(57)【要約】【課題】  本発明は，光２トーン信号を得るための方法を提供することを目的とする。また，本発明は光２トーン信号を用いた検出器の特性評価方法を提供することを目的とする。【解決手段】  本発明は，基本的にはネスト型のＭＺＭ（ＤＰＭＺＭ）を用いた光２トーン光の生成方法に関する。そして，本発明は，２つのサブＭＺＭに高周波信号（ｆ１及びｆ２）を印加し，メインＭＺＭのバイアス電圧を調整して，２つのサブＭＺＭから出力されるＤＳＢ−ＳＣ変調信号の位相差をπ／２とする。そして，高速光検出器で二乗検波する。すると，クロスターム成分（ｆ１−ｆ２及びｆ１＋ｆ２）が抑圧された高周波信号の２倍周波数成分（２ｆ１及び２ｆ２）からなる光２トーン信号を得ることができるという知見に基づく。【選択図】図１
2012037493.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光源（１１）と前記光源（１１）からの光が入射する光変調器（１２）と光検出器（１３）を用いた光信号の生成方法であって，
前記光変調器（１２）は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー導波路（１４）を有し，
前記第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）が設けられ，
前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極（２１）及び第２の電極（２２）を有し，
前記メインマッハツェンダー導波路（１４）は，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）からの出力信号の位相差を制御するための第３の電極（２３）を有し，
前記第１の電極（２１）及び前記第２の電極（２２）にそれぞれ周波数がｆ１及びｆ２である第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程と，
前記光変調器（１２）からの出力信号を前記光検出器（１３）が二乗検波して得られるｆ１＋ｆ２成分及びｆ１−ｆ２成分のいずれか又は両方が抑圧されるように前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧を調整する工程と，
を含む，
前記第１の変調信号及び第２の変調信号の２倍の周波数成分を含む光２トーン信号を発生する方法。
【請求項２】
前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧を調整する工程は，さらに前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）からの出力信号の位相差がπ／２となるように，前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧を調整する請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記光２トーン信号は，前記第１の変調信号の２倍の周波数成分及び第２の変調信号の２倍の周波数成分のいずれかに比べて，前記第１の変調信号と前記第２の変調信号の和の周波数成分が２５ｄＢ以上４０ｄＢ以下に抑圧される請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
請求項２に記載の方法により得られた光２トーン信号を，特性評価の対象となる検出器に印加して，ヘテロダイン検波を行う，検出器の特性評価方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，変調周波数の２倍成分である２トーン光を得る方法及びその２トーン光を用いた光検出器の特性評価方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光変調器や直接変調された半導体レーザに代表される電気光（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌｔｏＯｐｔｉｃａｌ,Ｅ／Ｏ）変換デバイス，およびフォトダイオード（ＰＤ）に代表される光電気（ＯｐｔｉｃａｌｔｏＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ,Ｏ／Ｅ）変換デバイスは，デジタル光通信システムやファイバ無線（ＲａｄｉｏＯｎＦｉｂｅｒ,ＲＯＦ）システムのキーコンポーネントである。これらのデバイスの主要な性能指標として，“レスポンシビティ（ｒｅｓｐｏｎｓｉｖｉｔｙ）”とよばれる直流（ＤＣ）におけるＯ／ＥおよびＥ／Ｏ変換効率がある。
【０００３】
近年，デジタル光通信システムが一波あたり１００Ｇｂｐｓを超えるほど著しく高速化されるとともに，ＲＯＦでは次々に高い周波数のキャリアを用いたシステムの研究が報告されている。このため，ＤＣのレスポンシビティのみならず，ミリ波帯からテラヘルツ帯までを含めた周波数領域についての周波数特性を正確に測定することが非常に重要になっている。
【０００４】
現在，Ｏ／ＥやＥ／Ｏデバイス（光電変換デバイス）の周波数特性を測定するには，アジレント社の光コンポーネントアナライザ（ＬＣＡ）を用いることが一般的である（Ｏ.Ｆｕｎｋｅ,“Ｔｈｅ  ｖａｌｕｅ  ｏｆ  ｔｒａｃｅａｂｌｅ  Ｓ−ｐａｒａｍｅｔｅｒ    ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｅｌｅｃｔｒｏ−ｏｐｔｉｃａｌ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ，  ”ＥＮ−Ｇｅｎｉｕｓ  Ｎｅｔｗｏｒｋ,  ｔｅｓｔ  ＆  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  ＺＯＮＥ,  Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００８.）。ＬＣＡは，高周波（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ,  ＲＦ）用のネットワークアナライザと，周波数特性が校正されたＥ／ＯおよびＯ／Ｅデバイスを内蔵した光テストセットを組み合わせている。このため，ＬＣＡは，入出力がＥ／Ｅだけでなく，Ｅ／Ｏ，Ｏ／Ｅ，Ｏ／Ｏの全ての組み合わせについて校正された周波数特性が測定できる。ここで，「校正された周波数特性」は，そのデータが，米国標準技術研究所が管理している計量標準にトレーサブルであることを意味している。無変調連続波の光やＲＦ信号のパワーは，カロリメータのような熱型検出器を用いてヒータの発熱と比較することで，電流・電圧の一次標準と結びつけられている。
【０００５】
米国標準技術研究所（ＮＩＳＴ）では，ヘテロダイン法に基づく光電変換の計量標準を定め，それを用いた校正サービスを提供している（Ｐ.  Ｄ.  Ｈａｌｅ  ａｎｄ  Ｃ.  Ｍ.  Ｗａｎｇ,  “Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ  ｓｅｒｖｉｃｅ  ｏｆ  ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ａｔ  １３１９  ｎｍ  ｆｏｒ  ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ／ＲＦ  ｐｏｗｅｒ  ｓｅｎｓｏｒ  ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｓｔａｎｄａｒｄｓ,”  ＮＩＳＴ  Ｓｐｅｃｉａｌ  Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ,  ２５０−５１,  Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９９９，下記非特許文献１）。ヘテロダイン法は，周波数差が確定した同一パワー／同一偏波の２光波を受光した場合，時間軸から見ると２光波の周波数差に等しい周波数で１００％の強度変調がかかっていることを利用して，入力光パワーと出力ＲＦ信号パワーから変換効率を正確に計算できることに基礎を置いている。このような２光波を実現するために，ＮＩＳＴでは２台のＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザに位相同期をかけて周波数差を確定させ，強度，偏光もそれぞれ自動制御された複雑なシステムを提案している。そして，ＮＩＳＴは，このシステムを用いた校正サービスを提供している。アジレント社はこのサービスを利用して自社内標準用ＰＤを校正し，それを用いて市販測定器を校正している。
【０００６】
ところで，ＬＣＡの測定精度を調べてみると，様々な条件下での値が列記されている（Ａｇｉｌｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ  Ｉｎｃ．，  “Ｎ４３７３Ｃ  ６７  ＧＨｚ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｍｏｄｅ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ  Ａｎａｌｙｚｅｒ  ｆｏｒ  ４０／１００Ｇ  ｅｌｅｃｔｒｏ−ｏｐｔｉｃａｌ  ｔｅｓｔ,”  Ｄａｔａ  Ｓｈｅｅｔ,  ｐｐ.８−１１,  Ｆｅｂ.  ２００８.）。このレポートによれば，意外なことにＯ／ＥおよびＥ／Ｏ変換効率の周波数応答特性測定における絶対的な不確実さは±２ｄＢ前後もある。一方で，測定の再現性（ｒｅｐｅａｔａｂｉｌｉｔｙ）は，０．７ＧＨｚ以下の低周波域では±０．０２ｄＢ程度，２０ＧＨｚ以上の高周波域でも±０．３ｄＢ程度と，１０倍も優れている。また，Ｅ／Ｅの場合はＲＦネットワークアナライザの精度となり，やはり±０．２ｄＢ程度と高精度である。この理由として，ＲＦネットワークアナライザは測定直前にユーザが校正キットを用いて校正することが前提となっているが，Ｏ／ＥやＥ／Ｏは測定器の校正サービスを依頼した時にのみ校正され，日常の測定前には校正できないため，と推測される。この場合，最後の校正から典型的には１年くらい時間が経ってしまうために，測定再現性に優れていても，絶対精度の維持は難しいと思われる。
【０００７】
まず，光電変換標準が根拠とするヘテロダイン法の原理と，その光源に要求される特性について説明する。
【０００８】
２光波の解析モデルを考える。２光波はそれぞれ，”＋１”と“−１”と名付けられ，そのパワーや周波数差は，次のように定義されている。
【０００９】
【数１】
2012037493.tif 000003
【００１０】
ここで，Ｐ＋１とＰ−１は各光波のパワー，Ｐｏｐｔは全光パワー，δは２光波のパワー差，ω＋１とω−１は各光波の周波数，ωＲＦはその周波数差である。このとき，瞬時光パワーは次式のように計算される。
【００１１】
【数２】
2012037493.tif 000004
【００１２】
この光波を変換効率κのＰＤで２乗検波し直流をカットすると，ＲＦ電流となり，次のように計算される。
【００１３】
【数３】
2012037493.tif 000005
【００１４】
このＲＦ電流が５０Ωの負荷で消費する平均電力は次式のように計算される。
【００１５】
【数４】
2012037493.tif 000006
【００１６】
この（３）式と（４）式から変換効率κは，以下のようになる。
【００１７】
【数５】
2012037493.tif 000007
【００１８】
もし，２光波のパワー差δが０の場合，変調度は１００%となって変換効率κは以下のようになる。
【００１９】
【数６】
2012037493.tif 000008
【００２０】
測定するのは光パワーとＲＦパワーのみであり，両者ともトレーサブルな測定が可能である。
【００２１】
これまで説明したヘテロダイン法に用いられる光源には，次の４つの特性が要求される。すなわち，ヘテロダイン法は，以下の特性を満たす光源を被測定ＰＤに入射して入射光強度Ｐｏｐｔと出力ＲＦ信号強度ＰＲＦから光電機変換効率を求める。
（１）２光波のみ。
（２）周波数差を任意のＲＦ周波数に設定可能。
（３）２光波が同一偏波。
（４）２光波が同一強度。
【００２２】
これらの条件のうち，（３）はヘテロダイン効率を１００％とするために必要となる。
【００２３】
先に列挙した特性を持つ光電変換標準用の光源を実現するために，ＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザを２台用いることが提案されている（非特許文献１）。
【００２４】
この装置は，各レーザを個別に制御できるため，（１）２光波のみ，（３）同一偏波，（４）同一強度という条件を，比較的容易に実現できる。しかし，この装置は（２）任意の周波数差の設定が難しい。この装置では，光位相同期ループを組むことで（２）の条件を実現しているが，公称線幅がｋＨｚ程度と非常に狭いＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザを使う必要があるため，校正波長が１３１９ｎｍに限られる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２５】
【非特許文献１】Ｐ.  Ｄ.  Ｈａｌｅ  ａｎｄ  Ｃ.  Ｍ.  Ｗａｎｇ,  “Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ  ｓｅｒｖｉｃｅ  ｏｆ  ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ａｔ  １３１９  ｎｍ  ｆｏｒ  ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ／ＲＦ  ｐｏｗｅｒ  ｓｅｎｓｏｒ  ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｓｔａｎｄａｒｄｓ,”  ＮＩＳＴ  Ｓｐｅｃｉａｌ  Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ,  ２５０−５１,  Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９９９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
そこで，本発明は，光２トーン信号を得るための方法を提供することを目的とする。また，本発明は光２トーン信号を用いた検出器の特性評価方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明は，基本的にはネスト型のＭＺＭ（ＤＰＭＺＭ）を用いた光２トーン光の生成方法に関する。そして，本発明は，２つのサブＭＺＭに高周波信号（ｆ１及びｆ２）を印加し，メインＭＺＭのバイアス電圧を調整して，２つのサブＭＺＭから出力されるＤＳＢ−ＳＣ変調信号の位相差をπ／２とする。そして，高速光検出器で二乗検波する。すると，クロスターム成分（ｆ１−ｆ２及びｆ１＋ｆ２）が抑圧された高周波信号の２倍周波数成分（２ｆ１及び２ｆ２）からなる光２トーン信号を得ることができるという知見に基づく。
【００２８】
先に説明したとおり，たとえば光２トーン信号を検出器の特性を評価するために有効に用いることができる。
【００２９】
すなわち，本発明の第１の側面は，光源１１と光源１１からの光が入射する光変調器１２と光検出器１３を用いた光信号の生成方法に関する。そして，光変調器１２は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー（ＭＺ）導波路１４を有するＤＰＭＺＭである。そして，ＤＰＭＺＭの第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６が設けられる。第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極２１及び第２の電極２２を有する。メインＭＺ導波路１４は，第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６からの出力信号の位相差を制御するための第３の電極２３を有する。
【００３０】
この方法は，第１の電極２１及び第２の電極２２にそれぞれ周波数がｆ１及びｆ２である第１の変調信号及び第２の変調信号が印加される。次に，光変調器１２からの出力信号を光検出器１３が二乗検波して得られるｆ１＋ｆ２成分及びｆ１−ｆ２成分のいずれか又は両方が抑圧されるように第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整する。この際，第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６からの出力信号の位相差がπ／２となるように，第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整することが好ましい。
【００３１】
このようにすることで，第１の変調信号及び第２の変調信号の２倍の周波数成分を含む光２トーン信号を発生することができる。具体的に説明すると，光２トーン信号として，第１の変調信号の２倍の周波数成分及び第２の変調信号の２倍の周波数成分のいずれかに比べて，第１の変調信号と第２の変調信号の和の周波数成分が２５ｄＢ以上４０ｄＢ以下に抑圧されるものを得ることができる。
【００３２】
本発明の第２の側面は，上記いずれかに記載の方法により得られた光２トーン信号を，特性評価の対象となる検出器に印加して，ヘテロダイン検波を行う，検出器の特性評価方法に関する。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によれば，入力周波数の２倍の周波数成分を有する光２トーン信号を得ることができる。また，本発明は，光２トーン信号を用いた検出器の特性評価方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】図１は，本発明の基本系を示すブロック図である。
【図２】図２は，本発明において用いる光変調器の例を示すブロック図である。
【図３】図３は，本発明の原理を説明するための図である。
【図４】図４は，２つの並列したＭＺＭを有するマッハツェンダー変調器（ＤＰＭＺＭ）を示す図である。
【図５】図５は，実験系を示す図である。
【図６】図６は，実測されたラジオ波スペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
図１は，本発明の基本系を示すブロック図である。図１に示されるように，本発明の第１の側面は，光源１１と光源１１からの光が入射する光変調器１２と光検出器１３を用いた光信号の生成方法に関する。
【００３６】
図２は，本発明において用いる光変調器の例を示すブロック図である。図１に示されるように，この光変調器１２は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー（ＭＺ）導波路１４を有するＤＰＭＺＭである。そして，ＤＰＭＺＭの第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６が設けられる。第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極２１及び第２の電極２２を有する。メインＭＺ導波路１４は，第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６からの出力信号の位相差を制御するための第３の電極２３を有する。
【００３７】
第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６は，それぞれ例えば，略六角形状の導波路を具備し，並列する２つの位相変調器を具備するようにして構成される。位相変調器は，たとえば，導波路に沿った電極により達成できる。また強度変調器は，たとえばマッハツェンダー導波路と，マッハツェンダー導波路の両アームに電界を印加するための電極とにより達成できる。
【００３８】
通常，マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路は，光を伝播することができるものであれば，特に限定されない。例えば，ＬＮ基板上に，Ti拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし，シリコン（Ｓｉ）基板上に二酸化シリコン（ＳｉＯ２）導波路を形成しても良い。
【００３９】
第３の電極２３には，低電圧信号又は低周波信号が印加される。この信号が，バイアス電圧である。第１の電極２１及び第２の電極２２には，後述する高周波数信号に加えて，低電圧信号又は低周波信号が印加されてもよい。「低周波」とは，例えば，０Ｈｚ〜５００ＭＨｚの周波数を意味する。なお，この低周波信号の信号源の出力には電気信号の位相を調整する位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。
【００４０】
第１の電極２１及び第２の電極２２にそれぞれ周波数がｆ１及びｆ２である第１の変調信号及び第２の変調信号が印加される。この変調信号は，ラジオ周波数（ＲＦ）信号である。すなわち，第１の電極２１及び第２の電極２２は，たとえば，高周波電気信号源と接続される。高周波電気信号源は，第１の電極２１及び第２の電極２２へ伝達される信号を制御するためのデバイスである。高周波信号の周波数（ｆｍ）の例は，１ＧＨｚ〜１００ＧＨｚである。高周波電気信号源の出力の例は，一定の周波数を有する正弦波である。この高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。
【００４１】
この方法は，第１の電極２１及び第２の電極２２にそれぞれ周波数がｆ１［Ｈｚ］及びｆ２［Ｈｚ］である第１の変調信号及び第２の変調信号が印加される。ここで，ｆ１及びｆ２は，異なる周波数である。
【００４２】
光源１１からの入力光の周波数をｆ０［Ｈｚ］とすると，第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６からは，ＤＳＢ−ＳＣ信号が出力される。第１のサブＭＺ導波路１５からは，ｆ０−ｆ１及びｆ０＋ｆ１の周波数成分を有するＤＳＢ−ＳＣ信号が出力される。第２のサブＭＺ導波路１６からは，ｆ０−ｆ２及びｆ０＋ｆ２の周波数成分を有するＤＳＢ−ＳＣ信号が出力される。そして，メインＭＺ導波路の合波路で２つのＤＳＢ−ＳＣ信号が合波される。合波される２つのＤＳＢ−ＳＣ信号の位相差を第３の電極に印加されるバイアス信号により調整できる。
【００４３】
本発明の方法は，光変調器１２からの出力信号を光検出器１３が二乗検波して得られるｆ１＋ｆ２成分及びｆ１−ｆ２成分のいずれか又は両方が抑圧されるように第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整する。このバイアス電圧調整は，制御装置を用いて自動的に行われるようにしてもよい。この制御装置には，光検出器１３の二乗検波値が入力される。そして，この制御装置は，バイアス電源と接続されており，第３の電極２３に印加する電圧値を変化させて，ｆ１＋ｆ２成分及びｆ１−ｆ２成分のいずれか又は両方が抑圧されるようにバイアス電源に対して指令を出す。このようにすれば，クロスターム成分を抑圧できる。
【００４４】
バイアス電圧を調整する際に，第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６からの出力信号の位相差がπ／２となるように，第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整することが好ましい。
【００４５】
このようにすることで，第１の変調信号及び第２の変調信号の２倍の周波数成分を含む光２トーン信号を発生することができる。具体的に説明すると，光２トーン信号として，第１の変調信号の２倍の周波数成分及び第２の変調信号の２倍の周波数成分のいずれかに比べて，第１の変調信号と第２の変調信号の和の周波数成分が２５ｄＢ以上４０ｄＢ以下に抑圧されるものを得ることができる。
【００４６】
本発明の第２の側面は，上記いずれかに記載の方法により得られた光２トーン信号を，特性評価の対象となる検出器に印加して，ヘテロダイン検波を行う，検出器の特性評価方法に関する。
【００４７】
図３は，本発明の原理を説明するための図である。図４に示される２つの並列したＭＺＭを有するマッハツェンダー変調器（ＤＰＭＺＭ）を用いて，２つの搬送波抑圧両側波帯（ＤＳＢ−ＳＣ）信号を発生し，合波する。この際，変調周波数を，ｆ１及びｆ２とする。このＤＰＭＺＭは，メインＭＺＭの両アームのそれぞれに，サブＭＺＭを有する。２つのサブＭＺＭの光位相差は，電極Ｃに印加されるバイアス電圧Ｃを調整することで制御できる。ＤＰＭＺＭからの出力信号は，４つのスペクトル要素を有している。インプット信号（ｆ０）に対するオフセット周波数は，＋ｆ１，−ｆ１，＋ｆ２及び−ｆ２であり，二乗検波のために高速光検出器に光信号を入力することで，２ｆ１，２ｆ２，ｆ１＋ｆ２及びｆ１−ｆ２成分を得ることができる。
【００４８】
ここで，クロスターム成分であるｆ１＋ｆ２及びｆ１−ｆ２成分は，２つのＤＳＢ−ＳＣ信号の光位相差による。ｆ１＋ｆ２成分は，ｆ１成分の上側波帯（ＵＳＢ）信号及びｆ２成分の下側波帯（ＬＳＢ）信号から生成する。一方，ｆ２成分の上側波帯（ＵＳＢ）信号及びｆ１成分の下側波帯（ＬＳＢ）信号もｆ１＋ｆ２成分を生成する。これらは互いに干渉しあう。バイアス電圧Ｃを制御することで，ｆ１＋ｆ２成分の強度を抑圧できる。同様に，ｆ１−ｆ２成分は，ｆ１及びｆ２成分のＵＳＢの光ビートにより発生するとともにそれらのＬＳＢからも発生する。
【００４９】
次に，本発明の動作原理を解析する。メインマッハツェンダー変調器の上側のアームに存在するサブＭＺＭにより発生するＤＳＢ−ＳＣ信号は，以下のように表現できる。
【００５０】
【数７】
2012037493.tif 000009
【００５１】
一方，メインマッハツェンダー変調器の下側のアームに存在するサブＭＺＭにより発生するＤＳＢ−ＳＣ信号は，以下のように表現できる。
【００５２】
【数８】
2012037493.tif 000010
【００５３】
上記の式において，Ａ１及びＡ２は，高速信号であるｆ１及びｆ２による光位相シフトを示す。Ｊｎは，ｎ次の第１種ベッセル関数である。ここで，光位相シフト量が高次成分を無視できるほど小さいものとする。すると，ＤＰＭＺＭからの出力は以下のように表すことができる。
【００５４】
【数９】
2012037493.tif 000011
【００５５】
ここで，Φ（ファイ）は，バイアス電圧Ｃにより制御される光位相である。ここでは，Ａ１及びＡ２が等しく，Ａであるとする。すると，高速光検出器における二乗検波信号を，以下のように表現できる。
【００５６】
【数１０】
2012037493.tif 000012
【００５７】
すると，クロスターム成分であるｆ１＋ｆ２及びｆ１−ｆ２成分をバイアス電圧（又はΦ）により制御できることがわかる。一方，２倍周波数成分２ｆ１及び２ｆ２成分はΦに依存しない。Φがπ／２であるとき，検出信号を以下のように表現できる。
【００５８】
【数１１】
2012037493.tif 000013
【００５９】
すなわち，クロスターム成分を抑圧することで，２倍周波数成分が得られることがわかる。たとえば，ｆ１変調信号の第１の４相位相変調信号と第２の４そう位相変調信号におけるｎ番目の点を用いることで，２ｆ１のｎ−ＰＳＫ（位相シフトキーイング）を達成できる。すなわち，本発明の方法は，高速ＰＳＫ信号の周波数領域における混合に有効であるといえる。
【実施例１】
【００６０】
図５は，実験系を示す図である。ＤＰＭＺＭ(ネスト型マッハツェンダー変調器)のＤＣバイアス電極Ａ及びＢに２つの正弦波をそれぞれ印加した。電極Ｂ又はＣに印加されるバイアス電圧を調整することで，サブＭＺＭを最小伝送バイアスポイントに調整して，ＤＳＢ−ＳＣ変調を達成した。２つのＤＳＢ−ＳＣ信号の光位相差を，電極Ｃに印加されるバイアス電圧を制御することで調整した。ｆ１とｆ２の変調周波数を５．００ＧＨｚと５．０１ＧＨｚとした。光スペクトルアナライザを用いて光検出器から出力されるラジオ波を観測した。図６に示されるとおり，本実験により２つの２倍周波数成分（１０．００ＧＨｚ及び１０．０２ＧＨｚ）であって，クロスターム要素（１０．０１ＧＨｚ）が抑圧されたものを得ることができた。目的とする要素からみた，クロスターム要素の抑圧比は３０ｄＢ以上であった。
【００６１】
このように，対象成分以外の成分を十分に抑圧した，２倍周波数成分の２トーン信号をマイクロ波の領域で得ることができた。この技術は，光検出器の非線形性を測定することや，ワイドバンドのＲｏＦシグナルの周波数領域における混合を達成するために有効であると考えられる。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本発明は，光情報通信の分野において好ましく利用することができる。
【符号の説明】
【００６３】
１１    光源
１２    光変調器
１３    光検出器
１４    メインマッハツェンダー導波路
１５    第１のサブマッハツェンダー導波路
１６    第２のサブマッハツェンダー導波路
２１    第１の電極
２２    第２の電極
２３    第３の電極
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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