(57)【要約】【課題】回路規模の増大を抑制しつつ、広範囲の制御電圧に対して発振周波数を直線的に変化させることが可能な電圧制御発振器を提供すること。【解決手段】本発明にかかる電圧制御発振器は、増幅器１１と、増幅器１１に並列に接続され帰還ループを構成する水晶振動子１３と、水晶振動子１３に対して負荷する容量値が制御電圧ＶＣに応じて変化する可変容量部１５，１７と、制御電圧ＶＣを生成する制御電圧生成回路１４と、を備える。また、可変容量部１５は、固定容量１５２と、固定容量１５２と直列に接続され制御電圧ＶＣに応じて導通状態が制御されるディプレッション型のトランジスタ１５１と、を有する。可変容量部１７は、固定容量１７２と、固定容量１７２と直列に接続され制御電圧ＶＣに応じて導通状態が制御されるエンハンスメント型のトランジスタ１７１と、を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器と、
前記増幅器に並列に接続され帰還ループを構成する圧電素子と、
前記圧電素子に対して負荷する容量値が制御電圧に応じて変化する第１及び第２の可変容量部と、
前記制御電圧を生成する制御電圧生成回路と、を備え、
前記第１の可変容量部は、
第１の固定容量と、
前記第１の固定容量と直列に接続され、前記制御電圧に応じて導通状態が制御される第１の型のＭＯＳトランジスタと、を有し、
前記第２の可変容量部は、
第２の固定容量と、
前記第２の固定容量と直列に接続され、前記制御電圧に応じて導通状態が制御される前記第１の型とは異なる第２の型のＭＯＳトランジスタと、を有する電圧制御発振器。
【請求項２】
前記第１の型のＭＯＳトランジスタと、前記第２の型のＭＯＳトランジスタは、互いに異なる前記制御電圧の値で、導通状態となることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
【請求項３】
前記第１の型のＭＯＳトランジスタは、
ディプレッション型のＭＯＳトランジスタであって、
前記第２の型のＭＯＳトランジスタは、
エンハンスメント型のＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電圧制御発振器。
【請求項４】
前記第１の型及び前記第２の型のＭＯＳトランジスタは、
それぞれ共通の前記制御電圧によって制御されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電圧制御発振器。
【請求項５】
前記第１の型及び前記第２の型のＭＯＳトランジスタは、
前記増幅器の入力端子及び出力端子の何れかに接続されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電圧制御発振器。
【請求項６】
前記圧電素子は、
水晶発振子であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電圧制御発振器。
【請求項７】
前記制御電圧生成回路と前記第１及び前記第２の可変容量部との間にフィルタ回路をさらに備えた請求項１〜６のいずれか一項に記載の電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧制御発振器に関し、特に広範囲の発振周波数可変範囲を有する電圧制御発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、水晶発振器では安定した発振周波数が得られるが、水晶振動子固有の温度特性によりその発振周波数は±１０ｐｐｍ程度変化することが知られている。携帯電話などの移動体通信機器では、この周波数変動は無視できないため周波数補正が必要である。したがって、制御電圧により発振周波数を変更可能な電圧制御発振器がいくつか提案されている。
【０００３】
図４は、従来技術の電圧制御発振器を示す構成図である。なお、図４は、特許文献１の図６に対応する。図４に示すように電圧制御発振器１００は、増幅器１０１と、帰還ループを構成する抵抗１０２と、増幅器１０１に並列に接続され帰還ループを構成する圧電素子である水晶振動子１０３と、増幅器１０１の入力端子及び出力端子にそれぞれ接続され制御電圧ＶＣに応じて容量値が変化する可変容量部１０５，１０６と、可変容量部１０５，１０６に制御電圧ＶＣを供給する周波数調整電圧発生回路（制御電圧生成回路）１０４と、を備える。
【０００４】
図４に示す電圧制御発振器１００は、水晶振動子１０３の両端に接続された可変容量部１０５，１０６の容量値を制御電圧ＶＣに応じて変化させることにより、水晶振動子１０３を用いて生じさせる発振周波数ｆｏｓｃを制御するものである。
【０００５】
図５は、可変容量部１０５を示す構成図である。なお、図５は、特許文献１の図２に対応する。図５に示すように可変容量部１０５は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタと称す）１０５１と、当該トランジスタ１０５１と直列に接続された固定容量１０５２と、を有する。トランジスタ１０５１のゲートに制御電圧ＶＣが供給されると、当該制御電圧ＶＣに応じてトランジスタ１０５１のオン抵抗が変化する。それにより、トランジスタ１０５１のドレイン側から見たインピーダンスが変化する。つまり、水晶振動子１０３に負荷される容量値が変化する。これは、可変容量部１０６の場合も同様である。このように、電圧制御発振器１００は、水晶振動子１０３に負荷する容量値を制御電圧ＶＣに応じて変化させることにより、水晶振動子１０３を用いて生じさせる発振周波数ｆｏｓｃを制御する。
【０００６】
しかし、ＭＯＳトランジスタを用いた可変容量部１０５，１０６では、従来のバリキャップダイオード等と異なり、ＣＭＯＳプロセスとの親和性は高いものの、水晶振動子１０３に対する負荷容量を変更できる制御電圧範囲は１Ｖ程度と小さい。そのため、図６に示すように、制御電圧ＶＣに対する発振周波数変化の直線性が良好でないという問題があった。
【０００７】
なお、近年の電子機器の小型化・低電力化に伴い、基準信号の生成に欠かせない水晶デバイスに対しても小型化・低電力化が要求されている。テクノロジが微細になるにつれて、電源電圧も低電圧側にシフトしてきている。一般に発振周波数を制御する制御電圧の中心電圧は、システムの構成にもよるが電源電圧の１／２程度に設定されていることが多い。そのため、電源電圧が低下するとそれに伴って制御電圧のレベルも低電圧側にシフトせざるを得ず、その結果、制御電圧発生器１０４が出力可能な制御電圧ＶＣの範囲も狭まってしまう。
【０００８】
このような問題に対する解決策が、特許文献１及び特許文献２に開示されている。図７は、特許文献１に開示された電圧制御発振器を示す構成図である。また、図８〜図１１は、特許文献２に開示された電圧制御可変容量を示す構成図である。なお、図７は、特許文献１の図１に対応する。図８〜図１１は、特許文献２の図５、図７、図９及び図１１に対応する。
【０００９】
図７に示す電圧制御発振器２００は、増幅器２０１と、帰還ループを構成する抵抗２０２と、増幅器２０１に並列に接続され帰還ループを構成する圧電素子である水晶振動子２０３と、増幅器２０１の入力端子及び出力端子にそれぞれ接続され制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量部２０５〜２１０と、可変容量部２０５〜２１０に制御電圧ＶＣ１〜ＶＣ３を出力する制御電圧生成回路２０４と、を備える。可変容量部２０５〜２１０は、図５に示す回路構成と同様である。制御電圧生成回路２０４は周波数調整電圧発生回路２０４１〜２０４３を有する。周波数調整電圧発生回路２０４１は可変容量部２０５，２０６に対して制御電圧ＶＣ１を出力し、周波数調整電圧発生回路２０４２は可変容量部２０７，２０８に対して制御電圧ＶＣ２を出力し、周波数調整電圧発生回路２０４３は可変容量部２０９，２１０に対して制御電圧ＶＣ３を出力する。ここで、制御電圧生成回路２０４は、可変容量部２０５〜２１０に所定のオフセットを持たせて、可変容量部２０５〜２１０に対してそれぞれ制御電圧を与えるように構成される。このような回路構成により、電圧制御発振器２００は、制御電圧に対する発振周波数変化の直線性を改善している。
【００１０】
図８〜図１１に示す電圧制御可変容量３００〜３０３は、それぞれ複数の可変容量部ＭＣ１〜ＭＣｎ（ｎは自然数）を複数有して構成される。なお、各可変容量部ＭＣ１〜ＭＣｎは、図５に示す可変容量部と同様の回路構成である。電圧制御可変容量３００〜３０３は、図７に示す電圧制御発振器２００の場合と異なり、トランジスタＭ１〜Ｍｎ（ｎは自然数）の各ゲートに対して共通の制御電圧ＶＣを供給する。ここで、トランジスタＭ１〜Ｍｎのしきい値電圧は、当該トランジスタＭ１〜Ｍｎの寸法（チャネル幅：Ｗ、チャネル長：Ｌ、アスペクト比：Ｗ／Ｌ、及びバックゲート電圧：ＢＧ）を調整することにより、それぞれ異なる値に調整される。このような電圧制御可変容量が設けられた電圧制御発振器は、図１２に示すように、制御電圧に対する発振周波数変化の直線性を改善している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平１０−５１２３８号公報
【特許文献２】特開２００５−１２３４２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
特許文献１の場合、制御電圧生成回路は、複数の可変容量部に対して異なる制御電圧を出力する。したがって、この制御電圧生成回路は、可変容量部の数に応じた複数の周波数調整電圧発生回路を備える必要がある。その結果、この従来技術では、回路構成が複雑になり、回路規模が増大するという問題があった。
【００１３】
次に、特許文献２の場合の問題点について説明する。一般的に、ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧の可変幅は、当該ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧−チャネル長特性からも明らかなように、センターに対して数１００ｍＶ程度である。したがって、この従来技術では、水晶振動子１０３に対する負荷容量を変更できる制御電圧範囲は、電圧制御可変容量単体（可変容量部を一つ備えた電圧制御可変容量）では広くすることは難しい。したがって、この従来技術では、発振周波数の制御電圧に対する直線性を電圧制御可変容量単体では改善することができないという問題があった。仮に、この制御電圧範囲を広くしようとすると、可変容量部を複数個備えたり、可変容量部を構成するトランジスタのバックゲート電圧を個別に制御することが必要となり、結果として、回路規模が増大することが考えられる。
【００１４】
このように、従来技術の電圧制御発振器は、回路規模の増大を抑制しつつ、広範囲の制御電圧に対して発振周波数を直線的に変化させることができないという問題があった。
【００１５】
なお、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化量は、例えば、±８０〜１００ｐｐｍ／Ｖ等と規定されている。したがって、従来技術の電圧制御発振器では、１Ｖ程度の制御電圧範囲に対して発振周波数を直線的に変化させることは容易でなかった。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明にかかる電圧制御発振器は、増幅器と、前記増幅器に並列に接続され帰還ループを構成する圧電素子と、前記圧電素子に対して負荷する容量値が制御電圧に応じて変化する第１及び第２の可変容量部と、前記制御電圧を生成する制御電圧生成回路と、を備え、前記第１の可変容量部は、第１の固定容量と、前記第１の固定容量と直列に接続され、前記制御電圧に応じて導通状態が制御される第１の型のＭＯＳトランジスタと、を有し、前記第２の可変容量部は、第２の固定容量と、前記第２の固定容量と直列に接続され、前記制御電圧に応じて導通状態が制御される前記第１の型とは異なる第２の型のＭＯＳトランジスタと、を有する。
【００１７】
上述のような回路構成により、回路規模の増大を抑制しつつ、広範囲の制御電圧に対して発振周波数を直線的に変化させることができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明により、回路規模の増大を抑制しつつ、広範囲の制御電圧に対して発振周波数を直線的に変化させることが可能な電圧制御発振器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる電圧制御発振器を示す構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１にかかる電圧制御発振器における制御電圧及び発振周波数の関係を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態２にかかる電圧制御発振器を示す構成図である。
【図４】従来技術の電圧制御発振器を示す構成図である。
【図５】従来技術の可変容量部を示す構成図である。
【図６】従来技術における制御電圧及び発振周波数の関係を示す図である。
【図７】従来技術の電圧制御発振器を示す構成図である。
【図８】従来技術の電圧制御可変容量を示す構成図である。
【図９】従来技術の電圧制御可変容量を示す構成図である。
【図１０】従来技術の電圧制御可変容量を示す構成図である。
【図１１】従来技術の電圧制御可変容量を示す構成図である。
【図１２】従来技術における制御電圧及び発振周波数の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。なお、図面は簡略的なものであるから、この図面の記載を根拠として本発明の技術的範囲を狭く解釈してはならない。また、同一の要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００２１】
実施の形態１
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電圧制御発振器を示す構成図である。本実施の形態にかかる電圧制御発振器は、回路規模の増大を抑制しつつ、広範囲の制御電圧に対して発振周波数を直線的に変化させることができることを特徴とする。以下、具体的に説明する。
【００２２】
図１に示す電圧制御発振器１は、増幅器１１と、帰還ループを構成する抵抗１２と、増幅器１１に並列に接続され帰還ループを構成する圧電素子である水晶振動子１３と、増幅器１１の入力端子及び出力端子にそれぞれ接続され制御電圧ＶＣに応じて容量値が変化する可変容量部（第１の可変容量部）１５，１６及び可変容量部（第２の可変容量部）１７，１８と、可変容量部１５〜１８に制御電圧ＶＣを出力する制御電圧生成回路１４と、を備える。なお、制御電圧生成回路１４は、制御電圧ＶＣを発生する周波数調整電圧発生回路１４１を有する。
【００２３】
図１に示す電圧制御発振器１は、水晶振動子１３の両端に接続された可変容量部１５〜１８の容量値を制御電圧ＶＣに応じて変化させることにより、水晶振動子１３を用いて生じさせる発振周波数ｆｏｓｃを制御するものである。
【００２４】
次に、可変容量部１５〜１８についてさらに具体的に説明する。なお、可変容量部１５，１６と可変容量部１７，１８とは、それぞれ異なるデバイスのＭＯＳトランジスタによって構成される。言い換えると、可変容量部１５，１６と可変容量部１７，１８とは、それぞれ異なる型のＭＯＳトランジスタによって構成される。異なる型のＭＯＳトランジスタとは、例えば、エンハンスメント型のＭＯＳトランジスタとディプレッション型のＭＯＳトランジスタのことをいう。
【００２５】
可変容量部１５は、ディプレッション型のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第１の型のＭＯＳトランジスタ。以下、単にトランジスタと称す）１５１と、固定容量（第１の固定容量）１５２と、を有する。トランジスタ１５１では、ドレインが増幅器１１の入力端子に接続され、ソースが固定容量１５２の一端に接続され、ゲートに制御電圧生成回路１４からの制御電圧ＶＣが印加される。固定容量１５２の他端は、接地電圧端子ＧＮＤに接続される。可変容量部１６は、ディプレッション型のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第１の型のＭＯＳトランジスタ。以下、単にトランジスタと称す）１６１と、固定容量（第１の固定容量）１６２と、を有する。可変容量部１６の回路構成は、可変容量部１５と同様であるため、説明を省略する。ただし、可変容量部１６において、トランジスタ１６１のドレインは増幅器１１の出力端子に接続される。
【００２６】
可変容量部１７は、エンハンスメント型のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第２の型のＭＯＳトランジスタ。以下、単にトランジスタと称す）１７１と、固定容量（第２の固定容量）１７２と、を有する。トランジスタ１７１では、ドレインが増幅器１１の入力端子に接続され、ソースが固定容量１７２の一端に接続され、ゲートに制御電圧生成回路１４からの制御電圧ＶＣが印加される。固定容量１７２の他端は、接地電圧端子ＧＮＤに接続される。可変容量部１８は、エンハンスメント型のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第２の型のＭＯＳトランジスタ。以下、単にトランジスタと称す）１８１と、固定容量（第２の固定容量）１８２と、を有する。可変容量部１８の回路構成は、可変容量部１７と同様であるため、説明を省略する。ただし、可変容量部１８において、トランジスタ１８１のドレインは増幅器１１の出力端子に接続される。
【００２７】
トランジスタ１５１、１６１、１７１及び１８１の各ゲートに制御電圧生成回路１４からの制御電圧ＶＣが供給されると、その制御電圧ＶＣに応じてトランジスタ１５１、１６１、１７１及び１８１のオン抵抗が変化する。言い換えると、トランジスタ１５１、１６１、１７１及び１８１は、制御電圧ＶＣに応じてその導通状態が制御される。それにより、トランジスタ１５１、１６１、１７１及び１８１の各ドレイン側から見たインピーダンスがそれぞれ変化する。つまり、水晶振動子１３に負荷される容量値が変化する。このように、電圧制御発振器１は、水晶振動子１３に負荷する容量値を制御電圧ＶＣに応じて変化させることにより、水晶振動子１３を用いて生じさせる発振周波数ｆｏｓｃを制御する。
【００２８】
次に、制御電圧ＶＣに応じた発振周波数ｆｏｓｃの変化について、図２を用いて説明する。図２は、制御電圧ＶＣと発振周波数ｆｏｓｃとの関係を示す図である。
【００２９】
まず、制御電圧ＶＣが低い場合（０Ｖ〜０．７Ｖ程度）における発振周波数ｆｏｓｃの変化について説明する。ディプレッション型のＮチャネルＭＯＳトランジスタであるトランジスタ１５１，１６１は、ゲート電圧が０Ｖの時点で既にオンし始め、それにより、固定容量１５２，１６２は見え始める。つまり、可変容量部１５，１６から水晶振動子１３への負荷容量は、制御電圧ＶＣが０Ｖの時点で既に変化し始める。
【００３０】
そして、トランジスタ１５１，１６１は、その寸法にもよるが、ゲート電圧が０．７Ｖ程度になると十分にオンし、それにより、固定容量１５２，１６２は完全に見える。つまり、可変容量部１５，１６から水晶振動子１３への負荷容量は、制御電圧ＶＣが０．７Ｖ程度になると変化を鈍化させる。
【００３１】
このように、可変容量部１５，１６から水晶振動子１３への負荷容量は、制御電圧ＶＣが低い場合において、当該制御電圧ＶＣに応じて変化する。それにより、制御電圧ＶＣが低い場合でも、発振周波数ｆｏｓｃは制御電圧ＶＣの変化に応じて変化する。
【００３２】
一方、エンハンスメント型のＮチャネルＭＯＳトランジスタであるトランジスタ１７１，１８１は、制御電圧ＶＣが低い場合、オフしている。したがって、可変容量部１７，１８から水晶振動子１３への負荷容量は変化しない。つまり、制御電圧ＶＣが低い場合、可変容量部１５〜１８のうち可変容量部１５，１６から水晶振動子１３への負荷容量のみが変化する。したがって、制御電圧ＶＣが低い場合、発振周波数ｆｏｓｃは、可変容量部１５〜１８のうち可変容量部１５，１６からの負荷容量の変化のみによって変化する。
【００３３】
なお、ディプレッション型のＭＯＳトランジスタを備えた可変容量部の場合、制御電圧ＶＣに対する発振周波数変化の直線性を考慮すると、実効的な制御電圧ＶＣは１．０Ｖ以下（例えば、０．４Ｖ〜０．６Ｖ〜０．８Ｖ）である。
【００３４】
次に、制御電圧ＶＣが高い場合（０．７Ｖ〜１．２Ｖ程度）における発振周波数ｆｏｓｃの変化について説明する。エンハンスメント型のＮチャネルＭＯＳトランジスタであるトランジスタ１７１，１８１は、ゲート電圧が０．７Ｖ程度になるとオンし始め、それにより、固定容量１７２，１８２は見え始める。    つまり、可変容量部１７，１８から水晶振動子１３への負荷容量は、制御電圧ＶＣが０．７Ｖ程度になると変化し始める。
【００３５】
そして、トランジスタ１７１，１８１は、その寸法にもよるが、ゲート電圧が１．２Ｖ程度になると十分にオンし、それにより、固定容量１７２，１８２は完全に見える。つまり、可変容量部１７，１８から水晶振動子１３への負荷容量は、制御電圧ＶＣが１．２Ｖ程度になると変化を鈍化させる。
【００３６】
このように、可変容量部１７，１８から水晶振動子１３への負荷容量は、制御電圧ＶＣが高い場合において、当該制御電圧ＶＣに応じて変化する。それにより、制御電圧ＶＣが高い場合でも、発振周波数ｆｏｓｃは制御電圧ＶＣの変化に応じて変化する。
【００３７】
一方、ディプレッション型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタ１５１、１６１は、制御電圧ＶＣが高い場合、完全にオンしている。したがって、可変容量部１５，１６から水晶振動子１３への負荷容量は変化しない。つまり、制御電圧ＶＣが高い場合、可変容量部１５〜１８のうち可変容量部１７，１８から水晶振動子１３への負荷容量のみが変化する。したがって、制御電圧ＶＣが高い場合、発振周波数ｆｏｓｃは、可変容量部１５〜１８のうち可変容量部１７，１８からの負荷容量の変化のみによって変化する。
【００３８】
なお、エンハンスメント型のＭＯＳトランジスタを備えた可変容量部の場合、制御電圧ＶＣに対する発振周波数変化の直線性を考慮すると、実効的な制御電圧ＶＣは１．０Ｖ付近又はそれ以上（例えば、０．８Ｖ〜１．０Ｖ〜１．２Ｖ）である。
【００３９】
本実施の形態では、制御電圧ＶＣが増加するにともない、ディプレッション型のＭＯＳトランジスタを備えた可変容量部１５，１６からの負荷容量の変化が鈍化し始めると、エンハンスメント型のＭＯＳトランジスタを備えた可変容量部１７，１８からの負荷容量が変化し始める。それにより、図２の破線のように、広範囲の制御電圧ＶＣに対して発振周波数ｆｏｓｃが直線的に変化する。このような動作は、異なる型のＭＯＳトランジスタ間において、そのトランジスタサイズ、発振器内の寄生容量を含めて入出力間の容量バランスを調整しておくことにより実現可能となる。
【００４０】
なお、制御電圧ＶＣが高い場合、つまり、エンハンスメント型のＭＯＳトランジスタのオン抵抗が制御電圧ＶＣに応じて変化する場合、ディプレッション型のＭＯＳトランジスタは十分にオンしているため、水晶振動子１３への負荷容量が大きくなってしまう。それにより、制御電圧ＶＣに対する発振周波数ｆｏｓｃの変化量が低下してしまう可能性がある。したがって、ディプレッション型のＭＯＳトランジスタを備えた可変容量部１５，１６は、可変容量部１７，１８よりも容量値の小さい固定容量１５２，１６２を備えることが好ましい。それにより、発振周波数変化の直線性を維持することができる。
【００４１】
このように、本実施の形態にかかる電圧制御発振器は、異なる型のＭＯＳトランジスタを用いて水晶振動子に対する負荷容量を制御することにより、広範囲の制御電圧ＶＣに対して発振周波数ｆｏｓｃを直線的に変化させることができるとともに、発振周波数ｆｏｓｃの範囲を拡大することができる。特に、本実施の形態にかかる電圧制御発振器は、従来技術と異なり、制御電圧ＶＣが低い場合でも、ディプレッション型のＭＯＳトランジスタを用いることにより発振周波数ｆｏｓｃを変化させることができる。さらに、本実施の形態にかかる電圧制御発振器では、制御電圧生成回路１４が各可変容量部に対して共通の制御電圧ＶＣを出力すれば良いため、従来技術と異なり、複数の周波数調整電圧発生回路を備える必要がなく、回路規模の増大が抑制される。
【００４２】
実施の形態２
図３は、本発明の実施の形態２にかかる電圧制御発振器を示す構成図である。図３に示す電圧制御発振器１ａは、図１に示す電圧制御発振器１と比較して、制御電圧生成回路１４と可変容量部１５〜１８との間に低域フィルタ（フィルタ回路）１９をさらに備える。より具体的には、制御電圧生成回路１４と可変容量部１５〜１８に設けられたトランジスタ１５１〜１８１との間に低域フィルタ１９をさらに備える。電圧制御発振器１ａのその他の回路構成は、電圧制御発振器１と同様であるため、説明を省略する。
【００４３】
制御電圧生成回路１４の前段の回路は、システムの構成上、複数の増幅器によって構成されるのが一般的である。したがって、制御電圧生成回路１４が出力する制御電圧ＶＣには、様々な周波数の雑音成分が含まれている。この雑音成分が大きいと可変容量部１５〜１８を介して発振器へ伝達されてしまう。結果として、発振器の特性として重要な位相雑音特性が悪化する可能性がある。そこで、電圧制御発振器１ａは、低域フィルタ１９を備えることにより、このような雑音成分を除去し、発振周波数ｆｏｓｃを安定させている。
【００４４】
以上のように、上記実施の形態にかかる電圧制御発振器は、異なる型のＭＯＳトランジスタを用いて水晶振動子に対する負荷容量を制御することにより、広範囲の制御電圧ＶＣに対して発振周波数ｆｏｓｃを直線的に変化させることができるとともに、発振周波数ｆｏｓｃの範囲を拡大することができる。特に、上記実施の形態にかかる電圧制御発振器は、従来技術と異なり、制御電圧ＶＣが低い場合でも、ディプレッション型のＭＯＳトランジスタを用いることにより発振周波数ｆｏｓｃを変化させることができる。さらに、上記実施の形態にかかる電圧制御発振器では、制御電圧生成回路１４が各可変容量部に対して共通の制御電圧ＶＣを出力すれば良いため、従来技術と異なり、複数の周波数調整電圧発生回路を備える必要がなく、回路規模の増大が抑制される。
【００４５】
なお、上記実施の形態に示す電圧制御発振器は、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）や、水晶振動子の温度特性を打ち消す補正回路をさらに備えた温度補償型電圧制御水晶発振器（ＴＣＸＯ）等に応用可能である。
【００４６】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。上記実施の形態では、４つの可変容量部が設けられた場合について説明したが、これに限られない。任意の数の可変容量部が設けられた回路構成に適宜変更可能である。
【００４７】
また、上記実施の形態では、増幅器の入力端子及び出力端子にそれぞれ可変容量部が設けられた場合について説明したが、これに限られない。発振周波数ｆｏｓｃを直線的に変化させることができるのであれば、増幅器の入力端子及び出力端子のいずれか一方に可変容量部が設けられた回路構成にも適宜変更可能である。
【符号の説明】
【００４８】
１，１ａ  電圧制御発振器
１１  増幅器
１２  抵抗
１３  水晶振動子
１４  制御電圧生成回路
１５〜１８  可変容量部
１９  低域フィルタ
１５１，１６１，１７１，１８１  トランジスタ
１５２，１６２，１７２，１８２  固定容量
１４１  周波数調整電圧発生回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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