(57)【要約】【課題】電源電圧を超えた電圧の駆動信号を発生させることが可能で、しかも環境温度や部品の製造ばらつきの影響を受けることなく安定した駆動信号を発生させることが可能な技術を提供する。【解決手段】容量性負荷に印加すべき駆動信号の基準となる駆動波形信号を、パルス変調することによって変調信号を生成し、得られた変調信号を電力増幅した後、平滑フィルターを用いて駆動信号を復調する。また、こうして得られた駆動信号を負帰還させることによって、平滑フィルターの共振ピークを抑制する。このとき、ピークを完全に抑制するのではなく、比較的広い周波数帯域でゲインが一定以上（たとえば２以上）となるようにすることで、電源電圧を超えた電圧の駆動信号を安定して発生させることが可能となる。【選択図】図３
2012105241.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
容量成分を有する容量性負荷に対して所定の駆動信号を印加することによって、該容量
性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を出力する駆動波形信号出力回路と、
前記駆動波形信号と、前記容量性負荷に印加された駆動信号を用いて生成された帰還信
号との差分を取ることによって誤差信号を生成する演算回路と、
前記誤差信号をパルス変調することによって変調信号を生成する変調回路と、
前記変調信号を電力増幅することによって、パルス波状の電力増幅変調信号を生成する
デジタル電力増幅回路と、
前記デジタル電力増幅回路と前記容量性負荷とを接続して、該デジタル電力増幅回路か
らの前記電力増幅変調信号を前記駆動信号として該容量性負荷に供給する誘導性素子と、
前記誘導性素子からの前記駆動信号に対して、位相を進ませる補償である位相進み補償
を行った信号を前記帰還信号として前記演算回路に負帰還させることによって、前記電力
増幅変調信号に対する前記駆動信号のゲインが１．５倍以上から５倍以下の範囲に収まる
ように、前記誘導性素子と前記容量性負荷との間で生じる共振特性を抑制する位相進み補
償回路と
を備える容量性負荷駆動回路。
【請求項２】
前記容量性負荷に対して並列に接続された容量性素子を備える請求項１に記載の容量性
負荷駆動回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の容量性負荷駆動回路であって、
前記変調回路は、前記誤差信号をパルス幅変調することによって前記変調信号を生成す
る回路である容量性負荷駆動回路。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載の容量性負荷駆動回路であって、
前記変調回路は、前記誤差信号をパルス密度変調することによって前記変調信号を生成
する回路である容量性負荷駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、容量成分が変動する容量性負荷を駆動する技術や、あるいは容量成分が異な
る複数の容量性負荷を切り換えて駆動する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
インクジェットプリンターに搭載されている噴射ヘッドなどのように、所定の駆動信号
を印加することによって液体を噴射するなどの動作を行うアクチュエーターは数多く存在
する。アクチュエーターの動作は印加される電圧に依存するため、アクチュエーターの性
能を十分に引き出すためには、高い電圧まで印加可能であることが望ましい。そこで、ア
クチュエーターへ印加する駆動波形信号を電力増幅してアクチュエーターに印加すること
が行われる。
【０００３】
駆動波形信号を電力増幅する方法としては、たとえばＤ級増幅器を用いる方法が知られ
ている（特許文献１など）。この方法では、駆動波形信号をパルス変調してパルス波状の
変調信号に変換した後に電力増幅を行う。パルス変調の方式としては、パルス幅変調（Ｍ
ＣＯＭ）方式またはパルス密度変調（ＰＤＭ）方式の何れも適用可能であるが、パルス幅
変調されることが通常である。そして、得られたパルス波状の変調信号を電力増幅するこ
とによって、電源電圧とグランドとの間で変化するパルス波状の変調信号（電力増幅変調
信号）に変換した後、平滑フィルターを用いて変調成分を取り除くことによって、電力増
幅された駆動波形信号（駆動信号）を生成する。
【０００４】
また、無線周波数帯域（ＲＦ）での電力増幅に用いられるＥ級増幅器も知られている。
Ｅ級増幅器では、誘導性素子のインダクタンスと容量性負荷が有するキャパシタンスとの
間で生じる共振現象を利用して電力増幅を行うため、電源電圧を超えた電圧を発生させる
ことも可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−３２９７１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、上述した従来の技術では、駆動波形信号を電源電圧以上の電圧に増幅して駆動
信号を生成し、しかも環境温度や素子温度、製造ばらつきの影響を受けることなく安定し
て駆動信号を生成することができないという問題がある。たとえばＤ級増幅器では、パル
ス波状の変調信号のデューティー比を変化させることによって電圧を変化させているので
、グランドに相当するデューティー比０％から、電源電圧に相当するデューティー比１０
０％までの間でしか電圧を変化させることができない。しかも、パルス幅変調でデューテ
ィー比１００％を実現しようとすると、無限に狭い幅のパルスが必要となるが、出力可能
なパルス幅には限界があるので、実際には電源電圧まで増幅することも不可能である。ま
た、パルス密度変調した場合は、電源電圧まで増幅することが可能となるが、パルスの発
生周波数が低い部分が発生して、この部分では平滑フィルターでパルス成分を十分に除去
することができないため、得られる駆動信号が歪んでしまう。
【０００７】
更に、Ｅ級増幅器では、誘導性素子のインダクタンスＬと容量性負荷が有するキャパシ
タンスＣとの間で生じる共振現象（ＬＣ共振）を利用して電力増幅を行うが、共振が発生
する周波数（共振周波数）は、環境温度や、素子の温度変化、あるいは素子の製造ばらつ
きの影響で変化する。そして、ＬＣ共振はＱ値が高いため、共振周波数が変化すると増幅
率が大きく変化してしまう。このため、駆動波形信号を安定して電力増幅して駆動信号を
生成することができない。
【０００８】
この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになさ
れたものであり、電源電圧を超えた電圧の駆動信号を発生させることが可能で、しかも環
境温度や部品の製造ばらつきなどの影響を受けることなく安定した駆動信号を発生させる
ことが可能な技術の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の容量性負荷駆動回路は次の
構成を採用した。すなわち、
容量成分を有する容量性負荷に対して所定の駆動信号を印加することによって、該容量
性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を出力する駆動波形信号出力回路と、
前記駆動波形信号と、前記容量性負荷に印加された駆動信号から生成された帰還信号と
の差分を取ることによって誤差信号を生成する演算回路と、
前記誤差信号をパルス変調することによって変調信号を生成する変調回路と、
前記変調信号を電力増幅することにより、パルス波状の電力増幅変調信号を生成するデ
ジタル電力増幅回路と、
前記デジタル電力増幅回路と前記容量性負荷とを接続して、該デジタル電力増幅回路か
らの前記電力増幅変調信号を前記駆動信号として該容量性負荷に供給する誘導性素子と、
前記誘導性素子からの前記駆動信号に対して、位相を進ませる補償である位相進み補償
を行った後、得られた信号を前記帰還信号として前記演算回路に負帰還させることにより
、前記電力増幅変調信号に対する前記駆動信号のゲインが１．５倍以上から５倍以下の範
囲に収まるように、前記誘導性素子と前記容量性負荷との間で生じる共振特性を抑制する
位相進み補償回路と
を備えることを要旨とする。
【００１０】
こうした本発明の容量性負荷駆動回路においては、次のようにして容量性負荷に駆動信
号を印加する。先ず、駆動信号の基準となる駆動波形信号と、実際に容量性負荷に印加さ
れた駆動信号から生成された帰還信号との差分を取ることによって誤差信号を生成する。
次に、誤差信号をパルス変調することによって変調信号を生成し、得られた変調信号を電
力増幅して、パルス波状の電力増幅変調信号を生成する。そして、この電力増幅変調信号
を、誘導性素子を介して容量性負荷に供給することによって、容量性負荷に駆動信号を印
加する。誘導性素子は、容量性負荷と組み合わされることによって平滑フィルターを構成
するから、パルス波状の電力増幅変調信号を、誘導性素子を介して容量性負荷に供給する
ことで、電力増幅変調信号の変調成分が取り除かれて、電力増幅された信号成分（駆動波
形信号）が駆動信号として容量性負荷に印加される。また、誘導性素子と容量性負荷とが
組み合わされると共振回路が形成されるので、誘導性素子のインダクタンスと、容量性負
荷のキャパシタンスとによって決定される共振周波数では、容量性負荷に印加される駆動
信号の電圧が、誘導性素子に供給した電力増幅変調信号よりも大きくなる。そこで、誘導
性素子に印加される駆動信号に対して位相を進ませる補償（位相進み補償）を行った後、
得られた信号を帰還信号として演算回路に負帰還させることによって、誘導性素子と容量
性負荷との間の共振特性を抑制する。但し、共振特性を完全に抑制してしまうのではなく
、電力増幅変調信号に対する駆動信号のゲインが１．５倍以上から５倍以下の範囲に収ま
る程度に、共振特性を抑制する。
【００１１】
誘導性素子と容量性負荷とによって形成される共振回路は、誘導性素子のインダクタン
スと容量性負荷のキャパシタンスとによって決まる共振周波数の近傍で、鋭い共振ピーク
を発生させる。そして、誘導性素子のインダクタンスや容量性負荷のキャパシタンスは、
環境温度の変化や素子の製造ばらつきによって変動する。従って、これらの影響によって
共振周波数が変動するので、電力増幅変調信号に対する駆動信号のゲインは大きく変動す
る。また、誘導性素子や容量性負荷は、使用中の電力損失によって温度が上昇するから、
容量性負荷の駆動中にゲインが大きく変動することも起こり得る。これに対して本発明の
容量性負荷駆動回路では、誘導性素子に印加された駆動信号に対して位相進み補償を行っ
た後に負帰還させることで、共振特性を抑制しているので、共振周波数の周辺でゲインが
大きく変動することがない。このため、環境温度の変化や素子の製造ばらつきによって共
振周波数が変動しても、電力増幅変調信号に対する駆動信号のゲインは大きく変動するこ
とがない。ここで、ゲインの変動を抑制する観点からすれば、共振特性をできるだけ抑制
することが望ましい。一方、電力増幅変調信号に対してできるだけ大きな駆動信号を生成
する観点からすれば、共振特性はできるだけ抑制しないことが望ましい。すなわち、ゲイ
ンの変動を抑制することと、大きなゲインを確保することとは、互いに二律背反する関係
にある。経験上からは、電力増幅変調信号に対する駆動信号のゲインが、１．５倍以上か
ら５倍以下の範囲に収まるように共振特性を抑制すると、電力増幅変調信号に対する駆動
信号のゲインの変動を抑制しながら、ある程度のゲインを確保することが可能となる。そ
の結果、電力増幅変調信号の電圧を超えた電圧を有する駆動信号を発生させることが可能
で、しかも環境温度や部品の製造ばらつきなどの影響を受けることなく安定した駆動信号
を発生させることが可能となる。
【００１２】
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷に対して並列に接
続された容量性素子を備えることとしてもよい。
【００１３】
上述したように、本発明の容量性負荷駆動回路は、誘導性素子と容量性負荷との間に発
生する共振現象を利用することによって、電力増幅変調信号に対して駆動信号を増幅して
いる。従って、こうした効果が得られるのは、共振回路の共振周波数の周辺の周波数範囲
となる。ここで、共振周波数は誘導性素子のインダクタンスと容量性負荷のキャパシタン
スとによって決定されるが、容量性負荷のキャパシタンスは、容量性負荷の大きさや特性
などによってある程度まで決まってしまう。従って、望ましい共振周波数を得るためには
誘導性素子のインダクタンスを大きくしなければならず、大きな誘導性素子が必要になっ
てしまう場合も起こり得る。このような場合には、容量性負荷に対して容量性素子（コン
デンサーなど）を並列に接続することで、容量性負荷のキャパシタンスはそのままでも、
誘導性素子からは、容量性負荷と容量性素子との合成キャパシタンスを有する容量性負荷
が接続されているように見える。このため、大きな誘導性素子を搭載する必要がなくなる
ので、容量性負荷駆動回路が大きくなってしまうことを回避することが可能となる。
【００１４】
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、誤差信号をパルス変調して変
調信号を生成するに際して、誤差信号に応じてパルス幅を異ならせるいわゆるパルス幅変
調することとしてもよい。
【００１５】
パルス幅変調は、極めて簡単な回路で実現することができるので、コンパクトな容量性
負荷駆動回路を容易に実現することが可能となる。
【００１６】
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、誤差信号をパルス変調して変
調信号を生成するに際して、誤差信号に応じてパルスの密度（発生頻度）を異ならせるい
わゆるパルス密度変調することとしてもよい。
【００１７】
詳細なメカニズムについては後述するが、パルス密度変調を用いれば、電源電圧の変動
などによる影響が抑制されるようにパルス変調することができる。このため、たとえ何ら
かの理由で電源電圧の変動などが生じても、こうしたことによる影響を受けることなく、
安定した駆動信号を生成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本実施例の容量性負荷駆動回路を搭載した液体噴射装置を例示した説明図である。
【図２】本実施例の容量性負荷駆動回路の回路構成を示した説明図である。
【図３】本実施例の容量性負荷駆動回路の周波数応答特性を解析するためのブロック線図である。
【図４】本実施例の容量性負荷駆動回路の周波数応答特性を示すボード線図である。
【図５】本実施例の容量性負荷駆動回路が駆動波形信号から駆動信号を生成する様子を示した説明図である。
【図６】第１変形例の容量性負荷駆動回路で用いられる変調回路およびデジタル電力増幅回路の回路構成を示した説明図である。
【図７】第１変形例の容量性負荷駆動回路が駆動波形信号から駆動信号を生成する様子を示した説明図である。
【図８】第２変形例の容量性負荷駆動回路の一部を示した説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施
例を説明する。
Ａ．装置構成：
Ｂ．容量性負荷駆動回路の回路構成：
Ｃ．容量性負荷駆動回路の動作：
Ｄ．変形例：
Ｄ−１．第１変形例：
Ｄ−２．第２変形例：
【００２０】
Ａ．装置構成  ：
図１は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００を搭載した液体噴射装置１００の構成を
示した説明図である。図示されているように液体噴射装置１００は、大きく分けると、液
体を噴射する噴射ユニット１１０と、噴射ユニット１１０から噴射される液体を噴射ユニ
ット１１０に向けて供給する供給ポンプ１２０と、噴射ユニット１１０および供給ポンプ
１２０の動作を制御する制御ユニット１３０などから構成されている。
【００２１】
噴射ユニット１１０は、金属製のフロントブロック１１３に、同じく金属製のリアブロ
ック１１４を重ねてネジ止めしたような構造となっており、フロントブロック１１３の前
面には円管形状の液体通路管１１２が立設され、液体通路管１１２の先端には噴射ノズル
１１１が挿着されている。フロントブロック１１３とリアブロック１１４との合わせ面に
は、薄い円板形状の液体室１１５が形成されており、液体室１１５は、液体通路管１１２
を介して噴射ノズル１１１に接続されている。また、リアブロック１１４の内部には、積
層型圧電素子によって構成されたアクチュエーター１１６が設けられている。供給ポンプ
１２０は、噴射しようとする液体（水、生理食塩水、薬液など）が貯められた液体タンク
１２３から、チューブ１２１を介して液体を吸い上げた後、チューブ１２２を介して噴射
ユニット１１０の液体室１１５内に供給する。このため、液体室１１５は液体で満たされ
た状態となっている。
【００２２】
そして、制御ユニット１３０から駆動信号をアクチュエーター１１６に印加すると、ア
クチュエーター１１６が伸張して液体室１１５が押し縮められ、その結果、液体室１１５
内に充満していた液体が、噴射ノズル１１１からパルス状に噴射されるようになっている
。アクチュエーター１１６の伸張量は、駆動信号として印加される電圧に依存する。従っ
て、アクチュエーター１１６の能力を十分に引き出すためには、大きな電圧振幅を出力可
能でしかも精度の良い駆動信号を生成して、アクチュエーター１１６に印加する必要があ
る。そこで、このような駆動信号を生成するために、制御ユニット１３０内には、以下に
説明するような本実施例の容量性負荷駆動回路２００が搭載されている。
【００２３】
Ｂ．容量性負荷駆動回路の回路構成  ：
図２は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００の回路構成を示した説明図である。図示
されているように、容量性負荷駆動回路２００は大きく分けると、駆動信号の基準となる
駆動波形信号（以下、ＷＣＯＭ）を出力する駆動波形信号発生回路（駆動波形信号出力回
路）２１０と、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったＷＣＯＭと後述する帰還信号
（以下、ｄＣＯＭ）とに基づいて誤差信号（以下、ｄＷＣＯＭ）を出力する演算回路２２
０と、演算回路２２０からのｄＷＣＯＭをパルス変調して変調信号（以下、ＭＣＯＭ）に
変換する変調回路２３０と、変調回路２３０からのＭＣＯＭをデジタル的に電力増幅して
電力増幅変調信号（以下、Ｖｓ）を生成するデジタル電力増幅回路２４０と、デジタル電
力増幅回路２４０からＶｓを受け取って変調成分を取り除いた後、駆動信号（以下、ＣＯ
Ｍ）として噴射ユニット１１０のアクチュエーター１１６に供給するコイル２５０（誘導
性素子）と、コイル２５０からアクチュエーター１１６に供給されたＣＯＭに対して位相
を進ませる補償を加えて、ｄＣＯＭ（帰還信号）を生成する位相進み補償回路２７０とを
備えている。
【００２４】
このうち、駆動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭのデータを記憶した波形メモリー
や、Ｄ／Ａ変換器を備えており、波形メモリーから読み出したデータをＤ／Ａ変換器でア
ナログ信号に変換することによって、ＷＣＯＭ（駆動波形信号）を生成する。こうして出
力されたＷＣＯＭは、演算回路２２０の非反転入力端子に入力される。また、位相進み補
償回路２７０からのｄＣＯＭ（帰還信号）は演算回路２２０の反転入力端子に入力される
。その結果、ＷＣＯＭとｄＣＯＭとの差分に相当する信号が、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）と
して演算回路２２０から出力される。
【００２５】
続いて、ｄＷＣＯＭを一定周期の三角波（以下、Ｔｒｉ）と比較して、ｄＷＣＯＭの方
が大きければＨｉｇｈ状態（変調回路２３０の動作電圧）、Ｔｒｉの方が大きければＬｏ
ｗ状態（グランド電圧）となるようなパルス波状のＭＣＯＭ（変調信号）を生成する。そ
して、得られたＭＣＯＭは、デジタル電力増幅回路２４０に入力される。デジタル電力増
幅回路２４０は、プッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴなど）と
、電源と、これらスイッチ素子を駆動するゲートドライバーとを備えている。ＭＣＯＭが
Ｈｉｇｈ状態の場合は、ハイサイド側のスイッチ素子がＯＮ状態になり、ローサイド側の
スイッチ素子がＯＦＦ状態になって、電源の電圧ＶｄｄがＶｓとして出力される。また、
ＭＣＯＭがＬｏｗ状態の場合は、ハイサイド側のスイッチ素子がＯＦＦ状態になり、ロー
サイド側のスイッチ素子がＯＮ状態になってグランドの電圧がＶｓとして出力される。従
って、変調回路２３０の動作電圧とグランドとの間でパルス波状に変化するＭＣＯＭを、
電源の電圧Ｖｄｄとグランドとの間でパルス波状に変化するＶｓに電力増幅することがで
きる。
【００２６】
また、この増幅では、プッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを
切り換えているだけなので、アナログ波形を増幅する場合に比べて電力損失を大幅に抑制
することが可能である。その結果、電力効率を向上させることが可能となるだけでなく、
放熱のために大きなヒートシンクを設ける必要もなくなるので、回路を小型化することも
可能となる。
【００２７】
こうして電力増幅されたＶｓ（電力増幅変調信号）を、コイル２５０を通した後、ＣＯ
Ｍ（駆動信号）としてアクチュエーター１１６に印加する。詳細には後述するが、コイル
２５０は、アクチュエーター１１６の容量成分と組み合わされることによって平滑フィル
ター２６０を構成しており、Ｖｓ中の変調成分が平滑フィルター２６０によって減衰する
結果、Ｖｓの中の信号成分が取り出されてＣＯＭとして復調される。加えて、本実施例の
容量性負荷駆動回路２００では、Ｖｓをコイル２５０に通して変調成分を減衰させるだけ
でなく、Ｖｓ中の信号成分を増幅（１．５倍以上から５倍以下の範囲、代表的には２倍程
度に増幅）している。このため、デジタル電力増幅回路２４０では、電圧Ｖｄｄまでしか
電力増幅できないにも拘わらず、電圧Ｖｄｄ以上の電圧を含んだＣＯＭを出力することが
可能となる。こうしたことが可能となる理由についても、後ほど詳しく説明する。
【００２８】
また、アクチュエーター１１６に印加されるＣＯＭを負帰還させてフィードバック制御
系を構成するが、コイル２５０を通過したＣＯＭは、平滑フィルター２６０の位相特性に
よって、ＷＣＯＭに対して位相が遅れている。そこで、ＣＯＭを単純に負帰還させるので
はなく、コンデンサーＣｈと抵抗Ｒｈとによって構成された位相進み補償回路２７０を通
して位相を進ませる補償を行い、得られた信号をｄＣＯＭとして演算回路２２０の反転入
力端子に入力することによって負帰還させるようになっている。
【００２９】
Ｃ．容量性負荷駆動回路の動作  ：
図３は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００の周波数応答特性を解析するためのブロ
ック線図である。先ず、駆動波形信号発生回路２１０からのＷＣＯＭ（駆動波形信号）は
、演算回路２２０で位相進み補償回路２７０からのｄＣＯＭ（帰還信号）が減算されて、
ｄＷＣＯＭ（誤差信号）を生成する。このｄＷＣＯＭは、変調回路２３０でＭＣＯＭ（変
調信号）に変換された後、デジタル電力増幅回路２４０で増幅されてＶｓ（電力増幅変調
信号）に変換され、平滑フィルター２６０で復調されてＣＯＭ（駆動信号）として出力さ
れる。こうして出力されたＣＯＭは、位相進み補償回路２７０で位相進み補償が施された
後、ｄＣＯＭとしてＷＣＯＭに対して負帰還されることによって、全体としてフィードバ
ック制御系を構成している。
【００３０】
ここで、コイル２５０のインダクタンスをＬ、アクチュエーター１１６（圧電素子）の
キャパシタンスをＣｐとすると、平滑フィルター２６０の伝達関数Ｆ（ｓ）は、図３（ｂ
）に示した式で与えられる。また、位相進み補償回路２７０の伝達関数β（ｓ）は、図３
（ｃ）に示した式で与えられる。ここで、Ｃｈは、位相進み補償回路２７０を構成するコ
ンデンサーのキャパシタンスを表しており、Ｒｈは位相進み補償回路２７０を構成する抵
抗の抵抗値を表している。従って、容量性負荷駆動回路２００の全体の伝達関数Ｈ（ｓ）
は、デジタル電力増幅回路２４０で電力増幅する際のゲインをＧとすると、図３（ｄ）に
示した式で与えられる。
【００３１】
図４は、容量性負荷駆動回路２００の全体の伝達関数Ｈ（ｓ）の周波数応答特性を表す
ボード線図である。図４（ａ）にはゲイン線図が示されており、図４（ｂ）には位相線図
が示されている。また、ゲイン線図および位相線図には、容量性負荷駆動回路２００全体
の伝達関数Ｈ（ｓ）の特性に加えて、デジタル電力増幅回路２４０を含めた平滑フィルタ
ー２６０の伝達関数Ｇ・Ｆ（ｓ）の特性や、位相進み補償回路２７０の伝達関数β（ｓ）
の特性も示されている。
【００３２】
図４（ａ）のゲイン線図中に破線で示されているように、コイル２５０の誘導成分は、
アクチュエーター１１６（圧電素子）の容量成分と共に共振回路を形成するので、図中に
示された計算式で定まる共振周波数ｆ０の付近で、ゲインの鋭いピークが現れる。そこで
、ＣＯＭを負帰還させることによって、ピークの鋭さ（Ｑ値）を抑制する。但し、図４（
ｂ）に示されるように、平滑フィルター２６０の位相特性によって、ＣＯＭは共振周波数
ｆ０よりも高い周波数領域で位相が１８０度遅れるから、ＣＯＭをそのまま負帰還させた
のでは制御ユニット１３０が不安定となる虞がある。そこで、図４中に一点鎖線で示した
特性の位相進み補償回路２７０を用いて位相を進ませる補償を行った後、ｄＣＯＭ（帰還
信号）として負帰還させる。こうすれば、制御ユニット１３０を不安定にすることなく、
ＣＯＭを負帰還させることが可能となり、その結果、図４（ａ）中に実線で示したように
ゲイン線図に現れるピークの鋭さ（Ｑ値）を抑制することが可能となる。
【００３３】
ここで、本実施例の容量性負荷駆動回路２００では、ゲインのピークを完全に抑制する
のではなく、ある程度のピークを残している。このため、共振周波数ｆ０の周辺の周波数
領域では、デジタル電力増幅回路２４０のゲインＧよりも大きなゲインが得られるように
なっている。もちろん、ＣＯＭを負帰還させているので、デジタル電力増幅回路２４０お
よび平滑フィルター２６０の伝達関数Ｇ・Ｆ（ｓ）に比べると、ゲインの変化はなだらか
となっている。このため、環境温度や、アクチュエーター１１６の温度変化、あるいはコ
イル２５０やアクチュエーター１１６の製造ばらつきの影響で、共振周波数が変化しても
、そのことによってゲインが大きく変化することはない。その結果、デジタル電力増幅回
路２４０で電力増幅した以上の電圧を含むＣＯＭ（駆動信号）を出力可能でありながら、
環境温度や部品の製造ばらつきなどの影響を受けることなく安定したＣＯＭを発生させる
ことが可能となる。
【００３４】
尚、以上の説明から明らかなように、ゲインの変動を抑制する観点からすれば、共振特
性をできるだけ抑制することが望ましい。一方、Ｖｓ（電力増幅変調信号）に対してでき
るだけ大きなＣＯＭ（駆動信号）を生成する観点からすれば、共振特性はできるだけ抑制
しないことが望ましい。すなわち、ゲインの変動を抑制することと、大きなゲインを確保
することとは、互いに二律背反する関係にある。経験上からは、Ｖｓに対するＣＯＭのゲ
インが、１．５倍以上から５倍以下の範囲に収まるように（代表的にはゲインが２倍程度
となるように）共振特性を抑制すると、ある程度のゲインを確保しながら、安定したＣＯ
Ｍを発生させることが可能となる。
【００３５】
図５は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００が、ＷＣＯＭ（駆動波形信号）から実際
にＣＯＭ（駆動信号）を生成する動作を例示した説明図である。図５（ａ）中に示した太
い実線は、駆動波形信号発生回路２１０から出力されるＷＣＯＭを表している。また、図
５（ａ）中に示した破線は、位相進み補償回路２７０からのｄＣＯＭ（帰還信号）を表し
ている。図２を用いて前述したように、ＷＣＯＭは演算回路２２０の非反転入力端子に入
力され、ｄＣＯＭは演算回路２２０の反転入力端子に入力されるので、演算回路２２０か
らは、ＷＣＯＭからｄＣＯＭを減算した差分の信号が、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）として出
力される。そして、このｄＷＣＯＭが、変調回路２３０でＭＣＯＭ（変調信号）にパルス
変調される。
【００３６】
図５（ｂ）には、変調回路２３０でｄＷＣＯＭをＭＣＯＭに変換する様子が示されてい
る。変調回路２３０では、図５（ｂ）中に太い実線で表されたｄＷＣＯＭと、細い破線で
表されたＴｒｉ（三角波）とを比較する。そして、ｄＷＣＯＭの方が大きければ、変調回
路２３０の動作電圧を出力し（Ｈｉｇｈ状態）、Ｔｒｉの方が大きければ、グランド電圧
を出力する（Ｌｏｗ状態）。その結果、グランド電圧と、変調回路２３０の動作電圧との
間で、パルス波状に電圧が変化する変調信号（ＭＣＯＭ）が生成される。図５（ｃ）には
、こうして得られたＭＣＯＭが示されている。
【００３７】
続いて、ＭＣＯＭをデジタル電力増幅回路２４０で電力増幅する。図２を用いて前述し
たように、デジタル電力増幅回路２４０は、プッシュ・プル接続された２つのスイッチ素
子（ＭＯＳＦＥＴなど）の接続状態をＭＣＯＭによって切り換えることにより、図５（ｄ
）に示したような、電源の電圧Ｖｄｄとグランド電圧とに切り換わるパルス波形、すなわ
ちＶｓ（電力増幅変調信号）を生成する。そして、このＶｓをコイル２５０に通すことに
よって変調成分が除かれて、信号成分が復調される。
【００３８】
こうして復調された信号成分は、デジタル電力増幅回路２４０でＭＣＯＭが電力増幅さ
れていることに対応して、元になった信号（ＷＣＯＭ）よりも最大電圧が大きくなってい
る。加えて、図４（ａ）を用いて前述したように、伝達関数Ｈ（ｓ）のゲインがデジタル
電力増幅回路２４０のゲインＧよりも大きくなっているので、Ｖｓから復調された信号成
分の最大電圧は、Ｖｓの最大電圧（電圧Ｖｄｄ）よりも大きくなる。更に、伝達関数Ｈ（
ｓ）のゲインは、平滑フィルター２６０の共振周波数ｆ０を含んだ比較的広い周波数領域
でなだらかに変化しているので、Ｖｓに含まれる信号成分を復調する際に波形を歪ませる
こともない。その結果、図５（ｅ）に例示したように、駆動波形信号発生回路２１０から
出力されたＷＣＯＭが、Ｖｓの最大電圧（電圧Ｖｄｄ）よりも更に大きな電圧Ｖｃｏｍを
含んだＣＯＭ（駆動信号）を得ることが可能となる。
【００３９】
また、平滑フィルター２６０の共振周波数ｆ０は、コイル２５０のインダクタンスＬと
、アクチュエーター１１６（圧電素子）のキャパシタンスＣｐによって決まるから、環境
温度の変化や、コイル２５０やアクチュエーター１１６（圧電素子）の製造ばらつきの影
響によって共振周波数ｆ０は変化する。しかし、図４（ａ）を用いて前述したように、伝
達関数Ｈ（ｓ）のゲインは、平滑フィルター２６０の共振周波数ｆ０を含んだ比較的広い
周波数領域でなだらかに変化していることから、たとえ共振周波数ｆ０が変化したとして
も、そのことによってゲインが大きく変化することはない。その結果、環境温度の変化や
、コイル２５０やアクチュエーター１１６（圧電素子）の製造ばらつきの影響を受けるこ
となく、Ｖｓの最大電圧（電圧Ｖｄｄ）よりも更に大きな電圧Ｖｃｏｍを含んだＣＯＭ（
駆動信号）を、安定して発生させることが可能となる。
【００４０】
Ｄ．変形例  ：
上述した本実施例の容量性負荷駆動回路２００には、いくつかの変形例が存在する。以
下では、これら変形例について簡単に説明する。尚、以下の変形例においては、上述した
本実施例と同様な構成部分については、本実施例と同様の符番を付すこととして、詳細な
説明を省略する。
【００４１】
Ｄ−１．第１変形例  ：
上述した実施例では、変調回路２３０が、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）と呼ばれる
方法を用いて、ｄＷＣＯＭをパルス変調するものとして説明した。しかし、パルス変調す
る方式はパルス幅変調方式に限られるものではなく、たとえばパルス密度変調（ＰＤＭ）
と呼ばれる方式を用いてパルス変調することも可能である。以下では、ＰＤＭと呼ばれる
方式で変調する第１変形例について説明する。
【００４２】
図６は、第１変形例の容量性負荷駆動回路２００で用いられる変調回路２３５、および
デジタル電力増幅回路２４０の回路構成を示した説明図である。第１変形例の変調回路２
３５は、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）と、デジタル電力増幅回路２４０からのＶｓ（電力増幅
変調信号）を抵抗Ｒｓおよび抵抗Ｒｇで分圧した信号との差分を積分する積分器２３６と
、積分器２３６で得られた積分信号（以下、Ｖｔ）をパルス変調するヒステリシスコンパ
レーター２３７から構成されている。ここでヒステリシスコンパレーター２３７とは、出
力がＬｏｗ状態からＨｉｇｈ状態に切り換わるための閾値ｔｈ１と、Ｈｉｇｈ状態からＬ
ｏｗ状態に切り換わるための閾値ｔｈ２（ｔｈ１＞ｔｈ２）とが異なる値に設定されたコ
ンパレーターである。
【００４３】
図７は、第１変形例の容量性負荷駆動回路２００が、ＷＣＯＭ（駆動波形信号）からＣ
ＯＭ（駆動信号）を生成する動作を例示した説明図である。図７（ａ）中に示した太い実
線は、駆動波形信号発生回路２１０から出力されるＷＣＯＭを表しており、図７（ａ）中
に示した破線は、位相進み補償回路２７０からのｄＣＯＭ（帰還信号）を表している。第
１変形例の容量性負荷駆動回路２００においても、ＷＣＯＭからｄＣＯＭを減算すること
によってｄＷＣＯＭ（誤差信号）を生成する。そして、このｄＷＣＯＭを、図６に示した
変調回路２３５に入力することによってパルス変調する。
【００４４】
図７（ｂ）には、変調回路２３５の中の積分器２３６の動作が表されている。図６に示
したように積分器２３６は、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）と、デジタル電力増幅回路２４０か
らのＶｓ（電力増幅変調信号）を抵抗Ｒｓおよび抵抗Ｒｇで分圧した信号との差分を積分
して、Ｖｔ（積分信号）を生成する。従って、差分が大きければＶｔは速やかに変化し、
逆に差分が小さければＶｔはゆっくりと変化することとなって、結局、図７（ｂ）中に細
い破線で示した三角波形となる。そして、このＶｔをヒステリシスコンパレーター２３７
によってパルス変調することにより、図７（ｃ）に示したＭＣＯＭを得ることができる。
【００４５】
こうしてＭＣＯＭが得られたら、得られたＭＣＯＭをデジタル電力増幅回路２４０で電
力増幅することによって、図７（ｄ）に示すＶｓ（電力増幅変調信号）を生成した後、こ
のＶｓをコイル２５０に通すことによって信号成分を復調する。こうすれば、図７（ｅ）
に示すように、電力増幅されたＣＯＭを得ることができる。
【００４６】
以上に示した第１変形例においても、平滑フィルター２６０の共振周波数ｆ０を含んだ
周波数領域では、Ｖｓに対するＣＯＭのゲインを、１．５倍以上から５倍以下の範囲に設
定しておくことで、デジタル電力増幅回路２４０の電源電圧Ｖｄｄよりも高い電圧を有す
るＣＯＭを発生させることが可能となる。また、伝達関数Ｈ（ｓ）のゲイン線図から明ら
かなように、Ｖｓに対するＣＯＭのゲインはなだらかに変化しているので、Ｖｓから信号
成分を復調してＣＯＭを生成する際に波形が歪むこともない。更に、環境温度の変化や、
コイル２５０やアクチュエーター１１６（圧電素子）の製造ばらつきの影響を受けること
なく、デジタル電力増幅回路２４０の電源電圧Ｖｄｄよりも大きな電圧を含んだＣＯＭ（
駆動信号）を、安定して発生させることができる。
【００４７】
加えて、上述したように変形例のようにＰＤＭ方式でパルス変調した場合、前述のＰＷ
Ｍ方式でパルス変調した場合に比べて、次のような利点も得ることができる。先ず、デジ
タル電力増幅回路２４０で得られるＶｓは、グランド電圧と、電源電圧Ｖｄｄとの間で電
圧値が切り換わるパルス波形となる。従って、何らかの理由で電源電圧Ｖｄｄが変動する
と、Ｖｓの振幅が変化する。このため、ＰＷＭ方式でパルス変調した場合には、デジタル
電力増幅回路２４０の電源電圧Ｖｄｄの変動やトランジスターの特性のばらつきなどが、
そのままＣＯＭに影響を与えてしまう。ところが、ＰＤＭ方式でパルス変調した場合には
、以下の理由から、デジタル電力増幅回路２４０の電源電圧Ｖｄｄの変動や、トランジス
ターの特性のばらつきが、ＣＯＭに与える影響を抑制することが可能となる。
【００４８】
先ず、ＰＤＭ方式では、ヒステリシスコンパレーター２３７に入力されるＶｔ（積分信
号）は、演算回路２２０からのｄＷＣＯＭと、デジタル電力増幅回路２４０からのＶｓを
分圧した値との差を積分することによって得られる。従って、デジタル電力増幅回路２４
０の電源電圧Ｖｄｄが低下すると、Ｖｔの立下りの傾きは緩やかとなる。その結果、ヒス
テリシスコンパレーター２３７から出力されるＭＣＯＭがＨｉｇｈ状態となる期間が長く
なる。また、デジタル電力増幅回路２４０の電源電圧Ｖｄｄが上昇すると、Ｖｔの立下り
の傾きは急になる。その結果、ヒステリシスコンパレーター２３７から出力されるＭＣＯ
ＭがＬｏｗ状態となる期間が長くなる。
【００４９】
すなわち、何らかの理由でデジタル電力増幅回路２４０の電源電圧Ｖｄｄが低下すると
、ＭＣＯＭはＨｉｇｈ状態の期間が長めの信号となり、逆に電源電圧Ｖｄｄが高くなると
、ＭＣＯＭはＬｏｗ状態の期間が長めの信号となる。そして、ＭＣＯＭのＨｉｇｈ状態の
期間が長めとなれば、平滑フィルターに通した後に得られる電圧は高めとなり、ＭＣＯＭ
のＬｏｗ状態の期間が長めとなれば、平滑フィルターに通した後に得られる電圧は低めと
なる。結局、デジタル電力増幅回路２４０の電源電圧Ｖｄｄが変動しても、その影響がＣ
ＯＭに現れないようにＭＣＯＭが変化する。このため、ＰＤＭ方式を用いてパルス変調し
た場合には、電源電圧Ｖｄｄの変動の影響を受けることなく、常に安定したＣＯＭ（駆動
信号）を生成することが可能となる。
【００５０】
Ｄ−２．第２変形例  ：
以上に説明した本実施例あるいは変形例では、コイル２５０とアクチュエーター１１６
（圧電素子）とによって平滑フィルター２６０が構成されるものとして説明した。しかし
、アクチュエーター１１６に対して並列に接続されるようにコンデンサーを設けておき、
このコンデンサーと、コイル２５０と、アクチュエーター１１６とによって平滑フィルタ
ー２６０を構成するようにしても良い。
【００５１】
図８は、このようにして構成された第２変形例の容量性負荷駆動回路２００の一部を例
示した説明図である。図示されるように、第２変形例の容量性負荷駆動回路２００では、
アクチュエーター１１６に対して並列に接続されるように、コンデンサー２５２（容量性
素子）が設けられている。このような構成では、コイル２５０のインダクタンスＬと、ア
クチュエーター１１６のキャパシタンスＣｐと、コンデンサー２５２のキャパシタンスＣ
ｃとによって共振回路が形成される。そして、互いに並列に接続されたアクチュエーター
１１６のキャパシタンスＣｐと、コンデンサー２５２のキャパシタンスＣｃとは、合成キ
ャパシタンス（大きさは、Ｃｐ＋Ｃｃ）として取り扱うことができるから、この共振回路
の共振周波数は、コイル２５０のインダクタンスＬと、合成キャパシタンスＣｐ＋Ｃｃと
によって決まる周波数となる。
【００５２】
容量性負荷駆動回路２００の駆動負荷であるアクチュエーター１１６のキャパシタンス
Ｃｐは、多くの場合、決まっている。従って、仮にコンデンサー２５２がなかったとする
と、共振周波数を所望の周波数に設定しようとするためにはコイル２５０のインダクタン
スＬで調整する必要がある。その結果、場合によっては、大きなコイル２５０が必要にな
って、容量性負荷駆動回路２００が大きくなってしまうことがある。ところが、このよう
な場合でも、アクチュエーター１１６に並列にコンデンサー２５２を接続してやれば、コ
ンデンサー２５２のキャパシタンスを適切に設定することで、コイル２５０を大きくする
ことなく、共振周波数を所望の周波数に設定することが可能となる。
【００５３】
以上、本実施例および変形例の容量性負荷駆動回路について説明したが、本発明は上記
すべての実施例および変形例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲におい
て種々の態様で実施することが可能である。例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカ
プセルを形成することに用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器に本実
施例の容量性負荷駆動回路を適用することで、電力効率が良く小型化の電子機器を提供す
ることができる。また、インクジェットプリンターに搭載されて、インクを噴射する噴射
ノズルを駆動するための容量性負荷駆動回路に対しても、本発明を好適に適用することが
可能である。
【符号の説明】
【００５４】
１００…液体噴射装置、    １１０…噴射ユニット、      １１１…噴射ノズル、
１１２…液体通路管、      １１３…フロントブロック、  １１４…リアブロック、
１１５…液体室、          １１６…アクチュエーター、  １２０…供給ポンプ、
１２１…チューブ、        １２２…チューブ、          １２３…液体タンク、
１３０…制御ユニット、    ２００…容量性負荷駆動回路、
２１０…駆動波形信号発生回路、                        ２２０…演算回路、
２３０…変調回路、        ２３５…変調回路、          ２３６…積分器、
２３７…ヒステリシスコンパレーター、            ２４０…デジタル電力増幅回路、
２５０…コイル、        ２５２…コンデンサー、        ２６０…平滑フィルター、
２７０…位相進み補償回路
【図１】
2012105241.tif 000003
【図２】
2012105241.tif 000004
【図３】
2012105241.tif 000005
【図４】
2012105241.tif 000006
【図５】
2012105241.tif 000007
【図６】
2012105241.tif 000008
【図７】
2012105241.tif 000009
【図８】
2012105241.tif 000010