(57)【要約】【課題】電流センサに誤差がある場合、電流センサによる検出値を電流の初期値として用いることでモデル予測制御の制御性が低下すること。【解決手段】指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒおよび電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。モデル予測制御部３０では、操作状態決定部３４において、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとの乖離が小さいものに対応する電圧ベクトルＶｉを選択する。ここで、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの算出に際して用いる電流の初期値を、前回の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとする。【選択図】      図１
2012147540.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに相違する複数の電位を有する端子のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電圧印加回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記電圧印加回路の操作状態を仮設定した場合の前記回転機を流れる電流を予測する予測手段と、
前記予測手段による予測電流に基づき、前記電圧印加回路の操作状態を決定する決定手段と、
該決定手段によって決定された操作状態となるように前記電圧印加回路を操作する操作手段とを備え、
前記予測手段は、前記電流の予測処理のための入力パラメータとして、前記決定手段によって過去に用いられた前記予測電流を用いることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記決定手段は、前記操作状態に関する次々回の更新タイミングにおける予測電流に基づき、次回の更新タイミングにおける前記電圧印加回路の操作状態を決定するものであり、
前記予測手段は、前記次々回の更新タイミングにおける前記電流の予測処理に用いる電流の初期値として前記次回の更新タイミングにおける予測電流を用いることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記電圧印加回路は、前記回転機の端子を直流電源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記予測手段は、前記電流の予測処理のための入力パラメータとしての前記直流電源の出力電圧を、該直流電源の電圧検出値によらない想定値とすることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記予測手段は、前記回転機に印加される電圧と前記回転機を流れる電流とを関係付けるモデル式を用いて前記予測を行うものであって且つ、前記回転機を流れる電流に応じて前記モデル式のモデルパラメータを可変設定する可変手段を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記可変手段は、前記モデル式のインダクタンスを可変設定することを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記予測手段は、前記予測処理に際して前記決定手段によって過去に用いられた前記予測電流に関する情報を有せず且つ前記回転機が静止している場合、前記電流の予測処理のための電流の初期値をゼロとすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記予測手段は、前記電圧印加回路の操作状態の変更の有無とは独立に、前記電流の予測処理のための入力パラメータとして、前記決定手段によって過去に用いられた前記予測電流を用いることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
回転機の端子を直流電源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記回転機を流れる電流を予測する予測手段と、
前記予測手段によって予測される電流に基づき、前記直流交流変換回路の操作状態を決定する決定手段と、
該決定手段によって決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段とを備え、
前記予測手段は、前記電流の予測処理のための入力パラメータとしての前記直流電源の出力電圧として該直流電源の電圧検出値によらない想定値を用いて且つ、該入力パラメータとしての前記回転機を流れる電流としてその検出値を用いることを特徴とする回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに相違する複数の電位を有する端子のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電圧印加回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相の指令電圧を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも提案され、実用化されている。
【０００３】
ただし、上記三角波比較ＰＭＷ制御を、その指令電圧がインバータの入力電圧よりも大きくなるいわゆる過変調領域においても行う場合、インバータの出力電圧に大きな高調波が含まれ、これが３相電動機を流れる電流の応答性に影響を及ぼす問題がある。この問題は、インバータの出力電圧を指令電圧とすることができると仮定して電流制御系を設計していることに起因するものである。
【０００４】
そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御も提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、上記の問題を回避することができると考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−２２８４１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、電流を予測する上では、電流の初期値が必要となる。そしてこの電流の初期値として電流センサの検出値を用いる場合には、センサの誤差の影響を顕著に受けることとなる。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する複数の電位を有する端子のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電圧印加回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００９】
請求項１記載の発明は、互いに相違する複数の電位を有する端子のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電圧印加回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電圧印加回路の操作状態を仮設定した場合の前記回転機を流れる電流を予測する予測手段と、前記予測手段による予測電流に基づき、前記電圧印加回路の操作状態を決定する決定手段と、該決定手段によって決定された操作状態となるように前記電圧印加回路を操作する操作手段とを備え、前記予測手段は、前記電流の予測処理のための入力パラメータとして、前記決定手段によって過去に用いられた前記予測電流を用いることを特徴とする。
【００１０】
上記発明では、電流の予測処理のための入力パラメータとして、過去に決定手段によって用いられた予測電流、すなわち、過去に予測手段自身によって予測された予測電流を用いる。このため、電流の予測処理に際して、電流センサの検出値への依存を回避または抑制することができる。
【００１１】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記決定手段は、前記操作状態に関する次々回の更新タイミングにおける予測電流に基づき、次回の更新タイミングにおける前記電圧印加回路の操作状態を決定するものであり、前記予測手段は、前記次々回の更新タイミングにおける前記電流の予測処理に用いる電流の初期値として前記次回の更新タイミングにおける予測電流を用いることを特徴とする。
【００１２】
操作状態の次々回の更新タイミングにおける電流は、次回の更新タイミングにおける操作状態と、次回の更新タイミングにおける電流とによって予測可能である。この点、上記発明では、決定手段によって利用される予測電流を電流の初期値として再利用することで、初期値の取得のために余分な電流の予測を行うことを要しない。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記電圧印加回路は、前記回転機の端子を直流電源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であることを特徴とする。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記予測手段は、前記電流の予測処理のための入力パラメータとしての前記直流電源の出力電圧を、該直流電源の電圧検出値によらない想定値とすることを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、直流電源の電圧検出手段による検出値に依存することなく回転機の制御量を制御することができる。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記予測手段は、前記回転機に印加される電圧と前記回転機を流れる電流とを関係付けるモデル式を用いて前記予測を行うものであって且つ、前記回転機を流れる電流に応じて前記モデル式のモデルパラメータを可変設定する可変手段を備えることを特徴とする。
【００１７】
モデル予測に基づく制御量の制御精度は、電流の予測精度に依存する。一方、モデルパラメータは、電流に応じて変化しうる。このため、電流の大小等にかかわらずモデルパラメータを固定する場合には、モデル予測誤差が大きくなり、ひいては制御精度が低下するおそれがある。この点、上記発明では、モデルパラメータを可変設定することで、制御精度を向上させることができる。
【００１８】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記可変手段は、前記モデル式のインダクタンスを可変設定することを特徴とする。
【００１９】
上記発明では、インダクタンスを可変設定することで、モデル予測精度を好適に向上させることができる。
【００２０】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記予測手段は、前記予測処理に際して前記決定手段によって過去に用いられた前記予測電流に関する情報を有せず且つ前記回転機が静止している場合、前記電流の予測処理のための電流の初期値をゼロとすることを特徴とする。
【００２１】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記予測手段は、前記電圧印加回路の操作状態の変更の有無とは独立に、前記電流の予測処理のための入力パラメータとして、前記決定手段によって過去に用いられた前記予測電流を用いることを特徴とする。
【００２２】
請求項９記載の発明は、回転機の端子を直流電源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記回転機を流れる電流を予測する予測手段と、前記予測手段によって予測される電流に基づき、前記直流交流変換回路の操作状態を決定する決定手段と、該決定手段によって決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段とを備え、前記予測手段は、前記電流の予測処理のための入力パラメータとしての前記直流電源の出力電圧として該直流電源の電圧検出値によらない想定値を用いて且つ、該入力パラメータとしての前記回転機を流れる電流としてその検出値を用いることを特徴とする。
【００２３】
上記構成の場合、直流電源の想定値と実際の値との誤差に起因して電流の予測精度に誤差が生じることがある。ただし、電流の予測処理のために用いる電流の初期値としての検出値は、予測誤差と無関係に定まるものであるため、予測誤差の蓄積を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるインバータの操作状態を示す図。
【図３】同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。
【図４】同実施形態にかかるモデル予測制御の初期値の取得処理の手順を示す流れ図。
【図５】同実施形態の効果を示す図。
【図６】第２の実施形態にかかるシステム構成図。
【図７】第３の実施形態にかかるシステム構成図。
【図８】第４の実施形態にかかるシステム構成図。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２６】
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、車載主機であり図示しない駆動輪に機械的に連結されている。また、モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。
【００２７】
モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介してたとえば１００Ｖ以上の端子電圧を有する高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。
【００２８】
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。
【００２９】
上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。
【００３０】
上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量とし、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。
【００３１】
詳しくは、回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒおよび電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。
【００３２】
ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。
【００３３】
次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。
【００３４】
予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）および電気角速度ωに加えて、予測部３３自身によって前回予測された電流（予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅ）に基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する（予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを算出する）。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ  −ωＬｑｉｑ                …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ          （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ  ＋ωφ  …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ    ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ  ＋ｖｄ／Ｌｄ        …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。
【００３５】
上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。
【００３６】
一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって算出された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。
【００３７】
図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。
【００３８】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、電源電圧ＶＤＣとを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、モータジェネレータ１０を流れる電流に基づき、ｑ軸のインダクタンスＬｑを算出する。これは、ｑ軸のインダクタンスＬｑがモータジェネレータ１０を流れる電流に応じて変化するために、これを固定値とすることで予測精度が低下することを回避するためのものである。なお、ここでｑ軸のインダクタンスＬｑのみを可変設定するのは、ｑ軸のインダクタンスＬｑの変動に起因した予測精度の低下が特に顕著なためである。詳しくは、本実施形態では、指令電流ベクトル（ｉｄｒ，ｉｑｒ）のノルムに基づき、ｑ軸のインダクタンスＬｑをマップ演算する。
【００３９】
続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。この際、電流の初期値として、この一連の処理における前回の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出されたθ（ｎ）に「ωＴｃ」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。なお、前回の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）が存在しない場合については、後述する。
【００４０】
続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。
【００４１】
ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。すなわち、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、予測電流ｉｄ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を、それぞれ予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）とする。
【００４２】
なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４３】
図４に、上記Ｓ１８において用いる電流の初期値として、前回の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を利用できない場合の処理を示す。
【００４４】
この一連の処理では、まずステップＳ３０において、モータジェネレータ１０の起動要求が生じたか否かを判断する。ステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２において、モータジェネレータ１０が停止するまで待機する。この処理は、モータジェネレータ１０を流れる電流をゼロとするためのものである。すなわち、モータジェネレータ１０が回転している場合、誘起電圧によってモータジェネレータ１０に電流が流れうる。なお、ここでの待機時間を短縮するために、インバータＩＶの高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを全てオン状態としたり、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを全てオン状態としたりすることで、モータジェネレータ１０によって制動トルクを生成してもよい。そして、ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ３４において、電気角の初期値θ０を検出するとともに、電流の初期値ｉｄ０，ｉｑ０をゼロに設定する。なお、ステップＳ３４の処理が完了する場合や、ステップＳ３０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４５】
このように本実施形態では、電流センサを用いることなく、電流値がゼロであると想定されるときからモータジェネレータ１０の電流を予測することでモータジェネレータ１０のトルクを制御した。これにより、電流センサの誤差の影響を回避することができる。図５（ａ）に、本実施形態による制御を示し、図５（ｂ）に、Ｕ相およびＷ相の相電流を検出する電流センサを用いた制御において、Ｗ相の電流を検出するセンサにオフセット誤差ΔＩがある場合を示す。ちなみに、図５（ｂ）において、ｄ軸およびｑ軸の電流に振動成分が重畳するのは、相電流のオフセット誤差ΔＩは、ｄ軸成分およびｑ軸成分の実電流に、振動成分（√２ΔＩｓｉｎθ，√２ΔＩｃｏｓθ）として重畳されるためである。
【００４６】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４７】
（１）予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の算出に際しての電流の初期値を、前回の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）とした。これにより、電流の予測処理に際して、電流センサの検出値への依存を回避することができる。
【００４８】
（２）モデル式のｑ軸インダクタンスＬｑを電流の振幅（電流ベクトルのノルム）に応じて可変設定した。これにより、モデル予測精度を好適に向上させることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００４９】
図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図２に示した部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５０】
図示されるように、本実施形態では、モデル予測制御に用いられるインバータＩＶの入力電圧として、電圧センサ１８の検出値を用いることなく、デフォルト値Ｖｄｅｆａｕｌｔを用いる。ただし、インバータＩＶを、バッテリ１２ａの電圧がシリーズレギュレータ１３によって調圧されたものが印加されるものとし、モータジェネレータ１０ａを、燃料ポンプや空調装置、電動パワーステアリングに搭載される回転機とする。
【００５１】
以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００５２】
（３）電流の予測処理のための入力パラメータとしての直流電源（シリーズレギュレータ１３）の出力電圧を、電圧センサによらないデフォルト値Ｖｄｅｆａｕｌｔとした。これにより、電圧センサに依存することなくモータジェネレータ１０の制御量を制御することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５３】
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図２に示した部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５４】
本実施形態では、電流センサ１６によって検出される相電流を、モデル予測制御における電流の初期値として用いる。詳しくは、電流センサ１６によって検出される相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２によってｄｑ軸上の電流ｉｄ，ｉｑに変換され、予測部３３に入力される。なお、この電流を用いたモデル予測制御の詳細は、たとえば特開２０１０−２５２４３３号公報に記載されているものとすればよい。
【００５５】
一方、モデル予測制御に用いられるインバータＩＶの入力電圧として、電圧センサ１８の検出値を用いることなく、デフォルト値Ｖｄｅｆａｕｌｔを用いる。
【００５６】
この場合、高電圧バッテリ１２の電圧変動によってモデル予測に誤差が生じ、この誤差は予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに反映される。しかし、次の制御周期においては、電流の初期値として新たな検出値が用いられるため、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに、モデル予測に用いる電圧の誤差の影響が蓄積されることはない。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５７】
本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。
【００５８】
図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【００５９】
図示されるように、トルク／磁束予測部３７では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。
【００６０】
Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ  …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ      …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ）  …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。
【００６１】
一方、磁束マップ３８では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。
【００６２】
操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗同士の和に基づき決定される。
【００６３】
ここで、評価関数Ｊの入力となる予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとは、上記第１の実施形態の要領で予測された電流を初期値として用いて算出されるものである。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００６４】
「予測手段について」
予測手段としては、インバータＩＶの操作状態の１制御周期先（次回の更新タイミング）における電流のみを予測するものに限らない。たとえば数制御周期先の電流まで順次予測し、これらのうちのいくつかの予測電流に基づき評価関数Ｊによる評価を行なってもよい。この場合、予測手段が今回の制御周期における予測処理（次回の更新タイミングにおける操作状態の決定に用いられる電流の予測処理）に用いる初期値としては、直近の過去の制御周期における予測電流に限らず、数制御周期前に予測された次回の更新タイミングに関する予測電流であってもよい。もっとも、予測手段が今回の制御周期における予測処理に用いる初期値としては、次回の更新タイミングに関する予測電流に限らず、たとえば今回の更新タイミングにおける電流の予測値であってもよい。この場合であっても、今回の更新タイミングにおける操作状態に関する情報を用いることで、将来の電流の予測を行うことができる。
【００６５】
また、予測手段としては、インバータＩＶの操作状態の全て（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全て）について、予測を行うものに限らない。たとえば、ゼロ電圧ベクトル（電圧ベクトルＶ０，Ｖ７）については、いずれか一方のみの予測を行うものであってもよい。またたとえば、有効電圧ベクトル（Ｖ１〜Ｖ６）についても、現在の電圧ベクトルからの変更に際してスイッチング状態の切替がなされるモータジェネレータ１０の端子数が「１」以下となるもののみについて、予測を行うものであってもよい。
【００６６】
モデル式としては、基本波を前提としたものに限らず、たとえば空間高調波を考慮したものであってもよい。また、鉄損を無視したものに限らず、これを考慮したものであってもよい。
【００６７】
さらに、モデル式を用いて予測を行うものに限らず、たとえばマップを用いて予測を行うものであってもよい。
【００６８】
「決定手段について」
上記評価関数Ｊとしては、予測電流と指令電流との各成分の差の２乗同士の和に限らない。たとえば、各成分の差の絶対値同士の和であってもよい。要は、指令電流と予測電流との差が大きいほど評価が低くなることを定量化したものであればよい。なお、この際、ｄ軸成分とｑ軸成分とにそれぞれ互いに相違する重み係数を乗算してもよい。ここで、重み係数は、指令値の絶対値が互いに相違する成分を規格化するためのものである。すなわち、ｑ軸電流の方がｄ軸電流よりもその絶対値が十分に大きい場合、ｄ軸電流の誤差が５割を超える等、非常に大きくなっても評価関数Ｊの評価としてはさして低い評価とならないおそれがある。
【００６９】
評価関数Ｊのみを用いて操作状態を決定するものに限らない。たとえば現在の操作状態を維持した場合の制御量の予測値と指令値との乖離が規定値以下である場合には、現在の操作状態を維持するように決定するものであってもよい。
【００７０】
「電圧の想定値について」
電圧の想定値としては、固定値に限らない。たとえば端子電圧が１２Ｖ程度と定められている車載補機バッテリ等において、負荷の要求電力量が大きい場合には小さい場合と比較して想定値を小さくしてもよい。
【００７１】
「可変手段について」
ｑ軸のインダクタンスＬｑを可変とするための入力パラメータとしては、指令電流の振幅値に限らない。たとえば予測電流の振幅値であってもよい。もっとも、電流の振幅値のみに限らず、モータジェネレータ１０の温度をさらに含めてもよい。
【００７２】
可変設定対象となるモデルパラメータとしては、ｑ軸のインダクタンスＬｑに限らず、たとえばｄ軸のインダクタンスＬｄであってもよい。もっとも、これらにも限らず、たとえば「回転機について」の欄に記載されているＳＰＭＳＭ等を制御対象とする場合には、ｑ軸とｄ軸とでインダクタンスに相違がないため、回転機のｄｑ座標系での単一のインダクタンスを電流に応じて可変設定することとしてもよい。
【００７３】
さらに、モデル式としてはｄｑ座標系におけるものにも限らない。
【００７４】
「回転機について」
回転機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、たとえば表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）や巻線界磁式同期機等であってもよい。
【００７５】
回転機としては、車載回転機に限らない。たとえば住宅用冷蔵庫のファン等であってもよい。この場合、電源が商用電源となることから入力電圧が安定なため、電源電圧ＶＤＣの検出値を用いることなくデフォルト値Ｖｄｅｆａｕｌｔを用いることのメリットが特に大きい。
【００７６】
「電圧印加回路について」
電圧印加回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電圧印加回路としては、例えば上記特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。
【符号の説明】
【００７７】
１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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