(57)【要約】  航空機の始動および発電システムは、スタータ／発電機に接続され、航空機の原動機を始動するために始動モードにおいてスタータ／発電機を駆動するためのＡＣ電力を生成し、原動機が始動された後にスタータ／発電機から得られたＡＣ電力を発電モードにおいてＤＣ電力に変換するインバータ／コンバータ／コントローラ（２００）を含む。負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）は、スタータ／発電機からのＤＣ電力出力（４５２）に選択的に結合され、ＬＬＵ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ（４８０）構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）を有し、それは供給モードではＤＣ電力出力（４５２）にＤＣ電力を供給し、受け取りモードではＤＣ電力出力（４５２）からＤＣ電力を受け取る。ＬＬＵブリッジゲートドライバ（４６０）は、双極性パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して供給モードおよび受け取りモードの間にＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動する。【選択図】図８
2018509871.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
航空機の始動および発電システム（５０）であって、
主機械（１１０）、エキサイタ（１２０）、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機（１００）と、
前記スタータ／発電機（１００）からの直流（ＤＣ）電力出力（４５２）と、
負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）であって、前記ＤＣ電力出力（４５２）に選択的に結合され、ＬＬＵ金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ（４８０）構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）を有し、供給モードにおいて前記ＤＣ電力出力（４５２）にＤＣ電力を供給し、受け取りモードにおいて前記ＤＣ電力出力（４５２）からＤＣ電力を受け取る、負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）と、
前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するように構成されたＬＬＵブリッジゲートドライバと、を含み、
前記ＬＬＵブリッジゲートドライバは、双極性パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して、供給モードおよび受け取りモードの間に前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するように動作する、航空機の始動および発電システム（５０）。
【請求項２】
前記ＬＬＵは、電力蓄積装置（４７０）をさらに含む、請求項１に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
【請求項３】
前記電力蓄積装置（４７０）は、前記供給モードの間に前記ＩＣＣ（２００）に電力を放電し、前記受け取りモードの間に前記ＩＣＣ（２００）から電力を吸収するように構成される、請求項２に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
【請求項４】
前記電力蓄積装置（４７０）は、ピーク電力要件の期間中に、前記スタータ／発電機（１００）と同時にかつ並行して電力を放電するように構成される、請求項２に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
【請求項５】
前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）は、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジのうちの少なくとも一方をさらに含む、請求項１に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
【請求項６】
前記主機械（１１０）のステータに接続される主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）と、前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）を駆動する主機械ブリッジゲートドライバと、をさらに含む、請求項１に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
【請求項７】
ＤＣ電力出力（４５２）を有する主機械（１１０）、エキサイタ（１２０）、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機（１００）と、前記ＤＣ電力出力（４５２）に選択的に結合され、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）を有する負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）と、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するように構成されたＬＬＵブリッジゲートドライバと、を有する、航空機の始動および発電システム（５０）を制御する方法であって、前記方法は、
供給モードの場合には、前記ＤＣ電力出力（４５２）を前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に選択的に結合し、双極性パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して供給モード中に前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動することにより、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）から前記ＤＣ電力出力（４５２）に電力を供給するステップと、
受け取りモードの場合には、前記ＤＣ電力出力（４５２）を前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に選択的に結合し、前記双極性ＰＷＭを使用して前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動することにより、前記ＤＣ電力出力（４５２）から前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）へ電力を受け取るステップと、を含む方法。
【請求項８】
始動モードの場合には、前記ＤＣ電力出力（４５２）を前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に選択的に結合し、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）から電力を供給し、始動モード中に双極性ＰＷＭを使用して前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するステップをさらに含み、始動モード中に前記主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動する前記ステップは、前記航空機の原動機を始動させる、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）から電力を供給する前記ステップは、電力蓄積装置（４７０）から前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に電力を供給する工程をさらに含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
供給モードと受け取りモードとを選択的に切り替えるステップをさらに含む、請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書で開示される主題は、一般に、始動モードで電気エネルギーを機械エネルギーに、発電モードで機械エネルギーを電気エネルギーに変換する双方向エネルギー変換ブラシレス電気回転装置の組み合わせに関する。特に、本主題は、３つの電気機械セット、スタータ／発電機（Ｓ／Ｇ）、およびＩＧＢＴベースのデジタル制御装置を含む航空機の始動および発電システムに関するものであり、ここではインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と呼ぶ。
【背景技術】
【０００２】
現在、航空機用のスタータ発電機システムが存在し、それは航空機エンジンを始動させるためと、発電モードにおいて始動された後の航空機エンジンを利用して航空機の電力システムに電気エネルギーを供給するための両方に使用される。高電圧直流（ＤＣ）電力は、航空機のタービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）から得ることができる。交流（ＡＣ）電力は、航空機のタービンエンジンによって駆動されるＡＣ発電機から、またはＤＣ電力をＡＣ電力に変換することによって得られる。航空機タービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）の高電圧ＤＣシステムにおいて、または航空機タービンエンジンによって駆動されるＡＣ発電機からのＤＣリンク電圧生成において、効率を達成するために、ワイドバンドギャップデバイスを使用することが知られている。同様に、航空機タービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）のＡＣシステムにおいて、または航空機タービンエンジンによって駆動されるＤＣ発電機からのＡＣリンク電圧において、効率を達成するために、ワイドバンドギャップデバイスを使用することが知られている。低スイッチング損失、低伝導損失、および高温性能は、ワイドバンドギャップデバイスの３つの利点である。
【０００３】
一貫して効率を達成するためには、航空機の発電システムにおけるワイドバンドギャップデバイスを制御することが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】欧州特許出願公開第２５６２０２１号明細書
【発明の概要】
【０００５】
一態様では、航空機の始動および発電システムは、主機械、エキサイタ、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機と、スタータ／発電機に接続されたＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有し、航空機の原動機を始動させるために始動モードにおいてスタータ／発電機を駆動するためのＡＣ電力を生成し、原動機が始動した後にスタータ／発電機から得られたＡＣ電力を、スタータ／発電機の発電モードにおいてＤＣ電力に変換するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバと、を含む。主ブリッジゲートドライバは、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを、始動モード中には空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用して駆動し、発電モード中には逆導通ベースの非アクティブ整流を使用して駆動するように動作する。
【０００６】
別の態様では、主機械、エキサイタ、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機と、主機械巻線の電圧出力に接続されたＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバと、を有する航空機の始動および発電システムを制御する方法が提供される。本方法は、始動モードの場合には、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジに電力を供給し、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用して始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップであって、始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するステップは航空機の原動機を始動させる、工程と、発電モードの場合には、逆導通ベースの非アクティブ整流を用いてＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動して、スタータ／発電機の主機械巻線から得られたＡＣ電力をＤＣ電力に変換する工程と、を含む。
【０００７】
別の態様では、航空機は、エンジンと、エンジンに接続され、主機械、エキサイタ、および永久磁石発電機を有するスタータ／発電機と、を含む。ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）は、スタータ／発電機に接続され、エンジンを始動させるための始動モードにおいてスタータ／発電機を駆動するためのＡＣ電力を生成し、エンジンが始動した後にスタータ／発電機から得られたＡＣ電力を、スタータ／発電機の発電モードにおいてＤＣ電力に変換する。主ブリッジゲートドライバは、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを、始動モード中には空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用して駆動し、発電モード中には逆導通ベースの非アクティブ整流を使用して駆動するように構成される。
【０００８】
図面の説明は以下の通りである。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本主題のための全体的なＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムの従来技術環境を示す図である。
【図２】図１の全体的なＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図３】始動モードにおける図１および図２のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図４】発電モードにおける図１および図２のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図５】図１のＳ／Ｇの断面図である。
【図６】主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを有するＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図７】逆導通ベースの非アクティブ整流ＭＯＳＦＥＴスイッチング方法の例示的な回路図である。
【図８】ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを有する負荷平準化ユニットを備えた、Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図９】４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを備えた、Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本明細書に開示された主題は、図１〜図５に示すようなシステムで使用可能である。一実施形態では、Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム５０は、Ｓ／Ｇ１００およびＩＣＣ２００を含む。図１、図２および図５に示すように、Ｓ／Ｇ１００は、主機械１１０、エキサイタ１２０、およびＰＭＧ１３０を含む３つの電気機械の組み合わせである。この配置は、３機械セットと呼ばれる。主機械１１０は、突極同期機械とすることができる。主機械１１０のステータ１１２は、ＩＣＣ２００の主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０に接続される。主機械１１０のロータ１１４は、主ロータ１１４のシャフト１１８の内側に位置する全波または半波回転整流器１１６の出力に接続される。エキサイタロータ１２２は、回転整流器１１６の入力に接続される三相巻線を有し、エキサイタステータ１２４は、ＤＣ巻線と、図２に示す接触器２２０を介してＩＣＣ２００のエキサイタＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２に接続される三相ＡＣ巻線と、を含む。図２は、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０のブロック図を示し、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０およびエキサイタＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２を構成する部品を強調してある。
【００１１】
図２に示すＩＣＣ２００は、２つのＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ、すなわち主ブリッジ２１０およびエキサイタブリッジ２１２を含む。主ブリッジ２１０およびエキサイタブリッジ２１２は、それぞれ、主インバータ／コンバータおよびエキサイタインバータ／コンバータとも呼ばれる。各々は、デジタル制御アセンブリによって制御される。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０を制御するアセンブリは、主デジタル制御アセンブリ２３０と呼ばれる。あるいは、始動モードではスタータインバータデジタル制御アセンブリ、発電モードでは発電機コンバータ制御アセンブリと呼ばれることもある。エキサイタＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２を制御するアセンブリは、エキサイタデジタル制御アセンブリ２４０と呼ばれる。あるいは、始動モードではエキサイタインバータデジタル制御アセンブリ、発電モードではエキサイタコンバータデジタル制御アセンブリと呼ばれることもある。主デジタル制御アセンブリ２３０は、組み込みソフトウェアと共に、始動モードではＳ／Ｇを駆動するためのＡＣ電力を生成する主ブリッジ２１０を制御し、発電モードではＡＣ電力を航空機で要求されるＤＣ電力に変換する。
【００１２】
Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム５０は、２つの動作モード、すなわち始動モードと発電モードを有する。始動モードでは、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０は別個の電源ＶＤＣ６０から電力を供給され、別個の電源ＶＤＣ６０への接続を図１および図２に示す。主機械１１０は、始動モードでは三相巻線界磁突極同期モータとして機能する。同期モータのシャフトにトルクを発生させるためには、２つのことが起こらなければならない。第１は主ステータ１１２の三相巻線に三相交流を入力することであり、第２は主ロータ１１４に励磁電流を供給することである。主ステータ１１２への電流の周波数は、主機械の速度に比例するように供給される。三相交流電流は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０によって供給される。三相電流によって生成された回転磁界は、主ロータ１１４によって生成された磁界と相互作用し、したがって、主ロータ１１４のシャフトに機械的トルクを生成する。
【００１３】
主ロータ１１４に励磁電流を供給することは、以下の理由により従来の発電システムにおける課題である。始動の開始時に、任意の同期機械ベースのエキサイタは電力を発生しない。低速では、同期機械ベースのエキサイタは、主ロータに電力を供給するのに十分な電力を発生することができない。これは、同期ベースのエキサイタの場合、そのＤＣ励磁巻線がロータ巻線に電力を伝達しないためである。実際、従来の発電システムでは、動力はシャフト上の機械的エネルギーからのみ伝達され得る。したがって、エンジンを始動させるために、主ロータ励磁電流を発生させる電力はエキサイタステータ１２４から来なければならない。換言すれば、始動モード中の励磁のためのエネルギーは、エキサイタ１２０の隙間を横切る。明らかに、回転トランスが望ましい。逆に、発電モードでは、主機械１１０は、三相巻線界磁突極同期発電機として動作する。電気を生成するために、１つのことが起こる、すなわち励磁電流が主ロータ１１４に供給される。そのために、従来の同期エキサイタを利用することができる。異なるモードは、励起のために異なる電源を必要とする。１つのモードはエキサイタステータ１２４にＡＣ三相電流を必要とし、他のモードはエキサイタステータ１２４にＤＣ電流を必要とする。
【００１４】
二重機能エキサイタステータは、ＩＣＣ内に配置された接触器２２０と連動して動作する。接触器をその適切な位置に切り替えることによって、エキサイタステータ内の巻線は、始動モード中にＡＣ三相巻線に構成される。このモードでは、ＡＣ三相巻線を有するエキサイタステータ１２４と別のＡＣ三相を有するエキサイタロータ１２２とが誘導エキサイタを形成する。ＩＣＣ内のエキサイタデジタル制御アセンブリ２４０によって制御されるので、ＡＣ三相巻線の位相シーケンスの方向は、機械シャフトの方向とは反対である。このように、誘導エキサイタは制動モードで動作する。発電モードでは、エキサイタステータ１２４内の巻線はＤＣ巻線に構成される。ＤＣ巻線を有するエキサイタステータ１２４およびＡＣ三相巻線を有するエキサイタロータ１２２は、同期エキサイタを形成する。エキサイタにいかなる大きさおよび／または重量も加えずに、構成されたＡＣおよびＤＣ巻線は、始動モードおよび発電モードの間に、エキサイタロータ１２２とエキサイタステータ１２４との間の隙間に必要な回転磁界をそれぞれ発生する。さらに、ＡＣ巻線は、始動モード中に、エキサイタステータ１２４からエキサイタロータ１２２へ電力を伝達する。
【００１５】
始動モードと発電モードの両方において、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０のＩＧＢＴ２１５が転流するたびに、主ロータ１１４の機械的位置情報が電力スイッチ転流のために必要となる。図２に示し、図３および図４に詳細に示すように、センサレスロータ位置信号θ、ωe（ロータ位置、ロータ速度）が、主デジタル制御アセンブリ２３０によって生成される。ロータ位置信号は、主デジタル制御アセンブリ２３０内の組み込みソフトウェアによってＳ／Ｇの電圧信号および電流信号によって構成される
図３は、始動モードにおけるＳ／ＧおよびＩＣＣシステム５０のブロック図を示す。主同期モータ１１０、誘導エキサイタ１２０、およびＰＭＧ１３０の３つの電気機械がある。主同期モータ１１０および誘導エキサイタ１２０は、始動モードにおいて重要な役割を果たす。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０は、ＤＣバス（例えば、２７０ＶＤＣ）からＤＣ入力電力を受け取り、ＤＣ電力をＡＣ電力にインバートする。インバータによって生成された三相ＡＣ電流は、主同期モータ１１０に供給される。ＡＣ電流を生成するためのゲート信号は、スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御される。スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０は、位相ａ電流、位相ｂ電流、およびＤＣバス電圧を測定する。位相ａ電流および位相ｂ電流は、主デジタル制御アセンブリ２３０内の組み込みソフトウェアを介して実現されるクラーク変換を使用して、同期静止フレーム内のα電流およびβ電流に伝達される。α軸は、主ステータのＰｈａｓｅ  ａ巻線の中心に位置するａ軸に一致し、β軸は、空間的にα軸よりも電気角で９０°先行している。α電流とβ電流は、同じ組み込みソフトウェアによって実現されるパーク変換を使用して、同期回転フレーム内のｄ電流とｑ電流にさらに伝達される。ｄ軸は、主ロータ１１４の励磁巻線の軸と整列しているが、ｑ軸は、空間的にｄ軸よりも電気角で９０°先行している。
【００１６】
図３に示すように、ｄループおよびｑループの２つの電流調整ループが存在する。ｄループおよびｑループの出力はｄ電圧およびｑ電圧であり、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）に供給される前に逆パーク変換を使用してα電圧およびβ電圧に戻される。パーク変換および逆パーク変換を実行するために、主ロータ位置角が決定される。α電圧とβ電圧は、ＩＧＢＴスイッチのゲーティング信号を生成するＳＶＰＷＭへの入力である。スイッチング周波数は、１４ｋＨｚ、または他の適切な周波数に設定することができる。
【００１７】
図３に示すように、スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０と同様に、エキサイタインバータデジタル制御アセンブリ２４０も、クラーク変換、パーク変換、および逆パーク変換を有する。また、エキサイタインバータデジタル制御アセンブリ２４０は、ｄ電流調整ループおよびｑ電流調整ループを有する。ゲート信号は、対応するＳＶＰＷＭによって生成される。前述したように、エキサイタＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２またはエキサイタインバータの基本周波数は１２５０Ｈｚ、または他の何らかの適切な周波数に固定されており、エキサイタ１２０はそのロータ１２２およびステータ１２４に突極を持たないので、式２πｆｔを用いて人工的にロータ位置情報を構築することができ、ここでｆ＝１２５０Ｈｚであり、ｔは時間である。これは、主インバータとは異なる、すなわち、リアルタイムのロータ位置情報は、この場合には必要ではない。１つの可能な実施では、エキサイタインバータのＳＶＰＷＭスイッチング周波数は１０Ｈｚであるが、本発明の趣旨および範囲内であれば、他の適切に選択されたスイッチング周波数を利用することができる。
【００１８】
始動モードの第２の実施形態では、エキサイタ１２０は、その制動モードで動作する誘導機械として構成されているか、あるいは説明したように、エキサイタ１２０は三相回転トランスのように動作する。エキサイタステータ１２４の三相巻線は、エキサイタロータ１２２に三相電圧を誘起する回転磁界を生成する。回転磁界の方向は、主機械１１０の回転方向とは反対に制御される。したがって、エキサイタロータ１２２内の電圧の周波数は、始動モード中のロータ速度と共に増加する。外部電源からのＤＣ電力は、エキサイタＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２によって三相１２５０Ｈｚの電力（または他の何らかの適切な周波数）に変換される。電力はエアギャップを横切ってエキサイタロータ１２２の巻線に伝達される。三相電圧は、次に主発電機のロータシャフトの内側の回転整流器１１６によって整流される。整流された電圧は、主機械１１０のロータ１１４に励磁電力を供給する。ロータ速度がエンジンアイドル速度に達すると、始動モードが終了し、発電モードが開始する。エキサイタロータ１２２は、エキサイタステータ１２４およびロータシャフト１１８の両方からエネルギーを受け取る。ゼロ速度では、すべてのエネルギーはエキサイタステータ１２４から来る。シャフト１１８からのエネルギーは、ロータ速度の増加と共に増加する。
【００１９】
組み込みソフトウェアとともにデジタル制御アセンブリ２３０による主ロータ位置情報を構築するためのセンサレス実装は、ａ）高周波注入センサレス推定、およびｂ）電圧モードセンサレス推定の２つの部分を含む。高周波注入センサレス推定は、０ｒｐｍから８０ｒｐｍなどの所定の低速までをカバーする。電圧モードセンサレス推定は、８０ｒｐｍなどの速度から１４，４００ｒｐｍなどの高い回転速度までカバーし、エンジンはそのカットオフ速度まで引っ張られる。上述の電圧モードセンサレスを含む他のほとんどのセンサレス方法は、これらの方法が基本的に逆起電力に依存するために、ゼロ速度および低速では機能しない。高周波注入法は、逆起電力には依存しない。したがって、この方法は、０から８０ｒｐｍなどの所定の低速までの速度で使用することが可能である。したがって、主同期機械の回転数および低速でのロータ位置推定が達成される。センサレスの実際の実現方法を以下に説明する。
【００２０】
図３に示すように、主機械１１０の速度が８０ｒｐｍまたは主機械１１０の周波数ｆ0≦８Ｈｚ未満である場合には、一対の５００Ｈｚ正弦波形電圧Ｖαi、ＶβiがＳＶＰＷＭの入力に重畳される。この５００Ｈｚの周波数を搬送周波数と呼ぶ。本発明の趣旨および範囲内にある、他の適切な搬送周波数を利用することができる。図３では、この搬送周波数は記号ωcで表されている。これらの２つの重畳電圧に対する各相の電流の応答は、ロータ位置情報を含む。
【００２１】
主ステータの各相電流はいくつかの成分を有する。図３に示すように、位相ａと位相ｂの電流は、クラーク変換によってα軸とβ軸に伝達される。α電流およびβ電流は、周波数ωrの基本成分、周波数ωcの正のシーケンス成分、周波数２ωr・ωcの負のシーケンス成分を含む。正のシーケンス成分ωcは、ロータ位置情報を含まないので役に立たない。したがって、この成分は完全に除去される。図３に示すように、α電流およびβ電流は−ωcｔ度だけ回転する。したがって、正のシーケンス成分は、ＤＣ信号となり、２次ハイパスフィルタまたは他のタイプのハイパスフィルタ（例えば、１次または３次以上）を使用することによって除去される。残りの成分、基本周波数成分および負のシーケンス成分は、ロータ情報を含む。しかし、ロータの位置は、ゼロ速度で機械に基本電流を印加する前に決定され、また、ゼロ速度および低速では、基本成分は非常に弱い。ロータ位置情報を確実に抽出することができる唯一の成分は、負のシーケンス成分である。前回の回転後、その成分の周波数は２ωr・２ωcに変更される。次に別の回転２ωcｔがデジタル制御アセンブリ２３０によって実行される。回転の出力は、６次ローパスフィルタ、または他の適切なローパスフィルタ（例えば、１次、２次、・・・または５次のローパスフィルタ）を通過する。ｉβ2θを使ってβ電流の残りの信号を表し、ｉα2θを使ってα電流の残りの信号を表すと、以下の角度が得られる。
【００２２】
【数１】
2018509871.tif 000003
残念なことに、上記の角度の周波数は基本周波数の２倍の周波数を有しているため、パーク変換および逆パーク変換に直接使用することはできない。上記の角度をロータ位置角度に変換するために、θ’が北極から南極までの領域の下にあるか、南極から北極までの領域の下にあるかを検出する。θ’が北極から南極までの領域の下にある場合には、角度は
θ＝θ’であり、
θ’が南極から北極までの領域の下にある場合には、角度は
θ＝θ’＋πである。
【００２３】
次にこの角度は、ｄ電流調整ループおよびｑ電流調整ループのＰａｒｋ変換および逆パーク変換で利用される。図３に示すように、クラーク変換とパーク変換との間に帯域阻止フィルタ（図３に示すような５００Ｈｚフィルタ、本発明の趣旨および範囲内にある他の阻止帯域周波数を利用することができる）を配置して、ｄ電流調整ループおよびｑ電流調整ループ上の搬送周波数の外乱を除去する。
【００２４】
この高周波注入センサレス方法は、ゼロ速度または低速で満足に機能する。しかしながら、この方法は、周波数が搬送波周波数に近いかそれより高い速度では、同様には機能しない。したがって、速度があるしきい値回転速度、例えば８０ｒｐｍを上回る場合には、別のセンサレス方法が利用される。この方法は、以下に説明するように、電圧モードセンサレス方法である。
【００２５】
電圧モードセンサレスの実現は、以下によって達成される。誘導モータとＰＭモータでは使用されているが、ステータの自己インダクタンスが定数ではなく、ロータ位置の関数であるため、突極同期機械には適用されていない。同期静止フレームにおける従来のαおよびβ磁束結合方程式は、α軸磁束結合上のβ磁束結合の逆正接によってロータ角度を生成するために使用されるが、インダクタンスが常に変化するので、突極巻線界磁同期機械で使用するには実用的でない。この問題を克服するために、第２の実施形態では、一対の人工的な磁束結合λα’とλβ’およびそれらの表現が導出される。
【００２６】
【数２】
2018509871.tif 000004
ここで、ＲsとＬqはそれぞれ主ステータ抵抗とｑ軸同期インダクタンスである。両方の機械パラメータは一定である。幸いにも、λα’およびλβ’はそれぞれα磁束結合およびβ磁束結合と整列し、角度
【００２７】
【数３】
2018509871.tif 000005
は実際に、機械速度がしきい値回転速度を超える、例えば、８０ｒｐｍを超えると、パークおよび逆パーク変換に使用することができるロータ角である。これらの方程式は、デジタル制御アセンブリ２３０の組み込みソフトウェアで実現することができる。この手法は、機械速度が特定の回転速度を超えている、例えば８０ｒｐｍを超えている間、信頼できるロータ位置角度推定を提供する。
【００２８】
高周波注入センサレス方法と電圧モードセンサレス方法の２つの方法を組み合わせることで、同期機械ベースのスタータの全速度範囲にわたって十分な精度でロータ位置情報を提供することができる。
【００２９】
始動中に、主機械１１０上の主インバータによって印加される電圧は、速度に比例し、主機械１１０の内部インピーダンスに対する逆起電力および電圧降下のベクトル和に一致する。インバータによる適用可能な最大電圧は、ＤＣバス電圧である。ベクトル和がＤＣバス電圧に等しくなると、インバータ電圧は飽和する。飽和が起こると、主機械１１０の速度はそれ以上高くならず、ｄ電流調整ループおよびｑ電流調整ループは制御不能になる。しばしば、インバータは過電流になり、遮断される。主デジタル制御アセンブリ２３０は、エキサイタデジタル制御アセンブリ２４０に送られる線間電圧ＶabおよびＶbcを測定する。これらの２つの線間電圧にクラーク変換が適用される。変換の２つの出力のベクトル和は、図３に示すように、自動磁界弱化ループのフィードバックとして使用される。ＤＣバス電圧は、制御ループの基準として考慮され、使用される。自動磁界弱化制御ループは、インバータ電圧が飽和するのを防ぎ、したがって、主インバータ電流調整ループが制御不能になり遮断することを防止する。
【００３０】
自動磁界弱化は、インバータ電圧が飽和している間に高速でより高い電力密度を達成するために、ほぼ力率１の制御方式と組み合わせることができる。限定ではなく一例として、ほぼ１の力率は、０．９以上１．０未満の力率に対応する。自動磁界弱化がエアギャップ磁界を維持している間に、主機械１１０をほぼ力率１の領域で動作させる所定のｄ軸電流プロファイルが印加される。次の方程式に見られるように、ωＬmd（ｉf＋ｉd）の項の他に、自動磁界弱化が一貫して重要であり、ωＬmqｉdｉqの項も重要になるためである。これにより、Ｓ／Ｇの電力密度が大幅に向上する。
【００３１】
Ｐ＝ωＬmd（ｉf＋ｉd）ｉq・ωＬmqｉdｉq
ここで、Ｐおよびωはそれぞれ電気機械的パワーおよびロータ速度であり、ＬmdおよびＬmqはそれぞれｄ磁化インダクタンスおよびｑ磁化インダクタンスである。
【００３２】
ベース速度より低い速度でのトルク密度を増加させることができる。前述したように、主インバータデジタル制御アセンブリ２３０には２つの電流調整ループが存在する。１つはｄ軸ループ、もう１つはｑ軸ループである。一般に、ｑループはトルク発生を制御し、ｄループはエアギャップ内の磁界を制御する。この手法は、ベクトル制御手法とも呼ばれる。高いトルク密度を達成するために、十分なロータ励磁電流ｉfとトルク発生電流ｉqを印加することによって、機械対磁気飽和領域が駆動される。しかしながら、電流があるレベルに達した後、電流ｉq、ｉd、およびｉfの大きさがどのように増加しても、機械は磁気的に飽和しているので、トルクは同じままである。この対策は、機械のリラクタンストルクを最大にするように設定されたベクトル制御を利用することである。機械によって生成される電気機械的トルクは、以下の通りである。
【００３３】
Ｔ＝Ｌmd（ｉf＋ｉd）ｉq・Ｌmqｉdｉq
ここで、ＬmdとＬmqはそれぞれｄ磁化インダクタンスとｑ磁化インダクタンスである。機械が磁気的に飽和すると、Ｌmd（ｉf＋ｉd）の項は定数になる。したがって、リラクタンストルクを生成する方法は、負のｉdを機械に印加することである。ｉd＝ＩｓｉｎδおよびＩq＝Ｉｃｏｓδが分かっていれば、上記の式に対して最適化を実行して、ｉd電流の最適プロファイルが得られる。
【００３４】
【数４】
2018509871.tif 000006
ここで、λiは機械の内部磁束結合である。
【００３５】
本発明者が行ったシミュレーションに基づいて、ベクトル制御の入力にｉdプロファイルを適用することにより、約３８％のトルク増加を達成することができる。要約すると、ベクトル制御が設定され、適切なｉd電流プロファイルが得られると、機械のトルク密度が劇的に増加する。
【００３６】
第３の実施形態では、最大発電効率を達成するためのＩＣＣの構成および制御は、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０の発電モードに適用可能である。
【００３７】
発電モードでは、図２に示すように、主機械１１０が同期発電機となり、エキサイタ１２０が同期発電機となる。ＰＭＧ１３０は、図示するように整流器ブリッジを介してエキサイタコンバータに電力を供給する。エキサイタコンバータは、図４に示すように、エキサイタＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２内に２つのアクティブＩＧＢＴ／ダイオードスイッチを含む。ゲートに実線を付したＩＧＢＴ／ダイオードスイッチがエキサイタコンバータに使用されている。これらはＩＧＢＴスイッチ番号１とＩＧＢＴスイッチ番号４である。発電モード中に、ＩＧＢＴ１はＰＷＭモードであり、ＩＧＢＴ４は常にオンである。残りのＩＧＢＴはオフになっている。番号２のダイオードはフリーホイーリングに使用される。ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ４およびダイオード２とエキサイタステータ巻線は、ＤＣバス電圧、例えば２７０ＶＤＣを、同期エキサイタの所望の励磁電流を発生する電圧まで降圧するバックコンバータを形成する。
【００３８】
非アクティブ整流およびアクティブ整流が設定可能である。エキサイタコンバータデジタル制御アセンブリ２４０および主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御されて、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、用途に応じて、非アクティブ整流器またはアクティブ整流器になることができる。電力の流れが一方向のみである用途では、ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によってダイオード動作ブリッジに構成される。電力の流れが双方向である用途では、ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、同じデジタル制御アセンブリによってＩＧＢＴおよびダイオード動作ブリッジに構成される。電力の流れの方向がＩＣＣから負荷に向かう場合には、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステムは発電モードになる。電力の流れの方向が負荷からＩＣＣに向かう場合には、システムはいわゆる回生モードになり、これは実際にはモータリングモードである。非アクティブ整流では、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジとも呼ばれる、主インバータのＩＧＢＴスイッチ内の真性ダイオードのみが利用される。電圧調整は、エキサイタデジタル制御アセンブリ２４０内の組み込みソフトウェアによって達成され、発電機コンバータデジタル制御アセンブリ２３０は、図４に示すように、主インバータのＩＧＢＴをオフに維持する。ＰＯＲの電圧を制御する３つの制御ループがある。最も内側のものは電流レギュレータである。測定された励磁電流はフィードバックであり、ＡＣ電圧レギュレータの出力は基準である。電流レギュレータは、コマンドレベルで励磁電流を制御する。次のループはＡＣ電圧ループである。図４に示すように、フィードバック信号はｍａｘ｛｜Ｖab｜，｜Ｖbc｜，｜Ｖca｜｝である。基準はＤＣ電圧レギュレータの出力である。ＡＣ電圧ループは、負荷オフの過渡状態中に調整ポイント（ＰＯＲ）のＤＣ電圧を望ましい範囲に保つ上で重要な役割を果たす。最後の制御ループはＤＣ電圧ループである。ＰＯＲの測定電圧を基準電圧２７０ＶＤＣと比較する。誤差は対応するデジタルコントローラの補償レギュレータに入力される。このようにして、ＰＯＲのＤＣ電圧が調整される。
【００３９】
前述のように、回生が必要な発電用途では、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジがアクティブ整流器に構成される。このような構成では、以下のようにして電圧調整が実現される。図４に示すように、エキサイタデジタル制御アセンブリおよび主デジタル制御アセンブリ内の組み込みコードの両方が、非アクティブ整流のものとは異なる構成になっている。エキサイタ側の制御に関しては、励磁電流ループはＰＩ制御ループのみとなる。制御ループの基準は、ＤＣ負荷電流の関数であるルックアップテーブルにより生成される。このテーブルは、主ステータの電流が最小可能値に近づくように生成される。主側の外側制御ループの制御はＤＣ電圧ループである。基準は２７０ＶＤＣであり、フィードバック信号はＰＯＲ電圧である。図４に示すように、制御ループは、ＰＩコントローラの出力にＤＣ出力電力のフィードフォワードを加えたＰＩコントローラである。ＤＣ出力電力は、ＤＣ出力電流とＰＯＲ電圧との積に等しい。フィードフォワード信号とＰＩコントローラの出力との和は、ＰＩコントローラでもある内部制御ループの基準として利用される電力コマンドである。フィードバック信号は、図４に示すように、発電機の電圧および電流を用いて算出された電力である。内部制御ループの出力は電圧角θｖであり、ＳＶＰＷＭベクトルＶd＊およびＶq＊を生成するために利用される。２つのベクトルは、パーク逆変換の入力である。変換の出力は、図４に示すようなＳＶＰＷＭの入力である。
【００４０】
ＩＧＢＴコンバータの制御は、自動磁界修正と過変調を組み合わせて、ＩＧＢＴ発電モード動作の最適効率を達成することができる。
【００４１】
図４に示すように、Ｖd＊およびＶq＊は、以下の式によって算出される。
【００４２】
Ｖd＊＝｜Ｖ＊｜ｓｉｎθv
Ｖq＊＝｜Ｖ＊｜ｃｏｓθv
ここで、｜Ｖ＊｜＝Ｖｍａｇである。
【００４３】
効率を最適化するために、最初にＶｍａｇを１ｐｕに選択して、コンバータを強制的に完全な過変調領域にし、ＳＶＰＷＭにより生じるＩＧＢＴスイッチングを完全に低下させる。これにより、ＩＧＢＴのスイッチング損失を最小にする。ＩＧＢＴは位相シフトスイッチングのように機能する。
【００４４】
Ｖｍａｇは一定であるので、電力ループは、角度θｖを調整することによって電力を調整する。負荷がゼロのときは、θｖはゼロに近づき、負荷が増加するとθｖは増加する。
【００４５】
最適化された効率を達成する第２の要因は、エキサイタ界磁電流を最適化してｉd電流を最小にすることである。このように、ＩＧＢＴの伝導損失および発電機の銅損が最小になる。エキサイタ界磁電流はＤＣ負荷電流に直接関係していることが分かる。ＤＣ負荷電流が高くなるほど、エキサイタ界磁電流が高くなる。最小エキサイタ界磁電流を達成する目的で、測定によりルックアップテーブルが生成される。ルックアップテーブルの入力はＤＣ負荷電流であり、ルックアップテーブルの出力はエキサイタステータのエキサイタ界磁電流のコマンドである。テーブルは、ＤＣ負荷電流点ごとに、ｉd電流が最小であるときに最適エキサイタ界磁電流となるように生成される。このような制御方法は、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステムの最適効率を達成するだけでなく、発電モードから回生モード、すなわちモータリングモードまで動作点が容易に揺れるような有効な手法を提供する。このようにして、ＤＣバス上の余分なエネルギーを発電機に最も速く戻すことが達成される。第３の実施形態の第３の態様は、発電モード中にＩＧＢＴ転流手法を提供することを目的とする。ＩＧＢＴの転流は、センサレス電圧モードに基づいており、これは、始動モードで使用される同様のセンサレス手法である。しかし、ダイオードのみのモードとＩＧＢＴモードとの間で動作モードが変化するので、ＩＧＢＴモードに入る前にロータ位置角度が決定される。ＶαとＶβは、ＳＶＰＷＭコマンドではなく線間電圧測定から直接得られる。
【００４６】
回生は、バス電圧を同時に調整しながら、ＤＣバス上の余分なエネルギーを機械に吸収することによって達成することができる。発電モード中には、負荷によって生成される余分なエネルギーが存在する可能性がある。このような余分なエネルギーは、ＤＣバス電圧を上昇させる。このエネルギーは、本発明の過変調ＳＶＰＷＭによって提供される回生手法により機械によって吸収され得る。この状態の間、主インバータデジタル制御は電圧角θｖの方向を逆転させ、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを強制的にモータリングモードにする。したがって、電力の流れの方向は逆になる。電力は負荷から機械に流れる。過変調はＩＧＢＴのスイッチングを防止し、スイッチング損失を最小にする。本発明のこの態様は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを発電モードから回生モードに切り替える高速な方法を提供し、逆もまた同様である。
【００４７】
前述の環境における他の実施形態および構成は、本開示の主題において企図される。例えば、第４の実施形態を図６に示す。第４の実施形態は、第１、第２および第３の実施形態と同様の要素を有する。したがって、同様の部分は同様の符号で識別され、第１、第２、および第３の実施形態の同様の部分の説明は、別段の記載がない限り、第４の実施形態に適用されることが理解される。
【００４８】
先の実施形態と第４の実施形態との間の１つの差異は、第４の実施形態が接触器２２０を除去したことである。第４の実施形態には接触器２２０が含まれていないが、本発明の代替的な実施形態は、本明細書で説明するように接触器２２０を含んでもよい。
【００４９】
先の実施形態と第４の実施形態との間の別の相違点は、図示するように、第４の実施形態は、エキサイタ１２０および主機械１１０のそれぞれのＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ構成で置き換えており、それは主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０およびエキサイタＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２として示してある。それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、個別に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、任意選択的に、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードの両端に構成された外部ダイオードを含むように構成することができる。あるいは、本発明の実施形態は、より大きな電力損失などの望ましくないボディダイオードの電気的特性を有するデバイス３１４のために、ワイドバンドギャップＭＯＳＦＥＴデバイス３１４に使用される外部ダイオードの除去を可能にすることができる。主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、主機械デジタル制御アセンブリ３３０と通信可能に結合され、主機械デジタル制御アセンブリ３３０によって制御可能である。同様に、エキサイタＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２は、エキサイタデジタル制御アセンブリ３４０と通信可能に結合され、エキサイタデジタル制御アセンブリ３４０によって制御可能である。
【００５０】
各ＭＯＳＦＥＴ３１４および／または各ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０，３１２は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）および／または窒化ガリウム（ＧａＮ）ベースの高帯域幅電力スイッチＭＯＳＦＥＴなどの１つまたは複数の固体スイッチおよび／またはワイドバンドギャップデバイスを含むことができる。ＳｉＣまたはＧａＮは、固体材料の構造、より小型で軽いフォームファクタで大きな出力レベルを処理する能力、および電気的動作を迅速に実行する高速スイッチング能力に基づいて選択することができる。他のワイドバンドギャップデバイスおよび／または固体材料デバイスを含めることができる。
【００５１】
デジタル制御アセンブリ３３０、３４０の各々は、それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０、３１２の各ＭＯＳＦＥＴ３１４のゲートに結合されて示され、本明細書で説明される様々なモードに従ってそれぞれのブリッジ３１０、３１２を制御および／または駆動するように動作する。例えば、主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、その組み込みソフトウェアとともに、（１）航空機の原動機を始動させるための始動モードでＳ／Ｇ１００を駆動するためのＡＣ電力を生成し、（２）上述したように、原動機が始動された後にスタータ／発電機１００から得られたＡＣ電力をスタータ／発電機１００の発電モードでＤＣ電力に変換する主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することができる。第４の実施形態の動作中に、主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、主機械ブリッジ３１０を制御可能に動作させて、航空機の原動機の始動後に制御モードを始動モードから発電モードに切り替えることができる。
【００５２】
一例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、本明細書で説明するように、ＳＶＰＷＭを使用して始動モード中にブリッジ３１０を駆動するように構成することができる。本明細書で使用されるように、ＭＯＳＦＥＴブリッジを「駆動」することは、制御方法の例、例えばＳＶＰＷＭに従ってゲート制御および／またはスイッチングパターンを行うことを含むことができる。追加のスイッチングパターンが可能である。
【００５３】
別の例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、逆導通ベースの非アクティブ整流方法を使用して、発電モード中にブリッジ３１０を駆動するように構成することができる。逆導通ベースの非アクティブ整流の一例を、図７に示す単純化された電気回路で示す。第１の回路４００では、逆方向に電流を流すことによって、すなわち、ソース端子からドレイン端子に向かう方向にＭＯＳＦＥＴチャネルに電流を流すことによって、アクティブゲートを有する第１のＭＯＳＦＥＴ４０２を横切る単相電流（例えば、この電流はボディダイオードとは反対にＭＯＳＦＥＴチャネルを横切る）が示されている。電流はさらに、電気的負荷４０４を横切って進み、アクティブゲートを有する第２のＭＯＳＦＥＴ４０６を通って戻り、同様に逆方向に流れる。第１の回路４００は、非アクティブゲート（例えば、ＭＯＳＦＥＴチャネルを通って導通しない）を有する第３のＭＯＳＦＥＴ４０８をさらに示す。
【００５４】
第２の回路４１０は、第２のＭＯＳＦＥＴ４０６および第３のＭＯＳＦＥＴ４０８のそれぞれが非アクティブゲートを有するように示され、帰還電流が各ＭＯＳＦＥＴ４０６、４０８のボディダイオードを通って流れる、第１の制御可能なスイッチング事象を示す。第２の回路４１０の第１の制御可能なスイッチング事象の間、電流は、第２のＭＯＳＦＥＴ４０６から第３のＭＯＳＦＥＴ４０８へ転流するように示されている。第３の回路４２０は、第３のＭＯＳＦＥＴ４０８がアクティブゲートを有し、ＭＯＳＦＥＴチャネルを介して逆方向に電流を流すように示されている、第２の制御可能なスイッチング事象を示す。第３の回路４２０では、第２および第３のＭＯＳＦＥＴ４０６、４０８のいずれも、それぞれのボディダイオードを介して電流を流していない。
【００５５】
図７は単相で制御可能なスイッチング事象のみを示しているが、逆導通ベースの非アクティブ整流の方法を利用して、ＭＯＳＦＥＴブリッジを制御し（ＭＯＳＦＥＴゲート制御およびタイミングを介して）、３相ＡＣ電力整流をＤＣ電力に提供することができ、本明細書で説明する。
【００５６】
さらに別の例では、主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、組み込みソフトウェアとともに、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御して、Ｓ／Ｇ１００および／または原動機の試験および／または診断を行うために、ブリッジ３１０が、航空機の原動機を動作させるおよび／または動かすためにＳ／Ｇ１００をモータリングモードで駆動するＡＣ電力を生成するようにすることができる。この例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、本明細書で説明するように、ＳＶＰＷＭを使用してモータリングモード中にブリッジ３１０を動作させる、および／または駆動するように構成することができる。
【００５７】
このように、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、主機械デジタル制御アセンブリ３３０によって制御されて、電力をインバートおよび／または変換するように制御可能に機能することができる。主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０の動作のみが説明されているが、他の実施形態は、エキサイタＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２の同様の動作を含むことができ、エキサイタＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２は、発電モード中にＳＶＰＷＭを用いてエキサイタＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２を駆動するように、エキサイタデジタル制御アセンブリ３４０によって制御可能に動作する。前の実施形態と同様に、双方向電力フロー（すなわち、スタータ／発電機１００）が記載されているが、実施形態は、発電機などの単一方向の電力フローを含んでもよい。さらに、追加の構成要素を含めることができ、それは例えば、スタータ／発電機１００のロータ位置を検知または予測することなどによって、主機械デジタル制御アセンブリ３３０のタイミングおよび／または方法動作に関する入力を提供するための主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）である。
【００５８】
この実施形態は、例えば、過剰なエネルギーが航空機のロータおよび／または原動機の運動エネルギーに格納されるように、主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させて主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することによって、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０が航空機電力システムの過剰な電気エネルギーを吸収するようにさらに構成することができ、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。
【００５９】
第５の実施形態では、図８に示すように、スタータ／発電機１００は、主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２に選択的に結合された負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）４５０をさらに含むことができる。ＬＬＵ４５０は、例えば、バッテリ、燃料電池、またはウルトラキャパシタなどの電力蓄積装置４７０を有する、統合冗長回生電力変換システムを含むことができる。ＬＬＵ４５０は、余剰電力の期間中に、例えば、過剰なエネルギーが航空機の電気的飛行制御作動またはスタータ／発電機１００からの過剰な発電から戻される場合に、航空機電力システムの電気エネルギーが電力蓄積装置４７０によって選択的に吸収され、および／または受け取られる（すなわち、「受け取りモード」）ように動作するように構成することができる。ＬＬＵ４５０は、エンジン始動および／または飛行制御作動などの高出力システム要求の際などの、ピーク電力または発電不足の期間に、電力蓄積装置４７０の電気エネルギーが供給される（すなわち、「供給モード」）ように動作するようにさらに構成することができる。
【００６０】
図示するように、ＬＬＵ４５０は、本明細書に記載の主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０と同様のＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ４８０などのインバータ／コンバータ／コントローラを含むことができ、その出力は、スタータ／発電機１００のＤＣ出力と選択的に並列化される。ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０を含むことができ、それは、様々な動作モード中にＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０を選択的に駆動するように構成することができる。例えば、ＬＬＵ４５０が供給モード中にスタータ／発電機１００のＤＣ電力出力にＤＣ電力を供給するように動作する場合に、ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０は、双極性パルス幅変調（ＰＷＭ）方法を利用することにより、ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０のゲートを動作させることができる。ＬＬＵ４５０は、供給モードでは、本明細書で説明するように、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０に電力を供給して、始動モードおよび／またはモータリングモードで動作させるように動作することができる。別の例では、ＬＬＵ４５０が受け取りモード中にスタータ／発電機のＤＣ電力出力からＤＣ電力を受け取るように動作する場合に、ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０は、双極性ＰＷＭ方法を利用することにより、ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０のゲートを動作させることができる。
【００６１】
ＬＬＵ４５０は、本明細書で説明するように、発電モードで動作している間に主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０からの電力を吸収するように、受け取りモードで動作することができる。この意味で、ＬＬＵ４５０は、航空機の電気系統への電力の放電、ならびに航空機の電気系統上の余剰電力からの再充電を行うように動作することができる。この実施形態は、例えば、過剰なエネルギーが航空機のロータおよび／または原動機の運動エネルギーに格納されるように、主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させて主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することによって、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０がＬＬＵ  ４５０の障害発生時に航空機電力システムの過剰な電気エネルギーを吸収するようにさらに構成することができ、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。上述した本発明の実施形態と同様に、それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０、３１２、４８０は、個別に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、任意選択的に、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードの両端に構成された外部ダイオードを含むように構成することができる。
【００６２】
さらに別の例示的な実施形態では、図９に示すように、スタータ／発電機１００は、主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２に結合された４脚インバータ５５０をさらに含むことができる。４脚インバータ５５０は、発電モードで主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２から受け取ったＤＣ電力をＡＣ電力に変換するように動作することができ、航空機の原動機を始動させるために始動モードでスタータ／発電機を駆動するためのＤＣ電力を生成および供給するようにさらに動作することができる。
【００６３】
図示するように、４脚インバータ／コンバータ５５０は、本明細書に記載の主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０と同様の４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ５８０などの、インバータ／コンバータ／コントローラを含むことができ、それはＡＣ電力の３つの異なる位相に対する３つの出力５８２と、ＡＣ電力の３つの位相に対する中立出力のための第４の出力５８４と、を有するように構成される。一例では、三相ＡＣ出力は４００Ｈｚであってもよい。実施形態は、様々な動作モード中に４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０を選択的に駆動するように構成された４脚デジタル制御アセンブリ５６０をさらに含むことができる。例えば、４脚インバータ／コンバータ５５０が、発電モード中にＤＣ電力出力４５２からのＤＣ電力を三相（および中立）ＡＣ電力に変換するように動作しているときに、４脚デジタル制御アセンブリ５６０は、双極性ＰＷＭ方法を利用して４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０のゲートを動作させていることができる。４脚インバータ／コンバータ５５０は、双極性ＰＷＭ方法を利用して４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０のゲートを動作させることによって、本明細書に記載するように、始動モードおよび／またはモータリングモードで動作させるために主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０に電力を供給するように始動モードでさらに動作することができる。
【００６４】
この実施形態は、例えば、過剰なエネルギーが航空機のロータおよび／または原動機の運動エネルギーに格納されるように、主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させて主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することによって、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０が航空機電力システムの過剰な電気エネルギーを吸収するようにさらに構成することができ、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。上述した本発明の実施形態と同様に、それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０、３１２、５８０は、個別に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、任意選択的に、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードの両端に構成された外部ダイオードを含むように構成することができる。
【００６５】
本発明の追加の実施形態は、本明細書に記載のＭＯＳＦＥＴベースのブリッジの代替的な反復を企図している。例えば、本発明の一実施形態は、エキサイタＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２およびＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０を有することができる。本発明の別の実施形態は、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０を有することができる。本発明のさらに別の実施形態は、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０のみを有することができる。さらに、本明細書に記載されているＭＯＳＦＥＴブリッジのいずれも、代替的なまたは様々な制御方法の下で動作することができ、類似または異種の材料および／または固体デバイスを含むことができる。さらに、様々な構成要素の設計および配置は、いくつかの異なるインライン構成が実現できるように再構成することができる。
【００６６】
本明細書に開示された実施形態は、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構造を有する航空機の始動および発電システムを提供する。上記の実施形態で実現できる１つの利点は、上記の実施形態が、制御方法および／またはパターンに基づいてインバート機能および変換機能の両方を実行することができるＭＯＳＦＥＴベースの制御可能なブリッジを実現することである。例えば、特定の機能についてＳＶＰＷＭを使用することで、スタータ／発電機はＭＯＳＦＥＴベースのブリッジの損失を最小限に抑えながら同期ゲーティングを達成することができる。さらに、逆導通ベースの非アクティブ整流の逆方向にＭＯＳＦＥＴデバイスに電流を流すと、ＭＯＳＦＥＴの電力損失をダイオードの順方向電圧降下によって生じる電力損失よりも低くすることができ、電力損失をさらに最小にすることができる。
【００６７】
さらに、電子飛行制御作動の上昇に伴い、従来の飛行制御作動と比較して、航空機の電力システムに対する需要が増加している。さらに、電子飛行制御作動による電力システムに対する需要の増加が止まった場合には、電力システムの利用可能な電力の増加は、電力サージによって損傷を受ける可能性がある他の敏感な電子機器を脅かすおそれがある。本明細書に記載のＭＯＳＦＥＴベースのゲート制御方法を組み込んだＬＬＵは、電気の需要が高いときは補助電力を供給し、電気の需要が低いときは余剰電力を吸収する。
【００６８】
上記の実施形態で実現可能なさらに別の利点は、ワイドバンドギャップＭＯＳＦＥＴデバイスが、従来の半導体デバイスに比べて、損失が少なく、スイッチング周波数が高く、動作温度が高いという利点を有することである。さらに、ボディダイオードが制御方法で利用され、ＭＯＳＦＥＴ動作のみよりも高い電力損失を有する傾向があるが、このようなダイオードの使用は最小限に抑えられ、次に電気系統の電力損失を低減する。
【００６９】
上記の実施形態で実現可能なさらに別の利点は、実施形態が、スタータ／発電機、エキサイタ、ＬＬＵ、および４脚インバータ／コンバータシステムについて優れた重量およびサイズの利点を有することである。さらに、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジなどの固体デバイスは、故障率がより低く、信頼性が向上している。航空機の構成要素を設計する際に、対処する重要な要素はサイズ、重量、および信頼性である。本発明の結果として生じる実施形態は、より軽量で、より小さいサイズで、性能が向上し、信頼性が増したシステムを有する。低減された重量およびサイズは、飛行中の競争上の優位性に相関する。
【００７０】
すでに記載されていない範囲で、様々な実施形態の異なる特徴および構造を互いに組み合わせて用いることができる。１つの特徴を実施形態のすべてにおいて示しているわけではないということは、それができないと解釈されるものではなく、説明を簡潔にするためにそのようにしているのである。したがって、新規な実施形態が明白に記載されているか否かを問わず、新規な実施形態を形成するように、異なる実施形態の様々な特徴を要望通りに混合し適合させることができる。本明細書に記載されている特徴のすべての組み合わせまたは置換は、この開示によって包括される。
【００７１】
本明細書は、最良の形態を含めて、本発明を開示するために実施例を用いており、また、任意のデバイスまたはシステムを製作し使用し、任意の組み込まれた方法を実行することを含めて、いかなる当業者も本発明を実施することが可能となるように実施例を用いている。本発明の特許され得る範囲は、特許請求の範囲によって定義され、当業者が想到する他の実施例を含むことができる。このような他の実施例は、特許請求の範囲の文言との差がない構造要素を有する場合、または特許請求の範囲の文言との実質的な差がない等価の構造要素を含む場合、特許請求の範囲内にある。
［実施態様１］
航空機の始動および発電システム（５０）であって、
主機械（１１０）、エキサイタ（１２０）、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機（１００）と、
前記スタータ／発電機（１００）からの直流（ＤＣ）電力出力（４５２）と、
負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）であって、前記ＤＣ電力出力（４５２）に選択的に結合され、ＬＬＵ金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ（４８０）構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）を有し、供給モードにおいて前記ＤＣ電力出力（４５２）にＤＣ電力を供給し、受け取りモードにおいて前記ＤＣ電力出力（４５２）からＤＣ電力を受け取る、負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）と、
前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するように構成されたＬＬＵブリッジゲートドライバと、を含み、
前記ＬＬＵブリッジゲートドライバは、双極性パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して、供給モードおよび受け取りモードの間に前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するように動作する、航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様２］
前記ＬＬＵは、電力蓄積装置（４７０）をさらに含む、実施態様１に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様３］
前記電力蓄積装置（４７０）は、バッテリ、燃料電池、またはウルトラキャパシタのうちの少なくとも１つを含む、実施態様２に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様４］
前記電力蓄積装置（４７０）は、前記供給モードの間に前記ＩＣＣ（２００）に電力を放電し、前記受け取りモードの間に前記ＩＣＣ（２００）から電力を吸収するように構成される、実施態様２に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様５］
前記電力蓄積装置（４７０）は、ピーク電力要件の期間中に、前記スタータ／発電機（１００）と同時にかつ並行して電力を放電するように構成される、実施態様３に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様６］
前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）は、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジのうちの少なくとも一方をさらに含む、実施態様１に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様７］
前記主機械（１１０）のステータに接続される主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）と、前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）を駆動する主機械ブリッジゲートドライバと、をさらに含む、実施態様１に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様８］
前記主機械（１１０）は、余剰電力を前記航空機の原動機の運動エネルギーに蓄積することによって回生モードにおいて前記システムの前記余剰電力を吸収する主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）構成を含み、前記主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用して回生モード中に前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（３１０）を駆動するように動作する、実施態様７に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様９］
前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）は、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジのうちの少なくとも一方をさらに含む、実施態様８に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様１０］
前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）は、個別に制御可能なＭＯＳＦＥＴのアレイをさらに含む、実施態様１に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様１１］
前記ＬＬＵブリッジゲートドライバは、個別に制御可能な各ＭＯＳＦＥＴを駆動するように動作する、実施態様１０に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様１２］
前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）は、個別に制御可能なワイドバンドギャップデバイスＭＯＳＦＥＴをさらに含む、実施態様１に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様１３］
前記ＭＯＳＦＥＴは、前記ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードの両端に構成された外部ダイオードをさらに含む、実施態様１２に記載の航空機の始動および発電システム（５０）。
［実施態様１４］
ＤＣ電力出力（４５２）を有する主機械（１１０）、エキサイタ（１２０）、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機（１００）と、前記ＤＣ電力出力（４５２）に選択的に結合され、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）を有する負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）と、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するように構成されたＬＬＵブリッジゲートドライバと、を有する、航空機の始動および発電システム（５０）を制御する方法であって、前記方法は、
供給モードの場合には、前記ＤＣ電力出力（４５２）を前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に選択的に結合し、双極性パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して供給モード中に前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動することにより、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）から前記ＤＣ電力出力（４５２）に電力を供給するステップと、
受け取りモードの場合には、前記ＤＣ電力出力（４５２）を前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に選択的に結合し、前記双極性ＰＷＭを使用して前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動することにより、前記ＤＣ電力出力（４５２）から前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）へ電力を受け取るステップと、を含む方法。
［実施態様１５］
供給モードの場合には、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）から電力を供給する前記ステップは、電力蓄積装置（４７０）から前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に電力を供給する工程をさらに含む、実施態様１４に記載の方法。
［実施態様１６］
電力蓄積装置（４７０）から電力を供給するステップは、バッテリ、燃料電池、またはウルトラキャパシタのうちの少なくとも１つの少なくとも一部を放電する工程をさらに含む、実施態様１５に記載の方法。
［実施態様１７］
始動モードの場合には、前記ＤＣ電力出力（４５２）を前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に選択的に結合し、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）から電力を供給し、始動モード中に双極性ＰＷＭを使用して前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するステップをさらに含み、始動モード中に前記主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動する前記ステップは、前記航空機の原動機を始動させる、実施態様１４に記載の方法。
［実施態様１８］
前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）から電力を供給する前記ステップは、電力蓄積装置（４７０）から前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）に電力を供給する工程をさらに含む、実施態様１７に記載の方法。
［実施態様１９］
供給モードと受け取りモードとを選択的に切り替えるステップをさらに含む、実施態様１４に記載の方法。
［実施態様２０］
航空機であって、
エンジンと、
エンジンに接続され、主機械（１１０）、エキサイタ（１２０）、および永久磁石発電機を有するスタータ／発電機（１００）と、
前記スタータ／発電機（１００）からの直流（ＤＣ）電力出力と、
負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）であって、前記ＤＣ電力出力（４５２）に選択的に結合され、ＬＬＵ金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ（４８０）構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）を有し、供給モードにおいて前記ＤＣ電力出力（４５２）にＤＣ電力を供給し、受け取りモードにおいて前記ＤＣ電力出力（４５２）からＤＣ電力を受け取る、負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）（４５０）と、
前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するように構成されたＬＬＵブリッジゲートドライバと、を含み、
前記ＬＬＵブリッジゲートドライバは、双極性パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して、供給モードおよび受け取りモードの間に前記ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ（４８０）を駆動するように動作する、航空機。
【符号の説明】
【００７２】
５０  インバータ／コンバータ／コントローラシステム、発電システム、ＩＣＣシステム
６０  電源ＶＤＣ
１００  スタータ／発電機
１１０  主機械、主同期モータ
１１２  主ステータ
１１４  主ロータ
１１６  回転整流器
１１８  ロータシャフト
１２０  誘導エキサイタ
１２２  エキサイタロータ
１２４  エキサイタステータ
１３０  ＰＭＧ
２００  インバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）
２１０  主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ、主ブリッジ
２１２  エキサイタＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ、エキサイタブリッジ
２２０  接触器
２３０  主コンバータデジタル制御アセンブリ、主インバータデジタル制御アセンブリ、スタータインバータデジタル制御アセンブリ
２４０  エキサイタコンバータデジタル制御アセンブリ、エキサイタインバータデジタル制御アセンブリ
３１０  主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ
３１２  エキサイタＭＯＳＦＥＴブリッジ
３１４  ＭＯＳＦＥＴデバイス
３３０  主機械デジタル制御アセンブリ
３４０  エキサイタデジタル制御アセンブリ
４００  第１の回路
４０２  第１のＭＯＳＦＥＴ
４０４  電気的負荷
４０６  第２のＭＯＳＦＥＴ
４０８  第３のＭＯＳＦＥＴ
４１０  第２の回路
４２０  第３の回路
４５０  負荷平準化ユニット
４６０  負荷平準化デジタル制御アセンブリ、ＬＬＵデジタル制御アセンブリ
４７０  電力蓄積装置
４８０  ＬＬＵ  ＭＯＳＦＥＴブリッジ
４５２  ＤＣ電力出力
５５０  ４脚インバータ／コンバータ
５８０  ４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ
５８２  ３つのＡＣ出力
５８４  第４の中立出力
５６０  ４脚デジタル制御アセンブリ
【図１】
2018509871.tif 000007
【図２】
2018509871.tif 000008
【図３】
2018509871.tif 000009
【図４】
2018509871.tif 000010
【図５】
2018509871.tif 000011
【図６】
2018509871.tif 000012
【図７】
2018509871.tif 000013
【図８】
2018509871.tif 000014
【図９】
2018509871.tif 000015
【国際調査報告】
2018509871.tif 000016
2018509871.tif 000017