(57)【要約】【課題】本発明の目的は、ビート現象が生じない非同期ＰＷＭ制御方式を提供することであり、それによって制御性能が劣化することなく、小型高効率な電力変換器システムを実現するものである。【解決手段】本発明では、電力変換システムの出力電圧の基本波成分と電圧指令値を比較して、比較結果を元に電圧指令値を補償することにより、ビートを抑制する。より、具体的には、出力電圧の基本波成分を抽出する機能と、抽出した該基本波成分と電圧指令値を比較する機能と、比較結果に応じてＰＷＭの電圧指令値を修正する機能を有する電力変換器システムによって、ビートによるトルクリプルの小さな電動機ドライブを実現できる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数の電圧指令値から搬送波情報に基づいてＰＷＭ情報を発生するＰＷＭ情報生成手段と、前記ＰＷＭ情報に基づいて半導体スイッチング素子をオン・オフさせる駆動手段と、前記半導体スイッチング素子が出力する出力電圧の基本波成分を抽出する成分検出手段を有し、前記ＰＷＭ情報生成手段は、前記抽出した基本波成分の波形が電圧指令値の波形に近づくように前記ＰＷＭ情報を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、前記ＰＷＭ情報生成手段は、前記抽出した基本波成分と前記電圧指令値を比較することで、前記抽出した基本波成分の波形が電圧指令値の波形に近づくように前記ＰＷＭ情報を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２において、前記基本波成分を、ＤＦＴを用いて抽出することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２において、前記出力電圧の基本波成分をＤＦＴにより抽出し、前記電圧指令値と前記抽出した基本波成分との比較からビート成分を含む成分を抽出し、該成分が抑制されるように前記ＰＷＭ情報を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項２又は３において、前記出力電圧値の基本波成分を抽出して前記電圧指令値との差分の演算後にＰＩ演算することにより、前記電圧指令値を修正して前記ＰＷＭ情報を生成することを特徴とした電力変換装置。
【請求項６】
請求項１において、各相毎に異なる位相のサイン波とコサイン波で前記出力電圧の基本波成分振幅をＤＦＴにより抽出し、ＤＱ軸上の前記電圧指令値と前記抽出した前記出力電圧の基本波成分振幅との比較から、前記ＰＷＭ情報を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６において、ＤＱ軸上の前記電圧指令値と前記出力電圧値の基本波成分振幅との差分からビート成分を含む成分抽出し、該成分に基づいてＰＷＭ制御の電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項６において、ＤＱ軸上の前記電圧指令値と前記抽出した前記出力電圧の基本波成分振幅からビート成分を含む抽出し、ＤＱ軸上の電圧指令値に加算することにより前記電圧指令値を修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項６乃至８において、前記出力電圧の基本波成分を抽出して前記電圧指令情報の差分の演算後にＰＩ演算することにより、前記電圧指令値を修正する修正値を演算することを特徴とした電力変換装置。
【請求項１０】
整流器で交流電圧を直流電圧に変換して、該直流電圧を交流電圧に変換して出力する電力変換機を有する電力変換システムにおいて、所定周波数の電圧指令値から搬送波情報に基づいてＰＷＭ情報を発生するＰＷＭ情報生成手段と、前記ＰＷＭ情報に基づいて前記直流電圧を前記交流電圧に変換する半導体スイッチング素子をオン・オフさせる駆動手段と、前記半導体スイッチング素子が出力する出力電圧の基本波成分を抽出する成分検出手段を有し、前記ＰＷＭ情報生成手段は、前記抽出した基本波成分の波形が電圧指令値の波形に近づくように前記ＰＷＭ情報を生成することを特徴とする電力変換システム。
【請求項１１】
所定周波数の電圧指令値から搬送波情報に基づいてＰＷＭ情報を発生し、前記ＰＷＭ情報に基づいて半導体スイッチング素子をオン・オフさせる電力変換方法において、前記半導体スイッチング素子が出力する出力電圧の基本波成分を抽出し、前記抽出した基本波成分の波形が電圧指令値の波形に近づくように前記ＰＷＭ情報を生成する電力変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置，電力変換方法及び電動機駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換システムは、電圧指令値に基づいて、半導体スイッチング素子をオン・オフさせて、所望の周波数の出力を得るものである。この半導体スイッチング素子をオン・オフのタイミングを決定する制御は、いわゆるＰＷＭ制御が知られている。ＰＷＭ制御は、代表的には、電圧指令値を三角波キャリアと比較し、ＰＷＭパルスを作成する。現在では、デジタル化し、一定周期（キャリア波の周期に相当）毎に指令値に相当するパルス幅を演算し、ビットのオン・オフによりＰＷＭ制御を行っているものも多い。例えば、「半導体電力変換回路」電気学会、６.３.２非同期式ＰＷＭインバータ）に知られている（非特許文献１）。
【０００３】
ビート現象の発生等の問題が生じ、この状態で電動機を駆動すると、トルク脈動が発生することが知られている。トルク脈動が発生すると軸振動の原因になる可能性がある。特にコンプレッサなどを駆動するシステムでは軸振動が問題になっている。
【０００４】
トルク脈動は指令値の周波数に対して、キャリア周波数を十分高く設定すれば、これらの問題は小さくなるが、スイッチング損失が増大し効率が劣化する等、別の問題が生じてくる。特に、大容量の電力変換器では、使用する半導体素子に限界があり、物理的にキャリア周波数を高くすることはできない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平０８−２５１９３０号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】「半導体電力変換回路」電気学会、６.３.２非同期式ＰＷＭインバータ）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ＰＷＭパルスの作成には電圧指令値をキャリアと比較するのであるが、この比較に係る電圧指令値に関して、電圧指令値がキャリア信号の周波数と接近するときに、キャリア信号の周期内で指令値が大きく変化することが原因であるとの着目から、ビート現象の発生等を抑制するために、電圧指令値の平均値を推定し、それに応じて出力パルス幅を制御する技術が知られている。このような技術は、例えば、特開平０８−２５１９３０号公報（特許文献１）に記載されている。
【０００８】
しかしながら、この従来技術では、推定を用いているので、現実の制御との乖離が生じやすく、必ずしも、十分に低次高調波の増加あるいはビート現象を抑制することができなかった。
【０００９】
なお、指令値の周波数に依存して、キャリア周波数とパルス数（キャリア周波数と指令値周波数の比率）を切り替える、いわゆる同期ＰＷＭ制御が知られている。ビート現象を抑制するようにキャリア周波数とパルス数を選択できるものの、キャリア周波数とパルス数を切り替えるための制御回路が複雑になり、また、パルス数の切り替えに伴う脈動（切り替えショック）が発生する等が問題があり、特に指令値の周波数が変化するようなシステムでは、適用が難しいのが現実である。
【００１０】
本発明の目的は、比較的に簡単な構成で、低いキャリア周波数でも低次高調波の増加あるいはビート現象を抑制することが可能な電力変換装置，電力変換方法及び電動機駆動システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明では、上記目的を達成するために、所定周波数の電圧指令値から搬送波情報に基づいてＰＷＭ情報を発生するＰＷＭ情報生成手段と、前記ＰＷＭ情報に基づいて半導体スイッチング素子をオン・オフさせる駆動手段と、前記半導体スイッチング素子が出力する出力電圧の基本波成分を抽出する成分検出手段を有し、前記ＰＷＭ情報生成手段は、前記抽出した基本波成分の波形が電圧指令値の波形に近づくように前記ＰＷＭ情報を生成するように構成した。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、比較的に簡単な構成で、低いキャリア周波数でも低次高調波の増加あるいはビート現象を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施形態を示す回路図。
【図２】本発明の第１実施形態（実施例１）の一部を示す制御ブロック図。
【図３】ＰＷＭ変換及び基本波成分の説明図。
【図４】本発明の第２実施形態（実施例２）の一部を示す制御ブロック図。
【図５】本発明の第３実施形態（実施例３）の一部を示す制御ブロック図。
【図６】本発明の第４実施形態（実施例４）の一部を示す制御ブロック図。
【図７】本発明の第５実施形態（実施例５）の一部を示す制御ブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下本発明を実施するための形態を図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００１５】
第１の実施例を図１を用いて説明する。まず、第１の実施例の電力変換システム１０の構成を説明する。第１の実施例の電力変換システムは、ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣインバータで構成される。本実施例では、図１のように、ＡＣ／ＤＣコンバータをダイオード整流器２、ＤＣ／ＡＣインバータをＩＧＢＴインバータ１の構成とした。もちろん、ＡＣ／ＤＣコンバータはダイオード整流器２のほか、ＩＧＢＴ素子で構成しても良い。
ＩＧＢＴインバータ１はモータ４と接続され、さらに、ＩＧＢＴインバータ１の直流コンデンサ１２の直流電圧を確立するため、ＩＧＢＴインバータ１は三相交流３にダイオード整流器２を介して接続される。ＩＧＢＴインバータ１の出力としてＩＧＢＴ１０１ｉＰＵとＩＧＢＴｉＮＵ、ＩＧＢＴ１０１ｉＰＶとＩＧＢＴｉＮＶ、ＩＧＢＴ１０１ｉＰＷとＩＧＢＴｉＮＷの各相の電圧は電圧検出器１５１で検出される。
【００１６】
まず、第１の実施例の電力変換システムの動作について図１と図２を用いて簡単に説明する。ＩＧＢＴインバータ１の直流コンデンサ１２は、前述の様に三相交流３とダイオード整流器２によって充電され、直流電圧が確立する。ＩＧＢＴインバータ１の各ＩＧＢＴ１０１ｉの各ゲートはＰＷＭ制御器１５０の出力信号により制御され、該直流電圧をＰＷＭ変調することにより交流電圧を出力し、モータ４を駆動する。
【００１７】
誘導電動機をベクトル制御により可変速制御する場合においては、速度指令値ωｒ*にすべり周波数ωｓを加算してインバータの周波数指令値ω１*を求め、これに基づいてＤ軸電圧指令値（Ｖｄ*），Ｑ軸電圧指令値（Ｖｑ*）及び位相θを演算して、誘導電動機に供給する交流電圧をベクトル制御して速度を可変している。ＰＷＭ変調される指令値は、正弦波等の周期関数である。
【００１８】
周波数指令値ω１*に対応した位相θによりＤ軸電圧指令値（Ｖｄ*），Ｑ軸電圧指令値（Ｖｑ*）を２相／３相座標変換して、周波数指令値に対応した周波数を有する３相の交流電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成し、これらをそれぞれ、搬送波と比較して、スイッチング素子をオン・オフすることで可変速制御している。なお、通常のベクトル制御では電動機の磁束に平行な成分をＤ軸、垂直な成分をＱ軸と定義している。
【００１９】
電圧指令修正値（三相）７６０の３相の交流電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*による、スイッチング素子の制御動作を説明する。
【００２０】
図３（ａ）にＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の１相のみを示すが他の相は各々同様の動作となる。交流電圧指令値（Ｖ*）（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の代表した１相を意味する）が電圧指令修正値（交流）（Ｖ*）７６０が搬送波Ｃｒ３１よりも大きくなったときに図３（ｂ）に示すように、正側のｏｎ信号を出力する。負側のＩＧＢＴは正側のＩＧＢＴと相補に動作する。例えばＵ相を例にとり、説明する。このｏｎ信号で上側のＩＧＢＴ１０１ｉＰが導通状態となり、図３（ｂ）に示すように、電力変換システム１０は直流コンデンサ１２の正側電圧を出力する。電圧指令修正値（交流）（Ｖ*）７６０が搬送波Ｃｒ３１よりも小さくなったときにＩＧＢＴ１０１ｉＰにｏｆｆ信号を出力する。負側のＩＧＢＴ１０１ｉＮが導通状態になり電力変換システム１０は直流コンデンサ１２の負側電圧を出力する。電力変換システム１０は直流コンデンサ１２の電圧を出力するので、直流コンデンサ１２の電圧が変動した場合、直流コンデンサ電圧で変調されることになる。
【００２１】
次に、ＰＷＭ制御器１５０の構成を図２に示す。ＰＷＭ制御器１５０は、変調波演算ブロック９０１とＰＷＭ演算ブロック９０２から構成される。変調波演算ブロック９０１は、ＰＷＭ制御の電圧指令値を修正し、ＰＷＭ演算ブロック９０２は該電圧指令修正値に基づいて、三角波比較ＰＷＭ制御を実施する。
【００２２】
変調波演算ブロック９０１は、電圧指令作成ブロック８０１と補償波形演算ブロック８０２と補償ブロック８０３等から構成される。
【００２３】
図２では、電圧指令作成ブロック８０１は、Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値，２相／３相変換ブロック６０３などから構成される。Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値やＱ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値は図に示していない電流制御ブロックなどの演算値である。
【００２４】
電圧指令作成ブロック８０１では、Ｄ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値とＱ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値にそれぞれ、サイン波７９１とコサイン波７９２を積算して、いわゆるＤＱ／αβ変換をしたのちに、２相／３相変換ブロック６０３で３相交流に変換して、三相電圧指令７５０を出力する。
【００２５】
次に、本発明のポイントである補償波形演算ブロック８０２を説明する。
【００２６】
補償波形演算ブロック８０２では、ＤＦＴを用いて電圧検出器１５１で検出した各相電圧毎にそれぞれ、ＰＷＭパルスと基本波周波数のサイン波７９１とコサイン波７９２を積算して、それぞれ移動平均ブロック７０２で基本波周波数の周期の移動平均を演算する。次に、各相毎に、各移動平均演算値にサイン波７９１とコサイン波７９２を積算した後に、積算値７１１と積算値７１２とを足し合わせて演算値７１３を算出する。演算値７１３は、図３（ｃ）に示すように、ＤＣ／ＡＣコンバータ１の出力電圧の基本波成分波形を示す。
【００２７】
ＰＷＭパルスを変換すると本来の電力変換指令と同じになるはずなのだが、ビート信号が重畳に変形してしまう。
【００２８】
また、図１のように直流コンデンサ１２をダイオード整流器で充電する電力変換システムでは、直流電圧が交流系統の周波数の３倍周期で変動する。ＩＧＢＴインバータ（あるいはＤＣ／ＡＣコンバータとも称す）１の出力電圧は直流コンデンサ１２の電圧で変調されビート成分が重畳する。
【００２９】
なお、演算値７１３は、ＩＧＢＴインバータ１の出力電圧をフーリエ変換して基本波成分を抽出させたものであり、本実施例ではいわゆるＤＦＴを用いているが、同様に基本波成分が抽出できれば、他の変換を用いても良い。すなわち、演算値７１３と三相電圧指令７５０との差分がＰＷＭの基本波成分出力誤差に相当し、ビートの原因になる。なお、場合によっては、基本波成分波形以外の他の高調波を除去する必要があるかもしれない。その場合は、以下の実施例でも同様だが、ＤＦＴの抽出成分を変えて、該成分を除去することができる。
【００３０】
補償ブロック８０３は前記誤差を補正するように三相電圧指令７５０を修正する。すなわち、図３（ｃ）で示されるような基本波成分（演算値）７１３の波形を図３（ａ）に示されるような三相電圧指令７５０の波形に近づけるのである。具体的には、三相電圧指令７５０と演算値７１３の差分を演算して差分演算値７５５を算出して、さらに三相電圧指令７５０に該差分演算値７５５を和算して、電圧指令修正値７６０を算出する。電圧指令修正値７６０をＰＷＭ演算ブロック９０２でＰＷＭパルスに変換することにより、ビートの少ないＰＷＭパルスを作成できる。該ＰＷＭパルスを用いて、ＩＧＢＴ１０１を制御することにより、モータを滑らかに回すことが可能になる。
【００３１】
なお、電圧指令修正値７６０の基本波成分に対するビート成分を補償するので電圧指令値にはビート成分が重畳している。また、ＩＧＢＴインバータ１の出力電圧のビートは直流コンデンサ１２の電圧変動よりも小さい。
【実施例２】
【００３２】
他の実施例を説明する。他の実施例では各々すでに説明した実施例と異なる部分のみ説明する。同じ部分は説明を省略する。実施例２では、図４のように、電圧指令値７５０と出力電圧の基本波成分（演算値）７１３の差分をとったあとに、ＰＩ演算ブロック９９９で、比例積分をする方がより好ましい。そして、この比例積分と結果と電圧指令値７５０を和算することで、電圧指令修正値７６０を得る。ここで、ＰＩ演算ブロック９９９は比例積分しているが、例えば、比例演算等の他の補正演算を用いても良い。
【実施例３】
【００３３】
実施例３では、三相電圧指令７５０を補正したが、実施例３では、ＤＱ軸の電圧指令値を補正してから、三相交流電圧修正値に変換することが特徴である。実施例３のＰＷＭ制御器１５０の構成を図５に示す。
【００３４】
本実施例もＰＷＭ制御器１５０は変調波演算ブロック９０１とＰＷＭ演算ブロック９０２から構成される。変調波演算ブロック９０１は、電圧指令作成ブロック８０１と補償波形演算ブロック８０２と補償ブロック８０３等から構成される。
【００３５】
電圧指令作成ブロック８０１のＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値やＱ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値は図に示していない電流制御などの演算値である。
【００３６】
次に、ポイントである補償波形演算ブロック８０２を説明する。実施例３では、補償波形演算は各相毎に異なるサイン波７９１Ｕ〜Ｗとコサイン波７９２Ｕ〜Ｗを用いて演算を実施する。すなわち、本実施例のＩＧＢＴインバータ１の変調波演算ブロック９０１は、相数と同じ３つの補償波形演算ブロック８０２Ｕ〜Ｗを有する。各相の補償演算ブロック８０２Ｕ〜Ｗはそれぞれ、積算するサイン波７９１Ｕ〜Ｗ，コサイン波７９２Ｕ〜Ｗの位相のみが異なり、各サイン波，コサイン波はそれぞれ位相が１２０度ずつ異なる。
【００３７】
図５の補償波形演算ブロック８０２は、ＤＦＴで各相毎に異なるサイン波，コサイン波を用いて、出力電圧値の基本波成分振幅を抽出する。以下、詳細に説明する。
【００３８】
まず、出力電圧検出器１５１の各相の電圧検出器に基本波周波数のサイン波７９１Ｕ〜Ｗとコサイン波７９２Ｕ〜Ｗを積算して、それぞれ移動平均ブロック７０２で基本波周波数の周期の移動平均を演算する。Ｕ相はサイン波作成ブロック７９１Ｕとコサイン波作成ブロック７９２Ｕ、Ｖ相はサイン波作成ブロック７９１Ｖとコサイン波作成ブロック７９２Ｖ、Ｗ相はサイン波作成ブロック７９１Ｗとコサイン波作成ブロック７９２Ｗを用いてＡＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧値の基本波振幅成分７１１Ｕ〜Ｗ，７１２Ｕ〜Ｗを抽出する。
【００３９】
次に、各相毎に、移動平均の演算値すなわち、基本波振幅成分７１１Ｕ〜Ｗ，７１２Ｕ〜Ｗと該積算値とＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値との差分をそれぞれ計算して、演算値７５６Ｕ〜Ｗ，７５７Ｕ〜Ｗを算出する。演算値７５６Ｕ〜Ｗ，７５７Ｕ〜Ｗはビート成分の補償量に相当する。実施例３では、直流量であるＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値、Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値との比較でビート成分の補償量を抽出できることが特徴である。
【００４０】
演算値７５６Ｕ〜Ｗ，７５７Ｕ〜Ｗに補正ブロック７５８で補正を加えて、それぞれ図６に示すような形でＤ軸電圧指令ブロック６０１のＤ軸電圧指令値，Ｑ軸電圧指令ブロック６０２のＱ軸電圧指令値を和算して、修正Ｄ軸電圧指令値７６６Ｕ〜Ｗと修正Ｑ軸電圧指令値７６７Ｕ〜Ｗを計算する。
【００４１】
図５に示すように、修正Ｄ軸電圧指令値７６６Ｕ〜Ｗと修正Ｑ軸電圧指令値７６７Ｕ〜Ｗに各相毎に、サイン波７９１Ｕ〜Ｗとコサイン波７９２Ｕ〜Ｗを積算して、三相交流である電圧指令修正値７６０Ｕ〜Ｗを演算する。
【００４２】
電圧指令修正値７６０をＰＷＭ制御器１５０でＰＷＭパルスに変換することにより、ビートの少ないＰＷＭパルスを作成できる。該ＰＷＭパルスを用いて、ＩＧＢＴ１０１を制御することにより、モータを滑らかに回すことが可能になる。
【００４３】
なお、電圧指令修正値７６０にはビート成分が重畳する。
【実施例４】
【００４４】
実施例４では、図６に示すように、実施例３の補正ブロック７５８としてＰＩ演算ブロックを用いる。すなわち、図５のようにＤ軸電圧指令値６０１，Ｑ軸電圧指令値６０２と電圧検出値の基本波成分振幅７１１Ｕ〜７１１Ｗ，７１２Ｕ〜７１２Ｗの差分を演算した後に、ＰＩ（比例積分）ブロック７５８を介するものである。
【実施例５】
【００４５】
実施例５では、図７に示すように、Ｄ軸電圧指令値６０１，Ｑ軸電圧指令値６０２と電圧検出値の基本波成分振幅７１１Ｕ〜７１１Ｗ，７１２Ｕ〜７１２Ｗの差分を比例積分した値を、Ｄ軸電圧指令値６０１，Ｑ軸電圧指令値６０２と和算せずに、そのまま、サイン波７９１Ｕ〜Ｗ，コサイン波７９２Ｕ〜Ｗと積算する。このような構成とすることで演算負荷を軽くすることができる。
【符号の説明】
【００４６】
１  ＩＧＢＴインバータ
２  ダイオード整流器
３  三相交流
１０  電力変換システム
１２  直流コンデンサ
１５０  ＰＷＭ制御器
６０１  Ｄ軸電圧指令ブロック（Ｄ軸電圧指令値）
６０２  Ｑ軸電圧指令ブロック（Ｑ軸電圧指令値）
６０３  ２相／３相変換ブロック
７０１  三角波比較ＰＷＭブロック
７０２  移動平均ブロック
７１１  積算値
７１３，７５６Ｕ〜Ｗ，７５７Ｕ〜Ｗ  演算値
７１８  ゼロ割補償ブロック
７５０  三相電圧指令（電圧指令）
７５０Ｙ  三相予言ＰＷＭ電圧指令
７５５  差分演算値
７６０  電圧指令修正値
７６６Ｕ〜Ｗ  修正Ｄ軸電圧指令値
７６７Ｕ〜Ｗ  修正Ｑ軸電圧指令値
７９１，７９１Ｕ〜Ｗ  サイン波作成ブロック（サイン波）
７９２，７９２Ｕ〜Ｗ  コサイン波作成ブロック（コサイン波）
８０１  電圧指令作成ブロック
８０２  補償波形演算ブロック
８０３  補償ブロック
９０１  変調波演算ブロック
９０２  ＰＷＭ演算ブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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