(57)【要約】【課題】結合用トランスを省略可能にするとともに、素子特性および時間遅れ等の影響を受けにくいアクティブノイズキャンセル技術を提供する。【解決手段】ハーフブリッジインバータ２００において、負荷３００を駆動する２ｉｎ１＿モジュール１００は、負荷３００を駆動する主アーム１１０と、負荷３００に接続されず主アーム１１０と等価な構成の補助アーム１２０とで構成され、補助アーム１２０を主アーム１１０に対して所定のタイミングで同期してスイッチングさせることで、主アーム１１０と銅ベース１０１との間の浮遊容量等に起因する接地端子２１２からの漏洩電流を低減し、効果的なアクティブノイズキャンセルを実現する。【選択図】図２
2012147557.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板と、
前記基板に少なくとも一対配置され、負荷に電力を供給する電流を流す第１スイッチングアーム直列回路および前記負荷に接続されない第２スイッチングアーム直列回路を備え、
前記第１スイッチングアーム直列回路および前記第２スイッチングアーム直列回路の各々は、半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとから構成されるスイッチングアームを２個直列接続して構成され、
前記第１スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記第２スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアーム、および、前記第１スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記第２スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせることを特徴とする半導体モジュール。
【請求項２】
請求項１記載の半導体モジュールにおいて、
前記第１スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１と、
前記第２スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１’の静電容量が一致していることを特徴とする半導体モジュール。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の半導体モジュールにおいて、
前記第１スイッチングアーム直列回路の高圧側電位となる端子と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｐと、前記第２スイッチングアーム直列回路の低圧側電位となる端子と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｎ’の組合せ、
および、前記第１スイッチングアーム直列回路の低圧側電位となる端子と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｎと、前記第２スイッチングアーム直列回路の高圧側電位となる端子と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｐ’の組合せ、
の少なくとも一方の浮遊容量が一致していることを特徴とする半導体モジュール。
【請求項４】
請求項１、請求項２または請求項３記載の半導体モジュールにおいて、
前記第２スイッチングアーム直列回路のターンオンスイッチングスピードが、前記第１スイッチングアーム直列回路の前記高圧側スイッチングアームおよび前記低圧側スイッチングアームのデッドタイムの期間と一致していることを特徴とする半導体モジュール。
【請求項５】
請求項４記載の半導体モジュールにおいて、
前記第１スイッチングアーム直列回路のターンオフ指令と、前記第２スイッチングアーム直列回路のターンオン指令が一致していることを特徴とする半導体モジュール。
【請求項６】
各々が、半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードから構成されるスイッチングアームを２個直列接続した、少なくとも一つの第１スイッチングアーム直列回路を基板に配置した半導体モジュールを具備した電力変換装置において、
前記半導体モジュールの前記第１スイッチングアーム直列回路の各々に並列に接続され、半導体スイッチング素子を含むスイッチングアームを２個直列接続した第２スイッチングアーム直列回路と、
前記第２スイッチングアーム直列回路の中点と、前記半導体モジュールの前記基板と同電位となる導電性部位との間に接続されるコンデンサを備え、
前記第１スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記第２スイッチングアームの低圧側スイッチングアーム、および、前記第１スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記第２スイッチングアームの高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６記載の電力変換装置において、
前記第１スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１と前記コンデンサの静電容量が一致していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項６または請求項７記載の電力変換装置において、
前記第２スイッチングアーム直列回路のターンオンスイッチングスピードが、前記第１スイッチングアーム直列回路の前記高圧側スイッチングアームおよび前記低圧側スイッチングアームのデッドタイムの期間と一致していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項８記載の電力変換装置において、
前記第１スイッチングアーム直列回路のターンオフ指令と、前記第２スイッチングアーム直列回路のターンオン指令が一致していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
基板に配置され負荷に電力を供給する電流を流す少なくとも一つの第１スイッチングアーム直列回路に対して、前記負荷に接続されない少なくとも一つの第２スイッチングアーム直列回路を互いに並列に接続し、
前記第２スイッチングアーム直列回路のターンオンスイッチングスピードを、前記第１スイッチングアーム直列回路を構成する高圧側スイッチングアームおよび低圧側スイッチングアームのデッドタイムの期間と一致させるように制御することを特徴とするアクティブノイズキャンセル方法。
【請求項１１】
請求項１０記載のアクティブノイズキャンセル方法において、
前記第１スイッチングアーム直列回路のターンオフ指令と、前記第２スイッチングアーム直列回路のターンオン指令を一致させることを特徴とするアクティブノイズキャンセル方法。
【請求項１２】
請求項１０または請求項１１記載のアクティブノイズキャンセル方法において、
前記第２スイッチングアーム直列回路が、前記第１スイッチングアーム直列回路とともに前記基板上に配置されている場合には、
前記第１スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１と、
前記第２スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１’の静電容量と、
を一致させるように制御することを特徴とするアクティブノイズキャンセル方法。
【請求項１３】
請求項１０または請求項１１記載のアクティブノイズキャンセル方法において、
前記基板に配置された前記第１スイッチングアーム直列回路に対して、前記第２スイッチングアーム直列回路を外部から接続する場合には、
前記第２スイッチングアーム直列回路の中点と、前記基板と同電位となる導電性部位との間にコンデンサを接続することを特徴とするアクティブノイズキャンセル方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体モジュールおよび電力変換装置ならびにアクティブノイズキャンセル方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、一般家庭にまで普及が進んでいるパワーエレクトロニクス機器は、高機能・高効率・小型化など様々な利点を有す半面、高周波（数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）の半導体スイッチングに起因する電磁ノイズ（ＥＭＩ：Electromagnetic Interference）の問題が多く報告されるようになってきた。このため、ＥＭＩは欧州を中心とした法規制、日本国内ではＶＣＣＩ（Voluntary Control Council for Information Technology Equipment）による自主規制の対象となっており、パワーエレクトロニクス機器から放出される電磁ノイズを十分に低減することが求められている。そこで、以降ではこの電磁ノイズを低減する技術について説明する。
【０００３】
最も広く製品適用されているパワエレ機器から放出される電磁ノイズを低減する手法はＥＭＩフィルタの追加である。
図１１は、ＥＭＩフィルタにより電磁ノイズを低減するための構成例を示したものである（例えば、特許文献１）。
【０００４】
パワーエレクトロニクス機器の主回路部は三相フルブリッジインバータとしており、インバータのスイッチングにより、ケーブルを伝わる伝導ノイズ、空間を伝わる放射ノイズ、それぞれが電磁ノイズとして外部に放出される。
【０００５】
なお、規制の対象としては、伝導ノイズが１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ、放射ノイズは３０ＭＨｚ〜１ＧＨｚ（ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）のＣＩＳＰＲ１１）と周波数帯が異なるが、ここでは伝導ノイズを中心に説明する。
【０００６】
半導体スイッチングに起因する伝導ノイズの導通経路は大きく２種存在する。１種は、負荷へ電力を供給する際に発生するスイッチングリプルに相当する伝導ノイズであり、図１１のＶｄｃの振動がケーブルを伝播する。この経路から流出する電磁ノイズを一般的にディファレンシャルモードノイズ（ディファレンシャルモード成分）と言う。
【０００７】
他の１種は、装置各所に構造的に形成される浮遊容量（意図せず構成されるコンデンサ）を介してアース線を通して流出する伝導ノイズである。ここで浮遊容量の形成される箇所について例を挙げて説明する。
【０００８】
図１２Ａはモータ内部に形成される浮遊容量を示しており、モータの巻き線とフレームが近接することにより形成される。すなわち、図１２Ｂは、１次巻線等価回路であり、図１２Ｃは、浮遊容量を考慮した１次巻線等価回路である。
【０００９】
また、図１３Ａ、図１３Ｂ、図１３Ｃは、半導体スイッチングモジュール（ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）モジュール）内部に形成される浮遊容量を示している。図１３Ａより、ＩＧＢＴモジュールは上面の回路端子（主端子と記載）に各部配線を接続するとともに下面の銅ベースと冷却フィンが接触するように実装して使用される。このとき、ＩＧＢＴモジュール内部は上面から、ＩＧＢＴチップ、回路パターン、絶縁層、銅ベースの積層構造で構成されている。
【００１０】
この構成とすると図１３Ｂの断面図に示すように、ＩＧＢＴチップの回路パターンと銅ベースが対向することにより浮遊容量が形成される。そして、浮遊容量は図１３Ｃに示すように、各端子から３種の浮遊容量（ＣＥ−Ｃ２Ｅ１、ＣＥ−Ｐ、ＣＥ−Ｎ）が形成されることになる。
【００１１】
モータフレームや冷却フィンは一般的にフレームグランドやアース（または地面）に接続されて使用することからこの浮遊容量を介してアース線へ電流が流れコモンモードノイズ（コモンモード成分）となる。
【００１２】
このとき、伝導ノイズの規制の対象はディファレンシャルモード成分とコモンモード成分の和であり、雑音端子電圧として評価される。そして、ＥＭＩフィルタはディファレンシャルモード成分とコモンモード成分の両方を低減する役割を果たしており、図１１において、ディファレンシャルモード成分はコモンモードチョークコイルＬＣと線間コンデンサＣＸ、コモンモード成分はコモンモードチョークコイルＬＣと接地コンデンサＣＹにより、ノイズを装置内部に還流させることで外部へ流出する伝導ノイズを低減する。
【００１３】
しかしながらＥＭＩフィルタは、受動素子（リアクトルとコンデンサ）の組み合わせで構成しており、装置大型化、コストアップの要因となっている。
そこで、能動素子を含みトランスやコンデンサを組み合わせて構成するアクティブノイズキャンセラ（ＡＣＣ）と呼ばれるノイズ低減法が種々提案されている（特許文献２）。
【００１４】
一般に、ノイズ対策はディファレンシャルモード成分に比べ、コモンモード成分の方が難しいとされる。これは、コモンモード成分が浮遊容量の充放電電流に相当し、パルス状の電流波形となることに起因しており、コモンモード成分の方が高い周波数の高調波成分を含むことに因る。
【００１５】
このことから、ＡＣＣの多くはコモンモード成分を効率よく低減することを目的に研究されることが多い。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開平７−２２８８６号公報
【特許文献２】特開２０００−２０１０４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、ＡＣＣの製品適用は、以下の（１）および（２）等の課題のため進んでいないのが実状である。
（１）小型化が困難
ＡＣＣは、コモンモード電圧、またはコモンモード電流をキャンセルするように動作させる。このときキャンセルさせるための結合回路にトランスが用いられるのが一般的である。このトランスの体積とコモンモードチョークコイルの体積に大きな差は生じないため、大幅な小型化できない。
【００１８】
（２）大きな低減効果を得ることが難しい
ＡＣＣを適用するシステムは、大きな伝導ノイズを発生するモータ駆動システムを想定している場合がほとんどである。この場合、モータの浮遊容量だけでなく、モータとインバータをつなぐケーブルの浮遊容量が直列に接続されることになる。
【００１９】
このため、インピーダンスの周波数特性は複雑となる。また、実機では理想的な素子（コンデンサ、トランス）を製作することが難しいことや、時間遅れ（検出遅れ、キャンセル用スイッチング素子の駆動遅れ）が発生するために、十分にキャンセルできず大幅な低減効果を得ることが難しい。そればかりか、ＡＣＣが発生するノイズが外部へ流出し、ノイズを増加させる周波数すら生じることがある。
【００２０】
本発明の目的は、適用対象の装置が大型化する一因となる結合用トランスを省略可能にするとともに、素子特性および時間遅れ等の影響を受けにくいアクティブノイズキャンセル（ＡＣＣ）技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の第１の観点は、
基板と、
前記基板に少なくとも一対配置され、負荷に電力を供給する電流を流す第１スイッチングアーム直列回路および前記負荷に接続されない第２スイッチングアーム直列回路を備え、
前記第１スイッチングアーム直列回路および前記第２スイッチングアーム直列回路の各々は、半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとから構成されるスイッチングアームを２個直列接続して構成され、
前記第１スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記第２スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアーム、および、前記第１スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記第２スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせる半導体モジュールを提供する。
【００２２】
本発明の第２の観点は、各々が、半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードから構成されるスイッチングアームを２個直列接続した、少なくとも一つの第１スイッチングアーム直列回路を基板に配置した半導体モジュールを具備した電力変換装置において、
前記半導体モジュールの前記第１スイッチングアーム直列回路の各々に並列に接続され、半導体スイッチング素子を含むスイッチングアームを２個直列接続した第２スイッチングアーム直列回路と、
前記第２スイッチングアーム直列回路の中点と、前記半導体モジュールの前記基板と同電位となる導電性部位との間に接続されるコンデンサを備え、
前記第１スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記第２スイッチングアームの低圧側スイッチングアーム、および、前記第１スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記第２スイッチングアームの高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせる電力変換装置を提供する。
【００２３】
本発明の第３の観点は、基板に配置され負荷に電力を供給する電流を流す少なくとも一つの第１スイッチングアーム直列回路に対して、前記負荷に接続されない少なくとも一つの第２スイッチングアーム直列回路を互いに並列に接続し、
前記第２スイッチングアーム直列回路のターンオンスイッチングスピードを、前記第１スイッチングアーム直列回路を構成する高圧側スイッチングアームおよび低圧側スイッチングアームのデッドタイムの期間と一致させるように制御するアクティブノイズキャンセル方法を提供する。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、適用対象の装置が大型化する一因となる結合用トランスを省略可能にするとともに、素子特性および時間遅れ等の影響を受けにくいアクティブノイズキャンセル（ＡＣＣ）技術を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の半導体モジュールおよび電力変換装置ならびにアクティブノイズキャンセル方法の適用対象となる電力変換装置の構成の一例を示す概念図である。
【図２】本発明の一実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法を実施する電力変換装置の構成の一例を示す概念図である。
【図３】本発明の他の実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法を実施する電力変換装置の構成の一例を示す概念図である。
【図４】本発明のさらに他の実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法の作用の一例を示す線図である。
【図５】本発明のさらに他の実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法の作用の一例を示す線図である。
【図６】本発明のさらに他の実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法の作用の一例を示す線図である。
【図７】本発明のさらに他の実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法の作用の一例を示す線図である。
【図８】本発明のさらに他の実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法の作用の一例を示す線図である。
【図９】本発明のさらに他の実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法の作用の一例を示す線図である。
【図１０】本発明のさらに他の実施の形態であるアクティブノイズキャンセル方法の作用の一例を示す線図である。
【図１１】本発明の参考技術として、ＥＭＩフィルタにより電磁ノイズを低減するための回路構成を示す概念図である。
【図１２Ａ】モータ内部に形成される浮遊容量を示す概念図である。
【図１２Ｂ】モータの１次巻線等価回路を示す回路図である。
【図１２Ｃ】浮遊容量を考慮した１次巻線等価回路の回路図である。
【図１３Ａ】半導体スイッチングモジュールの内部に形成される浮遊容量を示す斜視図である。
【図１３Ｂ】半導体スイッチングモジュールの内部に形成される浮遊容量を示す断面図である。
【図１３Ｃ】半導体スイッチングモジュールの内部に形成される浮遊容量を示す等価回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
［実施の形態１］
図１は、本実施の形態の半導体モジュールおよびアクティブノイズキャンセル方法の適用対象となる、一般的なハーフブリッジインバータの回路構成を示している。
【００２７】
ここで、スイッチング素子にはＩＧＢＴ（２つのＩＧＢＴから構成される２ｉｎ１パッケージのＩＧＢＴモジュール（以降、２ｉｎ１＿モジュール１００（半導体モジュール）Ａと記す））から構成される。
【００２８】
ここで、図１に例示されるハーフブリッジインバータ２００（電力変換装置）Ａでは、交流入力端子２１１から入力される単相交流電力をダイオードブリッジ２１０により整流し、後述の主アーム１１０（第１スイッチングアーム直列回路）を構成する２ｉｎ１＿モジュール１００Ａのスイッチング素子Ｓ１（高圧側スイッチングアーム）、Ｓ２を交互にスイッチングすることにより負荷３００（Ｌ，Ｒ）に電力を供給する。
【００２９】
２ｉｎ１＿モジュール１００Ａを構成するスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の各々には、逆並列にダイオードｄ１、ダイオードｄ２が接続されている。
なお、ダイオードブリッジ２１０には、２ｉｎ１＿モジュール１００Ａと並列にコンデンサＣ１１が接続されている。
【００３０】
また、負荷３００の一端は、コンデンサＣ１２を介してダイオードブリッジ２１０の高圧側に接続され、コンデンサＣ１３を介してダイオードブリッジ２１０の低圧側に接続されている。
【００３１】
また、負荷３００の他端は、２ｉｎ１＿モジュール１００Ａのスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２（低圧側スイッチングアーム）の中点Ｃ２Ｅ１に接続されている。
ここで２ｉｎ１＿モジュール１００Ａは、一般にアース電位となる図示しない冷却フィンと銅ベース１０１（基板）が接触するように実装する。
【００３２】
この場合、Ｓ１、Ｓ２のスイッチングに伴い、２ｉｎ１＿モジュール１００Ａの内部に形成される浮遊容量（ＣＥ−Ｐ、ＣＥ−Ｃ２Ｅ１、ＣＥ−Ｎ）には、コモンモード成分のノイズ源となる高周波漏れ電流が流れ、アース線Ｅから接地端子２１２を通って、外部へ流出する。
【００３３】
図２は、上述のハーフブリッジインバータ２００Ａに、上述の２ｉｎ１＿モジュール１００Ａの代わりに、本実施の形態１の２ｉｎ１＿モジュール１００を適用して構成されたハーフブリッジインバータ２００の一例を示す回路図である。
【００３４】
この実施の形態１のハーフブリッジインバータ２００に実装された２ｉｎ１＿モジュール１００では、上述の２ｉｎ１＿モジュール１００Ａと異なり、主アーム１１０の他に、補助アーム１２０（第２スイッチングアーム直列回路）を備え、上記外部へ流出する高周波漏れ電流を低減できる構成となっている。
【００３５】
つまり、２ｉｎ１＿モジュール１００の内部に、２個のスイッチング素子Ｓ１’およびダイオードｄ１‘、スイッチング素子Ｓ２’およびダイオードｄ２‘からなる補助アーム１２０をもう一組内蔵している。
【００３６】
加えて、このとき補助アーム１２０と銅ベース１０１の間にも浮遊容量（ＣＥ−Ｐ‘、ＣＥ−Ｃ２Ｅ２’、ＣＥ−Ｎ‘）が形成されるように実装する。
そして、それぞれの浮遊容量は、概略（１）式を満足するように構成する。
【００３７】
【数１】
2012147557.tif 000003
ここで、前述のアース線Ｅを通って外部へ流出する高周波漏れ電流は、図１に示した３種の浮遊容量のうち主にＣＥ−Ｃ２Ｅ１を導通することが知られている（例えば、特開２００７−１８１３５１号公報参照）。
【００３８】
このため、（１）式を満足すれば、主アーム１１０に起因する高周波漏れ電流の大部分をキャンセルすることができる。
なお、２ｉｎ１＿モジュール１００の内部の浮遊容量は、各スイッチング素子を構成する半導体チップを実装する回路パターンと銅ベース１０１の対向面積と距離および、銅ベース１０１と半導体チップとの間に設けられる図示しない絶縁基板の比誘電率によって決定することから、２ｉｎ１＿モジュール１００の製造時に任意に調整が可能である。
【００３９】
そして、２ｉｎ１＿モジュール１００の内部構造を同一に構成すれば、２ｉｎ１＿モジュール１００を量産する場合でも個々の２ｉｎ１＿モジュール１００において浮遊容量のインピーダンス特性を一致させることも容易である。
【００４０】
ここで、スイッチング素子Ｓ１とＳ１’、スイッチング素子Ｓ２とＳ２’が同時に駆動するように信号を印加すれば、ＣＥ−Ｃ２Ｅ１とＣＥ−Ｃ２Ｅ１’に流れる電流の向きは銅ベース１０１に対して逆向きになる。
【００４１】
このことは、主アーム１１０のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の駆動によって流出しようとする高周波漏れ電流をＣＥ−Ｃ２Ｅ１’で回収することを意味し、主アーム１１０の動作による高周波漏れ電流の外部への流出を抑制することになる。
【００４２】
この結果、主アーム１１０の動作によって外部へ流出する高周波漏れ電流を低減でき、結果としてノイズ障害を誘発しにくい２ｉｎ１＿モジュール１００、並びにそれを備えたハーフブリッジインバータ２００を提供できる。
【００４３】
そして、本実施の形態１の場合には、２ｉｎ１＿モジュール１００の内部に補助アーム１２０が形成され、従来のＡＣＣのようにトランスを必要としないことから、２ｉｎ１＿モジュール１００およびハーフブリッジインバータ２００の装置全体の小型化が可能である。
【００４４】
ここで、本実施の形態１の図２の構成例の２ｉｎ１＿モジュール１００では、補助アーム１２０は負荷３００と接続せず、高周波漏れ電流に相当する電流しか流さないことから、主アーム１１０の側のスイッチング素子よりも小さな素子で構成可能であり、この点もさらに小形化に寄与する。
【００４５】
また、図２の構成例の２ｉｎ１＿モジュール１００では、スイッチング素子としてはＩＧＢＴを例示しているが、ＭＯＳＦＥＴでも同様な効果が得られ、スイッチング素子の種類には依存しない。
【００４６】
［実施の形態２］
次に、本発明の実施の形態２の半導体モジュールおよび電力変換装置ならびにアクティブノイズキャンセル方法について説明する。なお、装置の構成は、上述の実施の形態１と同じである。
【００４７】
上述の実施の形態１では、主アーム１１０と補助アーム１２０で一致させる浮遊容量を（１）式のみとしたが、実際にはＣＥ−Ｐ、ＣＥ−Ｎからも微小な高周波漏れ電流が流出する。
【００４８】
そこで、本実施の形態２では、（２）式、（３）式も同時に満足するように図２のＣＥ−Ｐ‘、ＣＥ−Ｎ‘を調整して補助アーム１２０を構成することで、この微小な高周波漏れ電流まで抑制する。
【００４９】
なお、ＣＥ−Ｐ‘、ＣＥ−Ｎ‘の設定および調整は、上述のように、補助アーム１２０の各スイッチング素子を構成する半導体チップを実装する回路パターンと銅ベース１０１の対向面積と距離、および銅ベース１０１と半導体チップとの間に設けられる図示しない絶縁基板の比誘電率の調整によって可能である。
【００５０】
【数２】
2012147557.tif 000004
【００５１】
【数３】
2012147557.tif 000005
ここで、主アーム１１０と補助アーム１２０で、一致させる浮遊容量の形成箇所が交差するように設定するのは、前述のように主アーム１１０と補助アーム１２０を交差させてスイッチングさせること（スイッチング素子Ｓ１とＳ１’、Ｓ２とＳ２’が同時に駆動されること）に依存している。
【００５２】
以上のように、本実施の形態２では、上述のようにＣＥ−Ｐ‘、ＣＥ−Ｎ‘の設定および調整して２ｉｎ１＿モジュール１００を構成することで、主アーム１１０の両端のＰＮ電位から銅ベース１０１との間に形成される浮遊容量から流出する微小な高周波漏れ電流も低減でき、補助アーム１２０を設けることによるアクティブノイズキャンセルの効果は一層大きくなる。
【００５３】
［実施の形態３］
図３は、本発明の実施の形態３である半導体モジュールおよび電力変換装置ならびにアクティブノイズキャンセル方法の一例を示す概念図である。
【００５４】
この実施の形態３は、主アーム１１０のみを備えた既存の２ｉｎ１＿モジュール１００Ａが実装された既存のハーフブリッジインバータ２００Ａ（図１）の外部に、いわゆる後付けで補助アーム１２０を設置して、図３に例示されるハーフブリッジインバータ２００Ｂ（電力変換装置）を構成する点が、上述の図２に例示した実施の形態１および実施の形態２と異なっている。
【００５５】
つまり、上述の実施の形態１および実施の形態２の場合は、半導体モジュールのメーカレベルでの対策であるのに対し、本実施の形態３は、半導体モジュールメーカでなくても、ユーザレベルで同様な効果が得られるハーフブリッジインバータ２００Ｂの構成を実現できる。
【００５６】
ここで、本実施の形態３のハーフブリッジインバータ２００Ｂにおいては、補助アーム１２０は２ｉｎ１＿モジュール１００Ａの外部に配置されることから、２ｉｎ１＿モジュール１００の内部のＳ１、Ｓ２がスイッチングした際に浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１から流れる高周波漏れ電流を回収する浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１’に相当するコンデンサ１２１（ＣＥ−Ｃ２Ｅ１’≒ＣＥ−Ｃ２Ｅ１）を追加する必要がある。
【００５７】
このコンデンサ１２１は、これまで述べてきた半導体モジュールの構造的に形成される静電容量（浮遊容量）ではなく、セラミックコンデンサ等のディスクリート部品で構成される。
【００５８】
上述の従来技術の説明で述べたように、モータ駆動システムにおいて、ケーブルとモータの浮遊容量は、複雑なインピーダンスの周波数特性となり、ノイズ低減効果を得ることが難しい。
【００５９】
それに対し、２ｉｎ１＿モジュール１００Ａ等の半導体モジュール内部に形成される浮遊容量は、絶縁材料（アルミナや窒化ケイ素が良く用いられる）の比誘電率に依存する非常に周波数特性の良いコンデンサの特性を持つ。
【００６０】
このため、本実施の形態３の場合、ディスクリート部品のコンデンサ１２１でも、周波数特性の良いセラミックコンデンサ等を適用することで、外部に部品を追加する構成としても、比較的容易に浮遊容量の周波数特性と一致するようなハーフブリッジインバータ２００Ｂのノイズ対策システムを構成できる。
【００６１】
また、上述の実施の形態１および実施の形態２と同様に、スイッチング素子Ｓ１’、スイッチング素子Ｓ２’は、負荷３００とは接続されないことから、外付けの補助アーム１２０のスイッチング素子等は、体積の小さな小形の部品で構成できる。
【００６２】
そして、上述の実施の形態１および実施の形態２と同様に（１）式を満足するように浮遊容量を決定すればよい。
ここで、２ｉｎ１＿モジュール１００Ａの内部に形成される３種の浮遊容量（ＣＥ−Ｃ２Ｅ１、ＣＥ−Ｐ、ＣＥ−Ｎ）を２ｉｎ１＿モジュール１００Ａの外部からの測定により分離するのは難しい。
【００６３】
その理由は、半導体モジュールのユーザの場合、２ｉｎ１＿モジュール１００Ａの内部の回路パターンや絶縁層材料が把握できず、ＣＥ−Ｃ２Ｅ１を直接計算（または測定）することが困難なことが予想されるからである。
【００６４】
その代わり、３種の浮遊容量の合成容量（ＣＥ−Ｃ２Ｅ１＋ＣＥ−Ｐ＋ＣＥ−Ｎ）ならば２ｉｎ１＿モジュール１００Ａの外部から測定可能である。
ここで、２ｉｎ１＿モジュール１００ＡとしてＩＧＢＴモジュールを用いる場合はコレクタ面と回路パターンが接触するように実装されることから、上アーム（スイッチング素子Ｓ１）および下アーム（スイッチング素子Ｓ２）の各コレクタと銅ベース１０１との間の浮遊容量が大きくなる（ＣＥ−ＰおよびＣＥ−Ｃ２−Ｅ１）ことが一般的である。
【００６５】
このため、外部からの測定結果を基にＣＥ−Ｃ２Ｅ１に相当する浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１”を導出するためには、（４）式となるように設定すれば良い。
【００６６】
【数４】
2012147557.tif 000006
そして、図３のように構成した２ｉｎ１＿モジュール１００Ａ、および補助アーム１２０からなる４つのスイッチング素子（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１’、Ｓ２’）を、上述の実施の形態１、実施の形態２の場合と同様に動作させることで、ハーフブリッジインバータ２００Ｂの外部へ流出する高周波漏れ電流を大幅に低減できる。
【００６７】
そして、補助アーム１２０が外付けであるにもかかわらず、ハーフブリッジインバータ２００Ｂの小形化が可能である等の効果は前述した実施の形態１と同様である。
［実施の形態４］
上述の実施の形態１〜実施の形態３では、主アーム１１０（Ｓ１、Ｓ２）が駆動することにより流れる高周波漏れ電流を、補助アーム１２０（Ｓ１’、Ｓ２’）の駆動により回収することで外部へ流出する高周波漏れ電流を低減する装置構成を例示した。
【００６８】
本実施の形態４では、補助アーム１２０による高周波漏れ電流の回収を、より効率的に行うことで、アクティブノイズキャンセルを実現するスイッチング素子の駆動制御方法について例示する。なお、前提となる装置構成は、上述の実施の形態１〜実施の形態３と同様である。
【００６９】
最初に、主アーム１１０と補助アーム１２０の動作の違いによるスイッチング特性（ｄｖ／ｄｔ、ｄｉ／ｄｔに依存し、数１００ｎｓ以下で完了する動作）の相違について説明する。
【００７０】
例えば、上述のハーフブリッジインバータ２００（２００Ｂ）を、図４に示すように三角波比較方式のＰＷＭ（パルス幅変調）動作させた場合について考える。
このとき、上述の図２、図３に示す条件では負荷３００はＬＲ負荷であることから、電流遅れの動作となる。このとき、図４の上側のキャリア４０１（三角波）と正弦波４０２が交差するタイミングで、主アーム１１０（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２）をスイッチングさせることになるが、図４の下側に示すようにその際の電流値４０３（ｉｏｕｔ）が時々刻々変化していることがわかる。
【００７１】
そして、電流値４０３が変化するとＳ１とＳ２のスイッチング特性が変化することが一般に知られている。それに対し、補助アーム１２０（スイッチング素子Ｓ１’、Ｓ２’）は、負荷に電力を供給しないために、常に、電力が０Ａ（アンペア）で動作することになる。
【００７２】
そして、この条件ではスイッチング素子Ｓ１’、スイッチング素子Ｓ２’はターンオフ指令を与えても、両端電圧ｖＣＥ’は変化しないことから、常に０Ａターンオンの特性で動作することになる。
【００７３】
以上より、主アーム１１０と補助アーム１２０のスイッチング特性を完全に一致させることは、上述の図２、図３に示す構成では原理的に困難であることがわかる。
そして、浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１を流れる高周波漏れ電流ｉＣＥ−Ｃ２Ｅ１はスイッチング時のＩＧＢＴ両端電圧ｖＣＥから、（５）式で計算できる。
【００７４】
【数５】
2012147557.tif 000007
（５）式から明らかなように、スイッチング特性（ｄｖＣＥ／ｄｔ）を完全に一致させることができなければ、高周波漏れ電流を完全に低減することは困難である。
【００７５】
本実施の形態４およびそれ以降の説明は、この課題に対する解決法の一例を示すものである。つまり、２ｉｎ１＿モジュール１００Ａ（主アーム１１０）に補助アーム１２０を組み合わせる構成例の原理的な限界を把握した上で、効率的な駆動条件の設定方法について例示するものである。
【００７６】
主アーム１１０（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２）のスイッチング特性は、負荷電流に応じてスイッチング特性が変化することは上述した。
このとき、補助アーム１２０（スイッチング素子Ｓ１’、Ｓ２’）のｄｖ／ｄｔをコントロールすることなく動作させると、主アーム１１０よりもｄｖ／ｄｔが大きくなり、補助アーム１２０から流出する高周波漏れ電流の方が大きくなる条件が存在する。
【００７７】
このことを防止するために、本実施の形態４では、ｄｖ／ｄｔをコントロールすることで、主アーム１１０よりも補助アーム１２０に起因する高周波漏れ電流が大きくなることを防止する。
【００７８】
具体的には、主アーム１１０のスイッチングスピード（スイッチングが完了する時間ｔｍ）よりも、補助アーム１２０のスイッチング素子Ｓ１’、Ｓ２’のスイッチングスピードを十分に遅らせればよく、その値は概略、主アーム１１０（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２）のデッドタイムｔｒに設定する。
【００７９】
ここで、高周波漏れ電流は、浮遊容量の充放電電流に相当することから、スイッチングスピードが変わっても、浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１とＣＥ−Ｃ２Ｅ１’に流れる電流実効値は変化しない。
【００８０】
この条件があるために、本実施の形態４のように、補助アーム１２０のスイッチングスピードを遅らせても、ノイズ低減効果が得られる。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のデッドタイムｔｒは、一対のスイッチング素子の片方のアームのオン指令から、もう一方のアームのオン指令が与えられるまでの時間差であり、この期間にスイッチング特性が終わるように設定される。
【００８１】
このことから、図５の線図に例示されるように、補助アーム１２０（スイッチング素子Ｓ１’、Ｓ２’）のスイッチングスピード（スイッチングが完了する時間ｔｓ）を、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のデッドタイムｔｒと概略一致させておけば、主アーム１１０よりも補助アーム１２０に起因する高周波漏れ電流が大きくなることを防止できる。
【００８２】
ただし、この実施の形態４の場合、高周波漏れ電流の低減効果が得られる周波数帯域に制限が生じることになる。具体的には、デッドタイムをｔｒとすると、（６）式で求められる周波数ｆｒまでしか低減効果が得られない。
【００８３】
【数６】
2012147557.tif 000008
この（６）式は、スイッチング素子であるＩＧＢＴの両端電圧ｖＣＥを台形波近似した際に含有する高調波電圧成分の変化点（２０ｄＢ／ｄｅｃ．の傾きから、４０ｄＢ／ｄｅｃ．の傾きに変化する点）に相当する周波数である。
【００８４】
ここで、ＥＭＩの規制の対象となる雑音端子電圧の最低周波数は１５０ｋＨｚであることから、（６）式から１５０ｋＨｚとなるｔｒ１５０ｋＨｚを求めると、２．１２μｓとなる。つまり、デッドタイムｔｒが２μｓを超えるような装置の場合には、本方式では効果が得られないことになる。
【００８５】
しかしながら、一般的にデッドタイムｔｒは、１μｓ以下となることから、規制対象周波数範囲で十分にノイズ低減効果が得られることになる。ここで１５０ｋＨｚのノイズレベルは一般にノイズ対策用ＥＭＩフィルタの体積を決定する要因となることから、１５０ｋＨｚ成分のノイズを低減することで装置全体の小型化を実現する効果は大きい。
【００８６】
以上のように、本実施の形態４の場合には、補助アーム１２０のスイッチングスピード（スイッチングが完了する時間ｔｓ）を、主アーム１１０のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のデッドタイムｔｒと概略一致させることにより、補助アーム１２０に起因する高周波漏れ電流を大きくすること無く、主アーム１１０に起因する高周波漏れ電流を効果的に低減できるようになる。この結果、大きなアクティブノイズキャンセル効果が得られる。
【００８７】
［実施の形態５］
上述の実施の形態４では、補助アーム１２０のスイッチングスピードを遅らせること、そして、その値を主アーム１１０（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２）のデッドタイムｔｒにおおよそ等しくなるように決定する制御例を示した。
【００８８】
本実施の形態５では、この条件にさらに詳細に検討して限定する例を示す。
図６は、異なるスイッチングスピードの補助アーム１２０を追加することで、主アーム１１０に起因する高周波漏れ電流を最も効率よく低減するための動作波形の一例を模式的に示す線図である。
【００８９】
図６では、主アーム１１０のスイッチングに伴って流れる高周波漏れ電流ｉＣＥ−Ｃ２Ｅ１と、補助アーム１２０のスイッチングに伴って流れる高周波漏れ電流ｉＣＥ−Ｃ２Ｅ１’をパルス波形に簡単化している。そして、両者のピーク電流は異なるが、図６の各漏れ電流の波形のハッチング部の面積が等しくなるように流れる。
【００９０】
このとき、ｉＣＥ−Ｃ２Ｅ１’の導通期間の中央部にｉＣＥ−Ｃ２Ｅ１が導通するように流れる条件が最も適した条件である。これは、それぞれの高周波漏れ電流をフーリエ級数展開した場合の位相差が反転（位相差が１８０°）しているためである。
【００９１】
この条件については、基本波成分を考えると、理解しやすい。
上述のｉＣＥ−Ｃ２Ｅ１もｉＣＥ−Ｃ２Ｅ１’も基本波成分（スイッチング周波数成分）の正弦波のピークは、それぞれのパルス電流の中央と重なり、位相差は１８０°となることがわかる。このことは、基本波成分だけでなく、それ以上の高調波成分の位相差も１８０°で流れることを意味することから、図６の条件が最も効率が良くなる。
【００９２】
しかしながら、前述した駆動条件のままでは、スイッチング時の波形は図７、または図８のように遅れてしまう。これは、上述の従来技術の課題で記述した時間遅れのほかに、図９に示すようにスイッチング素子Ｓ１とＳ１’、スイッチング素子Ｓ２とＳ２’の駆動タイミングを同時に設定していることによる。
【００９３】
主アーム１１０（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２）は、負荷電流の向きに応じてターンオンのタイミングまたは、ターンオフのタイミングのどちらかが支配的となりＩＧＢＴ両端電圧ｖＣＥが変動する。それに対し補助アーム１２０（スイッチング素子Ｓ１’、Ｓ２’）は常にターンオン指令のタイミングで動作することは前述した通りである。
【００９４】
そして、Ｓ１’とＳ２’の短絡を防止するために、ターンオフ指令の後、デッドタイムｔｒの経過後にターンオン指令が与えられる。このため、ターンオン指令のタイミングでしか電圧変動が発生しない補助アーム１２０は、全体的に主アーム１１０に比べて遅れてしまう。
【００９５】
そこで、本実施の形態５では、図６に示すように完全に位相を反転させる（位相差が１８０°）ことは困難であっても、改善する手法にとして、補助アーム１２０を図１０に例示されるスイッチングパターンで制御する対策を例示する。
【００９６】
図１０に示すように、主アーム１１０（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２）のターンオフ指令を与えるタイミングに、補助アーム１２０（スイッチング素子Ｓ１’、Ｓ２’）にターンオン指令を与えるようにする。
【００９７】
そして、ターンオフ指令は、デッドタイムｔｒの経過後に与える。デッドタイム経過後にターンオフ指令を与える理由は、上述の実施の形態４の説明において、補助アーム１２０のスイッチングスピードを、概略、デッドタイムｔｒの期間と一致するように設定したことによる。
【００９８】
ただし、補助アーム１２０は負荷３００へ接続されていないことから、ターンオフ指令を与えたあとも、補助アーム１２０（スイッチング素子Ｓ１’、Ｓ２’）の両端電圧ｖＣＥ’は変化しない状態を保ち、次のターンオン指令が与えられた瞬間にｖＣＥ’が変化する。
【００９９】
つまり、図１０では、便宜上、主アーム１１０（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２）のターンオフ指令と補助アーム１２０（スイッチング素子Ｓ１’、Ｓ２’）のターンオン指令を一致させるように記述しているものの、デッドタイムｔｒ以上のオン期間を確保すれば、上記オフ指令／オン指令のタイミングを一致させる必要は無い。
【０１００】
以上のように、補助アーム１２０はターンオン指令を与えている期間が極端に短い（デッドタイムｔｒ程度）状態で駆動指令を与えることになる。
図１０に例示されるような駆動指令とすることで、補助アーム１２０のターンオン指令が従来よりも早まり、結果として補助アーム１２０に起因する高周波漏れ電流の発生タイミングを前倒しできるようになる。
【０１０１】
以上、本実施の形態５の駆動制御によると、主アーム１１０に起因する高周波漏れ電流と、補助アーム１２０に起因する高周波漏れ電流との位相差が１８０°に近くなるように制御して動作させることができることから、上述の実施の形態４の場合に比べより高周波成分までノイズを低減する効果が得られる。
【０１０２】
以上説明したように、本発明の上述の各実施の形態によれば、大型化する一因となる結合用トランスを省略可能にするとともに、スイッチング素子の素子特性、時間遅れに影響を受けにくいアクティブノイズキャンセル（ＡＣＣ）技術を提供することができる。
【０１０３】
この結果、ハーフブリッジインバータ２００（２００Ｂ）等の電力変換装置等において、結合用トランスを省略して小型化できると共に、電力変換装置等が発生するコモンモードノイズの所望の周波数帯域に対して十分な低減効果が得られるコモンモードノイズのアクティブノイズキャンセル技術を実現できる。
【０１０４】
なお、本発明は、上述の実施の形態に例示した構成に限らず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
（付記１）
半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードから構成されるスイッチングアームを２個直列接続したスイッチングアーム直列回路を、
負荷に電力を供給する電流を流すスイッチング主アーム直列回路と、負荷に接続しないスイッチング補助アーム直列回路を少なくとも１対内部に構成すると共に、スイッチング主アーム直列回路の中点と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１と、スイッチング補助アーム直列回路の中点と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１’の静電容量を概略一致させると共に、
スイッチング主アーム直列回路の高圧側スイッチングアームとスイッチング補助アーム直列回路の低圧側スイッチングアーム、そして、スイッチング主アーム直列回路の低圧側スイッチングアームとスイッチング補助アーム直列回路の高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせることを特徴とする半導体モジュール。
（付記２）
付記１の半導体モジュールにおいて、
前記スイッチング主アーム直列回路の高圧側電位となる端子と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｐと、
前記スイッチング補助アーム直列回路の低圧側電位となる端子と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｎ’、
前記スイッチング主アーム直列回路の低圧側電位となる端子と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｎと、
前記スイッチング補助アーム直列回路の高圧側電位となる端子と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｐ’、
のいずれか、または両方の浮遊容量を概略一致させることを特徴とする半導体モジュール。
（付記３）
半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードから構成されるスイッチングアームを２個直列接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一つ含む半導体モジュールを適用する半導体電力変換装置において、
半導体モジュール近傍に、半導体スイッチング素子を含むスイッチングアームを２個直列接続したスイッチング補助アーム直列回路を構成すると共に、
前記スイッチング補助アーム直列回路の中点と、
前記半導体モジュールの外部冷却用銅ベースと同電位となる導電性部位間にコンデンサを接続すると共に、
前記スイッチングアーム直列回路の中点と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量ＣＥ−Ｃ２Ｅ１と前記コンデンサの静電容量を概略一致させると共に、
前記スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記スイッチング補助アームの低圧側スイッチングアーム、そして、前記スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記スイッチング補助アームの高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせることを特徴とする半導体電力変換装置。
（付記４）
付記１、２の半導体モジュールまたは、付記３の電力変換装置において、
スイッチング補助アーム直列回路のターンオンスイッチングスピードを、スイッチング主アーム直列回路の上下アームのデッドタイムの期間と概略一致させることを特徴とするスイッチング補助アーム直列回路の駆動方法。
（付記５）
付記４のスイッチング補助アーム直列回路の駆動方法において、
スイッチング主アーム直列回路のターンオフ指令と、スイッチング補助アーム直列回路のターンオン指令を一致させることを特徴とするスイッチング補助アーム直列回路の駆動方法。
【符号の説明】
【０１０５】
１００  ２ｉｎ１＿モジュール
１００Ａ  ２ｉｎ１＿モジュール
１０１  銅ベース
１１０  主アーム
１２０  補助アーム
１２１  コンデンサ
２００  ハーフブリッジインバータ
２００Ａ  ハーフブリッジインバータ
２００Ｂ  ハーフブリッジインバータ
２１０  ダイオードブリッジ
２１１  交流入力端子
２１２  接地端子
３００  負荷
Ｓ１  スイッチング素子
Ｓ２  スイッチング素子
ｄ１，ｄ２  ダイオード
Ｓ１’  スイッチング素子
Ｓ２’  スイッチング素子
ｄ１’，ｄ２’  ダイオード
【図４】
2012147557.tif 000009
【図５】
2012147557.tif 000010
【図６】
2012147557.tif 000011
【図７】
2012147557.tif 000012
【図８】
2012147557.tif 000013
【図９】
2012147557.tif 000014
【図１０】
2012147557.tif 000015
【図１２Ｂ】
2012147557.tif 000016
【図１２Ｃ】
2012147557.tif 000017
【図１３Ｃ】
2012147557.tif 000018
【図１】
2012147557.tif 000019
【図２】
2012147557.tif 000020
【図３】
2012147557.tif 000021
【図１１】
2012147557.tif 000022
【図１２Ａ】
2012147557.tif 000023
【図１３Ａ】
2012147557.tif 000024
【図１３Ｂ】
2012147557.tif 000025