について説明する。原理の説明に利用した図１を図面として用いる。以下、第１の実施形態が原理の説明に対して構成及び動作の異なる点についてのみ説明を行う。
この図１において、ＯＴＮへの適用を考慮すると、データ系列１の１フレームには、４０８０バイトが４行分合まれ、ビット総数Ｎ＝４０８０×８×４＝１３０５６０個が含まれる。例えば、ＯＴＵ３のペイロード容量のビットレート４３．０１８４１３５５９Ｇｂｐｓ（Ｂｉｔｓ  Ｐｅｒ  Ｓｅｃｏｎｄ）を適用した場合、１ビットのビット周期Ｔbは約２３.２５であり、１フレームのフレーム周期Ｔfは約３．０３５ビットとなる。
【００６１】
本実施形態においては、隣接するフレーム間の時間ギャップをゼロとし、コムの周波数間隔を約３２９．５ＭＨzとなる。並列バンドパスフィルタ８におけるバンドパスフィルタ８０、８１、８２の各々の透過周波数の中心値は、それぞれν0＝０Ｈz（ＤＣ成分）、ν1＝３２９．５ｋＨz、ν2＝６５９．０ｋＨｚとする。ここで、バンドパスフィルタ８０及び８１の各々の透過周波数の幅は、コム成分の周波数間隔（コム成分である線スペクトルの発生周期、以下コム周波数間隔）の半分（１／２）を目安として、例えばコム周波数間隔の半分として設定する。
【００６２】
また、干渉後の信号光における上記ＤＣ成分は、原点のコム成分に対応している。したがって、バンドパスフィルタ８２は、ＤＣ成分を透過させるため、負の周波数成分が存在しないことから、コム周波数間隔の４分の１（１／４）を目安として、例えばコム周波数間隔の４分の１として設定する。
これにより、バンドパスフィルタ８０、８１及び８２の各々は、ぞれぞれ透過周波数の中心値ν1、ν2、ν3に対応する透過周波数幅が、８０ｋＨｚ、１６０ｋＨｚ、１６０ｋＨｚと設定されている。
【００６３】
また、バンドパスフィルタ８０、８１及び８２の透過周波数の数値は、本実施形態における一例であり、これらに限定されるものではなく、コム成分としての線スペクトルの識別の精度が向上するように、ビット周波数及びフレーム周波数などに対応して適時調整して設定する。
上述した構成により、本実施形態において、並列バンドパスフィルタ８を構成するバンドパスフィルタ８０、８１及び８２の各々は、透過周波数領域がＭＨｚ（メガヘルツ）以下となり、高速の信号処理の必要がなく、電子回路が高速作及び高い精度を伴わない動作を行うため、回路規模の低減及び消費電力の抑制を可能とすることができる。
【００６４】
次に、図９は、図１における光送信部２の構成例を示す図である。図９において、光送信部２は、光変調部１０、光源１１、入射光ファイバ１２、出射光ファイバ１３、光変調駆動部１４を備えている。
光変調部１０は、光波である信号光の伝搬路として、マッハーツェンダー（ＭＺ）導波路を用いた位相変調器であり、入射光ファイバ１２を介して光源１１から供給される連続光に対し、データ系列１に対応して、０あるいはπの間における二値の位相変調信号の発生を可能とする。
【００６５】
ここで、光変調部１０は、ＭＺ導波路の双方のアーム１０Ａ、１０Ｂの各々に設けられた位相変調部１０Ａ１及び１０Ｂ１の各々に対して相補的、すなわち互いに極性が反転する電気信号を印加し、プッシュプル駆動させることにより、周波数チャープが抑制された送信信号光を発生するように設計されたものを用いる。
ＭＺ導波路であるアーム１０Ａ及び１０Ｂの各々は、例えばシリコン導波路、ニオブ酸リチウム導波路、リン化インジウム系化合物半導体導波路などを用いて構成されている。また、周波数チャープの抑制が可能であるならば、他の材料を用いた導波路を使用しても良い。
【００６６】
光源１１は、単一縦モードで連続発振する半導体レーザを用いたものであり、発振波長（あるいは発振周波数）を安定化するための波長ロッカを有している。ここで、この光源１１を、光ファイバ通信のＣバンド、Ｌバンドで使用するには、リン化インジウム系化合物半導体を活性層とする構成の半導体レーザを用いることができる。
また、光源１１においては、ＣバンドまたはＬバンドのいずれか任意の一方の波長に対応するため、チューナブル半導体レーザを用いればよい。
【００６７】
光変調部１０には、偏波保持単一モード光ファイバを用いた入射光ファイバ１２を介して、光源１１から出射される連続光が入射される。
また、光変調部１０は、偏波保持単一モード光ファイバを用いた出射光ファイバ１３を介して、出射光である信号光を光ファイバ伝送路３の入射端に出射する。
ここで、光変調部１０は、データ系列１にしたがって、連続光を位相偏移変調した信号光を出射光として、出射光ファイバ１３の入射端に対して出射する。
コム成分の線スペクトルのおのおの線幅は、光源１１における半導体レーザの連続光の発振スペクトルの線幅で決定される。
【００６８】
光変調駆動部１４は、データ系列１の各フレームにおけるビットが時系列に順次入力され、各フレームのビットを差動コーディングに対応した出力電気信号に変換し、この出力電気信号を光変調部１０に対して出力する。
また、光変調部１０は、光変調駆動部１４からの出力電気信号により、連続光を位相偏移変調して信号光とする。ここで、アーム１０Ａ及び１０Ｂの各々において、ＭＺ導波路としての導波路の構成によって、アーム１０Ａの位相変調部１０Ａ１及びアーム１０Ｂの位相変調部１０Ｂ１のいずれか一方に対し、データ系列１のフレームにおけるビット同位相の電気信号を印加し、他方に対し、データ系列１のフレームにおけるビットとは逆位相の電気信号を印加する必要がある。この場合、光変調駆動部１４は、データ系列１のフレームにおけるビット毎に、同位相および逆位相という二系統の電気信号を、上述した出力電気信号として、光変調部１０に対して出力する構成とする。
【００６９】
また、光ファイバ伝送路３は、上述したように、例えば、偏波保持単一モード光ファイバを用いて構成された伝送路である。
この光ファイバ伝送路３は、伝送路中において、中継装置として、例えば光増幅部、クロック再生器、光スイッチなどが設置されていても良い。光ファイバ伝送路３は、出射端に対して、光受信部４の入射端が接続される。
【００７０】
次に、図１０は、図１における光受信部４の構成例を示す図である。この図４において、光受信部４は、遅延干渉部１５、入射光ファイバ１６及び差動受信部１７を備えている。
光受信部４は、光ファイバ伝送路３の出射端から入射される信号光を遅延干渉部１５に対し、入射光ファイバ１６を介して入射させる。
遅延干渉部１５は、内部にアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂとを有しており、入射光ファイバ１６から入射される信号光を、非対称ＭＺ導波路を構成するアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々に分岐する。
また、このアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々は、信号光及び直前の信号光を用いて干渉による差分検出を行うため、信号光を２つに分岐し遅延させ、１ビット遅延干渉信号を発生させるため、非対称のＭＺ導波路（非対称ＭＺ導波路）の構成となっている。
【００７１】
遅延干渉部１５が上述したアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂからなる非対称ＭＺ導波路を含み、当該非対称ＭＺ導波路の入射端が、この遅延干渉部１５の入射端となっている。この非対称ＭＺ導波路には、１ビット遅延を発生させるため、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂのおのおのの光伝搬時間の差が１ビットとなるよう、非対称性を導入している。例えば、信号光と干渉させる信号行を１ビット遅延させた１ビット遅延干渉信号を発生するため、アーム導波路１５Ｂに対して、後述する遅延時間制御部１５Ｂ１と位相制御部１５Ｂ２とが設けられている。
【００７２】
このアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂにおける光伝搬時間の差は、温度などの環境条件に伴って変動し、使用する波長に応じても変化する。このため、光伝送に使用する特定の波長および特定の温度において、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂにおける光伝搬時間の差が１ビット遅延に等しくなるように、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂからなる非対称ＭＺ導波路を設計する。アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々は、シリコン導波路、ニオブ酸リチウム導波路、リン化インジウム系化合物半導体導波路などを用いて構成することができる。
【００７３】
すなわち、光受信部４は、入射端に対して、単一モード光ファイバまたは偏波保持単一モード光ファイバを用いた入射光ファイバ１６の出射端が接続されている。この入射光ファイバ１６は、入射端が光ファイバ伝送路３の出射端が接続されている。
遅延干渉部１５の非対称ＭＺ導波路は、その出射側には二分岐導波路として上述したアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂが接続されている。そして、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々の出射端から出射する光波にはπ位相差が生ずるように設計されている。
【００７４】
差動受信部１７は、二系統の光検知器と、この二系統の光検知器の各々から出力される信号光の差分を取り、差動電気信号として出力する差動増幅部とを有している。すなわち、差動受信部１７の二系統の光検知器において、一方の光検知器がアーム導波路１５Ａからの信号光を受け、また他方の光検知器がアーム導波路１５Ｂからの１ビット遅延干渉信号を受ける。そして、差動受信部１７の差動増幅部は、一方の光検知器が出力する信号光による電気信号と、他方の光検知器が出力する１ビット遅延干渉信号による電気信号との差分をとり、この差分を差動電気信号として、増幅部５に対して出力する。
【００７５】
非対称ＭＺ導波路においては、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂ間の光伝搬時間の差が常時１ビットに等しくなるよう制御するため、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂのいずれか一方または双方に、遅延時間τを制御する遅延時間制御部１５Ｂ１および位相φを制御する位相制御部１５Ｂ２を設ける。図１０においては、すでに述べたように、遅延時間制御部および位相制御部を、アーム導波路１５Ｂに介挿して設けている。
ここで、制御部９は、遅延時間制御部１５Ｂ１および位相制御部１５Ｂ２を制御するため、模式的に矢印で示す制御電気信号系統を、遅延干渉部１５に対して出力する。
【００７６】
図１０に示すように、遅延時間制御部１５Ｂ１と位相制御部１５Ｂ２の各々には、独立した出力ボートから電気的に独立して信号を印加する構成としている。
遅延時間制御部１５Ｂ１は、アーム導波路１５Ｂの屈折率を制御する機能を有している。例えば、シリコン導波路でアーム導波路構成した場合、シリコン導波路は、ＰＮ接合を有する導波路であり、このＰＮ接合に順方向あるいは逆方向のバイアスを印加し、制御電気信号に対応した屈折率制御を行ない、１ビット遅延を保持する制御を行なう。このＰＮ接合が遅延時間τを制御する遅延時間制御部１５Ｂ１となる。
【００７７】
一方、位相制御部１５Ｂ２は、二系統の光検出器の各々への出力光間の位相差がπとなるように、制御電気信号に対応した屈折率制御を行なう。この位相制御部１５Ｂ２は、遅延時間制御部１５Ｂ１と同じ構成を用いることができ、位相制御に適切な導波路長に設定すれば良い。
【００７８】
また、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々に対し、ニオブ酸リチウム導波路を用いた場合、ポッケルス効果による複屈折率の変化を用いて、１ビット遅延及び位相制御を行うことが可能である。
また、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々に対し、リン化インジウム系化合物半導体導波路を用いた場合、シュタルク効果あるいはポッケルス効果による屈折率制御が可能であり、１ビット遅延及び位相制御を行うことが可能である。
遅延時間制御部１５Ｂ１および位相制御部１５Ｂ２の各々は、非対称ＭＺ導波路におけるアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂのいずれかのアームに、図１０に示すように設置すればよい。しかしながら、遅延時間制御部１５Ｂ１および位相制御部１５Ｂ２の各々の制御に必要な電圧の低減、あるいはアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々の出射端から出射する光のパワーの等化などの制御も行う必要がある場合、アーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの双方に対し、遅延時間制御部１５Ｂ１および位相制御部１５Ｂ２を設けるように構成しても良い。
【００７９】
ＡＤ変換部６は、増幅部５を介して入力される、差動受信部１７から出力された差動電気信号をデジタル電気信号に変換する。このとき、ＡＤ変換部６は、差動電気信号に重畳するノイズなどにより、デジタル電気信号に変換する際に、誤変換する可能性がある。
このため、増幅部５は、リミッタアンプから構成されており、差動電気信号の誤変換を避ける目的で、信号振幅の異なる入力信号を一定振幅の出力信号に増幅し波形整形を行うために導入してある。したがって、影響が無視できる程度のノイズしか重畳されないのであれば、増幅部５を省略してもよい。
【００８０】
図１０においては、増幅部５及び制御部９に対する接続経路の一部のみを表示してある。すなわち、ＡＤ変換部６は、差動電気信号を変換したデジタル電気信号を、分岐部７に対して出力する。
分岐部７は、入力されるデジタル電気信号を二経路に分岐し、一方の分岐した経路のデジタル電気信号をデータ処理回路へ出力し、他方の分岐した経路のデジタル電気信号を並列バンドパスフィルタ８に対して出力する。データ処理回路は、デジタル電気信号の復号処理などを行い、得られた受信データを受信者に供給する。
【００８１】
また、隣接するフレーム間の時間間隔の時間幅を一定とする、すなわち等間隔の時間幅とする機能を有している場合、以下に示す制御を行う。
すなわち、分岐部７は、分岐後の他方の経路のデジタル電気信号を、内部のバッファメモリに予め設定された複数個、例えばＭ個のフレームのデータを、ＡＤ変換部６から入力される毎に順次格納する。
そして、分岐部７は、Ｍ個のフレームが格納されたことを検出すると、Ｍ個のフレームを等時間間隔に配列して、例えばフレーム間の時間間隔をゼロとして、このＭ個のフレームを一つの系列として、並列バンドパスフィルタ８へ出力する。
【００８２】
ここで、分岐部７のバッファ数をＭ＝１６として説明したが、この値に限定されるものではなく、各コム成分のパワーおよび位相の測定精度に応じて設定すればよい。
また、光受信部４に入射する信号光において、各フレームが時間的に一定の間隔で配列されていることが保証されている伝送システムの場合には、分岐部７にバッファメモリを設けて、隣接するフレーム間の時間間隔の時間幅を一定とする機能を省略することができる。
【００８３】
並列バンドパスフィルタ８は、すでに説明したように、バンドパスフィルタ８０、８１及び８２の各々から、それぞれの透過周波数に対応した周波数シフトのコム成分の電気信号を抽出し、それぞれ周波数ν1、ν2及びν3の周波数シフトの電気信号を、制御部９に対して出力する。
制御部９は、この周波数ν1、ν2及びν3の各周波数シフトの電気信号から、各コム成分のパワーおよび位相が求められる。
【００８４】
すなわち、制御部９は、中心周波数である周波数ν0のコム成分のパワーを、隣接する周波数ν1のコム成分のパワーを除算し、周波数ν0と周波数ν1とのパワー比を算出する。そして、制御部９は、この周波数ν0と周波数ν1とのパワー比に基づいて、遅延干渉部１５における信号光のビット遅延量を算出する。
そして、制御部９は、この周波数ν0と周波数ν1とのパワー比が最小となるように、遅延時間制御部１５Ｂ１を、制御信号である制御電気信号を用いて制御することにより、１ビット遅延を安定化する。
【００８５】
ここで、制御部９は、例えば、パワー比とこのパワー比に対応して遅延量を制御する制御電気信号との対応を、周波数ν1の位相の変化量の示す極性毎に示す遅延時間制御テーブルを内部記憶部に予め書き込まれて記憶しており、周波数ν1の位相変化の極性に対応するパワー比と制御電気信号の遅延時間制御テーブルを選択する。そして、制御部９は、選択した遅延時間制御テーブルから、算出したパワー比に対応する制御電気信号を抽出し、抽出した制御電気信号を光受信部４に対して出力する。ここで、遅延量を制御する制御電気信号は、現在のパワー比を所望の値とするように、遅延時間制御部１５Ｂ１がアーム導波路１５Ｂの屈折率を変化させる電圧値あるいは電流値である。後述する周波数ν1の位相の変化量の示す極性により、ビット遅延量の絶対値が同一であってもこの電圧値あるいは電流値が変化する。
【００８６】
また、周波数ν1の位相の変化量の示す極性とは、予め実験やシミュレーションにより、バンドパスフィルタ８１から出力される周波数ν1の電気信号成分の位相を、例えば０．１ビット遅延から１ビット遅延を含んで１．９ビット遅延までの場合の各々を求めておく。そして、１ビット遅延に対して、０．１ビット遅延から０．９ビット遅延までの遅延範囲における位相と、１．１ビット遅延から１．９ビット遅延までの遅延範囲における位相の各々と、１ビット遅延の位相との差分を求めておく。そして、１ビット未満の遅延における位相差と、１ビットを超える遅延における位相差とが＋及び−のいずれの極性であるかを求め、この極性毎に遅延制御テーブルを作成しておく。
【００８７】
そして、制御部９は、予め内部記憶部に書き込まれて記憶されている１ビット遅延時の位相を読み出す。また、制御部９は、Ｍ個のフレームに対応する、バンドパスフィルタ８１から供給されるデジタル電気信号における周波数ν1の位相をフーリエ変換により求める。また、制御部９は、読み出した１ビット遅延時の位相とフーリエ変換により求めた位相との差分をとり、この差分の極性に対応した遅延制御テーブルを内部記憶部から抽出することになる。ここでは、周波数ν1で説明したが周波数ν2を用いて、極性を求めるように構成しても良い。
【００８８】
また、制御部９は、周波数ν1だけでなく周波数ν2の位相もフーリエ変換により求め、周波数ν1及びこの周波数ν1のコム成分の位相と、周波数ν2及びこの周波数ν2のコム成分の位相とから、図７や図８に示す周波数シフト量と位相との２次元座標系における線形関数を、外挿処理により導出して求める。そして、制御部９は、この求めた線形関数により、周波数シフトがゼロ、すなわち中心周波数の位相を求める。
【００８９】
ここで、制御部９の内部記憶部には、光送信部２が出射する信号光における光パルスの中心周波数と位相との対応が、算出されて予め書き込まれて記憶されている。また、制御部９の内部記憶部には、位相制御テーブルが予め書き込まれて記憶されている。この位相制御テーブルは、位相差とこの位相差を制御する制御電気信号との対応を示している。ここで位相差とは、光送信部２が出射する信号光における光パルスの中心周波数の位相と、制御部９において周波数ν1及びν2による線形関数から求めた中心周波数の位相との差を示している。予め実験あるいはシミュレーションにより、位相差と、この位相差を０とする制御電気信号との対応関係を位相制御テーブルとする。ここで、位相を制御する制御電気信号は、現在の位相差を０とするように、位相制御部１５Ｂ２がアーム導波路１５Ｂの屈折率を変化させる電圧値あるいは電流値である。
【００９０】
次に、制御部９は、バンドパスフィルタ８１及び８２の各々から、それぞれ周波数ν1、ν2のデジタル電気信号を入力し、このデジタル電気信号から周波数ν1、ν2の位相を求める。また、制御部９は、光送信部２が出射する信号光における光パルスの中心周波数における位相を内部記憶部から読み出し、この読み出した位相から、デジタル電気信号から求めた位相を減算し、位相差を求める。
そして、制御部９は、求めた位相差に対応する制御電気信号としての電圧値あるいは電流値を位相制御テーブルから読み出し、読み出した制御電気信号を光受信部４に対して出力する。
したがって、制御部９は、パワー比および位相算出のための演算回路を含むデジタル回路、上記校正データである遅延制御テーブル及び位相制御テーブルを格納する内部記憶部として、不揮発メモリを有し、また遅延時間制御部１５Ｂ１と位相制御部１５Ｂ２の各々への制御電気信号となる電圧または電流を発生するための信号源から構成されている。
【００９１】
本実施形態は、上述した構成により、ビット遅延制御による１ビット遅延の常時安定化と、光パルスの位相の制御（位相変動制御）による差動検出ペナルティの解消とを、コム成分の線スペクトルを用いて同時に行なうことができ、受信精度の安定性に優れ、かつ受信感度の高いコヒーレント光伝送システムを実現することが可能となる。
本実施形態の構成に基づいて、ビット周期または１フレームのビット数を変更、すなわちフレーム周期を変更することにより、ＯＴＮに限らず、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）など、他の光伝送方式に対応したコヒーレント光伝送システムを構築することができる。
また、本実施形態において、制御部９の求めたビット遅延量および中心周波数での位相を、光送信部２に対してフィードバックするよう構成することにより、光送信部２の安定化に利用することができる。
また、本実施形態において、光ファイバ伝送路３に接続する別のコヒーレント光伝送ネットワークに属する光送信部に対してフィードバックしてもよい。
【００９２】
＜第２の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態の構成は、第１の実施形態と同様であるため、図１を用いて説明する。以下、第２の実施形態が第１の実施形態と異なる構成及び動作についてのみ説明する。
図１における光送信部２から出射される信号光の偏波は一定であるが、光受信部４に入射される信号光の偏波は、光ファイバ伝送路３を伝搬していく過程において、光ファイバ伝送路３の偏波特性の変動にともなって変動する可能性がある。
【００９３】
このため、光受信部４における遅延干渉部１５を構成するアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々の屈折率が偏波に依存する場合、光受信部４に入射する信号光の偏波に応じて、非対称ＭＺ導波路の出射側に接続されたアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂ（二分岐導波路）の各々のビット遅延時間が変動する。また、同様に、光受信部４に入射する信号光の偏波に応じて、非対称ＭＺ導波路の出射側に接続されたアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々を伝搬する信号光間の位相差（光パルスの位相差）が変動する。
【００９４】
上述したビット遅延および位相差の変動を解消するためには、光受信部４に入射する信号光の偏波を一定に保持することが解決策の一つとして挙げられる。
次に、図１１は、光ファイバ伝送路３から光受信部４に入射する信号光の偏波を一定に保持する偏波制御部１８を説明するための図である。この図１１においては、光ファイバ伝送路３の出射端から、光受信部４の入射側のみを抽出して図示してある。 光受信部４の出力端子は、増幅部５の入力端子に接続される。
光ファイバ伝送路３の出射端を偏波制御部１８の入射端に接続する。偏波制御部１８は、例えば、４分の１（１／４）波長板及び２分の１（１／２）波長板を用いた偏波変換素子と偏波モニタとを備え、入射する信号光の偏波を常時一定に保持する機能を有している。
【００９５】
本実施形態においては、遅延干渉部１５におけるアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々がＴＥ（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ  Ｅｌｅｃｔｉｃ）偏波に対して、最適化されている構成とする。
この場合、偏波制御部１８は、出射する信号光の偏波が予め設定されたＴＥ偏波に保持されるよう、光ファイバ伝送路３から入射される信号光の偏波を制御する。
また、偏波制御部１８は、出射端に対して、偏波保持単一モード光ファイバを用いた接続光ファイバ１９の一端が接続されている。
この接続光ファイバ１９は、他端が光受信部４の入射端に接続されている。ここで、光受信部４の入射端と、遅延干渉部１５の入射端を接続する入射光ファイバ１６（図１０）には、偏波保持単一モード光ファイバを用いる。
【００９６】
上述した構成により、本実施形態によれば、光受信部４に入射する信号光の偏波状態を一定に保持し、光ファイバ伝送路３の偏波特性が変動し、信号光の偏波が変化した場合においても、１ビット遅延を保持して安定化され、光パルスの位相変動抑制による受信感度が向上したコヒーレント光伝送システムを構成することができる。
また、本実施形態においては、遅延干渉部１５のＴＥ偏波に対して最適化する構成を採用したが、このＴＥ偏波に限定されるものでなく、ＴＥ偏波に対して偏光方向が直交するＴＭ（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ）偏波、あるいは、他の偏波に対して最適化する構成としても良い。
【００９７】
＜第３の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態の構成は、第１の実施形態と同様であるため、図１を用いて説明する。以下、第３の実施形態が第１の実施形態と異なる構成及び動作についてのみ説明する。
図１における光送信部２から出射される信号光の偏波は一定であるが、光受信部４に入射される信号光の偏波は、光ファイバ伝送路３を伝搬していく過程において、光ファイバ伝送路３の偏波特性の変動にともなって変動する可能性がある。
【００９８】
このため、光受信部４における遅延干渉部１５を構成するアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々の屈折率が偏波に依存する場合、光受信部４に入射する信号光の偏波に応じて、非対称ＭＺ導波路の出射側に接続されたアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂ（二分岐導波路）の各々のビット遅延時間が変動する。また、同様に、光受信部４に入射する信号光の偏波に応じて、非対称ＭＺ導波路の出射側に接続されたアーム導波路１５Ａ及び１５Ｂの各々からの出力光間の位相差が変動する。
【００９９】
上述した構成において、直交する二つの偏波に対して独立した受信系を構成することにより、１ビット遅延を保持して安定化され、かつ位相変動抑制による受信感度が向上したコヒーレント光伝送システムを構成することができる。
次に、図１２は、直交する二つの偏波に対して独立した受信系を有するコヒーレント光伝送システムの構成を示す図である。この図１２においては、光送信部２、ＡＤ変換部６、分岐部７、並列バンドパスフィルタ８、制御部９の各部を省略して図示してあるが、ＴＥ偏波及びＴＭ偏波の各々の偏波に対応して、独立した受信系として、増幅部５及び５’それぞれに対して図示しない分岐部７、７’、並列バンドパスフィルタ８、８’、制御部９、９’が図１と同様に設けられている。
【０１００】
したがって、例えば、増幅部５から出力されるデジタル電気信号が、ＡＤ変換部６、分岐部７、並列バンドパスフィルタ８、制御部９に順次伝達され、制御部９が光受信部４に対して、デジタル電気信号に基づいて制御電気信号を出力して制御を行う。
一方、増幅部５’から出力されるデジタル電気信号が、ＡＤ変換部６’、分岐部７’、並列バンドパスフィルタ８’、制御部９’に順次伝達され、制御部９’が光受信部４’に対して、デジタル電気信号に基づいて制御電気信号を出力して制御を行う。
ここで、光受信部４’、増幅部５’、ＡＤ変換部６’、分岐部７’、並列バンドパスフィルタ８’、制御部９’の各々は、それぞれ光受信部４、増幅部５、ＡＤ変換部６、分岐部７、並列バンドパスフィルタ８、制御部９と同様の構成である。
また、分岐部７及び７’のデータ処理回路への出力端子に対し、選択回路を設けて、分岐部７または７’のいずれの出力をデータ処理回路に供給するかを選択する。この選択回路は、出力の選択を行う際、増幅部５及び増幅部５’のデジタル電気信号の強度を比較し、強度の大きい方の出力を、データ処理回路に選択する処理を行う。
【０１０１】
また、本実施形態においては、第２の実施形態と同様に、光受信部４および４’の各々を、遅延干渉部１５のＴＥ偏波に対して最適化した構成としている。
図１２において、偏波分離部２０は、入射端が光ファイバ伝送路３の出射端に対して接続されている。また、偏波分離部２０は、遅延干渉部１５に対応したＴＥ偏波と平行な方向の直線偏波の光波を出射する第１の出射端と、ＴＭ偏波と平行な方向の直線偏波の光波を出射する第２の出射端とを備えている。この偏波分離部２０は、例えば、偏光プリズムを用いた、偏光方向によって光波を分離する偏光ビームスプリッタを用いることができる。
【０１０２】
また、偏波分離部２０は、第１の出射端が光受信部４の入射端に対し、接続光ファイバ２１を介して接続されている。接続光ファイバ２１は、一端が偏波分離部２０の第１の出射端に接続され、他端が光受信部４の入射端に接続されている。また、偏波分離部２０は、偏波分離部２０の第２の出射端が偏波回転部２３の入射端に対し、接続光ファイバ２２を介して接続されている。接続光ファイバ２２は、一端が偏波分離部２０の第２の出射端に接続され、他端が偏波回転部２３の入射端に接続されている。
また、接続光ファイバ２１及び２２の各々は、偏波を保持して光波を伝搬するために偏波保持単一モード光ファイバを用いている。
【０１０３】
偏波回転部２３は、偏波分離部２０からの光波の偏光を、すなわちＴＭ偏波を９０度回転させ、ＴＥ偏光として出射端から出力する。この偏波回転部２３は、例えば、偏光方向を９０度回転するように設定された２分の１（１／２）波長板を用いて構成されている。
また、偏波回転部２３は、出射端が光受信部４’の入射端に対し、接続光ファイバ２４を介して接続されている。この接続光ファイバ２４は、偏波保持単一モード光ファイバが用いられており、一端が偏波回転部２３の出力端に接続され、他端が光受信部４’の入射端に接続されている。
【０１０４】
上述した構成により、本実施形態によれば、光ファイバ伝送路３から出射される信号光の偏光が、光ファイバの偏光特性によって、ＴＥ偏光及びＴＭ偏光のいずれであったとしても、光受信部４及び４’の各々に対してＴＥ偏光の信号光として入射させることができる。
この結果、本実施形態によれば、光受信部４及び４’の各々に入射する信号光の偏波状態を一定に保持し、光ファイバ伝送路３の偏波特性が変動し、信号光の偏波が変化した場合においても、１ビット遅延を保持して安定化され、光パルスの位相変動抑制による受信感度が向上したコヒーレント光伝送システムを構成することができる。
また、本実施形態においては、光受信部４及び４’の各々の遅延干渉部１５のＴＥ偏波に対して最適化する構成を採用したが、このＴＥ偏波に限定されるものでなく、ＴＭ偏波、あるいは、他の偏波に対して最適化する構成としても良い。
【０１０５】
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【符号の説明】
【０１０６】
１…信号系列  ２…光送信部  ３…光ファイバ伝送路  ４，４’…光受信部  ５，５’…増幅部  ６…ＡＤ変換部  ７…分岐部  ８…並列バンドパスフィルタ  制御部…９  １０…光変調部  １０Ａ，１０Ｂ，１５Ａ，１５Ｂ…アーム導波路  １０Ａ１,１０Ｂ１…位相変調部  １１…光源  １２，１６…入射光ファイバ  １３…出射光ファイバ  １４…光変調駆動部  １５…遅延干渉部  １５Ｂ１…遅延時間制御部  １５Ｂ２…位相制御部  １７…差増受信部  １８…偏波制御部  １９，２１，２２，２４…接続光ファイバ  ２０…偏波分離部  ２３…偏波回転部  ８０，８１，８２…バンドパスフィルタ
【図１】
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【図２】
2013225765.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2013225765.tif 000011
【図１０】
2013225765.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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