(57)【要約】【課題】従来の交流−直流変換回路では、交流入力電圧をダイオード又はスイッチ回路で整流する構成であったが、交流入力電圧及び直流主力電圧の範囲が広い場合、高耐圧の素子が必要で、高価で損失が大きくなる課題があった。【解決手段】全波整流回路と平滑フィルタで構成された直流電源の平滑用コンデンサを直列接続し、この直列接続点と整流回路の交流入力点をそれぞれ双方向スイッチで接続し、これらの双方向スイッチをオンオフ制御することにより、整流回路の全波整流電圧より高い直流電圧を出力可能とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれダイオードを２個直列接続した第１及び第２のダイオード直列回路と、第１のリアクトルと第１及び第２のコンデンサと第２のリアクトルとをこの順に直列接続したＬＣ直列回路と、を並列接続し、前記第１のダイオード直列回路内部の接続点と第１及び第２のコンデンサの直列接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記第２のダイオード直列回路内部の接続点と第１及び第２のコンデンサの直列接続点との間に第２の双方向スイッチを、各々接続し、前記第１及び第２のダイオード直列回路内部の接続点間に交流電圧を入力し、前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の両端を直流出力とすることを特徴とする交流−直流変換装置。
【請求項２】
前記第１及び第２のダイオード直列回路の各ダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を接続することを特徴とする請求項１に記載の交流−直流変換装置。
【請求項３】
前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を直流中間電位の端子として出力することを特徴とする請求項１又は２に記載の交流−直流変換装置。
【請求項４】
前記各ダイオードと逆並列に接続された半導体スイッチ素子をオンオフ制御することにより負荷からの回生電力を交流側に回生することを特徴とする請求項２又は３に記載の交流−直流変換装置。
【請求項５】
直流出力電圧を前記交流電圧の全波整流電圧以上に高める場合に、前記第１又は第２の双方向スイッチを交互にオンオフ制御し、前記第１又は第２のコンデンサを交互に充電することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流−直流変換装置。
【請求項６】
直流出力電圧を前記交流電圧の全波整流電圧以上に高める場合に、前記第１又は第２の双方向スイッチをオンオフ制御し、前記第１又は第２のコンデンサを交互に充電するモードと、同時に充電するモードとを併用することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流−直流変換装置。
【請求項７】
全波整流動作時において、前記第１及び第２のコンデンサ電圧を検出し、各コンデンサの電圧が等しくなるように前記第１又は第２の双方向スイッチをオンオフ制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流−直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流を直流に変換する回路技術で、特に直流出力電圧変動範囲を大きくする必要のある装置での回路技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６に、特許文献１に記載の従来の双方向変換形整流回路の回路図を示す。
電力変換回路は、交流電源Ｖｉの商用周波数の電圧から高周波の交流を作り出す高周波変換回路ＨＦＣの出力を高周波変圧器ＴＲで絶縁変換後、高周波変圧器ＴＲの二次回路を各々ＩＧＢＴが逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路で整流し、リアクトルＬ１とコンデンサＣｏで構成された平滑フィルタで平滑された直流電圧に変換し、負荷ＬＤに供給する構成である。
【０００３】
このような構成において、負荷ＬＤに要求される直流電圧変動範囲が大きい場合には、高周波変換回路ＨＦＣから高周波変圧器ＴＲの一次巻線に印加される電圧のパルス幅を調整して要求される直流電圧を出力する。即ち、直流出力電圧を低くする場合はパルス幅を小さくし、直流出力電圧を高くする場合はパルス幅を大きくする。ここで、高周波変圧器の二次巻線電圧としては、交流電源Ｖｉの電圧が最も低い時に最も高い直流出力電圧を確保できるような、電圧とパルス幅を備えた波形が必要である。従って、交流電源Ｖｉの電圧が最も高い時に最も低い直流出力電圧を確保するためにはパルス幅を狭める制御をすることになる。
また、負荷ＬＤとして蓄電装置を備え、この蓄電池から交流電源Ｖｉへ放電する必要がある場合は、整流回路をインバータ動作させる。これを実現するため、ダイオードＤ１〜Ｄ４と並列にＩＧＢＴＳ１〜Ｓ４が各々逆並列に接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−３３５６７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述のように、高周波変圧器の二次巻線電圧としては、交流電源Ｖｉの電圧が最も低い時に最も高い直流出力電圧を確保できるような、電圧とパルス幅を備えた波形が必要である。また、交流電源Ｖｉの電圧が最も高い時に最も低い直流出力電圧を確保するためにはパルス幅を狭める制御をする。このため、ダイオードとＩＧＢＴの素子耐圧は、直流出力電圧の最大値×交流電源電圧変動比率（最高電圧／最低電圧）に絶える電圧耐量が必要となる。また、電圧パルスの通流率は、交流電源Ｖｉの電圧が最大で、直流出力電圧が最低の時が最小となり、交流電源電圧変動比率（最低電圧／最高電圧）×直流出力電圧の変化比率（最低電圧／最高電圧）となる。例えば、交流入力電圧が１００Ｖから２００Ｖに変動し、直流出力電圧を２００Ｖ〜４００Ｖに変動させる必要ある場合は、素子耐圧は８００Ｖのスイッチングに耐える電圧以上、通流率は２５％以下となる。
【０００６】
この結果、高耐圧の素子が必要で、高価で損失が大きい装置となる課題がある。また、導通率が１００％〜２５％まで大きく変動するため、発生損失が特定の素子に偏り、冷却装置が大型になる課題がある。
従って、本発明の課題は、耐圧の低い半導体素子を使用可能とし、また冷却装置を小型化することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、それぞれダイオードを２個直列接続した第１及び第２のダイオード直列回路と、第１のリアクトルと第１及び第２のコンデンサと第２のリアクトルとをこの順に直列接続したＬＣ直列回路と、を並列接続し、前記第１のダイオード直列回路内部の接続点と第１及び第２のコンデンサの直列接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記第２のダイオード直列回路内部の接続点と第１及び第２のコンデンサの直列接続点との間に第２の双方向スイッチを、各々接続し、前記第１及び第２のダイオード直列回路内部の接続点間に交流電圧を入力し、前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の両端を直流出力とする。
【０００８】
第２の発明においては、第1の発明における前記第１及び第２のダイオード直列回路の各ダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を接続する。
第３の発明においては、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を直流中間電位の端子として出力する。
【０００９】
第４の発明においては、第２又は第３の発明における前記各ダイオードと逆並列に接続された半導体スイッチ素子をオンオフ制御することにより負荷からの回生電力を交流電源側に回生する。
【００１０】
第５の発明は、第1〜第４の発明において、直流出力電圧を前記交流電源電圧の全波整流電圧以上に高める場合に、前記第１又は第２の双方向スイッチを交互にオンオフ制御し、前記第1又は第２のコンデンサを交互に充電する。
【００１１】
第６の発明においては、第1〜第４の発明において、直流出力電圧を前記交流電圧の全波整流電圧以上に高める場合に、前記第１又は第２の双方向スイッチをオンオフ制御し、前記第１又は第２のコンデンサを交互に充電するモードと、同時に充電するモードとを併用する。
【００１２】
第７の発明においては、第1〜第４の発明の全波整流動作時において、前記第１及び第２のコンデンサ電圧を検出し、各コンデンサの電圧が等しくなるように前記第１又は第２の双方向スイッチをオンオフ制御する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明では、交流電圧の全波整流電圧より高い電圧を出力する場合、第1と第２のコンデンサを交流電圧の半サイクル毎に個別に充電するようにしているため、交流入力電圧そのものを高くする必要がなくなり、耐圧の低い半導体素子の適用が可能となる。また、従来に比べて、ダイオード又はＩＧＢＴの通流率の範囲が狭くなり、特定の半導体素子の損失が増加することがなくなる。この結果、低耐圧で安価な半導体素子の適用と、冷却装置の小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第1の実施例である。
【図２】本発明の第２の実施例である。
【図３】本発明の第３の実施例である。
【図４】本発明の整流動作波形１である。
【図５】本発明の整流動作波形２である。
【図６】従来の整流回路例である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の要点は、全波整流回路と平滑フィルタで構成された直流電源の平滑用コンデンサを直列接続し、この直列接続点と整流回路の交流入力点をそれぞれ双方向スイッチで接続し、これらの双方向スイッチをオンオフ制御することにより、整流回路の全波整流電圧より高い直流電圧を出力可能としている点である。
【実施例１】
【００１６】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。変換回路は、交流電源Ｖｉの商用周波数の電圧から高周波の交流を作り出す高周波変換回路ＨＦＣの出力を高周波変圧器ＴＲで絶縁変換後、高周波変圧器ＴＲの二次側回路をダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路で整流し、リアクトルＬ１、Ｌ２とコンデンサＣ１、Ｃ２で構成された平滑フィルタで平滑された直流電圧に変換し、負荷ＬＤに供給する構成である。コンデンサＣ１とＣ２の直列接続点と整流回路のそれぞれの交流入力点との間には、それぞれ逆阻止形ＩＧＢＴを逆並列接続した双方向スイッチＢ１、Ｂ２が接続される。コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧は電圧検出器ＶＤに入力され、レベル変換された後、制御回路ＣＮＴ１及びレベル判定回路ＲＪに入力される。
【００１７】
このような構成における整流動作を、図４と図５に示す。図４は全波整流時と双方向スイッチＢ２オン時の動作比較図で、図５は全波整流時と双方向スイッチＢ１オン時の動作比較図である。
【００１８】
図４に示すように、全波整流時は双方向スイッチＢ１、Ｂ２をオフにした状態であるので、図1の回路構成の場合ダイオード全波整流電圧でコンデンサＣ１とＣ２の直列回路を充電することになる。従って、ダイオード整流回路の平均電圧の約１／２の電圧にそれぞれのコンデンサは充電される。
【００１９】
次に、双方向スイッチＢ２をオンさせた場合、図４に示すように交流入力電圧が正の時、ダイオードＤ１→リアクトルＬ１→コンデンサＣ１→双方向スイッチＢ２の経路でコンデンサＣ１を充電し、負の時、双方向スイッチＢ２→コンデンサＣ２→リアクトルＬ２→ダイオードＤ２の経路でコンデンサＣ２を充電する。また、双方向スイッチＢ１をオンさせた場合、図５に示すように交流入力電圧が正の時、双方向スイッチＢ１→コンデンサＣ２→リアクトルＬ２→ダイオードＤ４の経路でコンデンサＣ２を充電し、負の時、ダイオードＤ３→リアクトルＬ１→コンデンサＣ１→双方向スイッチＢ１の経路でコンデンサＣ１を充電する。
【００２０】
この時の各コンデンサの電圧は、直流出力電圧を高める時の動作であり、直流出力電力を一定とすると、負荷電流は減少している。従って、コンデンサ電圧は交流入力電圧のピーク値近辺まで充電される。また、各コンデンサを充放電する周波数は全波整流時に比べて約半分になるため、電圧リプルは全波整流時に比べて大きくなる。
【００２１】
コンデンサＣ１及びＣ２の電圧を電圧検出器ＶＤで検出し、レベル判定器ＲＪで判定し、直流出力電圧の変動範囲の中間点付近で、全波整流動作モードと双方向スイッチＢ１、Ｂ２が動作するモードを切替えることにより、耐圧の低いダイオードを使用することが可能となる。また、発生損失も特定の素子に偏る量が減少し、冷却装置の小型化が可能となる。
また、電圧検出器ＶＤでコンデンサＣ１とＣ２の電圧を検出し、各コンデンサの電圧差が小さくなるように、双方向スイッチＢ１とＢ２の動作を切替えることにより、コンデンサＣ１とＣ２の電圧を均等化することができる。
【実施例２】
【００２２】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、ダイオードＤ１〜Ｄ４と並列にＩＧＢＴＳ１〜Ｓ４が各々接続されている点である。直流負荷として発電機、太陽電池などのエネルギ−源が接続された場合、Ｓ１〜Ｓ４をダイオードがオンするタイミングでオンさせることにより、エネルギ−を交流入力側に回生することができる。
負荷として蓄電池や大容量キャパシタなどを用いた系統連系装置に適用する場合などに有効である。
【実施例３】
【００２３】
図３に、本発明の第３の実施例を示す。第２の実施例との違いはコンデンサＣ１とＣ２の接続点が直流中間端子Ｍとして出力されている点である。直流負荷として２系統の負荷が接続される場合に有効である。
尚、上記実施例にはダイオードと並列接続されるスイッチ素子としてＩＧＢＴの例を示したが、スイッチ素子はＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴなど他のスイッチ素子でも適用可能である。さらに、双方向スイッチとして、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列接続した例を示したが、ダイオードとＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴなどを組合せることにより実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する回路構成であり、特に直流出力電圧範囲が大きい場合に有効で、スイッチング電源、ＤＣ−ＤＣコンバータ、蓄電池充電装置、及びこれらを適用した無停電電源装置などへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００２５】
Ｖｉ・・・交流電源          ＨＦＣ・・・高周波変換回路
ＴＲ・・・高周波変圧器          Ｄ１〜Ｄ４・・・ダイオード
Ｂ１、Ｂ２・・・双方向スイッチ          Ｌ１、Ｌ２・・・リアクトル
Ｃ１、Ｃ２・・・コンデンサ          ＬＤ、ＬＤ１、ＬＤ２・・・負荷
Ｓ１〜Ｓ４・・・ＩＧＢＴ          ＶＤ・・・電圧検出器
ＲＪ・・・レベル判定器          ＣＮＴ１〜３・・・制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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