(57)【要約】  航空機始動および発電システムは、スタータ／発電機と、スタータ／発電機に接続され、始動モードでＡＣ電力を生成して航空機の原動機を始動させるためにスタータ／発電機を駆動し、スタータ／発電機の発電モードで、原動機の始動後にスタータ／発電機から取得されるＡＣ電力をＤＣ電力に変換する、インバータ／コンバータ／コントローラ（２００）とを含む。４脚インバータ（５５０）は、ＤＣ電力出力（４５２）に結合され、航空機の原動機を始動させるために始動モードでスタータ／発電機を駆動する４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）を有し、スタータ／発電機の発電モードでＤＣ電力をＡＣ電力に変換する。４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）は、始動時に４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動し、バイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）を使用してモードを生成する。【選択図】図９
2018506952.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
航空機始動および発電システム（５０）であって、
主機械（１１０）と、励磁器（１２０）と、永久磁石発電機とを含むスタータ／発電機（１００）と、
前記スタータ／発電機（１００）からの直流（ＤＣ）電力出力（４５２）と、
前記ＤＣ電力出力（４５２）に結合され、４脚金属酸化物半導体磁界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）を有し、始動モードでＤＣ電力を生成して、航空機の原動機を始動させるために前記スタータ／発電機（１００）を駆動し、前記スタータ／発電機（１００）の発電モードで、前記原動機の始動後に前記スタータ／発電機（１００）から取得される前記ＤＣ電力を交流（ＡＣ）電力に変換する、４脚インバータ（５５０）と、
４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動するように構成された４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）と
を備え、前記４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）は、始動時に前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動し、バイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）を使用してモードを生成するように動作する、航空機始動および発電システム（５０）。
【請求項２】
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成は、３相ＡＣ出力の単相出力と、中立出力を有する第４脚とをそれぞれ有する３本の脚をさらに備える、請求項１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
【請求項３】
前記３相ＡＣ出力が４００Ｈｚである、請求項２に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
【請求項４】
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）は、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジのうちの少なくとも１つをさらに備える、請求項１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
【請求項５】
前記主機械（１１０）の固定子（１１２）に接続される主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）と、前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）を駆動するように構成された主機械ブリッジゲートドライバとをさらに備える、請求項１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
【請求項６】
前記主機械（１１０）は、システムの余剰電力を航空機の原動機の運動エネルギーに蓄積することによって回生モード中に吸収する主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を備え、前記主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）を駆動するように動作する、請求項５に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
【請求項７】
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）は、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴ（３１４）のアレイをさらに備える、請求項１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
【請求項８】
ＤＣ電力出力（４５２）を有する主機械（１１０）と、励磁器（１２０）と、永久磁石発電機と、前記ＤＣ電力出力（４５２）に結合された４脚コンバータ（５５０）とを含むスタータ／発電機（１００）を有し、またＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）とを有する、航空機始動および発電システム（５０）の制御方法であって、前記方法は、
始動モードであれば、４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）に電力を供給し、前記始動モード中にバイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動するステップであって、前記始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップが航空機の原動機を始動させる、ステップと、
発電モードであれば、前記バイポーラＰＷＭを使用して前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動し、前記スタータ／発電機（１００）の前記ＤＣ電力出力（４５２）から取得されるＤＣ電力を４脚ＡＣ電力に変換するステップと
を備える方法。
【請求項９】
モータリングモードであれば、前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）に電力を供給し、前記始動モード中に前記バイポーラＰＷＭを使用して前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動するステップであって、前記始動モード中に前記主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップは、前記航空機の原動機を回転させる、ステップをさらに備える、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
スタータ／発電機（１００）または前記原動機の少なくとも１つについて診断テストを行うことをさらに備える、請求項９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書に開示される主題は、一般に、始動モードで電気エネルギーを機械的エネルギーに変換し、発電モードで機械的エネルギーを電気エネルギーに変換する、双方向エネルギー変換ブラシレス電気回転デバイスの組み合わせに関する。特に、この主題は、スタータ／発電機（Ｓ／Ｇ）、およびここではインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と呼ぶＩＧＢＴベースのデジタル制御デバイスの３つの電気機械セットを含む、航空機始動および発電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、航空機用の始動発電機システムが存在し、航空機エンジンを始動するために使用されると共に、始動後の航空機エンジンを発電モードで利用することによって、航空機の電力システムに電気エネルギーを供給するために使用されている。高電圧直流（ＤＣ）電力は、航空機タービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）から得ることができる。交流（ＡＣ）電力は、航空機タービンエンジンによって駆動されるＡＣ発電機から、またはＤＣ電力のＡＣ電力への変換から、取得することができる。航空機タービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）の高電圧ＤＣシステム、または航空機タービンエンジンによって駆動されるＡＣ発電機からのＤＣリンク電圧生成において効率を達成するために、ワイドバンドギャップデバイスを使用することが知られている。同様に、航空機タービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）のＡＣシステム、または航空機タービンエンジンによって駆動されるＤＣ発電機からのＡＣリンク電圧において効率を達成するために、ワイドバンドギャップデバイスを使用することが知られている。低スイッチング損失、低伝導損失、および高温性能は、ワイドバンドギャップデバイスの３つの利点である。
【０００３】
一貫して効率を達成するためには、航空機の発電システムにおけるワイドバンドギャップデバイスを制御することが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許出願公開第２０１３／０１６５４２号明細書
【発明の概要】
【０００５】
一態様では、航空機始動および発電システムは、主機械、励磁器および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機と、スタータ／発電機に接続され、始動モードでＡＣ電力を生成して、航空機の原動機を始動させるためにスタータ／発電機を駆動し、スタータ／発電機の発電モードで、原動機の始動後にスタータ／発電機から取得されるＡＣ電力をＤＣ電力に変換する、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバとを含む。主ブリッジゲートドライバは、始動モード中に空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用して、また発電モード中に逆導通ベースの非アクティブ整流を使用して、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。
【０００６】
別の態様では、スタータ／発電機を有する航空機始動および発電システムの制御方法であって、スタータ／発電機は、主機械と、励磁器と、永久磁石発電機と、主機械巻線の電圧出力に接続されたＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバとを含む。この方法は、始動モードであれば、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジに電力を供給し、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用して始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップを含み、始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップは、航空機の原動機を始動させ、発電モードであれば、逆導通ベースの非アクティブ整流を使用してＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動し、スタータ／発電機の主機械巻線から取得されるＡＣ電力をＤＣ電力に変換するステップを含む。
【０００７】
別の態様では、航空機はエンジンとスタータ／発電機とを含み、スタータ／発電機はエンジンに接続され、主機械と、励磁器と、永久磁石発電機とを有する。ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）は、スタータ／発電機に接続され、始動モードでＡＣ電力を生成し、エンジンを始動させるためにスタータ／発電機を駆動し、スタータ／発電機の発電モードで、エンジンの始動後にスタータ／発電機から取得されるＡＣ電力をＤＣ電力に変換する。主ブリッジゲートドライバは、始動モード中に空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用して、また発電モード中に逆導通ベースの非アクティブ整流を使用して、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成されている。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本主題のための全体的なＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムの従来技術環境を示す。
【図２】図１の全体的なＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図３】始動モードにおける図１および図２のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図４】図１および図２のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムの発電モードにおけるブロック図である。
【図５】図１のＳ／Ｇの断面図である。
【図６】主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを有するＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図７】逆導通ベースの非アクティブ整流ＭＯＳＦＥＴスイッチング方法の例示的な回路図である。
【図８】ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを有する負荷平準化ユニットを備えたＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図９】４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを備えたＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本明細書に開示された主題は、図１〜図５に示されているようなシステムで使用可能である。一実施形態では、Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム５０は、Ｓ／Ｇ１００およびＩＣＣ２００を含む。図１、図２および図５に示すように、Ｓ／Ｇ１００は、主機械１１０、励磁器１２０、およびＰＭＧ１３０を含む３つの電気機械の組み合わせである。この配置を３機セットと呼ぶ。主機械１１０は、突極同期機械とすることができる。主機械１１０の固定子１１２は、ＩＣＣ２００の主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０に接続している。主機械１１０の回転子１１４は、主回転子１１４のシャフト１１８の内側に位置する全波または半波回転整流器１１６の出力に接続している。励磁器回転子１２２は、回転整流器１１６の入力に接続する３相巻線を有し、励磁器固定子１２４は、ＤＣ巻線と、図２に示されている接触器２２０を介してＩＣＣ２００の励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２に接続する３相ＡＣ巻線とを含む。図２は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０および励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２を構成するコンポーネントに重点を置いて、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０のブロック図を提供する。
【００１０】
図２に示すＩＣＣ２００は、２つのＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ、すなわち主ブリッジ２１０と励磁器ブリッジ２１２とを含む。主ブリッジ２１０および励磁器ブリッジ２１２は、それぞれ主インバータ／コンバータおよび励磁器インバータ／コンバータとも呼ばれる。各々は、デジタル制御アセンブリによって制御される。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０を制御するアセンブリは、主デジタル制御アセンブリ２３０と呼ばれる。あるいは、始動モードではスタータインバータデジタル制御アセンブリ、発電モードでは発電機コンバータ制御アセンブリと呼ばれることもある。励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２を制御するアセンブリは、励磁器デジタル制御アセンブリ２４０と呼ばれる。あるいは、始動モードでは励磁器インバータデジタル制御アセンブリ、発電モードでは励磁器コンバータデジタル制御アセンブリと呼ぶこともできる。主デジタル制御アセンブリ２３０は、内蔵ソフトウェアと共に主ブリッジ２１０を制御し、主ブリッジ２１０は、始動モードでＡＣ電力を生成してＳ／Ｇを駆動し、発電モードでＡＣ電力を航空機で要求されるＤＣ電力に変換する。
【００１１】
Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム５０は、始動モードと発電モードの２つの動作モードを有する。始動モードでは、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０は、別個の電源ＶＤＣ６０から電力を供給され、別個の電源ＶＤＣ６０への接続は図１および図２に示されている。主機械１１０は、始動モードにおいて３相巻線界磁突極同期モータとして機能する。同期モータのシャフトにトルクを発生させるには、２つのことが起こらなければならない。１つ目は主固定子１１２の３相巻線に３相交流を入力することであり、２つ目は主回転子１１４に励磁電流を供給することである。主固定子１１２への電流の周波数は、主機械の速度に比例するように設けられている。３相交流電流は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０によって供給される。３相電流によって生成された回転磁界は、主回転子１１４によって生成された磁界と相互作用し、主回転子１１４のシャフトに機械的トルクを作り出す。
【００１２】
主回転子１１４に励磁電流を供給することは、以下の理由により従来の発電システムにおける課題である。始動の開始時に、同期機械ベースの励磁器は電力を生成しない。低速では、同期機械に基づく励磁器は、主回転子に電力を供給するのに十分な電力を生成することができない。これは、同期ベースの励磁器の場合、そのＤＣ励磁巻線は回転子巻線に電力を伝達しないためである。実際、従来の発電システムでは、動力は軸上の機械的エネルギーからのみ伝達され得る。したがって、エンジンを始動させるために、主回転子励磁電流を生成する電力は励磁器固定子１２４から来なければならない。換言すれば、始動モード中の励磁のためのエネルギーは、励磁器１２０の空隙を横切る。明らかに、回転トランスが望ましい。逆に、発電モードでは、主機械１１０は、３相巻線界磁突極同期発電機として動作する。電気を生成するために、１つのことが起こる、すなわち励磁電流が主回転子１１４に供給される。そのために、従来の同期励磁器を利用することができる。異なるモードは励磁のために異なる電源を必要とする。１つのモードは励磁器固定子１２４にＡＣ３相電流を必要とし、もう１つのモードは励磁器固定子１２４にＤＣ電流を必要とする。
【００１３】
二重機能励磁器固定子は、ＩＣＣ内に配置された接触器２２０と連動して動作する。接触器をその適切な位置に切り替えることによって、励磁器固定子内の巻線は、始動モード中にＡＣ３相巻線に構成される。このモードでは、ＡＣ３相巻線を有する励磁器固定子１２４と、別のＡＣ３相を有する励磁器回転子１２２が、誘導励磁器を形成する。ＩＣＣ内の励磁器デジタル制御アセンブリ２４０によって制御され、ＡＣ３相巻線の位相シーケンスの方向は、機械シャフトの方向とは反対である。したがって、誘導励磁器は制動モードで動作する。発電モードでは、励磁器固定子１２４の巻線はＤＣ巻線に構成されている。ＤＣ巻線を有する励磁器固定子１２４およびＡＣ３相巻線を有する励磁器回転子１２２は、同期励磁器を形成する。励磁器にいかなる大きさおよび／または重量も加えない場合、構成されたＡＣ巻線およびＤＣ巻線は、それぞれ始動モードおよび発電モードの間、励磁器回転子１２２と励磁器固定子１２４との間の空隙に必要な回転磁界を発生する。さらに、ＡＣ巻線は、始動モードの間、励磁器固定子１２４から励磁器回転子１２２へ電力を伝達する。
【００１４】
始動モードと発電モードの両方において、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０のＩＧＢＴ２１５が転流するたびに、主回転子１１４の機械的位置情報が電源スイッチ整流のために必要となる。図２に示され、図３および図４に詳細に示されているように、センサレス回転子位置信号θ、ωe（回転子位置、回転子速度）は、主デジタル制御アセンブリ２３０によって生成される。回転子位置信号は、主デジタル制御アセンブリ２３０内の組み込みソフトウェアによって、Ｓ／Ｇの電圧信号および電流信号を通じて構築される。
【００１５】
図３は、始動モードにおけるＳ／ＧおよびＩＣＣシステム５０のブロック図を示す。主同期モータ１１０、誘導励磁器１２０、およびＰＭＧ１３０の３つの電気機械がある。主同期モータ１１０および誘導励磁器１２０は、始動モードにおいて重要な役割を果たす。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０は、ＤＣバス（例えば、２７０ＶＤＣ）からＤＣ入力電力を受け取り、ＤＣ電力をＡＣ電力に反転させる。インバータによって生成された３相ＡＣ電流は、主同期モータ１１０に供給される。ＡＣ電流を生成するためのゲート信号は、スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御される。スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０は、位相ａ電流、位相ｂ電流、およびＤＣバス電圧を測定する。位相ａ電流および位相ｂ電流は、主デジタル制御アセンブリ２３０内の組み込みソフトウェアを介して実現されるクラーク変換を使用して、同期静止フレーム内のα電流およびβ電流に転送される。α軸は、主固定子の位相ａ巻線の中心に位置するａ軸に一致し、β軸は、空間においてα軸よりも電気角で９０°先行している。α電流およびβ電流は、同じ埋め込みソフトウェアによって実現されたパーク変換を使用して、同期回転フレーム内のｄ電流およびｑ電流にさらに変換される。ｄ軸は、主回転子１１４の励磁巻線の軸と整列しているが、ｑ軸は空間においてｄ軸よりも電気角で９０°先行している。
【００１６】
図３に示すように、ｄループおよびｑループの２つの電流調整ループが存在する。ｄループおよびｑループの出力はｄ電圧およびｑ電圧であり、ｄ電圧およびｑ電圧は、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）に供給される前に逆パーク変換を使用してα電圧およびβ電圧に戻される。パーク変換および逆パーク変換を実行するために、主回転子位置角度が決定される。α電圧およびβ電圧は、ＩＧＢＴスイッチのゲーティング信号を生成するＳＶＰＷＭへの入力である。スイッチング周波数は、１４ｋＨｚまたは他の適切な周波数に設定することができる。
【００１７】
図３に示すように、スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０と同様に、励磁器インバータデジタル制御アセンブリ２４０も、クラーク変換、パーク変換、および逆パーク変換を有する。また、励磁器インバータデジタル制御アセンブリ２４０は、ｄ電流調整ループおよびｑ電流調整ループを有する。ゲート信号は、対応するＳＶＰＷＭによって生成される。前述したように、励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２または励磁器インバータの基本周波数は１２５０Ｈｚまたは他の何らかの適切な周波数で固定されており、励磁器１２０はその回転子１２２および固定子１２４に突極性を有していないため、式２πｆｔを用いて人工的に回転子位置情報を構築することができ、ｆ＝１２５０Ｈｚ、ｔは時間である。これは、主インバータとは異なり、すなわち、リアルタイム回転子位置情報は、この場合には必要ではない。１つの可能な実装では、励磁器インバータのＳＶＰＷＭスイッチング周波数は１０Ｈｚであり、これにより、本発明の精神および範囲内に留まりながら、他の適切に選択されたスイッチング周波数を利用することができる。
【００１８】
始動モードの第２の実施形態では、励磁器１２０は、その制動モードで動作する誘導機として構成されているか、または代替的に説明したように、励磁器１２０は３相回転変圧器のように作用する。励磁器固定子１２４の３相巻線は、励磁器回転子１２２に３相電圧を誘起する回転磁界を生成する。回転磁界の方向は、主機械１１０の回転方向とは反対に制御される。したがって、励磁器回転子１２２内の電圧の周波数は、始動モード中の回転子速度と共に増加する。外部電源からのＤＣ電力は、励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２によって３相１２５０Ｈｚ電力（または他の何らかの適切な周波数）に変換される。電力は空隙を横切って励磁器回転子１２２の巻線に伝達される。３相電圧は、主発電機の回転子シャフトの内側の回転整流器１１６によって整流される。整流された電圧は、主機械１１０の回転子１１４に励磁電力を供給する。回転子速度がエンジンアイドル速度に達すると、始動モードが終了し、発電モードが開始される。励磁器回転子１２２は、励磁器固定子１２４および回転子シャフト１１８の両方からエネルギーを受け取る。ゼロ速度では、全てのエネルギーは励磁器固定子１２４から来る。シャフト１１８からのエネルギーは、回転子速度の上昇と共に増加する。
【００１９】
埋め込み型ソフトウェアと共にデジタル制御アセンブリ２３０によって主回転子位置情報を構築するためのセンサレス実装は、ａ）高周波注入センサレス推定、およびｂ）電圧モードセンサレス推定の２つの部分を含む。高周波数注入センサレス推定は、０ｒｐｍから８０ｒｐｍなどの所定の低速までをカバーする。電圧モードセンサレス推定は、８０ｒｐｍのような速度から１４，４００ｒｐｍのような高い回転速度までカバーし、エンジンはそのカットオフ速度まで引っ張られる。これらの方法は基本的に逆起電力に依存するため、上述の電圧モードセンサレスを含む他のほとんどのセンサレス法はゼロ速度および低速で失敗する。高周波注入法は、逆起電力には依存しない。そのため、この方法は、０から所定の低速、例えば８０ｒｐｍまでの速度で使用することが可能である。したがって、主同期機の回転数および低速での回転子位置推定が達成される。センサレスの実際の実現方法を以下に説明する。
【００２０】
図３に示すように、主機械１１０の速度が８０ｒｐｍであるか、または主機械１１０の周波数がｆ0＜＝８Ｈｚである間、一対の５００Ｈｚ正弦波形電圧Ｖαi、Ｖβiが、ＳＶＰＷＭの入力に重畳される。この５００Ｈｚの周波数は搬送周波数と呼ばれる。本発明の精神および範囲内に留まりながら、他の適切な搬送周波数を利用することができる。図３では、この搬送周波数は記号ωcで表されている。これらの２つの重畳電圧に対する各相の電流の応答は、回転子位置情報を含む。
【００２１】
主固定子の各相電流はいくつかの成分を有する。図３に示すように、位相ａ電流および位相ｂ電流は、クラーク変換によってα軸とβ軸に変換される。α電流およびβ電流は、周波数ωrの基本成分、周波数ωcの正のシーケンス成分、周波数２ωr−ωcの負のシーケンス成分を含む。正のシーケンス成分ωcは、回転子位置情報を含まないため役に立たない。したがって、この成分は完全に除去される。図３に示すように、α電流およびβ電流は−ωcｔ度回転する。そのため、正のシーケンス成分は、ＤＣ信号となり、２次ハイパスフィルタまたは他のタイプのハイパスフィルタ（例えば、１次または３次以上）を使用することによって除去される。残りの成分、すなわち基本周波数成分および負のシーケンス成分は、回転子情報を含む。しかしながら、回転子位置は、ゼロ速度で機械に基本電流を印加する前に決定され、また、ゼロ速度および低速では基本成分は非常に弱い。回転子位置情報を確実に抽出することができる唯一の成分は、負のシーケンス成分である。先の回転後に、成分の周波数は２ωr−２ωcに変化する。別の回転、２ωcｔが、デジタル制御アセンブリ２３０によって実行される。回転の出力は、６次ローパスフィルタ、または他の適切なローパスフィルタ（例えば、１次、２次、または５次のローパスフィルタ）を通過する。α電流の残りの信号を表すためにβ電流およびｉα2θの残りの信号を表すためにｉβ2θを使用すると、以下の角度が得られる。
【００２２】
【数１】
2018506952.tif 000003
残念なことに、上記角度の周波数は基本周波数の２倍の周波数を有しているため、パーク変換および逆パーク変換に直接使用することができない。上記角度を回転子位置角度に変換するために、θ’が南極領域に対して北極にあるか、または北極領域に対して南極下にあるかを検出する。θ’が南極領域に対して北極下にある場合、角度は
θ＝θ’であり、
θ’が北極領域に対して南極下にある場合、角度は
θ＝θ’＋πとなる。
【００２３】
この角度は、ｄ電流調整ループおよびｑ電流調整ループのパーク変換および逆パーク変換に利用される。図３に示すように、クラーク変換とパーク変換との間に帯域阻止フィルタ（本発明の精神と範囲内に留まりながら他の阻止帯域周波数を利用することができる、図３に示す５００Ｈｚフィルタ）を配置して、ｄ電流調整ループおよびｑ電流調整ループ上の搬送周波数の外乱を排除する。
【００２４】
この高周波注入センサレス法は、ゼロ速度または低速で満足に機能する。しかしながら、この方法は、周波数が搬送周波数に近いか、またはそれより高い速度ではうまく機能しない。したがって、速度がある閾値回転速度、例えば８０ｒｐｍを上回る場合には、別のセンサレス法が利用される。この方法は、以下に説明するように、電圧モードセンサレス法である。
【００２５】
電圧モードセンサレスの実現は、以下によって達成される。この方法は誘導モータおよびＰＭモータには使用されているが、固定子の自己インダクタンスが定数ではなく、代わりにインダクタンスが回転子位置の関数であるため、突極同期機には適用されていない。β磁束鎖交数／α磁束鎖交数のアークタンジェントによって回転子角度を生成するために使用される、同期静止フレームの従来のαおよびβ磁束鎖交数の式は、インダクタンスが常に変化するため、突極磁場同期機には実用的ではない。この問題を克服するために、第２の実施形態では、一対の模擬磁束鎖交数λα’およびλβ’、ならびにそれらの式が導出される。
【００２６】
【数２】
2018506952.tif 000004
式中、ＲsとＬqはそれぞれ主固定子抵抗とｑ軸同期インダクタンスである。両方の機械パラメータは一定である。幸いにも、λα’およびλβ’は、それぞれαおよびβの磁束鎖交数と整列し、角度
θ＝ｔａｎ-1（λ’β／λ’α）
は実際には、機械速度が８０ｒｐｍを超えるなど閾値回転速度を上回ると、パーク変換および逆パーク変換に使用することができる回転子角度である。これらの式は、デジタル制御アセンブリ２３０の組み込みソフトウェアで実施することができる。この手法は、機械速度が例えば８０ｒｐｍを超えるなど特定の回転速度を上回っている間、信頼できる回転子位置角度推定を提供する。
【００２７】
高周波注入センサレス法と電圧モードセンサレス法の２つの方法を組み合わせることで、同期機ベースのスタータの全速度範囲にわたって十分な精度で回転子位置情報を提供することができる。
【００２８】
始動の間、主機械１１０上の主インバータによって印加される電圧は、速度に比例し、主機械１１０の内部インピーダンスに対する逆ＥＭＦと電圧降下のベクトル和に一致する。インバータによる最大印加可能電圧はＤＣバス電圧である。ベクトル和がＤＣバス電圧に等しくなると、インバータ電圧は飽和する。飽和が起こると、主機械１１０の速度はそれ以上高くならず、ｄ電流調整ループおよびｑ電流調整ループは制御不能になる。しばしば、インバータは過電流になり、遮断される。主デジタル制御アセンブリ２３０は、励磁器デジタル制御アセンブリ２４０に送られる線間電圧ＶabおよびＶbcを測定する。これらの２つの線間電圧にクラーク変換が適用される。変換の２つの出力のベクトル加算は、図３に示すように、自動界磁低減化ループのフィードバックとして使用される。ＤＣバス電圧は、制御ループの参照として考慮され、使用される。自動界磁低減化制御ループは、インバータ電圧が飽和状態になることを防ぎ、したがって、主インバータ電流調整ループが制御を外れて遮断することを防ぐ。
【００２９】
自動界磁低減化は、インバータ電圧が飽和している間、高速でより高い電力密度を達成するために、１付近の力率制御方式と組み合わせることができる。限定ではなく一例として、１付近とは、０．９以上１．０未満の力率に相当する。自動界磁低減化が空隙界磁を維持している間に、主機械１１０を押して１付近の力率領域で動作させる所定のｄ軸電流プロファイルが印加される。次の方程式に見られるように、自動界磁低減化のために、さらに項ωＬmd（ｉf＋ｉd）は一貫して有意のままであり、項ωＬmqｉdｉqも有意となる。これにより、Ｓ／Ｇの電力密度が大幅に増加する。
【００３０】
Ｐ＝ωＬmd（ｉf＋ｉd）ｉq−ωＬmqｉdｉq
式中、Ｐおよびωはそれぞれ電気機械的電力および回転子速度であり、ＬmdおよびＬmqはそれぞれｄおよびｑ磁化インダクタンスである。
【００３１】
ベース速度より低い速度でのトルク密度を増加させることができる。前述したように、主インバータデジタル制御アセンブリ２３０には２つの電流調整ループが存在する。１つはｄ軸ループ、もう１つはｑ軸ループである。一般に、ｑループはトルク発生を制御し、ｄループは空隙内の界磁を制御する。この手法は、ベクトル制御手法とも呼ばれる。高いトルク密度を達成するために、十分な回転子励磁電流ｉfおよびトルク発生電流ｉqを印加することによって、機械−磁気飽和領域に追い込まれる。しかしながら、電流があるレベルに達した後、電流ｉq、ｉd、およびｉfの大きさがどのように増加しても、機械は磁気的に飽和しているため、トルクは同じままである。救済策は、機械のリラクタンストルクを最大にするように設定されたベクトル制御を利用することである。機械によって生成される電気機械的トルクは、
Ｔ＝Ｌmd（ｉf＋ｉd）ｉq−Ｌmqｉdｉqであり、
式中、ＬmdおよびＬmqは、それぞれｄおよびｑ磁化インダクタンスである。機械が磁気的に飽和すると、項Ｌmd（ｉf＋ｉd）は定数になる。したがって、リラクタンストルクを生成する方法は、負のｉdを機械に印加することである。ｉd＝Ｉｓｉｎδおよびｉq＝Ｉｃｏｓδを知って、上記の式に至る最適化を実行すると、ｉd電流の最適プロファイルが得られる。
【００３２】
【数３】
2018506952.tif 000005
式中、λiは機械の内部磁束鎖交数である。
【００３３】
本発明者らが行ったシミュレーションに基づいて、ベクトル制御の入力にｉdプロファイルを適用することによって、約３８％のトルク増加を達成することができる。要約すると、ベクトル制御が設定され、適切なｉd電流プロファイルが得られれば、機械のトルク密度は劇的に増加する。
【００３４】
第３の実施形態では、最大発電効率を達成するためのＩＣＣの構成および制御は、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０の発電モードに適用可能である。
【００３５】
発電モードでは、図２に示すように、主機械１１０が同期発電機となり、励磁器１２０が同期発電機となる。ＰＭＧ１３０は、示されているように整流器ブリッジを介して励磁器コンバータに電力を供給する。励磁器コンバータは、図４に示すように、励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２内に２つのアクティブＩＧＢＴ／ダイオードスイッチを含む。ゲートに実線を有するＩＧＢＴ／ダイオードスイッチは、励磁器コンバータに使用されるスイッチである。これらはＩＧＢＴスイッチ番号１およびＩＧＢＴスイッチ番号４である。発電モードの間、ＩＧＢＴ１はＰＷＭモードにあり、ＩＧＢＴ４は常にオンである。残りのＩＧＢＴはオフである。番号２のダイオードはフリーホイーリングに使用される。ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ４およびダイオード２に加え励磁器固定子巻線は、ＤＣバス電圧、例えば２７０ＶＤＣを同期励磁器の所望の励磁電流を発生する電圧にステップダウンする降圧コンバータを形成する。
【００３６】
非アクティブおよびアクティブ整流が設定可能である。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、励磁器コンバータデジタル制御アセンブリ２４０および主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御され、用途に応じて、非アクティブ整流器またはアクティブ整流器になることができる。電力の流れが一方向のみを有する用途では、ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によってダイオード動作ブリッジに構成される。電力の流れが双方向性を有する用途では、ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、同じデジタル制御アセンブリによってＩＧＢＴおよびダイオード動作ブリッジに構成される。電力の流れ方向がＩＣＣから負荷に向かう場合、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステムは発電モードである。電力の流れ方向が負荷からＩＣＣに向かう場合、システムはいわゆる回生モードにあり、これは実際にはモータリングモードである。非アクティブ整流では、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジとも呼ばれる主インバータのＩＧＢＴスイッチ内の真性ダイオードのみが利用される。電圧調整は、励磁器デジタル制御アセンブリ２４０内の組み込みソフトウェアによって達成され、発電機コンバータデジタル制御アセンブリ２３０は、図４に示すように、主インバータのＩＧＢＴをオフに維持する。ＰＯＲの電圧を制御する３つの制御ループが存在する。最も内側のものは電流調節器である。測定された励磁電流はフィードバックであり、ＡＣ電圧調節器の出力は参照である。電流調節器は、励磁電流を指令されたレベルに制御する。次のループはＡＣ電圧ループである。図４に示すように、フィードバック信号はｍａｘ｛｜Ｖab｜，｜Ｖbc｜，｜Ｖca｜｝である。参照はＤＣ電圧調節器の出力である。ＡＣ電圧ループは、負荷のない過渡時に調整点（ＰＯＲ）のＤＣ電圧を望ましい範囲に保つ上で重要な役割を果たす。最後の制御ループはＤＣ電圧ループである。ＰＯＲの測定電圧と参照電圧２７０ＶＤＣを比較する。エラーは対応するデジタルコントローラの補償調節器に入る。これにより、ＰＯＲのＤＣ電圧が調整される。
【００３７】
前述のように、回生が必要な発電用途では、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジはアクティブ整流器に構成されるであろう。このような構成では、電圧調整は以下のように実現される。図４に示すように、励磁器デジタル制御アセンブリ内の埋め込みコードおよび主デジタル制御アセンブリ内の埋め込みコードの両方が、非アクティブ整流のものとは異なる構造になっている。励磁器側の制御に関しては、励磁電流ループはＰＩ制御ループのみとなる。制御ループの参照は、ＤＣ負荷電流の関数であるルックアップテーブルを通じて生成される。このテーブルは、主固定子の電流が最小可能値に近づくように生成される。主側外部制御ループの制御はＤＣ電圧ループである。参照は２７０ＶＤＣであり、フィードバック信号はＰＯＲ電圧である。図４に示すように、制御ループは、ＰＩコントローラの出力にＤＣ出力電力のフィードフォワードを加えたＰＩコントローラである。ＤＣ出力電力は、ＤＣ出力電流とＰＯＲ電圧との積に等しい。フィードフォワード信号とＰＩコントローラの出力との和は、ＰＩコントローラでもある内部制御ループの参照として利用される電力コマンドである。フィードバック信号は、図４に示すように、発電機の電圧および電流を用いて計算された電力である。内部制御ループの出力は電圧角度θｖであり、ＳＶＰＷＭベクトルＶd＊およびＶq＊を生成するために利用される。２つのベクトルは、パーク逆変換の入力である。変換の出力は、図４に示すようにＳＶＰＷＭの入力である。
【００３８】
ＩＧＢＴコンバータの制御は、自動界磁修正と過変調とを組み合わせて、ＩＧＢＴ発電モード動作の最適効率を達成することができる。
【００３９】
図４に示すように、Ｖd＊およびＶq＊は、以下の式によって計算される。
【００４０】
Ｖd＊＝｜Ｖ＊｜ｓｉｎθv
Ｖq＊＝｜Ｖ＊｜ｃｏｓθv
式中、｜Ｖ＊｜＝Ｖｍａｇである。
【００４１】
効率を最適化するために、最初にＶｍａｇが１ｐｕになるように選択し、コンバータを完全な過変調領域に強制し、ＳＶＰＷＭによって引き起こされるＩＧＢＴスイッチングが完全に低下する。これにより、ＩＧＢＴのスイッチング損失は最小現に抑えられる。ＩＧＢＴは位相シフトスイッチングのように機能する。
【００４２】
Ｖｍａｇは一定であるため、電力ループは、角度θｖを調整することによって電力を調整する。負荷がゼロの場合、θｖはゼロに近づき、負荷が増加するとθｖは増加する。
【００４３】
最適化された効率を達成する第２の要因は、励磁器界磁電流を最適化してｉd電流を最小限に抑えることである。したがって、ＩＧＢＴの導通損失および発電機の銅損を最小限に抑える。励磁器界磁電流がＤＣ負荷電流に直接関係していることが分かる。ＤＣ負荷電流が高いほど、高い励磁器界磁電流が必要とされる。最小励磁器界磁電流を達成する目的で、測定によりルックアップテーブルが生成される。ルックアップテーブルの入力はＤＣ負荷電流であり、ルックアップテーブルの出力は励磁器固定子の励磁器界磁電流のコマンドである。テーブルは、各ＤＣ負荷電流点に対して、ｉd電流が最小であるときに最適励磁器界磁電流が得られるように生成される。このような制御方法は、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステムの最適効率を達成するだけでなく、発電モードから回生モードすなわちモータリングモードへと動作点が容易に揺動するような効果的な手法を提供する。このようにして、ＤＣバス上の余剰エネルギーを発電機に最も早く戻すことが達成される。第３の実施形態の第３の態様は、発電モード中にＩＧＢＴ転流手法を提供することを対象とする。ＩＧＢＴの転流は、センサレス電圧モードに基づき、これは始動モードで使用される同様のセンサレス手法である。しかしながら、ダイオードのみのモードとＩＧＢＴモードとの間で動作モードが変化するため、回転子位置角度は、ＩＧＢＴモードに入る前に決定される。ＶαおよびＶβは、ＳＶＰＷＭコマンドではなく線間電圧測定から直接得られる。
【００４４】
バス電圧を同時に調整しながら、ＤＣバス上の余剰エネルギーを機械に吸収させることによって回生を達成することができる。発電モードの間、負荷によって生成された余剰エネルギーが存在する可能性がある。このような余剰エネルギーは、ＤＣバス電圧を上昇させる。このエネルギーは、本発明の過変調ＳＶＰＷＭによって提供される回生手法を通じて機械によって吸収され得る。この状態の間、主インバータデジタル制御器は電圧角度θｖの方向を反転させ、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを強制的にモータリングモードにする。したがって、電力の流れの方向は逆になる。電力は負荷から機械に流れる。過変調はＩＧＢＴのスイッチングを防止し、スイッチング損失を最小限に抑える。本発明のこの態様は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを発電モードから回生モードへ、またはその逆へ揺動する高速な方法を提供する。
【００４５】
前述の環境における他の実施形態および構成は、本開示の主題において企図される。例えば、第４の実施形態が図６に示されている。第４の実施形態は、第１、第２および第３の実施形態と同様の要素を有するため、第１、第２、および第３の実施形態の同様の部分の説明は、別段の記載がない限り、第４の実施形態に適用されることが理解される。
【００４６】
先の実施形態と第４の実施形態との１つの相違点は、第４の実施形態では接触器２２０が取り外されていることである。接触器２２０は、第４の実施形態には含まれていないが、本明細書で説明するように、本発明の代替の実施形態は接触器２２０を含むことができる。
【００４７】
先の実施形態と第４の実施形態との別の相違点は、第４の実施形態では、示されているように、励磁器１２０および主機械１１０の各々のＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および励磁器ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２として示されている金属酸化物半導体磁界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ構成に置き替えていることである。それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードを横切って構成される外部ダイオードを含むように任意選択的に構成することができる。あるいは、本発明の実施形態は、より大きな電力損失のような望ましくないボディダイオードの電気的特性を有するデバイス３１４のために、ワイドバンドギャップＭＯＳＦＥＴデバイス３１４に使用される外部ダイオードを排除することができる。主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、主機械デジタル制御アセンブリ３３０と通信可能に結合され、主機械デジタル制御アセンブリ３３０によって制御可能である。同様に、励磁器ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２は、励磁器デジタル制御アセンブリ３４０と通信可能に結合され、励磁器デジタル制御アセンブリ３４０によって制御可能である。
【００４８】
各ＭＯＳＦＥＴ３１４および／または各ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０、３１２は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）および／または窒化ガリウム（ＧａＮ）ベースの高帯域幅電力スイッチＭＯＳＦＥＴのような１つまたは複数のソリッドステートスイッチおよび／またはワイドバンドギャップデバイスを含むことができる。ＳｉＣまたはＧａＮは、ソリッドステート材料の構造、より小さく軽いフォームファクタで大きな電力レベルを処理する能力、および電気的動作を迅速に実行する高速スイッチング能力に基づいて選択することができる。他のワイドバンドギャップデバイスおよび／またはソリッドステート材料デバイスを含めることができる。
【００４９】
デジタル制御アセンブリ３３０、３４０の各々は、それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０、３１２の各ＭＯＳＦＥＴ３１４のゲートに結合されて示され、本明細書で説明される様々なモードに従って、それぞれのブリッジ３１０、３１２を制御および／または駆動するように動作する。例えば、主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、その組み込みソフトウェアと共に、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することができ、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は（１）始動モードでＡＣ電力を生成して、航空機の原動機を始動させるためにＳ／Ｇ１００を駆動し、（２）スタータ／発電機１００の発電モードで、上述したように、原動機の始動後にスタータ／発電機１００から得られるＡＣ電力をＤＣ電力に変換する。第４の実施形態の動作中に、主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、主機械ブリッジ３１０を制御可能に動作させて、航空機の原動機の始動後に制御方法を始動モードから発電モードに切り替えることができる。
【００５０】
一例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、本明細書で説明するように、ＳＶＰＷＭを使用して始動モード中にブリッジ３１０を駆動するように構成することができる。本明細書で使用されるように、ＭＯＳＦＥＴブリッジを「駆動」することは、制御方法論の例、例えばＳＶＰＷＭに従ってゲート制御を動作させることおよび／またはパターンをスイッチングすることを含み得る。追加のスイッチングパターンが可能である。
【００５１】
別の例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、逆導通ベースの非アクティブ整流方法を使用して、発電モード中にブリッジ３１０を駆動するように構成することができる。逆導通ベースの非アクティブ整流の一例が、図７に示される単純化された電気回路に示されている。第１の回路４００では、電流を逆に流すことによって、すなわちＭＯＳＦＥＴチャネル内でソース端子からドレイン端子の方向に電流を流すことによって、アクティブゲートを有する第１のＭＯＳＦＥＴ４０２を横断する（例えば、電流がボディダイオードに対してＭＯＳＦＥＴチャネルを横切っている）電流の単相が示されている。電流はさらに、電気的負荷４０４を横切って進み、同様に逆方向に導通しているアクティブゲートを有する第２のＭＯＳＦＥＴ４０６を通って戻る。第１の回路４００は、非アクティブゲート（例えば、ＭＯＳＦＥＴチャネルを介して導通していない）を有する第３のＭＯＳＦＥＴ４０８をさらに示す。
【００５２】
第２の回路４１０は、第１の制御可能なスイッチング事象を示し、第２のＭＯＳＦＥＴ４０６および第３のＭＯＳＦＥＴ４０８の各々が非アクティブゲートを有するように示され、リターン電流がそれぞれＭＯＳＦＥＴ４０６、４０８ボディダイオードを通って導通する。第２の回路４１０の第１の制御可能なスイッチング事象の間、電流は、第２のＭＯＳＦＥＴ４０６から第３のＭＯＳＦＥＴ４０８へ転流するように示されている。第３の回路４２０は第２の制御可能なスイッチング事象を示し、第３のＭＯＳＦＥＴ４０８は、アクティブゲートを有し、ＭＯＳＦＥＴチャネルを介して逆方向に電流を導通させるように示されている。第３の回路４２０では、第２および第３のＭＯＳＦＥＴ４０６、４０８のいずれも、それぞれのボディダイオードを介して電流を導通していない。
【００５３】
図７は単相の制御可能なスイッチング事象のみを示しているが、逆導通ベースの非アクティブ整流の方法を利用して（ＭＯＳＦＥＴゲート制御およびタイミングを通して）ＭＯＳＦＥＴブリッジを制御し、３相ＡＣ電力整流をＤＣ電力に提供することが可能であり、本明細書で説明されている。
【００５４】
さらに別の例では、Ｓ／Ｇ１００および／または原動機の試験および／または診断を行うために、ブリッジ３１０がＡＣ電力を生成してモータリングモードでＳ／Ｇ１００を駆動し、航空機の原動機をモータリングおよび／または動かすように、主機械のデジタル制御アセンブリ３３０は、埋め込みソフトウェアと共に主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することができる。この例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、本明細書で説明するように、ＳＶＰＷＭを使用してモータリングモード中にブリッジ３１０を動作および／または駆動するように構成することができる。
【００５５】
したがって、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、主機械デジタル制御アセンブリ３３０によって制御されるように、電力を反転および／または変換するように制御可能に機能することができる。主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０の動作のみが説明されているが、他の実施形態は、励磁器ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２の同様の動作を含むことができ、励磁器ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２は、励磁器デジタル制御アセンブリ３４０によって制御可能に動作し、発電モード中にＳＶＰＷＭを使用して駆動される。先の実施形態と同様に、双方向性の電力の流れ（すなわち、スタータ／発電機１００）が説明されているが、実施形態は、発電機のような単一方向の電力の流れを含むことができる。さらに、例えば、スタータ／発電機１００の回転子位置を検知または予測することによって、主機械デジタル制御アセンブリ３３０のタイミングおよび／または方法動作に関する入力を提供する主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）など、追加のコンポーネントを含めることができる。
【００５６】
本実施形態は、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０が、例えば主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させて、余剰エネルギーが航空機の回転子および／または原動機の運動エネルギーに蓄積されるように主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することによって、航空機電力システムの余剰電気エネルギーを吸収するようにさらに構成することができ、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。
【００５７】
第５の実施形態では、図８に示すように、スタータ／発電機１００は、主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２に選択的に結合された負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）４５０をさらに含むことができる。ＬＬＵ４５０は、例えば、バッテリ、燃料電池、またはウルトラキャパシタなどの蓄電デバイス４７０を有する、統合冗長回生電力変換システムを含むことができる。ＬＬＵ４５０は、余剰電力の期間中、例えば、余剰エネルギーが航空機の電気的な飛行制御作動またはスタータ／発電機１００からの余剰発電から戻される場合に、航空機の電力システムの電気エネルギーが、蓄電デバイス４７０によって選択的に吸収および／または受け取られる（すなわち、「受信モード」）ように動作するように構成することができる。ＬＬＵ４５０は、エンジン始動および／または飛行制御作動のような高出力システム要求時などのピーク電力期間または不十分な発電期間中に、蓄電デバイス４７０の電気エネルギーが供給される（すなわち、「供給モード」）ように動作するようにさらに構成することができる。
【００５８】
示されているように、ＬＬＵ４５０は、本明細書に記載の主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０と同様のＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ４８０のようなインバータ／コンバータ／コントローラを含むことができ、その出力はスタータ／発電機１００のＤＣ出力と選択的に並行する。ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０は、様々な動作モード中にＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０を選択的に駆動するように含まれ、構成され得る。例えば、ＬＬＵ４５０が動作して、供給モード中にスタータ／発電機１００のＤＣ電力出力にＤＣ電力を供給する場合、ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０は、バイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）法を利用することによってＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０のゲートを動作させることができる。ＬＬＵ４５０は供給モードで動作して電力を供給し、本明細書で説明するように主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は始動モードおよび／またはモータリングモードで動作することができる。別の例では、ＬＬＵ４５０が動作して、受信モード中にスタータ／発電機のＤＣ電力出力からＤＣ電力を受け取る場合、ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０は、バイポーラＰＷＭ法を利用することによってＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０のゲートを動作させることができる。
【００５９】
ＬＬＵ４５０は、本明細書で説明するように、発電モードで動作しながら、受信モードで動作して、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０からの電力を吸収することができる。この意味で、ＬＬＵ４５０は、航空機の電気システムへの電力の放電と同時に、航空機電気システムにおける余剰電力からの再充電を行うように動作することができる。本実施形態は、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０が、ＬＬＵ４５０の故障時に、例えば主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させて、余剰エネルギーが航空機の回転子および／または原動機の運動エネルギーに蓄積されるように主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することによって、航空機電力システムの余剰電気エネルギーを吸収するようにさらに構成することができ、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。上述した本発明の実施形態と同様に、それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０、３１２、４８０は、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードを横切って構成される外部ダイオードを含むように任意選択的に構成することができる。
【００６０】
さらに別の例示的な実施形態では、図９に示すように、スタータ／発電機１００は、主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２に結合された４脚インバータ５５０をさらに含むことができる。４脚インバータ５５０は、発電モードで、主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２から受け取ったＤＣ電力をＡＣ電力に変換するように動作することができ、始動モードで、ＤＣ電力を生成し供給して、航空機の原動機を始動するためにスタータ／発電機を駆動するようにさらに動作することができる。
【００６１】
図示のように、４脚インバータ／コンバータ５５０は、本明細書に記載の主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０と同様の４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ５８０などのインバータ／コンバータ／コントローラを含むことができ、ＡＣ電力の３つの別個の位相に対する３つの出力５８２を有し、３相のＡＣ電力に関連して中性出力のための第４の出力５８４を有するように構成され得る。一例では、３相ＡＣ出力は４００Ｈｚであり得る。実施形態はさらに、様々な動作モード中に４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０を選択的に駆動するように構成された、４脚デジタル制御アセンブリ５６０を含むことができる。例えば、４脚インバータ／コンバータ５５０が動作して、発電モード中にＤＣ電力出力４５２からのＤＣ電力を３相（および中性）ＡＣ電力に変換する場合、４脚デジタル制御アセンブリ５６０は、バイポーラＰＷＭ法を利用することによって４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０ゲートを動作させることができる。４脚インバータ／コンバータ５５０は、さらに始動モードで動作して電力を供給し、バイポーラＰＷＭ法を利用して４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０のゲートを動作させることによって、本明細書で説明するように、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を始動モードおよび／またはモータリングモードで動作させることができる。
【００６２】
本実施形態は、例えば主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させて余剰エネルギーが航空機の回転子および／または原動機の運動エネルギーに蓄積されるように主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することによって、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０が、航空機電力システムの余剰電気エネルギーを吸収するようにさらに構成することができ、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。上述した本発明の実施形態と同様に、それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０、３１２、５８０は、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードを横切って構成される外部ダイオードを含むように任意選択的に構成することができる。
【００６３】
本発明のさらなる実施形態は、本明細書に記載のＭＯＳＦＥＴベースのブリッジの別のイタレーションを企図している。例えば、本発明の一実施形態は、励磁器ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２およびＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０を有することができる。本発明の別の実施形態は、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０を有することができる。本発明のさらに別の実施形態は、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０のみを有することができる。さらに、本明細書に記載されているＭＯＳＦＥＴブリッジはいずれも、代替的なまたは様々な制御方法の下で動作することができ、類似または非類似の材料および／またはソリッドステートデバイスを含むことができる。加えて、様々なコンポーネントの設計および配置は、多数の異なるインライン構成が実現できるように再構成することができる。
【００６４】
本明細書に開示された実施形態は、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有する航空機始動および発電システムを提供する。上記の実施形態で実現できる１つの利点は、上述の実施形態によって、制御方法および／またはパターンに基づいて反転機能および変換機能の両方を実行することができるＭＯＳＦＥＴベースの制御可能なブリッジが実装されることである。例えば、特定の機能にＳＶＰＷＭを利用することによって、スタータ／発電機は、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジにおける損失を最小限に抑えながら同期ゲーティングを実現することができる。さらに、逆導通ベースの非アクティブ整流の逆方向でＭＯＳＦＥＴデバイスに電流を流すと、ＭＯＳＦＥＴの両端の電力損失をダイオードの順方向電圧降下によって生じる電力損失よりも低減することができ、電力損失はさらに最小限に抑えられる。
【００６５】
加えて、電子飛行制御作動の向上に伴い、従来の飛行制御作動と比較して、航空機の電力システムに対する需要は増加している。さらに、電子飛行制御作動による電力システムに対する需要の増加が止まった場合、電力システムの利用可能な電力の増加は、電力サージによって損傷を受ける可能性がある他の敏感な電子機器を脅かす可能性がある。本明細書に記載のＭＯＳＦＥＴベースのゲート制御方法を組み込んだＬＬＵは、電気需要が高いときは補助電力を供給し、電気需要が低いときは余剰電力を吸収する。
【００６６】
上記の実施形態で実現可能なさらに別の利点は、ワイドバンドゲームＭＯＳＦＥＴデバイスが従来の半導体デバイスに比べて損失が少なく、スイッチング周波数が高く、動作温度が高いという利点を有することである。さらに、制御方法の中でボディダイオードが利用され、ＭＯＳＦＥＴ動作のみよりも高い電力損失を有する傾向があるが、このようなダイオードの使用は最小限に抑えられ、電気システムのより小さな電力損失を提供する。
【００６７】
上記の実施形態で実現可能なさらに別の利点は、実施形態が、スタータ／発電機、励磁器、ＬＬＵおよび４脚インバータ／コンバータシステムにおいて優れた重量およびサイズの利点を有することである。さらに、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジなどのソリッドステートデバイスは、故障率が低く、高い信頼性を有する。航空機のコンポーネントを設計する際には、サイズ、重量および信頼性が重要な要素となる。本発明の結果として生じる実施形態は、より軽い重量と、より小さなサイズと、より高い性能と、より高い信頼性システムとを有する。重量とサイズの削減は、飛行中の競争力が強い利点と相関する。
【００６８】
まだ記載されていない範囲まで、様々な実施形態の異なる特徴および構造を所望により互いに組み合わせて用いることができる。１つの特徴が全ての実施形態に示されていないことは、それができないと解釈されるものではなく、説明を簡潔にするためにそのようにしているのである。したがって、新規な実施形態が明白に記載されているか否かを問わず、異なる実施形態の様々な特徴を所望により混合し適合させて、新規な実施形態を形成することができる。本明細書に記載されている特徴の全ての組み合わせまたは置換は、この開示によって包括される。
【００６９】
本明細書は、最良の形態を含めて、本発明を開示するために実施例を用いており、また、任意のデバイスまたはシステムを製作し使用し、任意の組み込まれた方法を実行することを含めて、いかなる当業者も本発明を実施することが可能となるように実施例を用いている。本発明の特許可能な範囲は、特許請求の範囲によって規定され、当業者に想到される他の例を含むことができる。このような他の実施例は、特許請求の範囲の文言との差がない構造要素を有する場合、または特許請求の範囲の文言との実質的な差がない等価の構造要素を含む場合、特許請求の範囲内にある。
［実施態様１］
航空機始動および発電システム（５０）であって、
主機械（１１０）と、励磁器（１２０）と、永久磁石発電機とを含むスタータ／発電機（１００）と、
前記スタータ／発電機（１００）からの直流（ＤＣ）電力出力（４５２）と、
前記ＤＣ電力出力（４５２）に結合され、４脚金属酸化物半導体磁界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）を有し、始動モードでＤＣ電力を生成して、航空機の原動機を始動させるために前記スタータ／発電機（１００）を駆動し、前記スタータ／発電機（１００）の発電モードで、前記原動機の始動後に前記スタータ／発電機（１００）から取得される前記ＤＣ電力を交流（ＡＣ）電力に変換する、４脚インバータ（５５０）と、
４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動するように構成された４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）と
を備え、前記４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）は、始動時に前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動し、バイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）を使用してモードを生成するように動作する、航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様２］
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成は、３相ＡＣ出力の単相出力と、中立出力を有する第４脚とをそれぞれ有する３本の脚をさらに備える、実施態様１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様３］
前記３相ＡＣ出力が４００Ｈｚである、実施態様２に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様４］
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）は、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジのうちの少なくとも１つをさらに備える、実施態様１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様５］
前記励磁器（１２０）の励磁器固定子（１２４）に接続された励磁器ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１２）と、前記励磁器ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１２）を駆動するように構成された励磁器ブリッジゲートドライバとをさらに備える、実施態様１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様６］
前記励磁器ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１２）が、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジのうちの少なくとも１つをさらに備える、実施態様５に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様７］
前記主機械（１１０）の固定子（１１２）に接続される主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）と、前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）を駆動するように構成された主機械ブリッジゲートドライバとをさらに備える、実施態様１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様８］
前記主機械（１１０）は、システムの余剰電力を航空機の原動機の運動エネルギーに蓄積することによって回生モード中に吸収する主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を備え、前記主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）を駆動するように動作する、実施態様７に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様９］
前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）が、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジのうちの少なくとも１つをさらに備える、実施態様７に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様１０］
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）は、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴ（３１４）のアレイをさらに備える、実施態様１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様１１］
４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）は、前記個々に制御可能な各ＭＯＳＦＥＴ（３１４）を駆動するように動作する、実施態様１０に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様１２］
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）は、個別に制御可能なワイドバンドギャップデバイスＭＯＳＦＥＴをさらに備える、実施態様１に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様１３］
ＭＯＳＦＥＴ（３１４）は、前記ＭＯＳＦＥＴ（３１４）のボディダイオードを横切って構成される外部ダイオードをさらに備える、実施態様１２に記載の航空機始動および発電システム（５０）。
［実施態様１４］
ＤＣ電力出力（４５２）を有する主機械（１１０）と、励磁器（１２０）と、永久磁石発電機と、前記ＤＣ電力出力（４５２）に結合された４脚コンバータ（５５０）とを含むスタータ／発電機（１００）を有し、またＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）とを有する、航空機始動および発電システム（５０）の制御方法であって、前記方法は、
始動モードであれば、４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）に電力を供給し、前記始動モード中にバイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動するステップであって、前記始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップが航空機の原動機を始動させる、ステップと、
発電モードであれば、前記バイポーラＰＷＭを使用して前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動し、前記スタータ／発電機（１００）の前記ＤＣ電力出力（４５２）から取得されるＤＣ電力を４脚ＡＣ電力に変換するステップと
を備える方法。
［実施態様１５］
モータリングモードであれば、前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）に電力を供給し、前記始動モード中に前記バイポーラＰＷＭを使用して前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動するステップであって、前記始動モード中に前記主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップは、前記航空機の原動機を回転させる、ステップをさらに備える、実施態様１４に記載の方法。
［実施態様１６］
スタータ／発電機（１００）または前記原動機の少なくとも１つについて診断テストを行うことをさらに備える、実施態様１５に記載の方法。
［実施態様１７］
前記始動モードであれば、前記航空機の原動機を始動させた後に前記発電モードに切り替えるステップをさらに備える、実施態様１４に記載の方法。
［実施態様１８］
前記発電モードであれば、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップは、ＤＣ電力を４００ＨｚのＡＣ電力に変換するステップをさらに備える、実施態様１４に記載の方法。
［実施態様１９］
航空機であって、
エンジンと、
前記エンジンに接続され、主機械（１１０）と、励磁器（１２０）と、永久磁石発電機とを有するスタータ／発電機（１００）と、
前記スタータ／発電機（１００）からの直流（ＤＣ）電力出力（４５２）と、
前記ＤＣ電力出力（４５２）に結合され、４脚金属酸化物半導体磁界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）を有し、始動モードでＤＣ電力を生成して、前記エンジンを始動させるために前記スタータ／発電機（１００）を駆動し、前記スタータ／発電機（１００）の発電モードで、前記エンジンの始動後に前記スタータ／発電機（１００）から取得される前記ＤＣ電力を交流（ＡＣ）電力に変換する、４脚インバータ（５５０）と、
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動するように構成された４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）と
を備え、前記４脚ブリッジゲートドライバ（５６０）が、始動時に前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（５８０）を駆動し、バイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）を使用してモードを生成するように動作する、航空機。
［実施態様２０］
前記４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成は、各々が３相ＡＣ出力の単相出力を有する３本の脚と、中性出力を有する第４の脚とをさらに備える、実施態様１９に記載の航空機。
【符号の説明】
【００７０】
５０  インバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）エンジン始動および発電システム
６０  電源ＶＤＣ
１００  スタータ／発電機
１１０  主機械、主同期モータ
１１２  主固定子
１１４  主回転子
１１６  半波回転整流器
１１８  回転子シャフト
１２０  誘導励磁器
１２２  励磁器回転子
１２４  励磁器固定子
１３０  ＰＭＧ
２００  インバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）
２１０  主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ
２１２  励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ
２２０  接触器
２３０  主コンバータデジタル制御アセンブリ、主インバータデジタル制御アセンブリ、発電機コンバータデジタル制御アセンブリ、スタータインバータデジタル制御アセンブリ
２４０  励磁器コンバータデジタル制御アセンブリ、励磁器インバータデジタル制御アセンブリ
３１０  主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ
３１２  励磁器ＭＯＳＦＥＴブリッジ
３１４  ＭＯＳＦＥＴデバイス、ＭＯＳＦＥＴ
３３０  主機械デジタル制御アセンブリ
３４０  励磁器デジタル制御アセンブリ
４００  第１の回路
４０２  第１のＭＯＳＦＥＴ
４０４  電気的負荷
４０６  第２のＭＯＳＦＥＴ
４０８  第３のＭＯＳＦＥＴ
４１０  第２の回路
４２０  第３の回路
４５０  負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）
４６０  負荷平準化デジタル制御アセンブリ
４７０  蓄電デバイス
４８０  ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ
４５２  ＤＣ電力出力
５５０  ４脚インバータ／コンバータ
５８０  ４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ
５８２  ３つのＡＣ出力
５８４  第４の出力
５６０  ４脚デジタル制御アセンブリ
【図１】
2018506952.tif 000006
【図２】
2018506952.tif 000007
【図３】
2018506952.tif 000008
【図４】
2018506952.tif 000009
【図５】
2018506952.tif 000010
【図６】
2018506952.tif 000011
【図７】
2018506952.tif 000012
【図８】
2018506952.tif 000013
【図９】
2018506952.tif 000014
【国際調査報告】
2018506952.tif 000015
2018506952.tif 000016
2018506952.tif 000017