(57)【要約】  本発明は、絶縁回路（３）を備えた絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）であって、前記絶縁回路（３）は：  −第２スイッチ（ＭＡ２）と直列接続された第１スイッチ（ＭＡ１）を有する第１アーム（Ａ）；  −少なくとも１つの絶縁バリアによって分離された２つの主回路（１０１、１０１’）と１つの副回路（１０２）を有する磁気部品（１００）であって、前記磁気部品（１００）は、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧（Ｖｅ）を出力電圧（Ｖｏ）へ変換している間に、前記主回路（１０１、１０１’）から前記副回路（１０２）への変圧器として動作するとともに、前記主回路（１０１、１０１’）におけるエネルギーを蓄積するインピーダンスとして動作するように構成されている、磁気部品（１００）；  を有し、  −前記第１アーム（Ａ）は、前記２つのスイッチ（ＭＡ１、ＭＡ２）と直列接続され前記２つのスイッチ（ＭＡ１、ＭＡ２）の間に配置された第１キャパシタンス（Ｃ１）を有し、  −前記２つの主回路の一方である第２主回路（１０１’）は、前記第１アーム（Ａ）の第１終端部と、前記接続点である第２接続点（Ｐ２）との間に接続されており、前記第２接続点（Ｐ２）は、前記第１アーム（Ａ）の前記第２スイッチ（ＭＡ２）と前記第１キャパシタンス（Ｃ１）との間の接続点であり、前記第１アーム（Ａ）の前記第１終端部は、前記第１キャパシタンス（Ｃ１）に対して接続されていない前記第１スイッチ（ＭＡ１）の端部に対応し、  前記主回路の他方である第１主回路（１０１）は、前記第１アーム（Ａ）の第２終端部と、前記接続点である第１接続点（Ｐ１）との間に接続されており、前記第１接続点（Ｐ１）は、前記第１スイッチ（ＭＡ１）と前記第１キャパシタンス（Ｃ１）との間の接続点であり、前記第１アーム（Ａ）の前記第２終端部は、前記第１キャパシタンス（Ｃ１）に対して接続されていない前記第２スイッチ（ＭＡ２）の端部に対応する  ことを特徴とするコンバータ  に関するものである。【選択図】図２
2018530985.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁回路（３）を備えた絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）であって、前記絶縁回路（３）は：
−第２スイッチ（ＭＡ２）と直列接続された第１スイッチ（ＭＡ１）を有する第１アーム（Ａ）；
−少なくとも１つの絶縁バリアによって分離された２つの主回路（１０１、１０１’）と１つの副回路（１０２）を有する磁気部品（１００）であって、前記磁気部品（１００）は、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧（Ｖｅ）を出力電圧（Ｖｏ）へ変換している間に、前記主回路（１０１、１０１’）から前記副回路（１０２）への変圧器として動作するとともに、前記主回路（１０１、１０１’）におけるエネルギーを蓄積するインピーダンスとして動作するように構成されている、磁気部品（１００）；
を有し、
−前記第１アーム（Ａ）は、前記２つのスイッチ（ＭＡ１、ＭＡ２）と直列接続され前記２つのスイッチ（ＭＡ１、ＭＡ２）の間に配置された第１キャパシタンス（Ｃ１）を有し、
−前記２つの主回路の一方である第２主回路（１０１’）は、前記第１アーム（Ａ）の第１終端部と、前記接続点である第２接続点（Ｐ２）との間に接続されており、前記第２接続点（Ｐ２）は、前記第１アーム（Ａ）の前記第２スイッチ（ＭＡ２）と前記第１キャパシタンス（Ｃ１）との間の接続点であり、前記第１アーム（Ａ）の前記第１終端部は、前記第１キャパシタンス（Ｃ１）に対して接続されていない前記第１スイッチ（ＭＡ１）の端部に対応し、
前記主回路の他方である第１主回路（１０１）は、前記第１アーム（Ａ）の第２終端部と、前記接続点である第１接続点（Ｐ１）との間に接続されており、前記第１接続点（Ｐ１）は、前記第１スイッチ（ＭＡ１）と前記第１キャパシタンス（Ｃ１）との間の接続点であり、前記第１アーム（Ａ）の前記第２終端部は、前記第１キャパシタンス（Ｃ１）に対して接続されていない前記第２スイッチ（ＭＡ２）の端部に対応する
ことを特徴とするコンバータ。
【請求項２】
前記磁気部品（１００）は、
−前記コンバータの動作期間の第１部分において、各前記主回路（１０１、１０１’）の第１部分（Ｌ１１、Ｌ１１’）は前記副回路（１０２）の第１部分（Ｌ１２）に対してエネルギーを伝搬し、各前記主回路（１０１、１０１’）の第２部分（Ｌ２１）はエネルギーを蓄積するインダクタンスを生成し；
−前記コンバータの動作期間の第１部分において、各前記主回路（１０１、１０１’）の前記第２部分（Ｌ２１、Ｌ２１’）は前記副回路（１０２）の第２部分（Ｌ２２）に対してエネルギーを伝搬し、各前記主回路（１０１、１０１’）の前記第１部分（Ｌ１１、Ｌ１１’）はエネルギーを蓄積するインダクタンスを生成する
ように構成されている
ことを特徴とする請求項１記載のコンバータ。
【請求項３】
前記絶縁回路（３）の入力は、前記第１アーム（Ａ）の前記第１終端部である
ことを特徴とする請求項１または２記載のコンバータ。
【請求項４】
前記コンバータは、前記第１アーム（Ａ）の前記第１終端部に接続されるとともに、前記第１アーム（Ａ）に対して伝搬される電圧（Ｕ）を調整するように構成された、レギュレータ回路（２）を備え、
前記レギュレータ回路（２）は、前記第１アーム（Ａ）に対して伝搬される電圧（Ｕ）を変更することにより、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力電圧（Ｖｏ）を制御するように構成されており、このとき前記第１アーム（Ａ）のデューティサイクル（αＡ）は実質的に一定である
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項記載のコンバータ。
【請求項５】
第２キャパシタンス（Ｃ２）が、前記第１アーム（Ａ）の前記第１終端部と前記第１アーム（Ａ）の前記第２終端部との間に接続されている
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項記載のコンバータ。
【請求項６】
前記コンバータは：
−直列接続された第１スイッチ（ＭＢ１）と第２電子素子（ＭＢ２、ＤＢ）を有する第２アーム（Ｂ）であって、前記第２電子素子（ＭＢ２、ＤＢ）の自由端は前記第１アーム（Ａ）の前記第２終端部に接続されている、第２アーム（Ｂ）；
−前記第２接続点（Ｐ２）と第３接続点（Ｐ３）との間に接続されたインダクタンス（Ｌ３）であって、前記第３接続点（Ｐ３）は、前記第２アーム（Ｂ）の前記第１スイッチに近い前記第２電子素子（ＭＢ２、ＤＢ）の端部に対応する、インダクタンス（Ｌ３）；
−前記第１アーム（Ａ）の前記第１終端部と前記第１アーム（Ａ）の前記第２終端部との間に接続された第２キャパシタンス（Ｃ２）；
を備え、
前記第２電子素子は、第２スイッチ（ＭＢ２）またはカソードが前記第３接続点（Ｐ３）に接続されたダイオード（ＤＢ）であり、
前記第２アーム（Ｂ）のスイッチの開閉動作が連続することにより、入力電圧（Ｖｅ）は前記磁気部品（１００）によって出力電圧（Ｖｏ）に変換される
ことを特徴とする請求項１または２記載のコンバータ。
【請求項７】
前記第２アーム（Ｂ）は、前記インダクタンス（Ｌ３）を流れる信号の電気パラメータ（Ｉ’）を変更することにより、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の出力電圧（Ｖｏ）を制御するように構成されている
ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項記載のコンバータ。
【請求項８】
前記電気パラメータは平均電流（Ｉ’）である
ことを特徴とする請求項７記載のコンバータ。
【請求項９】
前記第１アーム（Ａ）は、デューティサイクルが公称値（αＮ）を有し、前記インダクタンス（Ｌ３）を流れる信号の電気パラメータの値（Ｉ’Ｌ３）と、前記磁気部品（１００）を流れる信号の電気パラメータの値（Ｉ’Ｔ）との間の差分にしたがって、デューティサイクルが前記公称値（αＮ）周辺で変動するように構成されている
ことを特徴とする請求項７または８記載のコンバータ。
【請求項１０】
前記第１アーム（Ａ）は、デューティサイクルが公称値（αＮ）を有し、前記インダクタンス（Ｌ３）を流れる信号の電気パラメータの値（Ｉ’Ｌ３）と、前記磁気部品（１００）を流れる信号の電気パラメータの値（Ｉ’Ｔ）とが等しくなるように、デューティサイクルが前記公称値（αＮ）周辺で変動するように構成されている
ことを特徴とする請求項９記載のコンバータ。
【請求項１１】
前記第１アーム（Ａ）のデューティサイクルは、実質的に公称値（αＮ）において一定である
ことを特徴とする請求項６から８のいずれか１項記載のコンバータ。
【請求項１２】
前記コンバータはさらに：
−前記第２アーム（Ｂ）の前記第１スイッチ（ＭＢ１）と前記第２アーム（Ｂ）の前記第２電子素子（ＭＢ１、ＤＢ）との間に直列接続された第３キャパシタンス（Ｃ３）であって、前記第３接続点（Ｐ３）と、前記第２アーム（Ｂ）の前記第２電子素子（ＭＢ１、ＤＢ）に近い前記第１スイッチ（ＭＤＢ１）の端部に対応する第４接続点（Ｐ４）との間に接続されている、第３キャパシタンス（Ｃ３）；
−前記第１接続点（Ｐ１）と前記第４接続点（Ｐ４）との間に接続された別インダクタンス（Ｌ４）；
を備えることを特徴とする請求項６から１１のいずれか１項記載のコンバータ。
【請求項１３】
前記絶縁回路（３）はさらに、少なくとも１つの第３アーム（Ｅ）を備え、前記第３アーム（Ｅ）は、第１スイッチ（ＭＥ１）、第２スイッチ（ＭＥ２）、および前記２つのスイッチ（ＭＥ１、ＭＥ２）と直列接続され前記２つのスイッチ（ＭＥ１、ＭＥ２）の間に配置された第４キャパシタンス（ＣＥ）を有し、前記磁気部品（１００）は、互いに分離されるとともに少なくとも１つの絶縁バリアによって前記副回路（１０２）から分離された少なくとも２つの補助主回路（１０１Ｅ、１０１’Ｅ）を備え、
前記補助主回路（１０１Ｅ、１０１’Ｅ）の一方、すなわち第１補助主回路（１０１Ｅ）は、前記第３アーム（Ｅ）の第１終端部と、前記第３アーム（Ｅ）の前記第２スイッチ（ＭＥ２）と前記第４キャパシタンス（ＣＥ）との間の中間点との間に接続されており、前記第３アーム（Ｅ）の前記第１終端部は、前記第４キャパシタンス（ＣＥ）に接続されていない前記第３アーム（Ｅ）の前記第１スイッチ（ＭＥ１）の端部に対応し、
前記補助主回路（１０１Ｅ、１０１’Ｅ）の他方、すなわち第２補助主回路（１０１’Ｅ）は、前記第３アーム（Ａ）の第２終端部と、前記第３アーム（Ｅ）の前記第１スイッチ（ＭＥ１）と前記第４キャパシタンス（ＣＥ）との間の中間点との間に接続されており、前記第３アーム（Ｅ）の前記第２終端部は、前記第４キャパシタンス（ＣＥ）に接続されていない前記第３アーム（Ｅ）の前記第２スイッチ（ＭＥ２）の端部に対応し、
前記第１（Ａ）および第３アーム（Ｅ）の各前記終端部は、それぞれ互いに接続されている
ことを特徴とする請求項１から１２のいずれか１項記載のコンバータ。
【請求項１４】
請求項６から１０のいずれか１項記載の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた電圧変換方法であって、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の出力電圧（Ｖｏ）の制御は：
−前記第２アーム（Ｂ）のデューティサイクル（αＢ）を変動させることにより、前記インダクタンス（Ｌ３）を流れる信号の電気パラメータを変更するステップ；
−前記インダクタンス（Ｌ３）を流れる信号の電気パラメータの値（Ｉ’Ｌ３）と前記磁気部品（１００）を流れる信号の電気パラメータの値（Ｉ’Ｔ）との間の差分にしたがって、前記第１アーム（Ａ）のデューティサイクル（αＡ）を公称値（αＮ）周辺で変動させるステップ；
を有することを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ、および本発明に係るコンバータを用いた電圧変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
本願の文脈において、高電圧とは６０Ｖ超の電圧を意味し、例えば１００Ｖオーダまたは数百ボルトを意味する；低電圧とは６０Ｖ未満の電圧を意味し、例えば１２Ｖオーダまたは数十ボルトを意味する。
【０００３】
絶縁ＤＣ／ＤＣ（直流／直流）コンバータは、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）またはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）機能を有し、これにより電圧変換におけるスイッチング損失を抑制することができる。したがってこれらコンバータは、エネルギーリソースが限られている自動車用途において特に有用である。自動車において、電圧コンバータを用いて、自動車上の複数の電気システム間で電圧レベルを調整し、または自動車が搭載する電源と電気負荷との間で電圧を変換することができる。
【０００４】
絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータは、米国特許ＵＳ５７５４４１３号に記載されており、これを図１に示す。コンバータは２つのスイッチＱ１、Ｑ２を備え、これらスイッチは中間点を備え、中間点は２つの直列接続された変圧器Ｔ、Ｔ’への分岐路へ接続されている。コンバータはハーフブリッジとして設計されている。スイッチは変圧器を通過するエネルギー伝搬を制御し、これによりコンバータの入力電圧を出力電圧へ変換する。変圧器の２次側に接続されたダイオードにより、出力信号を整流することができる。出力電圧は、スイッチのデューティサイクルを制御することにより得られる。デューティサイクルを変更して目標出力電圧を得ることにより、コンバータのゲインを調整して目標出力電圧を得る。
【０００５】
コンバータは、２つの変圧器Ｔ、Ｔ’と直列接続されたキャパシタンスＣ’を備える。キャパシタンスＣ’により、２つの変圧器Ｔ、Ｔ’が受け取る電流のＤＣ成分が除去される。この回路構成において、キャパシタンスＣ’は変圧器Ｔ、Ｔ’を流れる電流を搬送する。高圧アプリケーション（特に自動車用途のもの）のなかには、変圧器を流れる電流が大きい（例えば２０Ａオーダ）ものがある。例えば４００から１２Ｖの間で変換する３ｋＷの電圧コンバータにおいて、キャパシタンスは以下の特性を有する：１０μＦ／３００Ｖ／２０Ａ  ｒｍｓ。この特性によりキャパシタンスが大型になり、コンバータを自動車へ搭載する際に影響がある。
【０００６】
したがって、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの性能を向上させて、自動車において用いることができるようにする手段が模索されている。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明は絶縁回路を備えた絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものであり、前記絶縁回路は：
−第２スイッチと直列接続された第１スイッチを有する第１アーム；
−少なくとも１つの絶縁バリアによって分離された２つの主回路と１つの副回路を有する磁気部品であって、前記磁気部品は、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧を出力電圧へ変換している間に、前記主回路から前記副回路への変圧器として動作するとともに、前記主回路におけるエネルギーを蓄積するインピーダンスとして動作するように構成されている、磁気部品；
を有し、
−前記第１アームは、前記２つのスイッチと直列接続され前記２つのスイッチの間に配置された第１キャパシタンスを有し、
−前記２つの主回路の一方である第２主回路は、前記第１アームの第１終端部と、前記接続点である第２接続点との間に接続されており、前記第２接続点は、前記第１アーム（Ａ）の前記第２スイッチと前記第１キャパシタンスとの間の接続点であり、前記第１アームの前記第１終端部は、前記第１キャパシタンスに対して接続されていない前記第１スイッチの端部に対応し、
前記主回路の他方である第１主回路は、前記第１アームの第２終端部と、前記接続点である第１接続点との間に接続されており、前記第１接続点は、前記第１スイッチと前記第１キャパシタンスとの間の接続点であり、前記第１アームの前記第２終端部は、前記第１キャパシタンスに対して接続されていない前記第２スイッチの端部に対応する。
【０００８】
前記第１アームの前記スイッチの開閉動作が連続することにより、前記磁気部品によって入力電圧が出力電圧へ変換される。
【０００９】
前記第２終端部は、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータのアースに対して接続されており、特に前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの１次側に接続されている。
【００１０】
前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力電圧は、前記磁気部品の前記副回路の端子から取り出される。
【００１１】
本願の文脈において、絶縁回路は、コンバータの基本素子間における少なくとも１つの電気絶縁バリアを備える回路を意味する。
【００１２】
前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの前記磁気部品と前記第１キャパシタンスの構成により、前記第１キャパシタンスを流れる電流は従来技術のものよりも小さくなり、これによりキャパシタンスのサイズを抑制することができる。特に前記磁気部品の１次側を流れる電流は、第１主回路と第２主回路の間で分散し、これにより前記第１キャパシタンスを流れる電流を従来技術よりも減少させることができる。
【００１３】
１実施形態において、前記磁気部品は以下のように構成されている：
−前記コンバータの動作期間の第１部分において、各前記主回路の第１部分は前記副回路の第１部分に対してエネルギーを伝搬し、各前記主回路の第２部分はエネルギーを蓄積するインダクタンスを生成し；
−前記コンバータの動作期間の第１部分において、各前記主回路の前記第２部分は前記副回路の第２部分に対してエネルギーを伝搬し、各前記主回路の前記第１部分はエネルギーを蓄積するインダクタンスを生成する。
【００１４】
具体的には、各前記主回路の前記第１部分と前記副回路は完全結合され；各前記主回路の前記第２部分と前記副回路は完全結合している。
【００１５】
具体的には、前記第１アームはパルス幅変調を用いて制御され；前記第１動作期間は前記変調期間の第１部分に対応し；前記動作期間の第２部分は前記変調期間の第２部分に対応する。これら第１および第２部分は、前記第１アームのデューティサイクルによって定められる。
【００１６】
変形例において、前記磁気部品は少なくとも直列接続された第１および第２絶縁変圧器を備え、各前記変圧器は２つの１次側を有し、
−前記第１変圧器の各前記１次側は各前記主回路の前記第１部分を形成し、前記第１変圧器の２次側は前記副回路の前記第１部分を形成し；
−前記第２変圧器の各前記１次側は各前記主回路の前記第１部分を形成し、前記第２変圧器の２次側は前記副回路の前記第２部分を形成する。
【００１７】
変形例において、前記磁気部品の各前記主回路は、主巻線を備え；前記磁気部品の前記副回路は、少なくとも１つの第１副巻線と少なくとも１つの第２副巻線を備え、前記第１副巻線と前記第２副巻線は互いに磁気結合しておらず、前記第１および第２副巻線は前記主巻線に対して磁気結合している。
【００１８】
具体的には、前記磁気部品は、前記主巻線からの、前記第１副巻線に対する、または前記第２副巻線に対する変圧器として動作するように構成されており；これは前記主巻線におけるエネルギーを蓄積するインピーダンスとして動作する間に実施される。
【００１９】
１実施形態において、前記絶縁回路の入力（前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの入力）は、前記第１アームの前記第１終端部において入力される。前記絶縁回路の入力電圧（前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧）は、前記第１および第２終端部の間で分配される。
【００２０】
１実施形態において、前記コンバータは、前記第１アームの前記第１終端部に接続され前記第１アームに対して伝搬される電圧を調整するように構成されたレギュレータ回路を備える。前記レギュレータ回路は、前記第１アームに対して伝搬される電圧を変更することにより、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力電圧を制御するように構成されており、このとき前記第１アームのデューティサイクルは実質的に一定である。前記レギュレータ回路は、前記終端部間において前記第１アームに対して電圧を伝搬する。前記レギュレータ回路は例えばＤＣ／ＤＣコンバータであり、例えばＳＥＰＩＣ，Ｃｕｋ、ステップダウン、ステップアップ、またはステップアップ／ステップダウンなどのコンバータである。
【００２１】
したがって、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力における所望の出力電圧値は、前記第１アームのデューティサイクルを変更することなく得られる。したがって前記第１アームのデューティサイクルは、ある値に固定することができ、これにより前記磁気部品を介したエネルギー伝搬について前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータからの最大出力が得られる。
【００２２】
前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの所与の出力電圧において、前記レギュレータ回路により、前記第１アームは任意の入力電圧に対して一定のデューティサイクルで、特に前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの動作範囲で、動作することができる。例えば前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧の最小値と最大値との間の差分は、１５０から５００Ｖの間であり；例えば入力電圧の最小値は１５０から２００Ｖの間であり；入力電圧の最大値は４００から５００Ｖの間であり、さらには４００から６５０Ｖの間である。
【００２３】
変形例において、第２キャパシタンスは前記第１アームの前記第１終端部と前記第１アームの前記第２終端部との間に接続されている。
【００２４】
１実施形態において、前記コンバータは：
−直列接続された第１スイッチと第２電子素子を有する第２アームであって、前記第２電子素子の自由端は前記第１アームの前記第２終端部に接続されている、第２アーム；
−前記第２接続点と第３接続点との間に接続されたインダクタンスであって、前記第３接続点は、前記第２アームの前記第１スイッチに近い前記第２電子素子の端部に対応する、インダクタンス；
−前記第１アームの前記第１終端部と前記第１アームの前記第２終端部との間に接続された第２キャパシタンス；
を備え、
前記第２電子素子は、第２スイッチまたはカソードが前記第３接続点に接続されたダイオードであり、
前記第２アームのスイッチの開閉動作が連続することにより、入力電圧は前記磁気部品によって出力電圧に変換される。
【００２５】
前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの入力は、前記第２アームの終端部において入力される。
【００２６】
前記第２アーム、前記第２キャパシタンス、および前記インダクタンスは、前記磁気部品を介したエネルギー伝搬の制御を補助する。前記第２アームのデューティサイクルは、前記磁気部品を介したエネルギー伝搬の制御における補助パラメータを構成する。したがって、前記磁気部品を介したエネルギー伝搬に関する限りにおいて、制御を精密に実施して性能を改善できる絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。
【００２７】
前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力における所望の出力電圧値は、前記第１アームのデューティサイクルを変更することなく得られる。したがって前記第１アームのデューティサイクルは、ある値に固定することができ、これにより前記磁気部品を介したエネルギー伝搬について前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータからの最大出力が得られる。
【００２８】
前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの所与の出力電圧において、前記第２アームにより、前記第１アームは任意の入力電圧に対して一定のデューティサイクルで、特に前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの動作範囲で、動作することができる。例えば前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧の最小値と最大値との間の差分は、１５０から５００Ｖの間であり；例えば入力電圧の最小値は１５０から２００Ｖの間であり；入力電圧の最大値は４００から５００Ｖの間であり、さらには４００から６５０Ｖの間である。
【００２９】
変形例において、前記第２アームは、前記インダクタンスを流れる信号の電気パラメータを変更することにより、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御するように構成されている。
【００３０】
したがって、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの所望の出力電圧値は、前記インダクタンスを流れる信号の電気パラメータを調整することにより得られる。前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの所望の各出力電圧値は、前記インダクタンスを流れる信号の電気パラメータの対応する値を有する。
【００３１】
変形例において、前記第１アームは、デューティサイクルが公称値を有し、前記インダクタンスを流れる信号の電気パラメータの値と、前記磁気部品を流れる信号の電気パラメータの値との間の差分にしたがって、デューティサイクルが前記公称値周辺で変動するように構成されている。
【００３２】
変形例において、前記第１アームは、デューティサイクルが公称値を有し、前記インダクタンスを流れる信号の電気パラメータの値と、前記磁気部品を流れる信号の電気パラメータの値とが等しくなるように、デューティサイクルが前記公称値周辺で変動するように構成されている。
【００３３】
変形例において、前記第１アームのデューティサイクルが増加すると、前記磁気部品の前記電気パラメータの値は増加する。前記第１アームのデューティサイクルが減少すると、前記磁気部品の前記電気パラメータの値は減少する。
【００３４】
変形例において、前記第１アームのデューティサイクルは前記公称値周辺において前記公称値に対して２％以内の範囲で増加しまたは減少する。
【００３５】
変形例において、前記電気パラメータは平均電流である。換言すると前記磁気部品の電気パラメータは、前記インダクタンスを流れる平均電流であり；前記磁気部品の電気パラメータは、前記磁気部品を流れる平均電流である。具体的には、前記主回路を流れる電流の和である。前記電気パラメータは、平均電圧であってもよい。
【００３６】
１実施形態において、前記コンバータはさらに以下を備える：
−前記第２アームの前記第１スイッチと前記第２アームの前記第２電子素子との間に直列接続された第３キャパシタンスであって、前記第３接続点と、前記第２アームの前記第２電子素子に近い前記第１スイッチの端部に対応する第４接続点との間に接続されている、第３キャパシタンス；
−前記第１接続点（Ｐ１）と前記第４接続点との間に接続された別インダクタンス。
【００３７】
１実施形態において、前記第１アームのデューティサイクルは、公称値において実質的に一定である。
【００３８】
１実施形態において、前記公称値は５０％である。
【００３９】
１実施形態において、前記絶縁回路はさらに、少なくとも１つの第３アームを備え、前記第３アームは、第１スイッチ、第２スイッチ、および前記２つのスイッチと直列接続され前記２つのスイッチの間に配置された第４キャパシタンスを有し、前記磁気部品は、互いに分離されるとともに少なくとも１つの絶縁バリアによって前記副回路から分離された少なくとも２つの補助主回路を備え、
前記補助主回路の一方、すなわち第１補助主回路は、前記第３アームの第１終端部と、前記第３アームの前記第２スイッチと前記第４キャパシタンスとの間の中間点との間に接続されており、前記第３アーム（Ｅ）の前記第１終端部は、前記第４キャパシタンスに接続されていない前記第３アームの前記第１スイッチの端部に対応し、
前記補助主回路の他方、すなわち第２補助主回路は、前記第３アームの第２終端部と、前記第３アームの前記第１スイッチと前記第４キャパシタンスとの間の中間点との間に接続されており、前記第３アーム（Ｅ）の前記第２終端部は、前記第４キャパシタンスに接続されていない前記第３アームの前記第２スイッチの端部に対応し、
前記第１および第３アームの各前記終端部は、それぞれ互いに接続されている。
【００４０】
本発明はさらに、本発明に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた電圧変換方法に関する。前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の制御は、以下のステップを有する：
−前記第２アームのデューティサイクルを変動させることにより、前記インダクタンスを流れる信号の電気パラメータを変更するステップ；
−前記インダクタンスを流れる信号の電気パラメータの値と前記磁気部品を流れる信号の電気パラメータの値との間の差分にしたがって、前記第１アームのデューティサイクルを公称値周辺で変動させるステップ。
【００４１】
本発明に係る方法は、本発明に係る前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータに関する上述の特徴を有する。
【００４２】
本発明は、以下の図面を参照することにより、より理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】従来技術における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの例を示す。
【図２】実施形態１に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの例を示す。
【図３】動作期間の２点における図２のコンバータの状態を示す。
【図４】動作期間の２点における図２のコンバータの状態を示す。
【図５】実施形態２に係るコンバータの例を示す。
【図６】実施形態２に係るコンバータの例を示す。
【図７】実施形態２に係るコンバータの例を示す。
【図８】本発明に係るコンバータの実施形態３を示す。
【図９】図８の回路の動作中における等価図を示す。
【図１０】図８の回路の動作中における等価図を示す。
【図１１】図８の回路の動作中における等価図を示す。
【図１２】本発明に係るコンバータの実施形態４を示す。
【図１３】本発明に係るコンバータの他の実施形態と互換する実施形態５を示す。
【図１４】本発明に係るコンバータのスイッチを置き換えることができるダイオードを示す。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
本発明に係るコンバータは、図２を参照するとより理解されるであろう。図２は、実施形態１に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の例を示す。
【００４５】
絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直列接続されたスイッチの第１アームＡを備える。アームＡはスイッチＭＡ１、ＭＡ２を備え、これらの開閉動作が連続することにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力を制御することができる。スイッチＭＡ２を以下では第２スイッチまたは低圧側スイッチと呼ぶ。スイッチＭＡ２は、電圧源Ｖｅの低圧端子に接続されている。この低圧端子は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の第１アースＧＮＤ１に対応している。さらに他方のスイッチＭＡ１を以下では第１スイッチまたは高圧側スイッチと呼ぶ。スイッチＭＡ１は、第１アームＡの終端部において入力電圧Ｖｅに接続されている。
【００４６】
各スイッチＭＡ１、ＭＡ２は、フリーホイーリングダイオードおよび／またはキャパシタンスＣＡ１、ＣＡ２と並列接続されたトランジスタを備える。これらキャパシタンスＣＡ１、ＣＡ２を用いて、スイッチＭＡ１、ＭＡ２が開いているとき、ゼロ電圧スイッチング（またはＺＶＳ）を実施する。スイッチＭＡ１、ＭＡ１が開いているとき、インダクタンス（以下に説明する磁気部品１００の漏れインダクタンス）を用いて、スイッチの端部におけるキャパシタンスＣＡ１、ＣＡ２の充放電を実施する。電圧が０Ｖに近くなると、スイッチが制御され、これによりゼロ電圧スイッチングが実施される。これによりスイッチング損失を大幅に抑制できる。キャパシタンスＣＡ１、ＣＡ２は、スイッチＭＡ１、ＭＡ２を製造する半導体構造において、寄生要素として内在的に存在するものである。したがってこれらスイッチＭＡ１、ＭＡ２の寄生容量は、補助キャパシタンスを追加することなく、ゼロ電圧スイッチングを実施するのに充分なものである。スイッチＭＡ１、ＭＡ２はキャパシタンスＣＡ１、ＣＡ２を備えていないものであってもよい。
【００４７】
第１キャパシタンスＣ１は、２つのスイッチＭＡ１、ＭＡ２と直列接続され、これらの間に配置されている。したがって第１キャパシタンスＣ１は、接続点Ｐ１において第１スイッチＭＡ１に接続されている第１端子と、第２接続点Ｐ２において第２スイッチＭＡ２に接続されている第２端子とを有する。第１キャパシタンスＣ１は、第１スイッチＭＡ１のソース電極において第１スイッチＭＡ１に接続され、第２スイッチＭＡ２のドレイン電極において第２スイッチＭＡ２に接続されている。
【００４８】
絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１はさらに、磁気部品１００を備える。磁気部品１００は、第１主回路１０１、第２主回路１０１’、副回路１０２を有する。これら回路は絶縁バリアによって互いに分離されている。第１主回路１０１は分岐を形成し、その一端は第１接続点Ｐ１に接続され、他端は第１アームＡの終端部（第２終端部）に接続されている。第２終端部は、第２スイッチＭＡ１の端部に対応し、これは第１キャパシタンスＣ１に接続されていない。さらに第２主回路１０１’は分岐を形成し、その一端は第２接続点Ｐ２に接続され、他端は第１アームＡの終端部（第１終端部）に接続されている。第１終端部は、第１スイッチＭＡ１の端部に対応し、これは第１キャパシタンスに接続されていない。
【００４９】
第１主回路１０１は、第２インダクタンスＬ２１と直列接続された第１インダクタンスＬ１１を有する。第１インダクタンスＬ１１の正端子は第１接続点Ｐ１に接続され、第２インダクタンスＬ２１の正端子は第１インダクタンスＬ１１の負端子に接続されている。第２主回路１０１’は、第２インダクタンスＬ２１’と直列接続された第１インダクタンスＬ１１’を有する。第１インダクタンスＬ１１’の負端子はアームＡの第１終端部に接続され、第２インダクタンスＬ２１’の負端子は第１インダクタンスＬ１１’の正端子に接続されている。副回路１０２は、第２インダクタンスＬ２２と直列接続された第１インダクタンスＬ１２を有する。第１インダクタンスＬ１２の正端子は第１の２次側スイッチＱ１に接続され、第２インダクタンスＬ２２の正端子は第１インダクタンスＬ１２の負端子に接続されている。
【００５０】
主回路１０１、１０１’の第１インダクタンスＬ１１、Ｌ１１’と副回路１０２の第１インダクタンスＬ１２は、互いに完全結合されている。同様に主回路１０１、１０１’の第２インダクタンスＬ２１、Ｌ２１’と副回路１０２の第２インダクタンスＬ２２は、互いに完全結合されている。ただし、主回路１０１、１０１’の第１インダクタンスＬ１１、Ｌ１１’、Ｌ１２と副回路１０２は、主回路１０１、１０１’と副回路１０２の第２インダクタンスＬ２１、Ｌ２１’、Ｌ２２から完全に分離されている。
【００５１】
第１主回路１０１の第１インダクタンスＬ１１と副回路１０２の第１インダクタンスＬ１２との間の変圧比Ｎ１は、例えば第２主回路１０１’の第１インダクタンスＬ１１’と副回路１０２の第１インダクタンスＬ１２との間の変圧比Ｎ１’に等しい。ただしこれら２つの変圧比Ｎ１、Ｎ１’は異なる値であってもよい。第１主回路１０１の第２インダクタンスＬ２１と副回路１０２の第２インダクタンスＬ２１との間の変圧比Ｎ２は、例えば第２主回路１０１’の第２インダクタンスＬ２１’と副回路１０２の第２インダクタンスＬ２２との間の変圧比Ｎ２’に等しい。ただしこれら２つの変圧比Ｎ２、Ｎ２’は異なる値であってもよい。以下の説明において、変圧比はＮであるものとする。変圧比が異なるケースは、以下の説明から推測することができる。
【００５２】
第２回路１０２は、副回路１０２によって伝搬される信号を整流する回路Ｒに接続されている。これにより絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力においてＤＣ電圧Ｖｏが得られる。第１スイッチＱ１は、副回路１０２の第１インダクタンスＬ１２の第１端部と、２次側アースＧＮＤ２との間に配置されている。第２スイッチＱ２は、副回路１０２の第２インダクタンスＬ２２の第１端部と、２次側アースＧＮＤ２との間に配置されている。第１  ２次インダクタンスＬ１２と第２  ２次インダクタンスＬ２２の第２端部は、接続点Ｐ５に接続されている。接続点Ｐ５は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖｏを伝搬する。例えばスイッチＱ１、Ｑ２により、磁気部品１００の出力において同期整流を実施することができる。
【００５３】
副回路１０２が伝搬する信号の整流も、ダイオードによって既知の態様で同様に実施することができる。副回路１０２における高電流アプリケーションについて、ダイオードに代えてスイッチＱ１、Ｑ２を用いることにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力全般を改善することができる。
【００５４】
電圧コンバータ１はさらに、キャパシタンスＣｏを備え、副回路１０２が出力する信号をフィルタリングすることができる。
【００５５】
絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１によって入力電圧Ｖｅを変換している間、磁気部品１００は、主回路１０１、１０１’から副回路１０２への変圧器として動作するとともに、主回路１０１、１０１’内にエネルギーを蓄積するインピーダンスとして動作する。これは、図３と図４に示す動作例を参照するとよりよく理解できる。同図において瞬時電圧と電流を矢印で示している。
【００５６】
第１アームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２が有するデューティサイクルにより、磁気部品１００を介してエネルギーが伝搬される。スイッチＭＡ１、ＭＡ２は、変調周期Ｔのパルス幅変調によって制御される。動作期間の第１部分と第２部分の長さは、スイッチＭＡ１、ＭＡ２のデューティサイクルαＡによって規定される。
【００５７】
動作期間の第１部分、すなわち変調周期Ｔの第１部分を図３に示す。高圧側スイッチＭＡ１は開き、低圧側スイッチＭＡ２は閉じている。動作期間の第１部分は期間（１−αＡ）Ｔであり、αＡは第１アームＡの第１スイッチＭＡ１のデューティサイクルであり、Ｔは変調期間である。第１スイッチＭＡ１は、第２スイッチＭＡ２がＯＮであるとき開いている。
【００５８】
このフェーズにおいて、入力電圧Ｖｅの反転である電圧−Ｖｅが磁気部品１００に対して印加される。副回路１０２における電圧も同様に負電圧であり、これにより整流回路Ｒの第１スイッチＱ１の第１ダイオードＤ１はＯＮになり、このとき整流回路Ｒの第２スイッチＱ２の第２ダイオードＤ２はＯＦＦになる。副回路１０２の第２部分Ｌ２２は、オープンスイッチのように動作する。副回路１０２の第１部分Ｌ１２の端部における電圧は、出力電圧Ｖｏの反転である−Ｖｏに等しい；したがって第１磁気回路の第１部分Ｌ１１の端部の電圧は−Ｎ×Ｖｏであり、第２主回路１０１’の第１部分Ｌ１１’の端部における電圧はＮ×Ｖｏである。したがって主回路１０１、１０１’の第１部分Ｌ１１、Ｌ１１’により、副回路１０２に対してエネルギーが伝搬される。
【００５９】
第１主回路１０１の第２部分Ｌ２１の端部における電圧は−（Ｖｅ−Ｎ×Ｖｏ）に等しく、第２副回路１０１’の第２部分Ｌ２１’の端部の電圧は（Ｖｅ−Ｎ×Ｖｏ）に等しい。このエネルギーは、磁気部品１００の第２部分の磁化インダクタンスに蓄積される。
【００６０】
この第１部分の安定状態において、第１キャパシタンスＣ１は入力電圧Ｖｅに等しい電圧ＶＣ１を有する。平均すると、この動作期間の第１部分の間の第１キャパシタンスＣ１の端部における電圧ＶＣ１は、（１−αＡ）×Ｖｅである。
【００６１】
したがって、動作期間の第１部分において、第１インダクタンスＬ１１によって実装される第１主回路１０１の第１部分と、第２インダクタンスＬ１１’によって実装される第２主回路１０１’の第１部分は、副回路１０２に対してエネルギーを伝搬する。具体的には、副回路１０２の第１インダクタンスＬ１２によって実装される副回路１０２の第１部分に対して、エネルギーを伝搬する。第２インダクタンスＬ２１によって実装される第１主回路１０１の第２部分と、第２インダクタンスＬ２１’によって実装される第２主回路１０１’の第２部分は、エネルギーを蓄積する。
【００６２】
動作期間の第２部分、すなわち変調期間Ｔの第２部分を図４に示す。高圧側スイッチＭＡ１は閉じ、低圧側スイッチＭＡ２は開いている。動作期間の第２部分は長さαＡＴであり、αＡは第１アームＡの第１スイッチＭＡ１のデューティサイクルであり、Ｔは変調期間である。
【００６３】
この第２部分において、第１接続点Ｐ１における電圧は入力電圧Ｖｅに等しい。第１主回路１０１、１０１’に対する印加電圧は、入力電圧Ｖｅに等しい。この電圧は正電圧であり、これにより２次側１０２における電圧も正電圧になり、整流回路Ｒの第１スイッチＱ１の第１ダイオードＤ１をＯＦＦする。したがって副回路１０２の第１部分Ｌ１２は、オープンスイッチとして動作する。ただし、整流回路Ｒの第２スイッチＱ２のダイオードＤ２はＯＮなので、副回路１０２の第２部分Ｌ２２の端部の電圧は、出力電圧Ｖｏに等しい。したがって第２主回路１０１’の第２部分Ｌ２１’の端部における電圧はＮ×Ｖｏであり、第１主回路１０１の第２部分Ｌ２１’の端部における電圧は−Ｎ×Ｖｏである。主回路１０１、１０１’の第２部分Ｌ２１、Ｌ２１’の端部におけるエネルギーは、副回路１０２へ伝搬される。
【００６４】
第１主回路１０１の第１部分Ｌ１１の端部における電圧はＶｅ−Ｎ×Ｖｏに等しく、第２主回路１０１’の第１部分Ｌ１１’の端部における電圧は−（Ｖｅ−Ｎ×Ｖｏ）に等しく、これにより磁気部品１００の第１部分の磁化インダクタンスにおいてエネルギーが蓄積される。
【００６５】
この第２動作期間中の第１キャパシタＣ１の端部における電圧ＶＣ１は、平均でαＡ×Ｖｅである。
【００６６】
したがって、動作期間の第２部分において、第２インダクタンスＬ２１によって実装される第１主回路１０１の第２部分と、第２インダクタンスＬ２１’によって実装される第２主回路１０１’の第２部分は、副回路１０２に対してエネルギーを伝搬する。具体的には、副回路１０２の第２インダクタンスＬ２２によって実装される副回路１０２の第２部分に対してエネルギーを伝搬する。第１インダクタンスＬ１１によって実装される第１主回路１０１の第１部分と、第２インダクタンスＬ１１’によって実装される第２主回路１０１’の第１部分は、エネルギーを蓄積する。
【００６７】
第１インダクタンスＬ１１、Ｌ１１’、Ｌ１２の端部の電圧は、以下の関係を有する。
【００６８】
【数１】
2018530985.tif 000003
【００６９】
第２インダクタンスＬ２１、Ｌ２１’、Ｌ２２の端部の電圧は、以下の関係を有する。
【００７０】
【数２】
2018530985.tif 000004
【００７１】
第１アームＡのデューティサイクルαＡは、実質的に一定の公称値αＮを維持し、これにより磁気部品１００において非ゼロ平均電流を得ることができる。これについては後述する。
【００７２】
磁気部品１００における平均電流を避けるため、第１インダクタンスＬ１１、Ｌ１１’、Ｌ１２の端部における電圧と、第２インダクタンスＬ２１、Ｌ２１’、Ｌ２２の端部における電圧は、動作期間の２つの部分にわたってバランスされる。
【００７３】
実施形態１の変形例において、デューティサイクルαＡは、５０％の一定公称値を有する。第１インダクタンスＬ１１、Ｌ１１’、Ｌ１２のバランスと第２インダクタンスＬ２１、Ｌ２１’、Ｌ２２のバランスにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの損失を抑制することができる。
【００７４】
さらに、５０％のデューティサイクルにおいて、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力における電流、具体的には磁気部品１００の出力における電流は、小さいリップルを有する。これは、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの磁化インダクタンスにおける（具体的には磁気部品１００のもの）電流リップルが補償されるからである。
【００７５】
副回路１０２のスイッチＱ１、Ｑ２のダイオードＤ１、Ｄ２の端部における電圧ストレスは、デューティサイクルαＡに依拠し、以下の数式により表される。
【００７６】
【数３】
2018530985.tif 000005
【００７７】
５０％のデューティサイクルαＡにより、２つのダイオードＤ１、Ｄ２の端部における電圧ストレスは等しくなり、ダイオード間の消耗も等しい。
【００７８】
以下のテーブルは、図１に示すような従来技術における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータと、図２に示す絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータとの比較を示す。図１のコンバータの変圧器の変圧比Ｎを２とし、図２のコンバータにおいては４とし、入力電圧Ｖｅが２００Ｖ、出力電圧Ｖｏが２５Ｖ、出力電流Ｉｏ、デューティサイクルαＡは５０％とすると、以下の特性が得られる。
【００７９】
【表１】
2018530985.tif 000006
【００８０】
図２において、１次側の合計電流Ｉｔは、第１主回路１０１と第２主回路１０１’を流れる電流の和に対応する。
【００８１】
したがって、従来技術の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、変圧器Ｔ、Ｔ’と直列接続されているキャパシタンスＣ’において、本発明に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の第１キャパシタンスＣ１よりも大きい電流が流れる。図２のコンバータにおけるキャパシタンスＣ１を流れる電流ＩＣ１は、図１のコンバータにおけるキャパシタンスＣ’を流れる電流ＩＣ’の半分である。これは、図２のコンバータにおける変圧比は４であり、図１のコンバータにおける変圧比は２だからである。より一般的には、本発明に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の磁気部品１００の主回路１０１、１０１’を流れる電流は、従来技術よりも小さい。図２のコンバータ１のキャパシタンスＣ１を流れる電流は、単一の主回路の電流のみであり、これにより図１の回路と比較して電流が４つに分離される。したがって本発明に係るコンバータ１により、従来技術と比較して、電流に起因する損失を減少させることができる。
【００８２】
図５から７に示す実施形態２において、コンバータ１は、図２に示す絶縁回路３と、回路３に対して伝搬される入力電圧Ｕを規制する回路２を備える。レギュレータ回路２は、第１アームＡの第１終端部に接続されている。
【００８３】
レギュレータ回路２は、第１アームＡに対して伝搬される電圧Ｕを変更することにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力電圧Ｖｏを制御する。したがって、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖｏは、第１アームＡのデューティサイクルαＡが一定であり公称値αＮに等しい場合であっても、変更することができる。したがって、回路２、３のスイッチＭ２１、Ｍ２２、ＭＡ１、ＭＡ２が開閉動作を連続することにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力信号を制御できる。
【００８４】
図５に示す例において、レギュレータ回路２はステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータであるが、図６と７に示すようにその他タイプのＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。レギュレータ回路２は、直列接続された２つのスイッチＭ２１、Ｍ２２を備える。スイッチＭ２１を高圧側スイッチと呼び、これは入力電圧Ｖｅを出力する電圧源（図示せず）の高圧端子に接続されている。スイッチＭ２２を低圧側スイッチと呼び、これは電圧源の低圧端子に接続されている。低圧端子は、コンバータ１の第１アースＧＮＤ１に対応する。各スイッチＭ２１、Ｍ２２は、フリーホイーリングダイオードと並列接続されたトランジスタを備える。
【００８５】
各スイッチＭ２１、Ｍ２２は、並列接続されたキャパシタンスＣ２１、Ｃ２２を備える。キャパシタンスＣ２１、Ｃ２２を用いて、スイッチが開いているときゼロ電圧スイッチング（またはＺＶＳ）を実施することができる。スイッチＭ２１、Ｍ２２が開いているとき、インダクタンスに蓄積されているエネルギーを復元して、スイッチの端部におけるキャパシタンスＣ２１、Ｃ２２を充放電することができる。電圧が０Ｖに近くなると、スイッチが制御され、これによりゼロ電圧スイッチングが実施され、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００８６】
インダクタンスＬ２は、２つのスイッチＭ２１、Ｍ２２の中心点に接続された第１端部と、絶縁回路３の入力に接続された第２端部を有する。
【００８７】
第２キャパシタンスＣ２は、第１アームＡのデューティサイクルの第１終端部と、第１アームＡの第２終端部との間に接続することができる。したがって第２キャパシタンスＣ２は、同様にインダクタンスＬ２の第２端部と、コンバータ１の第１アースＧＮＤ１との間に接続することができる。第２キャパシタンスＣ２により、例えば回路２、３間のインターフェースを提供することができる。
【００８８】
この実施形態において、第１アームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２はさらに、変動しないデューティサイクルαＡで動作する。すなわち時間経過にともなってデューティサイクルは一定を維持し、公称値αＮに等しい。コンバータ１の動作中、絶縁回路３の出力電圧Ｖｏ、すなわち絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧は、絶縁回路３の入力においてレギュレータ回路２が伝搬する電圧により制御される。
【００８９】
これを実現するため、コンバータ１は、レギュレータ回路２の制御ユニット５を備える。制御ユニット５は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号Ｓ２を出力する。信号Ｓ２は、レギュレータ回路２のスイッチＭ２１、Ｍ２２の開閉を制御して、レギュレータ回路２が出力する電気信号を制御する。スイッチＭ２１、Ｍ２２は、絶縁回路３の入力に対して伝搬される電圧Ｕ（すなわちレギュレータ回路２の出力）により、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力において所望の電圧値Ｖｏが得られるように制御される。したがって、所望の出力電圧Ｖｏを得るために、絶縁回路３のデューティサイクルαＡを変動させる必要はない。したがって絶縁回路３は、最も効果の高いデューティサイクル（例えば５０％）で動作することができる。制御ユニット５は、レギュレータ回路２が出力する電流の測定結果Ｉ２ｍｅｓを用いて、パルス幅変調信号Ｓ２の精度を改善することができる。
【００９０】
電圧コンバータ１の入力電圧Ｖｅが変動したとき、レギュレータ回路２により、絶縁回路３の入力における電圧Ｕが、所望の出力電圧Ｖｏを得るように調整することができる。したがって、コンバータ１の入力電圧Ｖｅが値を変えると、制御ユニット５はこれに対応してレギュレータ回路２のスイッチＭ２１、Ｍ２２のデューティサイクルの制御を変更して、レギュレータ回路２の出力（すなわち絶縁回路３の入力）における電圧Ｕを維持する。これは、バッテリの充電レベルが時間経過にともなって変動する電気自動車において特に有用である。
【００９１】
第１アームＡのデューティサイクル５０％において、磁気部品１００の平均電流はゼロであり、これにより実施形態１で説明したように、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力における電流リップルを抑制できる。
【００９２】
制御ユニット５はさらに、絶縁回路３を保護することができる。例えば絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力における負荷の短絡の場合、制御ユニット５は、レギュレータ回路２からの制御信号Ｓ２に応じて絶縁回路３の入力における電圧Ｕをキャンセルすることにより、絶縁回路３を保護することができる。
【００９３】
コンバータ１は、動作範囲をカバーするように設計できる。動作範囲は、コンバータ１の入力電圧Ｖｅの最小値Ｖｅｍｉｎと最大値Ｖｅｍａｘの間に対応し、出力電圧Ｖｏの最小値Ｖｏｍｉｎと最大値Ｖｏｍａｘに対応する。例えば入力電圧Ｖｅは１７０から４５０Ｖの間であり、絶縁回路１の出力における目標電圧Ｖｏは１２から１６Ｖの間である。例えば出力電圧Ｖｏｍｉｎの最小値Ｖｏｍｉｎは８から１４Ｖの間であり、出力電圧の最大値Ｖｏｍａｘは１５から１６Ｖの間である。
【００９４】
図５の例において、レギュレータ回路２はステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータである。コンバータ１、特にレギュレータ回路２は、最小電圧Ｖｅｍｉｎで最大出力電圧Ｖｏｍａｘを出力するように構成されている。図６と図７に示すコンバータの例は、図５と同様のものであるが、レギュレータ回路２が異なる。図６は、レギュレータ回路２がステップアップ回路であるコンバータ１の例である。コンバータ１、特にレギュレータ２は、最大入力電圧Ｖｅｍａｘで最小出力電圧Ｖｏｍｉｎを出力するように構成されている。図７は、レギュレータ回路２がステップアップ／ステップダウンＳＥＰＩＣ回路である例である。この例においてレギュレータ回路２は、電圧を増減することができる。これによりレギュレータ回路２の使用を促すことができる。
【００９５】
図８に示す実施形態３において、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチが直列接続された第２アームＢを備える。第２アームＢは、直列接続された２つのスイッチＭＢ１、ＭＢ２を備える。第１スイッチＭＢ１は高圧側スイッチと呼ばれ、入力電圧Ｖｅを出力する電圧源（図示せず）の高圧端子に接続されている。第２スイッチＭＢ２は低圧側スイッチと呼ばれ、第１アームＡの第２終端部に接続されている。第２スイッチＭＢ２はさらに、電圧源の低圧端子に接続されている。したがってこの低圧端子は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の第１アースＧＮＤ１に対応する。各スイッチＭＢ１、ＭＢ２は、フリーホイーリングダイオードと並列に接続されたトランジスタを備える。
【００９６】
第３インダクタンスＬ３は、第２アームＢの中心点に接続された第１端部と、第２接続点Ｐ２に接続された第２端部とを備える。第２キャパシタンスＣ２は、第１アームＡの終端部間に接続されている。第２アームＢは同様に、スイッチＭＢ１、ＭＢ２をソフトスイッチングするキャパシタンスを備える。ただしこれにより、第３インダクタンスＬ３における電流リップルが生じ、損失が生じる可能性がある。その結果、第２アームＢのスイッチＭＢ１、ＭＢ２のソフトスイッチングの利点が失われる。
【００９７】
第１アームＡと第２アームＢのスイッチＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、ＭＢ２の開閉動作が連続することにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力を制御できる。図２に示す例において、磁気部品１００を介したエネルギー伝搬は、第１アームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２によって制御される。この実施形態における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、第２アームＢにより同様に、エネルギー伝搬を制御できる。その理由は以下の通りである。図２に示す例において、第１アームＡの終端部間の電圧は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖｅに等しい。これに対して、図８に示す絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、第１アームＡの端部（すなわち第２キャパシタンスＣ２の端部）における電圧Ｕは、以下の式により与えられる。αＡは第１アームＡのデューティサイクルであり、αＢは第２アームＢのデューティサイクルである。
【００９８】
【数４】
2018530985.tif 000007
【００９９】
したがって、図８に示す絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、第２アームＢのデューティサイクルαＢは、図２に示す例に対して、磁気部品１００を介したエネルギー伝搬制御における補助パラメータを構成する。したがって、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御は実施形態３においてより精密になっている。
【０１００】
さらに、第１アームＡの端部における電圧Ｕが到達することができる値範囲は、図２に示すコンバータの第１アームＡの端部における電圧が到達できる値範囲を超えている。その理由は以下の通りである。αＢ／αＡが１を超えている場合、第１分岐Ａの端部における電圧Ｕは入力電圧Ｖｅを超える。具体的には、電圧Ｕは入力電圧Ｖｅの最大値Ｖｅｍａｘを超える。したがって第１分岐Ａの端部における電圧Ｕは、図２に示すコンバータの場合とは異なり、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖｅを超える。同様に、αＢ／αＡが１を下回ると、第１分岐Ａの端部における電圧Ｕは入力電圧Ｖｅを下回る。具体的には、電圧Ｕは入力電圧Ｖｅの最小値Ｖｅｍｉｎを下回る。したがって第１アームＡの端部における電圧Ｕは、図２に示すコンバータの場合とは異なり、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖｅを下回る。
【０１０１】
入力電圧Ｖｅを増減するこの特性は、ステップアップ／ステップダウンコンバータとしてのレギュレータ回路２を用いることにより、実施形態２に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１において実装することができる。これにより得られるコンバータ１は、第１アームＡに対して、スイッチの補助アームを２つ有する。したがってスイッチのアームの総数は、コンバータ１の１次側において３つである。これに対してこの実施形態に係るコンバータにおいて、入力電圧を増減させる特性は、コンバータ１の１次側におけるスイッチＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、ＭＢ２の２つのアームＡ、Ｂによって得られる。
【０１０２】
この実施形態の第１変形例において、第１アームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２は、変動しないデューティサイクルαＡで動作する。すなわち時間経過にともなって一定を維持する。デューティサイクルαＡは、実質的に公称値αＮを維持する。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作中、出力電圧Ｖｏは、第３インダクタンスＬ３を流れる電流によって制御される。この電流は第２アームＢによって制御される。これを実現するため、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第２アームＢの制御ユニット５を備える。制御ユニット５は、パルス幅変調信号Ｓ２を出力する。信号Ｓ２は、第２アームＢのスイッチＭＢ１、ＭＢ２の開閉動作を制御して、第３インダクタンスＬ３を流れる電流を制御する。第２アームＢのスイッチＭＢ１、ＭＢ２は、第３インダクタンスＬ３を流れる電流によって絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力において所望の電圧値Ｖｏが得られるように制御される。したがって、第１アームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２のデューティサイクルαＡを変動させる必要はない。したがって第１アームＡは、磁気部品１００によるエネルギー伝搬のために、最も効果的なデューティサイクルαＡ（例えば５０％）で動作することができる。
【０１０３】
第１アームＡのデューティサイクル５０％において、磁気部品１００の平均電流はゼロであり、これにより実施形態１で説明したように、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力における電流リップルを減少させることができる。
【０１０４】
第１分岐Ａの端部における電圧Ｕは、２αＢＶｅである。第２アームＢのデューティサイクルαＢにおいて、第１アームＡの端部の電圧Ｕを変動させることができる。第２アームＢのデューティサイクルαＢが５０％を下回ると、第１アームＡの端部における電圧Ｕは２Ｖｅを下回る。第２アームＢのデューティサイクルαＢが５０％を超えると、第１アームＡの端部における電圧Ｕは２Ｖｅを超える。したがって第１アームＡのデューティサイクルαＡにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１のシンプルな制御を実施できる。
【０１０５】
電圧コンバータ１の入力電圧Ｖｅが変動すると、第２アームＢにより、出力電圧Ｖｏが所望値を維持するようにできる。したがって絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧が値を変えると、制御ユニット５は同様の態様で、第２アームＢのスイッチＭＢ１、ＭＢ２のデューティサイクルαＢの制御を変更して、第３インダクタンスＬ３を流れる電流が所望値を維持するようにする。これは、時間経過にともなってバッテリの充電レベルが変動する電気自動車において、特に有用である。
【０１０６】
制御ユニット５は第１フィードバックを生成し、これにより、第１アームＡと第２アームＢの間に接続された第３インダクタンスＬ３を流れる電流について、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧の値Ｖｏ＿ｍｅｓと、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力の所望電圧Ｖｏとの間の差分を抑制する。これを実現するため、制御ユニット５は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力において測定された電圧Ｖｏ＿ｍｅｓを受け取る。これはゲインＫ１によって乗算される。制御ユニット５は、セットポイント電圧Ｖ＊を測定電圧Ｖｏ＿ｍｅｓと比較する。セットポイント電圧Ｖ＊は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力における所望電圧Ｖｏに対応する。比較の結果、制御器５１は第２アームＢに対してセットポイント電流Ｉ３ｃｏｎｓを出力する。この電流は第３インダクタンスＬ３を流れる。
【０１０７】
セットポイント電流Ｉ３ｃｏｎｓは、制御器５２に対して直接伝搬することができる。制御器５２は、セットポイント電流Ｉ３ｃｏｎｓからＰＷＭ信号Ｓ２を第２アームＢに対して出力する。制御ユニット５は、第２ループを生成することができる。これにより、第３インダクタンスＬ３を流れる電流について、第３インダクタンスＬ３を流れる電流の値Ｉ３ｍｅｓと、セットポイント電流Ｉ３ｃｏｎｓとの間の差分を抑制する。制御ユニット５は、第１ループが出力するセットポイント電流Ｉ３ｃｏｎｓを、第３インダクタンスＬ３において測定した電流Ｉ３ｍｅｓと比較する。電流Ｉ３ｃｏｎｓに対して、比較前にゲインＫ２を乗算する。比較の結果にしたがって、制御器５２は、第２アームＢのスイッチＭＢ１とＭＢ２のデューティサイクルαＢを制御する信号Ｓ２を決定し、これにより第３インダクタンスＬ３を流れる電流を調整する。電圧ループを用いてもよい。ただし電流ループのほうが実装容易である。小さい信号レベルにおいて、電流ループにより１次の伝達関数が得られるのに対して、電圧ループは２次だからである。さらに、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第２ループを用いずに第１ループを実装してもよい。
【０１０８】
実施形態２と同様に、実施形態３に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、動作範囲をカバーするように設計できる。動作範囲は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖｅの最小値Ｖｅｍｉｎと最大値Ｖｅｍａｘの間に対応するとともに、出力電圧Ｖｏの最小値Ｖｏｍｉｎと最大値Ｖｏｍａｘの間に対応する。例えば入力電圧Ｖｅは１７０から４５０Ｖの間であり、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力における目標電圧Ｖｏは１２から１６Ｖの間である。例えば出力電圧の最小値Ｖｏｍｉｎは８から１４Ｖの間であり、出力電圧の最大値Ｖｏｍａｘは１５から１６Ｖの間である。
【０１０９】
実施形態３の第２変形例において、第１アームＡのデューティサイクルαＡは、第３インダクタンスＬ３を流れる信号の電気パラメータＩ’にしたがって、公称値αＮ周辺で変動する。この変形例の利点は、以下の説明から理解できるであろう。
【０１１０】
図３に示すものと同様の動作期間Ｔの第１部分において、第１アームＡの第２スイッチＭＡ２は閉じており、第１アームＡの第１スイッチＭＡ１は開いている。第２スイッチＭＡ２は、第３インダクタンスＬ３からの電流を搬送するとともに、磁気部品１００からの電流Ｉｔを搬送する。これら電流は、同じ方向に流れるので合算される。図４に示すものと同様の動作期間Ｔの第２部分において、第１アームＡの第２スイッチＭＡ２は開いており、第１スイッチＭＡ１は閉じている。第１スイッチＭＡ１は、第３インダクタンスＬ３からの電流を搬送するとともに、磁気部品１００からの電流Ｉｔを搬送する。これら電流は、同じ方向に流れないので、互いに減算される。
【０１１１】
したがって第１スイッチＭＡ１と第２スイッチＭＡ２において、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作中、同じ電流は流れない。第２スイッチＭＡ２は、第１スイッチＭＡ１よりも大きい電流を搬送する。これにより、第１スイッチＭＡ１が閉じているときの損失と、第２スイッチＭＡ２が閉じているときの損失との間でバランスがとれなくなる。第２スイッチＭＡ２は、電流がより大きいので、第１スイッチＭＡ１よりも速く消耗する。
【０１１２】
１つの解決手段は、第２スイッチＭＡ２を２重化すること、すなわち第２スイッチＭＡ２を２つの並列接続スイッチで置き換えることである。ただしこれは回路を複雑にし、必ずしも並列接続された２つのスイッチ間で同じ方向が流れるものではない。
【０１１３】
第１アームＡの２つのスイッチＭＡ１、ＭＡ２間の損失をバランスする１手法は、磁気部品１００の電気パラメータ（例えば平均電流Ｉ’Ｔ）を用いて、第１スイッチＭＡ１と第２スイッチＭＡ２を流れる電流を再バランスすることである。
【０１１４】
図９は、絶縁回路３の安定状態の等価図を示す。第１キャパシタンスＣ１における平均電流はゼロである。第１スイッチＭＡ１を流れる平均電流Ｉ’ＭＡ１は、第１主回路１０１を流れる平均電流Ｉ’Ｔ／２に等しい。Ｉ’Ｔは、２つの主回路１０１、１０１’を流れる総平均電流である。第２スイッチＭＡ２を流れる平均電流Ｉ’ＭＡ２は、第３インダクタンスＬ３を流れる平均電流Ｉ’Ｌ３に等しく、第２主回路１０１’を流れる平均電流Ｉ’Ｔ／２よりも小さい。第３インダクタンスＬ３を流れる平均電流Ｉ’Ｌ３が２つの主回路１０１、１０１’を流れる総平均電流Ｉ’Ｔに等しければ、第１スイッチＭＡ１と第２スイッチＭＡ２を流れる平均電流Ｉ’ＭＡ１、Ｉ’ＭＡ２は等しい。
【０１１５】
図１０は、動作期間Ｔの第１部分における絶縁回路３の等価図を示す。図１１は、第２動作期間Ｔにおける絶縁回路３の等価図を示す。以下の関係が成り立つ。γＡは、各スイッチにおいて等しいと仮定したときの各スイッチＭＡ１、ＭＡ２の等価抵抗である。γＴは、磁気部品１００の等価抵抗であり、主回路１０１、１０１’の等価抵抗γｗから得られる。γＴ＝γｗ／２である。Ｕは第１アームＡの第１終端部における電圧である。
【０１１６】
【数５】
2018530985.tif 000008
【０１１７】
したがって、第１アームＡのデューティサイクルαＡにしたがって、磁気部品１００を流れる平均電流Ｉ’Ｔの値を変更して、第３インダクタンスＬ３が第２接続点Ｐ２に対して出力する平均電流Ｉ’Ｌ３と等しくなるようにできる。第１アームＡのデューティサイクルαＡを増やすことにより、磁気部品１００を流れる平均電流Ｉ’Ｔは増える。第１アームＡのデューティサイクルαＡを減らすことにより、磁気部品１００を流れる平均電流Ｉ’Ｔは減る。
【０１１８】
第１アームＡのデューティサイクルαＡの公称値αＮ周辺の微小変動は、磁気部品１００を流れる平均電流Ｉ’Ｔを調整するのに充分である。デューティサイクルは、この公称値αＮ近傍で、公称値αＮに対して２％変動する。公称値αＮは、上述の利点に鑑みて、例えば５０％である。
【０１１９】
磁気部品１００を流れる平均電流Ｉ’Ｔの調整は、磁気部品１００を流れる平均電流Ｉ’Ｔと、第３インダクタンスＬ３が第２接続点Ｐ２に対して出力する平均電流Ｉ’Ｌ３との間の差分にしたがって、フィードバックループが第１アームＡのデューティサイクルαＡを調整することにより、実施できる。例えばカットオフ周波数３００ｋＨｚにおいて、フィードバックループは２から３ｋＨｚの周波数で動作する。磁気部品１００を流れる電流の測定と第３インダクタンスＬ３を流れる電流の測定は、周波数２０ｋＨｚで実施される。
【０１２０】
磁気部品１００を流れる平均電流Ｉ’Ｔは、第１アームＡの連続カットオフ期間にわたって測定される。第３インダクタンスＬ３が出力する平均電流Ｉ’Ｌ３は、第２アームＢの連続カットオフ期間にわたって測定される。
【０１２１】
図１２は、実施形態４に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１を示す。図１２に示すコンバータ１は、図８に示すものと同様であるが、第３キャパシタンスＣ３と第４インダクタンスＬ４を備える点が異なる。第３キャパシタンスＣ３は、第２アームＢの第１スイッチＭＢ１と、第２アームＢの第２スイッチＭＢ２との間に接続されている。したがって第３キャパシタンスＣ３は、第２アームＢの第１スイッチＭＢ１と第２スイッチＭＢ２に対して直列接続されている。第３インダクタンスＬ３は、第３キャパシタンスＣ３と第２スイッチＭＢ２との間の接続点Ｐ３に接続されている。第４インダクタンスＬ４は、第１接続点Ｐ１と、第１スイッチＭＢ１と第３キャパシタンスＣ３との間の接続点Ｐ４との間に接続されている。
【０１２２】
第３キャパシタンスＣ３と第４インダクタンスＬ４を追加することにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１が実現する電圧範囲が、図８に示すコンバータよりも増える。実施形態４に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ステップアップ／ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータを形成する。これは以下の説明からより理解できるであろう。
【０１２３】
コンバータにおいて、インダクタンスの平均電圧はゼロである。その結果、第１接続点Ｐ１における平均電圧は、第４接続点Ｐ４の平均電圧に等しく、第３接続点Ｐ３の平均電圧は第２接続点Ｐ２の平均電圧に等しい。したがって第３キャパシタンスの端部における平均電圧は、第１キャパシタンスＣ１の端部における平均電圧に等しい。
【０１２４】
さらにこの結果として、第１接続点Ｐ１における平均電圧も同様にゼロとなる。第２接続点Ｐ２における平均電圧は、第２キャパシタンスＣ２の端部における平均電圧ＶＣ２’に等しい。したがって、第２キャパシタンスＣ２の端部における平均電圧ＶＣ２’は、第１キャパシタンスＣ１の平均電圧ＶＣ１’に等しい。
【０１２５】
第２アームＢのスイッチＭＢ１、ＭＢ２をデューティサイクルαＢで制御することにより、第４接続点Ｐ４における平均電圧ＶＰ４’は以下の間関係により与えられる。
【０１２６】
【数６】
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【０１２７】
この関係は、キャパシタンスＣ２の端部における電圧ＶＣ２を、第２アームＢのデューティサイクルαＢによって制御できることを示している。したがって、第２アームＢのデューティサイクルαＢが１未満であるとき、コンバータ１は電圧ステップダウンコンバータとして動作し、デューティサイクルαＢが１超であるとき、コンバータ１は電圧ステップアップコンバータとして動作する。
【０１２８】
実施形態４に係るコンバータは、実施形態３に係るコンバータと同様に動作することができる。実施形態４に係るコンバータにより、実施形態３に係るコンバータよりも広い動作範囲が得られる。その理由は以下の通りである。実施形態３において、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力において許容できる最小電圧は、第２キャパシタンスＣ２の電圧によって制限され、第２キャパシタンスＣ２の電圧は出力電圧Ｖｏに依拠する。これに対して実施形態４において、最小電圧は第２キャパシタンスＣ２の端部における電圧により制限されない。
【０１２９】
本発明に係るコンバータにおいて、磁気部品１００は直列接続された第１変圧器Ｔ１と第２変圧器Ｔ２を備える。各変圧器Ｔ１、Ｔ２は２つの１次側を有する。第１変圧器Ｔ１の１次側は、第１主回路１０１の第１部分Ｌ１１と第２主回路１０１’の第１部分Ｌ１１’を形成する。第１変圧器Ｔ１の２次側は、副回路１０２の第１部分Ｌ１２を形成する。第２変圧器Ｔ２の１次側は、第１主回路１０１の第２部分Ｌ２１と第２主回路１０１’の第２部分Ｌ２１’を形成する。第２変圧器Ｔ２の２次側は、副回路１０２の第２部分Ｌ２２を形成する。
【０１３０】
磁気部品１００は別の形態で実装することもできる。例えば第１主回路１０１は単一の第１主巻線で実装し、第２主回路１０１’は同様に単一の第２主巻線で実装できる。副回路１０２は、２つの副巻線で実装できる。これら巻線は、共通磁気コアに巻かれている。２つの副巻線は主巻線と磁気結合しているが、互いには磁気結合していない。第１主回路１０１の第１部分Ｌ１１と第２部分Ｌ２１は、第１主巻線の第１および第２部分によって実装される。第２主回路１０１’の第１部分Ｌ１１’と第２部分Ｌ２１’は、第２主巻線の第１および第２部分によって実装される。磁気部品１００をこのように実装することにより、フェライトを有する部品の数が減ってコンバータ１のコストが減るのみならず、より小型のコンバータが得られるのでコンバータ１のサイズも減る。
【０１３１】
実施形態において、第２アームＢの第２スイッチＭＢ２は、ダイオードＤＢ（図１４に示す）によって置き換えることができる。ダイオードＤＢのカソードは第３接続点Ｐ３に接続される。第２アームＢが第２スイッチＭＢ２を備える場合、双方向コンバータに代えて単方向コンバータが得られる。
【０１３２】
図１３は、実施形態５に係るコンバータの例を示す。図１３のコンバータ１は、図２のコンバータに対して、スイッチの第３アームＥと２つの主回路１０１Ｅ、１０１’Ｅを追加することにより得られる。これらは図２のコンバータの第１アームＡと２つの主回路１０１、１０１’と同様のものである。第３アームＥは、キャパシタンスＣＥと直列接続された第１スイッチＭＥ１と、第２スイッチＭＥ２を備える。第３アームＥの第１終端部は、キャパシタンスＣＥに接続されていない第１スイッチＭＥ１の端部に対応する。第３アームＥの第２終端部は、キャパシタンスＣＥに接続されていない第２スイッチＭＥ２の端部に対応する。第３アームＥの第１終端部は第１アームＡの第１終端部に接続され、第３アームＥの第２終端部は第１アームＡの第２終端部に接続されている。第３アームＥと２つの主回路１０１Ｅ、１０１Ｅ’を図２のコンバータに対して追加することにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１が到達できる電圧範囲が２倍になる。コンバータ１は、必要な数の補助アームＥと主回路１０１Ｅ、１０１’Ｅを備えることができる。この実施形態は他の実施形態と互換するものである。
【０１３３】
本発明に係る絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１の例は、自動車搭載アプリケーションにおいて第１車載電源と第２車載電源との間の電圧変換に適している。例えば電気自動車またはハイブリッド自動車である。
【０１３４】
絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１電源システムから自動車の電気機器へ電力を供給するように構成されたＡＣ／ＤＣコンバータを備えるシステムに含めることができる。キャパシタンスをＡＣ／ＤＣコンバータの入力端子に接続して、第１電源システムとＡＣ／ＤＣコンバータとの間のインターエースを形成することができる。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１をこのキャパシタンスに接続して、キャパシタンスの充放電動作を実施できる。例えばそのようなシステムは、欧州特許公開ＥＰ２０１２３３８Ａ１に記載されている。図１２に示す実施形態４に係るコンバータは、この充放電動作に適している。キャパシタンスが端子においてゼロ初期電圧から充電され、ゼロ最終電圧へ放電できるからである。
【０１３５】
本発明は以上の例に限定されるものではない。電圧ループは電流ループに置き換えることができる。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ電圧とＤＣ電圧へ変換するように構成されたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて用いることもでき、その反対も可能である。ＡＣ／ＡＣコンバータにおいて用いることもできる。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータは、実施形態１または５における第１アームＡの上流側の、または実施形態２におけるレギュレータ回路２の上流側の、または実施形態３または４における第２アームＢの上流側の、ＡＣ／ＤＣコンバータによって、および／または、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの下流側のＤＣ／ＡＣコンバータによって、補完することができる。
【０１３６】
スイッチは例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、その他のトランジスタであってもよい。回路は例えばシリコン（Ｓｉ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、その他任意の半導体材料から製造することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2018530985.tif 000017
【図９】
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【図１０】
2018530985.tif 000019
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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