(57)【要約】【課題】電圧指令位相を参照してＰＷＭ制御を行いスイッチング素子へのスイッチングパターンを決定するＰＷＭ制御方式にあって、制御系の精度が向上し、制御系の安定化が達成される電力変換器の制御装置を得ることを目的とする。【解決手段】電圧指令位相・振幅演算部１ｊは、電圧指令１ｉと回転座標変換用位相信号１ｃとを入力し、そのベクトル位相角を演算し、このベクトル位相角にローパスフィルタ処理を行い該処理後の信号と回転座標変換用位相信号１ｃとを加算し、該加算後の信号１ｋと電圧指令振幅１ｌとを同期ＰＷＭ制御部１ｍに送出し、この同期ＰＷＭ制御部１ｍは、電圧指令位相１ｋと電圧指令振幅１ｌとを入力して同期ＰＷＭ制御を行いスイッチング素子へのスイッチング指令１ａを出力する。【選択図】図１
2012151998.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子から構成され直流電力と交流電力とを相互に変換する電力変換器の制御装置であって、
前記制御装置は、電流指令を生成する電流指令生成部、交流側の検出電流信号と前記電流指令とを入力して前記検出電流信号が前記電流指令に追従するように電圧指令を出力する電流制御部、前記電圧指令と回転座標変換用位相信号とを入力して電圧指令位相を出力する電圧指令位相演算部、および前記電圧指令位相を入力し該電圧指令位相を参照してＰＷＭ制御を行い前記スイッチング素子への動作指令を出力するＰＷＭ制御手段を備えたものにおいて、
前記電圧指令位相演算部は、前記入力された電圧指令のベクトル位相角を演算し、前記ベクトル位相角にローパスフィルタ処理を行い該処理後の信号と前記回転座標変換用位相信号とを加算し、該加算後の信号を前記ＰＷＭ制御手段に送出する電圧指令位相として出力するようにしたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項２】
前記電圧指令位相演算部は、前記電圧指令と前記回転座標変換用位相信号とを入力して前記電圧指令位相と電圧指令振幅とを出力する電圧指令位相・振幅演算部とし、
前記ＰＷＭ制御手段は、前記電圧指令位相と前記電圧指令振幅とを入力して同期ＰＷＭ制御を行い前記スイッチング素子への動作指令を出力する同期ＰＷＭ制御部としたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器の制御装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ制御手段は、前記電圧指令と前記回転座標変換用位相信号とを入力して静止座標上の電圧指令を出力する座標変換部、前記静止座標上の電圧指令と前記電圧指令位相とを入力して２相変調処理を行い該処理後の電圧指令を出力する２相変調処理部、および前記２相変調処理後の電圧指令を入力して非同期ＰＷＭ制御を行い前記スイッチング素子への動作指令を出力する非同期ＰＷＭ制御部を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器の制御装置。
【請求項４】
前記ローパスフィルタ処理は、該処理後のベクトル位相角の時間変化率の絶対値が、前記回転座標変換用信号の時間変化率の絶対値以下となる特性を備えたものであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置。
【請求項５】
前記ローパスフィルタ処理は、前記入力された電圧指令に基づき前記ベクトル位相角を演算するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）処理により行うようにしたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電力と交流電力とを相互に変換するインバータ等の電力変換器における制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流モータは、インバータより交流電力の供給を受け駆動される。インバータの制御装置では、インバータの制御と合わせて交流モータの制御もなされる。具体的には、制御装置に対して交流モータの電流や位置、速度などの検出量を入力してそれが所定の値となるよう制御処理がなされ、交流モータへの電圧指令が出力される。インバータの制御は、パルス幅変調（以後、ＰＷＭと記載する）によって行われ、上記電圧指令とキャリア波との大小比較でインバータを構成するスイッチング素子のスイッチングパターンが構成される。
【０００３】
更に、ＰＷＭ制御について詳しく説明する。ＰＷＭ制御には、上述したキャリア比較による非同期ＰＷＭ方式と、電圧指令の位相に同期してスイッチングパターンを生成する同期ＰＷＭ方式とがある。同期ＰＷＭ方式は、電圧指令の位相と同期したキャリア波を生成し、その大小比較によって達成される他に、電圧指令位相と所定の位相閾値との比較によって達成される（以後、後者を位相比較型同期ＰＷＭ方式と記載する）。例えば、電圧指令位相がπ／３に達した時点でスイッチング指令をオンからオフに変更する、といった具合である。
【０００４】
この同期ＰＷＭ方式は、非同期ＰＷＭ方式と比較しインバータ電圧制御の応答特性は劣るものの、比較的少ないスイッチング回数で実現できること、インバータ出力電圧の最大値が増加し電圧利用率が向上することなどから、電鉄向けインバータの制御方式として多く採用されている。また、所定の電圧出力を維持しつつ特定次数の高調波を消去するなどの機能が実現できる（例えば、特許文献１、非特許文献１、非特許文献２参照）。更に、上記機能を用いてモータの高調波損失を最小化するなどの技術も開発されている（例えば、非特許文献３参照）。
【０００５】
また、非同期ＰＷＭ方式を実施する場合に適した処理で２相変調と呼ばれる技術がある。これは電圧指令に対して所定のオフセットを加算して、ＰＷＭによるインバータ出力電圧の位置を調整し、インバータからスイッチング電圧を出力する区間同士をつなげてスイッチング回数の削減を行う。これはインバータのスイッチング損失を削減する効果がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】第３１７１５０５号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】IEEE  Transactions  On  Industry  Applications（1974，Vol．9，No．3）Generalized  Techniques  of  Harmonic  Elimination  and  Voltage  Control  in  Thyristor  Inverters  Part  I−Harmonic  Elimination
【非特許文献２】IEEE  Transactions  On  Industry  Applications（1974，Vol，10，No．5）Generalized  Techniques  of  Harmonic  Elimination  and  Voltage  Control  in  Thyristor  Inverters  Part  II−Voltage  Control  Techniques
【非特許文献３】半導体電力変換回路（電気学会  半導体電力変換方式調査専門委員会編）Ｐ１４０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、同期ＰＷＭ方式を安定に実行するためには電圧指令の安定性が重要となる。特に、電圧指令位相の急激な変化を抑制する必要がある。この同期ＰＷＭ制御方式における電圧指令位相の計算手順を説明する。ｄｑ軸回転座標上に設けられた電流制御器などで計算される電圧指令について、ｄｑ軸座標上でベクトル表現した際のｄ軸に対する位相角を電圧指令ベクトル位相角とする。これはｄｑ軸電圧指令に対し逆正接演算を実施することで得られる。更に、この電圧指令ベクトル位相角と、回転座標変換に用いられる位相信号とを加算することで電圧指令位相が計算できる。この電圧指令位相は、静止座標上の電圧指令に対する位相である。このため、電流制御などを行っている状態では電圧指令の急変が生じると、電圧指令位相にも変動が生じ、ひどい場合には電圧指令位相の過渡的な逆転現象に至る。このため、電圧指令位相を参照してスイッチングパターンを決定する同期ＰＷＭ制御方式を実行する場合には、不要なスイッチングの原因やインバータ出力電圧誤差の原因となり、所定の電流が達成できず交流モータ制御が不安定化する場合があった。
【０００９】
更に、同期ＰＷＭ方式は非同期ＰＷＭ方式と比較し単位時間あたりのスイッチング回数が少ない場合が多く、より電流リプルが顕著に発生するため、問題が顕著化する場合があった。また、不安定化までには至らないものの、位相比較型同期ＰＷＭ方式においては元々の設計に従った位相タイミングでのスイッチング動作とはならず、意図した機能、例えば、特定次数の高調波消去などが達成できない場合があった。
【００１０】
また、上述の通り、２相変調は電圧指令に対しオフセットを加算し、各相の電圧指令のうち、どれか１相を電圧指令最大値、あるいは最小値に張り付かせる。この張り付きを行う相を決める方法は何種類か存在するが、その決定法は電圧指令の大小比較や極性比較により行う。このため、電圧指令位相に不要な変動が生じると、各相の電圧指令波形がクロスする、またはゼロクロスする近傍などでは大小の入れ替わりが激しくなり、２相変調処理が安定しない場合があった。更に、２相変調が安定しないことにより、インバータ出力電圧が乱れ、結果として負荷の電流の乱れを一層加速し、２相変調処理の乱れが更に悪化するという問題があった。
【００１１】
この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、電圧指令位相を参照してＰＷＭ制御を行いスイッチング素子へのスイッチングパターンを決定するＰＷＭ制御方式にあって、制御系の精度が向上し、制御系の安定化が達成される電力変換器の制御装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係る電力変換器の制御装置は、スイッチング素子から構成され直流電力と交流電力とを相互に変換する電力変換器の制御装置であって、
この制御装置は、電流指令を生成する電流指令生成部、交流側の検出電流信号と電流指令とを入力して検出電流信号が電流指令に追従するように電圧指令を出力する電流制御部、電圧指令と回転座標変換用位相信号とを入力して電圧指令位相を出力する電圧指令位相演算部、および電圧指令位相を入力し該電圧指令位相を参照してＰＷＭ制御を行いスイッチング素子への動作指令を出力するＰＷＭ制御手段を備えたものにおいて、
電圧指令位相演算部は、入力された電圧指令のベクトル位相角を演算し、ベクトル位相角にローパスフィルタ処理を行い該処理後の信号と回転座標変換用位相信号とを加算し、該加算後の信号をＰＷＭ制御手段に送出する電圧指令位相として出力するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１３】
以上のように、この発明の係る電力変換器の制御装置の電圧指令位相演算部は、入力された電圧指令のベクトル位相角を演算し、ベクトル位相角にローパスフィルタ処理を行い該処理後の信号と回転座標変換用位相信号とを加算し、該加算後の信号をＰＷＭ制御手段に送出する電圧指令位相として出力するようにしたので、この電圧指令位相を参照してＰＷＭ制御を行いスイッチング素子への動作指令を出力するＰＷＭ制御手段における制御精度が向上し、制御系の安定化が達成される。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態１における、同期ＰＷＭ制御による交流モータ・インバータ制御装置の構成を示す図である。
【図２】図１の電圧指令位相・振幅演算部１ｊで用いるＰＬＬの動作を説明するための電圧指令ベクトルを示す図である。
【図３】ＰＬＬを用いた電圧指令位相・振幅演算部１ｊの内部構成を示すブロック図である。
【図４】本発明を適用した同期ＰＷＭ制御による電圧指令を含む各種波形を示す図である。
【図５】本発明を適用した同期ＰＷＭ制御によるベクトル位相を含む各種波形を示す図である。
【図６】ＰＬＬのゲイン設計に用いる、電流制御器と交流モータの回路モデルを示す図である。
【図７】本発明の実施の形態２における、２相変調処理による交流モータ・インバータ制御装置の構成を示す図である。
【図８】本発明を適用した２相変調処理時の電圧指令の波形を示す図である。
【図９】２相変調処理の要領を説明する内容を一覧表の形で示す図である。
【図１０】従来方式の２相変調処理を適用した場合の、交流モータ・インバータ制御装置における各種波形を示す図である。
【図１１】本発明の２相変調処理を適用した場合の、交流モータ・インバータ制御装置における各種波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による、電力変換器であるインバータの制御装置の構成図である。説明の便宜上、インバータ、交流モータ、電流検出器を併記している。説明のため交流モータを永久磁石同期モータとするが、誘導モータなどの他種類のモータでも本発明の趣旨は特に変わらない。インバータ制御装置１は、制御処理を行い、インバータ２を構成する複数のスイッチング素子への動作指令であるスイッチング指令１ａを出力する。インバータ２は、スイッチング指令１ａに従って動作し電力を交流モータ３に供給する。位置検出器４は、交流モータ３の回転子位置を検出してインバータ制御装置１に位置信号５を出力する。また、電流検出器６は、交流モータ３の電流を検出して検出電流信号７をインバータ制御装置１へ出力する。
【００１６】
次に、インバータ制御装置１について詳細に説明する。ここでは、電圧指令位相を参照して同期ＰＷＭ制御を行うものとする。位相演算部１ｂは、位置信号５を入力し、交流モータ３が永久磁石同期モータであるので極数を考慮して２軸直交回転座標変換用の位相信号１ｃを出力する。座標変換器１ｄは、検出電流信号７と位相信号１ｃとを入力して、２軸直交回転座標上の検出電流信号１ｅを出力する。以後、２軸直交回転座標をｄｑ軸座標と記載する。電流指令生成部１ｆは、交流モータ３への電流指令１ｇを出力する。電流指令生成部１ｆは、交流モータ３の位置・速度・トルクなどの物理量が所定値となるべく電流指令１ｇを演算するが詳細はここでは省略する。
【００１７】
電流制御部１ｈは、電流指令１ｇと検出電流信号１ｅとを入力して、後者が前者に追従するように制御処理を行い、電圧指令１ｉを出力する。電流制御部１ｈは、ＰＩ制御器や交流モータ３内部のｄｑ軸間の電磁干渉を補償する非干渉化制御器などで構成される。また、電圧指令１ｉもｄｑ軸上の信号となる。電圧指令位相・振幅演算部１ｊは、電圧指令１ｉと位相信号１ｃとを入力して電圧指令位相１ｋと電圧指令振幅１ｌとを出力する。ＰＷＭ制御手段としての同期ＰＷＭ制御部１ｍは、電圧指令位相１ｋと電圧指令振幅１ｌとを入力し、同期ＰＷＭ制御を実施しスイッチング指令１ａを出力する。以上の処理を繰り返し実施することにより交流モータ３に対する制御が実現される。
【００１８】
次に、電圧指令位相・振幅演算部１ｊについて詳細に説明する。発明が解決する課題の節にて説明したように、電圧指令ベクトル位相角は、（１）式に示す逆正接演算によって得られる。ここで、Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は、電圧指令１ｉのｄ軸成分およびｑ軸成分である。  以後、説明の便宜上、（１）式によって得た電圧指令ベクトルの位相角をθｖ＊とする。  また、電圧指令振幅１ｌをＶｎ＊とすると、（２）式の計算によって得られる。
【００１９】
【数１】
2012151998.tif 000003
【数２】
2012151998.tif 000004
【００２０】
また、図２は、電圧指令１ｉと電圧指令ベクトルの位相角θｖ＊と電圧指令振幅Ｖｎ＊との関係を図示したものである。
この位相角θｖ＊に対しローパスフィルタ処理を行うことで、制御系の精度の向上、安定化という、本願発明の目的を実現するための、電圧指令ベクトル位相角の高周波域の抑制が達成できる。ベクトル位相角θｖ＊の演算を、（１）式に示す計算で行ってもよいが、逆正接演算は演算負荷が高く実現が困難な場合がある。そこで、この実施の形態１では、図３に示すＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）を用いて、逆正接演算とローパスフィルタ処理を実施する。説明の便宜上、ＰＬＬの動作上では、電圧指令ベクトル位相角をθｖ＊＊と記載する。このため、θｖ＊＊はθｖ＊と比較し、時間的な遅れを持つ。
【００２１】
図３に示す電圧指令位相・振幅演算部１ｊの構成、特にＰＬＬについて先の図２をも参照して詳細に説明する。なお、ｓはラプラス演算子である。
図３中のＸｄ，Ｘｑは、ｄｑ軸上の電圧指令値の座標から電圧指令ベクトルまでの距離であり、θｖ＊＊がθｖ＊と一致すると、ＸｄとＸｑが等しくなる。これにより積分器に入力される差分値がゼロとなり積分動作が停止する。この収束演算中のＸｄ，Ｘｑを図２のｄｑ軸座標上のベクトル図にも併記する。
【００２２】
この図３に示す処理を数式で表現すると（３）式となる。なお（３）式最終行の変形については、サイン関数の近似「ｓｉｎ（ｘ）≒ｘ」を用いている。
【００２３】
【数３】
2012151998.tif 000005
【００２４】
この（３）式を変形すると（４）式が得られる。これによりθｖ＊＊はθｖ＊に対して１次遅れのローパスフィルタ特性を持つことになり、そのカットオフ周波数は電圧指令振幅Ｖｎ＊と内蔵する積分器のゲインＫで決定される。
【００２５】
【数４】
2012151998.tif 000006
【００２６】
以上のように、ＰＬＬ部で出力される電圧指令ベクトル位相角θｖ＊＊は高周波数帯域が抑制される。電圧指令ベクトル位相角θｖ＊＊は、回転座標変換用位相信号１ｃと加算され電圧指令位相１ｋとして出力される。ただし、加算後に０〜２πの範囲になるよう丸め処理が実施される。電圧指令振幅の演算はθｖ＊をθｖ＊＊に変えて（２）式により実行する。
以上の手順で得られる電圧指令位相１ｋは、３相（ＵＶＷ相）のうちＵ相電圧指令の信号に相当し、Ｕ相電圧信号がｃｏｓで表される位相である。電圧指令ベクトル位相角θｖ＊＊の高周波域が抑制されるため、後段の図５（ｄ）でも示すように、最終的に得られる電圧指令位相１ｋの過渡的な反転が防止できる。特に、交流モータ３の電流制御と同期ＰＷＭとを併用する場合など電圧指令１ｉに振動成分が多く含まれるとき制御安定性の改善が実現できる。
【００２７】
次に、ＰＬＬ部のカットオフ周波数、即ち、積分器のゲインＫの調整方法について説明する。ここでは、位相比較型同期ＰＷＭ３パルスモードを例に取り説明する。また、インバータ２は３相２レベル方式とする。
図４は、同期ＰＷＭ３パルスモードでの各箇所の信号の時系列波形を示したものである。ここでは、例として基本周波数５００［Ｈｚ］（電圧指令位相の周波数）、電圧指令振幅１５０［Ｖ］（Ｖｎ＊）、インバータ２の直流入力電圧を３００［Ｖ］とした。
【００２８】
図４（ａ）は、電圧指令位相である。図４（ｂ）は、各相のスイッチング指令を示しており、Ｐ側スイッチング素子への指令波形である。このスイッチング指令に従ってインバータ２を動作させた場合に、インバータ２の出力電圧は、図４（ｃ）となる。図４（ｃ）・（ｄ）では説明のため、回転座標変換用位相信号１ｃを基準としたｄｑ軸座標上における各電圧指令の平均値にて構成される電圧指令平均値ベクトルを想定し、その電圧指令平均値ベクトル方向を新たにｄ軸として設定する。このため、ｄ軸側電圧指令の平均値が電圧指令振幅と一致し、ｑ軸側電圧指令平均値はゼロとなる。同期ＰＷＭによるインバータ２の出力電圧も同様にｄ軸側ではその平均値が電圧指令振幅と一致しｑ軸側ではゼロとなる。図４（ｃ）に示すようにインバータ出力電圧にはリプル分が重畳する。この図４（ｃ）に示すリプル分の電圧波形が、交流モータ３と電流制御部１ｈを介して電圧指令１ｉを振動させる原因となる。簡単化のため、前記リプル分電圧によって電圧指令が振動しても、インバータ２が出力する電圧の外乱成分は変化しないと仮定する。
【００２９】
図４（ｄ）は、電圧指令波形である。ここでは、図４（ｃ）に示すインバータ２の出力電圧波形のリプル分の重畳により電圧指令波形も振動する。交流モータ３と電流制御部１ｈによる伝達特性のため、図４（ｃ）に示すリプル分電圧より緩やかな波形となる。電流制御部１ｈと交流モータ３の伝達特性を、図６に示すようにモデル化を行うとインバータ２の出力電圧のリプル分（外乱成分ｄ）から電圧指令ｘまでの伝達特性は（５）式に示す一次遅れ特性となり、そのカットオフ周波数は、電流制御部１ｈの制御応答設計ωｃで定まる。なお、図４（ｄ）に記載した電圧指令波形では、電流制御応答ωｃを５０００［ｒａｄ／ｓｅｃ］と設定している。
【００３０】
【数５】
2012151998.tif 000007
【００３１】
図５（ａ）は、電圧指令、図５（ｂ）は、この際に得られる電圧指令ベクトル位相角を示している。ｄ軸を電圧指令平均値ベクトルと一致させているため、電圧指令に従ったインバータ出力電圧ならば電圧指令ベクトル位相角はゼロとなるが前記のリプル分重畳により、電圧指令ベクトル位相角も振動する。ここで、ＰＬＬ部によるローパスフィルタ処理が実施されると、電圧指令ベクトル位相角は、緩やかな波形となり、図５（ｃ）に示す時間変化率も抑制される。電圧指令ベクトル位相角は、回転座標変換用位相信号１ｃと加算されて電圧指令位相１ｋとして出力されるので、電圧指令ベクトル位相角の時間変化率が、位相信号１ｃの時間変化率より小さければ、電圧指令位相１ｋが過渡的な反転動作をすることがなくなる。
【００３２】
図５（ｂ）、（ｃ）にはその一例を示しており、ここでは、ＰＬＬ部のカットオフ周波数を、７［ｋＨｚ］と３［ｋＨｚ］とした場合の結果を記載している。なお、図中、実線はＬＰＦ処理無しの場合、破線はカットオフ７［ｋＨｚ］ＬＰＦ処理の場合、点線は、カットオフ３［ｋＨｚ］ＬＰＦ処理の場合を示している。
図５に示した例では、ＰＬＬ部のローパスフィルタのカットオフ周波数が７［ｋＨｚ］であれば、電圧指令ベクトル位相の時間変化率が位相信号１ｃの時間変化率以下となり、前記の条件を満たすことになる。図５（ｄ）は、最終的に得られる電圧指令位相波形であり、ＰＬＬ部によるローパスフィルタ処理の導入により、位相の過渡的な反転が抑制される結果となっている。ＰＬＬ部のローパスフィルタ処理のカットオフ周波数を７［ｋＨｚ］とする場合、（４）式を用いるとＰＬＬ部の積分ゲインＫは（６）式となる。
【００３３】
【数６】
2012151998.tif 000008
【００３４】
（６）式に示すように、適切な積分ゲインＫは電圧指令振幅Ｖｎ＊によって変化するので、電圧指令振幅Ｖｎ＊に応じて変更してもよい。ただし、同期ＰＷＭではインバータ出力電圧波形が電圧振幅に応じて変化し外乱となるリプル成分も変化するので、これを考慮して調整を行う必要がある。また、図４（ｃ）に示すインバータ出力電圧波形は、基本周波数によって周波数成分が移動する。特に基本周波数が高くなるほどインバータ出力電圧に含まれるリプル分が高周波数化するため、電流制御系への影響は小さくなる。合わせて位相信号１ｃの時間変化率が大きくなるため、ＰＬＬ部のローパスフィルタのカットオフ周波数は高く設定できる。以上のように積分ゲインＫは、テーブルや関数などを用いて各電圧指令振幅や基本周波数に合わせて変更してもよいし、同期ＰＷＭ制御による交流モータ３の全運転範囲において安定となるようなゲイン設定としてもよい。
電圧指令ベクトル位相の振動は、交流モータ３の電気特性、電流制御部１ｈの制御応答などで変化するので、これらも考慮して調整を行う必要がある。また、本実施の形態１では、同期３パルスモードを例に取り説明したが、他のパルスモード数や高調波消去同期ＰＷＭなど他の同期ＰＷＭ方式ではインバータ出力電圧に含まれるリプル成分が異なるため、これらに応じた調整が必要となる。例えばこれらの同期ＰＷＭ制御方式切り替えを行う場合には、それに応じて積分ゲインＫの切り替えも実施する。
【００３５】
なお、以上では、電流制御部１ｈや交流モータ３の伝達特性を考慮する場合について説明したが、この積分ゲインＫの設計計算が煩雑な場合、電流制御部１ｈや交流モータ３の伝達特性を考慮に入れず積分ゲインＫを設計することも可能である。
この場合、図４（ｃ）に示すインバータ出力電圧のリプル分の符号が反転した信号が電圧指令に重畳するものと想定する。この場合、図５（ｂ）に示すような電圧指令ベクトル位相の振動を過大に見積もることとなるため、前記の伝達特性を考慮する場合と比較し電流制御全体の応答を抑制した保守的な設計となるが、より安全側に設計することとなり、当初の目的である、同期ＰＷＭ制御の安定性の確保については問題ない。
【００３６】
以上説明したように、本発明の実施の形態１による、同期ＰＷＭ方式を採用したインバータの制御装置においては、ローパスフィルタ処理により、電圧指令ベクトルの位相角の高周波成分を抑制することで、電圧指令位相の高周波成分の抑制することができる。この結果、同期ＰＷＭ制御においてスイッチング指令生成の基準となる電圧指令位相の過渡的な反転を防止でき、負荷の電流制御を行いつつ同期ＰＷＭ制御を実施する場合の制御系の安定性の向上が達成できる。制御が安定することから、結果として不要な不安定な動作が回避され省エネルギーが実現する。また、電圧指令ベクトル位相角の演算にＰＬＬを導入することで、逆正接演算を省略でき合わせてローパスフィルタ処理も実行できるので処理の軽減が達成される。
また、位相比較型の同期ＰＷＭ方式では、元々意図していた位相タイミングでのスイッチング指令となるため、電流制御を行いつつ、特定次数高調波消去や損失抑制パターンなどの確実な実施が実現できる。
【００３７】
実施の形態２．
本実施の形態２における、インバータ制御装置では、２相変調を採用して非同期ＰＷＭ制御を行う場合について説明する。そして、この２相変調時の電流制御の安定性の向上を実現するものである。
図７は、そのインバータ制御装置の構成図である。実施の形態１・図１と同じ符号を付したものは同じ動作をするので、ここでは説明を省略する。図７において、座標変換部１ｎは、ｄｑ軸座標上の電圧指令１ｉを、３相静止座標（ＵＶＷ相）上の電圧指令１ｏに変換する。２相変調処理部１ｐは、電圧指令１ｏと電圧指令位相・振幅演算部１ｊから出力された電圧指令位相１ｋとを入力して２相変調処理を実施し電圧指令１ｑを出力する。非同期ＰＷＭ処理部１ｒでは、電圧指令１ｑに対し非同期ＰＷＭ制御に基づいて処理を実施し、スイッチング指令１ａを出力する。
本実施の形態２では、座標変換部１ｎと２相変調処理部１ｐと非同期ＰＷＭ処理部１ｒとでＰＷＭ制御手段を構成する。なお、電圧指令位相・振幅演算部１ｊから出力される電圧指令振幅１ｌは本実施の形態２においては使用しないため記載を省略する。
【００３８】
次に、２相変調処理について詳しく説明する。２相変調処理は、ＵＶＷ相の電圧指令１ｏに対しオフセットを加算して、どれか１相を電圧指令最大値、あるいは最小値に張り付かせることでＰＷＭ電圧ベクトルをつなげてスイッチング回数を削減する技術である。前記の張り付きを行う相を決める方法には何種類か存在し、電圧指令の上限または下限に貼り付ける方法、前記の加算オフセットが最小となる決定法などがある。ここでは、加算オフセットが最小となる方式を用いて説明するが、他の方式においても本実施の形態２で説明する２相変調へのＰＬＬ適用効果は変わらない。
【００３９】
図８は、２相変調時の電圧指令波形の例を示している。図８（ａ）は、電圧指令位相、図８（ｂ）は、２相変調処理前の電圧指令波形、図８（ｃ）は、２相変調処理後の波形である。電圧指令の上限と下限はインバータ２へ入力される直流電力の電圧値で決定される。従来、この２相変調処理は、ＵＶＷ相上の電圧指令の大小比較と極性判定で実施されてきた。図９にその一覧を示す。図９の表において、例えば、「Ｕ相・上」はＵ相の電圧指令を上限に貼り付け、線間電圧が維持できるようＶ・Ｗ相にオフセットを加算する、という意味である。
【００４０】
２相変調処理を用いて交流モータ３の電流制御を実施した場合、次に示す問題がある。電流制御を行うとＰＷＭ処理により交流モータ３に流れる電流波形にリプル分が含まれ、その結果電圧指令も振動する。このとき各相の電圧指令がクロスする付近では大小の入れ替わりが激しくなり、２相変調処理が安定しないという問題が発生する場合があった。さらに、２相変調が安定しないことにより、インバータ出力電圧が乱れ、結果として交流モータ３の電流の乱れを一層加速し、さらに、２相変調処理の乱れが悪化するという問題があった。
【００４１】
図１０はその一例であり、電流に乱れが生じる結果となる。図１０（ｄ）には、従来方式によって得られた２相変調の張り付き相判定結果（図９の表に示す状態信号）も併記するが、信号値の変化の前後で振動（チャタリング）が生じる結果となる。また、電流制御性能が劣化するばかりでなく、意図しない貼り付け処理によりスイッチングが発生し、２相変調によるスイッチング回数削減効果が得られない場合があった。また、一般的に交流モータ３とインバータ２の制御は、非同期ＰＷＭのキャリア波（三角波）の頂点に同期して実施されるが、制御装置の構成上、同期が取れなかったり、キャリア周波数に対して制御装置の動作周期が高速である場合に、以上に示した問題がより一層顕著になる傾向にある。
【００４２】
そこで、本実施の形態２では、図７に示すように、２相変調処理を、ローパスフィルタ処理により、電圧指令ベクトル位相角の高周波域を抑制して得られた電圧指令位相１ｋを参照して行う構成とする。即ち、２相変調処理部１ｐでは、図９に示すように、電圧指令位相１ｋから貼り付け相と貼り付け方向を決定する。実施の形態１にて説明したように、電圧指令位相・振幅演算部１ｊから出力される電圧指令位相１ｋは、高周波成分が抑制される。これにより電圧指令位相１ｋは、過渡的な逆転が防止される。この電圧指令位相１ｋを参照するので、２相変調処理が安定して実施できる。特に、電圧指令波形がクロスする近傍でも、２相変調処理の貼り付け相が振動的に変化することがなくなる。図１１は、図７に示す構成を用いた場合の結果であるが、図１０に示す従来方式による結果と比較して電流制御の安定性が改善する。電圧指令位相・振幅演算部１ｊのＰＬＬ部の積分ゲインＫであるが、実施の形態１にて説明したように、電圧指令位相１ｋの過渡的な反転を抑制するように決定すればよいが、交流モータ３の電気特性や電流制御部１ｈの特性などを考慮して実施する。本実施の形態２ではさらに非同期ＰＷＭ制御部１ｒのキャリア周波数などを考慮して調整を行う。例えばキャリア周波数が高くなるほどインバータ出力電圧に含まれるリプル成分が高周波化するため、電流制御系に与える影響が小さくなり、ＰＬＬ部ローパスフィルタのカットオフ周波数を高く設定できる積分ゲインＫにすることができる。
【００４３】
以上説明したように、本発明の実施の形態２による、２相変調を行って非同期ＰＷＭ方式を採用したインバータ制御装置においては、ローパスフィルタ処理により、電圧指令位相の高周波成分を抑制し、この電圧指令位相の信号の過渡的な逆転が発生しないように計算を行い、さらに、この電圧指令位相を参照して２相変調処理を実施することにより、２相変調処理の安定性が向上し、交流モータ３の電流制御を安定に行うことが可能となる。また、貼り付け処理の安定化により、意図したとおりのスイッチング回数削減効果が得られる。
【００４４】
なお、本願発明は、実施の形態１で説明した同期ＰＷＭ制御方式や実施の形態２で説明した非同期ＰＷＭ制御方式に限らず、電圧指令位相を参照してＰＷＭ制御を行いスイッチング素子への動作指令を出力するＰＷＭ制御方式を採用する種々の電力変換器の制御装置に適用することが出来、同等の効果を奏するものである。
【符号の説明】
【００４５】
１  インバータ制御装置、１ａ  スイッチング指令、１ｂ  位相演算部、
１ｃ  座標変換用位相信号、１ｄ  座標変換器（静止座標からｄｑ軸座標への変換）、
１ｅ  検出電流信号、１ｆ  電流指令生成部、１ｇ  電流指令、１ｈ  電流制御部、
１ｉ  電圧指令、１ｊ  電圧指令位相・振幅演算部、１ｋ  電圧指令位相、
１ｌ  電圧指令振幅、１ｍ  同期ＰＷＭ制御部、
１ｎ  座標変換部（ｄｑ軸座標から静止座標への変換）、
１ｏ  電圧指令（静止座標上）、１ｐ  ２相変調処理部、
１ｑ  電圧指令（静止座標上、２相変調処理後）、１ｒ  非同期ＰＷＭ制御部、
２  インバータ、３  交流モータ、４  位置検出器、５  位置信号、６  電流検出器、
７  検出電流信号。
【図１】
2012151998.tif 000009
【図２】
2012151998.tif 000010
【図３】
2012151998.tif 000011
【図４】
2012151998.tif 000012
【図５】
2012151998.tif 000013
【図６】
2012151998.tif 000014
【図７】
2012151998.tif 000015
【図８】
2012151998.tif 000016
【図９】
2012151998.tif 000017
【図１０】
2012151998.tif 000018
【図１１】
2012151998.tif 000019