(57)【要約】  ここで述べる発明は、ノイズによる偽りの交差の確率を許容可能なレベルに維持しながら、出来る限り小さい正の閾値Ｔを、ノイジー波形の絶対値が交差する時間ｔ１を作成することによって、ノイジー波形のオンセット時間ｔ０を推定するための方法及び装置を対象とする。オンセット時間ｔ０の推定は、後で起こるマルチパス成分による誤差を回避するために、ノイジー波形マグニチュードリーディングエッジの初期部分を使用する。本発明はまた、時間ｔ１におけるノイジー波形マグニチュードの微分を作成し、その微分を使用して、時間ｔ１を超えてノイジー波形のいかなる部分も使用する必要なく、パワーレベルに対する変動による誤差に対して正規化する。本発明が適用される波形は、受信信号、受信信号から導出される相互相関関数、又は、オンセット時間が推定される必要がある別の波形であり得る。
2018508790.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複素波形
【数１】
2018508790.tif 000029
の観測からオンセット時間ｔ０を推定するための方法であって、ｔは、時間変数であり、Ａは、正の振幅ファクタであり、φは、位相であり、ｇ（ｔ）は、ｔ≦０の場合ゼロであり、その後に十分に長い時間にわたって増加する、既知の微分可能な実数値関数であり、ｍ（ｔ）は、時間ｔ０の後に始まる劣化複素波形であり、ｎ（ｔ）は、複素ノイズランダムプロセスであり、ｊ＝√−１である方法において、
前記複素波形ｆ（ｔ）を受信するステップと、
前記複素波形のマグニチュード関数Ｆ（ｔ）を計算するステップと、
前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）の微分Ｆ’（ｔ）を計算するステップと、
前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）が正の閾値Ｔと交差する時間ｔ１を判定するステップと、
前記時間ｔ１において前記微分Ｆ’（ｔ）をサンプリングするステップであって、それにより、値ｄ＝Ｆ’（ｔ１）を導出するステップと、
式
【数２】
2018508790.tif 000030
に従って前記関数ｇ（ｔ−ｔ０）のオンセット時間ｔ０を推定するステップと、
を含み、
関数ｈ−１は、関数
【数３】
2018508790.tif 000031
のインバースである方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって、
前記複素波形ｆ（ｔ）は、無線受信機からの複素ベースバンド信号であり、Ａｅｊφｇ（ｔ−ｔ０）は、前記複素波形ｆ（ｔ）のラインオブサイト（ＬＯＳ）ノイズレス成分である方法。
【請求項３】
請求項２記載の方法であって、
時間変数表記ｔ、ｔ０、及びｔ１は、前記波形が複素相互相関関数であることを示すように、時間シフト表記τ、τ０、及びτ１で置換されており、前記複素相互相関関数のオンセット時間τ０が推定される方法。
【請求項４】
請求項３記載の方法であって、
前記複素相互相関関数は、受信機生成のバイポーラサンプリング列を使用して、形態
【数４】
2018508790.tif 000032
を有する前記複素相互相関関数を作成することによって生成され、
ｓ（ｎＷ＋τ）は、複素ベースバンド信号ｓ（ｔ）のサンプル値であり、前記形態は、
時間シフトτ、
連続するサンプリング時間の間の時間間隔Ｗ、
前記バイポーラサンプリング列についての＋１及び−１の極性値εｎ、及び、
前記複素ベースバンド信号のサンプル数Ｎ
を備える方法。
【請求項５】
請求項１記載の方法であって、
前記ノイズｎ（ｔ）だけが存在する前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）の二乗平均平方根（ＲＭＳ）測定値から前記正の閾値Ｔを計算するステップを更に含む方法。
【請求項６】
請求項５記載の方法であって、
前記正の閾値Ｔを利用して、前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）が前記正の閾値Ｔと交差する前記時間ｔ１を判定する方法。
【請求項７】
請求項５記載の方法であって、
前記正の閾値Ｔは、ノイズのみの閾値交差の確率を許容可能に小さく維持しつつ、可能な限り小さい方法。
【請求項８】
複素波形
【数５】
2018508790.tif 000033
の観測からオンセット時間ｔ０を推定するための無線通信デバイスであって、ｔは、時間変数であり、Ａは、正の振幅ファクタであり、φは、位相であり、ｇ（ｔ）は、ｔ≦０の場合ゼロであり、その後に十分に長い時間にわたって増加する、既知の微分可能な実数値関数であり、ｍ（ｔ）は、時間ｔ０の後に始まる劣化複素波形であり、ｎ（ｔ）は、複素ノイズランダムプロセスであり、ｊ＝√−１であるデバイスにおいて、
マグニチュード関数発生器と、
微分器と、
閾値交差検出器と、
を備え、前記マグニチュード関数発生器の出力は、前記微分器及び閾値交差検出器のそれぞれに供給され、
更に、
タイムベース発生器信号を前記閾値交差検出器に提供するように構成されるタイムベース発生器と、
前記微分器の出力に結合されるサンプリング装置と、
オンセット時間計算器と、
を備え、前記オンセット時間ｔ０を推定するために、少なくとも前記サンプリング装置及び前記閾値交差検出器の出力が前記オンセット時間計算器に供給されるデバイス。
【請求項９】
請求項８記載のデバイスであって、
前記マグニチュード関数発生器は、前記複素波形ｆ（ｔ）のマグニチュード関数Ｆ（ｔ）を生成するデバイス。
【請求項１０】
請求項９記載のデバイスであって、
前記微分器は、前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）の微分Ｆ’（ｔ）を計算するデバイス。
【請求項１１】
請求項１０記載のデバイスであって、
前記閾値交差検出器は、前記タイムベース発生器に従って、前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）が正の閾値Ｔと交差する時間ｔ１を検出するデバイス。
【請求項１２】
請求項１１記載のデバイスであって、
前記閾値交差検出器は、前記時間ｔ１でサンプリングコマンドを前記サンプリング装置に送信し、それにより、前記サンプリング装置は、前記時間ｔ１で前記微分Ｆ’（ｔ）をサンプリングして、値ｄ＝Ｆ’（ｔ１）を導出するデバイス。
【請求項１３】
請求項８記載のデバイスであって、
閾値計算器を更に備え、前記閾値計算器は、前記マグニチュード関数発生器の前記出力を受け取り、前記ノイズｎ（ｔ）だけが存在する前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）の二乗平均平方根（ＲＭＳ）測定値を使用して正の閾値Ｔを計算するデバイス。
【請求項１４】
請求項１３記載のデバイスであって、
閾値計算器の出力は、前記閾値交差検出器に提供されるデバイス。
【請求項１５】
請求項１３記載のデバイスであって、
閾値計算器の出力は、前記オンセット時間計算器に供給され、それにより、前記閾値計算器の出力は、前記オンセット時間ｔ０を推定するために利用されるデバイス。
【請求項１６】
請求項８記載のデバイスであって、
関数ｇ（ｔ−ｔ０）の前記オンセット時間ｔ０は、式
【数６】
2018508790.tif 000034
に従って推定され、
ここで、関数ｈ−１は、関数
【数７】
2018508790.tif 000035
のインバースであるデバイス。
【請求項１７】
請求項８記載のデバイスであって、
関数ｇ（ｔ−ｔ０）の前記オンセット時間ｔ０は、式
【数８】
2018508790.tif 000036
に従って推定され、
ここで、関数ｈ−１は、関数
【数９】
2018508790.tif 000037
のインバースであるデバイス。
【請求項１８】
請求項８記載のデバイスであって、
前記複素波形ｆ（ｔ）は、無線受信機からの複素ベースバンド信号であり、Ａｅｊφｇ（ｔ−ｔ０）は、前記複素波形ｆ（ｔ）のラインオブサイト（ＬＯＳ）ノイズレス成分であるデバイス。
【請求項１９】
請求項１８記載のデバイスであって、
時間変数表記ｔ、ｔ０、及びｔ１は、前記波形が複素相互相関関数であることを示すように、時間シフト表記τ、τ０、及びτ１でそれぞれ置換されており、前記複素相互相関関数のオンセット時間τ０が推定されるデバイス。
【請求項２０】
請求項１９記載のデバイスであって、
前記複素相互相関関数は、受信機生成のバイポーラサンプリング列を使用して、形態
【数１０】
2018508790.tif 000038
を有する前記複素相互相関関数を作成することによって生成され、
ここで、ｓ（ｎＷ＋τ）は、複素ベースバンド信号ｓ（ｔ）のサンプル値であり、前記形態は、
時間シフトτ、
連続するサンプリング時間の間の時間間隔Ｗ、
前記バイポーラサンプリング列についての＋１及び−１の極性値εｎ、及び、
前記複素ベースバンド信号のサンプル数Ｎ
を備えるデバイス。
【請求項２１】
複素波形
【数１１】
2018508790.tif 000039
の観測からオンセット時間ｔ０を推定するための方法であって、ｔは、時間変数であり、Ａは、正の振幅ファクタであり、φは、位相であり、ｇ（ｔ）は、ｔ≦０の場合ゼロであり、その後に十分に長い時間にわたって増加する、既知の微分可能な実数値関数であり、ｍ（ｔ）は、時間ｔ０の後に始まる劣化複素波形であり、ｎ（ｔ）は、複素ノイズランダムプロセスであり、ｊ＝√−１である方法において、
前記複素波形ｆ（ｔ）を受信するステップと、
前記複素波形のマグニチュード関数Ｆ（ｔ）を計算するステップと、
前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）の微分Ｆ’（ｔ）を計算するステップと、
前記マグニチュード関数Ｆ（ｔ）が正の閾値Ｔと交差する時間ｔ１を判定するステップと、
前記時間ｔ１において前記微分Ｆ’（ｔ）をサンプリングするステップであって、それにより、値ｄ＝Ｆ’（ｔ１）を導出するステップと、
式
【数１２】
2018508790.tif 000040
に従って前記関数ｇ（ｔ−ｔ０）のオンセット時間ｔ０を推定するステップと、
を含み、
関数ｈ−１は、関数
【数１３】
2018508790.tif 000041
のインバースである方法。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
［関連出願］
本出願は、２０１４年１２月１８日に出願されたＷｅｉｌｌに対する米国仮出願第６２／１２４，４４１号の優先権の利益を主張する。その図面、略図、線図、及び明細書を含む米国仮出願第６２／１２４，４４１号は、参照によりその全体が組込まれる。
【０００２】
［発明の背景］
［発明の分野］
本発明は、最も一般的には、無線周波数伝送を使用する無線測位システムに関するが、波形のオンセット時間が推定される他の用途を有する。
【０００３】
［関連技術の説明］
送信機から受信機までの距離を測定すること（測距）は、いろいろな測位システムにとって基本的である。通常の測位システムは、既知の場所における無線周波数（ＲＦ）送信機のグループ、及び、グループ内の各送信機からのその距離を測定することによって位置が判明する受信機を備える。十分な数の送信機が適した幾何学的構成で配置された状態で、受信機のユニークな位置は、測定される送信機から受信機までの距離の集合、一般的に三角測量と一般に呼ばれるプロセス、から数学的に判定され得る。
【０００４】
通常、これらの距離のそれぞれは、信号が送信機から受信機まで伝搬するためにかかる時間を測定し、伝搬時間を光の速度（約３×１０８メートル／秒）で掛けることによって判定される。伝搬時間が、受信機における信号到達時間（ＴＯＡ）と信号送信の時間との差であるため、高度に正確な位置を得るためには、信号ＴＯＡの正確な推定が必要である。
【０００５】
例えば種々の形状のパルス、こうしたパルスのシーケンス、又は連続的に送信される波形等の幅広い種類の波形が、信号に対して使用され得る。通常、これらの波形は、キャリア周波数を位相変調する、周波数変調する、又は振幅変調する。通常、メガヘルツ（ＭＨｚ）又はギガヘルツ（ＧＨｚ）で測定されるキャリア周波数は、測位システムが動作するＲＦ帯域幅内にある。受信機において、波形は、通常、復調と呼ばれるプロセスによってキャリアから復元される。
【０００６】
今日、場所を判定するための全地球ナビゲーションシステムは非常に重要である。例は、米国の全地球測位システム（ＧＰＳ）、ヨーロッパのシステムＧａｌｉｌｅｏ、及びロシアのシステムＧｌｏｎａｓｓである。これらのシステムにおいて、測定範囲は、信号が衛星から送信されるため、数千キロメートルのオーダである。長い伝搬距離が関係するため、受信信号は、非常に弱く、通常、あらゆる受信機において生成される不可避なサーマルノイズに埋もれる。衛星基地システムによって使用されるキャリア周波数は、通常、１〜２ＧＨｚ範囲内にある。
【０００７】
全地球システムは、一般に、全世界的カバレッジを有し、通常、多くの用途について十分に正確であるが、主要な欠点は、その弱い信号が、伝搬パスに対する、都市の谷間又は深い植物群落等の障害物に貫入するときに大きな困難を有することである。多くの場合、これは、こうしたエリア内で、特に建物内で受信機の位置を得ることを難しく又は不可能にする。
【０００８】
この問題を克服するため、局所的測位システムが、開発され続けており、送信機から受信機までの測定範囲は１００〜５００メートルに達し、受信信号は、全地球システムの場合より数オーダ強くなることを可能にし得る。そのため、信号は、壁及び他の物体をより容易に通過し、それでも依然として、受信機において使用可能であるのに十分に強い可能性がある。これらのシステムの最良のものは、通常、数メートル以内の測位精度を提供し、大抵、建物、建物の群の中又はその近く等の特定区域内に、あるいは、街の複数部分等の或る程度広いエリア内に配置される地上基地送信機を使用することになる。
【０００９】
重大な誤差源が、従来の局所的測位システムにおいて、特に室内で使用されるときに発見され得る。送信信号が単に、障害のない直線で送信機から受信機まで直接伝搬するだけである（ダイレクトパス又はラインオブサイト（ＬＯＳ）伝搬と呼ばれる）場合、受信信号のＴＯＡを推定することは比較的簡単である。しかし、受信ＬＯＳ信号は、しばしば、複数の近傍の物体からの反射によって生じる、付加的な遅延バージョンの信号と組み合わされる。この現象は、一般にマルチパス伝搬と呼ばれ、受信信号を予測できない方法で歪ませ、信号のＴＯＡを推定するときに許容できない誤差をもたらす可能性がある。
【００１０】
マルチパスがＴＯＡ誤差をどのようにもたらすかを理解するため、送信機から受信機までの範囲を測定する２つの一般的な方法を最初に考える。第１の方法は個々のパルスを受信機に送信することであり、第２の方法は疑似ランダムノイズ（ＰＮ）符号を送信することである。図１を参照すると、第１の方法の一例は、矩形パルスを送信することである。パルスが、後にマルチパスなしで受信される場合、受信されたシングルパルス信号１０は、図１の上部に示すように現れる場合がある。受信されたシングルパルス信号１０は、送信機及び受信機内でフィルタリングされる。受信機内のサーマルノイズが、受信パルスに付加されるが、簡潔のために、これは示されない。図１は、パルスの受信機生成複製物１２を使用することによって作成される相互相関関数１１を更に示し、相互相関関数のピーク絶対値（マグニチュード）は、信号のＴＯＡを判定するために通常使用される。同様に、本発明によって推定される相互相関メインローブのオンセット時間ｔ０が示される。
【００１１】
図２は、第２の方法の一例であり、送信ＰＮ符号は、互いに隣接するチップと呼ばれる矩形パルスのシーケンスであり、受信パルス２０は、ノイズがない状態で図２の一番上に示すように、疑似ランダムな正及び負極性を有する。通常、シーケンスは、周期的に繰り返され、Ｎのチップが各周期内にある。図２は、マルチパスがない状態の受信ＰＮ符号化信号、及びＰＮ符号化信号の受信機生成複製物２２を使用して作成される相互相関関数２１を更に開示し、相互相関関数のピーク絶対値（マグニチュード）は、信号のＴＯＡを判定するために通常使用される。更に、本発明によって推定される相互相関メインローブのオンセット時間τ０が示される。
【００１２】
両方の方法について、ＬＯＳ信号についての信号ＴＯＡ推定値（マルチパスなし）を得るためのノイズに対する最適受信機処理は、相互相関を使用することである。これは、受信信号を、送信信号波形のノイズレス複製物で掛け、それに続いてその積を積分（加算）することによって行われる。このプロセスは、受信信号と複製物との間の相対的時間シフトτの異なる値で実施されて、相互相関関数Ｒ（τ）を作成する。ほとんどの受信機において、相互相関関数は、次のように表される。
【数１】
2018508790.tif 000003
ここで、ｓ（ｔ）は（ゼロ周波数にシフトした後の）ベースバンドにおける受信信号（ノイズを含む）であり、ｒ（ｔ）は複製物波形である（通常、デジタル的に生成される）。通常、ｒ（ｔ）は実数値であり、ベースバンド信号ｓ（ｔ）は、複素値であり、実数又は同相成分と呼ぶ実数部ｓＩ（ｔ）及び虚数又は直交成分と呼ぶ虚数部ｓＱ（ｔ）を有する。複素信号は、ｓ（ｔ）＝ｓＩ（ｔ）＋ｊｓＱ（ｔ）であり、ここで、ｊ＝√−１である。複素値は、値が純粋に実数である場合、すなわち、虚数部がゼロであるときを含む。個別パルス測距のために、Ｔ１〜Ｔ２の時間間隔が、受信信号を包含するように選択され、ＰＮ符号測距のために、その間隔はＰＮ符号周期の倍数であるように通常選択される。両方法の場合、ＬＯＳ信号についてのＲ（τ）の絶対値（マグニチュード）は、図１及び２にそれぞれ示す三角形状メインローブを有し、或る程度の丸みは送信機及び受信機におけるフィルタリングによる。そのベースにおけるメインローブの幅は、２Ｗ秒であり、Ｗは、個々のパルス送信の場合、送信パルスの長さであり、Ｗは、ＰＮ符号送信の場合、チップの長さである。図１及び２においては、簡潔性のために、実数信号ｓ（ｔ）が示されるが、複素数であり得る。
【００１３】
ＰＮ符号は、通常、個々のパルスが受信機において十分な信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を持たないときに使用される。これは、図２に示される、ＰＮ符号についてのＲ（τ）のより高いピークによって伝達される。ＰＮ符号は、同様に、干渉がほぼフィルタ除去されるように広い周波数範囲にわたって干渉パワーを分散させることによって干渉を防ぐ。
【００１４】
ノイズによる誤差を除いて、Ｒ（τ）は、ｒ（ｔ）がＬＯＳ（マルチパスなし）信号と時間整列状態にあるとき、すなわち、相対的時間シフトτがゼロに近いとき、その最大絶対値を有する。受信機生成複製物１２、２２が受信信号と整列状態にあるため、信号ＴＯＡの推定は、当技術分野でよく知られている手段によって達成可能である。これは、送信信号及び受信機生成複製物波形上の特定のポイントに時間タグ付けすること、並びに、受信機タイムベース（クロック等）に従って複製物のタイミングを観測することを伴う。ＬＯＳ信号の場合、ＴＯＡ推定誤差は、主にノイズによる。
【００１５】
しかし、マルチパスの存在下で、相互相関関数は、劣化し、ＴＯＡを推定するときに誤差をもたらす。図３は、Ｒ（τ）が、ＬＯＳ信号からの成分３０及び２次パス信号からの別の成分３２を有するときのＲ（τ）に対する影響を示す。結果は、Ｒ（τ）のピーク絶対値の位置のシフトによるＴＯＡ推定誤差である。図から、ＬＯＳ信号に対してＷ秒までの遅延を持って到達するマルチパス信号成分が、ＴＯＡを推定するときに誤差をもたらし得ることが明瞭に見られる。室内システムでは、多くのこうしたマルチパス成分が存在する可能性がある。ＬＯＳ信号は、障害物を通過することによって著しく減衰される可能性があるため、マルチパス成分の一部は、減衰が小さいルートを有する場合、ＬＯＳ信号よりずっと大きい可能性がある。結果として、ＴＯＡ推定誤差は、許容できないほど大きくなる可能性がある。
【００１６】
マルチパスの影響を低減するための種々の方法が考案されており、それらの多くは、全地球ナビゲーションシステムのために開発された。しかし、局所的測位システムにおいて、マルチパス信号伝搬は、全地球システムの場合より、特に、反射が壁及び多数の他の物体から起こる室内測位で、しばしばずっと深刻である。更に、クローズインマルチパスは、更に一層問題であり、ＬＯＳパスに対する２次伝搬パスの遅延は、それぞれの波形の多くのオーバラップによって全く小さい可能性がある。局所的システム、特に室内における、サブメートルの精度についての現行の要求を考慮すると、全地球ナビゲーションシステムのために開発されたマルチパス軽減技術は、一般に不適切である。
【００１７】
広い帯域幅信号（非常に短いパルス等）を送信することが、相互相関関数の幅を減少させることによって、マルチパス誤差を低減し得ることがよく知られている。これは、２次パス信号成分を望ましいＬＯＳ成分からより容易に分離可能にする。
【００１８】
非常に広い帯域幅信号の使用は、超広帯域幅（ＵＷＢ）技術と呼ばれる。ＵＷＢ信号は、一般に、３．１Ｇｈｚ〜１０．６ＧＨｚの周波数帯、トータル７．５ＧＨｚの帯域幅を占め、ＲＦスペクトルのこの部分を共有する他の信号を含む。
【００１９】
しかし、これらの共有信号に対する干渉を回避するため、連邦通信委員会（ＦＣＣ）規則は、ＵＷＢ信号の送信パワーをサブミリワットのレベルの小さい値に制限する。室内測位の場合、これは、特に、建物の壁及び床を通過するときに、信号を受信可能な距離を厳しく制限する。そのため、ＵＷＢ信号は、送信機から受信機までの距離が制限範囲を超えると、信頼性がある室内測位を提供できず、その制限範囲は、ＬＯＳ伝搬に対する多くの障害が存在する場合、１０メートル以下である場合がある。
【００２０】
これより顕著に大きな距離における局所的測距の場合、より高いパワー及びより小さな帯域幅を有する信号が使用される。例は、産業用、科学用、医療用（ＩＳＭ）帯において許可される信号である。３つのＩＳＭ帯、９０２〜９２８ＭＨｚ、２．４００〜２．４８３５ＧＨｚ、及び、５．７２５〜５．８７５ＧＨｚにおいて、最大送信パワーは、ＵＢＷ送信について許容されるサブミリワットのレベルと対照的に、１ワットである。これらの帯域のそれぞれの幅は、２６ＭＨｚ、８３．５ＭＨｚ、及び１５０ＭＨｚである。より高い許容送信パワーは、各送信機からほぼ１００〜５００メートル以上に達する室内測位のための使用に適した信号をもたらす。しかし、この拡張された範囲は、不利益になる。帯域幅がＵＷＢ帯域幅よりずっと小さいため、マルチパス軽減はより難しくなる。
【００２１】
種々の形態で開発された局所的測位システムにおけるマルチパス誤差を減少させるための有望な考えは、一般に、リーディングエッジアプローチと呼ばれる。リーディングエッジアプローチは、全地球ナビゲーションシステムにとって実用的でない。なぜなら、全地球システムが提供できるよりもずっと高い受信パワーレベルを必要とするためである。リーディングエッジアプローチは、到達するマルチパス信号成分がＬＯＳ成分に対して常に遅延することに基づくものである。
【００２２】
従来のリーディングエッジ法は、通常、受信信号に直接又は相互相関関数に作用する。先に述べた基本的な個別パルス測距技法において、信号に直接作用することは、相互相関を放棄し、図４Ａ（明確性のためにノイズは省略する）に示すように、受信パルスｓ（ｔ）の初期部分４０だけを観測することを意味する。その考えは、この観測結果を使用して、ここではパルスのオンセット時間として定義される、ノイズレスパルスがちょうど始まる時間ｔ０を推定することである（この場合、ｔ０は信号ＴＯＡと見なすことが可能である）。到達するパルスの観測される初期部分の後に起こるあらゆるマルチパス成分は、推定に影響を全く及ぼし得ない。したがって、観測を実用的であるリーディングエッジの最も早期の部分に制限することが望ましい。この技法は、純粋なＬＯＳ信号にとってもはや最適でない。その主な理由は、測定が信号の低ＳＮＲ部分に対して行われ、信号のフルパワー及びフル形状が利用されないからである。しかし、これは、局所的測位システムにおいて得られる比較的高い受信パワーレベル、及び、リーディングエッジの始まりを使用することによってマルチパス信号成分のほとんどを無効化するずっと優れた能力によって相殺される。
【００２３】
図４Ｂは、典型的な相互相関関数に適用される従来のリーディングエッジアプローチを示す。ここで、相互相関関数のオンセット時間τ０が推定され、オンセット時間τ０は、ピーク位置をＴＯＡに変換する従来の方法について先に説明した方法と類似の方法で受信機によって信号ＴＯＡに変換可能である。この場合、τ０は、相互相関絶対値４２がそのメインローブに向かってちょうど上昇し始める時間シフトτの値として規定される。典型的な相互相関関数を使用するときの問題は、エッジの比較的小さな傾斜がτ０を推定するときの精度を低下させることである。後で、この困難さを除去する特別なタイプの相互相関が述べられる。
【００２４】
オンセット時間の推定は、一般に、正の閾値Ｔであって、受信機ノイズレベルに近いが、ノイズだけによる偽りの交差を回避するのに十分にノイズレベルを超えてセットされる、正の閾値Ｔを、波形振幅（マグニチュード）が交差するときの検出を必要とする。しかし、こうした単純な配置構成に関する問題は、受信信号パワーが、送信機パワー、伝搬損失、アンテナ利得、及び受信機利得等の因子に応じて、広い範囲の値を有する可能性があることである。これは、閾値交差の時間に、望ましくない、受信パワーに従って変動するバイアス誤差を生じさせる。
【００２５】
この問題を避けるため、パワーレベルに独立な正規化バージョンを得るために、波形をそのピーク値によって分割することを考えること、又は、このために自動利得制御（ＡＧＣ）を使用することが自然であるだろう。パルス信号に対するＡＧＣ正規化の使用は、１９９３年１１月３０日に発行されたＫｅｌｌｅｙらの米国特許第５，２６６，９５３号（「Ｋｅｌｌｅｙ」）「正確な距離測定機器アプリケーションのための適応固定閾値パルス到着時間検出装置（Ａｄａｐｔｉｖｅ  ｆｉｘｅｄ−Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  Ｐｕｌｓｅ  Ｔｉｍｅ−ｏｆ−Ａｒｒｉｖａｌ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ｆｏｒ  Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ  Ｄｉｓｔａｎｃｅ  Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ  Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」において見ることができる。室内測位の場合、Ｋｅｌｌｅｙの正規化のタイプに関する困難さは、ピーク位置で非常に大きい可能性があるマルチパス信号成分が、ピーク値を劇的に変化させ、正規化の忠実度を損なう可能性があることである。Ｋｅｌｌｅｙは更に、マルチパス補正テーブルにアドレスするため、受信パルスによる２つの閾値交差の時間を使用することを述べる。しかし、第２の閾値交差は、受信パルス内に更に延在しなければならず、マルチパスがより起こる可能性がある。更に、このアプローチが室内測位のために使用される場合、依然として主要な困難さが存在することになり、そこで見られる潜在的には大きくかつ複雑なマルチパス環境が、補正テーブルの使用を妨げることになる。
【００２６】
相関関数のオンセット時間を推定する方法は、Ｉ．Ｓｈａｒｐ、Ｋ．Ｙｕ、及びＹ．Ｊ．Ｇｕｏによる論文「帯域限定測位システムにおける到達時間推定のためのピークおよびリーディングエッジ検出（Ｐｅａｋ  ａｎｄ  Ｌｅａｄｉｎｇ  Ｅｄｇｅ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｔｉｍｅ−ｏｆ−ａｒｒｉｖａｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｂａｎｄ−ｌｉｍｉｔｅｄ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍｓ）」，ＩＥＴ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，３巻，１０号，１６１６−１６２７頁，２００９年に開示された。しかし、プロジェクションアルゴリズムと呼ばれるその方法は、相関関数のオンセット時間をはるかに超えて位置する情報を使用し、深刻な室内マルチパスが重大な誤差を生じさせる可能性がある。
【００２７】
必要とされるものは、最小のマルチパス誤差で波形のオンセット時間を正確に推定するために、ノイズ内の波形の採り得る最小の初期部分を使用して、推定値が波形振幅に応じたバイアスを持たないようにする方法である。波形の供給源は任意であり得る。例えば、波形の供給源は、送信機によって送信される受信パルス、相互相関関数等の処理された信号、又は、推定の必要があるオンセット時間を有する何らかの他の波形であり得る。
【００２８】
［概要］
本発明は、マルチパス成分を含む、波形のノイズ含有バージョンを観測することに基づいて波形のオンセット時間を検出するシステム及び改良型リーディングエッジ法の種々の実施形態を提供する。波形の供給源は任意であり得るが、主要な動機は、局所的測位システムにおけるより優れたマルチパス軽減及び信号トラッキングについての必要性である。重要な用途は、サブメートルのレベルの位置精度が所望されるが、既存技術で達成することが難しいＲＦベース室内測位に向けられる。
【００２９】
本明細書で広く述べられるように、一実施形態では、複素波形
【数２】
2018508790.tif 000004
の観測からオンセット時間ｔ０を推定するための方法であって、ｔは、時間変数であり、Ａは、正の振幅ファクタであり、φは、位相であり、ｇ（ｔ）は、ｔ≦０の場合ゼロであり、その後に十分に長い時間にわたって増加する、既知の微分可能な実数値関数であり、ｍ（ｔ）は、時間ｔ０の後に始まる劣化複素波形であり、ｎ（ｔ）は、複素ノイズランダムプロセスであり、ｊ＝√−１である方法において、複素波形ｆ（ｔ）を受信するステップと、複素波形のマグニチュード関数Ｆ（ｔ）を計算するステップと、マグニチュード関数Ｆ（ｔ）の微分Ｆ’（ｔ）を計算するステップと、マグニチュード関数Ｆ（ｔ）が正の閾値Ｔと交差する時間ｔ１を判定するステップと、値ｄ＝Ｆ’（ｔ１）を導出するために時間ｔ１において微分Ｆ’（ｔ）をサンプリングするステップと、
式
【数３】
2018508790.tif 000005
に従って関数ｇ（ｔ−ｔ０）のオンセット時間ｔ０を推定するステップと、
を含み、関数ｈ−１は、関数
【数４】
2018508790.tif 000006
のインバースである方法。
【００３０】
本明細書で広く述べられるように、別の実施形態では、無線通信デバイスであって、複素波形
【数５】
2018508790.tif 000007
の観測からオンセット時間ｔ０を推定し、ｔは、時間変数であり、Ａは正の振幅ファクタであり、φは位相であり、ｇ（ｔ）は、ｔ≦０の場合ゼロであり、その後に十分に長い時間にわたって増加する、既知の微分可能な実数値関数であり、ｍ（ｔ）は、時間ｔ０の後に始まる劣化複素波形であり、ｎ（ｔ）は、複素ノイズランダムプロセスであり、ｊ＝√−１であり、前記デバイスは、マグニチュード関数発生器と、微分器と、閾値交差検出器と、を備え、マグニチュード関数発生器の出力は、微分器及び閾値交差検出器のそれぞれに供給され、更に、タイムベース発生器信号を閾値交差検出器に提供するように構成されるタイムベース発生器と、前記微分器の出力に結合されるサンプリング装置と、オンセット時間計算器とを備え、オンセット時間ｔ０を推定するために、少なくともサンプリング装置及び閾値交差検出器の出力がオンセット時間計算器に供給される無線通信デバイスが開示される。
【００３１】
本発明のこれらの並びに他の態様及び利点は、以下の詳細な説明及び例として本発明の特徴を示す添付図面から明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】マルチパスがない状態で送信機から受信機までの範囲を測定する従来方法の図である。
【図２】マルチパスがない状態で送信機から受信機までの範囲を測定する別の従来方法の図である。
【図３】マルチパスがある状態で送信機から受信機までの範囲を測定する従来方法の図である。
【図４Ａ】送信機から受信機までの範囲を測定する従来のリーディングエッジ法の図である。
【図４Ｂ】送信機から受信機までの範囲を測定する別の従来のリーディングエッジ法の図である。
【図５】本発明の一実施形態に係る受信した信号パルス信号のマグニチュード関数Ｆ（ｔ）の初期部分のプロットである。
【図６】本発明の一実施形態に係る無線通信デバイスのブロック線図である。
【図７】本発明の一実施形態に係る送信機から受信機までの範囲を測定するための相互相関関数の波形である。
【図８】本発明の一実施形態に係るマルチパスがある状態での図７の相互相関関数の波形である。
【図９】本発明の一実施形態に係る送信機から受信機までの範囲の測定シミュレーションの誤差曲線の線図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
［詳細な説明］
本明細書で述べる発明は、例えば、限定されないが、波形のオンセット時間を検出すること、並びに、ノイズ及びマルチパスに起因する、受信パワーレベルの変動を軽減すること等、多くの異なる用途で使用され得る無線通信デバイスの様々な実施形態を対象とする。
【００３４】
本発明は、新しい正規化プロセスを使用して、ノイズ及びマルチパスが存在するときに受信パワーレベルの変動によって生じる波形のオンセット時間を推定するときのバイアスを減少させる。この正規化は、波形観測の振幅（マグニチュード）が小さな正の閾値と交差する時間を、同時にこの振幅の微分と組み合わせて使用する。そのため、そのオンセットに続く波形の非常にわずかな部分だけが関係する。正規化プロセスを劣化させる可能性があるマルチパス成分を含む波形の後の部分は回避される。
【００３５】
本発明は、送信機からの到達信号の、又は、相互相関関数等の処理された信号から、正確なＴＯＡ推定値を受信機内で得るために適用され得る。２．４００〜２．４８３５ＧＨｚ  ＩＳＭ帯を使用するシミュレーションは、本発明の使用が測位誤差を数デシメートル以内まで下げることが可能であることを示す。本発明は更に、ずっと小さな有効範囲エリアが許容可能である測位用途においてＵＷＢ信号のマルチパス軽減を向上するために使用され得る。
【００３６】
本発明は、いくつかの実施形態を参照して本明細書で述べられるが、本発明が、多くの異なる形態で実施可能であり、本明細書で述べられる実施形態に限定されるものとして解釈されるべきでないことが理解される。特に、本発明は、種々の構成の局所的測位システムにおけるマルチパス軽減及び信号トラッキングに関して本明細書で述べられるが、本発明が、多くの異なる構成を有する多くの他の測位システムのために、及び／又は、送信機から受信機までの距離が測定される他の無線システムにおいて、使用され得ることが理解される。
【００３７】
第１の、第２の等の用語が、種々の要素又はコンポーネントを述べるために本明細書で使用される場合があるが、これらの要素又はコンポーネントは、これらの用語によって制限されるべきでない。これらの用語は、１つの要素又はコンポーネントを、別の要素又はコンポーネントと区別するためにだけに使用される。そのため、本明細書で論じる第１の要素は、本出願の教示から逸脱することなく、第２の要素と呼ばれる可能性がある。本発明を具現化する実際のシステム又はフィクスチャが、図に示すものを超えるずっと多くの特徴及び要素を持って、多くの異なる方法で配置され得ることが理解される。
【００３８】
本発明の実施形態は、模式図である波形図を参照して本明細書で述べられる。したがって、実際の波形は異なる可能性があり、例えばノイズの結果としての波形の変動が予想される。そのため、図に示される波形は本質的に概略的であり、その形状は、送信された、受信された、及び／又は処理された波形の厳密な形状を示すことを意図するものではなく、また、本発明の範囲を制限することを意図しない。
【００３９】
本発明が適用される観測波形は、複素アナログ波形又はデジタル的にサンプリングされた波形である。アナログ形態は、説明のために使用され、
【数６】
2018508790.tif 000008
であり、ここで、ｔは、時間変数であり、Ａは、正の振幅ファクタであり、φは、位相であり、ｇ（ｔ）は既知の微分可能な実数値関数であり、ｍ（ｔ）は、時間ｔ０の後に始まる劣化複素波形であり、ｎ（ｔ）は、複素ノイズランダムプロセスであり、ｊ＝√−１である。ｇ（ｔ）は、ｔ≦０の場合にゼロであり、その後に十分に長い時間にわたって増加し、かつ微分可能であると仮定される（この後半部については、更に後述される）。そのため、ｇ（ｔ）のオンセット時間はゼロであり、ｇ（ｔ−ｔ０）のオンセット時間はｔ０であり、その時間は、本発明によって推定される時間である。
【００４０】
相互相関がないＲＦ測距の状況において、ｆ（ｔ）は、付加ノイズｎ（ｔ）を伴う（ゼロ周波数キャリアに変換された）マルチパス劣化受信複素ベースバンド信号であり、Ａｅｊφｇ（ｔ−ｔ０）は、そのノイズレス成分であり、ｇ（ｔ）は、送信信号である。この場合、信号伝搬時間は、ｔ０−０＝ｔ０であることになる。ｇ（ｔ）の知識は、送信機特性及び受信機特性から、又は、無響室内で行われる実験データから得られ得る。振幅の定数Ａは、受信信号強度に関係し、位相φは、受信信号におけるキャリア位相シフトによるものであり、ｍ（ｔ）は、時間ｔ０の後に始まる受信マルチパス信号成分を表す。
【００４１】
あるいは、式（２）は、単に時間表記をｔから時間シフトτに変更することによる、複素相互相関関数であることができる。この場合、ｆ（τ）は、付加ノイズを有する受信機での複素マルチパス劣化相互相関関数Ｒ（τ）であり、Ａｅｊφｇ（τ−τ０）は、オンセット時間シフトτ０を有するそのノイズレス成分であり、ｇ（τ）は、送信信号から導出されるゼロのオンセット時間シフトを有する相互相関である。振幅の定数Ａは、受信信号強度に関係し、位相φは、受信信号におけるキャリア位相シフトによるものであり、ｍ（ｔ）は、時間シフトτ０の後に始まる相互相関における受信マルチパス信号成分を表す。
【００４２】
ＰＮ符号相互相関関数は、通常、そのメインローブの前及びその後に、かなりの時間長にわたって幾つかの小さな非ゼロ値を有する。したがって、こうした相互相関関数についてのオンセット時間τ０は、関数が、そのメインローブの、リーディングエッジまで途切れずにちょうど上昇し始めるポイントとして定義される。ほとんどの符号について、特に、コード周期当たりのチップ数Ｎが大きいときの最大長符号と呼ばれる符号について、相互相関の値は、オンセットポイントにおいてゼロに非常に近い。
【００４３】
以下に続く解析は、時間について使用される表記に依存しない。したがって、簡略化を容易にするため、本発明が相互相関関数に適用されるときに、ｔからτへの表記変更は行われない。
【００４４】
本発明は、ｆ（ｔ）の少なくとも初期部分の観測からｔ０を正確に推定するように構成される。幾つかの実施形態において、ｔ０は、ｆ（ｔ）の初期部分だけの観測から推定される。ここで使用されるアプローチは、ノイズ及びマルチパスが存在するときの推定値を提供する式を開発することであるが、ｆ（ｔ）の観測される初期部分においてノイズ及びマルチパスが存在しないという仮定に基づく。ノイズ及びマルチパスによる誤差は、後で論じるシミュレーションによって判定されることになる。
【００４５】
これらの仮定の下で、観測される波形は、
【数７】
2018508790.tif 000009
である。
【００４６】
ｔ０の推定値は、ｆ（ｔ）のマグニチュード（モジュラス）関数Ｆ（ｔ）に基づく：
【数８】
2018508790.tif 000010
ノイズ及びマルチパスがない場合、ｆ（ｔ）、Ｆ（ｔ）、及びｇ（ｔ−ｔ０）のオンセット時間は同じである、すなわち、ｔ０であることに留意されたい。
【００４７】
マルチパス成分が、時間ｔ０の後に始まるため、式（４）は、ノイズが全く存在しないとき、たとえマルチパスがあっても、ｔ０が正確に判定され得ること示す。しかし、ノイズが存在するときに、ｔ０の推定が行われなければならないため、本発明は、２つの情報ピースを使用して、ｔ０を数学的に推定する。第１のピースは、Ｆ（ｔ）が小さな正の閾値Ｔを交差する時間ｔ１である。閾値Ｔは、出来る限り小さくなるように選択されるが、依然として、ノイズだけによって交差される確率を十分に小さい確率に維持する。Ｔの小さな値は、ｔ１−ｔ０を小さくするため、ｔ０に対するその遅延がｔ１−ｔ０より大きい場合、どのマルチチパス信号成分も、影響を全く及ぼさないことになる。
【００４８】
しかし、単一の閾値交差だけでは、ｔ０を判定するのに十分ではない。先に述べたように、いろいろな受信パワーレベルが、Ａを変動させ、それが、ｔ１を変動させることになる。後の任意の時間にＦ（ｔ）を観測する必要なしに、この問題を避けるため、情報の第２のピースが使用され、第２のピースは、小さな閾値Ｔと交差する、時間的に同じポイントｔ１におけるＦ（ｔ）の微分Ｆ’（ｔ）である。この方法の少なくとも１つの利点は、Ｆ（ｔ）のリーディング部分内にｔ１より更に長い時間だけ延在した測定を行う必要が全くないことである。
【００４９】
閾値Ｔと交差する時間ｔ１においては、
【数９】
2018508790.tif 000011
を有する。式（５）内の最後の等式は、ｇ（ｔ）が、ｔ≦ｔ１−ｔ０の場合に非負であるという仮定に起因する。同様に、ｇ（ｔ）が、ｔ≦ｔ１−ｔ０の場合に微分可能であると仮定し、ｄ＝Ｆ’（ｔ１）とおく。ここで、Ｆ’（ｔ１）は、時間ｔ１におけるＦ（ｔ）の微分である。そのとき、
【数１０】
2018508790.tif 000012
である。ここで、ｇ’（ｔ）は、関数ｇ（ｔ）の微分を示す。ｔ０からｔ１への時間間隔の長さは、典型的な局所的測距の場合、２〜１０ナノ秒であり得るが、時間間隔は、より長い又はより短い可能性があり、２〜１０ナノ秒の例に限定することを意図しない。
【００５０】
振幅スケーリングファクタＡは、ここで、比
【数１１】
2018508790.tif 000013
を形成することによって除去可能である。ｔ１−ｔ０の近傍でｇ（ｔ）が厳密に増加し続け、ｇ’（ｔ１−ｔ０）＞０であるという更なる仮定によって、
【数１２】
2018508790.tif 000014
とおくことができ、
【数１３】
2018508790.tif 000015
を得ることができる。
【００５１】
ｇ（ｔ）が既知であるため、ｇ’（ｔ）も既知であり、そのことは、ｈ（ｔ）が既知であることを示唆する。関数ｈ（ｔ）が、０及びｔ１−ｔ０の両方を含む開区間において反転可能である場合（実際、ほとんどの場合にはそうである）、ｔ０についての所望の解は、
【数１４】
2018508790.tif 000016
である。ここで、ｈ−１は、関数ｈ（ｔ）の逆関数を示す。逆関数は、「逆戻り（ｂａｃｋｗａｒｄ）」する。説明するため、ｕ＝ｈ（ｔ）とする場合、これは、数ｔが関数ｈに対する入力である場合、ｈは、出力数としてｕを生成することを意味する。しかし、逆関数では、入力と出力の役割が逆であり、ｕ＝ｈ（ｔ）である場合、ｔ＝ｈ−１（ｕ）である。
【００５２】
ｔ０についての代替解は、式（７）の比の逆数を形成し、ｈ（ｔ）を、その前の定義の逆数である
【数１５】
2018508790.tif 000017
として再定義することによって得られる。式（７）の比の逆数を形成することは、新しい式（７ａ）
【数１６】
2018508790.tif 000018
をもたらし、再定義されたｈ（ｔ）を式（７ａ）に適用することは、新しい式（８ａ）
【数１７】
2018508790.tif 000019
をもたらし、それにより、ｔ０についての代替解に対する新しい式（９ａ）
【数１８】
2018508790.tif 000020
をもたらす。
【００５３】
図５は、付加ノイズ内の受信単一パルス信号のマグニチュード関数Ｆ（ｔ）の初期部分のプロット５１であり、本発明に従って、Ｆ（ｔ）が閾値Ｔと交差する時間ｔ１を示し、時間ｔ１は、Ｆ（ｔ）の微分Ｆ’（ｔ１）が計算される地点である。図５は、閾値Ｔ  ５２を通過するときの、マグニチュード関数Ｆ（ｔ）  ５０、及び、閾値交差の時間ｔ１  ５６における微分ｄ＝Ｆ’（ｔ１）  ５４を示す。
【００５４】
先の説明は、関数ｇ（ｔ）の初期部分が２次である具体的な例を与えることによって明確にできる：
【数１９】
2018508790.tif 000021
そして、ノイズレスでかつマルチパスフリーのマグニチュード関数は、
【数２０】
2018508790.tif 000022
である。
閾値Ｔと交差する時間ｔ１においては、
【数２１】
2018508790.tif 000023
を有する。
それにより、次の通りに関数ｈ（ｔ）を定義する：
【数２２】
2018508790.tif 000024
【００５５】
ｈ（ｔ）＝ｔ／２であるため、ｈ−１（ｔ／２）＝ｔということになる。ｕ＝ｔ／２とおくことによって変数の変更を行うと、ｈ−１（ｕ）＝２ｕと書くことができる。そのため、この逆関数の出力は、その入力の２倍である。
【００５６】
そして、次のようになる。
【数２３】
2018508790.tif 000025
【００５７】
ｈ（ｔ１−ｔ０）＝Ｔ／ｄであるため、次のようになる。
【数２４】
2018508790.tif 000026
【００５８】
ノイズ及びマルチパスが、先の説明において無視されていても、式（９）によって与えられるｔ０についての解は、波形ｆ（ｔ）がノイズ及びマルチパスを含むときに依然として使用され得る。この場合、式（９）における閾値交差時間ｔ１及びｄ＝Ｆ’（ｔ１）は、ノイジーであり、時間ｔ１に存在する任意のマルチパスによって影響を受けることになる。しかし、逆関数ｈ−１は、既知のノイズレス関数ｇ（ｔ）及びｇ’（ｔ）に起因するため、影響を受けない。ノイズ及びマルチパスによるｔ０を推定するときの誤差は解析するのが難しいため、これらの誤差源の影響は、後で論じるシミュレーションによって判定された。
【００５９】
ノイズだけが存在するとき、Ｆ（ｔ）＝｜ｎ（ｔ）｜であり、Ｆ（ｔ）＝｜ｎ（ｔ）｜は、その絶対値（マグニチュード）がその２乗平均平方根（ＲＭＳ）値によって記述され得る非負ランダムプロセスである。偽りの閾値交差を許容可能なレベルまで減少させるため、幾つかの実施形態において、閾値Ｔは、一般に、ノイズだけのＲＭＳ値の４〜５倍の範囲内のどこかに設定されることになる。しかし、他の実施形態において、閾値Ｔは、より高い又はより低い範囲に設定され得て、ノイズだけのＲＭＳ値の４〜５倍に限定することを意図しない。設定は、信号がない状態のノイズの周期的なＲＭＳ測定に基づいて自動的に行われ得る。更に、閾値交差は、波形振幅（マグニチュード）が、閾値と交差するポイントを十分に超えて上昇し続けることをチェックすることによって確認され得る。
【００６０】
図６は、無線通信デバイス６０の一実施形態のブロック線図であり、無線通信デバイス６０は、限定されないが例えば受信機等であって、測定されるＲＭＳノイズレベルを超える小さな正の閾値Ｔの計算を含む、ノイジー波形ｆ（ｔ）の観測によってノイズに埋もれた波形のオンセット時間ｔ０を推定するように構成される。他の実施形態において、デバイス６０はまた、波形のオンセット時間を推定するための装置を備えることができ、受信機への限定を意図しない。
【００６１】
受信機６０は、アナログ形態又はデジタル的にサンプリングされた形態であり得る、波形ｆ（ｔ）６４を使用することによってｇ（ｔ−ｔ０）のオンセット時間ｔ０６２を推定する。第１に、ｆ（ｔ）６４のマグニチュード関数Ｆ（ｔ）６６が、上記式（４）に従ってマグニチュード関数発生器６５によって計算され、閾値検出器６８及び微分器７０に供給される。微分器の出力は、Ｆ（ｔ）  ６６の微分Ｆ’（ｔ）  ７２である。Ｆ（ｔ）  ６６のノイズだけの測定値に基づいて、正の閾値Ｔ  ７４が、閾値検出器６８による使用のために計算され、それは、通常、ＲＭＳノイズレベルの４〜５倍である。
【００６２】
Ｆ（ｔ）  ６６が閾値Ｔ  ７４と交差するとき、閾値検出器６８は、タイムベース発生器７８に従って閾値交差時間ｔ１  ７６を記録し、更には、微分器７０の出力をサンプリングするコマンドをサンプリング装置８１に送信する。サンプリングされる出力は、時間ｔ１  ７６におけるＦ（ｔ）  ６６の微分ｄ＝Ｆ’（ｔ１）  ８０である。量ｄ、ｔ１、及びＴは、その後、計算器８２に入力され、式（９）に従ってオンセット時間ｔ０  ６２を計算するために計算器８２によって使用され、一方、他の実施形態において、オンセット時間は、式（９ａ）に従って計算され得る。
【００６３】
タイムベース発生器７８は、当技術分野でよく知られている手段によって受信機６０によって設定され得て、それにより、タイムベースによるｔ０の推定値（又は、相互相関オンセット時間τ０の推定値）が、やはり当技術分野でよく知られている手段によって、信号ＴＯＡに変換され得る。
【００６４】
微分器７０への入力がアナログ信号である実施形態において、微分器は、アナログフィルタを備え得て、アナログフィルタ出力は、入力の微分に非常によく近似する。入力がデジタル的にサンプリングされた信号である他の実施形態において、微分器７０は、デジタルフィルタを備え得る、又は、入力の２つの連続するサンプルが使用されて、微分に非常によく近似する差分が形成され得る。
【００６５】
［改良型相互相関関数を使用する実施形態］
先に述べたように、疑似ランダム符号を使用する典型的な相互相関関数は、オンセット時間τ０を推定するための最良の特性を持たない。その理由は、そのメインローブのリーディング部分が急速に上昇しないからである。このための更に良好な相互相関関数は、図７に示すように得られて、受信機生成複製物は、受信ＰＮ符号９２と同じ極性のシーケンスを有するバイポーラサンプリング列９０によって置換される。結果として得られる相互相関関数Ｒ（τ）は、立上り時間が送信機及び受信機内のフィルタリングによってだけ制限されて、単一ＰＮ符号チップの高ＳＮＲバージョンを作成する。その結果、オンセット時間の推定値は、ノイズによってあまり影響を受けない。
【００６６】
こうした相互相関関数の場合、バイポーラサンプリング列ｒ（ｔ）９０は、
【数２５】
2018508790.tif 000027
として表される単位インパルス列で表され得る。ここで、Ｗは符号チップの幅９６であり、定数εｎは、それぞれが＋１又は−１であるインパルスの極性である。インパルス極性のシーケンスは、受信ＰＮ符号の極性に一致する。そして、
【数２６】
2018508790.tif 000028
である。
【００６７】
図７は、本発明の一実施形態に係る、相互相関関数の形成を開示し、その相互相関関数は、短い立上り時間を有し、従来の相互相関関数のオンセット時間よりずっと良好な精度で本発明によって判定され得る、オンセット時間τ０を有する。
【００６８】
このタイプの相互相関は、Ｆｉｓｈｅｒ及び共同発明者としてのＷｅｉｌｌによる、２００８年７月２２日、米国特許第７，４０３，５５９号、「高速相互相関のための２値信号変調圧縮（Ｂｉｎａｒｙ−Ｖａｌｕｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ  Ｓｐｅｅｄ  Ｃｒｏｓｓ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）」において取り入れられた。その特許に記載される相互相関関数は、圧縮信号と呼ばれる。
【００６９】
図８は、図３と比較した、マルチパスが存在している状態でのこの相互相関関数の利点を示す。結果として得られる相互相関関数９３は、Ｒ（τ）のわずかな初期部分を超えるマルチパス成分９１によって悪い影響を受けず、マルチパス成分９１は、オンセット時間τ０を推定するときの誤差をもたらす可能性がない。図８は、図７の相互相関関数の実施形態が、ＴＯＡを推定するために一般的なリーディングエッジアプローチにおいて使用されるとき、図３に示す従来の相互相関を使用することと比較して、ずっとマルチパス誤差に耐性があることを開示する。
【００７０】
［シミュレーション結果］
図９は、シミュレーション結果の線図１００を示し、ここでＴＯＡの推定は、マルチパスの存在下で、上述し更には図７に示した改良型相互相関関数の実施形態を使用する。使用されるパラメータ値は、次の通りである：範囲＝１００ｍ、送信パワー＝１ワット、キャリア周波数＝２．４４２ＧＨｚ、チッピングレート＝１０ＭＨｚ及び周期Ｎ＝２２０−１＝１，０４８，５７５チップを有する最大長ＰＮ符号、ＲＦカットオフ帯域＝２００ＭＨｚ、並びに、ＴＯＡ推定更新レート＝１秒。各更新は、１０７符号チップを使用する。信号は、２．４ＧＨｚＩＭＳ帯に中心があり、たとえＩＭＳ帯の外に一部のスペクトルパワーを有しても、ＦＣＣ帯域外スペクトルパワー密度要件を満たす。シミュレーションを室内シナリオについてより現実的なものにするため、更なる５４ｄＢの損失が、直接パス信号の発散損失に付加されて、壁、床等からの吸収が考慮された。
【００７１】
図９の曲線は、直接信号パスに対する、２次パス遅延の関数としての平均ＴＯＡ誤差を示す。破線の曲線は、直接パスの振幅に等しい２次パス振幅についての平均誤差を示す。実線の曲線は、非常に深刻なマルチパス状況である、直接パスの振幅より１０倍大きい２次パス振幅についての誤差を示す。
【００７２】
円形データポイントを有する曲線は、２次パス位相が直接パスに対して０°であるときの平均ＴＯＡ誤差を示し、正方形データポイントを有する曲線は、１８０°相対位相についての誤差を示す。
【００７３】
全ての場合で、ＴＯＡ誤差の標準偏差は８ｃｍ未満である。
【００７４】
４０ｃｍより大きい２次パス遅延の場合、平均ＴＯＡ誤差は、２次パスの相対振幅及び位相によらず、４ｃｍ未満である。この誤差は、マルチパスが全くない場合の誤差と同じである。
【００７５】
２次パス振幅が、直接パスの振幅と同じで、その相対的位相が１８０°であるときに、非常にわずかのパス間隔で信号相殺の回避不能領域が存在することに留意されたい。この領域において、信号ＴＯＡを適切に推定するのに十分な受信信号パワーは存在しない。
【００７６】
本発明の上記説明が、その原理を示すこと、及び、本発明の範囲及び精神から逸脱することなく、種々の変更が当業者によって行われる可能性があることが理解されるであろう。また、本発明が、限定はしないが音波又は光信号等の、ＲＦ信号以外の信号と共に使用され得ることが当業者によって理解されるであろう。幅広い種類の波形が本発明と共に使用され得ることが留意されるであろう。
【図１】
2018508790.tif 000042
【図２】
2018508790.tif 000043
【図３】
2018508790.tif 000044
【図４Ａ】
2018508790.tif 000045
【図４Ｂ】
2018508790.tif 000046
【図５】
2018508790.tif 000047
【図６】
2018508790.tif 000048
【図７】
2018508790.tif 000049
【図８】
2018508790.tif 000050
【図９】
2018508790.tif 000051
【国際調査報告】
2018508790.tif 000052