(57)【要約】【課題】所望の高電圧を安定して出力可能としながら、高電圧検出部を簡易かつ低コストで構成し得る高電圧発生回路を提供する。【解決手段】昇圧トランス１７と、昇圧トランス１７の一次側コイルＱ１に供給する電源電圧Ｖｄｃをスイッチング制御するスイッチング素子１８と、昇圧トランス１７の二次側コイルＱ２から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを検出した検出信号を出力する高電圧検出部２１，２２と、検出信号に基づいてスイッチング素子１８のスイッチング動作を制御して、二次側コイルＱ２の出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧に制御する高電圧制御部１５とを備えた高電圧発生回路において、高電圧検出部２１，２２は、昇圧トランス１７の一次側コイルＱ１の誘導起電圧を検出して高電圧制御部１５に出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
昇圧トランスと、
前記昇圧トランスの一次側コイルに供給する電源電圧をスイッチング制御するスイッチング素子と、
前記昇圧トランスの二次側コイルから出力される出力電圧を検出した検出信号を出力する高電圧検出部と
前記検出信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記二次側コイルの出力電圧を所望の電圧に制御する高電圧制御部と、
を備えた高電圧発生回路において、
前記高電圧検出部は、前記昇圧トランスの一次側コイルの誘導起電圧を検出して前記高電圧制御部に出力することを特徴とする高電圧発生回路。
【請求項２】
請求項１に記載の高電圧発生回路において、
前記高電圧制御部は、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御とＰＦＭ制御の少なくともいずれかで制御することを特徴とする高電圧発生回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の高電圧発生回路において、
前記高電圧検出部は、前記誘導起電圧の波形を波形整形して前記高電圧制御部に出力することを特徴とする高電圧発生回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高電圧発生回路において、
前記高電圧制御部は、前記昇圧トランスの特性ばらつきを補正する補正手段を備えたことを特徴とする高電圧発生回路。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１項に記載の高電圧発生回路において、
前記電源電圧を検出して前記高電圧制御部に出力する電源電圧検出部を備え、前記高電圧制御部は前記昇圧トランスの一時側コイルに供給される電源電圧の変動を補正するように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする高電圧発生回路。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の高電圧発生回路の出力電圧をイオン発生電極に印加したことを特徴とするイオン発生装置。
【請求項７】
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の高電圧発生回路の出力電圧を霧化電極と対向電極間に印加することを特徴とする静電霧化装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、イオン発生装置や静電霧化装置等で必要とする高電圧を生成する高電圧発生回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
イオン発生装置や静電霧化装置に高電圧を供給する高電圧発生回路の従来例を図１２に示す。電源部１から高電圧発生部２に電源電圧が供給され、高電圧発生部２は電源電圧を昇圧した高電圧を生成して例えば静電霧化装置の放電電極３に出力する。
【０００３】
高電圧発生部２は、例えば電源電圧が一次側コイルに供給されるとともに、二次側コイルから昇圧電圧を出力する昇圧トランスと、一次側コイルに供給する電源電圧をスイッチング制御するドライバ回路とで構成される。
【０００４】
高電圧検出部４は、高電圧発生部２から出力される昇圧電圧を検出し、高電圧制御部５に出力する。高電圧制御部５は、入力された検出電圧に基づいて高電圧発生部２から出力される昇圧電圧が所望の一定電圧となるように高電圧制御部５のドライバ回路を制御する。
【０００５】
特許文献１には、高電圧発生回路の出力電圧を検出し、高電圧発生回路の出力電圧が静電霧化に必要な所定の高電圧となるように調整する高電圧調整手段を備えた静電霧化装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−６４０５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記のような高電圧発生回路では、高電圧検出部４で例えば数ｋＶの昇圧電圧を検出するため、高電圧検出部４に充分な耐圧を備える必要がある。従って、高電圧検出部４を高耐圧の部品を使用して構成する必要がある。
【０００８】
また、高電圧検出部４で検出された昇圧電圧は、高電圧検出部４に備えられた降圧回路で例えば数Ｖに降圧して高電圧制御部５に備えられたＡ／Ｄ変換器に出力される。従って、高電圧検出部４には高降圧比の降圧回路と、その降圧誤差を補償する誤差補償回路が必要となる。
【０００９】
この結果、高電圧検出部４の構成が複雑となるとともに、部品コストも上昇するという問題点がある。
この発明の目的は、所望の高電圧を安定して出力可能としながら、高電圧検出部を簡易かつ低コストで構成し得る高電圧発生回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明の高電圧発生回路は、昇圧トランスと、前記昇圧トランスの一次側コイルに供給する電源電圧をスイッチング制御するスイッチング素子と、前記昇圧トランスの二次側コイルから出力される出力電圧を検出した検出信号を出力する高電圧検出部と、前記検出信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記二次側コイルの出力電圧を所望の電圧に制御する高電圧制御部とを備えた高電圧発生回路において、前記高電圧検出部は、前記昇圧トランスの一次側コイルの誘導起電圧を検出して前記高電圧制御部に出力することを特徴とする。
【００１１】
また、上記構成において、前記高電圧制御部は、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御とＰＦＭ制御の少なくともいずれかで制御することが好ましい。
また、上記構成において、前記高電圧検出部は、前記誘導起電圧の波形を波形整形して前記高電圧制御部に出力することが好ましい。
【００１２】
また、上記構成において、前記高電圧制御部は、前記昇圧トランスの特性ばらつきを補正する補正手段を備えたことが好ましい。
また、上記構成において、前記電源電圧を検出して前記高電圧制御部に出力する電源電圧検出部を備え、前記高電圧制御部は前記昇圧トランスの一時側コイルに供給される電源電圧の変動を補正するように前記スイッチング素子を制御することが好ましい。
【００１３】
また、上記構成の高電圧発生回路の出力電圧をイオン発生電極に印加したイオン発生装置とすることが好ましい。
また、上記構成の高電圧発生回路の出力電圧を霧化電極と対向電極間に印加した静電霧化装置とすることが好ましい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、所望の高電圧を安定して出力可能としながら、高電圧検出部を簡易かつ低コストで構成し得る高電圧発生回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】高電圧発生回路を示す回路図である。
【図２】昇圧トランスの特性を示す説明図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は第一のセンサーを示す回路図である。
【図４】（ａ）〜（ｅ）は第二のセンサーを示す回路図である。
【図５】（ａ）〜（ｋ）は第一及び第二のセンサーの出力信号を示す波形図である。
【図６】ＰＷＭ制御を示す波形図である。
【図７】ＰＦＭ制御を示す波形図である。
【図８】昇圧トランスの周波数特性を示す説明図である。
【図９】昇圧トランスのばらつきの分布を示す説明図である。
【図１０】昇圧トランスのばらつき補正処理を示すフローチャートである。
【図１１】静電霧化電極を示す概念図である。
【図１２】従来例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、この発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。図１に示す高電圧発生回路は、電源部１１から高電圧発生部１６に直流電圧が供給される。電源部１１では、交流電源１２から供給される交流電圧が整流回路１３で整流されて直流電源電圧Ｖｄｃが生成されている。
【００１７】
前記電源部１１から出力される直流電源電圧Ｖｄｃは、電源電圧検出部１４に出力される。電源電圧検出部１４は、直流電源電圧Ｖｄｃを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧し、容量Ｃ１でさらに安定化させて高電圧制御部１５に出力する。高電圧制御部１５は、Ａ／Ｄ変換機能を備えた入力インターフェースとマイコン、マイコンの動作を制御するプログラム及びテーブルとで構成される。
【００１８】
そして、電源電圧検出部１４は直流電源電圧Ｖｄｃを高電圧制御部１５に入力可能とする電圧に変換し、高電圧制御部１５は電源電圧検出部１４の出力電圧に基づいて電源部１１の直流電源電圧Ｖｄｃを検出する。
【００１９】
前記電源部１１から出力される直流電源電圧Ｖｄｃは、高電圧発生部１６に供給される。高電圧発生部１６は、昇圧トランス１７と例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチング素子１８を備えている。そして、昇圧トランス１７の一次側コイルＱ１の一端に直流電源電圧Ｖｄｃが供給されている。
【００２０】
前記一次側コイルＱ１の他端は、前記スイッチング素子１８のドレインに接続され、そのトランジスタのソースには前記電源部１１の低電位側電源電圧、すなわちグランドＧＮＤ電位が供給されている。
【００２１】
前記スイッチング素子１８のゲートには、前記高電圧制御部１５から出力される制御電圧Ｖｃが入力される。そして、スイッチング素子１８は制御電圧Ｖｃに基づいてスイッチング動作して、前記一次側コイルＱ１に流れる電流をスイッチング制御する。
【００２２】
一次側コイルＱ１に流れる電流がスイッチング制御されると、一次側コイルＱ１の端子間にパルス電圧が発生し、そのパルス電圧を昇圧した電圧が二次側コイルＱ２の端子間に発生する。
【００２３】
前記昇圧トランス１７の二次側コイルＱ２の端子間には、ダイオードＤと容量Ｃ２とからなる整流回路１９が接続される。そして、前記スイッチング素子１８のスイッチング動作に基づいて二次側コイルＱ２の端子間に発生するパルス電圧が整流回路１９で整流されて直流高電圧として出力される。
【００２４】
前記整流回路１９から出力される直流高電圧は、例えばイオン発生装置のイオン発生電極２０に供給される。イオン発生電極２０では直流高電圧によりコロナ放電が発生して、イオンを発生させる。
【００２５】
前記昇圧トランス１７の一次側コイルＱ１の両端子間電圧（Ｖａ−Ｖｂ）は第一のセンサー２１に入力され、前記スイッチング素子１８のドレイン・ソース間電圧（Ｖｂ−Ｖｃｇ）は第二のセンサー２２に入力されている。なお、スイッチング素子１８のソース電位はほぼグランドＧＮＤレベルである。そして、前記第一及び第二のセンサー２１，２２の出力信号が前記高電圧制御部１５に入力される。
【００２６】
図２は、前記昇圧トランス１７の特性を示す。一次側コイルＱ１の両端子間電圧（Ｖａ−Ｖｂ）を誘導起電圧Ｖｅｍｆとすると、二次側コイルＱ２から出力される出力電力Ｗｏｕｔは誘導起電圧Ｖｅｍｆに正比例して増大する。
【００２７】
また、二次側コイルＱ２の出力電圧Ｖｏｕｔは誘導起電圧Ｖｅｍｆが高くなると上昇し、両誘導起電圧Ｖｅｍｆが低くなると低下する。
一方、制御電圧Ｖｃが高くなると、誘導起電圧Ｖｅｍｆが反比例して低くなる。そして、このような特性に基づいて、目標出力電力Ｗｏｕｔｘを出力するための目標誘導起電圧Ｖｅｍｆｘと、その目標誘導起電圧Ｖｅｍｆｘを生成するための目標制御電圧Ｖｃｘ及び目標出力電力Ｗｏｕｔｘがあらかじめ設定されて高電圧制御部１５内のテーブルにあらかじめ格納されている。
【００２８】
図３は、前記第一のセンサー２１の具体的構成を示す。第一のセンサー２１は図３（ａ）〜（ｃ）に示す回路のいずれかが採用される。
図３（ａ）に示す回路は、前記一次側コイルＱ１の両端子電圧Ｖａ，Ｖｂがオペアンプ２３の一対の入力端子に同一抵抗値の抵抗Ｒｂを介してそれぞれ入力され、オペアンプ２３のマイナス側入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒａが接続されている。また、プラス側入力端子には可変抵抗Ｒｘと抵抗Ｒａで設定されるバイアス電圧が供給されている。
【００２９】
図５は、前記制御電圧Ｖｃに基づく昇圧トランス１７、第一及び第二のセンサー２１，２２の動作を示す。
高電圧制御部１５からスイッチング素子１８に図５（ａ）に示す制御電圧Ｖｃが入力されると、一次側コイルＱ１の両端子間電圧が誘導起電圧Ｖｅｍｆとして第一のセンサー２１に出力される。誘起起電圧Ｖｅｍｆは、図５（ｂ）に示すように、パルス状の制御電圧Ｖｃの入力に基づいて振動を開始する電圧信号であり、その振幅は時間の経過とともに縮小して、端子電圧Ｖｂに収束する。
【００３０】
図５（ｃ）に示すように、誘導起電圧Ｖｅｍｆの発生と同時に、スイッチング素子１８のドレイン・ソース間電圧（Ｖｂ−Ｖｃｇ）も振動する。そして、低電位側のピーク値はほぼグランドＧＮＤレベルに維持され、高電位側のピーク値がグランドＧＮＤレベルに収束する。
【００３１】
前記第一のセンサー２１を図３（ａ）に示す回路とすると、第一のセンサー２１の出力信号Ｖｓ１は、図５（ｆ）に示すように、誘導起電圧Ｖｅｍｆと同一波形となる。
図３（ｂ）に示す回路は、前記第一のセンサー２１の別例を示す。この回路は、図３（ａ）に示す回路のオペアンプ２３のマイナス側入力端子と出力端子との間に容量Ｃａを付加したものである。その他の構成は図３（ａ）に示す回路と同様である。
【００３２】
この回路を第一のセンサー２１に使用すると、その出力信号Ｖｓ２は図５（ｇ）に示すように誘導起電圧Ｖｅｍｆの積分値を出力する。
図３（ｃ）に示す回路は、前記第一のセンサー２１の別例を示す。この回路は、図３（ａ）に示す回路のオペアンプ２３の出力端子にダイオードＤのアノード端子が接続され、そのダイオードＤのカソード端子とオペアンプ２３のマイナス側に端子との間に前記抵抗Ｒａが接続されている。
【００３３】
また、前記ダイオードＤのカソードとグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒｃと容量Ｃｂが並列に接続されている。その他の構成は図３（ａ）に示す回路と同様である。
この回路を第一のセンサー２１に使用すると、その出力信号Ｖｓ３は図５（ｈ）に示すように誘導起電圧Ｖｅｍｆの波高値を結んだ包絡線となる。
【００３４】
図４は、前記第二のセンサー２２の具体的構成を示す。第二のセンサー２２は図４（ａ）〜（ｅ）に示す回路のいずれかが採用される。
図４（ａ）に示す回路は、前記スイッチング素子１８のドレイン電圧Ｖｂが可変抵抗Ｒｘの一方の端子に入力され、他方の端子はグランドＧＮＤに接続される。そして、可変抵抗Ｒｘの抵抗値調節端子から出力信号Ｖｓ４が出力される。
【００３５】
この回路を第二のセンサー２２に使用すると、その出力信号Ｖｓ４は図５（ｄ）に示すように誘導起電圧Ｖｅｍｆの分圧電圧を出力する。
図４（ｂ）に示す回路は、前記第二のセンサー２２の別例を示す。この回路は、図４（ａ）の回路の出力端子とグランドＧＮＤとの間に容量Ｃｃが接続されている。この回路を第二のセンサー２２に使用すると、図５（ｅ）に示すように、出力信号Ｖｓ５は誘導起電圧Ｖｅｍｆを分圧し、さらに波高値を結んだ包絡線となる。
【００３６】
図４（ｃ）に示す回路は、前記第二のセンサー２２の別例を示す。この回路は、図３（ａ）に示す回路のオペアンプ２３のプラス側入力端子を抵抗Ｒａを介してグランドＧＮＤに接続し、マイナス側入力端子に抵抗Ｒｂを介してスイッチング素子１８のドレイン電圧Ｖｂを入力する構成とした。
【００３７】
この回路を第二のセンサー２２に使用すると、図５（ｉ）に示すように、出力信号Ｖｓ６はスイッチング素子１８のドレイン電圧Ｖｂと同一波形となる。
図４（ｄ）に示す回路は、前記第二のセンサー２２の別例を示す。この回路は、図４（ｃ）に示す回路のオペアンプ回路２３のマイナス側入力端子と出力端子との間に容量Ｃａを付加したものである。
【００３８】
この回路を第二のセンサー２２に使用すると、図５（ｊ）に示すように、出力信号Ｖｓ７は、スイッチング素子１８のドレイン電圧Ｖｂの積分値を出力する。
図４（ｅ）に示す回路は、前記第二のセンサー２２の別例を示す。この回路は、図３（ｃ）に示す回路のオペアンプ回路２３のプラス側入力端子を抵抗Ｒａを介してグランドＧＮＤに接続し、マイナス側入力端子に抵抗Ｒｂを介してスイッチング素子１８のドレイン電圧Ｖｂを入力する構成とした。
【００３９】
この回路を第二のセンサー２２に使用すると、図５（ｋ）に示すように、出力信号Ｖｓ８は、スイッチング素子１８のドレイン電圧Ｖｂの波高値を結んだ包絡線となる。
前記高電圧制御部１５は、前記第一及び第二のセンサー２１，２２の出力信号に基づいて、前記整流回路１９から出力される直流高電圧の電圧レベルを認識し、スイッチング素子１８を図６に示すＰＷＭ制御、若しくは図７に示すＰＦＭ制御にて直流高電圧を一定に維持するように動作する。
【００４０】
図６に示すＰＷＭ制御では、例えば電源部１１の直流電源電圧Ｖｄｃが低下して昇圧トランス１７の出力電圧Ｖｏｕｔが低下したとき、高電圧制御部１５はスイッチング素子１８のゲートに制御電圧Ｖｃとして供給するパルス信号のデューティを制御して、スイッチング素子１８がオン状態となる時間幅を増大させる。すると、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。
【００４１】
また、制御電圧Ｖｃによりスイッチング素子１８がオン状態となる時間幅が減少すると、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。
図７に示すＰＦＭ制御では、例えば電源部１１の直流電源電圧Ｖｄｃが低下して出力電圧Ｖｏｕｔが低下したとき、高電圧制御部１５はスイッチング素子１８のゲートに制御電圧Ｖｃとして供給するパルス信号の周波数を制御して、スイッチング素子１８がオン状態となる総時間を増大させる。すると、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。
【００４２】
また、制御電圧Ｖｃによりスイッチング素子１８がオン状態となる総時間が減少すると、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。
次に、上記のような高電圧発生回路の作用を説明する。高電圧制御部１５は、あらかじめ設定されたプログラム及びテーブルに基づいて動作して、昇圧トランス１７の出力電圧Ｖｏｕｔを所望の高電圧に維持するように動作する。
【００４３】
すなわち、高電圧制御部１５は第一及び第二のセンサー２１，２２の出力信号に基づいて、二次側コイルＱ２の出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、その出力電圧に基づいて二次側コイルＱ２の出力電圧Ｖｏｕｔが目標値となるようにスイッチング素子１８に出力する制御電圧Ｖｃを制御する。
【００４４】
制御電圧Ｖｃの制御は、上記のようなＰＷＭ制御、ＰＦＭ制御あるいはこれらを組み合わせて行う。
昇圧トランス１７は、寄生容量等により直列共振特性をもち、図８に示すように周波数に応じて出力電圧Ｐ１が変化する。そして、ＰＷＭ制御によってスイッチング素子１８が導通する時間幅（デューティ）を変化させた場合、デューティが大きい場合には出力電圧Ｐ２となり、デューティが小さい場合には出力電圧Ｐ３となる。
【００４５】
このような特性では、周波数帯ｆｂ，ｆａでは、デューティの変化に応じて出力電圧Ｐ１〜Ｐ３がほぼリニアに変化するので、ＰＷＭ制御が有効である。また、周波数帯ｆｂより低い周波数帯ではＰＦＭ制御が有効である。
【００４６】
高電圧制御部１５は昇圧トランス１７の個体毎のばらつきを補正する機能を備えている。昇圧トランス１７の誘導起電圧Ｖｅｍｆは個体毎にばらつきがあるため、あらかじめ多数の昇圧トランスにおいて一定条件での誘導起電圧Ｖｅｍｆを測定し、図９に示すように誘導起電圧Ｖｅｍｆのばらつきの中心値Ｖｔｙｐを算出し、この中心値Ｖｔｙｐが高電圧制御部１５に格納されている。
【００４７】
また、上記各テーブルは、この誘導起電圧Ｖｅｍｆの中心値Ｖｔｙｐに基づいて設定されている。
この高電圧発生回路の初期起動時の動作を図１０に従って説明する。高電圧制御部１５は、あらかじめ格納されている誘導起電圧Ｖｅｍｆの中心値Ｖｔｙｐをテーブルから読み出すとともに、昇圧トランス１７を中心値Ｖｔｙｐの取得時と同条件で動作させ（ステップ１）、その条件での誘導起電圧Ｖｅｍｆｎを取得する（ステップ２）。
【００４８】
次いで、求められた誘導起電圧Ｖｅｍｆｎと中心値Ｖｔｙｐとの差に基づいて補正係数αを演算する（ステップ３）。そして、テーブルにあらかじめ設定されている目標誘導起電圧Ｖｅｍｆｘと、その目標誘導起電圧Ｖｅｍｆｘを生成するための目標制御電圧Ｖｃｘが補正係数（補正手段）αで補正される（ステップ４）。
【００４９】
上記のように構成された高電圧発生回路では、次に示す効果を得ることができる。
（１）昇圧トランス１７の一次側コイルＱ１に発生する誘導起電圧Ｖｅｍｆを検出し、その誘導起電圧Ｖｅｍｆに基づいて二次側コイルの出力電圧Ｖｏｕｔを所望の高電圧に制御することができる。従って、昇圧トランス１７の出力電圧を検出するためのセンサー２１，２２に高耐圧部品を使用する必要がないとともに、高電圧制御部１５の入力インターフェースに降圧回路を設ける必要がない。この結果、昇圧トランス１７の出力電圧Ｖｏｕｔの電圧精度を向上させることができるとともに、部品コストを低減することができる。
（２）高電圧制御部１５は、昇圧トランス１７の一次側コイルＱ１へ供給する電流をスイッチング素子１８でＰＷＭ制御若しくはＰＦＭ制御、あるいはこれらの組み合わせでスイッチング制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。スイッチング素子１８を例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成することができるので、昇圧トランス１７の駆動回路を安価に構成することができる。
（３）スイッチング素子１８を、スイッチング周波数に応じてＰＷＭ制御及びＰＦＭ制御を選択して制御することにより、昇圧トランス１７の直列共振特性を補償する制御を行うことができる。
（４）第一のセンサー２１及び第二のセンサー２２に、誘導起電圧Ｖｅｍｆの積分値や包絡線検波値を出力する機能を備えれば、これらの積分値や包絡線検波値に基づいて高電圧制御部１５で誘導起電圧Ｖｅｍｆを検出することができる。従って、誘導起電圧Ｖｅｍｆの多周期の変化量に基づいて誘導起電圧Ｖｅｍｆを検出することができるので、高電圧制御部１５の負荷を低減することができる。
（５）昇圧トランス１７の誘導起電圧Ｖｅｍｆのばらつきを補正する補正係数αを算出し、テーブルにあらかじめ格納されているデータを補正係数αで補正することができる。従って、昇圧トランス１７の誘導起電圧Ｖｅｍｆのばらつきを補償して、出力電圧Ｖｏｕｔの精度を向上させることができる。
（６）電源電圧Ｖｄｃの変動を電源電圧検出部１４で検出し、その検出信号を高電圧制御部１５に出力することができる。高電圧制御部１５では、電源電圧Ｖｄｃの変動を補償するようにスイッチング素子１８を制御することができる。
（７）上記のような高電圧発生回路で生成した電圧をイオン発生電極２０に供給することにより、イオンを安定して発生させ得るイオン発生装置を実現することができる。
（８）上記のような高電圧発生回路で生成した電圧を図１１に示す霧化電極３１と対向電極３２に供給することにより、帯電微粒子を安定して発生させ得る静電霧化装置を実現することができる。
【００５０】
上記実施形態は、以下の態様で実施してもよい。
・電源部１１は、直流電圧を供給するバッテリー等の直流電源としてもよい。
【符号の説明】
【００５１】
１１…電源部、１４…電源電圧検出部、１５…高電圧制御部、１７…昇圧トランス、１８…スイッチング素子、２０…イオン発生電極、２１，２２…高電圧検出部（第一のセンサー、第二のセンサー）、Ｑ１…一次側コイル、Ｑ２…二次側コイル、Ｖｅｍｆ…誘導起電圧、３１…霧化電極、３２…対向電極。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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