(57)【要約】【課題】コストを増大させることなく、高効率化を実現できるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】直流電源２に直列接続された主トランス３およびスイッチング素子４と、スイッチング素子４を制御する制御回路５Ａと、スイッチング素子４がターンオフした際に充電されてスイッチング素子４がターンオンした際に放電するコンデンサ１０と、コンデンサ１０の放電電流が流れる一次側巻線１４ａおよび放電電流に応じた二次電流を発生させる二次側巻線１４ｂからなる補助トランス１４とを備えたスイッチング電源装置１Ａであって、主トランス３の一次側巻線３ａとスイッチング素子４との間に設けられ、主トランス３の一次側巻線３ａからスイッチング素子４に向かう方向に順方向接続された第１ダイオード１１をさらに備え、放電電流は、第１ダイオード１１とスイッチング素子４との接続部に流れ込んだ後、スイッチング素子４側に流れることを特徴とする。【選択図】図１
2012182932.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を供給する直流電源に一次側巻線が直列接続された主トランスと、前記主トランスの一次側巻線に直列接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、前記スイッチング素子がターンオフした際に前記主トランスの一次側巻線を介して充電されるとともに前記スイッチング素子がターンオンした際に放電するコンデンサと、前記コンデンサの放電電流が流れる一次側巻線および前記放電電流に応じた二次電流を発生させる二次側巻線からなる補助トランスとを備え、前記二次電流が前記主トランスの一次側巻線に流れる電流の一部として利用されるスイッチング電源装置であって、
前記主トランスの一次側巻線と前記スイッチング素子との間に設けられ、前記主トランスの一次側巻線から前記スイッチング素子に向かう方向に順方向接続された第１ダイオードをさらに備え、
前記放電電流は、前記補助トランスの一次側巻線を介して前記第１ダイオードと前記スイッチング素子との接続部に流れ込んだ後、前記スイッチング素子側に流れることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第１ダイオードと前記主トランスの一次側巻線との接続部にアノードが接続され、かつ前記コンデンサにカソードが接続された第２ダイオードをさらに備え、
前記第１ダイオードは、前記主トランスの一次側巻線にアノードが接続され、かつ前記スイッチング素子にカソードが接続されており、
前記補助トランスの一次側巻線は、前記第２ダイオードと前記コンデンサとの接続部に一端が接続され、かつ前記第１ダイオードと前記スイッチング素子との接続部に他端が接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記補助トランスの二次側巻線にアノードが接続され、カソードが前記主トランスの一次側巻線に導通接続された第３ダイオードをさらに備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記直流電源に並列接続された平滑コンデンサをさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング動作に伴って発生する損失を低減するためのスナバ回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置としては、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。図３に示すように、従来のスイッチング電源装置１Ｂは、直流電圧を供給する直流電源２の一端に一次側巻線３ａの一端が接続されたトランス３（なおトランスについては、黒丸印が付された側を一端（巻き始め）、黒丸印が付された側と反対側を他端（巻き終わり）とする。以下同じ。）と、トランス３の一次側巻線３ａの他端に直列接続されたスイッチング素子としてのトランジスタ４と、トランジスタ４のスイッチング動作を制御する制御回路５Ｂと、トランス３の二次側巻線３ｂに並列接続されたダイオード６およびコンデンサ７からなる整流平滑回路と、スナバ回路９Ｂとを備え、制御回路５Ｂの制御下でトランジスタ４がスイッチング動作することにより直流電圧を昇圧または降圧してなる出力電圧Ｖ0が、整流平滑回路の出力端に並列接続された負荷８に供給されるようになっている。
【０００３】
また、スナバ回路９Ｂは、トランス３の一次側巻線３ａとトランジスタ４との接続部にアノードが接続されたダイオード１２と、ダイオード１２のカソードに直列接続された共振用のコンデンサ１０と、ダイオード１２のカソードに一端が接続された一次側巻線１４ａおよび直流電源２の一端にダイオード１３を介して一端が接続された二次側巻線１４ｂからなる補助トランス１４と、補助トランス１４の一次側巻線１４ａの他端に接続された補助トランジスタ１５とを有している。
【０００４】
補助トランジスタ１５は、基本的には、トランジスタ４と同時にオン（またはオフ）状態になるように、制御回路５Ｂから出力される制御信号に基づいてスイッチング動作を行っている。
【０００５】
このスイッチング電源装置１Ｂによれば、トランジスタ４および補助トランジスタ１５がターンオフした際に、トランス３の一次側巻線３ａを流れる電流Ｉ0がダイオード１２を経由してコンデンサ１０に流れ込みコンデンサ１０が充電されるので、トランジスタ４および補助トランジスタ１５のコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度を遅らせることができ、トランジスタ４および補助トランジスタ１５のターンオフ損失を低減することができる。
【０００６】
また、このスイッチング電源装置１Ｂによれば、トランジスタ４および補助トランジスタ１５がターンオンした際に、コンデンサ１０が放電して補助トランス１４の一次側巻線１４ａに放電電流が流れるとともに、放電電流に応じて補助トランス１４の二次側巻線１４ｂに生じた二次電流がダイオード１３を経由してトランス３の一次側巻線３ａに向かって流れるので、コンデンサ１０の放電エネルギーの回生が可能になり、高効率化を実現することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−３１８０７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、図３に示す従来のスイッチング電源装置１Ｂは、コンデンサ１０の放電電流を補助トランス１４の一次側巻線１４ａに流すのに補助トランジスタ１５を必要とするため、装置全体として計２個のトランジスタと、これら２個のトランジスタを制御するための制御回路５Ｂとが必要となり、部品点数の増加によるコスト増大を招いていた。
【０００９】
また、従来のスイッチング電源装置１Ｂは、補助トランジスタ１５のコレクタ電流がトランジスタ４のコレクタ電流よりも小さいので、トランジスタ４よりも容量が小さくスイッチングスピードが速いトランジスタを補助トランジスタ１５として使用することが多い。このため、従来のスイッチング電源装置１Ｂでは、補助トランジスタ１５とトランジスタ４とを同時にオン（またはオフ）状態にさせるために、補助トランジスタ１５と制御回路５Ｂとの間にＣＲ回路等の遅延回路（不図示）を設け、制御回路５Ｂから出力される補助トランジスタ１５の制御信号を遅延させる必要があった。
【００１０】
本発明は上記事情を鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、コストを増大させることなく、比較的容易に高効率化を実現できるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、直流電圧を供給する直流電源に一次側巻線が直列接続された主トランスと、主トランスの一次側巻線に直列接続されたスイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、スイッチング素子がターンオフした際に主トランスの一次側巻線を介して充電されるとともにスイッチング素子がターンオンした際に放電するコンデンサと、コンデンサの放電電流が流れる一次側巻線および放電電流に応じた二次電流を発生させる二次側巻線からなる補助トランスとを備え、二次電流が主トランスの一次側巻線に流れる電流の一部として利用されるスイッチング電源装置であって、主トランスの一次側巻線とスイッチング素子との間に設けられ、主トランスの一次側巻線からスイッチング素子に向かう方向に順方向接続された第１ダイオードをさらに備え、放電電流は、補助トランジスタの一次側巻線を介して第１ダイオードとスイッチング素子との接続部に流れ込んだ後、スイッチング素子側に流れることを特徴とする。
【００１２】
この構成によれば、１個のスイッチング素子（例えば、トランジスタ）で主トランスの一次側巻線を流れる電流の制御と、補助トランスの一次側巻線を流れる放電電流の制御とを行っている。すなわち、スイッチング素子がターンオンすると、コンデンサからの放電電流が補助トランスの一次側巻線を介して第１ダイオードとスイッチング素子との接続部に流れ込んだ後、スイッチング素子側に流れる。補助トランスの一次側巻線にコンデンサからの放電電流が流れると、補助トランスの二次側巻線に電圧が発生し、当該電圧に基づく二次電流が主トランスの一次側巻線に流れる電流の一部として利用される。このため、新たなトランジスタを追加することなく、従来と同様の損失低減効果を得ることができる。また、この構成によれば、制御回路をより簡易な構成にすることができ、ＣＲ回路等の遅延回路も不要になるので、コストを削減することができる。
【００１３】
また、本発明に係るスイッチング電源装置は、第１ダイオードと主トランスの一次側巻線との接続部にアノードが接続され、かつコンデンサにカソードが接続された第２ダイオードをさらに備え、第１ダイオードは、主トランスの一次側巻線にアノードが接続され、かつスイッチング素子にカソードが接続されており、補助トランスの一次側巻線は、第２ダイオードとコンデンサとの接続部に一端が接続され、かつ第１ダイオードとスイッチング素子との接続部に他端が接続された構成とすることができる。
この構成によれば、コンデンサからの放電が終了して補助トランスの一次側巻線に発生していた電圧が反転したとしても、第１ダイオードの存在により、補助トランスの一次側巻線の両端が第２ダイオードで短絡して損失が発生するのを防ぐことができる。
【００１４】
また、補助トランスの二次側巻線に発生した電圧に基づく二次電流を主トランスの一次側巻線に流れる電流の一部として利用するために、補助トランスの二次側巻線にアノードが接続され、カソードが主トランスの一次側巻線に導通接続された第３ダイオードをさらに備えることが好ましい。
【００１５】
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置は、直流電源に並列接続された平滑コンデンサをさらに備えていることが好ましい。
【００１６】
この構成によれば、放電電流に応じて補助トランスの二次側巻線に生じた二次電流が、主トランスの一次側巻線に流れる電流として消費しきれない場合であっても、この二次電流を平滑コンデンサに回生させることができるので、さらなる高効率化を実現することができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、コストを増大させることなく、比較的容易に高効率化を実現できるスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】本発明に係るスイッチング電源装置の各部の電圧および電流波形図である。
【図３】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、添付図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明する。なお、図１に示す構成要素のうち、図３の説明で使用した構成要素と同一の構成要素については同一の参照符号を用いるものとする。
【００２０】
図１に、本実施形態に係るフォワード方式のスイッチング電源装置１Ａを示す。同図に示すように、スイッチング電源装置１Ａは、直流電圧を供給する直流電源２の一端に一次側巻線３ａが直列接続されたトランス３（本発明の「主トランス」に相当）と、トランス３の一次側巻線３ａに直列接続された本発明の「スイッチング素子」に相当するＮＰＮ型トランジスタ(以下、単に「トランジスタ」という。）４と、トランジスタ４のスイッチング動作を制御する制御回路５Ａと、トランス３の二次側巻線３ｂに並列接続されたダイオード６およびコンデンサ７からなる整流平滑回路と、直流電源２とトランス３の一次側巻線３ａとの間に設けられたスナバ回路９Ａとを備えている。このスイッチング電源装置１Ａは、制御回路５Ａの制御下でトランジスタ４がスイッチング動作することにより直流電圧を昇圧または降圧してなる出力電圧Ｖ0を、整流平滑回路の出力端に並列接続された負荷８に供給している。
【００２１】
スナバ回路９Ａは、共振用のコンデンサ１０と、第１ダイオード１１と、第２ダイオード１２と、第３ダイオード１３と、一次側巻線１４ａおよび二次側巻線１４ｂからなる補助トランス１４とを有している。
【００２２】
コンデンサ１０は、トランジスタ４がターンオフした際に充電されるとともにトランジスタ４がターンオンした際に放電するものであり、第２ダイオード１２を介してトランス３の一次側巻線３ａの他端（図１中の黒丸印を一端としたとき）に一端が接続され、かつトランジスタ４のエミッタに他端が接続されている。
【００２３】
第１ダイオード１１は、トランス３の一次側巻線３ａの他端にアノードが接続され、かつトランジスタ４のコレクタにカソードが接続されている。第２ダイオード１２は、トランス３の一次側巻線３ａの他端（第１ダイオード１１とトランス３の一次側巻線３ａとの接続部）にアノードが接続され、かつコンデンサ１０の一端にカソードが接続されている。また、第３ダイオード１３は、補助トランス１４の二次側巻線１４ｂの一端にアノードが接続され、かつトランス３の一次側巻線３ａの一端にカソードが接続されている。なお、第１ダイオード１１には、トランジスタ４のコレクタ電流とほぼ同じ大きさの電流が流れ、コンデンサ１０の充電電圧とほぼ同じ大きさの電圧が印加されるので、これらの電流や電圧に耐えられる高速ダイオードが用いられている。
【００２４】
補助トランス１４の一次側巻線１４ａは、第２ダイオード１２のカソードとコンデンサ１０との接続部に一端が接続され、かつ第１ダイオード１１のカソードとトランジスタ４のコレクタとの接続部に他端が接続されている。
【００２５】
続いて、図２（Ａ）〜（Ｆ）を参照して、制御回路５Ａの制御下でトランジスタ４がスイッチング動作した場合の各部の動作について説明する。
【００２６】
時刻ｔ0では、制御回路５Ａから高レベルの制御信号が出力されており、トランジスタ４は、ベース・エミッタ間電圧ＶBEが高レベル［Ｈ］に維持されてオン状態になっている（図２（Ａ）参照）。また、トランジスタ４のコレクタ・エミッタ間には、トランス３の一次側巻線３ａを流れる電流Ｉ0が第１ダイオード１１を経由して流れており、トランジスタ４のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEは実質的にゼロになっている（図２（Ｂ）、（Ｃ）参照）。
【００２７】
時刻ｔ1において、制御回路５Ａから出力されている制御信号が高レベルから低レベルに切り替わり、トランジスタ４のベース・エミッタ間電圧ＶBEが高レベル［Ｈ］から低レベル［Ｌ］に切り替わると、すなわち、トランジスタ４がターンオフすると、トランジスタ４のコレクタ電流ＩCEが急速に遮断され（図２（Ｃ）参照）、トランス３の一次側巻線３ａを流れる電流Ｉ0が第２ダイオード１２を経由してコンデンサ１０に流れ込む（図２（Ｄ）、（Ｆ）参照）。このため、トランジスタ４のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEは、急速に立ち上がるのではなく、コンデンサ１０の充電が進むにつれて緩やかに立ち上がる（図２（Ｂ）参照）。
【００２８】
一方、時刻ｔ2において、制御回路５Ａから出力されている制御信号が低レベルから高レベルに切り替わりトランジスタ４がターンオンすると、コンデンサ１０の放電電流ＩCは、補助トランス１４の一次側巻線１４ａを経由して第１ダイオード１１のカソードとトランジスタ４のコレクタとの接続部に流れ込んだ後、トランジスタ４のコレクタ・エミッタ間を流れる（図２（Ｃ）、（Ｆ）参照）。なお、第１ダイオード１１があるため、コンデンサ１０の放電電流ＩCがトランス３の一次側巻線３ａに向かって流れることはない。
【００２９】
また、補助トランス１４の一次側巻線１４ａに放電電流ＩCが流れると、放電電流ＩCに応じた二次電圧が補助トランス１４の二次側巻線１４ｂに生じ、当該二次電圧に基づく二次電流が第３ダイオード１３に向け流れ込む。この二次電流は、第３ダイオード１３の順方向電流ＩD3となり（図２（Ｅ）参照）、トランス３の一次側巻線３ａに流れる電流Ｉ0の一部として利用される。
【００３０】
以上をまとめると、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａは、１個のトランジスタ４でトランス３の一次側巻線３ａを流れる電流Ｉ0の制御と、補助トランス１４の一次側巻線１４ａを流れる放電電流ＩCの制御とを行っている。このため、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａによれば、図３に示す従来のスイッチング電源装置１Ｂの補助トランジスタ１５を削除して部品点数を減らし、制御回路５Ｂをより簡易な構成にしたにもかかわらず従来と同様の損失低減効果を得ることができる。
【００３１】
さらに、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａによれば、トランス３の一次側巻線３ａとトランジスタ４との間に、トランス３の一次側巻線３ａからトランジスタ４に向かう一方向にのみ電流を流す第１ダイオード１１が設けられているので、コンデンサ１０の放電が終了して補助トランス１４の一次側巻線１４ａに発生していた電圧が反転したとしても、補助トランス１４の一次側巻線１４ａの両端が短絡して一次側巻線１４ａの他端から第２ダイオード１２を経由して一次側巻線１４ａの一端に循環電流が流れてしまうのを防ぐことができ、この循環電流による損失を防ぐことができる。
【００３２】
なお、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａでは、第１ダイオード１１の順方向電流による損失と従来のスイッチング電源装置１Ｂの補助トランジスタ１５を削除したことによるトランジスタ４の微増損失が、従来のスイッチング電源装置１Ｂの補助トランジスタ１５に流れる電流による損失以下になるような第１ダイオード１１を選択することで、従来のスイッチング電源装置１Ｂと同程度以上の高効率化を実現することができる。すなわち、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａでは、第１ダイオード１１の順方向電流による損失（第１ダイオード１１の順方向電流と第１ダイオード１１の順方向電圧（ＶＦ）との積による電力損失）とトランジスタ４の微増損失（従来のスイッチング電源装置１Ｂの補助トランジスタ１５に流れていた電流が、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａのトランジスタ４に流れ増加する分）との和が、補助トランジスタ１５に流れる電流損失（補助トランジスタ１５におけるコレクタ電流とコレクタ・エミッタ間のサチレーション電圧との積による電力損失と、補助トランジスタ１５を駆動するためのベース電流よって消費されるドライブ電力損失との和）に対して同等以下になるように、第１ダイオード１１を選択することが好ましい。
【００３３】
以上、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態の構成に限定されるものではない。
【００３４】
例えば、本発明に係るスイッチング電源装置は、直流電源２に並列接続された平滑コンデンサをさらに備えていてもよい。これにより、放電電流ＩCに応じて補助トランス１４の二次側巻線１４ｂに生じた二次電流が、トランス３の一次側巻線３ａに流れる電流Ｉ0として消費しきれない場合であっても、この二次電流を平滑コンデンサに回生させることができるので、さらなる高効率化を実現することができる。
【００３５】
また、スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタ４に限定されず、オン状態（導通状態）とオフ状態（遮断状態）とに切り替え可能な他のスイッチを使用することができる。
【００３６】
さらに、直流電源２は、直流電圧を出力する電源や電池に限定されず、直流電圧を出力する任意の回路、例えば、単相あるいは三相の交流電源とコンバータ等の整流回路とからなり、交流電圧を変換して直流電圧を出力する回路であってもよい。
【００３７】
また、本発明に係るスイッチング電源装置の回路方式は、フォワード方式だけでなくフライバック方式も採用することができる。
【符号の説明】
【００３８】
１Ａ    スイッチング電源装置
２    直流電源
３    トランス
４    トランジスタ（スイッチング素子）
５Ａ    制御回路
６    ダイオード
７    コンデンサ
８    負荷
９Ａ    スナバ回路
１０    コンデンサ
１１    第１ダイオード
１２    第２ダイオード
１３    第３ダイオード
１４    補助トランス
【図１】
2012182932.tif 000003
【図２】
2012182932.tif 000004
【図３】
2012182932.tif 000005