(57)【要約】【課題】モータ駆動制御システムにおいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの際に、制御モードの切換え遅れに起因して発生する電流乱れを抑制する。【解決手段】モータ駆動制御システム１００を制御するＥＣＵ３００は、矩形波制御モードおよびＰＷＭ制御モードのいずれかによってインバータ１４０を制御して交流電動機２００を駆動する。ＥＣＵ３００は、制御モード選択部３３０と、交流電動機２００のモータ電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部３４０とを備える。Ａ／Ｄ変換部３４０は、矩形波制御モードの場合に、交流電動機２００の回転速度が急激に低下したときは、交流電動機２００の電気角に基づく実行周期よりも速い実行周期に従って動作する。制御モード選択部３３０は、矩形波制御モードの場合に、モータ電流の電流乱れが発生したことに応じて、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへ切換える。【選択図】図４
2012090490.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータによって印加電圧を制御して交流電動機を駆動するためのモータ駆動制御システムの制御装置であって、
前記制御装置は、
前記交流電動機を動作指令に従って動作させるように、前記交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、前記インバータの制御指令を生成する矩形波制御部と、
前記交流電動機を前記動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を生成するパルス幅変調制御部と、
前記交流電動機の動作状態に応じて、前記矩形波制御を用いた矩形波制御モードおよび前記パルス幅変調制御を用いたパルス幅変調制御モードのいずれか一方の制御モードを選択するように構成された制御モード選択部と、
前記交流電動機の電気角に基づいた実行周期に従って動作し、前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れるモータ電流に関連する信号を検出するように構成された検出部とを備え、
前記検出部は、前記矩形波制御モードが選択されている場合に、前記交流電動機の回転速度が急激に低下したときは、前記電気角に基づく実行周期よりも速い実行周期に従って動作し、
前記制御モード選択部は、前記矩形波制御モードが選択されている場合に、前記検出部からの前記モータ電流に基づいて、前記矩形波制御モードから前記パルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える、モータ駆動制御システムの制御装置。
【請求項２】
前記制御モード選択部は、前記検出部からの前記モータ電流の大きさが基準電流値を上回る電流乱れが発生したことに応じて、前記矩形波制御モードから前記パルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える、請求項１に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
【請求項３】
前記制御装置は、
前記回転速度の変化量の大きさがしきい値より大きく、かつ前記回転速度が基準速度を下回る場合に、前記回転速度の急激な低下が発生したことを判定する判定部をさらに備え、
前記検出部は、前記判定部による判定結果に応じて、前記検出部の実行周期を変化させる、請求項２に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
【請求項４】
前記制御モード選択部は、前記検出部からの前記モータ電流の大きさが前記基準電流値を上回った回数が、予め定められた回数より多くなった場合に、前記矩形波制御モードから前記パルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える、請求項２または３に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
【請求項５】
前記モータ電流は、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を含み、
前記制御モード選択部は、前記ｑ軸電流値の大きさに基づいて、前記矩形波制御モードから前記パルス幅変調制御モードへ制御モードを切換えるか否かを判定する、請求項２〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
【請求項６】
前記モータ電流は、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を含み、
前記制御モード選択部は、前記矩形波制御モードが選択されている場合に、前記検出部からの前記モータ電流に前記電流乱れが発生していないときは、前記ｄ軸電流値と前記ｑ軸電流値との間の位相の大きさが基準位相を下回ったことに応じて、前記矩形波制御モードから前記パルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える、請求項２に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
【請求項７】
前記モータ駆動制御システムは、前記モータ電流を検出するための電流検出器を含み、
前記検出部は、前記電流検出器によって検出された前記モータ電流のアナログ信号をデジタル信号に変換するように構成された変換部を含む、請求項１に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
【請求項８】
駆動輪に回転力を与えるための交流電動機と、
印加電圧を制御することによって前記交流電動機を駆動するためのインバータと、
前記インバータを制御するための制御装置とを備え、
前記制御装置は、
前記交流電動機を動作指令に従って動作させるように、前記交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、前記インバータの制御指令を生成する矩形波制御部と、
前記交流電動機を前記動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を生成するパルス幅変調制御部と、
前記交流電動機の動作状態に応じて、前記矩形波制御を用いた矩形波制御モードおよび前記パルス幅変調制御を用いたパルス幅変調制御モードのいずれか一方の制御モードを選択するように構成された制御モード選択部と、
前記交流電動機の電気角に基づいた実行周期に従って動作し、前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れるモータ電流に関連する信号を検出するように構成された検出部とを含み、
前記検出部は、前記矩形波制御モードが選択されている場合に、前記交流電動機の回転速度が急激に低下したときは、前記電気角に基づく実行周期よりも速い実行周期に従って動作し、
前記制御モード選択部は、前記矩形波制御モードが選択されている場合に、前記検出部からの前記モータ電流に基づいて、前記矩形波制御モードから前記パルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える、車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動制御システムの制御装置およびそれを搭載する車両に関し、より特定的には、矩形波制御およびパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御が適用される交流電動機の制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が一般的に採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。
【０００３】
また、電圧利用率を向上させてモータ回転速度の高い領域で高出力を得るために、正弦波ＰＷＭ制御よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きい変調方式による交流電動機制御として、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御が適用されている。
【０００４】
このような交流電動機制御において、矩形波制御からＰＷＭ制御に制御モードを切換える際に、モータの回転速度が急激に変化した場合、モータ電流が乱れてトルク振動が生じる可能性がある。
【０００５】
特開２００９−１１２１４０号公報（特許文献１）は、電動機の駆動制御装置において、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの際に、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチングタイミングを順次演算し、制御モードの切換え直後の電圧位相指令値を、演算により求めたスイッチングタイミングの誤差に基づいて補正することによって、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換時のトルク振動を抑制する技術を開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−１１２１４０号公報
【特許文献２】特開２０１０−１２４５６６号公報
【特許文献３】特開２００６−３２００３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述のように、矩形波制御モードとＰＷＭ制御モード（正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御を含む）とを切換えるモータ駆動制御システムにおいては、矩形波制御はＰＷＭ制御よりも相対的に高いモータ回転速度の場合に適用される。
【０００８】
ところが、矩形波制御を実行中に回転速度が急激に減少した場合には、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの判定が間に合わずに、低回転域まで矩形波制御が継続される場合がある。矩形波制御は、高出力が実現できる反面、ＰＷＭ制御に比べて制御応答性が劣ることが一般的に知られている。そのため、このように低回転域で矩形波制御が実行されることによって電流に乱れが生じてしまい、トルク振動のように、運転者に違和感を与えてしまうおそれがある。
【０００９】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、モータ駆動制御システムにおいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの際に、制御モードの切換え遅れに起因して発生する電流乱れを抑制することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明による制御装置は、インバータによって印加電圧を制御して交流電動機を駆動するためのモータ駆動制御システムを制御するための制御装置である。制御装置は、矩形波制御部と、パルス幅変調制御部と、制御モード選択部と、検出部とを備える。矩形波制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるように、交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、インバータの制御指令を生成する。パルス幅変調制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によってインバータの制御指令を生成する。制御モード選択部は、交流電動機の動作状態に応じて、矩形波制御を用いた矩形波制御モードおよびパルス幅変調制御を用いたパルス幅変調制御モードのいずれか一方の制御モードを選択する。検出部は、交流電動機の電気角に基づいた実行周期に従って動作し、インバータおよび交流電動機の間を流れるモータ電流に関連する信号を検出する。検出部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、交流電動機の回転速度が急激に低下したときは、電気角に基づく実行周期よりも速い実行周期に従って動作する。そして、制御モード選択部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、検出部からのモータ電流に基づいて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。
【００１１】
好ましくは、制御モード選択部は、検出部からのモータ電流の大きさが基準電流値を上回る電流乱れが発生したことに応じて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。
【００１２】
好ましくは、制御装置は、回転速度の変化量の大きさがしきい値より大きく、かつ回転速度が基準速度を下回る場合に、回転速度の急激な低下が発生したことを判定する判定部をさらに備える。検出部は、判定部による判定結果に応じて、検出部の実行周期を変化させる。
【００１３】
好ましくは、制御モード選択部は、検出部からのモータ電流の大きさが基準電流値を上回った回数が、予め定められた回数より多くなった場合に、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。
【００１４】
好ましくは、モータ電流は、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を含む。制御モード選択部は、ｑ軸電流値の大きさに基づいて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換えるか否かを判定する。
【００１５】
好ましくは、モータ電流は、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を含む。制御モード選択部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、検出部からのモータ電流に電流乱れが発生していないときは、ｄ軸電流値とｑ軸電流値との間の位相の大きさが基準位相を下回ったことに応じて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。
【００１６】
好ましくは、モータ駆動制御システムは、モータ電流を検出するための電流検出器を含む。検出部は、電流検出器によって検出されたモータ電流のアナログ信号をデジタル信号に変換するように構成された変換部を含む。
【００１７】
本発明による車両は、駆動輪に回転力を与えるための交流電動機と、印加電圧を制御することによって交流電動機を駆動するためのインバータと、インバータを制御するための制御装置とを備える。制御装置は、矩形波制御部と、パルス幅変調制御部と、制御モード選択部と、検出部とを含む。矩形波制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるように、交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、インバータの制御指令を生成する。パルス幅変調制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を生成する。制御モード選択部は、交流電動機の動作状態に応じて、矩形波制御を用いた矩形波制御モードおよびパルス幅変調制御を用いたパルス幅変調制御モードのいずれか一方の制御モードを選択する。検出部は、交流電動機の電気角に基づいた実行周期に従って動作し、インバータおよび交流電動機の間を流れるモータ電流に関連する信号を検出する。検出部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、交流電動機の回転速度が急激に低下したときは、電気角に基づく実行周期よりも速い実行周期に従って動作する。制御モード選択部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、検出部からのモータ電流に基づいて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、モータ駆動制御システムにおいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの際に、制御モードの切換え遅れに起因して発生する電流乱れを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。
【図２】本実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。
【図３】本実施の形態による、交流電動機の動作状態と各制御モードとの対応関係を説明する図である。
【図４】本実施の形態における交流電動機の制御装置の制御構成を示す機能ブロック図である。
【図５】モータ回転速度と電流サンプリングのＡ／Ｄ変換周期との関係を説明するための図である。
【図６】本実施の形態のＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いない比較例の場合における、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換時の状態を説明するための図である。
【図７】本実施の形態のＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いた場合の、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換時の状態を説明するための図である。
【図８】本実施の形態において、ＥＣＵにおいて実行されるＡ／Ｄ変換周期可変制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。
【図９】図８のステップＳ１５０における制御モード切換処理の詳細を説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００２１】
（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システム１００の全体構成図である。
【００２２】
図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０と、平滑コンデンサＣ１と、インバータ１４０と、交流電動機２００と、制御装置（以下、ＥＣＵ「Electronic  Control  Unit」とも称する。）３００とを備える。
【００２３】
交流電動機２００は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪２１０を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機２００は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機２００は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。
【００２４】
直流電圧発生部１０は、直流電源１１０と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ２と、コンバータ１２０と、電圧センサ１５０，１７０と、電流センサ１６０とを含む。
【００２５】
直流電源１１０は、代表的には、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源１１０が出力する直流電圧ＶＢおよび入出力される直流電流ＩＢは、電圧センサ１５０および電流センサ１６０によってそれぞれ検知され、検出値がＥＣＵ３００へ出力される。
【００２６】
システムリレーＳＲ１は直流電源１１０の正極端子および電力線ＰＬ１の間に接続され、システムリレーＳＲ２は直流電源１１０の負極端子および接地線ＮＬ１の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、ＥＣＵ３００からの制御信号ＳＥによりオン・オフが制御される。
【００２７】
コンバータ１２０は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線ＰＬ２および接地線ＮＬ１の間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、ＥＣＵ３００からのスイッチング制御信号ＰＷＣによって制御される。
【００２８】
本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線ＰＬ１との間に接続される。
【００２９】
平滑コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ１および接地線ＮＬ１の間に接続され、電力線ＰＬ１と接地線ＮＬ１との間の電圧変動を低減する。電圧センサ１７０は、平滑コンデンサＣ２の両端に係る電圧ＶＬを検出し、その検出値をＥＣＵ３００へ出力する。
【００３０】
コンバータ１２０は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２０は、昇圧動作時には、直流電源１１０から供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４０への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＰＬ２へ供給することにより行なわれる。
【００３１】
また、コンバータ１２０は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、接地線ＮＬ１へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作および降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。
【００３２】
平滑コンデンサＣ１は、コンバータ１２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４０へ供給する。電圧センサ１３０は、平滑コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値をＥＣＵ３００へ出力する。
【００３３】
インバータ１４０は、電力線ＰＬ２および接地線ＮＬ１の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１４１と、Ｖ相上下アーム１４２と、Ｗ相上下アーム１４３を含んで構成される。各相上下アームは、電力線ＰＬ２および接地線ＮＬ１の間に直列接続されたスイッチング素子を含む。たとえば、Ｕ相上下アーム１４１はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含み、Ｖ相上下アーム１４２はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含み、Ｗ相上下アーム１４３はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、ＥＣＵ３００からの制御信号ＰＷＩによって制御される。
【００３４】
交流電動機２００は、代表的には３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１４１〜１４３のスイッチング素子の接続ノードに接続される。
【００３５】
インバータ１４０は、交流電動機２００のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ１から直流電圧が供給されるとＥＣＵ３００からの制御信号ＰＷＩに応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機２００を駆動する。また、インバータ１４０は、交流電動機２００のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、制御信号ＰＷＩに応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機２００を駆動する。これにより、交流電動機２００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３６】
さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機２００のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４０は、制御信号ＰＷＩに応答したスイッチング動作により、交流電動機２００が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を、平滑コンデンサＣ１を介してコンバータ１２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３７】
電流センサ２４０は、交流電動機２００に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流をＥＣＵ３００へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４０は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３８】
回転角センサ（レゾルバ）２５０は、交流電動機２００の回転角θを検出し、その検出した回転角θをＥＣＵ３００へ送出する。ＥＣＵ３００では、回転角θに基づき交流電動機２００の回転速度ＭＲＴおよび角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５０については、ＥＣＵ３００にてモータ電圧や電流から回転角θを直接演算することによって、配置を省略してもよい。
【００３９】
ＥＣＵ３００は、電子制御ユニット（制御装置）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。
【００４０】
代表的な機能として、ＥＣＵ３００は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１５０，１７０によって検出された直流電圧ＶＢ，ＶＬ、電流センサ１６０によって検出された直流電流ＩＢ、電圧センサ１３０によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４０からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５０からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式を用いてトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを交流電動機２００が出力するように、コンバータ１２０およびインバータ１４０の動作を制御する。すなわち、ＥＣＵ３００は、コンバータ１２０およびインバータ１４０を上記のように制御するための制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩを生成して、コンバータ１２０およびインバータ１４０へ出力する。
【００４１】
コンバータ１２０の昇圧動作時には、ＥＣＵ３００は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するように制御信号ＰＷＣを生成する。
【００４２】
また、ＥＣＵ３００は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す回生信号ＲＧＥを外部制御装置から受けると、交流電動機２００で発電された交流電圧を直流電圧に変換するように制御信号ＰＷＩを生成してインバータ１４０へ出力する。これにより、インバータ１４０は、交流電動機２００で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２０へ供給する。そして、ＥＣＵ３００は、インバータ１４０から供給された直流電圧を降圧するように制御信号ＰＷＣを生成し、コンバータ１２０へ出力する。これにより、交流電動機２００が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源１１０に供給される。
【００４３】
（制御モードの説明）
ＥＣＵ３００による交流電動機２００の制御についてさらに詳細に説明する。
【００４４】
図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機２００の制御モードを概略的に説明する図である。
【００４５】
図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機２００の制御、すなわち、インバータ１４０における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。
【００４６】
正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機２００への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４０の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。
【００４７】
正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機２００に印加される線間電圧が正弦波となる。
【００４８】
一方、矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００４９】
過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機２００に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。
【００５０】
交流電動機２００では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。
【００５１】
したがって、交流電動機２００の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、制御可能なパラメータはモータ印加電圧の位相のみとなる。矩形波制御においては、目標のトルク指令値とトルク実績値との偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を直接制御するトルクフィードバック制御を実行する場合、および、ＰＷＭ制御と同様にモータ電流のフィードバックによって、モータ印加電圧の位相を制御する場合がある。
【００５２】
図３には、交流電動機２００の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の適用により、交流電動機２００の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。
【００５３】
（制御装置の構成）
図４は、本実施の形態におけるＥＣＵ３００の制御構成を示す機能ブロック図である。図４で説明されるブロック図に記載された各機能ブロックは、ＥＣＵ３００によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。
【００５４】
図４を参照して、ＥＣＵ３００は、矩形波制御部３１０と、ＰＷＭ制御部３２０と、制御モード選択部３３０と、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部３４０と、判定部３５０とを含む。なお、ＰＷＭ制御部３２０においては、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が選択的に実行される。
【００５５】
判定部３５０は、回転角センサ２５０により検出された回転角θを受ける。判定部３５０は、受信した回転角θから交流電動機２００の回転速度ＭＲＴを演算するとともに、その回転速度ＭＲＴの時間的変化に基づいて、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが急変したか否かを判定する。そして、判定部３５０は、その判定結果ＳＬＰをＡ／Ｄ変換部３４０へ出力する。
【００５６】
Ａ／Ｄ変換部３４０は、判定部３５０からの速度急変の判定結果ＳＬＰと、電流センサ２４０によって検出されたモータ電流のアナログ値ｉｖおよびｉｗと、回転角センサ２５０により検出された回転角のアナログ信号θとを受ける。そして、Ａ／Ｄ変換部３４０は、入力されたこれらのアナログ信号（ｉｖ，ｉｗ，θ）を、所定のＡ／Ｄ変換周期でデジタル信号（ｉｖ＊，ｉｗ＊，θ＊）に変換して、矩形波制御部３１０、ＰＷＭ制御部３２０、および制御モード選択部３３０へ出力する。
【００５７】
Ａ／Ｄ変換部３４０は、通常は、交流電動機２００の所定の電気角（たとえば、６０°）ごとにＡ／Ｄ変換を実行するようなＡ／Ｄ変換周期に設定される。また、Ａ／Ｄ変換部３４０は、判定部３５０からの判定結果ＳＬＰによって、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが急激に減少したことを検出すると、それに応じてＡ／Ｄ変換周期を通常より短く設定するように構成される。
【００５８】
次に、ＰＷＭ制御モードおよび矩形波制御モードにおける制御動作の概要について説明する。なお、各制御モードにおける制御の詳細については、当業者によく知られているのでここでは説明しない。
【００５９】
まず、ＰＷＭ制御モードが選択されている場合について説明する。ＰＷＭ制御部３２０は、上位の制御装置（図示せず）からのトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流ｉｖ＊，ｉｗ＊および回転角θ＊とを受ける。そして、ＰＷＭ制御部３２０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから算出されるｄ軸，ｑ軸の電流指令値と、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流検出値をｄ軸、ｑ軸に変換した電流検出値とから、電流フィードバック制御を行なうことにより、インバータ１４０に印加する電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を生成するとともに、生成した電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を制御モード選択部３３０に出力する。さらに、ＰＷＭ制御部３２０は、電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃に基づいて、インバータ１４０を駆動する制御信号ＰＷＩを生成してインバータ１４０へ出力する。
【００６０】
また、ＰＷＭ制御部３２０において、過変調ＰＷＭ制御が選択される場合には、上記の正弦波ＰＷＭ制御に電圧振幅補正を行なう機能が追加されており、これにより電圧指令値の基本波成分を高めて、正弦波ＰＷＭ制御よりも大きな出力を発生する。
【００６１】
次に、矩形波制御モードが選択されている場合について説明する。矩形波制御部３１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流ｉｖ＊，ｉｗ＊および回転角θ＊とを受ける。そして、矩形波制御部３１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流検出値ｉｖ＊，ｉｗ＊および現在の各相の電圧指令値から算出されるトルクとを比較してトルクフィードバック制御を行なうことにより、インバータ１４０に印加する電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を生成する。なお、矩形波制御においては、電圧指令の振幅（Ｖ＝（Ｖｄ＃2＋Ｖｑ＃2）1/2）はシステム電圧ＶＨに対応したものに固定されるので、結果的に電圧指令の位相φｖのみが制御されるように電流，電圧指令値が生成されることになる。
【００６２】
このように、矩形波制御モードの適用時には、トルクフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、ＰＷＭ制御モードではモータ印加電圧の振幅および位相が操作量となるのに対し、矩形波制御モードではモータ印加電圧の位相のみが操作量となる。このため、矩形波制御モードの適用時には、ＰＷＭ制御モードの適用時に比較して制御応答性が低下する。
【００６３】
制御モード選択部３３０は、システム電圧ＶＨと、ＰＷＭ制御部３２０からの電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃と、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流ｉｖ＊，ｉｗ＊および回転角θ＊とを受ける。そして、制御モード選択部３３０は、後述するように、システム電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃とから算出される変調率に基づいてＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換要否の判定を行なう。また、制御モード選択部３３０は、インバータ１４０から交流電動機２００に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉに基づいて、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換要否の判定を行なう。
【００６４】
さらに、本実施の形態においては、後述するように、制御モード選択部３３０は、矩形波制御モード選択中に、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流ｉｖ＊，ｉｗ＊に基づいて電流乱れが発生していることを検出した場合には、電流位相φｉにかかわらず強制的にＰＷＭ制御モードへ切換えを行なうように構成される。
【００６５】
（矩形波制御からＰＷＭ制御への切換時の問題点）
図５は、Ａ／Ｄ変換部３４０の通常時における交流電動機２００の回転速度ＭＲＴとＡ／Ｄ変換周期との関係の一例を示す図である。
【００６６】
図４および図５を参照して、上述のように、Ａ／Ｄ変換部３４０は、通常時には交流電動機２００の所定の電気角ごとにモータ電流のサンプリングおよびＡ／Ｄ変換が実行される。すなわち、図５に示すように、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが速いほどＡ／Ｄ変換周期が短く高速サンプリングが行なわれ、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが遅いほどＡ／Ｄ変換周期が長くサンプリングが低速となる。
【００６７】
矩形波制御部３１０およびＰＷＭ制御部３２０のいずれにおいても、Ａ／Ｄ変換部３４０で変換された電流検出値を用いて制御を行なっているため、Ａ／Ｄ変換周期が長くなって電流検出値のサンプリングが遅くなると、実際の電流変化に対してインバータの制御が遅れてしまうおそれがある。特に矩形波制御モードにおいては、電流フィードバック制御を行なうＰＷＭ制御モードと比較して制御応答性が劣るため、電流検出値の変化遅れによる影響がより大きくなる傾向にある。そのため、モータ電流の乱れが生じてしまうおそれがある。
【００６８】
また、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換えは、上述のように、電流位相φｉに基づいて行なわれる。そのため、モータ電流のサンプリングが遅くなると、結果的に矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換判定処理が遅くなってしまう。そうすると、制御応答性の優れたＰＷＭ制御モードへの切換えが適切に行なわれず、電流が乱れた状態が長期間継続してしまうおそれがある。
【００６９】
そこで、本実施の形態においては、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの制御モードの切換えについて、矩形波制御モード時に交流電動機の回転速度ＭＲＴの急激な減少が発生した場合に、Ａ／Ｄ変換部のＡ／Ｄ変換周期を、交流電動機の電気角に基づく周期よりも短く設定して高速サンプリングを行なうことによって電流の検出遅れを抑制する、Ａ／Ｄ変換周期可変制御を行なう。このような構成とすることで、交流電動機の回転速度ＭＲＴの急激な減少が発生した場合であっても、ＰＷＭ制御モードへの切換えを迅速に行なうことができるので、制御の安定化を図ることが可能となる。
【００７０】
（Ａ／Ｄ変換周期可変制御の説明）
図６および図７を用いて、本実施の形態におけるＡ／Ｄ変換周期可変制御の概要について説明する。
【００７１】
図６はＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いない比較例の場合について、および図７はＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いた場合についての、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換時の状態を説明するための図である。図６および図７においては、横軸には時間が示され、縦軸には交流電動機の回転速度ＭＲＴ、モータ電流をｄ−ｑ軸変換したときのｑ軸電流値、電流検出値のＡ／Ｄ変換タイミング、および制御モードの状態が示される。なお、図６および図７の説明においては、図１のようにモータ駆動制御システムが電動車両に用いられる場合を例として説明する。
【００７２】
図６を参照して、時刻ｔ１までは、交流電動機は、矩形波制御モードでほぼ一定の回転速度で回転している。そして、時刻ｔ１において、車両の駆動輪のスリップが発生し、交流電動機の回転速度ＭＲＴが急激に増加する。
【００７３】
Ａ／Ｄ変換は、上述のように、交流電動機の所定の電気角ごとに実行されるため、スリップが発生している時刻ｔ１から時刻ｔ２の間においては、Ａ／Ｄ変換タイミングは、回転速度ＭＲＴの増加に伴って周期が短くなる。この期間は、モータ電流を高速にサンプリングできるので、インバータの制御がモータ電流の変化に適切に追従することができる。そのため、電流の乱れは生じにくい。
【００７４】
その後、時刻ｔ２において駆動輪が路面に接地してグリップ状態となると、回転速度ＭＲＴが急激に減少する。このときには、回転速度ＭＲＴの低下に伴って、Ａ／Ｄ変換周期が長くなる。そうすると、モータの電流変化の検出が遅れることによってインバータの制御も遅れてしまい、電流乱れが生じる。
【００７５】
本来であれば、回転速度ＭＲＴが低下しているために、より制御応答性のよいＰＷＭ制御モードへ切換えることが望ましい。しかしながら、Ａ／Ｄ変換周期が遅くかつ乱れた状態の電流値が検出されるので、制御モードの切換判定処理が適切に行なわれずにＰＷＭ制御モードへの切換えが遅れてしまう。その結果、電流乱れの期間が長くなってしまう。
【００７６】
一方、図７を参照して、本実施の形態のＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いた場合には、時刻ｔ１２において、駆動輪がグリップ状態になり、回転速度の急激な減少が検出されると、それに応答してＡ／Ｄ変換周期が短くされ、高速でモータ電流がサンプリングされる。これによって、モータ電流の検出遅れを抑制し、電流乱れの発生を適切に検出することができる。そして、この電流乱れが発生したことを検出したことに基づいて、矩形波制御モードから制御応答性のよいＰＷＭ制御モードへ切換えることによって、電流乱れを速やかに解消することが可能となる。
【００７７】
図８は、本実施の形態において、ＥＣＵ３００において実行されるＡ／Ｄ変換周期可変制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図８および後述する図９に示すフローチャート中の各ステップについては、ＥＣＵ３００に予め格納されたプログラムを所定周期で実行することによって実現される。あるいは、一部のステップについては、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。
【００７８】
図４および図８を参照して、ＥＣＵ３００は、ステップ（以下、ステップをＳと略す。）１００にて、Ａ／Ｄ変換周期変更条件が成立したか否かを判定する。具体的には、制御モードが矩形波制御モードであり、かつ交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが急激に減速したか否かを判定する。交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが急激に減速したか否かについては、一定期間あたりの回転速度ＭＲＴの変化量（ΔＭＲＴ）の大きさがしきい値αより大きく（｜ΔＭＲＴ｜＞α）、かつ現在の回転速度ＭＲＴが基準値βより小さいか（ＭＲＴ＜β）によって判定する。
【００７９】
Ａ／Ｄ変換周期変更条件が成立していない場合（Ｓ１００にてＮＯ）は、処理がＳ１１５に進められて、ＥＣＵ３００は、Ａ／Ｄ変換部３４０におけるＡ／Ｄ変換周期を、通常時のＡ／Ｄ変換周期Ｔｄに設定し、処理をＳ１２０に進める。なお、通常時のＡ／Ｄ変換周期Ｔｄは、上述のように交流電動機２００の所定の電気角によって定められ、回転速度ＭＲＴに従って変化する。
【００８０】
Ａ／Ｄ変換周期変更条件が成立した場合（Ｓ１００にてＹＥＳ）は、処理がＳ１１０に進められる。Ｓ１１０においては、ＥＣＵ３００は、Ａ／Ｄ変換部３４０におけるＡ／Ｄ変換周期を、現在の回転速度ＭＲＴにおける通常時の周期よりも短いＡ／Ｄ変換周期Ｔｈに設定する。たとえば、Ａ／Ｄ変換周期Ｔｈは通常時のＡ／Ｄ変換周期Ｔｄの１／１０に設定され（Ｔｈ＝Ｔｄ／１０）、Ｔｄ＝１ｍｓｅｃのときにＴｈ＝１００μｓｅｃに設定される。あるいは、Ａ／Ｄ変換周期Ｔｈは、十分に短い固定値に設定されてもよい。その後、処理がＳ１２０に進められる。
【００８１】
Ｓ１２０にて、ＥＣＵ３００は、Ｓ１１０またはＳ１１５で設定されたＡ／Ｄ変換周期で電流センサ２４０からの電流検出値をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を実行する。
【００８２】
Ｓ１３０にて、ＥＣＵ３００は、制御モード選択部３３０において、Ａ／Ｄ変換処理された電流検出値の大きさに基づいて、電流乱れが発生したか否かを判定する。ここで、電流乱れが発生したか否かについては、電流検出値の大きさが予め定められた電流基準値を所定回数上回った場合に、電流乱れが発生したと判定される。なお、ここで用いる電流検出値は、交流電動機２００の３相電流（ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊）の大きさを用いてもよいが、この３相電流を３軸−２軸変換したときの主回路成分を表わすｑ軸電流の大きさを用いるほうがより好適である。また、電流乱れの判定における、基準電流値を上回る回数については、１を含む任意の回数を選択することができる。
【００８３】
電流乱れが発生した場合（Ｓ１３０にてＹＥＳ）は、処理がＳ１４０に進められ、ＥＣＵ３００は、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換フラグＦＬＧをオンに設定して、処理をＳ１５０に進める。
【００８４】
電流乱れが発生していない場合（Ｓ１３０にてＮＯ）は、処理がＳ１４５に進められ、ＥＣＵ３００は、切換フラグＦＬＧをオフに設定して、処理をＳ１５０に進める。
【００８５】
そして、ＥＣＵ３００は、Ｓ１５０にて、切換フラグＦＬＧを参照しつつ制御モードの切換処理を実行する。
【００８６】
次に、ステップＳ１５０における制御モード切換処理の詳細を、図９を用いて説明する。
【００８７】
図４および図９を参照して、ＥＣＵ３００は、Ｓ１５１にて、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるか否かを判定する。そして、ＥＣＵ３００は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（Ｓ１５１にてＹＥＳ）には、Ｓ１５２にて、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃、およびシステム電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４０の入力電圧ＶＨを、交流電動機２００へのモータ印加電圧に変換する際の変調率を演算する。
【００８８】
たとえば、変調率ＦＭは下記（１）式によって算出される。
ＦＭ＝（Ｖｄ＃2＋Ｖｑ＃2）1/2／ＶＨ  …（１）
そして、ＥＣＵ３００は、Ｓ１５３にて、Ｓ１５２で求めた変調率が０．７８以上であるか否かを判定する。変調率≧０．７８のとき（Ｓ１５３にてＹＥＳ）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、ＥＣＵ３００は、処理をＳ１５８に進めて、矩形波制御モードを選択する。
【００８９】
Ｓ１５２で求めた変調率が０．７８未満である場合（Ｓ１５３にてＮＯ）は、ＥＣＵ３００は、Ｓ１５４にて、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。
【００９０】
一方、ＥＣＵ３００は、現在の制御モードが矩形波制御モードである場合（Ｓ１５１にてＮＯ）は、矩形波制御部３１０は、Ｓ１５６にて、図８のフローチャートで設定した切換フラグＦＬＧがオンに設定されているか否かを判定する。
【００９１】
切換フラグＦＬＧがオンの場合（Ｓ１５６にてＹＥＳ）、すなわち、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴの急激な減速に起因した電流乱れが発生したと判定された場合は、処理がＳ１５４に進められ、ＥＣＵ３００は、電流位相φｉの大きさにかかわらず強制的にＰＷＭ制御モードへの切換えを実行する。
【００９２】
切換フラグＦＬＧがオフの場合（Ｓ１５６にてＹＥＳ）、すなわち、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴの急激な減速に起因した電流乱れが発生していないと判定された場合は、処理がＳ１５７に進められる。Ｓ１５７においては、ＥＣＵ３００は、矩形波制御部３１０の電流位相φｉの絶対値が、所定の基準位相φ０の絶対値より小さいか否かを判定する。なお、基準位相φ０は、交流電動機２００の力行時および回生時で異なる値に設定されてもよい。
【００９３】
電流位相φｉの絶対値が基準位相値φ０の絶対値より小さい場合（Ｓ１５７にてＹＥＳ）は、ＥＣＵ３００は、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換えが必要と判定し、Ｓ１５４に処理を進めてＰＷＭ制御モードを選択する。
【００９４】
一方、電流位相φｉの絶対値が、所定の基準位相値φ０の絶対値以上であるときには、Ｓ１５８に処理が進められて、ＥＣＵ３００は、矩形波制御モードを継続的に選択する。
【００９５】
ＰＷＭ制御モードの選択時（Ｓ１５４）には、ＥＣＵ３００は、さらにＳ１５５にて、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを判定する。この判定は、変調率ＦＭを所定のしきい値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御適の変調率の理論最大値である０．６１）と比較することにより実行される。変調率がしきい値以下であるときには、正弦波ＰＷＭ制御が適用される、変調率がしきい値より大きいときには、過変調ＰＷＭ制御が適用される。
【００９６】
以上のように図８および図９の処理に従って制御を行なうことによって、矩形波制御モードにおいて、交流電動機の回転速度が急激に減少した際に、モータ電流のＡ／Ｄ変換周期を通常より高速にすることによって電流乱れの発生を早期に検出するとともに、電流乱れを検出した場合には、矩形波制御モードから制御応答性の優れたＰＷＭ制御モードに速やかに切換えることができる。その結果、回転速度の急激な減少に伴う電流乱れを迅速に解消することができ、モータ駆動制御システムの制御性能を安定化することができる。
【００９７】
なお、本実施の形態における「Ａ／Ｄ変換部３４０」は、本発明の「検出部」の一例である。
【００９８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００９９】
１０  直流電圧発生部、１００  モータ駆動制御システム、１１０  直流電源、１２０  コンバータ、１３０，１５０，１７０  電圧センサ、１４０  インバータ、１４１  Ｕ相上下アーム、１４２  Ｖ相上下アーム、１４３  Ｗ相上下アーム、１６０，２４０  電流センサ、２００  交流電動機、２１０  駆動輪、２５０  回転角センサ、３００  ＥＣＵ、３１０  矩形波制御部、３２０  ＰＷＭ制御部、３３０  制御モード選択部、３４０  Ａ／Ｄ変換部、３５０  判定部、Ｃ１，Ｃ２  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｌ１  リアクトル、ＮＬ１  接地線、ＰＬ１，ＰＬ２  電力線、Ｑ１〜Ｑ８  スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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