(57)【要約】  デジタルラジオ受信機においてデジタルラジオ放送信号を処理する方法が、第１のサンプルレートにおけるベースバンド信号サンプルを受け取るステップと、受信機クロックと送信機クロックとの間の差分に基づいてベースバンド信号のサンプルレートを調整して、第２のサンプルレートにおける調整済みベースバンド信号サンプルを生成するステップと、調整済みベースバンド信号サンプルをフィルタ処理して、サンプルのデジタル成分と、サンプルのデジタル成分と同期するアナログ成分とを分離するステップと、デジタル成分とアナログ成分とを別個に復調して、デジタル出力信号とアナログ出力信号とを生成するステップとを含む。この方法を使用する受信機も提供する。【選択図】図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルラジオ受信機においてデジタルラジオ放送信号を処理する方法であって、
第１のサンプルレートにおけるベースバンド信号サンプルを受け取るステップと、
受信機クロックと送信機クロックとの間の差分に基づいて前記ベースバンド信号の前記サンプルレートを調整して、第２のサンプルレートにおける調整済みベースバンド信号サンプルを生成するステップと、
前記調整済みベースバンド信号サンプルをフィルタ処理して、前記サンプルのデジタル成分と、前記サンプルの前記デジタル成分と同期する前記サンプルのアナログ成分とを分離するステップと、
前記デジタル成分と前記アナログ成分とを別個に復調して、デジタル出力信号とアナログ出力信号とを生成するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記ベースバンド信号の前記サンプルレートを調整する前記ステップは、非同期サンプルレートコンバータを用いて前記ベースバンド信号サンプルをリサンプリングするステップを含む、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記非同期サンプルレートコンバータは、サンプルレート補正値に応答して前記ベースバンド信号サンプルの前記サンプルレートを調整する、
請求項２に記載の方法。
【請求項４】
カルマンフィルタを用いてサンプルスリップとサンプルレートオフセットとを推定するステップをさらに含む、
請求項３に記載の方法。
【請求項５】
線形二次レギュレータ（ＬＱＲ）アルゴリズムを用いて、前記サンプルスリップと前記サンプルレートオフセットの両方をゼロに促す制御信号を決定する、
請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記調整済みベースバンド信号サンプルをフィルタ処理して前記サンプルのデジタル成分と前記サンプルのアナログ成分とを分離する前記ステップは、分離フィルタにおいて行われる、
請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記追跡の初期段階中に、シンボル時間調整モジュールを用いて前記サンプルスリップをゼロに向けて促すステップをさらに含む、
請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記シンボル時間調整モジュールは、前記デジタル成分のサンプルを調整する、
請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記デジタルラジオ放送信号の損失を検出するステップと、
前記ベースバンド信号の前記サンプルレートを調整する前記ステップを停止するステップと、
前記デジタルラジオ放送信号の回復を検出するステップと、
リセット追跡アルゴリズムを用いて、前記ベースバンド信号の前記サンプルレートを調整する前記ステップを再開するステップと、
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
デジタルラジオ放送信号を処理するための受信機であって、
第１のサンプルレートにおけるベースバンド信号サンプルを受け取り、
受信機クロックと送信機クロックとの間の差分に基づいて前記ベースバンド信号の前記サンプルレートを調整して、第２のサンプルレートにおける調整済みベースバンド信号サンプルを生成し、
前記調整済みベースバンド信号サンプルをフィルタ処理して、前記サンプルのデジタル成分と、前記サンプルの前記デジタル成分と同期する前記サンプルのアナログ成分とを分離し、
前記デジタル成分と前記アナログ成分とを別個に復調して、デジタル出力信号とアナログ出力信号とを生成する、
ように構成された処理システムを備える、
ことを特徴とする受信機。
【請求項１１】
前記処理システムは、非同期サンプルレートコンバータを用いて前記ベースバンド信号サンプルをリサンプリングするようにさらに構成される、
請求項１０に記載の受信機。
【請求項１２】
前記非同期サンプルレートコンバータは、サンプルレート補正値に応答して前記ベースバンド信号サンプルの前記サンプルレートを調整する、
請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
前記処理システムは、カルマンフィルタを用いてサンプルスリップとサンプルレートオフセットとを推定する、
請求項１２に記載の受信機。
【請求項１４】
前記処理システムは、線形二次レギュレータ（ＬＱＲ）アルゴリズムを用いて、前記サンプルスリップと前記サンプルレートオフセットの両方をゼロに促す制御信号を決定する、
請求項１３に記載の受信機。
【請求項１５】
前記処理システムは、分離フィルタをさらに含む、
請求項１０に記載の受信機。
【請求項１６】
前記処理システムは、前記追跡の初期段階中に前記サンプルスリップをゼロに向けて促すように構成されたシンボル時間調整モジュールをさらに含む、
請求項１０に記載の受信機。
【請求項１７】
前記シンボル時間調整モジュールは、前記デジタル成分のサンプルを調整する、
請求項１６に記載の受信機。
【請求項１８】
請求項１に記載の方法を処理システムに実行させるように適合された実行可能命令を含むコンピュータ可読記憶媒体を含む、
ことを特徴とする製造の物品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、デジタルラジオ放送受信機に関し、具体的には、デジタルラジオ受信機におけるアナログ経路とデジタル経路の同期処理のための方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタルラジオ放送技術は、モバイル受信機、ポータブル受信機及び固定受信機にデジタルオーディオサービス及びデジタルデータサービスを配信するものである。インバンドオンチャネル（ＩＢＯＣ）デジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）と呼ばれる１つのタイプのデジタルオーディオ放送は、既存の中波（ＭＦ）及び超短波（ＶＨＦ）ラジオ帯域における地上波送信機を使用する。ｉＢｉｑｕｉｔｙ  Ｄｉｇｉｔａｌ社によって開発されたＨＤ  Ｒａｄｉｏ（商標）技術は、デジタルラジオの放送及び受信のためのＩＢＯＣ実装の一例である。
【０００３】
ＩＢＯＣ信号は、アナログ変調キャリアを複数のデジタル変調キャリアと組み合わせたハイブリッドフォーマット、又はアナログ変調キャリアを使用しない全デジタルフォーマットで送信することができる。ハイブリッドモードを使用すると、放送局は、アナログＡＭとＦＭを高品質でロバスト性の高いデジタル信号と同時に送信し続けることができ、従って放送局自体及びそのリスナーは、現在の周波数割り当てを維持しながらアナログラジオをデジタルラジオに変換することができる。
【０００４】
デジタル送信システムの１つの特徴は、デジタル化されたオーディオとデータの両方を同時に送信する固有の能力にある。従って、この技術では、ＡＭ及びＦＭラジオ放送局からの無線データサービスも可能になる。放送信号は、アーティスト、曲名、又は局の呼出符号などのメタデータを含むことができる。イベント、交通及び気象に関する特別なメッセージを含めることもできる。例えば、ユーザは、ラジオ局を聴きながら、ラジオ受信機のディスプレイ上で交通情報、気象予報、ニュース及びスポーツの結果を全てスクロールさせて見ることができる。
【０００５】
ＩＢＯＣ技術は、既存のアナログ放送フォーマットよりも優れたデジタル品質のオーディオを提供することができる。各ＩＢＯＣ信号は、既存のＡＭ又はＦＭチャネル割り当てのスペクトルマスク内で送信されるので、新たなスペクトル割り当てを必要としない。ＩＢＯＣは、放送局が現在のリスナー基準にデジタル品質のオーディオを提供できるようにしながらスペクトルの節約を促す。
【０００６】
ＡＭ又はＦＭスペクトル内の１つのチャネル上で複数のオーディオプログラム又はオーディオストリームを配信する能力であるマルチキャスティングを使用すると、放送局は、メイン周波数の別個の補助チャネル又はサブチャネル上で複数のストリームを放送することができる。例えば、複数のデータストリームが、別の音楽フォーマット、地方交通、気象、ニュース及びスポーツを含むこともできる。補助チャネルには、従来の局周波数と同様に同調機能又は探索機能を用いてアクセスすることができる。例えば、アナログ変調信号の中心周波数が９４．１ＭＨｚである場合、ＩＢＯＣにおける同じ放送は、補助チャネル９４．１−１、９４．１−２及び９４．１−３を含むことができる。絞り込んだ聴衆に補助チャネル上の高度に専門的な番組を配信して、広告主が自社のブランドを番組内容と統合させる機会を生み出すことができる。本明細書で使用するマルチキャスティングは、単一のデジタルラジオ放送チャネル内又は単一のデジタルラジオ放送信号上における１又は２以上の番組の送信を含む。ＩＢＯＣ送信を介したマルチキャストコンテンツは、主要番組サービス（ＭＰＳ）、補助番組サービス（ＳＰＳ）、番組サービスデータ（ＰＳＤ）、及び／又はその他の放送データを含むことができる。
【０００７】
全米放送事業者協会及び全米家電協会の支援を受けた標準化団体である米国ラジオシステム委員会は、２００５年９月にＮＲＳＣ−５Ａとして指定されるＩＢＯＣ規格を採択した。ＮＲＳＣ−５には、ＡＭ及びＦＭ放送チャネル上でデジタルオーディオデータ及び補助データを放送するための要件が示されており、この規格の開示は引用により本明細書に組み入れられる。この規格及びその参考文書は、ＲＦ／送信サブシステム、並びにトランスポート及びサービス多重サブシステムの詳細な説明を含む。この規格のコピーは、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｎｒｓｃｓｔａｎｄａｒｄｓ．ｏｒｇ／ｓｔａｎｄａｒｄｓ．ａｓｐにおいてＮＲＳＣから取得することができる。ｉＢｉｑｕｉｔｙ社のＨＤ  Ｒａｄｉｏ技術は、ＮＲＳＣ−５  ＩＢＯＣ規格を実装したものである。ＨＤ  Ｒａｄｉｏ技術に関するさらなる情報は、ｗｗｗ．ｈｄｒａｄｉｏ．ｃｏｍ、及びｗｗｗ．ｉｂｉｑｕｉｔｙ．ｃｏｍにおいて見出すことができる。
【０００８】
他のタイプのデジタルラジオ放送システムとしては、衛星デジタルオーディオラジオサービス（ＳＤＡＲＳ、例えばＸＭラジオ（商標）、Ｓｉｒｉｕｓ（登録商標））、デジタルオーディオラジオサービス（ＤＡＲＳ、例えばＷｏｒｌｄＳｐａｃｅ（登録商標））などの衛星システム、並びにデジタルラジオモンディエール（ＤＲＭ）、（ＤＡＢデジタルオーディオ放送（登録商標）という商標の）Ｅｕｒｅｋａ１４７、ＤＡＢバージョン２及びＦＭｅＸｔｒａ（登録商標）などの地上波システムが挙げられる。本明細書で使用する「デジタルラジオ放送」という表現は、インバンドオンチャネル放送、並びにその他のデジタル地上波放送及び衛星放送を含むデジタルオーディオ放送及びデジタルデータ放送を含む。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】米国特許第８，０４０，９８９号明細書
【特許文献２】米国特許第６，１７８，３１７号明細書
【特許文献３】米国特許第６，５９０，９４４号明細書
【特許文献４】米国特許第６，７３５，２５７号明細書
【特許文献５】米国特許第６，９０１，２４２号明細書
【特許文献６】米国特許第７，５４６，０８８号明細書
【特許文献７】米国特許第７，３０５，０４３号明細書
【特許文献８】米国特許第６，９８２，９４８号明細書
【特許文献９】米国特許第６，８９８，２４９号明細書
【００１０】
デジタルラジオ放送システムは、様々なオーディオ符号化／復号技術を使用する。通常、これらの技術は、オーディオサンプリングレートを一致させるためにデジタルラジオ送信機のクロックとデジタルラジオ受信機のクロックとの間の同期を必要とする。これまで、このようなシステムでは、アナログ経路とデジタル経路とが別個に、従って非同期的に処理されていた。ソフトウェア実装では、例えばアナログ復調工程とデジタル復調工程が、異なるソフトウェアスレッドを用いて別個のタスクとして処理される。この分離には、さらなるタスクスケジューリング及びコンテキストスイッチングが必要であり、これによって実装の複雑性及び必要なＭＩＰＳ（１００万命令／秒）が高くなることがある。また、この分離によって、混合を目的とするアナログ信号とデジタル信号の時間的整合に必要な処理が複雑になることもある。従って、システムによっては、デジタルラジオ放送信号のアナログ成分とデジタル成分とを同期的に処理できるようにオーディオサンプルレートを調整する必要がある。
【発明の概要】
【００１１】
例示的な実施形態によれば、デジタルラジオ受信機においてデジタルラジオ放送信号を処理する方法が、第１のサンプルレートにおけるベースバンド信号サンプルを受け取るステップと、受信機クロックと送信機クロックとの間の差分に基づいてベースバンド信号のサンプルレートを調整して、第２のサンプルレートにおける調整済みベースバンド信号サンプルを生成するステップと、調整済みベースバンド信号サンプルをフィルタ処理して、サンプルのデジタル成分と、サンプルのデジタル成分と同期するアナログ成分とを分離するステップと、デジタル成分とアナログ成分とを別個に復調して、デジタル出力信号とアナログ出力信号とを生成するステップとを含む。
【００１２】
別の実施形態では、デジタルラジオ放送信号を処理するための受信機が、第１のサンプルレートにおけるベースバンド信号サンプルを受け取り、受信機クロックと送信機クロックとの間の差分に基づいてベースバンド信号のサンプルレートを調整して、第２のサンプルレートにおける調整済みベースバンド信号サンプルを生成し、調整済みベースバンド信号サンプルをフィルタ処理して、サンプルのデジタル成分と、サンプルのデジタル成分と同期するアナログ成分とを分離し、デジタル成分とアナログ成分とを別個に復調して、デジタル出力信号とアナログ出力信号とを生成するように構成された処理システムを含む。
【００１３】
別の実施形態では、製造の物品が、上述したデジタルラジオ放送信号を処理する方法を処理システムに実行させるように適合された実行可能命令を含むコンピュータ可読記憶媒体を含む。
【００１４】
以下の説明、添付の特許請求の範囲及び添付図面を参照すれば、本開示のこれらの及びその他の特徴、態様及び利点がより良く理解されるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】いくつかの実施形態による例示的なＩＢＯＣ送信機の機能ブロック図である。
【図２】いくつかの実施形態による例示的な送信機ベースバンドプロセッサの機能ブロック図である。
【図３】いくつかの実施形態による例示的なＩＢＯＣ受信機の機能ブロック図である。
【図４】従来の例示的な受信機ベースバンドプロセッサの機能ブロック図である。
【図５】例示的な従来の受信機オーディオサンプリングクロック調整技術の機能ブロック図である。
【図６】従来のベースバンドプロセッサの機能ブロック図である。
【図７】ある実施形態による例示的なベースバンドプロセッサの機能ブロック図である。
【図８】別の実施形態による例示的なベースバンドプロセッサの機能ブロック図である。
【図９】例示的な追跡アルゴリズムの機能ブロック図である。
【図１０】いくつかの実施形態による例示的な推定及び制御技術の機能ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本明細書で説明する実施形態は、デジタルラジオ放送信号のデジタル成分とアナログ成分との同期処理を可能にするものである。例示的なＩＢＯＣシステムの文脈で本開示の態様を提示するが、本開示はＩＢＯＣシステムに限定されるものではなく、本明細書における教示は他の形態のデジタルラジオ放送にも適用可能であると理解されたい。
【００１７】
本明細書では、全体を通じて「サンプリング」、「サンプリングクロック」、「サンプリング周期」及び「サンプリングレート」という用語を使用する。サンプリングとは、入力信号を、例えば時間的に均等に所定の量だけ間隔を置いた対応する一連のサンプルに変換する工程のことである。サンプリングクロックは、デジタルサンプリング成分のための一連の共通基準電子パルスを提供できる局部発振器又はソフトウェアルーチンなどの装置又は機能に関する。サンプリング周期は、入力信号のサンプル間の期間（例えば、通常は固定持続期間）を意味する。サンプリング周期は、サンプリングクロックによって制御され、固定持続期間である場合にはサンプリングクロックの整数倍である。サンプリングレートは、サンプリング周期の逆数であり、一定期間内に採取されるサンプル数を意味する（例えば、２２．７μｓｅｃのサンプリング周期は、毎秒約４４，１００サンプル、又は４４．１ｋＨｚを表す）。
【００１８】
図面を参照すると、図１は、デジタルラジオ放送信号を放送する例示的なデジタルラジオ放送送信機１０のブロック図である。この例示的なデジタルラジオ放送送信機は、例えばＡＭ又はＦＭ  ＩＢＯＣ送信機などのデジタルラジオ放送送信機とすることができる。入力信号源１２は、送信すべき信号を供給する。信号源の信号は、例えば音声又は音楽を表すことができるアナログ番組信号、及び／又は交通情報などのメッセージデータを表すことができるデジタル情報信号などの様々な形を取ることができる。ベースバンドプロセッサ１４は、ソースコーディング、インタリービング及び前方誤り訂正などの様々な既知の信号処理技術に従って信号源の信号を処理し、配線１６及び１８上に複合ベースバンド信号の同相成分及び直交成分を生成し、配線２０上に送信機ベースバンドサンプリングクロック信号を生成する。デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）２２は、配線２０上の送信機ベースバンドサンプリングクロック信号を用いてベースバンド信号をアナログ信号に変換し、配線２４上にアナログ信号を出力する。このアナログ信号は、アップコンバータブロック２６によって周波数を高められてフィルタ処理される。これにより、配線２８上に中間周波数ｆifのアナログ信号が生成される。中間周波数フィルタ３０は、エイリアス周波数を除去して配線３２上に中間周波数信号ｆifを生成する。局部発振器３４は、配線３６上に信号ｆloを生成し、この信号がミキサ３８によって配線３２上の中間周波数信号と混合されて、配線４０上に和信号及び差信号が生成される。イメージ除去フィルタ４２は、不要な相互変調成分及びノイズを除去して配線４４上に変調キャリア信号ｆcを生成する。その後、高出力増幅器（ＨＰＡ）４６がこの信号をアンテナ４８に送信する。
【００１９】
１つの例では、デジタルラジオ放送信号の基本送信ユニットが、典型的には継続時間が約１秒のモデムフレームである。例示的なＡＭ及びＦＭ  ＩＢＯＣ送信システムは、モデムフレームを単位にしてデジタルオーディオ及びデータを構成する。いくつかの実施形態では、各モデムフレームに固定数のオーディオフレームを割り当てることによってシステムの単純化と強化の両方が行われる。オーディオフレーム期間は、例えばユーザに対してオーディオを再生することなどの、オーディオフレーム内のサンプルをレンダリングするのに必要な時間の長さである。例えば、オーディオフレームが１０２４サンプルを含む場合、サンプリング周期は２２．７μｓｅｃであり、従ってオーディオフレーム期間は約２３．２ミリ秒である。スケジューラは、各モデムフレーム内のオーディオフレームに割り当てられる総ビット数を決定する。このモデムフレーム継続時間は、デジタルオーディオ放送システムにおいて予想され得るようなフェージング及び短い停止期間又は雑音バーストを軽減するほど十分に長いインタリービング時間を可能にするので有利である。従って、メインデジタルオーディオ信号は、モデムフレームを単位として処理することができ、オーディオ処理、誤差軽減及び符号化戦略では、この比較的大きなモデムフレームをさらなるペナルティ無しに活用することができる。
【００２０】
典型的な実装では、無線チャネルを介したＩＢＯＣ信号の送受信の効率性及びロバスト性が高まるように、オーディオエンコーダを用いてオーディオサンプルをオーディオフレームに圧縮することができる。オーディオエンコーダは、各モデムフレームのビット割り当てを用いてオーディオフレームを符号化する。通常、モデムフレーム内の残りのビットは、多重化データ及びオーバーヘッドによって消費される。米国カリフォルニア州サンフランシスコ、ブラナンストリート９９９、ｚｉｐコード９４１０３−４９３８のＤｏｌｂｙ  ＬａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓのＣｏｄｉｎｇ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ社によって開発されたＨＤＣエンコーダ、アドバンストオーディオコーディング（ＡＡＣ）エンコーダ、ＭＰＥＧ−１オーディオレイヤ３（ＭＰ３）エンコーダ、又はＷｉｎｄｏｗｓメディアオーディオ（ＷＭＡ）エンコーダなどのあらゆる好適なオーディオエンコーダは、最初に圧縮オーディオフレームを生成することができる。ＡＡＣ、ＭＰ３及びＷＭＡなどの典型的な不可逆的オーディオ符号化スキームは、修正離散コサイン変換（ＭＤＣＴ）を利用してオーディオデータを圧縮する。通常、ＭＤＣＴベースのスキームは、オーディオサンプルを固定サイズのブロックに圧縮する。例えば、ＡＡＣ符号化では、エンコーダが、長さ１０２４サンプルのＭＤＣＴブロックを１つ、又は１２８サンプルのブロックを８つ使用することができる。従って、例えばＡＡＣエンコーダを用いた実装では、各オーディオフレームを１０２４オーディオサンプルの単一ブロックで構成することができ、各モデムフレームが６４個のオーディオフレームを含むことができる。他の典型的な実装では、各オーディオフレームを２０４８オーディオサンプルの単一ブロックで構成することができ、各モデムフレームが３２個のオーディオフレームを含むことができる。モデムフレーム当たりのサンプルブロックサイズとオーディオフレームとの組み合わせは、他のあらゆる好適なものを利用することもできる。
【００２１】
図２に、モデムフレームの組み立て工程の例示的な機能ブロック図を示す。図２に示す機能は、例えば図１のベースバンドプロセッサ１４において実行することができる。配線６２に、デジタル又はアナログとすることができるオーディオ信号入力６０が供給される。アナログオーディオ信号の場合には、デジタルオーディオインターフェイス６４が、送信機オーディオサンプリングクロック６６を用いて送信機オーディオサンプリングレートでアナログオーディオをデジタルオーディオに変換する。典型的な実装では、送信機ベースバンドサンプリングクロック２０を送信機オーディオサンプリングクロック６６と同期させることができる。デジタルオーディオ信号の場合には、デジタルオーディオインターフェイスが、送信機オーディオサンプリングレートに一致するように入力をアップサンプリング又はダウンサンプリングすることができる。
【００２２】
オーディオエンコーダ６８（例えば、ＡＡＣ、ＭＰ３、ＨＤＣ又はＷＭＡ）は、次のモデムフレームにおいて送信すべきオーディオ情報を保持するデジタルオーディオインターフェイス６４におけるオーディオ情報のオーディオコンテンツをスキャンする。このスキャンは、そのモデムフレームのオーディオ情報の複雑性又は「エントロピー」を推定するために行われる。このエントロピー推定を使用して、所望のオーディオ品質を提供するために必要な所望のビット数を推定することができる。スケジューリングアルゴリズムは、このエントロピー推定を使用してモデムフレーム内に所望のビット数を割り当てることができる。例示的なスケジューリングアルゴリズムは、米国特許第６，７２１，３３７号に記載されている。
【００２３】
オーディオエンコーダ６８は、次のモデムフレームにいくつかのビットが割り当てられた後に、次のモデムフレームの全てのオーディオフレーム（例えば、６４個のオーディオフレーム）内のサンプルのブロックを符号化して、その結果をマルチプレクサ（ＭＵＸ）７０に受け渡す。ＭＵＸ内のスケジューリングアルゴリズムには、未使用のビットが存在する場合にそのビット割り当てを最適に使用できるように、オーディオフレームによって消費される実際のビット数が提示される。ＭＵＸは、オーディオエンコーダ６８からのオーディオフレームとデータ信号源７２からのデータとを受け取り、多重化されたオーディオフレーム及びデータを変調器７４に出力する。変調器７４は、オーディオフレームとあらゆるデータパケットとをモデムフレームのベースバンドサンプルに変調し、配線７６上にベースバンドサンプルを、配線７８上に送信機ベースバンドサンプリングクロック２０を出力する。
【００２４】
受信機は、送信機について説明した機能の一部の逆を実行する。図３は、例示的なデジタルラジオ放送受信機９０のブロック図である。例示的なデジタルラジオ放送受信機９０は、例えばＡＭ又はＦＭ  ＩＢＯＣ受信機などのデジタルラジオ放送受信機とすることができる。デジタルラジオ放送信号は、アンテナ９２において受信される。バンドパスプリセレクトフィルタ９４は、周波数ｆcにおける所望の信号を含む関心周波数帯を通過させ、（低サイドローブ注入局部発振器の）ｆc−２ｆifにおけるイメージ信号を拒絶する。低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）９６は、信号を増幅する。この増幅信号は、ミキサ９８において、同調可能な局部発振器１０２によって配線１００上に供給される局部発振器信号ｆloと混合される。これにより、配線１０４上に和信号（ｆc＋ｆlo）と差信号（ｆc−ｆlo）とが生じる。中間周波数フィルタ１０６は、中間周波数信号ｆifを通過させ、関心変調信号の帯域幅以外の周波数を減衰させる。アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１０８は、フロントエンドクロック１１０を用いて配線１１２上にデジタルサンプルを生成するように動作する。デジタルダウンコンバータ１１４は、この信号を周波数シフトさせ、フィルタ処理し、間引きして、配線１１６及び１１８上に低サンプルレートの同相信号及び直交信号を生成する。デジタルダウンコンバータ１１４は、配線１２０上に受信機ベースバンドサンプリングクロック信号も出力する。その後、フロントエンドクロック１１０と同じ発振器から生成することも又はしないこともできるマスタクロック１２４を用いて動作するベースバンドプロセッサ１２２が、さらなる信号処理を行う。ベースバンドプロセッサは、配線１２６上に出力オーディオシンク１２８のための出力オーディオサンプルを生成する。出力オーディオシンクは、オーディオビデオ受信機又はカーステレオシステムなどの、オーディオをレンダリングするのに適したいずれかの装置とすることができる。従来のシステムでは、ベースバンドプロセッサが、配線１３０上に、後述するように送信機オーディオサンプリングクロック信号６６と同期された調整済みのオーディオサンプリングクロック信号を供給することもできる。
【００２５】
図４に、モデムフレームからのオーディオ信号及びデータ信号を復調する工程の例示的な機能ブロック図を示す。図４に示す機能は、例えば本明細書で説明する機能を実行するように構成された（例えば、ソフトウェア及び／又はファームウェアを用いてプログラムされた）１又は２以上の処理ユニット（例えば、プロセッサ又は他の回路）を含むことができる処理システムを有することができる図３のベースバンドプロセッサ１２２において実行することができ、このベースバンドプロセッサの処理システムは、いずれかの好適なメモリ（例えば、ＲＡＭ、フラッシュＲＯＭ、ＲＯＭ）に適切に結合することができる。復調器１４０は、配線１４２上の処理すべきベースバンド信号を受け取り、オーディオ及びデータ情報のデインタリービング、符号結合、ＦＥＣ復号及びエラーフラッギングという全ての必要な動作を実行する。次に、このベースバンド信号はデマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１４４に受け渡され、ここでオーディオ信号とデータ信号とに分離される。データが存在する場合には、オーディオとは別個の経路上でデータ出力１４６に出力される。
【００２６】
各モデムフレームからのオーディオ情報は、オーディオデコーダ１４８によって処理される。オーディオデコーダ１４８は、オーディオ信号を復号して、デジタルオーディオサンプルの各オーディオフレームをデジタルオーディオインターフェイス１５０に出力する。オーディオデコーダ１４８は、ユーザに対してオーディオをレンダリングするカーステレオシステム、及び／又はデジタルオーディオデータを記憶できるデジタルプロセッサなどの出力部と通信できるデジタルインターフェイスであるデジタルオーディオインターフェイス１５０によってデジタルオーディオサンプルの現在のオーディオフレームが毎回処理される度に呼び出される機能を含むことができる。通常、オーディオデコーダ１４８は、呼び出された時に、例えばＡＡＣデコーダでは１０２４オーディオサンプル、又は他の典型的なデコーダでは２０４８オーディオサンプルなどの、オーディオサンプルの単一のオーディオフレームを出力する。いくつかの実施形態では、ダイレクトメモリアクセス（ＤＭＡ）チャネルを用いて、オーディオサンプルのオーディオフレームをオーディオデコーダ１４８からデジタルオーディオインターフェイス１５０に転送することができる。従って、通常、ＤＭＡバッファは、１０２４サンプル又は２０４８サンプルなどの固定サイズのブロックのためにプログラムすることができる。代替の実施形態では、（例えば、ベースバンドプロセッサ内の）処理ユニットの制御下で、オーディオデコーダからの出力オーディオサンプルをデジタルオーディオインターフェイス１５０にコピーすることができる。その後、デジタルオーディオインターフェイス１５０は、オーディオサンプルを出力オーディオシンク１２８に出力する。
【００２７】
再び図２を参照すると、送信機のオーディオエンコーダ６８は、送信機オーディオサンプリングクロック６６によって駆動することができる。上述したように、送信機オーディオサンプリングクロック６６は、送信機ベースバンドサンプリングクロック２０と同期することができる。しかしながら、受信機ベースバンドサンプリングクロックは、独立したフロントエンドクロック１１０に由来するので、送信機ベースバンドサンプリングクロックとは異なる。従って、送信機ベースバンドサンプリングクロックと受信機ベースバンドサンプリングクロックとの間の差分を補償するように受信機ベースバンドサンプリングレートを調整することができる。さらに、図３及び図４を参照すると、フロントエンドクロック１１０に由来する受信機ベースバンドサンプリングクロック１２０は、独立したマスタクロック１２４に由来し得る受信機オーディオサンプリングクロック１５２と同期しないこともある。フロントエンドクロック１１０は、マスタクロック１５４と同じ発振器から生成することも、又は異なる発振器から生成することもできる。従って、送信機オーディオサンプリングクロックと受信機オーディオサンプリングクロックとは同期しない。
【００２８】
オーディオサンプリングクロックレート間の差分は、送信機オーディオサンプリングクロックによって駆動される送信機オーディオサンプリングレートが、受信機オーディオサンプリングクロックによって駆動される受信機オーディオサンプリングレートと異なり得ることを意味する。このサンプリングレートの差分は、最終的に受信機のオーディオデコーダバッファのオーバーフロー又はアンダーフローを引き起こす恐れがあり、これによって出力オーディオ信号に歪みが生じる恐れがある。例えば、送信機サンプリング周期が２２．７μｓｅｃであり、受信機サンプリング周期が２２．８μｓｅｃであると仮定する。この場合、オーディオエンコーダは、５．１５２９ｍｓ内に２２７個のサンプルを生成し、オーディオデコーダは、５．１７５６ｍｓ内に２２７個のサンプルを復号しようと試みる。従って、オーディオデコーダがエンコーダに遅れを取り、これによってバッファオーバーフローが生じる。この差分は、時間と共にオーディオ歪みを引き起こす可能性がある。この結果、受信機において（例えば、オーディオ歪みを生じることなく）オーディオを正しく復号するために、受信機オーディオサンプリングレートを送信機オーディオサンプリングレートと同期させるべきである。従来のシステムでは、この同期が、受信機オーディオサンプリングクロック１５２を送信機オーディオサンプリングクロック６６に一致するように調整することによって行われる。
【００２９】
図５に、受信機オーディオサンプリングクロックを調整する従来の方法の例示的な機能ブロック図を示す。従来の方法は、送信機オーディオサンプリングクロックと受信機オーディオサンプリングクロックとの間の位相誤差を計算し、これに応じて受信機オーディオサンプリングクロックを調整するものであり、位相ロックループ（ＰＬＬ）に類似する。図５に示す機能は、図３のベースバンドプロセッサ１２２において実行することができる。送信機ベースバンドサンプリング／フロントエンドクロック誤差計算ブロック１６６によって、送信機ベースバンドサンプリングクロックと受信機フロントエンドクロックとの間の第１の誤差信号１７０が計算される。ブロック１６６は、例えばベースバンドプロセッサの復調器において実行することができる。この誤差信号を生成する例示的な技術は、ＡＭ  ＩＢＯＣデジタルラジオ受信機の例示的なシンボル追跡アルゴリズムについて記載した同一出願人による米国特許第７，７３３，９８３号に記載されている。ＦＭ送信では、例えば米国特許第６，６７１，３４０号に示すようないずれかの好適な実装法を用いたシンボル間の経時的な位相ドリフト又は（サブキャリアにわたる）周波数の観察を通じてシンボル追跡を行うことができる。また、フロントエンド／受信機オーディオサンプリングクロック誤差計算ブロック１６８によって、受信機フロントエンドクロックと受信機オーディオサンプリングクロック１５２との間の第２の誤差信号１７２も計算される。
【００３０】
第１の誤差信号１７０及び第２の誤差信号１７２は、典型的には加算器とレジスタとを含んでレジスタから加算器にフィードバックを行う位相誤差累算器１７４によって加算され、これによって送信機ベースバンドサンプリングクロックと受信機オーディオサンプリングクロックとの間の全誤差を有する出力誤差信号１７６が生成される。上述したように、送信機ベースバンドサンプリングクロックは送信機オーディオサンプリングクロックと同期しているので、この出力誤差信号１７６は、送信機オーディオサンプリングクロックと受信機オーディオサンプリングクロックとの間の差分を表す。この出力誤差信号１７６はローパスループフィルタ１７８に入力され、ここで受信機オーディオサンプリングクロックの急変が最小化される。次に、フィルタ処理された誤差信号が、典型的なＰＬＬにおける電圧制御発振器（ＶＣＯ）と同様に動作する受信機オーディオサンプリングクロック調整ブロック１８０に出力される。説明のために、受信機オーディオサンプリングクロックは、最初は送信機オーディオサンプリングクロックとほぼ同じ周波数であると仮定する。その後、受信機オーディオサンプリングクロックが送信機オーディオサンプリングクロックに遅れを取る場合には、受信機オーディオサンプリングクロック調整ブロック１８０が、受信機オーディオサンプリングクロックのクロック速度を増加させる。同様に、受信機オーディオサンプリングクロックが送信機オーディオサンプリングクロックよりも早く進む場合には、受信機オーディオサンプリングクロック調整ブロック１８０が、受信機オーディオサンプリングクロックのクロック速度を減少させる。
【００３１】
図５の従来の構成に示すタイプのオーディオサンプリングクロック調整は、受信機ベースバンドプロセッサが受信機オーディオサンプリングクロックのマスタである受信機構成でしか実行することができない。受信機オーディオサンプリングクロックが受信機内の別のコンポーネントによって制御されている場合、受信機ベースバンドプロセッサは、受信機オーディオサンプリングクロックを調整することができない。このことは、例えば携帯電話機、及びメディアオリエンテッドシステムトランスポート５０（ＭＯＳＴ５０）ネットワークアーキテクチャを利用する自動車用デジタルラジオ受信機において当てはまり得る。従って、復号デジタルオーディオ信号のアーチファクトを最小化するために、同一出願人による米国特許第８，０４０，９８９号に記載されている別のオーディオサンプリングレート調整スキームを使用することができ、この特許の開示は引用により本明細書に組み入れられる。
【００３２】
図６に、例示的な従来のベースバンドプロセッサにおけるアナログ経路及びデジタル経路の一部を示す。デジタルダウンコンバータによって生成され、ベースバンド信号のアナログ部分及びデジタル部分の両方を含むことができる配線１９０上のＩＱサンプルが分離フィルタ１９２に入力され、ここでベースバンド信号が配線１９４上のデジタル信号経路と配線１９６上のアナログ信号経路とに分割される。このようなフィルタは、当業者に周知である。通常、ベースバンド入力サンプル周波数は７４４．１８７５ｋＨｚである。この周波数は、受信機のローカルクロックによって決定される。デジタル経路では、受け取ったＯＦＤＭシンボルを、その境界が送信シンボルの境界と一致するように構成しなければならない。受信機及び送信機間のクロック差分に起因して、クロック発振器の不安定性によって生じ得るシンボル配列の不一致が生じることがある。シンボル時間調整モジュール１９８は、受信機クロックと送信機クロックとの間の差分を補正する。この調整は、追跡モジュール２０２から受け取られる配線２００上のサンプルスリップ補正値に基づいて行われる。この追跡モジュールは図５のボックス１６６に対応し、ここで送信機ベースバンドサンプリングクロックと受信機フロントエンドクロッククロックとの間の第１の誤差信号１７０が計算される。シンボル時間調整モジュールは、サンプルスリップ補正値を用いて、スリップの符号に応じてＯＦＤＭシンボルを１サンプルだけ前進又は遅延させる。次に、調整されたシンボルは、ブロック２０４において従来のＯＦＤＭ復調を受ける。同時に、これに応じてオーディオバッファ（図示せず）のオーバーフロー又はアンダーフローを防ぐようにオーディオクロック（図示せず）が調整される。配線２０６上のＯＦＤＭ復調器出力は、ブロック２０８において誤り訂正を受け、オーディオデコーダ２１０においてオーディオ復号を受けた後に混合機能２１２に受け渡される。
【００３３】
アナログ経路では、復調前に受信機クロックと送信機クロックとの間の差分の調整が行われない。代わりに、アナログ経路における復調オーディオ信号のサンプリングレートがオーディオクロックに対して行われる調整に従って調整されるように、アナログ復調器２１４及び非同期サンプルレートコンバータ２１６にサンプルが受け渡される。ＡＳＲＣ（非同期サンプルレートコンバータ）は、追跡モジュールから受け取られたサンプルレート補正値に基づいてサンプルレート変換比を動的に変更する。これにより、アナログ復調器２１４の出力におけるオーディオサンプルのサンプルレートがアナログデコーダ２１０の出力におけるオーディオサンプルのサンプルレートに等しいことも確実になる。この処理は混合のために必要である。
【００３４】
図６に示す実装の不利点は、デジタル復調とアナログ復調が非同期的に行われる点である。この結果、ソフトウェア実装では、例えばデジタル復調工程とアナログ復調工程が、異なるソフトウェアスレッドを用いて異なるタスクとして処理される。このような実装にはタスクスケジューリング及びコンテキストスイッチングが必要であり、これによって実装の複雑性及びＭＩＰＳ（１００万命令／秒）に悪影響が及ぶ。また、この実装では、デジタルオーディオ処理経路とアナログオーディオ処理経路とにおいて同じ遅延を維持することが困難になるので、混合を目的としたアナログオーディオとデジタルオーディオとの間の時間的整合が複雑になる。混合の説明については、開示全体が引用によって組み入れられる米国特許第６，１７８，３１７号、第６，５９０，９４４号、第６，７３５，２５７号、第６，９０１，２４２号、及び第７，５４６，０８８号を参照されたい。
【００３５】
この問題を解決するために、後述する実施形態には、送信機と受信機との間のサンプリング周波数の不一致を推定し、非同期サンプルレートコンバータ（ＡＳＲＣ）を用いてサンプルを正しい周波数（すなわち、送信機のベースバンドサンプルレート）でリサンプリングすることによって不一致を補償する新たな追跡スキームを示す。
【００３６】
図７に、ベースバンドプロセッサの例示的な実施形態におけるアナログ経路及びデジタル経路の一部を示す。図７に示すベースバンドプロセッサは、デジタル復調とアナログ復調とが同期的に行われることを可能にする。
【００３７】
デジタルダウンコンバータによって生成され、ベースバンド信号のアナログ部分とデジタル部分の両方を含むことができる配線２２０上のＩＱサンプルが、非同期サンプルレートコンバータ（ＡＳＲＣ）２２２に入力される。非同期サンプルレートコンバータ（ＡＳＲＣ）２２２は、配線２２４上のサンプルレート補正値に応答してＩＱサンプルのサンプルレートを調整する。結果として得られる配線２２６上の調整済みサンプルが分離フィルタ２２８に受け渡され、ここでベースバンド信号が配線２３０上のデジタル信号経路と配線２３２上のアナログ信号経路とに分割される。このようなフィルタは、当業者に周知である。
【００３８】
非同期サンプルレートコンバータ２２２は、受信機クロックと送信機クロックとの間の差分を補正する。この調整は、追跡モジュール２３４から受け取られる配線２２４上のサンプルレート補正値に基づいて行われる。この追跡モジュールは図５のボックス１６６に対応し、ここで送信機ベースバンドサンプリングクロックと受信機フロントエンドクロッククロックとの間の第１の誤差信号１７０が計算される。次に、サンプルレートを調整されたサンプルを含むＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭ復調器２３６において従来のＯＦＤＭ復調を受ける。同時に、これに応じてオーディオバッファ（図示せず）のオーバーフロー又はアンダーフローを防ぐようにオーディオクロック（図示せず）が調整される。配線２３８上のＯＦＤＭ復調器出力は、ブロック２４０において誤り訂正を受け、オーディオデコーダ２４２においてオーディオ復号を受けた後に混合機能２４４に受け渡される。
【００３９】
アナログ経路では、配線２３２上のサンプルがアナログ復調器２４６に受け渡される。配線２４８上のアナログ復調器の出力は、混合機能２４４に受け渡され、ここでデジタル経路からの信号と混合されて、配線２５０上にオーディオ出力信号が生成される。このスキームでは、アナログオーディオ経路におけるサンプルレートが追跡モジュール２３４から受け取られたサンプルレート補正値に基づいてモジュール２２２によって既に調整されているので、アナログ復調器の出力においてＡＳＲＣを使用する必要性がない。さらに、サンプルレート調整がアナログ経路とデジタル経路に同時に適用されるので、これらの経路における処理が同期する。これにより、混合を目的とするアナログオーディオとデジタルオーディオとの時間的整合が容易になることを含め、実装が単純になる。
【００４０】
ＡＳＲＣにフィードバックされるサンプルレート補正値は、例えばサンプルスリップを、ＯＦＤＭシンボルインデックスをｋとするｓ（ｋ）とすることによって決定することができる。別の変数ｄ（ｋ）は、ｋ番目のＯＦＤＭシンボルの継続時間内に生じたさらなるサンプルスリップを表す。すなわち、ｄ（ｋ）は、サンプルスリップｓ（ｋ）の変化率、又はサンプルレートオフセットを表す。
【００４１】
ｓ（ｋ）とｄ（ｋ）の関係は以下のように定めることができ、
ｓ（ｋ）＝ｓ（ｋ−１）＋ｄ（ｋ−１）＋ｗs（ｋ）    （１）
ここでのｗs（ｋ）は、ｓ（ｋ）の動特性の不確実性を取り込むゼロ平均ランダムノイズである。１つの例では、ｓ（ｋ）及びｄ（ｋ）を、平均値を
2018528671.tif 000003
、共分散行列を
2018528671.tif 000004
とするガウス確率変数としてモデル化することができる。すなわち、（ｓ（ｋ），ｄ（ｋ））〜Ｎ（ｍ（ｋ），ｃ（ｋ））である。平均値ｍ（ｋ）は、サンプルスリップ及びサンプルレートオフセットの推定値である。ｗs（ｋ）の分散は、このモデルがｓ（ｋ）の変化をどれほど速く追跡できるかを制御する。ｗs（ｋ）の分散は、実際の状況で起こり得る最も速い変化に追従できるような値に設定することができる。
【００４２】
サンプルレートオフセットの一般的な測定値は、ｐｐｍ（１００万分率）である。以下の式（２）は、ｄ（ｋ）を対応するｐｐｍ値ｐ（ｋ）に変換し、
ｐ（ｋ）＝ｄ（ｋ）／Ｌ・１０6                        （２）
ここでのＬは、１つのＯＦＤＭシンボル内のサンプル数である。
【００４３】
ｄ（ｋ）の動特性は、以下の式のような酔歩モデルを用いてモデル化することができ、
ｄ（ｋ）＝ｄ（ｋ−１）＋ｗd（ｋ）                （３）
ここでのｗd（ｋ）は、ゼロ平均ランダムノイズである。このモデルでは、ｄ（ｋ）がランダムにドリフトすることができ、このことは、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）クロックのサンプルレートオフセットが温度及びその他の要因でドリフトする実際の状況に一致する。ｗd（ｋ）の分散は、このモデルが実際のドリフトにどれほど素早く追従できるかを制御する。ｗd（ｋ）の分散は、実際の状況で起こり得る最も速いドリフトに追従できるような値に設定することができる。
【００４４】
式（１）及び（２）は、以下のような行列形式に変換することができる。
2018528671.tif 000005
【００４５】
ランダムノイズ変数ｗs（ｋ）及びｗd（ｋ）は、ゼロ平均ガウス確率変数であると仮定される。
2018528671.tif 000006
であり、ｗ（ｋ）の共分散行列をＷ（ｋ）とすると、ｗ（ｋ）〜Ｎ（０，Ｗ（ｋ））である。
【００４６】
ｓ（ｋ）及びｄ（ｋ）の推定に使用される観測値は、基準サブキャリアから計算される未処理のサンプルスリップ推定値である。観測値をｙ（ｋ）とすると、以下の関係がもたらされ、
ｙ（ｋ）＝ｓ（ｋ）＋ｖ（ｋ）                          （５）
ここでのｖ（ｋ）〜Ｎ（０，Ｖ（ｋ））は、分散Ｖ（ｋ）を含むランダム観測ノイズである。
【００４７】
式（４）及び（５）は、制御入力のないサンプルスリップ及びサンプルレートオフセットをモデル化する状態空間式である。これらの式は、システム状態の観測器を形成する。次に、コントローラスキームを示す。
【００４８】
追跡ループの目的は、サンプルスリップｓ（ｋ）とサンプルレートオフセットｄ（ｋ）の両方をゼロに促してこれらをゼロに維持することである。この目的を達成するには、制御装置及び制御信号が必要である。２種類の制御装置が利用可能である。一方は、シンボル境界を整数個のサンプルだけシフトできるシンボル時間調整モジュールである。もう一方は、ＡＳＲＣなどの、サンプルレートを変更できるリサンプリング装置である。サンプルレートは、ＡＳＲＣのサンプルレート変換比を調整することによって変更することができる。サンプルレートを変更すると、送信機と受信機との間でサンプリングレートを同期させることができるだけでなく、ＯＦＤＭシンボル境界を段階的に調整して正しく維持することもできる。
【００４９】
（制御信号を含められた）状態空間モデルは、追跡ループにおいてどのように制御信号を適用できるかを示す。サンプルシフト制御信号をｕs（ｋ）とし、サンプルレート制御信号をｕd（ｋ）とする。ｕs（ｋ）及びｕd（ｋ）を式（４）に組み込むと、以下のようになる。
2018528671.tif 000007
【００５０】
状態空間式（６）及び（５）は、制御信号を含められた完全な追跡ループのための完全なモデルである。
【００５１】
後述するように、制御信号ｕs（ｋ）及びｕd（ｋ）は、ｓ（ｋ）及びｄ（ｋ）の推定値に基づくことができる。
【００５２】
説明する追跡アルゴリズムは、シンボル時間調整モジュールの必要性を排除することができるが、追跡の初期段階に（１００シンボル程度の）短期間のみにわたってシンボル時間調整モジュールを使用すると、サンプルスリップをはるかに素早くゼロに向けて促すことができる。また、追跡の初期段階中にはデジタルオーディオが未だ利用可能になっていないので、初期段階にシンボル時間調整モジュールを使用すると、アナログ経路とデジタル経路との間のオーディオ整合が複雑にならない。
【００５３】
図８は、シンボル時間調整モジュールを含む例示的なベースバンドプロセッサの機能ブロック図である。図８は、図７の要素を含むとともに、シンボル時間調整モジュール２５２と、スイッチ２５４及び２５６とをさらに含む。シンボル追跡工程の初期段階には、スイッチ２５４及び２５６が上側の位置で閉じることによって、分離フィルタとＯＦＤＭ復調器との間にシンボル時間調整モジュールを接続し、追跡ブロックからのサンプルスリップ補正値をシンボル時間調整モジュールに接続する。その後、通常動作では、スイッチが下側の位置で閉じることによって、図７で説明した工程に戻る。なお、図９に示す追跡モジュールは別のスイッチ２７６を含み、従って初期段階ではサンプルスリップ補正値を出力し、通常動作ではサンプルレート補正値を出力する。
【００５４】
初期段階の目的は、サンプルスリップｓ（ｋ）を素早くゼロに近い値に促すことである。この目的のために、シンボル時間調整モジュールを調整する単純な制御スキームを使用することができ、ｕd（ｋ）を用いてＡＳＲＣを制御する必要はない。１つの例では、この制御スキームが、シンボル時間調整モジュールを用いて一回に１つのサンプルを調整して、サンプルスリップが１つのサンプルよりも小さくなるまでサンプルスリップを補償する。このスキームの数学形式は、以下の通りであり、
2018528671.tif 000008
ｕd（ｋ）＝０
ここでのｍs（ｋ）は、ｓ（ｋ）の推定値である。なお、初期段階におけるシンボル時間調整モジュールの使用は任意である。すなわち、最初からｕd（ｋ）のみを用いてＡＳＲＣを制御することもできる。この場合は、最初にサンプルスリップがゼロに促されるのに少し長い時間が掛かる。
【００５５】
次に、制御信号としてｕd（ｋ）のみを使用するアルゴリズムについて説明する。説明の便宜上、式（６）及び（５）における表記は以下のように単純化することができ、
ｘ（ｋ）＝Ａｘ（ｋ−１）＋Ｂｕd（ｋ−１）＋ｗ（ｋ）  （７）
ｙ（ｋ）＝Ｆｘ（ｋ）＋ｖ（ｋ）                        （８）
この場合、
2018528671.tif 000009
、
2018528671.tif 000010
、
2018528671.tif 000011
、
2018528671.tif 000012
、
2018528671.tif 000013
及び
2018528671.tif 000014
である。
なお、式（７）では、制御変数ｕs（ｋ）を除外している。
【００５６】
制御信号ｕd（ｋ）の導出には様々なアルゴリズムを使用することができる。１つの例では、線形二次レギュレータ（ＬＱＲ）アルゴリズムがこの追跡ループに適する。この理由は、このアルゴリズムがこの追跡ループの安定性を保証し、ループ応答速度を素早く収束するように都合よく調整できるからである。
【００５７】
ＬＱＲアルゴリズムは、式（７）の状態変数ｘ（ｋ）について、コスト関数ｈ（ｋ）＝ｘ（ｋ）TＨｘ（ｋ）＋ｕd（ｋ）TＧｕd（ｋ）を最小化する以下の制御信号を発見する。
ｕd（ｋ）＝−Ｋｘ（ｋ）  （９）
【００５８】
応答速度と整定時間とリンギング（安定状態での振動）との間のトレードオフを通じて、
2018528671.tif 000015
及びＧ＝１００／５４０2を設定する。Ｋの解は以下のようになり、
Ｋ＝−（ＢTＰＢ＋Ｇ）TＢTＰＡ
ここでのＰは以下の式の解である。
Ｐ＝ＡTＰＡ−ＡTＰＢ（ＢTＰＢ＋Ｇ）-1ＢTＰＡ＋Ｈ
【００５９】
なお、Ｋは予め計算されてメモリに記憶され、リアルタイムでは計算されない。
【００６０】
2018528671.tif 000016
を使用すると、追跡ループにおいて使用される制御ルールｘ（ｋ）の推定値は以下のようになる。
ｕd（ｋ）＝−Ｋｍ（ｋ）  （１０）
【００６１】
次に、状態空間式（７）及び（８）を解いてｍ（ｋ）を取得するアルゴリズムについて説明する。
【００６２】
ｍs（ｋ）又はｍd（ｋ）のいずれかが非ゼロの場合にはｕd（ｋ）も非ゼロであることを指摘しておく。このことは、ｕd（ｋ）がサンプルスリップｓ（ｋ）とサンプルレートオフセットｄ（ｋ）の両方をゼロに促すことを意味する。
【００６３】
式（１０）で計算されたｕd（ｋ）をリサンプリング装置に適用するには、ｕd（ｋ）を、通常はサンプルレート変換比である、リサンプリング装置によって受け入れられる形に変換する必要がある。
【００６４】
サンプルレート変換比をγとし、入力及び出力サンプルレートをそれぞれｆin及びｆoutとし、入力及び出力サンプリング間隔をそれぞれ
2018528671.tif 000017
及び
2018528671.tif 000018
とする。すると、以下の式が得られる。
2018528671.tif 000019
【００６５】
上記の第５ステップにおける近似は、テーラー級数展開を適用して
2018528671.tif 000020
が非常に小さいと認識することによって取得される。
【００６６】
状態空間式（７）、（８）をリアルタイムで再帰的に解いて、サンプルスリップ及びサンプルレートオフセットを推定する。状態空間式を再帰的に解く工程は、カルマン（Ｋａｌｍａｎ）フィルタリングとしても知られている。
【００６７】
これらの式を解くには、モデル内にランダムノイズの分散Ｗ（ｋ）及びＶ（ｋ）が必要である。次に、まずＷ（ｋ）及びＶ（ｋ）が既知であると仮定する標準解を示した後に、これらの未知数に対処するようにアルゴリズムを修正する。これらのステップは以下の通りであり、
ａ＝Ａｍ（ｋ−１）＋Ｂｕd（ｋ−１）
Ｒ＝ＡＣ（ｋ−１）Ａ’＋Ｗ（ｋ−１）              （１１）
ｆ＝Ｆａ
Ｑ＝ＦＲＦ’＋Ｖ（ｋ−１）
ｍ（ｋ）＝ａ＋ＲＦ’Ｑ-1（ｙ（ｋ）−ｆ）            （１２）
Ｃ（ｋ）＝Ｒ−ＲＦ’Ｑ-1ＦＲ’                      （１３）
ここでは、初期状態ｍ（０）、Ｃ（０）及びＶ（０）が素早く収束するように設定される。１つの例では、
2018528671.tif 000021
、
2018528671.tif 000022
及びＶ（０）＝４を設定する。
【００６８】
（１２）におけるｍ（ｋ）は、ｋ番目のシンボルにおける
2018528671.tif 000023
の推定値である。｛ｍ（ｋ）｝は、フィルタ処理された一連の｛ｘ（ｋ）｝と見なすこともできる。（１３）では、共分散行列Ｃ（ｋ）が更新される。
【００６９】
未知数Ｗ（ｋ）に対処するために、既知の割引係数方法を使用する。この方法は、Ｗ（ｋ）を推定する必要性を排除し、従って計算複雑性を低減しながら満足できる性能を達成する。
【００７０】
なお、（１１）におけるＷ（ｋ−１）は、Ｒを大きくする効果がある。割引係数δ∈［０，１］を指定して、式（１１）を以下のように変更することができる。
2018528671.tif 000024
【００７１】
δが小さければ、推定値と実際値との間の時間差も小さくなる。ただし、δが小さいと、推定値の安定度も低くなる。この追跡スキームでは、δが、以前に推定されたサンプルスリップｍｓ（ｋ）の関数としてリアルタイムで調整される。いずれかの理由でサンプルスリップが大きい場合又は大きくなる場合には、推定値がこれを素早く反映し、従って制御信号が素早く応答してサンプルスリップを小さくできるべきである。サンプルスリップがサイクリックプレフィックスの長さを超える場合には、位相誤差フェーザ（ｐｈａｓｅ  ｅｒｒｏｒ  ｐｈａｓｏｒ）である追跡ループへの入力の品質が著しく悪化してループを破綻させる。サンプルスリップが小さい時には、より安定したｍ（ｋ）の推定値、従ってＡＳＲＣに対するより安定した制御信号を有するようにδを大きな値に設定して、リサンプリングされたＯＦＤＭサンプルの品質を高めることができる。
【００７２】
上記の検討に基づき、以下の式に従ってδを設定することができる。
ｉ＝ｒｏｕｎｄ（ｍｉｎ（｜ｍs（ｋ）｜，５））
2018528671.tif 000025
【００７３】
観測ノイズの分散である他の未知数Ｖ（ｋ）は、以下のように推定することができ、
2018528671.tif 000026
ここでのα∈［０，１］は所定の値である。αの値が大きければ、推定値と実際値との間の時間差が小さくなる。ただし、αの値が大きいと、推定値の安定度も低くなる。１つの例では、α＝１／１６とする。
【００７４】
図９は、図８の追跡ブロック２０２に実装できる例示的な追跡アルゴリズムの機能ブロック図である。この例では、基準サブキャリア上で送信されたシンボルのサンプルが配線２６０に入力される。基準サブキャリアを含むＩＢＯＣラジオ信号の例は、米国特許第７，３０５，０４３号、第６，９８２，９４８号及び第６，８９８，２４９号に記載されており、これらの開示は引用により本明細書に組み入れられる。ブロック２６２における基準サブキャリアの復調は、配線２６４上に未処理のサンプルスリップ推定値を生じる。ブロック２６６における推定アルゴリズムは、配線２６８上にサンプルスリップ及びサンプルレートオフセット推定値を生じる。ブロック２７０における制御アルゴリズムは、配線２７２上にサンプルスリップ補正値を、配線２７４上にサンプルレートオフセット補正値を生じる。スイッチ２７６は、配線２７２上のサンプルスリップ補正値と配線２７４上のサンプルレートオフセット補正値とを出力２７８と推定アルゴリズムブロックの両方に選択的に接続する。
【００７５】
図１０は、図９の追跡アルゴリズムにおいて使用できる例示的な推定及び制御技術の機能ブロック図である。配線２９０上に、式（５）からの観測値ｙ（ｋ）が入力される。この観測値は、上記の説明と同じ表記を使用するブロック２９２の式に従ってカルマンフィルタを用いてサンプルスリップ及びサンプルレートオフセットを推定するように処理される。例えば、Ａ、Ｂ及びＦは、モデル（７）及び（８）からの所定の行例である。Ｃ、ｍ及びＶは、式（１３）の後の文書に示す値に初期化される。その後、各シンボルが上記の式を使用すると、Ｃ、ｍ及びＶが反復的に更新される。推定アルゴリズムにおける他の変数は、１つの反復から次の反復まで状態を保持する必要がない中間変数である。これらのサンプルスリップ及びサンプルレートオフセット推定値ｍ（ｋ）は、推定アルゴリズムからブロック２９４の制御アルゴリズムに受け渡される。制御アルゴリズムは、スイッチ２９６及び２９８を用いて選択される２つの経路を有する。シンボル追跡工程の初期段階では、スイッチ２９６及び２９８が上側の位置で閉じており、従ってサンプルスリップ推定値が制御アルゴリズムに受け渡されてサンプルスリップ補正値が決定され、これがシンボル時間調整モジュールによって使用される。通常動作では、スイッチ２９６及び２９８が下側の位置で閉じており、従ってサンプルスリップ推定値及びサンプルレートオフセット推定値が制御アルゴリズムに受け渡されてサンプルレート補正値が計算され、ＡＳＲＣのサンプルレート変換比が補正される。
【００７６】
この制御アルゴリズムにおけるＫは、ＬＱＲアルゴリズムを用いて予め値が計算される所定のベクトルである。制御アルゴリズムの出力は、配線３００上で推定アルゴリズムブロックにフィードバックされる。
【００７７】
１つの実施形態では、たとえ信号が１分間にわたって失われた場合でも、追跡ループがロックされたままであることが望ましい。追跡ループは、この目的を達成するために、信号の損失を検出した後に信号の回復（復帰）を検出する必要がある。この検出は、以前に使用した信号対雑音比ＳＮＲ追跡法を用いて行うことができる。計算されたＳＮＲが第１の閾値よりも小さい場合には、信号損失が示される。計算されたＳＮＲが別の閾値を上回った場合には、信号回復が示される。
【００７８】
信号損失が示された後には、制御信号ｕ（ｋ）をゼロに設定して状態空間式の解決を停止する。信号回復が示されると、ｍ（ｋ）の初期状態をゼロに設定し、Ｃ（ｋ）を再初期化して、状態空間式の解決を再開する。この方法は、信号損失が示された後にモデルを動作状態に保つよりも優れている。この理由は、新たな追跡アルゴリズムでは、信号の損失前にサンプルスリップｓ（ｋ）とその変化率ｄ（ｋ）の両方がゼロ付近に保持されているからである。また、信号損失中には、ｓ（ｋ）及びｄ（ｋ）がゼロから過度に離れてドリフトしないようにすべきである。
【００７９】
これとは逆に、信号損失後にモデルが動作状態に保たれている場合には、ノイズのみが入力されることによってループ状態が誤った状態にドリフトすることがある。ループ状態が過度に離れてドリフトすると、信号の回復後に再びループが収束するのが困難になる。
【００８０】
説明した実施形態では、デジタルダウンコンバータによって生成された、ベースバンド信号のアナログ部分及びデジタル部分の両方を含むＩＱサンプルが非同期サンプルレートコンバータに入力され、この非同期サンプルレートコンバータが、追跡モジュールから受け取ったサンプルレート補正値に基づいて受信機クロックと送信機クロックとの間の差分を動的に調整する。或いは、非同期サンプルレートコンバータをデジタルダウンコンバータ（図３のブロック１１４）の一部として実装することもできる。その後、調整されたベースバンド信号が分離フィルタに入力され、ここでこの信号がデジタル信号経路とアナログ信号経路とに分割される。このようなフィルタは、当業者に周知である。デジタル信号経路では、既にオーディオサンプルが調整されているので、シンボルを組み立てて直接ＯＦＤＭ復調器に供給することができる。従って、この実装は、別個のシンボル時間調整機能の必要性を排除する。また、タイミング調整モジュールによって生じるデジタルサブキャリアの位相回転を除去するために使用される、図６のシステムにおいて必要な位相等化モジュールももはや不要である。
【００８１】
アナログ経路では、調整されたベースバンドサンプルが直接アナログ復調器に供給される。ベースバンド信号は、デジタル成分とアナログ成分とに分割される前にサンプルレートが調整されているので、アナログ処理経路とデジタル処理経路が同期的に進行する。従って、ソフトウェア実装では、スケジューリングを全く必要とせずにアナログ経路とデジタル経路を交互に処理することができ、これによって複雑性及び必要なＭＩＰＳが低減される。
【００８２】
説明した例示的な方法は、ソフトウェア、ファームウェア及びハードウェアのあらゆる好適な組み合わせを用いて実施することができ、このようないずれかの特定の組み合わせに限定されるものではない。本明細書で説明した例示的な方法をいずれかの好適な処理システムを用いて実装するためのコンピュータプログラム命令は、磁気ディスク又はその他の磁気メモリ、光学ディスク（例えば、ＤＶＤ）又はその他の光学メモリ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、或いはフラッシュメモリ、メモリカードなどの他のいずれかの好適なメモリなどの物理的物体であるコンピュータ可読記憶媒体上で具体化することができる。
【００８３】
複数の実施形態に関して本発明を説明したが、当業者には、以下の特許請求の範囲に定められる本発明の範囲から逸脱することなく、開示した実施形態に様々な変更を行えることが明らかであろう。上述した実施形態及びその他の実施形態は、特許請求の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００８４】
２２０  ＩＱサンプル
２２２  ＡＳＲＣ
２２４  サンプルレート補正値
２２６  配線
２２８  分離フィルタ
２３０  配線
２３２  配線
２３４  追跡
２３６  ＯＦＤＭ復調器
２３８  配線
２４０  誤り訂正
２４２  オーディオデコーダ
２４４  混合
２４６  アナログ復調器
２４８  配線
２５０  オーディオ出力
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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