(57)【要約】【課題】無負荷・軽負荷状態には定格電圧よりも低い待機電圧へ自動的に出力電圧を切り替えるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】交流電圧を整流平滑し、所定の直流電圧に変換するスイッチング電源装置であって、スイッチング電源装置に備えられるトランスと、トランスには１次巻線と２次巻線とが備えられ、２次巻線にはダイオードとコンデンサからなる２次側整流平滑回路と、２次側整流平滑回路の電圧を、抵抗を介して検出し所定の直流電圧に制御するための信号を送出するエラーアンプを備え、２次巻線には、２次巻線に発生するパルス電圧を整流し積分して電圧を検出する検出回路を備え、検出回路は前記積分した電圧が予め定められた電圧未満になった場合に、エラーアンプの検出抵抗値を変化させて、定格電圧よりも低い待機電圧にすることを特徴とするスイッチング電源装置。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流平滑し、所定の直流電圧に変換するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング電源装置に備えられるトランスと、前記トランスには少なくとも１次巻線と２次巻線とが備えられ、
前記２次巻線にはダイオードとコンデンサからなる２次側整流平滑回路と、
前記２次側整流平滑回路の電圧を、抵抗を介して検出して前記所定の直流電圧に制御するための信号を送出するエラーアンプを備え、
前記２次巻線には、前記２次巻線に発生するパルス電圧を整流し積分して電圧を検出する手段を備えた電圧切替回路を備え、
前記電圧切替回路は前記積分した電圧が予め定められた電圧未満になった場合に、前記エラーアンプの検出抵抗値を変化させて、前記所定の直流電圧よりも低い待機電圧にすることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング電源装置は、オン・オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータから構成され、
前記検出回路はスイッチングオフ時の前記２次巻線に発生するパルス電圧を整流し積分して電圧を検出することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
交流電圧を整流平滑し、所定の直流電圧に変換するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング電源装置に備えられるトランスと、前記トランスには少なくとも１次巻線と２次巻線とが備えられ、
前記２次巻線にはダイオードとコンデンサからなる２次側整流平滑回路と、
前記２次側整流平滑回路の電圧を出力電圧として負荷に供給し、
前記２次側整流平滑回路の電圧を、抵抗を介して検出して前記所定の直流電圧に制御するための信号を送出するエラーアンプを備え、
前記２次巻線には、前記２次巻線に発生するパルス電圧を整流し抵抗とコンデンサにより積分して時定数を検出する機能を備えた第１の電圧切替回路と、
前記第１の電圧切替回路よりも時定数が短く設定された第２の電圧切替回路を備え、
前記第１の電圧切替回路は前記２次巻線に発生するパルス電圧が予め定められた第１の時定数未満になった場合に、前記エラーアンプの検出抵抗値を変化させて、前記所定の直流電圧よりも低い待機電圧に切り換える手段を備え、
前記第２の電圧切替回路は前記２次巻線に発生するパルス電圧が予め定められた第２の時定数未満になった場合に、前記エラーアンプの検出抵抗値を変化させて、前記所定の直流電圧よりも低く、かつ前記待機電圧より高い電圧に切り換える手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング電源装置は、オン・オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータから構成され、
前記第１の電圧切替回路と前記第２の電圧切替回路はスイッチングオフ時の前記２次巻線に発生するパルス電圧を整流し積分して電圧を検出することを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１の電圧切替回路による出力電圧の切り替えは、
２次側整流平滑回路の容量と出力端子に接続される負荷容量との総和と負荷電流とにより低下した出力電圧が第２の電圧切替回路による切替られた電圧に達する時間において、
前記第１の電圧切替回路の時定数よりも長い場合に行われることを特徴とする請求項３乃至請求項４記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に係り、特にＡＣアダプタなどの軽負荷、無負荷状態において所定の出力電圧を必要としない場合には、自動で出力電圧を低下させる切替制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６に示すスイッチング電源装置１ｂは、出力電圧可変形電源回路で構成されており、スイッチングレギュレータに、出力電流を検出する電流検出回路ＣＤを設け、この電流検出回路ＣＤにより出力電流を検出している。もし、電源と負荷との接続に使用されているケーブルが外れて出力電流がゼロとなった場合に、電流検出回路ＣＤから信号が送出され、出力電圧の誤差電圧生成回路ＥＡの検出抵抗の抵抗値を変化させて出力電圧を本来の電圧値よりも低く制御させるものである。
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−９２８３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１では出力に電流検出抵抗を配して出力電流を監視するため、常時、電流検出抵抗の損失が生じる。また、無負荷・軽負荷〜定格電流までを１つの検出抵抗で賄うには、少なくとも軽負荷時の出力電流を正確に検出できるだけの検出電圧が必要であり、電流検出抵抗値を前述の検出値に設定すると、定格電流が流れた時の抵抗損失が出力電流の２乗に比例するので甚大になってしまう問題がある。
すなわち、無負荷・軽負荷時の消費電力を改善できても、定格負荷時の消費電力を増大してしまうおそれがあった。
【０００５】
そこで本発明では従来技術を鑑み、無負荷・軽負荷時の検出を、トランスの2次巻線に生じるパルス電圧信号を基に判断し、出力電流を検出せずに無負荷・軽負荷時の出力電圧を低電圧に切り換えて消費電力を削減することを提案する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
交流電圧を整流平滑し、所定の直流電圧に変換するスイッチング電源装置であって、スイッチング電源装置に備えられるトランスと、トランスには少なくとも１次巻線と２次巻線とが備えられ、２次巻線にはダイオードとコンデンサからなる２次側整流平滑回路と、２次側整流平滑回路の電圧を、抵抗を介して検出して所定の直流電圧に制御するための信号を送出するエラーアンプを備え、２次巻線には、２次巻線に発生するパルス電圧を整流し積分して電圧を検出する手段を備えた電圧切替回路を備え、電圧切替回路は積分した電圧が予め定められた電圧未満になった場合に、エラーアンプの検出抵抗値を変化させて、所定の直流電圧よりも低い待機電圧にすることを特徴とする。
また、前記スイッチング電源装置は、オン・オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータから構成され、電圧切替回路はスイッチングオフ時の前記２次巻線に発生するパルス電圧を整流し積分して電圧を検出することを特徴とする。
また、交流電圧を整流平滑し、所定の直流電圧に変換するスイッチング電源装置であって、スイッチング電源装置に備えられるトランスと、トランスには少なくとも１次巻線と２次巻線とが備えられ、２次巻線にはダイオードとコンデンサからなる２次側整流平滑回路と、２次側整流平滑回路の電圧を出力電圧として負荷に供給し、２次側整流平滑回路の電圧を、抵抗を介して検出して所定の直流電圧に制御するための信号を送出するエラーアンプを備え、２次巻線には、２次巻線に発生するパルス電圧を整流し抵抗とコンデンサにより積分して時定数を検出する機能を備えた第１の電圧切替回路と、第１の電圧切替回路よりも時定数が短く設定された第２の電圧切替回路を備え、第１の電圧切替回路は２次巻線に発生するパルス電圧が予め定められた第１の時定数未満になった場合に、エラーアンプの検出抵抗値を変化させて、所定の直流電圧よりも低い待機電圧に切り換える手段を備え、第２の電圧切替回路は２次巻線に発生するパルス電圧が予め定められた第２の時定数未満になった場合に、エラーアンプの検出抵抗値を変化させて、所定の直流電圧よりも低く、かつ待機電圧より高い電圧に切り換える手段を備えたことを特徴とする。
また、スイッチング電源装置は、オン・オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータから構成され、第１の電圧切替回路と第２の電圧切替回路はスイッチングオフ時の２次巻線に発生するパルス電圧を整流し積分して電圧を検出することを特徴とする。
また、第１の電圧切替回路による出力電圧の切り替えは、２次側整流平滑回路の容量と出力端子に接続される負荷容量との総和と負荷電流とにより低下した出力電圧が第２の電圧切替回路による切替られた電圧に達する時間において、第１の電圧切替回路の時定数よりも長い場合に行われることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、無負荷・軽負荷状態を電流検出抵抗により検出しないので、定格負荷状態における電流検出抵抗の電力損失と部品を無くし、無負荷〜軽負荷における出力電圧の切り替え機能と定格負荷状態での効率向上とを両立し、負荷状態の全域で省エネ効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２】図１に示した実施例１の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図４】図３に示した実施例２の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【図５】図３に示したタイミングチャートの拡大図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
次に、本発明による実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１は、本発明の実施例１であるスイッチング電源装置１の回路構成を示した図である。
図１は、フライバック方式スイッチング電源回路を示し、交流電源を整流器ＤＢ１と平滑コンデンサＣ１により整流平滑した電圧は、トランスＴの1次巻線Ｐを介して接続されたスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作により、前述のオフ期間にトランスＴの2次巻線Ｓに出力される。2次巻線Ｓの電圧はダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ５により整流平滑された出力電圧が負荷に供給され、出力電圧は抵抗Ｒ４，Ｒ５により分圧された出力電圧がエラーアンプＩＣ２に入力され、エラーアンプＩＣ２に内蔵される図示しない基準電圧Ｖｒと分圧された出力電圧とが比較され、その差分が誤差信号としてフォトカプラＰＣ１−１、ＰＣ１−２を介して1次側の制御回路ＩＣ１にフィードバック制御される。1次側の制御回路ＩＣ１は、フォトカプラＰＣ１−２のフィードバック信号に基づき、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ信号のパルス制御を行い、出力電圧が一定になるように制御する。
【００１１】
ここで、制御回路ＩＣ１は、無負荷・軽負荷状態において間欠発振する機能を持った制御回路である。制御回路ＩＣ１は、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に流れるドレイン電流を抵抗Ｒ２で検出し、または、フィードバック信号電圧を所定のしきい電圧と比較し、しきい値未満の場合、または、ドレイン電流の検出電流が所定の値以下の場合には、スイッチング発振周波数を間欠発振に切り換えて制御している。
本発明では、２次巻線Ｓの端子間に無負荷・軽負荷時の出力電圧を切り替える切替回路２を接続している。切替回路２は、ダイオードＤ４、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ６〜１０、ツェナーダイオードＺＤ１、ＮＰＮトランジスタＱ２からなり、トランスＴの２次巻線電圧を整流し積分して電圧信号を得て、無負荷・軽負荷状態では間欠発振することによる前述の電圧信号の低下を検出して、出力電圧を切り替えるものである。
【００１２】
切替回路２は、２次巻線Ｓの端子間にダイオードＤ４と抵抗Ｒ７、及びコンデンサＣ６と抵抗Ｒ８からなる並列回路とが直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に生じる２次巻線Ｓに生じるパルス電圧を整流平滑及び積分する。コンデンサＣ６と抵抗Ｒ８からなる並列回路の両端子にはツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０の直列回路が接続され、抵抗Ｒ１０の両端子にＮＰＮトランジスタＱ２のベース・エミッタが接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ端子は、抵抗Ｒ６を介してエラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子Ｒ及び抵抗Ｒ４、Ｒ５の接続点に接続されている。
【００１３】
図２は実施例１の各部の信号を示すタイミングチャートである。図２に示す負荷電流ＩＬは時刻ｔ０から時刻ｔ２にかけて徐々に負荷電流が減少していき、時刻ｔ２〜ｔ５にかけて軽負荷状態が続く。また、切替回路２のコンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６も負荷電流に比例して電圧が減少する。ここで、負荷電流が軽負荷電流となる時刻ｔ１以降に、スイッチング素子Ｑ１のドレインソース電圧Ｖｄｓは間欠発振状態になり、切替回路２のコンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６にリップルが生じ、時刻ｔ３において電圧Ｖｃ６はツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧とＮＰＮトランジスタＱ２のベースエミッタ電圧とを加算した電圧Ｖｚよりも低下する。従って、時刻ｔ３においてＮＰＮトランジスタＱ２はオフし、エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子とＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ間に接続されている抵抗Ｒ６が解放され、エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子は、上昇する。
すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ２は定格負荷及び軽負荷を検出しない時刻ｔ３までの負荷電流状態時にはオン動作している。ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ端子は、抵抗Ｒ６を介して２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子に接続され、抵抗Ｒ５とＲ６が並列接続されている状態になって出力の定格電圧を検出している。
【００１４】
従って、図２で示す時刻ｔ３において軽負荷電流となると、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフする。ＮＰＮトランジスタＱ２のオフにより、抵抗Ｒ６が解放されて２次側エラーアンプＩＣ２の検出端子電圧は上昇するので、図示しない基準電圧Ｖｒと抵抗Ｒ４とＲ５の分圧電圧とを比較して、差分の電圧に基づいて１次側の制御回路ＩＣ１へフィードバック制御される。即ち、抵抗Ｒ４とＲ５に基づく、時刻ｔ３以前の定格電圧より低い待機電圧へ切り替わる。
【００１５】
ここで、出力電圧の定格電圧と待機電圧は、以下の設定になる。
Ｖｒ：２次側エラーアンプＩＣ２の基準電圧
定格電圧：Ｖｒ×（Ｒ４＋Ｒ５//Ｒ６）／（Ｒ５//Ｒ６）  ・・・式１
待機電圧：Ｖｒ×（Ｒ４＋Ｒ５）／（Ｒ５）・・・式２
出力電圧切替後の低出力電圧から定格電圧に戻るには、負荷電流ＩＬを増やすことで２次巻線Ｓのパルス電圧幅は増加する。時刻ｔ４から負荷電流は増加し、ともに切替回路２のコンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６は上昇し、時刻ｔ５に電圧Ｖｚを超える。このため時刻ｔ５においてＮＰＮトランジスタＱ２がオフからオン状態に切り替わり、時刻ｔ６において式１に示される定格電圧に復帰する。
【００１６】
以上により、負荷電流ＩＬを電流検出抵抗で検出することなく、切替回路２により無負荷・軽負荷を判定し、出力電圧の設定を定格電圧から待機電圧へ切り替える機能を備え、電流検出抵抗による損失を低減し、負荷電流が流れている場合の効率を向上することができる。
【実施例２】
【００１７】
図３に本発明の実施例２であるスイッチング電源装置１ａの回路構成を示した図である。
なお、図１と実質的に同一の部分には同一の参照符号を付してその説明を省略する。
実施例２は、無負荷・軽負荷時の待機電圧に移行する負荷電流値を確実に設定するため、第２の出力電圧切替回路３を追加する。
【００１８】
第２の出力電圧切替回路３は、２次巻線Ｓの端子間にダイオードＤ５と、コンデンサＣ７とが直列接続され、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に生じる２次巻線Ｓに生じるパルス電圧を整流平滑する。さらにコンデンサＣ７には抵抗Ｒ１２、Ｒ１３の直列回路が並列に接続され、抵抗Ｒ１３の両端にはＮＰＮトランジスタＱ３のベース・エミッタ端子が接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタ端子には抵抗Ｒ１１を介して２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子Ｒに接続され、抵抗Ｒ５とＲ６とＲ１１が出力電圧検出端子ＲとＧＮＤ間に並列接続されて、出力の定格電圧を検出している。
【００１９】
図４は実施例２の各部の信号を示すタイミングチャートである。図４に示す負荷電流ＩＬは時刻ｔ１０から時刻ｔ１２にかけて徐々に負荷電流が減少していき、時刻ｔ１２〜ｔ１４にかけて軽負荷状態が続く。また、切替回路２のコンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６も負荷電流に比例して電圧が減少する。ここで、負荷電流が軽負荷電流となる時刻ｔ１１以降に、スイッチング素子Ｑ１のドレインソース電圧Ｖｄｓは間欠発振状態になり、切替回路２のコンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６にリップルが生じ、時刻ｔ１２において電圧Ｖｃ６はツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧とＮＰＮトランジスタＱ２のベース・エミッタ電圧とを加算した電圧Ｖｚよりも低下する。従って、時刻ｔ３においてＮＰＮトランジスタＱ２はオフし、エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子とＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ間に接続されている抵抗Ｒ６が解放され、エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子は、上昇する。
【００２０】
従って、ＮＰＮトランジスタＱ２のオン・オフ動作による出力電圧切替は実施例１と同様であるが、出力電圧切替に至る細部は異なり、以下に説明する。
【００２１】
図５は、図４に示す時刻ｔ１１〜ｔ１３近傍を拡大した実施例２の各部の信号を示すタイミングチャートである。ここで、図５では、図４に示す２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子Ｒの抵抗値に変えて、２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子電圧に置き換えて示す。
【００２２】
２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子電圧は、図示しない２次側エラーアンプＩＣ２の基準電圧Ｖｒ以上の電圧にあって、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフに伴いリップル電圧が重畳されている。
スイッチング素子Ｑ１のオフ直後はコンデンサＣ５〜Ｃ７及び負荷側のコンデンサＣ１０への充電が行われ、２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子電圧は微増する。次に第２の出力電圧切替回路３の時定数時間ｔｄ２の期間は負荷電流とコンデンサＣ５及び負荷側のコンデンサＣ１０の放電期間となり微減する。
第２の出力電圧切替回路２の時定数時間ｔｄ２はコンデンサＣ７及び抵抗Ｒ１２、Ｒ１３による放電時定数を示し、コンデンサＣ５〜Ｃ７及び負荷側のコンデンサＣ１０への充電後からＮＰＮトランジスタＱ３がオン状態からオフに移行するまでの時間を示す。
時定数時間ｔｄ２を経過するとＮＰＮトランジスタＱ３はオフするので、抵抗Ｒ１１はＧＮＤ端子から解放され、２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子〜ＧＮＤ間の抵抗値は抵抗Ｒ５とＲ６の並列抵抗値へと切り替わり、電圧の変化として、図で示すＶ２分上昇する。このため、２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子が電圧Ｖ２上昇することにより、基準電圧Ｖｒに達するまでの時間が延び、結果としてスイッチング素子Ｑ１のスイッチングオンするタイミングは延長される。
ここで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期Ｔｓが、第１の出力電圧切替回路２の時定数時間ｔｄ１を超えると、第１の出力電圧切替回路２のＮＰＮトランジスタＱ２はオフし、２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子〜ＧＮＤ間の抵抗値は、抵抗Ｒ５単体の抵抗値へと切り替わる。この時の２次側エラーアンプＩＣ２の出力電圧検出端子電圧は、電圧の変化として、図で示すＶ１電圧分が上昇する。すなわち、出力電圧の設定は定格電圧から待機電圧へ切り替わることになる。
【００２３】
ここで、実施例２の出力電圧は下記の設定となる。
定格電圧を出力している状態は、第１の出力電圧切替回路２及び第２の出力電圧切替回路３のＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３はオン状態にあるので、式３となる。
定格電圧：Vref×(R4+(R5//R6)//R11)／((R5//R6)//R11)  ・・・式３
次に、軽負荷(無負荷)時にはスイッチング素子Ｑ１のスイッチングが間欠発振状態となって、第２の出力電圧切替回路３が時定数ｔｄ２後にオフ状態になると、次回のスイッチング開始する出力電圧は下記の式になる。
定格電圧（ｔｄ１後）：Vref×(R4+(R5//R6))／(R5//R6)  ・・・式４
【００２４】
従って、実施例２の定格電圧は抵抗Ｒ１１で決められたヒステリシス電圧を持って式３〜式４の電圧が出力されることになる。実施例２の間欠発振周期のスイッチングオフ期間は、式３の電圧から式４の電圧に低下するまでの期間に相当するが、ヒステリシス電圧分下がるパラメータは、２次側エラーアンプＩＣ２の回路電流＋負荷電流ＩＬの合計値と出力平滑コンデンサＣ５及び負荷コンデンサＣ１０との容量の合計値との時定数による。ここで、２次側エラーアンプＩＣ２の回路電流と出力平滑コンデンサＣ５及び負荷コンデンサＣ１０の容量は固定されているので、間欠発振周期のオフ期間は負荷電流に反比例することになる。
【００２５】
ここで、出力電圧が定格電圧から待機電圧に切り替わる条件は下記の式になる。
出力平滑コンデンサＣ５及び負荷コンデンサＣ１０との容量を各々ｃ５、ｃ１０とし、２次側エラーアンプＩＣ２の回路電流をＩＥとする。ＣＶ＝ｉｔの関係式から、
Ｖ２＞（ＩＬ＋ＩＥ）×ｔｄ１／（ｃ５＋ｃ１０）・・・式５
これを整理して、待機電圧へ切り替える負荷電流に表示を置き換えると、
ＩＬ＜｛Ｖ２×（ｃ５＋ｃ１０）／ｔｄ１｝−ＩＥ・・・式６
従って、出力電圧切替を行いたい負荷電流ＩＬを、第１の出力電圧切替回路２の時定数ｔｄ１と第２の出力電圧切替回路３の抵抗Ｒ１１で決められたヒステリシス電圧Ｖ２から設定することが可能になる。
なお、待機電圧から定格電圧への復帰は、実施例１と同様に、コンデンサＣ６の充電電圧がしきい値Ｖｚを超えることにより行われる。
また、第２の出力電圧切替回路３は、無負荷・軽負荷時の出力電圧を、Ｖ２のヒステリシス電圧分の微小な変化を得るため、出力電圧精度を超えない範囲に設定する。
【００２６】
以上、本発明を実施形態で具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されないことは言うまでもなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で変形して実施できる。
【符号の説明】
【００２７】
１，１ａ，１ｂ・・・スイッチング電源装置
２・・・第１の出力電圧切替回路
３・・・第２の出力電圧切替回路
ＤＢ１・・・整流器
Ｃ１〜Ｃ７、Ｃ１０・・・コンデンサ
Ｑ１・・・スイッチング素子
Ｑ２、Ｑ３・・・ＮＰＮトランジスタ
Ｄ１〜Ｄ６・・・ダイオード
ＩＣ１・・・１次側の制御回路
ＩＣ２・・・２次側エラーアンプ
Ｒ１〜１３・・・抵抗
Ｔ・・・トランス
Ｐ・・・トランスＴの１次巻線
Ｓ・・・トランスＴの２次巻線
ＺＤ１・・・ツェナーダイオード
ＰＣ１−１、−２・・・フォトカプラ
【図１】
2012205365.tif 000003
【図２】
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【図３】
2012205365.tif 000005
【図４】
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【図５】
2012205365.tif 000007
【図６】
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