(57)【要約】温度補償共振ＭＥＭＳデバイスであって、第１の共振ＭＥＭＳデバイスを備え、第１の発振器出力を与える第１の発振器回路と、第２の共振ＭＥＭＳデバイスを備え、第２の発振器出力を与える第２の発振器回路であって、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスのうちの一方は、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスのうちの他方の温度基準である、第２の発振器回路と、それぞれ前記第１の発振器出力および前記第２の発振器出力に結合された第１の入力および第２の入力を有し、前記第１の発振器出力および前記第２の発振器出力のレベルに応答して信号を与える混合器出力を有するレベル検知混合器回路であって、前記混合器出力は、前記第１の発振器出力および前記第２の発振器出力の和周波数成分および差周波数成分を含む、レベル検知混合器回路と、前記混合器出力に結合され、前記混合器出力の前記和周波数成分を減衰させる、ローパス・フィルタと、前記ローパス・フィルタの出力に結合され、前記差周波数成分に応答して信号を与える出力と、を備える、温度補償共振ＭＥＭＳデバイスを記載する。【選択図】図２ａ
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度補償共振ＭＥＭＳデバイスであって、
第１の共振ＭＥＭＳデバイスを備え、第１の発振器出力を与える第１の発振器回路と、
第２の共振ＭＥＭＳデバイスを備え、第２の発振器出力を与える第２の発振器回路であって、該第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび該第２の共振ＭＥＭＳデバイスのうちの一方は、該第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび該第２の共振ＭＥＭＳデバイスのうちの他方の温度基準である、第２の発振器回路と、
それぞれ該第１の発振器出力および該第２の発振器出力に結合された第１の入力および第２の入力を有し、該第１の発振器出力および該第２の発振器出力のレベルに応答して信号を与える混合器出力を有するレベル検知混合器回路であって、該混合器出力は、該第１の発振器出力および該第２の発振器出力の和周波数成分および差周波数成分を含む、レベル検知混合器回路と、
該混合器出力に結合され、該混合器出力の該和周波数成分を減衰させる、ローパス・フィルタと、
該ローパス・フィルタの出力に結合され、該差周波数成分に応答して信号を与える出力と、
を備える、温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項２】
前記ローパス・フィルタは、トランスコンダクタンス増幅器を備え、該トランスコンダクタンス増幅器は、出力キャパシタンスに結合された出力を有し、前記混合器出力の電圧レベルに依拠して該出力キャパシタンスに電流ソース／シンクを与える、請求項１記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項３】
前記トランスコンダクタンス増幅器の前記電流ソース／シンクは、前記トランスコンダクタンス増幅器のバイアス電流に依拠し、したがって前記ローパス・フィルタのカットオフ周波数は該バイアス電流に依拠し、該カットオフ周波数は前記差周波数成分の周波数未満である、請求項２記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項４】
前記第１の発振器出力および前記第２の発振器出力は、方形波出力または矩形波出力を含み、前記混合器はＸＯＲゲートまたはＸＮＯＲゲートを備える、請求項１〜３のいずれか１項記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項５】
前記第１の発振器回路および前記第２の発振器回路は、それぞれの第１の増幅器および第２の増幅器を備え、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスは、該第１の増幅器および該第２の増幅器のそれぞれのフィードバック経路内にある、請求項４記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項６】
前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスはひずみゲージ、特に双音叉を備える、請求項１〜５のいずれか１項記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項７】
前記第１のＭＥＭＳデバイスおよび前記第２のＭＥＭＳデバイスは、共振ＭＥＭＳジャイロの結合された発振器を備える、請求項１〜５のいずれか１項記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項８】
前記第１のＭＥＭＳデバイスおよび前記第２のＭＥＭＳデバイスは共通基板上に製造される、請求項１〜７のいずれか１項記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項９】
エネルギー収集回路に結合されたＭＥＭＳベースのエネルギー収集デバイスを更に備え、前記第１の発振器回路および前記第２の発振器回路、前記混合器回路ならびに前記ローパス・フィルタは、該エネルギー収集回路によって電力供給される、請求項８記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項１０】
前記ＭＥＭＳベースのエネルギー収集デバイスは、特に、前記共通基板上に製造された、機械的パラメトリック発振器を備える、請求項９記載の温度補償共振ＭＥＭＳデバイス。
【請求項１１】
ＭＥＭＳシステムにおけるジッタ低減方法であって、
第１の共振ＭＥＭＳデバイスから第１の発振器信号を入力することと、
第１の共振ＭＥＭＳデバイスから第２の発振器信号を入力することと、
該第１の発振器信号および該第２の発振器信号を、レベル検知混合器回路において混合して、該第１の発振器信号および該第２の発振器信号の和周波数成分および差周波数成分を含む実質的にジッタのない混合された信号出力を生成することと、
該混合信号出力をローパス・フィルタリングして、該混合された信号出力の該和周波数成分を減衰し、実質的にジッタのないフィルタリングされた信号出力を与えることと、
更なる処理のために、該差周波数成分を含む該フィルタリングされた信号出力を与えることと、
を含む、方法。
【請求項１２】
前記ローパス・フィルタリングすることは、トランスコンダクタンス増幅器を用いて、前記混合された信号出力の電圧レベルに依拠して電流ソース／シンクを出力キャパシタンスに与えることを含む、請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記トランスコンダクタンス増幅器のバイアス電流に依拠して、前記電流ソース／シンクを制御し、それによって前記ローパス・フィルタのカットオフ周波数が該バイアス電流に依拠するようにすることを更に含み、該カットオフ周波数は前記差周波数成分の周波数未満である、請求項１１記載の方法。
【請求項１４】
前記混合することは、前記第１の発振器信号および前記第２の発振器信号をＸＯＲゲートまたはＸＮＯＲゲートに与えることを含む、請求項１１、１２または１３記載の方法。
【請求項１５】
５０％±１０％のデューティ・サイクルを有するそれぞれの方形波を用いて前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスを駆動することを更に含む、請求項１１〜１４のいずれか１項記載の方法。
【請求項１６】
前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスを、前記ＭＥＭＳデバイスが実質的にインダクティブに見えるそれぞれの周波数で駆動することを更に含む、請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
エネルギー収集のための更なるＭＥＭＳデバイスを用いて、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイス、前記混合、ならびに前記ローパス・フィルタリングに電力供給することを更に含む、請求項１１〜１６のいずれか１項記載の方法。
【請求項１８】
前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスのうちの一方を用いて、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスのうちの他方のための温度補償を与えることを更に含む、請求項１１〜１７のうちのいずれか１項記載の方法。
【請求項１９】
前記フィルタリングされた信号出力を用いてひずみ信号を決定することを更に含み、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスは双音叉を備える、請求項１１〜１８のいずれか１項記載の方法。
【請求項２０】
前記フィルタリングされた信号出力を用いて角速度または偏心角信号を決定することを更に含み、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスは、共振ＭＥＭＳジャイロスコープを備える、請求項１１〜１８のいずれか１項記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＭＥＭＳ（微小電気機械システム）システムに関し、特に、センサおよびセンサに関連する回路部に関する。
【背景技術】
【０００２】
分散無線検知は、大規模構築インフラストラクチャの構造健全性監視および環境監視等の多岐にわたる用途のための重要なイネーブリング技術とみなされつつある。これらの用途は、究極的には、数十年の寿命にわたって、バッテリ交換が実現困難であるかまたはコストが高い遠隔のアクセスしにくいロケーションにおける動作を必要とする場合がある。無線技術は、近年、連続した電力需要の対処において大きな進歩を遂げてきたが、この電力低減の多くは、ノードを低電力またはスタンバイ・モードで動作させることによって達成される一方で、センサ自体は、依然として、残りのノードについて「イベントトリガ型」ウェイクアップ・モードを可能にするように電源投入される必要がある場合がある。これにより、ひいては、センサ自体の電力需要に大きな制約が課される。
【０００３】
現行の構造健全性監視システムは、通常、検知、電力管理および無線テレメトリのために、民生品（ＣＯＴＳ）センサを、汎用プラットフォームと組み合わせる。しかし、これらは通常、物理的に大型であり、１０ｓ〜１００ｓ  ｍＷの範囲の電力消費を有する。更に、これらのデバイスは、比較的ノイズが多く、感度が低い。一般的背景技術が、米国特許出願公開第２０１０／０１５４５５３号およびＯｈ他「Ｅｎｈａｎｃｅｄ  ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ  ｏｆ  ａ  ｓｕｒｆａｃｅ  ａｃｏｕｓｔｉｃ  ｗａｖｅ  ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ  ｕｓｉｎｇ  ａ  ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｖｅ  ｗａｖｅ」Ｊ．Ｍｉｃｒｏｍｅｃｈ．Ｍｉｃｒｏｅｎｇ．，ｖｏｌ．２１（２０１１）０７５０１５に記載されている。
【０００４】
最先端の研究は、より良い成果を得ることができ、例えば、２０ＫＨｚの帯域幅で１マイクロひずみ分解能よりも良好なひずみゲージが達成されている。本発明者らのうちの１人のＭＥＭＳグループにおける以前の研究は、更に良好な結果を達成した（例えば、Ｊ．Ｅ−Ｙ．Ｌｅｅ、Ｂ．ＢａｈｒｅｙｎｉおよびＡ．Ａ．Ｓｅｓｈｉａ「Ａｎ  ａｘｉａｌ  ｓｔｒａｉｎ  ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  ｄｏｕｂｌｅ−ｅｎｄｅｄ  ｔｕｎｉｎｇ  ｆｏｒｋ  ｅｌｅｃｔｒｏｍｅｔｅｒ」Ｓｅｎｓｏｒｓ  ａｎｄ  Ａｃｔｕａｔｏｒｓ，Ｐａｒｔ  Ａ：Ｐｈｙｓｉｃａｌ，Ｖｏｌ．１４８，Ｎｏ．２、３９５〜４００ページ、２００８年１２月、ならびに、Ｌ．Ｂｅｌｓｉｔｏ、Ｍ．Ｆｅｒｒｉ、Ｆ．Ｍａｎｃａｒｅｌｌａ、Ａ．Ｒｏｎｃａｇｌｉａ、Ｊ．Ｙａｎ、Ａ．Ａ．ＳｅｓｈｉａおよびＫ．Ｓｏｇａ「Ｈｉｇｈ  ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ  ｓｔｒａｉｎ  ｓｅｎｓｉｎｇ  ｏｎ  ｓｔｅｅｌ  ｂｙ  ｓｉｌｉｃｏｎ−ｏｎ−ｉｎｓｕｌａｔｏｒ  ｆｌｅｘｕｒａｌ  ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ  ｆａｂｒｉｃａｔｅｄ  ｗｉｔｈ  ｃｈｉｐ−ｌｅｖｅｌ  ｖａｃｕｕｍ  ｐａｃｋａｇｉｎｇ」Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  １７ｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｓｅｎｓｏｒｓ，Ａｃｔｕａｔｏｒｓ  ａｎｄ  Ｍｉｃｒｏｓｙｓｔｅｍｓ（Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒｓ  ２０１３）、Ｂａｒｃｅｌｏｎａ，Ｓｐａｉｎ、２０１３年６月１６〜２０日を参照されたい）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、更なる改善が依然として望ましい。より詳細には、温度補償システムとの関連で、同時に、極度に低い電力消費および非常に低いノイズを達成することができることが有利であろう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
したがって、本発明によれば、温度補償共振ＭＥＭＳデバイスであって、第１の共振ＭＥＭＳデバイスを備え、第１の発振器出力を与える第１の発振器回路と、第２の共振ＭＥＭＳデバイスを備え、第２の発振器出力を与える第２の発振器回路であって、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスのうちの一方は、前記第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび前記第２の共振ＭＥＭＳデバイスのうちの他方の温度基準である、第２の発振器回路と、それぞれ前記第１の発振器出力および前記第２の発振器出力に結合された第１の入力および第２の入力を有し、前記第１の発振器出力および前記第２の発振器出力のレベルに応答して信号を与える混合器出力を有するレベル検知混合器回路であって、前記混合器出力は、前記第１の発振器出力および前記第２の発振器出力の和周波数成分および差周波数成分を含む、レベル検知混合器回路と、前記混合器出力に結合され、前記混合器出力の前記和周波数成分を減衰させる、ローパス・フィルタと、前記ローパス・フィルタの出力に結合され、前記差周波数成分に応答して信号を与える出力と、を備える、温度補償共振ＭＥＭＳデバイスが提供される。
【０００７】
当業者は理解するように、温度補償は、一方がセンサとして用いられ、他方が基準として用いられる一対のＭＥＭＳデバイスを提供することによって達成することができる。これらのＭＥＭＳデバイスを共振モードで動作させることが特に有利である。なぜなら、これにより固有のデバイス電力散逸が最小にされるためである。第１のセンサＭＥＭＳデバイスの共振周波数を第２の基準ＭＥＭＳデバイスの共振周波数と比較することによって、温度補償信号を与えることができる。しかし、このとき、非常に低い電力消費および非常に低いノイズ（高分解能）の対の制約を満たしながらこれを達成する必要がある。通常、これらの制約は対立する。
【０００８】
システムのいくつかの好ましい実施形態は、ＭＥＭＳデバイスのために「方形波」ドライブを用いるが、これは必須ではなく、例えば、正弦波または三角波も用いることができる。ここで、方形波を参照するが、これは、１：１のマーク：スペース比を有しない波形を含み、すなわち「方形」は「矩形」を含む。
【０００９】
２つのＭＥＭＳデバイス間の周波数差の低電力、低ノイズの測定を達成可能であることが望ましい。この問題は、米国特許第４，６８３，４３７号に記載されている。この米国特許は、センサ回路部と共に用いるための周波数減算器について記載しており、「背景技術」セクションにおいて、精密装置におけるジッタの問題に言及し、解決策を記載している。同じ問題は、米国特許第５，３１３，１５４号において検討されている。この米国特許は改善した解決策について記載している。しかし、本発明者らは、温度補償共振ＭＥＭＳシステムにおける周波数比較の問題の厳密な数学的解析を行った。これは、異なる回路アーキテクチャが、以前の手法と比較して、低電力ジッタ低減において数桁の改善を達成することができることを確立した。すなわち、実施形態において、混合器回路は、例えば、発振器信号における変化または不連続性または「エッジ」に応答するのではなく、経時的に継続または拡張するレベルに応答するべきである。利点は、周波数に依拠するが、ＭＥＭＳデバイスのための対象周波数では、発振器出力のレベル（瞬時レベル）に応答して出力信号を与えるレベル検知混合回路を用いることにより、驚くべきことに５桁近く位相誤差を低減することができる。
【００１０】
利点は、（基準発振器の）より低い周波数において、例えば、１ＭＨｚ未満または潜在的に１００ＫＨｚ未満において最も大きくなる。利点は、より高い周波数において低減するが、依然として大きい。実質的な利点の上限周波数は確立されていないが、おそらく約１ＧＨｚである。したがって、好ましくは、本発明の実施形態は、１ＧＨｚ未満、より好ましくは１００ＭＨｚ未満、最も好ましくは１０ＭＨｚ未満の周波数において用いられる。同様に、記載される手法は、方形波の場合に特に有利であり、解析を単純化するために方形波のみが後に検討されるが、説明される手法の利点は方形波発振器の使用に限定されないことが予期される。
【００１１】
このため、上記で説明したシステムの実施形態は、温度補償共振ＭＥＭＳシステムが、同時に非常に低い電力消費を達成しながら、非常に低いノイズ／非常に高い分解能を達成することを可能にする。
【００１２】
システムのいくつかの好ましい実施形態において、ローパス・フィルタが、出力キャパシタンスに結合された出力を有するトランスコンダクタンス増幅器を用いて実施される。トランスコンダクタンス増幅器は、混合器出力の電圧レベルに依拠して出力キャパシタンスのための電流ソース／シンクを与える。これにより、ローパス・フィルタの特に低い電力の実装がもたらされる。より詳細には、実施形態において、トランスコンダクタンス増幅器の電流ソース／シンクは、トランスコンダクタンスのバイアス電力に依拠するように構成され、このようにして、ローパス・フィルタのカットオフ周波数は、このバイアス電流に依拠するように構成される。バイアス電流を、カットオフ周波数に付随して低減することができ、このため、システムの動的範囲／帯域幅（カットオフ周波数に関連する）を低減することによってバイアス電流を低減することができる。これを用いて電力を低減することもできる。好ましくは、カットオフ周波数は、上述した差周波数成分の周波数未満になるように選択される。
【００１３】
必須ではないが好都合には、センサおよび基準発振器が方形波出力を与える場合、レベル検知混合器回路は、ＸＯＲゲートまたはＸＮＯＲゲートを備えることができる。好ましくは、この発振器回路と組み合わせて、各々が、フィードバック経路内のそれぞれの共振ＭＥＭＳデバイスを有する増幅器を備える。ＭＥＭＳデバイスは、直列接続されたレジスタ、インダクタおよびキャパシタとしてモデル化することができ、このタイプの発振器回路を用いて、デバイスは、実質的にゼロのフィードバック・ループの周りの総位相シフトを調整するための１つ以上のキャパシタを用いて、インダクティブに見える周波数で動作することができる。好ましい実施形態において、好ましくは５０％（±２０％、±１０％、または±５％）に近いデューティ・サイクルを有する方形波ドライブがＭＥＭＳデバイスに適用される。この手法は、非常に低い電力消費、例えば、実施形態において、２μＷ未満の発振器電力消費を達成することを更に容易にする（Ｃ．Ｄｏ、Ａ．Ｅｒｂｅｓ、Ｊ．ＹａｎおよびＡ．Ａ．Ｓｅｓｈｉａ「Ｌｏｗ  ｐｏｗｅｒ  ＭＥＭＳ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ  ｆｏｒ  ｓｅｎｓｏｒ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ２８ｔｈ  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ａｎｄ  Ｔｉｍｅ  Ｆｏｒｕｍ（ＥＦＴＦ）  ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、Ｎｅｕｃｈａｔｅｌ，Ｓｗｉｔｚｅｒｌａｎｄ、２０１４年６月２３〜２６日）。
【００１４】
システムのいくつかの好ましい実施形態では、共振ＭＥＭＳデバイスのうちの一方または双方が双音叉（ＤＥＴＦ）を備える。そのようなシステムの実施形態は、非常に低い電力で動作することができ、温度範囲にわたって、非常に低いノイズ・フロアで、１ナノひずみよりも良好なひずみ分解能をもたらすことができる。しかし、説明する本技法の用途は、（単一のまたは多軸の）ひずみゲージに限定されず、限定ではないが、振動、傾き、加速度、圧力および音響放出を測定するセンサを含む他のタイプの共振ＭＥＭＳセンサと共に用いられてもよい。例えば、説明する技法は、例えば、周波数の変化がジャイロの回転速度に依拠する音叉に基づくことができる共振ＭＥＭＳジャイロスコープにおいて実施されてもよい。そのようなＭＥＭＳジャイロを用いて、角速度またはＭＥＭＳデバイスからの偏心角信号を決定することができる。システムの好ましい実施形態において、第１のＭＥＭＳデバイスおよび第２のＭＥＭＳデバイスは、共通基板上に製造される。音叉構成の場合、一方は他方に対し直角に存在することができる。
【００１５】
説明したシステム設計は、十分に低い電力消費であるため、実施形態において、ＭＥＭＳベースのエネルギー収集デバイスは、好ましくは他のＭＥＭＳデバイスと同じ基板上に設けることができる。これは、上述した回路要素のシステムに電力供給するためにエネルギー収集（電力調整）回路に結合することができる。１つの例示的なＭＥＭＳベースの収集デバイスは、例えばＷＯ２０１３／１７５４４９において以前に記載したタイプの機械的パラメトリック発振器を備える。
【００１６】
好ましくは、回路部はＣＭＯＳにおいて実施される。実施形態において、ＣＭＯＳ回路部およびＭＥＭＳデバイスは、単一のパッケージ、例えばセラミック・パッケージ内に設けることができる。そのようなパッケージ内で、積層ダイ構成を用いることができる。必須ではないが好ましくは、ＭＥＭＳデバイスは真空内にある。実施形態において、ＣＭＯＳ回路部およびＭＥＭＳデバイスのいずれかまたは双方を、シリコン・オン・インシュレータ（ＳＯＩ）基板上に製造することができる。
【００１７】
関連する態様において、本発明は、ＭＥＭＳシステムにおけるジッタ低減方法であって、第１の共振ＭＥＭＳデバイスから第１の発振器信号を入力することと、第１の共振ＭＥＭＳデバイスから第２の発振器信号を入力することと、前記第１の発振器信号および前記第２の発振器信号を、レベル検知混合器回路において混合して、前記第１の発振器信号および前記第２の発振器信号の和周波数成分および差周波数成分を含む実質的にジッタのない混合された信号出力を生成することと、前記混合信号出力をローパス・フィルタリングして、前記混合された信号出力の前記和周波数成分を減衰し、実質的にジッタのないフィルタリングされた信号出力を与えることと、更なる処理のために、前記差周波数成分を含む前記フィルタリングされた信号出力を与えることと、を含む、方法を提供する。
【００１８】
好ましい実施態様において、ローパス・フィルタリングは、トランスコンダクタンス増幅器を用いて、混合された信号出力の電圧レベルに依拠して、電流ソース／シンクを出力キャパシタンスに与える。好ましくは、トランスコンダクタンス増幅器回路は、電流ソース／シンクがトランスコンダクタンス増幅器のバイアス電流に依拠するように構成され、それにより、ローパス・フィルタのカットオフ周波数は、バイアス電流に依拠し、差周波数成分の周波数未満となる。実施形態において、混合は、ＸＯＲゲートまたはＸＮＯＲゲートを用いる。好ましくは、第１の共振ＭＥＭＳデバイスおよび第２の共振ＭＥＭＳデバイスは、好ましくはデバイスが実質的にインダクティブに見えるそれぞれの周波数において、５０％±１０％のデューティ・サイクルを有するそれぞれの方形波を用いて駆動される。
【００１９】
ここで、本発明のこれらの態様および他の態様を、添付の図面を参照して単なる例として更に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１ａ】ＭＥＭＳ双音叉（ＤＥＴＦ）デバイスの例を示す図である。
【図１ｂ】デバイスの電気図を示す図である。
【図１ｃ】トンネル等のインフラストラクチャにおける亀裂を監視する際に用いるための棒鋼に取り付けられるデバイスの例を示す図である。
【図２ａ】本発明の実施形態による、温度補償された共振ＭＥＭＳシステムのブロック図である。
【図２ｂ】図２ａのシステムの動作を示す例示的な波形を示す図である。
【図３】図２ａのシステムにおいて用いるための例示的なＣＭＯＳトランスコンダクタンス−キャパシタンス・ローパス・フィルタの回路図である。
【図４】図２ａの回路において用いるための例示的なＣＭＯＳシュミット・トリガの回路図である。
【図５ａ】図２ａのシステムにおいて用いるためのＭＥＭＳ発振器の第１の例を示す図である。
【図５ｂ】図２ａのシステムにおいて用いるためのＭＥＭＳ発振器の第２の例を示す図である。
【図５ｃ】本発明の実施形態において用いるための自動利得制御（ＡＧＣ）ループを含むＭＥＭＳ発振器を示す図である。
【図６ａ】無線ひずみゲージにおける図２ａの共振ＭＥＭＳシステムの例示的な実施態様を示す図である。
【図６ｂ】共振音叉ベースのジャイロスコープにおいて実施される図２ａのシステムの例を示す図である。
【図６ｃ】デュアルＭＥＭＳ共振器を用いた温度補償されたひずみゲージの例示的な物理的構造を示す図である。
【図７ａ】第１の例示的なエッジベースの周波数差動回路を示す図である。
【図７ｂ】第２の例示的なエッジベースの周波数差動回路を示す図である。
【図７ｃ】出力される立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを示す、図２ａのシステムの例示的な波形を示す図である。
【図７ｄ】エッジベースおよびレベルベースの信号処理の数学的比較において用いるための、これらの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジにおけるジッタの図である。
【図８ａ】２００ＫＨｚの第１のデバイス（ｆ１）共振周波数について、エッジベースの信号処理の場合の位相誤差対周波数（左）、および図２ａのシステムによるレベルベースの信号処理の場合の位相誤差対周波数（右）のグラフであり、ここでは、帯域幅は｜ｆ２−ｆ１｜＝４０ＫＨｚであり、レベルベースのグラフにおける位相ノイズはσ＝１０ｐｓの標準偏差において示される。
【図８ｂ】２０ＭＨｚの第１のデバイス（ｆ１）共振周波数について、エッジベースの信号処理の場合の位相誤差対周波数（左）、および図２ａのシステムによるレベルベースの信号処理の場合の位相誤差対周波数（右）のグラフであり、ここでは、帯域幅は｜ｆ２−ｆ１｜＝４０ＫＨｚであり、レベルベースのグラフにおける位相ノイズはσ＝１０ｐｓの標準偏差において示される。
【図９ａ】ｆ１＝２３０ＫＨｚ、ｆ２＝２００ＫＨｚの場合のｆ１、ｆ２、Ａ、Ｂおよびｆｄを（図２ａを参照して）示す、図２ａのシステムのための例示的なシミュレーション結果である。
【図９ｂ】ｆ１＝２０１ＫＨｚ、ｆ２＝２００ＫＨｚの場合のｆ１、ｆ２、Ａ、Ｂおよびｆｄを（図２ａを参照して）示す、図２ａのシステムのための例示的なシミュレーション結果である。
【図９ｃ】ｆ１＝ｆ２＝２００ＫＨｚ、初期位相＝０°の場合のｆ１、ｆ２、Ａ、Ｂおよびｆｄを（図２ａを参照して）示す、図２ａのシステムのための例示的なシミュレーション結果である。
【図９ｄ】ｆ１＝ｆ２＝２００ＫＨｚ、初期位相＝９０°の場合のｆ１、ｆ２、Ａ、Ｂおよびｆｄを（図２ａを参照して）示す、図２ａのシステムのための例示的なシミュレーション結果である。
【図９ｅ】ｆ１＝ｆ２＝２００ＫＨｚ、初期位相＝７０°の場合のｆ１、ｆ２、Ａ、Ｂおよびｆｄを（図２ａを参照して）示す、図２ａのシステムのための例示的なシミュレーション結果である。
【図１０ａ】図２ａのシステムを実施するためのＣＭＯＳ回路部およびＭＥＭＳデバイスを含むセラミック・パッケージの内部を示す図である。
【図１０ｂ】ＣＭＯＳ回路部の第１のクローズアップ図である。
【図１０ｃ】ＣＭＯＳ回路部の第２のクローズアップ図である。
【図１０ｄ】ＭＥＭＳデバイスのクローズアップ図である。
【図１１ａ】ｆｄ＝１０．０９ＫＨｚの出力周波数で動作する、図１０に示すタイプの例示的なシステムのためのアラン偏差プロットを示す図である。
【図１１ｂ】他の例示的なシステムにおける、ｆ１＝１２０ＫＨｚ、ｆ２＝１２０．１ＫＨｚ（左）、およびｆ１＝１２０ＫＨｚ、ｆ２＝１３０ＫＨｚ（右）の場合の例示的な出力波形を示す図である。
【図１１ｃ】ｆｄ＝１ＫＨｚのシステムのための更なる例示的なアラン偏差プロットを示す図である。
【図１２ａ】ｆｄ＝４０ＫＨｚのシステムのための例示的なアラン偏差プロットを示す図である。
【図１２ｂ】ｆｄ＝１０ＫＨｚのシステムのための例示的なアラン偏差プロットを示す図である。
【図１２ｃ】ｆｄ＝１００Ｈｚのシステムのための例示的なアラン偏差プロットを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本発明を理解するために、例示的な共振ＭＥＭＳデバイスの動作を検討することが有用である。図１ａは、（必須ではないが）好ましくは真空パックされたタイプの例示的な双音叉ひずみセンサ１００を示す。
【００２２】
この例示的なセンサは、各端部１０４ａ、１０４ｂに固定されているが端部間で自由に振動することができる一対の櫛歯１０２ａ、１０２ｂを有する。各櫛歯は、それぞれの駆動電極１０６ａ、１０６ｂ、例では平行プレート型駆動電極に取り付けられるが、櫛形駆動電極構成が用いられてもよい。駆動電極１０６ａ、ｂは、それぞれの対電極１０８ａ、１０８ｂによって駆動される。通常、静電的に駆動される共振器において、バイアス電圧が共振器本体と駆動電極との間に加えられる。これはバイアス電圧接続１００によって提供することができるが、潜在的には、これは接地接続とすることができる。
【００２３】
ＤＥＴＦ１００の単純化された電気図が図１ｂに示される。上述したように、等価回路は、直列接続された抵抗、インダクタンスおよびキャパシタンスを含むが、これは単純化された図であり、例えば、実際のデバイスは様々な寄生容量を含む。ＤＥＴＦ１００は、鋭い機械的共振およびそれに応じて鋭い（周波数に依存した）、対電極１０８ａ、１０８ｂ間の電気伝達関数を呈する。
【００２４】
図１ａに示すタイプのＤＥＴＦ  ＭＥＭＳデバイスは、複数の用途を有し、これらのうちの１つがひずみゲージとして用いられる。ひずみゲージとして用いられるとき、音叉はひずみ材料に接着される。それにより、音叉が材料と共に伸張され、その共振周波数が変化して、ひずみの検出／測定が可能になる。例えば、図１ｃに示すように、センサ１００を、エポキシ等を用いて棒（鋼）１１２に接着することができ、次に、その端部を、亀裂または潜在的な亀裂の片側に機械的に取り付けることができる。このようにして、例えば、橋、トンネル等の土木工学インフラストラクチャにおいて、ＭＥＭＳセンサを、亀裂検出／監視のために用いることができる。
【００２５】
ここで図２ａを参照すると、これは、本発明の実施形態による温度補償共振ＭＥＭＳシステム２００のブロック図を示す。このため、システムは、第１の周波数ｆ１で動作する第１の共振ＭＥＭＳデバイス２０４を備える第１の検知発振器回路２０２と、第２の共振ＭＥＭＳデバイス２０８を備え、第２の周波数ｆ２で動作する第２の発振器回路２０６とを備える。第１のＭＥＭＳデバイス２０４は、可変デバイスとして示され、検知されたパラメータまたは「測定量」による影響を受ける（そして温度による影響を受ける）共振周波数を有する。第２のＭＥＭＳデバイス２０８も、デバイス２０４と実質的に同様に温度に応答するが、測定量には反応しない。
【００２６】
第１の発振器２０２および第２の発振器２０６の出力は、レベル検知混合器回路２１０に提供される。好ましい実施形態において、発振器出力は方形波出力であり、混合器２１０はデジタル混合器として動作する。混合器２１０の出力「Ａ」は、２つの周波数成分、すなわち、和周波数成分（ｆ１＋ｆ２、または等価には、２ｆ＋Δｆ）および差周波数成分Δｆ＝｜ｆ１−ｆ２｜を含む。混合器２１０の出力は、トランスコンダクタンス−キャパシタンス（Ｇｍ−Ｃ）ローパス・フィルタ２１２に結合され、これにより、高周波数成分が減衰し、差周波数が残る。これらの回路ブロックの動作が後により詳細に説明される。しかし、好ましい実施形態において、ローパス・フィルタ２１２は、カットオフ周波数を低減することにより電力散逸を低減し、これによりシステムの全体電力低減を容易にすることができるように構成される。トランスコンダクタンス−キャパシタンス・ローパス・フィルタ２１２の出力「Ｂ」は、シュミット・トリガ２１４に入力を与える。シュミット・トリガ２１４は、差周波数出力ｆｄを線２１６上に与える前に信号を調整する。この信号は、例えば、周波数カウンタによって、または信号をマイクロプロセッサ／マイクロコントローラー（図示せず）に対する（デジタル）入力として提供することによって更に処理することができる。図２ｂは、図２ａにおけるラベル付けされた点ｆ１、ｆ２、Ａ、Ｂおよびｆｄにおける例示的な波形を示す。これらは、以下で更に説明するように回路の動作を示す。
【００２７】
上述したように、好ましい実施形態において、２つの周波数ｆ１およびｆ２はデジタル信号を含み、１つの実施形態において、レベル検知混合器２１０は、ＸＮＯＲゲートとして実施される。当業者は理解するように、２つの入力が同じ（共に高または共に低）である場合、ＸＮＯＲゲートの出力は高であり、２つの入力が異なる論理レベルにある（一方が高、他方が低）場合、出力は低である。
【００２８】
図２ｂに示されるように、ｆ１およびｆ２は、ＸＮＯＲゲートに対する２つの入力信号であり、図２ｂの例において、周波数ｆ１は周波数ｆ２の入力よりも僅かに高い。ＸＮＯＲゲートの出力は、波形Ａとして示される。Ａの電圧は、波形ｆ１およびｆ２の双方の電圧が同じであるときはいつでも高であり、双方ではなく一方の入力が高の場合、低出力が結果として得られる。
【００２９】
次の段において、ＸＮＯＲゲートの信号出力ＡがＧｍ−Ｃフィルタ２１２に供給される。Ｇｍ−Ｃフィルタの１つの好ましい実施形態の詳細な回路図が図３に示される。Ｇｍ−Ｃフィルタは、キャパシタンスＣｐが出力に接続されたオペレーショナル・トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）を含む。Ｖｄｄは供給電圧を示す。
【００３０】
図３において、ＯＴＡは、入力電圧を出力電流に変換する。トランジスタＭＮ１およびＭＮ２は、異なる入力段を形成する。トランジスタＭＰ１〜ＭＰ４およびＭＮ３〜ＭＮ４は、２つの自己バイアス電流ミラー回路を形成する。フィードバック・トポロジにおいて、トランジスタＭＮ２のゲート端子は、そのドレインに結合される。トランジスタＭＮ１およびＭＮ２のソース端子は、互いにかつトランジスタＭＮ５のドレインに結合される。トランジスタＭＮ５における電流は、トランジスタＭＮ６からミラーリングされる。トランジスタＭＮ６における電流は、電流基準Ｉｃによって制御され、したがって（間接的に）差動入力回路をバイアスする。Ｇｍ−Ｃフィルタのカットオフ周波数は、このＩｃバイアス電流によって制御される。フィルタのカットオフ周波数が低いほど、小さいバイアス電流Ｉｃが必要とされる。
【００３１】
２つの入力周波数間の最大偏差周波数が知られているとき、その周波数のための最小Ｉｃバイアスは、回路の電力消費を最小にするように選択される。例えば、４０ｋＨｚの最大周波数差において、バイアス電流Ｉｃは、回路の動作に影響を及ぼすことなく、約１００ｎＡに設定することができる。
【００３２】
上述したように、図３に示すＧｍ−Ｃフィルタの信号入力Ａは、ＸＮＯＲゲートの出力から得られる。ポイントＡにおけるデジタル波形は図２に示される。図３の回路は以下のように動作する。
【００３３】
ポイントＡにおける入力電圧が高いとき、トランジスタＭＮ１は開いている（オン）。トランジスタＭＮ１のドレインにおける電流は、トランジスタＭＮ５のバイアス電流に起因して制限される。これは、トランジスタＭＮ１のドレイン電圧を引き下げる。トランジスタＭＮ１のドレインはトランジスタＭＰ２のゲートに結合されているので、トランジスタＭＰ２がトランジスタＭＮ１と同じ電流を搬送するまで、更なる電流がトランジスタＭＰ２を通じて引き出される。ＭＰ２の電流は、トランジスタＭＰ１の電流に対しミラーリングされる。ＭＰ１およびＭＮ３の直列接続に起因して、トランジスタＭＮ３を通る電流は、トランジスタＭＰ１を通る電流と同じである。ここでもまた、トランジスタＭＮ４の電流は、トランジスタＭＮ３の電流をミラーリングする。このミラー（ＭＮ４）電流は、出力（フィルタ）キャパシタＣｐからの電流をシンクする。回路の反対側において、トランジスタＭＮ１およびＭＮ２が差動的に結合され、トランジスタＭＮ２のゲートがその（自身の）ドレインに結合され、フィードバック構造を実施するので、トランジスタＭＮ２は、入力電圧Ａが高であるときオフである。トランジスタＭＮ２を通る電流が存在しないので、トランジスタＭＰ３およびミラーリングされたトランジスタＭＰ４を通る電流は存在しない。したがって、トランジスタＭＰ４から出力キャパシタンスＣｐには電流が与えられない。まとめると、入力電圧Ａが高であるとき、バイアス電流Ｉｃに等しい電流が出力キャパシタンスＣｐからシンクされる。
【００３４】
ポイントＡにおける入力電圧が低いとき、トランジスタＭＮ１はオフであり、電流はトランジスタＭＮ１を通って流れない。それに応じて、直列接続されたトランジスタＭＰ２の電流は、トランジスタＭＰ１のミラーリングされた電流と同様に、ゼロである。結果として、電流は、トランジスタＭＮ３およびそのミラーリングされたトランジスタＭＮ４を通って流れない。したがって、トランジスタＭＮ４によって出力キャパシタンスＣｐから電流がシンクされない。回路の反対側で、先行する段落に記載したのと同様にして、トランジスタＭＮ５によってシンクされる全ての電流が、ここで、トランジスタＭＮ２（のみ）から引き出される。結果として、トランジスタＭＰ４からのミラーリングされた電流は、出力キャパシタンスＣｐに電流を与える。まとめると、入力電圧Ａが低であるとき、バイアス電流Ｉｃに等しい電流が、出力キャパシタンスＣｐ内に与えられる（ソースされる）。
【００３５】
通常、ポイントＢにおける出力電圧は、入力電圧Ａが低く保たれている場合、一定の率で増大し、入力電圧Ａが高く保たれている場合、同じ一定の率で減少する。図２の波形Ｂは、Ｇｍ−Ｃフィルタの出力が入力波形Ａを誘導することを実証する。図３に示す回路はローパス・フィルタとしての役割を果たす、すなわち、波形Ａの高周波数部分がフィルタリング除去されることを見てとることができる。ｆ１とｆ２との周波数の差に等しい低周波数部分が、波形Ｂとして出力において保持される。しかし、見てとることができるように、Ｂの信号波形は、高周波数において依然としてスパイクを有する。したがって、後続の段において、波形Ｂの所望の低周波数部分を抽出するために、シュミット・トリガが用いられる。
【００３６】
図４は、図２ａのシュミット・トリガ２１６のための例示的な回路を示す。シュミット・トリガは、ヒステリシスを与えるように設計される。出力ｆｄが高であり、入力がＶＨ＝０．７５＊Ｖｄｄの値を超えるとき、出力は低に切り替わる。この点から、入力電圧は、出力が再び高に切り替わることができる前に、ＶＬ＝０．２５＊Ｖｄｄ未満にならなくてはならない。ＶＨおよびＶＬの値は、波形Ｂ上に現れるスパイクを抑制するように選択され、実施形態において、ｆ１とｆ２との差周波数が毎秒１サイクルの低さに低減されるときであっても、これを達成することができる。ＶＨおよびＶＬは、トランジスタＭＮ７〜ＭＮ９およびＭＰ５〜ＭＰ７の比を調整することによって選択される。このため、好ましい実施形態において、出力波形ｆｄはデジタル信号であり、その周波数は、２つの入力信号ｆ１およびｆ２間の差周波数である。
【００３７】
２つの入力周波数間の差周波数は、Ｇｍ−Ｃフィルタの設計されたカットオフ周波数（３ｄＢポイント）よりも低くなるべきである。双方の信号入力の周波数（ｆ１，ｆ２）は、Ｇｍ−Ｃフィルタの設計されたカットオフ周波数（３ｄＢポイント）よりも高くなるべきである。
【００３８】
以下で更に説明されるように、このシステムの実施形態において、出力信号はジッタの影響を受けにくい。電力消費も低くすることができ、例えば、Ｖｄｄ＝１．２Ｖおよび４０ｋＨｚのカットオフ周波数（例えば、ｆ１＝２００ｋＨｚ、ｆ２＝１６０ｋＨｚ）で、平均で４８０ｎＡの電力消費とすることができる。この電力消費は、カットオフ周波数が低減される場合に更に低減することができる。ＣＭＯＳ電源電圧は、好ましくは５Ｖ未満である。１つの例示的なデバイスにおいて、１８ＶのＤＣバイアス電圧が、（運動信号の変換を容易にするために）双方の共振器のための分極電圧として用いられたが、これは、変換エリアを増大させ、パッケージ内の圧力を低減させて粘性減衰を減らすこと等によって低減することができる。
【００３９】
図５ａは、図２ａのシステムと共に用いるための例示的な発振器回路５００を示す。この回路において、ＭＥＭＳデバイス２０４／２０６は、増幅器５０２のフィードバック経路、およびハード・リミッタまたはソフト・リミッタ５０４と直列に接続され、出力５０６を与える。示される例において、増幅器５０２は、オペアンプ５０２ａと、可変利得増幅器５０２ｂとを備える。図５ｂは、同様に用いることができる、代替的なピアース型発振器５１０を示す。双方の発振器が、ＭＥＭＳデバイスに方形波駆動を与え、低ノイズおよび低電力消費を呈する。
【００４０】
図５ｃは、フィードバック・ループ内にＡＧＣ（自動利得制御）回路５２２を含む発振器５２０、この例ではピアース発振器の１つの好ましい実施態様のブロック図を示す。ＡＧＣ回路は、好ましくは、制御可能な相互インダクタンス要素（ｇｍ）５２６に結合されたＡＧＣ制御ブロック５２４を備える。これは、特に、発振器の臨界点を標的にするようにトランスコンダクタンスを制御することによって、電力消費を最小にするのに役立つ。ＡＧＣ回路は、ＭＥＭＳ共振器を非線形状態に駆動することを防ぐのにも役立つ。このため、図５ｃに示されるタイプの発振器は、１．２Ｖの供給により１μＡで確実に動作することができる。図５ｃにおいて、共振器は電気的等価回路として示される。これは、例示的な実施形態において、Ｃｐ＝３ｐＦ、Ｒｍ＝８００ＫΩ、Ｃｍ＝１９８ａＦ、Ｌｍ＝３．８５ｋＨ、Ｃｆ＝４００ｆＦの値を有した。１つの実施形態では、共振周波数は、Ｑ＝６１００で約１８２Ｋｈｚであった。
【００４１】
図６ａは、上述したような温度補償共振ＭＥＭＳシステム２００を用いるエネルギー収集無線センサ６００の例を示す。ＭＥＭＳシステム２００は、任意選択でマイクロプロセッサ／マイクロコントローラーと組み合わせて、ｆｄのデジタル出力を無線通信モジュール６０２のデジタル入力に提供する。システムは、ＭＥＭＳエネルギー収集デバイス６１０も備える。これは、好ましくは、デバイス２０４、２０６と同じ基板上にあり、適切な電力調整回路６１２に結合され、１つ以上の電圧で電力供給をＭＥＭＳシステム２００に与える。電力調整回路は、例えば、ストレージ（キャパシタ等）、整流およびＤＣ／ＤＣブースト回路を備えることができる。
【００４２】
図６ｂは、音叉ベースの共振出力ジャイロスコープ６５０における図２ａの共振ＭＥＭＳシステム２００の例示的な用途を概略的に示す。システムの関連部分は、以前に説明したものに非常に類似しているが、この例では、音叉ベースのＭＥＭＳ発振器６５２、６５４が、その運動がコリオリ効果によって変調される共有の第３の発振器６５６に結合される点が異なる。２つのＭＥＭＳ発振器間の周波数の差は、ジャイロスコープの回転の尺度として、より詳細には、当業者が精通している方式で角速度または偏心角信号を決定するために用いることができる。
【００４３】
＜温度補償＞
ひずみゲージ用途において、シリコン構造は、接着剤を用いてパッケージに接着することができ、そしてパッケージは、監視されている構造に接着することができる。例が図６ｃに示される。この際、温度変化が共振器構造の弾性に影響を与えるのみでなく（周波数の温度係数ＴＣＦは、約−３０ｐｐｍ／℃である）、ダイ、パッケージ、キャリアおよび接着剤層の熱膨張（または収縮）も、共振器に対する軸応力に寄与する。好ましい実施形態では、検知共振器および基準共振器は互いに直交し、加えられたひずみに対する基準の感度を低減する。
【００４４】
検知共振器の共振周波数ｆＳおよび基準共振器の共振周波数ｆＲは、以下のように表すことができる。
ｆＳ＝ｆ０Ｓ＋α１ε＋（ＴＣＦＳｉ−Ｓ＋βＳ）ΔＴｆ０Ｓ
ｆＲ＝ｆ０Ｒ＋α１ε＋（ＴＣＦＳｉ−Ｒ＋βＲ）ΔＴｆ０Ｒ
ここで、ｆ０Ｓおよびｆ０Ｒは、特定の温度におけるゼロ負荷の場合の２つの共振器の共振周波数であり、εは、監視されるホスト構造の機械的変形に起因した、取り付けられたセンサにおいて生じるひずみであり、α１は、ひずみを有する検知共振器のひずみ周波数係数であり、α２は、基準共振器のひずみ周波数係数である。ＴＣＦＳｉ−ＳおよびＴＣＦＳｉ−Ｒは、２つの共振器におけるシリコン材料の周波数の温度係数であり、βＳおよびβＲは、２つの共振器のためのいくつかの層（ホスト構造、パッケージ、シリコンダイ、接着剤を含む）の、熱応力により生じる係数である。
【００４５】
実際には、２つの共振器の共振周波数を、設計、製造後および／または回路レベルのトリミングを通じて合致させることができる（ｆ０Ｓ＝ｆ０Ｒ）。シリコンは異方性材料であるが、好ましくは、２つの共振器の方向は、このプロセスにおいて採用されるウェハの向きについて同じ結晶配向にある（例えば｛１００｝）。したがって、ＴＣＦ因子は、実質的に同一であることが予期され、すなわち、ＴＣＦＳｉ−Ｓ＝ＴＣＦＳｉ−Ｒである。結果として、ｆＳとｆＲとの間の差動周波数を測定することによって、ＴＣＦＳｉ因子を相殺することができる。このため、差動周波数を以下によって与えることができる。
ｆｄ＝（βＳ−βＲ）ΔＴ＋（α１−α２）ε
【００４６】
更に、βＳおよびβＲは、例えば、等方性材料が、接着剤、キャリアおよびホスト構造に用いられる場合に合致することができる。次に、結果として、差動周波数は、実質的に完全に温度補償され、以下のように表すことができる。
ｆｄ＝（α１−α２）ε
当業者であれば、そのような手法が好ましいが、必須ではないことを認識するであろう。
【００４７】
＜レベルベースの信号処理の正当化＞
ここで、説明したレベルベースの信号処理方法によって達成可能な位相誤差における数桁の改善のための基礎をなす数学的正当化を説明する。したがって、共振ＭＥＭＳシステムの周波数偏差検出器のためのエッジベースおよびレベルベースの方法における位相誤差の比較解析を提供する。解析されるレベルベースの手法は、図２ａに示されるタイプのシステムを用いて実施されるものである。まず、エッジベースの方法を検討し、次に、レベルベースの方法を検討する。
【００４８】
＜エッジベースの方法の位相誤差＞
例として、米国特許第４，６８３，４３７号に記載されているエッジベース・システムを解析する。このシステムは、Ｄ型フリップ・フロップを用いて、２つの入力信号の周波数間の差を示す出力信号を生成する。米国特許第４，６８３，４３７号からの２つの例示的な回路が図７ａおよび図７ｂに示される。一方の例は１つのフリップ・フロップを有し、第２の例は２つのフリップ・フロップを有する。双方の場合に、フリップ・フロップのラッチ出力は、クロック入力のエッジに基づき、したがって、回路はエッジベースである。しかし、双方の回路において、出力遷移エッジは、２つの入力遷移がほぼ同時にクロック制御されるとき、１つのＤ型フリップ・フロップが用いられる場合は入力信号の１つの期間にわたって、２つのＤ型フリップ・フロップが用いられる場合は期間の半分にわたって、シフトされる場合がある。これにより、回路はジッタの影響を受けやすくなる。
【００４９】
より詳細には、図７ａおよび図７ｂのエッジベースのシステムに適用される、出力周波数ｆｏｕｔ＝｜ｆ１−ｆ２｜を有する２つの入力周波数ｆ１およびｆ２を検討する。１つのＤ型フリップ・フロップが用いられる図７ａの回路において、ジッタが生じるときの時間誤差はΔｔ＝１／ＦＲであり、度単位の位相誤差は以下である。
【数１】
2018520555.tif 000003
２つのＤ型フリップ・フロップが用いられる図７ｄの回路において、時間誤差は２だけ低減される。この場合の位相誤差は半分になり、このため以下となる。
【数２】
2018520555.tif 000004
【００５０】
＜レベルベースの方法の位相誤差＞
ジッタは、信号の予期される周期性からの偏差である。ジッタはランダムであり、プロセス変動、電源ノイズ、固有ノイズおよび熱ノイズ等のいくつかの要素に起因して生じる場合がある。ランダムジッタは、通常、ガウス分布または正規分布Ｎ（μ，σ２）に従う。分布μの平均は、通常０であり、標準偏差σは、システムおよびノイズ・レベルの設計に依拠する。
【００５１】
特に、トランスコンダクタンス−キャパシタンス・ローパス・フィルタ（Ｇｍ−Ｃ  ＬＰＦ）およびシュミット・トリガを含む図２ａの例示的なレベルベースの回路を解析する。高周波数をフィルタリング除去し、電圧レベルを電流に変換するＧｍ−Ｃ  ＬＰＦが、理想的な方式で動作すると仮定する。これにより、結果として、２つのデジタル・ブロック、すなわち、ＸＮＯＲゲートおよびシュミット・トリガにおけるジッタが検討される必要がある。システムにおける例示的な波形を示す図７ｃを参照すると、評価は、出力ｆｄの１つのサイクルにおける位相誤差に基づく。
【００５２】
ＸＮＯＲ（またはＸＯＲ）は、２つの入力ｆ１、ｆ２のレベルに応じて、パルス（Ａ）を生成する。ジッタは、パルスの立ち上がりエッジ（ｒ）および立ち下がりエッジ（ｆ）の双方において生じる。ジッタは立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジにおいてランダムに独立して生じるので、これらのエッジにおけるジッタの和も、
【数３】
2018520555.tif 000005
の標準偏差で正規分布を有する。これについては図７ｄに示される。図７ｄは、パルスＡの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの双方におけるジッタに起因した１つのサイクルにおける総ジッタを示す。
【００５３】
出力ｆｄ（図７ｃ）における１つの周期サイクルＴ＝１／ｆｄのための波形Ａのパルス数は、以下のように計算することができる。
【数４】
2018520555.tif 000006
【００５４】
したがって、出力ｆｄの立ち上がりエッジ（ｒ）に寄与する波形Ａにおけるｎ／２個のパルスが存在することがわかる。全てのパルスにおけるジッタがランダムで独立していると仮定したため、立ち上がりエッジの蓄積ジッタ誤差は、波形Ａのｎ／２個のパルスの和であり、各パルスは、図７ｄに示すようなジッタ誤差を有する。立ち上がりエッジ（ｒ）における蓄積されたジッタの標準偏差は
【数５】
2018520555.tif 000007
であり、正規分布Ｎ（０，ｎσ２）を有する。
【００５５】
立ち下がりエッジ（ｆ）におけるジッタは、立ち上がりエッジにおけるものと同じであり、同様に標準偏差Ｎ（０，ｎσ２）を有する。ｆｄの１つの完全なサイクルにおける総ジッタは、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの双方におけるジッタの和であり、正規分布Ｎ（０，２ｎσ２）を有する。総ジッタの標準偏差は、
【数６】
2018520555.tif 000008
である。
【００５６】
シュミット・トリガは、デジタル出力との比較器とみなすことができ、これは、図７ｄによって示すように、本質的にジッタを呈する。したがって、この回路要素は、出力波形ｆｄの総ジッタにも寄与する。ＸＮＯＲ回路によって寄与されるジッタの標準偏差がσであると仮定すると、ここで、ＸＮＯＲおよびシュミット・トリガ双方の全体累積ジッタは、Ｎ（０，２（ｎ＋１）σ２）によって特徴付けられる。このため、総標準偏差は、
【数７】
2018520555.tif 000009
であり、すなわち、二乗平均平方根（ｒｍｓ）または平均ジッタはσｔである。１σｔ（秒）よりも小さい複数のジッタにわたって、信頼区間は６８．２％であり、ジッタの９９．７％は３σｔ（秒）未満である。この手法に従って、図２ａのレベルベースのシステムの標準偏差位相誤差は、以下によって与えられることがわかる。
【数８】
2018520555.tif 000010
【００５７】
＜エッジベースのＭＥＭＳ信号処理方法およびレベルベースのＭＥＭＳ信号処理方法の比較＞
式（４）における位相誤差は、システムにおけるノイズ・レベルに依拠する。システムについて、ジッタ・ノイズの標準偏差を検討することは、通常、数ピコ秒から数十ピコ秒の範囲にある。したがって、以下の解析において、標準偏差σ＝１０ｐｓを仮定する。
【００５８】
図８ａは、上記で式（２）および式（４）を用いて解析されたエッジベースおよびレベルベースのＭＥＭＳ信号処理方法の計算された位相誤差を示す。ｆ１＝２００ｋＨｚであり、ｆ２が１６０ｋＨｚ〜２４０ｋＨｚの範囲をとる場合、図８ａから、図２ａのレベルベースの手法における位相誤差は、エッジベースの手法と比較して、約５桁低減されることを見てとることができる。双方の手法について、位相誤差は、周波数差が増大するにつれ増大する。
【００５９】
図８ｂは、より高い周波数の入力（ｆ１＝２０ＭＨｚ）において、エッジベースの手法の位相誤差が、ｆ１＝２００ｋＨｚと比較して低減されるのに対し、図２ａのレベルベースの手法の位相誤差が増大することを示す。しかし、２つの手法間の差は、依然として約２桁であり、共振ＭＥＭＳ信号処理システムにおける位相誤差を低減するためにレベルベースの手法を用いることの実質的な利点を示している。通常のセンサ用途において、用いられる周波数は、通常、最大で数ＭＨｚであり、このため、図２ａのレベルベースのシステムは、出力信号における位相誤差を低減する際に予期しない実質的な利点を提供することができる。
【００６０】
＜シミュレーション結果＞
図２ａのシステムのための例示的なシミュレーション結果が図９に示される。これは、１００ｎＡのバイアス電流Ｉｃで、約４０ＫＨｚのＧｍ−Ｃフィルタのカットオフ周波数のために設計されたシステムの動作を示す。
【００６１】
図９ａを参照すると、ｆ１＝２３０ｋＨｚおよびｆ２＝２００ｋＨｚでは、出力周波数ｆｄは３０ｋＨｚであることが予期される。周波数差が小さくなると、ポイントＢにおける波形はノイズが増えるが、ｆ１＝２０１ｋＨｚ、ｆ２＝２００ｋＨｚ（図９ｂ）のとき、シュミット・トリガの出力は、依然として、１ｋＨｚの周波数において非常に明快な方形波形を示す。図９ｃにおいて、双方の周波数入力が同じであり（２００ｋＨｚ）、同相であるが、ポイントＡおよびＢにおける信号がいくらかのジッタを有するのにもかかわらず、これはシュミット・トリガの出力に影響を及ぼさない。図９ｄは、入力の位相が９０°ずれている同様の事例を示す。ここで、信号Ａのデューティ・サイクルは５０％であり、全てのサイクルにわたってキャパシタンスＣｐの内外に等しい電流が流れ、このため、出力ｆｄは実質的に一定である。図９ｅは、入力の位相が７０°ずれている事例を示す。ここで、信号Ａのデューティ・サイクルは５０％まで異なるが、それにもかかわらず、２＊ｆ１において波形Ａの周波数は一定であり、ここでも出力ｆｄが実質的に一定となるようにローパス・フィルタによってフィルタリング除去される。
【００６２】
＜例示的なシステム＞
図１０を参照すると、これは図１０ａにおいて、図２ａにおける手法を実施するために、双音叉（ＤＥＴＦ）ひずみセンサを、０．３５μｍのＣＭＯＳ回路部（図１０ｂ）と組み合わせて備えるＭＥＭＳシステムの例を示す。図１０ｃは、図１０ｂに示される強調された領域の拡大図を示す。これは、図２ａ、図３および図４の回路部を含む。図１０ｄは、互いに対し直交するように配列された、一方はひずみセンサ用、他方は基準としての２つのＭＥＭＳ共振器の使用を示す。
【００６３】
図１０の例示的な製造されたシステムにおいて、共振周波数は、概ね８０ＫＨｚであり、ＣＭＯＳ回路部は、１．２ボルトのＶＤＤ供給電圧を有し、９ボルト・バイアスがＭＥＭＳ共振器のために用いられた。総電力消費は、（ｆｄにおける負荷なしで）約１μＷであった。
【００６４】
図１１ａは、ｆｄ＝１０．０９ＫＨｚの出力周波数における図１０のシステムのためのｆｄのアラン偏差のグラフを示す。当業者であれば認識するように、大まかに言えば、アラン偏差は、アラン分散の二乗根であり、測定値（ｆｄ）の連続平均間の差の分散の尺度である。平均時間がｘ軸上にプロットされ、アラン偏差がｙ軸上に対数スケールでプロットされる。
【００６５】
比較のために、図１１ｂは、第２の例示的なシステムのための、ｆｄ＝１００Ｈｚ（左）およびｆｄ＝１０Ｋｚ（右）での例示的な出力波形（ｆｄ）を示す。この例において、デューティ・サイクルは、設計周波数範囲にわたって５０％±５％であった。対応するアラン偏差が、ｆｄ＝１ＫＨｚについて図１１ｃに示される。この例示的なシステムは、範囲１００ＫＨｚ〜３００ＫＨｚにおける共振ＭＥＭＳ周波数について、４０ＫＨｚのカットオフ周波数を用いて設計された。ＣＭＯＳ回路部は、１．２ボルトの電源から４００ｎＡを引き出し、３８ＫＨｚまで出力ｆｄ信号においてジッタが記録されなかった。
【００６６】
再び図１０の例を参照すると、図１２ａ〜図１２ｃは、ｆｄがそれぞれ４０ＫＨｚから、１０ＫＨｚ、１００Ｈｚに減少するときの、この例示的なシステムのためのアラン偏差プロットを示す。アラン偏差はｆｄが減少するにつれ低減するが、最良のポイントにおいて、誤差は約２５ｍＨｚ〜３０ｍＨｚであり、これは、基準ＭＥＭＳ発振器の誤差に等しい。１２５ＫＨｚで動作する基準発振器では、ここでもｆｄ出力においてジッタが見られなかった。電力消費は僅かに変化し、ｆｄは約５００ｎＡ〜７００ｎＡであった。そのようなひずみセンサについて、２０℃〜３５℃の範囲のほぼ完全な温度補償を達成することができる。
【００６７】
上述したように、１つの例示的な用途において、本明細書において上述したようなデバイスは、電源内蔵式であり、（圧電）ＭＥＭＳ共振器等のバッテリ／エネルギー蓄積キャパシタおよび／またはエネルギー収集デバイスを含む。好ましくは、ＭＥＭＳセンサはＭＥＭＳひずみセンサである。技法の非常に低い電力要件により、実施形態において、例えば、低連続電力散逸が重要である構造健全性／インフラストラクチャ監視のための無線センサデバイスとすることができるデバイスが促進される。
【００６８】
当然ながら、当業者には、多くの他の有効な代替が思い浮かぶであろう。本発明は、説明された実施形態に限定されず、添付の請求の範囲の趣旨および適用範囲内にある当業者に明らかな変更を包含することが理解されるであろう。
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図１ｃ】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図５ｃ】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図６ｃ】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図７ｃ】
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【図７ｄ】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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【図９ｃ】
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【図９ｄ】
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【図９ｅ】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１０ｃ】
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【図１０ｄ】
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【図１１ａ】
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【図１１ｂ】
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【図１１ｃ】
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【図１２ａ】
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【図１２ｂ】
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【図１２ｃ】
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【国際調査報告】
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