(57)【要約】電力ピックアップステージと、第１の半サイクルにおいて前記電力ピックアップステージからの電圧を整流し、第２の半サイクルにおいて前記電力ピックアップステージからの前記電圧を調整するよう構成された単一の電流制御素子から成る電力整流調整ステージと、を備える誘導受電器。
2018506948.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導受電器であって、
電力ピックアップステージと、
第１の半サイクルにおいて前記電力ピックアップステージからの電圧を整流し、第２の半サイクルにおいて前記電力ピックアップステージからの前記電圧を調整するよう構成された単一の電流制御素子から成る電力整流調整ステージと、
を備える、誘導受電器。
【請求項２】
前記電力ピックアップステージが、同調共振コンデンサと並列に接続された受信コイルを含む、請求項１に記載の誘導受電器。
【請求項３】
前記電流制御素子がスイッチである、請求項２に記載の誘導受電器。
【請求項４】
前記電流制御素子が単一のＭＯＳＦＥＴ又は２つのバック・ツー・バックＭＯＳＦＥＴである、請求項２に記載の誘導受電器。
【請求項５】
前記電流制御素子が、前記第１の半サイクルの間に負荷への電力を通過させ、前記第２の半サイクルの間に前記負荷からの電力を通過させるよう構成された、請求項１に記載の誘導受電器。
【請求項６】
前記電力ピックアップステージが、ＤＣインダクタを用いずに前記電力整流調整ステージに接続されている、請求項１に記載の誘導受電器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、コンバータに関し、それだけではないが特に、誘導受電器用のコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
電気コンバータは、多くの種々のタイプの電気システムにおいて見られる。一般的に、コンバータは、第１のタイプの供給を第２のタイプの出力に変換する。このような変換には、ＤＣ−ＤＣ、ＡＣ−ＡＣ及びＤＣ−ＡＣ電気変換が含まれうる。いくつかの構成では、コンバータは、任意の数のＤＣ及びＡＣ「部品」を有し、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの形式のＡＣ−ＡＣコンバータ・ステージを内蔵しうる。
【０００３】
コンバータの使用の一例は、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムにある。ＩＰＴシステムは、確立された技術（例えば、電気歯ブラシの無線充電）及び開発中の技術（例えば、「充電マット」上でのハンドヘルドデバイスの無線充電）の周知の領域である。
【０００４】
ＩＰＴシステムは、典型的には、誘導送電器及び誘導受電器を備える。誘導送電器は、一つ又は複数の送信コイルを備え、当該送信コイルは、交流磁界を生成するのに適した送信回路によって駆動される。交流磁界は、誘導受電器の一つ又は複数の受信コイルに電流を誘導する。その結果、受電された電力は、バッテリーを充電するため、又は誘導受電器に付随するデバイス若しくは他の何らかの負荷に給電するために使用されうる。更に、送信コイル及び／又は受信コイルは、共振回路を作り出すために共振コンデンサに接続されうる。共振回路は、対応する共振周波数において電力スループット及び効率を増大させうる。
【０００５】
しかし、現時点で入手可能な誘導受電器は、依然として、大きな部品数及び／又は大きな部品接地面積に直面しうる。したがって、本発明は、改良された誘導受電器又は有用な選択肢を公に提供しうる。
【発明の概要】
【０００６】
一例の実施形態によれば、誘導受電器であって、電力ピックアップステージと、第１の半サイクルにおいて前記電力ピックアップステージからの電圧を整流し、第２の半サイクルにおいて前記電力ピックアップステージからの前記電圧を調整するよう構成された単一の電流制御素子から成る電力整流調整ステージと、を備える誘導受電器が提供される。
【０００７】
用語「comprise（含む、備える）」、「comprises（含む、備える）」及び「comprising（含む、備える）」は、様々な司法権の下で、排他的又は包含的な意味で用いられうるものと認められる。本明細書のために、これらの用語は、特に言及されない限り包含的な意味を有することが意図されており、即ち、それらは、直接的に参照を使用する、記載された構成要素を含むこと、及び特定されていない他の構成要素又は要素も含みうることを意味するものとされる。
【０００８】
本明細書におけるいずれの文書の参照も、当該文書が先行技術であること又は共通の一般知識の一部を構成することの承認を形成するものではない。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
本明細書に組み込まれ、かつ、本明細書の一部を構成する、以下の添付の図面は、本発明の実施形態を示しており、また、上記で与えられた本発明の概要、及び以下で与えられる実施形態の詳細な説明とともに、本発明の原理を説明するのに貢献する。
【００１０】
【図１】図１は、誘導電力伝送システムのブロック図である。
【図２】図２は、一例の受電器のブロック図である。
【図３】図３は、一例の誘導受電器の簡略化した回路図である。
【図４】図４は、一例の誘導受電器の回路図である。
【図５】図５は、一例の誘導受電器についてのタイミング図のグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１には、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システム１が大まかに示されている。ＩＰＴシステムは、誘導送電器２及び誘導受電器３を備える。誘導送電器２は、適切な電源４（主電源又はバッテリー等）に接続される。誘導送電器２は、（使用される電源のタイプに依存して）例えばＡＣ−ＤＣコンバータであるコンバータ５と、（存在する場合に）例えばコンバータ５に接続されるインバータ６と、のうちの１つ以上を有する送信回路を備えうる。インバータ６は、一つ又は複数の送信コイル７が交流磁界を生成するよう、当該一つ又は複数の送信コイル７へＡＣ信号を供給する。いくつかの構成では、一つ又は複数の送信コイル７は、インバータ６から分離されていてもよい。一つ又は複数の送信コイル７は、共振回路を作るために、コンデンサ（図示せず）に並列又は直列に接続されてもよい。
【００１２】
コントローラ８は、誘導送電器２の動作を制御するために設けられており、送電器２のいくつか又は全ての部品に直接又は間接に接続されうる。コントローラ８は、誘導送電器２の種々の動作部品から入力を受け付けて、その動作を制御する出力を生成する。コントローラ８は、例えば、電力フロー、チューニング、一つ若しくは複数の送信コイル送信コイル７への選択的な通電、誘導受電器の検出、及び／又は通信を含む、誘導送電器の能力に依存した当該誘導送電器２の種々の態様を制御するよう構成された、単一のユニット又は個別のユニットとして実装されうる。
【００１３】
誘導受電器３は、負荷１１へ電力を順に供給する電力調節回路１０に接続された、電力ピックアップステージ９を備える。当該負荷は、電子デバイス又は機械の電気的動作部品であってもよいし、１つ以上の蓄電素子であってもよい。電力ピックアップステージ９は、一つ又は複数の誘導電力受信コイルを備える。誘導送電器２及び誘導受電器３のコイルが適切に結合されている場合、一つ又は複数の送信コイル７によって生成される交流磁界が、一つ又は複数の受信コイルに交流電流を誘導する。一つ又は複数の受信コイルは、共振回路を作るために、インダクタ‐コンデンサ‐インダクタのように、並列に、直列に、又は他の何らかの結合で、コンデンサ及び追加のインダクタ（図示せず）に接続されてもよい。いくつかの誘導受電器において、当該受電器は、一つ若しくは複数の受信コイルのチューニング、電力調節回路１０の動作、負荷１１の特性、及び／又は通信を制御しうるコントローラ１２を備えうる。
【００１４】
用語「コイル」は、電流が磁界を生成する導電性構造を含みうる。例えば、誘導「コイル」は、３次元形状又は２次元平面形状の導電性ワイヤ、プリント回路基板（ＰＣＢ：printed circuit board）技術を使用して複数のＰＣＢ「層」の上に３次元形状に加工された導電性材料、及び他のコイル状の形状でありうる。アプリケーションに依存して他の構成が使用されてもよい。単数形又は複数形での用語「コイル」の使用は、この意味で限定的であることは意図されていない。
【００１５】
一つ又は複数の送信コイル７によって電力ピックアップステージ９に誘導される電流は、典型的には、一つ又は複数の送信コイル７の動作周波数における、高周波数ＡＣとなり、最大で数百メガヘルツ以上であり、例えば２０ｋＨｚでありうる。電力調節回路１０は、誘導電流を、負荷１１への給電又は充電に適した形式に変換するように構成されており、例えば、電力整流、電力調整、又はその両方の組み合わせを実行しうる。
【００１６】
図２は、一例の実施形態に係る誘導受電器のブロック図を示す。一例の誘導受電器２０１は、電力ピックアップステージ２０３において生成されるような各ＡＣサイクルの期間のうちの異なる部分において電力整流及び電力調整の結合機能を実行する、一例の電力調節回路２０２を有する。図示されるように、電力調節回路２０２は、ＤＣ出力コンデンサ２０４と、スイッチデバイス（ＭＯＳＦＥＴ）２０５及び関連する（ボディ）ダイオード２０６として図示された、電流制御素子と、を有し、当該回路は、電力ピックアップステージ２０３によって受信された信号が、電流制御素子を用いて整流／調整され、ＤＣ出力コンデンサ２０４を介して負荷２０７へ出力されるように動作させられる。
【００１７】
「整流部分サイクル（rectification part-cycle）」と称されうるとともにおおよそ周期の半分の期間でありうる、第１の部分サイクルの間に、電力ピックアップステージ２０３によって生成される電圧は、ＤＣ出力コンデンサ２０４の両端間に現れる電圧であるＶoutより大きい。これは、ＭＯＳＦＥＴ２０５及びそのボディダイオード２０６の両端間に現れる電圧であるＶsが負であることを意味する。そのため、ＭＯＳＦＥＴ２０５及びボディダイオード２０６の並列の結合と、電力ピックアップステージ２０３とを、電流が流れる。回路を完成させるために、電力ピックアップステージ２０３から、並列に接続された負荷２０７及びＤＣ出力コンデンサ２０４へも電流が流れる。
【００１８】
「調整部分サイクル（regulation part-cycle）」と称されうるとともにおおよそ周期の半分の期間でありうる、第２の部分サイクルの間に、電力ピックアップステージ２０３によって生成される電圧は、ＤＣ出力コンデンサ２０４に生じる電圧であるＶoutより小さい。したがって、ＭＯＳＦＥＴ２０５及びそのボディダイオード２０６の両端間に現れる電圧Ｖsは正である。ＭＯＳＦＥＴ２０５が、コントローラ２０８によって、この調整部分サイクルの少なくとも一部において、ＭＯＳＦＥＴゲート２０９を用いてオンに設定されると、ＭＯＳＦＥＴ２０５を電流が流れる。その結果、回路を完成させるために、電流がＤＣ出力コンデンサ２０４から電力ピックアップステージ２０３へも流れる。第２の部分サイクルの間にＭＯＳＦＥＴ２０５を制御することによって、ＤＣ出力コンデンサ２０４から電力ピックアップステージ２０３へ逆に流されうる電力の量を調節することが可能である。
【００１９】
前の段落で与えられた整流部分サイクル及び調整部分サイクルの説明に基づけば、電力ピックアップステージ２０３からＤＣ負荷２０７への電流のネット・フローを制御できることは明らかである。したがって、種々の負荷条件に対して、及び電力ピックアップステージ２０３内の一つ又は複数のピックアップコイル（図示せず）が受けるさまざまな電圧に対して、ＤＣ出力電圧を調整できる。このように、半波整流と出力電圧調整とが、一例の電力調節回路２０２によって実現されうる。このように調整と整流とを組み合わせることによって、受電器における部品数が低減されて、それにより接地面積を小さくすることが可能になりうるか、対象デバイスの総コストが低減されるか、効率が改善されるか、構成部品における電力損失の低減に起因して発熱が低減されるか、の少なくともいずれかとなる。
【００２０】
図２の一例の電力調節回路についての種々の代替の形態は、異なる電流制御素子を用いることにより可能でありうる。概して、電流制御素子は、ＤＣ出力コンデンサ２０４と電力ピックアップステージ２０３との間の電流の流れを選択的にブロック及びブロック解除できる必要がある。
【００２１】
例えば、性能の改善を生じさせうる、図２の一例の誘導受電器２０１に対する単純な変形は、ダイオード損失を減らすために、ＭＯＳＦＥＴ２０５のボディダイオード２０６に、別個の外部ダイオードを並列に補うことである。
【００２２】
多くの代替のスイッチタイプの電流制御素子が、図２の一例の電力調節回路２０２において使用されうる。場合によっては、異なるスイッチタイプへの変更は、簡単な方法でスイッチを駆動するために、示された回路トポロジに対する修正を必要しうる。可能性のあるスイッチデバイスタイプには、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、バイポーラ結合トランジスタ（ＢＪＴ）、及び絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が含まれるが、これらに限定されない。スイッチ駆動要求条件及び回路内の位置に依存して、Ｐ型又はＮ型のデバイスが使用されうるか、その両方の組み合わせが使用されうる。
【００２３】
図２の電力ピックアップステージ２０３についての回路トポロジは、一例の電力調節回路２０２及びその変形とともに使用するために、ＤＣに対してその端子を通して低インピーダンス経路を提供するように選択される。一例の電力調節回路２０２に半波整流器が使用されるため、負荷２０７及びＤＣ出力コンデンサ２０４を通るあらゆるＤＣ電流は、電力ピックアップステージ２０３も通らなければならない。ＤＣ出力コンデンサ２０４は、ＤＣ周波数において開回路と同等であるため、負荷２０７を通るＤＣ電流は、定常状態において、電力ピックアップステージ２０３を通るＤＣ電流と同じでなければならず、この値は、ほとんどの有用な場合において０ではありえず、これは負荷２０７において０のＤＣ出力電流となるためである。
【００２４】
図３は、一例の誘導受電器３０１の簡略化した回路図を示す。一例の誘導受電器３０１は、チューニングコンデンサ３０４に並列に接続されたピックアップコイル３０３を有する並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２を有する。チューニングコンデンサ３０４のキャパシタンス値は、結合する送電器の動作周波数又はその付近におけるピックアップコイル３０３との共振のためにチューニング（同調）されるようになっている。あるいは、電力ピックアップステージの電力蓄積能力を増加させるために、並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２を、コンポーネント値若しくは動作周波数の変化に対してよりロバストにするために、又は、非同調、システムのサイズ及びコストの低減等をより簡単にするために、チューニングコンデンサ３０４を、共振同調値よりも大きく又は小さくなるように選択してもよい。この論拠は、図３に示される並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２に加えて、他のタイプの電力ピックアップステージをチューニングする場合に使用されるコンポーネント値に対しても当てはまりうる。
【００２５】
一例の誘導受電器３０１は、上述の一例の電力調節回路と同様に機能する、スイッチ３０６及び関連するダイオード３０７として図示された電流制御素子を有する、一例の電力調節回路３０５を更に有する。典型的には、並列同調電力ピックアップステージを有する誘導電力伝送システムでは、並列同調タンクからのより持続性のある電流フローを維持するために、さもなければ、何とかして並列同調タンクを非線形負荷に対してさらすことを避けるために、ピックアップインダクタに加えて第２のインダクタが使用される。この追加のインダクタは、一般的には望ましく、これは、それ無しではブリッジ整流器等の非線形負荷素子によって並列同調電力ピックアップステージの共振が妨げられうるためである。非線形性を低減することによって、追加のインダクタンスは、ＬＣタンクの共振の品質係数（quality factor）を増加させるのに役立ちうるとともに、それ故に、電力出力及びシステムの効率を増加させるのに役立ちうる。
【００２６】
しかし、図３に示される回路の場合、並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２と直列の大きな値のＤＣインダクタは、必ずしも有用ではない。これは、場合によっては、動作期間の大部分又は全てにおいてＤＣ電流を、一例の電力調節回路３０５に流れさせ、それ故に、スイッチ３０６に流れさせることが、調整部分サイクルを、より短くする又は存在しなくし、それにより、出力電圧を調整する回路の能力を低下させるためである。更には、多くの場合、この追加のＤＣインダクタは、大きくなり、ＩＰＴ受電器システムにおける費用がかかる部分となる。これらの理由によって、ＤＣインダクタの使用を避けることは、図３の電力調節回路３０５のような特定のタイプの電力調節回路にとって特に有利でありうる。
【００２７】
図２を再び参照すると、一例の電力調節回路２０２内のＭＯＳＦＥＴ２０５に対してさまざまな制御方法が利用可能である。使用されるスイッチ制御方法は、負荷条件、電力ピックアップステージの磁気結合強度、スイッチのタイプ及びレイアウト、並びに使用される電力ピックアップステージのタイプを含む、種々の要因に依存する。任意の一構成について、複数の可能性のあるスイッチ制御方法が存在してもよく、選択される方法が、動作中に変化してもよい。
【００２８】
図３の一例の誘導受電器３０１を使用する、第１のスイッチ制御方法について説明する。図３のスイッチ３０６は、オフ状態において整流部分サイクルを開始する。このとき、ＶSは負であり、電流はダイオード３０７を流れている。整流部分サイクルの間のある時点において、スイッチ３０６は、コントローラによってオンにされる。ＶSはまだ負であるため、スイッチ３０６及びダイオード３０７の相対的なオン抵抗に依存して、電流はダイオード３０７及び／又はスイッチ自体を流れ続ける。この期間に、ピックアップコイル３０３及び並列同調コンデンサ３０４を含む、並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２の両端電圧は減少し、最終的にはＶSが正になるポイントに達する。極性のこの変化は、整流部分サイクルの終わりと調整部分サイクルの始まりとを示し、図５における期間ｔ1の開始である。スイッチ３０６は、整流部分サイクルから既にオンになっているため、電流は、ＤＣ出力コンデンサ３０８から並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２へ逆に流れることができ、ＤＣ出力コンデンサ３０８に蓄積された電荷の一部が、並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２に戻るように放出される。調整部分サイクルの長さ以下である必要がある、図５における期間ｔ1を待った後、スイッチ３０６が、期間ｔ1の終わりにコントローラによってオフにされる。この時点で、図５の期間ｔ2が始まる。並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２の両端電圧が上昇し続け、スイッチ３０６の両端電圧ＶSが上昇し、その後、負になるように再び降下し、調整部分サイクル及びｔ2の終わりと、新たな整流部分サイクル及びｔ3の始まりとを示す。その後、電圧は、ダイオード３０７を流れ始める。
【００２９】
整流部分サイクルの間の任意の時点において、スイッチが再びオンにされてよく、それにより、電流がダイオード３０７ではなくスイッチに流れ、システムが、次の調整サイクルを開始する準備ができている、最初に説明した状態にリセットされる。待ち期間ｔ1をより短くすることによって、出力電圧Ｖoutが増加し、これは、より少ない電流が、ＤＣ出力コンデンサ３０８から並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ３０２へ逆に流されるためである。反対に、ｔ1をより長くすることによって、出力電圧Ｖoutが減少する。比例積分（ＰＩ）又は類似のコントローラが、所望の出力電圧の設定ポイントに達することを実現するために適用されうる。このスイッチ制御方法は、スイッチング損失を最小限にするのに有用である、ゼロ電圧スイッチオン及び準ゼロ電圧スイッチオフの利点を有する。
【００３０】
図２の一例の誘導受電器２０１を使用する、第２のスイッチ制御方法について説明する。スイッチ２０６は、オフ状態において整流部分サイクルを開始する。しかし、前述の方法とは対照的に、この方法では、調整期間の始まりの前に、コントローラ２０８がスイッチ２０５の状態をオフ又はオンに設定し、この状態を当該調整期間にわたって維持する。コントローラ２０８は、その後、次の調整期間についてのスイッチ２０５の状態を決定し、スイッチ２０５の状態を必要に応じて変化させる。ヒステリシス・コントローラ、ＰＩコントローラ、又は他のコントローラタイプが、所望の出力電圧Ｖoutに達するために、各サイクルについてのスイッチ２０５の状態の決定に使用されうる。第１の方法と比較して、このスイッチングアプローチは、それほど高速又は正確な位相基準を必要としない、それほど高速又は正確なスイッチングを必要としない、スイッチング周波数及び付随する損失を低減しうる、並びに、高周波数放射を低減するのに役立つ、という利点を有する。しかし、出力電圧のリップルが大きくなる場合があり、その他は等しい。
【００３１】
第３のスイッチ制御方法では、図２のＭＯＳＦＥＴ２０５は、電力ピックアップステージ２０３から生じるＡＣ電流との固定の位相関係を維持することなく、連続的にオン及びオフされる。ＭＯＳＦＥＴ２０５は、好ましくは特定のデューティサイクル及び固定の周波数で、調整期間中に複数回、状態を変化させてよく、スイッチング周波数は、通常、一つ又は複数の無線電力送信コイル７の動作周波数とは異なる。ＭＯＳＦＥＴ２０５のデューティサイクルを変化させることによって、出力電圧Ｖoutの制御を実現でき、位相基準信号は必要とされない。ＭＯＳＦＥＴ２０５と直列のわずかなＤＣインダクタンスと、ＭＯＳＦＥＴ２０５と並列のスナビング（snubbing）手段とが、ＭＯＳＦＥＴ２０５がさらされるピーク電流及び電圧を制限するために必要とされうる。ソフトスイッチングの利点は、このスイッチ制御方法を使用して失われうる。
【００３２】
第４のスイッチ制御方法では、図２のコントローラ２０８は、ＭＯＳＦＥＴ２０５をオフ状態にして調整サイクルを開始し、調整部分サイクルの間にオン状態に移行させる。ＭＯＳＦＥＴ２０５は、調整サイクルまでオン状態に留まり、当該サイクルの間に再びオフにされてもよい。この方法は、非同調ピックアップコイル又はＬ−Ｃ−Ｌ同調ピックアップコイルが使用される場合のように、電力ピックアップステージ２０３がＭＯＳＦＥＴ２０５には誘導性負荷に見える場合に特に使用される。このスイッチング方法により、ＭＯＳＦＥＴ２０５に直列に流れるインダクタ電流をＭＯＳＦＥＴ２０５が妨げることを避けることができ、それ故に、このアプローチにより、ＭＯＳＦＥＴ２０５を、このインダクタ電流を妨げることによって生じうる電圧スパイク及び更なるスイッチング損失にさらすことが避けられる。
【００３３】
説明したスイッチ制御方法のいずれかに適用可能な更なる変形は、整流部分サイクルの間における同期整流を伴う。調整部分サイクルが開始されるタイミングを検知することによって、電流が、ボディダイオード２０６を流れるのではなく、ＭＯＳＦＥＴ２０５自体を流れることができるように、ＭＯＳＦＥＴ２０５がオンにされ、それにより、ＭＯＳＦＥＴ２０５の両端電圧の降下を減らすことができ、損失を減らすことができる。コントローラ２０８が、経過期間を待つこと、位相検知信号、又は他の何らかの手段に基づいて、整流部分サイクルが終わりに近いことを判定した場合、ＭＯＳＦＥＴ２０５は、次の調整期間の開始のために必要な状態に設定されうる。このようにして、ＭＯＳＦＥＴ２０５及びボディダイオード２０６による総電力損失が最小化されうる。
【００３４】
本明細書で説明されるスイッチング方法の適応は、異なる電力ピックアップステージ又は電力調節回路が使用される場合に有益でありうるか又は必要とされうる。与えられたスイッチング方法が、これらの異なるハードウェア系を用いて動作するようにどのように適応されうるかについて当業者には理解される。
【００３５】
いくつかのスイッチ制御の実施形態では、スイッチをオン又はオフに駆動するタイミングを決定するために、ある態様のシステムの位相を測定する必要である。例えば、第１のスイッチ制御方法では、整流及び調整部分サイクルが開始及び終了するタイミングを決定又は推定するために、電圧位相情報が使用されうる。これについて図４を参照して説明する。図４は、一例の誘導受電器４０１の回路図を示しており、当該受電器は、並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ４０２、ＭＯＳＦＥＴ４０３、ゲート駆動抵抗４０４、ＤＣ出力コンデンサ４０５、負荷４０６、位相検知回路４０７、ランプ生成器４０８、ＰＩＤコントローラ４０９、及びゲート駆動ロジック４１０を有する。
【００３６】
図４において、位相検知回路４０７は、並列接続型Ｌ−Ｃ電力ピックアップステージ４０２の端子間に生じる電圧を比較する。この電圧が負から正に変化すると、ランプ生成器４０８がトリガされ、その出力の電圧が上昇し始める。この上昇電圧は、ゲート駆動ロジック４１０によって、ＰＩＤコントローラ４０９が生成する制御エフォート値（control effort value）と比較される。ランプ生成器４０８から出力される電圧が、ＰＩＤコントローラ４０９によって生成される制御エフォート値と等しくなるまで上昇すると、ゲート駆動ロジック４１０の出力が、状態を変化させ、ゲート駆動抵抗４０４を介してＭＯＳＦＥＴ４０３がオフにされる。
【００３７】
ここでは１つの電圧比較位相検知技術について説明してきたが、無線又は誘導電力伝送の分野の中において異なる種々の位相検知技術が既知であることは当業者に明らかである。ゼロ電圧クロス、電流クロス、電流検知トランス又は抵抗の使用、非結合位相検知ピックアップの使用、及び無線通信チャネルの使用を含むがそれらに限定されない、これらの技術の多くは、本出願中で説明されている回路及び関連する回路に適用されうる。また、本例では純粋にハードウェアコントローラのアプローチが取られているが、マイクロコントローラ、ＦＰＧＡ、ＣＰＬＤ、ＡＳＩＣ又は他のタイプコントローラも使用されうることは当業者には明らかである。更に、位相及び電圧検知回路、制御回路、ゲート駆動回路、及び電力スイッチを含む、無線受信回路全体のうちのかなりの部分を、単一の集積回路に統合することが可能でありうる。
【００３８】
発明の実施形態の記述によって本発明を説明してきたが、また、実施形態を詳細に説明してきたが、添付の請求項の範囲を多少なりともそのような詳細に限定することは、出願人の意図ではない。更なる利点及び変更が、当業者には容易に見てとれることになる。したがって、より広い態様の発明が、図示及び記述されている具体的な詳細、代表的な装置及び方法、並びに例示的な例に限定されることはない。このため、出願人の全体的な発明概念の精神又は範囲から逸脱することなく、そのような詳細からの逸脱がなされてもよい。
【図１】
2018506948.tif 000003
【図２】
2018506948.tif 000004
【図３】
2018506948.tif 000005
【図４】
2018506948.tif 000006
【図５】
2018506948.tif 000007
【国際調査報告】
2018506948.tif 000008
2018506948.tif 000009
2018506948.tif 000010