(57)【要約】  第１入力２２と第２入力２４を有し、第１入力２２および第２入力２４にそれぞれ接続される差動対として設けられる第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１２と、上記差動対と第１供給レールとの間に配置される定電流デバイス１４と、を備え、第１トランジスタ１０と定電流デバイス１４との間の第１経路は、第２トランジスタ１２と定電流デバイス１４との間の第２経路とは異なる抵抗を有する差動比較器を開示する。また、上記差動比較器を採用する無線受信機も開示する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入力および第２入力を有する差動比較器であって、 
前記第１入力および第２入力にそれぞれ接続される差動対として設けられる第１トランジスタおよび第２トランジスタと、
前記差動対と第１供給レールとの間に配置される定電流デバイスと、を備え、
前記第１トランジスタと前記定電流デバイスとの間の第１経路は、前記第２トランジスタと前記定電流デバイスとの間の第２経路と異なる抵抗を有する
ことを特徴とする差動比較器。
【請求項２】
前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタは電界効果トランジスタから成る
ことを特徴とする、請求項１に記載の差動比較器。 
【請求項３】
前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタは同一である
ことを特徴とする、請求項１または２に記載の差動比較器。
【請求項４】
前記差動対と第２供給レールとの間に能動負荷を備える
ことを特徴とする、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動比較器。  
【請求項５】
前記能動負荷は、前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタにそれぞれ出力を供給する第３トランジスタおよび第４トランジスタを備える
ことを特徴とする、請求項４に記載の差動比較器。 
【請求項６】
前記第３トランジスタおよび前記第４トランジスタは電界効果トランジスタから成る
ことを特徴とする、請求項５に記載の差動比較器。
【請求項７】
前記第３トランジスタおよび前記第４トランジスタのうち一方のトランジスタのゲート／ベースは、当該一方のトランジスタのドレイン／エミッタに接続される
ことを特徴とする、請求項５または６に記載の差動比較器。
【請求項８】
前記第３トランジスタおよび前記第４トランジスタのうち他方のドレイン／エミッタから引き出される出力を含む
ことを特徴とする、請求項７に記載の差動比較器。 
【請求項９】
前記能動負荷は電流ミラーを備える
ことを特徴とする、請求項４乃至８のいずれかに記載の差動比較器。
【請求項１０】
前記第１経路および前記第２経路のうち一方は抵抗器を備え、他方は抵抗器を備えていない
ことを特徴とする、請求項１乃至請求項９のいずれかに記載の差動比較器。 
【請求項１１】
前記第１経路および前記第２経路が共有する単一の定電流源を備える
ことを特徴とする、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の差動比較器。  
【請求項１２】
請求項１乃至請求項１１のいずれかに記載の差動比較器を含むレベル検出器を備える
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項１３】
レベル検出器と自動利得制御システムとを備える無線受信機であって、
前記レベル検出器は、
特定のチャネル外にある受信無線信号の成分を減衰するチャネルフィルタと、
前記チャネルフィルタと同じ信号経路に配置され、第１入力および第２入力を有する差動比較器を備え、
前記差動比較器が、
前記第１入力および前記第２入力にそれぞれ接続される差動対として設けられる第１トランジスタおよび第２トランジスタと、
前記差動対と第１供給レールとの間に配置される定電流デバイスと、を備え、
前記第１トランジスタと前記定電流デバイスとの間の第１経路は、前記第２トランジスタと前記定電流デバイスとの間の第２経路とは異なる抵抗を有し、
前記自動利得制御システムは、
前記レベル検出器からレベル検出情報を受信し、受信した前記レベル検出情報を使用して前記無線受信機における１つ以上の利得制御系の利得を調節する
ことを特徴とする無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動比較器回路、特に、集積回路で採用される差動比較器回路の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
差動比較器は、回路内の信号レベルを測定し、２つの信号レベル間の差が閾値を超える時点を判定するために一般的に使用される回路素子である。従来、差動比較器は、差動シングルエンド増幅器と、演算増幅器などの高利得増幅器への入力である基準電圧とを備える。既知の回路構造の一例として、「ＭＯＳ演算増幅器の設計−入門総覧」、ＩＥＥＥソリッドステート回路ジャーナル、第１７巻、６号、９６９〜９８２ページが挙げられる。
【発明の概要】
【０００３】
本発明は、既知の回路構造を改良することを目的とし、第１入力および第２入力を有する差動比較器を提供するものであって、前記差動比較器は、
前記第１入力および前記第２入力にそれぞれ接続される差動対として設けられる第１トランジスタおよび第２トランジスタと、
前記差動対と第１供給レールとの間に配置される定電流デバイスと、を備え、
前記第１トランジスタと前記定電流デバイスとの間の第１経路は、前記第２トランジスタと前記定電流デバイスとの間の第２経路とは異なる抵抗を有する。
【０００４】
よって、当業者であれば、本発明によると、設計上の差異が差動対のトランジスタ間に導入されることが分かる。これにより、差動比較器の所望の機能が提供されるが、単一の差動対しか必要としないため、このデバイスが従来の回路よりも効率的に電力を使用し、それによって使用電力を比較的に上昇させずに既知の回路よりも高周波数で動作させることができることを出願人は発見した。また、集積回路のレイアウト上もより小さな面積しか必要としないため、コスト節減の観点からも有益である。 
【０００５】
第１トランジスタおよび第２トランジスタは、任意の適切な種類であってもよいが、一連の実施形態においては、電界効果トランジスタ、好ましくは金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）から成る。これらのトランジスタは同一であることが好ましいが、これは上述の差異の点を考慮すると必須ではない。
【０００６】
差動対は通常、負荷を駆動する。この負荷としては、固定抵抗器などの受動負荷を備えることもできる。しかし、一連の実施形態では、上記差動対と第２供給レールとの間に能動負荷が設けられる。能動負荷は、第１トランジスタおよび第２トランジスタにそれぞれ出力を供給する第３トランジスタおよび第４トランジスタを備えてもよい。上記第３トランジスタおよび第４トランジスタは、電界効果トランジスタであることが好ましく、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であることが好ましい。一連の実施形態では、上記第３トランジスタおよび第４トランジスタのうち一方のゲート／ベースは、当該トランジスタのドレイン／エミッタに接続される。比較器の出力は、第３トランジスタおよび第４トランジスタのうち他方のドレイン／エミッタから引き出すことができる。能動負荷は単純な電流ミラーから構成することもできるが、他の実施形態では、それ自体既知な追加回路を設けて、ヒステリシスを導入する、かつ／または、より高速のスイッチング速度を提供することができる。
【０００７】
第１経路および第２経路は、各々一つ以上の抵抗器を備えることによって上記の異なる抵抗を供給してもよい。第１経路および第２経路に各々一つ以上の抵抗器を設ける場合、それぞれの抵抗は異なる公称値を有するようにする。すなわち、同一の公称抵抗値の公差から予測される値よりも差異を大きくする。一連の実施形態では、上記第１経路および第２経路のうち一方は抵抗器を備え、他方は抵抗器を備えていない。
【０００８】
前記定電流デバイスは様々なやり方で提供することができる。例えば、前記定電流デバイスは、単に一つのトランジスタまたはカスケード接続されたトランジスタ対を備えてもよい。好ましい実施形態では、第１経路および第２経路が共有する単一の定電流源が設けられる。ただし、これは必須ではなく、別個の定電流源を第１経路および第２経路にそれぞれ設けることもできる。これらの定電流源は、同じ電流または異なる電流を供給することができる。
【０００９】
本発明の実施形態は、レベル検出器、特に無線受信機回路内のレベル検出器で使用される形態に適する。こうすれば、受信信号のレベルを測定し、クリッピングを回避するように信号経路上にある構成要素の利得を調節する機能を備えた無線受信機を有利に提供することができる。したがって、第２の態様からみると、本発明は無線受信機を提供するものであって、前記無線受信機はレベル検出器と、自動利得制御システムと、を備え、
前記レベル検出器は、
特定のチャネル外にある受信無線信号の成分を減衰させるチャネルフィルタと、
前記チャネルフィルタと同じ信号経路に配置され、第１入力および第２入力を有する差動比較器を備え、
前記差動比較器が、
前記第１入力および前記第２入力にそれぞれ接続される差動対として設けられる第１トランジスタおよび第２トランジスタと、
前記差動対と第１供給レールとの間に配置される定電流デバイスと、を備え、
前記第１トランジスタと前記定電流デバイスとの間の第１経路は、前記第２トランジスタと前記定電流デバイスとの間の第２経路とは異なる抵抗を有し、
前記自動利得制御システムは、
前記レベル検出器からレベル検出情報を受信し、受信した前記レベル検出情報を使用して前記無線受信機における一つ以上の利得制御系の利得を調節するように構成される。
【００１０】
単なる一実施例として、本発明の特定の実施形態を、添付図面を参照しながら以下で説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】従来技術の差動比較器を示す図である。
【図２】本発明を具体化する比較器の概略回路図である。
【図３】図２の比較器の代表的な実施例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は、従来の差動比較器を示す。比較すべき２つの信号が、差動増幅器２の＋入力と−入力に供給される。（差動増幅器２からの出力信号）＝（＋入力端子と−入力端子の電圧差）×（電圧利得Ａｖ：１より大きくても小さくてもよい）＋（コモンモード電圧ＶＣＭ：これはオプション）である。上述の差動増幅器２の出力は、高利得比較器４への一方の入力となる。比較器４への他方の入力は、固定電圧基準６によって提供される。通常、比較器４は、（差動増幅器２によって提供される）正入力が（電圧基準６によって提供される）負入力よりも高い場合にその出力８がハイの状態が続き、それ以外の場合にローとなるように設定される。よって、使用時、差動増幅器の＋入力と−入力の間の差が所定値より大きい場合、全体としての出力８はハイであり、その差が前記所定値よりも小さい場合、出力８はローである。
【００１３】
この回路には多くの用途があるが、出願人は、その回路が状況によっては最適化されてないことを認識している。
【００１４】
図２は、本発明の代表的な実施形態を示す。当該回路は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）１０、１２の差動対を備える。一方のＭＯＳＦＥＴ１０のドレインリード線は、ＭＯＳＦＥＴ１０と０Ｖレール間に配置された定電流源１４に直接接続される。他方のＭＯＳＦＥＴ１２のドレインリード線も定電流源１４に接続されるが、値Ｒの抵抗器１６を介している。
【００１５】
２つのＭＯＳＦＥＴ１０、１２のソースリード線は、電流ミラーデバイスを形成する第３のＭＯＳＦＥＴ１８および第４のＭＯＳＦＥＴ２０の各ソースリード線にそれぞれ接続される。第３のＭＯＳＦＥＴ１８および第４のＭＯＳＦＥＴ２０のゲートリード線は、共に第４のＭＯＳＦＥＴ２０のドレインリード線に接続される。第３のＭＯＳＦＥＴおよび第４のＭＯＳＦＥＴのソースリード線は、電圧供給レール＋Ｖに接続される。
【００１６】
回路２２、２４への入力は、差動トランジスタ対１０、１２の各ゲートリード線に接続される。図示したように、第１のＭＯＳＦＥＴ１０へのゲートリード線は負入力を提供し、第２のＭＯＳＦＥＴ１２へのゲートリード線は正入力を提供する。回路２６の出力は、第１のＭＯＳＦＥＴ１０および第３のＭＯＳＦＥＴ１８の共通ソースリード線接合部から引き出される。
【００１７】
次に、前記回路の動作を説明する。同じ電圧レベルが２つの入力２２、２４に印加される場合、抵抗器１６の両端間で電圧降下が生じる。このため、第２トランジスタ１２の両端間のゲート・ソース電圧は第１トランジスタ１０の両端間のゲート・ソース電圧よりも低くなり、第２トランジスタ１２のソース電流は大幅に低減される。この結果、抵抗器１６の両端間の電圧降下量が減少して、前記回路は最終的に平衡状態に至る。電流源１４の電流は一定であるため、第２トランジスタ１２を通る電流が減少すると、第１トランジスタ１０を通る電流は同程度増加する。このため、出力２６はローになる。
【００１８】
同様に、正入力２４が負入力２２よりもわずかに高い場合、異なる電流が流れて、出力２６はローのままである。各々が、定電流源１４によって生成される電流の値Ｉの半分である均等電流が入力トランジスタ１０、１２の両方を流れると、切り替え点が発生する。したがって、切り替え点で、抵抗器１６の両端間の電圧降下ＶＳＷは、以下のとおりである。
ＶＳＷ＝０．５ＩＲ
【００１９】
よって、定電流源の所与の値Ｉに対して、抵抗器１６の抵抗値Ｒが、比較器を動作させる入力２２、２４間の電圧差を決定する。均等電流が入力トランジスタ１０、１２を流れると、電流ミラーデバイス１８、２０により出力２６がハイになり始める。第２トランジスタ１２を通る電流が第１トランジスタ１０を通る電流を超過すると、出力２６はハイになる。これは、第２トランジスタ１２からの電流が、電流ミラーの第３トランジスタ１８および第４トランジスタ２０を通ってミラー化され、第１トランジスタ１０からの電流に追加されるからである。これらの電流は逆方向に流れ、第３トランジスタ１８からの電流の振幅が第１トランジスタ１０からの電流の振幅よりも高いため、出力信号はハイに引き上げられる。
【００２０】
具体例を挙げると、定電流生成デバイス１４が電流Ｉ＝１０μＡを供給し、抵抗器１６が６３ｋΩの値を有する場合、切り替え点での電圧降下はＶＳＷ＝０．５×０．００００１×６３０００＝３１５ｍＶとなる。
【００２１】
図２に示すデバイスは従来の差動比較器回路よりも低い精度、例えば、１〜５％の精度に比較して２０％程度の精度を有してもよいが、この精度は多くの用途で十分である。一例として、出願人は、本明細書に記載するような比較器を備える自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）閉回路を無線受信機に設けることが有益であることを認識した。この目的は、受信機の信号利得を調節することによって、弱い信号が存在する場合であっても優れたノイズ性能を維持しつつ、強い信号が存在する場合であっても飽和を回避することである。このようにして、１００ｄＢ程度のダイナミックレンジを達成することができる。このように広い利得範囲に対して、３ｄＢよりも小さな利得段を有することは実際的ではなく、増幅検出器の２０％の絶対精度は十分に許容可能である。
【００２２】
本明細書に記載の実施形態は、従来の代替デバイスよりも電力消費量が大幅に少ないことが分かっている。本実施形態の比較器は、通常、従来の回路内の比較器と同程度の電流を消費するが、従来の回路は差動入力シングルエンド出力増幅器をさらに要する。差動入力シングルエンド出力増幅器を設計する一般的な手法は、抵抗フィードバックを有する２つの演算増幅器を使用することである。このため、差動入力シングルエンド出力増幅器は、従来の回路において電力消費量の大半を占める可能性が高い。比較器が演算増幅器と同じ電力を消費すると仮定すれば、本発明の実施形態は、従来の回路の約３分の１の電力消費量とすることができる。抵抗フィードバックを有する演算増幅器は、比較器よりも通常多くの電力を消費するので、実際には、本発明の実施形態の電力消費量は、さらに低い可能性がある。同様に、本発明の実施形態は、より小さな面積の集積回路を用いて実装することができる。場合によっては、電力効率が高いことは、回路がより高速に動作することも意味するので、より高帯域が要求される場合に使用することができる。
【００２３】
図３は、パケットベースのデジタル無線受信機等の無線受信機で採用されるレベル検出器回路で使用される図２の比較器の代表的な実施例を示す。このデバイスでは、入力信号電圧３０が２つの閾値電圧と比較される。図２を参照して説明した型の第１差動比較器３６に高基準電圧３２が供給され、同様の第２差動比較器３８に低基準電圧３４が供給される。これらの差動比較器３６、３８は、各々、対応するフリップフロップ４２、４４の入力をリセットするために供給される出力信号を生成する。入力信号３０が閾値電圧３２、３４よりも高い電圧を有する場合、それぞれの差動比較器３６、３８は、対応するフリップフロップ４２、４４をセットする論理ハイ信号を出力する。入力信号電圧３０が高基準電圧３２よりも高い場合、第１フリップフロップ４２は、「ｔｏｏ−ｈｉｇｈ」出力４８に論理ハイを生成する。入力信号電圧３０が低基準電圧３４よりも低い場合、第２フリップフロップ４４は、論理インバータ４６によって「ｔｏｏ−ｌｏｗ」出力５０に論理ハイを生成する。
【００２４】
当業者であれば、本発明は特定の実施形態の説明によって示されているが、その実施形態に限定されないことを理解するであろう。添付の請求項の範囲内で多数の変形および変更が可能である。例えば、単一の抵抗器が、差動対と定電流源との間にある経路の一つに図示されているが、値の異なる抵抗器を各経路に使用しても同じ効果を達成することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
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2018500826.tif 000007
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