(57)【要約】      （修正有）【課題】周波数領域でのプリアンブルを用いた同期を利用した、ＦＢＭＣ変調特にＯＦＤＭ/ＯＱＡＭ変調に適用される同期方法を提供する。【解決手段】プリアンブルから同期を実行するための、フィルタバンクを用いたマルチキャリア受信機による、フィルタバンクを用いたマルチキャリア送信機からの受信信号の処理方法は、ＯＱＡＭシンボルの複数の部分列のフィルタバンクによる合成に従って生成されたマルチキャリア信号を受信するステップであり、受信信号は、受信機からの知られている同期プリアンブルを有するステップと、周波数領域でプリアンブルを抽出するために、フィルタバンクにより、受信信号を分析するステップと、送信機と受信機との間に存在する伝搬チャネルの推定データを取得するために、結果のプリアンブルを処理するステップとを有する。【選択図】図１
2012213151.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタバンクを用いたマルチキャリア受信機による、フィルタバンクを用いたマルチキャリア送信機からの受信信号の処理方法であって、
−OQAMシンボルの複数の部分列のフィルタバンクによる合成に従って生成されたマルチキャリア信号を受信するステップであり、前記受信信号は、前記受信機からの知られている同期プリアンブルを有し、前記信号の前記プリアンブルは、プリアンブルとして送信されるBPSKシンボルの系列であり、前記BPSKシンボルの系列は、送信の際にOQAMで予め符号化されているステップと、
−周波数領域で前記プリアンブルを抽出するために、フィルタバンクにより、前記受信信号を分析するステップと、
−前記送信機と前記受信機との間に存在する伝搬チャネルの推定データを取得するために、結果のプリアンブルを処理するステップと
を有する処理方法。
【請求項２】
前記処理するステップは、
−相関信号を取得するために前記プリアンブルをリファレンス信号と相関させ、
−前記相関信号及び前記伝搬チャネルの周波数応答から、前記伝搬チャネルの時間応答の推定を判定することを有する、請求項１に記載の処理方法。
【請求項３】
BPSKシンボルの数は、前記プリアンブルが少なくとも２つ、好ましくは４つのOQAMシンボルを有するようなものである、請求項１又は２に記載の処理方法。
【請求項４】
前記リファレンス信号は、BPSK又はQPSKシンボルの連続を有する、請求項２又は３に記載の処理方法。
【請求項５】
−データの系列をアクティブなキャリアの数に等しい複数の部分列に変換し、
−各部分列を一式のOQAMシンボルの系列に変換し、
−送信されるマルチキャリア信号を取得するために、前記OQAMシンボルの系列を合成フィルタバンクの入力に適用すること
を有する送信ステップを有する、請求項１ないし４のうちいずれか１項に記載の処理方法。
【請求項６】
前記信号の受信の後に、送信信号と受信信号との間の周波数及び時間のオフセットを取得するために、時間内に前記受信信号をその応答オフセットと相関させることを有し、フィルタバンクによる分析は、結果のオフセットの関数である、請求項１ないし５のうちいずれか１項に記載の処理方法。
【請求項７】
フィルタバンクによる分析は、前記プリアンブルを構成するシンボルの複数の部分列を取得することを有し、前記プリアンブルの処理はまた、シンボルの部分列をシンボルの系列に変換することを有する、請求項１ないし６のうちいずれか１項に記載の処理方法。
【請求項８】
前記フィルタバンクは、高速フーリエ変換モジュールを有する、請求項１ないし７のうちいずれか１項に記載の処理方法。
【請求項９】
フィルタバンクを用いた送信機及び受信機を有し、
請求項１ないし８のうちいずれか１項に記載の方法を実施する手段を有する、フィルタバンクを用いたマルチキャリアデジタル通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタバンクを用いたマルチキャリアデジタル通信（すなわち、フィルタバンク・マルチキャリア（FBMC：FilterBank  MultiCarrier）の分野に関し、特にOFDM/OQAM波形（すなわち、Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing/Offset  Quadrature  Amplitude  Modulation）のプリアンブルの同期に関する。
【背景技術】
【０００２】
伝送システムは、高いスペクトル効果を得るために、マルチキャリア変調を使用する。
【０００３】
広く使用されている技術は、OFDM変調（すなわち、Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）であり、OFDM変調は、送信チャネルの帯域幅にサブキャリアを分散させるために、高速フーリエ変換（FFT：Fast  Fourier  Transform）に基づく。この技術によれば、IFFTブロックの入力に適用される全てのデータ（シンボルと呼ばれる）は、IFFTの出力に送信される信号ブロックを生成する。干渉を制限するために、ガード間隔が各連続ブロックの間に挿入される。
【０００４】
他のマルチキャリア技術は、FBMC変調（又はOFDM/OQAM）である。この技術の目的は、送信チャネルをサブチャネルに分割するためにフィルタバンクの使用を組み合わせることにより、レートを最大化させることにある。このような技術は、OFDMと同じ用途に適合する。
【０００５】
特に、FBMC変調は、オポチュニスト無線（opportunist  radio）にうまく適合し、特に無線移動環境に制限された周波数帯域での情報のブロードバンド送信に適合する。
【０００６】
FBMC変調は、時間及び周波数で局所化された波形のため、良好なスペクトル効果を提示するため、OFDMの代替の対策であるが、直交性の特性が失われる。この直交性の問題を訂正するために、FBMC変調では、OQAMシンボルは、ガード間隔を用いてOFDMのリズムシンボル（rhythm  symbol）の２倍で送信され、直交性の条件は、実数フィールド（real  field）のみに緩められる。
【０００７】
このように、FBMC変調は、オポチュニスト無線の新たな適用に対する関心のある対策である。
【０００８】
この技術を展開する際の問題は、同期であり、全てのマルチキャリア変調に固有の問題である。
【０００９】
通常では、受信機から知られているプリアンブル信号は、送信機と受信機とを同期させるために、有用なデータの放射前に送信される。このように、受信機は、プリアンブルの処理から同期パラメータ（送信信号と受信信号との間の時間オフセット及び伝搬チャネルの特性）を判定できる。
【００１０】
Fusco,  T.;  Petrella, A.;  Tanda, M.による文献である“Data-aided  symbol  timing  and  CFO  synchronization  for  filter  bank  multicarrier  systems”,  Wireless  Communications,  IEEE  Transactions  on,  vol.8,  no.5,  pp.2705-2715,  May  2009は、プリアンブルを用いた時間及び周波数での同期技術を開示している。
【００１１】
同じ技術は、FBMCタイプの波形の同期技術に着目したA.  Petrellaによる文献である“Synchronization  Algorithms  for  FBMC  systems”,  doctoral  thesis,  Universite  Frederic  II  de  Naples,  2008/2009に詳細に記載されている。この技術は、OFDMで使用される基本的な原理を取り上げ、例えばMorelli,  M.;  Kuo,  C.-C.J.;  Pun,  M.-O.による文献である“Synchronization  Techniques  for  Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access  (OFDMA):  A  Tutorial  Review”,  Proceedings  of  the  IEEE,  vol.95,  no.7,  pp.1394-1427,  July  2007をまとめている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
記載の技術は、全て受信信号の相互相関関数の振幅ピークに基づく。
【００１３】
しかし、受信モードでは、これらの技術は、特にマルチパスチャネルでのCramer-Rao制限から除去される性能を生じる。
【００１４】
このように、特にFBMC変調及びOFDM/OQAM変調の範囲内での同期に関して、既知の技術は十分な結果を提供しない。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、FBMC変調、特にOFDM/OQAM変調に適用される同期対策を提案する。
【００１６】
これを実現するため、周波数領域でのプリアンブルを用いた同期を利用する。
【００１７】
従って、第１の態様によれば、本発明は、フィルタバンクを用いたマルチキャリア受信機による、フィルタバンクを用いたマルチキャリア送信機からの受信信号の処理方法に関し、
−OQAMシンボルの複数の部分列のフィルタバンクによる合成に従って生成されたマルチキャリア信号を受信するステップであり、受信信号は、受信機からの知られている同期プリアンブルを有するステップと、
−周波数領域でプリアンブルを抽出するために、フィルタバンクにより、受信信号を分析するステップと、
−送信機と受信機との間に存在する伝搬チャネルの推定データを取得するために、結果のプリアンブルを処理するステップとを有する。
【００１８】
本発明による方法は、従来技術の技術よりロバスト性の高い同期を可能にする。
【００１９】
本発明による方法は、Galsoanチャネル状態で非常に良好な性能を示し、また、マルチパスチャネル状態で非常に良好な性能を示す。
【００２０】
チャネルのインパルス応答を計算するために逆フーリエ変換を実行する実施例によれば、ノイズは全てのポイントに有利に分散されるが、チャネルの電力は、幾つかのポイントのみに分散される。
【００２１】
他の実施例によれば、受信におけるフーリエ変換（FFT）は、特にチャネルのインパルス応答の計算に必要な逆フーリエ変換と共有されてもよく、この技術の実装コストが非常に低くなる。
【００２２】
この方法は、チャネルの推定及びキャリア周波数の残差（residual  error）に使用されてもよい。
【００２３】
他の制約のないプリアンブルを生成するためのBPSKタイプの系列の繰り返しは、有利且つ簡単に信号の虚数部で生成された干渉を制御し、方法の実装をあまり複雑でないようにする。
【００２４】
本発明の第１の態様による方法はまた、以下の特徴のいずれかを示してもよい。
【００２５】
−処理するステップは、相関信号を取得するためにプリアンブルをリファレンス信号と相関させ、相関信号及び伝搬チャネルの周波数応答から、伝搬チャネルの時間応答の推定を判定することを有する。
【００２６】
−信号のプリアンブルは、プリアンブルとして送信されるBPSKシンボルの系列であり、BPSKシンボルの系列は、送信の際にOQAMで予め符号化されている。
【００２７】
−BPSKシンボルの数は、プリアンブルが少なくとも２つ、好ましくは４つのOQAMシンボルを有するようなものである。
【００２８】
−リファレンス信号は、BPSK又はQPSKシンボルの連続を有する。
【００２９】
−データの系列をアクティブなキャリアの数に等しい複数の部分列に変換し、各部分列を一式のOQAMシンボルの系列に変換し、送信されるマルチキャリア信号を取得するために、OQAMシンボルの系列を合成フィルタバンクの入力に適用することを有する送信ステップを有する。
【００３０】
−信号の受信の後に、送信信号と受信信号との間の周波数及び時間のオフセットを取得するために、時間内に受信信号をその応答オフセット（rejoinder  offset）と相関させることを有し、フィルタバンクによる分析は、結果のオフセットの関数である。
【００３１】
−フィルタバンクによる分析は、プリアンブルを構成するシンボルの複数の部分列を取得することを有し、プリアンブルの処理はまた、シンボルの部分列をシンボルの系列に変換することを有する。
【００３２】
−フィルタバンクは、高速フーリエ変換モジュールを有する。
【００３３】
第２の態様によれば、本発明は、本発明の第１の態様による方法を実施する手段を有するデジタル通信システムに関する。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明による送信／受信システム
【図２ａ】本発明の実施例による送信／受信の図
【図２ｂ】本発明の実施例による送信／受信の図
【図３】本発明の送信システムにより送信された信号
【図４】本発明の送信／受信システムで使用されるパケットの構成
【図５】本発明の実施例による受信の図
【図６】本発明の他の実施例による受信の図
【発明を実施するための形態】
【００３５】
本発明の他の特徴及び利点は、以下の説明から明らかになる。以下の説明は、単に例示的且つ非限定的であり、添付図面と共に検討されなければならない。
【００３６】
実施例によるフィルタバンクを用いたマルチキャリア通信システム（以下ではFBMCと呼ぶ）のブロック図が図１に示されている。
【００３７】
この種類のシステムは、通常通り、送信機1と、受信機2と、送信機1と受信機2との間に存在する伝送チャネル30とを有する。
【００３８】
送信機1のレベルでは、放射時に、N個のデータ列xn[k]（n=[0,N-1]）のフローは、直並列（S/P：series/parallel）変換器10に適用されるE10。並列のフローは、OQAM前処理モジュール10に適用されるE11。この関数は、ベースバンドでQAM（すなわち、Quadrature  Amplitude  Modulation）変調の複素フィールドを実数フィールドに変換する。実数及び虚数部は、時間的にインターレースされ、系列θknで乗算される。例えば、２つの種類の系列θknが使用されてもよい。
【００３９】
第１のものは、θkn=j(n+k)により規定され、第２のものは
【００４０】
【数１】
2012213151.tif 000003
により規定される。
【００４１】
OQAMシンボルのブロックは、OQAM前処理モジュール10の出力で取得される。
【００４２】
OQAMシンボルは、合成フィルタバンク（すなわち、SFB（Synthesis  Filter  Bank））の入力に適用されるE12。この関数は、入力に適用されたOQAMシンボルからマルチキャリア信号を形成することである。
【００４３】
合成フィルタバンク100の出力は、伝送チャネル30に接続されており、伝送チャネル30は、受信信号を受信機2に配信する。
【００４４】
フィルタバンクによる合成は、N個のオーバーサンプラ（oversampler）に続いてN個のフィルタを有する。合成フィルタバンク100の入力信号は、まずN/2でオーバーサンプリングされ、インパルス応答合成フィルタgk[n]によりフィルタリングされる。第kのフィルタは、以下により規定される。
【００４５】
【数２】
2012213151.tif 000004
フィルタg[n]は、FBMC変調のプロトタイプフィルタと呼ばれ、長さLpを有する。実際に、サイズKN-1、KN又はKN+1になるように設計される。Kは、一般的に低い値（3、4又は5）の全てである。プロトタイプフィルタは、g(n)が実数になり、g(n)*g(-n)がNyquistフィルタ（完全な再現）又は同様のもの（実質的に完全な再現）になるように選択される。*は、畳み込み積（convolution  product）である。この場合、適合されたフィルタのプロトタイプフィルタはg(-n)である。
【００４６】
FBMC変調フィルタバンクは、各キャリアの周波数応答を選択し、その結果、送信信号の合計周波数応答を選択する。しかし、キャリア間の直交性の特性は失われる。直交性の問題は、ガード間隔を用いてOFDMのリズムシンボル（rhythm  symbol）の２倍で実数シンボルを送信し、直交性の条件を実数フィールドのみに緩めることにより訂正される。図２ａは、フィルタバンクによるこの合成を示している。
【００４７】
同じ関数は、フーリエ変換により後続される多相構造（polyphase  structure）を使用することにより実装されてもよい。図２ｂは、このような構成を示している。この実装はまた、通常のOFDM及びFBMC変調の間の類似性を示しており、OFDM/OQAM変調の名称を正当化する。
【００４８】
受信機2のレベルでは、受信時に、受信信号は、分析フィルタバンク200（すなわち、AFB（Analysis  Filter  Bank）の入力に適用されるE13。当然に、フィルタバンクによる分析は、送信側で実行されたフィルタバンクによる合成と相補的である。分析フィルタfk[n]は、合成フィルタgk[n]に関連付けられた適合フィルタである。
【００４９】
分析フィルタのN個の出力の集合を周波数シンボルにより規定する。
【００５０】
受信信号のフィルタバンクによる分析に続いて、後者は、OQAM後処理モジュール40に適用されるE14。OQAM後処理モジュール40は、送信されたQAMシンボルを再現するように設計される。これは、OQAM前処理モジュール20により実行されたものと逆の動作である。
【００５１】
特に、共役のθによる逆回転（derotation）の後に、OQAM後処理は、複素数から実数への変換を実行する。すなわち、信号の実数部のみが保持され、虚数部は破棄される。信号の実数部のみを保持する際に、信号の実数部のみで直交性が保持される必要はなく、虚数部の制約を自由にする点に留意すべきである。この場合の直交性は、送信信号が復調の後に干渉なしに受信されるという事実により規定されてもよい。
【００５２】
最後に、OQAM後処理モジュール40からのシンボルの直列化E15は、並直列（S/P：parallel  series）変換器50を用いて実行され、N個の出力データyn[k]（n=[0,N-1]）を取得する。
【００５３】
フィルタバンクを用いたマルチキャリア送信／受信技術の更に詳細な説明については、例えば、以下の文献を参照してもよい。
【００５４】
−B.  Hirosaki,  “An  Orthogonally  Multiplexed  QAM  System  Using  the  Discrete  Fourier  Transform”,  Communications,  IEEE  Transactions  on,  vol.29,  no.7  pp.982-989,  July  1981
−P.  Siohan,  C.  Siclet,  N.  Lacaille,  “Analysis  and  design  of  OFDM/OQAM  systems  based  on  filterbank  theory”,  IEEE  Trans.  On  Signal  Processing,  vol.50,  no.5,  pp.1170-1183,  May  2002
既知のように、パケットによる送信モードにおけるFBMC送信システムの性能は、プロトタイプフィルタ（合成フィルタバンクを形成するフィルタ）の期間（持続時間）により影響を受ける。NシンボルのうちNbブロックが送信されなければならないことを仮定すると、送信パケットは、シンボルブロックの期間(K-1)/2のプロトタイプフィルタにより課された立ち上がり時間（rise  time）及び同じ期間の立ち下がり時間（descent  time）により開始し、パケットの期間を(K-1)シンボルブロックだけ増加させる。パケットの例は、図３に示されている。
【００５５】
パケットによる送信では、時間及び周波数の同期と、チャネル状態の推定とは、有用なデータの前に同期プリアンブルを挿入することにより行われる。
【００５６】
送信される有用なデータがプリアンブルと干渉することを回避するため、プリアンブルパケットとデータパケットとの間に(K-1)/2に等しい複数の沈黙時間シンボル（silence  time  symbol）を導入することが必要になる。図４は、同期プリアンブルに続いて、過渡期シンボル（沈黙シンボル）及びデータシンボルを有するパケットの構成を概略的に示している。
【００５７】
このように、同期段階は、送信機1を受信機2に同期させるために、受信機のレベルで有用なデータの復調の前に実行される。
【００５８】
この同期段階は、一般的に取得段階（すなわち、ロック（lock））として知られており、有用なデータが復調される段階は、トラッキング段階（すなわち、トラッキング（tracking））と呼ばれる。
【００５９】
この同期段階は、受信機2が有用なデータの配置を判定するために、パケットの開始を検出することを可能にする。特に、プリアンブルのシンボルは、以下のために処理される。
【００６０】
−チャネルの周波数応答を推定するため
−（iFFTを用いて推定された周波数応答の時間領域への以降の後に取得された）チャネルの時間応答からの時間オフセットを推定するため
有利には、同期は、周波数領域での受信信号の分析により実行される。
【００６１】
このように、導入部で説明した技術とは対照的に、分析フィルタバンクと独立して機能する装置を導入する必要はない。
【００６２】
同期のために、マルチキャリア信号は、受信機2により送信機1から受信されるE1。この信号は、受信機2から知られているプリアンブルを有する。
【００６３】
この信号は、プリアンブルを抽出するために、フィルタバンクによる分析を受けるE2。
【００６４】
認識できるように、プリアンブルは、周波数領域で抽出される。この理由は、既知の技術とは対照的に、フィルタバンク分析の後に使用されるからである。
【００６５】
次に、プリアンブルのシンボルは、送信機1と受信機2との間に存在する伝搬チャネル30の推定データを取得するように処理されるE3。
【００６６】
処理E3は、周波数領域での相互相関E3で動作することを有する。すなわち、フィルタバンクによる分析及び有利にはリファレンス信号を用いたプリアンブルを構成するシンボルに関連するθkn*による逆回転の後に動作することを有する。
【００６７】
実際に、送信系列を知ることにより、受信系列の性質を事前に推定することが可能になる。
【００６８】
しかし、受信系列は、一般的に単純ではなく、送信系列及び使用されるフィルタの種類に依存する。ここで説明する構成は、送信信号の実数部のみでの直交性を確保する。すなわち、信号の実数部と同じものが理想的な伝送状態で受信する。
【００６９】
しかし、虚数部で送信される干渉は、送信された実数シンボル及び放射フィルタの関数である。
【００７０】
項毎に受信周波数シンボルを送信シンボルと相関させることによりE30、チャネルの周波数応答の推定がそこから推定されE31、次に、逆FFTによるチャネルの時間応答の推定が推定され、従って、プリアンブルの開始が推定される。
【００７１】
更に、送信機1のレベルで信号の送信時に、生成された干渉は、単に、同じBPSK系列が変調器の入力で繰り返されたときに制御されてもよい。
【００７２】
このように、BPSKシンボルの系列を有し、OQAMで符号化されるプリアンブルが選択されることが好ましい。良好な性能を得るために、BPSKシンボルのブロックは、複数回（少なくとも２回、好ましくは４回）繰り返される。
【００７３】
OQAM前処理は、不連続なキャリアに渡ってBPSKシンボルを拡散する。この場合、隣接キャリアで生成される干渉は、QPSKと同等の隣接キャリアで送信されるBPSKシンボルの関数である。
【００７４】
より正確には、k=0〜N（ただし、Nは関連するキャリアの数）について送信されるBPSK系列をεkで示す。BPSK変調の定義により、εkは-1又は1に等しい値であると想定できる。係数θkによる乗算の前のOQAMへの変換（OQAM前処理）は、このプリアンブル系列を２つの部分系列χk1及びχk2に変換する。最初のものは偶数シンボルに対応し、次のものは奇数シンボルに対応する。従って、以下の特性が生じる。
【００７５】
【数３】
2012213151.tif 000005
合成フィルタバンクにより受信された信号は、完全な合成を想定するノイズ及びチャネルがない場合、同様のQPSKリファレンス系列を構成する。OQAM後処理（OQAMシンボルからQAMシンボルへの変換）の前であるが係数θkによる逆回転の後のこの系列は、２つの系列Ψk1及びΨk2になる。最初のものは偶数シンボルに対応し、次のものは奇数シンボルに対応し、以下の特性を有する。
【００７６】
【数４】
2012213151.tif 000006
ξk1及びξk2で、0、-1又は1の値を仮定でき、送信されるBPSK系列εkを仮定できる。
【００７７】
チャネルが存在する場合、系列Ψk1及びΨk2はフィルタリングされ、チャネル30により雑音が入る。トレーニング系列の間に固定しているチャネルHkが存在する場合、フーリエ変換（FFT）後且つθkn*による逆回転後に受信した系列ρknは、以下により近似され得ることは明らかでる。
【００７８】
【数５】
2012213151.tif 000007
ただし、Δfは復調後に受信した残差周波数誤差であり、Δτは周波数シンボルの不十分な配置に関連する残差誤差である。Tはシンボルブロックの期間であり、ηknは雑音の項である。
【００７９】
リファレンス信号による受信したこの信号の相関は、普通に周波数領域での相関を行ってもよい。ρknがFFTの後且つOQAM後処理の前であるがθkn*による逆回転後に受信した系列である場合、以下の式が当てはまってもよい。
【００８０】
【数６】
2012213151.tif 000008
Ψk1及びΨk2のささいな値を前提とすると、値Γknは単純な和であり、積の計算は必要ない。
【００８１】
結果は、周波数シンボルの配置及び周波数での誤差を推定するために使用されてもよい。実際に、Γknの連続する値（Γkn+1）は、k個のアクティブなキャリアでの複素共役の積及び和により、周波数での残差誤差を推定することを可能にし得る。チャネルのインパルス応答（従って、プリアンブルの正確な開始）を推定するために、逆フーリエ変換は、k=0〜Mについて値Γknに渡って適用されてもよい（又は複数のΓknの平均に適用されてもよい）。実際に、Hkと
【００８２】
【数７】
2012213151.tif 000009
との組み合わせは、逆フーリエ変換の後に、プリアンブルの時間的配置に関連する誤差のシフトされたインパルス応答を構成する。
【００８３】
その結果、理想的な送信状態で受信した信号の虚数部は、0、1又は-1に非常に近い値を想定する。また、BPSKタイプの信号が入力された場合、プロトタイプフィルタの幾つかの係数は、BPSKからOQAMへの変換のため、ゼロのOQAM値により体系的に乗算される。
【００８４】
このように、隣接キャリアにもたらされる干渉は、0.5に非常に近い単位（モジュール）になる。各キャリアは２つの隣接キャリアを有するため、干渉が加算又は減算された場合、全体の干渉は0、-1又は1になる。
【００８５】
性能を改善するために、例えば、A.  Petrellaによる文献である“Synchronization  algorithms  for  FBMC  systems”,  doctoral  thesis,  Universite  Frederic  II  de  Naples,  2008/2009及びMorelli,  M.;  Kuo,  C.-C.J.;  Pun,  M.-O.による文献である“Synchronization  Techniques  for  Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access  (OFDMA):  A  Tutorial  Review”,  Proceedings  of  the  IEEE,  vol.95,  no.7,  pp.1394-1427,  July  2007に記載の既知の方法に従って、前同期E1’が実装されてもよい。
【００８６】
この前同期の効果は、受信機と送信機との正確な同期を行うために、周波数領域でのプリアンブルの処理の前に周波数誤差を訂正することである。
【００８７】
従って、前同期は、受信機2の粗い同期である。
【００８８】
図６は、同期方法の可能な実装を示している。
【００８９】
受信信号rは、自己相関され、FIFOタイプ（すなわち、First  In  First  Out）のメモリに格納されるように蓄積される。
【００９０】
ピーク検出アルゴリズムは、パケットの開始が検出されたか否かを評価する。前述の文献の１つで提案された方法の１つを使用して検出が存在した場合には、周波数での誤差（Erreur  Freq）の推定を可能にする。また、時間オフセット（Synchro  Temps）の推定を可能にする。
【００９１】
検出の後に、第２のデータパスは、周波数訂正を適用し、粗い同期情報（Erreur  Freq、Synchro  Temps）を使用して信号のフィルタバンクによる分析に進む。信号は、項毎にリファレンス信号と相関され、周波数領域でのチャネル推定がそこから推定される。チャネル推定は、１つ以上のOQAMシンボルで蓄積され、高速逆フーリエ変換（iFFT）が適用される。
【００９２】
プリアンブルの正確な開始は、チャネルインパルス応答の振幅ピークの検出E31により検出されてもよい。
【図１】
2012213151.tif 000010
【図２ａ】
2012213151.tif 000011
【図２ｂ】
2012213151.tif 000012
【図３】
2012213151.tif 000013
【図４】
2012213151.tif 000014
【図５】
2012213151.tif 000015
【図６】
2012213151.tif 000016
【外国語明細書】
2012213151000001.pdf
2012213151000002.pdf
2012213151000003.pdf
2012213151000004.pdf