(57)【要約】  航空機用始動および発電システムは、主機械、励磁機、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機を含む。システムはまた、スタータ／発電機に接続され、航空機の原動機を始動するために始動モードでスタータ／発電機を駆動するＡＣ電力を発生し、原動機の始動後にスタータ／発電機から得られたＡＣ電力をスタータ／発電機の発電モードでＤＣ電力に変換するインバータ／コンバータ／コントローラを含む。主ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用する始動モード中に、および逆導通ベースのイナクティブ整流を使用する発電モード中にＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成される。【選択図】図１
2018509124.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
航空機用始動および発電システムであって、
主機械（１１０）、励磁機（１２０）、および永久磁石発電機（１３０）を含むスタータ／発電機（１００）と、
前記スタータ／発電機（１００）に接続される金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ構成を有し、前記航空機の原動機を始動するために始動モードで前記スタータ／発電機（１００）を駆動する交流（ＡＣ）電力を発生し、前記原動機の始動後に前記スタータ／発電機（１００）から得られたＡＣ電力を前記スタータ／発電機（１００）の発電モードで直流（ＤＣ）電力に変換するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）と、
前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバとを備え、
前記主ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用する始動モード中に、および逆導通ベースのイナクティブ整流を使用する発電モード中に前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する、航空機用始動および発電システム。
【請求項２】
前記励磁機（１２０）の励磁機ステータ（１２４）に接続される励磁機ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジと、前記励磁機ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された励磁機ブリッジゲートドライバとをさらに備える、請求項１に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項３】
前記励磁機ブリッジゲートドライバが、ＳＶＰＷＭを使用して前記励磁機ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する、請求項２に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項４】
前記励磁機ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジが、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジの少なくとも１つをさらに備える、請求項３に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項５】
前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジが、炭化ケイ素ベースのブリッジまたは窒化ガリウムベースのブリッジの少なくとも１つをさらに備える、請求項１に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項６】
主ブリッジデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）をさらに備える、請求項１に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項７】
前記主ブリッジＤＳＰが、スタータ／発電機（１００）のロータ位置を予測するように構成される、請求項６に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項８】
前記主ブリッジＤＳＰが、スタータ／発電機（１００）のロータ位置を感知するように構成される、請求項６に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項９】
前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジが、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴのアレイをさらに備える、請求項１に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項１０】
前記主ブリッジゲートドライバが、各個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴを駆動するように動作する、請求項９に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項１１】
前記ＩＣＣ（２００）が、余剰電力を前記航空機の前記原動機の運動エネルギーに蓄積することによって、回生モードで前記システムの前記余剰電力を吸収するＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成をさらに備え、前記主機械ブリッジゲートドライバが、ＳＶＰＷＭを使用する回生モード中に前記主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する、請求項１に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項１２】
前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジが、個別に制御可能なワイドバンドギャップデバイスＭＯＳＦＥＴをさらに備える、請求項１に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項１３】
前記ＭＯＳＦＥＴが、前記ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードにわたって構成された外部ダイオードをさらに備える、請求項１２に記載の航空機用始動および発電システム。
【請求項１４】
主機械（１１０）、励磁機（１２０）、および永久磁石発電機（１３０）を含むスタータ／発電機（１００）と、前記主機械（１１０）巻線の電圧出力と接続されたＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）と、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバとを有する航空機用始動および発電システムを制御する方法であって、
前記方法は、始動モードの場合、電力を前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジに供給することと、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用する始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動することであって、始動モード中に前記主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動することは、前記航空機の原動機を始動する、駆動することと、
発電モードの場合、逆導通ベースのイナクティブ整流を使用して前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動して、前記スタータ／発電機（１００）の前記主機械（１１０）巻線から得られたＡＣ電力をＤＣ電力に変換することとを含む、方法。
【請求項１５】
始動モードの場合、前記航空機の前記原動機の前記始動後に発電モードに切り替えることをさらに含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
発電モードの場合、前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを前記駆動することが、前記ＡＣ電力を２７０ＶＤＣ電力の高ＤＣ電圧に変換することをさらに含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
エンジンと、
前記エンジンに接続され、主機械（１１０）、励磁機（１２０）、および永久磁石発電機（１３０）を有するスタータ／発電機（１００）と、
前記スタータ／発電機（１００）に接続されるＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有し、前記エンジンを始動するために始動モードで前記スタータ／発電機（１００）を駆動するＡＣ電力を発生し、前記エンジンの始動後に前記スタータ／発電機（１００）から得られたＡＣ電力を前記スタータ／発電機（１００）の発電モードでＤＣ電力に変換するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）（２００）と、
前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバとを備え、
前記主ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用する始動モード中に、および逆導通ベースのイナクティブ整流を使用する発電モード中に前記ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する、航空機。
【請求項１８】
前記励磁機（１２０）の励磁機ステータ（１２４）に接続される励磁機ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジと、前記励磁機ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された励磁機ブリッジゲートドライバとをさらに備える、請求項１７に記載の航空機。
【請求項１９】
主ブリッジデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）をさらに備える、請求項１７に記載の航空機。
【請求項２０】
前記主ブリッジＤＳＰが、スタータ／発電機（１００）のロータ位置を予測および／またはスタータ／発電機（１００）のロータ位置を感知するように構成される、請求項１９に記載の航空機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、航空機用始動および発電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
本明細書で開示される本主題は、一般に、始動モードにおいて電気エネルギーを機械エネルギーに、発電モードにおいて機械エネルギーを電気エネルギーに変換する双方向エネルギー変換ブラシレス電気回転デバイスの組み合わせに関する。特に、本主題は、３つの電気機械セット、スタータ／発電機（Ｓ／Ｇ）、およびインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と本明細書で呼ばれるＩＧＢＴベースでかつデジタル制御式のデバイスを含む航空機用始動および発電システムに関する。
【０００３】
航空機用のスタータ発電機システムが現在存在しており、このシステムを使用して航空機エンジンを始動すると共に、始動された後に航空機エンジンを発電モードで利用し、それにより電気エネルギーを航空機の電力システムに供給する。高電圧直流（ＤＣ）電力は、航空機タービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）から導出することができる。交流（ＡＣ）電力は、航空機タービンエンジンによって駆動されるＡＣ発電機から、またはＤＣ電力をＡＣ電力に変換することによって導出することができる。航空機タービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）の高電圧ＤＣシステム、または航空機タービンエンジンによって駆動されるＡＣ発電機からのＤＣリンク電圧生成において効率を達成するために、ワイドバンドギャップデバイスを使用することが知られている。同様に、航空機タービンエンジン駆動発電機およびコンバータ（ＥＧＣ）のＡＣシステム、または航空機タービンエンジンによって駆動されるＤＣ発電機からのＡＣリンク電圧において効率を達成するために、ワイドバンドギャップデバイスを使用することが知られている。低スイッチング損失、低伝導損失、および高温性能は、ワイドバンドギャップデバイスの３つの利点である。
【０００４】
一貫して効率を達成するために、航空機の発電システムにおいてワイドバンドギャップデバイスを制御することが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】欧州特許出願公開第２  ７７９  ３７９号
【発明の概要】
【０００６】
一態様では、航空機用始動および発電システムは、主機械、励磁機、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機と、スタータ／発電機に接続されるＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有し、航空機の原動機を始動するために始動モードでスタータ／発電機を駆動するＡＣ電力を発生し、原動機の始動後にスタータ／発電機から得られたＡＣ電力をスタータ／発電機の発電モードでＤＣ電力に変換するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバとを含む。主ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用する始動モード中に、および逆導通ベースのイナクティブ整流を使用する発電モード中にＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。
【０００７】
別の態様では、方法は、主機械、励磁機、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機と、主機械巻線の電圧出力と接続されたＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成された主ブリッジゲートドライバとを有する航空機用始動および発電システムを制御する。方法は、始動モードの場合、電力をＭＯＳＦＥＴベースのブリッジに供給することと、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用する始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動することであって、始動モード中に主ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動することは、航空機の原動機を始動する、駆動することと、発電モードの場合、逆導通ベースのイナクティブ整流を使用してＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動して、スタータ／発電機の主機械巻線から得られたＡＣ電力をＤＣ電力に変換することとを含む。
【０００８】
別の態様では、航空機は、エンジンと、エンジンに接続され、主機械、励磁機、および永久磁石発電機を有するスタータ／発電機とを含む。ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構成を有するインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）は、スタータ／発電機に接続され、エンジンを始動するために始動モードでスタータ／発電機を駆動するＡＣ電力を発生し、エンジンの始動後にスタータ／発電機から得られたＡＣ電力をスタータ／発電機の発電モードでＤＣ電力に変換する。主ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）を使用する始動モード中に、および逆導通ベースのイナクティブ整流を使用する発電モード中にＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように構成される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本主題のための全体的なＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムの従来技術環境を示す図である。
【図２】図１の全体的なＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図３】始動モードにおける図１および図２のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図４】発電モードにおける図１および図２のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図５】図１のＳ／Ｇの断面図である。
【図６】主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを有するＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図７】逆導通ベースのイナクティブ整流ＭＯＳＦＥＴスイッチング方法の例示的な回路図である。
【図８】ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを有する負荷平準化ユニットを備えた、Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【図９】４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを備えた、Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本明細書で開示される本主題は、図１〜図５に示されているようなシステムで使用可能である。一実施形態では、Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム５０は、Ｓ／Ｇ１００と、ＩＣＣ２００とを含む。図１、図２および図５に示すように、Ｓ／Ｇ１００は、主機械１１０、励磁機１２０、およびＰＭＧ１３０を含む３つの電気機械の組み合わせである。この構成は、３機械セットと呼ばれる。主機械１１０は、突極型同期機械とすることができる。主機械１１０のステータ１１２は、ＩＣＣ２００の主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０に接続する。主機械１１０のロータ１１４は、主ロータ１１４のシャフト１１８の内側に位置する全波または半波回転整流器１１６の出力に接続する。励磁機ロータ１２２は、回転整流器１１６の入力に接続する３相巻線を有し、励磁機ステータ１２４は、ＤＣ巻線と、図２に示す接触器２２０を介してＩＣＣ２００の励磁機ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２に接続する３相ＡＣ巻線とを含む。図２は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０および励磁機ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２を構成するコンポーネントを強調した、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０のブロック図を提供する。
【００１１】
図２に示すＩＣＣ２００は、２つのＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ、すなわち主ブリッジ２１０と、励磁機ブリッジ２１２とを含む。主ブリッジ２１０および励磁機ブリッジ２１２はそれぞれ、主インバータ／コンバータおよび励磁機インバータ／コンバータとも呼ばれる。各々は、デジタル制御アセンブリによって制御される。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０を制御するアセンブリは、主デジタル制御アセンブリ２３０と呼ばれる。あるいは、アセンブリは、始動モードにおいてスタータインバータデジタル制御アセンブリとも呼ばれ、発電モードにおいて発電機コンバータ制御アセンブリとも呼ばれ得る。励磁機ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２を制御するアセンブリは、励磁機デジタル制御アセンブリ２４０と呼ばれる。あるいは、アセンブリは、始動モードにおいて励磁機インバータデジタル制御アセンブリとも呼ばれ、発電モードにおいて励磁機コンバータデジタル制御アセンブリとも呼ばれ得る。主デジタル制御アセンブリ２３０は、その組み込みソフトウェアと共に、主ブリッジ２１０を制御し、主ブリッジ２１０は、始動モードにおいてＳ／Ｇを駆動するＡＣ電力を発生し、発電モードにおいてＡＣ電力を航空機に関して要求されるＤＣ電力に変換する。
【００１２】
Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム５０は、２つの動作モード、すなわち始動モードと、発電モードとを有する。始動モードでは、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０は、別個の電力源ＶＤＣ６０から電力供給され、それにより別個の電力源ＶＤＣ６０への接続が、図１および図２に示される。主機械１１０は、始動モードにおいて３相巻線形界磁突極型同期電動機として働く。同期電動機のシャフトにおいてトルクを生成するために、２つのことが起こらなければならない。第１は、３相交流電流を主ステータ１１２の３相巻線に入力することであり、第２は、励磁電流を主ロータ１１４に供給することである。主ステータ１１２に対する電流の周波数は、主機械の速度に比例するように供給される。３相交流電流は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０によって供給される。３相電流によって発生された回転磁界は、主ロータ１１４によって発生された磁界と相互作用し、そのため主ロータ１１４のシャフトにおいて機械的トルクが生成される。
【００１３】
主ロータ１１４に励磁電流を供給することは、以下の理由により、従来の発電システムでは難題である。始動の開始時に、どの同期機械ベースの励磁機も電力を発生しない。低速時に、同期機械ベースの励磁機は、主ロータに電力供給するのに十分な電力を発生することができない。これは、いずれの同期ベースの励磁機の場合も、そのＤＣ励磁巻線が、電力をロータ巻線に伝達しないからである。実際に、従来の発電システムの場合、電力は、シャフト上の機械エネルギーから伝達することができるだけである。したがって、エンジンを始動するために、主ロータ励磁電流を発生する電力は、励磁機ステータ１２４からもたらされなければならない。換言すれば、始動モード中の励磁用のエネルギーは、励磁機１２０の空隙を交差する。明らかに、回転変圧器が望ましい。逆に、発電モードでは、主機械１１０は、３相巻線形界磁突極型同期発電機として働く。電気を生成するために、１つのこと、すなわち励磁電流を主ロータ１１４に供給することが起こる。従来の同期励磁機は、この目的で利用することができる。異なるモードは、励磁用の異なる電力源を要求する。１つのモードは、励磁機ステータ１２４内にＡＣ３相電流を必要とし、他のモードは、励磁機ステータ１２４内にＤＣ電流を必要とする。
【００１４】
２重機能励磁機ステータが、ＩＣＣ内に位置する接触器２２０と連携して働く。接触器をその適切な位置に切り換えることによって、励磁機ステータの巻線は、始動モード中にＡＣ３相巻線に構成される。このモードでは、ＡＣ３相巻線を有する励磁機ステータ１２４および別のＡＣ３相を有する励磁機ロータ１２２は、誘導励磁機を形成する。ＩＣＣ内の励磁機デジタル制御アセンブリ２４０によって制御されて、ＡＣ３相巻線の位相シーケンスの方向が、機械シャフトの方向と逆になる。そのため、誘導励磁機は、その制動モードで動作する。発電モードでは、励磁機ステータ１２４内の巻線は、ＤＣ巻線に構成される。ＤＣ巻線を有する励磁機ステータ１２４およびＡＣ３相巻線を有する励磁機ロータ１２２は、同期励磁機を形成する。励磁機に対していかなるサイズおよび／または重量も付加することなく、構成されたＡＣおよびＤＣ巻線は、それぞれ始動モード中と発電モード中に励磁機ロータ１２２と励磁機ステータ１２４との間の空隙に必要な回転磁界を発生する。さらに、ＡＣ巻線は、始動モード中に励磁機ステータ１２４から励磁機ロータ１２２に電力を伝達する。
【００１５】
始動モードと発電モードの両方において、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０のＩＧＢＴ２１５が転流するときはいつでも、主ロータ１１４の機械的位置情報が、電力スイッチ転流に必要とされるようになる。図２に示され、また図３および図４で詳細に示されるように、センサレスロータ位置信号θ、ωe（ロータ位置、ロータ速度）は、主デジタル制御アセンブリ２３０によって発生される。ロータ位置信号は、主デジタル制御アセンブリ２３０内の組み込みソフトウェアによって、Ｓ／Ｇの電圧および電流信号で構築される。
【００１６】
図３は、始動モードにおけるＳ／ＧおよびＩＣＣシステム５０のブロック図を示す。３つの電気機械、すなわち、主同期電動機１１０、誘導励磁機１２０、およびＰＭＧ１３０が存在する。主同期電動機１１０および誘導励磁機１２０は、始動モードにおいて重要な役割を果たす。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０は、ＤＣ入力電力（たとえば、２７０ＶＤＣ）をＤＣバスから受け取り、ＤＣ電力をＡＣ電力に反転させる。インバータによって発生した３相ＡＣ電流は、主同期電動機１１０に送られる。ＡＣ電流を発生するゲート信号は、スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御される。スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０は、位相ａ電流、位相ｂ電流、およびＤＣバス電圧を測定する。位相ａ電流および位相ｂ電流は、主デジタル制御アセンブリ２３０内の組み込みソフトウェアによって実現されるクラーク変換を使用することによって、同期静止フレームのα電流およびβ電流に伝達される。α軸は、主ステータの位相ａ巻線の中央に位置するａ軸に一致し、一方β軸は、所定空間内でα軸より電気的に９０°進む。α電流およびβ電流はさらに、同じ組み込みソフトウェアによって実現されるパーク変換を使用することによって、同期回転フレームのｄ電流およびｑ電流に伝達される。ｄ軸は、主ロータ１１４の励磁巻線の軸に整列し、一方ｑ軸は、所定空間内でｄ軸より電気的に９０°進む。
【００１７】
図３に示すように、２つの電流調節ループ、すなわちｄループおよびｑループが存在する。ｄループおよびｑループの出力は、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）に送られる前に、逆パーク変換を使用することによって元のα電圧およびβ電圧に伝達されるｄ電圧およびｑ電圧である。パーク変換および逆パーク変換を実施するために、主ロータ位置角度が決定される。αおよびβ電圧は、ＩＧＢＴスイッチ用のゲート信号を発生するＳＶＰＷＭへの入力である。スイッチング周波数は、１４ｋＨｚ、またはある他の適切な周波数に設定することができる。
【００１８】
図３に示すように、スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０と同様に、励磁機インバータデジタル制御アセンブリ２４０もまた、クラーク変換、パーク変換、および逆パーク変換を有する。また、励磁機インバータデジタル制御アセンブリ２４０は、ｄおよびｑ電流調節ループを有する。ゲート信号は、その対応するＳＶＰＷＭによって発生される。先に述べたように、励磁機ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２、または励磁機インバータの基本周波数は、１２５０Ｈｚまたはある他の適切な周波数に固定され、励磁機１２０は、そのロータ１２２およびステータ１２４上に突極性を有さないため、ロータ位置情報は、式２πｆｔ（ｆ＝１２５０Ｈｚであり、ｔは時間である）を使用することによって模擬的に構築することができる。これは、主インバータと異なる、すなわちリアルタイムのロータ位置情報は、この場合必要とされない。励磁機インバータのＳＶＰＷＭスイッチング周波数は、１つの考えられる実施態様では１０Ｈｚであり、それにより本発明の精神および範囲内に留まったままで、他の適切に選択されたスイッチング周波数が利用され得る。
【００１９】
第２の実施形態では始動モードにおいて、励磁機１２０は、その制動モードで動作する誘導機械として構成される、または別法として述べられるように、励磁機１２０は、３相回転変圧器のように働く。励磁機ステータ１２４の３相巻線は、励磁機ロータ１２２において３相電圧を誘導する回転磁界を発生する。回転磁界の方向は、主機械１１０の回転方向と反対になるように制御される。こうして、励磁機ロータ１２２の電圧の周波数は、始動モード中にロータ速度と共に増加する。外部電力源からのＤＣ電力は、励磁機ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２によって、３相１２５０Ｈｚ電力（またはある他の適切な周波数）に変換される。電力は、空隙を交差し、励磁機ロータ１２２の巻線に伝達される。３相電圧は、その後主発電機のロータシャフトの内側の回転整流器１１６によって整流される。整流された電圧は、励磁電力を主機械１１０のロータ１１４に供給する。ロータ速度がエンジンアイドル速度に達すると、始動モードは終了し、発電モードが始まる。励磁機ロータ１２２は、励磁機ステータ１２４とロータシャフト１１８の両方からエネルギーを受け取る。ゼロ速度において、すべてのエネルギーは、励磁機ステータ１２４からもたらされる。シャフト１１８からのエネルギーは、ロータ速度の増加と共に増加する。
【００２０】
その組み込みソフトウェアと共にデジタル制御アセンブリ２３０によって主ロータ位置情報を構築するためのセンサレス実施態様は、２つの部分、すなわちａ）高周波注入センサレス推定と、ｂ）電圧モードセンサレス推定とを含む。高周波注入センサレス推定は、０ｒｐｍから、たとえば８０ｒｐｍなどの予め決めた低速度までカバーする。電圧モードセンサレス推定は、８０ｒｐｍなどの速度から、エンジンがそのカットオフ速度に引き込まれる１４，４００ｒｐｍなどの高い回転速度までカバーする。上述した電圧モードセンサレスを含むほとんどの他のセンサレス法は、基本的に逆起電力（ｂａｃｋ−ＥＭＦ）に依存するため、ゼロおよび低速度においてうまくいかない。高周波注入法は、逆起電力に依存しない。したがって、方法は、０から、８０ｒｐｍなどの予め決めた低速度までの速度について使用することが可能である。したがって、主同期機械の０ｒｐｍおよび低速度におけるロータ位置推定が達成される。センサレスの実際の実現が、以下で述べられる。
【００２１】
図３に示すように、主機械１１０の速度が、８０ｒｐｍまたは主機械１１０の周波数ｆ0＜＝８Ｈｚ未満である間に、一対の５００Ｈｚ正弦波形電圧Ｖαi、Ｖβiが、ＳＶＰＷＭの入力に重ね合わされる。この５００Ｈｚ周波数は、搬送波周波数と呼ばれる。本発明の精神および範囲内に留まりながら、他の適切な搬送波周波数が利用されてもよい。図３では、この搬送波周波数は、シンボルωcで表される。これら２つの重ね合わされた電圧に対する各相の電流の応答は、ロータ位置情報を含む。
【００２２】
主ステータの各位相電流は、いくつかの成分を有する。図３に示すように、位相ａ電流および位相ｂ電流は、クラーク変換によってα軸およびβ軸に変換される。α電流およびβ電流は、ωrの周波数を有する基本成分、ωcの周波数を有する正のシーケンス成分、２ωr−ωcの周波数を有する負のシーケンス成分を含む。正のシーケンス成分ωcは、ロータ位置情報を全く含まないため、役に立たない。したがって、この成分は、完全に除去される。図３に示すように、α電流およびβ電流は、−ωcｔ°だけ回転する。そのため、正のシーケンス成分は、ＤＣ信号になり、ＤＣ信号は、その後２次ハイパスフィルタ、または何らかの他のタイプの（たとえば、１次、または３次以上の）ハイパスフィルタを使用することによってなくされる。残りの成分、すなわち基本周波数成分および負のシーケンス成分は、ロータ情報を含む。しかし、ロータ位置は、ゼロ速度また同様に基本成分がそこでは非常に弱いゼロおよび低速度で基本電流を機械に適用する前に決定される。ロータ位置情報を確実に抽出することができる唯一の成分は、負のシーケンス成分である。先の回転後に、成分の周波数は、２ωr−２ωcに変化する。別の回転、２ωcｔが、その後デジタル制御アセンブリ２３０によって実施される。回転の出力は、６次ローパスフィルタまたは何らかの他の適切なローパスフィルタ（たとえば、１次、２次、…または５次ローパスフィルタ）を通過する。β電流の残りの信号を表すのにｉβ2θ、およびα電流の残りの信号を表すのにｉα2θを使用して、以下の角度が得られる。
【００２３】
【数１】
2018509124.tif 000003
残念ながら、上記角度の周波数は、基本周波数の２倍の周波数を有し、そのためパーク変換および逆パーク変換に対して直接使用することができない。上記角度をロータ位置角度に変換するために、θ’が、南極領域に対して北極下にあるか、北極領域に対して南極下にあるかが検出される。θ’が、南極領域に対して北極下にある場合、角度は、
θ＝θ’
であり、θ’が、北極領域に対して南極下にある場合、角度は、
θ＝θ’＋π
である。
【００２４】
この角度は、その後ｄおよびｑ電流調節ループ内のパーク変換および逆パーク変換において利用される。図３に示すように、バンドストップフィルタ（図３に示す５００Ｈｚフィルタ、それにより本発明の精神および範囲内に留まったままで他のストップバンド周波数が利用されてもよい）が、クラーク変換とパーク変換との間に設置されて、ｄおよびｑ電流調節ループに関する搬送波周波数の擾乱がなくなる。
【００２５】
この高周波注入センサレス法は、ゼロまたは低速度でうまく働く。しかし、方法は、周波数が搬送波周波数に近いまたはそれより高い速度に関してうまく働かない。したがって、速度が８０ｒｐｍなどの一定の閾回転速度を越える場合には、別のセンサレス法が利用される。この方法は、電圧モードセンサレス法であり、以下で説明される。
【００２６】
電圧モードセンサレスの実現は、以下によって達成される。方法は、誘導電動機およびＰＭ電動機において使用されてきたが、ステータ自己インダクタンスが一定でなく、代わりにインダクタンスがロータ位置の関数であるため、突極型同期機械に適用されなかった。β磁束鎖交数／α軸磁束鎖交数のアークタンジェントによってロータ角度を生成するのに使用される、同期静止フレームにおける従来のαおよびβ磁束鎖交数の式は、インダクタンスが常に変化するために、突極巻線形界磁同期機械に使用するのに実用的ではない。この問題を解決するために、第２の実施形態では、一対の模擬磁束鎖交数λα’およびλβ’ならびにそれらの式が、導出される。
【００２７】
【数２】
2018509124.tif 000004
式中、ＲsおよびＬqは、それぞれ主ステータ抵抗およびｑ軸同期インダクタンスである。機械パラメータは、共に一定である。幸いにも、λα’およびλβ’は、それぞれαおよびβ磁束鎖交数に整列し、角度
【００２８】
【数３】
2018509124.tif 000005
θ＝
は、実際には、機械速度が８０ｒｐｍなどの閾回転速度を越えるとパーク変換および逆パーク変換のために使用することができるロータ角度である。式は、デジタル制御アセンブリ２３０の組み込みソフトウェアで実施することができる。この手法は、機械速度が一定の回転速度、たとえば８０ｒｐｍを越える間、確実なロータ位置角度推定を可能にする。
【００２９】
２つの別個の方法、すなわち高周波注入センサレス法と電圧モードセンサレス法の組み合わせは、同期機械ベースのスタータの全速度範囲にわたって十分な精度でロータ位置情報を提供する。
【００３０】
始動中、主機械１１０上の主インバータによって印加される電圧は、速度に比例し、逆起電力と主機械１１０の内部インピーダンスに関する電圧降下のベクトル和に一致する。インバータによる最大印加可能電圧は、ＤＣバス電圧である。ベクトル和がＤＣバス電圧に等しくなると、インバータ電圧が飽和する。飽和が起こると、主機械１１０の速度は、それ以上高くなることができず、ｄおよびｑ電流調節ループは制御を失う。しばしば、インバータは、過電流になり、遮断される。主デジタル制御アセンブリ２３０は、励磁機デジタル制御アセンブリ２４０に送出される線路間電圧ＶabおよびＶbcを測定する。クラーク変換が、これらの２つの線路間電圧に適用される。変換の２つの出力のベクトル和は、図３に示すように、自動界磁低減化ループのフィードバックとして使用される。ＤＣバス電圧は、分解され、制御ループ用の参照として使用される。自動界磁低減化制御ループは、インバータ電圧が飽和することを防止し、したがって主インバータ電流調節ループが制御を失い、遮断することを防止する。
【００３１】
自動界磁低減化は、インバータ電圧が飽和している間に、高速で高い電力密度を達成するために、力率が１付近の力率制御方式と組み合わせることができる。限定としてではなく例として、１付近は、０．９以上で１．０未満の力率に相当する。自動界磁低減化は、空隙界磁を維持しながら、１付近の力率領域で動作するように主機械１１０を押しやる所定のｄ軸電流プロファイルが印加される。以下の式において理解されるように、自動界磁低減化のために、さらに項ωＬmd（ｉf＋ｉd）は、一貫して有意であり、項ωＬmqｉdｉqも有意になる。これは、Ｓ／Ｇの電力密度
Ｐ＝ωＬmd（ｉf＋ｉd）ｉq−ωＬmqｉdｉq
を著しく増加させる。
【００３２】
式中、Ｐおよびωは、それぞれ電気機械的電力およびロータ速度であり、ＬmdおよびＬmqは、それぞれｄおよびｑ励磁インダクタンスである。
【００３３】
ベース速度未満の速度におけるトルク密度を、増加させることができる。先に述べたように、主インバータデジタル制御アセンブリ２３０内に２つの電流調節ループが存在する。一方はｄ軸ループであり、他方はｑ軸ループである。一般に、ｑループはトルク発生を制御し、ｄループは空隙内の界磁を制御する。この手法は、ベクトル制御手法とも呼ばれる。高いトルク密度を達成するために、十分なロータ励磁電流ｉfおよびトルク発生電流ｉqを印加することによって、機械が磁気飽和領域に追いやられる。しかし、電流が一定レベルに達した後、電流ｉq、ｉd、およびｉfの大きさがどれだけ増加しようとも、機械が磁気飽和しているため、トルクは同じままである。救済策は、機械のリラクタンストルクを最大にするために、ベクトル制御機構を利用することである。機械によって発生する電気機械的トルクは、
Ｔ＝Ｌmd（ｉf＋ｉd）ｉq−Ｌmqｉdｉq
である。
【００３４】
式中、ＬmdおよびＬmqは、それぞれｄおよびｑ励磁インダクタンスである。機械が磁気飽和すると、項Ｌmd（ｉf＋ｉd）は一定になる。したがって、リラクタンストルクを発生する方法は、負のｉｄを機械に印加することである。ｉd＝ＩｓｉｎδとＩq＝Ｉｃｏｓδを知り、上記式に対して最適化を実施すると、ｉd電流の最適プロファイル
【００３５】
【数４】
2018509124.tif 000006
に到達する。式中、λiは、機械の内部磁束鎖交数である。
【００３６】
本発明者等によって実施されたシミュレーションに基づいて、ベクトル制御の入力にｉdプロファイルを適用することによって、約３８％のトルク増加を達成することができる。要約すると、ベクトル制御が設定され、適切なｉd電流プロファイルが得られることによって、機械のトルク密度は劇的に増加する。
【００３７】
第３の実施形態では、最大効率の発電を達成するためのＩＣＣの構成および制御を、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０の発電モードに適用可能である。
【００３８】
図２に示す発電モードでは、主機械１１０は同期発電機になり、励磁機１２０は同期発電機になる。ＰＭＧ１３０は、図示する整流器ブリッジを通して励磁機コンバータに電力を供給する。励磁機コンバータは、図４に示すように、励磁機ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２内に２つのアクティブＩＧＢＴ／ダイオードスイッチを含む。そのゲートに実線を有するＩＧＢＴ／ダイオードスイッチは、励磁機コンバータに使用されるスイッチである。これらは、ＩＧＢＴスイッチ番号１およびＩＧＢＴスイッチ番号４である。発電モード中に、ＩＧＢＴ１はＰＷＭモードにあり、ＩＧＢＴ４は常にオンである。残りの他のＩＧＢＴは、オフである。番号２のダイオードは、フリーホイーリングに使用される。ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ４、およびダイオード２と励励磁機ステータ巻線を足したものは、ＤＣバス電圧、たとえば２７０ＶＤＣを同期励磁機の所望の励磁電流を発生する電圧にステップダウンする降圧コンバータを形成する。
【００３９】
イナクティブおよびアクティブ整流が、構成可能である。励磁機コンバータデジタル制御アセンブリ２４０および主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御され、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、用途に応じてイナクティブ整流器またはアクティブ整流器になることができる。電力の流れが単一方向を有するだけである用途の場合、ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によってダイオード作動ブリッジに構成される。電力の流れが双方向を有する用途の場合、ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、同じデジタル制御アセンブリによってＩＧＢＴおよびダイオード作動ブリッジに構成される。電力の流れ方向がＩＣＣから負荷へ向かうとき、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステムは、発電モードにある。電力の流れ方向が負荷からＩＣＣへ向かうとき、システムは、いわゆる回生モードにあり、回生モードは、実際には運転モードである。イナクティブ整流では、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジとも呼ばれる、主インバータのＩＧＢＴスイッチ内の固有ダイオードだけが利用される。電圧調節は、励磁機デジタル制御アセンブリ２４０内の組み込みソフトウェアによって達成され、発電機コンバータデジタル制御アセンブリ２３０は、図４に示すように、主インバータ内のＩＧＢＴをオフに維持する。ＰＯＲの電圧を制御する３つの制御ループが存在する。最も内側のループは電流調節器である。測定された励磁電流はフィードバックであり、ＡＣ電圧調節器の出力は参照である。電流調節器は、励磁電流を指令されたレベルに制御する。次のループは、ＡＣ電圧ループである。図４に示すように、フィードバック信号は、ｍａｘ｛｜Ｖab｜，｜Ｖbc｜，｜Ｖca｜｝である。参照は、ＤＣ電圧調節器の出力である。ＡＣ電圧ループは、負荷無し過渡状態中に調節点（ｐｏｉｎｔ−ｏｆ−ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ、ＰＯＲ）のＤＣ電圧を所望の範囲内に維持するのに重要な役割を果たす。最後の制御ループは、ＤＣ電圧ループである。ＰＯＲにおける測定電圧は、参照電圧２７０ＶＤＣと比較される。誤差は、対応するデジタルコントローラ内の補償調節器に入る。こうして、ＰＯＲのＤＣ電圧が調節される。
【００４０】
先に述べたように、回生が要求される発電用途の場合、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、アクティブ整流器に構成されるであろう。このような構成では、電圧調節は、以下のように実現される。図４に示すように、励磁機デジタル制御アセンブリ内の組み込みコードと主デジタル制御アセンブリ内の組み込みコードは共に、イナクティブ整流のものと異なって構築される。励磁機側に関する制御に関して、励磁電流ループは、ＰＩ制御ループだけになる。制御ループの参照は、ＤＣ負荷電流の関数であるルックアップテーブルによって生成される。テーブルは、その考えられる最小値に主ステータの電流が近づくように生成される。主側外部制御ループに関する制御は、ＤＣ電圧ループである。参照は２７０ＶＤＣであり、フィードバック信号はＰＯＲ電圧である。図４に示すように、制御ループは、ＤＣ出力電力のフィードフォワードがＰＩコントローラの出力に付加された状態のＰＩコントローラである。ＤＣ出力電力は、ＤＣ出力電流とＰＯＲ電圧の積に等しい。フィードフォワード信号とＰＩコントローラの出力の和は、内部制御ループ（同様に、ＰＩコントローラである）用の参照として利用される電力コマンドである。フィードバック信号は、図４に示すように、発電機の電圧と電流を使用することによって計算される電力である。内部制御ループの出力は、ＳＶＰＷＭベクトルＶd＊およびＶq＊を生成するのに利用される電圧角度θvである。２つのベクトルは、パーク逆変換の入力である。変換の出力は、図４に示すように、ＳＶＰＷＭの入力である。
【００４１】
ＩＧＢＴコンバータの制御は、ＩＧＢＴ発電モード動作の最適効率を達成するために、自動界磁修正と過変調を組み合わせることができる。
【００４２】
図４に提示したように、Ｖd＊およびＶq＊は、式
Ｖ＊d＝｜Ｖ＊｜ｓｉｎθv
Ｖ＊q＝｜Ｖ＊｜ｃｏｓθv
によって計算される。
【００４３】
式中、｜Ｖ＊｜＝Ｖｍａｇである。
【００４４】
効率を最適化するために、まずＶｍａｇが、１ｐｕになるように選択され、そのためコンバータが、完全に過変調領域内に押しやられ、ＳＶＰＷＭによってもたらされるＩＧＢＴスイッチングが完全に低下する。これは、ＩＧＢＴスイッチング損失を最小にする。ＩＧＢＴは、位相シフトスイッチングのように働く。
【００４５】
Ｖｍａｇが一定であるため、電力ループは、角度θｖを調整することによって電力を調節する。負荷がゼロになると、θｖはゼロに近づき、負荷が増加すると、θｖは増加する。
【００４６】
最適化された効率を達成する第２の因子は、励磁機界磁電流を最適化することであるため、ｉd電流が最小になる。こうして、ＩＧＢＴの伝導損失および発電機の銅損失が最小になる。励磁機界磁電流は、ＤＣ負荷電流に直接関係していることが分かる。ＤＣ負荷電流が高ければ高いほど、高い励磁機界磁電流が必要とされる。最小の励磁機界磁電流を達成するために、ルックアップテーブルが、測定によって生成される。ルックアップテーブルの入力はＤＣ負荷電流であり、ルックアップテーブルの出力は励磁機ステータの励磁機界磁電流のコマンドである。テーブルは、各々のＤＣ負荷電流点について、ｉd電流がその最小値にあるときに最適励磁機界磁電流が見出されるように生成される。このような制御方法は、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステムの最適効率を達成するだけでなく、発電モードから回生モード、すなわち運転モードへ作動点が容易に揺動することができるような効果的な手法を提供する。こうして、ＤＣバス上の過剰なエネルギーを発電機に最速の方法で送り返すことが達成される。第３の実施形態の第３の態様は、発電モード中のＩＧＢＴ転流手法を提供することを対象とする。ＩＧＢＴの転流は、始動モードで使用される同様のセンサレス手法であるセンサレス電圧モードに基づく。しかし、動作モードが、ダイオードだけのモードとＩＧＢＴモードとの間で変わるため、ロータ位置角度は、ＩＧＢＴモードに入る前に決定される。ＶαおよびＶβは、ＳＶＰＷＭコマンドからではなく、線路間電圧測定から直接得られる。
【００４７】
バス電圧を同時に調節しながら、ＤＣバス上の過剰なエネルギーを機械内に吸収して回生を達成することができる。発電モード中に、負荷によって生成された過剰なエネルギーが存在する可能性がある。このような過剰なエネルギーは、ＤＣバス電圧を上昇させる。このエネルギーは、本発明の過変調ＳＶＰＷＭによって提供される回生手法により機械によって吸収することができる。この状況の間、主インバータデジタル制御は、電圧角度θｖの方向を反転させ、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを運転モードに押しやる。こうして、電力の流れの方向が反転される。電力は、負荷から機械へ流れる。過変調は、ＩＧＢＴがスイッチングしないようにさせ、したがってスイッチング損失を最小にする。本発明のこの態様は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジが発電モードから回生モードへ、またその逆へ揺動する高速法を提供する。
【００４８】
前述の環境における他の実施形態および構成が、本開示の本主題において企図される。たとえば、第４の実施形態が、図６に示されている。第４の実施形態は、第１、第２、および第３の実施形態と同様の要素を有し、したがって、同様の部分は同様の数字で示され、第１、第２、および第３の実施形態の同様の部分の説明は、別段の記載がない限り、第４の実施形態に適用されることが理解される。
【００４９】
先の実施形態と第４の実施形態との間の１つの相違点は、第４の実施形態が接触器２２０を除去した点である。接触器２２０は、第４の実施形態には含まれていないが、本発明の代替の実施形態は、本明細書で説明するように、接触器２２０を含むことができる。
【００５０】
先の実施形態と第４の実施形態との間の別の相違点は、第４の実施形態が、図示のように、励磁機１２０および主機械１１０の各々のＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および励磁機ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２として示される金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）ベースのブリッジ構成と置き換える点である。各それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードにわたって構成された外部ダイオードを含むように任意選択で構成することができる。あるいは、本発明の実施形態は、より高い電力損失のような望ましくないボディダイオードの電気的特性を有するデバイス３１４のために、ワイドバンドギャップＭＯＳＦＥＴデバイス３１４に使用される外部ダイオードをなくすことができる。主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、主機械デジタル制御アセンブリ３３０と通信可能に結合され、主機械デジタル制御アセンブリ３３０によって制御可能である。同様に、励磁機ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２は、励磁機デジタル制御アセンブリ３４０と通信可能に結合され、励磁機デジタル制御アセンブリ３４０によって制御可能である。
【００５１】
各ＭＯＳＦＥＴ３１４および／または各ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０，３１２は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）および／または窒化ガリウム（ＧａＮ）ベースの高帯域幅電力スイッチＭＯＳＦＥＴのような１つまたは複数の固体スイッチおよび／またはワイドバンドギャップデバイスを含むことができる。ＳｉＣまたはＧａＮは、それらの固体材料構造、それらのより小型で軽量のフォームファクタで大電力レベルを取り扱う能力、およびそれらの迅速に電気的動作を実施する高速スイッチング能力に基づいて選択することができる。他のワイドバンドギャップデバイスおよび／または固体材料デバイスを含んでもよい。
【００５２】
デジタル制御アセンブリ３３０，３４０の各々は、それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０，３１２の各ＭＯＳＦＥＴ３１４のゲートに結合されて示され、本明細書で説明される様々なモードに従って各それぞれのブリッジ３１０，３１２を制御および／または駆動するように動作する。たとえば、主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、その組み込みソフトウェアと共に、上述したように（１）航空機の原動機を始動するために始動モードでＳ／Ｇ１００を駆動するＡＣ電力を発生し、（２）原動機の始動後にスタータ／発電機１００から得られたＡＣ電力をスタータ／発電機１００の発電モードでＤＣ電力に変換する主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御することができる。第４の実施形態の動作中、主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、主機械ブリッジ３１０を制御可能に動作させて、航空機の原動機の始動後に制御方法を始動モードから発電モードに切り替えることができる。
【００５３】
一例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、本明細書で説明するように、ＳＶＰＷＭを使用する始動モード中にブリッジ３１０を駆動するように構成することができる。本明細書で使用する場合、ＭＯＳＦＥＴブリッジを「駆動すること」は、制御方法の例、たとえばＳＶＰＷＭに従ってゲート制御および／またはスイッチングパターンを動作させること含むことができる。追加のスイッチングパターンは、可能である。
【００５４】
別の例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、逆導通ベースのイナクティブ整流方法を使用する発電モード中にブリッジ３１０を駆動するように構成することができる。逆導通ベースのイナクティブ整流の一例が、図７に示す単純化された電気回路に示されている。第１の回路４００では、電流の単相は、逆方向に電流を導通させることによって、すなわち、ソース端子からドレイン端子への方向にＭＯＳＦＥＴチャネルに電流を導通させることによって、アクティブゲートを有する第１のＭＯＳＦＥＴ４０２を横切る（たとえば、電流がボディダイオードとは反対にＭＯＳＦＥＴチャネルを横切っている）ものとして示されている。電流はさらに、電気的負荷４０４を横切って進み、アクティブゲートを有する第２のＭＯＳＦＥＴ４０６を通って戻り、同様に逆方向に導通する。第１の回路４００はさらに、イナクティブゲート（たとえば、ＭＯＳＦＥＴチャネルを介して導通しない）を有する第３のＭＯＳＦＥＴ４０８を示している。
【００５５】
第２の回路４１０は、第１の制御可能なスイッチング事象を示しており、第２のＭＯＳＦＥＴ４０６および第３のＭＯＳＦＥＴ４０８の各々は、イナクティブゲートを有するものとして示され、帰還電流は、各それぞれのＭＯＳＦＥＴ４０６，４０８のボディダイオードを通って導通する。第２の回路４１０の第１の制御可能なスイッチング事象の間、電流は、第２のＭＯＳＦＥＴ４０６から第３のＭＯＳＦＥＴ４０８に転流するものとして示されている。第３の回路４２０は、第２の制御可能なスイッチング事象を示しており、第３のＭＯＳＦＥＴ４０８は、アクティブゲートを有し、ＭＯＳＦＥＴチャネルを介して逆方向に電流を導通させるものとして示されている。第３の回路４２０では、第２および第３のＭＯＳＦＥＴ４０６，４０８のいずれも、それぞれのボディダイオードを介して電流を導通させていない。
【００５６】
図７は単相、制御可能なスイッチング事象のみを示しているが、逆導通ベースのイナクティブ整流の方法を利用して（ＭＯＳＦＥＴゲート制御およびタイミングを介して）ＭＯＳＦＥＴブリッジを制御し、本明細書で説明するように３相ＡＣ電力整流をＤＣ電力に供給することができる。
【００５７】
さらに別の例では、主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、その組み込みソフトウェアと共に主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御し、それによりブリッジ３１０は、Ｓ／Ｇ１００および／または原動機の試験および／または診断を実施するために、運転モードでＡＣ電力を発生してＳ／Ｇ１００を駆動し、航空機の原動機を運転および／または移動させることができる。この例では、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および主機械デジタル制御アセンブリ３３０は、本明細書で説明するように、ＳＶＰＷＭを使用する運転モード中にブリッジ３１０を動作および／または駆動するように構成することができる。
【００５８】
したがって、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０は、主機械デジタル制御アセンブリ３３０によって制御されるように、電力を反転および／または変換するように制御可能に働くことができる。主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０の動作のみが説明されているが、他の実施形態は、励磁機ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２の同様の動作を含むことができ、励磁機ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２は、励磁機デジタル制御アセンブリ３４０によって制御可能に動作され、発電モード中にＳＶＰＷＭを使用して励磁機ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２を駆動する。先の実施形態と同様に、双方向の電力の流れが説明されている（すなわち、スタータ／発電機１００）が、実施形態は、発電機のような単一方向の電力の流れを含むことができる。さらに、追加のコンポーネント、たとえば、スタータ／発電機１００のロータ位置を感知または予測するなどして、主機械デジタル制御アセンブリ３３０のタイミングおよび／または方法動作に関する入力を提供する主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を含むことができる。
【００５９】
実施形態はさらに、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０が、たとえば、主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させることによって航空機電力システムの余剰電気エネルギーを吸収して主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御するように構成することができ、それにより余剰エネルギーは航空機のロータおよび／または原動機の運動エネルギーに蓄積され、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用する回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。
【００６０】
第５の実施形態では、図８に示すように、スタータ／発電機１００はさらに、主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２と選択的に結合された負荷平準化ユニット（ＬＬＵ）４５０を含むことができる。ＬＬＵ４５０は、たとえば、バッテリ、燃料電池、またはウルトラキャパシタなどの蓄電デバイス４７０を有する統合冗長回生電力変換システムを含むことができる。ＬＬＵ４５０は、航空機電力システムの電気エネルギーが、余剰電力時、たとえば余剰エネルギーが航空機の電気飛行制御作動またはスタータ／発電機１００からの余剰発電から戻されるときに、蓄電デバイス４７０によって選択的に吸収および／または受け取られる（すなわち「受信モード」）ように動作するように構成することができる。ＬＬＵ４５０はさらに、エンジン始動中および／または飛行制御作動のような高電力システム要求時など、ピーク電力時または不十分な発電時に蓄電デバイス４７０の電気エネルギーが供給される（すなわち「供給モード」）ように動作するように構成することができる。
【００６１】
示されているように、ＬＬＵ４５０は、本明細書で説明される主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０と同様のＬＬＵのＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ４８０のようなインバータ／コンバータ／コントローラを含むことができ、その出力は、スタータ／発電機１００のＤＣ出力と選択的に並列化される。ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０は、様々な動作モード中にＬＬＵのＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０を選択的に駆動するように含まれ、構成することができる。たとえば、ＬＬＵ４５０が供給モード中にスタータ／発電機１００のＤＣ電力出力にＤＣ電力を供給するように動作している場合、ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０は、バイポーラパルス幅変調（ＰＷＭ）方法を利用することによってＬＬＵのＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０のゲートを動作させることができる。ＬＬＵ４５０は、本明細書で説明するように、供給モードで動作して主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０に電力を供給し、開始モードおよび／または運転モードで動作することができる。別の例では、ＬＬＵ４５０が受信モード中にスタータ／発電機のＤＣ電力出力からＤＣ電力を受け取るように動作している場合、ＬＬＵデジタル制御アセンブリ４６０は、バイポーラＰＷＭ方法を利用することによってＬＬＵのＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０のゲートを動作させることができる。
【００６２】
ＬＬＵ４５０は、本明細書で説明するように、発電モードで動作している一方、受信モードで動作して主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０から電力を吸収することができる。この意味で、ＬＬＵ４５０は、航空機電気システムへの電力の放電、ならびに航空機電気システムの余剰電力からの再充電を行うように動作することができる。実施形態はさらに、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０が、たとえば、主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させることによって、ＬＬＵ４５０が故障した場合に航空機電力システムの余剰電気エネルギーを吸収して主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御するように構成することができ、それにより余剰エネルギーは航空機のロータおよび／または原動機の運動エネルギーに蓄積され、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用する回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。上述した本発明の実施形態と同様に、各それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０，３１２，４８０は、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードにわたって構成された外部ダイオードを含むように任意選択で構成することができる。
【００６３】
さらに別の例示的な実施形態では、図９に示すように、スタータ／発電機１００はさらに、主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２と結合された４脚インバータ５５０を含むことができる。４脚インバータ５５０は、主機械１１０および／またはＩＣＣ２００のＤＣ電力出力４５２から受け取ったＤＣ電力を発電モードでＡＣ電力に変換するように動作することができ、さらに、航空機の原動機を始動するためにＤＣ電力を発生および供給して始動モードでスタータ／発電機を駆動するように動作することができる。
【００６４】
示されているように、４脚インバータ／コンバータ５５０は、本明細書で説明される主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０と同様の４脚ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ５８０のようなインバータ／コンバータ／コントローラを含むことができ、ＡＣ電力の３つの異なる相に対して３つの出力５８２を有し、ＡＣ電力の３相に対してニュートラル出力のための第４の出力５８４を有するように構成することができる。一例では、３相ＡＣ出力は、４００Ｈｚとなり得る。実施形態はさらに、様々な動作モード中に４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０を選択的に駆動するように構成された４脚デジタル制御アセンブリ５６０を含むことができる。たとえば、４脚インバータ／コンバータ５５０が発電モード中にＤＣ電力出力４５２からのＤＣ電力を３相（およびニュートラル）ＡＣ電力に変換するように動作している場合、４脚デジタル制御アセンブリ５６０は、バイポーラＰＷＭ方法を利用することによって４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０のゲートを動作させることができる。４脚インバータ／コンバータ５５０は、バイポーラＰＷＭ方法を利用して４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０のゲートを動作させことによって、本明細書で説明するように、始動モードでさらに動作して主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０に電力を供給し、始動モードおよび／または運転モードで動作することができる。
【００６５】
実施形態はさらに、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０が、たとえば、主機械デジタル制御アセンブリ３３０を動作させることによって航空機電力システムの余剰電気エネルギーを吸収して主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０を制御するように構成することができ、それにより余剰エネルギーは航空機のロータおよび／または原動機の運動エネルギーに蓄積され、主機械ブリッジゲートドライバは、空間ベクトルパルス幅変調を使用する回生モード中に主機械ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジを駆動するように動作する。上述した本発明の実施形態と同様に、各それぞれのＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０，３１２，５８０は、個々に制御可能なＭＯＳＦＥＴデバイス３１４のアレイを含み、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに加えて、各デバイス３１４は、ＭＯＳＦＥＴボディダイオードにわたって構成された外部ダイオードを含むように任意選択で構成することができる。
【００６６】
本発明の追加の実施形態は、本明細書で説明されるＭＯＳＦＥＴベースのブリッジの代替的な反復を企図している。たとえば、本発明の一実施形態は、励磁機ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１２およびＬＬＵのＭＯＳＦＥＴブリッジ４８０を有することができる。本発明の別の実施形態は、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０および４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ５８０を有することができる。本発明のさらに別の実施形態は、主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ３１０のみを有することができる。さらに、本明細書で説明されるＭＯＳＦＥＴブリッジのいずれも、代替的なまたは様々な制御方法で動作することができ、類似もしくは異種の材料および／または固体デバイスを含むことができる。さらに、様々なコンポーネントの設計および配置は、多数の異なるインライン構成が実現できるように再配置されてもよい。
【００６７】
本明細書で開示される実施形態は、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジ構造を有する航空機用始動および発電システムを提供する。上記の実施形態で実現可能な１つの利点は、上述した実施形態が、制御方法および／またはパターンに基づいて反転機能と変換機能の両方を実施することができるＭＯＳＦＥＴベースの制御可能なブリッジを実装する点である。たとえば、特定の機能にＳＶＰＷＭを利用することによって、スタータ／発電機は、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジの損失を最小にしながら同期ゲーティングを達成することができる。さらに、逆導通ベースのイナクティブ整流の逆方向にＭＯＳＦＥＴデバイスに電流を導通させると、ＭＯＳＦＥＴの電力損失はダイオードの順方向電圧降下によって生じる電力損失より低くなり、したがって電力損失をさらに最小にする。
【００６８】
さらに、電子飛行制御作動の上昇に伴い、従来の飛行制御作動と比較して、航空機の電力システムに対する需要が増加している。加えて、電子飛行制御作動による電力システムに対する需要の増加が止まった場合、電力システムの利用可能な電力の増加は、電力サージによって損傷を受けることがある他の敏感な電子機器を脅かす可能性がある。本明細書で説明されるＭＯＳＦＥＴベースのゲート制御方法を組み込んだＬＬＵは、電気需要が高いときは補助電力を供給し、電気需要が低いときは余剰電力を吸収する。
【００６９】
上記の実施形態で実現可能なさらに別の利点は、広帯域ゲームＭＯＳＦＥＴデバイスが、従来の半導体デバイスと比較して、損失が少なく、スイッチング周波数が高く、動作温度が高いという利点を有する点である。さらに、ボディダイオードは、制御方法の間に利用され、ＭＯＳＦＥＴ動作のみより高い電力損失を有する傾向があるが、このようなダイオードの使用は最小にされ、電気システムの電力損失を低減する。
【００７０】
上記の実施形態で実現可能なさらに別の利点は、実施形態が、スタータ／発電機、励磁機、ＬＬＵ、および４脚インバータ／コンバータシステムより優れた重量およびサイズの利点を有する点である。加えて、ＭＯＳＦＥＴベースのブリッジなどの固体デバイスは、故障率が低く、信頼性が向上している。航空機コンポーネントを設計する際には、サイズ、重量、および信頼性が検討すべき重要な要素となる。本発明の得られた実施形態は、軽量でサイズも小さく、性能が向上し、信頼性システムも向上している。重量およびサイズの低減は、飛行における競争上の優位性に関連する。
【００７１】
今までに記載されていない範囲で、様々な実施形態の異なる特徴および構造を互いに組み合わせて所望のように使用することができる。１つの特徴を実施形態のすべてにおいて示すことができないということは、それができないと解釈されるものではなく、説明を簡潔にするためにそのようにしているのである。したがって、新規な実施形態が明白に記載されているか否かを問わず、新規な実施形態を形成するように、異なる実施形態の様々な特徴を所望のように混合し適合させることができる。本明細書に記載されている特徴のすべての組み合わせまたは置換は、本開示によって包括される。
【００７２】
本明細書は、最良の形態を含めて、本発明を開示するために実施例を用いており、また、任意のデバイスまたはシステムを製作し使用し、任意の組み込まれた方法を実行することを含めて、いかなる当業者も本発明を実施することが可能となるように実施例を用いている。本発明の特許可能な範囲は、特許請求の範囲によって定義され、当業者が想到する他の実施例を含むことができる。このような他の実施例は、特許請求の範囲の文言との差がない構造要素を有する場合、または特許請求の範囲の文言との実質的な差がない等価の構造要素を含む場合、特許請求の範囲内にある。
【符号の説明】
【００７３】
５０  インバータ／コンバータ／コントローラシステム
６０  電力源ＶＤＣ
１００  スタータ／発電機
１１０  主機械
１１２  ステータ
１１４  ロータ
１１６  整流器
１１８  シャフト
１２０  励磁機
１２２  励磁機ロータ
１２４  励磁機ステータ
１３０  ＰＭＧ
２００  インバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）
２１０  主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ
２１２  励磁機ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ
２２０  接触器
２３０  主コンバータデジタル制御アセンブリ
２４０  励磁機コンバータデジタル制御アセンブリ
３１０  主機械ＭＯＳＦＥＴブリッジ
３１２  励磁機ＭＯＳＦＥＴブリッジ
３１４  ＭＯＳＦＥＴデバイス
３３０  主機械デジタル制御アセンブリ
３４０  励磁機デジタル制御アセンブリ
４００  第１の回路
４０２  第１のＭＯＳＦＥＴ
４０４  電気的負荷
４０６  第２のＭＯＳＦＥＴ
４０８  第３のＭＯＳＦＥＴ
４１０  第２の回路
４２０  第３の回路
４５０  負荷平準化ユニット
４６０  負荷平準化デジタル制御アセンブリ
４７０  蓄電デバイス
４８０  ＬＬＵのＭＯＳＦＥＴブリッジ
４５２  ＤＣ電力出力
５５０  ４脚インバータ
５８０  ４脚ＭＯＳＦＥＴブリッジ
５８２  ３つのＡＣ出力
５８４  第４のニュートラル出力
５６０  ４脚デジタル制御アセンブリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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