(57)【要約】【課題】部品バラツキ、温度変化および電源電圧の変動がある状況でも、レゾルバが検出する角度の精度低下を極力防止できるレゾルバ信号処理装置を提供する。【解決手段】実施形態によれば、マイコン２１がレゾルバ２に正弦波状の励磁信号Ｓｒを出力して、ブラシレスＤＣモータ１の回転角度に応じて励磁信号Ｓｒの振幅が変調された余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４する場合に、励磁ＰＷＭ作成部２５は、正弦波の最大振幅を規定する励磁ＤＵＴＹが設定されると、その励磁ＤＵＴＹに応じた比率で、正弦波の各位相に対する振幅の変化に応じてデューティが変化する励磁ＰＷＭ信号を励磁信号Ｓ１として生成出力する。そして、励磁信号制御部２４は、検出した励磁信号Ｓｒの最大振幅が所定のレベルとなるように励磁信号Ｓ１を調整する。【選択図】図１
2012068094.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
レゾルバに正弦波状の励磁信号を出力し、モータの回転角度に応じて前記励磁信号の振幅が変調されたレゾルバ検出信号を処理するレゾルバ信号処理装置において、
前記励磁信号を生成するためのパルス信号を出力するパルス信号出力部と、
前記パルス信号を平滑することで前記励磁信号を生成して出力する励磁信号生成部と、
前記励磁信号を検出する励磁信号検出部と、
この励磁信号検出部により検出された励磁信号の最大振幅が所定のレベルとなるように、前記レゾルバに出力される励磁信号を調整する振幅調整部とを備えたことを特徴とするレゾルバ信号処理装置。
【請求項２】
前記振幅調整部は、前記電源電圧が所定の閾値以上であれば、前記励磁信号検出部で検出される励磁信号の最大振幅が、予め定めた最大値を維持するように調整し、
前記電源電圧が所定の閾値より低下すると、前記励磁信号検出部で検出される励磁信号の最大振幅が、歪まない範囲で最大となるように調整することを特徴とする請求項１記載のレゾルバ信号処理装置。
【請求項３】
前記パルス信号出力部は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式により前記パルス信号を生成し、
前記振幅調整部は、前記励磁信号生成部に供給される電源電圧の値と前記励磁信号検出部で検出される励磁信号の振幅値とに基づいて、前記パルス信号のデューティを変化させることを特徴とする請求項１又は２記載のレゾルバ信号処理装置。
【請求項４】
前記パルス信号出力部は、正弦波の最大振幅を規定する最大デューティが設定されると、前記最大デューティに応じた比率で、前記正弦波の各位相に対する振幅の変化に応じてデューティが変化するパルス信号を生成し、
前記振幅調整部は、前記励磁信号生成部へ供給される電源電圧の値と前記励磁信号検出部で検出される励磁信号の振幅値とに基づいて、前記パルス信号出力部に設定する前記最大デューティを変化させることを特徴とする請求項３記載のレゾルバ信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、モータに配置されたレゾルバより出力される信号を処理して、モータの回転角度を検出するために使用されるレゾルバ信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レゾルバ信号処理装置は、例えば車載用電子機器であるＥＰＳ（Electric Power Steering）−ＥＣＵ（Electronic Control Unit）などに設けられ、ハンドル軸に連結されたレゾルバからの信号に基づいてハンドル軸の回転角を検出する。そのため、レゾルバに対して与える励磁信号を生成する回路と、レゾルバの出力信号である正弦波出力信号及び余弦波出力信号を検出する回路とを備え、これらの出力信号を、励磁信号周期の１倍，２倍，２．５倍などの周期でサンプリングし、両者のarctan演算を行うことでハンドルの回転角を演算する。
【０００３】
レゾルバに入力する励磁信号は、例えば１０ｋＨｚ程度の正弦波信号であり、励磁信号を生成する励磁信号回路は、例えばマイコンが１０ｋＨｚのパルス信号を出力すると、そのパルス信号をローパスフィルタを介すことで正弦波状の信号に平滑する。そして、前記正弦波信号は、増幅器により所定の振幅値に増幅された後カップリングコンデンサにより直流成分がカットされ、０Ｖ基準の交流信号としてレゾルバに入力される。b
【０００４】
ここで、上記増幅器の増幅率を高く設定すれば、レゾルバに入力される励磁信号の振幅が大きくなり、レゾルバが出力する正弦波出力信号及び余弦波出力信号の振幅も大きくなる。すると、arctan演算を行うマイクロコンピュータ（マイコン）のＡ／Ｄ変換分解能が大きくなるので回転角の検出精度が向上する。しかしながら、増幅率は、増幅器の電源（例えばバッテリ電圧）に制約を受けるので、出力信号振幅は増幅器の電源電圧に従って出力可能な最大振幅が決まる。このため、増幅率が大きすぎると、励磁信号である正弦波のピークとボトムが潰れた形に歪んでしまい、角度の検出精度が低下する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−５５６９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記励磁信号回路の部品バラツキ、温度変化及びバッテリ電圧の変動の影響から、どのような条件においても正弦波波形が維持できるように増幅率を決定すると、部品バラツキや温度変化、バッテリ電圧の変動が無い場合に比較して増幅率を低く設定せざるを得ないため、回転角の検出精度が低下してしまう。
そこで、部品バラツキ、温度変化および電源電圧の変動がある状況においても、レゾルバが検出する角度の精度低下を極力防止できるレゾルバ信号処理装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態によれば、 レゾルバに正弦波状の励磁信号を出力し、モータの回転角度に応じて前記励磁信号の振幅が変調されたレゾルバ検出信号を処理するレゾルバ信号処理装置において、パルス信号出力部が励磁信号を生成するためのパルス信号を出力すると、励磁信号生成部は、パルス信号を平滑することで励磁信号を生成して出力する。そして、振幅調整部は、励磁信号検出部により検出された励磁信号の最大振幅が所定のレベルとなるように、レゾルバに出力される励磁信号を調整する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１実施形態であり、制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】フィルタ回路及び増幅器の具体構成を示す図
【図３】初期設定処理を示すフローチャート
【図４】制御周期割込み処理を示すフローチャート
【図５】タイミングチャート
【図６】励磁ＰＷＭ信号Ｓ１及び励磁信号Ｓ２の波形を示す図
【図７】（ａ）はデューティ９０％，（ｂ）はデューティ６０％の励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を示す図
【図８】電源電圧の低下に応じて励磁信号Ｓｒの波形が変化する状態を説明する図
【図９】第２実施形態を示す図１相当図
【図１０】図３相当図
【図１１】図４相当図
【図１２】図５相当図
【図１３】図７相当図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１ないし図８を参照して説明する。図１は、例えばＥＰＳ−ＥＣＵ（電動パワーステアリング用電子制御ユニット）として構成される制御装置の要部を示すブロック図である。制御装置２０は、ブラシレスＤＣモータ１の巻線に流れる電流を検出するための電流検出回路５を備えており、電流検出回路５の出力端子は、マイクロコンピュータ（マイコン）２１に内蔵のＡ／Ｄ変換器２２aに接続されている。電流検出回路５は、例えばインバータ主回路３の下アームとグランドとの間に挿入されるシャント抵抗の端子電圧を検出するように構成される。
【００１０】
インバータ主回路３は、例えば６個のＭＯＳＦＥＴを三相ブリッジ接続して構成されている。マイコン２１に内蔵されているＰＷＭ回路２３の６本の出力端子は、ゲートドライブ回路４を介して、インバータ主回路３を構成する各ＦＥＴのゲートに夫々接続されている。そして、インバータ主回路３により、ブラシレスＤＣモータ１の三相巻線に対してＰＷＭ電圧を供給する構成となっている。
【００１１】
マイコン２１は、励磁信号制御部（励磁信号検出部，振幅調整部）２４及び励磁ＰＷＭ作成部（パルス信号出力部）２５により作成されたＰＷＭ信号（パルス信号）Ｓ１を出力し、そのＰＷＭ信号Ｓ１は、励磁信号Ｓ２（励磁基準信号）を形成するフィルタ回路（励磁信号生成部）１１に与えられている。フィルタ回路１１は、高調波を除去するための複数段ローパスフィルタとバッファ用のオペアンプ等で構成されている（図２参照）。励磁信号Ｓ２は、増幅器１２を介して、ブラシレスＤＣモータ１に取り付けられたレゾルバ２の励磁コイルに供給される。
【００１２】
レゾルバ２の出力コイルである余弦コイルと正弦コイル（図示せず）とは、差動増幅器１３の対応する入力端子（＋，−）に夫々接続されており、差動増幅器１３の出力信号は、余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４（レゾルバ検出信号）としてマイコン２１のＡ／Ｄ変換器２２ｃに与えられている。尚、以降で概略的に説明するブラシレスＤＣモータ１の回転位置Θを検出する処理は、特開２００５−２１０８３９号公報と同一である。Ａ／Ｄ変換器２２ｃには、最新データ保持部２６及び前回データ保持部２７が直列に接続されており、最新データ保持部２６には、最新のＡ／Ｄ変換データＤ１，Ｄ２が保持され、前回データ保持部２７には、前回のＡ／Ｄ変換データＤ３，Ｄ４が保持される。
【００１３】
最新データ保持部２６及び前回データ保持部２７に保持されるデータＤ１〜Ｄ４のうち、データＤ２，Ｄ４はレゾルバＳＩＮ波検出部２８に与えられ、データＤ１，Ｄ３はレゾルバＣＯＳ波検出部２９に与えられる。レゾルバＳＩＮ波検出部２８では、ＳＩＮデータＤｙ（＝Ｄ２−Ｄ４）が演算され、レゾルバＣＯＳ波検出部２９では、ＣＯＳデータＤｘ（＝Ｄ１−Ｄ３）が演算される。ＳＩＮデータＤｙ，ＣＯＳデータＤｘは、Ａｔａｎ演算部３０に与えられ、これらのデータの大小関係に応じてarctan（Ｄｙ／Ｄｘ）又はarctan（Ｄｘ／Ｄｙ）が演算される（Ａｔａｎ演算）。
【００１４】
Ａｔａｎ演算の結果は、回転角算出部３１に出力され、回転角算出部３１において、ＣＯＳ及びＳＩＮデータＤｘ，Ｄｙの関係から８パターンに区別して演算が実行され、回転位置Θが算出される。すなわち、上記のマイコン２１内部の各機能ブロックは、特開２００５−２１０８３９号公報で行われている回転位置Θの算出処理をブロック化して示したものである。
【００１５】
次に、励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を生成する部分について説明する。マイコン２１の励磁ＰＷＭ作成部２５は、図６で示すように、例えば周波数１６０ｋＨｚのキャリアで、周波数１０ｋＨｚの正弦波状の励磁信号Ｓ２を生成するように、励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を出力する。そのため、励磁ＰＷＭ作成部２５には、励磁信号制御部２４から、励磁ＤＵＴＹ，励磁位相，励磁ＰＷＭ（キャリア）周波数，励磁周波数の各設定パラメータが与えられる。
【００１６】
ここで、「励磁ＤＵＴＹ」は、正弦波状の励磁信号Ｓ２の最大振幅を規定するデューティを設定するパラメータであり、その最大値は１００％である。また、「励磁位相」は、励磁ＰＷＭ作成部２５がマイコン２１のシステムクロック信号に同期して励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を出力するに当たり、その励磁ＰＷＭ信号Ｓ１の出力位相を調整するためのパラメータである。励磁ＰＷＭ作成部２５は、上記の各設定パラメータが与えられると、その設定に応じて励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を生成し、出力する。
【００１７】
例えば、図６で示す励磁ＰＷＭ信号Ｓ１であれば、励磁ＤＵＴＹ＝９０％，励磁位相＝０度，励磁ＰＷＭ周波数＝１６０ｋＨｚ，励磁周波数＝１０ｋＨｚを設定する。すると、励磁ＰＷＭ作成部２５は、周波数１０ｋＨｚの正弦波を生成するため、最大デューティが９０％で規定される比率に従い、正弦波の各位相に対応する振幅レベルに応じてデューティが変化する、キャリア周波数１６０ｋＨｚのＰＷＭ信号を生成・出力するようにハードウェアにより構成されている。また、図７（ａ）は、図６に示す励磁ＰＷＭ信号Ｓ１だけを抽出して示したもので、図７（ｂ）は、励磁ＤＵＴＹ＝６０％に設定した場合の励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を示す。
【００１８】
励磁信号制御部２４には、インバータ主回路３に印加される駆動電圧，すなわち車両のバッテリ電圧Ｖbatが与えられていると共に、増幅器１２を介してレゾルバ２に入力される励磁信号Ｓｒを、差動増幅器３２を介して増幅した信号が与えられている。尚、図示しないが、これらの電圧も当然Ａ／Ｄ変換される。そして、励磁信号制御部２４は、これらの電圧レベルに応じて、励磁ＰＷＭ作成部２５に設定するパラメータの一部を決定する。また、マイコン２１に対しては、図示しない電源回路によりバッテリ電圧Ｖbatを降圧した制御電源（例えば５Ｖ）が供給されているが、マイコン２１を除く制御装置２０のその他の構成部分の電源は、バッテリ電圧Ｖbatが直接供給されている。
【００１９】
図２は、フィルタ回路１１及び増幅器１２の具体構成を示す。フィルタ回路１１は２次のＲＣフィルタで構成されており、フィルタリングされた出力信号はバッファアンプ３３に与えられている。バッファアンプ３３の出力端子は、カップリングコンデンサＣ１を介して増幅器１２の入力端子である抵抗素子Ｒ３に接続されている。この抵抗素子Ｒ３は、オペアンプ３４の反転入力端子に接続されていると共に、抵抗素子Ｒ４及びコンデンサＣ２の並列回路を介して、カップリングコンデンサＣ３の一端側に接続されている。
【００２０】
オペアンプ３４の非反転入力端子は、抵抗素子Ｒ５を介してグランドに接続されると共に、抵抗素子Ｒ６を介してバッファアンプ３５の出力端子に接続されている。バッファアンプ３５は、バッテリ電圧Ｖbatを抵抗素子Ｒ１及びＲ２で１／２に分圧した電位Ｖbat／２を出力する。バッテリ電圧Ｖbatとグランドとの間には、抵抗素子Ｒ７，ダイオードＤ１及びＤ２，抵抗素子Ｒ８の直列回路が接続されており、オペアンプ３４の出力端子は、ダイオードＤ１及びＤ２の共通接続点に接続されている。
【００２１】
抵抗素子Ｒ７の両端には、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ，ベースがそれぞれ接続されており、抵抗素子Ｒ８の両端には、ＰＮＰトランジスタＱ２のベース，コレクタがそれぞれ接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１，ＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタは、それぞれ抵抗素子Ｒ９，Ｒ１０を介してカップリングコンデンサＣ３の一端に接続されている。カップリングコンデンサＣ３の他端は、レゾルバ２の図示しない励磁コイルに接続されており、直流成分がカットされた励磁信号Ｓｒが出力される。
そして、オペアンプ３４を介して付与されるダイオードＤ１及びＤ２の共通接続点の電位が変動すると、その電位に対してダイオードＤ１及びＤ２の順方向電圧Ｖｆ分増減されたＮＰＮトランジスタＱ１，ＰＮＰトランジスタＱ２のベース電位が変動する。これにより、各トランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフ状態が変化して、カップリングコンデンサＣ３の一端側の電位が変化する。
【００２２】
ここで、コンデンサＣ１及び抵抗素子Ｒ３の共通接続点（入力点）の電位をＶin，抵抗素子Ｒ９及びＲ１０の共通接続点（出力点）の電位をＶoutとすると、以下の関係になる。
Ｖout＝  Ｒ５／（Ｒ５＋Ｒ６）・（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３・Ｖbat／２
−Ｒ４／Ｒ３・Ｖin          …（１）
（１）式において、Ｒ３＝Ｒ５＝Ｒｓ，Ｒ４＝Ｒ６＝Ｒｆとすると、
Ｖout＝  Ｒｓ／（Ｒｓ＋Ｒｆ）・（Ｒｓ＋Ｒｆ）／Ｒｓ・Ｖbat／２
−Ｒｆ／Ｒｓ・Ｖin
＝Ｖbat／２−Ｒｆ／Ｒｓ・Ｖin  …（２）
となる。すなわち、増幅器１２においては、オペアンプ３４を中心とする回路が、入力信号Ｖinを、中点電位Ｖbat／２を中心として上下に振幅が振れる信号となるようにレベルシフトしている。
【００２３】
そして、バッテリ電圧Ｖbatを基準とする出力点の電圧降下分をＶdrop，グランド電位を基準とする出力点の電圧上昇分をＶriseとすると、これらはそれぞれ（３），（４）式で表わされる。但し、ＩBは抵抗素子Ｒ７に流れる電流，ＩCはトランジスタＱ１のコレクタ電流である。
Ｖdrop＝Ｒ７・ＩB＋ＶBE（Ｑ１）＋Ｒ９・ＩC     …（３）
Ｖrise＝Ｒ８・ＩB＋ＶBE（Ｑ２）＋Ｒ１０・ＩC   …（４）
すなわち、増幅器１２の増幅率は、抵抗素子Ｒ３，Ｒ４の抵抗比，並びに抵抗素子Ｒ８〜Ｒ１０の抵抗比によって決まる。
【００２４】
ところで、回転角度Θの検出精度を高めるには、前述したように制限信号Ｓ３及び余弦信号Ｓ４の振幅を大きくすることが望ましく、そのためには励磁信号Ｓｒの振幅を大きくすれば良い。更に遡れば、そのためには、フィルタ回路１１に入力される励磁ＰＷＭ信号Ｓ１の最大デューティを大きくすれば良い。しかしながら、回路部品のバラツキや温度条件により、フィルタ回路１１や増幅器１２の平滑度や増幅度が変化することがあり、それに伴い、励磁信号Ｓｒの最大振幅が当初の設定値から変化する。
【００２５】
そこで本実施形態では、励磁信号Ｓｒの振幅を検出することで、例えば増幅度が、バラツキがない場合に比べて高くなっていれば励磁ＰＷＭ信号Ｓ１のデューティを低くして、励磁信号Ｓｒの最大振幅が、回路部品バラツキがない場合と同様の値となるように調整する。また、バッテリ電圧Ｖbatが低下した場合には、励磁信号Ｓｒの最大振幅目標値が、バッテリ電圧Ｖbatが通常レベル（例えば１２Ｖ）の場合と同じであれば、増幅器１２の増幅出力レベルがバッテリ電圧Ｖbatに制限され、図８に示すように正弦波状の励磁信号のトップとボトムが潰れたような波形となってしまう。
【００２６】
図２に示す増幅器１２の場合、出力電圧Ｖoutの正側振幅については、（３）式の電圧降下分Ｖdropだけ低下し、負側振幅については（４）式の電圧上昇分Ｖriseだけ上昇する。したがって、増幅器１２が出力可能な最大振幅電圧（Ｖp-p；ピークトゥピーク）は、バッテリ電圧Ｖbatよりも上記の電圧Ｖdrop，Ｖrise分だけ制限を受けることになる。この場合、励磁信号Ｓｒの最大振幅値（目標値）を、検出したバッテリ電圧Ｖbatのレベルに応じて低下させる。
【００２７】
以下、上記の処理手順について図３ないし図８も参照して説明する。図３は、励磁信号制御部２４が励磁ＰＷＭ作成部２５に対して行う初期設定処理を示すフローチャートである。励磁信号制御部２４は、励磁周波数（ステップＳ１），励磁ＰＷＭ周波数（ステップＳ２），励磁位相（ステップＳ３），励磁ＤＵＴＹ初期値（ステップＳ４）をそれぞれ設定する。尚、励磁ＤＵＴＹ初期値は例えば５０％とする。
【００２８】
図４は、励磁信号制御部２４を中心とするマイコン２１の制御内容を示すフローチャートであり、図５は、その制御内容に応じた各部の信号波形を示すタイミングチャートである。図４に示すフローチャートは、例えば５０μ秒の周期でアップダウンカウント動作を行う制御周期カウンタのカウント値が（図５（ａ）参照）、ゼロになるタイミングで発生する制御周期割込みを処理するルーチンとして実行される（図５（ｂ）参照）。先ず、励磁信号制御部２４は、バッテリ電圧Ｖbatの値を読み込み（ステップＳ１１）、バッテリ電圧Ｖbatの値に応じて励磁上限値，励磁下限値を設定する（ステップＳ１２）。
【００２９】
ここで、励磁上限値，励磁下限値は、励磁信号Ｓｒの最大振幅目標値（Ｖp-p）を設定する値であり、バッテリ電圧Ｖbatについて上限閾値を例えば７Ｖ，下限閾値を例えば４Ｖに設定した上で、以下のように設定する。
バッテリ電圧Ｖbat     励磁上限値，励磁下限値（±で示す）
７Ｖ以上                      ３Ｖ±０．１Ｖ
７Ｖ未満且つ４Ｖ超    ７Ｖ，４Ｖの設定値を直線補間した値で設定
４Ｖ                      １．５Ｖ±０．１Ｖ
４Ｖ未満          励磁不能（制御装置２０が動作しない領域）
すなわち、励磁信号Ｓｒの最大振幅目標値が３Ｖである場合に、バッテリ電圧Ｖbatが７Ｖ以上の場合は、上記の目標値通りに最大振幅を調整することは容易であるから、励磁上限値３．１Ｖ，励磁下限値２．９Ｖとする。そして、バッテリ電圧Ｖbatが７Ｖ未満に低下した状態で当初の目標値通りに最大振幅を調整しようとすると、図８に示したように励磁信号Ｓｒの波形に歪みが生じる。そこで、バッテリ電圧Ｖbatが７Ｖ未満で且つ４Ｖ超の領域では、目標値を３Ｖよりも低下させる。例えば、バッテリ電圧Ｖbat＝６Ｖの場合は励磁上限値２．６Ｖ，励磁下限値２．４Ｖとなる。
【００３０】
続くステップＳ１３では、設定パラメータに応じて励磁ＰＷＭ作成部２５により励磁ＰＷＭ信号Ｓ１が出力され（図５（ｃ）参照）、励磁信号制御部２４は、差動増幅器３２を介した励磁信号ＳｒのＡ／Ｄ変換値を読み込む（ステップＳ１４）。尚、図５（ｅ）に示すように、励磁信号ＳｒのＡ／Ｄ変換は、図４に示す割込み処理とは異なるタイミングで周期的に実行されて（別途そのタイミングが初期設定されている）データバッファ等に格納されており、ステップＳ１４では、そのバッファに格納されているデータ（直前にＡ／Ｄ変換されたデータ）を読み込むことになる。
【００３１】
次のステップＳ１５では、制御周期割込みの回数をカウントするが、これは、カウント値が奇数か否かを判断するだけであるから（ステップＳ１６，図５（ｂ）参照）、例えば１ビットカウンタで０，１を交互に繰り返しても良い。ここでカウント値が奇数であれば（ＹＥＳ）、ステップＳ１４で読み込んだ値を「励磁Ｈ値」として記憶し（ステップＳ１７，図５（ｆ）参照）、カウント値が偶数であれば（ＮＯ）、ステップＳ１４で読み込んだ値を「励磁Ｌ値」として記憶する（ステップＳ１９，図５（ｇ）参照）。
【００３２】
そして、ステップＳ１７に続くステップＳ１８では、励磁信号Ｓｒの最大振幅値を、
最大振幅値＝（励磁Ｈ値）−（励磁Ｌ値）
で算出する。ここでの「励磁Ｌ値」は、前回の制御周期で記憶された値である。また、ステップＳ１９に続くステップＳ２０では、同最大振幅値を、
最大振幅値＝（励磁Ｌ値）−（励磁Ｈ値）
で算出する。ここでの「励磁Ｈ値」も、同様に前回の制御周期で記憶された値である。すなわち、「励磁Ｈ値」と「励磁Ｌ値」との差の絶対値から、励磁信号Ｓｒの最大振幅値（Ｖp-p）が得られる。
【００３３】
以降のステップＳ２１〜Ｓ２４は、励磁信号制御部２４が励磁ＤＵＴＹを初期値から調整する処理となる。先ず、ステップＳ１８またはＳ２０で算出した励磁信号Ｓｒの最大振幅値が励磁上限値を超えているか否かを判断し（ステップＳ２１）、超えている場合は（ＹＥＳ）、前回の設定値からＤＵＴＹ調整値（例えば２％とする）だけ減じたものを新たな励磁ＤＵＴＹとして励磁ＰＷＭ作成部２５に設定する（ステップＳ２２）。また、励磁上限値を超えていなければ（ＮＯ）ステップＳ２３に移行する。
【００３４】
ステップＳ２３では、励磁信号Ｓｒの最大振幅値が励磁下限値を下回っているか否かを判断し、下回っている場合は（ＹＥＳ）、前回の設定値にＤＵＴＹ調整値を加えたものを新たな励磁ＤＵＴＹとして励磁ＰＷＭ作成部２５に設定する（ステップＳ２４）。また、励磁下限値を下回っていなければ（ＮＯ）、最大振幅値は、励磁上限値以下で且つ励磁下限値以上のレベルとなっているのでステップＳ２５に移行する（ステップＳ２２の実行後も同様）。そして、ステップＳ２５では、Ａ／Ｄ変換器２２ｃ〜回転角算出部３１によってレゾルバ２が検出した回転角度Θを演算する。
【００３５】
以上のように本実施形態によれば、マイコン２１がレゾルバ２に正弦波状の励磁信号Ｓｒを出力して、ブラシレスＤＣモータ１の回転角度に応じて励磁信号Ｓｒの振幅が変調された余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４する場合、励磁ＰＷＭ作成部２５は、正弦波の最大振幅を規定する励磁ＤＵＴＹが設定されると、その励磁ＤＵＴＹに応じた比率で、正弦波の各位相に対する振幅レベルの変化に応じてデューティが変化する励磁ＰＷＭ信号を励磁信号Ｓ１として生成出力する。そして、励磁信号制御部２４は、検出した励磁信号Ｓｒの最大振幅が所定のレベルとなるように励磁信号Ｓ１を調整する。
【００３６】
具体的には、励磁信号制御部２４は、バッテリ電圧Ｖbatが７Ｖ以上であれば、励磁信号Ｓｒの最大振幅が予め定めた最大値３Ｖ（Ｖp-p）を維持するように調整し、バッテリ電圧Ｖbatが７Ｖ未満になると、励磁信号Ｓｒの最大振幅が、歪まない範囲で最大となるように励磁ＤＵＴＹの設定値を調整する。すなわち、バッテリ電圧Ｖbatが低下した場合は、マイコン２１が出力する励磁ＰＷＭ信号のデューティを小さくして、増幅器１２の増幅出力を低下させるよう調整する。また、回路バラツキや温度変化によって、同様に増幅器１２の出力がバッテリ電圧Ｖbatのレベルに応じて制限される電圧範囲を越えようとする場合でも、励磁ＰＷＭ信号のデューティを小さくして増幅器１２の増幅出力を調整する。したがって、上記のように増幅器１２の出力電圧範囲を制限する変動要因がある状況においても、レゾルバ２が検出する角度の精度が低下することを極力防止できる。
【００３７】
また、励磁ＰＷＭ作成部２５が出力する正弦波状の振幅率でデューティが変化する励磁ＰＷＭ信号Ｓ２は、同じ周波数の励磁信号をデューティが一定のＰＷＭ信号から生成する場合に比較すると低い周波数成分を含んでいないため、フィルタ回路１１の時定数をより小さくすることができる。例えば図２に示しているように、ＲＣフィルタの次数を３次から２次に減らして回路規模を小さくできる。また、信号の応答遅れもより小さくなるという効果を有する。
【００３８】
（第２実施形態）
図９ないし図１３は第２実施形態を示すものであり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図１相当図である図９において、制御装置５０は、マイコン２１に替わるマイコン５１を備えており、そのマイコン５１は、励磁信号制御部２４及び励磁ＰＷＭ作成部２５に替えて、励磁信号制御部５２及びタイマ機能部５３を備えている。タイマ機能部５３は、励磁信号制御部５２により励磁ＰＷＭ周波数及びタイマＤＵＴＹが設定されると、励磁ＰＷＭ信号の周波数が設定された値となるように、キャリア周波数１６０ｋＨｚで一定のデューティとなる励磁ＰＷＭ信号を生成して出力する。
【００３９】
次に、第２実施形態の作用について図１０ないし図１３も参照して説明する。図１０に示す初期設定処理では、励磁信号制御部５２は、タイマ機能部５３に励磁ＰＷＭ信号Ｓ１の周波数と（ステップＳ３１）、ＤＵＴＹ初期値（Ｈ側ＤＵＴＹ，ステップＳ３２）とをそれぞれ設定する。尚、励磁ＤＵＴＹ初期値は第１実施形態と同様に５０％とする。そして、図１１に示す制御周期割込み処理では、図４に示す処理からステップＳ１３を削除し、ステップＳ４１〜Ｓ４３を追加したものとなっている。
【００４０】
制御周期割込みカウント数が偶数の場合は（ステップＳ１６：ＮＯ）、励磁ＰＷＭ信号Ｓ１のＨ側ＤＵＴＹを設定する（ステップＳ４１）。ここで最初に設定されるＨ側ＤＵＴＹは、ステップＳ３１で初期設定された値である。一方、前記カウント数が奇数の場合は（ステップＳ１６：ＹＥＳ）、励磁ＰＷＭ信号Ｓ１のＬ側ＤＵＴＹを設定する（ステップＳ４２）。ここで最初に設定されるＬ側ＤＵＴＹは、ステップＳ３１で初期設定された値を、１００％から減じた値である（励磁ＤＵＴＹ初期値が５０％であれば等しく５０％となる）。この処理は、ステップＳ１７〜Ｓ２４を同様に実行した後、ステップＳ４３における励磁ＤＵＴＹのＨ側／Ｌ側変換により行われる。
【００４１】
すなわち、図１２（ｃ）又は図１３（ａ）に示すように、Ｈ側ＤＵＴＹが９０％である場合、タイマ機能部５３は、制御割込み回数が偶数である場合はデューティ９０％の励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を生成出力し、制御割込み回数が奇数である場合はデューティ１０％の励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を生成出力する。また、図１３（ｂ）に示すように、Ｈ側ＤＵＴＹが６０％である場合、タイマ機能部５３は、制御割込み回数が偶数である場合はデューティ６０％の励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を生成出力し、制御割込み回数が奇数である場合はデューティ４０％の励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を生成出力する。
【００４２】
また、図１２（ｄ），（ｅ）に示す励磁信号Ｓｒ及びＡ／Ｄ変換のタイミングは図５と異なっているが、これは、第２実施形態の励磁ＰＷＭ信号Ｓ１は第１実施形態の同信号Ｓ１よりも低い周波数成分を含んでいるため、フィルタ回路５４の次数をフィルタ回路１１よりも大きくしており、その結果、励磁ＰＷＭ信号Ｓ１がより遅れたタイミングで出力されていることを示す。それに伴い、Ａ／Ｄ変換を行うタイミングも第１実施形態とは異なっている。
以上のように第２実施形態によれば、マイコン５１は、タイマ機能部５３を用いて励磁ＰＷＭ信号Ｓ１を生成出力するので、マイコン２１よりも簡単な構成にすることができる。
【００４３】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
励磁ＰＷＭ信号Ｓ１のデューティを調整するものに限らず、例えば増幅器の増幅度を調整して励磁信号Ｓ２の振幅を調整しても良い。
バッテリ電圧Ｖbatについての上限閾値，下限閾値や、励磁信号Ｓｒについての励磁上限値，励磁下限値，ＤＵＴＹ調整値等は、個別の設計に応じて適宜変更しても良い。
電源は、バッテリに限る必要はない。
ＥＰＳ−ＥＣＵとして構成されるものに限らず、レゾルバの信号を処理する装置であれば適用が可能である。
【符号の説明】
【００４４】
図面中、１はブラシレスＤＣモータ、２はレゾルバ、１１はフィルタ回路（励磁信号生成部）、１２は増幅器、２０は制御装置（レゾルバ信号処理装置）、２１はマイクロコンピュータ、２４は励磁信号制御部（励磁信号検出部，振幅調整部）、２５は励磁ＰＷＭ作成部（パルス信号出力部）、５０は制御装置（レゾルバ信号処理装置）、５１はマイクロコンピュータ、５２は励磁信号制御部（励磁信号検出部，振幅調整部）、５３はタイマ機能部（パルス信号出力部）、５４はフィルタ回路（励磁信号生成部）を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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