【事件の表示】
　特願２０１６−５５９４９８「共振整流装置、共振整流制御方法、装置、プログラム及び記録媒体」拒絶査定不服審判事件〔平成２８年５月２６日国際公開、ＷＯ２０１６／０７８５１５、平成２９年１月１２日国内公表、特表２０１７−５０１６７５〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は、２０１５年（平成２７年）１１月５日（パリ条約による優先権主張外国庁受理２０１４年１１月２１日、中華人民共和国（ＣＮ））を国際出願日とする出願であって、その手続の経緯は以下のとおりである。
　平成２８年　１月　５日　　：翻訳文、手続補正書の提出
　平成２９年　２月１４日付け：拒絶理由通知書
　同　　　年　５月１５日　　：意見書の提出
　同　　　年１０月１７日付け：拒絶査定
　平成３０年　２月２０日　　：審判請求書、手続補正書の提出
  同　　　年　６月　８日　　：上申書の提出
第２　平成３０年２月２０日にされた手続補正についての補正の却下の決定
［補正の却下の決定の結論］
　平成３０年２月２０日にされた手続補正を却下する。
［理由］
１．本件補正について
　審判請求と同時にした平成３０年２月２０日の手続補正は、以下の内容である。
（補正の内容）
　特許請求の範囲の請求項１に対して、補正前の「前記二次出力モジュールは、第三の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの一方端に接続され、第四の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの他方端に接続され、前記第三の電界効果トランジスタのドレインが前記第四の電界効果トランジスタのドレインに接続されていると共に、並列に接続されている第二の容量及び第一の抵抗を介して前記二次出力モジュールの出力端に接続されている」の記載を、「前記二次出力モジュールは、第三の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの一方端に接続され、第四の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの他方端に接続され、前記第三の電界効果トランジスタのドレインが前記第四の電界効果トランジスタのドレインに接続されていると共に、
第二の容量の一端と第一の抵抗の一端と接続し、前記第二の容量の他端と前記第一の抵抗の他端は前記二次出力モジュールの出力端とする
２．補正の適否
　上記１．の補正は、補正前の「二次出力モジュール」における「第三の電界効果トランジスタのドレイン」と「第四の電界効果トランジスタのドレイン」との接続点が、「並列に接続されている第二の容量及び第一の抵抗」を「介して」「二次モジュールの出力端」に接続されている、としたものを、当該補正により、「二次出力モジュール」における「第三の電界効果トランジスタのドレイン」と「第四の電界効果トランジスタのドレイン」との接続点が、「第二の容量の一端」及び「第一の抵抗の一端」に接続された上で、「第二の容量の他端」と「第一の抵抗の他端」が各々「二次出力モジュールの出力端」となることへ変更することを内容とする。
　ここで、本件の請求項１に係る発明は、「共振整流装置」の発明であり、その出力端は、端子間に直流電圧を発生する２つの出力端を有することが技術的に明白であることに照らせば、補正前の二次出力モジュールの１つの出力端は、「並列に接続されている第二の容量及び第一の抵抗」の接続端であり、「第三の電界効果トランジスタのドレイン」と「第四の電界効果トランジスタのドレイン」との接続点と接続されていない側を「出力端」と選んだことを示すことが明らかである。
　ところが、補正後の内容が特定する「出力端」は、「第三の電界効果トランジスタのドレイン」と「第四の電界効果トランジスタのドレイン」との接続点が、「第二の容量の一端」及び「第一の抵抗の一端」に接続された上で、「第二の容量の他端」と「第一の抵抗の他端」が各々「二次出力モジュールの出力端」となるとしており、共振整流装置の出力端の選び方が変更されている。
　また、補正前の請求項１に係る発明の記載は、上述のとおり出力端への接続についてなんら不明瞭な記載とは認められず、補正の前後で接続を変更することなく限定的減縮が図られたとする関係にならないことは明らかである。
　そうすると、審判請求と同時にした当該補正は、「特許請求の範囲の減縮」を目的とするものには該当せず、また、「明りょうでない記載の釈明」を目的とするものにも該当しないといえ、さらに、「請求項の削除」、「誤記の訂正」を目的とするものに該当しないことも明らかであるから、特許法第１７条の２第５項第１号ないし第４号に掲げる、いずれの事項を目的とするものではない。
３．むすび
　以上のとおり、本件補正は、特許法第１７条の２第５項の規定に違反するものであり、同法第１５９条第１項で読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下されるべきものである。
　よって、上記補正の却下の決定の結論のとおり決定する。
第３　本願発明について
１．本願発明
　平成３０年２月２０日にした手続補正は、上記のとおり却下されたので、本願の請求項１ないし１１に係る発明は、平成２８年１月５日の手続補正によって補正された特許請求の範囲の請求項１ないし１１に記載された事項により特定されるものであるところ、その請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、次のとおりのものである。
（本願発明）
「一次入力モジュールと、二次出力モジュールと、変圧器と、を備え、
　前記一次入力モジュールは、エネルギーを前記変圧器を介して前記二次出力モジュールに伝達し、
　前記一次入力モジュールは、電圧源とグランドの間に直列に接続されている第一の電界効果トランジスタ及び第二の電界効果トランジスタと、第一の電界効果トランジスタのソースとドレインの間に接続されている第一の接合容量と、第二の電界効果トランジスタのソースとドレインの間に接続されている第二の接合容量と、前記変圧器の一次コイルの両端に接続されている第一のインダクタと、を有し、前記第一のインダクタの一方端が第一の容量を介して前記第一の電界効果トランジスタと第二の電界効果トランジスタの間に接続され、前記第一のインダクタの他方端がグランド間に接続されており、
　前記二次出力モジュールは、第三の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの一方端に接続され、第四の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの他方端に接続され、前記第三の電界効果トランジスタのドレインが前記第四の電界効果トランジスタのドレインに接続されていると共に、並列に接続されている第二の容量及び第一の抵抗を介して前記二次出力モジュールの出力端に接続されていることを特徴とする共振整流装置。」
２．原査定における拒絶の理由
　原査定の拒絶の理由のうち、理由２は、この出願の請求項１に係る発明は、本願の優先権主張の日前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった下記の引用文献１ないし引用文献３に記載された発明に基づいて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法２９条２項の規定により特許を受けることができない、というものである。
引用文献１：中国特許出願公開第１０２３５５１４７号明細書
引用文献２：国際公開第２０１２／１５３７９９号
引用文献３：特開２０１０−１６１９１７号公報
３．引用文献の記載事項
ア　引用文献１
（ア）原査定の拒絶の理由で引用された本願の優先日前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった引用文献である、中国特許出願公開第１０２３５５１４７号明細書（２０１２年２月１５日出願公開）には、図面とともに、次の記載がある。（下線は当審により付加した。）
（当審仮訳：
技術分野
［０００１］　本発明は通信電源及びＬＥＤ照明分野に属し，特にデジタル化ＬＬＣ同期整流共振コンバータの制御装置及び方法に関する。
・・・（中略）・・・
［０００４］　従来の
ＬＬＣ同期整流共振コンバータは、共振インダクタ、共振コンデンサ及びトランスによって共振させてソフトスイッチングを実現している
（当審仮訳：
発明の概要
［００１０］　本発明の目的は、従来技術の欠点に対し，デジタル化ＬＬＣ同期整流共振コンバータの制御装置及び方法を提供し，ＬＬＣ同期整流共振コンバータの二次側同期整流器のオン時間を早め，それによって、二次側同期整流器がオンになる時に電流がゼロにならないことによって生じる損失を低減させることである。
スタート及び無負荷・軽負荷時では固定周波数制御を使用し，且つ過電流保護装置を設計することで，動作領域のジッタによる出力過電流を防止する。）
（当審仮訳：
図面の簡単な説明
［００３４］　
図１は本発明によるＬＬＣ同期整流共振コンバータ
［００３５］　図２はＬＬＣ同期整流デジタル制御装置の一次側及び二次側の駆動及び共振電流・電圧の波形図である。
［００３６］　図３は本発明によるＬＬＣ同期整流デジタル制御装置に用いられるＤＳＰのオンチップリソース図である。
［００３７］　図４は本発明によるＬＬＣ同期整流デジタル制御装置の一次側駆動回路図である。
［００３８］　図５は本発明によるＬＬＣ同期整流デジタル制御装置の二次側駆動回路図である。
）
（当審仮訳：
［００４４］
発明を実施するための形態
［００４５］　本発明の好ましい実施例を図面と共に以下に詳述する：
実施例１：
図１は，本発明のデジタル化
ＬＬＣ同期整流共振コンバータ
主回路（１００）
制御回路は、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰ（１０１）、一次側高周波駆動回路（１０３）、電流サンプリング検出回路（１０５）、
電圧サンプリング検出回路（１０２）
［００４６］　上記デジタルシグナルプロセッサ（１０１）は、
電圧サンプリング検出回路（１０２）によってフィードバックされる出力電圧
一次側及び二次側ＭＯＳトランジスタ
［００４７］　上記電流サンプリング検出回路（１０５）は二次側の出力電流を検出し，且つデジタルシグナルプロセッサ（１０１）に出力し，デジタルシグナルプロセッサ（１０１）は、該電流の大きさに基づいて重負荷又は領域切替時の過電流であるか否かを判断し，一次側高周波駆動回路（１０３）と二次側高周波駆動回路（１０４）を速やかに切断する。）
（当審仮訳：
［００５５］　回路が第一動作領域で動作する時，一次側スイッチトランジスタＳ１はオンになり，
入力電圧は一次側スイッチトランジスタＳ
１
、共振インダクタＬ
ｒ
及び共振コンデンサＣ
ｒ
によって共振し，エネルギーは二次側スイッチトランジスタＳＲ
２
から負荷端に伝達される
一次側スイッチトランジスタＳ１がオフになると，
寄生コンデンサＣ
１
寄生
寄生
　　　　　１
ｆｓ１＝---------------------
　　　２π√ＬｒＣｒ
である。
［００５６］　図２（ａ）は第一動作領域の回路の動作波形図を示す。
ここで、Ｓ１、Ｓ２は一次側の駆動波形であり，ＳＲ１、ＳＲ２は二次側の駆動波形であり，ＵＣｒ、ＩＬはそれぞれ共振コンデンサの電圧の波形と一次側の共振電流の波形である。
図２（ａ）から分かるように、回路が軽負荷領域で動作する場合，一次側の回路がオンになる時，二次側の電流ＩＳＲ１、ＩＳＲ２は既にゼロ地点を通過している。
従って、二次側の駆動信号を早めることで，損失を低減させる必要がある。
［００５７］　回路が第二動作領域で動作する時，一次側スイッチトランジスタＳ１はオンになり，入力電圧は一次側スイッチトランジスタＳ１、共振インダクタＬｒ及び共振コンデンサＣｒによって共振し，エネルギーは二次側スイッチトランジスタＳＲ２から負荷端に伝達される。
この時、回路のスイッチング周波数は共振周波数を下回り，励磁電流が共振電流と等しくなるまで回路が共振する時，二次側同期整流器をオフにして，電流が同期整流器に逆流することでシステムがダウンすることを防止する必要がある。
この時、励磁インダクタＬｍは出力電圧でクランプされないため，共振インダクタ（Ｌｒ）と共振コンデンサＣｒ及び励磁インダクタＬｍの三者は共に共振し，回路の共振周波数は
　　　　　　　　１
ｆｓ２＝-----------------------------
　　　２π√（Ｌｍ＋Ｌｒ）Ｃｒ
である。
（イ）上記記載及び図示から、引用文献１には、次の技術的事項が記載されているものと認められる。
ａ　［０００４］の記載事項及び図１に図示された主回路（１００）の図示から、ＬＬＣ同期整流共振コンバータの主回路（１００）は、一次側に共振インダクタとしてＬｒと、共振コンデンサとしてＣｘと、トランスの一次巻線としてＬｍとを有すること。
ｂ　［００４６］の記載事項及び図１の主回路（１００）の図示から、図１の左側が一次側、右側が二次側であり、図１左側で直列に接続されている２個のＳ1及びＳ2と、図１右側の２個のＳＲ1及びＳＲ2はその図示記号及び［００４６］の記載から見て、各々電界効果ＭＯＳトランジスタであること。
ｃ　前記ｂで示した図１左側の一次側の回路は、電圧源Ｕｉｎの両端に直列に接続されている２個の電界効果ＭＯＳトランジスタＳ1及びＳ2と、前記２個の電界効果ＭＯＳトランジスタＳ1及びＳ2には各々、ソースとドレインの間にコンデンサＣ1及びＣ2が接続され、トランスの一次巻線の一端には共振インダクタＬｒが接続されると共に、該共振インダクタＬｒの他方端が共振コンデンサＣｘを介して前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳ1とＳ2との間に接続されていること。
ｄ　前記ｂで示した図１右側の二次側の回路は、図１の図示から見て、電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ1のソースがトランスの二次巻線の一方端に接続され、電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ2のソースがトランスの二次巻線の他方端に接続され、前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ1のドレインが前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ2のドレインに接続されていると共に、並設に接続されているコンデンサＣｏｕｔ及び抵抗（添え字なし）の一端がトランスの二次巻線の中点に接続され、他端が二次側の接地に接続され、かつ、前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ1のドレインとＳＲ2のドレインとが互いに接続されている接続点が、電流検出用抵抗Ｒ（注：添え字があるが不鮮明であり読み取れず）を介して前記二次側の接地に接続されていること。
ｅ　図１右側のコンデンサＣｏｕｔの表記及び［００４５］−［００４６］の電圧サンプリング検出回路（１０２）に関する記載が出力電圧とされていることから見て、デジタル化ＬＬＣ同期整流共振コンバータの主回路における出力端は、並設に接続されているコンデンサＣｏｕｔ及び抵抗（添え字なし）の両端であること。
ｆ　図１中のＭＯＳトランジスタＳ1のソース−ドレイン間にダイオードＤ１とコンデンサＣ１とが接続され、ＭＯＳトランジスタＳ２にも同様の接続が図示されていることと、［００５５］ではこれらダイオードＤ１、コンデンサＣ１を寄生ボディダイオード、寄生コンデンサと記載していることと、電界効果トランジスタ内部には構造上、ソース−ドレイン間にｐｎ接合によるダイオード及び容量が形成され、寄生ダイオード、ｐｎ接合容量などと呼称する技術常識とを併せ見ると、前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳ1及びＳ2の各々のソース−ドレイン間に接続されたコンデンサＣ１及びＣ４は、いずれも接合容量といえること。
（ウ）上記（ア）、（イ）から、引用文献１には、次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されていると認められる。
　「一次側回路と、二次側回路と、トランスと、を備え、
　前記一次側回路は、エネルギーを前記トランスを介して前記二次側回路に伝達し、
　前記一次側回路は、電圧源Ｕｉｎの両端に直列に接続されている２個の電界効果ＭＯＳトランジスタＳ1及びＳ2と、前記２個の電界効果ＭＯＳトランジスタＳ1及びＳ2のソースとドレインの間に各々接続された接合コンデンサＣ1及びＣ2と、トランスの一次巻線の一端には共振インダクタＬｒが接続されると共に、該共振インダクタＬｒの他方端が共振コンデンサＣｘを介して前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳ1とＳ2との間に接続され、
　前記二次側回路は、電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ1のソースがトランスの二次巻線の一方端に接続され、電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ2のソースがトランスの二次巻線の他方端に接続され、前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ1のドレインが前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ2のドレインに接続されていると共に、並列に接続されているコンデンサＣｏｕｔ及び抵抗の一端がトランスの二次巻線の中点に接続され、他端が二次側の接地に接続され、かつ、前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ1のドレインとＳＲ2のドレインとが互いに接続されている接続点が、電流検出用抵抗Ｒを介して前記二次側の接地に接続され、
　前記並設に接続されているコンデンサＣｏｕｔ及び抵抗の両端が出力端である
ＬＬＣ同期整流共振コンバータの主回路（１００）。」
イ　引用文献２
（ア）同じく原査定に引用され、本願の優先日前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった国際公開第２０１２／１５３７９９号には、次の記載がある。
「発明を実施するための形態
[0021]
　本発明の実施形態に係るスイッチング電源について、図を参照して説明する。
　＜第１実施形態＞
　図３は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。
[0022]　スイッチング電源装置１００は、直流電源２００が接続する一組の端子からなる電源入力端子を備える。高電位側が第１電源入力端子Ｐｉ（＋）であり、グランド電位側が第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）である。
[0023]　スイッチング電源装置１００は、負荷３００が接続する一組の端子からなる出力端子を備える。高電位側が第１出力端子Ｐｏ（＋）であり、グランド電位側が第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）である。
[0024]　第１電源入力端子Ｐｉ（＋）と第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）との間には、入力電圧を平滑する入力コンデンサＣｉが接続されている。
[0025]　第１電源入力端子Ｐｉ（＋）と第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）との間には、第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続されている。この際、第１スイッチ素子Ｑ１が第１電源入力端子側Ｐｉ（＋）となり、第２スイッチ素子Ｑ２が第２電源入力端子側Ｐｉ（＋）となるように、接続されている。
[0026]　第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２は、ＦＥＴからなるスイッチ素子であり、寄生キャパシタおよびボディーダイオードを有する。
[0027]　第１スイッチ素子Ｑ１のドレインは、第１電源入力端子Ｐｉ（＋）に接続され、第１スイッチ素子Ｑ１のソースは第２スイッチ素子Ｑ２のドレインに接続されている。第２スイッチ素子のソースＱ２は第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）に接続されている。第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２のゲートは、ハイサイドドライバ（Ｈｉｇｈ  Ｓｉｄｅ  Ｄｒｉｖｅｒ）１２に接続されている。
[0028]　第２スイッチ素子Ｑ２には、共振用インダクタＬｒ、コンバータトランスＴ１の一次巻線Ｌ１、共振用コンデンサＣｒの直列回路が並列接続されている。また、一次巻線Ｌ１には励磁インダクタＬｍが並列に接続されている。これら共振用インダクタＬｒ、励磁インダクタＬｍ、共振用コンデンサＣｒによりＬＬＣ共振コンバータの共振回路が構成される。なお、共振用インダクタＬｒおよび励磁インダクタＬｍはコンバータトランスＴ１の漏れインダクタおよび励磁インダクタにより構成してもよいし、別途インダクタを一次巻線Ｌ１に直列および並列に接続して構成してもよい。
[0029]　コンバータトランスＴ１は、上述の一次巻線Ｌ１とともに、当該一次巻線Ｌ１に磁界結合する第１二次巻線Ｌ２１と第２二次巻線Ｌ２２を備える。第１二次巻線Ｌ２１と第２二次巻線Ｌ２２は、一次巻線Ｌ１に対する極性が同じになるように配設され、互いに接続されている。
[0030]　第１二次巻線Ｌ２１と第２二次巻線Ｌ２２の接続点は、第１出力端子Ｐｏ（＋）に接続されている。
[0031]　第１二次巻線Ｌ２１の前記接続点と反対側の端部は、第３スイッチ素子Ｑ３を介して第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）に接続されている。この際、第３スイッチ素子Ｑ３のドレインは、第１二次巻線Ｌ２１に接続され、ソースは第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）に接続されている。第３スイッチ素子Ｑ３のゲートは、パルストランスフォーマ（Ｐｕｌｓｅ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）１４に接続されている。このパルストランスフォーマ１４が第２絶縁型信号伝達手段に相当する。
[0032]　第２二次巻線Ｌ２２の前記接続点と反対側の端部は、第４スイッチ素子Ｑ４を介して第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）に接続されている。この際、第４スイッチ素子Ｑ４のドレインは、第２二次巻線Ｌ２２に接続され、ソースは第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）に接続されている。第４スイッチ素子Ｑ４のゲートは、パルストランスフォーマ１４に接続されている。
[0033]　第３スイッチ素子Ｑ３および第４スイッチ素子Ｑ４は、ＦＥＴからなるスイッチ素子であり、寄生キャパシタおよびボディーダイオードを有する。
[0034]　第１出力端子Ｐｏ（＋）と第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）の間には、平滑用の出力コンデンサＣｏが接続されている。」
　また、上記記載の関連して次の図が図示されている。
（イ）上記記載及び図３の図示から、引用文献２には、次の技術が記載されていると認められる。
［1］「一次側のＬＬＣ共振回路は、第２スイッチ素子Ｑ２に、共振用インダクタＬｒ、コンバータトランスＴ１の一次巻線Ｌ１、共振用コンデンサＣｒの直列回路が並列接続され、かつ、一次巻線Ｌ１には励磁インダクタＬｍが並列に接続されてＬＬＣ共振コンバータの共振回路が構成されること。共振用インダクタＬｒおよび励磁インダクタＬｍはインダクタを一次巻線Ｌ１に直列および並列に接続して構成してもよいこと。」
［2］「コンバータトランスＴ１の二次側に、ドレイン同士が接続された２個のＦＥＴからなる同期整流回路を備えたスイッチング電源装置１００であって、前記２個のＦＥＴのソースは、各々前記コンバータトランスＴ１の第１二次巻線Ｌ２１及び第２二次巻線Ｌ２２に接続され、前記２個のＦＥＴのドレイン同士を接続したラインを負の出力端とし、前記コンバータトランスＴ１の前記第１二次巻線Ｌ２１と前記第２二次巻線Ｌ２２とが接続されたラインを正の出力端とし、前記正負の出力端の間には出力コンデンサＣｏが接続され、前記同期整流回路をなしていること。」
４．対比・判断
ア　本願発明と引用発明とを対比する。
（ア）引用発明の「電圧源Ｕｉｎの両端に直列に接続されている２個の電界効果ＭＯＳトランジスタＳ１及びＳ２」、「前記２個の電界効果ＭＯＳトランジスタＳ１及びＳ２のソースとドレインの間に各々接続された接合コンデンサＣ１及びＣ２」は、各々、本願発明の「電圧源とグランドの間に直列に接続されている第一の電界効果トランジスタ及び第二の電界効果トランジスタ」、「第一の電界効果トランジスタのソースとドレインの間に接続されている第一の接合容量」及び「第二の電界効果トランジスタのソースとドレインの間に接続されている第二の接合容量」に相当する。
（イ）引用発明の「電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ1のソースがトランスの二次巻線の一方端に接続」されていること、「電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ2のソースがトランスの二次巻線の他方端に接続」されていること、「前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ1のドレインが前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ2のドレインに接続」されていること、「並列に接続されているコンデンサＣｏｕｔ及び抵抗」は、各々、本願発明の「第三の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの一方端に接続」されていること、「第四の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの他方端に接続」されていること、「前記第三の電界効果トランジスタのドレインが前記第四の電界効果トランジスタのドレインに接続」されていること、「並列に接続されている第二の容量及び第一の抵抗」に相当する。
（ウ）引用発明の「トランス」は、本願発明の「変圧器」に相当する。
（エ）上記（ア）〜（ウ）より、本願発明の「一次入力モジュールと、二次出力モジュールと、変圧器と、を備え」た「共振整流装置」と、引用発明の「一次側回路と、二次側回路と、トランスと、を備え」た「ＬＬＣ同期整流共振コンバータの主回路（１００）」とは、「変圧器」ないし「トランス」を介して「エネルギー」を「一次」側から「二次」側に「伝達」する点で共通するといえる。
イ　以上のことから、本願発明と引用発明との一致点及び相違点は、次のとおりである。
　【一致点】
　「一次入力回路と、二次出力回路と、変圧器と、を備え、
　前記一次入力回路は、エネルギーを前記変圧器を介して前記二次出力に伝達し、
　前記一次入力回路は、電圧源とグランドの間に直列に接続されている第一の電界効果トランジスタ及び第二の電界効果トランジスタと、第一の電界効果トランジスタのソースとドレインの間に接続されている第一の接合容量と、第二の電界効果トランジスタのソースとドレインの間に接続されている第二の接合容量とを有し、
　前記二次出力回路は、第三の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの一方端に接続され、第四の電界効果トランジスタのソースが前記変圧器の二次コイルの他方端に接続され、前記第三の電界効果トランジスタのドレインが前記第四の電界効果トランジスタのドレインに接続され、並列に接続されている第二の容量及び第一の抵抗を備える
共振整流装置。」
　
　【相違点１】
　本願発明は、「一次入力」及び「二次出力」に対して、共に「モジュール」であると特定しているのに対し、引用発明の対応する「一次側回路」及び「二次側回路」は、モジュールであるとの特定がない点。
　【相違点２】
　「一次入力モジュール」に関し、本願発明は「前記変圧器の一次コイルの両端に接続されている第一のインダクタ」を有し、かつ、「前記第一のインダクタの一方端が第一の容量を介して前記第一の電界効果トランジスタと第二の電界効果トランジスタの間に接続され、前記第一のインダクタの他方端がグランド間に接続され」るとの発明特定事項を有するのに対して、引用発明の「一次側回路」は「トランスの一次巻線の一端には共振インダクタＬｒが接続されると共に、該共振インダクタＬｒの他方端が共振コンデンサＣｘを介して前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳ1とＳ2との間に接続され」としている点。
　【相違点３】
　「二次出力回路」の「出力端」への接続に関し、本願発明は、「前記第三の電界効果トランジスタのドレインが前記第四の電界効果トランジスタのドレインに接続されていると共に、並列に接続されている第二の容量及び第一の抵抗を介して前記二次出力モジュールの出力端に接続されている」としているのに対し、引用発明の「二次側回路」の「出力端」への接続は、「前記電界効果ＭＯＳトランジスタＳＲ１のドレインとＳＲ２のドレインとが互いに接続されている接続点が、電流検出用抵抗Ｒを介して前記二次側の接地に接続され、前記並設に接続されているコンデンサＣｏｕｔ及び抵抗の両端が出力端である」としている点。
　以下、上記相違点１ないし３について検討する。
ア　相違点１について
　上記相違点１に係るモジュールとした事項は、一般的には機能的にまとまった部分であることを意味する。
　そして、引用発明の一次側回路も、二次側回路も、機能的にまとまった部分であることは疑う余地のないことであるから、引用文献１に接した当業者であれば、一次側回路及び二次側回路を、技術常識に鑑み各々モジュールと呼称することになんら困難性はない。
　よって、上記相違点１は、当業者にとり容易想到である。
イ　相違点２について
　上記相違点２に係る相違は、要するに一次側のＬＬＣ共振回路として、本願発明では、「第一の容量」（添付図面のＣｒ）と、「第一のインダクタ」（同Ｌｍ）と「変圧器の一次コイル」との並列接続体とが、直列接続されて共振回路を構成しているのに対して、引用発明のＬＬＣ共振回路は、「共振コンデンサＣｘ」と「共振インダクタＬｒ」と「トランスの一次巻線」との直列接続体で共振回路を構成している点で互いに相違することを内容とするものである。
　ところが、本願発明で採用された共振回路の構成は、上記引用文献２に記載された［1］の共振用インダクタＬｒを一次巻線Ｌ１に並列に接続して構成したものと全く同じ構成であり、本件出願の優先日前に当業者に知られた公知のＬＬＣ共振回路の構成そのものであるため、当業者が引用発明のＬＬＣ共振回路部分に対して、当該引用文献２で公知の、コンデンサと、変圧器の一次コイルの両端に並列にインダクタを接続した並列接続体とを直列接続して構成した共振回路を採用する程度のことは、容易になし得たと認められる。
ウ　相違点３について
　該相違点３に係る回路の接続は、要するに本願発明では図１の二次出力モジュール１２に図示したとおりの接続であり、引用発明の回路接続は、同じく図１の右側に図示したとおりの接続であるから、該相違点３とした相違は、２個の電界効果トランジスタの各々のドレイン同士を接続した箇所を二次出力の接地側にしたものが引用発明であり、該ドレイン同士を接続した箇所を二次出力の正の出力端としたものが本願発明である点が実質的な相違となると認められる。
　係る相違は、要するに変圧器の一次・二次の巻線の極性や、一次側の回路の組み方や、二次側の接地の取り方などにより、二次側の出力電圧の極性が決定されるとした、回路設計上の相違と認められる。
　そして、現に上記「イ　引用文献２」の［2］に示したとおり、本願発明と同様の二次側回路接続で二次出力を設計したものが公知である以上、これら引用発明及び引用文献２に接した当業者であれば、引用発明の二次側回路を、引用文献２に記載の如き回路設計の仕様に変更する程度のことは、容易に想到し得たと認められる。
エ　そして、これらの相違点を総合的に勘案しても、本願発明の奏する作用効果は、引用発明及び引用文献２に記載された技術の奏する作用効果から予測される範囲内のものにすぎず、格別顕著なものということはできない。
オ　したがって、本願発明は、引用発明及び引用文献２に記載された技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであり、特許法２９条２項の規定により、特許を受けることができないものである。
カ　なお、請求人が平成３０年６月８日に提出した上申書の上申内容は、審判請求時にした手続補正の補正事項が、特許法第１７条の２第３項の規定に違反するから却下すべきとした前置報告書に対して、本件の願書に添付した図面の回路図の符号の認定誤りである旨を主張し、図１及び２中に図示された下矢印の符号は、接地ではなく、出力端であるというものである。
　しかしながら、かかる主張は図１及び２の各々右側に＋及び−の記号を伴いつつｖの記号が示されているところから見て、図１及び２の回路の出力端は、容量Ｃｏ及び抵抗ＲＬの両端の２箇所であることが明らかであることに照らせば、図中の▽３箇所は、３箇所が各々二次側のアースに接続されていることを示すと理解するのが当然である。また、一次側のアースと二次側のアースとが別個の物で絶縁関係にある場合、互いに違う記号を用いることは通常よく見受けられる技術常識であるので、これを“接地の意味ではなく”と主張するのは道理に反する。
　加えて、審判請求と同時にした手続補正の内容は、第二の容量（Ｃｏ）の他端と第一の抵抗（ＲＬ）の他端とを出力端とする、としたものであるから、一方が＋の高電位で、他方が−のアース電位であることを意味することとなり、図１及び２の＋及び−の図示事実に反することが明らかでもある。
　よって、請求人の上申書による主張は、明らかに技術常識に反するものであって採用されるものではない。
第４　むすび
　以上のとおり、本願発明は、特許法２９条２項の規定により特許を受けることができないから、他の請求項に係る発明について検討するまでもなく、本願は拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。