(57)【要約】      （修正有）【課題】回路網に単相モードで接続され、制御された電流源を含む電力変換器を制御するための方法を提案する。【解決手段】電力変換器が単相モードで回路網に接続されているときに、その電力変換器を動作させるように設計される。電力変換器は、とりわけ、それのＤＣ電源バスに直列に接続された制御された電流源を含む。この制御された電流源は、２つの制御されたスイッチング・アームを備えた電子的な変換器２を含む。スイッチング・アームは、変調段階と飽和段階とを交互に行うことによって制御され、この飽和段階は、電力変換器を不連続モードで動作させるために、決められた期間βにわたり適用される。【選択図】図１
2012115139.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
−  入力電流（Ｉｅ）を供給する回路網の複数の入力相に接続され、且つ、整流電圧（Ｖｒ）が印加され、且つ、出力において整流器電流と称される電流が得られる整流器ステージ（１）と、
−  前記整流器ステージ（１）に接続され、且つ、第１の電源ライン（Ｖ＋）および第２の電源ライン（Ｖ−）を含むＤＣ電源バスであって、前記第１の電源ライン（Ｖ＋）および前記第２の電源ライン（Ｖ−）のそれぞれに電位が印加され、前記ＤＣ電源バスにおける電圧（Ｖｂｕｓ）を得るＤＣ電源バスと、
−  前記第１の電源ラインおよび前記第２の電源ラインに接続されたバス・コンデンサ（Ｃｂｕｓ）と、
−  前記バス・コンデンサ（Ｃｂｕｓ）の上流において前記第１の電源ラインまたは前記第２の電源ライン上に配置された制御された電流源であって、インダクタンス（Ｌ）と、コンデンサ（Ｃ１）及び２つのスイッチング・アームを含む電子的な変換器（２）と、を含む制御された電流源と、
−  前記電子的な変換器（２）の前記２つのスイッチング・アームを制御し、前記コンデンサ（Ｃ１）の両端における電圧（Ｖｃ）を変調し、それぞれの時点に前記電子的な変換器（２）の両端において決められた電圧（Ｖａｕｘ）を得る、制御手段（３）と、
を備えた電力変換器であって、
前記制御手段（３）は、前記スイッチング・アームの変調段階と、前記２つのスイッチング・アームが同時に導通状態に維持される飽和段階とを交互に行うことによって、前記整流器ステージ（１）の不連続動作モードを達成するように構成され、前記飽和段階は、決められた期間（β）にわたり適用され、それによって、前記電子的な変換器（２）の前記コンデンサ（Ｃ１）の両端における前記電圧（Ｖｃ）を、前記整流電圧（Ｖｒ）と前記ＤＣ電源バスに印加される前記電圧（Ｖｂｕｓ）との差の最大の絶対値よりも小さく維持し、かつ、前記ＤＣ電源バスに印加される前記電圧（Ｖｂｕｓ）の平均値を増加させる、
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記制御手段（３）は、前記電子的な変換器（２）の前記スイッチング・アームの制御を決定することを目的としたレギュレーション・ループを実行するように構成されることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換器。
【請求項３】
前記飽和段階の期間（β）が、次の関係：
【数１】
2012115139.tif 000011
及び
β＝π／ｎ−２θ
に基づいて決定され、
ここで、θは前記変調段階の期間を表し、βは前記飽和段階の期間を表し、ｎは前記電力変換器が接続された入力相の数に相当し、ＩＬは前記バス・コンデンサの下流において前記ＤＣ電源バスに流れる電流であり、Ｉｒｅｄｍはピーク整流器電流に相当することを特徴とする、請求項１または請求項２に記載の電力変換器。
【請求項４】
前記不連続動作モードは、
【数２】
2012115139.tif 000012
であるときに得られることを特徴とする、請求項３に記載の電力変換器。
【請求項５】
電気的な負荷に電力を供給することを目的とした可変電圧に、ＤＣ電圧を変換することを目的としたスイッチング・アームを備えるインバータ・ステージを含む可変速駆動装置であって、前記可変速駆動装置のインバータ・ステージの上流に、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載された電力変換器を含むことを特徴とする可変速駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相モード（single-phase mode）で接続された電力変換器に関する。本発明は、より詳細には、制御された電流源（制御電流源）を備えた電力変換器に適用される。
【背景技術】
【０００２】
周知のように、電力変換器は、回路網に接続された複数の入力相を含み、例えば、電力変換器が三相モードで接続されている場合には３つの入力相を含み、電力変換器が単相モードで接続されている場合には２つの入力相を含む。電力変換器の入力相に接続され、電力変換器は、回路網によって供給されるＡＣ電圧を整流電圧に変換するための整流器ステージを含む。さらに、電力変換器は、正電位を有する第１の電源ラインと負電位を有する第２の電源ラインとを備えた、整流電圧が印加される電力供給バスを含み、また、第１の電源ラインと第２の電源ラインとの間に接続され且つバス上のＤＣ電圧を一定に維持することを目的としたバス・コンデンサを含む。
【０００３】
バス・コンデンサの上流において、制御された電流源をＤＣバスの第１または第２の電源ライン上に直列に配置することは、既知の実施形態である。この電流源は、例えば、直列に接続されたインダクタンスと電子的な変換器とを含み、この電子的な変換器は、２つの並列なスイッチング・アームとコンデンサとを有する。電子的な変換器のスイッチング・アームは、それぞれの時点において、電子的な変換器の両端における決められた電圧を得るために、電子的な変換器のコンデンサの両端における電圧を変調するように制御され、それによって、整流器電流と呼ばれる整流器ステージの出力における電流を制御し且つ回路網によって供給される入力電流に影響を与えることを可能にする。
【０００４】
このような電力変換器が三相モードで回路網に接続される場合、電力変換器の電子的な変換器は、いわゆる連続動作モードで変調を制御され、この連続動作モードは、整流器ステージに適用され、かつ、連続動作モードでは、電子的な変換器のコンデンサの両端における電圧が常に以下の条件を満たさなければならない。
Ｖｒ（ｔ）＝Ｖｒｅｄ（ｔ）、且つ、＜Ｖｂｕｓ＞＝＜Ｖｒｅｄ＞で、Ｖｃ≧ｍａｘ｜Ｖｒ（ｔ）−Ｖｂｕｓ（ｔ）｜
ここで、
−  Ｖｒ（ｔ）は回路網の理論的な整流電圧である。整流器ステージが導通しているとき、電圧Ｖｒは、実際の整流電圧Ｖｒｅｄと同じである。
−  ＜Ｖｂｕｓ＞はバスの平均電圧であり、＜Ｖｒｅｄ＞は整流器ステージの出力における平均電圧である。
【０００５】
したがって、一定の整流器電流を保証することが可能である。この動作モードにおいて、ＤＣ電源バスの電圧は、整流器ステージの出力に印加されるピーク電圧の９５．５％であろう。
【０００６】
他方、この電力変換器が単相モードで回路網に接続される場合、この連続動作モードは適用することができない。その理由は、ＤＣ電源バスの電圧は、回路網のピーク電圧の６３．７％であるからである。残念ながら、この電圧レベルは、モーターを制御するのに使用することはできない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、本発明の目的は、回路網に単相モードで接続され、且つ、上述したような制御された電流源を含む電力変換器を制御するための方法を提案することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この目的は、
−  入力電流を供給する回路網の複数の入力相に接続され、且つ、整流電圧が印加され、且つ、出力において整流器電流と称される電流が得られる整流器ステージと、
−  前記整流器ステージに接続され、且つ、第１の電源ラインおよび第２の電源ラインを含むＤＣ電源バスであって、前記第１の電源ラインおよび前記第２の電源ラインのそれぞれに電位が印加され、前記ＤＣ電源バスにおける電圧を得るＤＣ電源バスと、
−  前記第１の電源ラインおよび前記第２の電源ラインに接続されたバス・コンデンサと、
−  前記バス・コンデンサの上流において前記第１の電源ラインまたは前記第２の電源ライン上に配置された制御された電流源であって、インダクタンスと、コンデンサ及び２つのスイッチング・アームを含む電子的な変換器と、を含む制御された電流源と、
−  前記電子的な変換器の前記２つのスイッチング・アームを制御し、前記コンデンサの両端における電圧を変調し、それぞれの時点に前記電子的な変換器の両端において決められた電圧を得る、制御手段と、
を備えた電力変換器であって、
前記制御手段は、前記スイッチング・アームの変調段階と、前記２つのスイッチング・アームが同時に導通状態に維持される飽和段階とを交互に行うことによって、前記整流器ステージの不連続動作モードを達成するように構成され、前記飽和段階は、決められた期間にわたり適用され、それによって、前記電子的な変換器の前記コンデンサの両端における前記電圧を、前記整流電圧と前記ＤＣ電源バスに印加される前記電圧との差の最大の絶対値よりも小さく維持し、かつ、前記ＤＣ電源バスに印加される前記電圧の平均値を増加させる、電力変換器によって達成される。
【０００９】
ある特定の特徴によれば、制御手段は、前記電子的な変換器の前記スイッチング・アームの制御を決定することを目的としたレギュレーション・ループ（調整ループ）を実行するように構成される。
【００１０】
別の特定の特徴によれば、前記飽和段階の期間が、次の関係：
【数１】
2012115139.tif 000003
及び
β＝π／ｎ−２θ
に基づいて決定され、
ここで、θは前記変調段階の期間を表し、βは前記飽和段階の期間を表し、ｎは前記電力変換器が接続された入力相の数に相当し、ＩＬは前記バス・コンデンサの下流において前記ＤＣ電源バスに流れる電流であり、Ｉｒｅｄｍはピーク整流器電流に相当する。
【００１１】
別の特定の特徴によれば、前記不連続動作モードは、
【数２】
2012115139.tif 000004
であるときに得られる。
【００１２】
本発明はさらに、電気的な負荷に電力を供給することを目的とした可変電圧に、ＤＣ電圧を変換することを目的としたスイッチング・アームを備えるインバータ・ステージを含む可変速駆動装置に関し、この可変速駆動装置は、前記可変速駆動装置のインバータ・ステージの上流に、前記電力変換器を含む。
【００１３】
その他の特徴および利点は、例として与えられ、かつ添付の図面に示される実施形態を参照しながら、以下の詳細な説明を読めば明らかとなる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明に基づいた電力変換器を示す図である。
【図２】本発明の動作の原理を様々な曲線によって説明する図である。
【図３】単相モードで接続された電力変換器に適合されたレギュレーション・ループのブロック図である。
【図４】三相モードで接続された電力変換器に適合されたレギュレーション・ループのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
図１を参照すると、公知のように、電力変換器は整流器ステージ１およびＤＣ電源バスを含む。図１を参照して、整流器ステージ１は、例えば、２つまたは３つの入力相Ｒ、Ｓ、ＴにおけるＡＣインダクタンスを介して回路網に接続される（電力変換器の三相モード又は単相モードの接続を示すために、相Ｔは点線で示されている）。この図１において、整流器ステージ１は、例えば、回路網によって供給されるＡＣ電圧Ｖｒｅｓを整流し、そして、その整流電圧ＶｒをＤＣ電源バスに印加するダイオード・ブリッジである。より詳細には、整流器ステージ１は、それぞれが直列に接続された２つのダイオードからなる複数のアームを含み、それぞれのアームは、２つのダイオード間に存在する中間点により入力相Ｒ、Ｓ、Ｔに接続される。
【００１６】
ＤＣ電源バスは、整流器ステージ１の下流側に接続される。それは、正電位Ｖ＋を有する電源ラインと、負電位Ｖ−を有する電源ラインとを含む。少なくとも１つのバス・コンデンサＣｂｕｓが、バスの２つの電源ラインのそれぞれに接続され、そして、バス電圧を一定値に維持するのに使用される。
【００１７】
この電力変換器は、例えば、電力変換器のＤＣ電源バスに接続され、且つ、ＤＣ電圧をチョップして電気的負荷に電力を供給することを意図した可変電圧を得るのに使用される複数の制御されたスイッチング・アームを備えた、インバータ・ステージ（図示せず）を含む可変速駆動装置内に含まれてもよい。
【００１８】
以下の記述においては、整流器ステージ１からの出力として実際に印加されるＶｒｅｄによって示される実際の整流電圧と、整流器ステージ１が連続導通モードで常に動作している場合に整流器ステージ１からの出力として印加される電圧に相当するＶｒによって示される仮想的な整流電圧とが、区別される。電圧Ｖｒは仮想的なものであるので、図１には示されない。
【００１９】
本発明によれば、電力変換器は、バス・コンデンサの上流側においてＤＣ電源バスの第１または第２の電源ラインに直列に接続された制御された電流源を使用する。この制御された電流源は、整流器ステージ１からの出力としてＤＣ電源バスに流れる電流Ｉｒｅｄを制御することを意図したものであり、この電流Ｉｒｅｄは、以下において、整流器電流と呼ばれる。
【００２０】
この制御された電流源は、例えば、
−  小さな値のＤＣインダクタンス（Ｌ）と、
−  並列の２つの個別スイッチング・アームと、２つのスイッチング・アームに並列に接続されたコンデンサＣ１と、からなる電子的な変換器２の形態を有する制御された可変電圧源と、
を含む、制御された電子的なインダクタンスの形態を有する。
【００２１】
電力変換器の整流器ステージ１は非可逆的なものであるので、電子的な変換器のスイッチング・アームは電流において一方向性であり得、且つ、それぞれのスイッチング・アームは、例えば、ダイオードＤ１、Ｄ２に直列に接続された電子的なスイッチＴ１、Ｔ２を含むことができる。それぞれのスイッチング・アームは、それの電子的なスイッチＴ１、Ｔ２とダイオードＤ１、Ｄ２との間に配置された接続中間点Ｐ１、Ｐ２を含む。第１のスイッチング・アームの接続中間点Ｐ１は、インダクタンスＬに接続され、第２のスイッチング・アームの接続中間点Ｐ２は、バス・コンデンサＣｂｕｓに接続される。電子的な変換器２の一方のスイッチング・アームにおける直列構成の電子的なスイッチとダイオードとは、他方のスイッチング・アームにおける直列構成の電子的なスイッチとダイオードに対してずれている。
【００２２】
電子的な変換器２に使用される電子的なスイッチＴ１、Ｔ２は、例えば、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御を使用する適切な制御手段３によって制御されるＭＯＳＦＥＴ型トランジスタである。当然ながら、同じ機能を達成するための適切なその他のコンポーネントが使用されてもよい。ＰＷＭによる２つのスイッチの制御は、同期させられ且つ一定の制御信号（一般的には、モジュラント（modulant）と呼ばれる）とは逆位相である２つののこぎり波信号を比較することを必要とし、電子的な変換器のそれぞれのスイッチのスイッチング時点（switching instant）およびスイッチング期間を推定する。簡素化するため、図２に示されるように、結果として得られる制御ｕは、２つのスイッチＴ１、Ｔ２それぞれの状態に依存して、−１と＋１との間で変化するものと規定することが可能であり、このことは、範囲［−Ｖｃ、Ｖｃ］内に存在する電圧値Ｖａｕｘを、電子的な変換器２の両端において得ることを可能にする。
【００２３】
したがって、電子的な変換器２は、制御された可変電圧源のように動作し、この制御された可変電圧源は、電子的な変換器２のコンデンサＣ１の両端における電圧Ｖｃを変調し、それによって、この電子的な変換器２の両端において電圧Ｖａｕｘを得るのに使用され得る。
【００２４】
したがって、次の関係が、ＤＣ電源バスの電圧Ｖｂｕｓと、インダクタンスＬの両端における電圧ＶＬと、制御された電子的な変換器２の両端における電圧Ｖａｕｘと、整流器ステージ１の電圧Ｖｒｅｄとの間において得られる。
ＶＬ＝Ｖｒｅｄ−Ｖｂｕｓ−Ｖａｕｘ      （１）
【００２５】
したがって、電子的な変換器２の両端における電圧Ｖａｕｘを制御することによって、電圧ＶＬを変化させ、それによって、整流器電流Ｉｒｅｄを制御し、そして、この整流器電流Ｉｒｅｄに特定の特性（profile）を与えることが可能である。連続的な整流器電流Ｉｒｅｄを得るために、電子的な変換器２は、整流器ステージに適用される、いわゆる連続動作モードで制御され、この連続動作モードにおいては、コンデンサＣ１の両端における電圧Ｖｃは、次の条件を常に満たさなければならない。
＜Ｖｂｕｓ＞＝＜Ｖｒｅｄ＞で、Ｖｃ≧｜Ｖｒｅｄ（ｔ）−Ｖｂｕｓ（ｔ）｜      （２）
＜Ｖｂｕｓ＞は、ＤＣ電源バスの平均電圧を規定し、＜Ｖｒｅｄ＞は、平均整流電圧を規定する。
【００２６】
しかしながら、このいわゆる連続動作モードは、電力変換器が単相モードで接続されている場合、得られるＤＣ電源バスの電圧Ｖｂｕｓは負荷を制御するには不十分なものであるので、この電力変換器を動作させるのに適切なものではない。当然ながら、単相モードで接続することは、最初から計画されてもよく、あるいは、例えば、整流器ステージ１のダイオードのブレークダウンによる相の喪失（loss of a phase）に起因してもよい。
【００２７】
したがって、電力変換器が単相モードで電気回路網に接続されている場合、電力変換器を不連続動作モードで動作させることが必要であり、この不連続動作モードにおいては、電子的な変換器２のコンデンサＣ１の両端における電圧Ｖｃは、もはや上述した条件を満足しない。言い換えれば、次の式で表される。
Ｖｃ＜ｍａｘ｜Ｖｒ（ｔ）−Ｖｂｕｓ（ｔ）｜    （３）
【００２８】
したがって、Ｖｒ（ｔ）は、回路網の理論的な整流電圧である。整流器ステージ１が導通しているとき、電圧Ｖｒは、実際の整流電圧Ｖｒｅｄと同じである（図２）。整流器ステージ１が整流器電流の流れを遮断（block）すれば、電圧Ｖｒは、実際の整流電圧Ｖｒｅｄとはもはや同じではない。
【００２９】
本発明によれば、この不連続動作モードを強いるには、電子的な変換器２のスイッチＴ１、Ｔ２の制御ｕの飽和（saturation）を導入する必要がある。したがって、図２に示されるように、電子的な変換器２は、そのために、電子的な変換器２のスイッチＴ１、Ｔ２の制御ｕの変調と、この制御ｕの飽和とを交互に行うことによって制御される。
【００３０】
公知のように、電子的な変換器の制御ｕは、変換器の電子的なスイッチＴ１、Ｔ２がＯＮ状態とＯＦＦ状態との間で変化するときに変調される。従って、制御ｕは、−１と＋１との間に存在する。電子的な変換器の制御ｕは、変換器の電子的なスイッチＴ１、Ｔ２がＯＮ状態において遮断されたとき、あるいは、ＯＦＦ状態において遮断されたときに、飽和させられる。従って、制御ｕは、−１または＋１に保持される。以下の説明においては、スイッチがＯＮ状態において遮断される場合についてより詳細に議論する。
【００３１】
例えば、電子的な変換器のスイッチＴ１、Ｔ２が、ＯＮ状態において、的確に（shrewdly）定められた時間の間遮断されると仮定すれば、電子的な変換器２の両端における電圧Ｖａｕｘは、−Ｖｃに等しいであろう。図２に示されるように、飽和期間の間、電圧Ｖｃの平均値が、整流電圧Ｖｒｅｄに加算され、ＤＣ電源バスの電圧Ｖｂｕｓを形成する。その結果は、ＤＣ電源バスの電圧Ｖｂｕｓの全体的な増加であり、それは、ピーク回路網電圧の９３％よりも大きくなる。飽和期間の間、ＤＣ電源バスの電圧Ｖｂｕｓは、整流電圧Ｖｒｅｄよりも大きいことから、整流器ステージ１が遮断され、それによって、整流器電流がキャンセルされる（Ｉｒｅｄ＝０Ａ）。図２から、制御ｕのそれぞれの飽和において、整流器電流Ｉｒｅｄはキャンセルされることがわかり、飽和の導入とそれによる不連続動作モードへの切り替えは、電圧Ｖｂｕｓの増加をもたらし、この電圧Ｖｂｕｓは、（図２において点線で示される）平均電圧＜Ｖｒ＞よりも大きくなることがわかる。
【００３２】
整流された回路網電圧の期間中、制御の変調時間および飽和時間は、電子的な変換器２の制御手段３によって、不連続動作モードとなるように決定される。
【００３３】
図２を参照すると、次のパラメータが規定される。
−  変調時間は、変調角（modulation angle）θに基づいて規定され、且つ、値２θを有する。
−  飽和時間は、飽和角（saturation angle）βに基づいて規定され、且つ、値βを有する。
−  スイッチング期間は、値π／ｎ（三相回路網の場合はｎ＝３、単相回路網の場合はｎ＝１）を有する周期角（period angle）によって規定される。周期π／ｎ、変調角θ、および、飽和角βは、式β＝π／ｎ−２θによって関係づけられる。
【００３４】
変調角θは、電子的な変換器２のコンデンサＣ１の両端における電圧Ｖｃの値と、ＤＣ電源バスの電圧Ｖｂｕｓの値とを、次の関係に従って決定する。
【数３】
2012115139.tif 000005
【数４】
2012115139.tif 000006
【００３５】
これらの式において、Ｖｒｅｄｍは、ピーク回路網電圧Ｖｒｅｓｍに等しいピーク整流電圧に相当する。
【００３６】
ピーク整流器電流Ｉｒｅｄｍは、電気的な負荷に電力を供給することを意図した負荷電流ＩＬに応じて、変調角θを次の関係に基づいて規定する。
【数５】
2012115139.tif 000007
【００３７】
この関係から、
【数６】
2012115139.tif 000008
であれば、負荷電流ＩＬは、ピーク整流器電流Ｉｒｅｄｍよりも常に小さいことが推定され、それによって、必然的に、不連続動作モードをもたらす。
【００３８】
単相回路網の場合、ｎ＝１となり、θ＜π／２である。
【００３９】
変調角θの制御は、システムにおける３つの変数、即ち、
−  ピーク整流器電流Ｉｒｅｄｍ
−  コンデンサＣ１の両端における電圧Ｖｃ
−  ＤＣ電源バスの電圧Ｖｂｕｓ
の中の１つによって決まる。
【００４０】
したがって、制御原理は、制御ｕの飽和を得ることである。この目的を達成するために、様々なレギュレータ・アーキテクチャーが使用されてもよい。図３は、この目的の達成を可能にするアーキテクチャーの一例を示す。
【００４１】
図３は、整流器電流Ｉｒｅｄのレギュレーション・ループＰＩ（比例積分）を示す。このレギュレーション・ループは、単相モードで接続された電力変換器の動作に適合されたものである。
【００４２】
このレギュレーション・ループにおいて、
−  ピーク整流電圧Ｖｒｅｄｍは、入力として印加され、かつ、式（５）：
【数７】
2012115139.tif 000009
に応じて変調角を決定するのを可能にし、コンデンサＣ１の両端における電圧ＶＣは、例えば、１００ボルトより高くならない。
−  変調角θから、および、負荷電流ＩＬの測定または決定から、ピーク整流器電流Ｉｒｅｄｍが、関係（６）：
【数８】
2012115139.tif 000010
に基づいて推定される。変調角θは、当然ながら、ピーク整流器電流Ｉｒｅｄｍが負荷電流ＩＬよりも大きく、その結果として、制御ｕを飽和させ、それによって、不連続動作モードを得るように決められる。
【００４３】
このレギュレーション・ループは、図４に示されるような三相モードで接続された電力変換器の動作に適合された、より広いレギュレーション・ループ内に埋め込まれてもよい。この図４において、上述したレギュレーション・ループは、ピーク整流器電流Ｉｒｅｄｍを決定するのを可能にする。第２のレギュレーション・ループは、電子的な変換器２のコンデンサＣ１の両端における電圧Ｖｃに適用されるレギュレータＰＩを用いて、整流器電流の設定値Ｉｒｅｄ＊を決定するのを可能にする。コンデンサＣ１の両端における電圧の設定値Ｖｃ＊は、電力変換器が三相モードで接続されている限り整流器電流Ｉｒｅｄが連続導通状態であるように設定される。したがって、上述した関係（２）が常に満たされるであろう。
【００４４】
他方において、もし相の喪失が発生すれば、電圧Ｖｃは、その結果、設定値Ｖｃ＊を越えて増加し、そして、レギュレータＰＩを飽和させる。そして、整流器電流の設定値Ｉｒｅｄ＊は、ピーク整流器電流Ｉｒｅｄｍに制限される。そのために、状況は、単相モードで接続された変換器の制御の場合と同じである。
【００４５】
当然ながら、本発明の範囲を逸脱することなく、細部のその他の変形および改良形を考え出すこと、さらには、等価な手段の使用を考えることも可能である。
【図１】
2012115139.tif 000013
【図２】
2012115139.tif 000014
【図３】
2012115139.tif 000015
【図４】
2012115139.tif 000016