(57)【要約】【課題】ブートコンデンサを、インバータの制御において適切に充電する。【解決手段】インバータ４Ｕの備えるハイアーム側スイッチング素子たるトランジスタ４２の制御は、ハイアーム制御回路３３によって行われる。ハイアーム制御回路３３はブートコンデンサ３２の充電電圧が供給されて動作する。ブートコンデンサ３２の充電は、負荷６を駆動するための通常の動作期間に先立つ前置充電期間において行われる。前置充電期間においてはトランジスタ４２はオフしたままである一方、ローアーム側スイッチング素子たるＩＧＢＴ４１がオン／オフを繰り返す。これにより、通常の動作期間の前に、制御電源回路３０に大きな負担を掛けることなく、制御電源回路３０にブートコンデンサ３２を充電させることができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ローアーム側スイッチング素子（４１）に直列に接続されてインバータ（４Ｕ）に設けられたハイアーム側スイッチング素子（４２）の動作を制御するハイアーム制御回路（３３）に対して動作電源を与えるブートコンデンサ（３２）を電源回路（３０）で充電するブート充電方法であって、
前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、
前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン／オフを繰り返し、
前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）は、前記ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して前記インバータを保護するのに必要な検出最低時間（Ｔwmin）以上である、ブートコンデンサの充電方法。
【請求項２】
前記インバータは、複数の相に対応して前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）の直列接続を複数備え、
前記複数の相に対応して前記ブートコンデンサ（３２）が複数存在し、
前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）は、相同士で排他的に設けられ、
全ての前記期間は、前記ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して前記インバータを保護するのに必要な検出最低時間（Ｔwmin）以上である、請求項１記載のブートコンデンサの充電方法。
【請求項３】
前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）は、前記インバータの負荷（６）のインダクタンス（Ｌ）と、前記ローアーム側スイッチング素子の出力許容電流値（ＩL）との積を前記負荷の線間誘導起電圧（Ｖ２）で除した値未満である、請求項１又は請求項２記載のブートコンデンサの充電方法。
【請求項４】
ローアーム側スイッチング素子（４１）に直列に接続されてインバータ（４Ｕ）に設けられたハイアーム側スイッチング素子（４２）の動作を制御するハイアーム制御回路（３３）に対して動作電源を与えるブートコンデンサ（３２）を電源回路（３０）で充電するブート充電方法であって、
前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、
前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン／オフを繰り返し、
前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）は、前記インバータの負荷（６）のインダクタンス（Ｌ）と、前記ローアーム側スイッチング素子の出力許容電流値（ＩL）との積を前記負荷の線間誘導起電圧（Ｖ２）で除した値未満である、ブートコンデンサの充電方法。
【請求項５】
前記電源回路（３０）との間で前記ブートコンデンサ（３２）には直列にブート抵抗（３６）が接続され、
前記電源回路の出力電圧（Ｖ１）が前記ブートコンデンサに充電すべき電圧（Ｖｂ）の最低値（Ｖｂｍ）以上となる範囲における前記電源回路の出力電流（Ｉ１）の平均値の最大値（Ｉ１Ｍ）と、前記ブート抵抗の抵抗値（Ｒ１）との積を、前記出力電圧で除した値以下の値を前記ローアーム側スイッチング素子の導通デューティ（Ｄ）として設定し、
前記ブート抵抗の抵抗値（Ｒ１）と前記ブートコンデンサの容量値（Ｃ２）との積（τ’）を前記導通デューティで除した値を前記ブートコンデンサの実効的な充電時定数（τ）とし、
前記最低値の前記出力電圧に対する比（Ｖｂｍ／Ｖ１）を１から引いた値の逆数の自然対数に、前記実効的な充電時定数を乗じた値以上の値を、前記前置充電期間の長さ（Ｔ）として採用する、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のブートコンデンサの充電方法。
【請求項６】
ローアーム側スイッチング素子（４１）に直列に接続されてインバータ（４Ｕ）に設けられたハイアーム側スイッチング素子（４２）の動作を制御するハイアーム制御回路（３３）に対して動作電源を与えるブートコンデンサ（３２）をブート抵抗（３６）を介して電源回路（３０）で充電するブート充電方法であって、
前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、
前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン／オフを繰り返し、
前記電源回路の出力電圧（Ｖ１）が前記ブートコンデンサに充電すべき電圧（Ｖｂ）の最低値（Ｖｂｍ）以上となる範囲における前記電源回路の出力電流（Ｉ１）の平均値の最大値（Ｉ１Ｍ）と、前記ブート抵抗の抵抗値（Ｒ１）との積を、前記出力電圧で除した値以下の値を前記ローアーム側スイッチング素子の導通デューティ（Ｄ）として設定し、
前記ブート抵抗の抵抗値（Ｒ１）と前記ブートコンデンサの容量値（Ｃ２）との積（τ’）を前記導通デューティで除した値を前記ブートコンデンサの実効的な充電時定数（τ）とし、
前記最低値の前記出力電圧に対する比（Ｖｂｍ／Ｖ１）を１から引いた値の逆数の自然対数に、前記実効的な充電時定数を乗じた値以上の値を、前記前置充電期間の長さ（Ｔ）として採用する、ブートコンデンサの充電方法。
【請求項７】
前記インバータは、複数の相に対応して前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）の直列接続を複数備え、
前記複数の相に対応して前記ブートコンデンサ（３２）が複数存在し、
前記複数のブートコンデンサに対応する前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）が相同士で互いに排他的に設けられる、請求項４乃至請求項６のいずれか一つに記載のブートコンデンサの充電方法。
【請求項８】
前記前置充電期間と前記通常動作期間との間に、前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）のいずれもがオフする休止期間を設ける、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載のブートコンデンサの充電方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、相互に直列に接続されたローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子を備えたインバータの制御技術に関する。特に当該インバータを制御する回路に動作電源を与えるブートコンデンサを充電するブート充電技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータは、出力線を介して相互に直列に接続されたローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子を備える。このインバータを制御する技術には、ハイアーム側スイッチング素子を駆動するためにブートコンデンサを用いるものがある。出力線に対して高電位を生成してハイアーム側スイッチング素子を制御する回路（以下「ハイアーム制御回路」と称す）の電源を得るために、出力線に一端が接続されたブートコンデンサを充電する。このブートコンデンサが充電された状態で、ハイアーム制御回路が正常に動作する。ブートコンデンサの充電は直流電源を用いて行われる。
【０００３】
インバータを制御する初期ではブートコンデンサを充電するのに大きな電流が流れるので、直流電源の出力電圧が低下する場合がある。その場合にはブートコンデンサの充電が遅れ、インバータを制御する初期においてハイアーム制御回路が正常に動作しない期間が長引いてしまう。これに起因してローアーム側スイッチング素子の損失が増大する現象が発生し得る。
【０００４】
下掲の特許文献１には、充電区間をインバータの負荷たるモータの回転区間に先だって設け、相毎に時間をずらせてローアーム側スイッチング素子のみを導通させる技術が開示されている。このような技術は上述の現象を回避する観点で好適である。
【０００５】
なお、他に本願に関連するものとして非特許文献１を挙げる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平１１−３１３４９６号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】「インテリジェントＧＴＲモジュールアプリケーションノート」株式会社東芝半導体事業本部半導体営業統括部、１９９７年３月、第３８〜４０頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、単に時間をずらせてローアーム側スイッチング素子のみを導通させても、これが導通するデューティ（以下、単に「導通デューティ」と称す）が小さければ、直流電源からの充電電流を大きくしなければブートコンデンサを十分に充電できない。しかしながらローアーム側スイッチング素子の損失を増大させず、あるいは直流電源の出力電圧を低下させないためには直流電源からの充電電流は小さくしなければならない。よって本願はローアーム側スイッチング素子の導通デューティに鑑みて、ブートコンデンサを充電する期間の長さを適切に設定し、以てローアーム側スイッチング素子の損失や直流電源の出力電圧の低下を回避することを目的とする。
【０００９】
またハイアーム側スイッチング素子に短絡故障が発生していた場合、かかる短絡故障を、インバータにおいてローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間に先だって検出することが望ましい。よって本願はブートコンデンサの充電中に、当該短絡故障を検出することを目的とする。
【００１０】
また、インバータの負荷がモータのように誘導性負荷であったとき、その誘導起電力による誘起電圧がインバータに回生する場合がある。インバータの動作を一旦停止してから、これを再起動すべくブートコンデンサを充電するとき、ローアーム側スイッチング素子が導通していることにより、誘起電圧によってローアーム側スイッチング素子に多大な電流が流れる場合が想定される。よって本願は当該ローアーム側スイッチング素子を保護することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法は、ローアーム側スイッチング素子（４１）に直列に接続されてインバータ（４Ｕ）に設けられたハイアーム側スイッチング素子（４２）の動作を制御するハイアーム制御回路（３３）に対して動作電源を与えるブートコンデンサ（３２）を電源回路（３０）で充電するブート充電方法である。
【００１２】
そしてその第１の態様は、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン／オフを繰り返し、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）は、前記ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して前記インバータを保護するのに必要な検出最低時間（Ｔwmin）以上である。
【００１３】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記インバータは、複数の相に対応して前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）の直列接続を複数備え、前記複数の相に対応して前記ブートコンデンサ（３２）が複数存在する。そして前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）は、相同士で排他的に設けられ、全ての前記期間は、前記ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して前記インバータを保護するのに必要な検出最低時間（Ｔwmin）以上である。
【００１４】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第３の態様は、その第１の態様又はその第２の態様であって、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）は、前記インバータの負荷（６）のインダクタンス（Ｌ）と、前記ローアーム側スイッチング素子の出力許容電流値（ＩL）との積を前記負荷の線間誘導起電圧（Ｖ２）で除した値未満である。
【００１５】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第４の態様は、前記ブート充電方法であって、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン／オフを繰り返し、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）は、前記インバータの負荷（６）のインダクタンス（Ｌ）と、前記ローアーム側スイッチング素子の出力許容電流値（ＩL）との積を前記負荷の線間誘導起電圧（Ｖ２）で除した値未満である。
【００１６】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第５の態様は、その第１乃至第４の態様のいずれかであって、前記電源回路（３０）との間で前記ブートコンデンサ（３２）には直列にブート抵抗（３６）が接続される。そして、前記電源回路の出力電圧（Ｖ１）が前記ブートコンデンサに充電すべき電圧（Ｖｂ）の最低値（Ｖｂｍ）以上となる範囲における前記電源回路の出力電流（Ｉ１）の平均値の最大値（Ｉ１Ｍ）と、前記ブート抵抗の抵抗値（Ｒ１）との積を、前記出力電圧で除した値以下の値を前記ローアーム側スイッチング素子の導通デューティ（Ｄ）として設定し、前記ブート抵抗の抵抗値（Ｒ１）と前記ブートコンデンサの容量値（Ｃ２）との積（τ’）を前記導通デューティで除した値を前記ブートコンデンサの実効的な充電時定数（τ）とし、前記最低値の前記出力電圧に対する比（Ｖｂｍ／Ｖ１）を１から引いた値の逆数の自然対数に、前記実効的な充電時定数を乗じた値以上の値を、前記前置充電期間の長さ（Ｔ）として採用する。
【００１７】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第６の態様は、前記ブート充電方法であって、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン／オフを繰り返し、前記電源回路の出力電圧（Ｖ１）が前記ブートコンデンサに充電すべき電圧（Ｖｂ）の最低値（Ｖｂｍ）以上となる範囲における前記電源回路の出力電流（Ｉ１）の平均値の最大値（Ｉ１Ｍ）と、前記ブート抵抗の抵抗値（Ｒ１）との積を、前記出力電圧で除した値以下の値を前記ローアーム側スイッチング素子の導通デューティ（Ｄ）として設定し、前記ブート抵抗の抵抗値（Ｒ１）と前記ブートコンデンサの容量値（Ｃ２）との積（τ’）を前記導通デューティで除した値を前記ブートコンデンサの実効的な充電時定数（τ）とし、前記最低値の前記出力電圧に対する比（Ｖｂｍ／Ｖ１）を１から引いた値の逆数の自然対数に、前記実効的な充電時定数を乗じた値以上の値を、前記前置充電期間の長さ（Ｔ）として採用する。
【００１８】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第７の態様は、その第４乃至第６の態様のいずれかであって、前記インバータは、複数の相に対応して前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）の直列接続を複数備え、前記複数の相に対応して前記ブートコンデンサ（３２）が複数存在する。そして前記複数のブートコンデンサに対応する前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間（ＴON）が相同士で互いに排他的に設けられる。
【００１９】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第８の態様は、その第１乃至第７の態様のいずれかであって、前記前置充電期間と前記通常動作期間との間に、前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）のいずれもがオフする休止期間を設ける。
【発明の効果】
【００２０】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第１の態様によれば、通常運転を開始する前のブートコンデンサの充電中においても、ハイアーム側スイッチング素子の短絡故障が検出できる。
【００２１】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第２の態様によれば、電源回路からの出力電流を抑制し、その出力電圧の低下を回避し易い。負荷が誘導性である場合にも、短絡電流の検出を容易にし、ハイアーム側スイッチング素子の短絡故障の検出を正確にする。
【００２２】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第３、第４の態様によれば、負荷の駆動停止後に直ちに再起動する場合、負荷の線間誘起電圧に基づいて流れる電流からインバータを保護することができる。
【００２３】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第５、第６の態様によれば、ローアーム側スイッチング素子の損失や直流電源の出力電圧の低下を回避する。
【００２４】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第７の態様によれば、電源回路からの出力電流を抑制し、その出力電圧の低下を回避し易い。
【００２５】
この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第８の態様によれば、ローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオンすることを防止し、インバータに多大な電流が流れることを回避する。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施の形態を適用することができる、インバータ制御による負荷の運転に用いられる構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態にかかるスイッチング素子のスイッチングを示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施の形態にかかるブートコンデンサの充電を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態にかかるスイッチング素子のスイッチングを示すタイミングチャートである。
【図５】本発明の実施の形態にかかるスイッチング素子のスイッチングを示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
図１は、インバータ制御を用いて負荷を駆動する装置の構成を例示する回路図である。当該構成において下記の各実施の形態を適用することができる。交流電源１は単相で示されているが多相であってもよい。ダイオードブリッジ２は交流電源１を全波整流し、その高電位端（図中「＋」と付記）と低電位端（図中「−」と付記）との間に直流電圧を出力する。
【００２８】
ダイオードブリッジ２の高電位端と低電位端との間には相互に並列にインテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗが接続されている。インテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗはそれぞれ出力線７Ｕ，７Ｖ，７Ｗを備えており、これらは三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の負荷６に接続されている。もちろん、負荷６の相数に応じてインテリジェントパワー回路の数を適宜に増減することができる。ここではインテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５ＷはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して動作する。
【００２９】
図１ではインテリジェントパワー回路５Ｕについてのみその内部が開示されているが、インテリジェントパワー回路５Ｖ，５Ｗについてもこれと同様に構成されている。インテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは、例えばインテリジェントパワーデバイスとしてモジュール化される場合がある。
【００３０】
インテリジェントパワー回路５Ｕは、インバータ４Ｕと、インバータ４Ｕの動作を制御するインバータ制御回路３Ｕとを備える。インバータ４Ｕはローアーム側スイッチング素子である絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下の実施の形態においては「ＩＧＢＴ」と称す）４１と、ハイアーム側スイッチング素子であるＮＰＮ型トランジスタ４２（以下の実施の形態においては単に「トランジスタ」と称す）と、フリーホイールダイオード４３，４４を備えている。ＩＧＢＴ４１のコレクタとフリーホイールダイオード４３のカソードとが、ＩＧＢＴ４１のエミッタとフリーホイールダイオード４３のアノードとが、トランジスタ４２のコレクタとフリーホイールダイオード４４のカソードとが、トランジスタ４２のエミッタとフリーホイールダイオード４４のアノードとが、それぞれ接続されている。そしてＩＧＢＴ４１、トランジスタ４２は出力線７Ｕを介してダイオードブリッジ２の高電位端と低電位端との間で相互に直列に接続されている。より詳細には、ＩＧＢＴ４１のコレクタ及びトランジスタ４２のエミッタが共通に出力線７Ｕに接続されている。ＩＧＢＴ４１、トランジスタ４２ではコレクタ側からエミッタ側へと電流が流れる。
【００３１】
インバータ制御回路３Ｕには、制御電源回路３０及びこれに並列に接続された平滑コンデンサ３１から、直流電圧Ｖ１、直流電流Ｉ１が供給される。制御電源回路３０は高電位端（図中「＋」と付記）と低電位端（図中「−」と付記）とを備える。図示を省略するが、インテリジェントパワー回路５Ｖ，５Ｗにおいてインバータ制御回路３Ｕに対応して設けられたインバータ制御回路に対しても、制御電源回路３０の高電位端と低電位端が接続される。
【００３２】
インバータ制御回路３Ｕはハイアーム制御回路３３及びこれの動作電源を与えるブートコンデンサ３２を備えている。ハイアーム制御回路３３はトランジスタ４２のベースに制御信号を与える。なお、ＩＧＢＴ４１のゲートに制御信号を与えるローアーム制御回路３４もインバータ制御回路３Ｕに備えられている。但しその動作電源については本発明と関係が薄いので、省いている。
【００３３】
ブートコンデンサ３２は出力線７Ｕにその一端が接続されており、その他端はブート抵抗３６とダイオード３５との直列接続を介して制御電源回路３０の高電位端に接続されている。ダイオード３５のアノード及びカソードは、それぞれ制御電源回路３０の高電位端側、ブートコンデンサ３２側に接続されている。図１ではダイオード３５のアノードはブート抵抗３６を介して制御電源回路３０の高電位端に接続される態様が示されているが、ブート抵抗３６とダイオード３５との直列接続の順序を入れ替えてもよい。
【００３４】
制御電源回路３０の低電位端と、インテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗとの間には電流検出器８が介在して設けられている。電流検出器８はインテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗに流れる電流の値の総和を検出し、その総和についての情報をインバータ制御信号生成回路９へ伝達する。
【００３５】
インバータ制御信号生成回路９は、インテリジェントパワー回路５Ｕについて言えば、ＩＧＢＴ４１のゲート、トランジスタ４２のベースに与える制御信号の元になる原制御信号を生成し、ハイアーム制御回路３３やローアーム制御回路３４に出力する。他のインテリジェントパワー回路５Ｖ，５Ｗについても同様である。
【００３６】
このような構成において、トランジスタ４２のエミッタは出力線７Ｕに接続されているので、ハイアーム制御回路３３は出力線７Ｕを基準とした電源を必要とする。一方、出力線７Ｕにはインバータ４Ｕの動作時にはトランジスタ４２によってダイオードブリッジ２の高電位端の電圧が伝達される期間が存在するので、トランジスタ４２のベースに与えるべき制御信号としては、ダイオードブリッジ２の高電位端の電圧よりも高い電圧を与える必要がある。そこでハイアーム制御回路３３へと出力線７Ｕの電位に対して高電位を供給するために、ＩＧＢＴ４１をオンすることにより、ＩＧＢＴ４１を介してブートコンデンサ３２を制御電源回路３０を用いて充電する。
【００３７】
出力線７Ｕの電位はインバータ４Ｕの動作時にはダイオードブリッジ２の高電位端もしくは低電位端のいずれかの電位となる。しかしダイオード３５により、ブートコンデンサ３２に充電された電荷が制御電源回路３０へと放電されることはない。
【００３８】
第１の実施の形態．
ブートコンデンサ３２の充電の際に制御電源回路３０の出力する直流電圧Ｖ１を低下させないためには、ブート抵抗３６の抵抗値Ｒ１を増加させることも考えられる。しかしその場合にはブートコンデンサ３２を充電する時定数が大きくなり、インバータ制御回路３Ｕが正常動作を行うために必要な電圧をブートコンデンサ３２に充電するまでの時間が長くなってしまう。また、平滑コンデンサ３１の容量値Ｃ１を大きくすると、却って直流電圧Ｖ１の変動が大きくなり、また平滑コンデンサ３１の寸法が大きくなるという問題もある。
【００３９】
本実施の形態では、インバータ４ＵにおいてＩＧＢＴ４１、トランジスタ４２が、負荷６の駆動、例えば負荷がモータであった場合にはその回転のためのスイッチング（本発明で「通常のスイッチング」と称す）を行う通常動作期間よりも前に、ブートコンデンサ３２を充電するための前置充電期間を設ける。前置充電期間においては、トランジスタ４２を常にオフし、ＩＧＢＴ４１を介して制御電源回路３０によってブートコンデンサ３２を充電する。
【００４０】
トランジスタ４２は（故障している場合を除き）ハイアーム制御回路３３が正常に動作しない限りオフしたままである（ノーマリオフ）。一方、ＩＧＢＴ４１はそのエミッタが、電流検出器８を介してはいるものの、ダイオードブリッジ２の低電位端に接続されているので、ローアーム制御回路３４を動作させるためにブートコンデンサを用いる必要はない。よって前置充電期間においてはその初期からＩＧＢＴ４１のスイッチングを任意に制御することができる。つまり前置充電期間においては、ハイアーム制御回路３３が正常に動作しない状態でも、上記充電を行うことができる。
【００４１】
通常動作期間よりも前に、前置充電期間においてブートコンデンサを充電するので、通常動作期間の当初からインバータ制御回路３Ｕを正常に動作させることが容易である。また前置充電期間において、トランジスタ４２が（故障している場合を除き）常にオフしているので、負荷６が動作することなくブートコンデンサ３２を充電することができる。
【００４２】
通常動作期間では負荷６の駆動のための通常のスイッチングが行われる。なお、前置充電期間と通常動作期間との間において図示される休止期間は省略することもできる。しかし、前置充電期間の最後においてＩＧＢＴ４１がオンして通常動作期間の最初においてトランジスタ４２がオンする場合には、両時期の境界にマージンを取らないと、インバータ４Ｕに多大な電流が流れて破壊される可能性もある。よって、前置充電期間と通常動作期間との間には、ＩＧＢＴ４１、トランジスタ４２のいずれもがオフする休止期間を設けることが望ましい。
【００４３】
図２はＩＧＢＴ４１、トランジスタ４２のスイッチングを例示するグラフである。前置充電期間において、トランジスタ４２はオフのままである一方、ＩＧＢＴ４１はオン／オフを繰り返す。ＩＧＢＴ４１がオンするオン期間ＴONにおいて制御電源回路３０からブートコンデンサ３２に電流が供給される。よって制御電源回路３０から流れる電流を低く抑えてブートコンデンサ３２を充電することができ、制御電源回路３０に負担を掛けにくく、またＩＧＢＴ４１の破壊を防ぎ易い。制御電源回路３０の負担を軽減する点については第２の実施の形態で詳述する。
【００４４】
負荷６が誘導性である場合、例えばブラシレスＤＣモータでは、インテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗから負荷へと電力を供給しなくても回転状態にあって、線間誘導起電圧を発生させる。このような負荷６を採用してインテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗから負荷への電力供給を停止し、再度電力供給を開始する場合を考える。この場合、ブートコンデンサ３２を充電すべくＩＧＢＴ４１をオンすると、出力線７Ｕ，７Ｖ（あるいは出力線７Ｕ，７Ｗ）の間に生じた線間誘導起電圧によって、フリーホイールダイオード４３に相当してインテリジェントパワー回路５Ｗに備えられたフリーホイールダイオードを介してＩＧＢＴ４１に多大な電流が流れ易い。よってこのように線間誘導起電圧が発生している時点でのブートコンデンサの充電に伴う過電流から、インバータ４Ｕを保護することが望ましい。
【００４５】
ＩＧＢＴ４１に流れる電流は、負荷６のインダクタンスＬと線間誘導起電圧Ｖ２とを用いて、時間に対してほぼ増加率Ｖ２／Ｌで増加する。よってオン期間ＴONを用いると、当該電流はオン期間ＴONの終期においてＴON・Ｖ２／Ｌに達する。この値がＩＧＢＴ４１の許容電流値ＩLよりも小さいことが望ましいので、ＴON＜（Ｌ・ＩL）／Ｖ２を満足することが望ましい。このようにして、誘起電圧によってローアーム側スイッチング素子に多大な電流が流れることを回避し、以て当該ローアーム側スイッチング素子を保護できる。
【００４６】
なお、許容電流値ＩLは、例えばスイッチング素子の最大定格電流値や、スイッチング素子の温度上昇値から求まる最大許容電流値などに相当する。そしてその設定の際には、安全率を見た設計マージンを設ける場合もある。
【００４７】
第２の実施の形態．
ＩＧＢＴ４１がオンすると、制御電源回路３０の高電位端と低電位端との間にはブートコンデンサ３２とブート抵抗３６とが直列に接続される。よってブートコンデンサ３２の充電は、その容量値Ｃ２と、ブート抵抗３６の抵抗値Ｒ１との積Ｒ１・Ｃ２を時定数τ’として行われる。制御電源回路３０が電圧Ｖ１を出力する前置充電期間においてＩＧＢＴ４１がオフしている際のブートコンデンサ３２の放電を無視すると、ブートコンデンサ３２の両端電圧ＶｂはＶ１（１−ｅｘｐ［−Ｔ’／τ’］）で求められる。但しＴ’はオン期間ＴONの前置充電期間の開始からの積算時間であり、記号ｅｘｐ［Ａ］は自然対数の底（ネイピア数）のＡ乗を表す。
【００４８】
ハイアーム制御回路３３が正常に動作するためにブートコンデンサ３２の両端電圧Ｖｂに要求される電圧の最低値Ｖｂｍを導入すれば、上式から、ブートコンデンサ３２に充電電流が流れる積算時間Ｔ’は−τ’・ｌｎ［（Ｖ１−Ｖｂｍ）／Ｖ１］以上必要となることが分かる。但し記号ｌｎ［Ｂ］はＢの自然対数を示す。
【００４９】
ブートコンデンサ３２の充電においてブートコンデンサ３２に流れ得る電流の最大値はＶ１／Ｒ１となる。一方、制御電源回路３０の出力する直流電流Ｉ１の平均値は上限値Ｉ１Ｍ以下とすることが望ましい。ここで上限値Ｉ１Ｍは、直流電流Ｉ１が増加することで直流電圧Ｖ１が低下しても、ブートコンデンサ３２を充電することができる範囲で流し得る（即ちＶ１≧Ｖｂｍとなる）直流電流Ｉ１の平均値の最大値である。
【００５０】
上限値Ｉ１ＭがＶ１／Ｒ１よりも小さければ、前置充電期間においてＩＧＢＴ４１がオフする期間を定める必要がある。換言すればＩＧＢＴ４１の導通デューティＤ（これはＩＧＢＴ４１のオン／オフ周期に対するオン期間ＴONの比であり、またオン期間の前置充電期間における総和の、前置充電期間に対する比でもある）の最大値を定める必要がある。さもないと、制御電源回路３０に多大な電流負荷が掛かり、オン期間ＴONにおいてブートコンデンサ３２の充電に必要な電流が制御電源回路３０から得られず、あるいは出力電圧Ｖ１が低下する可能性があるからである。直流電流Ｉ１の平均値の最大値は導通デューティＤを導入してＤ・（Ｖ１／Ｒ１）で求められ、これが上限値Ｉ１Ｍより小さいことが望ましいのであるから、導通デューティＤの最大値はＩ１Ｍ／（Ｖ１／Ｒ１）で求められる。
【００５１】
図３は時間ｔの経過による電流Ｉ１の平均値Ｉ０及びブートコンデンサ３２の両端電圧Ｖｂの振る舞いを示すグラフである。時間ｔは、ＩＧＢＴ４１がオンする時刻を基準値０に採っている。
【００５２】
曲線Ｌ０，Ｌ１はそれぞれコンデンサ３２の両端電圧Ｖｂ及び平均値Ｉ０を示し、いずれも上限値Ｉ１Ｍが値（Ｖ１／Ｒ１）よりも大きい場合である。この場合、Ｉ１Ｍ／（Ｖ１／Ｒ１）＞１≧Ｄであるので、Ｄ＝１としても制御電源回路３０の負担が過大とならず、よって直流電圧Ｖ１が最低値Ｖｂｍ以下になる可能性も低い。よって本実施の形態を適用することなくブートコンデンサ３２を適切に充電することができる。曲線Ｌ０，Ｌ１はＤ＝１の場合に相当し、両端電圧Ｖｂは時間の経過と共に上昇して積算時間Ｔ’において最低値Ｖｂｍに到達し、更に上昇して出力電圧Ｖ１（＞Ｖｂｍ）に至る。平均値Ｉ０（ここではＤ＝１であるので平均値Ｉ０は直流電流Ｉ１と理想的には一致する）は時間の経過と共に値（Ｖ１／Ｒ１）から低下する。
【００５３】
曲線Ｌ２，Ｌ３はそれぞれ両端電圧Ｖｂ及び平均値Ｉ０を示し、いずれも上限値Ｉ１Ｍが値（Ｖ１／Ｒ１）よりも小さい場合である。この場合、上述のようにＩ１Ｍ／（Ｖ１／Ｒ１）≧Ｄとなるように導通デューティＤを設定することが望ましい。時間の経過と共に平均値Ｉ０はＤ・（Ｖ１／Ｒ１）から低下し、両端電圧ＶｃはＴ’／Ｄにおいて最低値Ｖｂｍに到達し、更に上昇して出力電圧Ｖ１に至る。
【００５４】
よって、前置充電期間の長さＴはＴ’／Ｄ以上必要であり、即ちτ・ｌｎ［（１−Ｖｂｍ／Ｖ１）-1］以上必要である。ここで実効的な充電時定数τ＝τ’／Ｄを採用した。具体的には長さＴの最小値は下記のようにして求められる。
【００５５】
導通デューティＤを制御電源回路３０の出力電圧Ｖ１とブート抵抗３６の抵抗値Ｒ１との積を電流Ｉ１の上限値Ｉ１Ｍで除した値以下に設定する。そして実効的な充電時定数τとして、ブートコンデンサ３２の容量値Ｃ２と抵抗値Ｒ１との積Ｒ１・Ｃ２を、上記のように設定された導通デューティＤで除した値を求める。そしてブートコンデンサ３２に充電すべき電圧Ｖｂの最低値Ｖｂｍの、制御電源回路３０の出力電圧Ｖ１に対する比（Ｖｂｍ／Ｖ１）を、１から引いて値（１−Ｖｂｍ／Ｖ１）を求める。その逆数（１−Ｖｂｍ／Ｖ１）-1の自然対数に、実効的な充電時定数τを乗じて、前置充電期間の長さＴの最小値が求められる。即ち当該長さＴはその最小値以上であればよい。
【００５６】
このようにしてローアーム側スイッチング素子の導通デューティＤに鑑みて、ブートコンデンサ３２を充電する期間の長さを適切に設定し、以てローアーム側スイッチング素子の損失や、直流電源たる制御電源回路３０の出力電圧Ｖ１の低下を回避することができる。
【００５７】
例えば、制御電源回路３０の出力する直流電圧Ｖ１が１５ボルトであり、上限値Ｉ１Ｍが０．１アンペアである場合を想定する。ブート抵抗３６の抵抗値Ｒ１が１５オーム、ブートコンデンサ３２の容量値Ｃ２が１０マイクロファラッドとすると、導通デューティＤの最大値は０．１、充電時定数τ’は１．５×１０-4（秒）となる。よって充電時定数τの最小値は１．５ミリ秒である。ブートコンデンサ３２を１４ボルトまで充電した場合には前置充電期間の長さＴの最小値は充電時定数τの−ｌｎ（１−１４／１５）倍となり、４．０６ミリ秒となる。つまり電流Ｉ１の平均値を上限値Ｉ１Ｍ以下とする限りにおいて、前置充電期間の長さＴは４．０６ミリ秒以上に設定することが望ましい。
【００５８】
なお、長さＴが最小となるのは、導通デューティＤが最大値Ｉ１Ｍ／（Ｖ１／Ｒ１）を採るときであるので、このときにはτ＝τ’／Ｄ＝Ｒ１・Ｃ２／（Ｉ１Ｍ・Ｒ１／Ｖ１）＝Ｖ１・Ｃ２／Ｉ１Ｍとなり、実効的な充電時定数τの最小値はブート抵抗３６の抵抗値Ｒ１には依存しない。
【００５９】
またここでは簡単のため、充電時のダイオード３５による電圧降下はないものとして説明を行なったが、実際には充電電流が流れることによる電圧降下Ｖｆが発生する。よって上式においてＶ１を（Ｖ１−Ｖｆ）へ置換することで、より正確な値を求めることができる。
【００６０】
第３の実施の形態．
インテリジェントパワー回路５ＵにおけるＩＧＢＴ４１、トランジスタ４２の上述の動作は、他のインテリジェントパワー回路５Ｖ，５Ｗにおいても採用することができる。但し、異なる相に対応して設けられた、即ちインテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２、及びこれに相当してインテリジェントパワー回路５Ｖ，５Ｗに設けられるブートコンデンサに関しては、前置充電期間が排他的であることが望ましい。
【００６１】
既述のように、制御電源回路３０はインテリジェントパワー回路５Ｕのみならず、インテリジェントパワー回路５Ｖ，５Ｗにも接続されている。そしてこれらの備えるブートコンデンサの充電電流を供給するので、相毎に前置充電期間を排他的にすることにより、制御電源回路３０の出力する直流電流Ｉ１を抑制し、出力する直流電圧Ｖ１の低下を回避し易い。
【００６２】
図４はインテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗにおけるローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子のスイッチングを例示するグラフである。インテリジェントパワー回路５Ｕのローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子はそれぞれＩＧＢＴ４１、トランジスタ４２に相当する。
【００６３】
インテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗについての前置充電期間ＴＵ，ＴＶ，ＴＷをそれぞれ排他的に設けることにより、直流電圧Ｖ１の低下を回避しつつ、それぞれに設けられたブートコンデンサを通常動作期間前に充電する。よって通常動作期間の当初からインバータ制御回路３Ｕを正常に動作させることが容易である。
【００６４】
なお、前置充電期間ＴＶ，ＴＷはインテリジェントパワー回路５Ｕにとっての休止期間であると把握することもできるし、前置充電期間ＴＷはインテリジェントパワー回路５Ｖにとっての休止期間であると把握することもできる。
【００６５】
なお、第２の実施の形態で説明したように、また図４でも図示されるように、導通デューティＤが設定され、オン期間ＴONが前置充電期間よりも小さく、ローアーム側スイッチング素子が前置充電期間中で離散的にパルス状に導通する場合がある。この場合、必ずしも前置充電期間ＴＵ，ＴＶ，ＴＷを排他的に配置する必要はなく、ローアーム側スイッチング素子のオン期間が相同士で互いに排他的に設けられれば、直流電圧Ｖ１の低下を回避しつつ、それぞれに設けられたブートコンデンサを通常動作期間前に充電できる。
【００６６】
図５は、インテリジェントパワー回路５Ｕのローアーム側スイッチング素子（ＩＧＢＴ４１）がオンする一対のタイミングの間において、インテリジェントパワー回路５Ｖのローアーム側スイッチング素子やインテリジェントパワー回路５Ｗのローアーム側スイッチング素子がそれぞれ一回ずつパルス状にオンする場合が例示される。
【００６７】
もちろん、インテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗのそれぞれの特性の相違に基づいて、相毎にオン期間ＴONの長さを設定することができる。また例えばインテリジェントパワー回路５Ｕのローアーム側スイッチング素子（ＩＧＢＴ４１）がオンする一対のタイミングの間において、インテリジェントパワー回路５Ｖのローアーム側スイッチング素子やインテリジェントパワー回路５Ｗのローアーム側スイッチング素子が複数回パルス状にオンしてもよい。
【００６８】
第４の実施の形態．
上述の説明ではトランジスタ４２が故障している場合を除いて説明したが、トランジスタ４２が故障している場合、特に短絡故障が発生している場合には、ＩＧＢＴ４１がオンすることでダイオードブリッジ２の出力側が短絡し、短絡電流が流れる。あるいは、インテリジェントパワー回路５Ｖのハイアーム側スイッチング素子（インバータ４Ｕのトランジスタ４２に相当）に短絡故障が発生している場合、ＩＧＢＴ４１がオンすることで負荷６を介して過電流が流れる。
【００６９】
短絡電流や過電流からインバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗを保護するため、電流検出器８で検出された電流（以下「検出電流」と称す）についての情報（以下、簡単のため「検出電流」として表現する）が、インバータ制御信号生成回路９へ伝達される。インバータ制御信号生成回路９は、検出電流が所定値よりも大きいか否かを検出する。検出電流はインバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗに流れる電流の総和であるので、インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗのいずれに（あるいは二つ以上に跨って）大きな電流が流れる事象が発生しても、インバータ制御信号生成回路９は当該事象の発生を検出することができる。
【００７０】
インバータ制御信号生成回路９は、検出電流が所定値よりも大きい期間が、ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して所定時間Ｔwminよりも長いと判断される場合には、例えば、全てのトランジスタをオフにする原制御信号を出力する。これにより、過電流や短絡電流からインバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗを保護することができる。
【００７１】
ここでスイッチング素子の保護に必要な検出最低時間Ｔwminは、電流検出器８に設けられるノイズ除去用フィルタの遅れ時間や、検出遅れ時間により決定される。更には、スイッチング素子にはスイッチング遅れ時間があり、スイッチング素子がオンしてもすぐには電流が増加しない。よって実際に検出電流が所定値よりも大きいことを検出するためには、ローアーム側スイッチング素子のオン時間ＴONは、そのスイッチング遅れも含めて設定されることが望ましい。更には、ローアーム側スイッチング素子をオンさせるためにローアーム制御回路３４に入力する原制御信号は、ローアーム制御回路３４での信号遅れも考慮してオン期間を設定することが望ましい。
【００７２】
よって、前置充電期間においても、ローアーム側スイッチング素子（インバータ４ＵのＩＧＢＴ４１）がオンするオン期間ＴONを、所定時間Ｔwmin以上（例えば１μｓ以上）に設定することにより、前置充電期間というブートコンデンサの充電中に、ハイアーム側スイッチング素子の短絡故障を検出できる。
【００７３】
但し、過電流や短絡電流によるローアーム側スイッチング素子の損傷を防ぐため、過電流や短絡電流の発生時に全てのトランジスタをオフにする処理は、通常動作期間のみならず前置充電期間においても実行されることが望ましい。
【００７４】
過電流の検出と短絡電流の検出とで、当該所定値及び所定時間を異ならせることができる。例えば過電流の検出に用いる所定値（以下「過電流閾値」と称す）を、短絡電流の検出に用いる所定値（以下「短絡電流閾値」と称す）よりも小さくすることができる。この場合、図４に示されるようにインテリジェントパワー回路５Ｕ，５Ｖ，５Ｗについての前置充電期間ＴＵ，ＴＶ，ＴＷをそれぞれ排他的に設ければ、あるいは図５に示されるように相同士でオン期間ＴONを排他的に設ければ、いずれのインバータにおいてハイアーム側スイッチング素子に短絡が発生したかを判断することが容易となる。
【００７５】
例えばインバータ４Ｖ，４Ｗのいずれのハイアーム側スイッチング素子にも短絡故障が発生し、インバータ４Ｕのハイアーム側スイッチング素子（トランジスタ４２）には短絡故障が発生していない場合には、前置充電期間ＴＵにおいて過電流閾値と短絡電流閾値との間の値を採る検出電流が検出され、前置充電期間ＴＶ，ＴＷにおいて短絡電流閾値を越える検出電流が検出されるからである。図５に示されるように、オン期間ＴONが相毎に排他的に設けられる場合も同様である。
【００７６】
例えば非特許文献１に示されるように、このような過電流閾値、短絡電流閾値、及び過電流や短絡電流の発生の有無を判断するために必要な所定時間の最小値（非特許文献１にいうｔoc、ｔsc等：例えばｔoc≒５〜１０μｓ、ｔsc≒１μｓ）は、インテリジェントパワー回路について個々に設定されている。
【００７７】
上記説明から、全てのインバータにおけるローアーム側スイッチング素子に対してではなく、少なくともいずれか一つのインバータにおけるローアーム側スイッチング素子に対してオン期間ＴONを所定時間の最小値以上に設定すれば、全てのインバータにおけるハイアーム側スイッチング素子の短絡故障を検出できる。
【００７８】
但し、ローアーム側スイッチング素子はパルス状にオンするので、特に負荷６がモータなどの誘導性負荷の場合にそのインダクタンスにより、異なるインバータに跨っては電流が流れにくい。よって全てのインバータにおけるローアーム側スイッチング素子に対してそれらのオン期間ＴONを所定時間の最小値以上に設定することが、短絡電流の検出を容易にし、ハイアーム側スイッチング素子の短絡故障の検出を正確にする観点で望ましい。
【符号の説明】
【００７９】
３Ｕ  インバータ制御回路
４Ｕ  インバータ
６  負荷
３０  制御電源回路
３２  ブートコンデンサ
３３  ハイアーム制御回路
３６  ブート抵抗
４１  トランジスタ
４２  絶縁ゲート型トランジスタ
ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ  前置充電期間
ＴON  オン期間
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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