(57)【要約】【課題】二次巻線電圧のアンバランスに基づく電圧歪みを低減して、電圧歪みのない交流出力を得る。【解決手段】複数の２次巻線を備えた絶縁変圧器と、該絶縁変圧器の前記２次巻線２のそれぞれに発生する交流電圧のそれぞれを直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する複数の電力変換器３と、該複数の電力変換器の交流出力のそれぞれが平衡した各相の交流出力となるように前記電力変換器を制御する制御装置を備えた多重電力変換装置において、前記制御装置は、前記電力変換器の負荷電圧および負荷電流をもとに負荷に供給する瞬時出力電力を取得し、取得した瞬時出力電力と、予め取得しておいた各相毎の瞬時出力電力に対する出力電圧低下率をもとに給電時における各相の出力電圧の低下率を演算し、該低下率のばらつきを低減するように各相の出力を制御する。【選択図】図１
2012217232.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の２次巻線を備えた絶縁変圧器と、
該絶縁変圧器の前記２次巻線のそれぞれに発生する交流電圧のそれぞれを直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する複数の電力変換器と、
該複数の電力変換器の交流出力のそれぞれが平衡した各相の交流出力となるように前記電力変換器を制御する制御装置を備えた多重電力変換装置において、
前記制御装置は、前記電力変換器の負荷電圧および負荷電流をもとに負荷に供給する瞬時出力電力を取得し、
取得した瞬時出力電力と、予め取得しておいた各相毎の瞬時出力電力に対する出力電圧低下率をもとに給電時における各相の出力電圧の低下率を演算し、該低下率のばらつきを低減するように各相の出力を制御することを特徴とする多重電力変換装置。
【請求項２】
複数の２次巻線を備えた絶縁変圧器と、
該絶縁変圧器の前記２次巻線のそれぞれに発生する交流電圧のそれぞれを直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する複数の電力変換器と、
該複数の電力変換器の交流出力のそれぞれが平衡した各相の交流出力となるように前記電力変換器を制御する制御装置を備えた多重電力変換装置において、
前記制御装置は、前記電力変換器の負荷電圧および負荷電流をもとに負荷に供給する瞬時出力電力を取得し、
取得した瞬時出力電力と、予め取得しておいた各相毎の瞬時出力電力に対する出力電圧低下率をもとに給電時における各相の出力電圧の低下率を演算し、演算した低下率をもとに給電時における各相の出力電圧を取得し、取得した各相の出力電圧をもとに、特定の相の出力電圧に他の相の出力電圧を揃える方向に調整することを特徴とする多重電力変換装置。
【請求項３】
複数の２次巻線を鉄心に並べて巻回した絶縁変圧器と、
前記絶縁変圧器の第１の２次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第１の電力変換器と、前記絶縁変圧器の第２の２次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第２の電力変換器とを備え、第１の電力変換器と第２の電力変換器の出力が加算されるように接続した第１相用の電力変換器と、
前記絶縁変圧器の第３の２次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第３の電力変換器と、前記絶縁変圧器の第４の２次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第４の電力変換器とを備え、第３の電力変換器と第４の電力変換器の出力が加算されるように接続した第２相用の電力変換器と、
前記絶縁変圧器の第５の２次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第５の電力変換器と、前記絶縁変圧器の第６の２次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第６の電力変換器とを備え、第５の電力変換器と第６の電力変換器の出力が加算されるように接続した第３相用の電力変換器と備え、
第１の２次巻線と第２の２次巻線、第３の２次巻線と第４の２次巻線  第５の２次巻線と第６の２次巻線の組み合わせは、漏れインダクタンスの大きい巻線と小さい巻線の組み合わせ、あるいは漏れインダクタンスの中程度の巻線の組み合わせであることを特徴とする多重電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多重電力変換装置に係り、特にインバータを多重化することにより、出力電圧の歪みを抑制した多重電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
３．３ｋＶ用あるいは６．６ｋＶ用などの既設の高圧交流電動機は、これをインバータを用いて可変速駆動することにより、省エネルギー化を実現することができる。このため、前記高圧交流電動機を可変速駆動する多重インバータが実用化されている。
【０００３】
インバータを構成する半導体素子は、それ自体を高耐圧化することが難しいため、低圧のインバータを多重化することによりインバータの高耐圧化を実現している（特許文献１）。また、低圧のインバータを多重化することにより、インバータの出力電圧のひずみを低減し、電動機巻線の高調波による絶縁劣化を防止することができる。
【０００４】
なお、多重電力変換装置を構成する個々の低圧インバータは互いに絶縁された電源を必要とする。このため、使用する低圧インバータの数に分割した二次巻線を備えた変圧器を入力側に設けることが一般的である（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１０−３３７０４２号公報
【特許文献２】特開２００６−２７１０４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の高圧電動機駆動用の多重インバータでは、前述のように、二次巻線をユニットインバータの数に分割した変圧器を入力側に設けることが一般的である。また、分割された二次巻線は相互の間隔を合理的に確保するため、多重インバータの同一相を構成するユニットインバータに電力を供給する各二次巻線は、前記ユニットインバータの配列に合わせて隣接して配置している。
【０００７】
変圧器は、その構造上、二次巻線と鉄心の位置関係によって漏れ磁束が異なり、鉄心の中央近くに配置された二次巻線ほど漏れ磁束は少ない。このため、通常のＵＶＷ相を有する３相インバータを考えた場合、鉄心の中央近くに配置されたＶ相の二次巻線が他相に比べて漏れ磁束が少ない配置となることが予想される。
【０００８】
多重インバータの制御においては、３つの相の電圧が均等になるように電圧制御することが必要であり、二次巻線の電圧にアンバランスがある場合は、多重インバータの出力が不平衡となる。二次巻線電圧のアンバランスは出力電圧の二次高調波として現れ、電圧歪率を悪化させ、引いては電動機のトルクリップルを増大させる。
【０００９】
これらの問題に関しては、特許文献２に、各単相インバータの直流電圧を検出し、検出した直流電圧が直流電圧目標値に一致するように制御することにより、線間電圧のばらつきや脈動を抑制することが示されている。しかし、この例の場合には、複数のユニットインバータに電圧検出器を設けることが必要であり、また、アナログ情報を制御装置に伝送するには時間がかかる。
【００１０】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、各相に電源を供給する変圧器二次巻線電圧のアンバランスに基づく電圧歪みを低減して、電圧歪みのない交流出力を得ることのできる多重電力変換器を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は上記課題を解決するため、次のような手段を採用した。
【００１２】
複数の２次巻線を備えた絶縁変圧器と、該絶縁変圧器の前記２次巻線のそれぞれに発生する交流電圧のそれぞれを直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する複数の電力変換器と、該複数の電力変換器の交流出力のそれぞれが平衡した各相の交流出力となるように前記電力変換器を制御する制御装置を備えた多重電力変換装置において、
前記制御装置は、前記電力変換器の負荷電圧および負荷電流をもとに負荷に供給する瞬時出力電力を取得し、取得した瞬時出力電力と、予め取得しておいた各相毎の瞬時出力電力に対する出力電圧低下率をもとに給電時における各相の出力電圧の低下率を演算し、該低下率のばらつきを低減するように各相の出力を制御する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明は、以上の構成を備えるため、各相に電源を供給する変圧器二次巻線電圧のアンバランスに基づく電圧歪みを低減して、電圧歪みのない交流出力を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第一の実施形態にかかる多重電力変換装置を説明する図である。
【図２】ユニットインバータを説明する図である。
【図３】第二の実施形態にかかる多重電力変換装置を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。図１は、本発明の第一の実施形態にかかる多重電力変換装置を示す図であり、図１（ａ）は電力変換装置（主回路装置）を示し、図１（ｂ）は、その制御装置を示している。本実施形態では、一相当たりユニットインバータを２台備え、これらを多重化して三相多重電力変換装置を構成する。
【００１６】
図１において、２２は三相交流電源、１は入力変圧器の一次巻線、２−１〜２−６は入力変圧器の二次巻線、３−１〜３−６はユニットインバータ、４は電流検出器、５は電圧検出器、６は誘導電動機等の負荷、８は周波数指令器、９は周波数から位相を演算する積分器、１０は周波数に対応する出力電圧を演算する演算器、１１Ｕ〜１１Ｗは各相に対応する基本波の正弦波を出力する波形発生器、１２Ｖ〜１２Ｗは各相の出力電圧を調整する係数器、１３は掛算器、１４はゲートパルス発生器であり、正弦波信号をＰＷＭ変調して各ユニットインバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフする制御信号を発生する。１５はトルク成分演算用座標変換器であり、検出した各相電流と基本波正弦波をもとにらトルク電流成分を演算する。１６は電圧演算用座標変換器であり、検出した各相電圧と基本波正弦波をもとに電圧実効値を演算する。１７は急峻な制御応答を抑制する為の一次遅れ演算器、１９は各相の出力電圧低下率の設定器である（各相毎に出力電圧低下率が設定されている）。２０は定数１．０を発生する定数設定器、１８は減算器、２１ｕ、２１ｖは除算器であり、それぞれ入力Ｖｕを入力Ｖｖ，Ｖｗで除算する。
【００１７】
本実施形態の電力変換装置の動作原理を説明する。電源電圧は、三相交流電源２２から一次巻線１、二次巻線２を有する変圧器を介して各ユニットインバータ３に供給される。なお、変圧器は、電源電圧の降圧と各ユニットインバータ間を絶縁するために挿入される。ユニットインバータ３−１〜３−６は、図２に示すようにダイオードによる６相整流器３１と平滑コンデンサ３２からなる直流電源、およびゲートドライバ３４で駆動されるフルブリッジインバータ３３を備える。
【００１８】
次に、図１に示す電力変換装置における各相電圧の制御方法について説明する。誘導電動機６を可変速制御するためには、電動機に印加する電圧の周波数と実効値を可変に制御しなければならない。
【００１９】
図１において、周波数指令器８により周波数指令を発生させる。発生した周波数指令をもとに積分器９によって位相を演算し、演算した位相に基づいて波形発生器１１Ｕ〜１１Ｗが各相用の単位正弦波電圧を出力する。これらの単位正弦波に乗算器１３を用いて電圧実効値指令を乗算して電圧指令値を作成し、この電圧指令値をゲートパルス発生器１４に入力してユニットインバータ３用のゲートパルス信号を得る。なお、電圧実効値指令は周波数指令値に基づいて出力電圧演算器１０が出力する。
【００２０】
このとき、Ｖ相とＷ相の電圧実効値指令については、係数器１２Ｖ〜１２Ｗにより係数Ｋｖ、Ｋｗを乗算した値を使用する。なお、Ｋｖ、Ｋｗは次のようにして演算する。すなわち、電流検出器４により検出した電流値Ｉｕ，Ｉｖと基準とする単位正弦波に基づいて座標変換器１５によりトルク電流成分を演算し、また、電圧検出器５により検出した電圧値Ｖｕｖ、Ｖｕｗと基準とする単位正弦波に基づいて座標変換器１６により出力電圧の実効値を演算し、演算したトルク電流成分と出力電圧実効値をそれぞれ一次遅れ演算器１７を通して急峻な変動を減衰させた後、乗算器１３により乗算して瞬時出力電力を得る。
【００２１】
次に、例えば、定格出力時の変圧器二次電圧変動率に基づき、設定器１９に各相の出力電圧低下率を設定し、これに前記瞬時出力電力を乗算することにより瞬時出力電力時の電圧低下率を得る。これを各相基準値（１．０）から減じることで、各相の瞬時出力電圧を得ることができる。なお、Ｖ相とＷ相については、除算器２１により除算することにより、Ｕ相との比Ｋｖ，Ｋｗを演算し、係数器１２Ｖ、１２Ｗに設定する。
【００２２】
以上説明したように、変圧器の二次巻線間に電圧変動率のばらつきがあっても、事前に前記バラツキによる各相間の電圧アンバランスを予測してこれを修正するように電圧指令値を調整できるので、相電圧アンバランスによる二次調波の発生を抑制でき、引いては電圧・電流歪率の増大を防止できると共に、電動機のトルクリップルの増加を抑制することが可能になる。
【００２３】
図３は、本発明の第二の実施形態を示す図である。本実施形態の多重電力変換器は、各相に２台づつ、計６台のユニットインバータ、および各インバータに対応して配置された６つの二次巻線を有する変圧器を備える。なお、図３において図１に示される部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。
【００２４】
一般に多重電力変換装置用変圧器の二次巻線２−１ないし２−６は、鉄心に対して図示の順序で組込まれる。この場合、鉄心の端に位置する二次巻線２−１，２−６と、中央に位置する二次巻線２−３，２−４とでは漏れインダクタンスが相違し、この相違により電圧変動率も異なる。一般には、中央付近の二次巻線が漏れインダクタンスが小さく、電圧変動率も小さい。
【００２５】
図３の例の場合、二次巻線２−１と２−６の二次電圧変動率は大きく、二次巻線２−２と２−５の電圧変動率は中程度であり、二次巻線２−３と２−４の電圧変動率は小さい。
【００２６】
このため、図１に示す接続では、多重電力変換装置の出力電力が増加するに従い、Ｖ相の電圧がＵ・Ｗ相の電圧よりも若干高くなる傾向がある（Ｖ相の電圧は、電圧変動率の小さい二次巻線２−３および２−４からのみ供給されているため）。
【００２７】
これに対して、図３の例の場合は、例えば、電圧変動率が大きい二次巻線と小さい二次巻線とを組み合わせるため、即ち、Ｕ相用ユニットインバータ３−１および３−２には、二次電圧変動率が大きい二次巻線２−１と二次電圧変動率が小さい二次巻線２−３とを組合わせて供給し、Ｖ相用ユニットインバータ３−３および３−４には電圧変動率が中程度の二次巻線２−２と２−５とを組合わせて供給し、Ｗ相用ユニットインバータ３−５および３−６には電圧変動率が小さい二次巻線２−４と電圧変動率が大きい二次巻線２−６とを組合わせて供給することで、各相の合成電圧のアンバランスを緩和することができる。
【００２８】
このように、各相のユニットインバータを構成する直流電源の電圧の和が相間でバランスする。このため、相間での電圧のアンバランスを緩和することができる。
【００２９】
なお、以上の説明においては、一相当たりのユニットインバータを２段にした例について説明したが、段数は３段以上とすることができる。
【００３０】
以上説明したように、本発明の実施形態によれば、変圧器二次巻線の電圧変動率にばらつきがあっても、各相の出力電圧をバランスさせることができる。また、二次巻線とユニットインバータ組み合わせを選択するという簡易な手法により各相の合成電圧のアンバランスをより緩和することができる。
【００３１】
また、ユニットインバータに電力を供給する二次巻線の電圧変動率が出力相の間でアンバランスしても簡単な演算の追加で最終出力電圧をバランスさせることができるので、二次調波の発生を低減することができ、引いては電動機のトルクリップルの増加を抑制することが可能になる。また、二次巻線の組合せを選択することで出力相の間のアンバランス率を低減することができるので、演算器を追加することなく二次調波の発生を抑制できる。
【符号の説明】
【００３２】
２２  三相交流電源
１  変圧器一次巻線
２−１〜２−６  変圧器二次巻線
３−１〜３−６  ユニットインバータ
４  電流検出器
５  電圧検出器
６  誘導電動機
８  周波数指令器
９  積分器
１０  出力電圧の演算器
１１Ｕ〜１１Ｗ  正弦波波形発生器
１２Ｖ〜１２Ｗ  係数器
１３  乗算器
１４  ゲートパルス発生器
１５  座標変換器
１６  座標変換器
１７  一次遅れ演算器
１９  設定器
２０  定数設定器
１８  減算器
２１  除算器
３１  ダイオード整流器
３２  平滑コンデンサ
３３  フルブリッジインバータ
３４  ゲートドライバ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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