(57)【要約】【課題】面積の小さい定電流回路を提供する。【解決手段】高い抵抗値の抵抗によらず、強反転領域・非飽和領域で動作するＮＭＯＳトランジスタ２３の高い抵抗値のオン抵抗により、定電流回路の定電流Ｉ１が少なくなる。よって、ＮＭＯＳトランジスタ２３の面積はこのトランジスタのオン抵抗の抵抗値と同じ抵抗値の抵抗の面積よりも小さいので、定電流回路の面積が小さくなる。【選択図】図１
2012073946.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子及び出力端子を有し、弱反転領域で動作する第一及び第二の第一導電型ＭＯＳトランジスタからなる第一カレントミラー回路と、
前記第一カレントミラー回路の出力端子に接続される入力端子及び前記第一カレントミラー回路の入力端子に接続される出力端子を有し、弱反転領域で動作する第一及び第二の第二導電型ＭＯＳトランジスタからなる第二カレントミラー回路と、
一方の端子が第一電源端子に接続された第一電流源と、
ドレインを前記第二の第二導電型ＭＯＳトランジスタのソースに接続され、ソースを第二電源端子に接続され、強反転領域・非飽和領域で動作する第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタと、
ゲートをドレインと前記第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタのゲートと前記第一電流源の他方の端子に接続され、ソースを前記第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタのドレインに接続される、第四の第二導電型ＭＯＳトランジスタと、
を備えることを特徴とする定電流回路。
【請求項２】
前記第四の第二導電型ＭＯＳトランジスタは強反転領域・飽和領域で動作する、
ことを特徴とする請求項１記載の定電流回路。
【請求項３】
前記第四の第二導電型ＭＯＳトランジスタのソースと前記第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタのドレインの間にレベルシフタを備える、
ことを特徴とする請求項１記載の定電流回路。
【請求項４】
前記レベルシフタは、
一方の端子が前記第一電源端子に接続された第二電流源と、
ゲートをドレインと前記第二電流源の他方の端子とに接続され、弱反転領域で動作する第五の第二導電型ＭＯＳトランジスタと、
ゲートを前記第五の第二導電型ＭＯＳトランジスタのゲートに接続され、ドレインを前記第五の第二導電型ＭＯＳトランジスタのソースと前記第四の第二導電型ＭＯＳトランジスタのソースとに接続され、ソースを前記第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、弱反転領域で動作する第六の第二導電型ＭＯＳトランジスタと、
を備えることを特徴とする請求項３記載の定電流回路。
【請求項５】
前記第四の第二導電型ＭＯＳトランジスタは弱反転領域で動作する、
ことを特徴とする請求項３または４記載の定電流回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電流回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の定電流回路について説明する。図４は、従来の定電流回路を示す回路図である。
ＰＭＯＳトランジスタ５１とＰＭＯＳトランジスタ５２は、等しいＫ値及び等しい閾値電圧を有する。また、ＮＭＯＳトランジスタ５３とＮＭＯＳトランジスタ５４は、等しいＫ値及び異なる閾値電圧を有する。ＰＭＯＳトランジスタ５１とＰＭＯＳトランジスタ５２は、カレントミラー回路を構成するので、等しい電流Ｉ０を流す。ここで、ＮＭＯＳトランジスタ５３とＮＭＯＳトランジスタ５４は、ゲート電圧共通のカレントミラー回路を構成し、等しい電流Ｉ０を流し、等しいＫ値を有している。従って、ＮＭＯＳトランジスタ５３とＮＭＯＳトランジスタ５４の閾値電圧の差分電圧が抵抗５５に発生する。この差分電圧及び抵抗５５の抵抗値に基づき、定電流である電流Ｉ０が抵抗５５に流れる。ＮＭＯＳトランジスタ５３の閾値電圧をＶｔｎ５３とし、ＮＭＯＳトランジスタ５４の閾値電圧をＶｔｎ５４とし、抵抗５５の抵抗値をＲとすると、電流Ｉ０について、式（７）が成立する（例えば、特許文献１参照）。
Ｉ０＝（Ｖｔｎ５３−Ｖｔｎ５４）／Ｒ・・・（７）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特公平０３−０１５８５４号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
電子機器やＩＣの低消費電流化により、定電流回路は小さな電流を流すことを要求される。従来の定電流回路は、抵抗５５の抵抗値を高くすることにより、定電流である電流Ｉ０を小さくする。例えば、Ｖｔｎ５３−Ｖｔｎ５４が１００ｍＶのときに、電流Ｉ０を１０ｎＡにする場合、式７より抵抗５５の抵抗値は１０ＭΩになる。従って、従来の定電流回路は、電流Ｉ０を小さくすると、抵抗５５の面積が大きくなってしまう、と言う課題があった。
本発明は、上記課題に鑑みてなされ、面積の小さい定電流回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するため、入力端子及び出力端子を有し、弱反転領域で動作する第一及び第二の第一導電型ＭＯＳトランジスタからなる第一カレントミラー回路と、前記第一カレントミラー回路の出力端子に接続される入力端子及び前記第一カレントミラー回路の入力端子に接続される出力端子を有し、弱反転領域で動作する第一及び第二の第二導電型ＭＯＳトランジスタからなる第二カレントミラー回路と、一方の端子が第一電源端子に接続された第一電流源と、ドレインを前記第二の第二導電型ＭＯＳトランジスタのソースに接続され、ソースを第二電源端子に接続され、強反転領域・非飽和領域で動作する第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタと、ゲートをドレインと前記第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタのゲートと前記第一電流源の他方の端子に接続され、ソースを前記第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタのドレインに接続される、第四の第二導電型ＭＯＳトランジスタと、を備えることを特徴とする定電流回路を提供する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明の定電流回路は、強反転領域・非飽和領域で動作する第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタの高い抵抗値のオン抵抗により、定電流を小さくする。第三の第二導電型ＭＯＳトランジスタの面積は、このトランジスタのオン抵抗と同じ抵抗値の抵抗の面積よりも小さいので、定電流回路の面積を小さくすることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本実施形態の定電流回路を示す回路図である。
【図２】本実施形態の定電流回路の他の例を示す回路図である。
【図３】本実施形態の定電流回路の他の例を示す回路図である。
【図４】従来の定電流回路を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、本実施形態の定電流回路を、図面を参照して説明する。
まず、定電流回路の構成について説明する。図１は、本実施形態の定電流回路を示す回路図である。
【０００９】
本実施形態の定電流回路は、ＰＭＯＳトランジスタ１１及び１２と、ＮＭＯＳトランジスタ２１及び２４と、電流源３１を備える。なお、ＰＭＯＳトランジスタ１１及び１２は、第一カレントミラー回路を構成する。ＮＭＯＳトランジスタ２１及び２２は、第二カレントミラー回路を構成する。
【００１０】
ＰＭＯＳトランジスタ１２のゲートは、ドレイン（第一カレントミラー回路の入力端子）とＰＭＯＳトランジスタ１１のゲートとＮＭＯＳトランジスタ２２のドレイン（第二カレントミラー回路の出力端子）とに接続され、ソースは、電源端子に接続される。ＰＭＯＳトランジスタ１１のソースは、電源端子に接続される。ＮＭＯＳトランジスタ２１のゲートは、ドレイン（第二カレントミラー回路の入力端子）とＮＭＯＳトランジスタ２２のゲートとＰＭＯＳトランジスタ１１のドレイン（第一カレントミラー回路の出力端子）とに接続され、ソースは、接地端子に接続される。ＮＭＯＳトランジスタ２２のソースは、第一ノードＮ１に接続される。
【００１１】
ＮＭＯＳトランジスタ２３は、ソースが接地端子に接続され、ドレインが第一ノードＮ１に接続され、ゲートが第二ノードＮ２に接続される。ＮＭＯＳトランジスタ２４は、ゲートとドレインが第二ノードＮ２に接続され、ソースが第一ノードＮ１に接続される。  電流源３１は、電源端子と第二ノードＮ２の間に接続される。
【００１２】
ここで、ＰＭＯＳトランジスタ１１とＰＭＯＳトランジスタ１２のＫ値は等しい。ＮＭＯＳトランジスタ２２のＫ値Ｋ２２は、ＮＭＯＳトランジスタ２１のＫ値Ｋ２１よりも大きい。各ＰＭＯＳトランジスタは閾値電圧が等しく、そして各ＮＭＯＳトランジスタも閾値電圧が等しい。また、ＰＭＯＳトランジスタ１１及び１２とＮＭＯＳトランジスタ２１及び２２は、弱反転領域で動作する。ＮＭＯＳトランジスタ２３及び２４は強反転領域で動作する。また、ＮＭＯＳトランジスタ２３は非飽和領域（抵抗領域）で動作する。ＮＭＯＳトランジスタ２４は飽和領域で動作する。
【００１３】
次に、本実施形態の定電流回路の動作について説明する。
ＰＭＯＳトランジスタ１１及び１２は、カレントミラー回路として動作する。ＮＭＯＳトランジスタ２１及び２２は、カレントミラー回路として動作する。また、ＮＭＯＳトランジスタ２３は、抵抗とみなされる。ここで、ＮＭＯＳトランジスタ２１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２１は、ＮＭＯＳトランジスタ２２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２２と第一ノードＮ１の電圧Ｖ１との合計電圧になる。
【００１４】
ＮＭＯＳトランジスタ２４には電流源３１の流す定電流Ｉ２が流れているので、ＮＭＯＳトランジスタ２４は、ソース電圧が高くなるとドレイン電圧も高くなり、ソース電圧が低くなるとドレイン電圧も低くなる。即ち、第一ノードＮ１の電圧Ｖ１が低くなると、第二ノードＮ２の電圧Ｖ２も低くなるので、ＮＭＯＳトランジスタ２３のゲート電圧は低くなる。従って、ＮＭＯＳトランジスタ２３のオン抵抗の抵抗値Ｒ１が高くなるので、電圧Ｖ１が高くなる。また、第一ノードＮ１の電圧Ｖ１が高くなると、第二ノードＮ２の電圧Ｖ２も高くなるので、ＮＭＯＳトランジスタ２３のゲート電圧は低くなる。従って、ＮＭＯＳトランジスタ２３のオン抵抗の抵抗値Ｒ１が低くなるので、電圧Ｖ１が低くなる。
【００１５】
本実施形態の定電流回路は、以上のように動作して、第一ノードＮ１の電圧Ｖ１が一定に制御される。この電圧Ｖ１及びオン抵抗により、ＮＭＯＳトランジスタ２３に一定の定電流Ｉ１が流れる。
【００１６】
次に、定電流Ｉ１について説明する。
スロープファクタをｎ、ボルツマン定数をｋ、温度をＴ、電子電荷をｑ、ドレイン電流をＩｄ、プロセス依存のパラメータをＩ０、Ｋ値をＫ、閾値電圧をＶｔ、ゲート幅をＷ、ゲート長をＬとすると、弱反転領域のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓについて、式（１）が成立する。
【００１７】
【数１】
2012073946.tif 000003
式（１）から、電圧Ｖ１について、式（２）が成立する。
【００１８】
【数２】
2012073946.tif 000004
移動度をμとし、単位面積のゲート絶縁膜の容量をＣｏｘとする。すると、強反転領域・飽和領域のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓについて、式（３）が成立する。
【００１９】
【数３】
2012073946.tif 000005
ＮＭＯＳトランジスタ２４のゲート・ソース間電圧をＶｇｓ２４とし、ＮＭＯＳトランジスタ２４のＫ値をＫ２４とし、ＮＭＯＳトランジスタの閾値電圧をＶｔｎとする。すると、式（３）から、電圧Ｖ２について、式（４）が成立する。
【００２０】
【数４】
2012073946.tif 000006
また、ＮＭＯＳトランジスタ２３のＫ値をＫ２３とする。すると、強反転領域・非飽和領域で動作するＮＭＯＳトランジスタ２３のオン抵抗の抵抗値Ｒ１について、式（５）が成立する。
【００２１】
【数５】
2012073946.tif 000007
式（１）〜式（５）から、定電流Ｉ１について、式（６）が成立する。
【００２２】
【数６】
2012073946.tif 000008
実施形態の定電流回路は、以上のことから、強反転領域・非飽和領域で動作するＮＭＯＳトランジスタ２３の高い抵抗値のオン抵抗により、定電流回路の定電流Ｉ１を小さくする。ＮＭＯＳトランジスタ２３の面積は、このトランジスタのオン抵抗と同じ抵抗値の抵抗の面積よりも小さいので、定電流回路の面積を小さくすることが出来る。
【００２３】
また、式（６）より、定電流Ｉ１は電源電圧に依存しない。よって、電源電圧が変動しても、定電流Ｉ１は変動しない。
また、式（６）より、定電流Ｉ１はＭＯＳトランジスタの閾値電圧に依存しない。よって、半導体製造プロセスにおいて閾値電圧がばらついても、定電流Ｉ１はばらつかない。
【００２４】
更に、電流源３１の定電流Ｉ２は、第一ノードＮ１に流れ込んで電圧Ｖ１の発生に寄与するので、有効に活用される。
【００２５】
なお図示しないが、ＰＭＯＳトランジスタ１１及び１２のゲートがＰＭＯＳトランジスタ１１のドレインに接続され、ＮＭＯＳトランジスタ２１及び２２のゲートがＮＭＯＳトランジスタ２２のドレインに接続されても良い。
【００２６】
図２は、本実施形態の定電流回路の他の例を示す回路図である。
図２に示すように、本実施形態の定電流回路は、レベルシフタ４１がＮＭＯＳトランジスタ２４のソースと第一ノードＮ１との間に設けられても良い。
レベルシフタ４１は、電流源３２と弱反転領域でそれぞれ動作するＮＭＯＳトランジスタ２５及び２６を備える。
【００２７】
ＮＭＯＳトランジスタ２５は、ゲートとドレインをＮＭＯＳトランジスタ２６のゲート及び電流源３２に接続され、ソースをＮＭＯＳトランジスタ２６のドレインに接続される。ＮＭＯＳトランジスタ２６は、ソースを第一ノードＮ１に接続される。電流源３２は、電源端子とＮＭＯＳトランジスタ２５のドレインの間に接続される。ＮＭＯＳトランジスタ２４は、ソースをＮＭＯＳトランジスタ２５のソースとＮＭＯＳトランジスタ２６のドレインに接続される。
【００２８】
電流源３２の流す定電流Ｉ２がＮＭＯＳトランジスタ２５及び２６に流れているので、ＮＭＯＳトランジスタ２６は、ソース電圧が高くなるとドレイン電圧も高くなり、ソース電圧が低くなるとドレイン電圧も低くなる。即ち、レベルシフタ４１は、ＮＭＯＳトランジスタ２６のソース電圧（電圧Ｖ１）をドレイン電圧にレベルシフトする。
【００２９】
このようにすると、ＮＭＯＳトランジスタ２４が弱反転領域で動作しても、ＮＭＯＳトランジスタ２６のソース電圧（電圧Ｖ１）がドレイン電圧にレベルシフトされるので、第二ノードＮ２の電圧Ｖ２が十分高くなる。従って、ＮＭＯＳトランジスタ２３は強反転領域で動作することができる。よって、ＮＭＯＳトランジスタ２３以外の全てのＭＯＳトランジスタが弱反転領域で動作でき、ＮＭＯＳトランジスタ２３は強反転領域・非飽和領域で動作するので、定電流回路の消費電流が少なくなる。
【００３０】
また、ここでのレベルシフト分の電圧は、ＮＭＯＳトランジスタ２６のソース・ドレイン間電圧であり、式（２）に示したようなＮＭＯＳトランジスタ２６のゲート・ソース間電圧からＮＭＯＳトランジスタ２５のゲート・ソース間電圧を減算した電圧である。よって、レベルシフト分の電圧はＭＯＳトランジスタの閾値電圧に依存しないので、半導体製造プロセスにおいて閾値電圧がばらついても、レベルシフト分の電圧はばらつかない。
【００３１】
なお、図３に示すように、レベルシフタ４２がさらに設けられても良く、図示しないレベルシフタがさらにまた設けられても良い。
また、図示しないが、電源端子と接地端子とが入れ替わり、ＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタとが入れ替わっても良い。
【符号の説明】
【００３２】
１１〜１２  ＰＭＯＳトランジスタ
２１〜２８  ＮＭＯＳトランジスタ
３１〜３３  電流源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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