【事件の表示】
　特願２０１３−１０８５９０「電流センサ」拒絶査定不服審判事件〔平成２６年１２月８日出願公開、特開２０１４−２２８４１８、請求項の数（４）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
第１　手続の経緯
　この審判事件に関する出願（本願）は、平成２５年５月２３日にされた特許出願である。そして、平成２９年４月２８日に明細書及び特許請求の範囲についての補正がされたが、同年９月２０日付けで拒絶査定（原査定）がされ、同２６日に査定の謄本が送達された。
　これに対して、同年１２月２６日に拒絶査定不服審判が請求され、同時に明細書及び特許請求の範囲についての補正がされた。
　その後、審判長は、平成３０年１０月２４日付けで拒絶の理由（以下、「当審拒絶理由」という。）を通知し（拒絶理由通知書の発送日：同３０日）、請求人は、同年１２月２７日に明細書及び特許請求の範囲についての補正（以下、「本件補正」という。）をするとともに、意見書を提出した。
第２　本願に係る発明
　本願の特許請求の範囲の請求項１ないし請求項４に係る発明（以下、「本願発明１」ないし「本願発明４」という。）は、本願の特許請求の範囲の請求項１ないし請求項４に記載された事項により特定される以下のとおりのものである。
「【請求項１】
　被測定導体を流れる電流によって磁界を発生する磁性体コアと、
　前記磁性体コアに発生した磁界を検出して、検出信号を出力する磁気検出素子と、
　前記磁性体コアに、前記被測定導体に流れる電流によって生じる磁界と反対方向の磁界を発生させるフィードバックコイルと、
　前記フィードバックコイルに流れる電流を、フィードバックコイルにより発生する磁界と、被測定導体に流れる電流により生じる磁界とが打ち消し合うように制御する制御回路を備え、
　前記制御回路は、前記磁気検出素子からの検出信号を増幅するデジタル増幅器を備え、
　前記デジタル増幅器は、ＰＷＭ信号を出力する比較器と、出力フィルタと、を備え、
　前記出力フィルタは、前記フィードバックコイルと兼用されたコイルと、コンデンサと、を備えたＬＣフィルタであり、
　前記フィードバックコイルは、前記ＰＷＭ信号により駆動され、
　前記出力フィルタにより前記ＰＷＭ信号のスイッチングノイズが低減されることを特徴とする電流センサ。
　【請求項２】
　前記制御回路は、前記磁気検出素子からの検出信号を増幅する誤差アンプを更に備え、
　前記デジタル増幅器は、前記比較器から出力された矩形波に従ってオン・オフする電力スイッチを更に備え、
　前記比較器は、前記誤差アンプからの出力と三角波発生回路からの出力を比較し、
　前記出力フィルタは、前記電力スイッチからの出力波形を整形すること、
　を特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
　【請求項３】
　前記磁気検出素子が、ホール素子又はフラックス・ゲートセンサであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電流センサ。
　【請求項４】
　前記磁性体コアが、その一部にギャップを有する環状の部材であり、前記ギャップに前記磁気検出素子が配置されていることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電流センサ。」
　なお、本願発明２ないし本願発明４は、本願発明１の構成を全て含む。
第３　原査定の概要
　本願の請求項１ないし請求項４に係る発明は、引用文献１ないし引用文献４に記載された発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　　引用文献１：欧州特許出願公開第２５１５１２４号明細書
　　引用文献２：特開昭５１−００７８５１号公報
　　引用文献３：実願昭６２−００２７１７号（実開昭６３−１１３４６８
　　　　　　　　号）のマイクロフィルム
　　引用文献４：特開２００２−２５０７４６号公報
第４　当審拒絶理由の概要
１　理由１（明確性）
　請求項１の「前記制御回路は、ＰＷＭ信号を出力する比較器を備え、前記磁気検出素子からの検出信号を増幅するデジタル増幅器と、前記デジタル増幅器に設けられた出力フィルタであって、前記出力フィルタは、前記フィードバックコイルと兼用されたコイルとコンデンサを備えたＬＣフィルタであって、前記フィードバックコイルは、前記ＰＷＭ信号により駆動され、前記出力フィルタにより前記ＰＷＭ信号のスイッチングノイズが低減される」という記載は、日本語として意味を理解することができない。
　したがって、請求項１に係る発明は、明確でない。請求項１の記載を引用して記載された請求項２ないし請求項４に係る発明も、同様である。
　よって、本願は、特許請求の範囲の記載が特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない。
２　理由２（サポート要件）
　請求項２には、「デジタル増幅器が、…誤差アンプと、…比較器と、…電力スイッチと、…出力フィルタと、を備えている」と記載されているが、本願の明細書にも図面にも、デジタル増幅器が誤差アンプを備えていることは記載されていない。
　したがって、請求項２に係る発明は、発明の詳細な説明に記載したものでない。請求項２の記載を引用して記載された請求項３及び請求項４に係る発明も、同様である。
　よって、本願は、特許請求の範囲の記載が特許法第３６条第６項第１号に規定する要件を満たしていない。
第５　当審拒絶理由について
　以下のとおりであるから、当審拒絶理由は解消された。
１　理由１（明確性）
　本件補正により、請求項１の記載は、日本語として意味を理解することができるようになったので、請求項１に係る発明（本願発明１）は、明確になった。請求項１の記載を引用して記載された請求項２ないし請求項４に係る発明（本願発明２ないし本願発明４）も、同様である。
２　理由２（サポート要件）
　本件補正により、請求項２に係る発明（本願発明２）は、デジタル増幅器ではなく制御回路が誤差アンプを備えているものとなったので、発明の詳細な説明に記載されたものとなった。請求項２の記載を引用して記載された請求項３及び請求項４に係る発明（本願発明３及び本願発明４）も、同様である。
第６　原査定の理由について
１　引用文献に記載された発明等
（１）引用文献１
ア　引用文献１の記載
　引用文献１には、以下の記載がある。下線は、当合議体が付した。原文の引用の後に記載した日本語訳は、当合議体が作成した。
「[0023] 
Fig. 1 shows schematically a closed loop current sensor 
arrangement 1. The sensor is based on a magnetic circuit comprising 
a magnetic core 2
The magnetic core 
2 is enclosed by a primary coil 3
NP 
with the current I
P
 that is to be measured.
shown in figure 1 the primary coil 3 consists of only one winding. 
A
flux sensor element 4 located in the air gap 5 of the magnetic core 
2 will detect
magnetic flux induced in the magnetic circuit and 
will generate a proportional signal. This signal of the flux sensor 
element is amplified by
a 
booster circuit 6.
「［００２３］
図１は、閉ループ電流センサ構成１を模式的に示す。センサは、
磁気コア２からなる磁気回路に基づいている。磁気コア２は、測定される電流Ｉ
Ｐ
が流れる
一次コイル３によって囲まれている。
磁気コア２の空隙５に位置する磁束センサ素子４は、磁気回路中に誘導された
磁束を検出し、比例信号を発生させる。磁気センサ素子のこの信号は、昇圧回路６
によって増幅される。
「[0024] 
The booster circuit 6 generates
a 
secondary current I
S
 which flows through a secondary coil 7 that
also 
encloses the magnetic core 2
windings NS.」
「［００２４］
昇圧回路６は、
磁気コア２を囲む
二次コイル７を流れる二次電流Ｉ
Ｓ
を発生させる。
「[0025] 
The secondary current is opposed to the primary current, 
creating a negative feedback. It will compensate the effect of the 
primary current on the magnetic circuit
induction which is required as the actuating variable for the 
operation of the feedback loop. This residual induction corresponds 
to a current error of the whole sensor arrangement 1 and needs to be
kept small. This can be achieved by designing the amplifier for a 
very high gain.」
「［００２５］
二次電流は、一次電流と逆向きであり、負のフィードバックを生成する。それは、
磁気回路への一次電流の影響を補償する。
「[0026] The booster circuit 6 is supplied by a power supply +VA and
-VA. The magnitude of the secondary current IS is measured with a 
terminating resistor 8, also called measuring resistor RM, connected
in series to the secondary winding NS, here further connected to 
ground potential. The voltage drop VM across the measuring resistor 
RM is an indication for the secondary current IS and thus gives the 
measurement value for the primary current IP.」
「［００２６］昇圧回路６は、電源＋ＶＡ及び−ＶＡにより電源供給される。二次電流ＩＳの振幅は、二次巻線ＮＳに直列に接続され、さらにアース電位に接続されている、測定抵抗ＲＭとも呼ばれる終端抵抗８を用いて測定される。測定抵抗ＲＭでの電圧降下ＶＭは、二次電流ＩＳの指標であり、一次電流ＩＰの測定値を与える。」
「[0027] 
The booster circuit 6 comprises a switched mode amplifier 
which operates with a pulse width and density modulator that 
operates based on pulse width and density modulation
compensation current into a pulse width and density modulated 
current, with a switching frequency that is a function of the 
compensation current in the sense that the switching frequency is 
high at small currents and low at high currents.」
「［００２７］
昇圧回路６は、
パルス幅・密度変調に基づいて動作するパルス幅・密度変調器を備えて動作するスイッチモード増幅器を含む。
「[0028] Figure 2 shows schematically the integration of the 
inventive circuitry 14 applied between the modulator 12 and the 
power MOSFET output bridge of the booster circuit 6.」
「［００２８］図２は、昇圧回路６の変調器１２とパワーＭＯＳＦＥＴ出力ブリッジとの間に適用された本発明の回路１４の組み込みを模式的に示す。」
「[0029] 
The booster circuit 6 comprises a preamplifier 21, followed
by the modulator 12 with two complementary outputs 18, 18'. At the 
output side of the booster circuit 6 there is
a 
power MOSFET-half-bridge, having a first MOSFET 23 and a second 
MOSFET 22. The first MOSFET 23 is connected to the negative supply 
voltage -V
S
,
The 
second MOSFET, 22 is connected to the positive supply voltage +V
S
,
that is why it is called also high-side MOSFET.」
「［００２９］
昇圧回路６は、２つの相補出力１８、１８’を有する変調器１２に接続された前置増幅器２１を備えている。昇圧回路６の出力側には、第１のＭＯＳＦＥＴ２３及び第２のＭＯＳＦＥＴ２２を有するパワーＭＯＳＦＥＴハーフブリッジ
がある。第１のＭＯＳＦＥＴ２３は、負電源電圧−Ｖ
Ｓ
に接続されており、
第２のＭＯＳＦＥＴ、２２は、正電源電圧＋Ｖ
Ｓ
に接続されており、
「[0030] 
The gate of the first MOSFET 23 is connected to a first 
modulator output 18. The gate of the second MOSFET 22 is connected 
to the second modulator output 18'
first modulator output 18, 
via a pulse transformer 9.
transformer features a transformation ratio around 1 or higher, 
selected to reach the desired drive voltage for the power MOSFET 
half bridge 22, 23.」
「［００３０］
第１のＭＯＳＦＥＴ２３のゲートは、第１の変調器出力１８に接続されている。第２のＭＯＳＦＥＴ２２のゲートは、パルストランス９を介して、
第２変調器出力１８’に接続されている。
「[0031] In addition, 
the gate of the second MOSFET 22 is connected 
to a blocking and discharge circuit 10
the transitor gate voltage on high level when the MOSFET 22 shall be
in on-state and to force the gate voltage to low when the second 
MOSFET 22 shall be turned off.」
「［００３１］また、ＭＯＳＦＥＴ２２がオン状態にあるべきときにトランジスタゲート電圧をハイレベルに効果的に維持し、第２のＭＯＳＦＥＴ２２がターンオフされるべきときにゲート電圧を強制的にローにするために、
第２のＭＯＳＦＥＴ２２のゲートは、ブロック放電回路１０に接続されている。
「[0032] 
The gate of the first MOSFET 23 is further connected to a 
turn-off circuit 11 which is controlled by the second modulator 
output 18'
first MOSFET 23.」
「［００３２］第１のＭＯＳＦＥＴ２３のターンオフを向上させるために、
第１のＭＯＳＦＥＴ２３のゲートは、
第２の変調器出力１８’によって制御されるターンオフ回路１１にも接続されている。
「[0033] So between the modulator 12 and the pair of high-power 
MOSFETs 22, 23, there is the circuitry comprising the pulse 
transformer 9, the blocking and discharge unit 10 and the turn-off 
circuit 11. In order to achieve good matching and switching 
performance, the half bridge is preferably built from two n-type 
MOSFETs, however the use of complementary MOSFETs is also possible. 
As an alternative, the principle can also be used with a full bridge
instead of a half bridge of power switches.」
「［００３３］このように、変調器１２と一対のハイパワーＭＯＳＦＥＴ２２、２３との間には、パルストランス９、ブロック放電ユニット１０及びターンオフ回路１１を備える回路がある。良好な整合性能及びスイッチング性能を達成するために、ハーフブリッジは２つのｎ型ＭＯＳＦＥＴから構築されることが好ましいが、相補的なＭＯＳＦＥＴを使用することも可能である。代替として、この原理は、パワースイッチのハーフブリッジの代わりに、フルブリッジで使用することもできる。」
「[0034] 
Downstream of the MOSFET half bridge 22, 23 there is a low 
pass output filter 26,
with an RC arrangement, which removes 
the high-frequency switching components of the modulated signal.
filtered current signal is then fed through the secondary coil 7, 
see fig. 1.」
「［００３４］
ＭＯＳＦＥＴハーフブリッジ２２、２３の下流側には、
ＲＣ構成による低域通過出力フィルタ２６があり、変調された信号の高周波スイッチング成分を除去する。
Fig. 1
Fig. 2
イ　引用文献１に記載された発明
　引用文献１の前記アの記載によれば、以下のことが認められる。
（ア）引用文献１には、閉ループ電流センサ構成１が記載されている（［００２３］、図１）。
（イ）閉ループ電流センサ構成１は、磁気コア２からなる磁気回路に基づいており、磁気コア２は、測定される電流ＩＰが流れる一次コイル３によって囲まれ、磁気コア２の空隙５に位置する磁束センサ素子４は、磁気回路中に誘導された磁束を検出し、比例信号を発生させ、磁気センサ素子のこの信号は、昇圧回路６によって増幅される（［００２３］、図１）。
　したがって、引用文献１には、測定される電流ＩＰが流れる一次コイル３によって囲まれた磁気コア２からなる磁気回路と、磁気コア２の空隙５に位置し、磁気回路中に誘導された磁束を検出して比例信号を発生させる磁束センサ素子４と、磁束センサ素子４の比例信号を増幅する昇圧回路６とを備える閉ループ電流センサ構成１が記載されている。
（ウ）昇圧回路６は、磁気コア２を囲む二次コイル７を流れる二次電流ＩＳを発生させる（［００２４］）。
（エ）二次電流ＩＳは、一次電流と逆向きであり、負のフィードバックを生成し、磁気回路への一次電流の影響を補償する（［００２５］）。ここで、一次電流が測定される電流ＩＰであることは明らかである。
　したがって、二次電流ＩＳは、測定される電流ＩＰと逆向きであり、負のフィードバックを生成し、測定される電流ＩＰの磁気回路への影響を補償する。
（オ）昇圧回路６は、２つの相補出力１８、１８’を有する変調器１２に接続された前置増幅器２１を備え、昇圧回路６の出力側には、第１のＭＯＳＦＥＴ２３及び第２のＭＯＳＦＥＴ２２を有するパワーＭＯＳＦＥＴハーフブリッジがある（［００２９］、図２）。
（カ）昇圧回路６は、パルス幅・密度変調に基づいて動作するパルス幅・密度変調器を備えて動作するスイッチモード増幅器を含む（［００２７］）。
（キ）第１のＭＯＳＦＥＴ２３は負電源電圧−ＶＳに、第２のＭＯＳＦＥＴ２２は正電源電圧＋ＶＳに、それぞれ接続されている（［００２９］、図２）。
（ク）第１のＭＯＳＦＥＴ２３のゲートは、第１の変調器出力１８に接続されるとともに、第２変調器出力１８’によって制御されるターンオフ回路１１に接続されている（［００３０］、［００３２］、図２）。
（ケ）第２のＭＯＳＦＥＴ２２のゲートは、パルストランス９を介して第２変調器出力１８’に接続されるとともに、ブロック放電回路１０に接続されている（［００３０］、［００３１］、図２）。
（コ）ＭＯＳＦＥＴハーフブリッジ２２、２３の下流側には、ＲＣ構成の低域通過出力フィルタ２６があり、変調された信号の高周波スイッチング成分を除去する（［００３４］、図２）。
（サ）前記（イ）、（オ）及び（キ）ないし（ケ）を踏まえて図２を参照すると、昇圧回路６は、磁束センサ素子４の比例信号が入力される前置増幅器２１と、前置増幅器２１に接続され、２つの相補出力１８、１８’を有する変調器１２と、第１のＭＯＳＦＥＴ２３及び第２のＭＯＳＦＥＴ２２を有するパワーＭＯＳＦＥＴハーフブリッジと、ターンオフ回路１１と、パルストランス９と、ブロック放電回路１０と、ＲＣ構成の低域通過出力フィルタ２６とを備えることが分かる。
（シ）以上のことをまとめると、引用文献１には、以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
「測定される電流ＩＰが流れる一次コイル３によって囲まれた磁気コア２からなる磁気回路と、磁気コア２の空隙５に位置し、磁気回路中に誘導された磁束を検出して比例信号を発生させる磁束センサ素子４と、磁束センサ素子４の比例信号を増幅する昇圧回路６とを備える閉ループ電流センサ構成１であって、
　昇圧回路６は、磁気コア２を囲む二次コイル７を流れる二次電流ＩＳを発生させ、
　二次電流ＩＳは、測定される電流ＩＰと逆向きであり、負のフィードバックを生成し、測定される電流ＩＰの磁気回路への影響を補償し、
　昇圧回路６は、パルス幅・密度変調に基づいて動作するパルス幅・密度変調器を備えて動作するスイッチモード増幅器を含み、
　昇圧回路６は、磁束センサ素子４の比例信号が入力される前置増幅器２１と、前置増幅器２１に接続され、２つの相補出力１８、１８’を有する変調器１２と、第１のＭＯＳＦＥＴ２３及び第２のＭＯＳＦＥＴ２２を有するパワーＭＯＳＦＥＴハーフブリッジと、ターンオフ回路１１と、パルストランス９と、ブロック放電回路１０と、ＲＣ構成の低域通過出力フィルタ２６とを備え、
　第１のＭＯＳＦＥＴ２３は負電源電圧−ＶＳに、第２のＭＯＳＦＥＴ２２は正電源電圧＋ＶＳに、それぞれ接続され、
　第１のＭＯＳＦＥＴ２３のゲートは、第１の変調器出力１８に接続されるとともに、第２変調器出力１８’によって制御されるターンオフ回路１１に接続され、
　第２のＭＯＳＦＥＴ２２のゲートは、パルストランス９を介して第２変調器出力１８’に接続されるとともに、ブロック放電回路１０に接続され、
　低域通過出力フィルタ２６は、ＭＯＳＦＥＴハーフブリッジ２２、２３の下流側にあり、変調された信号の高周波スイッチング成分を除去する
　閉ループ電流センサ構成１。」
（２）引用文献２
　引用文献２の第２ページ左上欄第１５行ないし右上欄第６行及び第４図の記載によれば、引用文献２には、電流の大きさを検知する検知コイルとノイズ除去用のローパスフィルタを構成するコイルとを兼用することが記載されている。
（３）引用文献３
　引用文献３の明細書第６ページ第２行ないし第１２行、第２図及び第３図の記載によれば、引用文献３には、ＬＣフィルタ回路のコイルを直流直巻電動機の界磁巻線による界磁回路で兼用することが記載されている。
（４）引用文献４
　引用文献４の【０００４】及び図１３の記載によれば、引用文献４には、アナログ信号と三角波とをコンパレータで大小比較してパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）に変換することが記載されている。
２　本願発明１について
（１）対比
　本願発明１と引用発明とを対比すると、以下のとおりである。
ア　引用発明の「閉ループ電流センサ構成１」は、本願発明１の「電流センサ」に相当する。
イ　引用発明の「測定される電流ＩＰ」は、本願発明１の「被測定導体を流れる電流」に相当する。
ウ　引用発明の「測定される電流ＩＰが流れる一次コイル３によって囲まれた磁気コア２」には、「測定される電流ＩＰ」による磁界が発生することが明らかである。
　したがって、前記イを踏まえると、引用発明の「磁気コア２」は、本願発明１の「被測定導体を流れる電流によって磁界を発生する磁性体コア」に相当する。
エ　引用発明の「磁気回路中に誘導された磁束」は、「磁気コア２からなる磁気回路」中に誘導され、「磁気コア２の空隙５に位置」する「磁束センサ素子４」により「検出」されるから、「磁気回路」をなす「磁気コア２」中に誘導されたものであり、したがって、前記ウを踏まえると、本願発明１の「前記磁性体コアに発生した磁界」に相当する。
オ　引用発明の「磁気コア２の空隙５に位置し、磁気回路中に誘導された磁束を検出して比例信号を発生させる磁束センサ素子４」は、前記エを踏まえると、本願発明１の「前記磁性体コアに発生した磁界を検出して、検出信号を出力する磁気検出素子」に相当する。
カ　引用発明の「磁気コア２を囲む二次コイル７を流れる二次電流ＩＳ」は、「測定される電流ＩＰと逆向きであり、負のフィードバックを生成」するから、「磁気コア２を囲む二次コイル７」は、「測定される電流ＩＰ」によって「磁気コア２」に発生する磁界と反対方向の磁界を発生させるフィードバックコイルである。
　したがって、前記イないしエを踏まえると、引用発明の「磁気コア２を囲む二次コイル７」は、本願発明１の「前記磁性体コアに、前記被測定導体に流れる電流によって生じる磁界と反対方向の磁界を発生させるフィードバックコイル」に相当し、引用発明の「磁気コア２を囲む二次コイル７を流れる二次電流ＩＳ」は、本願発明１の「前記フィードバックコイルに流れる電流」に相当する。
キ　引用発明の「昇圧回路６」は、「磁気コア２を囲む二次コイル７を流れる二次電流ＩＳを発生させ」、「二次電流ＩＳ」は、「測定される電流ＩＰと逆向きであり、負のフィードバックを生成し、測定される電流ＩＰの磁気回路への影響を補償」する。すなわち、引用発明の「昇圧回路６」は、「磁気コア２を囲む二次コイル７を流れる二次電流ＩＳ」を、「二次電流ＩＳ」によって「磁気コア２」に発生する磁界と、「測定される電流ＩＰ」によって「磁気コア２」に発生する磁界とが打ち消し合うように制御する回路である。
　したがって、引用発明の「昇圧回路６」は、前記イ及びカを踏まえると、本願発明１の「前記フィードバックコイルに流れる電流を、フィードバックコイルにより発生する磁界と、被測定導体に流れる電流により生じる磁界とが打ち消し合うように制御する制御回路」に相当する。
ク　引用発明の「昇圧回路６」は、「磁束センサ素子４の比例信号を増幅する」回路である。そして、「磁束センサ素子４の比例信号が入力される前置増幅器２１と、前置増幅器２１に接続され、２つの相補出力１８、１８’を有する変調器１２と、第１のＭＯＳＦＥＴ２３及び第２のＭＯＳＦＥＴ２２を有するパワーＭＯＳＦＥＴハーフブリッジと」「を備え」、「第１のＭＯＳＦＥＴ２３は負電源電圧−ＶＳに、第２のＭＯＳＦＥＴ２２は正電源電圧＋ＶＳに、それぞれ接続され」、「第１のＭＯＳＦＥＴ２３のゲートは、第１の変調器出力１８に接続され」、「第２のＭＯＳＦＥＴ２２のゲートは、」「第２変調器出力１８’に接続される」から、「磁束センサ素子４の比例信号」は、「変調器１２」の「２つの相補出力１８、１８’」に変換され、「第１の変調器出力１８」と「第２変調器出力１８’」とが「第１のＭＯＳＦＥＴ２３のゲート」と「第２のＭＯＳＦＥＴ２２のゲート」とを相補的にオンすることで、「第１のＭＯＳＦＥＴ２３」に接続された「負電源電圧−ＶＳ」と「第２のＭＯＳＦＥＴ２２」に接続された「正電源電圧＋ＶＳ」とが相補的に出力されることになる。これは、「昇圧回路６」が「磁束センサ素子４の比例信号」をデジタル増幅する回路を備えていることにほかならない。
　そして、引用発明の「昇圧回路６」が備える「磁束センサ素子４の比例信号」をデジタル増幅する回路は、前記オ及びキを踏まえると、本願発明の「制御回路」が備える「前記磁気検出素子からの検出信号を増幅するデジタル増幅器」に相当する。
ケ　引用発明の「昇圧回路６」は、「パルス幅・密度変調に基づいて動作するパルス幅・密度変調器を備えて動作するスイッチモード増幅器を含」むから、引用発明の「昇圧回路６」が備える「磁束センサ素子４の比例信号」をデジタル増幅する回路は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する。このことと、本願発明１の「デジタル増幅器」が「ＰＷＭ信号を出力する比較器」「を備え」ることとは、「デジタル増幅器がＰＷＭ信号を出力する」点で共通する。
コ　引用発明の「昇圧回路６」が「磁気コア２を囲む二次コイル７を流れる二次電流ＩＳを発生させ」ることは、前記ケを踏まえると、本願発明１の「フィードバックコイル」が「ＰＷＭ信号により駆動され」ることに相当する。
サ　引用発明の「ＲＣ構成の低域通過出力フィルタ２６」は、「ＭＯＳＦＥＴハーフブリッジ２２、２３の下流側」にあるから、「昇圧回路６」が備える「磁束センサ素子４の比例信号」をデジタル増幅する回路の一部をなすということができる。
　したがって、引用発明の「ＲＣ構成の低域通過出力フィルタ２６」と、本願発明１の「前記デジタル増幅器」が備える「出力フィルタ」であって、「前記フィードバックコイルと兼用されたコイルと、コンデンサと、を備えたＬＣフィルタ」である「出力フィルタ」とは、前記クを踏まえると、「デジタル増幅器」が備える「出力フィルタ」である点で共通する。
シ　引用発明の「低域通過出力フィルタ２６」は、「ＭＯＳＦＥＴハーフブリッジ２２、２３の下流側に」あるから、前記ク及びケを踏まえると、「昇圧回路６」が備える「磁束センサ素子４の比例信号」をデジタル増幅する回路が出力するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号が入力される。そうすると、引用発明の「低域通過出力フィルタ２６」が「除去する」「変調された信号の高周波スイッチング成分」における「変調された信号」は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号であり、したがって、本願発明１の「ＰＷＭ信号」に相当する。
ス　引用発明の「低域通過出力フィルタ２６」が「変調された信号の高周波スイッチング成分を除去する」ことは、前記サ及びシを踏まえると、本願発明１の「前記出力フィルタにより前記ＰＷＭ信号のスイッチングノイズが低減される」ことに相当する。
（２）一致点及び相違点
　前記（１）の対比の結果をまとめると、本願発明１と引用発明との一致点及び相違点は、以下のとおりである。
ア　一致点
「被測定導体を流れる電流によって磁界を発生する磁性体コアと、
　前記磁性体コアに発生した磁界を検出して、検出信号を出力する磁気検出素子と、
　前記磁性体コアに、前記被測定導体に流れる電流によって生じる磁界と反対方向の磁界を発生させるフィードバックコイルと、
　前記フィードバックコイルに流れる電流を、フィードバックコイルにより発生する磁界と、被測定導体に流れる電流により生じる磁界とが打ち消し合うように制御する制御回路を備え、
　前記制御回路は、前記磁気検出素子からの検出信号を増幅するデジタル増幅器を備え、
　前記デジタル増幅器は、ＰＷＭ信号を出力し、出力フィルタを備え、
　前記フィードバックコイルは、前記ＰＷＭ信号により駆動され、
　前記出力フィルタにより前記ＰＷＭ信号のスイッチングノイズが低減される電流センサ。」
イ　相違点
（ア）相違点１
　本願発明１は、「デジタル増幅器」が「ＰＷＭ信号を出力する比較器」「を備え」るのに対し、
　引用発明は、「昇圧回路６」が備える「磁束センサ素子４の比例信号」をデジタル増幅する回路（本願発明１の「デジタル増幅器」に相当する。）が「２つの相補出力１８、１８’を有する変調器１２」を備える点。
（イ）相違点２
　本願発明１は、「デジタル増幅器」が備える「出力フィルタ」が「フィードバックコイルと兼用されたコイルと、コンデンサと、を備えたＬＣフィルタ」であるのに対し、
　引用発明は、「昇圧回路６」が備える「磁束センサ素子４の比例信号」をデジタル増幅する回路（本願発明１の「デジタル増幅器」に相当する。）が備える出力フィルタが「ＲＣ構成の低域通過出力フィルタ２６」である点。
（３）相違点２についての判断
　事案に鑑み、まず、相違点２について検討する。
　引用発明の出力フィルタは、「ＲＣ構成の低域通過出力フィルタ２６」であるから、抵抗とコンデンサとで構成されるものであり、コイルを備えていない。したがって、引用発明において、「磁気コア２を囲む二次コイル７」（本願発明１の「フィードバックコイル」に相当する。）を、出力フィルタである「ＲＣ構成の低域通過出力フィルタ２６」を構成するために使用することはできない。
　引用文献２及び引用文献３には、ＬＣフィルタを構成するコイルを、電流の大きさを検知する検知コイルや直流直巻電動機の界磁巻線としても使用することが記載されている。しかし、引用発明の出力フィルタは、ＲＣフィルタであり、そもそもコイルを備えていないから、引用文献２や引用文献３に記載された事項を引用発明に適用する余地がない。
　また、引用文献４には、フィルタについての記載はない。
　したがって、相違点２に係る本願発明１の構成は、引用発明と引用文献２ないし引用文献４に記載された発明とに基づいて、当業者が容易に思い付くものであるということはできない。
（４）本願発明１についてのまとめ
　以上のとおりであるから、相違点１について検討するまでもなく、本願発明１は、引用文献１ないし引用文献４に記載された発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるということはできない。
３　本願発明２ないし本願発明４について
　本願発明２ないし本願発明４は、本願発明１の構成を全て含むから、少なくとも本願発明１と引用発明との相違点１及び相違点２（前記２（２）イ（ア）及び（イ））で引用発明と相違する。
　そして、前記２（３）のとおり、相違点２に係る本願発明１の構成は、引用発明と引用文献２ないし引用文献４に記載された発明とに基づいて、当業者が容易に思い付くものであるということはできないから、相違点２に係る本願発明２ないし本願発明４の構成も同様である。
　したがって、本願発明２ないし本願発明４は、引用文献１ないし引用文献４に記載された発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるということはできない。
４　原査定の判断について
　原査定は、フィルタを構成するコイルを他の目的で設けたコイルと兼用することは、例えば引用文献２及び引用文献３に記載されているように周知技術であるとした上で、引用文献１に記載された発明と周知技術とは、コイルによりフィルタを構成する点で共通するから、引用文献１に記載された発明の「低域通過出力フィルタ２６」を構成するコイルを「二次コイル７」と兼用することは当業者にとって容易であると判断した。
　しかし、引用発明の「低域通過出力フィルタ２６」は、「ＲＣ構成」であり、抵抗とコンデンサとで構成されるものであるから、コイルを備えていない。そうすると、引用文献１に記載された発明（引用発明）と周知技術とは、コイルによりフィルタを構成する点で共通するということはできない。
　したがって、原査定の理由は、維持することができない。
第７　むすび
　以上のとおりであるから、原査定の理由によっては、本願は拒絶をするべきものであるということはできない。
　また、他に、本願は拒絶をするべきものであるという理由を発見しない。
　よって、結論のとおり審決する。