(57)【要約】【課題】小型、高効率および高エネルギー密度のＤＣＤＣコンバータを実現する。【解決手段】１次側直流電圧源Ｖ１および２次側直流電圧源Ｖ２との間に接続されるＤＣＤＣコンバータ１は、各直流側入出力端子Ｐ１−１およびＰ１−２が１次側直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ接続され、直流と交流との間で相互に電力変換する１次側電力変換部１１と、一方の直流側入出力端子Ｐ２−１が２次側直流電圧源の正極端子に接続され、もう一方の直流側入出力端子Ｐ２−２が１次側直流電圧源の正極端子に接続され、直流と交流との間で相互に電力変換する２次側電力変換部１２と、各１次側端子Ｒ１−１およびＲ１−２が１次側電力変換部１１の各交流側入出力端子Ｑ１−１およびＱ１−２にそれぞれ接続され、各２次側端子Ｒ２−１およびＲ２−２が２次側電力変換部１２の各交流側入出力端子Ｑ２−１およびＱ２−２にそれぞれ接続された変圧器１３と、を備える。【選択図】図１
2012044801.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側直流電圧源および２次側直流電圧源との間に接続され、これら２つの直流電源の各直流電圧間で双方向に電圧変換するＤＣＤＣコンバータであって、
前記１次側直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ接続された一対の第１直流側入出力端子と、一対の第１交流側入出力端子と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する１次側電力変換部と、
一対の第２直流側入出力端子と、一対の第２交流側入出力端子と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する２次側電力変換部であって、一方の前記第２直流側入出力端子が前記２次側直流電圧源の正極端子に接続され、他方の前記第２直流側入出力端子が前記１次側直流電圧源の正極端子に接続された２次側電力変換部と、
各前記第１交流側入出力端子にそれぞれ接続された一対の１次側端子と、各前記第２交流側入出力端子にそれぞれ接続された一対の２次側端子とを有する変圧器と、
を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記１次側電力変換部は、
前記１次側直流電源に並列接続された第１のコンデンサと、
それぞれが前記第１のコンデンサに並列接続された２つのレグ部であって、各前記レグ部は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも１つ有し、前記上側アーム部と前記下側アーム部との接続点が各前記第１交流側入出力端子として動作する、２つのレグ部と、
を備え、
前記２次側電力変換部は、
前記２次側直流電源の正極端子と前記１次側直流電圧源の正極端子との間に接続される第２のコンデンサと、
それぞれが前記第２のコンデンサに並列接続された２つのレグ部であって、各前記レグ部は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも１つ有し、前記上側のアーム部と前記下側アーム部との接続点が各前記第２交流側入出力端子として動作する、２つのレグ部と、
を備える請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記１次側電力変換部は、
互いに直列接続された２つのコンデンサであって、前記直列接続された２つのコンデンサは、前記１次側直流電源に並列接続され、前記直列接続された２つのコンデンサの直列接続点が一方の前記第１交流側入出力端子として動作する、２つのコンデンサと、
前記直列接続された２つのコンデンサに並列接続されたレグ部であって、前記レグ部は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも１つ有し、前記上側アーム部と前記下側のアーム部との接続点が他方の前記第１交流側入出力端子として動作する、レグ部と、
を備え、
前記２次側電力変換部は、
互いに直列接続された２つのコンデンサであって、前記直列接続された２つのコンデンサは、前記２次側直流電源の正極端子と前記１次側直流電圧源の正極端子との間に接続され、前記直列接続された２つのコンデンサの直列接続点が一方の前記第２交流側入出力端子として動作する、２つのコンデンサと、
前記直列接続された２つのコンデンサに並列接続されたレグ部であって、前記レグ部は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも１つ有し、前記上側アーム部と前記下側のアーム部との接続点が他方の前記第２交流側入出力端子として動作する、レグ部と、
を備える請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次側直流電圧源および２次側直流電圧源との間に接続され、これら２つの直流電源の各直流電圧間で双方向に電圧変換するＤＣＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境問題の視点からハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）が注目されている。ハイブリッド電気自動車が従来の自動車と同等の駆動力を達成するためには１００ｋＷ程度の高いモータ出力が要求されるので、それに対応したインバータドライブが必要である。近年のハイブリッド電気自動車では、モータ出力の向上のため、インバータドライブの電源電圧（直流リンク電圧）を高く設計する傾向にあるが、バッテリの直列セル数を増やし直流リンク電圧を高くすると、コストが上昇し信頼性も低下する。また、バッテリ電圧をインバータドライブに直接供給すると、バッテリの内部抵抗により放電時にはバッテリ電圧が低下するので、大出力が必要な場合であっても高い電圧を得ることができない。その一方で、充電時にはバッテリ電圧が上昇するので、インバータに用いる素子の耐圧は充電時のバッテリ電圧に合わせて設計しなければならない。
【０００３】
このため、通常は、バッテリ電圧をインバータドライブに直接供給するのではなく、ＤＣＤＣコンバータを用いて昇圧する手法が用いられている（例えば、特許文献１参照。））。
【０００４】
図９は、チョッパ回路を用いた従来のハイブリッド電気自動車用ＤＣＤＣコンバータを示す回路図である。ハイブリッド電気自動車において、三相交流モータ５１をインバータ５３で駆動する場合、バッテリ５２とインバータ５３との間にはＤＣＤＣコンバータ１００が接続される。ハイブリッド電気自動車では、回生動作時にはインバータ５３からバッテリ５２に向けたパワーフローとなりバッテリ５２を充電するため、ＤＣＤＣコンバータ１００として双方向チョッパを採用している。ＤＣＤＣコンバータ１００は、１次側コンデンサＣ1と、チョッパインダクタＬと、スイッチング素子Ｓおよびこれに逆並列接続されるダイオードＤを２組と、２次側コンデンサＣ2と、を備える。ここで、バッテリ５２の電圧をＶ1、インバータ５３の直流リンク電圧をＶ2とする。近年のハイブリッド電気自動車では、バッテリ５２の電圧をＶ1は ２００〜３００Ｖ、インバータ５３の直流リンク電圧Ｖ2は５００〜６５０Ｖであり、昇圧比は２〜２．５倍程度である。
【０００５】
ハイブリッド電気自動車用のＤＣＤＣコンバータは、車両内の限られたスペースに設置する必要があるので、小型化・高パワー密度化が求められている。特に、図９に示した双方向チョッパであるＤＣＤＣコンバータ１００では、チョッパインダクタＬが大きな体積の割合を占めるため、小型化が求められている。
【０００６】
図１０は、従来の双方向型のＤＣＤＣコンバータにおける変換器容量と伝送電力との関係を説明する図である。ここで、ＤＣＤＣコンバータ１０１は絶縁型および非絶縁型どちらの回路構成も考えられ、例えば図９を参照して説明したチョッパ回路型のものがある。ここで、双方向ＤＣＤＣコンバータ１０１に接続される１次側直流電圧源５４の電圧をＶ1、２次側直流電圧源５５の電圧をＶ2とする。１次側直流電圧源５４と２次側直流電圧源５５との間の伝送電力ＰS〔Ｗ〕はすべてＤＣＤＣコンバータ１０１を経由する。それゆえ、ＤＣＤＣコンバータの変換器容量ＰCについては、「ＰC＝ＰS」の関係が成り立つ。
【０００７】
図１１は、従来の双方向型のＤＣＤＣコンバータを用いて直列コンバータを構成した場合における変換器容量と伝送電力との関係を説明する図である。双方向型のＤＣＤＣコンバータ１０１の１次側入出力端を１次側直流電圧源５４に並列接続し、ＤＣＤＣコンバータ１０１の２次側入出力端を２次側直流電圧源５５に直列接続したものを一般に「直列コンバータ」と称する。ここで、１次側直流電圧源５４の電圧をＶ1、２次側直流電圧源５５の電圧をＶ2とし、「Ｖ1＜Ｖ2」の大小関係が成り立つものとする。このような直流コンバータ構成の場合、ＤＣＤＣコンバータ１０１の２次側入出力端における電圧ＶCは、Ｖ2とＶ1との差となる。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ１０１は、Ｖ2とＶ1との差を補償するための電圧のみを供給すればよい。ここで、変換器容量ＰCと伝送電力ＰSとの間には式１の関係が成り立つ。
【０００８】
【数１】
2012044801.tif 000003
【０００９】
例えば、「Ｖ2＝２Ｖ1」すなわち昇圧比が２倍の場合、ＤＣＤＣコンバータ１０１の変換器容量ＰCは、伝送電力ＰSの１／２で済む。このように、直列コンバータ構成によれば、ＤＣＤＣコンバータ１０１の変換器容量ＰCは伝送電力ＰSと比較して小さくすることができ、結果として、変換器効率の向上や、ＤＣＤＣコンバータ１０１内のインダクタ（磁性素子）の小型化をもたらすと期待される。
【００１０】
また、フルブリッジ型双方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータが提案されている（例えば、非特許文献１および非特許文献２参照。）。図１２は、非特許文献１に記載された従来のフルブリッジ型双方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータの回路図である。この図は、非特許文献１のＦｉｇ．３（ａ）に示された単相デュアルアクティブブリッジＤＣＤＣコンバータ（Ｓｉｎｇｌｅ  ｐｈａｓｅ  ｄｕａｌ  ａｃｔｉｖｅ  ｂｒｉｄｇｅ  ｄｃ／ｄｃ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を示している。非特許文献１に記載されたフルブリッジ型双方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータ１０２は、１次側にスイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3およびＳ4を有するフルブリッジ変換器ならびにコンデンサＣ1を備え、２次側にスイッチＳ5、Ｓ6、Ｓ7およびＳ8を有するフルブリッジ変換器ならびにコンデンサＣ2を備え、１次側と２次側とは高周波変圧器６２を介して電気的に絶縁されている。この図において、ＤＣＤＣコンバータ１０２の１次側には１次側直流電圧源６１が接続され、２次側には負荷６３が接続されている。フルブリッジ型双方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータ１０２のスイッチング素子については、非特許文献１および非特許文献２に記載されているようなソフトスイッチングが可能であるため、さらなるスイッチング周波数の高周波化と低損失化が可能である。したがって、高周波変圧器６２は大幅に小型化することができる。
【００１１】
また、上述の直列コンバータに、フライバックコンバータおよび極性反転チョッパを用いた回路も提案されている（非特許文献３）。図１３は、非特許文献３に記載された従来のフライバックコンバータを用いた直列コンバータを示す回路図である。Ｖ1はバッテリ電圧、Ｖ2は負荷に供給される電圧を示す。フライバックコンバータ２００によってＶ1とＶ2との差を補償する電圧を発生し、昇降圧動作を可能にするため、フルブリッジコンバータ部２０１で正負電圧の切り替えを行っている。この回路はバッテリから負荷への単方向のパワーフローを想定しているが、降圧動作（Ｖ1＞Ｖ2の場合）では直列コンバータは負の電圧を出力するため、直列コンバータ内でのパワーフローはバッテリへ向かう方向である。そのため、フライバックコンバータ２００は双方向の回路構成となっている。一方、図１４は、非特許文献３に記載された従来の極性反転チョッパを用いた直列コンバータを示す回路図である。極性反転チョッパ３００を用いた場合、そのままでは直列コンバータの１次側と２次側との間が絶縁されず、バッテリ電圧Ｖ1を短絡してしまう。そのため、ＳC3およびＳC4を設置することによってバッテリ電圧Ｖ1の短絡を防いでいる。
【００１２】
また、上述の直列コンバータに、単方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータを用いた回路が提案されている（非特許文献４）。図１５は、非特許文献４に記載された従来の単方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータを用いた直列コンバータを示す回路図である。単方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータ４００は、スイッチング素子耐圧の低減と出力フィルタの小型化を目的として、２台のＤＣＤＣコンバータ４００−１および４００−２を、入力側については直列接続、出力側については並列接続したインタリーブの構成となっている。この直列コンバータは、主として太陽電池の電力調整に用いる昇圧コンバータとして利用されるものである。
【００１３】
なお、変圧器あるいはインダクタの体積を定量的に評価する手法として、Ａｒｅａ  Ｐｒｏｄｕｃｔ（エリアプロダクト）というパラメータを用いた手法が提案されている（例えば、特許文献５参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００９−５５６９０号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】リック．Ｗ．Ａ．Ａ．デ・ドンカー（Ｒｉｋ  Ｗ．Ａ．Ａ．Ｄｅ  Ｄｏｎｃｋｅｒ）、ディーパクラジ．Ｍ．ディヴァン（Ｄｅｅｐａｋｒａｊ  Ｍ．Ｄｉｖａｎ）、ムスタンサー．Ｈ．ケラルワラ（Ｍｕｓｔａｎｓｉｒ  Ｈ．Ｋｈｅｒａｌｕｗａｌａ）著、「高パワーアプリケーションのための三相ソフトスイッチ高パワー密度ＤＣＤＣコンバータ（Ａ  Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ  Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ−Ｄｅｎｓｉｔｙ  ＤＣＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、産業応用（Ｉｎｄｕｓｔｒｙ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）、  Ｖｏｌ．２７、Ｎｏ．１、ｐｐ６３〜７３、１９９１年１月
【非特許文献２】井上重徳、赤木泰文著、「次世代３．３ｋＶ／６．６ｋＶ電力変換システムのコア回路としての双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ」、電気学会論文誌Ｄ、第１２６巻、第３号、ｐｐ２１１〜２１７、２００６年
【非特許文献３】伊東淳一、藤井崇史著、「直列補償方式による非絶縁昇降圧形ＤＣ／ＤＣコンバータ」、電気学会論文誌Ｄ、第１３０巻、第１号、ｐｐ１８〜２５、２０１０年
【非特許文献４】Ｊ．Ｐ．リー（Ｊ．Ｐ  Ｌｅｅ）、Ｂ．Ｄ．ミン  （Ｂ．Ｄ  Ｍｉｎ）、Ｔ．Ｊ．キム（Ｔ．Ｊ  Ｋｉｍ）、Ｄ．Ｗ．ヨー（Ｄ．Ｗ．Ｙｏｏ）、Ｊ．Ｙ．ヨー（Ｊ．Ｙ．Ｙｏｏ）著、「太陽電池電力調整システムのための高効率インタリーブ入力直列出力並列のＤＣ／ＤＣコンバータ（Ｈｉｇｈ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ  Ｉｎｐｕｔ−Ｓｅｒｉｅｓ−Ｏｕｔｐｕｔ−Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ  ＤＣ／ＤＣ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｆｏｒ  Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）」、（米国）、米国電気電子学会（ＩＥＥＥ）、エネルギー変換会議および博覧会（ＥＣＣＥ：Ｅｎｅｒｇｙ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｃｏｎｇｒｅｓｓ  ａｎｄ  Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ）、  ｐｐ３２７〜３２９、２００９年９月
【非特許文献５】コロネル．Ｗｍ．Ｔ．マクライマン（Ｃｏｌｏｎｅｌ  Ｗｍ．Ｔ．Ｍｃｌｙｍａｎ）著、「変圧器およびインダクタの設計ハンドブック（Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ  ａｎｄ  ｉｎｄｕｃｔｏｒ  ｄｅｓｉｇｎ  ｈａｎｄｂｏｏｋ）」、（米国）、Ｋｇマグネティクス社（Ｋｇ  Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ  Ｉｎｃ．）、ＣＲＣプレス社、（ＣＲＣ  Ｐｒｅｓｓ）、第３版、第５章および第８章、１９８８年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
ＤＣＤＣコンバータは、ハイブリッド電気自動車など利用される分野が増えるにつれ、小型化、高効率化および高エネルギー密度化がより一層求められている。例えばハイブリッド電気自動車においては、ＤＣＤＣコンバータを限られた設置スペースに配置しなければならないので、できる限り小型化するのが望ましい。
【００１７】
ＤＣＤＣコンバータを構成する個別の部品に関して言えば、スイッチング素子として用いられるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）については近年の技術進歩に伴い、小型化、高性能化が進んでいる。一方、インダクタや変圧器などのような磁性素子はＤＣＤＣコンバータ内において大きなスペースを占めていることから、ＤＣＤＣコンバータのより一層の小型化、高効率化および高エネルギー密度化を実現するためには磁性素子の小型化は欠かせない。しかしながら、インダクタに関しては、技術がある程度成熟しており、今後の大幅な小型化は難しい。
【００１８】
また、非特許文献３に記載された直列コンバータでは、フライバックコンバータおよび極性反転チョッパともに、小容量の変換器では素子数が少ないため適しているが、インダクタ体積が大型となるため大容量の変換器には適していない。
【００１９】
また、非特許文献４に記載された直列コンバータでは、ＤＣＤＣコンバータの２次側にダイオード整流器を採用しているため、回生動作は不可能である。
【００２０】
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、小型、高効率および高エネルギー密度の双方向ＤＣＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を実現するために、本発明によれば、１次側直流電圧源および２次側直流電圧源との間に接続され、これら２つの直流電源の各直流電圧間で双方向に電圧変換するＤＣＤＣコンバータは、１次側直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ接続された一対の第１直流側入出力端子と、一対の第１交流側入出力端子と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する１次側電力変換部と、一対の第２直流側入出力端子と、一対の第２交流側入出力端子と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する２次側電力変換部であって、一方の第２直流側入出力端子が２次側直流電圧源の正極端子に接続され、他方の第２直流側入出力端子が１次側直流電圧源の正極端子に接続された２次側電力変換部と、各第１交流側入出力端子にそれぞれ接続された一対の１次側端子と、各第２交流側入出力端子にそれぞれ接続された一対の２次側端子とを有する変圧器と、を備える。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、小型かつ高効率で高エネルギー密度の双方向ＤＣＤＣコンバータを実現することができる。本発明によれば、高出力を維持しつつ変換器容量を低減することが可能である。また、スイッチング素子の耐圧を小さくすることができる。またさらに、スイッチング素子に対してソフトスイッチングが可能である。したがって、磁性素子について言えば、従来の双方向チョッパを用いたＤＣＤＣコンバータのインダクタと比較して、本発明によれば変圧器の体積を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明によるＤＣＤＣコンバータを示す図である。
【図２】本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータを示す回路図である。
【図３】非特許文献５に記載されたＡｒｅａ  Ｐｒｏｄｕｃｔを説明する図である。
【図４】本発明の第２の実施例によるＤＣＤＣコンバータを示す回路図である。
【図５】本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータの昇圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、（ａ）は１次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、（ｂ）は１次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、（ｃ）は２次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。
【図６】本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータの降圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、（ａ）は１次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、（ｂ）は１次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、（ｃ）は２次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。
【図７】本発明の第２の実施例によるＤＣＤＣコンバータの昇圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、（ａ）は１次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、（ｂ）は１次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、（ｃ）は２次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施例によるＤＣＤＣコンバータの降圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、（ａ）は１次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、（ｂ）は１次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、（ｃ）は２次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。
【図９】チョッパ回路を用いた従来のハイブリッド電気自動車用ＤＣＤＣコンバータを示す回路図である。
【図１０】従来の双方向型のＤＣＤＣコンバータにおける変換器容量と伝送電力との関係を説明する図である。
【図１１】従来の双方向型のＤＣＤＣコンバータを用いて直列コンバータを構成した場合における変換器容量と伝送電力との関係を説明する図である。
【図１２】非特許文献１に記載された従来のフルブリッジ型双方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータの回路図である。
【図１３】非特許文献３に記載された従来のフライバックコンバータを用いた直列コンバータを示す回路図である。
【図１４】非特許文献３に記載された従来の極性反転チョッパを用いた直列コンバータを示す回路図である。
【図１５】非特許文献４に記載された従来の単方向絶縁型のＤＣＤＣコンバータを用いた直列コンバータを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
図１は、本発明によるＤＣＤＣコンバータを示す図である。本発明によるＤＣＤＣコンバータ１は、１次側直流電圧源Ｖ1および２次側直流電圧源Ｖ2との間に接続され、これら２つの直流電源Ｖ1およびＶ2の各直流電圧間で双方向に電圧変換する。ＤＣＤＣコンバータ１は、１次側電力変換部１１と、２次側電力変換部１２と、高周波変圧器１３と、を備える。
【００２５】
１次側電力変換部１１は、１次側直流電圧源Ｖ1の正極端子および負極端子にそれぞれ接続された一対の第１直流側入出力端子Ｐ１−１およびＰ１−２と、一対の第１交流側入出力端子Ｑ１−１およびＱ１−２と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する。
【００２６】
２次側電力変換部１２は、一対の第２直流側入出力端子Ｐ２−１およびＰ２−２と、一対の第２交流側入出力端子Ｑ２−１およびＱ２−２と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する。一方の第２直流側入出力端子Ｐ２−１は２次側直流電圧源１２の正極端子に接続され、他方の第２直流側入出力端子Ｐ２−２が１次側直流電圧源の正極端子に接続される。
【００２７】
高周波変圧器１３は、各第１交流側入出力端子Ｑ１−１およびＱ１−２にそれぞれ接続された一対の１次側端子Ｒ１−１およびＲ１−２と、各第２交流側入出力端子Ｑ２−１およびＱ２−２にそれぞれ接続された一対の２次側端子Ｒ２−１およびＲ２−２とを有する。
【００２８】
上述の１次側電力変換部１１および２次側電力変換部１２は、以下で説明するフルブリッジ型もしくはハーフブリッジ型の電力変換器で構成される。また、各電力変換器における交流側の電圧のレベル数は、本発明を限定するものではなく、２レベル以上であればいくつであってもよい。以下の実施例では、一例として交流側の電圧が２レベルである変換器について説明する。
【００２９】
図２は、本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータを示す回路図である。本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータ１では、１次側電力変換部１１および２次側電力変換部１２が、以下のようなフルブリッジ型の電力変換器で構成される。
【００３０】
１次側電力変換部１１は、１次側直流電源Ｖ1に並列接続されたコンデンサＣ1と、それぞれがコンデンサＣ1に並列接続された２つのレグ部Ｌ１−１およびＬ１−２と、を備える。各レグ部Ｌ１−１およびＬ１−２は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも１つ有する。本実施例では、交流側の電圧を２レベルとするので、上側アーム部および下側アーム部は、スイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を、それぞれ１組ずつ有する。各レグ部Ｌ１−１およびＬ１−２における上側アーム部と下側アーム部との接続点を、１次側電力変換部１１の第１交流側入出力端子Ｑ１−１およびＱ１−２として用いる。
【００３１】
一方、２次側電力変換部１２は、２次側直流電源Ｖ2の正極端子と１次側直流電圧源Ｖ1の正極端子との間に接続されるコンデンサＣ2と、それぞれがコンデンサＣ2に並列接続された２つのレグ部Ｌ２−１およびＬ２−２と、を備える。各レグ部Ｌ２−１およびＬ２−２は、上述の１次側電力変換部１１と同様、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも１つ有する。本実施例では、交流側の電圧を２レベルとするので、上側アーム部および下側アーム部は、スイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を、それぞれ１組ずつ有する。各レグ部Ｌ２−１およびＬ２−２における上側アーム部と下側アーム部との接続点を、２次側電力変換部１２の第２交流側入出力端子Ｑ２−１およびＱ２−２として用いる。
【００３２】
なお、１次側電力変換部１１および２次側電力変換部１２内のスイッチング素子に対するスイッチングパターンについては、非特許文献１および非特許文献２に示されたフルブリッジ型双方向絶縁型ＤＣＤＣコンバータについてのものと同様でよい。また、上述の各スイッチング素子は、自己消弧形のものであればよく、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｃａｒｂｉｄｅ−Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などでよい。このことは後述する第２の実施例の場合でも同様である。
【００３３】
高周波変圧器１３は、各１次側端子Ｒ１−１およびＲ１−２が１次側電力変換部１１の各第１交流側入出力端子Ｑ１−１およびＱ１−２にそれぞれ接続され、各２次側端子Ｒ２−１およびＲ２−２が２次側電力変換部１２の各第２交流側入出力端子Ｑ２−１およびＱ２−２にそれぞれ接続される。
【００３４】
ここで、本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータ１と、図１を参照して説明した従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００とを比較すると次の通りである。
【００３５】
まず、スイッチング素子の耐圧について検討すると次の通りである。本発明の第１の実施例におけるフルブリッジ型の１次側電力変換部１１では、スイッチング素子の耐圧は、Ｖ1 以上必要であり、フルブリッジ型の２次側電力変換部１２では「Ｖ2−Ｖ1」以上必要である。これに対し、従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００では全てのスイッチング素子についてＶ２以上の耐圧が必要である。このように、本発明の第１の実施例のＤＣＤＣコンバータ１によれば、従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００に比べ、スイッチング素子の耐圧を低くすることができる。一般に低耐圧のスイッチング素子ほどスイッチング周波数を高周波化することができるので、本発明の第１の実施例によれば高周波変圧器１３の駆動周波数を高速化できる。
【００３６】
またに、非特許文献１および２に記載されているように、本発明の第１の実施例のようなフルブリッジ型の双方向絶縁型ＤＣＤＣコンバータではソフトスイッチングが可能であるため、さらなるスイッチング素子の高周波化および低損失化が可能である。したがって、高周波変圧器１３は大幅に小型化可能である。
【００３７】
また、変換器効率について検討すると次の通りである。非特許文献２には、第５世代ＩＧＢＴを用いてフルブリッジ型の双方向絶縁型ＤＣＤＣコンバータを構成した場合、最大９７％の変換器効率が得られることが報告されている。また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｃａｒｂｉｄｅ−Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に置き換えた場合では９９％の効率に達すると予想されている。本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータ１では変換器容量を低減することができるため、さらなる高効率化が可能である。例えば昇圧比が２倍の場合、直列コンバータの容量は伝送電力の１／２であるため、フルブリッジ型の双方向絶縁型ＤＣＤＣコンバータの効率が９７％であれば全体の効率は９９．５％であり、またＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いて直列コンバータの効率を上述のように９９％に達成できれば、本発明の第１の実施例の場合では９９．５％の効率を得ることができる。
【００３８】
また、変換器の体積について検討すると次の通りである。本発明の第１の実施例におけるフルブリッジ型の１次側電力変換部１１と２次側電力変換部１２とは、高周波変圧器１３を介して電気的に絶縁される。高周波変圧器１３の定格電力は、直列コンバータであるＤＣＤＣコンバータ１の変換器容量ＰCと等しいため、伝送電力ＰSよりも小さい。したがって、本発明の第１の実施例における変換器１３は、図９を参照して説明した従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００におけるインダクタＬに比べ、小型化することができる。以下、非特許文献５に記載されたＡｒｅａ  Ｐｒｏｄｕｃｔ（エリア・プロダクト）というパラメータを用いて、本発明の第１の実施例におけるＤＣＤＣコンバータ１における高周波変圧器１３の体積および従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００におけるインダクタＬの体積について定量的に比較検討するが、これに先立ち、エリアプロダクトＡpの概念について説明する。図３は、非特許文献５に記載されたＡｒｅａ  Ｐｒｏｄｕｃｔを説明する図である。図３は変圧器もしくはインダクタのコア３１を概略的に示しており、ここで、コア断面積をＡcore、コアの開口部（窓）の面積をＡwindowとする。非特許文献５に記載されているように、エリアプロダクトＡpは式２のように定義される。
【００３９】
【数２】
2012044801.tif 000004
【００４０】
ＡcoreとＡwindowとは直交しているので、エリアプロダクトＡpは一意に定まり、変圧器もしくはインダクタの体積を評価可能である。エリアプロダクトＡpと変圧器もしくはインダクタの体積νとの間には式３の関係が成り立つ。
【００４１】
【数３】
2012044801.tif 000005
【００４２】
ここで、Ｋνはコアの形状から決定される定数である。なお、式３においてエリアプロダクトＡpを３／４乗するのは、式２は「面積×面積」すなわち「長さの４乗」を表わしており、式３は体積すなわち「長さの３乗」を表わしているからである。
【００４３】
インダクタの場合、最大蓄積エネルギーをＷとすると、エリアプロダクトＡPLは式４のように得られる。
【００４４】
【数４】
2012044801.tif 000006
【００４５】
ここで、Ｋuは巻線の断面積がコアの開口部（窓）の面積を占める割合である線積率であり、Ｂmはコアの最大磁束密度、Ｊwは巻線の電流密度である。式４からわかるように、インダクタのエリアプロダクトＡPLは蓄積エネルギーＷに比例する。
【００４６】
一方、変圧器の場合、定格電力をＰとすると、エリアプロダクトＡPTは式５のように得られる。
【００４７】
【数５】
2012044801.tif 000007
【００４８】
ここで、ｆSは変圧器の駆動周波数を示す。式５からわかるように、変圧器のエリアプロダクトＡPTは定格電力Ｐに比例する。
【００４９】
上述の２つのエリアプロダクトＡPLおよびＡPTを用いて、本発明の第１の実施例におけるＤＣＤＣコンバータ１における高周波変圧器１３の体積および従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００におけるインダクタＬの体積とを比較する。
【００５０】
従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００について、伝送電力をＰs〔Ｗ〕、１次側直流電圧源の電圧をＶ1〔Ｖ〕、２次側直流電圧源の電圧をＶ2〔Ｖ〕、インダクタ電流平均値をＩL〔Ａ〕、インダクタ電流リプル電流幅をΔＩ〔Ａ〕、スイッチング周波数（インダクタの駆動周波数）をｆL〔Ｈｚ〕とする。従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００のインダクタのインダクタンス値Ｌは、式６のように表わされる。
【００５１】
【数６】
2012044801.tif 000008
【００５２】
ここで、インダクタ電流のリプル率ｒを式７で定義する。
【００５３】
【数７】
2012044801.tif 000009
【００５４】
ただし、連続通流を維持する場合、「０＜ｒ≦１」である。インダクタの最大蓄積エネルギーＷは、式６および式７から式８のように表わされる。
【００５５】
【数８】
2012044801.tif 000010
【００５６】
ここで、１次側直流電圧源の電圧Ｖ1と２次側直流電圧源の電圧Ｖ2との昇圧比ｎを式９のように定義する。
【００５７】
【数９】
2012044801.tif 000011
【００５８】
従来のチョッパ回路における１次側直流電圧源の電圧Ｖ1と２次側直流電圧源の電圧Ｖ2とデューティー比ｄとの関係は式１０で表わされる。
【００５９】
【数１０】
2012044801.tif 000012
【００６０】
式９および式１０より、昇圧比ｎとデューティー比との関係は式１１で表わされる。
【００６１】
【数１１】
2012044801.tif 000013
【００６２】
また、インダクタ電流平均値ＩLは式１２で表わされる。
【００６３】
【数１２】
2012044801.tif 000014
【００６４】
式１１および式１２より、式８は式１３のように変形できる。
【００６５】
【数１３】
2012044801.tif 000015
【００６６】
式１３を式４に代入すると、式１４に示すようなインダクタのエリアプロダクトＡPLが得られる。
【００６７】
【数１４】
2012044801.tif 000016
【００６８】
一方、本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータ１について、高周波変圧器１３のエリアプロダクトＡPTを算出すると次の通りである。高周波変圧器１３の定格電力は直列今コンバータであるＤＣＤＣコンバータ１の変換器容量と等しい。よって、式１および式９から、高周波変圧器の定格電力ＰTは式１５で表わされる。
【００６９】
【数１５】
2012044801.tif 000017
【００７０】
式１５を式５に代入すると、式１６に示すような高周波変圧器１３のエリアプロダクトＡPTが得られる。
【００７１】
【数１６】
2012044801.tif 000018
【００７２】
式１４および式１６から、従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００とインダクタのエリアプロダクトＡPLと本発明の第１の実施例におけるＤＣＤＣコンバータ１における高周波変圧器１３のエリアプロダクトＡPTとの比は、式１７のように表わされる。
【００７３】
【数１７】
2012044801.tif 000019
【００７４】
式３および式１７から、従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００のインダクタの体積νLと本発明の第１の実施例におけるＤＣＤＣコンバータ１における高周波変圧器１３の体積νTとの比は、式１８のように表わされる。
【００７５】
【数１８】
2012044801.tif 000020
【００７６】
式１８は、「０＜ｒ≦１」の範囲においてリプル率ｒに関して単調増加であることを示している。スイッチング周波数を同一（ｆL＝ｆT）とし、リプル率ｒ＝１とした場合、本発明の第１の実施例におけるＤＣＤＣコンバータ１における高周波変圧器１３の体積νTは、従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００のインダクタの体積νLの３５％である。実用上は「ｆL＜ｆT」であり、リプル率ｒ＜１で設計するので、本発明の第１の実施例におけるＤＣＤＣコンバータ１における高周波変圧器１３はさらに小型化することができる。例えば、リプル率ｒ＝０．５とした場合、本発明の第１の実施例におけるＤＣＤＣコンバータ１における高周波変圧器１３の体積νTは、従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００のインダクタの体積νLの３２％となる。このように、本発明の第１の実施例によれば、図９を参照して説明した従来のチョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ１００に比べ、磁性素子（変換器）を小型化することができる。
【００７７】
図４は、本発明の第２の実施例によるＤＣＤＣコンバータを示す回路図である。本発明の第２の実施例によるＤＣＤＣコンバータ１では、１次側電力変換部１１および２次側電力変換部１２が、以下のようなハーフブリッジ型の電力変換器で構成される。
【００７８】
１次側電力変換部１１は、互いに直列接続された２つのコンデンサＣ1-1およびＣ1-2と、これら直列接続された２つのコンデンサＣ1-1およびＣ1-2に並列接続されたレグ部Ｌ１とを備える。互いに直列接続された２つのコンデンサＣ1-1およびＣ1-2は１次側直流電源Ｖ1に並列接続され、２つのコンデンサＣ1-1およびＣ1-2の直列接続点を１次側電力変換部１１の一方の第１交流側入出力端子Ｑ１−２として用いる。レグ部Ｌ１は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも１つ有する。本実施例では、交流側の電圧を２レベルとするので、上側アーム部および下側アーム部は、スイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を、それぞれ１組ずつ有する。レグ部Ｌ１における上側アーム部と下側のアーム部との接続点を１次側電力変換部１１の他方の第１交流側入出力端子Ｑ１−１として用いる。
【００７９】
一方、２次側電力変換部１２は、互いに直列接続された２つのコンデンサＣ2-1およびＣ2-2と、これら直列接続された２つのコンデンサＣ2-1およびＣ2-2に並列接続されたレグ部Ｌ２とを備える。互いに直列接続された２つのコンデンサＣ2-1およびＣ2-2は、２次側直流電源Ｖ2の正極端子と１次側直流電圧源Ｖ1の正極端子との間に接続され、２つのコンデンサＣ2-1およびＣ2-2の直列接続点を２次側電力変換部１２の第２交流側入出力端子Ｑ２−２として用いる。レグ部Ｌ２は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも１つ有する。本実施例では、交流側の電圧を２レベルとするので、上側アーム部および下側アーム部は、スイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を、それぞれ１組ずつ有する。レグ部Ｌ２における上側アーム部と下側のアーム部との接続点を２次側電力変換部１２の第２交流側入出力端子Ｑ２−１として用いる。
【００８０】
高周波変圧器１３は、各１次側端子Ｒ１−１およびＲ１−２が１次側電力変換部１１の各第１交流側入出力端子Ｑ１−１およびＱ１−２にそれぞれ接続され、各２次側端子Ｒ２−１およびＲ２−２が２次側電力変換部１２の各第２交流側入出力端子Ｑ２−１およびＱ２−２にそれぞれ接続される。
【００８１】
本実施例によるハーフブリッジ型のＤＣＤＣコンバータ１では、高周波変圧器１３の定格電力は、第１の実施例によるフルブリッジ型のＤＣＤＣコンバータ１の高周波変圧器１３の定格電力と等しいが、電圧定格は１／２に、電流定格は２倍となる。また、スイッチング素子の個数は、第１の実施例によるフルブリッジ型のＤＣＤＣコンバータ１の場合に比べて１／２で済むが、スイッチング素子の電流定格は２倍必要となる。
【００８２】
次に、本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータ１のシミュレーション結果について説明する。シミュレーションでは、１次側直流電圧源Ｖ1の電圧２５０Ｖ、２次側直流電圧源Ｖ2の電圧を５００Ｖとし、それぞれ定電圧源とした。また、１次側直流電圧源Ｖ1と２次側直流電圧源Ｖ2との間の伝送電力を１００ｋＷとし、高周波変圧器１３のモレインダクタンスを４．３４μＨとした。これは、１次側電力変換器１１と２次側電力変換器１２のブリッジの位相差が３０度の場合にこれら１次側電力変換器１１および２次側電力変換器１２間の伝送電力が５０ｋＷとなる値である。
【００８３】
図５は、本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータの昇圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、（ａ）は１次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、（ｂ）は１次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、（ｃ）は２次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。図６は、本発明の第１の実施例によるＤＣＤＣコンバータの降圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、（ａ）は１次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、（ｂ）は１次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、（ｃ）は２次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。図５（ａ）に示すように、昇圧時では、１次側直流電圧源Ｖ1から流出する電流ｉ1の平均値（すなわち直流成分）は４００Ａ である。したがって、１次側直流電圧源Ｖ1から１００ｋＷ（＝２５０Ｖ×４００Ａ）の電力が流出している。１次側電力変換器１１に流入する電流をｉP、２次側電力変換器１２に流入する電流をｉ1−ｉP、２次側電力変換器１２から流出する電流をｉSとする。図５（ｂ）に示すように、１次側電力変換器１１に流入する電流ｉPの平均値は２００Ａであるため、５０ｋＷ（＝２５０Ｖ×２００Ａ）の電力が流入している。つまり、１次側直流電圧源Ｖ1から供給される電力の１／２がＤＣＤＣコンバータ１を経由している。また、図５（ｃ）に示すように、２次側電力変換器１２から流出する電流をｉSの平均値（すなわち直流成分）は２００Ａ である。一方、図６（ａ）に示すように、降圧時では、１次側直流電圧源Ｖ1から流出する電流ｉ1の平均値（すなわち直流成分）は−４００Ａ である。したがって、図６（ｂ）および（ｃ）に示すように、図５（ｂ）および（ｃ）に示した昇圧時とは逆向きのパワーフローとなっている。
【００８４】
図７は、本発明の第２の実施例によるＤＣＤＣコンバータの昇圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、（ａ）は１次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、（ｂ）は１次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、（ｃ）は２次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。図８は、本発明の第２の実施例によるＤＣＤＣコンバータの降圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、（ａ）は１次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、（ｂ）は１次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、（ｃ）は２次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。図７（ａ）に示すように、昇圧時では、１次側直流電圧源Ｖ1から流出する電流ｉ1の平均値（すなわち直流成分）は４００Ａ である。したがって、第１の実施例の場合と同様、１次側直流電圧源Ｖ1から１００ｋＷ（＝２５０Ｖ×４００Ａ）の電力が流出している。１次側電力変換器１１に流入する電流をｉP、２次側電力変換器１２に流入する電流をｉ1−ｉP、２次側電力変換器１２から流出する電流をｉSとする。図７（ｂ）に示すように、１次側電力変換器１１に流入する電流ｉPの平均値は２００Ａであるため、５０ｋＷ（＝２５０Ｖ×２００Ａ）の電力が流入している。つまり、１次側直流電圧源Ｖ1から供給される電力の１／２がＤＣＤＣコンバータ１を経由している。また、図７（ｃ）に示すように、２次側電力変換器１２から流出する電流をｉSの平均値（すなわち直流成分）は２００Ａ である。一方、図８（ａ）に示すように、降圧時では、１次側直流電圧源Ｖ1から流出する電流ｉ1の平均値（すなわち直流成分）は−４００Ａ である。したがって、図８（ｂ）および（ｃ）に示すように、図７（ｂ）および（ｃ）に示した昇圧時とは逆向きのパワーフローとなっている。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明は、ハイブリッド電気自動車のモータを駆動するインバータドライブに電力を供給するＤＣＤＣコンバータや、太陽電池システムに用いられるＤＣＤＣコンバータなど、単方向、双方向問わず、ＤＣＤＣコンバータに適用することができる。
【符号の説明】
【００８６】
１    ＤＣＤＣコンバータ
１１    １次側電力変換部
１２    ２次側電力変換部
１３    高周波変圧器
Ｌ１、Ｌ１−１、Ｌ１−２、Ｌ２−１、Ｌ２−２    レグ部
Ｐ１−１、Ｐ１−２    第１直流側入出力端子
Ｐ２−１、Ｐ２−２    第２直流側入出力端子
Ｑ１−１、Ｑ１−２    第１交流側入出力端子
Ｑ２−１、Ｑ２−２    第２交流側入出力端子
Ｒ１−１、Ｒ１−２    １次側端子
Ｒ２−１、Ｒ２−２    ２次側端子
Ｖ1    １次側直流電圧源
Ｖ2    ２次側直流電圧源
【図１】
2012044801.tif 000021
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2012044801.tif 000033
【図１４】
2012044801.tif 000034
【図１５】
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