(57)【要約】【課題】広い周波数帯域で給電回路とインピーダンス整合したアンテナ装置、およびこのアンテナ装置を備えた通信端末装置を構成する。【解決手段】アンテナ装置１０６は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路２５とを備えている。アンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路２５が接続されている。インピーダンス変換回路２５はアンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。  インピーダンス変換回路２５は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備え、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はアンテナにそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。【選択図】図１３
2012085305.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナ素子と、このアンテナ素子に接続されたインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置であって、
前記インピーダンス変換回路は、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とが相互インダクタンスＭを介して結合されたトランス型回路を含み、
前記第１インダクタンス素子の第１端は給電回路に接続され、第１インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、
前記相互インダクタンスＭは、前記第２インダクタンス素子のインダクタンスよりも大きいことを特徴とするアンテナ装置。
【請求項２】
前記第１インダクタンス素子は第１コイル素子および第２コイル素子を含み、前記第１コイル素子および前記第２コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されている、請求項１に記載のアンテナ装置。
【請求項３】
前記第２インダクタンス素子は第３コイル素子および第４コイル素子を含み、前記第３コイル素子および前記第４コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されている、請求項１または２に記載のアンテナ装置。
【請求項４】
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、磁界および電界を介して結合されていて、
前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きとが同じである、請求項１〜３のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項５】
前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きは、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との間に磁気障壁が生じる向きである、請求項１〜４のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項６】
前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体内に配置された導体パターンで構成され、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは前記積層体の内部で結合している、請求項１〜５のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項７】
前記第１インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第２インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されている、請求項１〜６のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項８】
前記第２インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第１インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されている、請求項１〜７のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項９】
アンテナ素子と、給電回路と、前記アンテナ素子と前記給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置を備えた通信端末装置であって、
前記インピーダンス変換回路は、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とが相互インダクタンスＭを介して結合されたトランス型回路を含み、
前記第１インダクタンス素子の第１端は前記給電回路に接続され、第１インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、
前記相互インダクタンスＭは、前記第２インダクタンス素子のインダクタンスよりも大きいことを特徴とする通信端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナ装置およびこれを用いた通信端末装置に関し、特に、広い周波数帯域でマッチングの取れたアンテナ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置は、ＧＳＭ(Global System for mobile Communication)（登録商標）、ＤＣＳ(Digital CommunicationSystem)、ＰＣＳ(PersonalCommunication Services)、ＵＭＴＳ(Universal Mobile TelecommunicationsSystem)等の通信システム、さらにはＧＰＳ(GlobalPositioning system)やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等への対応が求められることがある。したがって、こうした通信端末装置におけるアンテナ装置は、８００ＭＨｚ〜２．４ＧＨｚまでの広い周波数帯域をカバーすることが求められる。
【０００３】
広い周波数帯域に対応するアンテナ装置としては、特許文献１や特許文献２に開示されているように、ＬＣ並列共振回路やＬＣ直列共振回路にて構成された広帯域の整合回路を備えたものが一般的である。また、広い周波数帯域に対応するアンテナ装置として、たとえば特許文献３や特許文献４に開示されているようなチューナブルアンテナが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−３３６２５０
【特許文献２】特開２００６−１７３６９７
【特許文献３】特開２０００−１２４７２８
【特許文献４】特開２００８−０３５０６５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、特許文献１，２に示されている整合回路は複数の共振回路を含むものであるため、この整合回路における挿入損失が大きくなりやすく、十分な利得が得られないことがある。
【０００６】
他方、特許文献３，４に示されているチューナブルアンテナは、可変容量素子を制御するための回路、すなわち周波数帯域を切り換えるための切替回路、が必要であるので回路構成が複雑になりやすい。また、切替回路での損失や歪みが大きいので十分な利得が得られないことがある。
【０００７】
本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、広い周波数帯域で給電回路とインピーダンス整合したアンテナ装置、およびこのアンテナ装置を備えた通信端末装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（１）本発明のアンテナ装置は、アンテナ素子と、このアンテナ素子に接続されたインピーダンス変換回路とを含み、
前記インピーダンス変換回路は、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とが相互インダクタンスＭを介して結合されたトランス型回路を含み、
前記第１インダクタンス素子の第１端は給電回路に接続され、第１インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、
前記相互インダクタンスＭは、前記第２インダクタンス素子のインダクタンスよりも大きいことを特徴とする。
【０００９】
（２）(1)において、前記第１インダクタンス素子（Ｌ１）は第１コイル素子（Ｌ１ａ）および第２コイル素子（Ｌ１ｂ）を含み、前記第１コイル素子および前記第２コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されていることが好ましい。
【００１０】
（３）(1)または(2)において、前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）は第３コイル素子（Ｌ２ａ）および第４コイル素子（Ｌ２ｂ）を含み、前記第３コイル素子および前記第４コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されていることが好ましい。
【００１１】
（４）(1)〜(3)のいずれかにおいて、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、磁界および電界を介して結合されていて、
前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きとが同じであることが好ましい。
【００１２】
（５）(1)〜(4)のいずれかにおいて、前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きは、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との間に磁気障壁が生じる向きであることが好ましい。
【００１３】
（６）(1)〜(5)のいずれかにおいて、前記第１のインダクタンス素子および前記第２のインダクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体（多層基板）内に配置された導体パターンで構成され、前記第１のインダクタンス素子と前記第２のインダクタンス素子とは前記積層体の内部で結合していることが好ましい。
【００１４】
（７）(1)〜(6)のいずれかにおいて、前記第１インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第２インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されていることが好ましい。
【００１５】
（８）(1)〜(7)のいずれかにおいて、前記第２インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第１インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されていることが好ましい。
【００１６】
（９）本発明の通信端末装置は、アンテナ素子と、給電回路と、前記アンテナ素子と前記給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置を備え、
前記インピーダンス変換回路は、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とが相互インダクタンスＭを介して結合されたトランス型回路を含み、
前記第１インダクタンス素子の第１端は前記給電回路に接続され、第１インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、
前記相互インダクタンスＭは、前記第２インダクタンス素子のインダクタンスよりも大きいことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のアンテナ装置によれば、インピーダンス変換回路で擬似的な負のインダクタンス成分が生じることで、この負のインダクタンス成分により前記アンテナ素子の実効的なインダクタンス成分が抑制され、すなわちアンテナ素子の見かけ上のインダクタンス成分が小さくなり、その結果、アンテナ装置のインピーダンス周波数特性が小さくなる。したがって広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制でき、広い周波数帯域に亘って給電回路とインピーダンス整合がとれる。
【００１８】
また、本発明の通信端末装置によれば、前記アンテナ装置を備えているため、周波数帯域の異なる各種の通信システムに対応可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１（Ａ）は第１の実施形態のアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。
【図２】図２は、インピーダンス変換回路４５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路４５の作用を示す図である。
【図３】図３（Ａ）は第２の実施形態のアンテナ装置１０２の回路図、図３（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
【図４】図４は、図３（Ｂ）に示した回路に磁界結合と電界結合の様子を示す各種矢印を書き入れた図である。
【図５】図５は、マルチバンドに対応させたアンテナ装置１０２の回路図である。
【図６】図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５の斜視図、図６（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。
【図７】図７はインピーダンス変換回路３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
【図８】図８はインピーダンス変換回路３５の動作原理を示す図である。
【図９】図９は第４の実施形態のアンテナ装置の回路図である。
【図１０】図１０はインピーダンス変換回路３４を構成する積層体４０の分解斜視図である。
【図１１】図１１（Ａ）は第５の実施形態のインピーダンス変換回路１３５の斜視図、図１１（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。
【図１２】図１２はインピーダンス変換回路１３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
【図１３】図１３は第６の実施形態のアンテナ装置１０６の回路図、図１３（Ｂ）はその等価回路図である。
【図１４】図１４（Ａ）は第７の実施形態のアンテナ装置１０７の回路図、図１４（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
【図１５】図１５（Ａ）は図１４（Ｂ）に示した等価回路を基にしてインピーダンス変換回路のトランス比を示す図である。
【図１６】図１６は、マルチバンドに対応させたアンテナ装置１０７の回路図である。
【図１７】図１７は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図１８】図１８は、図１７に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。
【図１９】図１９は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。
【図２０】図２０は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の構成を示す図であり、このインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図２１】図２１は、図２０に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示す図である。
【図２２】図２２は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の４つのコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。
【図２３】図２３は、多層基板に構成された第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図２４】図２４は、図２３に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示す図である。
【図２５】図２５は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の４つのコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。
【図２６】図２６は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図２７】図２７は第１２の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。
【図２８】図２８は第１２の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図２９】図２９は第１３の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。
【図３０】図３０は第１３の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図３１】図３１（Ａ）は第１４の実施形態の第１例である通信端末装置、図３１（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以降に示す第１〜５，１４の実施形態（図１〜１２，３１）が本発明に含まれるアンテナ装置および通信端末装置の実施形態である。
【００２１】
《第１の実施形態》
図１（Ａ）は第１の実施形態のアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。
図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０１は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路４５とを備えている。アンテナ素子１１はモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路４５が接続されている。インピーダンス変換回路４５はアンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための給電回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
【００２２】
インピーダンス変換回路４５は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。より具体的には、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はグランドにそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
【００２３】
そして、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは密結合している。このことにより擬似的に負のインダクタンス成分が生じている。この負のインダクタンス成分で、アンテナ素子１１自身が持つインダクタンス成分が打ち消されることにより、アンテナ素子１１のインダクタンス成分は見かけ上小さい。すなわち、アンテナ素子１１の実効的な誘導性リアクタンス成分が小さくなるため、アンテナ素子１１は高周波信号の周波数に依存しにくくなる。
【００２４】
このインピーダンス変換回路４５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図１（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路に接続される第１ポートＰ１、アンテナ素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点との間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
【００２５】
図１（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図１（Ｂ）の第１インダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスは、Ｌ１−Ｍ、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスはＬ２−Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスは＋Ｍである。ここで、Ｌ２＜Ｍの関係であれば、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは負の値である。すなわち、ここに擬似的な負の合成インダクタンス成分が形成されている。
【００２６】
一方、アンテナ素子１１は図１（Ｂ）に表れているように、等価的にインダクタンス成分ＬANT、放射抵抗成分Ｒｒ、およびキャパシタンス成分ＣANTで構成される。このアンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTは、インピーダンス変換回路４５における前記負の合成インダクタンス成分（Ｌ２−Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｚ２を含めたアンテナ素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロに）なり、その結果、このアンテナ装置１０１のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
【００２７】
このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、この結合度は１以上であればよい。
【００２８】
トランス型回路によるインピーダンス変換比は、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスＬ１に対する第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスＬ２の比（Ｌ１：Ｌ２）である。
【００２９】
図２は、前記インピーダンス変換回路４５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路４５の作用を模式的に示す図である。図２において曲線Ｓ０はアンテナ素子１１の使用周波数帯域に亘って周波数をスイープしたときのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表したものである。アンテナ素子１１単体ではインダクタンス成分ＬANTが比較的大きいので、図２に表れているようにインピーダンスは大きく推移する。
【００３０】
図２において曲線Ｓ１はインピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見たインピーダンスの軌跡である。このように、インピーダンス変換回路の擬似的な負のインダクタンス成分によってアンテナ素子のインダクタンス成分ＬANTが相殺されて、Ａ点からアンテナ素子側を見たインピーダンスの軌跡は大幅に縮小される。
【００３１】
図２において曲線Ｓ２は給電回路３０から見たインピーダンスすなわちアンテナ装置１０１のインピーダンスの軌跡である。このように、トランス型回路によるインピーダンス変換比（Ｌ１：Ｌ２）によって、アンテナ装置１０１のインピーダンスは５０Ω（スミスチャートの中心）に近づく。なお、このインピーダンスの微調整は、トランス型回路に、別途インダクタンス素子やキャパシタンス素子を付加することで行ってもよい。
【００３２】
このようにして、広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制できる。ゆえに、広い周波数帯域に亘って給電回路とインピーダンス整合がとれる。
【００３３】
《第２の実施形態》
図３（Ａ）は第２の実施形態のアンテナ装置１０２の回路図、図３（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
第２の実施形態の基本構成は第１の実施形態と同様であるが、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを極めて高い結合度で結合（密結合）させるための、より具体的な構成を示すものである。
【００３４】
図３（Ａ）に表れているように、第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、第２インダクタンス素子Ｌ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
【００３５】
さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとは同相で結合（減極性結合）するとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとは同相で結合（減極性結合）することが好ましい。
【００３６】
図４は、図３（Ｂ）に示した回路に磁界結合と電界結合の様子を示す各種矢印を書き入れた図である。図４に示すように、給電回路から図中矢印ａ方向に電流が供給されたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
【００３７】
コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ａに結合して、コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ｂに結合して、コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
【００３８】
コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１インダクタンス素子Ｌ１に生じる磁束Ａの閉磁路と、コイル素子Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂによる第２インダクタンス素子Ｌ２に生じる磁束Ｂの閉磁路とは独立しているので、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
【００３９】
また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合により電流が励起される。図４中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
【００４０】
第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。すなわち、損失を抑え、高周波エネルギーを伝搬させることができる。
【００４１】
インピーダンス変換回路３５は、第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
【００４２】
図５は、マルチバンドに対応させたアンテナ装置１０２の回路図である。このアンテナ装置１０２は、ＧＳＭ（登録商標）方式やＣＤＭＡ方式に対応可能なマルチバンド対応型移動体無線通信システム（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）に用いられるアンテナ装置である。アンテナ素子１１は分岐モノポール型アンテナである。
【００４３】
ここで用いられているインピーダンス変換回路３５′は、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂで構成される第１インダクタンス素子Ｌ１と、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂで構成される第２インダクタンス素子Ｌ２との間にキャパシタＣ１を挿入したもので、他の構成は上記のインピーダンス変換回路３５と同様である。
【００４４】
このアンテナ装置１０２は通信端末装置のメインアンテナとして利用される。分岐モノポール型のアンテナ素子１１の第１放射部は主にハイバンド側（１８００〜２４００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として作用し、第１放射部と第２放射部の両者で主にローバンド側（８００〜９００ＭＨｚ帯）のアンテナ素子として作用する。ここで、分岐モノポール型のアンテナ素子１１は、必ずしもそれぞれの対応周波数帯で共振する必要はない。なぜなら、インピーダンス変換回路３５′が、各放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンスにマッチングさせているからである。インピーダンス変換回路３５′は、例えば、８００〜９００ＭＨｚ帯で、第１放射部と第２放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンス（通常は５０Ω）にマッチングさせている。これにより、給電回路３０から供給されたローバンドの高周波信号を第１放射部および第２放射部から放射させ、または、第１放射部および第２放射部で受信したローバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。同様に、給電回路３０から供給されたハイバンドの高周波信号を第１放射部から放射させ、または、第１放射部で受信したハイバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。
【００４５】
なお、インピーダンス変換回路３５′のうちキャパシタＣ１はハイバンドの高周波信号のうち特に高い周波数帯域の信号を通過させる。このことにより、アンテナ装置のさらなる広帯域化が図れる。また、本実施形態の構造によれば、アンテナと給電回路は直流的には分離されているため、ＥＳＤに対して強い。
【００４６】
《第３の実施形態》
図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５の斜視図、図６（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。また、図７はインピーダンス変換回路３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
【００４７】
図７に示すように、積層体４０の最上層の基材層５１ａに導体パターン６１が形成され、２層目の基材層５１ｂに導体パターン６２（６２ａ，６２ｂ）が形成され、３層目の基材層５１ｃに導体パターン６３，６４が形成されている。４層目の基材層５１ｄに二つの導体パターン６５，６６が形成され、５層目の基材層５１ｅに導体パターン６７（６７ａ，６７ｂ）が形成されている。さらに、６層目の基材層５１ｆにグランド導体６８が形成され、７層目の基材層５１ｇの裏面に給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。なお、最上層の基材層５１ａ上には図示しない無地の基材層が積層される。
【００４８】
前記導体パターン６２ａ，６３によって第１コイル素子Ｌ１ａが構成されていて、前記導体パターン６２ｂ，６４によって第２コイル素子Ｌ１ｂが構成されている。また、前記導体パターン６５，６７ａによって第３コイル素子Ｌ２ａが構成されていて、前記導体パターン６６，６７ｂによって第４コイル素子Ｌ２ｂが構成されている。
【００４９】
前記各種導体パターン６１〜６８には、銀や銅などの導電性材料を主成分として形成することができる。基材層５１ａ〜５１ｇには、誘電体であればガラスセラミック材料、エポキシ系樹脂材料などを用いることができ、磁性体であればフェライトセラミック材料やフェライトを含有する樹脂材料などを用いることができる。基材層用の材料としては、特に、ＵＨＦ帯用のインピーダンス変換回路を形成する場合は誘電体材料を用いることが好ましく、ＨＦ帯用のインピーダンス変換回路を形成する場合は磁性体材料を用いることが好ましい。
【００５０】
前記基材層５１ａ〜５１ｇを積層することで、導体パターン６１〜６８および端子４１，４２，４３は層間接続導体（ビア導体）を介して接続され、図４に示す回路を構成する。
図７に示すように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂは、それぞれのコイルパターンの巻回軸が互いに平行になるように隣接配置されている。同様に第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれのコイルパターンの巻回軸が互いに平行になるように隣接配置されている。さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａは、それぞれのコイルパターンの巻回軸がほぼ同一直線になるように（同軸関係に）近接配置されている。同様に、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれのコイルパターンの巻回軸がほぼ同一直線になるように（同軸関係に）近接配置されている。すなわち、基材層の積層方向からみたとき、各コイルパターンを構成する導体パターンは重なるように配置されている。
【００５１】
なお、各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂはそれぞれほぼ２ターンのループ状導体にて構成されているが、ターン数はこれに限らない。また、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第３コイル素子Ｌ２ａのコイルパターンの巻回軸は厳密に同一直線になるように配置されている必要はなく、平面視で第１コイル素子Ｌ１ａおよび第３コイル素子Ｌ２ａのコイル開口が互いに重なるように巻回されていればよい。同様に、第２コイル素子Ｌ１ｂおよび第４コイル素子Ｌ２ｂのコイルパターンは巻回軸が厳密に同一直線になるように配置されている必要はなく、平面視で第２コイル素子Ｌ１ｂおよび第４コイル素子Ｌ２ｂのコイル開口が互いに重なるように巻回されていればよい。
【００５２】
以上のごとく、各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂを誘電体や磁性体の積層体４０に内蔵し、一体化すること、特に、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１インダクタンス素子Ｌ１とコイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる第２インダクタンス素子Ｌ２との結合部となる領域を積層体４０の内部に設けることによって、インピーダンス変換回路３５を構成する素子の素子値、さらには第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との結合度が、積層体４０に隣接して配置される他の電子素子からの影響を受けにくくなる。その結果、周波数特性の一層の安定化を図ることができる。
【００５３】
ところで、前記積層体４０を搭載するプリント配線基板（図示せず）には各種の配線が設けられており、これらの配線とインピーダンス変換回路３５とが干渉するおそれがある。本実施例のように、積層体４０の底部にグランド導体６８を導体パターン６１〜６７によって形成されるコイルパターンの開口を覆うように設けることにより、コイルパターンにて生じる磁界がプリント配線基板上の各種配線からの磁界に影響されにくくなる。換言すれば、各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂのインダクタンス値にばらつきが生じにくくなる。
【００５４】
図８は前記インピーダンス変換回路３５の動作原理を示す図である。図８に示すように、給電端子４１から入力された高周波信号電流が、矢印ａ，ｂに示すように流れると、第１コイル素子Ｌ１ａ（導体パターン６２ａ，６３）に矢印ｃ，ｄで示すように導かれ、さらに、第２コイル素子Ｌ１ｂ（導体パターン６２ｂ，６４）に矢印ｅ，ｆで示すように導かれる。第１コイル素子Ｌ１ａ（導体パターン６２ａ，６３）と第３コイル素子Ｌ２ａ（導体パターン６５，６７ａ）とは互いに並走しているので、相互の誘導結合および電界結合により、第３コイル素子Ｌ２ａ（導体パターン６５，６７ａ）に矢印ｇ，ｈに示す高周波信号電流が誘導される。
【００５５】
同様に、第２コイル素子Ｌ１ｂ（導体パターン６２ｂ，６４）と第４コイル素子Ｌ２ｂ（導体パターン６６，６７ｂ）とは互いに並走しているので、相互の誘導結合および電界結合により、第４コイル素子Ｌ２ｂ（導体パターン６６，６７ｂ）に矢印ｉ，ｊに示す高周波信号電流が誘導される。
【００５６】
その結果、アンテナ端子４３には矢印ｋで示す高周波信号電流が流れ、グランド端子４２には矢印ｌで示す高周波信号電流が流れる。なお、給電端子４１に流れる電流（矢印ａ）が逆向きであれば、他の電流の向きも逆になる。
【００５７】
ここで、第１コイル素子Ｌ１ａの導体パターン６３と第３コイル素子Ｌ２ａの導体パターン６５とが対向しているので、両者間に電界結合が発生し、この電界結合によって流れる電流は、前記誘導電流と同じ方向に流れる。すなわち、磁界結合と電界結合とで結合度を強めている。同様に第２コイル素子Ｌ１ｂの導体パターン６４と第４コイル素子Ｌ２ｂの導体パターン６６とでも磁界結合と電界結合が生じる。
【００５８】
第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂは互いに同相で結合し、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは互いに同相で結合し、それぞれ閉磁路を形成している。そのため、前記二つの磁束Ｃ，Ｄが閉じ込められて、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとの間、並びに第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとの間のエネルギーの損失を小さくすることができる。なお、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂのインダクタンス値、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂのインダクタンス値を実質的に同じ素子値にすると、閉磁路の漏れ磁界が少なくなり、エネルギーの損失をより小さくすることができる。もちろん、各コイル素子の素子値を適宜設計して、インピーダンス変換比をコントロールすることができる。
【００５９】
また、グランド導体６８を介して、キャパシタＣａｇ，Ｃｂｇにより第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂが電界結合するので、この電界結合により流れる電流がＬ２ａ，Ｌ２ｂ間の結合度をより強めている。もし、上側にもグランドがあれば、このキャパシタＣａｇ，Ｃｂｇにより第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂ間に電界結合を発生させることでＬ１ａ，Ｌ１ｂ間の結合度をより強めることができる。
【００６０】
また、第１インダクタンス素子Ｌ１に流れる一次電流によって励起される磁束Ｃと、第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる二次電流によって励起される磁束Ｄは、誘導電流によって互いの磁束をしりぞけ合うように（反発しあうように）生じる。その結果、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂに生じる磁界と第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂに生じる磁界とが、それぞれ狭空間に閉じ込められるので、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第３コイル素子Ｌ２ａ、並びに第２コイル素子Ｌ１ｂおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれより高い結合度で結合する。すなわち、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは高い結合度で結合する。
《第４の実施形態》
図９は第４の実施形態のアンテナ装置の回路図である。ここで用いられているインピーダンス変換回路３４は、第１インダクタンス素子Ｌ１と二つの第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２を備えたものである。第２インダクタンス素子Ｌ２２を構成する第５コイル素子Ｌ２ｃと第６コイル素子Ｌ２ｄとは互いに同相で結合している。第５コイル素子Ｌ２ｃは第１コイル素子Ｌ１ａと逆相で結合していて、第６コイル素子Ｌ２ｄは第２コイル素子Ｌ１ｂと逆相で結合している。第５コイル素子Ｌ２ｃの一端は放射素子１１に接続され、第６コイル素子Ｌ２ｄの一端はグランドに接続されている。
【００６１】
図１０は前記インピーダンス変換回路３４を構成する積層体４０の分解斜視図である。この例は、第３の実施形態で図７に示した積層体４０の上に、さらに第５コイル素子Ｌ２ｃおよび第６コイル素子Ｌ２ｄを構成する導体７１，７２，７３を形成した基材層５１ｉ，５１ｊを積層したものである。すなわち、前述した第１〜第４コイル素子と同様、第５および第６コイル素子をそれぞれ構成し、これらの第５および第６コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄをコイルパターンの導体で構成し、且つ、第５および第６コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄに生じる磁束が閉磁路を形成するように第５および第６コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄを巻回している。
【００６２】
この第４の実施形態のインピーダンス変換回路３４の動作原理は前記第１〜第３の実施形態と基本的には同様である。この第４の実施形態においては、第１インダクタンス素子Ｌ１を二つの第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２で挟み込むように配置することによって、第１インダクタンス素子Ｌ１とグランドとの間に生じる浮遊容量が抑制される。このような放射に寄与しない容量成分が抑制されることによって、アンテナの放射効率を高めることができる。
【００６３】
また、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２とがより密結合し、つまり、漏れ磁界が少なくなり、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２との間の高周波信号のエネルギー伝達ロスが少なくなる。
【００６４】
《第５の実施形態》
図１１（Ａ）は第５の実施形態のインピーダンス変換回路１３５の斜視図、図１１（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。また、図１２はインピーダンス変換回路１３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
【００６５】
この積層体１４０は誘電体または磁性体からなる複数の基材層を積層したもので、その裏面には給電回路３０に接続される給電端子１４１、グランドに接続されるグランド端子１４２、アンテナ素子１１に接続されるアンテナ端子１４３が設けられている。裏面には、それ以外に、実装のために用いられるＮＣ端子１４４も設けられている。なお、積層体１４０の表面に、必要に応じてインピーダンス整合用のインダクタやキャパシタを搭載してもよい。また、積層体１４０内に電極パターンでインダクタやキャパシタを形成してもよい。
【００６６】
前記積層体１４０に内蔵されたインピーダンス変換回路１３５は、図１２に表れているように、１層目の基材層１５１ａに前記各種端子１４１，１４２，１４３，１４４が形成され、２層目の基材層１５１ｂに第１および第３コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ２ａとなる導体パターン１６１，１６３が形成され、３層目の基材層１５１ｃに第２および第４コイル素子Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂとなる導体パターン１６２，１６４が形成されている。
【００６７】
導体パターン１６１〜１６４としては、銀や銅などの導電性材料を主成分とするペーストのスクリーン印刷や、金属箔のエッチングなどで形成することができる。基材層１５１ａ〜１５１ｃとしては、誘電体であればガラスセラミック材料、エポキシ系樹脂材料などを用いることができ、磁性体であればフェライトセラミック材料やフェライトを含有する樹脂材料などを用いることができる。
【００６８】
前記基材層１５１ａ〜１５１ｃを積層することで、それぞれの導体パターン１６１〜１６４および端子１４１，１４２，１４３は層間接続導体（ビアホール導体）を介して接続され、前述した図３（Ａ）に示す等価回路を構成する。すなわち、給電端子１４１はビアホール導体パターン１６５ａを介して導体パターン１６１（第１コイル素子Ｌ１ａ）の一端に接続され、導体パターン１６１の他端はビアホール導体１６５ｂを介して導体パターン１６２（第２コイル素子Ｌ１ｂ）の一端に接続される。導体パターン１６２の他端はビアホール導体１６５ｃを介してグランド端子１４２に接続され、分岐した導体パターン１６４（第４コイル素子Ｌ２ｂ）の他端はビアホール導体１６５ｄを介して導体パターン１６３（第３コイル素子Ｌ２ａ）の一端に接続される。導体パターン１６３の他端はビアホール導体１６５ｅを介してアンテナ端子１４３に接続される。
【００６９】
以上のごとく、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂを誘電体や磁性体からなる積層体１４０に内蔵すること、特に、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との結合部となる領域を積層体１４０の内部に設けることによって、インピーダンス変換回路１３５が積層体１４０に隣接して配置される他の回路や素子からの影響を受けにくくなる。その結果、周波数特性の一層の安定化を図ることができる。
【００７０】
また、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとを積層体１４０の同じ層（基材層１５１ｂ）に設け、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとを積層体１４０の同じ層（基材層１５１ｃ）に設けることにより、積層体１４０（インピーダンス変換回路１３５）の厚みが薄くなる。さらに、互いに結合する第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂを、それぞれ同一工程（例えば、導電性ペーストの塗布）で形成できるため、積層ずれなどに起因する結合度のばらつきが抑制され、信頼性が向上する。
【００７１】
《第６の実施形態》
図１３は第６の実施形態のアンテナ装置１０６の回路図、図１３（Ｂ）はその等価回路図である。
図１３（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０６は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路２５とを備えている。アンテナ素子１１はモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路２５が接続されている。インピーダンス変換回路２５は（厳密に言うと、インピーダンス変換回路２５のうち第１インダクタンス素子Ｌ１は）アンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための給電回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
【００７２】
インピーダンス変換回路２５は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。より具体的には、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はアンテナにそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
【００７３】
そして、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは密結合している。このことにより擬似的に負のインダクタンス成分が生じている。そして、この負のインダクタンス成分によって、アンテナ素子１１自身が持つインダクタンス成分を打ち消すことにより、アンテナ素子１１のインダクタンス成分が見かけ上小さくされている。すなわち、アンテナ素子１１の実効的な誘導性リアクタンス成分が小さくなるため、アンテナ素子１１は高周波信号の周波数に依存しにくくなる。
【００７４】
このインピーダンス変換回路２５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図１３（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路に接続される第１ポートＰ１、アンテナ素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
【００７５】
図１３（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図１３（Ｂ）の第１インダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスは、Ｌ１＋Ｍ、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは−Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスはＬ２＋Ｍである。すなわち、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは、Ｌ１，Ｌ２の値に関わらず負の値である。すなわち、ここに擬似的な負のインダクタンス成分が形成されている。
【００７６】
一方、アンテナ素子１１は図１３（Ｂ）に表れているように、等価的にインダクタンス成分ＬANT、放射抵抗成分Ｒｒ、および、キャパシタンス成分ＣANTで構成される。このアンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTは、インピーダンス変換回路２５における前記負のインダクタンス成分（−Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｚ２を含めたアンテナ素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロにすることが）なり、その結果、このアンテナ装置１０６のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
【００７７】
このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、インダクタンス素子の素子値によもよるが、この結合度は０．５以上、さらには０．７以上あることが好ましい。すなわち、このような構成であれば、第１の実施形態における結合度のような極めて高い結合度が必ずしも要求されるわけではない。
【００７８】
《第７の実施形態》
図１４（Ａ）は第７の実施形態のアンテナ装置１０７の回路図、図１４（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
第７の実施形態の基本構成は第６の実施形態と同様であるが、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを極めて高い結合度で結合（密結合）させるための、より具体的な構成を示すものである。
【００７９】
図１４（Ａ）に表れているように、第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、第２インダクタンス素子Ｌ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
【００８０】
さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとは同相で結合（減極性結合）するとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとは同相で結合（減極性結合）することが好ましい。
【００８１】
図１５（Ａ）は図１４（Ｂ）に示した等価回路を基にしてインピーダンス変換回路のトランス比を示す図である。また、図１５（Ｂ）は、図１４（Ｂ）に示した回路に磁界結合と電界結合の様子を示す各種矢印を書き入れた図である。
【００８２】
図１５（Ｂ）に示すように、給電回路から図中矢印ａ方向に電流が供給されたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示される磁束（閉磁路を通る磁束）が形成される。
【００８３】
コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ａに結合して、コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ｂに結合して、コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
【００８４】
コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１インダクタンス素子Ｌ１に生じる磁束Ａの閉磁路と、コイル素子Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂによる第２インダクタンス素子Ｌ２に生じる磁束Ｂの閉磁路とは独立しているので、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
【００８５】
また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合により電流が励起される。図４中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
【００８６】
第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。
【００８７】
インピーダンス変換回路２５は、第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
【００８８】
このインピーダンス変換回路２５を等価変換すると、図１５（Ａ）の回路のように表わすことができる。すなわち、給電回路とグランドとの間の合成インダクタンス成分は、図中一点鎖線で示すように、Ｌ１＋Ｍ＋Ｌ２＋Ｍ＝Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍとなり、アンテナ素子とグランドとの間の合成インダクタンス成分は、図中二点鎖線で示すように、Ｌ２＋Ｍ−Ｍ＝Ｌ２となる。すなわち、このインピーダンス変換回路におけるトランス比はＬ１＋Ｌ２＋２Ｍ：Ｌ２となり、トランス比の大きなインピーダンス変換回路を構成できる。
【００８９】
図１６は、マルチバンドに対応させたアンテナ装置１０７の回路図である。このアンテナ装置１０７は、ＧＳＭ（登録商標）方式やＣＤＭＡ方式に対応可能なマルチバンド対応型移動体無線通信システム（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）に用いられるアンテナ装置である。アンテナ素子１１は分岐モノポール型アンテナである。
【００９０】
このアンテナ装置１０２は通信端末装置のメインアンテナとして利用される。分岐モノポール型のアンテナ素子１１の第１放射部は主にハイバンド側（１８００〜２４００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として作用し、第１放射部と第２放射部の両者で主にローバンド側（８００〜９００ＭＨｚ帯）のアンテナ素子として作用する。ここで、分岐モノポール型のアンテナ素子１１は、それぞれの対応周波数帯で共振する必要はない。なぜなら、インピーダンス変換回路２５が、各放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンスにマッチングさせているからである。インピーダンス変換回路２５は、例えば、８００〜９００ＭＨｚ帯で、第２放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンス（通常は５０Ω）にマッチングさせている。これにより、給電回路３０から供給されたローバンドの高周波信号を第２放射部から放射させ、または、第２放射部で受信したローバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。同様に、給電回路３０から供給されたハイバンドの高周波信号を第１放射部から放射させ、または、第１放射部で受信したハイバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。
【００９１】
《第８の実施形態》
図１７は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図１７に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
【００９２】
図１７に示した範囲で基材層５１ａの裏面に導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂの裏面に導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃの裏面に導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｄの裏面に導体パターン６３が形成され、基材層５１ｅの裏面に導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｆの裏面に導体パターン６１，６５が形成されている。基材層５１ｇの裏面に導体パターン６６が形成され、基材層５１ｈの裏面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図１７中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア電極は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。
【００９３】
図１７において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの巻回軸は多層基板の積層方向に向いている。そして、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂの巻回軸は異なる関係で並置されている。同様に、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれの巻回軸が異なる関係で並置されている。そして、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａのそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なり、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂのそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なる。この例ではほぼ完全に重なる。このようにして８の字構造の導体パターンで４つコイル素子を構成している。
【００９４】
なお、各層は誘電体シートで構成されていてもよい。但し、比透磁率の高い磁性体シートを用いれば、コイル素子間の結合係数をより高めることができる。
【００９５】
図１８は、図１７に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。磁束ＦＰ１２は導体パターン６１〜６３による第１コイル素子Ｌ１ａおよび導体パターン６３〜６５による第２コイル素子Ｌ１ｂを通る。また、磁束ＦＰ３４は導体パターン７１〜７３による第３コイル素子Ｌ２ａおよび導体パターン７３〜７５による第４コイル素子Ｌ２ｂを通る。
【００９６】
図１９は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。このように、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂは、この第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第１の閉磁路（磁束ＦＰ１２で示すループ）が構成されるように巻回されていて、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第２の閉磁路（磁束ＦＰ３４で示すループ）が構成されるように巻回されている。このように、第１の閉磁路を通る磁束ＦＰ１２と第２の閉磁路を通る磁束ＦＰ３４とが互いに逆方向になるように４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂが巻回されている。図１９中の二点鎖線の直線はこの２つの磁束ＦＰ１２とＦＰ３４とが結合しない磁気障壁を表している。このようにコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａの間、およびＬ１ｂとＬ２ｂの間に磁気障壁が生じる。
【００９７】
《第９の実施形態》
図２０は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の構成を示す図であり、このインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層の導体パターンは図２０に示す向きでは裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
【００９８】
図２０に示した範囲で基材層５１ａの裏面に導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂの裏面に導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃの裏面に導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｄの裏面に導体パターン６３が形成され、基材層５１ｅの裏面に導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｆの裏面に導体パターン６１，６５が形成されている。基材層５１ｇの裏面に導体パターン６６が形成され、基材層５１ｈの裏面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図２０中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア電極は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。
【００９９】
図２０において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。
【０１００】
図２１は、図２０に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示す図である。また、図２２は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の４つのコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。磁束ＦＰ１２で示すように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによる閉磁路が構成され、磁束ＦＰ３４で示すように、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによる閉磁路が構成される。また、磁束ＦＰ１３で示すように、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとによる閉磁路が構成され、磁束ＦＰ２４で示すように、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとによる閉磁路が構成される。さらに、４つのコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる閉磁路ＦＰallも構成される。
【０１０１】
この第９の実施形態の構成によっても、コイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂ、Ｌ２ａとＬ２ｂのインダクタンス値はそれぞれの結合により小さくなるため、第９の実施形態で示したインピーダンス変換回路も第７の実施形態のインピーダンス変換回路２５と同様の効果を奏する。
【０１０２】
《第１０の実施形態》
図２３は、多層基板に構成された第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図２３に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
【０１０３】
図２３に示した範囲で基材層５１ａの裏面に導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂの裏面に導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃの裏面に導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｄの裏面に導体パターン６１，６５が形成され、基材層５１ｅの裏面に導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｆの裏面に導体パターン６３が形成されている。基材層５１ｇの裏面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図２３中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア電極は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。
【０１０４】
図２３において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。
【０１０５】
図２４は第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路の４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。このように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第１の閉磁路（磁束ＦＰ１２で示すループ）が構成される。また、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第２の閉磁路（磁束ＦＰ３４で示すループ）が構成される。第１の閉磁路を通る磁束ＦＰ１２と第２の閉磁路を通る磁束ＦＰ３４の向きは互いに逆方向である。
【０１０６】
ここで、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂを「１次側」、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂを「２次側」と表すと、図２４に示すように、１次側のうちの２次側に近い方に給電回路がつながるので、１次側のうちの２次側近傍の電位を高くすることができ、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとの間での電界結合が高まり、この電界結合による電流が大きくなる。
【０１０７】
この第１０の実施形態の構成によっても、コイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂ、Ｌ２ａとＬ２ｂのインダクタンス値はそれぞれの結合により小さくなるため、この第１０の実施形態で示したインピーダンス変換回路も第７の実施形態のインピーダンス変換回路２５と同様の効果を奏する。
【０１０８】
《第１１の実施形態》
図２５は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路は、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第１の直列回路２６、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
【０１０９】
第１の直列回路２６は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第２の直列回路２７は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８は第５コイル素子Ｌ１ｃと第６コイル素子Ｌ１ｄとが直列に接続された回路である。
【０１１０】
図２５において、囲みＭ１２はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、囲みＭ３４はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、囲みＭ５６はコイル素子Ｌ１ｃとＬ１ｄとの結合をそれぞれ表している。また、囲みＭ１３５はコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａとＬ１ｃとの結合を表している。同様に、囲みＭ２４６はコイル素子Ｌ１ｂとＬ２ｂとＬ１ｄとの結合を表している。
【０１１１】
この第１１の実施形態においては、第２インダクタンス素子を構成するコイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂを、第１のインダクタンス素子を構成するコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄで挟み込むように配置することによって、第２インダクタンス素子とグランドとの間に生じる浮遊容量が抑制される。このような放射に寄与しない容量成分が抑制されることによって、アンテナの放射効率を高めることができる。
【０１１２】
図２６は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図２６に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
【０１１３】
図２６に示した範囲で基材層５１ａの裏面に導体パターン８２が形成され、基材層５１ｂの裏面に導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｃの裏面に導体パターン７２が形成されている。基材層５１ｄの裏面に導体パターン７１，７３が形成され、基材層５１ｅの裏面に導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｆの裏面に導体パターン６２が形成されている。基材層５１ｇの裏面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図２６中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア電極は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。
【０１１４】
図２６において、導体パターン６２の右半分と導体パターン６１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７１と導体パターン７２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第５コイル素子Ｌ１ｃを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第６コイル素子Ｌ１ｄを構成している。
【０１１５】
図２６において破線の楕円形は閉磁路を表している。閉磁路ＣＭ１２はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとに鎖交する。また、閉磁路ＣＭ３４はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとに鎖交する。さらに、閉磁路ＣＭ５６はコイル素子Ｌ１ｃとＬ１ｄとに鎖交する。このように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第１の閉磁路ＣＭ１２が構成され、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第２の閉磁路ＣＭ３４が構成され、第５コイル素子Ｌ１ｃと第６コイル素子Ｌ１ｄとによって第３の閉磁路ＣＭ５６が構成される。図２６において二点鎖線の平面は、前記三つの閉磁路の間にコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａ、Ｌ２ａとＬ１ｃ、Ｌ１ｂとＬ２ｂ、Ｌ２ｂとＬ１ｄが各々逆向きに磁束が発生するように結合しているために等価的に生じる二つの磁気障壁ＭＷである。換言すると、この二つの磁気障壁ＭＷでコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる閉磁路の磁束、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる閉磁路の磁束、およびコイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄによる閉磁路の磁束をそれぞれ閉じ込める。
【０１１６】
このように、第２の閉磁路ＣＭ３４が第１の閉磁路ＣＭ１２および第３の閉磁路ＣＭ５６で層方向に挟み込まれた構造とする。この構造により、第２の閉磁路ＣＭ３４は二つの磁気障壁で挟まれて充分に閉じ込められる（閉じ込められる効果が高まる）。すなわち、結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
【０１１７】
そのため、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間をある程度広くすることができる。ここで、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる直列回路と、コイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄによる直列回路とが並列接続された回路を一次側回路と称し、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる直列回路を二次側回路と称すると、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間を広くすることによって、第１の直列回路２６と第２の直列回路２７との間、第２の直列回路２７と第３の直列回路２８との間のそれぞれに生じるキャパシタンスを小さくできる。すなわち、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分が小さくなる。
【０１１８】
また、第１１の実施形態によれば、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１の直列回路２６と、コイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄによる第３の直列回路２８とが並列接続された構造であるので、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のインダクタンス成分が小さくなる。
【０１１９】
このようにして、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
【０１２０】
《第１２の実施形態》
第１２の実施形態では、第１１の実施形態とは異なる構成で、トランス部の自己共振点の周波数を第８〜第１０の実施形態で示したものより高めるための構成例を示す。
【０１２１】
図２７は第１２の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路は、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第１の直列回路２６、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
【０１２２】
第１の直列回路２６は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第２の直列回路２７は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８は第５コイル素子Ｌ１ｃと第６コイル素子Ｌ１ｄとが直列に接続された回路である。
【０１２３】
図２７において、囲みＭ１２はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、囲みＭ３４はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、囲みＭ５６はコイル素子Ｌ１ｃとＬ１ｄとの結合をそれぞれ表している。また、囲みＭ１３５はコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａとＬ１ｃとの結合を表している。同様に、囲みＭ２４６はコイル素子Ｌ１ｂとＬ２ｂとＬ１ｄとの結合を表している。
【０１２４】
図２８は第１２の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図２８に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
【０１２５】
図２６に示したインピーダンス変換回路と異なるのは、導体パターン８１，８２，８３によるコイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄの極性である。図２８の例では、閉磁路ＣＭ３６はコイル素子Ｌ２ａ，Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄ，Ｌ２ｂに鎖交する。したがって、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂとＬ１ｃ，Ｌ１ｄとの間には等価的な磁気障壁が生じない。その他の構成は第１１の実施形態で示したとおりである。
【０１２６】
第１２の実施形態によれば、図２８に示した閉磁路ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６が生じるとともに閉磁路ＣＭ３６が生じることにより、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる磁束がコイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄによる磁束で吸い込まれる。そのため、第１２の実施形態の構造でも磁束が漏れ難く、その結果、結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
【０１２７】
第１２の実施形態でも、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
【０１２８】
《第１３の実施形態》
第１３の実施形態では、第１１の実施形態および第１２の実施形態とは異なる構成で、トランス部の自己共振点の周波数を第８〜第１０の実施形態で示したものより高めるための別の構成例を示す。
【０１２９】
図２９は第１３の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路は、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第１の直列回路２６、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
【０１３０】
図３０は第１３の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図３０に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
【０１３１】
図２６に示したインピーダンス変換回路と異なるのは、導体パターン６１，６２，６３によるコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂの極性、および導体パターン８１，８２，８３によるコイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄの極性である。図３０の例では、閉磁路ＣＭ１６はすべてのコイル素子Ｌ１ａ〜Ｌ１ｄ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂに鎖交する。したがって、この場合は等価的な磁気障壁は生じない。その他の構成は第１１の実施形態および第１２の実施形態で示したとおりである。
【０１３２】
第１３の実施形態によれば、図３０に示した閉磁路ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６が生じるとともに閉磁路ＣＭ１６が生じることにより、コイル素子Ｌ１ａ〜Ｌ１ｄによる磁束が漏れ難く、その結果、結合係数の大きなトランスとして作用させることができる。
【０１３３】
第１３の実施形態でも、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
【０１３４】
《第１４の実施形態》
第１４の実施形態では通信端末装置の例を示す。
図３１（Ａ）は第１４の実施形態の第１例である通信端末装置、図３１（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。これらは、例えば携帯電話・移動体端末向けの１セグメント部分受信サービス（通称：ワンセグ）の高周波信号の受信用（４７０〜７７０ＭＨｚ）の端末である。
【０１３５】
図３１（Ａ）に示す通信端末装置１は、蓋体部である第１筺体１０と本体部である第２筺体２０とを備え、第１筺体１０は第２筺体２０に対して折りたたみ式あるいはスライド式で連結されている。第１筺体１０にはグランド板としても機能する第１放射素子１１が設けられ、第２筺体２０にはグランド板としても機能する第２放射素子２１が設けられている。第１および第２放射素子１１，２１は金属箔などの薄膜あるいは導電性ペーストなどの厚膜からなる導電体膜で形成されている。この第１および第２放射素子１１，２１は給電回路３０から差動給電することでダイポールアンテナとほぼ同等の性能を得ている。給電回路３０はＲＦ回路やベースバンド回路のような信号処理回路を有している。
【０１３６】
なお、インピーダンス変換回路３５のインダクタンス値は、二つの放射素子１１，２１を結ぶ接続線３３のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。周波数特性に関する接続線３３のインダクタンス値の影響を小さくすることができるからである。
図３１（Ｂ）に示す通信端末装置２は、第１放射素子１１をアンテナ単体として設けたものである。第１放射素子１１はチップアンテナ、板金アンテナ、コイルアンテナなど各種アンテナ素子を用いることができる。また、このアンテナ素子としては、例えば、筺体１０の内周面や外周面に沿って設けられた線状導体を利用してもよい。第２放射素子２１は第２筺体２０のグランド板としても機能するものであり、第１放射素子１１と同様に各種のアンテナを用いてもよい。ちなみに、通信端末装置２は、折りたたみ式やスライド式ではないストレート構造の端末である。なお、第２放射素子２１は、必ずしも放射体として十分に機能するものでなくてもよく、第１放射素子１１がいわゆるモノポールアンテナのように振る舞うものであってもよい。
【０１３７】
給電回路３０は一端が第２放射素子２１に接続され、他端がインピーダンス変換回路３５を介して第１放射素子１１に接続されている。また、第１および第２放射素子１１，２１は接続線３３によって互いに接続されている。この接続線３３は第１および第２筺体１０，２０のそれぞれに搭載されている電子部品（図示省略）の接続線として機能するもので、高周波信号に対してはインダクタンス素子として振る舞うがアンテナの性能に直接的に作用するものではない。
【０１３８】
インピーダンス変換回路３５は、給電回路３０と第１放射素子１１との間に設けられ、第１および第２放射素子１１，２１から送信される高周波信号、あるいは、第１および第２放射素子１１，２１にて受信する高周波信号の周波数特性を安定化させる。それゆえ、第１放射素子１１や第２放射素子２１の形状、第１筺体１０や第２筺体２０の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、高周波信号の周波数特性が安定化する。特に、折りたたみ式やスライド式の通信端末装置にあっては、蓋体部である第１筺体１０の本体部である第２筺体２０に対する開閉状態に応じて、第１および第２放射素子１１，２１のインピーダンスが変化しやすいが、インピーダンス変換回路３５を設けることによって高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。すなわち、アンテナの設計に関して重要事項である、中心周波数の設定・通過帯域幅の設定・インピーダンスマッチングの設定などの周波数特性の調整機能をこのインピーダンス変換回路３５が担うことが可能になり、アンテナ素子そのものは、主に、指向性や利得を考慮するだけでよいため、アンテナの設計が容易になる。
【符号の説明】
【０１３９】
Ｃ１…キャパシタ
Ｃａ，Ｃｂ…キャパシタ
ＣANT…キャパシタンス成分
ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６…閉磁路
ＣＭ３６，ＣＭ１６…閉磁路
ＦＰ１２，ＦＰ１３，ＦＰ２４，ＦＰ３４…磁束
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ２，Ｌ２１，Ｌ２２…第２インダクタンス素子
Ｌ１ａ…第１コイル素子
Ｌ１ｂ…第２コイル素子
Ｌ２ａ…第３コイル素子
Ｌ２ｂ…第４コイル素子
Ｌ１ｃ，Ｌ２ｃ…第５コイル素子
Ｌ１ｄ，Ｌ２ｄ…第６コイル素子
ＬANT…インダクタンス成分
Ｍ…相互インダクタンス
ＭＷ…磁気障壁
Ｒｒ…放射抵抗成分
Ｚ１…第１インダクタンス素子
Ｚ２…第２インダクタンス素子
Ｚ３…第３インダクタンス素子
１，２…通信端末装置
１０，２０…筺体
１１…アンテナ素子（第１放射素子）
２１…第２放射素子
２５…インピーダンス変換回路
２６…第１の直列回路
２７…第２の直列回路
２８…第３の直列回路
３０…給電回路
３３…接続線
３４，３５…インピーダンス変換回路
３６…一次側直列回路
３７…二次側直列回路
４０…積層体
４１…給電端子
４２…グランド端子
４３…アンテナ端子
４５…インピーダンス変換回路
５１ａ〜５１ｊ…基材層
６１〜６６…導体パターン
６８…グランド導体
７１〜７５…導体パターン
８１，８２，８３…導体パターン
１０１，１０２，１０６，１０７…アンテナ装置
１３５…インピーダンス変換回路
１４０…積層体
１４１…給電端子
１４２…グランド端子
１４３…アンテナ端子
１４４…ＮＣ端子
１５１ａ，１５１ｂ，１５１ｃ…基材層
１６１〜１６４…導体パターン
１６５ａ〜１６５ｅ…ビアホール導体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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