(57)【要約】【課題】直列共振変換器が遮断された後に再起動された際、パワースイッチに供給される電圧及び電流を軽減可能な直列共振変換器を提供する。【解決手段】第一パワースイッチＱ1及び第二パワースイッチＱ2は、変圧器Ｔ1の一次側に接続され、互いに直列に接続される。共振コントロールチップＩＣの二つのコントロール接続端子ＨＶＧ、ＬＶＧは、各々第一パワースイッチＱ1及び第二パワースイッチＱ2のゲート電極に接続される。共振キャパシタＣrの一端は一次巻線Ｎpの一端に接続され、他端は第二パワースイッチＱ2のソース電極に接続される。共振インダクタＬrの一端は一次巻線Ｎpの他端に接続され、他端は第一パワースイッチＱ1と第二パワースイッチＱ2との間の線路に接続される。放電抵抗Ｒ1、Ｒ2は共振キャパシタＣrと互いに並列に接続される。【選択図】図４
2012044853.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側に直流入力電圧の入力に用いられる一次巻線が設けられ、二次側に直流出力電圧の出力に用いられる二つの二次巻線が設けられている変圧器と、
前記一次側に接続され、第一パワースイッチ及び第二パワースイッチを含み、前記第一パワースイッチ及び前記第二パワースイッチは互いに直列接続されている、一次側パワースイッチと、
二つのコントロール接続端子がそれぞれ第一パワースイッチ及び第二パワースイッチのゲート電極に接続されている共振コントロールチップと、
正極は前記一次巻線の一端に接続され、負極は前記第二パワースイッチのソース極に接続されている共振キャパシタと、
一端は前記一次巻線の他端に接続され、他端は前記第一パワースイッチと第二パワースイッチとの間の線路に接続されている共振インダクタと
前記共振キャパシタと並列に接続され、かつアース端に接続されている少なくとも一つの放電抵抗と、
を備えることを特徴とする直列共振変換器。
【請求項２】
入力電圧フィルターキャパシタを含み、
当該入力電圧フィルターキャパシタは、直流入力電圧間に接続され、互いに直列に接続されている第一パワースイッチ及び第二パワースイッチと並列に接続されていること、
を特徴とする請求項1記載の直列共振変換器。
【請求項３】
一端はそれぞれ前記二つの二次巻線の一端に接続される出力電圧フィルターキャパシタと、
一端はそれぞれ前記二つの二次巻線の他の一端に接続され、他端はそれぞれ前記出力電圧フィルターキャパシタの他端に接続され、前記出力電圧フィルターキャパシタにより直流出力電圧を供給可能とする二つの二次側整流部材と、
を備えることを特徴とする請求項２記載の直列共振変換器。
【請求項４】
前記二次側整流部材は整流ダイオードであり、これにより前記出力電圧フィルターキャパシタは直流出力電圧を供給可能であることを特徴とする請求項３記載の直列共振変換器。
【請求項５】
前記二次側整流部材は大電力用金属酸化物半導体電界効果トランジスタであり、これにより前記出力電圧フィルターキャパシタは直流出力電圧を供給可能であることを特徴とする請求項３記載の直列共振変換器。
【請求項６】
前記二次側整流部材はトランジスタであり、これにより前記出力電圧フィルターキャパシタは直流出力電圧を供給可能であることを特徴とする請求項３記載の直列共振変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直列共振変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ここ数年来、コンピュータ（ｃｏｍｐｕｔｅｒ）、周辺設備及び多くの電子計器の動作周波数及び機能は、絶えず向上している。これらの電子設備または計器が高い効率、高い信頼度及びより高い適応性範囲の直流入力電圧を獲得するため、直流対直流変換器（ＤＣ  ｔｏ  ＤＣ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を設計する場合、パワー損失を可能な限り最低まで低減する努力がされてきた。その結果、軟性切り替え技術を用いて設計された共振変換器（Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が機運に応じて生まれた。
【０００３】
共振変換器は、変圧器の一次側に、直列、並列または直並列方式によって共振インダクタ（ｉｎｄｕｃｔｏｒ）及び共振キャパシタ（ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の部材を設置する。共振コントロールチップ（ｃｏｎｔｒｏｌ  ｃｈｉｐ）を通じ、共振原理によって、パワー部材がゼロ電圧またはゼロ電流切り替え（ｚｅｒｏ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｗｉｔｃｈ  ｏｒ  ｚｅｒｏ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｓｗｉｔｃｈ）を達成し、これによりパワー部材の切り替え損失を有効に低減し、全体的に変換効率を高めることができる。
また、共振コントロールチップ及びパワー部材の製造技術が日に日に進歩し、かつ価格も安くなっているため、高機能、高動作周波数及び構成が簡単な共振変換器は、幅広く各種電子設備または計器に応用されている。特に直列共振変換器（Ｓｅｒｉｅｓ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、高入力電圧において高い効率かつ広い出力電圧範囲等の特性を備えるため、需要がある。
【０００４】
一般的に使用される直列共振変換器は、図１に示すように、入力電圧フィルター（ｆｉｌｔｅｒ）キャパシタＣin、共振コントロールチップＩＣ、第一パワースイッチＱ1、第二パワースイッチＱ2、共振インダクタＬr、共振キャパシタＣr、変圧器Ｔ1、二つの二次側整流ダイオード（ｄｉｏｄｅ）Ｄ1、Ｄ2及び出力電圧フィルターキャパシタＣoutを含む。入力電圧フィルターキャパシタＣinの正負極は直流入力電圧Ｖinの正負極に跨って接続され、それには一組の直列接続された第一パワースイッチＱ1及び第二パワースイッチＱ2が並列される。第一パワースイッチＱ1及び第二パワースイッチＱ2のゲート（ｇａｔｅ）電極は、それぞれ共振コントロールチップＩＣの対応するコントロール接続端子に接続される。
【０００５】
共振コントロールチップＩＣとして、有名チップメーカ（ｃｈｉｐ  ｍａｋｅｒ）ＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社が製造した型番ＳＴ  Ｌ６５９９Ａの高電圧共振コントローラ（ｈｉｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ  ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）を例として説明すると、共振コントロールチップＩＣと第一パワースイッチＱ1のゲート電極が互いに接続するコントロール接続端子の番号はＨＶＧであり、共振コントロールチップＩＣと第二パワースイッチＱ2のゲート電極が互いに接続するコントロール接続端子の番号はＬＶＧである。第一パワースイッチＱ1のドレイン（ｄｒａｉｎ）極は入力電圧フィルターキャパシタＣinの正極に接続され、ソース（ｓｏｕｒｃｅ）極は第二パワースイッチＱ2のドレイン極に接続される。第二パワースイッチＱ2のソース極は入力電圧フィルターキャパシタＣinの負極に接続される。
これにより、入力電圧フィルターキャパシタＣinは安定した入力電圧を変圧器Ｔ1に供給することができる。
【０００６】
変圧器Ｔ1は主に隔離に用いられる。変圧器Ｔ1には一次巻線Ｎp及び二つの二次巻線ＮS1、ＮS2が設けられる。一次巻線Ｎpの一端は共振キャパシタＣrの正極に接続され、他の一端は共振インダクタＬrを通じて前記二つのパワースイッチＱ1、Ｑ2間の線路に接続される。共振キャパシタＣrの負極は第二パワースイッチＱ2のソース極に接続される。二つの二次巻線ＮS1、ＮS2の一端はそれぞれ出力電圧フィルターキャパシタＣoutの正極に接続され、他の一端はそれぞれ二次側整流ダイオードＤ1、Ｄ2の負端に接続され、各二次側整流ダイオードＤ1、Ｄ2の正端はそれぞれ出力電圧フィルターキャパシタＣoutの負極に接続される。
これにより、出力電圧フィルターキャパシタＣoutは安定した直流出力電圧Ｖoutを出力端に跨って接続された負荷に供給することができる。
【０００７】
この種の従来の直列共振変換器の作動原理は、共振コントロールチップＩＣを用い、一次側に直列される前記共振インダクタＬr、及び共振キャパシタＣrのインピーダンス（ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）特性により、二つのパワースイッチＱ1、Ｑ2の切り替え周波数を制御することである。これにより、直列共振変換器は出力端に跨って接続された負荷の大きさによって安定した出力電圧を供給することができる。
【０００８】
ところが、図２に示すように、この種の従来の直列共振変換器が遮断される場合、仮に内部抵抗が１００ＭΩであるプローブ（ｐｒｏｂｅ）を使用して共振キャパシタＣrの電圧を測量すると、実務上、測量時にプローブの負荷効果があるので、共振キャパシタＣrに累積された高圧電気Ｖcrを緩やかに放電させるが、共振キャパシタＣrの高圧電気Ｖcrを瞬間的にゼロにすることはできず、それは少なくとも７秒以上の時間を必要とする（図２に示すように＞７Ｓ）。
【０００９】
なお、図２に示す水平の点線は、プローブ負荷のない共振キャパシタＣrの電圧波形を示す。この場合、共振キャパシタＣrに累積された高圧電気Ｖcrは放電する径路がないので、遮断時の共振キャパシタＣrの電圧は０．５Ｖbus以上にとどまり、もしＶbus＝４００ボルト（ｖｏｌｔ）であれば、共振キャパシタＣrの電圧は２００ボルト以上に達する。
【００１０】
図３に示すように、直列共振変換器が遮断されて再起動された瞬間、共振キャパシタＣrには依然高圧が貯存され、相対的に大きな突入電流（Ｉｎｒｕｓｈ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）が発生する。そのため、第二パワースイッチＱ2が切り替えられた場合、ドレイン極からソース極間の電圧Ｖdsに５４０ボルトのピーク値電圧Ｖpkが発生し（図３に示すピーク値電圧Ｖpkの矢印参照）、かつ一次側に２０アンペア（ａｍｐｅｒｅ）に達するピーク値電流Ｉppkが発生し（図３に示す一次側電流Ｉpの矢印参照）、及び二次側に２８０アンペアに達するピーク値電流Ｉspkが発生する（図３に示す二次側電流Ｉsの矢印参照）。このため、一次側または二次側に拘わらず、より高い電圧或いはより高い電流に対応するパワースイッチを採用しなければならない。
【００１１】
そのために、如何にして簡単な回路設計及び低コスト（ｃｏｓｔ）の電子部材を通じ、設計及び製造された直列共振変換器が遮断された場合、前記共振キャパシタＣrの電圧を瞬間的にゼロにし、それが遮断されて再起動された瞬間、共振キャパシタＣrの突入電流を低減し、それによって第二パワースイッチＱ2に発生するピーク値電圧Ｖpk、及び一次側、二次側に発生するピーク値電流Ｉppk及びＩspkを有効に低減するかが、本発明の重点である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、直列共振変換器が遮断された後に再起動された際、パワースイッチに供給される電圧及び電流を軽減可能な直列共振変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の直列共振変換器は、変圧器、第一パワースイッチ、第二パワースイッチ、共振コントロールチップ、共振キャパシタ、共振インダクタ及び少なくとも一つの放電抵抗（ｂｙｐａｓｓｒｅｓｉｓｔｏｒ）を含む。
変圧器の一次側には直流入力電圧の入力に用いられる一次巻線が設けられ、二次側には直流出力電圧の出力に用いられる二つの二次巻線が設けられている。
一次側パワースイッチは、第一パワースイッチ及び第二パワースイッチにより構成され、一次側に接続され、かつ第一パワースイッチ及び第二パワースイッチは互いに直列に接続される。
【００１４】
共振コントロールチップの二つのコントロール接続端子は、それぞれ第一パワースイッチ及び第二パワースイッチのゲート電極に接続される。
共振キャパシタの一端は一次巻線の一端に接続され、他の一端は第二パワースイッチのソース電極に接続される。
共振インダクタの一端は一次巻線の他の一端に接続され、他の一端は第一パワースイッチと第二パワースイッチ間の線路に接続される。
放電抵抗は共振キャパシタと互いに並列に接続され、かつアース端に接続され、共振キャパシタに累積された高圧電気を遮断時に迅速にアース端に放電する。
【００１５】
これにより、直列共振変換器が遮断された場合、放電抵抗は共振キャパシタの電圧を瞬間的にゼロにするため、直列共振変換器が遮断された後に再起動された瞬間、共振キャパシタの突入電流を降下させることができる。また、第二パワースイッチに発生するピーク値電圧、及び一次側に発生するピーク値電流を有効に降下させることができる。結果として、相対的に低い耐電圧及び相対的に低い耐電流のパワースイッチを採用しることができ、コストを低減することができる。
【００１６】
（発明の効果）
本発明は、特にパワースイッチ（ｐｏｗｅｒ  ｓｗｉｔｃｈ）の耐電圧及び耐電流を軽減する直列共振変換器である。本直列共振変換器は、少なくとも一つの放電抵抗を用い、遮断時に共振キャパシタに累積された高電圧を迅速にアース端に放電する。これにより、共振キャパシタの電圧は瞬間的にゼロになり、直列共振変換器が遮断された後に再起動された瞬間、共振キャパシタの突入電流を低減することができ、第二パワースイッチが切り替え時に発生するピーク（ｐｅａｋ）値電圧及び初二次側のピーク値電流を有効に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】従来の直列共振変換器の回路図。
【図２】図１に示す従来の直列共振変換器に対して実測を行い、遮断時に於ける共振キャパシタＣrの電圧Ｖcrの波形を示した説明図。
【図３】図１に示す従来の直列共振変換器に対して実測を行い、遮断後再起動の瞬間に於ける第二パワースイッチＱ2のドレイン極からソース極の間の電圧Ｖds及び一次側の電流の波形を示した説明図。
【図４】本発明の一実施形態の回路図。
【図５】図４に示す本発明の直列共振変換器に対して実測を行い、遮断時に於ける共振キャパシタＣrの電圧Ｖcrの波形を示した説明図。
【図６】図４に示す本発明の直列共振変換器に対して実測を行い、遮断後再起動の瞬間に於ける第二パワースイッチＱ2のドレイン極からソース極の間の電圧Ｖds及び一次側の電流の波形を示した説明図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
（一実施形態）
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。
本発明はパワースイッチの定額電圧及び定額電流を軽減する直列共振変換器を提供するもので、図４に示す一実施形態ように、その直列共振変換器（Ｓｅｒｉｅｓ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は入力電圧フィルターキャパシタＣin、共振コントロールチップＩＣ、二つの一次側パワースイッチ（第一パワースイッチＱ1及び第二パワースイッチＱ2を含む）、共振インダクタＬr、共振キャパシタＣr、変圧器Ｔ1、二つの二次側整流ダイオードＤ1、Ｄ2、出力電圧フィルターキャパシタＣout及び少なくとも一つの放電抵抗Ｒ1（及びＲ2）を含む。
【００１９】
その中、入力電圧フィルターキャパシタＣinの正負極は直流入力電圧Ｖinの正負極に跨って接続され、それには一組の直列接続された第一パワースイッチＱ1及び第二パワースイッチＱ2が並列され、第一パワースイッチＱ1及び第二パワースイッチＱ2のゲート電極はそれぞれ共振コントロールチップＩＣの対応するコントロール接続端子ＨＶＧ、ＬＶＧに接続され（共振コントロールチップＩＣは有名チップメーカＳＴ  Ｍｉｃｒｏ  ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社が製造した型番ＳＴＬ６５９９Ａの高電圧共振コントローラを例として説明する）、第一パワースイッチＱ1のドレイン極は入力電圧フィルターキャパシタＣinの正極に接続され、ソース極は第二パワースイッチＱ2のドレイン極に接続され、第二パワースイッチＱ2のソース極は入力電圧フィルターキャパシタＣinの負極に接続され、それによって入力電圧フィルターキャパシタＣinは安定した入力電圧を変圧器Ｔ1の使用に提供することができる。
【００２０】
変圧器Ｔ1の主要は隔離に用いられ、それには一次巻線Ｎp及び二つの二次巻線ＮS1、ＮS2が設けられ、一次巻線Ｎpの一端は共振キャパシタＣrの正極に接続され、他の一端は共振インダクタＬrを通じて二つのパワースイッチＱ1、Ｑ2間の線路に接続され、共振キャパシタＣrの負極は第二パワースイッチＱ2のソース極に接続される。放電抵抗Ｒ1（及びＲ2）は共振キャパシタＣrに並列し、かつアース端に接続され、共振キャパシタＣrに累積された高電圧を遮断時に於いて迅速にアース端に放電する。
【００２１】
図４に示すように、前記実施形態に於いて、二つの二次巻線Ns1、Nｓ2の一端はそれぞれ出力電圧フィルターキャパシタＣoutの正極に接続され、他の一端はそれぞれ各二次側整流ダイオードＤ1、Ｄ2の負端に接続され、各二次側整流ダイオードＤ1、Ｄ2の正端はそれぞれ出力電圧フィルターキャパシタＣoutの負極に接続され、それによって出力電圧フィルターキャパシタＣoutは安定した直流出力電圧Ｖoutを出力端に跨って接続された負荷に提供することができる。ここで特に説明するのは、前記実施形態に述べた二次側整流ダイオードＤ1、Ｄ2はその他整流ダイオードと同等な同調整流器でもよい。
【００２２】
このように、前記直列共振変換器が遮断された場合、放電抵抗Ｒ1（及びＲ2）は共振キャパシタＣrの電圧を迅速にアース端に放電するので、共振キャパシタＣrの電圧を瞬間的にゼロにすることができ、それによって前記直列共振変換器が遮断されて再起動された瞬間、共振キャパシタＣrの突入電流を降下し、更に進んで第二パワースイッチＱ2が切り替えられたとき、ドレイン極からソース極間の電圧Ｖdsに発生するピーク値電圧を有効に降下し、及び一次側に発生するピーク値電流を降下し、それによってやや低い定額電圧及びやや低い定額電流のパワースイッチを採用することができる。
【００２３】
以上に述べたのは本発明の最適実施形態だけであり、本発明の実施はそれに局限されなく、それは実際のニーズ（ｎｅｅｄｓ）によって前記直列共振変換器の一次側または二次側の回路設計を変更することができ、またはそれら二次側整流ダイオードＤ1、Ｄ2をそれぞれ同等効果の半導体スイッチ（例えば、大電力用金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｐｏｗｅｒ  Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、略してＰｏｗｅｒ  ＭＯＳＦＥＴと称す）、または同等効果のトランジスタをもって代替することができる。
【００２４】
如何にして前記直列共振変換器の一次側または二次側の回路設計を変更しても、本発明がここで保護を主張したい回路構成は特に直列共振変換器の回路構成であり、およそ前記直列共振変換器の設計領域を熟知する技術者が本発明の設計理念により、直列共振変換器の共振キャパシタに少なくとも一つの放電抵抗を並列し、かつそれら放電抵抗をアース端に接続し、それによって共振キャパシタに累積した高圧電気を遮断時迅速にアース端に放電することは、本発明がここで保護を主張する回路構成の範囲に属するべきである。
【００２５】
ここで本発明の前述の実施形態を確認するため、前記直列共振変換器を再起動する瞬間、それら放電抵抗に発生する前述の効果について、図４に示す放電抵抗Ｒ1（及びＲ2）が設けられた回路構成により実際に電子回路を設計製造し、それに対して実測を行った。
前記直列共振変換器が遮断された場合、図５に示す測定結果から分かるように、共振キャパシタＣrに累積された高電圧Ｖcrは、放電抵抗Ｒ1（及びＲ2）を通じて遮断時は迅速にアース端に放電され、共振キャパシタＣrの電圧Ｖcrは瞬間的にゼロになり、０．５秒だけを要する（図５に示す０．５Ｓ）。
【００２６】
このほか、前記直列共振変換器が遮断されて再起動される瞬間、図６に示す測定結果から分かるように、第二パワースイッチＱ2が起動切り替えされたとき、ドレイン極からソース極間の電圧Ｖdsに発生するピーク値電圧Ｖpkはわずか３８０ボルトに降下する（図６の矢印に示す如く、それは図３に示す５４０ボルトのピーク値電圧Ｖpkよりはるかに低い）。
【００２７】
また、図６に示す測定結果からはっきり分かるように、前記直列共振変換器が遮断されて再起動された瞬間、一次側に発生するピーク値電流Ｉppkはわずか１５アンペアに降下し（図６に示す一次側電流Ｉpの矢印の如く、それは図３に示す２０アンペアの一次側ピーク値電流Ｉppkより低い）、かつ二次側に発生するピーク値電流Ｉspkはわずか２００アンペアに降下する（図６に示す二次側電流Ｉsの矢印の如く、それは図３に示す２８０アンペアの二次側ピーク値電流Ｉspkより低い）。
これにより、本発明の直列共振変換器は、確実にやや低い定格電圧、及びやや低い定格電流のパワースイッチを採用し、コストを低減することができる。
【００２８】
以上に述べたのは本発明の最適な一実施形態である。本発明の構成特徴はこれに限られるものではなく、この技術を熟知するものが本発明の領域内に於いて軽易に思い及べる如何なる変化または改修は、すべて本発明の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００２９】
Ｖin          ・・・  直流入力電圧
Ｃin          ・・・  入力電圧フィルターキャパシタ
ＩＣ          ・・・  共振コントロールチップ
Ｑ1           ・・・  第一パワースイッチ
Ｑ2           ・・・  第二パワースイッチ
Ｌr           ・・・  共振インダクタ
Ｃr           ・・・  共振キャパシタ
Ｔ1           ・・・  変圧器
Ｄ1、Ｄ2      ・・・  二次側整流ダイオード
Ｃout          ・・・  出力電圧フィルターキャパシタ
ＨＶＧ、ＬＶＧ  ・・・  コントロール接続端子
Ｎp            ・・・  一次巻線
ＮS1、ＮS2     ・・・  二次巻線
Ｖout          ・・・  直流出力電圧
Ｒ1、Ｒ2       ・・・  放電抵抗
Ｖds           ・・・  第二パワースイッチのドレイン極からソース極間の電圧
Ｖpk           ・・・  ピーク値電圧
Ｉp            ・・・  一次側電流
Ｉs            ・・・  二次側電流
Ｉppk          ・・・  一次側のピーク値電流
Ｉspk          ・・・  二次側のピーク値電流
Ｖcr           ・・・  共振キャパシタの電圧
【図１】
2012044853.tif 000003
【図２】
2012044853.tif 000004
【図３】
2012044853.tif 000005
【図４】
2012044853.tif 000006
【図５】
2012044853.tif 000007
【図６】
2012044853.tif 000008