(57)【要約】【課題】さらなる利得の改善と低消費電力化とを同時に図ることができるダブルバランス型のミキサ回路を実現する。【解決手段】本発明に係るミキサ回路３は、トランジスタＭｒｆ１と負荷インダクタＬ１とを有するソース接地アンプ３ａと、トランジスタＭｒｆ２・Ｍｒｆ３を有するミキサ・増幅段３ｂと、トランジスタＭｒｆ４〜Ｍｒｆ７を有するミキサ・スイッチ段３ｃとを備える。トランジスタＭｒｆ２のドレインとトランジスタＭｒｆ３のゲートとを接続することにより、ノードＢには、ノードＡに流れる信号と逆位相の信号が供給される。すなわち、単相の高周波信号ＲＦＩＮを差動変換した２つの高周波信号が、トランジスタＭｒｆ２・Ｍｒｆ３の各ドレイン端子から、ミキサ・スイッチ段３ｃにそれぞれ供給される。【選択図】図１
2012105192.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を増幅する第１および第２の増幅段と、
増幅された前記高周波信号を、第１の局部発振信号および第１の局部発振信号とは位相の異なる第２の局部発振信号とミキシングすることにより、中間周波信号を出力するスイッチ段とを備え、
第１の増幅段は、第１のトランジスタと第１の出力負荷とを備え、
第２の増幅段は、第２のトランジスタと第３のトランジスタとを備え、
第１のトランジスタの一方の被制御端子は第１の出力負荷を介して電源電位に接続され、第１のトランジスタの他方の被制御端子は接地され、
第２のトランジスタの一方の被制御端子は前記スイッチ段に接続され、第２のトランジスタの他方の被制御端子は接地され、
第３のトランジスタの一方の被制御端子は前記スイッチ段に接続され、第３のトランジスタの他方の被制御端子は接地され、
高周波信号が、第１のトランジスタの制御端子および第２のトランジスタの制御端子に入力され、
第１のトランジスタの前記一方の被制御端子と第１の出力負荷との接続点が、容量を介して第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続されている、ダブルバランス型のミキサ回路であって、
第３のトランジスタの制御端子が、第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続されていることを特徴とするミキサ回路。
【請求項２】
前記スイッチ段は、第４〜第７のトランジスタを備え、
第４のトランジスタの一方の被制御端子と第６のトランジスタの一方の被制御端子とは、互いに接続されるとともに、第２の出力負荷を介して電源電位に接続され、
第５のトランジスタの一方の被制御端子と第７のトランジスタの一方の被制御端子とは、互いに接続されるとともに、第３の出力負荷を介して電源電位に接続され、
第４のトランジスタの他方の被制御端子と第５のトランジスタの他方の被制御端子とは、第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続され、
第６のトランジスタの他方の被制御端子と第７のトランジスタの他方の被制御端子とは、第３のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続され、
第１の局部発振信号が、第４のトランジスタの制御端子および第７のトランジスタの制御端子に入力され、
第２の局部発振信号が、第５のトランジスタの制御端子および第６のトランジスタの制御端子に入力されることを特徴とする請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項３】
第２の増幅段は、第３のトランジスタの前記他方の被制御端子と接地との間に、負帰還抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載のミキサ回路。
【請求項４】
第１の増幅段は、第８のトランジスタをさらに備え、
第８のトランジスタの一方の被制御端子は第１の出力負荷に接続され、
第８のトランジスタの他方の被制御端子は第１のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続され、
第８のトランジスタの前記一方の被制御端子と第１の出力負荷との接続点が、容量を介して第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１、２または３に記載のミキサ回路。
【請求項５】
第２および第３のトランジスタのサイズが、第１のトランジスタのサイズより小さいことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のミキサ回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載のミキサ回路を有することを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信機などに用いられるミキサ回路に関し、特に、単相の入力信号を差動変換出力するダブルバランス型ミキサ回路に関する。また、本発明は、そのようなミキサ回路を備える受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
衛星放送受信用の受信装置に用いられるＬＮＢ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ｂｌｏｃｋ ｄｏ
ｗｎ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）モジュールでは、ミキサ回路によって高周波信号を局部発振
信号とミキシングすることで、中間周波数にダウンコンバートする必要がある。
【０００３】
図５は、ＬＮＢモジュール用の典型的なＭＯＰ−ＩＣ（Ｍｉｘｅｒ，Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ，ＰＬＬ−Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１０１の概略構成を示す図であ
る。ＭＯＰ−ＩＣ１０１では、図示しないアンテナから１０．７〜１２．７ＧＨｚの高周波信号ＲＦＩＮが、ＲＦアンプ１０２によって増幅されミキサ回路１０３に入力される。ミキサ回路１０３は、ＶＣＯ（局部発振回路）１０４から出力される９．７５ＧＨｚ又は１０．６ＧＨｚの局部発振信号ＬＯと高周波信号ＲＦＩＮとをミキシングして、９５０ＭＨｚ〜２．１５ＧＨｚの中間周波信号ＩＦＯＵＴに変換する。
【０００４】
上記の衛星放送受信機能を有するＬＮＢモジュールを半導体チップとして集積化する際には、低消費電力化および高利得化が同時に求められる。ＬＮＢモジュールは、屋外などの過酷な環境下で使用されることが多いため、消費電流が多くなるほど筺体中の温度上昇が顕著になる。筐体中の温度が上昇すると、利得の低下を招くため、消費電流の低減が特に求められている。
【０００５】
また、初段のＲＦアンプは、１０ＧＨｚ以上の信号を増幅するため、入力および出力を共にシングルエンド構成とする設計が望ましい。これにより、
・利得ロスを最小限に抑える
・ＲＦアンプ（又はミキサ回路の入力段）の高周波入力パッドが一つで済む
・高価な外付けバラン等が不要になる
・出力負荷インダクタの個数を半減でき、回路をシンプルかつ小さな面積で構成できる
・入出力整合が取りやすい
といった利点がある。
【０００６】
さらに、ミキサ回路は、入力される高周波信号を差動変換してからミキシングする構成が望ましい。これは、
・大振幅を低電圧で動作させるために、片側につき半分の振幅を扱う差動動作が有利である
・中間周波信号が入力される後段のＩＦアンプは通常、差動入力の構成である
・電源ノイズ除去比（ＰＳＲＲ）を向上でき、電源ノイズ耐性が向上する
・偶数次の歪みがキャンセルされるため、歪み性能が向上する
といった理由が挙げられる。
【０００７】
すなわち、ミキサ回路は、単相の高周波信号から中間周波信号の差動出力が得られる設計とすることが望ましい。そのため、ミキサ回路には、消費電力の低減だけでなく、１０ＧＨｚ帯の信号入力で利得を最大限に向上させる工夫が求められている。
【０００８】
これに対し、シングルエンド入力および差動動作を実現したミキサ回路が特許文献１に
開示されている。
【０００９】
図６は、特許文献１に開示されているミキサ回路１１３の構成を示す回路図である。ミキサ回路１１３は、ＭＯＳトランジスタ１１４〜１２０を備えており、トランジスタ１１４〜１１６が増幅段を構成し、トランジスタ１１７〜１２０がスイッチ段を構成している。トランジスタ１１５・１１６は入力差動対となっており、一方のトランジスタ１１５のゲート端子に単相の高周波信号ＲＦＩＮが入力され、他方のトランジスタ１１６のゲート端子は容量１２１および抵抗１２２を介して接地されている。スイッチ段には、正相の局部発振信号ＬＯＩＮｐと逆相の局部発振信号ＬＯＩＮｍとが入力される。これにより、スイッチ段は、局部発振信号ＬＯＩＮｐ・ＬＯＩＮｍを、増幅段で増幅された高周波信号とミキシングして、中間周波信号ＯＵＴｐ・ＯＵＴｍを出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平５−１７５７５５号公報（１９９３年７月１３日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ここで、図６に示すミキサ回路１１３では、増幅段の差動対を動作させるために電流源としてトランジスタ１１４を用いているため、トランジスタ１１４のドレイン−ソース間電圧を確保する必要がある。そのため、ミキサ回路１１３を低電圧で動作させることは難しい。
【００１２】
これに対し、低電圧設計のダブルバランス型ミキサ回路として、図７に示すミキサ回路１２３が考えられる。なお、ミキサ回路１２３は公知ではない。
【００１３】
ミキサ回路１２３は、単相の高周波信号ＲＦＩＮを、正相の中間周波信号ＯＵＴｐおよび逆相の中間周波信号ＯＵＴｍに変換するダブルバランス型ミキサ回路であり、ＭＯＳトランジスタＭｒｆ１〜Ｍｒｆ７、負荷インダクタＬ１、容量Ｃ１〜Ｃ４、負荷抵抗Ｒ１・Ｒ２、およびバイアス抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４を備えている。
【００１４】
トランジスタＭｒｆ１と負荷インダクタＬ１とは、ソース接地アンプ１２３ａを構成している。また、トランジスタＭｒｆ２とトランジスタＭｒｆ３とは、ソース接地型トランジスタであり、これらのトランジスタによってミキサ・増幅段１２３ｂを構成している。ソース接地アンプ１２３ａおよびミキサ・増幅段１２３ｂは、高周波信号ＲＦＩＮを増幅する回路として機能する。
【００１５】
また、トランジスタＭｒｆ４〜Ｍｒｆ７は、ミキサ・スイッチ段１２３ｃを構成している。ミキサ・スイッチ段１２３ｃは、増幅された高周波信号ＲＦＩＮを、局部発振信号ＬＯＩＮｐ・ＬＯＩＮｍとミキシングすることにより、中間周波信号ＯＵＴｐ・ＯＵＴｍを出力する。
【００１６】
なお、図７の破線で示すように、ミキサ回路１２３は、高電流が流れるＧｍ段（破線の左側）と、低電流が流れるＳＷ段（破線の右側）とに区分することもできる。
【００１７】
トランジスタＭｒｆ１のドレイン端子は負荷インダクタＬ１を介して電源電位ＡＶＤＤに接続され、トランジスタＭｒｆ１のソース端子は接地されている。また、トランジスタＭｒｆ１のゲート端子は、バイアス抵抗Ｒｂ１を介してバイアス端子Ｖｂ１に接続されるとともに、トランジスタＭｒｆ２のゲート端子に接続されている。高周波信号ＲＦＩＮは、容量Ｃ２を介してトランジスタＭｒｆ１・Ｍｒｆ２の各ゲート端子に共通に入力される
。
【００１８】
トランジスタＭｒｆ２・Ｍｒｆ３の各ソース端子は、接地されている。トランジスタＭｒｆ２のドレイン端子は、トランジスタＭｒｆ４・Ｍｒｆ５の各ソース端子に接続され、トランジスタＭｒｆ３のドレイン端子は、トランジスタＭｒｆ６・Ｍｒｆ７の各ソース端子に接続されている。ここで、トランジスタＭｒｆ２のドレイン端子とトランジスタＭｒｆ４・Ｍｒｆ５の各ソース端子との接続点をノードＡとすると、トランジスタＭｒｆ１のドレイン端子と負荷インダクタＬ１との接続点が、容量Ｃ１を介してノードＡに接続されている。また、トランジスタＭｒｆ３のゲート端子は、バイアス抵抗Ｒｂ２を介してバイアス端子Ｖｂ１に接続されている。
【００１９】
トランジスタＭｒｆ４・Ｍｒｆ５およびトランジスタＭｒｆ６・Ｍｒｆ７はそれぞれ差動対を構成しており、これらの差動対は互いに交差接続されている。トランジスタＭｒｆ４・Ｍｒｆ５の各ドレイン端子は、互いに接続されるとともに、負荷抵抗Ｒ１を介して電源電位ＡＶＤＤに接続されている。トランジスタＭｒｆ６・Ｍｒｆ７の各ドレイン端子は、互いに接続されるとともに、負荷抵抗Ｒ２を介して電源電位ＡＶＤＤに接続されている。トランジスタＭｒｆ５・Ｍｒｆ６の各ゲート端子には、容量Ｃ３を介して正相の局部発振信号ＬＯＩＮｐが入力され、トランジスタＭｒｆ４・Ｍｒｆ７の各ゲート端子には、容量Ｃ４を介して逆相の局部発振信号ＬＯＩＮｍが入力される。また、トランジスタＭｒｆ５・Ｍｒｆ６の各ゲート端子は、バイアス抵抗Ｒｂ３を介してバイアス端子Ｖｂ２に接続され、トランジスタＭｒｆ４・Ｍｒｆ７の各ゲート端子は、バイアス抵抗Ｒｂ４を介してバイアス端子Ｖｂ２に接続されている。
【００２０】
このように、ミキサ回路１２３は、ソース接地アンプ１２３ａと、ミキサ・増幅段１２３ｂおよびミキサ・スイッチ段１２３ｃからなるギルバートセルとがカスケード接続された構成である。ミキサ回路１２３では、ソース接地アンプで増幅された高周波信号がノードＡに供給されると同時に、当該高周波信号は、トランジスタＭｒｆ２の出力と合成される。このように、トランジスタＭｒｆ２によって補助的に高周波信号の増幅が行われることで、利得の改善効果が得られる。
【００２１】
また、特許文献１に記載のミキサ回路１１３と異なり、ミキサ回路１２３では、ミキサ・増幅段１２３ｂに電流源としてのトランジスタを設けることなく、トランジスタＭｒｆ２・Ｍｒｆ３が擬似差動を形成している。これにより、ミキサ回路１２３は、低電圧でも動作可能となっている。
【００２２】
しかしながら、ミキサ回路１２３では、トランジスタＭｒｆ４・Ｍｒｆ５がミキシング動作を担う一方、トランジスタＭｒｆ３およびトランジスタＭｒｆ６・Ｍｒｆ７は、単にバイアス電流パスとして機能している。すなわち、ミキサ回路１２３では、トランジスタＭｒｆ３・Ｍｒｆ６・Ｍｒｆ７に流れるミキシング動作に寄与しない電流が消費されていることとなる。このため、ミキサ回路１２３は、増幅効率の低い回路構成となっている。
【００２３】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、さらなる利得の改善と低消費電力化とを同時に図ることができるダブルバランス型のミキサ回路を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記の課題を解決するために、本発明に係るミキサ回路は、高周波信号を増幅する第１および第２の増幅段と、増幅された前記高周波信号を、第１の局部発振信号および第１の局部発振信号とは位相の異なる第２の局部発振信号とミキシングすることにより、中間周波信号を出力するスイッチ段とを備え、第１の増幅段は、第１のトランジスタと第１の出
力負荷とを備え、第２の増幅段は、第２のトランジスタと第３のトランジスタとを備え、第１のトランジスタの一方の被制御端子は第１の出力負荷を介して電源電位に接続され、第１のトランジスタの他方の被制御端子は接地され、第２のトランジスタの一方の被制御端子は前記スイッチ段に接続され、第２のトランジスタの他方の被制御端子は接地され、第３のトランジスタの一方の被制御端子は前記スイッチ段に接続され、第３のトランジスタの他方の被制御端子は接地され、高周波信号が、第１のトランジスタの制御端子および第２のトランジスタの制御端子に入力され、第１のトランジスタの前記一方の被制御端子と第１の出力負荷との接続点が、容量を介して第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続されている、ダブルバランス型のミキサ回路であって、第３のトランジスタの制御端子が、第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続されていることを特徴としている。
【００２５】
上記の構成によれば、第１および第２の増幅段において増幅された高周波信号が、スイッチ段において第１および第２の局部発振信号とミキシングされて、中間周波信号が生成される。高周波信号は、第１および第２のトランジスタの各制御端子に共通に入力され、第１のトランジスタの一方の被制御端子と第１の出力負荷との接続点が、容量を介して第２のトランジスタの一方の被制御端子に接続されていることにより、第１の増幅段の出力信号と第２のトランジスタの出力信号との合成信号がスイッチ段に入力される。
【００２６】
さらに、第３のトランジスタの制御端子が、第２のトランジスタの一方の被制御端子に接続されていることにより、第３のトランジスタは、上記合成信号と逆位相の信号をスイッチ段に入力する。すなわち、単相の高周波信号を差動変換した２つの高周波信号が、スイッチ段に入力される。スイッチ段は、上記２つの高周波信号と、差動入力される第１および第２の局部発振信号とをミキシングすることで、中間周波信号を差動出力することができる。これにより、第３のトランジスタが単にバイアス電流パスとして機能する構成に比べ、利得の改善を図ることができる。また、ミキシング動作に寄与しないバイアス電流を第３のトランジスタに流す必要がないので、消費電流を低減することができる。したがって、さらなる利得の改善と低消費電力化とを同時に図ることができるダブルバランス型のミキサ回路を実現することができる。
【００２７】
本発明に係るミキサ回路では、前記スイッチ段は、第４〜第７のトランジスタを備え、第４のトランジスタの一方の被制御端子と第６のトランジスタの一方の被制御端子とは、互いに接続されるとともに、第２の出力負荷を介して電源電位に接続され、第５のトランジスタの一方の被制御端子と第７のトランジスタの一方の被制御端子とは、互いに接続されるとともに、第３の出力負荷を介して電源電位に接続され、第４のトランジスタの他方の被制御端子と第５のトランジスタの他方の被制御端子とは、第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続され、第６のトランジスタの他方の被制御端子と第７のトランジスタの他方の被制御端子とは、第３のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続され、第１の局部発振信号が、第４のトランジスタの制御端子および第７のトランジスタの制御端子に入力され、第２の局部発振信号が、第５のトランジスタの制御端子および第６のトランジスタの制御端子に入力されることが好ましい。
【００２８】
上記の構成によれば、スイッチ段は、第４および第５のトランジスタ、並びに第６および第７のトランジスタがそれぞれ差動対を構成しており、これらの差動対は互いに交差接続されている。第４および第５のトランジスタに、第２のトランジスタの出力信号と第１の増幅段の出力信号との合成信号が入力され、第６および第７のトランジスタに第３のトランジスタの出力信号が入力される。また、第１の局部発振信号が、第４のおよび第７のトランジスタの各制御端子に入力され、第２の局部発振信号が、第５および第６のトランジスタの各制御端子に入力される。これにより、スイッチ段は、第１および第２の増幅段から入力される互いに位相の異なる２つの高周波信号を、差動入力される第１および第２
の局部発振信号とをミキシングすることで、中間周波信号を差動出力することができる。
【００２９】
本発明に係るミキサ回路では、第２の増幅段は、第３のトランジスタの前記他方の被制御端子と接地との間に、負帰還抵抗をさらに備えることが好ましい。
【００３０】
上記の構成によれば、第３のトランジスタの温度に依存したトランスコンダクタンスの変動を最小化することができるので、ミキサ回路の利得温度偏差を改善することができる。
【００３１】
本発明に係るミキサ回路では、第１の増幅段は、第８のトランジスタをさらに備え、第８のトランジスタの一方の被制御端子は第１の出力負荷に接続され、第８のトランジスタの他方の被制御端子は第１のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続され、第８のトランジスタの前記一方の被制御端子と第１の出力負荷との接続点が、容量を介して第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続されていることが好ましい。
【００３２】
上記の構成によれば、第１のトランジスタの一方の被制御端子の電圧が安定するため、歪み性能が向上する。また、スイッチ段と高周波信号の入力端子とのアイソレーションが向上し、局部発振信号のリーク成分を低減することができる。さらに、ミラー効果が低減して、利得がさらに向上する。
【００３３】
本発明に係るミキサ回路では、第２および第３のトランジスタのサイズが、第１のトランジスタのサイズより小さいことが好ましい。
【００３４】
上記の構成によれば、第１のトランジスタの増幅度が第２および第３のトランジスタの増幅度よりも大きくなるので、第１の増幅段の電流が大きくなり、トランスコンダクタンスを高くできる。これにより、ＮＦ性能が改善する。
【００３５】
本発明に係る受信装置は、上記のいずれかのミキサ回路を有することを特徴としている。
【００３６】
上記の構成によれば、本発明に係るミキサ回路は、単相の高周波信号が入力されるダブルバランス型ミキサ回路であるので、前段のＲＦアンプの入出力をシングルエンド構成とすることができる。また、本発明に係るミキサ回路は、低消費電力化および高利得化を図ることができる。したがって、低消費電力化、高利得化および小型化を図ることができる受信装置を実現することができる。
【発明の効果】
【００３７】
以上のように、本発明に係るミキサ回路は、第３のトランジスタの制御端子が、第２のトランジスタの前記一方の被制御端子に接続されている構成であるので、さらなる利得の改善と低消費電力化とを同時に図ることができるダブルバランス型のミキサ回路を実現できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の実施形態に係るミキサ回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態の第１の変形例に係るミキサ回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態の第２の変形例に係るミキサ回路の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図５】典型的なＭＯＰ−ＩＣの概略構成を示す図である。
【図６】従来のダブルバランス型ミキサ回路の構成を示す回路図である。
【図７】低電圧設計のダブルバランス型ミキサ回路の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
〔実施形態１〕
本発明の第１の実施形態について図１〜図３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００４０】
（ミキサ回路の構成）
図１は、本実施形態に係るミキサ回路３の構成を示す回路図である。ミキサ回路３は、図７に示すミキサ回路１２３において、ミキサ・増幅段１２３ｂをミキサ・増幅段３ｂに置き換えた構成である。なお、ミキサ回路３のソース接地アンプ３ａおよびミキサ・スイッチ段３ｃは、ミキサ回路１２３のソース接地アンプ１２３ａおよびミキサ・スイッチ段１２３ｃとそれぞれ同一である。ミキサ回路３のミキサ・増幅段３ｂ以外の構成は、図７に示すミキサ回路１２３におけるものと同一であるので、本実施形態では、細部の説明を省略する。
【００４１】
ミキサ・増幅段３ｂは、トランジスタＭｒｆ３のゲート端子をバイアス抵抗Ｒｂ２を介してバイアス端子Ｖｂ１に接続する代わりに、トランジスタＭｒｆ３のゲート端子をトランジスタＭｒｆ２のドレイン端子（ノードＡ）に接続した構成である。
【００４２】
トランジスタＭｒｆ３のドレイン端子とトランジスタＭｒｆ６・Ｍｒｆ７の各ソース端子との接続点をノードＢとすると、これにより、単相の高周波信号ＲＦＩＮを差動変換した２つの高周波信号が、トランジスタＭｒｆ２・Ｍｒｆ３の各ドレイン端子から、トランジスタＭｒｆ４〜Ｍｒｆ７で構成されるミキサ・スイッチ段３ｃにそれぞれ供給される。ミキサ・スイッチ段３ｃは、差動変換された２つの高周波信号と差動入力される局部発振信号ＬＯＩＮｐ・ＬＯＩＮｍとをミキシングすることで、ダブルバランスミキサとしての中間周波信号ＯＵＴｐ・ＯＵＴｍを出力する。これにより、図７に示すミキサ回路１２３に比べ、さらなる利得の改善を図ることができる。すなわち、ミキサ回路３では、トランジスタＭｒｆ２の出力を、トランジスタＭｒｆ３の入力として利用することで、シングル‐差動変換機能を有するダブルバランスミキサ構成を実現している。
【００４３】
また、トランジスタＭｒｆ２・Ｍｒｆ３が増幅段として機能することで、トランジスタＭｒｆ４〜Ｍｒｆ７からなるミキサ・スイッチ段３ｃのノイズを最小化することができる。このように、本実施形態では、単相の高周波信号が入力されるミキサ回路において、補助的な増幅およびシングル−差動変換機能を追加することで、低消費電力化、高利得化および小型化を実現している。
【００４４】
なお、具体的な実施例では、本実施形態に係るミキサ回路３は、図７に示すミキサ回路１２３と比較して、利得、ＮＦ（Ｎｏｉｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ）性能、およびＩＩＰ３（Ｔ
ｈｉｒｄ Ｏｒｄｅｒ Ｉｎｐｕｔ Ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ Ｐｏｉｎｔ）を、それぞれ、２ｄＢ、１ｄＢおよび２ｄＢ改善し、さらに、消費電力を２ｍＡ削減して３．５ｍＡとすることができた。
【００４５】
（変形例１）
図２は、本実施形態の第１の変形例に係るミキサ回路１３の構成を示す回路図である。ミキサ回路１３は、図１に示すミキサ回路３において、ミキサ・増幅段３ｂをミキサ・増幅段１３ｂに置き換えた構成である。
【００４６】
ミキサ・増幅段１３ｂは、トランジスタＭｒｆ３のソース端子と接地との間に、負帰還
抵抗Ｒｄｅｇをさらに備えている。これにより、トランジスタＭｒｆ３の温度に依存したトランスコンダクタンスの変動を最小化することができるので、ミキサ回路１３の利得温度偏差を改善することができる。
【００４７】
具体的には、負帰還抵抗Ｒｄｅｇは、負帰還素子として働くため、負帰還抵抗Ｒｄｅｇを設ける場合のトランジスタＭｒｆ３のトランスコンダクタンスｇｍ３ｒは、以下のようになる。
ｇｍ３ｒ＝ｇｍ３／（１＋ｇｍ３×Ｒｄｅｇ）
また、トランジスタＭｒｆ１・Ｍｒｆ２のトランスコンダクタンスをそれぞれｇｍ１、ｇｍ２とすると、差動トランスコンダクタンスｇｍ＿ｄｉｆｆは、以下のようになる。
ｇｍ＿ｄｉｆｆ＝（ｇｍ１＋ｇｍ２）−（−ｇｍ３ｒ）＝ｇｍ１＋ｇｍ２＋ｇｍ３ｒ
さらに、負荷抵抗の抵抗値をＲｌｏａｄとすると、ミキサ回路の利得Ｇａｉｎ＿ＭＩＸ（ｄＢ）は、以下の式で概略的に与えられる。
【００４８】
【数１】
2012105192.tif 000003
【００４９】
つまり、トランジスタＭｒｆ２のトランスコンダクタンスｇｍ２とトランジスタＭｒｆ３のトランスコンダクタンスｇｍ３とが差動トランスコンダクタンスｇｍ＿ｄｉｆｆに追加されるため、利得をさらに改善することができる。具体的な実施例では、設計温度範囲（−４０℃〜９０℃）で利得温度偏差が１ｄＢ改善した。
【００５０】
（変形例２）
図３は、本実施形態の第２の変形例に係るミキサ回路２３の構成を示す回路図である。ミキサ回路２３は、図２に示すミキサ回路１３において、ソース接地アンプ３ａをソース接地アンプ２３ａに置き換えた構成である。ソース接地アンプ２３ａは、トランジスタＭｒｆ１のドレイン端子と負荷インダクタＬ１との間に、トランジスタＭｒｆ８をさらに備えている。トランジスタＭｒｆ８のゲート端子は、電源電位ＡＶＤＤに接続されている。また、トランジスタＭｒｆ８のドレイン端子と負荷インダクタＬ１との接続点は、容量Ｃ１を介してノードＡに接続されている。
【００５１】
トランジスタＭｒｆ８の追加により、トランジスタＭｒｆ１のドレイン電圧は、電源電位ＡＶＤＤからトランジスタＭｒｆ８の閾値電圧を減じたものとなって安定するため、歪み性能が向上する。また、スイッチ段と高周波信号ＲＦＩＮの入力端子とのアイソレーションが向上し、局部発振信号ＬＯＩＮｐ・ＬＯＩＮｍのリーク成分を低減することができる。さらに、ミラー効果が低減して、利得が向上するといった効果が得られる。
【００５２】
（トランジスタサイズについて）
また、本実施形態では、トランジスタＭｒｆ２およびトランジスタＭｒｆ３のサイズを、トランジスタＭｒｆ１のサイズより小さく設定することが好ましい。すなわち、トランジスタＭｒｆ１の増幅度をトランジスタＭｒｆ２・Ｍｒｆ３の増幅度よりも大きくすることで、ミキサ・増幅段の電流が大きくなり、トランスコンダクタンスを高くできる。これにより、ＮＦ性能が改善する。
【００５３】
一方、ミキサ・スイッチ段の動作電流を抑えることで、各トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ動作が明確になる（すなわちスイッチ動作が急峻になる）ため、ＮＦ性能がさらに改善する。つまり、ミキサ・増幅段とミキサ・スイッチ段とを独立に最適にバイアス制御するこ
とにより、ノイズ特性を改善することができる。
【００５４】
〔実施形態２〕
本発明の第２の実施形態について図４に基づいて説明すれば以下のとおりである。本実施形態では、本発明に係るミキサ回路を受信装置に用いた例について説明する。
【００５５】
（受信装置の構成）
図４は、本実施形態に係る受信装置３０の概略構成を示すブロック図である。受信装置３０は、例えば、衛星放送を受信して映像や音声を出力するテレビ受信機であって、据え置き型のものでもよいし、携帯電話機などの携帯端末に搭載されていてもよい。受信装置３０は、アンテナ３１と、ＲＦアンプ３２と、ミキサ回路３３と、ＶＣＯ３４と、ＩＦアンプ３５とを備えている。
【００５６】
アンテナ３１は、衛星放送データを含む高周波信号を受信して、受信した信号をＲＦアンプ３２へ入力する。ＲＦアンプ３２は、アンテナ３１から入力された信号を増幅し、この増幅信号をミキサ回路３３に入力する。
【００５７】
ミキサ回路３３は、ＲＦアンプ３２から入力された高周波信号を、ＶＣＯ３４から出力された局部発振信号を用いて周波数変換して中間周波信号を出力する。受信装置３０は、このミキサ回路３３として、第１の実施形態に係るミキサ回路３、ミキサ回路１３またはミキサ回路２３を用いている。
【００５８】
ＩＦアンプ３５は、ミキサ回路３３から出力された中間周波信号を増幅する。ＩＦアンプ３５から出力された信号は、後段の回路（不図示）にてさらに復調、データ処理が行われ、表示ディスプレイにて映像が表示され、スピーカから音声が出力される。
【００５９】
本実施形態に係る受信装置３０は、ミキサ回路３３として第１の実施形態に係るミキサ回路を使用している。また、ミキサ回路３３は、単相の高周波信号が入力されるダブルバランスミキサであるので、ＲＦアンプ３２の入出力をシングルエンド構成とすることができる。上述のように、第１の実施形態に係るミキサ回路は、高利得化、低消費電力化、および低ノイズ化が可能である。したがって、受信装置３０の高利得化、低消費電力化、および小型化を図ることができる。
【００６０】
〔実施形態の総括〕
上述した各実施形態では、ＭＯＳトランジスタを用いたミキサ回路について説明した。そのため、ＭＯＳトランジスタのゲート端子が、特許請求の範囲に記載の制御端子に相当し、ＭＯＳトランジスタのソース端子およびドレイン端子が、特許請求の範囲に記載の被制御端子に相当する。
【００６１】
なお、ミキサ回路を構成するトランジスタは、ＭＯＳトランジスタに限定されない。ミキサ回路を構成するトランジスタとして、例えばバイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００６２】
上述した各実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００６３】
また、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合
わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明のミキサ回路は、低消費電力化、高利得、低ノイズが必要とされる受信装置等に好適に用いられる。
【符号の説明】
【００６５】
３    ミキサ回路
３ａ    ソース接地アンプ（第１の増幅段）
３ｂ    ミキサ・増幅段（第２の増幅段）
３ｃ    ミキサ・スイッチ段（スイッチ段）
１３    ミキサ回路
１３ｂ  ミキサ・増幅段（第２の増幅段）
２３    ミキサ回路
２３ａ  ソース接地アンプ（第１の増幅段）
３０    受信装置
３１    アンテナ
３２    ＲＦアンプ
３３    ミキサ回路
３４    ＶＣＯ
３５    ＩＦアンプ
ＡＶＤＤ  電源電位
Ｃ１    容量
Ｃ２    容量
Ｃ３    容量
Ｃ４    容量
Ｌ１    負荷インダクタ（第１の出力負荷）
ＬＯＩＮｐ  局部発振信号（第１の局部発振信号）
ＬＯＩＮｍ  局部発振信号（第２の局部発振信号）
Ｍｒｆ１  トランジスタ（第１のトランジスタ）
Ｍｒｆ２  トランジスタ（第２のトランジスタ）
Ｍｒｆ３  トランジスタ（第３のトランジスタ）
Ｍｒｆ４  トランジスタ（第４のトランジスタ）
Ｍｒｆ５  トランジスタ（第５のトランジスタ）
Ｍｒｆ６  トランジスタ（第６のトランジスタ）
Ｍｒｆ７  トランジスタ（第７のトランジスタ）
Ｍｒｆ８  トランジスタ（第８のトランジスタ）
ＯＵＴｍ  中間周波信号
ＯＵＴｐ  中間周波信号
Ｒ１    負荷抵抗（第２の出力負荷）
Ｒ２    負荷抵抗（第３の出力負荷）
ＲＦＩＮ    高周波信号
Ｒｄｅｇ  負帰還抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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