【事件の表示】
　特許第３３２４３８６号「車両用放電灯制御装置」の請求項１ないし８に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３３２４３８６号の請求項１ないし４に係る特許を取り消す。
【理　由】
１．手続の経緯
　特許第３３２４３８６号の請求項１〜８に係る発明についての出願は、平成８年３月２１日（優先権主張平成７年６月２日）に特許出願され、平成１４年７月５日にその発明について特許権の設定登録がなされ、その後、その特許について、特許異議申立人西郷純一により特許異議の申立てがなされ、取消の理由が通知され、その指定期間内である平成１６年４月６日に訂正請求がなされたものである。
　
２．訂正の適否についての判断
（１）訂正の内容
　特許権者が求めている訂正の内容は、以下のとおりである。
ア．訂正事項ａ
　特許請求の範囲の請求項１及び３〜５を削除する。
イ．訂正事項ｂ
　特許請求の範囲の請求項２の記載について、「負極端子が車体に接地されたバッテリの電圧を昇圧して直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を交流電力に変換し、出力端間に接続された放電灯に交流電力を供給するインバータと、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端と前記インバータの入力端との間に接続され、前記放電灯に流れるランプ電流を検出するランプ電流検出抵抗と、
　前記放電灯に印加されるランプ電圧を検出するランプ電圧検出抵抗と、
　前記ランプ電流検出抵抗により検出されたランプ電流と前記ランプ電圧検出抵抗により検出されたランプ電圧とで決定されるランプ電力に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路とを備え、前記インバータの入力端と前記ランプ電流検出抵抗との接続点は接地され、前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端に接続されることを特徴とする車両用放電灯制御装置。」とあるのを、
「負極端子が車体に接地されたバッテリの電圧を昇圧して直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を交流電力に変換し、出力端間に接続された
メタルハライドランプ
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端と前記インバータの入力端との間に接続され、前記
メタルハライドランプ
　前記
メタルハライドランプ
　前記ランプ電流検出抵抗により検出されたランプ電流と前記ランプ電圧検出抵抗により検出されたランプ電圧とで決定されるランプ電力に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路とを備え、前記インバータの入力端と前記ランプ電流検出抵抗との接続点は接地され、前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端に接続されることを特徴とする車両用放電灯制御装置。」と訂正するとともに、請求項１とする。
ウ．訂正事項ｃ
　特許請求の範囲の請求項６の記載について、「前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、過電流検出回路の入力端に接続されることを特徴とする請求項２に記載の車両用放電灯制御装置。」とあるのを、
「前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、過電流検出回路の入力端に接続されることを特徴とする
請求項１
エ．訂正事項ｄ
　特許請求の範囲の請求項７の記載について、「前記過電流検出回路は、点灯始動後、所定時間が経過したことを検出する時間検出手段を備え、点灯始動後、前記所定時間が経過した後に過電流を検出すると前記放電灯への電力供給を停止することを特徴とする請求項６に記載の車両用放電灯制御装置。」とあるのを、
「前記過電流検出回路は、点灯始動後、所定時間が経過したことを検出する時間検出手段を備え、点灯始動後、前記所定時間が経過した後に過電流を検出すると前記
メタルハライドランプ
請求項２
オ．訂正事項ｅ
　特許請求の範囲の請求項８の記載について、「前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路は、前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子に接続されたランプ電流制限手段を備え、このランプ電流制限手段が過電流を検出することを特徴とする請求項７に記載の車両用放電灯制御装置。」とあるのを、
「前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路は、前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子に接続されたランプ電流制限手段を備え、このランプ電流制限手段が過電流を検出することを特徴とする
請求項３
カ．訂正事項ｆ
　明細書の段落【０００９】の記載を削除する。
キ．訂正事項ｇ
　明細書の段落【００１０】の記載について、「請求項２に係る車両用放電灯制御装置は交流点灯方式（矩形波点灯方式）による放電灯制御装置である。この放電灯制御装置において、放電灯の端子が車体に接触することによって地絡が発生すると、ランプ電流検出抵抗とインバータの入力端との接続点が接地されているため、上記接続点と上記地絡発生端子とは同電位となり、このため、ＤＣ／ＤＣコンバータの一方の出力端からランプ電流検出抵抗、上記接続点、上記地絡発生端子、放電灯、インバータの出力端、インバータの入力端を経てＤＣ／ＤＣコンバータの他方の出力端に至る閉回路（ただし、放電灯を経由しない場合もある。）が形成され、ランプ電流検出抵抗には、地絡発生後も依然として電流が流れるようになる。このため、この電流に基づき決定されるランプ電力は、地絡発生時、零になることはなく、従って、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を制限することができる。また、ランプ電流検出抵抗の非アース側端子の電位は正電位に維持されるため、放電灯を負電圧駆動することができる。このため、メタルハライドランプを負電圧駆動することによりランプ内部に封入されたナトリウムの外部への漏出すなわちナトリウム損失を防止できることが周知事実とされているが、上記のように放電灯を負電圧駆動できることから、メタルハライドランプのナトリウム損失を防止することができる。」とあるのを、
「
【課題を解決するための手段】
請求項１
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
ク．訂正事項ｈ
　明細書の段落【００１１】及び【００１２】の記載を削除する。
ケ．訂正事項ｉ
　明細書の段落【００１３】の記載について、「請求項６に係る車両用放電灯制御装置によると、地絡発生時にランプ電流検出抵抗に過電流が流れるため、過電流検出回路は地絡発生時に過電流を検出することができ、この過電流検出により地絡発生を車両の乗員に確実に知らしめることができる。」とあるのを、
「
請求項２
コ．訂正事項ｊ
　明細書の段落【００１４】の記載について、「請求項７に係る車両用放電灯制御装置によると、点灯始動後、所定時間が経過したことを検出した後に過電流を検出すると放電灯への電力供給を停止するようにしたため、点灯始動直後には放電灯自身の負性抵抗特性に基づきランプ電流が大きな領域が発生するが、この領域では過電流検出を行わないようにしたため、この領域において放電灯に対し誤って電力供給を停止する不具合を招くことはない。」とあるのを、
「
請求項３
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
サ．訂正事項ｋ
　明細書の段落【００１５】の記載について、「請求項５，８に係る車両用放電灯制御装置によると、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路に備えられたランプ電流制限手段を用いて過電流を検出するようにしたため、過電流を検出するための特別の回路を設けなくても過電流検出を行うことができるようになる。」とあるのを、
「
請求項４
シ．訂正事項ｌ
　明細書の段落【００１７】の記載について、「［Ａ］第１実施例
　図１は、第１実施例に係る直流点灯方式による放電灯制御装置の回路図を示している。」とあるのを、
「［Ａ］
参考例
参考例
ス．訂正事項ｍ
　明細書の段落【００２５】の記載について、「［Ｂ］第２実施例
　図２は、第２実施例に係る交流点灯方式（矩形波点灯方式）による放電灯制御装置の回路図を示している。」とあるのを、
「［Ｂ］第
１
　図２は、第
１
セ．訂正事項ｎ
　明細書の段落【００３０】の記載について、「なお、上記第２実施例では、ランプ電流検出抵抗３５をＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力端とインバータ４０の入力端との間に接続するようにしたが、ランプ電流検出抵抗３５をインバータ４０の出力端と放電灯４との間に接続し、ランプ電流検出抵抗３５と放電灯４との接続点を接地するよう構成しても、第２実施例と同様な作用効果を得ることができる。」とあるのを、
「なお、上記第
１
１
ソ．訂正事項ｏ
　明細書の段落【００３１】の記載について、「［Ｃ］第３実施例
　図３は、第３実施例に係る放電灯制御装置の回路図、図４は、図３に示す電力制御回路の回路図を示している。」とあるのを、
「［Ｃ］第
２
　図３は、第
２
タ．訂正事項ｐ
　明細書の段落【００４９】の記載について、「以上説明したように、第３実施例に係る車両用放電灯制御装置によると、点灯始動後、所定時間が経過したことを検出した後に過電流を検出すると放電灯４への電力供給を停止するようにしたため、点灯始動直後に放電灯４自身の負性抵抗特性に基づいてランプ電流ｉLが大きな領域が発生するが、この領域では過電流検出を行わないようにしたため、この領域で放電灯４に対し誤って電力供給を停止する不具合を招くことはない。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路（ランプ電力演算回路）５２に備えられたランプ電流制限手段５１６を用いて過電流を検出するようにしたため、過電流を検出するための特別の回路を設けなくても過電流検出を行うことができるようになる。」とあるのを、
「以上説明したように、第
２
チ．訂正事項ｑ
　【図面の簡単な説明】の記載について、「【図１】
第１実施例に係る直流点灯方式による放電灯制御装置の回路図
　【図２】
第２実施例に係る交流点灯方式（矩形波点灯方式）による放電灯制御装置の回路図
　【図３】
第３実施例に係る交流点灯方式による放電灯制御装置の回路図
　【図４】
図３に示す電力制御回路の回路図
　【図５】
電力制御回路の動作を説明するための波形図
　【図６】
従来からの放電灯制御装置の回路図」とあるのを、
「【図１】
参考例
　【図２】
第
１
　【図３】
第
２
　【図４】
図３に示す電力制御回路の回路図
　【図５】
電力制御回路の動作を説明するための波形図
　【図６】
従来からの放電灯制御装置の回路図」と訂正する。
　
（２）訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
ア．訂正事項ａ〜ｅについて
　訂正事項ａ〜ｅは、請求項１及び３〜５を削除し、項番を順次繰り上げるとともに引用する請求項の項番を整合させ、また、「放電灯」を「メタルハライドランプ」に限定するものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とする明細書の訂正に該当する。
　「放電灯」を「メタルハライドランプ」に限定する訂正に関しては、願書に添付された明細書及び図面（以下、「特許明細書」という。）の段落【００２８】に「このため、メタルハライドランプを負電圧駆動することによりランプ内部に封入されたナトリウムの外部への漏出すなわちナトリウム損失を防止できることが周知事実とされているが、本実施例によると、上記のように放電灯４を負電圧駆動できることから、メタルハライドランプ４のナトリウム損失を防止することができる。」と記載されているから、特許明細書に記載されていたものと認められる。
　したがって、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
イ．訂正事項ｆ〜ｐについて
　訂正事項ｆ〜ｐは、上記訂正事項ａ〜ｅの訂正に伴って、特許請求の範囲の記載と発明の詳細な説明の記載との整合をとるためのものであるから、明瞭でない記載の釈明を目的とする明細書の訂正に該当し、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
ウ．訂正事項ｑについて
　訂正事項ｑは、上記訂正事項ａ〜ｅの訂正に伴って、特許請求の範囲の記載と図面の簡単な説明の記載との整合をとるためのものであるから、明瞭でない記載の釈明を目的とする明細書の訂正に該当し、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　
（３）むすび
　以上のとおりであるから、上記訂正は、特許法第１２０条の４第２項及び第３項において準用する特許法第１２６条第２項及び第３項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
　
３．特許異議申立ての概要
　特許異議申立人西郷純一は、甲第１〜５号証を提出し、特許第３３２４３８６号の請求項１〜８に係る発明の特許は特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものであるから、請求項１〜８に係る発明の特許を取り消すべき旨主張している。
　
４．特許異議申立てについての判断
（１）本件発明
　特許第３３２４３８６号の請求項１〜４に係る発明（以下、「本件発明１〜４」という。）は、平成１６年４月６日付けの訂正請求書に添付された訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１〜４に記載された事項により特定される次のとおりのものである。
請求項１「負極端子が車体に接地されたバッテリの電圧を昇圧して直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を交流電力に変換し、出力端間に接続されたメタルハライドランプに交流電力を供給するインバータと、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端と前記インバータの入力端との間に接続され、前記メタルハライドランプに流れるランプ電流を検出するランプ電流検出抵抗と、
　前記メタルハライドランプに印加されるランプ電圧を検出するランプ電圧検出抵抗と、
　前記ランプ電流検出抵抗により検出されたランプ電流と前記ランプ電圧検出抵抗により検出されたランプ電圧とで決定されるランプ電力に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路とを備え、前記インバータの入力端と前記ランプ電流検出抵抗との接続点は接地され、前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端に接続されることを特徴とする車両用放電灯制御装置。」
請求項２「前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、過電流検出回路の入力端に接続されることを特徴とする請求項１に記載の車両用放電灯制御装置。」
請求項３「前記過電流検出回路は、点灯始動後、所定時間が経過したことを検出する時間検出手段を備え、点灯始動後、前記所定時間が経過した後に過電流を検出すると前記メタルハライドランプへの電力供給を停止することを特徴とする請求項２に記載の車両用放電灯制御装置。」
請求項４「前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路は、前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子に接続されたランプ電流制限手段を備え、このランプ電流制限手段が過電流を検出することを特徴とする請求項３に記載の車両用放電灯制御装置。」
　
（２）引用刊行物
ア．引用刊行物１
　当審が通知した取消の理由に引用した欧州特許公開第６４７０８５号公報（特許異議申立人の提出した甲第４号証）（以下「引用刊行物１」という。）にはＦｉｇ．１〜４と共に、以下の事項が記載されている。（なお、抄訳については、対応国内出願の公開公報である、特開平７−１６９５８２号公報を参照。）
（ア）「The present invention relates to a control circuit for a gas-discharge lamp, particularly for use in motor vehicles. 
　More specifically, the subject of the invention is a control circuit comprising:
switched dc/dc converter means which are intended to be connected to a direct-current voltage source such as the battery of a motor vehicle and which can output a direct-current voltage higher than that supplied by the source,
an H-shaped bridge switching circuit which is connected to the dc/dc converter means and in the central branch of which the discharge lamp and associated reactive starter means are disposed, and
control circuitry for driving the dc/dc converter means and the bridge switching circuit in a manner such that, each time the lamp is switched on, a very high voltage is applied initially, in particular, in order to start the current flow, and subsequently a low voltage is applied, but with a high electrical power, in order to support the passage of a large current through the lamp during the heating (warming-up) of the lamp and during the subsequent steady operation of the lamp. 」（第２頁第１欄第１〜２５行）
（抄訳）「本発明は、自動車に好適に使用されるガス放電ランプの制御回路に関する。
　さらに詳しくは、本発明は、自動車のバッテリーのような直流電圧源に接続され、該直流電圧源により供給される電圧よりも高圧の直流電圧を出力する切換式の複数のＤＣ／ＤＣコンバータ手段と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ手段に接続され、中央の枝路にガス放電ランプと反応開始手段を備えるＨ型のブリッジ・スイッチング回路と、上記ガス放電ランプのスイッチを入れる度に、最初に、特にガス放電ランプを始動するために、非常に高い電圧が供給され、続いて、ガス放電ランプを加熱又は暖めている間及びそれに続いてガス放電ランプが定常作動している間、ガス放電ランプに大電流を流し続けるために、低電圧の大電力を供給されるように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータとブリッジ・スイッチング回路を駆動する制御回路とを備える制御回路に関するものである。」（対応国内出願の公開公報の段落【０００１】参照。以下同様に、当該公開公報の対応個所を指摘する。）
（イ）「The converters have respective inputs 1 and 2 connected to a direct-current voltage source such as the battery B of a motor vehicle.
　The output of the converter CC2 is connected to an H-shaped bridge switching circuit, generally indicated HB, comprising four switches Ml to M4 which, conveniently, are constituted by MOSFET transistors.
　The gas-discharge lamp L and the secondary winding of a pulse transformer (a Tesla transformer) TT are disposed in the central branch of the bridge switching circuit HB.・・・
　The top junction 5 of the bridge switching circuit HB is connected to earth by means of a protective diode D and a resistor Rl which acts as a current sensor.」（第３頁第３欄第２０〜３８行）
（抄訳）「各ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１，ＣＣ２は、それぞれ直流電圧源を構成する自動車のバッテリーＢに接続された入力１，２を備えている。
　ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２の出力は、ＨＢで示すＨ型のブリッジ・スイッチング回路に接続しており、このブリッジ・スイッチング回路ＨＢは、スイッチを構成する４個のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１〜Ｍ４を備えている。
　上記ブリッジ・スイッチング回路ＨＢの中央の枝路には、ガス放電ランプＬ及び反応開始手段を構成するパルス変圧器（テスラ変圧器）ＴＴの二次巻線が配置されている。・・・
　上記ブリッジ・スイッチング回路ＨＢの図中上端に位置する接続点５は、保護ダイオードＤと、電流センサとして機能する抵抗Ｒ１を介してアースに接続されている。」（段落【０００９】及び【００１０】参照。）
（ウ）「The secondary winding W23 is connected to a full-wave rectifier circuit BR which, in the embodiment shown in Figure 1, is of the diode-bridge type.」（第３頁第４欄第１〜４行）
（抄訳）「二次巻線Ｗ２３は、全波整流回路ＢＲに接続しており、図１に示す本実施例では、この全波整流回路ＢＲは、ダイオード・ブリッジ型である。」（段落【００１２】参照。）
（エ）「An electronic control unit, indicated ECU, has a plurality of inputs and outputs connected to the two converter circuits as well as to the bridge circuit HB. 
　In particular, an output a of the unit ECU is connected to the control input of the switch M11. Two further outputs b, c of this unit are connected to the control inputs of the switches M21 and M22. Another two outputs d, e are connected, respectively, to the control inputs of the pairs of switches M1, M4, and M2, M3 of the bridge circuit HB. 
　The unit ECU also has an input f which is connected to the non-earthed terminal of the resistor R1 in order to receive at that input a voltage signal indicative of the intensity of the current flowing in the bridge circuit and hence in the lamp L, in operation. Two further inputs g and h of the unit ECU are connected to the terminals 6 and 7 of the converter circuit CC2 in order to receive a signal indicative of the voltage applied to the lamp L in operation. 
　The unit ECU, which may be formed with the use of a microprocessor, is arranged to drive the convertors CC1 and CC2 and the switches of the bridge circuit HB so as to control the switching-on of the gas-discharge lamp L in the following manner. 」（第３頁第４欄第１７〜４３行）
（抄訳）「ＥＣＵで示す制御回路を構成する電子制御ユニットは、上記ブリッジ・スイッチング回路ＨＢと同様に２個のＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＣ１，ＣＣ２に接続された複数の入力と出力を備えている。
　電子制御ユニットＥＣＵの出力は、スイッチＭ１１の制御入力に接続されている。また、電子制御ユニットＥＣＵの２つの出力ｂ，ｃは、電子スイッチＭ２１，Ｍ２２の制御入力に接続している。さらに、電子制御ユニットＥＣＵの２つの出力ｄ，ｅは、それぞれブリッジ・スイッチング回路ＨＢの２対のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４及びＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２，Ｍ３の制御入力に接続している。
　電子制御ユニットＥＣＵは、作動中に、ブリッジ・スイッチング回路ＨＢ及びガス放電ランプＬを流れる電流の強さを示す電圧信号を受信するために、抵抗Ｒ１の非接地側の端子に接続した入力ｆを備えている。さらに、電子制御ユニットＥＣＵの２つの入力ｇ，ｈはＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＣ２の出力端子６，７に接続しており、作動中にガス放電ランプＬに供給される電圧の強さを示す信号受信するようにしている。
　電子制御ユニットＥＣＵは、マイクロプロセッサを用いて構成しており、以下に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１，ＣＣ２とブリッジ・スイッチング回路ＨＢのスイッチを駆動してガス放電ランプＬのスイッチを入れた際の制御を行う構成としている。」（段落【００１３】参照。）
（オ）「The unit ECU then controls the switches M21 and M22 of the converter CC2, as well as the pairs of switches M1, M4 and M2, M3 of the bridge circuit HB, in push-pull mode so that the voltage applied to the lamp L and the current flowing through it correspond to the values envisaged for the warm-up stage and steady operation (steady-state). 」（第４頁第５欄第２７〜３４行）
（抄訳）「さらに、電子制御ユニットＥＣＵは、ブリッジ・スイッチング回路ＨＢの２対のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４及びＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２，Ｍ３と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２の電子スイッチＭ２１，Ｍ２２を制御してガス放電ランプＬに供給される電圧及びこのガス放電ランプＬを流れる電流が“暖め”段階及び定常作動（“定常状態”）に対応する値となるように、プッシュ・プルモードとする。」（段落【００１５】参照。）
（カ）「The bridge circuit HB of Figure 1 operates substantially between a potential (terminal 5) which corresponds substantially to that of the earth, and a potential (terminal 7) which is very much more negative than the earth.」（第４頁第６欄第１６〜２０行）
（抄訳）「図１のブリッジ・スイッチング回路ＨＢは、実質的にアースに対応する電位（端子５）と、アースよりも一層負である電位（端子７）との間で作動する。」（段落【００１８】参照。）
（キ）Ｆｉｇ．１には、バッテリーＢの負極端子が接地されること、
ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２の全波整流回路ＢＲのダイオード・ブリッジ型の記号及び上記（カ）の記載からみて、抵抗Ｒ１はＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２正側の出力端子６とＨ型のブリッジ・スイッチング回路ＨＢの接続点５との間に接続されること、
上記（イ）の記載及び抵抗Ｒ１の接続から見て、抵抗Ｒ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２正側の出力端子６側の端子つまりＨ型のブリッジ・スイッチング回路ＨＢの接続点５と反対側の端子が接地されることが図示されていると認められる。
　これらの記載事項及び図示内容を総合すると、引用刊行物１には、
「負極端子が接地された自動車のバッテリーＢと、このバッテリーＢに接続され供給される電圧よりも高圧の直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２と、
　ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２の出力が接続され、中央の枝路にガス放電ランプＬが配置され、２対のＭＯＳＦＥＴトランジスタがプッシュ・プルモードとなるＨ型のブリッジ・スイッチング回路ＨＢと、
　ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２の出力端子６とブリッジ・スイッチング回路ＨＢの接続点５との間に接続された、電流センサとして機能する抵抗Ｒ１と、
　ブリッジ・スイッチング回路ＨＢ及びガス放電ランプＬを流れる電流の強さを示す電圧信号を受信するために、抵抗Ｒ１の非接地側の端子に接続した入力ｆ及びＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＣ２の出力端子６，７に接続しており、作動中にガス放電ランプＬに供給される電圧の強さを示す信号受信する２つの入力ｇ，ｈを有して、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２とブリッジ・スイッチング回路ＨＢのスイッチを駆動してガス放電ランプＬのスイッチを入れた際の制御を行う電子制御ユニットＥＣＵとを備え、
　抵抗Ｒ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２正側の出力端子６とＨ型のブリッジ・スイッチング回路ＨＢの接続点５との間に接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２正側の出力端子６側の端子が接地されている自動車に使用されるガス放電ランプの制御回路。」の発明（以下「引用発明１」という。）が記載されていると認めることができる。
　
イ．引用刊行物２
　当審が通知した取消の理由に引用した特開昭６３−３５１２８号公報（特許異議申立人の提出した甲第５号証）（以下「引用刊行物２」という。）には第１〜３図と共に、以下の事項が記載されている。
(ア)「本発明の目的は、このような問題点を解決し、インバータの入力電流信号に重畳する雑音成分の影響を除去し、入力電流信号のみに基づいて入力電流の大きさを検出し、誤動作なく、しかもインバータの主トランジスタがASO限界値に達する以前に、十分余裕をもってインバータを入力から切離すことができるようなインバータ入力電流検出回路を安価に提供することにある。」（第２頁右下欄第１０〜１７行）
（イ）「第１図および第２図に示すように入力電流検出用抵抗（以下検出用抵抗という）Ｒ０は、コンバータ１とインバータ２の間に挿入されている。コンバータ１は商用電源の交流を受けて直流に変換し、インバータ２でこの直流を周波数可変の交流に変換し、図示しない誘導電動機などの負荷を駆動する。もし、このインバータ２の負荷短絡などの原因により入力電流が過大となった場合は、検出用抵抗Ｒ０の両端に現れる電圧が大きくなるので、この電圧を処理して検出し、インバータ２の緊急遮断制御回路に与え、インバータ２の主トランジスタのベース電流を遮断し、インバータ２をその入力から切り離す。」（第３頁右上欄第１２行〜同頁左下欄第４行）
（ウ）第１図には、入力電流検出用抵抗Ｒ０はコンバータ１の出力端とインバータ２の入力端との間に接続された、インバータ２の入力端と入力電流検出用抵抗Ｒ０との接続点が接地されることが図示されている。
　
ウ．引用刊行物３
　当審が通知した取消の理由に引用した実願平１−２７３０８号（実開平２−１１９３９４号）のマイクロフィルム（特許異議申立人の提出した甲第２号証）（以下「引用刊行物３」という。）には第１、２図と共に、以下の事項が記載されている。
（ア）「最近では、・・・小型、軽量な半導体スイッチング素子を用いたチョッパー式の点灯装置が使用されている。第２図はこの点灯装置の一例でありチョッパー型のものを示す。」（明細書第２頁第１０〜１５行）
（イ）「ところが第２図のようなチョッパー式の点灯装置の場合。・・・高圧がランプハウス３との間で漏電を起こすことがある。そしてこの漏電は交流電源４との間で地絡を生じる。一方、点灯装置としてはこの地絡によって点灯電流が減少する。そしてチョッパー式電流制御回路６は膨大な電流を流すように制御が働く。このような現象は回路を構成する種々の電子部品を破壊に導くことになる。・・・さらには起動器２以外の部分でも漏電を生じると同様な現象を生じる。」（明細書第３頁第１５行〜第４頁第６行）
（ウ）「第１図は本考案の放電ランプ点灯装置である。・・・図中、１は放電ランプ・・・であり例えば３５０Ｖ４ＫＷのメタルハライドランプ等が使用される。２は起動器である。３はランプハウスである。４は交流電源であり、例えば１００Ｖ５０Hzのものが適用される。この交流電源４からはその出力電圧の極性を一定にする電源５が接続されている。この出力電圧の極性を一定にする電源５の出力にはＭＯＳＦＥＴ６２を含む例えばチョッパー式の電流制御回路６が接続されている。さらにチョッパー式電流制御回路６の出力にはフルブリッジ型インバータ回路７・・・が接続されている。このインバータ回路７の出力が過電流検出回路８を介して前述の起動器２に接続される。一方過電流検出回路８は漏電発生制御回路８１に接続されて、検出された電流値が所定値以上であればドライブ回路５１を介してＭＯＳＦＥＴ６２をオフする。」（明細書第５頁第１６行〜第６頁第１６行）
（エ）「一方チョッパー式電流制御回路６では抵抗６５から点灯電流が検出されて比較制御回路５２で基準値と比較する。この比較制御回路５２の出力はドライブ回路５１に接続されて、さらにＭＯＳＦＥＴ６２のゲートからフィードバック制御をかけている。」（明細書第７頁第６〜１１行）
（オ）「このような構成の点灯装置において、起動器２より発生する高圧によってランプケース３との間で漏電を起こすことがある。この漏電によって交流電源４との間で地絡を発生する。この地絡によってランプ１の点灯電流は減少し、前述の如くにランプ１への供給電流を増大させる制御がかかる。そして過電流検出回路８はこの供給電流の増大を検出する。過電流検出回路８は例えばカレントトランス、ホール素子、シャント抵抗等が適用される。そして過電流検出回路８からの信号は漏電発生制御回路８１に入力される。ここで基準値回路８４の所定の基準値と比較器８３が比較を行う。そして所定値以上の過電流を検出すると、保持回路８２が働いて、ドライブ回路５１を介してＭＯＳＦＥＴのオン・オフ駆動を停止させる。」（明細書第８頁第１〜１５行）
（カ）「尚実施例において、漏電は起動器２以外の部分でも発生するため過電流検出回路８は必ずしもこの位置に接続される必要はなく、電源とランプの間であればその他の箇所でも可能である。但しインバータ回路７の出力端は交流であるため、出力端各々に過電流検出回路８を設ける必要がある。しかし、接続位置をチョッパー式制御回路６の出力端等、直流の所に接続する時は高電位側に１ヵ所接続すれば同様の効果が得られる。さらに本考案の点灯装置は実施例に示す如く交流点灯に限るものではなく、インバータ回路７を取り除くことにより直流点灯の放電ランプについても同様な効果が得られる。さらには実施例においては交流電源４を用いているが、バッテリー等の直流電源をアースして用いてもよい。」（明細書第９頁第３〜１７行）
（キ）第１図には、抵抗６５の電源側端子が接地される態様が図示される。
　
エ．引用刊行物４
　当審が通知した取消の理由に引用した実願昭６３−４１６６４号（実開平１−１４５０９２号）のマイクロフィルム（以下「引用刊行物４」という。）には第１〜４図と共に、以下の事項が記載されている。
（ア）「１．蛍光灯を点灯させるランプ回路と、このランプ回路に与えられる直流電源を点灯周波数の交流電源に変換するドライブ回路とを備えるインバータ点灯回路において、前記ランプ回路のランプ電流を検出する電流検出回路と、このランプ電流が所定値以上になると前記ランプ回路を交流電源から遮断する保護回路とを備えることを特徴とするインバータ点灯回路。
２．前記ランプ回路のランプ電流を検出する電流検出回路と、この電流検出回路からのランプ電流が前記蛍光灯の予熱時間経過後に所定値以上になると前記ランプ回路を交流電源から遮断する保護回路とを備えることを特徴とする請求項1記載のインバータ点灯回路。」（実用新案登録請求の範囲）
（イ）「この考案では、電流検出回路でランプ電流を検出し、蛍光灯を点灯させるランプ回路に過電流が流れると、保護回路でランプ回路を交流電源から遮断して、ランプ回路に電流が流れないようにする。
　この考案において、ランプ電流が蛍光灯の予熱時間経過後に所定値以上になると、ランプ回路を交流電源から遮断させ、蛍光灯の予熱時には保護回路が動作することがないようにする。」（明細書第５頁第７〜１５行）
（ウ）「このパワーオンリセット回路１６は第２図に示すように、電源ＯＮから設定時間Ｔ０の間出力電圧ＡをＬレベルに維持するようになっている。この設定時間Ｔ０の経過後はＨレベルになり、この設定時間Ｔ０は蛍光灯７の予熱時間及び保護回路１２が安定する時間を見込んで設定されている．従って、この設定時間Ｔ０に、フリップフロップ１５のリセット入力端子Ｒに入力されても、フリップフロップ１５の出力がＬレベルにならず、保護回路１２は設定時間Ｔ０の経過後に作動する。」（明細書第８頁第１２行〜同書第９頁第２行）
（エ）「このランプ回路ＬＰのランプ電流は電流検出回路１１のトランスＴで検出され、この交流電流は整流回路１３で整流されて、この電流に応じた出力電圧Ｃとなり、比較器１４へ入力される．この蛍光灯７が点灯する予熱時間は整流回路１３の出力電圧Ｃが第２図に示すように基準電圧Ｄより高くなるが、設定時間Ｔ０はパワーオンリセット回路１６の出力がＬレベル状態にあり、これが優先するから、比較器１４からの出力信号がフリップフロツプ１５のリセット入力端子Ｒに入力されても、その出力はＨレベルであり、トランジスタＴＲは導通状態を維持する。」（明細書第１０頁第２〜１３行）
（オ）「ランプ回路のランプ電流を検出する電流検出回路と、この電流検出回路からのランプ電流が蛍光灯の予熱時間経過後に所定値以上になるとランプ回路を交流電源から遮断する保護回路とを備えると、蛍光灯の予熱時の電流で保護回路が作動することがないから、保護回路を簡単な構成で正確に作動させることができる。」（明細書第１３頁第１５行〜同書第１４頁第２行）
　
（３）対比・判断
ア．本件発明１について
　本件発明１と引用発明１とを対比すると、自動車において車体に接地をすることは通常行われることであるから後者の「負極端子が接地された自動車のバッテリーＢ」は前者の「負極端子が車体に接地されたバッテリ」に相当し、後者の「このバッテリーＢに接続され供給される電圧よりも高圧の直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２」は前者の「バッテリの電圧を昇圧して直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータ」に相当し、後者の「自動車に使用されるガス放電ランプの制御回路」は前者の「車両用放電灯制御装置」に相当し、
後者の「２対のＭＯＳＦＥＴトランジスタがプッシュ・プルモードとなるＨ型のブリッジ・スイッチング回路ＨＢ」は、その作動と構造からみて、その「中央の枝路」が出力端であって、２対のＭＯＳＦＥＴトランジスタのプッシュ・プルモードによって交番する電圧を供給するものであるから、前者の「直流電力を交流電力に変換し、出力端間に」「交流電力を供給するインバータ」に相当する。
また、前者の「メタルハライドランプ」は後者の「ガス放電ランプＬ」の一種であるから、「放電灯」という概念で共通している。
さらに、後者の「電流センサとして機能する抵抗Ｒ１」は、「ガス放電ランプＬを流れる電流の強さを示す電圧信号を受信するため」のものでもあることから、前者の「ランプ電流を検出するランプ電流検出抵抗」に相当し、後者の「ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２とブリッジ・スイッチング回路ＨＢのスイッチを駆動してガス放電ランプＬのスイッチを入れた際の制御を行う電子制御ユニットＥＣＵ」は、その機能と構成からみて、前者の「ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路」に相当し、後者の「電子制御ユニットＥＣＵ」は「ブリッジ・スイッチング回路ＨＢ及びガス放電ランプＬを流れる電流の強さを示す電圧信号を受信するために、抵抗Ｒ１の非接地側の端子に接続した入力ｆ及びＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＣ２の出力端子６，７に接続しており、作動中にガス放電ランプＬに供給される電圧の強さを示す信号受信する２つの入力ｇ，ｈを有して」いるのであるから、抵抗Ｒ１により検出されるガス放電ランプＬを流れる電流の強さと、ガス放電ランプＬに供給される電圧の強さに応じて制御するものであって、ランプ電流検出抵抗により検出されたランプ電流とランプ電圧とに基づいて制御しているといえる。
そして、後者の「抵抗Ｒ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２正側の出力端子６とＨ型のブリッジ・スイッチング回路ＨＢの接続点５との間に接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２正側の出力端子６側の端子が接地されている」と、前者の「前記インバータの入力端と前記ランプ電流検出抵抗との接続点は接地され、前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端に接続される」とは、ランプ電流検出抵抗がＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端とインバータの入力端との間に接続される点で共通している。
　したがって、両者は、「負極端子が車体に接地されたバッテリの電圧を昇圧して直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を交流電力に変換し、出力端間に接続された放電灯に交流電力を供給するインバータと、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端と前記インバータの入力端との間に接続され、前記放電灯に流れるランプ電流を検出するランプ電流検出抵抗と、
　前記ランプ電流検出抵抗により検出されたランプ電流とランプ電圧とに基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路とを備え、
ランプ電流検出抵抗がＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端とインバータの入力端との間に接続される車両用放電灯制御装置。」
の点で一致し、以下の点で相違している。
相違点１：放電灯に関して、本件発明１は「メタルハライドランプ」であるのに対して、引用発明１では、「ガス放電ランプ」である点。
相違点２：ランプ電圧を検出する手段に関して、本件発明１は「放電灯に印加されるランプ電圧を検出するランプ電圧検出抵抗」を備えるのに対して、引用発明１はいかにして検出するのか明らかでない点。
相違点３：ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路の制御に関して、本件発明１は「ランプ電流と」「ランプ電圧とで決定されるランプ電力に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を制御する」のに対して、引用発明１はランプ電流とランプ電圧によりＤＣ／ＤＣコンバータを制御するものの具体的にいかに制御するのか明確でない点。
相違点４：ランプ電流検出抵抗の接地に関し、本件発明１は「インバータの入力端とランプ電流検出抵抗との接続点は接地され、」「ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、ＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端に接続される」、つまりインバータの入力端側が接地されるのに対し、引用発明１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端が接地されている点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。
（ア）相違点１について
　車両用の放電灯としてメタルハライドランプを用いることは、例えば、引用刊行物３、特開平４−１４１９８８号公報（以下、「周知例１」という。）、特開平４−１３３２９６号公報（以下、「周知例２」という。）、特開平６−２０７８１号公報（以下、「周知例３」という。）等に示されるように周知の事項であって、引用発明１の放電灯として該周知のメタルハライドランプを採用する程度のことは単なる設計的事項にすぎない。
　
（イ）相違点２について
　ランプ電圧を検出する手段として抵抗を介して検出することは、例えば、上記周知例１〜３等に示されるように当業者にとって慣用手段であって、当該抵抗をランプ電圧検出抵抗とする程度のことは、単なる当該慣用手段の適用にすぎない。
　
（ウ）相違点３について
　放電灯を制御する手段として、ランプ電力に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を制御することは、例えば、上記周知例１、周知例２（第４頁左上欄等参照）及び周知例３（段落【００１９】等参照）等に示されるように、当該技術分野において周知である。したがって、引用発明１のランプ電流とランプ電圧によりＤＣ／ＤＣコンバータを制御する具体的制御手段として上記周知の制御を採用することは当業者が適宜なしうることと認められる。
　
（エ）相違点４について
　放電灯の点灯回路におけるランプ電流を検出する抵抗の放電灯側の端子を接地することは、例えば、周知例１（特に第７及び８図参照）、特開昭５５−１４６８９９号公報、特開平４−２９４０９７号公報（特許異議申立人の提出した甲第１号証。）等に示されるように周知の事項である。
　一方、引用刊行物３には、引用発明１と同様の、点灯電流を検出する抵抗６５の電源側端子が接地されるチョッパー式の電流制御装置６の場合、地絡が生じると膨大な電流を流すように制御が働くという欠点が示されている。
　そして、引用刊行物２には、コンバータ１とインバータ２の間に挿入されている入力電流検出用抵抗Ｒ０のインバータ側の端子を接地することが示され、かつこの抵抗により負荷短絡などの原因により入力電流が過大となる場合を検出することも示されているのであるから、上記周知の事項にならい、引用発明１におけるランプ電流検出抵抗の接地について、上記欠点のある接地方法ではなく、引用刊行物２に記載の接地の態様とすること、つまりインバータの入力端とランプ電流検出抵抗との接続点を接地することは、当業者が容易になし得ることと認められる。
　本件訂正明細書の段落【００３０】にも記載されるように、相違点４に係る効果は、上記周知の構成においても奏する効果にすぎず、上記周知のランプ電流検出抵抗の接地の態様を採用することに格別の技術的意義は認められない。
　なお、メタルハライドランプを含む金属蒸気放電灯を負電圧駆動することによりナトリューム損失を防ぐことは、例えば特表平６−５０５５９４号公報や実願昭４７−７５５８３号（実開昭４９−３５７６９号）のマイクロフイルム等に示されるように常套手段でもある。
　
　そしてこれら（ア）〜（エ）の点を合わせ考えても、本件発明１は、その作用効果が格別であるとは言えず、当業者が引用発明１及び引用刊行物２及び３に記載の事項、及び周知の事項に基いて容易になし得ることと認められる。
　
イ．本件発明２について
　本件発明２と引用発明１とを対比すると、両者はア．で認定した相違点１〜４に加えて、以下の点で相違し、その余の点で両者は一致する。
相違点５：本件発明２では、「ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、過電流検出回路の入力端に接続される」のに対し、引用発明１は、そのような構成ではない点。
　
　そこで上記相違点について検討する。
（ア）相違点１〜４について
　上記ア．（ア）〜（エ）で検討した通りである。
　
（イ）相違点５について
　放電ランプを、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力をインバータで交流とした電力で点灯する点灯回路において、検出したランプ電流の信号を過電流検出回路に送ることは、引用刊行物３には、地絡を検出するために供給電流の増大を検出する過電流検出回路８が記載されて、また、周知例２には、特に第４頁右上欄第１９行〜左下欄第８行に、インバータである高周波昇圧回路の出力段がショート状態になったときのために、電流検出回路によりＤＣ昇圧回路の出力電流が基準値以上あることを出力電流異常検出回路で検知することが記載されるように周知であるのみならず、一般に負荷短絡等のために過電流を検出することは、引用刊行物２や４にも示されるように、回路の保護・安全装置としてもよく知られる事項である。
　そうすると、引用発明１において、過電流を検出する回路に、電流の大きさに対応する信号を送るように、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端と前記インバータの入力端との間に接続されたランプ電流検出抵抗を用い、その出力端である非アース側端子を過電流検出回路の入力端に接続することは、当業者であれば容易に想到し得ることである。同じランプ電流検出抵抗をＤＣ／ＤＣコンバータの制御と過電流検出回路のために用いることは、周知例２にも示されるように当業者にとって常套手段といえ、当業者にとって適宜なし得る設計事項にすぎない。
　
　そしてこれら（ア）及び（イ）の点を合わせ考えても、本件発明２は、その作用効果が格別であるとは言えず、当業者が引用発明１及び引用刊行物２〜４に記載の事項、及び周知の事項に基いて容易になし得ることと認められる。
　
ウ．本件発明３について
　本件発明３と引用発明１とを対比すると、両者はア．で認定した相違点１〜４、及びイ．で認定した相違点５に加えて以下の点で相違し、その余の点で両者は一致する。
相違点６：本件発明３は「過電流検出回路は、点灯始動後、所定時間が経過したことを検出する時間検出手段を備え、点灯始動後、前記所定時間が経過した後に過電流を検出すると前記メタルハライドランプへの電力供給を停止する」のに対し、引用発明１は、そのような構成ではない点。
　そこで、上記相違点について検討する。
（ア）相違点１〜４について
　上記ア．（ア）〜（エ）で検討した通りである。
（イ）相違点５について
　上記イ．（イ）で検討した通りである。
　
（ウ）相違点６について
　まず、相違点５で検討した過電流検出回路について、過電流という異常状態を検出した時に放電灯への電力供給を停止することは、引用刊行物２〜４及び周知例２にも示されるように、安全装置として当業者が通常なし得る構成である。
　また、一般的に放電灯の点灯初期に大きな電流が流れることは周知例１や特開昭５５−１４６８９９号公報等に示されるように周知であって、周知例２の第４頁右上欄第１９行〜左下欄第１９行に、インバータである高周波昇圧回路が出力段でショート状態になったときの回路保護のために、電流検出回路によりＤＣ昇圧回路の出力電流が基準値以上あることを出力電流異常検出回路で検知すると、電源電圧の供給を断つものにおいて、メタルハライドランプの点灯初期におけるＤＣ昇圧回路の出力電流の値が大きいため、これが定常時での高周波昇圧回路のショートによるものと誤って判断されてしまう危険性があるので、点灯初期は比較基準値を変えることが示され、また特開平４−２９４０９７号公報にも、特に第４欄第４２〜４４行及び第５欄第６〜９行にメタルハライドランプ等の放電灯の制御のためのランプ電流の検出を点灯状態になるまで行わないことが示されるように、点灯初期はこの現象による誤検出を避けることも当業者にとって常套手段であるといえる。
　そうすると、引用刊行物４には、蛍光灯ではあるものの、ランプ電流を検出し、過電流が流れるとランプ回路に電流が流れないようにするものにおいて、予熱時の電流で保護回路を動作することがないように設定時間Ｔ０は保護回路を動作させない旨が記載されているのであるから、点灯始動の期間を時間で規定し、所定時間経過した後に、過電流を検出したときに安全装置を動作させ、放電灯への電力供給を停止するようなすことは、当業者にとって適宜なし得ることと認められる。
　
　そしてこれら（ア）〜（ウ）の点を合わせ考えても、本件発明３は、その作用効果が格別であるとは言えず、当業者が引用発明１及び引用刊行物２〜４に記載の事項、及び周知の事項に基いて容易になし得ることと認められる。
　
エ．本件発明４について
　本件発明４と引用発明１とを対比すると、両者はア．で認定した相違点１〜４、イ．で認定した相違点５及びウ．で認定した相違点６に加えて以下の点で相違し、その余の点で両者は一致する。
相違点７：ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路について、本件発明４は「ランプ電流検出抵抗の非アース側端子に接続されたランプ電流制限手段を備え、このランプ電流制限手段が過電流を検出する」のに対し、引用発明１はそのような構成ではない点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。
（ア）相違点１〜４について
　上記ア．（ア）〜（エ）で検討した通りである。
（イ）相違点５について
　上記イ．（イ）で検討した通りである。
（ウ）相違点６について
　上記ウ．（ウ）で検討した通りである。
　
（エ）相違点７について
　上記ウ．（ウ）でも述べたように放電灯の点灯初期は大きな電流が流れるものであって、一般に、メタルハライドランプを含む高圧放電灯は、点灯初期に定常点灯時と異なる、できるだけ大きな電流を流すことが行われることがよく知られている。
　そして、周知例１には、点灯初期や発光促進領域では、定常点灯時の制御とは異なる、一定の過大な電流値とすることが示されているように、ランプ電圧の低いこの期間、定電力制御では、ランプ電流が非常に大きくなるので、許容できる最大電流値で制限することも放電灯の制御手段として周知である。
　そうすると、引用発明１における点灯初期の制御手段として、定常点灯時とは異なる過大な電流値で制御するように、ランプ電流検出抵抗の出力により上記ランプ電流が過電流であることを検出し、これに基づいて一定電流となるように制御する制御手段をＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路に設けることは、上記周知技術を適用することにより、当業者がなし得る設計事項であると認められる。
　
　そしてこれら（ア）〜（エ）の点を合わせ考えても、本件発明４は、その作用効果が格別であるとは言えず、当業者が引用発明１及び引用刊行物２〜４に記載の事項、及び周知の事項に基いて容易になし得ることと認められる。
　
（４）むすび
　以上のとおりであるから、本件発明１〜４は、引用発明１及び引用刊行物２〜４に記載の事項、及び周知の事項に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本件発明１〜４は特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本件発明１〜４についての特許は、特許法第１１３条第２号に該当し、取り消されるべきものである。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１７年１２月２６日（２００５．１２．２６）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
車両用放電灯制御装置
（５７）【特許請求の範囲】
　
【請求項１】
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を交流電力に変換し、出力端間に接続された
メタルハライドランプに
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端と前記インバータの入力端との間に接続され、前記
メタルハライドランプに
　
前記メタルハライドランプに
　前記ランプ電流検出抵抗により検出されたランプ電流と前記ランプ電圧検出抵抗により検出されたランプ電圧とで決定されるランプ電力に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電力を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路を備え、前記インバータの入力端と前記ランプ電流検出抵抗との接続点は接地され、前記ランプ電流検出抵抗の非アース側端子は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側出力端に接続されることを特徴とする車両用放電灯制御装置。
　
【請求項２】
請求項１に
　
【請求項３】
メタルハライドランプ
請求項２
　
【請求項４】
請求項３
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【産業上の利用分野】
　本発明は、自動車用前照灯などとして使用されるメタルハライドランプなど放電灯の点灯を制御する車両用放電灯制御装置に関するものである。なお、本発明にいう車両とは、自動車、航空機、船舶を含む広い意味での車両をいう。
　【０００２】
　【従来の技術】
　従来からの車両用放電灯制御装置の一例を図６に示す。
　【０００３】
　図６において、１は、負極端子が車体に接地されたバッテリ、２は、ライトスイッチ、３は、放電灯制御装置、４は、車両用前照灯として使用されるメタルハライドランプなどの放電灯をそれぞれ表している。
　【０００４】
　放電灯制御装置３は、バッテリ１の１２Ｖの電圧を３００Ｖ〜５００Ｖに昇圧して直流電力を放電灯４に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ３１と、始動時に高電圧パルスを放電灯４に供給する高電圧発生回路３２と、放電灯４に印加されるランプ電圧を検出するためのランプ電圧検出抵抗３３、３４と、放電灯４に流れるランプ電流を検出するためのランプ電流検出抵抗３５と、ランプ電圧検出抵抗３３、３４により検出されるランプ電圧とランプ電流検出抵抗３５により検出されるランプ電流とに基づいてランプ電力を算出し、このランプ電力に対応する制御信号をＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７に出力するランプ電力演算回路３６と、ランプ電力演算回路３６からの制御信号に従ってＤＣ／ＤＣコンバータ３１のパワーＭＯＳトランジスタ３１２のスイッチング動作を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７とから構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、１次巻線３１１ａがライトスイッチ２を介してバッテリ１に直列接続されるとともに２次巻線３１１ｂが整流ダイオード３１３を介して放電灯４に直列接続されたフライバックトランス３１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７の出力に応じてスイッチング動作し、フライバックトランス３１１の１次巻線３１１ａに流れる電流を制御するパワーＭＯＳトランジスタ３１２と、フライバックトランス３１１の２次巻線３１１ｂに発生する交流電力を直流に整流及び平滑化する整流ダイオード３１３及び平滑コンデンサ３１４とからなる。
　【０００５】
　【発明が解決しようとする課題】
　上記従来の放電灯制御装置３において、放電灯４の正側端子４ａが車体に接触することによって地絡が発生すると、放電灯４に電流が流れなくなり、放電灯４は消灯する。このため、地絡発生後は、放電灯４への電力供給を停止することが望ましい。しかし、ランプ電力演算回路３６は、地絡発生によりランプ電流検出抵抗３５により検出されるランプ電流が零になるため、ランプ電力を地絡発生前のレベルに回復させるようＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力を増大させる制御信号をＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７に出力し続け、その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力が著しく増大してしまう。
　【０００６】
　一方、上記従来の放電灯制御装置３において、放電灯４の負側端子４ｂが車体に接触することによって地絡が発生すると、放電灯４は点灯状態を維持するが、ランプ電力演算回路３６は、上述した正側端子４ａが地絡した場合と同様、地絡発生によりランプ電流検出抵抗３５により検出されるランプ電流が零になるため、ランプ電力を地絡発生前のレベルに回復させるようＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力を増大させる制御信号をＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７に出力し続け、その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力が著しく増大してしまう。
　【０００７】
　なお、図示を省略したが、交流点灯方式の放電灯制御装置においても、上述した直流点灯方式の放電灯制御装置と同様、放電灯の端子が地絡するとＤＣ／ＤＣコンバータの出力が増大するという問題がある。
　【０００８】
　本発明は、直流点灯方式、交流点灯方式の車両用放電灯制御装置のいかんを問わず、上記問題点にかんがみ、放電灯の端子が地絡してもＤＣ／ＤＣコンバータの出力を制限することができる車両用放電灯制御装置を提供することを目的とする。
　【０００９】
　【００１０】
　
【課題を解決するための手段】
　
請求項１に
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
　【００１１】
　【００１２】
　【００１３】
　
請求項２に
　【００１４】
　
請求項３に
メタルハライドランプ
メタルハライドランプ
　【００１５】
　
請求項４に
　【００１６】
　【発明の実施の形態】
　以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
　【００１７】
　
［Ａ］参考例
　図１は、
参考例に
　【００１８】
　図１において、１は、負極端子が車体に接地されたバッテリ、２は、ライトスイッチ、３は、放電灯制御装置、４は、車両用前照灯として使用されるメタルハライドランプなどの放電灯をそれぞれ表している。
　【００１９】
　放電灯制御装置３は、バッテリ１の１２Ｖの電圧を３００Ｖ〜５００Ｖに昇圧して直流電力を放電灯４に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ３１と、始動時に高電圧パルスを放電灯４に供給する高電圧発生回路３２と、放電灯４に印加されるランプ電圧を検出するためのランプ電圧検出抵抗３３、３４と、放電灯４に流れるランプ電流を検出するためのランプ電流検出抵抗３５と、ランプ電圧検出抵抗３３、３４により検出されるランプ電圧とランプ電流検出抵抗３５により検出されるランプ電流とに基づいてランプ電力を算出し、このランプ電力に対応する制御信号をＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７に出力するランプ電力演算回路３６と、ランプ電力演算回路３６からの制御信号に従ってＤＣ／ＤＣコンバータ３１のパワーＭＯＳトランジスタ３１２のスイッチング動作を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７とから構成される。
　【００２０】
　ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、１次巻線３１１ａがライトスイッチ２を介してバッテリ１に直列接続されるとともに２次巻線３１１ｂが整流ダイオード３１３を介して放電灯４に直列接続されたフライバックトランス３１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７の出力に応じてスイッチング動作し、フライバックトランス３１１の１次巻線３１１ａに流れる電流を制御するパワーＭＯＳトランジスタ３１２と、フライバックトランス３１１の２次巻線３１１ｂに発生する交流電力を直流に整流及び平滑化する整流ダイオード３１３及び平滑コンデンサ３１４とを備える。
　【００２１】
　さらに、放電灯制御装置３において、ランプ電流検出抵抗３５と放電灯４との接続点ａは接地されている。また、ランプ電流検出抵抗３５の非アース側端子ｂは、過電流を検出するために端子ｂの電位と所定の基準電位Ｖ０とを比較する比較器３８の入力端に接続され、比較器３８の出力端は、比較器３８による過電流検出時にＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７の動作を停止させるとともに警報回路（図示せず。）などを動作させる出力回路３９が接続されている。
　【００２２】
　次に、図１図示の放電灯制御装置３の主要な動作を説明する。
　【００２３】
　放電灯４の正側端子４ａが車体に接触することによって地絡が発生すると、上述した従来装置と同様、放電灯４に電流が流れなくなり、放電灯４は消灯する。しかし、ランプ電流検出抵抗３５と放電灯４との接続点ａが接地されているため、ランプ電流検出抵抗３５には、地絡発生後も依然として電流が流れるようになる。このため、ランプ電力演算回路３６により算出されるランプ電力は、地絡発生時、零になることはなく、従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力を制限することができる。さらに、地絡発生時、ランプ電流検出抵抗３５に流れる電流は過電流となるため、比較器３８により過電流を検出でき、出力回路３９を介してＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７の動作を停止させるとともに警報回路などにより車両の乗員に地絡発生を確実に知らしめることができる。
　【００２４】
　一方、放電灯４の負側端子４ｂが車体に接触することによって地絡が発生した場合には、ランプ電流検出抵抗３５と放電灯４との接続点ａが接地されているため、地絡が発生しても放電灯制御装置３は地絡発生前の動作と同一の動作をする。このため、地絡発生時、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力を制限することができる。
　【００２５】
　
［Ｂ］第１実施例
　図２は、
第１実施例に
　【００２６】
　図２において、放電灯制御装置３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の直流出力を交流出力に変換して放電灯４に供給するインバータ４０を備える。インバータ４０は、Ｈブリッジ回路を構成するパワーＭＯＳトランジスタ４１、４２、４３、４４を備えるとともに、パワーＭＯＳトランジスタ４１と４４とを、また、パワーＭＯＳトランジスタ４２と４３とをそれぞれペアで交互にオン、オフさせるドライバ回路４５、４６を備える。
　【００２７】
　また、高電圧発生回路３２の２次巻線３２ａと放電灯４とからなる直列回路には、この直列回路と共に閉回路を形成するようコンデンサ４７が接続されている。コンデンサ４７は、始動時に２次巻線３２ａに発生する高電圧パルスがパワーＭＯＳトランジスタ４１〜４４に印加されないよう動作し、パワーＭＯＳトランジスタ４１〜４４を高電圧パルスから保護する。
　【００２８】
　また、ランプ電流検出抵抗３５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力端とインバータ４０の入力端との間に接続され、ランプ電流検出抵抗３５とインバータ４０の入力端との接続点ａは接地されている。また、ランプ電流検出抵抗３５の非アース側端子ｂは、２次巻線３１１ｂを介して整流ダイオード３１３のカソードに接続されている。よって、非アース側端子ｂの電位は正電位に維持され、放電灯４を負電圧駆動することができる。このため、メタルハライドランプを負電圧駆動することによりランプ内部に封入されたナトリウムの外部への漏出すなわちナトリウム損失を防止できることが周知事実とされているが、本実施例によると、上記のように放電灯４を負電圧駆動できることから、メタルハライドランプ４のナトリウム損失を防止することができる。その他の構成については、図１の直流点灯方式による放電灯制御装置３と同様である。
　【００２９】
　また、放電灯４の端子４ａ又は４ｂが車体に接触することによって地絡が発生すると、ランプ電流検出抵抗３５とインバータ４０の入力端との接続点ａが接地されているため、接続点ａと地絡発生端子４ａ又は４ｂとは同電位となり、このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の一方の出力端からランプ電流検出抵抗３５、接続点ａ、地絡発生端子４ａ又は４ｂ、放電灯４、インバータ４０の出力端、インバータ４０の入力端を経てＤＣ／ＤＣコンバータ３１の他方の出力端に至る閉回路（ただし、放電灯４を経由しない場合もある。）が形成され、ランプ電流検出抵抗３５には、地絡発生後も依然として電流が流れるようになる。このため、ランプ電力演算回路３６により算出されるランプ電力は、地絡発生時、零になることはなく、従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力を制限することができる。さらに、地絡発生時、ランプ電流検出抵抗３５に流れる電流は過電流となるため、比較器３８により過電流を検出でき、出力回路３９を介してＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７の動作を停止させるとともに警報回路などにより地絡発生を知らしめることができる。また、ランプ電流検出抵抗３５は、正の電圧を検出しているため、ランプ電力演算回路３６及び比較器３８における信号処理が容易になる。
　【００３０】
　なお、
上記第１実施例では、
第１実施例と
　【００３１】
　［Ｃ］
第２実施例
　図３は、
第２実施例に
　【００３２】
　図３において、５０は、過電流検出回路を含む電力制御回路全体を示し、５０ａ、５０ｂは点灯スイッチ２を介して車載バッテリ１に接続される電源入力端子、５０ｃはＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７に接続される電力制御出力端子、５０ｄはコンデンサ３１４に接続されるランプ電圧検出端子、５０ｅは電流検出抵抗３５の非アース側端子ｂに接続されるランプ電流検出端子をそれぞれ表している。
　【００３３】
　電力制御回路５０は、図４に示すように、定電圧回路５１とランプ電力演算回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路）５２と過電流検出回路５３とから構成される。
　【００３４】
　▲１▼定電圧回路
　定電圧回路５１はトランジスタ５１１と定電圧ダイオード５１２と抵抗５１３とからなり、車載バッテリ１の電圧を定電圧Ｖｃに変換する。
　【００３５】
　▲２▼ランプ電力演算回路
　ランプ電力演算回路５２は、回路素子としては演算増幅回路素子５１４〜５１６とトランジスタ５１７とダイオード５１８〜５２０とコンデンサ５２１、５２２と抵抗５２３〜５３２と電力調整用抵抗５３３とから構成され、機能面からは誤差増幅回路とランプ電圧検出手段とランプ電流検出手段とランプ電流制限手段とを構成している
　（ｉ）誤差増幅回路
　ランプ電力演算回路５２において、演算増幅回路素子５１４とコンデンサ５２１と抵抗５２３〜５２５は誤差増幅回路を構成している。誤差増幅回路において、演算増幅回路素子５１４の非反転入力端子の電位Ｖ１は、定電圧Ｖｃを抵抗５２４と抵抗５２５とで分割した基準電位である。演算増幅回路素子５１４は基準電位Ｖ１と反転入力端子側の加算点Ｘの電位Ｖｘとの電位差に応じた電圧を出力する。ダイオード５１８を介して演算増幅回路素子５１４に接続されているＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７は、この演算増幅回路素子５１４の出力電圧に応じたオンオフ・デューティ比でパワーＭＯＳトランジスタ３１２をスイッチング動作させる。フライバックトランス３１１の１次巻線３１１ａには、このパワーＭＯＳトランジスタ３１２のスイッチング動作に基づく１次電流が流れ、この１次電流に応じた電力が２次巻線３１１ｂに発生し、この電力が放電灯４に供給される。そして、結果的に、演算増幅回路素子５１４は、加算点Ｘの電位Ｖｘを基準電位Ｖ１に保つように動作する。
　【００３６】
　（ｉｉ）ランプ電圧検出手段
　演算増幅回路素子５１５と抵抗５３１、５３２とトランジスタ５１７と抵抗５２６はランプ電圧検出手段を構成している。ランプ電圧検出手段において、演算増幅回路素子５１５の非反転入力端子の電位Ｖ２は、定電圧Ｖｃからランプ電圧検出端子５０ｄの電位すなわち負の値であるランプ電圧ＶＬを減算した電圧値を抵抗５３１と抵抗５３２とで分割した値であり、また、演算増幅回路素子５１５の反転入力端子の電位Ｖ３は非反転入力端子の電位Ｖ２と等しい。このため、ランプ電圧ＶＬが負の方向に増大すると電位Ｖ２が低下し、この電位Ｖ２の低下により電位Ｖ３も低下し、抵抗５２６を経て加算点Ｘへ流入する電流ｉ１が増大する。一方、ランプ電圧ＶＬが負の方向に減少すると電位Ｖ２が上昇し、この電位Ｖ２の上昇により電位Ｖ３も上昇し、抵抗５２６を経て加算点Ｘへ流入する電流ｉ１が減少する。このように、ランプ電圧検出手段は、ランプ電圧ＶＬが負の方向へ増大した時には加算点Ｘへ流入する電流ｉ１を増大させ、一方、ランプ電圧ＶＬが負の方向へ減少した時には加算点Ｘへ流入する電流ｉ１を減少させる。
　【００３７】
　（ｉｉｉ）ランプ電流検出手段
　抵抗５２８はランプ電流検出手段を構成している。ランプ電流検出手段において、ランプ電流ｉＬが増大するとランプ電流検出端子５０ｅの電位Ｖｉが上昇し、この電位Ｖｉの上昇により加算点Ｘから抵抗５２８へ向かって流出する電流ｉ２が減少する。一方、ランプ電流ｉＬが減少するとランプ電流検出端子５０ｅの電位Ｖｉが低下し、この電位Ｖｉの低下により加算点Ｘから抵抗５２８へ向かって流出する電流ｉ２が増大する。このように、ランプ電流検出手段は、ランプ電流ｉＬが増大した時には加算点Ｘから流出する電流ｉ２を増大させ、一方、ランプ電流ｉＬが減少した時には加算点Ｘから流出する電流ｉ２を減少させる。
　【００３８】
　（ｉｖ）ランプ電流制限手段
　演算増幅回路素子５１６とコンデンサ５２２と抵抗５２７、５２９、５３０とダイオード５１９、５２０とはランプ電流制限手段を構成している。ランプ電流制限手段において、演算増幅回路素子５１６の非反転入力端子の電位Ｖ４は、定電圧Ｖｃを抵抗５２９と抵抗５３０とで分割した基準電位であり、また、演算増幅回路素子５１６の反転入力端子側には抵抗５２７を介してランプ電流検出端子５０ｅが接続されている。演算増幅回路素子５１６は、ランプ電流ｉＬが小さい時にはランプ電流検出端子５０ｅの電位Ｖｉが基準電位Ｖ４よりも低いため高レベル電圧を出力し、ダイオード５１９を介して電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐを高レベルに保ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７を高出力状態（パワーＭＯＳトランジスタ３１２を大きなオンオフ・デューティ比でスイッチング動作させ放電灯４に高電力を印加可能な状態）におく。一方、演算増幅回路素子５１６は、ランプ電流ｉＬが大きい時にはランプ電流検出端子５０ｅの電位Ｖｉが基準電位Ｖ４よりも高いため低レベル電圧を出力し、ダイオード５１９を介して電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐを低レベルに保ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７を低出力状態（パワーＭＯＳトランジスタ３１２を小さなオンオフ・デューティ比でスイッチング動作させ放電灯４に低電力を印加させる状態）に保つ。このように、ランプ電流制限手段はランプ電流ｉＬが大きい時には放電灯４に低電力を印加させ、ランプ電流ｉＬを制限するように動作する。
　【００３９】
　ランプ電流制限手段は、上記のようにランプ電流ｉＬを制限する動作をする他に、地絡による過電流を検出する動作も行う。すなわち、地絡により過電流が発生すると、ランプ電流検出端子５０ｅの電位Ｖｉが基準電位Ｖ４よりも大きくなるため演算増幅回路素子５１６は低レベル電圧を出力するようになり、この低レベル電圧によりダイオード５２０を介して後述する過電流検出回路５３の電位Ｖ５を低レベル電位まで低下させ、この電位低下により過電流検出回路５３は後述するように電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐを零電位に保ちＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７の動作を停止させる。
　【００４０】
過電流検出回路
　過電流検出回路５３は、回路素子としてはタイマー回路５３４とトランジスタ５３５〜５３８と抵抗５３９〜５４３とから構成され、機能面からは時間検出手段とＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路動作停止手段と出力保持手段とを構成している。
　【００４１】
　（ｉ）時間検出手段
　タイマー回路５３４は時間検出手段を構成している。タイマー回路５３４は、点灯始動後すなわちライトスイッチ２がオンした後、所定時間例えば４０秒の間高レベル電圧を出力し、この所定時間経過後低レベル電圧を出力する。
　【００４２】
　（ｉｉ）ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路動作停止手段
　トランジスタ５３６〜５３８と抵抗５３９、５４０、５４２、５４３はＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路動作停止手段を構成している。ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路動作停止手段において、点灯始動後、所定時間が経過するまでの間は、タイマー回路５３４は高レベル電圧を出力し続けるため、トランジスタ５３７はオン状態に保たれ、トランジスタ５３７のオンオフとは無関係に電位Ｖ６は低レベル電位に保たれる。このため、トランジスタ５３８はオフ状態に保たれ、電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐは高レベル電位に保持可能とされる。したがって、点灯始動後、所定時間が経過するまでの間は、上述したランプ電流制限手段により電位Ｖ５が低レベル電位に低下してトランジスタ５３６がオフしてもトランジスタ５３７がオン状態に保たれているためトランジスタ５３８はオフ状態に保たれ、電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐは高レベル電位に保持可能とされ、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７は動作状態に保たれる。
　【００４３】
　点灯始動後、所定時間が経過した後は、タイマー回路５３４は今度は低レベル電圧を出力し続けるようになり、トランジスタ５３７はオフ状態に保たれる。このような状態において、地絡が発生し過電流が流れると、上述したようにランプ電流制限手段により電位Ｖ５が低レベル電位に低下し、トランジスタ５３６はオフする。この時、上記のようにトランジスタ５３７は既にオフしているため電位Ｖ６は高レベル電位となり、トランジスタ５３８はオンし、電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐは零電位になり、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７は動作を停止し、放電灯４に対し電力は印加されなくなる。
　【００４４】
　（ｉｉｉ）出力保持手段
　トランジスタ５３５と抵抗５４１は出力保持手段を構成している。出力保持手段において、上述したように点灯始動後、所定時間が経過した後に地絡が発生してトランジスタ５３６がオフし電位Ｖ６が高レベル電位になると、トランジスタ５３５はオンする。このトランジスタ５３５のオンによりトランジスタ５３６のオフ状態は確実に保持されるようになり、この結果ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７の動作停止状態が確実に保持される。なお、この動作停止状態はライトスイッチ２がオフされるまで継続する。
　【００４５】
　次に、電力制御回路５０の主要な動作を図５を参照して説明する。
　【００４６】
　時点ｔ０でライトスイッチ２がオンすると、所定時間が経過する時点ｔ４までの間、タイマー回路５３４は高レベル電圧を出力する。このため、時点ｔ０から時点ｔ４までの間、トランジスタ５３７はオン状態に保たれ、電位Ｖ６は低レベル電位に保たれ、トランジスタ５３８はオフ状態に保たれ、電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐは高レベル電位に保持可能とされ、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７は動作状態に保たれる。
　【００４７】
　また、時点ｔ１で放電灯４が放電を開始した後、時点ｔ２から時点ｔ３までの間、ランプ電流ｉＬが過電流になると、演算増幅回路素子５１６の出力が低レベル電圧となり、電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐは低レベル電位となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７は低出力状態となり、過電流は制限される。しかし、演算増幅回路素子５１６の出力が低レベルになりトランジスタ５３６がオフしても、トランジスタ５３７はタイマー回路５３４によってオン状態に保たれているため、トランジスタ５３８がオンして電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐが零電位になることはなく、したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７が動作停止状態になることはない。
　【００４８】
　時点ｔ４が経過した後に時点ｔ５で地絡が発生すると、演算増幅回路素子５１６の出力は低レベル電圧になり、トランジスタ５３６はオンする。この時点ｔ５では、タイマー回路５３４の出力は低レベル電圧になっており、トランジスタ５３７はオフ状態となっている。したがって、時点ｔ５で電位Ｖ６は高レベル電位となり、トランジスタ５３８はオンし、電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐは零電位となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７は動作を停止する。この時、電位Ｖ６が高レベル電位になるとトランジスタ５３５もオンするため、トランジスタ５３６は確実にオフ状態に保たれるようになり、したがって、トランジスタ５３８のオン状態は確実に保持され、電力制御出力端子５０ｃの電位Ｖｐは零電位に確実に保持され、ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路３７の動作停止状態は確実に保持される。なお、この動作停止状態は、ライトスイッチ２がオフされるまで継続される。
　【００４９】
　以上説明したように、
第２実施例に
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　
参考例に
　【図２】
　
第１実施例に
　【図３】
　
第２実施例に
　【図４】
　図３に示す電力制御回路の回路図
　【図５】
　電力制御回路の動作を説明するための波形図
　【図６】
　従来からの放電灯制御装置の回路図
　【符号の説明】
　１　バッテリ
　３　放電灯制御装置
　４　放電灯
　３１　ＤＣ／ＤＣコンバータ
　３３、３４　ランプ電圧検出抵抗
　３５　ランプ電流検出抵抗
　３６、５２　ランプ電力演算回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路）
　３７　ＤＣ／ＤＣコンバータ駆動回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ制御回路）
　３８　比較器（過電流検出回路）
　３９　出力回路（過電流検出回路）
　４０　インバータ
　５３　過電流検出回路
　５１６　演算増幅回路素子（ランプ電流制限手段）
　５３４　タイマー回路（時間検出手段）