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　特願２０００−５１４４２８「ＯＦＤＭシステム受信機のＦＦＴウィンドウ位置復元装置及びその方法」拒絶査定不服審判事件〔平成１１年　４月　８日国際公開、ＷＯ９９／１７４９３、平成１３年１０月１６日国内公表、特表２００１−５１８７４２〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯 
　本願は、１９９８年　９月２８日（パリ条約による優先権主張外国庁受理１９９７年９月３０日、大韓民国）を国際出願日とする出願であって、平成１４年６月５日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年９月９日に拒絶査定に対する審判請求がなされ、さらに、当審において、平成１７年６月３日付けで拒絶の理由が通知され、これに対し、同年９月５日付けで手続補正がなされたものである。
　
２．本願発明 
　本願の請求項１に係る発明（以下「本願発明」という。）は、平成１７年９月５日付けの手続補正により補正された明細書及び図面の記載からみて、その請求項１に記載されている事項により特定される以下のとおりのものである。
「【請求項１】　有効データ区間及び保護区間からなる直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを受信して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ウィンドウ位置を復元するＦＦＴウィンドウ位置復元方法であって、
　（ａ）受信されたＯＦＤＭ信号をアナログ−デジタル変換を通じてデジタル複素サンプルに変換する段階と、
　（ｂ）前記段階（ａ）で出力された前記デジタル複素サンプルと所定サンプル分遅延された複素サンプル値との電力差を求めて、該サンプル間の最小電力差の絶対値を有する位置をシンボル開始位置として検出する段階と、
　（ｃ）前記段階（ｂ）で検出されたシンボル開始情報に基づき前記ＦＦＴウィンドウ位置を移動させてシンボル開始位置からＦＦＴを活性化させる位置を指定する段階と、
　（ｄ）前記（ａ）段階から出力されたデジタル複素サンプルを前記（ｃ）段階のＦＦＴ活性化位置指定によって高速フーリエ変換する段階と
を含むことを特徴とするＯＦＤＭシステム受信機のＦＦＴウィンドウ位置復元方法。」 
　
３．引用発明
（１）これに対して、当審における、平成１７年６月３日付けで通知した拒絶の理由に引用した特開平８−１３９７７６号公報（以下「引用例１」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。 
　
イ．「【請求項１】  １つの既知の位相基準シンボルとＭ個のデータシンボルとでフレームを構成し、１シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ変換部に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を前記第１データ、第２データとして出力するデジタル放送における受信装置の同期方法において、
フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウインドウ信号を出力し、
該ＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングに基づいて位相基準シンボルをフーリエ変換して得られる実数部と虚数部を成分とするベクトルを取り込み、
連続して得られる２つのベクトルの比と、これら２つのベクトルに対応する位相基準シンボルの２つの既知ベクトルを用いて、実際のシンボル位置とＤＦＴウインドウ位置間の偏差を求め、
該偏差に基づいてＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングを制御するデジタル放送における受信装置の同期方法。」　（第２頁左欄、請求項１）
　
　ロ．「【００２８】(f) 送信系、受信系のブロック
以上より、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送における送信系及び受信系は図２１(a),(b)に示す構成となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４ｄは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する発振器、１４ｅは該cos信号を−９０0移相して-sinωctを出力する移相器である。又、受信系の周波数変換部１５において、１５ｅは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する発振器、１５ｆは該cos信号を−９０0移相して-sinωctを出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャリア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受信ローカル信号という。送信側では、既知の位相基準シンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信ローカル周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射する。
【００２９】受信側では、空間に放射された信号を受信し、受信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１データ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部１８はＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングに基づいてフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しないウインドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウインドウ信号を出力し、フーリエ変換部１８はこのＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングに基づいてフーリエ変換を実行する。
【００３０】図２２はＤＡＢフレーム、ウインドウ信号の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボル部分ＰＲＳとで構成され、ヌル信号部分ＮＵＬＬの後にはマルチパスの影響を軽減するために62μsのガードインターバルＧＩＴが設けられている。同期チャネルの後には所定数（＝ｍ）のシンボルが配列される。
【００３１】ヌル信号部分ＮＵＬＬはフレームの先頭をエンベロープ検波により見つけるために設けられている。位相基準シンボル部分ＰＲＳは差動復号のためのリファレンス信号であり、毎フレーム固定の固有パターン（既知）が送られて来る。ＰＲＳウインドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し、それを基準に所定の時間位置に設けられたウインドウであり、ＤＦＴウインドウはシンボル毎のＤＦＴ演算のタイミングを示すものである。」（第６頁左欄〜第７頁左欄、段落２８〜段落３１）
　
ハ．「【００５０】（Ｂ）本発明の実施例
(a) 構成
図６は本発明の第１実施例における受信機の要部構成図である。図中、５１はアンテナ、５２はキャリア周波数成分を通過するバンドパスフィルタ、５３はＡＧＣ用のゲイン可変アンプ、５４は周波数変換部であり、５４ａは周波数ｆcの受信ローカル信号を発生するＶＣＯ、５４ｂは−９０0移相器、５４ｃは受信信号に受信ローカル周波数ｆcのcos波を乗算する乗算器、５４ｃは受信信号に受信ローカル周波数ｆcの-sin波を乗算する乗算器である。５５ａ，５５ｂはＡＤ変換器、５７は受信電力演算部であり、ＡＧＣ制御を行なうと共に、ＤＡＢフレーム間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力するもの、５８はＤＡ変換器である。６１はＡＤ変換器５５ａ，５５ｂから出力される実数部、虚数部を入力されて離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）を行なうＤＦＴ部、６２はＤＦＴウインドウ信号発生部であり、ＤＦＴ出力に基づいてＤＦＴウインドウ位置を制御してＤＦＴウインドウ信号ＤＷＳを出力する。６３は送信ローカル周波数と受信ローカル周波数が一致するように周波数制御信号を出力する周波数制御信号発生部、６４は差動符号化された複素データを原データに復号する差動復号器である。」（第１１頁左欄〜右欄、段落５０）
　
　上記引用例１の記載及び図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、上記引用例１には本願発明における「有効データ区間」の記載はないものの、本願発明の「保護区間」に相当する「ガードインターバル」が記載され、また、引用例１に記載された発明は、ＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングを制御する発明であるから、当然に「有効データ区間」を有しているものと認められる。
　
　したがって、上記引用例１には、以下の発明（以下「引用発明」という。）が記載されているものと認められる。 
　 
「有効データ区間及び保護区間からなる直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを受信してＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングを制御する方法であって、
空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの乗算結果をＡＤ変換器を通じてデジタル信号（実数部、虚数部）にＡＤ変換し、
受信電力演算部は、入力された前記デジタル信号（実数部、虚数部）から、フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウインドウ信号を出力し、
該ＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングに基づいて位相基準シンボルをフーリエ変換して得られる実数部と虚数部を成分とするベクトルを取り込み、
連続して得られる２つのベクトルの比と、これら２つのベクトルに対応する位相基準シンボルの２つの既知ベクトルを用いて、実際のシンボル位置とＤＦＴウインドウ位置間の偏差を求め、
該偏差に基づいてＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングを制御し、
ＤＦＴ部は、該ＤＦＴウインドウ信号によって、前記ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号（実数部、虚数部）を入力されて離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）を行う、
ことを特徴とするＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングを制御する方法」
　 
（２）また、同じく、当審で引用した特開平７−２８３８０７号公報（以下「引用例２」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
 　 
イ．「【請求項１】  ガードインターバルが設定されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号のシンボルヘッド検出装置であって、ＯＦＤＭ信号を１シンボル区間遅延させる信号遅延手段と、元のＯＦＤＭ信号と前記信号遅延手段からの出力信号との減算処理を行う減算手段と、検波手段と、立ち上がりエッジ検出手段とを備えていることを特徴とするＯＦＤＭ信号のシンボルヘッド検出装置。」（第２頁左欄、請求項１）
　 
ロ．「【０００９】そして、上記数１式で表される信号がＴ時間毎につなぎ合わされて変調処理されたＯＦＤＭの伝送信号が形成されている。
【００１０】この信号はＤＦＴ（離散フーリエ変換）を含んだＦＦＴ処理、及び並列直列変換処理を施すことにより、容易に復調できることが知られているが、このＦＦＴ処理においては、１シンボル分の信号の時間位置を正確に合わせる操作（同期）が必要になる。」（第２頁左欄、段落９，１０）
　
ハ．「【００２９】
【発明の効果】以上詳述したように本発明に係るシンボルヘッド検出装置にあっては、ガードインターバルが設定されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号のシンボルヘッド検出装置であって、ＯＦＤＭ信号を１シンボル区間遅延させる信号遅延手段と、元のＯＦＤＭ信号と前記信号遅延手段からの出力信号との減算処理を行う減算手段と、検波手段と、立ち上がりエッジ検出手段とを備えているので、前記減算手段によりガードインターバル部分の信号が相殺されて０となり、その後前記検波手段において包絡線検波などが行われた信号に対して立ち上がりエッジの検出を行うことができる。このため、ＯＦＤＭ変調された入力信号のそれぞれの有効シンボル区間の正確な開始時間位置の情報が得られ、この装置をＯＦＤＭの受信装置に組み込むことにより、正確な受信信号の出力が可能になる。」（第４頁左欄〜右欄、段落２９）
　
　つまり、引用例２には、有効シンボル区間の正確な開始時間位置の情報を得るために、ＯＦＤＭ信号を１シンボル区間遅延させる信号遅延手段と、元のＯＦＤＭ信号と前記信号遅延手段からの出力信号との減算処理を行う減算手段と、包絡線検波を行う検波手段と、立ち上がりエッジ検出手段によって、ガードインターバルが設定されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号のシンボルヘッドを検出する技術、及び、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を含んだＦＦＴ処理が記載されている。 
　
４．対比
　本願発明と引用発明とを対比すると、
ａ．引用発明の「ＤＦＴウインドウ位置」と本願発明の「高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ウィンドウ位置」は、共に「フーリエ変換ウィンドウ位置」である点で一致する。
　
ｂ．引用発明の「ＡＤ変換」は、本願発明の「アナログ−デジタル変換」に相当し、また、引用発明における、ＡＤ変換器から出力される「デジタル信号（実数部、虚数部）」は、本願発明の「デジタル複素サンプル」に相当するので、引用発明の「空間に放射された信号を受信し、受信信号にキャリア周波数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの乗算結果をＡＤ変換器を通じてデジタル信号（実数部、虚数部）にＡＤ変換し」は、本願発明における（ａ）段階の「受信されたＯＦＤＭ信号をアナログ−デジタル変換を通じてデジタル複素サンプルに変換する段階」に相当する。
　 
ｃ．引用発明における「受信電力演算部が、入力されたデジタル信号（実数部、虚数部）から、フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウインドウ信号を出力」することと、本願発明における（ｂ）段階の「段階（ａ）で出力されたデジタル複素サンプルと所定サンプル分遅延された複素サンプル値との電力差を求めて、該サンプル間の最小電力差の絶対値を有する位置をシンボル開始位置として検出する段階」は、「段階（ａ）で出力されたデジタル複素サンプルに基づいてシンボル開始位置を検出する段階」で一致する。
　
ｄ．引用発明における「ＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングに基づいて位相基準シンボルをフーリエ変換して得られる実数部と虚数部を成分とするベクトルを取り込み、連続して得られる２つのベクトルの比と、これら２つのベクトルに対応する位相基準シンボルの２つの既知ベクトルを用いて、実際のシンボル位置とＤＦＴウインドウ位置間の偏差を求め、該偏差に基づいてＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングを制御」することと、本願発明における（ｃ）段階の「段階（ｂ）で検出されたシンボル開始情報に基づきＦＦＴウィンドウ位置を移動させてシンボル開始位置からＦＦＴを活性化させる位置を指定する段階」とは、両者は上位概念として「段階（ｂ）で検出されたシンボル開始情報に基づきフーリエ変換ウィンドウ位置を移動させてシンボル開始位置からフーリエ変換を活性化させる位置を指定する段階」で一致する。
　
ｅ．引用発明の「離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）」と、本願発明の「高速フーリエ変換」は、共に「フーリエ変換」である点で一致し、引用発明における、「ＤＦＴ部が、ＤＦＴウインドウ信号によって、ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号（実数部、虚数部）を入力されて離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）を行う」ことと、本願発明における（ｄ）段階の「（ａ）段階から出力されたデジタル複素サンプルを（ｃ）段階のフーリエ変換活性化位置指定によって高速フーリエ変換する」ことは、「（ａ）段階から出力されたデジタル複素サンプルを（ｃ）段階のフーリエ変換活性化位置指定によってフーリエ変換する段階」で一致する。
　
　したがって、本願発明と引用発明は、 以下の点で一致ないし相違する。 
＜一致点＞ 
「有効データ区間及び保護区間からなる直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを受信してフーリエ変換ウィンドウ位置を復元するウィンドウ位置復元方法であって、
　（ａ）受信されたＯＦＤＭ信号をアナログ−デジタル変換を通じてデジタル複素サンプルに変換する段階と、
　（ｂ）前記段階（ａ）で出力された前記デジタル複素サンプルに基づいてシンボル開始位置を検出する段階と、
　（ｃ）前記段階（ｂ）で検出されたシンボル開始情報に基づき前記フーリエ変換ウィンドウ位置を移動させてシンボル開始位置からフーリエ変換を活性化させる位置を指定する段階と、
　（ｄ）前記（ａ）段階から出力されたデジタル複素サンプルを前記（ｃ）
段階のフーリエ変換活性化位置指定によってフーリエ変換する段階と
を含むことを特徴とするＯＦＤＭシステム受信機のフーリエ変換ウィンドウ位置復元方法。」 
　
＜相違点＞ 
（１）引用発明は「入力されたデジタル信号（実数部、虚数部）から、フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウインドウ信号を出力」するのに対し、本願発明は「段階（ａ）で出力されたデジタル複素サンプルと所定サンプル分遅延された複素サンプル値との電力差を求めて、該サンプル間の最小電力差の絶対値を有する位置をシンボル開始位置として検出する」点。
　
（２）フーリエ変換について、引用発明は「離散フーリエ変換（ＤＦＴ）」であるのに対し、本願発明は「高速フーリエ変換（ＦＦＴ）」である点。
　 
５．当審の判断
　そこで、上記相違点（１）について検討すると、上記引用例２には、有効シンボル区間の正確な開始時間位置の情報を得るために、ＯＦＤＭ信号を１シンボル区間遅延させる信号遅延手段と、元のＯＦＤＭ信号と前記信号遅延手段からの出力信号との減算処理を行う減算手段と、包絡線検波を行う検波手段と、立ち上がりエッジ検出手段によって、ガードインターバルが設定されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号のシンボルヘッドを検出する技術が記載されており、該包絡線検波も検波に当たって絶対値をとっているものと認められ、さらに、電力の演算において受信された電力の絶対値をとることは、数値演算における常套手段にすぎず、これらの技術を引用発明に適用する上で何らの阻害要因も見あたらないから、引用発明の「入力されたデジタル信号（実数部、虚数部）から、フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウインドウ信号を出力」する構成に換えて、「段階（ａ）で出力されたデジタル複素サンプルと所定サンプル分遅延された複素サンプル値との電力差を求めて、該サンプル間の最小電力差の絶対値を有する位置をシンボル開始位置として検出する」構成を採用することは、当業者が容易に想到し得るものである。 
　
　さらに、相違点（２）について検討すると、離散フーリエ変換に高速フーリエ変換を用いることは引用例２にも記載されたように周知技術であるから、引用発明の「離散フーリエ変換（ＤＦＴ）」に「高速フーリエ変換」を採用することは、単なる設計的事項にすぎない。
　
　そして、本願発明の作用効果も、引用例１，２に記載された発明及び周知技術から当業者が予測できる範囲のものである。 
　 
６．むすび 
　以上のとおり、本願発明は、引用例１，２に記載された発明及び周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。