(57)【要約】  第１インダクタと直列に接続される第１スイッチを含むバックコンバータであって、第１スイッチおよび第１インダクタが入力部および出力部間にスイッチ式接続部を提供する、バックコンバータと、出力部の両端間に接続される第２スイッチと、第１スイッチおよび第１インダクタ間に接続されるＤＣブースト回路であって、磁気的に結合された第２インダクタおよび第３インダクタを含むＤＣブースト回路とを含み、第２インダクタは第１スイッチおよび第１インダクタ間に直列に接続され、第３インダクタは第１インダクタおよび第２インダクタの間の点に電気的に接続され、第２インダクタおよび第３インダクタの巻線は、第２インダクタを通る電流の変化が、第２インダクタを通る電流を補う第３インダクタのブースト電流を誘導する、ＤＣ−ＤＣ変換スキームが記載される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１インダクタと直列に接続される第１スイッチを含むバックコンバータであって、第１スイッチおよび第１インダクタが入力部および出力部間にスイッチ式接続部を提供する、バックコンバータと、出力部の両端間に接続される第２スイッチと、第１スイッチおよび第１インダクタ間に接続されるＤＣブースト回路であって、磁気的に結合された第２インダクタおよび第３インダクタを含む、ＤＣブースト回路とを含み、第２インダクタは第１スイッチおよび第１インダクタ間に直列に接続され、第３インダクタは第１インダクタおよび第２インダクタの間の点に電気的に接続され、第２インダクタおよび第３インダクタの巻線は、第２インダクタを通る電流の変化が、第２インダクタを通る電流を補う第３インダクタのブースト電流を誘導することを特徴とする、ＤＣ−ＤＣ変換スキーム。
【請求項２】
第２スイッチはダイオードを含むことを特徴とする、請求項１に記載のスキーム。
【請求項３】
第２スイッチは第１インダクタおよび第２インダクタ間の点に接続されることを特徴とする、請求項１または２に記載のスキーム。
【請求項４】
第２スイッチは第２インダクタおよび第１スイッチ間の点に接続されることを特徴とする、請求項１または２に記載のスキーム。
【請求項５】
第３インダクタを通る電流の方向を制御するように接続されるさらなるスイッチをさらに含むことを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のスキーム。
【請求項６】
第１スイッチは、使用時には、１ｋＨｚよりも大きいスイッチング周波数で切換えられることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１項に記載のスキーム。
【請求項７】
第２インダクタのインダクタンスは、第３インダクタのインダクタンスよりも大きいことを特徴とする、請求項１〜６のいずれか１項に記載のスキーム。
【請求項８】
追加のスイッチが、第２インダクタを通る電流の方向を制御するように設けられることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか１項に記載のスキーム。
【請求項９】
バックコンバータおよび出力部間に配設されるＤＣリンク回路をさらに含むことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のスキーム。
【請求項１０】
ＤＣリンク回路は、磁気的に結合された第４インダクタおよび第５インダクタと、第４インダクタおよびグランド間のスイッチ式接続部とを含み、スイッチ式接続部の動作の制御によって、出力電圧が制御されることを特徴とする、請求項９に記載のスキーム。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣ変換スキームを用いたＤＣ−ＤＣ変換方法であって、第１スイッチが閉成すると、第２インダクタを通る変化する電流が第２インダクタを通る電流を補う電流を第３インダクタに誘導してバックコンバータに供給される電流を増加させるように、第１スイッチを繰り返し開閉する工程を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
第１スイッチは、１ｋＨｚよりも大きいスイッチング周波数でその開成状態および閉成状態の間で切換えられることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
主インダクタと、第１回路脚と、第２回路脚とを含み、各回路脚は一次スイッチと、二次スイッチと、一次インダクタとを含み、各脚の一次スイッチおよび一次インダクタは、入力部および出力部間に主インダクタと直列に接続され、各脚の二次スイッチは、関連する一次スイッチおよび関連する脚の一次インダクタの間の点に接続される、スイッチ式接地接続部を提供し、第１脚および第２脚の一次インダクタは磁気的に結合されることを特徴とするＤＣ−ＤＣ変換スキーム。
【請求項１４】
各脚は、二次インダクタを含み、二次インダクタは、各脚の一次インダクタに磁気的に結合されることを特徴とする請求項１３に記載のスキーム。
【請求項１５】
各スイッチ式接地接続部は、各脚の一次インダクタおよび関連する脚の二次インダクタの間の点に接続されることを特徴とする、請求項１４に記載のスキーム。
【請求項１６】
ブースト回路として動作するように構成され、出力部における電圧が入力部における電圧よりも大きいことを特徴とする請求項１３〜１５のいずれか１項に記載のスキーム。
【請求項１７】
各一次スイッチは、ダイオードの形態を取り、各二次スイッチは、制御可能なスイッチの形態を取ることを特徴とする、請求項１６に記載のスキーム。
【請求項１８】
各制御可能なスイッチの動作は、関連する電子制御ユニットによって制御されることを特徴とする、請求項１７に記載のスキーム。
【請求項１９】
各制御可能なスイッチは、トランジスタまたはトランジスタと同様の素子を含むことを特徴とする、請求項１７または１８に記載のスキーム。
【請求項２０】
バック回路として動作するように構成され、出力部における電圧は入力部における電圧よりも低いことを特徴とする、請求項１３〜１５のいずれか１項に記載のスキーム。
【請求項２１】
各一次スイッチは、制御可能なスイッチの形態を取り、各二次スイッチは、ダイオードの形態を取ることを特徴とする、請求項２０に記載のスキーム。
【請求項２２】
各制御可能なスイッチの動作は、関連する電子制御ユニットによって制御されることを特徴とする、請求項２１に記載のスキーム。
【請求項２３】
各制御可能なスイッチは、トランジスタまたはトランジスタと同様の素子を含むことを特徴とする請求項２１または２２に記載のスキーム。
【請求項２４】
スイッチングは、切換えられるスイッチにわたる電位差がゼロであるときに生じるように構成されることを特徴とする、請求項１３〜２３のいずれか１項に記載のスキーム。
【請求項２５】
検知巻線が、切換えられるスイッチにわたる電位差がゼロであると判定する際に用いるために備えられることを特徴とする、請求項１４に記載のスキーム。
【請求項２６】
少なくともいくつかの段階の操作中に、両方の一次スイッチまたは両方の二次スイッチが、同時に閉成状態になることを特徴とする請求項１３〜２５のいずれか１項に記載の回路の動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば入力ＤＣ電圧を所望の出力ＤＣ電圧レベルに減少させ、したがって出力電流を増大させるためのＤＣ−ＤＣ変換スキームに関する。
方法および装置が、入力ＤＣ信号の増大または減少で用いるために記載される。
【背景技術】
【０００２】
多数のＤＣ−ＤＣ変換スキームが知られている。それらは、典型的には、電源、たとえばコンピュータまたはテレビジョンおよび音響機器、可変速度モータ、電動車両などの他の電子機器に供給される出力電圧を制御することなどに使用される。このようなスキームを提供するように望まれる別の用途は、発電機から、たとえば太陽光発電に基づく発電スキームから、電源または配電網もしくは送電網への供給を制御することである。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣ変換スキームの一形態は、リニアレギュレータを含む。代替スキームは、いわゆるバックコンバータの使用を含む。バックコンバータの使用は、より少ないエネルギが熱として失われるという点で、リニアレギュレータの使用と比較して有利である。図１は、バックコンバータの簡単な形態を示す。図１に示されるバックコンバータは、電源３および負荷５間に直列に設けられる、インダクタ１およびスイッチ２を含む。この場合ダイオード４の形態である第２スイッチが負荷５の両端間に接続される。使用時において、スイッチ２が開成している状態から開始して、電流はインダクタ１を通って負荷５に流れていない。スイッチ２がその後閉成すると、インダクタ１を通って負荷５に流れる電流が上昇する。インダクタ１は電流の増加に反対する起電力を生成し、エネルギがインダクタ１内に蓄積される。負荷５にわたる電圧は、対応して電源よりも低くなる。続いてスイッチ２が開成すると、電源３および負荷５間の接続が遮断され、負荷５およびダイオード３を通ってインダクタ１内に蓄積されたエネルギが放電される。スイッチ２の開成および閉成を繰り返すことによって、このサイクルが繰り返される。出力電圧、すなわち負荷５にわたる電圧は、このような構成において、電源３からの入力電圧よりも常に低い。これらのスキームは、負荷５にわたる電圧を入力部または電圧３におけるものと比較して低減させる。しかしながら、入力部と比較して増加した出力を提供するように望まれる状況がある。
【発明の概要】
【０００４】
本発明の目的は、上述した典型的なバック変換と比較して向上した効率のＤＣ−ＤＣ変換スキームを提供することである。
【０００５】
本発明の一態様に従えば、第１インダクタと直列に接続される第１スイッチを含むバックコンバータであって、第１スイッチおよび第１インダクタが入力部および出力部間にスイッチ式接続部を提供する、バックコンバータと、出力部の両端間に接続される第２スイッチと、第１スイッチおよび第１インダクタ間に接続されるＤＣブースト回路であって、磁気的に結合された第２インダクタおよび第３インダクタを含むＤＣブースト回路とを含み、第２インダクタは第１スイッチおよび第１インダクタ間に直列に接続され、第３インダクタは第１インダクタおよび第２インダクタの間の点に電気的に接続され、第２インダクタおよび第３インダクタの巻線は、第２インダクタを通る電流の変化が、第２インダクタを通る電流を補う第３インダクタのブースト電流を誘導する、ＤＣ−ＤＣ変換スキームが提供される。
【０００６】
第２スイッチは、好都合にはダイオードを含む。第２スイッチは、第１インダクタおよび第２インダクタ間の点に接続されてもよい。あるいは、第２スイッチは、第２インダクタおよび第１スイッチ間の点に接続されてもよい。
【０００７】
たとえばダイオードの形態のさらなるスイッチが第３インダクタを通る電流の方向を制御するために接続されてもよい。
【０００８】
このような構成によって、第１スイッチが開成し、入力部から第１インダクタおよび第２インダクタに電流が流れていない状態から開始して、第１スイッチが閉成したとき、電流が第１インダクタおよび第２インダクタを通って出力部に流れ始める。第２インダクタを通る電流の変化は、第２インダクタおよび第３インダクタ間の磁気的結合によって、第３インダクタに起電力を誘導する磁束を生成する。第２インダクタおよび第３インダクタの巻線方向は、誘導された起電力が、第３インダクタに誘導される電流をもたらし、それは第２インダクタを通る電流を補うような方向である。
【０００９】
スイッチを繰り返し開閉することによって、その結果、第２インダクタを通る電流が実質的に連続的に変化し、第３インダクタに誘導される電流の影響が顕著になることが理解されるであろう。スイッチング周波数は、ある程度、第１、第２および第３インダクタのインダクタンスに依存してもよい。スイッチング周波数は１ｋＨｚよりも大きいことが想定されるが、本発明はこれに限定されないことは理解されるであろう。
【００１０】
このタイプの構成は、効率的なＤＣ−ＤＣ変換スキームを提供し、第１スイッチが閉成するときにバックコンバータの第１インダクタに供給される電流の大きさを効果的に増大させ、第１インダクタのインダクタンスの大きさの低減を可能にする。
【００１１】
第２インダクタのインダクタンスは、好ましくは、第３インダクタのインダクタンスよりも大きい。したがって、たとえさらなるスイッチまたはダイオードが第３インダクタを通る電流の方向を制御するために設けられていない場合であっても、第２インダクタおよび第３インダクタの組み合わせは、入力部に対して高いインピーダンスを示してもよい。
【００１２】
たとえばダイオードの形態の追加のスイッチが、第２インダクタを通る電流の方向を制御するために設けられてもよい。このようなダイオードの提供は、第１スイッチを保護するように機能する。比較的低い電圧の用途において、このようなスイッチまたはダイオードは常に要求されるものではないと考えられる。
【００１３】
出力電圧の追加の制御を提供するために、出力制御回路が出力部に接続されてもよく、出力制御回路は、互いに電気的に接続され磁気的に結合される第４インダクタおよび第５インダクタであって、出力部は第４インダクタおよび第５インダクタの間の点に接続される、第４インダクタおよび第５インダクタと、第４インダクタおよびグランド間に設けられるスイッチ式接続部と、出力部および第５インダクタを出力端子に接続する一対の出力ダイオードとを含む。
【００１４】
このような構成において、スイッチ式接続部が閉成すると、電流は第５インダクタに電流を誘導する第４インダクタを通る。
【００１５】
ＤＣリンク回路は、バックコンバータおよび出力部間に組み込まれてもよい。ＤＣリンク回路は、好都合には、磁気的に結合された第４インダクタおよび第５インダクタと、第４インダクタおよびグランド間のスイッチ式接続部とを含む。スイッチの動作の適切な制御によって、出力部における電圧の大きさが制御されてもよい。このような構成は、可変速度駆動装置など制御可能な出力が望まれる構成において特に有益であり得ることが理解されるであろう。
【００１６】
本発明は、上述のＤＣ−ＤＣ変換スキームを用いてＤＣ−ＤＣ変換を達成する方法に関し、第１スイッチが閉成すると、第２インダクタを通る変化する電流が、第２インダクタを通る電流を補う電流を第３インダクタに誘導してバックコンバータに供給される電流を増加させるように、第１スイッチを繰り返し開閉する工程を含む。第１スイッチは、好ましくは、１ｋＨｚよりも大きいスイッチング周波数においてその開成状態および閉成状態の間で切換えられる。
【００１７】
本発明の他の態様に従えば、主インダクタと、第１回路脚と、第２回路脚とを含み、各回路脚は一次スイッチと、二次スイッチと、一次インダクタとを含み、各脚の一次スイッチおよび一次インダクタは、入力部および出力部間に主インダクタと直列に接続され、各脚の二次スイッチは、関連する一次スイッチおよび関連する脚の一次インダクタの間の点に接続される、スイッチ式接地接続を提供し、第１脚および第２脚の一次インダクタは磁気的に結合される、ＤＣ−ＤＣ変換スキームが提供される。
【００１８】
各脚は、二次インダクタを含んでもよく、二次インダクタは、各脚の一次インダクタに磁気的に結合され、各スイッチ式接地接続は、各脚の一次インダクタおよび関連する脚の二次インダクタの間の点に接続される。
【００１９】
このタイプの構成は、ブースト回路として動作するように構成されてもよく、出力部における電圧が入力部における電圧よりも大きい。このような構成において、各一次スイッチは、好都合には、ダイオードの形態を取り、各二次スイッチは、好都合には、制御可能なスイッチの形態を取り、その動作は、たとえば、関連する電子制御ユニットによって制御されてもよい。一例として、適切なトランジスタまたはトランジスタと同様の素子が、二次スイッチとして用いられてもよい。
【００２０】
あるいは、各一次スイッチは、たとえば関連する電子制御ユニットを用いて制御される適切に制御されたスイッチ素子の形態を取ってもよく、各二次スイッチは、ダイオードの形態を取ってもよい。このような構成は、バック様回路として使用されてもよく、出力電圧は入力部における電圧よりも低い。
【００２１】
ダイオードを第１または第２スイッチとして使用することに言及されているけれども、本発明はこれに限定されず、必要に応じて、ダイオードに代えて、他の素子または構成要素が用いられてもよいことは理解されるであろう。
【００２２】
本発明は、上述のタイプの回路の動作方法にさらに関し、少なくともいくつかの段階の操作中に、両方の一次スイッチまたは両方の二次スイッチが同時に閉成状態になる。
【００２３】
本発明は、一例として、添付の図面を参照して、さらに説明される。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】上述されたような、典型的なバック変換スキームを示す図である。
【図２】太陽光発電パネルエネルギ抽出スキームの出力の変換に使用される、本発明の実施形態に従うＤＣ−ＤＣ変換スキームを示す回路図である。
【図３】代替実施形態に従うスキームを示す。
【図４】変形例を示す。
【図５】動作の一態様における他のＤＣ−ＤＣ変換回路を示す。
【図６】動作の他の態様における図５に示される回路の変形例を示す。
【図７】動作の一態様における図５に示す回路の動作を示す図である。
【図８】他の回路構成を示す図５および図６に類似の図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
まず、図２を参照して、ＤＣ−ＤＣ変換スキーム１０が示され、スキーム１０は、太陽光発電パネル１４に関連するエネルギ抽出スキーム１２からの変化するＤＣ出力を変換して、Ｈブリッジ回路１６を介して、たとえば電源または配電網もしくは送電網（図示せず）に出力するように構成される。
【００２６】
スキーム１０は、第２インダクタ２２に直列に接続される第１インダクタ２０を含み、第１および第２インダクタ２０，２２は、エネルギ抽出スキーム１２の出力部に接続される入力部２４をＨブリッジ回路１６の入力部に接続される出力部２６に接続する。第１スイッチ２８は、入力部２４および第２インダクタ２２間に配設される。第１および第２インダクタ２０，２２は、第３インダクタ３０も接続される接続点において相互接続される。第２および第３インダクタ２２，３０は、共通コア３２のまわりに巻回され、互いに磁気的に結合される。結果として、第２インダクタ２２を通る変化する電流は、使用時に、次々に、電流を誘導する第３インダクタ３０に起電力を生成する磁束を生成する。第２および第３インダクタ２２，３０が巻回される方向は、第３インダクタ３０に誘導される電流が、第１スイッチ２８が閉成するときに第２インダクタ２２を通る電流を補うような方向である。
【００２７】
図示されるように、ダイオードの形態の第２スイッチ３４は、第１インダクタ２０および出力部２６の両端間に接続される。ダイオードの形態のさらなるスイッチ３６も、第３インダクタ３０に接続され、第３インダクタ３０を通る電流の方向を制御するように動作可能である。スイッチ３４，３６は、ダイオードの形態を取るように示されているけれども、必要に応じて、適切に制御された電子スイッチ素子などを含む他の素子で置換可能であることは理解されるであろう。
【００２８】
第１インダクタ２０ならびに第１および第２スイッチ２８，３４はともに、バックコンバータ回路を形成し、磁気的に結合された第２および第３インダクタ２２，３０はともに、使用時に、バックコンバータ回路の第１インダクタ２０に供給される電流を増加させるように動作可能な電流ブーストスキームを形成することは理解されるであろう。
【００２９】
したがって、使用時に、第１スイッチ２８が開成している状態から開始して、入力部２４から出力部２６に電流は流れていないことは理解されるであろう。次に続く第１スイッチ２８の閉成によって、電流が、第２インダクタ２２および第２インダクタ２０を通って出力部２６に流れ始める。第２インダクタ２２を通る電流の変化は、変化する磁束を生成する。第２および第３インダクタ２２，３０の相互の磁気的結合によって、生成された磁束は第３インダクタ３０の両端間に起電力を発生させる。第２および第３インダクタ２２，３０の巻線の方向は、生成された起電力が、この場合ダイオードの形態のさらなるスイッチ３６がオンになり、第１インダクタ２０に供給される電流が増加するように第２インダクタ２２を通って供給される電流を補うように、電流が誘導されるような方向である。生成された起電力のレベルに応じて、スイッチ３６を形成するダイオードは、部分的にオンにしかならなくすることができる。
【００３０】
上述のように、第１インダクタ２０は、バックコンバータの一部を形成し、そこに供給される電流が増大し、その結果、通常の方法でそこにエネルギが蓄積される。
【００３１】
次に続く第１スイッチ２８の再開成は、第２インダクタ２２の入力部２４への接続を遮断し、電流は、もはや第２インダクタ２２を介して第１インダクタ２０に供給されなくなる。最初に、第１スイッチ２８が開成すると、さらなるスイッチ３６を形成するダイオードは導通し続ける。本スキームの動作におけるこの段階中、バックコンバータの通常のように、第１インダクタ２０は放電する。
【００３２】
第１インダクタ２０に供給される電流は、使用時に増加されるので、出力部２６において特定の効果を達成するために、第１インダクタ２０のインダクタンスが減少されてもよいことは理解されるであろう。結果として、本スキームの効率を高めることができる。
【００３３】
図２に示されるように、第１スイッチ２８を損傷または破壊から保護するために、必要に応じて、追加のダイオード３８が設けられてもよい。比較的低い電圧の用途においては、これは要求されなくてもよいが、より高い電圧の用途では望ましいと考えられる。
【００３４】
図２は、太陽光発電パネルからの出力を電源または配電網もしくは送電網で使用するのに適したレベルに変換する際に本発明を使用することを示しているけれども、本発明が多くの他の用途において使用されてもよいことは理解されるであろう。一例として、コンピュータ機器、テレビジョンおよび音響機器などの広範囲の電気または電子機器に関連する電源において使用されてもよい。さらに、電動車両に使用される電気モータなどの電気モータに関連する電力制御システムに組み込まれてもよい。これらは本発明が利用可能な用途の例に過ぎず、本発明はこれに限定されないことは理解されるであろう。
【００３５】
図４は、図２の回路の変形例を示す。図４の変形例において、ＤＣリンク回路４０は、第１インダクタ２０によって部分的に形成されるバックコンバータと出力部２６との間に接続される。ＤＣリンク回路４０は第４インダクタ４２と、第５インダクタ４４とを含み、第４および第５インダクタ４２，４４は、共通の磁気コア上に巻回され、互いに磁気的に結合される。また、それらは、第１インダクタ２０に接続される点４６において互いに電気的に接続される。第４インダクタ４２は、スイッチ４８を介してグランドに接続され、第５インダクタ４４は、ダイオード５０を介して出力部２６に接続される。
【００３６】
使用時に、スイッチ４８が開成すると、電流は第４インダクタ４２を介してグランドに流れなくなる。スイッチ４８が次に開成すると、電流が第４インダクタ４２を通って流れ始める。第４インダクタ４２を通る電流の変化は、第５インダクタ４４にわたる電位差を誘導する。スイッチ４８の開閉を適切に制御することによって、出力部２６における出力電圧を制御することができることは理解されるであろう。
出力部２６における電圧と入力部２４における電圧との間の関係は、以下のように表される。
V_out/V_in = D_1/(1-D_2/2)
【００３７】
ここで、ＶｏｕｔおよびＶｉｎは、それぞれ、出力部２６における電圧および入力部２４における電圧であり、Ｄ１およびＤ２は、スイッチ２８，４８がそれぞれ閉成している時間の割合を示す。
【００３８】
図４に示される変形例は、可変速度駆動用途などの出力電圧の大きさを制御するまたは変化させることが望まれる用途において特に有益であり得ることが理解されるであろう。本構成の他の利点は、回路の動作が、供給に悪影響を及ぼさないように濾波を必要とする有意な高調波または他の影響を生じさせないことである。
【００３９】
図３は、第２スイッチ３４が、第１および第２インダクタ２０，２２間の点に接続される代わりに、スイッチ２８および第２インダクタ２２間の点に接続される、図２に示される構成の変形例を示す。図３の構成の動作は、図２のものと大体同じであり、さらに詳細には説明しない。必要に応じて、図４のＤＣリンク回路を、この回路に適用することができる。
【００４０】
上述の構成は、回路が簡単であり、わずかな構成要素を組み込むという点で有利である。その製造は、したがって経済的に達成され得る。必要に応じて、インダクタはマルチコア形態であってもよい。
【００４１】
インダクタは、非常に小さなサイズであることが想定されており、たとえば、それぞれわずかな巻線だけを含む。一例として、各インダクタは約４〜６の巻線を有してもよい。しかしながら、本発明はこれに限定されないことは理解されるであろう。
【００４２】
次に図５を参照して、一対の並列腕１１２，１１４に直列に接続される主インダクタ１１０を含み、各腕１１２，１１４は、一次インダクタ１１６ａ，１１６ｂと、二次インダクタ１１８ａ，１１８ｂと、一次スイッチ１２０ａ，１２０ｂとを含み、そのすべてが互いに直列に配設され、二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが、関連する一次インダクタ１１６ａ，１１６ｂおよび一次スイッチ１２０ａ，１２０ｂの間の点にスイッチ式接地接続を提供する、ＤＣ−ＤＣ変換回路が示される。図示された構成において、一次スイッチ１２０ａ，１２０ｂはダイオードの形態を取り、回路が動作している様式に応じてオンに切換えて導通状態となる。二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂは、単純なスイッチとして図示しているけれども、典型的には、トランジスタまたはトランジスタと同様の素子などの適切に制御された電子スイッチ素子の形態を取る。広範囲の素子が可能であり、本発明はこれに限定されないことは理解されるであろう。図５に示されるように、制御ユニット１２４が設けられ、二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂの動作を制御する。
【００４３】
第１および第２脚１１２，１１４の一次および二次インダクタ１１６ａ，１１６ｂ，１１８ａ，１１８ｂは、すべて共通の磁気コア（図示せず）上に巻回され、互いに磁気的に結合され、巻線方向は、図５に図示されたような方向である。インダクタ１１６ａ，１１６ｂ，１８ａ，１１８ｂの個々のインダクタンスは非常に低い。一例として、各インダクタは、わずかな巻線だけから成っていてもよい。しかしながら、より多くの巻線が必要に応じて用いられてもよい。
【００４４】
入力部１２６および出力部１２８間に接続された回路によって、両方の二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが閉成（オン）すると、主インダクタ１１０を通る電流は、量Δｉだけ上昇し、主インダクタ１１０に電流の増加に反対する起電力を誘導する。この状態から、二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂの一方が開成（オフ）し、他方が閉成（オン）すると、主インダクタ１１０を通る電流は、量Δｉだけ降下し、降下した電流は、反対方向に主インダクタ１１０に起電力を誘導する。
【００４５】
二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂを繰り返し開閉することによって、一方または他方の二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが閉成（オン）することを常に保証し、両方の二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが両方とも開成（オフ）するときが存在せず、スイッチング周波数の適切な選択によって、主インダクタ１１０を通る電流が連続的に変化していてもよいことは理解されるであろう。
【００４６】
一次および二次インダクタ１１６ａ，１１６ｂ，１１８ａ，１１８ｂのインダクタンスは、好ましくは、一次インダクタ１１６ａ，１１６ｂのインダクタンスが互いに等しく、二次インダクタ１１８ａ，１１８ｂのインダクタンスが互いに等しいという意味で対称である。結果として、電流の変化の大きさ、および結果として誘導される起電力は、任意の時点でどの二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが動作しているかにかかわらず、同じである。
【００４７】
両方の二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが閉成すると、図５に示されるような点Ｖｎにおける電位はゼロであり、したがって
V_in = L_m Δi/t_on
である。
ここで、ｔｏｎは両方の二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが閉成する継続期間であり、図５に示される用語を用いている。図７は、二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂの位置の経時変化を示し、両方の二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが閉成する全スイッチングサイクルの周期Ｔの期間ｔｏｎを特定している。スイッチング周波数はｋＨｚの領域にあることが想定されているが、本発明はこれに限定されない。
【００４８】
一方または他方の二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが開成する（他方は閉成する）と、ＶｎはＶαに等しく、脚１１２，１１４の一次インダクタ１１６ａ，１１６ｂにわたる電位に、開成している二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが関連している。
2018501770.tif 000003
である。
ここで、Ｔは、図７に示されるように、スイッチングサイクルの周期である。
【００４９】
デューティサイクルＤは、以下のように定義される。
D=t_on/T
上式を解いて、伝達関数を求める。
V_out/V_in = (2+η) 1/((1-D))
ここで
η=√(L_b/L_a)=√(L_d/L_c)
【００５０】
上式から入力電圧に対する出力電圧の比は、デューティサイクルの制御、すなわち両方の二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂがその閉成（オン）位置を占める時間の割合を変化させることによって、および／または一次インダクタ１１６ａ，１１６ｂに対する二次インダクタ１１８ａ，１１８ｂのインダクタンスの選択によって、制御可能であることは理解されるであろう。
【００５１】
したがって、図５に示される回路は、出力部１２８の電圧を入力部１２６の電圧に対して制御可能な量だけ増加させるブースト回路として機能してもよい。回路は非常に高い効率を有し、使用時には最小の損失しか経験されない。
【００５２】
図７は、二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが制御されてもよい１つの可能性のある態様を示しているけれども、本発明はこれに限定されない。上述のように、デューティサイクルの適切な制御によって、回路を用いて達成されるブーストのレベルが制御されてもよい。両方のスイッチを同時に開成する期間がないように回路を動作させることが特に有利であるけれども、本発明はこれに限定されない。
【００５３】
いくつかの構成において好ましいかもしれない、別のスイッチング方式は、二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂが、切換えられるスイッチ１２２ａ，１２２ｂにわたる電位差がゼロである動作サイクルにおける点において切換えられるようにスイッチングを制御すること含む。多くの技術が可能であり、これによって、このような制御が達成されてもよい。１つの可能性は、一次インダクタ１１６ａ，１１６ｂとは独立しているが磁気的に関連する追加の検知巻線を組み込むことであり、その結果、検知巻線に誘導される起電力が、関連するインダクタ１１６ａ，１１６ｂ内に流れる電流に関する。検知巻線に誘導された起電力を監視することによって、スイッチ１２２ａ，１２２ｂにわたる電位差がゼロであるとき、したがってこのようなゼロ電圧スイッチングが生じるときが判定可能である。
【００５４】
図５の回路は、ブースト回路よりもむしろバックコンバータとして機能するようにわずかに修正されまたは再構成されてもよい。図６は、このように再構成された場合の回路を示す。図５を図６と比較することによって、回路の再構成が、入力部と出力部を入れ替えること、一次スイッチ１２０ａ，１２０ｂを形成するダイオードを制御可能なスイッチに置換すること、および二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂとして用いられたスイッチをダイオードに置換することを含むことが理解されるであろう。
【００５５】
図６の回路は、使用時に、二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂよりもむしろ、一次スイッチ１２０ａ，１２０ｂが積極的に制御されることを除いて、図５の回路とほぼ同様に動作する。この回路の伝達関数は、以下のとおりに表される。
V_out/V_in = D+((1-D))/((2+η))
【００５６】
上述の伝達関数から、図６の回路が、バック要素（デューティサイクルＤ）と、デューティサイクルおよびインダクタ値の比の両方に関するオフセットとを有することが明らかである。したがって、図５の回路と同様に、出力電圧は、入力電圧に関して、デューティサイクルＤを制御することによって、一次スイッチ１２０ａ，１２０ｂの動作の適切な制御によって、または第１および第２脚１１２，１１４に用いられるインダクタンスの相対的な大きさの制御によって制御可能である。
【００５７】
図５の回路と同様に、図６の回路は、好ましくは、一次スイッチ１２０ａ，１２０ｂが両方とも同時に開成状態にならないように動作されるけれども、回路は、必要に応じて、これが生じるように動作されてもよい。
【００５８】
一次スイッチ１２０ａ，１２０ｂおよび二次スイッチ１２２ａ，１２２ｂの両方が制御可能な形態である場合、ブーストコンバータまたはバックコンバータのいずれかとして使用することができる単一の回路を製造してもよく、それが入力部および出力部間に接続される方法に依存し、それが制御される方法に依存することが理解されるであろう。
【００５９】
図５の構成と同様に、図６の回路は、好ましくは、そのゼロ電圧スイッチングを生じるように制御される。
【００６０】
図８は、図５のブースト回路に直列に配置された図６のバック回路を組み込んだ構成を示し、ブースト回路およびバック回路は単一の主インダクタ１１０を共有している。図８の回路のスイッチの動作の適切な制御によって、汎用ＤＣ−ＤＣ変換器スキームが提供され、出力信号を入力信号よりも高くまたは低くなるように制御することができることが理解されるであろう。このような回路は、変化する入力信号を有しているにもかかわらず出力信号を一定レベルで維持することが望まれる用途を含むが、これに限定されない広範囲の用途で使用されてもよい。
【００６１】
上述の回路において、２つの脚１１２，１１４のインダクタのインダクタンスは、対称に配置される。これは好ましいけれども、これが当てはまらない構成も可能であることは理解されるであろう。
【００６２】
図５および図６のブースト回路およびバックコンバータ回路は、出力信号を、高い効率で入力部におけるものに関して増減させることができる。回路は、比較的簡単であり、したがって部品コストは相対的に低い。
【００６３】
必要に応じて、図５、図６および図８の回路は、図２および図４に示される一般的形態の回路に組み込まれてもよいことは理解されるであろう。
【００６４】
添付の図面は、本発明の範囲内にある特定の回路を図示したものであるけれども、添付の特許請求の範囲によって規定されるような本発明の範囲から逸脱することなく、多くの修正または変更が可能であることは理解されるであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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